Author: Куприянов А.И.
Tags: военно-инженерное оборудование и работы по инженерному обеспечению пути сообщения противорадиолокационные средства военная топография электротехника общая радиотехника радиотехника
ISBN: 978-5-9502-0501-9
Year: 2013
Text
... каким бы я был теперь
несчастным человеком, если бы
смолоду не приобрел известный
запас знаний и вкус к ним.
Честерфилд. Письма к сыну
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ
БОРЬБА
А. И. КУПРИЯНОВ
А. И. КУПРИЯНОВ
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ БОРЬБА
Москва
«Вузовская книга»
2013
УДК 623.61+621.391
ББК 32.84
К92
Рецензенты:
д-р техн, наук, проф. Н. Ю. Жибуртович} кафедра радиоэлектронной
борьбы Военной академии РВСН им. Петра Великого —
д-р техн, наук, проф. А. А. Хорев} д-р военных наук, проф. В. И. Анненков}
д-р военных наук, проф. В. И. Мухин
Куприянов А. И.
К92 Радиоэлектронная борьба / А. И. Куприянов. — М.: Вузовская
книга, 2013. — 360 с.: ил.
ISBN 978-5-9502-0501-9
Рассматриваются радиоэлектронные системы и средства, функциони-
рующие в условиях информационного противоборства, когда ведется радио-
электронная разведка, организуется радиопротиводействие, применяется
радиомаскировка и защита от специально организованных радиопомех.
Для специалистов в области радиоэлектронной борьбы, а также для
студентов и аспирантов радиотехнических специальностей вузов.
УДК 623.61+621.391
ББК 32.84
© Куприянов А. И., 2010
© ЗАО «Издательское предприятие
ISBN 978-5-9502-0501-9
«Вузовская книга», 2013
ПРЕДИСЛОВИЕ
На протяжении многих лет, от зарождения радиотехники до совсем
недавнего времени, основным фактором и главной движущей силой раз-
вития систем, которые обслуживали информационные потребности чело-
вечества (систем передачи и извлечения информации), было преодоление
помех естественного, природного происхождения. Природа, создающая
естественные помехи, «изощренна, но не злонамеренна». Она довольно
слабо сопротивляется коллективному техническому гению инженеров —
создателей информационных систем. Но в настоящее время это положе-
ние изменилось. Сейчас информационным системам все чаще противо-
стоит изощренный разум человека. Так складывается и проявляется ин-
формационный конфликт, или, точнее, конфликт технических (а, именно,
организационно-технических) систем в информационном пространстве.
Следует отметить, что противоборство радиосистем не всегда носит
антагонистический характер и не всегда целенаправлено на нарушение ра-
боты других, не собственных радиосистем. Мощный пласт помех обязан
своим происхождением нарушениям электромагнитной совместимости
(ЭМС) радиоустройств и радиоэлектронных средств (РЭС) в условиях ис-
пользования ими общего ресурса (частотного, временного, пространствен-
ного). Тем не менее антропогенные и техногенные факторы, влияющие
на эффективность и даже на работоспособность радиосистем и радиоэлект-
ронных средств, в настоящее время приобрели определяющее значение.
Именно эти факторы являются основным объектом рассмотрения в пред-
метной области, именуемой радиоэлектронной борьбой (РЭБ), и именно
они обсуждаются в предлагаемом читателю учебном пособии. По-видимо-
му, борьба — это самая крайняя форма проявления конфликта вообще и
конфликта РЭС в информационном пространстве в частности. Поэтому
конфликтное взаимодействие РЭС чаще называют радиоэлектронной борь-
бой, хотя это название и не самое старое, и не самое новое. Первые книги
о противоборстве информационных систем выносили в название слово-
сочетание «радиоэлектронная война» [41, 42], а в самых последних публи-
кациях говорится об информационных войнах. В предлагаемой читателю
книге рассматриваемые проявления конфликтов между радиоэлектрон-
ными системами и средствами объединены термином «радиоэлектронная
борьба». Причин тому несколько (по меньшей мере — две). Во-первых,
4
Предисловие
радиоэлектронная борьба ведется и в мирное, не военное время. Во-вто-
рых, к моменту написания этой книги термин «информационные войны»
в русскоязычной профессиональной литературе еще не устоялся и может
обозначать разные понятия из очень широкого спектра — от агрессивно-
го воздействия на технические системы передачи и извлечения информа-
ции до действий в сфере политики. Термин РЭБ, хоть он и обозначает
обширную предметную область, довольно конкретен и позволяет дистан-
цироваться от разнообразных не технических аспектов конфликтов в
информационном пространстве.
Книга задумана и написана как учебное пособие по базовому курсу
новой специальности «Радиоэлектронные системы и комплексы» и состоит
из четырех частей. В них рассматриваются методы ведения и основные
характеристики средств радио- и радиотехнической разведки (РРТР), ме-
тоды и схемы построения средств радиоэлектронного противодействия
(РЭП), методы и технические приемы обеспечения радионезаметности
(радиоэлектронной маскировки — РЭМ), а также методы и средства для
обеспечения правильного и максимально эффективного функционирова-
ния РЭС в условиях действия организованных помех, т. е. методы обес-
печения помехозащиты (РЭЗ).
В силу целого ряда известных причин доступной литературы по во-
просам радиоэлектронной борьбы очень мало. Во всяком случае, много
меньше, чем нужно, исходя из современных общественных потребностей.
Среди основных книг по теории и технике РЭБ, изданных в России, необ-
ходимо назвать весьма основательные, признанные и популярные в широ-
ких кругах специалистов по радиосистемам различного назначения работы
С. А. Вакина и Л. Н. Шустова [2], А. И. Палия [3], В. А. Вартанесяна [4],
а также энциклопедически полную книгу под редакцией Ю. М. Перуно-
ва [35]. Специалистам известно основательное справочное издание [6], со-
ставленное Ван-Брантом и изданное в США. На этих книгах воспитаны
уже несколько поколений специалистов в разных областях и отраслях РЭБ.
Но и сейчас эти работы не утратили актуальности. Автор предлагаемого
пособия считает себя последователем авторитетной отечественной шко-
лы РЭБ и подготовил издание, следуя традициям этой школы. Основной
материал книги базируется на открытых отечественных публикациях, но
используются и зарубежные издания. Значительный объем занимают мате-
риалы лекционных курсов, которые автор читал на протяжении примерно
последних 10 лет в Московском авиационном институте (национальном
исследовательском университете) и Московском государственном техниче-
ском университете им. Н. Э. Баумана.
Предисловие
5
Специфика сложной комплексной проблемы РЭБ такова, что далеко
не все ее аспекты могут излагаться с одинаковой степенью подробности в
общедоступной литературе. Разумеется, в настоящее время в силу изме-
нений известных политических, экономических и социальных факторов
многие проблемы, задачи и технические решения с области РЭБ откры-
лись (или, скорее, «приоткрылись»). Многое стало открыто обсуждаться
в расширившихся кругах специалистов и вообще заинтересованных лиц.
Но тем не менее в целом предметная область РЭБ содержит еще очень
много деликатных тем и вопросов, не позволяющих рассматривать их с
одинаковой степенью подробности в книге, адресованной широкому кругу
читателей. Автор надеется, что благосклонный читатель найдет это обсто-
ятельство извинительным и не будет сурово осуждать книгу за неполноту
и непоследовательность.
Автор считает своим приятным долгом поблагодарить уважаемых
рецензентов, а также всех, кто принял участие на этапах подготовки пред-
лагаемой книги и способствовал улучшению качества ее формы и со-
держания.
СПИСОК СОКРАЩЕНИИ
AM — амплитудная модуляция
АРК — авиационные ракетные комплексы
АРУ — автоматическая регулировка усиления
АСД — автоматическое сопровождение по дальности
АСН — автоматическое сопровождение по направлению
АСОД — автоматизированные системы обработки данных
АСС — автоматическое сопровождения по скорости
АФАР — активная фазированная антенная решетка
АФМ — амплитудно-фазовая модуляция
АЧХ — амплитудно-частотная характеристика
БПФ — быстрое преобразование Фурье
ВИМ — время-импульсная модуляция
ГВШ — генератор видеошума
ГЛИН — генератор линейно изменяющегося напряжения
ГЛЦ — генератор ложных целей
ГОН — генератор опорного напряжения
ГСН — головка самонаведения
ДНА — диаграмма направленности антенны
ДОР — диаграмма обратного рассеяния
ДОС — диаграммообразующая схема
ДПЛА — беспилотный дистанционно-управляемый ЛА
ДПФ — дискретное преобразование Фурье
ИКО — индикатор кругового обзора
ИСЗ — искусственный спутник Земли
КИМ — кодово-импульсная модуляция
КРЛ — командная радиолиния
КРУ — командное радиоуправление
ЛА — летательный аппарат
ЛБВ — лампа бегущей волны
ЛЗ — линия задержки
ЛОВ — лампа обратной волны
ЛЧМ — линейная частотная модуляция
МЛАР — многолучевая антенная решетка
МАРУ — медленная АРУ
ОГ — опорный генератор (гетеродин)
ОШП — ответные имитационные помехи
ОИШП — ответные импульсные шумовые помехи
ОНШП — ответные непрерывные шумовые помехи
ПВО — противовоздушная оборона
ПВС — пространственно-временная селекция
ПЗ — помехозащищенность
ПОД — передатчик помех одноразового действия
ПП — постановщик помех
ППРЧ — псевдослучайная перестройка частоты
Список сокращений
7
ПРД — передатчик
ПРЛО — противорадиолокационный отражатель
ПРМ — приемник
ПРО — противоракетная оборона
ПРР — противорадиолокационная ракета
ПЭМИН — побочные электромагнитные излучения и наводки
РГС — радиолокационные головки самонаведения
РЛ — радиолокационная ловушка
РЛР — радиолокационная разведка
РПГ — радиопоглощающее покрытие
РР — радиоразведка
РСА — радиолокационная станция с синтезированной антенной
РСН — равносигнальное направление
РСПИ — радиосистема передачи информации
РТР — радиотехническая разведка
РТРР — радио- и радиотехническая разведка
РЭБ — радиоэлектронная борьба
РЭЗ — радиоэлектронная защита
РЭМ — радиоэлектронная маскировка
РЭП — радиоэлектронное подавление (противодействие)
РЭПр — радиоэлектронное поражение
РЭР — радиоэлектронная разведка
РЭС — радиоэлектронная система (средство)
САП — станция формирования активных помех
СД — синхронный детектор
СДЦ — селекция движущихся целей
СП — станция помех
СУ — система управления
УЗ — управление задержкой
УЗВС — устройства запоминания и воспроизведения сигналов
УПЧ — усилитель промежуточной частоты
УУ — устройство управления
ФАР — фазированная антенная решетка
ФД — фазовый детектор
ФМ — фазовая модуляция
ФКМ — фазокодовая модуляция
ФМШ — фазомодулированная шумовая помеха
ФНЧ — фильтр нижних частот
ФОФ — фильтр — ограничитель — фильтр
ФЧХ — фазочастотная характеристика
ХИП — хаотические импульсные помехи
ЦОС — цифровая обработка сигналов
ЦУЗВС — цифровое устройство запоминания и воспроизведения сигнала
ЧМ — частотная модуляция
ЧПК — череспериодная компенсация
ЧФМ — частотно-фазовая модуляция
ШП — шумовая помеха
ШУ — широкополосный усилитель
ЭМП — электромагнитное поле
ЭПР — эффективная поверхность рассеяния
ВВЕДЕНИЕ
Военный энциклопедический словарь [1] определяет радиоэлектрон-
ную борьбу как совокупность взаимосвязанных по цели, задачам, месту и
времени мероприятий, действий, направленных на выявление радиоэлек-
тронных средств и систем противника, их подавление, а также по радио-
электронной защите своих радиоэлектронных систем и средств от средств
РЭП. Емкое синтетическое понятие РЭБ включает и радиоэлектронную
разведку (РЭР) — именно она выявляет РЭС противника и добывает о нем
сведения, нужные для РЭП, а также радиоэлектронную маскировку (РЭМ),
противостоящую радиоэлектронной разведке противника.
Диалектическое единство и конфликтное взаимодействие таких про-
тивоположностей, как РЭР и РЭМ, РЭП и РЭЗ, в основном определяет
динамику бурного развития средств и методов радиоэлектронной борьбы.
Не будет большим преувеличением и утверждение того, что единство и
борьба этих противоположностей во многом определяет характер совре-
менного этапа развития радиоэлектроники.
Проблема РЭБ характеризуется широтой, глубиной и многообразием.
В конфликтное взаимодействие вовлечены информационные системы всех
известных классов: передачи и извлечения информации, радиоуправления
и разрушения информации. Эти системы работают во всех освоенных к
настоящему времени диапазонах волн — от сверхдлинных радиоволн и
инфранизкочастотных колебаний земной коры до волн ультрафиолетово-
го излучения — и используют все известные в технических приложениях
физические поля (электромагнитные, акустические, сейсмические и др.).
Проблема РЭБ очень четко стратифицирована. Она предусматривает
разделение на уровни и объединение множества уровней описания. На этих
уровнях располагаются описания физических и технических принципов
построения и функционирования средств, участвующих в конфликте;
описания и модели системных принципов их проектирования и органи-
зации взаимодействия; принципы тактики и оперативного искусства при-
менения средств и методов РЭБ в мирное время и на разных этапах раз-
вития вооруженных конфликтов.
Введение
9
Многообразные проявления конфликта информационных систем и
систем разрушения информации объединяют как довольно простые взаи-
модействия типа создания помех и обеспечения помехозащиты, так и
изощренные методы дезинформации и способы обеспечения достоверно-
сти, надежности и аутентичности (подлинности) сообщений.
Стремление в одной книге изложить все аспекты проблемы РЭБ во
всей их широте, глубине и многообразии было бы очень похоже на негод-
ную попытку объять необъятное. Чтобы избежать этого, автор книги хо-
тел бы сосредоточить внимание (свое и читателя) только на задачах РЭБ
в радиодиапазоне электромагнитных волн. В этой области радио- и радио-
техническая разведка конфликтует с радиомаскировкой, а радиосистемы
передачи и извлечения информации вынуждены работать в условиях ра-
диопротиводействия. Поэтому в дальнейшем при обсуждении проблем РЭБ
имеются в виду именно радиотехнические системы и средства, а не сред-
ства, использующие другие физические поля (не электромагнитные), равно
как и излучения других, не радиочастотных, диапазонов электромагнит-
ных волн. В ограниченных таким образом рамках иерархически органи-
зованную проблему РЭБ можно условно представить графом (деревом),
как на рис. 0.1.
Рис. 0.1. Структура проблемы РЭБ
Разумеется, возможны и другие способы структурирования проблемы
РЭБ. Но приведенная на рис. 0.1 структура в наибольшей степени отвечает
вкусу автора и наилучшим образом соответствует организации материала
дальнейших разделов книги.
Основное внимание в книге уделяется принципам построения систем
и средств радиоэлектронной борьбы, техническим решениям при проекти-
ровании таких средств и, разумеется, обсуждению основных показателей
10
Введение
качества средств, создаваемых для ведения РЭБ. При этом сведения о сред-
ствах технических разведок в радиодиапазоне содержатся в первой части
пособия. Материалы о принципах формирования и применения активных
помех радиоэлектронным системам и средствам составляют содержание
второй части. В третьей части обсуждается проблема обеспечения радио-
незаметности (радиоэлектронная маскировка — РЭМ). А в четвертой —
радиоэлектронной защиты от помех (РЭЗ), применяемых для радиоэлек-
тронного противодействия (РЭП). Иначе говоря, материал пособия струк-
турирован в полном соответствии с рис. 0.1.
Известно, что ни научные, ни учебные книги никогда не читаются под-
ряд от начала до конца. Более того, их листают вперед и назад с примерно
одинаковой скоростью. Имея в виду это обстоятельство, автор не стремился
упорядочить материал так, чтобы все возникающие по ходу изложения во-
просы тут же и разрешались. Вместо этого в книге используются перекре-
стные ссылки на разные разделы и подразделы.
ЧАСТЬ 1
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ
РАЗВЕДКА
ГЛАВА 1
РАДИО- И РАДИОТЕХНИЧЕСКАЯ РАЗВЕДКА
Общепринято, что радиоразведка (РР) добывает сведения о против-
нике путем поиска, обнаружения, пеленгования излучений его радио-
средств и перехвата сообщений, циркулирующих в радиоканалах и се-
тях [1]. Радиотехническая разведка (РТР) добывает сведения о параметрах
(пространственно-временных) сигналов РЭС противника и на основании
анализа этих сигналов определяет тип и назначение РЭС [1]. Как видно,
между задачами, решаемыми радио- и радиотехнической разведкой (РРТР),
больше сходства, чем различия. Поэтому нет резонов порознь рассматри-
вать физические и технические принципы функционирования этих видов
технических разведок. Деление радиоэлектронных разведок в радиодиа-
пазоне на радио- и радиотехническую не является единственно возмож-
ным. По другим системам классификации различают стратегическую,
тактическую РРТР и РТР непосредственной поддержки РЭБ. Подробное
обсуждение этих и других классификационных признаков систем и средств
РРТР можно найти в работах [4, 6], а также в других источниках, специ-
ально посвященных не созданию, а использованию технических средств
разведки. В очень общем, но не требующем специальных комментариев
виде, классификацию средств и методов РРТР можно иллюстрировать
графом, представленном рис. 1.1.
Радиоэлектронная По назначению Обнаружение, определение параметров излучения Перехват сообщений I Обнаружение, определение I параметров излучения
разведка в радиодиапазоне По месту базирования РР
РТР
Наземная
По оперативности морская Воздушная Космическая Стратегическая 1 Тактическая поддержка РЭП Системы и сети связи и передачи данных РЛС разных типов и назначения Системы АСУ
По источникам информации
Рис. 1.1. Классификационные признаки методов и средств РРТР
1.1. Состав аппаратуры средств РРТР
13
К техническим проблемам, возникающим при создании и использо-
вании средств разведки, вплотную примыкают проблемы проектирования
и эксплуатации радиоэлектронных средств и систем экологического мо-
ниторинга и исследования природных ресурсов Земли, средств контроля
за выполнением международных договоров [7].
1.1. Состав аппаратуры средств РРТР
При всем многообразии методов и средств РРТР можно, следуя [2],
привести следующую типичную схему станции РРТР (рис. 1.2).
Съем данных
Рис. 1.2. Блок-схема станции РРТР
Антенно-фидерное устройство станции РРТР должно быть широко-
полосным, чтобы работать во всем разведываемом диапазоне частот, а
также обеспечивать пеленгование разведываемого источника излучения
с необходимой точностью. Кроме того, антенны станции РРТР разведки
должны иметь минимальные боковые лепестки диаграмм направленности,
чтобы исключить ложное определение направления на пеленгуемый ис-
точник. Удовлетворить всем требованиям с помощью одной антенны про-
сто невозможно, поэтому обычно применяют несколько антенн, перекры-
вающих весь разведываемый частотный диапазон.
Приемные устройства станций РРТР характеризуются: разведываемым
диапазоном частот 5/; временем перестройки Т9 которое характеризует
оперативность разведки в диапазоне 5/; чувствительностью; разрешающей
способностью А/; способом поиска сигнала объекта разведки по несущей
частоте и вероятностью его обнаружения.
Наиболее важной технической характеристикой разведывательного
приемника является полный диапазон частот, в котором осуществляется
14
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка
поиск и обнаружение разведываемых сигналов. Желательно, чтобы один
разведывательный приемник перекрывал по возможности более широкий
диапазон частот.
Многообразие задач, решаемых при помощи средств РРТР, опреде-
ляет многообразие типов используемых приемных устройств. Так, неко-
торые системы непосредственной поддержки РЭП работают в таких ус-
ловиях, когда от РРТР требуется только обнаружение работающих РЭС
противника (например, для оповещения экипажа самолета о радиолока-
ционном облучении). При этом могут использоваться одноканальные
широкополосные приемники. Полоса пропускания таких приемников
перекрывает весь частотный диапазон, в котором могут работать РЭС
объектов разведки. Для более детальной разведки применяют устройства
с узкополосными приемными каналами — сканирующие и многоканаль-
ные приемники.
Рис. 1.3. Сканирующим приемник РРТР
Такие приемники (рис. 1.3) настраиваются по программе на все час-
тоты в диапазоне разведки. Чаще всего программа перестройки сводится
к последовательному просмотру всех частот разведываемого диапазона 5/
(панорамный последовательный частотный анализ). Но возможны и дру-
гие алгоритмы работы. Например, перестройка с пропуском участков
диапазона, в которых работают неинформативные для разведки РЭС.
Портативные сканирующие приемники способны вести разведку в поло-
се частот от 8/е (100 кГц...2 ГГц). Для приемников РТР этот диапазон
шире, так как он перекрывает все возможные рабочие частоты РЭС, т. е.
простирается до 30 ГГц и выше, в диапазон миллиметровых волн.
Разрешающая способность приемника А/определяется полосой про-
пускания УПЧ и может изменяться в зависимости от сигнальной обста-
новки в разведываемом диапазоне, требуемой точности измерения часто-
1.1. Состав аппаратуры средств РРТР
15
ты, от ширины спектра разведываемого сигнала, которая, в свою очередь,
определяется видом и индексом модуляции, от времени анализа Т. Связь
6/ А/и Т иллюстрируется диаграммой (рис. 1.4), где принято, что скани-
рование разведываемого диапазона происходит по линейному закону.
Рис. 1.4. Связь 5/, А/и Т при последовательном анализе
Сигналы на рис. 1.4 представляются своими диаграммами неопреде-
ленности (ДН) [7]. ДН — это проекции функции неопределенности сиг-
нала на частотно-временную плоскость. Протяженность ДН вдоль оси
абсцисс равна длительности импульса сигнала, а вдоль оси ординат —
ширине его спектра. У непрерывного сигнала продолжительность боль-
ше приведенной на рис. 1.4 длины отрезка оси абсцисс. Непрерывный
сигнал, как видно, наблюдается приемником в течение всего времени Гн
Импульсный сигнал может быть пропущен приемником, если период
повторения импульсов больше Гн. Это случай быстрой перестройки час-
тоты. Разумеется, скорость частотного анализа выбирается по сравнению
с периодом (и длительностью) сигнала.
Для панорамных приемников с быстрой перестройкой частоты сущест-
вует взаимосвязь между полосой пропускания резонансной системы и ско-
ростью перестройки. Увеличение скорости перестройки ведет к ухудшению
разрешающей способности и снижению чувствительности. Действитель-
но, полоса пропускания А/и длительность т отклика приемника на сиг-
нал связаны примерным соотношением А/~ (т)"1. При скорости перестрой-
ки частоты df/dt длительность отклика приемника будет примерно равна
44G
16
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка
Следовательно,
(1.1)
а время анализа, т. е. перестройки по диапазону шириной 8f,
df
Ud a/2
(1.2)
Таким образом, каждой скорости перестройки соответствует своя
оптимальная полоса (разрешающая способность по частоте) А/ Сокращая
время поиска, можно проиграть в разрешающей способности и, наобо-
рот, увеличивая разрешающую способность (уменьшается А/), одновре-
менно нужно увеличивать время разведки.
Если скорость перестройки такова, что 7Н < ти, мощность импульса на
выходе приемника будет меньше мощности сигнала, длительность которого
согласована с временем наблюдения, т. е. приемник потеряет чувствитель-
ность. Потеря может оцениваться в соответствии с соотношением [2]
г / о\П-4
# 1
dt &f2
а~ 1 + 0,2
(1.3)
где а, дБ — коэффициент потери чувствительности по сравнению с при-
емником, не перестраиваемым по частоте (имеющим нулевую скорость
перестройки).
Используемые для РРТР сканирующие панорамные приемники пере-
страиваются со скоростью 20...30 частотных каналов в секунду при поло-
се каждого канала А/в пределах от 50...500 Гц до 50... 1000 кГц.
Противоречие между скоростью перестройки по частоте, которую для
повышения оперативности разведки нужно выбирать как можно большей,
и разрешающей способностью А/устраняется в многоканальном прием-
нике РРТР (рис. 1.5).
Рис. 1.5. Многоканальный приемник РРТР
1.1. Состав аппаратуры средств РРТР
17
Параллельные узкополосные фильтры (УПЧ) на выходе смесителя
перекрывают своими полосами пропускания весь частотный диапазон, как
на рис. 1.6.
Рис. 1.6. Настройки УПЧ в многоканальном приемнике РРТР
При такой схеме построения приемник позволяет раздельно наблю-
дать (разрешать по частоте) сигналы РЭС, если только разнос рабочих
частот этих РЭС не меньше А/ В разведываемом диапазоне шириной 6/
нужно разместить
-^- + 1
А/
(1.4)
параллельных фильтров.
Время разведки не может быть меньше времени установления переход-
ных процессов в каждом фильтре. Для TV-канального приемника (рис. 1.5)
это время составит
А/
(1.5)
Сравнивая (1.5) с (1.2), можно установить, что при одинаковой разре-
шающей способности А/ время анализа многоканальным приемником
оказывается примерно в ТУраз меньше времени обзора полосы 6/ скани-
рующим одноканальным приемником. Платой за увеличение оператив-
ности является пропорциональное (тоже в Npa3) усложнение аппаратуры.
Возможны и применяются схемы, соединяющие преимущества ска-
нирующих и многоканальных приемников. Это матричные приемники [2].
Блок-схема матричного приемника изображена на рис. 1.7.
Матричный приемник содержит набор элементарных ячеек, состоя-
щих из фильтров Фу, индикаторов Иу, гетеродинов Гу- и смесителей. Ячей-
ки располагаются по т строкам ze 1 \т и п столбцам /е 1 \п. Фильтры пер-
вого столбца разбивают разведываемый диапазон частот 6/ на т равных
полос
А/пр1 Ж (1.6)
т
18
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка
Рис. 1.7. Матричный приемник РРТР
Все сигналы с выходов этих фильтров гетеродинируются на одну и ту
же промежуточную частоту Таким образом входной диапазон шири-
ной 8/ сворачивается в т раз более узкую полосу Д/npl- Второй столбец
трансформирует процесс из полосы Д/npl в полосу Д/пр2:
Д/пр2=^!Е1- = -^-) (1-7)
т т
И так далее. В последнем л-м столбце сигнал наблюдается в полосе
фильтра Д4рИ:
Д/пр«= „• (1-8)
т
При таком построении приемник обеспечивает разрешение по частоте
А/. 8/
Л/= — при использовании тп фильтров, тогда как чисто многоканаль-
тп
ный приемник для такого же разрешения потребовал бы тп > тп фильтров.
Для обнаружения сигнала и указания его частоты служат индикато-
ры И,у. Срабатывание индикатора означает обнаружение сигнала на час-
тоте соответствующего фильтра Фу, в его полосе.
Совершенствование элементной базы радиоэлектронной аппаратуры, а
также методов и алгоритмов обработки сигнала позволяет в настоящее вре-
мя решить многие задачи РРТР при помощи цифровых приемников [8].
1.1. Состав аппаратуры средств РРТР
19
В цифровых приемниках сигналы в широкой полосе (в предельном
случае — во всей полосе разведки 5/) с выхода УПЧ преобразуются в циф-
ровую форму и дальше обрабатываются (фильтруются, обнаруживаются,
демодулируются) с использованием алгоритмов, реализуемых специаль-
ными цифровыми сигнальными процессорами. Преимущества цифровых
методов обработки общеизвестны. Это высокая точность и стабильность
характеристик аппаратуры, возможность запоминания, хранения и воспро-
изведение сигнала, что очень важно для систем непосредственной РТР
поддержки РЭП [43]. Недостатки цифровых методов (зависимость шири-
ны частотного диапазона разведки от быстродействия цифровых схем, до-
полнительные погрешности, обусловленные шумами вычислений, аналого-
цифровыми и цифроаналоговыми преобразованиями) с лихвой компен-
сируются преимуществами цифровых приемников.
Аналого-цифровое преобразование, необходимое при переходе к циф-
ровой обработке, предусматривает дискретизацию сигнала по времени и
квантование по уровню. Подвергающийся преобразованию входной сиг-
нал — это аддитивная смесь сигналов разведываемых РЭС, сигналов
неинформативных для разведки излучений и помех — прежде всего соб-
ственных тепловых шумов приемника n(t\ Используя известное пред-
ставление процесса s^b виде огибающей и фазы или через две квадра-
турные компоненты [11], можно получить
s(t) = S (z) COs[cD0Z - (p(z)] = X(z)cosco0Z + Y(z)sinco0Z, (1.9)
где S(t) и (p(^) — соответственно огибающая и фаза процесса s(t}, а
X(t) = s(t)cosQT и y(7) = s(z)sinco0r
— квадратурные компоненты, связанные с огибающей и фазой соотно-
шениями
S(t) = Jxi (/) + К2 (/); <p(/)=arctg
ж
Ж
(1-10)
Из (1.9) и (1.10) следует, что процесс на выходе линейной части разве-
дывательного приемника однозначно определяется парами процессов: оги-
бающей и фазой {5(f) и <р(Т)}или квадратурными компонентами {X(z)
и K(z)}. Поэтому для такого преобразования процесса в цифровую
форму, которое сохраняет всю информацию о нем, достаточно сформи-
ровать цифровые выборки двух процессов: либо огибающей и фазы, либо
квадратурных компонент.
Цифровая обработка сигнала позволяет для реализации многоканаль-
ного приемника применить процедуру вычисления дискретного преобра-
20
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка (РРТР)
зования Фурье. Действительно, для вычисления преобразования Фурье
Г Т т
сигнала наблюдаемого на интервале времени Т е: :
2
2
нужно диапазон частот 2л5/е lwmnv wmaxl разбить на N интервалов шири-
ной 2лЛ f = —°^1П , таких, что А/и в точках cort = nknf ле 1:7V
TV 1
вычислить
5(/)ехр{-усол/}Л
5((ой)
(1.12)
где 5(сол)— значение спектральной плотности амплитуд сигнала 5(со)на
частотах <оя.
Если сигнал представляет собой синусоиду с амплитудой ас и часто-
той COG [tOmini COmaJ, ИЗ (1.11) МОЖНО НаЙТИ
*• Н1Н1? ШЛА-1 \ z
)
2яс . (
------—— sin -----------—
I 2 ,
(1.13)
То есть величина 5(сол) равна ас при cov= сол и убывает с увеличением
модуля расстройки Q = |со - сол| как
Зависимость
sin
75Г(со-со„) = —
. (со-соЛ)Г
1 _?_____11 '
(co-cojr
2
(1.14)
можно считать эквивалентом частотной характеристики некоторого фильт-
ра, настроенного на частоту сол. Поэтому процедура вычисления пре-
образования Фурье в N дискретных по частоте точках эквивалентна пре-
1.2. Измерение и запоминание частоты сигнала средствами РРТР
21
образованию сигнала в N параллельных фильтрах. Кстати, считая поло-
сой пропускания каждого фильтра частотный интервал между ближайшими
точками обращения в нуль величины ДП), из (1.13) можно определить
2л
до = у. (1.15)
Самая распространенная процедура вычисления (1.13) — алгоритм
быстрого преобразования Фурье (БПФ).
Анализатор параметров принимаемого сигнала служит для обнаруже-
ния и опознавания образа разведываемого радиоэлектронного средства.
Анализатор также демодулирует сигнал, определяет вид и индекс модуля-
ции, характеристики модулирующей функции. Естественно, что исходная
информация для опознавания сигнала содержится в значениях его пара-
метров.
Анализаторы характеризуются количеством учитываемых при обработ-
ке параметров сигнала и количеством обрабатываемых сигналов за еди-
ницу времени (пропускной способностью).
Измеритель служит для оценивания параметров разведываемых сигна-
лов. При этом различают временные, пространственные, поляризацион-
ные, спектральные и энергетические параметры принимаемых сигналов.
Временные параметры — это частоты и длительности сигналов и их эле-
ментов, временные интервалы между сигнальными импульсами; пара-
метры модулирующей функции. К спектральным параметрам сигналов
относятся высокочастотный спектр и спектр огибающей сигнала. Энергети-
ческие характеристики принимаемого сигнала — это мощность и спект-
ральная плотность. Пространственные параметры сигнала — координаты
точки излучения (координаты объекта разведки) и характеристики нап-
равленности излучения его антенн. Поляризационные параметры харак-
теризуют ориентацию вектора электрического поля излучения объекта
разведки.
На основе оценок первичных параметров, определяемых при помо-
щи измерителей и индикаторов, в дальнейшем находятся более сложные,
обобщенные характеристики. Такими характеристиками могут быть: тип
и назначение РЭС, тип и образец объекта, использующего РЭС, и т. п.
1.2. Измерение и запоминание частоты сигнала средствами РРТР
Измерение и запоминание несущей частоты разведываемого радио-
электронного устройства являются одной из наиболее важных функций
станции РРТР. Специфичность методов определения и запоминания
22 Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка (РРТР)
несущей частоты средствами радио- и радиотехнической разведки обус-
ловлена, с одной стороны, ограниченностью времени разведки и, с дру-
гой стороны, широким диапазоном частот, в котором ведется разведка.
Условно способы определения частоты можно разделить на фильтро-
вые, дискриминаторные, корреляционные (интерференционные) и циф-
ровые [2, 43].
Определение частоты при помощи фильтров сводится к поиску и ука-
занию фильтра, настроенного на сигнал (точнее, того фильтра, в полосе
которого обнаруживается сигнал). В панорамных приемниках с последо-
вательным анализом разведываемого диапазона на все частоты в разведы-
ваемом диапазоне последовательно настраивается один и тот же фильтр.
Поэтому определение частоты сводится к определению момента времени,
в который частота настройки этого фильтра совпадает с частотой сигнала.
В многоканальных приемниках с параллельным спектральным анализом
разведываемого диапазона для определения частоты сигнала достаточно
указать номер фильтра, в полосе которого обнаружен сигнал. То же спра-
ведливо и для указанных выше схем модификаций способов многоканаль-
ного приема: для матричного приемника и приемника с цифровым спект-
ральным анализом.
Во всех случаях измерения при помощи фильтра максимальная ошибка
определения частоты Зутах не превосходит половины ширины полосы
пропускания фильтра, т. е. половину интервала разрешения А/:
8г<А^. (1.16)
f 2
Если нужно сохранить постоянной относительную ошибку измерения
8/
частоты — = const в большом диапазоне разведки, нужно применять
fc
фильтры с переменной полосой пропускания, т. е. фильтры с одинако-
вой для всех частот добротностью, чего технически достичь очень трудно.
Частотные дискриминаторы преобразуют отклонения частоты сигна-
ла от некоторого известного значения в напряжение, пропорциональное
величине и знаку этого отклонения. Работа устройства дискриминатор-
ного измерения частоты иллюстрируется структурной схемой (рис. 1.8, а).
В соответствии с этой схемой принятый сигнал усиливается в широко-
полосном усилителе и подается на пару фильтров Ф1 и Ф2, несколько рас-
строенных от частоты fcp. Амплитудные детекторы с низкочастотными
фильтрами выделяют огибающие выходных колебаний Ф1 и Ф2. Разность
значений огибающих сигналов на выходах фильтров £/вых зависит от час-
тоты, как показано на графике рис. 1.8, б. Таким образом, дискриминатор
1.2. Измерение и запоминание частоты сигнала средствами РРТР
23
Рис. 1.8. Частотный дискриминатор РРТР
преобразует частоту входного наблюдаемого сигнала в напряжение на вы-
ходе. Это напряжение подается на индикатор приемника РРТР.
Приемники с частотными дискриминаторами способны определять
частоту разведываемого сигнала в широком диапазоне и с относительно
высокой точностью (~1 %) [2].
Корреляционные измерители несущей частоты строятся по схеме
рис. 1.9.
Рис. 1.9. Корреляционный измеритель частоты
Сигнал с выхода широкополосного усилителя подается на перемно-
житель вместе со своей копией, задержанной в линии задержки (ЛЗ).
Усредненное фильтром нижних частот напряжение с выхода перемножи-
теля пропорционально значению автокорреляционной функции входно-
го процесса для аргумента т = т3.
Задержка входного разведываемого сигнала на т3 эквивалентна сдви-
гу его фазы на ср = сот3. Перемножение прямого и задержанного сигнала
дает (с точностью до быстропеременной составляющей, усредняемой филь-
тром нижних частот) на выходе коррелятора
«вых =к—coscot3,
(1.17)
где к — безразмерный коэффициент пропорциональности; ас — ампли-
туда входного сигнала.
24
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка (РРТР)
Как следует из (1.17), выходное напряжение коррелятора зависит от
частоты сигнала со, а также от его мощности а2/!. Зависимость от частоты
используется измерителем, а зависимость от мощности компенсируется
сигналом с выхода квадратичного детектора.
Как и интерференционный, измеритель корреляционный обеспечи-
вает однозначные измерения только в пределах одной октавы, т. е. диапа-
зона, для которого отношение верхней и нижней частот равно 2.
Цифровые способы измерения частоты обеспечивают высокую точ-
ность и хорошо сопрягаются с вычислительными устройствами последу-
ющей обработки сигнала. Для измерения частоты применяют схемы, ре-
ализующие различные модификации двух основных методов. Это методы
цифрового частотомера и цифрового периодомера. Работа цифрового
частотомера иллюстрируется схемой рис. 1.10.
Рис. 1.10. Цифровой частотомер
Входной формирователь создает узкие импульсы в моменты перехода
сигналом через нулевой уровень снизу вверх (с положительной произ-
водной). Эти импульсы через схему совпадений, открываемую стробом на
время измерения Тизм, попадают на счетчик. Результаты подсчета числа
импульсов за время Тизм выводятся в качестве оценки частоты
N
F* = —, (1.18)
“*ИЗМ
где N — число в счетчике.
Ошибка дискрета измерений по методу частотомера соответствует
ошибке в один счетный импульс, т. е. один период входного сигнала за
время измерения:
(1.19)
^ИЗМ
Для уменьшения ошибки дискрета цифрового измерения частоты ис-
пользуют метод периодомера. Основная схема измерения по этому мето-
ду представлена на рис. 1.11.
1.2. Измерение и запоминание частоты сигнала средствами РРТР
25
Рис. 1.11. Цифровой периодомер
Периодомер подсчитывает число импульсов частоты fC4 » fc за время
У'
Тсч = пТс =—, т. е. N = /СЧТСЧ = а частота сигнала может быть
Ус Ус
оценена как
(1.20)
Ошибка дискрета в один счетный импульс \N~ 1 (один период коле-
баний частоты fC4) соответствует ошибке в оценивании частоты:
что в раз меньше, чем у цифрового частотомера, а измерение тем точ-
fc
нее, чем больше fC4 по сравнению с fc.
Аналогичные схемы применяются средствами РТР для определения
параметров импульсных сигналов РЛС и систем передачи информации:
длительностей импульсов и периодов (или частот) их повторения.
Результаты измерения частоты нужно запоминать. В зависимости от
задач, решаемых средством РРТР, различают способы кратковременного
и долговременного запоминания частоты [43].
Кратковременное запоминание позволяет сохранять значение часто-
ты обнаруженного сигнала на время, необходимое для настройки пере-
датчика помех, т. е. используется средствами разведки оперативной под-
держки РЭП. Одна из самых распространенных схем кратковременного
запоминания частоты — управляемый рециркулятор (рис. 1.12).
26
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка
Рис. 1.12. Рециркулятор для запоминания частоты
Из сигнала с выхода приемника ключом & вырезается прямоугольный
импульс длительностью т3. Этот импульс усиливается и подается на вы-
ходной ключ и на линию задержки. Задержанный на т3 импульс снова
подается на вход усилителя. Этот импульс начинается в момент оконча-
ния предыдущего импульса. До тех пор, пока открыт выходной ключ, на
выходе будет существовать последовательность вплотную примыкающих
друг к другу радиоимпульсов частоты сигнала. Основным условием под-
держания незатухающих колебаний на выходе является баланс амплитуд:
коэффициент усиления по петле рециркуляции, содержащей усилитель,
линию задержки, сумматор и ответвитель сигнала в цепь обратной связи,
должен быть не меньше единицы. При очевидной простоте построения
схема запоминания с рециркулятором имеет существенный недостаток:
выходной сигнал не сохраняет когерентность входному, поскольку в мо-
менты коммутации происходят разрывы фазы.
Другой способ запоминания частоты предусматривает синхронизацию
подстраиваемого генератора (рис. 1.13).
Рис. 1.13. Запоминание частоты синхронизируемым генератором
Сигнал с выхода приемника стробируется ключом & и подается на
импульсно-фазовый детектор (ИФД), формирующий за время т3 напряже-
ние, пропорциональное разности фаз, и запоминающий это напряжение
после окончания строба. Напряжение подается на управляющий элемент
(УЭ) и перестраивает по частоте генератор (ПГ). Выходное колебание гене-
ратора подстраивается под частоту и фазу входного сигнала. После окон-
чания входного сигнала параметры выходного колебания сохраняются на
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
27
теоретически сколь угодно длительное время. Но практически оно огра-
ничивается стабильностью параметров перестраиваемого генератора и па-
мятью ИФД.
При использовании многоканальных приемников, в том числе и при-
емников с цифровым анализом спектра разведываемого сигнала, запоми-
нание частоты сводится к запоминанию номера фильтра, в котором об-
наруживается сигнал. Точно так же запоминание результата цифрового
измерения частоты — это запоминание числа, формируемого счетчиком.
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
Пеленгаторы служат для определения пространственных координат
объектов разведки. Все пеленгаторы (радиотехнические измерители угло-
вых координат объектов, излучающих или отражающих радиоволны) и
радиосистемы углового сопровождения отождествляют направление при-
хода сигнала с направлением нормали к фронту волны, созданной источ-
ником излучения. Различие методов пеленгования и типов пеленгаторов
сводится к техническим особенностям определения ориентации этой нор-
мали. К пеленгаторам предъявляются высокие требования по быстродей-
ствию (возможность измерения пеленга по максимально короткой реали-
зации сигнала, в пределе — по одному импульсу), по точности пеленгации,
по разрешающей способности.
Исторически самым первым был амплитудный способ радиопеленга-
ции [40]. Амплитудный способ, как следует из самого названия, основан
на анализе амплитудного распределения поля, создаваемого пеленгуемым
сигналом, на раскрыве приемной антенны: уровень сигнала максимален
в том случае, когда раскрыв антенны
параллелен фронту падающей волны.
Известны три разновидности амплитуд-
ного способа: пеленгование по максиму-
му, по минимуму и пеленгование на ос-
нове сравнения.
Способ максимума в принципе мо-
жет применяться средствами РРТР, ра-
ботающими с остронаправленными ан-
теннами. Диаграмма направленности
(ДНА) F((p,e) такой антенны показана
на рис. 1.14, где <ра — угол ориентации
максимума ДНА; <ри — угол между за-
данным направлением и направлением
Рис. 1.14. Пеленгация
по максимуму
28
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка
на источник излучения (истинный пеленг источника); ср — угол между на-
правлением максимума ДНА и направлением на источник излучения (из-
меренный пеленг).
При пеленговании пространственное положение ДНА изменяется и
направление максимума совмещается с направлением на источник излуче-
ния. По угловому положению ДНА отсчитывается пеленг. При использо-
вании метода максимума ДНА обеспечивается большая дальность пелен-
гации, поскольку средство РРТР работает с большим уровнем сигнала. Но
точность пеленгации невысока, поскольку она определяется крутизной
ДНА в окрестности максимума и составляет, как считается, несколько про-
центов от ширины ДНА по уровню половинной мощности.
Способ минимума применяется, когда можно сформировать ДНА с
ярко выраженным минимумом приема (рис. 1.15). Для пеленгования ДНА
поворачивается до положения, при котором уровень сигнала на выходе
приемника имеет минимальное значение.
Пеленгация по способу минимума обеспечивает более высокую точ-
ность измерения, поскольку в окрестности минимума ДНА имеет большую
ЭГ(в) ы
крутизну зависимости ---Но дальность действия пеленгаторов по
ЭО
минимуму меньше, чем пеленгаторов по способу максимума: уровень при-
нимаемого ими сигнала ниже.
Как уже говорилось, угловые координаты определяются при ориента-
ции ДНА пеленгатора на объект разведки. Чаще всего (но не всегда) угло-
вое положение ДНА изменяется за счет механического поворота антенной
системы. Структурная схема амплитудного радиопеленгатора, работавше-
Рис. 1.15. Пеленгация
по минимуму
го по способу максимума или минимума,
представлена на рис. 1.16 [2].
Сущность амплитудного метода пе-
ленгования по способу сравнения иллю-
стрируется рис. 1.17, с. 30.
ДНА такого пеленгатора имеет два
одинаковых главных лепестка, соответ-
ственно /]((р)и F2 (ф), максимумы кото-
рых развернуты в пространстве на углы
± ф0 относительно некоторого среднего
направления. При ф = 0 7^(0) = /^ (0) и в
этом смысле направление ф = 0 называ-
ется равносигнальным (РСН). Амплиту-
ды сигналов, принимаемых лепестками
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
29
Рис. 1.16. Следящий пеленгатор РРТР
ДНА такой антенны с некоторого направления ср составят, соответственно
значениям ДНА, Ех = KXEFX (<р) и Е2 = K2EF2((f>). По физическому смыс-
лу Кх и К2 — это коэффициенты усиления принимаемого сигнала, име-
ющего амплитуду Е. Представив функции (<р) и F2 (<р) в окрестности
Ф = 0 их степенными рядами и удерживая два члена разложения, можно
получить
EX=KXEFX^) = KXE fj(O)
£2=£2£F2(<p) = £2£ F2(0)
+^1<р
J(p
(1.22)
Но по условию (0) = F2 (О), а производные ДНА в окрестности РСН
равны по абсолютной величине и имеют разный знак:
Поэтому, решая (1.22) как систему уравнений относительно пеленга ф,
можно установить, что
£(£1+£2)F'(0) '
(1.23)
если удается выдержать равенство коэффициентов усиления Кх = К2 = К,
то оказывается, что угол пеленга
= £,-£2 1 = Ш)-Г2(<р)
Ф £ 2£F'(0) 2XF'(0) U ’
линейно связан с разностью уровней сигнала, принимаемых антенна-
ми. Измеряя эту разность, можно определять пеленг. Разумеется, соотно-
шение (1.24), устанавливающее линейную связь <р = (р(£1 -Е2)9 справед-
30
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка
Рис. 1.17. ДНА при
равносигнальной пеленгации
мф(Е1-Е2)
Рис. 1.18. Дискриминационная
характеристика амплитудного
пеленгатора
либо только в некоторой небольшой ок-
рестности точки ф = 0. Интервал значе-
ний ф, в пределах которого имеет место
линейная связь разности амплитуд Е{-
Е2 с пеленгом, может составлять вели-
чину порядка ф0. Примерный вид этой
зависимости — дискриминационной ха-
рактеристики амплитудного пеленгато-
ра — представлен на рис. 1.18.
Технически амплитудный пеленга-
тор, реализующий метод равносигналь-
ного направления (РСН) для измерения
угловой координаты в одной плоскости,
может использовать одну антенну, мак-
симум ДНА которой изменяет свое про-
странственное положение (сканирует) в
пределах ±фск около РСН, или две антен-
ны, с ДНА, развернутыми на ±ф отно-
сительно того же равносигнального на-
правления.
Пеленгатор со сканирующей антен-
ной осуществляет последовательное сра-
внение амплитуд сигналов, принятых при
разных ориентациях ДНА. Для опреде-
ления угловых координат источника из-
лучения в двух направлениях антенна пеленгатора должна сканировать эво-
люции в двух плоскостях. Легче всего эволюции осуществить за счет
вращения ДНА вокруг равносигнального направления. Такого вращения,
при котором ось ДНА описывает коническую поверхность (см. рис. 1.19).
/Амплитуда принятого сканирующей антенной сигнала Е (?) будет
меняться во времени:
/r(/) = E0[l + &ecos(QCK/-v)] = E0[l + &excosQCK/ + &E>,sinQCK/ , (1.25)
где Ео — средняя амплитуда за период сканирования; к — крутизна ди-
скриминационной характеристики пеленгатора, равная в соответствии
с (1.24):
(1.26)
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
31
е — угловое рассогласование направления прихода падающей на антен-
ну волны и РСН; Пск — угловая скорость вращения ДНА при коническом
сканировании; у — фаза огибающей принятого модулированного по ам-
плитуде сигнала; ех и гу — ортогональные проекции составляющие угловой
ошибки £.
Как следует из (1.25), амплитуды двух ортогональных составляющих
огибающей принятого сканирующей антенной сигнала
Ех (0 = k£xE0 COSQckC
. ч (1-27)
Еу (t) = кгуЕ$ sinQCKZ
содержат информацию об угловых рассогласованиях направления на
излучающий объект и РСН. Выделяя эти амплитуды фазовыми детекто-
рами, можно измерить составляющие угловой ошибки ех и гу. Если оси
Ох и Оу на рис. 1.19 ориентированы соответственно в горизонтальном и
вертикальном направлениях, ортогональные составляющие углового рас-
согласования е будут соответственно ошибками пеленга по азимуту и по
углу места.
Пеленгаторы, использующие последовательное сравнение амплитуд
сигнала, принимаемого одной сканирующей антенной в разные моменты
времени, обладают ущественными недостатками. Прежде всего они весь-
ма чувствительны к таким колебаниям уровня принимаемого сигнала,
которые искажают информативную для
них огибающую. Поэтому в настоящее
время в основном используют изме-
рители угловых координат с одновре-
менным сравнением сигналов, приня-
тых несколькими антеннами. Посколь-
ку такие системы не разворачивают во
времени процесс анализа ориентации
фронта волны, падающей на раскрыв
антенной системы, их иначе называ-
ют пеленгаторами с мгновенным РСН,
или моноимпульсными (способными
определять пеленг мгновенно, по од-
ному принятому импульсу, а не по оги-
бающей, которую можно выявить толь-
ко приняв и обработав некоторую пач-
ку импульсов). В моноимпульсных
пеленгаторах применяют амплитудное,
Рис. 1.19. Пеленгование при
коническом сканировании ДНА
32 Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка
фазовое или смешанное амплитудно-фазовое сравнение сигналов, при-
нятых разными антеннами. Усложнение пеленгатора с одновременным
сравнением за счет замены одной антенны системой из нескольких и
соответствующий переход к многоканальному приемному устройству —
это плата за улучшение качества — точности пеленгации и устойчивость
к помехам, в том числе и специально организованным.
Амплитудная обработка сигнала в моноимпульсных пеленгаторах
основывается на использовании уже упомянутых систем из нескольких
антенн (минимум — двух для пеленгации в одной плоскости). Амплиту-
ды сигналов, принятых двумя антеннами, оси диаграмм направленности
которых развернуты на угол <р0 относительно равносигнального направ-
ления (р = 0, представляются теми же соотношениями (1.22), а работа
моноимпульсного пеленгатора с амплитудной обработкой иллюстрирует-
ся схемой рис. 1.20, а.
Рис. 1.20. Моноимпульсный пеленгатор с амплитудной обработкой сигнала
При одинаковых формах ДНА и точно равных коэффициентах усиле-
ния приемников (ПРМ на рис. 1.20, а) отношение амплитуд, вычисляе-
мое схемой сравнения, составит
?Н»)т п
*2 F2(<p) F2(0)-F2'(0)<p }
Приближение в (1.28) оправдано постольку, поскольку
F1(0) = F2(0) = f’(0),|F1'(0)| = |7r2'(0)| = F/(0) и «<р«1.
Дискриминационная характеристика моноимпульсного пеленгатора с
амплитудной обработкой изображена на рис. 1.20, б.
Для вычисления отношения (1.28) УПЧ идентичных приемников обоих
каналов пеленгатора охватываются цепями автоматической регулировки
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР 33
усиления, причем регулирующее напряжение в приемнике первого канала
выбирается из условия постоянства амплитуды на выходе приемника второ-
го канала Е2 = const. Это возможно в том случае, когда коэффициент усиле-
ния УПЧ второго канала обратно пропорционален амплитуде сигнала на
с
его входе, т. е. wAPy = кК2 =-. Используя wAPy для регулировки усиле-
£вх2
ния в УПЧ первого канала, так что kKY = нАРУ, можно получить на его
выходе
Е^Е^с^. (1.29)
Авх2
Сравнение амплитуд Е{ и Е2 облегчается, если в обоих каналах — в
обоих приемниках — использовать УПЧ с логарифмическими характери-
стиками, а схему сравнения выполнить как устройство вычитания. Дей-
ствительно, разность логарифмов амплитуд эквивалентна монотонной
функции их отношения — логарифму. При этом дискриминационная
характеристика
и(ф) = log^- = log/j (ф) - log F2 (<р) (1.30)
^2
и проходит через нуль при (ф) = F2 (ф), т. е. при ориентации РСН на
направление прихода волны от источника излучения.
Суммарно-разностная обработка сигнала в моноимпульсных пеленга-
торах существенно снижает требования к идентичности амплитудных и
фазовых характеристик усиления в разных каналах. Для получения сум-
марных и разностных сигналов выходы антенн моноимпульсного пелен-
гатора подключаются к волноводному мосту (двойному волноводному
тройнику), как на рис. 1.21.
Рис. 1.21. Моноимпульсный пеленгатор с суммарно-разностной обработкой
Если фронт волны, созданной источником излучения, образует с базой
антенной системы моноимпульсного пеленгатора угол ф, то сигналы на
34
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка
входах антенн оказываются сдвинутыми по фазе относительно фазы сигна-
ла в центре базы на величину
d .
= ±л—sincp,
(1.31)
где d— размер базы (расстояние между фазовыми центрами антенн), а X —
длина волны принимаемого сигнала.
Разностный и суммарный сигналы при этом оказываются равными
ид (г) = Eq cos(co/ - \|/) - cos(otf + \|/) = Eq sin \|/ sin co/;
(1 32)
wz(/) = £0cos(co/-\|/) + £'ocos(co^ + v) = ^ocosVcoso)^ V 7
Соответственно амплитуды сигналов на выходе приемников разно-
стного и суммарного каналов будут пропорциональны ~ £0 sin у и
~£0cosv? а их отношение с учетом (1.31) и (1.32)
£д sin у t ( d . А /,
—— =---— = tg л—Sin(p .
Еъ cosy V X J
В пределах малых отклонений пеленга на источник излучения от равно-
сигнального направления, когда тангенс примерно равен своему аргументу,
дискриминационная характеристика пеленгатора будет определяться со-
отношением, следующим из (1.33):
(р = arcsin
(1.34)
< я d Ех j
Фазовый способ пеленгования основан на использовании зависимос-
ти разности фаз сигналов, принимаемых двумя одинаковыми антеннами
(Aj и А2 на рис. 1.22), которые разнесены в пространстве на некоторое
расстояние (базу протяженностью J). Если объект разведки удален от
середины базы пеленгатора на очень большое расстояние R»d, фронт
излученной им волны около антенной системы пеленгатора можно счи-
тать плоским. Различие длин трасс распространения сигнала от источни-
ка излучения до двух антенн пеленгатора Ai и А2 А = tfsincp (рис. 1.22) при-
ведет к тому, что принятые этими антеннами сигналы (/) и s2 (/) будут
различаться по фазам. Разность фаз сигналов на несущей частоте <р0 при
истинном пеленге <р определяется очевидным соотношением
A conJ . _ d .
Аф = со0Ат = со0 — = —— sin<p = 2л—sin (р, (1.35)
с с X
А А
где Ат = — — временная задержка прихода сигналов на разнесенные ан-
с
тенны; с — скорость света; X — длина волны излучения объекта разведки.
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
35
Рис. 1.22. Фазовый пеленгатор
Из (1.35) следует, что пеленг на источник излучения определяется как
. сДф . (X Дф
(p = arcsin—- = arcsm---
co0J \d 2 л
(1.36)
Как следует из (1.36), для определения пеленга на РЭС необходимо
измерить частоту со0 и разность фаз Дф принимаемых сигналов в разне-
сенных точках приема. Но частоту можно и не измерять, если сделать пе-
ленгатор следящим, способным поворачивать базу, ориентируя ее парал-
лельно фронту падающей волны. В случае, когда база касательна к фронту
падающей волны (нормальной к направлению прихода волны от источ-
ника излучения), sin ср = Дф = 0 независимо от частоты сигнала.
Функция arcsin(-) в правой части соотношения (1.36) неоднозначная.
Поэтому разным значениям измененной разности фаз Дф могут соответ-
ствовать разные пеленги на источник излучения. Для исключения не-
однозначности отсчета пеленга используют антенную систему с несколь-
кими различными по величине базами.
Иногда от пеленгаторов не требуется вычисления угла ср, а достаточно
измерения значения некоторой функции от этого угла, например направ-
ляющего косинуса, т. е. косинуса угла между базой пеленгатора и направ-
лением на источник излучения. Этот угол дополняет ср до 90° и потому,
как следует из (1.36),
cos(90°-<p) = —. (1.37)
' > G)od
Метод использования базы для измерений пеленга получил дальней-
шее развитие при построении автоматических двухканальных пеленгато-
36
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка
ров с вращающимися антеннами [4]. В современных системах радио- и
радиотехнической разведки такие пеленгаторы широко используются и
называются доплеровскими [8]. Пеленгаторы работают в диапазонах КВ
и УКВ. Основная упрощенная схема доплеровского пеленгатора иллюст-
рируется рис. 1.23.
Рис. 1.23. Доплеровский пеленгатор
На рис. 1.24 представлена функциональная схема доплеровского пе-
ленгатора. Две антенны, ненаправленные в горизонтальной плоскости (на-
пример, вертикальные штыри Л ] и А?), расположены симметрично отно-
сительно оси и вращаются мотором М с угловой скоростью Q, описывая
цилиндрическую поверхность радиуса R.
Если РЭС излучает сигнал на частоте со0, сигналы во вращающихся
таким образом антеннах составят
(z) = flcos[co0Z - (z)
52(0 = flCOS cooz + (P2(0
= a cos co0
= a cos co0
(1.38)
где <p(?) — фаза сигнала, изменяющаяся во времени в силу взаимного
движения антенны и источника излучения; VR (^) — радиальная скорость
этого движения — проекция вектора линейной скорости движения антен-
ны на направление прихода сигнала, равная
VR (?) = у cosa(^) = Q/?cosa(z) = QAcosa(Qz + ср), (1.39)
где a(z) — мгновенное значение угла между направлениями на источник
излучения (пеленгом разведываемого РЭС <ри) и вектором линейной ско-
рости вращающейся антенны V.
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
37
Рис. 1.24. Функциональная схема доплеровского пеленгатора
В (1.39) учтено, что вторая антенна вращается в противоположную
сторону и сдвиг фаз сигнала в этой антенне имеет, при той же абсолют-
ной величине, другой знак. Приемники пеленгатора перемножают коле-
бания с выходов двух симметричных антенн. Результат перемножения с
точностью до усредняемых в фильтрах осциллирующих составляющих на
частотах 2со0 дает
г . Г VR/
S = S}S2 = sin 2со0——t
с
(1.40)
или с учетом (1.39)
2
5 = -^-sin — Q7?sin(Q/ + (p) .
с
(1.41)
2—C1R jsin(2w + l)(Q^ + (pn),
(1.42)
Это колебание с периодической угловой модуляцией. Спектр колеба-
ния содержит гармоники известной частоты Q вращения антенны:
2 СО
= 3" X *^2и+1
2 п=0
где Jk(m) — функция Бесселя порядка к от аргумента
_ С0п _ 27?
т - 2—C1R = 2лП—.
с X
Фильтром низких частот после перемножителя (рис. 1.24) всегда мож-
но выделить первую гармонику этого напряжения:
s(i) = «_J2.coo
2 1с
(1.43)
38
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка
и, используя формируемые генератором опорного напряжения (ГОН) ко-
лебания, синхронные и синфазные с вращением антенны, вычислить оцен-
ку пеленга <р* как
Y ЛтПГ
<p* = arctg—= arctg—------. (1.44)
л S' ' cosQ/
Технически в доплеровских пеленгаторах не вращают антенны, а ис-
пользуют кольцевую решетку неподвижных антенн, расположенных по
образующим цилиндра радиуса R и периодически подключаемых парами
ко входу приемника. Скорость коммутации антенн выбирается равной Q.
Если в составе пеленгатора используется многоканальный приемник, то
с его помощью можно определять направления на разные РЭС, работа-
ющие на разных несущих частотах.
Современные доплеровские пеленгаторы работают в диапазоне от
20 МГц до 2 ГГц и обеспечивают при этом точность пеленгования не хуже
оф<2° [8]. Точность пеленгования определяется как мощностью сигнала
РЭС, так и базой пеленгатора 2R (вернее, безразмерной величиной 2А/Х).
Точность определения направления и оперативность получения ин-
формации о пеленге на РЭС объекта разведки в значительной степени
зависят от способа обзора пространства. В РРТР используются беспоис-
ковый (одновременный) и поисковый (последовательный) способы опре-
деления направления на источник электромагнитного излучения.
Сущность беспоискового способа обзора пространства состоит в
одновременном приеме сигнала несколькими антеннами с разных направ-
лений. Антенны при этом должны иметь узкие и развернутые в простран-
стве диаграммы направленности [4]. Беспоисковые пеленгаторы приме-
няются в диапазоне средних, коротких и метровых волн и служат для
оповещения об облучении летательного аппарата в станциях оперативной
радиотехнической разведки для непосредственной поддержки РЭП.
При поисковых способах определения направления на источник из-
лучения применяются сканирующие антенны [4].
Контрольные вопросы и задачи
1. В чем состоят особенности приемных устройств средств РРТР?
2. Как устроены матричные приемники?
3. Как измеряется и запоминается частота сигнала в приемниках РТР?
4. Почему автоматические пеленгаторы называются доплеровскими?
5. Как зависит точность автоматического пеленгатора от R и Q?
6. Фазовый пеленгатор с базой d = 3 м работает с сигналом X = 5 см. Какова
ширина сектора однозначного измерения пеленга? Что нужно сделать для увели-
чения размеров этого сектора?
ГЛАВА 2
СИСТЕМЫ МЕСТООПРЕДЕЛЕНИЯ
В РАДИО- И РАДИОТЕХНИЧЕСКОЙ РАЗВЕДКЕ
Пространственные координаты расположения объектов разведки оп-
ределяются многопозиционными системами РРТР. Чаще всего средства
РРТР для местоопределения источников излучения используют триангу-
ляционные методы. Но находят применение и иные методы — взаимо-
корреляционные, основанные на разностно-дальномерных измерениях.
Возможно применение комбинированных методов местоопределения.
2.1. Триангуляционные системы
Принцип триангуляционного местоопределения основан на пеленга-
ции источника излучения — измерении азимута и угла места.
Линией положения — геометрическим местом точек, которым соот-
ветствуют постоянные значения измеренного азимута а* = const и угла
места Р* = const, является прямая. Поэтому точка положения излучающе-
го объекта в пространстве может быть определена на пересечении двух
таких прямых, т. е. по двум парам оценок (а*; Р*), измеренных в двух точ-
ках, разнесенных в пространстве. Местоопределение на плоскости на
основе измерений азимута иллюстрируется чертежом рис. 2.1.
Рис. 2.1. Триангуляционное местоопределение
Пеленгаторы расположены на поверхности Земли в точках Щ и П2
на расстоянии d друг от друга. С пеленгаторами связаны декартовы топо-
центрические системы координат соответственно Щх^ и П2х2у2.
40
Глава 2. Системы местоопределения в РРТР
Если в качестве базовой системы принять систему Пр^У! = Оху, то
координаты объекта разведки (х, у) в этой системе можно оценить на ос-
нове очевидных из рис. 2.1 геометрических построений:
fcosai sin а?
x = d—т-1----у,
sin(a? - а.)
(2.1)
sinai cos а?
y = d—~T-----V
sin(a2 -aj
Как видно из (2.1), определение координат невозможно, когда
sin(a2 -«^ = 0,
т. е. при нахождении объекта разведки на продолжении базы триангуля-
ционной системы (на координатной оси Ох рис. 2.1). Для исключения
таких вырожденных случаев, триангуляционные системы местоопределе-
ния оснащают тремя пеленгаторами, расположенными в трех точках, не
лежащих на одной прямой.
Из (2.1) видно также, что координаты объекта разведки можно вычис-
лить и на основе измерений не азимутов aj и а2, а функций от них, на-
пример — направляющих косинусов coso^ и cosa2. При этом алгоритм
может оказаться проще, а трудоемкость вычислений меньше.
Триангуляция применима и для определения пространственных ко-
ординат объектов в трехмерном пространстве Oxyz- Такие измерения
формируются двухкоординатными пеленгаторами, измеряющими кроме
азимута еще и угол места объекта разведки. Для определения трех про-
странственных координат объекта разведки в принципе достаточно трех
независимых измерений. В четырех измерениях (двух азимутов и двух углов
места) содержится избыточность. Практически число измерений для ме-
стоопределения не только не уменьшают, но даже увеличивают за счет
применения большего числа пеленгаторов: при двух пеленгаторах возмож-
ны такие ситуации, когда по крайней мере две из трех пространственных
координат не определяются.
Для обеспечения точного местоопределения объектов, удаленных на
очень большие расстояния, приходится применять триангуляционные си-
стемы с базами в десятки и сотни километров. Для таких систем прихо-
дится пользоваться не формулами (2.1), а более точными соотношениями,
учитывающими кривизну земной поверхности и исходящими из моделей
сферической геометрии.
Триангуляционный метод с использованием фазового пеленгатора, оце-
нивающего направляющие косинусы, иллюстрируется чертежом рис. 2.2.
2.1. Триангуляционные системы
41
Рис. 2.2. Триангуляция при измерениях направляющих косинусов
Пусть в четырех разнесенных точках приема — точках расположения
антенн — Aj... А4 (рис. 2.2) с базами разнесения А}А2 = А3А4 = d установ-
лены четыре независимых радиопеленгатора. Каждый из пеленгаторов из-
меряет направляющие косинусы пеленгов объекта разведки (ОР)
coscp, = T|z и cos0z=£z; Zel:4. (2.2)
По измерениям направляющих косинусов определяется местоположе-
ние ОР в системе координат О&су, т. е. декартовы координаты х, у, z ис-
точника излучения.
Из рис. 2.2 следуют геометрические соотношения:
А?=Л2+х</+у; Л22 = Л2-х</+у;
R} = R2 + yd+^--, R24 = R2-yd+^-.
4 4
(2.3)
С учетом соотношений
d
d
у = Я]Л] = Л2Т|2; у + 1 = ЛзПз; у-± = К4Г]4-
(2.4)
из (2.3) следует
«4=^3^
r2=r1—,
Л2
П| .
2у = Я3
(2.5)
R&i -R£2+^’
R3y]3=R4f}4+d.
42
Глава 2. Системы местоопределения в РРТР
Отсюда следуют соотношения для вычисления дальностей до объекта
разведки, что часто бывает необходимо в системах РРТР:
Rxd~}
П1
П2,
R3d 1 = П3+П41Г-
(2.6)
R2d~'-^
; R^d = ^- Пз+Пд-г-
а для вычисления двух декартовых координат можно получить соотно-
шения
(2.7)
Так как 2R2 = Rx + R2-^
из (2.17) определяется дальность до объ-
екта разведки:
2R
d
(2.8)
Используя (2.4) и (2.14), можно вычислить высоту объекта разведки
над поверхностью Земли:
£
d
(2.9)
При необходимости можно, пользуясь соотношениями (2.4), вычис-
лить азимут а и угол места р объекта разведки:
tga =
coscp _ у
cos0 Л’
(2.10)
При всей простоте и удобстве использования триангуляционные сис-
темы для местоопределения на основе независимых угловых измерений
обладают существенным недостатком: они размножают цели. Этот эффект
поясняется рис. 2.3.
2.2. Разностно-дальномерные системы местоопределения
43
Антенны пеленгаторов, расположен-
ных в точках П] и П2, обладают конечной
шириной диаграмм направленности. Если
в пределах этой ширины наблюдаются
несколько источников излучения (напри-
мер, как на рис. 2.3 два источника ОР1 и
ОР2) по азимутам, соответственно аи,
а12 и а2ь а22> то триангуляционная сис-
тема кроме истинных координат (х^) и
(х2у2) будет определять и ложные коор-
динаты (xjj/j) и (х2у2). Соответствующие
Рис. 2.3. Эффект размножения
целей при пеленгации
этим координатам ложные отметки местоположения объектов разведки
(ЛЦ1 и ЛЦ2 на рис. 2.3) находятся на пересечении линий пеленгов.
Для устранения нежелательного эффекта размножения целей прихо-
дится использовать дополнительную информацию о положении и коли-
честве объектов разведки. Самый эффективный способ учета дополнитель-
ной информации — корреляционная обработка сигналов, принимаемых
в пространственно разнесенных точках.
Для триангуляционного определения пространственных координат
объекта разведки вовсе не обязательно использовать неподвижные пелен-
гаторы, как на рис. 2.1. Пеленгаторы могут перемещаться в пространстве,
но при этом нужно, чтобы законы их движения (траектории) были бы из-
вестны и временные зависимости собственных мгновенных координат
{х(/), у(/), ^(?)} учитывались бы при обработке. Так, на рис. 2.4, а иллю-
стрируется местоопределение наземного объекта по пеленгам с борта са-
молета радиотехнической разведки, а на рис. 2.4, б — с борта разведыва-
тельного ИСЗ.
Измеряя пеленги на источник излучения в разных точках, которые пос-
ледовательно занимает разведывательный летательный аппарат при дви-
жении по траектории рис. 2.4, а или по орбите рис. 2.4, б, и зная коорди-
наты этих точек, можно вычислить неизвестные координаты неподвижного
излучающего объекта.
2.2. Разностно-дальномерные системы местоопределения
Триангуляционная система местоопределения поддерживается из-
мерениями пеленгов (или направляющих косинусов) объекта разведки.
В совокупности оценок пеленгов из разных точек пространства разруше-
на значительная часть информации о принимаемом сигнале, в частности,
44
Глава 2. Системы местоопределения в РРТР
Рис. 2.4. Триангуляция при подвижном пеленгаторе
о взаимной корреляции принимаемых в этих точках сигналах разведы-
ваемого объекта. Учет такой информации может существенно повысить
точность местоопределения. Взаимную корреляцию сигналов в разных
разнесенных точках используют разностно-дальномерные методы место-
определения. Геометрические соотношения, иллюстрирующие приме-
нение метода разностно-дальномерного местоопределения, иллюстриру-
ются рис. 2.5.
Рис. 2.5. К принципу разностно-дальномерного способа местоопределения
Местоположение источника излучения на плоскости определяется в
результате измерения разности моментов времени приема сигнала в двух
точках, разнесенных на величину базы d. Геометрическое место точек,
соответствующих измеренной разности дальностей 7?! (x,y) — R2 (*,г) =
= ЛР12 = const, — гипербола.
2.2. Разностно дальномерные системы местоопределения
45
Положение источника излучения находится как точка пересечения
двух гипербол, для построения которых нужно измерить две разности
дальностей AAj*2 и А7?23 на ДВУХ базах г/12 и J23. Для определения трех
пространственных координат нужно соответственно получать как мини-
мум три независимых измерения на трех базах.
Разности дальностей до объекта разведки определяются взаимокорре-
ляционными измерителями. Структура взаимокорреляционного измери-
теля приведена на рис. 2.6.
Рис. 2.6. Взаимокорреляционный пеленгатор
Эта структура подобна схеме фазового пеленгатора и содержит двух-
канальное радиоприемное устройство с общим гетеродином (Г) на оба ка-
нала, измерительную линию задержки (ЛЗ), собственно измеритель, со-
стоящий из перемножителя и интегратора, систему управления (СУ),
синхронно управляющую линиями задержки. В этом следящем измерителе
сигналы с выходов обоих каналов перемножаются, результат перемноже-
ния усредняется и управляет задержкой в измерительной линии (ЛЗ),
устанавливая Ат*, при котором максимизируется выходной эффект изме-
рителя г(7"). Оценка Ат* — это формируемый схемой выходной отсчет.
На выходе измерителя функции взаимной корреляции включена диф-
ференцирующая цепь d/dt для формирования нечетной дискриминацион-
ной характеристики.
46
Глава 2. Системы местоопределения в РРТР
Направление прихода волны от источника излучения составляет угол ф
с нормалью к базе d=Aj А2. Поскольку расстояние до источника излуче-
ния очень велико и Rx=R'1»dRi лучи, приходящие на каждую антенну,
приблизительно параллельны. При этих условиях в точках 1 и 2 на выходах
антенн создаются напряжения
i/2(/) = Re{£1(/)ey‘00'};
Mi (4 = w2 (? — = Re' Д ~ ,
где
д? = —= =t t (2.12)
С с
— измеряемая взаимокорреляционным измерителем разность задержек
когерентных сигналов, связанная с пеленгом соотношением
АА12 = rfcos0 = cAZ. (2.13)
Общий гетеродин в точке 3 создает напряжение
«г (/) = Re{£r^(“r)/} = Re{£re-/(“o+“np>/
При идеально идентичных комплексных коэффициентах передачи
приемников в точках 4 и 5 формируются напряжения
U2(t) = £zReU/o4e'“nP'|;
» 1
С\ (/) = Re{£0 (/ - Д/)£де7“п₽'е"-/“"А' •
(2.14)
Высокочастотная взаимокорреляционная функция принимаемого сигнала
^o('c) = («oWwo(z + 'I)) =
Т
= (/)w0 (z + i)dt =
о
|Re{/?o(i:)exp(jco0T)},
где
т
7^(т) = j£0(/)£0(/ + T)JZ
о
(2.16)
— огибающая корреляционной функции Aq(t).
Иногда удобно представить w0(/) = w0(/)exp[-j(p0(/)]. Тогда (2.15) дает
решение
А^0(т) = A/(t)cosco0t + 7V(T)sinco0T =
= jRJ(t)cos[<b0t - Ф0(т)], ^2Л7)
2.2. Разностно-дальномерные системы местоопределения
47
где
(м~\
Vsin;
[фо(0-фо(?+г)]л;
(2.18)
(t) + 7V2(t); <I»0(T) = arctg
7V(t)
(2.19)
Т
О
Выходной эффект измерителя в точке 8 на схеме рис. 2.6 имеет вид
т
о
(2.20)
= ReU£0(f - Ы - т)Е0 (/ - Дт*)е’-/м°Д/е_у“П1’(/’Дт,')А к
.0 J
Сравнивая (2.20) с (2.15), можно установить, что полезный выходной
эффект измерителя с точностью до несущественного коэффициента про-
порциональности совпадает со смещенной автокорреляционной функ-
цией принимаемого сигнала (2.17):
* -Ат))
(2.21)
СОпр
Выходной эффект (2.21) измерителя взаимокорреляционной функции
в точке 8 воспроизведен на рис. 2.7.
Рис. 2.7. а — взаимокорреляционная функция сигналов в простран-
ственно-разнесенных точках и ее огибающая; б — выходной эффект
корреляционного измерителя
Полученное решение (2.20) позволяет сделать следующие выводы.
Выходной эффект взаимокорреляционного измерителя соответствует
смещенной на
Ат*-А/ = Ати (2.22)
48
Глава 2. Системы местоопределения в РРТР
автокорреляционной функции Л^(т) принимаемого радиосигнала с отли-
чием лишь частоты заполнения (сопр вместо со0). При установке измери-
тельной линии задержки на величину задержки
d
Дт* = Д/ = — sin ср (2.23)
с
Z(t) совмещается с Л^(т) по методу максимума.
Для повышения точности измерителя система, следящая за задержкой
Дт, формирует производную dK^xj/dx.
Измерения взаимокорреляционной функции можно проводить по
максимуму огибающей выходного эффекта Л'0[7-(Дт*-Д7)], показанной
на рис. 2.7 пунктиром, но точность отсчета задержки при этом будет ниже.
Структура цифрового измерителя разности задержек сигнала на основе
системы слежения за максимумом взаимокорреляционной функции пред-
ставлена на рис. 2.8.
Рис. 2.8. Цифровой измеритель задержки по максимуму взаимной корреляции
Для преобразования сигналов с выхода измерителя рис. 2.8 (Z(T) в
точке 8) в цифровую форму служат два синхронных детектора с ортого-
нальными опорными напряжениями: wopl (Г) = Re|£r (Т)ехр усопр (Т)
точке 10 и i/op2(7’) = Im' Ег(7,)'ехр[усопр(Г)]
выходе СД! и СД2 формируются аналоговые напряжения
в
► в точке 11. В результате на
г/1 л (т) = г/1 \ [ Дт - (Дт * - Д /) ] = KR^ т - (Дт * - Д/)] х
(2.24)
<cos>
<sin>
|сопр(Дт*-Д/)+Ф0 т-(Дт*-Д/)]|.
2.2. Разностно-дальномерные системы местоопределения 49
В аналого-цифровом преобразователе (АЦП) эти напряжения кван-
ту
туются по уровню и дискретизуются по переменной т с шагом —— = п.
^0
В результате формируются две последовательности
Z/! [и] = Z( i ([и]| Дт * -Д/) = {[и] - (Дт * -Д/)} х
Л
2J
( COS^
(2.25)
Здесь параметр Дти = Дт*-Д/ считается фиксированным. В точке 14 вы-
деляется огибающая
^[n]=7z12H+z22[«],
(2.26)
а в точке 15 — фаза
VoH = arctg
fZ2[ri\'
®пр(Дт*-Д0 + Фо(1л])-
(2.27)
Дифференцирующая цепь (ДЦ) формирует сигнал так, что в точ-
ке 16 получается
^[«] у ГИ1
, — ^вых1АЬ (2.28)
что соответствует нечетной дискриминационной характеристике (рис. 2.9)
с нулем в точке Дти = Дт*- Д/ = 0.
Управляя задержкой сигнала в измерительной линии для поиска по
Дт*, можно по достижению нуля выходного эффекта в точке 16
вых
[и]—>0
сформировать грубый отсчет пеленга по оги-
бающей взаимокорреляционной функции
ATn>M = ^(cos<p)^. (2.29)
Более точный отсчет можно получить с по-
мощью (2.28).
Точность взаимокорреляционного изме-
Рис. 2.9. Характеристика
дискриминатора
рителя зависит от протяженности базы d.
Действительно, из (2.29) следует, что при
50
Глава 2. Системы местоопределения в РРТР
наличии ошибки измерения задержки оДт ошибка определения пеленга
Ф* или (созф)* составит
coscp d
(2.30)
Следовательно, для повышения точности местоопределения нужно
увеличивать базу. Но организация работы измерителя с очень большой
базой требует преодоления значительных технических трудностей. Преж-
де всего в таком измерителе придется транслировать сигналы, принятые
удаленными антеннами Aj и А2 в точках 1 и 2 на рис. 2.6 на большие рас-
стояния без искажения фазы. Для этой цели придется использовать ши-
рокополосные линии передачи (радио, радиорелейные, волоконно-опти-
ческие). Кроме того, из (2.30) следует, что даже при точных измерениях
задержки (сравнительно малых оДт) хорошие измерения ф* или (со8ф)*
можно получить только вблизи нормали к базе, когда созф максимален.
При |<р| -> — измерения сопровождаются очень большими ошибками. По-
этому взаимокорреляционный измеритель должен иметь несколько непа-
раллельных баз.
Контрольные вопросы
1. Сколько нужно использовать радиопеленгаторов для определения коорди-
нат источника излучения? Как располагать позиции радиопеленгаторов?
2. Для определения координат источников излучения могут использоваться
как разностно-дальномерный, так и триангуляционный методы местоопределения.
Какой метод и в каких условиях следует применять?
3. Точность местоопределения возрастает с увеличением размера базы изме-
рительной системы. Как объяснить этот эффект?
4. В чем состоят особенности взаимокорреляционных радиопеленгаторов?
ГЛАВА 3
ЭФФЕКТИВНОСТЬ СРЕДСТВ
РАДИО- И РАДИОТЕХНИЧЕСКОЙ РАЗВЕДКИ
3.1. Сигнал, информативный для РРТР
Информативность сигнала РЭС для средств радио- и радиотехничес-
кой разведки зависит от того, насколько надежно этот сигнал обнаружи-
вается и насколько достоверно (точно) определяются его параметры, не-
сущие полезные для разведки сообщения. Поскольку наблюдение сигнала
всегда происходит на фоне разного рода помех, факт обнаружения сиг-
нала, а также ошибки измерения сигнальных параметров и выделения
сообщений оказываются случайными.
Полезную информацию средства РРТР получают, анализируя элект-
ромагнитные поля w(/,r) на раскрыве приемной антенны геЬ в течение
времени /е
2’ 2
на фоне пространственно-временных помех и(/,г):
«(/, г, X) = s(t, г, X) + n(t, г),
(3.1)
где $(/, г, X) — сигнал, зависящий от временных X и пространственных г
параметров.
Именно временные параметры X и пространственные параметры г до-
ставляют разведке полезную для нее информацию. При этом совершенно
не обязательно, чтобы векторы параметров Хиг были одновременно ин-
формативны и для средства разведки, и для радиоэлектронного средства,
которое конфликтует с разведкой. Так, например, для системы связи
информативно передаваемое сообщение X = X(z), а для средства радиотех-
нической разведки — координаты и несущая частота передатчика.
