Text
... AtfXUK AN Я I питръ
Hftva ткым чглоыкам, «ли Л.
CHLUoh м nputtpu известный
з nar знании H6h i(K hu.u
ЧссттрфмдЛ П* м«а к cwt;
ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ
РАИИОЭИЕИТРОННОЙ БОРЬБЫ
А.И. КУПРИЯНОВ
А.В.САХАРОВ
А.И. КУПРИЯНОВ, А.В. САХАРОВ
ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ БОРЬБЫ
Допущено Министерством образования и науки Российской Федерации в качестве
учебного пособия для студентов высших учебных заведений, обучающихся по
специальности «Средства радиоэлектронной борьбы»
Москва
«Вузовская книга»
2007
УДК 623.61:621.391
ББК 32.84
К92
Рецензенты:
д-р техн. наук. проф. Н.Ю. Жибуртович', кафедра радиоэлектронной
борьбы Военной академии РВСН им. Петра Великого — д-р техн, наук,
проф. А.А. Хорев; д-р военных наук, проф. В.И. Анненков', д-р военных
наук, проф. В. И. Мухин
Куприянов А.И., Сахаров А.В.
К92 Теоретические основы радиоэлектронной борьбы: Учеб, посо-
бие /А.И. Куприянов, А.В. Сахаров. — М.: Вузовская книга, 2007. —
356 с.: ил.
ISBN 5-9502-0223-6
Рассматриваются радиоэлектронные системы и средства, функциони-
рующие в условиях информационного противоборства, когда ведется радио-
электронная разведка, организуется радиопротиводействие, применяется
радиомаскировка и защита от специально организованных радиопомех.
Для специалистов в области радиоэлектронной борьбы, а также для
студентов и аспирантов радиотехнических специальностей вузов.
УДК 623.61:621.391
ББК 32.84
ISBN 5-9502-0223-6
© Куприянов А.И., Сахаров А.В., 2004
© ЗАО «Издательское предприятие
«Вузовская книга», 2007
ОТ АВТОРОВ
На протяжении многих лет, от зарождения радиотехники до совсем
недавнего времени, основным фактором и главной движущей силой раз-
вития систем, которые обслуживали информационные потребности чело-
вечества (систем передачи и извлечения информации), было преодоление
помех естественного, природного происхождения. Природа, создающая
естественные помехи, «изощренна, но не злонамеренна». Она довольно
слабо сопротивляется коллективному техническому гению инженеров —
создателей информационных систем. Но в настоящее время это положе-
ние изменилось. Сейчас информационным системам все чаще противо-
стоит изощренный разум человека. Так складывается и проявляется ин-
формационный конфликт, или, точнее, конфликт технических систем в
информационном пространстве. Следует отметить, что противоборство
радиосистем не всегда носит антагонистический характер и не всегда
целенаправлено на нарушение работы других, не собственных радиосис-
тем. Мощный пласт помех обязан своим происхождением нарушениям
электромагнитной совместимости (ЭМС) радиоустройств и радиосредств
(РЭС) в условиях использования ими общего ресурса (частотного, вре-
менного, пространственного). Тем не менее антропогенные и техноген-
ные факторы, влияющие на эффективность и даже на работоспособность
радиосистем и радиосредств, в настоящее время приобрели определяющее
значение. Именно эти факторы являются основным объектом рассмотре-
ния в предметной области, именуемой радиоэлектронной борьбой (РЭБ),
и именно они обсуждаются в предлагаемой читателю книге. По-видимо-
му, борьба — это самая крайняя форма проявления конфликта вообще
и конфликта РЭС в информационном пространстве в частности. Поэто-
му конфликтное взаимодействие РЭС чаще всего называют радиоэлект-
ронной борьбой, хотя это название и не самое старое, и не самое новое.
Первые книги о противоборстве информационных систем выносили в на-
звание словосочетание «радиоэлектронная война», а в самых послед-
них публикациях говорится об информационных войнах. В предлагаемой
читателю книге рассматриваемые проявления конфликтов между радио-
4
От авторов
электронными системами и средствами объединены термином «радио-
электронная борьба». Причин тому несколько (по меньшей мере — две).
Во-первых, радиоэлектронная борьба ведется и в мирное, не военное вре-
мя. Во-вторых, к моменту написания этой книги термин «информацион-
ные войны» в русскоязычной профессиональной литературе еще не усто-
ялся и может обозначать разные понятия из очень широкого спектра —
от агрессивного воздействия на технические системы передачи и извле-
чения информации до действий в сфере политики. Термин РЭБ, хоть он
и обозначает обширную предметную область, довольно конкретен и по-
зволяет дистанцироваться от разнообразных не технических аспектов кон-
фликтов в информационном пространстве.
Книга задумана и написана как учебное пособие по курсам специали-
зации новой специальности «Средства радиоэлектронной борьбы». В че-
тырех разделах, составляющих учебное пособие, рассматриваются мето-
ды ведения и основные характеристики средств радио- и радиотехнической
разведки (РРТР), методы и схемы построения средств радиопротиводей-
ствия (РЭП), методы и технические приемы обеспечения радионезамет-
ности (радиомаскировки — РЭМ), а также методы и средств;! для обеспе-
чения правильного и максимально эффективного функционирования РЭС
в условиях действия организованных помех, т. е. методов обеспечения
помехозащиты (РЭЗ).
В силу целого ряда известных причин доступной литературы по во-
просам радиоэлектронной борьбы очень мало. Во всяком случае, много
меньше, чем нужно, исходя из современных общественных потребностей.
Среди основных книг по теории и технике РЭБ, изданных в России, необ-
ходимо назвать весьма основательные, признанные и популярные в ши-
роких кругах специалистов по радиосистемам различного назначения
работы С.А. Вакина и Л.Н. Шустова [2], А.И. Палия [3], В.А. Вартанеся-
на [4], а также энциклопедически полную книгу под редакцией Ю.М. Перу-
нова 135]. Специалистам известно основательное справочное издание |6],
составленное Ван-Брантом и изданное в США. На этих книгах воспитаны
уже несколько поколений специалистов в разных областях и отраслях РЭБ.
Но и сейчас эти работы не утратили актуальности. Авторы предлагаемого
пособия считают себя последователями авторитетной отечественной шко-
лы РЭБ и подготовили издание, следуя традициям этой школы. Основ-
ной материал книги базируется на открытых отечественных публикаци-
ях, но используются и зарубежные издания. Значительный объем занимают
материалы лекционных курсов, которые авторы читали на протяжении
примерно последних 10 лет в Московском авиационном институте (госу-
От авторов
5
дарственном техническом университете) и Московском государственном
техническом университете им. Н.Э. Баумана.
Специфика сложной комплексной проблемы РЭБ такова, что далеко
не все ее аспекты могут излагаться с одинаковой степенью подробности в
общедоступной литературе. Разумеется, в настоящее время в силу изме-
нений известных политических, экономических и социальных факторов
многие проблемы, задачи и технические решения с области РЭБ откры-
лись (или, скорее, «приоткрылись»). Многое стало открыто обсуждаться
в расширившихся кругах специалистов и вообще заинтересованных лиц.
Но тем не менее в целом предметная область РЭБ содержит еще очень
много деликатных тем и вопросов, не позволяющих рассматривать их с
одинаковой степенью подробности в книге, адресованной широкому кругу
читателей. Авторы надеются, что благосклонный читатель найдет это об-
стоятельство извинительным и не будет сурово осуждать книгу за непол-
ноту и непоследовательность.
Авторы считают своим приятным долгом поблагодарить уважаемых
рецензентов, а также всех, кто принял участие на этапах подготовки пред-
лагаемого пособия и способствовал улучшению качества его формы и
содержания.
ВВЕДЕНИЕ
Военный энциклопедический словарь [1] определяет радиоэлектрон-
ную борьбу как совокупность взаимосвязанных по цели, задачам, месту и
времени мероприятий, действий, направленных на выявление радиоэлек-
тронных средств и систем противника, их подавлению, а также по радио-
электронной защите своих радиоэлектронных систем и средств от средств
РЭП. Емкое синтетическое понятие РЭБ включает и радиоэлектронную
разведку (РЭР) — именно она выявляет РЭС противника и добывает о нем
сведения, нужные для РЭП, а также радиоэлектронную маскировку (РЭМ),
противостоящую радиоэлектронной разведке противника.
Диалектическое единство и конфликтное взаимодействие таких про-
тивоположностей, как РЭР и РЭМ, РЭП и РЭЗ, в основном определяет
динамику бурного развития средств и методов радиоэлектронной борьбы.
Не будет большим преувеличением и утверждение того, что единство и
борьба этих противоположностей во многом определяет характер совре-
менного этапа развития радиоэлектроники.
Проблема РЭБ характеризуется широтой, глубиной и многообразием.
В конфликтное взаимодействие вовлечены информационные системы всех
известных классов: передачи и извлечения информации, радиоуправления
и разрушения информации. Эти системы работают во всех освоенных к
настоящему времени диапазонах волн — от сверхдлинных радиоволн и
инфранизкочастотных колебаний земной коры до волн ультрафиолетово-
го излучения — и используют все известные в технических приложениях
физические поля (электромагнитные, акустические, сейсмические и др.).
Проблема РЭБ очень четко стратифицирована. Она предусматривает
разделение на уровни и объединение множества уровней описания. На этих
уровнях располагаются описания физических и технических принципов
построения и функционирования средств, участвующих в конфликте;
описания и модели системных принципов их проектирования и органи-
зации взаимодействия; принципы тактики и оперативного искусства при-
менения средств и методов РЭБ в мирное время и на разных этапах раз-
вития вооруженных конфликтов.
Введение
7
Многообразные проявления конфликта информационных систем и
систем разрушения информации объединяют как довольно простые взаи-
модействия типа создания помех и обеспечения помехозащиты, так и
изощренные методы дезинформации и способы обеспечения достоверно-
сти, надежности и аутентичности (подлинности) сообщений.
Стремление в одной книге изложить все аспекты проблемы РЭБ во
всей их широте, глубине и многообразии было бы очень похоже на не-
годную попытку объять необъятное. Чтобы избежать этого, авторы книги
хотели бы сосредоточить внимание (свое и читателя) только на задачах
РЭБ в радиодиапазоне электромагнитных волн. В этой области радио- и
радиотехническая разведка конфликтует с радиомаскировкой, а радио-
системы передачи и извлечения информации вынуждены работать в
условиях радиопротиводействия. Поэтому в дальнейшем при обсуждении
проблем РЭБ имеются в виду именно радиотехнические системы и средст-
ва, а не средства, использующие другие физические поля (не электромаг-
нитные), равно как и излучения других, не радиочастотных, диапазонов
электромагнитных волн. В ограниченных таким образом рамках иерархи-
чески организованную проблему РЭБ можно условно представить графом
(деревом), как на рис. 0.1.
Рис. 0.1 Структура проблемы РЭБ
Разумеется, возможны и другие способы структурирования проблемы
РЭБ. Но приведенная на рис. 0.1 структура в наибольшей степени отве-
чает вкусам авторов и наилучшим образом соответствует организации ма-
териала дальнейших разделов книги.
Основное внимание в книге уделяется принципам построения систем
и средств радиоэлектронной борьбы, техническим решениям при проек-
тировании таких средств и, разумеется, обсуждению основных показателей
качества средств, создаваемых для ведения РЭБ. При этом сведения о
8 Введение
средствах технических разведок в радиодиапазоне содержатся в первой
части пособия. Материалы о принципах формирования и применения
активных помех радиоэлектронным системам и средствам составляют
содержание второй части. В третьей части обсуждается проблема обеспе-
чения радионезаметности (радиоэлектронная маскировка — РЭМ). А в
четвертой — радиоэлектронной защиты от помех, применяемых для ра-
диопротиводействия (РЭЗ). Иначе говоря, материал пособия структури-
рован в полном соответствии с рис. 0.1.
Известно, что ни научные, ни учебные книги никогда не читаются по-
дряд от начала до конца. Более того, их листают вперед и назад с примерно
одинаковой скоростью. Имея в виду это обстоятельство, авторы не стре-
мились упорядочить материал так, чтобы все возникающие по ходу изло-
жения вопросы тут же и разрешались. Вместо этого в книге используют-
ся перекрестные ссылки на разные разделы и подразделы.
ЧАСТЬ 1
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ
РАЗВЕДКА
ГЛАВА 1
РАДИО- И РАДИОТЕХНИЧЕСКАЯ РАЗВЕДКА (РРТР)
Общепринято, что радиоразведка (РР) добывает сведения о против-
нике путем поиска, обнаружения, пеленгования излучений его радио-
средств и перехвата сообщений, циркулирующих в радиоканалах и се-
тях [1]. Радиотехническая разведка (РТР) добывает сведения о параметрах
(пространственно-временных) сигналов РЭС противника и на основании
анализа этих сигналов определяет тип и назначение РЭС [1]. Как видно,
между задачами, решаемыми радио- и радиотехнической разведкой (РРТР),
больше сходства, чем различия. Поэтому нет резонов порознь рассматри-
вать физические и технические принципы функционирования этих видов
технических разведок. Деление радиоэлектронных разведок в радиодиа-
пазоне на радио- и радиотехническую не является единственно возмож-
ным. По другим системам классификации различают стратегическую,
тактическую РРТР и РТР непосредственной поддержки РЭБ. Подробное
обсуждение этих и других классификационных признаков систем и средств
РРТР можно найти в [4, 6], а также в других источниках, специально по-
священных не созданию, а использованию технических средств разведки.
В очень общем, но не требующем специальных комментариев виде клас-
сификацию средств и методов РРТР можно иллюстрировать графом, пред-
ставленном рис. 1.1.
По назначению Обнаружение, определение
По месту базирования рр параметров излучения
Перехват сообщений РТР
Радиоэлектронная разведка в радиодиапазоне
1 параметров излучения Наземная Морская Воздушная Космическая Стратегическая Тактическая поддержка РЭП Системы и сети связи и передачи данных РЛС разных типов и назначения Системы АСУ признаки методов и средств РРТР
По оперативности
По источникам информации
Рис. 1.1. Классификационные
1.1. Состав аппаратуры средств РРТР
11
К техническим проблемам, возникающим при создании и использо-
вании средств разведки, вплотную примыкают проблемы проектирования
и эксплуатации радиоэлектронных средств и систем экологического мо-
ниторинга и исследования природных ресурсов Земли, средств контроля
за выполнением международных договоров [7].
1.1. Состав аппаратуры средств РРТР
При всем многообразии методов и средств РРТР можно, следуя [2],
привести следующую типичную схему станции РРТР (рис. 1.2).
Съем данных
Рис. 1.2. Блок-схема станции РРТР
Антенно-фидерное устройство средства (станции) РРТР должно быть
широкополосным, чтобы работать во всем разведываемом диапазоне час-
тот, а также обеспечивать пеленгование разведываемого источника излу-
чения с необходимой точностью. Кроме того, антенны станции РРТР раз-
ведки должны иметь минимальные боковые лепестки, чтобы исключить
ложное определение направления на пеленгуемый источник. Удовлетво-
рить всем требованиям с помощью одной антенны просто невозможно,
поэтому обычно применяют несколько антенн, перекрывающих весь раз-
ведываемый частотный диапазон.
Приемные устройства станций радио- и радиотехнической разведки
характеризуются: разведываемым диапазоном частот 8/; временем пере-
стройки Т, которое характеризует оперативность разведки в диапазоне 8/;
чувствительностью; разрешающей способностью А/; способом поиска сиг-
нала объекта разведки по несущей частоте и вероятностью его обна-
ружения.
Наиболее важной технической характеристикой разведывательного
приемника является полный диапазон частот, в котором осуществляется
12
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
поиск и обнаружение разведываемых сигналов. Желательно, чтобы один
разведывательный приемник перекрывал по возможности более широкий
диапазон частот.
Многообразие задач, решаемых при помощи средств РРТР, опреде-
ляет многообразие типов используемых приемных устройств. Так, неко-
торые системы непосредственной поддержки РЭП работают в таких ус-
ловиях, когда от РРТР требуется только обнаружение работающих РЭС
противника (например, для оповещения экипажа самолета о радиолока-
ционном облучении). При этом могут использоваться одноканальные
широкополосные приемники. Полоса пропускания таких приемников
перекрывает весь частотный диапазон, в котором могут работать РЭС
объектов разведки. Для более детальной разведки применяют устройства
с узкополосными приемными каналами — сканирующие и многоканаль-
ные приемники.
Рис. 1.3. Сканирующий приемник РРТР
Такие приемники (рис. 1.3) настраиваются по программе на все час-
тоты в диапазоне разведки. Чаще всего программа перестройки сводится
к последовательному просмотру •всех частот разведываемого диапазона 8/
(панорамный последовательный частотный анализ). Но возможны и дру-
гие алгоритмы работы. Например, перестройка с пропуском участков
диапазона, в которых работают неинформативные для разведки РЭС.
Портативные сканирующие приемники способны вести разведку .в поло-
се частот от 8/s (100 кГц...2 ГГц). Для приемников РТР этот диапазон
шире, так как он перекрывает все возможные рабочие частоты РЭС, т. е.
простирается до 30 ГГц и выше, в диапазон миллиметровых волн.
Разрешающая способность приемника Д/ определяется полосой про-
пускания УПЧ и может изменяться в зависимости от сигнальной обста-
новки в разведываемом диапазоне, требуемой точности измерения часто-
1.1. Состав аппаратуры средств РРТР
13
ты, от ширины спектра разведываемого сигнала, которая, в свою очередь,
определяется видом и индексом модуляции, от времени анализа Т. Связь
8/, Д/и Т иллюстрируется диаграммой (рис. 1.4), где принято, что скани-
рование разведываемого диапазона происходит по линейному закону.
Рис. 1.4. Связь bf и Т при последовательном анализе
Сигналы на рис. 1.4 представляются своими диаграммами неопреде-
ленности (ДН) [7]. ДН — это проекции функции неопределенности сиг-
нала на частотно-временную плоскость. Протяженность ДН вдоль оси
абсцисс равна длительности импульса сигнала, а вдоль оси ординат —
ширине его спектра. У непрерывного сигнала продолжительность боль-
ше приведенной на рис. 1.4 длины отрезка оси абсцисс. Непрерывный
сигнал, как видно, наблюдается приемником в течение всего времени 71{
Импульсный сигнал может быть пропущен приемником, если период
повторения импульсов больше Тн. Это случай быстрой перестройки час-
тоты. Разумеется, скорость частотного анализа определяется по сравне-
нию с периодом (и длительностью) сигнала.
Для панорамных приемников с быстрой перестройкой частоты сущест-
вует взаимосвязь между полосой пропускания резонансной системы и ско-
ростью перестройки. Увеличение скорости перестройки ведет к ухудшению
разрешающей способности и снижению чувствительности. Действитель-
но, полоса пропускания Д/ и длительность т отклика приемника на сиг-
нал связаны примерным соотношением Д/~ (т)“!. При скорости перестрой-
ки частоты df/dTдлительность отклика приемника будет примерно равна
~ л
т = Д / —
\dt)
14
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
Следовательно,
Л/-Я
V dt
(1.1)
а время анализа, т. е. перестройки по диапазону шириной 8/
т s Adf
I dt J \f2
Таким образом, каждой скорости перестройки соответствует своя
оптимальная полоса (разрешающая способность по частоте) Д/ Сокращая
время поиска, можно проиграть в разрешающей способности и, наобо-
рот, увеличивая Д/ одновременно нужно увеличивать время разведки.
Если скорость перестройки такова, что Тн < ти, мощность импульса
на выходе приемника будет меньше мощности входного сигнала, т. е. при-
емник потеряет чувствительность. Потеря может оцениваться в соответ-
ствии с соотношением [2]
(1.2)
1 + 0,2 ——Ц-
I ЛД/2
-4
(1.3)
где о, дБ — коэффициент потери чувствительности по сравнению с при-
емником, не перестраиваемым по частоте (имеющим нулевую скорость
перестройки).
Используемые для РРТР сканирующие панорамные приемники пере-
страиваются со скоростью 20...30 частотных каналов в секунду при поло-
се каждого канала Д/ в пределах от 50...500 Гц до 50...1000 кГц.
Противоречие между скоростью перестройки по частоте, которую для
повышения оперативности разведки нужно выбирать как можно большей,
и разрешающей способностью Д/ устраняется в многоканальном прием-
нике РРТР (рис. 1.5).
1.1. Состав аппаратуры средств РРТР
15
Параллельные узкополосные фильтры (УПЧ) на выходе смесителя
перекрывают своими полосами пропускания весь частотный диапазон, как
на рис. 1.6.
Рис. 1.6. Настройки УПЧ в многоканальном приемнике РРТР
При такой схеме построения приемник позволяет раздельно наблю-
дать (разрешать по частоте) сигналы РЭС, если только разнос рабочих
частот этих РЭС не меньше Д/ В разведываемом диапазоне шириной 8/
нужно разместить
N = — + 1 (1.4)
А/
параллельных фильтров.
Время разведки не может быть меньше времени установления переход-
ных процессов в каждом фильтре. Для У-канального приемника (рис. 1.5)
это время составит
Сравнивая (1.5) с (1.2), можно установить, что при одинаковой разре-
шающей способности Д/ время анализа многоканальным приемником
оказывается примерно в N раз меньше времени обзора полосы 8/скани-
рующим одноканальным приемником. Платой за увеличение оператив-
ности является пропорциональное (тоже в .Ураз) усложнение аппаратуры.
Возможны и применяются схемы, соединяющие преимущества ска-
нирующих и многоканальных приемников. Это матричные приемники [2].
Блок-схема матричного приемника изображена на рис. 1.7.
Матричный приемник содержит набор элементарных ячеек, состоя-
щих из фильтров Фу, индикаторов Иу, гетеродинов Гу и смесителей. Ячей-
ки располагаются по т строкам /е 1: т и п столбцам jе 1:/?. Фильтры пер-
вого столбца разбивают разведываемый диапазон частот 8/ на т равных
полос д/пр1:
А/пр1=К (1.6)
т
16
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
Рис. 1.7. Матричный приемник РРТР
Все сигналы с выходов этих фильтров гетеродинируются на одну и ту
же промежуточную частоту /пр|. Таким образом входной диапазон шири-
ной 6/ сворачивается в т раз более узкую полосу Д/пр।. Второй столбец
трансформирует процесс из полосы Д/пр| в полосу Д/Пр2:
д f _ A-Aipl _
Л/пр2 - -~Т’
т m
И так далее. В последнем п-м столбце сигнал наблюдается в полосе
фильтра Д/прп:
(1-7)
л , = ¥_
7прп т"
(1-8)
При таком построении приемник обеспечивает разрешение по частоте
Л/при использовании тп фильтров, тогда как чисто многоканаль-
тп
ный приемник для такого же разрешения потребовал бы т">тп фильтров.
Для обнаружения сигнала и указания его частоты служат индикаторы
Ид. Срабатывание индикатора означает обнаружение сигнала на частоте
соответствующего фильтра Ф,;, в его полосе.
Совершенствование элементной базы радиоэлектронной аппаратуры, а
также методов и алгоритмов обработки сигнала позволяет в настоящее вре-
мя решить многие задачи РРТР при помощи цифровых приемников [8].
1.1. Состав аппаратуры средств РРТР
17
В цифровых приемниках сигналы в широкой полосе (в предельном
случае — во всей полосе разведки А/) с выхода УПЧ преобразуются в циф-
ровую форму и дальше обрабатываются (фильтруются, обнаруживаются,
демодулируются) с использованием алгоритмов, реализуемых специаль-
ными цифровыми сигнальными процессорами. Преимущества цифровых
методов обработки общеизвестны. Это высокая точность и стабильность
характеристик аппаратуры, возможность запоминания, хранения и воспро-
изведение сигнала, что очень важно для систем непосредственной РТР
поддержки РЭП. Недостатки цифровых методов (зависимость ширины
частотного диапазона разведки от быстродействия цифровых схем, допол-
нительные погрешности, обусловленные шумами вычислений, аналого-
цифровыми и цифроаналоговыми преобразованиями) с лихвой компен-
сируются преимуществами цифровых приемников.
Аналого-цифровое преобразование, необходимое при переходе к циф-
ровой обработке, предусматривает дискретизацию сигнала по времени и
квантование по уровню. Подвергающийся преобразованию входной сиг-
нал 5(7)— это аддитивная смесь сигналов разведываемых РЭС. сигналов
неинформативных для разведки излучений и помех — всего собственных
тепловых шумов приемника v(/). Используя известное представление про-
цесса s(t) в виде огибающей и фазы или через две квадратурные компо-
ненты [11], можно получить
$(0 = (О cos[to07-q>(r)] = X (г)со5со0Г + Y (r)sincoor. (1.9)
где и <р(?) — соответственно огибающая и фаза процесса х(г), а
Л'(г') = x(/,)cos07’ и Y(7) = x(r)sinсо0Т
— квадратурные компоненты, однозначно связанные с огибающей и фа-
зой соотношениями
5(/) = а/л'2(/) + У2(г); <p(r)=arctg
ЦО
(1.10)
Из (1.9) и (1.10) следует, что процесс на выходе линейной части разве-
дывательного приемника однозначно определяется парами процессов: оги-
бающей и фазой {5(/) и ф(Т’)} или квадратурными компонентами {>¥(?)
и Поэтому для такого преобразования процесса в цифровую
форму, которое сохраняет всю информацию о нем, достаточно сформи-
ровать цифровые выборки двух процессов: либо огибающей и фазы, либо
квадратурных компонент.
Цифровая обработка сигнала позволяет для реализации многоканаль-
ного приемника применить процедуру вычисления дискретного преобра-
18
Глава I. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
зования Фурье. Действительно, для вычисления преобразования Фурье
Г Т т'
сигнала х(/), наблюдаемого на интервале времени Т е: —:
S(r)= J s(t)exp{-jat}dt
~Т/
нужно диапазон частот 2л8фе |wmin; <о,
риной 2лДf =
п<= \:N вычислить
(1.11)
>П1;|Х| разбить на /V интервалов щи-
, таких, что Д/— и в точках (ом = ntxnf,
(1-12)
где .S(со,,) — значение спектральной плотности амплитуд сигнала на ча-
стотах со,,.
Если сигнал представляет собой синусоиду с амплитудой ос и часто-
той cos Гео™:.,; из (1.11) можно найти
\ 2flC
S С0„ ) ~ ;--Sin
(со~со„)7
(1-13)
2
Т. е. величина 5(co„) равна дс при cov = шИ и убывает с увеличением модуля
. £11
sin-------------------------
расстройки Q = |(0-(0„| как —. Зависимость
Т
sin
2
(1-14)
2
можно считать эквивалентом частотной характеристики некоторого фильт-
ра, настроенного на частоту (о„. Поэтому процедура вычисления пре-
образования Фурье в N дискретных по частоте точках эквивалентна пре-
1.2. Измерение и запоминание частоты сигнала средствами РРТР 19
образованию сигнала в N параллельных фильтрах. Кстати, считая поло-
сой пропускания каждого фильтра частотный интервал между ближайшими
точками обращения в нуль величины A"(Q), из (1.13) можно определить
2л
AQ = —. (1.15)
Т
Самая распространенная процедура вычисления (1.13) — алгоритм
быстрого преобразования Фурье (БПФ).
Анализатор параметров принимаемого сигнала служит для обнаруже-
ния и опознавания образа разведываемого радиоэлектронного средства.
Анализатор также демодулирует сигнал, определяет вид и индекс модуля-
ции, характеристики модулирующей функции. Естественно, что исходная
информация для опознавания сигнала содержится в значениях его пара-
метров.
Анализаторы характеризуются количеством учитываемых при обработ-
ке параметров сигнала, количеством обрабатываемых сигналов за едини-
цу времени (пропускной способностью).
Измеритель служит для оценивания параметров разведываемых сигна-
лов. При этом различают временные, пространственные, поляризацион-
ные, спектральные и энергетические параметры принимаемых сигналов.
Временные параметры — это частоты и длительности сигналов и их эле-
ментов, временные интервалы между сигнальными импульсами; пара-
метры модулирующей функции. К спектральным параметрам сигналов
относятся высокочастотный спектр и спектр огибающей сигнала. Энергети-
ческие характеристики принимаемого сигнала — это мощность и спект-
ральная плотность. Пространственные параметры сигнала — координаты
точки излучения (координаты объекта разведки) и характеристики нап-
равленности излучения его антенн. Поляризационные параметры харак-
теризуют ориентацию вектора электрического поля излучения объекта
разведки.
На основе оценок первичных параметров, определяемых при помо-
щи измерителей и индикаторов, в дальнейшем находятся более сложные,
обобщенные характеристики. Такими характеристиками могут быть; тип
и назначение РЭС, тип и образец объекта, использующего РЭС, и т. п.
1.2. Измерение и запоминание частоты сигнала средствами РРТР
Измерение и запоминание несущей частоты разведываемого радио-
электронного устройства являются одной из наиболее важных функций
станции РРТР. Специфичность методов определения и запоминания
20
Глава /. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
несущей частоты средствами радио- и радиотехнической разведки обус-
ловлена, с одной стороны, ограниченностью времени разведки и, с дру-
гой стороны, широким диапазоном частот/, в котором ведется разведка.
Несущая частота — один из главных, весьма информативных для РРТР
параметров сигнала объекта разведки. Условно способы определения ча-
стоты можно разделить на фильтровые, дискриминаторные, корреляци-
онные (интерференционные) и цифровые [2].
Определение частоты при помощи фильтров сводится к поиску и ука-
занию фильтра, настроенного на сигнал (точнее, того фильтра, в полосе
которого обнаруживается сигнал). В панорамных приемниках с последо-
вательным анализом разведываемого диапазона на все частоты в разведы-
ваемом диапазоне последовательно настраивается один и тот же фильтр.
Поэтому определение частоты сводится к определению момента времени,
в который частота настройки этого фильтра совпадает с частотой сигнала.
В многоканальных приемниках с параллельным спектральным анализом
разведываемого диапазона для определения частоты сигнала достаточно
указать номер фильтра, в полосе которого обнаружен сигнал. То же спра-
ведливо и для указанных выше схем модификаций способов многоканаль-
ного приема: для матричного приемника и приемника с цифровым спект-
ральным анализом.
Во всех случаях измерения при помощи фильтра максимальная ошибка
определения частоты 5yniax не превосходит половины ширины полосы
пропускания фильтра, т. е. половину интервала разрешения Д/:
(1.16)
7 2
Если нужно сохранить постоянной относительную ошибку измерения
5/
частоты — = const в большом диапазоне разведки, нужно применять
А
фильтры с переменной полосой пропускания, т. е. фильтры с одинако-
вой для всех частот добротностью, чего технически достичь очень трудно.
Частотные дискриминаторы преобразуют отклонения частоты сигна-
ла от некоторого известного значения в напряжение, пропорциональное
величине и знаку этого отклонения. Работа устройства дискриминатор-
ного измерения частоты иллюстрируется структурной схемой (рис. 1.8, о).
В соответствии с этой схемой принятый сигнал усиливается в широ-
кополосном усилителе и подается на пару фильтров Ф1 и Ф2, несколько
расстроенных от частоты fcp. Разность значений огибающих сигналов
на выходах фильтров (/вых зависит от частоты, как показано на графике
рис. 1.8, 6. Таким образом, дискриминатор преобразует частоту входного
1.2. Измерение и запоминание частоты сигнала средствами РРТР 21
наблюдаемого сигнала в напряжение на выходе. Это напряжение подается
на индикатор приемника РРТР.
Рис. 1.8. Частотный дискриминатор РРТР
Приемники с частотными дискриминаторами способны определять
частоту разведываемого сигнала в широком диапазоне и с относительно
высокой точностью (~1%) [2]. Корреляционные измерители несущей ча-
стоты строятся по схеме рис. 1.9.
Рис. 1.9. Корреляционный измеритель частоты
Сигнал с выхода широкополосного усилителя подается на перемно-
житель вместе со своей копией, задержанной в линии задержки (ЛЗ).
Усредненное фильтром нижних частот напряжение с выхода перемножи-
теля пропорционально значению автокорреляционной функции входно-
го процесса для аргумента т = т3.
Задержка входного разведываемого сигнала на т3 эквивалентна сдви-
гу его фазы на <р = <от3. Перемножение прямого и задержанного сигнала
дает (с точностью до быстропеременной составляющей, усредняемой филь-
тром нижних частот) на выходе коррелятора
(1.17)
, ас
«вых = COS ГОТ
где к — коэффициент пропорциональности, «с — амплитуда входного
сигнала.
22 Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
Как следует из (1.17), выходное напряжение коррелятора зависит от
частоты сигнала ы. а также от его мощности <?2/2. Зависимость от частоты
используется измерителем, а зависимоегь от мощности компенсируется
сигналом с выхода квадратичного детектора.
Как и интерференционный, измеритель корреляционный обеспечи-
вает однозначные измерения только в пределах одной октавы, т. е. диапа-
зона, для которого отношение верхней и нижней частот равно 2.
Цифровые способы измерения частоты обеспечивают высокую точ-
ность и хорошо сопрягаются с вычислительными устройствами последу-
ющей обработки сигнала. Для измерения частоты применяют схемы, ре-
ализующие различные модификации двух основных методов. Это методы
цифрового частотомера и цифрового периодомера. Работа цифрового
частотомера иллюстрируется схемой рис. 1.10.
Рис. 1.10. Цифровой частотомер
Входной формирователь создает узкие импульсы в моменты перехода
сигналом через нулевой уровень снизу вверх (с положительной произ-
водной). Эти импульсы через схему совпадений, открываемую стробом на
время измерения Тизм. попадают на счетчик. Результаты подсчета числа
импульсов за время ГИЗХ| выводятся и качестве оценки частоты
„ N
= (1.18)
* изм
где /V — число в счетчике.
Ошибка дискрета измерений по методу частотомера соответствует
ошибке в один счетный импульс, т. е. один период входного сигнала за
время измерения:
5/=Т^-- (1-19)
^ИЗМ
Для уменьшения ошибки дискрета цифрового измерения частоты
используют метод периодомера. Основная схема измерения по этому
методу представлена на рис. 1.11.
1.2. Измерение и запоминание частоты сигнала средствами РРТР
23
Рис. 1.11. Цифровой периодомер
Периодомер подсчитывает число импульсов частоты/,,, »/с за время
« f
Тс,- пТГ -—, т. е. N = f.uTra = а частота сигнала может быть
СЧ С / ’ J СЧ СЧ /• ’
оценена как
(1.20)
Ошибка дискрета в один счетный импульс A(V= 1 (один период коле-
баний частоты /.,,) соответствует ошибке в оценивании частоты:
(1.21)
Ошибка дискрета тем меньше, чем больше/.,, по сравнению с /..
Аналогичные схемы применяются средствами РТР для определения
параметров импульсных сигналов РЛС и систем передачи информации:
длительностей импульсов и периодов (или частот) их повторения.
Результаты измерения частоты нужно запоминать. В зависимости от
задач, решаемых средством РРТР, различают способы кратковременного
н долговременного запоминания частоты.
Способы кратковременного запоминания позволяют сохранять значе-
ние частоты обнаруженного сигнала на время, необходимое для настрой-
ки передатчика помех, т. е. кратковременное запоминание используется
средствами разведки оперативной поддержки РЭП. Одна из самых рас-
пространенных схем кратковременного запоминания частоты — управ-
ляемый рециркулятор (рис. 1.12).
24
Глава I. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
Рис 1.12. Рециркулятор для запоминания частоты
Из сигнала с выхода приемника ключом & вырезается прямоугольный
импульс длительностью т3. Этот импульс усиливается и подается на вы-
ходной ключ и на линию задержки. Задержанный на т3 импульс снова
подается на вход усилителя. Этот импульс начинается в момент оконча-
ния предыдущего импульса. До тех пор, пока открыт выходной ключ, на
выходе будет существовать последовательность вплотную примыкающих
друг к другу радиоимпульсов частоты сигнала. Основным условием под-
держания незатухающих колебаний на выходе является баланс амплитуд:
коэффициент усиления по петле рециркуляции, содержащей усилитель,
линию задержки, сумматор и ответвитель сигнала в цепь обратной связи,
должен быть не меньше единицы. При очевидной простоте построения
схема запоминания с рециркулятором имеет существенный недостаток:
выходной сигнал не сохраняет когерентность входному, поскольку в мо-
менты коммутации происходит разрыв фазы.
Другой способ запоминания частоты предусматривает синхронизацию
подстраиваемого генератора (рис. 1.13).
Рис 1.13. Запоминание частоты синхронизируемым генератором
Сигнал с выхода приемника стробируется ключом & и подается на
импульсно-фазовый детектор (ИФД), формирующий за время т3 напря-
жение, пропорциональное разности фаз, и запоминающий это напряжение
после окончания строба. Напряжение подается на управляющий элемент
(УЭ) и перестраивает по частоте генератор (ПГ). Выходное колебание
генератора подстраивается под частоту и фазу входного сигнала. После
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
25
окончания входного сигнала параметры выходного колебания сохраняются
на теоретически сколь угодно длительное время. Но практически оно огра-
ничивается стабильностью параметров перестраиваемого генератора.
При использовании многоканальных приемников, в том числе и при-
емников с цифровым анализом спектра разведываемого сигнала, запоми-
нание частоты сводится к запоминанию номера фильтра, в котором об-
наруживается сигнал. Точно так же запоминание результата цифрового
измерения частоты — это запоминание числа, формируемого счетчиком.
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
Пеленгаторы служат для определения пространственных координат
объектов разведки. Все пеленгаторы (радиотехнические измерители угло-
вых координат объектов, излучающих или отражающих радиоволны) и
радиосистемы углового сопровождения отождествляют направление при-
хода сигнала с направлением нормали к фронту волны, созданной источ-
ником излучения. Различие методов пеленгования и типов пеленгаторов
сводится к техническим особенностям определения ориентации этой нор-
мали. К пеленгаторам предъявляются высокие требования по быстродей-
ствию ("возможность измерения пеленга по максимально короткой реали-
зации сигнала, в пределе — по одному импульсу), по точности пеленгации,
по разрешающей способности.
Исторически самым первым был амплитудный способ радиопеленга-
ции [40]. Амплитудный способ, как следует из самого названия, основан
на анализе амплитудного распределения поля, создаваемого пеленгуемым
сигналом, на раскрыве приемной антенны: уровень сигнала максимален
в том случае, когда раскрыв антенны
параллелен фронту падающей волны.
Известны три разновидности амплитуд-
ного способа: пеленгование по максиму-
му, по минимуму и пеленгование на ос-
нове сравнения.
Способ максимума в принципе мо-
жет применяться средствами РРТР, ра-
ботающими с остронаправленными ан-
теннами. Диаграмма направленности
(ДНА) Д(ф, 0) такой антенны показана
на рис. 1.14, где <ра — угол ориентации
максимума ДНА; <ри — угол между за-
данным направлением и направлением
Рис 1.14 Пеленгация
по максимуму
26
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
на источник излучения (истинный пеленг источника); <р — угол между на-
правлением максимума ДНА и направлением на источник излучения (из-
меренный пеленг).
При пеленговании пространственное положение ДНА изменяется и
направление максимума совмещается с направлением на источник излуче-
ния. По угловому положению ДНА отсчитывается пеленг. При использо-
вании метода максимума ДНА обеспечивается большая дальность пелен-
гации, поскольку средство РРТИ работает с большим уровнем сигнала.
Но точность пеленгации невысока, поскольку она определяется крутизной
ДНА в окрестности максимума и составляет, как считается, несколько про-
центов от ширины ДНА по уровню половинной мощности.
Способ минимума применяется, когда можно сформировать ДНА с
ярко выраженным минимумом приема (рис. 1.15). Для пеленгования ДНА
поворачиваегся до положения, при котором уровень сигнала на выходе
приемника имеет минимальное значение.
Пеленгация по способу минимума обеспечивает более высокую точ-
ность измерения, поскольку в окрестности минимума ДНА имеет большую
ЭЛ(б) н
крутизну зависимости ---Но дальность действия пеленгаторов по
Э0
минимуму меньше, чем пеленгаторов по способу максимума: уровень при-
нимаемого ими сигнала ниже.
Как уже говорилось, угловые координаты определяются при ориента-
ции ДНА пеленгатора на объект разведки. Чаще всего (но не всегда) угло-
вое положение ДНА изменяется за счет механического поворота антенной
системы. Структурная схема амплитудного радиопеленгатора, работавшего
Рис. 1.15. Пеленгация
по минимуму
по способу максимума или минимума,
представлена на рис. 1.16 [2].
Сущность амплитудного метода пе-
ленгования по способу сравнения иллю-
стрируется рис. 1.17.
ДНА такого пеленгатора имеет два
одинаковых главных лепестка, соответ-
ственно (ср) и максимумы кото-
рых развернуты в пространстве на углы
± <р0 относительно некоторого среднего
направления. При ф = 0 (0) = F2 (0) и в
этом смысле направление ф = 0 называ-
ется равносигнальным (РСН). Амплиту-
ды сигналов, принимаемых лепестками
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
27
Рис. 1.16. Следящий пеленгатор РРТР
ДНА такой антенны с некоторого направления <р составят, соответственно
значениям ДНА, £, = K[EF[ (<р) и £2 = К2ЕЕ>_ (<р). По физическому смыс-
лу Kt и К2 — это коэффициенты усиления принимаемого сигнала, имею-
щего амплитуду Е. Представив функции (ф) и £2(ф)в окрестности
<р= 0 их степенными рядами и удерживая два члена разложения, можно
получить
е,=вд(ф)=х,е Г,(0) +
^ф
г/ф
£2=£2££2(ф) = £2£
, х ^6(0)
6(0)+-^Ф •
(1.22)
Но по условию Е} (0) - £2 (0), а производные ДНА в окрестности РСН
равны по абсолютной величине и имеют разный знак
i/£j(0) г/£2(0) ^(ф)
<7ф <Ар <Ар
Поэтому, решая (1.22) как систему уравнений относительно пеленга <р,
можно установить, что
^K,E^-K2F2^)
Ф 2(£, + £2)£'(О) ’
(1-23)
а если удается выдержать равенство коэффициентов усиления £, = К2 = К,
то оказывается, что угол пеленга
£|(ф)-£2(ф) £,-£2
Ф . 4£'(0) 4££'(0)
(1.24)
линейно связан с разностью уровней сигнала, принимаемых антеннами с
диаграммами направленности £| (ф) и £2(ф). Измеряя эту разность,
28
Глава I. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
Рис. 1.17. ДНА при равно-
сигнальной пеленгации
Рис. 1.18. Дискриминационная
характеристика амплитудного
пеленгатора
можно определять пеленг. Разумеется,
соотношение (1.24), устанавливающее
эту линейную связь, справедливо толь-
ко в некоторой небольшой окрестности
<р = 0. Интервал значений <р, в пределах
которого имеет место линейная связь
разности амплитуд Е2 с пеленгом,
может составлять величину порядка <р0.
Примерный вид этой зависимости —
дискриминационной характеристики ам-
плитудного пеленгатора — представлен
на рис. 1.18.
Технически амплитудный пеленга-
тор, реализующий метод РСН для из-
мерения угловой координаты в одной
плоскости, может использовать одну ан-
тенну, максимум ДНА которой изменяет
свое пространственное положение (ска-
нирует) в пределах ±<рск около РСН, или
две антенны, с ДНА, развернутыми на ± <р
относительно того же равносигнального
направления.
Пеленгатор со сканирующей антен-
ной осуществляет последовательное сра-
внение амплитуд сигналов, принятых при
разных ориентациях ДНА. Для определения угловых координат источни-
ка излучения в двух направлениях антенна пеленгатора должна совершать
эволюции в двух плоскостях. Легче всего эволюции осуществить за счет
вращения ДНА вокруг равносигнального направления. Такого вращения,
при котором ось ДНА описывает коническую поверхность (см. рис. 1.19).
Амплитуда принятого сканирующей антенной сигнала будет
меняться во времени:
E(t) = Ео[1 + £ecos(QCKr - у)] = Ео[1 + kex cosQCKr + кеу sin QCK t J, (1.25)
где Eo — средняя амплитуда за период сканирования; к — крутизна ди-
скриминационной характеристики пеленгатора, равная в соответствии
с (1.24)
, д(ф) 1
л rr'inV (1-26)
Э(Е,-Е2) 4А77 (0)
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
29
Где е — угловое рассогласование направления прихода падающей на ан-
тенну волны и PCH QCK — угловая скорость вращения ДНА при кони-
ческом сканировании; у — фаза огибающей принятого модулированного
по амплитуде сигнала; cv и еу — ортогональные проекции составляющие
угловой ошибки Е.
Как следует из (1.25), амплитуды двух ортогональных составляющих
огибающей принятого сканирующей антенной сигнала
Ex(.t) = kExE0cosQct.t;
(1-27)
£>,(r) = ^eJ,E0 sinQCKr
содержат информацию об угловых рассогласованиях направления на
излучающий объект и РСН. Выделяя эти амплитуды фазовыми детекто-
рами. можно измерить составляющие угловой ошибки ея и гу. Если оси
Ох и Оу на рис. 1.19 ориентированы соответственно в горизонтальном и
вертикальном направлениях, ортогональные составляющие углового рас-
согласования е будут соответственно ошибками пеленга по азимуту и по
углу места.
Пеленгаторы, использующие последовательное сравнение амплитуд
сигнала, принимаемого одной сканирующей антенной в разные моменты
времени, обладают ущественными недостатками. Прежде всего они весь-
ма чувствительны к таким колебаниям уровня принимаемого сигнала,
которые искажают информативную для
них огибающую сигнала. Поэтому в
настоящее время в основном исполь-
зуют измерители угловых координат
с одновременным сравнением сигна-
лов, принятых несколькими антенна-
ми. Поскольку такие системы не разво-
рачивают во времени процесс анализа
ориентации фронта волны, падающей
на раскрыв антенной системы, их ина-
че называют пеленгаторами с мгно-
венным РСН, или моноимпульсными
(способными определять пеленг мгно-
венно, по одному принятому импуль-
су, а не по огибающей, которую мож-
но выявить только приняв и обработав
некоторую пачку импульсов). В моно-
импульсных пеленгаторах применяют
Рис. 1.19. Пеленгование при
коническом сканировании ДНА
30
Глава I. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
амплитудное, фазовое или смешанное амплитудно-фазовое сравнение
сигналов, принятых разными антеннами. Усложнение пеленгатора с од-
новременным сравнением за счет замены одной антенны системой из
нескольких и соответствующий переход к многоканальному приемному
устройству — это плата за улучшение качества — точности пеленгации и
устойчивость к помехам, в том числе и специально организованным.
Амплитудная обработка сигнала в моноимпульсных пеленгаторах
основывается на использовании уже упомянутых систем из нескольких
антенн (минимум — двух для пеленгации в одной плоскости). Амплиту-
ды сигналов, принятых двумя антеннами, оси диаграмм направленности
которых развернуты на угол <р0 относительно равносигнального направ-
ления <р = 0, представляются теми же соотношениями (1.22), а работа
моноимпульсного пеленгатора с амплитудной обработкой иллюстрирует-
ся схемой рис. 1.20, а.
Рис. 1.20. Моноимпульсный пеленгатор с амплитудной обработкой сигнала
При одинаковых формах ДНА и точно^эавных коэффициентах усиле-
ния приемников (ПРМ на рис. 1.20, а) отношение амплитуд, вычисляе-
мое схемой сравнения, составит
£2 Ш F2(0)-F2'(0)<p £(0)ф-
Приближение в (1.28) оправдано постольку, поскольку
/•; (0) = £2 (0) = £(0), ^(o) = F2'(O) = F(O) и ^Ф«1.
Дискриминационная характеристика моноимпульсного пеленгатора с
амплитудной обработкой изображена на рис. 1.20, б.
Для вычисления отношения (1.28) УПЧ идентичных приемников обоих
каналов пеленгатора охватываются цепями автоматической регулировки
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
31
усиления, причем регулирующее напряжение в приемнике первого канала
выбирается из условия постоянства амплитуды на выходе приемника второ-
го канала £2 = const- Это возможно в том случае, когда коэффициент усиле-
ния УПЧ второго канала обратно пропорционален амплитуде сигнале! на
его входе, т. е. иАру = кК2 = —-—. Используя иАРУ для регулировки усиле-
^вх2
ния в УПЧ первого канала, так что кК\ = иАРУ, можно получить на его
выходе
р
£,=£,£ПХ1=С-^-. (1.29)
£rx2
Сравнение амплитуд £, и £2 облегчается, если в обоих каналах — в
обоих приемниках — использовать УПЧ с логарифмическими характери-
стиками, а схему сравнения выполнить как устройство вычитания. Дей-
ствительно, разность логарифмов амплитуд эквивалентна монотонной
функции их отношения — логарифму. При этом дискриминационная
характеристика оказывается равной
р
w(cp) = log—7-= log/^ (ср)-log£2 (ср) (1.30)
£2
и проходит через нуль при /-J (ср) = £2 (ср), т. е. при ориентации РСН на
направление прихода волны от источника излучения.
Суммарно-разностная обработка сигнала в моноимпульсных пеленга-
торах существенно снижает требования к идентичности амплитудных и
фазовых характеристик усиления в разных каналах. Для получения сум-
марных и разностных сигналов выходы антенн моноимпульсного пелен-
гатора подключаются к волноводному мосту (двойному волноводному
тройнику), как на рис. 1.21.
Рис 1.21. Моноимпульсный пеленгатор с суммарно-разностной обработкой
Если фронт волны, созданной источником излучения, образует с базой
антенной системы моноимпульсного пеленгатора угол <р, то сигналы на
32
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
входах антенн оказываются сдвинутыми по фазе относительно фазы сигна-
ла в центре базы на величину
\|/= ±71—sirup, (1-31)
X
где d— размер базы (расстояние между фазовыми центрами антенн), а X—
длина волны принимаемого сигнала.
Разностный и суммарный сигналы при этом оказываются равными
Ид (/) = £() cos (cor - гр) - Ео cos (со/ + гр) = Ео sin \р sin со/;
wz(/)= Eq cos(co/ - ср) + Ео cos(co/ + ср) = Eo cos ср cosco/. 0-^)
Соответственно амплитуды сигналов на выходе приемников разно-
стного и суммарного каналов будут пропорциональны £д ~ Ео sin ср и
£z ~ £0 coscp, а их отношение с учетом (1.31) и (1.32)
£, since/ ( d . ")
— =------- = tg тс-sincp . (1-33)
£х coscp ' X )
В пределах малых отклонений пеленга на источник излучения от равно-
сигнального направления, когда тангенс примерно равен своему аргументу,
дискриминационная характеристика пеленгатора будет определяться со-
отношением, следующим из (1.33):
f 1 £д
<р = arcsin • (1.34)
d Е^ )
Фазовый способ пеленгования основан на использовании зависимос-
ти разности фаз сигналов, принимаемых двумя одинаковыми антеннами
(А| и А2 на рис. 1.22), которые разнесены в пространстве на некоторое
расстояние (базу протяженностью d). Если объект разведки удален от
середины базы пеленгатора на очень большое расстояние R»d, фронт
излученной им волны около антенной системы пеленгатора можно счи-
тать плоским. Различие длин трасс распространения сигнала от источни-
ка излучения до двух антенн пеленгатора А, иА2А= rfsin <р (рис. 1.22) при-
ведет к тому, что принятые этими антеннами сигналы (/) и (0 будут
различаться по фазам. Разность фаз сигналов на несущей частоте <р0 при
истинном пеленге <р определяется очевидным соотношением
Д coo// . „ d .
Дф = со0Дт = <в0 — = —— sin (р = 2тг—sintp, (1.35)
с с X
Д
где Дт = — — временная задержка прихода сигналов на разнесенные ан-
с
тенны; с — скорость света; X — длина волны излучения объекта разведки.
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
33
Рис. 1.22. Фазовый пеленгатор
Из (1.35) следует, что пеленг на источник излучения определяется:
. сДф . ГХд<Н
(p = arcstn—- = arcsin (136)
v aod [d 2лJ 7 ’
Как следует из (1.36), для определения пеленга на РЭС необходимо
измерить частоту ы() и разность фаз Дф принимаемых сигналов в разне-
сенных точках приема. Но частоту можно и не измерять, если сделать пе-
ленгатор следящим, способным поворачивать базу, ориентируя ее парал-
лельно фронту падающей волны. В случае, когда база касательна к фронту
падающей волны (нормальной к направлению прихода волны от источ-
ника излучения), 81п<р = Дф = 0 независимо от частоты сигнала.
Функция arcsin(-) в правой части соотношения (1.36) неоднозначная.
Поэтому разным значениям измененной разности фаз Дф могут соответ-
ствовать разные пеленги на источник излучения. Для исключения не-
однозначности отсчета пеленга используют антенную систему с несколь-
кими различными по величине базами.
Иногда от пеленгаторов не требуется вычисления угла<р, а достаточно
измерения значения некоторой функции от этого угла, например направ-
ляющего косинуса, т. е. косинуса угла между базой пеленгатора и направ-
лением на источник излучения. Этот угол дополняет <р до 90° и потому,
как следует из (1.36),
cos(90°-(p) = ^. (1.37)
V 7 ®Od
Метод использования базы для измерений пеленга получил дальней-
шее развитие при построении автоматических двухканальных пеленгато-
34
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
ров с вращающимися антеннами [4]. В современных системах радио- и
радиотехнической разведки такие пеленгаторы широко используются и
называются доплеровскими [81. Пеленгаторы работают в диапазонах КВ
и УКВ. Основная упрощенная схема доплеровского пеленгатора иллюст-
рируется рис. 1.23.
Рис. 1.23. Доплеровский пеленгатор
На рис. 1.24 представлена функциональная схема доплеровского пе-
ленгатора. Две антенны, ненаправленные в горизонтальной плоскости (на-
пример, вертикальные штыри Д' и Д^), расположены симметрично отно-
сительно оси и вращаются мотором М с угловой скоростью Q, описывая
цилиндрическую поверхность радиуса R.
Если РЭС излучает сигнал х(?) на частоте о>0, сигналы во вращающихся
таким образом антеннах составят
Х| (?) = <rcos[co0? - ip, (?)] = </cos
со0
s2 (?) = a cos£co0? + ip2 (?)] = a cos
(1.38)
где ф(?) — фаза сигнала, изменяющаяся во времени в силу взаимного
движения антенны и источника излучения; VR (?) — радиальная скорость
этого движения — проекция вектора линейной скорости движения антен-
ны на направление прихода сигнала, равная
Р/г (?) = И cosa(?) = Q7?cosa(?) = Q/?cosa(Q? + ф), (1-39)
где а(?) — мгновенное значение угла между направлениями на источник
излучения (пеленгом разведываемого РЭС <ри) и вектором линейной ско-
рости впаша шейся антенны V
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР
35
Рис 1.24. Функциональная схема доплеровского пеленгатора
В (1.39) учтено, что вторая антенна вращается в противоположную
сторону и сдвиг фаз сигнала в этой антенне имеет, при той же абсолют-
ной величине, другой знак. Приемники пеленгатора перемножают коле-
бания с выходов двух симметричных антенн. Результат перемножения с
точностью до усредняемых в фильтрах осциллирующих составляющих на
частотах 2<о0 дает
S = 5|32 =— sin| 2со0— t
2 к с
или с учетом (1.39)
S = ~^sin — Q/?sin(Q/ +<р) .
(1-40)
(1.41)
Это колебание с периодической угловой модуляцией. Спектр колеба-
ния содержит гармоники известной частоты £2 вращения антенны:
5 = ? S f2—]sin (2/7 + 1)(Q/ + Фи), (1.42)
где — функция Бесселя порядка к от аргумента
с X
Фильтром низких частот после перемножителя (рис. 1.24) всегда мож-
но выделить первую гармонику этого напряжения:
5(|) [ 2^-UR jsin(2/7 + 1)(Q/? + Фи) (1.43)
36
Глава 1. Радио- и радиотехническая разведка (РРТГ)
и. используя формируемые генератором опорного напряжения (ГОН) ко-
лебания, синхронные и синфазные с вращением антенны, вычислить оцен-
ку пеленга <р* как
Л Y 5(l)sinQr
<р =arctg—= arctg—т—------. (1.44)
X 5 cosQ/
Технически в доплеровских пеленгаторах не вращают антенну, а ис-
пользуют кольцевую решетку неподвижных антенн, расположенных по
образующим цилиндра радиуса R и периодически подключаемых парами
ко входу приемника. Скорость коммутации антенн выбирается равной £2.
Если в составе пеленгатора используется многоканальный приемник, то
с его помощью можно определять направления на разные РЭС, работа-
ющие на разных несущих частотах. Современные доплеровские пелен-
гаторы работают в диапазоне 20 МГц...2 ГГц и обеспечивают при этом
точность пеленгования не хуже о(р<2° [8]. Точность пеленгования опре-
деляется как мощностью сигнала РЭС, так и базой пеленгатора 2Я (вер-
нее, безразмерной величиной 2Я/Х).
Точность определения направления и оперативность получения ин-
формации о пеленге на РЭС объекта разведки в значительной степени
зависят от способа обзора пространства. В РРТР используются беспоис-
ковый (одновременный) и поисковый (последовательный) способы опре-
деления направления на источник электромагнитного ихтучения.
Сущность беспоискового способа обзора пространства состоит в
одновременном приеме сигнала несколькими антеннами с разных направ-
лений. Антенны при этом должны иметь узкие и развернутые в простран-
стве диаграммы направленности |4]. Беспоисковые пеленгаторы приме-
няются в диапазоне средних, коротких и метровых волн и служат для
оповещения об облучении летательного аппарата в станциях оперативной
радиотехнической разведки для непосредственной поддержки РЭП.
При поисковых способах определения направления на источник из-
лучения применяются сканирующие антенны [4].
Контрольные вопросы и задачи
1. В чем состоят особенности приемных устройств средств РРТР?
2. Как устроены матричные приемники?
3. Как измеряется и запоминается частота сигнала в приемниках РТР?
4. Почему автоматические пеленгаторы называются доплеровскими?
5. Как зависит точность автоматического пеленгатора от R и Q?
6. Фазовый пеленгатор с базой с!=3 м работает с сигналом Х=5 см. Какова ши-
рина сектора однозначного измерения пеленга? Что нужно сделать для увеличе-
ния размеров этого сектора?
ГЛАВА 2
СИСТЕМЫ МЕСТООПРЕДЕЛЕНИЯ В РРТР
Пространственные координаты расположения объектов разведки оп-
ределяются многопозиционными системами РРТР. Чаще всего средства
РРТР для местоопределения источников излучения используют триангу-
ляционные методы. Но находят применение и иные методы — взаимо-
корреляционные, основанные на разностно-дальномерных измерениях.
Возможно применение комбинированных методов местоопределения.
2.1. Триангуляционные системы
Принцип триангуляционного местоопределения основан на пеленга-
ции источника излучения — измерении азимута и угла места.
Линией положения — геометрическим местом точек, которым соот-
ветствуют постоянные значения измеренного азимута а* = const и угла
места Р* = const, является прямая. Поэтому точка положения излучающе-
го объекта в пространстве может быть определена на пересечении двух
таких прямых, т. е. по двум парам оценок (а*; Р*), измеренных в двух точ-
ках, разнесенных в пространстве. Местоопределение на плоскости на
основе измерений азимута иллюстрируется чертежом рис. 2.1.
Рис. 2.1. Триангуляционное местоопределение
Пеленгаторы расположены на поверхности Земли в точках П[ и П2
на расстоянии d друг от друга. С пеленгаторами связаны декартовы топо-
центрические системы координат соответственно П| у, и
38 Глава 2. Системы местоопределения в РРТР
Если в качестве базовой системы принять систему П1х1у1 = Оху, то
координаты объекта разведки (х, у) в этой системе можно оценить на ос-
нове очевидных из рис. 2.1 геометрических построений:
, cos ос, since-,
х =
sin(a2 - ос, I
(2.1)
, since, cos се 7
y=d—r----------V
sin (ое2 - «[)
Как видно из (2.1), определение координат невозможно, когда
sin (се2 - се,) = О,
т. е. при нахождении объекта разведки на продолжении базы триангуля-
ционной системы (на координатной оси Ох рис. 2.1). Для исключения
таких вырожденных случаев, триангуляционные системы местоопределе-
иия оснащают тремя пеленгаторами, расположенными в трех точках, не
лежащих на одной прямой.
Из (2.1) видно также, что координаты объекта разведки можно вычис-
лить и на основе измерений не азимутов «[ и а2, а функций от них, на-
пример — направляющих косинусов cosa, и cosa2. При этом алгоритм
может оказаться проще, а трудоемкость вычислений меньше.
Триангуляция применима и для определения пространственных ко-
ординат объектов в трехмерном пространстве Oxyz. Такие измерения
формируются двухкоординатными пеленгаторами, измеряющими кроме
азимута еще и угол места объекта разведки. Для определения трех про-
странственных координат объекта разведки в принципе достаточно трех
независимых измерений. В четырех измерениях (двух азимутов и двух углов
места) содержится избыточность. Практически число измерений для ме-
стоопределения не только не уменьшают, но даже увеличивают за счет
применения большего числа пеленгаторов: при двух пеленгаторах возмож-
ны такие ситуации, когда по крайней мере две из трех пространственных
координат не определяются.
Для обеспечения точного местоопределения объектов, удаленных на
очень большие расстояния, приходится применять триангуляционные си-
стемы с базами в десятки и сотни километров. Для таких систем прихо-
дится пользоваться не формулами (2.1), а более точными соотношения-
ми, учитывающими кривизну земной поверхности и исходящими из
моделей сферической геометрии.
Триангуляционный метод с использованием фазового пеленгатора, оце-
нивающего направляющие косинусы, иллюстрируется чертежом рис. 2.2,
2.1. Триангуляционные системы
39
Рис. 2.2. Триангуляция при измерениях направляющих косинусов
Пусть в четырех разнесенных точках приема — точках расположения
антенн — At... А4 (рис. 2.2) с базами разнесения А]А2 = А3А4 = d установ-
лены четыре независимых радиопеленгатора. Каждый из пеленгаторов из-
меряет направляющие косинусы пеленгов объекта разведки (ОР)
coscp, =т|; и cos0,/е!:4. (2.2)
По измерениям направляющих косинусов определяется местоположе-
ние ОР в системе координат Ozxy, т. е. декартовы координаты х, у. г ис-
точника излучения.
Из рис. 2.2 следуют геометрические соотношения:
Л2 = R2+xd + ~; R23=R2-xd+—;
1 4 2 4
Rl = R2+yd + —; А2 = R2 - yd+—.
' 4 4
С учетом соотношений
x+| = /?^; x-| = /?2^2; x = R£3 = R&4',
y^A.rii = A2n2; y+-| = /?3r|3; y-|=/?4ri4;
/?4 = /?3|1; Я2 = /Л
Ъ4 *i2
Из (2.3) и (2.4) следует
2х = /?1| ^+^22kl 2у = /?3| n3+T|4|i |;
к Л27 к S4 7
^1%!=^2%2+^> /?3Г|3 =/?4Г|4+б/.
(2-3)
(2.4)
(2.5)
40
Fiaea 2. Системы меспгоопределения в РРТР
Отсюда следуют соотношения для вычисления дальностей до объекта
разведки, что часто бывает необходимо в системах РРТР:
R3d =[03 +04М ; \ м J / \ -1 (2.6)
( 02 )
R2d~ =>к+;2> 02 1 02 ) ; Ra d" -Мп +0 м - „ 03 +04 И ^4 \ +4 7
координат можно получить соотно-
а для вычисления двух декартовых
шения:
(2.7)
2
Так как 2R1 = r]+R2- — ,
1 2 2
из (2.17) определяется дальность до объ-
екта разведки:
27?
d
(2.8)
Используя (2.4) и (2.14), можно вычислить высоту объекта разведки
над поверхностью Земли:
(2-9)
При необходимости можно, пользуясь соотношениями (2.4), вычис-
лить азимут а и угол места р объекта разведки:
tga =
coscp у
cos0 7?’
COSp =тУсО820 + СО52(р =
(2.10)
При всей простоте и удобстве использования триангуляционные сис-
темы для местоопределения на основе независимых угловых измерений
обладают существенным недостатком: они размножают цели. Этот эффект
поясняется рис. 2.3.
2.2. Методы в разностно-дальномерных системах местоопределения
41
Антенны пеленгаторов, расположенных
в точках П. и П2, обладают конечной ши-
риной диаграмм направленности. Если в
пределах этой ширины наблюдаются не-
сколько источников излучения (например,
как на рис. 2.3 два источника ОР1 и ОР2)
по азимутам, соответственно а1(, а12 и а21,
сст2, то триангуляционная система кроме
истинных координат (x^i) и (х2у2) будет
определять и ложные координаты (.ад)
и(х2р2). Соответствующие этим коорди-
натам ложные отметки местоположения объектов разведки (ЛЦ1 и ЛЦ2
на рис. 2.3) находятся на пересечении линий пеленгов.
Для устранения нежелательного эффекта размножения целей прихо-
дится использовать дополнительную информацию о положении и коли-
честве объектов разведки. Самый эффективный способ учета дополнитель-
ной информации — корреляционная обработка сигналов, принимаемых
в пространственно разнесенных точках.
Для триангуляционного определения пространственных координат
объекта разведки вовсе не обязательно использовать неподвижные пелен-
гаторы, как на рис. 2.1. Пеленгаторы могут перемещаться в пространстве.
но при этом нужно, чтобы законы их движения (траектории) были бы из-
вестны и временные зависимости собственных мгновенных координат
{(?), j'(r), г(/)} учитывались бы при обработке. Так, на рис. 2.4, а иллю-
стрируется местоопределение наземного объекта по пеленгам с борта са-
молета радиотехнической разведки, а на рис. 2.4, б — с борта разведыва-
тельного ИСЗ.
Измеряя пеленги на источник излучения в разных точках, которые пос-
ледовательно занимает разведывательный летательный аппарат при дви-
жении по траектории рис. 2.4, а или по орбите рис. 2.4, б, и зная коорди-
наты этих точек, можно вычислить неизвестные координаты неподвижного
излучающего объекта.
2.2. Взаимокорреляционные методы в разностно-дальномерных
системах местоопределения
Триангуляционная система местоопределения поддерживается из-
мерениями пеленгов (или направляющих косинусов) объекта разведки.
В совокупности оценок пеленгов из разных точек пространства разруше-
на значительная часть информации о принимаемом сигнале, в частности,
42
Глава 2. Системы местоопределения в РРТР
Рис. 2.4. Триангуляция при подвижном пеленгаторе
о взаимной корреляции принимаемых в этих точках сигналах разведы-
ваемого объекта. Учет такой информации может существенно повысить
точность местоопределения. Взаимную корреляцию сигналов в разных
разнесенных точках используют разностно-дальномерные методы место-
определения. Геометрические соотношения, иллюстрирующие примене-
ние метода разностно-дальномерного местоопределения, иллюстрируются
рис. 2.5.
Рис. 2.5. К принципу разностно-дальномерного способа местоопределения
Местоположение источника излучения на плоскости определяется в
результате измерения разности моментов времени приема сигнала в двух
точках, разнесенных на величину базы d. Геометрическое место точек,
соответствующих измеренной разности дальностей R} (х.у’)— /?2(х,у) =
= ДА, 2 = const, — гипербола.
2.2. Методы в разностно-дальномерных системах местоопределения
43
Положение источника излучения находится как точка пересечения
двух гипербол, для построения которых нужно измерить две разности
дальностей А7?,2 и А/?23 на ДВУХ базах б/,2 и б/23. Для определения трех
пространственных координат нужно соответственно получать три незави-
симых измерения на трех базах.
Разности дальностей до объекта разведки определяются взаимокорре-
ляционными измерителями. Структура взаимокорреляционного измери-
теля приведена на рис. 2.6.
Рис. 2.6. Взаимокорреляционный пеленгатор
Эта структура подобна схеме фазового пеленгатора и содержит двух-
канальное радиоприемное устройство с общим гетеродином (Г) на оба ка-
нала, измерительную линию задержки (ЛЗ), собственно измеритель, со-
стоящий из перемножителя и интегратора, систему управления (СУ),
синхронно управляющую линиями задержки. В этом следящем измерителе
сигналы с выходов обоих каналов перемножаются, результат перемноже-
ния усредняется и управляет задержкой в измерительной линии (ЛЗ),
устанавливая Дт*, при котором максимизируется выходной эффект изме-
рителя г(Г). Оценка дт* — это формируемый схемой выходной отсчет.
На выходе измерителя функции взаимной корреляции включена диф-
ференцирующая цепь d/dt для формирования нечетной дискриминацион-
ной характеристики.
44
Глава 2. Системы местоопределения в РРТР
Направление прихода волны от источника излучения составляет угол
(р с нормалью к базе d = А|А2. Поскольку расстояние до источника излу-
чения очень велико и R2»dR, лучи, приходящие на каждую антенну,
приблизительно параллельны. При этих условиях в точках 1 и 2 на выходах
антенн создаются напряжения
= Re{^,
U|(r) = w2(r-Ar) = Re^£|
где
— измеряемая взаимокорреляционным измерителем разность задержек
когерентных сигналов, связанная с пеленгом соотношением
Д/?.|2 = dcosB - c\t. (2.13)
Общий гетеродин в точке 3 создает напряжение
wr (?) = Re{EreJla')z} = Re{4e'/(“°+“"p)Z}-
При идеально идентичных комплексных коэффициентах передачи
приемников К2 в точках 4 и 5 формируются напряжения
U2(t)=Kx ReUcn^M;
г . ! (2.14)
и{ (0 = KY Re £0(Г - Д/)£де7Ю"р'е’7Ю(,д' [.
Высокочастотная взаимокорреляпионная функция принимаемого сигнала
г
= |Мо(Фо(' + т)л =
о
где т
Rq(t) = |£О(Г)£О(Г + Т)Л (2.16)
о
— огибающая корреляционной функции Ко(х).
Иногда удобно представить ii0(t) - «о(Оехр[-у(р0(Г)]. Тогда (2.15) дает
решение
£0(т) = A/(t)coso)0t + A(T)sinco0T~
= Rq(t)COS[c00T — Ф0(т)], (2'17)
-Re{«o(T)exp(7Co0T)},
2.2. Методы в разностно-дальномерных системах местоопределения
45
где
г cos г- ,
|(0 = ] £'о(0£'о</ + т) • [ч>о(0-<Ро(? + Т)]Л;
(2.18)
^(t) = Jm2(t)+W2(t);
Ф0(т) = arctg
УУ(т)
М(т)
(2.19)
Выходной эффект измерителя в точке 8 на схеме рис. 2.6 имеет вид
т
Z(t) = 2 К J и, (t - t)w2 (/ - Ат*)Л =
о
(2.20)
= ZT Re J J /Г0(Г - AZ - Tl/E'of'' “ ’•
.о
Сравнивая (2.20) с (2.15), можно установить, что полезный выходной
эффект измерителя с точностью до несущественного коэффициента про-
порциональности KY совпадает со смещенной автокорреляционной функ-
цией принимаемого сигнала (2.17):
Z(z) = Z[t-(At*-At)] = X0(t-(At*-At))| ..м • (2.21)
,UJ0 -UJ|ip
Выходной эффект (2.21) измерителя взаимокорреляционной функции
в точке 8 воспроизведен на рис. 2.7.
Рис 2 7 а — взаимокорреляционная функция сигналов в пространственно-разне-
сенных точках и ее огибающая; б — выходной эффект корреляционного измерителя
Полученное решение (2.20) позволяет сделать следующие выводы.
Выходной эффект взаимокорреляционного измерителя соответствует
смещенной на
Ат * -АГ = Ат
(2.22)
46
Глава 2. Системы местоопределения в РРТР
автокорреляционной функции А0(т) принимаемого радиосигнала с отли-
чием лишь частоты заполнения (<опр вместо соо). При установке измери-
тельной линии задержки на величину задержки
Дт* = &t=—sinip (2.23)
с
Z(t) совмещается с А'1((т) по методу максимума.
Для повышения точности измерителя система, следящая за задержкой
Дт, формирует производную £/А"0(т)/£/т.
Измерения взаимокорреляционной функции можно проводить по
максимуму огибающей выходного эффекта 7?'0['Г-(Дт*-д7)], показанной
на рис. 2.7 пунктиром, но точность отсчета задержки при этом будет ниже.
Структура цифрового измерителя разности задержек сигнала на основе
системы слежения за максимумом взаимокорреляционной функции пред-
ставлена на рис. 2.8.
Рис. 2.8. Цифровой измеритель задержки по максимуму взаимной корреляции
Для преобразования сигналов с выхода измерителя рис. 2.8 (Z(T’) в
точке 8) в цифровую форму служат два синхронных детектора с ортого-
нальными опорными напряжениями: иор, (Г) = Ие{£г(7>р[лопр(Г)]} в
точке 10 и «ор2(Т) = Im^£r (Т) expp’conp(7’)j| в точке 11. В результате на
выходе СД, и СД2 формируются аналоговые напряжения
гр Дт) = г/|х[лт-(Дт*-Д?)] = Л7^[т-(Дт*-Д/)]х
ы ы
Х [ s.°n“пр(ЛТ*+ Ф°~(ЛТ*
(2.24)
2.2. Методы в разностно-дальномерных системах местоопределения 47
В аналого-цифровом преобразователе (АЦП) эти напряжения кван-
Т„
туются по уровню и дискретизуются по переменной т с шагом —— = п.
В результате формируются две последовательности
Z/1 \[л] = Z( । а([«1| At * -АО = Л', {[«] - (Ат * -А/)} х
ы ы
/ Л (2.25)
( COS ) с -I
X . {ипр(Ат*-А/) + Ф0[п]}.
^sm JL J
Здесь параметр Дти= Дт*-Д? считается фиксированным. В точке 14 вы-
деляется огибающая
Ri[n] = ylz^[n] + Z^[n], (2.26)
а в точке 15 — фаза
УоИ = arctgl | = ип (Ат * -А/) + Ф0([л]). (2.27)
Дифференцирующая цепь (ДЦ) формирует сигнал так, что в точ-
ке 16 получается
, (2.28)
dn
что соответствует нечетной дискриминационной характеристике (рис. 2.9)
с нулем в точке Дти = Дт*- Д? = 0.
Управляя задержкой сигнала в измерительной линии для поиска по
Дт*, можно по достижению нуля выходного эффекта в точке 16
ZBblx [л] —> 0
сформировать грубый отсчет пеленга
по огибающей взаимокорреляционной
функции
AT^[«] = ^-(cosip)^. (2.29)
Более точный отсчет можно получить с
помощью (2.28).
Точность взаимокорреляционного из-
мерителя зависит от протяженности ба-
зы d. Действительно, из (2.29) следует, что
Рис. 2.9. Характеристика
дискриминатора
48
Глава 2 Системы местоопределения в РРТР
при наличии ошибки измерения задержки аДт ошибка определения пе-
ленга <р* или (cose)* составит
1
costp d
(2.30)
Следовательно, для повышения точности местоопределения нужно
увеличивать базу. Но организация работы измерителя с очень большой
базой требует преодоления значительных технических трудностей. Преж-
де всего в таком измерителе придется транслировать сигналы, принятые
удаленными антеннами А, и А2 в точках 1 и 2 на рис. 2.6 на большие рас-
стояния без искажения фазы. Для этой цели придется использовать ши-
рокополосные линии передачи (радио, радиорелейные, волоконно-опти-
ческие). Кроме того, из (2.30) следует, что даже при точных измерениях
задержки (сравнительно малых аДт) хорошие измерения е* или (costp)*
можно получить только вблизи нормали к базе, когда cos<p максимален.
I I 71
При <р[измерения сопровождаются очень большими ошибками. По-
этому взаимокорреляционный измеритель должен иметь несколько непа-
раллельных баз
Контрольные вопросы
1 Сколько нужно использовать радиопеленгаторов для определения коорди-
нат источника излучения9 Как располагать позиции радиопеленгаторов?
2 Для определения координат источников излучения могут использоваться
как разностно-дальномерный, так и триангуляционный методы местоопределения.
Какой метод и в каких условиях следует применять?
3 Точность местоопределения возрастает с увеличением размера базы изме-
рительной системы Как объяснить этот эффект?
ГЛАВА 3
ЭФФЕКТИВНОСТЬ СРЕДСТВ РРТР
3.1. Сигнал, информативный для РРТР
Информативность сигнала РЭС для средств радио- и радиотехничес-
кой разведки зависит от того, насколько надежно этот сигнал обнаружи-
вается и насколько достоверно (точно) определяются его параметры, не-
сущие полезные для разведки сообщения. Поскольку наблюдение сигнала
всегда происходит на фоне разного рода помех, факт обнаружения сиг-
нала, а также ошибки измерения сигнальных параметров и выделения
сообщений всегда оказываются случайными. Полезную информацию сред-
ства РРТР получают, анализируя электромагнитные поля u(t, г) на ра-
Г Т
скрыве приемной антенны rsL в течение времени /е ——; — на фоне
пространственно-временных помех л(/,г):
u(t, г, X) = s(r, г,Х)+л(?,г) (3.1)
где s(t, Г, X) — сигнал, зависящий от временных X и пространственных г
параметров.
Пространственно-временные помехи г) вызываются совместным
действием атмосферы и космического пространства, аддитивных шумов
антенно-фидерного тракта, других шумов приемной аппаратуры средства
РРТР.
Именно временные параметры X и пространственные параметры г
доставляют разведке полезную для нее информацию. При этом совершенно
не обязательно, чтобы векторы параметров Хиг были одновременно ин-
формативны и для средства разведки, и для радиоэлектронного средства,
которое конфликтует с разведкой. Так, например, для системы связи
информативно передаваемое сообщение Х = Х(?), а для средства радиотех-
нической разведки — координаты и несущая частота передатчика.
Обработка пространственно-временного сигнала (3.1) на раскрыве
приемной антенны средства РРТР почти всегда разделяется на простран-
ственную и на временную. Прежде всего производится обработка сигнала
в пространстве. Эту операцию выполняет антенная система — пространст-
50
Глава 3. Эффективность средств РРТР
венный фильтр, селектирующий сигнал на фоне помех из разных областей
пространства и определяющий пространственные параметры сигнала. Ре-
зультатом пространственной обработки являются прежде всего оценки па-
раметров пространственного положения и движения источника излучения.
Затем производится обработка сигнала приемником РРТР во временной
области. В результате временной обработки определяются несущие час-
тоты. мощности излучения, качественные и количественные характерис-
тики модулирующих функций и другие параметры сигналов РЭС объектов
разведки.
Информативные для РРТР параметры сигнала могут иметь совершенно
различный характер.
1. Х — дискретная величина, т. е. в фиксированный момент времени
X может принимать лишь одно значение из счетного множества Х(, Х2,...,
Х„. Например, для систем передачи данных параметрами являются циф-
ровые сообщения. При передаче данных, представленных числами в дво-
ичной системе, п = 2.
2. X — непрерывная величина, постоянная в течение времени вос-
произведения Т. но способная принимать любое значение в некоторых
пределах (в динамическом диапазоне) Xmin<X<Xmax. В системах переда-
чи данных такой характер часто имеет телеметрическая информация, а в
радиолокации — данные о координатах и параметрах движения целей,
когда время Тсравнительно невелико.
3. X. = X.(z) — непрерывная функция времени. Так меняются парамет-
ры сигнала в системах связи, передающих аналоговые сообщения (систе-
мах передачи речи, телевизионной информации и т. д.).
4. г = г(/.х, у, г) — функция времени 1 и пространственных коорди-
нат х, у. Z-
В частности, одной из компонент векторного набора параметров Xfls X
может быть дискретный мультипликативный параметр, принимающий
одно из двух возможных значений 0 или 1. Задача оценки такого параметра
средством разведки, очевидно, будет задачей обнаружения сигнала.
Наблюдаемые электромагнитные поля пространственно-временного
сигнала $(/, г, X.) могут иметь кроме информативных параметров еще и
такие, знание которых не представляет интереса для средств разведки. Эти
параметры называются сопутствующими, мешающими или даже паразит-
ными, поскольку они, не добавляя полезной информации, затрудняют ее
извлечение из информативных параметров.
