/
Text
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ
УСТРОЙСТВА
Под общей редакцией Б. П. Терентьева
Допущено Министерством связи Союза ССР
в качестве учебного пособия
для радиофакультетов электротехнических институтов связи
ГОСУДАРСТВЕННОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО ЛИТЕРАТУРЫ
ПО ВОПРОСАМ СВЯЗИ И РАДИО
МОСКВА 19S2
3
Глава I
ВВЕДЕНИЕ
1.1. ПАРАМЕТРЫ РАДИОПЕРЕДАЮЩЕГО УСТРОЙСТВА
Радиопередающим устройством называется устройство, вы-
рабатывающее ток высокой частоты, управляемый электриче-
ским сигналом, подлежащим передаче.
Современное радиопередающее устройство состоит из ком-
плекса элементов:
1) собственно радиопередатчика—аппарата, преобразую^
щего энергию постоянного тока в ток высокой частоты;
2) модулятора — устройства, управляющего током высокой
частоты по закону, определяемому передаваемым сигналом;
3) источников питания;
4) системы охлаждения;
б) системы канализации энергии тока высокой частоты к
антенне.
В настоящем курсе будут рассматриваться только вопросы,
касающиеся первых двух элементов радиопередающего устрой-
ства.
Передатчик характеризуется следующими основными пара-
метрами:
1. Рабочая частота или рабочий диапазон частот, в пределах
которого должен работать передатчик.
Современные передатчики работают на частотах приблизи-
тельно от 104 до 1012 гц.
2. Стабильность частоты. Высокая стабильность частоты из-
лучаемых колебаний необходима, во-первых, из-за того, что при
уходе частоты от номинальной колебания могут попасть в со-
седний канал связи, что приведёт к возникновению помех; во-
вторых, при отклонениях частоты передатчика от номинальной
для бесперебойной связи придётся расширить полосу частот,
принимаемых приёмными устройствами, а это увеличит мощ-
ность шумов и понизит отношение сигнал/шум в тракте приёма.
Чтобы повысить это отношение, потребуется увеличить мощность
передающего устройства, что, очевидно, невыгодно.
Нормы на нестабильность частоты передающих устройств
утверждаются соответствующими организациями и допускаемая
4
нестабильность современного передающего устройства имеет
порядок—= 10-5н-1(Г6. (Здесь А/ — уход частоты от номи-
/°
нальной, fo — номинальная частота.)
Иногда требуется ещё более высокая стабильность частоты.
Достигнутая в настоящее время нестабильность частоты имеет
Д [ ,л—ю
порядок— = 10
/°
3. Мощность современных передатчиков лежит в пределах
от долей милливатт до тысяч киловатт. . .
4. Возможность управления (модуляции) высокочастотными
токами. Например, для передачи телефонных сигналов необхо-
димо изменять амплитуду или частоту передатчика в соответ-
ствии с формой передаваемого низкочастотного сигнала (моду-
лировать колебания).
Поэтому для радиотелефонных передатчиков обычно требо-
вание неискажённой модуляции в диапазоне модулирующих
частот бт 50 гц до 10 кгц. ,
При передаче телевизионных сигналов диапазон модулирую-
щих частот доходит до 6- Ю6 гц.
В радиолокационных и других специальных устройствах при-
меняется импульсная модуляция передатчика, причём длитель-
ность модулирующих импульсов порядка 10~6— 10-8 сек.
5. Устойчивость работы в течение длительного времени при
отсутствии постоянного наблюдения и регулирования. В настоя-
щее время выпускаются полуавтоматизированные или полностью
автоматизированные передатчики, т. е. такие передатчики, кото-
рые не требуют обслуживающего персонала.
1.2. КРАТКАЯ ИСТОРИЯ РАЗВИТИЯ ТЕХНИКИ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ.
Искровые радиопередатчики
История техники радиопередатчиков может быть разделена
на два больших периода.
Первый период — доламповый — с 1895 г. и примерно до
1923 г. В течение этого времени использовались для радиосвязи
искровые, дуговые и машинные передатчики. Второй период —
ламповый — продолжается до настоящего времени.
Первым передатчиком для связи по радио был искровой
передатчик А. С. Попова. Такой передатчик (рис. 1.1а) работал
следующим образом. Ток от батареи Б через ключ К и прерыва-
тель П проходил через первичную обмотку индукционной катуш-
5
ки ИК. При этом сердечник индукционной катушки намагничи-
вался и притягивал якорь прерывателя; ток прерывался и во
вторичной обмотке индукционной катушки возникало высокое
напряжение. Это высокое напряжение заряжало до значитель-
ного потенциала антенну А, подключённую ко вторичной обмот-
Рис. 1.1.
ке катушки. Параллельно вторичной обмотке был включён раз-
рядник Р. Так как антенна представляет собой цепь, состоящую
из ёмкости СА, индуктивности La и сопротивления гА
(рис. 1.16), то в момент, когда происходил пробой разрядника,
начинался разряд ёмкости антенны СА через сопротивление г
и индуктивность La . При этом возникали затухающие электри-
ческие колебания.
Затем якорь прерывателя
оттягивался от сердечника ин-
дукционной катушки пружин-
кой, прикасался к неподвиж-
ному контакту прерывателя,
цепь тока снова замыкалась и
описанный выше процесс по-
вторялся. Таким образом, в
антенне получалась серия затухающих колебаний (рис. 1.2).
Временной интервал между отдельными импульсами этой
серии определяется напряжением батареи и собственным перио-
дом колебаний якоря прерывателя; частота высокочастотных
колебаний каждого импульса — параметрами ЬА и СА ан-
тенны
1
<»~ —- .
V laca
Дальнейшим развитием искровых передатчиков были пере-
датчики с «промежуточным» колебательным контуром. В этих
передатчиках к источнику высокого напряжения и разряднику
присоединялся специальный колебательный контур, состоявший
из конденсатора и катушки. Параметры контура выбирались
такими, чтобы получалась заданная частота колебаний. Этот
6
контур был связан с антенной. Стабильность частоты таких пере-
датчиков была выше, чем ранее описанных, за счёт того, что ча-
стота их определялась в основном параметрами контура, а не
антенны. Отсутствие разрядника в антенном контуре уменьшало
сопротивление потерь и затухание его, вследствие чего повы-
шался кпд передатчика и уменьшалась полоса частот, занимае-
мая в эфире. Одновременно такая схема позволяла проще по-
лучить нужную мощность колебаний.
Действительно, мощность Р передатчика затухающих коле-
баний может быть определена по следующей формуле:
P~^-N.
2
Здесь С — ёмкость контура,
U — напряжение на ней в момент пробоя разрядника,
N — число разрядов в секунду.
В передатчиках, выполненных по простой схеме, С — соб-
ственная ёмкость антенны и U — напряжение на ней. Так как
антенна с большой собственной ёмкостью представляет собой
дорогое и громоздкое сооружение, то создать передатчик боль-
шой мощности по этой схеме было трудно.
Мощность передатчиков со сложной схемой определяется
параметрами конденсаторов контура.
Для того чтобы при возникновении свободных колебаний в
системе колебательный контур — антенна энергия не переходила
многократно из контура в антенну и обратно, применялись спе-
циальные разрядники, которыми производилось быстрое гаше-
ние искры. Как только возникшие колебания передавались из
контура в антенну, искра в разряднике гасла, цепь контура раз*
рывалась и энергия высокой частоты полностью оставалась в
ан'генне («ударное возбуждение»).
На практике применялись два типа разрядников: первый из
них — «разрядник Вина» — представлял собой набор медных
дисков, разделённых тонкими слюдяными кольцами. Искра об-
разовывалась между этими дисками. Быстрое гашение искры
получалось благодаря хорошему охлаждению искровых про-
межутков.
Другой тип разрядника представлял собой вращающийся
диск с зубцами, проходившими мимо неподвижных электродов.
В момент, когда расстояние между зубцами и электродами
было наименьшим, возникала искра, которая очень быстро
гасла, так как воздушный промежуток быстро увеличивался.
К двадцатым годам текущего столетия искровые передатчики
достигли довольно высокой степени совершенства. В качестве
примера можно привести искровые станции, построенные в
1914 г. в Москве на Ходынском поле и в бывшем Царском Селе.
7
Эти станции имели мощность порядка 100 кет и поддерживали
связь России со всеми европейскими станциями. Кпд этих пере-
датчиков был довольно высок (20—25%).
На рис. 1.3 приведена принципиальная схема Ходынской
радиостанции. Основным источником электропитания радиостан,
ции являлся агрегат, состоявший из двигателя — дизеля мощ-
Рис. 1.3
ностью 500 л. с. и генератора постоянного тока напряжением
220 в и мощностью 320 кет. На время остановки двигателя пита-
ние электродвигателей станции осуществлялось от аккумулятор-
ной батареи напряжением 220 в и ёмкостью 1000 а. ч.
Источником питания контура с разрядником являлась акку-
муляторная батарея, состоявшая из 12 секций, соединённых по-
следовательно. Каждая секция давала напряжение 1000 в и
имела ёмкость 54 а. ч. Эта аккумуляторная батарея заряжа-
лась двенадцатью зарядными агрегатами, каждый из которых
состоял из электродвигателя постоянного тока ЛК мощностью
50 л. с., двух последовательно соединённых генераторов с не-
зависимым возбуждением Г, и Г2 (по 750 в) и возбудителя Г3,
возбуждавшего генераторы Д и Г2. Каждый агрегат работал на
отдельную секцию аккумуляторов. Полученное высоковольтное
постоянное напряжение через высоковольтное реле ВР, дрос-
сель Др и добавочное сопротивление г заряжало батарею кон-
турных конденсаторов Ск.
Разряд конденсаторов Ск происходил через индуктивность
контура LK и разрядник Р, вращавшийся электродвигателем М2.
8
Контурная катушка LK была индуктивно связана с антенны»
контуром (Lce).
Для характеристики данного передатчика нужно отметить,,
что рабочая волна радиостанции обычно лежала в пределах
7000—9000 м, ёмкость колебательного контура Ск была порядка-
2 мкф.
Ходынская радиостанция сыграла очень большую роль в.
установлении и развитии Советской власти. Через эту радио-
станцию передавались основные декреты Советской власти и
поддерживалась связь с иностранными государствами.
Несмотря на то, что искровые передатчики нашли в своё-
время широкое применение, они обладали рядом недостатков:
1. В силу принципа своей работы они не позволяли осуще-
ствлять передачу телефонных и других сложных сигналов.
2. Спектр частот, занимаемый искровыми станциями, из-за-
малой длительности отдельных импульсов был весьма широк.
3. Получение больших мощностей было ограничено длиной
волны, так как с укорочением волны необходимо было умень-
шать ёмкость колебательного контура, что приводило к сниже-
нию мощности передатчика.
Эти недостатки искровых передатчиков привели к тому, что--
уже в начале текущего столетия начали проводиться поиски по-
лучения «незатухающих колебаний», т. е. тока высокой частоты,
с постоянной амплитудой.
Дуговые радиопередатчики
Первым источником незатухающих колебаний высокой ча-
стоты была электрическая дуга. Способ получения переменного-
тока при щомощи дуги был известен ещё в 1902 г. («поющая»
дуга Дуддля).
Возникновение колебаний тока в дуге объясняется тем, что-
её вольтамперная характеристика имеет падающий характер
(рис. 1.4а) и может быть приблизительно выражена уравнением
[7 = а +А.
i
9-
Дифференциальное сопротивление дуги отрицательно
D __ ди Ь
1 ~ ~di
Известно, что если в цепи содержится элемент, обладающий
•отрицательным сопротивлением, то в ней может возникнуть ко-
лебательный электрический процесс. На этом принципе и были
построены дуговые передатчики незатухающих колебаний.
Дуговой передатчик (рис. 1.5) состоял из электрической ду-
ги Д, параллельно которой был подключён колебательный кон-
тур LK Ск, индуктивно связанный с антенной А.
Питание дуги осуществлялось
от машины постоянного тока Е
напряжением 600 в через ограни-
чительное сопротивление г и дрос-
сели Др, препятствовавшие замы-
канию тока высокой частоты че-
рез источник постоянного тока.
Так как передавать телеграф-
ные сигналы, размыкая цепь
питания, было невозможно из-за того, что дуга после погасания
сама не зажигалась, передача сигналов производилась клю-
чом К, который замыкал часть витков катушки контура. При
этом частота генерируемых колебаний несколько изменялась.
Таким образом, передача происходила по принципу частотной
телеграфии.
В двадцатах годах текущего столетия было построено не-
сколько мощных дуговых радиостанций. В частности, в Москве,
на Шаболовке была построена дуговая радиостанция мощ-
ностью 100 кет.
Наиболее известной дуговой радиостанцией в те времена
была радиостанция на острове Ява, имевшая мощность
1000 кет.
Однако довольно быстро выявились недостатки, свойствен-
ные дуговым генераторам:
1. При наличии колебаний статическая вольтамперная ха-
рактеристика (рис. 1.4а) переходит в динамическую (рис. 1.4б),
которая представляет собой уже некоторую сложную замкну-
тую кривую.
Это расширение динамической характеристики объясняется
инерционными свойствами дуги, тем, что она сравнительно мед-
ленно остывает и нагревается, в результате чего сопротивление
дуги неточно следует за изменением тока.
С повышением частоты площадь, ограниченная кривой
(рис. 1.46), увеличивается, а так как эта площадь определяет
собой потери в дуге, то, следовательно, кпд дугового генера-
тора падает.
10
Для уменьшения инерционности и повышения кпд дуги
необходимо было улучшить отвод тепла от неё. С этой целью
анод дуги изготавливали из красной меди и охлаждали водой;
дугу помещали в камеру, заполненную газом, содержащим
большое количество водорода (пары спирта); дугу помещали
в сильное магнитное поле, которое стремилось её растянуть.
В результате удавалось получить кпд передатчика порядка
50% при работе в диапазоне волн 6000—15 000 м. Но при по-
вышении частоты генерируемых колебаний кпд дуги и мощ-
ность её падали и построить дугу, работающую в диапазоне
средних волн, оказалось уже невозможным.
2. Частота генерируемых колебаний' дугового генератора
определяется не только параметрами его контура, но также и
параметрами дуги, которые изменяются с течением времени.
Поэтому стабильность частоты колебаний дуги получалась не-
достаточно высокой.
3. Дуга горела неравномерно и поэтому амплитуда колеба-
ний высокой частоты заметно изменялась, что вызывало боль-
шой шум при приёме и мешало применению дуги для передачи
телефонных сообщений.
4. Работа дугового генератора была недостаточно устойчи-
вой во времени, так как уголь постепенно обгорал и необхо-
димо было вовремя регулировать расстояние между электро-
дами. В случае увеличения этого расстояния дуга гасла, а при
уменьшении — работала неустойчиво. Примерно каждый час
необходимо было останавливать радиостанцию для смены сго-
ревшего угля. Часто происходили взрывы камер дуги из-за вос-
пламенения паров спирта, заполнявших камеру.
Низкие качество связи и сложность эксплуатации привели
к отказу от дуговых передатчиков.
Машинные радиопередатчики
Одновременно с дуговыми генераторами появился ещё один
источник токов высокой частоты — машина. Машина высокой
частоты строилась на принципах обычных машин переменного
тока, т. е. состояла из статора Ст с пазами, в которые были
уложены обмотки и ротора Р с магнитными полюсами, которые
проходили мимо зубцов статора (рис. 1.6). Частота перемен-
ного тока, получаемого от машины, как известно из электро-
техники, определяется формулой
f = _E!L
' 60
Здесь f — частота в герцах,
р — число пар полюсов ротора,
п — число оборотов ротора в минуту.
11
Из формулы следует, что для получения высоких частот,
необходимо увеличить либо скорость вращения ротора п, либо*
число пар полюсов. Если оставлять размер зубцов ротора
(т на рис. 1.6) неизменным, то с повышением числа пар полю-
сов будет увеличиваться диаметр
ротора и при неизменном числе обо-
ротов окружная скорость враще-
ния ротора. При этом очень сильно
возрастают центробежные силы, ко-
торые стремятся разрушить ротор.
Если пытаться уменьшить шаг зуб-
цов на роторе, то для сохранения
достаточно высокого, кпд машины
необходимо соответственно умень-
ротора и статора, что требует весь-
Рис. 1.6
шить зазор между зубцами
ма высокой степени точности изготовления как самого ротора,
так и подшипников вала.
Для генерирования токов высокой частоты были разрабо-
таны специальные машины, так называемые машины индуктор-
ного типа, в которых полюсы не чередовались, т. е. все зубцы
ротора были или северными или южными полюсами магнита
(рис. 1.7). В результате при том же числе полюсов генериро-
Рис. 1.7
вался ток частотой в два раза выше, чем в обычной машине.
Несмотря на простоту идеи, получить ток с частотой выше,
чем 10—15 кгц, из-за трудностей, возникающих при изготовле-
нии машины, оказалось технически невозможным.
По сравнению с дуговым генератором машина высокой ча-
стоты обладала большими преимуществами, а именно:
1. Амплитуда тока машины не изменялась, вследствие чего
шум при приёме не прослушивался.
2. Машина могла работать долгое время без остановки.
3. Стабильность частоты машины определялась стабиль-
ностью скорости вращения и (при наличии достаточно хоро-
ших регуляторов скорости вращения) могла быть сделана до-
статочно высокой.
12
4. Машина была много проще в эксплуатации и более долго-
вечна.
В двадцатых годах нашего столетия было построено до-
вольно много машинных передатчиков. В Советском Союзе
под руководством проф. В. П. Вологдина было создано не-
сколько машин высокой частоты. Две из них мощностью в 150
и 50 кет в течение ряда лет работали на Ходынской радио-
станции.
Однако машинные генераторы также обладали серьёзными
недостатками:
1. Прежде всего машина высокой частоты требовала весьма
больших точностей при изготовлении. Зазор между ротором и
статором исчислялся долями миллиметра. Нарушение этого за-
зора при скорости вращения ротора порядка 10 000 об)мин
приводило к задиру статора и выходу машины из строя.
2. Построить машину на частоты выше 10 000-^—15 000 гц
практически не представлялось возможным.
3- Создать машину малой мощности (меньше нескольких
десятков киловатт) практически было невозможно из-за требо-
вания слишком большой точности изготовления.
4. Управление амплитудой колебания для передачи теле-
фонных сообщений сложно.
Ламповые радиопередатчики
В течение ряда лет использовались одновременно дуговые
и машинные передающие устройства, так как ни один из этих
типов устройств не обладал явными преимуществами по
сравнению с другим. Такое положение сохранялось до начала
двадцатых годов нашего столетия — до появления ламповых
генераторов, которые заменили все предшествующие типы
генераторов.
Электронные лампы применялись в радиосвязи и ранее, но
в основном в гетеродинах при приёме незатухающих колеба-
ний и в усилителях низкой частоты.
Сначала делались попытки использовать для передатчиков
приёмные лампы. Чтобы получить передатчик необходимой
мощности,’ соединялось параллельно несколько сот таких ламп.
Многие специалисты считали, что этот путь правилен, так как
в случае выхода из строя одной лампы мощность передатчика
меняется очень мало, а лампу можно сменить, не выключая
передатчика.
Другой путь был избран М. А. Бонч-Бруевичем, который
начал разрабатывать в 1919 г. в Нижегородской радиолабора-
тории мощные генераторные лампы.
13
Надо сказать, что Нижегородская радиолаборатория, соз-
данная в 1918 г. по указанию В. И. Ленина, сыграла исключи-
тельную роль в развитии радиотехники в СССР.
В ней работали наиболее крупные радиоспециалисты того-
времени. В Нижегородской радиолаборатории В. П- Вологди-
ным были созданы машины высокой частоты, М. А. Бонч-Бруе-
вичем — мощные генераторные лампы и первые ламповые-
радиопередатчики. Радиолабораторией издавался и единствен-
ный в то время научный журнал по радиотехнике — «Телегра-
фия и телефония без проводов» (ТиТБП).
В первые годы существования Нижегородской радиолабо-
ратории научные работы велись в ней совершенно самостоя-
тельно, так как почти никакой информации из-за рубежа не
поступало.
Несмотря на это, в ряде вопросов радиотехники Советский
Союз опередил другие страны. Это в первую очередь относится
к разработке мощных генераторных ламп, охлаждаемых водой,
созданных в радиолаборатории намного раньше, чем за гра-
ницей.
С появлением мощных генераторных ламп очень быстро
все неламповые передатчики были сняты с эксплуатации и вме-
сто них были созданы передатчики, работающие на лампах.
Одним из первых ламповых радиотелефонных передатчиков
был передатчик, построенный под руководством М. А. Бонч-
Бруевича и установленный на Ходынской радиостанции
(1921 г.). Этот передатчик имел мощность около 2 кдт.
В 1922 г. Нижегородской радиолабораторией был построен
в Москве на ул. Радио передатчик им. Коминтерна, который
впервые начал осуществлять широковещание в Советском
Союзе. Мощность этого передатчика составляла 10—12 квт и
и работал он на волне 3200 м.
Кроме того, Нижегородской радиолабораторией был разра-
ботан и выпущен небольшой серией передатчик «Малый Комин-
терн» мощностью 1,2 квт. Этот передатчик сыграл большую
роль в деле развития широковещания в СССР.
Помимо Нижегородской радиолаборатории, разработкой ши-
роковещательных передатчиков начал заниматься коллектив под
руководством А. Л. Минца и И. Г. Кляцкина, которым в 1924 г.
была создана в Москве «Радиостанция имени Попова». В 1927 г.
в Москве на Шаболовке на месте дуговой радиостанции Ниже-
городской радиолабораторией был построен передатчик «Боль-
шой Коминтерн» мощностью уже порядка 35—40 квт.
Все эти передатчики строились по очень простой схеме, име-
ли только одну ступень высокой частоты — мощный автогенера-
тор, работавший прямо на антенну.
При такой схеме можно было применить модуляцию только
на анод, а так как тогда ещё не были разработаны методы
14
расчёта мощных усилителей звуковой частоты, требуемых для
этой схемы, то передатчики работали с большими искажениями.
В 1927—1928 гг. началась постройка более сложных пере-
датчиков, имевших уже отдельный возбудитель, дававший более-
стабильную частоту. При этом оказалось возможным применить-
сеточную модуляцию, не требовавшую мощных усилителей зву-
ковой частоты.
Первым таким передатчиком был «Опытный передатчик»^
разработанный Опытной радиостанцией НКПиТ под руковод-
ством Б. П. Терентьева и установленный на месте станции имени
Коминтерна в Москве на ул. Радио.
Этот передатчик имел мощность 20 квт. Так как он имел
очень высокий кпд антенны (около 80%), допускал глубокую-
модуляцию и обладал значительно лучшими электроакустиче-
скими показателями, он был слышен в ряде районов страны луч-
ше станции «Большой Коминтерн».
В 1929 г. группой инженеров под руководством А. Л. Минца
была построена «Станция им. ВЦСПС» мощностью 100 квт, а
в 1933 г. — станция мощностью 500 квт. Эта станция в то время
была самой мощной станцией в мире. Последние станции уже
имели возбудитель, стабилизированный кварцем.
Так как в/го время мощность генераторных ламп не выхо-
дила за пределы 30 квт, то для получения мощности 500 квт в
телефонной точке (2000 квт в пиковой) необходимо было ста-
вить очень большое число ламп.
А. Л- Минцем была предложена схема сложения мощностей
отдельных блоков, содержащих относительно небольшое число;
ламп.
В годы Великой Отечественной войны под руководством
А. Л. Минца была построена сверхмощная радиостанция мощ-
ностью 1200 квт.
Если в диапазоне длинных волн машинные и дуговые пере-
датчики ещё как-то могли конкурировать с ламповыми, то в
диапазоне коротких волн, который начал осваиваться в двад-
цатые годы, могли работать только ламповые генераторы. После
создания двухкиловаттного передатчика коротких волн, разра-
ботанного Нижегородской радиолабораторией под руководством
М. А. Бонч-Бруевича и установленного на Ходынской радиостан-
ции, заводами Треста слабого тока была изготовлена серия
передатчиков, имевших мощность 15 квт. В 1930 г. под руковод-
ством Б. П. Терентьева был разработан передатчик для радио-
телефонной связи Москвы с Ташкентом, имевший мощность
40 квт. Позднее под руководством А. Л. Минца и И. X. Невяж-
ского промышленностью был создан целый ряд коротковолно-
вых передатчиков мощностью 60 и 120 квт.
Создание передатчиков практически любой мощности и лю-
бого типа оказалось возможным только после того, как была
>5
.разработана теория и методы расчёта передатчиков. Здесь необ-
ходимо отметить работы М. В. Шулейкина, создавшего теорию
работы усилителей и генераторов высокой частоты, большой
труд А. И. Берга, разработавшего современный метод расчёта
.лампового генератора при линейно-ломаной аппроксимации ха-
рактеристик ламп. Дальнейшее развитие эти методы получили
•в трудах 3. И. Моделя и И. X. Невяжского.
Современные передатчики строятся на электронных лампах.
Это объясняется тем, что:
1) при помощи ламповых генераторов могут быть получены
как самые низкие, так и самые высокие частоты;
2) можно создать ламповый генератор мощностью от долей
милливатта до любой практически необходимой величины;
3) в ламповом передатчике простыми средствами осущест-
вляется управление амплитудой, фазой или частотой колебаний;
4) стабильность современных ламповых генераторов може’г
быть чрезвычайно высокой.
Современные передатчики в большинстве случаев строятся
по многоступенной схеме (рис. 1.8). Колебания создаются за-
Рис. 1.8
дающим генератором, который обеспечивает необходимую ста-
бильность частоты всего передатчика. Мощность задающего
генератора обычно бывает очень малой, чтобы разогрев отдель-
ных элементов и деталей незначительно влиял на частоту гене-
рируемых колебаний. Полученные колебания через буферную
ступень, которая отделяет задающий генератор от последующих
ступеней, попадают в несколько ступеней усиления мощности.
Часто здесь же происходит умножение частоты генерируемых
колебаний.
Выходная ступень — усилитель мощности — создаёт необхо-
димую мощность передатчика. Затем колебания через фильтр,
отфильтровывающий все побочные частоты, направляются в ан-
тенну.
При амплитудной модуляции передаваемый сигнал через мо-
дулятор воздействует либо на усилитель мощности, либо на
16
одну из ступеней промежуточного усиления. В телеграфных
передатчиках манипулятор, управляющий колебаниями, под-
ключается при амплитудной манипуляции к одной из ступеней
умножения, а при частотном телеграфировании — к задающему
генератору.
За последние годы очень сильно расширился диапазон
сверхвысоких частот, в котором применение обычных усилитель-
ных ламп (триодов и тетродов) уже невозможно. Для работы в
этом диапазоне пришлось разработать специальные типы ламп,
принцип действия которых отличается от принципа действия
обычных электронных ламп.
В маломощных передвижных радиостанциях всё большее
применение находят транзисторы, работающие с весьма высо-
ким кпд.
Успехи отечественной радиоэлектроники и, в частности, тех-
ники передающих устройств нашли своё яркое отражение в ор-
ганизации надёжной связи с летающими космическими лабора-
ториями, с советскими космонавтами Ю. А. Гагариным, Г. С. Ти-
товым, А. Г. Николаевым, П. Р. Поповичем.
Новые большие задачи стоят перед техникой передающих
устройств в свет^ решений исторического XXII съезда партии,
принявшего программу построения коммунистического общества
в нашей стране.
2—417
Глава II
ЛАМПОВЫЙ ГЕНЕРАТОР С НЕЗАВИСИМЫМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ
П.1. СХЕМА ЛАМПОВОГО ГЕНЕРАТОРА С НЕЗАВИСИМЫМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ. РАБОТА ГЕНЕРАТОРА
ПРИ ВКЛЮЧЕНИИ В АНОДНУЮ ЦЕПЬ
КОЛЕБАТЕЛЬНОГО КОНТУРА
нераторную лампу и
Под ламповым генератором с независимым возбуждением
будем понимать радиотехническое устройство, включающее ге-
обладающее свойством усиливать мощ-
ность высокочастотных коле-
баний.
Простейшая схема лампово-
д! го генератора на триоде приве-
-Г“г—г дена на рис. II.1.
/S № Высокочастотное напряже-
-ч’—-Г ние возбуждения [7е, подводи-
мое к цепи сетка—катод гене-
раторной лампы, поступает от
внешнего источника. Таким ис-
точником является возбудитель
или предыдущая ступень пере-
датчика. Для получения на уп-
равляющей сетке нужного напряжения смещения включают
источник смещения Ес. Обычно на сетку приходится подавать
напряжение смещения отрицательной полярности. Параллельно
источнику смещения включают блокировочный конденсатор.
Высокочастотная составляющая сеточного тока i в, появляю-
щаяся при включении напряжения возбуждения Сс, протекает
через блокировочный конденсатор и при достаточной величине
его не создаёт заметного падения высокочастотного напряжения
на источнике смещения Ес, а следовательно, и лишних потерь
энергии в нём. Таким образом, удаётся подвести к цепи сет-
ка—катод полное напряжение возбуждения Uc.
18
Анодная цепь генераторной лампы питается от источника по-
стоянного напряжения Еа, который также шунтируется блоки-
ровочным конденсатором. Между источником анодного пита-
ния и анодом генераторной лампы включают колебательный кон-
тур, связанный с потребителем энергии RH. Колебательный кон-
тур настраивается на частоту напряжения возбуждения ,1)е и
на этой частоте представляет собой некоторое активное сопро-
тивление Rce Возникающая при действии напряжения возбуж-
дения [/^высокочастотная составляющая анодного тока ia со-
здаёт на колебательном контуре падение напряжения ,Ua, назы-
ваемое колебательным напряжением. В контуре и в нагрузоч-
ном сопротивлении RH выделяется колебательная мощность, в
чём и проявляется полезный результат работы лампового ге-
нератора.
Если источник анодного питания Еа шунтируется конденса-
тором достаточной величины, падение высокочастотного напря-
жения на нём мало и можно считать, что напряжение Ua раз-
виваемое на колебательном контуре, приложено также к цепи
анод—катод генераторной лампы.
Подбирая напряжение возбуждения Ue и напряжение сме-
щения Ес, можно воспроизвести режимы, при которых анодный
ток i а либо существует в течение всего периода действия высоко-
частотного сигнала Uc и повторяет форму напряжения Uе,
либо протекает в виде отдельных импульсов в моменты време-
ни, когда напряжение в сеточной цепи близко к максимальному.
В первом случае говорят,
что работа ведётся колебания-
ми первого рода, во втором
случае — колебаниями второ-
го рода.
Типичная форма анодного
тока при колебаниях первого
и второго рода показана на
рис. II.2 а и б.
При колебаниях первого
рода (рис. И.2а) анодный ток
характеризуется его средним
значением /а. и амплитудой
переменной составляющей 7 t.
Максимальное значение
анодного тока I ам= la0+Iai.
При колебаниях второго ро-
да (рис. 11.26) импульс анодно-
го тока характеризуется амплитудой импульса анодного тока 1ам
и углом отсечки 0. Если изменение анодного тока происходит по
косинусоидальному закону, под углом отсечки анодного тока по-
2* ' 19
нимают то значение текущего фазового угла at, при котором
прекращается протекание анодного тока. Из рис. 11.26 видно,
что анодный ток равен нулю при значениях текущего фазового
угла ы/=±0. Таким образом, анодный ток существует в пре-
делах двойного угла отсечки (20).
К ламповому генератору, как к источнику высокочастотных
колебаний, предъявляется естественное требование работы
с высоким коэффициентом полезного действия (кпд). Как бу-
дет видно из дальнейшего анализа, режим с высоким кпд обес-
печивается только при работе с отсечкой анодного тока. По этой
причине в технике радиопередающих .устройств почти исключи-
тельное применение находит работа колебаниями второго рода;
Рассмотрим, в каком соотношении находятся напряжения и
токи, действующие в ламповом генераторе при включении в
анодную цепь нагрузки в виде колебательного контура.
Будем полагать, как и всегда в дальнейшем, что напряже-
ние возбуждения изменяется по косинусоидальному закону
Результирующее напряжение, приложенное к цепи сетка—ка-
тод генераторной лампы, с учётом напряжения смещения Ее
определяется формулой
ес = Ес ф- Uccos(i)t. (П.1)
Под действием напряжения ес анодный ток генераторной
лампы будет изменяться во времени. Выберем режим с отсеч-
кой анодного тока. На рис. П.З сделано построение в предполо-
20
жснии, что проницаемость генераторной лампы £) = 0, т. е. от-
сутствует реакция анодной цепи на величину тока ia.
Импульс анодного тока имеет форму усечённой косинусои-
ды и оценивается амплитудой 1ам и углом отсечки 0. Этот же
угол 0 показан и на графике напряжения возбуждения ис.
Напряжение в сеточной цепи, при котором прекращается проте-
кание анодного тока, ес9 —Ec+Uc cos 0.
Подчеркнём, что моменту, когда анодный ток максимален,
т. е. 1а=/ал), соответствует максимальное положительное напря-
жение возбуждения, т. е. uc=Ue.
Полученный импульс анодного тока является чётной функ-
цией времени. Учитывая симметрию импульса тока, в большин-
стве случаев при построении будем изображать только одну его
половину.
Периодическую последовательность импульсов анодного то-
ка, представляющих чётную функцию времени, можно разло-
жить в гармонический ряд:
ia = 1ао + Iai cos «4 + Iai cos 2wt 4-. . . + Ian cos nut.
Ia0 — называют постоянной составляющей анодного тока,
а ^а2> • • •> ап—амплитудами соответствующих гармонических
составляющих.
Все переменные составляющие имеют частоты, кратные ча-
стоте источника возбуждения со.
Поскольку гармонические составляющие, так Же как и исход-
ная последовательность импульсов тока, являются чётными
функциями времени, в моменты времени, когда анодный ток
максимален, оказываются максимальными и все гармонические
составляющие.
Отсюда, например, следует, что первая гармоника анодно-
го тока 7ai оказывается в фазе с напряжением возбуждения
Для определения коэффициентов гармонического ряда поль-
зуются интегральными выражениями:
/а0 = — \ ia ((tit) d(tit
ТС J
о
и
тс
2 С
1ап = — ia ((tit) cos nut dat.
TC J
0
На рис. II.4 в качестве иллюстрации показано разложение в
гармонический ряд импульсов анодногр тока с углом отсечки 0,
близким к 90°. Амплитуда импульсов тока условно принята за
21
единицу. Импульсы тока приблизительно могут быть представ-
лены постоянной составляющей /ао' = О,3, первой гармоникой
1аХ =0,5 и второй гармоникой Iа2 =0,2. Для повышения точности
построений следовало бы учесть наличие более высоких гармо-
нических составляющих.
Хотя сама генераторная лампа, как правило, работает в не-
линейном режиме, её нагрузочная цепь линейна, поэтому при
изучении действия импульсов анодного тока на нагрузочную
цепь, т. е. на колебательный контур, можно применить прин-
цип суперпозиции и рассматривать отдельно действие каждой
составляющей анодного тока.
Колебательный контур на .резонансной частоте обладает ак-
тивным сопротивлением, равным
= р<?>
. 1
где р=йЬ=--------характеристика контура;
<оС
Q — добротность нагруженного контура.
Тот же колебательный контур для постоянной составляющей
анодного тока /а0 представляет весьма малое активное сопро-
тивление, измеряемое обычно долями ома.
На частотах гармоник 2со, Зсо, . . ., па сопротивление кон-
тура, изображённого на рис. II.1, носит ёмкостный характер и
равно
где п — номер гармоники анодного тока.
Сравнивая сопротивление анодного контура на частоте а
и на частотах высших гармонических па, получим
1-^-1 =Q(n-----Ц.
I ^ап I \ п /
22
Добротность нагруженного контура в ламповых генераторах
составляет обычно несколько десятков, в среднем Q— 10—20 и,
следовательно, сопротивление контура на резонансной частоте в
десятки раз больше сопротивления контура для высших гармо-
нических составляющих. Как говорят, колебательный контур
обладает фильтрующим действием. На нём выделяется напря-
жение от тока резонансной частоты со, равное Ua = и не
создаётся заметного падения напряжения от постоянной состав-
ляющей анодного тока 1 а0 и высших гармоник I а2,. . ., 1а„ ко-
торые сами по себе для обычных режимов генератора меньше
составляющей тока /а1.
Как видим, работа лампового генератора при наличии коле-
бательного контура обладает той особенностью, что в условиях
питания контура анодным током с отсечкой, т. е. импульсами
(это целесообразно с энергетических позиций) падение напря-
жения на контуре Ua сохраняет косинусоидальную форму.
Таким образом, можно написать
Ua = [/„COS (lit.
Следует уточнить вопрос о фазе колебательного напряже-
ния U а. Мы уже знаем, что фаза тока/а1 совпадает с фазой на-
пряжения возбуждения Ис. Положительным значениям напряже-
ния на сетке лампы соответствует направление тока первой гар-
моники /01 от источника анодного напряжения Еа к аноду гене-
раторной лампы, поэтому падение напряжения на колебатель-
ном контуре за счёт тока ifll для рассматриваемого момента вре-
мени будет иметь полярность, обратную полярности напряжения
ис — плюс окажется со стороны источника Еа, а минус —
со стороны анода, т. е. можно сказать, что напряжения Uc и Ua
противофазны.
Результирующее напряжение, действующее между анодом и
катодом генераторной лампы, с учётом фазы напряжения Ua
примет вид
еа = Еа- UacOs«>t. (II.2)
Зная форму напряжения на электродах лампы е с и еа , мож-
но построить временную диаграмму работы лампового генера-
тора. Она приведена на рис. II.5. На верхнем графике в общей
системе координат показано изменение напряжений на управ-
ляющей сетке и аноде. Ниже показаны импульсы анодного тока.
Они существуют в те моменты времени, когда напряжение на
управляющей сетке принимает более положительные значения.
23
!
Большой отрицательный потенциал на управляющей сетке за-
пирает анодный ток лампы. На нижнем графике показан ток
Рис. П.5
первой гармоники tai, совпа-
дающий по фазе с напряжени-
ем ис. Напряжения на сетке и
аноде обратны по фазе. Мо-
менту максимального положи-
тельного напряжения на сетке
соответствует минимальное на-
пряжение на аноде, причём
есмаке ^с Uс И еа мин~^а
— Ua. Через половину пе-
риода вч колебания напряже-
ние на сетке оказывается ми-
нимальным, а напряжение на
аноде максимальным.
Следует заметить, что ре-
жим, при котором напряжение
на аноде е а может превышать
напряжение источника анодно-
го цитания Еа, возможен толь-
ко при использовании в качест-
ве анодной нагрузки цепей,
способных за время протека-
ния импульсов анодного тока
запасать электрическую энер-
гию и затем отдавать её в течение периода высокочастотного
колебания.
П.2. ДИНАМИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ АНОДНОГО ТОКА
ГЕНЕРАТОРНОЙ лампы, классификация режимов
ЛАМПОВОГО ГЕНЕРАТОРА
Обратимся к типичным характеристикам анодного тока гене-
раторного триода. Характеристики строятся в координатах ia,
' еа, т. е. в анодной системе координат (рис. II.6), либо в коор-
динатах ia, еСУ т. е. в анодно-сеточной системе координат
(рис. II.7). Генераторные лампы используются в широком диа-
пазоне токов и напряжений, действующих на электродах, захва-
тывая область положительных напряжений на управляющей
сетке с заметными сеточными токами. Это позволяет существен-
но увеличить мощность лампового генератора и отличает его от
маломощной низкочастотной . усилительной ступени, работаю-
щей обычно колебаниями первого рода при отрицательных на-
пряжениях на управляющей сетке, т. е. без токов сетки.
24
»
Из рассмотрения семейства характеристик в анодной систе-
ме координат на рис. II.6 видно, что при относительно больших
напряжениях на аноде еа они расположены в виде почти парал-
лельных линий, причём для данного напряжения ес с ро-
стом анодного напряжения анодный ток увеличивается медлен-
но. В области малых анодных напряжений, когда напряжение
на аноде соизмеримо с напряжением на сетке, при изменении
еа происходит резкое изменение анодного тока и при еа=0(
ia=0. Область резкого изменения анодного тока связана с пере-
распределением катодного тока между анодом и сеткой генера-
торной лампы. На рисун-
ке пунктирными-линиями
показаны соответствую-
щие характеристики се-
точного тока.. Заметный
спад анодного тока при
уменьшении еа в этой зо-
не сопровождается зна-
чительным увеличением
тока сетки.
На семействе харак-
теристик в анодно-сеточ-'
ной системе координат
(рис. II.7) также можно
видеть две указанные об-
ласти. При отрицатель-
ных напряжениях на уп-
равляющей сетке и при положительных напряжениях на ней,
когда еа '> ес, характеристики расположены в виде параллель-
ных или слегка расходящихся линий. В этой области при фикси-
рованном анодном напряжении еа с увеличением напряжения,
на сетке анодный ток увеличивается.
25
iffltm.nwn.ffim
При дальнейшем увеличении напряжения на сетке или при
уменьшении выбранного анодного напряжения, когда напряже-
ния на аноде и сетке оказываются одного порядка, наблюдается
явление перераспределения катодного тока и характеристики
•анодного тока при относительно малых еа идут более полого и
даже изгибаются. При этом наблюдается резкое возрастание то-
ка сетки.
Располагая характеристиками генераторной лампы и зная
закон изменения напряжения на электродах лампы, можно по-
строить динамические характеристики анодного тока лампы и
уточнить форму импульса тока. Динамическая характеристика
показывает, как анодный ток зависит от напряжения на её элек-
тродах, если эти напряжения изменяются во времени.
Для построения динамической характеристики воспользуем-
ся ур-ниями (П.1) и (П.2). Полагаем, что напряжения Ес, Uс,
EawUa, действующие в схеме, заданы.
Придадим текущей фазе и/ ряд дискретных значений и/| =
= q>i = 0; й^2 = Ф2; к>/з = фз и т. д. Для выбранных значений текущей
фазы coif, используя ур-ния (II. 1) и (II.2), можно найти напря-
жение, действующее в сеточной цепи лампы, ес и напряжение,
действующее в анодной цепи, еа.
Далее, по семейству характеристик лампы, построенному в
диодной или анодно-сеточной системе координат, находим зна-
чение анодного -тока лампы ia—<f(ec, еа). Определённые для
каждого текущего фазового угла токи наносятся на семейство
характеристик генераторной лампы. Соединяя расчётные точки,
получим динамическую характеристику анодного тока генера-
торной лампы. При оформлении построения обычно отдельно
показывают график изменения напряжения на аноде, если
использованы анодные характеристики лампы, или график
изменения напряжения на сетке, если построение выполнено с
использованием анодно-сеточных характеристик. Дополнитель-
ный график напряжения иа=ср(со/) или ис =ф(<о/) облегчает
зрительное представление о том, как связано изменение анод-
ного тока с изменением напряжения на одном из электродов
лампы. Для иллюстрации на рис: II.8 приведена динамическая
характеристика анодного тока в анодной системе координат для
генераторного триода ГУ-10А. Заданы напряжения, действую-
щие в схеме £а=8000 в, Uа =7500 в, Ес =—200 в, Uc =700 в.
Текущему фазовому углу придавались значения 0, 20, 40,
'60, 80°. Для at >82° анодный ток оказывается равным нулю.
Под осью абсцисс построен график изменения колебательного
напряжения иа в функции от текущего фазового угла at.
Наряду с изображением- динамической характеристики анод-
ного тока дополнительно строят импульс анодного тока в коор-
динатах ia, at. Необходимые для изображения импульса анод-
26
ного тока данные уже известны в ходе построения динамической
характеристики.
Рис. П.8
Динамическая характеристика анодного тока в анодно-се-
точной системе координат для генераторного триода ГУ-5А при-
• ведена на рис. II.9. Напряжения, действующие в схеме:
£а=5000 в, 0а - 4600 в, Ес =—100 в, в. В данном слу-
чае под осью абсцисс показан график изменения напряжения
возбуждения ис в зависимости от текущего фазового угла и/.
Отдельно построен импульс анодного тока в координатных осях
ia' tot.
Важно отметить, что динамическая характеристика охваты-
вает область полного изменения напряжения на электродах лам-
пы. Так, на рис. II.8 она начинается при напряжении на управ-
ляющей сетке есмакс=Ес+ис и еамин=Еа-1)а (точка 1, &t=0), про-
ходит ряд промежуточных значений, достигает оси абсцисс (ес-
ли имеется отсечка анодного тока) и далее проходит по оси абс-
цисс до напряжения на аноде еа макС = Ea-\-Ua (точка 6, at=n).
Практически в целях уменьшения размера чертежа часто при
наличии отсечки анодного тока ограничиваются построением
только той части динамической характеристики, которая возвы-
шается над осью абсцисс, а её участок, проходящий по оси абс-
цисс, полностью не изображают.
Поскольку семейство реальных характеристик генераторной
лампы нелинейно, все динамические характеристики токов лам-
27
пы оказываются нелинейными, а форма импульсов токов не пов-
торяет строго форму напряжения возбуждения. Любое измене-
Рис. IL9
ние режима работы лампового генератора приводит к измене-
нию хода динамической характеристики и формы импульса
тока.
Рассмотрим несколько динамических характеристик анодно-
го тока триода для’ряда выбранных значений колебательного
напряжения Ua. Изменение Ua можно получить за счёт измене-
ния сопротивления Ra, например, путём регулирования связи с
потребителем энергии (см. рис. II.1). Построение сделано на
рис. 11.10,
Динамическая характеристика и соответствующий анодный
ток, обозначенные индексом I, определены в предположении, что
колебательное напряжение С'’о — 0. При увеличении напряжения
Ua минимальное напряжение на аноде еамин—Еа—Ua умень-
шается, амплитуда импульса анодного тока, как видно из харак-
теристик лампы, падает, одновременно происходит уплощение
вершины импульса (графики II и III). Уменьшение амплитуды
импульса анодного тока и уплощение его вершины обусловлены
эффектом перераспределения катодного тока между анодом и
сеткой лампы. Падение анодного тока сопровождается ростом
сеточного тока. Это свойство триода уже отмечено при описании
характеристик генераторных ламп в начале настоящего пара-
графа, оно понятно и из простых физических представлений. С
28
уменьшением напряжения на аноде еамик=Еа—Uа поле анода
уже не в состоянии «перехватить» значительную часть электро-
нов, покинувших катод генераторной лампы, и электроны уст-
ремляются к сетке, расположенной к катоду ближе, чем анод
лампы.
Рис. 11.10
При дальнейшем увеличении колебательного напряжения U а
и, следовательно, уменьшении еа ^„„верхняя часть динамической
характеристики анодного тока изгибается, в импульсе анодного
тока появляется провал (график IV). Если бы мы при этом ана-
лизировали график сеточного тока, то убедились бы, что наблю-
дается дальнейшее увеличение сеточного тока.
Наконец, при очень больших колебательных напряжениях,
когда ,Ua~>Ea и, следовательно, еа M,Jfi отрицательно, динамиче-
ская характеристика анодного тока при малых еа доходит до
оси абсцисс и частично проходит по ней. Импульс анодного тока
уменьшается ещё в большей мере и раздваивается (график V),
так как при значениях еа <С0 анодный ток равен нулю (на гра-
фиках показана одна половина импульсов тока). Сеточный ток
в последнем случае максимален.
В нашем примере режимы с разной напряжённостью полу-
29
чались за счёт изменения колебательного напряжения Ua при
неизменности всех других напряжений, действующих в схеме,—
смещения Ес, возбуждения Uc и анодного питания Еа.
В общем случае напряжённость режима может изменяться
за счёт любой вариации каждого из действующих напряжений
или одновременного их изменения.
Уплощённая вершина импульса анодного тока и ограничен-
ная величина сеточного тока, т. е. так называемый «критиче-
ский режим» получаются при определённом соотношении напря-
жений. При этом
&с лаке Ес -J- Uс, Uа — Uа кр И ва мин Кр = Еа Uа Кр.
г, еамин кр
Отношение напряжении ------------, характеризующее крити-
ес макс
ческий режим, называют коэффициентом запаса напряжения по
управляющей сетке и обозначают буквой х. Для большинства
генераторных ламп х= 1,44-2, т. е. критический режим насту-
пает тогда, когда минимальное напряжение на аноде в х раз
больше максимального напряжения на сетке. Если при измене-
нии напряжений, действующих в схеме, оказывается, что
валшн<АЛинкр» т0 режим называется «перенапряжённым», и, на-
оборот, если еамая>еаминкр— режим «недонапряжённый».
На рис. П.10 динамические характеристики 1 и II соответ-
ствуют недонапряжённому режиму, III — критическому и IV в
V — перенапряжённому, причём в случае IV, когда 0<е1Л.„н<
<^еаминкр< имеет место слабо перенапряжённый режим, и в слу-
чае V, когда еОЛ1ИК<0, — сильно перенапряжённый режим.
II.3. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СООТНОШЕНИЯ В АНОДНОЙ ЦЕПИ
ЛАМПОВОГО ГЕНЕРАТОРА. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ГЕНЕРАТОРНОЙ
ЛАМПЫ ПО НАПРЯЖЕНИЮ И ТОКУ
Рассмотрим энергетику анодной цепи лампового генератора.
Для вывода расчётных соотношений мы располагаем выраже-
ниями для анодного напряжения (П.2) и анодного тока:
еа = Еа — Uа
= 1ай + Ial COS И” Ia2 COS 2wt + . . . + Ian COS flat.
Мощность, поступающую от постоянного источника анодного
питания Еа, при протекании тока ia сложной формы можно най-
ти, усреднив за период высокочастотного колебания мгновенную
мощность,
- те
Ро = Eaia(ut)d<»t.
2я J
30
iton № ? Siwmamt».
Представляя анодный ток в виде гармонического ряда и ин-
тегрируя, получим
Pv-^Ло. (П.3>
Таким образом, потребляемая от источника анодного пита-
ния мощность определяется только постоянной составляющей
анодного тока 1а0 и не зависит от величины переменных состав-
ляющих анодного тока 1 al, l„z, ..., 1ап.
Полезную колебательную мощность, развиваемую в колеба-
тельном контуре при протекании тока сложной формы, также-
найдём, усредняя мгновенную мощность, подводимую к контуру
за пери'од высокочастотного колебания,
+ л
?! •= —J иа («>/) ia (wi) dwt.
—X
Подставив значения иа («>/) = cos «>/ и ia («>/) в виде гар-
монического ряда и выполнив интегрирование, получим:
Постоянная составляющая 1 а0 и высшие гармонические 1а2,.
1аз,.-,1ап падения напряжения на контуре не создают и в обра-
зовании колебательной мощности не участвуют.
Мощность, рассеиваемая на аноде генераторной лампы,
+ 1Г
Ран = -7- ( ea[(£>t)ia(u>t)dmt.
2гс J
—
Испольдуя выражения для анодного напряжения и анодного’
тока, приведённые выше, и выполняя интегрирование, получим
Ра„ = ^/а0-^ = Ро-Р1. (II.5)-
Формулу (П.5) можно было бы написать сразу на основании
закона сохранения энергии. Единственным поставщиком энер-
гии в анодную цепь является источник анодного питания Е а, а
единственным потребителем энергии является колебательный,
контур. Остаток энергии может теряться только в виде тепло-
вых потерь на аноде генераторной лампы.
Коэффициент полезного действия лампового генератора по
анодной цепи определяем как отношение колебательной мощно-
ЗЬ
сти к мощности, поступающей от источника анодного пита-
ния Еа,
(П.6)
^0
или с учётом (П.З) и (IL4)
^ = 0,5-^---^-. (II.6')
'до
Отношение колебательного напряжения Uа к напряжению
источника Еа называют коэффициентом использования анодно-
го напряжения и обозначают через g
= (П.7)
Таким образом,
qa=0,5-^M. (II.6")
' ао
Режим анодной цепи с заданным колебательным напряже-
нием Uа и первой гармоникой анодного тока /aJ обеспечивается
только при определённом значении эквивалентного сопротивле-
ния анодного контура, которое находится из выражения
R«=~. (П.8)
‘ах
Использование генераторной лампы по напряжению можно
оценивать по величине коэффициента использования анодного
напряжения g.
Как было определено в п.II.2, при малых колебательных на-
пряжениях Ua,T. е. при низких g имеет место недонапряжённый
режим. Из выражения (II.6") следует, что этот режим характе-
ризуется сравнительно низким кпд и, следовательно, относи-
тельно большей мощностью рассеяния на аноде. При увеличе-
нии напряжённости режима, скажем, за счёт увеличения экви-
валентного сопротивления контура Ra растёт U а, коэффи-
циент g и кпд по анодной цепи т]а. Анод генераторной лампы
при этом разгружается. В критическом режиме Ua=UaKp и
g = gKp. Для большинства современных генераторных ламп коэф-
фициент использования анодного напряжения в критическом ре-
жиме gKp= 0,854-0,95, т. е. достаточно близок к единице.
В недонапряжённом и критическом режимах форма импуль-
са анодного тока приблизительно повторяет форму усечённой
32
косинусоиды и для выбранного угла отсечки анодного тока 0 с
изменением Ua , т. е. g отношение токов изменяется незначи-
7ао
тельно. Таким образом, приблизительно верно утверждение,что
в области недонапряженного и критического режимов кпд лам-
пового генератора, как это следует из выражения (П.6"),
зависит только от коэффициента использования анодно-
го напряжения g. При переходе в область перенапря-
жённого режима картина меняется. С увеличением Ra и коле-
бательного напряжения Ua, т. е. с ростом g, когда g>gKp, в
средней части импульса анодного тока появляется провал, а при
колебательных напряжениях Ua~>Ea импульс тока даже разд-
ваивается. При этом, как будет видно из дальнейшего ана-
лиза, уменьшается ток первой гармоники IaU и несколько мед-
леннее падает постоянная составляющая анодного тока /а0. В
результате этого в области перенапряжённого режима значитель-
но замедляется рост g и предельная величина коэффициента g не
превосходит значений g = 1,0-=-1,15. Заметно начинает умень-
шаться и отношение токов -^- , входящее в формулу для коэф-
• А, о
фициента полезного действия ца.
Таким образом, в области перенапряжённого режима с ро-
стом напряжённости режима коэффициент использования анод-
ного напряжения g увеличивается незначительно, а отношение
токов -^падает. В результате кпд лампового генератора т]в
^ао
сохраняется на уровне критического режима и при дальнейшем
росте напряжённости режима имеет тенденцию к уменьшению.
С переходом в область перенапряжённого режима умень-
шается мощность, поступающая от источника анодного питания
Р0 = Еа1а0 и соответственно мощность, рассеиваемая на аноде
лампы Ран =Ро—Р\. Следует напомнить, что сеточный ток при
этом заметно возрастает.
Приведённые рассуждения отражают общую тенденцию в
изменении энергетических показателей лампового генератора
при изменении коэффициента использования анодного напряже-
ния g. С точки зрения получения большей мощности и высокого
кпд лампового генератора оптимальной является область кри-
тического или слегка перенапряжённого режимов.
Теперь перейдём к обсуждению вопроса об использовании ге-
нераторной лампы по току. Под использованием лампы по то-
ку будем понимать величину рабочей амплитуды импульса
анодного тока 1ам.
Если мы хотим получить от лампового генератора наиболь-
шую полезную мощность при высоком кпд, выгодно выбирать
режим, близкий к критическому, т. е. хорошо использовать лам-
пу по напряжению (g=0,85—0,95) и добиваться увеличения то-
3-417 33
г
ка первой гармоники 11а , поскольку согласно (II.4) колебатель-
ная мощность
О ___ U :
1 ~ 2
Для выбранного угла отсечки анодного тока 0 увеличение :
тока 1 oi может быть получено за счёт увеличения амплитуды
импульса анодного тока 1ам, т. е. за счёт лучшего использова-
ния генераторной лампы по току.
Однако использование генераторной лампы по току имеет
свои ограничения. Они обусловлены следующими причинами:
1. Увеличение амплитуды импульса анодного тока Iам мо- |
жет быть ограничено эмиссионными возможностями катода. Во
всяком случае должно быть выполнено условие I aM<Js, где
Is — эмиссионный ток катода. Знак «меньше» поставлен пото- i
му, что в рабочих условиях, помимо анодного тока, существует ’
и ток сетки. Обычно считают /ол/<0,8/^. j
2. С ростом анодного тока увеличивается мощность, рассеи-
ваемая на аноде генераторной лампы. В .самом деле, используя ,
(II.5) и (II.7), получим -
Если сохранять режим, близкий к критическому, то мощ-
ность потерь на аноде приблизительно пропорциональна постоян-
ной составляющей анодного тока 1 а0, а она, в свою очередь,
пропорциональна амплитуде импульса тока Iам. Заводом-изго-
товителем генераторных ламп указывается допустимая мощность
рассеяния на аноде Ран ^„.Необходимо обеспечивать выполне-
ние условия Ран<Ралдэ„-
3. Для увеличения амплитуды импульса анодного тока IaM i
при сохранении режима, близкого к критическому, необходимо !
увеличивать напряжение возбуждения Uc. С ростом напряже- |
ния возбуждения Uс, как будет видно из дальнейшего анализа,
возрастает сеточный ток и увеличиваются тепловые потери в се-
точной цепи генераторной лампы Ре. Тепловые потери на сетке \
лампы также нормируются заводом-изготовителем. Необходимо
выполнять условие Рс<_Ред-,п. •
4. Для ламп, имеющих оксидный катод, строго ограничи- j
вается эффективный ток катода. Использование по току лампы ,
с оксидным катодом сверх установленных пределов может при- '
вести к разрушению оксидного слоя катода и поэтому недопу-
стимо.
Параметры современных генераторных триодов таковы, что
важнейшим фактором, ограничивающим использование лампы
по току, является тепловой режим управляющей сетки, а для '
34 •
ламп с воздушным охлаждением анода — также тепловой ре-
жим анода. Современные генераторные лампы имеют обычно
значительный запас эмиссионного тока и для них условие
< 0,8 Л выполняется со значительным запасом.
II.4. графоаналитический метод РАСЧЁТА РЕЖИМА
лампового генератора
Расчёт режима лампового генератора при наличии реальных
характеристик генераторной лампы можно выполнить графо-
аналитическим путём. Исходными данными для расчёта яв-
ляются реальные характеристики анодного тока генераторной
лампы и все напряжения, действующие в схеме, — напряже-
ние возбуждения Дс, напряжение смещения Ес , напряжение
анодного питания Еа и колебательное напряжение Ua.
Для лампового генератора справедливы ур-ния (II.1) и (П.2).
Первая часть расчётной методики сводится к построению по
реальным характеристикам лампы импульса анодного тока
лампы. Этот вопрос уже рассмотрен в п. II.2. Дадим лишь по-
лезные практические указания, несколько упрощающие выпол-
нение работы.
Допустим, что для построения тока ia используются анодные
характеристики в координатах ta,ea. В этих координатах семей-
ство характеристик строится для ряда дискретных значений на-
пряжения на управляющей сетке ес. При построении , импульса
тока удобно задаваться такими значениями напряжения ес, для
которых имеются готовые характеристики. Исключение может
составить точка, соответствующая ой = 0, для которой ес=ес макС=*
=EC+UC и ea=eaMUH=Eo~Ua, и точка и/ = 0, для которой /а=-0.
Если для промежуточных точек напряжение на сетке ев бу-
дем считать заданным (оно меньше есмакс), тогда из (II. 1)
Аналогичным образом при наличии семейства анодно-сеточ-
ных характеристик в координатах 1а, есудобно задаваться таки-
ми напряжениями на аноде еа, для которых имеются готовые
характеристики. Тогда из (П.2)
cos <ot = ~ ,
• U а
Зная собой, по таблицам тригонометрических функций опре-
деляется ой, мгновенное колебательное напряжение ua=Ua созой
3* 35
(или uc=U0 cosat) и из (II.2) мгновенное напряжение на аноде
лампы еа=Ес—Ua (или из (II.1) ее=[/с+£'с).
По реальным характеристикам для найденных ес и еа отсчи-
тывается ток анода 1а. Данные отсчётов и вычислений заносятся
в таблицу, примерный вид которой при использовании семейства
анодно-сеточных характеристик лампы показан в табл. II.1. По-
строение формы импульса анодного тока производится в функ-
ции от текущего фазового угла at.
Таблица 11.1
№ отсчёта ес COS (Of — Uc Ua COS еа “ — Uа COS 1д (“0
Дальнейшая задача сводится к определению постоянной со-
ставляющей /ао и тока первой гармонии /в1.
Вообще говоря, нужно взять интегралы:
ТС
/О0 = Y J ia («/) dat,
О
х
2 f
/а1 = — 1 ia (at) cos atd at,
те J
О
а при необходимости вычисления токов высших гармоник
X “
2 С
1ап = — I la (at) COS natdat,
Поскольку выражение для реального тока ia(at) неизвестно,
аналитическое решение задачи невозможно. Воспользуемся ме-
тодом графического Интегрирования.
При графическом интегрировании аргументу at даётся ди-
скретное приращение Ди/. Если весь период 2л разбить на т
равных приращений текущей фазы Диб то составляющие токов
для импульса, представляющего собой чётную функцию време-
ни, найдутся нз соотношения:
т
2
Zo=~sf(<ep)’ (IL9)
№l
36
Ц = ~ J] i(f»tK cp) cos n*tK ep.
№1
(П.Ю')
Здесь i(atKCP)—значение функции и cosatKCP— значение ко-'
синуса, отсчитанные при среднем значении аргумента at в дан-
ном интервале прираще-
ния ДиЛ При практиче-
ских расчётах обычно пе-
риод разбивают на 18, 36
или 72 интервала прира-
щения, т. е. иг берут рав-
ным 18, 36 или 72. Этому
соответствуют Д®/, рав-
ные 20, 10 или 5°.
Для иллюстрации про-
изведём определение со-
ставляющих тока анода
1а0 и /в1, воспользовав-
шись данными, получен-
ными при построении ди-
намических , характерис-
тик для одного из возмож-
ных режимов лампы типа
ГУ-10А (см. рис. II.8).
Форма импульса анодного
тока повторена на рис. 11.11. Задаёмся /и=36, т. е. Д®/=10°. То-
ки ia (atK сР) отсчитываются для средних значений аргумента
и/. В нашем случае в первом интервале и/1ср = 5о. во втором
интервале и/2ср = 15° и т,- д.
Для тех же аргументов выписываются значения cos ®/к0Р. По-
лученные результаты сведены в табл. II.2.
В конце таблицы по столбцам 1а№ксР) и (Ц&Цер).' cos®^kCP
произведено суммирование ординат и выписан результат сум-
мирования.
В нашем примере после восьмого интервала приращения
для аргумента at токи равны нулю, поэтому заполнение табли-
цы ограничено этими.членами, хотя в общем случае может ока-
заться, что ток существует для всех интервалов приращения до
т
к <= — включительно.
Таблица 11.2
№ пи. ср град ‘'а(^кср>- " СОЗ ш(к ср 1а сР> cos wtK ср, а
1 5 8,7 0,996 8,66
2 15 8,5 0,966 8.20
3 25 8,0 0,906 7,25
4 35 7,2 0,819 5,90
5 45 6,3 0,707 4,45
6 55 4,8 0,574 2.75
7 65 2,8 0,423 1,17
8 75 1,0 0,259 0,26
9 85 0,0 0,087 0,00
к=8 к-8
*'а (°>^« ср) — ta ср) COS Ср =
к-1 Л=1
= 47,3 = 38,64
Пользуясь ф-лами (II.9) и (11.10), находим искомые токи:
К=8
^ = -^-^‘««^ = 2,63 а;
№1
№8
fal = ~зб S 'а cos ср = 4,31 а'
к=1
Поскольку токи и напряжения, действующие в схеме, оказы-
ваются известными, дальнейший расчёт анодной цепи лампо-
вого генератора затруднений не встречает (напомним, что в
Нашем примере fa = 8000 в, ,Ua = 750Q в).
Колебательная мощность
р = = У5-00:4'3! = 16,2 квт.
2 2
Сопротивление анодной нагрузки
п U„ 7500 ,„.п
==----=== ---- == 1740 ом,
1а1 4,31
Мощность, поступающая от источника анодного питания,
Ро = Еа1а0 = 8000 • 2,63 = 21 квт.
Мощность, рассеиваемая на аноде лампы,
Ран = Ра — Pj = 21,0— 16,2 = 4,8 квт.
38
Кпд лампового генератора по анодной цепи
Л _ 16,2
Ра 21,0
= 0,77.
Изложенная здесь методика графоаналитического определе-
ния постоянной составляющей и первой гармоники анодного то-
ка целиком применима для отыскания составляющих сеточного
тока. Разумеется, обязательным в этом случае является наличие
семейства характеристик сеточного тока генераторной лампы.
Вопросам расчёта сеточной цепи лампового генератора посвя-
щён п. 11.13.
11.5. ИДЕАЛИЗАЦИЯ ХАРАКТЕРИСТИК АНОДНОГО ТОКА
ГЕНЕРАТОРНОГО ТРИОДА-
Рассмотренный выше графоаналитический метод расчёта
лампового генератора с использованием реальных характери-
стик лампы является надёжным средством получения достовер-
ных данных о режиме генератора. Графоаналитический метод
незаменим при всякого рода детальных исследованиях, когда
важно иметь возможно более точные сведения о работе лампо-
вого генератора. Вместе с тем, для инженерных расчётов графо-
аналитический метод громоздок и применения в повседневной
практической работе инженера не нашёл. Инженерные методы
расчёта режима строятся на базе использования простых ана-
литических соотношений, табулированных коэффициентов или
обобщённых графиков, в результате чего сильно сокращается
время, необходимое для проведения вычислений. Эти методы
расчёта позволяют удобным образом выбирать исходные дан-
ные, например, задаваться колебательной мощностью, которую
должен развивать ламповый генератор, или значениями токов
или, наконец, сопротивлением анодной нагрузки Ra- При гра-
фоаналитических расчётах заданными считаются только напря-
жения, действующие в схеме, а токи, сопротивление нагрузки и
колебательная мощность получаются принуждённо в ходе вы-
числений.
Для построения инженерных методов расчёта лампового ге-
нератора необходимо получить аналитические уравнения, опи-
сывающие семейство характеристик генераторной лампы. Эти
уравнения должны быть достаточно простыми, с тем, чтобы при
использовании полученных уравнений оказалась простой и вся
методика аналитического расчёта.
В работах М. В. Шулейкина, А, И. Берга и др. показано
большое удобство применения кусочно-линейной аппроксима-
ции характеристик генераторных ламп в виде семейства парал-
39
лельиых прямых. Эта аппроксимация позволяет описывать за-
висимость тока лампы от напряжений, действующих на её элек-
тродах, в виде линейных уравнений и получать весьма простые
формулы для технических расчётов.
Типичные характеристики генераторных триодов были при-
ведены на рис. II.6 и II.7.
При кусочно-линейной аппроксимации характеристик в виде
отрезков параллельных прямых реальные характеристики анод-
ного тока триода заменяют
Рис. 11.12
Рис. 11.13.
На идеализированных характеристиках в анодной системе
координат (рис. П.12) область, в которой отмечается монотон-
ное возрастание анодного тока как при увеличении напряжения
на управляющей сетке ес , так и при увеличении напряжения на
аноде еа, отображается семейством равноотстоящих параллель-
ных прямых, соответствующих ряду значений напряжения на
сетке еа. Прямые проходят под углом а к оси абсцисс, причём,
как известно,! tg а = = — =SD. Характерная прямая, про-
ходящая через начало координат, построена для напряжения
’ ес— Ес0, которое называют сеточным напряжением приведения.
v В целом семейство характеристик описывается параметрами:
крутизной S, проницаемостью D и напряжением приведения Есй.
Область реальных характеристик с резким изменением анодного
тока при изменении анодного напряжения еа, связанным с за-
метным перераспределением катодного тока между анодной и
сеточной цепями генераторной лампы, что бывает, когда напря-
жение еа соизмеримо ес или когда еа<ес, заменяется на идеа-
лизированных характеристиках наклонной прямой, проходящей
через начало координат. Эту прямую называют критической ли-
40
/П-ч-" " '» •д-.-"
нией и характеризуют крутизной критической линии SK. На кри-
тической линии анодный ток при принятой идеализации не за-
висит от напряжения на управляющей сетке ес и изменяется
только при изменении еа.j Характеристика анодного тока для
какого-либо выбранного напряжения на сетке ес на семействе
идеализированных характеристик представляет собой сочетание
отрезков прямых. При больших напряжениях на аноде она про-
ходит под некоторым углом к оси абсцисс, затем, начиная от
точки совмещения с критической линией, при дальнейшем
уменьшении е0, по критической линии до нуля и далее, при от-
рицательных напряжениях на аноде, по оси абсцисс, т. е. го=0.
Если напряжение на сетке увеличить, совмещение с критической
линией наступит при большем напряжении на аноде еа.
Для наглядности тонкими пунктирными линиями на рис. 11.12
показан примерный ход реальных характеристик. Существенные
расхождения между реальными и идеализированными характе-
ристиками наблюдаются в зоне критической линии. Некоторое
отличие в характеристиках наблюдается и в основной области.
В координатах ia, еа оно сводится к тому, что реальные харак-
теристики отстоят между собой на промежутки, возрастающие
с увеличением напряжения ее, кроме того, изменяется и угол
их наклона к оси абсцисс.
Перейдём к рассмотрению идеализированных характеристик
анодного тока в анодно-сеточной системе координат (рис. 11.13).
• Область, в которой анодный ток монотонно возрастает при
увеличении ес и еа, отображается семейством равноотстоящих
параллельных прямых, проходящих под углом к оси абсцисс и
соответствующих ряду значений напряжения на аноде еа.
Характеристика, проходящая через начало координат, построе-
на для напряжения еа = Еа0, которое называют анодным напря-
жением приведения.
Вся область описывается параметрами: крутизной S, прони-
цаемостью D и напряжением Е а0- Область резкого перераспре-
деления катодного тока при еа^ ес, когда анодный ток в значи-
тельной мере зависит от анодного напряжения и в малой мере
зависит от напряжения ес, в анодно-сеточной системе координат
заменяют семейством горизонтальных прямых, каждая из кото-
рых является продолжением соответствующей характеристики
при данном еа для основной области. Место излома, всех харак-
теристик лежит на наклонной прямой, пересекающей, ось абс-
цисс в точке ес = Ес0. Эту наклонную прямую также называют
критической линией. Её крутизну обозначим через S'K. Критиче-
ская линия в координатах ia,ec представляет собой граничную
линию между двумя областями семейства характеристик
лампы. 1 ' ,
Как видим, в анодно-сеточной системе координат идеализи-
рованные характеристики также представляют собой сочетание
41
отрезков прямых. Для выбранного напряжения еа при боль-
ших положительных напряжениях на сетке ес в зоне перерас-
пределения катодного тока, когда еа^ес, характеристика имеет
горизонтальный участок, затем при уменьшении ес, начиная от
точки на критической линии, проходит по наклонному участку с
крутизной S до га = 0 и затем при дальнейшем уменьшении ее
(увеличении отрицательного напряжения) следует по оси абс-
цисс, т. е. /а = 0.
На рис. 11.13 тонкими пунктирными линиями показаны ре-
альные характеристики.
„ К недостаткам рассмотренной идеализации нужно отнести
то, что в основной области крутизна всех идеализированных ха-
рактеристик принята одинаковой, тогда как реальные характе-
ристики имеют обычно веерообразный ход и характерные «хво-
сты» при малых анодных токах.
Как видим, кусочно-линейная аппроксимация только прибли-
зительно передаёт ход реальных характеристик анодного тока.
Однако следует заметить, что при правильном выборе парамет-
ров семейства идеализированных характеристик ошибки в рас-
чёте режимов анодной цепи лампового генератора с использова-
нием рассмотренной идеализации оказываются в пределах
3—5%, что соответствует требованиям, предъявляемым к обыч-
ному техническому расчёту.
На реальных и идеализированных характеристиках (рис. II.6,
II.7, 11.12, 11.13) вовсе не показана область насыщения анодного
тока, которая могла бы наступить при полном использовании
эмиссионной возможности катода. Не вдаваясь в подробности,
укажем только, что энергетические показатели лампового гене-
ратора при повышении эффективности катода генераторной
лампы и увеличении в известных пределах эмиссионного тока
заметно улучшаются.
Поэтому для современных генераторных ламп характерно
наличие запаса эмиссионного тока. Режимы с заходом в об-
ласть насыщения анодного тока, ранее встречавшиеся при ис-
пользовании генераторных ла^п с малоэффективным вольфра-
мовым катодом, теперь не применяются. Почти полное исполь-
зование эмиссионного тока, но без захода в область насыщения,
допускается только у ограниченного числа ламп, рассчитан-
ных на получение колебательной мощности в сотни ватт (ГК-71,
ГУ-80).
>. Выведем уравнение, описывающее семейство идеализиро-
ванных характеристик генераторной лампы для основной обла-
сти, в которой анодный ток является функцией двух перемен-
ных — напряжений на аноде еа и сетке ес
42
полный дифференциал тока.
di = -^-dec + de ,
а деа деа а>
или
dia^-^-\dec + ^-dea
а дес [ с dea а
для принятой идеализации в пределах всей области
= S = const;
de с
Интегрируя, получим
-^£- = D ~ const.
деа
ia — S(ec ф Dea + С).
Постоянную интегрирования найдём, подставляя в это урав-
нение координаты точки ia =0, е„=0 и ес =Ес0 (см. рис. И.12).
Отсюда С=—Ес0 или
ia = S(ec + Dea~Ec0). (И.11)
Можно также подставить координаты точки ia—0, ec—Q,
еа—Еа0(см. рис. IL13). Тогда С= —DEа0 и
ia = S [ес + D(ea —Ео0)], (11.11')
причём
Еса= ВЕа0.
Уравнения (11.11) и (11.11') справедливы при /а^>0. Макси-
мальный ток /„ограничен та’Лке эмиссионным током катода ls.
г Часто пользуются понятием напряжения сдвига £'. Напря-
жение сдвига Е'с —такое напряжение на управляющей сетке,
при котором идеализированная характеристика анодного тока
для выбранного анодного напряжения е1=Еа пересекает ось
абсцисс. В этой точке анодный ток равен нулю (рис. 11.14).
Используя ур-ние (11.11) имеем
0=.S(E'c + DEa-Ec.)
или
Е'с = _£>£„ + Ес0. (11.12)
43
Для области резкого изменения анодного тока, когда имеет
место значительное перераспределение катодного тока между
анодом и сеткой лампы, зависимость анодного тока от анодного
напряжения описывается уравнением критической линии
Рис. 11.14
деления катодного тока.
Из (11.13)
ia = SKea. (11.13)
Здесь — крутизна критической
линии в анодной системе координат.
Уравнение (11.13) справедливо при
ia >0.
На стыке двух зон в точках, кото-
рые являются общими для семейства
характеристик, описываемых ур-нием
(11.11) и характеристикой, описывае-
мой ур-нием (11.13), справедливы
оба уравнения. Решая совместно (П.11)
и (11.13), найдём уравнение совокуп-
ности граничных точек между основ-
ной областью и областью перераспре-
еа =
ig
SK '
Подставляя это выражение в (11.11), получим
ia = ~±—(ec-Ec0). (11.14)
г\
Написанное уравнение является уравнением критической ли-
нии в координатах ia,ec. Крутизна этой критической линии
__
sK
1T-D
Таким образом
ia = S’K(ec-Ec0).
(П.14')
Критическая линия, построенная в координатах ia, ес, прохо-
дящая через точку /а = 0; ее = Ес0 и имеющая крутизну SK, яв-
ляется линией раздела-двух основных зон семейства идеализи-
рованных характеристик.
44
Производный параметр S* широкого применения не нахб-
дит.^Основными параметрами поля идеализированных характе-
ристик принято считать крутизну характеристики анодного тока
S, крутизну критической линии 5К, проницаемость D и сеточное
напряжение приведения Ес0 или анодное напряжение Еа1)Л^
Уже указывалось, что для того чтобы расчёты режимов лам-
пового генератора с использованием идеализированных харак-
теристик генераторной лампы давали наилучшее приближение
к расчётам по реальным характеристикам, а эти расчёты можно
считать вполне достоверными, необходимо правильно опреде-
лить все параметры семейства идеализированных характери-
стик. Следует заметить, что оптимальное сочетание параметров
несколько изменяется в зависимости от выбора напряжения ис-
точника анодного питания, использования лампы по току и на-
пряжённости режима. Это вполне понятно, если учесть, что се-
мейство реальных характеристик нелинейно и р зависимости от
области его использования будет, естественно, несколько изме-
няться и эквивалентное этой области семейство идеализирован-
ных характеристик.
Определение параметров/S, SK, D и Ес0 \можно производить
по методике, рекомендованной В. А. Хацкелевичем, с внесением
в неё небольших упрощений.
Первоначально выбирается напря-
; жение анодного питания Еа и находит-
ься ориентировочное значение амплиту-
ды импульса анодного тока. Напри-
мер, если известна колебательная мощ-
ность Р\, которую должен развить ге-
нератор, то 1 ам можно найти из приб-
лижённого выражения, справедливого
. для режима, близкого к критическому
(вывод его см. ниже)
(П-15)
ес
1. Крутизна S. Удобно воспользо-
ваться характеристиками лампы в
анодно-сеточной системе координат
(рис. 11.15). Выбирается характеристика
с анодным напряже-
р • г
нием Через точку со значением тока ia=iaM проводятся
две прямые. Одна из них является касательной к реальной ха-
рактеристике. Её. крутизна соответствует крутизне реальной ха-
рактеристики в данной точке Вторая прямая соединяет точку
1а~1ам с началом рассматриваемой характеристики, как это по-
45
казано на рис. 11.15. Крутизна второй прямой S2. Расчётная кру-
тизна S является средним арифметическим значений S[ и S2
S= у (^+ $,)• (11.16)
2. Проницаемость D. При определении проницаемости D в.
анодно-сеточной системе координат (рис. 11.16) рассматривают-
ся две характеристики при е01
• ^ам
2
и ес2
отсчитываются два значения напряжения на сетке ес1
g2 — ег1
еа2 —' 6 al
(11.17)
3. Напряжение сдвига Е'с и сеточное напряжение приведе-
ния Ес0 • В той же системе анодно-сеточных координат выби-
рается характеристика с анодным напряжением еа-= Еа
(рис. 11.17). Через точку ia=IaM, как к при определении крутиз-
ны, проводится касательная к реальной характеристике, пересе-
кающая ось абсцисс в точке ес— etl. Далее отсчитывается на-
пряжение запирания ег2, при котором для данного Да> анод-
ный ток становится равным нулю. Напряжение сдвига Ес нахо-
дится, как среднее арифметическое напряжений ес2 и ес1
£; = _££1±Дл. (11.18)
Зная напряжение сдвига Е'с для данного анодного напряже-
ния Ео и используя ур-ние (11.11), можно вычислить сеточное
напряжение приведения Ес0
Ес0 —Ес-^ DEa.
46
4. Крутизна критической линии SK. На семействе характери-
стик в анодной системе координат (рис. II. 18) выбирается ха-
рактеристика с таким напряжением на сетке ее=ес1, для кото-
рого середина криволинейного
участка, соответствующая пе-
реходу от плавного изменения
анодного тока при больших
напряжениях на аноде к резко-
му изменению тока при малых
напряжениях на аноде, нахо-
дится на уровне анодного тока
алС
Прямая, проходящая через
точку еа= еб1, ес— ес1 и начало
координат, является линией
критического режима и её крутизна SK находится из выражения
еа\
(11.19)
Здесь ео1 — напряжение на аноде, при котором для дан-
ного напряжения на сетке ес1 анодный ток 1а=1ам-
Параметры семейств идеализированных характеристик S, SK>
D и Ес0, определённые при заданном напряжении Еа и токе 1ам,.
можно использовать для анализа режимов лампового генерато-
ра в условиях, когда Еа и 1им несколько отклоняются от исход-
ных; при этом сохраняется вполне достаточная для технических
расчётов точность вычислений порядка ±5°/о-
Параметры S, SK, D и Ес0 для основных типов генераторных
ламп, выпускаемых нашей промышленностью, приведены в
приложении I. Эти данные и можно рекомендовать при выпол-
нении обычных технических расчётов режимов лампового гене-
ратора.
11.6 ИДЕАЛИЗИРОВАННЫЕ ДИНАМИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
ДЛЯ КРИТИЧЕСКОГО И НЕДОНАПРЯЖЁННОГО РЕЖИМОВ.
УРАВНЕНИЯ АНОДНОГО ТОКА ЛАМПОВОГО ГЕНЕРАТОРА.
ФОРМУЛЫ ДЛЯ РАСЧЁТА 0 И !ам
Рассмотрим построение динамических характеристик анод-
ного тока на поле идеализированных характеристик генератор-
ной лампы.
При построении предполагаются известными напряжения,
действующие в схеме, Ес> Uc, Ua, Еа. Напряжения на сетке ее
и на аноде еа описываются ур-ниями (II.1) и (П.2).
Мы располагаем такими уравнениями семейства идеализи-
рованных характеристик генераторной лампы:
для основной области (11.11)
ia = S(ec + Dea — Ес0);
для зоны резкого изменения анодного тока (11.13)
е а-
Поскольку уравнения семейства идеализированных характе-
ристик для каждой области линейны, а напряжения ес и еа из-
меняются по одинаковому гармоническому закону, можно ут-
верждать, что зависимость тока гаот напряжения на аноде еа
в системе координат ia, еа или от напряжения на сетке ес в си-
стеме координат ia, ес в пределах каждой области будет линей-
ной, а динамическая характеристика в целом будет состоять из
сочетания отрезков прямых.
Например, из (П.2)
cos со/ = —е-^-
иа
Подставляя в (II. 11) и имея в виду (II.1), получим
ia = s(ec + Uc + Dea — Ec0\
\ U а /
ИЛИ
ia = s\Ec-Eca + Uc^^D-^yi = a+bea,
'-‘а \ иа /
т. е. пришли к уравнению прямой линии.
Построение динамической характеристики, состоящей из от-
резков прямых, сильно упрощается. Ход каждого участка ха?
рактеристики можно установить по двум точкам, удобным для
построения, соединив эти точки прямой. Границы каждого
участка динамической характеристики находятся из граничных
условий, в пределах которых Справедливо рассматриваемое
уравнение, или задаются предельными значениями напряжений,
действующих на электродах лампы.
Обратимся к идеализированным характеристикам генера-
торной лампы в анодной системе координат, приведённым на
рис. 11.19.
Под характеристиками изображён график изменения коле-
бательного напряжения 1)а в координатах иа, mt.
Будем, как и ранее, задавать различные значения текущему
фазовому углу со/.
48
При iof=O ес—еС макс=Ес + Uc и еа=еамип=Еа—и a. Точка ди-
намической характеристики при <в/ = 0 лежит на характеристике
с ес=есмакс. Она обозначена буквой А.
b)t
Рис. 11.19
Для построения наклонной части динамической характери-
стики, которая представляет собой отрезок прямой, достаточно
нанести ещё одну точку. Удобно положить <nt —
et=Ec и еа—Еа.
Точка расположена на вертикальной прямой,
ось абсцисс при еа=Еа. Анодный ток
присо/= —
it
— при этом
пересекающей
будем назы-
вать «током покоя» и обозначать in.
Для отыскания in используем ур-ние (II.11)
in ^S(EC + DEa - Ес0) = S(EC — Е'с).
В зависимости от знака (Ес —E'j ток покоя может иметь
положительное действительное значение или отрицательное фик-
тивное, необходимое только для построения восходящего участ-
ка динамической характеристики. Если (Ес —Е'с) положитель-
но, нижний угол отсечки анодного тока 0>9О°; если (Ес — Е'с)
отрицательно, 0<9О°. В нашем случае угол отсечки анодного то-
ка меньше 90°. Вторую точку обозначим буквой Б.
Точки А и Б соединяются прямой линией. Рабочим участком
динамической характеристики будет участок от точки А до точ-
4—417 49
ки, соответствующей ia =0, т. е. в тех пределах, в которых спра-
ведливо ур-ние (11.11).
Точку с током га=0 можно было бы отыскать сразу по из-
вестному углу отсечки анодного тока 0. Если cof=0, ia=0,
gce = Ес -|- Uc cos 0 и еа0 = Еи—(/acos0. Угол отсечки анодно-
го тока показан на графике колебательного напряжения Uа
(рис. 11.19). Второй участок динамической характеристики соот-
ветствует углу at в пределах от со/=0 до ы^=л. Для всех этих
значений текущего фазового угла анодный ток ia=0 и динами-
ческая характеристика проходит по оси абсцисс до еа — еамакс =
= Еа VUa. В частном случае, при 0=180°, т. е. при работе
колебаниями первого рода, горизонтальный участок динамиче-
ской характеристики отсутствует вовсе. Мы условились по-
следнюю горизонтальную часть динамической характеристики
полностью не показывать.
Импульс анодного тока, построенный в координатах ia, <nt,
представляет собой усечённую косинусоиду с углом отсечки 0
и амплитудой 1им.
Аналогичным образом можно построить динамические ха-
рактеристики в пределах такого изменения колебательного на-
пряжения Uи, при котором верхняя точка динамической харак-
теристики перемещается по прямой ес = ес макС до пересечения
с критической линией.
Предельными положениями восходящей части динамической
характеристики будут: 1) вертикальное положение (точка А,),
при этом колебательное напряжение Ua = 0, т. е. сопротивление
анодной нагрузки =0 и 2) такое, при котором крайняя
точка динамической характеристики достигает критической ли-
нии (точка А2). При этом Ua=Ua кР. Режим, при котором Ua<JJa кР
или £<£кР, называют недонапряжённым. Режим, при котором
верхняя точка динамической характеристики достигает крити-
ческой линии, Ua = Ua кр и l = tKP, называют критическим ре-
жимом. Из построения очевидно, что в критическом режиме, как
и в недонапряжённом, импульс анодного тока имеет форму усе-
чённой косинусоиды и оценивается параметрами 0 и /ам.
В общем случае изменение режима может происходить за
счёт изменения любых напряжений, действующих в схеме Ее,
Uc, Еа И иа.
Это может привести к изменению напряжения ес ~ ес макС, к
изменению положения точки А, точки покоя Б, к изменению уг-
ла отсечки 0. Но, если при этом не заходить в зону резкого из-
менения анодного тока, т. е. в ту область характеристик лампы,
которая описывается ур-нием (11.13), импульс анодного тока по-
прежнему исчерпывающе оценивается его амплитудой 1им и уг-
лом отсечки 0.
Рассмотрим кратко построение динамических характеристик
в анодно-сеточной системе координат.
50
Заданными, как и ранее, являются все напряжения, дей-
ствующие в схеме, Е с, Uс, Еа, Ua. Семейство идеализированных
характеристик триода приведено на рис. 11.20. На семействе
характеристик отмечены две характеристики; при напряжении
на аноде еа1 = Еа и еа2 = еа = Еа — Uа.
Рис. 11.20
динамической характе-
Для построения восходящей части
ристики отмечаем две характерные точки. Первая точка соот-
ветствует моменту w^=0. При этом eu = eOjH(a и Ес ~ ес яаке.
Точка динамической характеристики при wt=Q лежит на пря-
мой еа = еам1!Н. Она обозначена буквой А. Вторая точка Б
строится для момента .и>/ = Д-; при этом еа=Еа и et — Ec. Точ-
ка Б является точкой пересечения вертикальной прямой, отобра-
жающей уравнение е, = Ее, с характеристикой тока при анод-
ном напряжении еа = Еа или её продолжением. Соответствую-
щий данному моменту ток гп,как уже отмечено, может иметь
положительное действительное значение или отрицательное
фиктивное.
Величина тока in известна: in = S(Ee—Е'с).
В рассматриваемом случае ток 1П отрицателен; это означа-
ет, что нижний угол отсечки 0<9О°. Восходящая часть динами-
ческой характеристики будет лежать на прямой, проходящей
через точки Л и Б. Её границы определяются внизу значением
tfl = 0, а в верхней части положением тцчки А.
Нижнюю точку восходящего участка динамической характе-
ристики можно было бы нанести, зная угол отсечки 0. Если
ы/=0, то L = 0. Напряжения е. и е„ также известинце = Е 4-
• * 9 а до с «
4* 51
+(70cos© и еав—Еа—(7acos0. Угол отсечки 0 показан на гра-
фике напряжения ие (рис. 11.20).
Второй участок динамической характеристики соответствует
фазовому углу at в пределах о^=0 до at=n. Динамическая ха-
рактеристика при этом проходит по оси абсцисс до напряже-
ния е е=ес мин. График тока в координатах ia, at показан в правой
стороне чертежа.
Получим аналитическое уравнение анодного тока лампово-
го генератора для недонапряжённого и критического режимов с
учётом принятой идеализации характеристик генераторной лам-
пы, а также расчётные формулы для определения угла отсечки
0 и амплитуды импульса анодного тока 1ам. ।
Исходным уравнением является уравнение семейства харак-
теристик анодного тока (П.П)
ia = 5 (ес + Dea — Ес0).
Учитывая (II.1) и. (П.2), имеем
ia = •$[£< + DEа ~ Ее0 + (Uc - DUa) cos ш/] (II .20)
или, вводя напряжение сдвига,
ia = S[Ec-E'e + (Uc-DUa)cosat]. (11.21)
Напомним, что ур-ние (П.П) и уравнения для анодного то-
ка в развёрнутом виде [(11.20), (11.21)] справедливы при 1а>0.
Подставляя в (11.21) значение at=@, для которого ia=0, по-
лучим:
0 = S [Ес — Ёе + (Uc — DUa) cos 0]
или
cos0 =-----. (11.22)
Uc - DU а
Формула (11.22) является расчётной для определения угла
отсечки анодного тока 0 по известным напряжениям, действую-
щим в схеме.
Из (II.22) находим
Ес — Е'с — — (Uc — D7a)cos0.
Подставляя это значение в (11.21), получим
ia = S(U,. — DrJ0) (cos at— cos 0). (11.23)
Амплитуду импульса анодного тока найдём из (11.21), по-
ложив cof=0; при этом ia~IaM' Поэтому
=^S[EC-E^ (Uc-DUa)]. (II.24)
Формула (11.24) позволяет находить амплитуду импульса
анодного тока, если известны напряжения, действующие в
схеме.
52
Используя (11.23), можно получить следующее выражение
для тока Iая
IBM = S(Uc-DUa)(\-COse). (11.249
Преобразуем ещё раз ур-ние (11.21), подставив в него ток
1ам из (11.24). Тогда
П.7. КОЭФФИЦИЕНТЫ РАЗЛОЖЕНИЯ ИМПУЛЬСА АНОДНОГО
ТОКА у и а
Располагая уравнениями анодного тока лампового* генерато-
ра (11.23) и (11.25), можно найти аналитические выражения для
постоянной составляющей анодного тока 1а0 и гармонических
составляющих 1 а1, /а2,..., Iап.
Для этого следует воспользоваться интегральными формула-
ми для определения коэффициентов гармонического ряда:
•к
ia0^—[ia(iot)diot, (11.26)
ТС J
О
я
1ап = — J ia(®t) cos nut (fat. (11.27)
о
Для недонапряжённого и критического режимов ур-ния
(11.23) и (11.25) справедливы в пределах изменения текущего
фазового угла от ut=0 до и(=0. Далее анодный ток равен
нулю.
Подставляя (11.23) в (11.26) и (11.27), получим
е
Io0 = S (Uc — DUa) — J (cos со/ —- cos 0) (fat
. о
и
0
I = S(UC — DUa) — f (cos mt — cos 0) cos nut (fat
* vl
0
или
7aO = S([/e-ZX7a)To(0) (11.28)
и
/вп = 5((/£-О[/а)7п(0), (11.29)
n=l, 2, 3,...
53
Введённые здесь коэффициенты у являются коэффициентами
пропорциональности между соответствующими составляющими
анодного тока /о0, /ai, •••• ^ап и так называемым управляю-
щим напряжением (Uc— DUa)t умноженным на крутизну S.
Выполняя интегрирование, получаем:
То (0) = ~ (s*n © — 9 cos 0), (11.30)
Tn (0) =-------
Hit
sin (п — 1) 8 _sin (я 4 1)8 1
1 — n 1 -4- n j ’
n=l,2,3...
Для коэффициентов yn, полагая n=l, 2, 3, можно
(11.31)
написать:
Ti(0) = J-(20— sin 20), (11.32)
b(0) = -|-sin30, (11.33)
Тз(®) = Тг(0)соз 0. (11.34)
Аналогично, подставляя (11.25) в (11.26) и (11.27), получим
1ао ~ --------- f (cos — cos ®) dwt
1 — cos 8 it J
0
и
г 9 Р
n U) VUu ilJJt UlUi 1 — COS 0 x J 0
или /во = /а.иа<> (©) (11.35)
и I an = ?ам (0)’ (11.36)
n=l, 2, 3..
Введённые здесь коэффициенты а являются коэффициента-
ми пропорциональности между соответствующими составляю-
щими анодного тока 1а0, 1а1, 1а2,..., 1ап и амплитудой импульса
тока /аи.
Сопоставляя выражения для токов IаЦ и 1ап с использова-
нием коэффициентов у и а, получим
и
а0(0) =
То(Э)
1 — cos 8
««(©) =
Тп (0)
1 — cos 6
(11.37)
(11.38)
54
Из ф-л (11.30), (11.32), (11.37), (11.38) следует, что коэффи-
циенты у и а однозначно зависят от формы импульса анодного
тока, т. е. от угла отсечки 0.
Графики коэффициентов уо, уь уг и уз в функции от угла от-
сечки 0 показаны на рис. 11.21.
Графики коэффициентов а0, «ь «2 и а3 в функции от угла
отсечки 0 даны на рис. 11.22.
Рис. 11.22
Рис. 11.21
Как видно из графиков коэффициентов у (рис. 11.21), при
крайнем значениии 0— 180° у0 = 1 и yi = 1, остальные коэффициен-
ты у2, уз, • • • равны нулю. Это подтверждает тот факт, что в
режиме колебаний без отсечки анодный ток точно повторяет фор-
му напряжения, подведённого к сеточной цепи, и высшие гар-
моники тока отсутствуют. По мере уменьшения угла 0 коэффи-
циенты у0 и yi монотонно убывают до нуля, причём уменьше-
ние уо происходит быстрее уменьшения уь Следовательно, с
уменьшением угла отсечки 0 постоянная составляющая анод-
ного тока I„о = S (Uc — D Ua) уо (0) убывает быстрее тока
первой гармоники/,;1 = S (Uc — DJaj'hfo). При другом край-
нем значении угла отсечки 0 = 0 все коэффициенты у равны
нулю.
В интервале 0<©<180° коэффициенты у2, уз, • • •, уп име-
ют экстремумы (на один меньше порядкового номера п),
чередующиеся по знаку. Так, для у2 он соответству-
ет углу 0 = 90°, при этом у2 маке ==0,212; для уз два экстре-
мума разных знаков соответствуют углам 0 = 60° и 0=120°,
При ЭТОМ УзЛакС =0,138 И Т. Д.
Смысл отрицательного значения коэффициентов у„ заклю-
чается в том, что в некотором интервале углов отсечки 0, напри-
мер, для третьей гармоники в интервале углов 9О°<0<18О°
фаза тока изменяет свой знак на 180°. Это значит, что при зна-
чениях текущей фазы ©/=0, когда импульс анодного тока мак-
симален, составляющая тока третьей гармоники тоже макси-
55
мальна, но направлена в обратную сторону, т. е. от анода лам-
пы к источнику анодного питания.
Обратимся к графикам коэффициентов а, показанным на
рис. 11.22. При крайнем значении 0=180° ао = О,5 и а, = 0,5,
остальные коэффициенты ct2, аз,..., ап равны нулю. Действи-
тельно. если 0=180°, т. е. имеет место режим без отсечки анод-
ного тока,/д0 = 0,5/,ж и /а1 = 0,5/ал. Форма анодного тока не
искажена и /„„ = 0 (и = 2, 3,...).
По мере уменьшения угла 0 коэффициент сс0 монотонно убы-
вает, тогда как коэффициент cti несколько возрастает, дости-
гая максимума при 0 = 120° (а1л1ДкС=0,536) и затем при даль-
нейшем уменьшении 0 спадает, но медленнее, чем коэффициент
осо.
Для угла отсечки 0 = 0 все коэффициенты а0, аь аг,..., ап
равны нулю. Коэффициенты а для высших гармонических тока
в интервале 0<©<180°, как и коэффициенты у, имеют экстре-
мумы. Первые экстремумы, соответствующие меньшим углам 0,
максимальны и больше последующих. Максимум аг соответству-
ет углу 0 = 60°; при этом а2локс =0,276. Максимум а3 соответ-
ствует углу 0 = 40°, при этом азмакс =0,155 и т. д. Граничные
углы, при которых коэффициенты ап изменяют знак, совпада-
ют с граничными углами, при которых изменяют знак коэффи-
циенты у„.
Представляют интерес графики для коэффициентов формы
импульса анодного тока gn, вычисляемых отдельно для каждой
гармоники анодного тока
1дп __ 7л_________^л_
/до 7о «о
Эти графики приведены на рис. 11.23. Наиболее интересный
коэффициент gi = , как это следует из графика, изменяет
своё значение в пределах от 1 (угол
0= 180°) до 2 (угол 0 = 0). При 0 = 0
все коэффициенты gn = 2. При
0= 180° g2, g3,---,gn равны нулю и
только g’i = l.
По графикам коэффициентов у и
а отсчёт нужных коэффициентов с
точностью, необходимой для выпол-
Зп,
2
0
1
45 ' 90
Рис. 11.23
05 180 град нения технических расчётов, затруд-
нителен, поэтому широко пользуют-
ся таблицами коэффициентов у и а.
В приложении II приведены таблицы коэффициентов у, а и gi
для углов отсечки 0 в пределах от 0 до 180°.
56
II.8 СООБРАЖЕНИЯ ПО ВЫБОРУ ИСХОДНЫХ ДАННЫХ
ДЛЯ РАСЧЕТА РЕЖИМА ЛАМПОВОГО ГЕНЕРАТОРА
Можно назвать три основных варианта требований, которые
являются исходными для расчёта режима лампового генера-
тора.
1. Задаётся постоянная составляющая 1а0 или амплитуда
импульса анодного тока Iам. Это условие является исходным при-
расчёте режима в тех случаях, когда выбранная генераторная:
лампа не имеет запаса эмиссионного тока, или величина рабо-
чего тока строго ограничивается.
2 Задаётся эквивалентное сопротивление анодной нагруз-
ки Ra, определённое, например, исходя из требований пропус-
кания широкополосного спектра при модуляции (телевидение^
импульсная работа).
3. Задана колебательная мощность Р\, которую должен:
развить генератор.
При определении остальных исходных данных нужно ре*
шить вопрос о том, в каком режиме должен работать ламповый,
генератор.
Если нет специальных ограничений, целесообразно выбрать-
критический режим, обеспечивающий получение от генератор-
ной лампы большей мощности при высоком кпд. Соображения
о выгоде критического режима приведены в п. П.З при рассмот-
рении вопроса об использовании генераторной лампы по току
и напряжению. В ходе дальнейших рассуждений будем пола-
гать, что ламповый генератор рассчитывается в критическом
режиме.
Генераторная лампа, если она не задана, выбирается с учё-
том номинальной мощности Р1Л,, которую от неё можно полу-
чить. Обычно накладывается условие P^PlN ; если в генерато-
ре используется п ламп, то Р\ <1 пР1Л, • Здесь Pi — заданная:
или выбранная расчётная мощность генератора. В отдельных
случаях, которые специально оговаривают, допускают Pi>PlN
(например, при анодной модуляции для рабочей точки в пике-
модуляции) .