Пространственно-временные помехи и(/,г) вызываются совместным
действием атмосферы и космического пространства, аддитивных шумов
антенно-фидерного тракта, шумов приемной аппаратуры средства РРТР.
Обработка пространственно-временного сигнала (3.1) на раскрыве
приемной антенны средства РРТР почти всегда разделяется на простран-
ственную и на временную. Прежде всего производится обработка сигнала
в пространстве. Эту операцию выполняет антенная система — пространст-
венный фильтр, селектирующий сигнал на фоне помех из разных областей
52
Глава 3. Эффективность средств РРТР
пространства и определяющий пространственные параметры сигнала. Ре-
зультатом пространственной обработки являются оценки параметров про-
странственного положения и движения источника излучения. Затем про-
изводится обработка сигнала приемником РРТР во временной области.
В результате временной обработки определяются несущие частоты, мощно-
сти излучения, качественные и количественные характеристики модули-
рующих функций и другие параметры сигналов РЭС объектов разведки.
Информативные для РРТР параметры сигнала могут иметь совершенно
различный характер.
1. Х — дискретная величина, т. е. в фиксированный момент времени
X может принимать лишь одно значение из счетного множества Хь Х2,
ХЛ. Например, для систем передачи данных параметрами являются циф-
ровые сообщения. При передаче данных, представленных числами в дво-
ичной системе, п = 2.
2. X — непрерывная величина, постоянная в течение времени вос-
произведения 7, но способная принимать любое значение в некоторых
пределах (в динамическом диапазоне) Xmin<X<Xmax. В системах переда-
чи данных такой характер часто имеет телеметрическая информация, а в
радиолокации — данные о координатах и параметрах движения целей,
когда время Т сравнительно невелико.
3. X = Х(/) — непрерывная функция времени. Так меняются парамет-
ры сигнала в системах связи, передающих аналоговые сообщения (систе-
мах передачи речи, телевизионной информации и т. д.).
4. г = г(/,х, у, z) — функция времени t и пространственных коорди-
нат x,y,z.
В частности, одной из компонент векторного набора параметров Xc е X
может быть дискретный мультипликативный параметр, принимающий
одно из двух возможных значений 0 или 1. Задача оценки такого параметра
средством разведки, очевидно, будет задачей обнаружения сигнала.
Наблюдаемые электромагнитные поля пространственно-временного
сигнала s(t, г, X) могут иметь кроме информативных параметров еще и
такие, знание которых не представляет интереса для средств разведки. Эти
параметры называются сопутствующими, мешающими или даже паразит-
ными, поскольку они, не добавляя полезной информации, затрудняют ее
извлечение из информативных параметров.
Электромагнитное поле ^(/,r, X) (3.1) может иметь довольно сложную
структуру, особенно в областях, где сосредоточены РЭС полигонов, про-
мышленных комплексов, других народно-хозяйственных, военных и во-
енно-промышленных объектов. Иначе говоря, сигнальная компонента
3.1. Сигнал, информативный для РРТР
53
наблюдаемого средствами РРТР электромагнитного поля является супер-
позицией многих излучений
s(t, Г, 1) = (/, rh \). (3.2)
/
Сложность структуры поля (иногда эта структура именуется «сложной
сигнальной обстановкой») обусловливается наличием многих излучателей
радиосигналов и источников побочных и непреднамеренных излучений,
изменением геометрических, частотных и временных параметров излуча-
емых сигналов вследствие маневрирования излучателей в пространстве,
где функционируют средства РРТР (в среде интересов разведки).
Сама сложная сигнальная обстановка является, с одной стороны,
предметом анализа для средств РРТР: в ее создании участвуют излучения
РЭС объектов разведки. Но, с другой стороны, сложность сигнальной
обстановки затрудняет средствам РРТР обнаружение и определение па-
раметров сигналов объектов разведки на фоне неинформативных для раз-
ведки излучений. Множество неинформативных излучений в основном
и создает тот помеховый фон n(t, г) в (3.1), который затрудняет работу
приемников средств РРТР. Первейшая задача РРТР состоит в слежении
за динамикой изменений сигнальной обстановки, т. е. фиксации следую-
щих сигнальных ситуаций, складывающихся в каждый момент времени в
области интересов разведки.
1. В области интересов разведки не наблюдаются сигналы, имевшие-
ся ранее. Такая ситуация может быть признаком изменения дислокации
или снятия с эксплуатации излучающих эти сигналы объектов, систем или
средств.
2. Появились новые для средства разведки, но известные ему сигна-
лы. Естественно, что это признак появления новых излучающих объек-
тов, систем или средств.
3. Появились новые неизвестные ранее сигналы, что может служить
признаком появления новых, ранее не известных радиотехнической раз-
ведке объектов, систем или средств.
Формально для фиксации любой из трех перечисленных ситуаций
средству разведки по наблюдениям колебания нужно проверить гипо-
тезу о том, содержит ли колебание все ожидаемые априори сигналы
или некоторых сигналов в нет (решение по этой гипотезе фиксирует
ситуации 1 и 2), против гипотезы о том, содержит ли колебание u(t) только
априори ожидаемые сигналы, или в области интересов разведки есть еще
сигналы, априорная информация о которых у разведчика отсутствует (под-
тверждение этой гипотезы фиксирует ситуацию 3).
54
Глава 3. Эффективность средств РРТР
Средство РРТР наблюдает ситуацию, обусловленную «нормальной»
сигнальной обстановкой, которая предполагает выполнение требований
электромагнитной совместимости (ЭМС). Требования по ЭМС так рег-
ламентируют работу РЭС, чтобы они в минимальной степени мешали ра-
боте друг друга. В конечном итоге «нормальная» сигнальная обстановка
требует обеспечения ортогональности сигналов всех РЭС, совместно ра-
ботающих в области интересов разведки РЭС (т. е. взаимной ортогональ-
ности парциальных сигналов 5Z(/); zel:/).
Если ортогональность нарушается, шумы неортогональности, добавля-
ясь к помехам n(t, г), снижают качество обнаружения и определения пара-
метров парциальных сигналов по сравнению с обнаружением сигналов ор-
тогональных. Поэтому характеристики качества работы средств РРТР в
условиях действия только ортогональных сигналов могут служить верхни-
ми, осторожными, пессимистическими для систем защиты от технических
разведок оценками эффективности. В реальных условиях, когда работаю-
щие в среде интересов разведки РЭС неизбежно создают взаимные поме-
хи, качество работы технических средств разведки может быть только хуже.
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами
РРТР в сложной сигнальной обстановке
Структура приемника, оптимального для обнаружения с распознава-
нием ортогональных сигналов [12], известна и сводится к ди-канальному
приемному устройству. Каждый из каналов согласован с определенным
сигналом и содержит пороговое устройство для его обнаружения. Лучше-
го приемника средство разведки принципиально применить не может.
Решение о наличии на входе такого приемника (в составе колебания &(/))
любого парциального сигнала sf-(z) эквивалентно решению о том, что
амплитуда этого сигнала ctj отлична от нуля (упомянутый выше мульти-
пликативный параметр Ха= 1). Вероятность ошибки принятия такого ре-
шения при наблюдении на фоне шума суммы ортогональных сигналов бу-
дет определяться априорной информированностью средства разведки о
каждом из этих сигналов и степенью учета априорной информации при
построении приемника-обнаружителя.
Априорная информация всегда ограничена. Так, значения параметров
(пространственно-временных) обнаруживаемого сигнала для разведчика
случайны, и максимум что о них может быть известно — это априорная
плотность распределения Также не полностью известна средст-
вам РРТР функция правдоподобия Р\и, s(t, X)], т. е. условная плотность
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР... 55
распределения смеси принимаемого сигнала s(t, X) и помехи и(/)при за-
данном фиксированном значении параметров Хе L.
В рассматриваемых условиях «нормальной» сигнальной обстановки
в каждом согласованном с сигналом канале приемника-обнаружителя
кроме этого сигнала может действовать только аддитивный нормальный
шум. Поэтому можно считать известным вид функции правдоподобия
р[и, s(t, X)] и ограничить априорную неопределенность вектором неиз-
вестных параметров сигнала X.
Априорные распределения параметров сигнала либо определяются на
основе некоторых моделей, либо считаются равномерными. Равномерные
распределения часто оказываются наименее благоприятными [15]. Осно-
вываясь на них, можно получить осторожные оценки качества обнаруже-
ния и определения параметров сигналов.
При сделанных предположениях функция правдоподобия может быть
найдена усреднением по априори известным случайным для средств и
систем разведки параметрам сигнала [15]:
р[ы,я(/)] = jр[и, s(t, Х)]жрг (X)сГк, (3 3)
Л
где область интегрирования Л совпадает с областью определения совме-
стной плотности И^ДХ).
Неизвестными для разведки могут быть следующие параметры парци-
альных сигналов, определенных в соответствии с (3.3).
Начальная фаза ф и амплитуда ас. При этом обычно считается, что фаза
сигнала равновероятна в пределах сегмента [0; 2тс], а амплитуда распреде-
лена на сегменте [0;AJ.
Несущая частота сигнала со0, которая может изменяться при исполь-
зовании для маскировки перестройки (скачков) по частоте или из-за вза-
имного движения источника сигнала и приемника средства разведки. Во
всяком случае, несущую частоту можно считать неизвестной для средства
разведки и равновероятно распределенной в некотором диапазоне
Зсо Зсо
% ^“5 % +“5“ *
Ширина спектра сигнала А со. Очень многие современные радиоэлект-
ронные системы используют дискретные виды модуляции и (или) ко-
дированные последовательности для повышения скрытности сигналов.
Несущие колебания сигналов таких систем модулируются дискретно-ко-
дированными поднесущими колебаниями. Неизвестность ширины спектра
оказывается в этих условиях эквивалентной неизвестности тактовых частот
56
Глава 3. Эффективность средств РРТР
модулирующих колебаний. Ничто не мешает считать, что априорные для
средств разведки плотности распределения тактовых частот Wpr (FT) рав-
номерны в интервале |0;Fmax|.
Структура модулирующих сигналов.
Пространственные координаты источников сигналов.
Обнаруживая сигнал, средство РРТР может совершать ошибки разно-
го рода. Во-первых, это ложные тревоги — решения о приеме сигнала при
условии, что его на входе приемника нет. Во-вторых, пропуски сигнала, при
том условии, что реализация входного колебания этот сигнал содержит.
Наилучшим образом построенный обнаружитель полностью извест-
ного детерминированного сигнала на фоне нормального стационарного
шума [15] должен содержать коррелятор этого сигнала с опорным образ-
цом и компаратор (пороговое устройство) для принятия решения по об-
наружению (рис. 3.1).
и
Рис. 3.1. Оптимальный обнаружитель полностью известного сигнала
Условные вероятности ошибок обнаружителя при названных усло-
виях отсутствия и наличия сигнала соответственно Рлт = (и | s = 0)du
и Рпр = J fF(ufs^0)du. Пороговый уровень h определяется принятым и
используемым критерием обнаружения.
Если, как предполагалось, сигнал наблюдается на фоне аддитивного
белого шума с равномерным в полосе наблюдения спектром, то
W (и | s') = к ехр<
[&(/) -s(f)]2 dt >,
(3.4)
где Уо — спектральная плотность мощности шума; Т — длительность
временного интервала наблюдения сигнала [16].
Учитывая (3.4), нетрудно установить, что вероятности ошибок обна-
ружения полностью известного сигнала составляют
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР...
57
(3.5)
где —----энергетическое соотношение на входе обнаружителя полностью
М)
известного сигнала; P(s = 0) и P(s Ф 0) — априорные вероятности отсутст-
вия (s = 0) и наличия (s Ф 0) сигнала в области интересов разведки; Ф{ } —
интеграл вероятностей в форме
7 с 2
= —dx
л/к 0
(в популярных пакетах Matcad и MatLab эта функция именуется erf(^)).
Qc
Энергетическое соотношение — отношение энергии обнаруживае-
мого сигнала Qc = J (/, г, tydr^dt к спектральной плотности шума —
может быть выражено через соотношение мощностей:
^ = PcT^ = ^-^mT = qB, (3.6)
где q = —— — соотношение сигнал/шум по мощности; Д/щ — эквивалент-
ны
ная шумовая полоса разведывательного приемника, а Л/ШТ — параметр
накопления в обнаружителе — произведение ширины спектра процесса
на входе обнаружителя на длительность интервала интегрирования.
Условие полной известности сигнала означает, что время накопления
в интеграторе обнаружителя может быть выбрано в точности равным его
длительности Т, а Д/ш — ширине его спектра. Поэтому для полностью
известного сигнала параметр накопления численно равен базе сигнала.
Хотя полного тождества между параметром накопления и базой обнару-
живаемого сигнала нет, для простых сигналов с базой В=\ энергетичес-
кое соотношение равно отношению мощностей сигнала и шума.
Если априорные вероятности P(s = 0) и P(s Ф 0) неизвестны, что ха-
рактерно для условий работы средств РРТР, определить вероятности оши-
бок невозможно. Поэтому при создании и оптимизации структуры обнару-
жителя пользуются критерием Неймана — Пирсона, в соответствии с кото-
58 Глава 3. Эффективность средств РРТР
рым фиксируют вероятность ложной тревоги Рлт= const и минимизируют
вероятность пропуска Pnp = min. Такой подход-позволяет исключить из
соотношений (3.5) зависимость от априорных вероятностей наличия и
отсутствия сигнала и рассматривать соотношение (3.5) как параметри-
ческую форму представления диаграммы обмена между вероятностями Рлт
и Рпр (рис. 3.2). Параметром семейства диаграмм обмена на рис. 3.2 слу-
жит соотношение сигнал/шум.
Рис. 3.2. Обнаружение известного сигнала
Как видно из рис. 3.2, вероятности пропуска и ложной тревоги жест-
ко связаны: допустив рост Рт, можно уменьшить Рп$, и наоборот. Для
выбранного значения Рлт и заданного соотношения q = —— по диаграм-
мы
мам рис. 3.2 можно определить условную вероятность пропуска сигнала.
Традиционно рассматриваемые модели параметрической неопределен-
ности сигнала (полностью известный сигнал, сигнал с неизвестной фа-
зой и флуктуирующей амплитудой, неизвестным временем прихода, не-
известной частотой) дают хорошее приближение при описании работы
обнаружителей в радиолокационных и радионавигационных приемниках,
в приемниках радиосистем передачи информации [7, 9, 12 и др.]. На ос-
нове этих моделей можно построить диаграммы обмена между вероятно-
стями ошибок типа ложной тревоги и пропуска при различных соотно-
шениях сигнал/шум в полосе обнаружителя. Но для средств разведки более
характерен предельный случай ограниченности априорных данных о под-
лежащем обнаружению сигнале — полное их отсутствие. В такой ситуа-
ции средство разведки может выносить решение о наличии сигнала только
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР... 59
на основании анализа его мощности Ри. Если мощность принимаемого
колебания больше мощности собственного шума приемника, на входе име-
ется сигнал.
Оценка мощности входного процесса
1 К
P* = -\u2(t)dt (3.7)
1 о
формируется устройством, выполненным по схеме рис. 3.3.
Рис. 3.3. Автокорреляционный (энергетический) обнаружитель
априори неизвестного сигнала
Входное колебание фильтруется в полосе А/щ и подается на схему обна-
ружителя, подобного корреляционному обнаружителю полностью извест-
ного сигнала. От корреляционного обнаружителя рис. 3.1 схема рис. 3.3
отличается тем, что, не имея образца сигнала, она в качестве опорного
сигнала коррелятора использует само принимаемое колебание «(/).
Всю информацию о входном процессе содержит выборка его ди-
скретных значений, следующих через интервал времени А/ = —?—. Поэто-
Л/ш
му объем выборки равен Л/ШТ. В результате накопления в интеграторе
формируется величина z, такая, что
f 2 ^ШТ 2
у — = V П' ПРИ ОТСУТСТВИИ на входе сигнала,
Йо2 Ьрш когда^) = 0, (38)
г = 1
(и. г._|_о.)2 1 (и. с.
у v_2__£z_ - у у f - 1 у У 1 при сигнале,
.Й о2 М + Рш когда^^о,
где = п(t = /А/) и Sj = s(t = z’Af) — дискретные по времени отсчеты вход-
ного шума и сигнала соответственно.
Плотность распределения нормированного процесса z на выходе инте-
гратора и соответственно на входе решающего устройства имеет вид %2 с
В = А/ШТ числом степеней свободы:
60
Глава 3. Эффективность средств РРТР
' -1 _£
^(г,Д/шТ) = < г 2 е 1 - при z >
2Г Га/шП 1 2 J
при z < 0,
(3.9)
где — гамма-функция [14].
Г(т|) =
о
Если т| — неотрицательное число, Г(т|)=(ц -1)!
На рис. 3.4 представлены графики плотности распределения веро-
ятностей квадратов входного нормального процесса для параметров на-
копления Л/ШТ = 2, 10 и 20.
Рис. 3.4. Плотность распределения %2 с двумя, десятью
и двадцатью степенями свободы
Как видно, распределение величины, исходной для обнаружения сиг-
нала приемником средства радиотехнической разведки, существенно отли-
чается от нормального для любых сколько-нибудь реальных соотношений
входной полосы и полосы усредняющего фильтра после квадратора в энер-
гетическом обнаружителе. Более детальный анализ показывает, что рас-
пределение %2 сходится к нормальному при В =30 (и, разумеется, более).
Соответственно рабочие характеристики обнаружителя средства радиотех-
нической разведки должны рассчитываться с учетом того, что распределе-
ние процесса на входе решающего устройства подчиняется не нормальному
закону, как в обнаружителе известного сигнала, а %2.
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР...
61
Относительно величины В = \/ШТнеобходимо принять следующие со-
глашения. Поскольку ширина спектра процесса на входе перемножителя
равна А/ш, его отсчеты, следующие через интервал времени А/ =—-—, не-
коррелированы, а для нормального шума — статистически независимы.
Тогда за время наблюдения этого процесса (за время интегрирования Т)
будет накоплено В = А/ШТ независимых отсчетов. И выборка объемом В
этих отсчетов содержит всю информацию о входном процессе. Поэтому,
обрабатывая такую выборку, обнаружитель может реализовать наилучшие
рабочие характеристики. В этом смысле В — мера информационной ем-
кости процесса, с которым работает энергетический обнаружитель.
Если на входе совместно с шумом присутствует сигнал, то наилучшие
условия для обнаружения сложатся тогда, когда входная полоса обнару-
жителя точно совпадет с его спектром («накроет» спектр сигнала, имею-
щий ширину А/), а время интегрирования после перемножителя точно
совпадет со интервалом времени существования сигнала Т. Если условия
совпадения полос и времени не выполнены, часть энергии принимаемо-
го сигнала будет потеряна и характеристики обнаружения, естественно,
будут хуже. Но по содержательному смыслу произведение В = АfT — зто
база обнаруживаемого сигнала. Обычно в задачах синтеза и анализа алго-
ритмов обработки сигнала база характеризует возможность его сворачи-
вания (сжатия) по времени и/или по частоте при когерентной обработке.
В энергетическом приемнике, естественно, когерентная обработка не пре-
дусматривается. Сигнал рассматривается как чисто случайный процесс, а
обнаружение происходит при сравнении с порогом мощности (точнее —
энергии) присутствующего на входе колебания. Таким образом, знание
базы и несущей частоты ограничивает объем априорных для средства
разведки сведений о сигнале. Уменьшение объема этих сведений (неточ-
ность знания частоты, ширины спектра и длительности сигнала) может
только ухудшить характеристики обнаружения. С другой стороны, допол-
нительные сведения о структуре сигнала, которые в принципе могли бы
улучшить характеристики обнаружения, скорее всего разведке недоступны.
Характеристики приемника, учитывающего при работе больший объем ап-
риорной информации о структуре и параметрах сигнала, будут лучше, чем
у энергетического, но только для того сигнала, с которым он согласован.
Поэтому такой приемник не будет универсальным и не подойдет для ис-
пользования в средствах технической разведки. Возможная адаптация
приемника к параметрам обнаруживаемого сигнала требует времени, а по-
теря времени на адаптацию к неизвестным структуре и параметрам сиг-
нала снизит характеристики обнаружения. Полученные при сделанных
62
Глава 3. Эффективность средств РРТР
предположениях оценки качества энергетического приемника могут слу-
жить верхними реалистическими оценками доступности сигнала для об-
наружения техническими средствами разведки. Предположение о больших
объемах доступной разведке априорной информации о сигнале и, следо-
вательно, лучших характеристиках обнаружения трудно обосновать. Пред-
положения о более низкой априорной осведомленности могут привести
к завышенным, чрезмерно оптимистическим оценкам скрытности сигна-
лов РЭС от обнаружения техническими средствами разведки.
Используя приведенную выше модель %2 для распределения вероят-
ностей процесса на входе решающего устройства энергетического обна-
ружителя, можно получить его рабочие характеристики. Считается, что
решение о наличии сигнала обнаружитель принимает по критерию Ней-
мана — Пирсона.
Порог обнаружения h определяется при заданном уровне вероятно-
сти ложных тревог решением уравнения
оо h
Рт = J(г, Д/Т)dz = 1 - (z, AfT)dZ = 1 - тш (А, Д/Т), (3.10)
h 0
откуда
й = Тш-‘[(1-Рлт), Д/Т], (3.11)
где Д/Г) — плотность, а Гш(й, Д/Г) — интегральная функция
распределения вероятностей процесса на входе решающего устройст-
ва, соответствующая действию только шума на входе обнаружителя;
Д/Г)— функция, обратная Гш(х, Д/Г).
Вероятность правильного решения о наличии сигнала в полосе А/на
входе обнаружителя будет при этом
оо h
Тправ = J^с+ш (Z, Д/Т)* = 1 - Jжс+ш (г, Д/Т)* = 1 - тс+ш (л, д/т), (3.12)
h 0
где И^+ш(г, Д/Г) и —соответственно плотность и интег-
ральная функция условного распределения вероятностей процесса на входе
решающего устройства, при условии присутствия на входе обнаружителя
сигнала вместе с шумом.
Диаграммы обмена между Рт и Рпр = 1 - Рправ Для автокорреляцион-
ного (энергетического) обнаружителя, аналогичные тем, что представле-
ны на рис. 3.2 для корреляционного обнаружителя полностью известного
сигнала, изображены на рис. 3.5.
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР...
63
Поскольку считается, что обнаруживаемый сигнал не проявляет коге-
рентных свойств, в обнаружителе он ведет себя так же, как и шум. Поэтому
рабочая характеристика обнаружителя определяется так же, как и при шуме
с использованием распределения %2 с Д/Т степенями свободы, но при дру-
гом параметре масштаба:
^с+ш (г, Д/Т) = [-Ц Д/т]
U + <7 )
и
(3.13)
Д/Т dz =
h 1
f ^с+ш (z,bfT)dz=\-—жс+ш
о о1
h
(3.14)
откуда
( h >
^поаВ=1-Тш ------,Д/Т . (3-15)
прав U + 0 J
Численный расчет рабочих характеристик энергетического обнаружи-
теля в соответствии с (3.10)—(3.13) позволяет построить график рис. 3.6 для
Рлт = Ю~3 и А/^ = 1- Для сравнения на тот же график нанесена рабочая
характеристика оптимального обнаружителя полностью известного сигна-
ла. Как видно, при очень малых отношениях сигнал/шум, оптимальный
64
Глава 3. Эффективность средств РРТР
Рис. 3.6. Рабочие характеристики согласованного
и энергетического обнаружителей
энергетический обнаружитель может оказаться чуть-чуть лучше оптималь-
ного по тому же критерию обнаружителя для полностью известного сиг-
нала. Этот парадоксальный факт можно объяснить тем, что при равенстве
мощностей случайного и детерминированного (полностью известного
приемнику) сигналов случайный с большой вероятностью будет превос-
ходить по уровню амплитуду детерминированного сигнала. Это видно из
сравнения плотностей распределения процессов на входе порогового уст-
ройства (нормального при полностью известном сигнале и %2 при энерге-
тическом обнаружении). Кстати, тот же эффект наблюдается при сравне-
нии рабочих характеристик обнаружителей полностью известного сигнала
и сигнала со случайной федингующей амплитудой [13].
На рис. 3.7 изображены рабочие характеристики энергетического об-
наружителя при разных уровнях вероятностей ложных тревог. Соответ-
ственно сверху вниз Рлт = 10-1; 10-2; 10~3 и 10-4.
Число степеней свободы (параметр накопления В = А/7) всюду на
рис. 3.7 принято равным В = 1.
Увеличение значения параметра накопления повышает крутизну ра-
бочих характеристик энергетического обнаружителя. Этот эффект иллю-
стрируется семейством кривых на рис. 3.8.
Иногда удобнее сравнивать качество работы обнаружителей сигнала
не по вероятностям их ошибок, а по пороговым уровням мощностей сиг-
налов, обнаруживаемых с заданными вероятностями. Для примера на
рис. 3.9 приведены семейства зависимости проигрыша по энергетике энер-
гетического (рис. 3.3) обнаружителя обнаружителю полностью известного
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР...
65
Рис. 3.7. Рабочие характеристики энергетического обнаружителя
при Рлт= 10-1, Рлт = 10-2, Рлт= 10-3, Рлт= 10-4
Рис. 3.8. Зависимости рабочих характеристик энергетического
обнаружителя от числа степеней свободы процесса на входе
решающего устройства (от базы B = &fT)
сигнала (рис. 3.1). На этом рисунке К— превышение соотношения сиг-
нал/шум #эн для энергетического обнаружителя над соответствующим
соотношением для корреляционного обнаружителя полностью известного
сигнала qK, при условии, что оба этих обнаружителя обеспечивают оди-
наковые вероятности ошибок. Семейство кривых на рис. 3.9, а получено
для значения параметра накопления Д/Т = 1; 2 и 5. Как видно, различие
оптимального и энергетического обнаружителей резко усугубляется с ро-
66
Глава 3. Эффективность средств РРТР
Рис. 3.9. Проигрыш энергетического обнаружителя оптимальному
обнаружителю полностью известного сигнала
стом требований к вероятности правильного обнаружения. Параметром
семейства кривых на рис. 3.9, б служит значение вероятности ложной тре-
воги, допустимое при работе обнаружителя.
3.3. Нормальные и аномальные ошибки. Условия
возникновения ошибок
Ошибки средства разведки, оценивающего параметры радиосигнала,
удобно делить на два вида: малые (нормальные) и большие (аномальные).
Такое разделение имеет смысл постольку, поскольку каждый из видов
удобнее оценивать по-разному, качественно разными характеристиками
и показателями. При рассмотрении малых ошибок прежде всего интере-
суются показателями, позволяющими оценивать величину ошибки. Из-
мерения с малыми ошибками группируются около истинного значения
измеряемого параметра, а все отличие от истинного значения обуславли-
вается множеством случайных причин, ни одна из которых не превалиру-
ет. Поэтому для малых ошибок справедливы условия центральной предель-
ной теоремы и закон распределения их вероятностей нормализуется.
Плотность распределения оказывается «узкой» (даже очень «узкой») по
3.3. Нормальные и аномальные ошибки...
67
сравнению с протяженностью интервала априорной неопределенности
измеряемого параметра. В пределах малой ширины плотности распреде-
ления вероятностей ошибок ее (эту плотность) всегда можно с хорошей
точностью аппроксимировать гауссовой кривой. И это соображение оправ-
дывает название «нормальные» для малых ошибок измерений, а следова-
тельно, допускает использование таких характеристик, как среднеквадра-
тическая ошибка, максимальная ошибка и др.
При оценке аномальных ошибок их величина чаще всего не важна,
ибо само появление аномальной ошибки означает нарушение работы
системы (сбой, промах). Очевидно, что если такой сбой уже имел место,
то неважно, какой именно величины была ошибка, оказавшаяся его след-
ствием. Аномальные ошибки наиболее удобно и целесообразно характе-
ризовать вероятностью появления. Проектируя измерительные системы,
создают условия, при которых эта вероятность должна оказаться малой
величиной, а при организации противодействия (или, в частности, мас-
кировки, скрытия работы систем от средств разведки) естественно потре-
бовать максимизации вероятности аномальной ошибки. Существенно, что
максимизируется не величина (или не только величина) аномальной
ошибки, а ее вероятность.
Разумеется, в общем случае нельзя четко указать границу, отделяющую
аномальные ошибки от нормальных. Эта граница может быть определена
только в конкретной системе, при конкретном виде сигнала и для конк-
ретных условий. Тем не менее можно считать аномальными все ошибки,
превосходящие по величине ширину главного лепестка функции разли-
чия е(АХ) [17] для сигнала с параметром X.
Для средства разведки информативен некоторый параметр сигнала
(возможно, векторный, т. е. набор параметров). Совершенно не обязатель-
но, чтобы для разведки информативны были бы те же параметры, что и
для собственного приемника защищаемой радиосистемы. Поскольку при
распространении сигнала всегда имеют место всякого рода помехи, в изме-
рения вносится ошибка, искажающая сообщение. В зависимости от того,
как сообщение заложено в сигнале, оно будет по-разному искажаться по-
мехами. В связи с этим возникает вопрос о точности измерений и о связи
этой точности с формой и способом модуляции сигнала. Математический
аппарат, позволяющий сравнивать различные радиосигналы по устойчи-
вости их параметров к искажениям помехами, основан на анализе сигналь-
ных и помеховых функций [17].
Пусть средство разведки принимает сигнал s(t9 Хи), причем А,и — по-
стоянный во времени информативный параметр. Задачей приема является
измерение значения этого параметра.
68
Глава 3. Эффективность средств РРТР
Один путь для решения такой задачи состоит в том, чтобы сделать
приемное устройство в виде преобразователя сигнала, на выходе которо-
го получается величина X*, функционально связанная с Хи. Измерение
сводится к сравнению к* с эталонными образцами X*, Х^,... X*, образую-
щими измерительную шкалу, и выбору одного-единственного образца, бли-
же всего подходящего к X*. Этот образец и дает оценку параметра X*.
Возможен, однако, и иной метод приема, при котором не требуется
выделения X*. Считая структуру сигнала полностью известной (за исклю-
чением величины Хл), можно построить измерительную шкалу из образцов
сигнала X* j или частично преобразованного сигнала 5П X*), а затем
сравнивать принятый сигнал Хи) с этой шкалой.
В результате сравнения следует выбрать образец сигнала, совпадаю-
щий с принятым (точнее, наиболее близкий к принятому из всех имею-
щихся образцов). Очевидно, что этот способ измерения также обеспечи-
вает получение оценки X*.
Если прием происходит без помех и искажений, а параметр Хи может
принимать значение лишь из дискретного множества, принятый сигнал
обязательно совпадает с одним из образцов. Если же Хи изменяется не-
прерывно, то точного совпадения может не быть, но ошибка дискретно-
сти в принципе может быть сделана как угодно малой, если соответствен-
но увеличить число образцов (уменьшить цену деления шкалы).
Действие помехи изменяет форму сигнала. Поэтому даже при дис-
кретном Хи может не быть совпадения принятого процесса ни с одним из
образцов. В этом случае для выбора надо задаться каким-либо количествен-
ным критерием различия (или сходства) принятого искаженного сигнала
^иск Хи) с образцом. Чаще всего используют среднеквадратический кри-
терий близости сигнала и образца
со
— J [^ИСК Ч)“ Х/)^ (3.16)
выбирая в качестве истинного тот из образцов, для которого величина
энергии различия sK (/, Хи) и 5ИСК (/, Хи) окажется минимальной.
Ясно, что при таком способе выбора возможность перепутать значе-
ния сообщения будет тем меньше, чем сильнее отличаются образцы друг
от друга. Поэтому наиболее употребительный критерий оценки качества
сигнала как переносчика сообщения основан на определении нормиро-
ванной безразмерной величины е, называемой мерой различия:
1
Е =-----
с
° иск
-12
(3-17)
3.3. Нормальные и аномальные ошибки...
69
где Qq = j s2(t, Х0)Л— энергия сигнала при некотором фиксированном
значении Хо параметра X. Если сигнал ограничен во времени и ,$(/) = 0 при
te[-T/2,T/2], то пределы в интеграле (3.16) ограничиваются интерва-
лом Т существования сигнала.
Меру различия, определенную согласно (3.16), можно рассматривать
как функцию или разности ДХ = ХИ- Xz. Функция различия е(ДХ) нео-
трицательна, проходит через нуль при ЛХ = 0 (когда Хи = Xz) и возрастает с
увеличением абсолютного значения аргумента ДХ, хотя этот рост и не обя-
зательно будет монотонным.
По виду функции различия е(ДХ) можно судить об устойчивости ис-
следуемого сигнала к помеховым искажениям параметра X. Быстрое воз-
растание е(ДХ) от нуля с увеличением ДХ свидетельствует о том, что даже
малое изменение параметра в образце сигнала приводит к резкому увеличе-
нию меры различия е. Следовательно, это различие легко обнаружить и
труднее замаскировать помехой. Значит, сигналы с быстро нарастающей
функцией различия в е(дХ) могут при модуляции параметра X сообщением
обеспечить передачу информации с меньшими искажениями, но разведка
может точно измерять этот параметр на фоне помех.
Соотношение (3.2) может быть преобразовано к виду
e(aM = ^-+|L-2^(a4 (3.18)
vo vo
где Q и Qi — энергии сигналов при значениях параметра Хи и Xz, а
(3.19)
Зависимость #(ДХ) в литературе называется сигнальной функцией [17].
Все информативные для средств разведки параметры сигналов и соот-
ветственно все виды влияния изменений параметров сигнала на характер
сигнальной функции можно разбить на две группы. К первой (неэнергети-
ческой) относятся те параметры, при вариациях которых не происходит
изменения энергии сигнала. К этой группе относятся такие параметры и
характеристики, как частота, задержка, длительность импульса, и т. п. Ко
второй группе (энергетической) относятся сигналы, энергия которых ме-
няется при изменении информативного параметра. Сюда относятся сиг-
налы с AM.
Для всех неэнергетических методов модуляции зависимость (3.18)
преобразуется к виду
е(ДХ) = 2[1-д(дХ)],
(3.20)
70 Глава 3. Эффективность средств РРТР
и качество определения значения информативного параметра полностью
определяется видом сигнальной функции #(ЛХ). Как следует из (3.19), сиг-
нальная функция должна убывать с ростом аргумента АХ, и чем круче будет
спадать #(ДХ) с увеличением |ДХ|, тем точнее может измеряться параметр.
Максимальное значение #(0) = 1. Из определения (3.18) видно, что по сво-
ей структуре сигнальная функция аналогична автокорреляционной фун-
кции сигнала, а когда информативным параметром является временная
задержка или длительность импульса, эти две функции совпадают.
Среднеквадратический критерий (3.15) и вытекающие из него меры
различия (или сходства) двух сигналов (е(ДХ) и #(ДХ)) допускают весь-
ма наглядное геометрическое толкование. Действительно, каждому сигналу
s(t) можно поставить в соответствие вектор в w-мерном пространстве,
причем координатами или проекциями этого вектора являются коэф-
фициенты разложения акфункции вряд по ортогональным функци-
ям [12]. Длина вектора в «-мерном евклидовом пространстве определяет-
ся по координатам его конца как
I п
<3-21>
\к=\
но на основании теоремы Парсеваля для разложения в ряд по ортогональ-
ным функциям сигнала длительностью Т справедливо равенство
Т/
п /1
= J s2(0^ = G- (3.22)
k=\ _Т/
/2
Следовательно, длина вектора, изображающего сигнал в пространстве с
евклидовой метрикой, равна корню квадратному из его энергии.
Если предположить, что у сигнала изменился информативный пара-
метр X, то новый сигнал также может быть представлен вектором в той
же системе координат, но с другими отличаемыми от первого проекциями.
При неэнергетических методах модуляции изменения X не изменяют энер-
гии сигнала. Значит, вектор сигнала поворачивается, не меняя своей дли-
ны. Иначе говоря, при неэнергетических методах модуляции конец вектора
сигнала всегда лежит на поверхности «-мерной сферы радиуса г = Тб- Если
параметр X меняется непрерывно, то конец вектора сигнала прочерчива-
ет на этой сфере некоторую непрерывную линию (линию сигнала). При
энергетической модуляции вектор сигнала изменяет свою длину, так что
линия сигналов не лежит на сфере постоянного радиуса. Дискретному из-
менению X соответствует конечное множество изолированных точек в том
же «-мерном пространстве.
3.3. Нормальные и аномальные ошибки...
71
Для использованной векторной модели различие между двумя любыми
сигналами s(/, Z) с проекциями а^и s(t,Z + AZ) с проекциями ^опреде-
ляется расстоянием d между концами соответствующих векторов. При
евклидовой метрике сигнального пространства
j2 = S(a*-^)2- (3.23)
k=\
Вектор d имеет проекции q= ak- bk и, следовательно, изображает сиг-
нал sp (/) = s(/,Z) - Z 4- AZ). Поэтому согласно той же теореме Парсеваля
т/
/2
d2 = J s(/,Z)-.s(/,Z + AZ) dt. (3.24)
-7/
/2
Сравнивая (3.22) с (3.23), можно отметить, что расстояние между век-
торами сигналов в евклидовом пространстве пропорционально мере раз-
личия с при среднеквадратическом критерии, который использовался ра-
нее. Если модуляция неэнергетическая, то
d1 = 20[1-#(Д1)], (3.25)
где Q — энергия сигнала, а — сигнальная функция, определяемая
соотношением (3.18).
Быстрое спадание функции #(AZ) с увеличением AZ можно тракто-
вать как большой поворот сигнального вектора, вследствие чего изменение
параметра Z резко увеличивает расстояние d между сигналами s(t, Z) и
s(t, Z + AZ). Поэтому приращение вектора сигнала из-за добавления к
нему вектора помехи приведет соответственно к меньшей ошибке в оценке
параметра Z. Если функция #(AZ) уменьшается немонотонно и имеет выб-
росы, сравнимые с единицей, это означает, что линия сигналов на «-мер-
ной сфере извивается так, что ее отдельные точки на разных витках сбли-
жаются в сигнальном пространстве. Такая картина указывает на опасность
появления «больших» (аномальных) ошибок при действии даже сравни-
тельно малой помехи. Таким образом, векторное представление сигнала
в евклидовом пространстве также показывает, что сигнальная функция
(или функция различия), построенная на основе меры среднего квадрата
разности двух сигналов, может служить мерой качества радиосигнала как
переносчика сообщений, так и показателем защищенности сигнала от не-
санкционированного определения его параметра.
Анализ радиосигналов с помощью сигнальных функций тривиально
обобщается на случай, когда в принимаемом сигнале неизвестно несколь-
ко (т) параметров. В этом случае в сигнальном пространстве при измене-
72
Глава 3. Эффективность средств РРТР
нии сообщения образуется не линия, а сигнальная поверхность, и при этом
образцы сигнала должны охватывать все возможные сочетания разных зна-
чений неизвестных параметров. Сигнальная функция измеряется для каж-
дого образца, чтобы выбрать тот, для которого она будет наибольшей.
Таким образом, сигнальная функция будет многомерной величиной, за-
висящей от 2/л аргументов, а количество образцов становится равным
т
<326>
/=1
где щ — количество различаемых градаций f-го параметра.
Используя многомерную сигнальную функцию, можно обобщить ис-
следование свойств радиосигнала и на те случаи, когда какие -то из неизве-
стных параметров изменяются за время измерения. Такие переменные
параметры можно представить разложением в ряд по ортогональным функ-
циям, а постоянные коэффициенты ряда рассматривать как новые неиз-
вестные параметры. Иначе говоря, изменение параметра во времени можно
учесть соответствующим повышением размерности сигнальной функции.
Когда неизвестных параметров два (X, ц), сигнальная функция будет,
вообще говоря, зависеть от четырех переменных (^И,ЦИ т. е.
(3.27)
Часто используемый прием уменьшения числа переменных с четырех
до двух: ДХ = ХИ-Х/-; Ap. = pH-pz не меняет сути дела, хотя и преобразует
четырехмерную сигнальную функцию в функцию двух переменных.
Естественно, что если не заданы конкретный вид и уровень помех,
нельзя дать и количественную оценку искажений сообщения, в том числе
и меры уровня аномальных ошибок. Однако, сравнивая сигнальные функ-
ции двух различных радиосигналов (при неэнергетических методах моду-
ляции), можно сказать, какой из них может обеспечить большую точность
работы средств разведки при весьма общих предположениях о характере
помех. При этом, основываясь на анализе только сигнальных функций,
можно оценить предельно возможную, потенциальную точность измере-
ний, исключив из рассмотрения способ демодуляции несущей.
Пусть прием сообщения осуществляется сравнением принятого сиг-
нала с образцами. Тогда определение X сводится к измерению множества
значений (для разных образцов) и выбору среди них наименьшего. При
отсутствии помех (искажений) е/ совпадает с мерой различия (3.16). Если
же искажения есть, то е- будет отличаться от е на некоторую величину
ошибку 6е, которая и приводит к тому, что выбирается другой образец сиг-
3.3. Нормальные и аномальные ошибки...
73
Рис. 3.10. К определению ошибки измерения параметра X
нала, а следовательно, параметр X определяется с ошибкой. Предположим,
что образцов сигнала может быть сколь угодно много и дискретность
измерения (|Х/+1 - XJ) весьма мала. Тогда функция е(ДХ) определяет точ-
ность измерения параметра X, если задана точность измерения меры раз-
личия е. Это утверждение иллюстрируется рис. 3.10, я, где вдоль кривой
е(ДХ) показан коридор шириной ±Sew, в который укладываются возмож-
ные ошибки. Определяя X по минимальному значению е', средство раз-
ведки ошибется на величину, которая лежит в пределах от 8Xj до 8Х2. Оче-
видно, чем круче нарастают обе ветви функции е(ДХ), тем меньше будут
интервалы значений ошибок I^Xi - SX2|.
Сигнальная функция #(ДХ) при неэнергетическом параметре связа-
на с мерой различия простым соотношением (3.19), т. е. вместо измере-
ния е' можно говорить об измерении q’ с ошибкой bq и определять точ-
ность оценки параметра X по графику сигнальной функции, как показано
на рис. 3.10, б.
Сравнивая сигнальные функции для двух случаев 1 и 2 на рис. 3.11, а, б
можно утверждать, что сигнал, которому соответствует сигнальная функ-
ция 2, обеспечивает при одинаковых ошибках измерения SXW более высо-
кую точность определения информативного параметра, чем сигнал, кото-
рому соответствует функция X.
Несколько сложнее обстоит дело при сравнении точностей опреде-
ления параметра для сигнальных функций вида 1 и 2 на рис. 3.11, б. При
высокой точности измерения, когда ошибки измерения параметра зна-
чительно меньше величин и SX2, сигнал с сигнальной функцией 2 по-
зволяет производить измерения точнее, чем сигнал с функцией 1. При бо-
лее грубых измерениях это уже не обязательно, и, если ошибки измерений,
большие по модулю значений SXt и 8Х2, встречаются достаточно часто,
сигнал с функцией 2 может оказаться предпочтительнее в смысле скрытно-
сти параметров от средств разведки.
74
Глава 3. Эффективность средств РРТР
Рис. 3.11. К сравнению двух сигнальных функций
Для многих методов модуляции сигнальная функция имеет вид, по-
казанный на рис. 3.12 сплошной линией. Здесь на медленно меняющу-
юся зависимость #(ЛХ) накладываются малые колебания малого периода
(высокой частоты) сравнительно с временем нарастания и спада огиба-
ющей. Исследуя такие сигналы, надо в первую очередь оценить точность
измерения, которую может реализовать средство разведки. Если эта точ-
ность настолько высока, что ошибки составляют доли периода быстрых
колебаний сигнальной функции, то рассматривать надо только начальный
участок в пределах (рис. 3.12). В большинстве случаев предпо-
лагаемые ошибки значительно превышают указанные пределы. При этом
вполне допустимо пренебречь малыми колебаниями и рассматривать сгла-
женную кривую, показанную на рис. 3.12 штрихпунктирной линией.
Другой характерный случай соответствует большим колебаниям сиг-
нальной функции, как на рис. 3.13. При точных измерениях здесь, как и
Рис. 3.12. Сигнальная функция
с малыми колебаниями
в предыдущем случае, можно рассматри-
вать только начальный участок кривой
#(ДХ). Если же возможные ошибки пре-
вышают период колебаний осциллиру-
ющего множителя сигнальной функции,
что соответствует ошибкам в определе-
нии сигнальной функции, большим
то на оси ДХ выделяется ряд областей, в
пределах которых может лежать ошибка
параметра
Первая такая область находится в
окрестности ЛХ = 0, вторая и третья об-
ласть — около соседних боковых макси-
мумов функции ^(ЛХ) и т. д. Иначе гово-
3.3. Нормальные и аномальные ошибки...
75
ря, даже малые ошибки измерений могут привести к неоднозначности оп-
ределения параметра X. Когда приемник разведки располагает априорными
сведениями, ограничивающими область возможных значений X, их мож-
но использовать для исключения неоднозначности. Тогда точность из-
мерения определяется шириной первой области ошибок. Сравнение си-
гнальных функций разных сигналов при этом следует производить по двум
показателям: по точности измерения и по требованиям к априорным све-
дениям, необходимым для исключения неоднозначности. Полезной харак-
теристикой при этом является информативность, которая определяется ло-
гарифмом отношения допустимой априорной ошибки к получающейся
после измерения апостериорной ошибке. Информативность будет тем
выше, чем дальше отстоят боковые (побочные) максимумы сигнальной
функции от основного.
Возможно, однако, что априорных сведений нет или их точность не-
достаточна для исключения неоднозначности. При этом точность прак-
тически определяется крайними областями ошибок, и, следовательно, при
анализе полную кривую ^(ЛХ) можно заменить ее огибающей по-
казанной на рис. 3.13 штрихпункгирной линией.
Возможен и другой подход к анализу такой сигнальной функции.
Допустим, что ошибки измерения 5Х по большей части малы, но суще-
ствует и некоторая вероятность появления больших ошибок. Тогда мож-
но считать, что точность оценки параметра к определяется начальным
участком сигнальной функции, но могут иметь место и аномальные боль-
шие ошибки. Вероятность отсутствия аномальных ошибок характери-
зует надежность измерения, а для систем противодействия техническим
разведкам — качество защищенно-
сти. При таком подходе сигнальные
функции следует сравнивать по двум
показателям: точности и надежности.
Чем выше уровень боковых макси-
мумов в сигнальной функции, тем вы-
ше надежность скрытия параметра от
несанкционированного определения
средствами технических разведок.
В некоторых случаях информа-
тивный параметр X может принимать
только ряд дискретных фиксирован-
ных значений. Тогда задача измере-
ния сводится к определению номера
Рис. 3.13. Сигнальная функция
с большими колебаниями
76
Глава 3. Эффективность средств РРТР
значения X для принятого (обнаруженного) радиосигнала. Такой случай
характерен, например, для перехвата сигналов цифровых систем переда-
чи информации. Сигнальная функция для такого случая также будет дис-
кретной. Ошибка при измерении сигнальной функции может привести к
тому, что вместо истинного значения параметра X, будет принято другое
фиксированное значение Ху, i = j. Качество измерения при этом удобно ха-
рактеризовать вероятностью ошибки.
Анализируя двумерную сигнальную функцию, необходимо различать
следующие два случая.
1. Оба неизвестных параметра информативны и подлежат скрытию от
определения средством разведки, например — несущая частота и длитель-
ность радиоимпульса. Двумерной сигнальной функции #(АХ, Лц) соответ-
ствует некоторая поверхность, причем в силу нормировки к энергии сиг-
нала в начале координат #(0,0) = 1. Чем быстрее спадает эта поверхность
при отклонении в любом направлении от начала координат, тем более
точные оценки параметров можно построить при заданной ошибке изме-
рения bq (при заданном соотношении сигнал/шум). Наличие у поверх-
ности ^(АХ,Ац) нескольких максимумов может быть причиной неодно-
значного определения параметров, т. е. аномальных ошибок измерений.
Для хорошей маскировки значений параметров желательно, чтобы побоч-
ные локальные максимумы сигнальной функции были бы по уровню со-
измеримы с главным #(0,0) = 1, но отстояли бы от него как можно дальше.
При этом аномальная ошибка измерений будет иметь большую величину
и будет случаться с высокой вероятностью.
2. Только один параметр X является информативным, а второй неиз-
вестный параметр ц не несет полезной информации для разведки, т. е. яв-
ляется для нее паразитным случайным параметром сигнала. Несмотря на
то что измерять ц не требуется, образцы сигнала должны также варьиро-
ваться и по ц, хотя количество и величина градаций по каждому парамет-
ру могут сильно различаться. Пусть, например, полезным параметром яв-
ляется частота сигнала, а паразитным — задержка импульса. Если образцы
сигнала будут различаться между собой только по частоте /, то вполне
возможно, что ни один из них не даст хорошего сходства с принятым
сигналом из-за различия по задержке (образец сигнала с истинным значе-
нием частоты может вообще не совпасть с принятым сигналом по времени,
что обусловит нулевое значение измеренной оценки сигнальной функции).
Значит, в случае, когда один из двух параметров паразитный, сигнальную
функцию следует также рассматривать как функцию двух переменных. Од-
нако требования к виду сигнальной функции теперь будут другие. Медлен-
3.3. Нормальные и аномальные ошибки...
77
ный спад поверхности ^(ДХ,Д|1) необходим только вдоль оси частот. По
оси времени (задержки) он должен быть как можно более крутым, это
позволит уменьшить чувствительность средства разведки изменениям
информативного параметра и зависимость точности несанкционирован-
ных измерений от значения параметра паразитного.
Все приведенные рассуждения убеждают прежде всего в том, что гра-
ница между нормальными и аномальными ошибками условна и может
быть определена только для сигналов конкретного вида и в конкретных
условиях приема и обработки: мера аномальных ошибок, обусловленная
действием только нормального стационарного шума приемных устройств,
будет существенно отличаться от меры (величины?) аномальных ошибок,
обусловленных помехами из-за нарушения ЭМС или из-за активного
противодействия (дезинформации средств разведки) с использованием
имитирующих сигналоподобных помех. Тем не менее ниже исследуются
условия возникновения аномальных ошибок, величина которых превос-
ходит ширину некоторой окрестности около главного экстремума функ-
ции различия е(ДХ). Область нормальных ошибок обычно располагается
симметрично вокруг нуля на оси ДА (или около Хи на оси 1). На рис. 3.14
соответствующие граничные точки обозначены как ХН1 и Ан2. Эти точки
лежат внутри области априорной неопределенности, границы которой
Рис. 3.14. К определению аномальных ошибок
Если полагать, что средство разведки работает в нормальной сигналь-
ной обстановке, в отсутствии специально организованных помех, то причи-
ной ошибок является действие только аддитивного шума приемных уст-
ройств. Тогда, учитывая, что оценка параметра определяется наименьшим
78
Глава 3. Эффективность средств РРТР
значением измеренной функции различия, можно сформулировать до-
статочное условие наличия аномальных ошибок в виде
е(Х)<е(Хи), VXe[XH1;XH2]. (3.28)
С учетом соотношения (3.17) условие (3.28) представляется в виде
-J- J^(r)J/ + £(X)>£n(X)+-^-j (3.29)
vo vo
откуда искомое достаточное условие наличия аномальных ошибок
е(Х)<£п(Х) VXe[XH1;XH2], (3.30)
т. е. это условие должно выполняться для всех X, лежащих в области
[*н1>
При неэнергетическом параметре X функция ограничена [е(Х)<4] и
связана с сигнальной функцией #(Х) соотношением е(Х) =
Поскольку ошибка ЕП(Х) может иметь разный знак, (3.30) можно заме-
нить более сильным неравенством
е(Х)<|еп(%)|, (3.31)
или иначе, используя связь е(Х) с сигнальной функцией ,
2[1-^(Х)]<
(3.32)
В частном случае, когда в области аномальных ошибок сигнальная
функция не имеет значительных выбросов, можно принять #(Х) = 0. Тогда
из (3.31) получается условие, накладываемое на максимальное значение
обобщенной помеховой функции, определенной согласно
। °°
— —— J 5’(z, XJwh (3.33)
vo
где 5(z,X)— детерминированная функция, равная в данном случае
2[5(/, Хи)-5(/, X)].
Поэтому условие наличия аномальных ошибок выглядит как
ептах>2. (3.34)
Таким образом, аномальные ошибки измерения параметра (парамет-
ров) сигнала происходят тогда, когда боковые выбросы оценки сигнальной
функции по измеряемому параметру превосходят по величине уровень
главного выброса. В случае приема сигнала с неэнергетическим парамет-
3.3. Нормальные и аномальные ошибки...
79
ром на фоне нормального стационарного белого шума вероятность такой
ситуации можно оценить на основании следующего соотношения [17]:
(3.35)
2 г»
где = гш =------- — мощность шума, прикладываемого к каждому сце-
низм
ниваемому значению сигнальной функции; п — число независимых ка-
налов, равное числу градаций дискретных значений информационного
параметра X и соответственно объему выборки отсчетов, по которому одно-
значно точно восстанавливается сигнальная функция; qk — относитель-
ный уровень k-го значения сигнальной функции (относительно уровня
главного выброса = 1) — математическое ожидание значения сигналь-
ной функции, которое получается в процессе оценивания информатив-
ного параметра на фоне шума.
По структуре выражения (3.35) видно, что оно задает вероятность
такого события, которое образует полную группу с событием отсутствия
превышения любым из п - 1 боковых выбросов сигнальной функции слу-
чайного значения, сформированного в настроенном канале, где #= 1.
Выражение (3.35) получено в предположении о том, что все значения
оценки сигнальной функции qk, ке 1:л, статистически независимы. Если
нет достаточных оснований для того, чтобы принять это условие, полу-
ченная на основании (3.35) оценка оказывается завышенной и ее можно
считать верхней границей вероятности аномальной ошибки. Для оценки
нижней границы можно поступить следующим образом.
Дело в том, что далеко не все сомножители, входящие в произведение
интегралов в (3.35) одинаково значимы. Этот вклад тем значительнее, чем
больше математическое ожидание Qqk соответствующего значения оценки
сигнальной функции. А наибольший вклад в оценку вероятности аномаль-
ной ошибки вносит самый большой по величине выброс сигнальной
функции: именно для него характерна наибольшая вероятность аномаль-
ной ошибки. Поэтому нижняя граница вероятности аномальной ошибки
может быть оценена на основе двумерной совместной плотности распре-
деления оценки сигнальной функции в окрестности главного и наиболь-
шего из боковых выбросов (в окрестности главного и наибольшего из
локальных максимумов). Соотношение для такой оценки, сконструиро-
80
Глава 3. Эффективность средств РРТР
ванное на основе тех же рассуждений, которые ранее привели к (3.35),
можно представить в виде
гДе Qk — уровень наибольшего из боковых выбросов сигнальной функции,
а коэффициент 2 перед интегралом учитывает тот факт, что боковые выб-
росы сигнальной функции всегда имеют пару (#(Х) — четная функция).
Результат численного интегрирования (3.36) для конкретного случая
оценивания несущей частоты радиоимпульса представлен на рис. 3.15 по-
верхностью в координатах q- q^ где q — соотношение сигнал/шум в поло-
се, обратной времени наблюдения (анализа) сигнала, a qk— относительный
Рис. 3.15. Нижняя граница вероятности аномальной ошибки
измерения несущей частоты радиоимпульса
уровень максимального бокового лепестка сигнальной функции радиоим-
пульса по частоте. В конкретном рассматриваемом случае измеряемого
параметра — несущей частоты радиоимпульса — сигнальная функция сов-
падает с огибающей его спектра.
На основании полученной зависимости можно получить нижние, ос-
торожные с точки зрения обеспечения защиты от РРТР, оценки вероят-
ностей аномальных ошибок измерения несущей частоты радиоимпульса
при разной форме его огибающей. Зависимости этой вероятности от со-
отношения сигнал/шум приведены на рис. 3.16. Для прямоугольного им-
пульса, у которого относительный уровень второго, наибольшего бокового
лепестка сигнальной функции равен
3.3. Нормальные и аномальные ошибки...
81
/7 zz . . Зя sin— 2
42прям Зя
= 0,21.
(3.37)
Зависимость представлена кривой 1.
Для радиоимпульса с симметричной треугольной огибающей
( . Зя^ sin— 2
^2треуг 2 Зя 1 т J а 0,04.
(3.38)
Вероятности аномальных ошибок, естественно, будут меньше (кривая 2).
Импульс с гауссовской формой огибающей (такую модель радио-
импульса часто используют в радиолокации, описывая ею форму огиба-
ющей радиоимпульса на выходе многокаскадного УПЧ) вовсе не будет
иметь боковых выбросов сигнальной функции, но имеет довольно мед-
ленный спад #(со). Поэтому для него характерна зависимость вероятно-
сти аномальных ошибок от соотношения сигнал/шум, представленная кри-
вой 3 на рис. 3.16.
Рис. 3.16. Нижняя граница вероятности аномальной ошибки
измерения несущей частоты радиоимпульса с прямоугольной,
треугольной и с гауссовой огибающей
При трапецеидальной огибающей радиоимпульса вероятность анома-
лий измерения частоты будет обеспечиваться где-то между границами (3.37)
и (3.38), поскольку
^2 прям — Q1 треуг — #2 гаус* (3.39)
82
Глава 3. Эффективность средств РРТР
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки
и частоты радиосигнала
Определение времени задержки и частоты радиосигнала — распрост-
раненная и типичная задача для средства РРТР. Несущая частота — один
из самых информативных для средств разведки параметров сигнала. А на
основе измерения задержки работают корреляционные измерители про-
странственных координат объектов разведки. Кроме того, физически из-
мерение задержки для средств разведки чаще всего выступает как изме-
рение некоторого иного временного интервала, а именно — длительности
или периода следования импульсов. Принципиальной для анализа условий
возникновения аномальных ошибок разницы здесь нет — просто начало
измеряемого временного интервала исчисляется не от произвольного
момента.
Ниже рассмотрение проводится на основе анализа одномерных сиг-
нальных функций некоторых характерных радиосигналов. Обобщение на
случай произвольной размерности тривиально.
Представляет интерес рассмотрение ошибок определения задержки и
частоты сигнала, имеющего форму пачки радиоимпульсов. Не нарушая
общности при существенном упрощении модели сигнала импульсы в пачке
предполагаются прямоугольными (точнее, имеющими прямоугольную
огибающую) и когерентными. Аналитическая модель такого сигнала мо-
жет быть представлена в виде
е(/) = С/1П(/, TMM)sinort, (3.40)
где П^,тим ) — последовательность прямоугольных импульсов единичной
амплитуды с длительностью импульса тим и периодом повторения Тп, так
что полная длительность сигнала Tc=NTn (N— число импульсов в пач-
ке, наблюдаемой и анализируемой средством разведки). Сигнал будет за-
держан на время т, которое в данном случае представляет собой инфор-
мативный параметр. Принятый сигнал сравнивается с образцом, в который
также введена задержка на время т,-. Сигнальная функция, определяющая
потенциальную точность измерения задержки и возможность аномальных
ошибок, представляется в виде
х П (t - х,, тим) sin (art - сот,) dt,
где Qo =Ui Дт = т-т(-.
(3.41)
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки и частоты радиосигнала 83
Отбрасывая в (3.41) слагаемое, осциллирующее с частотой 2со, можно
получить
?(Дт)=С^_ЮАТ J п('-т,тим)п('-WhmH (3.42)
'’^им о
Интеграл, входящий в (3.42) разбивается на сумму интегралов, при-
чем каждое слагаемое соответствует интегрированию в пределах одного
периода Тп. Пока сдвиг Дт меньше периода, таких интегралов будет N. При
сдвиге в пределах от Тп до 2 Тп интегралов будет N- 1 и т. д.
Естественно также, что каждый интеграл отличен от нуля только на
тех подинтервалах времени, где импульсы двух перемножаемых последо-
вательностей перекрываются. С учетом сказанного выражение для сигналь-
ной функции (3.42) можно представить в виде
?(Дт) =
N (
cosroAx^ 1
i=i k
при /Тп<Дт</Тп-тим;
О при остальных значениях Дт.
(3.43)
График функции (3.43) приведен на рис. 3.17.
Рис. 3.17. Сигнальная по задержке (совпадающая с автокорреляционной)
функция пачки прямоугольных импульсов
Из анализа сигнальной (автокорреляционной) функции следует ряд
важных выводов о качестве рассматриваемого сигнала при его использо-
вании для измерения задержки. Допустим, что средство разведки можем
измерять q с такой точностью, что ошибка §q значительно меньше вели-
2л 1 _ - -
чины------< —. Тогда исследуемый радиосигнал обеспечит однозначное
<О*им
84
Глава 3. Эффективность средств РРТР
измерение задержки с ошибками, составляющими доли периода заполня-
ющего импульс колебания частоты со. Чем выше эта частота, тем точнее
будет оценка задержки, но и тем жестче требования к точности измере-
ния qy при которых этот вывод справедлив. Практически такой режим
работы может быть использован, если сотим не очень велико.
Однако в большинстве случаев сотим » 1, и точность следует оцени-
вать по огибающей сигнальной функции. При этом видно, что точность
будет тем выше, чем короче импульс. Разумеется, что сравнение следует
производить при постоянной полной энергии сигнала (20, поэтому для уко-
роченных импульсов сравнение корректно при соответствующем увели-
U2
чении импульсной мощности —— или числе импульсов в пачке N.
Измерение по огибающей импульса также будет неоднозначным (бу-
дет приводить к аномальным ошибкам), если ошибка в оценке сигнальной
1
функции превышает —. Такой случай обычно имеет место при N» 1.
Наконец, как видно из рис. 3.17, измерение задержки может производиться
по огибающей пачки импульсов. Результаты такого измерения всегда будут
однозначными, без аномальных ошибок, но очень неточными.
Отождествление измеряемой задержки с аргументом ближайшего боко-
вого выброса сигнальной функции, имеющего уровень 1-------, не всег-
(ОТИм
да можно считать аномальной ошибкой: это ошибка на период частоты
несущего колебания. Но при очень низких частотах и такая ошибка может
иметь значительную величину. Безусловно аномальной будет ошибка,
превосходящая по величине значение Гп (и кратная этому значению).
Такие ошибки соответствуют аргументам максимумов огибающей сигналь-
ной (автокорреляционной) функции пачки. Происходят ошибки с такой
вероятностью, с которой относительное значение помехового выброса
1
превзойдет уровень —.
N
Важно установить, какими свойствами обладает пачка когерентных
радиоимпульсов, если по ней измеряется частота (точнее, смещение час-
тоты относительно некоторого опорного значения, например — относи-
тельно середины диапазона априорной для разведки неопределенности
значения несущей сигнала). Прежде всего необходимо отметить, что вид
сигнальной функции #(Дсо) оказывается зависимым от выбора начала от-
счета времени. Для сигнала, заданного, например, на интервале от 0 до
Тс, сигнальная функция будет не такой, как для сигнала в интервале
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки и частоты радиосигнала 85
Т т
1 с . 1 с
2 ’ 2
Это обстоятельство можно пояснить следующим образом.
Когда считается, что неизвестен только один параметр сигнал — частота,
то и опорные образцы сигнала могут различаться только по этому пара-
метру. Это означает, что в какой-то один момент времени /0 все образцы
(и принимаемый сигнал) должны точно совпадать. По мере удаления от
момента /0 расхождение будет увеличиваться, и тем сильнее, чем больше
разница соответствующих частот. Интегральное различие между сигналом
и образцом, которое и определяет сигнальную функцию, будет зависеть
от момента /0 относительно начала наблюдения сигнала. Ясно, что если
совпадает с началом сигнала, то общее расхождение за время То будет
большим, чем когда /0 взят в середине. Представляя, для примера, сигнал
в виде е(/) = Um sin со/ при tx < t < t2, считается, что /0 = 0, ибо именно при
t - 0 сигнал е(/) не зависит от со и, следовательно, в этот момент все об-
разцы точно совпадают. Но тогда естественно, что #(Дсо) будет зависеть
не только от но и от абсолютного значения /Р
В некоторых случаях, когда определены физические условия задачи,
можно однозначно задать начало сигнала /Р Так, например, если речь идет
об определении частоты колебаний на выходе УПЧ, начало сигнала надо
совместить с началом отсчета времени и считать, что сигнал расположен
в интервале [0; Гс]. В других случаях определенно задать начало сигнала
нельзя. Это связано с идеализированной постановкой задачи об измере-
нии частоты при точно известной фазе. На практике чаще всего бывает
так, что если неизвестна частота, то неизвестна и фаза, и измерять надо
два параметра, рассматривая двумерную сигнальную функцию. Тем не ме-
нее идеализированная постановка задачи также представляет интерес,
например, когда речь идет о сравнении сигналов в одинаковых условиях.
Кроме того, произвольный выбор начала отсчета в пределах длительно-
сти сигнала не очень сильно влияет на вид сигнальной функции.
Полагая, что приемник средства РРТР производит оптимальную об-
работку при измерении частоты принимаемого сигнала и что фазы сиг-
нала и его образцов, используемых при такой обработке, совпадают в
момент начала сигнала, сигнальную функцию для пачки радиоимпульсов
с когерентным заполнением следует записать в виде
1
<?(Aco) = —— Г (7, n(/,THM)sin[((O + Q)?]n(/,THM)sin[(co + Q,)/JJZ, (3.44)
Уо о
где Дсо = Q - Q, — смещение частоты в принятом сигнале и в z-м его образ-
це соответственно.
86 Глава 3. Эффективность средств РРТР
Имея в виду, что П(/, тим)П(/, тим) = П(/, тим), можно разбить инте-
грал в (3.44) на сумму интегралов, каждый из которых вычисляется в преде-
лах, соответствующих одному импульсу из последовательности Гф,тим).
Пренебрегая малыми членами (с аргументами сотим), можно получить
?(Д<о) =
. Д<отим
, sin----—
1 2
Д Дсотим
JV-1 /
£cos иДсоГп
и=0
Да>тим
____им
(3.45)
а после подставки в (3.45) сумм, окончательно
Аттим NA<f>T„
1 э $ о (Дсот N — 1
#(Да>) =------—------—cos —7^ + ——Л(£>ТП , (3.46)
v ’ N Д®тим 7УД(о7п 2 2 nJ
2 2
где NTn — длительность пачки импульсов.
Зависимость сигнальной функции пачки импульсов по частоте для
N= 1 превращается в
sin----
<7|(Дсо)=———
(3.47)
которая уже рассматривалась выше, в связи с анализом аномальных оши-
бок определения частоты одиночного прямоугольного импульса. Эта за-
висимость изображена на рис. 3.18.
Рис. 3.18. Сигнальная функция для оценки точности
определения частоты радиоимпульса
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки и частоты радиосигнала 87
Вероятность аномальной ошибки в первом приближении совпадает с
вероятностью совместного действия двух таких помеховых выбросов, ко-
торые опустят основной лепесток сигнальной функции и поднимут боко-
вой лепесток до уровня, превышающего главный. Такая функция спадает
Л А 7U
от единицы при Дсо = О и до нуля при Дсо =--. Поэтому чем длиннее
^им
импульс, тем быстрее спадает сигнальная функция и, следовательно, тем
точнее определяется смещение частоты. Но вероятность аномальной
ошибки от длительности импульса не зависит, если, разумеется, сравни-
вать при разной длительности импульсы с одинаковой энергией.
Для N= 2, т. е. для пачки из двух импульсов, разнесенных на время Тп,
как на рис. 3.19, сигнальная функция принимает вид
in
2
А®^им
Q1 (А®)
AcoTL AcoTL + Ao)TUM
cos------cos-----2-------
2 2
(3.48)
Рис. 3.19. Пачка импульсов при N-2
Вид сигнальной функции ^2(Дсо) пары импульсов рис. 3.19 изобра-
жен на рис. 3.20. Полная длительность сигнала может считаться равной
Т= Гп + тим. Если сопоставить функции qx (Дсо) и q2 (Дсо) при равной
полной длительности сигнала и равной энергии, можно получить срав-
нительные характеристики этих сигналов в режиме измерения смещения
частоты. Первый представляет собой прямоугольный импульс длиной Т
и амплитудой U (энергия Q
). Второй сигнал рис. 3.20 состоит из
двух более коротких импульсов. Каждый импульс занимает время в одну
десятую полной длительности сигнала, но с большей амплитудой. Таким
88
Глава 3. Эффективность средств РРТР
Рис. 3.20. Сигнальная функция для оценки точности определения
частоты пары когерентных радиоимпульсов
образом, во втором сигнале заданная энергия как бы сосредоточена по кра-
ям временного интервала Г.
На рис. 3.20 для сравнения нанесена сигнальная функция и для оди-
ночного радиоимпульса. Как видно, вероятность аномальных ошибок при
определении частоты сигнала по паре импульсов примерно такая же, как
и при наблюдении одиночного импульса с той же энергией, но наиболее
вероятное значение аномальной ошибки иное. Кроме того, видно, что и
при одинаковой энергетике точность определения частоты при наблюде-
нии пары импульсов (крутизна сигнальной функции в точке истинного
значения частоты Дсо= 0) оказывается выше, чем для одиночного импульса.
Для крайнего случая, когда N» 1 и Гп » 1, из (3.46) следует, что
, ч sin^~ ^-l)A(oTn
№ЛИГП С”---------2-----' (3’49)
2
На рис. 3.21 приведен график зависимости (Асо) для N= 10. Иссле-
дование этой функции показывает, что функция (Асо) спадает до нуля
а к а 2л& ,
при Дсо =-----, но в точках Дсо =--, к = 1,2... опять возрастает до зна-
Тп
чений, близких к единице. Следовательно, здесь точность оценки будет
тем большей, чем больше полная длительность сигнала Тс = NTn, но и ве-
роятность аномальной ошибки существенно выше. Очевидно, что если бы
сигнал излучался непрерывно в течение времени Тс (сохраняя ту же полную
энергию), то достигалась бы почти такая же точность измерения, но веро-
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки и частоты радиосигнала 89
Рис. 3.21. Сигнальная функция #10(Дсо) при большом N= 10
ятность аномальных ошибок была бы меньше. Этот вывод отражает извест-
ный факт состоящий в том, что импульсный режим может вызывать ано-
мальные ошибки при измерении смещения частоты.
Важное практическое значение имеет оценка точности совместного
определения временных характеристик и несущей частоты широкополос-
ных сигналов (сигналов с базой В= Л/Т» 1). Как уже отмечалось, при из-
мерении временной задержки сигнальная и автокорреляционная функции
полностью совпадают, и требование быстрого спада сигнальной функции
в данном случае эквивалентно требованию расширения спектра сигнала.
Поэтому чем шире спектр излучаемого сигнала, тем точнее с его помо-
щью можно измерить характеристику момента времени (прихода, задер-
жки, начала и конца сигнала и/или его элемента). Расширить спектр сиг-
нала можно разными путями, например можно укорачивать импульсы в
сигнале. Но более перспективный путь — формирование широкополос-
ного непрерывного сигнала за счет применения специальной фазовой или
частотной модуляции.
В качестве примера можно рассмотреть непрерывный сигнал, кото-
рый получится при модуляции несущего колебания по фазе импульсно-
временными кодами (ИВК). При прямоугольной форме импульсов фаза
несущего колебания может принимать только два значения. Чаще всего
эти два дискретных значения отличаются на п. Тогда аналитическая мо-
дель радиосигнала представляется в виде
е(/) = Z70n'(/)sinco/, (3.50)
90
Глава 3. Эффективность средств РРТР
гдеП'(/) — последовательность ИВК, каждый из которых состоит из М
положительных и отрицательных импульсов. В зависимости от значения
символа соответствующего кода П'(/) = ±1 (рис. 3.22). На рис. 3.22 для
примера изображена функция П'(^), полученная из семисимвольной по-
следовательности Баркера (1110010).
Радиосигнал, модулированный последовательностью П'(^), наблюда-
ется средством разведки в течение времени Тс. Длительность одного пе-
риода ИВК модулирующей функции Тп, длительность одного символа по-
следовательности П'(/)ТИМ. За время Тс совершается N периодов ИВК,
т. е. Тс = NTn = NMt^.
При измерении задержки сигнальная функция радиосигнала, модули-
рованного последовательностью П'(^), будет по определению
1
#(Дт) = — J С^П'^ - x)sin[co(/ -т)]П'(/ -Tz)sin[co(/ -tz-)]dt, (3.51)
' Go о
Z. U0T A
где Об=-т—, Дт = т-т,-.
После тривиальных преобразований в пренебрежении интегралом за
большое время Тс от аддитивной составляющей, осциллирующей с двой-
ной несущей частотой сигнала, из (3.50) получается
д(Дт)= C0SCQAt j П'(^- т)П'(/-т/)Л = 2(Дт)со5СоДт. (3.52)
о
Сигнальная функция #(Дт) в данном случае представляет собой вы-
сокочастотное колебание частоты со, умноженное на сравнительно медлен-
но меняющуюся функцию 0(Дт), которая зависит только от вида исполь-
зуемого ИВК. Для приведенного на рис. 3.22 примера псевдошумового кода
Баркера при М=1 достаточно вычислить интеграл (3.51) в дискретных
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки и частоты радиосигнала 91
точках Дт = 0, тим, 2тим,... /тим, поскольку в промежуточных точках соот-
ветствующая функция С(Лт) получается путем соединения значений в
дискретных точках отрезками прямых линий.
Все псевдошумовые коды, предназначенные для измерения времен-
ной задержки, синхронизации или гаммирования, обладают общим свой-
ством: их сигнальная функция резко уменьшается при сдвиге на один
символ и остается в дальнейшем малой величиной, пока сдвиг не стано-
вится кратным длительности периода псевдошумового кода Тп. При этом
0(^ГП) = 1--^ при1<£<7У, (3.53)
так же как в случае периодической последовательности импульсов. Все
это позволяет сконструировать форму сигнальной функции для сигнала с
расширением спектра последовательностью кода Баркера в форме рис. 3.23.
Рис. 3.23. Огибающая автокорреляционной функции
пачки из N кодов Баркера
В промежуточных точках (Дт = /тим кТп) автокорреляционная функ-
ция кода Баркера может иметь только отрицательные значения, причем
при эти значения приближаются к ——. Из графика функции
М
0(Дт), при п = 7, N=3, приведенного на рис. 3.23, видно, что точность
определения временного интервала по сигналу ПШ-ФМ зависит от дли-
тельности импульса тим, а вероятность аномальной ошибки — от длитель-
ности одного псевдошумового кода ТП.
Понятно поэтому стремление при выборе сигналов в процессе проек-
тирования систем найти такие коды, которые имели бы большие значения
Т
М =—°- (высокую информативность), сохраняя при этом и высокую
т
иим
надежность, т. е. стойкость к аномальным ошибкам — малые промежу-
точные выбросы сигнальной функции при тим < т < 7П - тим. Для рас-
92
Глава 3. Эффективность средств РРТР
сматриваемого кода абсолютное значение максимального промежуточного
1
выброса равно —. Таким же свойством обладают и другие коды Баркера,
тт М г
Для навязывания аномальных ошибок средству разведки нужно сти-
мулировать в точности обратную ситуацию.
Таким образом, проведенный анализ позволяет сформулировать сле-
дующий порядок определения условий, приводящих к аномальным ошиб-
кам при измерениях параметров радиосигнала.
1. Сформировать аналитическую модель исследуемого сигнала и вы-
делить информативный для разведки параметр (параметры) X.
2. Вычислить сигнальную функцию по информативному для развед-
ки параметру #(Дт).
3. Определить разницу уровней главного и наибольшего из боковых
максимумов сигнальной функции.
4. Найти вероятность того, что при заданном соотношении сигнал/
шум в полосе пропускания приемника разведки действие помехи приве-
дет к тому, что боковой выброс оценки сигнальной функции превысит уро-
вень оценки главного лепестка, или определить уровень помехи, при ко-
тором оценка бокового лепестка сигнальной функции превзойдет оценку
главного лепестка с заданной вероятностью.
3.5. Ошибки измерения углов и угловых скоростей
Потенциальные возможности средств разведки по измерению угловых
координат объектов, излучающих в радиодиапазоне, определяют предель-
Рис. 3.24. Сигнальная функция
по углам и угловым скоростям
ную точность их местоопределения. А зна-
ние угловых скоростей позволяет разведке
судить о динамических свойствах летатель-
ных аппаратов, наблюдая процесс их летно-
конструкторских испытаний. О характе-
ристиках потенциальной точности опре-
деления углов и угловых скоростей можно
судить на основании исследования свойств
соответствующей сигнальной функции по
параметрам (риф (рис. 3.24).
Как видно, сигнальная функция в се-
чении (р = 0, т. е. по угловой скорости, не
имеет побочных максимумов. Поэтому из-
мерения угловых скоростей не сопровожда-
ются аномальными ошибками.
Контрольные вопросы и задачи
93
Контрольные вопросы и задачи
1. Какие параметры сигнала характеризует пороговый уровень при его об-
наружении? Как пороговый уровень зависит от неопределенности параметров
сигнала?
2. Приемник РРТР наблюдает импульсный сигнал мощностью 100 мкВт и
длительностью примерно 1 мкс на фоне аддитивного шума со спектральной плот-
ностью Ло = 10“4 Вт/МГц. Вероятность ложной тревоги фиксируется на уровне
Рлт = 10-4. Какова вероятность правильного обнаружения? Какова точность опре-
деления несущей частоты и длительности импульса сигнала?
3. Конструкторы нашли возможность увеличить диаметр раскрыва приемной
антенны ИСЗ радиотехнической разведки в 2 раза. Как изменится вероятность
обнаружения сигнала объекта разведки? Как изменится точность определения раз-
ведываемых параметров сигнала?
4. Чем отличаются нормальные и аномальные ошибки? Как характеризуют
меры нормальных и аномальных ошибок?
5. Построить график автокорреляционной функции периодически повторя-
ющегося сигнала в виде кодовой последовательности Баркера длительностью 7 сим-
волов при бесконечно большом периоде повторения.
ГЛАВА 4
КАЧЕСТВО ВЫДЕЛЕНИЯ СООБЩЕНИЙ
СРЕДСТВАМИ РАДИОРАЗВЕДКИ
4.1. Перехват аналоговых сообщений
Качество и даже возможность выделения аналогового речевого сооб-
щения приемником средства радиоразведки определяется соотношением
сигнал/шум в полосе канала, оканчивающегося слуховым аппаратом опе-
ратора средства радиоразведки. Критерием качества приема при этом
считается вероятность правильного узнавания слова оператором. Эта ве-
роятность нелинейно зависит от соотношения сигнал/шум. Эксперимен-
тальная зависимость вероятности правильного узнавания слова W от со-
отношения сигнал/шум в акустическом канале приведена на рис. 4.1 [38].
Рис. 4.1. Экспериментальная кривая разборчивости речи
Считается (это экспериментальный факт), что для удовлетворитель-
ной разборчивости речи необходимо обеспечить W- 0,2. Как видно из
рис. 4.1, этому условию отвечает соотношение сигнал/шум на уровне
q = 0,026. В дальнейшем для определения порогового для средства радио-
разведки сигнала используются обе величины: пороговая вероятность для
разборчивости >У=0,2 и пороговое соотношение сигнал/шум 0,026.
В радиоканале утечки информации (перехвата) действует сигнал s[t)9
модулированный сообщением х(/). Принято, что сообщение (модулиру-
ющая функция) нормировано к единице х(/)|<1. Спектр сообщения со-
средоточен в полосе fx е(0;/^ах1- Это сообщение модулирует несущее
4.1. Перехват аналоговых сообщений
95
колебание частоты/). Модулированный сигнал s[x(/)]. Ширина спектра
сигнала не уже полосы сообщения. Средняя мощность сигнала на входе
приемника средства разведки Рс, а мощность шума Рш. Поэтому соотно-
шение сигнал/шум, приведенное ко входу приемника qBX =——. Кроме
того, считается, что шум имеет равномерную спектральную плотность
Аш =pd^f в полосе Д/, занятой спектром сигнала.
Относительно способа модуляции считается, что сигнал s(t} модулиро-
ван сообщением по амплитуде либо по аргументу (по фазе или частоте).
При обычной AM:
.v(/) = fl[l + waMJc(/)]cos2n/0/, (4.1)
ширина спектра сигнала в два раза больше ширины спектра модулирующей
функции:
Д/а =2F . (4.2)
При балансной модуляции (БМ)
s(f) = ах (/) cos 2л/о/, (4.3)
а ширина спектра такая же, как и при обычной AM,
Д/бм = Д/ам = 2^тах • (4.4)
При амплитудной модуляции с одной боковой полосой (ОБП) спектр
сообщения переносится из полосы (0; /,пах] в полосу (/3; /> + Ллэх! или
(fQ; /о-^maxL поэтому ширина спектра модулированного сигнала прини-
мается равной ширине спектра сообщения:
Д/обп “ ^тах* (4.5)
При фазовой модуляции (ФМ) сигнал представляется в виде
5(/) = flCOS 2л/0/ + тфмх(/) ,
(4.6)
а ширина спектра определяется как шириной спектра модулирующей
функции, так и индексом фазовой модуляции
При частотной модуляции (ЧМ)
(4.7)
где — девиация частоты.