Электромагнитное поле s(t, г, X.) (3.1) может иметь довольно сложную
структуру, особенно в подобластях, где сосредоточены РЭС полигонов,
промышленных комплексов, других народно-хозяйственных, военных и
3.1. Сигнал, информативный для РРТР
51
военно-промышленных объектов. Иначе говоря, сигнальная компонента
наблюдаемого средствами РРТР электромагнитного поля является супер-
позицией многих излучений
$(?, г, 1) = (3.2)
/
Сложность структуры поля (иногда эта структура именуется «сложной
сигнальной обстановкой») обусловливается наличием многих излучателей
радиосигналов и источников побочных и непреднамеренных излучений,
изменением геометрических, частотных и временных параметров излуча-
емых сигналов вследствие маневрирования излучателей в пространстве,
где функционируют средства РРТР (в среде интересов разведки).
Сама сложная сигнальная обстановка является, с одной стороны,
предметом анализа для средств РРТР: в ее создании участвуют излучения
РЭС объектов разведки. Но, с другой стороны, сложность сигнальной
обстановки затрудняет средствам РРТР обнаружение и определение па-
раметров сигналов объектов разведки на фоне неинформативных для раз-
ведки излучений. Множество неинформативных излучений в основном
и создает тот помеховый фон и(г, г) в (3.1), который затрудняет работу
приемников средств РРТР. Первейшая задача РРТР состоит в слежении
за динамикой изменений сигнальной обстановки, т. е. фиксации следую-
щих сигнальных ситуаций, складываюшихся в каждый момент времени в
области интересов разведки.
1. В области интересов разведки не наблюдаются сигналы, имевшие-
ся ранее. Такая ситуация может быть признаком изменения дислокации
или снятия с эксплуатации излучающих эти сигналы объектов, систем или
средств.
2. Появились новые для средства разведки, но известные ему сигна-
лы. Естественно, что это признак появления новых излучающих объек-
тов, систем или средств.
3. Появились новые неизвестные ранее сигналы, что может служить
признаком появления новых, ранее не известных радиотехнической раз-
ведке объектов, систем или средств.
Формально для фиксации любой из трех перечисленных ситуаций
средству разведки по наблюдениям колебания «(/) нужно проверить гипо-
тезу о том, содержит ли колебание ц(?)все ожидаемые априори сигналы
или некоторых сигналов в u(t) нет (решение по этой гипотезе фиксирует
ситуации 1 и 2), против гипотезы о том, содержит ли колебание и (?) только
априори ожидаемые сигналы, или в области интересов разведки есть еще
сигналы, априорная информация о которых у разведчика отсутствует (под-
тверждение этой гипотезы фиксирует ситуацию 3).
52
Глава 3 Эффективность средств РРТР
Средство РРТР наблюдает ситуацию, обусловленную «нормальной»
сигнальной обстановкой, которая предполагает выполнение требований
электромагнитной совместимости (ЭМС). Требования по ЭМС так рег-
ламентируют работу РЭС, чтобы они в минимальной степени мешали ра-
боте друг друга. В конечном итоге «нормальная» сигнальная обстановка
требует обеспечения ортогональности сигналов всех РЭС, совместно ра-
ботающих в области интересов разведки РЭС (т. е. взаимной ортогональ-
ности парциальных сигналов
Если ортогональность нарушается, шумы неортогональности, добав-
ляясь к помехам n(t, г), снижают качество обнаружения и определения
параметров парциальных сигналов по сравнению с обнаружением сигна-
лов ортогональных. Поэтому характеристики качества работы средств РРТР
в условиях действия только ортогональных сигналов могут служить верх-
ними, осторожными, пессимистическими для систем защиты от техничес-
ких разведок оценками эффективности. В реальных условиях, когда ра-
ботающие в среде интересов разведки РЭС неизбежно создают взаимные
помехи, качество работы технических средств разведки может быть толь-
ко хуже.
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами
РРТР в сложной сигнальной обстановке
Структура приемника, оптимального для обнаружения с распознава-
нием ортогональных сигналов 115], известна и сводится к /и-канальному
приемному устройству. Каждый из каналов согласован с определенным
сигналом и содержит пороговое устройство для его обнаружения. Лучше-
го приемника средство разведки принципиально применить не может.
Решение о наличии на входе такого приемника (в составе колебания п(7))
любого парциального сигнала х, (/) эквивалентно решению о том, что
амплитуда этого сигнала aj отлична от нуля (упомянутый выше мульти-
пликативный параметр Та= 1). Вероятность ошибки принятия такого ре-
шения при наблюдении на фоне шума суммы ортогональных сигналов бу-
дет определяться априорной информированностью средства разведки о
каждом из этих сигналов и степенью учета априорной информации при
построении приемника-обнаружителя.
Априорная информация всегда ограничена. Так, значения параметров
(пространственно-временных) обнаруживаемого сигнала для разведчика
случайны, и максимум что о них может быть известно — это априорная
плотность распределения Wpr (X). Также не полностью известна средст-
вам РРТР функция правдоподобия /’[и, s(r, X)], т. е. условная плотность
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР... 53
распределения смеси принимаемого сигнала s(t, X) и помехи д(/)при за-
данном фиксированном значении параметров Хе L.
В рассматриваемых условиях «нормальной» сигнальной обстановки
в каждом согласованном с сигналом канале приемника-обнаружителя
кроме этого сигнала может действовать только аддитивный нормальный
шум. Поэтому можно считать известным вид функции правдоподобия
Р[и, х(7, X)] и ограничить априорную неопределенность вектором неиз-
вестных параметров сигнала X.
Априорные распределения параметров сигнала либо определяются на
основе некоторых моделей, либо считаются равномерными. Равномерные
распределения часто оказываются наименее благоприятными (15]. Осно-
вываясь на них, можно получить осторожные оценки качества обнаруже-
ния и определения параметров сигналов.
При сделанных предположениях функция правдоподобия может быть
найдена усреднением по априори известным случайным для средств и
систем разведки параметрам сигнала [15]:
/’[«,5(/)]^|/’[«,х(/,Х)]^(Х)Л, (3.3)
Л
где область интегрирования Л совпадает с областью определения совме-
стной плотности И^ДХ).
Неизвестными для разведки могут быть следующие параметры парци-
альных сигналов, определенных в соответствии с (3.3).
Начальная фаза <р и амплитуда ас. При этом обычно считается, что фаза
сигнала равновероятна в пределах сегмента [0;2л], а амплитуда распреде-
лена на сегменте [0;AJ.
Несущая частота сигнала со0, которая может изменяться при исполь-
зовании для маскировки перестройки (скачков) по частоте или из-за вза-
имного движения источника сигнала и приемника средства разведки. Во
всяком случае, несущую частоту можно считать неизвестной для средства
разведки и равновероятно распределенной в некотором диапазоне
беи беи
«о--у; ио+-у •
Ширина спектра сигнала До). Очень многие современные радиоэлект-
ронные системы используют дискретные виды модуляции и (или) ко-
дированные последовательности для повышения скрытности сигналов.
Несущие колебания сигналов таких систем модулируются дискретно-ко-
дированными поднесущими колебаниями. Неизвестность ширины спектра
оказывается в этих условиях эквивалентной неизвестности тактовых частот
54
Глава 3. Эффективность средств РРТР
модулирующих колебаний. Ничто не мешает считать, что априорные для
средств разведки плотности распределения тактовых частот И7 (FT) рав-
номерны в интервале [0; Fmax],
Структура модулирующих сигналов. Пространственные координаты ис-
точников сигналов. Обнаруживая сигнал, средство РРТР может совершать
ошибки разного рода. Во-первых, это ложные тревоги — решения о прие-
ме сигнала при условии, что его на входе приемника нет. Во-вторых, про-
пуски сигнала, при том условии, что реализация входного колебания этот
сигнал содержит.
Наилучшим образом построенный обнаружитель полностью извест-
ного детерминированного сигнала на фоне нормального стационарного
шума [15] должен содержать коррелятор этого сигнала с опорным образ-
цом и компаратор (пороговое устройство) для принятия решения по об-
наружению (рис. 3.1).
Рис. 3.1. Оптимальный обнаружитель полностью известного сигнала
Условные вероятности ошибок обнаружителя при названных усло-
виях отсутствия и наличия сигнала соответственно = Jnz(w| х = tydu
и Рпр - j И7 (и | х Ф 0}du. Пороговый уровень h определяется принятым и
используемым критерием обнаружения.
Если, как предполагалось, сигнал наблюдается на фоне белого шума
с равномерным в полосе наблюдения спектром, то
И7 (и | s) = к ехр<
(3.4)
где yV0 — спектральная плотность мощности шума; Т — длительность
временного интервала наблюдения сигнала [16].
Учитывая (3.4), нетрудно установить, что вероятности ошибок обна-
ружения полностью известного сигнала составляют
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР... 55
Qc к
где —----энергетическое соотношение на входе обнаружителя полностью
М) . .
известного сигнала; P(s-Q\ и P{s тьО) — априорные вероятности отсутст-
вия (s = 0) и наличия (s 0) сигнала в области интересов разведки; Ф{} —
интеграл вероятностей в форме
9 г 2
Ф(г) = -т=|е“х dx
х/л: 0
(в популярных пакетах Matcad и MatLab эта функция именуется erf (х)) [ 17].
<2с
Энергетическое соотношение — отношение энергии обнаруживае-
мого сигнала Qc = j s2 (t, r, tydr^dt к спектральной плотности шума —
может быть выражено через соотношение мощностей:
О- = рт^=кмт^чВ, (3-6)
Л'о Рш Рш Ш
Рс
где q-—---соотношение сигнал/шум по мощности; Д/ш — эквивалент-
^1
ная шумовая полоса приемника, а Х/ШТ— параметр накопления в обнару-
жителе — произведение ширины спектра процесса на входе обнаружите-
ля на длительность интервала интегрирования.
Условие полной известности сигнала означает, что время накопления
в интеграторе обнаружителя может быть выбрано в точности равным его
длительности Т, а Д/щ — ширине его спектра. Поэтому для полностью
известного сигнала параметр накопления численно равен базе сигнала.
Хотя полного тождества между параметром накопления и базой обнару-
живаемого сигнала нет, для простых сигналов с базой В= \ энергетичес-
кое соотношение равно отношению мощностей сигнала и шума.
Если априорные вероятности и неизвестны, что ха-
рактерно для условий работы средств РРТР, определить вероятности оши-
оок невозможно. Поэтому при создании и оптимизации структуры обна-
ружителя пользуются критерием Неймана — Пирсона, в соответствии с
56
Глава 3. Эффективность средств РРТР
которым фиксируют вероятность ложной тревоги Рцт= const и минимизи-
руют вероятность пропуска /)Ilp=min. Такой подход позволяет исключить
из соотношений (3.5) зависимость от априорных вероятностей наличия и
отсутствия сигнала и рассматривать соотношение (3.5) как параметри-
ческую форму представления диаграммы обмена между вероятностями РЛТ
и Рпр (рис. 3.2). Параметром семейства диаграмм обмена на рис. 3.2 слу-
жит соотношение сигнал/шум.
Рис. 3.2. Обнаружение известного сигнала
Как видно из рис. 3.2, вероятности пропуска и ложной тревоги жест-
ко связаны: допустив рост Л1Т, можно уменьшить Р и наоборот. Для
р
заданного значения РЛ1 и выбранного соотношения q=—— по диаграм-
мы
мам рис. 3.2 можно определить условную вероятность пропуска сигнала.
Традиционно рассматриваемые модели параметрической неопределен-
ности сигнала (полностью известный сигнал, сигнал с неизвестной фа-
зой и флуктуирующей амплитудой, неизвестным временем прихода, не-
известной частотой) дают хорошее приближение при описании работы
обнаружителей в радиолокационных и радионавигационных приемниках,
в приемниках радиосистем передачи информации [7, 9, 12 и др.]. На ос-
нове этих моделей можно построить диаграммы обмена между вероятно-
стями ошибок типа ложной тревоги и пропуска при различных соотно-
шениях сигнал/шум в полосе обнаружителя. Но для средств разведки более
характерен предельный случай ограниченности априорных данных о под-
лежащем обнаружению сигнале — полное их отсутствие. В такой ситуа-
ции средство разведки может выносить решение о наличии сигнала только
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР...
57
на основании анализа его мощности Ри. Если мощность принимаемого
колебания больше мощности собственного шума приемника, на входе име-
ется сигнал.
Оценка мощности входного процесса
1 Т
P*=-ju2(t)dt (3.7)
Т о
формируется устройством, выполненным по схеме рис. 3.3.
Рис. 3.3. Автокорреляционный (энергетический) обнаружитель
априори неизвестного сигнала
Входное колебание фильтруется в полосе Д/щ и подается на схему обна-
ружителя, подобного корреляционному обнаружителю полностью извест-
ного сигнала. От корреляционного обнаружителя рис. 3.1 схема рис. 3.3
отличается тем, что, не имея образца сигнала, она в качестве опорного
сигнала коррелятора использует само принимаемое колебание w(r).
Всю информацию о входном процессе содержит выборка его ди-
1
скретных значений, следующих через интервал времени Л/ =-. Поэто-
п
му объем выборки равен Х/ШТ. В результате накопления в интеграторе
формируется величина z, такая, что
Д/щТ- 2 2
' = 1 ° 1 = 1 гш
при отсутствии на входе сигнала,
когда х(Г)=О,
(3.8)
^'+Л'Т =V (ф+5/)2 = _£_ЛуГ (Ф+5/)2 при сигнале,
о2 Рш+Рс l+<7^ />„, когдал^О,
Где и, =и(г-7Дг) и S/ = s(t-iXt) —дискретные по времени отсчеты вход-
ного шума и сигнала соответственно.
Плотность распределения нормированного процесса z на выходе инте-
гратора и соответственно на входе решающего устройства имеет вид %2 с
& ~ числом степеней свободы:
58
Глава 3. Эффективность средств РРТР
ХтТ ,
- 2 е 2
ЩтМшТ) =
приг>0;
(3.9)
при z < О,
где Г(ДГШГ) — гамма-функция [14].
Г(г|) = |хп“1еАб/х.
о
Если т] — неотрицательное число, Г(г])=(г|-1)!
На рис. 3.4 представлены графики плотности распределения веро-
ятностей квадратов входного нормального процесса для параметров на-
копления А/|И7' =2, 10 и 20.
0,5
0,4
0,3
0,2
0,1
0
Рис. 3.4. Плотность распределения с двумя, десятью
и двадцатью степенями свободы
Как видно, распределение величины, исходной для обнаружения сиг-
нала приемником средства радиотехнической разведки, существенно отли-
чается от нормального для любых сколько-нибудь реальных соотношений
входной полосы и полосы усредняющего фильтра после квадратора в энер-
гетическом обнаружителе. Более детальный анализ показывает, что рас-
пределение %2 сходится к нормальному при 2?s30 (и, разумеется, более).
Соответственно рабочие характеристики обнаружителя средства радиотех-
нической разведки должны рассчитываться с учетом того, что распреде-
ление процесса на входе решающего устройства подчиняется не нормаль-
ному закону, как в обнаружителе радиолокатора, а %2.
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР...
59
Относительно величины B = XfmTнеобходимо принять следующие со-
глашения. Поскольку ширина спектра процесса на входе перемножителя
равна Д/щ, его отсчеты, следующие через интервал времени Дг =—!—, не-
коррелированы, а для нормального шума — статистически независимы.
Тогда за время наблюдения этого процесса (за время интегрирования Т)
будет накоплено В = Д/ШТ независимых отсчетов. И выборка объемом В
этих отсчетов содержит всю информацию о входном процессе. Поэтому,
обрабатывая такую выборку, обнаружитель может реализовать наилучшие
рабочие характеристики. В этом смысле В — мера информационной ем-
кости процесса, с которым работает энергетический обнаружитель.
Если на входе совместно с шумом присутствует сигнал, то наилучшие
условия для обнаружения сложатся тогда, когда входная полоса обнару-
жителя точно совпадет с его спектром («накроет» спектр сигнала, имею-
щий ширину Д/), а время интегрирования после перемножителя точно
совпадет со интервалом времени существования сигнала Т. Если условия
совпадения полос и времени не выполнены, часть энергии принимаемо-
го сигнала будет потеряна и характеристики обнаружения, естественно,
будут хуже. Но по содержательному смыслу произведение В = XfT— это
база обнаруживаемого сигнала. Обычно в задачах синтеза и анализа алго-
ритмов обработки сигнала база характеризует возможность его сворачи-
вания (сжатия) по времени и/или по частоте при когерентной обработке.
В энергетическом приемнике, естественно, когерентная обработка не пре-
дусматривается. Сигнал рассматривается как чисто случайный процесс, а
обнаружение происходит при сравнении с порогом мощности (точнее —
энергии) присутствующего на входе колебания. Таким образом, знание
базы и несущей частоты ограничивает объем априорных для средства
разведки сведений о сигнале. Уменьшение объема этих сведений (неточ-
ность знания частоты, ширины спектра и длительности сигнала) может
только ухудшить характеристики обнаружения. С другой стороны, допол-
нительные сведения о структуре сигнала, которые в принципе могли бы
улучшить характеристики обнаружения, скорее всего разведке недоступны.
Характеристики приемника, учитывающего при работе больший объем ап-
риорной информации о структуре и параметрах сигнала, будут лучше, чем
У энергетического, но только для того сигнала, с которым он согласован.
Поэтому такой приемник не будет универсальным и не подойдет для ис-
пользования в средствах технической разведки. Возможная адаптация
приемника к параметрам обнаруживаемого сигнала требует времени, а по-
теря времени на адаптацию к неизвестным структуре и параметрам сиг-
нала снизит характеристики обнаружения. Полученные при сделанных
60
Глава 3. Эффективность средств РРТР
предположениях оценки качества энергетического приемника могут слу-
жить верхними реалистическими оценками доступности сигнала для об-
наружения техническими средствами разведки. Предположение о больших
объемах доступной разведке априорной информации о сигнале и, следо-
вательно, лучших характеристиках обнаружения трудно обосновать. Пред-
положения о более низкой априорной осведомленности могут привести
к завышенным, чрезмерно оптимистическим оценкам скрытности сигна-
лов РЭС от обнаружения техническими средствами разведки.
Используя приведенную выше модель у2 для распределения вероят-
ностей процесса на входе решающего устройства энергетического обна-
ружителя, можно получить его рабочие характеристики. Считается, что
решение о наличии сигнала обнаружитель принимает по критерию Ней-
мана — Пирсона.
Порог обнаружения h определяется при заданном уровне вероятно-
сти ложных тревог решением уравнения
co А
= I(г, Л/Г)* = 1 - (г, \fT)dz = 1 - Рш (h, bfT), (3.10)
А 0
откуда
А = ф[(1-Лт)- Д/И’ (З.Н)
где И'цДг, Л/Г) — плотность, а ГШ(Л, Л/Г) — интегральная функция
распределения вероятностей процесса на входе решающего устройст-
ва, соответствующая действию только шума на входе обнаружителя;
Г~'(х, — функция, обратная Гш (х, kfl").
Вероятность правильного решения о наличии сигнала в полосе А/ на
входе обнаружителя будет при этом
оо А
/’прав = f Wc+ш (г, Л/Г)* = 1 - J И/и11 (z, AfT)dz = l- гс+ш (Л, Л/Г), (3.12)
Л о
где И/+ш(г,Л/Г) и Гс+ш(Л,Л/Г) —соответственно плотность и интег-
ральная функция условного распределения вероятностей процесса на входе
решающего устройства, при условии присутствия на входе обнаружителя
сигнала вместе с шумом.
Диаграммы обмена между Глт и Рпр = 1 - ГПрав для автокорреляцион-
ного (энергетического) обнаружителя, аналогичные тем, что представле-
ны на рис. 3.2 для корреляционного обнаружителя полностью известного
сигнала, изображены на рис. 3.5.
3 2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР. .
61
1 +q И +q )
Поскольку считается, что обнаруживаемый сигнал не проявляет коге-
рентных свойств, в обнаружителе он ведет себя так же, как и шум. Поэтому
рабочая характеристика обнаружителя определяется так же, как и при шуме
с использованием распределения %2 с Д/Г степенями свободы, но при дру-
гом параметре масштаба:
И/с+ш(г,Л/Г) = И/|Д-^-,Л/г] (3.13)
и
h h
о о
(3.14)
1+9 ( h
J ^С+Ш(/Д/Г)Л = ГШ ------,\fT
о V + <7
откуда
Численный расчет рабочих характеристик энергетического обнаружи-
теля в соответствии с (3.10)—(3.13) позволяет построить график рис. 3.6 для
Л1т = 'О 3 и Д/Г = 1. Для сравнения на тот же график нанесена рабочая
характеристика оптимального обнаружителя полностью известного сигна-
ла. Как видно, при очень малых отношениях сигнал/шум, оптимальный
62
Глава 3. Эффективность средств РРТР
энергетический обнаружитель может оказаться чуть-чуть лучше оптималь-
ного по тому же критерию обнаружителя для полностью известного сиг-
нала. Этот парадоксальный факт можно объяснить тем, что при равенстве
мощностей случайного и детерминированного (полностью известного
приемнику) сигналов случайный с большой вероятностью будет превос-
ходить по уровню амплитуду детерминированного сигнала. Это видно из
сравнения плотностей распределения процессов на входе порогового уст-
ройства (нормального при полностью известном сигнале и %2 при энерге-
тическом обнаружении). Кстати, тот же эффект наблюдается при сравне-
нии рабочих характеристик обнаружителей полностью известного сигнала
и сигнала со случайной федингующей амплитудой [13].
На рис. 3.7 изображены рабочие характеристики энергетического об-
наружителя при разных уровнях вероятностей ложных тревог. Соответ-
ственно сверху вниз Рлт= 10_|; 10 2: I0 3 и I0 4.
Число степеней свободы (параметр накопления В = Л/7) всюду на
рис. 3.7 принято равным В= 1.
Увеличение значения'параметра накопления повышает крутизну ра-
бочих характеристик энергетического обнаружителя. Этот эффект иллю-
стрируется семейством кривых на рис. 3.8.
Иногда удобнее сравнивать качество работы обнаружителей сигнала
не по вероятностям их ошибок, а по пороговым уровням мощностей сиг-
налов, обнаруживаемых с заданными вероятностями. Для примера на
рис. 3.9 приведены семейства зависимости проигрыша по энергетике энер-
гетического (рис. 3.3) обнаружителя обнаружителю полностью известного
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР... 63
Рис. 3.7. Рабочие характеристики энергетического обнаружителя
обнаружителя от числа степеней свободы процесса на входе
решающего устройства (от базы В = Л/Т)
сигнала (рис. 3.1). На этом рисунке К— превышение соотношения сиг-
нал/шум 7ЭН для энергетического обнаружителя над соответствующим
соотношением для корреляционного обнаружителя полностью известного
сигнала с/к. при условии, что оба этих обнаружителя обеспечивают оди-
наковые вероятности ошибок. Семейство кривых на рис. 3.9, а получено
Для значения параметра накопления Л/Т = 1; 2 и 5. Как видно, различие
оптимального и энергетического обнаружителей резко усугубляется с
64
Глава 3 Эффективность средств РРТР
Рис. 3.9. Проигрыш энергетического обнаружителя оптимальному
обнаружителю полностью известного сигнала
ростом требований к вероятности правильного обнаружения. Параметром
семейства кривых на рис. 3.9, б служит значение вероятности ложной
тревоги, допустимое при работе обнаружителя.
3.3. Нормальные и аномальные ошибки. Условия
возникновения ошибок
Ошибки средства разведки, оценивающего параметры радиосигнала,
удобно делить на два вида: малые (нормальные) и большие (аномальные).
Такое разделение имеет смысл постольку, поскольку каждый из видов
удобнее оценивать по-разному, качественно разными характеристиками
и показателями. При рассмотрении малых ошибок прежде всего интере-
суются показателями, позволяющими оценивать величину ошибки. Из-
мерения с малыми ошибками группируются около истинного значения
измеряемого параметра, а все отличие от истинного значения обуславли-
вается множеством случайных причин, ни одна из которых не превалиру-
ет. Поэтому для малых ошибок справедливы условия центральной предель-
ной теоремы и закон распределения их вероятностей нормализуется.
Плотность распределения оказывается «узкой» (даже очень «узкой») по
3.3. Нормальные и аномальные ошибки
65
сравнению с протяженностью интервала априорной неопределенности
измеряемого параметра. В пределах малой ширины плотности распреде-
ления вероятностей ошибок ее (эту плотность) всегда можно с хорошей
точностью аппроксимировать гауссовой кривой. И это соображение оп-
равдывает название «нормальные» для малых ошибок измерений, а сле-
довательно, допускает использование таких характеристик, как среднеквад-
ратическая ошибка, максимальная ошибка и др.
При оценке аномальных ошибок цх величина чаще всего не важна,
ибо само появление аномальной ошибки означает нарушение работы
системы (сбой, промах). Очевидно, что если такой сбой уже имел место,
то неважно, какой именно величины была ошибка, оказавшаяся его след-
ствием. Аномальные ошибки наиболее удобно и целесообразно характе-
ризовать вероятностью появления. Проектируя измерительные системы,
создают условия, при которых эта вероятность должна оказаться малой
величиной, а при организации противодействия (или, в частности, мас-
кировки, скрытия работы систем от средств разведки) естественно потре-
бовать максимизации вероятности аномальной ошибки. Существенно, что
максимизируется не величина (или не только величина) аномальной
ошибки, а ее вероятность.
Разумеется, в общем случае нельзя четко указать границу, отделяю-
щую аномальные ошибки от нормальных. Эта граница может быть опре-
делена только в конкретной системе, при конкретном виде сигнала и для
конкретных условий. Тем не менее можно считать аномальными все
ошибки, превосходящие по величине ширину главного лепестка функции
различия е(ДХ) [17] для сигнала с параметром X.
Для средства разведки информативен некоторый параметр сигнала
(возможно, векторный, т. е. набор параметров). Совершенно не обязатель-
но, чтобы для разведки информативны были бы те же параметры, что и
для собственного приемника защищаемой радиосистемы. Поскольку при
распространении сигнала всегда имеют место всякого рода помехи, в изме-
рения вносится ошибка, искажающая сообщение. В зависимости от того,
как сообщение заложено в сигнале, оно будет по-разному искажаться по-
мехами. В связи с этим возникает вопрос о точности измерений и о связи
этой точности с формой и способом модуляции сигнала. Математический
аппарат, позволяющий сравнивать различные радиосигналы по устойчи-
вости их параметров к искажениям помехами, основан на анализе сигналь-
ных и помеховых функций [17].
Пусть средство разведки принимает сигнал s(t, Хи), причем Хи — по-
стоянный во времени информативный параметр. Задачей приема является
измерение значения этого параметра.
66
Глава 3. Эффективность средств РРТР
Один путь для решения такой задачи состоит в том, чтобы сделать
приемное устройство в виде преобразователя сигнала, на выходе которо-
го получается величина X*. функционально связанная с Хи. Измерение
сводится к сравнению X* с эталонными образцами Х^,... У, образую-
щими измерительную шкалу, и выбору одного-единственного образца, бли-
же всего подходящего к X*. Этот образец и дает оценку параметра X*.
Возможен, однако, и иной метод приема, при котором не требуется
выделения X*. Считая структуру сигнала полностью известной (за исклю-
чением величины Хи), можно построить измерительную шкалу из образцов
сигнала X- j или частично преобразованного сигнала ,?п X- а затем
сравнивать принятый сигнал Хи) с этой шкалой.
В результате сравнения следует выбрать образец сигнала, совпадаю-
щий с принятым (точнее, наиболее близкий к принятому из всех имею-
щихся образцов). Очевидно, что этот способ измерения также обеспечи-
вает получение оценки X*.
Если прием происходит без помех и искажений, а параметр Хм может
принимать значение лишь из дискретного множества, принятый сигнал
обязательно совпадает с одним из образцов. Если же Хр, изменяется не-
прерывно. то точного совпадения может не быть, но ошибка дискретно-
сти в принципе может быть сделана как угодно малой, если соответствен-
но увеличить число образцов (уменьшить цену деления шкалы).
Действие помехи изменяет форму сигнала. Поэтому даже при дис-
кретном Х„ может не быть совпадения принятого процесса ни с одним из
образцов. В этом случае для выбора надо задаться каким-либо количествен-
ным критерием различия (или сходства) принятого искаженного сигнала
5ИСК (Л ^-и) с образцом. Чаще всего используют среднеквадратический кри-
терий близости сигнала и образца
Е/ = J [«иск(3.16)
выбирая в качестве истинного тот из образцов, для которого величина
энергии различия $к(/, Х|() и хиск (/, Хи) окажется минимальной.
Ясно, что при таком способе выбора возможность перепутать значе-
ния сообщения будет тем меньше, чем сильнее отличаются образцы друг
от друга. Поэтому наиболее употребительный критерий оценки качества
сигнала как переносчика сообщения основан на определении нормиро-
ванной безразмерной величины е, называемой мерой различия:
1 °° 2
Е— J [«ИСК (Z’ ^и) ~«(^ М] (3.17)
И)
3.3. Нормальные и аномальные ошибки
6’
где 0о= J lo)dt — энергия сигнала при некотором фиксированном
значении Хо параметра X. Если сигнал ограничен во времени и s(r) = 0 при
ц |-Т/2.7/2], то пределы в интеграле (3.16) ограничиваются интерва-
лом Т существования сигнала.
Меру различия, определенную согласно (3.16), можно рассматривать
как функцию X/ или разности ДХ = ХИ-Х/. Функция различия е(ЛХ) нео-
трицательна, проходит через нуль при ДХ = 0 (когда Хи = Х() и возрастает с
увеличением абсолютного значения аргумента ДХ, хотя этот рост и не обя-
зательно будет монотонным.
По виду функции различия е(ДХ) можно судить об устойчивости ис-
следуемого сигнала к помеховым искажениям параметра X. Быстрое воз-
растание е(ДХ) от нуля с увеличением ДХ свидетельствует о том, что даже
малое изменение параметра в образце сигнала приводит к резкому увеличе-
нию меры различия е. Следовательно, это различие легко обнаружить и
труднее замаскировать помехой. Значит, сигналы с быстро нарастающей
функцией различия в е(ДХ) могут при модуляции параметра X сообщением
обеспечить передачу информации с меньшими искажениями, но разведка
может точно измерять этот параметр на фоне помех.
Соотношение (3.2) может быть преобразовано к виду
е(аХ) = 7Г+7Г''2‘?(лИ (3-18)
«о «о
где Q и Qj — энергии сигналов при значениях параметра Хи и ХЛ а
= 77- j s[t, Хи )s(t, Xt )dt. (3.19)
Зависимость <?(ДХ) в литературе называется сигнальной функцией [17].
Все информативные для средств разведки параметры сигналов и соот-
ветственно все виды влияния изменений параметров сигнала на характер
сигнальной функции можно разбить на две группы. К первой (неэнергети-
ческой) относятся те параметры, при вариациях которых не происходит
изменения энергии сигнала. К этой группе относятся такие параметры и
характеристики, как частота, задержка, длительность импульса, и т. п. Ко
второй группе (энергетической) относятся сигналы, энергия которых ме-
няется при изменении информативного параметра. Сюда относятся сиг-
налы с AM.
Для всех неэнергетических методов модуляции зависимость (3.18)
преобразуется к виду
е(ДХ) = 2[1-<?(ДХ)] (3.20)
68
Глава 3. Эффективность средств РРТР
и качество определения значения информативного параметра полностью
определяется видом сигнальной функции д(ДХ). Как следует из (3.19), сиг-
нальная функпия должна убывать с ростом аргумента ДХ, и чем круче будет
спадать <?(ДХ) 'с увеличением |ДХ|, тем точнее может измеряться параметр.
Максимальное значение = 1. Из определения (3.18) видно, что по сво-
ей структуре сигнальная функция аналогична автокорреляционной фун-
кции сигнала, а когда информативным параметром является временная
задержка или длительность импульса, эти две функции совпадают.
Среднеквадратический критерий (3.15) и вытекающие из него меры
различия (или сходства) двух сигналов ( е(дХ) и д(ДХ)) допускают весь-
ма наглядное геометрическое толкование. Действительно, каждому сигналу
s(t) можно поставить в соответствие вектор в «-мерном пространстве,
причем координатами или проекциями этого вектора являются коэф-
фициенты разложения ак функции вряд по ортогональным функци-
ям [12]. Длина вектора в «-мерном евклидовом пространстве определяет-
ся по координатам его конца как
Jn
(3.21)
но на основании теоремы Парсеваля для разложения в ортогональный ряд
сигнала длительностью Т справедливо равенство
J s2(>)<* = 0-
k=\ _Т/
(3.22)
Следовательно, длина вектора, изображающего сигнал в пространстве с
евклидовой метрикой, равна корню квадратному из его энергии.
Если предположить, что у сигнала изменился информативный пара-
метр X, то новый сигнал также может быть представлен вектором в той
же системе координат, но с другими отличаемыми от первого проекциями.
При неэнергетических методах модуляции изменения X не изменяют энер-
гии сигнала. Значит, вектор сигнала поворачивается, не меняя своей дли-
ны. Иначе говоря, при неэнергетических методах модуляции конец вектора
сигнала всегда лежит на поверхности «-мерной сферы радиуса r = jQ. Если
параметр X меняется непрерывно, то конец вектора сигнала прочерчива-
ет на этой сфере некоторую непрерывную линию (линию сигнала). При
энергетической модуляции вектор сигнала изменяет свою длину, так что
линия сигналов не лежит на сфере постоянного радиуса. Дискретному из-
менению X соответствует конечное множество изолированных точек в том
же «-мерном пространстве.
3.3. Нормальные и аномальные ошибки
69
Для использованной векторной модели различие между двумя любыми
сигналами X) с проекциями ак и s(t, Х+ЛХ) с проекциями bk опреде-
ляется расстоянием d между концами соответствующих векторов. При
евклидовой метрике сигнального пространства
= (3.23)
к=\
Вектор d имеет проекции ск= ак- Ь>. и, следовательно, изображает сиг-
нал sp (t) = s(f,X) -s(t, X + ДХ). Поэтому согласно той же теореме Парсеваля
ТА
d2 - J [х(г,Х)-х(г,Х + ДХ)]2о7. (3.24)
Сравнивая (3.22) с (3.23), можно отметить, что расстояние между век-
торами сигналов в евклидовом пространстве пропорционально мере раз-
личия е при средне квадратическом критерии, который использовался ра-
нее. Если модуляция неэнергетическая, то
<72=20[1-<7(ДХ)], (3.25)
где Q — энергия сигнала, а <?(ДХ) — сигнальная функция, определяемая
соотношением (3.18).
Быстрое спадание функции <?(ДХ) с увеличением Лк можно тракто-
вать как большой поворот сигнального вектора, вследствие чего измене-
ние параметра X резко увеличивает расстояние i/между сигналами s(t, X) и
s(t, Х + ДХ). Поэтому приращение вектора сигнала из-за добавления к
нему вектора помехи приведет соответственно к меньшей ошибке в оценке
параметра к. Если функция <?(ЛХ) уменьшается немонотонно и имеет выб-
росы, сравнимые с единицей, это означает, что линия сигналов на «-мер-
ной сфере извивается так, что ее отдельные точки на разных витках сбли-
жаются в сигнальном пространстве. Такая картина указывает на опасность
появления «больших» (аномальных) ошибок при действии даже сравни-
тельно малой помехи. Таким образом, векторное представление сигнала
в евклидовом пространстве также показывает, что сигнальная функция
(или функция различия), построенная на основе меры среднего квадрата
разности двух сигналов, может служить мерой качества радиосигнала как
переносчика сообщений, так и показателем защищенности сигнала от не-
санкционированного определения его параметра.
Анализ радиосигналов с помощью сигнальных функций тривиально
обобщается на случай, когда в принимаемом сигнале неизвестно несколь-
ко (от) параметров. В этом случае в сигнальном пространстве при измене-
70
Глава 3. Эффективность средств РРТР
нии сообщения образуется не линия, а сигнальная поверхность, и при этом
образцы сигнала должны охватывать все возможные сочетания разных зна-
чений неизвестных параметров. Сигнальная функция измеряется для каж-
дого образца, чтобы выбрать тот, для которого она будет наибольшей.
Таким образом, сигнальная функция будет многомерной величиной, за-
висящей от 2/и аргументов, а количество образцов становится равным
т
W=n«/’ (3.26)
/=|
где //,- — количество различаемых градаций /-го параметра.
Используя многомерную сигнальную функцию, можно обобщить ис-
следование свойств радиосигнала и на те случаи, когда какие-то из неизве-
стных параметров изменяются за время измерения. Такие переменные
параметры можно представить разложением в ряд по ортогональным функ-
циям, а постоянные коэффициенты ряда рассматривать как новые неиз-
вестные параметры. Иначе говоря, изменение параметра во времени можно
учесть соответствующим повышением размерности сигнальной функции.
Когда неизвестных параметров два (X, ц), сигнальная функция будет,
вообще говоря, зависеть от четырех переменных (Хи, Ци. X,-, ц,), т. е.
1 00
4(Хи,НиЛ,1Т-)=— р(^и,Ци)4'Л’Н/)Л- (3.27)
Часто используемый прием уменьшения числа переменных с четырех
до двух: ДХ = ХИ-Х,; Дц = ци-ц/ не меняет сути дела, хотя и преобразует
четырехмерную сигнальную функцию в функцию двух переменных.
Естественно, что если не заданы конкретный вид и уровень помех,
нельзя дать и количественную оценку искажений сообщения, в том числе
и меры уровня аномальных ошибок. Однако, сравнивая сигнальные функ-
ции двух различных радиосигналов (при неэнергетических методах моду-
ляции), можно сказать, какой из них может обеспечить большую точность
работы средств разведки при весьма общих предположениях о характере
помех. При этом, основываясь на анализе только сигнальных функций,
можно оценить предельно возможную, потенциальную точность измере-
ний, исключив из рассмотрения способ демодуляции несущей.
Пусть прием сообщения осуществляется сравнением принятого сиг-
нала с образцами. Тогда определение X сводится к измерению множества
значений Е' (для разных образцов) — выбору среди них наименьшего. При
отсутствии помех (искажений) Е,- совпадает с мерой различия (3.16). Если
же искажения есть, то Е- будет отличаться от е на некоторую величину
ошибку Зе, которая и приводит к тому, что выбирается другой образец сиг-
3.3. Нормальные и аномальные ошибки
71
Рис. 3.10. К определению ошибки измерения параметра X
нала, а следовательно, параметр X определяется с ошибкой. Предположим,
что образцов сигнала может быть сколь угодно много и дискретность
измерения (|Х,+1 - Xj) весьма мала. Тогда функция е(ЛХ) определяет точ-
ность измерения параметра X, если задана точность измерения меры раз-
личия е. Это утверждение иллюстрируется рис. 3.10, а, где вдоль кривой
е(ЛХ) показан коридор шириной ±8ет, в который укладываются возмож-
ные ошибки. Определяя X по минимальному значению е'. средство раз-
ведки ошибется на величину, которая лежит в пределах от 8Х| до 8Xj.
Очевидно, чем круче нарастают обе ветви функции е(ДХ), тем меньше
будут интервалы значений ошибок |8Х, - SXjl-
Сигнальная функция при неэнергетическом параметре связа-
на с мерой различия простым соотношением (3.19), т. е. вместо измере-
ния е' можно говорить об измерении q' с ошибкой bq и определять точ-
ность оценки параметра X по графику сигнальной функции, как показано
на рис. 3.10, б.
Сравнивая сигнальные функции для двух случаев (3 и 2) на рис. 3.11,
а и б, можно утверждать, что сигнал, которому соответствует сигнальная
функция 2, обеспечивает при одинаковых ошибках измерения 8Хт более
высокую точность определения информативного параметра, чем сигнал,
которому соответствует функция X.
Несколько сложнее обстоит дело при сравнении точностей опреде-
ления параметра для сигнальных функций вида 1 и 2 на рис. 3.11, б. При
высокой точности измерения, когда ошибки измерения параметра зна-
чительно меньше величин 8Х| и 8X2, сигнал с сигнальной функцией 2 по-
зволяет производить измерения точнее, чем сигнал с функцией 1. При бо-
лее грубых измерениях это уже не обязательно, и, если ошибки измерений,
большие по модулю значений 8Х, и 8X2, встречаются достаточно часто,
сигнал с функцией 2 может оказаться предпочтительнее в смысле скрыт-
ности параметров от средств разведки.
72
Глава 3. Эффективность средств РРТР
Для многих методов модуляции сигнальная функция имеет вид, по-
казанный на рис. 3.12 сплошной линией. Здесь на медленно меняющу-
юся зависимость накладываются малые колебания малого периода
(высокой частоты) сравнительно с временем нарастания и спада огиба-
ющей. Исследуя такие сигналы, надо в первую очередь оценить точность
измерения, которую может реализовать средство разведки. Если эта точ-
ность настолько высока, что ошибки составляют доли периода быстрых
колебаний сигнальной функции, то рассматривать надо только начальный
участок в пределах 5Х, - 5Х2. (рис. 3.12). В большинстве случаев предпо-
лагаемые ошибки значительно превышают указанные пределы. При этом
вполне допустимо пренебречь малыми колебаниями и рассматривать сгла-
женную кривую, показанную на рис. 3.12 штриховой линией.
Другой характерный случай соответствует большим колебаниям сиг-
нальной функции, как на рис. 3.13. При точных измерениях здесь, как и
Рис. 3.12. Сигнальная функция
с малыми колебаниями
в предыдущем случае, можно рассматри-
вать только начальный участок кривой
Если же возможные ошибки пре-
вышают период колебаний осциллиру-
ющего множителя сигнальной функции,
что соответствует ошибкам в определе-
нии сигнальной функции, большим
то на оси ДХ выделяется ряд областей, в
пределах которых может лежать ошибка
параметра 8Х.
Первая такая область находится в
окрестности ДХ = 0, вторая и третья —
около соседних боковых максимумов
функции д(ЛХ) и т. д. Иначе говоря, да-
3.3. Нормальные и аномальные ошибки
73
же малые ошибки измерений могут привести к неоднозначности определе-
ния параметра А. Когда приемник разведки располагает априорными сведе-
ниями, ограничивающими область возможных значений А, их можно ис-
пользовать для исключения неоднозначности. Тогда точность измерения
определяется шириной первой области ошибок. Сравнение сигнальных
функций разных сигналов при этом следует производить по двум показа-
телям: по точности измерения и по требованиям к априорным сведениям,
необходимым для исключения неоднозначности. Полезной характеристи-
кой при этом является информативность, которая определяется логариф-
мом отношения допустимой априорной ошибки к получающейся после
измерения апостериорной ошибке. Информативность будет тем выше, чем
дальше отстоят боковые (побочные) максимумы сигнальной функции от
основного.
Возможно, однако, что априорных сведений нет или их точность не-
достаточна для исключения неоднозначности. При этом точность прак-
тически определяется крайними областями ошибок, и, следовательно, при
анализе полную кривую <?(ДХ) можно заменить ее огибающей (2(ЛА), по-
казанной на рис. 3.13 штриховой линией.
Возможен и другой подход к анализу такой сигнальной функции.
Допустим, что ошибки измерения ЗА по большей части малы, но суще-
ствует и некоторая вероятность появления больших ошибок. Тогда мож-
но считать, что точность оценки параметра А определяется начальным
участком сигнальной функции, но могут иметь место и аномальные боль-
шие ошибки. Вероятность отсутствия аномальных ошибок характеризует
надежность измерения, а для систем
ведкам — качество защищенности.
При таком подходе сигнальные фун-
кции следует сравнивать по двум по-
казателям: точности и надежности.
Чем выше уровень боковых максиму-
мов в сигнальной функции, тем выше
надежность скрытия параметра от
несанкционированного определения
средствами технических разведок.
В некоторых случаях информа-
тивный параметр А может принимать
только ряд дискретных фиксирован-
ных значений. Тогда задача измере-
ния сводится к определению номера
противодействия техническим раз-
Рис. 3.13. Сигнальная функция
с большими колебаниями
74
Глава 3. Эффективность средств РРТР
значения к для принятого (обнаруженного) радиосигнала. Такой случай
характерен, например, для перехвата сигналов цифровых систем переда-
чи информации. Сигнальная функция для такого случая также будет дис-
кретной. Ошибка при измерении сигнальной функции может привести к
тому, что вместо истинного значения параметра к,- будет принято другое
фиксированное значение kj, i=j. Качество измерения при этом удобно ха-
рактеризовать вероятностью ошибки.
Анализируя двумерную сигнальную функцию, необходимо различать
следующие два случая.
1. Оба неизвестных параметра информативны и подлежат скрытию от
определения средством разведки, например — несущая частота и длитель-
ность радиоимпульса. Двумерной сигнальной функции <?(ДХ, Ди) соответ-
ствует некоторая поверхность, причем в силу нормировки к энергии сиг-
нала в начале координат q(Q, 0) = 1. Чем быстрее спадает эта поверхность
при отклонении в любом направлении от начала координат, тем более
точные оценки параметров можно построить при заданной ошибке изме-
рения hq (при заданном соотношении сигнал/шум). Наличие у поверх-
ности <?(ДХ,Дц) нескольких максимумов может быть причиной неодно-
значного определения параметров, т. е. аномальных ошибок измерений.
Для хорошей маскировки значений параметров желательно, чтобы побоч-
ные локальные максимумы сигнальной функции были бы по уровню со-
измеримы с главным q(Q, 0) = 1, но отстояли бы от него как можно даль-
ше. При этом аномальная ошибка измерений будет иметь большую
величину и будет случаться с высокой вероятностью.
2. Только один параметр к является информативным, а второй неиз-
вестный параметр ц не дает полезной информации для разведки, т. е. яв-
ляется для нее паразитным случайным параметром сигнала. Несмотря на
то что измерять и не требуется, образцы сигнала должны также варьиро-
ваться и по ц, хотя количество и величина градаций по каждому парамет-
ру могут сильно различаться. Пусть, например, полезным параметром яв-
ляется частота сигнала, а паразитным — задержка импульса. Если образцы
сигнала будут различаться между собой только по частоте /, то вполне
возможно, что ни один из них не даст хорошего сходства с принятым
сигналом из-за различия по задержке (образец сигнала с истинным значе-
нием частоты может вообще не совпасть с принятым сигналом по времени,
что обусловит нулевое значение измеренной оценки сигнальной функции).
Значит, в случае, когда один из двух параметров паразитный, сигнальную
функцию следует также рассматривать как функцию двух переменных. Од-
нако требования к виду сигнальной функции теперь будут другие. Медлен-
3.3 Нормальные и аномальные ошибки
75
ный спад поверхности <?(ДХ, Дц) необходим только вдоль оси частот. По
оси времени (задержки) он должен быть как можно более крутым, это
позволит уменьшить чувствительность средства разведки изменениям
информативного параметра и зависимость точности несанкционирован-
ных измерений от значения параметра паразитного.
Все приведенные рассуждения убеждают прежде всего в том, что гра-
ница между нормальными и аномальными ошибками условна и может
быть определена только для сигналов конкретного вида и в конкретных
условиях приема и обработки: мера аномальных ошибок, обусловленная
действием только нормального стационарного шума приемных устройств,
будет существенно отличаться от меры (величины?) аномальных ошибок,
обусловленных помехами из-за нарушения ЭМС или из-за активного
противодействия (дезинформации средств разведки) с использованием
имитирующих сигналоподобных помех. Тем не менее ниже исследуются
условия возникновения аномальных ошибок, величина которых превос-
ходит ширину некоторой окрестности около главного экстремума функ-
ции различия е(ДХ). Область нормальных ошибок обычно располагается
симметрично вокруг нуля на оси ДХ (или около Хи на оси 1). На рис. 3.14
соответствующие граничные точки обозначены как XHi и Хн2. Эти точки
лежат внутри области априорной неопределенности, границы которой
Рис. 3.14 К определению аномальных ошибок
Если полагать, что средство разведки работает в нормальной сигналь-
ной обстановке, в отсутствии специально организованных помех, то причи-
ной ошибок является действие только аддитивного шума приемных уст-
ройств. Тогда, учитывая, что оценка параметра определяется наименьшим
76
Глава 3. Эффективность средств РРТР
значением измеренной функции различия, можно сформулировать до-
статочное условие наличия аномальных ошибок в виде
е(Х)<е(Хи), VXe[Хн|;Хн2]. (3.28)
С учетом соотношения (3.17) условие (3.28) представляется в виде
]«2(/)Л + е(Х)>еп(Х) + -^-J ип2(/)Л, (3.29)
5/0 5/0
откуда искомое достаточное условие наличия аномальных ошибок
е(Х)<еп(Х) VXe[XH);Хн2], (3.30)
т. е. это условие должно выполняться для всех X, лежащих в области
[^н11 ^н2 ]•
При неэнергетическом параметре X функция ограничена [е(Х)<4] и
связана с сигнальной функцией соотношением е(Х) = 2[1
Поскольку ошибка еп (X) может иметь разный знак, (3.30) можно заме-
нить более сильным неравенством
е(Х)<|еп(Х)|, (3.31)
или иначе, используя связь е(Х) с сигнальной функцией <?(Х),
2D -<7(Ч]< J М]«п .
5/0 -о»
(3.32)
В частном случае, когда в области аномальных ошибок сигнальная
функция не имеет значительных выбросов, можно принять = Тогда
из (3.31) получается условие, накладываемое на максимальное значение
обобщенной помеховой функции, определенной согласно
1 00
I 5('Ж(')Л- (3.33)
5/0
где 5(/А)— детерминированная функция, равная в данном случае
2[5(/Ди)-4лХ)].
Поэтому условие наличия аномальных ошибок выглядит как
Еп max > (3.34)
Таким образом, аномальные ошибки измерения параметра (парамет-
ров) сигнала происходят тогда, когда боковые выбросы оценки сигнальной
функции по измеряемому параметру превосходят по величине уровень
главного выброса. В случае приема сигнала с неэнергетическим парамет-
3.3. Нормальные и аномальные ошибки
77
ром на фоне нормального стационарного белого шума вероятность такой
ситуации можно оценить на основании следующего соотношения [17]:
supPaH =1
(n -Q^k)2
2o[„
(*-Q)2
(3.35)
где Ощ - =—— — мощность шума, прикладываемого к каждому оце-
Апм
ниваемому значению сигнальной функции; п — число независимых ка-
налов, равное числу градаций дискретных значений информационного
параметра X и соответственно объему выборки отсчетов, по которому одно-
значно точно восстанавливается сигнальная функция; qk — относитель-
ный уровень k-го значения сигнальной функции (относительно уровня
главного выброса q{ = 1) — математическое ожидание значения сигналь-
ной функции, которое получается в процессе оценивания информатив-
ного параметра на фоне шума.
По структуре выражения (3.35) видно, что оно задает вероятность
такого события, которое образует полную группу с событием отсутствия
превышения любым из л - 1 боковых выбросов сигнальной функции слу-
чайного значения, сформированного в настроенном канале, где q= 1.
Выражение (3.35) получено в предположении о том, что все значения
оценки сигнальной функции qk, к<= 1:л, статистически независимы. Если
нет достаточных оснований для того, чтобы принять это условие, полу-
ченная на основании (3.35) оценка оказывается завышенной и ее можно
считать верхней границей вероятности аномальной ошибки. Для оценки
нижней границы можно поступить следующим образом.
Дело в том, что далеко не все сомножители, входящие в произведение
интегралов в (3.35) одинаково значимы. Этот вклад тем значительнее, чем
больше математическое ожидание Qqk соответствующего значения оценки
сигнальной функции. А наибольший вклад в оценку вероятности аномаль-
ной ошибки вносит самый большой по величине выброс сигнальной
функции: именно для него характерна наибольшая вероятность аномаль-
ной ошибки. Поэтому нижняя граница вероятности аномальной ошибки
может быть оценена на основе двумерной совместной плотности распре-
деления оценки сигнальной функции в окрестности главного и наиболь-
шего из боковых выбросов (в окрестности главного и наибольшего из
локальных максимумов). Соотношение для такой оценки, сконструиро-
78
Глава 3. Эффективность средств РРТР
ванное на основе тех же рассуждений, которые ранее привели к (3.35),
можно представить в виде
inf Ран
еХР
2^
Су-сЫ
2сТш
2 ’
- dy
dx =
= 1-2
1
л/2л<тш
Г Ф qX Ц.к- exp
J I V2 J
(3.36)
где qk — уровень наибольшего из боковых выбросов сигнальной функции,
а коэффициент 2 перед интегралом учитывает тот факт, что боковые выб-
росы сигнальной функции всегда имеют пару (<?(Х) — четная функция).
Результат численного интегрирования (3.36) для конкретного случая
оценивания несущей частоты радиоимпульса представлен на рис. 3.15 по-
верхностью в координатах q- qk, где q — соотношение сигнал/шум в поло-
се, обратной времени наблюдения (анализа) сигнала, a qk— относительный
Рис. 3.15. Нижняя граница вероятности аномальной ошибки
измерения несущей частоты радиоимпульса
уровень максимального бокового лепестка сигнальной функции радиоим-
пульса по частоте. В конкретном рассматриваемом случае измеряемого
параметра — несущей частоты радиоимпульса — сигнальная функция сов-
падает с огибающей его спектра.
На основании полученной зависимости можно получить нижние, ос-
торожные с точки зрения обеспечения защиты от РРТР, оценки вероят-
ностей аномальных ошибок измерения несущей частоты радиоимпульса
при разной форме его огибающей. Зависимости этой вероятности от со-
отношения сигнал/шум приведены на рис. 3.16. Для прямоугольного им-
пульса, у которого относительный уровень второго, наибольшего бокового
лепестка сигнальной функции равен
3.3. Нормальные и аномальные ошибки
79
. Зя
Sin--
____2_
Зя
Т
Зависимость представлена кривой 1.
Для радиоимпульса с симметричной треугольной огибающей
( . Зя Y
sin—
2
Зя
Т
6^2 прям
^2треуг
= 0,21.
= 0,04.
(3.37)
(3.38)
Вероятности аномальных ошибок, естественно, будут меньше (кривая 2).
Импульс с гауссовской формой огибающей (такую модель радио-
импульса часто используют в радиолокации, описывая ею форму огиба-
ющей радиоимпульса на выходе многокаскадного УПЧ) вовсе не будет
иметь боковых выбросов сигнальной функции, но имеет довольно мед-
ленный спад <?((£>). Поэтому для него характерна зависимость вероятно-
сти аномальных ошибок от соотношения сигнал/шум, представленная кри-
вой 3 на рис. 3.16.
Рис. 3.16. Нижняя граница вероятности аномальной ошибки
измерения несущей частоты радиоимпульса с прямоугольной,
треугольной и с гауссовой огибающей
При трапецеидальной огибающей радиоимпульса вероятность анома-
лий измерения частоты будет обеспечиваться где-то между границами (3.37)
и (3.38), поскольку
4l прям — *?2 треуг — *?2 гаусс (3.39)
80 Глава 3 Эффективность средств РРТР
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки и
частоты радиосигнала
Определение времени задержки и частоты радиосигнала — распрост-
раненная и типичная задача для средства РРТР. Несущая частота — один
из самых информативных для средств разведки параметров сигнала. А на
основе измерения задержки работают корреляционные измерители про-
странственных координат объектов разведки. Кроме того, физически из-
мерение задержки для средств разведки чаще всего выступает как изме-
рение некоторого иного временного интервала, а именно — длительности
или периода следования импульсов, принципиальной для анализа условий
возникновения аномальных ошибок разницы здесь нет — просто начало
измеряемого временного интервала исчисляется не от произвольного
момента.
Ниже рассмотрение проводится на основе анализа одномерных сиг-
нальных функций некоторых характерных радиосигналов. Обобщение на
случай произвольной размерности тривиально.
Представляет интерес рассмотрение ошибок определения задержки и
частоты сигнала, имеющего форму пачки радиоимпульсов. Не нарушая
общности при существенном упрощении модели сигнала импульсы в пачке
предполагаются прямоугольными (точнее, имеющими прямоугольную
огибающую) и когерентными. Аналитическая модель такого сигнала мо-
жет быть представлена в виде
е(г) = <7,П(г, тим )sin со/, (3.40)
где П^,тим) — последовательность прямоугольных импульсов единичной
амплитуды с длительностью импульса тим и периодом повторения так
что полная длительность сигнала Тс= NTn (N — число импульсов в пач-
ке, наблюдаемой и анализируемой средством разведки). Сигнал будет за-
держан на время т. которое в данном случае представляет собой инфор-
мативный параметр. Принятый сигнал сравнивается с образцом, в который
также введена задержка на время т. Сигнальная функция, определяющая
потенциальную точность измерения задержки и возможность аномальных
ошибок, представляется в виде
1 ?с
(Дт) = — J “ т’ тим )sin(со? -т,-, тим) х
о
(3.41)
хП(/-т(, тим )sin (сог — сот,
где Ат = т —т;.
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки и частоты радиосигнала 81
Отбрасывая в (3.41) слагаемое, осциллирующее с частотой 2со, можно
получить
Т
<?(Дт) = СГАТ I П ” Т,Тим )П ~ T' ’T™ И
W ~ИМ п
(3.42)
Интеграл, входящий в (3.42) разбивается на сумму интегралов, при-
чем каждое слагаемое соответствует интегрированию в пределах одного
периода ТП. Пока сдвиг Дт меньше периода, таких интегралов будет N. При
сдвиге в пределах от Тп до 2 7п интегралов будет N- 1 и т. д.
Естественно также, что каждый интеграл отличен от нуля только на
тех подинтервалах времени, где импульсы двух перемножаемых последо-
вательностей перекрываются. С учетом сказанного выражение для сигналь-
ной функции (3.42) можно представить в виде
?(Дт) =
СО8 0)Дт£ 1-
Т I V I
'“ИМ /v /
при iTn <Дт</7„ -тим;
О при остальных значениях Дт.
(3.43)
График функции (3.43) приведен на рис. 3.17.
Рис. 3.17. Сигнальная по задержке (совпадающая с автокорреляционной)
функция пачки прямоугольных импульсов
Из анализа сигнальной (автокорреляционной) функции следует ряд
важных выводов о качестве рассматриваемого сигнала при его использо-
вании для измерения задержки. Допустим, что средство разведки можем
измерять q с такой точностью, что ошибка 5<у значительно меньше вели-
2тг 1
чины------< — Тогда исследуемый радиосигнал обеспечит однозначное
82
Глава 3. Эффективность средств РРТР
измерение задержки с ошибками, составляющими доли периода заполня-
ющей импульс частоты со. Чем выше эта частота, тем точнее будет оценка
задержки, но и тем выше требования к точности измерения q, при кото-
рых этот вывод справедлив. Практически такой режим работы может быть
использован, если <отим не очень велико.
Однако в большинстве случаев оэтим » 1, и точность следует оцени-
вать по огибающей сигнальной функции. При этом видно, что точность
будет тем выше, чем короче импульс. Разумеется, что сравнение следует
производить при постоянной полной энергии сигнала Qo, поэтому для уко-
роченных импульсов сравнение корректно при соответствующем увели-
чу2
чении импульсной мощности —L или числе импульсов в пачке N.
Измерение по огибающей импульса также будет неоднозначным (бу-
дет приводить к аномальным ошибкам), если ошибка в оценке сигнальной
функции превышает —• Такой случай обычно имеет место при N» 1.
Наконец, как видно из рис. 3.17, измерение задержки может производиться
по огибающей пачки импульсов. Результаты такого измерения всегда будут
однозначными, без аномальных ошибок, но очень неточными.
Отождествление измеряемой задержки с аргументом ближайшего боко-
к -л, , 2л
вого выброса сигнальной функции, имеющего уровень 1------, не всег-
®ТИМ
да можно считать аномальной ошибкой: это ошибка на период частоты
несущего колебания. Но при очень низких частотах и такая ошибка может
иметь значительную величину. Безусловно аномальной будет ошибка,
превосходящая по величине значение Тп (и кратная этому значению).
Такие ошибки соответствуют аргументам максимумов огибающей сигналь-
ной (автокорреляционной) функции пачки. Происходят ошибки с такой
вероятностью, с которой относительное значение помехового выброса
1
превзойдет уровень —.
Важно установить, какими свойствами обладает пачка когерентных
радиоимпульсов, если по ней измеряется частота (точнее, смещение час-
тоты относительно некоторого опорного значения, например — относи-
тельно середины диапазона априорной для разведки неопределенности
значения несущей сигнала). Прежде всего необходимо отметить, что вид
сигнальной функции д(Д<о) оказывается зависимым от выбора начала от-
счета времени. Для сигнала, заданного, например, на интервале от 0 до
Тс, сигнальная функция будет не такой, как для сигнала в интервале
3 4. Аномальные ошибки при измерении задержки и частоты радиосигнала 8 3
Т т
J с . 1 с
2 ’ 2
/е
Это обстоятельство можно пояснить следующим образом.
Когда считается, что неизвестен только один параметр сигнал — частота,
то и опорные образцы сигнала могут различаться только по этому пара-
метру. Это означает, что в какой-то один момент времени /0 все образцы
(и принимаемый сигнал) должны точно совпадать. По мере удаления от
момента /0 расхождение будет увеличиваться, и тем сильнее, чем больше
разница соответствующих частот. Интегральное различие между сигналом
и образцом, которое и определяет сигнальную функцию, будет зависеть
от момента относительно начала наблюдения сигнала. Ясно, что если tn
совпадает с началом сигнала, то общее расхождение за время Та будет
большим, чем когда t0 взят в середине. Представляя, для примера, сигнал
в виде e(/) = £/msincoZ при /,<?<г2, считается, что г0= 0, ибо именно при
t = 0 сигнал е(/) не зависит от со и, следовательно, в этот момент все об-
разцы точно совпадают. Но тогда естественно, что ^(Лсо) будет зависеть
не только от (у, — ?2), но и от абсолютного значения
В некоторых случаях, когда определены физические условия задачи,
можно однозначно задать начало сигнала ф Так, например, если речь идет
об определении частоты колебаний на выходе УПЧ, начало сигнала надо
совместить с началом отсчета времени и считать, что сигнал расположен
в интервале [0;Тс]. В других случаях определенно задать начало сигнала
нельзя Это связано с идеализированной постановкой задачи об измере-
нии частоты при точно известной фазе. На практике чаще всего бывает
так, что если неизвестна частота, то неизвестна и фаза, и измерять надо
два параметра, рассматривая двумерную сигнальную функцию. Тем не ме-
нее идеализированная постановка задачи также представляет интерес,
например, когда речь идет о сравнении сигналов в одинаковых условиях.
Кроме того, произвольный выбор начала отсчета в пределах длительнос-
ти сигнала не очень сильно влияет на вид сигнальной функции.
Полагая, что приемник средства РРТР производит оптимальную об-
работку при измерении частоты принимаемого сигнала и что фазы сиг-
нала и его образцов, используемых при такой обработке, совпадают в
момент начала сигнала, сигнальную функцию для пачки радиоимпульсов
с когерентным заполнением следует записать в виде
у
4(д®)=7~- [^|2п(Ттим)5*п[(и + ^)г] n(r,TMM)sin[(co + Q,)r]i//, (3.44)
Уо 0
где A(d = £2-Qz— смещение частоты в принятом сигнале и в образце соот-
ветственно.
84
Глава 3 Эффективность средств РРТР
Имея в виду, что П(г, тим)П(г, тим) = П(г, тим), можно разбить инте-
грал в (3.44) на сумму интегралов, каждый из которых вычисляется в преде-
лах, соответствующих одному импульсу из последовательности П(7,тим).
Пренебрегая малыми членами (с аргументами <шим), можно получить
дсотим
/л \ 1 S'n 2 v1 { „ Асот
б/(и) = cos лЛюГп ~
им п=0 х
2
Подсчитав в (3.45) сумму, окончательно можно
. Асотич . (VAcoTL
. sm----------------—sin---------
<?(Aco) =----——
N АйТим
2
ИМ
2
(3.45)
получить
У-1 )
—у—AcdT^ 1, (3.46)
э ( Aon,,..
±----cos ----
WAco7n 2
где NTV — длительность пачки импульсов.
Зависимость сигнальной функции пачки импульсов по частоте для
N= 1 превращается в
. Aon
sin-----
<71(Асо) = —-—
v АСОТим
2
(3.47)
которая уже рассматривалась выще, в связи с анализом аномальных оши-
бок определения частоты одиночного прямоугольного импульса. Эта за-
висимость изображена на рис. 3.18.
Рис 3.18. Сигнальная функция для оценки точности
определения частоты радиоимпульса
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки и частоты радиосигнала 85
Вероятность аномальной ошибки в первом приближении совпадает с
вероятностью совместного действия двух таких помеховых выбросов, ко-
торые опустят основной лепесток сигнальной функции и поднимут боко-
вой лепесток до уровня, превышающего главный. Такая функция спадает
л
от единицы при Д<о = 0 и до нуля при Дсо =--. Поэтому чем длиннее
т
сим
импульс, тем быстрее спадает сигнальная функция и, следовательно, тем
точнее определяется смещение частоты. Но вероятность аномальной
ошибки от длительности импульса не зависит, если, разумеется, сравни-
вать при разной длительности импульсы с одинаковой энергией.
Для (V= 2, т. е. для пачки из двух импульсов, разнесенных на время Тп,
как на рис. 3.19, сигнальная функция принимает вид
• Асотим
, \ Sin 2 ДсоТ. ДсоГп + Дсот,,..
q2 (Дсо)=———cos---------—cos------2-----(3.48)
V 7 Асотим 2 2
2
Рис. 3.19. Пачка импульсов при N=2
Вид сигнальной функции q2 (Дсо) пары импульсов рис. 3.19 изобра-
жен на рис. 3.20. Полная длительность сигнала может считаться равной
Т= Тп + тим. Если сопоставить функции д, (Дсо) и ^2(Д(В) при равной
полной длительности сигнала и равной энергии, можно получить срав-
нительные характеристики этих сигналов в режиме измерения смещения
частоты. Первый представляет собой прямоугольный импульс длиной Т
и^т
и амплитудой U (энергия Q = ——). Второй сигнал рис. 3.20 состоит из
двух более коротких импульсов. Каждый импульс занимает время в одну
десятую полной длительности сигнала, но с большей амплитудой. Таким
86
Глава J. Эффективность средств РРТР
Рис 3.20. Сигнальная функция для оценки точности определения
частоты пары когерентных радиоимпульсов
образом, во втором сигнале заданная энергия как бы сосредоточена по кра-
ям временного интервала Т.
На рис 3.20 для сравнения нанесена сигнальная функция и для оди-
ночного радиоимпульса. Как видно, вероятность аномальных ошибок при
определении частоты сигнала по паре импульсов примерно такая же, как
и при наблюдении одиночного импульса с той же энергией сигнала, но
наиболее вероятное значение аномальной ошибки иное. Кроме того, вид-
но. что и при одинаковой энергетике точность определения частоты при
наблюдении пары импульсов (крутизна сигнальной функции в точке ис-
тинного значения частоты Д<о= 0) оказывается выше, чем для одиночно-
го импульса.
Для крайнего случая, когда N» 1 и ТП» 1, из (3.46) следует, что
. TVAcoT?
'7-<АМ)3 ШТ, C°S-------------2------' <3'4”
2
На рис. 3.21 приведен график зависимости д10 (Дсо) для УУ= 10. Иссле-
дование этой функции показывает, что функция q._, (Дсо) спадает до нуля
л 71 2лА: , , ,
при До) =-----, но в точках Дсо=----,к = 1,2... опять возрастает до зна-
Тп
чений, близких к единице. Следовательно, здесь точность оценки будет
тем большей, чем больше полная длительность сигнала Тс = NTn, но веро-
ятность аномальной ошибки существенно выше. Очевидно, что если бы
сигнал излучался непрерывно в течение времени Тс (сохраняя ту же пол-
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки и частоты радиосигнала 87
Рис. 3.21. Сигнальная функция <710(Дш) при большом N- 10
ную энергию), то достигалась бы почти такая же точность измерения, но
вероятность аномальных ошибок была бы меньше. Этот вывод отражает
известный факт состоящий в том, что импульсный режим не выгоден для
измерения смещения частоты.
Важное практическое значение имеет оценка точности совместного
определения временных характеристик и несущей частоты широкополос-
ных сигналов (сигналов с базой В= 6fT» 1). Как уже отмечалось, при из-
мерении временной задержки сигнальная и автокорреляционная функции
полностью совпадают, и требование быстрого спада сигнальной функции
в данном случае эквивалентно требованию расширения спектра сигнала.
Поэтому чем шире спектр излучаемого сигнала, тем точнее с его помо-
щью можно измерить характеристику момента времени (прихода, задер-
жки, начала и конца сигнала и/или его элемента). Расширить спектр сиг-
нала можно разными путями, например можно укорачивать импульсы в
сигнале. Но более перспективный путь — формирование широкополос-
ного непрерывного сигнала за счет применения специальной фазовой или
частотной модуляции. В качестве примера можно рассмотреть непрерыв-
ный сигнал, который получится при модуляции несущего колебания по
фазе импульсно-временными кодами (ИВК). При прямоугольной форме
импульсов фаза несущего колебания может принимать только два значе-
ния. Чаще всего эти два дискретных значения отличаются на л. Тогда
аналитическая модель радиосигнала представляется в виде
e(r) = (/on'(r)sincor, (3.50)
88 Глава 3. Эффективность средств РРТР
гдеП'(г) — последовательность ИВК, каждый из которых состоит из М
положительных и отрицательных импульсов. В зависимости от значения
символа соответствующего кода П'(г) = ±1 (рис. 3.22). На рис. 3.22 для
примера изображена функция П'(/), полученная из семисимвольной по-
следовательности Баркера (1110010).
Радиосигнал, модулированный последовательностью П'(1), наблюда-
ется средством разведки в течение времени Гс. Длительность одного пе-
риода ИВК модулирующей функции Тп, длительность одного символа по-
следовательности П'(г)Гим. За время Гс совершается N периодов ИВК,
т.е. Тс= NTn= NMt„M
При измерении задержки сигнальная функция радиосигнала, модули-
рованного последовательностью П'(1), будет по определению
1 Гс
<?(Дт) =— J (/|2П'(/ -T)sin[co(r-т)]П'(г-T/)sin[co(r- т,-)]Л, (3.51)
2о 0
и2т
где 0О Дт = т-т,-.
После тривиальных преобразований в пренебрежении интегралом за
большое время Тс от аддитивной составляющей, осциллирующей с двой-
ной несущей частотой сигнала, из (3.50) получается
Д
<?(Дт) = L0-SCl) т J П'(г-т)П'(/-т/)А = С(Дт)со8а)Дт, (3.52)
Тс о
Сигнальная функция д(Дт) в данном случае представляет собой вы-
сокочастотное колебание частоты о, умноженное на сравнительно медлен-
но меняющуюся функцию б(Дт), которая зависит только от вида исполь-
зуемого ИВК. Для приведенного на рис 3.22 примера псевдошумового кода
Баркера при М=7 достаточно вычислить интеграл (3.51) в дискретных
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки и частоты радиосигнала 89
точках Дт = 0, тим, 2тим,... /тим, поскольку в промежуточных точках соот-
ветствующая функция 0(Лт) получается путем соединения отрезками пря-
мых линий.
Все псевдошумовые коды, предназначенные для измерения времен-
ной задержки, синхронизации или гаммирования, обладают общим свой-
ством: их сигнальная функция резко уменьшается при сдвиге на один
символ и остается в дальнейшем малой величиной, пока сдвиг не стано-
вится кратным длительности периода псевдошумового кода Ти. При этом
L
Q(kTn) = l-— npHl<A:<W, (3.53)
так же как в случае периодической последовательности импульсов. Все
это позволяет сконструировать форму сигнальной функции для сигнала с
расширением спектра последовательностью кода Баркера в форме рис. 3.23.
Рис. 3.23. Огибающая автокорреляционной функции
пачки из N кодов Баркера
В промежуточных точках (Дт = /тим *кТ^) автокорреляционная функ-
ция кода Баркера может иметь только отрицательные значения, причем
при N —> о» эти значения приближаются к ——. Из графика функции
М
2(Дт),при п-1, (V=3, приведенного на рис. 3.23, видно, что точность
определения временного интервала по сигналу ПШ-ФМ зависит от дли-
тельности импульса тим, а вероятность аномальной ошибки — от длитель-
ности одного псевдошумового кода Тп.
Понятно поэтому стремление при выборе сигналов в процессе проек-
тирования систем найти такие коды, которые имели бы большие значения
Т
М =—2- (высокую информативность), сохраняя при этом и высокую
'''им
надежность, т. е. стойкость к аномальным ошибкам — малые промежу-
90
Глава J. Эффективность средств РРТР
точные выбросы сигнальной функции при тим < т < Тп - тим. Для рас-
сматриваемого кода абсолютное значение максимального промежуточного
1
выброса равно —• Таким же свойством обладают и другие коды Баркера.
Для навязывания аномальных ошибок средству разведки нужно стимулиро-
вать в точности обратную ситуацию.
Таким образом, проведенный анализ позволяет сформулировать сле-
дующий порядок определения условий, приводящих к аномальным ошиб-
кам при измерениях параметров радиосигнала.
1. Сформировать аналитическую модель исследуемого сигнала и вы-
делить информативный для разведки параметр (параметры) X.
2. Вычислить сигнальную функцию по информативному для развед-
ки параметру ^(Ат).
3. Определить разницу уровней главного и наибольшего из боковых
максимумов сигнальной функции.
4. Найти вероятность того, что при заданном соотношении сигнал/
шум действие помехи приведет к тому, что боковой выброс оценки сиг-
нальной функции превысит уровень оценки главного лепестка, или опреде-
лить уровень помехи, при котором оценка бокового лепестка сигнальной
функции превзойдет оценку главного лепестка с заданной вероятностью.
3.5. Нормальные и аномальные ошибки измерения
углов и угловых скоростей
Потенциальные возможности средств разведки по измерению угловых
координат объектов, излучающих в радиодиапазоне, определяют предель-
Рис. 3.24. Сигнальная функция
по углам и угловым скоростям
ную точность их местоопределения. А зна-
ние угловых скоростей позволяет судить о
динамических свойствах летательных аппа-
ратов, наблюдая процесс их летно-конструк-
торских испытаний. О характеристиках по-
тенциальной точности определения углов и
угловых скоростей можно судить на основа-
нии исследования свойств соответствующей
сигнальной функции по параметрам <р и <р
(рис. 3.24).
Как видно, сигнальная функция в сече-
нии <р= 0, т. е. по угловой скорости, не имеет
побочных максимумов. Поэтому измерения
угловых скоростей не сопровождаются ано-
мальными ошибками.
3.5. Нормальные и аномальные ошибки измерения углов и угловых скоростей 91
Контрольные вопросы и задачи
1. Что характеризует пороговый уровень сигнала при обнаружении? Как по-
роговый уровень зависит от неопределенности параметров сигнала?
2. Приемник РРТР наблюдает импульсный сигнал мощностью 100 мкВт и
длительностью примерно 1 мкс на фоне аддитивного шума со спектральной плот-
ностью No = 10“4 Вт/МГц. Вероятность ложной тревоги фиксируется на уровне
Рпт = 10 4. Какова вероятность правильного обнаружения? Какова точность опре-
деления несущей частоты и длительности импульса сигнала?
3. Конструкторы нашли возможность увеличить диаметр раскрыва приемной
антенны ИСЗ радиотехнической разведки в 2 раза. Как изменится вероятность
обнаружения сигнала объекта разведки? Как изменится точность определения раз-
ведываемых параметров сигнала?
4. Чем отличаются нормальные и аномальные ошибки? Как характеризуют
меры нормальных и аномальных ошибок?
5. Построить график автокорреляционной функции периодически повторя-
ющегося сигнала в виде кодовой последовательности Баркера длительностью 7 сим-
волов при бесконечно большом периоде повторения.
ГЛАВА 4
КАЧЕСТВО ВЫДЕЛЕНИЯ СООБЩЕНИЙ
СРЕДСТВАМИ РАДИОРАЗВЕДКИ
4.1. Перехват аналоговых сообщений
Качество и даже возможность выделения аналогового речевого сооб-
щения приемником средства радиоразведки определяется соотношением
сигнал/шум в полосе канала, оканчивающегося слуховым аппаратом опе-
ратора средства радиоразведки. Критерием качества приема при этом
считается вероятность правильного узнавания слова оператором. Эта ве-
роятность нелинейно зависит от соотношения сигнал/шум. Эксперимен-
тальная зависимость вероятности правильного узнавания слова W от со-
отношения сигнал/шум в акустическом канале приведена на рис. 4.1 [38].
Рис 4.1. Экспериментальная кривая разборчивости речи
Считается (это экспериментальный факт), что для удовлетворитель-
ной разборчивости речи необходимо обеспечить W= 0,2. Как видно из
рис. 4.1, этому условию отвечает соотношение сигнал/шум на уровне
q = 0,026. В дальнейшем для определения порогового для средства радио-
разведки сигнала используются обе величины: пороговая вероятность для
разборчивости 1Г=0,2 и пороговое соотношение сигнал/шум q = 0,026.
В радиоканале утечки информации (перехвата) действует сигнал
модулированный сообщением х(г). Принято, что сообщение (модулиру-
ющая функция) нормировано к единице |х(/)| < 1. Спектр сообщения со-
4.1. Перехват аналоговых сообщений
93
средоточен в полосе fx е (О;/^]. Это сообщение модулирует несущее ко-
лебание частотыМодулированный сигнал s[x(/)|. Ширина спектра сиг-
нала не уже полосы сообщения. Средняя мощность сигнала на входе при-
емника средства разведки Рс, а мощность шума Рш. Поэтому соотношение
сигнал/шум, приведенное ко входу приемника. Кроме того, считается, что
шум имеет равномерную спектральную плотность =Pc/\f в полосе А/
занятой спектром сигнала.
Относительно способа модуляции считается, что сигнал S’(z) модулиро-
ван сообщением по амплитуде либо по аргументу (по фазе или частоте).
При обычной AM:
s(r) = fl[l+maMx(r)]cos2n/0r, (4.1)
ширина спектра сигнала в два раза больше ширины спектра модулирующей
функции:
—2/'^1ах. (4.2)
При балансной модуляции (БМ)
s(t) = «x(r)cos2n/0r, (4.3)
а ширина спектра такая же, как и при обычной AM,
Д/бМ =А/ам =2Fmax. (4.4)
При амплитудной модуляции с одной боковой полосой (ОБП) спектр
сообщения переносится из полосы (0; Fmax] в полосу (f0; f0 + Fmax] или
(f0; fa- Fmax], поэтому ширина спектра модулированного сигнала прини-
мается равной ширине спектра сообщения
Д/обп — Лпах • (4-5)
При фазовой модуляции (ФМ) сигнал представляется в виде
s(t} = «cos [2л/0г + тфмх(г)], (4.6)
а ширина спектра определяется как шириной спектра модулирующей
функции, так и индексом фазовой модуляции
При частотной модуляции (ЧМ)
= «cos
2л/0г + 2л/д Jx(0)de
о
(4.7)
где /д — девиация частоты.
/т
Индекс модуляции при ЧМ тчы =——, а ширина спектра
р
max
А/чм = 2(/д + Fmm) = 2(щчм +l)Fmax, (4-8)
94
Глава 4. Качество выделения сообщении средствами радиоразведки
т. е. при малых индексах модуляции < 1 = А^м, а при больших
тчм » 1 Л/чм = » 2Fniax.
Считается также, что приемник для выделения сообщения х(г) реали-
зует оптимальные алгоритмы демодуляции сигнала s’(r). Оптимальный в
том смысле, что любой технически реализуемый, а тем более — реальный
приемник не может обеспечить лучшего воспроизведения сообщения.
Полученные при таких условиях оценки качества воспроизведения
сообщения оказываются верхними, оптимистическими для разведки и
пессимистическими для системы маскировки: реальный приемник сред-
ства разведки может работать только хуже оптимального.
Все модификации способа амплитудной модуляции (обычная AM, БМ
и ОБП) относятся к классу линейных: сигнал линейно связан с сооб-
щением х(г) [26]. Полная мощность AM сигнала
1 т,
(4.9)
1 о
распределена между зависящими от сообщения (информационными) ком-
понентами и спектральной составляющей на частоте несущего колебания.
При AM из (4.1) и (4.9) следует, что
2
/’с=у(1 + «ам) = /’о+^ам, <4Л0)
где Ро — мощность на несущей, равная мощности немодулированного
колебания (сигнала при х(/) = 0); тЛМР^ — суммарная мощность в боко-
вых полосах (именно эта мощность переносится на выход демодулятора
AM колебания). При балансной модуляции
2
/’с-у = /’о, (4-11)
и вся мощность сигнала сосредоточена в боковых полосах спектра, что
отражает очевидный факт, состоящий в том, что при БМ мощность на
несущей равна нулю (если только модулирующая функция, как при пере-
даче речи, не содержит постоянной составляющей).