Генераторную лампу (лампы) подбирают также по рабоче-
му диапазону частот, эксплуатационным и экономическим пока-
зателям.
Для выбранной лампы из справочника выписывают предель-
но допустимый режим, включая номинальное напряжение-
анодного питания ЕаЛ,, номинальную колебательную мощность.
PlN , допустимые мощности рассеяния на аноде РаНдоп и на'
сетке Редоп.
57
Для основных генераторных ламп в справочниках приводят-
ся параметры семейства идеализированных характеристик S,
Ек, D, Ес0. При отсутствии этих данных или желании их уточ-
нить определение параметров можно произвести по методике,
рассмотренной в п. II.5.
Располагая данными генераторной лампы, приступают к вы-
бору напряжения анодного питания Еа. При выборе Еа сущест-
венное значение имеет диапазон рабочих частот генератора.
В диапазоне длинных и средних волн обычно полагают
Ea^EaN или напряжение Еа несколько уменьшают (если
Pi<PI7V). В диапазоне коротких и метровых волн стре-
мятся напряжение анодного питания предельно уменьшить, со-
храняя примерно неизменным рекомендуемое использование
генераторной лампы по току. Делают это по двум соображе-
ниям:
а) при уменьшении Еа удаётся понизить требуемое эквива-
г> Uа £
.лентное сопротивление контура = —— = —что позво-
ляет, как будет видно из дальнейшего анализа, получить режим
с большим кпд колебательного контура. (Данный вопрос для
диапазона длинных и средних волн не актуален, кпд контура
в этом диапазоне достаточно высок);
б) уменьшается ёмкостной ток, протекающий через электро-
ды лампы и вызывающий дополнительный нагрев вводов.
Практически в диапазоне коротких и метровых волн
напряжение анодного питания Еа выбирается из условия
Еа ~ 1 Еам, (11.39)
P1N
что соответствует режиму с допустимым использованием гене-
раторной лампы по току. Возможны также некоторые отступ-
ления от условия (11.39).
Рассмотрим теперь вопрос о выборе угла отсечки 0 с трёх по-
зиций, представляющих практический интерес.
1. Пусть, например, задана и неизменна амплитуда импуль-
са анодного тока 1ам. Как нужно выбрать угол 0, чтобы полу-
чить возможно большую колебательную мощность Р, и кпд по
анодной цепи Ла ПРИ сохранении критического режима?
Колебательная мощность
Иц lai,_ E<JaM t „
--------------п.
2 2 р
Далее будет показано, что неизменному току 1ам соответ-
ствует постоянное значение коэффициента Таким Образом,
можно написать Pi=/lai, где А — постоянная величина.
58
Зависимость колебательной мощности Pi от угла 0 описы-
вается графиком коэффициента аь приведённым на рис. 11.22.
Наибольшая колебательная мощность будет получена при та-
ком значении угла отсечки 0, для которого коэффициент а]
максимален. Это соответствует 0= 120°, для которого ai = 0,536.
В пределах угла отсечки 804-180° коэффициент а следова-
тельно, и колебательная мощность Д меняются незначительно,
но по мере уменьшения 0 до нуля почти линейно также спа-
дает до нуля.
Коэффициент полезного действия по анодной цепи
= 0,5— 0,5 —
'ао «о
Поскольку коэффициент £кР постоянен, кпд пропорционален
коэффициенту £[= —. Из графика для g\ (рис. 11.23) видно, что
с уменьшением угла 0 от 180° до 0 коэффициент gi монотонно
увеличивается от 1 до 2. Таким образом, с точки зрения полу-
чения наибольшего кпд выгодно угол отсечки 0 уменьшать.
Оценим кпд т]а для четырёх значений угла отсечки 0—180,
120, 90 и 60°; коэффициенты gi равны соответственно 1; 1,32;
1,57- 1,8. Полагаем ?кР =0,9; получим значения т)а, равные
45; 59,5; 71 и 81%.
Подходя к вопросу выбора угла 0 при заданном значении /ам
с практических позиций, угол отсечки 0 следует взять в преде-
лах 80-4-90°. При этом сохраняется возможность получения ко-
лебательной мощности Д, близкой к предельной, при достаточ-
но высоком кпд генератора по анодной цепи к]а.
2. Заданным и неизменным может оказаться напряжение
возбуждения Uc. Выберем угол отсечки 0 так, чтобы была по-
лучена возможно большая колебательная мощность Р\ при до-
статочно высоком значении кпд т]а. Будем поддерживать во всех
случаях критический режим'. Для простоты рассуждений по-
ложим, что проницаемость генераторной лампы Д = 0. «
Преобразуем выражение для колебательной мощности к удоб-
ному виду. Поскольку Uа = ЕлРЕа и Ial= SUc’[i, можно написать
n
^1 = 2~ •
С изменением угла 0 коэффициент 1-кр изменяется незна-
чительно. Для обычных режимов Др =0,9-4-0,95; полагая при-
ближённо £кР=const, можно написать
Л = вТ1.
Зависимость колебательной мощности Pi от угла 0 описы-
вается графиком для коэффициента уь приведённым на рис. 11.21.
59
Максимум колебательной мощности будет лежать там, где мак-
симально уь т. е. при 0= 180°. Более строгое рассмотрение во-
проса с учётом изменения £кр в функции от угла 0 показывает,
что фактический оптимум смещён в сторону меньших значений 0
на несколько градусов. Само смещение является функцией па-
SUr
раметра .
Колебательная мощность Р\ при неизменном напряжении воз-
буждения Uc с уменьшением угла отсечки до 0 = 0 монотонно
падает до нуля.
Изменение кпд т\а происходит таким же образом, как и в
случае постоянства - амплитуды импульса анодного тока 1ам.
Наибольшим кпд т)а оказывается при малых углах отсечки 0. Це-
лесообразные значения угла 0 при заданном напряжении возбуж-
дения Uc с учётом энергетики генератора лежат в пределах
904-130°.
Следует заметить, что при этом колебательная мощ-
ность оказывается в 1,5—2 раза меньше предельно возможной,
получаемой при 0=180°, поскольку при рекомендуемых углах
отсечки значение yi в 1,5—2 раза меньше, чем значение yi при
0=180°.
3. Наконец, можно рассмотреть выбор угла отсечки 0, если
задана и остаётся неизменной колебательная мощность Pi и
сохраняется критический режим работы генератора. Такая по-
становка задачи для современных генераторных ламп, имеющих
большой запас эмиссионного тока, представляет наибольший
практический интерес.
Поскольку мощность задана, остаётся выяснить, как зави-
сит от угла отсечки кпд генератора по анодной цепи т}а. Попут-
но уточним ряд других показателей, характеризующих режим
лампового генератора.
Выпишем выражение для кпд т]а=0,5-^ %кр. С изменением
угла отсечки, как показывает анализ, изменяется не только
коэффициент формы —, но и коэффициент $еР.
7о
Исследование выражения для т\а на максимум в функции от
угла 0 приводит к уравнению с тригонометрическими функция-
ми, аналитическое решение которого получить не удаётся. По-
этому для выяснения вопроса приведём данные примерного рас-
чёта критического режима для двух генераторных ламп на за-
данную мощность Pi для разных углов 0 и сопоставим получен-
ные результаты.
Лампа типа ГУ-5А; PW1 = 3,5 кет; Еа= 5 кв; Рон'доп=3,5 кет;
Рсдпп = 150 вт- Параметры лампы: S=18 ма/в; SK = 12 ма/в;
0=0,02; £с0 = 45 в.
Задано: Рх = 3 KeT=const, Еа = 5 кв. Значения 0; 90, 75, 60,
50, 40 и 30°.
60
Данные расчётов режимов генераторного триода ГУ-5А при
различных значениях угла отсечки анодного тока сведены в
табл. П.З.
Таблица II.3
град а gi Е Уд, » 1ам, о 'а,, о /дО, а
90 0,50 1,57 0,912 4560 2.62 1,31 0,835
80 0,47 1,65 0,905 4530 2,80 1,32 0,800
60 0.39 1,80 0,884 4430 3,49 1,36 0.756
50 0,34 1 85 0,863 4320 4,09 1,39 0,750
40 0 28 1,90 0,827 4140 5,18 1.45 0,754
30 0,22 1,95 0,753 3775 7,40 1,59 0,815
Продолжение
в, град Ре. вт R(£, 0М Е?, ° Uc, г Ра, 4а РС1, вт к
90 4170 3480 — 55 238 1170 0,715 60 50
80 4000 3440 — — 1000 0,750 — —
60 3830 3260 —250 478 830 0,795 120 25
50 3750 3110 — 750 0,800 — —, —
40 3820 2860 —990 1300 820 0,785 310 9,7
30 4070 2375 — — 1070 0 730 — —
Дополнительно проведён расчёт сеточной цепи с использова-
нием реальных характеристик лампы для режима с углами отсеч-
ки анодного тока 0 = 90, 60 и 40°.
В таблице отражено поведение лампового генератора при из-
менении угла отсечки анодного тока 0. Среди других показате-
лей подсчитан коэффициент усиления лампового генератора по
р
мощности к = — . Коэффициент к показывает, во сколько раз
РС1
мощность, развиваемая в анодной цепи, больше мощности, необ-
ходимой для возбуждения лампового генератора.
Лампа типа ГУ-22А: PlN =30 кет; Еа =9 кв; РгнЭ,„ =20 кет.
Параметры лампы: S =38 ма/в; Sx=12 ма/в; D = 0,025;80а.
Задано: Pi = 30 KST=const, Еа =9 кв, значения 0 = 90, 75, 60,
45°. Вычисления ограничены анодной цепью лампы. Результаты
расчётов кпд генераторного триода ГУ-22А при различных зна-
чениях угла отсечки анодного тока сведены в табл. П.4. Анало-
гичная картина получается и для других типов современных ге*
нераторных Ламп, имеющих запас эмиссионного тока.
Из табл, П.З и II.4 следует, что если колебательная мощ-
61
ность задана и не изменяется, наибольший кпд г]а соответствует
углам отсечки 0 = 50-4-60°. Для углов 0 = 80-4-90° кпд снижа-
Таблица 11.4 ется на з—50/0. Начинает сни-
Й град gl 'кр 7‘а
90 0,500 1,57 0,855 0,673
75 0.445 1,69 0,837 0,710
60 0.390 1,80 0,800 0,720
45 0,310 1,88 0,727 0,683
казатели работы генератора.
жаться кпд и для углов 0<5О°.
Из этого нельзя ещё делать по-
спешного вывода о том, что
углы порядка 55—60° являются
оптимальными для лампового
генератора, выполненного по
схеме, приведённой на рис. II.1.
Следует учесть и другие по-
Уменьшение угла отсечки сопро-
вождается заметным ростом амплитуды импульса анодного то-
ка, и может оказаться и-счерпанным весь запас эмиссионного
тока. С этой точки зрения, например, режимы для лампы типа
ГУ-5А с углами отсечки 0 = 30-4-35° оказываются совершен-
но непригодными. С уменьшением угла 0 увеличивается на-
пряжение возбуждения Uс и напряжение смещения Ее; растёт
мощность, потребляемая от возбудителя, а коэффициент уси-
ления генератора по мощности заметно снижается. Например,
для лампы типа ГУ-5А при изменении 0 в пределах 40-4-90° ко-
эффициент к колеблется от 9,7 до 50. Фактическое соотношение
мощностей двух соседних ступеней передатчика будет ещё менее
благоприятным, так как, помимо полезной мощности, используе-
мой на возбуждение последующей ступени, часть мощности пре-
дыдущей ступени будет расходоваться в виде тепловых потерь
в колебательном контуре. Неприятной является также необхо-
димость иметь сравнительно высоковольтный и мощный источ-
ник напряжения смещения. Для диапазона более высоких ча-
стот имеются и другие соображения, по которым следует счи-
тать режимы с малыми углами отсечки анодного тока непри-
годными.
С учётом сделанных замечаний для генератора, проектируе-
мого на заданную колебательную мощность Pt и выполненного
по схеме, показанной на рис. II.1, можно рекомендовать рабочие
углы отсечки анодного тока 0 порядка 75—80° и даже 90°.
II.9. ТЕХНИЧЕСКИЙ РАСЧЁТ ЛАМПОВОГО ГЕНЕРАТОРА
В КРИТИЧЕСКОМ И НЕДОНАПРЯЖЕННОМ РЕЖИМАХ
Выведем необходимые расчётные формулы для определения
критического коэффициента использования анодного напряже-
ния
На рис. 11.24 ‘показана динамическая характеристика для
критического режима. Верхняя точка динамической характери-
стики находится на прямой и совмещена с критиче-
62
ской линией. Под рисунком изображён график изменения коле-
бательного напряжения Ua. Амплитуда импульса анодного тока
^ам — $к (Еа Uа кр)
или, поскольку •
t кр
(11.40)
Решая относительно Ъкр, получим
е _ 1------
КР SnEa
или, так как
Т .___ Л»)
* ам ~ »
ао
5 = 1----(«0.
W a Р
aQOKL.a
(11.41)
(11.41')
Уравнения (П.41) и (11.41') позволяют найти значение кри-
тического коэффициента использования анодного напряжения
$лР по заданной амплитуде импульса тока /ам или току /а0>.
известному напряжению Еа и крутизне Sx.
Учитывая, что 1ам = . Еа= и •= R , получаем
“1 £кр ^а1
из (11.40)
ба
или
. _ SKRce «I
'кр “ l + SA/?a а/
(11.42)
Уравнение (П.42) удобно для расчёта коэффициента $кр по
заданному эквивалентному сопротивлению анодной нагрузки
R&, коэффициенту разложения импульса анодного тока cq и
крутизне критической линии SK.
Сделаем дальнейшие преобразования в выражении (11.40);
для этого умножим левую и правую части на Uа и заменим 1ая
на
“1
^l^SKUaEa(\-lKp),
ai
или, поскольку — а^а1 = Plt
а1
Решая относительно L„, имеем
KfJr
Уравнение (11.43) используется для определения коэффици-
ента £кэ, когда задана колебательная мощность Pi и известны
напряжение Е а, коэффициент он и крутизна
Приступая непосредственно к расчёту режима лампового ге-
нератора, полагаем, что все исходные данные нам известны:
генераторная лампа определена, её параметры S, SK D и £сВ
известны, выбраны напряжение анодного питания Еа и угол
отсечки анодного тока 0.
Для известного угла 0 по таблицам коэффициентов разложе-
ния. импульса тока (см. приложение II) находят нужные коэф-
фициенты а и у.
Рассмотрим три варианта расчёта:
/ вариант. Задана амплитуда импульса анодного тока Iам
или постоянная составляющая Iа0.
Прежде чем приступить к расчёту, рекомендуется убедиться,
что генераторная лампа в состоянии обеспечить работу с задан-
ным импульсом тока /ам. Следует обеспечить условие JaM^.0,81s,
где /s—полный эмиссионный ток лампы. Выяснение этого во-
проса практически существенно для ограниченного числа гене-
раторных ламп малой мощности, имеющих вольфрамовый тори-
рованный карбидированный катод. Для всех других генератор-
ных ламп, как уже указывалось, имеется большой запас эмис-
сионного тока.
64
1. По известным 1ам или 1 а0, используя
находим коэффициент gKP
или
2. Колебательное напряжение
Uа — %кР Ра-
3. Постоянная составляющая анодного
гармоника тока 1 а1:
^ао ~ «о Аам’ ^а1 ~ ®1 ам'
4. Сопротивление анодной нагрузки
(11.41) или (11.41'),
тока /а» и первая
5. Колебательная мощность
П All
1 ~ 2
6. Мощность, поступающая от источника анодного питания:
Р|> = Еа^аО-
7. Мощность, рассеиваемая на аноде:
Ран = -Pi-
Следует обеспечить выполнение условия РаЧ < Рандоп>
Ран доп — допустимая мощность рассеяния на аноде генераторной
лампы.
.8. Кпд по анодной цепи
9. Напряжение возбуждения Uo находим, решая (11.28) от-
носительно Uc:
Uc = -^~+DUa (11.44)
Syo
или, с учётом (11.35) и (11.37):
U = -----1™----\DUa. (П.44')
с S (1 — cos 0) ° v '
10. Напряжение смещения найдём из (11.22) с учётом (11.28)
—^cose+£ (11.45)
S70
5—417 65
или, имея в виду (11.35):
• •« - •
£-----------Д*----COS 0+ Ес. (11.45')
с S(l-cos0) ' '
11 вариант. Задано сопротивление анодной нагрузки Ra.
1. По ф-ле (11.42) определяем
__ SK Roe «1
К? 1 + SK Roe
2. Колебательное напряжение
U — р Р
иа — -кР иа-
3. Первая гармоника анодного тока
J _иа
lal R '
'се
4. Постоянная составляющая анодного тока
/ — Д». /
‘ аО ‘ fll*
а1
Дальнейший расчёт производится в том же порядке, что и
для 1 варианта. Находятся колебательная мощность Р\, мощ-
ность, поступающая от источника анодного питания Pq, мощ-
ность, рассеиваемая на аноде, Ран , кпд по анодной цепи т]а,
напряжение возбуждения Uc и напряжение смещение Ес.
111 вариант. Задана колебательная мощность Р}.
1. Из (11.43) находим
кр 2 + 2 |/ 4SKE*
2. Колебательное напряжение
(J =1 Е
'-'а — Чкр ‘-а’
3. Первая гармоника анодного тока
1 -?£1
al jy
u а
4. Постоянная составляющая анодного тока
/ — а° /
' aO 'el*
ai
5. Сопротивление анодной нагрузки
Дальнейший расчёт производится в том же порядке, что и
для I и II вариантов.
Следует заметить, что окончательное суждение о пригодности
выбранного режима делают после расчёта сеточной цепи лампо-
66
вого генератора. Для сеточной цепи должно выполняться усло-
вие Р^Рсдопт. е. расчётная мощность, рассеиваемая на сетке,
должна быть меньше допустимой.
Расчёт сеточной цепи лампового генератора рассмотрен в
п. 11.13.
Задача расчёта лампового генератора в недонапряжённом ре-
жиме обычно возникает при исследовании схем амплитудной мо-
дуляции, в которых изменяется напряжение смещения Ее или
напряжение возбуждения Uc, а напряжение анодного питания
Еа и сопротивление анодной нагрузки известны и постоянны.
Соответствующие примеры расчёта рассмотрены в гл. IV, по-
свящённой амплитудной модуляции.
Можно указать на возможность аналитического расчёта недо-
напряжённого режима в тех случаях, когда заданы ток 1ав или
1ам , или сопротивление Ra, или, наконец, колебательная мощ-
ность Р] и, кроме того, колебательной напряжение Ua, т. е. за-
дано g, причём g<gKP. Методика расчёта недонапряжённого ре-
жима оказывается точно такой же, как и критического. При-
годны все три варианта расчёта. Вычисления начинают с опре-
деления коэффициента gKP, который требуется только для того,
чтобы убедиться, что g<gKp.
Дальнейший порядок расчёта остаётся без изменений.
//.10. ИДЕАЛИЗИРОВАННЫЕ ДИНАМИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
ДЛЯ ПЕРЕНАПРЯЖЁННОГО РЕЖИМА. ФОРМУЛЫ ДЛЯ РАСЧЕТА
ПАРАМЕТРОВ 'ИМПУЛЬСА АНОДНОГО ТОКА
Перейдём к построению идеализированных динамический
характеристик для перенапряжённого режима.
Будем считать, что нам известны все напряжения, действую-
щие в схеме: Uc, Ес, Еа, Ua, и мы располагаем идеализйрован-
ными характеристиками
генераторной лампы.
Напряжения на сетке
и аноде описываются
ур-ниями (II.1) и (II.2).
Обратимся к характе-
ристикам генераторной
лампы в анодной системе
координат, приведённым
на рис. 11.25. На этом ри-
сунке показан график из-
менения колебательного
напряжения Ua для слу-
чая, когда напряжение ,U
5*
Рис. П.25
67
меньше напряжения анодного питания Еа, но больше напряже-
ния UaKP, соответствующего критическому режиму. Рассматри-
ваемый режим называют слабо перенапряжённым режимом.
Начнём с построения восходящего участка динамической ха-
рактеристики, проходящего в пределах основной области семей-
ства характеристик лампы, для которой справедливо уравнение
анодного тока (11.11)
ia = S(ec + Dea— Ес0).
Мы уже анаем, что динамическая характеристика представ-
ляет собой сочетание отрезков прямых. Для построения рассмат-
риваемого участка нужно отметить две точки, через которые бу-
дет проходить искомая прямая или её продолжение.
Будем условно считать, что анодный ток не ограничен кри-
тической линией и ур-ние (II. 11) действует в пределах любых
значений напряжений еа и ес.
Нанесём фиктивную точку А, положив со/=0. Тогда
ес ~ ес макс ~ Ес 4” Uс еа~ еа мин — Еа а •
Точка А будет находиться на прямой, являющейся продол-
жением характеристйки ес = ес макс, левее критической линии.
Этой точке соответствует напряжение на аноде еа—еамин.
Точку Б нанесём,
этом ес — Ес и
. При
положив at——
2
еа—Еа. Точка Б будет находиться на вертикальной прямой
еа—Еа. Её построение уже обсуждено при анализе динамических
характеристик для недонапряжённого и критического режимов
(см. п. II.6). Для отыскания точки Б нужно вычислить ток покоя
in—S(Ec—Е’с). Точки А и Б соединяются прямой линией.
Восходящий участок динамической характеристики ограни-
чен той частью проведённой прямой линии, которая лежит в
границах основной зоны, т. е. в тех пределах, в которых справед-
ливо ур-ние (11.11). Вверху динамическая характеристика до-
ходит до критической линии, внизу до значения анодного тока
1а = 0. Верхней точке динамической характеристики соответ-
ствует определённое значение текущего фазового угла (o/=0i.
Этот угол называется верхним углом отсечки анодного тока. Он
показан на графике колебательного напряжения Uа.
Для нижней точки динамической характеристики at=Q.
Нижний угол отсечки анодного тока (или просто угол отсечки
анодного тока, как мы писали ранее) также обозначен на графи-
ке напряжения Uа. Таким образом, весь восходящий участок
динамической характеристики лежит в пределах значений теку-
щего фазового угла ©1<соА<Г0.
По известным углам Отсечки © и ©i, пользуясь ур-ниями
(II.1) и (II.2), можно было бы непосредственно найти положе-
ния крайних точек участка динамической характеристики
68
для нижней точки:
есь = Ес +-^cC0se, еав = Еа — Ua cos 0,
для верхней точки
ем = Ес +U cos^, еав1 ~ Ea — U„cosf^.
Анодный ток 1а в границах восходящего участка динамиче-
ской характеристики описывается ур-ниями (11.20)., (11.21),
(11.23) и (11.25), полученными в п.П.6.
При значениях текущего фазового угла w/<©i. анодный ток
будет изменяться по закону критической линии
ia = SKe„ (11.13)
т. е. он не зависит от напряжения на сетке ес.
Динамическая характеристика на этом участке будет про-
ходить по критической линии до крайней точки В, которая соот-
ветствует анодному напряжению еа ~еаман. Пределы изменения
текущего фазового угла 0.<;«/<©!.
Уравнение анодного тока на этом участке с учётом (П.2)
примет вид
ia = SK(E,-Ua cos to/). (11.13')
Третий, последний участок динамической характеристики,
будет проходить по оси абсцисс. Для этого участка /и=0.
Крайняя точка динамической характеристики соответствует
анодному напряжению еа~ еамакС = E(lArUa . Значения текущего
фазового угла лежат в границах @-<со./<Дг. Мы условились
в дальнейшем этот участок динамической характеристики на ри-
сунке полностью не показывать.
Форма импульса анодного тока для слабо перенапряжённого
режима показана на рис. 11.25 отдельно. Параметрами импульса
являются нижний угол отсечки анодного тока (или просто угол
отсечки) ©, верхний угол отсечки ©i, амплитуда импульса 1ам
и амплитуда провала Г или коэффициент провала п=
а *ам
Перейдём к рассмотрению сильно перенапряжённого режима,
при котором колебательное напряжение Uа больше напряжения
анодного питания Еа.
Увеличение напряжения Ua по сравнению с ранее рассмотрен-
ным режимом можно было бы получить, скажем, путём измене-
ния сопротивления анодной нагрузки Ra . Характеристики
лампы и график изменения колебательного напряжения Vа по-
казаны на рис. 11.26.
Для построения восходящего участка динамической харак-
теристики отмечаем фиктивные точки А и Б. Точку А строим
69
для момента со/=0; при этом ес — ее маке и еа—еама№. В сильно
перенапряжённом режиме напряжение еаман отрицательно, по-
этому точка А расположена на продолжении прямой ес=ес макС
в области отрицательных значений напряжения на аноде. По-
строение точки Б было рассмотрено выше.
Действительные границы восходящего участка лежат на
прямой, соединяющей точки А и В, в пределах от точки пере-
сечения с критической линией (текущий фазовый угол co/ = (S>i)
до оси абсцисс (текущий фазовый угол со/=0). Крайние точки
участка можно было бы найти сразу по известным значениям
углов @ и 0Ь
Для восходящего участка справедливы уравнения анодного
тока (11.20), (11.21), (11.23) и (11.25). Левее динамическая ха-
рактеристика будет проходить по критической линии от точки
ба = еа0( , ia = faM до точки еа=0, i а = . В последнем слу-
чае текущий фазовый угол со/=02, Угол 02 называют вторым
нижним углом отсечки анодного тока. Он показан на графике
колебательного напряжения Uа.
Таким образом, участок динамической характеристики, про-
ходящий по критической линии, ограничен значениями текущего
фазового угла 02<^<С0ь На критической линии действует
уравнение анодного тока (11.13').
От точки га=0, еа=0 для отрицательных анодных напряже-
ний еа анодный ток остаётся равным нулю и динамическая ха-
рактеристика проходит по оси абсцисс до еа = еамин.
Текущий фазовый угол изменяется в пределах О^<в^^02.
Анодный ток оказывается равным нулю и при значениях теку-
щего фазового угла 0 <«/< л (правый участок динамической
характеристики).
7<П
На рис. 11.26 показана такжеформа импульса анодного тока
для сильно перенапряжённого режима. Параметрами импульса
анодного тока являются нижний угол отсечки 0, верхний угол
отсечки ©1, второй нижний угол отсечки ©2 и амплитуда им-
пульса 1 ам.
Рассмотрим кратко построение динамических характеристик
для перенапряжённого режима в анодно-сеточной системе ко-
• ординат. Заданными являются все напряжения Е е, Uс, Еа, Uа,
действующие в схеме. Построение для слабо перенапряжённого
и сильно перенапряжённого режимов выполним на одном чер-
теже, причём будем полагать, что изменяется колебательное на-
пряжение Ua , а все остальные напряжения^, Uс. и EJ остают-
ся неизменными. Такая постановка является частной. В общем
случае режимом генератора, как мы знаем, можно управлять за
счёт изменения любых напряжений, действующих в схеме.
Рис. 11.27
Характеристики лампы и график изменения напряжения
возбуждения ис показаны на рис. 11.27. Для удобства анализа
на рисунке показана критическая линия, являющаяся в анодно-
сеточных координатах линией раздела двух зон поля идеализи-
рованных характеристик—основной, для которой справедливо
ур-ние (11.11), и зоны резкого перераспределения катодного
тока, для которой справедливо ур-ние (11.13).
Уравнение этой критической линии в координатах Iа, ес было
получено ранее
ia = S'x(ec~Ec0). (11.14')
71
Для построения восходящей части динамической характери-
стики отмечаем две характерные точки. Будем условно считать,
что ур-ние (11.11) справедливо в прёделах любых значений на-
пряжений ей и ес. Тогда первую фиктивную точку Af для слабо
перенапряжённого режима можно наметить, положив и/==0.
При этом ес — есмакс и еа — еаман1 . Точка Аг будет находиться
на продолжении характеристики еа~еамап1 правее критической
линии. Точку Б определим для у-, при этом sc=Ee и
= Еа. Она находится на характеристике еа=Еа (если @>90°)
или на её продолжении (если ©<90°). Точки А и Б соединяем
прямой линией. Восходящая часть динамической характеристики
ограничена внизу осью абсцисс (га = 0), а в верхней части—точ-
кой пересечения прямой А1Б с критическое линией (точка A'i).
Как уже отмечалось ранее, восходящую часть динамической ха-
рактеристики можно было бы построить сразу, располагая зна-
чениями нижнего и верхнего углов отсечки 0 и ©ь Правее точ-
ки A'i динамическая характеристика проходит в зоне резкого
перераспределения катодного тока, для которой справедливо
ур-ние (И.13)
G = SK ео.
Г1одчеркнём, что крутизна SK в ур-нии (11.13) является кру-
тизной критической линии в анодной системе координат и отли-
чается от крутизны S'K. Есть отличие и в существе критических
линий, построенных в координатах 1а, еа и ia, ес. Первая крити-
ческая линия показывает, как изменяется анодный ток при из-
менении анодного напряжения для области резкого изменения
анодного тока (перераспределения катодного тока), т. е. выра-
жает закон изменения анодного тока. Вторая критическая ли-
ния в координатах 1а, ес является только линией раздела двух
зон идеализированных характеристик анодного тока. Для
отыскания второй точки, необходимой для построения динамиче-
ской характеристики в зоне резкого перераспределения катод-
ного тока, положим тогда ^с = есмакс и еа~ еамин1- Иско-
мую точку можно найти, используя ур-ние (11.13):
Зная ток гДш/_0 и напряжение ес=есмакс, намечаем точку Бг
(рис. 11.27). Соединяя точки А', и Blt получим второй участок
динамической характеристики.
Третий участок левее восходящего участка проходит по оси
абсцисс до значения ес=ес ман. На рис. 11.27 показана форма им-
пульса анодного тока. Углы отсечки и амплитуда тока 1 ам для
слабо перенапряжённого режима отмечены индексом (1).
Построение динамической характеристики для сильно пере-
напряжённого режима производят аналогичным порядком.
72
Первоначально Наносится фиктивная характеристика анодного»
тока при еа~еа«чн2.- Она показана на рис. 11.27 пунктирной ли-
нией. Используя (II.-11), можно определить то значение напря-
жения на сетке е'с, при котором эта фиктивная характеристика
пересекает ось абсцисс. Для точки пересечения ia~0;еа—еамин2г
поэтому
О = 5 (ес + DeaMM2 Ес0)
или
ес Е°о В.еа миН2-
Точка А2 строится при значении текущего фазового угла со/=0.
Она находится на фиктивной характеристике еа**еам1,н2 и соответ-
ствует напряжению на сетке ес = есм,"кс. Отыскание точки Б уже
рассмотрено. Точки А2 и Б соединяются прямой линией. Восхо-
дящая часть динамической характеристики ограничена внизу
осью абсцисс и вверху точкой пересечения прямой с критиче-
ской линией (точка А'2). Для построения второго участка дина-
мической характеристики в зоне резкого перераспределения ка-
тодного тока вторую, в данном случае тоже фиктивную, точ-
ку В2 находим, положив со/=0, тогда из (11.13) га(о/_0=<5Леал{Има..
Ток ia t Q оказывается отрицательным, т. е. фиктивным, так.
как в сильно перенапряжённом режиме еаман — Еа—Ua отрица-
тельно.
Для построения точки В2 известны ток ia и напряжение-
на сетке е(.=е< макс. Точки А'2 и В2 соединяются прямой линией.
Второй участок динамической характеристики ограничен отрез-
ком этой прямой между точкой А'2 и осью абсцисс. Пересечение-
с осью абсцисс происходит при и^=©2. В пределах текущего
фазового угла 0<;(й/<в2, а также 0<со/-<л динамическая
характеристика проходит по оси абсцисс.
На рис. 11.27 приведена также форма импульса анодного1
тока для сильно перенапряжённого режима. Углы отсечки и
амплитуды импульса тока 1ам отмечены индексом (2).
Получим формулы для расчёта параметров импульса анод-
ного тока в перенапряжённом режиме. Для расчёта нижнего
угла отсечки & воспользуемся ф-лой (11.22)
Для определения амплитуды импульса анодного тока поло-
жим со/ = ©1, тогда рабочая точка будет находиться на границе
двух зон семейства идеализированных характеристик и оказы-
ваются справедливыми уравнения для анодного тока (П.21) и
(11.13'). Анодный ток при этом максимален, т. е. *а=/ал(.
Таким образом:
73»
= $ l£e — E'c + (t/c - DUa) cos 0^, (11.46)
4« = S*(Ea- и acos0x). (11.47)
Решая совместно (11.46) и (П.47), получим расчётную фор-
мулу для определения верхнего угла отсечки анодного тока
S,
-у- Еа — (Ес — Ес)
cos ех ------------------. (П .48)
Uc+ {~~ — D\ua
\ О }
Преобразуем ур-ние (11.46). Из (11.22)
— Ес = — (Uc — DUa) cos в
и
7M = S(C/c-D[/a)(cos0I —cos0). (П.49)
Расчётные ф-лы (11.46), (П.47) и (11.49) можно использо-
вать для определения амплитуды импульса анодного тока
в перенапряжённом режиме.
Амплитуду провала в импульсе анодного тока для слабо на-
пряжённого режима 1 найдём из очевидного соотношения
(см. рис. 11.25)
1ам = 1аи — ia^o.
Ток определим из (ПЛЗ7)
i‘ = SK (Е —П\
аш(=0 к ' а ^а)‘
(11.51)
Для нахождения Iам воспользуемся ур-нием (II.47). После
простых преобразований получим
l'aM = SKUa(\ — cosOj). (11.50)
Коэффициент провала
^ам 1 — cos 1 — cos 01
/2 — — = ----------------1 — ___-—±—
^ам Еп 1
—— — COS 0.---------COS 0,
иа ₽
Для сильно перенапряжённого режима новым параметром
•является второй нижний угол отсечки @2 (см. рис. 11.26). Если
(i)t— ©2>
ga92 = Еа — Ua COS 02 = 0,
•отсюда
cos 02 = —2. = J-. (11.52)
. Uа g
.74
11.11. КОЭФФИЦИЕНТЫ v и а ДЛЯ ПЕРЕНАПРЯЖЕННОГО РЕЖИМА
Понятие коэффициентов у и а целесообразно распространить
на область перенапряжённого режима. Коэффициенты у и а бу-
дем в этом случае снабжать индексами «сл» (сложный) — усл и
асл. Так же, как для недонапряжённого и критического режи-
мов, ограничиваясь постоянной составляющей и первой гармо-
никой анодного тока, имеем:
Решая получим IaO = S.(Ue-DUa)yOeJI, (11.53) 7а1 = 5([/с-О[/а)Т1сл, (11.54) /йО = /дЯаоел, (U.55) /в1=/айСг (П-56) совместно ур-ния (11.53), (11.55) и учитывая (11.49), а = . (II .57) COS 0! — cos 0
Также, используя ур-ния (11.51), (II.56) и (11.49): Ч ел = . (II .58) COS ©! — COS 0
Уравнения (11.57) и (11.58) устанавливают связь между ко-
эффициентами у и а для импульсов сложной формы.
Выразим коэффициенты усл через коэффициенты у для им-
пудьсов простой формы.
На рис. 11.28 показаны импульсы анодного тока для слабо
перенапряжённого и сильно перенапряжённого режимов. При-
меняя принцип суперпозиции, импульсы анодного тока сложной
формы можно представить в виде алгебраической суммы про-
стых импульсов, каждый из которых описывается своим углом
отсечки 0 и своей амплитудой Iам. Коэффициенты у и а для них
табулированы. Найдя постоянные составляющие и первые
гармоники тока для каждого простого импульса, можно напи-
сать:
для импульса рис. II.28а
/дО (д) = /до (I) — /ДО (2) — /до (3),
и
/д I (д) = /д! (I) — /д! (2) — /д1 (3).
75
для импульса рис. II.286
AlO (в) — ho (1) tоО (2) 7в0 (3) + ho (4>
и
hl (б) = hl (1) — hl (2) — hl (3) + hl (4)-
Различие между импульсами, изображёнными на рис. 11.28»
и б, сводится, таким образом, только к наличию или отсутствию,
четвёртого элементарного импульса с углом отсечки 02-
Получим выражение для амплитуд элементарных импуль-
сов. Для этого обратимся к рис. 11.29, на котором показаны ди-
намическая характеристика и импульс анодного тока в сильно
перенапряжённом режиме.
Амплитуду импульса (1) найдём в предположении, что зона
резкого перераспределения тока отсутствует: тогда оказывает-
ся справедливым ур-ние (11.24')
iaM{^s(u-Dua)(\-CO5e).
Используя это уравнение, можно написать выражение для ам-
плитуды импульса (2). Различие сводится только к тому, что для
.импульса (2) углом отсечки является угол 0i:
Iам (2) =— S ((У,-Dt/e) (1-cos ©х).
Амплитуды импульсов (3) и (4) определим, воспользовав-
шись уравнением анодного тока на критической линии (11.13),
условно продолжив критическую линию в область отрицатель-
76
ных значений анодного тока. Вычисляя амплитуды импульсов,
получим (
la® = SKUa{\ — cos ©i)
Решая совместно выражения для амплитуды импульса анод-
ного тока сложной формы (11.47) и (11.49), 'найдём крутиз-
«У
S _ s — DU"> (cos ei —cos °)
Л Еа~ UaCOsQi
Подставим найденное соотношение для SK в выражения для
Т0К0В (3) И !ам (4) :
1ам (3) = va(1^-0S-^- S (Uc ~ DUa) (cos 0Х - cos в),
Еа — Ua cos 0!
IaMW = 5 (Uc - DUa) (cos ex - cos в).
Ea — ua cos 0X
далее
I ай (1) — 1ам (1) ao (®)>
Iай (2) ~ f au (2) ao (®1)>
Iай (3) — 1ам (3) «о (®1)>
1 ай (4) ~ Iам (4) a0 (^2) •
77
Кроме того,
Ua — Ug COS 61 1 — COS 6t
Еа— Z4COS0! 1
-- — COS 61
е
а также
1
U а — Еа $
Еа — Ua COS ©1 1 „
--— COS 0i
£
Теперь можно написать выражение для постоянной состав-
ляющей анодного тока импульса сложной формы:
lao = S(UC —DUa) (1 - cos 0) а0 (0) -
- S (Uc - DUa) (1 - cos 0t) a0 (0J -
- S (Ue - DUa) (cos 0i - cos 0) i1~co-1- a0 (©i) +
---— COS 61
£
1
1 — —
+ 5 (Uc — DUa) (cos 0j — cos 0) —--------a0 (®2 •
— — cos 0t
e
Разделив левую и правую части на S(t/C—DUa), помня, что
(1—cos0)ao(0) =уо(0), и учитывая (11.37), получим
= 1.(0)-7.(0.)- с7е‘~с“()--г.№) +
--— COS 61
£
, COS 01 — cos 0 ,
4----j-2-------To (0a).
— — cos 0i
e
Обозначая
л cos6i-cos6
— — COS 6)
£
окончательно получим
To„ = To (6) — (1 + Л) To (6i) + ^То (62)- (11.60)
и
Т1гл = T1(6)— (1 + Л) Т1 (01) 4-4 Т1(6г). (11.61)
Для импульса, показанного на рис. II.28а, последнее слагае-
мое в (11.60) и (11.61) выпадает (02=-О).
78
Уравнения (11.60) и (11.61) позволяют находить коэффи-
циенты уоСлиТ1сл> если известны параметры импульсов сложной
формы — нижний угол отсечки 0, верхний угол отсечки 01 и
коэффициент использования анодного напряжения £ (для силь-
но перенапряжённого режима cos02= •
Можно было бы получить аналогичные, но более громозд-
кие уравнения для коэффициентов аОсл и а1сЛ. Практически для
отыскания cc0<M и а.1сЛ, если это требуется, следует воспользо-
ваться ур-ниями (11.57) и (11.58), т. е. находить коэффициенты.
аслчерез коэффициенты усЛ.
П.12, технический расчёт анодной цепи лампового
ГЕНЕРАТОРА В ПЕРЕНАПРЯЖЁННОМ РЕЖИМЕ
Расчёт анодной цепи лампового генератора в перенапря-
жённом режиме является более трудной задачей по сравнению
с расчётом в недонапряжённом или критическом режиме. Это
следует из того, что импульс анодного тока при работе в пере-
напряжённом режиме имеет более сложную форму и связь меж-
ду параметрами генераторной лампы, напряжениями, действую-
щими в схеме, и параметрами импульса тока описывается ря-
дом новых, более громоздких уравнений.
Относительно простым и наглядным является расчёт пере-
напряжённого режима по действующим в схеме заданным на-
пряжениям Ес, Uc,Ea, Ua. С инженерной точки зрения более ин-
тересными являются методы расчёта генератора по заданной
колебательной мощности Р\ или сопротивлению анодной нагруз-
ки/^.
При определении исходных данных для расчёта необходимо
как-то оценить напряжённость- режима лампового генератора.
Параметр, характеризующий напряжённость режима, также
должен войти в число исходных данных для расчёта. В самом
деле, например, при заданном сопротивлении можно пред-
ставить себе как сильно перенапряжённый режим, так и режим,
хотя и перенапряжённый, но близкий к критическому. То же от-
носится к случаю, когда задана мощность Р\.
Выберем критерий для оценки напряжённости режима лам-
пового генератора.
О напряжённости режима можно судить по. коэффициенту
использования анодного напряжения сравнивая его с zKP в
критическом режиме; чем больше £ по сравнению с тем на-
пряжённее режим; если g>l, переходим в область сильно на-
пряжённого режима.
79
Можно напряжённость режима оценивать по величине па-
V
;раметра л =-----, имея в виду, что при изменении сопротивле-
^секр
ния анодной нагрузки Ra „ напряжённость режима меняется.
Л.акр —значение сопротивления, при котором режим оказы-
вается критическим. Очевидно, для перенапряжённого режима
Х>1.
Наконец, напряжённость режима можно оценивать либо по
величине коэффициента провала п, определяемого ур-нием (11,51),
причём критическому режиму будет соответствовать значение
л = 0, а границе между слабо и сильно перенапряжёнными режи-
мами п=1 (при этом g=l), либо вводя понятие коэффициента
напряженности р, полагая, что
1ао обр До
р^—-----------------
, 2 ао обр
(11.62)
Здесь 7а0 — постоянная составляющая импульса анодного
тока, деформированного в связи с работой в области перена-
пряжённого режима, и I ао сбр—постоянная составялющая так
называемого «образующего импульса». Таким получился бы им-
пульс анодного тока при отсутствии перераспределения тока
'между электродами лампы.
В критическом режиме в соответствии с принятой идеализа-
цией импульс тока не искажён; поэтому 1а0 — 1аоСбр и р=0.
По мере роста напряжённости режима коэффициент р увели-
чивается.
При оценке напряжённости режима лампового генератора
использование коэффициента р является весьма удобным и наи-
более приближающимся к практическим запросам, поскольку
этот коэффициент непосредственно учитывает режим сеточной
цепи лампы (деформация импульса анодного тока сопровождает-
ся ростом сеточного тока) и имеется удобный способ контроля
соответствия между расчётными и опытными данными по показа-
ниям приборов, включённых в сеточную и катодную цепи лам-
пового генератора. При подобной оценке следует, конечно, иметь
в виду, что в критическом режиме, с учётом реального хода ха-
рактеристик лампы, хотя р = 0, постоянная составляющая сеточ-
ного тока I с0 существует и составляет для современных гене-
раторных триодов 17-4-25% от постоянной составляющей анод-
ного тока.
Дадим графическое толкование коэффициента напряжённо-
сти р. На рис. 11.30 изображены два импульса для слабо и силь-
но перенапряжённых режимов. Как известно, постоянная со-
-80
ставляющая тока пропорциональна площади импульса тока в .
координатах Поэтому можно написать
площадь образующего тока—площадь тока в перенапряжённом режиме
Р esc ——— — — ——————----------------— .......... '
площадь образующего тока
В числителе остаётся
площадь, имеющая нг
рис. 11.30 косую штриховку.
Таким образом, коэффи-
циент р в относительной ме-
ре показывает степень
уменьшения, площади им-
пульса' анодного тока при
переходе в область перена-
пряжённого режима.
Установим связь между
коэффициентами р и у.
Рис. 11.30
Для «образующего им-
пульса» справедливо соотношение (11.28), полученное при рас-
смотрении недонапряжённого и критического режимов
7aoo6p=S(t/c-Dt/a)To(e).
Импульс искажённый, характерный для перенапряжённого
режима, имеет постоянную составляющую, определяемую ф-лой
(11.53).
Подставляя (11.28) и (11.53) в (11.62), имеем
0=1----(11.63)
То («)
Подготовим необходимые соотношения для выполнения рас-
чёта перенапряжённого режима по заданной колебательной
мощности, или сопротивлению Ra с использованием введён-
ного здесь коэффициента напряжённости р.
Ранее было получено выражение (11.47), определяющее ам-
плитуду импульса анодного тока в перенапряжённом режиме
laM=^SK(Ea — ^cosOO;
учитывая, что
имеем:
=, (П .64)
До «ОМ О — 5 cos 61)
-^- =-----------!------. (11,65)
Дх “1м(1—ecosOi)
6—417
81
Так как Е-~р- и — — Rx •
5 /о» а
то
s«Ra = $ (11.66)
Далее «1сл(1 — $ cos 81)
Pt = Ugl al EgJal £ 2 ~ 2 ’
поэтому SKE2a 1 (11.67)
$а1сл(1 — ScosSJ ‘
Написанные уравнения справедливы для всей области пере-
напряжённого режима, включая предельный случаи — критиче-
ский режим, для которого 5=1^ и, 01 = 0. Уравнения (11.64) —
(11.67), решённые относительно £кР, принимают при этом вид
ур-ний (11.41'), (11.42), (11.43).
Коэффициенты аОед и а1сл в (11.64) — (11.67) можно заме-
нить коэффициентами уОсли у1сл. Используя (11.57) и (11.58), а
также выражение (11.59), для коэффициента А, получим:
A (11.68)
Лго Slo СЛ
A (11.69)
lai 511СЛ
S/cRa - = A (11.70)
71сл
SKE2 A
2Pt сл ’ (11.71)
Уравнения (11.68) — (П.71) устанавливают для перенапря-
жённого режима связь между обобщёнными параметрами лам-
пового генератора (они записаны в левой части уравнений) и
формой импульса анодного тока, от которой однозначно зависят
коэффициенты уОсл , yi ел и А.
Из ур-ния (11.63) непосредственно следует
ТоСл = (1-Р)То(0), (П.72)
т. е. справедлива зависимость УоСЛ=ф(Р,0). Что касается коэф-
фициента у1СЛ, то, например, из (11.70) и (11.59) получим
= ®1).
На примере слабо перенапряжённого режима можно пока-
зать, что и коэффициент уСд в основном зависит от р и нижнего
угла отсечки 0.
82
Так, для слабо перенапряжённого режима с учётом (11.72),
(11.60) и (11.61) находим
Tiu = 11(6)—
10 (“и
Изменение обобщённого параметра SKRa: или -------- при-
водит к изменению коэффициента £, верхнего угла отсечки 0],
но коэффициент gi = - 17 в пределах значительного колеба-
7о (®i)
ния верхнего угла отсечки ©i, скажем от 0 до 35°, меняется ма-
ло и вполне допустимо при расчётах положить
—1,95 ~Const;
7o(®i)
тогда получаем расчётную формулу для определения у1сл
Ъсл = Т1(в)-1,95рго(0). (11.73)
Выражение (11.73) с некоторым приближением можно счи-
тать справедливым и для области сильно перенапряжённого ре-
жима.
В ходе расчёта необходимо уточнить значение верхнего угла
отсечки 0ь
Из (11.60)
Y (0 ) == 1° (в) —То сл —-foi (Qa)
1 4~ А
С учётом (11.70) и (11.71) Получим для слабо перенапряжён-
ного режима
РЧо (9)
То(©1)= lien
1 4* 7i сл
и для сильно перенапряжённого режима
ш . Р7о (в) — SKRa 7i гл7о'(02)
То (0i) =
(U.74)
(11.75)
1 4“ с л
По известному уо(©1) по таблицам найдём угол 01 и
cos 01. Формулу для расчёта коэффициента использования анод-
ного напряжения g получим, решив (11.70) относительно g и имея
в виду (11.59),
е = —.—-~?71сл------------, (11.76)
(1 4- Sff/?(r71 сл) cos 0! — cos О
Переходя непосредственно к методике расчёта лампового re-
р. нератора в перенапряжённом режиме, будем полагать, что гене-
ри раторная лампа определена, известны её параметры S, <SX-, D ц
L 6* 83
Ес0, выбраны напряжение анодного питания Еа и нижний угол
отсечки 0. В вариантах расчёта с использованием коэффициен-
та напряжённости режима р следует задаться также этим коэф-
фициентом. Если нет специальных соображений, полагают
р = 0,084-0,12.
При выборе нижнего угла отсечки 0 справедливы соображе-
ния, которые обычно учитываются при расчёте критического ре-
жима. Большим углам 0 соответствует режим с большей коле-
бательной мощностью и меньшим кпд. При уменьшении 0 коле-
бательная мощность, которую можно получить от генераторной
лампы, падает, а кпд по анодной цепи возрастает.
В число" исходных данных для расчёта включают сопротив-
ление анодной нагрузки R или колебательную мощность Р\.
Следует помнить, что с ростом напряжённости режима при
неизменном значении или колебательной мощности Pj ра-
стут потери на сетке, и она может перегреваться. Поэтому нель-
зя, например, ставить задачу получения от лампы номинальной
колебательной мощности в условиях длительной работы при но-
минальном анодном напряжении и значительном коэффициенте
напряжённости р. Критерием допустимости выбранного перена-
пряжённого режима в конечном счёте является тепловой режим
сетки, поэтому желательно расчёт режима доводить до опреде-
ления мощности, рассеиваемой на сетке (см. п. 11.13).
Ниже приводятся два варианта расчёта перенапряжённого
режима с использованием коэффициента напряжённости р по
заданному сопротивлению анодной нагрузки Ra и по заданной
колебательной мощности Pi и, кроме того, варианты расчёта по
заданной колебательной мощности Pi и коэффициенту исполь-
зования анодного напряжения |(|>^р), а также по заданным
напряжениям, действующим в схеме.
I вариант. Заданы сопротивление анодной нагрузки Ra и ко-
эффициент напряжённости р.
Порядок расчёта.
Вычисляется обобщённый параметр SkRa.
Для выбранного нижнего угла отсечки анодного тока 0 и за-
данного коэффициента напряжённости р по ф-лам (11.72) и
(11.73) определяются коэффициенты у0.л и у1сл:
— Р)То(в)>
71С4=Ъ(0)~1>95Р7о(0).
Далее по (II.74) находится коэффициент yo(0i):
P7o(Q)
1 4* ел
а следовательно, 01 и cos0i.
84
Затем вычисляется коэффициент использования анодного на-
пряжения по ф-ле (11.76)
сл
(1 4" сл) cos cos ®
Если окажется, что |>1, т. е. режим СйЛьйб перенапряжен'--
ный, определяют cos 02= — и по таблицам коэффициент
уо(0а). По ф-ле (11.75) вычисляется уточнённое значение коэф-
фициента у0(<91) и по ф-ле (11.76) — уточнённое значение коэф-
фициента g.
Затем определяются:
Г Г tp . I а . / 7м сл / ,
'ао — - 1 я1>
71 сл
P0-=EaIa0] РОн = Р0-1й
= ^с = -^-+Ж; Ef=--^-cos0+£;
"о ^71 сл S71 сл
II вариант. Заданы колебательная мощность Pi и коэффи-
циент напряжённости р.
Порядок расчёта.
Определяется обобщённый параметр Sx 7?^.
Поскольку точное значение сопротивления анодной нагрузки
пока неизвестно, находится его ориентировочное значение
RaopueHm, в предположении, что колебательное напряжение Ua
в перенапряжённом режиме близко к Еа, т. е. иа^Еа,
Ошибка в определении Ra при этом мало существенна, так
как и крутизна приводится с известным приближением. В ходе
дальнейших вычислений сопротивление анодной нагрузки 7?а оп-
ределяется из более точных соотношений с учётом найденного
значения
Последующий расчёт ведётся В том же порядке, как и в ва-
рианте 1.
1. По ур-ниям (11.72), (П.73), (11.74), (11.76) находятся ч0[.л,
Ъсл> и £•
Затем определяются/7д^1Еа, 1а1=~, Iai,Ra*=
Ua 11сл 'ai
И Т. д.
85
Ill вариант. Заданы колебательная мощность и коэффи-
циент использования анодного напряжения
Порядок "расчёта.
Для критического режима по (11.43)
.^„±+±,/71 _.8л ~
' 2 2 V 4WS.EI
Теперь можно задаться значением коэффициента g из условия
.Излагаемая в настоящем варианте методика является при-
ближённой и предназначена главным образом для расчёта слег-
ка перенапряжённого режима (например, пикового режима при
анодной модуляции).
Поэтому обычно берут g= (1,034-1,05)^; при этом допустимо
положить
©Чкр
1 = --,
$
где 1кР определено из расчёта критического режима с той же ко-
лебательной мощностью Р\, что и для рассчитываемого перена-
пряжённого режима.
По известным 0, 01 и | по ур-нию (П.59) находится коэффи-
циент А:
cos 01 —cos О
— — cos 0,
$ 1
и по ф-лам (11.60). и (11.61) коэффициенты 10сл и у1сЛ:
Тосх = То (©) — (1 +Л) То (©г),
Пел = Т1 (©) — (! + ^Т! (01).
Дальнейший расчёт элементарен:
II __е р . г _ . f ___1осл т р _ р г .
'al——, ‘а&~--- Jal> г0~са'а0-
иа 11 ел
Pa^PQ~Pi, Uc = ^- + DUa;
ро t сл
Е ~------cos 0 -ф Ес.
Sti сл
IV вариант. Заданы действующие в схеме напряжения Е ,
Uс, Еа, Ua.
Порядок расчёта.
По заданным напряжениям вычисляются параметры импуль-
са анодного тока
cos 0 = - g-Z-c__ (и.22)
Uс - DUa
i
COS©! = ---------------,
^4-( Ua
\ о /
(11.48)
если $ > 1
cos 02=
(11.52)
Затем по ф-лам (11.60) и (11.61) определяются коэффи-
циенты тОеЛ и -(1сЛ.
Постоянная составляющая и первая гармоника анодного
тока
(Ue - DU0) То сл и Ial=S (Uc - DUа) ь ел,
далее
= Po^EaIaO,
‘а * го
Для большинства генераторных ламп, имеющих значитель-
ный запас эмиссионного тока, нет необходимости проверять,
обеспечивается ли получение расчётного импульса анодного
тока. Критерием пригодности выбранного режима будет слу-
жить тепловой режим электродов лампы.
В тех случаях, когда лампа не имеет запаса эмиссионного
тока (некоторые лампы с прямым накалом мощностью до 1 кет),
следует определить амплитуду импульса анодного тока и обес-
печить условие Iам^0,81 s. Здесь I ам определяется ур-нием
(11.47).
При формулировании исходных данных для расчёта перена-
пряжённого режима коэффициент напряжённости р может быть
неизвестен, зато заданным окажется какой-либо другой пара-
метр режима, например, напряжение смещения Ее или напря-
жение возбуждения . В этом и подобных случаях расчёт
можно вести методом последовательных приближений, зада-
ваясь каким-то исходным значением коэффициента напряжён-
ности р. После выполнения расчёта устанавливается, справед-
ливо ли выбранное значение р и, если необходимо, произво-
дится его коррекция. Затем расчёт повторяется и т. д. до полу-
чения нужного соответствия рассчитанного режима исходным
данным.
При исследовании различных сложных режимов метод пос-
ледовательных приближений используется весьма широко. Для
87
«Пи,.,,
анализа можно применить один из рассмотренных вариантов
расчёта или также методику расчёта, предложенную М. Г. Мар-
голиным, в которой используется параметр Х= ,
а кр
11.13. РАСЧЕТ СЕТОЧНОЙ ЦЕПИ ЛАМПОВОГО ГЕНЕРАТОРА
К расчёту сеточной цепи лампового генератора приступают
после того, как рассчитана анодная цепь и определены все дей-
ствующие в схеме напряжения Ес, Uc, Еа, Ua.
Ранее уже было показано, что характеристики сеточного то-
ка генераторных ламп существенно нелинейны, поэтому ку-
сочно-линейная аппроксимация всего поля реальных характе-
ристик сеточного тока является слишком грубой. В связи с этим
методы расчёта сеточной цепи ламтювого генератора целесооб-
разно строить, используя данные, получаемые непосредственно
из рассмотрения реальных характеристик лампы.
На рис. П.31 приведены типичные характеристики сеточного
тока I св координатах ic, еа. Значительное возрастание сеточно-
го тока наблюдается по мере уменьшения анодного напряже-
ния, т. е. при вхождении в область заметного перераспределе-
ния катодного тока, когда наряду с ростом сеточного тока наб-
людается резкий спад анодного тока.
Для построения динамической характеристики сеточного то-
ка мы располагаем ур-ниями (II.1) и (II.2), определяющими
ес и еа.
Изменение колебательного напряжения Ua показано на гра-
фике в нижней части рис. 11.31.
88
Порядок построения динамической характеристики анодного
тока рассмотрен ранее в п. 11.2, он целиком применим для случая
анализа сеточной цепи лампового генератора.
Восходящая часть динамической характеристики начинает-
ся при напряжении на сетке ес=0. При этом текущий фазовый
угол и^=©е. Угол отсечки сеточного тока (Эс показан на графи-
ке напряжения Ua. Верхняя точка динамической характеристи-
ки соответствует значению текущего фазового угла ы^ = 0. При
этом ec=--etMnK=Ec+Uc-, еа~ еамин —Ea — Uа, а сеточный тою
максимален 1С~-1СЯ.
Динамическая харак-
теристика сеточного то-
ка, построенная с исполь-
зованием реальных харак-
теристик генераторной
лампы, существенно не-
линейна и имеет заметный
выгиб вниз. Реальный
импульс сеточного тока,
показанный отдельно на
рис. 11.31 в координатах
по сравнению с усе-
чённой косинусоидой ока-
Рис. 11.32
зывается сжатым по сто-
ронам-
На рис. 11.32 приведено построение динамической характери-
стики сеточного тока при использовании характеристики тока
в координатах ic, ес. Восходящая часть ограничена предела-
ми изменения текущего фазового угла
Угол отсечки сеточного тока Qc показан на графике напря-
жения ис.
Поскольку ход реальных характеристик сеточного тока не
имеет резко выраженных переходов и относительно плавно уве-
личивается по мере уменьшения напряжения еа и увеличения
напряжения ес, форма импульса сеточного тока, показанная на
рис. 11.31 и 11.32, приблизительно сохраняется для всех основных,
режимов, и только для сильно перенапряжённого режима не-
сколько видоизменяется (уплощается вершина импульса).
Определение составляющих тока сетки 1 со и 1С1 для реаль-
ного импульса можно выполнить графическим путём по мето-
дике, изложенной в п. II.4. Но такой метод расчёта сеточной цепи
громоздок и мало пригоден для использования в повседневной:
инженерной практике.
Аналитический расчёт сеточной цепи можно произвести, ес-
ли реальный импульс тока заменить другим, идеализирован-
ным, для которого просто находятся составляющие токов при
разложении импульса в гармонический ряд. Так, реальный им-
89
•пульс можно аппроксимировать импульсом в виде усечённой ко-
синусоиды с той же амплитудой 1СМ и тем же углом отсечки 0С.
Динамическая характеристика сеточного тока представляется
в этом случае в виде прямой линии (см. рис. 11.31 или
рис. 11.32). Другим способом аппроксимации сеточного тока,
также представляющим большой практический интерес, явля-
ется изображение его в виде треугольника с высотой, равной
1СМ, и основанием 20с.
При представлении сеточного тока в виде усечённой косину-
соиды составляющие тока можно найти из простых соотноше-
ний:
4o=*,ao(9c)4x
и
41 = «1 (©Л 4л,-
Угол отсечки сеточного тока можно найти из (П.1), считая,
что ток начинается при напряжении ес=0,
О = Ес + U„ cos 0С
или
cos0c = — (11.77)
а для определения коэффициентов ао и используются уже из-
вестные таблицы и графики.
Токи /с0 и 1С1, определённые указанным путём, будут иметь
завышенные значения. Это видно из сопоставления площадей
реального и идеализированного импульсов тока, изображённых
на рис. 11.31 или рис. 11.32. Как известно, эти площади пропор-
циональны постоянной составляющей тока. Для реального им-
пульса оказывается заметно меньшей и первая гармоника тока.
Учитывая это, в расчётные формулы для токов Iс0 и /(1
вводят поправочный коэффициент кс<1
Iсо ~ ^С0®0 (©С) 4лг> (11.78)
41 = кС1а1(9с)4л,- (П-79)
Для большинства генераторных триодов можно положить
кео = 0,65 и кс1=0,72. При этом ошибка в определении состав-
ляющих токов Iео и 1 е1 по ф-лам (11.78) и (11.79) лежит в пре-
делах ±10%.
Формулы (11.78) и (11.79) можно использовать для расчёта
сеточных токов I с0 и /с1 в недонапряжённом, критическом и
слабо перенапряжённом режимах. Если необходимо рассчитать
90
сеточные токи в сильно перенапряжённом режиме, рекоменду-
ется производить эти расчёты графоаналитическим методом.
Заметим,-что в практических условиях работа лампового гене-
ратора в сильно перенапряжённом режиме встречается весьма
редко.
После того как определены постоянная составляющая се-
точного тока Iс0 и первая гармоника Iс1, выполняют энергети-
ческий расчёт сеточной цепи лампового генератора.
Энергия высокочастотных колебаний поступает в сеточную
цепь от возбудителя.
Мощность возбуждения Рс1 найдём, зная напряжение воз-
буждения ис и ток сетки ie:
В общем случае
РС1 = 4- [ Uc (at) ic(a>t)dwt.
2л J
—
Представляя сеточный ток в виде гармонического ряда
ic (а>/) = Ic0 -f- /С1 cos a>t + /с2 cos + ...
и интегрируя, получим
Pei (11.80)
В сеточной цепи находится источник смещения Еt. Этот ис-
точник может поставлять энергию в сеточную цепь или заби-
рать часть энергии из- сеточной цепи.
Для пояснения на рис. П.ЗЗа показан источник отрицатель-
ного смещения Е с. Направление тока tc всегда одинаково — от
катода к сетке (сеточная цепь обладает односторонней прово-
Рис. 11.33
димостью). В данном случае ток направлен к плюсу источника
смещения, т. е. источник Ее потребляет энергию. На.рис. П.ЗЗб
изображён источник положительного смещения. Ток ic направ-
лен от плюса источника, следовательно, источник смещения
отдаёт энергию в сеточную цепь.
91
Для определения мощности Ре0, поступающей от источника
смещения в сеточную цепь, интегрируем выражения для мгно-
венной мощности:
-{•те
2л J
—те
получим
PCO = ECICO. (11.81)
Мощность Pt, рассеиваемую на сетке в виде тепловых по-
терь, найдём из выражения
+те
или, подставляя выражение для ес(со/) из (II. 1) и представ1
ляя ток I, в виде гармонического ряда, получим
Рс = ^ + Ес1 са
или
P, = Pei + Peo. (11.82)
Выражение (11.82) можно было бы написать сразу на осно-
вании закона сохранения энергии. Подчеркнём, что в выраже-
нии (11.82) мощность Рс0 следует брать со знаком плюс или ми-
нус в соответствии с физическим смыслом.
Для обычных режимов лампового генератора характерно
применение отрицательного сеточного смещения Ее. Для этого
случая мощность тепловых потерь на сетке оказывается меньше
мощности высокочастотных колебаний, поступающей в сеточ-
ную цепь от возбудителя.
В технике радиопередающих устройств широко использует-
ся схема автоматического смещения за счёт сеточного тока 1с0.
Требуемое напряжение отрицательного смещения можно по-
лучить, включая в цепь сеточного тока /с0 сопротивление сме-
щения Рс. _ Его величина находится из условия
= (11.83)
Ло
92
Схема сеточной цепи лампового генератора с применением
автоматического смещения показана на рис. 11.34.
После расчёта сеточной цепи проверяется, выполняется ли
условие
Р << Р
1 с 1 о доп>
где Рс'доп—допустимая мощность рассея-
ния на сетке генераторной лампы.
Для большинства современных генера-
торных ламп этот критерий является ре-
шающим при оценке применимости рассчи-
танного режима лампового генератора.
Рис. 11.34
11.14. ЛАМПОВЫЙ генератор на тетроде и пентоде
В ламповых генераторах, помимо триодов, используются лу-
чевые тетроды и пентоды. Схема лампового генератора на пен-
тоде приведена на рис. 11.35. По сравнению со схемой генера-
тора на триоде, изображённой на рис. II.1, она дополнена цепью
питания экранирующей сетки. К экранирующей сетке подключён
источник питания Е с<2.
Параллельно цепи экранирующая сетка—катод включается
блокировочный конденсатор такой величины, чтобы падение вы-
сокочастотного напряжения на нём за счёт тока экранирующей
сетки ict оказалось незначительным; только в этом случае экра-
нирующая сетка обеспечивает выполнение своих функций экра-
на между анодом и управляющей
*—ia
Рис. 11.35
сеткой лампы.
Пентодная сетка, как по-
казано на рис. 11.35, соеди-
няется с катодом. В специ-
альных случаях на неё по-
? даётся отрицательное или
положительное напряжение
ЕсП от отдельного источни-
ка. В дальнейшем будем
полагать Ес3 =0.
Типичные характеристи-
ки анодного тока генератор-
ного лучевого тетрода или
пентода в координатах 1а, еа при различных напряжениях на уп-
равляющей сетке е с и неизменном напряжении на экранирующей
сетке Е ci приведены на рис. 11.36a.
Некоторые новые генераторные тетроды имеют характери-
стики, отличающиеся от изображённых на рис. 11.36. Они пока-
заны на рис; 11.366. Характеристики в координатах ia, ес для ря-
да значений напряжения на аноде показаны на рис. 11.37. Ха-
93
рактеристики построены для выбранного и неизменного напря-
жения на экранирующей сетке Е с2.
На рис. 11.36а и б и 11.37 пунктирными линиями показан ток
экранирующей сетки ici.
500
ма1
1000
Рис. 11.36
ia,
t-02
Тетрод ГУ-34 Б
Есг~500в
~—tg ~~—i-cz
ес=1Ов
6g-0~
»
—вс 206
-t-4-^ес-зо^
W 1J5 еа,кв
О ' 0.5
ес—ю&
Обращаясь к характеристикам анодного тока лучевого тет-
рода или пентода в анодной системе координат и сопоставляя с
характеристиками для триода, приведёнными на рис. II.6, убеж-
даемся, в их большом сходстве. Как и для триода наблюдает-
ся существование двух зон — зоны,
в которой анодный ток в незначи-
тельной степени зависит от напря-
жения на аноде еа и существенно за-
висит от напряжения на сетке ес,
и зоны, в которой анодный ток силь-
но изменяется при изменении еа щ
мало зависит от напряжения на
сетке ес .
Для большинства генераторных
тетродов и пентодов зона резкого
изменения анодного тока соответст-
, вует изменению напряжения на ано-
де в довольно широких пределах от
еа^Ес2 до еа = 0 (рис. 11.36а). В
, „ S& другом случае зона резкого измене-
-200-№0-120 80~40 0 40 80 6 ния тока оказывается довольно уз-
Рис. п.37 кой и при уменьшении напряжения
на аноде от еа —Ес2 до величины,
несколько меньшей напряжения EcJ , анодный ток спадает до
нуля (рис. 11.366).
Основное отличие характеристик триода (рис. II.6) от ха-
рактеристик тетрода и пентода (рис. 11.36а) сводится, во-пер-
вых, к тому, что резкое изменение анодного тока при малых на-
94
пряжениях на аноде для триода связано с перераспределением,
катодного тока между анодом и управляющей сеткой, а для тет-
рода и пентода — с перераспределением катодного тока между
анодом и экранирующей сеткой. Во-вторых, характеристики те-
трода и пентода в основной зоне, когда заведомо еа^>Ес2, идут
более полого, чем характеристики триода, и угол наклона их к оси
абсцисс мал, что свидетельствует о большой величине внутрен-
него сопротивления лампы /?г.
Характеристики анодного тока тетрода и пентода в анодно-
сеточной системе координат (рис. 11.37) похожи на соответ-
ствующие характеристики триода, показанные на рис. II.7. От-
личие для основной зоны заключается в том, что отдельные ха-
рактеристики, построенные для различных напряжений на^
аноде, расположены значительно теснее друг к другу, поэтому
проницаемость D у тетродов и пентодов оказывается весьма
малой величиной. .
. Для основной зоны типичен веерообразный ход характери-
стик. Зона перераспределения катодного тока в общих чертах
сходна с таковой у триодов.
При изменении напряжения на экранирующей сетке Ес2 ха-
рактеристики анодного тока в координатах ia, еа перемещают-
ся примерно параллельно самим себе вверх при увеличении
напряжения Ес2 и вниз при уменьшении Ес2, а в координатах
1а, есналево при увеличении £с2 и направо при уменьшении Ес2.
Построение динамических характеристик анодного тока при-
наличии реальных характеристик генераторного тетрода или
пентода, если известны действующие в схеме напряжения EC,UC,
Ea,Ua, а также Ес2, ничем не отличается от построения динами-
ческих характеристик для генератора на триоде. Этот вопрос-
рассмотрен в п. II.2.
Остаётся в силе и принятая классификация режимов по
напряжённости при использовании реальных характеристик ге-
нераторной лампы. Поскольку основное перераспределение ка-
тодного тока происходит между анодом и экранирующей сеткой,
говорят о напряжённости режима по экранирующей сетке. Крити-
ческому режиму соответствует работа импульсом анодного тока,,
имеющим уплотнённую вершину. В недонапряжённом режиме
импульс анодного тока по форме близок к усечённой косинусои-
де, в перенапряжённом режиме в средней части импульса имеет-
ся провал. Ток экранирующей сетки в критическом и особенно
недонапряжённом режиме имеет ограниченную величину и в пе-
ренапряжённом режиме резко возрастает.
Для критического режима еаманкр=Еа—UaKP. Отношение на-
пряжений -^-минкр называют коэффициентом запаса напряжения
по экранирующей сетке и обозначают хс2. Обычно хс2 = 1-j-1,5.
95
В генераторах на тетродах и пентодах создают условия ра-
боты с малыми токами управляющей сетки, т. е. по управляю-
щей сетке выдерживают недонапряженный режим. Напряжён-
ность режима по управляющей сетке в общем случае будет за -
висеть от соотношения напряжений на управляющей сетке ес макс,
на экранирующей сетке Ес2 и на аноде еаман.
Для обычных режимов работы лампового генератора на тет-
роде и пентоде получение недонапряжённого режима по управ-
ляющей сетке обеспечивается, если коэффициент запаса на'пря-
р
жения по этой сетке хс—• —-— выбирается из условия *с>2-;-3.
ес маке
Расчет режима генератора на
тетроде и пентоде с использова-
нием реальных характеристик
лампы можно выполнить графо-
аналитическим путём, как это по-
казано в п. II.4.
Для проведения технических
расчётов режима необходимо иде-
ализировать характеристики анод-
ного тока тетрода или пентода и
получить аналитическое уравне-
ние тока генераторной лампы.
Целесообразно сохранить приня-
тую ранее для триодов кусочно-
линейную аппроксимацию реальных характеристик.
Идеализированные характеристики анодного тока лучевого
тетрода или пентода показаны на рис. П.38п, б и 11.39. Харак-
теристики в анодной системе координат (рис. 11.38) для основ-
ной зоны представляют собой семейство прямых, параллель-
ных оси абсцисс, т. е. полагается, что проницаемость D—Q. Вся
зона для выбранного напряжения на экранирующей сетке Eci
•96 - •
описывается только двумя параметрами — крутизной S и напря-
жением сдвига Е'с. Напряжение сдвига Е'с соответствует такому
напряжению на управляющей сетке ес, при котором анодный ток
ia равен нулю.
Зона резкого изменения анодного тока, в пределах которой
происходит перераспределение катодного тока между электро-
дами лампы, а именно уменьшение анодного тока и увеличение
тока экранирующей сетки и некоторое увеличение тока управ-
ляющей сетки, отображается наклонной прямой, называемой
критической линией. Её параметр — крутизна критической ли-
нии S к.
Реальные характеристики, показанные на рис. II 36п, идеа-
лизируются семейством характеристик, изображённым на
рис. 11.38а. Здесь критическая линия проходит через начало
координат.
Если иметь в виду реальные характеристики^ приведённые на
рис. 11.366, более точной является аппроксимация, при которой
критическая линия не проходит через начало, координат, а пере-
секает ось абсцисс в точке еа=-Е'а (рис. 11.386). Напряжение
^назовём анодным напряжением сдвига.
Идеализированные характеристики лучевого тетрода или
пентода в анодно-сеточной системе координат приведены на
рис. 11.39.
В пределах основной зоны D=0, тем самым считается, что
анодный ток вовсе не зависит от анодного напряжения. Харак-
теристика анодного тока для данного напряжения на экрани-
рующей сетке независимо от напряжения на аноде еа изобра-
жается в виде наклонной прямой, имеющей крутизну S. Анод-
ный ток оказывается равным нулю при напряжении на управ-
ляющей сетке ее = Е'с.
Зона резкого перераспределения катодного тока в анодно-
сеточной системе координат, как и для триода, изображается в
виде семейства горизонтальных прямых, доходящих до харак-
теристики, соответствующей основной зоне.
Как видим, способы аппроксимации характеристик триода,
лучевого тетрода и пентода практически одинаковы или имеют
весьма малое отличие, поэтому общей окажется и методика тех-
нического расчёта, построенная на основе принятой аппроксима-
ции. Небольшое отличие заключается в том, что для триода поле
основной зоны было сразу описано параметрами S, D и Ес0
(или £а0). Поле же основной зоны лучевого тетрода или пентода
пока что описано параметрами S и Е'с, причём напряжение
сдвига Е'с оказывается зависящим от напряжения на экранирую-
щей с.етке Eci. При выборе, того или другого напряжения на эк-
ранирующей сетке будет изменяться и напряжение сдвига Е'с.
7—417 97
Получим уравнения, описывающие семейство идеализиро-
ванных характеристик для лучевого тетрода или пентода, и
установим связь между напряжением сдвига Е'с и напряжени-
ем на экранирующей сетке ElZ. Для этого рассмотрим семейство
характеристик в анодно-сеточной системе координат, снятых при
разных напряжениях на экранирующей сетке е,2 (Для пентода,
как было указано ЕсЯ =0). Идеализированные характеристики в
координатах ia, ее для области, где не наблюдается резкого
перераспределения катодного тока, приведены на рис. 11.40. От-
метим характеристику, проходящую через начало координат.
Она полечена при напряжении на экранирующей сетке ес^ЕсЮ.
Напряжение Е cZ0 называют напряжением приведения по экра-
нирующей сетке.
Для семейства характёристик, изображённых на рис. 11.40,
анодный ток
полный дифференциал, тока
dia = d^(dec+^-decZ\
две \ двс^ /
В рассматриваемой области
— = S — const;
дес
= Dct = const.
Здесь Dtt — проницаемость управляющей сетки для экран-
ного напряжения.
Интегрируя выражение для dia, получим
ia e + E)eZect -|- С).
Постоянную интегрирования найдём, подставляя в это вы-
ражение координаты точки
1а — 0, 0> ®с2
Отсюда
С = — EcZEct0
или
1а — <S [ef 4- Dc2 (бе2 ^с2о)1 •
(11.84)
98
Положим ее2 = Ей. Если ес = Е’с< то. по-определению»^ =к 0.
Подставляя это выражение в (П.84У, получим расчётную
формулу для определения напряжения сдвига
E’c = -Dci[£ci-Ec2Q]. (11.85)
Обычно напряжение на экранирующей сетке неизменно. При
этом ур-ние (П.84) примет вид
ia = S fec + Dc2 (Ес2 -ЕеМ)], (II.86)
или с учётом (11.85).
»а = 5 (ее — Её). (11.87)
В зоне резкого перераспределения катодного тока анодный
ток зависит только от напряжения на аноде еа. Уравнение
анодного гока такое же, как и для триода
ia = ^at (11.13)
где S* — крутизна критической линии в анодной системе коор-
динат.
Для тетродов и пентодов, имеющих характеристики типа,
изображённых на рис. 11.386, уравнение анодного тока в зоне
перераспределения катодного тока имеет вид
ia = S^(ee — Eg). (1L88)
Таким образом, основными параметрами поля идеализиро-
ванных характеристик лучевого тетрода или пентода можем
считать крутизну S, крутизну критической линии Se, проницае-
мость Ot2 и напряжение приведения.по экранирующей сетке Ес20.
а в некоторых случаях также напряжение Еа. Для выбранного
напряжения на экранирующей сетке EcS, используя (11.86), на-
ходится напряжение сдвига Е’с.
Практическое определение параметров S, SK, Dct и ЕсЫ це-
лесообразно производить, используя методику, описанную выше
для триодов.
Так же, как и при рассмотрении характеристик триода, сна-
чала устанавливается напряжение анодного питания Е а и ам-
плитуда импульса анодного тока / ам (см. п. II.5).
Порядок определения крутизны S, крутизны критической ли-
нии и напряжения сдвига E't остаётся без изменений. Ис-
7* 99
пользуются характеристики для выбранного напряжения на
экранирующей сетке Есг . Напряжение приведения по экрани-
рующей сетке ЕсЫ находим из выражения (11.85)
^Ч2о — ^4:2
Е.
+ -А
Для определения проницаемости Dc2 рассматриваются две
характеристики анодного тока в анодно-сеточной системе
координат при двух напряжениях на экранирующей сетке е„ и
\ а 1 * I с*
е’2 (см. рис. 11.41). На уровне тока <а~-у отсчитываются два
значения напряжения на сетке е’с и е’- отсюда
ес2~ес2
(I1.89)
Найденные по описанной ме-
тодике параметры S, SK, D е2 и
Ес20 можно использовать для
анализа работы лампового тене'
ратора при некоторой вариации
исходных данных Еа, 1ам, Ес2,
причём сохраняется достаточная
точность вычислений.
Заменим, что для некоторых
мощных, лучевых тетродов (ГУ-28,
ГУ-39) более целесообразной яв-
ляется аппроксимация характери-
стик анодного тока в предположе-
нии. что проницаемость Р¥=0.
В этом «случае для выбранного и неизменного напряжения
на экранирующей сетке Ес2 оказывается справедливым ур-ние
^11.11), полученное для триода
ia= S(ec + Dea — Ec0).
Определение параметров S, D, Ес0, производится обычным по-
рядком, как для. триода (см. п. II.5); при выборе какого-либо дру-
гого напряжения Ес2 следует определить поправку к величине
сеточного напряжения приведения
fob
— — Dct^Eci,
Здесь
^с2 нов Ес% ксл>
где EliH0S—новое выбранное значение напряжения на экра-
нирующей сетке,
Есчисх—исходное напряжение на экранирующей сетке,
при котором определялись параметры лампы.
Параметры основных генераторных тетродов и пентодов, вы-
пускаемых нашей промышленностью, приведены в приложе-
нии I. Они могут быть рекомендованы для выполнения обыч-
ных расчётов режимов лампового генератора.
Построение идеализированных динамических характери-
стик анодного тока выполняется на поле идеализированных ха-
рактеристик генераторной лампы,, справедливых для выбранно-
го напряжения на экранирующей сетке Дс2. Анализ ограничим
случаем, когда критическая линия проходит через начало коор-
динат и проницаемость D = 0. Предполагаются известными дей-
ствующие в схеме напряжения Ec,Uc,Ea и Ua. Напряжение на
сетке описывается ур-нием (ПЛ), на аноде — ур-нием (П.2).
Порядок построения динамических характеристик в коорди-
натах 1,„еа подробно рассмотрен в п. II.6 и п. 11.10 применитель-
но к генератору на триоде. Он полностью пригоден для гене-
ратора на тетроде и пентоде. Сохраняется и установленная там
классификация режимов лампового генератора.
Динамические характеристики анодного тока для недона-
Пряжённого, критического и перенапряжённого режимов ге-
нератора на тетроде и пентоде в предположении, что напряже-
ния Е C,Uс и Еа неизменны, a I7a = var, показаны на рис. 11.42. В
Рис. 11.42
левой части рисунка изображены соответствующие импульсы
анодного тока. Характерны неизменность нижнего угла отсеч-
ки 0 и сохранение постоянной ампл<итуды /ал< в пределах всего
101
йедонапряжённого режима, включая и предельный случай —
критический режим [динамические характеристики (I) и (2)].
Для перенапряжённого режима амплитуда импульса тока
1ам падает, появляется верхний угол отсечки 0Ь а для сильно
перенапряжённого режима — также второй нижний угол отсеч-
ки 02 [динамические характеристики (3) и (4)].
Построение динамических характеристик в координатах
ia,ec для недонапряжённого и критического режимов элемен-
тарно, Восходящий участок динамической характеристики про-
ходит по единственной характеристике анодного тока, справед-
ливой в пределах основной зоны для любых напряжений на
аноде.
На рис. 11.43 показаны две динамические характеристики
для недонапряжённого и критического режимов. Напряжения
Ее и Еа заданы и неизменны, а напряжению Ue придаются
разные значения. В правой части рисунка показаны импульсы
анодного тока. Верхняя точка восходящей части динамической
характеристики для недонапряжённого режима построена при
значении текущего фазового угла ю/ = 0; при этом
= с макс
Для нижней точки напряжение ее=£''.
В критическом режиме при ы/ = 0 также:
~ макс ’ ^с
102
но при этом напряжение на аноде
& — р —- р и
са мин кР ‘-‘а а кр'
В данном случае верхняя точка находится на стыке двух
зон семейства идеализированных характеристик лампы.
Импульсы анодного тока, показанные на рис. 11.43 в правой
части рисунка, имеют разные углы отсечки 0 и разные ампли-
туды 1 пм. Естественно большим напряжениям Uc соответствует
больший ток 1 ом.
Построение динамических характеристик анодного тока в
координатах 1а, есдля перенапряжённого режима (рис. 11.44)
проведём в предположении, что напряжения Ec,Uc,Ea заданы и
неизменны, а колебательное напряжение Uа меняется. Подоб-
ные режимы можно получить за счёт изменения сопротивления
анодной нагрузки Ra скажем, путём регулирования связи с на-
грузочным сопротивлением RH (см. рис. 11.35).
Мы уже установили ход восходящего участка динамической
характеристики. Остаётся построить ту часть динамической ха-
рактеристики, которая проходит в зоне резкого перераспреде-
ления катодного тока. В пределах этой зоны действует урав-
нение анодного тока (11.13), представляющее собой уравнение
прямой линии.
Преобразуем ур-ние (11.13) так, чтобы анодный ток был свя-
зан только с напряжением на сетке ес. Это можно сделать, по-
скольку действуют ур-ния (П.1) и (П.2) и каждому зна-
чению напряжения на аноде еа соответствует вполне определён-
ное значение напряжения на сетке ес. 1
Из (П.1)
cos оо/ = ес~Е-с~ ;
Uc
подставляя в выражение (П.2), получим
еа = Еа~ ~ (ев-Ес).
Подставляя это уравнение в (11.13), получим
s„ к - - £,)] = S, ( Е. + Vf- Е.) - S, U-f-et. (П .90)
I '-'С 1 \ / и с
Полученное уравнение тока ia справедливо в пределах зо-
ны резкого перераспределения катодного тока. Оно является
уравнением динамической характеристики тока для этой об-
ласти.
Непосредственное построение характеристики можно было
бы выполнить при помощи (П.90) по двум точкам для двух про-
извольных значений напряжений на сетке ев и наметить затем
ЮЗ..
действительные границы участка характеристики. Мы выберем
несколько другой путь: найдём одну точку, удобную для по-
строения, лежащую на динамической характеристике или на
её продолжении и проведём через неё прямую под углом р к
оси абсцисс, причём, как видно из (11.90),
(11.91)
ис
границы динамической характеристики определим обычным
порядком.
Начнём с рассмотрения слабо перенапряжённого режима.
Положим (Д=0, тогда
~ макс ~ Ес + Uс
И
1"аш/=0 = $кеаммн'
ГДе еамт=Еа Uа’
Рис. 11.44
В слабо перенапряжённом режиме еа мин >0. Искомая точ-
ка обозначена на рис. 11.44 буквой В\. Через неё проведена
прямая, проходящая под углом 01 к оси абсцисс и пересекаю-
щая характеристику основной зоны в точке Ар Искомый учас-
ток динамической характеристики заключён в пределах от
точки Ду до ТОЧКИ В}.
Для точки Xi справедливо уравнение основного поля ха-
рактеристики лампы (11.87) и уравнение зоны резкого перерас-
пределения катодного тока (11.13). Точка соответствует зна-
чению текущего фазового угла w^=0i. Угол ©ь как мы знаем,
называют верхним углом отсечки анодного тока. Вся динами-
ческая характеристика для слабо напряжённого режима со-
стоит из трёх участков — восходящего, для которого текущий
104 '
фазовый угол лежит в пределах 01 <со/< 0, участка при зна-
чениях ес<Ес', для которого 0 < «->/< л и в пределах которо-
го анодный ток равен нулю, и участка в зоне перераспределения'
катодного тока, для которого 0Ь
Импульс анодного тока для слабо перенапряжённого режи-
ма показан на рис. 11.44. Он описывается углами отсечки 0 и
0ь амплитудой импульса I ам и амплитудой провала в импульсе-
1ам или коэффициентом провала п—.,ам. .
тт ^ам
Для сильно перенапряжённого режима построение динамиче-
ской характеристики .в области резкого изменения катодного
тока производят аналогичным путём. Полагают условно, что
зона резкого изменения тока существует и при отрицательных
значениях анодного тока ia. Тогда, задаваясь со/ = 0, находят
точку В2, для которой ес=есмакс^Ес+ис-, i SKeaMl,H и'
е —Р_______и
мин а а-
В данном случае ток ia является отрицательным, т. е.
фиктивным.
Через точку В2 под углом ₽2, определённым из (II.91), про-
водится прямая, пересекающая характеристику основной зоны'
в точке А2.
Искомый участок динамической характеристики заключён
в пределах от точки пересечения с восходящим участком А2 до’
оси абсцисс, т. е. пределами действительного существования на-
шей зоны. При значении текущего фазового угла 02 тою
io=0.
Углы 0, 0! и 02 для сильно перенапряжённого режима по-
казаны на графике напряжения Uc. При значениях at < 02
анодный ток равен нулю и динамическая характеристика про-
ходит по оси абсцисс.
В целом динамическая характеристика для сильно перена-
пряжённого режима состоит из четырёх участков. Участки огра-
ничены значениями текущих фазовых углов 0-^02; 02 0i-s-0>
и 8-т-тг.
Импульс анодного тока для сильно перенапряжённого ре-
жима показан на рис. 11.44. Параметрами импульса являются',
углы отсечки 0, 0! и 02 и амплитуда импульса Iам.
В силу полного сходства как формы импульсов анодного тока:
для генераторов на триоде и тетроде или пентоде, так и уравне-
ний, описывающих эти токи, расчётные формулы и методы тех-
нического расчёта лампового генератора на триоде в недонапря-
жённом, критическом и перенапряжённом режимах, изложенные-
в п. II.6 — п. 11.12, целиком применимы для расчёта анодной це-
пи лампового генератора на тетроде и пентоде. Следует только в;
расчётных формулах параметр D, если его величина не оговоре-
на, полагать равным нулю.
105
Если при идеализации характеристик тетрода или пентода
линия критического режима проведена так, что она пересекает
ось абсцисс при напряжении еа=Е'а< в расчётные формулы вно-
сятся небольшие изменения.
Так в формулы для расчёта критического коэффициента ис-
пользования анодного напряжения %кР (11.41) и (11.43) вместо
выбранного напряжения Еа следует подставлять напряжение
(Е^— Е'а) и находить далее колебательное напряжение из вы-
ражения
иа=Лкр(Еа-Е'а}. (11.93)
При исследовании перенапряжённого режима в расчётных
формулах, связывающих параметры импульса анодного тока с
напряжениями, действующими в схеме, следует Еа заменять
(Ед—Еа) [ф-лы (11.47), (11.48), (11.52)]. Колебательное напря-
жение находится из выражения
Ua = l(Ea-E'a). ( (11.93')
Вместе с тем, при расчётах энергетических показателей сту-
пени в расчётных формулах сохраняется полное напряжение
анодного питания Еа, например,
Po = LoEa> (П.3)
Расчёт сеточных цепей генератора на тетроде и пентоде про-
изводят с использованием реальных характеристик сеточного то-
ка лампы по методике, описанной в п. 11.13.
Цепь экранирующей сетки. Динамическая характеристика и
типичный график реального импульса тока экранирующей сетки
для критического режима приведены на рис. 11.45. Построение
106
сделано в координатах ic2, ес для заданного напряжения на эк-
ранирующей сетке Ес2 . Подобная форма импульса тока наблю-
дается при условии, что по управляющей сетке (как всегда при-
нято) обеспечивается недонапряжённый режим, т. е. выполняет-
ся условие ——^(2-^-3), Похожую форму имеет импульс тока
ес макс
экранирующей сетки и в тех случаях, когда напряжённость ре-
жима по экранирующей сетке изменяется, и, в частности, режим
оказывается перенапряжённым. Импульс, тока экранирующей
сетки характеризуется его амплитудой Iс2м, отсчитанной по
реальным характеристикам при напряжении на сетке ес~
= есмаКс = + ис и на аноде еа = еамин= Еа — Ua, и углом
отсечки 6,3.
Для большинства тетродов и пентодов характеристики тока
анода 1а и тока экранирующей сетки ic2 начинаются при одном
и том же напряжении на сетке ес— Е'с. Поэтому допустимо по-
ложить
®с2 = е. (п.94)
Здесь 0 — нижний угол отсечки анодного тока.
Реальный импульс тока экранирующей сетки можно так же,
как это было сделано при рассмотрении цепи управляющей сет-
ки в п. 11.13, аппроксимировать импульсом в виде усечённой ко-
синусоиды с амплитудой / с2м и углом 0. Для известного 0 по
таблицам можно определить коэффициенты разложения ао и сц.
•Составляющие тока экранирующей сетки /с20и Л 21 подсчи-
-тываются по расчётным формулам с введением поправочного
коэффициента кс2:
Л 20 = кс2ояо (^сг) 4г м'< (11.95)
Л21 = Кс21а1 (*%2) Лг (11.96)
Формулы (11.95) и (11.96) справедливы для расчёта состав-
ляющих тока экранирующей сетки в недонапряжённом, крити-
ческом и перенапряжённом режимах. Рекомендуется полагать
^с20 = кс21 ~ 0,6.
Энергетический расчёт цепи экранирующей сетки обычно ог-
раничивается определением мощности, поступающей от источ-
ника питания Ес2
Рс2 — С20* (I I • 97)
Вся эта мощность целиком рассеивается на экранирующей
сетке, поскольку энергия высокочастотных колебаний нигде не
выделяется (отсутствует нагрузочная цепь).
Для обеспечения нормального теплового режима экранирую-
щей сетки необходимо выполнить условие Рс2<Рс2Эоп, где
Рс25о, — допустимая МОЩНОСТЬ, рассеиваемая на экранирующей
сетке.
107
Цепь управляющей сетки. Расчёт цепи управляющей сетки
аналогичен расчёту сеточной цепи генератора на триоде и доста-
точно подробно рассмотрен в п. 11.13.
Для определения амплитуды импульса сеточного тока необ-
ходимо располагать реальными характеристиками тока управ-
ляющей сетки, построенными для заданного напряжения на эк-
ранирующей сетке Ес2-
В расчётных ф-лах (11.78) и (11.79) рекомендуется выбирать
коэффициент кс из условия к с0~кс1 = 0,55.
11.15. ламповый генератор по схеме с общей
(ЗАЗЕМЛЕННОЙ) СЕТКОЙ
Ламповые генераторы на триодах с целью повышения устой-
чивости работы ступени часто выполняют по схеме с общей (за-
землённой) сеткой. Схема такого генератора показана на
Рис. 11.46
рис. 11.46. В этой схеме управ-
ляющая сетка через блокиро-
вочный конденсатор, шунтиру-
ющий источник смещения Е с,
п заземлена, а источник возбуж-
н дения Uс включён между като-
дом и землёй. Напряжение
анодного питания поступает
обычным порядком от источ-
ника напряжения Еа, один по-
люс которого заземлён. В анод-
ную цепь включён колебатель-
ный контур, связанный с потребителем энергии Rн. Контур на-
строен на частоту возбудителя и.
Для уяснения фазовых соотношений, имеющих место в схе-
ме с общей сеткой, представим токи анода ia и сетки 1С в
виде гармонических рядов. Постоянные составляющие /а0 и 1са
всегда направлены в сторону анода и сетки, т. к. и анодная и се-
точная цепи лампы обладают односторонней проводимостью.
Переменные составляющие токов анода Iai_, и сетки
7С1./С2»-” изменяют своё направление каждую половину периода
высокочастотного колебания данной частоты, поэтому направ-
ление переменных составляющих токов нужно связывать с фа-
зой напряжений возбуждения Uс. Допустим, что мы фиксируем
момент времени, при котором полярность источника возбужде-
ния Uс соответствует плюсу на сетке и минусу на катоде. В
этом случае переменные составляющие тока первой гармоники
анода 1 а1 и сетки 1с1 направлены от катода к аноду и сетке.
Первая гармоника сеточного тока на пути от источника воз-
буждения до управляющей сетки не создаёт падения напря-
1Q8
жения, так как сопротивление этой цепи для неё равно нулю. Пер-
вая гармоника анодного тока протекает через колебательный кон-
тур и создаёт на нём падение напряжения Uк. Полярность на-
пряжения UK определяется направлением тока Iain для рассмат-
риваемого момента времени имеет плюс со стороны источника
питания, как это обозначено на рис. 11.46. Колебательное напря-
жение Ua между анодом и катодом лампы определится, оче-
видно, как алгебраическая сумма напряжений Uс и UK. С учё-
том фазы напряжений Uc и U‘K получим Ua~Uк—Uс, T.e.UK=
= Ua+Uc- В обычных условиях UK>UC, поэтому фаза напря-
жения Uа совпадает с фазой напряжения UK и, следовательно,
рбратна фазе напряжения Uе (когда на сетке плюс, на аноде
минус). Такие же фазовые соотношения мы наблюдали в лампо-
вом генераторе по схеме с заземлённым катодом. Высшие гар-
монические токов анода и сетки /иг> 7а3,...; Zc2,7с3,... во внешних
цепях падения напряжения не создают, и поэтому на работу
лампового генератора не влияют.
Отличительной особенностью схемы с общей сеткой являет-
ся то, что через источник возбуждения Uc протекает и ток ано-
да и ток сетки. Поэтому в данной схёме источник возбуждения
нагружается в значительно большей мере, чем в схеме с зазем-
лённом катодом.
Перейдём к выяснению энергетических соотношений, спра-
ведливых для рассматриваемой схемы.
Мощность, поступающую от источника анодного питания,
мы найдём, зная напряжение анодного питания Еа и постоян-.
ную составляющую анодного тока 1а0, по ф-ле (П.З)
Р _ р 1
* о - L-> и 1 а 0
Мощность, развиваемая в анодном контуре,
р __ U '<fgl
к 2
или, поскольку UK — Ua + Uc,
Рк = и“!аУ- 4- (11.98)
2 2
Мощность, поступающая от возбудителя [для него током на-
грузки является катодный ток (/ui +Л1)] Равна
Рвозб = • (11.99)
По сравнению со схемой с общим катодом в выражении для
мощности, поступающей от возбудителя, появилось новое сла-
109
г
гаемое Uc^a~ . Эту мощность называют «проходной»
Рппох=^-, (П.ЮО)
она выделяется в анодной цепи и учитывается ф-лой (11.98).
Остальная мощность в контуре обеспечивается генераторной
лампой и определяется по ф-ле (II.4)
п Цд^а!
1 “ 2 '
Мощность, поступающая от возбудителя непосредственно в
сеточную цепь лампы, определяется по ф-ле (11.81)
р =
C1 2 '
С учётом (II.4) и (11.81) можно написать:
Р^Рх + Р^, (11.98')
Реозб = Ра + РпР0Х- (П.99')
Таким образом, в схеме с общей сеткой благодаря особенно-
стям включения генераторной лампы от возбудителя непосред-
ственно в анодный контур переходит проходная мощность Рярох
Если известна мощность, поступающая от источника анодно-
го питания, Ро и колебательная мощность, генерируемая лам-
пой, Р] по ф-ле (П.5) можно вычислить мощность, рассеиваемую
на аноде генераторной лампы
Ран~ Ро — Р1
и по ф-ле (П.6) кпд лампового генератора по анодной цепи
= A- = 0,5-^-L
Ро “о
Здесь, как и для схемы с общим катодом, .При таком
^а
определении кпд мы оцениваем кпд генераторной лампы, а не
ступени с общей сеткой в целом. Выбранный подход к
оценке ч\а вполне оправдан. Увеличение мощности, развиваемой
в контуре на величину Р„гох< связано не с лучшими энергетиче-
скими показателями рассматриваемой схемы, а с увеличением
на ту же величину Рярох мощности, поступающей от возбуди-
теля.*
НО
Сопротивление колебательного контура R'a для схемы с об-
щей сеткой найдём из выражения
, (11.101)
^а!
оно отличается от расчётной формулы для сопротивления анод-
ной нагрузки Ra для схемы с общим катодом (11.8).
Расчёт энергетических показателей сеточной цепи лампово-,
го генератора по схеме с общей сеткой производится по форму-
лам, которые получены ранее для схемы с общим катодом.
Мощность возбуждения Рс1 известна из (11.80).
Мощность, поступающая от источника смещения, опреде-
ляется по (11.81).
Следует помнить, что для отрицательных £( мощность Рсь
отрицательна, т. е. источник смещения сам является потребите-
лем энергии.
Мощность, рассеиваемая на сетке, известна из (11.82).
Общая мощность, забираемая от возбудителя, рассчитывает-
ся по ф-ле (11.99).
Уже из сопоставления формул, характеризующих энергети-
ческие показатели лампового генератора по схеме с общей сет-
кой и общим катодом, можно сделать вывод о том, что для тех-
нических расчётов ступени с общей сеткой нет необходимости^
создавать какой-то новый расчётный аппарат, а можно с успе-
хом приспособить приёмы расчёта, созданные для схемы гене-
ратора с общим катодом, внеся в них минимальные дополнения,,
учитывающие специфику рассматриваемой схемы, которая сво-
дится в конечном счёте к появлению проходной мощности Рярм-
Несколько замечаний следует сделать относительно выбора,
генераторной лампы (если она не задана), напряжения источ-
ника анодного питания Еа и угда отсечки 0. Эти вопросы при-
менительно к схеме генератора с общим катодом рассмотрены в.
п. II.8. Они остаются справедливыми в части выбора ламп и
анодного напряжения £„ и для генератора по схеме с общей
сеткой. Рекомендации по выбору нижнего угла отсечки 0 нуж-
даются в некотором уточнении.
Коэффициент усиления по мощности K3t лампового генера-
тора по схеме с общей сеткой за счёт наличия дополнительной
нагрузки на возбудитель заметно уменьшается.
Расчётная формула для подсчёта этого коэффициента
Ughil . Ui I al
к = = 2 2
SC Рвозб U,lal u,l(l
1 IB
шли после преобразования
Кзс =
(11.102)
В п. II.8 были приведены примерные расчёты режима для
лампы ГУ-5А при Р} = const и 0 = var. Результаты расчётов бы-
ли сведены в табл. II.3. Если для рассмотренных режимов до-
полнительно вычислить коэффициент Азс , то получим данные,
приведённые в табл. II.5.