Индекс модуляции при ЧМ тчм = , а ширина спектра
Алах
max 5
(4.8)
96
Глава 4. Качество выделения сообщений средствами радиоразведки
т. е. при малых индексах модуляции /ячм < 1 А/чм = Д4М, а при больших
^чм >> 1 А/чм — % » 2^тах.
Считается также, что приемник для выделения сообщения х(?) реали-
зует оптимальные алгоритмы демодуляции сигнала s(t\ Оптимальные в
том смысле, что любой технически реализуемый, а тем более — реальный
приемник не может обеспечить лучшего воспроизведения сообщения.
Полученные при таких условиях оценки качества воспроизведения
сообщения оказываются верхними, оптимистическими для разведки и
пессимистическими для системы маскировки: реальный приемник сред-
ства разведки может работать только хуже оптимального.
Все модификации способа амплитудной модуляции (обычная, баланс-
ная (БМ) или с одной боковой (ОБП)) относятся к классу линейных: сиг-
нал s(?) линейно связан с сообщением х(?) [26]. Полная мощность АМ-
сигнала
1Тг
Pc = rJS^dt <4-9>
1 о
распределена между зависящими от сообщения (информационными) ком-
понентами и спектральной составляющей на частоте несущего колебания.
При AM из (4.1) и (4.9) следует, что
2
Рс =—(1 + /и^м) = Р0 +Р07ИдМ, (4.10)
где Ро — мощность на несущей, равная мощности немодулированного
колебания (сигнала при х(?) = 0); zwaMP02 — суммарная мощность в боко-
вых полосах (именно эта мощность переносится на выход демодулятора
AM-колебания). При балансной модуляции
и вся мощность сигнала сосредоточена в боковых полосах спектра, что
отражает очевидный факт, состоящий в том, что при БМ мощность на
несущей равна нулю (если только модулирующая функция, как при пере-
даче речи, не содержит постоянной составляющей).
При передаче с ОБП вся мощность сигнала приходится на информа-
ционные спектральные компоненты, как и при БМ. Но ширина спектра
сигнала при ОБП в два раза уже, чем при простой AM и при БМ, т. е.
ширина спектра сигнала равна (примерно) ширине спектра сообщения.
Поскольку спектр шума в полосе приемника равномерный, при фиксиро-
ванной мощности передатчика соотношение сигнал/шум на выходе демо-
4.1. Перехват аналоговых сообщений
97
дулятора сигнала с ОБП будет в 2 раза больше, чем при БМ, и в —у- раз
там
больше, чем при обычной AM. Но если нормируется не мощность пе-
редатчика, а соотношение сигнал/шум на входе приемника, то следует счи-
тать, что соотношение сигнал/шум на выходе демодулятора при БМ и при
ОБП будет одинаковым.
Линейность связи х(/) и s(t) принципиально допускает линейность
оператора демодуляции. Именно так строятся оптимальные демодуляторы
сигналов с AM, БМ и ОБП. Поскольку при линейных преобразованиях
не происходит подавление сигнала шумом, в результате оптимальной демо-
дуляции (в принципе) не изменяется соотношение сигнал/шум. Следова-
тельно, учитывая (4.10) и (4.11), можно построить обменную диаграмму
между соотношением сигнал/шум на входе приемника радиоразведки и
коэффициентом глубины AM при фиксированном соотношении сигнал/
шум на выходе демодулятора #вых. Эта диаграмма изображена на рис. 4.2
(нижняя кривая).
Рис. 4.2. Область пороговых AM сигналов для приемников РР
Разумеется, линейный демодулятор — это идеализированная модель
устройства выделения сообщения из АМ-, БМ- или ОБП-колебания На
практике модулятор всегда отличается от идеального и обеспечивает не
большее, чем идеальный, соотношение сигнал/шум на выходе.
Обычный амплитудный детектор [10] имеет выходное соотношение
сигнал/шум
<7вых = 7“^- • (4.12)
1 + 9вх
Как видно, при больших входных соотношениях сигнал/шум qBX » 1
соотношение (1.12) линеаризуется, а при малых qBX< 1 детектор является
98
Глава 4. Качество выделения сообщений средствами радиоразведки
квадратичным. Это свойство обуславливает известный эффект подавления
слабого сигнала шумом на нелинейности амплитудного детектора. Диа-
грамма обмена между qBX и там для самого крайнего тяжелого случая демо-
дуляции при помощи квадратичного детектора представлена на рис. 4.2
верхней кривой.
Две кривые на рис. 4.2 для идеального линейного демодулятора и для
квадратичного детектора, подавляющего сигналы на своей нелинейности,
ограничивают снизу и сверху область, в которой могут располагаться об-
менные диаграммы для реальных, используемых на практике демоду-
ляторов. Факторы, приводящие к подъему диаграммы q^ - над уров-
нем идеального демодулятора, перечислены в работе [36].
Как видно, при линейных видах модуляции выходное соотношение
сигнал/шум никогда не бывает больше входного. Принципиально иное
положение складывается при нелинейной модуляции.
При малых индексах ЧМ тчм < 1 ширина спектра сигнала не превос-
ходит двойной ширины спектра сообщения (узкополосная ЧМ), и со-
отношение сигнал/шум при демодуляции не увеличивается. Мощность
информационных компонент в спектре ЧМ-сигнала такая же, как и при
AM. Поэтому при анализе пороговых свойств узкополосных ЧМ-сигна-
лов (тичм < 1) можно пользоваться теми же соотношениями и диаграмма-
ми рис. 4.3, что и для AM.
При частотной модуляции с большим индексом /ичм > 1 демодулятор
«собирает» энергию сигнала из входной полосы
4/" ~ ^(/ц + Алах ) — (^чм +1)
и сосредотачивает ее в полосе сообщения (0;^тах)’ тогда как приложен-
ный к сообщению шум формируется выходными флуктуациями в полосе
сообщения. Таким образом происходит обмен входной полосы сигнала на
выходное соотношение сигнал/шум. Принципиально, увеличение соотно-
шения сигнал/шум имеет порядок соотношения полос:
А/
^ВЫХ — ^ВХ р • (4.13)
Алах
Но обмен полосы на соотношение сигнал/шум происходит только при
больших уровнях входного сигнала. При уменьшении входного соотно-
шения сигнал/шум наступает пороговый эффект — резкое нелинейное
уменьшение сигнала на выходе. Степень уменьшения выходного соотно-
шения сигнал/шум зависит и от уровня сигнала, и от величины индекса
модуляции [37].
4.1. Перехват аналоговых сообщений 99
Полагая, как и прежде, граничное значение вероятности аномальной
ошибки при приеме каждого слога W = 0,2, можно найти пороговое соот-
ношение сигнал/шум в полосе приемника с угловой модуляцией, при
котором уже не обеспечивается разборчивость речи. Диаграмма обмена
между индексом частотной модуляции и входным соотношением сигнал/
шум разведывательного приемника, обеспечивающего на выходе в акус-
тическом канале соотношение сигнал/шум #вых = 0,026 и разборчивость
Wz 0,2, представлена на рис. 4.3.
Рис. 4.3. Обмен соотношения сигнал/шум на индекс ЧМ
Фазовая модуляция обычно не применяется для передачи непрерывных
сообщений. Это утверждение, однако, требует некоторых комментариев.
1. Напряжение на выходе частотного детектора всегда пропорциональ-
но частоте входного сигнала. Поэтому шум с равномерным в полосе УПЧ
спектром превращается частотным детектором в случайное колебание с
параболической зависимостью спектральной плотности от частоты. В таких
условиях, чтобы избежать существенных искажений высокочастотных
составляющих сообщения, их «подчеркивают» на передающей стороне, т. е.
пропускают модулирующую функцию через дифференцирующий фильтр.
Но модуляция частоты производной от сообщения — это модуляция сиг-
нала по фазе.
2. Технически, чтобы получить большую девиацию частоты стабиль-
ного по средней частоте несущего колебания, используют фазовый моду-
лятор на низкой частоте задающего генератора и умножают частоту полу-
ченного ФМ колебания до номинала несущей, пропорционально умножая
размах фазовых отклонений до больших индексов /Ифм » 2л.
100
Глава 4. Качество выделения сообщений средствами радиоразведки
3. Ширина спектра ФМ сигнала пропорциональна ширине спектра мо-
дулирующего сообщения, тогда как при ЧМ с большим индексом ширина
спектра сигнала определяется, прежде всего и в основном, девиацией часто-
ты и от Fmax почти не зависит. Поэтому на практике при передаче непре-
рывных соотношений предпочитают использовать ЧМ.
Учитывая сказанное, можно считать, что полученные оценки порого-
вых сигналов при ЧМ достаточно характеризуют все практически примени-
мые виды угловой модуляции. Тем не менее для полноты картины можно
построить диаграмму для определения порогового соотношения сигнал/
шум при ФМ непрерывным сообщением. Легче всего такую зависимость
получить, используя связь между индексами модуляции и шириной спек-
тра сигнала при ЧМ и ФМ.
Пусть два сигнала — ЧМ с индексом и ФМ с индексом Аффм об-
разуются в результате модуляции несущего колебания одним и тем же со-
общением x(z)e[-l; +1].
Ширина спектра при ЧМ определяется соотношением (4.8). При ФМ
исследования и расчеты [26] показывают, что ширина спектра с достаточ-
ной точностью может быть оценена как
4/фм = Лпах (1 + Дффм)* (4.14)
Приравнивая (4.8) и (4.14), можно получить:
(^чм 4" 1) ^тах ~ (1 + Аффм )Апах»
откуда сразу следует, что у эквивалентных по ширине спектра сигналов с
разными типами угловой модуляции
^чм=Аффм (4.16)
и для оценки порогового сигнала при ФМ можно пользоваться той же
диаграммой рис. 4.3.
4.2. Перехват сигналов систем с кодово-импульсной модуляцией
Цифровые методы передачи информации, основанные на использо-
вании сигналов с кодово-импульсной модуляцией (КИМ), находят при-
менение не только в системах передачи данных и командных радиолини-
ях, но и в системах связи, для которых традиционно использовались
рассмотренные ранее аналоговые сигналы. Соответственно сигналы с
КИМ приходится рассматривать как важный класс разведываемых сигна-
лов, а качество перехвата таких сигналов — как важный показатель эф-
фективности функционирования средств радиоразведки. В дальнейшем ка-
чество перехвата цифровых сигналов оценивается вероятностью ошибки
4.2. Перехват сигналов систем с кодово-импульсной модуляцией 101
приема каждого отдельного элемента (символа). Вопросы синхронизации
средств разведки с передающими устройствами объектов разведки ниже
не рассматриваются, хотя эти вопросы весьма существенны при органи-
зации перехвата сообщений в многоканальных системах с временным и
кодовым разделением каналов. За пределами рассмотрения оказались
также методы декодирования и дешифрации перехваченных сообщений:
считается, что это задачи криптоанализа, а не радиоразведки.
Вероятность ошибки приема символа КИМ при перехвате сигнала
средством радиоразведки зависит от многих факторов. Для оценки потен-
циально достижимой вероятности ошибки можно принять следующие
предположения и допущения относительно сигнала объекта разведки [20].
1. Сигнал КИМ представляет собой поток из статистически неза-
висимых равновероятных двоичных символов (t) и (z) (логические
значения символов «0» и «1»); мощность сигнала Рс, длительность симво-
ла тс, энергия символа Qc = Рстс.
2. Сигнал наблюдается приемником средства разведки в аддитивной
смеси с нормальным стационарным шумом n(t):
х(/) = $(?)+«(/); (4.17)
спектральная плотность шума N$.
3. Сигнал может иметь пассивную паузу (КИМ-АМ), когда передаче
символа «0» соответствует пауза в излучении, т. е. 50 (/) = 0, или актив-
ную паузу (КИМ-ЧМ или КИМ-ФМ), когда 5o(z)^O и 5] (z)^0, а энер-
гии сигналов Sq (/) и (/) одинаковы.
Оптимальный алгоритм работы приемника при сделанных предполо-
жениях сводится к вычислению корреляционного интеграла принятого
колебания х(/) с опорным напряжением и сравнение значения этого ин-
теграла с пороговым уровнем для принятия решения о сигнале по каждо-
му принятому символу [20]. Работу приемника в соответствии с таким
алгоритмом можно иллюстрировать структурной схемой рис. 4.4.
Рис. 4.4. Демодулятор сигнала с КИМ
Для сигнала с пассивной паузой
= J х(/Ц (/)Л. (4.18)
о
102 Глава 4. Качество выделения сообщений средствами радиоразведки
Если ^ >— принимается решение о наличии на входе сигнала Sj (z),
если —на входе sQ(t\
Для сигнала с активной паузой
т_
£= j X (/)[,$] (г)-£0(г)]Л;
о
(4.19)
£ сравнивается с нулевым пороговым значением.
Ошибки случаются тогда, когда нормальная случайная величина £ ока-
зывается ниже порога при наличии на входе приемника сигнала (z), и
тогда, когда £ меньше порога, а на входе колебание x(z) содержит сигнал
(z). Вероятность ошибки, определенная на основе этих соображений,
составляет
где Ф() — интеграл вероятностей в форме Ф(/) = —j= fe~' dt\ ps. е [-1; 1] —
V7C 0
коэффициент взаимной корреляции сигналов (z) и 50 (z):
1
р5=77.Ро(ф1(0Л (4.21)
Vc 0
для сигналов с пассивной паузой и для сигналов с КИМ-ЧМ рЛ. = 0 (ор-
тогональные сигналы ^(z) и ^(z)), а для сигналов с КИМ-ФМ р5= coscp,
где ф — индекс фазовой модуляции. Таким образом, р5=-1 для проти-
7Г
воположных сигналов, когда <р = —.
2
В (4.20) нужно учитывать, что при равновероятных символах (z) и
•$о (0 средняя мощность сигнала с пассивной паузой в два раза меньше,
чем у сигнала с активной паузой.
С учетом сказанного, на основании (4.20) и (4.21) можно получить
зависимости вероятностей ошибок оптимального приема символов сиг-
нала с кодово-импульсной модуляцией от соотношения сигнал/шум [20].
Эти зависимости воспроизведены на рис. 4.5.
Разумеется, потенциальные оценки качества приема сигнала дают не
больше, чем ориентировочную нижнюю границу вероятности ошибки на
символ, поскольку они определяются для некоторых идеальных моделей
сигналов, шумов и способов построения приемника. Реально в приемниках
средств радиоразведки применяются некогерентные методы обработки сиг-
4.2. Перехват сигналов систем с кодово-импульсной модуляцией
103
Рис. 4.5. Вероятность ошибки приема символа
налов с КИМ-АМ и КИМ-ЧМ. Для перехвата сигналов с КИМ-ФМ при-
ходится применять некоторые разновидности когерентного приема [20].
Способ некогерентного приема сигналов КИМ при амплитудной мо-
дуляции (манипуляции) несущего колебания предполагает использование
в приемнике детектора огибающей входного сигнала. При этом пороговый
уровень различения сигналов (z) и (z) зависит от соотношения
1 0
сигнал/шум в полосе А/ ~. Как показано в [20], при оптимально выб-
ХС Q
ранном пороге и соотношении сигнал/шум —— > 16 (при этом эффектив-
но
ность разведки достаточно высока и сигнал РЭС средства разведки мо-
жет быть принят со сравнительно высокой вероятностью) вероятность
ошибки реального некогерентного приемника будет в
ОШ НК
V Чип опт У дм
(4.22)
раз больше, чем при оптимальном приеме (рис. 4.5).
Некогерентный приемник сигналов с КИМ-ЧМ содержит два фильт-
ра, настроенных на частоты сигналов sj (z) и s0 (z), детекторы огибающей
сигналов на выходах этих фильтров и компаратор для сравнения этих
огибающих. Различие в вероятностях ошибок реального и оптимального
приемника в этом случае определяется соотношением [20]
ОШ НК
ош опт УчМ
(4.23)
бс
справедливым при КТ
7V0
104 Глава 4. Качество выделения сообщений средствами радиоразведки
Если сигнал объекта разведки использует ФМ, при демодуляции сред-
ство разведки должно использовать фазовый детектор. Независимо от
конкретного схемотехнического решения, фазовый детектор должен пе-
ремножать входное колебание х(/)на опорное напряжение ^Опорн(^)’
синхронное и синфазное с несущим (модулируемым) колебанием. Иначе
говоря, прием сигналов с ФМ требует в обязательном порядке проведе-
ния тех же операций над принимаемым колебанием, выполнение кото-
рых предписывается процедурой оптимального когерентного приема.
Поэтому следует ожидать, что и характеристики качества приема КИМ-
ФМ должны быть такими же, как у оптимального приемника, но с ого-
ворками относительно влияния шумов в канале формирования опорного
напряжения. Действительно, когерентное опорное колебание f/опорн
обеспечивающее работу фазового детектора при демодуляции КИМ-ФМ,
должно формироваться из принятого сигнала. Известно много разных
вариантов построения схемы формирования опорного напряжения. Вы-
бор того или иного варианта определяется рядом конкретных условий:
индексом фазовой манипуляции, соотношением сигнал/шум, элементной
базой, используемой для построения приемника и т. п. Однако в любом
случае вместе с опорным колебанием на фазовый детектор будет дейст-
вовать шум, который, разумеется, не улучшает качества приема и демо-
дуляции сигнала. Поэтому следует считать, что самая нижняя кривая на
рис. 4.5, характеризующая вероятность ошибки оптимального приема
сигнала с КИМ-ФМ для модуляции на ±л/2, это верхняя граница вероят-
ности ошибки в реальном приемнике радиоразведки при перехвате циф-
ровых сигналов.
Контрольные вопросы и задачи
1. Каково пороговое соотношение сигнал/шум в акустическом канале и какой
вероятности ошибки узнавания слова оно соответствует?
2. При каких условиях приемники радиоразведки лучше выделяют аналоговое
сообщение из ЧМ-колебания, чем из AM колебаний при той же мощности сигнала?
3. Какие виды модуляции несущего колебания относятся к линейным, а ка-
кие — к нелинейным и почему?
4. Как объяснить улучшение соотношения сигнал/шум на выходе частотного
детектора по сравнению с соответствующим соотношением на входе?
5. На рис. 4.5 изображена зависимость вероятности ошибки приема символа
сигнала КИМ-ФМ от энергетического потенциала в канале утечки информации.
Как изменится эта зависимость при изменении индекса ФМ? Постройте в ко-
ординатах рис. 4.5 трубку всех зависимостей Рош
модуляции 0 < (р < л/2.
для индексов фазовой
ЧАСТЬ 2
РАДИОЭЛЕКТРОННОЕ
ПРОТИВОДЕЙСТВИЕ
ГЛАВА 5
МЕТОДЫ, СРЕДСТВА И ХАРАКТЕРИСТИКИ
ЭФФЕКТИВНОСТИ РАДИОЭЛЕКТРОННОГО
ПРОТИВОДЕЙСТВИЯ
5.1. Классификация методов и средств
радиоэлектронного противодействия
Радиоэлектронное противодействие (РЭП) [1] — это комплекс меро-
приятий и действий, направленных на снижение эффективности РЭС про-
тивника в информационном конфликте вплоть до полного нарушения
работы. Для противодействия ставятся помехи радиоэлектронным систе-
мам и средствам противника, применяются ложные радиолокационные
цели и ловушки, изменяются условия распространения электромагнитных
волн [3]. Зачастую к РЭП относят и средства поражения объектов против-
ника, имеющих в своем составе и использующих РЭС [3]. В случаях, когда
применение противодействия приводит к полному нарушению работы ра-
диоэлектронных средств противника, оно именуется подавлением РЭС.
Когда говорят о поражении РЭС, имеют в виду не только огневое пораже-
ние в результате применения оружия, но и функциональное поражение
мощным электромагнитным полем [44]. Такое воздействие приводит к вы-
ходу из строя или как минимум к необратимому изменению характерис-
тик элементов РЭС. Классификация средств и методов радиоэлектронно-
го противодействия иллюстрируется графом рис. 5.1.
Разумеется, приведенные классификационные признаки не разделя-
ют все многообразие систем и средств РЭП на непересекающиеся клас-
сы. Например, одно и то же средство РЭП может быть и авиационным, и
пассивным, и одноразовым. Кроме того, разные способы и соответствен-
но разные средства противодействия могут применяться совместно (ком-
плексироваться). В результате комплексного применения эффективность
РЭП возрастает и оказывается больше суммы эффективностей от приме-
нения разных частных методов и средств противодействия по отдельности.
На рис. 5.1 не детализированы тактические приемы применения средств
РЭП. Этот сложный и специфический вопрос заслуживает отдельного
специального рассмотрения [3].
Далее рассматриваются активные методы РЭП, основанные на при-
менении радиоэлектронных помех. Пассивные методы, использующие мо-
5.1. Классификация методов и средств РЭП
107
РЭП
"1 Место
размещения средств
-------------—------------наземные
авиационные । самолетные
морские । вертолетные
космические
Цель
применения
информационное
подавление______I снижение достоверности информации
I снижение пропускной способности
функциональное поражение
огневое поражение
Характер средств | расходуемые (одноразового применения)
I многоразовые
Вид излучений помех
шумовые
имитирующие
дезинформирующие
Назначение
—~—— подавление
РЛС
снижение надежности обнаружения
дезинформация подсистем сопровождения
увеличение ошибок измерений
противодействие
РСПИ
Тактика применения
средств
командным
радиолиниям
управления
системам и сетям
связи
I нарушение приема сигнала
дезинформация
I нарушение приема сигнала
дезинформация
Рис. 5.1. Классификация средств и методов РЭП
дификацию среды распространения электромагнитных волн и/или иска-
жающие сигнальную обстановку за счет применения ложных целей и ра-
диолокационных ловушек, рассматриваются в третьем разделе в связи с
проблемой маскировки радиоэлектронных систем и средств. В работе [3]
приведена весьма полная и детальная классификация преднамеренных по-
мех, используемых для РЭП, а в работе [2] дан подробный анализ эффек-
тивности методов и средств РЭП.
По своей структуре преднамеренные помехи могут быть шумовыми
или имитирующими сигнал. Шумовые помехи, подобно шуму естествен-
ного происхождения, маскируют сигнал и потому относятся к классу
маскирующих. Шумовые помехи универсальны по применению. При
108 Глава 5. Методы, средства и характеристики эффективности РЭП
энергетическом превышении помех над сигналом они способны подав-
лять любой сигнал. Маскирующие помехи искажают структуру принима-
емых сигналов и затрудняют (или полностью исключают) возможность
обнаружения сигнала и выделения информации в приемном устройстве,
снижают точность измерения параметров сигналов. С увеличением мощ-
ности помех их маскирующее действие возрастает.
Имитирующие (дезинформирующие) помехи служат для внесения лож-
ной информации. По структуре они подобны полезным сигналам РЭС
и поэтому создают ложные сигналы или отметки целей, подобные реаль-
ным. Этот эффект снижает пропускную способность РЭС, приводит к по-
тере части полезной информации, увеличивает вероятность ошибки при
приеме сообщения и стимулирует принятие ошибочных решений, а при
воздействии на средства управления оружием срывает автоматическое со-
провождение целей по направлению, дальности, скорости, перенацели-
вает системы на ложные цели, имитируемые помехами.
По соотношению областей значений параметров помех и сигналов
активные маскирующие помехи подразделяют на заградительные и при-
цельные. У заградительных помех области значений параметров существен-
но превосходят соответствующие области у сигналов. Так, заградительные
по частоте помехи по ширине спектра могут значительно превышать по-
лосу частот, занимаемую сигналом объекта противодействия. То же спра-
ведливо и для помех, заградительных по углам. Заградительные помехи
могут подавлять одновременно несколько РЭС без точного наведения па-
раметров помехи на соответствующий параметр сигнала подавляемого
РЭС. Следовательно, применение таких помех не предъявляет серьезных
требований к оперативной радиотехнической разведке для поддержки РЭБ.
Прицельные помехи имитируют сигнал по некоторому параметру. В част-
ности, прицельные по частоте помехи имеют ширину спектра, соизмери-
мую (равную или несколько превышающую) с шириной спектра сигнала
подавляемого РЭС. Эффективность воздействия имитирующей помехи
зависит от точности совмещения по параметру с сигналом и, во всяком
случае, выше эффективности заградительной помехи.
5.2. Энергетические характеристики активного
радиоэлектронного противодействия
Радиоэлектронные средства могут подавляться радиопомехами толь-
ко в том случае, когда мощность помехи, попадающей в полосу пропус-
кания радиоприемника, превышает некоторую пороговую величину, ха-
рактерную для данного вида помехи, сигнала, условия их взаимодействия
и способа обработки принимаемой суммы сигнала с помехой.
5.2. Энергетические характеристики активного РЭП 109
Минимально необходимое отношение мощностей маскирующей по-
мехи Рп, и сигнала Рс на входе подавляемого приемника, при котором
достигается требуемая степень подавления РЭС, называют коэффициен-
том подавления по мощности
п
с #пор
(5.1)
Радиопомеха считается эффективной, если отношение ее мощности
к мощности сигнала на входе приемного устройства больше коэффици-
ента подавления. Чем меньше кп, тем при прочих равных условиях эф-
фективнее радиопомеха. Пространство, в пределах которого отношение
мощностей помехи и сигнала превосходит коэффициент подавления, на-
зывается зоной подавления РЭС.
Если известен необходимый коэффициент подавления и его зави-
симость от характеристик расположения станции радиопомех и подавля-
емого средства, можно определить зону подавления, в пределах которой
создаются эффективные радиопомехи данному РЭС.
Развертывание в пространстве ста-
нции помех радиосистеме передачи
информации иллюстрируется рис. 5.2.
Если сигналы и помехи распрост-
раняются в свободном пространстве,
мощность полезного сигнала на входе
абонентского радиоприемника систе-
мы передачи (ПРМ) информации со-
ставит
Рис. 5.2. Схема создания помех
системе передачи информации
прд с'“'прд с '-'прм с
(5.2)
где Рпрд с — мощность передатчика радиосигнала; <7прд с и (7прм с — коэф-
фициенты усиления антенн передатчика радиосигнала в направлении на
приемник и приемной антенны в направлении на радиопередатчик соот-
ветственно; Rc — протяженность трассы распространения сигнала радио-
линии передачи информации.
Совершенно аналогично мощность, создаваемая на входе приемника
передатчиком помех, согласованной по спектру с подавляемым сигналом,
будет равна
прд п^прд п^прм Лп
(5.3)
I
НО Глава 5. Методы, средства и характеристики эффективности РЭП
Рпрд п — мощность передатчика радиосигнала; бпрд п и бпрм п — коэффи-
циенты усиления антенн передатчика помех в направлении на приемник
подавляемой радиолинии и приемной антенны в направлении на радио-
передатчик помех; Ап — протяженность трассы распространения помехи;
т|п < 1 — коэффициент, учитывающий различие поляризаций сигнала и
помехи.
Из (5.1) и (5.2) следует, что соотношение мощностей помехи и сигнала
при РЭП системе передачи информации равно
» Pvi ^прд п^прд п^прм пЛп Pq
k = f = Р G G--------------F' (54)
* прд с'“'прд С WnpM С
Для учета затухания электромагнитного поля на трассах распростра-
нения в правую часть соотношения (5.4) нужно ввести множитель
% = ехр{-а(Лс+Лп)},
где а — удельное ослабление электромагнитного поля на единицу даль-
ности при длине волны излучения X.
Положив в (5.4) к = £п, можно найти наименьшую мощность передат-
чика помех, необходимую для подавления системы передачи информации
при известном расположении приемников и передатчиков:
Р С1
р — к ^ПРД с^прд с ^п
п min - «п 2 • (5.5)
^прд nlvc 1 In
При известных характеристиках передающих подсистем подавляемой
радиосистемы и постановщика помех уравнение (5.4) позволяет определить
зоны подавления РЭС помехами [3]. Действительно, из (5.4) следует, что
Прд п^прд п^прм пЛп _ п Го
Р С1 С1 к 'с\Ре
^прд с’Лтрд с'Лтрм
(5.6)
При р < 1, т. е. когда энергетический потенциал станции помех неве-
лик, зона подавления РЭС передачи информации — это окружность ра-
диусом
Р = Рс-п 1 ц2 ’ (5.7)
1 р
где — расстояние между передатчиками сигнала и помехи.
Центр круговой зоны подавления при р< 1 смещен на ЯПР по направ-
лению базовой линии, соединяющей передатчики сигнала и помех в сто-
рону от передатчика сигнала.
5.2. Энергетические характеристики активного РЭП
111
При Р > 1, когда энергетический потенциал передатчика помех прево-
сходит мощность передатчика подавляемой РЭС связи, зона подавления
занимает всю плоскость, за исключением окружности радиуса
R = о2 _, (5.8)
с центром, смещенным относительно точки расположения передатчика по-
давляемой радиолинии в сторону, противоположную направлению на пе-
редатчик радиопомех на
При р = 1 граница зоны подавления будет проходить посередине меж-
ду передатчиками радиопомех и сигнала.
Определенные таким образом зоны подавления радиолинии передачи
информации показаны штриховкой на рис 5.3. На этом рисунке ПС —
точка расположения передатчика, а ПРМ — приемника подавляемой ра-
диолинии, ПП — точка расположения постановщика помех.
Рис. 5.3. Зоны подавления радиолинии передачи информации
При определении зоны подавления активными помехами радиолока-
ционных станций обычно различают два случая (см. рис. 5.4, а и б).
Во-первых, случай установки передатчика помех на прикрываемом объ-
екте, как на рис. 5.4, а, когда помехи создаются с борта самолета, пре-
одолевающего рубеж противовоздушной обороны. При этом соотношение
мощностей помехи и сигнала составит
2
1 = _ ^прд п^прд (5 9)
4п РРЛС^РЛС°ц
где оц — эффективная отражающая поверхность самолета (см. гл. 3).
Параболическая зависимость заданная уравнением (5.9), пред-
ставлена на графике рис. 5.5.
112 Глава 5. Методы, средства и характеристики эффективности РЭП
Рис. 5.4. Создание помех РЛС:
а — передатчик помех совмещен
с целью; б — помеха излучается
из вынесенной точки
Рис. 5.5. Зона действия радио-
помех в зависимости от
характеристик подавляемой
РЛС, станции радиопомех
и прикрываемого объекта
Как видно, по мере сокращения даль-
ности 7?п наблюдается относительное
уменьшение мощности помехи по срав-
нению с мощностью подавляемого сиг-
нала. Начиная с некоторой дальности
7?min отношение k = [Rn/Rc>) становится
меньше, чем кп, и радиопомеха оказыва-
ется неэффективной: цель обнаружива-
ется РЛС на фоне помех.
Такое снижение эффективности воз-
действия радиопомех объясняется раз-
личием характера изменения мощностей
радиопомехи и отраженного от цели сиг-
нала. С уменьшением расстояния между
передатчиком помех и радиолокационной
станцией мощность помех Рп на входе
приемника РЛС возрастает как R~2, в
то время как мощность принимаемого
сигнала Рс, отраженного радиолокацион-
ной целью, изменяется пропорциональ-
но R~\ т. е. мощность сигнала возраста-
ет быстрее, чем мощность радиопомехи.
Граничное расстояние l?min — это даль-
ность самоприкрытия цели. Дальность
самоприкрытия может быть определена
из уравнения (5.9) при заданном kn.
Во-вторых, возможен такой случай,
когда передатчик радиопомех РЛС не
совмещен с прикрываемым самолетом
(рис. 5.4, б), т. е протяженности трасс рас-
пространения сигнала и помехи не рав-
ны друг другу. Поэтому
1. _ _1_ _ Л _ ^прд п^прд П сЛп
Л Р D Л'* £> 2 *
^РЛС^РЛС^ пСц
Соотношение (5.10) называется уравнением противорадиолокации
(радиопротиводействия) для активных помех.
Максимально допустимое удаление передатчика помех от подавляемой
станции ^тах, при котором обеспечивается требуемое значение кп, в преде-
5.3. Информационный ущерб, вносимый средствами РЭП 113
лах расстояния «подавляемая РЛС — защищаемый объект» при заданном
коэффициенте подавления определяется уравнением, следующим из (5.10):
_ D2 Р^ПРД п^гтрд пЛп (5.11)
п max v а | J
У 1РЛССгРЛС/Спац
Это уравнение не учитывает мощность собственных шумов приемно-
го устройства РЛС.
Граница зоны подавления РЛС радиопомехами зависит от формы диа-
граммы направленности ее антенны и ракурса, под которым воздействуют
помехи. Если помеха действует по основному лепестку ДНА, зона подав-
ления, отсчитываемая от самолета-постановщика радиопомех, будет боль-
ше, чем в случае воздействия помех по боковым лепесткам. Форма границы
зоны подавления показывает, что самолет, прикрываемый активными ра-
диопомехами, может приблизиться к РЛС не обнаруженным в створе с
постановщиком помех ПП, когда помехи действуют по основному лепест-
ку, несколько ближе, чем в случае, если бы он летел с направления, с ко-
торого помехи действуют по боковым лепесткам ДНА РЛС.
Увеличение энергетического потенциала станции помех приводит к
смещению границы зоны подавления в сторону РЛС. Когда уровни боко-
вых лепестков ДНА РЛС неизвестны, при определении границы зоны
подавления уровни первого и второго боковых лепестков считают на 20 и
30 дБ ниже уровня основного лепестка [3].
Определенное выше понятие «зона подавления» относится к одной
РЛС. В реальных условиях цели обнаруживаются группировкой (комплек-
сом) разнообразных РЛС. В комплексе данные отдельных станций допол-
няют друг друга. Поэтому область действия радиопомех отличается от зоны
подавления. Если, например, данные об угловых координатах поступают
от нескольких станций, то в результате их совместной обработки можно
определить положение постановщика помех ПП. Область неопределенно-
сти, образованная вокруг ПП, зависит от разрешающей способности си-
стемы в условиях воздействия радиопомех. Размеры ее уменьшаются, если
наблюдение за целью, скрываемой помехами, ведется несколькими РЛС.
5.3. Информационный ущерб, вносимый средствами
радиоэлектронного противодействия
Все приемники информационных систем (как извлечения, так и пере-
дачи информации) [11] обладают рядом априорных сведений об используе-
мых сигналах. Если о сигналах априори ничего не известно, их нельзя при-
нять. В результате приема неопределенность относительно принимаемых
114 Глава 5. Методы, средства и характеристики эффективности РЭП
сигналов уменьшается по сравнению с априорной. Помехи при РЭП долж-
ны создавать такие условия, при которых апостериорная неопределенность
после приема РЭС полезного сигнала не уменьшалась бы по сравнению с
априорной (или уменьшалась бы не менее чем на заданную допустимую
величину). По этой причине в качестве помех неприменимы полностью
известные для РЭС колебания: они легко распознаются, идентифицируются
и могут скомпенсированы на приеме. Такие помехи не могут увеличивать
неопределенность в информационной системе. Помехи, следовательно,
должны быть случайными для РЭС, против которой они направлены. От-
сюда же следует, что помеховые сигналы должны содержать элемент не-
определенности: чем больше эта неопределенность, тем эффективнее РЭП.
Мерой неопределенности случайного процесса (помехи) может слу-
жить энтропия — математическое ожидание логарифма плотности распре-
деления вероятностей этого процесса, определяемая для непрерывного по-
мехового колебания известным способом [10]:
Н{х) = - j W (xjlogPK (х) dx, (5.12)
х
где хеХ— колебание помехи; ИГ(х) — плотность распределения этой
помехи.
Энтропия позволяет оценить качество (маскирующие свойства) по-
меховых сигналов безотносительно к конкретным способам их приема и
обработки в подавляемых РЭС. Пусть при работе РЭС априорная неопре-
деленность воспроизводимых сообщений (передаваемых сигналов или
результатов обнаружения и измерения параметров движения радиолока-
ционных целей) характеризуется энтропией Нрг (с). Обозначив апостери-
орную неопределенность этих сообщений через Н количество ин-
формации, оценивающей полученные в процессе работы системы сведе-
ния, — это приращение энтропии:
I = Hpr(c)-Hps(c\ (5.13)
При работе в условиях организованного противодействия количество
информации должно быть меньше за счет увеличения априорной неопре-
деленности на величину энтропии помехи:
Г = Я/у(С)-Я/в(с)-Я(х), (5.14)
где//(c) и //(х) определяются соответственно распределениями подав-
ляемого сигнала И^(с) и помехи jy(x).
Задача выбора максимально эффективной помехи для РЭП сводится
к нахождению такого распределения И^х), которое при заданных стати-
5.3. Информационный ущерб, вносимый средствами РЭП
115
стических свойствах сигнала W (с) минимизирует воспроизводимую по-
давляемой РЭС информацию. Условию минимума Г из (5.14) соответствует
требование максимума Н(х), т. е. для максимизации информационного
ущерба при РЭП энтропия Я(х) должна быть максимальной:
Я(х) = -j ^(x)loglK(x)dx = max. (5.15)
Определение ИИ(х) из условия (5.15) составляет вариационную задачу.
В зависимости от дополнительных ограничений на W(х) характер по-
мехового колебания может быть разным. Так, например, при ограниче-
нии на динамический диапазон передатчика помех, когда |х| < хтах, ва-
риационная (5.15) задача имеет решение
ИЛ(х)=57—’ (5.16)
означающее, что помеха должна быть равновероятно распределена в пре-
делах ширины динамического диапазона передатчика. Энтропия такой
помехи, как следует из (5.12):
Н — ~ In ~ — In 2xmax.
^-^max
(5.17)
Может быть также ограничена средняя мощность передатчика, т. е.
2 2
дисперсия помехи ох < о . Соответствующее такому ограничению реше-
ние вариационной задачи дает распределение
1 Г X2 1
И'М = ^еТ^' (S18)
которое является гауссовым и имеет энтропию
Я(х) = 1пк/2яео
(5.19)
На практике помеховые колебания могут быть ограниченными как по
мощности, так и по максимальным выбросам. Но и для них можно опре-
делить энтропию и соответственно оценить маскирующие свойства.
Иногда различные помехи сравнивают не по энтропии, а по энтро-
пийной мощности. Энтропийная мощность — это мощность такого шума
с нормальным распределением вероятностей и равномерным спектром,
который обладает аналогичными маскирующими свойствами (одинаковой
энтропией), что и данный реальный шум с энтропией Н(х).
В соответствии с соотношением (5.19) для гауссова процесса энтро-
пийная мощность равна
Рэ=о2=^ехр{2Я(х)}. (5.20)
116 Глава 5. Методы, средства и характеристики эффективности РЭП
Коэффициент качества шумовой помехи к — это отношение энтро-
пийной мощности Рэ реального шума к его средней мощности Р:
к=|. (5.21)
Для нормального (гауссового) шума к = 1. У любых других шумов
к< 1. Равномерно распределенный шум имеет энтропию
Я(х) = 1п2хтяу
и среднюю мощность
г2
р — -^шах
6
Следовательно, его энтропийная мощность составляет
1 у2
?э = 2^ex₽{21n(2Xmax )}= > (5.22)
а коэффициент качества
х2 6
к = лтах. °_ = 0,703.
^тах
(5.23)
Таким образом, коэффициент качества к — это своеобразный коэф-
фициент полезного действия шумовой помехи. Он показывает, насколь-
ко эффективно для маскировки сигнала используется ее мощность.
5.4. Энергетический потенциал средств
радиоэлектронного противодействия
Всякая станция активных помех (САП) строится по схеме рис. 5.6, а
и состоит из задающего генератора, который формирует помеху нужного
типа и структуры, передатчика (РПД), усиливающего мощность помехи
до нужного уровня Рп и антенно-фидерной системы (АС). САП создает
помеху со спектральной плотностью мощности Сп(/) (рис. 5.6, б).
Рис. 5.6. Станция активных помех
5.4. Энергетический потенциал средств РЭП
117
Самой важной характеристикой средств (станций) создания активных
помех (САП) любого вида является энергетический потенциал, под кото-
рым подразумевается следующее:
Эп=Рп<7а, (5.24)
где РП — мощность помехи на выходе РПД:
оо
о
Ga — коэффициент усиления антенной системы; (7П — спектральная плот-
ность помехи.
Эффективная ширина полосы спектра помехи Д/^ — это (рис. 5.6, б)
такая полоса, которую занимает спектр помехи с постоянной плотностью
(7п0 и такой же мощностью РП:
(5.25)
^пО
Произведение РпСа иногда называется эффективной мощностью САП.
В содержательных терминах эффективная мощность и энергетический
потенциал помехи — это мощность, излучаемая в направлении максиму-
ма диаграммы направленности антенны САП.
Другие параметры САП: потребляемая мощность Ро, вес, габариты,
поляризация излучаемого электромагнитного поля помехи, сектор обслу-
живания, т. е. тот диапазон значений азимутов Да и углов места Д₽, в ко-
тором обеспечивается требуемый энергетический потенциал помехи.
Как видно из (5.24), для повышения энергетического потенциала стан-
ций активных помех нужно увеличивать либо мощность излучения РП, либо
коэффициент усиления передающей антенны Ga. При создании помех
увеличивать Рп можно не только за счет увеличения мощности передат-
чика, но и за счет суммирования колебаний, созданных разными пере-
датчиками. При этом
~ (5.26)
п
Суммирование может происходить в пространстве, как на рис. 5.7, а,
когда передатчики формируют, а антенны излучают независимые, напри-
мер — шумовые, помеховые колебания, или на входе антенны рис. 5.7, б.
В последнем случае помеха, созданная передатчиком (ПРД), разветвляется
и усиливается параллельно включенными каскадами усиления мощности
(УМ). Выходные колебания каждого УМ суммируются СВЧ мостовыми
устройствами [39] и излучаются одной общей антенной.
118 Глава 5. Методы, средства и характеристики эффективности РЭП
Рис. 5.7. Увеличение мощности помехового излучения
Увеличение коэффициента усиления антенной системы для повыше-
ния энергетического потенциала неизбежно связано с сужением ДНА и
соответственно с уменьшением углового сектора, в котором возможно
радиоэлектронное подавление. Для нейтрализации этого нежелательного
эффекта применяют антенные системы с ДНА, сканирующей во всем рабо-
чем секторе, а также антенные системы с многолучевой ДНА [31, 36, 39].
Основной элемент станций активных помех любого типа — усили-
тель мощности. Современные усилители мощности САП обеспечивают
высокую удельную мощность выходного сигнала (на единицу массы) при
хорошем КПД и быструю электронную перестройку частоты в широком
диапазоне. Они работают в диапазонах частот вплоть до нескольких де-
сятков гигагерц. При этом обеспечивают усиление сигналов до выход-
ной мощности в сотни ватт (в импульсном режиме — до сотен киловатт)
при КПД до 70 % и даже более. Немаловажно, особенно для бортовой
аппаратуры, что такие усилители имеют высокую механическую проч-
ность (выдерживают удары до 50g), температурной и радиационной стой-
костью [6, 21].
Контрольные вопросы и задачи
1. Охарактеризуйте различие и области применения активных и пассивных
помех.
2. В чем разница маскирующих и дезинформирующих помех?
3. Дайте определение энергетическому потенциалу станции активных помех.
4. Станция активных помех обеспечивает спектральную плотность помехи на
уровне 100 Вт/МГц в полосе 10 МГц и имеет ДНА шириной 30°. Каков энергети-
ческий потенциал этой САП?
ГЛАВА 6
СТАНЦИИ АКТИВНЫХ ШУМОВЫХ ПОМЕХ
6.1. Общие сведения о станциях активных шумовых помех
Шумовые помехи (ШП) универсальны. Они могут применяться для
противодействия любым радиоэлектронным системам с любыми спосо-
бами передачи или извлечения полезной информации. В практике РЭП
используются шумовые помехи нескольких видов (рис. 6.1). Распростра-
нены заградительные помехи (по времени, по частоте, по углу), заведомо
перекрывающие значениями своих параметров (задержкой т, частотой /,
сектором излучения Да) области значений соответствующих параметров
сигнала. Используются прицельные помехи, параметры которых (т, /, а)
сравнимы с протяженностью областей значений параметров сигнала.
Рис. 6.1. Классификация шумовых помех
120
Глава 6. Станции активных шумовых помех
Очень важно отличие генераторных шумовых помех (ГНШП), вклю-
чаемых и выключаемых произвольно, независимо от наличия сигнала,
от ответных ШП, в которых шум излучается лишь в ответ на пришедший
сигнал.
6.2. Прямошумовые помехи
Типовая структурная схема формирования прямошумовых помех по-
казана на рис. 6.2.
Рис. 6.2. Формирование шумовой помехи
Генератор видеошума (ГВШ) формирует шумовое колебание с широ-
ким равномерным спектром. Полосовой фильтр формирует на выходе га-
уссовский шум со спектром мощности Сш(/) в полосе Д/пф = Д/шп- Пос-
ле усиления по мощности на выходе создается гауссовская прямошумовая
помеха с энергетическим спектром
б!шп(/) = Со^ум^2(/), (6.1)
где Gq = const (/) — спектральная плотность шума на выходе ГВШ; —
коэффициент усиления выходного усилителя; К (/) — амплитудно-частот-
ная характеристика (АЧХ) формирующего полосового фильтра.
Интегрируя энергетический спектр Сшп(/), можно найти выходную
мощность прямошумовой помехи:
Лш = Кп (Ж = G.K^K2Мпп, <6-2)
о
где Kq — резонансное усиление на частоте настройки полосового фильтра,
а Д/шп — эффективная полоса шума, определяемая полосой пропускания
этого фильтра.
Часто заградительную шумовую помеху с шириной спектра Д/щп до
500 МГц оценивают по максимальной спектральной плотности
Стах=6шп(/0) = ^ = ад2Ж (6.3)
А/шп
Станции активных шумовых помех (САП), создающие прямошумовую
помеху, способны развить на выходе мощность Ршп до 10 кВт.
6.2. Прямошумовые помехи
121
Самой распространенной и удобной для решения многих задач ана-
лиза моделью узкополосного («небелого», окрашенного) шума является
квазигармоническое колебание [9]. В соответствии с этой моделью шумо-
вая помеха представляется как
"W = *(/)cos[oV+0(/)] = (6 4)
= j4(/)cosco07 + R(/)sinco0Z = Re|R(/)exp(jco0z)},
где R(t) = R(t)e~j^ — комплексная огибающая колебания
шумовой помехи (рис. 6.3).
Рис. 6.3. Векторная модель квазигармонического колебания
Совместная плотность вероятностей проекций вектора шумового коле-
бания помехи
y4(/) = R(z)cosG(?) и B(t) = R(/)sinG(?) (6.5)
тоже подчиняется нормальному закону распределения
где
№(А,В)
(6.6)
(6.7)
о
— мощность шумовой помехи.
Двумерная плотность H^[A(t),A(t + т),2?(/),Б(/ + т)] также подчиня-
ется нормальному закону распределения вероятностей и определяется дву-
мя корреляционными функциями ортогональных проекций Л(/) и B(t):
rA W = (Л (О А (t + = гв (у) = + т)) = (52rN (т);
гав СО = (A(t)B(t + т)) = гВА (т) = (B(t) А (/+т)) = g2sn (т).
(6.8)
122
Глава 6. Станции активных шумовых помех
Дисперсии в (6.8) связаны со спектром мощности помехового коле-
бания:
c2rN(?) = JСшп (/)cos[2n(/ - /о yt\df >
о (6.9)
g2sn(?) = J(7ШП (/)sin[2n(/ - /оУфЛ
О
Типовой вид функций (6.8) показан на рис. 6.4.
Рис. 6.4. Корреляционные функции ортогональных проекций А и В
Высокочастотная автокорреляционная функция колебания (рис. 6.4, б)
шумовой помехи (6.4) определяется соотношением
Лши (?) = +?)) = <52rN (t)cos[(o0t - y(t)], (6.10)
а компоненты Гуу(т) и %(т) изображены на рис 6.4, а.
Огибающая шумовой помехи 7?(/) = ^А2 (/) + Б2 (z), распределена по
закону Релея [9]:
R ( -/?2>
W(R) = — exp . (6Л1)
Математическое ожидание огибающей, как следует из (6.11),
2
а дисперсия равна о .
Фаза 6(z) гауссовской шумовой помехи равновероятна в диапазоне
|е|<л.
Напряжение шумовой помехи ц11П (?) действует на входе приемного
устройства (рис. 6.5) в аддитивной смеси с подавляемым сигналом ис (?)
и шумом естественного происхождения иш (/):
(0 ~ (О (0 + ^шп (0* (6.12)
6.2. Прямошумовые помехи
123
Рис. 6.5. Взаимодействие шумовой помехи с сигналом в приемнике
Энергетические и спектральные характеристики входного колебания
иллюстрируются рис. 6.5, где Gc и \fc — спектральная плотность и шири-
на спектра сигнала; — спектральная плотность шума естественного про-
исхождения, прежде всего — теплового шума приемника; 6щП, Д^пп —
соответственно спектральная плотность и эффективная полоса организо-
ванной шумовой помехи.
Рис. 6.6. Спектры процессов на входе приемника
Представляют интерес значения соотношения сигнал/помехи в трех
точках схемы рис 6.5: на входе (#0), на выходе УПЧ ) и на выходе УНЧ
(<72)- Каскады приемного устройства имеют коэффициенты усиления со-
ответственно X, К™, К„. Сигнал с полосой ДЛ проходит
через УПЧ с полосой Afnp > Afc и УНЧ с полосой AF3 = без искаже-
ний. Обычно считается, что Д/шП < Д/пР < Д^в- Отношение сигнал/шум на
124
Глава 6. Станции активных шумовых помех
входе измеряется по спектральной плотности составляющих шумов с уче-
том узкой полосы фильтрации Д/пр:
с
q°
* ШП
А/шП )
Д/ш
(6.13)
ш
с
На выходе УПЧ
2
(6.14)
9l (Gm+G^)(KBKCMKnp)2 Afnp Q°'
За счет блока помехозащиты (ПЗ) получается выигрыш в отношении
сигнал/шум в ц > 1 раз:
(6.15)
?2 =Н9о =
G...A Ло
Ш ' lip д г J Ш
AJlnn
При q2 < считается, приемное устройство рис. 6.4 полностью по-
давлено шумовой помехой. Обычно собственный шум приемника значи-
тельно слабее шумовой помехи. Поэтому соотношение (6.15) можно пе-
реписать в виде
<?2 =
ТПк>^пор=Н
'пр
ШП 'пор
(6.16)
САП, обеспечивающая выполнение условия (6.16), эффективна, по-
скольку полностью нарушает работу («подавляет») приемного устройства
противника. В противном случае эффективность прямошумовой помехи
недостаточна.
6.3. Модуляционные шумовые помехи
Типичная, но очень обобщенная схема формирования модуляцион-
ных шумовых помех (МШП) представлена на рис. 6.7.
Рис. 6.7. Формирование модуляционной шумовой помехи
6.3. Модуляционные шумовые помехи
125
Задающим генератором создается гармоническое колебание i^cosatf,
частота которого может перестраиваться. Генератор шума формирует два
напряжения £ш(0 и т|ш(/) в видеополосе с эффективной AFBin ~ АГЭ.
В основном тракте последовательно включены два модулятора: ампли-
тудный модулятор М0Д1 и фазовый (частотный) модулятор МОД2. В ре-
зультате модуляции и дополнительного усиления по мощности в раз
выходная шумовая помеха принимает вид
+ '»а»Лш(0]сО8[а)(/ - *ИфмПш(0} (6.17)
Колебание (6.17) имеет такой же спектр мощности Спш(^), как и у
прямошумовой помехи с теми же энергетическими потенциалами (6.1) и
(6.2). Но эффективная полоса шумовой помехи здесь определяется ина-
че, а именно:
(6.18)
в зависимости от того, какая модуляция — амплитудная или фазовая —
определяет спектр выходной помехи.
Несмотря на идентичные энергетические характеристики, тонкие
структуры прямошумовых и модуляционных помех существенно от-
личаются. Так, модуляционные шумовые помехи не являются гауссов-
скими, даже если модулирующая функция ^ш(^) — нормальный случай-
ный шум и две проекции вектора комплексной огибающей (рис. 6.3)
— статистически независимые нормальные напряжения ви-
деошума. Как следствие этого, плотность вероятностей огибающей не
подчиняется закону Релея, а фаза не равновероятна. Однако отличие струк-
туры модуляционных шумовых помех от прямошумовых этим не огра-
ничивается. В результате модуляции появляется функциональная связь фаз
спектральных составляющих на верхних и нижних боковых полосах. По-
этому боковые полосы f< fQ, f>f$ в спектре шумовой помехи Сшп (?) ока-
зываются коррелированными. Это наглядно видно из рис. 6.8, где для
простоты взят случай амплитудной модуляции гармонического несущего
видеошумом. Спектральная плотность мощности модулирующего видео-
шума показана на рис. 6.8, а.
Рис. 6.8. Спектр модулированной шумовой помехи
126
Глава 6. Станции активных шумовых помех
Если на некоторой частоте Ft в спектре видеошума фаза пар-
циальной составляющей (случайной) равна ср,, а фаза несущей ф, = 0, то в
спектре (7ШП (?) амплитудно-модулированной шумовой помехи на верх-
ней Уо + Ft и нижней fQ - Ft боковых частотах составляющие имеют функ-
циональную связь фаз ± ф/. Так возникает статистическая связь колебаний
боковых полос (рис. 6.8, б). Эта связь является существенным недостат-
ком модуляционных шумовых помех и создает принципиальные возмож-
ности для эффективной защиты от них.
Поскольку энергетические характеристики модуляционных шумовых
помех и прямых шумовых помех полностью идентичны, эффективность
модуляционных шумовых помех определяется соотношением (6.3). Однако
следует учесть, что благодаря большей эффективности схем помехозащи-
ты при работе с модуляционными шумовыми помехами коэффициент ц в
(6.18) следует принять большим, чем для прямошумовой помехи.
Следует отметить, что в САП, использующих для формирования мо-
дуляционных шумовых помех усилители мощности на ЛБВ, не обязательно
применять отдельные модуляторы, так как амлитудную, фазовую (частот-
ную) модуляции можно получить, подавая соответствующие модулирую-
щие видеошумы на спираль ЛБВ.
6.4. Ответные непрерывные шумовые помехи (ОНШП)
При формировании ответных шумовых помех станции активных по-
мех находятся в ждущем режиме, излучая только на тех интервалах вре-
мени рн; /к], на которых средство оперативной радиотехнической развед-
ки обнаруживает сигнал подавляемой РЭС. Чаще всего такая ситуация
возникает в конфликте средства РЭП и РЛС противника и САП ставит
помеху при обнаружении облучающего сигнала в ответ на него. При этом
возможны несколько режимов излучения ответных шумовых помех. Эти
режимы иллюстрируются рис. 6.9.
1. Непрерывная шумовая помеха в ответ на непрерывный сигнал
(рис. 6.9, а). При этом надо выполнить условия Д/^п> Д^ (прицельная),
Д/шп » Д/с (заградительная ОНШП).
2. Ответная непрерывная шумовая помеха отвечает на пачку импу-
льсных сигналов с длительностью пачки Тп= tK- /н (рис. 6.9, б). При этом
также могут использоваться как заградительные, так и прицельные шу-
мовые помехи, различающиеся соотношением полос Д/щп и Afc.
3. Импульсные ответные шумовые помехи (ОИШП) перекрывают
каждый импульс сигнала (рис. 6.9, в) по времени, т. е. длительность шумо-
6.4. Ответные непрерывные шумовые помехи
127
Рис. 6.9. Режимы формирования ОНШП
вой помехи тшп » тс, но при этом сохраняется неизменным период повто-
рения Тп ~ 7С, а также энергетические и спектральные соотношения
ЭПшп
_ ^ШП П
ГШП
п
» -^с ’ А/шп » •
(6.19)
Для создания ОНШП можно использовать любую из схем формиро-
вания шумовых помех (как прямошумовых, так и модуляционных), если
в них задающий генератор поставить в ждущий режим так, чтобы генера-
ция начиналась с момента обнаружения сигнала и срывалась в момент
пропадания сигнала. Но известны и специальные схемы для генерации
именно ответных шумовых помех.
Рис. 6.10. Генератор ответных шумовых помех
Так, на рис. 6.10 представлена схема, иллюстрирующая метод формиро-
вания мощной ОНШП с использованием лампы обратной волны (ЛОВ —
карцинотрон). Генератор работает с положительной обратной связью. Цепь
обратной связи замыкается лишь тогда, когда на входе действует сигнал,
т. е. на временном интервале te. [/н; гк]. В течение времени действия сиг-
нала обратная связь заставляет ЛОВ генерировать шумовую ответную
помеху с полосой Д/^п, равной полосе прозрачности полосового фильт-
ра. При этом центральная частота примерно соответствует несущей час-
тоте сигнала
128
Глава 6. Станции активных шумовых помех
Сочетая различные методы формирования ОНШП, можно построить
несколько схем генераторов ответных непрерывных шумовых помех. Одна
такая схема представлена на рис. 6.11. Схема состоит из устройства опе-
ративной радиотехнической разведки (высокочастотная часть ПРМ), а
также генератора ОНШП, как в схеме на рис. 6.10. Помеха, как правило,
прицельно-шумовая, так как полоса ее Aj^ обычно невелика (до 10 МГц).
Рис. 6.11. Формирование прицельно-шумовой ответной помехи
На рис. 6.12 представлена схема одноканального генератора ОНШП
с настройкой от подсистемы оперативной радиотехнической разведки,
измеряющей частоту сигнала. ГНШП может работать в ждущем режиме с
принудительной настройкой несущей частоты /^шп ~ /0.
Рис. 6.12. Генератор ОНШП с настройкой от измерителя частоты
На этом же принципе строятся многоканальные схемы, которые фор-
мирует некогерентные ГНШП с принудительной настройкой на частоты
нескольких подавляемых РЭС (рис. 6.13). Такая схема содержит п гене-
раторов независимых шумовых помех, работающих в ждущем режиме с
перестраиваемой в полосе Aj^ несущей частотой /ошп (/)е Д/шП- Несу-
щая частота ответных помех устанавливается устройством запоминания
частоты (УЗЧ) и перестраивается по специальному коду, который
изменяется в процессе работы схемой управления (УУ).
Дополнительно модулируя несущие частоты помех в многоканальных
генераторах, можно сформировать заградительную помеху с весьма ши-
роким спектром.
6.5. Ответные импульсные шумовые помехи и методы их создания
129
Рис. 6.13. Перестройка несущей частоты в многоканальной САП
6.5. Ответные импульсные шумовые помехи
и методы их создания
Ретранслированные импульсные шумовые помехи (ОИШП) должны
создавать шумовой импульс большей длительности тшп » тс в ответ на каж-
дый импульс сигнала. Несущая частота помехи/ошп ~fc в каждом импульсе.
Такой метод создания помех позволяет бороться с РЭС, у которых несу-
щая частота меняется от импульса к импульсу по неизвестному для сред-
ства РЭП закону.
Один из методов создания ОИШП — запоминать параметры импуль-
са сигнала т*, Т7*, Z* и создавать шумовые импульсы с параметрами т*,
Тшп ~Т*, /ошп ~ fc независимым генератором помех.
К ответным импульсным случайным помехам относится так называ-
емая хаотическая импульсная помеха (ХИП) (рис. 6.14):
Рис. 6.14. Хаотическая импульсная помеха
В ответ на каждый импульс сигнала с параметрами тс, Тс генератор
ХИП формирует примерно такие же импульсы с длительностью тп ~ тс,
130
Глава 6. Станции активных шумовых помех
но со случайным периодом повторения, в среднем значительно меньшим
периода следования сигнальных импульсов Тп « Тс. Несущие частоты и
формы импульсов ХИП также мало отличаются от импульсов сигнала.
Самая типичная схема формирования ответной импульсной шумовой
помехи приведена на рис. 6.15, а осциллограммы, иллюстрирующие ее
работу — на рис. 6.16.
Рис. 6.15. Формирование хаотической импульсной помехи
Рис. 6.16. Иллюстрации к процессу формирования ХИП
В прямом канале устройство оперативной радиотехнической развед-
ки с помощью высокочастотной части приемника (РПМ) и устройства
6.5. Ответные импульсные шумовые помехи и методы их создания
131
запоминания частоты (УЗЧ) измеряет несущую частоту сигнала, формируя
оценку f *. Полученная таким образом оценка используется для синхрони-
зации задающего генератора, который формирует колебание с частотой
/опш В нижнем по схеме рис. 6.15 канале с помощью анализатора
сигнала оцениваются параметры импульсов тс,7"с. Эти оценки позволяют
генератору ЗГ создать видеоимпульсы помехи с параметрами тшп »тс,
Гшп »Т*. Два модулятора МОД1 и МОД2 формируют шумовые им-
пульсы с полосой Д/шп = 2pAF3 (ц > 1). Средний энергетический потен-
циал такого импульсного сигнала определяется формулой (6.19), в кото-
рой Ршп — пиковая мощность импульсов шумовой помехи.
Схема рис. 6.17 является обычной схемой формирования помехи типа
ХИП. Здесь в основном (верхнем по схеме) канале формируется несущая
хаотических импульсов помехи /ошп ~/о-
Рис. 6.17. Генерирование хаотической импульсной помехи
В нижнем по схеме канале видеоимпульсы сигнала с параметрами
{tq,To - возбуждают генератор хаотической последовательности (ХИП)
видеоимпульсов с параметрами тп ~ тс; Тп« Тс. Эти импульсы создаются
из видеошумов при их ограничении по уровню.
На рис. 6.18 представлена схема, излучающая прицельную ретрансли-
рованную помеху в виде хаотической импульсной последовательности со
случайной модуляцией и с быстрой перестройкой несущей частоты от
импульса к импульсу.
Соответствующие осциллограммы в разных точках схемы рис. 6.18 при-
ведены на рис. 6.19.
132
Глава 6. Станции активных шумовых помех
Для поиска по частоте гетеродин Гj перестраивается генератором ли-
нейно изменяющегося напряжения. Поиск останавливается лишь тогда,
когда приходит импульс сигнала с несущей и на выходе ПФ! появляется
импульс сигнала с частотой = fr -fQi к которой добавляются остаточные
флюктуации частоты от устройства остановки поиска. Генератор
ГИ формирует импульс помехи длительностью тп » тс. Нетрудно видеть,
что в момент останова частота гетеродина Г! равна /г = /0 ~Лр
Нижний канал (Е2, Г2 на частоте j^p) в моменты остановки восстанавли-
вает частоту сигнала (точка 8) а затем этот импульс длитель-
ностью тп модулируется видеошумом и на выходе создается высокочас-
тотная импульсная шумовая помеха.
Сигнал
Рис. 6.18. Формирование и излучение помехи со случайной
модуляцией и с быстрой перестройкой несущей частоты
от импульса к импульсу
В схемах ОИШП часто довольствуются узкополосными прицельны-
ми (по частоте) помехами. Для этого выходным сигналом устройства
запоминания частоты подсистемы оперативной радиотехнической раз-
ведки синхронизируют ждущий генератор прицельной ОИШП (мало-
мощные генераторы прямошумового или модуляционного типа). Затем
применяют ограничитель и усилитель мощности или генератор мощной
ГНШП для навязывания помехе несущей частоты маломощного генера-
тора. Кроме того, в станциях создания активных имитационных помех
может применяться дополнительная модуляция выходного колебания раз-
личными сигналами.
6.5. Ответные импульсные шумовые помехи и методы их создания 133
Поиск Останов по Гг = Го - /пр
Рис. 6.19. Иллюстрации работы схемы рис. 6.18
134
Глава 6. Станции активных шумовых помех
6.6. Ответные шумовые помехи, прицельные по углу
Для создания помех, концентрирующих мощность в направлении на
подавляемое радиоэлектронное средство, используются антенные системы
на многолучевых антенных решетках (МЛАР) [39]. Такие решетки позволи-
ли направленно излучать помехи на каждый источник излучения; обес-
печивать многомерный анализ сигнальной обстановки (по углам прихода
сигналов и по их частоте); адаптировать САП к уровню сигнала и к на-
правлению обратного излучения.
Современные МЛАР работают в диапазоне 0,5...20 ГГц, с различным
количеством лучей (3...144). Оптимальными по многим электрическим и
конструктивным параметрам считаются МЛАР с двадцатью лучами при
ширине луча Д0а =10... 12°. Фазированная активная решетка (ФАР) с ди-
аграммообразущими схемами (ДОС) и адаптивной фазировкой обеспечи-
вают нужное число лучей в заданном секторе обзора. Для создания ответ-
ных помех, прицельных по углу, изготавливаются две идентичные МЛАР:
одна — для оперативной поддержки РЭБ (оперативной РТР), другая —
для излучения помех. В результате одна МЛАР фиксирует номер луча,
который принимает сигнал, а другая МЛАР излучает помеху по зафикси-
рованному направлению прихода в обратном направлении. За счет кон-
центрации мощности в узком луче по заданному направлению удается
значительно повысить энергетический потенциал помехи.
На рис. 6.20 приведена схема создания ответной заградительной по
частоте шумовой помехи при помощи многолучевых линейных ФАР.
Рис. 6.20. Схема создания ответной заградительной по частоте
шумовой помехи многолучевыми линейными ФАР
6.6. Ответные шумовые помехи, прицельные по углу 135
На рис. 6.21 показана схема на сопряженных МЛАР. Схема может соз-
давать, адаптивно распределяя по лучам, как шумовую (генераторную и
ответную), так и имитационную помехи.
Рис. 6.21. САП для создания как шумовых, так и имитационных помех
Схема адаптивная по количеству формируемых лучей, по энерге-
тике в каждом луче, по любому типу помех, излучаемых в каждом луче.
МЛАР имеет по 20 лучей в секторе 120° (один комплект) с параметрами
Д0а= 10...12°, Сп= 15...20 дБ. Верхняя по схеме цепь с генератором поме-
ховых функций (ГПФ) и модуляторами создает в каждом луче заранее
выбранную модуляционную ответную шумовую или имитирующую поме-
ху. В зависимости от этого выбора схема вырабатывает различные моду-
лирующие функции wMZ (/), zg [1; п]. Нижняя по схеме цепь предназначена
136
Глава 6. Станции активных шумовых помех
для создания модуляционной шумовой помехи генераторного типа. Схема
управления с ЦВМ просто включает п канальный задающий генератор (ЗГ)
и устанавливает код несущей частоты у^шп/, /е [1;й] для каждого луча.
Особый и широко применяемый средствами РЭП вид антенн — решет-
ки Ван-Атта. Эти антенны всегда создают излучение по направлению, про-
тивоположному тому, с которого принимается сигнал. Иначе говоря, ре-
шетки Ван-Атта всегда формируют помеху, прицельную по углу. Элементы
приемной и передающей решеток соединяются попарно, причем элект-
рические длины соединительных линий для всех пар одинаковы (рис. 6.22).
Рис. 6.22. Решетка Ван-Атта
Сигналы, принятые и переизлученные элементами решетки, прохо-
дят одинаковый путь и приобретают одинаковые фазовые набеги. Поэто-
му направление максимума излучения у решетки совпадает с направле-
нием максимума приема, а синфазный фронт переизлучаемой волны всегда
параллелен фронту волны принимаемого сигнала. Элементами решетки
могут быть антенны разнообразных типов и конструкций (вибраторы,
линейные ФАР, рупорные и т. п.), предназначенные для работы с любой
поляризацией. Принцип действия при этом не меняется.
На рис. 6.23 представлена решетка Ван-Атта на линейной ФАР. Здесь
зеркальными берутся элементы А_^, А^^, A_z, A+z.
На рис. 6.24 представлена схема САП с фазовой настройкой для со-
здания узкополосных ответных помех (например, прицельных ОШП).
Пусть на систему из трех разнесенных антенн Aq, Аь А2 (база антенной
системы d) падает с направления 0 плоская синусоидальная волна. Антен-
ны Аь А2 снабжены рециркуляторами и служат как для приема, так и для
передачи. В каждый из каналов включена САП узкополосной прицельной
по частоте ответной шумовой помехи и фазовращатель ФВ. Центральная
антенна работает только на прием и служит для оценки пеленга 0* и длины
6.6. Ответные шумовые помехи, прицельные по углу
137
Рис. 6.24. САП на решетке Ван-Атта с фазовой настройкой
волны X* несущего колебания (несущей частоты /д). На пути волны от
точки расположения Ai через ретранслятор вновь до точки Ai (рис. 6.24)
сигнал приобретает суммарный фазовый сдвиг
а а Ы ал dsinO
Ф1ОТР =<Рпад + Д<Р1 +4л— = <рпад + Дф, +471——. (6.20)
Л Л
Аналогично для второй антенны А2 фаза переизлученной волны
Ф2отр — Фпад Аф2 + 0* (6.21)
138
Глава 6. Станции активных шумовых помех
Разность фаз
. а Л?
Афотр — Ф1отр — ф?отр — Аф1 ~ Аф2 л • (6.22)
Если теперь оба фазовращателя одновременно настроить на разность
Л Jsin0
Дф2 “ ДФ1 = 4л—-—,
(6.23)
то фазовый фронт переизлученной волны будет синфазным (Ф1ОТр = Ф2отр)-
Но для такой настройки нужно знать оценки пеленга 0* и длины волны
несущего колебания X*.
Схема создания широкополосной заградительной по частоте ответной
шумовой помехи приведена на рис. 6.25.
Рис. 6.25. Использование ОРТР для адаптации САП по типу помехи
Здесь в схему САП формирования заградительной по частоте ответ-
ной шумовой помехи введены дополнительные линии задержки на AZ.
Все эти САП на решетках Ван-Атта обладают высоким энергетичес-
ким потенциалом
ЭП = РпСа/и, т<п (6.24)
и зависят от числа лучей т<п.
Ответная помеха с еще более высоким энергетическим потенциалом
может быть создана решеткой Ван-Атта по схеме рис. 6.23, когда антенны
A ±N излучают когерентные ответные сигналы, сформированные из обще-
го принимаемого сигнала. Поэтому решетка с 2N элементами обеспечит
суммарный энергетический потенциал, равный
ЭП = Рп№(7а, (6.25)
где Рп — мощность ответной помехи на выходах усилителя мощности.
Контрольные вопросы
139
Контрольные вопросы
1. Какие известны способы увеличения мощности и энергетического потен-
циала шумовой помехи?
2. С какой целью в станциях активных шумовых помех применяют антенные
системы с многолучевой ДНА?
3. Прямошумовые помехи имеют нормальный закон распределения вероятно-
стей. Каков закон распределения вероятностей модуляционных шумовых помех?
4. При формировании модуляционных помех шум изменяет как амплитуду,
так и фазу несущего колебания. Как изменяется спектр модуляционной помехи
по сравнению со спектром модулирующей функции?
5. Энергетические характеристики прямошумовых и модуляционных помех
одинаковы. Что означает это утверждение?
6. Как действуют ответные шумовые помехи? Для чего их применяют?
7. Чем отличаются шумовые помехи от генераторных (прямошумовых и гене-
раторных)?
8. Как формируется и для каких целей применяется хаотическая импульсная
помеха?
9. Ответная импульсная шумовая помеха создается для подавления импульсных
сигналов. Какие параметры импульсного сигнала нужно знать (разведать) для со-
здания ответной импульсной шумовой помехи?
10. Как устроена решетка Ван-Атта и какую функцию она выполняет при со-
здании ответных помех?
ГЛАВА 7
СТАНЦИИ АКТИВНЫХ ИМИТАЦИОННЫХ ПОМЕХ
7.1. Ответные имитационные помехи
Имитационные (имитирующие) помехи вносят ложную информацию
в сигналы, с которыми оперируют РЭС противника. Поэтому такие помехи
иначе называются дезинформирующими. Поскольку имитирующие помехи
не должны селектироваться приемником РЭС на фоне полезного сигна-
ла, их также называют сигналоподобными. С помощью имитирующих
помех создают такую сигнальную обстановку, в которой истинный сиг-
нал перепутывается с ложным, а информационные системы противника
совершают аномальные ошибки. Иначе говоря, имитирующие помехи
наделяют принимаемое противником колебание ложным информацион-
ным параметром Хп (/), отличающимся от значения Хс (/) информативно-
го для РЭС параметра полезного сигнала, и тем самым создают ситуацию,
приводящую к появлению ошибок. Целенаправленно (по выбранному
закону) изменяя параметр Хп(/), можно увести следящую систему РЭС
от истинного значения измеряемого параметра Хс (/) (уводящие помехи)
или перенацелить РЭС с Хс (/) на ложное Хп (/) (перенацеливающие по-
мехи). Как видно, цель у всех перечисленных действий одна — дезинфор-
мация противника. Но тактические методы и технические средства для
достижения этой цели различаются.
К ответным имитационным помехам иногда причисляют непрерывные
или импульсные переизлученные маскирующие шумовые помехи. Наи-
высшей эффективностью обладают комбинированные ответные импульс-
но-шумовые помехи.
Ответные имитационные помехи (ОИП) в отличие от шумовых не
универсальны. Они предназначаются для борьбы с РЭС определенного ти-
па и назначения (РЛС, РСПИ и т. д.).
Имитационные помехи применяются в виде сосредоточенных по про-
странству (излучаемых из одной точки пространства) и пространственно
разнесенных помех.
Все многообразие ответных имитационных помех можно классифи-
цировать по назначению (рис. 5.1). Так, ретрансляционные ОИП, по су-
ществу, генерируют ложные сигналы, ретранслируя запросные сигналы
РЛС. Такие помехи наделяются модуляцией, чтобы имитировать флуктуа-
7.2. Эффективность ответных имитационных помех
141
ции и регулярные изменения параметров сигналов, отраженных протяжен-
ными и движущимися целями. Однократные ОИП состоят из одного лож-
ного импульса, подобного импульсу отраженного сигнала РЛС, навязы-
вая следящим системам РЛС двухцелевую ситуацию. Если параметры
(частота, задержка) такого помехового импульса изменяются, то помехи
называются уводящими. Многократные ОИП в ответ на сигнальный им-
пульс создают несколько ответных сигналоподобных импульсов. В резуль-
тате складывается ложная многоцелевая ситуация, иногда с синхронным
уводом всей пачки ответных импульсов радиолокационного сигнала. Пе-
ренацеливающие ОИП одновременно срывают слежение за полезным па-
раметром Хс (/) и принудительно навязывают сигнал с ложным парамет-
ром Хп (/). Такие помехи могут быть однократными и многократными.
Одноточечные совмещенные помехи предназначены для подавления од-
нопозиционных РЭС. Для этого помехи воздействуют на каналы обнару-
жения, различения и распознавания, канал дальности, канал скорости, уг-
ломерные каналы с линейным и коническим сканированием, а также
угломерные каналы моноимпульсного типа. Воздействуя на радиосисте-
мы передачи информации, такие помехи могут поражать как информа-
ционный канал, так и канал синхронизации радиосистем связи и передачи
данных. Многоточечные помехи предназначены для подавления угломер-
ных каналов, многопозиционных РЛС активного и пассивного типов, вза-
имокорреляционных систем.
7.2. Эффективность ответных имитационных помех
Типовая структурная схема станции формирования ответных имита-
ционных помех показана на рис. 7.1.
Рис. 7.1. Типовая структурная схема станции формирования
ответных имитационных помех
142 Глава 7. Станции активных имитационных помех
Схема подобна тем, которые формируют ответные шумовые помехи.
Но имеется несколько отличий. Во-первых, в этой схеме сильно развита
подсистема оперативной радиотехнической разведки (ОРТР): именно она
запоминает частоту принятого сигнала (УЗЧ), демодулирует (ДМД) и
определяет его параметры для выбора вида ответной помехи, формирует
исходные данные для работы системы управления (СУ) помехой. Во-вто-
рых, схема использует регулируемые законы изменения модулирующих
функций. Эти законы 7^м (/) и (/) формируются генератором помехо-
вых функций (ГПФ) под управлением СУ и подаются на амплитудный
(МОД1) и фазовый (МОД2) модуляторы, а также на выходной усилитель
мощности. В-третьих, в схеме станции формирования ОИП всегда имеется
устройство управления задержкой (УЗ) помехи на тп (/). Переменная за-
держка нужна для формирования уводящих по дальности помех.
Сколько-нибудь подробные аналитические исследования эффективно-
сти ОИП для подавления различных следящих РЭС затруднительны, а до-
ступные результаты таких исследований ограничены. Поэтому судить об
эффективности ОИП лучше всего по результатам имитационного моде-
лирования или натурного эксперимента. Таким путем удается получить
конкретные данные о вероятностях срыва, захвата, перенацеливания РЭС,
функционирующих в конфликте со средствами РЭП.
Энергетический потенциал ОИП для сигнала ип (/) не может служить
показателем эффективности. Напротив, обычно стараются создать ОИП
с мощностью, сравнимой с мощностью сигнала: мощность или амплиту-
да — такой же параметр помехи, как и любой другой, а имитирующая по-
меха должна быть подобна сигналу по всем параметрам, в том числе и по
амплитуде.
7.3. Генераторы ложных сигналов — ретрансляционных
ответных помех
Схема, поясняющая принцип работы и применения генератора ответ-
ных импульсных помех (генератор ложных целей — ГЛЦ), приведена на
рис. 7.2. ПРД РЛС обнаружения в точке 1 создает и излучает зондирую-
щий сигнал частоты f0. Этот сигнал достигает летательного аппарата (ЛА)
(цели) и отражается от него (импульс D на рис. 7.2, б). Амплитуда отра-
женного импульса ~ , задержка тц (/) =---а частота отлича-
С
ется от То на величину доплеровского сдвига F„ =——. Значительно более
73. Генераторы ложных сигналов — ретрансляционных ответных помех 143
Рис. 7.2. Применение ответных импульсных помех
слабый сигнал В падает на ложную цель (ЛЦ) и отражается от нее с амп-
литудой
Пришедшие на ПРМ РЛС в точке 2 сигналы имеют удвоенные задер-
жки и доплеровские сдвиги частоты, а их амплитуды различны. Такое
различие по параметрам позволяет в принципе различить (распознать)
ложную цель на фоне истинной. Чтобы избежать этого, на ложную цель
устанавливается генератор помех, излучающий ответный импульс поме-
хи С с амплитудой, примерно равной Ец. В результате в точке 2 на ПРМ
РЛС (рис. 7.2, в) приходят от истинной цели и от ложной цели импульсы,
мало различимые по амплитуде. Этот эффект затрудняет селекцию лож-
ной цели от истинной и дезинформирует РЛС, создавая эффект размно-
жения строя ЛА. Но, создавая ложные сигналы, надо принять меры к тому,
чтобы импульсы от истинной и ложной целей (рис. 7.2, в) были не только
подобны по своим параметрам, но и имели одинаковые флуктуации, обус-
ловленные отражением сигнала от протяженной цели ЛА. Проще всего
ГЛЦ выполнить по схеме ретранслятора с дополнительным усилением и
модуляцией переизлученного запросного сигнала РЛС. Существует не-
сколько способов создания ретранслированных помех. Схема однократ-
ного ГЛЦ приведена на рис. 7.3.
Схема работает с общим гетеродином (Г), с усилением на промежу-
точной частоте fnp =fc -fT и с восстановлением несущей/^ =_4ip + fT во вто-
ром смесителе.
Иногда тактика РЭП требует отвечать на одиночный импульсный сиг-
нал либо расширенным по сравнению с ним импульсом помехи, либо пач-
144
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Рис. 7.3. Схема однократного ГЛЦ
кой помеховых импульсов. В схеме рис. 7.4 для генерации пачки ответ-
ных импульсов предназначена цепь обратной связи с управляемой лини-
ей задержки (УЛЗ) и двумя преобразователями частоты У™ Делитель
/с
частоты (ДЧ) задает промежуточную частоту , на которой рабо-
тает цепь обратной связи. "
Рис. 7.4. Схема создания пачки импульсов помехи
Специальные генераторы ложных сигналов создаются для РЭП РЛС
со сложными сигналами (ЛЧМ, ФКМ), а также для РЛС со скачкообраз-
но меняющейся от импульса к импульсу несущей частотой.
На рис. 7.5, а показана схема генератора ложных целей, отвечающая
помехой на ЛЧМ-импульс. Схема снабжает излученную ответную помеху
дополнительной частотной внутриимпульсной модуляцией. Осциллограм-
мы, которые иллюстрируют работу схемы, показаны на рис. 7.5, б. На
выходе схемы ответная помеха в течение несжатого зондирующего импуль-
са сигнала излучается как последовательность импульсов длительностью
Дт = тнсж/и с периодом Тп. При этом несущая частота импульсной поме-
хи равна /п (t) = fc (/) + Д/п.
Существуют схемы генераторов ложных целей для ФКМ-сигналов с
быстро перестраиваемой частотой [6], но для обеспечения работы этих схем
необходимо априорное знание кода, управляющего фазой несущего ко-
лебания.