При передаче с ОБП вся мощность сигнала приходится на информа-
ционные спектральные компоненты, как и при БМ. Но ширина спектра
сигнала при ОБП в два раза уже, чем при простой AM и при БМ., т. е.
ширина спектра сигнала равна (примерно) ширине спектра сообщения.
Поскольку спектр шума в полосе приемника равномерный, при фиксиро-
ванной мощности передатчика соотношение сигнал/шум на выходе демо-
4.1. Перехват аналоговых сообщений
95
дулятора сигнала с ОБП будет в 2 раза больше, чем при БМ, и в —— раз
больше, чем при обычной AM. Но если нормируется не мощность пе-
редатчика, а соотношение сигнал/шум на входе приемника, то следует счи-
тать, что соотношение сигнал/шум на выходе демодулятора при БМ и при
ОБП будет одинаковым.
Линейность связи х(г) и s(t} принципиально допускает линейность
оператора демодуляции. Именно так строятся оптимальные демодуляторы
сигналов с AM, БМ и ОБП. Поскольку при линейных преобразованиях
не происходит подавление сигнала шумом, в результате оптимальной демо-
дуляции (в принципе) не изменяется соотношение сигнал/шум. Следова-
тельно, учитывая (4.10) и (4.11), можно построить обменную диаграмму
между соотношением сигнал/шум на входе приемника радиоразведки и
коэффициентом глубины AM при фиксированном соотношении сигнал/
шум на выходе демодулятора <7ВЬ1Х. Эта диаграмма изображена на рис. 4.2
(нижняя кривая).
Рис. 4.2. Область пороговых AM сигналов для приемников РР
Разумеется, линейный демодулятор — это идеализированная модель
устройства выделения сообщения из AM, БМ или ОБП колебания. На
практике модулятор всегда отличается от идеального и обеспечивает не
большее, чем идеальный, соотношение сигнал/шум на выходе.
Обычный амплитудный детектор [10] имеет выходное соотношение
сигнал/шум
4вых = fT”-• (4.12)
Как видно, при больших входных соотношениях сигнал/шум qBX » 1
соотношение (1.12) линеаризуется, а при малых qm< 1 детектор является
96 Глава 4. Качество выделения сообщений средствами радиоразведки
квадратичным. Это свойство обуславливает известный эффект подавления
слабого сигнала шумом на нелинейности амплитудного детектора. Диа-
грамма обмена между qm и там для самого крайнего тяжелого случая демо-
дуляции при помощи квадратичного детектора представлена на рис. 4.2
верхней кривой.
Две кривые на рис. 4.2 для идеального линейного демодулятора и для
квадратичного детектора, подавляющего сигналы на своей нелинейности,
ограничивают снизу и сверху область, в которой могут располагаться об-
менные диаграммы для реальных, используемых на практике демоду-
ляторов. Факторы, приводящие к подъему диаграммы <?вх - там над уров-
нем идеального демодулятора, перечислены в [36].
Как видно, при линейных видах модуляции выходное соотношение
сигнал/шум никогда не бывает больше входного. Принципиально иное
положение складывается при нелинейной модуляции.
При малых индексах ЧМ m4M < 1 ширина спектра сигнала не превос-
ходит двойной ширины спектра сообщения (узкополосная ЧМ), и со-
отношение сигнал/шум при демодуляции не увеличивается. Мощность
информационных компонент в спектре ЧМ сигнала такая же, как и при
AM. Поэтому при анализе пороговых свойств узкополосных ЧМ сигна-
лов (m4v < 1) можно пользоваться теми же соотношениями и диаграмма-
ми рис. 4.3, что и для AM.
При частотной модуляции с большим индексом да,1м > 1 демодулятор
«собирает» энергию сигнала из входной полосы
Л/ ~ 2(/д + Лпах ) = 2/д (W4M +1)
и сосредотачивает ее в полосе сообщения (0;/%.,*), тогда как приложен-
ный к сообщению шум формируется выходными флуктуациями в полосе
сообщения. Таким образом происходит обмен входной полосы сигнала на
выходное соотношение сигнал/шум. Принципиально увеличение соотно-
шения сигнал/шум имеет порядок соотношения полос
<7вх
(4.13)
1 + <7ВХ
Но обмен полосы на соотношение сигнал/шум происходит только при
больших уровнях входного сигнала. При уменьшении входного соотно-
шения сигнал/шум наступает пороговый эффект — резкое нелинейное
уменьшение сигнала на выходе. Степень уменьшения выходного соотно-
шения сигнал/шум зависит и от уровня сигнала, и от величины индекса
модуляции [37].
4.1. Перехват аналоговых сообщении
97
Полагая, как и прежде, граничное значение вероятности аномальной
ошибки при приеме каждого слога W= 0,2, можно найти пороговое соот-
ношение сигнал/шум в полосе приемника с угловой модуляцией, при
котором уже не обеспечивается разборчивость речи. Диаграмма обмена
между индексом частотной модуляции и входным соотношением сигнал/
шум разведывательного приемника, обеспечивающего на выходе в акус-
тическом канале соотношение сигнал/шум двых = 0,026 и разборчивость
W = 0.2, представлена на рис. 4.3.
Рис 4.3. Обмен соотношения сигнал/шум на индекс ЧМ
Фазовая модуляция обычно не применяется для передачи непрерывных
сообщений. Это утверждение, однако, требует некоторых комментариев.
1. Напряжение на выходе частотного детектора всегда пропорциональ-
но частоте входного сигнала. Поэтому шум с равномерным в полосе УПЧ
спектром превращается частотным детектором в случайное колебание с
параболической зависимостью спектральной плотности от частоты. В таких
условиях, чтобы избежать существенных искажений высокочастотных
составляющих сообщения, их «подчеркивают» на передающей стороне, т. е.
пропускают модулирующую функцию через дифференцирующий фильтр.
Но модуляция частоты производной от сообщения — это модуляция сиг-
нала по фазе.
2. Технически, чтобы получить большую девиацию частоты стабиль-
ного по средней частоте несущего колебания, используют фазовый моду-
лятор на низкой частоте задающего генератора и умножают частоту полу-
ченного ФМ колебания до номинала несущей, пропорционально умножая
размах фазовых отклонений до больших индексов /Ифм » 2л.
98 Глава 4. Качество выделения сообщений средствами радиоразведки
3. Ширина спектра ФМ сигнала пропорциональна ширине спектра
модулирующего сообщения, тогда как при ЧМ с большим индексом ши-
рина спектра сигнала определяется, прежде всего и в основном, девиацией
частоты и от Л'п1ах почти не зависит. Поэтому на практике при передаче
непрерывных соотношений предпочитают использовать ЧМ.
Учитывая сказанное, можно считать, что полученные оценки порого-
вых сигналов при ЧМ достаточно характеризуют все практически примени-
мые виды угловой модуляции. Тем не менее для полноты картины можно
построить диаграмму для определения порогового соотношения сигнал/
шум при ФМ непрерывным сообщением. Легче всего такую зависимость
получить, используя связь между индексами модуляции и шириной спек-
тра сигнала при ЧМ и ФМ.
Пусть два сигнала — ЧМ с индексом /ичм и ФМ с индексом ДффМ об-
разуются в результате модуляции несущего колебания одним и тем же со-
общением +1].
Ширина спектра при ЧМ определяется соотношением (4.8). При ФМ
исследования и расчеты [26] показывают, что ширина спектра с достаточ-
ной точностью может быть оценена как
Д/фм =2 Лпах(1 + ^(Рфм)- (4.14)
Приравнивая (4.8) и (4.14), можно получить:
(«чм +0^4 =(1 + Д<РфМ)Лпах, (4'15)
откуда сразу следует, что у эквивалентных по ширине спектра сигналов с
разными типами угловой модуляции
«чм=Дффм <4-16)
и для оценки порогового сигнала при ФМ можно пользоваться той же
диаграммой рис. 4.3.
4.2. Перехват сигналов систем с кодово-импульсной модуляцией
Цифровые методы передачи информации, основанные на использо-
вании сигналов с кодово-импульсной модуляцией (КИМ), находят при-
менение не только в системах передачи данных и командных радиолини-
ях, но и в системах связи, для которых традиционно использовались
рассмотренные ранее аналоговые сигналы. Соответственно сигналы с
КИМ приходится рассматривать как важный класс разведываемых сигна-
лов, а качество перехвата таких сигналов — как важный показатель эф-
фективности функционирования средств радиоразведки. В дальнейшем ка-
чество перехвата цифровых сигналов оценивается вероятностью ошибки
4.2. Перехват сигналов систем с кодово-импульсной модуляцией 99
приема каждого отдельного элемента (символа). Вопросы синхронизации
средств разведки с передающими устройствами объектов разведки ниже
не рассматриваются, хотя эти вопросы весьма существенны при органи-
зации перехвата сообщений в многоканальных системах с временным и
кодовым разделением каналов. За пределами рассмотрения оказались
также методы декодирования и дешифрации перехваченных сообщений:
считается, что это задачи криптоанализа, а не радиоразведки.
Вероятность ошибки приема символа КИМ при перехвате сигнала
средством радиоразведки зависит от многих факторов. Для оценки потен-
циально достижимой вероятности ошибки можно принять следующие
предположения и допущения относительно сигнала объекта разведки [20].
1. Сигнал КИМ представляет собой поток из статистически незави-
симых равновероятных двоичных символов $0 (/) и (/) (логические зна-
чения символов «0» и «1>>); мощность сигнала Рс, длительность символа
тс, энергия символа Qc = Рсхс.
2. Сигнал наблюдается приемником средства разведки в аддитивной
смеси с нормальным стационарным шумом «(/):
х(/) = $(/)+и(/); (4.17)
спектральная плотность шума Ло.
3. Сигнал может иметь пассивную паузу (КИМ-АМ), когда передаче
символа «0» соответствует пауза в излучении, т. е. $о(г) = О, или актив-
ную паузу (КИМ-ЧМ или КИМ-ФМ), когда 5о(/)^О и (/) 0, а энер-
гии сигналов $0(/) и *[(/) одинаковы.
Оптимальный алгоритм работы приемника при сделанных предполо-
жениях сводится к вычислению корреляционного интеграла принятого
колебания х(/) с опорным напряжением и сравнение значения этого ин-
теграла с пороговым уровнем для принятия решения о сигнале по каждо-
му принятому символу [20]. Работу приемника в соответствии с таким
алгоритмом можно иллюстрировать структурной схемой рис. 4.4.
Рис. 4.4. Демодулятор сигнала с КИМ
Для сигнала с пассивной паузой
tc
^=|х(ф,(1)Л. (4]8)
о
100
Глава 4. Качество выделения сообщении средствами радиоразведки
Если /> — принимается решение о наличии на входе сигнала 5[(/),
Для си гнал а с активной паузой
]х(/)[5,(/)-5о(0]Л; (4.19)
о
ч сравнивается с 0.
Ошибки случаются тогда, когда нормальная случайная величина 2, ока-
зывается ниже порога при наличии на входе приемника сигнала 50(/), и
тогда, когда Е, меньше порога, а на входе колебание х(/) содержит сигнал
5|(z). Вероятность ошибки, определенная на основе этих соображений,
составляет
где Ф( ) — интеграл вероятностей в форме Ф(/) = je ' dt', ps 6 [-1; 1] —
л/я 0
коэффициент взаимной корреляции сигналов 5, (?) и 50(/):
для сигналов с пассивной паузой и для сигналов с КИМ-ЧМ = 0 (ор-
тогональные сигналы 5, (?) и 5q(?)), а для сигналов с КИМ-ФМ р5= coscp,
где ср — индекс фазовой модуляции. Таким образом, рЛ=-1 для проти-
л
воположных сигналов, когда <р = —.
В (4.20) нужно учитывать, что при равновероятных символах 5, (?) и
50(?) средняя мощность сигнала с пассивной паузой в два раза меньше,
чем у сигнала с активной паузой.
С учетом сказанного, на основании (4.20) и (4.21) можно получить
зависимости вероятностей ошибок оптимального приема символов сиг-
нала с кодово-импульсной модуляцией от соотношения сигнал/шум [20].
Эти зависимости воспроизведены на рис. 4.5.
Разумеется, потенциальные оценки качества приема сигнала дают не
больше, чем ориентировочную нижнюю границу вероятности ошибки на
символ, поскольку они определяются для некоторых идеальных моделей
сигналов, шумов и способов построения приемника. Реально в приемниках
средств радиоразведки применяются некогерентные методы обработки сиг-
4.2. Перехват сигналов систем с кодово-импульсной модуляцией
101
Рис. 4.5. Вероятность ошибки приема символа
налов с КИМ-АМ и КИМ-ЧМ. Для перехвата сигналов с КИМ-ФМ при-
ходится применять некоторые разновидности когерентного приема [201.
Способ некогерентного приема сигналов КИМ при амплитудной мо-
дуляции (манипуляции) несущего колебания предполагает использование
в приемнике детектора огибающей входного сигнала. При этом пороговый
уровень различения сигналов •£,(/) и s0(/) зависит от соотношения
1 °
сигнал/шум в полосе A/~—. Как показано в [20], при оптимально выб-
т
с Q
ранном пороге и соотношении сигнал/шум —— >16 (при этом эффектив-
но
ность разведки достаточно высока и сигнал РЭС средства разведки мо-
жет быть принят со сравнительно высокой вероятностью) вероятность
ошибки реального некогерентного приемника будет в
(4.22)
раз больше, чем при оптимальном приеме (рис. 4.5).
Некогерентный приемник сигналов с КИМ-ЧМ содержит два фильт-
ра, настроенных на частоты сигналов 5] (?) и 50(/), детекторы огибающей
сигналов на выходах этих фильтров и компаратор для сравнения этих
огибающих. Различие в вероятностях ошибок реального и оптимального
приемника в этом случае определяется соотношением [20]
ЧМ
(4.23)
справедливым при
ft>9.
Л»
102 Глава 4. Качество выделения сообщений средствами радиоразведки
Если сигнал объекта разведки использует ФМ, при демодуляции сред-
ство разведки должно использовать фазовый детектор. Независимо от
конкретного схемотехнического решения, фазовый детектор должен пе-
ремножать входное колебание на опорное напряжение С/опорн (/),
синхронное и синфазное с несущим (модулируемым) колебанием. Иначе
говоря, прием сигналов с ФМ требует в обязательном порядке проведе-
ния тех же операций над принимаемым колебанием, выполнение кото-
рых предписывается процедурой оптимального когерентного приема.
Поэтому следует ожидать, что и характеристики качества приема КИМ-
ФМ должны быть такими же, как у оптимального приемника, но с ого-
ворками относительно влияния шумов в канале формирования опорного
напряжения. Действительно, когерентное опорное колебание £/опорн(?),
обеспечивающее работу фазового детектора при демодуляции КИМ-ФМ,
должно формироваться из принятого сигнала. Известно много разных
вариантов построения схемы формирования опорного напряжения. Вы-
бор того или иного варианта определяется рядом конкретных условий:
индексом фазовой манипуляции, соотношением сигнал/шум, элементной
базой, используемой для построения приемника и т. п. Однако в любом
случае вместе с опорным колебанием на фазовый детектор будет дейст-
вовать шум, который, разумеется, не улучшает качества приема и демо-
дуляции сигнала. Поэтому следует считать, что самая нижняя кривая на
рис. 4.5, характеризующая вероятность ошибки оптимального приема
сигнала с КИМ-ФМ для модуляции на ±л/2, это верхняя граница вероят-
ности ошибки в реальном приемнике радиоразведки при перехвате циф-
ровых сигналов.
Контрольные вопросы и задачи
1. Каково пороговое соотношение сигнал/шум в акустическом канале и какой
вероятности ошибки узнавания слова оно соответствует?
2. При каких условиях приемники радиоразведки лучше выделяют аналоговое
сообщение из ЧМ колебания, чем из AM при той же мощности сигнала?
3. Какие виды модуляции несущего колебания относятся к линейным, а ка-
кие — к нелинейным и почему?
4. Как объяснить улучшение соотношения сигнал/шум на выходе частотного
детектора по сравнению с соответствующим соотношением на входе?
5. На рис. 4.5 изображена зависимость вероятности ошибки приема символа
сигнала КИМ-ФМ от энергетического потенциала в канале утечки информации.
Как изменится эта зависимость при изменении индекса ФМ? Постройте в ко-
ординатах рис. 4.5 трубку всех зависимостей Рош
модуляции 0 < <р < л/2.
—— для индексов фазовой
.М
ЧАСТЬ 2
РАДИОЭЛЕКТРОННОЕ
ПРОТИВОДЕЙСТВИЕ
ГЛАВА 5
МЕТОДЫ, СРЕДСТВА И ХАРАКТЕРИСТИКИ
ЭФФЕКТИВНОСТИ РАДИОЭЛЕКТРОННОГО
ПРОТИВОДЕЙСТВИЯ
5.1. Классификация методов и средств
радиоэлектронного противодействия
Радиоэлектронное противодействие (РЭП) [1] — это комплекс меро-
приятий и действий по нарушению работы и снижению эффективности
РЭС противника в информационном конфликте. Для противодействия ста-
вятся помехи радиоэлектронным системам и средствам противника, при-
меняются ложные радиолокационные цели и ловушки, изменяются усло-
вия распространения электромагнитных волн [3]. Зачастую к РЭП относят
и средства поражения объектов противника, имеющих в своем составе и
использующих РЭС [3]. В случаях, когда применение противодействия
приводит к полному нарушению работы радиоэлектронных средств про-
тивника, оно именуется подавлением РЭС. Когда говорят о поражении
РЭС. имеют в виду не только огневое поражение в результате применения
оружия, но и функциональное поражение мощным электромагнитным
полем. Такое воздействие приводит к выходу из строя или как минимум
к необратимому изменению характеристик элементов РЭС. Классифика-
ция средств и методов радиоэлектронного противодействия иллюстриру-
ется графом рис. 5.1.
Разумеется, приведенные классификационные признаки не разделя-
ют все многообразие систем и средств РЭП на непересекающиеся клас-
сы. Например, одно и то же средство РЭП может быть и авиационным, и
пассивным, и одноразовым. Кроме того, разные способы и соответствен-
но разные средства противодействия могут применяться совместно (ком-
плексироваться). В результате комплексного применения эффективность
РЭП возрастает и оказывается больше суммы эффективностей от приме-
нения разных частных методов и средств противодействия по отдельности.
На рис. 5.1 не детализированы тактические приемы применения средств
РЭП. Этот сложный и специфический вопрос заслуживает отдельного
специального рассмотрения [3].
5.1. Классификация методов радиоэлектронного противодействия
105
РЭП Место
размещения средств наземные
[самолетные
авиационные
Цель морские космические 1 вертолетные
применения
информационное
подавление_______I снижение достоверности информации
I снижение пропускной способности
функциональное поражение
огневое поражение
Характер средств
расходуемые (одноразового применения)
многоразовые
Вид излучений помех
шумовые
имитирующие
дезинформирующие
Назначение
"" подавление
РЛС
снижение надежности обнаружения
дезинформация подсистем сопровождения
увеличение ошибок измерений
противодействие
РСПИ
------------ командным
радиолиниям
управления нарушение приема сигнала
| дезинформация
системам и сетям
Тактика применения
средств
нарушение приема сигнала
дезинформация
Рис. 5.1. Классификация средств и методов РЭП
Далее рассматриваются активные методы РЭП, основанные на при-
менении радиоэлектронных помех. Пассивные методы, использующие мо-
дификацию среды распространения электромагнитных волн и/или иска-
жающие сигнальную обстановку за счет применения ложных целей и ра-
диолокационных ловушек, рассматриваются в третьем разделе в связи с
проблемой маскировки радиоэлектронных систем и средств. В [3] приве-
дена весьма полная и детальная классификация преднамеренных помех,
используемых для РЭП, а в [2] дан подробный анализ эффективности
методов и средств РЭП.
По своей структуре преднамеренные помехи могут быть шумовыми
или имитирующими сигнал. Шумовые помехи, подобно шуму естествен-
ного происхождения, маскируют сигнал и потому относятся к классу
маскирующих. Шумовые помехи универсальны по применению. При
106
Глава 5. Методы радиоэлектронного противодействия
энергетическом превышении помех над сигналом они способны подав-
лять любой сигнал. Маскирующие помехи искажают структуру принима-
емых сигналов и затрудняют (или полностью исключают) возможность
обнаружения сигнала и выделения информации в приемном устройстве,
снижают точность измерения параметров сигналов. С увеличением мощ-
ности помех их маскирующее действие возрастает.
Имитирующие (дезинформирующие) помехи служат для внесения
ложной информации. По структуре они подобны полезным сигналам РЭС
и поэтому создают ложные сигналы или отметки целей, подобные реаль-
ным. Этот эффект снижает пропускную способность РЭС, приводит к
потере части полезной информации, увеличивает вероятность ошибки при
приеме сообщения и стимулирует принятие ошибочных решений, а при
воздействии на средства управления оружием срывает автоматическое со-
провождение целей по направлению, дальности, скорости, перенацели-
вает системы на ложные цели, имитируемые помехами.
По соотношению областей значений параметров помех и сигналов
активные маскируюшие помехи подразделяют на заградительные и при-
цельные. У заградительных помех области значений параметров значитель-
но превосходят соответствующие области у сигналов. Так, заградительные
по частоте помехи по ширине спектра могут значительно превышать по-
лосу частот, занимаемую сигналом объекта противодействия. То же спра-
ведливо и для помех, заградительных по углам. Заградительные помехи
могут подавлять одновременно несколько РЭС без точного наведения
параметров помехи на соответствующий параметр сигнала подавляемого
РЭС. Следовательно, применение таких помех не предъявляет серьезных
требований к оперативной радиотехнической разведке для поддержки РЭБ.
Прицельные помехи имитируют сигнал по некоторому параметру. В част-
ности, прицельные по частоте помехи имеют ширину спектра, соизмери-
мую (равную или несколько превышающую) с шириной спектра сигнала
подавляемого РЭС. Эффективность воздействия имитирующей помехи
зависит от точности совмещения по параметру с сигналом и, во всяком
случае, выше.
5.2. Энергетические характеристики активного
радиопротиводействия
Радиоэлектронные средства могут подавляться радиопомехами толь-
ко в том случае, когда мощность помехи, попадающей в полосу пропус-
кания радиоприемника, превышает некоторую пороговую величину, ха-
рактерную для данного вида помехи, сигнала, условия их взаимодействия
и способа обработки принимаемой суммы сигнала с помехой.
5.2. Энергетические характеристики активного радиопротиводействия 107
Минимально необходимое отношение мощностей маскирующей по-
мехи Рп, и сигнала Рс на входе подавляемого приемника, при котором
достигается требуемая степень подавления РЭС, называют коэффициен-
том подавления по мощности
к Р'
(5.1)
"с <7пор
Радиопомеха считается эффективной, если отношение ее мощности
к мощности сигнала на входе приемного устройства больше коэффици-
ента подавления. Чем меньше кп, тем при прочих равных условиях эф-
фективнее радиопомеха. Пространство, в пределах которого отношение
мощностей помехи и сигнала превосходит коэффициент подавления, на-
зывается зоной подавления РЭС.
Если известен необходимый коэффициент подавления и его зави-
симость от характеристик расположения станции радиопомех и подавля-
емого средства, можно определить зону подавления, в пределах которой
создаются эффективные радиопомехи данному РЭС.
Развертывание в пространстве ста-
нции помех радиосистеме передачи
информации иллюстрируется рис. 5.2.
Если сигналы и помехи распрост-
раняются в свободном пространстве,
мощность полезного сигнала на входе
абонентского радиоприемника систе-
мы передачи информации составит
Р С С 7 2
п гпря с^прд с '-'прм сЛ-
’ (5-2)
Рис. 5.2. Схема создания помех
системе передачи информации
где Р с — мощность передатчика ра-
диосигнала; (7прдс и 6прмс — коэф-
фициенты усиления антенн передатчика радиосигнала в направлении на
приемник и приемной антенны в направлении на радиопередатчик соот-
ветственно; /?с — протяженность трассы распространения сигнала радио-
линии передачи информации.
Совершенно аналогично мощность, создаваемая на входе приемника
передатчиком помех, согласованной по спектру с подавляемым сигналом,
будет равна
^прд П^прд nfilpM Л
4л/?п2
(5-3)
108
Глава 5. Методы радиоэлектронного противодействия
/’прд п — мощность передатчика радиосигнала; (7прд п и (7прм п — коэффи-
циенты усиления антенн передатчика помех в направлении на приемник
подавляемой радиолинии и приемной антенны в направлении на радио-
передатчик помех; Rn — протяженность трассы распространения помехи;
Пп < 1 — коэффициент, учитывающий различие поляризаций сигнала и
помехи
Из (5.1) и (5.2) следует, что соотношение мощностей помехи и сигнала
при РЭП системе передачи информации равно
, _ Рп Рцрл П^ПрЛ п^прм 11^111 Ре
~ Р ~ Р Q Q о2 (5.4)
с ирл сипрл сирм С Лц
Для учета затухания электромагнитного поля на трассах распростра-
нения в правую часть соотношения (5.4) нужно ввести множитель
Х = ехр{-а(Яс + /?„)},
где а — удельное ослабление электромагнитного поля на единицу даль-
ности при длине волны излучения X.
Положив в (5.4) к = кП, можно найти наименьшую мощность передат-
чика помех, необходимую для подавления системы передачи информации
при известном расположении приемников и передатчиков:
р г-, п2
п _ h /прдсипрдслп
Гп min - ~~ • (5.5)
Спрл пКРп '
При известных характеристиках передающих подсистем подавляемой
радиосистемы и постановщика помех уравнение (5.4) позволяет определить
зоны подавления РЭС помехами [3]. Действительно, из (5.4) следует, что
«п = «..Гт =Л,# (5.6)
У 'ггрд с^прд с^прм
При р< 1, т. е. когда энергетический потенциал станции помех неве-
лик, зона подавления РЭС передачи информации — это окружность ра-
диусом
" = "с-"7Тр^ (5-7)
где Rc,n — расстояние между передатчиками сигнала и помехи.
Центр круговой зоны подавления при р< 1 смещен на ЯПР по направ-
лению базовой линии, соединяющей передатчики сигнала и помех в сто-
рону от передатчика сигнала.
5.2. Энергетические характеристики активного радиопротиводействия 109
При р> 1, когда энергетический потенциал передатчика помех прево-
сходит мощность передатчика подавляемой РЭС связи, зона подавления
занимает всю плоскость, за исключением окружности радиуса
/?=/?с'"ргГ7 (5-8)
с центром, смещенным относительно точки расположения передатчика по-
давляемой радиолинии в сторону, противоположную направлению на пе-
Яп
редатчик радиопомех на —
При р= 1 граница зоны подавления будет проходить посередине меж-
ду передатчиками радиопомех и радиосвязи.
Определенные таким образом зоны подавления радиолинии передачи
информации показаны штриховкой на рис 5.3. На этом рисунке ПС —
точка расположения передатчика, а ПРМ — приемника подавляемой ра-
диолинии. ПП — точка расположения постановщика помех.
Рис. 5.3. Зоны подавления радиолинии передачи информации
При определении зоны подавления активными помехами радиолока-
ционных станций обычно различают два случая (см. рис. 5.4, а и б).
Во-первых, случай установки передатчика помех на прикрываемом объ-
екте, как на рис. 5.4, а, когда помехи создаются с борта самолета, пре-
одолевающего рубеж противовоздушной обороны. При этом соотношение
мощностей помехи и сигнала составит
, _ 1 _ _ Л1рд п^прд П4лЛпПп /с Q.
• К — — — , * J -J )
а Р Р G (5
Чп 1 с 1 рлс'-'рлс'-’ц
где оц — эффективная отражающая поверхность самолета (см. гл. 3).
Параболическая зависимость k(Rn}, заданная уравнением (5.9), пред-
ставлена на графике рис. 5.5.
110
Глава 5. Методы радиоэлектронного противодействия
Рис. 5.4. Создание помех РЛС:
а — передатчик помех совмещен
с целью; б — помеха излучается
из вынесенной точки
Рис. 5.5. Зона действия радио-
помех в зависимости от
характеристик подавляемой
РЛС, станции радиопомех и
прикрываемого объекта
Как видно, по мере сокращения да-
льности Rn наблюдается относительное
уменьшение мощности помехи по срав-
нению с мощностью подавляемого сиг-
нала. Начиная с некоторой дальности
/?min отношение Л = (Рп/Рс) становится
меньше, чем к^, и радиопомеха становит-
ся неэффективной: цель обнаруживает-
ся радиолокационной станцией на фоне
помех.
Такое снижение эффективности воз-
действия радиопомех объясняется раз-
личием характера изменения мощностей
радиопомехи и отраженного от цели сиг-
нала. С уменьшением расстояния между
передатчиком помех и радиолокацион-
ной станцией мощность помех Ра на вхо-
де приемника РЛС возрастает как R в
то время как мощность принимаемого
сигнала Рс, отраженного радиолокацион-
ной целью, изменяется пропорциональ-
но /?“4, т. е. мощность сигнала возраста-
ет быстрее, чем мощность радиопомехи.
Граничное расстояние — это даль-
ность самоприкрытия цели. Дальность
самоприкрытия может быть определена
из уравнения (5.9) при заданном кп.
Во-вторых, возможен такой случай,
когда передатчик радиопомех РЛС не
совмещен с прикрываемым самолетом
(рис. 5.4, б), т. е протяженности трасс
распространения сигнала и помехи не
равны друг другу. Поэтому
, _ 1 _ РП _ ^прд п^прд
К — — — - . (j. 1U)
^р;|с^рлс^п°и
Соотношение (5.10) называется уравнением противорадиолокации
(радиопротиводействия) для активных помех.
Максимально допустимое удаление передатчика помех от подавляемой
станции Ятах, при котором обеспечивается требуемое значение кП, в преде-
5.3. Информационный ущерб, вносимый средствами РЭП
111
max ~
лах расстояния «подавляемая РЛС — защищаемый объект» при заданном
коэффициенте подавления определяется уравнением (5.10) соотношением
4ЛЛ1рд iifiipa пПп
Р С, к а '
1 р.чсрлсп^ц
Это уравнение справедливо в пренебрежении мощностью собствен-
ных шумов приемного устройства РЛС.
Граница зоны подавления РЛС радиопомехами зависит от формы
диаграммы направленности ее антенны и ракурса, под которым воздей-
ствуют помехи. Если помеха действует по основному лепестку ДНА, зона
подавления, отсчитываемая от самолета — постановщика радиопомех,
будет больше, чем в случае воздействия помех по боковым лепесткам. Фор-
ма границы зоны подавления показывает, что самолет, прикрываемый
активными радиопомехами, может приблизиться к РЛС не обнаруженным
в створе с постановщиком помех ПП, когда помехи действуют по основ-
ному лепестку несколько ближе, чем в случае, если бы он летел с направ-
ления, где помехи действуют по боковым лепесткам.
Увеличение энергетического потенциала станции помех приводит к
смещению границы зоны подавления в сторону РЛС. Когда уровни боко-
вых лепестков ДНА РЛС неизвестны, при определении границы зоны
подавления уровни первого и второго боковых лепестков считают на 20 и
30 дБ ниже уровня основного лепестка [3].
Определенное выше понятие «зона подавления» относится к одной
РЛС. В реальных условиях цели обнаруживаются (комплексом) груп-
пировкой разнообразных РЛС, в которой данные отдельных станций до-
полняют друг друга. Поэтому область действия радиопомех отличается от
зоны подавления. Если, например, данные об угловых координатах по-
ступают от нескольких станций, то в результате их совместной обработки
можно определить положение постановщика помех ПП. Область неопре-
деленности, образованная вокруг ПП, зависит от разрешающей способ-
ности системы в условиях воздействия радиопомех. Размеры ее уменьша-
ются, если наблюдение за целью, скрываемой помехами, ведется несколь-
кими РЛС.
5.3. Информационный ущерб, вносимый средствами РЭП
Все приемники информационных систем (как извлечения, так и пере-
дачи информации) [11] обладают рядом априорных сведений об используе-
мых сигналах. Если о сигналах априори ничего не известно, их нельзя при-
нять. В результате приема неопределенность относительно принимаемых
112 Глава 5. Методы радиоэлектронного противодействия
сигналов уменьшается по сравнению с априорной. Помехи при РЭП дол-
жны создавать такие условия, при которых апостериорная неопределен-
ность после приема РЭС полезного сигнала не уменьшалась бы по срав-
нению с априорной (или уменьшалась бы не более чем на заданную
допустимую величину). По этой причине в качестве помех неприменимы
полностью известные для РЭС колебания: они легко распознаются и по-
тому не могут увеличивать неопределенность в информационной системе.
Помехи, следовательно, должны быть случайными для РЭС, против ко-
торой они направлены. Отсюда же следует, что помеховые сигналы должны
содержать элемент неопределенности: чем больше эта неопределенность,
тем эффективнее РЭП.
Мерой неопределенности случайного процесса (помехи) может слу-
жить энтропия — математическое ожидание логарифма плотности распре-
деления вероятностей этого процесса, определяемая для непрерывного по-
мехового колебания известным способом [10]:
//(x) = -J>T(x)log>r(x)</x, (512)
X
где хеХ— колебание помехи; И^х) — плотность распределения этой
помехи.
Энтропия позволяет оценить качество (маскирующие свойства) по-
меховых сигналов безотносительно к конкретным способам их приема и
обработки в подавляемых РЭС. Пусть при работе РЭС априорная неопре-
деленность воспроизводимых сообщений (передаваемых сигналов или
результатов обнаружения и измерения параметров движения) характери-
зуется энтропией Н (с). Обозначив апостериорную неопределенность
этих сообщений через Нр,(с), количество информации, оценивающей
полученные в процессе работы системы сведения, — это приращение
энтропии:
/ = //рДС)-ЯрДс). (5.13)
При работе в условиях организованного противодействия количество
информации должно быть меньше за счет увеличения априорной неопре-
деленности на величину энтропии помехи:
J'= НрАс)-Ирг(с)-Н(х), (5.14)
где Н(с) и //(х) определяются соответственно распределениями подав-
ляемого сигнала W (с) и помехи W(х).
Задача выбора максимально эффективной помехи для РЭП сводится
к следующей постановке: определить распределение помехи И^х) такое,
5.Информационный ущерб, вносимый средствами РЭП
ИЗ
чтобы при заданных статистических свойствах сигнала 1У(с) воспроиз-
водимая подавляемой РЭС информация была бы минимальной. Условию
минимума Г соответствует требование максимума Н(х). т. е. для макси-
мизации информационного ущерба при РЭП энтропия 7/(х) должна быть
максимальной. В зависимости от дополнительных ограничений на W(x)
характер помехового колебания может быть разным.
Так, например, при ограничении на динамический диапазон передат-
чика помех, когда |х| < хт.1х, причем хтах — амплитуда помехи, и нужно
отыскать IK(x) такое, при котором
//(х) = - j H/(x)logWz(x)t/x = max. (5.15)
“•^iTiax
Эта простая вариационная задача имеет решение
>F(x) = -^—, (5.16)
z-*max
означающее, что помеха должна быть равновероятно распределена в пре-
делах ширины динамического диапазона передатчика. Энтропия такой
помехи
//(-х) = ~1п5-= ln2xmax. (5.17)
Если ограничена средняя мощность передатчика, т. е. дисперсия по-
мехи О2 <о2. Соответствующее такому ограничению решение вариаци-
онной задачи дает распределение
1 Г 2 А
и'м=^еч{"М (518)
которое является гауссовым и имеет энтропию
//(х) = 1п^2лео2 j = ^1п2лео2. (519)
На практике помеховые колебания могут быть ограниченными как по
мощности, так и по максимальным выбросам. Но и для них можно опре-
делить энтропию и соответственно оценить маскирующие свойства.
Иногда различные помехи сравнивают не по энтропии, а по энтро-
пийной мощности. Энтропийная мощность — это мощность такого шума
с нормальным распределением вероятностей и равномерным спектром,
который обладает аналогичными маскирующими свойствами (одинаковой
энтропией), что и данный реальный шум с энтропией //(х).
114
Глава 5. Методы радиоэлектронного противодействия
В соответствии с соотношением (5.19) энтропийная мощность равна
Рэ = о2 = -—-—ехр {2//(%)}. (5.20)
Коэффициент качества шумовой помехи к — это отношение энтро-
пийной Рэ мощности реального шума к его средней мощности Р:
к = (5.21)
Для нормального (гауссового) шума к= 1. У любых других шумов
к< 1. Равномерно распределенный шум имеет
//(х) = 1п2хп1ах//(х)
и среднюю мощность
р _ ^2 _ Агпах
6
Следовательно, его энтропийная мощность составляет
1 х2
(5.22)
а коэффициент качества
Таким образом, коэффициент качества к — это своеобразный коэф-
фициент полезного действия шумовой помехи. Он показывает, насколь-
ко эффективно для маскировки сигнала используется ее мощность.
5.4. Энергетический потенциал средств РЭП
Всякая станция активных помех (САП) строится по схеме рис. 5.6, а
и состоит из задающего генератора, который формирует помеху нужного
типа и структуры, передатчика (РПД), усиливающего мощность помехи
до нужного уровня РП и антенно-фидерной системы (АС). САП создает
помеху со спектральной плотностью мощности Gn(f) (рис. 5.6, б).
Рис. 5.6. Станция активных помех
5.4. Энергетический потенциал средств РЭП
115
Самой важной характеристикой средств (станций) создания активных
помех (САП) любого вида является энергетический потенциал, под кото-
рым подразумевается следующее:
2>n=P„Ga, <5.24)
где РП — мощность помехи на выходе РПД,
РП=](7П(/)#;
о
Ga — коэффициент усиления антенной системы; Gn — спектральная плот-
ность помехи.
Эффективная ширина полосы спектра помехи Д/п — это (рис. 5.6, б)
такая полоса, которую занимает спектр помехи с постоянной плотностью
Gn0 и такой же мощностью Рп:
Afn=-~- (5.25)
(/п0
Произведение PnGa иногда называется эффективной мощностью САП.
В содержательных терминах эффективная мощность и энергетический
потенциал помехи — это мощность, излучаемая в направлении максиму-
ма диаграммы направленности антенны САП.
Другие параметры САП: потребляемая мощность Ро, вес, габариты,
поляризация излучаемого электромагнитного поля помехи, сектор обслу-
живания, т. е. тот интервал значений азимутов Да и углов места др, в
котором обеспечивается требуемый энергетический потенциал помехи.
Как видно из (5.24), для повышения энергетического потенциала стан-
ций активных помех нужно увеличивать либо мощность излучения Рп, либо
коэффициент усиления передающей антенны Ga. При создании помех
увеличивать Рп можно не только за счет увеличения мощности передат-
чика, но и за счет суммирования колебаний, созданных разными пере-
датчиками. При этом
~^jGnпРпп. (5.26)
п
Суммирование может происходить в пространстве, как на рис. 5.7, а,
когда передатчики формируют, а антенны излучают независимые, напри-
мер — шумовые, помеховые колебания или на входе антенны рис. 5.7, б.
В последнем случае помеха, созданная передатчиком (ПРД), разветвляется
и усиливается параллельно включенными каскадами усиления мощности
(УМ). Выходные колебания каждого УМ суммируются СВЧ мостовыми
устройствами [39] и излучаются одной общей антенной.
116
Глава 5. Методы радиоэлектронного противодействия
Увеличение коэффициента усиления антенной системы для повыше-
ния энергетического потенциала неизбежно связано с сужением ДНА и
соответственно с уменьшением углового сектора, в котором возможно
радиоэлектронное подавление. Для нейтрализации этого нежелательного
эффекта применяют антенные системы с ДНА, сканирующей во всем ра-
бочем секторе (секторе обслуживания), а также антенные системы с мно-
голучевой ДНА [31, 36, 39J.
Основной элемент станций активных помех любого типа — усилитель
мощности. Современные усилители мощности САП обеспечивают высо-
кую удельную мощность выходного сигнала (на единицу массы) при хо-
рошем КПД и быструю электронную перестройку частоты в широком
диапазоне. Современные усилители мощности станций активных помех
различных типов и конструкций работают в диапазонах частот вплоть до
нескольких десятков гигагерц. При этом они обеспечивают усиление сиг-
налов до выходной мощности в сотни ватт (в импульсном режиме — до
сотен киловатт) при КПД до 70% и даже более. Немаловажно, особенно
для бортовой аппаратуры, что такие усилители имеют высокую механи-
ческую прочность (выдерживают удары до 50 g), температурной и радиа-
ционной стойкостью [6, 21].
Контрольные вопросы и задачи
1. Охарактеризуйте различие и области применения активных и пассивных
помех.
2. В чем разница маскирующих и дезинформирующих помех?
3. Дайте определение энергетическому потенциалу станции активных помех.
4. Станция активных помех обеспечивает спектральную плотность помехи на
уровне 100 Вт/МГц в полосе 10 МГц и имеет ДНА шириной 30°. Каков энергети-
ческий потенциал этой САП?
ГЛАВА 6
СТАНЦИИ АКТИВНЫХ ШУМОВЫХ ПОМЕХ
6.1. Общие сведения о станциях активных шумовых помех (САП)
Шумовые помехи (ШП) универсальны. Они могут применяться для
противодействия любым радиоэлектронным системам с любыми спосо-
бами передачи или извлечения полезной информации. В практике РЭП
используются шумовые помехи нескольких видов (рис. 6.1). Распростра-
нены заградительные помехи (по времени, по частоте, по углу), заведомо
перекрывающие значениями своих параметров (задержкой т, частотой f
сектором излучения Да) области значений соответствующих параметров
сигнала. Используются прицельные помехи, которые имеют значения па-
раметров (т, /, а), сравнимые с протяженностью областей значений пара-
метров сигнала.
Рис. 6.1. Классификация шумовых помех
Глава 6. Станции активных шумовых помех
ПК
Очень важное отличие генераторных шумовых помех (ГНШП), вклю-
чаемых и выключаемых произвольно, независимо от наличия сигнала,
от ответных ШП, в которых шум излучается лишь в ответ на пришедший
сигнал.
6.2. Прямошумовые помехи
Типовая структурная схема формирования прямошумовых помехпо-
казана на рис. 6.2.
Рис. 6.2. Формирование шумовой помехи
Генератор видеошума (ГВШ) формирует шумовое колебание с широ-
ким равномерным спектром. Полосовой фильтр фильтрует этот шум, об-
разуя на выходе гауссовский шум со спектром мощности (7Ш (/) в полосе
Д/пф = Д/шп. После усиления по мощности на выходе создается гауссов-
ская прямошумовая помеха с энергетическим спектром
сшп(/) = с0^л2(Л (6.1)
где Gq - const(/) — спектральная плотность шума на выходе ГВШ; Кт —
коэффициент усиления выходного усилителя; А'(у)— амплитудно-частот-
ная характеристика (АЧХ) формирующего полосового фильтра.
Интегрируя энергетический спектр можно найти выходную
мощность прямошумовой помехи:
Лип = (6-2>
о
где Ко — резонансное усиление на частоте настройки полосового фильтра,
а Д/шп — эффективная полоса шума, определяемая полосой пропускания
этого фильтра.
Часто заградительную шумовую помеху с шириной спектра Д/щц до
500 МГц оценивают по максимальной спектральной плотности
^ах=СшпШ=^=адЧм. (б.з)
А/шп
САП, создающие прямошумовую помеху, способны развить на выходе
мощность Ршп до 10 кВт.
6.2. Прямошумовые помехи
119
Самой распространенной и удобной для решения многих задач ана-
лиза моделью узкополосного («небелого», окрашенного) шума является
квазигармоническое колебание [9]. В соответствии с этой моделью шумо-
вая помеха представляется как
w(z) = 7?(z)cos[cooz + 0(z)] = (б4)
= ^(z)cosco0z + 5(z)sinco0z = Re|./?(z)exp(j(Doz)},
где A(z) = A(z)e =/4(z)-JB(j)— комплексная огибающая колебания
шумовой помехи (рис. 6.3).
Рис. 6.3. Векторная модель квазигармонического колебания
Совместная плотность вероятностей проекций вектора шумового коле-
бания помехи
Л(() = A(z)cos0(z) и Z?(z) = A(z)sin0(z) (6.5)
тоже подчиняется нормальному закону распределения
IV (А, В) = — ехр
где
°2= ]бшп(/)# = Ршп (6.7)
о
— мощность шумовой помехи.
Двумерная плотность IV^A(z),Л(( + т ),5(z),5(z + t)] также подчиня-
ется нормальному закону распределения вероятностей и определяется дву-
мя корреляционными функциями ортогональных проекций Л(() и 5(z):
га N = (')A(t + т)} = гв (т) = B(t +т)) = c2rN (т);
(6. о)
гав (т) = {^(z)5(z + т)) = гвл (т) = (5(z) A(t + т)} = о25д, (т).
120
Глава 6. Станции активных шумовых помех
Дисперсии в (6.8) связаны со спектром мощности помехового коле-
бания:
o2rv (т) = J GUIII (f) cos [2л(/ - /0 )x]df;
0 (6.9)
(т) = j бШ11 (f )sin [2л(/ - ./п)т]<
о
Типовой вид функций (6.8) показан на рис. 6.4.
Рис. 6.4. Корреляционные функции ортогональных проекции А и В
Высокочастотная автокорреляционная функция колебания (рис. 6.4, б)
шумовой помехи (6.4) определяется соотношением
Лшп (т) = (м(г)г/(/ + т)) = о2гЛ,(т)со5[и0т-у(т)], (6.10)
а компоненты rN (т) и sN (т) изображены на рис 6.4, а.
Огибающая шумовой помехи R(t) = -^А2 (/)+ В2 (г), распределена по
закону Релея [9]:
R (-R2"]
W(R) = — exp — . (6И)
о I 2cr J v '
Математическое ожидание огибающей, как следует из (6.11),
а дисперсия равна о2. Фаза 0(7) гауссовской шумовой помехи равноверо-
ятна в диапазоне |б| < л.
Напряжение шумовой помехи мш]1 (?) действует на входе приемного
устройства (рис. 6.5) в аддитивной смеси с подавляемым сигналом ис (?)
и шумом естественного происхождения иш (?):
М?) = М?)+М?) + "шп(?)- (6.12)
6.2 Прямошумовые помехи
121
Рис. 6.5. Взаимодействие шумовой помехи с сигналом в приемнике
Энергетические и спектральные характеристики входного колебания
иллюстрируются рис. 6.5, где (L и Nfc — спектральная плотность и шири-
на спектра сигнала; Сш — спектральная плотность шума естественного про-
исхождения, прежде всего — теплового шума приемника, Сшп, Д./!Ш7 —
соответственно спектральная плотность и эффективная полоса организо-
ванной шумовой помехи.
Рис. 6.6. Спектры процессов на входе приемника
Представляют интерес значения соотношения сигнал/помехи в трех
точках схемы рис 6.5: на входе (<7q ), на выходе УПЧ (<?,) и на выходе УНЧ
Каскады приемного устройства имеют коэффициенты усиления со-
ответственно Кв, Кпр, Кама, А'дз, Кн. Сигнал с полосой Afc проходит
через УПЧ с полосой Д/пр > &fc и УНЧ с полосой ДЕ, = ~~ без искаже-
ний. Обычно считается, что Д/1Ш1 < Д/пр < А Ен. Отношение сигнал/шум на
122
Глава 6. Станции активных шумовых помех
входе измеряется по спектральной плотности составляющих шумов с уче-
том узкой полосы фильтрации Д/Пр:
______1 с___
(б'ш +Сши)Д/ш
(6.13)
На выходе УПЧ
Рс(^Лсм^пр)2
Q\ — ' 5 ~ % •
«4 +СШп)(^ЛаЛпр) А/пр
(6.14)
За счет блока помехозащиты (ПЗ) получается выигрыш в отношении
сигнал/шум в ц > 1 раз:
Ц/’с
^2 = Wo =--------р------• (6.15)
СшА/пр+т-^-Д/ш
При q2 < <7пр считается, приемное устройство рис. 6.4 полностью по-
давлено шумовой помехой. Обычно собственный шум приемника значи-
тельно слабее шумовой помехи. Поэтому соотношение (6.15) можно пе-
реписать в виде
Рс А/Шп _ ( Рс
^=7^77JL>wnop=n — • (б.1б)
гшп Aip \'шп7ПОр
САП, обеспечивающая выполнение условия (6.16), эффективна, по-
скольку полностью нарушает работу («подавляет») приемного устройства
противника. В противном случае эффективность прямошумовой помехи
недостаточна.
6.3. Модуляционные шумовые помехи
Типичная, но очень обобщенная схема формирования модуляцион-
ных шумовых помех (МШП) представлена на рис. 6.7.
Рис. 6.7. Формирование модуляционной шумовой помехи
6.3. Модуляционные шумовые помехи
123
Задающим генератором создается гармоническое колебание E0cos(oZ,
частота которого может перестраиваться. Генератор шума формирует два
напряжения £ш(0 и т|ш(Г) в видеополосе с эффективной ДЕВШ = Л Л,.
В основном тракте последовательно включены два модулятора: ампли-
тудный модулятор М0Д1 и фазовый (частотный) модулятор МОД2. В ре-
зультате модуляции и дополнительного усиления по мощности в Еум раз
выходная шумовая помеха принимает вид
Чип (0=М2 ум 1 м ^ш(0]со5[и0г-тфмТ1ш(/)]. (6.17)
Колебание (6.17) имеет такой же спектр мощности <7|1|П(Ч), как и у
прямошумовой помехи с теми же энергетическими потенциалами (6.1) и
(6.2). Но эффективная полоса шумовой помехи здесь определяется ина-
че, а именно:
Д/Шп =2цДЕэ, (6.18)
в зависимости от того, какая модуляция — AM или ФМ — определяет
спектр выходной помехи.
Несмотря на идентичные энергетические характеристики, тонкие
структуры прямошумовых и модуляционных помех существенно от-
личаются. Так, модуляционные шумовые помехи не являются гауссов-
скими, даже если модулирующая функция £ш(^) — нормальный случай-
ный шум и две проекции вектора комплексной огибающей (рис. 6.3)
Л(/), B(t) — статистически независимые нормальные напряжения ви-
деошума. Как следствие этого, плотность вероятностей огибающей не
подчиняется закону Релея, а фаза не равновероятна. Однако отличие струк-
туры модуляционных шумовых помех от прямошумовых этим не огра-
ничивается. В результате модуляции появляется функциональная связь фаз
спектральных составляющих на верхних и нижних боковых полосах. По-
этому боковые полосы /<Уо, />Уо в спектре шумовой помехи (7) ока-
зываются коррелированными. Это наглядно видно из рис. 6.8, где для
простоты взят случай амплитудной модуляции гармонического несущего
видеошумом. Спектральная плотность мощности модулирующего видео-
шума показана на рис. 6.8, а.
Если на некоторой частоте Е; в спектре видеошума ^ш(7) фаза пар-
циальной составляющей (случайной) равна <p,-, а фаза несущей <р,= 0, то в
спектре бшп(/) амплитудно-модулированной шумовой помехи на верх-
ней Уц + Fj и нижней fa - F^ боковых частотах составляющие имеют функ-
циональную связь фаз ± (pz. Так возникает статистическая связь колебаний
боковых полос (рис. 6.8, б). Эта связь является существенным недостат-
ком модуляционных шумовых помех и создает принципиальные возмож-
ности для эффективной защиты от них.
124
Глава 6. Станции активных шумовых помех
Рис 6 8. Спектр модулированной шумовой помехи
Энергетические характеристики модуляционных шумовых помех и
прямых шумовых помех полностью идентичны, поэтому эффективность
модуляционных шумовых помех определяется соотношением (6.3). Однако
следует учесть, что благодаря большей эффективности схем помехозащи-
ты при работе с модуляционными шумовыми помехами коэффициент р в
(6.18) следует принять большим, чем для прямошумовой помехи.
Следует отметить, что в САП, использующих для формирования мо-
дуляционных шумовых помех усилители мощности на Л БВ, не обязательно
применять отдельные модуляторы, так как AM и ФМ(ЧМ) модуляции
можно получить, подавая соответствующие модулирующие видеошумы на
спираль ЛБВ.
6.4. Ответные непрерывные шумовые помехи (ОНШП)
При формировании ответных шумовых помех станции активных по-
мех находятся в ждущем режиме, излучая только на тех интервалах вре-
мени [гн; Гк], на которых средство оперативной радиотехнической развед-
ки обнаруживает сигнал подавляемой РЭС. Чаще всего такая ситуация
возникает в конфликте средства РЭП и РЛС противника и САП ставит
помеху при обнаружении облучающего сигнала в ответ на него. При этом
возможны несколько режимов излучения ответных шумовых помех. Эти
режимы иллюстрируются рис. 6.9.
1. Непрерывная шумовая помеха в ответ на непрерывный сигнал
(рис. 6.9, й). При этом надо выполнить условия дУщП>д^ (прицельная),
Д/щп » Д/с (заградительная ОНШП).
2. Ответная непрерывная шумовая помеха отвечает на пачку импу-
льсных сигналов с длительностью пачки ТП= tK~ tH (рис. 6.9, б). При этом
также могут использоваться как заградительные, так и прицельные шу-
мовые помехи, различающиеся соотношением полос Д/шп и &fc.
3. Импульсные ответные шумовые помехи (ОИШП) перекрывают
каждый импульс сигнала (рис. 6.9, в) по времени, т. е. длительность шумо-
6.4. Ответные непрерывные шумовые помехи
125
Рис 6 9 Режимы формирования ОНШП
вой помехи т1Ш1 » тс, но при этом сохраняется неизменным период повто-
рения ТП ~ Тс, а также энергетические и спектральные соотношения
ЭПшп=^-Ршп»Рс; Д/ШП»Д/С. (6.19)
‘ п
Для создания ОНШП можно использовать любую из схем формиро-
вания шумовых помех (как прямошумовых, так и модуляционных), если
в них задающий генератор поставить в ждущий режим так, чтобы генера-
ция начиналась с момента обнаружения сигнала и срывалась в момент
пропадания сигнала. Но известны и специальные схемы для генерации
именно ответных шумовых помех.
Рис. 6.10 Генератор ответных шумовых помех
Так, на рис. 6.10 представлена схема, иллюстрирующая метод формиро-
вания мощной ОНШП с использованием лампы обратной волны (ЛОВ —
карцинотрон). Генератор работаете положительной обратной связью. Цепь
обратной связи замыкается лишь тогда, когда на входе действует сигнал,
т. е. на временном интервале te [ZH;ZK], В течение времени действия сиг-
нала обратная связь на полосовой фильтр заставляет ЛОВ генерировать
шумовую ответную помеху с полосой Д/щП, равной полосе прозрачности
полосового фильтра. При этом центральная частота примерно соответству-
ет несущей частоте сигнала Д/шп ~ АД..
126 Глава 6. Станции активных шумовых помех
Сочетая различные методы формирования ОНШП, можно построить
несколько схем генераторов ответных непрерывных шумовых помех. Одна
такая схема представлена на рис. 6.11. Схема состоит из устройства опе-
ративной радиотехнической разведки (высокочастотная часть ПРМ), а
также генератора ОНШП, как в схеме на рис. 6.10. Помеха, как правило,
прицельно-шумовая, так как полоса ее Д/шп обычно невелика (до 10 МГц).
помеха
Рис. 6.11 Формирование прицельно-шумовой ответной помехи
На рис. 6.12 представлена схема одноканального генератора ОНШП
с настройкой (вручную или автоматически от подсистемы оперативной
радиотехнической разведки, измеряющей частоту сигнала). ГНШП может
работать в ждущем режиме с принудительной настройкой несущей часто-
fom ~ f 0 •
Рис. 6.12. Генератор ОНШП с настройкой от измерителя частоты
На этом же принципе строятся многоканальные схемы, которые фор-
мирует некогерентные ГНШП с принудительной настройкой на частоты
нескольких подавляемых РЭС (рис. 6.13). Такая схема содержит п гене-
раторов независимых шумовых помех, работающих в ждущем режиме с
перестраиваемой в полосе Д/шп Несущей частотой /ош (?) 6 Д/Шп. Несущая
частота ответных помех устанавливается устройством запоминания час-
тоты (УЗЧ) и перестраивается по специальному коду, который изменяется
в процессе работы схемой управления (УУ).
Дополнительно модулируя несущие частоты помех в многоканальных
генераторах, можно сформировать заградительную помеху с весьма ши-
роким спектром.
6.5. Ответные импульсные шумовые помехи и методы их создания
127
Рис. 6.13. Перестройка несущей частоты в многоканальной САП
6.5. Ответные импульсные шумовые помехи
и методы их создания
Ретранслированные импульсные шумовые помехи ОИШП должны
создавать шумовой импульс большей длительности тшп » тс в ответ на каж-
дый импульс сигнала. Несущая частота помехиУошп ~fc в каждом импульсе.
Такой метод создания помех позволяет бороться с РЭС, у которых несу-
щая частота меняется от импульса к импульсу по неизвестному для сред-
ства РЭП закону.
Один из методов создания ОИШП — запоминать параметры импуль-
са сигнала тс, Т*, t* и создавать шумовые импульсы с параметрами т*,
^шп ~Т*> Л>шп ~ fc независимым генератором помех.
К ответным импульсным случайным помехам относится так называ-
емая хаотическая импульсная помеха (ХИП) (рис. 6.14):
Рис. 6.14. Хаотическая импульсная помеха
В ответ на каждый импульс сигнала с параметрами тс, Тс генератор
ХИП формирует примерно такие же импульсы с длительностью тп = тс,
128
Глава 6 Станции активных шумовых помех
но со случайным периодом повторения, в среднем значительно меньшим
периода следования сигнальных импульсов Тп « Тс. Несущие частоты и
формы импульсов ХИП также мало отличаются от импульсов сигнала.
Самая типичная схема формирования ответной импульсной шумовой
помехи приведена на рис. 6.15, а осциллограммы, иллюстрирующие ее
работу — на рис. 6.16.
Рис. 6.15. Формирование хаотической импульсной помехи
Рис. 6.16. Иллюстрации к процессу формирования ХИП
В прямом канале устройство оперативной радиотехнической развед-
ки с помощью высокочастотной части приемника (РИМ) и устройства
запоминания частоты (УЗЧ) измеряет несущую частоту сигнала, формируя
6.5. Ответные импульсные шумовые помехи и методы их создания 129
оценку /* Полученная таким образом оценка используется для синхрони-
зации задающего генератора, который формирует колебание с частотой
/ошп =/о- в нижнем по схеме рис. 6.15 канале с помощью анализатора
сигнала оцениваются параметры импульсов ТС,ТС. Эти оценки позволяют
генератору ЗГ создать видеоимпульсы помехи с параметрами тшп »тс,
7"шп »?%* Два модулятора М0Д1 и М0Д2 формируют шумовые им-
пульсы с полосой Д/шп = 2pAF3 (р > 1). Средний энергетический потен-
циал такого импульсного сигнала определяется формулой (6.19), в кото-
рой Ршп — пиковая мощность импульсов шумовой помехи.
Схема рис. 6.17 является типовой схемой формирования помехи типа
ХИП. Здесь в основном (верхнем по схеме) канале формируется несущая
хаотических импульсов помехи /оп =/д.
Рис. 6.17. Генерирование хаотической импульсной помехи
В нижнем по схеме канале видеоимпульсы сигнала с параметрами
|тд, T’gj возбуждают генератор хаотической последовательности (ХИП)
видеоимпульсов с параметрами тп = тс; Гп « Тс. Эти импульсы создаются
из видеошумов при их ограничении по уровню.
На рис. 6.18 представлена схема, излучающая прицельную ретрансли-
рованную помеху в виде случайной импульсной последовательности со
случайной модуляцией и с быстрой перестройкой несущей частоты от
импульса к импульсу.
Соответствующие осциллограммы в разных точках схемы рис. 6.18 при-
ведены на рис. 6.19.
Для поиска по частоте гетеродин Г( перестраивается генератором ли-
нейно изменяющегося напряжения. Поиск останавливается лишь тогда,
когда приходит импульс сигнала с несущей ft и на выходе ПФ( появляется
импульс сигнала с частотой,/^ =Л ~fo> к которой добавляются остаточные
130
Глава 6. Станции активных шумовых помех
Рис. 6.18. Формирование и излучение помехи со случайной модуляцией
и с быстрой перестройкой несущей частоты от импульса к импульсу
флюктуации частоты Д/(г) от устройства остановки поиска. Генератор
ГИ формирует импульс помехи длительностью тп » тс. Нетрудно видеть,
что в момент останова частота гетеродина равна /г = /о -/пр - Д/(г).
Нижний канал (Z2, Г2 на частоте /пр) в моменты остановки восстанавли-
вает частоту сигнала (точка 8)/пр + Д/(/), а затем этот импульс длитель-
ностью тп модулируется видеошумом и на выходе создается высокочас-
тотная импульсная шумовая помеха.
В схемах ОИШП часто довольствуются узкополосными прицельны-
ми (по частоте) помехами. Для этого выходным сигналом устройства
запоминания частоты подсистемы оперативной радиотехнической раз-
ведки синхронизируют ждущий генератор прицельной ОИШП (мало-
мощные генераторы прямошумового или модуляционного типа). Затем
применяют ограничитель и усилитель мощности или генератор мощной
ГНШП для навязывания помехе несущей частоты маломощного генера-
тора. Кроме того, в станциях создания активных имитационных помех
может применяться дополнительная модуляция выходного колебания раз-
личными сигналами.
6.6. Ответные шумовые помехи, прицельные по углу
Для создания помех, концентрирующих мощность в направлении на
подавляемое радиоэлектронное средство, используются антенные системы
на многолучевых антенных решетках (МЛАР) [39]. Такие решетки позво-
6.6. Ответные шумовые помехи, прицельные по углу
131
Останов поиске с
t
>
Рис. 6.19. Иллюстрации работы схемы рис. 6.18
132
Глава 6. Станции активных шумовых помех
лили направленно излучать помехи на каждый источник излучения; обес-
печивать многомерный анализ сигнальной обстановки (по углам прихода
сигналов и по их частоте); адаптировать САП к уровню сигнала и к на-
правлению обратного излучения.
Современные МЛАР работают в диапазоне 0,5...20 ГГц, с различным
количеством лучей (3...144). Оптимальными по многим электрическим и
конструктивным параметрам считаются МЛАР с двадцатью лучами при
ширине луча Д0а =10... 12°. ФАР с диаграммообразущими схемами (ДОС)
и адаптивной фазировкой обеспечивают нужное число лучей в заданном
секторе обзора. Для создания ответных помех, прицельных по углу, изго-
тавливаются две идентичные МЛАР: одна — для оперативной поддержки
РЭБ (оперативной РТР), другая — для излучения помех. В результате одна
МЛАР фиксирует номер луча, который принимает сигнал, а другая МЛАР
излучает помеху по зафиксированному направлению прихода в обратном
направлении. За счет концентрации мощности в узком луче по заданному
направлению удается значительно повысить энергетический потенциал
помехи.
На рис. 6.20 приведена схема создания ответной заградительной по
частоте шумовой помехи при помощи многолучевых линейных ФАР.
Рис. 6.20. Схема создания ответной заградительной по частоте
шумовой помехи многолучевыми линейными ФАР
На рис. 6.21 показана схема на сопряженных МЛАР. Схема может
создавать, адаптивно распределяя по лучам, как шумовую (генераторную
и ответную), так и имитационную помехи.
Схема адаптивная (по количеству формируемых лучей, по энерге-
тике в каждом луче, по любому типу помех, излучаемых в каждом луче).
МЛАР имеет по 20 лучей в секторе 120° (один комплект) с параметрами
Д0а = 10... 12°, Gn = 15...20 дБ. Верхняя по схеме цепь с генератором поме-
6.6. Ответные шумовые помехи, прицельные по углу
133
Рис. 6.21. САП для создания как шумовых, так и имитационных помех
ховых функций (ГПФ) и модуляторами создает в каждом луче заранее
выбранную модуляционную ответную шумовую или имитирующую поме-
ху. В зависимости от этого выбора схема вырабатывает различные моду-
лирующие функции wM/(Z), ie [1; и]. Нижняя по схеме цепь предназначена
для создания модуляционной шумовой помехи генераторного типа. Схема
управления с ЦВМ просто включает п канальный задающий генератор (ЗГ)
и устанавливает код несущей частоты f0U1j, ie [1; н] для каждого луча.
При выборе элементной базы и параметров устройств в составе САП,
представленной на рис. 6.21, возникает определенная проблема. Так,
вся полоса оперативной радиотехнической разведки должна составлять
Д/о = 1000 МГц. Эта полоса разбивается на п полос по Д/шп “ 50 МГц
(н = 20). Радиоприемники прямого усиления выполняются в единой конст-
134
Глава 6. Станции активных шумовых помех
рукции с элементами МЛАР и имеют обычные характеристики следующего
порядка’ чувствительность -45 дБ, динамический диапазон -50.,.-60 дБ
и логарифмическую амплитудную характеристику, Для пеленгования РЭС,
которой ставится помеха, приемлем амплитудный метод, в соответствии
с которым сравниваются уровни сигналов в соседних лучах и пеленг отож-
дествляется с положением оси ДНА того луча, в котором сигнал мак-
симален Такой метод обеспечивает точность по азимут/ аа ~ 15°, Совре-
менные миниатюрные ЛБВ могут обеспечить Ртах = 25-50 Вт с полосой
2-4 октавы и КПД г 20%. Генераторы помеховых функций выполняются
как цифровые синтезаторы модулирующих колебаний, управляемых от
ЦВМ, Высокочастотные коммутаторы должны иметь высокое быстро-
действие и подсоединять любые комбинации элементов МЛАР для адап-
тивного управления ориентацией ДНА. Время задержки ответной поме-
хи относительно момента обнаружения факта облучения должно составлять
А/ - 1000 нс.
Особый и широко применяемый средствами РЭП вид антенн — решет-
ки Ван-Атта. Эти антенны всегда создают излучение по направлению, про-
тивоположному тому, с которого принимается сигнал. Иначе говоря, ре-
шетки Ван-Атта всегда формируют помеху, прицельную по углу. Элементы
приемной и передающей решеток соединяются попарно, причем элект-
рические длины соединительных линий для всех пар одинаковы (рис. 6.22).
Рис. 6.22. Решетка Ван-Атта
Сигналы, принятые и переизлученные элементами решетки, прохо-
дят одинаковый путь и приобретают одинаковые фазовые набеги. Поэто-
му направление максимума излучения у решетки совпадает с направле-
нием максимума приема, а синфазный фронт переизлучаемой волны всегда
параллелен фронту волны принимаемого сигнала. Элементами решетки
могут быть антенны разнообразных типов и конструкций (вибраторы,
6.6, Ответные шумовые помехи, прицельные по углу
135
линейные ФАР, рупорные и т. п.), предназначенные для работы с любой
поляризацией. Принцип действия при этом не меняется.
На рис, 6.23 представлена решетка Ван-Атта на линейной ФАР. Здесь
зеркальными берутся элементы А_№ A+/v, А.,-, А„ •.
Рис. 5.23 Решетка Ван-Атта на линейной ФАР
На рис. 6.24 представлена схема САП с фазовой настройкой для со-
здания узкополосных ответных помех (например, прицельных ОШП).
Пусть на систему из трех разнесенных антенн Ад, Аь А2 (база антенной
системы d) падает с направления 0 плоская синусоидальная волна. Антен-
ны Аь А2 снабжены рециркуляторами и служат как для приема, так и для
передачи. В каждый из каналов включена САП узкополосной прицельной
по частоте ответной шумовой помехи и фазовращатель ФВ. Центральная
Рис. 6.24. САП на решетке Ван-Атта с фазовой настройкой
136
Глава 6. Станции активных шумовых помех
антенна работает только на прием и служит для оценки пеленга 0* и длины
волны X* несущего колебания (несущей частоты/о). На пути волны от
точки расположения А, через ретранслятор вновь до точки А, (рис. 6.24)
сигнал приобретает суммарный фазовый сдвиг
. . Ы . dsinO
Фюпр =<Рпш1 +Л<Р| + 4тс—= <рпад + А<р, +4тс————. (6.20)
Л Л
Аналогично для второй антенны А2 фаза переизлученной волны
Ф2отр — Фпад + Аф? + 0- (6.21)
Разность фаз
А/
Афотр = Ф1отр - <Р2отр = Д<Р1 - ДФ2 + 4л V (6.22)
Л
Если теперь оба фазовращателя одновременно настроить на разность
, <7sin0
А<р2 -Д<р, =4тс—-—, (6.23)
Л
то фазовый фронт переизлученной волны будет синфазным (<р 1отр = <р2отр).
Но для такой настройки нужно знать оценки пеленга 0* и длины волны
несущего колебания X*.
Схема создания широкополосной заградительной по частоте ответной
шумовой помехи приведена на рис. 6.25.
Рис. 6.25. Использование ОРТР для адаптации САП по типу помехи
Здесь в схему САП формирования заградительной по частоте ответ-
ной шумовой помехи введены дополнительные линии задержки на А/.
Все эти САП на решетках Ван-Атта обладают высоким энергетичес-
ким потенциалом
ЭП = Рп(7а/и, т<п (6.24)
и зависят от числа лучей т < п.
Ответная помеха с еще более высоким энергетическим потенциалом
может быть создана решеткой Ван-Атта по схеме рис. 6.23, когда антенны
6.6. Ответные шумовые помехи, прицельные по углу
137
А±л, излучают когерентные ответные сигналы, сформированные из общего
принимаемого сигнала. Поэтому решетка с 2N элементами обеспечит
суммарный энергетический потенциал, равный
ЭП = РпА2Са, (6.25)
где РП — мощность ответной помехи на выходах усилителя мощности.
Контрольные вопросы
1. Какие известны способы увеличения мощности и энергетического потен-
циала шумовой помехи?
2. С какой целью в станциях активных шумовых помех применяют антенные
системы с многолучевой ДНА?
3. Прямошумовые помехи имеют нормальный закон распределения вероятно-
стей. Каков закон распределения вероятностей модуляционных шумовых помех?
4. При формировании модуляционных помех шум изменяет как амплитуду,
так и фазу несущего колебания. Как изменяется спектр модуляционной помехи
по сравнению со спектром модулирующей функции?
5. Энергетические характеристики прямошумовых и модуляционных помех
одинаковы. Что означает это утверждение?
6. Как действуют ответные шумовые помехи? Для чего их применяют?
7. Чем отличаются шумовые помехи от генераторных (прямошумовых и гене-
раторных)?
8. Как формируется и для каких целей применяется хаотическая импульсная
помеха?
9. Ответная импульсная шумовая помеха создается для подавления импульсных
сигналов. Какие параметры импульсного сигнала нужно знать (разведать) для со-
здания ответной импульсной шумовой помехи?
10. Как устроена решетка Ван-Атта и какую функцию она выполняет при со-
здании ответных помех?
ГЛАВА 7
СТАНЦИИ АКТИВНЫХ ИМИТАЦИОННЫХ ПОМЕХ
7.1. Ответные имитационные помехи
Имитационные (имитирующие) помехи вносят ложную информацию
в сигналы, с которыми оперируют РЭС противника. Поэтому такие помехи
иначе называются дезинформирующими. Поскольку имитирующие помехи
не должны селектироваться приемником РЭС на фоне полезного сигна-
ла. их также называют сигналоподобными. С помощью имитирующих
помех создают такую сигнальную обстановку, в которой истинный сиг-
нал перепутывается с ложным, а информационные системы противника
совершают аномальные ошибки. Иначе говоря, имитирующие помехи
наделяют принимаемое противником колебание ложным информацион-
ным параметром Хп(?), отличающимся от значения Хс(?) информативно-
го для РЭС параметра полезного сигнала, и тем самым создают ситуацию,
приводящую к появлению ошибок. Целенаправленно (по выбранному
закону) изменяя параметр Хп (/), можно увести следящую систему РЭС
от истинного значения измеряемого параметра Хс(/) (уводящие помехи)
или перенацелить РЭС с Хс(/) наложное Хп(/) (перенацеливающие по-
мехи). Как видно, цель у всех перечисленных действий одна — дезинфор-
мация противника. Но тактические методы и технические средства для
достижения этой цели различаются.
К ответным имитационным помехам иногда причисляют непрерывные
или импульсные переизлученные маскирующие шумовые помехи. Очень
эффективны комбинированные ответные импульсно-шумовые помехи,
обладающие наивысшей эффективностью.
Ответные имитационные помехи (ОИП) в отличие от шумовых не
являются универсальными. Они предназначаются для борьбы с РЭС оп-
ределенного типа и назначения (РЛС, РСПИ и т. д.).
Имитационные помехи применяются в виде сосредоточенных по про-
странству (излучаемых из одной точки пространства) и пространственно
разнесенных помех.
Все многообразие ответных имитационных помех можно классифи-
цировать в зависимости от назначения (рис. 5.1). Так, ретрансляционные
7.2. Эффективность ответных имитационных помех 139
ОИП, по существу, генерируют ложные сигналы, ретранслируя запросные
сигналы РЛС. Такие помехи наделяются модуляцией, чтобы имитировать
флуктуации и регулярные изменения параметров сигналов, отраженных
протяженными и движущимися целями. Однократные ОИП состоят из од-
ного ложного импульса, подобного импульсу отраженного сигнала РЛС,
навязывая следящим системам РЛС двухиелевую ситуацию. Если парамет-
ры (частота, задержка) такого помехового импульса изменяются, то помехи
называются уводящими. Многократные ОИП в ответ на сигнальный им-
пульс создают несколько ответных сигналоподобных импульсов. В резуль-
тате складывается ложная многоцелевая ситуация, иногда с синхронным
уводом всей пачки ответных импульсов радиолокационного сигнала. Пе-
ренацеливающие ОИП одновременно срывают слежение за полезным па-
раметром Хс (/) и принудительно навязывают сигнал с ложным парамет-
ром Хп(/). Такие помехи могут быть однократными и многократными.
Одноточечные совмещенные помехи предназначены для подавления од-
нопозиционных РЭС. Для этого помехи воздействуют на каналы обнару-
жения, различения и распознавания, канал дальности, канал скорости,
угломерные каналы с линейным и коническим сканированием, а также
угломерные каналы моноимпульсного типа. Воздействуя на радиосисте-
мы передачи информации, такие помехи могут поражать как информа-
ционный канал, так и канал синхронизации радиосистем связи и передачи
данных. Многоточечные помехи предназначены для подавления угломер-
ных каналов, многопозиционных РЛС активного и пассивного типов,
взаимокорреляционных систем.
7.2. Эффективность ответных имитационных помех
Типовая структурная схема станции формирования ответных имита-
ционных помех показана на рис. 7.1.
Схема подобна тем, которые формируют ответные шумовые помехи.
Но имеется несколько отличий. Во-первых, в этой схеме сильно развита
подсистема оперативной радиотехнической разведки (ОРТР): именно она
запоминает частоту принятого сигнала (УЗЧ), демодулирует (ДМД) и
определяет его параметры для выбора вида ответной помехи, формирует
исходные данные для работы системы управления (СУ) помехой. Во-вто-
рых, схема использует регулируемые законы изменения модулирующих
функций. Эти законы FaM(t) и F4M(t) формируются генератором помехо-
вых функций (ГПФ) под управлением СУ и подаются на амплитудный
(МОД1) и фазовый (МОД2) модуляторы, а также на выходной усилитель
мощности. В-третьих, в схеме станции формирования ОИП всегда имеется
140
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Рис. 7.1. Типовая структурная схема станции формирования
ответных имитационных помех
устройство управления задержкой (УЗ) помехи на тп(/). Переменная за-
держка нужна для формирования уводящих по дальности помех.
Сколько-нибудь подробные аналитические исследования эффективно-
сти ОИП для подавления различных следящих РЭС затруднительны, а до-
ступные результаты таких исследований ограничены. Поэтому судить об
эффективности ОИП лучше всего по результатам имитационного моде-
лирования или натурного эксперимента. Таким путем удается получить
конкретные данные о вероятностях срыва, захвата, перенацеливания РЭС,
функционирующих в конфликте со средствами РЭП.
Энергетический потенциал ОИП для сигнала иП (?) не может служить
показателем эффективности. Напротив, обычно стараются создать ОИП
с мощностью, сравнимой с мощностью сигнала: мощность или амплиту-
да — такой же параметр помехи, как и любой другой, а имитирующая по-
меха должна быть подобна сигналу по всем параметрам, в том числе и по
амплитуде.
7.3. Генераторы ложных сигналов — ретрансляционных
ответных помех
Схема, поясняющая принцип работы и применения генератора ответ-
ных импульсных помех, приведена на рис. 7.2. ПРД РЛС обнаружения в
точке 1 создает и излучает зондирующий сигнал частоты Уд. Этот сигнал
достигает ЛА (цели) и отражается от него (импульс D на рис. 7.2, б).
, „ /— / ч
Амплитуда отраженного импульса £„ ~ , задержка тц (?) = —=-^-4, а
частота отличается от /0 на величину доплеровского сдвига F„ =—
Д А
7.3. Генераторы ложных сигналов — ретрансляционных ответных помех 141
Значительно более слабый сигнал В падает на ложную цель (ЛЦ) и отра-
жается от нее с амплитудой Ели ~ ^олц -
Рис. 7.2. Применение ответных импульсных помех
Пришедшие на ПРМ РЛС в точке 2 сигналы имеют удвоенные задер-
жки и доплеровские сдвиги частоты, а их амплитуды различны. Такое
различие по параметрам позволяет в принципе различить (распознать)
ложную цель на фоне истинной. Чтобы избежать этого, на ложную цель
устанавливается генератор помех, излучающий ответный импульс поме-
хи С с амплитудой, примерно равной Ец. В результате в точке 2 на ПРМ
РЛС (рис. 7.2, в) приходят от истинной цели и от ложной цели импульсы,
мало различимые по амплитуде. Этот эффект затрудняет селекцию лож-
ной цели от истинной и дезинформирует РЛС, создавая эффект размно-
жения строя летательных аппаратов. Но, создавая ложные сигналы, надо
принять меры, чтобы импульсы от истинной и ложной целей (рис. 7.2, в)
были не только подобны по своим параметрам, но и имели одинаковые
флуктуации, обусловленные отражением сигнала от протяженной цели
(ЛА). Проще всего ГЛЦ выполнить по схеме ретранслятора с дополнитель-
ным усилением и модуляцией переизлученного запросного сигнала РЛС.
Существует несколько способов создания ретранслированных помех.
Схема однократного ГЛЦ приведена на рис. 7.3.
Схема работает с общим гетеродином (Г), с усилением на промежу-
точной частоте /пр = /с -fT и с восстановлением несущей /пр = /пр + /г в0
втором смесителе.
Иногда тактика РЭП требует отвечать на одиночный импульсный
сигнал либо расширенным по сравнению с ним импульсом помехи, либо
J 42
Глава 7 Станции активных имитационных помех
Рис. 7.3. Схема однократного ГЛЦ
пачкой помеховых импульсов. В схеме рис. 7.4 для генерации пачки от-
ветных импульсов предназначена цепь обратной связи с управляемой
линией задержки (УЛЗ) и двумя преобразователями частоты /п_ о /п. Де-
/с
литель частоты (ДЧ) задает промежуточную частоту' /пр =—• на которой
ь И
работает цепь ооратной связи.
Рис. "А. Схема ссзоания пачки импульсов помехи
Специальные генераторы ложных сигналов создаются для РЭП РЛС
со сложными сигналами (ЛЧМ, ФКМ). а также для РЛС со скачкообраз-
но меняющейся от импульса к импульсу несущей частотой.
На рис. 7.5, а показана схема генератора ложных целей, отвечающая
помехой на ЛЧМ-импульс. Схема снабжает излученную ответную помеху
дополнительной частотной внутриимпульсной модуляции. Осциллограм-
мы. которые иллюстрируют работу схемы, показаны на рис. 7.5, б. На
выходе схемы ответная помеха в течение несжатого зондирующего импуль-
са сигнала излучается как последовательность импульсов длительностью
At ='1Нсж/я с периодом Тп. При этом несущая частота импульсной поме-
хи равна /п (?) = /с (г) + А/п.
Существуют схемы генераторов ложных целей для ФКМ-сигналов с
быстро перестраиваемой частотой [6], но для обеспечения работы этих схем
необходимо априорное знание кода, управляющего фазой несущего ко-
лебания.