Аналогичные результаты по-
лучаются при расчёте режимов
для ряда других генераторных
ламп. Требование получения
достаточно большого коэффи-
циента усиления по мощности
Таблица II.5
.Угол отсечки 6, град 40 60 •90
Коэффициент Кзс 3,1 7,5 15
является столь важным, что
для генератора по схеме с общей сеткой при любой комбинации
исходных данных, если нет особых ограничений, выбирают угол
отсечки анодного тока 0 близким к 90°.
Технический расчёт лампового генератора по схеме с общей
сеткой в критическом и перенапряжённом режимах производит-
ся таким же образом, как и генератора по схеме с общим ка-
тодом, но с учётом некоторых особенностей схемы. Мощность в
контуре в схеме с общей сеткой больше, чем та мощность, кото-
рую развивает лампа
Рк=Р1Л'Рпрох =
Uglgl
2
_ Uglal f j I Uc \
2 \ Ua)
2
Выражение в скобках в большинстве случаев лежит в пре-
делах 1,1-4-1,07.
Таким образом, при расчёте генератора на заданную мощ-.
шость надо выбирать лампу и её режим, исходя из мощности
р
Р1 = '—
,+е;
pv
1,07 -г- 1,1
(0,9н-0,93) Рк.
При расчёте лампового генератора по заданному сопротив-
лению нагрузки нужно выбирать режим, исходя из приве-
П2
денного сопротивления нагрузки Ra, равного
Ra =-----7— ^(0,9^0,93)7?;.
1 + —
и°
. При расчёте сеточной цепи необходимо помнить, что мощ-
ность, поступающая от возбудителя в Схеме с- общей сеткой,
много больше, нежели в схеме с общим катодом, и определяется-
Ф-лой (11.99).
П.16. ЗАВИСИМОСТЬ РЕЖИМА ЛАМПОВОГО ГЕНЕРАТОРА
ОТ СОПРОТИВЛЕНИЯ АНОДНОЙ НАГРУЗКИ Ra И НАПРЯЖЕНИИ,
ДЕЙСТВУЮЩИХ В СХЕМЕ
Зависимость режима от сопротивления R&
Зависимость какого-либо параметра режима генератора от
сопротивления анодной нагрузки называют нагрузочной харак-
теристикой лампового генератора. К числу наиболее важных па-
раметров режима генератора относят токи Iа1 и Iа0, мощности
Р\ и Ро и кпд г)о. При более детальном исследовании зависимо-
сти режима генератора от сопротивления Ra учитывают также
токи сетки /С1 и 1с0 и энергетические показатели сеточной цепи
генератора, а для тетрода и пентода также ток экранирующей
сетки/с20 и мощность Рс2.
Общая тенденция в изменении режима лампового генера-
тора при изменении сопротивления анодной нагрузки Ra уже
была рассмотрена в п. II.3 при обсуждении вопроса об исполь-
зовании генераторной лампы по напряжению. Рассмотрим на-
грузочные характеристики более подробно.
Для иллюстрации на рис. 11.47а и б показаны нагрузочные
характеристики, рассчитанные для генератора на лампе типа
ГУ-22А. По своему характеру они являются типичными при ис-
пользовании большинства современных генераторных ламп.
Исходные данные: Еа =9000 в, Ес =—170 в, t/c = 620 в. Рас-
чёт режимов анодной и сеточной цепей по заданным напряже-
ниям, действующим в схеме, проводился графоаналитическим
путём с использованием реальных характеристик лампы типа
ГУ-22А.
Колебательное напряжение Uа изменялось в пределах от
Да = 0 (режим короткого замыкания по анодной цепи) до
Uа =9000 в.
8-417 ИЗ
Рис. IT.47
114
На рис. П.47а показана зависимость от сопротивления Ra
токов /а1, /а0> 4i> Ло> коэффициента gi=—, колебательного на- .
hit)
пряжения Ua и коэффициента использования анодного напря-
жения g.
На рис. 11.476 приведены графики для колебательной мощ-
ности Р\, мощности, поступающей от источника анодного пита-
ния, Рй, мощности, рассеиваемой на аноде, Ран, а также график
кпд по анодной цепи т]о.
Значение Ra, соответствующее критическому режиму, обоз-
начено .на рис. 11.47а и б пунктирной вертикальной линией.
Обращаясь к рис. П.47а, мы видим, что наибольшая величи-
на первой гармоники и постоянной составляющей анодного то-
ка соответствует режиму короткого замыкания по анодной це-
пи, когда R№=0. При увеличении Ra растёт напряжённость
режима и токи 1а1 и 1а0 монотонно убывают. Это относится к
области недонапряжённого, критического и перенапряжённого
режимов.
Для современных генераторных ламп в отличие от устано-
вившихся представлений характерно отсутствие заметного из-
лома в ходе графиков /о1='р(Д(Е) и 1ао=$(Ка) в 30не критиче-
ского режима. График колебательного напряжения Ua, а в
другом масштабе график £ имеет обычный вид. При Ra =0
Ua = 0. С увеличением Ra , т. е. с ростом напряжённости режи-
ма, в области недонапряжённого режима напряжение Ua быст-
ро увеличивается, приближаясь в критическом режиме к значе-
нию анодного напряжения Еа (екР =0,85=0,9). Далее при пе-
реходе к перенапряжённому режиму рост Uа замедляется, по-
скольку дальнейшее увеличение Ra сопровождается заметным
спадом тока 1а1.
Сеточные токи 1с1 и 1с0существуют при относительно малых
значениях R , соответствующих области недонапряжённого
режима, когда Далее с увеличением Д^токи /с1и
/с0 растут; причём наиболее быстрый рост наблюдается в обла-
сти перенапряжённого режима. В критическом режиме в'рас-
сматриваемом случае-^- =0,16. Такие соотношения между по-
/ав
стоянными составляющими сеточного и анодного токов в кри-
тическом режиме типичны для современных генераторных
триодов.
Ход графика для коэффициента gi нуждается в небольших
пояснениях. В области недонапряжённого режима форма им-
пульса анодного тока в виде усечённой косинусоиды изменяет-
ся незначительно, поэтому мало меняется и коэффициент
8* 115
I a.
£1=у^=—. С переходом в область перенапряжённого режима в
‘м а0
импульсе анодного тока появляется провал. При этом уменьше-
ние первой гармоники /а1, величина которой в первую очередь
зависит от средней части импульса анодного тока, происходит
быстрее, чем постоянной составляющей 1а0, пропорциональной
всей площади импульса-тока. Таким образом, в области пере-
напряжённого режима наблюдается заметное уменьшение коэф-
фициента gi.
Графики на рис. 11.47 б отражают энергетические показатели
лампового генератора. Колебательная мощность Р\ .при малых
значениях Ra с ростом Ra почти линейно возрастает. В зоне
критического режима наблюдается максимум колебательной
мощности.
Далее, при переходе в область перенапряжённого режима,
мощность Р\ с. увеличением Ra падает. Это непосредственно
следует из выражения для Pi
Р1=0,5 Ua 1а1.
Медленному росту колебательного напряжения Ua для этой
области соответствует быстрый опад тока 1а1 . График для мощ-
ности. Ро, поступающей от источника анодного питания, повто-
ряет ход графика для тока 1а0, поскольку Еа — const. Таким
образом, мощность Ро с ростом напряжённости режима падает.
Мощность Ран, рассеиваемая на аноде, равна разности меж-
ду мощностями Ро и Рц В режиме короткого замыкания по ано-
ду Ран = Ро» т. е. она оказывается чрезвычайно большой. Далее
с ростом напряжённости режима мощность Ран быстро падает.
Уменьшение мощности, рассеиваемой на аноде, с ростом Ra наб-
людается при всех возможных режимах — недонапряжённом,
критическом и перенапряжённом. Уже в области слегка недо-
напряжённого режима мощность Ран для номинальных режи-
мов, рекомендованных в справочниках на генераторные лампы,
обычно оказывается меньше допустимой мощности Рачдм,
рассеиваемой на аноде. С дальнейшим увеличением напря-
жённости режима тем более выполняется обязательное усло-
вие Р ан^Ран доп'
Ход графика кпд генератора по анодной цепи г]а легко мож-
но пояснить, если обратиться к выражению для г]а
Ъа =0,5 gil-
При малых значениях Ra в области недонапряжённого ре-
жима £ растёт, коэффициент gi меняется мало. Кпд т]а почти ли-
нейно возрастает.
116 •
В зоне критического режима мы наблюдаем максимум кпд.
Далее в области перенапряжённого режима медленно возра-
стает £, зато наблюдается заметный спад коэффициента gi.
В результате ца имеет тенденцию к уменьшению. Степень
спада т]а в области перенапряжённого режима существенно за-
висит от выбора нижнего угла отсечки О. Большим углам О со-
ответствует более быстрое уменьшение т]а с ростом Ra.
Графики, характеризующие энергетические показатели се-
точной цепи, на рис. 11.47 не показаны, но при желании могут
быть построены, поскольку известны токи и напряжения, дейст-
вующие в сеточной цепи.
Мощность, поступающая от возбудителя, Рс1, мощность, те-
ряемая в источнике смещения, Рс0, и мощность, рассеиваемая
на сетке, Рс могут быть определены в пределах тех значений
сопротивления анодной нагрузки Ra, для которых отмечается
наличие сеточного тока ic.
С увеличением R№ и переходом к критическому и особенно
перенапряжённому режиму мощности Рci, Рс0, и Рс заметно
возрастают и в зоне перенапряжённого режима при получении
номинальной колебательной мощности, указанной в справочни-
ке на генераторные лампы, часто оказывается, что Г,с>Р1,<?0,
Такой режим для нормальных эксплуатационных условий
непригоден. Подтверждается известный тезис о том, что при
желании получить от генераторной лампы номинальную мощ-
ность в условиях длительной эксплуатации мы обязаны выби-
рать режим, близкий к критическому, и не допускать перехода
как в область недонапряжённого, так и в область перенапря-
жённого режимов.
Для рассматриваемого примера Р<Рдоп, поэтому в перена-
пряжённом режиме при g= 1 оказалось, что мощность, рассеивае-
мая на сетке, близка к допустимой, но не превосходит её
(Рс = 540 вт, Рсд)П= 600 вт).
Широкое применение в схемах ламповых генераторов нахо-
дит автоматическое смещение за счёт сеточного тока генератор-
ной лампы. Нагрузочные характеристики для генератора на
лампе ГУ-22А с автоматическим смещением показаны на
рис. 11.48. Они построены при тех же исходных данных, что и в
предыдущем примере. Вместо источника Ес использована цепь
автоматического смещения с сопротивлением Rc =240 ом.
Наличие в сеточной цепи сопротивления Rc приводит к неко-
торому выравниванию режимов при изменении сопротивления
анодной нагрузки. Обращает на себя внимание более широкая
область режимов, при которых колебательная мощность Р\ и
кпд по анодной цепи близки к максимальным значениям. Осо-
бенно благоприятным оказывается применение автоматического
смещения для сеточной цепи. При увеличении Ra с ростом тока
117
118
1с0 увеличивается смещение Ес, что приводит к более медленно-
му росту Рс1 и Рс, т. е. к облегчению теплового режима сетки.
Зависимость режима от напряжения возбуждения Uc
Можно представить себе три возможных случая, для которых
ЕС<Е'С, Ес—Е'с и Ес~> Е'е, где Ес— напряжение смещения
и Е’с — напряжение сдвига. Построение применительно к обла-
сти недонапряжённого режима выполнено на рис. 11.49. На ри-
сунках показаны характеристики лампы и соответствующие им-
пульсы анодного тока при разных значениях напряжения Uс и
неизменной величине анодного напряжения Еа. Полагалось, что
проницаемость лампы П = 0. Если Ес <Е'С (рис. П.49а), угол
отсечки анодного тока меньше 90°. Анодный ток появляется,
если напряжение возбуждения превысит пороговое значение
U с~> (Е'с — Ес]. С увеличением напряжения возбуждения увели-
чивается амплитуда импульса анодного тока I ам, возрастает
угол отсечки 0, однако он всегда будет меньше 90°. В результа-
те увеличиваются составляющие тока Iа1 и 1а0, растёт напря-
жённость режима и при каком-то значении Ue — UCKP наступит
критический режим. При дальнейшем увеличении Uc наступи!
перенапряжённый режим, в импульсе анодного тока появится
провал и увеличение токов 1а1 и 1а0 существенно замедлится.
На'рис. 11.49 6 приведён случай Ес=Е'с. При этом угол
•0 = 90°. Он не меняется с изменением напряжения возбуждения
£7С. Пропорционально Uc изменяется амплитуда импульса анод-
ного тока t ам„ а следовательно, также и величина первой гармо-
ники анодного тока Iл и постоянной составляющей 1 о0. Увели-
чение тока /,ж1 приводит к росту напряжённости режима. При
119
значениях uc=UCkP наступает критический режим и затем при
ue>f7CKP,. как в первом случае, режим становится перенапря-
жённым; рост тока Zal резко замедляется. В третьем случае, по-
казанном на рис. 11.49s, Ес >Е'С . При малых напряжениях воз-
буждения Uc имеет место режим колебаний первого рода. С
увеличением напряжения возбуждения, когда Uc > (Ес—Е'с),
появляется нижний угол отсечки анодного тока 0. При даль-
нейшем увеличении Uc растёт амплитуда импульса анодного то-
ка Iам и уменьшается угол отсечки анодного тока 0, всегда оста-
ваясь в пределах 90°<©<: 180°. В результате токи 1и1 и 1а0, а
следовательно, и напряжённость режима растут и при значении
UC=Uс ^наступает критический режим. При дальнейшем увели-
чении напряжения возбуждения наступает перенапряжённый ре-
жим с характерным провалом в средней части импульса анодного
тока. Рост токов Iai и I а0 резко замедляется.
Графики тока’/01 от напряжения возбуждения Uс для всех
трёх рассмотренных случаев приведены на рис. 11.50. График II
(случай Ес~Е'с) выходит из начала координат и представляет
собой прямую линию вплоть до точки изгиба, соответствующей
критическому режиму. Далее с ростом U е он продолжается в
области перенапряжённого режима, но уже более полого.
График I, для которого ЕС<.Е'С, выходит из точки а, причём
Uca=E'e — Ес . Далее он идёт приблизительно параллельно гра-
фику II до точки изгиба, которая расположена несколько пра-
вее и ниже точки изгиба графика II. Правее точки изгиба на-
ступает перенапряжённый режим и увеличение тока с ростом
Uс имеет замедленный характер.
График III, для которого Ес1>Е'с , выходит из начала коор-
динат и при малых значениях Uс имеет крутизну примерно в
два раза большую, чем крутизна графика II. Это следует из то-
го, что в режиме без отсечки Iai- SUC 7i=SUc, посколькуYi =1,
тогда как для графика // Iai = SUc у, = 0,5 SUC, поскольку
Ti (90°) =0,5. Крутой участок графика III доходит до точки б,
для которой Uc6=Ec — Е'с. Далее с увеличением напряжения
возбуждения Uc угол отсечки 0 уменьшается и крутизна гра-
фика III уменьшается. С ростом Uc увеличивается напряжён-
ность режима и с наступлением критического режима дальней-
шее увеличение тока 1а1 замедляется; переходим в область пе-
ренапряжённого режима. Точка изгиба графика III расположе-
на несколько левее и выше точки изгиба графика //.
Аналогичные графики для постоянной составляющей анод-
ного тока Iдо показаны на рис. 11.51. Графики I и II на рис. 11.51
при Ес<^Е'с и ЕС = Е’С' приблизительно повторяют соответ-
ствующие графики для первой гармоники анодного тока 1а1. ХоД
120
графика при Ес > Д имеет отличие при малых Uc. Действи-
тельно, при Uc~0 1а1 = 0, а /а0¥=0 Ток /а0 имеет конечное зна-
чение, зависящее от выбора величины Ес. Этот ток по мере ро-
ста Uc до величины Ue~Ec — Е'с остаётся неизменным и уже-
затем при появлении нижнего угла отсечки © начинает возра-
стать вплоть до достижения критического режима. В областж
перенапряжённого режима рост тока I а0 с увеличением Uc за-
медляется, причём параметр §1 = -^- имеет тенденцию к умень-
шав
шению. Заметим, что характер графиков, приведённых на
рис. 11.50 и 11.51, приблизительно сохраняется при использова-
нии генераторных ламп, для которых Ь=£0.
Зависимость режима генератора от напряжения смещения Ес.
Теперь рассмотрим, как влияет на режим генератора изме-
нение напряжения смещения Ес.
Ряд возможных режимов при разных напряжениях смеще-
ния Ес в предположении, что напряжение анодного питания Е‘.
и напряжение возбуждения Uc неизменны, показан на
рис. П.52. Построение импульсов анодного тока ограничено об-
ластью недонапряжённого режима и выполнено с учётом, что1
проницаемость лампы D = 0. Зависимость токов 1аХ и Iо0 от на-
пряжения смещения Е с отдельно показана на рис. 11.53.
Случаю (1), изображённому слева на рис. 11.52, соответ-
ствует такое отрицательное смещение Дса7„,при котором анод-
ный ток 1а =0, несмотря на то, что в сеточной цепи действует,
напряжение возбуждения Ес. Очевидно Есзап=Е'с—Uc.
Уменьшение отрицательного смещения Ес приводит к появ-
лению анодного тока, при этом угол отсечки анодного тока и
амплитуда импульса анодного тока /^увеличиваются, что при-
водит к росту токов 1аХ и Iа0. Если D = 0, Iai-SUeh (©) и
121'
!^4=SUC-(O(@). Напряжение возбуждения Ut const; поэтому
закон изменения токов Л,1 и 1а0 определится характером измене-
ния коэффициентов Yi (0) и Yo (0) при изменении напряжения
смещения Ес. Нас в конечном счёте будет интересовать зависи-
мость коэффициентов Yj (0) и Yo(®) от cos 0, так как с измене-
нием Е с линейно изменяется угол 0
Зависимость коэффициентов п и Yo от cos© имеет приблизи-
тельно линейный участок в пределах углов 6О°<0<12О°. При
углах 0<6О° графики Yi =<p(cos0) и уо=Ф (cos0) выгибаются
вниз, а при углах 0>12О° — вверх.
Заметное увеличение токов
'а! И ‘аО будет ПРОИСХОДИТЬ
вплоть до наступления кри-
тического режима. Для него
Ес = Ескр. На рис. 11.53 кри-
тический режим отмечен вер-
тикальной пунктирной лини-
ей. При дальнейшем измене-
нии Е с в сторону его поло-
жительных значений режим
становится перенапряжён-
ным. Графики /о1 и /а0 вбли-
зи значений Ес=Ес арп соот-
ветствуют малым углам 0,
поэтому они имеют харак-
терный изгиб вниз. В верх-
ней части вблизи критиче-
122
ского режима ход графиков 7а1 и I аП зависит от величины угла 0,
соответствующего критическому режиму. Если критический ре-
жим наступает при 0^180° (а это зависит от выбора напряже-
ний Ес, Uс и Еа), то в верхней части восходящих участков графи-
ков для /0| и 1п„ будет наблюдаться выгиб вверх. Если крити-
ческий режим будет получен при 0=110-4-120°, верхняя часть
восходящих участков графиков будет более линейной.
В области перенапряжённого режима в импульсе анодного
тока появляется провал, рост первой гармоники анодного тока
Iai замедляется, ограничивается также постоянная составляю-
щая тока.
Как всегда для перенапряжённого режима, отмечается рез-
кое увеличение токов сетки, а для пентодного или тетродного
генератора — тока экранирующей сетки. Ход графиков, показы-
вающих зависимость токов I а\ и /а0 от напряжения Е с для пере-
напряжённого режима, показан на рис. 11.53 правее пунктирной
линии, отделяющей области недонапряжённого и перенапря-
жённого режимов.
Зависимость режима генератора от напряжения
анодного питания Еа
Влияние изменения напряжения анодного питания Еана ре-
жим лампового генератора удобно рассматривать, используя
семейство характеристик генераторной лампы в координатах
Ряд возможных режимов показан на рис. 11.54. При выпол-
нении построения предполагалось, что напряжения возбуждения
U с и смещения Ес заданы и неизменны; постоянно также сопро-
тивление анодной нагрузки R№.
123
Напряжению Е а придавалось несколько значений, соответ-
ствующих области недонапряжённого, критического и перена-
пряжённого режимов.
Поскольку UcviEc неизменны, ес Maitc~Ec-if- Uc =const, поэто-
му наклонная часть динамической характеристики в недонапря-
жённом и критическом режимах доходит до общей характери-
стики ес—есмакс, а в перенапряжённом режиме находится на
прямой, проходящей через вспомогательную точку, отложенную
на продолжении характеристики ^с=^сл(акс левее критической
линии (см. п. 11.10). Нижнюю вспомогательную точку для пост-
роения наклонной части динамической характеристики удобно
находить при значении текущего фазового угла a>t— — , при
этом е„ = Еа и in=*S(Ec—Е’с) или, поскольку Е'с——DEa+Ec0„
in—S(Ec+DEa—Ес9). По мере уменьшения напряжения^ вспо-
могательная точка на вертикальной прямой еа = Еа опускается
и в пределе при Еа -э 0
г'п = S (Ес Ес0).
Еа"*®
С уменьшением Еа амплитуда импульса анодного тока 1ам
падает, причём в области недонапряжённого режима, это Паде;
ние незначительно или его совсем нет (если D=0). В области
перенапряжённого режима появляется верхний угол отсечки
анодного тока и амплитуда импульса I ам спадает быстрее.
Нижний угол отсечки анодного тока 0 с уменьшением Еа либо-
уменьшается, если D>Q, либо неизменен, если D=0. Малому
изменению 1 ам и угла отсечки 0 в области недонапряжённого
режима соответствует незначительное изменение токов /а1 и IaOt
а следовательно, и колебательного напряжения U а (режимы 1
и 2). При переходе в область перенапряжённого режима за
счёт искажения формы импульса анодного тока и уменьшения
его амплитуды Iам происходит более быстрое уменьшение со-
ставляющих тока /а1и7о0, а следовательно, и колебательного
напряжения Uа. Коэффициент использования анодного напря-
жения в области перенапряжённого режима § изменяется незна-
чительно, сохраняя тенденцию к росту по мере понижения нап-
ряжения анодного питания Еа (режимы 3 и 4).
Графики токов 1а1 и 7а0 в функции от напряжения анодного
питания Еа показаны на рис. 11.55. Зоне перенапряжённого ре-
жима соответствуют относительно малые напряжения анодного-
питания Еп. При каком-то напряжении Еа = ЕакР наступает кри-
тический режим. При Еп>Еа\п переходим в зону недонапря-
жённого режима. Область перенапряжённого режима характе-
ризуется почти линейным изменением токов 1 а1 и 1а0 при изме-
нении напряжения Еа. Область недонапряжённого режима
124
обычно характеризуется медленным дальнейшим ростом токов'
I ai и Ло с непрерывным понижением коэффициента по-
скольку рост Еа для этой зоны значительно обгоняет рост U а=
~IaiRa- Существенно отметить, что для зоны перенапряжённого
режима параметр gi= — = с уменьшением Еа изме-
няется мало, так как два
фактора — уменьшение уг-
ла отсечки 0 и большее ис-
кажение вершины импульса
анодного тока — действуют
навстречу друг другу и ре-
зультирующее соотношение
между токами 7а1 и 1а0 вы-
держивается приблизитель-
но неизменным. Для пен-
тодов и тетродов, для ко-
торых D — 0, следу еж7 ожи-
дать уменьшения пара-
метра gi с уменьшением Еа.
Зависимость режима генератора на тетроде или пентоде
от напряжения на экранирующей сетке Е
Допустим, что для выбранного напряжения на экранирую-
щей сетке Ес2 режим генератора на тетроде или пентоде опре-
делён, известны напряжения возбуждения ,С7е', смещения Ес,
анодного питания Ей и сопротивление анодной нагрузки Ra.
Рассмотрим, как будет изменяться режим генератора, если бу-
дет изменено напряжение на экранирующей сетке Е^- Как из-
вестно, с изменением Есъ будет изменяться напряжение сдвига
r" /c\s— EC2q). Это приведёт к изменению угла отсечки
ЕС~Е'С
тока 0, поскольку cos 0 =-----------, и амплитуды
Ес-----D С2 {Ес2
анодного
импульса анодного тока IaM = SUc(l—cos®). В результате
изменения 0 и Iа„ изменится первая гармоника анодно-
го тока Iai и постоянная составляющая 1 а0 , а следовательно,
и напряжённость режима по экранирующей сетке. Увеличению
Ес2 будет соответствовать уменьшение напряжения сдвига Ес (с
учётом его знака),, а следовательно, увеличение угла 0 и увели-
чение 1 ам. Ток первой гармоники /а1 возрастёт, увеличится коле-
бательное напряжение Uа=1aiRa, возрастёт напряжённость ре-
жима по экранирующей сетке. Наоборот, уменьшение напряже-
ния Е с2 приведёт к уменьшению напряжённости режима.
125
lllltllHIIIIHHUI
Ш1Ш
miiuniui.
' Путём изменения сопротивления анодной нагрузки
(предположим, за счёт изменения связи с на1рузочной цепью)
можно восстановить ранее выбранную напряжённость режима,
например, восстановить энергетически наиболее целесообраз-
ный критический режим при новом значении напряжения на
экранирующей сетке Е с2.
К режиму с ранее выбранной напряжённостью можно также
возвратиться, изменяя напряжение воозбуждения Uc или сме-
щения Ес-, в принципе этого же можно достигнуть, изменяя
напряжение анодного питания Еа..
Можно показать, что если напряжение^ экранирующей сет-
ке Е с2 увеличить и затем, сохраняя приблизительно неизменной
колебательную мощность Р\, восстанавливать прежнюю напря-
жённость режима по экранирующей сетке любым путём (изме-
няя Ra,Ec, Uс или Еа), то мощность, рассеиваемая на экрани-
рующей сетке, Pc2ti— /C2oEci всегда будет возрастать; вместе с
тем следует иметь в виду, что из-за трудностей отвода тепла от
экранирующей сетки допустимая мощность рассеяния на ней
обычно невелика и строго ограничена. Таким образом, с точки
зрения теплового режима экранирующей сетки выгодно напря-
жение Е с2понижать.
Теперь рассмотрим, как будет влиять изменение напряжения
Ес2 на режим цепи управляющей сетки тетрода или пентода. В
п 11.14 указывалось, что по цепи управляющей сетки стремятся
обеспечить недонапряжённый режим. При этом оказываются ма-
лыми токи управляющей сетки 1 с1 и 1с0 и сравнительно неболь-
„ г Uс In
шими мощность возбуждения Pci—------ и мощность тепловых
потерь на управляющей сетке Р с=Рл1+Реь- Недонапряжённый
режим по управляющей сетке обеспечивается в том случае, если
напряжение Ес2 в два-три раза превышает максимальное напря-
жение на управляющей сетке е с м„кС=Ее-\- Uс. По мере уменьше-
ния Е ci коэффициент запаса напряжения по управляющей сетке
*с ——падает и напряжённость режима по управляющей
ес макс
сетке увеличивается. Это приводит к росту мощности, забирае-
мой от возбудителя Рс1, и мощности тепловых потерь на управ-
ляющей сетке Рс. Таким образом, уменьшение напряжения Ес2,
выгодное с точки зрения теплового режима экранирующей сетки,
невыгодно с точки зрения режима управляющей сетки генератор-
ной лампы.
Исходя из указанных соображений, и выбирается рабочее
напряжение на экранирующей сетке Ес2. Оно должно быть та-
ким, чтобы был обеспечен нормальный тепловой режим управ-
ляющей и экранирующей сеток. Если экранирующая сетка ока-
126
зывается в тяжёлом тепловом режиме напряжение EcS понижа-
ют. При этом неизбежно тепловой режим управляющей сетки
ухудшится. Мощность возбуждения возрастёт.
Если есть значительный запас мощности рассеяния на экра-
нирующей сетке, напряжение Ес2 целесообразно несколько по-
высить, при этом понизится мощность возбуждения РС1 и облег-
чится тепловой режим управляющей сетки.
Мы здесь опускаем рассмотрение зависимости режима пен-
тодного генератора от напряжения на защитной сетке Ес3. В-
обычных режимах генерирования вч колебаний берут Ес3 = О-
Зависимость режимов от напряжения Ес3 рассматривается в.
гл. IV.
11.17. УМНОЖЕНИЕ ЧАСТОТЫ В ЛАМПОВОМ ГЕНЕРАТОРЕ
Применение ступеней умножения частоты в радиопередатчи-
ках широко распространено, так как позволяет понизить частоту
возбудителя, что обычно бывает выгодно с точки зрения получе-
ния высокой стабильности частоты генерируемых колебаний
(для кв и укв передатчиков) и позволяет при сравнительно уз-
ком диапазоне возбудителя получить большое перекрытие ча-
стот в выходной ступени. Ступени умножения частоты в ЧМ пе-
редатчиках используются также для углубления частотной мо-
дуляции.
Кпд и номинальная колебательная мощность, которую мож-
но получить от генераторной лампы в режиме умножения, ниже,,
чем в режиме усиления вч колебаний, поэтому умножение ча-
стоты производят преимущественно в маломощных ступенях,,
энергетика которых в малой степени влияет на общие энергети-
ческие показатели передатчика в целом.
В ступенях умножения частоты на малых уровнях мощности
преимущественно используются лучевые тетроды и пентоды.
Ниже мы ограничимся рассмотрением режима умножения без-
учёта реакции анодной цепи на форму импульса анодного тока.
Полученные выводы целиком приложены как для генераторов,
на тетродах и пентодах, так и для генераторов на триодах с ма-
лой величиной проницаемости D (порядка 0,01-4-0,025).
Ламповый генератор с независимым возбуждением, выпол-
ненный пр схеме рис. 11.1, 11.35 или 11.46, можно поставить в ре-
жим умножения частоты. Для этого достаточно создать условия
существования в анодном токе гармонических составляющих
тока ! пп. т е. работать с отсечкой анодного тока 0<18О° и на-
строить анодный контур на одну из гармоник тока 1ап. При наст-
ройке контура на частоту исо, на контуре благодаря его фильт-
рующим свойствам выделяется колебательное напряжение Uan=
= 1ап и оказываются сильно подавленными составляющие на-
127
пряжения с другими гармоническими частотами, включая и ча-
стоту и.
Таким образом, если в сеточной цепи действует напряжение
ес — Ес 4- Uccoswt,
то в анодной цепи будет действовать колебательное напряжение
и результирующее напряжение на аноде с учётом падения на-
пряжения на колебательном контуре
Рис. II.56
ел = Еа — Uan cos nwt.
Диаграммы токов и напряже-
ний, действующих в схеме, для
случая удвоения частоты при-
мут вид, показанный на рис. 11.56.
На графиках положительная
амплитуда тока второй гармони-
ки совпадает с положительной
амплитудой напряжения возбуж-
дения. Напряжённость режима,
как и при усилении, определяется
соотношением напряжений в мо-
мент времени 0)^=0. При этом
ес макс' Ec~[-Uc И в мич Еа иап.
В критическом, энергетически
наиболее целесообразном режи-
ме, импульс анодного тока имеет
косинусоидальную форму с упло-
щённой вершиной. При переходе
к перенапряжённому режиму в
импульсе анодного тока появляется провал и энергетика ступени
ухудшается. Колебательная-мощность, которую можно получить
в режиме умножения частоты,
р IgnU ап
п~ 2
= — а(6)с/£
л ft \ / Cl J** Сс
Для выбранного анодного напряжения Еа и заданной ампли-
туды импульса 1ам колебательная мощность изменяется пропор-
ционально коэффициенту использования анодного напряжения g
и коэффициенту разложения импульса анодного тока для данной
гармонической составляющей а (0). Коэффициент gKP в крити-
ческом режиме однозначно зависит от 1 , Е ,п <х. Коэффициент
(0) зависит от выбора угла отсечки 0 (см. рис. 11.22). Макси-
мальные значения о„ получаются при значениях ®опт~—> где
п — номер используемой гармоники. . : 1
128
При удвоении вопт =60° и а2макс = 0,275; при утроении 0onm==
—40э иа3лако =0,185. Приблизительно оп макс=Я1м Таким обра-
зом, в режиме умножения частоты мощность, развиваемая в
ламповом генераторе при выбранных и неизменных значениях
амплитуды анодного тока 1ам и анодного напряжения Еа, мень-
ше, чем в режимах усиления вч колебаний и для целесообраз-
ных значений угла отсечки анодного тока 0 примерно равна
Р
п п
Кпд анодной цепи при работе в режиме умножения частоты
0,5 t
Рй ао
Для удвоителя с углом отсечки 0 = 60° — = 1,27.
«о
Для утроителя с углом отсечки 0 = 40° —=1,26.
«о
Полагая, примерно £кР=0,9, получим для режима удвоения и
утроения
V^0,5-1,27-0,9^0,57.
Кпд по анодной цепи iqa получился меньше, чем в режиме
усиления, для которого обычно т]а=0,7.
Важно подчеркнуть, что критический режим в умножителях
частоты достигается при больших значениях сопротивления
анодной нагрузки Ra, чем при усилении высокочастотных коле-
баний.
п ^ап
Кап— ~----------.
*ал ап1ам
Полагая £кР, Еа и 1 ам неизменным, получим, что Ra обрат-
но пропорционально ап, и при выборе оптимальных углов 0
Здесь Ran —сопротивление нагруженного контура
при настройке на п-ю гармонику частоты возбудителя, R —со-
противление контура при настройке на частоту возбудителя.
Необходимость работы в режиме умножения частоты с боль-
шими сопротивлениями Ra является недостатком, так как это
приводит, как увидим далее, к понижению кпд контура щ, в ре-
зультате чего общий кпд ступени с учётом кпд контура и кпд
анодной цепи г\а Понижается в ещё большей мере (см. гл. III).
Из-за заметного понижения полезной мощности и общего
кпд лампового генератора в режиме умножения частоты преиму-
9—417 129
|»тштпнияштшн«шишшишншп«типш1ншнппнтпшшш1111ПШ»Ш|1шниш»1ниишццм*«ш*м*мм*|
щественно применяются удвоители и утроители частоты и редко
используются более высокие гармоники анодного тока.
При выборе режима умножителя частоты обычно прибегают
к некоторому форсированию генераторной лампы по анодному
току. На такое форсирование можно пойти, если есть запас мощ-
ности рассеяния по управляющей сетке и резерв эмиссионного
тока. Для "большинства используемых тетродов и пентодов такая
возможность имеется, поэтому удвоители можно рассчитывать
на мощность
P2=yf. (П.ЮЗ)
а утроители — на мощность
Рз = -!-. (11.104)
*
Здесь PlN —номинальная мощность генераторйой лампы в
режиме усиления высокочастотных колебаний.
Рабочие углы отсечки анодного тока рекомендуется также
брать несколько больше оптимальных — для удвоения порядка
65—70° и для утроения порядка 45—50°. Это позволяет несколь-
ко понизить напряжение возбуждения Ue и иметь менее высоко-
вольтный источник смещения Ес.
Расчёт умножителя в критическом режиме производится с
использованием обычных расчётных формул, приведённых в
п. II.9.
Так, при расчёте на заданную мощность Р„ первоначально
находится критический коэффициент использования анодного
напряжения
затем колебательное напряжение
^ап = ^кр^а-!
ток рабочей гармоники
Т __ п
ап~ и
ап
и т. д. Мощность Рп выбирается из условия (11.103) или (11.104).
Коэффициенты ап и ао, так же, как уя, находятся по таблицам
или графикам для выбранного угла 0 (см. приложение II).
130
11.18. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ВЫСШИХ ГАРМОНИЧЕСКИХ ТОКА
ДЛЯ ПОВЫШЕНИЯ МОЩНОСТИ И КПД ЛАМПОВОГО ГЕНЕРАТОРА
Высшие гармонические анодного тока можно использовать
для повышения мощности и кпд лампового генератора, работаю-
щего в режиме усиления высокочастотных колебаний. В различ-
ных вариантах предложенных схем по-разному решается одна
и та же задача повышения колебательного напряжения Ua.
При повышении Ua в обычной схеме генератор переходит в
перенапряжённый режим, в котором -кпд сохраняет большую ве-
личину, но полезная мощность начинает резко падать.. Рассмат-
риваемые ниже способы позволяют увеличивать Uа, не пере-
ходя в область перенапряжённого режима и связанного с этим
уменьшения токов lai и 1а0. В результате получается повыше-
ние кпд и мощности лампового
генератора.
Заслуживают внимания три
способа повышения кпд лам-
пового генератора с использо-
ванием гармонических анод-
ного тока, предложенные
И. Н. Фомичёвым, А. И. Ко-
лесниковым и Е. П. Хмельниц-
ким. Мы ограничимся кратким
рассмотрением схем И. Н. Фо-
мичёва и А. И. Колесникова.
Простейшая схема генерато- Рис. 11.57
ра, предложенная И. Н. Фоми-
чёвым, показана на рис. 11.57. Здесь последовательно с контуром,
настроенным на основную частоту и являющимся нагрузочным,
включён контур, настроенный на третью гармонику. На основ-
ном контуре развивается напряжение U а1, на втором контуре
Ua3. Рекомендуется выбирать — =0,15-^- 0,3. Если обеспе-
С аз
чить обратную полярность напряжений ,Uа1 и UaS в момент,
когда напряжение на сетке максимально ес=есмакс, графики на-
пряжений и токов, действующих в схеме, примут вид, показан-
ный на рис. 11.58. Из рассмотрения графиков очевидна выго-
да искажения результирующего напряжения, действующего на
аноде, за счёт введения напряжения U а3. Если <Щ = 0, то
ea=eCMaM=EcArUc и еаш,^=Еа—Ual+UaS. Появляется возмож-
ность повышения колебательного напряжения по первой гармо-
нике ,Uа1, не выходя из области критического режима, т. е. сох-
раняя условие есмакс< По экспериментальным данным в
критическом режиме для
схемы И. Н. Фомичёва
9*
131
обычных значений 0,65—0,7).
А.
точного тока, предложенная
ном варианте показана на р
= (1,24-1,3) вместо обычных значений 1кР — 0,94-0,93. Соответ-
ственно возрастает и кпд лампового генератора (до 0,8 вместо
и UaS, имеющих обратную по-
лярность, при (о^=0 для импуль-
сов косинусоидальной формы
осуществимо при углах отсечки
0>9О°. Только в этом случае
коэффициент Тз имеет отрицав
тельный знак (см. рис. 11.21).
Однако этот режим энерге-
тически невыгоден; прак-
тически третья гармоника с
нужной фазой получается лег-
ко, если 0<9О°, но в вершине
импульса тока имеется некото-
рый провал, т. е. работа ве-
дётся в перенапряжённом ре-
жиме.
Схема лампового генератора,
в которой повышение кпд дости-
гается за счёт использования
вторых гармоник анодного и Се-
H. Колесниковым, в двухтакг-
11.59. Дополнительные контуры,
настроенные на вторую гармонику, включены в общий провод се-
точной и анодной цепей. Результирующее напряжение возбуж-
дения за счёт падения напряжения на дополнительном конту-
ре от второй гармоники тока сетки гв2 имеет уплощённую
вершину и даже возможен небольшой провал в вершине
при ы/=0.
Для анодной цепи по рекомендации А. И. Колесникова ампли-
туда напряжения второй гармоники Ua2 выбирается из условия
~ =0,24-0,25. Это соответствует соотношению сопротивлений
Д1
контуров, включённых в анодную цепь, ~2 <-3 (в расчё-
те. на одно плечо двухтактной схемы). Для получения нужного
эффекта необходимо, чтобы напряжения Uа1 и Ua2 в момент,
когда напряжение на сетке положительно (<?К=0), были бы
обратных знаков, т. е. токи ial и ia2 должны быть направлены
в противоположные стороны. Импульс анодного тока косинусои-
дальной формы для получения тока ia2, направленного при
со^=0 обратно току ial, как видно из рис. 11.21 и 11.22, не приго-
ден, так как коэффициент а2 всегда положителен. Ток
iat с нужной фазой можно получить, если формировать импульс
1-32
анодного тока с провалом в средней части. Такой провал в
средней части можно получить за счёт перехода в область пе-
ренапряжённого режима или, как это делается по предложению
А. И. Колесникова, также путём формирования напряжения
возбуждения специальной формы. Для этих целей и вводится в
общий провод сеточной цепи контур, настроенный на вторую гар-
монику. Диаграмма токов и напряжений для рассматриваемой
схемы показана на рис. 11.60.
Результирующее напряжение,
"действующее на аноде, имеет при
малых еа уплощённую часть и да-
же небольшой выгиб.
Критическому режиму соот-
ветствует рабочее напряжение
/7а> ад =1,24-1,3).
Кпд лампового генератора
удаётся увеличить до 80%—85%.
По предложению Е. П. Хмель-
ницкого кпд лампового генерато-
ра можно повысить при исполь-
Рис. IJ.60
Рис. 11.59
зовании высших гармонических анодного тока за счёт перехода
в режим с расстроенной анодной нагрузкой.
Следует заметить, что практическая реализация всех трёх
указанных схем повышения мощности и кпд ламповых гене-
раторов возможна только в диапазонах средних и длинных волн.
В диапазоне коротких волн паразитные ёмкостные и индук-
тивные связи в элементах схемы не дают возможности удобно
управлять напряжениями ,Да2 и UaS и регулировать их фазу.
В результате ожидаемый полезный эффект получить не удаётся.
Л ИТЕРАТУРА
1. 3. И. Модель и И. X. Невяжский. Курс радиопередатчиков
Связьрадиоиздат, 1938.
2. С. И. Е в т я и о в. Радиопередающие устройства. Связьиздат, 1950.
133
цшшшшшшщцшпшшп
3. В. А. Хацкелевич. Особенности и расчёт режимов новых генера-
торных триодов. Учебное пособие. Ленинградский электротехнический ин-
ститут связи, 1959.
4. М. Г. Марголин. Ламповый усилитель мощности. Госэнергоиздат,
1957.
5. И. Н. Фомичёв. «Новый способ повышения кпд радиовещательных
станций». «Электросвязь», № 6, 1938.
6. А. И. Колесников. «Настройка и эксплуатация лампового генерато-
ра со сложной формой колебательных напряжений». «Вестйик связи», № 3,
1941.
7. Е. П. X м е л ь ниц к и й. «Об одном способе значительного повышения
колебательной мощности и кпд генератора, работающего в перенапряжённом
режиме». «Радиотехника», № 8, 1955.
Глава III
СХЕМЫ ЛАМПОВЫХ ГЕНЕРАТОРОВ ВЫСОКОЙ
ЧАСТОТЫ
Ш.1. ПАРАМЕТРЫ КОЛЕБАТЕЛЬНОГО КОНТУРА
В мощных генераторах высокой частоты в качестве нагруз-
ки в анодной цепи лампы используются различные виды ко-
лебательных контуров. Простейший колебательный контур (бу-
дем называть его контуром первого вида) изображён на
рис. III.1. Эквивалентное сопротивление контура /я тока высо-
кой частоты определяется выражением /
rL + ГС + * (XL ~~ XC )
Рис. III.l Рис. III.2
В контурах, применяемых на практике, активные потери в
ветвях контура малы по сравнению с реактивными: rL XL и
гсСХс-Для таких контуров выражение (Ш.1) может быть уп-
рощено и представлено в виде
X, Хг х, хг , г
Za6 = -----------------------------------. (III.2)
rL+rc+i(XL-Xc) ,--t-i(X/.-Xc)
При этом можно упростить и схему контура (рис. III.2а). Со-
противления потерь на схеме обычно не обозначаются, но нали-
чие их подразумевается.
На резонансной частоте соо сопротивление контура стано-
вится чисто активным и максимальным по величине. Условием
135
Ч1НН11ЩШИП1ППШ1НППП1ПШ1Т1Ш11П11Ш1ПППГШП1ПТПИПП111ШТ»Г111тш1ти1Игг1тшнп1Т1ШН»и1нтии1Г11»нпп'Ш«гт1мн«мч»|1»тнтт
резонанса является равенство индуктивного и ёмкостного со-
противлений, т. е.
= (П1.3)
где р — характеристическое сопротивление контура.
Эквивалентное сопротивление контура при резонансе Ra
может быть определено по следующей формуле:
/?=Z = pQ, (Ш-4)
св аб (рез) f гх> \ /
где Q — добротность контура.
На частотах, в п раз отличающихся от резонансной,
=~ —ip-----------------------^-j-. (II 1.5)
г + i о I п——) п — —
\ п / п
Из этого выражения следует, что для частот, значительно от-
личающихся от резонансной, эквивалентное сопротивление кон-
тура по характеру близко к чисто реактивному и мало по ве-
личине. Оно по крайней мере в Q раз меньше сопротивления
контура при резонансе.
На частотах, незначительно отличающихся от резонасной,
сопротивление контура определяется выражением
Za6=Ra--------5—, (II 1.6)
- 2Д-«э _
1 + i Q
“о
где соо — резонасная частота контура,
— расстройка относительно резонансной частоты.
Выражение (III.6) справедливо при Дсо<Ссоо.
Разделив правую часть выражения (III.6) на действительную
и мнимую составляющие, получим
Последнее выражение позволяет заменить схему колебатель-
ного контура, изображённую на рис. III.2а, эквивалентной схе-
г
мой, представленной на рис. Ш.26. Зависимости т— ==/(>«) и
Х„
= ф (со) представлены на рис. III.2в.
^се
Таким образом, Ra является максимальным значением ак-
тивной составляющей сопротивления га. Максимальная величи-
136
на реактивной составляющей сопротивления Х№ получается в
точках 1 и 2 и равна
Полное сопротивление контура Za6
уменьшается в этих точках по сравнению с максимальной его
величиной в]К 2 раз. Расстояние по оси частот между точками 1
и 2 называют полосой пропускания контура.
Рис. Ш.З
На рис. Ш.За приведена схема контура второго вида. Он от-
личается от контура первого вида только способом включения
в схему. Точки а и б на нём выбраны таким образом, что пол-
ная индуктивность контура L делится на две части: одна часть
(Li) образует индуктивную ветвь, а другая (А2) оказывается
включённой в ёмкостную ветвь. Условием резонанса
контура будет равенство
X, = ХГ — Х, .
Сопротивление контура при резонансе
(*М)2 (ШвД1)а 7 Ll ' 2 ((fl0£)2 р2
=-------=-------= —7------------— Р —,
г г \ L ) г г
где
П = ----Д--- = -
А1+Да L
L = Z-i Ч- Lz
для этого
(III.8)
(II 1.9)
(III.10)
Коэффициент р называется коэффициентом связи. Иначе его
можно назвать коэффициентом трансформации, так как он опре-
деляет отношение напряжения на части индуктивности Li к на-
пряжению на всей индуктивности L или ёмкости С. Выражение
(III.9) показывает, что изменением коэффициента р можно ре-
гулировать величину сопротивления контура при резонансе Rat
не изменяя при этом резонансной частоты контура. Практически
удобнее контур второго вида выполнять по схеме, изображён-
137
ной на рис. Ш.Зб. Переставляемый по виткам катушки контакт
а позволяет очень легко изменять величину коэффициента связи
контура с анодом лампы и тем самым регулировать величину
и напряжение на контуре UK = —Uа. Этот подвижной кон-
анодной связи, часто выполняется
в виде пружинного зажи-
ма, плотно охватывающе-
го виток катушки. Поми-
мо внешнего отличия, схе-
ш ма рис. III.За отличается
от схемы рис. Ш.Зб так-
же тем, что в первой вза-
имная индуктивность меж-
ду катушками L\ и L2 мо-
такт а, называемый «щупом»
Рис. II 1.4
жет отсутствовать, во вто-
рой между L\ и А2 обязательно имеется взаимная индуктивность,
поскольку они являются частями одной катушки L. Обычно эта
взаимная индуктивность мала, и если её не учитывать при
практических расчётах, погрешность будет небольшой.
Эквивалентная схема контура второго вида также состоит
из последовательно соединённых сопротивлений г№ и За-
г X
висимости р?-=/(а>)и =ф(<в) представлены на рис. 111.3s.
К се ^се
Особенностью этих кривых является то, что реактивная состав-
ляющая Ха обращается в нуль на двух частотах: на частоте
1
параллельного резонанса о>0= —----- и на частоте последова-
V LC
тельного резонанса —. В интервале частот соо-Ьол
)/£2С
контур имеет характер ёмкостного сопротивления; на других
частотах характер сопротивления контура индуктивный.
На рис. Ш.4а представлена схема контура третьего вида.
Легко показать, что для него справедливо выражение
д2
Я<г = р2-^-, (III.11)
г
где
(III.12)
Коэффициент р и в этом случае называется коэффициентом
связи; его можно называть коэффициентом трансформации кон-
138
тура. Изменением величины р регулируется эквивалентное со-
противление Rce > но практически такая регулировка сильно за-
труднена.
г X
Зависимости —и —=<р(<о)представлены на рис. III.46.
Rce ^се
Частота параллельного резонанса <оо=——
VLC
ше частоты последовательного резонанса
С <6*2.
в этом контуре вы-
1
®i — "7—так как
VLC,
III.2..СЛОЖНАЯ СХЕМА ГЕНЕРАТОРА НЕЗАВИСИМОГО
ВОЗБУЖДЕНИЯ
Генератор независимого возбуждения, у которого в анодной
цепи лампы включён одиночный колебательный контур, называ-
ется генератором (или усилителем), выполненным по простой
схеме. Практически часто в анодную цепь лампы включают си-
стему двух или больше связанных контуров. Такой генератор
носит название генератора со сложной схемой. Пример генерато-
Рис. III.5
ра со сложной схемой приведён на рис. III.5а. На этом рисунке,
помимо контура, составленного из элементов LK и Ск и носяще-
го название промежуточного контура, имеется ещё и второй
контур — контур антенны. Заменим последний замкнутым эк-
вивалентным контуром, как показано на рис. Ш.56. На этой
схеме RA — активная составляющая входного сопротивления
антенны. На сопротивлении RA выделяется полезная мощность,
которая развивается передатчиком.
Для упрощения анализа второй контур рассматриваемой свя-
занной системы исключим, а действие его на первый контур уч-
тём, включив некоторое сопротивление Za (рис. Ш.5в). Добавоч-
ное сопротивление Za называется сопротивлением, вносимым в
контур из антенны. Из курса радиотехники известно, что
Х^ X2
ZA~^RA-^*A = R'A-iXA> (ШЛЗ)
гА гА.
139
где
Х„ = wM
ZA = V'R2a + X2a
(III.14)
ХА — реактивное сопротивление антенны,
М — коэффициент взаимоиндукции между цепями антенны
и контуром.
Если контур антенны настроен, а практически так
бывает, то
*л = °
Z. = R. = -2-
А А Ra
обычно и
(III.15)
Выражение (III.15) показывает, что при настройке в резо-
нанс антенна вносит в анодный контур только активное сопро-
тивление. Изменением величины связи можно изменять вносимое
сопротивление. При этом будет изменяться только эквивалентное
сопротивление анодного контура R&, а частота настройки его
будет сохраняться. Величина эквивалентного сопротивления про-
межуточного контура определяется выражением
Ra хсв
г +----
Ra
(III.16)
где р — коэффициент связи контура с лампой>
р — характеристическое сопротивление,
г — сопротивление потерь в контуре,
хса — сопротивление связи с антенной,
RA— активная составляющая входного сопротивления ан-
тенны.
Из выражения (III.16) следует, что имеются два способа из-
менения сопротивления Ra: один путём изменения коэффициен-
та р, другой путём изменения сопротивления Хсв.
Определим коэффициент полезного действия промежуточного
контура как отношение мощности, выделяемой в антенне, к мощ-
ности, подводимой к промежуточному контуру от лампы:
ра _ {kra_________________Ra _ ।____________г
+ ~ r + R'A ~ r + R'A ’
(III.17)
г
Здесь ~ — отношение сопротивления потерь в самом
Н-^л
140
контуре к полному сопротивлению с учётом того, что к сопро-
тивлению потерь добавляется сопротивление, внесённое из ан-
тенны.
Обозначая эквивалентное сопротивление ненагруженного кон-
тура (при холостом ходе) как
02
«.„-Р’-Т- (Ш-18)
и принимая во внимание (III.16), можно написать
г + Рд Ра хх
С учётом этого равенства ф-ла (III.17) записывается в бо-
лее простой форме, как
р
^=1--^-. (III.20)
хх
Выражение (III.20) показывает, что для получения боль-
р
того г]к нужно, чтобы отношение —— было мало. Следо-
хх
вательно, добиваясь, чтобы величина Ra получилась такой,
какая требуется для заданного режима лампы, надо стремить-
ся сохранить Raxx максимальным. Но согласно (III.18) для
этого надо брать коэффициент р максимальным, т. е. равным
единице. Таким образом, приходим к выводу о целесообразно-
сти регулировки R№ путём изменения Хсв, а не р, так как при
этом возможно получение наиболее высокого кпд промежуточ-
ного контура. Регулировка R№ путём изменения р невыгодна,
так как ведёт к снижению г]к.
Для пояснения вышесказанного рассмотрим графики, изобра-
жённые на рис. III.6. Здесь в качестве независимого переменного
взято сопротивление Хсв. Допустим, что X св изменяется в преде-
лах от 0 до 50 ом. При изменении Хсв согласно (III. 16) будет
изменяться R№; пусть, например, оно изменяется от 1 до 16 ком.
Значения R а отложены на оси абсцисс внизу. Колебательная
мощность, отдаваемая лампой в контур, Р\ получается макси-
мальной при таком Ra , которое обеспечит работу лампы в крити-
ческом (или близком к нему) режиме. Пусть это имеет место
при /?а=2 ком, что соответствует Xfe=29 ом. При R& <2 ком
режим недонапряжёпный, при Ra >2 ком — перенапряжённый; в
обоих этих случаях мощность уменьшается. Предположим,
что определяемое выражением (III.20), изменяется по кри-
141
вой, показанной на рис. III.6 пунктиром. Согласно этой кри-
вой при Хг, = 29 ом =0,95, вследствие чего мощность, выде-
ляемая в полезной нагрузке, РА лишь незначительно меньше
мощности Pi.
Если в генераторе с
этим же контуром взять
анодную связь р в два ра-
за меньше, чем в предыду-
щем случае, то согласно
(III.16) сопротивление
R'a уменьшится в четыре
раза по сравнению с со-
противлением Ra. Значе-
ния Ra отложены на оси
абсцисс внизу. В та-
tcfOf1 ком же отношении изме-
нится Raxx- Поэтому кри-
вая = f (Хсе) совпа-
Рис. III.6 дёт с кривой /(Хев).
Максимум мощности Р/
в этом случае останется таким же, как прежде, и будет иметь
место при этом же сопротивлении R'a =2 ком. Но при этом со-
противление связи будет меньше (около 12 ол) и кпд ниже. В
связи с этим мощность в нагрузке Р’А окажется заметно мень-
ше мощности РА.
III.3. СХЕМЫ ПИТАНИЯ АНОДНЫХ ЦЕПЕЙ ГЕНЕРАТОРОВ
В анодную цепь лампового- генератора входят промежуток
анод—катод лампы, нагрузка (колебательный контур) и источ-
ник питания, дающий напряжение Еа. Прежде чем рассматри-
вать, как эти три элемента включаются в схему, перечислим
основные принципы, которыми следует руководствоваться при
составлении схем.
1. Должна существовать замкнутая цепь для постоянной со-
ставляющей анодного тока. Этот ток протекает от плюса ис-
точника Еа к минусу через лампу и желательно, чтобы падение
напряжения от него создавалось только на лампе.
2. Должна существовать замкнутая цепь для тока первой
гармоники Iai. Источником этого тока является лампа. Ток
первой гармоники, протекая от источника по внешней цепи, дол-
жен обязательно протекать через нагрузку (колебательный кон-
тур) и развивать в ней полезную мощность. Создание цепей,
параллельных полезной нагрузке, так же, как включение после-
142
дователъно с полезной нагрузкой сопротивлений, является неже-
лательным, так как может привести к ненужным потерям по-
лезной мощности. В частности, нельзя допускать, чтобы ток пер-
вой гармоники протекал через источник питания.
3. В анодной цепи, помимо тока первой гармоники, протека-
ют также токи высших гармоник. Источником их является лам-
па, работающая в режиме колебаний второго рода. Сопротив-
ление внешней цепи для токов высших гармоник должно быть
по возможности близким к нулю. В противном случае на аноде
лампы появится переменная составляющая напряжения этих
гармоник, которая может вызвать изменение режима лампы,
уменьшение полезной мощности, снижение коэффициента по-
лезного действия.
Три элемента — лампу, колебательный контур и источник пи-
тания — можно включать либо последовательно друг с другом,
либо параллельно. В первом случае схему называют схемой по-
следовательного питания, во втором — схемой параллельного
питания.
На рис. III.7 изображено три варианта схемы последователь-
ного питания. Одну из точек анодной цепи любой схемы соеди-
няют с корпусом передатчика или, как обычно говорят, «зазем-
ляют». В стационарных радиостанциях корпус передатчика дей-
ствительно соединяют с «заземлением». «Заземление» позволя-
ет сократить длину монтажных проводов, так как часть их мо-
жет быть заменена соединением с корпусом передатчика. В мощ-
ных передатчиках с большим напряжением Еа одновременно
достигается экономия изоляционных материалов (нужно изоли-
ровать только один полюс источника Еа, а не оба, как это по-
требовалось бы, если бы заземления не было). Наконец, надле-
Рис. III.7
жащим выбором схемы и точки заземления можно исключить
вредное влияние паразитных ёмкостей источников питания от-
носительно заземлённого корпуса передатчика. Сравнивая с этих
точек зрения схемы рис. III.7а и III.76, легко заметить, что вто-
рая схема значительно хуже первой. Наиболее серьёзным недо-
статком схемы рис. III.76 является то, что в ней паразитные ём-
кости источника Еа оказываются включёнными параллельно ко-
143
лебательному контуру. Полная ёмкость контура в этой схеме рав-
на С„олн=Ск+2Спараз. Добавление к ёмкости Ск паразитных ём-
костей нежелательно,, во-первых, потому, что эти ёмкости не-
стабильны, во-вторых, они вносят в контур большие потери, так
как диэлектрики, применяемые в источнике Еа, не рассчитаны на
пропускание токов высокой частоты; наконец, в мощных пере-
датчиках токи высокой частоты, протекающие через источник Еа,
будут разогревать изоляцию и уменьшать диэлектрическую проч-
ность силовых кабелей, трансформаторов, конденсаторов фильт-
ров и пр., так как изоляция этих деталей рассчитана только на
ток промышленной частоты. По этим соображениям схему
рис. Ш.76 не следует применять.
Что касается схемы рис. III.7а, то она также несовершенна,
потому что и в ней ток высокой частоты будет протекать через
источник Еа. Таким образом, приходим к необходимости услож-
нить схему путём добавления блокировочных элементов Сб и
L6, как показано на рис. III.7в.
Выбор величины блокировочных элементов производится на
основании следующих соображений. Через блокировочный кон-
денсатор должны протекать все переменные составляющие
анодного тока: Zol, Iа2,1а3,... и, кроме того, та часть контурно-
го тока, которая протекает через выходную ёмкость лампы Свых
(так как цепочка последовательно включённых Свых и Сб при-
соединена параллельно контурному конденсатору Ск),
Сопротивление конденсатора Сб надо выбрать таким, чтобы
все указанные токи создавали на нём падение напряжения, зна-
чительно меньшее, чем напряжение на контуре. Потребовав, на-
пример, чтобы падение напряжения на блокировочном конден-
саторе было в 200 раз меньше Ua, получаем следующие рас-
чётные соотношения:
ыСз 200 . (III.21)
Сб>200Саых
Чтобы ток высокой частоты не протекал через источник пи-
тания и замыкался через блокировочный конденсатор, включа-
ется блокировочный дроссель, сопротивление которого должно
быть много больше сопротивления конденсатора.
Можно, например, задаться следующим условием:
<oL6>200—. (II 1.22)
Для диапазонных передатчиков можно задать требование,
чтобы соотношения (III.21) и (III.22) выполнялись на краях-
заданного диапазона частот.
144
Следует заметить, что соотношения для выбора блокировоч-
ных элементов являются ориентировочными и даже значительные
отклонения от них не нарушают работы схемы.
Блокировочный конденсатор должен быть выбран не только
по величине ёмкости, но также по типу, рабочей частоте, рабо-
чему напряжению и допустимому току или мощности.
Типовые дроссели промышленностью не выпускаются. При
проектировании дросселя нужно учитывать ток, протекающий
через дроссель, рабочее напряжение, а также длину обмоточно-
го провода. Может оказаться, что длина провода соизмерима с
длиной волны. Сопротивление дросселя в этом случае определя-
ется из выражения
Xdp = Wtg2«-!r, (II 1.23)
Л
где W — волновое сопротивление,
I — длина провода, из которого намотан дроссель,
% — длина волны.
Чтобы сопротивление дросселя было достаточно большим,
нужно иметь большое волновое сопротивление W. Для этого
выгодно использовать цилиндрическую однослойную обмотку,-
тонкий провод и большой шаг намотки. Кроме того, необходи-
мо, чтобы ни на какой волне рабочего диапазона длина обмо-
точного провода дросселя не была бы близка к половине длины
волны или целому числу полуволн, потому что при этом, как
показывает выражение (III.23), реактивное сопротивление дрос-
селя может оказаться близким к нулю, как у линии с распреде-
лёнными постоянными длиной —. Из выражения (III.23) сле-
дует, что сопротивление дросселя будет максимальным на ча-
стотах, при которых длина провода будет близка к —.
Преимуществом схемы последовательного питания по срав-
нению со схемой параллельного питания, как это мы увидим
дальше, является наличие небольшого числа блокировочных
элементов, требования к параметрам которых легко могут быть
удовлетворены. Недостатком является то, что контурная катуш-
ка LK находится под потенциалом Еа. Это создаёт неудобства,
особенно в тех случаях, когда Еа велико (в передатчиках боль-
шой мощности) и велики размеры катушки LK (длинные вол-
ны). В этих случаях трудно изолировать катушку от корпуса
передатчика и обеспечить необходимые мероприятия по техни-
ке безопасности. Даже при выключенном источнике Еак ка-
тушке опасно прикасаться, так как на ней и на конденсаторах
может сохраняться статический заряд.
Схема последовательного питания обычно применяется в сту-
пенях передатчиков коротких волн и иногда в маломощных сту-
пенях передатчиков средних и длинных волн. В мощных сту,-
10—417
145
Рис. Ш.8
пенях передатчиков средних и длинных волн её применять не
рекомендуется.
Схема параллельного питания анодной цепи изображена на
рис. III.8. В этой схеме лампа, источник Еа и контур включены
параллельно друг другу. Для "того
чтобы первая гармоника анодного
тока проходила через контур и для
неё не было бы параллельного пути
через источник Еа, включается бло-
кировочный дроссель Ьб. Практичес-
ки очень большое сопротивление
дросселя получить не удаётся, по-
этому, чтобы ток высокой частоты не
попадал в источник Еа, ставится ещё
и блокировочный конденсатор С6,
сопротивление которого для тока высокой частоты должно быть
мало по сравнению с сопротивлением дросселя. Разделитель-
ный конденсатор Ср служит для того, чтобы постоянная состав-
ляющая анодного тока замыкалась на землю через лампу, а не
через катушку LK. Для того чтобы на конденсаторе Ср не созда-
валось падения напряжения от протекающего через него тока
высокой частоты, его величину следует выбирать такой, чтобы
его сопротивление было достаточно малым по сравнению с со-
противлением контура. Расчётные формулы для определения ве-
личин блокировочных элементов могут быть получены на осно-
вании следующих соображений.
Дроссель Ьб для тока высокой частоты можно считать вклю-
чённым параллельно катушке LK. Чем больше индуктивность
дросселя по сравнению с индуктивностью контурной катушки, тем
меньшая часть контурного тока будет в него ответвляться. Часть
контурного тока, протекающего через дроссель, может быть
оценена выражением
= (III.24)
ы^дР
Через дроссель протекает также постоянная составляющая
анодного тока 1а0. Таким образом, эффективное значение тока,
протекающего через дроссель, будет
Л)р. эфф
Если выполнить условие
(II 1.25)
(II 1.26)
'~=-2Ч..
146
то 1ар,Эфф~1»051а0. Таким образом, если выполняется условие
(III.26), то эффективный ток в дросселе будет только на 5%
больше тока /а0. Следовательно, практически провод для дроссе-
ля можно выбирать только по току /вЭ, не учитывая переменной
составляющей Дроссель при этом получится минимальных
размеров и стоимости. Подставляя (III.26) в (III.24)> полу-
чаем
. vLdp = 2-^. (III.27)
Блокировочный и разделительный конденсаторы можно вы-
бирать из следующих соотношений:
1 s^Ldp
шСр 10
Разделительный конденсатор не следует выбирать чрезмер-
но большим, потому что паразитная ёмкость этого конденсато-
ра относительно корпуса передатчика оказывается включённой
параллельно контуру.
Расчётные ф-лы (III.27) и (III.28) являются ориентировочны-
ми и для них остаются справедливыми все замечания, сделанные
к ф-лам (III.21) — (III.23).
Достоинством схемы параллельного питания является то,
что контурную катушку и контурный конденсатор не нужно
изолировать бт корпуса передатчика. С учётом этого схема ча-
сто применяется в мощных ступенях передатчиков средних и
длинных волн. В передатчиках коротких волн, особенно в мощ-
ных ступенях, схема почти не применяется вследствие того, что
в ней параллельно контуру включён блокировочный дроссель
и паразитная ёмкость по отношению к земле разделительного
конденсатора Ср. Паразитные ёмкости этих блокировочных эле-
ментов добавляются к ёмкости контура и уменьшают само по
себе малое на коротких волнах характеристическое сопротивле-
ние контура.
Ш.4. ВЫБОР ПАРАМЕТРОВ КОНТУРА. РАСЧЁТ ЭЛЕМЕНТОВ
АНОДНОЙ ЦЕПИ ГЕНЕРАТОРА
Расчёт элементов анодной цепи следует начинать с выбора
элементов контура LK и Ск. При расчёте бывает задана часто-
та, на которой должен работать генератор, или диапазон ча-
стот. В этих условиях, вообще говоря, значение одного из эле-
ментов контура LK или Ск может быть выбрано произвольно,
10* 147
а значение другого должно быть определено из условия <оо^к=
= —. Однако для получения высокого коэффициента полез-
но Ск
ного действия контура желательно, чтобы ёмкость контура бы-
ла поменьше, чтобы получить большие р и R. ахх. С другой сто-
роны, слишком маленькую ёмкость контура иметь невыгодно,
потому что при этом будет велико влияние паразитных ёмко-
стей, которые нестабильны, и, кроме того, будет плохая фильт-
рация гармоник.
В диапазоне длинных и средних волн эти противоречивые
требования к контуру удаётся удовлетворить, если выбирать
ёмкость контура равной
Ск(пф)^(1 н-2)Цл*). (II 1.29)
Конденсаторы, применяемые в контурах, изготавливаются
промышленностью. Поэтому практически выбор ёмкости кон-
турного конденсатора производится по каталогу, по которому
подбирается конденсатор, подходящий по величине ёмкости.
При выборе конденсатора необходимо обратить внимание, при-
годен ли выбранный тип конденсатора для того диапазона ча-
стот, в котором предполагается его использовать, убедиться в
том, что конденсатор подходит по рабочему напряжению и по
величине допустимого тока. Для некоторых типов конденсато-
ров в справочниках указывается допустимая реактивная мощ-
ность, которую может пропускать конденсатор. Реактивная
мощность обычно указывается в вольтамперах (или киловольт-
амперах). Если окажется, что конденсатора с подходящими па-
раметрами нет, его можно составить из нескольких конденса-
торов, включённых параллельно и последовательно друг другу.
Обычно паразитные ёмкости схемы: междуэлектронные ём-
кости ламп, распределённые ёмкости катушки, ёмкости между
монтажными проводниками и другие, — составляют величину
порядка 20—100 пф. Для коротковолновых контуров эта ёмкость
Не только достаточна, но на самых коротких волнах оказывает-
ся даже чрезмерно большой. Поэтому в контуры коротковолно-
вых передатчиков, если настройка контура производится пере-
менной ёмкостью, стремятся включать конденсатор настройки
с минимальной начальной ёмкостью. Обычно начальная
ёмкость бывает порядка 20—50 пф (подробнее об этом см.
раздел III.9 п. б). Если настройка производится переменной ин-
дуктивностью, то в самой коротковолновой части диапазона ём-
костью контура служит паразитная ёмкость схемы. Только в
длинноволновой части диапазона для того, чтобы катушка не
получилась слишком большой, подключают небольшие по вели-
чине конденсаторы постоянной ёмкости.
148
После выбора или определения ёмкости можно определить
характеристическое сопротивление контура и требуемую вели-
чину индуктивности. Рекомендуется пользоваться следующими,
расчётными формулами:
р = 530—, (Ш.ЗО)
С
LK = 0,281-у. (III.31)
В этих формулах принята следующая размерность величин:
р — в ом, LK — в мкгн, Л — в м, С — в пф.
Промышленность не изготавливает типовые контурные ка-
тушки. Конструирование катушки входит в проектирование пе-
редатчика.
Произведём оценку добротности контура и определяющих её
факторов. Добротность контура в основном определяется доб-
ротностью катушки, величина которой может быть получена по-
рядка Q = 504-200.
Такие значения добротности могут быть достигнуты для ка-
тушек в диапазоне длинных, средних, коротких, а также ультра-
коротких волн. Величина добротности зависит от сечения и ма-
териала обмоточного провода, от количества и качества диэлек-
трика, применяемого для крепления катушки, от размеров и ка-
чества экрана. Получение катушки с большой добротностью свя-
зано с увеличением её размеров, с затратой более дорогостоя-
щих материалов.
На начальной стадии проектирования добротностью катуш-
ки будем'задаваться. Однако, задаваясь добротностью катушки,
необходимо помнить, что потом, на однок из последующих эта-
пов проектирования, могут возникнуть трудности в осуществле-
нии выбранной слишком большой добротности. Из этих сообра-
жений большими значениями добротностей следует задаваться
только при проектировании мощных ступеней передатчика. В ма-
ломощных ступенях следует выбирать катушки с небольшой доб-
ротностью, потому что при этом они могут быть сделаны неболь-
ших размеров и дешёвыми. Кроме того, при большом значении
Q могут возникнуть трудности при настройке ступени: малейшая
неточность настройки приведёт к резкому уменьшению Ra кон-
тура. .
Коэффициент полезного действия контура определяется по
ф-ле (III.20) как ' ,
149
В этой формуле р и Q — параметры промежуточного конту-
ра, a Ra —эквивалентное сопротивление, величина которого оп-
ределяется из расчёта режима лампы. Если окажется, что най-
денная таким образом величина г]к мала, следует либо задаться
большими значениями р и Q, либо, если это нежелательно, так
изменить режим лампы, чтобы для неё требовалось бы меньшее
сопротивление нагрузки Ra. Такой режим можно получить при
меньшем напряжении Еа и лучшем использовании лампы по то-
ку. Если и это не даст желаемого Повышения коэффициента
полезного действия контура, следует отказаться от использова-
ния первоначально намеченной лампы и взять лампу другого
типа, для которой требуется меньшее сопротивление нагруз-
ки R*.
Для определения необходимой величины связи с антенной
можно воспользоваться выражением (III.16), которое легко
привести к следующему виду:
Хе. = 1/(ПЕ32)
т \ К-се J г \ К-се /
Здесь RA— активная составляющая входного сопротивления
антенны, которая определяется при расчёте антенны или бывает
заданной. В случае, если передатчик работает на фидер, вме-
сто Ra следует подставлять волновое сопротивление фидера W;
в ф-ле (III.32) р, Q и т]к — параметры промежуточного контура.
Если применяется индуктивная связь контура антенны с про-
межуточным контуром, как, например, на схеме рис. III.5, то по
сопротивлению Хсв может быть найдена требуемая величина
взаимной индуктивности М. Затем из конструктивного расчёта
вариометра связи можно определить индуктивность катушки
' связи Lca. Учтя реактивную составляющую входного сопротив-
ления антенны, можно выбрать остальные реактивные элементы
контура антенны так, чтобы контур можно было бы настроить
в резонанс.
При других схемах связи контура антенны с промежуточным
контуром (эти схемы рассматриваются в разделе II 1.9) поря-
док расчёта остаётся таким же, однако по сопротивлению %св
определяется не величина взаимной индуктивности, а парамет-
ры других элементов связи.
Параметры, определяющие входное сопротивление антенны
(Ra и Ха), не остаются постоянными в диапазоне частот. К то-
му же на разных частотах могут использоваться различные ан-
тенны. Поэтому при проектировании диапазонных передатчи-
ков необходимо убедиться в том, что пределы регулировки X ся
150
достаточны для обеспечения выбранного режима ламп выход-
ной ступени при экстремальных значениях Яд. Необходимо про-
верить также, можно ли настроить в резонанс антенный контур
при крайних значениях Хд.
Ш.5. СХЕМЫ ПИТАНИЯ И РАСЧЁТ ЭЛЕМЕНТОВ
СЕТОЧНЫХ ЦЕПЕЙ
В цепи управляющей сетки генератора имеются три основ-
ных элемента: источник возбуждения (возбудитель), источник
отрицательного смещения и вход лампы, которые также могут
быть соединены либо последовательно, либо параллельно. На
рис. Ш.9а изображена схема последовательного питания цепи
сетки, а на рис. III.96 — параллельного. В первой из этих схем
имеется только один блокировочный элемент — конденсатор Сб,
назначение которого состоит в том, чтобы замкнуть цепь пере-
менной составляющей тока сетки в обход источника смещения
Ес. Достоинством этой схемы является её простота. Схема, изо-
бражённая на рис. Ш.9а, может применяться только в тех слу-
чаях, когда используется трансформаторная связь ступени с ис-
точником возбуждения.
В схеме параллельного питания имеются три блокировочных
элемента: разделительный конденсатор С р, блокировочный дрос-
сель L6 и блокировочный конденсатор С б. Разделительный кон-
денсатор Ср для тока высокой частоты должен представлять до-
статочно малое сопротивление в сравнении со входным сопротив-
лением лампы. Ставится он для того, чтобы постоянное смеще-
ние подавалось на сетку лампы и не могло попасть в источник
возбуждения и чтобы постоянное напряжение на выходе возбу-
дителя, если оно имеется, не могло попасть на сетку лампы.
Блокировочный дроссель L6 пропускает постоянную состав-
ляющую тока сетки, а для переменной составляющей его со-
противление должно быть велико по сравнению с входным со-
противлением лампы. Блокировочный конденсатор Сб для тока
151
высокой частоты должен иметь сопротивление значительно
меньше, чем сопротивление дросселя.
Таким образом, между элементами схемы должны быть сле-
дующие соотношения:
“Аб » zex
~~<^вх
у» OJC
<^Ср
—-«^б
шСб
(II 1.33)
Входное сопротивление лампы Zex можно представить как
активное сопротивление, параллельно которому включена ём-
кость. Активная часть этого сопротивления определяется отно-
шением Шунтирующая это сопротивление ёмкость является
‘cl
входной ёмкостью лампы. В схемах с заземлённым катодом, по-
казанных на рис. III.9, в диапазоне от ультракоротких до сред-
них волн активная составляющая входного сопротивления ока-
зывается одного порядка с сопротивлением входной ёмкости.
Рис. ШЛО
Поэтому при выборе блокировочных элемен-
тов можно не учитывать одно из этих сопро-
тивлений. Так как входная ёмкость лампы
приводится в справочниках, то удобнее пре-
небречь активной составляющей входного
сопротивления.
В качестве источников напряжения сме-
щения могут применяться химические источ-
ники, динамомашины, выпрямители; наряду
с этими источниками может быть использо-
вано автоматическое смещение. В зависимо-
сти от типа применяемого источника схемы
питания сеточной цепи также несколько ви-
доизменяются. Схемы, показанные на
рис. III.9, используются при получении сме-
щения от химических источников или дина-
момашины. Когда в качестве источника сме-
щения используется выпрямитель, эти схемы
непригодны. Рассмотрим, например, схему,
изображённую на рис. III.10. Источником
постоянной составляющей тока сетки яв-
ляется лампа; внешними зажимами этого источника следует счи-
тать входные зажимы лампы. Ток по внешней цепи должен про-
текать в направлении, показанном на рисунке, от катода к сет-
ке лампы. Но выпрямитель в этом направлении не пропускает
152
ток. Следовательно, в схеме рис. III. 10 нет замкнутой цепи для
постоянной составляющей тока сетки. Схема, свободная от это-
го недостатка, изображена на рис. III.il. В этой схеме выпрями-
тель нагружается на потенциометр R, который и обеспечивает
образование замкнутой цепи для тока Ic0. С помощью потенцио-
метра производится также плавная регули-
ровка напряжения смещения. Величина сме- с
щения может быть найдена из выражения д
—аг
E^-I^-I^. (II 1.34)
Для того чтобы напряжение смещения не/^
зависело от величины тока сетки и режима
лампы, величину полного сопротивления по-
тенциометра R нельзя выбирать слишком
большой. Нужно выполнить условие, чтобы
Практически R выбирают такой ве-
личины, чтобы
былряг*
Рис. Ш.Н
/0 == (3 + 5) 7с0.
(111.35}
Схемы сеточной цепи при автоматическом смещении изобра-
жены на рис. III.12. Для схемы 111.12г? элементы цепи смещения
определяются по формулам:
Ес — — Uай + со) &к
1
(II 1.36)
Величина смещения здесь зависит от анодного тока. Кроме
того, автоматическое смещение ограничивает мощность, рас-
Рис. III.12
сеиваемую на аноде лампы в аварийном режиме, когда на сетку
не подаётся напряжение возбуждения. На сопротивлении RK
выделяется значительная мощность, что ограничивает примене-
ние автоматического смещения в мощных ступенях передат-
15а
чиков. В схемах III.126 и III.12е смещение получается за счёт
протекания тока сетки через сопротивление Rc, величина кото-
рого находится из выражений:
Rc =—-^-<RC. (Ш.37)
Для питания цепи экранирующей сетки используются схе-
мы, изображённые на рис. III.13. Схема рис. III.13а является
Рис. III.13
наиболее простой,
от режима лампы,
формулам:
Её недостатком является зависимость Ес2
Расчёт элементов схемы производится по
। _ Еа — Ес%
сг —
;С20
(II 1.38)
Сб свых+свх
Выполнение двух последних условий в (III.38) обеспечивает
почти полное отсутствие на экранирующей сетке переменного
напряжения высокой частоты.
В схеме на рис. III.136 напряжение на экранирующей сетке
Ес2 мало зависит от режима работы лампы. Сопротивления
Ri и R2 в этой схеме выбираются такими, чтобы ток, проте-
кающий через сопротивление Ri, был бы больше тока /с2о в не-
сколько раз. Расчёт элементов цепи может быть произведён по
формулам:
^^(3+-5)7с20
g;2 • <ш-39)
Еа R1 4* Ri
154
Недостатком такой схемы является то, что на сопротивле-
ниях Ri и /?2 рассеиваются значительные мощности.
Схема рис. III.13е требует отдельного выпрямителя для пи-
тания цепи экранирующей сетки. Ограничительное сопротивле-
ние Ro3P в этой схеме необходимо для того, чтобы ограничить
величину тока экранирующей сетки в режиме, когда отсутству-
ет напряжение на аноде лампы.
Ш.6. СХЕМЫ ПИТАНИЯ И РАСЧЁТ ЦЕПЕЙ НАКАЛА
Питание цепей накала может осуществляться от источников
постоянного тока (химические источники, динамомашины, вы-
прямители) и переменным током от трансформаторов накала.
В настоящее время все мощные передат-
чики, в том числе и радиовещательные,
строятся с питанием цепей накала пере-
менным током.
Простейшая схема питания цепи
накала переменным током изображена
на рис. III.14. Недостаток этой схемы
состоит в том, что в ней потенциал сетки
изменяется с частотой 50 гц (частота пи-
тающей сети). Амплитуда напряжения
на сетке относительно правого конца ни-
ти накала (точка 3) равна относи-
тельно левого конца (точка 1) равна нулю, относительно середи-
ны нити (точка 2) равна 0,5t/„. Эго приводит к модуляции
анодного тока лампы, называемой фоном.
Рис. III.14
Рис. III.15
Схемы, позволяющие избавиться от фона 50 гц, изображены
на рис. III. 15а и III.156. В обеих этих схемах средняя точка це-
пи накала заземлена. На схеме рис. III.15а заземлена средняя
точка трансформатора, а на схеме рис. III.155 создана искусст-
155
венная средняя точка. Обе схемы приблизительно равноценны
и применяются одинаково часто.
В книге «Электропитание радиоустройств» Б. П. Терентьева
показано, что на сопротивлении R в схеме рис. III.156 будет вы-
деляться минимальная мощность, если его выбирать из усло-
вия
. (111.40)
'ао "г 'со
Мощность, выделяющаяся на сопротивлении, и напряжение
автоматического смещения, получающееся при этом значении R
на сетке лампы при протекании через него тока, определяются
по формулам:
Р — | g
Ес=-- —L и н
с 2
(III.41)
Блокировочные конденсаторы С в обеих схемах служат для
того, чтобы переменная составляющая тока высокой частоты
замыкалась на корпус и через пего на контур, не протекая через
источник .U.H. Выбор величины ёмкости этих конденсаторов мо-
Рис. III.16
жет быть произведён из условия, чтобы напряжение высокой ча-
стоты на этих ёмкостях было достаточно мало. Для этого можно
использовать расчётные ф-лы (III.21).
В мощных генераторах, помимо фона 50 ги, возникает ещё
фон с частотой 100 гц. Основной причиной его является магне-
156
тронный эффект, который состоит в том, что переменное маг-
нитное поле около катода мощной лампы достигает такой ве-
личины, при которой заметно искривляются траектории элек-
тронов и это вызывает пульсации анодного тока с частотой, в
два раза большей частоты тока, питающего нить накала. Для
борьбы с этим фоном применяют лампы с трёхфазным като-
дом. При использовании обычных ламп с однофазным катодом
в мощные ступени передатчиков ставят чётное количество
ламп (две или четыре) и нити накала этих ламп питают от
трансформаторов Скотта токами, сдвинутыми по фазе на 90°
при двух лампах и на 45° при четырёх лампах. (Подробнее об
этом см. в книге Б. П. Терентьева «Электропитание радиоуст-
ройств».)
Пример схемы генератора с питанием нитей накала тока-
ми, сдвинутыми по фазе на 90°, показан на рис. III.16.
III.7. ПАРАЛЛЕЛЬНОЕ И ДВУХТАКТНОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ ЛАМП
Для повышения мощности часто в ступень усиления вклю-
чают несколько ламп. Мощность ступени при этом будет близ-
кой к суммарной мощности всех ламп. Лампы можно вклю-
чать либо параллельно друг другу, либо по двухтактной схеме.
В каждом плече двухтактной схемы может включаться по
несколько ламп впараллель. Пример схемы с параллельным
включением ламп показан на рис. III.16. На этой схеме однои-
мённые электроды ламп для тока высокой частоты соединены
попарно вместе. По постоянной составляющей тока они разде-
лены. Это сделано для того, чтобы можно было производить
индивидуальный подбор режима каждой лампы, так как прак-
тически параметры ламп могут быть не совсем одинаковыми.
^Необходимо отметить, что лампы при совместной работе на
общую нагрузку воздействуют друг на друга. Напряжение на
общем контуре схемы рис. III.16 можно представить в следую-
щем виде:
(Ш.42)
Кажущееся сопротивление нагрузки для каждой из ламп
будет:
(II 1.43)
157
Эти выражения показывают, что кажущееся сопротивление на-
грузки для каждой из ламп зависит не только от сопротивле-
ния контура Ra, но также и от соотношения токов, протекаю-
щих в анодных цепях ламп. Так, например, если вторая лампа
заперта и ток Га1 =0, сопротивление нагрузки для первой лам-
пы будет равно R№. Это сопротивление активно, так как контур
настроен в резонанс. Если работают обе лампы и ток /“,¥=0, ка-
жущееся сопротивление для первой лампы будет больше Ra
(•^н >.
1 -|—— | раз и может оказаться комплексным, если анодные
Ial J
токи ламп не будут синфазными. Наиболее выгодным является
соотношение Ial = i'al- В этом случае кажущееся сопротивление
для каждой из ламп активно и равно 2/?^. При этом каждая из
ламп может отдавать номинальную мощность, а мощность в
нагрузке возрастёт пропорционально числу параллельно вклю-
чённых ламп. Если анодные токи лампы различны по амплиту-
де и фазе, кажущиеся сопротивления нагрузок будут неодинако-
выми и комплексными. В этих условиях часть ламп, или даже
все лампы, не смогут отдавать в нагрузку номинальные мощ-
ности и ожидаемого выигрыша в мощности, пропорционального
числу ламп, не получится. Недостатками схемы с параллель-
ным включением ламп являются:
1) необходимость строгой синфазности и равенства ампли-
туд анодных токов параллельно-включённых ламп. Для дости-
жения этого необходима строгая симметрия схемы, обеспечива-
ющая для всех параллельно включённых ламп одинаковую дли-
ну проводников, подводящих напряжение возбуждения к сеткам
ламп и соединяющих аноды ламп с контуром, одинаковые па-
раметры ламп, блокировочных элементов и пр.;
2) увеличение вероятности возникновения в схеме паразит-
ных колебаний. Чтобы уменьшить возможность возникновения
паразитных колебаний, монтаж схемы рекомендуется делать
короткими и толстыми проводниками, индуктивное сопротивле-
ние которых мало;
3) увеличение вероятности возникновения неисправностей,
поскольку число ламп и других элементов схемы возрастает;
4) увеличение входной, выходной и проходной ёмкостей.
Увеличение указанных ёмкостей нежелательно, особенно на ко-
ротких волнах.
Все перечисленные соображения заставляют избегать па-
раллельного включения большого числа ламп. При необходимо-
сти обычно ограничиваются двумя и в редких случаях тремя
лампами.
158
Расчёт режима ступени при параллельном включении п
ламп рекомендуется производить сначала для одной лампы. За-
тем, предполагая полную симметрию схемы, считают, что ток
первой гармоники, протекающий через контур, и мощность, вы-
деляющаяся в ней, будут в п раз больше, а необходимое сопро-
тивление контура в п раз меньше, чем величины, полученные в
результате расчёта для одной лампы.
На рис. III.17а показана схема двухтактного включения
ламп. Здесь показаны направления, по которым протекают пер-
вые гармоники анодных токов и ГаГ При полной симметрии
схемы и режима ламп эти токи будут равны по амплитуде и в
контуре синфазны. Поэтому в общем провозе, соединяющем се-
Рис. III.17
редину контура с катодами ламп, где токи противофазны, токи
первой и всех нечётных гармоник будут отсутствовать. Токи вто-
рой и всех чётных гармоник в этом проводе складываются
(рис. III.176). Для нормальной работы схемы общий провод
должен существовать, т. е. средняя точка контура должна быть
заземлена. Целесообразно заземлять середину ёмкостной ветви
контура, потому что это обеспечивает меньшее сопротивление
контура для чётных гармоник. Можно заземлять (по высокой
частоте) середину катушки контура. Однако одновременное
заземление середины ёмкостной и индуктивной ветвей контура
недопустимо, потому что средние точки ветвей, из-за возмож-
ной асимметрии, могут оказаться неточно средними для напря-
жения высокой частоты, т. е. неэквипотенциальными. Соедине-
ние таких точек общим проводом может вызвать асимметрию в
работе ламп. Для того чтобы при заземлённой ёмкостной вет-
ви контура избежать заземления индуктивной ветви через ис-
точник анодного питания, напряжение Еа подводят к середине
катушки через блокировочный дроссель L6. Индуктивность это-
го дросселя и ёмкость Сб можно выбирать в 5—10 раз меньше,
чем это требуется согласно ф-ле (II 1.21).
159
Рассмотрим требования к симметричности режима ламп.
Предположим, что контур настроен и симметричен. Ток в конту-
ре можно определить из выражения
Л=+д=ф ч'+т w=т ч' ('«+'«) • <’11 -44>
В этом выражении учтено то обстоятельство, что коэффи-
циент анодной связи для каждой из ламп р=-±~; Q' в ф-ле
(III.44) — рабочая добротность контура с учётом сопротив-
ления, вносимого нагрузкой. Вследствие симметрии контура на-
пряжения на анод'ах ламп равны. Поэтому
w.=(л==ф л - т № (/;, + с)=
+';>)• (ш-45>
где Ra — эквивалентное сопротивление контура между точка-
ми а' и а".
Кажущиеся сопротивления нагрузок для ламп определятся из
выражений:
(II 1.46)
Полученные выражения по структуре подобны выражениям
(III.43). Следовательно, требования к симметричности режима
ламп при двухтактном включении остаются такими же, как
при параллельном включении.
Если Га1 ~ кажущиеся сопротивления для обеих ламп
будут одинаковыми и равными -у- Ra.
Расчёт режима двухтактной схемы рекомендуется произво-
дить сначала для одной лампу. После этого для всей схемы
определяют сопротивление нагрузки, напряжение на контуре и
мощность; они, очевидно, будут в два раза большими, чем най-
денные из расчёта режима одной лампы.
Сравнивая двухтактную схему с однотактной, можно отме-
тить следующие её преимущества:
160
1) на нагрузке двухтактной схемы значительно уменьшено
напряжение чётных гармоник (оно было бы равно нулю при
идеальной симметрии). Поэтому схему выгодно применять в вы-
ходных ступенях передатчиков1);
2) схема удобна для согласования с симметричным двух-
проводным фидером и симметричной антенной. Такие фидеры
и антенны применяют на коротких волнах, поэтому особенно ча-
сто двухтактная схема применяется в выходных ступенях пе-
редатчиков коротких волн;
3) в двухтактной схеме легче осуществить нейтрализацию
вредного действия, проходной ёмкости ламп;
4) схему целесообразно использовать в диапазоне очень ко-
ротких волн, так как она позволяет питать аноды ламп через
среднюю точку контура, где напряжение высокой частоты очень
мало (почти равно нулю). Это обеспечивает меньшие потери в
блокировочных элементах схемы.
Имеет место также двухкратное уменьшение ёмкости, вно-
симой в контур лампами, так как междуэлектродные ёмкости
ламп оказываются включёнными последовательно. Если эти
ёмкости являются основными в контуре, тогда получается дву-
кратное увеличение эквивалентного сопротивления Од-
нако выигрыша в коэффициенте полезного действия контура это
не даёт, так как требуемое сопротивление контура в двух-
тактной схеме больше- чем в однотактной также в два раза.
Наряду с достоинствами схема имеет и существенные не-
достатки. Здесь так же, как при параллельном включении
ламп, увеличивается вероятность возникновения паразитных
колебаний, схема требует подбора одинаковых элементов в пле-
чах, требует симметричного монтажа, в ней почти удвоенное ко-
личество деталей, что приводит к уменьшению надёжности ра-
боты.
В последнее время начинают отказываться от применения двух-
тактных схем и переходить к однотактным на всех диапазонах
волн. Объясняется это тем, что постепенно изменяются требо-
вания к передатчикам. Одним из основных требований стано-.
вится требование максимальной надёжности работы. В этих
условиях отмеченные выше достоинства двухтактной схемы ста-
новятся малосущественными, а её недостатки выдвигаются на
первый план. В подтверждение этого приводятся следующие
соображения:
1) двухтактная схема только ослабляет гармоники, но не
уничтожает их. Поэтому при применении двухтактной схемы на
выходе передатчика всё равно приходится ставить фильтр, пре-
1) Можно показать, что наиболее эффективно чётные гармоники подавля-
ются при индуктивной связи фидера с конт’фом двухтактной схемы. В этом
случае токи чётных гармоник не попадают в фидер.
11—417 161
пятствующий прохождению высших гармоник в антенну. Пере-
ход от двухтактной схемы к однотактной заставит только не-
сколько изменить требования к этому фильтру;
2) на крупных автоматизированных радиоцентрах начинают
применять несимметричные коаксиальные фидеры. При исполь-
зовании коаксиального фидера однотактная схема становится
удобнее двухтактной;
3) преимущество двухтактной схемы перед однотактной в
отношении лучшей нейтрализации проходной ёмкости начинает
отпадать в связи с отказом на коротких волнах от ступени с за-
землённым катодом и переходом к схеме с общей сеткой, а так-
же в связи с тем, что в выходных ступенях начинают применять-
ся мощные тетроды. В обоих этих случаях нейтрализация не
нужна.
Ш.8. СХЕМА С ОБЩЕЙ СЕТКОЙ
Схема с общей сеткой приведена на рис. III.18. В этой схеме
сетка лампы заземлена через конденсатор Сс, а катод по высо-
кой частоте изолирован от земли с помощью дросселя LH. В схе-
ме, по сравнению со схемой с заземлённым катодом, добавилось
пять элементов: конденсатор Сс, два конденсатора Сн и два
дросселя.
Все остальные элементы такие
же, как в схеме с заземлённым
катодом, и отвечают тем же тре-
бованиям. Определим назначение
дополнительных элементов в этой
схеме и предъявляемые к ним тре-
бования. Назначение конденсато-
ра Сс состоит в том, чтобы по вы-
сокой частоте сетка соединялась
с корпусом или с землёй и вместе
с тем была изолирована от земли
по постоянной составляющей
(чтобы на сетку можно было по-
дать требуемое напряжение сме-
щения Ff).
Рис. III. 18
У современных ламп, предназначенных для использования в
схеме с общей (заземлённой) сеткой, индуктивность вывода сет-
ки очень мала и её можно не учитывать. Конденсаторы Сс де-
лаются специальной конструкции, при которой обеспечивается ма-
лая индуктивность выводов. При этих условиях можно считать,
что междуэлектродная ёмкость лампы Саси конденсатор Сс об-
разуют ёмкостный делитель напряжения. Напряжение .Uк вы-
зывает ток через этот делитель напряжения. Падение напряже-
162
ния на конденсаторе Сс представляет собой напряжение обрат-
ной связи.
Потребуем, чтобы напряжение обратной связи было мало в
сравнении с напряжением Uc. Если принять — 0,1 и за-
даться, чтобы напряжение обратной связи составляло 5%' от
Uc, тогда получим
Сс^200Сас.
(Ш.47)
При выборе дросселей, включённых в цепь накала, можно ис-
ходить из тех же соображений, какие использовались для выбо-
ра дросселя в схеме параллельного питания анодной цепи [вы-
ражение (III.27)]. Эффективный ток, протекающий через каж-
дый из дросселей, определяется выражением
(Ш.48)
Потребовав, чтобы эффективный ток I эфф был больше эф-
фективного тока накала на 5%, получаем расчётное соотно-
шение
(Ш.49)
‘н
где LH — индуктивность двух дросселей 2LH, соединённых па-
раллельно;
Uс— амплитуда напряжения возбуждения;
1Н— эффективное значение тока накала.
Следует задаться выполнением условия (Ш.49) на самой
низкой частоте рабочего диапазона частот. Провод для дроссе-
ля должен выбираться из расчёта пропускания тока накала, ко-
торый в несколько раз превышает все другие составляющие то-
ка, протекающего в этой цепи. При конструировании дроссе-
ля необходимо убедиться в том, что длина обмоточного про-
вода на всех рабочих частотах будет меньше половины длины
волны.
Конденсаторы Сн являются разделительными. Их назна-
чение — не пропускать постоянную составляющую анодного
тока в источник напряжения возбуждения. Для того чтобы на
этих конденсаторах не создавалось падения напряжения токов
высокой частоты, сопротивление конденсаторов должно быть
намного меньше входного сопротивления лампы:
или
_J /
Л ^вх
(Ш.50)
163
сн> сех
11*
Ш.9. СХЕМЫ ВЫХОДНЫХ СТУПЕНЕЙ
Выходная ступень связывается с нагрузкой (антенной или
фидером) и должна обеспечить получение заданной мощности
в нагрузке при высоком коэффициенте полезного действия.
Высокий коэффициент полезного действия выходной ступени
обеспечивает высокий коэффициент полезного действия всего
передатчика, так как к выходной ступени подводится прибли-
зительно 90% мощности, расходуемой всем передатчиком. Так
как лампы выходной ступени работают колебаниями второго
рода (для получения высокого кпд), в анодном токе, помимо по-
лезной первой гармоники, содержатся также и высшие гармо-
ники, которые могут попадать в антенну и излучаться ею, созда-
вая помехи другим станциям. Чтобы ослабить излучение гар-
моник, в. анодную цепь ламп выходной ступени включается си-
стема контуров, обеспечивающая фильтрацию гармоник.
При проектировании выходных ступеней нужно учитывать
следующее:
1) необходимо предусмотреть орган связи с нагрузкой. Же-
лательно, чтобы величина связи могла плавно регулироваться;
это позволит ‘подбирать оптимальную связь и получать хоро-
шие энергетичеркие показатели передатчика;
2) колебательные контуры в анодной цепи лампы должны
иметь- органы настройки в резонанс. Органы настройки нужны
для контуров как диапазонных передатчиков, так и передатчи-
ков, работающих на одной фиксированной частоте, ввиду того,
что первоначально настроенный контур может расстроиться при
смене ламп, при изменении параметров антенны и т. п., а даже
небольшая расстройка может привести к значительному сни-
жению мощности и кпд;
3) должны быть приняты меры, обеспечивающие достаточ-
ную фильтрацию гармоник;
4) должны быть предусмотрены измерительные приборы или
индикаторы, с помощью которых можно было бы производить
настройку контуров в резонанс, а также определять режим, в
котором работают лампы.
Схемы связи с нагрузкой
В диапазоне длинных и средних волн используются схемы
связи, изображённые на рис. III.19. Схема индуктивной или
трансформаторной связи (рис. III. 19а) удобна тем, что позво-
ляет производить плавную регулировку величины связи при
включённом передатчике. Катушки и образуют варио-
метр связи, причём катушка конструктивно помещается внут-
ри катушки Ц. Взаимное положение катушек может изменять-
ся,' что обеспечивает регулировку взаимной индуктивности меж-
164
ду ними в широких пределах. Сопротивление связи контура с
нагрузкой Хсв может быть определено по формуле
Хсв = аМ.
(III.51)
Схема, изображённая на рис. Ш.196, отличается тем, что
катушка LK, служащая для настройки контура, включена не по-
следовательно, а параллельно катушке связи L}. В этой схеме
через катушку Li протекает не весь контурный ток, а только его
Рис. III.19
часть. Пересчитывая сопротивление антенны в эквивалентное
сопротивление, включённое последовательно с катушкой
найдём
(III.52)
“л
Здесь сопротивление может быть названо сопротив-
лением связи катушки Li с нагрузкой.
Заменяя параллельно включённые сопротивления
RA -t-icoZ-i и 1<в£.к эквивалентным сопротивлением R'A 4-i<oL мож-
но написать
Ra =------—штИГ — = —, (111.53)
(Ra)2 4- (W-i-ф- <oZ-K)a ) RA Ra
откуда
х-==т-тт-°,м- (Ш-54)
М -*•
Сопротивление Хсв, определяемое выражением (III.54), будем
называть сопротивлением связи контура с нагрузкой.
В схёме с ёмкостной связью (рис. III. 19в)
(III.55)
Регулировка сопротивления связи здесь сильно затруднена.
Достоинством схемы является лучшая фильтрация гармоник.
165-
Вследствие этого схема применяется в передатчиках, которые
работают на одной фиксированной частоте, с одной антенной.