7.4. Помехи каналу дальности
145
Рис. 7.5. Средство РЭП РЛС с ЛЧМ-сигналом
1
2
7.4. Помехи каналу дальности
Ответные имитационные помехи РЛС, измеряющей дальность и со-
провождающей цель по дальности, используются при реализации разных
способов РЭП. Такие помехи создают ложную информацию о радиоло-
кационных целях и навязывают эту информацию соответствующим под-
системам РЛС. В результате помехового воздействия система автосопро-
вождения по дальности захватывает помеху и уводит строб на ложную
дальность. Закон, по которому помеха уводит строб дальности, определя-
ется тактическими соображениями. Наиболее распространены три вида
ответных импульсных помех каналам дальности РЛС. Это однократные и
многократные ответные уводящие помехи, а также ответные импульсные
помехи в сочетании с шумовыми.
Принцип действия ответных импульсных помех, уводящих по даль-
ности, иллюстрируется рис. 7.6. В ответ на импульсы сигнала с парамет-
рами тс, 7С, fc создаются помеховые импульсы, дезинформирующие РЛС
о дальности до цели (рис. 7.6, а). Помеховые импульсы имеют примерно
те же параметры, что и сигнальные тп~тс, Тп*= Тс, Помеху форми-
рует генератор ложных целей, выполненный по схемам, не отличающим-
ся от описанных в разд. 7.3.
Мощность импульсов помехи Рп должна превышать мощность отра-
женного от цели сигнала Рс. Соответствующие видеоимпульсы сигнала и
помехи представлены на рис. 7.6, б. Пусть для начала система автосопро-
вождения по дальности находится в режиме поиска, так что строб даль-
ности движется по оси времени справа налево, как на рис. 7.6, в. Если
помеха мощнее сигнала, строб дальности захватит более сильную помеху.
Этому будет способствовать схема автоматической регулировки усиления
146
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Рис. 7.6. Принцип действия однократных ответных
импульсных помех, уводящих по дальности
(АРУ) приемника РЛС, благодаря действию которой сильная помеха ос-
лабит и без того более слабый сигнал. После захвата задержка импульса
помехи Атп (/) изменяется и вместе с ней изменяется положение строба
дальности (помехи осуществляют увод по дальности). Очень важно выб-
рать закон изменения задержки Атп(/). Для имитации равномерного
движения ложной цели Атп (/) меняется по кусочно-линейному (пило-
образному) закону с периодом Ту (рис. 7.6, г). Чтобы помеха имитирова-
ла медленно движущуюся цель, Атс (z) меняется медленно за много пе-
риодов Тс. Период Ту должен быть выбран из расчета Ту » Тс. Для
имитации движения ложной цели с постоянной скоростью используют па-
раболический закон изменения задержки Атп(/) = А;/2. Одновременно с
уводом меняют мощность помехи Атп (z), имитируя изменение интенсив-
ности сигнала по мере его приближения к РЛС или удаления от РЛС.
Для создания многократных ответных импульсных помех, уводящих
по дальности, в ответ на каждый импульс сигнала излучается пачка в
п импульсов с периодом Тп (рис. 7.7, а). При этом вся пачка синхронно
уводится по кусочно-линейному периодическому (пилообразному) зако-
ну (рис. 7.7, б) при выполнении того же условия Рп > Рс. Система автосо-
провождения по дальности захватывает один из п импульсов и следит за
перемещающейся пачкой.
7.4. Помехи каналу дальности
147
Рис. 7.7. Многократные импульсные помехи, уводящие по дальности
Ответные импульсные помехи могут сочетаться с шумовыми. Шумовые
помехи накрывают и маскируют импульс сигнала, исключая возможность
синхронизации положения строба дальности и сигнального импульса.
Следует отметить, что ответная импульсная помеха может быть создана
только с некоторой временной задержкой относительно импульса сигнала.
Аппаратура станций формирования активных помех обычно обеспечивает
величину этой задержки Л/ в интервале до 0,15 мкс. Поэтому для надежного
накрытия маскируемого импульса сигнала ответный шумовой импульс
должен упреждать его по времени. Для этого шумовой импульс, сформи-
рованный в ответ на принятый импульс сигнала РЛС, задерживается на
время, несколько меньшее периода повторения зондирующего сигнала.
Такая помеха надежно накроет импульс сигнала в следующем периоде.
Широко распространенная в технике РЭП схема формирования таких от-
ветных импульсных помех для увода систем автосопровождения по даль-
ности приведена на рис. 7.8.
Рис. 7.8. Формирование ответного импульса помехи с задержкой,
на период повторения сигнала
148
Глава 7. Станции активных имитационных помех
В соответствии с этой схемой перестраиваемая линия задержки ЛЗ
на Дтп (/) управляется генератором линейно изменяющегося напряжения
(ГЛИН). С помощью управляемого усилителя меняется мощность поме-
хи на выходе Рп(/).^Устройство запоминания частоты (УЗЧ) оценивает
несущую сигнала f с и создает условия для излучения задержанного им-
пульса на той же несущей, что и у принятого импульса.
В ряде случаев устройство запоминания частоты совмещается с при-
емником поиска и захвата сигнала, а управление задержкой — с программ-
ным устройством, управляемым специальным контроллером (рис. 7.9).
Рис. 7.9. Программное управление уводом по дальности
Сигнал + помеха
Рис. 7.10. Смещение помехой
энергетического центра
отраженного сигнала
Существуют помехи, уводящие строб
системы автосопровождения по дально-
сти в пределах длительности импульса
сигнала тс за счет смещения энергетичес-
кого центра (ЭЦ) суммарного импульса
сигнала и помехи. Пример организации
РЭП по такому принципу иллюстриру-
ется на рис. 7.10, где на осциллограм-
мах 2-4 показаны три суммарных импуль-
са сигнала с помехой в три последова-
тельных момента времени. При действии
несимметричных импульсов система ав-
тосопровождения по дальности, отслежи-
вая энергетический центр импульса (ЭЦ
на рис. 7.10), будет смещать строб даль-
ности в малых пределах
2 *
В литературе указывается на возмож-
ность создания многоканальных станций
активных помех с уводом по дальности,
7.5. Помехи каналу скорости
149
когда каждый канал реализует свой закон увода [6]. Для этого в схемах
увода по дальности применяют блок, содержащий набор независимо уп-
равляемых линий задержки и сумматор
задержанных помеховых импульсов на
выходе.
В системах автосопровождения по
дальности может применяться схема
помехозащиты, работа которой осно-
вана на том, что при одновременном
наблюдении нескольких сигналов зах-
ватывается самый слабый из них —
тот, у которого Рс - min. Для проти-
водействия в условиях такой помехо-
защиты эффективна уводящая помеха
со специальным законом изменения
Рп(?) (рис. 7.11).
На участке 1, где нет увода, помеха
Рис. 7.11. Уводящая помеха
с изменением мощности
имитирует цель, выставляя импульс с уровнем —-— < 1. Тогда в системе
min
автосопровождения по дальности со схемой помехозащиты с селекцией
минимального сигнала произойдет захват помехи (как самого слабого из
всех одновременно наблюдаемых импульсов). По мере увода строб даль-
ни W
ности смещается на участок 2, где —— > 1. Но система автосопровожде-
Л
ния по дальности все равно следит за помехой, а не за сигналом.
7.5. Помехи каналу скорости
При формировании помех каналу скорости производится управление
не временными задержками, а сдвигами частоты. Принцип действия наи-
более распространенных помех каналам измерения и сопровождения ско-
рости иллюстрируется рис. 7.12. На рис. 7.12, а воспроизведена помеха,
уводящая по скорости; разность частот =Afn(t).
На рис. 7.12, б приведена многократная помеха по скорости. Эта по-
меха представляет собой пачку спектральных составляющих с синхрон-
ным изменением частот всех составляющих пачки. Наконец, на рис. 7.12, в
показана случайная помеха, имеющая расширенный шумовой спектр,
центральная частота которого также может уводиться по закону/^).
150
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Рис. 7.12. Принцип организации уводящих помех каналу
сопровождения по скорости
Для увода по скорости чаще всего применяют схему с фазовой моду-
ляцией ЛБВ (рис. 7.13).
Рис. 7.13. Увод по скорости посредством модуляции ЛБВ
В соответствии с этой схемой с помощью генератора линейно изме-
няющегося (пилообразного) напряжения производится фазовая модуля-
ция колебания на выходе ЛБВ <р(/) = kt. Такому изменению фазы соответ-
ствует частотный сдвиг усиливаемого сигнала:
(0 = ^1 <7.1>
v 7 dt
Изменяя по командам от системы управления (СУ) крутизну пилооб-
разного модулирующего напряжения к, можно осуществить увод по ско-
рости как вперед (A^i растет), так и назад (Д/п уменьшается со временем).
Генератор помеховой функции (ГПФ) совместно с модулятором (МОД)
формирует структуру ответной помехи.
7.5. Помехи каналу скорости
151
Схема рис. 7.14 может работать при любых (не только гармонических)
сигналах, в частности при создании помех ЛЧМ-, ФКМ-сигналам. Если
надо создавать паузы в помеховых излучениях, то в схему рис. 7.14 добав-
ляют электронные ключи и коммутаторы, прерывающие работу станции
формирования активных помех.
Рис. 7.14. Формирование помех каналу скорости
при произвольной модуляции несущей
Существует несколько типов схем создания многократных помех, уво-
дящих по скорости. Обычно такие схемы создают сложные помеховые ко-
лебания [6], спектр которых содержит п составляющих на разных часто-
тах 7’, i =1:п.
Схема формирования доплеровского шума в канале скорости представ-
лена на рис. 7.15.
Рис. 7.15. Схема формирования случайной уводящей
помехи каналу скорости
В соответствии со схемой рис. 7.15 в модуляторе происходит амплитуд-
ная модуляция принятого и усиленного сигнала случайным колебанием —
видеошумом £,(/) и фазовая модуляция видеошумом Т|(/). Ув°Д по частоте
(/) производится за счет фазовой модуляции по закону <р(/) = kt, т. е.
по пилообразному закону с изменяющейся крутизной k(t) = По-
меха на выходе в ответ на сигнал w0(/) = Re^E0 (z)exp(yco0/) создает ко-
«о (О=4 (ОС1+«ja£(0]cos{2’1I/o+^(0? - /”фп(0 - <ро (0}=
= Re{£0 (/)£м (/)exp(jcoo/)},
(7.2)
где Ём (/) = [1+/иА^(г)]ехр[/2л Д/(г)t - /иФп(0]-
152
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Фазовая и амплитудная модуляции напряжениями видеошумов Т| (/),
создает шумовое колебание со спектром рис. 7.12, в, где централь-
ная частота fa (/) = fa + \fa (/) изменяется в соответствии с заданным за-
коном увода по частоте (скорости). Полоса помехи обычно составля-
ет Д/шп^) (рис. 7.12, в) примерно 7...20 кГц, период увода — до 10 с,
A7^i(^) = 0...200 кГц. Вместо генератора видеошума (ГВШ) могут испо-
льзоваться генераторы псевдослучайного сигнала, а в качестве фазового
модулятора — балансный модулятор, подавляющий несущую на выходе.
Как и при постановке помех каналу дальности, имеются многопро-
граммные станции активных помех каналу скорости. В этих станциях од-
новременно излучаются помехи разных частот, каждая из которых уводится
по своему закону. В ряде станций активных помех адаптивно меняется
цикл увода Т (t). Часто помехи каналу дальности и скорости формируют-
ся одной станцией активных помех. При этом скорость изменения час-
тоты и закон изменения задержки (дальности) должны согласовываться.
7.6. Совмещенные помехи измерителям угловых координат
В гл. 1 уже говорилось о том, что пеленгаторы любого типа определя-
ют угловые координаты источника излучения по положению нормали к
фронту волны приходящего от этого источника сигнала. Совмещенные по-
мехи излучаются из той же точки пространства, что и сигнал. Поэтому
совмещенные помехи не могут исказить форму фронта волны на раскры-
ве приемной антенны подавляемого пеленгатора и тем самым вызвать
ошибки пеленгования. Более того, совмещенные помехи облегчают рабо-
ту моноимпульсного пеленгатора [22]. Но из этого общего правила есть
довольно существенные для практики исключения.
Прежде всего исключения распространяются на пеленгаторы после-
довательного действия, формирующие информацию об угловых коорди-
натах в результате обработки огибающей принятого антенной сигнала.
Искажение этой огибающей амплитудно-модулированной помехой обя-
зательно приведет к ошибке пеленгования. Так, если амплитуда помехи
изменяется с частотой сканирования, пеленгатор с качающейся или со
сканирующей антенной выделит модулирующую функцию вместе с по-
лезным сигналом. Изменение амплитуды и фазы суммарного колебания
во времени приведет к блужданию оси антенной системы около истинно-
го направления на источник излучения.
Пеленгатор с мгновенным равносигнальным направлением (моноим-
пульсный) по принципу действия оказывается нечувствительным к флук-
туациям амплитуды и фазы огибающей принимаемого сигнала, если только
7.6. Совмещенные помехи измерителям угловых координат
153
все каналы многоканального приемного тракта такого пеленгатора оди-
наковы по амплитудно-фазовым характеристикам. Неидентичность кана-
лов, характерная для любой практической реализации приемника моноим-
пульсного пеленгатора, конечно же, снижает устойчивость против помех.
В том числе и помех, пространственно совмещенных с сигналом. Но изве-
стны способы создания совмещенных помех, вредных даже и для идеально
реализованной аппаратуры моноимпульсных пеленгаторов. Это двухчас-
тотные помехи и помехи на кроссполяризации.
Принцип радиопротиводействия пеленгаторам при помощи двухчас-
тотной помехи сводится к следующему. Если помеха состоит из двух гар-
монических колебаний, разнесенных по частоте примерно на величину
промежуточной частоты приемника радиопеленгатора fn^, то в результате
биений этих двух помеховых колебаний в смесителе радиоприемного ус-
тройства образуется колебание, которое попадает в полосу УПЧ на часто-
те f Но это колебание будет отличаться от полезного сигнала как по
амплитуде, так и по фазе. Совместное действие помехового колебания и
сигнала создает условия, приводящие к ошибке в определении пеленга.
Это утверждение можно иллюстрировать, рассмотрев фрагмент схемы
любого моноимпульсного радиопеленгатора в виде двухканального при-
емного устройства (см., например, рис. 1.21). Эффект от действия двух-
частотной помехи может проявляться в нарушении работы угломерного
координатора за счет искажения пеленгационной характеристики. Ана-
лиз показывает, что пеленгационная характеристика, нечетная относитель-
но равносигнального направления в отсутствии помех, оказывается чет-
ной, а равносигнальное направление приходится на область неустойчивого
состояния [36]. Равносигнальное направление пеленгатора отклоняется от
направления на источник излучения, и происходит срыв автосопровож-
дения. Кроме того, при достаточной мощности двухчастотная помеха мо-
жет вызвать перегрузку приемника и подавление слабого информативно-
го сигнала на нелинейностях приемного тракта.
Помехи на кроссполяризации облучают приемные антенны подавля-
емых пеленгаторов на рабочей частоте, но с ортогональной поляризаци-
ей. Такие помехи использует различие направленных свойств антенн для
сигналов разной поляризации. Как известно [6, 35, 36], практически у
всякой антенны ДНА на основной и ортогональной поляризациях силь-
но отличаются. Обычно, конструируя антенну, стремятся обеспечить ми-
нимальную чувствительность к помехам на ортогональной поляризации.
Но если коэффициент усиления антенны по направлению максимума ДНА
на основной поляризации имеет минимум, то для иных направлений он
будет больше и по каким-то направлениям достигнет максимума.
154
Глава 7. Станции активных имитационных помех
На рис. 7.16, а в декартовых координатах представлены ДНА основ-
ной антенны Aq с острым максимумом и низкими по уровню боковыми
лепестками (БЛ) на основной (согласованной) поляризации принимаемого
сигнала ^(а).
Рис. 7.16. ДНА на основной и на ортогональной поляризации
В то же время эта же антенна на ортогональной поляризации имеет
совершенно другую ДНА Л_Да) с минимумом при а = 0, со смещенными
максимумами и высоким уровнем боковых лепестков. Практически уров-
ни максимумов ДНА на основной и ортогональной поляризациях отли-
чаются на К= 30...40 дБ. Сигнал с амплитудой 67О на согласованной поля-
ризации приобретет амплитуду F^(a)EQ. Приходящая на вход А^ помеха с
амплитудой Еп, но на ортогональной поляризации, будет иметь амплиту-
ду на входе приемника F_*(a)En. Отношение помеха/сигнал при этом
составит
Л,(а)£с Ес К
£
Если станция активных помех обеспечивает -2-» К, то на выходе Ао
помеха будет превышать полезный сигнал, а ДНА будет практически со-
7.6. Совмещенные помехи измерителям угловых координат 155
впадать с Иначе говоря, ДНА будет иметь провал при а= 0, смещен-
ные на Да максимумы и очень высокие уровни боковых лепестков, а диск-
риминационная характеристика изменит форму с 1 на 2 (рис. 7.16, в).
Моноимпульсный радиопеленгатор при такой антенне будет работать с
угловой ошибкой Да или даже больше при захвате сигнала боковыми ле-
пестками ДНА. Условие эффективности поляризационной помехи — пре-
вышение ею уровня сигнала порядка 30...40 дБ и более в точке приема
сигнала антеннами подавляемой РЛС.
При организации РЭП применяются два типа поляризационных по-
мех: с настройкой поляризации одной антенны и с двумя антеннами, же-
стко настроенными на ортогональные линейные поляризации.
На рис. 7.17 представлена схема первого типа. На входе применяют-
ся три антенны, работающие с различной (вертикальной Т, горизонталь-
ной —> или круговой 0) поляризацией.
Рис. 7.17. Формирование помех с настройкой поляризации
Тип поляризации приходящего сигнала определяется в измерителе
поляризации по откликам антенн Аь А2, А3. Измеритель поляризации на-
страивает (через схему управления) единственную передающую антенну
станции активных помех А4 на ортогональную поляризацию. Переклю-
чатель пропускает один из трех сигналов на модулятор. Недостаток схе-
мы — некоторая инерционность из-за задержки в определении нужной
поляризации.
Схемы второго типа с двумя антеннами на ортогональные поляриза-
ции при линейной поляризации всегда имеют два канала, но зато обла-
дают малой инерционностью. На рис. 7.18 представлена схема подобно-
го типа.
В этой схеме антенны Апр1, Апр2 настроены на вертикальную и гори-
зонтальную поляризации соответственно, а передающие антенны Апрд1,
Апрд2 — на ортогональные поляризации.
156
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Рис. 7.18. Автоматическая настройка поляризации помехи
Сигнал, пришедший на антенну А^д^, пройдет через верхний ре-
трансляционный канал (РК) и будет излучен через Апрд^ на ортогональ-
ной поляризации. Аналогично действует нижний по схеме канал. Так как
принцип РЭП при помощи поляризационных помех требует излучения
очень мощных помеховых колебаний, в схеме нужно использовать выход-
ные каскады с очень большим усилением К~ 40...50 дБ и с маленькой
задержкой, чтобы излучаемые импульсы помех практически совпадали по
времени с импульсами подавляемых сигналов (рис. 7.18). Но при этом
возникает серьезная проблема развязки каналов приема и передачи.
7.7. Некогерентные пространственно-разнесенные
помехи угломерным системам
Пространственно-разнесенные, или, иначе, многоточечные, помехи
наиболее эффективны для РЭП угломерным системам, хотя могут при-
меняться для противодействия и другим радиоэлектронным системам,
трудно подавляемым совмещенными помехами.
Физическая причина эффективности пространственно-разнесенных
помех против моноимпульсных и других угломерных систем состоит в том,
что помехи, излучаемые из разных точек пространства, изменяют ориента-
цию фронта электромагнитной волны, падающей на антенну радиопелен-
гатора.
В качестве носителей (платформ) постановщиков вынесенных излу-
чателей помех используются: пилотируемые постановщики помех; беспи-
лотные дистанционно-управляемые летательные аппараты (ДИЛА); любые
медленно опускающиеся летательные аппараты (парашюты, автожиры,
летающие крылья, аэростаты и т. п.) с активными передатчиками помех
одноразового действия (ПОД); буксируемые радиолокационные ловушки
7.7. Некогерентные пространственно-разнесенные помехи угломерным системам 157
(БРЛВ); отстреливаемые снаряды и ракеты, несущие передатчики пере-
нацеливающих на себя помех (радиолокационные ловушки — РЛВ).
При этом один и тот же носитель может применяться для различных
целей. Так, шумовые помехи, как правило, применяются для прикрытия
целей. Однако, располагаясь на ракетах, они могут служить перенацели-
вающими РЛВ. Имитационные помехи используются для создания не-
когерентных помех, важными вариантами которых являются мерцающие
помехи. Вообще тактика использования пространственно-разнесенных по-
мех, в зависимости от используемых носителей, очень разнообразна.
Применение некогерентной помехи для противодействия определению
угловой координаты радиолокационной цели иллюстрируется рис. 7.19.
Подобные вынесенные помехи мотуг быть как шумовыми (генераторными
или ответными), так и имитационными.
Рис. 7.19. Применение некогерентной помехи из одной вынесенной точки
Моноимпульсный пеленгатор, входящий в состав РЛС, принимает
вместе с помехой отраженный от цели сигнал. Пространственное разне-
сение точек отражения сигнала и излучения помехи задается вектором d(x),
модуль которого
d(0|=t (0 - хп W]2 + [(0 - (О]2 + Ia W - , (7-4)
где {хс, ус, — координаты точки излучения цели, а {^, уП, гп} — коор-
динаты точки излучения помехи.
158
Глава 7. Станции активных имитационных помех
7.7. Некогерентные пространственно-разнесенные помехи угломерным системам 159
Задача заключается в том, чтобы выбирать положение (траекторию)
точки излучения помехи так, чтобы она вместе с истинной целью всегда
находилась в главном лепестке ДНА радиопеленгатора. Для этого нужно
управлять разностным вектором d(z), заданным своими проекциями
Дх = (хс - хп); Ду=U - уп); А?=(zc - zn), (7.5)
При этом декартовы координаты истинной цели и точки излучения
помехи определяются с учетом того, что
Д (0 = +хс I2 + [ДИО+Ус I2 + [МО+гс ]2;
/~2—1—Г (7Л0)
Д(О = -\/*с +Ус +Zc>
и при этом обеспечивать превышение помехи над сигналом в точке рас-
положения радиопеленгатора
а пеленги помехи и цели различаются как
0П-0С=А0; <рп—(рс=А(р, (7.11)
Q р > ^пор •
v с ''вход РПГ
(7-6)
где
Принимая одновременно отраженный сигнал и активную помеху из
вынесенной точки, радиопеленгатор будет совершать ошибку. Оценить
величину этой ошибки и соответственно эффективность радипротиводей-
ствия пеленгатору можно на основе следующих соображений.
Для произвольной точки в пространстве чертежа (рис. 7.19) с угловы-
ми координатами 0, <р (и направляющими косинусами cos0, coscp) или р
(угол места) и а (азимут) справедливы соотношения
_______________^fe2+n2+C2)__________________,
sin0c[l + 2(^cos0c +T)cos<pc + ^1 - cos2 0С - cos2 <рс)]
_______________ibfe2+il2+C2)________________
Sin<pc[l + 2(^COS0c +T]COS<pc 4-J^/l-COS20C -COS2(pn)]
cosO = cosacosP; coscp = sinacosP; cosp = д/cos2 0 + cos2 <p. (7.7)
Тогда при аппроксимации диаграммы направленности антенны РЛС
sinx
зависимостью вида ---- можно получить
х
Соотношения (7.12), (7.13) определяют угловой разнос истинной и лож-
ной целей и одновременно ошибку пеленгования в случае полного пе-
. 2 Г ЯД А
sin ——cosp
I J
где Z)a — размер раскрыва антенны.
Но
откуда
cos0 =—;
R
ренацеливания радиопеленгатора с истинной
на ложную цель.
Если источники сигнала и некогерентной
помехи не разрешаются пеленгатором, т. е.
если угловое рассогласование источников сиг-
нала и помехи не превышает протяженности
линейного участка дискриминационной харак-
теристики (рис. 1.19), который примерно равен
ширине ДНА пеленгатора, все равно прост-
ранственно-разнесенная помеха вызовет ошиб-
ку пеленгования. Для оценки величины этой
ошибки можно принять следующие допуще-
ния. Пусть два летательных аппарата с неко-
герентными излучателями, как на рис. 7.20,
двигаются навстречу моноимпульсному ра-
диопеленгатору суммарно-разностного типа.
Истинные пеленги источников излучения со-
ответственно <рх и (р2- Плоскость чертежа на
рис. 7.20 совпадает с плоскостью углов <р.
Рис. 7.20. Геометрические
соотношения для оценки
ошибки пеленгования,
вносимой некогерентной
помехой
160
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Излучаемые источниками колебания щ (/) и и2 (/) имеют простейшую
структуру — они создают на входе приемника пеленгатора гармоничес-
кие колебания
щ (г) = Re{JE,1e>1' 1 и и2 (t) = Refe7”2'}, (7.14)
где Е. = E.exp(-jy.)— комплексные огибающие.
По принципу работы моноимпульсный, как и всякий другой, пеленга-
тор в качестве оценки угловой координаты цели примет такое значение ср*,
которому соответствует направление нормали к фронту волны, падающей
на раскрыв антенной системы. Конкретно для моноимпульсного пеленга-
тора с амплитудной обработкой этому направлению соответствует равен-
ство амплитуд сигналов, принятых двумя антеннами:
^Ах ~ ^А2
(7.15)
Анализ рассматриваемой двухцелевой ситуации работы моноимпуль-
сного радиопеленгатора показывает, что с учетом (7.14)
“Al (0 = “I (ф1) + и2 (t)Fi (ф2);
“А 2 (0 = (О F1 (<Р2)+«2 (') F2 (<Р2 )> (7’1 )
где /’.(ф.) — значение ДНА соответствующей антенны для направления
ИЛИ ф2‘
Определив в соответствии с (7.16) амплитуды колебаний в антеннах
пленгатора
EAi | = ^(«1 G))7) (Ф1) + («2 ('j)7) (<Р2 );
П-------------V--------7-----\------- (7.17)
ЕА2 | = ^(«1 (7)}^2 (ф]) + («2 (ф2)>
где означает усреднение по времени, можно получить условие,
равносильное (7.15):
X (ф!) - (Ф1)] - Р2 X (ф|) - Fl (ф2)] = о, (7-18)
о Е2
где р = — — отношение амплитуд сигналов (7.14), приходящих на антен-
ны пеленгатора из разнесенных в пространстве точек ЛА1 и ЛА2 (рис. 7.20).
Трансцендентное уравнение (7.18) можно решить относительно оценки
пеленга парной цели, если конкретизировать вид ДНА 7?(ф). Но, посколь-
ку ДНА пеленгатора — гладкие функции, их можно представить степен-
ными рядами в окрестности точки <р = ср0 и для малых отличий ср от <р0
ограничиться двумя первыми членами такого разложения.
7.8. Когерентные помехи
161
Тогда
Г.(ф.) = F(<p0) ± Г'.(ф0 )(фо - ф.), (7.19)
где знак (+) или (-) выбирается в зависимости от того, на каком скате —
правом или левом — ДНА располагается точка ср = <р0
С учетом (7.19) уравнение (7.18) линеаризуется и приводится к виду
(фо -<Р1)+Р2(фо -Ф2) = О, (7-20)
откуда следует, что формируемая пеленгатором оценка угловой коорди-
наты неразрешимой пары источников излучения будет
Из (7.21) следует, что если р -н> 0, ф* -»<Pi — РСН пеленгатора ориен-
тируется на первую цель (ЛА1), излучающую колебание щ (z). Если интен-
сивность излучения от первой цели пренебрежимо мало по сравнению с
излучением второй, р -» <р* —» ф2.
В промежуточных случаях, когда 0 < р < ^, РСН пеленгатора ориенти-
руется в некоторую промежуточную точку на базе парного источника из-
лучения ЛА1-ЛА2.
Аналогичная картина наблюдается и при работе по парной цели мо-
ноимпульсного пеленгатора с фазовой обработкой сигналов, принятых
разнесенными антеннами. И в этом случае равносигнальное направление
ориентируется в энергетический центр тяжести гантели, образованной
парой некогерентных излучателей.
7.8. Когерентные помехи
Фазовый фронт волны, создаваемой несколькими (двумя или более)
источниками когерентного излучения, имеет довольно сложную форму и
нормаль к этому фронту, направление которой идентифицируется пелен-
гатором с направлением на цель, может ориентироваться в точку за пре-
делами базы источника излучения [2].
Геометрические соотношения, характеризующие изменение формы
фазового фронта электромагнитной волны от парной цели с некогерент-
ными помехами, показаны на рис. 7.21.
Излучатели, расположенные в точках 1 и 2 на рис. 7.21, создают гар-
монические колебания одной частоты со со сдвигами фаз на ±у:
и1(/) = Ке{£|Л-л'}; M2(0 = Re{^“/e+yV}. (7-22)
162
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Эквивалентный фазовый
фронт kfo = const
Рис. 7.21. Фазовый фронт волны от парной цели
В точке приема О на входе антенной системы радиопеленгатора сфор-
мируется суммарное колебание
(7.23)
= Re{E<Ari ejat}+eiuit} = Re-j^e"7*'V'0' },
где г. — дальности от соответствующего источника излучения до антенны
. , 2л со
(до точки О), а к = — = — — модуль волнового вектора (пространствен-
Л с
ная частота).
В содержательных терминах запись (7.23) означает, что некоторый
виртуальный источник, излучающий колебание установлен в точке А
(рис. 7.21) на удалении г0 от радиопеленгатора. Из (7.23) следует
E^jkr° = Е}ечкг'е-^ + E2e~Jlaie+Jv, (7.24)
причем амплитуда и фаза суммарного поля, образующегося как суперпо-
зиция парциальных полей, формируемых источниками 1 и 2 на рис. 7.21,
будут:
Ех = д/д2 + £2 + 2Е}Е2 cos(£Ar 4- 2у),
= arctg<---------------(------------------
Е} cos (bi - у) + Е2 cos(Az2 + у)
(7.25)
где Дг = Г1“Г2.
7.8. Когерентные помехи
163
Таким образом, фаза суммарной волны отличается от фазы приня-
того излучения как от первого источника (кг^, так и от второго (кг2):
( . |3sin(&Ar + 2\|j)
(7-26)
1 + P cos (&Дг + 2у)
где Р = —.
д
Если излучает лишь первая цель р —> О, то г0 г\ и пеленгуется тоже
лишь первая цель. При р -» оо (излучает вторая цель),
и г0 —> Г1 — в качестве пеленга определяется направление на вторую цель.
Но в общем случае равносигнальное направление смещено относитель-
но центра базы между целями на величину угловой ошибки. Действитель-
но, из (7.26) уравнение, описывающее зависимость фазового фронта вол-
ны от аргумента точки А (рис. 7.21)
1-В (лd .
—— 81Пф
ф(ф) = arctg
(7.27)
где d — линейное расстояние (база) между источниками излучения 1 и 2.
Пеленг парной цели, состоящей из двух неразрешимых источников
когерентного излучения, — это нормаль к фазовому фронту (7.27). Уравне-
ние этой нормали — это уравнение прямой, проходящей через точку О с
угловым коэффициентом (тангенсом угла наклона)
Э$(ф)
а =----
Эф
Поэтому формируемая пеленгатором оценка угловой координаты ган-
тели, образованной парой когерентных излучателей, будет
2 Л
2
Дф
2 l + 2pcosy + lJ’ (7-28)
б/С08ф
2r0 l + 2pcos\|/ + l
Ф* = arctg
= arctg
где Дф = б/со8ф — угловой размер (параллакс) парного источника излу-
чения.
Для малых углов Дф« 1, что соответствует условию неразрешимости
двух источников излучения с позиции установки пеленгатора, из (7.28)
следует приближенное равенство
Аф (1-Р2)
V 2 (l + 2pcosy + p2)
(7.29)
2\’
164
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Если когерентные помехи синфазны (Ау= 0), то (7.29) преобразуется
к простому соотношению
<р*
-2~li+p>
(7.30)
Иначе говоря, при р = 1 пеленгатор следит за центром базы (ампли-
тудным центром тяжести гантели, образованной двумя источниками оди-
наковых по амплитуде помех). При р ф 1 равносигнальное направление
пеленгатора следит за некоторой точкой А внутри базы. Если когерент-
ные помехи противофазны (у = л), то из (7.29) получается
ф*
(7.31)
т. е. ошибка пеленга резко возрастает при р 1 и может превзойти угло-
вой размер базы, на которую разнесены излучатели когерентных помех.
Для объяснения этого эффекта можно рассмотреть структуру фазово-
го фронта электромагнитной волны, формируемой парным излучателем
когерентных помеховых колебаний. На рис. 7.22 показаны два излучате-
ля (1 и 2) противофазных когерентных помех (7.22).
Рис. 7.22. Фаза сигналов, создаваемых когерентными излучателями
В произвольной точке приема на оси х = s эти колебания будут
наблюдаться с комплексными амплитудами
Ёх = Eie~J,fie~Jk Г| и Ё2 = -E2e~J<92e~Jk , (7.32)
где Аг = г2 - и — разность хода лучей.
Суммарная амплитуда электромагнитной волны в произвольной точ-
ке приема равна
Ёг = £хе-у<₽5 = Д + Ё2 = £1е~Л>1 e~Jk Г| (1 - ре“ЛДг), (7.33)
7.8. Когерентные помехи
165
„ Е2 | | 2л со z
где, как и прежде, р = к = — = — — модуль волнового вектора (про-
Ех X с
странственная частота когерентных помех).
2л
Как только А г возрастает на X, а фаза к кг-—кг возрастает на 2л,
X
при р = 1 интенсивность суммарного поля обращается в нуль. В про-
межутках между точками обращения в нуль Е^ изменяется вдоль оси Ох
как на рис. 7.22, т. е. имеет периодический характер. При переходе от
лепестка к лепестку Ех происходит смена фазы на л. Из рис. 7.22 вид-
но, что расстояние s между нулями (ширина лепестка Е^) для случая боль-
шого удаления r0 » d излучателей помех от радиопеленгатора равно:
s ~ r0 sin 0 ~ го0 ~ г0 —.
(7.34)
Например, при г0 = 20 км; X = 5 см, 5 м, тогда 5 = 200 м, так как
апертуры приемных антенн Z>A«s, антенны радиопеленгатора находятся
в пределах одного лепестка интерференционной картины Es [х = /(ф)].
Если интерференционную картину, развернутую на рис. 7.22 вдоль
оси х изобразить в полярных координатах, как на рис. 7.23, можно более
наглядно наблюдать амплитудную и фазовую характеристики суммарно-
го поля когерентных противофазных помех. На рис. 7.23 наглядно пока-
заны скачки фазы на л по мере перехода от одного лепестка Е% к другому.
Рис. 7.23. Фазовый фронт волны от когерентных излучателей
При р ф 1 фазовая характеристика на границе лепестков не имеет раз-
рыва, а плавно изменяется от значения ср к значению <р ± л в интервале
углов Дф конечной ширины [2]. На этих интервалах (в областях фазовой
инверсии [2], [30]) тоже складываются условия, приводящие к ошибкам
пеленгования. Угол между касательными к сферическому фазовому фронту
166 Глава 7. Станции активных имитационных помех
волны единственного источника излучения и фронта, созданного парой
когерентных излучателей, равен углу между РСН и направлением на се-
редину базы. Этот угол можно найти на основе следующих рассуждений.
При синфазных когерентных помехах комплексная огибающая и фаза
суммы полей обоих источников в точке приема О в соответствии с (7.25)
может быть представлена зависимостями
f2((p) =
l + 2pcos —Jsintp +Р2,
T&E(<p) = arctg
'(1-В) fjtd .
—-7~sm(P
(7.35)
Зависимость изменений амплитуды и фазы от истинного пелен-
га середины базы парного источника в окрестности областей фазовой
инверсии представлена на рис. 7.24, а и б соответственно. Ошибка пелен-
гатора |<р* - <р| при этом будет определяться соотношением (7.29).
Рис. 7.24. Амплитуда Ех(<р): а — фаза 0z(<p); б — волны от
пары излучателей в окрестности точки ВЕ(ср) = min
Зависимость ошибки пеленга в случае, когда для РЭП используется
когерентная помеха, показана на рис. 7.25. Из графиков видно, что по мере
приближения Аф—» 180°, при Р~ 1,0 ошибка пеленгования резко возра-
стает (в 40 раз), т. е. радиопеленгатор дает ошибку, уводящую пеленг за
базу источников излучения.
Проведенный анализ исходил из того, что когерентные помехи — гар-
монические колебания. Совершенно аналогичные результаты имеют ме-
сто для амплитудно- и фазомодулированных когерентных помех.
Анализ показывает также, что когерентные помехи при условии р = 1,
г у ~ г2 ~ го и А V -71 являются эффективным средством увода радиопелен-
гаторов любых типов, в частности — моноимпульсных радиопеленгато-
ров, за базу источников сигналов т. е. средством создания очень боль-
шой ошибки слежения за любой из двух целей, создающих помеховые
7.9. Помехи, мерцающие в разнесенных по пространству точках
167
Рис. 7.25. Ошибка пеленга парной когерентной цели
излучения. Разумеется, для эффективности противодействия при помощи
такой помехи нужно, чтобы оба источника излучения — и сигнального, и
помехового — не разрешались бы пеленгатором, т. е. чтобы оба источни-
ка находились в главном лепестке ДНА радиопеленгатора. В противном
случае есть большая вероятность разрешения радиопеленгатором обеих це-
лей по отдельности и сопровождения одной из целей.
7.9. Помехи, мерцающие в разнесенных
по пространству точках
Мерцающие помехи — некогерентные или когерентные двухточечные
с глубокой амплитудной модуляцией при некоторых условиях тоже могут
оказать эффективное противодействие пеленгаторам. На рис. 7.26, а ил-
люстрируется принцип создания синхронных (рис. 7.26, б) и несинхрон-
ных (рис. 7.26, в) мерцающих помех.
В первом случае оба летательных аппарата, попеременно излучающие
помеху, обмениваются информацией о частоте и фазе меандра, манипу-
лирующего амплитуду сигнала для создания мерцаний
1
4 = —• (7.36)
Т
Длительность излучения с каждой цели-^.
Во втором случае такой синхронизации нет. Кроме того, различают
мерцающие помехи с малой базой, когда мерцающие излучатели находятся
в пределах одной позиции (например, на концах крыльев одного самолета).
168
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Рис. 7.26. Мерцающие помехи радиопеленгаторам
t
в ЛТ2 ЛТз
Если излучающие точки находятся на разных позициях, говорят о мерца-
ющих помехах с большой базой. На малой базе помехи могут быть коге-
рентными: на одном самолете нет технических трудностей для их создания.
На большой базе вынужденно применяют, как правило, некогерентные
помехи. Иначе для их создания необходимо применять радиолинию об-
мена информацией о сигнале управления мерцаниями.
Известно несколько способов создания мерцающих помех на большой
базе. Первый способ состоит в том, что один из самолетов считается ве-
дущим, а второй — ведомым. Ведущий самолет излучает свою мерцаю-
щую (манипулированную меандром по амплитуде) помеху независимо и
навязывает дистанционно излучение с синхронным и синфазным мерца-
нием ведомому ЛА. По второму способу оба самолета — ведомые, а син-
хронное мерцание навязывается извне с третьего самолета. Третий спо-
соб состоит в том, что в паре самолетов мерцает сигнал, излучаемый только
с одного борта. Второй борт излучает непрерывную шумовую помеху. Чет-
вертый способ предусматривает использование для синхронизации элек-
тронных часов, навязывающих фазу генераторам меандра, манипулирую-
щего амплитудой мерцающей помехи.
По мере сближения радиопеленгатора с парной целью, излучающей
синхронные мерцающие помехи, наблюдаются следующие явления. По-
скольку Гм обычно велико, любой радиопеленгатор следящего типа с точ-
ностью до переходных процессов повторяет картину смены пеленгов от
7.10. Пространственно-разнесенные помехи радиосистемам самонаведения 169
Ф] до ф2 с размахом Дф, как на рис. 7.27, до тех пор, пока не наступит разре-
шение целей, т. е. пока Дф меньше угла фр, при котором наступает разреше-
ние целей и парная мерцающая цель находится в главном лепестке ДНА.
Рис. 7.27. Изменение пеленга при мерцании помехи
7.10. Пространственно-разнесенные помехи
радиосистемам самонаведения
Методы противодействия измерению пеленга и сопровождению из-
лучающих целей по направлению очень важны для организации РЭП си-
стемам самонаведения противорадиолокационных ракет [2, 45]. Бортовые
информационные системы таких ракет определяют угловые координаты
излучающих целей, сопровождают эти цели по направлению и обеспечи-
вают работу системы управления для реализации требуемого закона на-
ведения ракеты. Если радиопеленгатор установлен на ракете, наводимой
на парную цель (рис. 7.28), то, пока Дф<фр, РСН головки самонаведения
ракеты ориентируется на энергетический центр базы целей, имея мгно-
венное значение промаха по каждой цели:
А d
An=yC°s(P- (7.37)
Рис. 7.28. Наведение на парную цель
Начиная с того момента времени, когда наступит разрешение цели и
разнесенного с ней в пространстве постановщика помехи, т. е. когда
170
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Дф = Дфр, траектория ракеты отклонится в сторону одной из целей с мак-
симальной поперечной перегрузкой jmax и за время
д^^пип (7J8)
'отн
успеет из промаха Дп выбрать величину
Л 1 * Л/? _ 1 • 'bmin
Д() = 37 Утах — 37 Утах >
\ 'отн )
(7.39)
причем на больших расстояниях т\ » d справедливо
4)min
rfcoscp
Дфр
(7.40)
Объединив решения (7.37) и (7.39), можно получить результирующий
Т
промах по второй цели за время А/ < -у-:
, d 1 . d2 cos2 ср
Л = —costp——jmax v = An-A0. (7.41)
2 2 Дбт^отн
Эта зависимость (7.41) представлена на графиках рис. 7.29.
Из рис. 7.29 видно, что существует оп-
тимальный размер базы <70пт:
_ 1 ДфтИотн
^ОПТ п »
2 Утах COS ф
(7-42)
для которого промах в конце процесса на-
ведения (терминальный промах) h = Лтах
максимален:
Дфр^отн
(7.43)
™ах о .
°Утах
Так, например, при Дфр= 6°, Иотн = 5 м
и Утах = Я? из (7.43) следует: /гтах = 42 м.
Рис. 7.29. Зависимость
промаха от базы разноса
мерцающих помех
Более точное решение относительно ф*(/) для следящего радиопе-
ленгатора под влиянием мерцающей помехи можно получить методом гар-
монической линеаризации [2], но смысл решения и оценки величины про-
маха по парной цели не изменится. Точно так же не дает принципиальных
отличий случай когерентных и некогерентных мерцающих помех. Хотя
принципиально эффективность когерентных помех будет несколько выше.
7.11. Подавление помехами взаимокорреляционных систем
171
7.11. Подавление помехами взаимокорреляционных систем
Взаимокорреляционные РЭС, к которым относятся радиопеленгаторы
с корреляционной обработкой сигналов, разностно-дальномерные и сум-
марно-дальномерные системы местоопределения, а также и некоторые дру-
гие радиосистемы извлечения информации, составляют важный класс
радиоэлектронных систем. Подобные РЭС оказываются очень устойчивы-
ми против сосредоточенных по пространству помех. Однако известны и
применяются методы радиопротиводействия взаимокорреляционным си-
стемам. Помехи, при помощи которых реализуются эти методы РЭП,
относятся к специальным пространственно-разнесенным (многоточечным)
помехам.
Высокой эффективностью для РЭП взаимокорреляционным системам
обладают повторяющиеся шумовые помехи. На рис. 7.30, а показаны ос-
циллограммы, иллюстрирующие способ формирования одноточечной
совмещенной шумовой помехи, сформированной станцией активных
шумовых помех в виде последовательности
<7-44)
/=-оо
достаточно длинных шумовых импульсов со спектральной плотнос-
тью (рис. 7.30, б) и автокорреляционной функцией А^(т) (рис. 7.30, в).
Эффективная ширина спектра Д/щП и интервал корреляции Атэ свя-
заны простой зависимостью
АтэД/шп—2. (7.45)
Повторяющаяся шумовая помеха (7.44) будет иметь периодическую
автокорреляционную функцию, как на рис. 7.30, г:
<т -/Г)} = - zT)cos “о -iT )}• (7.46)
/ i
Введенные обозначения позволяют исследовать реакцию взаимокор-
реляционного радиопеленгатора (рис. 2.6) на повторяющиеся шумовые
помехи. Напряжение на выходе интегратора в блоке взаимокорреляцион-
ной обработки
т
z(Дт*) = j£(Z - Дт*)^(/ - ДГ)Л = (Дт * - ДГ) =
о
(7.47)
= (Ат*-/Д0со8СОпр(Дт*-/ДО
i
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Рис. 7.30. Повторяющаяся шумовая помеха
и имеет форму, как на рис. 7.30, г. Как видно, выходной эффект радиопе-
ленгатора при совмещенной повторяющейся шумовой помехе имеет мно-
гопиковый отклик, внутри которого нет возможности выбрать истинный
максимум
£а(Лт *)cos(co0At*)
i
и по нему точно измерить пеленг цели ф*. Ошибочный захват одного из
ложных пиков, отстоящих на кТ относительно истинного, даст ошибку
пеленга
<р*=-кТ, (7.48)
d
и вероятность такого ошибочного захвата весьма высока.
Разумеется, пачка принимаемых пеленгатором шумовых импульсов не
может иметь бесконечную длительность (пачка не может содержать бес-
конечное число импульсов). Конечная длительность пачки приводит к
тому, что уровни пиков оцененной автокорреляционной функции будут
убывать с ростом номера i в (7.47). Поэтому принципиально можно избе-
жать ложного захвата некоторого бокового пика, вместо самого большого
7.11. Подавление помехами взаимокорреляционных систем
173
центрального. Но шум, на фоне которого взаимокорреляционный пелен-
гатор наблюдает сигнал, препятствует различению уровней высоты пиков
автокорреляционной функции.
Для противодействия взаимокорреляционному пеленгатору (рис. 2.6)
может быть поставлена парная коррелированная шумовая помеха, как на
рис. 7.31.
I Пеленгатор 1
I с взаимокорреляционной обработкой I
L______________________________________J
Рис. 7.31. Действие пары шумовых помех на пеленгатор
с взаимокорреляционной обработкой
Считая фронты волн от обоих излучателей плоскими, можно предста-
вить суммарные колебания на выходах антенн А1? А2 как
ы1(/) = ^(/)+^(/-Д/2); u2(t) = ^(t-&t) + ^(t-&2-&), (7.49)
, AR d
где А/ =---——ф.
с с
Выходной эффект взаимокорреляционного измерителя радиопеленга
в такой ситуации оказывается
т
z(At*) = J ^(z-ZV + At*) + ^(z-A/2 -A/ + At*) ^(r) + ^(r-A/2)]dZ. (7.50)
о
Если !;(z) — неповторяющаяся шумовая помеха с однопиковой ав-
токорреляционной функцией ^(т) = (^(г)^(/ + т)) = 7^(т)со8сопрт, то вы-
ходной эффект ^(Ат*) будет равен
Z(Ат *) = 2К^ (Ат * -Az) + (Ат * -А/ - А/2) + (Ат * -А/ - А/2). (7.51)
174
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Как следует из (7.51), основной пик выходного эффекта z(At* -AZ)
всегда вдвое больше любого бокового пика, и это различие позволяет пе-
ленгатору их селектировать. Для выравнивания пиков нужно принимать
специальные меры, формируя помехи разного уровня.
Если помехи (z) и ^2 (О рис. 7.31 — некоррелированные шумы, для
которых Л^12 то используя в составе схемы пеленга-
тора перестраиваемую измерительную линию задержки для формирова-
ния оценки Ат* в цепи второго канала приемника, радиопеленгатор мо-
жет сформировать выходной эффект
т
г(Дт *) = J^i (z)^2 (z) dt = Л^12 (Ат * -AZ - AZ2) + Kn (At * -AZ - AZ2). (7.52)
о
Как видно, парное некогерентное излучение помех из разнесенных в
пространстве точек дает двухпиковый отклик на выходе взаимокорреля-
ционного пеленгатора. Уровни этих двух пиков одинаковы, если равны
мощности помех и ^2. Временные сдвиги пиков таковы, что
(7.53)
Изменяя AZ12 со временем, помеху делают уводящей. Приемник по-
давляемого пеленгатора не может достоверно, с вероятностью равной 1,
выделить из двух пиков истинный, не зная априори AZr и AZ2.
Если цели отражают запросные сигналы РЛС (когда радиопеленга-
тор — часть активной РЛС), то эти сигналы также сформируют полезный
сигнальный выходной эффект zc (Ат). Заградительные шумовые помехи
и £2 всегда будут накрывать отклик zc (Ат - Az) при любых вариациях пе-
ременной AZ2. Поэтому такая шумовая помеха может надежно подавить
радиопеленгатор, если выполнено условие
^2>^с(Ат). (7.54)
Следует учесть, что АА^2(т) пропорциональна мощности шумовой
помехи Рш =^(z). Таким образом, мощная (вернее — обладающая боль-
шим энергетическим потенциалом) некогерентная помеха или £2 подав-
ляет пеленгатор радиолокационной станции.
7.12. Создание помех многопозиционным системам
Современные многопозиционные системы осуществляют двухэтапную
обработку сигнала. Этот принцип иллюстрируется рис. 7.32.
Если требуется определить местоположение (траекторию) излучающего
объекта его фазовые координаты R*, то прежде всего измеряют дально-
сти, радиальные скорости, угловые координаты, разности или суммы
7.12. Создание помех многопозиционным системам
175
--------Линии ---------------------------------------
Антенная система ретрансляции Измерители линий положения
Рис. 7.32. Двухэтапная обработка сигнала в многопозиционных РЭС
расстояний, т. е. пространственные параметры X*. Затем результаты этих
измерений транслируются на центральный пункт обработки информации
(ЦПОИ), где реализуются алгоритмы вторичной обработки (второй этап
обработки) для определения R* = j.
Первичными измерителями могут быть радиодальномеры, пеленга-
торы, измерители доплеровских сдвигов частоты и взаимной корреляции
принятых сигналов. Тот или иной конкретный состав измерителей опреде-
ляет специфику каждой системы местоопределения. В триангуляционной
системе в качестве первичных измерителей используются пеленгаторы
(в том числе моноимпульсные) в трех разнесенных точках приема. В раз-
ностно-дальномерных и суммарно-дальномерных системах используются
взаимокорреляционные измерители. В радиолокационных активных систе-
мах используются радиодальномеры, пеленгаторы и измерители скорости
сближения с целью. В активно-пассивных радиолокационных измерите-
лях добавляется взаимокорреляционный измеритель разности расстояний.
Обобщенные координаты объектов R = {хо, уо, Zq} в трехмерном де-
картовом пространстве связаны с пространственно-временными пара-
метрами сигналов системой уравнений
Хо = Аз L У() = У1Л1 ’^2 Аз]> ^о^РчАгАзЬ (7.55)
где X/, i= 1...3 — три параметра, соответствующие трем линиям положе-
ния (трем поверхностям), точкой пересечения которых и будет истинное
положение цели. Использование менее трех независимых радиотехничес-
ких параметров делает систему уравнений (7.55) неопределенной, а более
трех — избыточной.
Известны два основных варианта применения помех против много-
позиционных систем местоопределения.
176
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Первый вариант основывается на применении дезинформирующих
помех. С помощью пространственно-разнесенных помех, связанных с
целью, всегда можно внести ошибку в показания первичных измерите-
лей А, + ДА,, i = 1...3 любого типа.
Для этого достаточно знать конкретные типы радиотехнических из-
мерителей, применяемых в подавляемой многопозиционной системе, и
применить самую эффективную против нее помеху. В этих условиях в
соответствии с уравнениями (7.55) многопозиционные системы будет
давать ложные координаты
х = Xq + Ах = Fx (Aq + AAj * А2 + АХ2 A3 + АА3)
У = То + ДУ = Fy (^i + ? ^2 + ^^2j + А^з)
z = Zq + Аг — Fz (Aj + АА]А2 + АА2A3 + АА3)
(7.56)
т. е. определять местоположение цели с аномальной ошибкой. Такое про-
тиводействие равносильно перенацеливанию (по пространственным ко-
ординатам) измерителей с истинной цели на ложную. Если дезинформи-
рующая помеха обладает возможностью синхронно управлять ошибками
ДАь ДА2; АА3, она может помещать ложную цель в любую заданную точку
пространства {хл; ул; гл}. Если управление ошибками со стороны поста-
новщика помех невозможно, координаты ложной цели будут случайны-
ми, неопределенными для средства РЭП.
Второй вариант предполагает применение маскирующей помехи. Если
применяются такие пространственно-разнесенные помехи (шумовые или
имитационные), которые подавляют (срывают слежение или измерения)
в первичных радиотехнических измерителях, вычисления в соответствии
с (7.56) становятся невозможными, т. е. многопозиционные системы по-
давляются полностью. А если в качестве первичных радиотехнических
измерителей применяются радиодальномеры, измерители скорости, пелен-
гаторы со сканированием, подавление этих измерителей, в частности и
многопозиционных систем вообще, возможно осуществить с помощью
совмещенных помех.
В целом ряде случаев помехи создают в радиотехнических измерите-
лях случайные ошибки AXZ, i= 1...3. Тогда в соответствии с (7.56) и коор-
динаты ложных целей будут случайными. Пример воздействия помех на
двумерную триангуляционную систему, работающую в плоскости Оху,
иллюстрируется рис. 7.33.
В отсутствии помех в точках с координатами х=0, х = d(y = Q) изме-
ряются пеленги цели:
А* = (coscpj )*; А* = (coscp! )*. (7.57)
7.12. Создание помех многопозиционным системам
177
Рис. 7.33. Пример воздействия помех на двумерную
триангуляционную систему
По отсчетам X* определяются истинные пространственные координа-
ты цели — направляющие косинусы:
* d (sin (p2)*(cos<p|)* * d(sin<p2)*(sin<p|)*
xo=——------------’ Л=— ------------------• (7.58)
(sin<p2—Фх) (sin(p2-<Pi)
При необходимости могут быть определены дальности до цели
Г, Т 7 ГТ Г/ 3 7 \?
r^Jlxo +h>0 I ; r2=Jld-xol +ly0 I • (7-59)
Используя (7.57)-(7.58), можно вычислить ошибку местоположения,
например по координате х:
Ах = х-х0 =-----------[Аф^шф^тфз+A(p2cos(p1cos(p2], (7.60)
cos((p2 - <Pi)
где Аф} 2 — ошибки измерения пеленгов.
Если ошибки измерений случайные взаимно независимые с одинако-
вой дисперсией
Оф, =<4 =(Д<Р12) = (Д(Р12)> (7.61)
то среднеквадратическая ошибка измерения координаты х равна
d®а Г". 5 ' й 9 о
(У =----------Vsin Ф1sin Ф2 + C0S Ф1 cos Ф2 • (7.62)
cos(<p2~ Ф1)
178
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Рис. 7.34. Ошибка местоопределения
(7.63)
Из этого решения видно, что относительная ошибка измерения коор-
динаты х
= (7-64)
не зависит от пеленга, но возрастает с ростом ошибки пеленгования оф.
Контрольные вопросы и задачи
1. Для каких целей используют ответные имитирующие помехи?
2. Что отличает ответные имитирующие помехи от ответных шумовых? Как
различаются схемы их формирования и излучения?
3. Помеха импульсной РЛС, уводящая подсистему сопровождения по даль-
ности, имитирует сигнал от цели, движущейся со скоростью 103 км/час в направ-
лении на РЛС. Как должна отличаться частота следования импульсов помехи от
частоты запросных импульсов? Как должна отличаться несущая частота помехи
для согласованного увода РЛС по скорости?
4. В условиях предыдущей задачи, по какому закону должна изменяться мощ-
ность ответной помехи, имитирующей сигнал от приближающейся цели?
5. Зачем применяют многократные импульсные помехи?
6. Совмещенная с целью помеха каналу углового сопровождения со сканирую-
щей антенной должна использовать информацию о частоте сканирования. Зачем?
7. Как организовать РЭП РЛС с моноимпульсными угломерными каналами?
8. Для чего используют многоточечные пространственно-разнесенные помехи?
9. Когерентные помехи из нескольких точек, разнесенных в пространстве,
способны вызвать ошибку пеленгатора, превосходящую угловое разнесение излу-
чателей. Почему? На сколько большей?
10. Какие помехи применяют для РЭП взаимокорреляционных систем?
ЧАСТЬ 3
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ
МАСКИРОВКА
ГЛАВА 8
МАСКИРОВКА И НЕЗАМЕТНОСТЬ
РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СРЕДСТВ
8.1. Общая характеристика проблемы
радиоэлектронной маскировки
Радиоэлектронная маскировка — это комплекс технических и орга-
низационных мероприятий, направленных на снижение эффективности
средств радио-, радиотехнической и радиолокационной разведки против-
ника [1]. Иначе говоря, радиоэлектронная маскировка применяется для
снижения заметности объектов радиоэлектронных разведок различных
классов и разного назначения [23]. Объекты разведки заметны постоль-
ку, поскольку приемникам средств разведки доступна информация, содер-
жащаяся в их (объектов) электромагнитных излучениях. Иначе говоря,
заметность имеет место благодаря тому, что приемники средств разведки
могут обнаружить и выделить на фоне помех сигналы объектов разведки,
а мера заметности — это мера качества несанкционированного приема
сигналов, переносимых электромагнитным излучением объектов развед-
ки в разных частотных диапазонах.
Наиболее простой и наглядный показатель качества скрытности сиг-
нала РЭС, это Рр — вероятность, характеризующая доступность РЭС сред-
ству разведки [16]:
~ ^эн^стр^инф’ (8-1)
где Рр — условная вероятность успешного решения разведкой своих за-
дач при условии, что сигнал может быть принят (что он излучается объек-
том разведки); Рэн — показатель энергетической скрытности, т. е. услов-
ная вероятность обнаружения сигнала, при условии, что он излучается;
Рстр — показатель структурной скрытности, т. е. условная вероятность
определения (вскрытия) разведкой структуры сигнала и идентификации
излучающего его РЭС; поскольку структура определяется на основании
знания параметров сигнала объекта разведки, эта вероятность, по сути,
является вероятностью определения параметров при условии, что сигнал
обнаружен; Ринф — показатель информационной скрытности, т. е. условная
вероятность определения (перехвата и расшифровки) разведкой сооб-
щений, содержащихся в сигнале маскируемого РЭС, при условии, что
сигнал излучен, обнаружен и идентифицирован.
8.1. Общая характеристика проблемы радиоэлектронной маскировки 181
Объекты разведки создают электромагнитное излучение несколькими
способами.
Во-первых, излучают радиоэлектронные системы и средства, располо-
женные на объекте. Излучение РЭС делится на основное, в полосе спект-
ра сигнала около несущей частоты и в главном лепестке диаграммы на-
правленности передающей антенны (ДНА), и побочное — излучение на
частотах вне спектра передаваемого сигнала и в боковых лепестках ДНА.
Но кроме излучения (основного и побочного) радиопередающих устройств
через передающие антенны приходится учитывать и непреднамеренное
излучение РЭС, специально не предназначенных для создания электро-
магнитных полей в пространстве, где могут присутствовать средства развед-
ки. Такое непреднамеренное излучение сопровождает работу радиоприем-
ных устройств (прежде всего это излучение гетеродинов); вычислительных
систем, в которых по внутренним магистралям циркулируют весьма ши-
рокополосные сигналы; закрытых (не предназначенных для работы с из-
лучением) информационных систем типа кабельных линий связи и пере-
дачи данных. Такое излучение информативно для средств радиоразведки
и радиотехнической разведки [23].
Во-вторых, электромагнитное излучение объектов разведки может
возникать за счет рассеяния энергии падающих радиоволн, создаваемых
внешним по отношению к самому объекту излучателем. Такое рассеян-
ное (отраженное) излучение становится доступным средствам радиолока-
ционной разведки.
В-третьих, электромагнитное излучение разных частотных диапазонов
может возникать в результате взаимодействия движущегося объекта со
средой, в которой происходит движение. Так образуется свечение (излу-
чение в видимой части спектра электромагнитных волн) плазмы в зоне
ударной волны уплотнения, которую толкает перед собой летательный
аппарат в атмосфере. Нагревание поверхности летательного аппарата
из-за трения о воздух сопровождается более низкочастотным излучением
ИК- и радиодиапазона. Эти излучения делают объекты заметными для
средств инфракрасной и радиотепловой разведки. Трение корпуса о воз-
дух и трение газов, истекающих из реактивных и ракетных двигателей,
также может приводить к электризации летательного аппарата. Стекание
заряда и сопровождающие его искровые разряды вызывают импульсное
электромагнитное излучение радиодиапазона.
Разумеется, несанкционированный прием радиосигналов, переноси-
мых электромагнитным излучением объектов разведки, возможен только
на фоне помех, в условиях изменения параметров среды распространения
и действия других непредсказуемых факторов. Поэтому обнаружение сиг-
182 Глава 8. Маскировка и незаметность радиоэлектронных средств
нала объекта разведки — дело случая, ошибки определения параметров
сигналов — случайные, а выводы и решения, которые разведка принимает
на основе результатов приема и обработки сигнала, имеют характер стати-
стических оценок и могут быть ошибочными. Иначе говоря, мерой качест-
ва маскировки излучения и соответственно показателем заметности объ-
екта разведки может служить только некоторая вероятностная характери-
стика. Удобнее всего в качестве характеристики заметности использовать
вероятность обнаружения сигнала при его приеме средством разведки. Это
условная вероятность правильного решения о наличии сигнала на входе
приемника при условии, что этот сигнал действительно присутствует.
Поскольку вероятность правильного обнаружения Робн сигнала, при-
нимаемого на фоне помех, является монотонной функцией его энергии
(точнее — соотношения энергии наблюдаемой реализации сигнала и спек-
тральной плотности помехи), в литературе [2, 13, 23] такой показатель на-
зывается характеристикой энергетической скрытности Рэн = РОбн' Факторы,
влияющие на заметность объекта разведки в радиодиапазоне (радиоэлект-
ронную заметность — РЭЗ), т. е. на энергетическую скрытность излуче-
ния, создаваемого этим объектом, можно структурировать в виде графа
(дерева), рис. 8.1. На графе рис. 8.1 показаны пути и способы уменьше-
ния заметности, т. е. способы радиомаскировки.
РЭЗ
Заметность для
средств радио-
и радиотехнической
разведки
Основное излучение
Применение оптимальных методов
приема и обработки сигнала
Применение широкополосных
сигналов
Модификация среды
распространения сигнала
Снижение уровня ПЭМИ
Экранирование
Модификация среды
распространения сигнала
Побочное
и непреднамеренное
излучение (ПЭМИ)
Заметность для средств радиолокационных разведок Уменьшение отражающей способности объекта Выбор мал ©отражающих форм объекта Применение противорадио локационных покрытий
Модификация среды распространения сигнала
Рис. 8.1. Проблема снижения заметности
Большинство радиоэлектронных систем и средств работают с излучени-
ем сигналов. Разумеется, такое полезное для работы (основное) излучение
нарушает их незаметность, демаскирует объект, использующий РЭС. Для
8.1. Общая характеристика проблемы радиоэлектронной маскировки
183
повышения скрытности всемерно снижают мощность основного излуче-
ния. Понижать мощность сигнала можно как за счет рационального выбора
структуры основного излучаемого сигнала маскируемых РЭС, так и за счет
организации его обработки на приемной стороне. Следовательно, требо-
вание обеспечения энергетической скрытности предусматривает поиск и
обоснование таких алгоритмов кодирования и декодирования сообщений
и таких способов модуляции и демодуляции несущих колебаний, при ко-
торых на выходе радиоканала обеспечивается наилучшее воспроизведение
сообщений при заданной мощности передаваемого сигнала, а также требу-
ется сигнал минимальной мощности для обеспечения заданного качества
передачи или воспроизведения сообщений. Методы выбора оптимальной
структуры сигнала и способа его обработки известны и разработаны тео-
рией потенциальной помехоустойчивости и теорией кодирования.
Энергетическая скрытность основного излучения РЭС улучшается при
использовании широкополосных сигналов (сигналов с большой базой,
обладающих очень большим значением произведения ширины спектра на
длительность В = &fT>> 1). За счет увеличения базы можно создавать сиг-
налы с очень малой спектральной плотностью мощности и тем самым за-
труднять их обнаружение при некогерентной обработке в приемнике сред-
ства разведки (а когерентная обработка в этих приемниках невозможна).
Также можно создавать сигналы с большой априорной для разведки нео-
пределенностью параметров.
Но основное излучение маскируемых РЭС отнюдь не всегда доступно
для приема средствами радиоэлектронных разведок. Почти все радиолока-
ционные системы и системы радиоуправления, а также многие системы
передачи информации концентрируют мощность основного излучения в
относительно узкой области пространства, т. е. используют направленное
излучение. Если в этой области нет средств РРТР противника или, вер-
нее, средства разведки могут присутствовать в этой области лишь с очень
малой вероятностью, основное излучение РЭС хорошо скрыто. Но и в этом
случае РЭС демаскируется своими побочными и непреднамеренными
электромагнитными излучениями (ПЭМИ). Побочные и непреднамерен-
ные излучения распределены по частотам вне основной полосы спектра
сигнала и вне сектора пространства, где локализован главный лепесток
ДНА. Эти излучения создаются устройствами формирования и преобра-
зования сигналов, боковыми лепестками диаграмм направленности антенн,
неоднородностями, нарушающими непрерывность экранов и фидерных
трактов. Для снижения уровня побочных и непреднамеренных излучений
применяют специальные конструктивные меры и прежде всего экрани-
рование элементов РЭС.
184
Глава 8. Маскировка и незаметность радиоэлектронных средств
Важное направление в технике снижения заметности РЭС — уменьше-
ние вторичного (отраженного, рассеянного) излучения радиолокационных
целей. Это излучение не связано с работой собственных РЭС маскируемых
объектов и возникает за счет взаимодействия объектов с радиолокацион-
ными полями. Коэффициент пропорциональности между мощностью
волны, падающей на поверхность маскируемого объекта, и мощностью
сигнала, излучаемого в направлении на антенны приемных устройств
средств радиолокационной разведки, имеет размерность площади и назы-
вается эффективной поверхностью рассеяния (ЭПР). Поэтому методы
снижения интенсивности отраженного сигнала иначе называются метода-
ми уменьшения ЭПР. Для уменьшения ЭПР существуют два основных
способа, применяемых как порознь, так и совместно, в комплексе. Пер-
вый способ — выбор малоотражающей формы радиолокационной цели.
Второй способ — применение специальных противорадиолокационных
покрытий, уменьшающих энергию отраженного целью радиолокационного
сигнала.
Следует иметь в виду, что уменьшение ЭПР радиолокационных це-
лей — очень дорогой и не очень эффективный метод радиолокационной
маскировки. Действительно, в соответствии с основной формулой радио-
локации [7] мощность принимаемого от цели сигнала линейно связана с
величиной ЭПР и обратно пропорциональна четвертой степени дально-
сти. То есть дальность обнаружения целей средствами радиолокационной
разведки пропорциональна л/g, где о — ЭПР. Поэтому для снижения
мощности сигнала и улучшения условий маскировки ЭПР нужно снижать
очень значительно — не в разы, а на порядки.
Кроме перечисленных способов снижения заметности, для уменьше-
ния мощности сигнала, доступного средствам радиоэлектронных разведок,
могут применяться целенаправленные воздействия на среду распростра-
нения электромагнитных полей. В результате такого воздействия энергия
электромагнитного поля сигнала преобразуется в кинетическую энергию
движущихся заряженных частиц или в тепловую энергию, выделяемую
токами в рассеянных в пространстве проводниках. Часть энергии элект-
ромагнитного поля рассеивается (переизлучается) элементами модифици-
рованной среды распространения сигнала по направлениям, отличным от
направлений на приемники средств разведки.
Специфические способы маскировки, не нашедшие отражения на
схеме рис. 8.1, предусматривают дезинформацию средств радиоэлектрон-
ных разведок относительно свойств и параметров сигналов маскируемых
систем. Такие способы маскировки иногда объединяют общим названием
«активная маскировка» [15], в отличие от пассивной, предусматривающей
8.2. Количественные характеристики качества маскировки
185
снижение мощности сигнала (вернее, уменьшение числителя соотноше-
ния сигнал/шум) в канале утечки информации. Деление способов маски-
ровки на активные и пассивные весьма условно и, скорее всего, не очень
верно отражает суть дела: любая реализация «пассивных» методов радио-
маскировки тоже требует усилий, т. е. некоторых активных действий.
8.2. Количественные характеристики
качества маскировки
Условия ведения радио- и радиотехнической разведки обычно таковы,
что их средствам заранее точно не известно, с каким сигналом придется
работать. Поэтому единственным признаком наличия сигнала $(/)
| в коле-
бании x(t) на входе приемника может служить то, в какой мере мощность
этого колебания превосходит мощность собственного шума приемника
средства разведки. А судить об уровне мощности принятого колебания
можно по ее оценке Р*, сформированной за некоторое время наблюдения
Т, или, что то же самое, по оценке мощности реализации процесса x(z),
(см. гл. 1).
2’ 2
Рабочие характеристики обнаружителя в составе приемников средств
РР и РТР определены соотношением (3.8), удобным для практических
расчетов.
Условная вероятность правильного обнаружения сигнала, отождеств-
ленная выше с показателем энергетической скрытности, равна, очевидно,
^эн~ ^прав = 1 ~ ^пр- (8.2)
Энергетическая скрытность сигнала от средств РР и РТР зависит от
соотношения сигнал/шум
"*111
в полосе разведывательного приемника, от базы сигнала B=&fTи от поро-
(8.3)
гового уровня обнаружения й0 =——, т. е. от критерия оптимальности,
принятого при построении обнаружителя в составе приемника средства
разведки. В теории статистических решений и в технике систем обнару-
жения сигналов рассматриваются и используются разные критерии. Все
критерии обнаружения исходят из тех или иных предположений об апри-
орных вероятностях появления сигнала. Так, в соответствии с критерием
идеального наблюдателя [13] априорные вероятности наличия и отсутствия
сигнала на входе приемника считаются известными, а пороговый уровень
186 Глава 8. Маскировка и незаметность радиоэлектронных средств
обнаружения выбирается таким, чтобы минимизировалась полная вероят-
ность ошибочного решения:
1 ~ ^прав = ^ош = ^лт + ^0) ^пр’ (8-4)
гдеР(1)и Р(0)— соответственно априорные вероятности наличия и
отсутствия сигнала в смеси с шумом на входе приемника; Рлт и Рпр —
условные вероятности ошибок типа ложной тревоги и пропуска.
В частном случае равных априорных вероятностей
Р(1)= Р(0)= 0,5
(8.5)
критерий идеального наблюдателя минимизирует сумму условных веро-
ятностей ошибок (наблюдателю безразличны и одинаково опасны пропус-
ки и ложные тревоги)
Рлт + Лтр = пип. (8.6)
Зависимость вероятности правильного обнаружения сигнала по кри-
терию идеального наблюдателя от соотношения q = в полосе раз-
ведывательного приемника и от отношения априорных вероятностей
иллюстрируется рис. 8.2. Поверхности построены для простейшего сиг-
нала, имеющего небольшую базу В= 1.
Рис. 8.2. Вероятность правильного обнаружения по
критерию идеального наблюдателя
Критерий идеального наблюдателя хорошо подходит для оптимизации
процедуры различения сигналов приемниками средств радиоразведки. При
обнаружении сигнала средствами РР и РТР, а в особенности РЛР, он едва
8.2. Количественные характеристики качества маскировки
187
ли подходит для систем, использующих эти средства: пропуски сигнала и
ложные тревоги отнюдь не равнозначны.
В соответствии с критерием Неймана — Пирсона априорные вероят-
ности наличия и отсутствия сигнала в расчет не принимаются, а от опти-
мального приемника требуется, чтобы он минимизировал условную ве-
роятность пропуска сигнала при заданной фиксированной вероятности
ложной тревоги. Критерий обнаружения в такой форме очень прост для
применения и позволяет получать аналитические оценки качества мер и
средств обеспечения незаметности. Осторожный, пессимистический, ми-
нимаксный критерий основывается на том, что разведка стремится дейст-
вовать наилучшим для себя образом и обеспечивать максимум минималь-
ной вероятности ошибки при наихудшей априорной осведомленности о
наличии обнаруживаемого сигнала.
Перечисленные критерии применяются для формирования двухаль-
тернативных решений. Но разведка может использовать и более сложные
многоальтернативные решения и применять соответствующие критерии.
Так, например, в соответствии с критерием последовательного наблюда-
теля (критерием Вальда) производится непрерывный анализ колебания на
выходе линейной части приемника и сравнение уровня этого колебания
с двумя порогами #01 и #02, причем ^02 > Если превышен верхний по-
рог #02, считается, что сигнал обнаружен в смеси с помехой. Если не пре-
вышен нижний порог <701, принимается решение об отсутствии сигнала.
В промежуточном случае, когда мощность наблюдаемого приемником
колебания принадлежит интервалу [#02; #01], считается, что имеющихся
данных не хватает для принятия решения и наблюдение продолжается
до тех пор, пока не наступит одна из двух ситуаций: q > qQ2 или q < ^01. Пре-
имущество последовательного наблюдателя состоит в том, что он может
задавать априорные вероятности Р(0) и Р(1) независимо друг от друга и в
некоторых случаях экономить время, расходуемое на обнаружение сигнала.
Разумеется, обеспечивая незаметность РЭС, не всегда можно с уверен-
ностью утверждать, какой именно критерий оптимальности избрал против-
ник при построении своего разведывательного приемника. Но в перечне
наиболее употребительных критериев первое место занимает критерий
Неймана — Пирсона. На рис. 8.3 изображена поверхность, графически
отображающая зависимость показателя энергетической скрытности Рэн от
соотношения сигнал/шум и от базы при работе обнаружителя сигнала в
соответствии с критерием Неймана — Пирсона. Зависимость получена на
основе численного решения системы уравнений (3.8) относительно Рпр
при Рлт=10‘3 в качестве параметра.
188
Глава 8. Маскировка и незаметность радиоэлектронных средств
Рис. 8.3. Скрытность от обнаружения по
критерию Неймана — Пирсона
Кривые обнаружения рис. 8.3 получены в предположении о том, что
полоса пропускания разведывательного приемника согласована с шири-
ной спектра сигнала. Если это условие не выполняется, например, если
полоса превосходит ширину спектра сигнала и мощность шума на входе
решающего устройства (компаратора) соответственно больше, чем при со-
гласованном приеме, качество маскировки будет не лучше. А если полоса
энергетического приемника меньше ширины спектра сигнала, соотноше-
ние сигнал/шум на входе компаратора будет не меньше, чем при согласо-
вании полос, и качество обнаружения будет таким же.
Кроме вероятностной характеристики незаметности РЭС для средств
РР и РТР, которой является вероятность Рэн, можно рассматривать в ка-
честве показателя радионезаметности пороговое соотношение сигнал/шум
^пор- Но, разумеется, между #пор и Рэн существует взаимно однозначная
связь: для каждого Рэн, определенного из соотношений (3.8), можно ука-
зать значение #пор.
Мощность сигнала в полосе приемника средства РРТР [7]
п ^изл^изл^прм
Рс=“(^)2 (8-7)
где Ризл — мощность сигнала, излучаемого маскируемой системой; (7ИЗЛ —
коэффициент усиления передающей антенны этой системы в направле-
нии на приемную антенну средства разведки; С7прм — коэффициент уси-
ления приемной антенны средства разведки; ц — коэффициент полезно-
го действия приемного тракта; R — расстояние между источником сигнала
и приемником.
8.2. Количественные характеристики качества маскировки
189
Очень часто сигнал, принимаемый средством РР или РТР, излучает-
ся не антенной, а каким-либо иным источником: окнами, дверями или
другими технологическими проемами зданий и сооружений, в которых
размещены РЭС, неоднородностями фидерных линий и электромагнит-
ных экранов, иными неоднородностями в поверхностях, по которым те-
кут индуцируемые при работе РЭС токи высокой частоты. Для таких из-
лучателей не вводится коэффициент усиления и в соотношении (8.6)
пользуются величиной, эквивалентной излучаемой мощности
^=^изл<?изл- (8.8)
Мощность шума на входе детектора разведывательного приемника (в
полосе УПЧ А/) составляет
Pm=kT°bf, (8.9)
где к = 1,23- К)23, Дж -град-1 —постоянная Больцмана; —эквива-
лентная шумовая температура входных цепей; А/ — полоса его линейных
цепей (до детектора).
Из (8.6), (8.7) и (8.8) можно получить формулу для определения соот-
ношения сигнал/шум на входе разведывательного приемника:
р С С PC'
_ ^ГИЗЛиИЗЛипрм _ ^ИЗЛ^ПрМ
9 (4л7?)2 kT°Af (4nR)2kT°Af (8Л0)
Если задана дальность R до точки расположения разведывательного
приемника, из (8.9) можно найти q как показатель энергетической скрыт-
ности и соответственно качества маскировки. Если заданы требования на
качество маскировки (Рэн или q). из того же соотношения (8.9) при изве-
стных параметрах приемника и средства разведки можно определить бе-
зопасное расстояние R, на котором объект разведки незаметен и меры по
маскировке РЭС достаточны.
Мощность сигнала на входе приемника средства радиолокационной
разведки определяется известным соотношением [7], которое для переда-
чи и приема сигнала на одну и ту же антенну представляется в виде
। х^2
изл^изл
(8.11)
где о — эффективная поверхность рассеяния цели.
Исходя из (8.7), можно найти соотношение сигнал/шум на входе об-
наружителя приемника РЛР:
р /^2 л 2 _
п __ ^изл^изл^ °
(4я)\т>/7?4
(8.12)
190
Глава 8. Маскировка и незаметность радиоэлектронных средств
Условиям работы обнаружителя в радиолокаторе хорошо соответствует
модель сигнала со случайной начальной фазой и флюктуирующей амп-
литудой. При этом случайные изменения амплитуды сигнала, вызванные
прежде всего флюктуациями отражающей поверхности цели при измене-
ниях ракурса, считаются распределенными по закону Релея. Рабочие ха-
рактеристики обнаружителя для этого случая можно найти в работе [12].
В наших обозначениях вероятности ошибок оптимального обнаружителя
сигнала со случайной фазой и флюктуирующей амплитудой выражаются
зависимостями
Рлт = ехр<
Лр=1-ехр<
(8.13)
(8.14)
где Qq — пороговое для обнаружения соотношение сигнал/шум, получае-
мое в соответствии с критерием Неймана — Пирсона как решение уравне-
ния (8.7) при заданной вероятности ложной тревоги; B=kfT— база зонди-
рующего сигнала, используемого средством радиолокационной разведки.
Поверхность, образованная рабочими характеристиками обнаружения
объекта средством радиолокационной разведки, представлена на рис. 8.4
в координатах q-Pm. Так обнаруживается цель на фоне собственных шу-
мов приемника средства разведки.
Во всех рассмотренных до сих пор задачах обнаружения сигнала сред-
ствами радиоэлектронных разведок и обратных им задачам маскировки
(обеспечения скрытности) сигналов предполагалось, что в пространствен-
но-частотной области, где работают средства разведки, сигнал маскируемой
системы либо присутствует, либо нет. На практике процесс обнаружения
сигнала всегда сопутствует процессу поиска во всей пространственной,
временной и частотной области априорной для разведки неопределенно-
сти относительно параметров сигнала. При этом характеристики обнару-
жения (и соответственно характеристики незаметности радиоэлектронных
средств и радиолокационных целей) оказываются иными. Как правило,
пространственная, временная и частотная неопределенность параметров
маскируемых объектов улучшает показатели их незаметности [15]. Поэтому
маневрирование радиолокационной цели в пространстве, а излучающих
РЭС — во времени и по частоте, является существенным резервом повы-
шения радионезаметности. Маневрирование в частотно-временном про-
странстве — это, другими словами, увеличение базы сигнала. Влияние
расширения базы на заметность уже рассматривалось. Что касается про-
Контрольные вопросы
191
Рис. 8.4. Рабочие поверхности обнаружителя
в составе средства РРТР
странственного маневрирования, то оно при некоторых довольно общих
условиях способно улучшать показатели незаметности за счет расшире-
ния априорной для разведки области, где приходится проводить поиск об-
наруживаемого объекта.
Контрольные вопросы
1. Какими показателями характеризуется качество маскировки от средств
РРТР?
2. Какие известны способы улучшения маскировки от средств РРТР?
3. По каким причинам увеличение базы сигнала улучшает его энергетичес-
кую скрытность?