7.4. Помехи каналу дальности
143
Рис. 7.5. Средство РЭП РЛС с ЛЧМ-сигналом
7.4. Помехи каналу дальности
Ответные имитационные помехи РЛС, измеряющей дальность и со-
провождающей цель по дальности, используются при реализации разных
способов РЭП. Такие помехи создают ложную информацию о радиоло-
кационных целях и навязывают эту информацию соответствующим под-
системам РЛС. В результате помехового воздействия система автосопро-
вождения по дальности захватывает помеху и уводит строб на ложную
дальность. Закон, по которому помеха уводит строб дальности, определя-
ется тактическими соображениями. Наиболее распространены три вида
ответных импульсных помех каналам дальности РЛС. Это однократные и
многократные ответные уводящие помехи, а также ответные импульсные
помехи в сочетании с шумовыми.
Принцип действия ответных импульсных помех, уводящих по даль-
ности, иллюстрируется рис. 7.6. В ответ на импульсы сигнала с парамет-
рами тс, Тс, fc создаются помеховые импульсы, дезинформирующие РЛС
о дальности до цели (рис. 7.6, а). Помеховые импульсы имеют примерно
те же параметры, что и сигнальные тп = тс, Тп ~ Тс, fn ~fc. Помеху форми-
рует генератор ложных целей, выполненный по схемам, не отличающим-
ся от описанных в гл. 7.3.
Мощность импульсов помехи Рп должна превышать мощность отра-
женного от цели сигнала Рс. Соответствующие видеоимпульсы сигнала и
помехи представлены на рис. 7.6, б. Пусть для начала система автосопро-
вождения по дальности находится в режиме поиска, так что строб даль-
ности движется по оси времени справа налево, как на рис. 7.6, в. Если
помеха мощнее сигнала, строб дальности захватит более сильную помеху.
Этому будет способствовать схема АРУ приемника РЛС, благодаря дей-
144
Глава Z Станции активных имитационных помех
Рис. 7.6. Принцип действия однократных ответных
импульсных помех, уводящих по дальности
ствию которой сильная помеха ослабит и без того более слабый сигнал.
После захвата задержка импульса помехи Дтп(/) изменяется и вместе с
ней изменяется положение строба дальности (помехи осуществляют увод
по дальности). Очень важно выбрать закон изменения задержки Дтп(/).
Для имитации равномерного движения ложной цели Дтп (/) меняется по
кусочно-линейному (пилообразному) закону с периодом Ту (рис. 7.6, г).
Чтобы помеха имитировала медленно движущуюся цель, Дтс(/) меняет-
ся медленно за много периодов Тс. Период Ту должен быть выбран из рас-
чета Ту » Тс. Для имитации движения ложной цели с постоянной скоро-
стью используют параболический закон изменения задержки Дтп (/) = kt2.
Одновременно с уводом меняют мощность помехи Дтп (/), имитируя из-
менение интенсивности сигнала по мере его приближения к РЛС или уда-
ления от РЛС.
Для создания многократных ответных импульсных помех, уводящих
по дальности, в ответ на каждый импульс сигнала излучается пачка в
п импульсов с периодом ТП (рис. 7.7, а). При этом вся пачка синхронно
уводится по кусочно-линейному периодическому (пилообразному) зако-
ну (рис. 7.7, б) при выполнении того же условия Рп > Рс. Система автосо-
провождения по дальности захватывает один из п импульсов и следит за
перемещающейся пачкой.
7.4. Помехи каналу дальности
145
Рис. 7.7. Многократные импульсные помехи, уводящие по дальности
Ответные импульсные помехи могут сочетаться с шумовыми. Шумовые
помехи накрывают и маскируют импульс сигнала, исключая возможность
синхронизации положения строба дальности и сигнального импульса.
Следует отметить, что ответная импульсная помеха может быть создана
только с некоторой временной задержкой относительно импульса сигнала.
Аппаратура станций формирования активных помех обычно обеспечивает
величину этой задержки А? в интервале до 0,15 мкс. Поэтому для надежного
накрытия маскируемого импульса сигнала ответный шумовой импульс
должен упреждать его по времени. Для этого шумовой импульс, сформи-
рованный в ответ на принятый импульс сигнала РЛС, задерживается на
время, несколько меньшее периода повторения зондирующего сигнала.
Такая помеха надежно накроет импульс сигнала в следующем периоде.
Широко распространенная в технике РЭП схема формирования та-
ких ответных импульсных помех для увода систем автосопровождения по
дальности приведена на рис. 7.8.
Рис. 7.8. Формирование ответного импульса помехи с задержкой
на период повторения сигнала
146
Глава 7. Станции активных имитационных помех
В соответствии с этой схемой перестраиваемая линия задержки ЛЗ
на Дтп (г) управляется генератором линейно изменяющегося напряжения
(ГЛИН). С помощью управляемого усилителя меняется мощность поме-
хи на выходе Рп (г).^Устройство запоминания частоты (УЗЧ) оценивает
несущую сигнала f с и создает условия для излучения задержанного им-
пульса на той же несущей, что и у принятого импульса.
В ряде случаев устройство запоминания частоты совмещается с при-
емником поиска и захвата сигнала, а управление задержкой — с программ-
ным устройством, управляемым специальным контроллером (рис. 7.9).
Рис. 7.9. Программное управление уводом по дальности
Сигнал + помеха
Рис. 7.10. Смещение помехой
энергетического центра
отраженного сигнала
Существуют помехи, уводящие строб
системы автосопровождения по дально-
сти в пределах длительности импульса
сигнала тс за счет смещения энергетичес-
кого центра (ЭЦ) суммарного импульса
сигнала и помехи. Пример организации
РЭП по такому принципу иллюстриру-
ется на рис. 7.10, где на осциллограм-
мах 2-4 показаны три суммарных импуль-
са сигнала с помехой в три последова-
тельных момента времени. При действии
несимметричных импульсов система ав-
тосопровождения по дальности, отслежи-
вая энергетический центр импульса (ЭЦ
на рис. 7.10), будет смещать строб даль-
не
ности в малых пределах —.
В литературе указывается на возмож-
ность создания многоканальных станций
активных помех с уводом по дальности,
7.5. Помехи каналу скорости
147
когда каждый канал реализует свой закон увода [6]. Для этого в схемах
увода по дальности применяют блок, содержащий набор независимо уп-
равляемых линий задержки и сумматор
задержанных помеховых импульсов на
выходе.
В системах автосопровождения по
дальности может применяться схема
помехозащиты, работа которой осно-
вана на том, что при одновременном
наблюдении нескольких сигналов зах-
ватывается самый слабый из них —
тот, у которого Рс = min. Для проти-
водействия в условиях такой помехо-
защиты эффективна уводящая помеха
со специальным законом изменения
Дп(?) (Рис- 7Л1)-
На участке 1, где нет увода, помеха
Рис. 7.11. Уводящая помеха
с изменением мощности
имитирует цель, выставляя импульс с уровнем
—2— < 1. Тогда в системе
р
1 с min
автосопровождения по дальности со схемой помехозащиты с селекцией
минимального сигнала произойдет захват помехи (как самого слабого из
всех одновременно наблюдаемых импульсов). По мере увода строб даль-
Pn(t\
ности смещается на участок 2, где —— > ] Но система автосопровожде-
ния по дальности все равно следит за помехой, а не за сигналом.
7.5. Помехи каналу скорости
При формировании помех каналу скорости производится управление
не временными задержками, а сдвигами частоты. Принцип действия наи-
более распространенных помех каналам измерения и сопровождения ско-
рости иллюстрируется рис. 7.12. На рис. 7.12, а воспроизведена помеха,
уводящая по скорости; разность частот /п(?)-/с =
На рис. 7.12, б приведена многократная помеха по скорости. Эта по-
меха представляет собой пачку спектральных составляющих с синхрон-
ным изменением частот всех составляющих пачки. Наконец, на рис. 7.12, в
показана случайная помеха, имеющая расширенный шумовой спектр,
центральная частота которого также может уводиться по закону /п(7).
148
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Рис 7.12. Принцип организации уводящих помех каналу
сопровождения по скорости
Для увода по скорости чаще всего применяют схему с фазовой моду-
ляцией ЛБВ (рис. 7.13).
Рис. 7 13. Увод по скорости посредством модуляции ЛБВ
В соответствии с этой схемой с помощью генератора линейно изме-
няющегося (пилообразного) напряжения производится фазовая модуля-
ция колебания на выходе ЛБВ ф(г) = kt. Такому изменению фазы соответ-
ствует частотный сдвиг усиливаемого сигнала:
= (7.1)
dt 2 л
Изменяя по командам от системы управления (СУ) крутизну пилооб-
разного модулирующего напряжения к, можно осуществить увод по ско-
рости как вперед (А/,, растет), так и назад (Д/п уменьшается со временем).
Генератор помеховой функции (ГПФ) совместно с модулятором (МОД)
формирует структуру ответной помехи.
7.5. Помехи каналу скорости
149
Схема рис. 7.14 может работать при любых (не только гармонических)
сигналах, в частности при создании помех ЛЧМ-. ФКМ-сигналам. Если
надо создавать паузы в помеховых излучениях, то в схему рис. 7.14 добав-
ляют электронные ключи и коммутаторы, прерывающие работу станции
формирования активных помех.
Рис. 7.14. Формирование помех каналу скорости
при произвольной модуляции несущей
Существует несколько типов схем создания многократных помех, уво-
дящих по скорости. Обычно такие схемы создают сложные помеховые ко-
лебания [6], спектр которых содержит п составляющих на разных часто-
тах Fj, i = 1 :п.
Схема формирования доплеровского шума в канале скорости представ-
лена на рис. 7.15.
Рис. 7.15. Схема формирования случайной уводящей
помехи каналу скорости
В соответствии со схемой рис. 7.15 в модуляторе происходит амплитуд-
ная модуляция принятого и усиленного сигнала случайным колебанием —
видеошумом и фазовая модуляция видеошумом !](?). Увод по частоте
А/п (г) производится за счет фазовой модуляции по закону <р(?) =
т. е. по пилообразному закону с изменяющейся крутизной = 2тсА/п).
Помеха на выходе в ответ на сигнал w0 (?) = Re^£0 (?)ехр(/Шог)] создает ко-
лебание
wo (О = £о (Ф + т^) ]cos{2tc[/0 + - '”ФП(О- Фо (0} =
(7.2)
= Re{^o (Фм (?)expCW)}’
где Ём (г) = [1 + щА^(г)]ехр[/2к A/(f)t - тфг|(г)].
150
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Фазовая и амплитудная модуляции напряжениями видеошумов Т[(/),
создает шумовое колебание со спектром рис. 7.12, в, где централь-
ная частота f(j +Л/П(/) изменяется в соответствии с заданным за-
коном увода по частоте (скорости). Полоса помехи обычно составля-
ет Д/шп (?) (рис. 7.12, в) примерно 7...20 кГц, период увода — до Юс,
Д/,(/) = 0...200 кГц. Вместо генератора видеошума (ГВШ) могут испо-
льзоваться генераторы псевдослучайного сигнала, а в качестве фазового
Модулятора — балансный модулятор, подавляющий несущую на выходе.
Как и при постановке помех каналу дальности, имеются многопро-
граммные станции активных помех каналу скорости. В этих станциях од-
новременно излучаются помехи разных частот, каждая из которых уводится
по своему закону. В ряде станций активных помех адаптивно меняется
цикл увода Tv(t). Часто помехи каналу дальности и скорости формируют-
ся одной станцией активных помех. При этом скорость изменения час-
тоты и закон изменения задержки (дальности) должны согласовываться.
7.6. Совмещенные помехи измерителям угловых координат
В гл. 1, уже говорилось о том, что пеленгаторы любого типа опреде-
ляют угловые координаты источника излучения по положению нормали
к фронту волны приходящего от этого источника сигнала. Совмещенные
помехи излучаются из той же точки пространства, что и сигнал. Поэтому
совмещенные помехи не могут исказить форму фронта волны на раскры-
ве приемной антенны подавляемого пеленгатора и тем самым вызвать
ошибки пеленгования. Более того, совмещенные помехи облегчают рабо-
ту моноимпульсного пеленгатора [22]. Но из этого общего правила есть
довольно существенные для практики исключения.
Прежде всего исключения распространяются на пеленгаторы после-
довательного действия, формирующие информацию об угловых коорди-
натах в результате обработки огибающей принятого антенной сигнала.
Искажение этой огибающей амплитудно-модулированной помехой обя-
зательно приведет к ошибке пеленгования. Так, если амплитуда помехи
изменяется с частотой сканирования, пеленгатор с качающейся или со
сканирующей антенной выделит модулирующую функцию вместе с по-
лезным сигналом. Изменение амплитуды и фазы суммарного колебания
во времени приведет к блужданию оси антенной системы около истинно-
го направления на источник излучения.
Пеленгатор с мгновенным равносигнальным направлением (моноим-
пульсный) по принципу действия оказывается нечувствительным к флук-
туациям амплитуды и фазы огибающей принимаемого сигнала, если только
7.6. Совмещенные помехи измерителям угловых координат
151
все каналы многоканального приемного тракта такого пеленгатора оди-
наковы по амплитудно-фазовым характеристикам. Неидентичность кана-
лов, характерная для любой практической реализации приемника моноим-
пульсного пеленгатора, конечно же, снижает устойчивость против помех.
В том числе и помех, пространственно совмещенных с сигналом. Но изве-
стны способы создания совмещенных помех, вредных даже и для идеально
реализованной аппаратуры моноимпульсных пеленгаторов. Это двухчас-
тотные помехи и помехи на кроссполяризации.
Принцип радиопротиводействия пеленгаторам при помощи двухчас-
тотной помехи сводится к следующему. Если помеха состоит из двух гар-
монических колебаний, разнесенных по частоте примерно на величину
промежуточной частоты приемника радиопеленгатора /пр, то в результате
биений этих двух помеховых колебаний в смесителе радиоприемного ус-
тройства образуется колебание, которое попадает в полосу УПЧ на часто-
те f ~/пр. Но это колебание будет отличаться от полезного сигнала как по
амплитуде, так и по фазе. Совместное действие помехового колебания и
сигнала создает условия, приводящие к ошибке в определении пеленга.
Это утверждение можно иллюстрировать, рассмотрев фрагмент схемы
любого моноимпульсного радиопеленгатора в виде двухканального при-
емного устройства (см., например, рис. 1.21). Эффект от действия двух-
частотной помехи может проявляться в нарушении работы угломерного
координатора за счет искажения пеленгационной характеристики. Ана-
лиз показывает, что пеленгационная характеристика, нечетная относитель-
но равносигнального направления в отсутствии помех, оказывается чет-
ной, а равносигнальное направление приходится на область неустойчивого
состояния [36]. Равносигнальное направление пеленгатора отклоняется от
направления на источник излучения, и происходит срыв автосопровож-
дения. Кроме того, при достаточной мощности двухчастотная помеха мо-
жет вызвать перегрузку приемника и подавление слабого информативно-
го сигнала на нелинейностях приемного тракта.
Помехи на кроссполяризации облучают приемные антенны подавля-
емых пеленгаторов на рабочей частоте, но с ортогональной поляризаци-
ей. Такие помехи использует различие направленных свойств антенн для
сигналов разной поляризации. Как известно [6, 35, 36], практически у
всякой антенны ДНА на основной и ортогональной поляризациях силь-
но отличаются. Обычно, конструируя антенну, стремятся обеспечить ми-
нимальную чувствительность к помехам на ортогональной поляризации.
Но если коэффициент усиления антенны по направлению максимума ДНА
на основной поляризации имеет минимум, то для иных направлений он
будет больше и по каким-то направлениям достигнет максимума.
152
Глава 7. Станции активных имитационных помех
На рис. 7.16, а в декартовых координатах представлены ДНА основ-
ной антенны Ад с острым максимумом и низкими по уровню боковыми
лепестками (БЛ) на основной (согласованной) поляризации принимаемого
сигнала ЕДа).
Рис. 7.16. ДНА на основной и на ортогональной поляризации
В то же время эта же антенна Ад на ортогональной поляризации имеет
совершенно другую ДНА /^(а) с минимумом при а= 0, со смещенными
максимумами и высоким уровнем боковых лепестков. Практически уров-
ни максимумов ДНА на основной и ортогональной поляризациях отли-
чаются на К = 30-40 дБ. Сигнал с амплитудой Uo, пройдя Ад на согла-
сованной поляризации, приобретет амплитуду А-(с/.) А'(|. Приходящая на
вход Ад помеха с амплитудой Еп, но на ортогональной поляризации, будет
иметь амплитуду на входе приемника F^(a.)En. Отношение помеха/сиг-
нал при этом составит
ЕСК
£
Если станция активных помех обеспечивает —°-» К, то на выходе Ад
помеха будет превышать полезный сигнал, а ДНА антенны будет практи-
7.6. Совмещенные помехи измерителям угловых координат 153
чески совпадать с F^(a). Иначе говоря, ДНА будет иметь провал при а= О,
смещенные на Да максимумы и очень высокие уровни боковых лепестков,
а дискриминационная характеристика изменит форму с 1 на 2 (рис. 7.16,
в). Моноимпульсный радиопеленгатор при такой антенне будет работать
с угловой ошибкой Да или даже больше при захвате сигнала боковыми
лепестками ДНА. Условие эффективности поляризационной помехи —
превышение ею уровня сигнала порядка 30...40 дБ и более в точке при-
ема сигнала антеннами подавляемой РЛС.
При организации РЭП применяются два типа поляризационных по-
мех: с настройкой поляризации данной антенны и с двумя антеннами,
жестко настроенными на ортогональные линейные поляризации.
На рис. 7.17 представлена схема первого типа. На входе применяют-
ся три антенны, работающие с различной (вертикальной Т, горизонталь-
ной -> или круговой 0) поляризацией.
Рис. 7.17. Формирование помех с настройкой поляризации
Тип поляризации приходящего сигнала определяется в измерителе
поляризации по откликам антенн А,, А2, А3. Измеритель поляризации на-
страивает (через схему управления) единственную передающую антенну
станции активных помех А, на ортогональную поляризацию. Переклю-
чатель пропускает один из трех сигналов на модулятор. Недостаток схе-
мы — некоторая инерционность из-за задержки в определении нужной
поляризации.
Схемы второго типа — с двумя антеннами на ортогональные поляриза-
ции — при линейной поляризации всегда имеют два канала, но зато обла-
дают малой инерционностью. На рис. 7.18 представлена схема подобно-
го типа.
В этой схеме антенны Апр1, Апр2 настроены на вертикальную и гори-
зонтальную поляризации соответственно, а передающие антенны Апрд],
АПрд2 — на ортогональные поляризации.
154
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Рис. 7.18. Автоматическая настройка поляризации помехи
Сигнал, пришедший на антенну Апрд_,, пройдет через верхний ре-
трансляционный канал (РК) и будет излучен через Апрд-р на ортогональ-
ной поляризации. Аналогично действует нижний по схеме канал. Так как
принцип РЭП при помощи поляризационных помех требует излучения
очень мощных помеховых колебаний, в схеме нужно использовать выход-
ные каскады с очень большим усилением К - 40...50 дБ и с маленькой
задержкой, чтобы излучаемые импульсы помех практически совпадали по
времени с импульсами подавляемых сигналов (рис. 7.18). Но при этом
возникает серьезная проблема развязки каналов приема и передачи.
7.7. Некогерентные пространственно-разнесенные
помехи угломерным системам
Пространственно-разнесенные, или, иначе, многоточечные, помехи
наиболее эффективны для РЭП угломерным системам, хотя могут при-
меняться для противодействия и другим радиоэлектронным системам,
трудно подавляемым совмещенными помехами.
Физическая причина эффективности пространственно-разнесенных
помех против моноимпульсных и других угломерных систем состоит в том,
что помехи, излучаемые из разных точек пространства, изменяют ориента-
цию фронта электромагнитной волны, падающей на антенну радиопелен-
гатора.
В качестве носителей (платформ) постановщиков вынесенных излу-
чателей помех используются: пилотируемые постановщики помех; беспи-
лотные дистанционно-управляемые летательные аппараты (ДПЛА); любые
медленно опускающиеся летательные аппараты (парашюты, автожиры,
летающие крылья, аэростаты и т. п.) с активными передатчиками помех
одноразового действия (ПОД); буксируемые радиолокационные ловушки
7.7. Некогерентные пространственно-разнесенные помехи угломерным...
155
(БРЛВ); отстреливаемые снаряды и ракеты, несущие передатчики пере-
нацеливающих на себя помех (радиолокационные ловушки — РЛВ).
При этом один и тот же носитель может применяться для различных
целей. Так, шумовые помехи, как правило, применяются для прикрытия
целей. Однако, располагаясь на ракетах, они могут служить перенацели-
вающими РЛВ. Имитационные помехи используются для создания не-
когерентных помех, важными вариантами которых являются мерцающие
помехи. Вообще тактика использования пространственно-разнесенных по-
мех, в зависимости от используемых носителей, очень разнообразна.
Применение некогерентной помехи для противодействия определению
угловой координаты радиолокационной цели иллюстрируется рис. 7.19.
Подобные вынесенные помехи могут быть как шумовыми (генераторными
или ответными), так и имитационными.
Постановщик
Рис. 7.19. Применение некогерентной помехи из одной вынесенной точки
Моноимпульсный пеленгатор, входящий в состав РЛС, принимает
вместе с помехой отраженный от цели сигнал. Пространственное разне-
сение точек отражения сигнала и излучения помехи задается вектором d(x),
модуль которого
К (01=(О - *п (О]2 + bu (О - Уп (И]2 + [л (z) - (И]2 ’ (7-4)
где {хс, Рс, 4) — координаты точки излучения цели, а {лп, уп, гп} — коор-
динаты точки излучения помехи.
156
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Задача заключается в том, чтобы выбирать положение (траекторию)
точки излучения помехи так, чтобы она вместе с истинной целью всегда
находилась в главном лепестке ДНА антенны радиопеленгатора. Для это-
го нужно управлять разностным вектором dn (/), заданным своими про-
екциями
Л* = (хс-*п); Ау = (л-Уп); ^ = (zc-zn), (7.5)
и при этом обеспечивать превышение помехи над сигналом в точке рас-
положения радиопеленгатора
( р >
1 п
р
х с 'входрпг
9г юр •
(7.6)
Q =
Принимая одновременно отраженный сигнал и активную помеху из
вынесенной точки, радиопеленгатор будет совершать ошибку. Оценить
величину этой ошибки и соответственно эффективность радипротиводей-
ствия пеленгатору можно на основе следующих соображений.
Для произвольной точки в пространстве чертежа (рис. 7.19) с угловы-
ми координатами 0, <р (и направляющими косинусами cos0, coscp) или р
(угол места) и а (азимут) справедливы соотношения
cos0 = cosacosP; coscp = sin a cos 0; cos0 = ^/cos2 0 + cos2 <p. (7.7)
Тогда при аппроксимации диаграммы направленности антенны РЛС
sin х
зависимостью вида .—- можно получить
X
где Da — размер раскрыва антенны.
Но
откуда
X у
cos0 = —; coscp =—: R
R R
. 2ГлДа l(x2 + y2)
X \ l + z2
F2(0,cp) = F2(x,y,z) = - ......
nDa |(x2+y2)l
< X V 1 + *2 ,
(7.9)
7. 7. Некогерентные пространственно-разнесенные помехи угломерным .. 157
При этом декартовы координаты истинной цели и точки излучения
помехи определяются с учетом того, что
яп (?) = +%с J2 + [Ду(О + Ус I2 + [МО + 7С ]2;
П----2--г (7Л°)
Яс(О = \К +Ус+^,
а пеленги помехи и цели различаются как
0п-0с=А0; <РП-<Рс =Л<Р, (7.П)
где
«Л?2 ч2»________________ .
sin0c[l + 2(^cos0c + r|cos<pc + ^l-cos20c -cos2<pc)]
,------------------------ (7.12)
Лф=_______________ч7<4+£ )
sin<pc[l + 2(^cos0c +r|cos<pc +^l-cos20c -cos2<p„)]
t- A.v Ay Az
a ^=^;п=у;;=т- (713>
Kc Kc
Соотношения (7.12), (7.13) определяют угловой разнос истинной и лож-
ной целей и одновременно ошибку пеленгования в случае полного пе-
ренацеливания радиопеленгатора с истинной на
ложную цель.
Если источники сигнала и некогерентной по-
мехи не разрешаются пеленгатором, т. е. если
угловое рассогласование источников сигнала и
помехи не превышает протяженности линейно-
го участка дискриминационной характеристики
(рис. 1.19), который примерно равен ширине диа-
граммы направленности антенн пеленгатора, все
равно пространственно-разнесенная помеха вызо-
вет ошибку пеленгования. Для оценки величины
этой ошибки можно принять следующие допуще-
ния. Пусть два летательных аппарата с некогерен-
тными излучателями, как на рис. 7.20, двигаются
навстречу моноимпульсному радиопеленгатору
суммарно-разностного типа. Истинные пеленги
источников излучения соответственно ф] и <р2-
Плоскость чертежа на рис. 7.20 совпадает с плос-
костью углов <р.
Рис. 7.20. Геометри-
ческие соотношения
для оценки ошибки
пеленгования, вносимой
некогерентной помехой
158
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Излучаемые источниками колебания щ (/) и w2 (/) имеют простейшую
структуру — они создают на входе приемника пеленгатора гармоничес-
кие колебания
z/](/) = Re{£1e7“1'} и w2 (/) = Re{£2e7“2'}, (7.14)
где Ё. = £.ехр(-у\|/.)— комплексные огибающие.
По принципу работы моноимпульсный, каки всякий другой, пеленга-
тор в качестве оценки угловой координаты цели примет такое значение <р*,
которому соответствует направление нормали к фронту волны, падающей
на раскрыв антенной системы. Конкретно для моноимпульсного пеленга-
тора с амплитудной обработкой этому направлению соответствует равен-
ство амплитуд сигналов, принятых двумя антеннами:
|^,| = |^2|- (7.15)
Анализ рассматриваемой двухцелевой ситуации работы моноимпуль-
сного радиопеленгатора показывает, что с учетом (7.14)
“а} (?) = wi(?)^i(<Pi)+w2(?)^i(<P2); 7
где £.(<р.) — значение ДНА соответствующей антенны для направления <р,
ИЛИ ф2*
Определив в соответствии с (7.16) амплитуды колебаний в антеннах
пленгатора
1£и, I =
.---------------------------- (7.17)
\FA 21 = W) F2 (<Р1 ) + \U2 (?)) F2 (<Р2 )>
где (и1 (7)^ означает усреднение по времени, можно получить условие,
равносильное (7.15):
где Р= —
(<Р1) - F2 (<Р1)] - Р2 [ (<Р. ) - F2 (<Р2 )] = 0, (7.1 8)
— отношение амплитуд сигналов (7.14), приходящих на антен-
ны пеленгатора из разнесенных в пространстве точек ЛА1 и ЛА2 (рис. 7.20).
Трансцендентное уравнение (7.18) можно решить относительно оценки
пеленга парной цели, если конкретизировать вид ДНА антенн £(<р). Но,
поскольку ДНА пеленгатора — гладкие функции, их можно представить
степенными рядами в окрестности точки <р = фд и ограничиться двумя пер-
выми членами такого разложения.
7.8. Когерентные помехи
159
Тогда
F.(cp.)= F(<p0)± ^'.(фоХфо-ср.), (7.19)
где знак ( + ) или (-) выбирается в зависимости от того, на каком скате —
правом или левом — ДНА располагается точка ср = <р0
С учетом (7.19) уравнение (7.18) линеаризуется и приводится к виду
(фо - ф|) + Р2 (фо - Ф2) = 0, (7.20)
откуда следует, что формируемая пеленгатором оценка угловой коорди-
наты неразрешимой пары источников излучения будет
Ф* = ffl-tj3 Т?. (7.21)
1 + Р2
Из (7.21) следует, что если Р -> 0, <р* -> <р( — РСН пеленгатора ориен-
тируется на первую цель (ЛА1), излучающую колебание «,(/). Если интен-
сивность излучения от первой цели пренебрежимо мало по сравнению с
излучением второй, Р ср* —> <р2.
В промежуточных случаях — 0 < Р < °° — РСН пеленгатора ориентиру-
ется в некоторую промежуточную точку на базе парного источника излу-
чения ЛА1-ЛА2.
Аналогичная картина наблюдается и при работе по парной цели мо-
ноимпульсного пеленгатора с фазовой обработкой сигналов, принятых
разнесенными антеннами. И в этом случае равносигнальное направление
ориентируется в энергетический центр тяжести гантели, образованной
парой некогерентных излучателей.
7.8. Когерентные помехи
Фазовый фронт волны, создаваемой несколькими (двумя или более)
источниками когерентного излучения, имеет довольно сложную форму и
нормаль к этому фронту, направление которой идентифицируется пелен-
гатором с направлением на цель, может ориентироваться в точку за пре-
делами базы источника излучения [2].
Геометрические соотношения, характеризующие изменение формы
фазового фронта электромагнитной волны от парной цели с некогерент-
ными помехами, показаны на рис. 7.21.
Излучатели, расположенные в точках 1 и 2 на рис. 7.21, создают гар-
монические колебания одной частоты со со сдвигами фаз на ±ф:
«,(/) = Ке{Е,Л~л'}; п2(/) = Ке{Е2Л+л'}. (7.22)
160
Глава 7. Станции активных имитационных помех
фронт /<R0=const
Рис. 7.21. Фазовый фронт волны от парной цели
В точке приема О на входе антенной системы радиопеленгатора сфор-
мируется суммарное колебание
(?) = W, / - — + W2 / - ~ =
I с) I с) (7.23)
= Re {£<'kr 1 eJbV } + Re { £2<?~/А''2 } = Re^Exe~Jk''° eJb>l},
где г. — дальности от соответствующего источника излучения до антенны
, п , 2л со
(до точки О), а к = — = — — модуль волнового вектора (пространствен-
Л. с
ная частота).
В содержательных терминах запись (7.23) означает, что некоторый
виртуальный источник, излучающий колебание установлен в точке А
(рис. 7.21) на удалении г0 от радиопеленгатора. Из (7.23) следует
Е^Г^ = Е}е~^е-^ +E2e-Jkr^e+^, (7.24)
причем амплитуда и фаза суммарного поля, образующегося как суперпо-
зиция парциальных полей, формируемых источниками 1 и 2 на рис. 7.21,
будут:
£v = д/Е\ + £2 + 2£,£2 cos(Mr + 2у),
| £| sin(Avj - ц/) + £2 sin(£r2 + ц/) 1 (7-25)
Z [£, cos(fa| - \|/) +Е2 cos(/cr2 +i|/)J’
где Дг = г, - г2.
7.8. Когерентные помехи
161
Таким образом, фаза суммарной волны отличается от фазы приня-
того излучения как от первого источника (кг,), так и от второго (kr2):
Е
где В = —
^1
. psin(£Ar + 2х|/)
A rn - г,) = arctg -----------г ,
' l + 3cos(Mr + 2\y)
(7.26)
Если излучает лишь первая цель р —> 0, то и пеленгуется тоже
лишь первая цель. При р —» (излучает вторая цель),
А(г0-г|) = А(Аг + А\р) = А(г| -^)
и г0 -+ Г] — в качестве пеленга определяется направление на вторую цель.
Но в общем случае равносигнальное направление смещено относитель-
но центра базы между целями на величину угловой ошибки. Действитель-
но, из (7.26) уравнение, описывающее зависимость фазового фронта вол-
ны от аргумента точки А (рис. 7.21)
_, v 1 - В (nd .
0(<р) = arctg —4g — sin<p
1+B k A
(7.27)
где d — линейное расстояние (база) между источниками излучения 1 и 2.
Пеленг парной цели, состоящей из двух неразрешимых источников
когерентного излучения, — это нормаль к фазовому фронту (7.27). Уравне-
ние этой нормали — это уравнение прямой, проходящей через точку О с
угловым коэффициентом (тангенсом угла наклона)
дтЭ-(ср)
а = Фр”'
Поэтому формируемая пеленгатором оценка угловой координаты ган-
тели, образованной парой когерентных излучателей, будет
<р* = arctg
acos<p
ч 2Ф
1 - В2 L arct Г А<р 1 - в2
1 + 2Bcos\y +1 , 2 1 + 2Bcos\y + 1J (2.28)
где А<р = r/coscp — угловой размер (параллакс) парного источника излу-
чения.
Для малых углов Д<р « 1, что соответствует условию неразрешимости
двух источников излучения с позиции установки пеленгатора, из (7.28)
следует приближенное равенство
А<р (1-В2)
2 (1 + 2Bcosv + B2) (7' 9)
162
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Если когерентные помехи синфазны (Ду = 0), то из (7.29) следует
2 u + р/
(7.30)
Иначе говоря, при р = 1 пеленгатор следит за центром базы (ампли-
тудным центром тяжести гантели, образованной двумя источниками оди-
наковых по амплитуде помех). При [3* 1 равносигнальное направление
пеленгатора следит за некоторой точкой А внутри базы. Если когерент-
ные помехи противофазны (у = л), то из (7.29) получается
ф-=^М.
(7.31)
т. е. ошибка пеленга резко возрастает при Р—> 1 и может превзойти угло-
вой размер базы, на которую разнесены излучатели когерентных помех.
Для объяснения этого эффекта можно рассмотреть структуру фазово-
го фронта электромагнитной волны, формируемой парным излучателем
когерентных помеховых колебаний. На рис. 7.22 показаны два излучате-
ля (1 и 2) противофазных когерентных помех (7.22).
Рис. 7.22. Фаза сигналов, создаваемых когерентными излучателями
В произвольной точке приема В на оси х = s эти колебания будут
наблюдаться с комплексными амплитудами
= E\e~^'e~Jk г' и Ё2 = -E2e~^‘e~Jk , (7.32)
где Дг = г2 - Г| — разность хода лучей.
Суммарная амплитуда электромагнитной волны в произвольной точ-
ке приема равна
Ёъ = Е^Г^ =Ё{ +Ё2 =Е1е"^'е-7И(1_ре-Алг)5 (7.33)
7.8. Когерентные помехи
163
„ Е7 |,. 2тс и
где, как и прежде, р = —к = — = — — модуль волнового вектора (про-
Е। X с
странственная частота когерентных помех).
2 л
Как только Аг возрастает на X, а фаза к\г- — \г возрастает на 2л:,
X
при р = 1 интенсивность суммарного поля Еъ обращается в нуль. В про-
межутках между точками обращения в нуль Ez изменяется вдоль оси Ох
как на рис. 7.22, т. е. имеет периодический характер. При переходе от
лепестка к лепестку Ez происходит смена фазы th на п. Из рис. 7.22 вид-
но, что расстояние 5 между нулями (ширина лепестка Ez) для случая боль-
шого удаления r0 » d излучателей помех от радиопеленгатора равно:
Аг
5 = rosin0 = ro0 = ro (7 34)
Например, при = 20 км; X = 5 см, d= 5 м, тогда 5= 200 м, так как
апертуры приемных антенн /)д«5, антенны радиопеленгатора находятся
в пределах одного лепестка интерференционной картины Es[x = /(<р)].
Если интерференционную картину, развернутую на рис. 7.22 вдоль
оси х изобразить в полярных координатах, как на рис. 7.23, можно более
наглядно наблюдать амплитудную и фазовую характеристики суммарно-
го поля когерентных противофазных помех. На рис. 7.23 наглядно пока-
заны скачки фазы на л по мере перехода от одного лепестка EL к другому.
Рис. 7.23. Фазовый фронт волны от когерентных излучателей
При Р * I фазовая характеристика на границе лепестков не имеет раз-
рыва, а плавно изменяется от значения <р к значению <р ± п в интервале
углов Д<р конечной ширины [2]. На этих интервалах (в областях фазовой
инверсии [2], [30]) тоже складываются условия, приводящие к ошибкам
пеленгования. Угол между касательными к сферическому фазовому фронту
164
Глава 7. Станции активных имитационных помех
волны единственного источника излучения и фронта, созданного парой
когерентных излучателей, равен углу между РСН и направлением на се-
редину базы. Этот угол можно найти на основе следующих рассуждений.
При синфазных когерентных помехах комплексная огибающая и фаза
суммы полей обоих источников в точке приема О в соответствии с (7.25)
может быть представлена зависимостями
£s(cp)= Jl + 2pcos
Оу (ср) = arctg
s L(>+₽)
(1 — В) ( nd .
----—ft —sin ср
V
(7.35)
Зависимость изменений амплитуды Еъ и фазы от истинного пелен-
га середины базы парного источника в окрестности областей фазовой
инверсии представлена на рис. 7.24, а и б соответственно. Ошибка пелен-
гатора )<р* - <р| при этом будет определяться соотношением (7.29).
Рис. 7.24 Амплитуда Еъ(фУ- о — фаза OL(cp); б— волны от
пары излучателей в окрестности точки E^(tf>) = min
Зависимость ошибки пеленга в случае, когда для РЭП используется
когерентная помеха, показана на рис. 7.25. Из графиков видно, что по мере
приближения Ду -> 180°, при р - 1,0 ошибка пеленгования резко возра-
стает (в 40 раз), т. е. радиопеленгатор дает ошибку, уводящую пеленг за
базу источников излучения.
Проведенный анализ исходил из того, что когерентные помехи — гар-
монические колебания. Совершенно аналогичные результаты имеют ме-
сто для амплитудно- и фазомодулированных когерентных помех.
Анализ показывает также, что когерентные помехи при условии (3= 1,
г, « г2 ~ го и Ау = л являются эффективным средством увода радиопелен-
гаторов любых типов, в частности — моноимпульсных радиопеленгато-
ров, за базу источников сигналов d, т. е. средством создания очень боль-
шой ошибки слежения за любой из двух целей, создающих помеховые
7.9 Помехи, мерцающие в разнесенных по пространству точках
165
Рис 7.25 Ошибка пеленга парной когерентной цели
излучения. Разумеется, для эффективности противодействия при помощи
такой помехи нужно, чтобы оба источника излучения — и сигнального, и
помехового — не разрешались бы пеленгатором, т. е. чтобы оба источни-
ка находились в главном лепестке ДНА радиопеленгатора. В противном
случае есть большая вероятность разрешения радиопеленгатором обеих це-
лей по отдельности и сопровождения одной из целей.
7.9. Помехи, мерцающие в разнесенных
по пространству точках
Мерцающие помехи — некогерентные или когерентные двухточечные
с глубокой амплитудной модуляцией при некоторых условиях тоже могут
оказать эффективное противодействие пеленгаторам. На рис. 7.26, а ил-
люстрируется принцип создания синхронных (рис. 7.26, б) и несинхрон-
ных (рис. 7.26, в) мерцающих помех.
В первом случае оба летательных аппарата, попеременно излучающие
помеху, обмениваются информацией о частоте и фазе меандра, манипу-
лирующего амплитуду сигнала для создания мерцаний
М гр
' м
(7.36)
Длительность излучения с каждой цели
Т
л м
2 '
Во втором случае такой синхронизации нет. Кроме того, различают
мерцающие помехи с малой базой, когда мерцающие излучатели находятся
в пределах одной позиции (например, на концах крыльев одного самолета).
166
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Рис. 7.26. Мерцающие помехи радиопеленгаторам
Если излучающие точки находятся на разных позициях, говорят о мерца-
ющих помехах с большой базой. На малой базе помехи могут быть коге-
рентными: на одном самолете нет технических трудностей для их создания.
На большой базе вынужденно применяют, как правило, некогерентные
помехи. Иначе для их создания необходимо применять радиолинию об-
мена информацией о сигнале управления мерцаниями.
Известно несколько способов создания мерцающих помех на большой
базе. Первый способ состоит в том, что один из самолетов считается ве-
дущим, а второй — ведомым. Ведущий самолет излучает свою мерцаю-
щую (манипулированную меандром по амплитуде) помеху независимо и
навязывает дистанционно излучение с синхронным и синфазным мерца-
нием ведомому ЛА. По второму способу оба самолета — ведомые, а син-
хронное мерцание навязывается извне с третьего самолета. Третий спо-
соб состоит в том, что в паре самолетов мерцает сигнал, излучаемый только
с одного борта. Второй борт излучает непрерывную шумовую помеху. Чет-
вертый способ предусматривает использование для синхронизации элек-
тронных часов, навязывающих фазу генераторам меандра, манипулирую-
щего амплитудой мерцающей помехи.
По мере сближения радиопеленгатора с парной целью, излучающей
синхронные мерцающие помехи, наблюдаются следующие явления. По-
скольку обычно велико, любой радиопеленгатор следящего типа с точ-
ностью до переходных процессов повторяет картину смены пеленгов от
7.10. Пространственно-разнесенные помехи радиосистемам самонаведения 167
<р] до <р2 с размахом А<р, как на рис. 7.27, до тех пор, пока не наступит разре-
шение целей, т. е. пока А<р меньше угла фр, при котором наступает разреше-
ние целей и парная мерцающая цель находится в главном лепестке ДНА.
Рис. 7.27. Изменение пеленга при мерцании помехи
7.10. Пространственно-разнесенные помехи
радиосистемам самонаведения
Методы противодействия измерению пеленга и сопровождению из-
лучающих целей по направлению очень важны для организации РЭП си-
стемам самонаведения противорадиолокационных ракет [2]. Бортовые ин-
формационные системы таких ракет определяют угловые координаты
излучающих целей, сопровождают эти цели по направлению и обеспечи-
вают работу системы управления для реализации требуемого закона на-
ведения ракеты. Если радиопеленгатор установлен на ракете, наводимой
на парную цель (рис. 7.28), то, пока Дф < <рр, РСН головки самонаведения
ракеты ориентируется на энергетический центр базы целей, имея мгно-
венное значение промаха по каждой цели:
Начиная с того момента времени, когда наступит разрешение цели и
разнесенного с ней в пространстве постановщика помехи, т. е. когда
168
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Дф = Дфр, ракета пойдет в сторону одной из целей с максимальной попе-
речной перегрузкой уп1ах и за время
Р.38)
котн
успеет из промаха Дп выбрать еще величину
/ х2
л • л»2 1 . I Фпип |
А()—ТУтах^' — ХУтах \~С ’ (7.39)
у ^отн J
причем на больших расстояниях г, » d справедливо
d СО5ф
объединив решения (7.37) и (7.39), можно получить результирующий про-
Т
мах по второй цели за время А/< —:
, d 1 . <72со52ф
А = —cos<p-—утах - - = АП-АО. (7.41)
2 2 АвтК>тн
Эта зависимость (7.41) представлена на графиках рис. 7.29.
Рис. 7 29 Зависимость
промаха от базы разноса
мерцающих помех
Из рис. 7.29 видно, что существует оп-
тимальный размер базы t/onT:
1 АфтРотн
2 Утах с°8ф
(7-42)
для которого промах в конце процесса на-
ведения (терминальный промах) Л = hmax —
максимален:
7 7
_ Афр^отн
пах о •
°Лпах
(7.43)
Так, например, при Дфр = 6°, V0TH= 5 м
И Утах = 9g ИЗ (7.43) следует: йП1ах = 42 м.
Более точное решение относительно ф* (?) для следящего радиопе-
ленгатора под влиянием мерцающей помехи можно получить методом гар-
монической линеаризации [2], но смысл решения и оценки величины про-
маха по парной цели не изменится. Точно также не дает принципиальных
отличий случай когерентных и некогерентных мерцающих помех. Хотя
принципиально эффективность когерентных помех будет несколько выше.
7.11. Подавление помехами взаимокорреляционных систем
169
7.11. Подавление помехами взаимокорреляционных систем
Взаимокорреляционные РЭС, к которым относятся радиопеленгаторы
с корреляционной обработкой сигналов, разностно-дальномерные и сум-
марно-дальномерные системы местоопределения, а также и некоторые дру-
гие радиосистемы извлечения информации, составляют важный класс
радиоэлектронных систем. Подобные РЭС оказываются очень устойчивы-
ми против сосредоточенных по пространству помех. Однако известны и
применяются методы радиопротиводействия взаимокорреляционным си-
стемам. Помехи, при помощи которых реализуются эти методы РЭП,
относятся к специальным пространственно-разнесенным (многоточечным)
помехам.
Высокой эффективностью для РЭП взаимокорреляционным системам
обладают повторяющиеся шумовые помехи. На рис. 7.30, а показаны ос
циллограммы, иллюстрирующие способ формирования одноточечной
совмещенной шумовой помехи, сформированной станцией активных
шумовых помех в виде последовательности
^(0= (7-44)
достаточно длинных шумовых импульсов со спектральной плотнос-
тью б>(?) (рис. 7.30, б) и автокорреляционной функцией (рис. 7.30, в).
Эффективная ширина спектра Д/Шп и интервал корреляции Дтэ свя-
заны простой зависимостью
ДтэД/шп = 2. (7.45)
Повторяющаяся шумовая помеха (7.44) будет иметь повторяющуюся
автокорреляционную функцию, как на рис. 7.30, г.
= = (7.46)
। /
Введенные обозначения позволяют исследовать реакцию взаимокор-
реляционного радиопеленгатора (рис. 2.6) на повторяющиеся шумовые
помехи. Напряжение на выходе интегратора в блоке взаимокорреляцион-
ной обработки
т
г(Дт*) = |^(? - Дт*К(г - Дг)Л = К. (Дт *-At) =
о (7.47)
= СО5Ипр(Дт * -/Д/)]
170
Глава 7. Станции активных имитационных помех
лад
at-2T)
cosco.t
а
fUT-гт)
Л—*
l|||r cos[co0(r-7)l
Рис. 7.30. Повторяющаяся шумовая помеха
R^-T)
к-
и имеет форму, как на рис. 7.30, г. Как видно, выходной эффект радиопе-
ленгатора при совмещенной повторяющейся шумовой помехе имеет мно-
гопиковый отклик, внутри которого нет возможности выбрать истинный
максимум
*)cos(co0At*)
I
и по нему точно измерить пеленг цели <р*. Ошибочный захват одного из
ложных пиков, отстоящих на кТ относительно истинного, даст ошибку
пеленга
ср* = -ЛТ, (7.48)
d
и вероятность такого ошибочного захвата весьма высока.
Разумеется, пачка принимаемых пеленгатором шумовых импульсов не
может иметь бесконечную длительность (пачка не может содержать бес-
конечное число импульсов). Конечная длительность пачки приводит к
тому, что пики оцененной автокорреляционной функции будут убывать с
ростом номера i в (7.47). Поэтому принципиально избежать ложного за-
7.11. Подавление помехами взаимокорреляционных систем
171
хвата некоторого бокового пика, вместо самого большого центрального.
Но шум, на фоне которого взаимокорреляционный пеленгатор наблюдает
сигнал, препятствует различению пиков автокорреляционной функции.
Для противодействия взаимокорреляционному пеленгатору (рис. 2.6)
может быть поставлена парная коррелированная шумовая помеха, как на
рис. 7.31.
Рис. 7.31. Действие пары шумовых помех на пеленгатор
с взаимокорреляционной обработкой
Считая фронты волн от обоих излучателей плоскими, можно предста-
вить суммарные колебания на выходах антенн Аь А2 как
«1 (') = £(')+£('-Д'г); + (7-49)
, AT? d
где А/ =---= —(р.
с с
Выходной эффект взаимокорреляционного измерителя радиопеленга-
тора в такой ситуации оказывается
т
г(Дт*) = J[£,(/ — AZч-Дт*)— AZ2 -Д/+Дт*)][£(/)+£(г-Д/2)]Л- (7.50)
о
Если — неповторяющаяся шумовая помеха с однопиковой ав-
токорреляционной функцией (т) = + т)) = (т)cosипрт, то вы-
ходной эффект г(Дт*) будет равен
г(Дт*) = 2А^(Дт*-Д/) + Л^(Дт*-Д?-Д?2) + Л^(Дт*-Д/,-Дг2). (7.51)
172
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Как следует из (7.51), основной пик выходного эффекта г(Лт* -А/)
всегда вдвое больше любого бокового пика, и это различие позволяет пе-
ленгатору их селектировать. Для выравнивания пиков нужно принимать
специальные меры, формируя помехи разного уровня.
Если помехи ^(/) и рис. 7.31—некоррелированные шумы, для
которых ЛГ12(/) = (^(/)^2(/)) = 0, то используя в составе схемы пеленга-
тора перестраиваемую измерительную линию задержки для формирова-
ния оценки Дт* в цепи второго канала приемника, радиопеленгатор мо-
жет сформировать выходной эффект
т
Z (Дт *) = J4, (/)^2 (/) dt = К' 2 (Дт * -Дг - Д/2) + К, 2 (Дт * - Az - Дг2). (7.52)
о
Как видно, парное некогерентное излучение помех из разнесенных в
пространстве точек дает двухпиковый выходной эффект на выходе взаи-
мокорреляционного пеленгатора. Уровни этих пиков одинаковы, если
равны мощности помех £,] и $,2. Временные сдвиги пиков таковы, что
Г|-/2='12- (7-53)
Изменяя Д?12 со временем, помеху делают уводящей. Приемник по-
давляемого пеленгатора не может достоверно, с вероятностью равной 1,
выделить из двух пиков истинный, не зная априори AZ| и А/2.
Если цели отражают запросные сигналы РЛС (радиопеленгатор — часть
активной РЛС), то эти сигналы также сформируют полезный сигнальный
выходной эффект zc (Ат). Заградительные шумовые помехи и ^2 всегда
будут накрывать отклик zc (Дт - А?) при любых вариациях переменной А/2.
Поэтому такая шумовая помеха может надежно подавить радиопеленга-
тор, если выполнено условие
>£<:№) (7-54)
Следует учесть, что ДХ'^1^2(т) пропорциональна мощности шумовой
помехи Рш =^?(z). Таким образом, мощная (вернее — обладающая боль-
шим энергетическим потенциалом) некогерентная помеха или ^2 подав-
ляет пеленгатор радиолокационной станции.
7.12. Создание помех многопозиционным системам
Современные многопозиционные системы осуществляют двухэтапную
обработку сигнала. Этот принцип иллюстрируется рис. 7.32.
Если требуется определить местоположение излучающего объекта R*,
то прежде всего измеряют дальности, радиальные скорости, угловйе коор-
динаты, разности или суммы расстояний, т. е. пространственные парамет-
Z12. Создание помех многопозиционным системам
173
Антенная Линии Измерители
система ретрансляции линий положения
Рис. 7.32. Двухэтапная обработка сигнала в многопозиционных РЭС
ры X*. Затем результаты этих измерений транслируются на центральный
пункт обработки информации (ЦПОИ), где реализуются алгоритмы вто-
ричной обработки (второй этап обработки) для определения R* = F^X* j.
Первичными измерителями могут быть радиодальномеры, пеленга-
торы, измерители взаимной корреляции. Тот или иной конкретный со-
став измерителей составляет специфику каждой системы местоопреде-
ления. В триангуляционной системе в качестве первичных измерителей
используются пеленгаторы (в том числе моноимпульсные) в трех разне-
сенных точках приема. В разностно-дальномерных и суммарно-дальномер-
ных системах используются взаимокоррелЯционные измерители. В радио-
локационных активных системах используются радиодальномеры, пелен-
гаторы и измерители скорости сближения с целью. В активно-пассивных
радиолокационных измерителях добавляется взаимокорреляционный из-
меритель разности расстояний.
Обобщенные координаты объектов R= {хо, уо, го} в трехмерном де-
картовом пространстве связаны с пространственно-временными пара-
метрами сигналов параметрическими уравнениями
х0 = х[А.|,Х2,Х3]; Уд = у[Х|, Х2, Х3]; Zg = z[X],X2,X3], (7.55)
где X,, / = 1-3 — три параметра, соответствующие трем линиям положе-
ния (трем поверхностям), точкой пересечения которых и будет истинное
положение цели. Использование менее трех независимых радиотехничес-
ких параметров делает систему уравнений (7.55) неопределенной, а более
трех — избыточной.
Известны два основных варианта применения помех против много-
позиционных систем местоопределения.
174
Глава 7. Станции активных имитационных помех
Первый вариант основывается на применении дезинформирующих
помех. С помощью пространственно-разнесенных помех, связанных с
целью, всегда можно внести ошибку в показания первичных измерите-
лей X/ + ДХ,-, i = 1-3 любого типа.
Для этого достаточно знать конкретные типы радиотехнических из-
мерителей, применяемых в подавляемой многопозиционной системе, и
применить самую эффективную против нее помеху. В этих условиях в
соответствии с уравнениями (7.55) многопозиционные системы будет
давать ложные координаты
х = х0 + Дх = Fx (X, + АХ]; Х3 + АХ3: Х3 4- АХ3 )
У = Уо 4" ~ Fy 4- АХ] Х3 4- АХ3; Х3 4- АХ3 ) •,
z = z0 4- Az = Fz (X, 4- АХ,; Х2 4- АХ2; Х3 4- АХ3)
(7.56)
т. е. определять местоположение ложной цели. Такое противодействие
равносильно перенацеливанию (по пространственным координатам)
измерителей с истинной цели на ложную. Если дезинформирующая по-
меха обладает возможностью синхронно управлять ошибками ДХ,; ДХ2; АХ3,
она может помещать ложную цель в любую заданную точку пространства
{хл; ул; Zjj}. Если управление ошибками со стороны постановщика помех
невозможно, координаты ложной цели будут случайными, неопределен-
ными для средства РЭП.
Второй вариант предполагает применение маскирующей помехи. Если
применяются такие пространственно-разнесенные помехи (шумовые или
имитационные), которые подавляют (срывают слежение или измерения)
в первичных радиотехнических измерителях, вычисления в соответствии
с (7.56) становятся невозможными, т. е. многопозиционные системы по-
давляются полностью. А если в качестве первичных радиотехнических
измерителей применяются радиодальномеры, измерители скорости, пелен-
гаторы со сканированием, подавление этих измерителей, в частности и
многопозиционных систем вообще, возможно осуществить с помощью
совмещенных помех.
В целом ряде случаев помехи создают в радиотехнических измерите-
лях случайные ошибки ДХ,, / = 1-3. Тогда в соответствии с (7.56) и коор-
динаты ложных целей будут случайными. Пример воздействия помех на
двумерную триангуляционную систему, работающую в плоскости Оху,
иллюстрируется рис. 7.33.
В отсутствии помех в точках с координатами х= О, х = d(y = 0) изме-
ряются пеленги цели:
X* = (costp] )*; X* = (cosqj,)*. (7.57)
7.12. Создание помех многопозиционным системам
175
Рис. 7.33. Пример воздействия помех на двумерную
триангуляционную систему
По отсчетам X* определяются истинные пространственные координа-
ты цели — направляющие косинусы:
* rf(sincp2 )* (coscpj )* * c/(sincp2 )* (sin ф] )*
X° = = ’ (7.58)
(sinq>2-q>]) (sinq^-qM
При необходимости могут быть определены дальности до цели
Г, \2 (7 Г, \2 '/ \7
г*=у](хо) + (%) ;''*=^-*0) +(уо) • (7-59)
Используя (7.57)—(7.58), можно вычислить ошибку местоположения,
например по координате х:
Дх = х-х0 =------------[sincp] sinср2Дер] + coscp] coscp2Дср2], и 60)
cos(cp2 - Cp])L
где Дф] 2 — ошибки измерения пеленгов.
Если ошибки измерений случайные взаимно независимые с одинако-
вой дисперсией
=^2=(AlPi) = (Alp')’ (7.61)
то среднеквадратическая ошибка измерения координаты х равна
Г 2 Г~2 2 2
о,=-------------Vsin Ф1 Sin (p2+cos ср] cos (р2. (7.62)
cos(q>2—Ф1)
176
Глава 7 Станции активных имитационных помех
В частном случае (р2 = — (рис. 7.34)
Рис. 7.34. Ошибка местоопределения
(7.63)
Из этого решения видно, что относительная ошибка измерения коор-
динаты х
= (7-64)
не зависит от пеленга, но возрастает с ростом ошибки пеленгования о9.
Контрольные вопросы и задачи
1 Для каких целей используют ответные имитирующие помехи?
2 Что отличает ответные имитирующие помехи от ответных шумовых? Как
различаются схемы их формирования и излучения?
3 . Помеха импульсной РЛС, уводящая подсистему сопровождения по даль-
ности, имитирует сигнал от цели, движущейся со скоростью 103 км/час в направ-
лении на РЛС. Как должна отличаться частота следования импульсов помехи от
частоты запросных импульсов? Как должна отличаться несущая частота помехи
для согласованного увода РЛС по скорости?
4 . В условиях предыдущей задачи, по какому закону должна изменяться мощ-
ность ответной помехи, имитирующей сигнал от приближающейся цели?
5 Зачем применяют многократные импульсные помехи7
6 Совмещенная с целью помеха каналу углового сопровождения со сканирую-
щей антенной должна использовать информацию о частоте сканирования. Зачем?
7 . Как организовать РЭП РЛС с моноимпульсными угломерными каналами?
8 . Для чего используют многоточечные пространственно-разнесенные помехи?
9 Когерентные помехи из нескольких точек, разнесенных в пространстве,
способны вызвать ошибку пеленгатора, превосходящую угловое разнесение излу-
чателей. Почему? На сколько большей?
10 . Какие помехи применяют для РЭП взаимокорреляционных систем?
ЧАСТЬ 3
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ
МАСКИРОВКА
ГЛАВА 8
МАСКИРОВКА И НЕЗАМЕТНОСТЬ
РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СРЕДСТВ (РЭС)
8.1. Общая характеристика проблемы
радиоэлектронной маскировки
Радиоэлектронная маскировка — это комплекс технических и орга-
низационных мероприятий, направленных на снижение эффективности
средств радио-, радиотехнической и радиолокационной разведки против-
ника [1]. Иначе говоря, радиоэлектронная маскировка применяется для
снижения заметности объектов радиоэлектронных разведок различных
классов и разного назначения [23]. Объекты разведки заметны постоль-
ку, поскольку приемникам средств разведки доступна информация, содер-
жащаяся в их (объектов) электромагнитных излучениях. Иначе говоря,
заметность имеет место благодаря тому, что приемники средств разведки
могут обнаружить и выделить на фоне помех сигналы объектов разведки,
а мера заметности — это мера качества несанкционированного приема
сигналов, переносимых электромагнитным излучением объектов развед-
ки в разных частотных диапазонах.
Наиболее простой и наглядный показатель качества скрытности сиг-
нала РЭС, это Рр — вероятность, характеризующая доступность РЭС сред-
ству разведки [16]:
= Лэн/стрЛ|нф, (8-1)
где Рр — условная вероятность успешного решения разведкой своих за-
дач при условии, что сигнал может быть принят (что он излучается объек-
том разведки); Рэн — показатель энергетической скрытности, то есть ус-
ловная вероятность обнаружения сигнала, при условии, что он излучается;
Рр — показатель структурной скрытности, то есть условная вероятность
определения (вскрытия) разведкой структуры сигнала и идентификации
излучающего его РЭС; поскольку структура определяется на основании
знания параметров сигнала объекта разведки, эта вероятность, по сути,
является вероятностью определения параметров при условии, что сигнал
обнаружен; Ринф — показатель информационной скрытности, то есть
условная вероятность определения (перехвата и расшифровки) разведкой
8.1. Общая характеристика проблемы радиоэлектронной маскировки
179
сообщений, содержащихся в сигнале маскируемого РЭС, при условии, что
сигнал излучен, обнаружен и идентифицирован.
Объекты разведки создают электромагнитное излучение несколькими
способами.
Во-первых, излучают радиоэлектронные системы и средства, располо-
женные на объекте. Излучение РЭС делится на основное, в полосе спект-
ра сигнала около несущей частоты и в главном лепестке диаграммы на-
правленности передающей антенны (ДНА), и побочное — излучение на
частотах вне спектра передаваемого сигнала и в боковых лепестках ДНА.
Но кроме излучения (основного и побочного) радиопередающих устройств
через передающие антенны приходится учитывать и непреднамеренное
излучение РЭС, специально не предназначенных для создания электро-
магнитных полей в пространстве, где могут присутствовать средства развед-
ки. Такое непреднамеренное излучение сопровождает работу радиоприем-
ных устройств (прежде всего это излучение гетеродинов); вычислительных
систем, в которых по внутренним магистралям циркулируют весьма ши-
рокополосные сигналы; закрытых (не предназначенных для работы с из-
лучением) информационных систем типа кабельных линий связи и пере-
дачи данных. Такое излучение информативно для средств радиоразведки
и радиотехнической разведки [23].
Во-вторых, электромагнитное излучение объектов разведки может
возникать за счет рассеяния энергии падающих радиоволн, создаваемых
внешним по отношению к самому объекту излучателем. Такое рассеян-
ное (отраженное) излучение становится доступным средствам радиолока-
ционной разведки.
В-третьих, электромагнитное излучение разных частотных диапазонов
может возникать в результате взаимодействия движущегося объекта со
средой, в которой происходит движение. Так образуется свечение (излу-
чение в видимой части спектра электромагнитных волн) плазмы в зоне
ударной волны уплотнения, которую толкает перед собой летательный
аппарат в атмосфере. Нагревание поверхности летательного аппарата
из-за трения о воздух сопровождается более низкочастотным излучением
ИК- и радиодиапазона. Эти излучения делают объекты заметными для
средств инфракрасной и радиотепловой разведки. Трение корпуса о воз-
дух и трение газов, истекающих из реактивных и ракетных двигателей,
также может приводить к электризации летательного аппарата. Стекание
заряда и сопровождающие его искровые разряды вызывают импульсное
электромагнитное излучение радиодиапазона.
Разумеется, несанкционированный прием радиосигналов, переноси-
мых электромагнитным излучением объектов разведки, возможен только
180 Глава 8. Маскировка и незаметность радиоэлектронных средств (РЭС)
на фоне помех, в условиях изменения параметров среды распространения
и действия других непредсказуемых факторов. Поэтому обнаружение сиг-
нала объекта разведки — дело случая, ошибки определения параметров
сигналов — случайные, а выводы и решения, которые разведка принима-
ет на основе результатов приема и обработки сигнала, могут быть оши-
бочными. Иначе говоря, мерой качества маскировки излучения и соот-
ветственно показателем заметности объекта разведки может служить только
некоторая вероятностная характеристика. Удобнее всего в качестве харак-
теристики заметности использовать вероятность обнаружения сигнала при
его приеме средством разведки. Это условная вероятность правильного
решения о наличии сигнала на входе приемника при условии, что этот
сигнал действительно присутствует.
Поскольку вероятность правильного обнаружения Робн сигнала, при-
нимаемого на фоне помех, является монотонной функцией его энергии
(точнее — соотношения энергии наблюдаемой реализации сигнала и спек-
тральной плотности помехи), в литературе [2, 13, 23] такой показатель на-
зывается характеристикой энергетической скрытности Рэн = Р^,н. Факторы,
влияющие на заметность объекта разведки в радиодиапазоне (радиоэлект-
ронную заметность — РЭЗ), т. е. на энергетическую скрытность излуче-
ния, создаваемого этим объектом, можно структурировать в виде графа
(дерева), рис. 8.1. На графе рис. 8.1 показаны пути и способы уменьше-
ния заметности, т. е. способы радиомаскировки.
РЭЗ
Заметность для
средств радио- и
радиотехнической
разведки
Основное излучение
Применение оптимальных методов
приема и обработки сигнала
Применение широкополосных
сигналов
Модификация среды
распространения сигнала
Побочное и
непреднамеренное Снижение уровня ПЭМИ
излучение (ПЭМИ) Экранирование
Модификация среды
распространения сигнала
Заметность
для средств
радиолокационных
разведок
Уменьшение отражающей Выбор малоотражающих
способности объекта форм объекта
.. . Применение противорадио-
Модификация среды локационных покрытий
распространения сигнала
Рис. 8.1. Проблема снижения заметности
8. /. Общая характеристика проблемы радиоэлектронной маскировки
181
Большинство радиоэлектронных систем и средств работают с излуче-
нием сигналов. Разумеется, такое полезное для работы (основное) излу-
чение нарушает их незаметность, демаскирует объект, использующий РЭС.
Для повышения скрытности всемерно снижают мощность основного из-
лучения. Понижать мощность сигнала можно как за счет рационального
выбора структуры основного излучаемого сигнала маскируемых РЭС, так
и за счет организации его обработки на приемной стороне. Следовательно,
необходим поиск и обоснование таких алгоритмов кодирования и декоди-
рования сообщений и таких способов модуляции и демодуляции несущих
колебаний, при которых на выходе радиоканала обеспечивается наилуч-
шее воспроизведение сообщений при заданной мощности передаваемого
сигнала или требуется сигнал минимальной мощности для обеспечения
заданного качества передачи или воспроизведения сообщений. Методы
выбора оптимальной структуры сигнала и способа его обработки извест-
ны и разработаны теорией потенциальной помехоустойчивости и теорией
кодирования.
Энергетическая скрытность основного излучения РЭС улучшается при
использовании широкополосных сигналов (сигналов с большой базой,
обладающих очень большим значением произведения ширины спектра на
длительность B = f\fT» 1). За счет увеличения базы можно создавать сиг-
налы с очень малой спектральной плотностью мощности и тем самым за-
труднять их обнаружение при некогерентной обработке в приемнике сред-
ства разведки. Также можно создавать сигналы с большой априорной для
разведки неопределенностью параметров.
Но основное излучение маскируемых РЭС отнюдь не всегда доступно
для приема средствами радиоэлектронных разведок. Почти все радиолока-
ционные системы и системы радиоуправления, а также многие системы
передачи информации концентрируют мощность основного излучения в
относительно узкой области пространства, т. е. используют направленное
излучение. Если в этой области нет средств РРТР противника или, вер-
нее, средства разведки могут присутствовать в этой области лишь с очень
малой вероятностью, основное излучение РЭС хорошо скрыто. Но и в этом
случае РЭС демаскируется своими побочными и непреднамеренными
электромагнитными излучениями (ПЭМИ). Побочные и непреднамерен-
ные излучения распределены по частотам вне основной полосы спектра
сигнала и вне сектора пространства, где локализован главный лепесток
ДНА. Эти излучения создаются устройствами формирования и преобра-
зования сигналов, боковыми лепестками диаграмм направленности антенн,
неоднородностями, нарушающими непрерывность экранов и фидерных
182 Глава 8. Маскировка и незаметность радиоэлектронных средств (РЭС)
трактов. Для снижения уровня побочных и непреднамеренных излучений
применяют специальные конструктивные меры и прежде всего экрани-
рование элементов РЭС.
Важное направление в технике снижения заметности РЭС — уменьше-
ние вторичного (отраженного, рассеянного) излучения радиолокационных
целей. Это излучение не связано с работой собственных РЭС маскируемых
объектов и возникает за счет взаимодействия объектов с радиолокацион-
ными полями. Коэффициент пропорциональности между мощностью
волны, падающей на поверхность маскируемого объекта, и мощностью
сигнала, излучаемого в направлении на антенны приемных устройств
средств радиолокационной разведки, имеет размерность площади и назы-
вается эффективной поверхностью рассеяния (ЭПР). Поэтому методы
снижения интенсивности отраженного сигнала иначе называются метода-
ми уменьшения ЭПР. Для уменьшения ЭПР существуют два основных
способа, применяемых как порознь, так и совместно, в комплексе. Пер-
вый способ — выбор малоотражающей формы радиолокационной цели.
Второй способ — применение специальных противорадиолокационных
покрытий, уменьшающих энергию отраженного целью радиолокационного
сигнала.
Следует иметь в виду, что уменьшение ЭПР радиолокационных це-
лей — очень дорогой и не очень эффективный метод радиолокационной
маскировки. Действительно, в соответствии с основной формулой радио-
локации [7] мощность принимаемого от цели сигнала линейно связана с
величиной ЭПР и обратно пропорциональна четвертой степени дально-
сти. То есть дальность обнаружения целей средствами радиолокационной
разведки пропорциональна х/о, где о — ЭПР. Поэтому для снижения
мощности сигнала и улучшения условий маскировки ЭПР нужно снижать
очень значительно — не в разы, а на порядки.
Кроме перечисленных способов снижения заметности, для уменьше-
ния мощности сигнала, доступного средствам радиоэлектронных разведок,
могут применяться целенаправленные воздействия на среду распростра-
нения электромагнитных полей. В результате такого воздействия энергия
электромагнитного поля сигнала преобразуется в кинетическую энергию
движущихся заряженных частиц или в тепловую энергию, выделяемую
токами в рассеянных в пространстве проводниках. Часть энергии элект-
ромагнитного поля рассеивается (переизлучается) элементами модифици-
рованной среды распространения сигнала по направлениям, отличным от
направлений на приемники средств разведки.
Специфические способы маскировки, не нашедшие отражения на
схеме рис. 8.1, предусматривают дезинформацию средств радиоэлектрон-
8.2. Количественные характеристики качества маскировки
183
ных разведок относительно свойств и параметров сигналов маскируемых
систем. Такие способы маскировки иногда объединяют общим названием
«активная маскировка» [15], в отличие от пассивной, предусматривающей
снижение мощности сигнала (вернее, уменьшение числителя соотноше-
ния сигнал/шум) в канале утечки информации. Деление способов маски-
ровки на активные и пассивные весьма условно и, скорее всего, не очень
верно отражает суть дела: любая реализация «пассивных» методов радио-
маскировки тоже требует усилий, т. е. некоторых активных действий.
8.2. Количественные характеристики качества маскировки
Мерой качества маскировки (мерой скрытности) может служить ве-
роятность Рэа. Это условная вероятность обнаружения сигнала приемни-
ком средства разведки при условии, что сигнал на входе этого приемника
имеется.
Условия ведения радио- и радиотехнической разведки обычно таковы,
что их средствам заранее точно не известно, с каким сигналом придется
работать. Поэтому единственным признаком наличия сигнала в коле-
бании х(г) на входе приемника может служить то, в какой мере мощность
этого колебания превосходит мощность собственного шума приемника
средства разведки. А судить об уровне мощности принятого колебания
можно по ее оценке 7^*, сформированной за некоторое время наблюдения
Т или, что то же самое, по оценке мощности реализации процесса х(г),
16
т\ L
2' 2
(см. гл. 1).
Рабочие характеристики обнаружителя в составе приемников средств
РР и РТР определены соотношением (3.8), удобным для практических
расчетов.
Условная вероятность правильного обнаружения сигнала, отождеств-
ленная выше с показателем энергетической скрытности, равна, очевидно,
Лн=%ав= 1-^пр- <8-2)
Энергетическая скрытность сигнала от средств РР и РТР зависит от
соотношения сигнал/шум
Р, . Q 1 6 1
Рш А() Д/Г Ао В
(8.3)
в полосе разведывательного приемника, от базы сигнала B = kfTи от поро-
Qn
гового уровня обнаружения /г0 = ——, т. е. от критерия оптимальности,
принятого при построении обнаружителя в составе приемника средства
184 Глава 8. Маскировка и незаметность радиоэлектронных средств (РЭС)
разведки. В теории статистических решений и в технике систем обнару-
жения сигналов рассматриваются и используются разные критерии. Все
критерии обнаружения исходят из тех или иных предположений об апри-
орных вероятностях появления сигнала. Так, в соответствии с критерием
идеального наблюдателя [13] априорные вероятности наличия и отсутствия
сигнала на входе приемника считаются известными, а пороговый уровень
обнаружения выбирается таким, чтобы минимизировалась полная вероят-
ность ошибочного решения:
1-^рав- (8-4)
где Р(1) и Р(0)— соответственно априорные вероятности наличия и
отсутствия сигнала в смеси с шумом на входе приемника; Рлт и Рпр —
условные вероятности ошибок типа ложной тревоги и пропуска.
В частном случае равных априорных вероятностей
р(1) = р(0) = 0,5 (8.5)
критерий идеального наблюдателя минимизирует сумму условных веро-
ятностей ошибок (наблюдателю безразличны и одинаково опасны пропус-
ки и ложные тревоги)
^T + />np=min- (8-6)
Зависимость вероятности правильного обнаружения сигнала по крите-
. рс
рию идеального наблюдателя от соотношения q = — в полосе разведыва-
Рш Р(0)
тельного приемника и от отношения априорных вероятностей ' ил-
люстрируется рис. 8.2. Поверхности построены для простейшего сигнала,
имеющего небольшую базу В~ 1.
Критерий идеального наблюдателя хорошо подходит для оптимизации
процедуры различения сигналов приемниками средств радиоразведки. При
обнаружении сигнала средствами РР и РТР, а в особенности РЛР, он едва
ли подходит для систем, использующих эти средства: пропуски сигнала и
ложные тревоги отнюдь не равнозначны.
В соответствии с критерием Неймана — Пирсона априорные вероят-
ности наличия и отсутствия сигнала в расчет не принимаются, а от опти-
мального приемника требуется, чтобы он минимизировал условную ве-
роятность пропуска сигнала при заданной фиксированной вероятности
ложной тревоги. Критерий обнаружения в такой форме очень прост для
применения и позволяет получать аналитические оценки качества мер и
средств обеспечения незаметности. Осторожный, пессимистический, ми-
нимаксный критерий основывается на том, что разведка стремится дейст-
8.2. Количественные характеристики качества маскировки
185
Рис. 8.2 Вероятность правильного обнаружения по
критерию идеального наблюдателя
вовать наилучшим для себя образом и обеспечивать максимум минималь-
ной вероятности ошибки при наихудшей априорной осведомленности о
наличии обнаруживаемого сигнала.
Перечисленные критерии применяются для формирования двухаль-
тернативных решений. Но разведка может использовать и более сложные
многоальтернативные решения и применять соответствующие критерии.
Так, например, в соответствии с критерием последовательного наблюда-
теля (критерием Вальда) производится непрерывный анализ колебания на
выходе линейной части приемника и сравнение уровня этого колебания
с двумя порогами g0I и б/02, причем б/02 > g0I. Если превышен верхний по-
рог q02, считается, что сигнал обнаружен в смеси с помехой. Если не пре-
вышен нижний порог д0], принимается решение об отсутствии сигнала.
В промежуточном случае, когда мощность наблюдаемого приемником
колебание принадлежит интервалу [^02; б/0]|. считается, что имеющихся
данных не хватает для принятия решения и наблюдение продолжается
до тех пор, пока не наступит одна из двух ситуаций: q > qo2 или q< qol. Пре-
имущество последовательного наблюдателя состоит в том, что он может
задавать априорные вероятности Р(0) и Р(1) независимо друг от друга и в
некоторых случаях экономить время, расходуемое на обнаружение сигнала.
Разумеется, обеспечивая незаметность РЭС, не всегда можно с уверен-
ностью утверждать, какой именно критерий оптимальности избрал против-
ник при построении своего разведывательного приемника. Но в перечне
наиболее употребительных критериев первое место занимает критерий
Неймана — Пирсона. На рис. 8.3 изображена поверхность, графически
отображающая зависимость показателя энергетической скрытности Рэн от
186 Глава 8. Маскировка и незаметность радиоэлектронных средств (РЭС)
соотношения сигнал/шум и от базы при работе обнаружителя сигнала в
соответствии с критерием Неймана — Пирсона. Зависимость получена на
основе численного решения системы уравнений (3.8) относительно Рпр
при Рлт=103 в качестве параметра.
Рис. 8.3. Скрытность ат обнаружения па
критерию Неймана — Пирсона
Кривые обнаружения рис. 8.3 получены в предположении о том, что
полоса пропускания разведывательного приемника согласована с шири-
ной спектра сигнала. Если это условие не выполняется, например, если
полоса превосходит ширину спектра сигнала и мощность шума на входе
решающего устройства (компаратора) соответственно больше, чем при со-
гласованном приеме, качество маскировки будет не лучше. А если полоса
энергетического приемника меньше ширины спектра сигнала, соотноше-
ние сигнал/щум на входе компаратора будет не меньше, чем при согласо-
вании полос, и качество обнаружения будет таким же.
Кроме вероятностной характеристики незаметности РЭС для средств
РР и РТР, которой является вероятность Рэн, можно рассматривать в ка-
честве показателя радионезаметности пороговое соотношение сигнал/шум
<?пор- Но, разумеется, между <?пор и Рэн существует взаимно-однозначная
связь: для каждого Рэн, определенного из соотношений (3.8), можно ука-
зать значение <?пор.
Мощность сигнала в полосе приемника средства РРТР [7]
п ^изл^изл^прм
= (4^)’ <8”
где Ризл — мощность сигнала, излучаемого маскируемой системой; 6ИЗЛ —
коэффициент усиления передающей антенны этой системы в направле-
8.2. Количественные характеристики качества маскировки
187
нии на приемную антенну средства разведки; GnpM — коэффициент уси-
ления приемной антенны средства разведки; т] — коэффициент полезно-
го действия приемного тракта; R — расстояние между источником сигна-
ла и приемником.
Очень часто сигнал, принимаемый средством РР или РТР, излучает-
ся не антенной, а каким-либо иным источником: окнами, дверями или
другими технологическими проемами зданий и сооружений, в которых
размещены РЭС, неоднородностями фидерных линий и электромагнит-
ных экранов, иными неоднородностями в поверхностях, по которым те-
кут индуцируемые при работе РЭС токи высокой частоты. Для таких из-
лучателей не вводится коэффициент усиления и в соотношении (8.6)
пользуются величиной, эквивалентной излучаемой мощности
^зл=Р^п- (8-8)
Мощность шума на входе детектора разведывательного приемника (в
полосе УПЧ А/) составляет
Plu=kT°^f, (8.9)
где к = 1,23-10-23,Дж-град-1 —постоянная Больцмана; —эквива-
лентная шумовая температура входных цепей; Д/— полоса его линейных
цепей (до детектора).
Из (8.6), (8.7) и (8.8) можно получить формулу для определения соот-
ношения сигнал/шум на входе разведывательного приемника;
Р С С PC1
__ гизл'-гизл'“гпрм _ гизл'-/прм
q {^RfkT^ (8Л0)
Если задана дальность R до точки расположения разведывательного
приемника, из (8.9) можно найти q как показатель энергетической скрыт-
ности и соответственно качества маскировки. Если заданы требования на
качество маскировки (Рэн или q), из того же соотношения (8.9) при изве-
стных параметрах приемника и средства разведки можно определить бе-
зопасное расстояние R, на котором объект разведки незаметен и меры по
маскировке РЭС достаточны.
Мощность сигнала на входе приемника средства радиолокационной
разведки определяется известным соотношением [7], которое для переда-
чи и приема сигнала на одну и ту же антенну представляется в виде
Рс =
Р У,
*ИЗЛ*-ГИЗЛЛ' ° п
(4л)3 Я4
(8.Н)
где о — эффективная поверхность рассеяния цели.
188 Глава 8. Маскировка и незаметность радиоэлектронных средств (РЭС)
Исходя из (8.7), можно найти соотношение сигнал/шум на входе об-
наружителя приемника РЛР:
(8.12)
Условиям работы обнаружителя в радиолокаторе хорошо соответствует
модель сигнала со случайной начальной фазой и флюктуирующей амп-
литудой. При этом случайные изменения амплитуды сигнала, вызванные
прежде всего флюктуациями отражающей поверхности цели при измене-
ниях ракурса, считаются распределенными по закону Релея. Рабочие ха-
рактеристики обнаружителя для этого случая можно найти в [12J. В на-
ших обозначениях вероятности ошибок оптимального обнаружителя
сигнала со случайной фазой и флюктуирующей амплитудой выражаются
зависимостями
РЛТ = ехр|-у}> (8.13)
'~Ч4гЫ’ (8л4)
где — пороговое для обнаружения соотношение сигнал/шум, получае-
мое в соответствии с критерием Неймана — Пирсона как решение урав-
нения (8.7) при заданной вероятности ложной тревоги; B=t\fT — база зон-
дирующего сигнала, используемого средством разведки.
Поверхность, образованная рабочими характеристиками обнаружения
объекта средством радиолокационной разведки, представлена на рис. 8.4
в координатах q - Рлт. Так обнаруживается цель на фоне собственных шу-
мов приемника средства разведки.