В этом случае невозможность плавной регулировки связи не
является существенным недостатком схемы.
Схемы связи, применяемые в коротковолновых передатчи-
ках, изображены на рис. III.20. При автотрансформаторной свя-
зи (рис. III.20а) в контур включены две катушки. Катушка Ц
служит для грубой настройки контура, которая осуществляется
замыканием части витков этой катушки. Катушка L к служит
для регулировки связи с нагрузкой. Разделительные конденса-
торы Ср не пропускают напряжение питания на катушку связи
и на нагрузку.
Катушка Ь2 состоит из двух частей с встречным направлением
намотки. По виткам катушки перемещаются токосъёмники а—а.
Между витками, катушки и токосъёмником имеется трущийся
контакт. Специальным механическим приводом можно переме-
щать токосъёмники вдоль витков таким образом, что токосъём-
ники либо сближаются, либо при вращении привода в другом
направлении расходятся к краям катушки. Такие и другие,
подобные этой, конструкции получили название катушек со
скользящими контактами. Сопротивление связи в этой схеме
может быть найдено из выражения
. Хсз =—--------ш£св. (III.56)
Со г । г Со X /
-ф- Ь2
Достоинством такой схемы является то, что при регулировке
связи настройка контура почти не изменяется.
Наиболее часто в современных мощных коротковолновых пе-
редатчиках используется схема ёмкостной связи с фидером, изо-
бражённая на рис. II 1.206. Здесь для регулировки связи исполь-
зуются два дифференциальных конденсатора. Каждый конденса-
166
тор состоит из двух неподвижных пластин 1 и 2 и параллель-
ной им подвижной пластины 3. При регулировке связи подвиж-
ные пластины перемещаются в направлении, отмеченном стрел-
ками; при этом связь нагрузки с контуром уменьшается. При
перемещении пластин в обратном направлении связь увеличи-
вается.
Для получения расчётных соотношений рассмотрим эквива-
лентную схему однотактной ступени, изображённую на рис.
Ш.21а. На этой схеме сопротивление Raxx учитывает потери
в контуре; С3 — междуэлектродная
ёмкость ламп и другие ёмкости, kotg,
рые могут быть включены в контур;
W — сопротивление нагрузки; С —
дифференциальный конденсатор свя-
зи, состоящий из двух последователь-
но включённых ёмкостей Cj и С2. При
регулировке связи соотношение между
С) и С2 изменяется, однако ёмкость С
остаётся неизменной. Заменяя схему
рис. III.21а эквивалентной схемой, изо-
бражённой на рис. Ш.216, получим следующие выражения для
эквивалентных параметров Ra и С3:
Сэ = С3 + С Г Ц--------------------1
3 L к2 (1 — к)2 + (WC)2 J
1 _ 1 , у?<кмС)2
#ахх К2(1-К)2 + (ГШС)2
где
С = С1Сз ; к ~ .
Ci + С2 Cj
Подставляя (III.57) в (Ш.32), получаем
% _ 1_________kWu>C______
св '‘‘Сэ /к2(1 — к)2 4-(ГшС)2 '
(Ш.57)
(III.58)
(Ш.59)
Рассмотрим полученные результаты. Регулировка связи со-
гласно принятым обозначениям осуществляется за счёт измене-
ния к. Можно принять, что к изменяется в пределах 0,3—0,7. За-
даваться регулировкой величины к в более широких пределах
нежелательно, так как трудно будет сконструировать конденса-
тор связи с достаточной диэлектрической прочностью. Напри-
мер. при к=1 нужно, чтобы Сг=оо, т. е. пластины 2 и 3 должны
Оыть сближены до соприкосновения. Если ёмкость конденсатора
связи выбрать таким образом, чтобы тогда при всех
значениях к эквивалентная ёмкость контура меняется очень
167
мало и можно считать, что СЭ=С8+С, т. е. при регулировке
связи настройка контура не изменяется.
При расчётах следует задаться величиной ёмкости конденса-
тора связи С и, пользуясь выражением (III.32), определить не-
обходимую величину Хсв на крайних частотах заданного диапа-
зона. Затем из выражения (III.59), положив в нём к~0.7, найти
максимальную величину Х'св. Если окажется, что Х'се<Хсв, зна-
чит, выбранная ёмкость С мала и её надо увеличить. Если же
окажется, что Х'св > Хсв, значит, ёмкость С можно взять мень-
шей величины.
Помимо рассмотренных схем, некоторое применение имеет
схема ёмкостной связи, изображённая на рис. III.20s. Достоин-
ством этой схемы является её простота. Кроме того, при исполь-
зовании схемы рис. III.20s можно предельно уменьшить ёмкость
контура, вследствие чего эту схему можно рекомендовать для
использования на самых коротких волнах. Недостаток схемы —
сильное влияние регулировки связи на настройку контура.
Способы настройки контуров
В выходных ступенях мощных передатчиков длинных и сред-
них волн для настройки контуров применяются переменные ин-
дуктивности. Конденсаторы переменной ёмкости оказываются
слишком громоздкими и почти не применяются. Переменная ин-
дуктивность обычно выполняется в виде вариометра. В контур
приходится включать два вариометра: один для настройки кон-
тура, а другой — для регулировки связи с антенной. Вариометр
настройки и вариометр связи могут включаться либо параллель-
но друг другу, либо последовательно. В схеме рис. III.19а при
перестройке передатчика с помощью катушек LK полную ин-
дуктивность контура нельзя сделать меньше В схеме
рис. III.196 при перестройке передатчика в сторону коротких
волн вследствие перераспределения токов между катушками
LK и Li оказывается недостаточной связь с нагрузкой. Это
также ограничивает область перестройки ступени. Таким обра-
зом, схемы являются приблизительно равноценными.
Помимо анодного контура, в выходной ступени включён кон-
тур антенны и может быть включено несколько промежуточных
контуров, как, например, в схеме, приведённой на рис. III.22.
Эти контуры настраиваются также с помощью вариометров. Для
того чтобы на антенне не скапливались атмосферные заряды, в
цепь антенны включается дроссель Др. Его сопротивление сле-
дует выбирать достаточно большим по сравнению со входным со-
противлением антенны, тогда ток высокой частоты, протекаю-
щий через него, будет мал.
168
Вариометр обеспечивает изменение индуктивности в неболь-
ших пределах. Обычно удаётся получить пределы изменения
индуктивности макс <1 3, что даёт изменение частоты наст-
^мин
ройки ~ма— ]/3 . Если требуется производить перестройку
f мин
контура в более широких пределах, весь диапазон частот раз-
бивают на поддиапазоны. В этом случае
применяют комбинированную настройку:
внутри каждого поддиапазона произво-
дится плавная настройка с помощью ва-
риометра, а переход от одного поддиапа-
зона к следующему производится скачко-
образным изменение!М ёмкости контура.
Иногда для настройки внутри поддиапа-
зонов вместо вариометра применяют ка-
тушку со скользящими контактами. Та-
Рис. III.22
кая катушка даёт изменение отношения
1-макс
—----- , в несколько раз большее, чем
мин
вариометр. Это позволяет в передатчике уменьшить коли-
чество поддиапазонов. Недостатком катушки со скользящими
контактами является сложность конструкции и меньшая надёж-
ность по сравнению с вариометром.
Для настройки контуров передатчиков коротких волн приме-
няются конденсаторы переменной ёмкости и катушки перемен-
ной индуктивности, выполненные как катушки со скользящими-
контактами. На самых коротких волнах коротковолнового диа-
пазона и на укв вместо катушки используют также отрезки двух-
проводных или коаксиальных линий, короткозамкнутые на кон-
це. Настройка контура в этом случае может производиться пе-
редвижением короткозамыкающей перемычки вдоль линии.
Подробнее об этом см. гл. XIV.
На коротких волнах и укв вариометры не применяются, так
как из-за наличия паразитных ёмкостей обеспечивают очень не-
большое изменение резонансной частоты контура. Кроме того,,
построить вариометр с достаточно малой начальной индуктив-
ностью не представляется возможным.
Настройка контура с помощью конденсатора переменной
ёмкости целесообразна в ступенях, работающих в длинноволно-
вой части диапазона и при сравнительно небольшой мощности.
Достоинство этогс вида настройки состоит в том, что конденса-
тор переменной ёмкости прост по конструкции и дёшев. Однако-
в мощных ступенях коротковолновых передатчиков, особенно в
тех случаях, когда передатчик должен работать в самой высоко-
169-
частотной части коротковолнового диапазона, применение для
настройки конденсаторов переменной ёмкости становится невы-
годным. Включение конденсатора настройки означает увеличе-
ние общей ёмкости контура, уменьшение его характеристическо-
го сопротивления, а .это приводит к снижению коэффициента по-
лезного действия контура. Кроме того, в мощных ступенях при
высоких рабочих напряжениях у конденсатора переменной ём-
кости приходится увеличивать зазор между пластинами и тол-
Q
щину пластин. В связи с этим уменьшается отношение макс ,
С мин
а следовательно, и отношение
!макс / Смахс + Q
/мин \' Смин "Ь Со
(III.60)
где Смакс и Сман— максимальная и минимальная ёмкости кон-
денсатора настройки, а Со — начальная ёмкость схемы.
Чтобы осуществить перестройку контура в широком диапа-
зоне частот, последний приходится разбивать на поддиапазоны.
Внутри каждого поддиапазона перестройка производится кон-
денсатором переменной ёмкости, а переход от одного диапазона
к другому осуществляется скачкообразным изменением индук-
Q
тивности. Ориентировочная зависимость отношения —-
Смин
ют рабочего напряжения конденсатора, которую практически
удаётся реализовать, представлена в табл. III.1.
Таблица 1II.1
Еа, кв 0,75-1,0 1,5—2,5 3—4 7—10
Смене* 500—250 250—100 100—70 100—40
с макс Смин 12-10 8-5 5-4 3-2
В последнее время разработаны и начинают применяться ва-
куумные конденсаторы переменной ёмкости. Преимущество ва-
куумного конденсатора перед воздушным — значительно боль-
шая диэлектрическая прочность. Это позволяет делать вакуум-
ные конденсаторы с малой начальной ёмкостью и большим от-
ношением ~^акс ,
Примеры схем выходных ступеней, контуры „которых наст-
раиваются с помощью койденсатора переменной ёмкости, пока-
заны на рис. III.23а и б.
i70
.На схеме рис. III.23а имеется только один орган настройки—
конденсатор Сг. На схеме рис. III.236 применена комбинирован-
ная настройка: переход от одного поддиапазона к другому осу-
ществляется закорачиванием части витков катушки путём пере-
ключения контактов а—а, плавная настройка внутри поддиапа-
зонов осуществляется измене-
При настройке контура пере-
менной индуктивностью на самой
коротковолновой части коротко-
волнового диапазона в контур
обычно не включают конденсато-
ров постоянной ёмкости. ЁМКОСТЬ
контура образуется из паразит-
ных ёмкостей схемы и оказывает-
ся, таким образом, минимально
возможной. Это обеспечивает по-
лучение большого характеристи-
ческого сопротивления р= 1/ —
Рис. III.23
и высокого коэффициента полезного действия контура даже
на самых коротких волнах. Достоинством катушки со сколь-
зящими контактами как органа настройки является также
возможность перекрытия широкого диапазона частот. В сущест-
вующих катушках отношение -С 25, что соответствует от-
Ьмин
ношению 5. Таким образом, катушка со скользящими
[мин
контактами позволяет во многих случаях перекрывать весь тре-
буемый диапазон частот без разбивки на поддиапазоны или огра-
ничиваться небольшим числом поддиапазонов. Это упрощает
обслуживание передатчика и, следовательно, удешевляет его
эксплуатацию.
Неиспользуемые витки катушки следует замыкать накоротко,
это обеспечивает на коротких волнах получение минимальных по-
терь в катушке. Замкнутая часть катушки не должна находиться
под потенциалом высокой частоты, потому что в противном слу-
171
чае паразитная ёмкость замкнутых витков на землю будет ухуд-
шать характеристики контура. Пример схемы выходной ступени,
настраиваемой катушкой со скользящими контактами, показан-
на рис. III.23в.
Нагрузкой коротковолнового передатчика обычно является
фидер, входное сопротивление которого может считаться близ-
ким к чисто активному. Поэтому у коротковолновых передатчи-
ков контур антенны отсутствует. Промежуточных контуров так-
же не делают, они усложнили бы перестройку передатчика. Для
уменьшения излучения гармоник на входе фидера включают
фильтр, задерживающий гармоники, создающие помехи.
Фильтрация’гармоник
Как уже отмечалось, в анодном токе, кроме первой гармони-
ки, содержатся также и высшие гармоники основной частоты,
Сопротивление нагрузки, включённой в анодную цепь, для выс-
ших гармоник хотя и мало, но не равно нулю. Поэтому токи выс-
ших гармоник попадают в антенну, и передатчик создаёт помехи
другим радиостанциям, работающим на частотах, близких или
равных частотам высших гармоник. Международными соглаше-
ниями установлены нормы на излучение гармоник. Так, для пе-
редатчиков, работающих на частоте ниже допускается,
чтобы на любой высшей гармонике излучалась мощность не бо-
лее 50 мет, независимо от мощности передатчика. Это позволяет
определить соотношение токов первой и n-й гармоник в антенне:
(Ш.61)
В этих формулах РА — номинальная мощность передатчика,
RAl— активная составляющая входного сопротивления антенны
на рабочей частоте, VSn — сопротивление излучения антенны на
гармонике, кА —допустимое соотношение токов n-й и первой
гармоник в антенне.
В анодной цепи лампа выходной ступени передатчика соотно-
шение токов /г-й и первой гармоник зависит от режима ламп и
определяется выражением
ка = -^-=^, (III.62)
lai. а1
172
где ап и <*! —коэффициенты разложения импульсов анодного
тока в гармонический ряд.
Необходимое ослабление гармоник, которое мы будем на-
зывать необходимой фильтрацией, можно определить как
Фнеобх —
Кд _ ап 1 / ^4,^^
«4 “1 V 50-Ю~МЛ '
(III.63)
Это выражение показывает, что необходимая фильтрация за-
висит от мощности передатчика. Поэтому, чем мощнее передат-
чик, тем более сложную систему конту-
ров приходится включать на его выходе,
чтобы обеспечить необходимую фильтра-
цию гармоник. Если. выходная ступень
построена по двухтактной схеме и связь
контура с антенной индуктивная, то при
подсчете необходимой фильтрации для
чётных гармоник можно пользоваться
ф-лой (III.63) с коэффициентом 0, 1, счи-
тая тем самым, что двухтактная схема
даёт ослабление этих гармоник в 10 раз.
Рис. III.24
Для определения фактической фильтрации, которую обеспе-
чивает выбранная система контуров, рассмотрим схему
рис. III.24. На этой схеме и Х2 — реактивные сопротивления
контура в анодной цепи лампы, R'A — сопротивление, внесённое
в контур из антенны. Согласно (Ш.4) и (III.5) напряжения на
контуре, созданные токами Ifli и 1ап, будут:
Ual= Uan = I ап? (П1.64)
nil — T
\ n2 /
где Q' — эквивалентная добротность контура с учётом сопротив-
ления, вносимого из антенны.
Токи, протекающие через сопротивление R'A , соответствен-
но будут:
_______Ual______Ual _ J [Q'
У (иА)г (Х2)2 Xi al Xt
Фильтрация, которую фактически обеспечивает
ределяется выражением
ф : Qfn(l----Ц
Iai l\ X* \ «г/
(II 1.65)
контур, оп-
(II 1.66
173
Сопротивление X, той ветви контура, в которую не включено
R'a, назовём сопротивлением связи контура с лампой. Если Xi
индуктивного характера, тогда Х2 — сопротивление ёмкостного
характера и ^2-=-—•_ —L- == _2_ . Если же Xi — ёмкостного
Х2 пшС & С п
характера, то = -п м L- =п. Поэтому (III.66) можно пере-
co L
писать в следующем виде:
при индуктивной связи
0 = Q'(1 — J-j, (Ш.67)
при ёмкостной связи
0 = n®Q'(l----(Ш.67')
\ П2/
Если на выходе лампы включена система связанных конту-
ров, тогда фильтрация каждого контура будет определяться так-
же выражениями (III.67), причём её величина будет зависеть от
характера связи между контурами так же, как она зависит от
характера связи первого контура с лампой.
Последним контуром является контур антенны. Фильтрация
этого контура не может быть определена по ф-лам (II 1.67), так
как сопротивление антенны имеет весьма сложную зависимость
от частоты. Поэтому фильтрацию антенного контура следует оп-
ределять из выражений:
при индуктивной связи
7
Ф = —, (Ш.68)
Яд,
при ёмкостной связи
7
Ф^П-^-. (Ш.68')
Яд,
Фильтрация всей системы равна произведению фильтраций
отдельных контуров.
Таким образом, фактическая величина фильтрации может
быть определена по формуле
к «2/ Ra,
= (1 - i У QrQ2 . . . Qe( 1 - 7Ц) (1 - 7]g) . . .(1 -7)а) .
\ П3 / АД,
(III.69)
Здесь п — номер гармоники;
в — число промежуточных контуров;
п — число ёмкостных связей;
174
Qi, Q2 Qs— добротности промежуточных контуров;
т]ц т]2,... т]в— коэффициенты полезного действия промежуточ-
ных контуров;
Zan — сопротивление антенного контура на гармонике;
RAl — активная составляющая входного сопротивления
антенны на рабочей частоте.
При определении числа ёмкостных связей р нужно подсчи-
тывать ёмкостные связи между контурами, а также связь пер-
вого контура с лампой. Так, например, на схеме рис. III.19а
связь промежуточного контура с лампой ёмкостная (СА), а с
антенной — индуктивная (£i). На схеме рис. 111.19s обе связи
ёмкостные (Ск и Ссе), и в отношении фильтрации она лучше
первой. Схема рис. III.22 имеет три ёмкостные связи и обеспе-
чивает ещё лучшую фильтрацию гармоник.
Фактический коэффициент фильтрации (III.69) должен быть
равен или больше необходимого, найденного по ф-ле (III.63).
Если оказывается, что при выбранном количестве контуров фак-
тический коэффициент фильтрации недостаточен, можно увели-
чить его, выбрав контуры с большими добротностями при одно-'
временном уменьшении их характеристических сопротивлений.
Если этого недостаточно, можно перейти к схеме с большим
числом ёмкостных связей или, наконец, увеличить число проме-
жуточных контуров.
Включение контрольно-измерш ельных приборов
Для настройки контуров в резонанс, а также для контроля
режима ламп в выходных ступенях передатчиков обычно ста-
вятся два- магнитоэлектрических прибора:
постоянной составляющей тока
анода Iо0> а другой для измере-
ния постоянной составляющей то-
ка сетки /с0. При этом применяют
схемы включения приборов, пока-
занные на рис. III.25. На схеме
рис. III.25а прибор измеряет пос-
один для измерения
Я/
175
тоянную составляющую анодного тока. Недостатком схемы яв-
ляется необходимость изоляции прибора от заземлённого корпу-
са передатчика и усложнение мер по обеспечению безопасности
обслуживания. В схеме рис. III.256 на приборе нет постоянного
напряжения Еа и прибор может соединяться с корпусом пере-
датчика. Недостатком схемы является то, что прибор измеряет
сумму анодного и сеточного токов. Это затрудняет пользование
прибором, особенно в тех ступенях, где используются тетроды
или пентоды, у которых ток всех сеток составляет заметную до-
лю от анодного тока. На рис. III.25в и г показаны две схемы
включения прибора для измерения тока сетки.
Во всех случаях при составлении схем включения измери-
тельных приборов необходимо соблюдать следующие правила:
1. Измерительный прибор нужно включать в те точки схемы,
потенциал которых относительно корпуса передатчика близок к
нулю. Примеры неправильного включения измерительных при-
боров показаны на рис. III.26.
В этих схемах из-за наличия паразитной ёмкости приборов
на корпус передатчика (эти ёмкости показаны пунктиром) через
приборы будет протекать, помимо постоянной составляющей
тока, ещё и переменная составляющая. Переменная составляю-
щая может оказаться в несколько раз больше постоянной и мо-
жет повредить прибор. Кроме того, при таком неправильном
включении приборы своей ёмкостью шунтируют колебательные
контуры и уменьшают их добротность.
Рис. III.26
2. Измерительный прибор обязательно должен быть зашун-
тирован блокировочным конденсатором. Блокировочные конден-
саторы включаются даже в том случае, если в цепи, где вклю-
чён прибор, составляющая тока высокой частоты полностью от-
сутствует. Необходимость включения блокировочных конденса-
торов в этих случаях вытекает из того, что в проводниках, пи-
тающих прибор, могут возникать наведённые токи. Эти послед-
ние трудно учесть при проектировании, да к тому же они могут
176
сильно изменяться и достигать больших значений в случаях
аварийных режимов.
В качестве примера на рис. Ш.27а приведена подробная схе-
ма выходной ступени передатчика средних волн, а на
рис. Ш.276 — схема передатчика коротких волн. Эти схемы со-
ставлены на основе рассмотренных выше правил построения
схем выходных ступеней передатчиков.
Ш.10. СХЕМЫ СВЯЗИ МЕЖДУ СТУПЕНЯМИ
Промежуточные ступени передатчика — это те, которые
включены между выходной ступенью и задающим генератором.
Часть промежуточных ступеней работает в режиме усиления
некоторые могут работать в режиме умножения (обычно удвое-
ния) частоты. Цепь, через которую подаётся напряжение от
анодного контура предыдущей ступени к сетке лампы последую-
щей, называется цепью междуступенной связи. Практически ис-
пользуются схемы междуступенных связей, изображённые на
рис. Ш.28. На рис. III.28а приведена схема индуктивной связи.
Регулировка величины напряжения возбуждения. на сетке пос-
ледующей ступени достигается за счёт изменения взаимной .ин-
дуктивности между катушками. Схема используется редко’, из-
за сложности вариометра связи. На коротких волнах схема вооб-
ще неприменима из-за наличия между катушками значительной
связи через паразитные ёмкости. На рис. III.286 дана схема ав-
тотрансформаторной связи. Регулировка напряжения возбужде-
ния производится изменением Lce путём перестановки щупа свя-
зи. Такую регулировку невозможно производить при включённом
12—417 177
передатчике. Однако во многих случаях это не является круп-
ным недостатком, потому что регулировку напряжения возбуж-
дения часто производить не приходится. Большим достоинством
схемы является её простота. Схема может применяться во всех
диапазонах частот. На рис. Ш.28в приведена схема ёмкостной
связи. Недостатком этой схемы является трудность регулировки
Рис. III .28
величины напряжения возбуждения, подаваемого на сетку лам-
пы последующей ступени. Тем не менее схема часто применяется
в мощных промежуточных ступенях радиовещательных пере-
датчиков длинных и средних волн благодаря тому, что при та-
кой схеме связи повышается устойчивость ступени (в сетке лам-
пы которой включена эта схема) против паразитных колебаний,
регулировка же величины связи практически нужна только один
раз —.при первой настройке передатчика. Схема, изображённая
на рис. Ш.28г, является другим вариантом схемы ёмкостной
связи, применяемым в ступенях коротковолновых передатчиков.
На рис. 111.28(3 показана упрощённая (не учитывающая наличия
активной составляющей входного сопротивления лампы) эквива-
лентная схема цепи связи, в которой конденсатор Сгв и входная
ёмкость Свх образуют ёмкостный делитель напряжения. Конден-
сатор Ссв — небольшой конденсатор переменной ёмкости-. Мак-
симальная ёмкость этого конденсатора должна быть такого же
порядка, как и входная ёмкость лампы. Схема позволяет произ-
водить плавную регулировку величины связи при включённом
передатчике.
Сами промежуточные ступени собираются в основном по
тем же схемам, что и выходные ступени соответствующей мощ-
ности. Некоторые отличия в схемах состоят в следующем. От
контура промежуточной ступени не требуется получения хоро-
шей фильтрации гармоник. Поэтому в качестве анодной нагруз-
178
ки почти всегда применяются одиночные колебательные конту-
ры. В маломощных ступенях колебательный контур иногда за-
меняют активным сопротивлением. При этом энергетические по-
казатели ступени снижаются, но это практически не отражается
на коэффициенте полезного действия всего передатчика, а об-
служивание последнего сильно упрощается. Контроль режима
работы промежуточных ступеней нужен менее тщательный, чем
контроль режима работы выходной ступени, поэтому в проме-
жуточных ступенях можно ограничиться включением меньшего
количества контрольно-измерительных приборов.
Первые ступени передатчи-
ка всегда однотактные. Выход-
ная ступень, а иногда и не-
сколько ступеней, ей предше-
ствующих, могут строиться по
двухтактной схеме. В этом
случае в одной из промежу-
точных ступеней делается пе-
реход от однотактной к двух-
тактной схеме. Для переход-
ной ступени применяют схему,
изображённую 'на рис. III.29.
Здесь характерным является
заземление (по высокой часто-
Рис. Iil.29
те) средней точки контура. Кроме того, в коротковолновых пе-
редатчиках включается симметрирующий конденсатор. Ёмкость
его подбирается такой, чтобы получить одинаковые возбуждаю-
щие напряжения на сетках последующих ламп. Очевидно, эго
возможно, когда ёмкость симметрирующего конденсатора будет
равна выходной ёмкости Свых:
Анодный контур переходной ступени является контуром III
вида с коэффициентом анодной связи р = -^-. Эквивалентное со-
противление контура Ra получается в четыре раза меньше, чем
у контура I вида. Это обстоятельство приводит к тому, что в
переходной ступени трудно бывает обеспечить достаточную ве-
личину эквивалентного сопротивления контура и не всегда уда-
ётся получить от лампы её номинальную мощность.
В задачу составления схем промежуточных ступеней входит
также выбор ламп для них. Ориентировочный выбор ламп мо-
жет производиться на основе учёта коэффициента усиления сту-
пени по мощности. Под таким коэффициентом мы будем пони-
мать отношение мощности, развиваемой данной ступенью, к той
колебательной мощности, которую развивает предыдущая сту-
пень. В первом приближении можно считать, что этот коэффи-
циент зависит от типа лампы. Практикой установлено, что сту-
12* 179
пень на триоде даёт усиление по мощности порядка 104-15, на
тетроде 15-i-20, на пентоде (или лучевом тетроде) 20-г- 30.
Указанные цифры являются ориентировочными и справедли-
выми для ступеней, работающих в режиме усиления немодули-
рованных колебаний. Коэффициент усиления по мощности, ко-
торый можно получить от ступени, снижается
при усилении модулированных колебаний в 1,5—2 раза;
в ступени, стоящей перед модулируемой, в 2—4 раза;
в ступени, работающей в режиме умножения частоты, в
п раз (я — кратность умножения);
в ступени, в которой осуществляется переход от однотактной
к двухтактной схеме, в 1,5—-1 раза;
в ступени с общей сеткой в 1,5—2 раза.
На основе этих данных можно ориентировочно определить
номинальные мощности ламп всех ступеней передатчика, а за-
тем произвести выбор подходящих типов ламп.
Поясним это на примере. Пусть выходная ступень передат-
чика отдаёт в нагрузку мощность 5 кет. И пусть выходная сту-
пень собрана по двухтактной схеме с двумя триодами мощно-
стью по 3 кет. Считая, что выходная ступень имеет коэффи-
циент усиления по мощности, равный 10, для второй ступени
(считая от конца) нужно взять лампы с номинальной мощно-
стью 600 вт. Для этой ступени можно взять два пентода мощ-
ностью 300 вт каждый или один пентод мощностью
порядка 1200 вт (в этом случае в ступени будет осу-
ществляться переход от однотактной к двухтактной схеме). До-
пустим, мы выбрали двухтактный вариант. Считая, коэффици-
ент усиления по мощности этой ступени равным 20, получим, что,
для третьей (от конца) ступени нужны лампы с номинальной
мощностью 30 вт. Далее выбираются лампы четвёртой ступе-
ни и т. д. Такой расчёт является грубо ориентировочным и позво-
ляет только наметить типы' ламп для всех ступеней.
Точнее, мощность, которую должны отдавать промежуточные
ступени, можно определить, когда режим последующей ступе-
ни уже рассчитан. Для конкретности будем считать, что выход-
ная ступень передатчика уже рассчитана- и требуется опреде-
лить мощность, которую должны отдавать лампы возбудителя
выходной ступени- Мощность, отдаваемая лампами возбудите-
ля, составляется из следующих четырёх слагаемых:
Р! воэб = Рс + Рпр + РК + Рд- (II1.70)
Здесь Ре — мощность, потребляемая в цепи сетки выходной
ступени. Величина этой мощности определяет-
ся при расчёте выходной ступени;
Рпр— мощность, развиваемая лампами возбудителя в
нагрузке выходной ступени. Эта составляющая
180
носит название проходной мощности. Она по-
является только в том случае, когда выходная
ступень построена по схеме с общей сеткой.
Величина этой мощности определяется при
расчёте выходной ступени;
Рк— мощность, теряемая в анодном контуре возбу-
дителя. Величина этой мощности определяется
из выражения
и*
хх
(III.71)
где UK— напряжение на контуре, a Rcexx — эквивалентное
сопротивление ненагруженного контура возбудите-
4 ля. Эти величины можно ориентировочно определить,
не производя расчёта режима1 ступени. Выбрав для
контура возбудителя р и Q, находим Raxx =р Q. Выб-
рав для лампы напряжение Еа и задавшись g=0,9,
находим для однотактной схемы UK=tEa, для двух-
тактной UK == 2\Е„ и, наконец, для схемы с общей
сеткой UK=£Ea+Uc^l,l tEa;
Рд—некоторый запас мощности, который может потре-
боваться в том случае, если в выходной ступени пе-
редатчика возникнут паразитные колебания и для
их подавления в цепь сетки потребуется включить ан-
типаразитное сопротивление. Может случиться, что
в действительности этот запас не будет израсходо-
ван. Тогда лампы возбудителя окажутся несколько
недогруженными. Однако эта недогрузка будет не-
значительной и практически не повлияет на энерге-
тические показатели всего передатчика.
111.11. ВКЛЮЧЕНИЕ И НАСТРОЙКА ПЕРЕДАТЧИКА
Для обеспечения нормального срока службы ламп включе-
ние передатчика должно производиться в определённой после-
довательности. Сначала включается система водяного или воз-
душного охлаждения ламп, затем накал ламп всех ступеней. Так
как сопротивление холодных нитей накала в 10—15 раз мень-
ше, чем разогретых до нормальной температуры, в цепи вклю-
чения накала должно быть предусмотрено устройство, плавно
увеличивающее напряжение накала так, чтобы ток накала во
время пуска не превосходил бы безопасной (обычно 1,5—2-
кратной) для ламп величины. Во время работы передатчика на-
пряжение питающей сети может изменяться. Даже незначи-
181
тельное превышение напряжения накала против номинального
сильно сокращает срок службы ламп. Поэтому в цепи накала
должно быть предусмотрено устройство, позволяющее во время
работы передатчика поддерживать напряжение накала посто-
янным. В современных передатчиках иногда применяются стаби-
лизаторы напряжения накала.
После включения накала производится включение сеточно-
го смещения. В последнюю очередь включаются анодное напря-
жение и напряжение питания экранирующих сеток ламп. Вклю-
чение анодного напряжения на мощные лампы обычно произво-
дят последовательно в два этапа. Сначала на аноды ламп по-
дают половинное напряжение, а затем напряжение увеличи-
вают от половинного до полного. Делается это для того, чтобы в
момент включения, когда в цепях питания имеют место процессы
установления и возможны значительные перенапряжения, не
произошёл пробой ламп, конденсаторов и других деталей
схемы.
При больших мощностях включение анодного напряжения
производится не в два, а в большее число этапов или даже при-
меняется плавное увеличение напряжения.
Настройку контуров передатчика целесообразно производить
при неполном включении анодного напряжения, особенно в мощ-
ных ступенях. Подача полного напряжения на анод лампы, ког-
да на сетку лампы подаётся напряжение возбуждения, а анодный
контур расстроен, может повести к полному выходу из строя
лампы, потому что в этом случае вся подводимая к лампе мощ-
ность рассеивается на её аноде. Настройка контуров произво-
дится сначала в первой ступени после возбудителя, затем во
второй и так далее; последней настраивается выходная ступень.
Настройка, как правило, производится по приборам настраи-
ваемой ступени, измеряющим постоянные составляющие анод-
ного и сеточного токов. В момент настройки анодный прибор
показывает минимум, а сеточный — максимум тока. Настройку
можно также производить по приборам ртупени, следующей за
настраиваемой. В этом случае в момент настройки оба при-
бора (анодный и сеточный) показывают максимум. После на-
стройки контура в резонанс производится проверка и, если нуж-
но, регулировка режима лампы путём изменения связи настраи-
ваемой ступени с предыдущей и последующей. О режиме можно
судить по величине анодного тока и по соотношению анодного и
сеточного токов. Особенно важно установить оптимальный ре-
жим в выходной ступени, потому что от её режима зависит мощ-
ность, отдаваемая пердатчиком в антенну, и коэффициент по-
лезного действия всего передатчика.
Необходимо остановиться на настройке выходной ступени,
построенной по сложной схеме. Для конкретности будем считать,
что в анодную цепь включена система из двух связанных конту-
182
ров. В этой системе при достаточно большой связи между кон-
турами резонансная кривая получается двугорбой и существует
множество настроек, называемых частными резонансами. Пра-
вильной настройкой является настройка на полный резонанс,
когда каждый из контуров настроен в резонанс.
Для настройки двух связанных контуров на полный резо-
нанс связь между контурами ослабляют до нуля (вместо это-
го можно разомкнуть контур антенны) и производят настройку
в резонанс анодного контура обычным методом (по анодному и
сеточному приборам). После этого между контурами устанав-
ливают очень слабую связь (для того, чтобы получить одногор-
бую резонансную кривую) и производят настройку в резонанс
контура антенны. Судить о настройке этого контура можно по
показаниям теплового или термоэлектрического амперметра,
включённого в контур антенны. Закончив настройку контуров
на полный резонанс, приступают к подбору оптимальной связи
между контурами и связи выходной ступени с возбудителем. Ус-
тановленная при настройке минимальная связь между контура-
ми обеспечивала получение сильно перенапряжённого режима
(R№ контура близко к Raxx)- Увеличивая связь между конту-
рами, увеличивают сопротивление, вносимое в контур антен-
ны. Таким образом, можно получить критический или близкий к
нему режим, что обычно требуется в выходной ступени. Од-
новременно путём изменения связи с возбудителем подбирают
оптимальное напряжение возбуждения, которое обеспечивает
желаемое использование лампы по току.
• Описанный выше способ настройки контуров на полный ре-
зонанс сложен. Такая настройка требует значительных затрат
времени и может производиться хорошо квалифицированным
персоналом. Ещё более сложной является настройка при'условий,
когда связь между контурами не может регулироваться, а
также настройка систем с большим количеством контуров. По-
этому в современных передатчиках начинают отказываться от
описанного способа настройки и заменяют его более совершен-
ным способом настройки по фазоиндикатору.
Идея настройки контуров по фазоиндикатору основана на
том, что сдвиг фаз между токами, протекающими в двух свя-
занных контурах, равен 90° только при настройке контуров на
полный резонанс. Схема фазоиндикатора и схема его включе-
ния в систему связанных контуров представлены на рис. II 1.30а.
В фазоиндикаторе на сопротивлении 7?i создаётся падение на-
пряжения, которое находится в фазе с током в контуре I. Сопро-
тивления R'2 и R"2 равны друг другу и падения напряжения на
них U'2 и ,0"2 находятся в фазе с током в контуре II. Синфаз-
ность напряжений U\, U'2 и U"2 с токами в контурах I и II мож-
но получить, выбрав достаточно малыми сопротивления и R2-’
183
К диодам Д' и Д" приложена геометрическая сумма напряже-
ний: к первому E\ — U\ + U'2, ко второму Е2~ £Л + U2. Из век-
торной диаграммы на рис. Ш.ЗОб видно, что |£ij = |£2| только в
том случае, когда сдвиг фаз между напряжениями 1Д и U2 ра-
вен 90°, и только в этом случае стрелка гальванометра не будет
отклоняться.
Рис. III.30
Настройка контуров на полный резонанс с помощью фазо-
индикаторов возможна при любой величине связи между кон-
турами, при любом количестве промежуточных контуров, более
точна и может производиться малоквалифицированным пер-
соналом.
ЛИТЕРАТУРА
1. 3. И. Модель. Радиопередающие устройства, Связьиздат, 1962.
2. С. И. Е вт янов. Радиопередающие устройства. Связьиздат, 1950.
3. Б. П. Терентьев. Электропитание радиоустройств. Связьиздат,
1958.
Глава IV
АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
IV.1. ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
В настоящей главе излагаются вопросы управления колеба-
ниями высокой частоты для осуществления радиотелефонной
связи. При этом речь идёт о таких способах радиотелефонной пе-
редачи, когда сигнал низкой частоты воздействует на амплитуду
тока высокой частоты, т. е. осуществляется амплитудная мо-
дуляция.
Задача состоит в том, чтобы проанализировать, каким обра-
зом осуществляется амплитудная модуляция в современных
передатчиках, каков должен быть режим генераторной лампы в
той или иной системе амплитудной модуляции, каковы сооб-
ражения по выбору ламп в ступенях модуляции и т. д.
В общих чертах процесс модуляции амплитуды тока высо-
кой частоты заключается в следующем. Напряжение звуковой
частоты поступает с линии на модуляционное устройство. Да-
лее выходное напряжение модулятора (выходной ступени моду-
ляционного устройства) подаётся в соответствующую цепь пе-
редатчика для модуляции по амплитуде тока высокой частоты.
Форма сигнала, поступающего на вход модуляционного уст-
ройства (например, речи, музыки и др.), довольно сложная. Од-
нако принято рассматривать вопросы модуляции для одной зву-
ковой частоты F (или Q = 2irF).
При отсутствии модуляции режим передатчика называется
режимом несущей частоты, или телефонным режимом. Предпо-
лагая, что модулирующее напряжение синусоидально, можно-
получить следующее уравнение модулированного тока:
»ui =/01г(1 +/ЦСОЗЙ/)с°ЗШоЛ (IV.1}
где IаГГ—амплитуда тока в режиме несущей;
т—коэффициент модуляции, характеризующий относи-
тельное изменение амплитуды тока при модуляции;
Q—угловая модулирующая частота;
ш0—угловая высокая частота.
185
Графическое изображение модулированного колебания по<
казано на рис. IV.la. При этом огибающая модулированного;
колебания воспроизводит форму напряжения низкой частоты и •
расположена симметрично относительно значения тока в ре-‘
жиме несущей частоты. i
Рис. IV. 1
Изменение амплитуды тока 1а1 характеризуется отношением
I , ,
/72 = —£122 — 'Q1 макс — * al мин
1a IT ^а1макс~1~ al мин
Иными словами, глубина модуляции характеризуется зна-
чением коэффициента модуляции.
При проектировании передатчиков должны быть приняты все
меры к тому, чтобы модуляция была симметричной и линейной.
В противном случае возникают искажения на приёме.
Амплитудно-модулированное колебание, описываемое ур-нием
(IV.1), является сложным по спектральному составу и может
быть представлено в виде трёх синусоидальных колебаний:
»al==/airCOS(n0^+-^-/flirCOs(<i)0+Q)Z +
+ Ia\T COS (й)0 — 2) /. (IV.1')
Векторная диаграмма, приведённая на рис. IV. 16, показывает
изменение амплитуды тока несущей Частоты в процессе моду-
ляции.
Из выражения (IV.1') следует, что спектральный состав
амплитудно-модулированного колебания может быть представ-
лен в виде диаграммы (рис. IV.2). Из диаграммы видно, что ес-
ли максимальное значение угловой частоты модулирующего сиг-
нала равно П.,-аАС , то полоса частот, занимаемая амплитудно-мо-
дулированным колебанием, равна 2Йлаке (или 2 FMaf.c гц).
Из рис. IV. 1 видно, что при отсутствии модуляции (т. е. при
молчании у микрофона) амплитуда первой гармоники анодно-
го тока равна 1а1Т. Далее в процессе модуляции I а1 изменяется,
приобретая значения больше и меньше 1а1т. Удобно здесь отме-
186
тить максимальное и минимально^ значения первой гармоники
анодного тока, т. е. I aiMaKc и hi мин- Очевидно, что
hl макс ~ hlT U m) I
hl мин = hl Т (1 ]
(IV.2)
на
режиме несущей частоты мощность передатчика
равна
Р1Г = 0,5^1Г^. (IV.3)
неизмен-
тот момент времени, ког-
амплитуда первой гармони-• ~j—
анодного тока проходит че-
да
ки
реЗ максимум (1а1макс^- мош-'
ность колебаний высокой ча-
стоты достигает максимально-
2Я
Рис. IV.2
В
и
В
г
го значения и равна
Р, = 0,5/2, R = 0,5/2 (1 + т)2/? = р (1 + m)2- (IV,4
1 макс ’ al макс ог ’ clT ' > <х IT ' 1 ' ' j
Аналогично минимальное значение колебательной мощности
равно
VW
Выражение (IV.4) имеет большое значение для характери-
стики энергетических соотношений при модуляции. Из этого
выражения следует, что при m=\ Р 1яакс—1Т> т. е. максималь-
ная мощность, развиваемая лампами, равна-учетверённой мощ-
ности в режиме несущей.
В процессе модуляции колебательная мощность приобрета-
ет различные значения. Из ур-ния (IV.1) следует, что* при
модуляции I ai~ hiT (1+mcosQi)- Таким образом, полагая,
что анодный контур модулируемой ступени, настроенный на
несущую частоту ©о, сохраняет значение эквивалентного со-
противления Ra на частотах cdo±£2 (так как w0). можно
написать для средней мощности за период высокой частоты
рвч = ±- l2a, т(1 + щcos Ш)2 Ra. (IV.6)
Выражение для средней мощности за период низкой ча-
стоты показывает распределение мощности между составляю-
щими спектра модулированного колебания
РиР = ^Р1Г (1 + mcos =
о
= Р1Г(1 + ^ = Р]Г+^Р]Г. (IV.7)
187
Величина ~ Р{т характеризует мощность, приходящую- ;
ся на боковые полосы модуляции. В силу этого удобно пере-
писать выражение (IV.7) в виде
Р1ср = Ргт + Рбп> (IV.7')'j
где
Р —т2 р
бп 2 1Г‘
•»
Мощность боковых полос Рбп зависит, как и следовало ожи-
дать, от величины коэффициента модуляции т. При т=1 мощ-
ность боковых полос составляет 50% от РХТ. Среднестатистиче-
ское значение т находится в пределах 0,3-4-0,5. Это означает,
что доля мощности боковых полос в общей мощности модули-
рованного колебания очень незначительна. Между тем, с
точки зрения приёма, значение Рбп очень велико. Особенно ма-
ла мощность боковых полос по сравнению с пиковой мощностью
Pi макс. Это обстоятельство характерно для систем амплитуд-
ной модуляции.
Из выражения (IV.7') следует, что тепловой прибор, включён-
ный в контур модулируемой ступени, будет обнаруживать изме-
нения контурного тока в процессе модуляции. Значение кон-
турного тока при модуляции может быть определено по фор-
муле
+ (IV.8)
где 1кТзфф — эффективное значение контурного тока в режи-
ме несущей частоты.
Для ш2<1 можно переписать выражения (IV.8) в виде
fl 4- —V (IV.8')
кэфф КТэфф \ 4 I ' 7
Формулы (IV.8) и (IV.8') показывают, что в процессе мо-
дуляции эффективное значение контурного тока растёт весьма
медленно с увеличением т. Так, при т= 1 он увеличивается лишь
в V 1,5, т. е. на 22,5% по сравнению с 1ктэфф-
Остановимся кратко на качественных показателях радио-
телефонного передатчика.
Выше было показано, что амплитудно-модулированное ко-
лебание занимает полосу частот. Это означает, что высокоча-
стотный тракт телефонного передатчика должен быть рассчи-
тан на симметричное прохождение модулированного колебания
188
в полосе ZQmokc с минимальными искажениями. Частотные ис- ’
кажения возникают также в тракте усиления напряжения низ-
кой частоты. Таким образом, частотная характеристика теле-
фонного передатчика определяется частотными характеристи-
ками трактов высокой и низкой частот.
Суммарные частотные искажения телефонного передатчика
устанавливаются в зависимости от назначения передатчика. Так>
для вещательных передатчиков допустимые частотные искаже-
ния находятся в пределах ± (1н-2) дб относительно т на часто-
те 400 гц.
Весьма важной характеристикой работы телефонного пере-
датчика является зависимость коэффициента нелинейных иска-
жений от глубины модуляции, т. е. kf =f(m). В предыдущих
рассуждениях мы полагали, что огибающая модулированного ко-
лебания в точности совпадает с формой модулирующего на-
пряжения. В реальных условиях так не бывает. Известные не-
линейные искажения всегда будут иметь место, поскольку речь
идёт о радиоустройствах, удовлетворяющих определённым тех-
ническим. условиям. Важнейшей задачей радиотехники явля-
ется выполнение передатчика с таким качеством, чтобы нели-
нейные искажения не оказались выше определённой величины.
Источниками нелинейных искажений являются модулятор,
представляющий собой по существу усилитель низкой частоты,
ступень передатчика, где происходит модуляция, и ступень
усиления модулированных колебаний.
Характер возникновения нелинейных (а также и частотных)
искажений в модуляторе в общем такой же, как в усилителях
низкой частоты, хотя здесь имеются некоторые специфические
особенности. Что касается тракта высокой частоты, то здесь
появление нелинейных искажений связано главным образом с
режимом лампы. Естественно, что режим лампы должен быть
таким, при котором обеспечивается линейная зависимость ам-
плитуды первой гармоники анодного тока (или Iк) от модули-
рующего напряжения. Если сказанное отнести непосредственно
к процессу модуляции (т. е. динамическому режиму), то ока-
жется более удобным говорить о необходимости получения ли-
нейной зависимости между т и модулирующим напряжением,
поскольку Iк (при модуляции) изменяется в соответствии с вы-
ражениями (IV.8 )и (IV.8х).
Изложенное показывает, что проверка и контроль правиль-
ности режима лампы и качества модуляции должны быть про-
изведены как в статических условиях (т. е. при отсутствии на-
пряжения низкой частоты), так и в динамических условиях (т. е.
при модуляции передатчика напряжением низкой частоты).
Очевидно, что контроль в динамических условиях является бо-
лее полным, ибо здесь сказывается влияние модулятора, ис-
точников питания, фильтров и др.
189
Таким образом, важным критерием работы передатчика/яв-
ляются статическая модуляционная характеристика Ia\=f (Емпд)
(здесь Емод — напряжение в цепи, в которой производится мо-
дуляция) и амплип^ная характеристика m=f(Uu). '
В конкретных схемах модуляция колебания высокой часто-
ты осуществляется путём воздействия напряжения звуковой ча-
стоты на одно из напряжений на электродах генераторной лам-
пы. Так можно говорить об анодной модуляции (Емод = Еа), мо-
дуляции на управляющую сетку (смещением) (Е^^—В,.),модуля-
ции на пентодную сетку (ЕмГ,д—ЕсВ), модуляции на экранирую-
щую сетку (Емод=Ес2). При усилении модулированных колебаний
напряжение возбуждения изменяется в соответствии с сигна-
лом звуковой частоты. При этом EMBg=Uc. Возможны, как мы
увидим далее, комбинированные способы амплитудной модуля-
ции.
Заметим, что модуляция тока высокой частоты может быть
осуществлена путём непосредственного включения микрофона
в антенную цепь. Речь идёт о схеме модуляции поглощением
(абсорбцией). В процессе модуляции изменяется сопротивление
микрофона, вследствие чего сопротивление антенны будет из-
меняться по закону низкой частоты:
= RAT + &RA COS £lt,
где RAT — сопротивление антенны в режиме несущей частоты.
Очевидно, что при этом имеет место модуляция амплиту-
ды тока высокой частоты. Однако этот метод, ввиду целого
ряда недостатков, не нашёл применения в передатчиках радио-
связи и телевидения, и впредь мы его рассматривать не будем.
Статическая модуляционная характеристика /ai= f (Емод)
снимается при отсутствии напряжения низкой частоты и даёт
представление о линейности характеристики.
Модуляционная характеристика /а1=/(£,.ой) позволяет уста-
новить телефонный режим генератора. Телефонная точка, т. е.
точка на статической модуляционной характеристике при отсут-
ствии модулирующего напряжения, выбирается из соображений
получения линейной модуляции, т. е. на середине линейного
участка характеристики (или на середине спрямлённой харак-
теристики, начиная с верхнего загиба).
На рис. IV.3 приведена статическая модуляционная харак-,
теристика для случая модуляции на управляющую сетку. На
этом же рисунке (справа) показан вид модулированных коле-
баний. Из рисунка следует, что при правильно выбранной те-
лефонной точке нарушение линейной зависимости 1а1 (или
Iit) имеет место лишь при очень глубокой модуляции.
На рис. IV.4 приведена та же статическая модуляционная
характеристика, лишь со смещённой влево телефонной точкой
190
(режим несущей частоты). Легко убедиться, что уже при сред-
них значениях коэффициента модуляции в этом случае воз-
никнут значительные нелинейные искажения. График, пока-
занный справа на рис. IV.4, иллюстрирует искажения огибаю-
щей модулированных колебаний.
На рис. IV.5 показан примерный вид амплитудной характе-
ристики m = Из этого рисунка вытекает, что увеличение
напряжения низкой частоты (или т) должно привести к росту
нелинейных искажений. Характеристика m — снимается
обычно для Г=400 гц. Амплитудная характеристика снимается,
как правило, раздельно для положительного и отрицательного
полупериодов модуляции, т. е. т += f (Uи tn__—f (0. Совпаде-
ние этих характеристик свидетельствует о симметричности мо-
дуляции.
191
Данная характеристика, а также статическая модуля- 1
ционная характеристика дают возможность судить о модуля- |
ционных возможностях передатчика. 1
Надо, однако, учесть, что не всегда имеется возможность л
снимать статическую модуляционную характеристику из-за or- I
раниченных возможностей источников питания. Такая труд- I
ность встречается, как увидим даль- 1
7771 S'"* ше, при анодной модуляции. Что I
/х ~~ ~ касается снятия амплитудной ха- |
/'/ рактеристики, то здесь ограничений |
// нет. Последняя может быть снята I
• Z' с помощью специального прибора I
Z' или осциллографа. Зависимость 1
lz ________________коэффициента модуляции от моду- I
® лирующего напряжения уже даёт ]
Рис. IV.5 известное представление о величине 1
нелинейных -искажений. Однако ко- 1
личественно нелинейные искажения оцениваются с помощью спе- I
щиального прибора, позволяющего снять зависимость Kp—f(m). 1
Во многих случаях указанная зависимость снимается на не- |
скольких частотах. 1
Нелинейные искажения радиовещательных передатчиков ]
I класса на звуковых частотах 5Q,4-100, 1004-4000 . и выше 1
4000 гц не должны превышать соответственно 4; 1,6 и 5%. Для ]
передатчиков служебной связи 10% при т=\ и 6%
при m = 0,8. 1
К качественным показателям передатчика относятся также j
уровень шумов и фон. Фон имеет место в радиопередатчике из-за 1
•существования определённых пульсаций в выпрямленных на-
пряжениях анода, цепей смещения, а также в связи с питанием «
накальных цепей переменным током. Уровень паразитной моду-
ляции измеряется обычно по отношению к 100-процентной моду- f
ляции при отсутствии сигнала низкой частоты. Уровень фона
не должен превышать соответственно для вещательных и связ- 1
ных передатчиков —60 дб и —40 дб. i
- Рассмотрение общих положений амплитудной модуляции по- i
называет, что мы должны изучить группу теоретических вопро- |
сов, связанных с получением требуемых режимов ламп для осу- 1
ществления модуляции с минимальными частотными и нелиней- |
ными искажениями. ' а
1V.2. МОДУЛЯЦИЯ НА УПРАВЛЯЮЩУЮ СЕТКУ СМЕЩЕНИЕМ 1
При таком способе модуляции амплитуда первой гармоники J
анодного тока должна изменяться линейно с изменением напря- i
жения смещения на управляющей сетке. 1
192 1
При этом амплитуда напряжения возбуждения JJC остаёт- '
ся постоянной, а напряжение смещения изменяется, т. е. Ue =
= const; Ес = var.
1 Принципиальные схемы с модуляцией смещением приведе-
ны на рис. IV.6. В режиме несущей частоты (режим молчания)
напряжение смещения постоянно и равно Ес-ЕсТ (рис. IV.3).
При модуляции Ес' изменяется по тому же закону, по которому
изменяется сигнал низкой частоты:
Ес = Е т -I- U а cos Qi.
(IV.9)
В процессе модуляции изменения напряжения смещения вы-
зывают соответствующие изменения угла отсечки 0 и высоты
импульса анодного тока 1ам. Как было показано в гл. II, зави-
симость 1а1 от Ес в области недонапряжённого режима мо-
жет быть описана выражением
Ial =S(Ue- DUa) Tl = S (t/c - DIalR J T1. (IV. 10)
Решая ур-ние (IV. 10) относительно Ial, получаем
lai = SUc---£-----SUcb, (IV.11)
где
13-417
193
Для дальнейших исследований вида статической модуля-
ционной характеристики удобнее пользоваться выражением
~ = Ti = fi (—cos0).
bU с
(IV.11')
Из (IV.11) и (IV. 11') следует, что 1а1 линейно зависит от
у,, так как S и Uc являются постоянными величинами. Одна-
ко соотношение (IV.11') не позволяет установить связь между
1а1 и Ес в явной форме, потому что yj зависит от —cos 0, ко-
торый, в свою очередь, зависит от напряжения смещения Ес.
Для установления более явной связи между 1а1 и Ес восполь-
зуемся выражением
Ес = - (17, - DUa) cos 0 + Ес = - (17, - DIaXR^ cos 0 + Ес =
= — ((/, — DS^iR^ cos 0 + Ec.
Обозначим
F-e~Ec
------ = X.
uc
(IV.12)
(IV.13)
Тогда после простых преобразований получаем
= /2(-cos0). (IV.13')
Рассматривая зависимости
(IV.И') и (IV. 13') (т. е. функ-
ции fi и /г), убеждаемся, что
они могут быть построены
с помощью кривой У1 =
=/(—cos©), приведённой на
рис. IV.7. Решая совместно
ур-ния (IV.11') — (IV.13'), мож-
но построить семейство обоб-
щённых модуляционных харак-
теристик при различных значе-
ниях (рис. IV.8a).
7?/
Таким образом, обобщённые модуляционные характеристи-
ки в относительном масштабе представляют собой зависи-
мость
дту = В = <Р (х)
при ~^—=const.
194
(IV.14)
Легко убедиться, что кривые, изображённые на рис. IV.8a, '•
построенные в относительном масштабе, характеризуют зави-
симость /а1 от Ес в интервале от Q = QMaKC до вмин = 0.
Рис. IV.8
При использовании в модулируемой ступени генераторных
тетродов или пентодов, для которых 0 = 0, можно рассчитать мо-
дуляционную характеристику на основании обобщённой при
Из (IV.13') следует, что |х| < 1. В’самом деле, при 0=180°
71 = 1 и х=1 лишь при Таким образом, при-—- >0 мак-
13* 195
симальное значение (или верхняя точка модуляционной ха-
рактеристики) смещается влево (рис. IV.8a). При 0,kUh=O у1=0,
х——1 и 0, т. е. все модуляционные характеристики исхо-
SUC
R
дят веерообразно из нуля (х=—1), независимо от значения — .
Ri
Интересно ещё отметить следующее. Уравнения (IV.11') и
(IV.13') позволяют отыскать на кривых рис. IV.8a геометриче-
ские места точек для которых 0 = const. Для этого помно-
жим и разделим правую часть ур-ния (IV. 1 И) на —cos 0. Тогда
получим
[дл _ 71 cos 8 zjy 11")
SUC — cos 0 Roe
Обозначим
_L = K(0).
— cos 0
С учётом (IV. 13') получаем уравнение, характеризующее гео-
метрические места точек для 0 = const:
-^- = к(0)х. (IV. 11"')
SUC
Для заданного 0 коэффициент к(0) имеет определённое зна-
чение. Так, например я(0°)— 0; /с(90°)==оо; /с(120°) = 1,61;
к(180°) = 1. Таким образом- геометрические места точек
SU с
для которых 0 = const, представляют собой веер прямых, исхо-
дящих из начала координат (пунктирные линии на рис. IV.8a).
Для 0 = 90° эта прямая совпадает с осью ординат. Для известных
Ra
значений &макс и --- можно с помощью указанных прямых
Ri
найти и х‘ . Далее, по известным S, Uc и Е' легко
I л/J / ЛИНъъ и G
\OUC, / Макс
определяются значения 1оГмакс и Ес макс == xMaKC Uc + Е’с. Ана-
логично, зная IaVT, можно с помощью семейства прямых для
0 = const быстро находить ЕеГ .
Заметим, что переход от обобщённых модуляционных харак-
теристик к характеристике= /\ЕС) очень прост. Обозна-
чим через у. Тогда при известных значениях 5, Uc и Е'с
suc,,
195
(эти значения-известны из расчёта генератора в режиме макси-
мальной мощности) находим: >
Л1 =
и
Ес ~ xUc + Ев.
В режиме минимальной мощности при @ман~0
Ес мин = — Uc + Е'с.
В режиме максимальной мощности Ес—Ес макс. Это значение
известно из расчёта генератора в пиковом режиме, о чём будет
сказано ниже.
Рассмотрение обобщённых модуляционных характеристик
подтверждает, что /в1 как функция от Ес имеет значительный
линейный участок. Это объясняется характером функции
Ti=f(—cos0).
Функция fi = f(—cos 0) имеет значительный линейный уча-
сток, что вытекает из разложения у, в ряд по степеням cos 0:
. yj = 0,5-— с os & Ч—— cos3 0 . . .
л Зтс
Линейный участок охватывает интервал 6О°<С0<С12О°
(рис. IV.7). В этом интервале 0 функция Yi может быть аппрок-
симирована прямой
4 Ес — Ес
Т Uc — DUa
Tj = 0,5 fl-—cos 0
Подставив это выражение в (IV. 10), получим после неслож-
ных преобразовании уравнение
р- [<4 + — (Ее— е'с
I — I___________к__________
а1 . 2Я/ + /?ое
(IV.10')
Уравнение (IV. 10') показывает, что в том случае, когда
модуляция смещением вызывает изменения 0 в пределах от
60 до 120°, 1 oi линейно зависит от Ес.
Из ур-ния (IV. 10') следует ещё один важный вывод, имею-
щий практическое значение: при 60° 120° изменение на-
пряжения смещения (в недонапряжённом режиме) эквивалентно
пропорциональному изменению напряжения возбуждения:
At/C = —Д£е^1,25А£с.
. те •
197
Однако при 6О°>0>12О° линейная зависимость функции
/ai (Ес) нарушается. В целях увеличения линейного участка мо-
дуляционной характеристики и уменьшения нелинейных ис-
кажений желательно выбирать угол отсечки @мпкс, соответ-
ствующий режиму максимальной мощности, в пределах 100—
120°. Тогда в процессе модуляции изменение напряжения сме-
щения должно привести к изменению угла отсечки анодного то-
ка от 0ЛаК1! Д°вЛ!Ин. Указанным углам отсечки соответствуют зна-
чения первой гармоники анодного тока и/ц1л/пи. Очевид-
но, что если ставится задача получения 100-процентной мо-
дуляции (т=1), то должно иметь место IaiMUH =0 и QmUh ~ 0-
При этом, естественно, возникнут некоторые нелинейные ис-
кажения в модулированном колебании, которые, однако, не-
велики и могут быть, при необходимости, легко скомпенсиро-
ваны введением обратной связи или выбором режима усили-
теля модулированных колебаний с 0>9О°, о чём будет сказа-
но ниже.
Зависимость Ial =f(Ec) настолько близка к прямой линии,
что для удобства расчётов режимов модуляции можно с доста-
точным основанием отбросить нижний криволинейный участок
характеристики (рис. IV.3). Однако следует иметь в виду, что
это делается лишь с целью получения необходимых энергети-
ческих соотношений.
Во многих случаях оказывается возможным снять моду-
ляционную характеристику Ja0 =f(E с). Эта зависимость имеет
примерно тот же вид, что и Iа1 =f(Ec). Аналитически изме-
нение постоянной составляющей при модуляции смещением оп-
ределяется выражением
IaO~S(Uc-DUa)lo. (IV.15)
Зависимость /ов от Ес удобно также исследовать в обоб-
щённом виде.
После простых преобразований имеем:
-Е±-=----1°—х (IV. 16)
SUC — cos 0
и
-^- =-----. (IV.17)
1 + 71 Ri
Семейство
характеристик =i|)(x)
приведено на
рис. IV.86. Зависимость /а0 = / ( Ес) более нелинейна, чем
модуляционная характеристика /о1 = /(£<•)• Однако для удоб-
ства энергетических расчётов будем полагать, что зависимость
198
1а0 от Ee изображается прямой линией. Такая аппроксима-
ция является весьма приближённой, но всё же приемлемой для
практических расчётов. Пунктирные прямые на рис. IV.86 изо-
бражают геометрические места точек для которых
SU с
0 = const.
Проведённый анализ статических модуляционных характе-
ристик и их идеализация позволяют нам перейти к энергети-
ческим расчётам различных режимов модуляции.
Выше было показано, что средняя мощность при модуляции
Р1ер значительно меньше пиковой мощности PiMaKC- Тем не ме-
нее, лампа модулируемой ступени должна быть рассчитана на
максимальную мощность. В противном случае возникнут нели-
нейные искажения при модуляции вверх (при Ес — Есмакс =
= А„Т + ^ О )’
СТ 1 СЙ '
Рассмотрим более подробно режим максимальной мощно-
сти.
В том случае, когда исходным параметром для расчёта
генератора является мощность в режиме несущей Р1Т, рас-
чёт режима максимальной мощности ведётся на заданную
мощность PiMaKC — Р1Г (1 + тмак<^ и лампа выбирается, ис-
ходя из заданной мощности Р1макс- Если же в качестве исход-
ного положения задана лампа модулируемой ступени (рабо-
тающей в качестве промежуточной ступени), то расчёт макси-
мального режима ведётся применительно к требуемой мощно-
сти, необходимой для нормальной работы последующей сту-
пени.
В качестве расчётного режима максимальной мощности
принимается критический режим. При этом подсчитыва-
ется по формуле
^ = 0,5 + 0,5 1/1—^».
у са
Угол отсечки &макс выбирается на основании приведён-
ных выше соображений. Амплитуда импульса анодного Тока
в режиме максимальной мощности Iам может быть опреде-
лена при помощи семейства статических характеристик; при
использовании ламп с заданным током насыщения ls долж-
но быть выполнено условие
/^ = Т7Г^Г<О,8Л- (IVJ8)
1 (лаке*
При применении ламп с оксидным катодом, для которых
задано предельное значение /аОЙОЛ, должно выполняться усло-
вие
0>61/0ола/се аО доп' (IV.19)
199
Неравенство (IV. 19) выведено для случая тмакс = 1 с учи
том эффективного значения постоянной составляющей анод
ного тока при модуляции (рис. IV.9). Легко видеть, что эта
фективное значение тока при модуляции и тЛакс = \ равно i
/~ / т \1 2
4о^ = Лот'|/ = 1,22/а0г = 0,61ДОл[Яке.
Напряжение возбуждения остаётся неизменным и определ
ется для максимального режима следующим выражением:
И — .... ___I Г)[] з
' амаКС' I
Напряжение смещения
необходимое для построения статщ1
ческой модуляционной характерй$
стики /01 = f (Ес и для расчётам
потерь в цепи сетки (так как
зависит от есмакс и еамин), опреде-»
ляется выражением
макс (Ц с DUа макс) COS &макс “Ь ^с •
Все остальные данные этого режима могут быть найдены с
помощью известных формул.
Переходим к рассмотрению соответствующих соотношений-
в режиме несущей частоты.
Легко убедиться, что для режима несущей частоты характер-
но низкое использование анодного напряжения. Дело в том, что
В — —2?—— повторяет закон изменения 1а1 от Ес (рис. IV.3)..
Таким образом, с точки зрения напряжённости данный режим яв-
ляется сильно недонапряжённый, так как ~ 1 /2 Чмакс.
Режим несущей частоты рассчитывается обычно, исходя из
линейной зависимости между /и1 и 1а0 и Ес, т. е. из идеа-
лизированных модуляционных характеристик. Следовательно:
г Д1 макс
а\Т ~ -------------- ,
1 4- m
1 макс
г ма*с
аОТ ,
1 4- Ш
’ макс
и
7^. а макс
аТ -----------------.
1 -4- m
4 макс
(IV.20)
(IV.21)
(IV.22)
Выражение (IV.21) позволяет получить формулу для подво-
димой мощности в режиме несущей
Рот = 1аОт Еа. (IV.23)’
Максимальный коэффициент модуляции обусловливает вы-
бор рабочей точки на модуляционной характеристике (рис. IV.3).
т. е. режим несущей частоты, а также кпд в этом режиме
„ _ ^>17~ _ ^1 .iravc 0 ~+~ тма' с) _ ^мдкс zjy 24V
Т Р*Т V + ™MaK^P<>Lc ' + тмаКс '
При тмакс = \ кпд 7)г= -±-чмаке. Обычно кпд в критическом'
режиме (т. е. ,vMaKC) равен примерно 0,7. Следовательно, т]г равен
примерно 0,35. Это говорит о том, что в энергетическом отно-
шении режим несущей частоты является чрезвычайно неэф-
фективным. Последнее очень важно потому, что, как будет по-
казано ниже, промышленный кпд передатчика с модуляцией на
сетку определяется данными режима несущей частоты.
ЛАощность, рассеиваемая на аноде в режиме несущей ча-
стоты, равна
РаГ = Рот~Р1т. (IV.25>
Ввиду низкой отдачи в режиме несущей частоты мощность,
рассеиваемая на аноде, получается достаточно большой и с учё-
том (IV.21) примерно равна
р.г«ТРм-
о
Надо заметить, что с точки зрения теплового режима анода
режим несущей частоты является наиболее тяжёлым и поэтому
должно быть выполнено условие
Por<Podm- (IV. 26}
Необходимое напряжение смещения, определяющее рабо-
чую точку на статической модуляционной характеристике (Ест),
может быть найдено следующим путём. Из (IV.20) и (IV.22)
известны значения
ние угла отсечки в
основании (IV.10)
i.T и и т. зто позволяет наити значе-
а\Т аТ
режиме несущей частоты. В самом деле, на»
можно написать
IaVT = S(yc-DUaTblT,
откуда
<21Т
Т1Г S(U-DUaT)
(IV.27)
201
I Для ламп с экранированным анодом и D<£ 1 можно упро-
I 'стять выражение (IV.27):
1 (IV.27')
i С
| По значению у1Г находим 0Г и cos 0Г. Тогда
f ЕсТ = - (Uc-DUaT) cos 0r + £. (IV.28)
I
‘ Напряжение смещения Ест определяет рабочую точку MO-
S' дулируемой ступени и режим несущей частоты (телефонный
* • режим) и должно подаваться от внешнего источника, так как
при автоматическом смещении рабочая точка будет перемещать-
ся за счёт изменения величины 1с0,, что приведёт к нелинейным
> искажениям.
Зная Есмакс и ЕсТ, можно определить максимальное значе-
, ние амплитуды напряжения низкой частоты, которое должен
развивать модулятор.
Из рис. IV.3 видно, что
’ UcQ = EiMaicc-EcT. (IV.29)
Выражение (IV.29) даёт возможность определить максималь-
ное значение выходного напряжения модулятора, необходимое
для расчёта последнего.
f Изучение режима несущей частоты ,т. е. режима, при кото-
। ' ром U= 0, является очень важным, так как правильно выб-
i ранный режим несущей частоты предопределяет в значитель-
! ной мере качество модуляции. Вместе с тем, анализ данного
{. режима показывает, что для него характерным является низкий
| кпд, так как £г=—\макс. Это означает, что во время пауз между
j, словами, слогами и т. д. передатчик работает с очень низким
। коэффициентом полезного действия.
В Естественно ожидать, что во время модуляции, т. е. при
I t/cS >0, энергетические соотношения должны несколько из-
I меняться. Рассмотрим режим модуляции.
I В процессе модуляции колебательная мощность равна
I р1ср = Р1Г(1+2^(
I где tn — текущее значение коэффициента модуляции.
I Что касается подводимой мощности в процессе модуляции,
| то можно показать, что она при условии симметричной моду-
К. ляции равна Р от.
.202
Из рис. IV.3 и IV.9 видно, что при модуляции
I аО = laOT “F tnlaOT COS •
Тогда за период низкой частоты будет подводиться мощ-
ность
ро ср = f Еа IaQT (1 + т cos Ш) dQt = Еа 1айТ = Рот. (I V.30)
2я J
О
Из выражения (IV.30) следует, что в процессе модуляции
при условии правильно выбранной телефонной точки и сим-
метричной модуляции значение постоянной составляющей
анодного тока не будет отличаться от /а0Г.
Таким образом, коэффициент полезного действия при моду-
ляции можно определить формулой
ср ( 1 I m2 \ П\Т 'll \
ricp — р г1т ( 2 / ‘ (IV.31)
го ср ' '
Кпд является функцией коэффициента модуляции и растёт
с увеличением т. Однако надо учесть, что когда речь идёт об
энергетической эффективности системы, то её следует опреде-
лять применительно не к отдельным значениям т, а к средне-
статистическим. Среднестатистические значения лежат в преде-
лах 0,3-?-0,5. Это означает, что практически
^^(1,05^1,1)^. (IV.31')
Выражение (IV.31') подтверждает высказанное ранее сооб-
ражение, что режим несущей частоты определяет эффектив-
ность передатчика. Значение кпд При модуляции (IV.31') полу-
чается такого же порядка, что и в режиме несущей частоты,
т. е. примерно 0,35.
Надо ещё заметить, что всё сказанное относится к кпд по
анодной цепи. Промышленный кпд, представляющий собой от-
ношение мощности в режиме несущей ко всей подводимой к
передатчику мощности, т. е.
’ (IV-32>
получается значительно ниже, а именно порядка 0,2.
Что касается рассеиваемой мощности на аноде при модуля-
ции (т. е. в режиме средней мощности), то легко убедиться, что
она несколько уменьшается, т. е. анод разгружается. В самом
деле,
РаСр~Р<)Т-Р>т(1±^У (IV.33)
203
Однако на основании (IV.31') можно утверждать, что прак-
тически тепловой режим анода остаётся таким же, как в режиме
несущей.
В заключение кратко коснёмся некоторых вопросов настрой-
ки генератора с модуляцией смещением.
Важным элементом настройки является снятие статических
модуляционных характеристик. Нужно учесть, что в практи-
ческих условиях модуляционная характеристика 1а1 — [ (Ес)
тождественна зависимости IK=f (Ес), так как1к=1а1.
Таким образом, IK = f (Ес) и есть статическая модуляцион-
ная характеристика, только в другом масштабе. При отсутствии
прибора для измерения Iк можно воспользоваться связанным с
антенной прибором постоянного тока с детектором. Известное
представление о модуляционных возможностях генератора да-
ёт, как мы видели раньше, характеристика Ia0—f (Ес). Следу-
ет учесть, что реальные модуляционные характеристики не-
сколько отличаются от расчётных, поскольку последние построе-
ны при определённой идеализации статических характеристик
анодного тока. Особенно эта идеализация касается нижней части
модуляционных характеристик несколько увеличивается про-
тяжённость нижнего загиба. Практически указанное откло-
нение невелико.
Удовлетворительное совпадение экспериментальной стати-
ческой модуляционной характеристики с расчётной является
обычно результатом правильной настройки модулируемой сту-
пени. Однако это относится прежде всего, к правильному выбо-
ру режима максимальной мощности. Что касается качества мо-
дуляции, то оно в значительной мере зависит от выбора теле-
фонной точки на модуляционной характеристике, т. е. от того,
насколько правильно и точно установлен режим несущей часто-
ты. В первом приближении этот вопрос решается выбором тако-
го напряжения смещения в режиме несущей ЕсГ, при котором
имеет место:
J „_ к мачс
2
и
Более полное представление, о качестве модуляции может
быть, разумеется, получено путём снятия ряда характеристик
в динамическом режиме. Простейшим средством контроля яв-'
ляется визуальное наблюдение на осциллографе формы моду-
лированного колебания при модуляции тоном. Так, если рабо-
чая точка на модуляционной характеристике смещена впра-
204
во (рис. IV.lOa^, то при более глубокой модуляции исказится
огибающая модулированного колебания (рис. IV.106). Наблю-
дая за формой модулированного колебания на экране осцил-
лографа, можно регулировкой напряжения ЕсТ добиться удов-
летворительного качества модуляции в рабочем диапазоне мо-
дулирующих напряжений. Такой контроль является в известной
мере субъективным, поскольку отклонения формы огибающей
от синусоидальной трудно обнаружить визуально. Вместе с тем
этот контроль всё-таки даёт возможность судить о симметрично-
сти модуляции.
Весьма наглядно можно судить о качестве модуляции путём
подачи на вертикальные пластины осциллографа напряжения
модулированных колебаний, а на горизонтальные пластины —
модулирующего напряжения. При этом линейная модуляция ха-
рактеризуется рис. IV. 11а, а нелинейная модуляция —
рис. IV. 11 б.
В случае нелинейной модуляции вида, показанного на
рис. IV. 11 б, можно регулировать настройку модулируемой сту-
пени, добиваясь приближения кривых с —б и в—г к прямым ли-
ниям, симметрично расположенным относительно оси X.
Что касается объективной и количественной оценки качества
модуляции, то она производится с помощью соответствующих из-
мерительных приборов.
205
IV.3. СХЕМЫ МОДУЛЯТОРОВ ДЛЯ МОДУЛЯЦИИ
НА УПРАВЛЯЮЩУЮ СЕТКУ
Буше были подробно рассмотрены вопросы модуляции на
управляющую сетку. Были проанализированы режимы ламп, их
влияние на линейность модуляции, особенности расчётов и т. д-
Очевидно, что качество модуляции зависит также в сильной
мере от схемы модулятора, т. е.
от тракта низкой частоты, с по-
мощью которого напряжение низ-
кой частоты подаётся на управ-
ляющую сетку.
Модулятор представляет со-
бой усилитель низкой частоты,
нагруженный на цепь сетки мо-
дулируемой ступени. Назначение
модулятора состоит в том, чтобы
создать на выходе (на нагрузке)
необходимую величину напряже-
ния низкой частоты UCQ—Et маКс—
—Ест при достаточно малых ис-
кажениях..
Особенность работы модуля-
тора заключается в том, что его нагрузка — цепь сетки модули-
руемой ступени — нелинейна, т. е. её сопротивление зависит от
уровня модулирующего напряжения. Из схемы рис. IV.6 видно,
что по выходной цепи модулятора протекает постоянная состав-
ляющая сеточного тока Iс0 (высокочастотные составляющие за-
мыкаются через блокировочную ёмкость Сб).
Зависимость 1с0=[(Ес) имеет, в общем, нелинейный харак-
тер. Важно отметить, что характеристика I с0 — f (Ес) рас-
положена несимметрично относительно напряжения теле-
фонного режима: Ес = ЕсТ. Дело в том, что напряжение сме-
щения, при котором /в1 обращается в нуль, не совпадает с тем
напряжением смещения, при котором 1 с0 =0. Это поясняется
рис. IV. 12. Анодный ток становится равным нулю при ес ипк, =
= ECMUH + Uc- Е'с. Следовательно, /О1 = 0 при Ес MBtl = Е'с — Uc.
Что касается сеточного тока, что он обращается в нуль при
еема^ = Е'смин + ис= О, т. е. 1СО = 0 при Е'смин = ~ие. Таким
образом, сдвиг между характеристиками /й1 (Ес) и IlV(Ev) равен
&ЕС — Ес MUIi Ес мин
= Е'С.
Теперь можно рассмотреть влияние на работу модулятора
несимметричного изменения 1с0 во время модуляции. На
'рис. IV.13 изображены модуляционные характеристики 1а1 (Ес)
206
и 1с0 (Ес). На этом же рисунке показано изменение / с0 во
время модуляции. Напряжение ЕсГ выбирается, исходя из сим-
метричности модуляции /а1. Это приводит, как было отмечено
выше, к несимметричному изменению Iс0 при модуляции. Так,
при отсутствии модуляции (UcS = 0) Ее — ЕсТ и постоянная
составляющая тока сетки равна 1 с0Г. Этот ток обусловлен ис-
точниками переменного напряжения возбуждения Uc и напря-
жения смещения' ЕсТ. При появлении модулирующего напряже-
ния низкой частоты UcS постоянная составляющая тока сет-
ки 1с0 изменяется. Как следует из рис. IV. 13, приращение I
относительно 1сОГ оказывается несимметричным. За положи-
тельный полупериод режим лампы приближается к критическо-
му (режим максимальной мощности) и приращение /ев оказы-
вается наибольшим:
^сОяакс 1 сО макс ЕоТ> (IV.34)
За отрицательный полупериод модуляции постоянная со-
ставляющая сеточного тока изменяется от нуля до 1с0Т. При
этом приращение Д/г0 оказывается наименьшим:
= 0 — I сот ——IcOT- (IV.34')
Очевидно, что приращение сеточного тока Д/с0 обусловлено
работой модулятора. Иными словами, приращение сеточного то-
ка во время модуляции Д/с0 и является током нагрузки моду-
лятора.
Ввиду импульсного характера зависимости /с0(&) прира-
щение тока сетки Д Ic0 = Ic0 (Q/) — JcQr, как функция време-
ни имеет довольно сложную форму (рис. IV.14). Это приводит
к тому, что модулятор работает на нагрузку, изменяющуюся в
широких пределах.
207
Обозначим сопротивление нагрузки, на которую раоотает
модулятор, через
Rcz = . (1V.35)
Если бы зависимость Iс0 = f (Et) была линейной на всём
протяжении модуляционной характеристики (от Есмакс до
то-величина A/f0 изменялась бы точно в соответствии с
модулирующим напряжением. В этом случае сопротивление R^
оказалось бы постоянной величиной и работа модулятора осу-
Рис. IV.14 Рис. IV.15
ществлялась бы без всяких осложнений. В действительности,
как это видно из рис. IV. 14, RSc изменяется от
С __ р If
Rc'i мин = сГ - (IV.36)
1 сО макс 1 сТ сО мако
до
Р _____р и
RcS маке = • (I V.36')
СОл/ИМ cW
Обычно 1ЛТ ЕЕ 1со Яакс и без существенной ошибки можно
считать
(IV.36")
1 со макс
Очевидно, что модулятор должен быть рассчитан на работу
В наиболее тяжёлых условиях, т. е. когда он нагружен на ми-
нимальное сопротивление RcSMUH, определяемое соотношением
(IV.36").
В передатчиках с модуляцией на управляющую сетку нахо-
дят обычно применение трансформаторная схема (рис. IV. 15) и
-208
реостатно-дроссельная схема (рис. IV. 16), предложенная А. Л.
Минцем. Рассмотрим ряд соотношений расчётного характера
применительно к указанным схемам модуляторов.
На рис. IV.17а и IV.176
приведены эквивалентные схе-
мы модуляторов рис. IV.15 и
IV. 16. В эквивалентной схеме
рис. IV.17а ') все элементы схе-
мы пересчитаны во вторичную
обмотку трансформатора. В
приведённых эквивалентных
схемах учтено влияние блоки-
ровочных ёмкостей тракта вы-
сокой частоты. Показано шун-
тирующее сопротивление Яш,
которое иногда включается в
целях ум^ьшения нелинейных
и частотных искажений. Rlp
представляет со^ой сумму ак-
тивных сопротивлений первичной
• форматора:
Рис. IV.16
и вторичной обмоток транс-
RTp = Г2 + п2г1.
W
гдеуг = — — коэффициент трансформации трансформатора.
Wi
Во избежание недопустимых частотных искажений на верх-
них звуковых частотах трансформатор должен быть нагружен
Рис. IV. 17
преимущественно на активную нагрузку. Условие активности
нагрузки трансформатора (применительно к схеме рис. IV.17а)
имеет вид
—!— >Ыимаке, (IV.37)
1) Схема составлена для высоких модулирующих частот.
14-417 209
где
Q, = 2rf,; С = Ся+Ся + С„.
При невыполнении условия (IV.37) необходимо шунтировать
вторичную обмотку трансформатора сопротивлением R ш.
Тогда условие активности нагрузки трансформатора приоб-
ретает вид
~F>3RHMaxc, (IV.37'>
Lag О
где
о ______ Rm макс
Р'н макс ' „ •
«а “Г Асо макс
Включение сопротивления RM требует увеличения мощности
модуляторной лампы. Выше было указано, что модуляторная
лампа должна быть рассчитана на работу в наиболее тяжёлых
условиях. С учётом шунтирующего сопротивления 1|рдулятор-
ная лампа должна быть выбрана, исходя из максимальной мощ-
ности, отдаваемой ею за период низкой частоты,
1 U2 1)
Р3 макс ~ ~~ , (IV.38).
где
п ______ RcS мин
Н МЧН р | Г>
Km -f KCQ MUH
Выражение (IV.38) даёт возможность выбрать модулятор-
ную лампу и рассчитать её режим. Однако изложенные сооб-
ражения относительно выбора модуляторной лампы могут ока-
заться недостаточными. Окончательно этот вопрос может быть
решён путём оценки нелинейных искажений, которые возника-
ют при прохождении через модулятор гармонических составля-
ющих сеточного тока по низкой частоте.
Для оценки нелинейных искажений ограничимся учётом вто-
рой гармонической сеточного тока (по низкой частоте).
В этом случае коэффициент нелинейных искажений равен
, (IV.39)
V ей
где Za.., — выходное сопротивление эквивалентных схем
рис. IV. 17а и IV. 176.
') Строго говоря, мощность Р5макс определяется первой гармоникой се-
точного, тока /foCosQ/. Однако модуляторная лампа рассчитывается'на по-
вышенную мощность, поскольку она нагружается током сложной формы
210
Вычисления показывают, что с достаточной точностью мож-
но полагать
7c2s^0,2/f0,(QKe. ' (IV.40)
После несложных преобразований можно ур-ние (IV.39)
переписать в виде
К(Г%0,21®( (IV.39')
р а
/? г, 2Qn2L?
где а == с 2 ,
R R
Ls— индуктивность рассеяния.
Для трансформаторной схемы
р = •
Rtu + %тр “l~ n2RtM
для схемы Минца а = 0 и
Rn Rim
Ru + Rim
При наличии в модуляторе отрицательной обратной связи
по напряжению необходимо в соответствующих формулах по-
ставить вместо RlM:
р - RiM
1+|4 ’
где р — глубина обратной связи.
На рис. IV.18 приведена зависи-
мость kf =f(а) при разных значе-
ниях а. 'Кривые рис. IV. 18 позво-
ляют выбирать а (а следовательно,
и R, так как Rcs>muh известно) для
и = 0 при известном кР. Далее мож-
но найти допустимую индуктивность
рассеяния Д. из условия, что на
наивысшей модулирующей частоте
kf не должно увеличиваться более
чем в два раза.
Элементы схем модуляторов (Д,
Ьйа) должны быть выбраны так,
искажений на низших
чтобы не создавать заметных частотных
звуковых частотах.
Трансформаторная схема применяется обычно в. передатчи-
ках служебной связи с полосой звуковых частот порядка
200—3000 гц. При необходимости передачи более широкой, по-
лосы частот применяется обычно реостатно-дроссельная схема
14* 211
А. Л. Минца, обладающая лучшей частотной характеристикой.]
Модуляторная лампа работает в режиме А, и данные это-’
го режима рассчитываются обычным образом.
Пример расчёта генератора с модуляцией по управляющей сетке <
Дано: j
а) мощность в режиме несущей частоты Р1Г=250 вт\ J
б) коэффициент модуляции т.макс = 1;
в) полоса модулирующих частот 300=3000 гц;
г) передатчик — коротковолновый.
1. Выбор типа лампы:
а> р1 макс = 250.4 = 1000 вт-,
б) выбираем однотактную схему генератора; :
в) с учётом работы генератора в коротковолновом диапазоне выбираем
/ лампу типа ГУ-27Б (тетрод);
г) параметры лампы:
Рмом = ЮОО вт, Ра — 800 вт, Рс = 40 вт, Рсз — 100 вт, Еа — 3000 в,
Есг — 1000 в, Ес = — 50 в, S = 10 ма/в, SK = 5 ма/в.
2. Расчёт режима максимальной мощности:
1) В целях увеличения линейного участка модуляционной характеристики
выбираем 0лакс = 110°; 04 = 0,53; ао=О,38 (приложение II).
2)
£ =£ =0,5
макс 'кр
= 0,5
8Р,
। _ 1 макс
alS fa
* к а
8-1000
1 —------------------ =0,92
0,53-5-IO-3-9-10е
3)
4)
U =6 -Еа =
а мам кр а
2Р
-_____________1 макс
1 аУ-макс и
а макс
I , ап
- а! макс u
1 а0 макс
0,92-3000= 2760 в.
_ 2-1000
~ 2760
= 0,73 а.
5)
0,73-0,38 „
--------= 0,52 а,
0,53
6) /ал =
^al макс
“1
0,73
0,53
7) Р„ =/ „ Еа = 0,52-3000= 1560 вт,
' 0 макс аО макс “
Ua «ам 2760
8) R„ = = —— = 3780 ом.
а*, макс
9) и________Ь"------=-------——.------=102
} с «(l-cosej 10.10-3(1 4-0,34)
’°) = 35-50 = - 15 в.
г
. 11) Для е = 240 в и е ' = Е -> Uс = — -15 -> 102 = 87 в на,
' а мин с маке с макс г <- 1 -
ходим по характеристикам 7СЛ,= 100 ма.
Е is
12) cos 0 =——=----------------= 0,15; 0 =81°.
смаке (J 102 смаке
13)7, =0,65.arZ = 0,65-0,476-100 = 31 ма.
cl макс 1 см
14) I = о,65-а0-Л-л< = 0,65-0,29-100 = 19 ма.
' ей макс и см ’ ’
15) Л-т „ „„ = 4- и 4i = — 102-31-10~3 = 1,7 вт.
' cl макс 2 с cl макс 2 ’
Дальнейший расчёт показывает, что тепловой режим управляющей сет-
ки получается вполне удовлетворительным. Тепловой режим экранирующей
сетки также находится в пределах нормы.
3. Расчёт режима несущей частоты:
1) 1а\т = маке 0'73 __ — — 0,36 1 4- m 2
' макс
2) Лог ^д0 макс _ 0,52 Q 2 2
3) Pqt~ £a Лог = 3000-0,26 = 780 вт.
4) РаТ = Pqt ~ Рут = 733 — 23° = 330 вт < Ра доп-
Р\т 250 „ „
5) 1г - - = =0,32. ^ог 780
6).В соответствии с (IV.27') у17-= 0,35 и 0Г = 77°.
7) ЕсТ — — Uc cos 0Г + Ес = — 102-0,225 — 50 = —
8) Усй = Е — £ т = — 15 + 73 = 58 в. с макс с/ •
73 в.
COS0cr =
9) Находим 1с0Т. Сначала„определяем 1смТ= f (еам„н,
е = Еа — U т = 3000 — 1380 = 1620 в.
амин и о/
е = Е.т + Uс = - 73 + 102 = 29 в.
смаке cl ' с ।
По характеристикам находим 1амТ =30 ма.
ЕсТ 73
— = — = 0,715; 0Г = 44°.
Uc 102 сТ
1<лт = “о (®ст) ^емг = 0> 162-30 ~ 5 ма.
Пример расчёта модулятора
Исходные данные для расчёта: полоса модулирующих
300-^-3000 гц, Uc = 102 e,Ecj- ——73 в, Ucq =58 п, ^самакс =10 ма.
1. Выбираем однотактную трансформаторную схему, вполне
для работы в полосе частот 300 = 3000 гц.
2. Ориентировочно выбираем модуляторную лампу типа 6П6С
включении. Данные лампы в триодном включении: Еамакс =
=3,5 ма/в, R!M =2300 ом, ц=8, 7>а<эрп = 10 вт.
3. Определяем R макс
R“ “ "Sr=ЛЛг- 11600
частот
^сОТ~^ ма-
пригодную
} в триодном
=250 в, S=
213
4. Проверяем выполнение условий (IV.37) и (IV.37'). Полагаем, что '
С=6000 пф; 't
1 1 • IQia
Qa С “ 2it • 3000 • 6000 = 8800 0М"
Находим из условия (1V.37'):
1__ 8800
нмакс ЗЙ8С = з
2900 ом;
^cs макс ма'га 11 600-2000
'^макТ^^Г И600 - 2900
« 4000 ом.
5. Задаёмся Кр =5% для РМШ1 =300 гц. Тогда при а=0 находим по
кривым рис. IV.18 а=4:
^cS мин „ ^с2 58
а —---Д----; ^са мин — ——— — ——-—— и 3000 ом;
R си мин , . 19.Ю-3
<?0 ма'сс
Принимаем RTp =0,1 n2RiM. По известным a, RM и RiM можно опре-
делить коэффициент трансформации п:
„ 3000
R = —~ = 750 ом;
4
„=1/~ ==
У 1.— Я) у 1.1-2300(4000 - 750)
6. Допускаем увеличение кр на наивысшей модулирующей частоте
(3000 гц} в два раза, т. е. Кр=10%. По кривым рис. IV. 18 для а=4 находим
а=К3. Определяем допустимое Ls'. •
_— 2Й n2Ls
V з =—--
L*
_ /3j?
2Qe n3
1,73-750
2,6-2,8-3000-0,86
а 95-Ю-3 гн.
7. Индуктивность первичной обмотки трансформатора 7| находим из до-
пустимых частотных искажений на наинизшей модулирующей частоте
300 гц в 0,5 дб, т. е. при Мн = 1,06:
, RiM 2300
L, > -------— -=— =---------, — _=с=- = 3,5 гн.
2kF„J/m2- 1 6,28-300 VI, 12-1
Выбираем с запасом Lj—5 гн.
Легко убедиться, что конструктивно такой трансформатор нетрудно вы-
полнить, потому что
L
95-Ю-3
------- =0,019 > 0,01.
5
214
8. Определяем мощность модуляторной лампы. В соответствии с
(IV.38) находим:
т/2
„ ucS
р — 0 к----------.
rQ макс V,,J п ’
''и мин
Ъш^мин 4000-3000
# =---------------=----------— I7QQ ом.
Нм““ Иш + *сймин 4000 + 3000
582
Pq макг = 0,5 Л = 1 »05 вт.
Ьй МиКС : ’ 17ЛЛ
Далее следует рассчитать режим лампы по формулам, известным из кур-
са электронных усилителей.
ч
IV.4. УСИЛЕНИЕ МОДУЛИРОВАННЫХ КОЛЕБАНИИ.
При усилении модулированных колебаний на управляю-
щую сетку лампы поступает напряжение высокой частоты с пе-
ременной амплитудой
Uc = UcT(l +/пс cos й/). (IV.40)
Это означает, что в данном случае мы должны рассмот-
реть режим лампы при разных значениях напряжения воз-
буждения Uc. При этом напряжение смещения остаётся неиз-
менным.
Таким образом, для усиления модулированных колеба-
ний характерно Ее ~ const; Uc — var.
Отсюда вытекает, что устройства для усиления модулиро-
ванных колебаний относятся к системам с модуляцией в це-
пи управляющей сетки. В процессе усиления модулированных
колебаний огибающая первой гармоники анодного тока долж-
на в точности совпадать с огибающей напряжения возбужде-
ния сетки. Иными словами, лампа должна работать в таком ре-
жиме, чтобы существовала линейная зависимость
/а1 = а + к77е,
где анк — постоянные величины.
Известно, что зависимость Ial = f (Uc) обладает значительным
линейным участком в недонапряжённом режиме. Однако в об-
щем виде от изменения .U с зависят как величина Iам, так и угол
отсечки анодного тока (рис. IV.19). Таким образом, необходимо
рассмотреть условия линейности Ial = f (Uc) при различных 0
и связь между коэффициентами модуляции в анодной (т J и
сеточной (тс) цепях. Условимся называть по аналогии с мо-
дуляцией на управляющую сетку зависимость /О1 = /(С4) ста-
тической модуляционной характеристикой. В данном случае
215
также удооно исследовать и построить модуляционные харак-
теристики в относительном масштабе:
= /Ui) при = const,
где A=Ec-j Е' и Xj = —==—₽.
с х А
(IV.41)
У1 =
Для построения семейства характеристик (IV.41) помножим в
(IV. 14) левую и правую части на хь Тогда, учитывая (IV. 13'),
получим
У1 = =-----It---.
ЗЛ — cos в
Из выражения (IV. 13') получаем уравнение, определяю-
щее хь
(IV.42)
1 I
1 + 11
— cos 0
Совместное решение ур-ний (IV.42) и (IV.43) относительно
— cos© позволяет получить семейство модуляционных характе-
ристик (IV.41) при разных значениях —— :
Ri
ис Ъ х Tfi
Л . , Rce . . Ra
~rT 71
U,
Х1~ А
(IV.43)
Ли
зл
Y1
. , Ra
1 +
= Xi
(IV.44)
216
Крутизна модуляционной характеристики SMx зависит от
(т. е. от 0) и равна
о fai е 71
L>Mx — —— — О
и i
=- S-ri
1 +------- 7i
Ri 11
где
Yi
1 !
1 + ^Г’*
Форма модуляционной характеристики зависит от выбранно-
го угла отсечки в режиме максимальной мощности (®макс)- Рас-
смотрим изменение модуляционных характеристик в зависимо-
сти от различных значений QMaKC-
а) ®.идкд = 180°.
При 0.ИДК£.= 18О° лампа работает в условиях колебаний пер-
вого рода. В процессе модуляции при изменении Uc от 0 до-
Uc„nKC отсечки анодного тока нет.
При этом Yi = l=const. Уравнение обобщённой модуляцион-
ной характеристики (IV.44) приобретает вид
г/i =
Х1
Rix
(IV.44'}
Ri
Из (IV.44') видно, что
г/!=/(х,) при 0ЛОКС
R(x
Ri '
из начала координат (рис. IV.20a). Легко убедиться, что в дач-
ном случае крутизна модуляционной характеристики S Мх мак-
симальна:
модуляционные характеристики
= 180°, построенные для различных значений
представляют собой семейство прямых линий, исходящих
о ____ S
Очевидно, что глубина модуляции в анодной цепи равна глу-
бине модуляции в сеточйой цепи:
ma = т,
где
1 , — i.
™ _ а! макс________nl мин .
а 1 Л- I ’
д! макс * д! мин
217-
U
С мин
тс =
lJ с ма'(С
и „ + и
с микс с мин
Линейность модуляционных характеристик, а также макси-
мальное значение SMx являются большими достоинствами режи-
ма усиления модулированных колебаний при @„пкс= 180°. Одна-
ко эти достоинства не могут быть реализованы в мощной ступе-
ни передатчика вследствие низкого кпд генератора. Вместе с
в тех маломощных усили-
тем этот режим успешно применяется
телях, в которых предъявляются особенно жёсткие требования к
нелинейным искажениям, например, в маломощных ступенях
многоканальных однополосных передатчиков, в дальней связи
и др.
б)
Для 0 = 90° ур-ние (IV.44) принимает вид
У1 = =-----—----хг.
S" 1+°’5>
(IV.44")
Статические модуляционные характеристики y} = f(xi), пост-
R
роенные для разных значений —~ и при 0 = 90°, представляют
Ri
собой семейство прямых линий, исходящих из начала координат
(рис. IV.20 6). Линейность модуляционных характеристик объяс-
няется тем, что при всех значениях Uc угол отсечки остаётся не-
изменным, т. е. 0 = 90°=const. Это позволяет утверждать, что
глубина модуляции в анодной цепи будет такой же, как в сеточ-
ной, т. е.
та = тс.
Таким образом, усиление модулированных колебаний при
218
блгоке = 90° протекает линейно, что является большим преиму-
ществом этого режима.
Заметим, что нижний изгиб ламповых характеристик почти
не изменяет вида модуляционных характеристик при малых
значениях ,UC (т. е. при модуляции вниз). Дело в том, что при
малых амплитудах возбуждения угол отсечки растёт и крутиз-
на модуляционной характеристики увеличивается. Этим и ком-
пенсируется влияние вогнутой части динамической характери-
стики лампы. Практически модуляционная характеристика оста-
нется линейной.
Методика расчёта генератора такая же, как в случае модуля-
ции на управляющую сетку. Разница состоит в том, что в дан-
ном случае напряжение смещения определяется из максималь-
ного (критического) режима и остаётся неизменным. В режиме
несущей частоты требуемое напряжение возбуждения равно
U = с м^кс ___ с макс
1 + /пс 1 + tna
В) ^<90°.
В этом режиме изменение ,UC в процессе модуляции вызы-
вает соответствующие изменения угла отсечки. Это следует из
выражения
cos 0 —
~ес + е'с
Uc — DUa
При уменьшении напряжения возбуждения JJC угол отсечки
будет меняться от 0макг до 0.
Семейство модуляционных характеристик ^^(х]) может
быть построено на основании ур-ний (IV.42) и (IV.43). Однако
ввиду того, что при бЛО(С.<90° Л<0, удобно в рассматриваемом
режиме строить модуляционные характеристики в виде —у! =
=Д—Xi). Такое семейство характеристик при разных значениях
приведено на рис. IV.21.
219
Изменение 0 в процессе модуляции приводит к появлению
в нижней части модуляционной характеристики небольшого
изгиба. Нелинейность статических характеристик анодного тока
усугубляет нижний изгиб модуляционных характеристик. Таким
образом, глубокая модуляция при 0Л(ОК1;<9О° сопровождается не-
линейными искажениями. Нулевые значения а следователь-
но, и первой гармоники анодного тока соответствуют значениям
0 = 0. Из (IV.43) следует, что при 0 = 0 (п = 0)
U
= = = (IV.45)
/1
Мы видим, что в относительном масштабе все модуляцион-
ные характеристики начинаются с ординаты хмин =— 1. Далее
характеристики расходятся веерообразно.
Выражение (IV.45) указывает на то, что для конкретного
значения ©^^<90° (от 0Л(ЯКС зависит значение Л ) существует
определённое значение .UCMUH, при котором лампа запирается.
Легко видеть, что
UCMllt = -A = -Ec + E'e. (IV.45')
Однако режим усиления модулированных колебаний с
0лакс<9О° обладает одним важным свойством. Из рассмотрения
характеристик рис. IV.21 следует, что для получения 100-про-
центной модуляции (та = 1) достаточно иметь в сеточной цепи
напряжение с глубиной модуляции
— х, — 1
1 макс___
— + 1
1 макс '
U —U
с макс с мин
и + и
с мак с ' с мин
< 1,
(IV.46)
т. е.
та> тс.