ГЛАВА 9
СПОСОБЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ
РАДИОНЕЗАМЕТНОСТИ
9.1. Оптимизация сигналов и их
пространственно-временной обработки
Серьезным резервом обеспечения незаметности является снижение
мощности сигнала. Но уменьшить мощность сигнала можно только в
обмен на применение оптимальных методов его приема и обработки. Для
обозначения проблемы рационального выбора алгоритмов формирования,
а также временной и пространственной обработки сигналов [11] приме-
няется термин «синтез пары сигнал — фильтр» [12].
Математический синтез пары «сигнал — фильтр» при произвольных
характеристиках помех весьма сложен и возможен только тогда, когда
имеется адекватная модель этих помех. Для систем, работающих в усло-
виях РЭП, такие условия выполняются далеко не всегда. Но условия про-
ведения синтеза резко упрощаются, если единственной помехой являет-
ся аддитивный нормальный стационарный шум с известной спектральной
плотностью (например, внутренний шум радиоприемного устройства или
шумовая помеха, которая считается наиболее универсальной для радио-
противодействия [23]). В этом случае на входе приемника наблюдается
смесь сигнала и помехи со спектральной плотностью 7V0, посто-
янной в полосе частот А/
(z)=s(/)+«(/),
(9.1)
Т Т
на интервале времените
2’ 2
Синтез пары «сигнал — фильтр» при этом обычно проводится в два
этапа [11]. На первом отыскивается оптимальный (в смысле выбранного
критерия) приемник («фильтр») для сигнала, заданного в общем виде, без
предварительной конкретизации формы. На втором этапе определяется,
как должна быть конкретизирована функция s(t], чтобы найденный оп-
тимальный приемник давал наилучшие результаты по всем возможным
видам сигнала. Тем самым находится пара «сигнал — фильтр», наилуч-
шая по помехоустойчивости среди всех возможных комбинаций способов
9.1. Оптимизация сигналов и их пространственно-временной обработки 193
временной обработки в передатчике и приемнике (разумеется, собствен-
ном приемнике системы, а не разведывательном).
Самый лучший приемник не может сделать ничего, кроме как макси-
мизировать некоторую монотонную неубывающую функцию от апостери-
орного распределения вероятностей принимаемого сигнала. Конкретный
вид функции определяется принятым критерием оптимальности, а выбор
критерия не относится к процедуре синтеза. Апостериорное распределе-
ние сигнала s(t) (точнее, сообщения, содержащегося в сигнале) при изве-
стной реализации x(z)
P(s|x) = fcP(^)P(x|5), (9.2)
где k — константа, нормирующая P(.s|x) к единице и не зависящая от s,
а потому не влияющая на результаты синтеза приемника; — плот-
ность вероятностей реализации х(^) при заданном 5; P(s) — априорная
плотность вероятности сигнала
Обычно считается, что процесс x(z) имеет спектр, сосредоточенный
в ограниченной полосе А/ Поэтому реализация х(/) может быть пред-
ставлена как совокупность (вектор) выборочных значений:
х(/) = {х1,...х/,...хл}, (9.3)
где x/=x(z'Az); л = ^/Д/ = 2Д/»1.
Поскольку вся случайность х(^) заключена в помехе n(z), а помеха
имеет нормальное распределение
ЖЛ[и(/)] = кехр<
! т/1
— J n2(t)dt\,
7V0 _r/2
(9.4)
где к — несущественная для дальнейшего константа, которая не зависит
от сообщения s, то из (9.1) следует, что
P(x|s) = Wn Гх - s (?)] = к exp-
772 2
J [х-$(/)]
-7-/2
(9.5)
1
и (9.1) преобразуется к виду
P(s|x) = к'РГл(/)]ехр<
1 Г/? 2
— J [x-s(0] dt ,
7V° -Т/2
(9.6)
где к' — константа, поскольку решение о s(t), которое должно быть сфор-
мировано на выходе приемного устройства, зависит лишь от формы рас-
пределения P(s|x), но не от его масштаба по оси ординат.
194
Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
Выражение (9.6) можно представить в виде
[ 2 Т/2
Р($|х) = к"Р(х)ехр<---- j xs(t)dt
[N(>-Т/2
(9.7)
Т/2
J х2 (t)dt > — константа, для каждой данной реали-
-T/2
зации не зависящая от х(/)
где к =к ехр<
и поэтому не влияющая на результаты синтеза;
Т/2
Q = j s2 (t)dt — энергия сигнала.
-Т/2
Таким образом, как следует из (9.7), вид апостериорного распределе-
ния монотонную функцию от которого должен максимизировать
оптимальный приемник, определяется главным образом корреляционным
интегралом
Т/2
/(x,s) = j xs(t)dt.
-Т/2
(9.8)
Разумеется, конкретная техническая реализация оптимального при-
емника определяется не только функцией (9.8), но и характером сообще-
ния, переносимого сигналом s(/) (дискретная величина, непрерывная ве-
личина, функция времени), а также видом критерия оптимальности.
Однако при шумовой помехе оптимальное приемное устройство всегда
должно реализовывать процедуру, иллюстрируемую схемой рис. 9.1.
Рис. 9.1. Оптимальный приемник для s(/)
Вычислитель интеграла /(x,s) должен определять его в соответствии
с (9.8) для всех возможных воспроизводимых сообщений и формировать
данные для решающего устройства, которое на этой основе выносит ре-
шение 5* о сигнале, наблюдаемом на входе в смеси с шумовой помехой, и
о сообщении, которое переносит этот сигнал.
Обработка поступающей на вход приемника смеси х(/) по закону (9.8)
называется согласованной с сигналом так как каждое значение ин-
теграла Z(x,s) определяется для соответствующего ожидаемого сигна-
ла s(z). В частности, в задаче обнаружения, когда сигнал способен прини-
9.1. Оптимизация сигналов и их пространственно-временной обработки 195
мать только одно из двух значений 51(z) = ly(z), как следует из
(9.8), достаточно вычислить одно значение корреляционного интеграла
Т/2
l(x,sx}= J xsx(t)dt9
-Т/2
соответствующее образцу (копии) обнаруживаемого сигнала 5 (/). При этом
задача решающего устройства в схеме на рис. 9.1 сводится к сравнению
значения Z(x, с некоторым порогом Ло.
Таким образом, для рассмотренного вида помехи (аддитивной шумо-
вой) оптимальная фильтрация сигнала в приемном устройстве сводится к
обработке, согласованной с ожидаемым сигналом s’(z) и состоящей в ос-
новном в вычислении корреляционного интеграла вида (9.8). Поскольку
при выводе этого результата на форму сигнала s(z) не накладывалось ника-
ких ограничений (за исключением того, что эта форма должна быть точ-
но известна в месте приема), задача отыскания оптимальной пары «сиг-
нал — фильтр» сводится ко второму этапу синтеза, т. е. отысканию такой
формы сигнала ^(z) (точнее, такого закона преобразования сообщения в
сигнал), которая при условии согласованной с этим сигналом обработки
обеспечивает наилучшее в заранее указанном смысле значение показателя
точности воспроизведения сообщения. Например, обеспечивает минималь-
ное значение среднего риска, или полной вероятности ошибки, или сред-
него квадрата ошибки воспроизведения сообщений. Во всяком случае,
совершенно очевидно, что если «фильтр» реализует операцию (9.8), то
«сигнал» должен принимать такие формы (реализации) (г), для которых
значения /(х, максимально различаются при разных /.
При помехах другого вида, отличающихся от нормального шума, при-
веденные выводы об оптимальной паре «сигнал — фильтр» могут оказаться
неприемлемыми. Для коррелированных с сигналом помех (в частности,
пассивных) обработка, согласованная в смысле (9.8), не может считаться
оптимальной.
Имеется целый ряд особенностей построения оптимальных систем
обработки таких сигналов, которые зависят не только от времени, но и от
пространственных координат [11]. Пространственно-временная обработ-
ка в приемных устройствах включает совместную обработку колебаний,
принятых антенными элементами или подсистемами, расположенными
в различных пунктах пространства, включая и пункты, разнесенные на
большие расстояния. В частности, обработка такого типа применяется в
многопозиционных системах радиолокации, радионавигации и в других
сложных системах.
196
Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
Пространственно-временную смесь сигнала и помех, принятую сово-
купностью элементов антенны, можно представить в виде
x(/,r) = s(/,r)+n(f,r), (9.9)
где п — вектор напряжений, создаваемых аддитивными помехами; г е Л —
радиус-вектор точки раскрыва антенны относительно его центра; Л — про-
странственная область, занятая раскрывом антенны; Т — протяженность
интервала времени, отводимого на прием сигнала (длительность элемен-
тарного сеанса приема и обработки сигнала); t — время; te
Увеличение размерности аргумента функций х(-), s(-) и п(-), вызван-
ное переходом от (z) к (z, г), резко усложняет решение как задач синте-
за, так и технической реализации синтезированных устройств обработки
сигнала. Тем не менее при синтезе и оптимизации систем пространствен-
но-временной обработки решают задачи, которые также сводятся к обна-
ружению и определению параметров сигнала. В общем случае оптималь-
ная пространственно-временная обработка распадается на две независимые
процедуры: оптимальную линейную пространственную обработку и пос-
ледующую оптимальную временную обработку. При этом пространствен-
ная обработка — пространственная фильтрация — обеспечивается взве-
шенным суммированием комплексных выходных напряжений элементов
антенной системы, а оптимальная временная обработка синтезируется в
предположении, что алгоритм пространственной обработки задан.
Решение задачи оптимального выбора пары «сигнал — фильтр» дает
два ответа. Во-первых, находятся наилучшие для заданной помеховой
обстановки сигналы и способы их обработки. Во-вторых, определяются
характеристики предельного, потенциально достижимого качества приема
и обработки сигнала. Задав из тактических соображений требования ми-
нимально необходимого значения этих показателей качества (обнаруже-
ния, измерения параметров, выделения сообщения), можно установить те
минимальные мощности сигналов, которые и будут определять уровень
их энергетической скрытности от средств РРТР.
Проблема синтеза оптимальной пары «сигнал — фильтр» весьма слож-
на, и ее рассмотрение выходит за рамки этого пособия. Детально методы
решения задач синтеза пары «сигнал — фильтр» рассматриваются в [11].
9.2. Экранирование
Конструкторы РЭС располагают довольно большим набором методов и
средств для снижения заметности паразитных и непреднамеренных элект-
ромагнитных излучений (ПЭМИ). Но большинство технических решений
9.2. Экранирование
197
по снижению ПЭМИ основывается на использовании электромагнитных
экранов. Экранирование как средство снижения заметности ПЭМИ при-
меняется на всех уровнях, начиная с отдельных компонентов (провода,
разъемы, реле, усилители и т. п.) и кончая подсистемами и системами
(блоки, шкафы, здания, сооружения и т. д.).
Экран, образованный металлическим барьером, можно анализировать
и проектировать, используя методы как теории поля, так и теории це-
пей [24]. Теория поля более универсальна и в настоящее время использу-
ется чаще.
Напряженности электрического (£) и магнитного (Н) полей, создава-
емых источником ПЭМИ, описываются уравнениями [24]:
<2лг у
cos
«Г ; (9.10)
sin 0
-cos
(9.П)
где Zq = — = — = 120л = 377 Ом— волновое сопротивление свободного
Н Н
пространства; I— ток в проводнике длиной /, создающем поле, X — длина
волны, соответствующая частоте со = 2л/; г — расстояние от проводника
до точки, где определяется £ и Н\ 0 -— аргумент радиуса-вектора г, отсчи-
танный от нормали к направлению тока; t — время.
Коэффициент к в (9.10) и (9.11) содержит множитель 1 и, следовате-
г
льно, уменьшается по мере удаления от источника излучения.
При г » — (в дальней зоне) имеет значение только последние слага-
2л
емые в (9.10) и (9.11). Эта дальняя зона иначе называется зоной излуче-
X
ния или зоной плоской волны. При г «— (в ближней зоне), напротив,
2л
в (9.10) и (9.11) следует учитывать только первые слагаемые.
Е ZZk
Для такого случая оказывается, что — =--» Zo. Это соответствует
Н 2лг
электрическому полю или полю высокого волнового сопротивления (от-
носительно сопротивления излучения). Если излучатель эквивалентен не
короткому проводнику (вибратору) с высоким сопротивлением, а витку
(рамке) с низким сопротивлением, то в уравнении (9.11) можно пренебречь
первым слагаемым. Тогда волновое сопротивление в ближней зоне оказы-
198
Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
Е Z02k
вается — = —*—. Этот случаи соответствует магнитному полю или полю
Н Хг
низкого волнового сопротивления (относительно сопротивления излуче-
ния). Условие----= 1 определяет границу между дальней и ближней зона-
2лг
ми. Рис. 9.2 иллюстрирует случаи формирования поля соответственно с
высоким (рис. 9.2, а) и низким (рис. 9.2, б) импедансом (волновым со-
противлением).
Рис. 9.2. Излучатели: а — высокоимпедансные; б — низкоимпедансные
Высокое волновое сопротивление характерно для поля вблизи пря-
мого короткого проводника, по которому течет малый ток. Из-за высо-
кого волнового сопротивления в структуре поля преобладает электричес-
кая составляющая, которая уменьшается по мере удаления от излучателя
1 1
как —? т. е. быстрее, чем магнитная, пропорциональная _. Соответст-
г3’ г
венно этому волновое сопротивление уменьшается, асимптотически приб-
лижаясь к Zq в дальней зоне. Рис. 9.2, б соответствует источнику с низким
сопротивлением, в силу чего в структуре создаваемого им поля преобла-
дает магнитная составляющая. Но это низкое сопротивление растет по
мере удаления от источника, асимптотически стремясь к Zo = 377 Ом.
Изменения волнового сопротивления с расстоянием от источника иллю-
стрируются графиками рис. 9.3.
Изменение волнового сопротивления с расстоянием позволяет рассчи-
тывать конструкцию электромагнитного экрана. Схематично взаимодейст-
вие плоской волны с металлическим экраном иллюстрируется на рис. 9.4.
Плоская волна с вектором Умова — Пойнтинга nj = [EiXHJ, падаю-
щая на экран, на его поверхности частично отражается, создавая обрат-
ную волну с П2 = [Е2хН2], а частично проходит сквозь экран. Амплитуды
обеих составляющих зависят от поверхностного сопротивления материа-
ла, из которого выполнен экран, и волнового сопротивления для падаю-
щей волны в экранируемом пространстве.
9.2. Экранирование
199
Рис. 9.3. Изменение волнового сопротивления
Рис. 9.4. Взаимодействие плоской волны с экраном
Прошедшая в толщу экрана волна распространяется почти в том же
направлении, что и падающая. Часть ее энергии поглощается в материа-
ле экрана. На внешней границе экрана волна вновь частично отражается,
а частично проходит с преломлением во внешнее пространство. В резуль-
тате во внешнее пространство волна переносит энергию, оставшуюся после
отражения на границах экрана и после поглощения в его материале. Ра-
зумеется, теоретически во внешнем пространстве присутствуют и волны,
многократно отраженные и преломленные на внешних и внутренних
поверхностях экрана. Но суммарная энергия этих составляющих ничтож-
на при хорошем экранировании.
Экранирующий эффект для плоских волн с учетом принятой модели
взаимодействия волны с экраном легко рассчитывается.
200 Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
Качество экранирования характеризуют коэффициентом ослабления
электромагнитной волны Кэ, который определяется отношением плотности
потока мощности во внешнем пространстве к плотности потока мощно-
сти падающей волны в пространстве до экрана:
где |[ЕхН]| — модуль векторного произведения;
— коэффициенты ослабления за счет отражений на внешней и внутрен-
ней поверхностях экрана; КП — коэффициент затухания (потерь энергии)
волны в материале экрана.
Обычно коэффициент экранирования и его мультипликативные со-
ставляющие измеряются в децибелах. При таком определении эффектив-
ности экранирования из (9.12) следует, что
Хэ[дБ] = А’О1 + Кп +К02. (9.13)
Затухание за счет отражения зависит от того, насколько различаются
волновое сопротивление в экранируемом пространстве и поверхностное
сопротивление экрана:
^01[дБ] = 201^, (9.14)
Т’-^Э
где Zw — волновое сопротивление экранируемого пространства, a Z3 —
поверхностное сопротивление экрана.
Из (9.14) следует, что экранирование за счет отражения эффективно,
если волновое сопротивление велико (электрическое поле в ближней зоне),
а поверхностное сопротивление мало (медный или серебряный экран), и,
наоборот, затухание за счет отражения мало, если волновое сопротивле-
ние мало (магнитное поле), а поверхностное сопротивление велико (сталь-
ной экран). Учитывая свойства материала экрана, влияющие на величи-
ну поверхностного сопротивления, затухание при отражении плоской
волны можно также выразить соотношением [24]:
tf01[flB] = 106 + 201g-^:, <915>
где G — относительная по отношению к меди проводимость материала
экрана (бмеди= 1); р — магнитная проницаемость по отношению к ваку-
уму или к той же меди; f— частота, МГц.
9.2. Экранирование
201
Затухание при поглощении не зависит от типа падающей волны [24]:
Кп [дБ] = 0,132/7ёц7- (9.16)
Как видно, экранирование низкочастотных излучений осуществить
труднее, чем высокочастотных. Этим, в частности, объясняется высокая
эффективность портативных средств радиоразведки, осуществляющих
перехват низкочастотных сигналов систем электросвязи, вычислительных
систем и различной оргтехники.
Из сравнения (9.15) и (9.16) следует, что на частотах выше 300 МГц
преобладает затухание за счет поглощения, так как с ростом частоты умень-
шается глубина проникновения высокочастотных токов в материал про-
водника и соответственно этому резко увеличивается поверхностное со-
противление.
Если волновое сопротивление среды, в которой распространяется
волна до экрана, значительно отличается от поверхностного сопротивления
экрана, падающая волна существенно отражается. Так, для электрического
X
поля пока г < —,
2л
A?01[flB] = 382+101g—^-у, (9.17)
f Цг
где г— расстояние до экрана, мм [34].
Для магнитного поля затухание при отражении определяется
tfol[flB] = 2Olg
0,462^/jx ОДЗбгТ^А
r^Gf + 7Й
0,354
(9.18)
Таким образом, экранирование, обусловленное отражением магнит-
ного и электрического полей, на низкой частоте имеет различный характер.
Магнитное поле на очень низкой частоте можно экранировать, создавая
магнитную цепь с низким сопротивлением. Магнитные силовые линии
пересекают стенки полого объекта толщиной / под углом 90°, а напряжен-
М
ность магнитного поля внутри объекта меньше, чем снаружи, в ?-2— раз,
где — относительная магнитная проницаемость материала стенок; 5 —
полуширина экранируемого объема. Напряженность магнитного поля в
стенках стального экрана значительно больше, чем в окружающем их
пространстве, и гораздо больше, чем во внутренней полости. В этом и
состоит эффект экранирования. Коэффициент экранирования может до-
стигать 50 дБ на очень низкой частоте.
202 Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
Итак, суммарный эффект экранирования (9.12) за счет использования
эффектов отражения и поглощения энергии полей паразитных и непред-
намеренных излучений определяется соотношениями (9.13)-(9.18). Экра-
нирование за счет отражения (за исключением магнитных полей) более
эффективно на низких частотах, а за счет поглощения — на высоких.
Для экранирования электрических полей следует использовать мате-
риалы с высокой электропроводностью. Как следует из (9.17), эффектив-
ность такого экрана бесконечно велика на очень низких частотах и падает
с ростом частоты. Экранировать магнитные поля труднее, поскольку, как
следует из (9.18), для некоторых сочетаний материалов и частот затуха-
ние из-за отражения равно нулю. С уменьшением частоты ослабление
магнитного поля из-за отражения и поглощения в немагнитных материа-
лах (например, в алюминии) падает, поэтому трудно создать магнитный
экран из немагнитных материалов. На высоких частотах, где экранирова-
ние обеспечивается и поглощением, и отражением, выбор материала эк-
рана менее критичен.
Магнитные материалы обеспечивают лучшее экранирование от плос-
ких волн за счет поглощения, в то время как электропроводящие матери-
алы — за счет отражения.
Теоретически экран позволяет подавить более чем на 100 дБ излуче-
ния любой частоты в диапазоне от постоянного тока до видимого света.
Однако на практике любой экран имеет отверстия и щели, снижающие
эффективность экранирования. Непрерывность высокочастотного экра-
на нарушается в основном на стыках сопрягаемых деталей. Эти стыки
обычно подразделяются на физически однородные и неоднородные [24].
Физически неоднородные стыки образуются при монтаже экрана вин-
тами, заклепками, точечной сваркой, когда соединение не является не-
прерывным и между соединяемыми деталями образуются изгибы, высту-
пы и прочие неровности. Эти неровности создают щели, проницаемые для
электромагнитных волн на некоторых частотах. Можно сказать, что неод-
нородности в экранах работают как щелевые антенны. Затухание в таких
щелях находят, основываясь на критерии граничной частоты волновода:
2
(9.19)
где / — глубина щели (ширина перекрытия сопрягаемых деталей), мм;
f — частота, МГц; fc — граничная частота, МГц (fc = 150 103g-1 для
прямоугольной щели, fc = 175,5 103g-1 для круглой щели); g — наиболь-
ший поперечный размер щели, мм.
9.2. Экранирование
203
При^с » f уравнение (9.41) приобретает вид
А’[дБ] = 1,8-10~4//с-у—, (9.20)
S
где у =27 для прямоугольной щели или у= 32 для щели круглой.
Существует несколько способов для уменьшения влияния щели на
эффективность экранирования. Все они предусматривают специальные
конструктивные меры и приемы.
Физическую неоднородность соединения уменьшают различными
способами [24]. Но все эти способы основаны на подборе показателей
электропроводности и магнитной проницаемости материала, заполняю-
щего щели и отверстия в экране.
Различные технологические отверстия в экранах закрывают либо ре-
шетками с ячейками, имеющими форму сот, либо крышками. Соты вы-
полняются в виде отрезков волноводов.
Подобным образом действуют экраны в виде проволочных сеток и
тканей, выполненных из проводящих волокон (экранирующие накидки).
Для них также могут быть определены коэффициенты пропускания и
отражения. Однако свойство подобия проводящих решеток и сеток сплош-
ным металлическим экранам сохраняется до тех пор, пока b « 1, где b —
шаг решетки, т. е. расстояние между проводниками, образующими решет-
ку или сетку.
Если решетка составлена из очень тонких проводников (диаметром
d~ ICMX), то она при b ~ 0,01А, пропускает только около 1 % падающей
мощности. Если шаг решетки при этом увеличивается и приближается к
длине волны, коэффициент пропускания стремится к единице. С умень-
шением шага решетки уменьшается и коэффициент пропускания. Для
больших d экранирующий эффект сетки проявляется в большей степени.
Таким образом, экранирующие свойства сеток, решеток и накидок зави-
сят не только от размера ячейки (вернее, от отношения шага сетки к дли-
не волны экранируемого излучения 6/Х), но и от толщины образующих
их проводников.
9.3. Снижение заметности излучения по боковым лепесткам ДНА
Для снижения заметности побочного излучения по направлениям,
отличающимся от направления на приемные антенны абонентов собствен-
ных РЭС, применяются передающие антенные системы с малым уров-
нем боковых лепестков ДНА. Форма ДНА F(a, 0) полностью определя-
ется распределением поля на ее раскрыве. Действительно, каждый элемент
ds = dxdy раскрыва L(x, у) передающей антенны создает в пространстве,
204
Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
на удалении R = {xR,yR,£R} (если |R| = R » X, т. е. в дальней зоне), поле с
напряженностью
. -i(kR)
dE(R) = г е £'(г)ехр{<(^х+куy)]dxdy, (9.21)
где £(R) — одна из компонент вектора напряженности электрического
(или магнитного) поля в точке, которой соответствует вектор R в декар-
товой системе координат Oxyz с центром в точке О на раскрыве антенны
(при симметричном раскрыве точку О можно выбрать где-то в центре рас-
крыва Z(x,y)); £(г) — напряженность поля в точке ге д(х,у) с координа-
/ \ 2л
тами(х,^) на раскрыве антенны; к = |к| = — — модуль волнового векто-
ра; (kR) = kRcos ф — скалярное произведение.
Формирование поля dE'(R) иллюстрируется рис. 9.5.
Поле, создаваемое всем раскрывом д(х,у) в точке {xR,yR,£R}, будет,
очевидно,
-i(kR)
E(R) = \dE(R) = ' e — f£(х,у)ехр{»(£хх+kyy^dxdy. (9.22)
A A
Переходя к полярным координатам б?2?оср, соотношение (9.22) можно
преобразовать:
где f (х,у) = / (г) — распределение поля на раскрыве, нормированное так,
чтобы максимальное значение ДНА Fmax (а, Р) было бы равно единице.
Если, кроме того, определить/(г) так, чтобы она была равна нулю всюду
за границами области Л, ограничивающей раскрыв антенны, /(г) = 0 при
гё Л, выражение (9.23) можно преобразовать к виду
оо
F(a,₽)= J/(x, y)exp{-i(^r)}Jxd> (9.24)
9.3. Снижение заметности излучения по боковым лепесткам
205
и утверждать, что ДНА является двумерным преобразованием Фурье от
распределения поля на раскрыве антенны. Это значит, что для получения
ДНА требуемой формы F (а, Р) нужно создать такое распределение поля
на поверхности, которое является обратным двумерным преобразованием
Фурье от F(a, Р). В частности, /(х,у) можно подобрать и по критерию
минимума боковых лепестков ДНА F(a, Р).
В табл. 9.1 для примера приведены некоторые характеристики пере-
дающей антенны в случае, если амплитуду электрического поля на ее
плоском прямоугольном раскрыве хуО можно аппроксимировать функцией
/(x,y) = cos —х+—у , Х у <-. (9.25)
1 J 2 2
Таблица 9.1
п G дао ,s; дРо,5> град а, дБ
0 12,57 (rf/X)2 50 X/d -13,2
1 10,18 (<//Х)2 69 -23
2 8,38 (d/X)2 84 X/d -32
3 7,00 (d/X)2 95X/d -40
4 6,47 (d/X)2 111 X/d -48
Ширина главного лепестка ДНА в сечениях по азимуту Да и углу мес-
та Др определяется по уровню половины от максимума и выражается в гра-
дусах, а уровень боковых лепестков измеряется по отношению к макси-
мальному значению ДНА в главном лепестке в децибелах:
Л,яу i (а, Р)
где i — номер бокового лепестка; 0 — номер главного лепестка ДНА.
Обычно максимальное побочное излучение соответствует первому боко-
вому лепестку /= 1. Именно его значение приведено в табл. 9.1.
Коэффициент усиления антенны — это отношение мощности, излу-
чаемой в данном направлении (a, Р), к мощности, излучаемой антенной
с изотропной ДНА по всем направлениям в телесном угле 4л;
. . 4лР(а,р)
(?(а, ₽)=---£---(9.27)
где Р£ — полная излучаемая антенной мощность (отличающаяся от под-
водимой к антенне мощности в КПД раз).
206
Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
Как видно из табл. 9.1, наибольшие уровни боковых лепестков ДНА
соответствуют равномерному распределению поля по раскрыву
/* / \ q 7С ТС 1
/(x,y) = cos -Х+-У =1, прихеЛ.
V2 2 J
(9.28)
Увеличивая неравномерность распределения поля по раскрыву, можно
снизить уровень боковых лепестков. Но в обмен на уменьшение мощности
излучения в побочных направлениях расширяется главный лепесток ДНА
и соответственно падает коэффициент усиления антенны. Это непрелож-
ный факт: проблема уменьшения уровня излучения в боковых лепестках
как раз и возникает для остронаправленных антенн, которые должны кон-
центрировать излучаемую мощность в узком секторе пространства. По-
этому при создании остронаправленных антенн всегда приходится разре-
шать противоречие между требованиями максимальной остроты главного
лепестка ДНА и минимального уровня излучения в побочных направле-
ниях. Но наилучшее в указанном смысле распределение поля на раскрыве
всегда оказывается спадающим от максимума в центре к минимальным
уровням на краях. При этом поверхность раскрыва антенны используется
не полностью, эффективная поверхность, участвующая в формировании
поля в дальней зоне, оказывается меньше геометрической. Уменьшается
и относительный размер раскрыва J/X.
Известно, что наилучшим образом формирование узкой ДНА при
одновременном уменьшении уровня боковых лепестков обеспечивается
при чебышевском распределении поля по раскрыву антенны [39].
Заданный закон распределения /(х,у) поля по раскрыву технически
легче всего получить на активных антенных решетках. У отражательных
антенн для получения требуемого распределения поля применяют различ-
ные конструктивные приемы. Прежде всего — изменение проводимости
поверхности зеркала за счет применения поглощающих материалов.
Контрольные вопросы
1. Какие физические эффекты используют, применяя экранирование для
снижения уровней паразитных и непреднамеренных излучений РЭС?
2. Что характеризует, как определяется и как измеряется коэффициент экра-
нирования?
3. Как зависит коэффициент экранирования от характеристик материала и
конструкции экрана?
4. Какие материалы и какие конструкции применяются для экранирования
электрических полей? Магнитных полей?
5. Какие методы применяются для снижения уровней боковых лепестков ДНА?
ГЛАВА 10
РАДИОНЕЗАМЕТНОСТЬ
ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ
10.1. Широкополосные сигналы. Определения и применение
Ранее уже говорилось, что для уменьшения заметности работы РЭС
следует применять широкополосные сигналы — такие, у которых база
существенно превосходит единицу: B=\fT » 1.
Условие «много больше единицы» настолько мягкое, что позволяет
не уточнять определение длительности и ширины спектра. Иные назва-
ния для широкополосных сигналов: сигналы с большой базой, шумопо-
добные сигналы, сигналы с расширением спектра (или полосы).
Интерес к широкополосным сигналам обусловлен целым рядом их
замечательных свойств и далеко не только свойством хорошей скрытности.
Помимо высокой скрытности для систем с широкополосными сигналами
характерны также хорошая помехоустойчивость и помехозащищенность,
высокая точность синхронизации и измерения задержки сигнала (измере-
ния дальности), хорошая разрешающая способность, способность к ко-
довому разделению и уплотнению сигналов при передаче информации и
при многоканальных траекторных измерениях, способность селективной
адресации при многостанционном доступе, способность противостоять
замираниям при многолучевом распространении сигнала, хорошая элек-
тромагнитная совместимость и использование частотного спектра по срав-
нению с узкополосными сигналами.
Ранее, в разд. 8.2, исследовалась энергетическая скрытность, т. е. спо-
собность сигнала противостоять обнаружению. Разведывательные прием-
ники, используемые для несанкционированного приема сигнала, работают
в широкой полосе, наблюдают сигналы на фоне помех и имеют плохую
априорную осведомленность о параметрах сигнала. Поэтому признаком,
по которому приемники РРТР могут судить о наличии сигнала, может
служить только энергия, которую имеет входной процесс (сумма сигнала
Г Т Т "
с шумом) на интервале времени наблюдения t е —1Ь_н. :
2
т
О = J х {t)dt = (Рс + РшК, (101)
о
208
Глава 10. Радионезаметностъ широкополосных сигналов
где Рс — средняя на интервале времени наблюдения Гн мощность сигнала;
Рш — мощность шума.
Решение о наличии сигнала принимается на основе сравнения оцен-
ки энергии С* с некоторым порогом Ло. Если 0* > Ло, считается, что сиг-
нал есть, т. е. что Рс > 0 и х(/) = 5(z) + Если Q* < Ло, то принимается
решение о наличии на входе приемника только шума: Рс= 0, a =
При любом выборе порога обнаружения Ло, т. е. при любом критерии
принятия решения о наличии сигнала, вероятность правильного обнаруже-
ния будет монотонно зависеть от соотношения сигнал/шум в полосе А/
разведывательного приемника:
если параметры разведывательного приемника подобраны оптимальным
для данного сигнала образом, т. е. если А/ равна ширине спектра сигнала
(приемник использует всю мощность сигнала, распределенную по спект-
ру), а время наблюдения Ти равно длительности сигнала (не теряется энер-
гия, распределенная во времени), то соотношение сигнал/шум, а с ним и
вероятность правильного обнаружения уменьшаются с ростом базы сиг-
нала В = А/ТИ. Более детальный анализ [15] показывает, что проигрыш
энергетического приемника оптимальному (когерентному или приемни-
ку с согласованным фильтром) по пороговому для обнаружения сигналу
пропорционален квадратному корню из базы сигнала: = ^А/7^.
Маскировка от обнаружения еще не исчерпывает всех проблем обеспе-
чения скрытности радиосигналов. Очень важна структурная скрытность —
способность сигнала противостоять мерам радиотехнической разведки,
направленным на распознавание сигнала, т. е. мерам по отождествлению
сигнала с одним из известных, для которых имеются эталонные образцы.
Эталонный образец — это совокупность признаков сигнала, т. е. набор
значений его параметров. Параметры могут быть количественными: час-
тота, индекс модуляции, ширина спектра, пространственные координа-
ты точки излучения, мощность. Но могут быть и качественными: способ
модуляции, вид поляризации и т. п. Таким образом, распознавание все-
гда сводится к установлению соответствия между параметрами наблюда-
емого сигнала и параметрами эталона. Процесс распознавания состоит в
следующем. Во-первых, на основе априорного описания множества сиг-
налов, среди которых распознается принятый, вводится система призна-
ков Хуе A.J (I — номер признака; J — номер образца сигнала) и устанав-
ливается решающее правило распознавания, по которому выносится
суждение о том, какому из образцов в наибольшей степени соответствуют
10.1. Широкополосные сигналы
209
признаки принятого сигнала. Во-вторых, в процессе работы разведыватель-
ный приемник обнаруживает сигнал. Если сигнал обнаружен (установле-
но его наличие в смеси с шумом на входе), выделяются его признаки Xz,
т. е. измеряются те представительные параметры, по которым сигнал мо-
жет отличаться от любого другого. В-третьих, по результатам этих дейст-
вий полученные оценки признаков (параметров) сигнала сравнивают с эта-
лонами априори ожидаемых сигналов, т. е. Xz сравнивают с Ху. Если Xz
наилучшим образом отвечает набору признаков X#, устанавливается,
что X* попали в собственные области , решающее правило предписы-
вает вывод о том, что принят j-й сигнал.
Более сложная ситуация складывается тогда, когда области возможных
значений признаков разных сигналов пересекаются, а сами признаки
определяются приемником с ошибками. При этом нельзя исключить воз-
можность попадания оценки Xz /-го признака j-го сигнала в область AZJt
возможных значений соответствующего признака £-го сигнала, k * j. Та-
кие ошибки при некоторых условиях приводят к перепутыванию сигна-
лов и, следовательно, к ошибочному распознаванию. Вероятность такого
события совпадает с вероятностью ошибки распознавания структуры Рстр
сигнала данной РЭС. Это условная вероятность. Она определяется при
условии, что сигнал обнаружен.
Представляется очевидным, что вероятность ошибки увеличивается с
ростом вероятности неправильного соотнесения признаков данного сиг-
нала к областям значений признаков любого другого. Но эта вероятность
тем больше, чем больше ансамбль сигналов, среди которых производится
распознавание. Точно так же вероятность ошибки распознавания увели-
чивается с ростом числа признаков сигнала, используемых для формиро-
вания эталонов и для сопоставления принятых сигналов с эталонными
образцами. Большие ансамбли формируются на основе широкополосных
сигналов: чем больше база (иногда это произведение называется
информационной емкостью сигнала, чтобы подчеркнуть его влияние на
параметрическую неопределенность сигнала [10]), тем больше различных
сигналов в частотно-временном пространстве Fxt можно разместить [15].
Другая особенность широкополосных сигналов состоит в их способ-
ности обеспечивать высокую информационную скрытность — способность
сигнала противостоять несанкционированному раскрытию содержания
циркулирующих в системе.
Для систем передачи информации стойкость к раскрытию содержания
сообщения определяется стойкостью шифра (криптостойкостью), о ко-
торой говорится в гл. 13. При шифрации сообщение взаимодействует с
последовательностью ключа. При этом возможность создания стойкого
210
Глава 10. Радионезаметность широкополосных сигналов
шифра связана прежде всего с длинной ключевой последовательностью:
она должна быть не короче, чем сообщение. Чем длиннее ключевая
последовательность, тем выше информационная стойкость криптограм-
мы. Но период повторения ключа — это, по сути, длительность сигнала в
криптостойкой системе. Поэтому длительность ключевой последователь-
ности — период повторения ключа — определяет базу сигнала.
В радиосистемах управления раскрытие содержания передаваемой
информации возможно на основе сопоставления каждого принятого сиг-
нала с тем сообщением, которое его порождает и им передается. Для ус-
тановления такой связи нужно выявлять изменения, которые вызывает
сигнал в состояниях соответствующих объектов управления. При этом
очевидно, что информационная скрытность систем радиоуправления тем
выше, чем больше разных сигналов способны вызывать одинаковые из-
менения состояний объектов управления. Но увеличение размеров ансам-
бля сигналов достигается только за счет увеличения базы сигнала. Таким
образом, общей чертой скрытных сигналов и общим показателем скрыт-
ности должна служить величина базы сигнала: из двух сигналов потенци-
ально лучшей скрытностью обладает тот, у которого больше база. И это
утверждение справедливо для характеристик любых показателей скрыт-
ности (энергетической, структурной, информационной).
10.2. Классы широкополосных сигналов
Широкополосные сигналы занимают полосу частот, существенно
превышающую ширину спектра переносимого ими сообщения. Образу-
ются широкополосные сигналы за счет расширения полосы или за счет
расширения спектра (рис. 10.1).
Широкополосные сигналы
С расширением полосы
Когерентные
Некогерентные
С расширением спектра | Когерентные
I Некогерентные
Рис. 10.1. Классификация широкополосных сигналов
Для сравнения двух методов образования широкополосных сигналов на
рис. 10.2 приведены структурные схемы устройств формирования сигнала
с расширением полосы (рис. 10.2, а) и с расширением спектра (рис. 10.2, б).
10.2. Классы широкополосных сигналов
211
Рис. 10.2. Схемы устройств формирования сигнала:
а — расширение полосы; б — расширение спектра
Расширение полосы достигается за счет такой модуляции несущего
колебания w0(/), при которой формируется сигнал с полосой более ши-
рокой, чем у модулирующей функции S(t). Классический и типичный
пример сигнала с расширением полосы — ЧМ-колебание с большим
индексом тчм = »1. Расширяется полоса также и цифровыми сигна-
лами, когда применяют помехоустойчивое кодирование.
Общим недостатком систем, использующих расширение полосы, явля-
ется то, что они способны удовлетворительно работать лишь при больших
отношениях сигнал/шум во входной полосе приемника qBX » 1, т. е. во всей
полосе спектра сигнала. Так, аналоговая ЧМ обеспечивает хорошую рабо-
ту и позволяет реализовать преимущества широкополосных сигналов лишь
при qBX > тчм. При меньших qBX наступает подавление сигнала шумом [10].
Расширение спектра образуется в результате модуляции несущего колеба-
ния специальной функцией g(/), не зависящей от передаваемого сообще-
ния. Поэтому сигналы с расширением спектра иначе называются сложными
сигналами или сигналами с многоступенчатой модуляцией. Операции,
которые выполняются для расширения спектра модуляторами МОД1 и
МОД2 схемы рис. 10.2, б, можно поменять местами: сначала модулировать
передаваемым сигналом расширяющую функцию g(/), а потом ко-
лебанием с расширенным спектром модулировать несущую «о (/). В этом
случае g(t) называется поднесущим колебанием, а сформированный на
выходе сигнал — сложным сигналом с многоступенчатой модуляцией и с
поднесущими (чаще всего — импульсными) [17].
Как правило, за счет расширения спектра формируются сигналы, за-
нимающие более широкий диапазон частот, чем при расширении поло-
сы. Расширяющая функция g(z) выбирается одинаковой для передатчика
212
Глава 10. Радионезаметностъ широкополосных сигналов
и приемника, так что на приемной стороне имеется возможность прове-
сти обратное преобразование («сворачивание») спектра, при котором сни-
мается модуляция и сигнал фильтруется в полосе сообщения.
Для расширения спектра модулируют амплитуду, фазу или частоту
сигнала:
А (0c°s[(O(/ + ф(0]> (Ю-З)
где А (0 — амплитуда, а ф(/) — фаза сигнала, модулированного сооб-
щением S(t).
В результате модуляции расширяющей функцией g(z) образуются сле-
дующие колебания^
при балансной модуляции (БМ) сигнала:
s W=4 (0cos[°v+ф(0]; (Ю-4)
при фазовой модуляции (ФМ) сигнала:
5(/)= 4 (/)cos[®o/ + A<pg(/) + <p(/)]; (10.5)
при частотной модуляции (ЧМ):
5(/)=4(/)
cos
t
а)0/ + Да)]*#(т)с?т + <р(/)
о
(10.6)
К расширяющей функции предъявляются определенные требования.
Во-первых, g(t) должна быть детерминированной: иначе невозможно
иметь идентичные реализации расширяющей функции на приемной и на
передающей стороне. Во-вторых, сама g(/) должна иметь широкий рав-
номерный спектр (большую базу), а следовательно, относительно боль-
шую длительность и узкую автокорреляционную функцию с малыми
боковыми выбросами. В-третьих, ансамбль разных расширяющих функ-
ций ie 1:7, используемых разными системами или одной многока-
нальной системой, должен обладать хорошими взаимокорреляционными
свойствами: любые gj(t) и gz(/),yVz; у, zg1:7 должны быть коррелиро-
ванны в минимальной степени. В-четвертых, желательно, чтобы расши-
ряющая функция была периодической, так как это облегчает построение
генераторов (синтезаторов) g(/).
Связь свойств расширяющей функции g(/) со свойствами полученных
в результате расширения спектра широкополосных сигналов, иллюстри-
руется графом рис. 10.3.
Расширяющая функция g(z) может быть аналоговой, импульсной, ди-
скретной или цифровой. Самые большие возможности для создания
10.2. Классы широкополосных сигналов
213
Свойства расширяющей
функции g(f)
Характеристики сигналов
с расширением спектра
Рис. 10.3. Свойства сигналов с расширением спектра
широкополосных сигналов открывает применение дискретных по уровню
и по времени расширяющих функций, получаемых на основе цифровых
кодовых последовательностей.
В некоторых случаях возможно одновременное расширение спектра
и полосы сигнала. Например, наряду с применением расширяющей функ-
ции g(/) используют цифровое помехоустойчивое кодирование.
Сигналы с расширением спектра делятся на когерентные и некоге-
рентные. Пример некогерентного сигнала с расширением спектра — пач-
ка радиоимпульсов, модулированных по амплитуде. У такого сигнала ин-
формацию переносит амплитуда сигнала, а импульсная последовательность
расширяет спектр. Другой характерный пример — сигналы с перестройкой
частоты по случайному или, точнее, псевдослучайному закону (ППРЧ —
псевдослучайная перестройка частоты, скачки частоты).
Некогерентные сложные сигналы характеризуются отношением поло-
сы спектра сигнала F к информационной полосе Д/иНф или, что то же са-
мое, к скорости передачи информации R.
= Т (10’7)
ш инф Л
214 Глава 10. Радионезаметпностъ широкополосных сигналов
Это соотношение является эквивалентом базы для некогерентных
сигналов и определяет выигрыш в помехоустойчивости при выделении
широкополосных сигналов на фоне шумов.
Когерентные сложные сигналы по большинству показателей превос-
ходят сигналы с некогерентным расширением спектра. Но некогерентные
сигналы проще для реализации как приемников, так и передатчиков (мо-
дуляторов).
В процессе приема и обработки широкополосного сигнала в оптималь-
ном приемнике происходит уже упомянутое выше «сворачивание» или
«сжатие» сигнала с базой В»\ в простой сигнал с базой В=19 содержащий
сообщение. Эффект сжатия — это основная особенность как самого слож-
ного когерентного сигнала, так и оптимального приемника для него. Разли-
чают два вида сжатия сигнала: по времени и по частоте. Предельный ко-
эффициент сжатия по времени и по частоте один и тот же. Он равен базе
сигнала и достигается в оптимальном, идеально согласованным с сигна-
лом, приемнике. Физически сжатие достигается за счет суммирования всех
спектральных составляющих сигнала с компенсацией различий их фазо-
вых набегов, т. е. за счет когерентного накопления. При таком суммиро-
вании сложный сигнал упрощается, превращаясь в простой с базой, близ-
кой к единице.
С базой сигнала, определяющей большинство его свойств, связаны и
другие количественные характеристики — сигнальная функция и функ-
ция неопределенности, размер ансамбля сигналов при заданной базе,
взаимокорреляционные свойства ансамбля сигналов при заданной базе,
алгоритмы и схемы формирования сигналов.
10.3. Широкополосные сигналы с частотной модуляцией
Ширина спектра ЧМ-сигнала = 2Fmsai(m4M + 1) примерно равна
двойной девиации частоты^ при больших индексах модуляции тчм> 1 и
равна удвоенной верхней частоте Fmax в спектре модулирующей функ-
ции при малых индексах /ячм«1 [10]. Иначе говоря, индекс частотной
модуляции пгчм = может служить мерой увеличения базы при фор-
^гпах
мировании широкополосного сигнала за счет расширения полосы:
В =-^ = 2(/ичм+1).
”max
Широкополосные сигналы с ЧМ находят применение прежде всего в
радиолокационных системах. Из множества возможных законов измене-
10.4. Расширение спектра за счет бинарной фазовой модуляции
215
ния частоты внутри импульсов радиолокационного сигнала преимуще-
ственно используют линейную частотную модуляцию (ЛЧМ). При этом
база сигнала может достигать сотен и тысяч. Ограничения на величину базы
в основном технические, накладываемые возможностями построения ус-
тройств согласованной обработки ЛЧМ-сигнала в приемных устройствах
РЛС. В системах связи тоже применяют ЧМ, но с не очень большими ин-
дексами тЧКЛ< 3...5. В системах передачи данных с кодово-импульсной мо-
дуляцией и модуляцией частоты несущего колебания (КИМ-ЧМн) также
не обеспечивается значительное расширение полосы по сравнению с ши-
риной спектра модулирующей функции.
Технически сигналы с ЧМ формируются синтезаторами частот, у кото-
рых частота выходного колебания однозначно определяется значением
входного цифрового или аналогового сигнала. Для получения СВЧ-сиг-
налов с частотной модуляцией по любому закону очень удобны лампы
бегущей волны (ЛБВ) или обратной волны (ЛОВ) [6, 23]. Частотные мо-
дуляторы на этих устройствах используют эффект зависимости частоты
выходного колебания от напряжения на замедляющей системе. Такие
генераторы способны обеспечивать формирование сигнала с очень боль-
шой базой при высокой выходной мощности, хорошим КПД и при высо-
ком постоянстве уровня выходного сигнала во всем диапазоне перестрой-
ки частоты.
10.4. Расширение спектра за счет бинарной
фазовой модуляции
В последнее время распространились способы формирования сигна-
лов с большой базой на основе кодов (дискретных расширяющих функ-
ций), управляющих фазой сигнала (10.5). Цифровая техника позволяет
формировать такие коды с большой точностью и стабильностью, что в
сочетании с высокой стабильностью когерентной несущей повышает точ-
ность формирования зондирующего сигнала РЛС, а также информацион-
ных и опорных сигналов в радиосистемах связи и передачи данных. Все
это, кроме обеспечения высокой скрытности, создает дополнительные воз-
можности как по улучшению характеристик РЭС и повышению точности
измерения параметров сигналов, так и по удобству сопряжения радиоли-
ний с цифровыми сигнальными процессорами.
Двузначную (знакопеременную) функцию {g}, принимающую значе-
ния ±1, можно связать с числовой последовательностью {л}:
ak =0,5(l+gJ; ак е{0;1}; gfc€{-l;l}. (10.8)
216
Глава 10. Радионезаметностъ широкополосных сигналов
Для фазовой манипуляции сигнала используются различные кодовые
последовательности. Прежде всего — линейные рекуррентные кодовые по-
следовательности на основе кодов Баркера, последовательности Лежандра
и Холла, М-последовательности, коды Голда, последовательности с перио-
дом, равным произведению двух простых чисел [16].
Из линейных последовательностей наибольшее применение получили
М-последовательности и последовательности Голда. Для генерирования
линейных последовательностей используют регистры сдвига с линейными
обратными связями. Последовательность символов {ак}, вырабатываемая
регистром сдвига, удовлетворяет рекуррентному правилу
ak=Ciak-l + C2ak-2+- + Cmak-m~f(ak-\’"-ak~m\ (10.9)
где символы ак, так же как и коэффициенты ск, принимают значения 0
или 1, а операции сложения и умножения производятся по модулю 2.
Число т называется памятью последовательности. Соотношение (10.9) —
не что иное, как рекуррентное правило. Из этого соотношения следует,
что устройство, вырабатывающее линейную двоичную последователь-
ность, должно в каждом такте времени запоминать т последних симво-
лов ак_j,ак_2, ...,ак_т последовательности {ак}, умножать их на весовые
коэффициенты q,^,...^, задаваемые правилом кодирования, и сумми-
ровать по модулю 2 результаты умножения.
Корреляционные и спектральные свойства линейных кодовых после-
довательностей изучены достаточно хорошо и подробно изложены в ли-
тературе. Последовательности обладают рядом замечательных свойств. Но
они имеют и существенный недостаток, заключающийся в низкой струк-
турной скрытности. Так, для раскрытия структуры линейного кода средству
радиоразведки (точнее, аналитику, исследующему результат радиоперех-
вата) достаточно безошибочно принять 2т следующих подряд элементов.
Если средство радиотехнической разведки не в состоянии точно восста-
новить 2т символов, нужно принять более длинную реализацию сигнала
и восстановить последовательность, используя избыточность. Но когда
последовательность восстановлена, приемное устройство средства разведки
в принципе может сворачивать широкополосный сигнал точно также, как
это делает собственный абонентский приемник подавляемой РЭС. Очевид-
но, при этом сводятся на нет все преимущества по высокой помехозащи-
щенности и скрытности сигнала с расширением спектра.
Более высокую структурную скрытность имеют нелинейные последова-
тельности, воспроизведение структуры которых невозможно в линейных
генераторах.
10.4. Расширение спектра за счет бинарной фазовой модуляции
217
Одним из вариантов формирования нелинейных последовательностей
является использование генератора линейных рекуррентных последователь-
ностей максимальной длины регистра сдвига (ЛРПМ) с включением на
выходе этого генератора нелинейных элементов. Так, в алгоритме Ристен-
батта используется генератор ЛРПМ, нелинейная логика (И, ИЛИ, НЕ)
на выходе которого охватывает все ячейки регистра сдвига. Схема генера-
тора Ристенбатта представлена на рис. 10.4.
Рис. 10.5. Генератор Джеффа
Рис. 10.4. Генератор Ристенбатта
Принцип формирования нелинейных последовательностей путем ком-
бинирования символов с выходов нескольких генераторов ЛРПМ реали-
зуется в генераторе Джеффа (рис. 10.5).
Метод Грота усложняет алгоритм Джеффа комбинированием его с
алгоритмом Ристенбатта рис. 10.6.
Рис. 10.6. Генератор Грота
218
Глава 10. Радионезаметность широкополосных сигналов
В соответствии с этим алгоритмом количество пх умножителей и объем
п
памяти для п ЛРПМ связаны соотношением пх =—. С учетом цикличе-
2п
ских сдвигов генератор позволяет получить — псевдослучайных после-
N
довательностей (ПСП) с периодом N.
Недостатком нелинейных последовательностей является увеличение
разбаланса между числом единиц и нулей. Нарушение баланса приводит
к ухудшению корреляционных свойств последовательностей. Для устра-
нения указанного недостатка складывают (по модулю 2) символы нели-
нейной последовательности с символами исходной ПСП, а также приме-
няют сверточное кодирование нелинейных ПСП.
Особенность формирования каскадных кодов состоит в том, что вы-
ходной сигнал предыдущего каскада управляет тактированием последую-
щего каскада, например, как на рис. 10.7, где представлен вариант схемы
формирования такой ПСП.
Рис. 10.7. Формирователи каскадных кодов
Разумеется, здесь перечислены далеко не все, а лишь наиболее распро-
страненные алгоритмы и схемы формирования нелинейных ПСП. Кроме
них встречаются ПСП, формируемые на основе ортогональных многочле-
нов Холла, Якоби, Лежандра, Чебышева, Пэли — Плоткина и т. д. Нели-
нейные рекуррентные последовательности с периодом 2т получили назва-
ние полных кодовых колец [16].
Полные кодовые кольца замечательны тем, что на их основе можно
сформировать ансамбли биортогональных последовательностей, применя-
емых при многопозиционном кодировании информации, ансамбли орто-
гональных сигналов для синхронных систем связи с кодовым разделени-
ем каналов, а также и других полезных применений. В настоящее время
известны несколько типов биортогональных последовательностей, в ос-
нову которых положены последовательности из матриц Адамара и специ-
альные видоизменяющие последовательности, обеспечивающие оптими-
зацию форм авто- и взаимокорреляционных функций. Однако объемы
ансамблей этих последовательностей ограничены в отличие от ансамблей
10.4. Расширение спектра за счет бинарной фазовой модуляции 219
биортогональных последовательностей, которые можно получить на ос-
нове полных кодовых колец. Можно утверждать, что объемы ансамблей
последовательностей на основе полных кодовых колец достаточно вели-
ки для удовлетворения любых практических потребностей
Нелинейные последовательности на основе полных кодовых колец
формируются на выходах регистра сдвига с нелинейными обратными свя-
зями. Для примера на рис. 10.8 изображена схема такого генератора, испо-
льзующего четырехразрядный сдвиговый регистр. На практике, разумеется,
используются более длинные регистры.
Рис. 10.8. Генератор последовательностей на основе
полных кодовых колец
Линейная обратная связь обеспечивается сложением по модулю 2 вы-
ходов разрядов третьего и четвертого регистра сдвига, формирующего
М-последовательность. Особенностью линейного генератора является не-
допустимость нахождения всех его разрядов в нулевом состоянии. Поэтому
в М-последовательности отсутствует комбинация из т (в данном случае
из четырех) нулей. Нелинейная обратная связь организуется схемой &,
подключенной к единичным выходам первых трех разрядов регистра сдви-
га. Выход схемы & складывается по модулю 2 с выходом цепи линейной
обратной связи. При использовании нелинейной обратной связи допус-
тимо нахождение всех разрядов регистра в нулевом состоянии. В вырабаты-
ваемой таким регистром последовательности время от времени обязательно
присутствует комбинация из т нулей. Таким образом, М-последователь-
ность трансформируется в полное кодовое кольцо. Показано, что число
последовательностей кодовых колец с периодом 2т равно
й = 22("_1)-«. (10.10)
Корреляционные свойства сигналов, полученных на основе полных ко-
довых колец, исследовать довольно трудно. В основном для анализа спект-
ральных и корреляционных свойств используются численные методы [25].
220 Глава 10. Радионезаметность широкополосных сигналов
10.5. Расширение спектра за счет
перестройки частоты
Перестройка несущей частоты РЭС — едва ли не самый старый способ
обеспечения скрытности. Сначала рабочую частоту перестраивали время
от времени. Например, в каждом новом сеансе работали на иной несущей
частоте, известной приемнику собственной системы и неизвестной раз-
ведке. По мере увеличения оперативности средств РРТР потребовалось
переключать рабочую частоту чаще, несколько раз за сеанс. При выборе
скорости переключений исходят из того, что скрытность может быть обес-
печена, если продолжительность работы на каждой частоте не больше, чем
время определения частоты средством разведки. Практически в РЛС ча-
стоту меняют скачком от одного зондирующего импульса к другому (если
за это время удается перестроить параметры ФАР). В системах передачи
данных несущая частота сигнала может меняться от одного символа пере-
даваемого сообщения к другому или даже чаще. В этом последнем случае
каждый символ передается несколькими последовательно излучаемыми
радиоимпульсами разных частот.
Предположим, что передатчик РЭС, от которого требуется скрытность,
может работать на одной из Nсменных несущих частот^/, iel.N. Сред-
ство противодействия способно создавать помеху на частотах fuj, выб-
ранных из того же множества Jel:N. Все эти частоты известны средству
противодействия по накопленным за длительное время данным радиотех-
нической разведки. Эффективность противодействия характеризуется
вероятностью подавления РЭС Ру. В зависимости от конкретных условий
показатель подавления Ру может быть вероятностью ошибки приема со-
общения в системе передачи информации, вероятностью пропуска сиг-
нала от радиолокационной цели или вероятностью некоторой другой ошиб-
ки. Если противник угадал рабочую частоту передатчика и поставил на
этой частоте прицельную помеху, он обеспечит подавление РЭС с веро-
ятностью Рц. Если не угадал, эффективность противодействия будет ниже,
а качество маскировки соответственно выше: Ру < Рц для всех i * J. Не-
трудно подсчитать, что усредненное по множеству всех возможных ситу-
аций, складывающихся в конфликте средств радиопротиводействия и ра-
диозащиты, значение показателя эффективности маскировки будет
^=р“^+ри^Г~^ри приЛ^~- <1011)
Если только Ру < Рй, а это условие обязательно должно выполняться
для любой помехозащищенной системы, из (10.11) следует, что (Р) с ро-
10.5. Расширение спектра за счет перестройки частоты
221
стом числа рабочих частот N, убывает и стремится к Ру. Иначе говоря,
при использовании для маскировки скачков по частоте скрытность РЭС
возрастает с ростом числа рабочих частот.
В простейшем случае при использовании скачков по частоте на каж-
дой из рабочих частот zg 1:7V излучается простой узкополосный сиг-
нал, у которого В\ = \fT ~ 2. Спектральные полосы шириной А/, отводи-
мые для размещения спектра сигнала около каждой из рабочих частот
не должны перекрываться. Следовательно, как показано на рис. 10.9, для
работы маскируемого РЭС, нужно отвести полосу частот не меньшую, чем
Рис. 10.9. Спектр сигнала при ППРЧ
Это означает, что база сигнала, образованного в результате расшире-
ния спектра за счет скачков по частоте, оказывается равной
5 = 2(7У+1)Д/7 = (Л+1)5'. (10.12)
Но расширение спектра за счет использования скачков по частоте даст
полезный эффект для маскировки излучения РЭС только в том случае,
если конкретное значение несущей частоты сигнала, выбранное РЭС в
каждый данный момент времени, известно собственному приемнику и
неизвестно приемнику средства разведки. Иначе говоря, закон изменения
частоты должен быть детерминированным для своего приемника, но слу-
чайным для приемника средства разведки. Поэтому для управления гене-
раторами, обеспечивающими работу на переключаемых скачками диск-
ретных частотах, используют псевдослучайные последовательности. Фор-
мируемые такими генераторами сигналы с расширением спектра называют
сигналами с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ).
Требования к структуре последовательностей, управляющих несущей ча-
стотой в системах с ППРЧ, те же, что и в системах с дискретной псевдо-
случайной фазовой модуляцией. Схема, иллюстрирующая метод форми-
рования сигнала с ППРЧ, представлена на рис. 10.10.
Синтезатор частот в схеме рис. 10.10 осуществляет такое преобразова-
ние частоты опорного колебания, создаваемого задающим генератором,
222 Глава 10. Радионезаметность широкополосных сигналов
которое определяется текущим значением расширяющей псевдослучайной
последовательности g(/). Таким образом, несущая частота колебания на
выходе синтезатора, на которое в модуляторе МОД накладывается пере-
даваемое сообщение или запросный сигнал РЛС, будет случайной для
приемника средства разведки, но точно известна приемнику собственной
системы, имеющему такие же задающий генератор, синтезатор и генера-
тор ПСП.
Рис. 10.10. Формирование сигнала с ППРЧ
При выборе структура псевдослучайной последовательности g(/), рас-
ширяющей спектр сигнала с ППРЧ, учитываются те же соображения, что
и при расширении спектра за счет дискретной ФМ (разд. 10.4).
Несущая частота сигнала при ППРЧ может изменяться в очень широ-
ких пределах, т. е. за счет скачков частоты можно обеспечить очень сильное
расширение спектра, гораздо большее, чем за счет дискретной ФМ. Но
при дискретном переключении частот обычно не обеспечиваются нулевые
скачки фазы, т. е. фаза сигнала на каждом новом значении несущей часто-
ты оказывается случайной, не связанной с фазой предыдущей частотной
посылки. Это делает невозможным когерентное накопление на приемной
стороне сигналов, переданных на разных частотах. И чем короче длитель-
ность излучения каждой дискретной частоты, тем лучше скрытность сиг-
нала, но тем меньше возможности по его когерентному накоплению (сжа-
тию). Практически считается, что сжатие сигнала с ППРЧ возможно
только в пределах времени передачи на одной частоте. Сокращение вре-
мени когерентной обработки приходится компенсировать увеличением
мощности сигнала, что непременно снижает показатели энергетической
скрытности. Тем не менее техническая простота генерации сигналов со
скачками частоты и возможность получения значительного расширения
спектра обеспечивают таким сигналам большую популярность. Для даль-
нейшего улучшения скрытности и других показателей радиосистем с ППРЧ
применяют расширение спектра или полосы внутри каждой дискретной
частотной посылки. Так, для расширения полосы сигналов РЛС с ППРЧ
применяют внутриимпульсную линейную частотную модуляцию. Расши-
10.6. Сигналы с частотно-фазовой манипуляцией
223
рение спектра может быть получено за счет дискретной фазовой модуля-
ции сигналов, перестраиваемых по частоте, т. е. за счет применения сиг-
налов с дискретной частотно-фазовой модуляцией.
10.6. Сигналы с частотно-фазовой манипуляцией
Сигналы, полученные в результате манипуляции несущей одновремен-
но по частоте и фазе (ЧФМ-сигналы), могут рассматриваться как результат
дальнейшего развития ФМ- и ППРЧ-сигналов. Но в отличие от ППРЧ у
этих сигналов при смене частоты фаза меняется непрерывно. Интерес к
ЧФМ-сигналам объясняется несколькими причинами. Основные из них:
возможность построения больших ансамблей ортогональных сигналов с
повышенной структурной скрытностью, относительная простота получе-
ния больших значений базы сигнала, возможность перекрыть большие
диапазоны частот при наличии синтезаторов сигнала, работающих на
сравнительно низких тактовых частотах, возможность раздельного выбо-
ра законов модуляции фазы и частоты для построения сигналов с задан-
ными корреляционными свойствами.
В качестве примера можно рассмотреть построение ЧФМ-сигнала,
период которого включает L радиоимпульсов длительностью ти, с отно-
сительным частотным смещением каждого такого импульса на величину
Af и внутриимпульсной фазовой манипуляцией по закону двоичной
последовательности. Возможны три вида модуляции двоичной последо-
вательностью: каждый частотный элемент включает период одной и той
же фазовой последовательности; каждый частотный элемент включает раз-
ные фазовые последовательности; частотная составляющая включает сег-
мент фазовой последовательности.
Комплексная огибающая ЧФМ-сигнала может быть представлена в
виде
L м
sV) = - {к - 1)ти - M(i - 1)ти ] х
/=1г=1 (10.13)
х ехр{_/(Nj - N„)Дсо[/ - ти (£ -1)] - То (/ -1)}.
Структурная схема синтезатора ЧФМ -сигнала изображена на следую-
щем рис. 10.11.
Длительность, ширина спектра и база сигнала с ЧФМ могут быть опре-
делены следующим образом:
Г = М£ти; (10.14)
224
Глава 10. Радионезаметность широкополосных сигналов
F=2-[1 + Z>'(£-1)];
ти
В = 2FT = 2МД1 + B\L-1)],
(10.15)
(10.16)
где 5'=Д/ти.
Частными случаями сигнала являются дискретно-частотно-модулиро-
ванный (ДЧМ) сигнал при М= 1 и ФМ-сигнал при L= 1.
При заданной ти, определяемой быстродействием цифровых синтеза-
торов кода, увеличение базы ЧФМ-сигнала легко может быть достигнуто
как за счет расширения длительности сигнала (как для ФМ-сигнала), так
и за счет увеличения его полосы (как для ДЧМ-сигнала). Это обеспечива-
ет возможность построения ансамблей ЧФМ-сигналов с большим значе-
нием базы, получение которых при ФМ- и ДЧМ-сигналах может представ-
лять технические трудности.
Анализ сигнальной функции, определяющей большинство свойств
ЧФМ-сигналов, достаточно сложен. Еще сложнее обратная задача — под-
бор модулирующих числовых последовательностей gj- и g^ (/) под за-
данные характеристики ЧФМ-сигнала, которыми обычно являются ши-
рина главного лепестка и уровни боковых выбросов сигнальной функции
[17, 25]. Аналитически значения для выбросов функции неопределенности
могут быть получены только в дискретных узловых точках:
В этих точках можно порознь подбирать расширяющие числовые
последовательности gy-(/)n £ф(/) для модуляции частоты и фазы ЧФМ-
сигнала.
Контрольные вопросы и задачи 225
Контрольные вопросы и задачи
1. Почему и в какой степени применение широкополосных сигналов улучшает
показатели энергетической и структурной скрытности РЭС?
2. Перечислите основные показатели помехоустойчивости и помехозащищен-
ности сигналов.
3. Перечислите основные классы широкополосных сигналов.
4. Чем отличаются сигналы с расширением полосы от сигналов с расширением
спектра?
5. Найдите последовательность, которую будет генерировать схема рис. 10.8 при
начальных условиях 0001.
ГЛАВА 11
СНИЖЕНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ ЗАМЕТНОСТИ
11.1. Снижение эффективной поверхности
рассеяния за счет выбора малоотражающей
формы объекта
Заметность объектов для средств радиолокационной разведки приня-
то оценивать величиной эффективной поверхности рассеяния (ЭПР) [7]:
о» V = (а.|^, (11.1)
где £g [0; 1] — коэффициент деполяризации рассеянного целью поля (£);
Ротр — мощность отраженного радиолокационной целью сигнала; П1 —
плотность потока мощности радиолокационного сигнала в окрестности
точки расположения цели; F(a,p) — значение диаграммы обратного рас-
сеяния (ДОР) цели в направлении на радиолокатор; 5 — полная площадь
рассеяния цели.
Физически ЭПР представляет собой размерный коэффициент пропор-
циональности между мощностью отраженного радиолокационной целью
сигнала и плотностью потока мощности электромагнитного поля, создан-
ного антенной радиолокатора в окрестности точки расположения цели.
Очевидно, что о0 имеет размерность м2 и зависит от формы, размеров и
электрических свойств материала поверхности цели. Объекты радиоло-
кационной разведки — радиолокационные цели — имеют сложную фор-
му и рассеивают электромагнитные волны не изотропно. Значения ЭПР
для каждого конкретного направления (а,р) могут сильно различаться.
Решить электродинамическую задачу рассеяния электромагнитного
поля на реальных телах очень трудно. Но такая задача решается для мно-
гих тел несложной формы. Некоторые результаты решений представле-
ны в табл. 11.1, где указаны значения ЭПР простейших поверхностей, из
которых формируются сложные поверхности летательных аппаратов и
других технических объектов.
Как видно из табл. 11.1, плоские поверхности имеют большую ЭПР
только при направлениях облучения, близких к нормали. По всем другим
направлениям ЭПР плоских поверхностей гораздо меньше. То же справед-
11.1. Снижение ЭПР за счет выбора малоотражающей формы объекта 227
Таблица 11.1
Вид цели Форма цели ЭПР цели
1 I
Диск
Выпуклая
поверхность
с радиусами
кривизны
Р1 и р2
Уголковый
отражатель
с прямоуголь-
ными гранями
228
Глава 11. Снижение радиолокационной заметности
Продолжение табл. 11.1
Конус (вдоль < ОСИ) (а 2 ( ) ^Огпах — tg
Цилиндр _ 4я2г/2 >4-^^ °о X 1 max = 12л 1 sin г/2 F’ ( —— sin 0 1 X ) fall • л —sinO X 2 sinO;
Поверхность овальной формы \ — ^2 ^Omax tg 0q.
Конус со 1 сферическим о о = 1,03лг2 основанием — и у Х--2 , 2лг 1< <15. X г2лг\ < > >
Конус-цилиндр [Ьг\ "^7*^ ( 1 1 — ГГ . — ' 4л3г2 л + ос} / • 7 у sin л л + ос^
Л ^0 COS ( 2 А л -СО! кК + а> ( 2л2 ' ^Л + ОС^ I2 ’
либо и для цилиндрических поверхностей, если они облучаются с направ-
ления, нормального к образующей. Малоотражающими формами являются
клин и конус при облучении со стороны вершины. При одинаковых раз-
мерах наибольшими значениями ЭПР обладают трехгранные уголковые
отражатели с углом при вершине 90°.
Из-за того что реальные рассеивающие объекты имеют сложную фор-
му, в точке приема наблюдается интерференционная картина парциальных
сигналов, отраженных от различных частей разными элементарными от-
ражателями. Сравнение величины ЭПР разных элементарных отражателей,
имеющих примерно равные значения площадей проекций на плоскость,
нормальную направлению наблюдения, показывает, что их ЭПР может
отличаться на 30...40 дБ, а ширина главного лепестка ДОР изменяться в
большом диапазоне. Поэтому ЭПР реальных сложных объектов сущест-
11.1. Снижение ЭПР за счет выбора малоотражающей формы объекта 229
венно зависит от формы их наружной поверхности, образованной набором
элементарных отражателей. Зависимость ЭПР от габаритных размеров
выражена гораздо слабее. Кроме того, большое влияние на ЭПР оказывает
угловое расположение элементарных отражателей и направление облуче-
ния. Так, при облучении диска под углом 10° к нормали его ЭПР на 28 дБ
меньше ЭПР трехгранного отражателя, а при нормальном падении волны
на диск его ЭПР на 3 дБ больше, чем у того же уголкового отражателя.
ДОР отдельных элементов поверхности объекта существенным обра-
зом влияет на формирование результирующей ДОР. Например, если в
образовании суммарного отраженного сигнала участвуют элементы с ши-
рокими ДОР, то результирующая ДОР будет иметь большее число и боль-
шую ширину лепестков, чем в том случае, когда отдельные элементы имеют
узкие ДОР. Объяснить этот эффект можно тем, что при изменении вза-
имного расположения элементов относительно приемной антенны изме-
няются не только фазы сигналов. При формировании совокупности эле-
ментов с узкими ДОР резче изменяются амплитуды парциальных сигналов.
Кроме того, в последнем случае результирующая интерференционная
картина вторичного поля формируется в более узком угловом секторе
пространства. Таким образом, исключение широконаправленных отража-
телей из архитектуры объекта приведет к увеличению дисперсии величины
ЭПР, что, в свою очередь, уменьшит вероятность обнаружения отражен-
ного сигнала и соответственно улучшит радиолокационную незаметность
объекта. Если же число элементов с узкими ДОР окажется настолько боль-
шим, что их диаграммы будут совмещаться, то при любом угловом поло-
жении объекта всегда найдутся такие элементы, сигналы от которых бу-
дут складываться. Действительно, за счет интерференции сигналов от двух
одинаковых элементарных отражателей с ЭПР s у каждого, суммарная ЭПР
будет в пределах от 0 до 4$, имея в среднем значение 2s. Таким образом,
наличие элементов с одинаковой ЭПР увеличивает радиолокационную
заметность.
На основе приведенных соображений можно сформулировать ряд
принципов, которым нужно следовать при создании облика малоотража-
ющего объекта.
1. Для повышения радиолокационной незаметности объекты нужно
компоновать из элементов с минимальной шириной ДОР.
2. При создании малозаметных для РЛС объектов следует использо-
вать элементы с минимальными значениями ЭПР и минимизировать число
самих этих отражателей. Прежде всего следует избегать использования
взаимно перпендикулярных поверхностей, которые образуют уголковые
отражатели.
i
230
Глава 11. Снижение радиолокационной заметности
3. Взаимное расположение элементов, из которых состоит сложный
объект, должно минимизировать число направлений, на которых могут
совмещаться главные лепестки ДОР. А если такого совмещения избежать
не удается, нужно минимизировать ЭПР элементов по этим направлениям.
Для иллюстрации практического применения этих принципов на
рис. 11.1 приведена компоновочная схема одной из модификаций ма-
лозаметного высотного самолета воздушной разведки SR-71.
Рис. 11.1. Малозаметный для РЛР самолет
На рис. 11.1 видно, что нижняя поверхность планера делается мак-
симально плоской. Поэтому самолет будет иметь значительную ЭПР толь-
ко относительно РЛС, расположенных непосредственно под ним. Хвос-
товое оперение не имеет ортогональных друг другу поверхностей. Для этого
применяют два отклоненных от вертикали стабилизатора. Такая кон-
фигурация создает заметную ЭПР только со стороны РЛС, расположен-
ных выше плоскости траектории полета. Резкие изломы поверхности и
кромки, имеющие большие ЭПР, в основном располагаются так, чтобы
они экранировались фюзеляжем от излучений РЛС, расположенных ниже
самолета. Носовая часть самолета близка к конической с малым углом при
вершине. Очень большой вклад в ЭПР дают резкие переходы и изломы
поверхностей в узлах крепления наружных подвесных контейнеров и
средств вооружения. Для улучшения радиолокационной незаметности
избегают использовать подвесные элементы на пилонах и стремятся к
внутрифюзеляжному расположению всего дополнительного оборудования.
Головным частям (ГЧ) межконтинентальных баллистических ракет
(МБР) придают малоотражающие формы вроде тех, что изображены на
рис. 11.2 [21].
Основная задача при выборе формы головной части — добиться ма-
лой ЭПР на тех ракурсах, по которым могут располагаться радиолокаци-
онные средства противоракетной обороны. Для этого поверхности ГЧ
11.2. Применение противорадиолокационных покрытий
231
придают форму, объединяющую несколько поверхностей вращения. Но-
сик головной части имеет форму конуса или полусферы (коническое или
оживальное окончание). При этом уменьшается вторичное излучение,
обусловленное дифракцией на заостренном конце поверхности объекта.
Коническая боковая обечайка может сопрягаться с другими конически-
ми или цилиндрическими поверхностями. Торцевая (донная) часть может
иметь форму сегмента сфероида, полусферы или усеченного конуса. Форма
головных частей в донной части определяется необходимостью установ-
ки двигателей. Головную часть обычно стабилизируют на траектории,
чтобы она ориентировалась на РЛС минимальной ЭПР.
Рис. 11.2. Малоотражающие формы ГЧ МБР
При изменении ориентации объекта относительно РЛС его заметность
тоже изменяется вместе с изменением ЭПР. При этом удобно считать, что
мощность сигнала, отраженного объектом, флюктуирует случайным об-
разом. Но вероятность правильного обнаружения флюктуирующего сиг-
нала меньше, чем вероятность обнаружения детерминированного сигна-
ла при той же средней мощности. Значит, для увеличения незаметности
следует не только снижать среднее значение ЭПР радиолокационных
целей, но и увеличивать дисперсию ее флюктуаций. Иначе говоря, ДОР
малозаметного объекта должна иметь многолепестковую форму с большим
различием между уровнями лепестков.
11.2. Применение противорадиолокационных покрытий
Применение радиопоглощающих материалов и покрытий — мощный
резерв снижения радиолокационной заметности. При взаимодействии
электромагнитного поля с материалом, покрывающим поверхность радио-
локационной цели, наблюдается поглощение, рассеяние и интерференция
232 Глава 11. Снижение радиолокационной заметности
волн. Поглощение ослабляет поле падающей волны за счет перехода элек-
тромагнитной энергии в тепло вследствие диэлектрических и магнитных
потерь. Рассеяние происходит в результате преобразования распростра-
няющегося в материале потока электромагнитной энергии определенно-
го направления в потоки по различным направлениям, в том числе и по
таким, которые не достигнут приемных антенн средств разведки. Интер-
ференция падающих на поверхность цели и отраженных радиоволн харак-
теризует отражательную способность радиопоглощающего материала за-
щитного покрытия в направлении наибольшего вторичного излучения от
его поверхности.
По конструктивному применению обычно различают радиопогло-
щающие материалы, которые наносятся на поверхность защищаемо-
го объекта (противорадиолокационные покрытия) и радиопоглощающие
конструкционные материалы, используемые для создания малозаметных
объектов. Независимо от типа радиопоглощающие материалы должны
обеспечивать минимальное отражение радиоволн от защищаемой поверх-
ности, максимальное поглощение электромагнитных волн, широкий ча-
стотный диапазон поглощаемой энергии. Они также должны иметь высо-
кую прочность, способность работать в широком интервале механических
и температурных воздействий, стойкость к агрессивным средам, надеж-
ность и долговечность, возможно меньший удельный вес и стоимость.
В интерференционных покрытиях создаются такие условия, при ко-
торых падающая и отраженная волны взаимно компенсируют друг друга.
Материал поглощающих покрытий выбирается из условия максимально-
го преобразования в нем падающей электромагнитной энергии в тепло-
вую за счет наведения вихревых токов, магнитногистерезисных и (или)
высокочастотных диэлектрических потерь.
И, наконец, в зависимости от электрических и магнитных свойств
радиопоглощающие материалы покрытий можно разделить на диэлектри-
ческие и магнитодиэлектрические.
Маскирующее действие радиопоглощающих материалов эффективно
лишь в случаях, когда линейные размеры плоских поверхностей защища-
емых объектов или же радиусы кривизны их поверхностей значительно
превышают длину волны в материале покрытия
где 5 — площадь поперечного сечения объекта.
Если длина волны превышает максимальный размер объекта, наблю-
дается релеевское рассеяние, примерно одинаковое у объектов с конечной
11.2. Применение противорадиолокационных покрытий
233
и с бесконечной проводимостью. Вследствие этого покрытие с конечной
проводимостью ведет себя как идеальный проводник, и падающая элект-
ромагнитная энергия им не поглощается.
Поглощающий материал соответствует своему назначению в том слу-
чае, когда в нем отсутствует отражение электромагнитной волны от внеш-
ней кромки поверхности, а энергия, проникающая внутрь материала,
полностью им поглощается. Выполнение этих условий достигается соот-
ветствующим подбором электрических свойств материала, в первую оче-
редь комплексной диэлектрической проницаемости и комплексной маг-
нитной проницаемости.
Отражение электромагнитной волны от бесконечной идеально про-
водящей поверхности, покрытой радиопоглощающим веществом, иллюс-
трируется рис. 11.3.
Рис. 11.3. Радиопоглощающее покрытие
Комплексный коэффициент отражения плоской волны от границы
раздела двух сред — свободного пространства и поверхности покрытия —
зависит от различия волновых сопротивлений и равен [39]
(И.З)
где ZQ
= 120 л — волновое сопротивление свободного пространства,
G7 Нп , £
a Zn = —— — волновое сопротивление материала покрытия; £ =— и
V £п £0
Ц =— — относительные значения соответственно диэлектрической и
Цо
магнитной проницаемости материала покрытия.
Для того чтобы покрытие полностью поглощало энергию падающих
на него радиоволн, нужно выполнить условие К=0. Материал с такими
234
Глава 1L Снижение радиолокационной заметности
свойствами, как следует из (10.3), должен иметь ц0 /е0 = ц'/е'. Таким ус-
ловиям удовлетворяют покрытия, в состав которых входят вещества с до-
статочно большими потерями. Структуру таких покрытий образуют час-
тицы ферромагнетика, сцементированные изоляционным материалом из
немагнитного диэлектрика. Однослойные покрытия этого типа достаточ-
но эффективны в диапазоне метровых и дециметровых волн. Эффектив-
ность действия покрытия повышается, если оно неоднородно и его коэф-
фициент поглощения постепенно увеличивается от наружной поверхности
покрытия к поверхности защищаемого объекта.
Для поглощения волн сантиметрового диапазона используют много-
слойные покрытия с изменяющимися от слоя к слою параметрами, так
что проницаемость диэлектрика е' возрастает от наружной поверхности
вглубь. Каждый слой таких покрытий образуется компаундом на основе
пенополистирола или каучука, а поглотителем служит углерод (графит или
сажа). Концентрация поглотителя от слоя к слою меняется. Для согласо-
вания покрытия с внешним (свободным) пространством относительная
диэлектрическая проницаемость должна равняться единице, т. е. Сг = е0,
а мнимая составляющая (тангенс угла диэлектрических потерь) должна
быть близкой к нулю. Резкое изменение параметров е и ц от слоя к слою
недопустимо, поскольку это приводит к увеличению коэффициента от-
ражения от границы раздела двух слоев.
Для уменьшения остаточного отражения применяют покрытия, наруж-
ная поверхность которых представляет собой рельефную геометрическую
неоднородность, состоящую из периодически повторяющихся неровно-
стей в виде пирамидальных или конических шипов (рис. 11.4).
Рис. 11.4. Рельефная поглощающая поверхность
11.2. Применение противорадиолокационных покрытий 235
Чтобы увеличить число отражений между шипами и, следовательно,
снизить отражение от поверхности покрытия, угол при вершине 0 выгод-
но делать небольшим.
Если в поглощающих покрытиях большая часть энергии превращает-
ся в тепло прежде чем электромагнитные волны достигнут отражающей
поверхности защищаемого объекта, то в интерференционных покрытиях
уменьшение отражения от маскируемого объекта происходит в результа-
те интерференции двух радиоволн: отразившейся от поверхности объекта
и от поверхности покрытия (рис. 11.5).