Во всех рассмотренных до сих пор задачах обнаружения сигнала сред-
ствами радиоэлектронных разведок и обратных им задачам маскировки
(обеспечения скрытности) сигналов предполагалось, что в пространствен-
но-частотной области, где работают средства разведки, сигнал маскируемой
системы либо присутствует, либо нет. На практике процесс обнаружения
сигнала всегда сопутствует процессу поиска во всей пространственной,
временной и частотной области априорной для разведки неопределенно-
сти относительно параметров сигнала. При этом характеристики обнару-
жения (и соответственно характеристики незаметности радиоэлектронных
средств и радиолокационных целей) оказываются иными. Как правило,
пространственная, временная и частотная неопределенность параметров
8.2. Количественные характеристики качества маскировки
189
Рис. 8.4. Рабочие поверхности обнаружителя
в составе средства РРТР
маскируемых объектов улучшает показатели их незаметности [15]. Поэтому
маневрирование радиолокационной цели в пространстве, а излучающих
РЭС — во времени и по частоте, является существенным резервом повы-
шения радионезаметности. Маневрирование в частотно-временном про-
странстве — это, другими словами, увеличение базы сигнала. Влияние
расширения базы на заметность уже рассматривалось. Что касается про-
странственного маневрирования, то оно при некоторых довольно общих
условиях способно улучшать показатели незаметности за счет расшире-
ния априорной для разведки области пространства, где приходится про-
водить поиск обнаруживаемого объекта.
Контрольные вопросы
1 Какими показателями характеризуется качество маскировки от средств
РРТР?
2 Какие известны способы улучшения маскировки от средств РРТР?
3 По каким причинам увеличение базы сигнала улучшает его энергетичес-
кую скрытность?
ГЛАВА 9
СПОСОБЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ РАДИОНЕЗАМЕТНОСТИ
9.1. Оптимизация сигналов и их
пространственно-временной обработки
Серьезным резервом обеспечения незаметности является снижение
мощности сигнала. Но уменьшить мощность сигнала можно только в
обмен на применение оптимальных методов его приема и обработки. Для
обозначения проблемы рационального выбора алгоритмов формирования,
а также временной и пространственной обработки сигналов [И] приме-
няется термин «синтез пары сигнал — фильтр» [12].
Математический синтез пары «сигнал — фильтр» при произвольных
характеристиках помех весьма сложен и возможен только тогда, когда
имеется адекватная модель этих помех. Для систем, работающих в усло-
виях РЭП, такие условия выполняются далеко не всегда. Но условия про-
ведения синтеза резко упрощаются, если единственной помехой являет-
ся аддитивный нормальный стационарный шум с известной спектральной
плотностью (например, внутренний шум радиоприемного устройства или
шумовая помеха, которая считается наиболее универсальной для радио-
противодействия [23]). В этом случае на входе приемника наблюдается
смесь сигнала ,у(?) и помехи со спектральной плотностью No, посто-
янной в полосе частот Д/
x(r) = s(f) + n(t), (9.1)
на интервале времени t е
Т\Т_
Г 7
Синтез пары «сигнал — фильтр» при этом обычно проводится в два
этапа [11]. На первом отыскивается оптимальный (в смысле выбранного
критерия) приемник («фильтр») для сигнала, заданного в общем виде, без
предварительной конкретизации формы. На втором этапе определяется,
как должна быть конкретизирована функция s[t], чтобы найденный оп-
тимальный приемник давал наилучшие результаты по всем возможным
видам сигнала. Тем самым находится пара «сигнал — фильтр», наилуч-
шая по помехоустойчивости среди всех возможных комбинаций способов
9.1. Оптимизация сигналов и их пространственно-временной обработки 191
временной обработки в передатчике и приемнике (разумеется, собствен-
ном приемнике системы, а не разведывательном).
Самый лучший приемник не может сделать ничего, кроме как макси-
мизировать некоторую монотонную неубывающую функцию от апостери-
орного распределения вероятностей принимаемого сигнала. Конкретный
вид функции определяется принятым критерием оптимальности, а выбор
критерия не относится к процедуре синтеза. Апостериорное распределе-
ние сигнала s(t} (точнее, сообщения, содержащегося в сигнале) при изве-
стной реализации х(/)
/’(s|x) = kP(s)P(x\s), (9.2)
где к — константа, нормирующая P(.s|x) к единице и не зависящая от 5,
а потому не влияющая на результаты синтеза приемника; />(х|х) — плот-
ность вероятностей реализации x(t) при заданном 5; P(s) — априорная
плотность вероятности сигнала s(t).
Обычно считается, что процесс х(/) имеет спектр, сосредоточенный
в ограниченной полосе Д/ Поэтому реализация х(/) может быть пред-
ставлена как совокупность (вектор) своих выборочных значений
х(/) = {х1,...х/,...х„}, (9.3)
где х/=х(/Д/); л = //Д/ = 2Д/»1.
Поскольку вся случайность х(/) заключена в помехе и(г), а помеха
имеет нормальное распределение
[«(/)] = кехр- -
1 1/2
— j
0 -1/2
(9.4)
где к — несущественная для дальнейшего константа, которая не зависит
от сообщения s, то из (9.1) следует, что
f 1 1/2
Р(х|$)=И/„[х-$(/)] = кехр^-— j [х-х(/)]2«Л
I -1/2
и (9.1) преобразуется к виду
1 1/2
Р(х|х) = к'ф(/)]ехр J [х-х(/)]2Л ,
° -1/2
(9.5)
(9.6)
где к' — константа, поскольку решение о которое должно быть сфор-
мировано на выходе приемного устройства, зависит лишь от формы рас-
пределения />(х|х), но не от его масштаба по оси ординат.
192
Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
Выражение (9.6) можно представить в виде
(9.7)
1 '/2
= к'ехр^-—— J x2(t)dt
7V() -'/2
где к
— константа, для каждой данной реали-
зации не зависящая от х(/) и поэтому не влияющая на результаты синтеза;
1/2
Q= j s2 (l)dl—энергия сигнала.
-1/2
Таким образом, как следует из (9.7), вид апостериорного распределе-
ния Р^х), монотонную функцию от которого должен максимизировать
оптимальный приемник, определяется главным образом корреляционным
интегралом
1/2
Z(x,s) = | xs(t)dl.
-1/2
(9.8)
Разумеется, конкретная техническая реализация оптимального при-
емника определяется не только функцией (9.8), но и характером сообще-
ния, заключенного в сигнале s(t^ (дискретная величина, непрерывная
величина, функция времени), а также видом критерия оптимальности.
Однако при шумовой помехе оптимальное приемное устройство всегда
должно реализовывать процедуру, иллюстрируемую схемой рис. 9.1.
Рис. 9.1. Оптимальный приемник для s(t^
Вычислитель интеграла /(х, s) должен определять его в соответствии
с (9.8) для всех возможных воспроизводимых сообщений и формировать
данные для решающего устройства, которое на этой основе выносит ре-
шение s* о сигнале, наблюдаемом на входе в смеси с шумовой помехой, и
о сообщении, которое переносит этот сигнал.
Обработка поступающей на вход приемника смеси х(7) по закону (9.8)
называется согласованной с сигналом 5(1), так как каждое значение ин-
теграла /(х,^) определяется для соответствующего ожидаемого сигна-
9.1. Оптимизация сигналов и их пространственно-временной обработки 193
ла s(t). В частности, в задаче обнаружения, когда сигнал способен прини-
мать только одно из двух значений = s2(t) = O, как следует из
(9.8), достаточно вычислить одно значение корреляционного интеграла
1/2
/(х,5|)= J Х5|(/)Л,
-1/2
соответствующее образцу (копии) обнаруживаемого сигнала s(t). При этом
задача решающего устройства в схеме на рис. 9.1 сводится к сравнению
значения 1{х, 5,) с некоторым порогом Ло.
Таким образом, для рассмотренного вида помехи (аддитивной шумо-
вой) оптимальная фильтрация сигнала в приемном устройстве сводится к
обработке, согласованной с ожидаемым сигналом х(г) и состоящей в ос-
новном в вычислении корреляционного интеграла вида (9.8). Поскольку
при выводе этого результата на форму сигнала х(/) не накладывалось ника-
ких ограничений (за исключением того, что эта форма должна быть точ-
но известна в месте приема), задача отыскания оптимальной пары «сиг-
нал — фильтр» сводится ко второму этапу синтеза, т. е. отысканию такой
формы сигнала х(/) (точнее, такого закона преобразования сообщения в
сигнал), которая х(/) при условии согласованной с этим сигналом обработ-
ки обеспечивает наилучшее в заранее указанном смысле значение показа-
теля точности воспроизведения сообщения. Например, обеспечивает
минимальное значение среднего риска, или полной вероятности ошибки,
или среднего квадрата ошибки воспроизведения сообщений. Во всяком
случае, совершенно очевидно, что если «фильтр» реализует операцию (9.8),
то «сигнал» должен принимать такие формы (реализации) х, (/), для ко-
торых значения /(х, xj максимально различаются при разных /.
При помехах другого вида, отличающихся от нормального шума, при-
веденные выводы об оптимальной паре «сигнал — фильтр» могут оказаться
неприемлемыми. Для коррелированных с сигналом помех (в частности,
пассивных) обработка, согласованная в смысле (9.8), не может считаться
оптимальной.
Имеется целый ряд особенностей построения оптимальных систем
обработки таких сигналов, которые зависят не только от времени, но и от
пространственных координат. Пространственно-временная обработка в
приемных устройствах включает совместную обработку колебаний, при-
нятых антенными элементами или подсистемами, расположенными в
различных пунктах пространства, включая и пункты, разнесенные на
большие расстояния. В частности, обработка такого типа применяется в
многопозиционных системах радиолокации, радионавигации и в других
сложных системах.
194 Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
Пространственно-временную смесь сигнала и помех, принятую сово-
купностью элементов антенны, можно представить в виде
х(г. г) = s(/, г) + п(/, г), (9.9)
где п — вектор напряжений, создаваемых аддитивными помехами; геЛ —
радиус-вектор точки раскрыва антенны относительно его центра; Л — про-
странственная область, занятая раскрывом антенны: t — время
Т Т~
;
2 2_
Т — протяженность интервала времени, отводимого на прием сигнала
(длительность элементарного сеанса приема и обработки сигнала).
Увеличение размерности аргумента функций х(-), s(-) и п(-), вызван-
ное переходом от (?) к (/, г), резко усложняет решение как задач синте-
за, так и технической реализации синтезированных устройств обработки
сигнала. Тем не менее при синтезе и оптимизации систем пространствен-
но-временной обработки решают задачи, которые также сводятся к обна-
ружению и определению параметров сигнала.
В общем случае оптимальная пространственно-временная обработ-
ка распадается на две независимые процедуры: оптимальную линейную
пространственную обработку и последующую оптимальную временную
обработку. При этом пространственная обработка — пространственная
фильтрация — обеспечивается взвешенным суммированием комплексных
выходных напряжений элементов антенной системы, а оптимальная вре-
менная обработка синтезируется в предположении, что алгоритм простран-
ственной обработки задан.
Решение задачи оптимального выбора пары «сигнал — фильтр» дает
два ответа. Во-первых, находятся наилучшие для заданной помеховой
обстановки сигналы и способы их обработки. Во-вторых, определяются
характеристики предельного, потенциально достижимого качества приема
и обработки сигнала. Задав из тактических соображений требования ми-
нимально необходимого значения этих показателей качества (обнаруже-
ния, измерения параметров, выделения сообщения), можно установить те
минимальные мощности сигналов, которые и будут определять уровень
их энергетической скрытности от средств РРТР.
Проблема синтеза оптимальной пары «сигнал — фильтр» весьма слож-
на, и ее рассмотрение выходит за рамки этого пособия. Детально методы
решения задач синтеза пары «сигнал — фильтр» рассматриваются в [11].
9.2. Экранирование
195
9.2. Экранирование
Конструкторы РЭС располагают довольно большим набором методов
и средств для снижения заметности паразитных и непреднамеренных элек-
тромагнитных излучений (ПЭМИ). Но большинство технических решений
по снижению ПЭМИ основывается на использовании электромагнитных
экранов. Экранирование как средство снижения заметности ПЭМИ при-
меняется на всех уровнях, начиная с отдельных компонентов (провода,
разъемы, реле, усилители и т. п.) и кончая подсистемами и системами
(блоки, шкафы, здания, сооружения и т. д.).
Экран, образованный металлическим барьером, можно анализировать
и проектировать, используя методы как теории поля, так и теории це-
пей [34]. Теория поля более универсальна и в настоящее время использу-
ется чаще.
Напряженности электрического (£) и магнитного (Я) полей, создава-
емых источником ПНЭМИ, описываются уравнениями [34]:
Е = -2Zn—^-cos0
0 2rX
1Г Л „
H =-----sin0
2rX
(9.H)
E E
где Zo = — = — = 120л = 377 0м— волновое сопротивление свободного
El Н
пространства; /— ток в проводнике длиной I, создающем поле, X — длина
волны, соответствующая частоте со = 2л/; г — расстояние от проводника
до точки, где определяется ЕнН,§ — аргумент радиуса-вектора г, отсчи-
танный от нормали к направлению тока; t — время.
Коэффициент к в (9.10) и (9.11) содержит множитель 1 и, следовате-
г
льно, уменьшается по мере удаления от источника излучения.
При г » — (в дальней зоне) имеет значение только последнее слага-
2л
емое в (9.10) и (9.11), а волновое сопротивление Zo = 377 Ом. Эта дальняя
зона иначе называется зоной излучения или зоной плоской волны. При
X
г«— (в ближней зоне), напротив, в (9.10) и (9.11) следует учитывать
2л
только первое слагаемое.
196
Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
л Е ZZK
Для такого случая оказывается, что — = —— » Zo. Это соответствует
Н 2лг
электрическому полю или полю высокого волнового сопротивления (от-
носительно сопротивления излучения). Если излучатель эквивалентен не
короткому проводнику (вибратору) с высоким сопротивлением, а витку
(рамке) с низким сопротивлением, то в уравнении (9.11) можно пренебречь
первым слагаемым. Тогда волновое сопротивление в ближней зоне оказы-
Е Z02n
вается—=——. Этот случаи соответствует магнитному полю или полю
Н Кг
низкого волнового сопротивления (относительно сопротивления излу-
X
чения). Условие ---= 1 определяет границу между дальней и ближней
2лг
зонами. Рис. 9.2 иллюстрирует случаи формирования поля соответствен-
но с высоким (рис. 9.2, а) и низким (рис. 9.2, 6) импедансом (волновым
сопротивлением).
Рамка
Рис. 9.2 Излучатели: а — высокоимпедансные; б — низкоимпедансные
Высокое волновое сопротивление характерно для поля вблизи прямого
короткого проводника, по которому течет малый ток. Из-за высокого
волнового сопротивления в структуре поля преобладает электрическая
составляющая, которая уменьшается по мере удаления от излучателя
как—, т. е. быстрее, чем магнитная, пропорциональная — Соответственно
г3 г
этому волновое сопротивление уменьшается, асимптотически приближаясь
к Zo в дальней зоне. Рис. 9.2, б соответствует источнику с низким сопро-
тивлением, в силу чего в структуре создаваемого им поля преобладает маг-
нитная составляющая. Но это низкое сопротивление растет по мере уда-
ления от источника, асимптотически стремясь к = 377 Ом. Изменения
волнового сопротивления с расстоянием от источника иллюстрируются
графиками рис. 9.3.
9.2. Экранирование
197
Изменение волнового сопротивления с расстоянием позволяет рассчи-
тывать конструкцию электромагнитного экрана. Схематично взаимодейст-
вие плоской волны с металлическим экраном иллюстрируется на рис. 9.4.
Рис. 9.4. Взаимодействие плоской волны с экраном
Плоская волна с вектором Умова — Пойнтинга nt = [E/HJ, падаюшая
на экран, на его поверхности частично отражается, создавая обратную вол-
ну с П2 ~ [Е2'Н2], а частично проходит сквозь экран. Амплитуды обеих со-
ставляющих зависят от поверхностного сопротивления материала, из ко-
торого выполнен экран, и волнового сопротивления для падающей волны
в экранируемом пространстве.
Прошедшая в толщу экрана волна распространяется почти в том же
направлении, что и падающая. Часть ее энергии поглощается в материа-
ле экрана. На внешней границе экрана волна вновь частично отражается.
198
Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
а частично проходит с преломлением во внешнее пространство. В резуль-
тате во внешнее пространство волна переносит энергию, оставшуюся после
отражения на границах экрана и после поглощения в его материале. Ра-
зумеется. теоретически во внешнем пространстве присутствуют и волны,
многократно отраженные и преломленные на внешних и внутренних
поверхностях экрана. Но суммарная энергия этих составляющих ничтож-
на при хорошем экранировании.
Экранирующий эффект для плоских волн с учетом принятой модели
взаимодействия волны с экраном легко рассчитывается.
Качество экранирования характеризуют коэффициентом ослабления
электромагнитной волны Кэ, который определяется отношением плотности
потока мощности во внешнем пространстве к плотности потока мощнос-
ти падающей волны в пространстве до экрана:
где — модуль векторного произведения;
2 Х Н-2 ]|
|[е4 х н4]
— коэффициенты ослабления за счет отражений на внешней и внутрен-
ней поверхностях экрана; КП—коэффициент затухания (потерь энергии)
волны в материале экрана.
Обычно коэффициент экранирования и его мультипликативные со-
ставляющие измеряются в децибелах. При таком определении эффектив-
ности экранирования из (9.12) следует, что
^[дБ]=К01+^,+К02.
(9.13)
Затухание за счет отражения зависит от того, насколько различаются
волновое сопротивление в экранируемом пространстве и поверхностное
сопротивление экрана:
МдБ] = 201ё-|^,
(9.14)
где Zw — волновое сопротивление экранируемого пространства, а 2Э —
поверхностное сопротивление экрана.
Из (9.14) следует, что экранирование за счет отражения эффективно,
если волновое сопротивление велико (электрическое поле в ближней зоне),
а поверхностное сопротивление мало (медный или серебряный экран), и,
наоборот, затухание за счет отражения мало, если волновое сопротивле-
9.2. Экранирование
199
ние мало (магнитное поле), а поверхностное сопротивление велико (сталь-
ной экран). Учитывая свойства материала экрана, влияющие на величи-
ну поверхностного сопротивления, затухание при отражении плоской
волны можно также выразить соотношением [34]:
К(„ [дБ] = 106 + 201g-^-,
(9.15)
где G — относительная по отношению к меди проводимость материала
экрана (6меДи = Di Ц — магнитная проницаемость по отношению к ваку-
уму или к той же меди; f — частота, МГц.
Затухание при поглощении не зависит от типа падающей волны [34]:
Кп [дБ] = 0,132г7ё^7.
(9.16)
Как видно, экранирование низкочастотных излучений осуществить
труднее, чем высокочастотных. Этим эффектом, в частности, объясняет-
ся высокая эффективность портативных средств радиоразведки, осуществ-
ляющих перехват низкочастотных сигналов систем связи, вычислитель-
ных систем и различной оргтехники.
Из сравнения (9.15) и (9.16) следует, что на частотах выше 300 МГц
преобладает затухание за счет поглощения, так как с ростом частоты умень-
шается глубина проникновения высокочастотных токов в материал про-
водника и соответственно этому резко увеличивается поверхностное со-
противление.
Если волновое сопротивление среды, в которой распространяется
волна до экрана, значительно отличается от поверхностного сопротивления
экрана, падающая волна существенно отражается. Так, для электрического
поля пока г < —,
2 тс
АГ0| [дБ] = 382 + 101g
./V ’
где г — расстояние до экрана, мм [34].
Для магнитного поля затухание при отражении определяется
jV0[ [дБ] = 201g
0,462л/ц 0,136r Jc/
’ +-----+ 0,354
r^Gf VP
(9.17)
(9.18)
Таким образом, экранирование, обусловленное отражением магнит-
ного и электрического полей, на низкой частоте имеет различный характер.
Магнитное поле на очень низкой частоте можно экранировать, создавая
магнитную цепь с низким сопротивлением. Магнитные силовые линии
200
Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
пересекают стенки полого объекта толщиной / под углом 90°, а напряжен-
с I1/-/
ность магнитного поля внутри объекта меньше, чем снаружи, в раз,
5
где цг — относительная магнитная проницаемость материала стенок; т —
полуширина экранируемого объема. Напряженность магнитного поля в
стенках стального экрана значительно больше, чем в окружающем их
пространстве, и гораздо больше, чем во внутренней полости. В этом и
состоит эффект экранирования. Коэффициент экранирования может до-
стигать 50 дБ на очень низкой частоте.
Итак, суммарный эффект экранирования (9.12) за счет использования
эффектов отражения и поглощения энергии полей паразитных и непред-
намеренных излучений определяется соотношениями (9.13)—(9.18). Экра-
нирование за счет отражения (за исключением магнитных полей) более
эффективно на низких частотах, а за счет поглощения — на высоких.
Для экранирования электрических полей следует использовать мате-
риалы с высокой электропроводностью. Как следует из (9.17), эффектив-
ность такого экрана бесконечно велика на очень низких частотах и падает
с ростом частоты. Экранировать магнитные поля труднее, поскольку, как
следует из (9.18), для некоторых сочетаний материалов и частот затуха-
ние из-за отражения равно нулю. С уменьшением частоты ослабление
магнитного поля из-за отражения и поглощения в немагнитных материа-
лах (например, в алюминии) падает, поэтому трудно создать магнитный
экран из немагнитных материалов. На высоких частотах, где экранирова-
ние обеспечивается и поглощением, и отражением, выбор материала эк-
рана менее критичен.
Магнитные материалы обеспечивают лучшее экранирование от плос-
ких волн за счет поглощения, в то время как электропроводящие матери-
алы — за счет отражения.
Принято считать, что большинство механически жестких конструкци-
онных материалов обладают хорошими экранирующими свойствами. На
частотах звукового диапазона эта закономерность не соблюдается и для
магнитного экранирования применяют материалы с высокой магнитной
проницаемостью.
Теоретически экран позволяет подавить более чем на 100 дБ излуче-
ния любой частоты в диапазоне от постоянного тока до видимого света.
Однако на практике любой экран имеет отверстия и щели, снижающие
эффективность экранирования. Непрерывность высокочастотного экра-
на нарушается в основном на стыках сопрягаемых деталей. Эти стыки
обычно подразделяются на физически однородные и неоднородные [34].
9.2. Экранирование
201
Физически неоднородные стыки образуются лри монтаже экрана вин-
тами, заклепками, точечной сваркой, когда соединение не является не-
прерывным и между соединяемыми деталями образуются изгибы, высту-
пы и прочие неровности. Эти неровности создают щели, проницаемые для
электромагнитных волн на некоторых частотах. Можно сказать, что неод-
нородности в экранах работают как щелевые антенны. Затухание в таких
щелях находят, основываясь на критерии граничной частоты волновода:
If е х2
фБ] = 1,810ЛНШ -1, (9.19)
где / — глубина щели (ширина перекрытия сопрягаемых деталей), мм;
f — частота, МГц; fc — граничная частота, МГц (fc = 150 103g-1 для
прямоугольной щели, fc = 175,5 103g-1 для круглой щели); g — наиболь-
ший поперечный размер щели, мм.
При fc » f уравнение (9.41) приобретает вид
К[дБ1= 1,8- 10’4//с - у-, (9.20)
g
где g=21 для прямоугольной щели или g=32 для шели круглой.
Существует несколько способов для уменьшения влияния щели на
эффективность экранирования. Все они предусматривают специальные
конструктивные меры и приемы.
Физическую неоднородность соединения уменьшают различными
способами [34|. Но все эти способы основаны на подборе показателей
электропроводности и магнитной проницаемости материала, заполняю-
щего щели и отверстия в экране.
Различные технологические отверстия в экранах закрывают либо ре-
шетками с ячейками, имеющими форму сот, либо крышками. Соты вы-
полняются в виде отрезков волноводов и позволяют использовать эффект
граничной частоты.
Подобным образом действуют экраны в виде проволочных сеток и
тканей, выполненных из проводящих волокон (экранирующие накидки).
Для них также могут быть определены коэффициенты пропускания и
отражения. Однако свойство подобия проводящих решеток и сеток сплош-
ным металлическим экранам сохраняется до тех пор, пока b « 1, где b —
шаг решетки, т. е. расстояние между проводниками, образующими решет-
ку или сетку.
Если решетка составлена из очень тонких проводников (диаметром
d~ Ю'4Х), то она при b ~ 0,01Х пропускает только около 1% падающей
202 Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
мощности. Если шаг решетки при этом увеличивается и приближается к
длине волны, коэффициент пропускания стремится к единице. С умень-
шением шага решетки уменьшается и коэффициент пропускания. Для
больших d экранирующий эффект сетки проявляется в большей степени.
Таким образом, экранирующие свойства сеток, решеток и накидок зави-
сят не только от размера ячейки (вернее, от отношения шага сетки к дли-
не волны экранируемого излучения b/к), но и от толщины образующих
их проводников.
9.3. Снижение заметности излучения по боковым лепесткам
Для снижения заметности побочного излучения по направлениям,
отличающимся от направления на приемные антенны абонентов собствен-
ных РЭС, нужно применять передающие антенные системы с малым уров-
нем боковых лепестков диаграммы направленности (ДНА). Форма ДНА
F(a, Р) полностью определяется распределением поля на ее раскрыве. Дей-
ствительно, каждый элемент ds = dxdy раскрыва L(x,y) передающей антен-
ны создает в пространстве, на удалении R = {xR,yR, zR} (если |R| = R »к,
т. е. в дальней зоне), поле с напряженностью
-i(kR)
dE(R) = 2^g - E(r)exp{/(kxx + kyy)]dxdy, (9.21)
где £(R) — одна из компонент вектора напряженности электрического
(или магнитного) поля в точке, которой соответствует вектор R в декар-
товой системе координат Oxyz с центром в точке О на раскрыве антенны
(при симметричном раскрыве точку О можно выбрать где-то в центре рас-
крыва £(х,у)); £(г) — напряженность поля в точке ге л(х,у) с координа-
, . , 2л
тами(х,у) на раскрыве антенны; /с = |к| = — — модуль волнового векто-
Л,
pa; (kR) = kRcos ср — скалярное произведение.
Формирование поля rf£(R) иллюстрируется рис. 9.5.
Поле, создаваемое всем раскрывом Л(х,у) в точке {xR,yR, ZR}, будет,
очевидно,
E(R) = J dE(R) =‘€r f £'(x,y)exp{/(/cxx +(9.22)
Л Л
Переходя к полярным координатам ОЛсф, соотношение (9.22) можно
преобразовать;
F(a,P) = J/(x,y)exp{-/(£r)}dxrfy, (9.23)
Л
9.3. Снижение заметности излучения по боковым лепесткам
203
Рис. 9.5. Формирование электромагнитного поля антенной
где /(х,у) = /(г) — распределение поля на раскрыве, нормированное так,
чтобы максимальное значение ДНА Fmax (а, р) было бы равно единице.
Если, кроме того, определить/(г) так, чтобы она была равна нулю всюду
за границами области Л, ограничивающей раскрыв антенны,/(г) = 0 при
г<£ Л, выражение (9.23) можно преобразовать к виду
F(a,Р) = j /(х,у)ехр{-/(Аг)}с/хс/у (9.24)
и утверждать, что ДНА является двумерным преобразованием Фурье от
распределения поля на раскрыве антенны. Это значит, что для получения
ДНА требуемой формы F (а, Р) нужно создать такое распределение поля
на поверхности, которое является обратным двумерным преобразованием
Фурье от /'(ос, Р). В частности, /(х,у) можно подобрать и по критерию
минимума боковых лепестков ДНА /(ос, Р).
В табл. 9.1 для примера приведены некоторые характеристики пере-
дающей антенны в случае, если амплитуду электрического поля на ее
плоском прямоугольном раскрыве хуО можно аппроксимировать функцией
/(x,y) = cos"lyx + -y I, |х|<р |у|<у. (9.25)
Таблица 9.1
п G Да0< ДВ05. град а. дБ
0 12,57 (д’/?,)2 50 X/d -13.2
1 10,18 (д’/?.)2 69 X/d -23
2 8,38 (д’/?.)2 84 У/d -32
3 7,00 (д’/a)2 95 к/d -40
4 6,47 (д’/?.)2 111 'К/d -48
204
Глава 9. Способы обеспечения радионезаметности
Ширина главного лепестка ДНА в сечениях по азимуту Да и углу мес-
та др определяется по уровню половины от максимума и выражается в гра-
дусах, а уровень боковых лепестков измеряется по отношению к макси-
мальному значению ДНА в главном лепестке в децибелах:
,(а,В)
a.=201g^4-^,
Лпах 0 Р)
(9.26)
где i — номер бокового лепестка; 0 — номер главного лепестка ДНА.
Обычно максимальное побочное излучение соответствует первому боко-
вому лепестку /= 1. Именно его значение приведено в табл. 9.1.
Коэффициент усиления антенны — это отношение мощности, излу-
чаемой в данном направлении (а, р), к мощности, излучаемой антенной с
изотропной ДНА по всем направлениям в телесном угле 4л;
, . 4тгР(а,Р)
<?(«>₽) =---р----’ (9.27)
где Ръ — полная излучаемая антенной мощность (отличающаяся от под-
водимой к антенне мощности в КПД раз).
Как видно из табл. 9.1, наибольшие уровни боковых лепестков ДНА
соответствуют равномерному распределению поля по раскрыву
г / \ о (тс л _
/(x,y) = cos I —х + —yl = ’ пРихеЛ- (9-28)
Увеличивая неравномерность распределения поля по раскрыву, можно
снизить уровень боковых лепестков. Но в обмен на уменьшение мощности
излучения в побочных направлениях расширяется главный лепесток ДНА
и соответственно падает коэффициент усиления. Это непреложный факт:
проблема уменьшения уровня излучения в боковых лепестках как раз и
возникает для остронаправленных антенн, которые должны концентри-
ровать излучаемую мощность в узком секторе пространства. Поэтому при
создании остронаправленных антенн всегда приходится разрешать проти-
воречие м.ежду требованиями максимальной остроты главного лепестка
ДНА и минимального уровня излучения в побочных направлениях. Но наи-
лучшее в указанном смысле распределение поля на раскрыве всегда ока-
зывается спадающим от максимума в центре к минимальным уровням на
краях. При этом поверхность раскрыва антенны используется не полно-
стью, эффективная поверхность, участвующая в формировании поля в
дальней зоне, оказывается меньше геометрической. Уменьшается и отно-
сительный размер раскрыва dfk.
9.3. Снижение заметности излучения по боковым лепесткам 205
Известно, что наилучшим образом формирование узкой ДНА при
одновременном уменьшении уровня боковых лепестков обеспечивается
при чебышевском распределении поля по раскрыву антенны [39].
Заданный закон распределения поля по раскрыву технически
легче всего получить на активных антенных решетках. У отражательных
антенн для получения требуемого распределения поля применяют различ-
ные конструктивные приемы. Прежде всего — изменение проводимости
поверхности зеркала за счет применения поглощающих материалов.
Контрольные вопросы
1. Какие физические эффекты используют, применяя экранирование для
снижения уровней паразитных и непреднамеренных излучений РЭС?
2. Что характеризует, как определяется и как измеряется коэффициент экра-
нирования?
3. Как зависит коэффициент экранирования от характеристик материала и
конструкции экрана?
4. Какие материалы и какие конструкции применяются для экранирования
электрических полей? Магнитных полей?
5. Какие методы применяются для снижения уровней боковых лепестков ДНА?
ГЛАВА 10
РАДИОНЕЗАМЕТНОСТЬ
ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ
ЮЛ. Широкополосные сигналы. Определения и применение
Ранее уже говорилось, что для уменьшения заметности работы РЭС
следует применять широкополосные сигналы — такие, у которых база
существенно превосходит единицу B = kfT » 1.
Условие «много больше единицы» настолько мягкое, что позволяет не
уточнять определение длительности и ширины спектра. Иные названия
для широкополосных сигналов: сигналы с большой базой, шумоподобные
сигналы, сигналы с расширением спектра (или полосы).
Интерес к широкополосным сигналам обусловлен целым рядом их
замечательных свойств и далеко не только свойством хорошей скрытности.
Помимо высокой скрытности для систем с широкополосными сигналами
характерны также хорошая помехоустойчивость и помехозащищенность,
высокая точность синхронизации и измерения задержки сигнала (измере-
ния дальности), хорошая разрешающая способность, способность к кодо-
вому разделению и уплотнению сигналов при передаче информации и при
многоканальных траекторных измерениях, способность селективной адре-
сации при многостанционном доступе, способность противостоять зами-
раниям при многолучевом распространении сигнала, хорошая электромаг-
нитная совместимость и использование частотного спектра по сравнению
с узкополосными сигналами.
Ранее, в гл. 8.2, исследовалась энергетическая скрытность, т. е. способ-
ность сигнала противостоять обнаружению. Разведывательные приемни-
ки, используемые для несанкционированного приема сигнала, работают
в широкой полосе, наблюдают сигналы на фоне помех и имеют плохую
априорную осведомленность о параметрах сигнала. Поэтому признаком,
по которому приемники РРТР могут судить о наличии сигнала, является
энергия, которую имеет входной процесс (сумма сигнала с шумом) на
интервале времени наблюдения /е
Т Т I
' и . н .
2 ’ 2 J
10.1. Широкополосные сигналы
207
Т
Е* = \х(1}Ш = (Рс+Рш)Тн,
о
(10.1)
где Рс — средняя на интервале времени наблюдения Тн мощность сигнала;
Рш — мощность шума.
Решение о наличии сигнала принимается на основе сравнения оцен-
ки энергии Е* с некоторым порогом Ло. Если Е* > h0, считается, что сиг-
нал есть, т. е. что Рс > 0 и = S(t) + /?(?). Если Е* < h(), то принимается
решение о наличии на входе приемника только шума: Рс = 0, а Л'(/) = /?(/).
При любом выборе порога обнаружения Ло, т. е. при любом критерии
принятия решения о наличии сигнала, вероятность правильного обнаруже-
ния будет монотонно зависеть от соотношения сигнал/шум в полосе Д/
разведывательного приемника:
Е,.
Ес
<7 =---------------,
Еш
(Ю.2)
если параметры разведывательного приемника подобраны оптимальным
для данного сигнала образом, т. е. если Д/ равна ширине спектра сигнала
(приемник использует всю мощность сигнала, распределенную по спект-
ру), а время наблюдения Тн равно длительности сигнала (не теряется энер-
гия, распределенная во времени), то соотношение сигнал/шум, а с ним и
вероятность правильного обнаружения уменьшаются с ростом базы сиг-
нала 5 = Д/7’Н. Более детальный анализ [15] показывает, что проигрыш
энергетического приемника оптимальному (когерентному или приемни-
ку с согласованным фильтром) по пороговому для обнаружения сигналу
пропорционален квадратному корню из базы сигнала /Тн.
Маскировка от обнаружения еще не исчерпывает всех проблем обеспе-
чения скрытности радиосигналов. Очень важна структурная скрытность —
способность сигнала противостоять мерам радиотехнической разведки,
направленным на распознавание сигнала, т. е. мерам по отождествлению
сигнала с одним из известных, для которых имеются эталонные образцы.
Эталонный образец — это совокупность признаков сигнала, т. е. набор
значений его параметров. Параметры могут быть количественными: час-
тота, индекс модуляции, ширина спектра, пространственные координаты
точки излучения, мощность. Но могут быть и качественными: способ
модуляции, вид поляризации и т. п. Таким образом, распознавание все-
гда сводится к установлению соответствия между параметрами наблюда-
емого сигнала и параметрами эталона. Процесс распознавания состоит в
следующем. Во-первых, на основе априорного описания множества сиг-
208
Глава 10 Радионезаметность широкополосных сигналов
налов, среди которых распознается принятый, вводится система призна-
ков А, (/'— номер признака; J— номер образца сигнала) и устанавли-
вается решающее правило распознавания, по которому выносится сужде-
ние о том, какому из образцов в наибольшей степени соответствуют
признаки принятого сигнала. Во-вторых, в процессе работы разведыватель-
ный приемник обнаруживает сигнал. Если сигнал обнаружен (установле-
но его наличие в смеси с шумом на входе), выделяются его признаки X/,
т. е. измеряются те представительные параметры, по которым сигнал мо-
жет отличаться от любого другого. В-третьих, по результатам этих дейст-
вий полученные оценки признаков (параметров) сигнала сравнивают с эта-
лонами априори ожидаемых сигналов, т. е. X,- сравнивают с Х,у. Если X/
наилучшим образом отвечает набору признаков устанавливается,
что X/ попали в собственные области X,-,, решающее правило предписы-
вает вывод о том, что принят у-й сигнал.
Более сложная ситуация складывается тогда, когда области возможных
значений признаков разных сигналов пересекаются, а сами признаки
определяются приемником с ошибками. При этом нельзя исключить воз-
можность попадания оценки X,- /-го признака у-го сигнала в область Ад.
возможных значений соответствующего признака к-т сигнала, k^j. Та-
кие ошибки при некоторых условиях приводят к перепутыванию сигна-
лов и, следовательно, к ошибочному распознаванию. Вероятность такого
события совпадает с вероятностью ошибки распознавания структуры Рстр
сигнала данной РЭС. Это условная вероятность. Она определяется при
условии, что сигнал обнаружен.
Представляется очевидным, что вероятность ошибки увеличивается с
ростом вероятности неправильного соотнесения признаков данного сиг-
нала к областям значений признаков любого другого. Но эта вероятность
тем больше, чем больше ансамбль сигналов, среди которых производится
распознавание. Точно так же вероятность ошибки распознавания увели-
чивается с ростом числа признаков сигнала, используемых для формиро-
вания эталонов и для сопоставления принятых сигналов с эталонными
образцами. Большие ансамбли формируются на основе широкополосных
сигналов: чем больше база B=NfT (иногда это произведение называется
информационной емкостью сигнала, чтобы подчеркнуть его влияние на
параметрическую неопределенность сигнала [10]), тем больше различных
сигналов в частотно-временном пространстве Fxt можно разместить [15].
Другая особенность широкополосных сигналов состоит в их способ-
ности обеспечивать высокую информационную скрытность — способность
сигнала противостоять несанкционированному раскрытию содержания
циркулирующих в системе.
10.2. Классы широкополосных сигналов
209
Для систем передачи информации стойкость к раскрытию содержания
сообщения определяется стойкостью шифра (криптостойкостью), о кото-
рой говорится в гл. 13. При шифрации сообщение взаимодействует с пос-
ледовательностью ключа. При этом возможность создания стойкого шифра
связана прежде всего с длинной ключевой последовательностью: она дол-
жна быть не короче, чем сообщение. Чем длиннее ключевая последова-
тельность, тем выше информационная стойкость сообщения. Но период
повторения ключа — это, по сути, длительность сигнала в криптостойкой
системе. Поэтому длительность ключевой последовательности — период
повторения ключа — определяет базу сигнала.
В радиосистемах управления раскрытие содержания передаваемой
информации возможно на основе сопоставления каждого принятого сиг-
нала с тем сообщением, которое его порождает и им передается. Для ус-
тановления такой связи нужно выявлять изменения, которые вызывает
сигнал в состояниях соответствующих объектов управления. При этом
очевидно, что информационная скрытность систем радиоуправления тем
выше, чем больше разных сигналов способны вызывать одинаковые из-
менения состояний объектов управления. Но увеличение размеров ансам-
бля сигналов достигается только за счет увеличения базы сигнала. Таким
образом, общей чертой скрытных сигналов и общим показателем скрыт-
ности должна служить величина базы сигнала: из двух сигналов потенци-
ально лучшей скрытностью обладает тот, у которого больше база. И это
утверждение справедливо для характеристик любых показателей скрытно-
сти (энергетической, структурной, информационной).
Величина базы сигнала определяет также и его помехозащищенность.
10.2. Классы широкополосных сигналов
Широкополосные сигналы занимают полосу частот, существенно
превышающую ширину спектра переносимого ими сообщения. Образу-
ются широкополосные сигналы за счет расширения полосы или за счет
расширения спектра (рис. 10.1).
Широкополосные сигналы
С расширением полосы
Когерентные
Некогерентные
С расширением спектра
______________I Когерентные
I Некогерентные
Рис. 10.1. Классификация широкополосных сигналов
210
Глава 10. Радионезаметность широкополосных сигналов
Для сравнения двух методов образования широкополосных сигналов на
рис. 10.2 приведены структурные схемы устройств формирования сигнала
с расширением полосы (рис. 10.2, а) и с расширением спектра (рис. 10.2, б).
Рис. 10.2. Схемы устройств формирования сигнала:
а — расширение полосы б — расширение спектра
Расширение полосы достигается за счет такой модуляции несущего
колебания м0(/), при которой формируется сигнал с полосой более ши-
рокой, чем у модулирующей функции Классический и типичный
пример сигнала с расширением полосы — ЧМ колебание с большим
А/'.
индексом /ичм =---»1. Расширяется полоса также и цифровыми сигна-
Д/-’
лами, когда применяют помехоустойчивое кодирование.
Общим недостатком систем, использующих расширение полосы, яв-
ляется то, что они способны удовлетворительно работать лишь при боль-
ших отношениях сигнал/шум во входной полосе qn>. » 1, т. е. во всей по-
лосе спектра сигнала. Так, аналоговая ЧМ обеспечивает хорошую работу
и позволяет реализовать преимущества широкополосных сигналов лишь
ПРИ ?вх - тчм- При меньших qBX наступает подавление сигнала шумом.
Расширение спектра образуется в результате модуляции несущего
колебания специальной функцией g(/), не зависящей от передаваемого
сообщения. Поэтому сигналы с расширением спектра иначе называются
сложными сигналами или сигналами с многоступенчатой модуляцией.
Операции, которые выполняются для расширения спектра модуляторами
Мод1 и Мод2 схемы рис. 10.2, б, можно поменять местами: сначала моду-
лировать передаваемым сигналом S(t) расширяющую функцию g(z), а
потом колебанием с расширенным спектром модулировать несущую «о (О’
В этом случае g(z) называется поднесущим колебанием, а сформирован-
ный на выходе сигнал — сложным сигналом с многоступенчатой модуля-
цией и с поднесущими (чаще всего — импульсными поднесущими) [17].
Как правило, за счет расширения спектра формируются сигналы, за-
нимающие более широкий диапазон частот, чем при расширении полосы.
Расширяющая функция g(7) выбирается одинаковой для передатчика и
приемника, так что на приемной стороне имеется возможность провести
обратное преобразование («сворачивание») спектра, при котором снима-
ется модуляция и сигнал фильтруется в полосе сообщения.
10.2. Классы широкополосных сигналов
211
Для расширения спектра модулируют амплитуду, фазу или частоту
сигнала:
i(/) = g(/) Ас (/)cos[(o0/ + ф(/)], (Ю.З)
где Лс(/) — амплитуда, а ф(/) — фаза сигнала, модулированного сооб-
щением 5(1).
В результате модуляции расширяющей функцией g(/) образуются сле-
дующие колебания.
При балансной модуляции сигнала (БМ):
5(/) = g(/) 4(/)cos[oj0/ + <р(/)]; (Ю.4)
при фазовой модуляции сигнала (ФМ):
5(/)= Чс(/)со5[ю0/ + Дф^(/) + ф(/)]; и при частотной модуляции (ЧМ): (10.5)
/ 5(/) = Ас (z)cos (о0/ + Д(о|^(т)о'т + ф(/) 0 (10.6)
К расширяющей функции предъявляются определенные требования.
Во-первых, g(/) должна быть детерминированной: иначе невозможно
иметь идентичные реализации расширяющей функции на приемной и на
передающей стороне. Во-вторых, сама должна иметь широкий рав-
номерный спектр (большую базу), а следовательно, относительно большую
длительность и узкую автокорреляционную функцию с малыми боковыми
выбросами. В-третьих, ансамбль разных расширяющих функций £,(/),
/е 1:/, используемых разными системами или одной многоканальной
системой, должен обладать хорошими взаимокорреляционными свойст-
вами: любые g и gj (t),j * i'J. i e 1 должны быть коррелированны в ми-
нимальной степени. В-четвертых, желательно, чтобы расширяющая фун-
кция была периодической, так как это облегчает построение генераторов
(синтезаторов) g(/).
Связь свойств расширяющей функции со свойствами полученных
в результате расширения спектра широкополосных сигналов, иллюстри-
руется графом рис. 10.3.
Расширяющая функция g(7) может быть аналоговой, импульсной,
дискретной или цифровой. Самые большие возможности для создания
широкополосных сигналов открывает применение дискретных по уров-
ню и по времени расширяющих функций, получаемых на основе цифро-
вых кодовых последовательностей.
212
Глава 10. Радионезаметность широкополосных сигналов
Свойства расширяющей
функции g(t)
Характеристики сигналов с
расширением спектра
Рис. 10.3. Свойства сигналов с расширением спектра
В некоторых случаях возможно одновременное расширение спектра
и полосы сигнала. Например, наряду с применением расширяющей функ-
ции g(/) используют цифровое помехоустойчивое кодирование.
Сигналы с расширением спектра делятся на когерентные и некогерен-
тные. Пример некогерентного сигнала с расширением спектра — пачка
радиоимпульсов, модулированных по амплитуде (АИМ). У такого сигна-
ла информацию переносит амплитуда сигнала, а импульсная последова-
тельность расширяет спектр. Другой характерный пример — сигналы с
перестройкой частоты по случайному или псевдослучайному закону
(ППРЧ — псевдослучайная перестройка частоты, скачки частоты).
Некогерентные сложные сигналы характеризуются отношением поло-
сы спектра сигнала F к информационной полосе Д/цНф или, что то же са-
мое, к скорости передачи информации R:
Это соотношение является эквивалентом базы для некогерентных
сигналов и определяет выигрыш в помехоустойчивости при выделении
широкополосных сигналов на фоне шумов.
10.3. Широкополосные сигналы с ЧМ
213
Когерентные сложные сигналы по большинству показателей превос-
ходят сигналы с некогерентным расширением спектра. Но некогерентные
сигналы проще для реализации как приемников, так и передатчиков (мо-
дуляторов).
В процессе приема и обработки широкополосного сигнала в оптималь-
ном приемнике происходит уже упомянутое выше «сворачивание» или
«сжатие» сигнала с базой 5»1 в простой сигнал с базой 5= 1, содержа-
щий сообщение. Эффект сжатия — это основная особенность как самого
сложного когерентного сигнала, так и оптимального приемника для него.
Различают два вида сжатия сигнала: по времени и по частоте. Предель-
ный коэффициент сжатия по времени и по частоте один и тот же. Он равен
базе сигнала и достигается в оптимальном, идеально согласованным с
сигналом, приемнике. Физически сжатие достигается за счет суммирова-
ния всех спектральных составляющих сигнала с компенсацией различий
их фазовых набегов, т. е. за счет когерентного накопления. При таком
суммировании сложный сигнал упрощается, превращаясь в простой с
базой, близкой к единице.
С базой сигнала, определяющей большинство его свойств, связаны и
другие количественные характеристики — сигнальная функция и функ-
ция неопределенности, размер ансамбля сигналов при заданной базе,
взаимокорреляционные свойства ансамбля сигналов при заданной базе,
алгоритмы и схемы формирования сигналов.
10.3. Широкополосные сигналы с ЧМ
Ширина спектра ЧМ сигнала A.fc = 2Fmax(w4M+ 1) примерно равна
двойной девиации частоты/^ при больших индексах модуляции w4M> 1 и
равна удвоенной верхней частоте Fmax в спектре модулирующей функ-
ции при малых индексах w4M« 1 [10]. Иначе говоря, индекс частотной
/д
модуляции тчы =---- может служить мерой расширения полосы при
Ли ах
формировании широкополосного сигнала за счет расширения полосы:
5 = -^=2(/дчм+1).
'max
Широкополосные сигналы с ЧМ находят применение прежде всего в
радиолокационных системах. Из множества возможных законов измене-
ния частоты внутри импульсов радиолокационного сигнала преимуще-
ственно используют линейную частотную модуляцию (ЛЧМ). При этом
база сигнала может достигать сотен и тысяч. Ограничения на величину
214
Глава 10. Радионезаметность широкополосных сигналов
базы в основном технические, накладываемые возможностями построе-
ния устройств согласованной обработки ЛЧМ сигнала в приемных устрой-
ствах РЛС. В системах связи применяют ЧМ, но с не очень большими
индексами тчм < 3...5. В системах передачи данных с кодово-импульсной
модуляцией и манипуляция частоты несущего колебания (КИМ-ЧМн)
также не обеспечивает значительное расширение полосы по сравнению с
шириной спектра модулирующей функции.
Технически сигналы с ЧМ формируются синтезаторами частот, у кото-
рых частота выходного колебания однозначно определяется значением
входного цифрового или аналогового сигнала. Для получения СВЧ-сиг-
налов с частотной модуляцией по любому закону очень удобны лампы бе-
гущей волны (ЛБВ) или обратной волны (ЛОВ) [6, 23]. Частотные моду-
ляторы на этих устройствах используют эффект зависимости частоты
выходного колебания от напряжения на замедляющей системе. Такие
генераторы способны обеспечивать формирование сигнала с очень боль-
шой базой при высокой выходной мощности, хорошим КПД и при высо-
ком постоянстве уровня выходного сигнала во всем диапазоне перестройки
частоты.
10.4. Расширение спектра за счет бинарной
фазовой модуляции
В последнее время распространились способы формирования сигна-
лов с большой базой на основе кодов (дискретных расширяющих функ-
ций), управляющих фазой сигнала (10.5). Цифровая техника позволяет
формировать такие коды с большой точностью и стабильностью, что в
сочетании с высокой стабильностью когерентной несущей повышает точ-
ность формирования зондирующего сигнала РЛС, а также информацион-
ных и опорных сигналов в радиосистемах связи и передачи данных. Все
это, кроме обеспечения высокой скрытности, создает дополнительные воз-
можности как по улучшению характеристик РЭС и повышению точности
измерения параметров сигналов, так и по удобству сопряжения радиоли-
ний с цифровыми сигнальными процессорами.
Двузначную (знакопеременную) функцию {#}, принимающую значе-
ния ±1, можно связать с числовой последовательностью {а}:
^=0,5(1 + ^); ак е{0;1}; gk е{-1;1}. (10.8)
Для фазовой манипуляции сигнала используются различные кодовые
последовательности. Прежде всего — линейные рекуррентные кодовые по-
следовательности на основе кодов Баркера, последовательности Лежандра
10.4. Расширение спектра за счет бинарной фазовой модуляции
215
и Холла, М-последовательности, коды Голда, последовательности с перио-
дом, равным произведению двух простых чисел [16].
Из линейных последовательностей наибольшее применение получили
М-последовательности и последовательности Голда. Для генерирования
линейных последовательностей используют регистры сдвига с линейными
обратными связями. Последовательность символов {ак}, вырабатываемая
регистром сдвига, удовлетворяет рекуррентному правилу
ак=с\ак-\ + с2ак-2+- +Vk_m=f(ak^,...ak_m), (Ю.9)
где символы ак, так же как и коэффициенты ск, принимают значения 0
или 1, а операции сложения и умножения производятся по модулю 2.
Число т называется памятью последовательности. Соотношение (10.9) —
не что иное, как рекуррентное правило. Из этого соотношения следует,
что устройство, вырабатывающее линейную двоичную последователь-
ность, должно в каждом такте времени запоминать т последних симво-
лов ак-\,ак~2, ...,ак_т последовательности {ак}, умножать их на весовые
коэффициенты с1,С2,...ст, задаваемые правилом кодирования, и сумми-
ровать по модулю 2 результаты умножения.
Корреляционные и спектральные свойства линейных кодовых после-
довательностей изучены достаточно хорошо и подробно изложены в ли-
тературе. Последовательности обладают рядом замечательных свойств. Но
они имеют и существенный недостаток, заключающийся в низкой струк-
турной скрытности. Так, для раскрытия структуры линейного кода средству
радиоразведки (точнее, аналитику, исследующему результат радиоперех-
вата) достаточно безошибочно принять 2m следующих подряд элементов.
Если средство радиотехнической разведки не в состоянии точно восста-
новить 2m символов, нужно принять более длинную реализацию сигнала
и восстановить последовательность, используя избыточность. Но когда
последовательность восстановлена, приемное устройство средства разведки
в принципе может сворачивать широкополосный сигнал точно так же, как
это делает собственный абонентский приемник подавляемой РЭС. Оче-
видно, при этом сводятся на нет все преимущества по высокой помехоза-
щищенности и скрытности сигнала с расширением спектра.
Более высокую структурную скрытность имеют нелинейные последова-
тельности, воспроизведение структуры которых невозможно в линейных
генераторах.
Одним из вариантов формирования нелинейных последовательностей
является использование генератора линейных рекуррентных последова-
тельностей максимальной длины регистра сдвига (ЛРПМ) с включением на
выходе этого генератора нелинейных элементов. Так, в алгоритме Ристен-
216
Глава 10. Радионезаметность широкополосных сигналов
батта используется генератор ЛРПМ, нелинейная логика (И, ИЛИ, НЕ)
на выходе которого охватывает все ячейки регистра сдвига. Схема генера-
тора Ристенбатта представлена на рис. 10.4.
Принцип формирования нелинейных последовательностей путем ком-
бинирования символов с выходов нескольких генераторов ЛРПМ реали-
зуется в генераторе Джеффа (рис. 10.5).
Рис. 10.4. Генератор Ристенбатта Рис. 10.5. Генератор Джеффа
Метод Грота усложняет алгоритм Джеффа комбинированием его с
алгоритмом Ристенбатта рис. 10.6.
В соответствии с этим алгоритмом количество пх умножителей и объем
п
памяти для п ЛРПМ связаны соотношением д =—. С учетом цикличес-
2"
ких сдвигов генератор позволяет получить — псевдослучайных последова-
N
тельностей (ПСП) с периодом N.
10.4. Расширение спектра за счет бинарной фазовой модуляции 217
Недостатком нелинейных последовательностей является увеличение
разбаланса между числом единиц и нулей. Нарушение баланса приводит
к ухудшению корреляционных свойств последовательностей. Для устра-
нения указанного недостатка складывают символы нелинейной последо-
вательности с символами исходной ПСП, а также применяют сверточное
кодирование нелинейных ПСП.
Особенность формирования каскадных кодов состоит в том, что вы-
ходной сигнал предыдущего каскада управляет тактированием последую-
щего каскада, например, как на рис. 10.7, где представлен вариант схемы
формирования такой ПСП.
Рис. 10.7. Формирователи каскадных кодов
Разумеется, здесь перечислены далеко не все, а лишь наиболее распро-
страненные алгоритмы и схемы формирования нелинейных ПСП. Кроме
них встречаются ПСП, формируемые на основе ортогональных многочле-
нов Холла, Якоби, Лежандра, Чебышева, Пэли — Плоткина и т. д. Нели-
нейные рекуррентные последовательности с периодом 2"' получили назва-
ние полных кодовых колец [16].
Полные кодовые кольца замечательны тем, что на их основе можно
сформировать ансамбли биорто тональных последовательностей, применя-
емых при многопозиционном кодировании информации, ансамбли орто-
гональных сигналов для синхронных систем связи с кодовым разделени-
ем каналов, а также и других полезных применений. В настоящее время
известны несколько типов биортогональных последовательностей, в ос-
нову которых положены последовательности из матриц Адамара и специ-
альные видоизменяющие последовательности, обеспечивающие оптими-
зацию форм авто- и взаимокорреляционных функций. Однако объемы
ансамблей этих последовательностей ограничены в отличие от ансамблей
биортогональных последовательностей, которые можно получить на ос-
нове полных кодовых колец. Можно утверждать, что объемы ансамблей
последовательностей на основе полных кодовых колец достаточно вели-
ки для удовлетворения любых практических потребностей.
Нелинейные последовательности на основе полных кодовых колец
формируются на выходах регистра сдвига с нелинейными обратными свя-
218 Глава 10. Радионезаметность широкополосных сигналов
зями. Для примера на рис. 10.8 изображена схема такого генератора, испо-
льзующего четырехразрядный сдвиговый регистр. На практике, разумеется,
используются более длинные регистры.
Рис. 10.8. Генератор последовательностей на основе
полных кодовых колец
Линейная обратная связь обеспечивается сложением по модулю 2 вы-
ходов разрядов третьего и четвертого регистра сдвига, формирующего
М-последовательность. Особенностью линейного генератора является не-
допустимость нахождения всех его разрядов в нулевом состоянии. Поэтому
в М-последовательности отсутствует комбинация из т (в данном случае
из четырех) нулей. Нелинейная обратная связь организуется схемой &,
подключенной к единичным выходам первых трех разрядов регистра сдви-
га. Выход схемы & складывается по модулю 2 с выходом цепи линейной
обратной связи. При использовании нелинейной обратной связи допус-
тимо нахождение всех разрядов регистра в нулевом состоянии. В вырабаты-
ваемой таким регистром последовательности время от времени обязательно
присутствует комбинация из т нулей. Таким образом, М-последователь-
ность трансформируется в полное кодовое кольцо. Показано, что число
последовательностей кодовых колец с периодом 2т равно
(Ю.Ю)
Корреляционные свойства сигналов, полученных на основе полных
кодовых колец, исследовать довольно трудно. В основном для анализа спек-
тральных и корреляционных свойств используются численные методы [25].
10.5. Расширение спектра за счет перестройки частоты
Перестройка несущей частоты РЭС — едва ли не самый старый спо-
соб обеспечения скрытности. Сначала рабочую частоту перестраивали
время от времени. Например, в каждом новом сеансе работали на другой
несущей частоте, известной приемнику собственной системы и неизвест-
10.5. Расширение спектра за счет перестройки частоты
219
ной разведке. По мере увеличения оперативности средств РРТР потребо-
валось переключать рабочую частоту чаще, несколько раз за сеанс. При
выборе скорости переключений исходят из того, что скрытность может
быть обеспечена, если продолжительность работы на каждой частоте не
больше, чем время определения частоты средством разведки. Практичес-
ки в РЛС частоту меняют скачком от одного зондирующего импульса к
другому (если за это время удается перестроить параметры ФАР). В сис-
темах передачи данных несущая частота сигнала может меняться от одно-
го символа передаваемого сообщения к другому или даже чаще. В этом
последнем случае каждый символ передается несколькими последователь-
но излучаемыми радиоимпульсами разных частот.
Предположим, что передатчик РЭС, от которого требуется скрытность,
может работать на одной из N сменных несущих частот/^, /е 1:А. Сред-
ство противодействия способно создавать помеху на частотах fnj, выб-
ранных из того же множества уе 1:А. Все эти частоты известны средству
противодействия по накопленным за длительное время данным радиотех-
нической разведки. Эффективность противодействия характеризуется
вероятностью подавления РЭС Ру. В зависимости от конкретных условий
показатель подавления Ру может быть вероятностью ошибки приема со-
общения в системе передачи информации, вероятностью ошибки при
приеме сигнала от радиолокационной цели или вероятностью некоторой
другой ошибки. Если противник угадал рабочую частоту передатчика и
поставил на этой частоте прицельную помеху, он обеспечит подавление
РЭС с вероятностью Р-р. Если не угадал, эффективность противодействия
будет ниже, а качество маскировки соответственно выше: Р^ < Рц для всех
i*j. Очевидно, усредненное по множеству всех возможных ситуаций, скла-
дывающихся в конфликте средств радиопротиводействия и радиозащиты,
значение показателя эффективности маскировки будет
<Р) = Р^+Р^~*Р* приА->~. (10.11)
Если только Ру< РГ1, а это условие обязательно должно выполняться
для любой помехозащищенной системы, из (10.11) следует, что (Р) уве-
личивается с ростом числа рабочих частот N, убывает и стремится к Ру.
Иначе говоря, при использовании для маскировки скачков по частоте
скрытность РЭС возрастает с ростом числа рабочих частот.
В простейшем случае при использовании скачков по частоте на каж-
дой из рабочих частот fci, zel:A излучается простой узкополосный сиг-
нал, у которого Bx = &fT ~ 2. Спектральные полосы шириной А/ отводи-
мые для размещения спектра сигнала около каждой из рабочих частот
220
Глава 10. Радионезаметность широкополосных сигналов
не должны перекрываться. Следовательно, как показано на рис. 10.9, для
работы маскируемого РЭС, нужно отвести полосу частот не меньшую, чем
5/=2(лт)д/.
Рис. 10.9. Спектр сигнала при ППРЧ
Это означает, что база сигнала, образованного в результате расшире-
ния спектра за счет скачков по частоте, оказывается равной
Jff = 2(7V + l)A/’7’ = (A^ + l)JS'. (10.12)
Но расширение спектра за счет использования скачков по частоте даст
полезный эффект для маскировки излучения РЭС только в том случае,
если конкретное значение несущей частоты сигнала, выбранное РЭС в
каждый данный момент времени, известно собственному приемнику и
неизвестно приемнику средства разведки. Иначе говоря, закон изменения
частоты должен быть детерминированным для своего приемника, но слу-
чайным для приемника средства разведки. Поэтому для управления гене-
раторами, обеспечивающими работу на переключаемых скачками диск-
ретных частотах, используют псевдослучайные последовательности. Фор-
мируемые такими генераторами сигналы с расширением спектра называют
сигналами с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ).
Требования к структуре последовательностей, управляющих несущей ча-
стотой в системах с ППРЧ, те же, что и в системах с дискретной псевдо-
случайной фазовой модуляцией. Схема, иллюстрирующая метод форми-
рования сигнала с ППРЧ, представлена на рис. 10.10.
Рис. 10.10. Формирование сигнала с ППРЧ
Синтезатор частот в схеме рис. 10.10 осуществляет такое преобразова-
ние частоты опорного колебания, создаваемого задающим генератором,
10.6. Сигналы с частотно-фазовой манипуляцией 221
которое определяется текущим значением расширяющей псевдослучайной
последовательности g(/). Таким образом, несущая частота колебания на
выходе синтезатора, на которое в модуляторе МОД накладывается пере-
даваемое сообщение или запросный сигнал РЛС, будет случайной для
приемника средства разведки, но точно известна приемнику собственной
системы, имеющему такие же задающий генератор, синтезатор и генера-
тор ПСП.
При выборе структура псевдослучайной последовательности g(f), рас-
ширяющей спектр сигнала с ППРЧ, учитываются те же соображения, что
и при расширении спектра за счет дискретной ФМ (гл. 10.4).
Несущая частота сигнала при ППРЧ может изменяться в очень широ-
ких пределах, т. е. за счет скачков частоты можно обеспечить очень сильное
расширение спектра, гораздо большее, чем за счет дискретной ФМ. Но
при дискретном переключении частот обычно не обеспечиваются нулевые
скачки фазы, т. е. фаза сигнала на каждом новом значении несущей час-
тоты оказывается случайной, не связанной с фазой предыдущей частот-
ной посылки. Это делает невозможным когерентное накопление на прием-
ной стороне сигналов, переданных на разных частотах. И чем короче
длительность излучения каждой дискретной частоты, тем лучше скрыт-
ность сигнала, но тем меньше возможности по его когерентному накоп-
лению (сжатию). Практически считается, что сжатие сигнала с ППРЧ
возможно только в пределах времени передачи одной частоты. Сокращение
времени когерентной обработки приходится компенсировать увеличени-
ем мощности сигнала, что непременно снижает показатели энергетичес-
кой скрытности. Тем не менее техническая простота генерации сигналов
со скачками частоты и возможность получения значительного расшире-
ния спектра обеспечивают таким сигналам большую популярность. Для
дальнейшего улучшения скрытности и других показателей радиосистем с
ППРЧ применяют расширение спектра или полосы внутри каждой диск-
ретной частотной посылки. Так, для расширения полосы сигналов РЛС с
ППРЧ применяют внутриимпульсную ЛЧМ-модуляцию. Расширение
спектра может быть получено за счет дискретной фазовой модуляции
сигналов, перестраиваемых по частоте, т. е. за счет применения сигналов
с дискретной частотно-фазовой модуляцией.
10.6. Сигналы с частотно-фазовой манипуляцией
Сигналы, полученные в результате манипуляции несущей одновремен-
но по частоте и фазе (ЧФМ-сигналы), могут рассматриваться как результат
дальнейшего развития ФМ- и ППРЧ-сигналов. Но в отличие от ППРЧ у
222 Глава 10. Радионезаметность широкополосных сигналов
этих сигналов при смене частоты фаза меняется непрерывно. Интерес к
ЧФМ-сигналам объясняется несколькими причинами. Основные из них:
возможность построения больших ансамблей ортогональных сигналов с
повышенной структурной скрытностью, относительная простота получе-
ния больших значений базы сигнала, возможность перекрыть большие
диапазоны частот при наличии синтезаторов сигнала, работающих на
сравнительно низких тактовых частотах, возможность раздельного выбо-
ра законов модуляции фазы и частоты для построения сигналов с задан-
ными корреляционными свойствами.
В качестве примера можно рассмотреть построение ЧФМ-сигнала,
период которого включает L радиоимпульсов длительностью ти, с отно-
сительных частотным смещением каждого такого импульса на величину
А'/А/ и внутриимпульсной фазовой манипуляцией по закону двоичной
последовательности. Возможны три вида модуляции двоичной последо-
вательностью: каждый частотный элемент включает период одной и той
же фазовой последовательности; каждый частотный элемент включает раз-
ные фазовые последовательности; частотная составляющая включает сег-
мент фазовой последовательности.
Комплексная огибающая ЧФМ-сигнала может быть представлена в
виде
L м
/=1г=1 (10.13)
xexp{y((V, - N„) Д(о[/ - ти (А -1)] - То (i -1)}.
Структурная схема синтезатора ЧФМ сигнала изображена на следую-
щем рис. 10.11.
Длительность, ширина спектра и база сигнала с ЧФМ могут быть опре-
делены следующим образом;
T = MLiK, (10.14)
10.6. Сигналы с частотно-фазовой манипуляцией
223
Г = Л/£ти;
Г = ±[| + О-(Л-1)];
В = 2FT = 2ML[\ + В'( L -1)],
(10.15)
(10.16)
(10.17)
где B’=^f%.
Частными случаями сигнала являются дискретно-частотно-модулиро-
ванный (ДЧМ) сигнал при М= 1 и ФМ-сигнал при L= 1.
При заданной ти, определяемой быстродействием цифровых синтеза-
торов кода, увеличение базы ЧФМ-сигнала легко может быть достигнуто
как за счет увеличения длительности сигнала (как для ФМ-сигнала), так
и за счет увеличения его полосы (как для ДЧМ-сигнала). Это обеспечива-
ет возможность построения ансамблей ЧФМ сигналов с большим значе-
нием базы, получение которых при ФМ- и ДЧМ-сигналах может представ-
лять технические трудности.
Анализ сигнальной функции, определяющей большинство свойств
ЧФМ-сигналов, достаточно сложен. Еще сложнее обратная задача — под-
бор модулирующих числовых последовательностей и g<p(/) под за-
данные характеристики ЧФМ-сигнала, которыми обычно являются ши-
рина главного лепестка и уровни боковых выбросов сигнальной функции
[17, 25]. Аналитически значения для выбросов функции неопределеннос-
ти могут быть получены только в дискретных узловых точках:
В этих точках можно порознь подбирать расширяющие числовые
последовательности gf(t)n для модуляции частоты и фазы ЧФМ-
сигнала.
Контрольные вопросы
1. Почему и в какой степени применение широкополосных сигналов улучшает
показатели энергетической и структурной скрытности РЭС?
2. Перечислите основные показатели помехоустойчивости и помехозащищен-
ности сигналов.
3. Перечислите основные классы широкополосных сигналов.
4. Чем отличаются сигналы с расширением полосы от сигналов с расширением
спектра?
5. Найдите последовательность, которую будет генерировать схема рис. 10.9
при начальных условиях 0000.
ГЛАВА 11
СНИЖЕНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ ЗАМЕТНОСТИ
11.1. Снижение эффективной поверхности рассеяния за
счет выбора малоотражающей формы объекта
Заметность объектов для средств радиолокационной разведки приня-
то оценивать величиной эффективной поверхности рассеяния (ЭПР) [7]:
(in)
° П, П, v 7
где [0; 1] — коэффициент деполяризации рассеянного целью поля (^);
Лир — мощность отраженного радиолокационной целью сигнала; П| —
плотность потока мощности радиолокационного сигнала в окрестности
точки расположения цели; /•’(ос, Р) — значение диаграммы обратного рас-
сеяния (ДОР) цели в направлении на радиолокатор; S— полная площадь
рассеяния цели.
Физически ЭПР представляет собой размерный коэффициент пропор-
циональности между мощностью отраженного радиолокационной целью
сигнала и плотностью потока мощности электромагнитного поля, создан-
ного антенной радиолокатора в окрестности точки расположения цели.
Очевидно, что о0 имеет размерность м2 и зависит от формы, размеров и
электрических свойств материала поверхности цели. Объекты радиоло-
кационной разведки — радиолокационные цели — имеют сложную фор-
му и рассеивают электромагнитные волны не изотропно. Значения ЭПР
для каждого конкретного направления (а, р) могут сильно различаться.
Решить электродинамическую задачу рассеяния электромагнитного
поля на реальных телах очень трудно. Но такая задача решается для мно-
гих тел несложной формы. Некоторые результаты решений представле-
ны в табл. 11.1, где указаны значения ЭПР простейших поверхностей, из
которых формируются сложные поверхности летательных аппаратов и
других технических объектов.
Как видно из табл. 11.1, плоские поверхности имеют большую ЭПР
только при направлениях облучения, близких к нормали. По всем другим
направлениям ЭПР плоских поверхностей гораздо меньше. То же справед-
11.1. Снижение ЭПР за счет выбора малоотражающей формы объекта 225
Таблица 11.1
Вид цели
Форма цели
ЭПР цели
Металлический
шар
г » 2Л.
о0 = лг2;
сто=144~4-;
к
<Т0 <*0 шах <?<>•
Г 4л . А"|2
—rsinG
I, k )
4л . „
—rsiiw
X
cos2 0;
г2
®0max = 4jt . 2 ’
К
Выпуклая
поверхность с
радиусами
кривизны Р| и р2
^Отах ЛР1Р2’
Уголковый
отражатель с
прямоугольными
гранями
Би конический
отражатель
226
Глава II. Снижение радиолокационной заметности
либо и для цилиндрических поверхностей, если они облучаются с направ-
ления, нормального к образующей. Малоотражающими формами являются
клин и конус при облучении со стороны вершины. При одинаковых раз-
мерах наибольшими значениями ЭПР обладают трехгранные уголковые
отражатели с углом при вершине 90°.
Из-за того что реальные рассеивающие объекты имеют сложную фор-
му, в точке приема наблюдается интерференционная картина парциальных
сигналов, отраженных от различных частей разными элементарными от-
ражателями. Сравнение величины ЭПР разных элементарных отражателей,
имеющих примерно равные значения площадей проекций на плоскость,
нормальную направлению наблюдения, показывает, что их ЭПР может
отличаться на 30...40 дБ, а ширина главного лепестка ДОР изменяться в
большом диапазоне. Поэтому ЭПР реальных сложных объектов сущест-
11.2. Применение противорадиолокационных покрытий
227
венно зависит от формы их наружной поверхности, образованной набором
элементарных отражателей. Зависимость ЭПР от габаритных размеров
выражена гораздо слабее. Кроме того, большое влияние на ЭПР оказывает
угловое расположение элементарных отражателей и направление облуче-
ния. Так, при облучении диска под углом 10° к нормали его ЭПР на 28 дБ
меньше ЭПР трехгранного отражателя, а при нормальном падении волны
на диск его ЭПР на 3 дБ больше, чем у того же уголкового отражателя.
ДОР отдельных элементов поверхности объекта существенным обра-
зом влияет на формирование результирующей ДОР. Например, если в
образовании суммарного отраженного сигнала участвуют элементы с
широкими ДОР, то результирующая ДОР будет иметь большее число и
большую ширину лепестков, чем в том случае, когда отдельные элементы
имеют узкие ДОР. Объяснить этот эффект можно тем, что при измене-
нии взаимного расположения элементов относительно приемной антенны
изменяются не только фазы сигналов. При формировании совокупности
элементов с узкими ДОР резче изменяются амплитуды парциальных сиг-
налов. Кроме того, в последнем случае результирующая интерференци-
онная картина вторичного поля формируется в более узком угловом сек-
торе пространства. Таким образом, исключение широконаправленных
отражателей из архитектуры объекта приведет к увеличению дисперсии
величины ЭПР, что, в свою очередь, уменьшит вероятность обнаружения
отраженного сигнала и соответственно улучшит радиолокационную неза-
метность объекта. Если же число элементов с узкими ДОР окажется на-
столько большим, что их диаграммы будут совмещаться, то при любом
угловом положении объекта всегда найдутся такие элементы, сигналы от
которых будут складываться. Действительно, за счет интерференции сиг-
налов от двух одинаковых элементарных отражателей с ЭПР s у каждого,
суммарная ЭПР будет в пределах от 0 до 4s, имея в среднем значение 2s.
Таким образом, наличие элементов с одинаковой ЭПР увеличивает радио-
локационную заметность.
На основе приведенных соображений можно сформулировать ряд
принципов, которым нужно следовать при создании облика малоотража-
ющего объекта.
1. Для повышения радиолокационной незаметности объекты нужно
компоновать из элементов с минимальной шириной ДОР.
2. При создании малозаметных для РЛС объектов следует использо-
вать элементы с минимальными значениями ЭПР и минимизировать число
самих этих отражателей. Прежде всего следует избегать использования
взаимно перпендикулярных поверхностей, которые образуют уголковые
отражатели.
228
Глава Н. Снижение радиолокационной заметности
3. Взаимное расположение элементов, из которых состоит сложный
объект, должно минимизировать число направлений, на которых могут со-
вмещаться главные лепестки ДОР. А если такого совмещения избежать
не удается, нужно минимизировать ЭПР элементов по этим направлениям.
Для иллюстрации практического применения этих принципов на
рис. 11.1 приведена компоновочная схема одной из модификаций ма-
лозаметного высотного самолета воздушной разведки SR-71.
Рис. 11.1. Малозаметный для РЛР самолет
На рис. 11.1 видно, что нижняя поверхность планера делается мак-
симально плоской. Поэтому самолет будет иметь значительную ЭПР толь-
ко относительно РЛС, расположенных непосредственно под ним. Хвос-
товое оперение не имеет ортогональных друг другу поверхностей. Для этого
применяют два отклоненных от вертикали стабилизатора. Такая кон-
фигурация создает заметную ЭПР только со стороны РЛС, расположен-
ных выше плоскости траектории полета. Резкие изломы поверхности и
кромки, имеющие большие ЭПР, в основном располагаются так, чтобы
они экранировались фюзеляжем от излучений РЛС, расположенных ниже
самолета. Носовая часть самолета близка к конической с малым углом при
вершине. Очень большой вклад в ЭПР дают резкие переходы и изломы
поверхностей в узлах крепления наружных подвесных контейнеров и
средств вооружения. Для улучшения радиолокационной незаметности
избегают использовать подвесные элементы на пилонах и стремятся к
внутрифюзеляжному расположению всего дополнительного оборудования.
Головным частям (ГЧ) баллистических ракет придают малоотражаю-
щие формы вроде тех, что изображены на рис. 11.2 [21].
Основная задача при выборе формы головной части — добиться ма-
лой ЭПР на тех ракурсах, по которым могут располагаться радиолокаци-
онные средства противоракетной обороны. Для этого поверхности ГЧ
придают форму, объединяющую несколько поверхностей вращения. Но-
11.2. Применение противорадиолокационных покрытий
229
сик головной части имеет форму конуса или полусферы (коническое или
оживальное окончание). При этом уменьшается вторичное излучение,
обусловленное дифракцией на заостренном конце поверхности объекта.
Коническая боковая обечайка может сопрягаться с другими конически-
ми или цилиндрическими поверхностями. Торцевая (донная) часть может
иметь форму сегмента, сфероида, полусферы или усеченного конуса.
Форма головных частей в донной части определяется необходимостью
установки двигателей. Головную часть обычно стабилизируют на траек-
тории, чтобы она ориентировалась на РЛС минимальной ЭПР.
Рис. 11.2. Малоотражающие формы ГЧ МБР
При изменении ориентации объекта относительно РЛС его заметность
тоже изменяется вместе с изменением ЭПР. При этом удобно считать, что
мощность сигнала, отраженного объектом, флюктуирует случайным об-
разом. Но вероятность правильного обнаружения флюктуирующего сиг-
нала меньше, чем вероятность обнаружения детерминированного сигна-
ла при той же средней мощности. Значит, для увеличения незаметности
следует не только снижать среднее значение ЭПР радиолокационных
целей, но и увеличивать дисперсию ее флюктуаций. Иначе говоря, ДОР
малозаметного объекта должна иметь многолепестковую форму с большим
различием между уровнями лепестков.
11.2. Применение противорадиолокационных покрытий
Применение радиопоглощающих (РПГ) материалов и покрытий —
мощный резерв снижения радиолокационной заметности. При взаимодей-
ствии электромагнитного поля с материалом, покрывающим поверхность
радиолокационной цели, наблюдается поглощение, рассеяние и интер-
ференция волн. Поглощение ослабляет поле падающей волны за счет пере-
230
Глава 1L Снижение радиолокационной заметности
хода электромагнитной энергии в тепло вследствие диэлектрических и
магнитных потерь. Рассеяние происходит в результате преобразования рас-
пространяющегося в материале потока электромагнитной энергии опре-
деленного направления в потоки по различным направлениям, в том числе
и по таким, которые не достигнут приемных антенн средств разведки.
Интерференция падающих на поверхность цели и отраженных радиоволн
характеризует отражательную способность радиопоглощающего материа-
ла защитного покрытия в направлении наибольшего вторичного излуче-
ния от его поверхности.
По конструктивному применению обычно различают радиопогло-
щающие материалы, которые наносятся на поверхность защищаемо-
го объекта (противорадиолокапионные покрытия) и радиопоглощаюшие
конструкционные материалы, используемые для создания малозаметных
объектов. Независимо от типа радиопоглощающие материалы должны
обеспечивать минимальное отражение радиоволн от защищаемой поверх-
ности, максимальное поглощение электромагнитных волн, широкий ча-
стотный диапазон поглощаемой энергии. Они также должны иметь высо-
кую прочность, способность работать в широком интервале механических
и температурных воздействий, стойкость к агрессивным средам, надеж-
ность и долговечность, возможно меньший удельный вес и стоимость.
В интерференционных покрытиях создаются такие условия, при ко-
торых падающая и отраженная волны взаимно компенсируют друг друга.
Материал поглощающих покрытий выбирается из условия максимально-
го преобразования в нем падающей электромагнитной энергии в тепло-
вую за счет наведения вихревых токов, магнитногистерезисных и (или)
высокочастотных диэлектрических потерь.
И, наконец, в зависимости от электрических и магнитных свойств
радиопоглощающие материалы можно разделить на диэлектрические и
магнитодиэлектрические.
Маскирующее действие радиопоглощающих материалов эффективно
лишь в случаях, когда линейные размеры плоских поверхностей защища-
емых объектов или же радиусы кривизны их поверхностей значительно
превышают длину волны в материале покрытия
V5»1’ (П-2)
А
где S — площадь поперечного сечения объекта.
Если длина волны превышает максимальный размер объекта, наблю-
дается релеевское рассеяние, примерно одинаковое у объектов с конеч-
ной и с бесконечной проводимостью. Вследствие этого покрытие с конеч-
11.2. Применение противорадиолокационных покрытий
231
ной проводимостью ведет себя как идеальный проводник, и падающая
электромагнитная энергия им не поглощается.
Поглощающий материал соответствует своему назначению в том слу-
чае, когда в нем отсутствует отражение электромагнитной волны от внеш-
ней кромки поверхности, а энергия, проникающая внутрь материала,
полностью им поглощается. Выполнение этих условий достигается соот-
ветствующим подбором электрических свойств материала, в первую оче-
редь комплексной диэлектрической проницаемости и комплексной маг-
нитной проницаемости.
Отражение электромагнитной волны от бесконечной идеально прово-
дящей поверхности, покрытой радиопоглощающим веществом, иллюст-
рируется рис. 11,3.
Рис. 11.3. Радиопоглощающее покрытие
Комплексный коэффициент отражения плоской волны от границы
раздела двух сред — свободного пространства и поверхности покрытия —
зависит от различия волновых сопротивлений и равен [39]
е'
• zn - z0 уц'-i
К= 0 (11.3)
Zn + Zg I E
VM-' + l
где Zo - — = 120n: —волновое сопротивление свободного пространства,
Veo
fn f е
a Zn = — — волновое сопротивление материала покрытия; е' =— и
е0
, Н
[1 =— — относительные значения соответственно диэлектрической и
Мо
магнитной проницаемости материала покрытия.