Таким образом, мы установили, что в рассматриваемом ре-
жиме имеет место углубление коэффициента модуляции в анод-
ной цепи. Обычно режим усилителя модулированных колебаний
выбирается так, чтобы можно было получить 100-процентную
модуляцию, т. е. та = 1. Это означает, что ©л(„к = 0, соз0лшн = 1 и
Т1з,ик=0. После простых преобразований получаем следующее
выражение для требуемого коэффициента модуляции в сеточной
цепи:
. । Ra _
1 ~Ь 7, ' --- — COS в
'1 макс макс
(IV.47)
1 + „------- -4- COS 0
' Ч макс r 1
220
Как и следовало ожидать, тс является функцией соз0лай.,,'
и —На рис. IV.22 приведена зависимость тс =<р (cos <Эмакс)
Ri R
для трёх значений . При расчёте усилителя модулирован-
Ri
ных колебаний для случая 0<9О° следует учесть, что необходи-
мое напряжение несущей частоты равно
г) ©^>90°
Аналогично может быть
рассмотрен вопрос об особен-
ностях работы усилителя мо-
дулированных колебаний при
©лакс> 90°. Очевидно, что при
этом изменения Uс будут так-
же вызывать соответствующие
изменения 0. При относитель-
но малых значениях U г, для
которых 0=180°, лампа будет
работать в режиме колебаний
первого рода. Дальнейшее уве-
££2 ££4 Q3 сой&мвкс
Рис. IV.22
личение Uc приведёт к уменьшению угла отсечки и лампа нач-
нёт работать в режиме второго рода. Начальный участок моду-
ляционной характеристики (колебания первого рода) приобре-
тает некоторую кривизну, появление которой объясняется тем,
что на этом участке модуляционной характеристики крутизна
максимальна. При увеличении Uc лампа переходит в режим ко-
лебаний второго рода и крутизна модуляционной характеристи-
ки уменьшается. В результате модуляционная характеристика
приобретает вид ломаной прямой (рис. IV.23). Абсцисса, соот-
ветствующая напряжению возбуждения U'CMUfl, при котором
угол отсечки становится равным 180°, может быть определена
из (IV.43):
x'i мин=1 + -^--
Соответственно напряжение возбуждения равно
и'смин=-А р
Из сказанного следует, что при 0Л7КС>9О°, угол отсечки
остаётся равным 180° в пределах 0<{/с<.^лвя. При
с макс Угол отсечки находится в пределах 180° >0>0лаю..
221
Легко убедиться, что в данном случае (на участке .U'c тн
Uc Uс мак., т. е. в режиме второго рода) будет иметь место
уменьшение глубины модуляции в анодной цепи та по сравне-
нию с тс.
Теперь уместно поставить вопрос о целесообразности приме-
нения того или иного режима усиления модулированных коле-
баний (в связи с выбором величин влакс). Вопрос о выборе 0ла(СС
решается с учётом конкретных обстоя!ельств. Необходимо Лишь
иметь в виду, что при 6иик —90° модуляционная характеристика
/а1 = / (U(.) практически линейна на всём промежутке от
1а1 = 0 до Iui = I„1 макс- Следовательно, нелинейные искажения»
вызываемые нелинейностью модуляционной характеристики,
будут здесь минимальными. Режим, при котором <90°, даёт
возможность работать в предвари-
тельных ступенях с относительна
малой глубиной модуляции, что в
ряде случаев очень важно. Вместе
с тем возрастает кпд генератора,
так как угол отсечки в режиме не-
сущей частоты получается значи-
тельно меньше 90°. Однако в моду-
ляционной характеристике появ-
ляется небольшой криволинейный
участок. Таким образом, при
100-процентной модуляции возра-
стут нелинейные искажения.
i Кроме того, при 0Л[ЦКС-<9О° мо-
жет возникнуть углубление пара-
зитной модуляции (фон и пр.). Что
касается режима, при котором
0лакг>9О°, то он является невыгодным в энергетическом отно-
шении и приводит к уменьшению глубины модуляции. Иногда
целесообразно выбирать &микС несколько большим 90° для
спрямления общей модуляционной характеристики. Последнее
объясняется тем, что при модуляции на управляющую сетку
(в предыдущей ступени) появляется небольшая вогнутая часть
в нижней части модуляционной характеристики, которая при
0Ш\ >90° может быть скомпенсирована криволинейной частью
(Рис. IV.23).
В заключение напомним, что в энергетическом отношении
режимы усиления модулированных колебаний и. модуляции на
управляющую сетку эквивалентны, в обоих случаях кпд генера-
тора определяется главным образом режимом несущей частоты:
I П'а 1
'Чср = 'Ч-р у 2~ / '
222
Методика настройки усилителя модулированных колебаний
такая же, как и в случае модуляции на управляющую сетку.
IV.5 АНОДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Рис. IV.24
4 v
При анодной модуляции напряжение низкой частоты вклю-
чается в цепь питания анода (рис. IV.24) и управляет, таким об-
разом, амплитудой анодного тока. Другие напряжения, т. е.
Uc и Ес, при анодной модуляции остаются постоянными.
Необходимо, однако, заметить,
что на практике находит большее
применение комбинированная анод-
ная модуляция, когда и £r = var lfacar£t
Ниже будет показано, что анодная
модуляция обладает более высокой
эффективностью, чем система с мо-
дуляцией на управляющую сетку.
В связи с этим схемы анодной моду-
ляции находят очень широкое при-
менение в вещательных и теле-
фонных передатчиках. Возникающая-
дания очень мощных усилителей
кпд
этом задача соз-
частоты с большим
успешно.
при
низкой
разрешается в настоящее время весьма
Влияние изменения напряжения на аноде Еа на работу лам-
пового усилителя было подробно рассмотрено в гл. II. На
рис. IV.25 показаны динамические характеристики и импульсы
анодного тока, соответствующие разным значениям Еа. При не-
котором значении Еа=Еакр режим лампы будет критическим.
При Еа<_Е ак11, режим лампы становится перенапряжённым, им-
пульсы анодного тока резко искажаются. В этой области ампли-
туда первой гармоники анодного тока /,i сильно изменяется в за-
висимости от Еа. При Eu—Q В области Еа>ЕакР режим
223
лампы будет недонапряжённым. При этом импульсы анодного
тока остаются косинусоидальными и их высота с ростом Еа
медленно возрастает. Естественно, что в этой области и Iа1 мед-
ленно- изменяется в зависимости от Еа. В обеих областях /а1
как функция от Еа изменяется почти линейно. Однако важно
отметить, что при малых Еа, т. е. в перенапряжённом режиме,
крутизна зависимости Iai=f(Ea) значительно больше крутизны
той же характеристики в недонапряжённом режиме. Таким об-
разом, характеристика /al=/(EJ имеет вид ломаной прямой
(рис. IV.26).
А------Анодная модуляция может
s' т быть осуществлена, в принципе,
"7^ в недонапряжённом и перенапря-
жённом режимах. Не вдаваясь
в детальное рассмотрение во-
|4г_____г Fij проса о возможности исполь-
перснапр критич. недонаг.р. зования недонапряжённого ре-
режим решим решим г „
F жима для анодной модуляции,
Рис. IV.26 укажем, что выполнение условия
недонапряжённого режима не
позволяет хорошо использовать генераторные'лампы по току
(подробнее см. [Л5]). Практически используется перенапряжён-
ный режим, имеющий ряд преимуществ, которые будут рассмот-
рены ниже. Анодная,модуляция -применяется, как правило, в ге-
нераторах с независимым возбуждением, но она возможна так-
же и в автогенераторах.
Анодная модуляция в перенапряжённом режиме
Из теории лампового генератора известно, что первая гармо-
ника и постоянная составляющая анодного тока в области пе-
ренапряжённого режима с изменением Еа меняются почти Ли-
нейно (рис. IV.26). В гл. II показано- что в схеме с заземлённым
катодом зависимость Iai=f(Ea) может быть изображена (с из-
вестным приближением) прямой линией.
Изменение анодного напряжения по закону Еа = ЕаТ +
-Е Ua<i cos й/ вызывает соответствующую модуляцию первой
гармоники анодного тока /а1:
/О1 =/а1г(1+wcosQf), (IV.48)
Еде IаУГ— значение первой гармоники в режиме несущей частоты
при Еа=ЕаТ.
Выражение для анодного напряжения может быть преобра-
зовано следующим образом:
Еа = ЕаТ ( 1 + cos йЛ . (IV.49)
\ ЬаТ / 1
224
I Исходя из пропорциональности между Iа1 и Еа и сравнивая
I (IV.48) и (IV.49), получаем:
I ~~ == т Uaa = тЕоТ ) (IV.50)
| ЕаТ )
| Соотношения (IV.50) являются исходными для расчёта моду-
I ляционного устройства. Последнее должно развивать на выходе
I напряжение низкой частоты' с максимальной амплитудой ,UaS =
I = m Е
| ,,*'мак,сл-‘ аТ'
| Рассмотрим некоторые особенности анодной модуляции. Из
I (IV.49) следует, что в режиме максимальной мощности анодное
I напряжение
I £„^ = £^(1+^); (IV.51)
| при ш= 1
I Р =9 р
| а макс аГ
К В процессе модуляции Еа проходит через различные значе-
I ния. Однако мощность, отдаваемая лампой в максимальном ре-
г жиме, обусловлена максимальным анодным напряжением
' Р1 макс макс Uа макс ai макс %Еа макс-
В соответствии с (IV.51) приведённое выражение может быть
? переписано в виде
Р1маке = ®Ыа1МаКС ^ЕаТ (1 + ГП). (IV.52)
При /71=1
Р1 макс ~ 2 ’0,5/at макс^аТ-
Обычно параметры модуляции выбираются такими, что в ре-
жиме несущей частоты постоянное напряжение на аноде равно
примерно номинальному (паспортному) значению, т. е. ЕаТ=>
J =£анол. При этом мощность в максимальном режиме (при m= 1)
I равна, как это следует из (IV.52), удвоенной номинальной мощ-
I ности лампы:
f Р1.иате = 2Рно„. (IV.52')
[ Соотношения (IV.51) и (VI.52') означают, что при выборе
[ ЕаГ=Еа чом напряжение на аноде Еа превысит в отдельные мо-
I менты времени номинальное напря-
I жение "лампы (рис. IV.27). Опыт по-
। называет, что подобный режим не яв-
I ляется опасным для лампы, так как
I он кратковременен. Следует, однако,
заметить, что в ряде случаев понижа-
| ют Еат по сравнению с Еаном. Неко-
торое уменьшение Еат желательно в
Б коротковолновом диапазоне, так как
позволяет уменьшить Ra и повысить
кпд анодного контура т]к (см. гл. 11 и III).
15—417
В режиме максимальной мощности лампа должна развивать
мощность, определяемую основными соотношениями амплитуд-
ной модуляции (IV.4), т. е.
Р_1макс ~ ^(1 Й" тмакс)
При заданной мощности максимального режимаPiMaK:необ-
ходимо мощность генераторных ламп при условии, что ЕаТ
=Еаном > выбирать в (У+тмакс) раз меньше, т. е.
р
р — ______1яакс____ р (1 1 m \
г ном l-L/тг г ' ,пмакс/*
Учитывая, что иногда ЕаТ<.Еаном, необходимая номинальйая
мощность модулируемого генератора при определяется
следующим выражением:
PHM>2PlT. (IV.52")
Эта важная особенность анодной модуляции может быть бо-
лее уяснена при сопоставлении систем модуляции на управляю-
щую сетку и анодной модуляции. При модуляции на управляю-
щую сетку Рном-Р1Макс- При анодной модуляции требуемая но-
минальная мощность ламп равна -Р-м-^с—. Однако лампы с ука-
занной номинальной мощностью оказываются способными от-
давать мощность Р\макс благодаря тому, что в пике модуляции
напряжение на аноде увеличивается до
Еа макс ' Еа? ( "Ь ТПмакс).
.Для системы с анодной модуляцией характерна также высо-
кая эффективность, т. е. высокий кпд анодной цепи. Это объяс-
няется линейной зависимостью между 1а1 и Еа (рис. IV.26). Из
характеристик, приведённых на рис. IV.26, следует, что коэффи-
циент использования анодного напряжения
£ __ _ Д1 Р№
Еа
постоянен во всём процессе модуляции.
Коэффициент полезного действия также является постоянной
величиной, т. е.
т) = = 0,5 В = const. (I V.53)
Р о Лго
Генераторная лампа работает в данном случае в перенапря-
жённом режиме, для которого характерен, как известно, высо-
кий кпд. Из (IV.53) следует, что кпд анодной цепи остаётся вы-
соким и в режиме несущей частоты. Последний определяет ко-
226
эффициент полезного действия при модуляции. Таким образом,
на основании (IV.53) можно сделать важный вывод относитель-
но эффективности анодной цепи:
'Чср ’’Пу- (IV.54)
Сравнивая выражение (IV.54) с выражением (IV.31') опре-
деляющим' кпд при модулйции на управляющую сетку, можно
заметить, что при анодной модуляции кпд анодной цепи генера-
торной лампы выше по крайней мере в два раза, чем в случае
модуляции по сеточной цепи.
При проектировании передатчиков возникает вопрос: в ка-
кой ступени целесообразнее производить модуляцию. Очевидно,
этот вопрос должен быть решён
таким образом, чтобы была
возможность реализовать высо-
кую эффективность анодной мо-
дуляции. При этом надо учесть,
что мощная ступень радиопере-
датчика потребляет примерно
60—70% всей подводимой к пе-
редатчику мощности. Иными сло-
вами, мощная ступень предоп-
ределяет промышленный кпд все-
го передатчика. Отсюда вытекает
целесообразность модулировать мощную ступень, что позволя-
ет существенно увеличить промышленный кпд передатчика.
Однако при этом возникает задача создания мощных модуляци-
онных устройств,'что связано с известными трудностями.
Предыдущие выводы были получены в предположении ли-
нейности статической модуляционной характеристики. Необхо-
димо, однако, заметить, что при неизменном смещении в стати-
ческой модуляционной характеристике Iar=f(Ea) появляется
криволинейный участок вблизи значения Еа = 0 (рис. IV.28).
Образование этой криволинейности объясняется тем, что фак-
тически £ не остаётся постоянной величиной в процессе модуля-
ции, т. е. при изменении Еаот 0 до Еамак^.В действительности,
как показывает опыт, напряжённость режима несколько возра-
стает по мере приближения к значению Еа =0. Подобный режим
должен привести к увеличению нелинейных искажений при глу-
бокой модуляции.
Для того чтобы избежать этого, искусственно ослабляют на-
пряжённость режима на том участке модуляционной характери-
стики, где наблюдается рост £. Это может быть достигнуто ав-
томатическим уменьшением максимального напряжения на сет-
ке eCMaKC=Ec-]-Uc. Увеличение g вблизи Еа=0 приводит к росту
постоянной составляющей сеточного тока. При автоматическом
15* 227
смещении в цепи управляющей сетки по мере роста сеточного J
тока Ес уменьшается (т. е. возрастает отрицательное сме-
щение) и напряжённость режима несколько выравнивается.
Можно подобрать такую величину Rc в цепи сетки, при которой
, £ (благодаря дополнительной модуляции в сеточной цепи)
остаётся практически постоянной величиной во всём процессе ;
модуляции. Модуляционная характеристика получается при
Этом прямолинейной. Модуляционная характеристика постоян-
ной составляющей анодного тока Iа0 =f(Ea) также спрямляется.
Кроме того, автоматическое смещение уменьшает сеточный ток.
Опыт показывает, что при анодной модуляции с автоматиче-
ским смещением модуляционная характеристика получается на-
столько Линейной, что при её построении достаточно воспользо-
ваться двумя точками: I ai= Iа1макси ^«1 — 0- Эти две точки можно
соединить прямой линией, которая и будет представлять собой
статическую модуляционную характеристику. .
Мы видим, что при анодной модуляции в перенапряжённом
режиме может быть получена достаточная линейность модуля-
ционной характеристики при высокой энергетической эффектив-
ности.
Расчёт режимов анодной модуляции
Максимальный режим
Вопрос о выборе номинальной мощности был нами уже рас-
смотрен. Однако в связи с осуществлением модуляции в выход-
ной ступени, соотношение (IV.52) должно быть несколько уточ-
нено. Обычно задаётся мощность несущей частоты в антенне.
Тогда при выборе номинальной мощности генераторных ламп
должны быть учтены потери в промежуточном контуре^ т. е.
РМм>-~^+тмакс), (IV.55)
'к
где Tin—кпд промежуточного контура.
Пиковый режим генератора выбирается слабоперенапряжён-
ным:
$ = (1,02^1,04)^.
Такой режим способствует линеаризации модуляционной ха-
рактеристики.
При известных ЕаТ и шмакС находим
Еа макс ~ ЕаТ U 4” тмакс)
и ' .. а
а макс а макс*
228 ' " ~ ' 1 - I
Мощность максимального режима известна:
макс = Pte 4“ ^макс) •
Определяем первую гармонику анодного тока
2Р.
I х=. 1 макс
1 al макс ' у *
а маке
Угол отсечки 0 выбирается обычно около 90°. Далее расчёт
производится на основе соотношений, приведённых в гл. II.
Угол отсечки впадины 0! (рис. IV.25) определяется по фор-
муле
cosQi^-^ ^1— Д£,
где М=Д—Нжр.
Коэффициенты разложения Том и Ti сл определяются в со-
ответствии с (11.60) и (11.61). Входящие в эти формулы зависи-
мости То и Ti могут быть найдены по таблицам; приведённым в
приложении 2. Коэффициент А равен
, cos 0Х — cos 0 _^кр ~ S cos 0
Постоянная составляющая анодного тока
г ______ То сл т
1 аО макс 1 al макс
71 сл
Напряжения сеточной цепи определяются из соотношений:
I] — -и Г)П
ис— „ г амоке
Р — хмс. cos 0 4- f' ’
'-'с макс — с I i-c .
Остальные данные пикового режима определяются обычным
образом.
Заметим, что пиковый режим (на заданную мощность) мо-
жет быть также рассчитан в соответствии с последователь-
ностью, изложенной в [ЛЮ].
При расчёте пикового режима мощность Р а макс--= Р 0 макс—PiMaKC
может оказаться больше Ра(-)0П- Однако это обстоятельство не
имеет существенного значения, так как тепловой режим анода
определяется, продолжительным режимом работы (максималь-
ный режим соответствует пиковому напряжению на аноде и яв-
229
ляется кратковременным по сравнению с периодом низкой ча-
стоты).
Расчёт постоянной составляющей сеточного тока Цомак. даёт
возможность ориентировочно выбирать сопротивление автома-
тического смещения
D __ |£с макс!
С J
сО макс
Величина Rc уточняется при настройке.
При выборе ёмкости цепи автоматического смещения надо
учесть, что при модуляции постоянная составляющая тока сетки
изменяется с изменением модулирующей частоты. Напряжение
смещения будет изменяться в фазе с изменением 1с0 при усло-
вии, что сопротивление цепи автоматического смещения для
токов самой высокой модулирующей частоты будет такое же,
как и для постоянной составляющей. Это выполняется при усло-
вии, что
1.
где С с — ёмкость, шунтирующая сопротивление цепи автомати-
ческого смещения Rc.
Мощность Рлма^с рассчитывается известным образом и яв-
ляется исходным параметром для расчёта возбудителя.
Режим несущей частоты
Данные режима несущей частоты рассчитываются, исходя из
линейности модуляционной характеристики, т. е.
I , I п
г _ al макс .j __________ аО макс
lair----—-------, laOT — —;--------•
1 4- т 1 4- т
1 макс 1 макс
Однако, в отличие от модуляции на управляющую сетку, кпд
режима несущей частоты т]г= ч\макс.
Мощности потребления и рассеяния на аноде соответственно
равны:
Рог = Ear 1аот,
Рат = Рот — Pit-
Благодаря тому, что —0,74-0,75, рассеяние на аноде
уменьшается примерно в четыре раза по сравнению с рассея-
нием при модуляции на управляющую сетку.
Необходимо также проверить тепловой режим управляющей
сетки. Это особенно важно для современных генераторных ламп,
230
которые работают со значительными сеточными токами и для
которых рассеяние на управляющей сетке лимитировано. Однако
для расчёта мощности рассеяния на управляющей сетке РсГ нуж-
но предварительно рассчитать
соответствующие составляющие
сеточного тока. При автоматиче-
ском смещении модуляционная
характеристика / ,.п =--f {Еа) по-
лучается практически прямой
линией (рис. IV.29). Из расчёта
пикового режима известна вели-
чина 1сПуак,.
Обычно телефонная точка вы-
бирается, на середине модуляци-
онной характеристики, т. е. ЕаТ=
может быть найдена на основании
^сот ~ ~2~ ^с0 м‘
jEaMasc. Тогда величина 1с0
рис. IV.29:
* (IV.56)
Таким образом, тепловой режим сетки связан с расчётом
режима минимальной мощности, который будет рассмотрен ни-
же.
Режим модуляции
Выражение для средней мощности модулированных колеба-
ний остаётся таким же, разумеется, как и в случае других спо-
собов амплитудной модуляции,
о — Р (1 4- —
1 1ср — г [Г I 1 т 2 •
Что касается мощности РОср, потребляемой анодной цепью
при модуляции, то она должна быть определена с учётом того,
что Еа изменяется по низкой частоте. Естественно ожидать, что
в нашем случае РОср будет отличаться от аналогичного выраже-
ния при модуляции на управляющую сетку, так как при модуля-
ции на анод изменяются как Еа, так и Iа0 (рис. IV.30).
За период модуляции
2 л
ср ~ "inj ^а0Т C°S ^аТ "1” ^а2 C°S ~
о
= Е _ Z + J- [/ / = р ( 1 + (IV.57)
ат аОТ 1 g ОГ I *2 J ’ у 7
где (7а2 = mEaT, Ia2 = mlа0Т.
231
Мощность рассеяния на аноде равна J
РасР~ РОср-Р1еР=РаТ^ + ^\ \
Последнее соотношение и определяет тепловой режим анода
в процессе модуляции. .
Из выражения (IV.57) следует, что
° "______________ средняя подводимая мощность состоит из
"7 \~Ла> ~ Двух слагаемых: первая (Рот) подво-
/<~\ ____— дится непосредственно источником анод-
* ~ ного питания, вторая зависит от глубины
модуляции иг, т. е. от напряжения низкой
t частоты Ua9, и подводится от модулято-
Рис. IV.30 ра. Вторая составляющая средней под-
водимой мощности является, та*ким обра-
зом, исходной величиной для расчёта модуляционного устрой-
ства.
Последнее должно быть рассчитано на мощность
PlM = V РОт- (IV.58>
Выражение (IV.58) может быть переписано в ином виде:
Р __т2 р j _ т2 р2 1
Г1М~ 2 “Т'аОТ~ 2 СаТ Ет
Ja0 Т
С учётом (IV.50) можно написать
Z р
п ^аТ
где Rr =----------эквивалентное сопротивление модулируемого
^аОТ
генератора для модулятора, т, е. для усилителя низкой частоты.
Заметим, что при анодной модуляции, в отличие от модуляции
на управляющую сетку, Rr есть постоянная величина, не завися-
щая от глубины модуляции. Модулятор работает, таким обра-
зом, на постоянную нагрузку, что способствует уменьшению не-
линейных искажений.
Режим минимальной мощности
Этот режим представляет интерес, главным образом, для
расчёта сеточной цепи. Уже было упомянуто, что для расчёта
теплового режима управляющей сетки необходимо определить
величину 1сОмин.
К расчёту слагающих сеточного тока в данном режиме мож-
но подойти следующим образом. При Еа=0 ia = 0- Следователь-
но, Цйман равна постоянной составляющей тока эмиссии Is0, т.е.
в режиме минимальной мощности при Ea — Q, Ес—Есжал
ItM -Ism-S(Есман + ис-Ес0). (IV.59)
С другой стороны, учитывая, что смещение .образуется за
счёт сеточного тока, можно записать
ЕСмин~ 1с0мицВс= I sO мин%с- (IV.60)
Постоянная составляющая тока эмиссии Цймич (а следова-
тельно, и /сОман) зависит от угла отсечки и ISM’.
IsOMUH ~ Iей мин SM‘ (I V.6 1)
Поскольку Ea = Q, Ua = Q, имеем
cos ежан = -g^"«+-A9- ,
•“°" • Uc
откуда
Ес мин = и С cos 0Л{КК 4" Еса.
С учётом выражений (IV.59), (IV.60) и (IV.61) получаем
уравнение, позволяющее найти &мин'
ао (I — СОЗ О.иак) __ 1 / ।Er0 \ (IV 62)
COS &MUH ERc ' Ес COS &MUM '
Нахождение QmUh связано с некоторыми трудностями в свя-
зи с тем, что в правой части (IV.62) фигурирует отношение
у.—. Учитывая, что < 1, ур-ние (IV.62) можно пе-
cos vMaH цс
реписать в виде
= р (0 . (1V,62')
cos &м!!ц SRC
В правую часть ур-ния (IV.62) входят известные параметры.
Ряд значений функции р0(<Э) приведён в приложении 2.
Зная величину —, находим 0Л,ПЧ и далее
SRC
Ес „„„ — — Uс cos 0„„н ~Ь ЕсП.
С мин L мин 1 си
Затем определяем 1соман-
= (IV.63)
АС
Очевидно, что в режиме минимальной мощности ток сетки
достигает наибольшей величины и максимально нагружает пре-
233
дыдущую ступень. Вследствие этого, напряжение возбуждения
мощной ступени в режиме минимальной мощности при Еа-> 0.
несколько уменьшается, что способствует спрямлению нижнего
участка модуляционной характеристики.
Здесь в известной степени можно говорить об автоматиче-
ской модуляции напряжения возбуждения (в такт с модули-
рующим напряжением), направленной на линеаризацию стати-
ческой модуляционной характеристики.
Вернёмся к расчёту теплового режима управляющей сетки в '
режиме несущей частоты. Зная I с0 „ин и lc()MaKC, рассчитываем 1с0Т
в соответствии с ф-лой (IV.56). Напряжение смещения в режи-
ме несущей частоты определяется как
Ест-~^От^. (IV.64)
Далее находим первую гармонику сеточного тока в режиме
.несущей частоты. По аналогии с I cQT находим Iс1Т:
/ . т = — (7С1 макс 4" 7ci .«,,«)• (IV.65)
Здесь
, т ____ _ /й \ Ео мин
* ci мин *1 V-'muh) ч •
®о (®мин)
Находим мощность рассеяния на управляющей сетке:
PcT = PclT -IcOtRc, (IV.66)
где
Р = — U I
1 с1т 2 с С1 т‘
Тепловой режим управляющей сетки определяется соотноше-
нием (IV.66), характеризующим наибольшее значение мощности
рассеяния на управляющей сетке. В режиме модуляции управ-
ляющая сетка насколько разгружается за счёт дополнительного
выделения мощности на сопротивлении Rc.
Настройка генератора при анодной модуляции
Выше была показана целесообразность анодной модуляции
на высоком уровне (в выходной ступени). В связи с этим возни-
кают трудности при настройке генератора на телефонный ре-
жим. Известно, что режим несущей частоты может быть уста-
новлен с помощью предварительно снятой статической модуля-
ционной характеристики. О правильности настройки на теле-
фонный режим можно также судить по величине 1кТ — 1
или/ айТ— При этом генератор должен быть предваритель-
J234
но настроен в режиме максимальной мощности. Предполагает-
ся, что пиковый режим устан-авливается при Еа =Еа макС. Затем
Еа уменьшается до такой величины, при которой анодный (или
контурный) ток уменьшится в два раза. Легко убедиться, что
при анодной модуляции оба способа оказываются, как правило,
неосуществимыми. В мощных передатчиках источник анодного
напряжения выходной ступени выполняется обычно так, что Еа
нельзя увеличивать. Таким образом, не представляется возмож-
ным снятие статической модуляционной характеристики.
Режим несущей частоты при постоянном анодном напряже-
нии Еа—ЕаТ может быть установлен следующим образом.
На анод лампы подаётся постоянное напряжение Еа~ЕаТ.
Напряжение возбуждения лампы устанавливается в соответст-
вии с режимом максимальной мощности. Связь с нагрузкой (ан-
тенной) регулируется так, чтобы режим работы лампы соответ-
ствовал расчётным данным режима несущей частоты. Режим ра-
боты контролируется с помощью приборов, измеряющих токи
Ло> ЛоА- Затем включается модуляционное устройство, подаёт-
ся необходимое напряжение низкой частоты и с помощью прибо-
ров контрольно-измерительной стойки уточняется режим несу-
щей частоты.
IV.6. СХЕМЫ МОДУЛЯТОРОВ ДЛЯ АНОДНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Вопрос о выборе схемы модулятора является очень важным
как с точки зрения выполнения требований к качественным пока-
зателям, так и в отношении энергетической эффективности пере-
датчика. При анодной модуляции может быть применена одно-
тактная или двухтактная схема модулятора.
Однотактная схема модулятора
На рис. IV.31 приведена схема . модуляции с однотактным
модулятором с дросселем в качестве анодной нагрузки. Напря-
жение ЕаТ является общим питающим напряжением для модуля-
тора и модулируемого генератора. На дросселе образуется на-
пряжение низкой частоты Uaicos Ot и на анод генераторной лам-
пы подаётся, таким образом, напряжение, изменяющееся с низ-
кой частотой:
Ea=EaT+Ua2 COSQZ.
Во избежание нелинейных искажений модулятор должен ра-
ботать в режиме А. Амплитуда напряжения низкой частоты равна
~ ^МЕаТ>
где —коэффициент использования анодного напряжения лам-
пы модулятора.
235
«fe
-I
Рис.
IV.31
В соответствии c (IV.50) должно иметь место
т = (IV.67>
Выражение (IV.67) накладывает определённые ограничения
на величину коэффициента модуляции т. В самом деле, коэф-
фициент использования анодного напряжения всегда меньше
единицы, поскольку модуляторная лампа работает в недонапря-
жённом режиме. Отсюда следует, что в схеме рис. IV.31 может
быть осуществлена модуляция со значением т<1.
Но этот недостаток может
быть легко устранён применением
вместо дросселя трансформатора.
Тогда напряжение на вторичной
обмотке трансформатора может
быть увеличено в п раз (п — ко-
эффициент трансформации), что-
и позволит осуществить 100-про-
центную модуляцию.
Главным недостатком одно-
тактного модулятора, работаю-
щего в режиме А, является низ-
кий коэффициент полезного дей-
ствия его анодной цепи, что может свести на нет основные пре-
имущества системы модуляции на анод.
Мы уже видели, что при анодной модуляции модулятор дол-
жен развивать значительную мощность, определяемую соотно-
шением (IV.57)
Р = т2 Р
' 1Л1 g °7"
Модулятор обычно рассчитывается на 100-процентную моду-
ляцию, т. е.
P = — P
г 1M 2 roT'
С учётом кпд модуляционного трансформатора (или дроссе-
ля) необходимо модулятор спроектировать на неискажённую
мощность
Р______1_ Р1Г
ш 2 71-71гр’
где т] — коэффициент полезного действия генератора; он равен
примерно 0,75. Таким образом, модулятор должен развивать
неискажённую мощность низкой частоты, равную в первом при-
ближении мощности несущей частоты (порядка 0,75 Pit). Сле-
довательно, в мощных передатчиках должны быть созданы весь-
ма мощные усилители низкой частоты в качестве модуляторов.
Если последний работает в режиме А с кпд порядка г] ~0,25,
236
то к модулятору будет подводиться мощность
^ом
ЗР1Г.
При этом суммарный кпд анодных цепей генератора и моду-
лятора определяется
Р от + 3Pj т
(IV.68)
При т] — 0,75 и /и —0,3 получаем T]L=aO,25.
Ориентировочный расчёт суммарного коэффициента полез-
ного действия показывает, что при работе модулятора в режи-
ме А анодная модуляция себя не оправдывает, так как кпд всего
передатчика получается даже ниже, чем при модуляции на уп-
равляющую сетку. В силу этого однотактные схемы модулято-
ров в режиме А не находят применения.
Двухтактные схемы модуляторов
Высокий кпд модуляторов может быть достигнут при работе
в режиме В, т. е. с отсечкой анодного тока в 90°. Однако в этом
случае приходится строить модуляторы по двухтактной схеме,
с хорошо отсимметрированными плечами. Симметричная двух-
тактная схема при работе с отсечкой в 90° должна способство-
вать подавлению или существенному ослаблению высших гар-
монических в модулирующем напряжении низкой частоты. Вме-
Рис. IV.32
сте с тем, работа модуляторных ламп в режиме В обеспечивает
высокий суммарный кпд системы. Два варианта модуляторных
схем приведены на рис. IV.32 и IV.331)-
' ’) На рис. IV.33 опущены ёмкости 2Ci, назначение которых будет рас-
смотрено ниже.
237
Схема рис. IV.32 обладает существенным недостатком, зак-
лючающимся в том, что вторичная обмотка модуляционного
трансформатора обтекается постоянной составляющей анодно-
го тока 1айт. При этом возникает постоянное подмагничивание
магнитопровода, что приводит к увеличению габаритов, а следо-
вательно, и удорожанию трансформатора. Наибольшее распро-
странение получила схема рис. IV.33, в которой постоянная со-
ставляющая модулируемого генератора 1а0Г протекает через мо-
дуляционный дроссель Lds. Разделительная ёмкость Cs должна
быть выбрана достаточно большой, чтобы пропустить низшие
частоты без заметных искажений.
Расчёт модулятора сводится в основном к расчёту мощного
усилителя низкой частоты.
Рассмотрим основные исходные данные.
Режим модулятора должен быть рассчитан так, чтобы нели-
нейные искажения оказались минимальными. Для этого исполь-
зование модуляторной лампы по напряжению должно быть не
очень высоким. Для того чтобы импульс анодного тока не де-
формировался, режим лампы выбирается недонапряжённый с
коэффициентом использования анодного напряжения ?дг<;0,7.
Использование модуляторных ламп по току получается
обычно также невысоким. Так, для ламп с вольфрамовым като-
дом во избежание искажения верхней части импульса анодного
тока 4„~0,6 Is. Для ламп с активированным катодом величина
1ам определяется допустимым рассеянием на аноде. Поскольку
лампа работает в сильно недонапряжённом режиме, рассеяние
на аноде велико и работать с большими значениями 1аа не
удаётся.
Низкое использование лампы по напряжению и току приво-
дит к тому, что если выбирать для модулятора генераторные
лампы, то их номинальная мощность понизится примерно до
60% паспортной мощности. Это означает, что генераторная лам-
па с номинальной мощностью Рном может развивать неискажён-
ную мощность низкой частоты порядка 0,6 Р ном.
Уже указывалось, что модулятор должен отдавать мощность
1 Р от
Р1М = —-—. С учётом плохого использования модуляторных
ламп их номинальная мощность должна быть равна
р'“°м = ~1 '25Р^ <IV-69)
2-0,6/]j.p .т]
где =0,9, -^0,75.
Следовательно, при модуляции в выходных ступенях пере-
датчика необходимо строить модулятор на весьма мощных лам-
пах. Очень часто для модулятора выбираются такие же гене-
раторные лампы, как и для модулируемой ступени. Обычно мо-
238
дулятор и модулируемая ступень питаются от общего источни-
ка анодного напряжения. Это означает, что при расчёте режи-
ма модулятора надо исходить из напряжения Еам~Еат •
Таким образом, номинальная мощность модуляторных ламп
может быть ориентировочно выбрана в соответствии с соотно-
шением (IV.69). Амплитуда напряжения низкой частоты равна
IJ = Ё Е
иаМ ’.М аТ •
Из электрического расчёта Модулируемого генератора извест-
на мощность, которую должен развивать модулятор,
р — 1 Р°г
1М ~ 2 ^тр
Ввиду того что модулятор собран по двухтактной схеме, каж-
дое плечо должно быть рассчитано на мощность
Р1М = -- Pjm •
Тогда
г
Как уже указывалось, угол отсечки выбирается равным 90°,
При этом максимальное значение импульса анодного тока мо-
дулятора (при т=1) равно
/ =2/
1 амм at At-
Далее расчёт продолжается по общеизвестным формулам.
Сеточные токи определяются по реальным характеристикам для
значений есмакс=ЕсМ + UcM иеамин=-ЕаМ— UaM.
Коэффициент трансформации модуляционного трансформа-
тора может быть найден из выражения
где Ua2 = тЕаТ-, при m -1 U а2 =ЕаТ;
Wi — полное число витков первичной обмотки;
Жг — число витков вторичной обмотки.
Необходимо заметить, что мощность, подводимая к модуля-
тору и рассчитанная на основании приведённой выше исход-
ной мощности, соответствует максимальному режиму, когда
/п=1. В процессе модуляции первая гармоника и постоянная со-
ставляющая тока модулятора изменяются пропорционально
239-
громкости, т. е. пропорционально т, так как угол отсечки оста-
ётся постоянным и равным 90°. Можно, следовательно, считать,
что в процессе модуляции подводимая мощность определяется
выражением
(IV.71)
1а.м
где ? ОМ макс
— подводимая к модулятору мощность при
т— 1.
Соотношение (IV.71) показывает,
что в процессе модуляции мощность,
потребляемая модулятором, значи-
тельно меньше Р0Ммакс.
При т = 0 модулятор потребляет
мощность, определяемую током покоя
1П (рис. IV.34). С учётом отрицатедь-
«с ной обратной связи в модуляционном
устройстве Iп составляет примерно
' 10—15% от/0Млгакс. Тогда при т=0
Рис. IV.34 модулятор потребляет мощность, оп-
по формуле
= п^аМ ' О'^аом макетам ~ ®’^0М макс’
— мощность,, подводимая к обоим плечам моду-
ределяемую
Р
*ом
где Р ом макс
лятора.
С энергетической точки зрения нас интересует в основном
суммарный кпд выходных ступеней трактов высокой и низкой
частот
Р1Г
РоТ^ОМ макс 9 ’ ^ОМ макс
(IV.72)
Можно показать, что Роммакс^^от‘ самом деле, подводи-
мая к модулятору мощность при т = \ равна
р = = °’5V.._. (IV.73)
ОМ макс -п то
'^М макс ‘Тр 'Л! макс
Максимальное значение кпд модулятора
= (IV.74)
Z «о
Приближённое значение ч\м макс может быть определено из
следующих соображений: ^^0,7, —= 1,57,так как лампы мо-
а°
дулятора работают с 0 = 90°. На основании (IV.74) имеем
240
макс = "Г Y °-7 ‘ 1 >57 ~ °.55-
2 а0 2
Полагая, что г\Тр ~0,9, получаем из (IV.73)
Р = 05 ?ог _______________Р
ОМ макс ’ 0,9-0,55 °7”
(IV.73')
Воспользовавшись соотношениями (IV-72) и (IV.73'), можно
получить представление о суммарном кпд в разных стадиях мо-
дуляции:
при m= 1
р 1 5 *
%., = °>715^; (IV.75)
4 ‘ ‘ОТ
при /72 = 0
Vo^ = °’91^ <IV-76)
Максимальное значение суммарного кпд получается в режи-
ме несущей (т = 0). Этого и следовало ожидать, потому что в
этом режиме потребление модулятора минимально.
Далее в процессе модуляции
т]„ =----------т],
m=mcp 1,1 + тср
Начиная с тср =0,4, суммарный кпд мало изменяется по
сравнению с ris при /п=1.
В целом эффективность системы анодной модуляции харак-
теризуется кпд в режиме несущей частоты. Общий, промыш-
ленный кпд всего передатчика в режиме несущей частоты по-
лучается порядка 0,45—0,5, т. е. примерно в два раза больше,
чем при модуляции на управляющую сетку.
Нелинейные искажения при анодной модуляции
Нелинейные искажения при анодной модуляции опреде-
ляются главным образом работой модуляционного устройства.
Опыт показывает, что модуляционная характеристика генерато-
ра достаточно линейна и не вызывает заметных нелинейных ис-
кажений.
В тракте низкой частоты (модуляторе) - нелинейные иска-
жения могут появиться за счёт нижней кривизны статических
характеристик модуляторных ламп. Природа этих искажений
хорошо известна, они легко компенсируются выбором режима,
симметрированием плеч и отрицательной обратной связью.
16-417 241
ь
Нелинейные искажения могут также иметь место при
правильном оформлении схемы подмодулятора (предоко
ной ступени модуляционного устройства).
Этот вопрос будет рассмотрен ниже. Наиболее серьёз
источником нелинейных искажений являются переходные
Рис. IV.35
цессы в модуляторе из-за импульс
характера анодного тока. Эти нели
ные искажения обусловлены пери
чески повторяющимися переходи
"F процессами. Вопрос этот явля'
сложным, поэтому ограничимся
смотрением общей физической ка
ны возникновения переходных про
сов и мер по их ослаблению.
Нелинейные искажения, возник.
щие в результате переходных nj
цессов в анодной цепи модулятора, могут достичь замети
значений в области высоких частот. На рис. IV.35 показана’^
Бивалентная схема двухтактного модулятора. Здесь приня
следующие обозначения:
— внутреннее сопротивление модуляторной лампы,
Li — индуктивность половины первичной обмотки,
£2 — индуктивность всей вторичной обмотки,
— взаимоиндукция между половинами первичной об-'
мотки,
Af2 — взаимоиндукция между половиной первичной об-
мотки и всей вторичной обмоткой,
Rr — эквивалентное сопротивление генератора, равно!
ЕаТ
7^ • i
‘а°т 1
использовать следующие обозначен*
— индуктивность рассеяния между половинами Ц
В дальнейшем будем
. ..
вичной обмотки; Lsl~Li—Mv 4
LS2,=L\—М2 — индуктивность рассеяния между половщ
первичной обмотки и всей вторичной обмоткой. j
Прежде мы считали,что при 0 = 90° каждое плечо моду
тора работает точно полпериода. При этом мы полагали, <
когда ial > 0, ia2 =0, т. е. обе лампы одновременно нико^
не работают. В идеальном случае, при отсутствии переходк
процессов, картина получается именно такой. Однако с учё|
индуктивности рассеяния картина получается более сложно]
прохождение анодного тока через каждое плечо двухтактной d
мы длится более половины периода (рис. IV.36). Существ^
интервалы совместной работы плеч и такие интервалы, кор
работает лишь одно плечо. Эквивалентная схема одного плс
242 ' 1
для высших звуковых частот показана на рис. IV.37. Здесь
R'r ~4п2Яг определено с учётом половины первичной и всей
вторичной обмоток.
Ток в цепи рис. IV.37 будет состоять, как известно, из сум-
мы двух токов: вынужденного и свободного. Полагая, что
при£=0гв — 0, имеем:
i„ = i„ + in. = t £----sin +
V^+(QLsip
(IV.77)
* = + 4/г^ю
? = arctg^-;
£ = pt/cS.
Графическое изображение отдельных составляющих, а так-
же суммарного тока, описываемого соотношением (IV.77), при-
ведено на рис. IV.38.
Переходные процессы, возникающие из-за наличия индуктив-
ности рассеяния Li2> приводят к искажению начальной части
импульса анодного тока и к затягиванию импульса. При этом
во время перекрытия обоих импульсов (<р) оказывает также
влияние индуктивность рассеяния между половинами первичной
обмотки Lsi. Это обстоятельство ещё более усложняет картину
переходных процессов-
Из выражения (IV.77), следует, что характер искажений бу-
дет тем слабее выражен, чем меньше индуктивность рассеяния
Ls2. Не производя количественной оценки, можно утверждать
на основании качественного анализа процессов, что Lsl долж-
на быть также доведена до минимума.
На рис. IV.39 изображена зависимость коэффициента не-
линейных искажений от параметра —-—.Во избежание зна-
16*
243
чительных нелинейных искажений должно быть выполнено ус- “
ловие '5
> ю^зо. (IV.78)'
Выполнение условия (IV.78) достигается изготовлением спе-
циальных так называемых многообмоточных модуляционных
трансформаторов. Этим решается также вопрос об уменьше-
нии величины Lsl.
Индуктивность холостого хода Li оказывает влияние на пе-
реходные процессы и частотные искажения в области низших
звуковых частот. Переходные процессы (а следовательно, и не-
линейные искажения) на низких частотах оказываются несущест-
венными при большом сопротивлении индуктивности холостого
хода, т. е. при
qhL1>.
Rr + RiM
где Rim‘ Кроме того, отрицательная обратная связь резко
уменьшает нелинейные искажения, вызываемые переходными
процессами на низших звуковых частотах.
Обычно L\ выбирается,. исходя из допустимых частотных
искажений на низших частотах. Эквивалентная схема модуля-
244
тора, показанного на рис. IV.33, приведена на рис. IV.40. В этой
схеме разделительная ёмкость Cs, индуктивность модуляцион-
ного дросселя и Lgs и эквивалентное сопротивление генератора
Lr пересчитаны в первичную обмотку.
Зависимость модуля сопротивления в точках а—б (2аб) от
частоты имеет вид резонансной кривой с резким выбросом в об-
ласти —= о,7н-1, где
о
При этом величина максимума
баз
В це-
более постоянного
в области низких
зависит от отношения
лях получения
значения
'zc6L_
< л
Эти соотношения
дулятора:
Я’
СЯ
II-
б
Рис. IV.40
частот выбирают
задаются 20 гц.
= 1 и L'—L.. Обычно
позволяют выбрать основные параметры мо-
r т > LdS .
х-i — —
«2 2kF' ’
CL = Csn2=-----Uv- •
2 s 2nFH Rr
В работе модуляционного устройства на высоких звуковых
частотах имеется ещё одна особенность. Искажённый импульс
анодного тока содержит много гармоник. Последние, модулируя
колебания высокой частоты, расширяют спектр излучаемых ко-
лебаний и создают помехи соседним каналам. Гармоники зву-
ковых колебаний оказываются
” h
О"
If
в ультразвуковом диапазоне. В
бз
Л-
IV.41
Рис.
целях ограничения на выходе модуляционного устройства спект-
ра модулирующих частот используется фильтр Персона. При
расчёте этого фильтра учитывается то обстоятельство, что фак-
245
тически модулятор работает на комплексную нагрузку
(рис. IV.41a). ёмкость Сб — это пересчитанная в первичную
обмотку блокировочная ёмкость Сб (рис. IV.32), т. е. С'б = С5п2.
Для создания П-образного фильтра первичная обмотка транс-
форматора шунтируется ёмкостями 2Cj (рис. IV.32). Тогда схе-
ма рис. IV.41a преобразуется в схему рис. IV.416. Контур, обра-
зованный ёмкостями Сь Сби индуктивностью Ls, носит название
фильтра Персона.
Параметры фильтра должны быть подобраны так, чтобы ко-
эффициенты передачи —ыг- и отношения были достаточ-
но равномерными в рабочей полосе частот. Вместе с тем ука-
занный фильтр должен способствовать резкому спаданию от-
I I z'l
ношения J---вне полосы рабочих частот. Зависимость J—~ —
В’г R'p
F 1
=/ (х) изображена на рис. IV.42, где х— —, a Fn— -- .
Fo ° 2ir VLS С'б
а зависимость построена для
= -|' = 1,5иВ.-НД.--1.
Сб *г
Из рис. IV.42 следует, что
при выборе х= 1,24-1,5 и
указанных выше значений b
и В фильтр Персона огра-
ничивает спектры частот при
достаточно равномерном ко-
эффициенте передачи.
. Требования к подмодулятору
Мы рассмотрели основные причины возникновения нели-
нейных искажений в модуляторе. Однако нелинейные искажения
зависят в значительной мере и от работы подмодулятора (npt до- j
конечной ступени модуляционного устройства). Подмодуля юр
должен обеспечить неискажённое напряжение звуковой часто-
ты во всём динамическом, диапазоне.
Напомним, что модулятор работает обычно с сеточными то-
ками. Схема подмодулятора должна быть выполнена таким об-
разом, чтобы сеточные токи, имеющие импульсную форму, не
искажали напряжение возбуждения модулятора. В том слу-
чае, когда подмодулятор выполняется по трансформаторной
схеме, искажения неизбежны. Этот вопрос был уже рассмот-
рен нами в IV.3 при исследовании модуляции на сетку при •
246 !
омощи трансформаторной схемы. Было показано, что индук-
тивность рассеяния трансформатора является источником не
ролько частотных,- но и нелинейных искажений. При этом было
(доказано, что уменьшение нелинейных искажений может быть
[достигнуто уменьшением внутреннего сопротивления лампы.
Применительно к схеме подмодулятора этот вывод сводится к
тому, что трансформатор должен быть многообмоточным с ма-
лой индуктивностью рассеяния. Величина n2Ri должна быть
достаточно малой, что может быть получено при коэффициенте
трансформации п<1 или при применении отрицательной обрат-
ной связи. Лампы подмодулятора должны быть рассчитаны так,
чтобы обеспечивалось прохождение сеточного тока
1с макс
(1 — %)
Здесь iCMaKC — максимальное значение тока сетки модулятора,
а0— коэффициент разложения постоянной составля-
ющей сеточного тока.
Обычно в качестве подмодулятора применяется схема с ка-
тодной нагрузкой (катодный повторитель). Известно, что в
усилителе с катодной нагрузкой эквивалентное внутреннее со-
противление лампы уменьшается в 1 + ц раз, т. е.
Ri _ Ri
При этом нелинейные иска-
жения за счёт сеточных токов
модулятора резко уменьшают-;, ГтТ t—
ся. Кроме того, при использо-j ' П *5111
вании подмодулятора с катод- U /СЛ
ной нагрузкой можно осущест- -*-|| J—-----
вить соединение ламп модуля- \Ту
тора с сеточной цепью непо- „ . Д—------------
средственно без разделитель- ПоЗмодулятор
ных конденсаторов. Последнее
Рис. IV.43
имеет существенное значение
для улучшения частотной характеристики модуляционного уст-
ройства. Схема двухтактного подмодулятора показана на
рис. IV.43.
Дроссели в катодной цепи служат для подачи на катод соот-
ветствующих постоянных напряжений. Через эти же дроссели
замыкается начальный ток ламп подмодулятора ian. Когда
£7с2 >0, т. е. при наличии напряжения возбуждения в течение
части периода, появляется сеточный ток, который нагружает
247
лампы подмодулятора. Эквивалентная схема, поясняющая цир-
куляцию токов, изображена на рис. IV.44-
Здесь ian — анодный ток подмодулятора в рабочей точке;
1‘сЛ1 — сеточный
Рис. IV.44
ток модулятора. 1
Как следует из рис. IV.44, лампы 1
подмодулятора должны быть рассчи- ,
таны на суммарный ток
макс ^аП ^сМ '
Нагрузка подмодулятора является
переменной. Однако это обстоятель-
ство не.может повлиять на величину
напряжения возбуждения модулятора.
Дело в том, что для ступени с катод-
ной нагрузкой справедливо соотно-
шение
1 4- к ’
где к — собственный
коэффициент усиления ступени, т. е.
к
U вых
Ucx
Обычно к» 1 и можно считать к'^1.
Таким образом, изменение величины сопротивления нагруз-
ки не может заметно влиять на величину UсМ .
Во избежание искажений напряжения на сетке модулятора
лампа подмодулятора должна работать без сеточных токов.
Пример расчёта генератора с анодной модуляцией
Дано: Мощность в антенне в режиме несущей частоты Р^^ =75 кат;
глубина модуляции т=1; полоса звуковых частот ЗОн-10 ООО гц.
1. Выбор ламп и схемы выходной ступени.
1) Полагаем, что выходная ступень собрана по двухтактной схеме с од-
ним промежуточным контуром.
2) Полагаем кпд промежуточного контура т]/г «0,93. Тогда
Ик
3) Pt макс ~ Рц" (1 'К тмакс)2 = 80 (1 I)2 = 320 кет.
4) Мощность, отдаваемая лампами одного плеча,
п' макс
Р1макс — g — 160 кет.
248
5) При анодной модуляции номинальная мощность ламп плеча должна
быть равна
Выбираем лампы типа ГУ-23А. Эта лампа имеет следующие параметры:
Prt04(= 100 квт’’ Ра доп — 60 кят'< Рсдоп = 2’6 квт> Еа=И кв‘>
Ем = 6 кв; D = 0,025; 5 = 55лш/в; SK — 30 ма/в.
2. Расчёт режима максимальной мощности.
Выбираем напряжение телефонного режима £^7.= 11 000 в.
Расчёт ведётся для одного плеча в слабо перенапряжённом режиме.
1) Еамакс = ЕаТ(\ + тмакс)= П ООО (14-П = 22-10’ в.
2) Выбираем угол отсечки 0=90°.
3)5w = 0.5 + 0.51/1—
а1ЕК-Еа макс
/ 8160-Ю3
= 0,5 4 0,5 1 / 1—------------------- =0,95.
’ у 0,5-30-10~3 (22-Ю3)2
4) 5 = 1,035^ = 0,98. .
5) UaMaM = ZEaMaKC = Q,98-22-103 = 21,6-Ю3 в.
2Р
с\ г _ макс
о) 1а1макс— ,,
иа макс
2-160-Ю3
21,6-Ю3
= 14,8 а.
7) Угол отсечки впадины 0j находим по приближённой формуле
cos ©1 = — ~ 1 — Д5,
где Д£ = £ — 6^=0,98 — 0,95 = 0,03; ©! = 14°; Т1 (0J = 0,003; То(0г)
= 0,0015 (см. приложение II).
8) В соответствии с (11.59)
, 5«-p-£cos0 0,95-0 , „
А =-----------= —;------—-— =19,5
1 Ькр 1 0,95
249
9) На основании (11.60) и (11.61):
То ел = То (6) - (1 + Л) 7о (0J = 0,29;
11 сл = Ti (®) - (1 + А) т1(©1)=0,44.
1 1 То СЛ J 0 > 29 14 0 л о
*0) 'ао макс — lai макс — п .. '14,8 = 9,8 а.
11 сл 0,44
11) о макс — ^аО макета макс — 9,8*22 • 103 — 216 KGfll.
12) макс 160 = = = 0174_
13) р 216 0 макс D Цама-'с 21,6-103 Есе - Г ~ U я - 1455 0М- 1 ai макс 1^,о
14) Uc = + DUa макс = + °’025'19 20 21 >6’103 = 1150 в‘
S71 сл 55-10“3-0,44
15) Е'с = - D (Еамакс - Еао) = — 0,025 (22*103 — 6 1СР) = - 400 в.
16) Ес макс = — 5^“ cos 0 4- £' = 0 — 400 = — 400 в.
17) еа MW = Еа макс - Ua яакс = 22-103-21,6.10» = 400 в.
18) ес макс = Ес макс + Ue = - 400 + 1150 = 750 в.
По характеристикам ic = f (еа жин , ес маа) находим 1СМ = 20 а.
19) cos 6, = --^ = -^->0,35; 6, = 70’.
с/ 1 lt)U
20) Л, жако = 0,бб-аН©.)/^ = 0,65.0,436-20 = 5,7 а.
7со макс ~ 0|65-а0(0С) 1СМ = 0,65-0,253.20 = 3,3 а.
= о I ЕС макс | 400
21) -------= —;'=120ож.
^Омакс
22) T’ci Макс ~ ~2~ Ес^с1 макс = ~ 2 1150-5,7 = 3,3 квт.
Возбудитель следует рассчитывать, исходя из полученной величины мощ-
ности РС] макс- *
3. Расчёт режима несущей частоты
.. 'Е0Т макс
0Т~^ + ^максГ
-------= 54 кет
(1+ I)2
250
2) ЕаТ = Л)Т — Eir = 54 — 40 = 14 квт.
. Iа® макс
3) 'аог==ТТ-----
9,8
-----= 4,9 a.
“ макс । 1
4) Для определения 1сОмин_ находим:
M2i7=O’151’ в-=55’-
1
Ес мин = ~ис cos Вмин + DEaQ = ~ 1150-0,574 + 150 = - 510 в,
, | Ес мин I 510
Лл ----------------= -— = 4,25 а.
сОмин Rc i20
Ло т ~ 2 (7с0 макс ?‘с° мин) = ~2* 3- 3 "Ь 4,25) = 3,77 а.
6) ^imuh^ 1-с°мин- ) = ^--0,366 = 7,75 а.
. clMUH a0(Qu.\ ' мин> 0,201
7) 'с! Т = у Ud макс + 'cl мин) = у (5,7 + 7,75) = 6,65 а.
•8) т = 0,5IclTUc = 0,5-6,65-1150 = 3380 вт.
9) P'CQT = —/2О7./?С = —3,772-120 = — 1680вт.
10) Р'сТ = РсХТ+- РсТ = 3380 - 1680 = 1700 вт<Рс доп.
4. Расчёт режима модуляции
, , / т2 \
!) Раср==Рат |1 + —I; при m = 1
Раср~ 1»а Г ” I Квт <Ра $оп.
2) Мощность модулятора
т2 1
D _ "1макс D_______2Р — гы квт
И1М---------И0Т — 9 ОТ — 04 квт-
2
На эту мощность должен быть рассчитан модулятор.
ЕаТ 1110»
3) Рг ~ ----=---------- = 1120 ом.
г 21а0Т 2-4,9
4) HaB = m^c£ar= 1-11-10’= 11 000 в.
251
Исходные данные для расчёта модулятора
Р1Л1 = 54 кет; Uа2 = 11 000 в; ЕаЛ1 = 11 000 в; F3t = 30 -4-
4-' 10000 гц; РГ = 1120 ом.
1) Выбор ламп.
Задаёмся кпд модуляционного трансформатора Тт-р~0,9. Тогда иеобхо»
димая мощность ламп
, Лм 54 .
рш=-—=кт==60 квт-
ЧТР
Учитывая малое использование по напряжению и целесообразность
использования в схеме однотипных ламп, выберем лампы типа ГУ-23А.
2) Принимаем £м=0,7. Расчёт ведётся в соответствии с соотношениями,
приведёнными в настоящем параграфе.
IV.7. АНОДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ С ПЕРЕМЕННЫМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
В последние годы часто встречаются схемы анодной модуля-
ции с одновременной модуляцией одной из предоконечных ‘сту-
пеней. В таких случаях принято говорить о комбинированной мо-
дуляции: анодной, смещением и возбуждением. Однако основ-
ным видом модуляции является, разумеется, анодная. Ав-
томатическое изменение напряжения смещения и дополнитель-
ная модуляция возбуждения выполняют вспомогательные функ-
ции. Роль автоматического смещения была рассмотрена выше.
Здесь коснёмся значения дополнительной модуляции напряже-
ния возбуждения.
Рассмотрим эти вопросы раздельно для схем с заземлённым
катодом и заземлённой сеткой.
Схема с заземлённым катодом
Выше было показано, что величина сеточного тока изменяет-
ся в процессе модуляции и достигает максимального значения
в режиме минимальной мощности Еа=0. Это означает, что вход-
ное сопротивление лампы является непостоянной величиной
Rex = const.
*с\
При Еа=0 Квх=Квхмани сопротивление, вносимое в контур
„ -С
предыдущей ступени, = —-----------максимально.
Квх мин
Выравнивание входного сопротивления, а также Ra преды-
дущей ступени возможно при одновременной модуляции око-
нечной и предоконечной ступеней. При этом напряжение воз-
буждения мощной ступени должно изменяться синфазно с на-
пряжением на аноде
Uc = UeT{\ + mc cos Й/),
252
где тс — коэффициент модуляции предоконечной ступени. В
том случае, когда в предоконечной ступени модулируется анод-
ное напряжение, действительны все соотношения, полученные
выше. В частности, можно и здесь говорить об увеличении мощ-
ности, отдаваемой лампой, в (14-тс) раз. В ряде случаев дан-
ное обстоятельство может облегчить выбор типа ламп предоко-
нечной ступени.
Таким образом, номинальная мощность ламп ступени вы-
бирается, исходя из выражения
Р'ноМ = Р1тпр^+тс). (IV.79)
Здесь Р1Тпр — мощность предоконечной ступени в режиме
несущей.
Возникает вопрос, какова должна быть максимальная ве-
личина тс?
В процессе дополнительной модуляции предоконечной ступе-
ни напряжение возбуждения мощной ступени изменяется от
до Следовательно,
_ UCMaKc~UcMUH , /П7ЙП\
макс == ~Т,--V-80'
ис макс • ис мин
Очевидно, что минимальное значение напряжения возбуж-
дения должно быть таковым, чтобы в режиме минимальной мощ-
ности импульс анодного тока уменьшился до нуля. Отсюда ус-
ловием определения UCMUH являются равенства:
Р — Р =о-
иамин v’
р ____ р
мин*
макс 0,
1а макс ~ & (Рс мин ~Ь мин Рей) = 0,
из . которых следует:
Uс мак ~ ~ Рсмин “Ь РсО1 (IV.81)
С. МИН с мин । си X /
Соотношения (IV.80). и (IV.81) позволяют получить расчёт-
ную формулу для определения тсмакс
U 4- Е —Ес0
Пмакс = -г;яакс Рмин^Р (IV .80')
СМОКС с мин* с0
Для большинства ламп /псмаке получается порядка 0,6—0,8.
Опыт показывает, что некоторое увеличение значения mCMaKc по
сравнению с соотношением (IV.80') не приводит к искажениям
и в некоторых случаях даже желательно. Однако чрезмерное
253
I
увеличение тсМакс может привести к тому, что модуляцио.1
ная характеристика будет начинаться из точки Еамин >0- П
следнее вытекает из рис.'IV.45a. Если установить тс '>т.сма
то уже при Еа=Еа мин лампа окажется запертой при UC<U,,M
Модуляционная характеристика смещается относительно точ1
£й=0 и приобретает вид, показанный на рис. IV.4561).
Если сохранить прежние значения ЕаТ и UaS, возникнет в
ремодуляция первой гармоники анодного тока I а1, т. е. 100-пр,
центная модуляция генератора будет сопровождаться росте
нелинейных искажений.
Однако перемодуляции можно из
•бежать. Для этого достаточно несколько увеличить связь
антенной, чтобы модуляционная характеристика приобрел'
большую крутизну (пунктирная прямая на рис. IV.456). 10'
процентная модуляция возможна при
Ua2 = ЕаГ Еа ман.
Мы видим, что при tncZ>tnc ма"кс можно исключить перем’
дуляцию путём небольшого изменения режима генератора
уменьшения амплитуды напряжения низкой частоты U'a<i < U
(т. е. путём уменьшения глубины модуляции анодного напряж;
ния Еа). Заметим, что устранение перемодуляции может бы'
также достигнуто путём небольшого увеличения напряжен!
телефонного режима: Е'аТ > ЕаТ (рис. IV-456). Окончатель.
tnc подбирается при настройке.
Синфазная модуляция напряжения возбуждения уменыц;
нагрузку возбудителя. Это объясняется тем, что зависимо!
41—f(Ea) имеет иной характер по сравнению со случаем, koi
') Расчёты показывают, что с ростом тсмакс появляется искривлен»
ийжией части модуляционных характеристик.
254
Uc = const. В самом деле, при модуляции вниз напряжение воз-
буждения уменьшается, что обусловливает уменьшение 1с1 и
/с0 (рис. IV.46). Тепловой режим управляющей сетки зна-
чительно облегчается, что очень важно для современных ге-
нераторных ламп (подробнее об этом см. [Л.9]).
Из кривых рис. IV.46 видно, что в первом приближении мож-
но считать, что в режиме минимальной мощности при Еа О
Iей мин~И мин СО мин 0.
С учётом этого упрощается ф-ла (IV.80).
макс
V —Е,о
с макс
смаке 1
Схема одновременной моду-
ляции двух последних ступеней
приведена на рис. IV.47. Мощ-
ность модулятора должна быть
рассчитана в этом случае по
формуле
шс макс
2
Р ~ ~—
1Л! ’Itp
(IV.82)
где ^=0,9—0,95.
к а новом ламп
мощной ступени
» И а новом ламп
к™ пуевононечной
ступени
★Еатпр
Рис. IV.47
Схема с заземлённой сеткой
В схеме с заземлённой сеткой дополнительная модуляция
напряжения возбуждения оказывается ещё более необходимой.
Это вызвано тем, что, во-первых, входное сопротивление лампы в
рассматриваемой схеме может изменяться в более широких
пределах, так как
255
Рис. IV.48
при автоматическом смещении первая гармоника суммарно-
го тока (Iai 1с1) меняется при модуляции, что приводит к
изменению Rex.
Во-вторых, в схеме с заземлённой сеткой возбудитель дол-
жен быть рассчитан на повышенную мощность в связи с пе-
реходом значительной мощности из сеточной цепи в анодную.
В этом случае увеличение отда-
ваемой мощности возбудителя пу-
тём дополнительной анодной мо-
f дуляции очень желательно.
ин=иа+ис Однако существует и третье
обстоятельство, которое вынуж-
дает в схеме с общей сеткой осу-
ществлять дополнительную мо-
дуляцию возбуждающего напря-
жения. Дело в том, что в
схеме с. общей сеткой напряжение на контуре определяется сум-
мой Ua 4- Uc (рис. IV.48). В этом случае 1а1 определяется на-
пряжением на контуре
I = и с М-
al
При неизменном напряжении возбуждения Uc первая гар-
моника анодного тока 1 а1 должна быть пропорциональна
UK—Ua-\-Uc- Верхняя часть модуляционной характеристики, где
имеет такой же вид, как в схеме с заземлённым ка-
тодом. Нижняя часть модуляционной характеристики, где UK
соизмеримо с Uс и даже меньше Uс, будет значительно отли-
чаться от характеристики, полученной для схемы с заземлён-
ным катодом.
При Еа=0 анодный ток не прекращается, так как существу-
ет источник высокочастотного возбуждения Uc (рис. IV.48)^
Лампа запирается и анодный ток прекращается при отрицатель-
ном напряжении анодного питания Еа=Еам11н<0. Модуляцион-
ная характеристика !ai = f{E^ смещается влево и начинается
из точки Еа=Еаман (рис. IV-49).
В процессе модуляции при уменьшении Еа фаза перемен-
ного напряжения на аноде Ua (между анодом и катодом) претер-
певает изменение на 180°. Это объясняется следующим. При
неизменном Uc зависимость Ua~f(Eu) может быть получена как
разность UK и Uc. Это построение показано на рис. TV.49. При
каком-то значении анодного напряжения Ео=ЕЯ(0) (расчёты по-
казывают, что Еа(0) >0) переменное напряжение на аноде
Ug~ 0 и и=Цс1).
') Графически Еа^ соответствует точке пересечения функции Uк = f(Ea)
с прямой U (.=const.
256
При дальнейшем уменьшении Еа фаза Uа поворачивается на
180°, а напряжение на контуре продолжает падать.
Остаточное напряжение на аноде определяется в этом слу-
чае
еа ост~Еа ( a} — Ea-\-U а.
При этом напря-
жение на контуре бу-
дет уже синфазно с
Uc . Лампа превра-
щается в потребите-
ля энергии. Предоко-
нечная ступень при
этом работает на на-
грузку, состоящую
из последовательно
соединённой лампы
и колебательного
контура. Заметим,
что для тех значений Еа, при которых UK> Uc, действительно
равенство и к = иа+ис, так как напряжение иа противофазно на-
пряжению ис. Для значений же Еа, при которых UK<JJC , напря-
жение иа становится синфазным с напряжением ис (лампа пре-
вращается в потребителя) и
ик=ис-иа.
(IV.83)
Таким образом при анодной модуляции в схеме с общей сет-
кой существуют две области, для которых по-разному выраже-
но напряжение на контуре.
На границе первой и второй областей t/K(0)=t/r и Uа = 0, хотя
Еа = Еа(0} >0 (рис. IV.49). Когда Еа=0 напряжение на контуре
не превращается в нуль, потому что Uк определяется соотноше-
нием (IV.83). В этом случае иа представляет собой падение на-
пряжения на лампе. Очевидно, что и Iа1 не равно нулю- Но при-
рода этого тока иная: он возникает в силу того, что лампа ра-
ботает как кенотрон.
Анодный ток проходит через нуль при Еа—Еамчн. Очевидно,
что нулевое значение Iа1 обусловлено уменьшением остаточно-
го напряжения на аноде до нуля, т. е.
е = Е 4- U ~ 0
саост ^аминг^а
В соответствии с (IV.83) имеем
— UK -f- Uc = 0.
d MU'* К 1 с
17—417
257
В режиме минимальной мощности, когда лампа заперта,
/Л1 = 0 и Uк= Ial = 0. Учитывая это, можно написать
Р 4-U — О- Е —________U
Таким образом, модуляционная характеристика/,и = /(£в) схе-
мы с общей сеткой при Uc =const отличается по своему виду ог
аналогичной характеристики схемы с заземлённым катодом. В
случае схемы с общей сеткой модуляционная характеристика рас-
пространяется от £а=£алом,до£а==£ал<1/и(рис. IV.50). В нижней
части модуляционной характеристики появляется небольшая не-
линейность. Происхождение последней объясняется уменьшени-
ем угла отсечки анодного тока после инверсии фазы иа, когда
лампа переходит в режим работы кенотроном (рис. IV.49).
Интересно отметить, что инверсия фазы иа на 180° насту-
пает, как показывают вычисления, при относительном неболь-
шом значении £а(0)<С^с-
Изложенное физическое описание процессов, протекающих в
схеме с общей сеткой при анодной модуляции показывает, что
получение 100-процентной модуляции возможно путём некото-
рого смещения телефонной точки
Е 4-Е
_____а макс '_а мин р
аТ ~ 9 < ^аТ
и увеличения амплитуды UaS (по сравнению со схемой с за-
землённым катодом).
258
Можно также получить 100-процентную модуляцию изме-
нением наклона модуляционной характеристики (пунктирная
линия на рис. IV-50). Для этого достаточно немного уменьшить
связь с антенной. При этом напряжение ЕаТ остаётся таким же,
как в схеме с заземлённым катодом, а необходимая амплитуда
низкочастотного напряжения несколько возрастает
Дда — ЕаТ Ч~ | Ео мин С7аа > Uай.
Модуляционная характеристика получается, как было ука-
зано, нелинейной (в нижней части). Однако при решении воп-
роса о рациональной схеме анодной модуляции в схеме с об-
щей сеткой надо ещё учесть важное обстоятельство, упомянутое
выше. Речь идёт о резком изменении входного сопротивления
R»x =
Ue
-1
Если оставить Uc = const, то реакция модулируемой ступе-
ни на возбудитель будет сильно выражена. В самом деле, в пи-
ковой точке ^вх~^вгмин> а в минимальном режимеЯег~Явхмаке
Сопротивление, вносимое в контур возбудителя, будет при этом
резко меняться от Е,нмакс Д° Квнман- Очевидно, что режим
возбудителя окажется зависимым от уровня модуляции. Ос-
лабление этой зависимости может быть достигнуто путём зна-
чительного увеличения мощности возбудителя, что энергетически
невыгодно. Правильным решением вопроса является синфаз-
ная модуляция возбудителя и модулируемой ступени. При этом
выравнивается нагрузка на возбудитель, отдаваемая мощность
последнего следует за изменением мощности модулируемой сту-
пени и модуляционная характеристика практически приобрета-
ет тот же вид, что в обычной схеме анодной модуляции.
Анализ показывает, что требуемая величина гпсмакс опреде-
ляется тем же соотношением (IV-80"), которое было выведено
для схемы с заземлённым катодом.
При синфазной модуляции предоконечной ступени рассея-
ние на управляющей сетке, как было указано, резко уменьша-
ется. Для расчёта можно приближённо полагать, что 1с1 и 1сй
линейно изменяются при изменении Еа (рис. IV.46) ') и при
-> 0 /с1~0, /со~О.
*) На рис. IV.46 показана только зависимость 7 «!=/(£«). Характер из-
менения 1сй от Е а ‘такой же.
17* 250
Тогда в режиме несущей частоты (при /и=1):
Д.^0,9 макс -\
е1т ' 2
7 л О люкс
/сОТ~и,У 2
Поправочный коэффициент 0,9 учитывает реальный вид мо-
дуляционных характеристик сеточного тока.
Мощность рассеяния на сетке равна
РсТ—Рс1Г — I2c0tRc>
где
U
Pcl т = 0,ЫсТ 1с\ т\ исТ = - е"аус .
1+^маке
ч
Рассеяние на управляющей сетке получается, как показы-
вают вычисления, в несколько раз меньше, чем при тс = 0.
В предоконечной ступени обычно применяется анодная мо-
дуляция и требуемая номинальная мощность возбудителя
равна
р
_________ гмакс (возб)
ном (возб) — •
1 -р тс макс
IV.8. АНОДНО-ЭКРАННАЯ МОДУЛЯЦИЯ
При . анодной модуляции пентодных или тетродных генера-
торов целесообразно одновременно осуществлять анодную мо-
дуляцию и модуляцию экранного напряжения. Дело в том, что
при неизменном напряжении на экранирующей сетке Ес2 может
создаться тяжёлый тепловой режим этой сетки из-за большого
значения тока /г20. В целях уменьшения рассеяния на экранирую-
щей сетке обычно применяют комбинированную модуляцию, т. е.
напряжение звуковой частоты воздействует одновременно на
анод и экранирующую сетку. Синфазное изменение Е а и Ег2 спо-
собствует выравниванию напряжённости режима. Модуляцион-
ная характеристика может быть получена при этом совершенно
линейной.
В процессе модуляции напряжения на аноде и на экранирую-
щей сетке изменяются по законам:
Еа = ЕаТ + UaS cos
£^2 = Ес2 т + Ц,22 cos Q/,
260
где Е аТ и Ес2т — напряжения на аноде и на экранирующей
сетке в телефонном режиме.
Изменения Еа и Ес2 в соответствии с модулирующим на-
пряжением вызывают линейную модуляцию 1а1
1аХ = 1аХтЦ +/nCOsQ/).
Амплитуда первой гармоники анодного тока линейно
зависит как от анодного (Еа), так и от экранного (Ес^) напря-
жений. В п. IV.5 было получено соотношение (IV.50)
&а2 — т^аТ'
Аналогичное соотношение получается и для экранной цепи:
^с22 ~ т^с2Т'
(IV.84)
Из сказанного следует, что статическая модуляционная ха-
рактеристика при анодно-экранной модуляции является функ
цией анодного и экранного напряжений (рис. IV.51).
Интересно отметить, что су-
ществует' некоторая аналогия
между анодно-экранной моду-
ляцией и анодной модуляцией
с автоматическим смещением.
Уменьшение экранного напря-
жения при модуляции вниз
вызывает ослабление напря-
жённости режима по экрани-
рующей сетке, что обусловли-
вает спрямление модуляцион-
ной характеристики. В резуль-
тате одновременной модуля-
ции выравнивается напряжённость режима на всём протяже-
нии модуляционной характеристики и g остаётся почти неиз-
менным. По мере приближения к минимальному режиму (£а--0)
несколько возрастает напряжённость режима по управляющей
сетке. Автоматическоё смещение в цепи управляющей сетки ос-
лабляет напряжённость режима по управляющей сетке. Опыт
показывает, что при анодно-экранной модуляции с автоматиче-
ским смещением на управляющей сетке 1сомин (ПРИ
возрастает по сравнению с 1сймпкс (в максимальном режиме)
примерно в 1,5—2 раза. Ток экранирующей сетки /f20 изменя-
ется примерно линейно па всём протяжении модуляционной ха-
261
рактеристики от Еа=0 до Еа=Еамакс или от Е{2=0 ц,оЕс2=Ес2макс 1
(рис. IV.51). |
Мы видим, что принципиально анодно-экранная модуляция 1
относится к системам анодной модуляции. Таким образом, для |
схемы анодно-экранной модуляции действительны все основные I
энергетические соотношения, полученные для анодной модуля- '|
ции. 1
Анодно-экранная модуляция осуществляется обычно в око- |
нечной ступени (в целях реализации высокого кпд по анодной 1
цепи). Следовательно, выбор номинальной мощности ламп мо-
жет быть сделан в соответствии с выражением (IV.53). Во из- ]
бежание образования больших пиковых напряжений на аноде ;
и на экранирующей сетке в максимальном режиме рекоменду-
ется напряжения Е аТ и £с27. несколько уменьшить по сравне-
нию с номинальными значениями Е„,.ви и Ег2-
Е<гТ ~ ном
^с2 Т ~ к№м
Учитывая, что в данном случае модуляция произврдится на
экранирующую сетку, возникает вопрос о расчёте теплового ре-
жима экранирующей сетки. Рассеяние на экранирующей сетке
равно
2тг
Рс2Ср =^(Ec2T + Uc2ScOsQt)Ic20dQt. (IV.86)
о
Полагая, что 1с20 изменяется линейно с модуляцией экран-
ного напряжения
Лм = А: 20 Т m^c20 Т C0S
(IV.85)
где
Лго т ~
Л20 маке
1 + тмакс '
и учитывая ф-лу (IV.84), получаем
р. —р г _|_ р г _ р (1 _|_ . (IV.863
Г св ер I"c2Tc20 Т ' 2 с2 т е20 Т с2 ТI 1 ~ 2 / ' Г
Из выражения (IV.86') следует, что при модуляции рассея-
ние на экранирующей сетке возрастает по сравнению с телефон-
ным режимом в I 1 1 раз.
262
Необходимо также учесть, что модулятор должен быть рас-
считан на повышенную мощность с учётом модуляции экранного
напряжения. Необходимая мощ-
ность модулятора определяется сле-
дующим соотношением:
п . I ₽ит _1_ ?с2° Т\ m2
=- 1-у Н--------— I tri .
Рассмотренные некоторые осо-
бенности анодно-экранной модуля-
ции относятся к генераторным тет-
родам и пентодам с обычной ли-
нией критического режима, начи-
нающейся с нуля. Появление ряда
новых ламп со смещённой линией
критического режима вызывает не-
обходимость уточнения ряда соот-
ношений.
На рис. IV.52 приведены харак-
теристики тетрода ГУ-34Б (Рном =
= 400 вт). Легко убедиться, что сме.
Рис. IV.52
щение линии критического режима
на величину Е'а приводит к тому, что глубина .модуляции ам-
плитуды первой гармоники анодного тока не совпадает с глуби-
ной модуляции анодного напряжения. В самом деле при еа— Еа
(0,2 кв на рис. IV.52) 1а = 0. Это означает, что для 100-процент-
ной модуляции 1а1 требуется глубина модуляции анодного на-
пряжения
Е — е'
m = 14^----------. (1 V.87)
Е -\-'Е'
а макс ‘ о
Модуляционная характеристика 7ui=/(£a) также смешена
на величину Е’ (рис. IV.53). Очевидно, что напряжение теле-
фонного режима может быть определено при помощи соотно-
шения
Р = JaMn.c + Ea^ (IV.88)
Учитывая некоторые специфические особенности рассматри-
ваемых ламп, удобнее во избежание появления больших пико-
вых напряжений на аноде лампы задаваться
: 2)ЕаНОм-
(IV.89)
263
Исходя из соотношения (IV.89), можно определить требуе-
мое значение ЕаТ в соответствии с ф-лой (IV.88).
Из рис. (IV.53) следует, что требуемая амплитуда напряже-
ния низкой частоты равна
Ua2 = m(Ear~ Еа\ • (IV.90)
В силу того, что глубина модуляции анодного напряжения
Еа не равна глубине модуляции первой гармоники анодного то-
ка lai, соотношение для расчёта подводимой мощности при мо-
дуляции несколько изменяется
2-
Р° ср « ^(Ло Т + Ла C0S (Еат + Ua2 C0S dQt =
О
Что касается напряжения экранирующей сетки £с2, то оно
модулируется с такой же глубиной, как и анодный ток 1а1. Это
264
позволяет воспользоваться для расчёта режима экранирующей’
сетки приведёнными выше соотношениями.
На основании соотношений (IV.86') и (IV.91) получаем сле-
дующее выражение для необходимой мощности модулятора
тл ®
^IM = ~£~ (^ОТ Л ОТ^а 2т)' (I V.92)'
Рис. IV.54
На рис. IV.54 приведена одна из возможных схем анодно-
экранной модуляции. В этой схеме напряжение на экранирую-
щую сетку подаётся от источника модулированного анодного на-
пряжения через гасяшее сопротивление Rc2- Возможны также
варианты схем, в которых напряжение на экранирующую сет-
ку поступает от независимого источника модулированного на-
пряжения.
IV.9. МОДУЛЯЦИЯ НА ПЕНТОДНУЮ СЕТКУ
Прежде чем перейти к рассмотрению вопросов модуляции на
пентодную (защитную) сетку, кратко рассмотрим возможности
модуляции на экранирующую сетку.
Из теории режимов тетродных и пентодных генераторов из-
вестно, что линейная • зависимость между 1а1 и Ес2 существу-
ет в недонапряжённом режиме (по управляющей и экранирую*
щей сеткам). В этой области действительно уравнение
/al = S(t/c-Dt7a)T1.
Таким образом, и в данном случае действительны соотноше-
ния, полученные для сеточной модуляции [(IV.11), (IV.12) и
(IV.13)]. Следует лишь помнить, что при этом
265.
Ес — 'Е)с2Ес2 -I- Есй,
тде Dc2— проницаемость управляющей сетки для экранного
напряжения.
Однако необходимо учесть, что угол отсечки Q изменяется
•под воздействием Е т. е.
cosе ==, ~E-J^ + Ec<> (IV.93)
Uc~DUa
Из (IV.93) следует, что механизм модуляции здесь такой
же, как при модуляции на управляющую сетку. Между тем ко-
личественная разница всё же существует. При модуляции на
экранирующую сетку потребуются значительно большие пре-
делы изменения Ес2 для достижения определённой глубины
модуляции по сравнению с модуля-
цией на управляющую сетку, так
как Z)f2<l. Обычно D,2 = 0,1н-0,2.
Это означает, что для экранной мо-
дуляции модулятор должен разви-
вать большее напряжение низкой
частоты. Кроме того, модулятор при
этой системе модуляции нагружает-
ся током экранирующей сетки, кото-
рый в несколько раз превосходит
ток управляющей, сетки. Эти обстоя-
тельства должны привести к увели-
чению мощности модулятора.
К недостаткам модуляции на эк-
ранирующую сетку относится нали-
Рис. IV.55
чие излома в модуляционной харак-
теристике при относительно малых значениях Ег2, когда лампа
переходит в перенапряжённый режим по управляющей сетке.
Указанный недостаток может быть, правда, ослаблен примене-
нием автоматического смещения в цепи управляющей сетки и
.питания экранирующей сетки через гасящие сопротивления.
Из изложенного следует, что модуляция на экранирующую
юетку не обладает никакими преимуществами перед модуляцией
ла управляющую сетку. Целесообразнее применять модуляцию
на управляющую сетку, так как ток управляющей сетки в лам-
пах с экранированным анодом очень мал и модулятор получа-
ется при этом маломощным.
Модуляция на пентодную сетку находит широкое применение
"В пентодных генераторах.
На рис. IV.55 приведена зависимость ia » /(еа) при разных
напряжениях на пентодной сетке Ес3. Приведённые характери-
стики показывают, что при изменении Ес3 в области положи-
те
тельных значений анодный ток не претерпевает заметных изме-
нений. При этом происходит лишь некоторое изменение крутиз-
ны линии критического режима SK. При увеличении Ег3 кру-
тизна SK несколько возрастает. Это означает, что модуляци-
онные свойства при изменении Ес3 в положительной области
весьма ограничены и не могут быть использованы. Вместе с тем
рис. IV.55 показывает, что отрицательные значения Е с3 вызы-
вают смещение линии критического режима вдоль оси абсцисс
(ео). Таким образом, модуляция на пентодную сетку возможна
лишь при отрицательных значениях Ес3. Однако при Ес3 <0
сильно увеличиваются значения токов управляющей и особенно
экранирующей сеток. Следовательно, при модуляции на пен-
тодную сетку, режим лампы получается перенапряжённым, осо-
бенно по экранирующей сетке. Степень перенапряжённое™ воз-
растает по мере уменьшения £с3. При определённом отрица-
тельном значении Е с3 лампа запирается и io = 0.
Процесс модуляции анодного тока при модуляции на пентод-
ную сетку протекает примерно так же, как и при анодной мо-
дуляции. Уменьшение Ег3 обусловливает смещение линии-кри-
тического режима вправо, что и вызывает деформацию импуль-
сов анодного тока. Качественная картина процесса модуляции
анодного тока может быть объяснена при помощи рис- IV.56.
Рис. IV.56
В общих чертах физические процессы при модуляции на пен-
тодную сетку сводятся к следующему: изменение отрицатель-
ных значений Ес3 вызывает перераспределение электронов и,
следовательно, модуляцию первой гармоники анодного тока.
Для определения основных соотношений допустим, что при таком
способе модуляции меняется лишь Ес3, т. е.
Uc = const; Ес - const; Ес3 = const; Ес3 = var.
В режиме несущей частоты Ес3=ЕсЗТ. В процессе модуляции
напряжение пентодной сетки изменяется по закону
Ес» = ЕсЗТ + Uc2 C°S Ш.
267
Все основные соотношения генератора при модуляции опре- я
деляются главным образом статической модуляционной харак- Я
теристикой /„!=/(Ес3). |
Приближённое построение модуляционной характеристики 1
Ial — f(El3) может быть сделано на основании следующих сооб- |
ражений. Поскольку модуляция происходит в перенапряжён- |
ном режиме, удобно получить ряд соотношений путём замены ?
пентода эквивалентным тетродом, т. е. соответственно пересчи- 1
тать анодное напряжение к пентодной сетке. I
Эквивалентное анодное напряжение равно I
Еаз = Ес3+-^, (IV.94)
Из
где цз — коэффициент усиления по пентодной сетке;
кеа I
Из = —~
&eca I /„-const
Из ф-лы (IV.94) следует, что изменение Ес3 равносильно из-
менению эквивалентного анодного напряжения Еаз. Следова-
тельно- соображения о линейности Iai — f(Ea), изложенные в
IV.5, остаются в силе применительно к эквивалентному анодному
напряжению Еаз (поскольку в том и другом случае работа лам-
пы происходит в перенапряжённом режиме). Сказанное позво-
ляет представить (в несколько идеализированном виде) зависи-
мость /„1 = ?(Ес3) прямой линией. Верхняя точка модуляцион-
ной характеристики Iai — ^aiMKc соответствует номинальному
напряжению на пентодной сетке Ег3н0111. Минимальное напряжение
на пентодной сетке Ег3ман, при котором ia=0 (нижняя точ-
ка модуляционной характеристики), может быть найдено из ус-
ловия
Еаа = 0. (IV.95)
На основании (IV.94) можно записать
р
Есзмин + ~ = 0. (IV.95')
н
Откуда
^8ЖВК = -К (IV.96)
Нз
На рис. IV.57 показана зависимость 1а1, /г20 и 1с0 от Ес3.
Для современных генераторных пентодов критический режим
лампы имеет место при Ее3ном = ЕгЯм1кс ~ 0.
Заметим, что соотношения (IV.94) и (IV.96) приемлемы и.
для характеристик пентодов со смешённой линией критического
режима (рис. IV.58). Однако в данном конкретном случае не-
268 J
обходимо учесть реальный вид статических характеристик- По-
следние характеризуются смещением линии критического ре-
жима (по оси абсцисс) на величину Е' (рис. IV.58). При этом
в минимальном режиме напряжение запирания лампы по. пен-
тодной сетке равно
Необходимо, однако, иметь в виду, что реальная зависимость
Ial — f(Ec3) получается несколько иной, чем приведённая на
рис. IV.5/. Дело в том, что зависимость/а1 = /(£'сз) на рис. IV.57
показана для идеализированного случая. При этом мы полага-
ли, что рз = const. Фактически цз зависит от значения Ес3. При
рассмотрении семейства характеристик, приведённых на
рис. IV.55, было подчёркнуто, что при положительных Ес3 управ-
ляемость лампы по пентодной сетке уменьшается и стремится к
нулю, т. е. цз -> 0. Наоборот, по мере уменьшения Ес3 коэффи-
циент усиления пентодной сетки растёт. Зависимость ц3=/(£'(,3 )
для пентода ГУ-80 приведена на рис. IV.59. Данная кривая мо-
жет быть аппроксимирована кусочно-ломаной прямой. Отсюда
вытекает, что при Ес3, равном или немного большем нуля,
рз = 0. Затем ц3 быстро увеличивается и достигает номинального
значения при небольшом отрицательном значении Е с3 . Уменьше-
ние управляемости по пентодной сетке вблизи значений Ес3 =0
(вблизи критического режима) приводит к замедлению роста пер-
вой гармоники анодного тока 1,л (или /о0)- Кроме того, появ-
ляется небольшой криволинейный участок в нижней части моду-
ляционной характеристики. Последнее объясняется сложной за-
висимостью углов отсечки анодного и экранного токов от Ес3.
При изложении принципа модуляции на пентодную сетку
мы исходили из предположения, что Ее =const и Ес3 =const.
269
Однако надо заметить, что в практических условиях подобный ва-
риант трудно реализовать из-за больших значений токов экрани-
рующей и управляющей сеток. Особенно опасен ток экранирую-
щей сетки, который может привести к перегреву экранирую-
щей сетки. Так в режиме несущей частоты значение тока экра-
нирующей сетки /е20Г оказывается больше —1аОмакс- При этом
перегрев экранирующей сетки почти неизбежен. В качест-
ве примера можно указать лампу ГУ-80, мощность рассеяния эк-
чается порядка 150 вт вместо предельно допустимой 120 вт. Ана-
логично мощность возбуждения управляющей сетки получается
слишком большой (для лампы ГУ-80 Рс1~22 вт).
Указанные существенные недостатки приводят часто к необ-
ходимости неполного использования лампы по мощности.
В свете сказанного представляет большой интерес комбини-
рованная модуляция на пентодную сетку (рис. IV.60). В этой
схеме напряжения Ее и Ес2 регулируются посредством сопро-
тивлений RC1 и Ёс2. При этом напряжение экранирующей
сетки й напряжение смещения определяются выражениями:
Ла ~ Ев 1c2qRc2,
Ес ЕС вн IcoRelt
где F -напряжение выпрямителя: Ee=>EciMaKC + 1с2йМакс Rtir
Еевн— напряжение внешнего источника.
По мере уменьшения £с3 (т. е. по мере увеличения отрица-
тельного напряжения пентодной сетки) растут значения токов
Лао и 1с0. При этом уменьшается напряжение экранирующей
сетки Ес2 и растёт отрицательное смещение на управляющей
сетке, что приводит к некоторому выравниванию напряжённости
270
I,
(а)
Еа=2ОО&в __
Есг-те
Ef-IZM к
- Ue=2756
- Т?с2~ЗОООом
---1со
-ЗОО ~300 ~2ОО -fOO О Есз,S'
Рис. IV.61
8-
7-350
300
250
3-200
3-750
2А7ОО
50
lao
IcoZ
lco
(на)
режима на всём протяжении модуляционной характеристики..
Основную роль играет здесь, конечно, автоматическое изменение-
напряжения экранирующей сетки. В результате существенно ог-
раничивается ток экранирующей сетки и улучшается её тепловой
режим. Уменьшается также ток управляющей сетки. Механизм
ослабления напряжённости режима при £с3 < Есз ном такой же,,
как при анодной модуляции с авто-
матическим смещением в цепи уп-
равляющей сетки.
Опыт показывает, что при авто-
матическом смещении в цепи управ-
ляющей сетки и питании экранирую-
щей сетки через гасящее сопротивле-
ние можно получить достаточные
линейные модуляционные характе-
ристики. Ток экранирующей сетки
уменьшается по сравнению с током
при обычной модуляции на пентод-
ную сетку почти в 1,5 раза. На рис.
IV.61 приведены экспериментально
снятые характеристики лампы ГУ-80.
Выбор сопротивлений Rcl и
является некритичным. Практически существуют довольно боль-
шие пределы для выбора величины гасящего сопротивления в
цепи экранирующей сетки R,2. Так, для расчёта Rci можно
воспользоваться эмпирическим соотношением
Е 1)
/<2^(0,1 -ь 0,5) с*м-акГ-
I с 20 макс
(IV.97>
Широкие пределы в выборе величины Rc2 мало влияют на
модуляционные качества генератора. Более точно Rc2 подби-
рается при настройке генератора.
Аналогично дело обстоит с выбором величины сопротивления
для автоматического смещения в цепи управляющей сетки. В
том случае, когда осуществляется полное автоматическое сме-
щение, Rcl равно
IЕ I
= (IV.98}
с 0 макс
При комбинированном автоматическом смещении (иногда
') При питании экранирующей сетки от общего источника напряжения
Еа следует рассчитать величину с учётом требуемого падения напря-
жения Еа Ес2 макс
271
это целесообразно) ') /?а выбирается равным
• (IV. 98''
(0,3-s- О.б)1--"^-1
со макс
Остановимся теперь на расчёте режимов лампы при модуля-
ции на пентодную сетку. При анализе модуляционных свойсте
модуляции на пентодную сетку было показано, что как процесс,
.модуляции, так и линейность модуляционной характеристики*
возможны лишь в перенапряжённом режиме. Однако принци-
пиальное сходство модуляции на пентодную сетку с анодной мо
дуляцией не означает, что обе системы идентичны в энергетике-,
ском отношении- При рассмотрении модуляции на управляю-!
щую сетку мы видели, что низкий коэффициент полезного дейЦ
ствия анодной цепи объясняется низким £ в режиме несущей ча-,
стоты. Такое же положение имеет место и при модуляции на
I R
пентодную сетку. В самом деле |=' ——— . В рассматриваемой’"
Еа ’’
системе модуляции Еа — const и при изменении Ес3 коэффициент*
использования анодного напряжения g воспроизводит характер;
Jai =/(£гз) (рис. IV.57). Таким образом, приходим к выводу,-;
что энергетические соотношения модуляции на пентодную сетку?
такие же, как в случае модуляции на управляющую сетку.
Расчёт режима максимальной мощности производится, как;
•обычно, в критическом режиме. Режим несущей частоты может
<быть рассчитан, исходя из линейных соотношений: ",
I ,
Z == '** Jkw
alT 1 m
макс
I п
__ оО м^кс
аот 1 + m
1 макс
лл___ маис
[т~ 1 к
макс
и т. д.
Тепловой режим экранирующей сетки должен быть рассчи-
тан в режиме несущей частоты. В этом режиме рассеяние на эк-
ранирующей сетке достигает максимального значения. В отли-
чие от этого режим модуляции характеризуется некоторым ;
уменьшением рассеяния на экранирующей сетке. Так, если ис-
ходить из линейного изменения IсМ от ErZ, то в процессе моду- -
ляции будем иметь
^с20 ^с20Г с20Т COS PZ
') При полном автоматическом смещении Ра может оказаться выше ДО'
пустимого значения для случая £4 = 0.
272
и
Рс2 “ Pty ' ‘ Iс20^с2 “ ^с2Т + mlс2(уг Дс2 COS Qf,
где
^с2Т ~~ в с20Т Rc%*
Рассеяние мощности на экранирующей сетке равно
Р с2 ~\pc2^c2od^t —
2it J
О
, 2it
= —J (£С2Г 4" ml с20Т R?2 COS Qty • (IС2ОТ ' c20T C0S ^0 ~
0
_ P r _______ m2 J D
L‘c2Tl c20T 2 ^T^cZ-
Таким образом, в режиме модуляции рассеяние на экрани-
рующей сетке уменьшается по сравнению с рассеянием в режи-
ме несущей частоты и равно
Р?2 = Рс2т--~ I2c20TRc&
Из приведённого выражения следует, что цепь экранирующей
сетки ведёт себя во время модуляции, как усилитель низкой ча-
стоты в режиме А. Необходимо выполнить неравенство
Рс2Т<Рс2д0п- (IV.99)
При автоматическом питании экранирующей сетки определе-
ние значений 1 с20Г.и ^сгг связано с некоторыми трудностями. Де-
ло в том, что экранный ток изменяется вследствие одновремен-
ного уменьшения напряжений экранирующей и пентодной сеток.
Приближённо можно принять, что
<2^0,25/^,. (IV.100)
Тогда напряжение экранирующей сетки в режиме несущей
частоты равно
ЕС2Т ~ ЕсЪмакс 0,251аЛ макс^сЪ- (I V. 101)
Далее могут быть легко рассчитаны остальные параметры ре-
жима несущей частоты-
Из рис. IV.57 следует, что для 1 имеет место
г» 1 р
g ~ сз MriKc ' ман (IV 102)
18-417
273
и J
^cS = Ec8MaKC-Ec3T. (IV.103)
Очень часто в режиме максимальной мощности Ес8ном = О?
Тогда соотношения (IV.102) и (IV.103) приобретают очень
простой вид:
£
Еат-—(IV.102')
= Щ (IV.103')
Выше было показано, что модуляция на пентодную сетку
имеет место в перенапряжённом режиме по экранирующей и
управляющей сеткам. В режиме минимальной мощности, когда
£сз=ЕсзЛИН, ток управляющей сетки достигает максимального
значения. При осуществлении автоматического или полуавтома-
тического смещения в цепи управляющей сетки величина сеточ-
ного тока значительно ограничивается. Однако при расчёте пре-
дыдущей ступени (возбудителя) надо исходить из режима мак-
симальной мощности, при котором мощность возбуждения уп-
равляющей сетки минимальна. При таких условиях предыду-
щая ступень (возбудитель) окажется перегруженной в режиме
минимальной мощности, когда Рс1 максимальна. Последнее при-
ведёт к некоторому уменьшению напряжения возбуждения, а
следовательно, к некоторому ослаблению напряжённости режи-
ма и спрямлению нижнего участка статической модуляционной
характеристики.
Тепловой режим управляющей сетки может быть рассчитан
на основании следующих предпосылок. Допустим, что 1с0 и 1с1
линейно изменяются при изменении EcS. Тогда при модуляции
можно считать, что
р ___р
1 л ср 1 с1Т •
Мощность, рассеиваемая на управляющей сетке в режиме
модуляции, представляет собой разность между PciT и рассеи-
ваемой мощностью в источнике смещения, т. е. на Рс1~ Тогда
имеем
PCcp = Pcir + P<*cp> (IV. Ю4)
где
2к
о
274
При автоматическом смещении:
Ес = - (Лот - тЛот cos Qt) ^cl’
IcQ — IcQT mlcOt cos S/, , .
Тогда
Pco cp = “ IcotRc1 (1 — rn cos QtfdQt =
Q
= ~ЛотЯа(1 +y). (IV. 105)
Следовательно, при модуляции увеличивается мощность,
выделяемая на Rcl, что приводит к некоторому уменьшению
рассеиваемой мощности на управляющей сетке
P.cP = PclT-^TRc^l + ^, (IV.104')
где . ,
Р — U I
гс\т 2 с с1Г‘
В свою очередь:
I сОТ ~ (Л» макс “Ь Л® мин)’
Iс\Т 2 макс Л1 мин)’
«1 мин cl макс’
/ ~ 97
1 сО мин сО макс
Соотношение (1У-104Л) показывает, что тепловой режим уп-
равляющей сетки должен быть рассчитан в наиболее трудных
условиях, т. е. в режиме несущей частоты.
Настройка генератора при модуляции на пентодную сетку
протекает примерно так же, как и в случае модуляции на уп-
равляющую сетку. Статическая модуляционная характеристика
lao=f (£гз) или lK=f (EcS) снимается сначала для режима гене-
ратора, установленного в соответствии с расчётом. При этом ре-
жим максимальной мощности выбирается критическим. Далее
может быть произведено некоторое уточнение, отдельных пара-
метров, в частности величин Rcl и RcZ.
18* 275
Пример расчёта генератора с модуляцией на пентодную сетку
(1 + 1)а
——— = 750 вт.
Дано: Мощность в режиме несущей частоты г = 150 вт-, тмакс = 1;
полоса звуковых частот 300—3000 гц: передатчик коротковолновый.
1. Выбор лампы
Полагаем, что модуляция осуществляется в выходной ступени. Полагаем
т)ж =0,8.
Л Г О + тмакс}* 150
1) Р^макс =-----------------= ------
.2) Схему генератора выбираем однотактную.
3) С учётом работы генератора в диапазоне коротких волн выберем лам-
пу типа ГУ-80. Параметры лампы:
Рном = 750вт-, Ра доп = 450 em; Pci доп = 120 вт;
Р , = 10 вт; Е = 2500 в; £, = 600 в;
с доп 'а ’ <.2
Е^ = — 170 в; Ес3 маХ£ = 0; 5 = 5,5ма/в; 5!С~Зма/в; р., = 6,5.
2. Расчёт режима максимальной мощности
1) Выбираем угол отсечки в = 90°.
8Р.
1 — — ------ =
«ЛЕ*
(Г750
1 ---------------------=0,8.