Рис. 11.5. Интерференционное защитное покрытие
Падающая волна многократно отражается от границы раздела двух сред
«покрытие — объект» и поглощается в веществе покрытия. Естественно,
что при этом расстояние между отражающими поверхностями (толщина
покрытия) должно быть таким, чтобы обеспечивалось сложение радиоволн
в противофазе.
Отсутствие отражения от интерференционного покрытия достигает-
ся при условии
п
®отр—0» (11.4)
/=1
где Е, — составляющая отраженной волны от границы раздела «свобод-
ное пространство — покрытие».
Напряженность поля, отраженного в направлении источника падаю-
щей волны, равна нулю, если выполняются условия
где р — коэффициент затухания волны за одно прохождение поглощаю-
щего покрытия в прямом и обратном направлениях; |г| — модуль коэф-
236
Глава 11. Снижение радиолокационной заметности
фициента отражения покрытия; / — общая толщина покрытия; Хп — дли-
1 -1
на волны в веществе покрытия с параметрами е и ц: Лп = — — л0 — ре-
зонансная длина волны.
Интерференционные покрытия тоньше поглощающих. Однако, как
следует из принципа их действия, они более узкополосны, и это зачас-
тую ограничивает возможности их применения. По-видимому, наиболее
перспективными являются комбинированные многослойные покрытия.
Чтобы интерференционное покрытие обладало еще и поглощающи-
ми свойствами, в его состав вводят ферромагнетики и компаунды на ос-
нове различных пластмасс или каучука с примесями сажи или порошка
графита в качестве поглотителя. Достоинством интерференционных по-
крытий является их значительная механическая прочность, гибкость, срав-
нительно малая толщина и небольшая масса.
Эффективность действия интерференционных покрытий зависит также
от угла падения электромагнитной энергии на их поверхность. Минималь-
ное отражение достигается при нормальном падении радиоволн. При дру-
гих углах падения коэффициент отражения резко возрастает. Таким обра-
зом, покрытие интерференционного типа представляет собой резонансный
поглотитель, состоящий из слоя диэлектрика, наложенного на защища-
емый металл. Толщина слоя диэлектрика, его диэлектрическая постоян-
ная и тангенс угла диэлектрических потерь могут быть выбраны такими,
что коэффициент отражения на некоторой, наиболее вероятной длине вол-
ны, будет равен нулю. При этом наибольшее отклонение частоты падаю-
щей волны от резонансной частоты поглощаемого излучения не должно
превышать ±5 %. Иначе значительно понижается эффективность погло-
щения энергии падающего электромагнитного поля. Для того чтобы по-
крытия сохраняли эффективность в широкой полосе частот и соответствен-
но были бы более универсальными, их делают многослойными.
Поглощающая способность многослойных интерференционных по-
крытий и их диапазонность существенно зависят от количества и толщины
слоев, а также от электрических параметров используемых материалов. При
соответствующем подборе значений проводимости и диэлектрической
проницаемости можно считать, что каждый слой согласован с колебани-
ями в узкой полосе около одной частоты, а несколько слоев обеспечива-
ют малое значение коэффициента отражения в диапазоне [21].
С использованием современных материалов удается снизить коэффи-
циент отражения до 20 дБ и более в широкой полосе (до 30 % от средней
рабочей частоты).
11.3. Уменьшение радиолокационной заметности антенных систем 237
Малоподвижные или стационарные объекты и сооружения для радио-
локационной маскировки могут покрываться специальными накидками
из поглощающих материалов, работающих по тем же принципам, что и
радиопоглощающие материалы покрытия летательных аппаратов. Для
уменьшения ЭПР зданий и сооружений используются специальные объем-
но-поглощающие строительные материалы (бетоны с примесями порош-
ков проводящих материалов и ферромагнетиков).
11.3. Уменьшение радиолокационной заметности
антенных систем
Значительный вклад в радиолокационную заметность объектов, содер-
жащих и использующих РЭС, вносят антенные системы. Так, самолет в
зависимости от типа и назначения может нести на своем борту до 100 и
более антенн бортового радиоэлектронного комплекса. В состав комплекса
входят радиолокационный прицел, радиолокатор бокового обзора, автоном-
ные средства радионавигации (радиовысотомеры, доплеровский изме-
ритель скорости и угла сноса) и средства ближней, дальней и спутниковой
радионавигации, системы передачи информации и связи, радиолокацион-
ный визир, средства радио- и радиотехнической разведки, активные сред-
ства радиопротиводействия. На борту ракет могут работать системы радио-
управления и радиосистемы автономной навигации, радиовзрыватели,
радиотелеметрические системы. В еще большей степени радиоэлектронны-
ми средствами насыщены морские корабли, а также наземные мобильные
и стационарные объекты. Все эти средства и системы используют как пе-
редающие, так и приемные антенны. А антенны увеличивают радио-
локационную заметность. По имеющимся оценкам вклад антенн бортовых
радиоэлектронных комплексов в ЭПР самолетов составляет от 10...20 % до
40...50 %. У ракет с головками самонаведения в наиболее опасном секторе
углов облучения в передней полусфере ЭПР антенны составляет пример-
но от 30 до 90 % общей ЭПР. У крылатых ракет этот показатель составляет
50...60 %. При этом вклад различных типов антенн в общую ЭПР летатель-
ного аппарата неодинаков: наибольшую ЭПР имеют зеркальные антенны
большой апертуры (антенны радиолокационного прицела, радиолокаци-
онного визира и т. п.), а также плоские антенные решетки. Однако такие
антенны имеют узкую диаграмму обратного рассеяния. Подобных антенн
с большой ЭПР на борту ЛА немного, как правило, — единицы (1...5).
Остальные антенны имеют в основном небольшую ЭПР (от 0,01 до 1 м2),
но обладают большой (до 360°) шириной ДОР.
238
Глава 11. Снижение радиолокационной заметности
Относительный вклад антенных систем в заметность наземных и мор-
ских объектов меньше, чем у летательных аппаратов. Тем не менее и для
таких объектов возникает насущная проблема разработки методов и средств
уменьшения радиолокационной заметности антенн. В настоящее время
известны три основные направления исследований и разработок, направ-
ленных на уменьшения радиолокационной заметности антенн.
Первое направление предусматривает такие комплексные подходы к
проектированию радиоэлектронных средств, согласно которым миними-
зируется общее число антенн, используемых радиоэлектронными средства-
ми различного функционального назначения и структуры. Этого можно
достичь, используя на борту ЛА универсальные многофункциональные ан-
тенные решетки, которые одновременно могут обслуживать радиолокаци-
онные средства, средства радиоэлектронного противодействия, средства
предупреждения о нападении ракет противника, опознавания «свой —
чужой», радиосвязи и передачи данных и т. п. Уменьшить общее число
антенн при сохранении объема необходимой текущей информации, полу-
чаемой на борту ЛА, можно и в том случае, когда такая информация по-
ступает от других источников, например от спутниковых навигационных
систем и систем обнаружения, распознавания и сопровождения целей, раз-
ведывательно-ударных комплексов и комплексов дальнего радиолокаци-
онного обнаружения. При этом приемные антенны можно размещать в
местах, удобных для приема поступающей информации (например, с ори-
ентацией ДНА в верхнюю полусферу для приема сигналов, поступающих
от спутниковых систем). В результате эти антенны не будут влиять на ЭПР
ЛА в нижней полусфере, наиболее опасной при наблюдении ЛА назем-
ными и воздушными радиолокационными системами.
Второе направление связано с разработкой методов и средств умень-
шения заметности каждой из антенн радиоэлектронного комплекса.
Поле, рассеянное антенной, по характеру своего возникновения раз-
деляется на две составляющие. Первая из них появляется в результате
приема и последующего переизлучения энергии падающего электромаг-
нитного поля. Вторая составляющая не связана с антенной спецификой
и появляется в результате дифракции падающей волны на внешних эле-
ментах антенны. Обе составляющие существуют одновременно, но в на-
правлении главного лепестка ДОР и вблизи него второй составляющей
можно пренебречь. В направлениях, значительно отклоняющихся от мак-
симума главного лепестка, пренебрежимо малой становится первая состав-
ляющая.
Применение радиопоглощающих материалов и покрытий для сниже-
ния радиолокационной заметности антенн невозможно: поглощая электро-
11.3. Уменьшение радиолокационной заметности антенных систем
239
магнитное излучение РЛС противника, такие покрытия одновременно
нарушают нормальное функционирование антенн в их рабочих диапазонах
длин волн.
Возможные методы и средства уменьшения ЭПР антенн можно услов-
но разделить на три основные группы. Во-первых, непосредственно в
антеннах используются частотно-селективные и поляризационно-селектив-
ные структуры с неизменяемыми во времени параметрами. Такие струк-
туры радиопрозрачны или отражают, как металл, на рабочих частотах и
поляризациях и непрозрачны или сильно поглощают на всех других часто-
тах и поляризациях. Во-вторых, ЭПР антенн уменьшают за счет ухудшения
характеристик антенн в нерабочие промежутки времени (между излуче-
нием и приемом сигналов РЛС или в то время, когда не работают системы
передачи информации). Для изменения характеристик антенн использу-
ются электрически управляемые во времени среды или электрически по-
ворачиваемые металлические экраны. В рабочие промежутки времени ха-
рактеристики антенн восстанавливаются. В-третьих, невидимые для РЛС
зеркальные антенны получаются, если раскрыв антенны прикрыть экра-
ном, отражающим падающую на него из внешнего пространства волну в
направлениях, не совпадающих с направлением прихода. Такие экраны
создаются на основе радиопрозрачных плоскослоистых сред, образован-
ных прилегающими друг к другу слоями диэлектрических материалов.
Исследования показывают, что использование таких селективных экра-
нов способно уменьшить ЭПР зеркальной антенны на 11...30 дБ.
Для управления радионезаметностью линейных антенн КВ- и УКВ-
диапазонов на металлические стержни, из которых изготавливается антен-
на, наносится слой радиопоглощающего материала, несильно ослабляю-
щего сигнал на рабочей частоте. Слой поглотителя увеличивает попереч-
ное сечение проводника, что приводит к увеличению ЭПР антенны, но
одновременно уменьшает его длину, необходимую для обеспечения резо-
нанса на рабочей частоте. В сантиметровом радиолокационном диапазо-
не ЭПР таких антенн становится заметно меньше (примерно на 15 дБ).
Требования сохранения рабочих характеристик на основной частоте
и минимальной радиолокационной заметности противоречат друг другу.
В общем случае для разрешения противоречия между этими требованиями
конструкцию линейных антенн приходится оптимизировать по комплекс-
ному критерию, учитывающему и эффективность работы антенны, и ее
радиолокационную заметность.
Третья группа методов уменьшения заметности предусматривает мини-
атюризацию антенн при сохранении их основных рабочих характеристик.
Естественно, что за счет уменьшения габаритов антенн мощность вторич-
240
Глава 11. Снижение радиолокационной заметности
ного излучения существенно уменьшается. Исторически миниатюризация
была обусловлена не потребностями уменьшения радиолокационной за-
метности, а необходимостью уменьшения габаритных размеров антенных
систем. Первым техническим решением по этому направлению было со-
здание ферромагнитных антенн. При той же действующей высоте ферри-
товые приемные антенны имеют на рабочей частоте в цд раз меньшую
площадь, где цд — действующая проницаемость ферромагнетика. При
уменьшении длины волны действующая проницаемость магнитопровода
падает, а потери в нем растут. Поэтому магнитные антенны в сантимет-
ровом диапазоне имеют существенно меньшие значения ЭПР, чем антенны
других типов, при заданной действующей высоте.
Известны и другие инженерные методы уменьшения ЭПР антенн.
11.4. Комплексное применение методов
противорадиолокационной маскировки
В последние годы комплексные исследования и разработки методов
снижения вероятности обнаружения объектов вооружения и военной тех-
ники именуются собирательным термином «технология Stealth». Прежде
всего программа Stealth объединила исследовательские, конструкторские
и технологические направления, ставящие целью снижение радиолокаци-
онной и тепловой заметности объектов за счет совершенствования форм
их наружной поверхности, устранения блестящих точек и применения
специальных конструкционных материалов.
Снижение радиолокационной заметности прямо связано с уменьшени-
ем ЭПР объекта. В рамках программы Stealth была поставлена задача сни-
зить ЭПР самолетов до 0,001...0,01 м2. При этом имеются теоретические и
практические основания для достижения такого уровня ЭПР. А это позво-
ляет создать самолет, практически невидимый для моностатических РЛС.
Принципы компоновки малоотражающего объекта, на которых осно-
вывается технология Stealth, вкратце сводятся к следующим.
1. Для существенного снижения ЭПР уголковых отражателей, обра-
зуемых пересекающимися аэродинамическими и другими поверхностями
летательного аппарата, подбирают соответствующие углы и материалы
радиопоглощающего покрытия; на разных поверхностях используют по-
крытия с разными импедансами, причем стремятся использовать тупые
углы пересечения поверхностей, при которых не возникают отражения
высоких порядков (выход в обратном направлении многократно переотра-
женных волн).
11.4. Применение методов противорадиолокационной маскировки
241
2. Для наилучшего использования противорадиолокационных покры-
тий выделяют основные, доминирующие механизмы рассеяния и подбира-
ют соответствующие поверхностные сопротивления в требуемом угловом
секторе.
3. Основные компоновочные решения и применение покрытий взаим-
но дополняют друг друга, и это позволяет весьма существенно снизить
ЭПР не только отдельных элементов конструкции, но и всего объекта в
целом.
Применение сформулированных конструктивных принципов иллюст-
рируется примером (рис. 11.6).
Рис. 11.6. Самолет, выполненный по технологии Stealth: 1 — экраниру-
ющая сетка воздухозаборника; 2 — кили с наклоном внутрь; 3 — внеш-
няя конструкция, разделенная на грани для уменьшения отражений;
4 — защищенное от отражений электромагнитных волн сопло двигателя;
5 — центральный киль для рассеивания горячих выхлопных газов
двигателя; 6 — задняя кромка крыла с обратной стреловидностью
Для уменьшения вклада антенн в ЭПР маскируемого объекта, техно-
логия Stealth предусматривает применение антенн, малоотражающих в
главных лепестках диаграммы направленности.
Основные технические проблемы, которые решаются в процессе про-
ектирования и компоновки самолетов по технологии Stealth: размеще-
ние двигателей внутри элементов конструкции самолета; уменьшение
площади поперечного сечения самолета; внутренняя подвеска оружия;
ликвидация вертикального оперения; создание адаптивной многофункцио-
нальной антенной системы с управляемым минимумом диаграммы направ-
ленности. При этом единая антенная система должна совмещать три функ-
ции: работать в составе глобальной системы навигации, объединенной
системы распределения тактической информации и системы опознавания
«свой — чужой».
242
Глава 11. Снижение радиолокационной заметности
Усредненная по разным ракурсам ЭПР самолета (рис. 11.6) составляет
примерно 0,001...0,01 м2.
Совершенно иная идеология программы Stealth используется при
построении малоотражающих надводных кораблей. Морские корабли
невозможно сделать невидимыми для средств радиолокационной развед-
ки. Поэтому их радиолокационную заметность стремятся снизить до та-
кого уровня, чтобы обеспечивалась достаточная маскировка искусствен-
но создаваемыми помехами и надежная защита от оружия, оснащенного
радиосистемами самонаведения.
При проектировании современных кораблей на основе технологии
Stealth используются низкосидящие корпуса выпуклой формы. Надстрой-
кам придают форму простых архитектурных форм (усеченные пирамиды
с наклоном стенок 8... 10°, конусы и т. п.). Вооружение встраивают под
обводы корпуса и надстроек. Применяют многофункциональные инфор-
мационные системы, оснащенные фазированными антенными решетка-
ми. Избегают использовать уголковые образования на переходах от плос-
ких к криволинейным поверхностям, фокусирующим вторичное излучение
в узких секторах и в заданных направлениях. Широко применяются как
стационарные, так и съемные радиопоглощающие материалы и покрытия.
Все эти принципы и приемы в совокупности позволяют снизить ЭПР
«незаметного» для РЛС корабля на порядок по сравнению надводными
кораблями аналогичных классов.
Контрольные вопросы
1. Как влияет форма объекта на его радиолокационнную заметность?
2. Укажите основные направления и способы снижения ЭПР радиолокацион-
ных целей.
4. Какие известны противорадиолокационные покрытия. Когда и как они
применяются?
4. Как снижают радиолокационную заметность антенн?
ГЛАВА 12
МАСКИРУЮЩИЕ ВОЗДЕЙСТВИЯ НА СРЕДУ
РАСПРОСТРАНЕНИЯ СИГНАЛОВ
12.1. Модификация среды распространения сигнала
К настоящему времени известно очень много методов и средств воз-
действия на среду распространения сигнала для изменений наблюдаемо-
сти объектов разведки. Арсенал методов и средств модификации среды
распространения сигналов постоянно пополняется как за счет использо-
вания новых физических эффектов, так и за счет совершенствования
способов воздействия на известные механизмы рефракции, поглощения,
отражения, рассеяния сигнала в среде. Очень разнообразны и технические
средства модификации среды, реализующие разные способы организации
маскирующих завес, вносящие изменения в характеристики радиосигна-
лов, уменьшающие радиоконтраст объектов на окружающем их фоне.
Модификация среды маскирует объекты от средств РРТР и от РЛС
обнаружения и сопровождения не за счет излучения специальных поме-
ховых сигналов. Поэтому многие способы воздействия на среду для ма-
скировки называют «пассивными» в отличие от «активных» способов, пред-
полагающих маскировку излучаемыми помехами. Названия «пассивные
методы» маскировки и «пассивные помехи» столь же традиционны, сколь
и неудачны: их применение предусматривает вполне активные действия.
Тем не менее термин «пассивные помехи» для обозначения по крайней
мере некоторых способов радиомаскировки используется в технике РЭБ
без кавычек.
Под пассивными помехами в технике РЭБ понимают помехи, образу-
ющиеся в результате рассеяния и переотражения электромагнитных волн
от массовых и пространственно распределенных объектов (сред) [2, 3].
К пассивным помехам относятся также различные ионизованные плаз-
менные образования, которые модифицируют электрические свойства сре-
ды распространения электромагнитных волн.
Таким образом, следует выделить два основных класса пассивных
помех: пассивные пространственно-протяженные помехи и средства, мо-
дифицирующие свойства среды распространения электромагнитных волн.
К средствам создания пассивных помех относят и ложные цели, пассив-
но отражающие электромагнитные волны. Такие цели образуют помехи
244 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
не за счет изменения свойств среды распространения сигнала. Они явля-
ются пространственно-разнесенными объектами точечного типа и состав-
ляют отдельный класс помех, изменяющих сигнальную обстановку и де-
зинформирующих средства радиолокационной разведки и РЛС другого
назначения об истинных свойствах и характеристиках объектов.
Классификация способов модификации среды для обеспечения радио-
незаметности приведена на рис. 12.1.
Способы модификации среды
распространения сигнала
Пассивные помехи! Дипольные отражатели
I Аэрозоли
Плазмообразования | Локальные
I Глобальные
Рис. 12.1. Способы модификации среды распространения сигналов
Дипольные отражатели (ДО), примененные в массовом количестве и
образующие облака, способны поглощать и рассеивать энергию электро-
магнитных волн, создаваемых передающими антеннами РЛС. ДО могут
применяться и в комплексе с активными помехами, когда они создают
ложную сигнальную обстановку, подсвечиваясь передатчиками средств
РЭП. Аэрозольные образования используются для маскировки от средств
радиоэлектронных разведок в высокочастотной части шкалы электромаг-
нитных волн — видимого и инфракрасного диапазонов. Но при некоторых
условиях аэрозоли могут поглощать и рассеивать сигналы миллиметровых
РЛС. Плазмообразования возникают за счет сжигания в атмосфере угле-
водородного топлива, обычно со специальными легкоионизуемыми до-
бавками. Так создаются локальные ионизованные области, непрозрачные
для сигналов, используемых средствами радиоэлектронных разведок. Ло-
кальные плазменные облака могут возникать и при движении летательных
аппаратов (прежде всего — головных частей баллистических ракет) в разре-
женной высотной атмосфере. Глобальные плазмообразования в атмосфере,
а точнее, большие пространственные области высокой ионизации, обра-
зуются за счет ударной ионизации молекул атмосферных газов частица-
ми высокой энергии, образующимися при высотных ядерных взрывах [2].
12.2. Дипольные помехи
Исторически дипольные помехи (станиолевые ленты) — это самые
первые средства, которые начали использоваться для радиоэлектронной
маскировки. Тем не менее их с успехом применяют до сих пор. В настоя-
12.2. Дипольные помехи
245
щее время диполи длиной — (к — целое число) изготавливают из ди-
2
электрика с проводящим покрытием. Но возможно применение и поглоща-
ющих («черных») диполей с графитовым покрытием. Диполи разных длин
собираются в пачки и рассеиваются в пространстве, где распространяют-
ся сигналы. Облака рассеянных диполей отражают сигналы в широкой
полосе частот А£~5...15 %. Для поддержания большой эффективной от-
/о
ражающей поверхности (ЭПР) развернутой пачки (оД0»ола) их сбрасы-
вают достаточно часто с небольшим разносом по времени. Полученные
дипольные облака (рис. 12.2) создают яркие засвеченные секторы на экра-
нах индикаторов РЛС и долго висят в среде распространения радиолока-
ционного сигнала, создавая помехи как РЛС обнаружения, так и РЛС ком-
плексов управления оружием. Толщина диполей обычно мала (десятки
микрон), при ее выборе учитывают лишь поверхностный эффект и меха-
нические свойства, прежде всего — прочность.
Рис. 12.2. Развертывание пачки диполей
Очень важен для тактики применения пассивных дипольных помех
вопрос о динамике развертывания дипольного облака. Летательный ап-
парат (рис. 12.2, а) выбрасывает по ходу полета пачку диполей. Процесс
развертывания пачки в спутной струе двигателя ЛА является нестационар-
ным случайным процессом. Ширина облака по оси х(1) является случай-
ной величиной с плотностью вероятности Р(х|/). Эффективная ширина
плотности распределения 1(f), естественно, зависит от времени.
Во времени облако диполей постоянно расширяется, размер 1(f) увели-
чивается, пока не достигнет величины 1Х в конце развертывания всей пач-
ки. Парциальные скорости каждого диполя Vo случайны, так как диполи
тормозятся встречным потоком воздуха. В результате скорость AVZ = Vz- - Vo
в среднем V со временем уменьшается и, как правило, к концу развер-
тывания пачки А/ величина V - Vo = AV достигает наибольших величин.
246 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Общее число N диполей, попадающих в единичный объем простран-
ства v=l, при рассеянии пачки из со временем меняется. В результате
к окончанию момента времени ДТ пространственная плотность диполей
в облаке будет различной.
Теория дипольных помех [2] оперирует с ЭПР одиночного полувол-
нового диполя (рис. 12.3):
<?! (0) = olmax cos4 0 = 0,86Х2 cos4 0. (12.1)
Ппад
Рис. 12.3. Полуволновой дипольный отражатель
Для определения среднего значения ЭПР диполя (sj) в единице объе-
ма надо учесть (рис. 12.4) элемент поверхности JQZ.
Рис. 12.4. К расчету ЭПР дипольного облака
Поляризация всех отражений от диполей одинакова. Вероятность того,
что диполь очутится в пределах элементарного угла d£l
p(Q)d£l = ^. (12.2)
471
Среднее значение ЭПР одного диполя, положение и ориентация ко-
торого случайны и равновероятны, определится усреднением:
(a1>=jG1(e)xe)dQ=jjai(e)
Q 0 0
sindcp <7,max
4л 5
= 0,17А.2.
(12.3)
Если в пачке содержится диполей, их полная ЭПР в объеме
(рис. 12.4) после полного развертывания составит
<5Х = =0,17X27Ve. (12.4)
12.2. Дипольные помехи
247
Обычно учитывают КПД диполей (часть диполей слипаются, лома-
ются) так, что
ах=0,17ХМх, П<1- (12.5)
Иногда требуется знать ЭПР диполя для случая пространственного
разнесения точек излучения и приема сигнала (рис. 12.5).
Рис. 12.5. К расчету ЭПР диполя при разнесении точек приема и передачи
В работе [2] указано, что эта величина равна
ai (v)= 0,17Х2 cos2 у + 0,1 IX2 sin2 у. (12.6)
Максимальная мощность рассеивания соответствует углам \|/=0, \|/=
а минимальная (\|/=л/2; 3/2я) составляет ~0,65oimax. Чтобы подсчитать
ЭПР диполей в объеме v(Z) в момент времени t, надо знать количество
(в процентах от полного количества Nx) диполей в единичных объемах в
различное время.
Как уже отмечалось, парциальная скорость диполя Vz — величина
случайная и зависит от ряда причин: от турбулентности атмосферы; от
аэродинамических характеристик диполей; от особенностей движения под
воздействием ветра; от скорости снижения диполей под влиянием силы
тяжести; от влияния спутной струи двигателя ЛА.
Кроме того, флюктуации отраженного сигнала вызываются собствен-
ным вращением диполей, неравномерностью диаграммы направленности
антенн РЛС, а также рядом других причин. При этом различают «быст-
рые» и «медленные» диполи, вращающиеся при снижении, как на рис. 12.6.
Рис. 12.6. «Быстрые» и «медленные» диполи
248 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Вследствие этого эффекта функция распределения скоростей р(У) ока-
зывается двухмодальной и ее график имеет вид, примерно как на рис. 12.7.
Рис. 12.7. Двухмодальное распределение скоростей диполей
Медленные диполи стремятся сориентироваться горизонтально. Де-
фектные диполи, имеющие зазубрины и деформации, которые делают их
похожими на аэродинамические рули с вертикальной ориентацией, соби-
раются в быструю группу. Опытные данные свидетельствуют о преимуще-
ственной горизонтальной ориентации диполей.
Изучение спектра флюктуаций гармонических сигналов, отраженных
от дипольного облака [2], показывает, что спектр хорошо описывается
гауссовой кривой (квадратичной экспонентой), показанной на рис. 12.8.
г2х2
2
G(F) = exp -л
= ехр
э
где |V| — модуль полной скорости движения диполя, имеющей своими
составляющими скорость снижения под действием силы тяжести, а так-
же скорость перемещения под действием ветра и турбулентностей.
Рис. 12.8. Ширина спектра флуктуаций сигналов,
отраженных диполями
12.2. Дипольные помехи
249
(12.8)
Эффективная ширина спектра флуктуаций из (12.7)
120
э~ X ’
Для длины волны X = 3 см расширение спектра составляет примерно 70 Гц.
Если считать, что элементарный объем облака площадью 5=1 м2 и
толщиной dx рассеивает энергию пропорционально своей эффективной
отражающей поверхности:
JP = -(o30)dx, (12.9)
где Р — мощность сигнала, падающего на элементарный объем; (оэ0) —
удельная ЭПР диполей, распределенных в единице объема, имеющая раз-
мерность [м2/м3].
Можно показать [2], что коэффициент ослабления электромагнитной
волны
р = 0,73Х2л,
где п — среднее число диполей в единице объема.
Таким образом, мощность электромагнитной волны, прошедшей
сквозь облако толщиной х в одном направлении, будет
(12.10)
Р = Ро1О"и’1^. (12.11)
Если предположить, что дипольное облако является экраном для
сигнала РЛС, ослабляя мощность электромагнитной волны в 10 раз
— = 0,1 , можно подсчитать требуемую для этого концентрацию дипо-
лей. Так, для облака толщиной х = 1 км требуется п ~15 диполей/м3.
Основной эффект от применения дипольных отражателей состоит в
маскировке, экранировании, когда облако, располагаясь между целью и
РЛС, ослабляет проходящие через него зондирующие и отраженные сиг-
налы. Вследствие этого эффекта РЛС, обнаруживающая цель, измеряю-
щая дальность и пеленг, лишается возможности наблюдать сигнал за об-
лаком. Условием эффективности применения дипольных отражателей
является создание должной концентрации диполей в единице объема, т. е.
в итоге определяется числом сброшенных пачек. Импульсный объем РЛС
(рис. 12.9) определяется соотношением
Т/ _ ЛДеа7?Афасти
J
(12.12)
2
где Д6а, Д<ра — эффективные ширины луча ДНА РЛС; ти — длительность
импульса РЛС.
250 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Рис. 12.9. Импульсный объем РЛС
В этом объеме должно оказаться столько диполей, чтобы ЭПР объема
составила
= {п)И(о1^(л)Л2ДеаА<Ра^(о|), (12.13)
где <0!) = 0,17X2cos40 — усредненная ЭПР одного диполя.
Эффективность дипольных отражателей будет достаточной, если
ои» оцели. В процессе динамического развертывания облака непосто-
янно меняется. Это надо учитывать при расчетах. Рассматривая задачу об-
наружения точечной цели на фоне дипольного облака, сигнал рассеян-
ный и переотраженный облаком, уподобляют внешнему гауссовскому
небелому шуму со спектральной плотностью G(F) (рис. 12.8). Поэтому
теория обнаружения цели среди дипольных отражателей не отличается от
классической теории обнаружения точечной цели на фоне небелого шума.
На основе теории обнаружения можно подсчитать эффективную ши-
рину £э маскируемой дипольной помехой области [2]. На рис. 12.10 по-
казано отношение мощности помех (отраженных от дипольных отража-
телей) к мощности сигнала РЛС в зависимости от пеленга 0 цели.
Рис. 12.10. Сигналы и помехи, отраженные диполями
12.2. Дипольные помехи
251
Случай 1 (высокая концентрация диполей в облаке) дает эффектив-
ную ширину маскируемой области £э1, т. е. линейное расстояние, внутри
которого сигнал не виден ни при каком пеленге. Для облака с меньшей
концентрацией (случай 2) эта область £э2 меньше. Размер маскируемой
области подсчитывается по формуле [2]
L = АА0а+/пэ, (12.14)
где /пэ — эффективная ширина облака дипольных отражателей (рис. 12.10).
Современные РЛС с непрерывным сигналом непосредственно измеря-
ют скорость движения цели и следят за изменениями этой скорости с
помощью автоматических систем сопровождения по скорости АСС. По-
скольку облака дипольных отражателей быстро тормозятся встречным
потоком ветра, они, несмотря на большой отраженный сигнал (ЭПР об-
лака много больше ЭПР цели), быстро уходят из следящего строба АСС,
и пассивные помехи от диполей быстро теряют эффективность. Поэтому
применение дипольных отражателей против РЛС с непрерывным излуче-
нием малоэффективно.
Отражения от диполей имеют резонансный характер, так что ЭПР ди-
поля в зависимости от длины имеет вид, как на рис. 12.11.
0,5 1,0 1,5 2,0 2,5
Рис. 12.11. Резонансы диполей
На величину ЭПР диполя, сброшенного с самолета, влияет множество
случайных факторов: эффект слипания и перемешивания диполей; дина-
мика их развертывания; поляризация падающей волны; методы рассея-
ния дипольных отражателей; влияние окружающей атмосферы; экрани-
рующий эффект; скорость падения диполей и т. д. Поэтому многие методы
расчета, изложенные выше, дают лишь приближенные данные для пла-
нирования мероприятий РЭП с применением дипольных отражателей.
Пачки диполей разбрасываются с таким темпом, чтобы расстояние
между дипольными отражателями соседних пачек было меньше разреша-
ющей способности РЛС по дальности 57? и по углу 50. При постановке
облаков дипольных отражателей надо рассчитывать количество пачек, при-
ходящихся на импульсный объем РЛС. Обычно отношение мощностей
сигналов, отраженных от цели и от облака ДО внутри импульсного объема
252 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
РЛС больше 3 дБ. При расчетах надо учитывать, что только 30 % диполей
в пачке участвуют в образовании ЭПР. При развертывании диполей сле-
дует учитывать полное время развития облака из пачки от десятых долей
секунды до нескольких секунд, в зависимости от типа диполей и атмо-
сферных условий (в верхних слоях атмосферы развитие происходит быст-
рее). В среднем время падения диполей составляет примерно 75 м/мин
(для тонких диполей ленточного типа). Обычно в одну пачку умещается
много сотен тысяч диполей из металлической фольги или миллионы ди-
полей на диэлектрической основе. Совокупность нескольких развернутых
пачек диполей называется облаком, а последовательность перекрывающих-
ся облаков — полосами длиной в несколько километров.
Следует учитывать, что помимо эффекта слипания диполей («гнездо-
вания») наблюдается эффект экранирования, когда более отдаленные от
РЛС диполи отражают слабее, ибо на них падает меньше энергии электро-
магнитной волны. Для усиления экранирующего эффекта дипольных отра-
жателей (увеличение коэффициента затухания в облаке р) могут приме-
няться специальные диполи из других материалов, поглощающих элект-
ромагнитные волны. При рассеивании облака диполей с летательного
аппарата (рис. 12.12) ширина полос в горизонтальной £г (рис. 12.12, а) и
вертикальной ZB (рис. 12.12, б) плоскостях составляет £г, £в= 400... 1000 м.
Поперечное сечение облака (рис. 12.12, в) имеет колокольную форму.
Рис. 12.12. Рассеивание облака диполей
Для расчета объемной плотности развернутой пачки D (м2/км3) суще-
ствует эмпирическая формула [2]
60Лоп
44^ ’
(12.15)
где R— количество сбрасываемых пачек за 1 мин; V— скорость самолета,
выбрасывающего диполи; £г и £в — ширины полос дипольных отража-
телей (рис. 12.12); оп — ЭПР облака, образуемого из одной пачки диполей.
Например, если Я =30 пачек/мин, оп= 100 м2, И=750 км/ч, ZB = 0,93 км,
12.2. Дипольные помехи
253
LT = 0,360 км, имеем D = 720 м2/км3. Таким образом, для создания поло-
сы длиной 186 км самолет за 15 мин должен сбросить 450 пачек.
Существует несколько методов разбрасывания дипольных отражате-
лей: рассеяние путем ввода пачек в обтекающий воздушный поток из
бункера на транспортерную ленту; рассеяние путем инжекции диполей в
дымовую трубу корабля; рассеяние воздушным потоком диполей, уложен-
ных на бумагу, свернутую в рулон; нарезка диполей непосредственно перед
рассеянием; отстреливание с помощью пиропатронов, выстреливаемых из
пневматической установки; отстреливание с помощью ракет, запускаемых
в переднюю полусферу; сбрасывание с помощью авиационных бомб; от-
стреливание с помощью минометов и артиллерийских снарядов и т. д.
Обычно количество выбрасываемых дипольных отражателей тщательно
рассчитывается и планируется. Дипольные облака и полосы ставят, как
правило, по направлению ветра, с таким расчетом, чтобы ударные лета-
тельные аппараты все время находились под их экранирующим действи-
ем. Типовой размер полос LT= 500 м, LB = 1,5 км. Протяженность полос
от единиц километров до 100 км. Диапазон частот при подавлении РЛС
обнаружения должен составлять 250...8000 МГц.
Дипольные помехи могут применяться для маскировки головных ча-
стей баллистических ракет, преодолевающих рубежи противоракетной обо-
роны (ПРО) [21]. Примерная схема преодоления ПРО с использованием
дипольных отражателей для модификации среды вдоль траектории МБР
показана на рис. 12.13.
Облако дипольных отражателей может накрывать одну или несколь-
ко головных частей, а также ложных целей, маскирующих МБР от обна-
ружения и сопровождения средствами ПРО.
Полагая, что ширина луча РЛС а=0= 1,2°, длительность сжатого им-
пульса т=1 мкс, размеры облака составляют 370 и 900 км (диполи рас-
пределены равномерно), а (аД-0,1 м2 (при длине диполя 40 см), то в со-
ответствии с (12.14) в импульсном объеме РЛС на расстоянии 1300 км,
соответствующем минимальной дальности порыва антиракет, будет содер-
жаться примерно 80 дипольных отражателей с общей ЭПР 0,8 м2. Для
средней ЭПР головной части со стороны носа (о^)- 0,001 м2 соотноше-
ние сигнал/помеха составит -30 дБ, что делает невозможным распознава-
ние головных частей радиолокационными станциями в составе комплек-
сов противоракетной обороны.
Первоначально конструкции дипольных отражателей были очень про-
сты. Они представляли собой металлические или металлизированные
полуволновые вибраторы, комплектуемые в пачки и выбрасываемые в
огромных количествах для формирования облаков или протяженных завес.
254 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Рис. 12.13. Защита диполями ГЧ МБР на траектории
Интенсивное развитие методов и средств постановки пассивных помех
привело к созданию дипольных отражателей более сложных и оригиналь-
ных конструкций, придающих этим средствам радиомаскировки новые
качества. Во-первых, диполи стали делать из тонких, прочных и упругих
нитей (стекловолокна, майлара, углепластика), покрытых слоем металла.
Такие нити плотнее упаковываются в пачки и меньше спутываются и рвут-
ся. В результате каждая пачка может создать облако с большей ЭПР, чем
пачка станиолевых полосок. Во-вторых, были разработаны специальные
формы и конструкции, позволяющие диполям дольше плавать в атмосфере.
Для этого созданы диполи из очень тонких (диаметром порядка 1 мм)
металлизированных трубок, наполненных легким газом. Трубка гермети-
зирована, а ее длина примерно равна половине рабочей длины волны РЛС.
При нормальном атмосферном давлении дипольный элемент частично
сложен. На высоте, где его вес равен весу вытесняемого им воздуха, он
полностью раздувается давлением газа внутри трубки. Используя это техни-
ческое решение, можно создавать диполи, остающиеся во взвешенном со-
стоянии на различной высоте над Землей в условиях стандартной атмо-
сферы. Были также созданы диполи, которые медленнее опускаются за
счет авторотации. Конструкция таких диполей представлена на рис. 12.14.
Диполь выполняется из тонкой металлизированной пленки. Два ста-
билизатора, размещенные на конце диполя, отогнуты относительно друг
друга на 45°. При выбросе диполей с ЛА в больших количествах каждый
отдельный диполь будет вращаться относительно своей центральной оси.
12.2. Дипольные помехи
255
Рис 12.14. Вращающийся диполь
Малая масса отдельных диполей в сочетании с вращательным движением
позволяет им оставаться практически на одной и той же высоте в течение
относительно большого интервала времени. Кроме того, вращение стаби-
лизирует вертикальную ориентацию диполя в любой момент времени и
способствует доплеровскому расширению спектра отраженного сигнала,
препятствуя селекции движущейся цели на фоне отражений от диполь-
ных облаков.
Дипольные отражатели, используемые для прикрытия головных частей
баллистических ракет, должны работать в условиях гиперзвуковых скоро-
стей, не разрушаться на участке спуска в атмосфере вплоть до очень малых
высот и двигаться в атмосфере по траектории, подобной траектории спуска
головной части МБР. Кроме того, диполи должны ориентироваться по-
перек луча РЛС. Необходимые аэродинамические, баллистические и элект-
родинамические характеристики обеспечиваются у диполей, выполненных
в виде плоских конструкций с клиновидными концами, один из которых
длиннее другого. Это позволяет сместить центр тяжести диполя вперед.
У задней кромки делают отверстие, чтобы сместить центр тяжести отно-
сительно центра приложения аэродинамических сил. Диполи могут иметь
различную толщину по длине. Тонкая удлиненная конфигурация обеспе-
чивает низкое сопротивление и высокий баллистический коэффициент.
Изменяя угол атаки, под которым отдельные диполи будут стабилизи-
роваться в полете, можно задать высоту, на которой они изменят ориен-
тацию. Изменение углов атаки обеспечивается отогнутыми частями с раз-
ными углами и площадью отгиба. Эти конструктивные приемы иллюст-
рируются рис. 12.15.
Рис. 12.15. Специальные формы самостабилизирующихся
и самоориентирующихся дипольных отражателей
256 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
12.3. Маскировка сигнала плазменными образованиями
Неоднородности, в которых преломляются, поглощаются и от кото-
рых отражаются электромагнитные волны, могут создаваться не только
макроскопическими объектами вроде облаков дипольных отражателей.
Аналогичные эффекты наблюдаются при взаимодействии электромагнит-
ной волны с ионизованной газовой средой, в которой среднее расстоя-
ние между заряженными частицами меньше длины волны. Поэтому мо-
дификация среды на трассе распространения сигнала, предусматривающая
искусственное создание плазменных образований, может использоваться
для радиомаскировки [2, 3].
Движение электрона в электрическом поле описывается вторым за-
коном Ньютона:
(12.16)
т~ТГ~ = -еЕ(*1
dt
tjxc — координата частицы; т — масса частицы; е — заряд элект-
рона; Е (/) — напряженность электрического поля.
Если -eE(t)— сила, действующая на заряженную частицу, периоди-
ческая функция времени, из (12.16) следует, что при взаимодействии элек-
тромагнитной волны с ионизованной средой заряженные частицы колеб-
лются в такт изменениям напряженности электрического поля. Частицы,
совершающие колебания под воздействием приложенного поля, переиз-
лучают энергию в фазе с воздействующей на них силой, т. е. в фазе с при-
ходящим на плазменное облако сигналом. Если плотность частиц (элект-
ронов, ионов, нейтральных молекул газов) в зоне взаимодействия невелика
и амплитуда колебаний электронов много меньше расстояния между ча-
стицами, столкновения происходят редко, колеблющиеся электроны не
теряют энергию и, следовательно, не происходит поглощения энергии
электромагнитного поля в среде распространения. Эффект поглощения
становится заметным, когда частота столкновений возрастает настолько,
что значительная часть энергии колеблющихся электронов в результате
столкновений преобразуется в кинетическую энергию других частиц, т. е.
в тепло. Можно считать, что электрон, движущийся со скоростью
V dt ’
при каждом столкновении массивной частицей передает ей свой импульс
mv. При среднем числе соударений v, учитывая изменение импульса за
счет взаимодействия частиц в плазме, уравнение (12.16) нужно перепи-
сать в виде
12.3. Маскировка сигнала плазменными образованиями
257
d2x(t\ dx(t\ , ч
т------ т\ —= -eE(t). (12.17)
dt2 dt v 7
Движение электронов — это ток проводимости, величина которого
пропорциональна скорости этого движения и плотности электронов
i~N^-
dt ’
а электрическое поле вызывает появление тока смещения, пропорцио-
dE(t)
нального /с------. Поскольку плотность полного тока iD = in + ic связа-
dt
на с электрическим полем соотношением, входящим в систему уравне-
ний Максвелла:
1 dE(t\
in = е-----
D 4л dt
(12.18)
где с — диэлектрическая проницаемость среды.
Из (12.17) и (12.18) можно найти, что е является комплексной вели-
чиной:
. . e2N . e2Nv ,4л
е = 1---ГЪ----7\ --Т~э----= е ~J—°’
т со +v /исо со +v w
(12.19)
где о — проводимость ионизованной среды.
Комплексный коэффициент преломления атмосферных неоднородно-
стей равен
л = л/ф =л/ё =п- ДЗ—, (12.20)
со
где р — коэффициент поглощения на единицу длины пути в среде рас-
пространения. Из (12.20) и (12.19) следует, что
I 4ne2N
А /22
V mlo) +v
2jte2Nv
/ 2 2\ *
епт со +v
(12.21)
Как видно из (12.21), зависимости коэффициента преломления п и
коэффициента поглощения р от частоты имеют резонансные свойства,
которые проявляются при со ~ v. Но при реально достижимых концент-
рациях заряженных частиц для рабочих частот большинства РЭС со » v.
258 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Учитывая это соображение и подставляя в (12.21) значения констант,
можно получить
I 7V~
11-80,8—;
V f (12.22)
р^О,15-1О"10^-,
nf
где f — частота в герцах; N — концентрация электронов — среднее ко-
личество электронов в одном кубическом метре объема ионизирован-
ного газа.
Критическая частота, при которой наступает полное внутреннее от-
ражение (полное экранирование приемников от передатчиков), соответ-
ствует условию п = 0, т. е.
/^=8,98VjV. (12.23)
Иначе говоря, концентрация электронов, при которой прямая пере-
дача сигнала через плазменное облако уже невозможна, должна быть
N = 0,012/4,. (12.24)
Так, для волны Х = 3 см оказывается, что N ~ 1018 м-3. Это очень вы-
сокая степень ионизации. Уже при N= 1017... 1018 ионизация обнаружива-
ется визуально, как свечение газа.
Обычно считается [2], что мощность источника ионизации (генератора
электронов и ионов) пропорциональна квадрату его производительности:
I~aN2, (12.25)
где а — размерный показатель интенсивности рекомбинаций электронов.
У поверхности Земли а= 10-6 м3/электроноВ’С. При N= 1018/м3 и
а= 10“6 м3/электронов-с мощность источника должна составлять
I = 1О30 электронов/м3 • с.
Иными словами, для создания ионизованной области с концентрацией
N= 1018 электронов/м3 источник ионизации должен в одну секунду гене-
рировать 1О30 электронов в том же кубометре.
Как видно из (12.22), коэффициент поглощения радиоволны прямо
пропорционален концентрации электронов и частоте их столкновений, а
также обратно пропроционален коэффициенту преломления и квадрату
частоты. Но частота соударений пропорциональна плотности воздуха, т. е.
меняется с высотой и с изменением метеорологических условий. Поэтому
всегда имеется высотный слой, на котором затухание сигнала максималь-
но. В естественных, нормальных условиях затухание максимально в полосе
12.3. Маскировка сигнала плазменными образованиями
259
шириной примерно 16 километров около высоты 72 км. Частота соударе-
ний на этой высоте примерно равна 106 с-1.
В настоящее время разработаны, исследованы и могут применяться
разные методы создания искусственных плазмообразований в атмосфе-
ре. Ионизацию атмосферных газов с образованием свободных электронов
можно получить в результате реакций термического или взрывного типа.
Так, работающие на большой высоте ракетные двигатели могут генериро-
вать довольно горячую плазму с высокой концентрацией заряженных час-
тиц. Особенно если в топливную композицию добавить легкоионизуемые
вещества (легкие металлы и некоторые их соединения). В результате сгора-
ния топлива образуется большое количество свободных электронов и пары
металлов. Под влиянием солнечного света на высоте проведения реакции
нейтральные молекулы металлов подвергаются фотоионизации, увеличи-
вая продолжительность жизни плазменного облака. В качестве ионизую-
щих добавок к топливам могут использоваться алюминий с нитратами
калия или цезия. Пары этих металлов имеют потенциал ионизации всего
3...5 эВ. Недостатками таких методов формирования ионизированных
образований является низкая эффективность преобразования вещества в
ионы, а также ограничения по высоте (не менее 100 км над поверхностью
Земли) формирования облака.
На меньших высотах можно сформировать ионизированные облака
за счет распыления из сопла ракетного двигателя микросфер, покрытых
аблирующим материалом (гидратами лития или натрия). Аблирующее по-
крытие уносится струей горячего газа и под действием фотонов солнечного
излучения подвергается фотоионизации, образуя положительно заряжен-
ные ионы металлов и свободные электроны. Расчеты и эксперименты
показывают высокие значения КПД такого метода: из каждого килограм-
ма гидрата лития LiH получается 875 г ионизованного элементарного лития
и -12 1022 свободных электронов. При распределении этого количества
электронов в объеме около 100 м3 (это объем газового облака из сопла
небольшого ракетного двигателя) можно создать электронную концент-
рацию N~ 1014. Такой метод создания плазменных облаков может приме-
няться на высотах порядка 15...60 км.
Но все-таки время жизни ионизованных облаков, сформированных
вследствие взрыва или термических реакций, мало из-за диффузии, реком-
бинации, прилипания заряженных частиц. На эффективность ионных
образований, создаваемых посредством рассеяния частиц химических
веществ и последующей фотоионизации, сильно влияет влажность возду-
ха. Сами вещества небезопасны в обращении, хранении; имеют немалую
стоимость.
260 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Принципиально другие механизмы ионизации атмосферных газов ос-
нованы на использовании лазерного излучения. Взаимодействуя с веще-
ством, лазерный луч способен ионизировать атомы газов на пути распро-
странения. Но чем больше степень ионизации, тем больше поглощение и
рассеяние самого луча. Высокие уровни ионизации приводят к поглоще-
нию энергии и делают след существенно непрозрачным для лазерного луча.
Степень ионизации, обусловленная лазерным лучом при формирова-
нии исходного следа («низкая»), может составить при нормальном атмос-
ферном давлении 1016... 1О20 ионов в 1 м3. Концентрация ионов в лазер-
ном следе, повышенная за счет дополнительного разряда, может составить
1024 ионов/м3.
Самый мощный источник ионизации атмосферных газов — ядерный
взрыв [2]. Взрывы на высотах ниже 16 км не вызывают продолжительной
и устойчивой ионизации. Поэтому они не оказывают существенного влия-
ния на условия распространения радиоволн. Области сильного поглоще-
ния и отражения могут образовываться при наземных взрывах. Но они
связаны не с ионизацией, а с выбросом в атмосферу большого количе-
ства пыли, водяного пара и аэрозолей. При взрывах на больших высотах
порядка 40...50 км образуются устойчивые области с невысокой концен-
трацией электронов N- (1016...1021) ионов/м3. При этом на ионизацию ат-
мосферных газов расходуется 10...80 % энергии высотного ядерного взрыва.
Эти области могут существовать несколько часов.
В первом приближении можно рассматривать ионизованные области
двух видов. Во-первых, области с преобладанием медленных электронов.
Эти электроны образуются вследствие ионизации среды тепловыми рент-
геновскими лучами. Поперечники таких областей составляют сотни ки-
лометров. Концентрация электронов в них убывает со временем:
= (12.26)
где t — время (в секундах). Развиваются эти области в основном по зако-
нам диффузии.
Во-вторых, области быстрых (релятивистских) электронов (р-частиц).
Эти частицы излучаются радиоактивными продуктами деления. Быстрые
электроны захватываются магнитным полем Земли (рис. 12.16). В резуль-
тате ионизация приобретает глобальный характер.
На электроны в магнитном поле действует сила Лоренца:
F = e[VxH], (12.27)
где е — заряд электрона; V — вектор его скорости; Н — вектор напряжен-
ности магнитного поля Земли.
12.3. Маскировка сигнала плазменными образованиями
261
Траектория
Южный магнитный
полюс
Рис. 12.16. Траектории электронов в магнитном поле Земли
Если бы магнитное поле было соленоидально, электроны двигались
бы по цилиндрическим спиралям (F нормальна к V и Н) с постоянным
шагом и радиусом цилиндра (ларморовским радиусом):
mV
г =---
еН
(12.28)
где т — масса электрона.
В неоднородном магнитном поле, когда силовые линии сходятся под
углами у, как на рис. 12.16, имеется тангенциальная составляющая Hz,
создающая центростремительную силу для вращения электрона, и нор-
мальная составляющая Н„, выталкивающая электрон в зону с меньшей
напряженностью поля. Поскольку скорость электронов при этом сложном
движении почти не уменьшается, они начинают двигаться по коническим
спиралям (рис. 12.16) и концентрируются в областях около магнитных по-
люсов Земли. Достигнув полярных областей, электроны меняют знак ско-
рости. Образно говоря, магнитное поле служит зеркалом для электронов.
Кроме движения к магнитным полюсам, электроны смещаются в на-
правлении с востока на запад. Это обусловлено неоднородностью магнит-
ного поля по высоте.
Таким образом, два эффекта — смещение к полюсам и дрейф с вос-
тока на запад — обусловливают глобальный характер ионизации около-
земного пространства в результате высотного ядерного взрыва.
262 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Ионизованные области вблизи полюсов способны сохраняться в те-
чение нескольких дней. Но концентрация быстрых электронов при таком
глобальном их размывании невелика. Поэтому ионизация за счет высот-
ного ядерного взрыва способна оказывать длительное влияние в основ-
ном на работу РЭС метрового диапазона.
12.4. Модификация сигнального пространства.
Ложные цели
Пассивные ложные цели (ЛЦ) не изменяют электрических свойств сре-
ды распространения сигнала. Но они искажают информацию, извлекае-
мую радиолокационными системами из принимаемых сигналов, т. е. лож-
ные цели искажают свойства и характеристики информационной среды:
имитируют реальные цели и дезинформируют РЛС противника. Обычно
ложные цели — это малоразмерные (точечные) объекты с пассивными
отражателями. В качестве пассивных ложных целей применяют уголко-
вые отражатели, линзы Люнеберга, аэростаты с металлическим покрыти-
ем, решетки Ван-Атта, большие металлические экраны.
Линза Люнеберга [2] представляет собой диэлектрический шар с мета-
лизированным сегментом. Коэффициент преломления диэлектрика в иде-
альной линзе Люнеберга зависит только от отношения текущего радиуса
линзы (г) к наружному радиусу линзы (R):
2-----
и =
(12.29)
На рис. 12.17 изображены траектории лучей в линзе Люнеберга.
Конус переизлучения
Рис. 12.17. Линза Люнеберга
Центральный луч не испытывает преломлений в линзе, в то время как
траектории остальных лучей искривляются. В результате все лучи фоку-
сируются в точке О на внутренней стороне сферы, покрытой металличе-
ской пленкой. Точка О, являясь источником вторичных электромагнит-
12.4. Модификация сигнального пространства 263
ных волн, будет создавать на выходе линзы синфазное распределение поля,
так что максимум диаграммы переизлучения будет совпадать с направле-
нием прихода падающей волны.
Максимальная эффективная площадь рассеяния линзы Люнеберга
может быть найдена на основании соотношения [2]
о = 4тг3—. (12.30)
К
Уголковые отражатели — конструктивно объединяют три жесткие
плоские взаимно перпендикулярные грани. После трехкратного отраже-
ния от граней электромагнитная волна, переизлучается по тому же направ-
лению, с которого пришла волна падающая, как на рис. 12.18.
Рис. 12.18. Уголковый отражатель
На рис. 12.19 показаны диаграммы обратного рассеяния для трех ти-
пов уголковых отражателей, различающихся формами граней: прямоуголь-
ного, треугольного, полукруглого.
Угол падения ЭМ В
ЭПР
Угол падения ЭМВ
ЭПР
-90° 0° 90°
Угол падения ЭМВ
Рис. 12.19. Конструкции уголковых отражателей
264 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
— прямоугольные грани (рис. 12.27, а);
Обычно эффективная поверхность рассеяния уголкового отражателя
связана с длиной ребра а и длиной волны X соотношениями
12яя4
X2
4 ля 4
°Л ЗХ2
Зля4
(12.31)
— треугольные грани (рис. 12.27, б);
— полукруглые грани (рис. 12.27, в).
Важной характеристикой пассивных ложных целей является диаграмма
обратного рассеяния (диаграмма направленности на отражение). Эти диа-
граммы для основных типов отражателей подставлены на рис. 12.20.
Отраженная Сектор
Рис. 12.20. Диаграммы обратного рассеяния пассивных отражателей
Известно довольно много технических решений, позволяющих пре-
одолеть главный недостаток пассивных ложных целей — малую скорость
движения в атмосфере. Различие скоростей истинных и ложных целей
позволяет селектировать их, снижая эффективность дезинформации РЛС.
Столь же очевидный, коль и дорогой способ создавать ложные цели, не-
различимые с источником маскируемого сигнала, предусматривает исполь-
зование специальных отстреливаемых ракет, несущих пассивные отража-
тели. Такие ракеты могут использоваться для имитации как движущихся
воздушных целей, так и баллистических целей на траектории.
Развитие получили пассивные средства имитации подвижных целей,
вносящие частотные искажения в отражаемый сигнал. Различные вари-
анты таких средств, выполненных на основе вращающихся уголковых от-
ражателей, изображены на рис. 12.21.
12.4. Модификация сигнального пространства
265
Система уголковых отражателей
Направление
вращения
Рис. 12.21. Модифицированные конструкции уголковых отражателей
В варианте рис. 12.21, а несколько уголковых отражателей собраны в
блок и закреплены на основании, продольная ось которого приводится во
вращение специальным двигателем или набегающим воздушным потоком.
Скорость вращения складывается со скоростью поступательного движе-
ния платформы, на которой установлена система уголковых отражателей.
В результате сигнал, отраженный решеткой из уголков, приобретает допле-
ровский сдвиг больший, чем у сигнала, отраженного от платформы. Но
поскольку ЭПР решетки уголковых отражателей очень большая (гораздо
больше, чем у платформы), слабый сигнал с меньшим доплеровским сдви-
гом маскируется мощным сдвинутым по частоте сигналом. Если систему
уголковых отражателей вращать так, чтобы ее скорость была направлена
в сторону, противоположную направлению движения носителя, ложная
цель будет имитировать удаление от РЛС. Подобное устройство может быть
использовано на неподвижной земле как имитатор движения объекта. Его
можно использовать на защищаемом объекте для искажения информации
о скорости. Помеха, создаваемая таким устройством, инвариантна относи-
тельно частоты запросного сигнала РЛС и потому эффективна против РЛС
со скачками частоты. Устройство может также применяться на беспилот-
ном ЛА или в качестве сбрасываемых с ЛА ловушек, может подвешиваться
на парашюте или на воздушном шаре. Отражатели могут выполняться из
металлической сетки или помещаться в радиопрозрачную оболочку. С по-
мощью конструктивных приемов, предусматривающих комбинирование
различных типов отражателей, могут быть введены различные поляриза-
ционные и модуляционные эффекты отраженного сигнала.
На рис. 12.21, б представлена еще одна пассивная система переизлу-
чения радиолокационного сигнала с введением ложного доплеровского
сдвига. Одна из граней уголкового отражателя, последовательно переот-
ражающих падающий сигнал, вибрирует. Вибрация может создаваться
разными механическими и электромагнитными приводами, акустически-
ми и пневматическими устройствами. За счет вибрации отраженный сиг-
266 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
нал модулируется по частоте, в результате чего около каждой его спект-
ральной гармоники сформируются комбинационные составляющие. Со-
седние составляющие отстоят друг от друга на частоту, с которой колеб-
лется грань уголкового отражателя. Частота вибрации сравнительно
невелика: для имитации движения ложной цели с радиальной скоростью
V ~ 100 км/ч при несущей зондирующего сигнала РЛС fa ~ Ю10 Гц требу-
ется сдвиг по частоте Д/= 2 кГц.
Ответчик Ван-Атта — это антенная решетка, выполненная из большого
количества элементарных антенн (диполей или спиралей). На рис. 12.22
изображена решетка Ван-Атта, составленная из вибраторов [2].
Фидеры
ssssHs Экран
Падающая
волна
Отраженная
волна
Рис. 12.22. Ложная цель на основе решетки Ван-Атта
Диполи находятся на равном удалении от оси симметрии ответчика и
попарно соединены коаксиальным кабелем одинаковой электрической
длины. Электромагнитная волна, принимаемая диполем 1, переизлучается
диполем 12. В свою очередь, диполь 1 переизлучает волну, принимаемую
диполем 12. Сигналы, принятые и переизлучаемые диполями, проходят
одинаковый путь. Поэтому направление максимума диаграммы переиз-
лучения будет совпадать с направлением прихода падающей волны.
Решетки рассчитываются на отражение волн с любой поляризацией.
Для этого диполи располагают на металлическом экране под различны-
ми углами (как правило, каждая пара под углом 90° к соседней).
Эффективная площадь рассеяния ответчика, образованного п полувол-
X
новыми диполями, расположенными на расстоянии — друг от друга и на
X
расстоянии — от отражающего экрана, может быть найдена по формуле [2]
<5 = 4л—— sin — cos 6
(12.32)
где 0 — угол падения; S — площадь раскрыва решетки.
_ Т „ пк2
Учитывая, что S ~, можно получить выражение для максималь-
4
ной ЭПР решетки Ван-Атга:
12.4. Модификация сигнального пространства
267
О = -И2Х2. (12.33)
4
Недостатком ответчика Ван-Атта является его относительная узкопо-
лосность.
Для создания распределенных в пространстве образований, излучаю-
щих помехи, используют естественные и искусственные объекты. Есте-
ственные — водная и земная поверхности, метеообразования. Искусст-
венные — дипольные облака, плазменные образования и т. п. Для того
чтобы эти образования излучали помехи, их подсвечивают излучением
станций постановки активных помех. Такие комплексы формируют ак-
тивно-пассивные помехи. Обычно станции подсвета располагаются на са-
молетах сопровождения или ударных самолетах. В результате такие обра-
зования становятся нестационарными неоднородными пространственно
протяженными помехами со спектральной плотностью G(f, a, t), завися-
щей от частоты, углового положения и времени.
Подбор облучающего сигнала при создании активно-пассивных помех
позволяет исправить многие дефекты, снижающие эффективность помех
пассивных. Поэтому активно-пассивные помехи могут с успехом приме-
няться как против когерентных РЛС с непрерывным сигналом, так и про-
тив РЛС с СДЦ. Эти помехи являются, как правило, перенацеливающими
и используются для индивидуально-взаимной защиты летательных аппа-
ратов от средств перехвата ПВО.
Перенацеливающие помехи обычно создаются так, как показано на
рис. 12.23. На рис 12.23, а помеха перенацеливает РЛС на дипольные
облака и на Землю (помеха типа «антипод»). Как видно из рис. 12.23, б,
станция активных помех организует подсвет антеннами с острой направ-
ленностью отражающих объектов и искусственных образований, моди-
фицирующих среду распространения сигнала. В прямом направлении на
Рис. 12.23. Использование отражений для создания
перенацеливающих помех
268 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
РЛС диаграмма направленности станции активных помех имеет провал.
Остронаправленные антенны станций активных помех нужны для того, что-
бы создать достаточный энергетический потенциал помех, рассеянных ди-
польным облаком (с учетом потерь 15-20 дБ) и Землей (потери до 30 дБ).
Подобные антенные системы делаются в виде фазированных антенных
решеток. Подсвет организуют двумя видами сигналов: шумовыми (прице-
льными и заградительными) или имитационными. Помехи с шумовым
подсветом сегодня считаются самыми эффективными пространственно-
распределенными помехами. Имитационные помехи применяются само-
го разнообразного вида в зависимости от назначения и типа подавляе-
мой РЛС.
На рис. 12.24 показано, как сбрасывает пассивно-активные диполь-
ные помехи ударный летательный аппарат. Он имеет двухканальную стан-
цию активных помех с носовой и хвостовой антеннами. Хвостовая антен-
на с коэффициентом усиления G до 40 дБ подсвечивает облако диполей,
сброшенное в заднюю полусферу для создания пространственно-распре-
деленной помехи д/11Д0(/). Боковые лепестки диаграммы направленности
этой антенны должны быть малыми, чтобы прямое излучение помехи не
попало в РЛС. В передней полусфере располагается вторая антенна обыч-
ного типа с С - 20 дБ. Эта антенна создает уводящую помеху ип (/). Напри-
мер, перенацеливающую РЛС по углу на подсвеченное дипольное обла-
ко. Доплеровские сдвиги сигналов ип (t) и ипДО (/) отличаются, что должно
учитываться в двухканальной станции активных помех. Этот способ эф-
фективен для противодействия следящим РЛС сопровождения, а также
радио- и радиолокационным головкам самонаведения ракет.
Рис. 12.24. Пассивно-активная помеха
Третий способ сброса дипольных отражателей для создания пассивно-
активных помех показан на рис. 12.25. Постановщик помех выбрасывает
дипольные отражатели в переднюю полусферу и сам же подсвечивает их
изнутри. В подсвеченном облаке летят и ударный летательный аппарат, и
постановщик помех. Здесь постановщик помех использует станцию ак-
12.4. Модификация сигнального пространства
269
тивных помех с имитационной помехой в полосе РЛС. Иногда станция
активных помех на постановщике помех создает ответную импульсную по-
меху для подавления РЛС.
Ударный ЛА
Рис. 12.25. Внутренний подсвет пассивно-активными помехами
В некоторых случаях удобно подсвечивать дипольное облако со специ-
ального постановщика помех, летящего навстречу ударному летательно-
му аппарату (рис. 12.26). В этом случае от станций активных помех требу-
ется излучение со значительно меньшим энергетическим потенциалом.
Ударный ЛА
Рис. 12.26. Вариант подсветки дипольного облака
Отражения от земной и водной поверхности могут обеспечивать очень
хорошую индивидуальную защиту летательного аппарата на малых высо-
тах. Такая помеха создается в ситуациях, показанных на рис. 12.27.
Рис. 12.27. Использование отражений для индивидуальной защиты ЛА
Самолет, летящий на малой высоте Н, имеет двухканальную станцию
активных помех с двумя антеннами. Антенна, смотрящая вниз и вбок по
направлению полета ЛА, остронаправленная с коэффициентом усиления
270 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Gn до 50 дБ. Эта антенна подсвечивает площадку S на подстилающей по-
верхности. Пространственно-распределенный сигнал (z) воздействует
на радиоголовку самонаведения ракеты и создает смещение оценки угло-
вой координаты цели. Для того чтобы перенацелить радиоголовку само-
наведения на эту ложную цель S, создается уводящая помеха по углу.
Помехи типа «антипод» с успехом используются на авиационных крыла-
тых ракетах для их обороны от ракет класса «воздух — воздух».
Пассивно-активные помехи могут применяться против РЛС с взаимо-
корреляционной обработкой. При работе в условиях пассивно-активных
помех в антенную систему пеленгатора кроме сигнала попадают помехи,
рассеянные пространственными образованиями. В частности, такими рас-
сеивающими образованиями могут быть облака дипольных отражателей.
Контрольные вопросы
1. Затухание и рассеяние в облаках дипольных отражателей определяется кон-
центрацией диполей. Как именно?
2. Какие параметры плазмообразований влияют на затухание электромагнит-
ных волн?
3. Какими физическими эффектами можно объяснить резонансный характер
поглощения электромагнитных волн в плазме?
4. Какие ложные цели используются для дезинформации РЛС? Средств РТР?
ГЛАВА 13
ОБЕСПЕЧЕНИЕ ИНФОРМАЦИОННОЙ СКРЫТНОСТИ
РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СИСТЕМ СВЯЗИ
И ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ
13.1. Шифрация для информационной скрытности
Противодействие информационному нападению радиоэлектронных
разведок, вскрывающих содержание передаваемых сообщений, входит в
круг задач радиоэлектронной защиты точно так же, как и противодействие
помехам, искажающим сигналы этих сообщений. Мера информационной
скрытности — условная вероятность Ринф (8.1). Разумеется, информация
может выделяться только из принятого, достоверно обнаруженного и
идентифицированного сигнала. Поэтому проблема защиты от несанкци-
онированного доступа к циркулирующей в каналах РЭС информации и
противодействия такому доступу возникает только для сигналов, которые
не обладают достаточной энергетической и структурной скрытностью
(незаметностью) для средств радиоразведки. Проблема обеспечения ин-
формационной скрытности составляет основное содержание науки крип-
тологии, которая довольно четко делится на криптографию (по-русски
«тайнопись» — наука о создании и применении шифров) и криптоанализ
(наука о раскрытии шифров). На соперничество и борьбу криптографии
и криптоанализа проектируется конфликт радиоэлектронной разведки и
радиозащиты. Хотя криптография и криптоанализ неизмеримо старше
РРТР и РЭМ (легенда связывает первое применение криптозащиты ин-
формации с именем Цезаря, шифровавшего письма Цицерону и другим
друзьям в Риме около 2000 лет назад), научная эра развития криптологии
началась именно в наше время и была обусловлена развитием телеком-
муникаций на основе применения методов и средств радиоэлектроники,
т. е. развитием радиоэлектронных систем передачи информации (РСПП).
Криптология является довольно специфичной и весьма деликатной обла-
стью знания и практической деятельности. Вследствие малого количества
и ограниченного распространения общедоступных публикаций по крип-
тологии необходимо ввести минимальную терминологию.
Исходное сообщение, информационную стойкость которого нужно
обеспечить, называется открытым текстом. В результате шифрации фор-
мируется криптограмма (шифрограмма, шифровка). Для шифрации и для
272 Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
расшифровки используется ключ. Этот ключ должен быть известен источ-
нику сообщений (передатчику) и получателю (приемнику), причем изве-
стен только им одним. Поэтому в традиционных системах секретной связи
ключ передается только по очень надежному каналу, особым образом за-
щищенному от утечки информации (например, перевозится в брониро-
ванном автомобиле под охраной, в кейсе, пристегнутом наручником к руке
курьера). Но последние достижения современной криптологии позволяют
создавать системы с облегченными требованиями к защите ключа, хотя и
с худшими потенциальными характеристиками информационной стой-
кости. Это так называемые криптосистемы с открытым ключом или двух-
ключевые криптосистемы. [15]). Процесс образования и передачи крип
тограммы иллюстрируется блок-схемой (рис. 13.1).
Рис. 13.1. Система передачи информации с секретным ключом
Шифратор, формируя криптограмму Ш(С + К), преобразует исходный
текст С и последовательность символов ключа К по правилу
m(C + K)mod^c, (13.1)
где Nc — число символов алфавита, которым представляется шифруемый
текст и ключ.
Чаще всего размеры алфавитов ключа и исходного сообщения одина-
ковы: NC=NK. Если системой передачи шифрованной информации исполь-
зуются двоичные сигналы, когда размерность алфавита Nc=NK= 2, правило
работы дешифратора выглядит совершенно симметрично с (13.1):
С = ИГ1 (Ш.К) = (ш + K)mod2 = (Ш Ф К), (13.2)
где Ш-1(Ш,К) — функция, обратная той, которую реализует шифратор.
Обычно считается, что радиоразведке (точнее — криптоаналитику)
известен алгоритм преобразования сообщения в шифраторе, а также пол-
ностью доступна криптограмма (это правило Керкхоффа [15]), т. е. счи-
13.1. Шифрация для информационной скрытности
273
тается, что шифрованный сигнал Ш(С,К) достоверно обнаружен, иден-
тифицирован и принят без помех и искажений. Вся неизвестность за-
ключена в исходном открытом тексте Сив конкретном выбранном при
шифрации ключе. Информацию об открытом тексте можно получить толь-
ко на основе знания (статистической) связи перехваченной шифровки и
исходного открытого текста. Действия разведки (криптоаналитика) направ-
лены на наилучшее использование этой связи. Действия системы защиты
от перехвата сообщений разведкой состоит в таком выборе ключа, чтобы
в максимальной степени разрушить связь между шифрограммой и откры-
тым текстом.
Криптограф в процессе работы решает две нетождественные задачи.
Во-первых, ему нужно обеспечить секретность информации, т. е. скрыть
содержание передаваемых сообщений от несанкционированного приема.
Во-вторых, он должен обеспечить подлинность (аутентичность) переда-
ваемых сообщений, т. е. высокую вероятность того, что принимаемые або-
нентом сообщения посланы именно собственным передатчиком, а не
сформированы системой радиопротиводействия.
Потенциальные, предельно достижимые характеристики доступности
для средства радиоразведки смысла и содержания передаваемой инфор-
мации и соответственно характеристики защищенности от этих средств
могут определяться на основе положений шенноновской теории связи в
секретных системах [28].
Теоретически достижимую предельную способность шифра обеспечи-
вать защиту информации можно характеризовать условной вероятностью
РИНф =Р(С|Ш), т. е. вероятностью восстановления исходного открытого
текста (сообщения) С при том условии, что была принята криптограм-
ма Ш. Это последнее условие, естественно, содержит в себе и условие до-
стоверного обнаружения и идентификации (на основе измерения и ана-
лиза параметров) сигнала защищаемой радиосистемы передачи информа-
ции. Для совершенно секретной (по Шеннону) шифросистемы вероятность
р(с|ш), такая же, как и априорная вероятность сообщения С:
Р(С|Ш) = Р(С) (13.3)
для всех возможных криптограмм Ш и всех возможных сообщений С.
Практически условие (13.3) означает, что шифровка Ш не имеет ве-
роятностной связи с исходным сообщением С и знание шифрограммы не
добавляет сведений о сообщении.
Следуя Шеннону [28], можно в качестве меры неопределенности скры-
ваемого шифром сообщения принять его безусловную энтропию 7/(С) и
условную энтропию /Г(С|Ш) при том условии, что криптоаналитик имеет
274
Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
в своем распоряжении результат перехвата шифрованной информации Ш.
Естественно, что неопределенность исходного сообщения не увеличива-
ется после получения хоть каких-то сведений, поэтому
Я(С)>Я(С|Ш). (13.4)
Если система обеспечивает абсолютную, предельно достижимую ин-
формационную стойкость, тоЕ7(С) = Я(С|Ш): прием шифровки не уме-
ньшает неопределенности относительно исходного открытого сообщения,
что прямо следует из (13.3).
Шифрограмма формируется при помощи секретного ключа, неизве-
стного криптоаналитику. По принципу действия именно этот ключ вно-
сит в шифрограмму неопределенность относительно шифруемого сооб-
щения. Поэтому совместная неопределенность маскируемого сообщения
и ключа не меньше, чем неопределенность сообщения
Я(С|Ш)>Я(С,К|ш). (13.5)
Используя определения и известные свойства условной энтропии,
следует считать, что
я(с,к|ш) = я(к|ш) + я(с,к|ш), (13.6)
но я(с,к|ш)=о, так как если криптоаналитик располагает и шифровкой,
и ключом к ней, он находится в условиях ничуть не хуже условий законно-
го получателя информации, и никакой неопределенности относительно
сообщения у него не остается. С другой стороны, знание шифровки не
должно добавлять сведений не только о сообщении, но и о ключе, поэтому
Я(С,К|Ш)<Я(К|Ш)<Я(К). (13.7)
Неравенство (13.7) отражает уже использованное выше условие того,
что дополнительные данные (наличие перехвата шифрограммы) не умень-
шают неопределенности (энтропии) как открытого сообщения, так и сек-
ретного ключа. Формально из определения условная энтропия не может
быть больше безусловной. Поэтому, объединяя (13.5) и (13.7), можно
получить границу Шеннона для совершенно секретных систем:
Я(С)<Я(К). (13.8)
В содержательных терминах (13.8) означает, что неопределенность
секретного ключа для разведки должна быть не меньше неопределенно-
сти сообщения, а защищенность информации — предельно достижимой.
И если эта граница достигается, вероятность несанкционированного до-
ступа к защищаемой информации оказывается не выше априорной веро-
ятности сообщения.
13.1. Шифрация для информационной скрытности
275
Ключ — это некоторая последовательность символов. Если К знаков
ключа выбираются из алфавита объемом NK символов, то всего можно
сформировать разных ключевых последовательностей, обеспечив тем
самым
H(K)<-YNKKloz(N;K) = KlogNK (13.9)
К
причем равенство в (13.9) справедливо только для абсолютно случайного
выбора ключа, когда вероятность Р(К) = N~K.
Точно так же, если шифруемое сообщение представлено Мсимволами
алфавита, имеющего объем Nc, то
H(C)<M\ogNc. (13.10)
Соотношения (13. 9)и(13.10) совместно устанавливают, что граница
Шеннона (13.8) достигается при К> М, т. е. для достижения потенциальной
защищенности информации ключ не должен быть короче шифруемого
текста. В частности, из этого условия следует, что одну и ту же ключевую
последовательность символов нельзя использовать повторно.
Разумеется, предельные условия, при которых вероятность раскрытия
содержания передаваемой информации не превосходит априорной ве-
роятности сообщения, на практике могут и не достигаться. Формально
это означает, что условная энтропия ключа уменьшается по мере нако-
пления информации, т. е. по мере увеличения объемов данных пере-
хвата радиоразведкой шифрованных сообщений. Условную энтропию
Н (К|Шj, Ш2 ... Шдг) можно рассматривать как функцию числа Nзнаков
перехваченных шифровок:
Я(к|Ш1,Ш2...ШЛ,) = Я(Я). (13.11)
При некотором N= 7V0 может оказаться, что Н(к НЦ, Ш2 ... ШЛ() = 0
(точнее, Н(К|Ш], Ш2 ... 1Пу )| < £, где е — оговоренная малая величина).
В криптоанализе наименьшее число Уо, для которого выполняются тре-
бования малости условной энтропии ключа Н (Уо) ~ 0 при большом объ-
еме накопленных криптограмм, называется расстоянием единственности.
Это расстояние показывает, какой длины должна быть перехваченная крип-
тограмма, чтобы по ее анализу можно было бы свести к нулю (приблизи-
тельно, но с заданной наперед точностью приближения) неопределенность
ключа. В этом смысле Уо правильнее было бы называть не расстоянием,
а длиной единственности.
Физически неопределенность уменьшается за счет накопления инфор-
мации. Если, конечно, хоть какая-то информация о ключе в криптограм-
ме присутствует, т. е., если Лк|ш) Ф 0.
276
Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
Информации о ключе в шифровке тем больше, чем выше избыточ-
ность открытого текста. Действительно, если текст состоит из повторения
одного и того же символа (предельно высокая избыточность), то вся крип-
тограмма в соответствии с (13.1) фактически и есть ключевая последова-
тельность или ее отрезок. Напротив, если открытый текст совершенно слу-
чаен и все символы его равновероятны, избыточность равна нулю. В таких
условиях, принимая криптограмму, ничего нельзя сказать о ключе.
Естественно, что расстояние единственности должно увеличиваться с
увеличением энтропии ключа. В соответствии с принятой Шенноном мо-
делью шифрации расстояние единственности определяется соотношением
(13.12)
где Я(К) — энтропия ключа, а А — избыточность открытого текста.
Избыточность открытого текста обусловлена тем, что не все его сим-
волы равновероятны, а также тем, что многие символы встречаются в
тексте в устойчивых сочетаниях (условные вероятности сочетаний сим-
волов открытого текста больше, чем произведения их безусловных веро-
ятностей).
По физическому смыслу и по определению #(К) равно числу зна-
ков в двоичном представлении ключа, а произведение No& — числу урав-
нений, которые можно составить для нахождения каждого неизвестного
значения ключа. Для однозначного определения ключа (т. е. всех его не-
известных знаков) нужно, чтобы число уравнений было бы не меньше
числа неизвестных, т. е. чтобы 7V0A> Н(К), откуда и следует предельное
значение ЛГ0 (13.12). Из (13.12) также следует, что для увеличения инфор-
мационной скрытности сообщений (для усложнения несанкционирован-
ной дешифрации) нужно не только увеличивать длину ключа, но и сокра-
щать избыточность открытого текста. Соотношение (13.12) иллюстрирует
полезность сжатия данных перед тем, как передавать их в шифрованной
форме по радиоканалам, защищаемым от перехвата информации средства-
ми радиоразведки. Действительно, избыточность открытого текста коли-
чественно определяется как
я(с)
7Vlog(7Vc)’
(13.13)
где Н(С^ — энтропия передаваемого сообщения, составленного из Nсим-
волов, выбранных из алфавита объемом Nc.
Если сообщение С — текст на естественном языке, то для него А = 0,744
(английский язык) или А=0,834 (русский язык). Это значит, что при абсо-
13.1. Шифрация для информационной скрытности
277
лютно случайном ключе из К символов того же алфавита, в котором
представлен открытый текст, для однозначной несанкционированной
= (1,19...1,11)^
расшифровки криптоаналитик должен иметь =
сим-
волов криптограммы. По такому же количеству символов раскрывается
секретный ключ.
Таким образом, хорошие (стойкие к расшифровке) криптосистемы
должны устранять избыточность передаваемых сообщений (использовать
сжатие данных). Вывод о необходимости сжатия данных за счет устране-
ния избыточности известен еще из донаучной, эвристической криптоло-
гии. Идеальных способов сжатия данных нет. Но все применяемые на
практике способы используют два основных подхода.
1. Из исходного открытого текста удаляются все наиболее часто по-
вторяющиеся символы. Это прежде всего пробелы между словами, но также
и другие частые символы. Уже в силу высокой априорной вероятности эти
символы малоинформативны: без них нетрудно правильно понять пере-
данное и расшифрованное сообщение. Если иметь в виду шифрованные
тексты на естественных языках, самыми избыточными и потому опасными
с точки зрения сохранения криптостойкости являются служебные пометки
(подписи, даты, адреса, грифы секретности и прочие). Чем длиннее эти
пометки, чем больше они содержат символов, тем ниже стойкость крип-
тограммы и, что еще хуже, секретного ключа, которым она зашифрована.
2. Увеличивается энтропия шифрованного сообщения. Для этого в
исходном открытом тексте «разравниваются» вероятности различных сим-
волов. Иначе говоря, распределение вероятностей символов в шифруемом
тексте делается по возможности более близким к равномерному. В тек-
стах на русском языке чаще других попадается буква «О». В английских
текстах — «Е». Разравнивание вероятностей достигается за счет рандоми-
зации (когда исходный текст складывается по модулю 2 со специальной,
не очень длинной последовательностью символов) или за счет примене-
ния многоалфавитных подстановок и перестановок.
При многоалфавитных подстановках открытый текст шифруется не-
сколько раз, последовательно. Каждый раз символы шифруемого текста
заменяются другими символами, выбранными из того же или другого
алфавита. В результате многократного применения таких подстановок
относительные частоты появления символов в криптограмме уже не от-
ражают вероятностей появления символов в исходном тексте на естест-
венном языке. Если распределение вероятностей символов становится
точно равномерным, шифрованный текст приобретает максимальную эн-
тропию и, следовательно, минимальную избыточность. В соответствии
278
Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
с (13.12) такая криптосистема будет иметь максимальное расстояние един-
ственности, а значит, и наивысшую при используемом ключе крипто-
стойкость. Практически при шифре с равновероятными символами крип-
тоаналитик не сможет использовать для несанкционированной расшиф-
ровки частотный анализ криптограммы.