Для того чтобы покрытие полностью поглощало энергию падающих
на него радиоволн, нужно выполнить условие К=0. Материал с такими
232
Глава 11. Снижение радиолокационной заметности
свойствами, как следует из (10.3), должен иметь е' = |1'. Таким условиям
удовлетворяют покрытия, в состав которых входят вещества с достаточно
большими потерями. Структуру таких покрытий образуют частицы ферро-
магнетика, сцементированные изоляционным материалом из немагнитно-
го диэлектрика. Однослойные покрытия этого типа достаточно эффектив-
ны в диапазоне метровых и дециметровых волн. Эффективность действия
покрытия повышается, если оно неоднородно и его коэффициент погло-
щения постепенно увеличивается от наружной поверхности покрытия к
поверхности защищаемого объекта.
Для поглощения волн сантиметрового диапазона используют много-
слойные покрытия с изменяющимися от слоя к слою параметрами, так
что проницаемость диэлектрика е' возрастает от наружной поверхности
вглубь. Каждый слой таких покрытий образуется компаундом на основе
пенополистирола или каучука, а поглотителем служит углерод (графит или
сажа). Концентрация поглотителя от слоя к слою меняется. Для согласо-
вания покрытия с внешним (свободным) пространством относительная
диэлектрическая проницаемость должна равняться единице, т. е. е'г = е0>
а мнимая составляющая (тангенс угла диэлектрических потерь) должна
быть близкой к нулю. Резкое изменение параметров е и g от слоя к слою
недопустимо, поскольку это приводит к увеличению коэффициента отра-
жения от границы раздела двух слоев.
Для уменьшения остаточного отражения применяют покрытия, наруж-
ная поверхность которых представляет собой рельефную геометрическую
неоднородность, состоящую
из периодически повторяющихся неровностей
в виде пирамидальных или
конических шипов (рис. 11.4).
Рис. 11.4. Рельефная поглощающая поверхность
11.2. Применение противорадиолокационных покрытий
233
Чтобы увеличить число отражений между шипами и, следовательно,
снизить отражение от поверхности покрытия, угол при вершине 6 выгод-
но делать небольшим.
Если в поглощающих покрытиях большая часть энергии превращает-
ся в тепло прежде чем электромагнитные волны достигнут отражающей
поверхности защищаемого объекта, то в интерференционных покрытиях
уменьшение отражения от маскируемого объекта происходит в результа-
те интерференции двух радиоволн: отразившейся от поверхности объекта
и от поверхности покрытия (рис. 11.5).
Поверхность
объекта
Рис. 11.5. Интерференционное защитное покрытие
Падающая волна многократно отражается от границы раздела двух сред
«покрытие — объект» и поглощается в веществе покрытия. Естественно,
что при этом расстояние между отражающими поверхностями (толщина
покрытия) должно быть таким, чтобы обеспечивалось сложение радиоволн
в противофазе.
Отсутствие отражения от интерференционного покрытия достигает-
ся при условии
Ео1Р=1л=0- (11.4)
где Е; — составляющая отраженной волны от границы раздела «свобод-
ное пространство — покрытие».
Напряженность поля, отраженного в направлении источника падаю-
щей волны, равна нулю, если выполняются условия
где р — коэффициент затухания волны за одно прохождение поглощаю-
щего покрытия в прямом и обратном направлениях; |ri — модуль коэф-
234
Глава 11. Снижение радиолокационной заметности
фициента отражения покрытия; /— общая толщина покрытия; Хп —дли-
на волны в веществе покрытия с параметрами е и ц;Ал = JL; kg — резо-
нансная длина волны.
Интерференционные покрытия тоньше поглощающих. Однако, как
следует из принципа их действия, они более узкополосны, и это зачастую
ограничивает возможности их применения. По-видимому, наиболее пер-
спективными являются комбинированные многослойные покрытия.
Чтобы интерференционное покрытие обладало еще и поглощающи-
ми свойствами, в его состав вводят ферромагнетики и компаунды на ос-
нове различных пластмасс или каучука с примесями сажи или порошка
графита в качестве поглотителя. Достоинством интерференционных по-
крытий является их значительная механическая прочность, гибкость, срав-
нительно малая толщина и небольшая масса.
Эффективность действия интерференционных покрытий зависит также
от угла падения электромагнитной энергии на их поверхность. Минималь-
ное отражение достигается при нормальном падении радиоволн. При дру-
гих углах падения коэффициент отражения резко возрастает. Таким обра-
зом, покрытие интерференционного типа представляет собой резонансный
поглотитель, состоящий из слоя диэлектрика, наложенного на защища-
емый металл. Толщина слоя диэлектрика, его диэлектрическая постоян-
ная и тангенс угла диэлектрических потерь могут быть выбраны такими,
что коэффициент отражения на некоторой, наиболее вероятной длине вол-
ны, будет равен нулю. При этом наибольшее отклонение частоты падаю-
щей волны от резонансной частоты поглощаемого излучения не должно
превышать ±5%. Иначе значительно понижается эффективность поглоще-
ния энергии падающего электромагнитного поля. Для того чтобы покры-
тия сохраняли эффективность в более широкой полосе частот и соответ-
ственно были бы более универсальными, их делают многослойными.
Поглощающая способность многослойных интерференционных по-
крытий и их диапазонность существенно зависят от количества и толщины
слоев, а также от электрических параметров используемых материалов. При
соответствующем подборе значений проводимости и диэлектрической
проницаемости можно считать, что каждый слой согласован с колебани-
ями в узкой полосе около одной частоты, а несколько слоев обеспечива-
ют малое значение коэффициента отражения в диапазоне [21].
С использованием современных материалов удается снизить коэффи-
циент отражения на величину до 20 дБ и более в широкой полосе (до 30%
от средней рабочей частоты).
11.3. Уменьшение радиолокационной заметности антенных систем
235
Малоподвижные или стационарные объекты и сооружения для радио-
локационной маскировки могут покрываться специальными накидками
из поглощающих материалов, работающих по тем же принципам, что и
радиопоглощающие материалы покрытия летательных аппаратов. Для
уменьшения ЭПР зданий и сооружений используются специальные объем-
но-поглощающие строительные материалы (бетоны с примесями порош-
ков проводящих материалов и ферромагнетиков).
11.3. Уменьшение радиолокационной заметности
антенных систем
Значительный вклад в радиолокационную заметность объектов, содер-
жащих и использующих РЭС, вносят антенные системы. Так, самолет в
зависимости от типа и назначения может нести на своем борту до 100 и
более антенн бортового радиоэлектронного комплекса. В состав комплекса
входят радиолокационный прицел, радиолокатор бокового обзора, авто-
номные средства радионавигации (радиовысотомеры, доплеровский изме-
ритель скорости и угла сноса) и средства ближней, дальней и спутниковой
радионавигации, системы передачи информации и связи, радиолокаци-
онный визир, средства радио- и радиотехнической разведки, активные
средства радиопротиводействия. На борту ракет могут работать системы
радиоуправления и радиосистемы автономной навигации, радиовзрыва-
тели, радиотелеметрические системы. В еще большей степени радиоэлек-
тронными средствами насыщены морские корабли, а также наземные мо-
бильные и стационарные объекты. Все эти средства и системы используют
как передающие, так и приемные антенны. А антенны увеличивают ра-
диолокационную заметность. По имеющимся оценкам вклад антенн бор-
товых радиоэлектронных комплексов в ЭПР самолетов составляет от
10...20% до 40...50%. У ракет с головками самонаведения в наиболее опас-
ном секторе углов облучения в передней полусфере ЭПР антенны состав-
ляет примерно от 30% до 90% общей ЭПР. У крылатых ракет этот пока-
затель составляет 50...60%. При этом вклад различных типов антенн в
общую ЭПР летательного аппарата неодинаков: наибольшую ЭПР имеют
зеркальные антенны большой апертуры (антенны радиолокационного
прицела, радиолокационного визира и т. п.), а также плоские антенные
решетки. Однако такие антенны имеют узкую диаграмму обратного рас-
сеяния. Подобных антенн с большой ЭПР на борту ЛА немного, как пра-
вило, — единицы (1...5). Остальные антенны имеют в основном неболь-
шую ЭПР (от 0,01 до 1 м2), но обладают большой (до 360°) шириной ДОР.
236 Глава II. Снижение радиолокационной заметности
Относительный вклад антенных систем в заметность наземных и мор-
ских объектов меньше, чем у летательных аппаратов. Тем не менее и для
них возникает насущная проблема разработки методов и средств умень-
шения радиолокационной заметности антенн. В настоящее время извест-
ны три основные направления исследований и разработок, направленных
на уменьшения радиолокационной заметности антенн.
Первое направление предусматривает такие комплексные подходы к
проектированию радиоэлектронных средств, согласно которым миними-
зируется общее число антенн, используемых радиоэлектронными средства-
ми различного функционального назначения и структуры. Этого можно
достичь, используя на борту ЛА универсальные многофункциональные ан-
тенные решетки, которые одновременно могут обслуживать радиолокаци-
онные средства, средства радиоэлектронного противодействия, средства
предупреждения о нападении ракет противника, опознавания «свой —
чужой», радиосвязи и передачи данных и т. п. Уменьшить общее число
антенн при сохранении объема необходимой текущей информации, полу-
чаемой на борту ЛА, можно и в том случае, когда такая информация по-
ступает от других источников, например от спутниковых навигационных
систем и систем обнаружения, распознавания и сопровождения целей, раз-
ведывательно-ударных комплексов и комплексов дальнего радиолокаци-
онного обнаружения. При этом приемные антенны можно размещать в
местах, удобных для приема поступающей информации (например, с ори-
ентацией ДНА в верхнюю полусферу для приема сигналов, поступающих
от спутниковых систем). В результате эти антенны не будут влиять на ЭПР
ЛА в нижней полусфере, наиболее опасной при наблюдении ЛА назем-
ными и воздушными радиолокационными системами.
Второе направление связано с разработкой методов и средств умень-
шения заметности каждой из антенн радиоэлектронного комплекса.
Поле, рассеянное антенной, по характеру своего возникновения раз-
деляется на две составляющие. Первая из них появляется в результате
приема и последующего переизлучения энергии падающего электромаг-
нитного поля. Вторая составляющая не связана с антенной спецификой
и появляется в результате дифракции падающей волны на внешних эле-
ментах антенны. Обе составляющие существуют одновременно, но в на-
правлении главного лепестка ДОР и вблизи него второй составляющей
можно пренебречь. В направлениях, значительно отклоняющихся от мак-
симума главного лепестка, пренебрежимо малой становится первая состав-
ляющая.
Применение радиопоглощающих материалов и покрытий для сниже-
ния радиолокационной заметности антенн невозможно: поглощая электро-
113 Уменьшение радиолокационной заметности антенных систем
237
магнитное излучение РЛС противника, такие покрытия одновременно
нарушают нормальное функционирование антенн в их рабочих диапазонах
длин волн.
Возможные методы и средства уменьшения ЭПР антенн можно услов-
но разделить на три основные группы. Во-первых, непосредственно в
антеннах используются частотно-селективные и поляризационно-селектив-
ные структуры с неизменяемыми во времени параметрами. Такие струк-
туры радиопрозрачны или отражают, как металл, на рабочих частотах и
поляризациях антенны и непрозрачны пли сильно поглощают на всех
других частотах и поляризациях. Во-вторых, ЭПР антенн уменьшают за
счет ухудшения характеристик антенн в нерабочие промежутки времени
(между излучением и приемом сигналов РЛС или в то время, когда не
работают системы передачи информации). Для изменения характеристик
антенн используются электрически управляемые во времени среды или
электрически поворачиваемые металлические экраны. В рабочие проме-
жутки времени характеристики антенн восстанавливаются. В-третьих, не-
видимые для РЛС зеркальные антенны получаются, если раскрыв антенны
прикрыть экраном, отражающим падающую на него из внешнего простран-
ства волну в направлениях, не совпадающих с направлением прихода.
Такие экраны создаются на основе радиопрозрачных плоскослоистых сред,
образованных прилегающими друг к другу слоями диэлектрических ма-
териалов. Исследования показывают, что использование таких селектив-
ных экранов способно уменьшить ЭПР зеркальной антенны на 11...30 дБ.
Для управления радионезаметностью линейных антенн КВ- и УКВ-
диапазонов на металлические стержни, из которых изготавливается антен-
на, наносится слой радиопоглощающего материала, несильно ослабляю-
щего сигнал на рабочей частоте. Слой поглотителя увеличивает попереч-
ное сечение проводника, что приводит к увеличению ЭПР антенны, но
одновременно уменьшает его длину, необходимую для обеспечения резо-
нанса на рабочей частоте. В сантиметровом радиолокационном диапазо-
не ЭПР таких антенн становится заметно меньше (примерно на 15 дБ)
Требования сохранения рабочих характеристик на основной частоте
и минимальной радиолокационной заметности противоречат друг другу.
В общем случае для разрешения противоречия между этими требованиями
конструкцию линейных антенн приходится оптимизировать по комплекс-
ному критерию, учитывающему и эффективность работы антенны, и ее
радиолокационную заметность.
Третья группа методов уменьшения заметности предусматривает Мини-
атюризацию антенн при сохранении их основных рабочих характеристик
Естественно, что за счет уменьшения габаритов антенн мощность вторич-
238
Глава И. Снижение радиолокационной заметности
ного излучения существенно уменьшается. Исторически миниатюризация
была обусловлена не потребностями уменьшения радиолокационной за-
метности, а необходимостью уменьшения габаритных размеров антенных
систем. Первым техническим решением по этому направлению было со-
здание ферромагнитных антенн. При той же действующей высоте ферри-
товые приемные антенны имеют на рабочей частоте в цд раз меньшую
площадь, где цд — действующая проницаемость ферромагнетика. При
уменьшении длины волны действующая проницаемость магнитопровода
падает, а потери в нем растут. Поэтому магнитные антенны в сантимет-
ровом диапазоне имеют существенно меньшие значения ЭПР, чем антен-
ны других типов, при заданной действующей высоте.
Известны и другие инженерные методы уменьшения ЭПР антенн.
11.4. Комплексное применение методов
противорадиолокационной маскировки
В последние годы комплексные исследования и разработки методов
снижения вероятности обнаружения объектов вооружения и военной тех-
ники именуются собирательным термином «технология Stealth». Прежде
всего программа Stealth объединила исследовательские, конструкторские
и технологические направления, ставящие целью снижение радиолокаци-
онной и тепловой заметности объектов за счет совершенствования форм
их наружной поверхности, устранения блестящих точек и применения
специальных конструкционных материалов.
Снижение радиолокационной заметности прямо связано с уменьшени-
ем ЭПР объекта. В рамках программы Stealth была поставлена задача сни-
зить ЭПР самолетов до 0,001...0,01 м2. При этом имеются теоретические и
практические основания для достижения такого уровня ЭПР. А это позво-
ляет создать самолет, практически невидимый для моностатических РЛС.
Принципы компоновки малоотражающего объекта, на которых осно-
вывается технология Stealth, вкратце сводятся к следующим.
1. Для существенного снижения ЭПР уголковых отражателей, обра-
зуемых пересекающимися аэродинамическими и другими поверхностями
летательного аппарата, подбирают соответствующие углы и материалы
радиопоглощающего покрытия; на разных поверхностях используют по-
крытия с разными импедансами, причем стремятся использовать тупые
углы пересечения поверхностей, при которых не возникают отражения
высоких порядков (выход в обратном направлении многократно переотра-
женных волн).
11.4. Применение методов противорадиолокационной маскировки 239
2. Для наилучшего использования противорадиолокационных покры-
тий выделяют основные, доминирующие механизмы рассеяния и подбира-
ют соответствующие поверхностные сопротивления в требуемом угловом
секторе.
3. Основные компоновочные решения и применение покрытий взаим-
но дополняют друг друга, и это позволяет весьма существенно снизить ЭПР
не только отдельных элементов конструкции, но и всего объекта в целом.
Применение сформулированных конструктивных принципов иллюс-
трируется примером (рис. 11.6).
Рис. 11.6. Самолет, выполненный по технологии Stealth: 1 — экрани-
рующая сетка воздухозаборника; 2 — кили с наклоном внутрь; 3 — внеш-
няя конструкция, разделенная на грани для уменьшения отражений;
4 — защищенное от отражений электромагнитных волн сопло двига-
теля; 5 — центральный киль для рассеивания горячих выхлопных газов
двигателя; 6 — задняя кромка крыла с обратной стреловидностью.
Для уменьшения вклада, вносимого антеннами в ЭПР маскируемого
объекта, технология Stealth предусматривает применение антенн, мало-
отражающих в главных лепестках диаграммы направленности.
Основные технические проблемы, которые решаются в процессе про-
ектирования и компоновки самолетов по технологии Stealth: размеще-
ние двигателей внутри элементов конструкции самолета; уменьшение
площади поперечного сечения самолета; внутренняя подвеска оружия:
ликвидация вертикального оперения; создание адаптивной многофункцио-
нальной антенной системы с управляемым минимумом диаграммы направ-
ленности. При этом единая антенная система должна совмещать три функ-
ции: работать в составе глобальной системы навигации, объединенной
системы распределения тактической информации и системы опознавания
«свой — чужой».
240 Глава II. Снижение радиолокационной заметности
Усредненная по разным ракурсам ЭПР самолета, рис. 11.6, составляет
примерно 0,001...0,01 м2.
Совершенно иная идеология программы Stealth используется при
построении малоотражающих надводных кораблей. Морские корабли
невозможно сделать невидимыми для средств радиолокационной развед-
ки. Поэтому их радиолокационную заметность стремятся снизить до та-
кого уровня, чтобы обеспечивалась достаточная маскировка искусствен-
но создаваемыми помехами и надежная защита от оружия, оснащенного
радиосистемами самонаведения.
При проектировании современных кораблей на основе технологии
Stealth используются низкосидящие корпуса выпуклой формы. Надстрой-
кам придают форму простых архитектурных образований (усеченные
пирамиды с наклоном стенок 8... 10°, конусы и т. п.). Вооружение встраи-
вают под обводы корпуса и надстроек. Применяют многофункциональ-
ные информационные системы, оснащенные фазированными антенными
решетками. Избегают использовать уголковые образования на переходах
от плоских к криволинейным поверхностям, фокусирующим вторичное
излучение в узких секторах и в заданных направлениях. Широко применя-
ются как стационарные, так и съемные радиопоглощающие материалы и
покрытия. Все эти принципы и приемы в совокупности позволяют сни-
зить ЭПР «незаметного» для РЛС корабля на порядок по сравнению над-
водными кораблями аналогичных классов.
Контрольные вопросы
1 Как влияет форма объекта на его радиолокапионнную заметность?
2 Укажите основные направления и способы снижения ЭПР радиолокаци-
онных целей
4. Какие известны противорадиолокационные покрытия. Когда и как они
применяются?
4. Как снижают радиолокационную заметность антенн?
ГЛАВА 12
МАСКИРУЮЩИЕ ВОЗДЕЙСТВИЯ НА СРЕДУ
РАСПРОСТРАНЕНИЯ СИГНАЛОВ
12.1 . Модификация среды распространения сигнала
К настоящему времени известно очень много методов и средств воз-
действия на среду распространения сигнала для изменений наблюдаемо-
сти объектов разведки. Арсенал методов и средств модификации среды
распространения сигналов постоянно пополняется как за счет использо-
вания новых физических эффектов, так и за счет совершенствования
способов воздействия на известные механизмы рефракции, поглощения,
отражения, рассеяния сигнала в среде. Очень разнообразны и технические
средства модификации среды, реализующие разные способы организации
маскирующих завес, вносящие изменения в характеристики радиосигна-
лов, уменьшающие радиоконтраст объектов на окружающем их фоне.
Модификация среды маскирует объекты от средств РРТР и от РЛС
обнаружения и сопровождения не за счет излучения специальных поме-
ховых сигналов. Поэтому многие способы воздействия на среду для ма-
скировки называют «пассивными» в отличие от «активных» способов, пред-
полагающих маскировку излучаемыми помехами. Названия «пассивные
методы» маскировки и «пассивные помехи» столь же традиционны, сколь
и неудачны: их применение предусматривает вполне активные действия.
Тем не менее термин «пассивные помехи» для обозначения по крайней
мере некоторых способов радиомаскировки используется в технике РЭБ
без кавычек.
Под пассивными помехами в технике РЭБ понимают помехи, образу-
ющиеся в результате рассеяния и переотражения электромагнитных волн
от массовых и пространственно распределенных объектов (сред) [2, 3].
К пассивным помехам относятся также различные ионизованные плаз-
менные образования, которые модифицируют электрические свойства сре-
ды распространения электромагнитных волн.
Таким образом, следует выделить два основных класса пассивных
помех: пассивные пространственно-протяженные помехи и средства, мо-
дифицирующие свойства среды распространения электромагнитных волн.
К средствам создания пассивных помех относят и ложные цели, пассивно
242 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
отражающие электромагнитные волны. Такие цели образуют помехи нс
за счет модификации среды распространения сигнала. Они являются
пространственно-разнесенными объектами точечного типа и составляют
отдельный класс помех, изменяющих сигнальную обстановку и дезинфор-
мирующих средства радиолокационной разведки и РЛС другого назначе-
ния об истинных свойствах и характеристиках объектов.
Классификация способов модификации среды для обеспечения радио-
незаметности приведена па рис. 12.1.
Способы модификации среды
распространения сигнала
Пассивные помехи [ Дипольные отражатели
I Аэрозоли
Плазмообразования | Локальные
1"" “ ' ' ”.* 1 " | Глобальные
Рис. 12.1. Способы модификации среды распространения сигналов
Дипольные отражатели (ДО), примененные в массовом количестве и
образующие облака, способны поглощать и рассеивать энергию электро-
магнитных волн, создаваемых передающими антеннами РЛС. ДО могут
применяться и в комплексе с активными помехами, когда они создают
ложную сигнальную обстановку, подсвечиваясь передатчиками средств
РЭП. Аэрозольные образования используются для маскировки от средств
радиоэлектронных разведок в высокочастотной части шкалы электромаг-
нитных волн— видимого и инфракрасного диапазонов. Но при некоторых
условиях аэрозоли могут поглощать и рассеивать сигналы миллиметровых
РЛС. Плазмообразования возникают за счет сжигания в атмосфере угле-
водородного топлива, обычно со специальными легкоионизуемыми до-
бавками. Так создаются локальные ионизованные области, непрозрачные
для сигналов, используемых средствами радиоэлектронных разведок. Ло-
кальные плазменные облака могут возникать и при движении летательных
аппаратов (прежде всего — головных частей баллистических ракет) в разре-
женной высотной атмосфере. Глобальные плазмообразования в атмосфере,
а точнее, большие пространственные области высокой ионизации, обра-
зуются за счет ударной ионизации молекул атмосферных газов частица-
ми высокой энергии, образующимися при высотных ядерных взрывах [2J.
12.2. Дипольные помехи
Исторически дипольные помехи (станиолевые ленты) — это самые
первые средства, которые начали использоваться для радиоэлектронной
маскировки. Тем не менее их с успехом применяют до сих пор. В настоя-
12.2. Дипольные помехи
243
шее время диполи длиной — (к — целое число) изготавливают из ди-
2
электрика с проводящим покрытием. Но возможно применение и поглоща-
ющих («черных») диполей с графитовым покрытием. Диполи разных длин
собираются в пачки и рассеиваются в пространстве, где распространяют-
ся сигналы. Облака рассеянных диполей отражают сигналы в широкой
полосе частот А^~5...15%. Для поддержания большой эффективной от-
л
ражающей поверхности (ЭПР) развернутой пачки (оД0»ола) их сбрасы-
вают достаточно часто с небольшим разносом по времени. Полученные
дипольные облака рис. 12.2 создают яркие засвеченные секторы на экра-
нах индикаторов РЛС и долго висят в среде распространения радиолока-
ционного сигнала, создавая помехи как РЛС обнаружения, так и РЛС ком-
плексов управления оружием. Толщина диполей обычно мала (десятки
микрон), при ее выборе учитывают лишь поверхностный эффект и меха-
Рис. 12.2. Развертывание пачки диполей
Очень важен для тактики применения пассивных дипольных помех
вопрос о динамике развертывания дипольного облака. Летательный ап-
парат (рис. 12.2, а) выбрасывает по ходу полета пачку диполей. Процесс
развертывания пачки в спутной струе двигателя ЛА является нестационар-
ным случайным процессом. Ширина облака по оси х(1) является случай-
ной величиной с плотностью вероятности Р(х\Т). Эффективная ширина
плотности распределения 1(Т). естественно, зависит от времени.
Во времени облако диполей постоянно расширяется, размер /( 7) увели-
чивается, пока не достигнет величины в конце развертывания всей пач-
ки. Парциальные скорости каждого диполя Vo случайны, так как диполи
тормозятся встречным потоком воздуха. В результате скорость AV, = V, - V(1
в среднем V со временем уменьшается и, как правило, к концу развер-
тывания пачки А /’величина .V- Vo = AV достигает наибольших величин.
244 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Общее число N диполей, попадающих в единичный объем простран-
ства v=l. при рассеянии пачки из /VL со временем меняется. В результате
к окончанию момента времени АТ пространственная плотность диполей
в облаке будет различной.
Теория дипольных помех [2] оперирует с ЭПР одиночного полувол-
нового диполя (рис. 12.3):
ОД0) - O|max cos4 0 = 0,86?? cos4 0. (12.1)
Рис. 12.3. Полуволновой дипольный отражатель
Для определения среднего значения ЭПР диполя (s,) в единице объе-
ма надо учесть (рис. 12.4) элемент поверхности
Рис 12.4. К расчету ЭПР дипольного облака
Поляризация всех отражений от диполей одинакова. Вероятность того,
что диполь очутится в пределах элементарного угла d£l
p(Q)d£l=~. (12.2)
4л:
Среднее значение ЭПР одного диполя, положение и ориентация ко-
торого случайны и равновероятны, определится усреднением:
л 2п ,
(О|) = /о!(0)р(0)^^ = Г J О,(0)-у-^ = ^4^ = 0,17??. (12.3)
4 J J 4тг э
Q 0 0
Если в пачке содержится NL диполей, их полная ЭПР в объеме
(рис. 12.4) после полного развертывания составит
= = 0,17/? АД. (12.4)
12.2. Дипольные помехи
245
Обычно учитывают КПД диполей (часть диполей слипаются, ломают-
ся) так, что
oL = 0,17Vr|^x. (12.5)
Иногда требуется знать ЭПР диполя для случая пространственного
разнесения точек излучения и приема сигнала (рис. 12.5).
Рис. 12.5. К расчету ЭПР диполя при разнесении точек приема и передачи
В [2] указано, что эта величина равна
O|(v) = 0,17?i2cos2\|/ + 0,1 a2 sin2 \|/. (12.6)
Максимальная мощность рассеивания соответствует углам \|/ = 0, у = тт,
а минимальная (<|/ = л/2; 3/2л) ~ 0,65ст(тах. Чтобы подсчитать ЭПР диполей
в объеме v(t) в момент времени Z, надо знать количество (в процентах от
полного количества N?) диполей в единичных объемах в различное время.
Как уже отмечалось, парциальная скорость диполя V;. — величина
случайная и зависит от ряда причин: от турбулентности атмосферы; от
аэродинамических характеристик диполей; от особенностей движения под
воздействием ветра; от скорости снижения диполей под влиянием силы
тяжести; от влияния спутной струи двигателя ЛА.
Кроме того, флюктуации отраженного сигнала вызываются собствен-
ным вращением диполей, неравномерностью диаграммы направленности
антенн РЛС, а также рядом других причин. При этом различают «быст-
рые» и «медленные» диполи, вращающиеся при снижении, как на рис. 12.6.
Рис. 12.6. «Быстрые» и «медленные» диполи
246 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Вследствие этого эффекта функция распределения скоростей Р{ И ока-
зывается двухмодальной и ее график имеет вид, примерно как на рис. 12.7.
Рис. 12.7. Двухмодалъное распределение скоростей диполей
Медленные диполи стремятся сориентироваться горизонтально. Де-
фектные диполи, имеющие зазубрины и деформации, которые делают их
похожими на аэродинамические рули с вертикальной ориентацией, соби-
раются в быструю группу. Опытные данные свидетельствуют о преимуще-
ственной горизонтальной ориентации диполей.
Изучение спектра флюктуаций гармонических сигналов [2], отражен-
ных от дипольного облака, показывает, что спектр хорошо описывается-
гауссовой кривой (квадратичной экспонентой), показанной на рис. 12.8.
Рис. 12.8. Ширина спектра флуктуаций сигналов,
отраженных диполями
где |V| — модуль полной скорости движения диполя, имеющей своими
составляющими скорость снижения под действием силы тяжести, а так-
же скорость перемещения под действием ветра и турбулентностей.
12.2. Дипольные помехи
247
Эффективная ширина спектра флуктуаций из (12.7)
Для длины волны Л = 3 см расширение спектра составляет примерно 70 Гц.
Если считать, что элементарный объем облака площадью 5 = 1 м2 и
толщиной dx рассеивает энергию пропорционально своей эффективной
отражающей поверхности:
dP = -(o30)dx, (12.9)
где Р — мощность сигнала, падающего на элементарный объем; (оэ(|) —
удельная ЭПР диполей, распределенных в единице объема, имеющая раз-
мерность [м2/м3].
Можно показать [2], что коэффициент ослабления электромагнитной
волны
Р = О,737?д, (12.10)
где /7 — среднее число диполей в единице объема.
Таким образом, мощность электромагнитной волны, прошедшей ск-
возь облако толщиной х в одном направлении, будет
Р = Ро1О"°’1|к. (12.11)
Если предположить, что дипольное облако является экраном для
сигнала РЛС, ослабляя мощность электромагнитной волны в 10 раз
( Р
— = 0,1 , можно подсчитать требуемую для этого концентрацию дипо-
V0 J
лей. Так, для облака толщиной х = 1 км требуется п ~ 15 диполей/м3.
Основной эффект от применения дипольных отражателей состоит в
маскировке, экранировании, когда облако, располагаясь между целью и
РЛС, ослабляет проходящие через него зондирующие и отраженные сиг-
налы. Вследствие этого эффекта РЛС, обнаруживающая цель, измеряю-
щая дальность и пеленг, лишается возможности наблюдать сигнал за об-
лаком. Условием эффективности применения дипольных отражателей
является создание должной концентрации диполей в единице объема, т. е.
в итоге определяется числом сброшенных пачек. Импульсный объем РЛС
(рис. 12.9) определяется соотношением
JZ ^АбаЛДфасти (12.12)
2
где Д0а, Дфа — эффективные ширины луча ДНА РЛС; ти — длительность
импульса РЛС.
248 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
В этом объеме должно оказаться столько диполей, чтобы ЭПР объема
составила
=(«)И(о1) = («)А2Д0аД(Ра^(о|), (12.13)
где (O])= O,17X2cos40 — усредненная ЭПР одного диполя.
Эффективность дипольных отражателей будет достаточной, если
о[/»оцеЛ1|. В процессе динамического развертывания облака ои посто-
янно меняется. Это надо учитывать при расчетах. Рассматривая задачу об-
наружения точечной цели на фоне дипольного облака, сигнал рассеянный
и переотраженный облаком, уподобляют внешнему гауссовскому небело-
му шуму со спектральной плотностью (^/-^(рис. 12.8). Поэтому теория
обнаружения цели среди дипольных отражателей не отличается от клас-
сической теории обнаружения точечной цели на фоне небелого шума.
На основе теории обнаружения можно подсчитать эффективную ши-
рину L3 маскируемой дипольной помехой области [2]. На рис. 12.10 по-
казано отношение мощности помех (отраженных от дипольных отража-
телей) к мощности сигнала РЛС в зависимости от пеленга 0 цели.
Рис 12.10. Сигналы и помехи, отраженные диполями
12.2. Дипольные помехи
249
Случай 1 (высокая концентрация диполей в облаке) дает эффектив-
ную ширину маскируемой области Ьэ1, т. е. линейное расстояние, внутри
которого сигнал не виден ни при каком пеленге. Для облака с меньшей
концентрацией (случай 2) эта область £э2 меньше. Размер маскируемой
области подсчитывается по формуле [2]
Дэ — 7?Д0а + /Г|Э,
(12.14)
где /пэ — эффективная ширина облака дипольных отражателей (рис. 12.10).
Современные РЛС с непрерывным сигналом когерентного типа не-
посредственно измеряют скорость движения цели и следят за изменени-
ями этой скорости с помощью автоматических систем сопровождения по
скорости АСС. Поскольку облака дипольных отражателей быстро тормо-
зятся встречным потоком ветра, они, несмотря на большой отраженный
сигнал (ЭПР облака много больше ЭПР цели), быстро уходят из следя-
щего строба АСС, и пассивные помехи от диполей быстро теряют эффек-
тивность. Поэтому применение дипольных отражателей против РЛС с не-
прерывным излучением малоэффективно.
Отражения от диполей имеют резонансный характер, так что ЭПР ди-
поля в зависимости от длины имеет вид, как на рис. 12.11.
0,5 1,0 1,5 2,0 2,5
Рис. 12.11. Резонансы диполей
На величину ЭПР диполя, сброшенного с самолета, влияет множество
случайных факторов: эффект слипания и перемешивания диполей; дина-
мика их развертывания; поляризация падающей волны; методы рассея-
ния дипольных отражателей; влияние окружающей атмосферы; экрани-
рующий эффект; скорость падения диполей и т. д. Поэтому многие методы
расчета, изложенные выше, дают лишь приближенные данные для пла-
нирования мероприятий РЭП с применением дипольных отражателей.
Пачки диполей разбрасываются с таким темпом, чтобы расстояние
между дипольными отражателями соседних пачек было меньше разреша-
ющей способности РЛС по дальности 5/? и по углу 50. При постановке
облаков дипольных отражателей надо рассчитывать количество пачек, при-
ходящихся на импульсный объем РЛС. Обычно отношение мощностей
250 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
сигналов, отраженных от цели и от облака до внутри импульсного объема
РЛС больше 3 дБ. При расчетах надо учитывать, что только 30% диполей
в пачке участвуют в образовании ЭПР. При развертывании диполей сле-
дует учитывать полное время развития облака из пачки от десятых долей
секунды до нескольких секунд, в зависимости от типа диполей и атмо-
сферных условий (в верхних слоях атмосферы развитие происходит быст-
рее). В среднем время падения диполей составляет примерно 75 м/мин
(для тонких диполей ленточного типа). Обычно в одну пачку умещается
много сотен тысяч диполей из металлической фольги или миллионы ди-
полей на диэлектрической основе. Совокупность нескольких развернутых
пачек диполей называется облаком, а последовательность перекрывающих-
ся облаков — полосами длиной в несколько километров.
Следует учитывать, что помимо эффекта слипания диполей («гнездо-
вания») наблюдается эффект экранирования, когда более отдаленные от
РЛС диполи отражают слабее, ибо на них падает меньше энергии электро-
магнитной волны. Для усиления экранирующего эффекта дипольных отра-
жателей (увеличение коэффициента затухания в облаке 0) могут приме-
няться специальные диполи из других материалов, поглощающих элект-
ромагнитные волны. При рассеивании облака диполей с летательного
аппарата (рис. 12.12) ширина полос в горизонтальной Lv (рис. 12.12, а) и
вертикальной La (рис. 12.12, б) плоскостях составляет LT, La = 400... 1000 м.
Поперечное сечение облака (рис. 12.12, в) имеет колокольную форму.
е
б
Рис 12.12. Рассеивание облака диполей
Для расчета объемной плотности развернутой пачки D (м2/км3) суще-
ствует эмпирическая формула
где R— количество сбрасываемых пачек за 1 мин; V— скорость самолета,
выбрасывающего диполи; ir и Д — ширины полос дипольных отража-
телей (рис. 12.12); оп — ЭПР облака, образуемого из одной пачки диполей.
12.2. Дипольные помехи
251
Например, если R = 30 пачек/мин, оп = 100 м2, V= 750 км/ч. Lv= 0.93 км.
Лг = 0,360 км, имеем D - 720 м2/км3. Таким образом, для создания поло-
сы длиной 186 км самолет за 15 мин должен сбросить 450 пачек.
Существует несколько методов разбрасывания дипольных отражате-
лей: рассеяние путем ввода пачек в обтекающий воздушный поток из
бункера на транспортерную ленту; рассеяние путем инжекции диполей в
дымовую трубу корабля; рассеяние воздушным потоком диполей, уложен-
ных на бумагу, свернутую в рулон; нарезка диполей непосредственно перед
рассеянием; отстреливание с помощью пиропатронов, выстреливаемых из
пневматической установки; отстреливание с помощью ракет, запускаемых
в переднюю полусферу; сбрасывание с помощью авиационных бомб: от-
стреливание с помощью минометов и артиллерийских снарядов и т. д.
Обычно количество выбрасываемых дипольных отражателей тщательно
рассчитывается и планируется. Дипольные облака и полосы ставят, как
правило, по направлению ветра, с таким расчетом, чтобы ударные лета-
тельные аппараты все время находились под их экранирующим действи-
ем. Типовой размер полос LT = 500 м, LB = 1,5 км. Протяженность полос
от единиц километров до 100 км. Диапазон частот при подавлении РЛС
обнаружения должен составлять 250...8000 МГц.
Дипольные помехи могут применяться для маскировки головных ча-
стей баллистических ракет (БР), преодолевающих рубежи ПРО |21|. При-
мерная схема преодоления ПРО с использованием дипольных отражате-
лей для модификации среды вдоль траектории МБР показана на рис. 12.13.
Облако дипольных отражателей может накрывать одну или несколь-
ко головных частей, а также ложных целей, маскирующих МБР от обна-
ружения и сопровождения средствами ПРО.
Полагая, что ширина луча РЛС а = 0= 1,2°, длительность сжатого им-
пульса т= 1 мкс, размеры облака составляют 370 и 900 км (диполи рас-
пределены равномерно), а (О)) = 0,1 м2 (при длине диполя 40 см), то в со-
ответствии с (12.14) в импульсном объеме РЛС на расстоянии 1300 км,
соответствующем минимальной дальности порыва антиракет, будет содер-
жаться примерно 80 дипольных отражателей с общей ЭПР 0,8 м2. Для
средней ЭПР головной части со стороны носа (огч)~ 0,001 м2 соотноше-
ние сигнал/помеха составит -30 дБ, что делает невозможным распознава-
ние головных частей радиолокационными станциями в составе комплек-
сов противоракетной обороны.
Первоначально конструкции дипольных отражателей были очень про-
сты. Они представляли собой металлические или металлизированные
полуволновые вибраторы, комплектуемые в пачки и выбрасываемые в
огромных количествах для формирования облаков или протяженных завес.
252 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Рис. 12.13. Защита диполями ГЧ МБР на траектории
Интенсивное развитие методов и средств постановки пассивных помех
привело к созданию дипольных отражателей более сложных и оригиналь-
ных конструкций, придающих этим средствам радиомаскировки новые
качества. Во-первых, диполи стали делать из тонких, прочных и упругих
нитей (стекловолокна, майлара, углепластика), покрытых слоем металла.
Такие нити плотнее упаковываются в пачки и меньше спутываются и рвут-
ся. В результате каждая пачка может создать облако с большей ЭПР, чем
пачка станиолевых полосок. Во-вторых, были разработаны специальные
формы и конструкции, позволяющие диполям дольше плавать в атмосфере.
Для этого созданы диполи из очень тонких (диаметром порядка I мм)
металлизированных трубок, наполненных легким газом. Трубка гермети-
зирована, а ее длина примерно равна половине рабочей длины волны РЛС.
При нормальном атмосферном давлении дипольный элемент частично
сложен. На высоте, где его вес равен весу вытесняемого им воздуха, он
полностью раздувается давлением газа внутри трубки. Используя это техни-
ческое решение, можно создавать диполи, остающиеся во взвешенном со-
стоянии на различной высоте над Землей в условиях стандартной атмо-
сферы. Были также созданы диполи, которые медленнее опускаются за
счет авторотации. Конструкция таких диполей представлена на рис. 12.14.
Диполь выполняется из тонкой металлизированной пленки. Два ста-
билизатора, размещенные на конце диполя, отогнуты относительно друг
друга на 45°. При выбросе диполей с ЛА в больших количествах каждый
отдельный диполь будет вращаться относительно своей центральной оси.
12.2. Дипольные помехи
253
Рис 12.14. Врашающийся диполь
Малая масса отдельных диполей в сочетании с вращательным движением
позволяет им оставаться практически на одной и той же высоте в течение
относительно большого интервала времени. Кроме того, вращение стаби
лизирует вертикальную ориентацию диполя в любой момент времени и
способствует доплеровскому расширению спектра отраженного сигнала,
препятствуя селекции движущейся цели на фоне отражений от диполь-
ных облаков.
Дипольные отражатели, используемые для прикрытия головных частей
баллистических ракет, должны работать в условиях гиперзвуковых скоро-
стей, не разрушаться на участке спуска в атмосфере вплоть до очень малых
высот и двигаться в атмосфере по траектории, подобной траектории спуска
головной части МБР. Кроме того, диполи должны ориентироваться по-
перек луча РЛС. Необходимые аэродинамические, баллистические и элект-
родинамические характеристики обеспечиваются у диполей, выполненных
в виде плоских конструкций с клиновидными концами, один из которых
длиннее другого. Это позволяет сместить центр тяжести диполя вперед.
У задней кромки делают отверстие, чтобы сместить центр тяжести отно-
сительно центра приложения аэродинамических сил. Диполи могут иметь
различную толщину по длине. Тонкая удлиненная конфигурация обеспе-
чивает низкое сопротивление и высокий баллистический коэффициент.
Изменяя угол атаки, под которым отдельные диполи будут стабилизиро-
ваться в полете, можно задать высоту, на которой они изменят ориентацию.
Изменение углов атаки обеспечивается отогнутыми частями с разными
углами и площадью отгиба. Эти конструктивные приемы иллюстрируются
рис. 12.15.
Рис 12.15. Специальные формы самостабилизирующихся
и самоориентирующихся дипольных отражателей
254 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
12.3. Маскировка сигнала плазменными образованиями
Неоднородности, в которых преломляются, поглощаются и от кото-
рых отражаются электромагнитные волны, могут создаваться не только
макроскопическими объектами вроде облаков дипольных отражателей.
Аналогичные эффекты наблюдаются при взаимодействии электромагнит-
ной волны с ионизованной газовой средой, в которой среднее расстояние
между заряженными частицами меньше длины волны. Поэтому модифи-
кация среды на трассе распространения сигнала, предусматривающая
искусственное создание плазменных образований, может использоваться
для радиомаскировки [2, 3].
Движение электрона в электрическом поле описывается вторым за-
коном Ньютона:
б/2х(/) . .
т—~— = -eE(t), (12.16)
где — координата частицы; т — масса частицы; е — заряд элект-
рона; E(t)— напряженность электрического поля.
Если — сила, действующая на заряженную частицу, периоди-
ческая функция времени, из (12.16) следует, что при взаимодействии элек-
тромагнитной волны с ионизованной средой заряженные частицы колеб-
лются в такт изменениям напряженности электрического поля. Частицы,
совершающие колебания под воздействием приложенного поля, переиз-
лучают энергию в фазе с воздействующей на них силой, т. е. в фазе с при-
ходящим на плазменное облако сигналом. Если плотность частиц (элект-
ронов, ионов, нейтральных молекул газов) в зоне взаимодействия невелика
и амплитуда колебаний электронов много меньше расстояния между ча-
стицами, столкновения происходят редко, колеблющиеся электроны не
теряют энергию и, следовательно, не происходит поглощения энергии
электромагнитного поля в среде распространения. Эффект поглощения
становится заметным, когда частота столкновений возрастает настолько,
что значительная часть энергии колеблющихся электронов в результате
столкновений преобразуется в кинетическую энергию других частиц, т. е.
в тепло. Можно считать, что электрон, движущийся со скоростью
dt
при каждом столкновении массивной частицей передает ей свой импульс
mv. При среднем числе соударений v, учитывая изменение импульса за
счет взаимодействия частиц в плазме, уравнение (12.16) нужно перепи-
сать в виде
12.3. Маскировка сигнала плазменными образованиями
255
d2x(t\ dx(t) z
т------ mv —— = -еЕ (t\.
dt2 dt V ’
(12.17)
Движение электронов — это ток проводимости, величина которого
пропорциональна скорости этого движения и плотности электронов
" Л
а электрическое поле вызывает появление тока смещения, пропорцио-
• dE(t)
нального ---------
с dt
Поскольку плотность полного тока iD = /п + /с связа-
на с электрическим полем соотношением, входящим в систему уравнений
Максвелла,
>D
1 dE(t\
Е------—
4п dt
(12.18)
где £ — диэлектрическая проницаемость среды.
Из (12.17) и (12.18) можно найти, что г является комплексной вели-
чиной
e2W . e2Nv ,4л
/ 2 21 + J Г~2 П = е - J — °’
/и!(о +v I /nmlm+v га
(12.19)
где о — проводимость ионизованной среды.
Комплексный коэффициент преломления атмосферных неоднородно-
стей равен
/) = л/ёц = >/ё = n-j$—, (12.20)
(О
где р — коэффициент поглощения на единицу длины пути в среде рас-
пространения. Из (12.20) и (12.19) следует, что
[. 4п<?2Л'
« = 1----1—>---Tv
V т1ю +v
(12.21)
2ne2/Vv
спт^т2 + v2)
Как видно из (12.21), зависимости коэффициента преломления п и
коэффициента поглощения р от частоты имеют резонансные свойства,
которые проявляются при w = v. Но при реально достижимых концент-
рациях заряженных частиц для рабочих частот большинства РЭС со» v.
256 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Учитывая это соображение и подставляя в (12.21) значения констант,
можно получить
I V
п = 1-80,8—;
V f (12.22)
Р = 0,15-10’у.
nf2
где f— частота в герцах; N — концентрация электронов — среднее ко-
личество электронов в одном кубическом метре объема ионизирован-
ного газа.
Критическая частота, при которой наступает полное внутреннее от-
ражение (полное экранирование приемников от передатчиков), соответ-
ствует условию п = 0, т. е.
/кр- 8,987/7. (12.23)
Иначе говоря, концентрация электронов, при которой прямая пере-
дача сигнала через плазменное облако уже невозможна, должна быть
N = 0,012/к2р- (12.24)
Так, для волны Х = 3 см оказывается, что N ~ 1018 м 3. Это очень вы-
сокая степень ионизации. Уже при N = 1О17...1О18 ионизация обнаружива-
ется визуально, как свечение газа.
Обычно считается [2], что мощность источника ионизации (генератора
электронов и ионов) пропорциональна квадрату его производительности:
/ = ogV2, (12.25)
где а — размерный показатель интенсивности рекомбинаций электронов.
У поверхности Земли а= 10~6 м3/электронов-с. При N = 1018 1/м3 и
а.= 10 6 м3/электронов с мощность источника должна составлять /= Ю30
электронов/м3-с. Иными словами, для создания ионизованной области с
концентрацией N = 1018 электронов в 1 м3 источник ионизации должен в
одну секунду генерировать 1О30 электронов в том же кубометре.
Как видно из (12.22), коэффициент поглощения радиоволны прямо
пропорционален концентрации электронов и частоте их столкновений, а
также обратно пропроционален коэффициенту преломления и квадрату
частоты. Но частота соударений пропорциональна плотности воздуха, т. е.
меняется с высотой и с изменением метеорологических условий. Поэто-
му всегда имеется высотный слой, на котором затухание сигнала макси-
мально. В естественных, нормальных условиях затухание максимально в
12.3. Маскировка сигнала плазменными образованиями
25?
полосе шириной примерно 16 километров около высоты 72 км. Частота
соударений на этой высоте примерно равна 106 с-1.
В настоящее время разработаны, исследованы и могут применяться
разные методы создания искусственных плазмообразований в атмосфере.
Ионизацию атмосферных газов с образованием свободных электронов
можно получить в результате реакций термического или взрывного типа.
Так, работающие на большой высоте ракетные двигатели могут генериро-
вать довольно горячую плазму с высокой концентрацией заряженных час-
тиц. Особенно если в топливную композицию добавить легкоионизуемые
вещества (легкие металлы и некоторые их соединения). В результате сгора-
ния топлива образуется большое количество свободных электронов и пары
металлов. Под влиянием солнечного света на высоте проведения реакции
нейтральные молекулы металлов подвергаются фотоионизации, увеличи-
вая продолжительность жизни плазменного облака. В качестве ионизую-
щих добавок к топливам могут использоваться алюминий с нитратами
калия или цезия. Пары этих металлов имеют потенциал ионизации всего
3...5 эВ. Недостатками таких методов формирования ионизированных
образований является низкая эффективность преобразования вещества в
ионы, а также ограничения по высоте (не менее 100 км над поверхностью
Земли) формирования облака.
На меньших высотах можно сформировать ионизированные облака за
счет распыления из сопла ракетного двигателя микросфер, покрытых аб-
лирующим материалом (гидратами лития или натрия). Аблирующее по-
крытие уносится струей горячего газа и под действием фотонов солнеч-
ного излучения подвергается фотоионизации, образуя положительно
заряженные ионы металлов и свободные электроны. Расчеты и экспери-
менты показывают высокие значения КПД такого метода: из каждого ки-
лограмма гидрата лития LiH получается 875 г ионизованного элементар-
ного лития и -12 1022 свободных электронов. При распределении этого
количества электронов в объеме около 100 м3 (это объем газового облака
из сопла небольшого ракетного двигателя) можно создать электронную
концентрацию N~ 1014. Такой метод создания плазменных облаков может
применяться на высотах порядка 15...60 км.
Но все-таки время жизни ионизованных облаков, сформированных
вследствие взрыва или термических реакций, мало из-за диффузии, реком-
бинации, прилипания заряженных частиц. На эффективность ионных
образований, создаваемых посредством рассеяния частиц химических
веществ и последующей фотоионизации, сильно влияет влажность возду-
ха. Сами вещества небезопасны в обращении, хранении; имеют немалую
стоимость.
258 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Принципиально другие механизмы ионизации атмосферных газов ос-
нованы на использовании лазерного излучения. Взаимодействуя с веще-
ством, лазерный луч способен ионизировать атомы газов на пути распро-
странения. Но чем больше степень ионизации, тем больше поглощение и
рассеяние самого луча. Высокие уровни ионизации приводят к поглоще-
нию энергии и делают след существенно непрозрачным для лазерного луча.
Степень ионизации, обусловленная лазерным лучом при формирова-
нии исходного следа («низкая»), может составить при нормальном атмос-
ферном давлении 1О|6...1О20 ионов в 1 м3. Концентрация ионов в лазер-
ном следе, повышенная за счет дополнительного разряда, может составить
1024 ионов/м3.
Самый мощный источник ионизации атмосферных газов — ядерный
взрыв [2]. Взрывы на высотах ниже 16 км не вызывают продолжительной
и устойчивой ионизации. Поэтому они не оказывают существенного влия-
ния на условия распространения радиоволн. Области сильного поглоще-
ния и отражения могут образовываться при наземных взрывах. Но они
связаны не с ионизацией, а с выбросом в атмосферу большого количества
пыли, водяного пара и аэрозолей. При взрывах на больших высотах по-
рядка 40...50 км образуются устойчивые области с невысокой концентра-
цией электронов N ~ (1016... 1021) ионов/м3. При этом на ионизацию ат-
мосферных газов расходуется 10...80% энергии высотного ядерного взрыва.
Эти области могут существовать несколько часов.
В первом приближении можно рассматривать ионизованные области
двух видов. Во-первых, области с преобладанием медленных электронов.
Эти электроны образуются вследствие ионизации среды тепловыми рент-
геновскими лучами. Поперечники таких областей составляют сотни ки-
лометров. Концентрация электронов в них убывает со временем:
(12.26)
t
где t— время (в секундах). Развиваются эти области в основном по зако-
нам диффузии.
Во-вторых, области быстрых (релятивистских) электронов (Р-частиц).
Эти частицы излучаются радиоактивными продуктами деления. Быстрые
электроны захватываются магнитным полем Земли (рис. 12.16). В резуль-
тате ионизация приобретает глобальный характер.
На электроны в магнитном поле действует сила Лоренца:
F = e[VxH], (12.27)
где е— заряд электрона; V — вектор его скорости; Н — вектор напряжен-
ности магнитного поля Земли.
12.3. Маскировка сигнала плазменными образованиями
259
полюс
Рис. 12.16. Траектории электронов в магнитном поле Земли
Если бы магнитное поле было солиноидально, электроны двигались
бы по цилиндрическим спиралям (F нормальна к V и Н) с постоянным
шагом и радиусом цилиндра (ларморовским радиусом):
mV
г =--,
еН
(12.28)
где т — масса электрона.
В неоднородном магнитном поле, когда силовые линии сходятся под
углами у, как на рис. 12.16, имеется тангенциальная составляющая Н,,
создающая центростремительную силу для вращения электрона, и нор-
мальная составляющая Ня, выталкивающая электрон в зону с меньшей
напряженностью поля. Поскольку скорость электронов при этом сложном
движении почти не уменьшается, они начинают двигаться по коническим
спиралям (рис. 12.16) и концентрируются в областях около магнитных по-
люсов Земли. Достигнув полярных областей, электроны меняют знак ско-
рости. Образно говоря, магнитное поле служит зеркалом для электронов.
Кроме движения к магнитным полюсам, электроны смещаются в на-
правлении с востока на запад. Это обусловлено неоднородностью магнит-
ного поля по высоте.
Таким образом, два эффекта — смещение к полюсам и дрейф с восто-
ка на запад — обусловливают глобальный характер ионизации около-
земного пространства в результате высотного ядерного взрыва.
260 Глава 12 Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Ионизованные области вблизи полюсов способны сохраняться в те-
чение нескольких дней. Но концентрация быстрых электронов при таком
глобальном их размывании невелика. Поэтому ионизация за счет высот-
ного ядерного взрыва способна оказывать длительное влияние в основ-
ном на работу РЭС метрового диапазона.
12.4. Модификация сигнального пространства.
Ложные цели
Пассивные ложные цели (ЛЦ) не изменяют электрических свойств сре-
ды распространения сигнала. Но они искажают информацию, извлекае-
мую радиолокационными системами из принимаемых сигналов, т. е. лож-
ные цели искажают свойства и характеристики информационной среды:
имитируют реальные цели и дезинформируют РЛС противника. Обычно
ложные цели — это малоразмерные (точечные) объекты с пассивными
отражателями. В качестве пассивных ложных целей применяют уголко-
вые отражатели; линзы Люнеберга; аэростаты с металлическим покрыти-
ем; решетки Ван-Атта: большие металлические экраны.
Линза Люнеберга [2] представляет собой диэлектрический шар. Коэф-
фициент преломления диэлектрика в идеальной линзе Люнеберга зави-
сит только от отношения текущего радиуса линзы (г) к наружному ради-
усу линзы (Ry.
I ~( V
” = J2~Ш (12.29)
На рис. 12.17 изображены траектории лучей в линзе Люнеберга.
Конус переизлучения
Рис. 12 17. Линза Люнеберга
Центральный луч не испытывает преломлений в линзе, в то время как
траектории остальных лучей искривляются. В результате все лучи фоку-
сируются в точке О на внутренней стороне сферы, покрытой металличе-
ской пленкой. Точка О, являясь источником вторичных электромагнит-
12.4. Модификация сигнального пространства
261
ных волн, будет создавать на выходе линзы синфазное распределение поля,
так что максимум диаграммы переизлучения будет совпадать с направле-
нием прихода падающей волны.
Максимальная эффективная площадь рассеяния линзы Люнеберга
может быть найдена на основании соотношения [2]
з Л4
0 = 4^-^. (12.30)
А.
Уголковые отражатели — конструктивно объединяют три жесткие
плоские взаимно перпендикулярные грани. После трехкратного отраже-
ния от граней электромагнитная волна, переизлучается по тому же направ-
лению, с которого пришла волна падающая, как на рис. 12.18.
Рис. 12.18. Уголковый отражатель
На рис. 12.19 показаны диаграммы обратного рассеяния для трех ти-
пов уголковых отражателей, различающихся формами граней: прямоуголь-
ного, треугольного, полукруглого.
ЭПР
-90° 0° 90°
Угол падения ЭМВ
-90° 0° 90°
Угол падения ЭМВ
ЭПР
-90° 0° 90°
Угол падения ЭМВ
Рис. 12.19. Конструкции уголковых от ажателей
262 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Обычно эффективная поверхность рассеяния уголкового отражателя
связана с длиной ребра а и длиной волны X соотношениями
1 2тг<74
°д
л2
4тг<74
ЗХ2
ЗТГ<74
— прямоугольные грани (рис. 12.27, <?);
— треугольные грани (рис. 12.27, б);
(12.31)
— полукруглые грани (рис. 12.27, в).
□
Важной характеристикой пассивных ложных целей является диаграмма
обратного рассеяния (диаграмма направленности на отражение). Эти диа-
граммы для основных типов отражателей подставлены на рис. 12.20.
Отраженная Сектор
Рис. 12.20. Диаграммы обратного рассеяния пассивных отражателей
Известно довольно много технических решений, позволяющих пре-
одолеть главный недостаток пассивных ложных целей — малую скорость
движения в атмосфере. Различие скоростей истинных и ложных целей
позволяет селектировать их. снижая эффективность дезинформации РЛС.
Столь же очевидный, коль и дорогой способ создавать ложные цели, не-
различимые с источником маскируемого сигнала, предусматривает исполь-
зование специальных отстреливаемых ракет, несущих пассивные отража-
тели. Такие ракеты могут использоваться для имитации как движущихся
воздушных целей, так и баллистических целей на траектории.
Заметное развитие получили пассивные средства имитации подвиж-
ных целей, вносящие частотные искажения в отражаемый сигнал. Различ-
ные варианты таких средств, выполненных на основе вращающихся угол-
ковых отражателей, изображены на рис. 12.21.
12.4. Модификация сигнального пространства
263
Система уголковых отражателей
Рис. 12.21. Модифицированные конструкции уголковых отражателей
В варианте рис. 12.21, а несколько уголковых отражателей собраны в
блок и закреплены на основании, продольная ось которого приводится во
вращение специальным двигателем или набегающим воздушным потоком.
Скорость вращения складывается со скоростью поступательного движе-
ния платформы, на которой установлена система уголковых отражателей.
В результате сигнал, отраженный решеткой из уголков, приобретает допле-
ровский сдвиг больший, чем у сигнала, отраженного от платформы. Но
поскольку ЭПР решетки уголковых отражателей очень большая (гораздо
больше, чем у платформы), слабый сигнал с меньшим доплеровским сдви-
гом маскируется мощным сдвинутым по частоте сигналом. Если систему
уголковых отражателей вращать так, чтобы ее скорость была направлена
в сторону, противоположную направлению движения носителя, ложная
цель будет имитировать удаление от РЛС. Подобное устройство может быть
использовано на неподвижной земле как имитатор движения объекта. Его
можно использовать на защищаемом объекте для искажения информации
о скорости. Помеха, создаваемая таким устройством, инвариантна относи-
тельно частоты запросного сигнала РЛС и потому эффективна против РЛС
со скачками частоты. Устройство может также применяться на беспилот-
ном ЛА или в качестве сбрасываемых с ЛА ловушек, может подвешиваться
на парашюте или на воздушном шаре. Отражатели могут выполняться из
металлической сетки или помещаться в радиопрозрачную оболочку. С по-
мощью конструктивных приемов, предусматривающих комбинирование
различных типов отражателей, могут быть введены различные поляриза-
ционные и модуляционные эффекты отраженного сигнала.
На рис. 12.21, б представлена еще одна пассивная система переизлу-
чения радиолокационного сигнала с введением ложного доплеровского
сдвига. Одна из граней уголкового отражателя, последовательно переот-
ражающих падающий сигнал, вибрирует. Вибрация может создаваться
разными механическими и электромагнитными приводами, акустическими
и пневматическими устройствами. За счет вибрации отраженный сигнал
264 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
модулируется по частоте, в результате чего около каждой его спектральной
гармоники сформируются комбинационные составляющие. Соседние со-
ставляющие отстоят друг от друга на частоту, с которой колеблется грань
уголкового отражателя. Частота вибраций сравнительно невелика: для
имитации движения ложной цели с радиальной скоростью V - 100 км/ч
при несущей зондирующего сигнала РЛС fy ~ 1О10 Гц требуется сдвиг по
частоте Д/А 2 кГц.
Ответчик Ван-Атта — это антенная решетка, выполненная из большого
количества. элементарных антенн (диполей или спиралей). На рис. 12.22
изображена решетка Ван-Атта, составленная из вибраторов [2].
Фидеры
Экран
Падающая Отраженная
волна волна
Рис. 12.22. Ложная цель на основе решетки Ван-Атта
Диполи находятся на равном удалении от оси симметрии ответчика и
попарно соединены коаксиальным кабелем одинаковой электрической
длины. Электромагнитная волна, принимаемая диполем 1, переизлучается
диполем 12. В свою очередь, диполь 1 переизлучает волну, принимаемую
диполем 12. Сигналы, принятые и переизлучаемые диполями, проходят
одинаковый путь. Поэтому направление максимума диаграммы переиз-
лучения будет совпадать с направлением прихода падающей волны.
Решетки рассчитываются на отражение волн с любой поляризацией.
Для этого диполи располагают на металлическом экране под различны-
ми углами (как правило, каждая пара под углом 90° к соседней).
Эффективная площадь рассеяния ответчика, образованного п полувол-
X
новыми диполями, расположенными на расстоянии — друг от друга и на
2
А.
расстоянии — от отражающего экрана, может быть найдена по формуле [2]
(12.32)
где 0 — угол падения; 5 — площадь раскрыва решетки.
о
Учитывая, что S =---- можно получить выражение для максималь-
4
ной ЭПР решетки Ван-Атта:
12.4. Модификация сигнального пространства
265
O = ^/72V. (12.33)
Недостатком ответчика Ван-Атта является его относительная узкопо-
лосность.
Для создания распределенных в пространстве образований, излучаю-
щих помехи, используют естественные и искусственные объекты. Есте-
ственные— водная и земная поверхности, метеообразования. Искусствен-
ные — дипольные облака, плазменные образования и т. п. Для того чтобы
эти образования излучали помехи, их подсвечивают излучением станций
постановки активных помех. Такие комплексы формируют активно-пас-
сивные помехи. Обычно станции подсвета располагаются на самолетах
сопровождения или ударных самолетах. В результате такие образования
становятся нестационарными неоднородными пространственно протяжен-
ными помехами со спектральной плотностью С(/' а, 7), зависящей от ча-
стоты, углового положения и времени.
Подбор облучающего сигнала при создании активно-пассивных помех
позволяет исправить многие Дефекты, снижающие эффективность помех
пассивных. Поэтому активно-пассивные помехи могут с успехом приме-
няться как против когерентных РЛС с непрерывным сигналом, так и про-
тив РЛС с СДЦ. Эти помехи являются, как правило, перенацеливающими
и используются для индивидуально-взаимной защиты летательных аппа-
ратов от средств перехвата ПВО.
Перенацеливающие помехи обычно создаются так, как показано на
рис. 12.23. На рис 12.23, а помеха перенацеливает РЛС на дипольные
облака и на Землю (помеха типа «антипод»). Как видно из рис. 12.23, б,
станция активных помех организует подсвет антеннами с острой направ-
ленностью отражающих объектов и искусственных образований, моди-
фицирующих среду распространения сигнала. В прямом направлении на
РЛС диаграмма направленности станции активных помех имеет провал.
Рис. 12.23. Использование отражений для создания перенацеливающих помех
266 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
Остронаправленные антенны станций активных помех нужны для того, что-
бы создать достаточный энергетический потенциал помех, рассеянных ди-
польным облаком (с учетом потерь 15-20 дБ) и Землей (потери до 30 дБ).
Подобные антенные системы делаются в виде фазированных антенных
решеток. Подсвет организуют двумя видами сигналов: шумовыми (прице-
льными и заградительными) или имитационными. Помехи с шумовым
подсветом сегодня считаются самыми эффективными пространственно-
распределенными помехами. Имитационные помехи применяются само-
го разнообразного вида в зависимости от назначения и типа подавляе-
мой РЛС.
На рис. 12.24 показано, как сбрасывает пассивно-активные дипольные
помехи ударный летательный аппарат. Он имеет двухканальную станцию
активных помех с носовой и хвостовой антеннами. Хвостовая антенна с
коэффициентом усиления G до 40 дБ подсвечивает облако диполей, сбро-
шенное в заднюю полусферу для создания пространственно-распределен-
ной помехи »пд0(/). Боковые лепестки диаграммы направленности этой
антенны должны быть малыми, чтобы прямое излучение помехи не по-
пало в РЛС. В передней полусфере располагается вторая антенна обыч-
ного типа с G- 20 дБ. Эта антенна создает уводяшую помеху ип (/). Напри-
мер, перенацеливающую РЛС по углу на подсвеченное дипольное облако.
Доплеровские сдвиги сигналов (?) и ито (/) отличаются, что должно
учитываться в двухканальной станции активных помех. Этот способ эф-
фективен для противодействия следящим РЛС сопровождения, а также
радио- и радиолокационным головкам самонаведения ракет.
Рис. 12.24. Пассивно-активная помехой
Третий способ сброса дипольных отражателей для создания пассивно-
активных помех показан на рис. 12.25. Постановщик помех выбрасывает
дипольные отражатели в переднюю полусферу и сам же подсвечивает их
изнутри. В подсвеченном облаке летят и ударный летательный аппарат, и
постановщик помех. Здесь постановщик помех использует станцию актив-
12.4. Модификация сигнального пространства
267
ных помех с имитационной помехой в полосе РЛС. Иногда станция актив-
ных помех на постановщике помех создает ответную импульсную помеху
для подавления РЛС.
Ударный ЛА
Рис. 12.25. Внутренний подсвет пассивно-активными помехами
В некоторых случаях удобно подсвечивать дипольное облако со специ-
ального постановщика помех, летящего навстречу ударному летательно-
му аппарату (рис. 12.26). В этом случае от станций активных помех требу-
ется излучение со значительно меньшим энергетическим потенциалом.
Рис. 12.26. Вариант подсветки дипольного облака
Отражения от земной и водной поверхности могут обеспечивать очень
хорошую индивидуальную защиту летательного аппарата на малых высо-
тах. Такая помеха создается в ситуациях, показанных на рис. 12.27.
Рис. 12.27. Использование отражений для индивидуальной защиты ЛА
Самолет, летящий на малой высоте Н, имеет двухканальную станцию
активных помех с двумя антеннами. Антенна, смотрящая вниз и вбок по
268 Глава 12. Маскирующие воздействия на среду распространения сигналов
направлению полета летательного аппарата, остронаправленная с коэф-
фициентом усиления Gn до 50 дБ. Эта антенна подсвечивает площадку 5
на подстилающей поверхности. Пространственно-распределенный сиг-
нал zznj (/) воздействует на радиоголовку самонаведения ракеты и создает
смещение оценки угловой координаты цели. Для того чтобы перенацелить
радиоголовку самонаведения на эту ложную цель 5, создается уводящая
помеха по углу. Помехи типа «антипод» с успехом используются на авиаци-
онных крылатых ракетах для их обороны от ракет класса «воздух — воздух».
Пассивно-активные помехи могут применяться против РЛС с взаимо-
корреляционной обработкой. При работе в условиях пассивно-активных
помех в антенную систему пеленгатора кроме сигнала попадают помехи,
рассеянные пространственными образованиями. В частности, такими рас-
сеивающими образованиями могут быть облака дипольных отражателей.
Контрольные вопросы
1. Затухание и рассеяние в облаках дипольных отражателей определяется
концентрацией диполей. Как именно?
2. Какие параметры плаз.мообразований влияют на затухание электромагнит-
ных волн?
3. Какими физическими эффектами можно объяснить резонансный характер
поглощения электромагнитных волн в плазме?
4. Какие ложные цели используются для дезинформации РЛС? Средств РТР?
ГЛАВА 13
ОБЕСПЕЧЕНИЕ ИНФОРМАЦИОННОЙ СКРЫТНОСТИ
РЭС СВЯЗИ И ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ
13.1. Шифрация для информационной скрытности
Противодействие информационному нападению радиоэлектронных
разведок, вскрывающих содержание передаваемых сообщений, входит в
круг задач радиоэлектронной защиты точно так же, как и противодействие
помехам, искажающим сигналы этих сообщений. Мера информационной
скрытности — условная вероятность Ринф (8.1). Разумеется, информация
может выделяться только из принятого, достоверно обнаруженного и
идентифицированного сигнала. Поэтому проблема защиты от несанкци-
онированного доступа к циркулирующей в каналах РЭС информации и
противодействия такому доступу возникает только для сигналов, которые
не обладают достаточной энергетической и структурной скрытностью
(незаметностью) для средств радиоразведки. Проблема обеспечения ин-
формационной скрытности составляет основное содержание науки крип-
тологии, которая довольно четко делится на криптографию (по-русски
«тайнопись» — наука о создании и применении шифров) и криптоанализ
(наука о раскрытии шифров). На соперничество и борьбу криптографии
и криптоанализа проектируется конфликт радиоэлектронной разведки и
радиозащиты. Хотя криптография и криптоанализ неизмеримо старше
РРТР и РЭМ (легенда связывает первое применение криптозащиты ин-
формации с именем Цезаря, шифровавшего письма Цицерону и другим
друзьям в Риме около 2000 лет назад), научная эра развития криптологии
началась именно в наше время и была обусловлена развитием телеком-
муникаций на основе применения методов и средств радиоэлектроники,
т. е. развитием РСПИ. Криптология является довольно специфичной и
весьма деликатной областью знания и практической деятельности. Вслед-
ствие малого количества и ограниченного распространения общедоступ-
ных публикаций по криптологии необходимо ввести минимальную тер-
минологию.
Исходное сообщение, информационную стойкость которого нужно
обеспечить, называется открытым текстом. В результате шифрации обра-
270
Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
зуется криптограмма (шифрограмма, шифровка). Для шифрации и для
расшифровки используется ключ. Этот ключ должен быть известен источ-
нику сообщений (передатчику) и получателю (приемнику), причем изве-
стен только им одним. Поэтому в традиционных системах секретной связи
ключ передается только по очень надежному каналу, особым образом за-
щищенному от утечки информации (например, перевозится в брониро-
ванном автомобиле под охраной, в кейсе, пристегнутом наручником к руке
курьера). Но последние достижения современной криптологии позволяют
создавать системы с облегченными требованиями к защите ключа, хотя и
с худшими потенциальными характеристиками информационной стой-
кости. Это так называемые криптосистемы с открытым ключом или двух-
ключевые криптосистемы. [15]). Процесс образования и передачи крип-
тограммы иллюстрируется блок-схемой (рис. 13.1).
Рис. 13.1. Система передачи информации с секретным ключом
Шифратор, формируя криптограмму Ш(С + К), преобразует исходный
текст С и последовательность символов ключа К по правилу
LU(C + K)mod(Vc, (13.1)
где Nc — число символов алфавита, которым представляется шифруемый
текст.
Чаще всего размеры алфавитов ключа и исходного сообщения одина-
ковы: Nc= NK. Если системой передачи шифрованной информации исполь-
зуются двоичные сигналы, когда размерность алфавита Nc= NK= 2, правило
работы дешифратора выглядит совершенно симметрично с (13.1):
С = Ш"1(Ш,К) = (Ш + К)тоб2 = (Ш®К), (13.2)
где — функция, обратная той, которую реализует шифратор.
Обычно считается, что радиоразведке (точнее — криптоаналитику)
известен алгоритм преобразования сообщения в шифраторе, а также пол-
ностью доступна криптограмма (это правило Керкхоффа [15]), т. е. счи-
Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
21}
тается, что шифрованный сигнал Ш(С,К) достоверно обнаружен, иден-
тифицирован и принят без помех и искажений. Вся неизвестность зак-
лючена в исходном открытом тексте Сив конкретном выбранном при
шифрации ключе. Информацию об открытом тексте можно получить толь-
ко на основе знания (статистической) связи перехваченной шифровки и
исходного открытого текста. Действия разведки (криптоаналитика) направ-
лены на наилучшее использование этой связи. Действия системы заши-
ты от перехвата сообщений разведкой состоит в таком выборе ключа, чтобы
в максимальной степени разрушить связь между шифрограммой и откры-
тым текстом.
Криптограф в процессе работы решает две нетождественные задачи.
Во-первых, ему нужно обеспечить секретность информации, т. е. скрыть
содержание передаваемых сообщений от несанкционированного приема.
Во-вторых, он должен обеспечить подлинность (аутентичность) передава-
емых сообщений, т. е. высокую вероятность того, что принимаемые або-
нентом сообщения посланы именно собственным передатчиком, а не
сформированы системой радиопротиводействия.
Потенциальные, предельно достижимые характеристики доступности
для средства радиоразведки смысла и содержания передаваемой инфор-
мации и соответственно характеристики защищенности от этих средств
могут определяться на основе положений шенноновской теории связи в
секретных системах [28].
Теоретически достижимую предельную способность шифра обеспе-
чивать защиту информации можно характеризовать условной вероятнос-
тью РИНф =.Р(с|Ш), т. е. вероятностью восстановления открытого текста
(сообщения) С при том условии, что была принята криптограмма Ш. Это
последнее условие, естественно, содержит в себе и условие достоверного
обнаружения и идентификации (на основе измерения и анализа парамет-
ров) сигнала защищаемой радиосистемы передачи информации. Для совер-
шенно секретной (по Шеннону) шифросистемы вероятность Д(с|Ш), та-
кая же, как и априорная вероятность сообщения С:
/’(С|Ш)=/’(С) (13-3)
для всех возможных криптограмм Ш и всех возможных сообщений С.
Практически условие (13.3) означает, что шифровка Ш не имеет ве-
роятностной связи с исходным сообщением С и знание шифрограммы не
добавляет сведений о сообщении.
Следуя Шеннону [28], можно в качестве меры неопределенности скры-
ваемого шифром сообщения принять его безусловную энтропию//(c) и
условную энтропию //(с|ш) при том условии, что криптоаналитик имеет
272
Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
в своем распоряжении результат перехвата шифрованной информации Ш.
Естественно, что неопределенность исходного сообщения не уменьшает-
ся после получения хоть каких-то сведений, поэтому
Я(С)>Я(с|Ш). (13.4)
Если система обеспечивает абсолютную, предельно достижимую ин-
формационную стойкость, то//(С)= прием шифровки не уме-
ньшает неопределенности относительно исходного открытого сообщения,
что прямо следует из (13.3).
Шифрограмма формируется при помощи секретного ключа, неизвес-
тного криптоаналитику. По принципу действия именно этот ключ вно-
сит в шифрограмму неопределенность относительно шифруемого сообще-
ния. Поэтому совместная неопределенность маскируемого сообщения и
ключа не меньше, чем неопределенность сообщения
Я(С|Ш)>Я(С,К|Ш). (13.5)
Используя определения и известные свойства условной энтропии,
следует считать, что
Я(С,К|Ш)= Я(К|Ш) + //(с,К|Ш), (13.6)
но Я(С,К|Ш) = 0, так как если криптоаналитик располагает и шифровкой,
и ключом к ней, он находится в условиях ничуть не хуже условий законного
получателя информации, и никакой неопределенности относительно со-
общения у него не остается. С другой стороны, знание шифровки не дол-
жно добавлять сведений не только о сообщении, но и о ключе, поэтому
Я(С,К|Ш)<Я(К|Ш)<Я(К). (13.7)
Неравенство (13.7) отражает уже использованное выше условие того,
что дополнительные данные (наличие перехвата шифрограммы) не умень-
шают неопределенности (энтропии) как открытого сообщения, так и сек-
ретного ключа. Формально из определения условная энтропия не может
быть больше безусловной. Поэтому, объединяя (13.5) и (13.7), можно
получить границу Шеннона для совершенно секретных систем:
Я(С)<Я(К). (13.8)
В содержательных терминах (13.8) означает, что неопределенность
секретного ключа для разведки должна быть не меньше неопределеннос-
ти сообщения, а защищенность информации — предельно достижимой.
И если эта граница достигается, вероятность несанкционированного до-
ступа к защищаемой информации оказывается не выше априорной веро-
ятности сообщения.
13.1. Шифрация для информационной скрытности
2ТА
Ключ — это некоторая последовательность символов. Если К знаков
ключа выбираются из алфавита объемом NK символов, то всего можно
сформировать разных ключевых последовательностей, обеспечив тем
самым
//(К)<-Х^к’К log(^/)= *logWK (13.9)
К
причем равенство в (13.9) справедливо только для абсолютно случайного
выбора ключа, когда вероятность Р(К) = .
Точно также, если шифруемое сообщение представлено Мсимволами
алфавита, имеющего объем Nc, то
Н (С) < М log Nc. (13.10)
Соотношения (13. 9) и (13.10) совместно устанавливают, что граница
Шеннона (13.8) достигается при К > М, т. е. для достижения потенциальной
защищенности информации ключ не должен быть короче шифруемого
текста. В частности, из этого условия следует, что одну и ту же ключевую
последовательность символов нельзя использовать повторно.
Разумеется, предельные условия, при которых вероятность раскрытия
содержания передаваемой информации не превосходит априорной ве-
роятности сообщения, на практике могут и не достигаться. Формально
это означает, что условная энтропия ключа уменьшается по мере нако-
пления информации, т. е. по мере увеличения объемов данных пере-
хвата радиоразведкой шифрованных сообщений. Условную энтропию
Ш2... ШЛ) можно рассматривать как функцию числа Nзнаков
перехваченных шифровок:
(13.11)
При некотором N= No может оказаться, что Н (к|Ш[, Ш2 ... ШЛ( ] = 0
(точнее, Ш2... ШЛ)|< е, где £—оговоренная малая величина).
В криптоанализе наименьшее число %, для которого выполняются тре-
бования малости условной энтропии ключа //(7Vo)~0 при большом объе-
ме накопленных криптограмм, называется расстоянием единственности.
Это расстояние показывает, какой длины должна быть перехваченная крип-
тограмма, чтобы по ее анализу можно было бы свести к нулю (приблизи-
тельно, но с заданной наперед точностью приближения) неопределенность
ключа. В этом смысле 7Vn правильнее было бы называть не расстоянием,
а длиной единственности.
Физически неопределенность уменьшается за счет накопления инфор-
мации. Если, конечно, хоть какая-то информация о ключе в криптограм-
ме присутствует, т. е., если
274 Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
Информации о ключе в шифровке тем больше, чем выше избыточ-
ность открытого текста. Действительно, если текст состоит из повторения
одного и того же символа (предельно высокая избыточность), то вся крип-
тограмма в соответствии с (13.1) фактически и есть ключевая последова-
тельность или ее отрезок. Напротив, если открытый текст совершенно слу-
чаен и все символы его равновероятны, избыточность равна нулю. В таких
условиях, принимая криптограмму, ничего нельзя сказать о ключе.
Естественно, что расстояние единственности должно увеличиваться с
увеличением энтропии ключа. В соответствии с принятой Шенноном мо-
делью шифрации расстояние единственности определяется соотношением
No=^^ (13.12)
0 А
где — энтропия ключа, а Д — избыточность открытого текста.
Избыточность открытого текста обусловлена тем, что не все его сим-
волы равновероятны, а также тем, что многие символы встречаются в
тексте в устойчивых сочетаниях (условные вероятности сочетаний сим-
волов открытого текста больше, чем произведения их безусловных веро-
ятностей).
По физическому смыслу и по определению Н(К) равно числу зна-
ков в двоичном представлении ключа, а произведение ?/0Д — числу урав-
нений, которые можно составить для нахождения каждого неизвестного
значения ключа. Для однозначного определения ключа (т. е. всех его не-
известных знаков) нужно, чтобы число уравнений было бы не меньше
числа неизвестных, т. е. чтобы N0A> Я(К), откуда и следует предельное
значение No (13.12). Из (13.12) также следует, что для увеличения инфор-
мационной скрытности сообщений (для усложнения несанкционирован-
ной дешифрации) нужно не только увеличивать длину ключа, но и сокра-
щать избыточность открытого текста. Соотношение (13.12) иллюстрирует
полезность сжатия данных перед тем, как передавать их в шифрованной
форме по радиоканалам, защищаемым от перехвата информации средства-
ми радиоразведки. Действительно, избыточность открытого текста коли-
чественно определяется как
//(С)
А = 1-----V—,
(Vlog((Vc)
где Н (С) — энтропия передаваемого сообщения, составленного из TV сим-
волов, выбранных из алфавита объемом Nc. г
Если сообщение С — текст на естественном языке, то для него Д= 0,744
(английский язык) или Д = 0,834 (русский язык). Это значит, что при абсо-
13.1. Шифрация для информационной скрытности
275
лютно случайном ключе из К символов того же алфавита, в котором
представлен открытый текст, для однозначной несанкционированной
расшифровки криптоаналитик должен иметь No = — = (1,19 —1,11) К сим-
волов криптограммы. По такому же количеству символов раскрывается
секретный ключ.