0,5-3-10~3-625-10‘
3) „=Е Еа = 0,8-2500 = 2000 в
' амакс макс а
4U = 0 75 д
«1 макс у 2000
а макс
Г ^<4 макс 0,75
О) 1ам = ---------= 'ГТ= *-5 а-
0,5
6) ав макс = = °.32-1.75 = 0,48 а.
7) Р =1.. Еа = 0,48-2500 = 1200 вт.
> 0 макс аО макс а
Р1 каке 750
8) Т = —- ' =-----= 0,63.
’ 'макс р 1200
0 макс
д R иа макс 2000 = 268()
® , ... 0,75
276
10) и =---------------= 270 в.
S(l — cos в) 5,5-10“2 3 4 (1 — 0)
11) £, =-^cos0 + £'=—270-0- 170 = — 170 в.
' с макс с ‘ с
12) е ~Е -f- U = - 170 + 270 = 100 в.
' с макс с макс ’ с
еа мин == Е« ~ Ua = 2500 - 2000 = 600 в.
13) Для указанных £(2, есмакС и еамин находим по характеристикам
сеточного тока 1СМ « 60 ма.
14) cos ее = - Есма^- = — = 0,64; 0Й = 50°.
> с ис 270 ’ ’ с
15) fa жаже=О.65-а1(0с)/сж = 0,65-0,34.60= 13 ма.
,6) !с0 макс = °,65• «в (вс) 1см = о, 65• 0,183• 60 = 7 ма.
17) Я. = (0,3 4- 0,5) 1 Ег макс 1 = (0,3 4- 0,5) — 17п° - ж 7000 ом.
с 1 со макс 7-Ю-3
Е =Ел 4-7. R , =— 1704- 7-10-3-7000 ж — 120 в.
с вн с макс 1 с0 макс cl ’
18) J 9П _^0,2/П1/ = 0,2-0,48-103^ 100 ла
1 с20 макс ' а0 макс *
Е
19) /?са = (0,14- 0,5) г-
1 с20 макс
600
==(0,1 4-0,5) ------- ~ 3000 ом.
4100-IO-3
3. Расчёт режима несущей частоты
Е 4- £
с <3 макс 1 гЗ мин п
м Есзт^ ; Et
= -^
сЗ мин
2500
—— = — 390 в;
6,5
0 — 390
2
195 в.
2) U са = £ 8 макс ~ ЕсЗТ = 0 + 195 = 195 в.
3) В соответствии с (IV.100) и (IV.101) имеем:
/с20Г « 0,25/а0^ = 0,25-0,48 = 0,12 а;
Есгт = ЕС2 макс ~ = 600 - 0,12-3000 = 240 е.
4) РС2Г — ЕС2т 1 c2Qt ~ 240-0,12 = 29 вт < Рс2доп^
6) 1cit ~ 1’5/ , = 1,5-13 ж 20 ма.
' clJ cl макс ’
; 277
€> 1,5-7 12 Ata.
ъ п ис1с1Т 270-20-IO-3 „
7) РС1Т = -~ = —-------------= 2,7 вт. ;
8) рсот ~^сйтЕсТ* Ест = Еев№~ 1сот /?г1=-120-12- Ю-З-7000 =-204 в -
Реог = -12'10~3-204 ~ — 2,4 вт.
Э) РсГ = РС1Г РсОГ = 2,7 — 2,4 = 0,3 в/я < Рсдоп.
«л, п Р0 маке 1200
10) рот 7ГГ^—Г = ~9~ = 600 вт-
V1 + тмакс) 2
10 рат = рот - р1Т = 600 - = 410 вт < Ра допг
12) 7]г=- Уакс—= ^ = 0,315 = 31,5%.
‘ 1 -4- т 2
4 макс
Расчёт модулятора производится в соответствии с соотношениями, при-
ведёнными в IV.10.
IV.10. МОДУЛЯТОРЫ ДЛЯ МОДУЛЯЦИИ НА
ПЕНТОДНУЮ СЕТКУ
Для модуляции на пентодную сетку применяются трансфор-
маторная, дроссельная (рис. IV.62) и реостатная схемы. Послед-
няя применяется для модуляции маломощных ламп. Мы
Рис. iv.i
видим, что в принципе для
модуляции на пентодную
сетку применяются те же
схемы модуляторов, что и
при, модуляции на управ-
ляющую сетку. Однако ус-
ловия работы модуляторов,кпри модуляции на пентодную сетку
несколько отличаются от условий работы рассмотренных выше
схем.
278
Во-первых, обычно Ес3м.гкс =0 и ток пентодной сетки 1с3 =0.
Это означает, что модулятор не нагружается сеточным током
модулируемой ступени. Во-вторых, при проектировании модуля-
торов надо учесть, что пентодная сетка обычно соединяется с ка-
тодом через значительную ёмкость С3. Величина С3 определяет-
ся требованиями нормальной работы пентода по высокой часто-
те. Со стороны модулятора на ёмкость С3 подаётся напряжение
звуковой частоты UcQ cos й/. Через ёмкость С3 будет протекать
ток, определяемый для высшей модулируемой частоты выра-
жением
Ic3 = UcSQeC3. (IV. 106)
За счёт этой ёмкости в данной схеме могут возникнуть
значительные частотные искажения на высоких звуковых часто-
тах. Эквивалентная схема модулятора для высших модулирую-
щих частот для трансформаторной схемы показана на
рис. IV.626. Коэффициент частотных искажений равен
= l/a-x2)3 + (IV.107)
у Q2
где ________
х = У Lsn2C3Q.e,
о _
У г»
Г1 + л2
Для Q~1 подъём частотной характеристики получается не-
заметным. При Q>1 имеет место подъём частотной характери-
стики вблизи х~1. В целях получения более равномерной ча-
стотной характеристики желательно выбирать Q—1.
JV.11. ПРОХОЖДЕНИЕ БОКОВЫХ ЧАСТОТ В СТУПЕНЯХ МОДУЛЯЦИИ
В п. IV. 1 было упомянуто, что частотные искажения радиоте-
лефонного передатчика определяются трактом низкой частоты,
а также прохождением модулированного колебания через резо-
нансные контуры высокой частоты. Частотная характеристика
передатчика представляет собой зависимость коэффициента мо-
дуляции тока в антенне (или в фидере) от частоты модуляции
при неизменном usx. При анализе схем модуляторов мы выясни-
ли причины возникновения частотных Искажений в тракте низкой
частоты. Теперь нас интересуют главным образом частотные
279
искажения, обусловленные резонансными свойствами высокоча-
стотных контуров передатчика. Иными словами, нам надлежит
рассмотреть искажения огибающей мо-
дулированных колебаний, зависящие
от частотных свойств колебательных
контуров модулируемых генераторов.
Модулированное колебание состо-
ит, как известно, из трёх компонентов:
колебания несущей частоты и колеба-
ний боковых полос. Обычно анодные
контуры настраиваются на несущей
частоте в резонанс. Сопротивление
контура для колебаний боковых частот
становится комплексным (рис. IV.63),
а величина его зависит от относитель-
F
ной расстройки б= ±— . Очевидно.
fo
что характер частотных искажений бу-
дет более сильно выражен в длинно-
волновых и телевизионных передатчи-
ках, где о достаточно велика (порядка
5-10%).
В коротковолновых телефонных передатчиках о<1% и ис-
кажения, связанные с прохождением боковых полос через коле-
бательные к'онтуры, могут быть не приняты во внимание.
В свете изложенного представляется целесообразным ввести
понятия коэффициентов модуляции тока (та) и напряжения
(т„). В самом деле, пусть известно уравнение модулированного
тока
1а1 = Л1Г (1 + та C0S COS =
ТПп I _ I «р
= IalT cos ШО1 4--------------cos (ш0 + 2) t +
+ _^Z_cos(u)0_Q)t
Для со = coo сопротивление анодного контура равно резонанс-
ному, т. е. Za ~ R^ . Для слагаемых боковых полос сопротивле-
ние одиночного контура равно
280
с с 1
где о — затухание контура: о= — ,
1
<реб — фазовый сдвиг колебания верхней боковой полосы
(рис. IV.63),
, I 2а
<pe(5=arctg--------
\ о
(IV.109)
Переходя теперь к модулированному напряжению и полагая,
что зависимости | = Д (а>0±^) и = f2 (ш0 + Q) симметрично
расположены относительно несущей частоты, будем иметь:_
«а = '.Л C0&°V + IaiT е‘*в6 COS (w0 + 2) t +
+ Апг^агт е <P'“?cos(«)0—2)/=
= c/ar[l + mu cos (2/ + <рвб)] cos aot. (IV.110)
Здесь Uar = IalT RaT’ tnu = tna
Мы видим, что в общем глубина модуляции первой гармони-
ки анодного тока та не равна глубине модуляции анодного на-
пряжения, причём ти зависит от значения модулирующей ча-
стоты. Кроме того, сравнивая (IV. 110) с уравнением модулиро-
ванного тока, убеждаемся, что огибающие модулированных на-
пряжения и тока не синфазны, а сдвинуты между собой на фа-
зовый угол <рвб (рис. IV.64). Данное обстоятельство существен-
но для телевизионных передатчиков, где требования к фазовым
искажениям весьма жёсткие.
Вместе с тем необходимо заметить, что напряжение высокой
частоты совпадает по фазе в любой момент модуляции с первой
гармоникой анодного тока. Это означает, что генератор всегда
(при условии настройки контура на соо) работает на кажущееся
активное сопротивление
г> иа п 14“ ти cos (2^ 4“ ?вб) цу и п
R<*~~^~R“T ------Г+^созЪ ’ (1УЛ11)
281
где RaT — эквивалентное сопротивление нагрузки; в режиме
„ г> ^аТ
несущей частоты КаГ = ----- .
^а1Т
При ничтожно малых значениях а можно считать Ra = Rar .
Однако при значительных расстройках непостоянство кажуще-
гося сопротивления нагрузки может привести к изменениям ре-
жима лампы, а следовательно, и к нелинейным искажениям.
Рис. IV.64
В общем случае значение кажущегося эквивалентного сопро-
тивления нагрузки зависит от глубины модуляции и от модули-
рующей частоты. С их увеличением резче проявляется не-
постоянство эквивалентного сопротивления нагрузки гене-
ратора.
Таковы некоторые общие положения, вытекающие из рас-
смотрения прохождения модулированных колебаний через ре-
зонансную систему генератора. Однако в конечном счёте нас
интересует количественная оценка частотных искажений.
Модуляция на управляющую сетку
Общим случаем является наличие нескольких ступеней, где
происходит модуляция (например, одна модулируемая ступень
и несколько ступеней усиления модулированных колебаний).
В соответствии с этим рассмотрим вначале частотные иска-
жения в промежуточной ступени с одиночным контуром, а затем
перейдём к сложной схеме.
В целях изыскания удобных соотношений для оценки ча-
стотных искажений необходимо найти единую эквивалентную
схему для систем с модуляцией на управляющую сетку.
Для недонапряжённого режима справедливо соотношение
lal=S(Ue~DUa)U-
С учётом комплексности нагрузки указанное соотношение
может быть представлено в виде
p-tZ
? . (IV. 112)
R\ + Za
где
Ri = ~.
71
На основании ур-ния (IV. 112) можно составить эквивалент-
ную схему генератора в недонапряжённом режиме (рис. IV.65a).
В случае усиления модулированных колебаний с 0 = 90° Ri —
—'2R;. Модулирующей функцией является здесь напряжение
возбуждения Ue. Соотношение (IV. 112) приобретает при этом
•вид
iul=...-с- (IV. 112')
2K/ + Z*
Эквивалентная схема рис. IV.656 является вполне пригодной
для исследования частотных искажений. Несколько труднее дело
обстоит со схемой модуляции на управляющую сетку, где
Ue = const, а переменным параметром является R\ (так как в
процессе модуляции изменяются 1ам и 0).
Выше, при рассмотрении теории модуляции на управляющую
•сетку (п. IV.2) было показано, что для ограниченного интервала
изменения 0 (60-4-120°) закон изменения /0< описывается
ур-нием (IV.10'). Применительно к теории прохождения боко-
вых частот при модуляции на сетку соотношение (IV. 10') может
'быть переписано в виде
= (IV.113)
4- Za
тде
Uc, = Ue + ±(Ec-E'c).
Я
283
При глубокой модуляции угол отсечки анодного тока ме-
няется от 0 до ®.гакС и ф-ла (IV. 113) не отображает в полной
мере закон изменения I а\ . Строго говоря, для оценки частотных
искажений при глубокой модуляции следовало бы усложнить
выражение для эквивалентной схемы генератора. Однако приве-
дённые ниже рассуждения говорят о том, что в этом нет надоб-
ности. В самом деле 100-процентная модуляция анодного тока
в радиотелефонных передатчиках имеет обычно место на относи-
тельно низких частотах (до 1000 гц). На этих частотах о очень
мало и частотные искажения практически отсутствуют. Очевид-
но, что уточнение значения R’t не имеет смысла, так как частот-
ные искажения очень малы. Частотные искажения начинают про-
являться на высоких звуковых частотах. Однако на высоких ча-
стотах глубина модуляции невелика и для оценки частотных ис-
кажений справедливо ур-ние (IV. 113).
Всё это справедливо также для усиления модулированных
колебаний при ©„„^<90°. Таким образом, можно с известным
приближением воспользоваться соотношением (IV.113) для рас-
чёта частотных искажений при модуляции на управляющую
сетку.
На несущей частоте, т. е. при ® = ®0
1>.и
= ________—
01 2^ + ^'
(IV.114)
Частотные искажения одноконтурного модулируемого генера-
тора характеризуются отношением контурного тока 1К при
к контурному току на несущей частоте 1кР, т. е. при ® = ®0-
Обозначим коэффициент частотных искажений через М.
Тогда
М=-А~. (IV.115)
кр
В соответствии с (IV. 112) и (IV. 114) можно написать
У ___ P'Urt) Z(2
* “ (2Я/ + Z®) P
I
“Р (2^+/?ffi)Plo0 ’
где
р ioL = (®0 + Q) L; рш0 — f»0L; L — индуктивность контура.
С известным приближением можно считать р=ра0-
284
С учётом этого получаем
М. — Ilf- = Z(g .^<+ R?.!. (IV.l 16)
I кр R& (2/?/ + Za )
В уравнении частотной характеристики (IV.l 16) Ra — экви-
валентное сопротивление контура на несущей частоте, a Za =
= — После простых преобразований получаем
2а
1 i
о
М = ------L-;--- , (I V. 1 16')
2а
1 + ii7T+T
р
где а = .
Легко видеть, что выражение (IV.l 16') однотипно с уравне-
нием частотной характеристики резонансного контура. Отличие
состоит в том, что в ур-нии (IV.l16') затухание увеличено в
(1-?-а) раз. Это означает, что прохождение боковых частот в ге-
нераторах с модуляцией на сетку сопровождается увеличением
сопротивления потерь контура в (1+а) раз за счёт шунтирующе-
го действия внутреннего сопротивления лампы 2R(.
Легко убедиться, что при а со (что равносильно схеме ге-
нератора с внутренним сопротивлением, равным нулю) эквива-
.лентное затухание анодного контура получается очень боль-
шим. При этом частотные искажения контурного тока будут
отсутствовать, поскольку модулирующее напряжение оказывает-
ся приложенным непосредственно к анодному контуру.
Модуль и фаза выражения (IV.l 16') характеризуют соответ-
ственно частотно-амплитудные и фазовые искажения огибаю-
.щей модулированного колебания. Запишем выражение для М в
следующем виде:
М=Ме1п. (IV.l 16")
Из (IV.l 16') следует:
М =....... ...L —. (IV. 117)
|/ т1чН“)1
-Я
<Рх = arc tgf- —-1. (IV.l 18)
В радиотелефонных и вещательных передатчиках нас обыч-
но интересуют частотно-амплитудные искажения. Определение
285
характеристик фазовых искажений имеет значение при расчёте
цепей обратной связи.
Соотношение (IV. 117) показывает, что в одноконтурном ге-
нераторе (т. е. в промежуточной ступени) имеет место завал
частотной характеристики в полосе
модулирующих частот (рис. IV.66).
Уменьшение завала характеристики
может быть достигнуто путём>
искусственного увеличения затуха-
ния контура. При заданной величи-
не Ммакс Для FMaKC требуемое за-
тухание контура определяется соот-
<5™ ношением
° „ 2F
X — макс
м
макс
макс
Вместе с тем необходимо помнить, что регулировка затуха-
ния анодного контура сопровождается изменением . Тре-
буемое значение R& определяется режимом лампы. В связи с
этим необходимость регулировки затухания контура связана с
соответствующим изменением его параметров(p=w0L = ——•).
\ “оС /
Рассмотрим теперь частотные искажения двухконтурного-
модулируемого генератора (рис. IV.67a). Второй контур пред-
Рис. IV.67
ставляет собой эквивалент антенны. В этом случае частотные
искажения характеризуются изменением тока во втором конту-
ре, т. е. тока антенны 7Л как функции частоты при 1/вх =!const.
В соответствии с нашими обозначениями можно написать
(IV.119)
286
В целях получения более развёрнутого выражения для МА
воспользуемся эквивалентной схемой рис. IV.676. Как и раньше,
будем полагать, что оба контура настроены на несущую часто-
ту. Из этой схемы следует, что
г ^Кр ^СвО
Ар ='~ —₽— •
КА
Здесь Хсв— сопротивление связи при ®#=®в;
Хс.в— сопротивление связи при ®=®0;
RA— активное сопротивление антенны при ® = ®о-
Приближённо можно полагать Хсв^Хсвй. Тогда уравнение
частотной характеристики приобретает вид
(IV.119')
МА^-^
1 пр
Для относительно небольших расстроек
гА = ra (I + i -f-A ,
\ A J
где бл — затухание антенны.
Тогда, используя выражение
(IV. 116'), можно записать
Уравнение (IV.120) получено на основании того, что
Za = Ra —— >
у2 . / 2g \
где г, = гг св и Z.' == 1 + i— )+ —с— — соответственно
«л \ 6i / 2-а
активное и полное сопротивления первого (промежуточного)
287
контура с учётом вносимых сопротивлений со стороны антенно-
го контура. После некоторых преобразований получаем
2,
1_________
2а 1
2а
О
где
51 жж
-----коэффициент затухания анодного контура с учетом
1 —'Пл
вносимого активного сопротивления со стороны ан-
тенны.
1____________________________
2а а 2а
+ * < •"Т
(1 + а) 1 + а
Полученное1 выражение для -р- позволяет преобразовать
(IV. 120) в виде
МА =---------------
! 4g2
Мд(1+ *)
(IV.120') =
Переходя к модулю и фазе, будем иметь
<?« = arc tg
2а№У \
N — 4аа / ’
(IV.122)
(IV.121)
где
г Glv< —г“ «л
X = 8, Зл (1 + а); Н = 1 А-
Из теории связанных систем известно, что при определённых
условиях частотная характеристика второго контура может стать
двугорбой. Для этого необходимо, чтобы коэффициент связи
между контурами был больше ккр, т. е.
Обычно, чтобы получить необходимое значение /?ж и боль-
ший кпд анодного контура (порядка 0,94-0,95), связь между кон-
турами выходной ступени делается достаточно большой и форма
288
частотной характеристики получается двугорбой. Из выражения
(IV.121) можно получить условие максимального значения Мл,
dMA
Приравнивая —— нулю, получаем, что МА = МА макс при
а = У -2'V~-^-2//2 . (IV. 123)
При этом
МА маКс =--------1....- -. (IV. 124)
Я|/ N—
На рис. IV.68 приведены частотно-амплитудные характеристи-
ки двухконтурного генератора для а = 0,15; 61 = 0,01; 8А— 0,1;
7]ж = 0,8 и f]K =0,9. Мы видим, что увеличение кпд анодного кон-
тура делает частотную характеристику более широкополосной.
Можно показать, что частотно-фазовые искажения огибаю-
щей анодного напряжения или тока в анодном (промежуточном)
контуре определяются соотношениями:
Л41 = Ма -[/" 1 + (IV.125)
и
<?1 = + arc tg . (IV. 126)
Соотношение (IV. 125) показывает, что анодное напряжение
модулируется более глубоко, чем ток в антенне. Глубина моду-
ляции увеличивается с ростом модулирующей частоты. Вызван-
ное этим углубление модуляции анодного напряжения может
привести к изменению режима лампы, а следовательно, и к не-
линейным искажениям. Заметим, что практически опасность по-
явления нелинейных искажений невелика, так как на более вы-
соких модулирующих частотах коэффициент модуляции относи-
тельно мал.
Рис. IV.68
19—417
289
Выражение (IV. 126) позволяет рассчитать фазовые искаже-
ния тока в первом контуре, что необходимо для построения цепи
отрицательной обратной связи.
Мы ограничились здесь рассмотрением двухконтурных уси-
лителей высокой частоты. Аналогичным образом могут быть по-
лучены-соответствующие выражения для расчёта частотных ис-
кажений в трёхконтурном усилителе.
Настройка двухконтурного генератора была рассмотрена в
гл. III. Следует подчеркнуть, что неправильная настройка гене-
ратора при модуляции сопровождается нелинейными искаже-
ниями за счёт несимметричного прохождения колебаний боко-
вых полос (рис. IV.69).
Анодная модуляция
С. В. Персоном, А. И. Лебедевым-Кармановым и В. А. Хацке-
левичем было показано, что эквивалентная схема генератора в
перенапряжённом режиме может быть представлена, как это по-
казано йа рис. IV.70. Эквивалентным внутренним сопротивле-
рис. IV.70a может быть и дальше упрощена, так как— 1 .
Итак, в дальнейшем будем исходить из эквивалентной схемы
рис. IV.706. Легко убедиться, что если сравнить схему
рис. IV.706 с аналогичной схемой для модуляции на сетку
(рис. IV.656), то это соответствует случаю, когда <х->со и эк-
вивалентное внутреннее сопротивление генератора равно нулю:
; _____________
(IV. 127)
При анодной модуляции с автоматическим смещением можно
полагать, что g = const на всём протяжении модуляционной ха-
рактеристики. Это означает, что огибающая модулированного
напряжения воспроизводит характер -изменения постоянного на-
пряжения на аноде.
290
Допустим, что
Еа = Еат (1 + mu cos Q/).
Тогда анодное напряжение высокой частоты будет изменять-
ся по закону
иа = U ат (1 + mu cos Q/) cos <o0t,
где mu— глубина модуляции анодного напряжения.
На несущей частоте амплитуда первой гармоники анодного
г ^аТ
тока равна 1 аУГ = -— и кажущееся сопротивление для тока ос-
°аг
новной частоты равно резонансному сопротивлению анодного
UaT
контура —— На боковых частотах сопротивление
'а!Т
контура комплексно и значение Iai определяется в соответствии
с (IV.127). Тогда по аналогии с модуляцией на управляющую
сетку будем иметь
iei = 1ат [1 + ma cos (Qf — <рвб)] cos
где
ти .
Ih =-------
Мы видим; что прохождение модулированного колебания при
анодной модуляции сопровождается изменением значения ка-
жущегося сопротивления для первой гармоники анодного тока
Ra = = Rar-----. (IV. 128)
«al 1 + rna cos (Q/ —
При заметных значениях о изменение Ra может привести к
изменению режима. Следует иметь в виду, что и в данном слу-
чае (как и при модуляции на управляющую сетку) нельзя отож-
дествлять модуляцию анодного напряжения с модуляцией анод-
ного тока. Разница между анодной модуляцией и модуляцией на
управляющую сетку состоит в том, что здесь исходным являет-
ся т.и, а модуляция тока является функцией расстройки контура.
Перейдём теперь к количественной оценке частотных иска-
жений. Мы видели, что эквивалентная схема, для которой спра-
ведливо соотношение (IV.127), равноценна эквивалентной схе-
ме генератора с модуляцией на сетку при а -> со . Тогда на ос-
новании соотношений (IV.117) и (IV.118) приходим к выводу, что
первый (анодный) контур не вносит частотных и фазовых иска-
жений в огибающую контурного тока. Это означает, что контур-
ный ток Iк модулируется точно так же, как переменное напря-
жение на аноде.
19* 291
Отсутствие частотных искажений за счёт анодного контура ]
может быть объяснено следующим образом. Контурный ток про-1
порционален Uа, т. е. Iк= —Полагая рш0 = Рт0 + 2 > полу-]
р |
чаем, что огибающая тока анодного контура совпадает с огибаю- |
щей Ua. Анодная модуляция, как известно, осуществляется в |
оконечной ступени, т. е. в двух или трёхконтурном генераторе.']
Таким образом, при наличии двух связанных контуров, частот- |
ные искажения определяются частотной характеристикой вто- |
рого (в данном случае антенного) контура: |
МА =----—1 - , (IV. 129) 1
/ 7 2а , 2 1
]/1+Ы |
<ра = arc tg f . (IV.130) |
X / 1
Для трёхконтурного генератора действительны соотношения
(IV. 121) и (IV. 122), полученные для систем с модуляцией на
управляющую сетку. При этом надо полагать:
N = 52 5Л и Н — — ,
51
где
и 7)Ж2— соответственно затухание и кпд второго контура. 5
Мы видим, что для расчёта частотных искажений, вносимых
трактом высокой частоты трёхконтурного генератора, могут быть 1
использованы формулы, выведенные для сеточной модуляции с |
исключением первого контура, полагая а=0; 3' = 3^; З2=63 1
и т. д. J
Мы здесь касались характера искажений, возникающих при ]
прохождении модулированных колебаний через тракт высокой 1
частоты. Однако необходимо ещё иметь в виду следующее. Сум- |
марные частотные искажения определяются как контурами вы- 1
сокой частоты, так и модуляционным устройством. Расчёт ча- |
стотных искажений последнего не связан с особыми трудностя- |
ми и производится по тем же формулам, по которым рассчиты- |
ваются частотные искажения усилителей низкой частоты. Все 1
эти формулы справедливы, если полагать, что сопротивление ге- 1
нератора для модулятора Rr активно во всей полосе частот и I
равно . |
E„r I
^ = 7^- I
'аОТ I
292
Выше было показано, что Iа1 модулируется по закону
41 = 4ir [1 + та cos (Ш — ?„)].
Очевидно, что закон изменения постоянной составляющей
анодного тока такой же:
4о = 4от [1 + cos (Ш — <?„)],
где
Отсюда следует, что значение постоянной составляющей анод-
RaT
ного тока зависит от расстройки контура, т. е. от отношения -у .
При этом кажущееся сопротивление генератора для модулятора
будет комплексным. Можно показать, что кажущееся сопротив-
ление генератора при модуляции равно
Zr = Rr^-. (IV.131)
z
Модуль отношения —— в связанной системе имеет двугорбый
R&T
характер. При значительных расстройках возможно, что |Zr|> Rr
и режим модулятора может стать перенапряжённым. Изменение
режима может явиться источником нелинейных искажений. На-
ряду с этим значительно усложняется характер частотных иска-
жений модулируемой ступени в целом.
Оценку суммарных частотных искажений удобно производить
путём раздельного расчёта указанных искажений в трактах вы-
сокой и низкой частоты. При этом определение частотных иска-
жений в модуляторе должно быть сделано с учётом зависимо-
сти сопротивления генератора как нагрузки для модулятора от
расстройки контуров высокой частоты на боковых частотах, т. е.
7 __ п Ztt
Г ~ КГ Р
се Т
В общем виде будем иметь
Zr = /?r(a)+iXr(a),
где Rr(o) и Хг (о) —соответственно активная и реактивная
части эквивалентного сопротивления генератора для модулято-
ра. Rr (о) и Аг(о) являются функциями частоты. При а -> О
Хг (а) -> 0 и Zr-+Rr. Таким образом, в коротковолновых пере-
293
датчиках при значениях <r< 1 % можно рассчитывать частотные-;
искажения модулятора, исходя из положения, что Zr .
В длинноволновых и средневолновых передатчиках необходимо
учитывать комплексный характер Zr. Непосредственно расчёт
Хг(а) и Rr (о) не представляет особых трудностей. Так для двух-
контурной схемы:
Rr(a) — RrMi cos^;
Хг(о) = ^MiSin <рх,
где Mi и epi определяются из соотношений (IV.125) и (IV.126)
дляа = 0.
На низких частотах Хг имеет индуктивный характер, а на бо-
лее высоких частотах—ёмкостный. При <pi = 0 Zr чисто активно.
Таким образом, на выходе модулятора оказывается включён-
ной цепь из последовательно соединённых активного и реактив-
ного сопротивлений Rr(a) и Хг(о). Общая эквивалентная схема
модулятора с учётом включённого на выходе комплексного со-
противления позволяет рассчитать частотные искажения модуля-
ционного устройства. Суммарная частотно-амплитудная харак-
теристика представляет собой произведение МА на коэффициент
частотных искажений тракта низкой частоты.
Л ИТЕРАТОРА ’
1. С. И. Е в т я нов. Радиопередающие устройства. Связьиздат, 1950.
2. 3. И. Модель. Вопросы построения мощных радиостанций. Госэнер-
гоиздат, 11947.
3. 3. И. Модель и И. X. Невяжский. Курс радиопередатчиков.
Связьрадиоиздат, 1938, Связьиздат, 1940.
4. Б. П. Терентьев. «Усиление модулированных колебаний в пере-
датчиках». «Электросвязь», № 1, 1938.
5. С. В. Персон, А. И. Лебедев-Карманов, В. А. X а цке ле-
ей ч. Теория и расчёт АМ ламповых генераторов. Изд. «Советское радио»,
6. А. И. Эйленкриг и С. Е. Гл ик м ан. Модуляционные устройства
для передатчиков с амплитудной модуляцией. Изд. «Советское радио», 1954.
7. А. М. П и с а р ев с к и й. «Исследование нелинейных искажений, обус-
ловленных устанавливающимися процессами в мощных усилителях класса
«В». «Радиотехника» № 2, 1947.
8. Г. С. Цы ки н. Электронные усилители. Связьиздат, 1960.
9 В. А. Хацкелевич. «Расчёт режимов генератора при анодной мо-
дуляции». ЛЭИС, 1961.
10. Г. А. Зейт ленок. «Уточнение расчёта некоторых режимов лампо-
вых генераторов». Труды учебных институтов связи, № 4, 1960.
11. Ведомственные технические условия Министерства связи СССР.
ВТУ 526—58.
294
Глава V
АВТОГЕН ЕР А ТОРЫ
V.L ВВЕДЕНИЕ
Ламповый автогенератор или генератор с самовозбуждением,
так же как и генератор независимого возбуждения, является
преобразователем энергии постоянного тока источника питания
в энергию переменного тока высокой частоты. В генераторе не-
зависимого возбуждения напряжение возбуждения на сетку
лампы подаётся от внешнего источника, частота колебаний оп-
ределяется частотой возбуждающего напряжения и поэтому
анодный контур генератора может быть настроен в резонанс так,
что его сопротивление оказывается активным. В автогенераторе
частота колебаний зависит только от собственных характери-
стик автогенератора, таких, как параметры колебательного кон-
тура, параметры лампы, величины питающих напряжений и пр.
Поэтому в автогенераторе устанавливается частота коле-
баний, которая в общем случае может отличаться от резонанс-
ной частоты контура, и сопротивление контура нельзя считать ак-
тивным.
Ламповые автогенераторы применяются в современных пере-
датчиках, приёмниках, измерительных приборах, установках про-
мышленного использования токов высокой частоты и т. д. Тре-
бования, предъявляемые к автогенераторам, могут быть самыми
разнообразными. В зависимости от диапазона частот, мощности
и других характеристик, автогенераторы могут строиться по раз-
личным схемам. В этой главе рассмотрение ограничивается толь-
ко такими автогенераторами высокой частоты, у которых в анод-
ную цепь лампы включён колебательный контур с большой доб-
ротностью. Форма колебательного напряжения-у таких автогене-
раторов близка к синусоидальной.
V.2. УСЛОВИЯ САМОВОЗБУЖДЕНИЯ И СТАЦИОНАРНЫЙ
колебательный режим
Рассмотрим простейшую схему автогенератора, известную из
курса радиотехники и изображённую на рис. V.I. Если в этой
схеме разоррать цепь обратной связи, а на сетку лампы подать
295
напряжение от внешнего источника такой же амплитуды и ча- 1
стоты, какие были в автогенераторе в режиме установившихся 'Ч
колебаний, то автогенератор превратится в генератор незави- 1
z симого возбуждения и в его цепях будут 1
---------- существовать такие же токи и напряже- 1
ния, какие были в автогенераторе. Отсю- 1
I]_____ да следует, что для определения токов и 1
/ I X, */ напряжений в автогенераторе в режиме 1
a^af установившихся колебаний, можно поль- 1
j I зоваться методами расчёта генераторов 1
независимого возбуждения. В частности, j
зависимость тока первой гармоники в 1
Рис V.1 анодной цепи лампы может быть пред- |
ставлена следующим выражением
4i = sT1(i>c-wj.
Для автогенератора, кроме того, существует ещё одна за-
висимость между напряжениями Uc и Ua
Uc = кСа.
Таким образом, токи и напряжения в автогенераторе связа- ’
ны системой двух уравнений: j
(V.l)
f7c=Kf7a. (V.l')
Уравнения. (V.l) и (V.l7) написаны в комплексной форме. |
Это вызвано следующими причинами. В генераторе независимо-
го возбуждения всегда можно так настроить контур в анодной |
цепи лампы, что его сопротивление будет активным и сдвиг фаз i
между током Iа1 и напряжением Иа будет отсутствовать. Нель- 1
зя в общем случае утверждать, что в автогенераторе установятся i
колебания, частота которых равна резонансной частоте конту- i
ра. Поэтому следует полагать, что между 1а1 и Ua будет суще- |
ствовать сдвиг по фазе.
Коэффициент обратной связи к в общем случае еле- )
дует считать комплексным потому, что трансформатор обратной 1
связи, образованный катушками La и Lc, может создавать фа- j
зовые сдвиги между напряжениями, действующими на этих ка-
тушках. Поэтому может существовать также фазовый сдвиг
между напряжениями Ua и Uc. Амплитуда и фаза тока Iai за- J
висят от амплитуды и фазы управляющего напряжения
Uy = (Uc-—DUa). (V.2)
296
Однако между током 7а1 и управляющим напряжением Uy
также может существовать сдвиг по фазе. Отметим три возмож-
ные причины этого:
1. Ток /а1 может отставать по фазе от управляющего напря-
жения в автогенераторах, работающих на таких высоких часто-
тах, при которых время пролёта электронов в лампе оказывает-
ся соизмеримым с периодом колебаний.
2. Указанный фазовый сдвиг может иметь место в случае,
когда добротность контура, включённого в анодную цепь лампы,
недостаточно велика. В этом случае высшие гармоники анодно-
го тока создают на контуре заметное падение напряжения, в ре-
зультате чего управляющее напряжение становится несинусол-
дальным. Первая гармоника анодного тока (вследствие нели-
нейности характеристики лампы) оказывается зависящей по ам-
плитуде и фазе не только от первой, но также и от высших гар-
моник управляющего напряжения. В результате между первы-
ми гармониками управляющего напряжения и анодного тока воз-
никает сдвиг фаз.
3. Когда лампа работает в перенапряжённом режиме при
расстройке анодной нагрузки, провалы в импульсах анодного
тока смещены относительно середины импульсов анодного тока.
Фаза провала зависит от фазы анодного, а не управляющего на-
пряжения (в перенапряжённом режиме анодный ток почти не
зависит от напряжения на сетке). Поэтому и здесь первая гар-
моника анодного тока оказывается не в фазе с управляющим на-
пряжением.
Во многих случаях указанные фазовые сдвиги получаются по-
рядка единиц или даже долей градуса и их можно не учитывать.
Если фазовые сдвиги велики, их можно учесть, приняв коэффи-
циенты S и у! комплексными, что и сделано в ур-ниях (V.1) и
(V.1').
Рассмотрим сначала решение системы ур-ний (V.1) и (У.Г)
для случая, когда коэффициенты к, S и yi действительны. Тогда
будет отсутствовать сдвиг фаз между Uc, Ua и 1а1, сопротивле-
ние контура будет чисто активным (это означает, что колебания
устанавливаются на частоте, равной резонансной частоте конту-
ра) и систему ур-ний (V.1) и (V-Г) можно написать в следую- 4
щем виде:
X (у-3>
\ к /
<v-3'>
Уравнение (V.3) нелинейно потому, что коэффициент yi из-
меняется с изменением амплитуды колебаний. Кривая, соответ-
ствующая этому уравнению, называется колебательной харак-
297
теристикой. Уравнение (V.3') соответствует прямой, которая на-
зывается прямой обратной связи. Точки пересечения колебатель-
X, А
•Си
а)
о
Я
ной характеристики и прямой обратной связи являются корня-
ми системы ур-ний (V.3) и (V.3').
На рис. V.2a показан пример графического решения системы
(V.3) и (V.3') для случая, когда смещение на сетке лампы обе-
спечивает выбор рабочей точ-
ки на участке, где крутизна
характеристики максимальна
или близка к ней (рис. V.2 6).
^Колебательная характеристика
при этом имеет вид кривой,
крутизна которой монотонно
убывает с ростом Uc (за счёт
монотонного уменьшения yi).
Прямая обратной связи пересе-
кается с колебательной харак-
теристикой в двух точках (О и
А на рисунке). Эти точки явля-
ются корнями системы ур-ний
(V.3) и (V.3') и соответствуют
возможным стационарным со-
стояниям автогенератора. Од-
нако возможные стационарные
состояния могут быть практически реализованы только в том
случае, если они устойчивы.
В курсе радиотехники показывается, что в тех точках пере-
сечения колебательной характеристики и прямой обратной свя-
зи, в которых крутизна первой больше второй, режим получает-
ся неустойчивым, а там, где' крутизна первой меньше второй, ре-
жим устойчив. Пользуясь этим критерием, -находим, что состоя-
ние покоя в точке О неустойчиво, а состояние колебательного
режима в точке А устойчиво. Поэтому практически автогенера-
тор не может сколько-нибудь долго оставаться в состоянии по-
коя и будет переходить в состояние устойчивого колебательного
режима, соответствующего точке А, т. е. в нём условия самовоз-
буждения выполняются. На рис. V.2s дано решение такой же за-
дачи для случая, когда смещение на сетке лампы велико и рабо-
чая точка попадает на нижний сгиб характеристики лампы. Мы
пользуемся идеализированными характеристиками и соответ-
ствующая точка на идеализированной характеристике лежит в
области, где ta=0 (см. рис. У.2г). Колебательная характеристи-
ка при этих условиях имеет S-образную форму, крутизна её мак-
симальна при некотором среднем значении Uc и уменьшается как
при увеличении, так и при уменьшении Uс. Прямая обратной
связи пересекается теперь с колебательной характеристикой в
трёх точках (О, Б и А)- Пользуясь упомянутым выше критерием,
298
аходим, что режим, соответствующий точке Б, неустойчив, и,
следовательно, не существует колебательного стационарного ре-
жима, соответствующего этой точке. Точки О и А соответствуют
устойчивым режимам и в этих режимах автогенератор может на-
ходиться продолжительное время. Чтобы вывести автогенератор
«з состояния покоя и получить в нём колебательный режим, со-
ответствующий точке А, нужно при помощи какого-либо внеш-
него источника создать в контуре автогенератора колебания с
амплитудой, большей, чем амплитуда в точке Б. Тогда амплиту-
да будет автоматически увеличиваться, даже если внешнее воз-
действие прекратится, до стационарного состояния, соответствую-
щего точке А. Такое устойчивое состояние покоя, как в точке О
•на рис. V.2e, называют устойчивым состоянием в малом или по-
луустойчивым. Точно так же колебательный режим в точке А яв-
ляется устойчивым только в малом.
Устойчивость состояния покоя и неполная устойчивость ко-
лебательного режима являются качествами, нежелательными
для автогенераторов.
Рассмотренные примеры показывают, что условие самовоз-
буждения (неустойчивость режима покоя) сводится к требова-
ниям, чтобы в режиме покоя крутизна колебательной характери-
стики была больше крутизны прямой обратной связи. Это тре-
бование даёт
(V.4)
где So — крутизна статической характеристики лампы при та-
ком смещении на сетке лампы, которое соответствует режиму
покоя автогенератора. В режиме покоя, когда Uc—Q или очень
мало, отсечка анодного тока отсутствует и yi = l. Поэтому ус-
ловие самовозбуждения (V.4) можно переписать в следующем
виде:
(к-D)
1
S0Ra
(V.5)
Условие стационарного колебательного режима может быть
найдено в результате • совместного решения системы ур-ний
(V.3) и (V.3'). Это даёт
(K-D) (V.6)
S'fiRce
Возвратимся теперь к системе ур-ний (V.1) и (V.1') и рас-
смотрим её решение в более общем случае, когда коэффициен-
ты к, S и ух нельзя считать действительными. В этом случае со-
299
(V.7>
противление контура в анодной цепи лампы Za также будет ком-
плексным. Введём обозначения:
t = 2aei¥“ T1S = T1Se%
(к — D) = \k — D\e°KD
Здесь Za; y( S; | к—D | — модули соответствующих комплекс-
ных величин; <р а — угол сдвига фаз между 0а и /а1; <piS —угол
сдвига фаз между управляющим напряжением U у и Iо1; yKD—
угол сдвига фаз между напряжениями U у и 0а.
Используя эти обозначения, из системы ур-ний (V.1) и (V.1')
можно исключить переменные Vс, Ua, 1а1 и представить её в сле-
дующем виде:
|«-D| (V.8)
fa + ?7S + <PkD = 2/№, (V. S')
где n= 1,2, 3,... Возможные состояния равновесия автогенератора
соответствуют таким значениям Uc, при которых удовлетворяют-
ся одновременно оба ур-ния (V.8) и (V.8'). Первое из них назы-
вается уравнением-баланса амплитуд, а второе — уравнением ба-
ланса фаз.
Произведя сравнение ранее полученного выражения (V.6) с
выражением (V.8), можно заметить, что первое является следст-
вием более общего выражения (V.8) для частного случая, ког-
да коэффициенты к, S, yj действительны В выражении (V.6)
предполагалось, что колебания устанавливаются на резонансной
частоте контура, поэтому сопротивление его мы считали рав-
ным . В выражении (V.8) модуль сопротивления контура Za
зависит от частоты, иа которой установятся колебания. Для оп-
ределения частоты и модуля Za, как мы увидим ниже, нужно ре-
шить уравнение баланса фаз.
Условие самовозбуждения по аналогии с (V.5) можно запи-
сать теперь в следующем более общем виде:
|к — П| (V.9)
Так как частота колебаний в процессе установления колеба-
ний меняется 'незначительно, сопротивление Za в этом выраже-
нии можно считать таким же, как в режиме установившихся ко-
лебаний.
Перейдём теперь к рассмотрению уравнения баланса фаз.
Если известны зависимости фазовых углов, входящих в это урав-
нение, от частоты, то, подставив эти зависимости в уравнение,
зсо
можно найти частоты, на которых это уравнение удовлетво-
ряется, Все или некоторые из этих решений могут оказаться не-
устойчивыми по частоте и на таких частотах стационарный ко-
лебательный режим невозможен. Определим условия устойчи-
вости колебаний по частоте.
Сумма фазовых углов в ур-нии (V.8') является функцией раз-
личных параметров и частоты. Так, например, <ра зависит от ин-
дуктивности, ёмкости активного сопротивления контура и часто-
ты; <pys зависит от величины питающих напряжений, а также от
частоты (если сказывается инерция электронов) и т. д. Предпо-
ложим, что в автогенераторе установились колебания на часто-
те <в и выполняется условие баланса фаз (V.8'), которое для крат-
кости запишем в следующем виде:
Е<?(Р. (VJ0)
где р и о являются параметрами, влияющими на величину углов
<?а> ?TS И ?кО.
Затем параметр р получил малое приращение Др. Вследствие
этого начнёт изменяться частота колебаний и это будет продол-
жаться до тех пор, пока на новой частоте ® + Д® баланс фаз не
будет восстановлен. При этом мы будем иметь
E<₽(p4AP;u,+Aa>) = 2/nr. (V.10')
Вычитая (V.10.) из (V.10') и предполагая, что Др и Дсо до-
статочно малы, можно написать
д^(р-ю> Др 4- д^1р'а) До> = 0. (V. 11)
др да
Будем считать, что приращение фазовых углов—У(Ц1,р) Др,
др
обусловленное изменением параметра р, было таким, что им-
пульсы анодного тока стали опережать колебания, существую-
щие на контуре, и это приращение будем считать положитель-
ным. Контур — инерционная система. Частота колебаний в нём
не может измениться мгновенно. Но под действием импульсов
тока, опережающих существующие колебания, частота колебаний
в нём начнёт увеличиваться. Таким образом, положительное при-
ращение фазовых углов может вызвать только положительное
приращение частоты Д®. Но из выражения (V.11) следует, что
это возможно только при условии, если
<"> < о. (V.12)
да
Согласно этому условию для устойчивости.колебаний необхо-
димо, чтобы с увеличением частоты сумма фазовых углов Sep L, .,
301
уменьшалась. Необходимо также, чтобы существовали производг
жые —Е<р(ш>р) и —или, иначе говоря, чтобы <рй, ?тв в
?к£)были непрерывными функциями
частоты со и параметра р.
Рис. VJ3
малы и их величина при небольших
В качестве примера
исследуем устойчивость,
по частоте колеоатель-
ных режимов в схеме, изо-
браженной на рис. У.За.
Ьсли частота колебаний,
не очень высока и колеба-
тельный контур имеет
большую добротность,
тогда в этой схеме фазо-
вые углы <pTS и tpK£> будут
изменениях частоты изме-
няться почти не будет. Наиболее резко меняющимся с частотой,
будет фазовый угол <ро . Поэтому
(V.13>
Вследствие малости углов и <fKD условие баланса фаз
можно записать в виде: <р««0. Но из рис. V.36, на котором пока-
зан характер изменения активной и реактивной составляющих
эквивалентного сопротивления контура от частоты, видно, что
<?а обращается в нуль на двух частотах — coi и юг. Однако уста-
новившийся колебательный режим возможен только на частоте
coi, потому что при (о>Ы| фазовый угол сра становится отрица-
тельным, т. е. выполняется условие устойчивости колебаний по
частоте (V.12). Если бы колебания установились на частоте
ц>2, то при (о>Ю2 угол <р„ становился бы положительным и, сле-
довательно, условие (V.12) не выполнялось бы. Поэтому уста-
новившийся колебательный режим на частоте юг невозможен.
До сих пор мы полагали, что смещение на сетке лампы по-
стоянно и подаётся от внешнего источника. Практически выгод-
нее применять автоматическое смещение за счёт тока сетки, ко-
торое автоматически изменяется при изменении амплитуды коле-
баний (способы получения автоматического смещения рассмот-
рены в гл. III).
Автоматическое смещение позволяет совместить преимущест-
ва режима с большим смещением (высокий кпд и малый сеточ-
ный ток) с преимуществами режима с малым смещением (не-
устойчивость режима покоя). Ниже будет показано, что автома-
тическое смещение повышает также устойчивость колебательно-
го режима.
302
Рассмотрим работу автогенератора при автоматическом сме-
щении несколько подробнее. На рис. V.4 представлен пример-
ный вид семейства колебательных характеристик при различных
постоянных смещениях (Ес1, Ес2,...), прямой обратной связи и
пунктирных кривых 1 и 2, представляющих колебательные харак-
автоматическом смещении. Эти не-
теристики генератора при
следние имеют меньшую
крутизну, чем колебатель-
ные характеристики при
постоянном смещении и
идут тем ниже, чем боль-
ше сопротивление автома-
тического смещения. Точ-
ки пересечения прямой
обратной связи с двумя
колебательными характе-
ристиками являются со-
стояниями равновесия ав-
тогенератора с автомати-
ческим смещением и с по-
стоянным смещением, та-
ким же по величине. Рассмотрим две такие точки. Точке А соот-
ветствует устойчивый режим на колебательной характеристике /
(смещение автоматическое) и устойчивый режим в малом при
таком же, но постоянном смещении (колебательная характери-
стика при Ес2). Точке Б соответствует устойчивый режим на
характеристике 2 и неустойчивый на характеристике Ес%. Та-
ким образом, мы видим, что автоматическое смещение повышает
устойчивость колебательного режима.
Приведённые рассуждения справедливы, если изменения сме-
щения на сопротивлении Rc успевают следить за изменениями
амплитуды колебаний, иначе говоря, если постоянная времени
цепи автоматического смещения мала по сравнению с постоян-
ной времени установления колебаний в автогенераторе. Если по-
стоянная времени Rc Сс очень велика, то и при автоматическом
смещении колебательный режим может получиться неустойчи-
вым- Допустим, что автогенератор имеет колебательную характе-
ристику 2. После включения автогенератора амплитуда колеба-
ний «ачнёт увеличиваться по кривой Ес2 и этот процесс закон-
чится в точке В на пересечении с прямой обратной связи, так как
время установления колебаний значительно меньше времени
установления смещения (на самом деле немного ниже точки В,
так как смещение успеет немного увеличиться).
Далее смещение будет продолжать увеличиваться и рабочая
точка будет медленно сползать вниз приблизительно по прямой
обратной связи до точки Г. Здесь прямая обратной связи касает-
ся колебательной характеристики с EtS, а смещение по-прежнему
303
должно увеличиваться. Но следующая колебательная характери-
стика уже не будет иметь общих точек с прямой обратной связи
и рабочая точка по колебательной характеристике быстро пере-
местится к началу координат, так как процесс изменения ампли-
туды колебаний протекает значительно быстрее, чем изменение
смещения. После срыва колебаний смещение начнёт медленно
уменьшаться то того момента, пока снова будут выполнены ус-
ловия самовозбуждения. Тогда колебания снова возникнут и
снова сорвутся, как это описано. Такой режим автоколебаний
называют режимом прерывистой генерации или автомодуляции.
Для того чтобы прерывистая генерация не возникала, время
установления смещения должно быть мало в сравнении со вре-
менем установления колебаний в контуре автогенератора. Поэто-
му для постоянной времени цепи автоматического смещения мож-
но рекомендовать соотношение
(V.14)
Здесь —-------период высокочастотного колебания, ап —
число периодов, необходимое для установление колебаний в кон-
туре. Время установления колебаний зависит от величины ин-
кремента—отрицательного затухания, которым обладает кон-
тур в то время, когда амплитуда колебаний нарастает от началь-
ной величины до её установившегося значения. Определение ин-
кремента требует учёта отрицательного сопротивления, вноси-
мого в колебательный контур лампой, положительного сопротив-
ления, вносимого в контур нагрузкой, и ряда других факторов.
Расчёты показывают, что при 'современных лампах трудно по-
лучить время установления колебаний, меньшее нескольких де-
сятков и сотен периодов. Поэтому при практических расчётах в
ф-ле (V. 14) можно принять п=10 — это всегда обеспечит отсут-
ствие режима прерывистой генерации даже с некоторым запасом.
В заключение следует отметить, что если условие (V.14) не
выполняется, режим прерывистой генерации может и не воз-
никнуть. Для получения прерывистой генерации необходимо,
чтобы смещение на сетке лампы могло достигать такой большой
величины, при которой происходит срыв колебаний.
»
КЗ. ОБОБЩЁННАЯ СХЕМА АВТОГЕНЕРАТОРА. ТРЁХТОЧЕЧНЫЕ
АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Большое количество применяемых схем автогенераторов для
целей анализа может быть сведено к обобщённой трёхточечной
схеме, изображённой на рис. V.5. К этой схеме может быть све-
дена также и рассмотренная выше схема с трансформаторной
304
обратной связью, если трансформатор заменить его эквивалент-
ной схемой. В трёхточечной схеме имеется один колебательный
контур, составленный из сопротивлений Zb Z2 и Za, который тре-
мя точками подключается к трём электродам лампы (катод, сет-
ка, анод). Обычно активные составляющие сопротивлений Zb Z2
и Z3 малы в сравнении с реактивными, по-
этому справедливы соотношения:
Zj = r/H- i Л\ = i Xt
Z2 — г2 4- i Л2 ~ i Х2
Z3 — гз 4" i Х3 ~ i Х3
. (V.15)
Рис. V.5
При этих условиях ток в контуре 1К
много больше сеточного и первой гармо-
ники анодного тока и можно считать, что величина тока, про-
текающего через сопротивления Zb Z2 и Z3, одинакова. Примем
направления Ua, Uc, I к, показанные на рис. V.5, за положи-
тельные. Тогда для коэффициента обратной связи можно напи-
сать следующее выражение:
UС Лс ^2 Х2
йа 1КХ± *1 *
(V.16)
Получается, что коэффициент к — действителен и =0. По-
ложив дополнительно qi =0, заключаем, что автоколебания мо-
гут существовать на резонансной (или очень близкой к ней) ча-
стоте контура. Следовательно,
Хг + Х2 4- Х3 — 0
к _ - Хг
Х24-Х3
(V.17)
Чтобы режим покоя был неустойчивым, согласно (V.3) не-
обходимо, чтобы:
K>q\ q = D + —(V.18)
Используя (V.16), (V.17) и
ловия самоовозбуждения:
(V. 18), получаем следующие ус-
Х2
q->
^2 >
Хг + Х3
(V.19)
Здесь коэффициент q всегда положителен, поэтому и левые
части неравенств (V.I9) должны быть положительными. Учиты-
20—417 305
(V.
<7
a)
6)
О
о
вая это, можно написать условия самовозбуждения трёхточ
ных автогенераторов в следующей развёрнутой форме:
1. ZYj z\2
II. Х2Х3
Рис. V.6
Только выполнение всех четырёх условий (V.20)_ является д
статочным, чтобы ~
ловия (V.20) для
получалось самовозбуждение. Применим yd
анализа простейших схем. Легко видеть, чт<
условия I и II выполняются в схемах рис. V.6 а, б, в. В схеме
рис. V.'ба эти условия выполняются только на частотах, при ко-
торых контур L2 С2 представляет собой сопротивление индуктив-
ного характера, т. е. на частотах ю< •
В схеме рис. У.вд эти условия не выполняются ни на каких
.частотах и колебания в ней не могут возбудиться ни при каких?]
значениях £ь С2, Сз. Схема, показанная на рис. V.6a, называет-1
ся индуктивной трёхточечной схемой. Здесь общая индуктив-.
ность контура L — L\ + L2. На рис. V.66 показан другой вариант,
индуктивной трёхточечной схемы, в которой индуктивность кон--
тура
L — Li -f- Z-2 4* 27И,
где М — взаимная индуктивность между частями катушки L\.
и L2.
306
Схема, показанная на рис. V.6e, называется ёмкостной трёх-
точечной схемой. Применим теперь условия III и IV для анали-
за одной из схем, например, индуктивной трёхточечной, изобра-
жённой на рис. V.6a. Для этой цели рассмотрим диаграмму
рис. V.7a, где показаны кривые -K2=f((o);|X8| =/(ч>) и ]Х8| =»
= /(^.(Коэффициент -^-<1 и в небольших пределах изменения
1+<?
частоты вблизи резонанса контура
может считаться постоянным.)
Из этой диаграммы видно, что
условия III и IV выполняются толь-
ко в диапазоне частот от вц до ш2..
Следовательно, автоколебания воз-
можны только в этом интервале ча-
стот. Для того чтобы ответить, на
какой именно частоте возникнут ав- h
токолебания, необходимо решить
уравнение баланса фаз. Так, на-
пример, если решением этого урав-
нения будет <ро=0, тогда частота
автоколебаний будет равна резо-
нансной частоте контура (оо.
В некоторых случаях анодная нагрузка автогенератора пред-
ставляет собой не одиночный колебательный контур, а систему из
двух или более связанных контуров. Рассмотрим простейшую схе-
му с двумя контурами, изображённую на рис. V,8а и б. Обе эти
Рис. V.7
Рис. V.8
схемы эквивалентны друг другу, последняя отличается от пер-
вой тем, что в ней трансформатор связи заменён эквивалентны-
ми индуктивностями Li и L\. Схему рис. V.86 можно рассмат-
ривать как трёхточечный автогенератор с тремя сопротивления-’
ми Zb Z2 и Z3, где Z\ — эквивалентное сопротивление контура,
составленного из элементов Lt, L nCt. На рис. V.9oh6 показан
характер изменения сопротивлений Z2 и Z3 при изменении часто-
ты, причём предполагается, что активные составляющие сопро-
тивлений Z2 и Z3 малы и могут не учитываться. Из рис. V.9a и б
20* 307..
легко видеть, что условия самовозбуждения (V.20) выполняют-
ся в полосе частот юо—«2. Если уравнение баланса фаз имеет ре-
шение <рв =0, то автоколебания возникнут на частоте, при кото-
рой A'1+X2+X3rs0. На рис. У.Эаиб этому условию отвечает ча-
стота ш4. Можно показать, что колебательный режим на этой ча-
стоте получается устойчивым, так как выполняется условие
(V.12). Вблизи юо существует ещё одна частота, при которой так-
же Х14-Х2 + ^з=0. Однако здесь активная составляющая сопро-
тивления Zi больше реактивной, поэтому на этой частоте не вы-
полняется условие (V.15). Кроме того, можно показать, что на
этой и других частотах в диапазоне (оз—юз не выполняется усло-
вие устойчивости (V.12).
Допустим теперь, что ёмкость Ci увеличилась и частоты «о и
«1 уменьшились до значений (Од и wj, как показано на рис. V.9c.
Теперь автоколебания возможны на двух частотах. Одна воз-
можная частота колебаний лежит в интервале 1, заключённом
между частотами ыг и (о3, а другая в интервале 2 между часто-
тами <о' и>5. Если мы ещё будем увеличивать Сь то интервал
1 будет уменьшаться и совсем исчезнет, а интервал 2 будет рас-
ширяться.
Зависимость частоты колебаний от величины ёмкости Ci
графически представлена на рис. V.10. С увеличением Ci ча-
308
стота со постепенно уменьшается по кривой ab. Правее точки b
колебания этого типа становятся невозможными, и частота ге-
нератора скачком меняется и переходит в точку с на кривой de.
Наоборот, если двигаться по кривой de, уменьшая ёмкость Сь
то скачок частоты произойдёт в точке е.
Область настроек, в которой ге-
нератор может работать на двух
различных частотах и в которой
возможен скачкообразный переход
от одной частоты колебаний к дру-
гой, называется областью затягива-
ния частоты. В области затягивания
фактическая частота колебаний за-
висит от того, справа или слева мы
подошли к этой области. Практи-
0х--------—----------—С,
Рис. V.10
чески с явлением затягивания необходимо считаться при различ-
ного рода измерениях, например, при измерении частоты при
помощи резонансного волномера. Явления затягивания могут
иметь место в автогенераторах промышленных установок вы-
сокочастотного нагрева, а также в автогенераторах свч и укв,
в которых часто колебательное системы получаются многокон-
турными.
Рис. V. 11
До сих пор мы рассматривали схемы без источников питания.
На рис. V.1I показаны схемы автогенераторов с источниками пи-
тания, необходимыми блокировочными и разделительными эле-
309
ментами. Здесь, так же как и в генераторах независимого воз-
буждения, возможно построение анодной цепи по схеме последо-
вательного питания (схемы рис. V.lla, вне) и по схеме парал-
лельного питания (рис. V.116, г, д). Цепи сетки с последователь-
ным питанием применены в схемах рис. V.12a и г; на осталь-
ных схемах применено параллельное питание цепей сеток. В схе-
мах рис. V.lle и г отрицательное смещение на сетках ламп в ос-
новном получается за счёт постоянной составляющей анодного
тока, протекающего через сопротивление RK. Этот способ полу-
чения смещения применяется в тех случаях, когда используются
лампы, характеристики которых сильно сдвинуты влево (име-
ются в виду характеристики в сеточной системе координат). В
случае срыва автоколебаний сеточный ток прекращается. Если
бы не было сопротивления RK, лампа оставалась бы без отрица-
тельного смещения и анодный ток мог бы превысить допустимую
для лампы величину.
V.4. технический расчёт автогенератора
Технический расчёт режима лампы автогенератора не отли-
чается от расчёта режима генератора независимого возбуждения
и производится по идеализированным характеристикам лампы.
Здесь может быть три случая:
1) расчёт на максимальную мощность при заданной лампе;
2) расчёт на заданную мощность, когда требуется произвести
выбор подходящей лампы;
3) расчёт на получение высокой стабильности частоты.
В первых двух случаях от автогенератора, помимо большой
мощности, -требуется получение высокого коэффициента полез-
ного действия, поэтому режим лампы выбирают так же, как в
мощных генераторах независимого возбуждения, т. е. выбирают
угол отсечки анодного тока 0 <30°, хорошее использование лам-
пы по току и режим критический или близкий к нему.
Если основным требованием, предъявляемым к автогенерато-
ру, является получение высокой стабильности частоты, выгод-
нее недоиапряжёниый режим и слабое использование лампы по
току. Это обеспечит малые токи сетки и меньшую зависимость ча-
стоты от режима лампы.
Для уменьшения влияния гармоник выгодно было бы рабо-
тать с углом отсечки анодного тока, близким к 180°. Однако при
этом колебательная характеристика и прямая обратной связи
будут пересекать друг друга под очень маленьким углом, как,
например, они пересекаются в точке Л'на рис. V.2a. Такой режим
невыгоден, так как малейшие изменения режима лампы будут
вызывать заметные изменения амплитуды колебаний. Компро-
миссным решением, обеспечивающим малое влияние гармоник и
3;10:
[
достаточную стабильность амплитуды, является выбор угла от-
Иг Сечки в пределах 100-4-150°.
: Когда режим лампы рассчитан, определяют необходимый коэф-
фициент обратной связи к= и проверяют, выполняется ли с
Этим коэффициентом к условие самовозбуждения (V.5). Такая
проверка необходима, потому что расчёт производился по идеа-
лизированным спрямлённым характеристикам, а реальные харак-
теристики криволинейны. Крутизна So, входящая в выражение
!. (V.5), должна определяться по реальным характеристикам лам-
; пы при таком напряжении на сетке лампы, которое соответсг-
' пует режиму покоя автогенератора- Так как частота колебаний
близка к резонансной частоте контура, вместо сопротивления
можно подставлять величину Ra , полученную из расчёта режи-
ма лампы.
Сопротивление автоматического смещения определяется по
£
формуле Rc~-----— . Для того чтобы разделить цепь постоян-
но
ной и переменной составляющей тока сетки, включается блоки-
ровочный конденсатор С с. Ёмкость этого конденсатора опреде-
ляется из условия (V.14), выполнение которого обеспечивает от-
сутствие прерывистой генерации.
Если ток сетки мал или отсутствует, напряжение смещения
может быть получено с катодного сопротивления RK, как показа-
но на рис. V.11е и г.
Расчёт элементов контура можно начать с выбора ёмкости.
Желательно ёмкость выбирать малой, чтобы получить большое
характеристическое сопротивление р. Если ёмкость контура слиш-
ком мала, на частоту колебаний будут оказывать большое влия-
ние междуэлектродные ёмкости лампы, ёмкость монтажа и дру-
гие паразитные ёмкости, величина которых изменяется при сме-
не лампы, при изменении температуры и пр. Кроме того, при ма-
лой ёмкости и большой индуктивности может оказаться трудным
получить большую добротность контура.
Когда ёмкость контура выбрана, индуктивность контура и
остальные элементы схемы могут быть определены по следующим
формулам.
Схема с трансформаторной связью (рис. V.11а и б):
_ 1____
VL^Ca
Ra хх — pQ
м
(V.21)
зи
Индуктивная трёхточечная схема (рис. V.8e и г):
1
о>0 — --—
V LC3
Rcexx-=p2pQ
р = ~ Де •
Р L п
,, + М Пг
IV 43 ------•
L п
(V.:
Здесь п, гц, «2 — числа витков, соответствующие индуктивно-
стям L, L\, Lz.
Ёмкостная трёхточечная схема (рис. V.lld и е):
1
w0 ~ ''
С__
R<zxx = p2?Q
₽=^
(V.23)
Ci
к = —С
С2
Автогенераторы могут строиться по двухтактной схеме. При-
мер такой схемы показан на рис. V.12. Расчёт двухтактного .•
автогенератора следует произво-
ла дить для одного плеча, а затем
пересчитать токи, напряжения
и мощности для всей схемы на
основании тех же правил, кото-
рые применяются при расчёте
двухтактных генераторов неза-
висимого возбуждения. Совер-
шенно очевидно, что любая их
схем автогенераторов может быть
собрана не только на триодах, но
и на тетродах и пентодах.
V.5. ТРУДНОСТИ ПОЛУЧЁНИЯ КОЛЕБАНИИ СВЧ
В автогенераторах на обычных лампах по мере повышения ча-
стоты колебаний уменьшаются полезная мощность и коэффи-
циент полезного действия. На очень высоких частотах получе-
ние автоколебаний становится вообще невозможным.
312
Причины, ухудшающие работу автогенераторов с повыше-
нием частоты, можно разделить на три следующие группы:
1) влияние внутриламповых ёмкостей и индуктивностей;
2) увеличение потерь в элементах автогенераторов и связан-
ное с этим уменьшение добротности контуров;
3) ухудшение работы ламп, связанное с инерцией электронов.
Рассмотрим эти причины несколько подробнее. Частота ко-
лебаний автогенератора близка к резонансной частоте колеба-
тельной системы. Стремясь повысить частоту, следует в первую
очередь уменьшать L и С колебательного контура. Однако бес-
предельное уменьшение L и С невозможно, так как внутри са-
мой лампы имеются междуэлектродные ёмкости и индуктивно-
сти выводов. Эти внутриламповые ёмкости и индуктивности
малы и при использовании лампы на сравнительно длинных
волнах их можно не учитывать. В диапазоне очень коротких волн
с ними необходимо считаться и эквивалент-
ную схему лампы представлять так, как это
показано на рис. V.13. На этой схеме точки
а, с, к недоступны, они находятся внутри
баллона и лампа может включаться в схему
только в точках а', с' и к'.
Наличие внутриламповых ёмкостей огра-
ничивает возможности получения достаточ-
ной величины характеристического сопро-
тивления контура При малом р
получается малым эквивалентное сопротивление контура, что
приводит к снижению мощности и кпд генератора, а на ещё бо-
лее высоких частотах эквивалентное сопротивление оказывается
недостаточным даже для самовозбуждения.
Если не принимать специальных мер, с. увеличением частоты
должна уменьшаться добротность контура. Причин для этого
имеется несколько. Во-первых, на очень коротких волнах замет-
ную часть колебательного контура составляют электроды лампы,
сопротивление которых недостаточно мало. Во-вторых, в катушке
колебательного контура и в других проводниках увеличиваются
потери за счёт поверхностного эффекта. В-третьих, увеличива-
ются потери в различных диэлектриках, таких как стеклянная
колба лампы, конденсаторы, крепёжные детали и пр. Наконец,
возрастают потери на излучение, так как размеры колебатель-
ного контура становятся соизмеримыми с длиной волны.
Под выражением «инерция электронов» понимают то обстоя-
тельство, что электроны в лампе двигаются с конечными скоро-
стями. Время пролёта электронов между электродами лампы за-
висит от напряжений, действующих на электродах, и от расстоя-
ния между электродами. Это время не зависит от частоты. Если
частота колебаний не очень высока, время пролёта электронов
313
а'
Рис. V.'13
в лампе мало в сравнении с периодом колебаний и его можно
не учитывать Однако на очень высоких частотах, когда период
колебания очень мал, время пролёта электронов начинает со-
ставлять заметную часть периода и предположение о том, что
это время равно нулю, становится недопустимым, оно ведёт к
значительным ошибкам.
Ограничимся качественной оценкой эффектов, которые воз-
никают в лампе за счёт инерции электронов. Для упрощения рас-
суждений будем предполагать, что проницаемость сетки равна
нулю и что в пространстве между катодом и сеткой электроны
двигаются только под действием ускоряющего поля сетки. При
этих условиях, если время пролёта электронов мало и на сетке
действует синусоидальное напряжение, электроны будут дви-
гаться от катода к сетке1 в течение той части периода, когда сет-
ка имеет положительный потенциал относительно катода. Дви-
жение электронов будет прекращаться, когда напряжение на сет-
ке становится отрицательным. При этом сетка затрачивает энер-
гию на ускорение электронов, двигающихся от катода к сетке.
Однако, когда эти электроны попадают в пространство сетка —
анод, они тормозятся полем, созданным сеткой, и, следователь-
но, отдают энергию сетке. Если пренебречь той частью электро-
нов, которая задерживается на сетке, то получится, что энергия,
затраченная сеткой на ускорение электронов, полностью возвра-
щается ей при торможении электронов и энергия, расходуемая
сеткой, равна нулю.
Другая картина будет в том случае, когда время пролёта
электронов составляет заметную часть периода колебания. В этом
случае электроны, вылетевшие от катода по направлению к сет-
ке, не все успеют долететь до сетки к тому времени, когда на-
пряжение на сетке изменит свой знак и станет отрицательным.
Часть этих запоздавших электронов преодолеет тормозящее дей-
ствие сетки и пролетит её, часть же будет возвращена на катод.
Электроны, возвратившиеся на катод, будут дополнительно по-
догревать его, т. е. отдавать ему энергию, которую они приобре-
ли от поля, созданного сеткой. Этих затрат энергии нет, когда
время пролёта электронов мало.
Аналогичные явления имеют место и в пространстве сетка—
анод. Если инерцию электронов можно не учитывать, электроны
пролетают это пространство в тормозящем поле сетки.
При учёте инерции не все электроны успеют долететь до ано-
да за то время, когда напряжение на сетке положительно. Часть
их будет находиться в этом пространстве, когда напряжение на
сетке изменит свой знак. Эти запоздавшие электроны будут уско-
ряться полем сетки, таким образом, от сетки будет забираться
ещё дополнительная энергия.
Эти рассуждения показывают, что мощность, которую нужно
подвести к сетке усилителя от возбудителя, за счёт инерции элек-
314
тронов увеличивается. В автогенёраторе появление дополнитель-
ных, потерь в цепи сетки лампы можно учесть как некоторое ак-
тивное сопротивление, включённое параллельно участку сетка—
катод.
Наличие такого сопротивления приводит к уменьшению моду-
ля коэффициента обратной связи к и увеличению фазового
угла <pKD.
Другим эффектом, связанным с инерцией электронов, являет-
ся искажение формы импульса анодного тока. Если время пролё-
та электронов мало, импульсы анодного тока имеют форму от-
резков косинусоиды, находящейся в фазе с управляющим на-
пряжением (или с напряжением Uc, когда проницаемость
0 = 0).
Если время пролёта'составляет заметную часть периода, элек-
троны затрачивают различное время на преодоление пространст-
ва катод—анод, часть электронов, вылетевших из катода вооб-
ще не достигает анода. В результате этого форма импульсов
анодного тока искажается, импульсы становятся по форме не по-
хожими на отрезки косинусоиды. Первая гармоника этих импуль-
сов оказывается меньше, чем у косинусоидальных импульсов, и,
кроме того, она оказывается сдвинутой по фазе относительно уп-
равляющего напряжения.
При анализе работы автогенератора эти эффекты можно,
учесть путём ’ уменьшения коэчфициента Y. крутизны характе-
ристики S и введения фазового угла <p7S.
Приращения углов cpKD и , обусловленные инерцией элек-
тронов, могут иметь одинаковые знаки. Уравнение баланса фаз
показывает, что это приводит к увеличению угла фа. Контур в
анодной цепи лампы оказывается расстроенным и мощность, вы-
деляющаяся на нагрузке, уменьшается; в этом случае она будет
определяться выражением
Pl = 4-/alf/aC0S'?«- <V-24)
Таким образом, полезная мощность уменьшается не только
за счёт уменьшения у, и тока первой гармоники, но также и за
счёт работы автогенератора на расстроенную нагрузку.
Вместе с уменьшением колебательной мощности за счёт инер-
ции электронов уменьшается кпд генератора по анодной цепи,
так как искажение формы импульсов анодного тока приводит не
только к уменьшению коэффициента Yi, но и уменьшению отно-
шения Yi/Yo-
В специальных руководствах по расчёту генераторов на сверх-
высоких частотах показывается, что инерцию электронов можно
не учитывать, если длина волны
4500J
ск
(V.25)
315
(V.26)
(V.27)
Здесь X — в сантиметрах, dCK — расстояние между сеткой и
катодом, выраженное в сантиметрах, и Uy — управляющее на-
пряжение в вольтах.
Для управляющего напряжения можно написать
ао
U„=Uc—DUa =----------.
у Si0 (1 — cos 6)
Подставляя последнее выражение в (V.25), приняв при этом i
0=90°, получаем более удобное для расчётов выражение
где S — крутизна характеристики анодного тока лампы, а /й0 —
максимальная для данной лампы постоянная составляющая
анодного тока.
Необходимо заметить, что выражения (V.25) и (V.27) явля-
ются ориентировочными. Оценка минимальной длины волны, при
которой инерция электронов может не учитываться, не всегда
даёт удовлетворительные результаты. Объясняется это несовер-
шенством существующих методов расчёта генераторов с учётом
инерции электронов.
Факторы, ухудшающие работу автогенераторов очень корот-
ких волн, могут быть частично ослаблены, однако полное их уст-
ранение встречает ряд серьёзных трудностей. Так, например,
уменьшение внутриламповых ёмкостей возможно за счёт умень-
шения размеров электродов и увеличения расстояния между
ними. Однако уменьшение размеров электродов приводит к
уменьшению допустимой рассеиваемой на них мощности и, сле-
довательно, к уменьшению колебательной мощности, генерируе-
мой лампой, а увеличение расстояния между электродами уве-
личивает время пролёта электронов и также неблагоприятно ска-
зывается на работе лампы. Оба эти соображения заставляют
выбирать размеры электродов и расстояние между ними, не счи-
таясь с тем, какие междуэлектродные ёмкости получатся. Умень-
шение междуэлектродных ёмкостей достигается за счёт умень-
шения ёмкостей между выводами электродов.
Для этой цели применяют специальные конструкции ламп,
у которых выводы электродов делаются не через общий цоколь,
а в различных частях баллона. Эта конструкция позволяет вы-
воды электродоВ'Сделать короткими и далеко разнесёнными друг
от друга.
Для уменьшения активных потерь контурные катушки стре-
мятся делать из провода с большим периметром поперечного се-
316
чения. Это уменьшает потери за счёт поверхностного эффекта.
С этой же целью вместо контурных катушек применяют отрезки
линий, короткозамкнутых на конце и имеющих такую длину, при
которой входное сопротивление линии имеет индуктивный харак-
тер. Добротность контура, у которого вместо катушки индуктив-
ности используется отрезок линии, удаётся получить больше, чем
у обычных контуров. Особенно выгодно применение отрезков
двухпроводных экранированных линий, коаксиальных линий и
объёмных резонаторов. У них большая поверхность, по которой
протекает ток высокой частоты, следовательно, мала плотность
тока и малы потери за счёт поверхностного эффекта, кроме того,
почти отсутствуют потери на излучение.
Для уменьшения потерь в электродах лампы и их выводах их
делают с большой поверхностью и по возможности из хорошо
проводящих материалов. Для уменьшения потерь в диэлектри-
ках в качестве крепёжных деталей применяют изоляторы, выпол-
ненные из специальной высокочастотной керамики, причём стре-
мятся ставить их в таких частях схемы, где потенциалы высокой
частоты малы. С этой же целью в лампах в качестве диэлектри-
ков применяют специальные сорта стекла, имеющего малые по-
тери на высоких частотах, а в некоторых типах ламп вместо стек-
ла применяется высокочастотная керамика. Для уменьшения
влияния инерции электронов нужно уменьшать расстояние меж-
ду электродами, однако при сближении электродов ухудшают-
ся условия их охлаждения и встречаются трудности технологи-
ческого порядка. Указанные трудности удаётся преодолеть в так
называемых маячковых и металлокерамических лампах, разра-
ботанных для испрльзования в диапазоне дециметровых и сан-
тиметровых волн.
В этих лампах электроды (катод, сетка и анод) выполнены
в виде параллельных плоскостей. Эта конструкция впервые была
предложена советскими специалистами в 1940 г. и в настоящее
время применяется во всём мире.
На рис. V.14 в качестве примера показаны конструкции двух
ламп свч. На рис. V.14a дан общий вид генераторного триода
типа ГИ-3. Максимальная рабочая частота fMaKC ~300 Мгц. Вы-
воды анода и сетки у этой лампы сделаны в верхней части стек-
лянного баллона, а вывод катода — через цоколь, как у обычных
ламп. Такая конструкция позволяет выводы анода и сетки сде-
лать короткими и далеко отстоящими друг от друга проводни-
ками. При этом в сравнении с обычной конструкцией, где все
электроды выводятся через общий цоколь, уменьшаются индук-
тивности и ёмкости выводов электродов.
На рис. V.146 и в показаны общий вид и схема внутреннего
устройства металлокерамического триода типа ГН-11 Б. Кон-
структивный чертёж лампы показан на рис. XIV.12 (см. гл. XIV).
317
Лампа предназначена для использования в автогенераторах с‘
максимальной рабочей частотой /дакс = 2700 Мгц (л=11 сл).
Конструкция лампы рассчитана на сочленение с колебательны-
ми контурами, выполненными в виде отрезков коаксиальных
линий.
Сетка в этой конструкции представляет собой плоскую1) тон-
кую металлическую решётку 1, впаянную, как диафрагма, в ме-
таллический цилиндр 2, служащий выводом сетки. Анод лампы 3
представляет собой торцовую поверхность медного стержня 4.
Рис. V.14
На наружном конце этого стержня сделана резьба для закреп-
ления радиатора, при помощи которого производится отвод теп-
ла от анода. Полый металлический цилиндр 6 служит выводом
катода. Донышко этого цилиндра 5 со стороны, обращённой к
сетке, покрыто слоем оксида и образует плоский катод. С внут-
ренней стороны катод подогревается подогревателем 7, по кото-
рому протекает ток накала. Детали 8, отмеченные на рисунке
штриховкой, представляют собой керамические шайбы. Цилин-
дрические поверхности этих шайб посеребрены и при помощи
пайки соединены с металлическими деталями лампы. В плоскости
сетки прорезано несколько небольших отверстий, через которые'
проходят тонкие металлические штифты 9. Назначение этих
штифтов — увеличить ёмкость Сак между анодом и катодом.
В следующих разделах настоящей главы будет показано, что уве-
личение этой ёмкости эквивалентно увеличению коэффициента
обратной связи автогенератора.
В лампах, предназначенных для работы в режиме усиления
колебаний свч, штифты 9 отсутствуют. Примером такой лампы
является лампа типа ГИ-12Б. По параметрам и конструкции эта
лампа совершенно сходна с лампой ГИ-11Б и единственным от-
личием является значительно меньшая ёмкость Сак.
*) Для увеличения механической жёсткости практически сетка делается не ’
совсем плоской, ей придают форму части сферы. ,
318
Индуктивность' вывода сетки у ламп описанной конструкции
практически отсутствует, а индуктивности выводов анода и ка-
тода малы. Расстояние между электродами в процессе изго-
товления лампы можно регулировать и сделать очень малыми
(десятые и даже сотые доли миллиметра), благодаря чему вре-
мя пролёта электронов оказывается небольшим и повышается
верхняя граница частот, на которых способна работать лампа.
Некоторые из современных ламп работают на частотах до
7000 Мгц.
В настоящее время в Советском Союзе и за рубежом выпу-
скается большое количество различных типов ламп с плоскими
электродами. Эти типы ламп отличаются друг от друга конструк-
тивными особенностями, технологией производства, мощностью,
диапазоном частот и т. д.
V.6. СХЕМЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ СВЧ. ОБОБЩЕННАЯ
ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА
Автогенераторы свч часто строятся по схеме, изображённой
на рис. V.15a. Автоколебания в этой схеме возникают при ус-
ловии, что индуктивность катодного дросселя А* велика в:
Рис. V.15
сравнении с индуктивностями, включёнными в цепь анода А’ и
цепь сетки А". Частота колебаний у такого автогенератора мо-
жет регулироваться изменением индуктивностей А" и А", и если
требуется получить очень высокую частоту, эти индуктивности
должны быть очень малыми. Практически в этих случаях вместо
указанных индуктивностей включают толстую медную шину, сог-
нутую дугой или в виде буквы «П». Одна часть этой дуги обра<'
зует индуктивность L'o , а другая — индуктивность А" . Экви-
валентная схема такого автогенератора представлена на
рис. V.156. На эквивалентной схеме не показаны блокировочные
конденсаторы Сб' и Ср; предполагается, что их сопротивления для
токов высокой частоты малы в сравнении с сопротивлениями
319
других элементов схемы. В схеме учтены внутриламповые ин-
дуктивности L 'a, L'c, L'K и внутриламповые ёмкости. Производя
замену последовательно включённых внутриламповых и внеш-
них индуктивностей эквивалентными суммарными индуктивно-
стями, схему рис. V.156 преобразуем в схему рис. V.15e. Эту по-
следнюю и будем называть обобщённой эквивалентной схемой
автогенератора увч. Покажем, что из неё, как частотные слу-
чаи, могут быть получены различные схемы, часто применяемые
на практике.
1) Схема с общей сеткой. Эта схема изображена на
рис. V.16a. Нетрудно видеть, что она является вариантом обоб-
щённой схемы для случая, когда индуктивность Lc—0. Название
схемы с общей сеткой она получила вследствие того, что две ин-
дуктивности La и в ней имеют общую точку на сетке лампы.
Схема называется также схемой с заземлённой сеткой вследст-
вие того, что эта общая точка часто заземляется. Осуществление
схемы с общей сеткой возможно при использовании ламп, у ко-
торых индуктивность вывода сетки очень мала и может не учи-
тываться.
Автоколебания в этой схеме возможны на таких частотах,
при которых анодно-сеточный контур (La Сас) представляет
Рис. V.16
сопротивление индуктивного характера, а катодно-сеточный кон-
тур — сопротивление ёмкостного характера. При^ этом схема
оказывается эквивалентной ёмкостной трёхточечной схеме.
2) Схема с общим анодом. Схема изображена на
рис. V.166 и является вариантом обобщённой схемы для случая,
когда L„ = 0. Для схемы требуются лампы, у которых мала ин-
дуктивность вывода анода. Автоколебания в схеме возможны,
320
когда анодно-сеточный контур (Lc С„е) представляет сопротив-
ление индуктивного характера, а анодно-катодный контур — со-
противление ёмкостного характера. Анод лампы по высокой ча-
стоте часто заземляется, вследствие чего схема называется так-
же схемой с заземлённым анодом.
3) Схема с общим катодом. Схема изображена на
рис. V.16e, она может быть получена из обобщённой схемы, ког-
да £к=0. У современных ламп индуктивность катодного вывода
велика, поэтому схема может использоваться на сравнительно
длинных волнах, когда внешние индуктивности А" и L" велики
в сравнении с индуктивностью вывода катода. Схема может быть
использована в автогенераторах с экранированными лампами.
4) Одноконтурный генератор. Схема изображена на
рис. V.16a. К ней может быть сведена обобщённая схема в том
случае, когда в цепь катода включена очень большая индуктив-
ность (Lre->oo). Достоинство схемы — простота конструкции. Не-
достаток — отсутствие достаточного количества регулировок.
Схема может использоваться для автогенераторов, работающих
в узком диапазоне частот.
5) Трёхконтурный генератор. Это наиболее общий
случай, когда в обобщённой схеме все три индуктивности La, Lc,
LK* соизмеримы. Для сведения схемы к эквивалентной трёхточеч-
ной следует индуктивности La, Lc, LK, соединённые на схеме
V. 15s в звезду, заменить эквивалентным соединением в треуголь-
ник, как показано на рис. V.16d.
Автоколебания в этой схеме возможны на таких частотах,
когда анодно-сеточный контур представляет собой сопротивле-
ние индуктивного характера, а два других контура — сопротив-
ления ёмкостного характера, а также на частотах, когда анодно-
сеточный контур представляет собой сопротивление ёмкостного
характера, а два других контура — сопротивления индуктивно-
го характера. Для практического использования схема неудобна.
6) Двухтактный автогенератор. Двухтактная схема
обеспечивает получение приблизительно в два раза большей
мощности в сравнении с той мощностью, которую можно было
бы получить от одной лампы. Другим важным её преимуществом
является то обстоятельство, что питающие напряжения в ней
подводятся к точкам нулевого потенциала рабочей частоты.
Вследствие этого в двухтактной схеме получаются меньше поте-
ри мощности в монтажных проводниках и источниках питания.
Наиболее общий случай двухтактной схемы показан на
рис. V.17a. Индуктивности, включённые между одноимёнными
электродами ламп, выполняются либо в виде катушек, либо в
виде короткозамкнутых отрезков двухпроводных линий. Экви-
валентная схема такого генератора с учётом внутриламповых
ёмкостей и индуктивностей изображена на рис. V.176. Перехо-
дя к анализу полученной эквивалентной схемы, положим, что в
21—417 321
ней возможны двухтактные автоколебания. Тогда на одноимён-
ных электродах ламп потенциалы высокой частоты будут проти-
вофазны и будет существовать ось симметрии, а точки О—О' —
—О", лежащие на этой оси, будут иметь нулевой потенциал.
В схеме ничего не изменится, если точки нулевого потенциала
Рис. V.17
соединить вместе. Тогда каждое плечо двухтактной схемы мож-
но заменить обобщённой эквивалентной схемой рис. V.17e.
Выше мы показали, что эта схема является автоколебатель-
ной. Отсюда следует, что схема, изображённая на рис. V.176,
является также автоколебательной.
V.7. ЗАВИСИМОСТЬ ЧАСТОТЫ И КОЭФФИЦИЕНТА ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
ОТ НАСТ РОИ ЦИ КОНТУРОВ
Наибольший практический интерес представляют схемы двух-
контурных автогенераторов свч. Поэтому ограничимся рассмот-
рением только этих схем.
На рис. V.18a представлена схема двухконтурного автогене-
ратора с общей сеткой, а на рис. V.186 показан характер изме-
нения реактивных сопротивлений Х\, Х2, Х3 в зависимости от ча-
стоты. Из этого рисунка видно, что Х} и Х2 имеют ёмкостный ха-
рактер, а Х3 — индуктивный только в узкой полосе между часто-
тами coj и ©г- Однако условие самовозбуждения, требующее, что-
бы |Лг < *з| , выполняется в ещё более узкой полосе А между
частотами соз и к>2. Положим, что уравнение баланса фаз имеет
вид <ркО ~ <pys = <fa =0. При этом колебания в области А возник-
нут на частоте ом, при которой выполняется условие X)4-X2+
4-Хз=0, что на рис. V.186 соответствует равенству отрезков
а и Ъ.
Рассмотрим теперь, как будет изменяться частота колебаний
и режим генератора, если мы будем изменять настройку катод-
но-сеточного контура. При увеличении LK резонансная частота
катодно-сеточного контура будет уменьшаться, вся кривая А'2 =
=f(co) будет отодвигаться влево, и новый баланс фаз сможет
322
наступить на более низкой частоте. Область А будет также рас-
ширяться в сторону более низких частот. Однако, увеличивая
Рис. V.18
LK, нельзя сделать сопротивление |Х2| меньше
поэто-
му можно расширить полосу А только
рой |Х2| = | —~
I со Сек
ДО ЧаСТОТЫ 0)5, при кото-
, и, таким образом, при увеличении LK невоз-
можно значительно изменить частоту колебаний. При уменьше-
нии LK частота колебаний будет увеличиватья. Однако и здесь
нельзя достигнуть значительного увеличения частоты, колебания
сорвутся при приближении к частоте 0)2, при которой наступает
резонанс в анодно-сеточном контуре и его сопротивление стано-
вится чисто активным. Таким образом, с помощью изменения ин-
дуктивности LK возможно изменение частоты автоколебаний по-
рядка полосы пропускания анодно-сеточного контура. Послед-
няя обычно мала, так как добротность анодно-сеточного конту-
ра достаточно велика.
Другим и главным результатом изменения LK является из-
менение коэффициента обратной связи. При увеличении LK
величина |Х2| будет уменьшаться, alX^ увеличиваться. Следова-
тельно, коэффициент обратной связи к— — при увеличении LK
Xi
будет уменьшаться и при уменьшении LK увеличиваться. Харак-
тер этих изменений показан на рис. V.18e.
При техническом расчёте бывает известна требуемая вели-
чина к, и возникает необходимость оценить, можно ли его полу-
чить при выбранных параметрах схемы. Сопротивления конту-
ров, обозначенные на схеме рис. V. 18а как Х2 и в действитель-
ности комплексны и активные составляющие их могут оказать-
ся одного порядка или даже большими, чем реактивные. При
21*
323
этих .условиях фазовый угол cpKD может принимать значения,
близкие к 90°, На частотах, при которых инерция электронов
сказывается ещё слабо, можно считать <pis ~0. Тогда автоколе-
бания возможны на такой частоте, при которой <ра~90°. Мощ-
ность Pi, отдаваемая в нагрузку, при этом будет
Л = /al^C0S'?a~°-
Следовательно, оценивая максимальную величину к, одновре-
менно необходимо обеспечить условия, при которых фазовый угол
с?в ~<ркО не получится слишком большим. Определим величину к,
учитывая, что в данной схеме Хх<0, -¥2<0 и Х3>0:
__ Z2 ________ R2 — i Xg — I X2_
Z2 + Za Rz+ Rs+ '1 (*3 — X2) R3+ i
__ XiXy — R2R3 -f~ i ~b R3X2) ry 28)
Rl+x]
Здесь мы приняли, что Х3—Х2—А|~0. откуда Х3—Х2^Х\, и,
Кроме того, пренебрегли /?2, считая, чтоRz^Rs- Упрощая зада-
чу и принимая £)~0, можно написать
n arc tg -^ + ^2 = arc tg + arc tg . (V.28')
Потребуем, чтобы <ркО <90°. Это возможно, если в правой
части последнего выражения каждое слагаемое в отдельности
будет меньше 45°. Это даёт
-^-<1. (V.29)
х2 xt
Модуль коэффициента обратной связи согласно (V.28) равен
У Р2г + Х22
к —---- .
V Rl + x]
Числитель этого выражения, при соблюдении условий (V.29),
R&2 v ’
не может быть больше а знаменатель — меньше Ai = ——— ,
у2
поэтому
Кмлкс<-У--^, (V.30)
МЛКС -_г 2 1 ' z
«С
ак
324
t, '.
где Ra2 -— эквивалентное сопротивление катодно-сеточного
контура с учётом шунтирующего действия сетки
лампы при условии, если бы он был настроен в.ре-
зонанс;
Сак— ёмкость между анодом и катодом лампы.
Другой возможной регулировкой в этой схеме является изме-
нение индуктивности La. Если мы станем изменять эту индук-
тивность, то, как видно из рис. V.186, будет перемещаться вся.
область А. Следовательно, путём изменения индуктивности La
частоту колебаний возможно изменять в широких пределах^
При такой перестройке автогенератора будет также изменяться
и коэффициент обратной связи и режим генератора'. Для того
чтобы коэффициент обратной связи и режим генератора не из-
менялись, одновременно с изменением La следует регулировать
также и величину LK.
Рис. V.19
На рис. V.19a показана схема автогенератора с общим ано-
дом, а на рис. V.196 — графики зависимостей Xti Х2, Х2 от часто-
ты. Здесь также отмечена область А, в которой возможно само-
возбуждение генератора, и частота ю, на которой возникнут ав-
токолебания, если (pKD =<pis = <p — 0. Нетрудно видеть, что. и в
этой схеме изменение LK приводит к оч,ень небольшому измене-
нию частоты и к значидельному изменению коэффициента обрат-
ной связи. Характер изменения коэффициента обратной связи в
зависимости от величины LK показан на рис. V.19e. Максималь-
ная величина его определяется выражением
= (V.309
325
V.8. РАСЧЁТ ДВУХКОНТУРНЫХ АВТОГЕНЕРАТОРОВ СВЧ
С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ L И С
В расчёт автогенератора входит расчёт элементов контуров,
выбор и расчёт режима лампы. В автогенераторах сравнительно
низких частот (длинные и средние волны) получение контура с
нужным характеристическим сопротивлением р = —-— и нужным
»°0 С
сопротивлением RaKX не встречает трудностей. Поэтому на этих
Частотах расчёт генераторов обычно начинают с выбора и рас-
чёта режима лампы, а потом производится выбор параметров ко-
лебательного контура. На очень высоких частотах параметры
контура р и Raxx не удаётся получить большими. Может ока-
заться, что рассчитанный режим лампы не может быть реализо-
ван с теми колебательными контурами, которые практически воз-
можно осуществить. Поэтому более целесообразным является
такой порядок расчёта, при котором сначала производится рас-
чёт колебательной системы и определение реализуемой нагрузки
в анодной цепи лампы Ra , а потом уже по известному Ra и
заданной мощности производится расчёт режима лампы.
Расчёт колебательной системы в рассматриваемом диапазо-
не частот осложняется и тем обстоятельством, что имеется не
один, а несколько, в данном случае два, колебательных контуров.
В генераторе с общей сеткой полезная нагрузка включается
в анодно-сеточный контур. Эквивалентное активное сопротивле-
ние, включённое между анодом и сеткой лампы (рис. V.20a),
можно приближённо определить из выражения
-Р«”з~РзСз(1—*]«)• (V.31)
Здесь р3, Qs — параметры анодно-сеточного контура,
— коэффициент полезного действия анодно-се-
точного контура.
Выражение (V.31) было бы точным, если бы частота колеба-
ний была равна резонансной частоте этого контура.
Эквивалентное активное сопротивление катодно-сеточного
контура R^ можно найти из соотношения
+—, (V.32)
°а2 p2Q2 Rex
где pa, Q2 — параметры катодно-сеточного контура,
Rax—активная составляющая входного сопротивления
лампы.
Для расчёта автогенератора удобно перейти к эквивалентному
сопротивлению /?а1, включённому между анодом и катодом лам-
326
Рис. V.20
пы (рис. V.206). Величина этого сопротивления может быть оп-
ределена из энергетических соображений по формуле
иа = (Уа+иу .
^^се'1
(V.33)
Последнее слагаемое написанного выражения представляет
собой мощность, выделяющуюся в цепи сетки лампы; она мала
в сравнении с мощностью, выделяющейся в полезной нагрузке, и
ею можно пренебречь. Вводя в это выражение коэффициент об-
ратной связи к и пренебрегая второй степенью его, так как коэф-
фициент обратной связи обычно мал в сравнении с единицей,
получим
Ra3 _______ Ra3
(1 + k)s 1 + 2к
(V.34)
Выражение (V.34) устанавливает зависимость между R№1 и
к. Эти же величины связаны между собой условием стационар-
ности колебательного режима
1
г
Исключая к из двух последних выражений и
(V.31), получим
(V.35)
подставляя
1
РзОз (1 - Чк) —
п _____Sh
1 + 2D
(V.36)
В схеме с общим анодом полезная нагрузка включается обыч-
но в анодно-катодный контур, образованный ёмкостью анод-ка-
тод и индуктивностью LK. Это удобно, потому что катодная ин-
дуктивность не находится под постоянным высоким напряже-
нием, по постоянному току она заземлена (рис. V.21n). Для эк-
вивалентной схемы, изображённой на рис. V.216, можно напи-
сать:
Ra 1 ~ P1Q1 (1-^а2~^вх‘> ^оеЗ~РзФз. (V.37)
327
Пересчитывавшее эти сопротивления к одному эквивалентно-
му сопротивлению Ral, как показано на рис. У.2\в, будем иметь *'
—и“— = --и° - 4- 1и«+°‘Г + £с (V 38)
2/?а, 2К«з '
Рис. V.21
Пренебрегая ^последним слагаемым и вводя коэффициент об-
ратной связи, получим
1 ~ 1 | О-Ь*)2 ~ 1_________। 1 +2к
1 Ra । ^се 3 R№ । 3
(V.39)
Исключая к из выражений (V.39) и (V.35), получаем сле-
дующее приближённое выражение для сопротивления Ral'-
2
Sb
2P + -F7T—Т
РА (1 — 1k)
(V.40)
R&1
Выражения (V.36) и (V.40) позволяют определить ориенти-
ровочную величину эквивалентного сопротивления Ral , на ко-
торую нагружена анодная цепь лампы автогенератора. Первое
из этих выражений относится к схеме с общей сеткой, а второе—
к схеме с общим анодом. Для определения Rai в обоих случаях
предварительно нужно выбрать параметры контуров рь Qi, ps,
Q3, коэффициент полезного действия контура, с которым связа-
на нагрузка т)к, величину коэффициента у), зависящего от угла
отсечки анодного тока, и тип лампы (S и D).
Когда величина Ral определена, производится расчёт ре-
жима лампы по обычным формулам для расчёта генератора не-
зависимого возбуждения. Из этого расчёта определяется к= ~~ .
ба
Следует проверить, обеспечивает ли выбранная лампа и схема
328
получение требуемого коэффициента обратной связи. Эта про-
верка может быть сделана по ф-лам (V.30) и (V.30'). После это-
го можно определить индуктивности La, Lr, LK. Для определения
индуктивностей можно положить, что колебания установятся на
частоте, при которой Л'1 + Х2 + -'(’з=:0. Раскрывая это выражение
для схемы с общей сеткой, будем иметь:
t (V.41>
Решая эти выражения относительно aLa и v>LK , получаем рас-
чётные формулы:
, I Г 1
<oL s=------------------------------o>L = -----------------------------
t C \ к { C \
I I I I i (IK ।
w I C ”T* i t I со I С —r* ’ I
\ ас ~ I к / \ ск~ к )
Для схемы с общим анодом формулы принимают вид:
wLc =-------------------------!—------—
“ (С°с + 1 + к Се«)
~ й (С + кС )
\ ак Ск/ j
(V.42)i
(V.43)
V.9. ИМПУЛЬСНАЯ РАБОТА АВТОГЕНЕРАТОРОВ СВЧ
Импульсная работа автогенераторов свч применяется в пере-
датчиках радиорелейных линий связи с импульсной модуляцией,
в радиолокационных передатчиках и в некоторых других слу-
чаях. При импульсной работе в течение времени т автогенера-
тор генерирует колебания с частотой f, а в течение остальной,
части периода Т колебания отсутствуют (рис. V.22). Частота
F— называется частотой повторения импульсов, частота f —
частотой заполнения, отношение — = q — скважностью,
т
fW/h—АЛЛ/'—»
'}—7—j
Рис. V.22
Мощности, рассеиваемые на
электродах лампы в среднем за пе-
риод Т, не должны превосходить
величин, которые допускается рас-
сеивать при непрерывном режиме.
Следовательно, мощности, рассеи-
ваемые за время генерирования импульса, могут быть больше,
чем в непрерывном режиме, в q раз. Допустимая величина Еа
в импульсном режиме также может быть увеличена в несколько
раз. Наконец, при импульсной работе имеет место так называе-
329
мая импульсная эмиссия, состоящая в том, что эмиссионная
способность катода, а также крутизна характеристики анодного
тока возрастают в десятки раз в сравнении с теми, которые на-
блюдаются при непрерывной работе лампы. Импульсная эмис-
сия имеет место при длительностях импульсов, не превышающих
5—10 мксек, и только у ламп с активированным катодом, осо-
'бенно с оксидным.
Перечисленные факторы позволяют получать от ламп им-
пульсные мощности, в сотни раз превышающие те, которые мож-
но получить от тех же ламп в режиме непрерывной генерации.