Перестановки перемешивают символы исходного открытого текста,
причем способ перемешивания определяется секретным ключом, извест-
ным только законным абонентам системы передачи информации. При
перестановках частоты появления отдельных символов в шифровке не
изменяются по сравнению с соответствующими частотами в исходном
открытом тексте, но статистические связи разрушаются.
Расстояние единственности (13.12) — это теоретическая мера стойко-
сти шифра, исходящая из предположений о том, что криптоаналитик при
расшифровке действует некоторым наилучшим для себя образом. Но та-
кая характеристика совершенно не учитывает того, каким ресурсом дол-
жен обладать криптоаналитик для успешного раскрытия шифра по крип-
тограммам с заданным расстоянием единственности. Поэтому рабочая
характеристика шифра измеряется как средний объем работы (в
часах, машинных операциях или других удобных единицах для ЭВМ из-
вестного типа и класса), необходимой для криптоанализа и раскрытия
криптограммы на основе 7Vзнаков шифрованного текста. При этом
определяется для наилучшего криптоаналитического алгоритма.
Наиболее интересна потенциальная оценка рабочей характеристики
W (оо), представляющая средний объем работы по криптоанализу при не-
ограниченном объеме шифрованного текста. Применяя эту оценку, обычно
говорят и пишут «шифр требует для раскрытия стольких-то лет», а имеют
в виду, что при неограниченном количестве знаков перехваченной крип-
тограммы, при наилучшем из известных алгоритмов криптоанализа и при
использовании самой быстродействующей из известных ЭВМ нужно за-
тратить столько-то лет непрерывной работы для раскрытия шифра. Это
оценка не доверительной вероятности успеха несанкционированной рас-
шифровки криптограммы Ринф, а доверительного интервала времени, по
истечении которого раскрытие шифра (ключа и открытого текста) про-
изойдет с вероятностью Ринф=1.
Для криптозащиты используют блочные и поточные шифры. Блочный
шифр преобразует одинаковые блоки исходного открытого текста в оди-
наковые криптограммы. Это недостаток шифра, который проявляется при
повторных передачах шифрованных сообщений. От недостатков блочных
шифров свободны поточные шифры, в которых шифрующее преобразо-
вание каждого символа исходного сообщения меняется от символа к сим-
13.1. Шифрация для информационной скрытности
279
волу. У большинства поточных шифров секретный ключ К не сам изме-
няет сообщение в процессе шифрации, а управляет работой генератора
ключевого потока. И уже этот генератор формирует последовательность
(поток) символов {KjK2... Кдг}, взаимодействующих с символами шифру-
емого сообщения по правилу (13.4):
Ш^=С^©К#; 7Vel:7V. (13.14)
Так образуется линейный поточный шифр. Поскольку операции сло-
жения и вычитания по модулю 2 совпадают:
CN =niN®KN; Nel:N (13.15)
одинаковыми оказываются схемы шифраторов и дешифраторов.
Длина N генерируемой под управлением ключа последовательности
может быть гораздо больше длины ключа. Если N очень велико (ключевая
последовательность не короче исходного шифруемого сообщения), может
показаться, что для такого поточного шифра справедлива граница Шен-
нона и он оказывается принципиально не раскрываемым, т. е. совершенно
секретным. Но это не совсем так. Для совершенной секретности требует-
ся, чтобы длина шифруемого сообщения была не короче длины секрет-
ного ключа, а не порождаемой им последовательности ключевого потока.
Технические приемы и методы построения генераторов ключевого
потока не отличаются от методов создания генераторов поднесущих кодо-
вых последовательностей, расширяющих полосу при создании сигналов с
большой базой для обеспечения структурной скрытности. Точно так же для
генераторов ключевого потока стоит проблема линейной сложности —
проблема определения структуры обратных связей в генераторе на основе
максимально короткого регистра сдвига с тем, чтобы получить ключевую
последовательность максимальной длины. Большая линейная сложность —
это необходимое условие криптостойкости системы с линейным поточ-
ным шифром. Разрешение этой проблемы сводится либо к выбору реги-
стра-генератора очень большой длины, либо к применению таких ключе-
вых потоков, в которые нелинейно объединяются последовательности с
выходов нескольких независимых регистров-генераторов. Линейная слож-
ность сформированной таким образом поточной ключевой последователь-
ности может быть очень большой только в том случае, если последова-
тельности разных генераторов некоррелированы между собой и незначи-
тельна корреляция каждой из них с результирующей последовательностью.
Этот вывод можно получить на основе тех же рассуждений, которые при-
вели в разд. 10.4 к формулировке принципов построения расширяющих
последовательностей для создания широкополосных сигналов.
280 Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
Осознание различия между практической и теоретической стойкостью
криптосистем позволило поставить неожиданный и на первый взгляд па-
радоксальный вопрос: раз уж имеет смысл стремиться к обеспечению только
практической стойкости шифра, нельзя ли ее достичь при отказе от слож-
ностей создания и распространения секретного ключа? Положительный
ответ на этот вопрос позволяет существенно упростить криптосистему за
счет отказа от специального защищенного канала передачи ключа.
13.2. Информационная скрытность криптосистем
с открытым ключом
Работа криптосистемы с открытым ключом основывается на исполь-
зовании односторонних функций. Подобные функции легко вычисляют-
ся по известным аргументам при шифрации и расшифровке. Но по изве-
стным значениям функции очень трудно решить обратную задачу —
определить аргументы (вычислить обратную функцию) при криптоанализе.
Хорошим примером односторонней функции может служить дискретное
возведение в степень [29]:
Ш = Ш(С) = ас (mod /?). (13.16)
Если аир известны, то сообщение С нетрудно зашифровать в соот-
ветствии с этим алгоритмом (нетрудно получить Ш как результат диск-
ретного возведения в степень (13.17)). Даже при очень больших р Ш(С)
вычисляется в результате применения нескольких операций возведения в
квадрат и умножения. Например,
^53 _ ^32+16+4+1 _ а. а2 ^2)2. (((^2)2)2. ^^2^2 ц3 17)
т. е. требует выполнения пяти операций умножения типа ап- а и трех опе-
раций перемножения полученных величин. Всего для вычисления ар по-
требуется примерно 21og2P (и не более того) операций умножения. Рас-
шифровка для определения С при известном Ш, но неизвестных а и р
потребует вычисления обратной функции
C = logaffl(C) (mod/?), (13.18)
т. е. дискретного логарифмирования. Доказано, что, если не только р ве-
лико, но и р - 1 имеет большой простой множитель, вычисление дискрет-
ного логарифма потребует примерно р операций умножения. Разумеется,
•7p»21og2A (13.19)
и функция дискретного возведения в степень при некоторых условиях
на а, р и оговорках, сделанных относительно р - 1, действительно явля-
13.2. Информационная скрытность криптосистем с открытым ключом 281
ется односторонней функцией. Эти условия сводятся к следующим: чис-
ло р должно быть простым, а число ае [1;р] таким, что все его степени
(по mod р) принимают значения из множества [1 :р - 1]. Иначе говоря, а
должно быть примитивным элементом поля Галуа GF(p) по модулю р.
Такие а всегда существуют. Например, для р-1 и а=3: я! = 3; л2 =2; д3 = 6;
а4=4; а5 = 5; а6=1 (modp = 7).
Работу криптосистемы с открытым ключом можно проиллюстриро-
вать на примере обмена шифрованными сообщениями между двумя або-
нентами. Условно это абоненты А и Б. Предположим, эти абоненты же-
лают передать друг другу конфиденциальные сообщения, соответственно
СА и СБ. Для организации такого обмена абонент А выбирает случайное
число [1;р- 1] и держит его в секрете, но вычисляет значение диск-
ретной экспоненты:
ПА =аХк (mod р). (13.20)
Число ПА сообщается всем, с кем абонент А собирается устанавливать
связь. Можно сказать, что в системе связи ПА — это такой же реквизит або-
нента А, как имя, адрес и номер телефона. Точно так же поступает и або-
нент Б, но, разумеется, выбирая другое число Хъ и вычисляя другое ПБ.
Если А и Б обмениваются конфиденциальными сообщениями, каж-
дый из них вычисляет
КАб=*УаУб =(Па/б(modp) = (nBfA (modp) (13-21)
и используют его для шифровки и дешифровки сообщений подобно обыч-
ному секретному ключу, т. е. абонент А формирует криптограмму ША из
сообщения СА по правилу
ША = (СА + KAB)(modp), (13.22)
а абонент Б, получив ША, восстанавливает (расшифровывает) открытый
текст с использованием того же вычисленного им ключа КАБ, так как
са = (ША +KAB)(modp), (13.23)
Совершенно аналогично происходит передача шифрованных сообще-
ний от Б к А:
ШБ = (СА +KAg)(mod/>), (13.24)
поскольку
СБ =(ШБ+KAB)(modp). (13.25)
Как видно из (13.22), оба абонента могут образовывать идентичные
ключи для защиты информации при обмене сообщениями. Причем для
282
Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
каждой пары абонентов сети секретной связи будет формироваться свой
ключ, неизвестный и недоступный любой другой паре (даже если в эту
пару войдут порознь либо абонент А, либо Б). Работа системы секретной
связи с открытым ключом на основе дискретного возведения в степень
иллюстрируется блок-схемой рис. 13.2.
Рис. 13.2. Система связи с открытым ключом
Если некто третий (криптоаналитик, работающий на радиоразведку)
попытается перехватить сообщение, ему прежде всего придется по шиф-
ровке ШАБ определить ключ КАБ. Но для вычисления значения ключа ему
необходимо знать либо ХА, либо ХБ. Знание любой из этих величин по-
зволит вычислить КАБ, но
ХА = logfl ПБ (modp) и ХБ = logfl ПА (modp), (13.26)
поскольку ПА и ПБ известны. Невозможность (практическая невозмож-
ность, т. е. крайняя затруднительность) перехвата сообщения обуславли-
вается трудностью определения секретного ключа X при помощи вычис-
ления дискретного логарифма.
Контрольные вопросы
1. По каким причинам ключ шифра должен быть не короче шифруемого со-
общения?
2. Как избыточность сообщения влияет на информационную скрытность?
3. Что называется расстоянием единственности шифра?
4. Почему двухключевая криптосистема называется системой шифрации с
открытым ключом?
ЧАСТЬ 4
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ ЗАЩИТА
ОТ СРЕДСТВ РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ
БОРЬБЫ
ГЛАВА 14
ПОМЕХОЗАЩИТА РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ
14.1. Виды помех радиоприему и методы помехозащиты
За всю предшествующую историю радиотехники накоплен значитель-
ный опыт работы РЭС в условиях помех, изучены причины возникнове-
ния и источники помех, созданы модели для анализа воздействия помех.
Традиционно помехи делят на естественные (природного происхождения)
и искусственные, обязанные своим происхождением деятельности чело-
века. Помехи, обусловленные антропогенными факторами, могут быть как
непреднамеренными, так и создаваемыми специально. Известно много
причин происхождения непреднамеренных помех радиоприему. К непред-
намеренным помехам относятся атмосферные, космические, внутренние
шумы, помехи из-за нарушения электромагнитной совместимости (ЭМС),
а также многочисленные индустриальные помехи, создаваемые промыш-
ленными установками и вообще агрегатами, не предназначенными для
работы с излучением, но создающими высокочастотные электромагнит-
ные поля из-за электрических разрядов, искрения контактов и т. п. К ак-
тивным преднамеренным помехам относятся шумовые и имитационные
помехи, создаваемые средствами радиоэлектронной борьбы.
В условиях действия радиопомех ответной мерой является радиоэлек-
тронная защита (РЭЗ). РЭЗ охватывает все методы и средства, которыми
располагает радиоэлектроника, включая мероприятия по обеспечению
скрытности действия радиосистем и средств, методы комплексирования
и дублирования, специальные методы помехоустойчивой обработки сиг-
налов. Мерой качества РЭЗ служат показатели помехозащищенности.
Помехозащищенность радиосистемы характеризует ее способность
обеспечивать требуемые точность воспроизведения сообщений и пропуск-
ную способность (быстродействие) с учетом действия возможных помех.
В общем случае помехозащищенность системы обеспечивается помехоус-
тойчивостью и скрытностью ее действия. Скрытность действия затрудня-
ет возможному противнику обнаружение факта функционирования радио-
системы и определение характеристик излучаемых ею радиосигналов с
целью создания эффективных преднамеренных радиопомех. Помехоустой-
чивость обеспечивает нормальное функционирование системы в условиях
14.1. Виды помех радиоприему и методы помехозащиты
285
действия определенной совокупности непреднамеренных и преднамерен-
ных (организованных) помех [11].
Классификация методов помехозащиты показана на рис. 14.1. Разли-
чают три основные группы методов.
Методы помехозащиты
РПУ
Защита от
перегрузок
Селекция
от помех
Компенсация
помех
П ростра нствен но- П ространстве иная
временная Временная
Частотная
Поляризационная
Функциональная | Оптимальный прием
I Структурная селекция
Адаптация .
-------- —| Многоканальный прием
Рис. 14.1. Классификация методов помехозащиты
Так, для защиты от перегрузок, приводящих к нелинейным эффек-
там и, как следствие, к ухудшению частотной избирательности по побоч-
ным каналам приема, применяют линеаризацию широкополосного высо-
кочастотного тракта приемника.
Селекция предусматривает отстройку сигнала от помех за счет исполь-
зования различия в их свойствах и параметрах. Такая отстройка в конеч-
ном итоге приводит к резкому ослаблению восприимчивости РПМ по
побочным каналам приема (рис. 14.1). Различают пространственно-вре-
менную селекцию (ПВС), частотную селекцию, функциональную селек-
цию (ФС) и адаптацию [3].
Пространственно-временная селекция разделяется на пространствен-
ную (ПС) и временную (ВС). ПС осуществляет антенная система, фор-
мирующая необходимые диаграммы направленности. Такие ДНА обеспе-
чивают максимальный уровень полезного сигнала и возможно более
низкий уровень мешающего, когда ДНА ориентируются минимумами на
источники помех. ВС осуществляется лишь приемным устройством с ис-
пользованием всех имеющихся различий сигналов и помех. Различия могут
быть по амплитуде и их используют для амплитудной селекции.
Частотная селекция использует различие сигналов и помех по их спект-
ральным свойствам. Спектры могут различаться несущими частотами и
шириной занимаемой полосы частот. За счет разницы в ширине спект-
ров можно режектировать узкополосные помехи в приемниках широко-
полосных сигналов и фильтровать узкополосные сигналы от широкопо-
286
Глава 14. Помехозащита радиоприемных устройств
лосных помех. Частотная селекция рассматривается как очень мощное
средство помехозащиты от преднамеренных активных и пассивных помех.
Для повышения эффективности частотной селекции применяют управле-
ние частотными свойствами зондирующего сигнала. Такое управление
затрудняет постановку помех, близких к сигналу по спектральным свойст-
вам. Чаще всего для управления частотными свойствами используют:
изменения (чаще по случайному закону) несущей частоты, например изме-
нение частоты от импульса к импульсу; изменение частоты повторения
импульсов (иногда такую частотную модуляцию называют вобуляцией);
многочастотное излучение.
Поляризационная селекция, использующая различие в поляризации
приходящих волн сигналов и помех, осуществляется с помощью специ-
альных поляризационных фильтров, совмещаемых с антенной системой.
Функциональная селекция предусматривает выделение сигналов с по-
мощью нескольких независимых каналов приема с последующей совмест-
ной обработкой всей их совокупности [5]. Для ФС используется широ-
кий комплекс мероприятий, требующий специальных методов построения
трактов приема и обработки радиосигналов. Так, оптимальный приемник,
предусматривающий построение наилучшей схемы для данного конкрет-
ного сигнала и известного вида помех, является, по сути, реализацией
схемы функциональной селекции сигнала от помехи.
Структурная селекция позволяет разделять помехи с сигналом, кото-
рому при формировании на передающей стороне придана известная при-
емнику форма (структура). Для осуществления структурной селекции сиг-
налы кодируют, причем используемые для этой цели коды делают сигналы
максимально отличающимися от любых возможных помех. Применение
таких кодов всегда расширяет базу сигнала В = Л/Т, Поэтому некоторые
вопросы построения кодов для структурной селекции уже обсуждались
ранее, в связи с широкополосными сигналами.
Многоканальный прием использует пространственную и временную
взаимную когерентность сигналов, пришедших к приемнику по разным
трассам и потому наблюдаемых на разных временных интервалах. Такой
способ селекции позволяет уменьшить влияние помех, действующих на
сигналы только на некоторых (возможно, заранее и неизвестных) трассах
распространения, и за счет этого существенно повысить помехоустойчи-
вость радиоприемных устройств.
Адаптация (приспособление к внешним условиям) предусматривает
изменение структуры и параметров защищаемых РЭС при изменении
помеховой обстановки. Цель адаптации — оптимизировать характеристики
помехоустойчивости в заранее неизвестных условиях работы.
14.2. Помехозащита радиоприемников
287
Компенсация помех (обычно на выходе УПЧ) применяется как послед-
ний резерв помехозащиты, когда все остальные методы не смогли предот-
вратить просачивание радиопомех на выход устройств приема и обработ-
ки сигнала. Компенсацию осуществляют специальные схемы подавления
сигналов, принятых боковыми лепестками ДНА.
Средства и алгоритмы помехозащиты, работа которых основывается
на использовании перечисленных методов, весьма многообразны и мно-
гочисленны. Для уменьшения уровня комбинационных помех и для ис-
ключения помех, вызванных взаимодействием полезного сигнала с соб-
ственным шумом приемника, необходимо создать приемный тракт с
максимально линейной амплитудной характеристикой. Средства линеа-
ризации амплитудных характеристик применяются прежде всего на вы-
сокочастотных участках тракта радиоприемных устройств: в усилителях
радиочастоты (УРЧ), преобразователях частоты (ПЧ), усилителях проме-
жуточной частоты (УПЧ).
В УПЧ также производят компенсацию помех и амплитудную селек-
цию сигналов на фоне помех. Для этого применяют различные схемы
автоматической регулировки усиления (АРУ). Для компенсации помех в
УПЧ применяют дополнительные когерентные каналы, череспериодные
импульсные компенсаторы и другие схемы. В качестве схем помехозащиты
в УПЧ применяют также согласованные с сигналом фильтры и схемы спе-
циальной нелинейной обработки: логарифмические УПЧ, схемы с амп-
литудным ограничением и фильтрацией (ФОФ — фильтр — ограничи-
тель — фильтр).
Различные схемы автоподстройки частоты гетеродинов также служат
улучшению помехозащиты.
Помехозащита демодуляторов предусматривает применение оптималь-
ных методов выделения модулирующих функций сигнала, а также разно-
образных других схем из большого набора эвристических технических
решений, позволяющих бороться с помехами конкретного вида.
14.2. Помехозащита радиоприемников
При действии на РЭС интенсивных помех возникает перегрузка, вслед-
ствие которой приемник перестает реагировать на изменения входного
сигнала. Разумеется, при этом приемник не может воспроизводить сооб-
щения. Перегрузки могут возникать в любой части приемника: во вход-
ных и выходных усилительных каскадах, в УПЧ, в демодуляторах.
Один из самых распространенных способов борьбы с перегрузками —
автоматическая регулировка усиления (АРУ) [5].
288
Глава 14. Помехозащита радиоприемных устройств
При работе АРУ амплитуда напряжения на выходе УПЧ определяет-
ся при помощи детектора АРУ, на который подается еще и напряжение
задержки U3, усиливается и усредняется фильтром нижних частот (ФНЧ).
Выходное регулирующее напряжение управляет коэффициентом уси-
ления УПЧ приемника = К (Up ) с тем, чтобы поддерживать сигнал
на выходе демодулятора на постоянном приемлемом уровне
^вых =ЖК при ^вых ^з- (14.1)
Таким образом, задержка срабатывания — это пороговый уровень вход-
ного сигнала, по превышении которого амплитудой входного сигнала сра-
батывает система АРУ.
АРУ «вперед». Это эффективный метод защиты от помех, имеющих
большую длительность, чем импульсы сигнала (тп > тс). Структурная схе-
ма такой системы АРУ показана на рис. 14.2. Здесь постоянная времени
ТдрУ > тс. В тот момент времени, когда приходит импульс сигнала
длительностью тс, коэффициент усиления видеоусилителя К^Е^) = шах,
а при приходе длинного импульса помехи тп>тс резко уменьшается и по-
меха на выходе ослабляется.
АРУ «по ближним шумам». Это быстрая автоматическая регулировка
усиления (БАРУ) по шумовой помехе, предшествующей появлению сиг-
нала. Работа БАРУ иллюстрируется осциллограммой рис. 14.3.
Здесь, если принят сильный сигнал q = — > 1, а усиление Кр пм (Рш)
установилось по шумовой помехе относительно более низкого уровня, сиг-
нальный импульс пройдет на выход. Если в аналогичной ситуации при-
нят слабый сигнал (q < 1), этот импульс будет практически подавлен, т. е.
за счет работы схемы АРУ отрезок шумовой помехи, предшествующий и
последующий импульсу сигнала, вырезается, подчеркивая при этом по-
лезный сигнал при q>l.
14.2. Помехозащита радиоприемников
289
Рис. 14.3. АРУ по «ближним шумам»
АРУ с поиском провала в спектре помехи. Если спектр помехи на входе
радиоприемного устройства неравномерный, как на рис. 14.4, а спектр сиг-
нала сосредоточен недалеко от провала в спектре помехи, поиском по час-
тоте (перестройкой частоты) гетеродина fr при постоянной полосе при-
емника можно добиться максимального отношения сигнал/шум. Такая
схема АРУ сочетает в себе как свойства системы регулировки усиления,
так и системы автоматической подстройки частоты. Но подстройки не под
какую-то спектральную составляющую сигнала, а под частоту, на кото-
рой помеха имеет минимальную спектральную плотность. Подстройка под
провал в спектре помехи адаптирует приемнмк к помеховой обстановке.
Рис. 14.4. ЛРУ с поиском провала в спектре помехи
Медленная АРУ (МАРУ) имеет постоянную времени тАРУ « тс. При
таком условии импульс сигнала с меняющейся за время тс амплитудой
Ec(tc), te [0, тс] поддерживается на выходе постоянным. Это защищает при-
емник от мощных импульсных помех. Схема работает и при тпх ~ тс, т. е.
защищает приемник от длинных помеховых импульсов (например, созда-
ваемых облаками дипольных отражателей).
АРУ с многократными стробами обеспечивает получение постоянного
уровня выходного сигнала приемника Ес вых - const в широком диапазоне
амплитуд входных сигналов от £CBbIxmin до вых max- Для этого управ-
290
Глава 14. Помехозащитна радиоприемных устройств
ляющий сигнал выбирают ступенчатым UAPy = k&UAPy, к = var, и регу-
лировки усиления проводятся либо до прихода импульса сигнала, либо
во время действия этого импульса, а также на максимальной дальности
работы РЛС.
Детектор с обратным смещением — это такой вариант АРУ, кото-
рый обеспечивает постоянство амплитуды выходного сигнала приемника
^свых= const ПРИ любом входном амплитудно-модулированном сигнале.
Схема ослабляет импульсные помехи с большой длительностью, когда
тп » тс (помехи от облаков дипольных отражателей), вплоть до непрерыв-
ных шумовых помех.
Другой способ снижения риска перегрузок помехами — применение
ограничителей.
Ограничители сигнала — весьма специфические нелинейные устрой-
ства. Они почти не дают подавления сигнала шумом [10], но при этом
позволяют успешно бороться с импульсными помехами. Известно очень
много разновидностей схем, использующих ограничители для уменьше-
ния влияния помех. Ниже очень кратко и без детального анализа рассмат-
риваются лишь некоторые схемы из этого класса.
Ограничение сверху. Для борьбы с мощными импульсными помехами,
когда амплитуда помехи значительно превосходит амплитуду сигнала,
£П»ЕС применяют ограничение сверху по уровню £с. Вследствие такого
преобразования суммы сигнала с помехой мощные импульсы помехи на
выход схемы ограничителя не проходят.
Двухпороговое ограничение применяется для помехозащиты канала
обнаружения (рис. 14.5).
Рис. 14.5. Двухпороговое ограничение
Сначала работает каскад ограничения с первым пороговым уровнем hP
Такой селектор пропускает сигнал с амплитудой EQ и отсекает импульсы
с £с</г1 и Ec>hi + h2 [5].
Ограничение снизу может применяться для подавления слабых помех.
У ограничителей снизу (рис. 14.6) на выход проходят сигналы с Ес > Ао,
а более слабые шумовые импульсные помехи x<hQ подавляются.
14,2. Помехозащита радиоприемников
291
j i х
Рис. 14.6. Ограничение снизу
Амплитудно-частотная селекция с помощью схем ФОФ или ШОУ. Схе-
мы ФОФ (фильтр — ограничитель — фильтр) или ШОУ (широкополос-
ная — ограничитель — узкополосная) (рис. 14.7).
Рис. 14.7. Амплитудно-частотная селекция с помощью схем ФОФ (ШОУ)
Первое назначение ФОФ — помехозащита приемников от мощных
коротких импульсных помех. Полосы усилителей выбираются так, чтобы
~ Afc; Afni=kAfc\ k»l. Если на вход схемы ФОФ действует импульс
сигнала длительности тс и помехи с длительностью тп« тс при разных уров-
нях Хп » хс, то через входной усилитель с широкой полосой оба импуль-
са пройдут без искажений (рис. 14.7, а). После ограничения (уровень ог-
раничения у0) импульсная помеха будет уменьшена по амплитуде до уровня
УП“Л) (рис. 14.7, б). Фильтр с узкой полосой, согласованной с шириной
спектра сигнала, импульс сигнала не исказит, а импульс помехи расши-
рит, уменьшив при этом его по амплитуде примерно в к раз (рис. 14.7, в).
Таким образом, отношение сигнал/помеха на выходе станет
9вых~(*) = (д/у/д/ш) »9вх- (14.2)
Второе назначение ФОФ — помехозащита приемников сигналов с уг-
ловой модуляцией от шумовых и других широкополосных помех. Третье —
стабилизация вероятности ложных тревог Рлт на выходе.
Ограничение — не единственный способ нелинейного преобразования,
защищающего от перегрузок. Среди нелинейных устройств подавления
радиопомех широко распространены различные модификации приемников
с логарифмическими амплитудными характеристиками усилителей про-
межуточной частоты [5] (рис. 14.8). Поскольку в области UBX < 1 характе-
ристика вида у = log^x при любом а > 1 нереализуема (при х -> 0, у -> -о°),
292
Глава 14. Помехозащита радиоприемных устройств
для логарифмических усилителей выбирают характеристику, аппрокси-
мируемую функцией log10(l + х). Точке х=0 на такой характеристике со-
ответствует выходной сигнал у=0.
Рис. 14.8. Логарифмическая характеристика приемника
Логарифмический приемник с малой постоянной времени стабили-
зирует вероятности ложных тревог Рт и ограничивает по протяженности
длинные помехи тп» тс. Структурная схема такого приемника показана
на рис. 14.9. Особенностью схемы рис. 14.9 является применение на вы-
ходе логарифмического усилителя дифференцирующей цепочки, укора-
чивающей выходной импульс сигнала и длинной помехи, когда тп» тс.
Практически не измененные дифференцирующей цепочкой импульсы
сигнала и сильно укороченные ею импульсы помехи усиливаются выход-
ным видеоусилителем (ВУ).
Рис. 14.9. Логарифмический приемник с малой постоянной времени
Одна из модификаций логарифмического усилителя — линейно-
логарифмический. В таком приемном устройстве для слабых сигналов при-
емник линейный jE’bmx = &£вх, а Для сильных — логарифмический —
Двых = ВДяс На линейном участке амплитудной характеристики <7ВЫХ= <7ВХ,
на логарифмическом — #вых > #вх (сильный сигнал подавляет помеху).
14.3. Специальные схемы подавления различных
преднамеренных помех
Известно много рецептов борьбы с конкретными видами организо-
ванных помех. Еще больше известно технических решений и конкретных
схем построения приемников, защищенных от помех определенного кон-
14.3. Специальные схемы подавления различных преднамеренных помех
293
кретного вида. Ниже приводятся несколько схемных решений, использу-
емых для РЭЗ от наиболее распространенных видов помех.
В приемниках РЛС со сжатием импульсов для помехозащиты приме-
няется метод «охватывающего импульса» [6]. Схема, иллюстрирующая
работу приемника в соответствии с этим методом, приведена на рис. 14.10.
Рис. 14.10. Использование для помехозащиты охватывающих импульсов
Основной выход соответствует приемнику с согласованным фильт-
ром (СФ), сжимающим импульс с внутриимпульсной ЛЧМ или ФКМ.
Когда появляется совмещенная шумовая импульсная помеха, может воз-
никнуть подавление несжатого ЛЧМ-импульса, так как при этом нередко
<7 = — >15 дБ. Но в этом случае логическая схема (Л) обнаруживает по-
Л
явление помехи и включает формирователь охватывающего импульса (ОИ).
В этом состоянии приемник переходит в режим слежения за огибающей
помехового импульса. Если ОИ очень мощный, по огибающей РЛС оп-
ределяет и дальность, и пеленг не хуже, чем по сигнальному импульсу,
сжатому согласованным с ним фильтром.
Для подавления прицельных шумовых помех в приемниках применя-
ют схему мгновенного (точнее — быстрого) измерения частоты (см. гл. 1)
и режекции помехи по результатам измерений. Соответствующая схема
приемника представлена на рис. 14.11.
Рис. 14.11. Режекция помехи по частоте
294
Глава 14. Помехозащитна радиоприемных устройств
Если вместе с сигналом в полосе УРЧ наблюдается помеха с шири-
ной спектра Д/шП« Д/с> анализатор помеховой обстановки фиксирует эту
ситуацию, определяет несущую частоту помехи и с помощью системы уп-
равления (СУ) настраивает режекторный фильтр на частоту, пораженную
помехой. В результате таких действий приемник адаптируется к мгновен-
ной сигнальной обстановке, не пропуская прицельную по частоте шумо-
вую помеху на выход приемника.
Для обнаружения импульсов шумовых помех в импульсных радиопри-
емных устройствах с последующим применением бланкирования этих
импульсов применяются сторожевые стробы. Одна из таких схем с двумя
сторожевыми стробами приведена на рис. 14.12.
Рис. 14.12. Применение сторожевых стробов
В схеме имеются два канала приема: на основной частоте с поло-
сой Д/и канал помехозащиты (нижний по схеме). Последний состоит из
трех фильтров — основного на частоте и двух сторожевых на час-
тоте /пр1 < /Пр и Лр2 >/пр с одинаковыми полосами Д/ Канал помехозащи-
ты образуют схемы ФОФ с двумя узкополосными фильтрами на выходе.
После квадратичных детекторов в компараторе (К) сравнивается разность
постоянных составляющих продетектированных шумов Д = <^(0) - (^(0)»
пропорциональная разности мощностей, а при одинаковых Д/ — и спект-
ральных плотностей шумов в полосах фильтров, настроенных на частоты
Zipi и fnp2- По этой разности можно судить о расположении спектра шу-
мовой помехи относительно несущей сигнала: если Д > 0, шумовая поме-
ха сосредоточена на частотах ниже частоты сигнала, если Д < 0 — выше.
В литературе [6] приведены и другие схемы приемных устройств со
сторожевыми стробами.
Для отстройки от шумовой помехи в приемниках доплеровских РЛС
в основной канал вводят два узкополосных звена — узкополосный УПЧ
14.3. Специальные схемы подавления различных преднамеренных помех
295
и схему автоматической селекции сигнала (АСС). Схема устройства, реа-
лизующего этот принцип, приведена на рис. 14.13. Выход АСС через ре-
активный РЭ элемент управляет частотой первого гетеродина. Частота
гетеродина таким образом удерживается в полосе АДСс-
Рис. 14.13. Отстройка от мощных помех в доплеровских РЛС
Для защиты от совмещенных с сигналом мощных помех возможно
применение способов помехозащиты, основанных на взаимодействии
сигнала и помехи. Так, при q = — »1 вполне можно перейти к слеже-
нию за помехой с измерением дальности по переднему фронту помехово-
го импульса, а скорости — по средней или несущей частоте помехи.
Сигнал
Шумовая
помеха
f
с
А/щп
fn
Рис. 14.14. К иллюстрации принципа помехозащиты
с отключением гетеродина
Для борьбы с заградительными шумовыми помехами, разнесенными
по спектру с сигналом, могут использоваться схемы, превращающие по-
меху из противника в союзника. Одна из таких схем предусматривает
работу приемника с отключением гетеродина [6]. Принцип работы при-
емника сводится к следующему. На входе смесителя действует сигнал с
несущей fc и заградительная шумовая на частоте в окрестности fn помеха
(рис. 14.14). Эти частоты разнесены по частоте на А/=Лшп_Л’ ПРИ обыч-
ном приеме сигнал, проходящий на УПЧ, содержит слабые биения коле-
бания гетеродина с принятым сигналом и сильные биения колебания ге-
теродина с заградительной шумовой помехой. В результате заградительная
шумовая помеха может подавить сигнал на нелинейности демодулятора
296
Глава 14. Помехозащита радиоприемных устройств
после УПЧ. Для борьбы с нежелательным эффектом подавления можно
отключить гетеродин. Тогда роль опорного сигнала для смесителя РПМ
берет на себя заградительная шумовая помеха. В результате биения сиг-
нала и заградительной шумовой помехи с разносом центральных частот
А/ ~ у^р проходят в УПЧ, тем лучше оттеняя сигнал, чем больше интен-
сивность шумовой помехи. Разумеется, отключение гетеродина можно ис-
пользовать только при наличии возможностей для обнаружения факта про-
тиводействия с использованием заградительной шумовой помехи, а также
возможности подстройки частоты сигнала под fc = f3mTl ± fnp.
Известны также технические решения, предусматривающие исполь-
зование в качестве опорного колебания гетеродина помех, образующихся
за счет отражений от местных предметов, пришедших по боковым лепес-
ткам и тому подобных эффектов [6]. Все эти принципиальные и техни-
ческие решения направлены на улучшение качества приема сигнала на
фоне сильных помех.
Контрольные вопросы
1. Охарактеризуйте виды и способы селекции сигналов от активных и пассив-
ных помех.
2. От каких помех защищают приемники РЛС специальными схемами АРУ?
Какие схемы АРУ применяют для помехозащиты приемников?
3. Какие способы нелинейной обработки сигнала в приемниках повышают их
помехозащищенность? Против каких помех?
ГЛАВА 15
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ ЗАЩИТА
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СТАНЦИЙ
15.1. Проблема помехозащиты
радиолокационных станций
Помехозащита РЛС — весьма сложная и многоплановая проблема.
Уязвимость РЛС для организованных помех заставляет прилагать огром-
ные усилия для поиска методов обеспечения эффективной и устойчивой
работы в любых, в том числе заранее неизвестных и трудно предсказуе-
мых условиях. Поэтому защита РЛС от помех обеспечивается комплек-
сом не только технических, но и организационных мер и средств [37].
Прежде всего — созданием соответствующих устройств и применением
алгоритмов помехозащиты.
Прежде всего для помехозащиты используют все возможные разли-
чия сигналов и помех по спектральным, временным, пространственным
структурным и поляризационным параметрам и реализуют на основе ис-
пользования этих различий селекцию, которая уже упоминалась в гл. 14.
Мощный способ помехозащиты — компенсация помех на входе при-
емника, в полосе УПЧ или на выходе РЛС.
Организационные методы помехозащиты РЛС предусматривают раз-
нообразные методы управления радиолокационным наблюдением. Для это-
го различные (возможно, даже разнотипные) РЛС, разнесенные в про-
странстве, объединяются в составе единых многопозиционных систем.
Кроме того, разработчики РЛС располагают довольно мощным и об-
ширным набором эвристических приемов построения устройств защиты
от помех. Эти приемы и способы ориентированы, как правило, на нейт-
рализацию или по крайней мере на снижение негативных последствий
действия помех конкретного вида. При изменениях помеховой обстанов-
ки эвристические схемы и алгоритмы могут оказаться не только беспо-
лезными, но даже вредными, ухудшающими характеристики РЛС. Поэтому
применение эвристических алгоритмов требует адаптивного управления
средствами помехозащиты.
Разумеется, сам сложный, комплексный характер проблемы помехо-
защиты предполагает комплексное применение разных мер и средств.
298
Глава 15. Радиоэлектронная защита РЛС
При наличии канала, контролирующего мощность излучения запрос-
ного сигнала, можно менять эту мощность, ориентируясь на конкретную
складывающуюся помеховую обстановку.
Иногда в импульсных РЛС для помехозащиты применяют режимы
сопровождения цели по переднему и заднему фронтам импульсов. Эти
режимы защищают РЛС от помех, создающихся постановщиками с боль-
ших дальностей. Такие помехи создаются облаками дипольных отражате-
лей и излучениями различных ретрансляторов, а также некоторыми дру-
гими средствами РЭП. Например, если импульс сигнала поражен помехой
так, что свободен от помех только передний фронт (этот случай характе-
Рис. 15.1. Работа по
переднему фронту
рен для ретранслированных помех, задержанных от-
носительно отраженного сигнала в аппаратуре ре-
транслятора, и иллюстрируется рис. 15.1), можно
дифференцированием переднего фронта отраженно-
го сигнала получить чистый короткий импульс в
момент прихода сигнала. Затем можно этот импульс
восстановить до его нормальной длительности тс. Ра-
зумеется, такой способ обработки сигнала обмени-
вает показатели помехозащищенности на показате-
ли помехоустойчивости.
Аналогичным образом можно организовать слежение в РЛС с линей-
ным сканированием, подавив угловые сектора, где находятся пассивные
помехи.
Существует еще ряд схем подавления шумовых помех, принимаемых
по главному лепестку ДНА. Эти схемы и описания их работы можно
найти в [6].
15.2. Выбор антенной системы РЛС
Пространственная селекция, которая реализуется только антенными
системами, является мощным средством помехозащиты.
На рис. 15.2 представлена схема компенсации помех, принимаемых
боковыми лепестками антенны.
Антенна Ai (основная) имеет ДНА вида рис. 15.2, б с КНД (^(а) и
обладает уровнем боковых лепестков (7бл. Вспомогательная антенна А2
имеет широкий луч, которому соответствует коэффициент усиления ан-
тенны (72 > <?бл- Помеха принимается боковым лепестком А! и вспомога-
тельной антенной А2 После двухканального усиления, детектирования и
сравнения на компараторе образуется разностный импульс
^д= Д _ ^2-
15.2. Выбор антенной системы РЛС
299
Рис. 15.2. Схема бланкирования боковых лепестков ДНА
Если Ел< 0 (помеха по вспомогательному
каналу сильнее), считается, что она принимается
боковым лепестком основной антенны. Тогда
компаратор включает генератор импульсов (ГИ),
который бланкирует видеоусилитель (УНЧ) на
время действия этой помехи. Если > 0, это
означает, что помеха принята главным лепестком
основной антенны и бланкирования УНЧ не про-
исходит.
Компенсацию боковых лепестков можно про-
изводить на промежуточной частоте (когерентная
компенсация).
Известны многоконтурные системы с компен-
сацией боковых лепестков для нескольких поста-
Рис. 15.3. Формиро-
вание провала ДНА
новщиков помех. Совершенно аналогичная схема с одним контуром ком-
пенсации может быть выполнена по низкой частоте, в видеополосе [6].
Многоэлементные антенны позволяют компенсировать помеху за счет
формирования такой ДНА, которая имеет минимумы в направлении на
источники помехового излучения. Так, в схеме рис. 15.3 две антенны —
основная Aj с ДНА /^(а) и А2 с ДНА F2(a) образуют антенную решетку.
ДНА этой решетки, естественно, отличается от соответствующих диаграмм
каждой из антенн:
Fz(a) = F1(a) + WzF2(a).
(15.1)
300
Глава 15. Радиоэлектронная защита РЛС
Если осп — угловая координата источника помехи, то для компенса-
ции помехи нужно выполнить условие 1^(ап) = 0, откуда с учетом (15.1)
^(ап) =
Л(«п)
^2(«п)’
(15.2)
При воздействии помехи от нескольких точечных источников следу-
ет увеличивать число компенсационных антенн. Для подавления помех
от N источников необходимо N компенсационных антенн. Следователь-
но, решетка должна состоять из и N+ 1 антенны.
15.3. Анализ и индикация помеховой обстановки
Для определения наилучших способов работы РЛС в условиях радио-
противодействия и для выбора оптимальных методов помехозащиты не-
обходимо основываться на сведениях о помеховой обстановке. Оператив-
ные данные о помеховой обстановке используют для адаптации как в
автоматическом режиме, так и в автоматизированном, когда работой РЛС
управляет оператор.
Для оператора прежде всего нужен индикатор с отображением поме-
ховой обстановки и зоны подавления РЛС помехой. В РЛС с индикато-
рами кругового обзора (ИКО) для оператора индицируется дальность и
азимут Оц цели, как на рис. 15.4.
Большая интенсивность
помех
Средняя
интенсивность
Ч помех
Рис. 15.4. Помехи и сигналы на ИКО
Обнаруженные шумовые помехи создают на ИКО засвеченные сек-
торы с информацией лишь об азимуте помехи осп. Это неполная инфор-
мация о цели, прикрываемой помехами. Но и этой информации бывает
достаточно для решения некоторых задач, например для пуска и наведе-
ния ракеты на постановщик помех. Существует много способов (в основ-
15.3. Анализ и индикация помеховой обстановки
301
ном триангуляционных) косвенного грубого измерения дальности Ап до
постановщика помех. Применяя эти способы, можно наводить управляе-
мые ракеты на постановщик помех с использованием информации о даль-
ности. Иногда на ИКО отображается информация об интенсивности по-
мех. Иногда удобно индицировать мощность и направление воздействия
шумовой помехи.
Работа в условиях действия организованных помех предъявляет некото-
рые специфические требования к эргономическим характеристикам ра-
диолокационных индикаторов. Так, на обычном ИКО РЛС (рис. 15.5, а)
цель А видна (не забита помехами), а цели В, С— нет. В ИКО с инверто-
ром сигнал, формирующий изображение, подается в обратной полярнос-
ти. При этом на экране создается негативное изображение (рис. 15.5, б).
Рис. 15.5. Варианты представления информации на ИКО
Для негативного изображения чем сильнее сигнал, тем светлее фон
на ИКО. В этом случае (рис. 15.5, б) относительно слабые сигналы целей
В и С будут видимы на фоне интенсивных помех, а относительно силь-
ный сигнал от цели А — нет.
Отношение сигнал/шум на ИКО можно увеличить, если применить
межобзорную корреляцию, когда сигнал индицируется после накопления
ряда видеоимпульсов. Случайная помеха при этом усредняется.
Для анализа возможной помеховой обстановки станции активных
помех запрашиваются со стороны РЛС пробными сигналами. На основе
анализа помех, созданных и излученных в ответ на такое стимулирующее
воздействие, выбирается стратегия и алгоритмы помехозащиты РЛС. В ка-
честве анализатора помех годится любой приемник оперативной радио-
технической разведки. Наиболее применимы два типа анализаторов поме-
ховой обстановки: анализаторы спектра и индикаторы типа А.
15.4. Защита от помех, уводящих по дальности и по скорости
Для защиты подсистем РЛС, сопровождающих цели по дальности и
по скорости, от уводящих помех нужно прежде всего обнаружить сам факт
такого противодействия. Эта задача решается с использованием всей до-
302 Глава 15. Радиоэлектронная защита РЛС
ступной информации о различиях собственных полезных сигналов РЛС
и вредных имитационных помех. Детальный анализ принципов работы
систем защиты от уводящих помех и основные технические решения,
используемые при построении систем защиты, можно найти в [6] и [37].
Универсальный способ защиты РЛС от помех, уводящих по дально-
сти, — использование в автоматической системе сопровождения по даль-
ности (АСД) помимо основного следящего строба дальности двух допол-
нительных сторожевых стробов. Эти стробы располагаются слева и справа
от основного строба (на меньших и на больших дальностях) рис. 15.6.
Рис. 15.6. Сторожевые стробы для защиты от уводящих помех
При работе системы автосопровождения в отсутствии помех в сторо-
жевом стробе сигнала нет. Как только будет поставлена уводящая поме-
ха, основной строб дальности будет смещаться, а сторожевые — нет. Но
при этом через некоторое время в сторожевом стробе (правом или левом
в зависимости от направления увода) обнаружится импульс сигнала. По
факту обнаружения алгоритм помехозащиты может вернуть основной строб
на место положения истинного сигнала и возобновить слежение за ним.
Импульсно-доплеровские РЛС могут одновременно использовать сто-
рожевые стробы как по скорости, так и по дальности.
Один из важных признаков, по которому можно идентифицировать
уводящую помеху, — это зависимость между дальностью и скоростью: по-
меха с изменяющейся дальностью должна иметь несущую частоту с доп-
леровским смещением. Поэтому если одновременно оценивать скорость
по доплеровскому смещению Л* (z) при помощи системы автосопровож-
дения по скорости (АСС) и формировать косвенные измерения скорости
dR*(t\
по производной от измеряемой дальности ---в АСД, а потом срав-
dt
нивать полученные оценки, можно обнаружить уводящую помеху по не-
dR*(t)
согласованности оценок, если R ———.
Целый ряд мер помехозащиты от уводящих по дальности помех можно
найти в работе [6]. Приемы борьбы с помехами, уводящими по скорости,
15.5. Схемы защиты от поляризационных помех
303
мало отличаются от способов борьбы с уводящими по дальности помехами.
Специфические методы помехозащиты от уводящих по скорости помех и
практические схемы, реализующие эти методы, можно найти в работе [6].
15.5. Схемы защиты от поляризационных помех
Для компенсации помех на ортогональной поляризации нужна допол-
нительная антенна, как на рис. 15.7.
Цель
I
БОИ
Ql Выход
Рис. 15.7. Компенсация помех на ортогональной поляризации
РЛС излучает зондирующий сигнал с вертикальной поляризацией С ±.
Такой же отраженный сигнал, принятый первой антенной, приходит в
точку 1. Сильная помеха, создаваемая станцией активных помех (САП),
совмещенной с целью, излучается на ортогональной поляризации П_^.
Эта помеха принимается как основной антенной РЛС с коэффициентом
усиления СА1, так и вспомогательной антенной с <7Л2, т. е. помеха поступа-
ет в точки 1 и 2 на схеме рис. 15.7. Выровняв амплитуду Еп и фазу срп по-
мехи П—। при помощи цепи автоподстройки с дискриминатором Д, можно
в принципе ее в значительной мере компенсировать, так что на выход в
блок обработки информации (БОИ) поступит лишь полезный сигнал С±.
Компенсация поляризационной помехи возможна и после демодуля-
тора несущей, в видеополосе. Схема такого приемника с компенсацией
показана на рис. 15.8.
В схеме две антенны Aj и А2 рассчитаны на прием сигналов с разными,
ортогональными друг другу поляризациями. Пусть от цели приходит от-
раженный сигнал С± с вертикальной, как и принято обычно в РПД РЛС.
Такой сигнал будет обработан лишь в правом по схеме канале и пройдет
304
Глава 15. Радиоэлектронная защита РЛС
Рис. 15.8. Компенсация помех на ортогональной
поляризации в видеополосе
на выход с минимальным ослаблением. Если принимается мощная поме-
ха на горизонтальной поляризации П—|, она пройдет через оба канала.
При правильном подборе задержек AZb и ослаблений в аттенюаторах
помехи могут компенсироваться на выходе схемы вычисления разности.
В приемнике применены логарифмические УПЧ вместо цепей АРУ. Дру-
гие варианты схем защиты от кроссполяризационных помех можно най-
ти в работе [6].
Контрольные вопросы
1. Опишите способ компенсации боковых лепестков ДНА РЛС.
2. Как используют сторожевые стробы защиты от уводящих помех по даль-
ности?
3. Как можно защитить РЛС от помех на ортогональной поляризации?
ГЛАВА 16
ПОМЕХОЗАЩИТА РАДИОСИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
ИНФОРМАЦИИ
16.1. Помехоустойчивость и помехозащищенность
систем передачи информации
Помехозащищенность РЭС уже определялась как некоторое синтети-
ческое понятие, учитывающее как скрытность, так и помехоустойчивость.
Подобные общие для всех РЭС соображения справедливы и для конкрет-
ного рассматриваемого класса РСПИ. На скрытности сигналов РСПИ ска-
зываются все те же факторы, которые определяют скрытность РЭС дру-
гих классов. А помехоустойчивость РСПИ, как способность противостоять
негативному влиянию помех, определяется рядом специфических причин.
Иногда анализ помехоустойчивости проводят независимо от анализа при-
чины появления помехи на входе РЭС. При этом считают, что поскольку
помехоустойчивость зависит от ряда случайных причин, то ее количествен-
ной мерой может быть вероятность нарушения функционирования РСПИ.
Эта вероятность всегда является монотонной функцией отношения сиг-
нал/помеха на входе приемника. Поэтому вместо вероятности нарушения
функционирования РЭС достаточно рассматривать некоторое пороговое
(критическое) соотношение сигнал/помеха: если соотношение сигнал/
помеха станет меньше порогового, работа РСПИ считается нарушенной
помехой (РСПИ подавлена).
Помехоустойчивость, а следовательно, и помехозащищенность РСПИ
зависит от сочетания большого числа факторов: вида помехи и полезного
сигнала, интенсивности помехи, структуры приемника и алгоритма обра-
ботки принимаемого сигнала, формы диаграммы направленности антен-
ны, применяемых в приемнике способов борьбы с помехами и т. д. Каж-
дый из этих факторов по отдельности и все они в совокупности должны
учитываться при исследовании помехоустойчивости. Но ниже, в этом
разделе, рассматриваются энергетические показатели помехоустойчивос-
ти приема. Такие характеристики являются полными и достаточными в
случае, когда сигналы и помехи различаются по форме, а приемник согла-
сован с сигналом при флюктуационной помехе. Это согласование в реаль-
ных условиях всегда имеет место и не нарушает общности анализа. Рас-
смотрение энергетических характеристик и показателей помехоустойчи-
306
Глава 16. Помехозащитна радиосистем передачи информации
вости позволяет выявить ряд полезных закономерностей, а также предъя-
вить требования к сигналам РСПИ, которые обеспечивают повышение
устойчивости против помех.
Известно [12], что максимальное отношение сигнала к шуму на выходе
оптимального приемника не зависит от формы сигнала:
(16.1)
где Q-РСТ— энергия сигнала, а Рс — его средняя за время Тмощность.
Следовательно, если наблюдение сигнала происходит на фоне только
внутренних шумов приемника и внешних шумовых помех, помехоустой-
чивость приемников, согласованных с сигналами любой формы, будет
одинаковой. Если же помеха создается внешним источником и отличает-
ся по структуре от нормального стационарного шума, удобно представить
Q в виде отношения мощностей сигнала и помехи. Для помехи с посто-
янной в полосе спектра сигнала А/спектральной плотностью 7Vn
где Рп = NuAf— мощность помехи, сосредоточенная в полосе спектра
сигнала.
Соотношение (16.2) будет справедливо и при действии совместно с
сигналом узкополосной помехи мощностью Рп. Действительно, если пред-
ставить оптимальный приемник в виде коррелятора [12], то на выходе
перемножителя коррелятора произойдет расширение спектра такой узко-
полосной помехи до значения полосы сигнала А/, а через интегратор с вре-
менем интегрирования Т пройдет лишь малая часть спектральных состав-
ляющих помехи. В результате мощности помехи и сигнала на выходе
составят соответственно —— и Рс, а их отношение будет та-
ким же, как в (16.2). Если на вход приемника будут совместно действо-
вать широкополосная и узкополосная помехи с мощностями Рпш и Риу
соответственно, то
q= с„ Д/Т.
(16.3)
пш ' пу
Имитационная помеха обязательно подобна сигналу. Поэтому на вы-
ходе приемника, согласованного с сигналом, она даст отклик большей
мощности. Следуя [16], можно считать, что увеличение мощности откли-
ка приемника на имитационную помеху пропорционально коэффициен-
ту взаимной корреляции сигнала и помехи рсп.
16.1. Помехоустойчивость и помехозащищенность РСПИ
307
Условие энергетического подавления радиолинии передачи информа-
ции с учетом сказанного о пороговом соотношении сигнал/шум и о кри-
тическом значении вероятности нарушения функционирования можно
определить неравенством
# — #пор
(16.4)
\ 7min
где а
— критическое соотношение сигнал/шум, при котором обе-
спечивается заданное качество работы РСПИ; а > 1 — некоторый коэф-
фициент запаса, учитывающий энергетические потери при обработке при-
нятого сигнала в реальной радиолинии по сравнению с идеальными усло-
виями приема.
Учитывая, что при работе в условиях РЭП основная мощность помех
определяется не собственными шумами приемника, а организованной в
процессе РЭП помехой, можно найти спектральную плотность помехи на
выходе:
пер п^пер п^пр пРсп
Д/4
(16.5)
где Рпер п — мощность передатчика постановщика помехи; Спер п и СПр п —
соответственно коэффициенты усиления антенн постановщика помех и
приемника РСПИ в направлении друг на друга; Ln — коэффициент ос-
лабления мощности помехи на трассе распространения от передающей
антенны до приемной.
Мощность полезного сигнала на выходе приемника РСПИ будет
Р С С
п _ Чтер^пер^пр
*с Т • (16.6)
С учетом (16.5) и (16.6) условие обеспечения помехоустойчивости (16.4)
можно представить в виде
где (Лтербпер) и (Лтерп^перп) —величины эффективной мощности пере-
датчиков сигнала и помехи соответственно; бпрс/^прп — характеристи-
ки антенны приемника, т. е. отношение коэффициента усиления сигнала
к коэффициенту усиления помехи; Ln/Lc — относительные потери на
308
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
трассе распространения помех; «(G/jV^) , — критическое отношение
сигнал/помеха; Д/77рсп=В/рсп — характеристики сигнала РСПИ; В— база
сигнала РСПИ.
Входящая в (16.7) величина Д/77рсп зависит от структуры и вида мо-
дуляции сигнала. Как видно, для повышения помехозащищенности РСПИ
нужно применять сигналы с большой базой B-^fT »1 и наделять их
специальными свойствами, чтобы затруднить для системы РЭП создание
помехи, подобной сигналу, т. е. имитирующей помехи, для которой рсп
достаточно высок. Оба этих требования выполняются при использовании
в РСПИ кодирования сигналов.
16.2. Кодирование в помехозащищенных системах
передачи информации
Для сохранения достоверности передачи информации в условиях дей-
ствия помех применяют специальные меры, уменьшающие вероятность
появления ошибок. Одной из таких мер, едва ли не самой действенной,
является применение помехоустойчивого кодирования. Кодирование дает
возможность увеличивать помехоустойчивость передачи информации в
обмен на увеличение избыточности и соответственно снижение скорости
передачи сообщений. Но избыточность при кодировании может вводить-
ся и использоваться по-разному. Во-первых, за счет избыточности можно
создавать коды, способные при приеме и декодировании обнаруживать и
исправлять (корректировать) ошибки, обусловленные действием помех.
Это корректирующие коды. Во-вторых, избыточные символы могут исполь-
зоваться для создания сигналов, максимально отличающихся друг от дру-
га. Такие сигналы предназначаются для приема «в целом». В более слож-
ных случаях информационную избыточность дополняют аппаратурной
избыточностью, организуя передачу информации с обратной связью от
получателя сообщений к их источнику.
При построении корректирующих кодов из 7V0 возможных комбинаций
по N символов применяется лишь некоторая часть N < 7V0. Используемые
при передаче N комбинаций символов обычно называются разрешенны-
ми кодовыми комбинациями, а остальные Nq-N— запрещенными. Вполне
понятно, что если под действием помехи передаваемая кодовая комбина-
ция переходит в запрещенную, то такую ошибку можно обнаружить.
Способность корректирующих кодов обнаруживать и исправлять ошиб-
ки можно пояснить следующими рассуждениями. Множество запрещен-
ных кодовых комбинаций всегда можно разбить на N подмножеств 7VZ,
zg 1:7V и каждому подмножеству 7V, поставить в соответствие разрешенную
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
309
кодовую комбинацию Вь Если принятая кодовая комбинация Б* принад-
лежит подмножеству Nb то принимается решение в пользу кодовой ком-
бинации Вь Очевидно, что при таком правиле приема будут исправлять-
ся все те ошибки, которые не выводят передаваемую кодовую комбинацию
за пределы принадлежащего ей подмножества Nb Если бы избыточности
не было (7V=7VO), то каждое подмножество содержало бы по одной ко-
довой комбинации Bt и любые ошибки приема символов неизбежно пе-
реводили бы Б,- в другую разрешенную кодовую комбинацию Bpj^i.
При построении корректирующего кода основной задачей является
разбиение множества запрещенных кодовых комбинаций на N подмно-
жеств и выработка правила сопоставления их с разрешенными кодовыми
комбинациями. Именно по способу такого разбиения различают коды и
дают им названия. Для уменьшения вероятности ошибочного декодиро-
вания в подмножество 7V, включаются те запрещенные кодовые комби-
нации!?*, для которых
(16.8)
где Р(Д-) — априорная вероятность передачи кодовой комбинации Вь
—условная вероятность принятия кодовой комбинации Вк при
передаче кодовой комбинации Вь Таким образом, в подмножество 7V,-долж-
ны входить кодовые комбинации Вк, при приеме которых наиболее ве-
роятной комбинацией является Вь
При передаче равновероятных сообщений по каналам с независимы-
ми ошибками, когда вероятность появления ошибок уменьшается с уве-
личением кратности, для минимизации средней вероятности ошибочно-
го декодирования необходимо в первую очередь исправлять однократные
ошибки как наиболее часто встречающиеся, затем двукратные и т. д. При
этом в подмножество 7VZ- следует включить все те кодовые комбинации В*,
которые отличаются от Bt в меньшем числе символов по сравнению с дру-
гими разрешенными кодовыми комбинациями. Соответственно декодер
принимает решение о приеме кодовой комбинации Вь если принятая ком-
бинация Bi отличается от нее в меньшем числе символов, чем любые дру-
гие. Такое правило принятия решения называется оптимальным по кри-
терию максимума правдоподобия.
Код можно задать таблицей, устанавливающей соответствие между
сообщениями и кодовыми комбинациями. Кодирующее устройство (кодер)
при этом будет просто запоминающим устройством, в памяти которого
хранятся N разрешенных кодовых комбинаций. Соответственно универ-
сальный метод декодирования, пригодный для любого кода, заключается
310
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
в сличении принятой кодовой комбинации со всеми N разрешенными и
нахождении той разрешенной кодовой комбинации, которая отличается
от принятой меньшим числом символов. Хотя такие методы кодирования и
декодирования и являются универсальными, они не нашли широкого при-
менения из-за большого объема требуемой памяти. В особенности это огра-
ничение существенно для кодов большой длины. Поэтому к настоящему
времени созданы и продолжают разрабатываться коды, не требующие
запоминания большого количества комбинаций. Известно много помехо-
устойчивых кодов, которые классифицируются по различным признакам.
Прежде всего корректирующие коды разделяются на два больших
класса: блочные и непрерывные.
При блочном кодировании последовательность элементарных сооб-
щений источника разбивается на отрезки и каждому отрезку ставится в
соответствие определенная последовательность (блок) кодовых символов,
иначе называемая кодовой комбинацией. Множество всех кодовых ком-
бинаций, разрешенных (возможных) при данном способе кодирования,
и есть блочный код.
Длина блока может быть как постоянной, так и переменной. Соот-
ветственно различают равномерные и неравномерные блочные коды. По-
мехоустойчивые коды являются, как правило, равномерными.
Блочные коды бывают разделимыми и неразделимыми. К разделимым
относятся коды, в которых каждый из символов может быть отнесен к од-
ной из двух непересекающихся групп: информационные символы, несущие
сообщение, и проверочные, служащие исключительно для обнаружения
и исправления ошибок. Такие коды принято обозначать как («,&), где п —
длина кодовой комбинации; к — число информационных символов. Чис-
ло разрешенных комбинаций в двухсловном коде (л, к) не превышает
К неразделимым относятся коды, у которых нельзя выделить информа-
ционные и проверочные символы. Неразделимые коды — это, например,
коды с постоянным весом и коды на основе матриц Адамара. Коды с по-
стоянным весом характеризуются тем, что все их кодовые комбинации со-
держат одинаковое число единиц. Примером такого кода является стан-
дартный телеграфный код, у которого в каждой кодовой комбинации по
три единицы и четыре нуля (код «3 из 7»).
Коды с постоянным весом позволяют обнаружить все ошибки крат-
ности q = 1, ...,п-к, за исключением случаев, когда число единиц, перешед-
ших в нули, равно числу нулей, перешедших в единицы. В полностью
асимметричных каналах, в которых возможны ошибки только одного вида
(только трансформации нулей в единицы или единиц в нули), такой код
позволяет обнаружить все ошибки. В симметричных каналах вероятность
16.2. Кодирование в помехозащищенных PC ПИ 311
необнаруживаемой ошибки в первом приближении можно определить как
вероятность одновременного искажения одной единицы и одного нуля:
Ло =ФОШ(1-РОШ)2С|(1-РОШ)3=12Р2Ш(1-РОШ)5, (16.9)
где Рош — вероятность искажения символа.
Среди разделимых кодов выделяют коды линейные и нелинейные.
К линейным относятся коды, в которых поразрядная сумма по модулю 2
любых двух разрешенных кодовых слов также является разрешенным ко-
довым словом. Линейный код называется систематическим, если первые к
символов любой его кодовой комбинации являются информационными,
а остальные п - к символов — проверочными.
Наиболее простой линейный систематический код — это (п, п -1),
содержащий один проверочный символ, который равен сумме по моду-
лю 2 всех информационных символов. Такой код называется кодом с про-
веркой на четность. Он позволяет обнаружить все сочетания ошибок не-
четной кратности. Вероятность необнаруженной ошибки в первом при-
ближении можно определить как вероятность искажения двух символов:
РКО-С2пРош{\-Рош)п~2. (-16.10)
Подклассом линейных кодов являются циклические коды. У таких
кодов все комбинации, образованные циклической перестановкой лю-
бой кодовой комбинации, являются также кодовыми комбинациями. Это
свойство позволяет значительно упростить кодирующее и декодирующее
устройства, особенно при обнаружении ошибок и исправлении одиночной
ошибки. Примерами циклических кодов могут служить коды Хэмминга,
коды Боуза — Чоудхури — Хоквингема (БЧХ-коды) и некоторые другие.
Примером нелинейного кода является код Бергера, у которого прове-
рочные символы формируются как двоичная запись числа единиц в после-
довательности информационных символов. Например, таким является код:
00000; 00101; 01001; 01110; 10001; НОЮ; 11111. Коды Бергера применяют-
ся, как правило, в асимметричных каналах. В симметричных каналах они
обнаруживают все одиночные ошибки и некоторую часть многократных.
Непрерывные коды не разбиваются на блоки. Операции кодирования
и декодирования производятся над непрерывной последовательностью
символов. Самые распространенные и удобные для практического при-
менения среди непрерывных — сверточные коды.
К числу основных характеристик кода относятся длина кода п, его
основание т, мощность Nk (число разрешенных кодовых комбинаций),
полное число кодовых комбинаций Уо, число информационных симво-
лов к, число проверочных символов г=п -к, вес кодовой комбинации
(число единиц в комбинации), избыточность кода и кодовое расстояние.
312
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Избыточность кода определяется выражением
. logTV
7=1------------------------------
log^o
(16.11)
или для двоичного кода (т = 2), когда N=2 , a N0 = 2n:
% = (16.12)
, п п
к
где называется относительной скоростью кода.
п
Для оценки степени сходства разных комбинаций, составляющих код,
в пространстве кодовых последовательностей вводится метрика, т. е. опре-
деляется правило вычисления расстояния между кодовыми комбинация-
ми. Наиболее употребительна метрика, основанная на использовании рас-
стояния Хэмминга d[BhB^ которое определяется числом разрядов, в
которых Д отличается от Bj. Для двоичного кода
d(Bi^Bd=lLbik®bjk> (16.13)
к=\
Tjx$ bfc и bjk — символы кодовых комбинаций Д и Bj соответственно; Ф —
символ суммирования по модулю 2.
Наименьшее расстояние Хэмминга для данного кода называется ко-
довым расстоянием d. При независимых ошибках в канале через кодовое
расстояние удобно выражается корректирующая способность кода. Если
код имеет J=l, это значит, две кодовые комбинации отличаются мини-
мум в одном символе. Искажение одного символа сразу трансформирует
кодовую комбинацию в другую разрешенную, т. е. код с 1 не способен
корректировать ошибки. Чтобы код мог обнаруживать любую одиночную
ошибку, необходимо обеспечить кодовое расстояние, равное двум. Рас-
суждая аналогичным образом, можно получить, что для обнаружения всех
ошибок кратности I требуется код с расстоянием
d>l + \.
(16.14)
Для исправления всех ошибок некоторой кратности требуется боль-
шее кодовое расстояние, нежели для их обнаружения. Если кратность
исправляемых ошибок равна /, то кодовое расстояние должно удовлетво-
рять условию
d > 2/ + 1. (16.15)
Помимо режима декодирования с обнаружением и исправлением оши-
бок используется режим с восстановлением предварительно стертых нена-
дежных символов. В таких системах решающая схема приемника имеет
некоторую область неопределенности. Решение о переданном символе
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
313
принимается только в случае, если входной сигнал не попадает в указан-
ную область, в противном случае приемник отказывается от принятия
решений и заменяет данный символ специальным символом стирания. Для
восстановления стертых символов используются корректирующие коды.
Таким образом, задача построения кода с заданной корректирующей
способностью сводится к обеспечению необходимого кодового расстояния
путем введения избыточности. При этом желательно, чтобы число исполь-
зуемых проверочных символов было минимальным. К сожалению, зада-
ча определения минимального числа проверочных символов, необходи-
мых для обеспечения заданного кодового расстояния, не решена. Имеется
лишь ряд оценок для максимального кодового расстояния при фиксиро-
ванных пик, которые часто используются для выяснения того, насколь-
ко код близок к оптимальному, имеющему минимальное кодовое рассто-
яние для заданной корректирующей способности.
Так, для блочного линейного кода (л, к) справедливо неравенство
(16.16)
где г называется верхней границей Хэмминга;
d-1
числа ----.
d-1
2
означает целую часть
Граница Хэмминга (16.16) близка к оптимальной для кодов с боль-
шими значениями п/к. Для кодов с малыми значениями п/к более точ-
ной является верхняя граница Плотина:
г > 2 d — 2 — log2 d. (16.17)
Но существует также блочный линейный код (л, к) с кодовым рассто-
янием d, для которого справедливо неравенство
d-2
r<log2£C',
z=0
(16.18)
называемое нижней границей Варшамова — Гильберта.
Границы Хэмминга (16.16) и Плоткина (16.17) являются необходимы-
ми условиями существования кода с параметрами п, к и d, а граница Вар-
шамова— Гильберта — достаточным условием. Равенство в (16.16) спра-
ведливо только для так называемых совершенных кодов. Такие коды ис-
правляют все ошибки кратности
и менее и не исправляют ни одной
2
314
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
d-l
где, как и прежде,
d-l
2
— целая часть
ошибки кратности /
d-1 кт
числа----. Примером совершенных кодов являются коды Хэмминга.
2
По определению, любой линейный код (л, к) можно получить из к ли-
нейно независимых кодовых комбинаций путем их посимвольного сум-
мирования по модулю 2 в различных сочетаниях. Исходные линейно не-
зависимые кодовые комбинации называются базисными. Все к базисных
комбинаций длиной п символов можно расположить по строкам порож-
дающей матрицы
G = KII-
(16.19)
С использованием этого обозначения процесс кодирования заключа-
ется в выполнении преобразования
B = AG, (16.20)
где А — вектор размерности А, соответствующий кодируемому сообще-
нию; В — вектор размерностью п, соответствующий кодовой комбинации.
Таким образом, порождающая матрица (16.19) содержит всю необхо-
димую для кодирования информацию, которая должна храниться в памя-
ти кодирующего устройства. Для двоичного кода объем памяти равен кп
двоичных символов. При табличном задании кода кодирующее устройство
Эк.
должно запоминать гг двоичных символов.
Кодирующее устройство для линейного кода (и, к) (рис. 16.1) состо-
ит из /^-разрядного сдвигающего регистра и г~п - к блоков сумматоров
по модулю 2.
Рис. 16.1. Кодер линейного кода (п, к)
Информационные символы одновременно поступают на вход регистра
и на выход кодирующего устройства через коммутатор. С поступлением
&-го информационного символа на выходах блоков сумматоров в соответст-
вии с уравнениями (16.20) формируются проверочные символы, которые
затем последовательно поступают на выход кодера. Процесс декодирования
сводится к выполнению операции
S = B*HT, (16.21)
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
315
где S — вектор размерностью (п - к), называемый синдромом; В* — вектор
принятой кодовой комбинации, возможно, искаженной помехами, и по-
этому отличающийся от В; Н — проверочная матрица размерности (г х и),
такая, что вектор В принадлежит коду только в том случае, если ВНТ=О;
Т — символ транспонирования матрицы.
Если принятая кодовая комбинация В* совпадает с одной из разре-
шенных В (либо отсутствуют ошибки в принятых символах, либо из-за
действия помех одна разрешенная кодовая комбинация трансформирова-
лась в другую), то
S = B*HT=0. (16.22)
В другом случае S ^0, и вид синдрома зависит только от вектора оши-
бок е, определяемого как
В* = ВФе. (16.23)
Из определения (16.22) видно, что е — это такая же последователь-
ность из N символов, как В и В*, но имеющая нули на тех позициях, на
которых символы В* не отличаются от символов В и единицы на позици-
ях искаженных символов. На основании (16.22) и (16.23) можно утверж-
дать, что
S = B*HT =(В®е)Нт =еНт, (16.24)
где В — вектор переданной кодовой комбинации, а В* — вектор приня-
той комбинации с возможными ошибками в некоторых символах.
Из (16.23) следует, что при S = 0 декодер должен принимать решение
об отсутствии ошибок, а при S ^0 — о том, что ошибки произошли. Число
различных синдромов, соответствующих различным сочетаниям ошибок,
равно 2п~к- 1. По конкретному виду синдрома можно в пределах коррек-
тирующей способности кода указать на ошибочные символы, а следова-
тельно, и исправить их.
Схема декодера линейного кода (рис. 16.2) содержит ^-разрядный сдви-
гающий регистр, п-к полусумматоров (сумматоров по модулю 2), схемы
сравнения, анализатор ошибок и корректор ошибок. На регистре запо-
минаются информационные символы принятой кодовой последователь-
ности, из которых в блоках сумматоров формируются проверочные сим-
волы. В результате сравнения формируемых на приемной стороне
проверочных символов с принятыми проверочными символами анализа-
тор ошибок определяет ошибочно принятые символы. Эти решения вы-
носятся на основании анализа синдрома. Исправление информационных
символов производится в корректоре.
В общем случае при декодировании линейного года с исправлени-
ем ошибок в памяти декодера нужно хранить таблицу соответствий между
316
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Рис. 16.2. Декодер линейного кода (и, к)
синдромами и векторами ошибок. Такая таблица должна содержать 2п~к
строк. Для каждой принятой кодовой комбинации декодер должен про-
сматривать всю таблицу. При небольших значениях п эта операция не
вызывает затруднений. Но для высокоэффективных кодов длиной п »10
разность п - к принимает такие значения, что перебор по таблице из 2п~к
строк оказывается практически невозможным.
Циклические коды относятся к классу линейных систематических.
Поэтому для их построения в принципе достаточно знать порождающую
матрицу. Но можно указать другой способ построения циклических ко-
дов, основанный на представлении кодовых комбинаций полиномами. Так,
всякой кодовой комбинации {Ьп_ъ Ьп_2,... Zfy} может быть поставлено в со-
ответствие число в позиционной двоичной системе, составленное из цифр
bN_b ^n-ъ ••• ^о- А значение этого числа определяется полиномом
В(х) = Ьп_ххп~х + Ь„_2хп~2 +... + Ьох°, (16.25)
где х — основание системы счисления; be [0,х); суммирование ведется
по модулю х.
В частности, комбинации двухосновного кода представляются двоич-
ными числами Z>=0; 1, х=2 и суммирование ведется по модулю 2.
Из эквивалентности кодовых комбинаций полиномам (16.25) следу-
ет, что все операции при преобразовании кодированных сообщений мо-
гут быть представлены как алгебраические действия над полиномами.
Каждый циклический код (л, к) характеризуется порождающим поли-
номом. Им может быть любой полином р(х) степени п-к, который делит
без остатка двучлен лЛ®!, а также любую разрешенную кодовую комби-
нацию В(х). Поэтому процесс кодирования сообщения С(х) сводится
к отысканию такого полинома 2?(х), от деления которого без остатка на
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
317
/?(х) получается частное С(х). Иначе говоря, кодовая последовательность
должна формироваться по правилу
В(х) = С(х) р(х), (16.26)
причем С(х) в соответствии с (16.26) представляется многочленом сте-
пени не выше к- 1.
Однако при кодировании в соответствии с правилом (16.26) форми-
руются только неразделимые коды: информационные и проверочные сим-
волы в получаемых кодовых последовательностях оказываются переме-
шанными. Это свойство затрудняет процесс декодирования. Поэтому на
практике чаще всего применяется иной метод нахождения полинома 1?(х).
Если умножить многочлен С(х) на ^~к и полученное произведение
разделить на р(х), в остатке будет полином г(х):
С(х)хп-к =Q{x)P(x)®r(x). (16.27)
Так как операции суммирования и вычитания по модулю 2 совпада-
ют, из (16.27) следует, что полином
С(х)хп~к ©r(x) = Q(x)P(x) (16.28)
делится на порождающий полином Р(х) нацело (без остатка).
Следовательно, этот полином определяет разрешенную кодовую по-
следовательность для кода, заданного порождающим многочленом Р(х).
У полинома С(х}хп~к коэффициенты при к старших членах совпада-
ют с коэффициентами С(х), а коэффициенты при п - к равны нулю, т. е.
совокупность п коэффициентов это число, равное передаваемому сооб-
щению, увеличенное на п-к порядков. Остаток от деления г(х) имеет
степень не выше п-к. Таким образом, коэффициенты при к старших чле-
нах полинома С(х)хп~к © г(х) — это информационные символы, совпа-
дающие с символами кодируемого сообщения, а при п - к младших —
проверочные символы. Эти свойства полиномов подсказывают схемотех-
нические приемы построения кодеров циклического кода. Для примера
на рис. 16.3 приведена схема кодера для кода с порождающим многочле-
ном Р(х) =х3@х2® 1.
Триггеры Tl, Т2 и ТЗ образуют регистр сдвига. В исходном состоя-
нии ключи К1 и К2 находятся в положении 1. Кодируемая последователь-
ность С(х) подается на вход кодера и вместе с этим поступает на выход
ячейки ТЗ (это соответствует умножению многочлена С(х) на х3). За четыре
такта сдвига происходит деление многочлена С(х)х3 на многочлен р(х) =
= х3©*2© 1. В результате в регистре записывается остаток, представляю-
щий собой проверочные символы. Ключи К1 и К2 перебрасываются в по-
ложение 2, и в течение трех следующих тактов содержащиеся в регистре
символы поступают на выход кодера.
318
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Рис. 16.3. Кодер циклического кода с порождающим
полиномом р(х)=х3Фх2©1
От порождающего полинома /?(х) зависит корректирующая способ-
ность кода, поэтому его выбор очень важен. Степень порождающего мно-
гочлена должна быть равна числу проверочных символов.
Обнаружение ошибок при использовании циклических кодов сводится
к делению многочлена j3*(x) = 2?(х) + е(х), соответствующего принятой
комбинации, на р(х). Если остаток г(х) оказывается равным нулю, то
считается, что ошибки нет, в противном случае фиксируется ошибка.
Полином
г(х) = |/(х) + е(x)]mod р(х) = e(x)mod р(х) (16.29)
зависит только от многочлена ошибок е(х) и играет ту же роль, что и
вектор-синдром. Поэтому в принципе ошибки можно исправлять на ос-
нове таблицы соответствий между е(х) и г(х), сохраняемой в памяти де-
кодера, как при линейных нециклических кодах. Однако свойство цик-
личности позволяет существенно упростить процедуру декодирования.
Один из распространенных алгоритмов исправления ошибок исполь-
зует следующие свойства синдрома циклического кода. Если имеется
циклический код с кодовым расстоянием J, исправляющий все ошибки
2
включительно (квадратные скобки, как и
।
прежде, обозначают целую часть отношения ——)? возможны следующие
ситуации. Если искажены только проверочные символы, то вес синдрома
d-1
2
вплоть до кратности
, а сам синдром будет совпадать с векто-
будет меньше или равен
ром ошибок; если вектор ошибки искажает хотя бы один информацион-
2
от деления многочлена Ь[х) на /?(х), то остатком от деления полинома
Ь(х)х*на /?(х) является многочлен г (х)х* mod /?(х), иначе говоря, синд-
ром некоторого циклического сдвига многочлена Ь(х) является соответ-
ный символ, то вес синдрома будет больше
от деления многочлена &(х) на /?(х)
— остаток
ствующим циклическим сдвигом синдрома исходного многочлена, взято-
го по модулю /?(х).
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
319
Работа алгоритма декодирования иллюстрируется схемой рис. 16.4 для
кода с порождающим полиномом р(х) =х3 ©х2© 1. Такой код имеет кодо-
вое расстояние d=3 и способен исправлять все однократные ошибки.
Пороговое устройство
Рис. 16.4. Декодер циклического кода с порождающим
полиномом р(х)=х3Фх2©1
Принятая кодовая комбинация одновременно поступает в буферный
регистр сдвига, служащий для ее запоминания и для циклического сдвига,
а также на устройство деления на многочлен /?(х) для вычисления синд-
рома. В исходном состоянии ключ находится в положении 1. После семи
тактов принятая кодовая комбинация оказывается полностью загружен-
ной в буферный регистр, а в регистре устройства деления будет вычислен
синдром. Если вес синдрома больше 1, декодер начинает производить
циклические сдвиги комбинации в буферном регистре при отсутствии
новой комбинации на входе и одновременно вычислять их синдромы
r(x)xzmod р(х) в устройстве деления. Если на некотором /м шаге вес
синдрома окажется меньше 2, то ключ переходит в положение 2, обратные
связи в регистре деления разрываются. При последующих тактах ошибки
исправляются путем подачи содержимого регистра деления на вход сум-
матора по модулю 2, включенного в буферный регистр. После семи так-
тов работы декодера в автономном режиме исправленная комбинация в
буферном регистре возвращается в исходное положение (информацион-
ные символы будут записаны в старшие разряды).
К циклическим кодам относятся коды Хэмминга, которые являются
примерами немногих известных совершенных кодов. Они имеют кодовое
расстояние d-З и исправляют все одиночные ошибки. Длина кода выби-
рается из условия 2n=7Vr0, которое имеет простой смысл: число различных
ненулевых синдромов равно числу символов в кодовой последователь-
ности. Так, существуют коды Хэмминга (2r- 1,2r- г- 1), в частности коды
(7, 4), (16, 11), (31, 26), (63, 57) и другие [26]. Ранее использованный в
примерах многочлен /?(х) =х3©х2©1 является порождающим для кода
Хэмминга (7, 4).
320
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Известно, что для любых целых положительных чисел т и /< п/2
существует двоичный код БЧХ длины п - 2т-1 с кодовым расстоянием
причем число проверочных символов n-k<ml.
Относительно более простой является процедура мажоритарного де-
кодирования, применимая для некоторого класса двоичных линейных, в
том числе циклических кодов. Основана эта процедура на том свойстве
этих кодов, что у них каждый информационный символ можно несколь-
кими способами выразить через другие символы кодовой комбинации.
Если для некоторого символа эти способы проверки дают неодинаковые
результаты (одни дают результат 0, а другие — 1, что может быть только
в случае ошибочного приема), то окончательное решение по каждому из
информационных символов принимается по мажоритарному принципу,
т. е. по большинству. Декодеры мажоритарных кодов выполняются на
регистрах сдвига. Примером кода, допускающего мажоритарное декоди-
рование, является уже рассмотренный выше циклический код (7, 3).