Таким образом, хорошие (стойкие к расшифровке) криптосистемы
должны устранять избыточность передаваемых сообщений (использовать
сжатие данных). Вывод о необходимости сжатия данных за счет устране-
ния избыточности известен еще из донаучной, эвристической криптоло-
гии. Идеальных способов сжатия данных нет. Но все применяемые на
практике способы используют два основных подхода.
1. Из исходного открытого текста удаляются все наиболее часто по-
вторяющиеся символы. Это прежде всего пробелы между словами, но также
и другие частые символы. Уже в силу высокой априорной вероятности эти
символы малоинформативны: без них нетрудно правильно понять пере-
данное и расшифрованное сообщение. Если иметь в виду шифрованные
тексты на естественных языках, самыми избыточными и потому опасными
с точки зрения сохранения криптостойкости являются служебные пометки
(подписи, даты, адреса, грифы секретности и прочие). Чем длиннее эти
пометки, чем больше они содержат символов, тем ниже стойкость крип-
тограммы и, что еще хуже, секретного ключа, которым она зашифрована.
2. Увеличивается энтропия шифрованного сообщения. Для этого в
исходном открытом тексте «разравниваются» вероятности различных сим-
волов. Иначе говоря, распределение вероятностей символов в шифруемом
тексте делается по возможности более близким к равномерному. В тек-
стах на русском языке чаще других попадается буква «О». В английских
текстах — «Е». Разравнивание вероятностей достигается за счет рандоми-
зации (когда исходный текст складывается по модулю 2 со специальной,
не очень длинной последовательностью символов) или за счет примене-
ния многоалфавитных подстановок и перестановок.
При многоалфавитных подстановках открытый текст шифруется не-
сколько раз, последовательно. Каждый раз символы шифруемого текста
заменяются другими символами, выбранными из того же или другого
алфавита. В результате многократного применения таких подстановок
относительные частоты появления символов в криптограмме уже не от-
ражают вероятностей появления символов в исходном тексте на естествен-
ном языке. Если распределение вероятностей символов становится точно
равномерным, шифрованный текст приобретает максимальную энтропию
и, следовательно, минимальную избыточность. В соответствии с (13.12)
276 Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
такая криптосистема будет иметь максимальное расстояние единственно-
сти. а значит, и наивысшую при используемом ключе криптостойкость.
Практически при шифре с равновероятными символами криптоаналитик
не сможет использовать для несанкционированной расшифровки частот-
ный анализ криптограммы.
Перестановки перемешивают символы исходного открытого текста,
причем способ перемешивания определяется секретным ключом, извест-
ным только законным абонентам системы передачи информации. При
перестановках частоты появления отдельных символов в шифровке не
изменяются по сравнению с соответствующими частотами в исходном
открытом тексте, но статистические связи разрушаются.
Расстояние единственности (13.12) — это теоретическая мера стойко-
сти шифра, исходящая из предположений о том, что криптоаналитик при
расшифровке действует некоторым наилучшим для себя образом, Но та-
кая характеристика совершенно не учитывает того, каким ресурсом дол-
жен обладать криптоаналитик для успешного раскрытия шифра по крип-
тограммам с заданным расстоянием единственности. Поэтому рабочая
характеристика шифра измеряется как средний объем работы (в ча-
сах, машинных операциях или других удобных единицах для ЭВМ извес-
тного типа и класса), необходимой для криптоанализа и раскрытия крип-
тограммы на основе N знаков шифрованного текста. При этом 1У(/У)
определяется для наилучшего криптоаналитического алгоритма,
Наиболее интересна потенциальная оценка рабочей характеристики
представляющая средний объем работы по криптоанализу при не-
ограниченном объеме шифрованного текста. Применяя эту оценку, обычно
говорят и пишут «шифр требует для раскрытия стольких-то лет», а имеют
в виду, что при неограниченном количестве знаков перехваченной крип-
тограммы, при наилучшем из известных алгоритмов криптоанализа и при
использовании самой быстродействующей из известных ЭВМ нужно за-
тратить столько-то лет непрерывной работы для раскрытия шифра. Это
оценка не доверительной вероятности успеха несанкционированной рас-
шифровки криптограммы РИНф, а доверительного интервала времени, по
истечении которого раскрытие шифра (ключа и открытого текста) про-
изойдет с вероятностью Дшф = 1.
Для криптозащиты используют блочные и поточные шифры. Блочный
шифр преобразует одинаковые блоки исходного открытого текста в оди-
наковые криптограммы. Это недостаток шифра, который проявляется при
повторных передачах шифрованных сообщений. От недостатков блочных
шифров свободны поточные шифры, в которых шифрующее преобразо-
вание каждого символа исходного сообщения меняется от символа к сим-
13.1. Шифрация для информационной скрытности
277
волу. У большинства поточных шифров секретный ключ К не сам изме-
няет сообщение в процессе шифрации, а управляет работой генератора
ключевого потока. И уже этот генератор формирует последовательность
(поток) символов {К[К2... Кд,}, взаимодействующих с символами шифру-
емого сообщения по правилу (13.4):
ШУ=СУ©КЛ; Wel:(V. (13.14)
Так образуется линейный поточный шифр. Поскольку операции сло-
жения и вычитания по модулю 2 совпадают:
СЛ=(ШЛ)"'^II^©^; Wel:JV. (13.15)
одинаковыми оказываются схемы шифраторов и дешифраторов.
Длина N генерируемой под управлением ключа последовательности
может быть гораздо больше длины ключа. Если /Vочень велико (ключевая
последовательность не короче исходного шифруемого сообщения), может
показаться, что для такого поточного шифра справедлива граница Шен-
нона и он оказывается принципиально не раскрываемым, т. е. совершенно
секретным. Но это не совсем так. Для совершенной секретности требует-
ся, чтобы длина шифруемого сообщения была не короче длины секрет-
ного ключа, а не порождаемой им последовательности ключевого потока.
Технические приемы и методы построения генераторов ключевого
потока не отличаются от методов создания генераторов поднесущих кодо-
вых последовательностей, расширяющих полосу при создании сигналов с
большой базой для обеспечения структурной скрытности. Точно так же для
генераторов ключевого потока стоит проблема линейной сложности —
проблема определения структуры обратных связей в генераторе на основе
максимально короткого регистра сдвига с тем, чтобы получить ключевую
последовательность максимальной длины. Большая линейная сложность —
это необходимое условие криптостойкости системы с линейным поточ-
ным шифром. Разрешение этой проблемы сводится либо к выбору реги-
стра-генератора очень большой длины, либо к применению таких ключе-
вых потоков, в которые нелинейно объединяются последовательности с
выходов нескольких независимых регистров-генераторов. Линейная слож-
ность сформированной таким образом поточной ключевой последователь-
ности может быть очень большой только в том случае, если последова-
тельности разных генераторов некоррелированы между собой и незначи-
тельна корреляция каждой из них с результирующей последовательностью.
Этот вывод можно получить на основе тех же рассуждений, которые при-
вели в гл. 10.4 к формулировке принципов построения расширяющих по-
следовательностей для создания широкополосных сигналов.
278 Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
Осознание различия между практической и теоретической стойкостью
криптосистем позволило поставить неожиданный и на первый взгляд
парадоксальный вопрос: раз уж имеет смысл стремиться к обеспечению
только практической стойкости шифра, нельзя ли ее достичь при отказе
от сложностей создания и распространения секретного ключа? Положи-
тельный ответ на этот вопрос позволяет существенно упростить крипто-
систему за счет отказа от специального защищенного канала передачи
ключа.
13.2. Информационная скрытность криптосистем
с открытым ключом
Работа криптосистемы с открытым ключом основывается на исполь-
зовании односторонних функций. Подобные функции легко вычисляют-
ся по известным аргументам при шифрации и расшифровке. Но по изве-
стным значениям функции очень трудно решить обратную задачу —
определить аргументы (вычислить обратную функцию) при криптоанализе.
Хорошим примером односторонней функции может служить дискретное
возведение в степень [29|:
Ш = Ш(С) = ac(modp). (13.16)
Если а и р известны, то сообщение С нетрудно зашифровать в соот-
ветствии с этим алгоритмом (нетрудно получить Ш как результат диск-
ретного возведения в степень (13.17)). Даже при очень больших рШ(С)
вычисляется в результате применения нескольких операций возведения
в квадрат и умножения. Например,
fl53=fl32+I6+4+I = a.fl2.(fl2)2.(((fl2)2)2)2.((((fl2)2)2)2)2i (13.17)
т. е. требует выполнения пяти операций умножения типа ап- а и трех опе-
раций перемножения полученных величин. Всего для вычисления ар по-
требуется примерно 21og2p (и не более того) операций умножения. Рас-
шифровка для определения С при известном Ш, но неизвестных аир
потребует вычисления обратной функции
C = logaIll(C) (modp), (13.18)
т. е. дискретного логарифмирования. Доказано, что, если не только р
велико, но и (р-1)имеет большой простой множитель (например, если
0,5(р-1) — простое число), вычисление дискретного логарифма потре-
бует примерно р операций умножения. Разумеется,
Vp»21og2p, (13.19)
13.2. Информационная скрытность криптосистем с открытым ключом 279
и функция дискретного возведения в степень при некоторых условиях
на а, р и оговорках, сделанных относительно (р-I), действительно яв-
ляется односторонней функцией. Эти условия сводятся к следующим:
число р должно быть простым, а число ле [1;р] таким, что все его степени
(по mod р) принимают значения из множества [Г.р - 1]. Иначе говоря, а
должно быть примитивным элементом поля Галуа Gf’(p); такие а всег-
да существуют. Например, для р=1 и <7=3: <71=3; о2=2; ^=6; <74=4; <т5=5:
а6= l(modp = 7).
Работу криптосистемы с открытым ключом можно проиллюстрировать
на примере обмена шифрованными сообщениями между двумя абонен-
тами. Условно это абоненты А и Б. Предположим, эти абоненты желают
передать друг другу конфиденциальные сообщения, соответственно СА и
СБ. Для организации такого обмена абонент А выбирает случайное число
ХАе [1;р- 1J и держит его в секрете, но вычисляет значение дискретной
экспоненты:
ПА = <?А (mod р). (13.20)
Число ПА сообщается всем, с кем абонент А собирается устанавливать
связь. Можно сказать, что в системе связи ПА — это такой же реквизит
абонента А, как имя, адрес и номер телефона. Точно так же поступает и
абонент Б, но, разумеется, выбирая другое число %Б и вычисляя другое ПБ.
Если А и Б обмениваются конфиденциальными сообщениями, каж-
дый из них вычисляет
каб=4б =(nA)B(modP)=(nB)A(modp). (13.21)
и используют его для шифровки и дешифровки сообщений подобно обыч-
ному секретному ключу, т. е. абонент А формирует криптограмму ША из
сообщения СА по правилу
ША=(СА+КАБ)(тос1р), (13.22)
а абонент Б, получив ША, восстанавливает (расшифровывает) открытый
текст с использованием того же вычисленного им ключа КАБ, так как
СА=(ША + КАБ)(тос1р), (13.23)
Совершенно аналогично происходит передача шифрованных сообще-
ний от Б к А:
ШБ =(СА+KAB)(modp), (13.24)
поскольку
СБ =(ШБ+ KAE)(modp), (13.25)
280
Глава 13. Обеспечение информационной скрытности РЭС
Как видно из (13.22), оба абонента могут образовывать идентичные
ключи для защиты информации при обмене сообщениями. Причем для
каждой пары абонентов сети секретной связи будет формироваться свой
ключ, неизвестный и недоступный любой другой паре (даже если в эту
пару войдут порознь либо абонент А, либо Б). Работа системы секретной
связи с открытым ключом на основе дискретного возведения в степень
иллюстрируется блок-схемой рис. 13.2.
Рис. 13.2. Система связи с открытым ключом
Если некто третий (криптоаналитик, работающий на радиоразведку)
попытается перехватить сообщение, ему прежде всего придется по шиф-
ровке Ш определить ключ КАБ. Но для вычисления значения ключа ему
необходимо знать либо ХА, либо ЛБ. Знание любой из этих величин по-
зволит вычислить КАБ, но
ХА = logfl ПБ (mod р) и ХБ = loga ПА (mod /?), (13.26)
поскольку ПА и ПБ известны. Невозможность (практическая невозмож-
ность, т. е. крайняя затруднительность) перехвата сообщения обуславли-
вается трудностью определения секретного ключа X при помощи вычис-
ления дискретного логарифма.
Контрольные вопросы
]. По каким причинам ключ шифра должен быть не короче шифруемого со-
общения?
2. Как избыточность сообщения влияет на информационную скрытность?
3. Что называется расстоянием единственности шифра?
4. Почему двухключевая криптосистема называется системой шифрации с
открытым ключом?
ЧАСТЬ 4
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ ЗАЩИТА
ОТ СРЕДСТВ РЭВ
ГЛАВА 14
ПОМЕХОЗАЩИТА РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ
14.1. Виды помех радиоприему и методы помехозащиты
За всю предшествующую историю радиотехники накоплен значитель-
ный опыт работы РЭС в условиях помех, изучены причины возникнове-
ния и источники помех, созданы модели для анализа воздействия помех.
Традиционно помехи делят на естественные (природного происхождения)
и искусственные, обязанные своим происхождением деятельности чело-
века. Помехи, обусловленные антропогенными факторами, могут быть как
непреднамеренными, так и создаваемыми специально. Известно много
причин происхождения непреднамеренных помех радиоприему. К непред-
намеренным помехам относятся атмосферные, космические, внутренние
шумы, помехи из-за нарушения электромагнитной совместимости (ЭМС),
а также многочисленные индустриальные помехи, создаваемые промыш-
ленными установками и вообше агрегатами, не предназначенными для
работы с излучением, но создающими высокочастотные электромагнит-
ные поля из-за электрических разрядов, искрения контактов и т. п. К ак-
тивным преднамеренным помехам относятся шумовые и имитационные
помехи, создаваемые средствами радиоэлектронной борьбы.
В условиях действия радиопомех ответной мерой является радиоэлек-
тронная защита (РЭЗ). РЭЗ охватывает все методы и средства, которыми
располагает радиоэлектроника, включая мероприятия по обеспечению
скрытности действия радиосистем и средств, методы комплексирования
и дублирования, специальные методы помехоустойчивой обработки сиг-
налов. Мерой качества РЭЗ служат показатели помехозащищенности.
Помехозащищенность радиосистемы характеризует ее способность
обеспечивать требуемые точность воспроизведения сообщений и пропуск-
ную способность (быстродействие) с учетом действия возможных помех.
В общем случае помехозащищенность системы обеспечивается помехоу-
стойчивостью и скрытностью ее действия. Скрытность действия затруд-
няет возможному противнику обнаружение факта функционирования
радиосистемы и определение характеристик излучаемых ею радиосигна-
лов с целью создания эффективных преднамеренных радиопомех. Поме-
14.1. Виды помех радиоприему и методы помехозащиты
283
хоустойчивость обеспечивает нормальное функционирование системы в
условиях действия определенной совокупности непреднамеренных и пред-
намеренных (организованных) помех [11].
Классификация методов помехозащиты показана на рис. 14.1. Разли-
чают три основные группы методов.
Так, для защиты от перегрузок, приводящих к нелинейным эффектам
и, как следствие, к ухудшению частотной избирательности по побочным
каналам приема, применяют линеаризацию широкополосного высокоча-
стотного тракта приемника.
Селекция предусматривает отстройку сигнала от помех за счет исполь-
зования различия в их свойствах и параметрах. Такая отстройка в конеч-
ном итоге приводит к резкому ослаблению восприимчивости РПМ по
побочным каналам приема (рис. 14.1). Различают пространственно-вре-
менную селекцию (ПВС), частотную селекцию, функциональную селек-
цию (ФС) и адаптацию [3].
Методы помехозащиты
Защита от перегрузок
Селекция от помех
Компенсация помех
Пространственно- Пространственная
временная Временная
Частотная
Поляризационная
Функциональная [Оптимальный прием
I Структурная селекция
Адаптация ।
1 ---1 Многоканальный прием
Рис. 14.1. Классификация методов помехозащиты
Пространственно-временная селекция разделяется на пространствен-
ную (ПС) и временную (ВС). Пространственную селекцию осуществляет
антенная система, с помощью которой формируют необходимые диаграм-
мы направленности. Такие ДНА обеспечивают максимальный уровень
полезного сигнала и возможно более низкий уровень мешающего, когда
ДНА ориентируются минимумами на источники помех. Временная селек-
ция осуществляется лишь приемным устройством с использованием всех
имеющихся различий сигналов и помех. Различия могут быть по ампли-
туде и их используют для амплитудной селекции.
Частотная селекция использует различие сигналов и помех по их спект-
ральным свойствам. Спектры могут различаться несущими частотами и
шириной занимаемой полосы частот. За счет разницы в ширине спект-
284
Глава 14. Помехозащита радиоприемных устройств
ров можно режектировать узкополосные помехи в приемниках широко-
полосных сигналов и фильтровать узкополосные сигналы от широкопо-
лосных помех. Частотная селекция рассматривается как очень мощное
средство помехозащиты от преднамеренных активных и пассивных помех.
Для повышения эффективности частотной селекции применяют управле-
ние частотными свойствами зондирующего сигнала. Такое управление
затрудняет постановку помех, близких к сигналу по спектральным свойст-
вам. Чаще всего для управления частотными свойствами используют:
изменения (чаще по случайному закону) несущей частоты, например изме-
нение частоты от импульса к импульсу; изменение частоты повторения
импульсов (иногда такую частотную модуляцию называют вобуляцией);
многочастотное излучение.
Поляризационная селекция, использующая различие в поляризации
приходящих волн сигналов и помех, осуществляется с помощью специ-
альных поляризационных фильтров, совмещаемых с антенной системой.
Функциональная селекция предусматривает выделение сигналов с по-
мощью нескольких независимых каналов приема с последующей совмест-
ной обработкой всей их совокупности [5]. Для функциональной селекции
используется широкий комплекс мероприятий, требующий специальных
методов построения трактов приема и обработки радиосигналов. Так, оп-
тимальный приемник, предусматривающий построение наилучшей схе-
мы для данного конкретного сигнала и известного вида помех, является,
по сути, реализацией схемы функциональной селекции сигнала от помехи.
Структурная селекция позволяет разделять помехи с сигналом, кото-
рому при формировании на передающей стороне придана известная при-
емнику форма (структура). Для осуществления структурной селекции сиг-
налы кодируют, причем используемые для этой цели коды делают сигналы
максимально отличающимися от любых возможных помех. Применение
таких кодов всегда расширяет базу сигнала В = Д/7. Поэтому некоторые
вопросы построения кодов для структурной селекции уже обсуждались
ранее, в связи с широкополосными сигналами.
Многоканальный прием использует пространственную и временную
взаимную когерентность сигналов, пришедших к приемнику по разным
трассам и потому наблюдаемых на разных временных интервалах. Такой
способ селекции позволяет уменьшить влияние помех, действующих на
сигналы только на некоторых (возможно, заранее и неизвестных) трассах
распространения, и за счет этого существенно повысить помехоустойчи-
вость радиоприемных устройств.
Адаптация (приспособление к внешним условиям) предусматривает
изменение структуры и параметров защищаемых РЭС при изменении
14.2. Помехозащита радиоприемников
285
помеховой обстановки. Цель адаптации — оптимизировать характеристики
помехоустойчивости в заранее неизвестных условиях работы.
Компенсация помех (обычно на выходе УПЧ) применяется как послед-
ний резерв помехозащиты, когда все остальные методы не смогли предот-
вратить просачивание радиопомех на выход устройств приема и обработ-
ки сигнала. Компенсацию осуществляют специальные схемы подавления
сигналов, принятых боковыми лепестками ДНА.
Средства и алгоритмы помехозащиты, работа которых основывается
на использовании перечисленных методов, весьма многообразны и мно-
гочисленны. Для уменьшения уровня комбинационных помех и для ис-
ключения помех, вызванных взаимодействием полезного сигнала с соб-
ственным шумом приемника, необходимо создать приемный тракт с
максимально линейной амплитудной характеристикой. Средства линеа-
ризации амплитудных характеристик применяются прежде всего на вы-
сокочастотных участках тракта радиоприемных устройств: в усилителях
радиочастоты (УРЧ), преобразователях частоты (ПЧ), усилителях проме-
жуточной частоты (УПЧ).
В УПЧ также производят компенсацию помех и амплитудную селек-
цию сигналов на фоне помех. Для этого применяют различные схемы
автоматической регулировки усиления (АРУ). Для компенсации помех в
УПЧ применяют дополнительные когерентные каналы, череспериодные
импульсные компенсаторы и другие схемы. В качестве схем помехозаши-
ты в УПЧ применяют также согласованные с сигналом фильтры и схемы
специальной нелинейной обработки: логарифмические УПЧ, схемы с
амплитудным ограничением и фильтрацией (ФОФ — фильтр — ограни-
читель — фильтр).
Различные схемы автоподстройки частоты гетеродинов также служат
улучшению помехозащиты.
Помехозащита демодуляторов предусматривает применение оптималь-
ных методов выделения модулирующих функций сигнала, а также разно-
образных других схем из большого набора эвристических технических
решений, позволяющих бороться с помехами конкретного вида.
14.2. Помехозащита радиоприемников
При действии на РЭС интенсивных помех возникает перегрузка, вслед-
ствие которой приемник перестает реагировать на изменения входного
сигнала. Разумеется, при этом приемник не может воспроизводить сооб-
щения. Перегрузки могут возникать в любой части приемника: во вход-
ных и выходных усилительных каскадах, в УПЧ, в демодуляторах.
286
Глава 14. Помехозащита радиоприемных устройств
Один из самых распространенных способов борьбы с перегрузками —
автоматическая регулировка усиления (АРУ) [5].
При работе АРУ амплитуда напряжения на выходе УПЧ определяет-
ся при помоши детектора АРУ, на который подается еще и напряжение
задержки (/3, усиливается и усредняется фильтром нижних частот (ФНЧ).
Выходное регулирующее напряжение Up управляет коэффициентом уси-
ления УПЧ приемника Купч = Л'((/р)с тем, чтобы поддерживать сигнал
на выходе демодулятора на постоянном приемлемом уровне
^вых=ФрК при^вых^з- (14.1)
Таким образом, задержка срабатывания Z7, — это пороговый уровень вход-
ного сигнала, по превышении которого амплитудой входного сигнала сра-
батывает система АРУ.
АРУ «вперед». Это эффективный метод зашиты от помех, имеющих
большую длительность, чем импульсы сигнала (тг| >тс). Структурная схе-
ма такой системы АРУ показана на рис. 14.2. Здесь постоянная времени
тАРУ =—’—>тс- В тот момент времени, когда приходит импульс сигнала
А/Ф / X
длительностью тс, коэффициент усиления видеоусилителя К[Е2) = max,
а при приходе длинного импульса помехи тп>тс резко уменьшается и по-
меха на выходе ослабляется.
АРУ «по ближним шумам». Это быстрая автоматическая регулировка
усиления (БАРУ) по шумовой помехе, предшествующей появлению сиг-
нала. Работа БАРУ иллюстрируется осциллограммой рис. 14.3.
р
Здесь, если принят сильный сигнал <? = — >], а усиление Л'рпм(Рш)
установилось по шумовой помехе относительно более низкого уровня, сиг-
нальный импульс пройдет на выход. Если в аналогичной ситуации при-
нят слабый сигнал («у < 1), этот импульс будет практически подавлен, т. е.
за счет работы схемы АРУ отрезок шумовой помехи, предшествующий и
последующий импульсу сигнала, вырезается, подчеркивая при этом по-
лезный сигнал при q>l.
14.2. Помехозащита радиоприемников
287
С+ШП
Чрл)
t
>
Рис. 14.3. АРУ по «ближним шумам»
АРУ с поиском провала в спектре помехи. Если спектр помехи на входе
радиоприемного устройства неравномерный, как на рис. 14.4, а спектр
сигнала сосредоточен недалеко от провала в спектре помехи, поиском по
частоте (перестройкой частоты) гетеродина fT при постоянной полосе
приемника можно добиться максимального отношения сигнал/шум.
Такая схема АРУ сочетает в себе как свойства системы регулировки уси-
ления, так и системы автоматической подстройки частоты. Но подстройки
не под какую-то спектральную составляющую сигнала, а под частоту, на
которой помеха имеет минимальную спектральную плотность. Подстройка
под провал в спектре помехи адаптирует РПМ к помеховой обстановке.
Рис. 14.4. АРУ с поиском провала в спектре помехи
Медленная АРУ (МАРУ) имеет постоянную времени тАРУ = тс. При
таком условии импульс сигнала с меняющейся за время тс амплитудой
Ес(/с), /е [0, тс] поддерживается на выходе постоянным. Это защищает при-
емник от мощных импульсных помех. Схема работает и при тпх = тс, т. е.
защищает приемник от длинных помеховых импульсов (например, созда-
ваемых облаками дипольных отражателей).
АРУ с многократными стробами обеспечивает получение постоянного
уровня выходного сигнала приемника Ес вых = const в широком диапазоне
амплитуд ВХОДНЫХ сигналов ОТ £с вых min Д° вых max- Для этого управ-
ляющий сигнал выбирают ступенчатым t/APy = ЛД6/АРУ, £ = var, и регу-
288 Глава 14. Помехозащита радиоприемных устройств
лировки усиления проводятся либо до прихода импульса сигнала, либо во
время действия этого импульса, а также на максимальной дальности ра-
боты РЛС.
Детектор с обратным смешением — это такой вариант АРУ, кото-
рый обеспечивает постоянство амплитуды выходного сигнала приемника
£'свых= const при любом входном амплитудно-модулированном сигнале.
Схема ослабляет импульсные помехи с большой длительностью, когда
тп »тс (помехи от облаков дипольных отражателей), вплоть до непрерыв-
ных шумовых помех.
Другой способ снижения риска перегрузок помехами — применение
ограничителей.
Ограничители сигнала — весьма специфические нелинейные устрой-
ства. Они почти не дают подавления сигнала шумом [10], но при этом
позволяют успешно бороться с импульсными помехами. Известно очень
много разновидностей схем, использующих ограничители для уменьше-
ния влияния помех. Ниже очень кратко и без детального анализа рассмат-
риваются лишь некоторые схемы из этого класса.
Ограничение сверху. Для борьбы с мощными импульсными помехами,
когда амплитуда помехи значительно превосходит амплитуду сигнала,
Е„»ЕС применяют ограничение сверху по уровню Ес. Вследствие такого
преобразования суммы сигнала с помехой мощные импульсы помехи на
выход схемы ограничителя не проходят.
Двухпороговое ограничение применяется для помехозашиты канала
обнаружения (рис. 14.5).
Сначала работает каскад ограничения с первым пороговым уровнем ht.
Такой селектор пропускает сигнал с амплитудой Ес и отсекает импульсы
с Ес< hx и Ec>hx + /г2 [5].
Ограничение снизу может применяться для подавления слабых помех.
У ограничителей снизу (рис. 14.6) на выход проходят сигналы с Ес > h0, а
более слабые шумовые импульсные помехи х<Л0 подавляются.
14.2. Помехозащита радиоприемников
289
Рис. 14.6. Ограничение снизу
Амплитудно-частотная селекция с помощью схем ФОФ или ШОУ. Схе-
мы ФОФ (фильтр — ограничитель — фильтр) или ШОУ (широкополос-
ная— ограничитель — узкополосная) (рис. 14.7).
ШФ О УФ
а б в
Рис. 14.7. Амплитудно-частотная селекция с помощью схем ФОФ (ШОУ)
Первое назначение ФОФ — помехозащита приемников от мощных
коротких импульсных помех. Полосы усилителей выбираются так, чтобы
А/у = Л// А/Ш = ЛД/С; Л»1. Если на вход схемы ФОФ действует импульс
сигнала длительности тс и помехи с длительностью тп « тс при разных уров-
нях хп » хс, то через входной усилитель с широкой полосой оба импуль-
са пройдут без искажений (рис. 14.7, а). После ограничения (уровень ог-
раничения j’(j) импульсная помеха будет уменьшена по амплитуде до уровня
уп = у0 (рис. 14.7, б). Фильтр с узкой полосой, согласованной с шириной
спектра сигнала, импульс сигнала не исказит, а импульс помехи расши-
рит, уменьшив при этом его по амплитуде примерно в к раз (рис. 14.7, в).
Таким образом, отношение сигнал/шум на выходе станет
9вь.х = (*)~2 = (Д/у / Д/ш )2 » <7вх • (14-2)
Второе назначение ФОФ — помехозащита приемников сигналов с уг-
ловой модуляцией от шумовых и других широкополосных помех. Третье —
стабилизация вероятности ложных тревог Рчт на выходе.
Ограничение — не единственный способ нелинейного преобразования,
защищающего от перегрузок. Среди нелинейных устройств подавления
радиопомех широко распространены различные модификации приемников
с логарифмическими амплитудными характеристиками усилителей про-
межуточной частоты [5] (рис. 14.8). Поскольку в области t/BX< 1 характе-
290
Глава 14. Помехозащита радиоприемных устройств
ристика вида у = logax при любом а > 1 нереализуема (при х -> 0, у —> -«=),
для логарифмических усилителей выбирают характеристику, аппрокси-
мируемую функцией log|0(l + х). Точке х=0 на такой характеристике со-
ответствует выходной сигнал у=0.
Рис. 14.8. Логарифмическая характеристика приемника
Логарифмический приемник с малой постоянной времени стабили-
зирует вероятности ложных тревог Рлт и ограничивает по протяженности
длинные помехи тп» тс. Структурная схема такого приемника показана
на рис. 14.9. Особенностью схемы рис. 14.9 является применение на вы-
ходе логарифмического усилителя дифференцирующей цепочки, укора-
чивающей выходной импульс сигнала и длинной помехи, когда тп» тс.
Практически не измененные дифференцирующей цепочкой импульсы
сигнала и сильно укороченные ею импульсы помехи усиливаются выход-
ным видеоусилителем (ВУ).
Рис. ] 4.9. Логарифмический приемник с малой постоянной времени
Одна из модификаций логарифмического усилителя — линейно-
логарифмический. В таком приемном устройстве для слабых сигналов при-
емник линейный Евых = кЕ.л>.. а для сильных — логарифмический —
£вых = На линейном участке амплитудной характеристики <7ВЫХ= <7вх’
в логарифмическом двых > ^вх (сильный сигнал подавляет помеху).
14.3. Специальные схемы подавления различных
преднамеренных помех
Известно много рецептов борьбы с конкретными видами организован-
ных помех. Еще больше известно технических решений и конкретных схем
построения приемников, защищенных от помех определенного конкрет-
14.3. Специальные схемы подавления различных преднамеренных помех 291
него вида. Ниже приводятся несколько схемных решений, используемых
для РЭЗ от наиболее распространенных видов помех.
В приемниках РЛС со сжатием импульсов для помехозашиты приме-
няется метод «охватывающего импульса» [6]. Схема, иллюстрирующая
работу приемника в соответствии с этим методом, приведена на рис. 14.10.
Рис. 14.10. Использование для помехозащиты охватывающих импульсов
Основной выход соответствует приемнику с согласованным фильт-
ром (СФ), сжимающим импульс с внутриимпульсной ЛЧМ или ФКМ.
Когда появляется совмещенная шумовая импульсная помеха, может воз-
никнуть подавление несжатого ЛЧМ-импульса, так как при этом нередко
р
q = — >15 дБ. Но в этом случае логическая схема (Л) обнаруживает по-
явление помехи и включает формирователь охватывающего импульса (ОИ).
В этом состоянии приемник переходит в режим слежения за огибающей
помехового импульса. Если ОИ очень мощный, по огибающей РЛС оп-
ределяет и дальность, и пеленг не хуже, чем по сигнальному импульсу,
сжатому согласованным с ним фильтром.
Для подавления прицельных шумовых помех в приемниках применя-
ют схему мгновенного (точнее — быстрого) измерения частоты (см. гл. 1)
и режекции помехи по результатам измерений. Соответствующая схема
приемника представлена на рис. 14.11.
Если вместе с сигналом в полосе УРЧ наблюдается помеха с шири-
ной спектра Д/ШП«Д/С, анализатор помеховой обстановки фиксирует эту
ситуацию, определяет несущую частоту помехи и с помощью системы уп-
равления (СУ) настраивает режекторный фильтр на частоту, пораженную
помехой. В результате таких действий приемник адаптируется к мгновен-
ной сигнальной обстановке, не пропуская прицельную по частоте шумо-
вую помеху на выход приемника.
292
Глава 14. Помехозащита радиоприемных устройств
Рис. 14.11 Режекция помехи по частоте
Для обнаружения импульсов шумовых помех в импульсных радиопри-
емных устройствах с последующим применением бланкирования этих
импульсов применяются сторожевые стробы. Одна из таких схем с двумя
сторожевыми стробами приведена на рис. 14.12.
Рис 14.12. Применение сторожевых стробов
В схеме имеются два канала приема на основной на частоте /пр с по-
лосой д/ и канал помехозащиты (нижний по схеме). Последний состоит
из трех фильтров — основного на частоте /пр и двух сторожевых на час-
тоте /пр| </пр и /пр2 >/пр с одинаковыми полосами Д/ Канал помехозащи-
ты образуют схемы ФОФ с двумя узкополосными фильтрами на выходе.
После квадратичных детекторов в компараторе (К) сравнивается разность
постоянных составляющих продетектированных шумов Д = (^i(O) - (^(Ф’
пропорциональная разности мощностей, а при одинаковых Д/— и спект-
ральных плотностей шумов в полосах фильтров, настроенных на частоты
Упр1 и /пр2- По этой разности можно судить о расположении спектра шу-
мовой помехи относительно несущей сигнала' если Д >0, шумовая поме-
ха сосредоточена на частотах ниже частоты сигнала, если Д <0— выше.
В литературе [6] приведены и другие схемы приемных устройств со
сторожевыми стробами.
Для отстройки от шумовой помехи в приемниках доплеровских РЛС
в основной канал вводят два узкополосных звена — узкополосный УПЧ
и схему автоматической селекции сигнала (АСС). Схема устройства, реа-
14.3. Специальные схемы подавления различных преднамеренных помех
293
лизующего этот принцип, приведена на рис. 14.13. Выход АСС через ре-
активный РЭ элемент управляет частотой первого гетеродина. Частота
гетеродина таким образом удерживается в полосе Д/дсс-
Рис. 14 13. Отстройка от мощных помех в доплеровских РЛС
Для защиты от совмещенных с сигналом мощных помех возможно
применение способов помехозащиты, основанных на взаимодействии
Р
сигнала и помехи. Так, при q = ~-»\ вполне можно перейти к слеже-
нию за помехой с измерением дальности по переднему фронту помехово-
го импульса, а скорости — по средней или несущей частоте помехи.
Сигнал
Шумовая
помеха
Рис. 14.14. К иллюстрации принципа помехозащиты
с отключением гетеродина
Для борьбы с заградительными шумовыми помехами, разнесенными
по спектру с сигналом, могут использоваться схемы, превращающие по-
меху из противника в союзника. Одна из таких схем предусматривает
работу приемника с отключением гетеродина [6]. Принцип работы при-
емника сводится к следующему. На входе смесителя действует сигнал с
несущей Уё и заградительная шумовая на частоте в окрестности /п помеха
(рис. 14.14). Эти частоты разнесены по частоте на Af=fOlll-fc; при обыч-
ном приеме сигнал, проходящий на УПЧ, содержит слабые биения коле-
бания гетеродина с принятым сигналом и сильные биения колебания ге-
теродина с заградительной шумовой помехой. В результате заградительная
шумовая помеха может подавить сигнал на нелинейности демодулятора
после УПЧ. Для борьбы с нежелательным эффектом подавления можно
294
Глава 14. Помехозащита радиоприемных устройств
отключить гетеродин. Тогда роль опорного сигнала для смесителя РПМ
берет на себя заградительная шумовая помеха. В результате биения сиг-
нала и заградительной шумовой помехи с разносом центральных частот
Д/= /пр проходят в УПЧ, тем лучше оттеняя сигнал, чем больше интен-
сивность шумовой помехи. Разумеется, отключение гетеродина можно ис-
пользовать только при наличии возможностей для обнаружения факта про-
тиводействия с использованием заградительной шумовой помехи, а также
возможности подстройки частоты сигнала под/с = ,/<)ш + /ц,.
Известны также технические решения, предусматривающие исполь-
зование в качестве опорного колебания гетеродина помех, образующихся
за счет отражений от местных предметов, пришедших по боковым лепе-
сткам и тому подобных эффектов [6]. Все эти принципиальные и техни-
ческие решения направлены на улучшение качества приема сигнала на
фоне сильных помех.
Контрольные вопросы
1. Охарактеризуйте виды и способы селекции сигналов от активных и пас-
сивных помех
2. От каких помех защищают приемники РЛС специальными схемами АРУ?
Какие схемы АРУ применяют для помехозащиты приемников'’
3. Какие способы нелинейной обработки сигнала в приемниках повышают
их помехозащищенность? Против каких помех?
ГЛАВА 15
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ ЗАЩИТА РЛС
15.1. Проблема помехозащиты РЛС
Помехозащита РЛС — весьма сложная и многоплановая проблема.'
Уязвимость РЛС для организованных помех заставляет прилагать огром-
ные усилия для поиска методов обеспечения эффективной и устойчивой
работы в любых, в том числе заранее неизвестных и трудно предсказуе-
мых условиях. Поэтому защита РЛС от помех обеспечивается комплек-
сом не только технических, но и организационных мер и средств [37].
Прежде всего — созданием соответствующих устройств и применением
алгоритмов помехозащиты.
Прежде всего для помехозащиты используют все возможные различия
сигналов и помех по спектральным, временным, пространственным струк-
турным и поляризационным параметрам и реализуют на основе исполь-
зования этих различий селекцию, которая уже упоминалась в гл. 14.
Мощный способ помехозащиты — компенсация помех на входе при-
емника, в полосе УПЧ или на выходе РЛС.
Организационные методы помехозащиты РЛС предусматривают раз-
нообразные методы управления радиолокационным наблюдением. Для это-
го различные (возможно, даже разнотипные) РЛС, разнесенные в про-
странстве, объединяются в составе единых многопозиционных систем.
Кроме того, разработчики РЛС располагают довольно мощным и об-
ширным набором эвристических приемов построения устройств защиты
от помех. Эти приемы и способы ориентированы, как правило, на нейт-
рализацию или по крайней мере на снижение негативных последствий
действия помех конкретного вида. При изменениях помеховой обстанов-
ки эвристические схемы и алгоритмы могут оказаться не только беспо-
лезными, но даже вредными, ухудшающими характеристики РЛС. Поэтому
применение эвристических алгоритмов требует адаптивного управления
средствами помехозащиты.
Разумеется, сам сложный, комплексный характер проблемы помехо-
защиты предполагает комплексное применение разных мер и средств.
296
Глава 15. Радиоэлектронная защита РЛС
При наличии канала, контролирующего мощность излучения запрос-
ного сигнала, можно менять эту мощность, ориентируясь на конкретную
складывающуюся помеховую обстановку.
Иногда в импульсных РЛС для помехозашиты применяют режимы
сопровождения цели по переднему и заднему фронтам импульсов. Эти
режимы защищают РЛС от помех, создающихся постановщиками с боль-
ших дальностей. Такие помехи создаются облаками дипольных отражате-
лей и излучениями различных ретрансляторов, а также некоторыми дру-
гими средствами РЭП. Например, если импульс сигнала поражен помехой
так, что свободен от помех только передний фронт (этот случай характе-
Рис. 15.1. Работа по
переднему фронту
рен для ретранслированных помех, задержанных от-
носительно отраженного сигнала в аппаратуре ре-
транслятора, и иллюстрируется рис. 15.1), можно
дифференцированием переднего фронта отраженно-
го сигнала получить чистый короткий импульс в
момент прихода сигнала. Затем можно этот импульс
восстановить до его нормальной длительности тс. Ра-
зумеется, такой способ обработки сигнала обмени-
вает показатели помехозащищенности на показате-
ли помехоустойчивости.
Аналогичным образом можно организовать сле-
жение в РЛС с линейным сканированием, подавив угловые сектора, где
находятся пассивные помехи.
Существует еще ряд схем подавления шумовых помех, принимаемых
по главному лепестку ДНА. Эти схемы и описания их работы можно най-
ти в [6].
15.2. Выбор антенной системы РЛС
Пространственная селекция, которая реализуется только антенными
системами, является мощным средством помехозашиты.
На рис. 15.2 представлена схема компенсации помех, принимаемых
боковыми лепестками антенны.
Антенна А, (основная) имеет ДНА вида рис. 15.2, б с КНД С^а) и
обладает уровнем боковых лепестков Сбл. Вспомогательная антенна А2
имеет широкий луч, которому соответствует коэффициент усиления ан-
тенны С2 > б6л. Помеха принимается боковым лепестком А| и вспомога-
тельной антенной А2 После двухканального усиления, детектирования и
сравнения на компараторе образуется разностный импульс
£Д = £[ - £2.
15.2. Выбор антенной системы РЛС
297
G,(a) |
б «
Рис. 15.2. Схема бланкирования боковых лепестков ДНА
Если Е^< 0 (помеха по вспомогательному каналу сильнее), считает-
ся, что она принимается боковым лепестком основной антенны. Тогда
компаратор включает генератор импульсов (ГИ),
который бланкирует видеоусилитель (УНЧ) на
время действия этой помехи. Если £д > 0, это
означает, что помеха принята главным лепестком
основной антенны и бланкирования УНЧ не про-
исходит.
Компенсацию боковых лепестков можно про-
изводить на промежуточной частоте (когерентная
компенсация).
Известны многоконтурные системы с компен-
сацией боковых лепестков для нескольких поста-
Рис. 15.3. Формирова-
ние провала ДНА
новщиков помех. Совершенно аналогичная схе-
ма с одним контуром компенсации может быть
выполнена по низкой частоте, в видеополосе [6].
Многоэлементные антенны позволяют компенсировать помеху за счет
формирования такой ДНА, которая имеет минимумы в направлении на
источники помехового излучения. Так, в схеме рис. 15.3 две антенны —
основная А, с ДНА Fx(a) и А2 с ДНА Е2(а) образуют антенную решетку.
ДНА этой решетки, естественно, отличается от соответствующих диаграмм
каждой из антенн:
^(a) = /;(a) + WF2(a).
(15.1)
298
Глава 15. Радиоэлектронная защита РЛС
Если ап — угловая координата источника помехи, то для компенса-
ции помехи нужно выполнить условие FJ:(an) = 0, откуда с учетом (15.1)
(15.2)
При воздействии помехи от нескольких точечных источников следу-
ет увеличивать число компенсационных антенн. Для подавления помех
от N источников необходимо N компенсационных антенн. Следователь-
но, решетка должна состоять из и N+ 1 антенны.
15.3. Анализ и индикация помеховой обстановки
Для определения наилучших способов работы РЛС в условиях радио-
противодействия и для выбора оптимальных методов помехозащиты не-
обходимо основываться на сведениях о помеховой обстановке. Оператив-
ные данные о помеховой обстановке используют для адаптации как в
автоматическом режиме, так и в автоматизированном, когда работой РЛС
управляет оператор.
Для оператора прежде всего нужен индикатор с отображением поме-
ховой обстановки и зоны подавления РЛС помехой. В РЛС с индикатора-
ми кругового обзора (ИКО) для оператора индицируется дальность и ази-
мут ссц цели, как на рис. 15.4.
Большая интенсивность
Рис 15 4. Помехи и сигналы на ИКО
Обнаруженные шумовые помехи создают на ИКО засвеченные сек-
торы с информацией лишь об азимуте помехи ссп. Это неполная инфор-
мация о цели, прикрываемой помехами. Но и этой информации бывает
достаточно для решения некоторых задач, например для пуска и наведе-
ния ракеты на постановщик помех. Существует много способов (в основ-
15.4. Защита от помех, уводящих по дальности и по скорости
299
ном триангуляционных) косвенного грубого измерения дальности Rn до
постановщика помех. Применяя эти способы, можно наводить управляе-
мые ракеты на постановщик помех с использованием информации о даль-
ности. Иногда на ИКО отображается информация об интенсивности по-
мех. Иногда удобно индицировать мощность и направление воздействия
шумовой помехи.
Работа в условиях действия организованных помех предъявляет некото-
рые специфические требования к эргономическим характеристикам ра-
диолокационных индикаторов. Так, на обычном ИКО РЛС (рис. 15.5, а)
цель А видна (не забита помехами), а цели В, С— нет. В ИКО с инверто-
ром сигнал, формирующий изображение, подается в обратной полярнос-
ти. При этом на экране создается негативное изображение (рис. 15.5, б).
Рис. 15.5. Варианты представления информации на ИКО
Для негативного изображения чем сильнее сигнал, тем светлее фон
на ИКО. В этом случае (рис. 15.5, б) относительно слабые сигналы целей
В и С будут видимы на фоне интенсивных помех, а относительно силь-
ный сигнал от цели А — нет.
Отношение сигнал/шум на ИКО можно увеличить, если применить
межобзорную корреляцию, когда сигнал индицируется после накопления
ряда видеоимпульсов. Случайная помеха при этом усредняется.
Для анализа возможной помеховой обстановки станции активных
помех запрашиваются со стороны РЛС пробными сигналами. На основе
анализа помех, созданных и излученных в ответ на такое стимулирующее
воздействие, выбирается стратегия и алгоритмы помехозащиты РЛС. В ка-
честве анализатора помех годится любой приемник оперативной радио-
технической разведки. Наиболее применимы два типа анализаторов поме-
ховой обстановки: анализаторы спектра и индикаторы типа А.
15.4. Защита от помех, уводящих по дальности и по скорости
Для зашиты подсистем РЛС, сопровождающих цели по дальности и
по скорости, от уводящих помех нужно прежде всего обнаружить сам факт
такого противодействия. Эта задача решается с использованием всей до-
300
Глава 15. Радиоэлектронная защита РЛС
ступной информации о различиях собственных полезных сигналов РЛС
и вредных имитационных помех. Детальный анализ принципов работы
систем защиты от уводящих помех и основные технические решения,
используемые при построении систем защиты, можно найти в [6] и [37].
Универсальный способ защиты РЛС от помех, уводящих по дально-
сти, — использование в автоматической системе сопровождения по даль-
ности (АСД) помимо основного следящего строба дальности двух допол-
нительных сторожевых стробов. Эти стробы располагаются слева и справа
от основного строба (на меньших и на больших дальностях) рис. 15.6.
Помеха
\/Л Сигнал
Сторожевой строб Основной строб Сторожевой строб
Рис. 15.6. Сторожевые стробы для защиты от уводящих помех
При работе системы автосопровождения в отсутствии помех в сторо-
жевом стробе сигнала нет. Как только будет поставлена уводящая поме-
ха, основной строб дальности будет смещаться, а сторожевые — нет. Но
при этом через некоторое время в сторожевом стробе (правом или левом)
в зависимости от направления увода обнаружится импульс сигнала. По
факту обнаружения алгоритм помехозащиты может вернуть основной строб
на место положения истинного сигнала и возобновить слежение за ним.
Импульсно-доплеровские РЛС могут одновременно использовать сто-
рожевые стробы как по скорости, так и по дальности.
Один из важных признаков, по которому можно идентифицировать
уводящую помеху, — это зависимость между дальностью и скоростью: по-
меха с изменяющейся дальностью должна иметь несущую частоту с доп-
леровским смещением. Поэтому если одновременно оценивать скорость
по доплеровскому смещению R (г) при помощи системы автосопровож-
дения по скорости (АСС) и косвенные измерения скорости по производ-
ной от измеряемой дальности в АСД, а потом сравнивать получен-
dt
ные оценки, можно обнаружить уводящую помеху по несогласованности
оценок, если R Г)/-----— показаний.
v ’ dt
Целый ряд мер помехозащиты от уводящих по дальности помех можно
найти в работе [6]. Приемы борьбы с помехами, уводящими по скорости,
15.5. Схемы защиты от поляризационных помех
301
мало отличаются от способов борьбы с уводящими по дальности помеха-
ми. Специфические методы помехозащиты от уводящих по скорости по-
мех и практические схемы, реализующие эти методы, можно найти в ра-
боте [6].
15.5, Схемы защиты от поляризационных помех
Для компенсации помех на ортогональной поляризации нужна допол-
нительная антенна, как на рис. 15.7.
Цель
Рис. 15.7. Компенсация помех на ортогональной поляризации
РЛС излучает зондирующий сигнал с вертикальной поляризацией С1.
Такой же отраженный сигнал, принятый первой антенной, приходит в
точку 1. Сильная помеха, создаваемая станцией активных помех (САП),
совмещенной с целью, излучается на ортогональной поляризации П -I.
Эта помеха принимается как основной антенной РЛС с коэффициентом
усиления бд], так и вспомогательной антенной с бА2, т. е. помеха поступа-
ет в точки 1 и 2 на схеме рис. 15.7. Выровняв амплитуду £п и фазу фп по-
мехи Пн при помощи цепи автоподстройки с дискриминатором Д, мож-
но в принципе ее в значительной мере компенсировать, так что на выход
в блок обработки информации (БОИ) поступит лишь полезный сигнал С1.
Компенсация поляризационной помехи возможна и после демодуля-
тора несущей, в видеополосе. Схема такого приемника с компенсацией
показана на рис. 15.8.
В схеме две антенны А| и А2 рассчитаны на прием сигналов с разны-
ми, ортогональными друг другу поляризациями. Пусть от цели приходит
302
Глава 15. Радиоэлектронная защита РЛС
Рис 15.8. Компенсация помех на ортогональной поляризации в видеополосе
отраженный сигнал С1 с вертикальной, как и принято обычно в РПД РЛС.
Такой сигнал будет обработан лишь в правом по схеме канале и пройдет
на выход с минимальным ослаблением. Если принимается мощная поме-
ха на горизонтальной поляризации Пн, она пройдет через оба канала. При
правильном подборе задержек At,, At2 и ослаблений в аттенюаторах поме-
хи могут компенсироваться на выходе схемы вычисления разности. В при-
емнике применены логарифмические УПЧ вместо цепей АРУ. Другие
варианты схем защиты от кроссполяризационных помех можно найти в
работе [6].
Контрольные вопросы
1. Опишите способ компенсации боковых лепестков ДНА РЛС.
2. Как используют сторожевые стробы защиты от уводящих помех по даль-
ности?
3. Как можно защитить РЛС от помех на ортогональной поляризации?
ГЛАВА 16
ПОМЕХОЗАЩИТА РАДИОСИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
ИНФОРМАЦИИ
16.1. Помехоустойчивость и помехозащищенность
систем передачи информации
Помехозащищенность РЭС уже определялась как некоторое синтети-
ческое понятие, учитывающее как скрытность, так и помехоустойчивость.
Подобные общие для всех РЭС соображения справедливы и для конкрет-
ного рассматриваемого класса радиосистем передачи информации (РСПИ).
На скрытности сигналов РСПИ сказываются все те же факторы, которые
определяют скрытность РЭС других классов. А помехоустойчивость РСПИ,
как способность противостоять негативному влиянию помех, определя-
ется рядом специфических причин. Иногда анализ помехоустойчивости
проводят независимо от анализа причины появления помехи на входе РЭС.
При этом считают, что поскольку помехоустойчивость зависит от ряда
случайных причин, то ее количественной мерой может быть вероятность
нарушения функционирования РСПИ. Эта вероятность всегда является
монотонной функцией отношения сигнал/помеха на входе приемника.
Поэтому вместо вероятности нарушения функционирования РЭС доста-
точно рассматривать некоторое пороговое (критическое) соотношение
сигнал/помеха: если соотношение сигнал/помеха станет меньше порого-
вого, работа РСПИ считается нарушенной помехой (РСПИ подавлена).
Помехоустойчивость, а следовательно, и помехозащищенность РСПИ
зависит от сочетания большого числа факторов: вида помехи и полезного
сигнала, интенсивности помехи, структуры приемника и алгоритма обра-
ботки принимаемого сигнала, формы диаграммы направленности антен-
ны, применяемых в приемнике способов борьбы с помехами и т. д. Каж-
дый из этих факторов по отдельности и все они в совокупности должны
учитываться при исследовании помехоустойчивости. Но ниже, в этом
разделе, рассматриваются энергетические показатели помехоустойчивос-
ти приема. Такие характеристики являются полными и достаточными в
случае, когда сигналы и помехи различаются по форме, а приемник со-
гласован с сигналом при флюктуационной помехе. Это согласование в
304
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
реальных условиях всегда имеет место и не нарушает общности анализа.
Рассмотрение энергетических характеристик и показателей помехоустой-
чивости позволяет выявить ряд полезных закономерностей, а также предъя-
вить требования к сигналам РСПИ, которые обеспечивают повышение
устойчивости против помех.
Известно [12], что максимальное отношение сигнала к шуму на выходе
оптимального приемника не зависит от формы сигнала:
Q
Я-—, (16-1)
'’ш
где Q=PCT— энергия сигнала, а Рс — его средняя за время Тмощность.
Следовательно, если наблюдение сигнала происходит на фоне только
внутренних шумов приемника и внешних шумовых помех, помехоустой-
чивость приемников, согласованных с сигналами любой формы, будет
одинаковой. Если же помеха создается внешним источником и отличает-
ся по структуре от нормального стационарного шума, удобно представить
Q в виде отношения мощностей сигнала и помехи. Для помехи с посто-
янной в полосе спектра сигнала А/спектральной плотностью 7Vn
А/ Д
(16-2)
где РП - Nn&f — мощность помехи, сосредоточенная в полосе спектра
сигнала.
Соотношение (16.2) будет справедливо и при действии совместно с
сигналом узкополосной помехи мощностью Рп. Действительно, если пред-
ставить оптимальный приемник в виде коррелятора [12], то на выходе
перемножителя коррелятора произойдет расширение спектра этой поме-
хи до значения полосы сигнала А/ а через интегратор с временем интег-
рирования Т пройдет лишь малая часть спектральных составляющих по-
мехи. В результате мощности помехи и сигнала на выходе коррелятора
р
составят соответственно —2— и Рг, а их отношение будет, как в (16.2).
А/Т
Если на вход приемника будут совместно действовать широкополосная и
узкополосная помехи с мощностями Дщ и Р^ соответственно, то
q =---А/Т.
р +р
1 пш ну
(16.3)
Имитационная помеха обязательно подобна сигналу. Поэтому на вы-
ходе приемника, согласованного с сигналом, она даст отклик большей мощ-
16.1. Помехоустойчивость и помехозащищенность РСПП
305
ности. Следуя [16], можно считать, что увеличение мощности отклика
приемника на имитационную помеху пропорционально коэффициенту
взаимной корреляции сигнала и помехи рсп.
Условие энергетического подавления радиолинии передачи информа-
ции с учетом сказанного о пороговом соотношении сигнал/шум и о кри-
тическом значении вероятности нарушения функционирования можно
определить неравенством
( Q
9 — 9пор — СЦ п/ I > (16.4)
п Anin
( Q ) .
где сс -- — критическое соотношение сигнал/шум, при котором обе-
V п •'П11П
спечивается заданное качество работы РСПИ; а > 1 — некоторый коэф-
фициент запаса, учитывающий энергетические потери при обработке при-
нятого сигнала в реальной радиолинии по сравнению с идеальными усло-
виями приема.
Учитывая, что при работе в условиях РЭП основная мощность помех
определяется не собственными шумами приемника, а организованной в
процессе РЭП помехой, можно найти спектральную плотность помехи на
выходе:
_ ^пер п^пер п^пр пРсп
'’п - Т~7Т ’ (16.5)
где Рперп— мощность передатчика постановщика помехи; <7перп и Спрп —
соответственно коэффициенты усиления антенн постановщика помех и
приемника РСПИ в направлении друг на друга; Ln — коэффициент ос-
лабления мощности помехи на трассе распространения от передающей
антенны до приемной.
Мощность полезного сигнала на выходе приемника РСПИ будет
(166)
А
С учетом (16.5) и (16.6) условие обеспечения помехоустойчивости (16.4)
можно представить в виде
z-'
ипрс
(^пер^пер)
\wnpn /
сД
l/Vn J .
х 11 'min J
ЦТ ]>(р г )
— ('пер п^перп )>
. Реп J
(16.7)
306
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
где (/’перепер) и (Л1ер п^пер п> — величины эффективной мощности пере-
датчиков сигнала и помехи соответственно; 6пр с/(7пр п — характеристики
антенны приемника, т. е. отношение коэффициента усиления сигнала к
коэффициенту усиления помехи; Ln/Lc — относительные потери на трассе
распространения помех; a((2/A'c)min — критическое отношение сигнал/
помеха; А/77рсп = 5/рсп — характеристики сигнала РСПИ; В— база сиг-
нала РСПИ.
Входящая в (16.7) величина А/Т/рсп зависит от структуры и вида мо-
дуляции сигнала. Как видно, для повышения помехозащищенности РСПИ
нужно применять сигналы с большой базой В-=,\/Т » 1 и наделять их
специальными свойствами, чтобы затруднить для системы РЭП создание
помехи, подобной сигналу, т. е. имитирующей помехи, для которой рсп
достаточно высок. Оба этих требования выполняются при использовании
в РСПИ кодирования сигналов.
16.2. Кодирование в помехозащищенных системах
передачи информации
Для сохранения достоверности передачи информации в условиях дей-
ствия помех применяют специальные меры, уменьшающие вероятность
появления ошибок. Одной из таких мер, едва ли не самой действенной,
является применение помехоустойчивого кодирования. Кодирование дает
возможность увеличивать помехоустойчивость передачи информации в
обмен на увеличение избыточности и соответственно снижение скорости
передачи сообщений. Но избыточность при кодировании может вводить-
ся и использоваться по-разному. Во-первых, за счет избыточности можно
создавать коды, способные при приеме и декодировании обнаруживать и
исправлять (корректировать) ошибки, обусловленные действием помех.
Это корректирующие коды. Во-вторых, избыточные символы могут исполь-
зоваться для создания сигналов, максимально отличающихся друг от дру-
га. Такие сигналы предназначаются для приема «в целом». В более слож-
ных случаях информационную избыточность дополняют аппаратурной
избыточностью, организуя передачу информации с обратной связью от по-
лучателя сообщений к их источнику.
При построении корректирующих кодов из No возможных комбинаций
по N символов применяется лишь некоторая часть N < No. Используемые
при передаче N комбинаций символов обычно называются разрешенны-
ми кодовыми комбинациями, а остальные No- N— запрещенными. Вполне
понятно, что если под действием помехи передаваемая кодовая комбина-
ция переходит в запрещенную, то такую ошибку можно обнаружить.
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
307
Способность корректирующих кодов обнаруживать и исправлять ошиб-
ки можно пояснить следующими рассуждениями. Множество запрещен-
ных кодовых комбинаций всегда можно разбить на N подмножеств
/е 1:7V и каждому подмножеству Л',- поставить в соответствие разрешенную
кодовую комбинацию В,. Если принятая кодовая комбинация В - принад-
лежит подмножеству 7V,-, то принимается решение в пользу кодовой ком-
бинации В,. Очевидно, что при таком правиле приема будут исправлять-
ся все те ошибки, которые не выводят передаваемую кодовую комбинацию
за пределы принадлежащего ей подмножества Л',-. Если бы избыточности
не было (Л'=Л'О), то каждое подмножество /V, содержало бы по одной ко-
довой комбинации В, и любые ошибки приема символов неизбежно пе-
реводили бы В, в другую разрешенную кодовую комбинацию Bj,j*i.
При построении корректирующего кода основной задачей является
разбиение множества запрещенных кодовых комбинаций на N подмно-
жеств и выработка правила сопоставления их с разрешенными кодовыми
комбинациями. Именно по способу такого разбиения различают коды и
дают им названия. Для уменьшения вероятности ошибочного декодиро-
вания в подмножество /V,- включаются те запрещенные кодовые комби-
нации Вj,для которых
P(Bi)P^\Bi)>p(Bj)p^\BJ}j, (16.8)
где P(Bj) — априорная вероятность передачи кодовой комбинации В,;
Р Д* |Д — условная вероятность принятия кодовой комбинации Вк при
передаче кодовой комбинации Bj. Таким образом, в подмножество Л',- долж-
ны входить кодовые комбинации Вк, при приеме которых наиболее ве-
роятной комбинацией является Вк
При передаче равновероятных сообщений по каналам с независимы-
ми ошибками, когда вероятность появления ошибок уменьшается с уве-
личением кратности, для минимизации средней вероятности ошибочно-
го декодирования необходимо в первую очередь исправлять однократные
ошибки как наиболее часто встречающиеся, затем двукратные и т. д. При
этом в подмножество Д'; следует включить все те кодовые комбинации Bf,
которые отличаются от В, в меньшем числе символов по сравнению с
другими разрешенными кодовыми комбинациями. Соответственно деко-
дер принимает решение о приеме кодовой комбинации В,, если принятая
комбинация В - отличается от нее в меньшем числе символов, чем любые
другие. Такое правило принятия решения называется оптимальным по
критерию максимума правдоподобия.
Код можно задать таблицей, устанавливающей соответствие между
сообщениями и кодовыми комбинациями. Кодирующее устройство (кодер)
308 Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
при этом будет просто запоминающим устройством, в памяти которого
хранятся N разрешенных кодовых комбинаций. Соответственно универ-
сальный метод декодирования, пригодный для любого кода, заключается
в сличении принятой кодовой комбинации со всеми N разрешенными и
нахождении той разрешенной кодовой комбинации, которая отличается
от принятой меньшим числом символов. Хотя такие методы кодирования
и декодирования и являются универсальными, они не нашли широкого
применения из-за большого объема требуемой памяти. В особенности это
ограничение существенно для кодов большой длины. Поэтому к настоя-
щему времени созданы и продолжают разрабатываться коды, не требую-
щие запоминания большого количества комбинаций. Известно много
помехоустойчивых кодов, которые классифицируются по различным при-
знакам.
Прежде всего корректирующие коды разделяются на два больших
класса: блочные и непрерывные.
При блочном кодировании последовательность элементарных сообще-
ний источника разбивается на отрезки и каждому отрезку ставится в со-
ответствие определенная последовательность (блок) кодовых символов,
иначе называемая кодовой комбинацией. Множество всех кодовых ком-
бинаций, разрешенных (возможных) при данном способе кодирования,
и есть блочный код.
Длина блока может быть как постоянной, так и переменной. Соответ-
ственно различают равномерные и неравномерные блочные коды. Поме-
хоустойчивые коды являются, как правило, равномерными.
Блочные коды бывают разделимыми и неразделимыми. К разделимым
относятся коды, в которых каждый из символов может быть отнесен к
одной из двух непересекающихся групп: информационные символы, не-
сущие сообщение, и проверочные, служащие исключительно для обнару-
жения и исправления ошибок. Такие коды принято обозначать как (N, к),
где N— длина кода; к — число информационных символов. Число разре-
шенных комбинаций в коде (N, к) не превышает 2*. К неразделимым от-
носятся коды, у которых нельзя выделить информационные и провероч-
ные символы. Неразделимые коды — это. например, коды с постоянным
весом и коды на основе матриц Адамара. Коды с постоянным весом ха-
рактеризуются тем, что все их кодовые комбинации содержат одинаковое
число единиц. Примером такого кода является стандартный телеграфный
код, у которого в каждой кодовой комбинации по три единицы и четыре
нуля (код «3 из 7»),
Коды с постоянным весом позволяют обнаружить все ошибки крат-
ности Q= 1,... N- к, за исключением случаев, когда число единиц, перешед-
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
309
ших в нули, равно числу нулей, перешедших в единицы. В полностью
асимметричных каналах, в которых возможны ошибки только одного вида
(только трансформации нулей в единицы или единиц в нули), такой код
позволяет обнаружить все ошибки. В симметричных каналах вероятность
необнаруживаемой ошибки в первом приближении можно определить как
вероятность одновременного искажения одной единицы и одного нуля:
/?но«С]/’ош(1-/’ош)2С1(1-/’ош)3=12/’о2ш(1-/’ош)5, (16.9)
где Рош — вероятность искажения символа.
Среди разделимых кодов выделяют коды линейные и нелинейные
К линейным относятся коды, в которых поразрядная сумма по модулю 2
любых двух разрешенных кодовых слов также является разрешенным
кодовым словом. Линейный код называется систематическим, если пер-
вые к символов любой его кодовой комбинации являются информацион-
ными, а остальные (УУ-£) символов — проверочными.
Наиболее простой линейный систематический код — это (N, N- 1),
содержащий один проверочный символ, который равен сумме по моду-
лю 2 всех информационных символов. Такой код называется кодом с про-
веркой на четность. Он позволяет обнаружить все сочетания ошибок не-
четной кратности. Вероятность необнаруженной ошибки в первом при-
ближении можно определить как вероятность искажения двух символов:
Р ~С2Р (\-Р \"~2 (16.10)
Подклассом линейных кодов являются циклические коды. У таких
кодов все комбинации, образованные циклической перестановкой любой
кодовой комбинации, являются также кодовыми комбинациями. Это свой-
ство позволяет значительно упростить кодирующее и декодирующее
устройства, особенно при обнаружении ошибок и исправлении одиночной
ошибки. Примерами циклических кодов могут служить коды Хэмминга,
коды Боуза — Чоудхури — Хоквингема (БЧХ-коды) и некоторые другие.
Примером нелинейного кода является код Бергера, у которого прове-
рочные символы формируются как двоичная запись числа единиц в после-
довательности информационных символов. Например, таким является код:
00000; 00101; 01001; 01110; 10001; 11010; 11111. Коды Бергера применяются,
как правило, в асимметричных каналах. В симметричных каналах они
обнаруживают все одиночные ошибки и некоторую часть многократных.
Непрерывные коды не разбиваются на блоки. Операции кодирования
и декодирования производятся над непрерывной последовательностью
символов. Самые распространенные и удобные для практического при-
менения среди непрерывных — сверточные коды.
310
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
К числу основных характеристик кода относятся длина кода N, его
основание т. мощность N (число разрешенных кодовых комбинаций),
полное число кодовых комбинаций Л'о, число информационных симво-
лов Л, число проверочных символов r=N-k, вес кодовой комбинации
(число единиц в комбинации), избыточность кода и кодовое расстояние.
Избыточность кода определяется выражением
. log Л'
X = 1------
log Nq
(16.11)
или для двоичного кода (лг-2), когда N=2k,
к а*
% = (16.12)
, п п
к
где — называется относительной скоростью кода.
Для оценки степени сходства разных комбинаций, составляющих код,
в пространстве кодовых последовательностей вводится метрика, т. е. опре-
деляется правило вычисления расстояния. Наиболее употребительна мет-
рика, основанная на использовании расстояния Хэмминга d(Bh Bj), кото-
рое определяется числом разрядов, в которых 5, отличается от Bj. Для
двоичного кода
п
d{Bt,Bj} = Ybik®bjk’ (16.13)
к-\
где и bjk — символы кодовых комбинаций В: и Bj соответственно; ® —
символ суммирования по модулю 2.
Наименьшее расстояние Хэмминга для данного кода называется ко-
довым расстоянием d. При независимых ошибках в канале через кодовое
расстояние удобно выражается корректирующая способность кода. Если
код имеет d= 1, это значит, две кодовые комбинации отличаются мини-
мум в одном символе. Искажение одного символа сразу трансформирует
кодовую комбинацию в другую разрешенную, т. е. код с d= 1 не способен
корректировать ошибки. Чтобы код мог обнаруживать любую одиночную
ошибку, необходимо обеспечить кодовое расстояние, равное двум. Рас-
суждая аналогичным образом, можно получить, что для обнаружения всех
ошибок кратности / требуется код с расстоянием
d>l+l. (16.14)
Для исправления всех ошибок некоторой кратности требуется боль-
шее кодовое расстояние, нежели для их обнаружения. Если кратность
исправляемых ошибок равна /, то кодовое расстояние должно удовлетво-
рять условию
d > 2/ +1.
(16.15)
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
311
Помимо режима декодирования с обнаружением и исправлением оши-
бок используется режим с восстановлением предварительно стертых нена-
дежных символов. В таких системах решающая схема приемника имеет
некоторую область неопределенности. Решение о переданном символе
принимается только в случае, если входной сигнал не попадает в указан-
ную область, в противном случае приемник отказывается от принятия
решений и заменяет данный символ специальным символом стирания. Для
восстановления стертых символов используются корректирующие коды.
Таким образом, задача построения кода с заданной корректирующей
способностью сводится к обеспечению необходимого кодового расстоя-
ния путем введения избыточности. При этом желательно, чтобы число
используемых проверочных символов было минимальным. К сожалению,
задача определения минимального числа проверочных символов, необхо-
димых для обеспечения заданного кодового расстояния, не решена. Име-
ется лишь ряд оценок для максимального кодового расстояния при фик-
сированных N и к, которые часто используются для выяснения того,
насколько код близок к оптимальному, имеющему минимальное кодовое
расстояние для заданной корректирующей способности.
Так, для блочного линейного кода (N, к) справедливо неравенство
Г > log2
где ^называется верхней границей Хэмминга;
d-\
числа ----.
(16.16)
означает целую часть
Граница Хэмминга (16.16) близка к оптимальной для кодов с большими
значениями N/k. Для кодов с малыми значениями N/k более точной яв-
ляется верхняя граница Плотина:
г > Id — 2 — log2 d.
(16.17)
Но существует также блочный линейный код (N, к) с кодовым рассто-
янием Д для которого справедливо неравенство
</-2
r<iog2 Хс;,
1=0
(16.18)
называемое нижней границей Варшамова — Гильберта.
Границы Хэмминга (16.16) и Плоткина (16.17) являются необходи-
мыми условиями существования кода с параметрами N, к и d. а граница
312
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Варшамова — Гильберта — достаточным условием. Равенство в (16.16)
справедливо только для так называемых совершенных кодов. Такие коды
Г</-11
и менее и не исправляют ни
'</-Г
2
исправляют все ошибки кратности
</-Г
2
2
, где, как и прежде,
одной ошибки кратности / >
часть числа Примером совершенных кодов являются коды Хэмминга.
— целая
По определению, любой линейный код (N, к) можно получить из к
линейно независимых кодовых комбинаций путем их посимвольного сум-
мирования по модулю 2 в различных сочетаниях. Исходные линейно не-
зависимые кодовые комбинации называются базисными. Все к базисных
комбинаций длиной N символов можно расположить по строкам порож-
дающей матрицы
G = ||G^vl|. (16.19)
С использованием этого обозначения процесс кодирования заключа-
ется в выполнении преобразования
B = AG, (16.20)
где А— вектор размерности к, соответствующий кодируемому сообщению;
В — вектор размерностью N, соответствующий кодовой комбинации.
Таким образом, порождающая матрица (16.19) содержит всю необхо-
димую для кодирования информацию, которая должна храниться в памя-
ти кодирующего устройства. Для двоичного кода объем памяти равен kN
двоичных символов. При табличном задании кода кодирующее устройство
должно запоминать N2k двоичных символов.
Кодирующее устройство для линейного (А, к) кода (рис. 16.1) состо-
ит из /с-разрядного сдвигающего регистра и r=N - к блоков сумматоров
по модулю 2.
Рис. 16.1. Кодер линейного (N,k) кода
Информационные символы одновременно поступают на вход регист-
ра и на выход кодирующего устройства через коммутатор. С поступлением
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ 313
к-ю информационного символа на выходах блоков сумматоров в соответ-
ствии с уравнениями (16.20) формируются проверочные символы, кото-
рые затем последовательно поступают на выход кодера. Процесс декоди-
рования сводится к выполнению операции
S = B*H'. (16.21)
где S — вектор размерностью (7V- к), называемый синдромом, В* — вектор
принятой кодовой комбинации, возможно, искаженной помехами и
поэтому отличающийся от В; Н — проверочная матрица размерности
(rx N) такая, что вектор В принадлежит коду только в том случае, если
ВНТ=О; Т — символ транспонирования матрицы.
Если принятая кодовая комбинация В* совпадает с одной из разре-
шенных В (либо отсутствуют ошибки в принятых символах, либо из-за
действия помех одна разрешенная кодовая комбинация трансформирова-
лась в другую), то
S = B*HT=0. (16.22)
В другом случае S^O, и вид синдрома зависит только от вектора оши-
бок е, определяемого как
В*=:ВФе’ (16.23)
Из определения (16.22) видно, что е — это такая же последователь-
ность из /V символов, как В и В*, но имеющая нули на тех позициях, на
которых символы В* не отличаются от символов В и единицы на позици-
ях искаженных символов. На основании (16.22) и (16.23) можно утверж-
дать, что
S = B*HT =(ВФе)Нт =еНт, (16.24)
где В — вектор переданной кодовой комбинации, а В* — вектор приня-
той комбинации с возможными ошибками в некоторых символах.
Из (16.23) следует, что при S = 0 декодер должен принимать решение
об отсутствии ошибок, а при S^O — о том, что ошибки произошли. Число
различных синдромов, соответствующих различным сочетаниям ошибок,
равно 2N~~k- 1. По конкретному виду синдрома можно в пределах коррек-
тирующей способности кода указать на ошибочные символы, а следова-
тельно, и исправить их.
Схема декодера линейного кода (рис. 16.2) содержит /с-разрядный сдви-
гающий регистр, /V- к полусумматоров (сумматоров по модулю 2), схемы
сравнения, анализатор ошибок и корректор ошибок. На регистре запоми-
наются информационные символы принятой кодовой последовательнос-
ти, из которых в блоках сумматоров формируются проверочные символы.
314 Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
В результате сравнения формируемых на приемной стороне проверочных
символов с принятыми проверочными символами анализатор ошибок
определяет ошибочно принятые символы. Эти решения выносятся на
основании анализа синдрома. Исправление информационных символов
производится в корректоре.
Рис. 16.2. Декодер линейного (N, к) кода
В общем случае при декодировании линейного года с исправлени-
ем ошибок в памяти декодера нужно хранить таблицу соответствий меж-
ду синдромами и векторами ошибок. Такая таблица должна содержать
2'V-A строк. Для каждой принятой кодовой комбинации декодер должен
просматривать всю таблицу. При небольших значениях А эта операция
не вызывает затруднений. Но для высокоэффективных кодов длиной
7V»10 разность А-к принимает такие значения, что перебор по таблице
из 2N~k строк оказывается практически невозможным.
Циклические коды относятся к классу линейных систематических.
Поэтому для их построения в принципе достаточно знать порождающую
матрицу. Но можно указать другой способ построения циклических ко-
дов, основанный на представлении кодовых комбинаций полиномами. Так,
всякой кодовой комбинации {bN_x, bN_2,... b0} может быть поставлено в со-
ответствие число в позиционной двоичной системе, составленное из цифр
bN_ly bN_2,... b0. А значение этого числа определяется полиномом
B(x) = bN_.x''^' + bN_2xN~2 + ... + box°, (16.25)
где х— основание системы счисления; be [0,х); суммирование ведется по
модулю х.
В частности, комбинации двухосновного кода представляются двоич-
ными числами Ь. = 0:1, х=2 и суммирование ведется по модулю 2.
Из эквивалентности кодовых комбинаций полиномам (16.25) следу-
ет, что все операции при преобразовании кодированных сообщений мо-
гут быть представлены как алгебраические действия над полиномами.
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
315
Каждый циклический код (N, к) характеризуется порождающим по-
линомом. Им может быть любой полином р(х) степени У- к. который де-
лит без остатка двучлен xN® 1, а также любую разрешенную кодовую ком-
бинацию 5(х). Поэтому процесс кодирования сообщения С(х) сводится
к отысканию такого полинома В(х), от деления которого без остатка на
р(х) получается частное С(х). Иначе говоря, кодовая последовательность
должна формироваться по правилу
В{х) = С(х)р(х), (16.26)
причем С(х) в соответствии с (16.26) представляется многочленом степе-
ни не выше к - 1.
Однако при кодировании в соответствии с правилом (16.26) форми-
руются только неразделимые коды: информационные и проверочные сим-
волы в получаемых кодовых последовательностях оказываются перемешан-
ными. Это свойство затрудняет процесс декодирования. Поэтому на
практике чаще всего применяется иной метод нахождения полинома В(х).
Если умножить многочлен С(х) на xN~k и полученное произведение
разделить на р(х), в остатке будет полином г(х):
C\x)xxk=Q(x)P(x)&r(x). (16.27)
Так как операции суммирования и вычитания по модулю 2 совпада-
ют, из (16.27) следует, что полином
C(x)xN-k ©Дх) = Q(x)P(x) (16.28)
делится на порождающий полином р(х) нацело (без остатка).
Следовательно, этот полином является разрешенной кодовой после-
довательностью для кода, заданного порождающим многочленом р(х).
У полинома C(x)xN~k коэффициенты при к старших членах совпадают
с коэффициентами С(х), а коэффициенты при N- к равны нулю, т. е. со-
вокупность N коэффициентов это число, равное передаваемому сооб-
щению, увеличенное на N-k порядков. Остаток от деления г(х') имеет
степень не выше N- к. Таким образом, коэффициенты при к старших чле-
нах полинома С(х)хх~к ® г(х) — это информационные символы, совпа-
дающие с символами кодируемого сообщения, а при N-k младших —
проверочные символы. Эти свойства полиномов подсказывают схемотех-
нические приемы построения кодеров циклического кода. Для примера
на рис. 16.3 приведена схема кодера для кода с порождающим многочле-
ном p(x)=xi&Х2® 1.
Триггеры Tl, Т2 и ТЗ образуют регистр сдвига. В исходном состоя-
нии ключи К1 и К2 находятся в положении 1. Кодируемая последователь-
ность С(х) подается на вход кодера и вместе с этим поступает на выход
ячейки ТЗ (это соответствует умножению многочлена С(х) на х3). За четыре
316
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
такта сдвига происходит деление многочлена С(х)*3 на многочлен р(х) =
= ?®х2®1. В результате в регистре записывается остаток, представляю-
щий собой проверочные символы. Ключи К1 и К2 перебрасываются в по-
ложение 2, и в течение трех следующих тактов содержащиеся в регистре
символы поступают на выход кодера.
Рис, 16.3, Кодер циклического кода с порождающим
полиномом />(х) = x3ffix2® 1
От порождающего полинома р(х) зависит корректирующая способ-
ность кода, поэтому его выбор очень важен. Необходимо помнить, что
степень порождающего многочлена должна быть равна числу провероч-
ных символов.
Обнаружение ошибок при использовании циклических кодов сводится
к делению многочлена S*(x) = В(х) + е(х), соответствующего принятой ком-
бинации, на р(х). Если остаток г(х) оказывается равным нулю, то счита-
ется, что ошибки нет, в противном случае фиксируется ошибка.
Полином
r(x) = [S(x) + e(x)]modp(x) = e(x)modp(x) (16.29)
зависит только от многочлена ошибок е(х) и играет ту же роль, что и
вектор-синдром. Поэтому в принципе ошибки можно исправлять на ос-
нове таблицы соответствий между е(х) и г(х), сохраняемой в памяти де-
кодера, как при линейных нециклических кодах. Однако свойство цик-
личности позволяет существенно упростить процедуру декодирования.
Один из распространенных алгоритмов исправления ошибок исполь-
зует следующие свойства синдрома циклического кода. Если имеется
циклический код с кодовым расстоянием d, исправляющий все ошибки
включительно (квадратные скобки, как и
прежде, обозначают целую часть отношения ——1) возможны следующие
2
ситуации. Если искажены только проверочные символы, то вес синдрома
будет меньше или равен
вплоть до кратности
d-\
2
d-\
2
ром ошибок; если вектор ошибки искажает хотя бы один информацион-
~ d-\~
2
, а сам синдром будет совпадать с векто-
ный символ, то вес синдрома будет больше
; если г(х) — остаток
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ 317
отделения многочлена Ь(х) на р(х), то остатком отделения полинома Ь(х)К
на р(х) является многочлен r(x)x/mod р(х), иначе говоря, синдром неко-
торого циклического сдвига многочлена Ь(х) является соответствующим
циклическим сдвигом синдрома исходного многочлена, взятого по моду-
лю р(х).
Работа алгоритма декодирования иллюстрируется схемой рис. 16.4 для
кода с порождающим полиномом р{х) = х’®х2® 1. Такой код имеет кодо-
вое расстояние d=3. Он способен исправлять все однократные ошибки.