Управление автогенератором, т. е. его включение и выключе-
ние при импульсной работе, называют модуляцией. Импульсный
модулятор подаёт модулирующие импульсы на анод или сетку
лампы автогенератора. Соответственно различают анодную и се-
точную импульсные модуляции. При анодной модуляции напря-
жение на анод лампы Еа подаётся в виде кратковременных им-
пульсов. Электрическая прочность вакуума и диэлектриков лам-
пы для кратковременных импульсов значительно больше, чем
для напряжения Еа, действующего непрерывно. Работа с боль-
шими импульсами напряжения выгодна тем, что увеличивается
мощность, подводимая к лампе, и, кроме того, сокращается вре-
мя пролёта электронов, вследствие чего увеличивается мощность,
отдаваемая лампой, растёт коэффициент полезного действия лам-
пы и появляется возможность работы на более высоких часто-
тах. По этой причине анодную модуляцию следует считать ос-
новным видом импульсной модуляции.
При сеточной модуляции напряжение Еа приложено к ано-
ду лампы непрерывно. Оно хотя и может быть несколько выше,
чем в непрерывном режиме генераций, однако его нельзя выби-
рать таким большим, как при анодной модуляции. Другим не-
достатком сеточной модуляции является термоток сетки. Явле-
ние это состоит в том, что сетка, находящаяся под большим от-
рицательным потенциалом относительно анода, загрязнённая
оксидным покрытием, перенесённым с катода, начинает испу-
скать электроны, из-за чего появляется ток в цепи анод—сетка
лампы.
Этот ток имеет направление, обратное обычному току
сетки, и хотя он мал, он существует постоянно, поэтому разогрев
электродов лампы этим током может быть значительным. По
этим соображениям сеточная модуляция применяется сравни-
тельно редко.
Расчёт автогенераторов, работающих в импульсном режиме,
производится так же, как и расчёт генераторов, работающих в
непрерывном режиме. Характеристики лампы для импульсного
• режима даются в справочниках, и при расчёте надо пользовать-
ся ими. Они сильно отличаются от характеристик для непрерыв-
ного режима.
330
v.10. ПРИМЕРЫ РЕШЕНИЯ ЗАДАЧ
>
Задача 1.
Рассчитать режим и параметры контура маломощного автогенератора с
трансформаторной обратной связью. Основные требования к генератору —
высокая стабильность частоты.
Дано-, частота /=200 кгц, мощность в нагрузке автогенератора РЛ=0,01 вт,
лампа типа 6С1Ж с параметрами £а=250 в, 5=2,25 ма/в, 0=0,04, Ее =—8 в,
Ра=\,8 в.
Решение.
1) Выбираем кпд контура равным 0,1, при этом изменении нагрузки будут
вызывать малые изменения режима.
Определяем мощность, отдаваемую лампой.
Рн 0,01
Pl = V = Tr==0’le'n-
2) Так как ожидаемый коэффициент полезного действия лампы будет
малым, постоянную составляющую анодного тока можно выбрать из соотно-
шения
Р,
1,8
/й0< Еа 250
= 0,007 а;
выбираем /в0 —7 ма.
' 3) Для уменьшения содержания гармоник в анодном токе выбираем угол
отсечки анодного тока 0=120°. При этом:
1ам = ~ = 17,3 ма-
ам а0 0,406
lai = 1ам а1 — 17,3-0,54 = 9,3 ма.
4)
2Pt
lai
2-0,1
9,3-Ю-з
= 21,6 s;
Па 21,6
Р =—— =-------
Еа 250
рзжим недонапряжённый.
Л), 09;
*4 =
U а 21,6
5) Ra> = - = 7-7-ГГ-7 = 2,33 ком.
Iat 9,3-I0~d
I 17 3-10~3
6) Ur =---—-----4- DUa =-----; + 0,04-21,6 « 6 в.
' с 5(1—cost)) 2,25-10-3(1 + 0,5)
4 = -^c~DUa)C0SQ + Ec =
= —(6 —0,04-21,6)(—0,5)—8 = 5,5 в.
7) Считая крутизну характеристики сеточного така Sc —0,1 5, находим
токи в цепи сетки:
^ = Sf(i/e + Ec) = 0,2(6-5,5) = 0,1
ЕС 5,5
= —= °’9:
с
ма-.
6=25°; 7=7 % = 0,1-0,09 = 0,01 ма,
с 9 СО см Ос 9
331
8) Определяем сопротивление автоматического смещения
Ге0 0,01-10-=
я 500 ком.
9) Коэффициент обратной связи
6
к =
ис
~ =---------я 0,28.
U 21,6
а
По реальному семейству характеристик лампы убеждаемся, что при Еа =»
=250 в и Ес =0 (режим покоя) крутизна характеристики не меньше расчёт-
ной, поэтому найденный коэффициент обратной связи достаточен для само-
возбуждения.
40) Выбираем колебательный контур с параметрами Ск =1500 пф,-
<?=100. Выбранная ёмкость много больше междуэлектродных ёмкостей лам-
пы, поэтому смена ламп не будет заметно изменять частоту колебаний.
X 1500
р =530------= 530-------= 530 ом;
“ Ск 1500
X2 (1500)2
^ = 0,281 - = 0.281 -^^= 422 ^;
Рк<2 = 530-100 = 53 000 ом.
11) Сопоставляя найденные Р№ и рк Q, приходим к заключению о воз-
можности неполного включения контура. Коэффициент анодной связи найдёт-
ся из выражения
^=р8рж<2(1-У,
откуда
Р =
2,33
------- я 0,22.
53-0,9
12) Взаимная индуктивность между анодной и сеточной катушками
должна
быть
M—kL = 0,28-422 = 120 мкгн.
к
ЛИТЕРА ТУРА
'I. С. И. Евтянов. Радиопередающие устройства. Связьиздат, 1950.
2. А. Б. Иванов, Л. Н. С осн о вк ин. Импульсные передатчики
СВЧ. «Советское радио», 1958.
3. Н. И. Штейн. Элементы расчёта радиопередатчиков ультракоротких
волн. «Советское радио», 1958.
Глава VI
СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ
VI.1. ВВЕДЕНИЕ
Стабильность частоты является важнейшим показателем ка-
чества работы передатчика. При высокой стабильности может
быть выбрана узкая полоса пропускания приёмника и получен
выигрыш в соотношении сигнал/шум- Того же эффекта можно
достигнуть путём увеличения мощности передатчика. Таким об-
разом, повышение стабильности частоты передатчика эквивалент-
но увеличению его мощности. Отклонения фактически генери-
руемой частоты передатчика от её номинального значения, обу-
словленные неточностью установки частоты, или меняющиеся во
времени и представляющие собственно нестабильность, могут
привести к появлению взаимных помех между радиостанциями и
поэтому регламентируются международными соглашениями.
Нормы на допустимые отклонения частоты от номинальной, ре-
комендованные МККР.в 1959 г. и действующие в СССР, при-
ведены в табл. VI.1.
Частота колебаний автогенератора может быть определена
из уравнения баланса фаз, которое, как было показано в гл. V,
имеет вид
?о + 4KD + 'Pv = °- <VL1)
Фазовые углы являются функциями частоты и различных па-
раметров pi, р2,... В качестве параметров будем понимать вели-
чины индуктивности, ёмкости, активного сопротивления конту-
ра автогенератора, величины сопротивлений, образующих цепь
обратной связи и некоторые другие. Под влиянием различных
факторов, называемых дестабилизирующими, параметры автоге-
нератора будут изменяться, что приведёт к изменению величин
.углов в ур-нии (VI.1). Однако и при изменённых углах устано-
вится стационарный колебательный режим на новой частоте и
сумма этих новых углов опять окажется равной нулю. В общем
333
Таблица VP J1}
В Б g Диапазон частот и тип радиостанций Допустимые отклонения частоты от номинальной
Диапазон 10-г 535 кгц
1 Наземные станции мощностью меньше 200 вт 5-10“4
2 Наземные станции мощностью более 200 вт 2-10-4
3 Судовые станции 1 -10“3
4 Радиовещательные станции 10 гц
Диапазон 535 -у 1065 кгц
5 Радиовещательные станции 10 гц
Диапазон 1605 4- 4000 кгц
6 Наземные станции мощностью меньше 200 ет 1 ю-4
7 Наземные станции мощностью более 200 вт 5 • 10"5
8 Судовые станции 2-Ю-4
9 Радиовещательные станции 2-10“ 5
Диапазон 4000 4- 29700 кгц
10 Наземные станции мощностью меньше 500 вт 5-10~&
11 Наземные станции мощностью от 500 до 5000 вт 3-10“ 5
12 Наземные станции мощностью больше 5000 вт 1,5-10-5
13 Радиовещательные станции 1,5-10- 5
!) Таблица даётся в сокращённом виде, только для наиболее употребляе-
мых диапазонов частот и наиболее распространённых типов радиостанций.
случае, при изменении нескольких параметров р, изменение ча-
стоты может быть определено из выражения
Л . di'® л , "I
Д(В =--------~~ Д Pi + “г21 Др2 + • • • .
d<o L dpi С’Р? J
(VI.2)
где символ Sep — левая часть (VI. 1);
ДРь Дрг;- — приращение параметров;
Ди — изменение частоты.
Решая (VI.2) относительно Ди, получаем
Дш = —
Api
------+ -7-----+ • • •
dpi др-г.
(VI.3)
ди>
334
Полученное выражение показывает, что для получения ста-
бильной частоты необходимо, чтобы:
1) мало изменялись параметры автогенератора, т. е. малы
были значения Apt; Аря;.--
2) изменения параметров вызывали малые изменения углов.
<рй, <fKD <pys, т. е. малы были значения производных -р ;
3) сумма углов 2лр резко изменялась при изменении часто-
ты, т. е. значение производной —- было велико. Практи-
до>
чески достаточно, чтобы резко зависел от частоты хотя бы один
из углов, входящих в 2<р.
Параметры, от которых зависят величины углов <ро; ©,s; ,•
а следовательно, и частота колебаний, условно нами разделены
на четыре группы, рассматриваемые в следующих разделах.
VI.2. НЕСТАБИЛЬНОСТЬ ЧАСТОТЫ,
ОБУСЛОВЛЕННАЯ ИЗМЕНЕНИЯМИ ПАРАМЕТРОВ КОНТУРА
В автогенераторах с одним колебательным контуром в анод-
ной цепи лампы наиболее резко с изменением частоты изменяет-
ся угол ф0. Углы <pft£) и <pTs также могут 'несколько изменяться, но
их изменения малы по сравнению с изменениями <ра и в первом
приближении могут не учитываться. Эквивалентное сопротивле-
ние контура и его фазовая характеристика определяются сле-
дующими выражениями:
2 __ ________pQ_______
а ' 1 + ((ш2£С-1)(2
= — arc tg (<o2LC — 1) Q ,
(VI. 4)
Эти выражения показывают, что параметрами, от которых за-
висит угол ф0, являются индуктивность и ёмкость контура. Опре-
делим нестабильность частоты, обусловленную изменениями этих
параметров. Найдём для подстановки в выражение (VI.3) про-
изводные
= cos2 ®0®2 CQ
дБ дБ ‘°
—~1у COS2 ®о
дС ‘°
2 cos2 <Рд« LCQ
дС Га
(VI.5>
подставляя эти величины в (VI.3), получаем
Дш ~—-(—+ (VI.6)
2 \ Б С }
335.
Таким образом, величина нестабильности частоты зависит от
•относительной нестабильности индуктивности и ёмкости кон-
тура и не зависит от его добротности. Знак минус в этом выра-
жении показывает, чю увеличению индуктивности и ёмкости
соответствует понижение частоты.
Факторы, которые могут вызвать и обычно вызывают изме-
нения указанных параметров, — это механические деформации
элементов контура, изменения температуры, изменения влажно-
сти и давления окружающего воздуха.
Механические деформации могут иметь место при- тряске и
действии ускорений. Для устранения механических деформаций
применяют жёсткие конструкции деталей и монтажных прово-
дов. Для ослабления влияния тряски, особенно в подвижных
установках, применяют различного рода амортизаторы.
Изменение температуры деталей приводит к изменению их
размеров, а у диэлектриков, кроме того, к изменению их диэлек-
трической проницаемости.
Таким образом, изменения температуры могут вызывать из-
менения индуктивностей и ёмкостей колебательных контуров ав-
тогенераторов.
Сами изменения температуры связаны со сменой времён года,
суток. На самолётных и ракетных радиостанциях температура
зависит от высоты полёта и ряда других условий. Контур авто-
генератора, кроме того, может нагреваться протекающим по нему
током, близко расположенной лампой или другими элементами
установки, имеющими высокую температуру.
При повторных нагреваниях и охлаждениях контура до пер-
воначальной температуры его параметры могут не возвращать-
ся к исходным значениям. Такие изменения параметров контура
называются нецикличными. В других случаях, когда при повтор-
ных нагреваниях и охлаждениях параметры контура принимают
-исходные значения, имеют место цикличные изменения.
Нецикличные изменения наблюдаются у диэлектриков орга-
нического происхождения, таких, как эбонит, бакелит, различ-
ные пластмассы и смолы. Эти диэлектрики не должны приме-
няться в тех цепях автогенераторов, в которых протекают токи
-высокой частоты, так как их применение приведёт к нециклич-
ным изменениям параметров контура автогенератора и, следова-
тельно, к нецикличным изменениям частоты колебаний.
Цикличными изменениями обладают такие диэлектрики, как
слюда, радиофарфор, пирофилит, стеатит, плавленный кварц,
тиконд и другие керамические материалы. Эти диэлектрики ре-
комендуется применять в контурных конденсаторах автогенера-
торов и изготавливать из них каркасы контурных катушек, кре-
пёжные детали и т. д.
Характер изменения ёмкости конденсаторов и индуктивности
контурных катушек при изменении их температуры зависит не
336
только от типа применяемых материалов, но также и от конст-
; рукции. Конденсаторы дают цикличные изменения ёмкости толь-
ко в том случае, когда металлические обкладки прочно скрепле-
ны с диэлектриком. Так, например, слюдяной конденсатор, у ко-
торого металлические обкладки образованы путём металлиза-
ции поверхностей слюдяной пластины, имеет цикличные измене-
ния ёмкости. Обычные конденсаторы, набранные из пластин слю-
ды и металлической фольги, имеют нецикличные изменения
ёмкости.
Катушки индуктивности без каркаса или даже с каркасом из
диэлектрика, имеющего цикличные изменения, но недостаточно
туго намотанные, имеют нецикличные изменил индуктивности и
распределённой ёмкости. Для получения катушки с цикличными
изменениями параметров её нужно наматывать на керамический
каркас так, чтобы обмоточный провод при всех рабочих темпе-
ратурах плотно прижимался к каркасу. Для этого намотка кату-
шек производится подогретым проводом. Температура подогрева
должна быть выше рабочих температур катушки. После намот-
ки провод остывает и плотно прижимается к каркасу. Ещё луч-
ший результат получается при изготовлении катушки методом
вжигания серебра. При этом методе на керамический цилиндр
наносят в виде спирали слой солей серебра. После этого заготов-
ка подвергается обжигу, в результате которого из солей выделяет-
ся чистое серебро, прочно спекающееся с поверхностью керами-
ки. Полученная серебряная спираль имеет очень малую толщи-
ну. Методами гальваностегии толщина металлической спирали
может быть увеличена до требуемых размеров.
Стабильность элементов контура при изменении температуры
принято оценивать температурными коэффициентами. Темпера-
турные коэффициенты ёмкости сс, индуктивности a.L и резонанс-
ной частоты ат (сокращённое название ТКЕ, ТКИ и ТКЧ) по-
казывают относительные изменения этих величин при нагревании
на 1°С. Величины этих коэффициентов определяются выраже-
ниями:
ДС
а.„ — ---
с СМ
Ди)
GC --- --
“ шД/
У конденсаторов изменение температуры вызывает изменение
линейных размеров металлических обкладок и диэлектрика и,
кроме того, вызывает изменение диэлектрической проницаемости »
е. Температурный коэффициент расширения металлов значи-
22—417 337
тельно больше, чем диэлектриков, однако, если металлическая*
обкладка тонкая и прочно скреплена с диэлектриком, линейные
размеры конденсатора целиком определяются линейными раз-'
мерами диэлектрика. У всех применяемых в настоящее время,
твёрдых диэлектриков температурный коэффициент расширения!
очень мал. Поэтому основным параметром, определяющим ТКЕ
конденсатора с твёрдым диэлектриком, является изменение ди-
электрической проницаемости е. В подтверждение этого приве- .
дём два примера.
У радиофарфора при изменении температуры на 1° линейные,
размеры изменяются на 3,8- 10-6, а диэлектрическая проницае-
мость е — на 180 • 10~6. У тиконда линейные размеры меняются
на 6,4-г-7,5 • 10-6, а диэлектрическая проницаемость — на ?
— (130-?-730) • 10-6. Знак минус показывает, что повышению тем- I
пературы соответствует уменьшение диэлектрической проницае- ,
мости. ;
Значения температурных коэффициентов ёмкости некоторых
типов конденсаторов и температурного коэффициента индуктив- '
ности катушек даны в табл. VI.2.
Таблица V! .2
Е С £ Наименование дс G см tg 8 д/
1 Конденсаторы слюдя- ные типа КСО ± (504-200). 10~6 (30-4-50)-10—4 ' —
2 Конденсаторы слюдя- ные (серебрёная слюда) +80- !0~6 (204 30). Ю1-4 —
3 Конденсаторы керами- ческие типа КТК, КДК и др., группа Д (диэлект- рик—тиконд Т-80, окрас- ка красная) — (730 ±70). 10-6 (24-10). 10~4
4 То же, группа С (ди- электрик — гермотиконд ТК-М, окраска голубая) - (50 ±30). 10“6 (24-10)-10~4 —
5 То же, группа С (ди- электрик алюминоксид, окраска синяя) + (120±30)-!0~6 (14-5)-10—4 -—
6 Конденсаторы бумаж- ные типа КБ +(2504-2500) -Ю-6 (1004-500)-10~4 —
7 Конденсаторы воздуш- ные + (24-200)-10~6 10-4 —
8 Катушки индуктивно- сти горячей намотки, на керамическом каркасе — +(74- 4-25; •10~6
338
В таблицу включены не все типы конденсаторов, выпускае-
мые отечественной промышленностью, а только наиболее распро-
странённые. Из таблицы видно, что ТКЕ конденсаторов типа
КСО может быть как положительным, так и отрицательным. Ве-
личина температурного коэффициента различных экземпляров
изменяется в очень широких пределах, причём изменения ёмко-
сти могут иметь нецикличный характер. Керамические конден-
саторы в зависимости от типа диэлектрика имеют как положи-
тельные, так и отрицательные ТКЕ. Для получения ёмкости, мало
изменяющейся с изменением температуры, нужно составить груп-
пу конденсаторов, в которую входят конденсаторы с положитель-
ными и отрицательными температурными коэффициентами.
Чаще требуется иметь не конденсатор, а контур с нулевым тем-
пературным коэффициентом частоты. У такого контура при из-
менении температуры могут изменяться индуктивность и ёмкость,
а резонансная частота остаётся неизменной.
Выражение для резонансной частоты можно записать в сле-
дующем виде:
1
“о = ..:. _с_........ — ~
]/Д(1 +адД/)С(!-|-асД/)
= z_...... ' —. (VI.8)
у LC |/1 + (а£-|-ас)Д/
Отсюда следует, что для получения контура, у которого
ТКЧ = 0, нужно, чтобы Ч~ас=0. Коэффициент aL у современ-
ных катушек положительный, следовательно, для такого конту-
ра нужен конденсатор с отрицательным ас. Необходимо отме-
тить, что температурные коэффициенты конденсаторов и индук-
тивностей могут считаться постоянными в сравнительно неболь-
шом диапазоне изменений температуры, порядка нескольких де-
сятков градусов. Поэтому для получения контуров с особо ста-
бильной резонансной частотой необходимо помещение контура
в термостат.
Воздушные конденсаторы (обычно это конденсаторы пере-
менной ёмкости) имеют положительный коэффициент ас, У этих
конденсаторов при изменении температуры изменение ёмкости
происходит главным образом из-за изменения линейных разме-
ров металлических пластин и стоек, в которые эти пластины за-
прессованы. ТКЕ этих конденсаторов зависит в основном от тем-
пературного коэффициента расширения применяемого металла,
У обычных конденсаторов из алюминия и его сплавов ТКЕ
достигает большей величины (см. табл. VI.2). У конденсаторов
из инвара ТКЕ наименьший.
В конденсаторе переменной ёмкости можно так подобрать
температурные коэффициенты расширения деталей, что при по-
22* .33$
вышении температуры увеличение ёмкости конденсатора, обу-
словленное увеличением площади пластин, будет полностью ком-
пенсироваться за счёт увеличения расстояния между пластина-
ми. В этом случае ТКЕ конденсатора получится равным нулю.
Однако такую температурную компенсацию трудно осущест-
вить при всех положениях настройки конденсатора и в широком
диапазоне изменения температуры. Поэтому указанный способ
температурной компенсации практически применяется редко.
В колебательный контур автогенератора, помимо ёмкости
контурного конденсатора, входят также междуэлектродные ём-
кости лампы. Особенностью этих ёмкостей является то, что ве-
личина их сильно, изменяется в первые минуты после включения
лампы, что связано с её разогревом. Изменения частоты колеба-
ний автогенератора,, связанные с разогревом его деталей, назы-
ваются «выбегом» частоты. Эти изменения тем меньше, чем
меньшую ча.сть от всей ёмкости контура составляет ёмкость, вно-
симая в контур лампой. Для уменьшения этого рода нестабиль-
ностей следует выбирать не слишком малой ёмкость контурного
конденсатора, а также выбирать слабую связь контура с лам-
пой. Другой мерой, позволяющей практически избавиться от не-
стабильности частоты, связанной с «выбегом», является установ-
ление такого порядка эксплуатации, при котором питающие на-
пряжения на лампы автогенератора включаются заблаговремен-
но так, чтобы детали автогенератора к моменту его использова-
ния успели приобрести стационарную температуру.
Изменения влажности и давления воздуха также могут вы-
зывать изменения частоты колебаний автогенератора. Обычно
оба эти фактора действуют совместно и приводят к изменениям
диэлектрической проницаемости воздуха, в результате чего из-
меняется ёмкость воздушных конденсаторов. Твёрдые диэлек-
трики, обладающие' гигроскопичностью, также могут изменять
диэлектрическую проницаемость, благодаря чему возможны из-
менения ёмкости конденсаторов и распределённой ёмкости ка-
тушек, а также изменения величины активных потерь в этих
элементах.
Мерами борьбы с нестабильностями частоты этого рода яв-
ляется отказ от применения воздушных конденсаторов, приме-
нение в конденсаторах и катушках диэлектриков, не обладаю-
щих гигроскопичностью (например, керамики).
Наиболее’ совершенным методом борьбы с нестабильностью
частоты, обусловленной изменениями температуры и влажности
воздуха, является помещение колебательного контура, а иногда и
всего задающего генератора, в термостат. Температура в камере
термостата выбирается выше температуры окружающего возду-
ха (обычно около 50°С) и поддерживается постоянной в простей-
ших термостатах с точностью до 1—2°, а в более сложных — до
340
десятых долей градуса. Автоматически действующее устройство,
сохраняющее постоянную температуру в термостате, состоит из
электрического подогревателя и терморегулятора. Простейший
терморегулятор представляет собой ртутный или биметалличе-
ский термометр, который замыкает электрическую цепь в тот мо-
мент, когда температура достигает установленной величины и с
помощью реле выключает подогреватель. Когда температура в
термостате понижается, контакты терморегулятора размыкаются
и подогреватель снова включается.
Наиболее совершенными являются термостаты с непрерывной
регулировкой. Терморегулятором здесь служит мостик, состав-
ленный из элементов, сопротивление которых зависит от темпе-
ратуры. Напряжение, снимаемое с диагонали мостика, изменяет-
ся — уменьшается при повышении температуры и увеличивается
при понижении. Это напряжение усиливается и используется для
изменения степени подогрева камеры.
VL3. НЕСТАБИЛЬНОСТЬ ЧАСТОТЫ ОТ ИЗМЕНЕНИЯ
ПИТАЮЩИХ НАПРЯЖЕНИИ
Выше было показано, tfro в автогенераторе устанавливается
частота колебаний, не точно равная резонансной частоте колеба-
тельного контура, а несколько отличающаяся от неё. Это обстоя-
тельство связано с тем, что коэффициент обратной связи к, кру-
тизна S и коэффициент yi носят комплексный характер.
Для простоты рассуждений будем пока считать комплексным
только коэффициент обратной связи к. При этом условии урав-
нение баланса фаз имеет вид: ®„-•—®кО.
Для уяснения механизма изменения угла фк0 и связанного с
этим изменения частоты рассмотрим схему автогенератора, изо-
бражённую на рис. VI. 1а, и векторную диаграмму, показанную
на рис. VI. 16. На схеме рис. VI.1а не показаны источники пита-
ния, и её следует рассматривать как эквивалентную схему для
токов высокой частоты. Сопротивление г1 на-схеме учитывает все
потери в анодном контуре (для упрощения задачи потерями в
ёмкостной ветви контура пренебрегаем), а сопротивление /?аА —
все потери в сеточной цепи (активная составляющая входного
сопротивления и сопротивление утечки, включённые параллель-
но) .
За положительные направления напряжений и тока !п1 при-
мем направления, отмеченные на рис. VI. 1а. Ток в индуктивной
ветви контура на диаграмме рис. VI. 16 представлен вектором IL.
Падение напряжения на контуре U., определяется суммой паде-
ний напряжения и (/дгх). Электродвижущая сила, наве-
341
дённая током 1L в катушке обратной связи, изображена на диа-
грамме вектором Ec=Il (отИ; она противофазна вектору
ввиду обратного направления витков катушки связи. Так как
катушка связи обычно сравнительно слабо связана с контуром,
необходимо учесть её индуктивность рассеяния Ls. Поэтому на-
пряжение на сетке можно представить вектором Uc — J .lRgx ко-
торый является разностью векторов Ес и Теперь можно
построить вектор , который является электродвижущей си-
лой эквивалентного генератора, заменяющего лампу. По направ-
Рис. VI. 1
лению этот вектор совпадает- с вектором Uc, так как ц вещест-
венно. Отложив вектор i.iUc , можно сказать, что он является сум-
мой падений напряжения на нагрузке U а и на внутреннем сопро-
р
тивлении эквивалентного генератора Iul R',, R'.= —, причём
71
это сопротивление следует считать активным, так как мы приня-
ли, что крутизна S и коэффициент у] действительны.
Вектор тока Iа1 является суммой векторов 1с (где 1с— ток в
ёмкостной ветви контура) и II . Направление вектора 1а1 нам
известно — он параллелен вектору I a\.Rt- Известно также на-
правление вектора 1с — он опережает напряжение Ua на 90°,
так как мы пренебрегли потерями в ёмкостной ветви контура.
Строя параллелограмм, находим векторы 1а1 и 1с . В заклю-'
чение покажем, что уравнение баланса фаз, которое в данном
случае имеет вид <ра=—фкО, выполняется. В самом деле, угол
^ко—это Угол сДвига Фаз между управляющим напряжением и
напряжением Ua. Но управляющее напряжение совпадает по фазе
с током lai и вектором laiRj . Из векторной диаграммы видно,
что углы эти равны по величине и противоположны по знаку.
При построении векторной диаграммы мы считали, что нам
известны частота колебаний о и параметры схемы, а неизвест-
ны ёмкость контура С и резонансная частота соо- В результате
жостроения выяснилось, что ток Iai отстаёт от напряжения Ua
342
на угол <ра„ У параллельного контура это возможно на частоте
ниже его резонансной частоты, т. е. в данном случае можно ска-
зать, что колебания в автогенераторе устанавливаются на часто-
те, ниже резонансной частоты контура <оо.
Из векторной диаграммы легко определить влияние различ-
ных факторов на частоту колебаний. Например, увеличение со-
противления Г1 приведёт к тому, что вектор 1L Г\ увеличится.
В результате этого угол <ра уменьшится, следовательно, частота
генерируемых колебаний приблизится к резонансной частоте сое,
т. е. повысится.
Увеличение сеточного тока, кото-
рое может быть вызвано, например,
увеличением напряжения накала,
вызовет уменьшение входного со-
противления Rex и увеличение угла
сдвига фаз между 1а1 и Ua. А это
значит, что частота колебаний по-
низится.
В генераторах, работающих на
более высоких частотах, надо учесть
входную динамическую ёмкость
лампы, величина которой заметно
изменяется при изменениях питаю-
щих напряжений. На эквивалент-
ной схеме эта ёмкость включена
параллельно сопротивлению Rex, и
заться основной причиной изменений
Рис. VI.2
её изменения могут ока-
частоты колебаний.
На очень высоких частотах надо учитывать время пролёта
электронов внутри лампы. Выше отмечалось, что при этом кру-
тизну характеристики лампы следует считать величиной ком-
плексной. При этом и внутреннее сопротивление лампы оказы-
вается комплексным:
2; = тА- = я; + ,х;.
(VI.9)
В этом случае вектор внутреннего падения напряжения мо-
жет быть разложен на две составляющие: /alRi и как
показано на рис. VI.2. Вектор тока lai теперь совпадает по на-
правлению с вектором latR-, который отстаёт по фазе от век-
тора laiZ. на угол q?1s. Такой же эффект получается и в гене-
раторах, работающих на низких частотах, в случаях, когда выс-
шие гармоники анодного тока создают на колебательном конту-
ре заметное падение напряжения.
При изменении питающих напряжений могут изменяться оба
угла фк/5 и <р . В зависимости от характера этих изменений
%——<?1S) может либо увеличиваться, либо уменьшается..
343
Произведём оценку нестабильности частоты, которая может
получиться за счёт изменения углов фкО и ф Предположим,
что в результате некоторого изменения питающих напряжений
сумма углов q\D+?TS изменилась на величину Дер. Пользуясь
выражениями (VI.3) и (VI.4), легко написать
Д<0 Дф
“ 2(?cos2('P,s+По)
(VI.10)
Выражение (VI.10) показывает, что для получения малых из-
менений частоты нужно:
1) чтобы Д<р было мало, т. е. были бы стабильны углы фк£) и
<PTS . Для уменьшения этих нестабильностей стабилизируют пи-
тающие напряжения;
2) чтобы была большой добротность контура Q. Для этого
необходимо, чтобы сам контур имел большую добротность и, кро-
ме того, были бы малы потери, вносимые в контур нагрузкой и
лампой. Поэтому нужно требовать, чтобы связь контура с на-
грузкой и лампой были бы по возможности малы;
3) чтобы были малы углы <pKD и cp7s. Для получения малого
угла (f/KD выгодно использовать режим работы лампы с малым
током сетки.
Для получения малого угла ф15 выгодно использование таких
режимов, когда содержание высших гармоник в анодном токе
невелико. С этой точки зрения является невыгодным применение
перенапряжённого режима, а также режима с малым углом от-
сечки анодного тока.
V1.4. НЕСТАБИЛЬНОСТЬ ЧАСТОТЫ ОТ ВОЗДЕЙСТВИЯ
ПОСЛЕДУЮЩИХ СТУПЕНЕЙ
В многоступенных передатчиках ступени, следующие за за-
дающим генератором, через паразитные связи (индуктивные и
ёмкостные) могут создавать в контуре автогенератора наведён-
ные токи, которые в общем случае могуг не совпадать по фазе
с основным током контура. Это эквивалентно внесению в контур
комплексного сопротивления, величина которого будет изменять-
ся при изменении режима и настройки последующих ступеней и
вызывать изменения частоты колебаний автогенератора. Значи-
тельное дестабилизирующее действие на частоту может оказать
ступень, непосредственно следующая за задающим генератором,
если лампа этой ступени работает с токами сетки. Для устране-
ния этих явлений:
а) экранируют задающий генератор от всех последующих сту-
пеней;
344
б) отделяют задающий генератор от последующих мощных,
ступеней буферной ступенью, т. е. усилителем, работающим без-
токов сетки и с малой проходной ёмкостью;
в) применяют в передатчиках умножение частоты, при кото-
ром мощные ступени работают на частотах, отличных от часто-
ты задающего генератора;
г) устраняют связь между ступенями путём применения раз-
вязывающих фильтров в цепях источников питания. Часто для?
этой же цели задающий генератор питают от отдельного вы-
прямителя;
д) применяют автогенераторы, построенные по схеме с элек-
тронной связью.
Рис. VI.3
Схемы с электронной связью на лампах с экранирующей
сеткой были предложены в 1931 —1932 гг. Д. Б. Доу (США) и
Б. К. Шембелем (СССР). В таких автогенераторах имеются два
колебательных контура. Один из них называется внутренним;,
он тремя точками присоединяется к катоду, управляющей и эк-
ранирующей сеткам лампы и образует автоколебательную часть,
схемы. Экранирующая сетка в данном случае используется в ка-
честве анода. Другой контур называется внешним, он включён
в анодную цепь лампы и служит нагрузкой усилительной части,
схемы. Автоколебательная часть может выполняться в виде ин-
дуктивной (рис. VI.За) или ёмкостной (рис. VI.36) трёхточечной
схемы. Через внутренний контур протекает сумма токов — ано-
да и экранирующей сетки, через внешний — только анодный,
ток. Экранирующая сетка для токов высокой частоты заземле-
на. Это даёт значительное ослабление электрической связи меж-
ду внутренним и внешним контурами через проходную ёмкость-
лампы. Контуры располагают далеко друг от друга или между*
ними помещают экран, благодаря чему устраняется и магнитная-
связь. Ещё большее ослабление электрической и магнитной свя-
зи может быть получено, если внешний контур настроить на вто-
* 3-15"-
5рую или третью гармонику тока и получить в анодной цепи
удвоение или утроение частоты.
Таким образом, контуры оказываются связанными только че-
рез общий электронный поток. Изменения анодного напряжения
в тетродах и пентодах, если режим лампы не перенапряжённый,
как известно, вызывают очень малые изменения электронного
потока в лампе. Поэтому всякие изменения настройки и связи
•внешнего контура с нагрузкой почти не изменяют режима ав-
токолебательной части и частоты колебаний.
Основное достоинство схемы состоит в том, что в ней одна
-лампа используется одновременно как автогенератор и как бу-
ферный усилитель или умножитель частоты.
Выбор режима и расчёт автоколебательной части схемы от-
-личается от расчёта обычных автогенераторов на триодах толь-
ко тем, что через контур автогенератора (внутренний контур),
помимо тока экранирующей сетки, протекает также анодный
ток. Ток экранирующей сетки составляет 15—20% от анодного
тока. На столько же следует увеличить крутизну характеристи-
ки эквивалентного триода по сравнению с крутизной характери-
стики анодного тока. После расчёта автоколебательной части
••схемы может быть определён анодный ток лампы, он меньше
тока, протекающего через внутренний контур, на величину тока
экранирующей сетки. Затем могут быть выбраны параметры
.внешнего контура, причём по экранирующей сетке должен по-
лучиться недонапряжённый или, в крайнем случае, критический
режим.
В схемах с электронной связью в качестве внутреннего кон-
тура часто используют кварцевые резонаторы. Подробнее это
•описано в п. VI.8.
V1.5. НЕСТАБИЛЬНОСТЬ ОТ НЕТОЧНОЙ УСТАНОВКИ
ЧАСТОТЫ
В диапазонных передатчиках частота колебаний может отли-
ваться от номинальной, закреплённой за ним, вследствие неточ-
ной установки органа настройки задающего генератора. При по-
.вторных настройках эта неточность может быть различной, и
из-за этого частота, на которой работает передатчик, будет не-
стабильной. Для уменьшения неточности установки следует при-
менять шкалы с малой ценой каждого градуировочного деления
•и большим числом таких делений. Для повышения точности от-
счёта целесообразно применять верньерные устройства с боль-
шим замедлением. Однако при применении верньеров возни-
кает опасность ошибки за счёт люфтов, износа деталей и скручи-
•вания валов верньера. Жёсткая конструкция и приспособления
.для автоматического устранения люфтов являются обязатель-
-346
ними в современных верньерных устройствах. Для устранения
ошибок, связанных со старением деталей задающего генерато-
ра. его градуировка должна периодически сверяться с эталон-
ным генератором. В генераторах с фиксированной частотой для
устранения ошибок также обязательна периодическая сверка с
эталоном частоты.
VI.7. ЭТАЛОННЫЕ СВОЙСТВА КВАРЦЕВОГО РЕЗОНАТОРА
Для автогенератора, имеющего высокую стабильность часто-
ты, как это следует из выражений VI.3 и VI.10, нужна колеба-
тельная система со стабильной резонансной частотой, имеющая
большую добротность. Этим требованиям лучше всего отвечает
кварцевый резонатор. Простейший резонатор такого типа по
своему устройству подобен плоскому конденсатору, у которого
между двумя металлическими обкладками помещена пластина
кварца, вырезанная определённым образом из кристалла. Для
резонаторов пригодны только такие кварцевые пластины, у ко-
торых хорошо выражен пьезоэлектрический- эффект. Пьезоэлек-
трический эффект состоит в том, что если с помощью внешней
силы заставить кварцевую пластину совершать механические ко-
лебания, то на её обкладках будут возникать электрические за-
ряды, а во внешней цепи, соединяющей обкладки между собой,
потечёт переменный электрический ток, частота которого будет
равна частоте механических колебаний. Наоборот, если к обклад-
кам приложить переменное электрическое напряжение, то квар-
цевая пластина будет совершать механические колебания. Таким
образом, кварцевый резонатор представляет собой преобразо-
ватель меха-нических колебаний в электрические и, наоборот,
электрических в механические. У кварцевой пластины, как у вся-
кого упругого твёрдого тела, имеются резонансные частоты ме-
ханических колебаний. Эти частоты зависят от размеров кварце-
вой пластины и от скорости распространения в ней упругих де-
формаций.
Если изменять частоту внешней эдс, приложенной к обклад-
кам кварцевой пластины, как показано на рис- VI.4а, то при сов-
падении частоты внешней эдс с резонансной частотой кварцевой
пластины, а также вблизи от резонанса амплитуда механиче-
ских колебаний резко возрастает. При этом благодаря пьезоэлек-
трическому эффекту возрастает также и ток в цепи генератора.
В этом отношении кварцевый резонатор ведёт себя так же, как
последовательный колебательный контур, составленный из L
и С. Сопротивление последовательного контура при увеличении
частоты выше резонансной резко возрастает. Иначе ведёт себя
кварцевый резонатор. Если частота внешней эдс значительно
выше резонансной частоты кварцевой пластины, то амплитуда
347
механических колебаний будет малой и пьезоэлектрический эф-
фект будет проявляться слабо. Однако ток в цепи будет всё же
относительно большим, потому что между обкладками резона-
тора имеется довольно большая ёмкость, равная ёмкости конден-
сатора с кварцевым диэлектриком. Эту ёмкость называют ёмко-
стью кварцедержателя. Если кварцевый резонатор подключён к
лампе, то к ёмкости кварцедержателя будут добавляться между-
электродная ёмкость лампы и ёмкость монтажных проводов.
£(ш)
Л)
Рис. VI.4
Электрическая модель кварцевого резонатора может быть
представлена эквивалентной схемой, изображёной на рис. VI.46.
Замена кварцевого резонатора эквивалентным колебательным
контуром с параметрами LK, Ск, гл, QK, Со удобна для расчётов
и анализа схем автогенераторов, в которых используются квар-
цевые резонаторы. В некоторых конструкциях кварцевых резо-
наторов между металлическими обкладками и кварцевой пла-
стиной оставляются воздушные зазоры. В этом случае эквива-
лентная схема усложняется добавлением ёмкости Сь как показана
на рис. VI.4в. Емкость С[ равна ёмкости воздушного конденсато-
ра, у которого расстояние между обкладками равно суммарной
величине воздушных зазоров.
Особенностью кварцевого резонатора по сравнению с элек-
трическим контуром такого же вида является большая стабиль-
ность его резонансных частот и очень большая добротность, до-
стигающая десятков и сотен тысяч.
Стабильность параметров кварцевого резонатора требует бо-
лее подробного рассмотрения. Кристаллический кварц — весьма
твёрдый и химически стойкий минерал, поэтому пластины, выре-
занные из него, устойчивы в отношении механических воздейст-
вий и влияний атмосферы. Кроме того, температурные коэффи-
циенты линейного расширения и скорости распространения упру-
гих деформаций весьма малы. Резонансная частота механических
колебаний вследствие этого мало изменяется при изменениях
температуры. Другими словами, ТКЧ кварцевого резонатора
мал, а в некоторых типах резонаторов его удаётся сделать близ-
ким нулю.
348
Эквивалентное сопротивление контура, изображённого на
рис. VI.46, определяется выражением
(VI.И)
Частоты, на которых реактивная составляющая этого сопро-
тивления обращается в нуль, являются резонансными. Нетрудно
видеть, что имеются две частоты, отвечающие этому условию
Так как добротность контура велика, условиями резонанса при-
ближённо можно считать
. 1
Q>LK------р-
к со С
к
к
откуда частоты резонанса будут равны
(VI.12)
(VI.13)
Частоту (0[ называют частотой последовательного резонанса,
а частоту ©о — частотой параллельного резонанса. Обе эти ча-
стоты почти не зависят от величины гк, и чем больше доброт-
ность контура, тем точнее выражения (VI.13). Следует отметить,
что резонансная частота ом определяется только параметрами
самого кварцевого резонатора LK и Ск и поэтому может счи-
таться весьма стабильной. Стабильность частоты too ниже, пото-
му что она зависит от ёмкости Со. Выше указывалось, что в эту
ёмкость может входить такая нестабильная составляющая, как
входная'ёмкость лампы.
Хорошо выраженный пьезоэлектрический эффект наблюдает-
ся и у других кристаллов. Примером может служить турмалин.
Однако кристаллы турмалина значительно дороже кварца и по-
этому для стабилизации частоты применяются редко. Другой
пример — кристаллы сегнетовой соли. Недостатки сетнетовой
соли — малая механическая прочность, гигроскопичность, раство-
римость в воде. Пластины из этих кристаллов не обладают эта-
лонными свойствами и поэтому не применимы для стабилизации
349
частоты. В последнее время в технике начали применяться пьезо-
электрические пластины, вырезанные из кристаллов виннокисло-
го калия, фосфорнокислого аммония и др. Эти кристаллы выра-
щиваются искусственно, поэтому они дёшевы. Хотя эталонные
свойства этих кристаллов значительно уступают кварцу, возмож-
но, что они найдут применение в технике стабилизации частоты.
V1.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ И КОНСТРУКЦИИ КВАРЦЕВЫХ.
РЕЗОНАТОРОВ
Материалом для изготовления кварцевых пластин служат
природные кристаллы кварца. Целый кристалл представляет со-
бой шестигранную призму, заканчивающуюся с обеих сторон ше-
стигранными пирамидами (рис. VI.5). У кристалла различают
оптическую ось Z, три электрические оси X и три механические
оси У. Свойства кристалла вдоль этих осей неодинаковы, поэто-
а)
Рис. VI.5
му характеристики кварцевой пла-
стины сильно зависят от того, как.
ориентированы плоскости её относи-
тельно осей кристалла. На практике
применяют срезы, при которых плос-
кость пластины нормальна к оси X
(Х-срез), нормальна к оси Y
(Y-срез), и так называемые косые
срезы, при которых, плоскость пла-
стины не составляет прямого угла ни
с одной из осей. Если упругую пла-
стину с помощью внешней силы за-
ставить совершать механические ко-
лебания, то вдоль граней пластины будут образовываться
волны упругих деформаций (например, сжатий и растяже-
ний), распространяющихся в пластине со скоростью V, завися-
щей от модуля упругости и плотности материала, из которого
сделана пластина. Если частота колебаний такова, что вдоль
одного из размеров пластины уложится целое число полуволн,
будет иметь место механический резонанс, при котором амплиту-
да колебаний резко возрастает. В пластине, изображённой на
рис. V1.56, имеющей толщину d, длину I и ширину Ь, механиче-
ский резонанс возникнет при выполнении следующих условий:
d = — Е,п
2
I — —
2
(VI. 14)
350
где Xi, Хг — длины волн механических колебаний вдоль размё-
ров d, I, b; они могут быть различными вследствие
различия свойств кристалла вдоль его осей;
п=\, 2, 3,. . .
Резонансные частоты, соответствующие условиям (VI.14), при
п—1 будут равны
(VI.15>
Здесь »i, с>2, &з — скорости распространения деформаций
вдоль граней пластины; они различны вследствие различной,
ориентации граней относительно оси кристалла.
Частоты, определяемые ур-ниями (VI.15), называются собст-
венными частотами кварцевой пластины. Частоты, при которых
вдоль тех же размеров укладывается не одна, а несколько полу-
волн, являются также резонансными. Эти частоты называются
гармоническими или просто гармониками кварцевой пластины.
Таким образом, одна и та же пластина пригодна для стабилиза-
ции не одной, а целого ряда частот.
В действительности количество резонансных частот может
быть ещё большим, чем это определяется из VI. 14 и VI. 15, пото-
му что в пластине могут иметь место деформации различных ти-
пов с различными скоростями распространения. На рис. VI.6 по-
0.22^
э
казан характер деформаций пластин для колебаний трёх типову
наиболее часто используемых на практике:
а) для колебаний сжатий и растяжений по толщине (d) или
длине//) пластины;
б) для колебаний сдвига по толщине;
в) для колебаний изгиба.
Может оказаться, что несколько колебаний различных видов,
близки друг к другу по частоте. Резонатор с такой пластиной
почти не пригоден для стабилизации частоты, так как в автоге-
нераторе с этим резонатором возможны резкие скачки частоты.
Методы подавления или ослабления колебаний нежелатель-
ных типов весьма разнообразны. Так, при использовании коле-
35»
«баний по толщине пластины нежелательными являются колеба-
ния по длине. Для ослабления их длина выбирается значительно
больше толщины. При этом близкими к основной частоте оказы-
ваются гармоники колебаний по длине очень высоких порядков,
и амплитуды их оказываются малыми. С той же целью пластине
придают специальную форму, например круглую или овальную.
При использовании колебаний изгиба вместо пластин использу-
ются бруски из кварца. Колебания нежелательных типов ослаб-
ляются также при использовании специальных срезов.
Тип среза кварцевой пластины определяет не только вид ко-
лебаний, но также и температурный коэффициент частоты ре-
зонатора. При изменении температуры несколько изменяются
скорости распространения упругих деформаций и линейные раз-
меры пластин. Величина этих изменений зависит от ориентации
граней пластины в отношении осей кристалла и, кроме того, от
температуры. Поэтому при различных типах среза возможно по-
лучение резонаторов с различными'температурными характери-
стиками. На рис. VI.7 показана ориентация граней пластин отно-
сительно осей кристалла для некоторых наиболее часто употреб-
ляемых типов среза. На
рис. VI.8 показан вид темпера-
Рис. VI.8
турных характеристик резонаторов. Характеристики эти являют-
ся идеализированными. Реальные характеристики могут иметь
более сложную форму, а диапазон температур, в котором ТКЧ
близок к нулю, может быть несколько смещён в ту или другую
сторону. В табл. VI.3 для тех же типов среза даны эмпирические
формулы, позволяющие ориентировочно определить параметры
контура, эквивалентного кварцевому резонатору, а также даны
некоторые другие сведения. Размеры пластин указаны в милли-
метрах; S — площадь пластины (мм2).
Согласно формулам табл. VI.3 сопротивление гк и доброт-
ность Q,. зависят только от вида среза и размеров пластины.
В действительности их величина зависит также от способа креп-
ления пластины в кварцедержателе, от потерь на акустическое
излучение, от качества обработки поверхностей и от других фак-
торов. Поэтому добротность резонатора, определяемую этими
352
'аблица VI. Примечание ’ о ’тз А А Ч «1 р " 1 г? о
с? СП сч о 1 «ГТ о со со 4,9-104d о со со. сч о
о к S 1 у.01 9 1 4з| СО •5J1 О ю со •в | со •5J1 О со со ^3 | со о ю
Сл, пф С0|ЧЗ 7 о о*> о <5 1 о сч сч о GO I ш 1 О оо со | 43 ю 1 о оо ю со со | S3 СО 1 О СЧ О
4* dl 10,2 — Ь г Is "О — 211 ЕР о 1 — 61 РЧ
► Резонансная частота кгц 2780 1 СО ю |/ 1+9,43-^/2 1670 43 2560 3290 О
00 Диапазон частот кгц 30-=-200 О I- "О о 350-3000 25004-12 000 1004-300
3 3 Тип колебаний Сжатия- растяжения по длине Изгиб Сдвиг по толщине То же Сжатия— pavjj лжснии по ширине
э 3 2 Угол среза м° . у о э й СП 1 52,5
. га С'га я <и X X АТ БТ ЖТ
23-417
353
формулами, следует считать ориентировочной величиной, харак-
теризующей типовые резонаторы среднего качества.' Могут быть
резонаторы, у которых сопротивление и добротность в несколь-
ко раз отличаются от средних в ту и другую сторону.
Конструкция кварцедержателя должна обеспечивать постоян-
ство ёмкости Со и не затруднять колебаний пластины, т. е., иначе
говоря, пластина должна крепиться в узлах механических ко-
лебаний и затухание, вносимое системой крепления, должно
быть сведено к минимуму.
Указанным требованиям отвечают основные типы кварцедер-
жателей, применяемых в настоящее время. Мы рассмотрим че-
тыре типа. В первом типе используются металлизированные
кварцевые пластины. Тонкий слой металла (обычно серебра) на-
носится на пластину таким образом, что образуются две метал-
лические обкладки, изолированные друг от друга узкими по-
лосками кварца, не покрытого металлом (рис. VI.9а). Такая пла-
стина крепится обоймами по углам либо с помощью пружин по
торцевым граням пластины, как показано на рис. VI.96. Углы
пластины и осевая линия на торцевой грани являются узлами
механических колебаний сдвига по толщине (см. рис. VI.66). По-
этому такая конструкция при-
менима для крепления пла-
стин с колебаниями сдвига по
толщине.
Рис. VI.9
Рис. VI.10
Во втором типе (рис. VI. 10) используются неметаллизирован-
ные пластины в форме диска с заточенными на клин краями.
Диск крепится в металлическом кольце с закреплёнными в нём
тремя штифтами, расположенными в плоскости кольца под
углом 120° друг к другу. Штифты имеют клинообразные выемки,
в которые входит диск- Один из штифтов насажен на пружину.
Электроды кварцедержателя смонтированы на фарфоровых
шайбах. Зазор между электродами и кварцевым диском может
регулироваться. В этой конструкции расстояние между электро-
дами весьма стабильно потому, что температурный коэффициент
354
расширения фарфора очень мал. Отсутствие металлизаций
уменьшает потери на трение.
Для всех пластин
Со =— = 0,039 4;
4 п d d
b, d, I — соответственно ширина, толщина, длина пластины в
миллиметрах.
Кварцедержатели этого типа также используются для пла-
стин с колебаниями по толщине.
Третий тип кварцедержателей используется для пластин с
колебаниями по длине и ширине (срезы ЖТ, X и некоторые дру-
гие).' Узловой точкой этих колебаний является геометрический
центр пластины (рис. VI.6а); поэтому крепление пластин осу-
ществляется зажатием их в центре между штифтами или с по-
мощью струн, припаянных к металлизированным поверхностям.
Четвёртый тип кварцедержателей используется при колеба-
ниях изгиба. В этом случае узловые точки на колеблющемся
кварцевом бруске находятся на расстоянии 0,224 I от концов
бруска (рис. VI.бе). В этих местах к металлизации бруска при-
паиваются струны, на которых он крепится в стеклянной колбе.
Возбуждение колебаний изгиба может быть осуществлено та-
ким расположением электродов, которое создаёт два противопо-
ложно направленных электрических поля, вызывающих одновре-
менное сжатие и растяжение слоёв кварца с одной и другой сто-
роны бруска, как например, показано на рис. VI. 11. Помимо рас-
смотренных, используются и другие конструкции кварцедержа-
телей.
При любой конструкции кварцедержателя воздух оказывает
сопротивление колеблющейся пластине. Поэтому помещение
кварцевой пластины в баллон, из которого откачан воздух, по-
вышает добротность резонатора, но при этом ухудшаются усло-
вия отвода тепла от колеблющейся пластины.
В резонаторах, от которых требуется высокая стабильность
частоты в течение длительного времени, нужно учитывать явле-
ние «старения». В результате «старения» резонансная частота
изменяется; в первые*месяцы работы эти изменения значитель-
ны, а с течением времени они уменьшаются. Для различных
стандартных типов резонаторов в течение первого месяца ча-
стота может изменяться на (1-4-50) • 10 s, а в течение -первого
23* 355
года — на (54-150) • 10~6. С целью уменьшения уходов частоты
используются следующие средства:
1) поверхности пластин тщательно шлифуют и полируют, а
затем травят в плавиковой кислоте;
2) применяют наиболее совершенные вакуумные конструк-
ции кварцедвржателей;
Таблица VI.4 3) металлизацию произ- водят особо тонким слоем из
Тип среза Тип кварие- держателя Допустимый ток ма/см2 наиболее стойких метал- лов; 4) производят специаль- ную термическую обработку пластин. . Существенное влияние на стабильность частоты оказы- вает амплитуда колебаний пластины. Чем больше ам- плитуда, тем сильнее разо- гревается пластина и больше уход частоты. Величиной,
АТ АТ БТ БТ X и ЖТ X воздушный вакуумный воздушный вакуумный . вакуумный вакуумный1) 12 4—6 6 2-3 0,8 напряжение 5в
!) При колебаниях изгиба. определяющей .амплитуду колебаний, является ток ре-
зонатора.
В табл. VI.4 указаны токи, при которых резонаторы нагре-
ваются на 1—2°. Для генераторов, имеющих нестабильность ча-
стоты 10— 54-10-6, эти токи могут считаться допустимыми.
VI.8. СХЕМЫ КВАРЦЕВЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
Параллельный колебательный контур, эквивалентный квар-
цевому резонатору, в ряде случаев выгодно заменить эквива-
лентным последовательным соединением реактивного Х№ и ак-
Рис. VI.12
тивного га сопротивлений, как это представлено на рис. VI. 12а.
Зависимость эквивалентных параметров Ха и га от частоты
показана на рис. VI.126. Ранее в ур-нии (VI.13) было показано,
что. реактивное сопротивление Ха обращается в нуль на двух
356
частотах — <0[ и о0. Отметим также частоту <о2, на которой X*
О ,
имеет максимум (Ха I •
Вследствие того что Со ^>СК, частоты и ®0 очень близки
друг к другу. Ещё меньше интервал между частотами со, и <02-
В этом интервале Ха положительно и возрастает с частотой, т. е.
ведёт себя как индуктивное сопротивление. В обычно приме-
няемых схемах кварцевых автогенераторов возможны автоко-
лебания только на таких частотах, при которых кварцевый резо-
натор представляет сопротивление индуктивного характера. Та-
кие схемы носят название осцилЯя.торных.
На рис. VI.13 показаны две воз-
можные эквивалентные схемы трёх-
точечных автогенераторов. Для то- aj
го чтобы любую из этих схем пре-
вратить в осцилляторную схему с
кварцевым резонатором, нужно за-
менить им любое из индуктивных
сопротивлений. Таким образом, воз-
можно осуществить три осциллятор-
Р'ис. VI.13
ные схемы:
1) с кварцем между сеткой и катодом лампы;
2) с кварцем между сеткой и анодом;
3) с кварцем между анодом и катодом.
Последняя схема, однако, практически не применяется, пото-
му что в ней для создания замкнутой цепи для постоянной со-
ставляющей анодного тока придётся параллельно кварцевому
резонатору включить активное сопротивление. Это сопротивле-
ние будет шунтировать кварцевый резонатор, снизит его доб-
ротность и приведёт к понижению стабильности частоты.
Осцилляторные схемы двух первых типов практически ис-
пользуются в вариантах, представленных на рис. VI.14. Здесь в
схемах рис. VI.14а и б нет перестраивающихся элементов, и это
обеспечивает высокую стабильность частоты. В схемах рис. VI.14e
и г анодный контур перестраивается. Это позволяет получать
большую мощность, однако стабильность частоты снижается.
Сравнивая между собой схемы рис. VI. 14а и б, можно заметить,
что в первой схеме резонатор шунтируется сопротивлением Re,
что ведёт к снижению добротности резонатора и понижению
стабильности частоты. В схеме рис. VI.146 через резонатор про-
текает больший ток, нагревающий кварцевую пластину, что так-
же ведёт к снижению стабильности частоты. Практическая про-
верка показывает, что в отношении стабильности частоты обе
схемы являются приблизительно равноценными. ;
На примере схемы рис. VI.11^ рассмотрим, как изменяется
частота колебаний и мощность в кварцевом автогенераторе.
357
имеющем настраивающийся анодный контур. Для этой схемы
на рис. VI.15 показан примерный характер зависимостей Z\\ Z2;
Z3 = f(w). Для упрощения рассуждений допустим, что уравнение
баланса фаз имеет решение <уа =0.
Рис. VI.14
Если активные составляющие сопротивлений Z(; Z2 и Z3 малы
по сравнению с реактивными, тогда сра~О при + Х2Ч-Л’3=0.
На рис. VI.15 эти условия выполняются на частоте w3, когда от-
z резки ab и cd равны друг
г ДРугу. Из рисунка видно,
' ' что в диапазоне частот от
©о до (о2 можно найти ещё
75- одну частоту (на рисунке она
не обозначена), при которой
также выполняется условие
Zj + Z2+X3=0. Однако на
этой частоте не выполняется
условие устойчивости коле-
баний по частоте (VI.11)
и автоколебания невоз-
можны.
Предположим теперь, что
в схеме рис. VI.14e ста-
ли увеличивать ёмкость
конденсатора С\. При
этом кривая зависимости
= f(о>) будет сдвигаться влево, как показано пунктиром на
рис. VI. 15 [Zj =f((o)]. Теперь условие баланса фаз нарушено, но-
вый баланс фаз наступит при другой частоте, при которой опять
будет выполняться равенство новых отрезков ab и cd. Легко ви-
358
деть, что новый баланс фаз наступит при частоте оу, <«3. При-
ведённые рассуждения показывают, что перестройка анодного
контура кварцевого автогенератора приводит к изменению часто-
ты колебаний, но в связи с тем, что крутизна характеристики
X2=/(0)) очень велика, это изменение будет незначительным.
Проводя аналогичные рассуждения для широкого диапазона из-
менений ёмкости С|, можно убедиться, что при увеличении ёмко-
сти С], пока настройка анодного контура далека от резонанса,
частота колебаний автогенератора будет уменьшаться очень мед-
ленно. По мере приближения к резонансу уменьшение частоты
будет более заметным. Вблизи резонанса анодного контура его
сопротивление станет почти активным, и колебания сорвутся.
Примерный вид зависимости частоты колебаний от величины
ёмкости o) = f(C|) показан на рис. VI.16а. На рис. VI.166 и я по-
казаны зависимости тока в контуре 1К =j(C\) и постоянной со-
ставляющей анодного тока /а1) =ЦС}). Из этих рисунков видно,
что максимальный ток в контуре автоге-
нератора и максимальная мощность полу-
чаются вблизи настройки анодного контура
в резонанс. При этом анодный контур пред-
ставляет собой большое сопротивление. Од-
нако работать в этой области не рекомен-
дуется потому, что, во-первых, незначитель-
ные изменения ёмкости С( могут привести
к срыву колебаний, во-вторых, в этой об-
ласти мала стабильность частоты. Практи-
чески рекомендуется настраивать анодный
контур таким образом, чтобы величина то-
ка Iк достигала бы не более половины мак-
симально возможного его значения. Если
Рис.. VI.16
в автогенераторе нет прибора, измеряющего
контурный ток, индикатором настройки может служить прибор,
измеряющий постоянную составляющую анодного тока.
Для стабилизации частоты генераторов с электронной связью
нужно заменить кварцевым резонатором в схеме рис. VI.За со-
противление а в схеме рис. VI.36 сопротивление По срав-
нению с обычными кварцевыми генераторами на триодах такие
схемы лают большую стабильность частоты, так как ослабляет-
ся дестабилизирующее действие нагрузки. Кроме того, схемы с
электронной связью позволяют получить от генератора большую
мощность, а при настройке внешнего контура на вторую или
третью гармонику лампа одновременно используется как автоге-
нератор и умножитель частоты.
Практически применяемые схемы кварцевых генераторов с
электронной связью приведены на рис. VI. 17. На схеме
рис. VI,17а кварцевый резонатор рключён между управляющей
359-
сеткой и катодом, на схеме рис. VI.166 — между управляющей
и экранирующей сетками; схема рис. VI.17e отличается тем, что
анодный контур заменён активным сопротивлением Ra> что даёт
некоторое увеличение стабильности частоты, так как исключает-
ся нестабильный элемент — колебательный контур.
Рис. VI. 17
Рассмотренные схемы позволяют получить относительную не-
стабильность частоты порядка (14-10) -10~6 . Более высокую от-
носительную нестабильность частоты (10-7 и меньше) можно
получить при использовании схем, изображённых на рис. VI. 18.
Схема рис. VI.18а представляет собой двухступенный усилитель
в)
Рис. VI.18
на сопротивлениях, охваченный положи-
тельной обр'атной связью. В цепь обрат-
ной связи последовательно включён квар-
цевый резонатор К. Величины сопротив-
лений и ёмкостей схемы выбираются та-
кими, чтобы сдвиг фаз между напряже-
ниями на входе и выходе каждой ступени
был возможно ближе к 180°. При этих
условиях самовозбуждение возможно на
такой частоте, при которой сопротивление
кварцевого резонатора активно и мало, т. е. на частоте последо-
вательного резонанса <0[ или на очень близкой к ней частоте.
Частота кварцевого резонатора ол стабильна, она мало изме-
няется при изменении сопротивлений, включённых параллельно
360
кварцевому резонатору, поэтому такая схема обеспечивает по-
лучение колебаний, весьма стабильных по частоте.
Наибольшая стабильность частоты достигается в мостовой-
схеме, изображённой на рис. VI.186. Здесь в цепь обратной свя-
зи двухступенного усилителя включён мостик, составленный из»
кварцевого резонатора, термосопротивления /?3 и двух активных,
сопротивлений и R2. Плечи моста подбираются таким обра-
зом, чтобы в диапазоне рабочих амплитуд увеличение напряже-
ния на входе мостика вызывало бы резкое уменьшение выходно-
го напряжения. Отрегулированный таким образом мостик ста-
билизирует амплитуду колебаний автогенератора, а следова-
тельно, и режим кварцевого резонатора, что благоприятно ска-
зывается на стабильности частоты. Описанная схема пригодна-»
для стабилизации частот ниже 1 Мгц.
Схема, изображённая на рис. VI.18e, может использоваться^
для возбуждения резонатора на гармониках механических коле-
баний. Емкость кварцедержателя Со на очень высоких часто-
тах оказывает сильное шунтирующее действие на резонатор, и?
поэтому в обычных схемах не удаётся возбудить резонатор на:
гармониках. На схеме рис. VI.18e шунтирующее действие ёмко-
сти нейтрализуется с помощью мостика, составленного из эле-
ментов /»[, L2, С и кварцевого резонатора К. Мост балансирует-
ся на основной частоте резонатора, но этот баланс нарушается
на гармониках вследствие появления пьезоэлектрической про-
водимости кварца. В такой схеме можно возбудить кварц на не- „
чётных гармониках. Практически возможно использовать до<
15 гармоник механических колебаний.
Добротность кварцевого резонатора на гармониках получает-
ся выше, чем на основной частоте. Поэтому возбуждение на гар-
мониках позволяет несколько повысить стабильность частоты и,,
кроме того, может использоваться для стабилизации частоты^
передатчиков, работающих в диапазоне укв. В последнем слу-
чае применение этого способа позволяет существенно снизить
число ступеней умножения частоты.
VI.9. РАСЧЁТ КВАРЦЕВЫХ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Задачами технического расчёта являются выбор наиболее-
выгодного режима лампы, определение условий самовозбужде-
ния и проверка допустимости выбранного режима для кварце-
вого резонатора.
Выбор и расчёт режима лампы производится так же, как для
автогенераторов с обычными контурами. Поскольку основным’
требованием является получение высокой стабильности часто-
ты, целесообразно использовать такие режимы, при которых»,
мал ток сетки, а угол отсечки анодного тока близок к 180°.
3611
После расчёта режима лампы нам известны требуемые зна-
чения эквивалентного сопротивления в анодной цепи лампы Za
*и коэффициента обратной связи к. По этим величинам следует
^выбрать основные элементы схемы. Так, например, для схемы
„рис. VI.146 ориентировочно можно считать, что:'
Z^a
х.
(VI. 16)
При принятом значении Z№ не учитываются потери в квар-
’певом резонаторе и в цепи сетки. Фактически <Ra . В каче-
стве ёмкостей С| и С2 обычно используются междуэлектродные
'ёмкости лампы. Если при использовании междуэлектродных ём-
костей требуемый коэффициент обратной связи не обеспечивает-
ся, то параллельно сопротивлению Ra должен быть включён до-
бавочный конденсатор.
Ток, протекающий через резонатор и нагревающий его, мож-
но определить из выражения
Iрез
и +и и + и„
а * с д * с
Х3
(VI. 17)
В этом выражении мы приняли, что колебания устанавли-
ваются на частоте, при которой Х,1 + Х,2+Х3=0. Величину сопро-
тивлений Xi и Х2 можно определить при частоте, равной резо-
нансной частоте кварцевого резонатора, поскольку фактическая
частота отличается от неё очень незначительно. Найденная ве-
личина тока не должна, превышать допустимую величину, при-
«едённую в табл. VI.4.
VI.10. ДИАПАЗОННЫЕ ВОЗБУДИТЕЛИ С КВАРЦЕВОЙ
СТАБИЛИЗАЦИЕЙ частоты
В связи с особенностями распространения коротких волн пе-
редатчики этого диапазона работают не на одной фиксирован-
ной частоте, а в условиях, когда рабочую частоту передатчика
^приходится часто изменять. Для кварцевой стабилизации боль-
шого числа рабочих частот передатчики часто снабжаются боль-
шим количеством сменных кварцевых резонаторов или сменных
возбудителей. В настоящее время коротковолновые передатчики
•обычно комплектуются диапазонными возбудителями. Большое
362
распространение получил диапазонный возбудитель типа
ВЧД-100. Диапазон возбудителя 2,4~5,6 Мгц. Передатчик, в
котором две ступени могут работать в режиме удвоения часто-
ты, перекрывает с этим возбудителем диапазон частот от 2,4 до
22,4 Мгц. Блок-схема возбудителя приведена на рис. VI.19.
Кварцевый генератор возбудителя имеет девять сменных квар-
цевых резонаторов на частоты 2,8; 3,0; 3,2; 3,4;...; 5,6 Мгц.
Рис. VI.19
Частотный интервал между двумя соседними частотами квар-
цевых резонаторов равен 200 кгц. Для получения частот в про-
межутках между частотами кварцев используется диапазонный
генератор, который перестраивается в диапазоне частот от 200
до 400 кгц и, таким образом, плавно перекрывает указанный ча-
стотный интервал в 200 кгц. Диапазонный генератор называют
также интерполяционным генератором, потому что с его помо-
щью возможно получение любых частот в промежутках между
частотами кварцев.
Напряжения от кварцевого генератора и от диапазонного
генератора подаются на преобразователь частоты, на выходе ко-
торого получаются комбинационные частоты типа п]кв ~tmfg, где
п и т — любые целые числа, начиная с нуля. Схема и режим пре-
образователя подбираются таким образом, чтобы комбинацион-
ные частоты типа 1кв ±fg имели большую амплитуду, а все ос-
тальные были бы значительно ослаблены. Выбор нужной часто-
ты из двух частот L«+ fg и fK, — fg осуществляется в блоке уси-
лителя и фильтра.
Кварцевый генератор имеет высокую стабильность частоты.
Стабильность частоты диапазонного генератора значительно
- М
хуже. Определим, какая нестабильность частоты — получится
на выходе возбудителя, если считать, что fg<^ fKa>
AL- f _ ^кв+ Afa _ AfKa . Мд 1 fкв f 0 f кв ± f кв i fd . (VI.18) f кв fd *Ke
363
Полученное' выражение показывает, что относительная неста-
бильность частоты на выходе возбудителя равна сумме от-
носительной нестабильности кварцевого генератора —— и отно-
ся в
сительнои нестабильности диапазонного генератора —- , умно-
f 1д
женной на отношение частот . Относительная нестабиль-
fK.
ность кварцевого генератора обычно достаточно мала. Сделать
стабильным диапазонный генератор трудно. Однако даже при
нестабильном диапазонном генераторе относительная неста-
бильность частоты на выходе возбудителя будет мала, если бу-
дет мало отношение частот — . С этой точки зрения было бы вы-
/ кв
годно частоту fd иметь очень низкой. Однако при очень низкой
частоте fd возникают трудности расфильтровки частот (7кв+
fne и (/кв—/<?)’ а также подавления других комбинационных
частот.
Таким образом, при выборе диапазона частот, перекрывае-
мого диапазонным генератором, приходиться искать компро-
миссное решение. То решение, которое выбрано в ВЧД-100, обес-
печивает относительную нестабильность частоты на выходе по-
рядка 3- 10“в и подавление нежелательных комбинационных ча-
стот порядка 60 дб.
Серьёзным недостатком возбудителей этого типа является на-
личие на выходе всевозможных комбинационных частот, кото-
рые недостаточно подавляются фильтрами возбудителя и конту-
рами передатчика и создают помехи при приёме. Стабильность
частоты таких возбудителей в ряде случаев также оказывает-
ся недостаточной.
Рис. VI.20
Более совершенными являются возбудители, которые в за-
данном диапазоне обеспечивают получение дискретного ряда
364
(сетки) стабильных частот, достаточно мало отличающихся одна-
от другой. Для уяснения принципа работы таких возбудителей
в качестве примера рассмотрим блок-схему подобного устрой-
ства, представленную на рис. VI.20. В этой схеме исходная
частота кварцевого генератора 100 кгц дважды последо-
вательно делится на 10, в результате чего • получаются три
напряжения с эталонными частотами 100, 10 и 1 кгц. В устройст-
вах, названных на схеме генераторами гармоник, из напряже-
ний частот 100, 10 и 1 кгц формируются импульсы, содержащие
большое число гармоник. С помощью перестраивающихся фильт-
рующих устройств Фь Фг, Ф3 возможно выделение одной нужной
гармоники и подавление всех остальных, нежелательных. Так
фильтрующее устройство Ф\ имеет 11 положений настройки и
позволяет выделять любую из частот fi = 800, 900,..., 1800 кгц, яв-
ляющихся 8, 9... 18 гармониками частоты 100 кгц. Указанные
положения настройки на градуировочной шкале отмечены циф-
рами 10, 11,..., 20. Аналогично Фг имеет 10 положений настройки
и позволяет выбирать частоты /2=170, 180,..., 260 кгц с соответ-
ствующими отметками на шкале 0, 1,2,..., 9. Ф3 имеет также 10
положений настройки, позволяющих выбирать частоты /3=30,
31,..., 39 кгц и имеет отметки на шкале 0, 1, 2,..., 9.
Сумма трёх частот /1+/2+/3 перекрывает диапазон частот от
1000 до 2000 кгц ступенями через 1 кгц. Отметки на шкале Ф1
соответствуют сотням, Ф2 — десяткам и Ф3 — единицам кило-
герц. Так, например, для набора частоты /—1201 кгц на шкале
Ф; следует выбрать отметку 12, на шкале Фг — отметку 0 и на
шкале Ф3 — отметку!. При этом получится f= 1000+ 170 + 31 =
= 1201 кгц-
Получение суммарной частоты указанного типа возможно в
нелинейном преобразователе. Возникающие при нелинейном
преобразовании комбинационные частоты других типов должны
быть подавлены. Наиболее просто эта задача решается в схеме,
где используется диапазонный автогенератор, частота которого
стабилизируется посредством кольца фазовой автоподстройки.
На схеме в это кольцо входят преобразователи частоты /7| и /72,
фазовый детектор и реактивная лампа, управляющая частотой
диапазонного генератора.
На входы преобразователя ГЦ подётся сигнал от диапазонно-
го генератора частоты / и сигнал стабильной частоты ft. На вы-
ходе с помощью перестраиваемого контура выделяется разност-
ная частота (/—fi). Полученный сигнал и сигнал стабильной
частоты /г подаются на входы преобразователя /72, на выходе ко-
торого аналогично выделяется разностная частота (f—ft—/г).
Сигнал частоты (f—fi—/2) в фазовом детекторе сравнивается с
сигналом стабильной частоты /3. Полярность и величина выход-
ного напряжения разового детектора зависят от сдвига фаз
между сравниваемыми сигналами одинаковой частоты. Напря-
365
жение с выхода фазового детектора подаётся на реактивную
лампу, которая управляет колебательным контуром автогенера-
тора так, что разность фаз сравниваемых сигналов стремится к
оптимальной величине, при которой выходное напряжение фазо-
вого детектора обращается в нуль. Поэтому, если при включении
возбудителя частоту (f—f\—f2) сделать равной частоте /3, то си-
стема автоматической подстройки обеспечит сохранение равен-
ства этих частот во всё время работы возбудителя; при воздей-
ствии на автогенератор различных дестабилизирующих факто-
ров будет изменяться только разность фаз сигналов, сравнивае-
мых между собой с помощью фазового детектора. А это озна-
чает, что диапазонный автогенератор будет работать точно на
стабильной частоте f=f\ + f2 + h-
Схема фазового детектора изображена на рис. VI.21а. На
входы детектора 1—1 и 2—2 подаются сигналы одинаковой
Рис. VI.21
частоты, развивающие на вторичных обмотках входных транс-
фооматоров напряжения и U2 Постоянные составляющие то-
ков, протекающих через диоды Ц и /2, пропорциональны геомет-
рической сумме и разности напряжений U2 и
1
2
U\, как показа-
но на векторной диаграмме рис. VI.216. Из векторной диаграммы
видно, что выходное напряжение на зажимах 3—3, равное
(/i—f2)2R, достигает максимальной величины, когда ср= 180°;
при уменьшении <р до 90° выходное напряжение уменьшается до
нуля, а при <р<90° выходное напряжение меняет полярность и
достигает максимума при <р = 0. Сопротивления R шунтируются
конденсаторами С, что обеспечивает сглаживание пульсаций
выпрямленного напряжения.
Пульсации могли бы вызвать частотную модуляцию диапа-
зонного генератора и появление побочных частот на выходе воз-
будителя. Для хорошего сглаживания пульсаций постоянная
времени RC должна быть много больше периода переменной со-
ставляющей тока, протекающего через диоды. Чрезмерно боль-
шая постоянная времени делает систему авт^подстройки инер-
ционной.
366
Фильтрующие устройства для выделения высших гармоник^. ‘
как это имеет место в устройствах Ф\, Ф2,и Ф2 на схеме-
рис. VI.20, также выполняются в виде автогенераторов, стабили-
зированных кольцом автоподстройки. Основным элементом коль-
ца автоподстройки в этом случае является импульсно-фазовый?
детектор, на один вход которого подаётся сигнал частоты f от
диапазонного генератора, а на другой — кратковременные им-
пульсы стабильной частоты /о- (В фильтрующем устройстве Фь.
например, f0= 100 кгц.) Диапазонный генератор с помощью им-
пульсно-фазового детектора и реактивной лампы синхронизи-
руется с любой гармоникой nf0 (п= 1, 2, 3,...). Схема импульсно-
фазового детектора изображена на рис. VI.22a. На вход 1—1 по-
Рис. VI.22
даются импульсы стабильной частоты f0. На вход 2—2 —синусо-
идальное напряжение от диапазонного генератора, который дол-
жен работать на частоте f = nf0. Амплитуда импульсов U} и па-
раметры цепочки подбираются таким образом, чтобы пос-
тоянное напряжение Е} было больше амплитуды синусоидаль-
ного напряжения U2. Поэтому в паузах между импульсами дио-
ды оказываются запертыми отрицательным напряжением Е\ и
не проводят тока. В моменты прохождения импульсов диоды от-
пираются напряжением ut—Е} и в цепи, где действует напряже-
ние и2, протекают импульсы тока z2, заряжающие конденсатор
С2. Если частота f не кратна частоте /о, импульсы тока будут
повторяться с частотой f0, но будут иметь различную полярность
и амплитуду, как показано на рис. VI.226, так что среднее напря-
жение на конденсаторе С2 будет близким к нулю. Если частота f
точно кратна частоте fo(f=nfo), импульсы тока /2 будут все оди-
наковыми, как показано на рис. V1.22e, а величина среднего на-
пряжения на выходе детектора будет зависеть от фазовых соот-
ношений сравниваемых сигналов.
Выходное напряжение, снимаемое с зажимов 3—3, подаётся
на реактивную лампу и через неё управляет фазой колебаний
диапазонного генератора.
357
В делителях частоты, которые имеются в схеме на рис. VI.20,
'используется та же система импульсно-фазовой автоподстройки,
•с той только разницей, что при делении ведущим является гене-
ратор синусоидального напряжения, а ведомым — генератор
импульсов, частота которого в 10 раз ниже стабильной частоты
.ведущего генератора.
* ЛИТЕРА 7 -V Р А
1. С. И. Е вт янов. Радиопередающие устройства. Связьиздат, 1950.
2. С. А. Д р о б о в. Радиопередающие устройства. Воениздат, 1951.
3. Б. К. Солнцев. Эксплуатация пьезокварцевых резонаторов и возбу-
.дителей. Связьиздат, 1955.
4. Е. Г. Бронникова, Н. М. Ставицкий. Промышленные пьезо-
электрики и их применение. Информационный сборник 3. Бюро технической
/информации МРТП, Москва, 1956.
Глава VII
УСТОЙЧИВОСТЬ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЕЙ ВЫСОКОЙ
ЧАСТОТЫ
VII.1. ПРИЧИНЫ неустойчивой работы усилителя
Неустойчивость работы усилителя высокой частоты опреде-
ляется рядом причин. Одной из них может быть нарушение кон-
тактов в какой-либо цепи питания или высокой частоты. Другой
причиной может быть тихий разряд или пробои в элементах схе-
мы. Пробои в лампах бывают чаще всего за счёт «натекания»
газа. Эти пробои в мощных установках могут дать очень большие
токи короткого замыкания и привести к серьёзным авариям.
Для ограничения токов короткого замыкания в анодные цепи
ламп ставят «антигазовые» сопротивления (порядка 100 ом).
В настоящее время для этой же цели начинают применять элек-
тронно-импульсную защиту мощных выпрямителей, снимающую
напряжение с аварийных ламп в течение нескольких милли-
секунд.
Указанные выше' ненормальности в работе появляются в уста-
новке, работавшей до этого вполне устойчиво.
При настройке же нового передатчика приходится иметь чаще
всего дело с неустойчивостью другого порядка — самовозбуж-
дением ступени усиления.
Самовозбуждение возникает за счёт положительной обратной
связи, которая может образоваться многими путями. В частности,
она может получиться за счёт паразитных ёмкостных или маг-
нитных связей между элементами анодной и сеточной цепей сту-
пени усиления. Во избежание этих связей необходимо сеточные
цепи усилителей защищать от анодных цепей замкнутыми ме-
таллическими экранами. Чем выше рабочая частота, тем тща-
тельнее должна быть экранировка.
Связь через источники питания также бывает причиной са-
мовозбуждения. Поэтому (особенно на очень высоких частотах)
необходимо ставить в схему развязывающие элементы — кон-
денсаторы и дроссели, не допускающие проникновения токов
высокой частоты в провода питания.
24-417 369
Основную же связь между анодной и сеточной цепями соз-
дают паразитные ёмкости между электродами лампы. На
рис. VII.1 изображена эквивалентная схема усилителя с указа-
нием паразитных ёмкостей между электродами лампы, ёмкость
лампы анод—катод Сак подключена параллельно нагрузке, а
так как нагрузкой лампы в передатчике обычно является коле-
бательный контур, то эта ёмкость входит в ёмкость контура. Ана-
логично ёмкость Сск входит в параметры сеточного контура.
Рис. VII.2
Что же касается проходной ёмкости Сас , то она вносит мно-
го особенностей в работу ступени усиления. Эта ёмкость являет-
ся ёмкостью связи анодной цепи с её сеточной цепью (рис. VII.2).
Прежде всего эта связь приводит к тому, что параметры анод-
ного контура ступени даже при отсутствии анодного напряже-
ния влияют на параметры сеточной цепи. Действительно, если
анодный контур сильно расстроен и его эквивалентное сопро-
тивление ZH очень мало, в сеточную цепь лампы вносится допол-
нительно к ёмкости Сск только ёмкость Сас. Если же ZH будет
иметь индуктивный характер и по величине Хн окажется близ-
ким к Хас, то сопротивление Л’=Л’ас + Хн может сильно умень-
шиться и расстроить сеточный контур. При этом напряжение на
сетке лампы упадёт. Если возбудитель является автогенератором,
то это приведёт к заметному изменению частоты генерируемых
колебаний.
В анодный контур буде'т проходить часть мощности возбуди-
теля. При работе на коротких волнах величина мощности Рпрох,
проходящей через ёмкость Сас в анодный контур, может дости-
гать весьма заметной величины.
действительно, напряжение на нагрузке, полученное
) , будет равно
от не-
точника возбуждения (при Ze<c|- * --
= Uc---
с 11
370
Здесь ---- и ---- — значения эквивалентных реактивной и
Rte
активной проводимостей контура.
При i<oCflc — i -J— =0, что соответствует настройке в резо-
нанс анодного контура с учётом ёмкости Сас , получаем макси-
мум напряжения на нагрузке
1^ макс] — |^с Roe ®^сс|
При этом в анодном контуре будет выделяться мощность
р — у2 Rce
прох макс с 2
2Лас
Если принять Vc =1000 в, Ra =1500 ом и Сас =20 пф (что
соответствует лампе мощностью примерно 20Н-25 кет), то на ча-
стоте /=15 Мгц (Лас «500 ом) получим UH ~3000 в. При этом
прох '3 КвТ.
Если данная ступень является ступенью, в которой произво-
дится амплитудная телеграфная манипуляция, то Р„Рох будет
мощностью, переходящей в антенну и излучаемой при отжатом
ключе (в паузах). Она будет нарушать нормальную радио-
связь.
Наконец, самое неприятное, проходная ёмкость, являясь орга-
ном обратной связи, может вызвать самовозбуждение усилителя.
Рассмотрим схему усилителя, изображённую на рис. VII. 1.
Как было показано в гл. V, для самовозбуждения схемы не-
обходимо выполнить следующие условия:
1) Х2х3< о
2) Х3Х2 > 0
3) |Х2] < Кз|
(VII.1)
4) |Х2|>|Х3|
В данном случае Х2=к«Лс; Х3——д—_— ; хг — реактивное
“Сас
сопротивление анодного контура;
1
q = D +
24*
371
Реактивное сопротивление анодного контура для частот,
выше его резонансной частоты соо, имеет ёмкостный характер, а
для частот, ниже резонансной, — индуктивный.
Для частот ниже (»о условия 1 и 2 будут выполнены, и в слу-
чае достаточно большой величины возникнет самовозбуж-
дение. При этом ступень перестанет, быть усилителем и станет
автогенератором. Частота и амплитуда генерируемых колебаний
будет определяться параметрами схемы и лампы. В рассмотрен-
ном случае частота генерируемых колебаний будет близка к ра-
бочей частоте передатчика (немного ниже), так как анодный кон-
тур настроен на эту частоту.
Однако на практике самовозбуждение часто возникает на
частоте, определяемой не рабочим контуром, а другими элемен-
тами схемы. В этом случае частота возникших колебаний мо-
жет очень сильно отличаться от рабочей частоты («паразитные
колебания»).
Мы видим, что проходная ёмкость лампы нарушает нормаль-
ную устойчивую работу усилителя, и поэтому необходимо ка-
ким-либо образом уничтожить (нейтрализовать) её вредное
влияние.
Существует несколько способов ликвидации вредного влия-
ния проходной ёмкости:
1) применение тетродов и пентодов;
2) применение схемы с общей сеткой;
3) нейтрализация проходной ёмкости с помощью добавочных
элементов, вводимых в схему.
VII.2. ТЕТРОДЫ И ПЕНТОДЫ
Экранирующая сетка тетрода или пентода (с2 на рис. VII.3)
при известных условиях может сильно ослабить связь между
анодной и сеточной цепями усилителя. Иными .словами, она как
бы уменьшает проходную ёмкость лампы. Но это ослабление
связи между анодной и сеточной цепями происходит не потому,
что вместо одной ёмкости CaCt , оказались две последовательнб
соединённые ёмкости С и С .
Действительно, если в триоде между анодом а и сеткой с по-
местить ещё одну сетку с2, то ёмкость С ас останется прежней,
так как, хотя теперь две ёмкости CeCt и С соединены после-
довательно, но ёмкость каждой из них будет больше, чем CaCi,
так как расстояние между электродами с,с2 и с2а меньше, чем
между анодом и сеткой ща.
Рассмотрим механизм действия экранирующей сетки.
На рис. VII.4 изображена эквивалентная схема ступени с тет-
родом.
372
Под действием напряженияUc в цепи oc^Z^ течёт ток, вели-
т Uc
чина которого определяется, как / Гх~* так как С0ПР0ТИВ-
£1^2
ление ZC2, как правило, очень мало (много меньше XCtC).
Под действием этого тока на сопротивлении Zc2 создаётся
падение напряжения, равное / ZCj. Это напряжение создаёт
в анодной цепи ток, равный
I Z
1 lCtCt^Ct
1 CiU '— ; •
П "Е Zc2 * XaCt
~£ct ^£с2
Рис. VII.3
Если сопротивления Ra и Zc2
малы по сравнению с X, то
ис
* ~~ * ^асг
Отсюда можно найти сопротивление, через которое проте-
кает ток из сеточной цепи в анодную,
7 _ ис _ НА.
‘ъа z„
° 2
При отсутствии экранирующей сетки или отсоединении её от
земли сопротивление связи равно:
ZCia=--i (Непо-
следовательно, за счёт заземления экранирующей сетки
произошло изменение этого сопротивления:
Zcta
Z'Cla
Cii-a___uCg
Нсг Хдсц
Y X
^CjCa ^flc2
<(O + AaJ
373
Как видно, сопротивление связи за счёт заземления экрани-
рующей сетки возрастает во столько раз (или, что то же самое,
проходная ёмкость уменьшается во столько раз), во сколько раз
параллельно включённые сопротивления X и X боль-
ше Z„:
I'g
, 7
Г — Г ___________4______
^прох '-'act J
“(С, .
Зде'сь С^с— ёмкость анод—управляющая сетка лампы при
условии изоляции экранирующей сетки.
Отсюда следует, что при монтаже ступени небходимо очень
;лять цепи, соединяющей экранирующую
сетку с катодом. Сопротивление её по
высокой частоте должно быть как можно
меньше. Для этого экранирующая сетка
соединяется с катодом возможно более
короткими и широкими проводниками.
Конденсатор, через который экранирую-
щая сетка замыкается на землю, также
должен обладать малой собственной ин-
дуктивностью. ёмкость блокировочного
конденсатора должна быть достаточно
большой по сравнению с суммарной
ёмкостью анод—экранирующая сетка и
экранирующая сетка — управляющая
сетка (в 504-100 раз больше). Для умень-
шения индуктивности вывода экранирую-
щей сетки часто применяются специаль-
ные кольцевые выводы.
До сих пор мы считали, что между управляющей сеткой и
анодом существуют две ёмкости: анод—экранирующая сетка и
экранирующая сетка — управляющая сетка. Однако на самом
деле существует, кроме этого, ещё непосредственная ёмкостная
связь анода с управляющей сеткой, т. е. ёмкость С
(рис. VII.5). Наличие этой ёмкости приводит к тому, что даже
при Z сг = 0 имеет место некоторая связь между анодом и уп-
равляющей сеткой. Эта связь очень мала и в диапазоне сред-
них и длинноволновой части коротких волн не мешает работе
ступени. В нижней части диапазона кв и диапазона укв, особенно
при больших мощностях, работа ступени делается неустойчивой
и требуется компенсация оставшейся проходной ёмкости CaCj.
На рис. VII.6а приведена эквивалентная схема межруэлек-
тродных ёмкостей в лампе. Эта схема представляет собой тре-
угольник ёмкостей.
Как известно из электротехники, треугольник сопротивлений
374
может быть всегда заменён эквивалентной ему звездой
(рис. VII.66). Связь между параметрами цепей рис. VII.6а и
рис. VII.66 определяется следующими выражениями:
Сег
Cct
^act
Cac Cc r ^ac ^ac "t" ^ac c
—
acs
(VI 1.2)
С Г Л- С С Л- c c
act схсг ' ^acz ^acx । acx ctc8
Cr c
CjCg
Для того чтобы осуществить развязку анодной цепи от се-
точной, необходимо, чтобы потенциал точки О был бы равен
нулю. Для этого необходимо, чтобы было выполнено условие
Рис. VI 1.6
Рис. VII.7
т. е. для компенсации проходной ёмкости СаС1 необходимо, что-
бы сопротивление', заземляющее экранирующую сетку ( Z^),
имело индуктивный характер,’величина которого определяется
из условия (VII.3).
Так как ёмкость CaCi очень мала, то, как это следует из
ф-л (VII.2), эквивалентная ёмкость С получается большой и
для её компенсации нужно применить очень малую индуктив-
ность. Сопротивление' существующей индуктивности вывода и
проводов, заземляющих экранирующую сетку, в диапазоне укв
обычно превосходит необходимую величину Zc* и для компенса-
ции СаС1 фактически приходится ставить конденсатор перемен-
ной ёмкости порядка 150-4-200 пф.
В случае применения двухтактных схем (рис. VII.8) необхо-
димо особое внимание обращать на провод, соединяющий экра-
нирующие сетки обоих плеч между собой,, так как органом свя-
зи между анодной и сеточной цепями в данном случае будет слу-
375
жить сопротивление'этого провода, а не сопротивление проводов,,
соединяющих экранирующие сетки с землёй. В этот провод и
нужно включать элементы настройки для полной развязки
анодной и сеточной цепей между собой.
Провода, соединяющие экранирующие сетки с землёй, необ-
ходимо также делать короткими, так как иначе может возникнуть
Рис. VII.8
самовозбуждение ступени по однотакт-
ной схеме. В этом случае частота авто-
колебаний может сильно отличаться
от рабочей.
Для возможности работы на очень
высоких частотах без нейтрализации
проходной ёмкости разработаны и из-
готовляются специальные двухтакт-
ные тетроды (ГУ-29, ГУ-32). Особен-
ностью этих тетродов является то, что
экранирующие сетки двух тетродов,
помещённых в одно.м баллоне, кон-
структивно расположены непосредственно на металлическом
диске, являющемся проводником, соединяющим экранирующие
сетки обоих тетродов между собой. Индуктивное сопротивление
такого диска получается очень малым, и связь между анодной
и сеточной цепями получается также очень малой даже в обла-
сти весьма высоких частот. Эти лампы без какой-либо специаль-
ной настройки позволяют производить устойчивое усиление на
частотах вплоть до 150—200 Мгц.
Третья сетка, имеющаяся в пентоде и служащая для уничто-
жения динатронного эффекта анода, должна быть также зазем-
лена и используется для дополнительного уменьшения связи анод-
ной цепи с сеточной.
VI1.3. СХЕМА С ОБЩЕЙ СЕТКОЙ
Другой возможностью развязки анодной цепи от сеточной яв-
ляется применение схемы с общей сеткой, предложенной ещё в
1931 г. М. А. Бонч-Бруевичем.
Принципиальная схема усилителя с общей сеткой приведена
на рис. VII.9a. На рис. VII.96 изображена эквивалентная схема
усилителя с общей сеткой. Можно заметить, что схема по высо-
кой частоте' почти не отличается от схем с тетродами и пенто-
дами, рассмотренных выше, и в отношении этой схемы можно
сделать вывод, что для развязки анодной и сеточной цепей не-
обходимо выполнить следующие условия: 2С =0 или, при работе
на очень высоких частотах,
376
где
Г — CacCa'‘^Ca- СсЛСск С„к
* С
ак
На рис. VII.10 изображена схема ступени с общей сеткой.
Возбуждение в этой схеме подаётся на катоды ламп, и для того,,
чтобы напряжение высокой частоты не замыкалось накоротко,.
Сак
Рис. VII.9
нити накала ламп необходимо питать через дроссели, обладаю-
щие достаточной индуктивностью. Через эти дроссели протекает
ток накала, и, следовательно, они должны быть выполнены из
провода достаточно большого сечения.
Рис. VI 1.10
Для обеспечения возможности подачи смещения управляющие
сетки ламп заземляются обычно через конденсаторы.
Лампы, предназначенные для работы в схеме с общей сеткой,
делают с кольцевым выводом сетки, обладающим весьма малой
индуктивностью.
377
VII.4. СХЕМЫ НЕЙТРАЛИЗАЦИИ ДЕЙСТВИЯ ПРОХОДНОЙ
ЁМКОСТИ
Как указывалось выше, схема с общей сеткой даёт хорошую
развязку анодной и сеточной цепей, однако при применении её
получается малый коэффициент усиления ступени (см. гл. II).
Возможно применение схем, в которых действие проходной
ёмкости нейтрализуется при помощи специальных устройств. На-
пример, нейтрализация может быть получена путём подключе-
ния параллельно Сас индуктивности (LN на рис. VII.11). Если
взять Ln такой величины, чтобы контур, состоящий из LN и Сас,
был бы настроен на частоту, близкую к рабочей, то его сопротив-
ление будет примерно в Q раз больше, чем ------- , и, следова-
“Сйс
тельно, во столько же раз будет ослаблена связь между анод-
ной и сеточной цепями. Этот способ, однако, требует перестрой-
ки Ln при переходе с волны на волну и может применяться
Рис. VII.11
только в диапазоне длинных и средних
волн.
Нейтрализация действия проходной
ёмкости без перестройки в диапазоне
волн может быть получена путём приме-
нения мостовых схем. В этом случае схе-
ма создаётся таким образом, чтобы се-
точный и анодный контуры размещались
в диагоналях моста. При этом они оказы-
ваются развязанными.
На рис. VII.12а изображена схема
так называемой «сеточной нейтрализа-
ции», а на рис. VII.126—её эквивалент-
ная схема. Рассматривая эти схемы, можно заметить, что в од-
ной диагонали моста размещён анодный контур Ь,£к, а в дру-
гой диагонали — катушка контура сетки. Таким образом, анод-
ный контур при условии баланса моста
Рис. VII.12
378
где СN — ёмкость так называемого «нейтродинного» конденса-
тора, оказывается развязанным с контуром сетки. Однако при
этом будет иметь место обратная связь, так как промежуток сет-
ка—катод, включённый параллельно С\, находится не в диаго-
нали, а в плече моста. Коэффициент обратной связи будет равен
X,
Ua
При этом напряжение на сетке находится в фазе с напряже-
нием на аноде, т. е. обратная связь будет отрицательной.
Если в контуре сетки катод соединить со средней точкой в его
индуктивной ветви, то обратная связь получится положительной
и ступень усиления может самовозбудиться. Другой особенно-
стью схемы является то, что, так как параллельно С{ включено
входное сопротивление лампы (активное), а все остальные ём-
кости схемы чисто реактивные, мост вообще не может быть сба-
лансирован полностью.
Рис. VII.13
В схеме «анодной нейтрализации» (рис. VII.13а и б) дели-
тель образуется в анодном контуре. В этом случае сеточный
контур и промежуток сетка—катод находятся в диагонали моста.
Однако и здесь получается неполная развязка, так как ёмкость
Ci шунтирована выходным сопротивлением лампы и мост балан-
сируется не полностью.
Необходимо отметить, что при балансе моста в этой схе'ме
напряжение на сетке (L)c = Дгк) не создаёт напряжения на вер-
тикальной диагонали моста (точки а, Ь) и, следовательно, через
катушку L,, ток не протекает, однако на конденсаторах Ci и С2
напряжения существуют. Как показано на рис. VII. 136, напря-
жение на ёмкости С\ будет равно Uc -——Ь— . Если нагрузка
<4 1 Сас
связывается через ёмкость с одним из концов контура, то в неё
будет переходить часть энергии возбуждения.
На рис. VII.14 показана нейтрализация ёмкости Сае в двух-
тактной ступени. Здесь два нейтродинных конденсатора соеди-
379
няют между собой аноды и сетки ламп противоположных плеч
схемы.
На рис. VII.15а изображена эквивалентная схема двухтакт-
ной ступени. Мы видим, что мост состоит из четырёх ёмкостей,
две из которых — проходные ёмкости ламп, две другие — ней-
тродинные конденсаторы.
Для баланса моста нужно выполнить условие
Сас _ СЛ\
CN„ Сас
так как Сас=С'ас , то обычно бе-
рут ~^N,~ Сас.
При этом анодные и сеточ-
ные контуры будут полностью
развязаны между собой, и,
следовательно, не будет про-
хождения энергии из одного
контура в другой. Обратная
связь также равна нулю.
Ступень усиления с мосто-
вой сх-емой нейтрализации про-
Рис. VII.14
ходной ёмкости даёт значительно больший коэффициент усиле-
ния, чем ступень усиления с общей сеткой. Однако необходимо
отметить, что наличие индуктивностей проводов, соединяющих
нейтродинные конденсаторы между собой, и других индуктив-
ностей, которые несущественны при работе на сравнительно низ-
ких частотах, не даёт возможности применять эту схему на ча-
стотах в диапазоне очень коротких волн.
Рис. VII. 15
В плечах моста в этом случае необходимо учитывать не толь-
ко ёмкости, но и индуктивности. В плече с ёмкостью должна
быть учтена индуктивность проводов к нейтродинному конден-
сатору (L Ny в плече, содержащем СаС, —индуктивность ввода
сетки (Lc) (рис. VII.156). Вследствие этого условия баланса мо-
380
ста уже будут другими и будут зависеть от частоты. Можно
подобрать такие значения CN, при которых связь между сеточ-
ным и анодным контурами может быть сведена к нулю, т. е. ме-
жду выводом сетки с и землёй напряжение от действия Ua бу-
дет равно нулю, но при этом буде'г иметь место некоторая об-
ратная связь, так как на- Bf
пряжение на самой сетке,
т. е. между точками со и зем- ‘
лей, не будет равно нулю и
возможно самовозбуждение
ступени. При таком подборе
Спри котором нет само-
возбуждения, будет связь
между анодным и сеточным
контурами. Работу схемы на
очень высоких частотах,
кроме того, осложняет ин-
дуктивность вводов катода.
Поэтому до появления схе-
мы с общей сеткой в диапа-
зоне очень высоких частот
применялись более сложные
мостовые' схемы.
На рис. VII.16 изображена эквивалентная схема «сложного
моста» нейтрализации. В ней, кроме нейтродинных конденсато-
ров СЛГ> имеются ещё переменные индуктивности LN и LK (Lc—
индуктивность вводов сетки). Для того чтобы не было обратной
связи, т. е. чтобы на ёмкостях СcKi и Сскц напряжения были рав-
ны нулю при наличии напряжения 2/7й, нужно, чтобы
Л—— =/з—
аСаС1 ыСаК1
и
_J—_L_.
-Сасг ~ 13 -саКг
Для развязки сеточной цепи от анодной нужно, чтобы на
зажимах с{К[ и с2/<2 напряжения также были бы равны нулю, а
для этого нужно выполнить дополнительные условия:
1— ЛрД/с, И /2оДс, — .
381
Из условий симметрии схемы нужно, кроме того, чтобы
/i -—] = Ia ------------—\
\ J \ “^а«2 /
И
7 2 (<oLNt — } = /3 (шЬ* — ) .