Мощные коды (т. е. коды с длинными блоками и большим кодовым
расстоянием d) можно строить, объединяя несколько коротких кодов. Так
строится, например, итеративный код из двух линейных систематических
кодов (иь кх) и (л2, к^). Вначале сообщение кодируется кодом первой
ступени («!, к{). Кодированная последовательность разбивается на блоки
по к2 символов. Эти символы считаются информационными для кода вто-
рой ступени. При кодировании на второй ступени к каждому блоку из к2
информационных символов приписываются п2 - к2 проверочных. В резуль-
тате получится блок, содержащий пх п2 символов, из которых кЛк2 явля-
ются информационными. Процесс формирования кода можно дополнить
третьей итерацией, четвертой и т. д. При декодировании обнаруживают и
исправляют ошибки каждого блока — сначала первой ступени, затем —
второй. При этом исправляются только те ошибки, которые не были ис-
правлены кодом первой ступени. Минимальное кодовое расстояние для
двумерного итеративного кода равно произведению минимальных кодо-
вых расстояний для кодов первой и второй степеней, т. е. d= dxd2.
На итеративный код похож каскадный код, но между ними имеется
существенное различие. Первая ступень кодирования в каскадном коде
осуществляется так же, как в итеративном. После того как сформирова-
ны к2 блоков кода первой ступени (внутреннего), каждая последователь-
ность из кА двоичных (информационных) символов внутреннего кода рас-
сматривается как один символ недвоичного кода 2-й ступени (внешнего).
Основание этого кода v =2kl. К этим символам приписывается еще п2-к2
проверочных символов га-ичного кода, также в виде строк длиной пх.
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ 321
К каждой из этих строк приписываются двоичные проверочные символы
в соответствии с внутренним кодом кх.
В процессе приема сначала декодируются (с обнаружением или ис-
правлением ошибок) все блоки внутреннего кода, а затем декодируется
блок внешнего /и-ичного кода (и2, ^)> причем исправляются ошибки,
оставшиеся после декодирования внутреннего кода. В качестве внешнего
кода используют обычно /n-ичный код Рида — Соломона, обеспечиваю-
щий наибольшее возможное d при заданных «2 и ^2? если h2<z?z.
Сверточный код — это линейный рекуррентный код. В общем случае
он образуется следующим образом. В каждый z-й тактовый момент вре-
мени на вход кодирующего устройства поступает символов сообщения:
С/1 cZ2... с^. Выходные символы biX bi2... bikQ формируются по рекуррентному
правилу из символов сообщения, поступивших в данный и в предшест-
вующие тактовые моменты времени. Величина kQ называется длиной кодо-
вого ограничения. Она показывает, на какое максимальное число выход-
ных символов влияет данный информационный символ. Эта величина
играет для сверточного кода ту же роль, что и длина блочного кода. Свер-
точный код имеет избыточность %=1- kG/nG. Обозначение такого кода
(&0/и0). Кодер сверточного кода может быть реализован с помощью сдви-
гающего регистра и сумматоров по модулю 2. Кодирующее устройство,
выполненное по схеме рис. 16.5, на каждый символ сообщения выраба-
тывает два символа выходной последовательности, которые по очереди по-
даются на выход через коммутатор.
Рис. 16.5. Кодер сверточного кода
Выходные символы формируются в результате линейного преобразо
вания входного информационного символа и комбинации, записанной в
первых двух разрядах регистра. Связь между ячейками сдвигающего реги-
стра и сумматорами по модулю 2 удобно описывать порождающими по-
линомами Q/(x), je 1: п. Для конкретного примера кодера рис. 16.5
Qx (х) = х2 © 1 описывает связи верхнего сумматора и Q2 (х) = х2 © х © 1 опи-
сывает связи нижнего сумматора. Наличие члена х*, i = 0,1,2,... в порож-
дающем многочлене означает, что (z + 1)-й разряд регистра сдвига соеди-
нен с сумматором. Нумерация разрядов регистра — слева направо.
322
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Сверточный код получается систематическим, если в каждый такто-
вый момент kQ выходных символов совпадают с символами сообщения.
На практике обычно используются несистематические сверточные коды.
Сверточные коды могут обладать свойством прозрачности. Прозрач-
ные коды оказываются инвариантными по отношению к операции инвер-
тирования сигнала: изменение значений символов на входе кодера на
противоположные не влияет на результат декодирования. Это свойство
очень удобно и широко используется для борьбы с эффектом обратной
работы в РСПИ, использующих сигналы с фазовой модуляцией на 180°.
Корректирующая способность сверточного кода зависит от свободного
расстояния dCB, аналогичного кодовому расстоянию d для блочных кодов.
Декодеры сверточных кодов алгоритмически и схемотехнически до-
вольно сложны. Декодирование с вычислением проверочной последова-
тельности применяется только для систематических кодов. По своей сущ-
ности оно ничем не отличается от соответствующего метода декодирования
блочных кодов. На приемной стороне из принятых информационных
символов формируют проверочные символы по тому же закону, что и на
передающей стороне. Затем эти проверочные символы сравнивают с при-
нимаемыми проверочными символами. В результате сравнения образует-
ся проверочная последовательность, которая при отсутствии ошибок со-
стоит из одних нулей. При наличии ошибок на определенных позициях
последовательности появляются единичные символы. Закон формирова-
ния проверочных символов выбирается так, чтобы по структуре провероч-
ной последовательности можно было определить искаженные символы.
Алгоритмы декодирования без вычисления проверочной последователь-
ности используют принцип максимума правдоподобия или последователь-
ное декодирование [26].
За счет введения избыточности можно создавать сигналы, максимально
отличающиеся друг от друга. Естественная мера сходства и различия сиг-
налов — коэффициент их взаимной корреляции. Если система передачи
информации использует набор сигналов £,(/), Ze[0; Т] с одина-
ковой энергией
т
Q = (t)dt = const(z), (16.30)
о
то на множестве, содержащем все т сигналов, коэффициент взаимной
корреляции определяется соотношением
1Гг
Р</ =7JJ5/
^0
z, j g 1: m.
(16.31)
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
323
Сигналы sz(Z) различаются в максимальной степени, если
1
.Pmin
при/=у,
при Z Ф j.
(16.32)
Если ртш=0, сигналы Sj(t) называются ортогональными. Теоретичес-
ки минимальное значение р может быть и меньше нуля:
т-1
1
Pmin “”
т
при т = 2q,
при т = 2q — 1,
(16.33)
где q — натуральное число.
Известны системы сигналов, имеющих pmin как в (16.33). К ним от-
носятся, например, рассмотренные выше симплексные псевдошумовые
сигналы на основе М-последовательностей. Для таких сигналов т = 2Л -
1, где п — число разрядов регистра сдвига, используемого для генера-
ции М-последовательности.
Из (16.33) следует, что при большом числе сигналов т »1 pmin== 0, т. е.
оптимальные сигналы очень мало отличаются от ортогональных.
Удобная математическая модель описывает ортогональные сигналы как
строки матрицы Адамара размера т х т. Матрица Адамара Н квадратная,
состоящая из символов ±1 и обладающая свойством
ННт=/я1. (16.34)
где Нт — транспонированная матрица Н; I — единичная матрица.
Из определения (16.34) матрицы Адамара следует, что любые две ее
строки ортогональны. Перестановка строк или столбцов, равно как и умно-
жение ее строк или столбцов на -1, сохраняет ортогональность. Считает-
ся, что матрицы Адамара существуют для всех т = 4q, а для всех т < 200 в
настоящее время матрицы Адамара построены. Если m = 2q, то матрицы
Адамара образуются как кронекеровское произведение матриц Адамара
меньшего размера. В соответствии с этим правилом
Н2.=
<^24-1
(16.35)
где Hz — матрица Адамара размера i х z; Hz — матрица Адамара, размера
/х/, у которой все элементы заменены на противоположные (1 на -1, и
наоборот); Hj = (l).
Последовательности символов, составляющих строки получаемых в
соответствии с рекуррентным правилом (16.35) матриц Адамара, называ-
324
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
ются функциями Уолша и обозначаются wal(z,/). В этом обозначении
число i — порядок функции. Оно определяет количество перемен знаков
функции на периоде повторения Т и называется частостью (секвентно-
стью). Переменная t — это время. Очень удобно использовать безразмер-
t
ное время 0 = — и рассматривать функции Уолша на основном норми-
Л Г и’
рованном к единице интервале 0 е —; — .
2 2
Те функции Уолша, которые на своем периоде оказываются периоди-
ческими меандровыми колебаниями, называются функциями Радемахера.
Очевидно, что порядок функций Радемахера i - 2q - 1, 0=0,1,2, .... Все
функции Радемахера генерируются триггерными делителями частоты сле-
дования импульсов задающего генератора.
Для функций Уолша справедливо свойство мультипликативности:
wal(z,0)wal(j,0) = wal(z© у,0). (16.36)
Иначе говоря, порядок функции Уолша, полученной в результате
перемножения функций Уолша порядка z и порядка у, равен поразрядной
сумме по модулю 2 двоичных значений индексов i и у. Свойство мульти-
пликативности позволяет построить простую логическую схему для гене-
рации всего ансамбля функций Уолша, перемножая функции Радемахера.
На рис. 16.6 для примера приведена схема генерации ансамбля из 8 функ-
ций Уолша, т. е. всех функций wal(z, 0) для zg {0,2...7}.
wal(7,0)
wal(6,0)
wal(5,0)
wal(4,0)
wal(3,0)
wal(2,0)
wal(1,0)
wal(O,0)
Рис. 16.6. Генератор функций Уолша
Если ансамбль функций Уолша включает wal(0, 0), то такие множе-
ства ортогональных сигналов в теории кодирования называются кодами
Рида — Мюллера (РМ) первого порядка. Если ко всем комбинациям орто-
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
325
тонального двоичного кода добавить их инверсии, то полученное множе-
ство из 2т комбинаций будет составлять биортогональный код. Получен-
ная таким образом система сигналов будет иметь среднее значение коэффи-
1
циента взаимной корреляции любой пары сигналов р =----.
т-\
Оптимальный приемник для ортогональных и симплексных сигналов
содержит, как на рис. 16.7, параллельный набор из т корреляторов (по-
следовательно соединенных перемножителей и интеграторов за время дли-
тельности сигналов Т, которая в т раз превосходит длительность симво-
ла и устройства выбора максимума, которое выносит решение о
том, какому из возможных сигналов наиболее близко принятое колеба-
ние. Компаратор на выходе схемы служит для обнаружения сигнала, т. е.
для принятия решения о том, что выбранное максимальное значение со-
ответствует сигналу на входе приемника, а не шумовому выбросу.
Рис. 16.7. Оптимальный приемник для ортогональных
и симплексных сигналов
Процедуру, реализуемую при такой обработке сигнала, обычно назы-
вают приемом «в целом». Название подчеркивает то обстоятельство, что
для вынесения решения о том, какой из возможных сигналов принят,
обрабатывается целиком вся наблюдаемая на входе приемника реализа-
ция смеси сигнала с помехами.
Таким образом, ортогональные, симплексные и биортогональные сиг-
налы либо оптимальны, либо близки к оптимальным при использовании
приема «в целом» в присутствии аддитивного белого гауссова шума. Та-
кие сигналы довольно просто генерировать. Но практическая реализация
приема в целом наталкивается на определенные трудности, связанные со
сложностью схемотехнической реализации приемника. Действительно,
если блок из к информационных символов, поступающих от источника
сообщений, в кодере преобразуется в один из m = q^ сигналов, сложность
326
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
реализации приемника «в целом», пропорциональная требуемому числу
корреляторов, составит
Сл ~ т = qk= wp{kl nq} = , (16.37)
где a = lnq > 0, т. е. экспоненциально растет с увеличением длины блока
информационных символов. Для практически интересных значений к
такой приемник оказывается технически очень сложным и даже нереа-
лизуемым.
Для разрешения проблемы сложности используют регенерацию сим-
волов принимаемого сигнала (посимвольный прием), а затем обрабаты-
вают полученную кодовую последовательность двоичных символов, ис-
пользуя цифровые схемы согласованных фильтров. Схема для приема и
восстановления символов сигнала представлена на рис. 16.8 [28].
Рис. 16.8. Цифровой согласованный фильтр для приема «в целом»
На схеме рис. 16.7 (/) и — это сигналы, которые соответству-
ют передаче противоположных символов «О» и «1» соответственно. Такая
схема близка к оптимальной для приема и восстановления символов на
фоне помехи в виде аддитивного нормального шума.
Разумеется, приемник с двухступенчатой схемой решения, когда на
первой ступени восстанавливаются символы кодовой последовательности
и лишь на второй ступени эти последовательности обрабатываются в соот-
ветствии с процедурой приема «в целом», проигрывает по помехоустойчи-
вости оптимальному приемнику по схеме рис. 16.7. Этот проигрыш служит
платой за упрощение практической реализации схемы приема «в целом».
16.3. Обратная связь для адаптации к помеховой обстановке
Реализация любого способа повышения помехозащищенности систе-
мы передачи информации связана с введением информационной избы-
точности. При использовании помехоустойчивых кодов избыточность
усложняет структуру кодированных сообщений, что в конечном счете эк-
вивалентно расширению спектра сигнала или увеличению времени пере-
дачи сообщения. При использовании сложных сигналов, предназначен-
16.3. Обратная связь для адаптации к помеховой обстановке
327
ных для приема «в целом», база увеличивается также за счет расширения
спектра. Кроме того, повышение помехозащищенности всегда связано с
некоторым усложнением систем передачи информации, т. е. с увеличением
аппаратурной избыточности.
Использование информационной и аппаратурной избыточности пу-
тем применения кодов, обнаруживающих и исправляющих ошибки, а
также при использовании приема «в целом» сигналов с большой базой —
не единственный и, возможно, не самый лучший способ обеспечения
помехоустойчивости. Дело в том, что названные методы помехозащиты
систем передачи информации оказываются не гибкими. Они проектиру-
ются для фиксированных, заранее определенных условий работы. Скорее
всего — самых тяжелых, наихудших. Но на практике помеховая обстановка
в среде, где работают системы, может меняться. Соответственно могут
меняться и требования к помехозащите: при меньшей интенсивности
помех можно обойтись меньшей избыточностью и соответственно обес-
печить более высокую скорость передачи информации. Но для такой адап-
тации скорости передачи информации к изменяющимся помеховым ус-
ловиям необходимо иметь обратный канал передачи данных от приемника
к передатчику. Системы, использующие такой канал, называются систе-
мами передачи информации с обратной связью. Обычно используют три
основных варианта осуществления обратной связи по передаваемой ин-
формации.
При первом способе сообщение, принятое и запомненное получателем,
ретранслируется источнику информации по обратному каналу. Передан-
ное и ретранслированное сообщения сравниваются. Если ошибки при
передаче не случилось, переданное сообщение совпадает с принятым по
обратному каналу, передатчик формирует сигнал подтверждения правиль-
ности полученных данных. В случае несоответствия сообщения, приня-
того по каналу обратной связи, тому, которое ранее было передано по
прямому каналу, передатчик фиксирует ошибку и формирует специаль-
ный сигнал стирания данных в памяти приемного устройства. После сти-
рания передача сообщения повторяется вновь. И так до тех пор, пока не
будет зафиксирован факт неискаженной передачи. Поскольку вся пере-
даваемая информация ретранслируется по обратному каналу, подобная
обратная связь называется информационной. Функциональная схема
РСПИ с информационной обратной связью приведена на рис. 16.9.
Очевидно, что чем больше интенсивность помех в прямом и обрат-
ном каналах на рис. 16.9 и соответственно вероятность ошибки при пере-
даче, тем больше следует ожидать повторных передач и тем больше ин-
формационная избыточность.
328
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Рис. 16.9. РСПИ с информационной обратной связью
Второй способ использования обратного канала — организация реша-
ющей обратной связи. В радиосистемах с решающей обратной связью про-
верка правильности приема сообщения и принятие решения о необходи-
мости повторной передачи производятся на приемной стороне аппаратурой
получателя информации. Функциональная схема такой радиосистемы
приведена на рис. 16.10.
Рис. 16.10. РСПИ с решающей обратной связью
Анализ принятой кодовой комбинации выполняется декодирующим
устройством приемника. Естественно, что для реализации этой возмож-
ности применяется корректирующий код. В случае обнаружения ошибки
принятое сообщение считается искаженным и по обратному каналу пе-
редается запрос на повторную передачу. Если декодер не обнаруживает
ошибок в принятой кодовой комбинации, по обратному каналу передает-
ся подтверждение правильности приема (квитанция). Получив квитанцию,
удостоверяющую правильность приема, источник сообщений передает
следующий блок информации. В противном случае он повторяет переда-
чу предыдущего искаженного блока. Таким образом решение о правиль-
ности принятого сообщения выносится в точке приема (отсюда название
16.3. Обратная связь для адаптации к помеховой обстановке
329
«решающая обратная связь»). Иное название систем с решающей обрат-
ной связью — системы с переспросом. Очевидно, что при использовании
решающей обратной связи по обратному каналу передается всего одна
двоичная единица информации на каждый информационный блок в пря-
мом канале.
Третий метод использует одновременно принципы как информацион-
ной, так и решающей обратной связи. Это комбинированная корректи-
рующая обратная связь в системах передачи информации. Например, при
решении об ошибке передачи сообщения по обратному каналу посылается
квитанция-подтверждение, как при решающей обратной связи. Если при-
емник выносит решение о правильном приеме, по обратному каналу рет-
ранслируется все принятое сообщение. При этом появляется возможность
для устранения трансформации на приеме одной разрешенной кодовой
комбинации в другую разрешенную, но тем не менее отличающуюся от
переданной.
При любом способе осуществления проверочной обратной связи по-
вторная передача сообщения может происходить, вообще говоря, неогра-
ниченное число раз до тех пор, пока не будет принято решение о досто-
верности принятого сообщения. Но практически максимально возможное
число повторений rmax всегда ограничивается некоторой величиной, оп-
ределяемой максимально допустимой задержкой при передаче, т. е. ми-
нимально допустимой скоростью передачи информации.
При анализе эффективности цифровых радиосистем передачи инфор-
мации с проверочной обратной связью вычисляют остаточную вероятность
Рост [20], т. е. вероятность тех ошибок, которые не обнаруживаются и не
исправляются в результате г < гтах сеансов повторной передачи. Значе-
ния Рост и rmax зависят от свойств как прямого, так и обратного каналов
РСПИ, а также от характеристик действующих в этих каналах помех.
Процесс передачи сообщения можно представить как последователь-
ность отдельных циклов. Каждый цикл включает в себя передачу блока
информации по прямому каналу и передачу соответствующего сообщения
по каналу обратной связи. В момент окончания каждого цикла возможны
следующие три ситуации: ошибки в прямом канале отсутствуют и блок
информации принят правильно с вероятностью Рправ; случается необна-
руживаемая ошибка с вероятностью Рно; случается ошибка, которая обна-
руживается за счет избыточности кода с вероятностью Роо. В последнем
случае производится повторная передача сообщения по прямому каналу.
Перечисленные ситуации составляют полную группу случайных со-
бытий, поэтому
^прав “*"^но +^оо — (16.38)
330
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
В результате однократной передачи остаточная (необнаруженная)
ошибка будет происходить с вероятностью
^ост1 = Рно= 1 “ ^прав- (16.39)
Если при первой передаче ошибка обнаруживается (с вероятностью
Роо), цикл повторяется и опять возможны три исхода. Остаточная вероят-
ность ошибки после повтора составит, очевидно,
^ост2 — ^оо (1— ^прав ) — ^оо (^оо + ^но) “ ^оо^но + ^оо• (16.40)
В результате г + 1-кратной передачи, когда ошибка обнаруживается
г раз, остаточная вероятность ошибки составит РиоРгоо, где Ргоо — это
вероятность появления обнаруживаемой ошибки в предыдущих циклах пе-
редачи. При неограниченном числе повторений, когда г -> «>,
р _ р i_p р । p'l р I _ р А । р । р2 . \ И64В
ZOCT ^НО Т ОО НО 1 ZOOJ НО 7 НО l oo 1 Х оо у •
В скобках (16.41) заключена сумма бесконечной геометрической про-
грессии:
р°ст=Т7“- (16.42)
^оо
Как видно, вероятность остаточной ошибки зависит не только от ве-
роятности Рно, но и от вероятности Роо. При высокой вероятности обна-
ружения ошибок Роо -»1, вероятность остаточной ошибки может суще-
ственно превосходить Рно.
Среднее число передач одного и того же сообщения можно опреде-
лить как
ОО ОО 1
(г) = ХгР(г) 1G -роо) (16.43)
Г=1 Г=1 ^ОО
где Р(г) = Рого-1 (1 - Роо) — вероятность r-кратной передачи сообщения, вы-
числяемая в предположении о том, что в каждом из г - 1 предыдущих цик-
лов передачи обнаруживается ошибка, а в цикле с номером г обнаруже-
ния ошибки не происходит.
Как следует из (16.43), среднее число повторений при передаче сооб-
щений по системе с корректирующей обратной связью зависит от веро-
ятности Роо, с которой происходит обнаруживаемая ошибка. При умень-
шении соотношения сигнал/шум увеличивается вероятность ошибки и
соответственно монотонно растет Роо. Но при этом растет и среднее чис-
ло повторений сообщения, т. е. система с корректирующей обратной свя-
зью автоматически уменьшает скорость передачи информации при ухуд-
шении помеховой обстановки в среде распространения сигнала.
16.3. Обратная связь для адаптации к помеховой обстановке
331
Стойкость цифровой радиолинии с информационной обратной связью
к помехам легче всего оценить, предполагая, что для передачи сообще-
ний используется безызбыточный код. Такое предположение совершенно
естественно, поскольку достоверность передачи сообщений в радиосис-
теме с информационной обратной связью определяется не корректиру-
ющей способностью кода, а числом повторений. Можно также предполо-
жить, что ошибки в прямом и в обратном канале статистически незави-
симы. Это действительно так: поскольку сообщения в прямом и в обратном
канале не должны влиять друг на друга, постольку независимыми друг от
друга будут и помехи в этих каналах. Статистически независимыми пред-
полагаются и искажения отдельных символов передаваемых сообщений
(ошибки при передаче не группируются в пакеты). Если даже помехи
таковы, что могут воздействовать на группы соседних символов и вызы-
вать пакеты ошибок, то для борьбы с ними приняты специальные меры.
Например, символы передаваемого сообщения перемешиваются по изве-
стному на приемной стороне закону. При восстановлении на приеме есте-
ственного порядка следования символов пакеты ошибок разравниваются
по всей длине сообщения.
При безызбыточном кодировании каждое сообщение содержит к ин-
формационных символов и искажение любого из них приводит к ошибке
и, как следствие, повторной передаче всего блока из к символов. При этом
не важно, где конкретно произошла ошибка — в прямом или в обратном
канале. Необнаруживаемая ошибка соответствует такой комбинации ис-
кажений отдельных символов сообщения в прямом и обратном каналах
РСПИ, при которых искажения взаимно компенсируются. Пример подоб-
ных ошибок — «зеркальные» ошибки, когда при передаче по обратному
каналу искажаются те и только те символы, которые были искажены в
прямом канале.
Вероятность искажения одного символа в прямом канале Рх^, а в
обратном Рх<_, Причем эти вероятности достаточно малы, так что кРх _^« 1
и кРх<_«1. При обоснованных ранее предположениях о независимости
искажений символов помехами ошибка передачи сообщения произойдет
в результате одиночной зеркальной ошибки, т. е. тогда, когда в прямом
канале исказится один символ, а в обратном — тоже только один и имен-
но тот же самый. Вероятность искажения только одного символа из к
информационных символов в прямом канале равна
Р.+= кР^(1-Р^'. (16.44)
Условная вероятность обратной трансформации символа, который
исказился в прямом канале, при ретрансляции сообщения по обратному
332 Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
каналу (имеется в виду случай, когда трансформация указанного символа
не сопровождается другими ошибками в обратном канале) вычисляется
по формуле
Р^=Р^(1-Р^Г . (16.45)
Основываясь на (16.44) и (16.45), вероятность одиночной зеркальной
ошибки можно определить соотношением
Рпо =Р^ =кР^1-Р^)к~УP^(\-Pxj)k~' ~кРх_^Рх^. (16.46)
Вероятность обнаружения ошибки при использовании информацион-
ной обратной связи — это вероятность любой ошибки, кроме зеркальной.
Вероятность такого события
^оо — 1— ^прав — ^но ~ ~ ^1—(16.47)
А вероятность правильного приема команды в одном цикле передачи
определяется формулой
^прав = (1 — Д->) (1 —^1*-) ~ (16.48)
Рассматривая предельный случай rmax —> оо5 используя соотношения
(16.46), (16.47) и учитывая соотношение (16.48), можно получить
Лхзт « Лю « (16.49)
Для прямого канала системы передачи информации вероятность иска-
жения блока из к символов определяется приближенным соотношением
(16.50)
Сравнение (16.49) и (16.50) показывает, что применение системы пе-
редачи информации с полной ретрансляцией позволяет существенно
уменьшить вероятность ошибки, если обратный канал обладает достаточ-
но высокой помехоустойчивостью (Р14_ «1).
При невысоком энергетическом потенциале в обратном канале по-
следнее условие может и не выполняться. Тогда вместо полной ретранс-
ляции применяют другие способы использования обратного канала. При
этом скорость передачи информации по обратному каналу выбирается
меньшей по сравнению со скоростью в прямом канале РСПИ. Один из
таких способов используется при организации уже рассмотренной реша-
ющей обратной связи, когда по обратному каналу передается 1 бит ин-
формации на каждый блок из к бит информации в прямом канале. За счет
уменьшения скорости передачи информации по обратному каналу увели-
чивается его помехозащищенность. Но использование решающей обрат-
ной связи требует применение в прямом канале корректирующих кодов,
т. е. передачи, кроме к информационных, еще и некоторого количества г
проверочных символов. Известны способы борьбы с ошибками в обрат-
16.4. Стойкость к имитирующим и дезинформирующим помехам...
333
ном канале, приводящими к потере сообщения, основанные на несим-
метричном кодировании. При этом в обратном канале используются та-
кие коды и такие правила декодирования, которые обеспечивают вероят-
ность ошибочного приема сигнала переспроса, существенно меньшую
вероятности ошибки при приеме сигнала подтверждения.
Повторение передачи сообщения при использовании проверочной
обратной связи любого типа (информационной, решающей или комбини-
рованной) эквивалентно введению дополнительной избыточной информа-
ции. Но количество такой избыточной информации изменяется в зави-
симости от результатов каждого сеанса приема отдельного сообщения. При
благоприятных условиях приема в прямом и обратном каналах искаже-
ния сообщений возникают сравнительно редко и, следовательно, среднее
число повторных передач оказывается небольшим. Если уровень помех в
точке приема сообщений увеличивается, то автоматически увеличивает-
ся и количество повторений. Таким образом, при изменении мощности
принятого сигнала или мощности помех автоматически регулируется сред-
няя скорость передачи информации по РСПИ. Так работает механизм
адаптации к помеховой обстановке РСПИ с обратной связью.
РСПИ с обратной связью применяются для передачи очень важных
сообщений, например, информации при командном радиоуправлении.
Очень эффективны адаптивные РСПИ с корректирующей обратной свя-
зью при работе в условиях замираний сигнала.
16.4. Стойкость к имитирующим и дезинформирующим помехам
(обеспечение подлинности сообщений)
Помехи системам передачи информации могут навязывать получате-
лю ложные сообщения, дезинформировать его. Противодействие такому
информационному нападению входит в круг задач радиоэлектронной за-
щиты точно так же, как и противодействие помехам, искажающим сигна-
лы, переносящие эти сообщения. Дезинформируют только те помехи,
которые образуют сообщения, подобные истинным, и могут быть приня-
ты как подлинные, созданные собственным источником информации, т. е.
дезинформирующие помехи должны имитировать истинные сообщения.
Поэтому защита от дезинформирующих помех иначе называется имито-
защитой, а способность систем и сообщений противостоять действию
дезинформирующих помех — имитостойкостью.
Для обеспечения имитостойкости передаваемых сообщений применя-
ются криптографические методы, в некотором смысле подобные тем, что
применяются для обеспечения секретности при передачи информации. Но
334 Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
функции обеспечения секретности (информационной скрытности) и обес-
печения подлинности сообщений не тождественны друг другу.
Устойчивость к расшифровке еще не достаточна для обеспечения стой-
кости сообщений к вредному действию имитирующих помех. Из того
факта, что сообщение не может быть расшифровано (может быть расшиф-
ровано лишь с достаточно малой вероятностью или по прошествии не-
приемлемо длительного времени), еще не следует, что в ходе РЭП про-
тивник не может создать ложное, дезинформирующее сообщение. Попытка
имитации будет успешной, если система противодействия создаст поддель-
ную шифрограмму Ши и эта шифрограмма на приемной стороне будет
принята за истинную, посланную собственным передатчиком, т. е. закон-
ным абонентом системы связи. Вероятность такого события Ри.
Подобно потенциальной криптостойкости можно определить предель-
но достижимый уровень имитостойкости информации как способность
системы обеспечивать подлинность передаваемых сообщений. Пусть —
число всех возможных криптограмм, т. е. таких криптограмм, априорная
вероятность которых (для системы перехвата) не равна нулю Р(Ш) Ф 0.
Пусть также Nc и NK — соответственно числа возможных сообщений и
ключей, т. е. Р(С);*0 и P(K)?tO. Это значит, что для каждой последо-
вательности ключа К существует по крайней мере Nc различных крипто-
грамм и условная вероятность криптограммы для каждого ключа не рав-
на нулю р(ш|к)^о. Следовательно, если противник, желающий создать
ложное сообщение, выберет совершенно случайно криптограмму из пол-
ного числа ТУщ (попытается имитировать шифрованное сообщение), ве-
роятность успеха такой имитации будет Ри = ^/Уш. Если же есть какие-
либо основания для того, чтобы предпочесть при имитации одни
возможные криптограммы другим, вероятность успеха нарушения инфор-
мационной стойкости будет не меньше. Поэтому
Из (16.51) следует, что для хорошей защиты от имитации каждое из
малого числа Nc возможных сообщений должно при шифрации превра-
щаться в одну из большого числа криптограмм. Также (16.51) показы-
вает, что нельзя достичь РИ = 0, поскольку в этом случае или Nc = 0 и ничего
нельзя передать, или -> ©% что столь же нелепо. Иначе говоря, потен-
циально достижимая защищенность от имитации принципиально не мо-
жет быть абсолютно совершенной. Предельно достижимый уровень по-
тенциальной защищенности может быть оценен на основе следующих
соображений.
16.4. Стойкость к имитирующим и дезинформирующим помехам...
335
Пусть, как и прежде, Р(Ш) — вероятность криптограммы Ш(С, К) для
системы перехвата, не знающей ключа к шифру; Рдоп (Ш) — вероятность
допустимой криптограммы, возможной при данном секретном ключе К.
С этой вероятностью законный получатель сообщения примет криптограм-
му как возможную (правдоподобную). Условная вероятность Р(Ш|К) —
это вероятность создания криптограммы при известном ключе. Все три
величины связаны очевидным неравенством
Р(Ш)<РДОП(Ш)<Р(Ш|К). (16.52)
Поскольку логарифм — монотонная функция своего аргумента, а
Р(Ш) Ф 0 по определению, будут справедливы и неравенства, равносиль-
ные (16.52):
2;Р(Ш/.)1ое/’(Ш/)<ХР(Ш,.)1обРдоп(Ш/)<
i i (16.53)
<£p(m,|K)iogp(mz|K),
z
где суммирование проводится по всему множеству вероятных крипто-
грамм /е 1:УШ. Но
-£Р(Ш/)ЮёР(Ш,.)+ХР(Ш,.|К)1о8Рдоп(Ш/|К) =
z i (16.54)
=я(ш) - я(ш|к)=1(Ш, к),
т. е. равна разности безусловной энтропии шифрограммы и условной
энтропии, при условии знания ключа к шифру. По определению [19], эта
разность — взаимная информация Ш и К. Она указывает количество ин-
формации о ключе К, содержащейся в шифровке Ш.
Входящая в (16.54) величина ^Р(Ш/)^РДОП(Ш/) представляет co-
z’
бой среднее значение логарифма вероятности допустимой криптограммы.
Но среднее значение некоторой величины не может превосходить ее мак-
симального значения. Поэтому с учетом сделанных обозначений из (16.54)
следует, что
log{maxPflOn(lII)}>/(ni,K). (16.55)
Наилучшая, обещающая наибольшую вероятность успеха, попытка
имитации шифрованного сообщения состоит в выборе такой конкретной
шифровки, которая имеет максимальную вероятность из всех Рдоп (Ш):
=тах{Рдот1(Ш,)}, (16.56)
поэтому из (16.55) и (16.56) следует, что
1оёРи >-1(Ш, К). (16.57)
336
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Соотношение (16.57) называется нижней границей Симмонса. Равен-
ство в (16.57) достигается тогда, когда шах{РД0П (Ш,)} равен среднему по
/-му значению вероятности Рдоп (Ш,), т. е. когда вероятность 7^(111,)
не зависит от /. При этих условиях оптимальная попытка создания под-
дельной шифровки сводится к совершенно случайному выбору подделки
из множества возможных (допустимых) криптограмм. Поэтому
logP„=- 7(111, к).
Наивысшая достижимая аутентичность, т. е. потенциально достижи-
мая стойкость к подделкам сообщений, соответствует равенству в (16.57).
Но из того же соотношения (16.57) следует парадоксальный факт: вероят-
ность обмана (создания поддельного сообщения) тем меньше, чем боль-
ше взаимная информация /(Ш, К), т. е. чем больше информации о клю-
че содержится в шифровке! Таким образом, требование к ключу при
обеспечении имитостойкости прямо противоположно требованию к ключу
криптозащиты. Парадокс разрешается довольно просто, если учесть, как
удостоверяется подлинность (обеспечивается стойкость к обману и под-
делке) сообщения не в РСПИ, а в обычной житейской и деловой практи-
ке. Традиционно для аутентификации документа к нему присоединяют
специальное сообщение — подпись и/или печать. И то и другое сообще-
ние должно быть всем известно и точно указывать на источник, т. е. на
того, кто ими обладает и кто их использовал для удостоверения подлин-
ности информации. Неразборчивость печати или подписи уменьшает сте-
пень доверия к документу (сообщению). Аналогичная ситуация склады-
вается и в таких широко известных системах аутентификации, как системы
опознавания воздушных целей (системы «свой — чужой»). В них сигна-
лы, посылаемые бортом в ответ на запрос подсистемы опознавания це-
лей в составе комплексов ПВО или УВД, должны уверенно идентифици-
роваться с типом и государственной принадлежностью цели, т. е. они
должны быть понятны всем операторам РЛС. Но создавать эти сигналы
могут только определенные объекты и созданные сигналы должны быть
надежно защищены от имитации.
Специальное сообщение, удостоверяющее подлинность переданной
информации, называется аутентификатором. Такие аутентификаторы, как
подпись и печать, присоединенные к сообщению для удостоверения его
подлинности, хороши, если сообщение передается на бумажном носителе
и не может быть изменено без повреждения этого носителя. При переда-
че сообщения при помощи сигналов, используемых радиоэлектронными
системами вообще и радиосистемами передачи информации в частности,
простое присоединение группы символов к основному тексту не может
16.4. Стойкость к имитирующим и дезинформирующим помехам... 337
надежно удостоверять его подлинность. Такую группу символов можно
перехватить и присоединить к любому ложному сообщению, создав тем
самым условия для дезинформации приемника. Для исключения возмож-
ности такого обмана необходимо распространить действие аутентифика-
тора на весь текст сообщения, достоверность и подлинность которого
требуется подтвердить.
Известны несколько способов формирования и использования тако-
го аутентификатора. Эти способы могут различаться по тому, каково на-
значение использующих их систем передачи информации, и по тому, ка-
кие требования по имитостойкости предъявляются к системам.
В системах передачи сообщений с повышенной секретностью, когда
используется криптозащита информации, аутентификатор присоединяется
к исходному шифруемому тексту. После такого сцепления (конкатенации)
символов сообщения и аутентификатора производится шифрация полу-
ченного расширенного сообщения с использованием секретного ключа,
известного только передатчику и приемнику. При шифрации все символы
исходного текста обязательно перемежаются и замещаются символами
криптограммы. В результате каждый символ криптограммы оказывается
зависящим от всех символов исходного текста, символов аутентификато-
ра и символов секретного ключа. Сформированная таким образом крип-
тограмма доставляется получателю, который расшифровывает ее с исполь-
зованием известного ему ключа и восстанавливает как исходный текст,
так и присоединенный к нему аутентификатор. Этот аутентификатор из-
вестен только источнику и получателю сообщения. Наличие аутентифи-
катора в полученном и расшифрованном тексте подтверждает подлинность
сообщения. Разумеется, тайну аутентификатора нужно охранять не менее
строго, чем тайну секретного ключа. Криптографические преобразования,
совершаемые при передаче имитостойкого сообщения с повышенной
секретностью, иллюстрируются на рис. 16.11.
Если при шифрации расширенного сообщения используется стойкий
криптоалгоритм, то, перехватывая шифровку, противник не может (прак-
тически, за приемлемое время) восстановить исходный открытый текст и
аутентификатор. В такой ситуации противнику при создании дезинфор-
мирующего сообщения не остается ничего иного, как случайным обра-
зом сформировать шифротекст в надежде, что он будет воспринят полу-
чателем как подлинный. Но если аутентификатор содержит г двоичных
символов, то противник при случайной генерации криптограммы сможет
угадать неизвестный ему аутентификатор и сможет выдать свое сообще-
ние за подлинное с вероятностью Ри = 2~г. Эта вероятность характеризует
имитостойкость шифрованного сообщения. Если даже противнику удалось
338
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Рис. 16.11. Криптографические методы аутентификации
информации в РСПИ
расшифровать криптограмму, это вовсе не значит, что за время вскрытия
шифра передатчик и приемник информации по взаимному соглашению
не изменили аутентификатор. В случае замены аутентификатора вероят-
ность успеха дезинформации получателя сообщения будет, очевидно, не
выше Ри.
Возможны случаи, когда шифрация сообщения не нужна или даже
нежелательна, как в уже приведенном примере системы опознавания воз-
душной цели «свой — чужой». В этих случаях может быть использован
другой алгоритм установления подлинности передаваемых сообщений.
Работа алгоритма формирования открытого (нешифрованного) имитос-
тойкого сообщения иллюстрируется рис. 16.12.
В соответствии с алгоритмом обеспечения имитостойкости без шиф-
рации текста исходное сообщение разбивается на блоки, содержащие оди-
наковое число г следующих подряд символов. Первый блок почленно скла-
дывается по модулю 2 с некоторой неизвестной противнику последователь-
ностью символов — начальным вектором. Длина начального вектора равна
длине блока. Его значение держится в секрете и время от времени изменя-
ется. Полученный блок длиной г символов складывается по модулю 2 со
вторым блоком исходного сообщения. Процедура итерационно повторя-
ется до тех пор, пока не будут обработаны все блоки текста. Если после-
дний блок содержит менее г символов, его всегда можно дополнить нуля-
ми. Последний полученный после суммирования блок шифруется.
16.4. Стойкость к имитирующим и дезинформирующим помехам...
339
Ключ шифра и алгоритм шифрации известны передатчику и приемнику.
В частности, это может быть и шифр с открытым ключом. Очевидно, что
последняя r-битовая шифровка является функцией исходного сообщения,
начального вектора и ключа к шифру. Эта комбинация из г символов
присоединяется к исходному тексту в качестве аутентификатора. Получен-
ный текст может передаваться по линии связи в открытом виде.
Получив расширенное аутентификатором сообщение, приемник ра-
диосистемы передачи информации при необходимости (при сомнениях в
подлинности и/или истинности авторства сообщения) производит обрат-
ное преобразование аутентификатора, используя для этого текст самого
сообщения и ключ к шифру. Если сообщение не было изменено или под-
делано, в результате расшифровки получается известный приемнику на-
чальный вектор. В противном случае фиксируется нарушение подлинности
сообщения и оно признается недостоверным. Такая ситуация возникнет
как в том случае, когда противник попытается присоединить аутентифи-
катор перехваченного сообщения к другому, поддельному или изменен-
ному тексту, а также в том случае, когда он попытается осуществить ге-
нерацию аутентификатора, не зная начального вектора. В любой из этих
ситуаций истинное значение аутентификатора при передаче поддельного
сообщения можно угадать, если будут угаданы все г символов начального
вектора. Вероятность такого события Ри = 2Г, т. е. весьма мала.
В соответствии с описанным алгоритмом суммирование шифрован-
ных блоков и блоков исходного текста осуществляется по модулю 2. Сцеп-
ление аутентификатора с открытым текстом для формирования расширен-
ного имитостойкого сообщения производит мультиплексер.
340
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Как можно видеть, рассмотренные алгоритмы обеспечения стойкости
сообщения к подделкам и искажениям основываются на увеличении избы-
точности передаваемого сообщения. Разумеется, возможны и иные, отлич-
ные от двух приведенных выше, протоколы защиты подлинности сооб-
щений. Но общим для любых протоколов остается то, что аутентификатор
присоединяется к исходному тексту. И чем больше внесенная аутентифи-
катором избыточность, тем выше имитостойкость. Присоединенный к
сообщению избыточный идентификатор может быть назван электронной
подписью.
Способы подтверждения подлинности основаны на внесении избы-
точности точно так же, как и способы повышения помехоустойчивости.
Но для улучшения помехоустойчивости избыточные символы преобразу-
ют сообщения в такие последовательности, которые группируются воз-
можно более близко (в соответствии с принятой метрикой в пространстве
сигналов) к неискаженному сигналу. При использовании избыточности
для формирования имитостойких сообщений они конструируются иначе:
чтобы любые изменения символов в соответствии со стратегией дезинфор-
мации распределяли получающиеся кодовые последовательности случай-
но и равновероятно по всему сигнальному пространству.
Контрольные вопросы и задачи
1. Как используется избыточность кодированных сигналов для повышения
помехоустойчивости передачи сообщений?
2. Оцените корректирующую способность систематического кода (16, 5). Ка-
кие ошибки может обнаруживать и исправлять такой код?
3. В чем состоит различие систем передачи информации с решающей и с
информационной обратной связью?
4. Как обеспечивается информационная скрытность сообщений?
5. В чем сходство и в чем различие методов обеспечения информационной
скрытности, стойкости к имитации и устойчивости против дезинформации?
ГЛАВА 17
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ ЗАЩИТА ПРИ ИСПОЛЬЗОВАНИИ
РАДИОУПРАВЛЯЕМЫХ РАКЕТ
17.1. Радиоэлектронная защита систем наведения ракет
В настоящее время применяются разнообразные методы наведения
ракет. Так, на пассивные неизлучающие цели ракеты наводятся с исполь-
зованием методов автономного радиоуправления, командного радиоуп-
равления различных модификаций (КРУ-I, КРУ-П), радиотеленаведения
(управления «в луче»), активного и полуакгивного самонаведения. При
наведении ракет на активно излучающие цели с успехом применяют са-
монаведение [27].
Командное управление двух названных выше видов КРУ-I и КРУ-П
объединяет использование командной радиолинии (КРЛ). При КРУ-1
координаты ракеты и цели измеряются на пункте управления. Там же
формируется и управляющее воздействие UK для наведения ракеты. По
командной радиолинии (КРЛ) значение команды UK передается на борт
ракеты. При КРУ-П информация о координатах цели формируется на борту
ракеты с помощью радио- или телевизионного визира. Результат визиро-
вания передается на пульт управления посредством специальной РСПИ.
Выработанное пунктом управления на основе этих данных командное
воздействие UK по КРЛ передается на ракету.
Радиотеленаведение (РТН) — наведение в радиолуче или в радиоплос-
кости (радиозоне). При таком способе радиоуправления пункт управле-
ния формирует «радиолуч» (радиозону, радиоплоскость), ориентируя его
в требуемом направлении полета ракеты. Аппаратура, установленная на
борту ракеты, фиксирует отклонение ее фактической траектории от на-
правления радиолуча и вырабатывает команду для возвращения на необ-
ходимую траекторию. При РТН координаты цели измеряются на пункте
управления, а координаты ракеты относительно радиолуча — на борту
ракеты. Там же формируются команды управления движением UK.
При самонаведении координаты ракеты и цели, а также UK формиру-
ются на борту ракеты. Пункт управления после пуска не участвует в про-
цессе наведения ракеты на цель, хотя при полуактивном самонаведении
подсвечивает цель зондирующим сигналом РЛС, сопровождющей цель по
угловым координатам.
342 Глава 17. РЭЗ при использовании радиоуправляемых ракет
Как видно, тактически методы радиоуправления могут быть двухто-
чечными (одна точка — ракета, другая — цель) или трехточечными (раке-
та — цель — пункт управления).
Системы управления ракетами используют разные диапазоны элект-
ромагнитных волн. По используемому диапазону различают: радиотехни-
ческие, инфракрасные, оптические (лазерные) системы управления.
Современные системы радиоуправления способны комплексировать
и использовать несколько методов наведения, адаптируясь при выборе того
или иного метода к конкретной тактической обстановке и изменяя метод
наведения при смене этапа полета управляемой ракеты. Следует отметить,
что во всех современных зенитно-ракетных комплексах (ЗРК) и авиаци-
онных ракетных комплексах (АРК) предусмотрен режим самонаведения
на постановщик помех, когда этот постановщик маскирует сигнал, отра-
женный от цели или излученный целью.
Кроме того, все системы радиоуправления в составе современных ЗРК
и АРК рассчитаны на реализацию кинематического метода наведения
ракеты в упрежденную точку.
Трехточечные методы наведения иллюстрируются схемой рис. 17.1.
Рис. 17.1. Трехточечные методы наведения
Координаты цели измеряются (цель визируется) радиовизиром цели
(РВЦ), а ракеты — радиовизиром ракеты (РВР). Это специальные РЛС,
которые измеряют те параметры взаимного движения ракеты и цели, ко-
торые нужны для реализации выбранного способа наведения. Устройство
формирования команд (УФК) формируют управляющие воздействия UK,
которые по командной радиолинии (КРЛ) передаются на борт ракеты.
Радиоканал КРЛ может быть совмещен с каналом передачи запросного
17.1. РЭЗ систем наведения ракет
343
сигнала РЛС РВР, но может использовать и отдельный независимый сиг-
нал. Очевидно, схема рис. 17.1 реализует метод КРУ-I. Для КРУ-П РВЦ и
РВР совмещены в одном устройстве на борту ракеты, а кроме КРЛ име-
ется еще радиолиния для трансляции результатов визирования цели на
пункт управления, в УФК. Реализация РТН не требует КРЛ, а на РВР
возлагает только задачу формирования радиолуча.
Совмещенный постановщик помех чаще всего подавляет информацию
о дальности до цели Яц в РВЦ. В этом случае основной способ радиоэлект-
ронной защиты сводится к переходу на иной способ наведения, напри-
мер на наведение по радиолучу, выставляемому РВР в направлении пря-
мо на цель, или на прогнозируемую точку встречи ракеты с целью.
Иногда в качестве радиоэлектронной защиты на конечном участке
траектории переходят к пассивному или полуактивному самонаведению
на источник помех. Применение полуактивного самонаведения предпо-
лагает использование РЛС подсвета цели (рис. 17.2). В частности, роль
такой РЛС может исполнять и РВЦ.
Постановщик
помех
Рис. 17.2. Полуактивное самонаведение
После перехода на полуактивное самонаведение помехи могут пода-
вить сигнал подсвета, отраженный целью. При этом радиоголовка само-
наведения (РГСН) ракеты оказывается в двухальтернативной ситуации.
Во-первых, постановщик помех может быть совмещен с целью. В этом слу-
чае РГСН должна наводиться на помеху. Во-вторых, постановщик помех
вынесен, так что РГСН должна селектировать полезный сигнал от поме-
хи и наводить ракету на цель в условиях действия вынесенной помехи.
Эти ситуации легко различаются, если в радиокоординаторе РГСН
применяются две антенны Ai (основная) и А2 (вспомогательная). Если
сигнал, принятый Аь по уровню больше сигнала с выхода А2, имеет место
344
Глава 17. РЭЗ при использовании радиоуправляемых ракет
первая ситуация. В противном случае — вторая. Во втором случае РГСН
не наводит ракету на постановщик помех, а производит поиск цели. Так
как пеленги цели и постановщика помех на конечном участке траекто-
рии наведения сильно различаются, такой поиск, как правило, кончается
надежным захватом сигнала, отраженного от цели.
В комбинированной системе наведения, сочетающей любой из трех-
точечных методов с полуактивным самонаведением, очень важно свое-
временно перейти на второй этап управления (на самонаведение) [27]. Для
оптимального выбора момента перехода на самонаведение требуется оце-
нивать расстояние между ракетой и целью Яцр (рис. 17.1). Это позволяет
вовремя перейти на полуактивное самонаведение.
Кроме всего прочего, радиолинии КРЛ при КРУ-I и КРУ-П защища-
ются от активных помех всеми доступными способами: применяется бы-
страя перестройка несущей частоты для затруднения разведки сигнала,
специальное помехоустойчивое кодирование, шифрация сигнала для ис-
ключения имитации команд управления, используются остронаправлен-
ные передающие и приемные антенны для пространственной селекции
сигнала от помех. Не многим легче требования к помехозащите радиоли-
нии ракета — РВР, по которой транслируются результаты определения
координат взаимного положения при КРУ-П.
Для радиоэлектронной защиты систем полуактивного самонаведения
известны и используются разные методы, в частности — резервирование.
Пример резервирования — двухчастотный подсвет цели. Два разне-
сенных (по частоте на fx -f2) и по пространству (на базу d) радиовизира
подсвечивают одну и ту же цель (рис. 17.3, а). РГСН полуактивного само-
наведения выполняется по двухканальной схеме (рис. 17.3, б) и принима-
ет сигналы подсвета цели Сь С2 раздельно. Эти сигналы всегда различа-
ются по доплеровским сдвигам частот и /д2, поскольку ракурсы цели
различны, а также по фону от местных предметов. Поэтому селекторы
АСС-1 и АСС-2 могут различать сигналы подсвета.
Каналы обработки принятых на борту ракеты сигналов от цели не
обязательно независимы: один сигнал можно использовать при создании
строб-импульса для другого сигнала (рис. 17.3, в).
Для повышения помехозащищенности системы полуактивного само-
наведения используют сигнал подсвета с переменной частотой. Например,
импульсный сигнал с перестройкой частоты от импульса к импульсу. Если
организовать дополнительный канал приема сигнала подсвета через антен-
ну в хвостовой части ракеты, можно в приемнике РГСН реализовать воз-
можность быстрого маневра параметрами сигнала. Настолько быстрого,
что противник для защиты цели не сможет эффективно применить при-
17.1. РЭЗ систем наведения ракет
345
цельную имитационную помеху. Противника эта мера заставит перейти
на менее эффективную заградительную шумовую помеху. Но против от-
ветной импульсной помехи такой метод защиты не эффективен.
Кроме частотной модуляции сигнала подсвета, применяют также глу-
бокую амплитудную модуляцию (прерывание сигнала). Прерывистый
характер сигнала подсвета со скважности вплоть до q > 2 не очень сильно
сказывается на процессе полуактивного самонаведения. Однако при та-
ком сигнале резко ослабляется эффективность уводящих помех.
Для систем самонаведения очень опасны пространственно-разнесен-
ные помехи. Для борьбы с такими помехами, создаваемыми не одной, а
несколькими целями, применяют различные методы селекции полезного
сигнала. Если две близкорасположенные цели летят параллельными кур-
сами и подсвечиваются одним лучом РВЦ, то отраженные от целей сиг-
налы, будучи приняты в РГСН ракеты, отличаются по доплеровским сдви-
гам: хотя и находятся в главном лепестке ДНА РГСН. Селекция
по частоте, подобная той, что осуществляется в селекции движущихся
целей (СДЦ), позволяет наводить ракету на одну из целей, предварительно
выбранных при пуске.
346
Глава 17. РЭЗ при использовании радиоуправляемых ракет
Помехозащите РГСН помогает и пространственная селекция сигна-
лов узконаправленными антеннами. Но применять такие антенны на борту
ракеты трудно: диаметр антенны ограничен размером миделя ракеты, а
значит, и ограничена ширина ДНА, определяемая отношением d/X. Кро-
ме того, узконаправленные антенны увеличивают риск срыва слежения
за целью, если цель маневрирует.
Для повышения помехозащиты применяют сложные модулированные
сигналы подсвета цели, структурную и функциональную селекцию этих
сигналов на фоне организованных помех. В частности, для селекции можно
использовать дополнительный канал приема сигнала подсвета антенной
в хвостовой части ракеты.
Известны также и другие технические решения, увеличивающие по-
мехозащищенность РГСН. Более подробный перечень мер, способов и
схем помехозащиты полуактивных РГСН имеется в работах [6, 37].
Помехозащита активных РГСН использует те же меры, что и для по-
мехозащиты моностатических РЛС (используют сложные сигналы с внут-
риимпульсной модуляцией, многочастотный режим работы, все виды
селекции сигналов от помех). Кроме того, применяют логическую селек-
цию сигнала от ретранслированных и уводящих помех из зоны, где бар-
ражируют постановщики помех.
Пассивные системы самонаведения имеют ограниченные возможно-
сти для селекции и стробирования сигналов. Однако эти системы защи-
щены уже тем, что они не требуют работы с излучением сигналов (кроме,
разумеется, электромагнитных излучений целей). Для помехозащиты в
пассивных РГСН применяют режимы работы с разной шириной ДНА
(широкая — в режиме поиска и захвата цели, узкая — при сопровожде-
нии цели для защиты от пространственно-разнесенных помех). Сужение
ДНА возможно за счет перехода на работу на высших (второй, третьей)
гармониках частоты сигнала РЭС, по которым работают пассивные РГСН.
Эти источники сигнала очень мощные. Даже при работе по непреднаме-
ренному и побочному излучению РЭС уровень сигнала на входе прием-
ников РГСН обычно выше, чем уровень отраженного сигнала при полу-
активном самонаведении. А в спектре всех сигналов РЭС обычно имеются
внеполосные составляющие на высших гармониках основной рабочей
частоты. Поскольку для высших гармоник отношение d/X больше, чем для
основной рабочей частоты, ДНА РГСН оказывается уже, а пространствен-
ная селекция сигналов и помех — лучше.
Против пассивных РГСН не эффективны любые совмещенные помехи
(ракета наводится на источник помех точно так же, как и на сигнал защи-
17.2. Защита от ракет с радиоголовками самонаведения
347
щаемых помехами РЭС), а помехи, пространственно-разнесенные с источ-
никами сигнала, селектируются. При этом разделить помехи и сигналы
тем легче, чем ближе ракета с РГСН к цели.
17.2. Защита от ракет с радиоголовками самонаведения
Ракеты, самонаводящиеся на источники электромагнитного излуче-
ния, являются очень мощным средством борьбы с радиоэлектронными
системами и средствами. Радиотехническая система наведения таких ра-
кет (головка самонаведения) включает в себя антенную систему на под-
вижной гиростабилизированной платформе под радиопрозрачным обте-
кателем, приемник и систему формирования команд управления для
автопилота. Все современные радиоголовки самонаведения используют
моноимпульсный принцип определения угловых координат источника
радиоизлучения
Такие головки имеют трехканальные приемники (рис. 17.4, б): в двух
каналах усиливаются сигналы разностных колебаний А — с выходов каж-
дой из двух пар антенн, а в одном — суммарный сигнал всех четырех
антенн моноимпульсного пеленгатора. Сигналы ошибок по курсу и по
тангажу формируются соответствующими фазовыми детекторами (ФД
курса и ФД тангажа). w
I
Вверх
J Влево
а б
Рис. 17.4. Моноимульсные РГСН противорадиолокационных ракет
Приемники современных радиоголовок самонаведения обладают доста-
точно высокой чувствительностью для того, чтобы обеспечить наведение
ракеты на излучение РЭС разных типов, структур и назначения, исполь-
348
Глава 17. РЭЗ при использовании радиоуправляемых ракет
зуя для этой цели достаточно слабое побочное и непреднамеренное излу-
чение. Однако основное тактическое назначение таких головок — пора-
жение РЛС. С поражением РЛС комплексов ПВО связаны и первые слу-
чаи боевого применения ракет с такими пассивными радиоголовками
самонаведения. Поэтому обычно в литературе они называются противо-
радиолокационными ракетами (ПРР).
Принцип работы моноимпульсной головки самонаведения иллюстри-
руется рис. 17.4, а, а схема приема и обработки сигнала — рис. 17.4, б.
Спектр способов защиты радиосистем и радиосредств от ракет с пас-
сивными головками самонаведения весьма широк. Он включает раз-
нообразные организационные меры (например, выключение питания пе-
редатчиков при обнаружении ракетной атаки) и фортификационные,
сводящиеся к такому оборудованию позиций РЭС, при котором макси-
мально снижается эффект от воздействия поражающих факторов ПРР, т. е.
осколков и взрывной волны (устраиваются валы и брустверы вокруг ан-
тенн, кабели бронируются для защиты от поражения осколками).
Для защиты от самонаводящихся ракет нужно создать условия, при
которых работу бортового моноимпульсного радиокоординатора ПРР со-
провождают аномальные ошибки. В гл. 7 описаны способы постановки
помех моноимпульсным пеленгаторам и показано, что кроме некоторых
частных случаев такие пеленгаторы подавляются пространственно-разне-
сенными помехами. Разнесенные помехи могут быть когерентными, неко-
герентными и мерцающими.
Самые естественные и эффективные способы защиты от радиоголо-
вок самонаведения — маскировка электромагнитного излучения РЭС.
Подробно способы радиомаскировки рассмотрены в гл. 11.
Не менее важны для защиты от ПРР технические решения, использу-
ющие различные способы дезинформации радиокоординатора головки
самонаведения относительно истинных координат излучающей цели.
Например, для дезинформации радиоголовок применяется РЛС с многими
ложными антеннами, излучающими те же зондирующие сигналы, что и
основная антенна. При этом ложные антенны разнесены в пространстве
и не имеют кабин РЛС, где происходит обработка информации. Если
противник перед пуском противорадиолокационной ракеты не отличает,
какая из антенн истинная, возможно попадание ракеты в ложную антенну.
Для лучшей мимикрии запросных сигналов, излучаемых всеми антенными
системами, эти сигналы должны быть идентичны и синхронизированы.
Синхронизация, кстати, необходима для обеспечения электромагнитной
совместимости. Но иногда для имитации работы нескольких РЛС запрос-
ные сигналы всех антенн умышленно видоизменяются по параметрам.
Контрольные вопросы
349
Аналогичные методы РЭЗ применяются для защиты РЛС от активных и
полуактивных систем наведения ракет.
Другие способы дезинформации комплекса прицеливания и наведе-
ния ПРР, также основанные на многоточечном излучении, предусматри-
вают объединение нескольких РЛС. Обычно РЛС объединяются для по-
вышения надежности получаемой радиолокационной информации. При
этом цель считается обнаруженной, если она присутствует в стробах хотя
бы одной из нескольких РЛС, работающих на различных несущих частотах.
Такое комплексирование РЛС не только затрудняет противнику постанов-
ку эффективных помех, ибо требует подавления всех РЛС одновременно
в широком диапазоне частот, но и делает неэффективной применение ПРР
против одной или даже нескольких РЛС комплекса.
Комплексирование радиолокационных измерителей координат и па-
раметров движения целей открывает возможность для применения пас-
сивных методов, не требующих излучения зондирующего сигнала. Работа
таких измерителей не обнаруживается средствами оперативной радиотех-
нической разведки, что затрудняет организацию радиоэлектронного проти-
водействия. Более того, шумовая или одноточечная имитационная помеха
подавляет в РЛС дальномер, но создает условия для триангуляционных
методов определения координат.
Контрольные вопросы
1. Какими методами повышают помехозащищенность систем командного ра-
диоуправления?
2. Как устроены и работают головки самонаведения противорадиолокацион-
ных ракет (ПРР)?
3. Какие применяются методы защиты от ПРР?
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Радиоэлектронная борьба во всех ее четырех ипостасях (радиоэлект-
ронная разведка, радиопротиводействие, радиомаскировка и помехоза-
щита) — очень сложная и динамично изменяющаяся системная конфи-
гурация. Причем в динамике развития средств, систем и методов РЭБ
просматриваются как медленные, эволюционные изменения, так и быст-
рые, революционные трансформации. Эволюции связаны с развитием
элементной базы и совершенствованием частных технических решений
при построении средств радиоэлектронной борьбы. Скачкообразные ре-
волюционные изменения касаются концептуальных положений. Так,
появление новых комплексных методов обеспечения радиоэлектронной
незаметности («технологии Stelth») выдвинуло в ряд основных и перс-
пективных пассивные совмещенные и вынесенные активные средства РЭБ.
Готовя учебное пособие, очень трудно угнаться за этими изменениями.
Тем не менее в этой книге рассмотрены, как представляется автору, все
или почти все заслуживающие внимания методы и приемы, которыми
может воспользоваться разработчик средств РЭБ.
Другая особенность проблемы РЭБ обусловлена ее многоаспектностью.
В настоящее время на поприще теории, техники и тактики радиоэлект-
ронной борьбы трудятся специалисты, имеющие очень разные профессио-
нальные интересы и соответственно разную подготовку. Действительно,
вопросы организации РЭБ и тактики применения средств постановки ра-
диоэлектронных помех, вопросы проектирования средств радиоэлектрон-
ной разведки, радиоэлектронного противодействия, маскировки и созда-
ния помехозащищенных радиосистем — существенно разные дисципли-
ны. Едва ли возможно создать такое пособие, которое представляло бы
даже примерно одинаковый интерес для специалистов в разных областях
РЭБ. Поэтому данное пособие ориентировано прежде всего на подготов-
ку разработчиков технических средств РЭБ, причем только на начальную
подготовку, в процессе которой постигаются технические основы этой об-
ширной и увлекательной предметной области. Вопросы тактики и эффек-
тивности применения систем и средств РЭБ в пособии рассматриваются
очень поверхностно, постольку, поскольку они нужны для анализа и обо-
снования проектных решений при создании технических средств РЭБ.
Заключение
351
Перечисляя главные особенности подготовки учебного пособия в та-
кой сложной и деликатной области, как РЭБ, связанной с борьбой и
конфликтным взаимодействием технических систем, автор рискует вы-
сказать надежду на то, что результат его работы будет встречен с интере-
сом широким кругом специалистов. Особенная надежда на благосклон-
ное внимание к книге студентов и аспирантов, выбравших сложную и
увлекательную проблему РЭБ своей специальностью. Книга также может
и должна принести пользу специалистам, интересующимся комплексными
проблемами теории и техники современных радиоэлектронных систем,
вынужденных работать в условиях информационного конфликта. Послед-
нее особенно важно, поскольку в настоящее время отчетливо прослежи-
вается тенденция интеграции радиоэлектронных систем разного функцио-
нального назначения и структуры в единые комплексы. Эти тенденции
проявляются при создании бортовых радиоэлектронных комплексов ЛА,
радиотехнических систем в составе комплексов ПВО и ПРО и во многих
других областях, перечисление которых здесь едва ли уместно.
предметный указатель
А
Активное противодействие 116
Аппаратура РРТР 130, 141
Аутентификация 333
в
Взаимокорреляционные системы 171
г
Генераторы
ретрансляционных помех 142
шумовых помех 119
3
Запоминание частоты 21
Защита
от помех 305
от ракет 341
от уводящих помех 301, 303
и
Измерение
угловых координат 27
частоты 21
Индикация помеховой обстановки 300
Информационная скрытность 271
Информационный ущерб 113
к
Качество маскировки 185
Кодирование 308
Криптографические
ключи 272
преобразования 271
Криптосистемы
одноключевые 271
двухключевые 280
Критерий обнаружения 187
л
Линзы Люнеберга 262
Ложные цели 261
м
Малозаметные радиолокационные
цели 230
Маскировка 180
Методы
местоопределения 39
помехозащиты 305
Многопозиционные системы 174
Модификация среды 243
Модуляция
амплитудная 39, 95-97
взаимокорреляционная 45
доплеровская 36
кодово-импульсная 100, 215
линейная частотная 215, 222
моноимпульсная 28
по максимуму 27
по минимуму 21
фазовая 34, 95, 99, 104
частотная 95, 98, 211, 214
частотно-фазовая 223
о
Обеспечение подлинности 333
Обратная связь 326
Оптимизация
обработки сигнала 34, 187
пространственно-временной
обработки 192
Ошибки измерения
аномальные 66, 82
нормальные 66, 92
Пеленгация РЭС 27
Предметный указатель
353
Перехват
аналоговых сообщений 94
сигналов с КИМ 100
Плазмообразования 243, 259
Помехи
взаимокорреляционным системам
171
дезинформирующие 333
дипольные 244
измерителям угловых координат 152
имитационные 140
импульсные шумовые 129
каналу дальности 145
каналу скорости 149
когерентные 151
мерцающие 167
многократные импульсные 147
многопозиционным системам 174
модуляционные 124
ответные шумовые 126, 199
некогерентные помехи 156
перенацеливающие 267
поляризационные 303
преднамеренные 192
прицельные 134
пространственно-разнесенные 169
прямошумовые 120
самонаведению 348
совмещенные 152
уводящие 146, 149
шумовые 119
Помехозащищенность 305
Помехоустойчивость 305
Приемники
матричные 16
цифровые 19
Пространственно-временная
обработка сигналов 192
Противорадиолокационные покрытия
231
Противорадиолокационные ракеты 341
Псевдослучайная перестройка 220
р
Радиоголовки самонаведения 341
Радионезаметность 192, 207
Радиоэлектронная
борьба 8, 13
защита 8, 286, 341, 347
маскировка 180, 243
разведка 8, 13
Радиоэлектронное противодействие 9,
106
Разностно-дальномерные системы 113
Расширение спектра 215, 220
Решетки Ван-Атта 268
с
Селекция сигналов 285
Сигнальная функция 69
Скрытность 180, 280
Системы самонаведения 347
Сложная сигнальная обстановка 54
Снижение заметности 226
Снижение ЭПР 226
т
Триангуляция 39
У
Уголковые отражатели 262
X
Характеристики обнаружения 108
ш
Широкополосные сигналы 207
Шифрация 271, 280
э
Экранирование 196
Энергетический
обнаружитель 54
потенциал 116
Энтропия 114, 273
Эффективная поверхность
рассеивания 226
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Военный энциклопедический словарь / пред. ред. комиссии Н. В. Огарков. —
М.: Воениздат, 1983.
2. Вакин С. А., Шустов Л. Н. Основы радиопротиводействия и радиотехнической
разведки. — М.: Сов. радио, 1968.
3. Палий А. И. Радиоэлектронная борьба. — М.: Воениздат, 1989.
4. Вартанесян В. А. Радиоэлектронная разведка. — М.: Воениздат, 1991.
5. Защита от радиопомех / под ред. М. В. Максимова. — М.: Сов. радио, 1976.
6. Van Brunt L. В. Application ECM. — EW Engineering inc. USA, 1982.
7. Бакулев П. А., Сосновский А. А. Радиолокационные и радионавигационные си-
стемы: учеб, пособие для вузов. — М.: Радио и связь, 1994.
8. Цифровые радиоприемные системы: справочник / под ред. М. И. Жодзишско-
го. — М.: Радио и связь, 1990.
9. Тихонов В. И. Статистическая радиотехника. — М.: Сов. радио, 1966.
10. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы. — М.: Сов. радио, 1967.
11. Гуткин Л. С. Проектирование радиосистем и радиоустройств: учеб, пособие
для вузов. — М.: Радио и связь, 1986.
12. Гуткин Л. С. Теория оптимальных методов радиоприема при флуктуационных
помехах. — М.: Сов. радио, 1972.
13. Тихонов В. И. Оптимальный прием сигналов. — М.: Радио и связь, 1983.
14. Янке Е., Эмде Ф., Леш Ф. Специальные функции. — М.: Наука, 1968.
15. Демин В. П., Куприянов А. И. Сахаров А. В. Радиоэлектронная разведка и ра-
диомаскировка. — М.: Изд-во МАИ, 1997.
16. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами / под ред. Г. И. Ту-
зова. — М.: Радио и связь, 1985.
17. Березин Л. В., Вейцель В. А. Теория и проектирование радиосистем. — М.: Сов.
радио, 1977.
18. Фалькович С. Е. Оценка параметров сигналов. — М.: Сов. радио, 1970.
19. Зюко А. Г, Кловский Д. Д., Назаров М. В., Финк Л. М. Теория передачи сигна-
лов. — М.: Радио и связь, 1986.
20. Пенин П И. Системы передачи цифровой информации. — М.: Сов. радио, 1976.
21. Великанов В. Д., Галкин В. И., Захарченко И. И. и др. Радиотехнические систе-
мы в ракетной технике. — М.: Воениздат, 1974.
22. Леонов А. И., Фомичев К. И. Моноимпульсная радиолокация. — М.: Сов. ра-
дио, 1970.
23. Вопросы перспективной радиолокации / под ред. А. В. Соколова. — М.: Радио-
техника, 2003.
24. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и непреднамерен-
ные помехи. Вып. 2 / под ред. А. И. Сапгира. — М.: Сов. радио, 1978.
Список литературы
355
25. Михайлов В. Ю. Математические основы анализа и синтеза сложных сигналов
и процедур их обработки. — М.: Изд-во МАИ, 1994.
26. Борисов В. А., Калмыков В. В., Ковальчук Я. М. и др. Радиотехнические системы
передачи информации: учеб, пособие для вузов / под ред. В. В. Калмыкова. —
М.: Радио и связь, 1990.
27. Вейцель В. А., Волковский С. А. и др. Радиосистемы управления: учебник для
вузов / под ред. В. А. Вейцеля. — М.: Дрофа, 2005.
28. Шеннон К. Э. Теория связи в секретных системах // Работы по теории инфор-
мации и кибернетике. — М.: ИЛ, 1963.
29. Симмонс Г. Дж. Обзор методов аутентификации информации // ТИИЭР.
1988. Т. 76, № 5.
30. Радиолокационные станции воздушной разведки / под ред. Г. С. Кондратен-
кова. — М.: Воениздат, 1983.
31. Цветное В. В., Демин В. П., Куприянов А. И. Радиоэлектронная борьба: радио-
разведка и радиопротиводействие. — М.: Изд-во МАИ, 1998.
32. Цветное В. В., Демин В. П., Куприянов А. И. Радиоэлектронная борьба: радио-
маскировка и помехозащита. — М.: Изд-во МАИ, 1999.
33. Семенов А. И. Невыступающие бортовые антенны. — М.: Изд-во МАИ, 1999.
34. Меньшаков Ю. К. Защита объектов и информации от технических средств раз-
ведки. — М.: Изд-во РГГУ, 2002.
35. Перунов Ю. М., Фомичев К. И., Юдин Л. М. Радиоэлектронное подавление ка-
налов систем управления оружием / под ред. Ю. М. Перунова. — М.: Радио-
техника, 2003.
36. Куприянов А. И., Сахаров А. В. Радиоэлектронные системы в информационном
конфликте. — М.: Вузовская книга, 2003.
37. Защита радиоэлектронных систем от помех. Состояние и тенденции развития /
под ред. А. И. Канащенкова и В. И. Меркулова. — М.: Радиотехника, 2003.
38. Покровский Н. Б. Расчет и измерение разборчивости речи. — М.: Связьиздат,
1962.
39. Антенны и устройства СВЧ / под ред. Д. И. Воскресенского. — М.: Изд-во МАИ,
1999.
40. Палий А. И., Куприянов А. И. Очерки истории радиоэлектронной борьбы. — М.:
Вузовская книга, 2006.
41. Палий А. И. Радиовойна. — М.: Воениздат, 1963.
42. Шлезингер Р. Радиоэлектронная война. — М.: Воениздат, 1963.
43. Добыкин В. Д., Куприянов А. И., Пономарев В. Г., Шустов Л. Н. Радиоэлектронная
борьба. Запоминание и воспроизведение радиосигналов и электромагнитных
волн. — М.: Вузовская книга, 2009.
44. Добыкин В. Д., Куприянов А. И., Пономарев В. Г., Шустов Л. Н. Радиоэлектрон-
ная борьба. Силовое поражение радиоэлектронных систем. — М.: Вузовская
книга, 2007.
45. Куприянов А. И., Петренко П. Б., Сычев М. П. Основы радиоэлетронной развед-
ки. — М.: Изд-во МГТУ им. Н. Э. Баумана, 2010.
ОГЛАВЛЕНИЕ
ПРЕДИСЛОВИЕ....................................................3
СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ..............................................6
ВВЕДЕНИЕ.......................................................8
ЧАСТЬ 1. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ РАЗВЕДКА
Глава 1. РАДИО- И РАДИОТЕХНИЧЕСКАЯ РАЗВЕДКА.................12
1.1. Состав аппаратуры средств РРТР...........................13
1.2. Измерение и запоминание частоты сигнала средствами РРТР..21
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР...........................27
Контрольные вопросы и задачи..............................38
Глава 2. СИСТЕМЫ МЕСТООПРЕДЕЛЕНИЯ В РАДИО-
И РАДИОТЕХНИЧЕСКОЙ РАЗВЕДКЕ............................39
2.1. Триангуляционные системы.................................39
2.2. Разностно-дальномерные
системы местоопределения...............................43
Контрольные вопросы.......................................50
Глава 3. ЭФФЕКТИВНОСТЬ СРЕДСТВ РАДИО-
И РАДИОТЕХНИЧЕСКОЙ РАЗВЕДКИ............................51
3.1. Сигнал, информативный для РРТР...........................51
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР
в сложной сигнальной обстановке............................54
3.3. Нормальные и аномальные ошибки. Условия
возникновения ошибок.......................................66
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки
и частоты радиосигнала.....................................82
3.5. Ошибки измерения
углов и угловых скоростей..................................92
Контрольные вопросы и задачи..............................93
Глава 4. КАЧЕСТВО ВЫДЕЛЕНИЯ СООБЩЕНИЙ
СРЕДСТВАМИ РАДИОРАЗВЕДКИ...............................94
4.1. Перехват аналоговых сообщений............................94
4.2. Перехват сигналов систем с кодово-импульсной модуляцией.100
Контрольные вопросы и задачи.............................104
ЧАСТЬ 2. РАДИОЭЛЕКТРОННОЕ ПРОТИВОДЕЙСТВИЕ
Глава 5. МЕТОДЫ, СРЕДСТВА И ХАРАКТЕРИСТИКИ
ЭФФЕКТИВНОСТИ РАДИОЭЛЕКТРОННОГО
ПРОТИВОДЕЙСТВИЯ..........................................106
5.1. Классификация методов и средств радиоэлектронного
противодействия............................................106
5.2. Энергетические характеристики активного
радиоэлектронного противодействия.........................108
Оглавление
357
5.3. Информационный ущерб, вносимый средствами
радиоэлектронного противодействия............................ИЗ
5.4. Энергетический потенциал средств
радиоэлектронного противодействия...........................116
Контрольные вопросы и задачи..............................118
Глава 6. СТАНЦИИ АКТИВНЫХ ШУМОВЫХ ПОМЕХ........................119
6.1. Общие сведения о станциях активных шумовых помех..........119
6.2. Прямошумовые помехи.......................................120
6.3. Модуляционные шумовые помехи..............................124
6.4. Ответные непрерывные шумовые помехи.......................126
6.5. Ответные импульсные шумовые помехи и методы их создания...129
6.6. Ответные шумовые помехи, прицельные по углу...............134
Контрольные вопросы.......................................139
Глава 7. СТАНЦИИ АКТИВНЫХ ИМИТАЦИОННЫХ ПОМЕХ...................140
7.1. Ответные имитационные помехи..............................140
7.2. Эффективность ответных имитационных помех.................141
7.3. Генераторы ложных сигналов — ретрансляционных
ответных помех............................................ 142
7.4. Помехи каналу дальности...................................145
7.5. Помехи каналу скорости....................................149
7.6. Совмещенные помехи измерителям угловых координат..........152
7.7. Некогерентные пространственно-разнесенные помехи
угломерным системам.........................................156
7.8. Когерентные помехи........................................161
7.9. Помехи, мерцающие в разнесенных по пространству точках....167
7.10. Пространственно-разнесенные помехи
радиосистемам самонаведения.................................169
7.11. Подавление помехами взаимокорреляционных систем..........171
7.12. Создание помех многопозиционным системам.................174
Контрольные вопросы и задачи..............................178
ЧАСТЬ 3. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ МАСКИРОВКА
Глава 8. МАСКИРОВКА И НЕЗАМЕТНОСТЬ РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ
СРЕДСТВ..................................................180
8.1. Общая характеристика проблемы радиоэлектронной маскировки.180
8.2. Количественные характеристики качества маскировки.........185
Контрольные вопросы.......................................191
Глава 9. СПОСОБЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ РАДИОНЕЗАМЕТНОСТИ.................192
9.1. Оптимизация сигналов и их пространственно-временной
обработки...................................................192
9.2. Экранирование.............................................196
9.3. Снижение заметности излучения по боковым лепесткам ДНА....203
Контрольные вопросы.......................................206
Глава 10. РАДИОНЕЗАМЕТНОСТЬ ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ............207
10.1. Широкополосные сигналы. Определения и применение.........207
10.2. Классы широкополосных сигналов...........................210
358
Оглавление
10.3. Широкополосные сигналы с ЧМ..............................214
10.4. Расширение спектра за счет бинарной фазовой модуляции....215
10.5. Расширение спектра за счет перестройки частоты...........220
10.6. Сигналы с частотно-фазовой манипуляцией..................223
Контрольные вопросы и задачи...............................225
Глава 11. СНИЖЕНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ ЗАМЕТНОСТИ..................226
11.1. Снижение ЭПР за счет выбора малоотражающей формы объекта.226
11.2. Применение противорадиолокационных покрытий..............231
11.3. Уменьшение радиолокационной заметности антенных систем...237
11.4. Комплексное применение методов противорадиолокационной
маскировки.................................................240
Контрольные вопросы........................................242
Глава 12. МАСКИРУЮЩИЕ ВОЗДЕЙСТВИЯ НА СРЕДУ
РАСПРОСТРАНЕНИЯ СИГНАЛОВ...............................243
12.1. Модификация среды распространения сигнала................243
12.2. Дипольные помехи.........................................244
12.3. Маскировка сигнала плазменными образованиями.............256
12.4. Модификация сигнального пространства. Ложные цели........262
Контрольные вопросы........................................270
Глава 13. ОБЕСПЕЧЕНИЕ ИНФОРМАЦИОННОЙ СКРЫТНОСТИ
РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СИСТЕМ СВЯЗИ И ПЕРЕДАЧИ
ДАННЫХ.....................................................271
13.1. Шифрация для информационной скрытности...................271
13.2. Информационная скрытность криптосистем с открытым ключом.280
Контрольные вопросы........................................282
ЧАСТЬ 4. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ ЗАЩИТА ОТ СРЕДСТВ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ БОРЬБЫ
Глава 14. ПОМЕХОЗАЩИТА РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ..................284
14.1. Виды помех радиоприему и методы помехозащиты.............284
14.2. Помехозащита радиоприемников.............................287
14.3. Специальные схемы подавления различных
преднамеренных помех.......................................292
Контрольные вопросы........................................296
Глава 15. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ ЗАЩИТА
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИСТЕМ................................297
15.1. Проблема помехозащиты РЛС................................297
15.2. Выбор антенной системы РЛС...............................298
15.3. Анализ и индикация помеховой обстановки..................300
15.4. Защита от помех, уводящих по дальности и по скорости.....301
15.5. Схемы защиты от поляризационных помех....................303
Контрольные вопросы........................................304
Глава 16. ПОМЕХОЗАЩИТА РАДИОСИСТЕМ
ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ....................................305
16.1. Помехоустойчивость и помехозащищенность систем
передачи информации.........................................305
Оглавление
359
16.2. Кодирование в помехозащищенных системах
передачи информации......................................308
16.3. Обратная связь для адаптации к помеховой обстановке.326
16.4. Стойкость к имитирующим и дезинформирующим помехам
(обеспечение подлинности сообщений)......................333
Контрольные вопросы и задачи..........................340
Глава 17. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ ЗАЩИТА ПРИ
ИСПОЛЬЗОВАНИИ РАДИОУПРАВЛЯЕМЫХ РАКЕТ.................341
17.1. Радиоэлектронная защита систем наведения ракет......341
17.2. Защита от ракет с радиоголовками самонаведения......347
Контрольные вопросы...................................349
ЗАКЛЮЧЕНИЕ.................................................350
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ.......................................352
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ..........................................354
Куприянов Александр Ильич
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ БОРЬБА
Книга издана в авторской редакции
Технический редактор П. С. Корсунская
Корректор О, А. Королева
Компьютерная верстка Н. С. Супотницкой
Подписано в печать 06.11.2012. Формат 60x84 1/16.
Печать цифровая. Бумага офсетная. Гарнитура «Таймс».
Усл. печ. л. 20,92. Тираж 1000 экз.
ЗАО «Издательское предприятие «Вузовская книга»
Тел.: (499) 343-56-74. E-mail: vbook@mail.ru
www.vuzkniga.ru
Отпечатано в цифровой типографии «Буки Веди»
на оборудовании Konica Minolta
ООО «Ваш полиграфический партнер»
ул. Ильменский пр-д, д. 1, корп. 6
Тел.: (495) 926-63-96. E-mail: info@bukivedi.com
www.bukivedi.com