Рис. 16.4. Декодер циклического кода с порождающим
полиномом р(х) = х3 ®.v2®l
Принятая кодовая комбинация одновременно поступает в буферный
регистр сдвига, служащий для ее запоминания и для циклического сдви-
га, а также на устройство деления на многочлен р(х) для вычисления
синдрома. В исходном состоянии ключ находится в положении 1. После
семи тактов принятая кодовая комбинация оказывается полностью загру-
женной в буферный регистр, а в регистре устройства деления будет вы-
числен синдром. Если вес синдрома больше 1, декодер начинает произ-
водить циклические сдвиги комбинации в буферном регистре при
отсутствии новой комбинации на входе и одновременно вычислять их
синдромы r(x)x'mod р(х) в устройстве деления. Если на некотором z-м шаге
вес синдрома окажется меньше 2, то ключ переходит в положение 2, об-
ратные связи в регистре деления разрываются. При последующих тактах
ошибки исправляются путем подачи содержимого регистра деления на
вход сумматора по модулю 2, включенного в буферный регистр. После
семи тактов работы декодера в автономном режиме исправленная комби-
нация в буферном регистре возвращается в исходное положение (инфор-
мационные символы будут записаны в старшие разряды).
К циклическим кодам относятся коды Хэмминга, которые являются
примерами немногих известных совершенных кодов. Они имеют кодовое
расстояние d=3 и исправляют все одиночные ошибки. Длина кода выби-
рается из условия 2N~k= N, которое имеет простой смысл: число различных
3 J 8
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
ненулевых синдромов равно числу символов в кодовой последователь-
ности. Так, существуют коды Хэмминга (2Г- 1, 2Г- г- 1), в частности коды
(7, 4), (16, 11), (31, 26), (63, 57) и другие [26]. Ранее использованный в
примерах многочлен р(х)=х3Фх2Ф1 является порождающим для кода
Хэмминга (7, 4).
Известно, что для любых целых положительных чисел т и l<N/2
существует двоичный код БЧХ длины N=2m-1 с кодовым расстоянием
d>2l + 1, причем число проверочных символов N-k<ml.
Относительно более простой является процедура мажоритарного де-
кодирования, применимая для некоторого класса двоичных линейных, в
том числе циклических кодов. Основана эта процедура на том свойстве
этих кодов, что у них каждый информационный символ можно несколь-
кими способами выразить через другие символы кодовой комбинации.
Если для некоторого символа эти способы проверки дают неодинаковые
результаты (одни дают результат 0, а другие — 1, что может быть только
в случае ошибочного приема), то окончательное решение по каждому из
информационных символов принимается по мажоритарному принципу,
т. е. по большинству. Декодеры мажоритарных кодов выполняются на
регистрах сдвига. Примером кода, допускающего мажоритарное декоди-
рование, является уже рассмотренный выше циклический код (7, 3).
Мощные коды (т. е. коды с длинными блоками и большим кодовым
расстоянием d) можно строить, объединяя несколько коротких кодов. Так
строится, например, итеративный код из двух линейных систематических
кодов (Д'], /С|) и (W2, ^)- Вначале сообщение кодируется кодом первой сту-
пени (/V], кх). Кодированная последовательность разбивается на блоки по
к2 символов. Эти символы считаются информационными для кода второй
ступени. При кодировании на второй ступени к каждому блоку из к2 ин-
формационных символов приписываются N2 - к2 проверочных. В резуль-
тате получится блок, содержащий N2 символов, из которых ktk2 явля-
ются информационными. Процесс формирования кода можно дополнить
третьей итерацией, четвертой и т. д. При декодировании обнаруживают и
исправляют ошибки каждого блока — сначала первой ступени, затем —
второй. При этом исправляются только те ошибки, которые не были ис-
правлены кодом первой ступени. Минимальное кодовое расстояние для
двумерного итеративного кода равно произведению минимальных кодо-
вых расстояний для кодов первой и второй степеней, т. е. d=dxd2.
На итеративный код похож каскадный код, но между ними имеется
существенное различие. Первая ступень кодирования в каскадном коде
осуществляется так же, как в итеративном. После того как сформирова-
ны к2 блоков кода первой ступени (внутреннего), каждая последователь-
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
319
ность из к} двоичных (информационных) символов внутреннего кода рас-
сматривается как один символ недвоичного кода 2-й ступени (внешнего).
Основание этого кода v-2^1. К этим символам приписывается еще W2_^2
проверочных символов w-ичного кода, также в виде строк длиной Л7].
К каждой из этих строк приписываются двоичные проверочные символы
в соответствии с внутренним кодом к}.
В процессе приема сначала декодируются (с обнаружением или ис-
правлением ошибок) все блоки внутреннего кода, а затем декодируется
блок внешнего w-ичного кода ((V2, к2), причем исправляются ошибки,
оставшиеся после декодирования внутреннего кода. В качестве внешнего
кода используют обычно w-ичный код Рида — Соломона, обеспечиваю-
щий наибольшее возможное d при заданных N2 и ^2> если N2<m.
Сверточный код — это линейный рекуррентный код. В общем случае
он образуется следующим образом. В каждый i-й тактовый момент вре-
мени на вход кодирующего устройства поступает к0 символов сообщения:
czi сд... сло. Выходные символы blt bl2... bjkQформируются по рекуррентному
правилу из символов сообщения, поступивших в данный и в предшест-
вующие тактовые моменты времени. Величина к0 называется длиной кодо-
вого ограничения. Она показывает, на какое максимальное число выход-
ных символов влияет данный информационный символ. Эта величина
играет для сверточного кода ту же роль, что и длина блочного кода. Свер-
точный код имеет избыточность % = 1 - k0/N0. Обозначение такого кода
(W
Кодер сверточного кода может быть реализован с помощью сдвигаю-
щего регистра и сумматоров по модулю 2. Кодирующее устройство, вы-
полненное по схеме рис. 16.5; на каждый символ сообщения вырабатыва-
ет два символа выходной последовательности, которые по очереди
подаются на выход через коммутатор.
Выходные символы формируются в результате линейного преобразо-
вания входного информационного символа и комбинации, записанной в
первых двух разрядах регистра. Связь между ячейками сдвигающего ре-
гистра и сумматорами по модулю 2 удобно описывать порождающими
полиномами Qj(x)yje 1: /V. Для конкретного примера кодера рис. 16.5
Q,(х) = х2ф 1 описывает связи верхнего сумматора и Q2(x) = х2®х® 1 опи-
сывает связи нижнего сумматора. Наличие члена х1, i = 0,1,2,... в порож-
дающем многочлене означает, что (/+1 )-й разряд регистра сдвига соеди-
нен с сумматором. Нумерация разрядов регистра — слева направо.
Сверточный код получается систематическим, если в каждый такто-
вый момент к0 выходных символов совпадают с символами сообщения.
На практике обычно используются несистематические сверточные коды.
320
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Рис, 16.5. Кодер сверточного кода
Сверточные коды могут обладать свойством прозрачности. Прозрач-
ные коды оказываются инвариантными по отношению к операции инвер-
тирования сигнала: изменение значений символов на входе кодера на
противоположные не влияет на результат декодирования. Это свойство
очень удобно и широко используется для борьбы с эффектом обратной
работы в РСПИ, использующих сигналы с фазовой модуляцией на 180°.
Корректирующая способность сверточного кода зависит от свободного
расстояния б/св, аналогичного кодовому расстоянию i/для блочных кодов.
Декодеры сверточных кодов алгоритмически и схемотехнически до-
вольно сложны. Декодирование с вычислением проверочной последова-
тельности применяется только для систематических кодов. По своей сущ-
ности оно ничем не отличается от соответствующего метода декодирования
блочных кодов. На приемной стороне из принятых информационных
символов формируют проверочные символы по тому же закону, что и на
передающей стороне. Затем эти проверочные символы сравнивают с при-
нимаемыми проверочными символами. В результате сравнения образует-
ся проверочная последовательность, которая при отсутствии ошибок со-
стоит из одних нулей. При наличии ошибок на определенных позициях
последовательности появляются единичные символы. Закон формирова-
ния проверочных символов выбирается так, чтобы по структуре провероч-
ной последовательности можно было определить искаженные символы.
Алгоритмы декодирования без вычисления проверочной последователь-
ности используют принцип максимума правдоподобия или последователь-
ное декодирование [27].
За счет введения избыточности можно создавать сигналы, максимально
отличающиеся друг от друга. Естественная мера сходства и различия сиг-
налов — коэффициент их взаимной корреляции. Если система передачи
информации использует набор сигналов s;(Z), /el:m, t<= [0; Т\ с одинако-
вой энергией
т
Q~ р2 (?)<* = const (/), (16.30)
о
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ
321
то на множестве, содержащем все т сигналов, коэффициент взаимной
корреляции определяется соотношением
1 Т
(16.31)
о
Сигналы s,(l) различаются в максимальной степени, если
Г1
(Pmin
при i = j,
при i Ф j.
(16.32)
Если pmin = 0, сигналы 5,(1) называются ортогональными. Теоретичес-
ки минимальное значение р может быть и меньше нуля:
Pmin ~~'
---- при т - 1q,
т -1
1
— при т = 2^—1,
т
(16.33)
где Q — натуральное число.
Известны системы сигналов, имеющих pmin как в (16.33). К ним от-
носятся, например, рассмотренные выше симплексные псевдошумовые
сигналы на основе М-последовательностей. Для таких сигналов т = 1п - 1,
где п — число разрядов регистра сдвига, используемого для генерации
М-последовательности.
Из (16.33) следует, что при большом числе сигналов т» 1 pmjn = O, т. е.
оптимальные сигналы очень мало отличаются от ортогональных.
Удобная математическая модель описывает ортогональные сигналы как
строки матрицы Адамара размера тхт. Матрица Адамара Н квадратная,
состоящая из символов ±1 и обладающая свойством
ННт=/«1. (16.34)
где Нт — транспонированная матрица Н; I — единичная матрица.
Из определения (16.34) матрицы Адамара следует, что любые две ее
строки ортогональны. Перестановка строк или столбцов, равно как и умно-
жение ее строк или столбцов на -1, сохраняет ортогональность. Считает-
ся, что матрицы Адамара существуют для всех т = 4Q, а для всех т < 200 в
настоящее время матрицы Адамара построены. Если /и=2'?, то матрицы
Адамара образуются как кронекеровское произведение матриц Адамара
меньшего размера. В соответствии с этим правилом
29 “
(16.35)
322
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
где Н,— матрица Адамара размера / х /; Н, — матрица Адамара, размера
Zx Л у которой все элементы заменены на противоположные (1 на -1, и
наоборот); H(=(l).
Последовательности символов, составляющих строки получаемых в
соответствии с рекуррентным правилом (16.35) матриц Адамара, называ-
ются функциями Уолша и обозначаются wal (/, /). В этом обозначении
число i — порядок функции. Оно определяет количество перемен знаков
функции на периоде повторения Т и называется частостью (секвентно-
стью). Переменная t— это время. Очень удобно использовать безразмер-
ное время 0 = — и рассматривать функции Уолша на основном норми-
п Г 1 1’
рованном к единице интервале 9е -у; — .
Те функции Уолша, которые на своем периоде оказываются периоди-
ческими меандровыми колебаниями, называются функциями Радемахера.
Очевидно, что порядок функций Радемахера i = 2Ч - 1, Q=Q, 1, 2.... Все
функции Радемахера генерируются триггерными делителями частоты сле-
дования импульсов задающего генератора.
Для функций Уолша справедливо свойство мультипликативности:
wal(z,9)wal(y,9) = wal(z® у,9). (16.36)
Иначе говоря, порядок функции Уолша, полученной в результате
перемножения функций Уолша порядка / и порядка у, равен поразрядной
сумме по модулю 2 двоичных значений индексов i и у. Свойство мульти-
пликативности позволяет построить простую логическую схему для гене-
рации всего ансамбля функций Уолша, перемножая функции Радемахера.
На рис. 16.6 для примера приведена схема генерации ансамбля из 8 функ-
ций Уолша, т. е. всех функций wal(Z, G) для ге {0,2...7}.
wal(7,0)
wal (6,0)
wal(5,0)
wal(4,0)
wal(3,0)
wal(2,0)
wal(1,0)
wal(O,0)
Рис. 16.6. Генератор функций Уолша
16.2. Кодирование в помехозащищенных РСПИ 323
Если ансамбль функций Уолша включает wal(0, G), то такие множе-
ства ортогональных сигналов в теории кодирования называются кодами
Рида — Мюллера (РМ) первого порядка. Если ко всем комбинациям ор-
тогонального двоичного кода добавить их инверсии, то полученное мно-
жество из 1т комбинаций будет составлять биортогональный код. Полу-
ченная таким образом система сигналов будет иметь среднее значение
коэффициента взаимной корреляции любой пары сигналов р=--------—.
т -1
Оптимальный приемник для ортогональных и симплексных сигналов
содержит, как на рис. 16.7, параллельный набор из т корреляторов (пос-
ледовательно соединенных перемножителей и интеграторов за время дли-
тельности сигналов Т, которая в т раз превосходит длительность символа
Т=тхс) и устройства выбора максимума, которое выносит решение о том,
какому из возможных сигналов наиболее близко принятое колебание.
Компаратор на выходе схемы служит для обнаружения сигнала, т. е. для
принятия решения о том, что выбранное максимальное значение соответ-
ствует сигналу на входе приемника, а не шумовому выбросу.
Рис. 16.7. Оптимальный приемник для ортогональных
и симплексных сигналов
Процедуру, реализуемую при такой обработке сигнала, обычно назы-
вают приемом «в целом». Название подчеркивает то обстоятельство, что
для вынесения решения о том, какой из возможных сигналов принят,
обрабатывается целиком вся наблюдаемая на входе приемника реализа-
ция смеси сигнала с помехами.
Таким образом, ортогональные, симплексные и биортогональные сиг-
налы либо оптимальны, либо близки к оптимальным при использовании
приема «в целом» в присутствии аддитивного белого гауссова шума. Та-
кие сигналы довольно просто генерировать. Но практическая реализация
приема в целом наталкивается на определенные трудности, связанные со
324 Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
сложностью схемотехнической реализации приемника. Действительно,
если блок из к информационных символов, поступающих от источника
сообщений, в кодере преобразуется в один из сигналов, сложность
реализации приемника «в целом», пропорциональная требуемому числу
корреляторов, составит
C.i-m = Qk=cxp\klNQ} = e'1'\ (16.37)
где a=lNQ> 0, т. е. экспоненциально растет с увеличением длины блока
информационных символов. Для практически интересных значений к
такой приемник оказывается технически очень сложным и даже нереа-
лизуемым.
Для разрешения проблемы сложности используют регенерацию сим-
волов принимаемого сигнала (посимвольный прием), а затем обрабаты-
вают полученную кодовую последовательность двоичных символов, ис-
пользуя цифровые схемы согласованных фильтров. Схема для приема и
восстановления символов сигнала представлена на рис. 16.8 [28].
Рис. 16.8. Цифровой согласованный фильтр для приема «в целом»
На схеме рис. 16.7 50 (/) и $| (/) — это сигналы, которые соответству-
ют передаче противоположных символов «О» и «1» соответственно. Такая
схема оказывается оптимальной для приема и восстановления символов
на фоне помехи в виде аддитивного нормального шума.
Разумеется, приемник с двухступенчатой схемой решения, когда на
первой ступени восстанавливаются символы кодовой последовательности
и лишь на второй ступени эти последовательности обрабатываются в соот-
ветствии с процедурой приема «в целом», проигрывает по помехоустойчи-
вости оптимальному приемнику по схеме рис. 16.7. Этот проигрыш служит
платой за упрощение практической реализации схемы приема «в целом».
16.3. Обратная связь для адаптации к помеховой обстановке
Реализация любого способа повышения помехозащищенности систе-
мы передачи информации связана с введением информационной избы-
точности. При использовании помехоустойчивых кодов избыточность
16.3. Обратная связь для адаптации к помеховой обстановке
325
связана с усложнением структуры кодированных сообщений, которое в
конечном счете эквивалентно расширению спектра сигнала или увеличе-
нию времени передачи сообщения. При использовании сложных сигна-
лов, предназначенных для приема «в целом», база увеличивается также за
счет расширения спектра. Кроме того, повышение помехозащищенности
всегда связано с некоторым усложнением систем передачи информации,
т. е. с увеличением аппаратурной избыточности.
Использование информационной и аппаратурной избыточности пу-
тем применения кодов, обнаруживающих и исправляющих ошибки, а
также при использовании приема «в целом» сигналов с большой базой —
не единственный и, возможно, не самый лучший способ обеспечения
помехоустойчивости. Дело в том, что названные методы помехозащиты
систем передачи информации оказываются не гибкими. Они проектиру-
ются для фиксированных, заранее определенных условий работы. Скорее
всего — самых тяжелых, наихудших. Но на практике помеховая обстановка
в среде, где работают системы, может меняться. Соответственно могут
меняться и требования к помехозащите: при меньшей интенсивности
помех можно обойтись меньшей избыточностью и соответственно обес-
печить более высокую скорость передачи информации. Но для такой адап-
тации скорости передачи информации к изменяющимся помеховым ус-
ловиям необходимо иметь обратный канал передачи данных от приемника
к передатчику. Системы, использующие такой канал, называются систе-
мами передачи информации с обратной связью. Обычно используют три
основных варианта осуществления обратной связи по передаваемой ин-
формации.
При первом способе сообщение, принятое и запомненное получателем,
ретранслируется источнику информации по обратному каналу. Передан-
ное и ретранслированное сообщения сравниваются. Если ошибки при
передаче не случилось, переданное сообщение совпадает с принятым по
обратному каналу, передатчик формирует сигнал подтверждения правиль-
ности полученных данных. В случае несоответствия сообщения, приня-
того по каналу обратной связи, тому, которое ранее было передано по
прямому каналу, передатчик фиксирует ошибку и формирует специаль-
ный сигнал стирания данных в памяти приемного устройства. После сти-
рания передача сообщения повторяется вновь. И так до тех пор, пока не
будет зафиксирован факт неискаженной передачи. Поскольку вся пере-
даваемая информация ретранслируется по обратному каналу, подобная
обратная связь называется информационной. Функциональная схема
РСПИ с информационной обратной связью приведена на рис. 16.9.
326
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Рис. 16.9. РСПИ с информационной обратной связью
Очевидно, что чем больше интенсивность помех в прямом и обрат-
ном каналах на рис. 16.9 и соответственно вероятность ошибки при пере-
даче, тем больше следует ожидать повторных передач и тем больше ин-
формационная избыточность.
Второй способ использования обратного канала — организация реша
юшей обратной связи. В радиосистемах с решающей обратной связью про-
верка правильности приема сообщения и принятие решения о необходи-
мости повторной передачи производятся на приемной стороне аппаратурой
получателя информации. Функциональная схема такой радиосистемы
приведена на рис. 16.10.
Рис. 16.10. РСПИ с решающей обратной связью
Прямой канал
Обратный канал
Анализ принятой кодовой комбинации выполняется декодирующим
устройством приемника. Естественно, что для реализации этой возмож-
ности применяется корректирующий код. В случае обнаружения ошибки
принятое сообщение считается искаженным и по обратному каналу пере-
дается запрос на повторную передачу. Если декодер не обнаруживает
ошибок в принятой кодовой комбинации, по обратному каналу передает-
ся подтверждение правильности приема (квитанция). Получив квитанцию,
удостоверяющую правильность приема, источник сообщений передает
16.3. Обратная связь дм адаптации к помеховой обстановке
327
следующий блок информации. В противном случае он повторяет переда-
чу предыдущего искаженного блока. Таким образом решение о правиль-
ности принятого сообщения выносится в точке приема (отсюда название
«решающая обратная связь»). Иное название систем с решающей обрат-
ной связью — системы с переспросом. Очевидно, что при использовании
решающей обратной связи по обратному каналу передается всего одна
двоичная единица информации на каждый информационный блок в пря-
мом канале.
Третий метод использует одновременно принципы как информацион-
ной, так и решающей обратной связи. Это комбинированная корректи-
рующая обратная связь в системах передачи информации. Например, при
решении об ошибке передачи сообщения по обратному каналу посылается
квитанция-подтверждение, как при решающей обратной связи. Если при-
емник выносит решение о правильном приеме, по обратному каналу рет-
ранслируется все принятое сообщение. При этом появляется возможность
для устранения трансформации на приеме одной разрешенной кодовой
комбинации в другую разрешенную, но тем не менее отличающуюся от
переданной.
При любом способе осуществления проверочной обратной связи по-
вторная передача сообщения может происходить, вообще говоря, неогра-
ниченное число раз до тех пор, пока не будет принято решение о досто-
верности принятого сообщения. Но практически максимально возможное
число повторений rmax всегда ограничивается некоторой величиной, оп-
ределяемой максимально допустимой задержкой при передаче, т. е. ми-
нимально допустимой скоростью передачи информации.
При анализе эффективности цифровых радиосистем передачи инфор-
мации с проверочной обратной связью вычисляют остаточную вероятность
Л>ст [20], т. е. вероятность тех ошибок, которые не обнаруживаются и не
исправляются в результате г < rmax сеансов повторной передачи. Значе-
ния Ро^ и rmax зависят от свойств как прямого, так и обратного каналов
РСПИ, и от характеристик действующих в этих каналах помех.
Процесс передачи сообщения можно представить как последователь-
ность отдельных циклов. Каждый цикл включает в себя передачу блока
информации по прямому каналу и передачу соответствующего сообщения
по каналу обратной связи. В момент окончания каждого цикла возмож-
ны следующие три ситуации: ошибки в прямом канале отсутствуют и блок
информации принят правильно с вероятностью РПрав; случается необна-
руживаемая ошибка с вероятностью Рно; случается ошибка, которая об-
наруживается за счет избыточности кода с вероятностью Роо. В последнем
случае производится повторная передача сообщения по прямому каналу.
328
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Перечисленные ситуации составляют полную группу случайных со-
бытий, поэтому
Ллрав + ^но + Лэо = 1 (16.38)
В результате однократной передачи остаточная (необнаруженная)
ошибка будет происходить с вероятностью
Лэст1 = Лю = 1 ~ Ллрав- (16.39)
Если при первой передаче ошибка обнаруживается (с вероятностью
Роо), цикл повторяется и опять возможны три исхода. Остаточная вероят-
ность ошибки после повтора составит, очевидно,
Л>ст2 = Лх>(1~Л1рав) = Р<ю(Роо+ ^но) = Лх>Л<о + ? оо- (16.40)
В результате г + 1-кратной передачи, когда ошибка обнаруживается
г раз, остаточная вероятность ошибки составит PHQPrQQ. где Рг00 — это
вероятность появления обнаруживаемой ошибки в предыдущих циклах пе-
редачи. При неограниченном числе повторений, когда г—>13,
Лэст = Л1О + ЛэО^НО + ^ОО^НО + • = Рцо( 1 + ЛэО + Р оо +) (16.41)
В скобках (16.41) заключена сумма бесконечной геометрической про-
грессии
'’ост =7^-- (16.42)
1 *00
Как видно, вероятность остаточной ошибки зависит не только от ве-
роятности Рно, но и от вероятности Роо. При высокой вероятности обна-
ружения ошибок Роо^> 1, вероятность остаточной ошибки может суще-
ственно превосходить PHQ.
Среднее число передач одного и того же сообщения можно опреде-
лить как
0 = = (16.43)
г=1 г=1 1 гоо
где /’(г) = Р£~} (1 - Роо) — вероятность r-кратной передачи сообщения, вы-
числяемая в предположении о том, что в каждом из г- 1 предыдущих цик-
лов передачи обнаруживается ошибка, а в цикле с номером г обнаруже-
ния ошибки не происходит.
Как следует из (16.43), среднее число повторений при передаче сооб-
щений по системе с корректирующей обратной связью зависит от веро-
ятности Роо, с которой происходит обнаруживаемая ошибка. При умень-
шении соотношения сигнал/шум увеличивается вероятность ошибки и
соответственно монотонно растет Роо. Но при этом растет и среднее чис-
ло повторений сообщения, т. е. система с корректирующей обратной свя-
16.3. Обратная связь для адаптации к помеховой обстановке
329
зью автоматически уменьшает скорость передачи информации при ухуд-
шении помеховой обстановки в среде распространения сигнала.
Стойкость цифровой радиолинии с информационной обратной связью
к помехам легче всего оценить, предполагая, что для передачи сообще-
ний используется безызбыточный код. Такое предположение совершенно
естественно, поскольку достоверность передачи сообщений в радиосис-
теме с информационной обратной связью определяется не корректиру-
ющей способностью кода, а числом повторений. Можно также предполо-
жить, что ошибки в прямом и в обратном канале статистически незави-
симы. Это действительно так: поскольку сообщения в прямом и в обратном
канале не должны влиять друг на друга, постольку независимыми друг от
друга будут и помехи в этих каналах. Статистически независимыми пред-
полагаются и искажения отдельных символов передаваемых сообщений
(ошибки при передаче не группируются в пакеты). Если даже помехи
таковы, что могут воздействовать на группы соседних символов и вызы-
вать пакеты ошибок, то для борьбы с ними приняты специальные меры.
Например, символы передаваемого сообщения перемешиваются по изве-
стному на приемной стороне закону. При восстановлении на приеме есте-
ственного порядка следования символов пакеты ошибок разравниваются
по всей длине сообщения.
При безызбыточном кодировании каждое сообщение содержит к ин-
формационных символов и искажение любого из них приводит к ошибке
и, как следствие, повторной передаче всего блока из £ символов. При этом
не важно, где конкретно произошла ошибка — в прямом или в обратном
канале. Необнаруживаемая ошибка соответствует такой комбинации ис-
кажений отдельных символов сообщения в прямом и обратном каналах
РСПИ, при которых искажения взаимно компенсируются. Пример подоб-
ных ошибок — «зеркальные» ошибки, когда при передаче по обратному
каналу искажаются те и только те символы, которые были искажены в
прямом канале.
Вероятность искажения одного символа в прямом канале Р^, а
в обратном Pt<_. Причем эти вероятности достаточно малы, так что
кР]_^«1 и /с/’1<_«1. При обоснованных ранее предположениях о неза-
висимости искажений символов помехами ошибка передачи сообщения
произойдет в результате одиночной зеркальной ошибки, т. е. тогда, когда
в прямом канале исказится один символ, а в обратном — тоже только один
и именно тот же самый. Вероятность искажения только одного символа
из к информационных символов в прямом канале равна
P^kP^l-P^1. (16.44)
330
Глава 16 Помехозащита радиосистем передачи информации
Условная вероятность обратной трансформации символа, который
исказился в прямом канале, при ретрансляции сообщения по обратному
каналу (имеется в виду случай, когда трансформация указанного символа
не сопровождается другими ошибками в обратном канале) вычисляется
по формуле
/>«_ = (16.45)
Основываясь на (16.44) и (16.45), вероятность одиночной зеркальной
ошибки можно определить соотношением
Рно = PJ^. = кР^{\ - ~ = кР^Р^. (16.46)
Вероятность обнаружения ошибки при использовании информацион-
ной обратной связи — это вероятность любой ошибки, кроме зеркальной.
Вероятность такого события
^00= ^Pnpw-Pm = k{P^+P^-P^P^<\. (16.47)
А вероятность правильного приема команды в одном цикле передачи
определяется формулой
/’прав = (1 - WO - РхЛ- 1 -к(Р^+ Р^- Р^Р\Л (16.48)
Рассматривая предельный случай rmax-»°°, используя соотношения
(16.46), (16.47) и учитывая соотношение (16.48), можно получить
/’ост = /’нс> = ^1_/’1^ (16.49)
Для прямого канала системы передачи информации вероятность иска-
жения блока из к символов определяется приближенным соотношением
РКс^кР^. (16.50)
Сравнение (16.49) и (16.50) показывает, что применение системы пе-
редачи информации с полной ретрансляцией позволяет существенно
уменьшить вероятность ошибки, если обратный канал обладает достаточ-
но высокой помехоустойчивостью (/’)<_« 1).
При невысоком энергетическом потенциале в обратном канале по-
следнее условие может и не выполняться. Тогда вместо полной ретранс-
ляции применяют другие способы использования обратного канала. При
этом скорость передачи информации по обратному каналу выбирается
меньшей по сравнению со скоростью в прямом канале РСПИ. Один из
таких способов используется при организации уже рассмотренной реша-
ющей обратной связи, когда по обратному каналу передается 1 бит ин-
формации на каждый блок из к бит информации в прямом канале. За счет
уменьшения скорости передачи информации по обратному каналу увели-
чивается его помехозащищенность. Но использование решающей обрат-
16.4. Стойкость к имитирующим и дезинформирующим помехам
331
ной связи требует применение в прямом канале корректирующих кодов,
т. е. передачи, кроме к информационных, еще и некоторого количества Л'
проверочных символов. Известны способы борьбы с ошибками в обрат-
ном канале, приводящими к потере сообщения, основанные на несиммет-
ричном кодировании. При этом в обратном канале используются такие
коды и такие правила декодирования, которые обеспечивают вероятность
ошибочного приема сигнала переспроса, существенно меньшую вероят-
ности ошибки при приеме сигнала подтверждения.
Повторение передачи сообщения при использовании проверочной
обратной связи любого типа (информационной, решающей или комбини-
рованной) эквивалентно введению дополнительной избыточной информа-
ции. Но количество такой избыточной информации изменяется в зави-
симости от результатов каждого сеанса приема отдельного сообщения. При
благоприятных условиях приема в прямом и обратном каналах искаже-
ния сообщений возникают сравнительно редко и, следовательно, среднее
число повторных передач оказывается небольшим. Если уровень помех в
точке приема сообщений увеличивается, то автоматически увеличивает-
ся и количество повторений. Таким образом, при изменении мощности
принятого сигнала или мощности помех автоматически регулируется сред-
няя скорость передачи информации по РСПИ. Так работает механизм
адаптации РСПИ с обратной связью к помеховой обстановке.
РСПИ с обратной связью применяются для передачи очень важных
сообщений, например, информации при командном радиоуправлении.
Очень эффективны адаптивные РСПИ с корректирующей обратной свя-
зью при работе в условиях замираний сигнала.
16.4. Стойкость к имитирующим и дезинформирующим помехам
(обеспечение подлинности сообщений)
Помехи системам передачи информации могут навязывать получате-
лю ложные сообщения, дезинформировать его. Противодействие такому
информационному нападению входит в круг задач радиоэлектронной за-
щиты точно так же, как и противодействие помехам, искажающим сигна-
лы, переносящие эти сообщения. Дезинформируют только те помехи,
которые образуют сообщения, подобные истинным,, и могут быть приня-
ты как подлинные, созданные собственным источником информации, т. е.
дезинформирующие помехи должны имитировать истинные сообщения.
Поэтому защита от дезинформирующих помех иначе называется имито-
защитой, а способность систем и сообщений противостоять действию
дезинформирующих помех — имитостойкостью.
332
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Для обеспечения имитостойкости передаваемых сообщений применя-
ются криптографические методы, в некотором смысле подобные тем, что
применяются для обеспечения секретности при передачи информации. Но
функции обеспечения секретности (информационной скрытности) и обес-
печения подлинности сообщений не тождественны друг другу.
Устойчивость к расшифровке еще не достаточна для обеспечения стой-
кости сообщений к вредному действию имитирующих помех. Из того
факта, что сообщение не может быть расшифровано (может быть расшиф-
ровано лишь с достаточно малой вероятностью или по прошествии непри-
емлемо длительного времени), еще не следует, что в ходе РЭП противник
не может создать ложное, дезинформирующее сообщение. Попытка ими-
тации будет успешной, если система противодействия создаст поддельную
шифрограмму Ши и эта шифрограмма на приемной стороне будет при-
нята за истинную, посланную собственным передатчиком, т. е. законным
абонентом системы связи. Вероятность такого события РИ.
Подобно потенциальной криптостойкости можно определить предель-
но достижимый уровень имитостойкости информации как способность
системы обеспечивать подлинность передаваемых сообщений. Пусть —
число всех возможных криптограмм, т. е. таких криптограмм, априорная
вероятность которых (для системы перехвата) не равна нулю /’(Ш)^о.
Пусть также Ус и Ук — соответственно числа возможных сообщений и
ключей, т. е. Р(С)^0 и Р(К)^0. Это значит, что для каждой после-
довательности ключа К существует по крайней мере Nc различных крип-
тограмм и условная вероятность криптограммы для каждого ключа не равна
нулю /"(ШЦС.) ^0. Следовательно, если противник, желающий создать лож-
ное сообщение, выберет совершенно случайно криптограмму из полного
числа (попытается имитировать шифрованное сообщение), вероятность
успеха такой имитации будет РИ = Ус/У(-. Если же есть какие-либо основа-
ния для того, чтобы предпочесть при имитации одни возможные крип-
тограммы другим, вероятность успеха нарушения информационной стой-
кости будет не меньше. Поэтому
(16-51)
Из (16.51) следует, что для хорошей защиты от имитации каждое из
малого числа Nc возможных сообщений должно при шифрации превра-
щаться в одну из большого числа криптограмм. Также (16.51) показы-
вает, что нельзя достичь РИ=0, поскольку в этом случае или Nc= 0 и ничего
нельзя передать, или что столь же нелепо. Иначе говоря, потен-
16.4. Стойкость к имитирующим и дезинформирующим помехам
333
циально достижимая защищенность от имитации принципиально не мо-
жет быть абсолютно совершенной. Предельно достижимый уровень по-
тенциальной защищенности может быть оценен на основе следующих со-
ображений.
Пусть, как и прежде, /’(Ш) — вероятность криптограммы Ш(С,К) для
системы перехвата, не знающей ключа к шифру; /^^(111) — вероятность
допустимой криптограммы, возможной при данном секретном ключе К.
С этой вероятностью законный получатель сообщения примет криптограм-
му как возможную (правдоподобную). Условная вероятность —
это вероятность создания криптограммы при известном ключе. Все три
величины связаны очевидным неравенством
Р(Ш) < РДОП(Ш) < Р(Ш|К). (16.52)
Поскольку логарифм — монотонная функция своего аргумента, а
Р(Ш)^0 по определению, будут справедливы и неравенства, равносиль-
ные (16.52):
£/’(m,)iog/’(m,.)<£/’(m;.)iog/’flOn <£р(ш>§рдоп(ш;|к), (16.53)
/ I i
где суммирование проводится по всему множеству вероятных крипто-
грамм /е к/Ущ. Но
-XР(Ш,)log/>(Ш,)+Хр(Ш,)1о^/>ЛОП . (1б 54)
= Я(Ш)-Я(Ш|К)=/(/И,К),
т. е. равна разности безусловной энтропии шифрограммы и условной
энтропии, при условии знания ключа к шифру. По определению [19], эта
разность — взаимная информация Ш и К. Она указывает количество ин-
формации о ключе К, содержащейся в шифровке Ш.
Входящая в (16.54) величина JlogPflOn представляет собой
среднее значение логарифма вероятности допустимой криптограммы. Но
среднее значение некоторой величины не может превосходить ее макси-
мального значения. Поэтому с учетом сделанных обозначений из (16.54)
следует, что
log{max РДОП(Ш)} >/(Ш,К). (16.55)
Наилучшая, обещающая наибольшую вероятность успеха, попытка
имитации шифрованного сообщения состоит в выборе такой конкретной
шифровки, которая имеет максимальную вероятность из всех /^on(III):
Ри = шах{/’доп(Ш/)}, (16.56)
334
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
поэтому из (16.55) и (16.56) следует, что
^РИ>-/(Ш.К). (16.57)
Соотношение (16.57) называется нижней границей Симмонса. Равен-
ство в (16.57) достигается тогда, когда тах{Рдоп(Ш()} равен среднему по
/-му значению вероятности /’ДОп(Ш;), т. е. когда вероятность РДОП(Ш() не
зависит от /. При этих условиях оптимальная попытка создания поддель-
ной шифровки сводится к совершенно случайному выбору подделки из
множества возможных (допустимых) криптограмм. Поэтому
logPH =-7(Ш,К).
Наивысшая достижимая аутентичность, т. е. потенциально достижи-
мая стойкость к подделкам сообщений, соответствует равенству в (16.57).
Но из того же соотношения (16.57) следует парадоксальный факт: вероят-
ность обмана (создания поддельного сообщения) тем меньше, чем боль-
ше взаимная информация /(Ш,К), т. е. чем больше информации о ключе
содержится в шифровке! Таким образом, требование к ключу при обеспе-
чении имитостойкости прямо противоположно требованию к ключу крип-
тозащиты. Парадокс разрешается довольно просто, если учесть, как удо-
стоверяется подлинность (обеспечивается стойкость к обману и подделке)
сообщения не в РСПИ, а в обычной житейской и деловой практике. Тра-
диционно для аутентификации документа к нему присоединяют специ-
альное сообщение — подпись и/или печать. И то и другое сообщение дол-
жно быть всем известно и точно указывать на источник, т. е. на того, кто
ими обладает и кто их использовал для удостоверения подлинности ин-
формации. Неразборчивость печати или подписи уменьшает степень до-
верия к документу (сообщению). Аналогичная ситуация складывается и в
таких широко известных системах аутентификации, как системы опозна-
вания воздушных целей (системы «свой — чужой»). В них сигналы, по-
сылаемые бортом в ответ на запрос подсистемы опознавания целей в со-
ставе комплексов ПВО или УВД, должны уверенно идентифицироваться
с типом и государственной принадлежностью цели, т. е. они должны быть
понятны всем операторам РЛС. Но создавать эти сигналы могут только
определенные объекты и созданные сигналы должны быть надежно защи-
щены от имитации.
Специальное сообщение, удостоверяющее подлинность переданной
информации, называется аутентификатором. Такие аутентификаторы, как
подпись и печать, присоединенные к сообщению для удостоверения его
подлинности, хороши, если сообщение передается на бумажном носителе
и не может быть изменено без повреждения этого носителя. При переда-
че сообщения при помощи сигналов, используемых радиоэлектронными
16.4. Стойкость к имитирующим и дезинформирующим помехам
335
системами вообще и радиосистемами передачи информации в частности,
простое присоединение группы символов к основному тексту не может
надежно удостоверять его подлинность. Такую группу символов можно
перехватить и присоединить к любому ложному сообщению, создав тем
самым условия для дезинформации приемника. Для исключения возмож-
ности такого обмана необходимо распространить действие аутентифика-
тора на весь текст сообщения, достоверность и подлинность которого
требуется подтвердить.
Известны несколько способов формирования и использования тако-
го аутентификатора. Эти способы могут различаться по тому, каково на-
значение использующих их систем передачи информации, и по тому, ка-
кие требования по имитостойкости предъявляются к системам.
В системах передачи сообщений с повышенной секретностью, когда
используется криптозащита информации, аутентификатор присоединяется
к исходному шифруемому тексту. После такого сцепления (конкатенации)
символов сообщения и аутентификатора производится шифрация полу-
ченного расширенного сообщения с использованием секретного ключа,
известного только передатчику и приемнику. При шифрации все символы
исходного текста обязательно перемежаются и замещаются символами
криптограммы. В результате каждый символ криптограммы оказывается
зависящим от всех символов исходного текста, символов аутентификато-
ра и символов секретного ключа. Сформированная таким образом крип-
тограмма доставляется получателю, который расшифровывает ее с исполь-
зованием известного ему ключа и восстанавливает как исходный текст,
так и присоединенный к нему аутентификатор. Этот аутентификатор из-
вестен только источнику и получателю сообщения. Наличие аутентифи-
катора в полученном и расшифрованном тексте подтверждает подлинность
сообщения. Разумеется, тайну аутентификатора нужно охранять не менее
строго, чем тайну секретного ключа. Криптографические преобразования,
совершаемые при передаче имитостойкого сообщения с повышенной
секретностью, иллюстрируются на рис. 16.11.
Если при шифрации расширенного сообщения используется стойкий
криптоалгоритм, то, перехватывая шифровку, противник не может (прак-
тически за приемлемое время) восстановить исходный открытый текст и
аутентификатор. В такой ситуации противнику при создании дезинфор-
мирующего сообщения не остается ничего иного, как случайным образом
сформировать шифротекст в надежде, что он будет воспринят получате-
лем как подлинный. Но если аутентификатор содержит г двоичных сим-
волов, то противник при случайной генерации криптограммы сможет
угадать неизвестный ему аутентификатор и сможет выдать свое сообще-
336
Глава 16. Помехозащита радиосистем передачи информации
Рис 16.11. Криптографические методы аутентификации
информации в РСПИ
ние за подлинное с вероятностью Д, = Т~г. Эта вероятность характеризует
имитостойкость шифрованного сообщения. Если даже противнику удалось
расшифровать криптограмму, это вовсе не значит, что за время вскрытия
шифра передатчик и приемник информации по взаимному соглашению
не изменили аутентификатор. В случае замены аутентификатора вероят-
ность успеха дезинформации получателя сообщения будет, очевидно, не
выше
И
Возможны случаи, когда шифрация сообщения не нужна или даже
нежелательна, как в уже приведенном примере системы опознавания
воздушной цели «свой — чужой». В этих случаях может быть использо-
ван другой алгоритм установления подлинности передаваемых сообщений.
Работа алгоритма формирования открытого (нешифрованного) имитостой-
кого сообшения иллюстрируется рис. 16.12.
В соответствии с алгоритмом обеспечения имитостойкости без шиф-
рации текста исходное сообщение разбивается на блоки, содержащие
одинаковое число г следующих подряд символов. Первый блок почленно
складывается по модулю 2 с некоторой неизвестной противнику последо-
вательностью символов — начальным вектором. Длина начального век-
тора равна длине блока. Его значение держится в секрете и время от вре-
мени изменяется. Полученный блок длиной г символов складывается по
модулю 2 со вторым блоком исходного сообщения. Процедура итерационно
16 4. Стойкость к имитирующим и дезинформирующим помехам
337
Рис. 16.12. Имитация нешифрованных сообщений
повторяется до тех пор, пока не будут обработаны все блоки текста. Если
последний блок содержит менее г символов, его всегда можно дополнить
нулями. Последний полученный после суммирования блок шифруется.
Ключ шифра и алгоритм шифрации известны передатчику и приемнику.
В частности, это может быть и шифр с открытым ключом Очевидно, что
последняя r-битовая шифровка является функцией исходного сообщения,
начального вектора и ключа к шифру. Эта комбинация из г символов
присоединяется к исходному тексту в качестве аутентификатора. Получен-
ный текст может передаваться по линии связи в открытом виде.
Получив расширенное аутентификатором сообщение, приемник ра-
диосистемы передачи информации при необходимости (при сомнениях в
подлинности и/или истинности авторства сообщения) производит обрат-
ное преобразование аутентификатора, используя для этого текст самого
сообщения и ключ к шифру. Если сообщение не было изменено или под-
делано, в результате расшифровки получается известный приемнику на-
чальный вектор. В противном случае фиксируется нарушение подлинности
сообщения и оно признается недостоверным Такая ситуация возникнет
как в том случае, когда противник попытается присоединить аутентифи-
катор перехваченного сообщения к другому, поддельному или изменен-
ному тексту, а также в том случае, когда он попытается осуществить гене-
рацию аутентификатора, не зная начального вектора. В любой из этих
ситуаций истинное значение аутентификатора при передаче поддельного
сообщения можно угадать, если будут угаданы все г символов начального
вектора. Вероятность такого события Р„ = V. т е. весьма мала.
338
Глава 16 Помехозащита радиосистем передачи информации
В соответствии с описанным алгоритмом суммирование шифрован-
ных блоков и блоков исходного текста осуществляется по модулю 2. Сцеп-
ление аутентификатора с открытым текстом для формирования расширен-
ного имитостойкого сообщения производит мультиплексер.
Как можно видеть, оба рассмотренных алгоритма обеспечения стой-
кости сообщения к подделкам и искажениям основываются на увеличе-
нии избыточности передаваемого сообщения. Разумеется, возможны и
иные, отличные от двух приведенных выше, протоколы защиты подлин-
ности сообщений. Но общим для любых протоколов остается то, что аутен-
тификатор присоединяется к исходному тексту И чем больше внесенная
аутентификатором избыточность, тем выше имитостойкость. Присоеди-
ненный к сообщению избыточный идентификатор может быть назван,
электронной подписью. Очевидно, такая подпись подтверждает подлин-
ность сообщения и в том случае, когда оно передается без посредства
бумажного носителя.
Способы подтверждения подлинности основаны на внесении избы-
точности точно так же, как и способы повышения помехоустойчивости.
Но для улучшения помехоустойчивости избыточные символы преобразу-
ют сообщения в такие последовательности, которые группируются возмож-
но более близко (в соответствии с принятой метрикой в пространстве
сигналов) к неискаженному сигналу. При использовании избыточности
для формирования имитостойких сообщений они конструируются иначе;
чтобы любые изменения символов в соответствии со стратегией дезинфор-
мации распределяли получающиеся кодовые последовательности случай-
но и равновероятно по всему сигнальному пространству.
Контрольные вопросы и задачи
1 Как используется избыточность кодированных сигналов для повышения
помехоустойчивости передачи сообщений?
2. Оцените корректирующую способность систематического кода (16,5). Ка-
кие ошибки может обнаруживать и исправлять такой код'*
3. В чем состоит различие систем передачи информации с решающей и с
информационной обратной связью?
4. Как обеспечивается информационная скрытность сообщений9
5. В чем сходство и в чем различие методов обеспечения информационной
скрытности, стойкости к имитации и устойчивости против дезинформации?
ГЛАВА 17
РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ ЗАЩИТА ПРИ ИСПОЛЬЗОВАНИИ
РАДИОУПРАВЛЯЕМЫХ РАКЕТ
17Л. Радиоэлектронная защита систем наведения ракет
В настоящее время применяются разнообразные методы наведения
ракет. Так, на пассивные неизлучающие цели ракеты наводятся с исполь-
зованием методов автономного радиоуправления, командного радиоуп-
равления различных модификаций (КРУ-I, КРУ-П), радиотеленаведения
(управления «в луче»), активного и полуактивного самонаведения. При
наведении ракет на активно излучающие цели с успехом применяют са-
монаведение [27].
Командное управление двух названных выше видов КРУ-I и КРУ-П
объединяет использование командной радиолинии (КРЛ). При КРУ-1
координаты ракеты и цели измеряются на пункте управления. Там же
формируется и управляющее воздействие UK для наведения ракеты. По
командной радиолинии (КРЛ) значение команды UK передается на борт
ракеты. При КРУ-П информация о координатах цели формируется на борту
ракеты с помощью радио- или телевизионного визира. Результат визиро-
вания передается на пульт управления посредством специальной РСПИ.
Выработанное пунктом управления на основе этих данных командное
воздействие UK по КРЛ передается на ракету.
Радиотеленаведение (РТН) — наведение в радиолуче или в радиоплос-
кости (радиозоне). При таком способе радиоуправления пункт управле-
ния формирует «радиолуч» (радиозону, радиоплоскость), ориентируя его
в требуемом направлении полета ракеты. Аппаратура, установленная на
борту ракеты, фиксирует отклонение ее фактической траектории от на-
правления радиолуча и вырабатывает команду для возвращения на необ-
ходимую траекторию. При РТН координаты цели измеряются на пункте
управления, а координаты ракеты относительно радиолуча — на борту
ракеты. Там же формируются команды управления движением UK.
При самонаведении координаты ракеты и цели, а также UK формиру-
ются на борту' ракеты. Пункт управления после пуска не участвует в про-
цессе наведения ракеты на цель, хотя при полуактивном самонаведении
340 Глава 17 РЭЗ при использовании радиоуправляемых ракет
подсвечивает цель зондирующим сигналом РЛС, сопровождющей цель по
угловым координатам.
Как видно, тактически методы радиоуправления могут быть двухто-
чечными (одна точка — ракета, другая — цель) или трехточечными (раке-
та — цель — пункт управления).
Системы управления ракетами используют разные диапазоны элект-
ромагнитных волн. По используемому диапазону различают: радиотехни-
ческие, инфракрасные, оптические (лазерные) системы управления.
Современные системы радиоуправления способны комплексировать
и использовать несколько методов наведения, адаптируясь при выборе того
или иного метода к конкретной тактической обстановке и изменяя метод
наведения при смене этапа полета управляемой ракеты. Следует отметить,
что во всех современных зенитно-ракетных комплексах (ЗРК) и авиаци-
онных ракетных комплексах (АРК) предусмотрен режим самонаведения
на постановщик помех, когда этот постановщик маскирует сигнал, отра-
женный от цели или излученный целью.
Кроме того, все системы радиоуправления в составе современных ЗРК
и АРК рассчитаны на реализацию кинематического метода наведения
ракеты в упрежденную точку.
Трехточечные методы наведения иллюстрируются схемой рис. 17.1.
Рис. 17 1. Трехточечные методы наведения
Координаты цели измеряются (цель визируется) радиовизиром цели
РВЦ, а ракеты — радиовизиром РВР. Это специальные РЛС, которые
измеряют те параметры взаимного движения ракеты и цели, которые
нужны для реализации выбранного способа наведения Устройство фор-
мирования команд (УФК) формируют управляющие воздействия UK, ко-
17.1. РЭЗ систем наведения ракет
341
торые по командной радиолинии (КРЛ) передаются на борт ракеты. Ра-
диоканал КРЛ может быть совмещен с каналом передачи запросного сиг-
нала РЛС РВР, но может использовать и отдельный независимый сигнал.
Очевидно, схема рис. 17.1 реализует метод КРУ-I. Для КРУ-П РВЦ и РВР
совмещены в одном устройстве на борту ракеты, а кроме КРЛ имеется еще
радиолиния для трансляции результатов визирования цели на пункт уп-
равления, в УФК. Реализация РТН не требует КРЛ, а на РВР возлагает
только задачу формирования радиолуча.
Совмещенный постановщик помех чаще всего подавляет информацию
о дальности до цели /?ц в РВЦ. В этом случае основной способ радиоэлек-
тронной защиты сводится к переходу на иной способ наведения, напри-
мер на наведение по радиолучу, выставляемому РВР в направлении пря-
мо на цель, или на прогнозируемую точку встречи ракеты с целью.
Иногда в качестве радиоэлектронной защиты на конечном участке
траектории переходят к пассивному или полуактивному самонаведению
на источник помех. Применение полуактивного самонаведения предпо-
лагает использование РЛС подсвета цели (рис. 17.2). В частности, роль
такой РЛС может исполнять и РВЦ.
Пункт управления
Рис. 17.2 Полуактивное самонаведение
После перехода на полуактивное самонаведение помехи могут пода-
вить сигнал подсвета, отраженный целью. При этом радиоголовка само-
наведения (РГСН) ракеты оказывается в двухальтернативной ситуации.
Во-первых, постановщик помех может быть совмещен с целью. В этом слу-
чае РГСН должна наводиться на помеху. Во-вторых, постановщик помех
вынесен, так что РГСН должна селектировать полезный сигнал от поме-
хи и наводить ракету на цель в условиях действия вынесенной помехи.
342
Глава 17. РЭЗ при использовании радиоуправляемых ракет
Эти ситуации легко различаются, если в радиокоординаторе РГСН
применяются две антенны А| (основная) и А2 (вспомогательная). Если
сигнал, принятый Aj, по уровню больше сигнала с выхода А2, имеет ме-
сто первая ситуация. В противном случае — вторая. Во втором случае РГСН
не наводит ракету на постановщик помех, а производит поиск цели. Так
как пеленги цели и постановщика помех на конечном участке траекто-
рии наведения сильно различаются, такой поиск, как правило, кончается
надежным захватом сигнала, отраженного от цели.
В комбинированной системе наведения, сочетающей любой из трех-
точечных методов с полуактивным самонаведением, очень важно своев-
ременно перейти на второй этап управления (на самонаведение) [27]. Для
оптимального выбора момента перехода на самонаведение требуется оце-
нивать расстояние между ракетой и целью Яцр (рис. 17.1). Это позволяет
вовремя перейти на полуактивное самонаведение.
Кроме всего прочего, радиолинии КРЛ при КРУ-I и КРУ-П защища-
ются от активных помех всеми доступными способами: применяется бы-
страя перестройка несущей частоты для затруднения разведки сигнала,
специальное помехоустойчивое кодирование, шифрация сигнала для ис-
ключения имитации команд управления, используются остронаправлен-
ные передающие и приемные антенны для пространственной селекции
сигнала от помех. Не многим легче требования к помехозащите радиоли-
нии ракета — РВР, по которой транслируются результаты определения ко-
ординат взаимного положения при КРУ-П.
Для радиоэлектронной защиты систем полуактивного самонаведения
известны и используются разные методы, в частности — резервирование.
Пример резервирования — двухчастотный подсвет цели. Два разне-
сенных (по частоте на - /2) и по пространству (на базу d) радиовизира
подсвечивают одну и ту же цель (рис. 17.3, а). РГСН полуактивного само-
наведения выполняется по двухканальной схеме (рис. 17.3, б) и принима-
ет сигналы подсвета цели Сн С2 раздельно. Эти сигналы всегда различа-
ются по доплеровским сдвигам частот /"д, и Fa2, поскольку ракурсы цели
различны, а также по фону от местных предметов. Поэтому селекторы
АСС-1 и АСС-2 могут различать сигналы подсвета.
Каналы обработки принятых на борту ракеты сигналов от цели не
обязательно независимы: один сигнал можно использовать при создании
строб-импульса для другого сигнала (рис. 17.3, в).
Для повышения помехозащищенности системы полуактивного само-
наведения используют сигнал подсвета с переменной частотой. Например,
импульсный сигнал с перестройкой частоты от импульса к импульсу. Если
организовать дополнительный канал приема сигнала подсвета через ан-
/ 7. /. РЭЗ систем наведения ракет
343
Рис. 17.3. Резервирование аппаратуры наведения
тенну в хвостовой части ракеты, можно в приемнике РГСН реализовать
возможность быстрого маневра параметрами сигнала. Настолько быстро-
го, что противник для защиты цели не сможет эффективно применить
прицельную имитационную помеху. Противника эта мера заставит перейти
на менее эффективную заградительную шумовую помеху. Но против от-
ветной импульсной помехи такой метод защиты не эффективен.
Кроме частотной модуляции сигнала подсвета, применяют также глу-
бокую амплитудную модуляцию (прерывание сигнала). Прерывистый
характер сигнала подсвета со скважности вплоть до q> 2 не очень сильно
сказывается на процессе полуактивного самонаведения. Однако при та-
ком сигнале резко ослабляется эффективность уводящих помех.
При самонаведении очень опасны пространственно-разнесенные по-
мехи. Для борьбы с такими помехами, создаваемыми не одной, а несколь-
кими целями, применяют различные методы селекции полезного сигна-
ла. Если две близкорасположенные цели летят параллельными курсами и
подсвечиваются одним лучом РВЦ, то отраженные от целей сигналы,
будучи приняты в РГСН ракеты, отличаются по доплеровским сдвигам:
хотя и находятся в главном лепестке ДНА РГСН. Селекция по
344
Глава 17. РЭЗ при использовании радиоуправляемых ракет
частоте, подобная той, что осуществляется в СДЦ, позволяет наводить
ракету на одну из целей, предварительно выбранных при пуске.
Помехозащите РГСН помогает и пространственная селекция сигна-
лов узконаправленными антеннами. Но применять такие антенны на борту
ракеты трудно: диаметр антенны ограничен размером миделя ракеты, а
значит, и ограничена ширина ДНА, определяемая отношением d/X. Кро-
ме того, узконаправленные антенны увеличивают риск срыва слежения
за целью, если цель маневрирует.
Для повышения помехозащиты применяют сложные модулированные
сигналы подсвета цели, структурную и функциональную селекцию этих
сигналов на фоне организованных помех. В частности, для селекции можно
использовать дополнительный канал приема сигнала подсвета антенной
в хвостовой части ракеты.
Известны также и другие технические решения, увеличивающие по-
мехозащищенность РГСН. Более подробный перечень мер, способов и
схем помехозащиты полуактивных РГСН имеется в [6], [37].
Помехозащита активных РГСН использует те же меры, что и для по-
мехозащиты моностатических РЛС (используют сложные сигналы с внут-
риимпульсной модуляцией, многочастотный режим работы, все виды
селекции сигналов от помех). Кроме того, применяют логическую селек-
цию сигнала от ретранслированных и уводящих помех из зоны, где бар-
ражируют постановщики помех.
Пассивные системы самонаведения имеют ограниченные возможно-
сти для селекции и стробирования сигналов. Однако эти системы защи-
щены уже тем, что они не требуют работы с излучением сигналов (кроме,
разумеется, электромагнитных излучений целей). Для помехозащиты в
пассивных РГСН применяют режимы работы с разной шириной ДНА
(широкая — в режиме поиска и захвата цели, узкая — при сопровожде-
нии цели для защиты от пространственно-разнесенных помех). Сужение
ДНА возможно за счет перехода на работу на высших (второй, третьей)
гармониках частоты сигнала РЭС, по которым работают пассивные РГСН.
Эти источники сигнала очень мощные. Даже при работе по непреднаме-
ренному и побочному излучению РЭС уровень сигнала на входе прием-
ников РГСН обычно выше, чем уровень отраженного сигнала при полу-
активном самонаведении. А в спектре всех сигналов РЭС обычно имеются
внеполосные составляющие на высших гармониках основной рабочей
частоты. Поскольку для высших гармоник отношение d/k больше, чем для
основной рабочей частоты, ДНА РГСН оказывается уж:е, а пространствен-
ная селекция сигналов и помех — лучше.
17.2. Защита от ракет с радиоголовками самонаведения
345
Против пассивных РГСН не эффективны любые совмещенные поме-
хи (ракета наводится на источник помех точно так же, как и на сигнал
защищаемых помехами РЭС), а помехи, пространственно-разнесенные с
источниками сигнала, селектируются. При этом разделить помехи и сиг-
налы тем легче, чем ближе ракета с РГСН к цели.
17.2. Защита от ракет с радиоголовками самонаведения
Ракеты, самонаводящиеся на источники электромагнитного излуче-
ния, являются очень мощным средством борьбы с радиоэлектронными
системами и средствами. Радиотехническая система наведения таких ра-
кет (головка самонаведения) включает в себя антенную систему на под-
вижной гиростабилизированной платформе под радиопрозрачным обте-
кателем, приемник и систему формирования команд управления для
автопилота. Все современные радиоголовки самонаведения используют
моноимпульсный принцип определения угловых координат источника
радиоизлучения
Такие головки имеют трехканальные приемники (рис. 17.4, б): в двух
каналах усиливаются сигналы разностных колебаний А — с выходов каж-
дой из двух пар антенн, а в одном — суммарный сигнал всех четырех антенн
моноимпульсного пеленгатора. Сигналы ошибок по курсу и по тангажу
формируются соответствующими фазовыми детекторами (ФД курса и ФД
тангажа).
Приемники современных радиоголовок самонаведения обладают до-
статочно высокой чувствительностью для того, чтобы обеспечить наведе-
ние ракеты на излучение РЭС разных типов, структур и назначения, ис-
пользуя для этой цели достаточно слабое побочное и непреднамеренное
излучение. Однако основное тактическое назначение таких головок —
поражение РЛС. С поражением РЛС комплексов ПВО связаны и первые
случаи боевого применения ракет с такими пассивными радиоголовками
самонаведения. Поэтому обычно в литературе они называются противо-
радиолокационными ракетами (ПРР).
Принцип работы моноимпульсной головки самонаведения иллюстри-
руется рис. 17.4, а, а схема приема и обработки сигнала — рис. 17.4, б.
Спектр способов защиты радиосистем и радиосредств от ракет с пас-
сивными головками самонаведения весьма широк. Он включает раз-
нообразные организационные меры (например, выключение питания пе-
редатчиков при обнаружении ракетной атаки) и фортификационные,
сводящиеся к такому оборудованию позиций РЭС, при котором макси-
346
Глава 17. РЭЗ при использовании радиоуправляемых ракет
Рис. 17.4. Моноимульсные РГСН противорадиолокационных ракет
мально снижается эффект от воздействия поражающих факторов ПРР, т. е.
осколков и взрывной волны (устраиваются валы и брустверы вокруг ан-
тенн, кабели бронируются для защиты от поражения осколками). Ниже,
тем не менее, обсуждаются не все способы защиты от ПРР, а только спо-
собы радиоэлектронной защиты.
Для защиты от самонаводящихся ракет нужно создать условия, при
которых работу бортового моноимпульсного радиокоординатора ПРР со-
провождают аномальные ошибки. В гл. 7 описаны способы постановки
помех моноимпульсным пеленгаторам и показано, что кроме некоторых
частных случаев такие пеленгаторы подавляются пространственно-разне-
сенными помехами. Разнесенные помехи могут быть когерентными, неко-
герентными и мерцающими.
Самые естественные и эффективные способы защиты от радиоголо-
вок самонаведения — маскировка электромагнитного излучения РЭС.
Подробно способы радиомаскировки рассмотрены в гл. 11.
Не менее важны для защиты от ПРР технические решения, использу-
ющие различные способы дезинформации радиокоординатора головки
самонаведения относительно истинных координат излучающей цели.
Например, для дезинформации радиоголовок применяется РЛС с многими
ложными антеннами, излучающими те же зондирующие сигналы, что и
основная антенна. При этом ложные антенны разнесены в пространстве
и не имеют кабин РЛС, где происходит обработка информации. Если
противник перед пуском противорадиолокационной ракеты не отличает,
какая из антенн истинная, возможно попадание ракеты в ложную антенну.
17.2. Защита от ракет с радиоголовками самонаведения
347
Для лучшей мимикрии запросных сигналов, излучаемых всеми антенными
системами, эти сигналы должны быть идентичны и синхронизированы.
Синхронизация, кстати, необходима для обеспечения электромагнитной
совместимости. Но иногда для имитации работы нескольких РЛС запрос-
ные сигналы всех антенн умышленно видоизменяются по параметрам.
Аналогичные методы РЭЗ применяются для защиты РЛС от активных и
полуактивных систем наведения ракет.
Другие способы дезинформации комплекса прицеливания и наведе-
ния ПРР, также основанные на многоточечном излучении, предусматри-
вают объединение нескольких РЛС. Обычно РЛС объединяются для по-
вышения надежности получаемой радиолокационной информации. При
этом цель считается обнаруженной, если она присутствует в стробах хотя
бы одной из нескольких РЛС, работающих на различных несущих частотах.
Такое комплексирование РЛС не только затрудняет противнику постановку
эффективных помех, ибо требует подавления всех РЛС одновременно в
широком диапазоне частот, но и делает неэффективной применение ПРР
против одной или даже нескольких РЛС комплекса.
Комплексирование радиолокационных измерителей координат и па-
раметров движения целей открывает возможность для применения пас-
сивных методов, не требующих излучения зондирующего сигнала. Работа
таких измерителей не обнаруживается средствами оперативной радиотех-
нической разведки, что затрудняет организацию радиоэлектронного проти-
водействия. Более того, шумовая или одноточечная имитационная помеха
подавляет в РЛС дальномер, но создает условия для триангуляционных
методов определения координат.
Контрольные вопросы
1. Какими методами повышают помехозащищенность систем командного
радиоуправления?
2. Как устроены и работают головки самонаведения противорадиолокацион-
ных ракет (ПРР)?
3. Какие применяются методы защиты от ПРР?
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Радиоэлектронная борьба во всех ее четырех ипостасях (радиоэлект-
ронная разведка, радиопротиводействие, радиомаскировка и помехоза-
шита) — очень сложная и динамично изменяющаяся системная конфи-
гурация. Причем в динамике развития средств, систем и методов РЭБ
просматриваются как медленные, эволюционные изменения, так и быст-
рые, революционные трансформации. Эволюции связаны с развитием
элементной базы и совершенствованием частных технических решений
при построении средств радиоэлектронной борьбы. Скачкообразные ре-
волюционные изменения касаются концептуальных положений. Так,
появление новых комплексных методов обеспечения радиоэлектронной
незаметности («технологии Stelth») выдвинуло в ряд основных и перспек-
тивных пассивные совмещенные и вынесенные активные средства РЭБ.
Готовя учебное пособие, очень трудно угнаться за этими изменениями.
Тем не менее в этой книге рассмотрены, как представляется авторам, все
или почти все заслуживающие внимания методы и приемы, которыми
может воспользоваться разработчик средств РЭБ.
Другая особенность проблемы РЭБ обусловлена ее многоаспектностью.
В настоящее время на поприще теории, техники и тактики радиоэлект-
ронной борьбы трудятся специалисты, имеющие очень разные професси-
ональные интересы и соответственно разную подготовку. Действительно,
вопросы организации РЭБ и тактики применения средств постановки
радиоэлектронных помех, вопросы проектирования средств радиоэлект-
ронной разведки, радиоэлектронного противодействия, маскировки и
создания помехозащищенных радиосистем — существенно разные пред-
метные области. Едва ли возможно создать такое пособие, которое пред-
ставляло бы даже примерно одинаковый интерес для специалистов по
разным направлениям РЭБ. Поэтому данное пособие ориентировано преж-
де всего на подготовку разработчиков технических средств РЭБ, причем
только на начальную подготовку, в процессе которой постигаются техни-
ческие основы этой обширной и увлекательной предметной области.
Вопросы тактики и эффективности применения систем и средств РЭБ в
Заключение
349
пособии рассматриваются очень поверхностно, поскольку они нужны для
анализа и обоснования проектных решений при создании технических
средств РЭБ.
Перечисляя главные особенности подготовки учебного пособия в та-
кой сложной и деликатной области, как РЭБ, связанной с борьбой и
конфликтным взаимодействием технических систем, авторы рискуют выс-
казать надежду на то, что результат их работы будет встречен с интересом
широким кругом специалистов. Особенно авторы надеются на благосклон-
ное внимание к книге студентов и аспирантов, выбравших сложную и
увлекательную проблему РЭБ своей специальностью. Пособие также мо-
жет и должно принести пользу специалистам, интересующимся комп-
лексными проблемами теории и техники современных радиоэлектрон-
ных систем, вынужденных работать в условиях информационного
конфликта. Последнее особенно важно, поскольку в настоящее время
отчетливо прослеживается тенденция интеграции радиоэлектронных си-
стем разного функционального назначения и структуры в единые комп-
лексы. Особенно эти тенденции проявляются при создании бортовых ра-
диоэлектронных комплексов летательных аппаратов, радиотехнических
систем в составе комплексов ПВО и ПРО, во многих других областях,
перечисление которых здесь едва ли уместно.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Военный энциклопедический словарь / Пред. Гл. ред. комиссии Н.В. Огар-
ков. — М.: Воениздат, 1983.
2. Вакин С.А., Шустов Л.Н. Основы радиопротиводействия и радиотехнической
разведки. — М.: Сов. радио, 1968.
3. Палии А.И. Радиоэлектронная борьба. — М.: Воениздат, 1989.
4. Вартанесян В.А. Радиоэлектронная разведка. — М.: Воениздат, 1991.
5. Защита от радиопомех / Под ред. М.В. Максимова. — М.: Сов. радио, 1976.
6. Van Brunt L.B. Application ECM. — EW Engineering inc. USA, 1982.
7. Бакулев П.А., Сосновский А.А. Радиолокационные и радионавигационные сис-
темы: Учеб, пособие для вузов. — М.: Радио и связь, 1994.
8. Цифровые радиоприемные системы: Справочник / Под ред. М.И. Жодзиш-
ского. — М.: Радио и связь, 1990.
9. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. — М.: Сов. радио, 1966.
10. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. — М.: Сов. радио, 1967.
И. Гуткин Л.С. Проектирование радиосистем и радиоустройств: Учеб, пособие
для вузов. — М.: Радио и связь, 1986.
12. Гуткин Л.С. Теория оптимальных методов радиоприема при флуктуационных
помехах. — М.: Сов. радио, 1972.
13. Тихонов В.И. Оптимальный прием сигналов. — М.: Радио и связь, 1983.
14. Янке Е., Эмде Ф., Леш Ф. Специальные функции. — М.: Наука, 1968.
15. Демин В.П., Куприянов А.И. Сахаров А.В. Радиоэлектронная разведка и радио-
маскировка. — М.: Изд-во МАИ, 1997.
16. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами/ Под ред. Г.И. Ту-
зова. — М.: Радио и связь, 1985.
17. Березин Л.В., Вейцель В.А. Теория и проектирование радиосистем. — М.: Сов.
радио, 1977.
18. Фалькович С.Е. Оценка параметров сигналов. — М.: Сов. радио, 1970.
19. ЗюкоА.Г., Кловский Д.Д., Назаров М.В., ФинкЛ.М. Теория передачи сигналов. —
М.: Радио и связь, 1986.
20. Пенин П.И. Системы передачи цифровой информации. — М.: Сов. радио, 1976.
21. Великанов В.Д., Галкин В.И., Захарченко П.И. и др. Радиотехнические системы
в ракетной технике. — М.: Воениздат, 1974.
22. Леонов А.И., Фомичев К.И. Моноимпульсная радиолокация. — М.: Сов. радио,
1970.
23. Вопросы перспективной радиолокации / Под ред. А.В. Соколова. — М.: Радио-
техника, 2003.
Список литературы
351
24. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и непреднамерен-
ные помехи. Вып. 2 / Под ред. А.И. Сапгира. — М.: Сов. радио, 1978.
25. Михайлов В.Ю. Математические основы анализа и синтеза сложных сигналов
и процедур их обработки. — М.: Изд-во МАИ, 1994.
26. Борисов В.А., Калмыков В.В., Ковальчук Я.М. и др. Радиотехнические системы
передачи информации: Учеб, пособие для вузов / Под. ред. В.В. Калмыкова. —
М.: Радио и связь, 1990.
27. Агаджанов П.А., Вейцель В.А., Волковский С.А. и др. Основы радиоуправления:
Учеб, пособие для вузов / Под ред. В.А. Вейцеля. — М.: Радио и связь, 1995.
28. Шеннон КЭ. Теория связи в секретных системах // Работы по теории инфор-
мации и кибернетике. — М.: ИЛ, 1963.
29. Симмонс Г. Дж. Обзор методов аутентификации информации // ТИИЭР. Т. 76.
№ 5. 1988.
30. Радиолокационные станции воздушной разведки / Под ред. Г. С. Кондратен-
кова. — М.: Воениздат, 1983.
31. Цветное В.В., Демин В.П., Куприянов А.И. Радиоэлектронная борьба: радиораз-
ведка и радиопротиводействие. — М.: Изд-во МАИ, 1998.
32. Цветное В.В., Демин В.П., Куприянов А.И. Радиоэлектронная борьба: радиомас-
кировка и помехозащита. — М.: Изд-во МАИ, 1999.
33. Семенов А.И. Невыступающие бортовые антенны. — М.: Изд-во МАИ, 1999.
34. Меньшаков Ю.К. Защита объектов и информации от технических средств раз-
ведки. — М.: Изд-во РГГУ, 2002.
35. Перунов Ю.М., Фомичев К.И., Юдин Я.М. Радиоэлектронное подавление кана-
лов систем управления оружием / Под ред. Ю.М. Перунова. — М.: Радиотех-
ника, 2003.
36. Куприянов А.И., Сахаров А.В. Радиоэлектронные системы в информационном
конфликте. — М.: Вузовская книга, 2003.
37. Защита радиоэлектронных систем от помех. Состояние и тенденции развития /
Под ред. А.И. Канащенкова и В.И. Меркулова. — М.: Радиотехника, 2003.
38. Покровский Н.Б. Расчет и измерение разборчивости речи. — М.: Связьиздат,
1962.
39. Антенны и устройства СВЧ / Под ред. Д.И. Воскресенского. — М.: Изд-во
МАИ, 1999.
40. Палий А.И., Куприянов А.И. Очерки истории радиоэлектронной борьбы. — М.:
Вузовская книга, 2006.
СОДЕРЖАНИЕ
ОТ АВТОРОВ ...................................................3
ВВЕДЕНИЕ......................................................6
ЧАСТЬ 1. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ РАЗВЕДКА
Глава 1. РАДИО- И РАДИОТЕХНИЧЕСКАЯ РАЗВЕДКА (РРТР)...........10
1.1. Состав аппаратуры средств РРТР..........................11
1.2. Измерение и запоминание частоты сигнала средствами РРТР.19
1.3. Пеленгация РЭС средствами РРТР..........................25
Контрольные вопросы и задачи ...........................36
Глава 2. СИСТЕМЫ МЕСТООПРЕДЕЛЕНИЯ В РРТР.....................37
2.1. Триангуляционные системы................................37
2.2. Взаимокорреляционные методы в разностно-дальномерных
системах местоопределения...............................41
Контрольные вопросы ....................................48
Глава 3. ЭФФЕКТИВНОСТЬ СРЕДСТВ РРТР..........................49
3.1. Сигнал, информативный для РРТР..........................49
3.2. Характеристики обнаружения сигналов средствами РРТР
в сложной сигнальной обстановке.............................52
3.3. Нормальные и аномальные ошибки. Условия
возникновения ошибок........................................64
3.4. Аномальные ошибки при измерении задержки
и частоты радиосигнала........:.............................80
3.5. Нормальные и аномальные ошибки измерения
углов и угловых скоростей...................................90
Контрольные вопросы и задачи ...........................91
Глава 4. КАЧЕСТВО ВЫДЕЛЕНИЯ СООБЩЕНИЙ
СРЕДСТВАМИ РАДИОРАЗВЕДКИ................................92
4.1. Перехват аналоговых сообщений...........................92
4.2. Перехват сигналов систем с кодово-импульсной модуляцией.98
Контрольные вопросы и задачи ..........................102
ЧАСТЬ 2. РАДИОЭЛЕКТРОННОЕ ПРОТИВОДЕЙСТВИЕ
Глава 5. МЕТОДЫ, СРЕДСТВА И ХАРАКТЕРИСТИКИ
ЭФФЕКТИВНОСТИ РАДИОЭЛЕКТРОННОГО
ПРОТИВОДЕЙСТВИЯ........................................104
5.1. Классификация методов и средств радиоэлектронного
противодействия............................................104
5.2. Энергетические характеристики активного
радиопротиводействия.......................................106
5.3. Информационный ущерб, вносимый средствами РЭП..........111
5.4. Энергетический потенциал средств РЭП...................114
Контрольные вопросы и задачи...........................116
Содержание
353
Глава 6. СТАНЦИИ АКТИВНЫХ ШУМОВЫХ ПОМЕХ...................... 117
6.1. Общие сведения о станциях активных шумовых помех (САП).... 117
6.2. Прямошумовые помехи .....................................118
6.3. Модуляционные шумовые помехи.............................122
6.4. Ответные непрерывные шумовые помехи......................124
6.5. Ответные импульсные шумовые помехи и методы их создания .127
6.6. Ответные шумовые помехи, прицельные по углу..............130
Контрольные вопросы......................................137
Глава 7. СТАНЦИИ АКТИВНЫХ ИМИТАЦИОННЫХ ПОМЕХ ................ 138
7.1. Ответные имитационные помехи.............................138
7.2. Эффективность ответных имитационных помех................139
7.3. Генераторы ложных сигналов — ретрансляционных
ответных помех...............................................140
7.4. Помехи каналу дальности................................. 143
7.5. Помехи каналу скорости.................................. 147
7.6. Совмещенные помехи измерителям угловых координат........ 150
7.7. Некогерентные пространственно-разнесенные помехи
угломерным системам........................................ 154
7.8. Когерентные помехи ..................................... 159
7.9. Помехи, мерцающие в разнесенных по пространству точках...165
7.10. Пространственно-разнесенные помехи
радиосистемам самонаведения..................................167
7.11. Подавление помехами взаимокорреляционных систем ........169
7.12. Создание помех многопозиционным системам................172
Контрольные вопросы и задачи.............................176
ЧАСТЬ 3. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ МАСКИРОВКА
Глава 8. МАСКИРОВКА И НЕЗАМЕТНОСТЬ РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ
СРЕДСТВ (РЭС)............................................178
8.1. Общая характеристика проблемы радиоэлектронной маскировки.178
8.2. Количественные характеристики качества маскировки....183
Контрольные вопросы..................................... 189
Глава 9. СПОСОБЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ РАДИОНЕЗАМЕТНОСТИ .... 190
9.1. Оптимизация сигналов и их пространственно-временной
обработки................................................... 190
9.2. Экранирование............................................195
9.3. Снижение заметности излучения по боковым лепесткам ......202
Контрольные вопросы......................................205
Глава 10. РАДИОНЕЗАМЕТНОСТЬ ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ .... 206
10.1. Широкополосные сигналы. Определения и применение........206
10.2. Классы широкополосных сигналов..........................209
10.3. Широкополосные сигналы с ЧМ.............................213
10.4. Расширение спектра за счет бинарной фазовой модуляции...214
10.5. Расширение спектра за счет перестройки частоты..........218
10.6. Сигналы с частотно-фазовой манипуляцией................ 221
Контрольные вопросы......................................223
Глава 11. СНИЖЕНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ ЗАМЕТНОСТИ................224
11.1. Снижение ЭПР за счет выбора малоотражающей формы объекта.224
11.2. Применение противорадиолокационных покрытий.............229
354
Содержание
11.3. Уменьшение радиолокационной заметности антенных систем.235
11.4. Комплексное применение методов противорадиолокационной
маскировки ................................................238
Контрольные вопросы ....................................240
Глава 12. МАСКИРУЮЩИЕ ВОЗДЕЙСТВИЯ НА СРЕДУ
РАСПРОСТРАНЕНИЯ СИГНАЛОВ...............................241
12.1. Модификация среды распространения сигнала..............241
12.2. Дипольные помехи...................................... 242
12.3. Маскировка сигнала плазменными образованиями...........254
12.4, Модификация сигнального пространства. Ложные цели......260
Контрольные вопросы.....................................268
Глава 13. ОБЕСПЕЧЕНИЕ ИНФОРМАЦИОННОЙ СКРЫТНОСТИ
РЭС СВЯЗИ И ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ............................269
13.1. Шифрация для информационной скрытности.................269
13.2. Информационная скрытность криптосистем с открытым ключом.278
Контрольные вопросы ....................................280
ЧАСТЬ 4. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ ЗАЩИТА ОТ СРЕДСТВ РЭБ
Глава 14. ПОМЕХОЗАЩИТА РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ.................282
14.1. Виды помех радиоприему и методы помехозащиты...........282
14.2. Помехозащита радиоприемников.............................285
14.3. Специальные схемы подавления различных
преднамеренных помех.......................................290
Контрольные вопросы ....................................294
Глава 15. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ ЗАЩИТА РЛС........................295
15.1. Проблема помехозашиты РЛС..............................295
15.2. Выбор антенной системы РЛС.............................296
15.3. Анализ и индикация помеховой обстановки................298
15.4. Зашита от помех, уводящих по дальности и по скорости...299
15.5. Схемы защиты от поляризационных помех..................301
Контрольные вопросы ....................................302
Глава 16. ПОМЕХОЗАЩИТА РАДИОСИСТЕМ
ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ....................................303
16.1. Помехоустойчивость и помехозащищенность систем
передачи информации........................................303
16.2. Кодирование в помехозашищенных системах
передачи информации....................................... 306
16.3. Обратная связь для адаптации к помеховой обстановке....324
16.4. Стойкость к имитирующим и дезинформирующим помехам
(обеспечение подлинности сообщений)........................331
Контрольные вопросы и задачи............................338
Глава 17. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ ЗАЩИТА ПРИ
ИСПОЛЬЗОВАНИИ РАДИОУПРАВЛЯЕМЫХ РАКЕТ....................339
17.1. Радиоэлектронная защита систем наведения ракет.........339
17.2. Защита от ракет с радиоголовками самонаведения.........345
Контрольные вопросы ....................................347
ЗАКЛЮЧЕНИЕ...................................................348
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ............................................350
Учебное издание
Куприянов Александр Ильич
Сахаров Андрей Владимирович
ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ БОРЬБЫ
Книга издана в авторской редакции
Ответственный редактор Н.Г. Карасева
Технический редактор П. С. Корсунская
Корректор О.А. Королева
Компьютерная верстка Н.С. Супотницкой
Подписано в печать 08.02.2007. Формат 60x84 1/16.
Печать офсетная. Бумага офсетная. Гарнитура «Таймс».
Уел. печ. л. 20,68. Тираж 300 экз.
ЗАО «Издательское предприятие «Вузовская книга»
125993, Москва, А-80, ГСП-3, Волоколамское шоссе, д. 4,
МАИ, Главный административный корпус, к. 301а.
Т/ф (499) 158-02-35. E-mail: vbook@mail.ru; vbook@mai.ru
www.vuzbook.com;www.vuzbookcom.ru