\ Л* 2 / \ iZACj /
Если положить, что одноимённые элементы разных плеч схе-
мы равны между собой (С = Сак*, CaCi = Cac, и т. д.), то по-
лучаются следующие условия полного баланса моста:
1) CN = Cac-,
2) Ln = Lc\
3) А_ = -£^ ,
L С
к ас
Необходимо отметить, что наличие нейтродинных конденсато-
ров приводит к заметному увеличению начальной ёмкости схе-
мы, так как, помимо проходной ёмкости лампы, параллельно
контуру оказываются подключёнными также нейтродинные кон-
денсаторы. Это примерно вдвое увеличивает суммарную ёмкость
анодной цепи, что на коротких волнах приводит к значительно-
му уменьшению коэффициента полезного действия контура. По-
этому в диапазоне коротких волн (в усилителях на триодах)
сейчас, цак правило, применяется схема с общей сеткой, а в диа-
пазонах средних и длинных волн — мостовая схема нейтрализа-
ции проходной ёмкости.
VII.5. ПРАКТИЧЕСКИЕ МЕТОДЫ НЕЙТРАЛИЗАЦИИ ПЕРЕХОДНОЙ
ЕМКОСТИ
Как уже указывалось, для развязки цепей анода и сетки не-
обходимо ёмкость CN в мостовой схеме подобрать такой вели-
чины, чтобы были выполнены условия баланса моста, а в схеме
на тетродах и пентодах (на очень высоких частотах) для раз-
вязки необходимо подобрать ZCt.
Производится это следующим образом. На сетку лампы ней-
трализуемой ступени подаётся напряжение возбуждения; анод-
ное (и экранное) напряжение выключается. С анодным конту-
ром связывается какой-нибудь индикатор тока высокой частоты,
например лампочка для карманного фонаря, присоединённая к
витку, вставляемому между витками катушки контура, или нео-
382
новая лампочка, присоединённая одним полюсом к аноду лампы, -
или детектор с гальванометром и т. п. Производится настройка
анодного контура в резонанс. В качестве индикатора резонанса
служит появление свечения лампочки или отклонение стрелки
гальванометра. Далее вводится небольшая ёмкость нейтродин-
ного конденсатора (или изменяется Zc2) в таком направлении,
чтобы свечение лампочки уменьшилось. Опять производится под-
стройка контура в резонанс и т. д. до тех пор, пока при некото-
ром положении нейтродинного конденсатора (или Zс2) пи при
какой настройке анодного контура индикаторная лампочка не
будет зажигаться. После этого индикаторная лампочка снимает-
ся, и ступень может быть включена в работу.
Другой способ подбора нейтро-
динного конденсатора основан на
том, что при наличии связи между
анодной и сеточной цепями анодный
контур вносит в сеточную цепь вбли-
зи резонанса значительную рас-
стройку. В этом случае подбор
ёмкости нейтродинного конденсато-
Рис. VI 1.17
ра производится следующим обра-
зом: на нейтрализуемую ступень подаётся напряжение возбуж-
дения, а анодное (и экранное) напряжение выключается. Про-
изводится настройка анодного контура нейтрализуемой ступени.
Вблизи резонанса анодный контур вносит в контур возбудителя
большую расстройку, резко уменьшающую контура возбу-
дителя. Это приводит к некоторому увеличению анодного тока
возбудителя и к резкому уменьшению сеточного тока нейтрали-
зуемой ступени. Подбирая нейтродинную ёмкость, добиваются
такого положения, чтобы изменение настройки анодного контура
не вызывало изменений сеточного тока нейтрализуемой ступе-
ни.
При работе ступени всегда можно проверить, насколько хо-
рошо развязана цепь сетки от цепи анода. Для этого в работаю-
щей ступени производят изменение настройки анодного контура
и наблюдают за показаниями анодного и сеточного приборов.
В случае хорошей развязки анодной и сеточной цепей в момент
точной настройки анодного контура в резонанс сопротивление
контура возрастает, и вследствие этого в анодной цепи будет
иметь место резкое уменьшение («провал») анодного тока
(рис. VII.17а). В этот же момент будет наблюдаться резкое уве-
личение сеточного тока и максимум тока в нагрузке.
В случае, если между цепями анода и сетки имеет место не-
которая связь, то в момент настройки анодного контура в ре-
зонанс на нём получается большое напряжение. Это напряжение
через цепь обратной связи попадает на сетку лампы и в зависи-
383
мости от фазы этой обратной связи смещает максимум сеточ-
ного тока либо вправо, либо влево от резонанса. Таким образом,
при наличии связи между цепью сетки и цепью анода максимум
сеточного тока не совпадает с минимумом анодного тока
(рис. VII. 176). Путём подбора ёмкостей нейтродинного конден-
сатора возможно создать такие условия работы ступени, при ко-
торых минимуму анодного тока точно соответствует максимум
сеточного тока.
VII.6. ПАРАЗИТНЫЕ КОЛЕБАНИЯ
Самовозбуждение ступени усиления на частоте, близкой к ра-
бочей, как правило, может быть уничтожено рассмотренными вы-
ше методами, т. е. применением тетродов и пентодов, схем с об-
щей сеткой и нейтрализацией проходной ёмкости.
Однако в ряде случаев может возникнуть самовозбуждение
на частоте, очень сильно отличающейся от рабочей частоты («па-
разительные колебания»).
Рассмотрим схему усиления высокой частоты с нейтродинны-
ми конденсаторами, изображённую на рис. VII 14. Эта схема для
Рис. VII.18
основной частоты имеет пол-
ную развязку между цепью
анода и цепью сетки. Самовоз-
буждение на частоте, близкой
^аВр к рабочей, невозможно. Одна-
ко, если рассмотреть, что пред-
ставляет собой эта схема для
частот, намного ниже рабочей,
то возможно пренебречь индук-
тивностью катушки контура по
сравнению с индуктивностью
анодного дросселя принять (L^—Pi). В этом случае эквивалент-
ная схема ступени может быть изображена так, как это показано
на рис. VII.18.
При этом аноды лампы а, а' оказываются соединёнными ме-
жду собой. Между анодами ламп и землёй включена цепь, со-
стоящая из анодного дросселя (ЬадР) и контурных конденсато-
ров, соединённых параллельно (2С1). Между анодом и сеткой
ламп включены проходные ёмкости ламп (Сас) и параллельно
к ним ёмкости нейтродинных конденсаторов (Cw); между сет-
ками и катодами — самоиндукции дросселей сеточного питания.
Эта схема способна к самовозбуждению, так как Z2=i«Z-e
и Z3=—1—ш^с у имеют противоположные знаки, a Zj —
сопротивление колебательного контура, которое может иметь
любой знак.
384
При этих условиях возможно самовозбуждение на частоте,
близкой (немного ниже) к частоте резонанса анодного колеба-
тельного контура, составленного из ёмкостей контура, включён-
ных параллельно, и анодного дросселя («дроссельные» паразит-
ные колебания). Частота возникших колебаний будет близка к
частоте, определяемой выражением
_1 . (VI 1.4)
КLa др
Так как ёмкость этого колебательного контура, равная 2СЬ
в четыре раза больше, чем ёмкость рабочего контура, равная — ,
а индуктивность анодного дросселя обычно в 20—25 раз больше
индуктивности катушки контура, то частота возникающих коле-
баний будет, очевидно, раз в 10 ниже рабочей частоты контура.
Причём надо отметить, что частота этих колебаний практически
никак не зависит от рабочей частоты.
Контур паразитных колебаний имеет большое отношение
—-.малое затухание и, следовательно, большое резонансное со-
С*
противление Ra. Поэтому, а также ввиду малости коэффициента
обратной связи при самовозбуждении ступени анодный ток обыч-
но бывает относительно небольшим, а сеточный — большим.
Такие паразитные колебания неопасны для ламп, так как
мощность их невелика. Однако дроссель под действием сравни-
тельно большого тока высокой частоты, протекающего через не-
го, сильно греется и может с течением времени выйти из строя.
Кроме того, паразитные колебания во время работы передат-
чика будут модулировать колебания основной частоты и расши-
рят полосу частот, занимаемую передатчиком.
По этой причине «дроссельные» паразитные колебания, не-
смотря на то, что они неопасны, в передатчике недопустимы.
Как нетрудно видеть из эквивалентной схемы (VII. 18), ней-
тродинные конденсаторы, которые были необходимы для нейтра-
лизации проходной ёмкости, для борьбы с «дроссельными» пара-
зитными колебаниями не помогают. Наоборот, они увеличивают
проходную ёмкость ламп и тем самым способствуют самовоз-
буждению.
Для того чтобы самовозбуждение было невозможно, необхо-
димо нарушить любое из условий (VII.1). В данном случае для
уничтожения самовозбуждения поступают следующим образом:
1. Можно уменьшить индуктивность в сеточной цепи Lc. При
этом уменьшится Z2 = ia)raaoA(, (где со„0, — частота паразитных
колебаний) и может быть нарушено условие 4 ур-ний (VII.4).
2. Можно нарушить это же условие путём увеличения индук-
тивности анодного дросселя La др.
25—417 385
Действительно, при увеличении индуктивности анодного дрос-
селя частота паразитных колебаний %аР, как это следует из
ф-лы (VII.4), понизится и уменьшится 7^—^KapRc-
3. Можно не допустить самовозбуждения путём заземления
средней точки катушки анодного контура через большую ём-
кость, вместо заземления в ёмкостной ветви. В этом случае ча-
стота паразитных колебаний также резко понизится и условия
самовозбуждения нарушатся. Однако при этом сильно ухуд-
шаются фильтрующие свойства контура в отношении гармоник.
Рис. VII.19
Рис. VII.20
4. Можно затруднить возможность самовозбуждения путём
уменьшения сопротивления анодной нагрузки для паразитных
колебаний R„„aD , т. е. путём увеличения q=D+ .
а р ‘'сепар
Для этого последовательно или параллельно с анодным дрос-
селем включается некоторое безындукционное омическое сопро-
тивление (гв на рис. VII.19). При этом сопротивление анодной
нагрузки уменьшится и условие самовозбуждения нарушится.
5. Для этой же цели лучше ввести сопротивление не в анод-
ную цепь лампы, где протекают сравнительно большие токи и
в сопротивлении может выделиться заметная мощность, а в цепь
сетки, последовательно с сеточными дросселями (г^или гс* на
рис. VII. 19). Так как в колебательную систему для паразитных
колебаний входит и индуктивность сеточного дросселя, то введе-
ние активного сопротивления в эту цепь приведёт к увеличению
затухания колебательного контура и уменьшению R^^p
Другой вид паразитных колебаний может возникнуть при па-
раллельном соединении нескольких ламп.
386
На рис. VII.20 приведена схема двухтактного усилителя вы-
сокой частоты с нейтрализацией, причём в каждом плече схемы
поставлены по две лампы параллельно. При правильной нейтра-
лизации схема будет устойчиво работать на рабочей частоте.
Однако, если рассмотреть, что представляет собой эта схема на
весьма высоких частотах (много выше рабочей), то придётся
принять во внимание индуктивность соединительных проводов,
а также учесть все междуэлектродные ёмкости ламп.
Рис. VII.21
Рис. VII.22
На рис. VII.21 изображена часть схемы, содержащая две
лампы одного плеча с учётом междуэлектродных ёмкостей и
индуктивностей выводов ламп и соединительных проводов. Не-
трудно видеть, что эта часть полной схемы подобна схемам свч
генераторов, рассмотренным в гл. V. Действительно, мы видим,
что здесь имеет место как бы двухтактная схема, в которой лам-
пы соединены между собой индуктивностями проводов, соеди-
няющих аноды ламп (La), между сетками включены индуктив-
ности соединительных проводов и выводов сеток (Lc), в катод-
ной цепи включены индуктивности проводов, соединяющих ка-
тоды ламп (LK).
В этой схеме точки а, с и к являются точками нулевого потен-
циала, и потому схема для одной лампы может быть изображе-
на так, как это показано на рис. VII.22.
При достаточно большом значении индуктивности катодного
вывода LK эта схема превращается в схему, изображённую на
рис. VII.23.
Такая схема, как уже указывалось, может самовозбудиться
и приблизительная частота генерации будет определяться фор-
мулой
______________1______________
^рар^-' z ~~ - •
1/ (L 4* L ) С ф - "к ск— I
у V ас" С +Сск )
\ Так как La и Lc (индуктивности соединительных проводов и
'выводов ламп) очень малы и ёмкости ламп также невелики, то
25* 387
Рис. VII.23
частота возникших колебаний получается весьма высокой.
В большинстве случаев она находится в диапазоне ультракорот-
ких волн. При этом необходимо отметить, что частота этих коле-
баний ни в какой мере не зависит от рабочей частоты данной
ступени.
Точно так же из рассмотрения схе-
мы на рис. VII.21 ясно видно, что ра-
бочие анодный и сеточный контуры,
нейтродинные конденсаторы и другие
элементы схемы подключены в нуле-
вые точки укв схемы и никак не могут
влиять ни на условия самовозбужде-
ния, ни на частоту генерируемых пара-
зитных колебаний.
Этот вид паразитных колебаний («двухтактные» паразитные
колебания) является чрезвычайно опасным: Дело в том, что, как
было сказано выше, индуктивность контура паразитных колеба-
ний весьма мала, а ёмкость — относительно велика (для часто-
ты паразитных колебаний). Поэтому колебательный контур па-
разитных колебаний обладает малым значением характеристики
— и, следовательно, малым эквивалентным сопротивлением на-
грузки Ra пар'
Кроме того, как правило, обратная связь, определяющаяся
Q
отношением —получается достаточно большой. Амплитуда
С С К
колебаний получается вследствие этого также очень большой.
Ввиду малости сопротивления анодной нагрузки режим работы
генератора получается недонапряжённым. лампы потребляют
большой анодный ток. При этом из-за малого значения кпд на
анодах ламп выделяется большая мощность. Аноды сильно разо-
греваются.
«Двухтактные» паразитные колебания имеют следующие от-
личительные особенности:
1. Сильно греются провода, соединяющие лампы между со-
бой, вводы в лампы, причём особенно сильно, как правило, гре-
ются вводы сеток. Это разогревание вводов сеток может при-
вести к трещинам в стекле около ввода и выходу ламп из строя.
2. Как указывалось выше, сильно разогреваются аноды ламп,
3. Ввиду того что Ranap мало и режим ламп недонапряжён-
ный, сеточный ток получается малым. Это приводит в ряде слу-
чаев к появлению дийатронного эффекта сетки, что вызывает
резкое увеличение анодного тока.
11 Довольно часто бывают случаи, когда эти колебания, возни-
кающие чрезвычайно бурно и быстро, вызывают внезапное сго-
&38
ранне предохранителей, так что обслуживающий персонал не
успевает заметить, по какой причине сгорел предохранитель.
Легко заметить, что применение нейтродинных конденсато-
ров не может служить мерой борьбы против такого рода пара-
зитных колебаний. В качестве мер борьбы с подобными пара-
зитными колебаниями можно указать следующие:
1. Весьма эффективной мерой является уменьшение индук-
тивностей проводов, соединяющих лампы между собой. При этом
уменьшается R№nap ~ и условия самовозбуждения ур-ний.
(VII.1) нарушаются. Вследствие этого колебания срываются.
Уменьшить индуктивность соеди-
нительных проводов можно, укоро-
тив эти провода, а для этого необ-
ходимо лампы расположить как
можно ближе одна к другой. В ка-
Рис. VII.25
Рис. VII.24
честве соединительных проводов лучше использовать широкие
ленты, так как они обладают меньшей индуктивностью, чем тон-
кие провода.
2. Возможно применение сопротивлений, вводимых в цепь
сеток (гс ) или анодов (га) (рис. VII.24). Эти сопротивления
уменьшают Rttnafn также нарушают условия самовозбуждения
для паразитных колебаний. Этот способ борьбы с паразитными
колебаниями является самым эффективным способом. Сопро-
тивления, вводимые в цепь сетки (величиной порядка несколь-
ких сотен ом), обеспечивают вполне устойчивую работу усили-
теля. Однако эти сопротивления можно ставить только в пере-
датчиках средних и- длинных волн, так как большие ёмкостные
токи, текущие через ёмкость анод—сетка при работе в диапа-
зоне коротких волн, будут сильно разогревать эти сопротивле-
ния и в них будет выделяться большая мощность. Сами сопро-
тивления нужно было бы выполнить достаточно громоздкими.
St Можно параллельно соединительным проводам включить
на одень коротких проводах безындукционные (силитовые) со-
противления. Это вносит очень большое затухание в контур па-
разитных колебаний. Для основной же частоты, которая много
389
ниже частоты паразитных колебаний, сопротивление основных
проводников относительно невелико, ток течёт в основном по
ним и дополнительные сопротивления не мешают работе.
4. Возможно уничтожение паразитных колебаний путём
включения ёмкостей на коротких проводах параллельно участку
•сетка—катод. При этом Z2 может изменить свой знак и условия
самовозбуждения могут быть нарушены. Однако необходимо
отметить, что включение этих ёмкостей ухудшает условия ра-
боты усилителя и уменьшает напряжение возбуждения.
Рис. VII.26 Рис. VII.27
Следующий вид паразитных колебаний может возникнуть в
цепях нейтрализации («нейтродинные» паразитные колебания).
Если рассмотреть, что представляет собой схема обычной
двухтактной ступени усиления для ультравысоких частот
(рис. VII.25), т. е. учесть индуктивности вводов ламп и соеди-
нительных проводов, то можно получить для каждой из ламп
эквивалентную схему, изображённую на рис. VII.26 ').
Так как ёмкос-ти С\ представляют малое сопротивление для
токов ультравысоких частот, а индуктивное сопротивление про-
вода катода LK велико, то эквивалентную схему (рис. VII.26)
можно упростить (рис. VII.27).
Нетрудно видеть, что эта схема является схемой укв автоге-
нератора. Частота генерируемых колебаний будет определяться
следующей приближённой формулой:
1
и —— ' ' ;
V (La±LC±LN)C
здесь так как Сак«Сас и CN^Cac.
Особенность «нейтродинных» паразитных колебаний и их по-
следствия такие же, как и «двухтактных» паразитных колеба-
’) На рис. VII.25 цепь, ^ходящая в контур паразитных колебаний одной
из ламп .изображена более толстой линией.
390
вий, рассмотренных выше. Меры борьбы с этими паразитными
колебаниями также сводятся к уменьшению индуктивности про-
водов, входящих в эквивалентную схему контура паразитных ко-
лебаний, включению параллельно входной ёмкости лампы до-
полнительного конденсатора и введению сопротивления в контур
паразитных колебаний. Для этого иногда шины, соединяющие
нейтродинные конденсаторы с лампой или контуром, делают из
нихромовой ленты или параллельно им ставятся силитовые со-
противления.
Рис. VII.28
Рис. VII.29
Паразитные колебания иногда могут возникнуть также и в
схемах, использующих тетроды или пентоды.
На рис. VII.28 изображена схема усилителя высокой частоты
на тетроде1). Если рассмотреть, что представляет собой эта схе-
ма для ультравысоких частот, то её можно изобразить, как эго
показано на рис. VII.29.
В качестве элементов колебательного контура могут служить
ёмкость анода лампы по отношению к земле Саз, ёмкость мон-
тажа и индуктивность проводов, соединяющих анод лампы через
конденсатор контура с землёй. В случае, если этот контур будет
обладать достаточно высокими частотой и добротностью, а сопро-
тивление заземления экранирующей сетки Zc, будет для этой ча-
стоты достаточно большим, возможно самовозбуждение ступе-
ни на частотах, определяющихся паразитными параметрами
анодной цепи.
Для устранения подобного самовозбуждения необходимо
применять уже известные правила: уменьшить по возможности
Z , уменьшить индуктивность проводов, 'соединяющих анод
лампы с контуром, поставить небольшие ёмкости параллельно
участку сетка—катод, включить сопротивление в цепи сетки.
При работе|ламп в недонапряжённом режиме иногда бывает,
что сеточный ток при увеличении напряжения возбуждения не
>) Цепь паразитных колебаний на рис. VII.28 обозначена толстой линией.
391
увеличивается, а за счёт динатронного эффекта уменьшается.
Это означает, что участок сетка—катод лампы становится участ-
ком, обладающим отрицательным сопротивлением.
Как известно, в цепи, в которой имеется отрицательное со-
противление, возможна генерация. Частота возникающих коле-
баний в этом случае будет определяться только параметрами
цепи, причём при отсутствии индуктивности в этой цепи возни-
кающие колебания имеют вид релаксационных колебаний.
Уничтожить этот вид паразитных колебаний возможно изме-
нением режима путём увеличения сопротивления нагрузки /?
или уменьшения анодного напряжения Еа. В некоторых случаях
удаётся избавиться от этих колебаний путём изменения пара-
метров сеточной цепи.
VII.7. обнаружение ПАРАЗИТНЫХ КОЛЕБАНИИ
Основными признаками паразитных колебаний являются:
1) наличие сеточного тока при подаче анодного напряжения
и отсутствии, напряжения возбуждения; ,
2) свеченйё нёоновой лампочки, помещённой вблизи анода
или сетки лампы, при отсутствии напряжения возбуждения;
3) отсутствие совпадения минимума анодного тока с макси-
мумом сеточного тока при изменении настройки анодного кон-
тура. Наблюдаются резкие скачки анодного и сеточного токов;
4) сильное нагревание вводов лампы;
5) тупая настройка приёмника при приёме данного передат-
чика. При достаточно высокой избирательности приёмника на-
блюдается настройка в нескольких точках.
Иногда (при малой обратной связи) паразитные колебания
возникают только при модуляции в моменты, когда лампа силь-
но открывается и работа переходит в область характеристики с
большой крутизной. При приёме в этом случае при некотором
увеличении глубины модуляции возникает сильный треск из-за
периодического появления паразитных колебаний и резкого из-
менения анодного тока.
Для выявления и изучения паразитных колебаний нужно, не
подавая напряжения возбуждения на сетку и напряжения сме-
щения (в схеме на триодах), подать анодное напряжение. В схе-
ме на пентодах необходимо дать некоторое смещение на сетку,
иначе анод лампы сильно разогреется и лампа может выйти из
строя.
Но надо дать смещение такой величины, чтобы было за-
метное значение постоянной составляющей анодного тока. По-
сле этого проверяют наличие паразитных колебаний по призна-
кам, указанным выше.
392
Если паразитные кол'ебания возникают очень бурно при по-
даче полного анодного напряжения, то можно подать понижен-
ное анодное напряжение, при котором паразитные колебания со-
храняются, а лампы и детали такой режим выдерживают. Ча-
стота возникших паразитных колебаний может быть измерена
волномером.
При укв и кв паразитных колебаниях обычно наблюдаются
следующие явления:
1) неоновая лампочка ярче загорается у проводов сетки, чем
у провода анода;
2) довольно сильно греются провода, идущие к сетке;
3) анодный, ток велик, сеточный — мал;
4) в маломощных ступенях с низким анодным напряжением
можно обнаружить эти колебания, приближая руку к элемен-
там схемы; при этом меняются сеточные и анодные токи.
Необходимо отметить, что оставлять ступень усиления при
возникших паразитных укв колебаниях долгое время включён-
ной не рекомендуется, так как это может привести к выходу
ламп из строя.
Признаками длинноволновых («дроссельных») паразитных
колебаний являются следующие:
1) при отсутствии внешнего возбуждения имеют место отно-
сительно большой сеточный ток и малый анодный;
2) наиболее яркое свечение неоновой лампочки наблюдается
вблизи анода лампы и анодного др.осселя. Причём отличитель-
ной особенностью является то, что неоновая лампочка горит
вблизи анодного дросселя, который в двухтактной схеме, как
правило, включается в точку с нулевым потенциалом по высокой
частоте;
3) если замкнуть между собой накоротко аноды ламп двух-
тактной схемы, то эти паразитные колебания не срываются;
4) так как мощности, выделяемые в ступени, при наличии
этих паразитных колебаний невелики, то возможно выдержи-
вать эту ступень под напряжением в течение некоторого време-
ни. При этом после выключения анодного напряжения можно'
убедиться в том, что анодный дроссель разогрелся.
После выявления паразитных колебаний и определения их
типа следует принимать меры борьбы, указанные выше.
Нами были рассмотрены виды паразитных колебаний в уси-
лителях высокой частоты. Однако часто паразитные колебания
возникают и в автогенераторах. Так, в автогенераторе, который
должен работать в диапазоне длинных волн, возможно возник-
новение укв паразитных колебаний (напЬимер, типа «двухтакт-
ных» паразитных колебаний) и, наоборот, в двухтактных авто-
генераторах коротких и ультракоротких волн часто возникают
«дроссельные» паразитные колебания.
393
Обнаружение паразитных колебаний в автогенераторах слож-
нее, так как нельзя снять напряжение возбуждения. Приходится
их находить по косвенным признакам и по признакам, приведён-
ным выше.
Методы уничтожения паразитных колебаний в автогенера-
торах те же, что и в усилителях высокой частоты.
ЛИТЕРА ТУРА
1. С. И. Евтянов. Радиопередающие устройства (гл. 14 и 15). Связь-
издат, 1950.
2. С. А. Д р о б о в. Радиопередающие устройства (гл. 14, § 3, 4). Воен-
издат, 1951.
Глава VIII
СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
VIII.1. ВВЕДЕНИЕ
В некоторых случаях требуется строить передатчики таких
больших мощностей, которые не могут быть получены от одной
или небольшого количества существующих типов ламп, вклю-
чённых по двухтактной или параллельной схеме. Для таких пе-
редатчиков можно было бы:
1) разрабатывать новые специальные лампы повышенной
мощности. В некоторых случаях именно так и поступают. Одна-
ко такой путь не всегда является приемлемым, потому что раз-
работка и организация производства новых типов ламп обхо-
дится дорого, а потребность в очень мощных лампах бывает не-
большой;
2) включать параллельно большое количество ламп сущест-
вующих типов. Этот способ получения больших мощностей ис-
пользовался в прошлые годы. В некоторых передатчиках прош-
лых лет включали параллельно по шесть ламп в каждом плече
двухтактной схемы, так что в выходной ступени работало до
двенадцати мощных ламп. Недостатки этого способа были рас-
смотрены в гл. III;
3) для получения больших мощностей выгодным является
метод сложения мощностей нескольких, сравнительно неболь-
ших по мощности ступеней. Этот метод целесообразно исполь-
зовать в радиовещательных передатчиках, особенно в тех слу-
чаях, когда передатчик работает без постоянного наблюдения
обслуживающего персонала. Передатчики такого типа состоят
из нескольких однотипных блоков, каждый из которых содер-
жит мощную ступень и может включать в себя также предвари-
тельные ступени усиления мощности и умножения частоты. Все
блоки возбуждаются от одного общего возбудителя, синфазно
модулируются одной звуковой программой и им£ют общую на-
грузку. Основным достоинством такой схемы является возмож-
ность включения и выключения блоков без перерыва работы все-
го передатчика. В случае повреждения одного из блоков его
395
можно выключить, а передатчик может продолжать работать
пониженной мощностью. Поэтому у передатчиков, построенных
по этой схеме, резко снижается количество технических остано-
вок, а это является одним из важнейших показателей качества
работы вещательных радиостанций.
Практическое применение получили следующие методы сло-
жения мощностей:
а) сложение мощностей нескольких ступеней в общем кон-
туре,
б) сложение в «эфире»,
в) сложение мощностей в фидере, питающем антенну, с по-
мощью мостовых схем.
VIII.2. СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ В ОБЩЕМ КОНТУРЕ
Блок-схема передатчика при таком методе сложения изобра-
жена на рис. VIII.1. На этой схеме ЗГ — задающий генератор;
УВЧ — усилитель высокой частоты, содержащий несколько сту-
Рис. VIII.H
пеней усиления и умножения частоты; £>ь В2,..., Бп—мощные вы-
ходные усилители высокой частоты (блоки). Контуры всех мощ-
ных ступеней свяЗаны с общим контуром, в котором производит-
ся сложение мощностей. Катушки связи L2 в общем контуре вклю-
чены параллельно друг другу. Общий контур настраивается пе-
ременной индуктивностью £3 и с помощью вариометра L$
связан с цепью антенны. .На схеме показана индуктивная связь
общего контура с антенной. Практически эта связь может быть
и ёмкостной. Между общим контуром и антенной с целью улуч-
шения фильтрации гармоник может быть включено несколько
промежуточных контуров. Возможной является также схема, в
которой катушки связи L2 включены не параллельно, а последо-
вательно. Последовательное включение катушек никаких преи-
муществ не имеет, но практически менее удобно и поэтому не
применяется.
Рассмотрим основные соотношения, характеризующие рабо-
ту схемы, изображённой на рис. VIII.1. Для упрощения рассуж-
396
дений будем пренебрегать потерями во всех контурах. Кроме то-
го, будем считать, что все контуры настроены, все блоки одина-
ковы и одинаково связаны с общим контуром. Электродвижу-
щая сила, наведённая в каждой из Катушек L2, будет равна
E^l^M., (VII 1.1)
' где Iк— ток в контуре каждого блока,
М[ — взаимная индуктивность между катушками Li и L2.
Мощность, выделяющаяся в общем контуре при работе всех
п блоков, будет
(VHI.2)
г «л 2 «л
Здесь R'a — сопротивление антенны, пересчитанное к обще-
му контуру.
Мощность, доставляемая каждым блоком Pi, в п раз меньше:
Р — — 72
/"а - 2 Л
«Яд
(VI П.З)
В последнем выражении член, стоящий в квадратных скоб-
ках, представляет собой сопротивление, вносимое в контур каж-
дого из блоков. Обозначая это сопротивление буквой ReH, имеем
Явн=мЫ1. (VIII.4)
«Яд /
Если один из блоков выключить (его катушка связи должна
оставаться включённой, иначе общий контур будет расстроен),
в работе останется {п—1)'блок, ток через катушку умень-
шится и будет равен
1'общ =, (VIII.5)
Ra п
где Е’2 — эдс, наводимая в катушках L2 оставшимися блоками.
Мощность, выделяющаяся в контуре, теперь будет опреде-
ляться формулой
Р' - 1 - 1 V = 1 / /’42 (“MJ2 М ~ 1 V
2 R'A \ п ) 2 ( к’ ’ R'a ‘ \ п ) '
а мощность, приходящаяся на долю каждого блока,
(VIII.7)
397
Сопротивление, вносимое в контур каждого блока, теперь
равно:
. r'm = ^..2zL, (VII 1.8)
Ra
Сравнивая выражения (VIII.6) и (VIII.2), убеждаемся, что
при выключении одного блока мощность в общем контуре умень-
I п — 1 \2
шается в I —— I раз даже в том случае, если ток в контуре каж-
дого из оставшихся блоков не изменится.
Сравнивая выражения (VIII.8) и (VIII.4), замечаем, что со-
противление, вносимое в контуры оставшихся блоков, умень-
шается в отношении ---. Следовательно, если первоначально
все блоки работали, например, в критическом режиме, то после
выключения одного оставшиеся перейдут в перенапряжённый
режим.
В телефонных передатчиках после выключения одного из
блоков изменение режима работы оставшихся блоков может
явиться причиной появления нелинейных искажений. Рассмот-
рим это несколько подробнее.
Пусть выходные блоки работают в режиме усиления моду-
лированных колебаний и при работе п блоков режим их подо-
бран таким образом, что в пиковой точке модуляции дости-
гается критический режим работы ламп. Если теперь один из
блоков выключить, тогда вследствие уменьшения вносимого со-
противления в контуры каждого из оставшихся блоков режим
работы их изменится и на пиках модуляции лампы будут попа-
дать в перенапряжённый режим. Сказанное иллюстрируется
рис. VIII.2a, где сплошной линией изображена статическая мо-
дуляционная характеристика одного блока до аварии, когда
совместно работало п блоков, а пунктирной — после аварии,
когда в работе остался (п—1) блок. Из рисунка видно, что
при больших коэффициентах модуляции усиление колебаний бу-
398
дет происходить с искажениями; модуляционная характеристика
на участке от ^CJ1IU4=O до = Uc маке не будет линейной. Для
того чтобы после аварии возможно было неискаженное усиле-
ние, нужно скомпенсировать уменьшение вносимого сопротивле-
ния в контуры оставшихся блоков. Это можно сделать, увели-
чив связь общего контура с антенной. После такой регулировки
режим работы каждого из оставшихся блоков станет таким же,
каким он был до аварии, каждый из блоков будет отдавать в
иагрузку ту же мощность, а общая мощность, отдаваемая в на-
грузку, уменьшится, потому что уменьшилось число блоков.
Рассмотрим теперь случай, когда выходные блоки работают
в режиме анодной модуляции. На рис. VIII.26 показаны стати-
ческие модуляционные характеристики до и после аварии. Из
рисунка видно, что в пределах от Еа=0 до Е а=Еамакс статиче-
ская модуляционная характеристика работающих после аварии
блоков остаётся линейной, поэтому искажения модуляции не
возникнут. Однако мощность, отдаваемая всеми блоками, умень-
шится значительно, потому что уменьшится не только число ра-
ботающих блоков, но и уменьшится мощность, отдаваемая каж-
дым из оставшихся блоков. Изменением связи общего контура
с антенной можно вернуть оставшиеся блоки в прежний режим
работы. Тогда мощность в нагрузке упадёт только за счёт изме-
нения числа работающих блоков.
Блок, в котором произошла авария, например перегорела
нить накала у лампы, становится потребителем мощности. Ток,
протекающий в общем контуре, будет наводить электродвижу-
щую силу в контуре неработающего блока. Несложные расчёты
показывают, что величина наведённого напряжения будет в де-
сятки раз превышать нормальное рабочее напряжение на кон-
туре. Чтобы не происходило повреждения деталей, все блоки
снабжаются автоматическими быстродействующими устройства-
ми, которые, как только напряжение на контуре превысит допу-
стимую норму, производят расстройку контура аварийного бло-
ка, снижают питающие напряжения на лампах и одновременно
резко уменьшают связь блока с общим контуром.
По схеме рис. VIII.1 была построена первая мощная радио-
станция РВ-2 им. Коминтерна. На этой станции в выходной сту-
пени имеются пять рабочих блоков по 100 кет каждый и один
резервный блок.
Сложение мощностей в общем контуре по системе блоков
может применяться в передатчиках, работающих в диапазоне
средних и длинных волн. На коротких и ультракоротких волнах
сложение мощностей в общем контуре не применяется вследст-
вие трудностей обеспечения синфазной работы блоков и труд-
ностей, возникающих при частой перестройке передатчика.
399
VIII.3. СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ В «ЭФИРЕ»
На коротких волнах вследствие изменения условий распро-
странения радиоволн приходится часто производить смену рабо-
чих волн, антенн и целесообразно маневрировать мощностями.
В часы хороших условий распространения радиоволн большая
мощность передатчика не нужна. В часы плохих условий распро-
странения мощности целесообразно увеличивать. Способ сложе-
ния мощностей в «эфире» даёт большие возможности манев-
рирования мощностями и поэтому широко применяется на ко-
ротких волнах. Блок-схема сложения - представлена на
рис. VIII.3. Два передатчика с самостоятельными антеннами и
Рис. VIII.3
возбудителями могут работать
на различных волнах с разны-
ми корреспондентами и пере-
давать различные программы.
При необходимости оба пе-
редатчика могут работать на
одной частоте на одинаково
направленные антенны. В этом
случае складываются электро-
магнитные поля. Этот способ
сложения принято называть сложением мощностей в «эфире».
В этом случае оба передатчика работают от одного общего воз-
будителя, одинаково настраиваются, но имеют раздельные ан-
тенны.
Для получения хорошей формы результирующей диаграммы
направленности двух антенн их необходимо располагать воз-
можно ближе друг к другу. Для ослабления связи между выход-
ными ступенями складываемых передатчиков антенны необхо-
димо разносить возможно дальше. Компромиссным решением
является разнесение антенн на расстояние — Л.
4
Чтобы электромагнитные поля, создаваемые двумя антенна-
ми, складывались, антенны необходимо питать синфазными то-
ками. Регулировка фаз токов, питающих антенны, производится
изменением настройки контуров маломощных ступеней передат-
чиков. Чтобы при -регулировке фазы не изменялась амплитуда
в выходной ступени передатчика, необходимо, чтобы после сту-
пени, где производится регулировка фазы, было бы несколько
ступеней, работающих в перенапряжённом режиме.
* Нарушение синфазности питания антенн приводит к пово-
роту результирующей диаграммы излучения антенн. Таким
способом можно поворачивать диаграмму в пределах 10—20°.
Попытка поворачивать диаграмму в больших пределах приво-
дит к искажению диаграммы излучения и уменьшению коэффи-
циента усиления антенн в главном направлении. При работе пе-
400 ,
редатчиков необходимо постоянно контролировать форму диа-
граммы излучения. Для этой цели вокруг антенн на расстоянии
нескольких длин волн устанавливаются постоянно действующие
измерители напряжённости поля. Показания этих измерителей
по проводам непрерывно передаются на пульт управления пере-
датчиков и по ним обслуживающий персонал судит о получаю-
щейся диаграмме излучения и, в случае необходимости, произ-
водит её корректирование.
Недостатками этого способа сложения мощностей являются:
а) необходимость большого количества антенн; требуется
комплект антенн на каждое направление и на каждую длину
волны,
б) сложность оборудования и его эксплуатации.
VIH.4. СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ В ФИДЕРЕ ПРИ ПОМОЩИ
МОСТОВЫХ СХЕМ
Рассмотрим сначала простейшую схему моста, изображён-
ную на рис. VIII.4. В этой схеме производится сложение мощно-
стей двух блоков А и Б с помощью моста, плечи которого обра-
зованы двумя одинаковыми реактивными сопротивлениями X
и двумя активными сопротивлениями — сопротивлением полез-
ной нагрузки RH и балластным сопротивлением R& Блоки А и Б
являются выходными ступенями двух пере-
датчиков, работающих синхронно и синфаз-
но от одного общего возбудителя. Мост, на
который нагружены эти блоки, сбалансиро-
ван, поэтому блоки работают независимо
друг от друга: изменение режима или от-
ключение одного блока не вызывает изме-
нений режима другого.
Направления токов, протекающих в пле-
чах моста, отмечены на рисунке стрелками.
Из рисунка видно, что в сопротивлении
RH токи от блока А и от блока Б скла-
дываются, а в балластном сопротивлении протекает разность
этих токов.
Можно так подобрать амплитуды и фазы напряжений, раз-
виваемых блоками, что токи 1А и /Б будут равны и синфазны.
В этом случае в балластном сопротивлении они будут полностью
компенсировать друг друга и никакой мощности в нём выделять-
ся не будет. В сопротивлении RH при этом будет выделяться сум-
марная мощность обоих блоков, т. е. будет происходит сложе-
ние мощностей.
Если вследствие аварии один блок будет выключен, в остав-
26—417 401
Рис. VIII.4
шемся блоке1 режим не изменится и блок будет отдавать ту же
мощность. Однако эта мощность теперь будет поровну распреде-
ляться между двумя сопротивлениями RH и R6. Это невыгодно,
так как приводит к бесполезной трате мощности на балластном
сопротивлении. Целесообразно усложнить схему введением уст-
ройства, которое автоматически будет выключать из схемы бал-
ластное сопротивление и одновременно изменять связь оставше-
гося блока с нагрузкой.
Для срабатывания автомата, производящего необходимые
переключения, можно использовать то обстоятельство, что при
нормальном режиме работы обоих блоков падение напряжения
на балластном сопротивлении равно нулю или очень мало, а при
аварии в любом из блоков падение напряжения на балластном
сопротивлении резко увеличивается.
До сих пор мы предполагали, что токи IА и IБ равны по ам-
плитуде и совпадают по фазе. Практически при работе схемы
в диапазоне коротких или ультракоротких волн это условие вы-
полнить трудно.
Положим, что ток, созданный блоком Б, отличается от тока
генератора А. Пусть
ГБ = к/л(созр+ i sin р); к=——. (VIII.9)
<4
Тогда для токов, протекающих через сопротивления RH и R6
можно написать:
4 = 1а + 1б = /л(1 Ф ксоэрф- iKsin Р)
1б = 1а — 1б = 1а(У — к cos р — i к sin Р)
а мощности, выделяющиеся в этих сопротивлениях, будут равны:
Рн = I2HRH=ARAi + к*+ 2/ccosp) 1 (VIII 11)
Л? =/б = Л V(1 + k2-2kcos р) J ’
Определим коэффициент полезного действия моста, как отно-
шение мощности, выделяющейся в нагрузке, к сумме мощностей,
выделяющихся в нагрузке и балластном сопротивлении
„ = . Р« = _L+«a + 2*cos{i , (Vj j j д2)
• Рн^гРб 2(14-к2)
На основании полученного выражения построены графики,
-приведённые на рис. VIII.5а и б. Эти графики показывают, что
коэффициент полезного действия мостовой схемы остаётся вы-
соким даже в том случае, когда токи не точно синфазны и не-
точно равны по амплитуде. Если сдвиг фаз не превышает 40°
.402 ‘
(VIII.10)
и амплитуды различаются не больше, чем на 20%, коэффициент
полезного действия уменьшается от единицы до величины поряд-
ка 0,87, т. е. остаётся ещё достаточно высоким.
Это свойство схемы делает её очень удобной для практиче-
ского использования и позволяет применять её не только в диа-
пазоне средних, но также в диапазонах коротких и ультракорот-
ких волн.
Рис. VIII.5
Рассмотренная схема практически неудобна, потому что на-
грузка для блоков не чисто активна и неодинакова. Сопротивле-
ния нагрузок для блоков будут:
+ i 2Х
(7?H+iX)(^4-iX)
R„ + i 2Х
(VIII. 13)
В некоторых случаях представляет неудобство также и то
обстоятельство, что выходы блоков и нагрузки должны быть сим-
метричными относительно земли.
Мостовая схема, свободная от
указанных недостатков, изображе-
на на рис. VIII.6. Полная симмет-
ричность схемы обеспечивает оди-
наковые условия работы блоков.
Определим условия, при которых не
будет влияния режима одного блока
на режим другого. Потребуем, что-
бы блок А не создавал разности по-
тенциалов на выходе блока Б. Для
Л
Рис. VIII.6
определения этих условий положим, что блок Б не работает, а
токи /а, /з создаются только блоком А.
Элементы схемы выбирают таким образом, что С У4®'
том этого сопротивления участков цепи, обозначенных на схеме
цифрами, будут:
26*
403
z18 =
i XbR6
R6±iXL
X?
—- + iXL
— *XC (Z12 — iXc)
Z12 — i 2XC
Г _y2
~ 1 XC I 57“+ ‘ (XL — XC)
xl
p + 1 (X L — 2Xc)
*\()
(VII 1.14)
Производя настройку, можно на рабочей частоте выполнить
условие
XL = 2XC. ' (VIII.15)
Тогда
Z13^-^~-i-^. (VIII.16)
Напряжения на различных участках цепи определяются из
выражений:
г г ERh . г г ^13 и 80 — , U 13 —
Лз + Я„ Z13+/?k
у ~'хсим 1 ERg
^12 7" 1 *С Z13 -р (VIII.17)
e[rh--^r6)
1/23—^30 + ^23— 7 n z13 -f- Кн
Для развязки блоков необходимо, чтобы последнее выраже-
ние (VIII. 17) было равно нулю- Это выполняется при условии,
что
R6 = 4RH. (VIII.18)
При работе обоих блоков каждый из них нагружен на сопро-
тивление
ZA = ZB = Z13+RH~2RH-i^-. (VIII.19)
Так как RH XL, сопротивления эти почти активны.
Легко показать, что при полной симметрии блоков в балла-
стном сопротивлении мощность не расходуется и вся выделяется
в сопротивлении нагрузки. При отсутствии симметрии остаются
справедливыми выражения (VIII.9) и графики, изображённые
на рис. VIII.5.
Для блоков, построенных по двухтактной схеме с симметрич-
ным вйходом, используется схема, изображённая на рис. VIII.7.
При одинаковых условиях работы блоков, равенстве всех кон-
денсаторов, составляющих схему моста, и RH=Re —R токи, соз-
404
даваемые блоками, складываются в сопротивлении нагрузки
RH и взаимно компенсируются в балластном сопротивлении R$.
При полной симметрии блок А не создаёт напряжения на выход-
ных зажимах блока Б и, наоборот, блок Б не создаёт напряже-
ния на зажимах блока А; таким образом, блоки полностью раз-
вязаны. Достоинством схемы является её простота. Некоторым
недостатком является то, что сопротивления нагрузок для бло-
ков комплексны. Легко найти, что
(VI 11.20)
где
С—ёмкость одного из конденсаторов, из которых составлен мост.
На коротких и ультракоротких волнах плечи моста могут вы-
полняться из отрезков коаксиальных или двухпроводных ли-
ний. В схеме рис. VIII.8a используются отрезки коаксиальных
линий длиной — Хи — А. Здесь блоки А и Б соединены с на-
4 4
1
грузкой RH отрезками линий длиной — А. Токи, создаваемые
блоками, в нагрузке складываются, и выделяется мощность, рав-
ная сумме мощностей блоков. Отрезки линий, соединяющих бло-
ки с балластным сопротивлением R6, отличаются на полволны.
Вследствие этого через Rg протекает не сумма, а разность токов,
и если эти токи точно противофазны и равны по амплитуде,
405
мощность, выделяющаяся в балластном сопротивлении, равна
нулю.
Схема для симметричных генераторов и нагрузки делается
из отрезков двухпроводных линий. Для поворота фазы в этом
О
случае нет необходимости делать один отрезок равным •— X.
4
Можно просто в одном из плеч
перекрестить концы, как пока-
зано на рис. VIII.85.
Для анализа работы таких
схем рассмотрим соотношения,
имеющие место в случае, когда
два генератора с эдс £j и Е2
соединены с общей нагрузкой
R отрезками линий длиной 1\ и
/2, как показано на рис. VIII.8e.
Пользуясь обозначениями, ука-
занными на рисунке, можно на-
писать систему уравнений:
Ег — U cos mlx 4- i /1 р sin т1г
= /i cos mix + i — sin т1х
. P
E2 — U cos /n/2 4- i 1'2 p sin /nZ2 ,
/2 = /2 cos mlt 4- i —- sin tnl2
P
U = (Л + 4) R
(VI11.21)
Рис. VIII.8
где U, Г,, Г2— неизвестные пока напряжение и токи;
£i и Е2 — эдс генераторов;
р — волновое сопротивление отрезков линий;
215
т — —
х
Решая эту систему уравнений, можно найти:
. г’ • Еъ sin 4- Etsin т1г
ij 4- J 2 = 1------------------------------------—
— p sin mZi sin m/2 4-i £ sin rn (Zi-f-/2)
£2 I
„ # cosm(Z14-/2)~ —— 4-ipcosm/iSin/nZ2
у _ _ L _______________El I__________________
1 p — psin mZ1sinmZ24-iZ? sinm (Zt4-Z2) J
406
(VI11.22)
Подставляя в первое выражение (VIII.22) Ei = E2 и Л = 4 =
= — Л, можно найти ток 1Н, протекающий через сопротивление
на резонансной частоте в Схемах рис. VIII-8 а и б. Для опре-
деления тока 1б, протекающего через балластное сопротивление
в схеме рис. VII 1.8а, следует положить Ех — Е2; Е = -1- X и /2 =
3 1
= —Л, а в схеме рис. VIII.8 6 Е\ =—Е2\ h = l2 =—X, Указанные
4 4
подстановки дают:
/« = Л + /2=-1^-; /5 = 0. (VIII.23)
р
Таким образом, на резонансной частоте (Х=4 /0 через бал-
ластное сопротивление Re в обеих схемах ток не протекает, и
вся мощность выделяется только в сопротивлении нагрузки. Лег-
ко убедиться, что для схемы рис. VIII.8 б условие Iб = 0 сохра-
няется не только на резонансной частоте, но и при 1\ = 1,2 ¥=—>.
Поэтому схема рис. VIII.8 6 может быть использована в более
широком диапазоне частот.
Второе выражение (VIII.22) позволяет определить ток, на-
гружающий генераторы при использовании мостовых схем. Ог-
раничиваясь схемой рис. VIII-8 6, у которой все плечи моста оди-
наковы, можно написать
Р
. Р .
1----sin а
2
-41-
2
cos а) — i RH sin а
Ег \ . р .
—---- — cos а — 1 — S1 п а
\ Е±) 2
(1 — cos а) — i 7?6sin а
(VI11.24)
где a=ir—; Х0=4/.
к
Из выражения (VI 11.24) следует, что полная развязка бло-
ков может быть получена только при условии, что RH=R6. Если
эти сопротивления не равны друг другу, ток, нагружающий
блок А. зависит от отношения — и имеет место влияние одно-
Ei
го блока на режим другого. Практически нагрузкой является
фидер, питающий антенну, в котором часто кбв не равен едини-
це. Входное сопротивление такого фидера комплексно и не
остаётся постоянным в диапазоне частот. Балластное же сопро-
тивление постоянно. Расчёты показывают, что если кбв фидера
407
не хуже 0,8, напряжение, создаваемое одним блоком на выходе
другого, может достигнуть (10—15)%. Такое влияние блоков
друг на друга практически является допустимым.
Кажущееся сопротивление нагрузки для блоков может быть
определено из выражения
7 _ 7 _ El _ Е2
zA-zE~-------—
'Л ‘Б
1 — cos а -К i к sin а- ( 1 -f-
cos2 а к® sin2 а
(VI 11.25)
где мы приняли RH—R6 =R; к=—; а=гс—=тг-£-—относительная
27? X /0
расстройка. Анализ этого выражения показывает, что активная
составляющая ZA при расстройке от =0,5 до -^- = 1,5 (трёх-
кратный диапазон частот) меньше всего изменяется (около
20%), если выбрать к=—=, т. е. при
(VIII.26}
Для выполнения условия (VIII.26) волновое сопротивление
плеч моста должно выбираться в 'К2 раз большим, чем волно-
вое сопротивление фидера, питающего антенну.
ЛИТЕРАТУРА
1. 3. И. Модель. Вопросы построения мощных радиостанций. Госэиер-
гюиздат, 11947.
2. С. И. Евтяиов. Радиопередающие устройства. Связьиздат, 1950.
Глава IX
СХЕМЫ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ с
ПОВЫШЕННЫМ кпд
IX. 1. ПУТИ ВОЗМОЖНОГО ПОВЫШЕНИЯ КПД
АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННЫХ ЛАМПОВЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
При определении кпд амплитудно-модулированного лампо-
вого генератора следует отдельно рассматривать режим глубо-
кой модуляции и режим молчания.
Из анализа, приведённого в гл. IV. видно, что кпд передат-
чиков с сеточной модуляцией при усилении модулированных
колебаний и с анодной модуляцией в режиме глубокой моду-
ляции получаются примерно одинаковыми (небольшое преиму-
щество у анодной модуляции с модулятором, работающим в ре-
жиме класса В)- Однако статистический анализ обычной пере-
дачи с амплитудной модуляцией (радиовещание) показывает,
что средний коэффициент модуляции за период передачи мал:
тср =0,2-?-0,3. Поэтому решающее значение имеет сравнение
энергетических показателей в режиме, близком к молчанию, и
здесь бесспорное преимущество с энергетической точки зрения
имеет схема анодной модуляции. Для нее кпд по анодной цепи
в телефонной точке т]г =0,7-<-0,8 (без учёта тока покоя модуля-
тора), тогда как при сеточной модуляции и усилении модули-
рованных колебаний т]г=0,35-=-0,38.
Таким образом, схему анодной модуляции можно считать
схемой с повышенным кпд, позволяющей построить АМ пере-
датчик с высоким промышленным кпд.
К недостаткам схемы анодной модуляции следует отнести
потребность в мощном модуляционном устройстве, сильно удо-
рожающем стоимость передатчика и делающем его более гро-
моздким.
’ Возникает естественное желание изыскать пути повышения
эффективности режимов сеточной модуляции и усиления моду-
лированных колебаний при сохранении главного достоинства
этих схем — применения сравнительно маломощного и малога-
баритного модулятора,
409
В пп. IX.2 и IX.3 рассматриваются две схемы усиления моду-
лированных колебаний (обе могут работать и в режиме сеточ-
ной модуляции), обеспечивающие работу с высоким кпд — это
схема Догерти и схема автоанодной модуляции, предложенная
Н. Г. Кругловым. По своим энергетическим показателям они
приближаются к схеме анодной модуляции, сохраняя преиму-
щества в части требуемой мощности модулятора.
Оригинальная система амплитудной модуляции с повышен-
ным кпд предложена Ширексом. Она основана на преобразова-
нии сигнала с фазовой модуляцией в сигнал с амплитудной мо-
дуляцией (так называемая модуляция дефазированием). Крат-
кое описание этой системы дано в п. IX.4.
Наряду с разработкой новых систем модуляции, обеспечи-
вающих новые качественные показатели и, в первую очередь,
высокий кпд в режиме молчания и глубокой модуляции, на про-
тяжении последних десятилетий предлагались усовершенство-
вания существующих систем, позволяющие повысить эффектив-
ность работы или собственно передатчика, или линии связи в
целом. Следует заметить, что большинство подобных предложе-
ний широкого распространения пока не получило.
Одно из предложений касалось работы ступени с сеточной
модуляцией при переменном уровне несущего сигнала. В режи-
ме глубокой модуляции рабочая точка выбирается на середине
линейного участка модуляционной характеристики, чем и обес-
печивается неискажённая глубокая модуляция (рис. IX.1). В пе-
риод молчания или при неглубокой модуляции рабочая точка
автоматически смещается в сторону меньших значений 1а1 за
счёт увеличения отрицательного смещения Ес. Таким образом,
мощность передатчика в режиме молчания уменьшается, а сле-
довательно, снижается и расход электроэнергии на его питание.
Для обеспечения нормальной работы схемы соответствующим
образом должны быть подобраны постоянные времени в цепи
автоматического регулирования смещения при переходе от мол-
чания к глубокой модуляции и обратно. Выбор постоянных вре-
мени производится с учётом физиологических свойств слухового
аппарата человека и свойств системы автоматического регули-
рования усиления приёмного тракта.
На первый взгляд использование схемы с переменным уров-
нем несущей повышает эффективность канала радиосвязи, од-
нако следует иметь в виду, что при молчании и малых уровнях
модуляции за счёт снижения уровня несущей понижается поме-
хозащищённость приёмного устройства (повышается чувстви-
тельность приёмника к сигналу помехи, что, в конечном счёте,
приводит к понижению качества радиопередачи). С этой точки
зрения, пожалуй, более интересной является схема с перемен-
ным уровнем несущей обратного действия. Здесь, как и ранее,
при глубокой модуляции рабочая точка находится в середине
410
линейного участка, а по мере уменьшения глубины модуляции
и при переходе к молчанию смещается в сторону больших зна-
чений 1а1 (рис. IX.2). Это приводит к увеличению мощности пе-
редатчика в телефонной точке в режиме молчания с одновре-
менным ростом кпд ступени и, следовательно, промышленного
кпд передатчика в целом.
Режиму молчания при этом соответствует понижение чувст-
вительности приёмника (при наличии АРУ). Для устранения
этого явления нужно предусмотреть компрессирование сигнала
модуляции, создавая ус-
ловия большего усиления
в модуляторе для сигна-
лов с низким уровнем.
С учётом таких .добавле-
ний схема с переменным
уровнем несущей обрат-
ного действия позволяет
•улучшить отношение сиг-
нал/помеха при малых
уровнях модуляции, что
приводит к повышению
Рис. IX.3
качества радиопередачи.
В другом предложении предусматривалось раздельное уси-
ление сигнала несущей частоты и спектра боковых полос при
.модуляции. Оба тракта работают на две самостоятельные ан-
тенны. Сложение спектров АМ колебания происходит в «эфире».
Блок-схема устройства показана на рис. IX.3.
Поскольку уровень несущей при модуляции неизменен, тракт
411
усиления несущей можно поставить в энергетически выгодный,
критический или слегка перенапряжённый режим.
Тракт усиления боковых полос включает балансный модуля-
тор БМ, на выходе которого остаётся спектр боковых полос и
подавлена несущая, и ступени усиления, работающие с углом
отсечки 0 = 90°. При молчании ступени усиления заперты и энер-
гетика передатчика в целом решающим образом зависит от эф-
фективности работы тракта усиления несущей. При глубокой
Рис. IX.4
модуляции результирующий кпд передатчика также оказывает-
ся достаточно высоким, так как оба тракта продолжают рабо-
тать с высоким кпд-
Практически реализация данной системы особых затрудне-
ний не встречает. Усложняется только контроль за работой пе-
редатчика, поскольку важное значение приобретает правильная:
взаимная фазировка высокочастотных колебаний в двух трак-
тах передатчика и в двух антеннах. Существенным недостатком
системы является наличие дополнительных фазовых сдвигов
между двумя раздельно излучёнными сигналами в месте приё-
ма. Фазовые искажения будут отсутствовать (если не учиты-
вать явления, называемого интерференционным федингом) в
точках приёма, одинаково удалённых от двух излучающих ан-
тенн. В общем же случае,, как это видно из рис. IX.4, разность
хода лучей d от антенн, разнесённых на расстояние D, опреде-
лится соотношением d=Dcosa. Здесь.а — угол между направ-
лением на корреспондента и прямой, соединяющей обе антенны.
Фазовый сдвиг, обусловленный разностью хода d, можно найти
из выражения ср = —360; при разнесении антенн на расстояние-
з
— X, обеспечивающее минимальную взаимную связь меж-
ду ними, ф = 270 cosa.
Векторная диаграмма модулированных колебаний при появ-
лении заметного фазового сдвига ср между сигналами несущей
и боковых частот в месте приёма показана на рис. IX.5. Пере-
412
дача оказывается искажённой, а если ф = 90°, она превращается
® передачу с фазовой модуляцией.
Рассматриваемая система может найти ограниченное приме-
нение в диапазоне коротких волн при использовании антенн с
острой диаграммой направленности.
1Х.2. СХЕМА ДОГЕРТИ
В схеме Догерти, представляющей собой усилитель модули-
рованных колебаний или ступень с сеточной модуляцией, энергия
® нагрузочной цепи развива-
ется за счёт совместной ра-
боты двух генераторов. Один
из генераторов работает в
течение всего периода сигна-
ла модуляции и обеспечи- va
вает, в частности, режим в
телефонной точке. Второй
генератор включается в ра-
боту при модуляции вверх. В
Рис. IX.6
пике модуляции оба генера-
тора развивают одинаковую мощность. Для получения высоко-
го кпд в телефонной точке первый генератор должен быть по-
ставлен в режим, близкий к критическому, и развивать мощ-
ность Р1Г = —(полагая, что второй генератор при
этом заперт.
Рассмотрим, пригодна ли для решения подобной задачи схе-
ма, изображённая на рис. IX.6. В этой схеме напряжение сме-
щения и напряжение возбуждения в сеточных цепях двух ламп
различны (возбудитель общий) и подобраны надлежащим об-
разом, так что выполняется обусловленный выше порядок вклю-
чения ламп в работу. Обе лампы нагружены на общее сопротив-
ление /?к, представляющее собой колебательный контур, связан-
ный с потребителем энергии.
Пусть режим в телефонной точке обеспечивает лампа Л
в этом случае она должна работать в критическом режиме. Ко-
лебательное напряжение баГ=1крЕа приложено как к лампе,
так и к колебательному контуру.
Исходя из условия линейности модуляционной характери-
стики, нужно потребовать, чтобы в пиковом режиме пи(С=2{/аГ
и, следовательно, коэффициент £ в пиковом режиме должен
быть в два раза больше, чем 1кр, т. е. порядка |=1,8-т-1,9, что
соответствует чрезвычайно перенапряжённому режиму. В обла-
сти перенапряжённого режима происходит сильное искажение
413
импульса анодного тока, рост тока /01 замедляется, модуляцион-
ная характеристика оказывается существенно нелинейной иг
практическое воспроизведение режима Ua nUK=2UaT оказывается
невозможным.
Для устранения указанного недостатка при работе двух ге-
нераторов на общую нагрузку Догерти предложил включать
между первой лампой и нагрузкоц согласующий четырёхпо-
люсник со специально подобранными параметрами. Для ком-
пенсации фазовых сдвигов между напряжениями и токами на
входе и выходе четырёхполюсника в сеточную цепь первой лам-
пы включается дополнительный фазовращатель. Схема, предло-
женная Догерти, показана на рис. IX-7.
Из теории известно, что четырёхполюсник, состоящий из
равных по абсолютной величине реактивных сопротивлений ви-
да, изображённого на рис. IX.7 (т. е. когда XL — Хс = X, где
XL — wL и Хс= -£-) и нагруженный на активное сопротивлениеR м.
X2
имеет входное сопротивление также активное, причем Rgx— —
Rh
Фаза напряжения на выходе четырёхполюсника отстаёт от
напряжения на его входе на 90°. Фазовращатель в сеточной це-
пи лампы Лt поворачивает фйзу напряжения возбуждения на
угол <р= + 90°. С учётом совместного действия фазовращателя и
согласующего четырёхполюсника токи в нагрузке от ламп
и Лп синфазны.
Для правильной работы схемы реактивные сопротивления
согласующего четырёхполюсника выбирают из условия Х=27?я.
Обозначения токов и напряжений, действующих в схеме, по-
казаны на рис. IX.7.
Зададимся исходным условием — в телефонной точке лампа.
Л1 должна работать в критическом режиме, а лампа Лп долж-
414
на быть заперта. Сопротивление, на которое работает первая
Хг
лампа, RaIT=— или, учитывая, что X=2RH, RaIT = Лампа
Р
Л { в телефонном режиме должна развивать мощность Р/т=~^ ,
или половину той пиковой мощности, которая приходится на
лампу Л1 (вторая половина мощности обеспечивается лампой
Лп). Полагая, что критический режим для лампы Л; удаётся
сохранить и в пике модуляции, приходим к выводу, что в теле-
фонной точке лампа Л1 используется по току на 50% от того ис-
пользования по току, которое имеет место в пике модуляции,
т. е- предельно лампа Л{ в телефонном режиме может отдать
половину номинальной мощности, указываемой в паспорте на
генераторную лампу.
Исходя из расчёта телефонного режима с ограничениями,
указанными выше, определяется RaIT, затем выбирается вели-
чина сопротивления четырёхполюсника X и отсюда RH. В ре-
зультате расчёта режима находится также напряжение воз-
буждения UclT и напряжение смещения Ес1 , причём задаются
0 = 90°. Напряжение возбуждения для лампы Лп выбирается,
исходя из обеспечения требуемой пиковой мощности с учётом
того, что напряжение смещения Ес{[ должно запирать лампу Лц
в телефонной точке.
При модуляции вниз продолжает работать лампа Л,, а лам-
па Лц остаётся запертой. Сопротивление RalTt на которое рабо-
тает лампа, неизменно. Ток первой гармоники Iпропорциона-
лен напряжению возбуждения 1Ус1> т. е. обеспечивается работа в
области недонапряжённого режима и линейный ход модуля-
ционной характеристики. Графики токов 7д1, 7а11 и напряжений
(7а/ и UH показаны на рис. IX.8. Их ход при модуляции вниз
обычен и особых пояснений не требует. Легко показать, что на-
пряжение на нагрузке в телефонной точке UнТ= в самом
деле, полагая, что в согласующем четырёхполюснике потери от-
г 1)2нТ
сутствуют, можно написать — ИЛИ’ П0СК0ЛЬКУ
= 4/?к, имеем ИмТ = и /а11г = 2/а1Г.
При модуляции вверх картина резко меняется. В работу
включается лампа Л, появляется ток /012 и общий ток, питаю-
щий сопротивление RH> равен сумме токов. 1а11-\Ла12. Величина
сопротивления, на которое нагружен согласующий четырёхпо-
415
люсник, R'H оказывается уже не равной сопротивлению RH.
Сопротивление R'H можно найти, разделив напряжение UM, дей-
ствующее на сопротивлении Ru, на ток на выходе четырёхполюс-
ника Iall,
R'H = ^.
“ 'oil
В. свою очередь, напряжение U н легко найти, зная R4 и ве-
личину суммарного тока, питающего нагрузку:
^н. ~ (Alli + ^aia)
Таким образом,
п' _____________________ D ^all+^012
,
К “г
/all
В телефонной точке /а12 =0 и R'H =RH. В пике модуляции мы
накладываем условие поэтому ^N'nuzc= 2, отсюда
сопротивление, на которое работает лампа Л; в пике модуляции,
Ксе1гшк~ ~т = 2 /?к, т. е. сопротивление Ral в пике модуляции ока-
зывается в два раза меньше, чем в телефонной точке. С другой
стороны, ток в пике модуляции за счёт увеличения напряжения
возбуждения увеличивается вдвое, поэтому колебательное на-
пряжение
Uat пик — Iat пик Ra I пик = lalTRa IT ~ UalTt
т. е. сохраняет туже величину, что и в телефонной точке. Режим
лампы Л t остаётся близким к критическому и для промежуточ-
ных значений тока / а1,в пределах от телефонного до пикового
режима. Графики токов и напряжений при модуляции вверх
416
г
приведены на рис. 1Х.8а и б соответственно. Там же показана
результирующая модуляционная характеристика для тока
(/0и-Ь-/а12). Ход графиков UaI и I а1 уже рассмотрен. Остаётся
коротко остановиться на ходе графиков /а11, /д12 и UH.
Вторая лампа, как и первая, при модуляции вверх открыта
и ток /о12 с ростом напряжения возбуждения U с11 линейно возра-
стает от нуля в телефонной точке до /в12ли№^оИл«к в пике МОДУ'
ляции.
Соотношение между токами I аг и /а11 в пике модуляции най-
дём из условия равенства мощности, подводимой к четырёхпо-
люснику, и мощности, поступающей от него в нагрузочную цепь.
В пике модуляций
/2 р ,2 р'
al пик, уог I пик ‘all пик г2 п .
~ --------Jail пик 1\н<
отсюда 1 а[[пак Iа1пик
Ток в нагрузке от первой лампы Iflll при модуляции вверх не
меняется. В самом деле, в телефонной точке /allT=2/flir, в пико
вой точке /в1ивк=«/01явк. Кроме того, /^=2/^, следовательно
1аппик ~ ^апт- Суммарный ток (/ац + Iali) линейно изменяется
в пределах всей модуляционной характеристики. По такому же
закону изменяется и напряжение на нагрузке Uк.
Для пиковой точки мощности, развиваемые каждой лампой,
одинаковы, поскольку, кроме условия 1аПпик — 1ахъпик > что обес-
печивается соответствующим подбором напряжений возбуждения
(7с/ и Ucil, одинаковы и сопротивления, на которые работают
лампы, /?’ = 2/?„.
’ Нпик н
В реальных условиях схема Догерти незначительно видоиз-
меняется (рис. IX.9). Нагрузочный контур / связан с антенной
или фидерной линией. Его
настройка производится та-
ким образом, чтобы актив-
ная составляющая парал-
лельной эквивалентной цепи и
имела заданное сопротив-
ление RH. а реактивная
составляющая — заданное
сопротивление ёмкостного Рис. IX.9
характера XC = 2RH , т. е. яв-
лялась элементом рассмотренного выше согласующего четы-
рёхполюсника. Второе ёмкостное сопротивление Хс этого четы-
рёхполюсника получается за счёт работы контура II. Подбор
индуктивного сопротивления четырёхполюсника производится
изменением индуктивности L.
27—417
417
Напряжения возбуждения U с1 и UclI поступают от предоко-
нечной ступени, которая работает в режиме сеточной модуляции
или усиления модулированных колебаний.
Определим соотношения между напряжениями возбуждения
Uci и а также напряжениями смещения EcJkEcJI для режи-
ма усиления модулированных колебаний. Для лампы Л1 угол &
выбран; 0 = 90°. Поэтому Ес1 — Е’с. Напряжение сдвига Е'с оп-
ределяется обычным путём. Напряжение возбуждения UcIT по-
лагаем известным из расчёта режима первой лампы. При моду-
ляции
Uci = Ucit (l~+-^cos£20.
Для второй лампы
исп = испт<[+
В телефонной точке анодный ток второй лампы равен нулю;
отсюда EclI — E'c—UcIIT . В пике модуляции UcJInaK = 2 UellT , сле-
довательно, в пиковом режиме лампа Л ц работает с углом от-
сечки 0 = 60° (рис. IX. 10). Не учитывая реакцию анодной цепи
Для пикового режима, имеем:
I al пик — fa 11 пик — SUC / пик 71 (90 ) ~ 0,5St7c / пик
И
fa 12 пик — SUC ц пик 71 (00 ) — 0,2SUc ц пик-'
ТОКИ 1аПпик И ^12 пик РЭВНЫ ДРУГ ДРУГУ- ПОЭТОМУ t7c/MuK =
ступень, возбуждающая лампу
=2,5t7c/ пик и 17с//г=?2,5 UС{Т.
При желании обе генера-
торные лампы можно поста-
вить в режим с одинаковым
углом отсечки 0 = 90°. Для
этого следует иметь два раз-
дельных предварительных
усилителя модулированных
колебаний или две ступени
с сеточной модуляцией. В од-
ной ступени усиливается весь
модулированный сигнал. На-
пряжение от этой ступени
подводится к лампе Лц
Вторая предварительная
Ли, заперта дополнительным
отрицательным смещением и усиливает сигнал только при мо-
дуляции вверх. В телефонной точке напряжение на выходе этой
ступени равно нулю.
Схему Догерти, как указывалось, можно поставить в режим
418
сеточной модуляции. Модуляция производится от общего моду-
лятора путём изменения смещений Ес} и Ес11- Мощность моду-
лятора при этом возрастает, и при большой мощности передат-
чика такое схемное решение нельзя считать целесообразным.
В заключение приведём интересный вариант схемы Догерти,
предложенный Н. М. Санкиным, И. Н. Рубинштейном и А. И. Со-
болевым. В этой схеме (рис. IX.11) функции согласующего че-
тырёхполюсника выполняет система двух связанных контуров /
и //. Оба контура настраиваются в резонанс. Лампа Л{ рабо-
тает в пределах всей модуляционной характеристики- В теле-
фонной точке выбирается режим, близкий к критическому. Лам-
па Лп включается при модуляции вверх. В пике модуляции обе
лампы отдают в нагрузочную цепь одинаковую мощность. Вно-
симое в первый контур сопротивление зависит от режима ра-
боты лампы Лн. Для телефонной точки и в пике модуляции
^справедливо соотношение /?вжЯИя==2^вит > и ё^сли кпд контура 1
п
достаточно велик, можно считать, что R„ , При перехо-
1 пик 2 1 А
де от телефонного режима к пиковому той 1а1 в два раза увели-
чивается, а сопротивление Ra в два рдза уменьшается и коле-
бательное напряжение не изменяется, поэтому у- лампы удаёмся
сохранить при модуляции
вверх неизменным режим,
близкий к критическому.
Для данной схемы остаются
справедливыми все графи-
ки, приведённые на рис. IX.8.
При практическом осу-
ществлении схемы Догерти
встречаются затруднения в
получении достаточно ли-
нейной модуляционной ха-
рактеристики. На модуляционной характеристике наблю-
дается характерный излом в зоне телефонной точки на уйасткё,
соответствующем моменту включения в работу второй генера-
торной лампы. Радикальным средством улучшения линейности
модуляционной характеристики является применение отрица-
тельной обратной связи. !
По схеме Догерти построены мощные вещательные передат-
чики в .Советском Союзе и за рубежом- Все они работают в диа-
пазоне длинных и средних волн и имеют по опубликованным
данным промышленный кпд до 50% с хорошими качественными
показателями (используется отрицательная, обратная связь)..
На коротких волнах и в диапазонных передатчиках схема Догер-
ти не находит применения из-за трудностей в настройке.
27*
Рис? IX. 11
419
IX.3. АВТО АНОДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Схема автоанодной модуляции предложена Н. Г. Кругло-
вым. Автоанодной она названа потому, что режим усиления мо-
дулированных колебаний или сеточной модуляции сопровож-
дается автоматической анодной модуляцией. Благодаря этому,
ламповый генератор удаётся поставить в энергетически выгод-
ный режим, примерно вдвое повысить использование генератор-
ных ламп по мощности и осуществить телефонный режим с вы-
соким коэффициентом полезного действия.
Простейший вариант схемы автоанодной модуляции, являю-
щейся ступенью с сетойной модуляцией, показан на рис. IX.12.
Отличительной особенностью схемы является наличие низкоча-
стотного дросселя в анодной цепи Ьдр. При выяснении принципа
действия схемы удобно воспользоваться понятием сопротивле-
' £
чий генератора постоянному току/?г =—Если напряжение
Рис. 1^.12
смещения изменяется по закону модулирующего сигнала Ес (Qi),
в такт с модулирующим сигналом будет изменяться режим гене-
ратора и, следовательно, сопротивление Дг.
Обратимся к рис. IX-13, на котором изображена эквивалент-
ная схема по низкой частоте для ступени с автоанодной модуля-
цией, и потребуем, чтобы постоянная времени цепи т=
была бы много больше периода сигнала модуляции для самого
низкого модулирующего тона т > тогда изменение посто-
янной составляющей l.aQ при изменении сопротивления Rr бу-
дет незначительным, тем меньше, чем больше т. При выполне-
нии инженерных расчётов режима автоанодной модуляции при-
ближённо полагают /о0= const. Всякое изменение сопротивления
Rr будет при этом сопровождаться изменением падения напря-
жения на нём Ea(Qt) =' I^Rr т- е: бУдет осуществляться ав-
томатическая анодная модулйция. Усреднённое за период моду-
420
ляции напряжение Еаср равно напряжению источника анодного
питания; при увеличении Rr относительно среднего значения на-
пряжение Еа>Еоср, при уменьшении Rr напряжение Еа<^Ёаср_
Изменение Еа обусловлено работой дросселя Ldp. Дроссель либо
отдаёт часть запасённой магнитной энергии, либо запасает её.:
Более широкое распространение получила схема автоанод-
ной модуляции с низкочастотными дросселями в цепи анода и
управляющей сетки, показанная в двух вариантах — при зазем-
лении катода (рис. IX.14а) или сетки (рис. IX.146) генераторной
лампы. Для этой схемы выполняется условие /а0 ~ const
и /с0~ const, следовательно, неизменна и напряжённость режи-
Рассмотрим возможный ход модуляционных характеристик
для схемы, приведённой на рис. IX. 14. Предварительно сделаем
некоторые замечания относительно выбора режима в пике мо-
дуляции.
^сср - Еаср Есср Еаср
Рис. IX.14
Ламповый генератор при модуляции целесообразно ставить
в перенапряжённый, близкий к критическому режим. В этих ус-
ловиях в пике модуляции он будет работать с более высоким
кпд. Как увидим далее, более высоким окажется и средний кпд
7]cp за период модуляции. Анодное напряжение в пиковом режи-
ме Еапак можно выбирать, как и при анодной модуляции, из ус-
ловия Еапак— 2ЕаТ. В этом случае можно существенно форсиро-
вать генераторную лампу по мощности так Же, как это делают
при анодной модуляции. Нижний угол отсечки обычно берут в
пределах 75—90°, для схемы с заземлённой сеткой 90°. Считая
пиковый режим исходным, его можно рассчитать, воспользо-
вавшись методикой, рассмотренной в пп. 12 и 13, или любым дру-
гим путём. В ходе расчёта определяются все токи и напряжения,
действующие в схеме, а также сопротивление анодной нагруз-
ки Ra. Найденные токи IaQ и 1с0 благодаря наличию дросселей
Ldpan LdPc будем считать неизменными в пределах всей модуля-
ционной характеристики.
421
Допустим, что импульс тока (»О-Н’С) и импульс анодного то-
ка ia имеют вид, показанный на рис. IX. 15 а. Незаштрихованная
часть соответствует импульсу анодного тока, заштрихованная
часть — импульсу сеточного тока. Площади импульсов тока
пропорциональны составляющим /а0 и 1с0. Поскольку токи /а0 и
/с0 постоянны, изменение режима генератора в пределах цикла
модуляции не будет сопровождаться изменением площади им-
пульсов анодного и сеточного токов. Рассмотрим, как будет из-
меняться нижний угол отсечки 0 при модуляции.
Из (II.53) для перенапряжённого режима
I^S(Ut-DU^
Перемещение по модуляционной характеристике от пикового
режима вниз происходит за счёт уменьшения напряжения воз-
буждения Uc. Поскольку Ia0 — const, можно утверждать, что %ОсЛ
Рис. IX.-15
должно увеличиваться. (Звязь между уОсл и углом 0 при неболь-
ших и неизменных значения^ коэффициента напряжённости при-
мерно такова же, как и между коэффициентом у0 для импульса
простой формы и углом 0. Следовательно, если тОсл увеличи-
вается, угол 0 растёт (см. график Для у0 на рис. П.21).
Если угол 0 при перемещении по модуляционной характери-
стике вниз, как мы установили, увеличивается, а площадь им-
пульсой 1а и Чс- неиЗм'енна, амплитуда импульсов должна падать.
’Форма импульса тока для какой-то промежуточной точки на
Модуляционной характеристике показана на рис. IX.15 б. При
дальнейшем уменьшении напряжения возбуждения угол 0 до-
стигает значения 0=180°, и далее появится так называемый
«остаточный» ток, т. е. анодный ток будет существовать в тече-
ние всего периода действия высокочастотного сигнала; но и в
этом случае в верхней части импульса тока останется вырез (за-
штрихованная площадь), обусловленный наличием сеточного
тОка. И для этой области сохраняется условие равенства площа-
дей в пределах периода высокочастотного колебания отдельно
для токов анода и сетки. Соответствующие импульсы показаны
на рис. 1Х.15в. Следует заметить, что для схемы автоанодной
'модуляции с двумя дросселями режим с остаточным током име-
ет место в пределах почти всей нижней половины модуляцион-
ной характеристики.
«22
На рис. IX. 16 приведено семейство модуляционных характе-
ристик для ступени с автоанодной модуляцией при трёх значе-
ниях коэффициента напряжённости: р = 0, р = 0,1 и р = 0,2. В
верхней точке выбран угол отсечки 0,цк = 75°. Полагалось, что
D = Q. Аналогичный вид имеют графики при D-^Q. Обращает на
себя внимание большая нелинейность модуляционных характе-
ристик, которая несколько уменьшается с увеличением коэффи-
циента напряжённости р. Коэффициент нелинейных искажений
достигает значений 20-4-25%.
Выбор в пике модуляции больших значений угла отсечки 0,
например 100-4-120°, приводит к уменьшению нелинейных иска-
жений (как бы отбрасывается наиболее нелинейная верхняя
часть характеристики), но существенно падают кпд ступени г1а
и средний кпд т]сР за период модуляции, что недопустимо.
В телефонной точке на уровне /а1Г= а1™к- уГОЛ бтсечки 0
Рис. IX.16
близок к 180° и кпд лампового генератора оказывается весьма
низким.
Уже из анализа модуляционных характеристик можно сде-
лать вывод, что схема автоанЪдной модуляции в простейшем ви-
де практического интереса не представляет и нуждается в даль-
нейшем усовершенствовании. Улучшения должны касаться двух
главных вопросов — получения достаточно линейной модуля-
ционной характеристики и повышения кпд в телефонной точке в
режиме молчания.
Для получения линейной модуляционной характеристики мож-
но использовать два способа, причём весьма целесообразно при-
менять их одновременно.
Первый и наиболее дейст-
венный способ — введение
отрицательной обратной
связи, которой охватывают-
ся выходной и остальные
высокочастотные ступени,
начиная от модулируемой, а
также последние ступени
модулятора. Напряжение
для цепи обратной связи
можно получить, детектируя
высокочастотный сигнал в
выходных цепях (на фиде-
ре).
Второй способ заклю-
чается^ в введении преды-
скажений. Так, если примен
из предыдущих ступеней передатчика, телефонную точку можно
выбрать на нижнем нелинейном участке модуляционной харак-
в одной
сеточная
423
теристики. При этом модуляция вверх будет существенно преоб-
ладать над модуляцией вниз. Именно такого рода предыскаже-
ния нужно вводить для компенсации нелинейности модуляцион-
ной характеристики выходной ступени с автоанодной модуляци-
ей. Требуемые предыскажения можно получить и многими дру-
гими путями, например рациональным построением схемы связи
между ступенями, выбором режима модулятора, введением в
модулятор балластных ламп и т. д.
Не менее важен вопрос о повышении кпд ступени с автоанод-
ной модуляцией в режиме молчания и малых уровней модуля-
ции. Для этого следует уменьшать угол отсечки анодного тока
в режиме молчания до значений @=75-j-90° вместо 0 =
= 150-^-180° в динамической телефонной точке при глубокой мо-
дуляции, сохраняя при этом режим, близкий к критическому.
Такая задача решается введением в схему автоматической ре-
гулировки напряжения'возбуждения и напряжения смещения в
телефонной точке в зависимости от уровня модуляции.
На рис. IX.17 приведена более полная схема двух последних
ступеней и модулятора коротковолнового передатчика с авто-
424
анодной модуляцией. В данном случае автоматическое измене-
ние режима в телефонной точке осуществляется за счёт вклю-
чения сопротивлений в сеточные цепи оконечной и предоконеч-
ной ступеней. Режим модуляции на пентодную сетку выбран с
заходом в область положительных напряжений на пентодной
сетке- В результате при больших уровнях модулирующего сиг-
нала за счёт тока пентодной сетки рабочая телефонная точка в
предоконечной ступени смещается в сторону меньших значений
анодного тока и напряжение возбуждения UcT, подводимое к
последней ступени, уменьшено. При малых уровнях модуляции
сеточный ток падает до нуля и напряжение возбуждения U сТ-
увеличивается. Изменение смещения в выходной ступени полу-
чается автоматически за счёт изменения сеточного тока в режи-
ме молчания и глубокой модуляции. Существенную роль играет
здесь выбор режима, близкого к критическому, даже слегка пе-
ренапряжённого. Увеличение напряжения возбуждения в теле-
фонной точке в режиме Молчания вызывает рост напряжённости
режима и, следовательно, рост сеточного тока. Это увеличение
сеточного тока ограничивается сопротивлением автоматического
смещения. В результате устанавливается новый режим с боль-
шим отрицательным смещением и, следовательно, с меньшим
углом отсечки анодного тока. В режиме молчания или малых
уровней модуляции постоянная составляющая анодного тока /а0
уменьшается, передатчик потребляет меньшую мощность и кпд
его возрастает.
Заметим, что постоянные времени в цепях автоматического
регулирования режима передатчика подбираются определённым
образом с тем, чтобы переходные процессы, связанные с изме-
нением режима, в минимальной мере искажали полезный сигнал
модуляции.
Рассмотрим энергетические показатели ступени с автоанод-
ной модуляцией в предположении, что обеспечена линейность
модуляционной характеристики.
а) Режим глубокой модуляции (ли=1).
Мощность, потребляемая от источника анодного питания:
(ЕасР=ЕаТ),
Р0 ~ Еат 1ай,
Результирующая мощность в пике модуляции (с учётом ра-
боты анодного дросселя)
Ро пик ~ ^Еат /ав-
Колебательная мощность в пике модуляции У р
Р1 пик "Ллик Ро пик ^Ъпик Ро-
425
Колебательная мощность в телефонной точке ’
р1Г=Лл-_ = -1-ппакР0.
Средняя колебательная мощность за период модуляции '
Р1Ср= 1,5Р1Г = 0,75^ Ро
или
Pl ср ^Ср Pq>
причём средний кпд. зависит только от кпд в пике модуляции:
= 0,75-v*.
Полученные соотношения справедливы для любой схемы ав-
тоанодной модуляции, если модуляционная характеристика ли-
нейна.
Из последнего соотношения видно, как важно увеличивать кпд
в пике модуляции. Полагая &пик = 75-4-90°, получим = 0,7-ь
-ь 0,8 и, следовательно, ожидаемый кпд по анодной цепи в ре-
жиме глубокой модуляции составит р сР = 0,52-4-0,6; он несколько
меньше, чем при обычной анодной модуляции без учёта потерь в
модуляторе, поэтому при автоанодной модуляции на анодах лам-
пы рассеивается заметная мощность, что и ограничивает ис-
пользование генераторных ламп по мощности.
б) Режим молчания.
Поскольку при молчании за счёт автоматических регулиро-
вок обеспечивается режим, близкий к критическому, с углом от-
сечки 0 = 75-4-90°, можно ожидать, что кпд по анодной цепи бу-
дет равен — 0,7-^-0,75.
К настоящему времени накоплен значительнный опыт внедре-
ния автоанодной модуляции в диапазонах длинных, средних и
коротких волн. На схему автоанодной модуляции переведён ряд
ранее построенных передатчиков, имевших малоэффективную се^
точную Модуляцию, причём одновременно с увеличением про-
мышленного кпд примерно до 40% вместо имевшихся 22-4-26%
Удалось почти удвоить мощность передатчиков. Реконструирован;
ряд коротковолновых передатчиков, предназначенных для ра-
диосвязи и вещания. Наряду со схемой автоанодной модуляции,
имеющей два дросселя в анодной и сеточной цепях, применяют-
ся й другие варианты, например схема с принудительным изме-
нением смещения и автоматической модуляцией напряжения
возбуждения и др. Несмотря на отдельные отличия, каждая схе-
ма обязательно имеет дроссель в анодной цепи, за счёт которо-
го и осуществляется автоматическая анодная модуляция.
Более детальное сопоставление показателей обычной анодной
и автоанодной модуляций показывает, что схема автоанодной мо-
дуляции позволяет, построить передатчик меньших габаритов и
426
более дешёвый, но в отношении качественных показателей и
промышленного кпд некоторое преимущество, видимо, остаёт-
ся на стороне анодной модуляции, поэтому при постройке но-
вых мощных вещательных передатчиков ориентируются пока на
классический вариант с анодной модуляцией и модулятором, ра-
ботающим в режиме класса В.
IX.4. МОДУЛЯЦИЯ ДЕФАЗИРОВАНИЕМ
Блок-схема передатчика с модуляцией дефазированием, пред-
ложенная Ширексом, показана на рис. IX. 18. Передатчик имеет
общий возбудитель, два фазовых модулятора, работающих от
одного усилителя сигнала модуляции, и два раздельных канала
усиления ФМ колебаний, работающих в режиме с .высоким кпд.
1 канал усиления фазобо модулирован-
ные колебаний
Пканал усиления фаъоЬомогЧулиробан-
, них колебаний
Рис. IX. 18
Выходные ступени связаны с общим нагрузочным контуром, в ко-
тором, как увидим далее, два ФМ колебания преобразуются в
АМ колебания. В каждом канале фазовый модулятор. обеспе-
чивает фазовую модуляцию с максимальным индексом модуля-
ции порядка т? =0,4ч-0,5. Для этих целей удобно применить схе-
му с балансным модулятором и последующим сложением в
нужной фазе сигнала несущей и боковых частот, в результате ко-
торого и формируется ФМ колебание. Подробнее об этой
схеме см. п. ХП.З. Модуляция в двух каналах противо-
фазна, т. е. если в одном канале за. счёт модуляции
получается увеличение фазы, то в другом получается
уменьшение фазы. В выходных ступенях между векторами вы-
сокочастотных токов двух каналов в режиме молчания обеспе-
чивается взаимный фазовый сдвиг порядка 1304-140°. Для
этих целей применяется специальный фазовращатель на выхо-
де возбудителя или осуществляется возбуждение каналов про-
тивофазным напряжением с дополнительной расстройкой кон-
туров тех ступеней, которые включены до модуляторов. Ступе-
42?
ни, в которых осуществляется усиление ФМ колебаний, жела-
тельно настраивать точно в резонанс, так как при этом об-
легчается контроль выбранного режима по показаниям изме-
рительных приборов, включаемых в анодную и сеточную цепи.
На рис. IX.19 показана векторная диаграмма эдс, наво-
димых в нагрузочном контуре, для трёх крайних случаев —
в телефонной точке (эдс Е1Т, Ецт и пике модуляции
(эдс Еш, Е[1П, Ерезп)и в нижней точке модуляционной характе-
ристики (эдс Е1н, Е11н). Предполагалось, что осуществляется
100-процентная модуляция: при этом для каждого Канала
^Ъакс= — (20-4-25°). При модуляции вниз в нижней точке фазы
векторов Е1н и ЕИн сдвинуты на 180° и результирующая эдс
в нагрузке равна нулю.
‘ В пике модуляции результирующий фазовый сдвиг между
эдс Е1П и Е11п равен (<?г — 2Д<р) и вектор результирующей эдс
Ерез П '— }/"£/п+ Епп-\- 2E{[jE//ncos (<pr— 2А<р).
В исходной телефонной точке
Рис. IX.19
Ерез т = Е^т 4- В// т 4- 2В/ TEU т cos <рг>
Результирующая эдс ЕРез оказы-
вается модулированной по амплитуде,
и при симметрии каналов фазовая мо-
дуляция в нагрузочной цепи отсутст-
вует вовсе. Заметим, что нагрузочный,
контур настраивается в разонанс и
между эдс Вр;з и током в нагрузке 1Я
1Ы фазовый сдвиг равен нулю.
С другой стороны, между эдс В, и
Вп, наводимыми в нагрузочном конту-
ре от каждого канала, и током в кон-
туре /н существует меняющийся при
модуляции фазовый сдвиг, в результа-
те чего в контуры выходных ступеней
вносится изменяющееся по величине
сопротивление, имеющее как актив-
ную, так и реактивную составляющие,
причём вносимое реактивное сопротивление для одного канала
носит индуктивный характер, а для другого ёмкостный характер.
Компенсацию реактивного сопротивления, вносимого в кон-
туры выходных ступеней, целесообразно производить вблизи те-
лефонной точки, При этом выходные ступени передатчика мо-
428 .
гут быть поставлены в энергетически выгодный перенапряжён-
ный режим с работой на активное сопротивление анодной на-
грузки. На других участках модуляционной характеристики кпд
передатчика будет пониженным из-за работы на расстроенную
нагрузку.
В нижней точке модуляционной характеристики ток нагруз-
ки /н = 0, следовательно, вносимое сопротивление R = О и
.Ха„=0.
При формировании ФМ колебаний и преобразовании их в
АМ колебание в модулированный высокочастотный сигнал вно-
сятся искажения. Для их устранения передатчик и модулятор
охватывают отрицательной обратной связью.
К недостаткам модуляции дефазированием следует отнести
громоздкость двухканального тракта усиления высокочастотно-
го сигнала и большую сложность настройки и поддержания выб-
ранного режима. В диапазоне коротких волн трудности эксплу-
атации передатчика дополнительно возрастают из-за большого
удельного веса различных паразитных Связей, влияющих на
результирующую фазу токов в выходных ступенях и в нагрузке.
Модуляция дефазированием находит пока ограниченное при-
менение в диапазоне длинных и средних волн.
ЛИТЕРАТУРА
1. Догерти. Новый высокоэффективный мощный усилитель модули-
рованных колебаний. PIRE. № 9, 1936.
2. Н. М. С а икии, И. Н. Рубинштейн, А. И. Соболев. «Экспе-
риментальное исследование новой схемы модуляции на сетку с повышенным
кпд». «Известия эл. пром, слабого тока», № 8, 1940.
3. Н. Г. Круглов. «Автоаиодная модуляция радиовещательных пере-
датчиков», «Радиотехника», № 2, 1949.
4. 3. И. Модель. «Автоаиодная модуляция в коротковолновых пере-
датчиках». «Радиотехника», № 10, 1957.
5. М. Ш и р е к с. Модуляция дефазироваиием при больших мощностях.
Научио-техи. сборник Ленинградского электротехнического ин-та связи, № 13,
1936.
Глава X
ОДНОПОЛОСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Х.1. ЭФФЕКТИВНОСТЬ ПЕРЕДАЧИ НА ОДНОЙ БОКОВОЙ ПОЛОСЕ |
В связи с повышенной эффективностью радиосвязи на одной 1
боковой полосе в настоящее время проявляется большой инте- |
рес к системам однополосной модуляции. Однополосная моду- ]
ляция находит очень широкое применение в многоканальной ра- 1
диосвязи. |
Спектр амплитудо-модулированных колебаний состоит из 1
трёх составляющих — несущей частоты и двух боковых полос: |
ifll = /а,г (1 4- т cos QZ) cos <s>Qt = Iair cos a>ot + 1
__ mln г. . 1
+ cos (w0 + 2) t + —cos (u)0 — 2) t.
При однополосной передаче осуществляется подавление в ра- 1
диопередатчике колебаний несущей частоты и одной боковой |
полосы. Тогда на выходе передатчика будут колебания одной бо- 1
ковой частоты ’): J
iai = ml a. cos (ш0 4- й) t ) (X 1) 1
cos (w0 — Q) t j ' 1
Выражения (X.l) содержат в себе информацию о передавае- ,|
мом сигнале: она заключена в т и Q. Интересно отметить, что |
огибающая однополосных колебаний не воспроизводит форму |
.исходного сигнала низкой частоты (как это имеет место при |
обычной амплитудной модуляции). Так, например, при модуля- i
ции одной частотой огибающая однополосных колебаний !
. 1) Впредь будем говорить об одной боковой полосе, подразумевая под
Q=2nF полосу модулирующих частот.
430
изображается прямой линией, расположенной параллель-
но оси абсцисс (рис. Х-1а). Частота высокочастотного заполне-
ния равна, как это следует из (X.l), fo+F. При модуляции сиг-
налом, состоящим из двух синусоидальных колебаний.с равны-
Рис. Х.1
ми амплитудами u2 = U sin Qt+,U sin 3Qt (рис. X.16), уравнение
колебаний одной боковой полосы (например, верхней) приобре-
тает ВИД . .1 • ij
= ml a, [cos (о>0 + 2) t 4- COS (d)0 4- ЗЙ) /] =
= 2m/a,cos (co0 + 2О)/-созй/. (Х.Г).
Графическое изображение ур-ния (Х.Г) показано на>
рис. Х.1 в. Частота высокочастотного заполнения равна /0 + 2/?.
Огибающая однополосных колебаний напоминает форму тока
после двухполупериодного выпрямления. В более общем случае
при модуляции сложным сигналом вида
и2 = V\ cos + U2 cos IV + • • •
однополосный сигнал может быть представлен в виде высо-
кочастотных колебаний с определённой огибающей [см. гл. XI,
соотношение (XI.26)]. Так, при модуляции двумя частотами
Й1 и йг и при огибающая приобретает вид, показан-
ный на рис. Х.1а. Легко убедиться, что при приёме сигнала, оп-
ределяемого выражением (Х.1) или (Х.Г), потребуется восста-
новление на приёмном конце колебаний несущей частоты. В
431
этом случае говорят, что приемник работает с местной несущей,,
частота которой строго синхронизируется с частотой подавленной
несущей в передающем устройстве.
Необходимо иметь в виду, что т в выражении (Х.1) не пред-,
ставляет собой коэффициента модуляции в обычном понимании.
Здесь т характеризует уровень громкости.
Однополосная связь возможна на магистральных линиях и;
и системе передачи программ вещания (с последующей ретранс-',
.ляцией) на коротких волнах с применением специализированных^
(т. е. профессиональных) приёмников. !
Вернёмся к вопросу об эффективности однополосной переда-'
чи. Этот вопрос удобно рассмотреть путём оценки эквивалент-;
ного выигрыша в мощности при передаче, получающегося в ре-
зультате перехода на передачу и приём одной боковой полосы/
При этом необходимо иметь в виду, что при двухполосной пере-
даче сигнал на приёме определяется верхней и нижней боковы-1
ми полосами и равен ;
= к (-F+~г~) =кт/^’ м
где к — коэффициент пропорциональности. $
Соотношение (Х.2) действительно для линейного детектора.
Далее предположим, что при переходе от двухполосной к'
-однополосной модуляции максимальная мощность, развиваемая ’
лампами выходной ступени передатчика, осталась неизменной-д
Тогда при переводе передатчика на однополосную работу вся •
.максимальня мощность передатчика используется на создание
колебаний одной боковой полосы. Выражение (Х.1) можно, еле-,
довательно, переписать в виде
1а, = ml а, макс COS (Фо -ф 2) t.
(Х.1"),
При этом на приёмном конце при линейном детектированииj
Uпр — Кт!а, макс ~ %KmIatT.
(Х.2');
Мы видим, что переход на однополосную работу даёт выиг- '
рыш по току (или напряжению) в два раза. Таким образом, пе-
реход на однополосную работу (при той же максимальной мощ-
ности передатчика) даёт выигрыш по полезному телефонному^
эффекту на приёме в два раза, что равносильно увеличению \
мощности передатчиков в четыре раза. )
432
Переход на однополосную
связь позволяет уменьшить по-
лосу частот, излучаемых пере-
датчиком, в два раза
(рис. Х.2)1). В связи с этим
может быть получен дополни-
тельный выигрыш в отношении
сигнал/помеха за счёт сужения —
полосы пропускания приёмки- '°
•ка в два раза. При помехах, р|ИС х.2
равномерно распределённых по
всему спектру, уменьшение по-
лосы пропускания приёмника в два раза даёт дополнительный
выигрыш в отношении сигнал/помеха по напряжению в V 2 раз:
7 сигнал \
\ помеха }обп ]/~2
/ сигнал \
\ помеха Jam
Соответствующий эквивалентный выигрыш по мощности
равен двум.
Суммарный эквивалентный выигрыш по мощности за счёт
лучшего использования ламп выходной ступени и уменьше-
ния полосы частот излучаемых колебаний равен Bs =4-2 — 8.
Однако необходимо заметить, что действительный выигрыш
может оказаться больше 8. Дело в том, что при однополосной
передаче исключаются нарушения фазовых соотношений меж-
ду колебаниями несущей частоты и боковых полос, которые
имеют место при двухполосной передаче, в силу особенностей
распространения коротких волн. Это обстоятельство способ-
ствует увеличению эквивалентного выигрыша по мощности при-
мерно в два раза.
Итак, переход на однополосную работу равносилен общему
выигрышу по мощности: В'г =8ч-16. Соответственно в децибелах
выигрыш по мощности составляет 94-12.
Эквивалентный выигрыш по мощности Въ имеет место
при условии, что полностью подавляются колебания второй бо-
ковой полосы и несущей частоты. Причём под «полным подав-
лением» мы подразумеваем уменьшение амплитуды подавляе-
мых колебаний по сравнению с амплитудой выделяемых ко-
') На этом рисунке, как н на других рисунках, спектры изображены в со-
ответствии с рекомендациями МККР: максимальной частоте соответствует
наибольшая амплитуда и наоборот.
28—417 433
0>31a,Maxt
b*F
Рис. Х.З ‘
^0
лебаний более чем на 40 дб, т- е. более чем в 100 раз *). Сказан-*
ное справедливо в отношении суммарного уровня всех подав-
ляемых колебаний. Вопрос о подавлении несущей частоты нуж-
дается в некотором уточнении. А'
Выше было указано, что восстанавливаемая несущая часто-
та в приёмном устройстве должна быть строго синхронизирд;,
вана с частотой подавляемой несущей. Во избежание искажений^
тембра расхождение между зна-”
чениями указанных частот не
должно превышать 10 гц при те-1
лефонной передаче и 1—2 гц npi?
радиовещании. Такое жёсткое
требование удовлетворяется в
современных однополосных пере-
датчиках двумя путями.
Первый путь синхронизации
несущих частот (подавляемой и‘
восстанавливаемой) заключается
в следующем. Колебания несу-
щей частоты подавляются не-пол-
ностью, т. е. передача производится с остатком несущей. Оста-
ток колебаний несущей частоты составляет примерно 10—20%
от максимального значения первой гармоники анодного тока.
Излучаемый остаток несущей частоты образует на приёмной
стороне тот опорный сигнал, с помощью которого производится
автоматическая подстройка местной несущей частоты.
В общем случае, полагая Iа1Т = &1а1 макс, выигрыш
лезному телефонному эффекту равен:
. 6 = 2(1—о).
Суммарный выигрыш по мощности равен:
ПО ПО-
Bi = (8-ь 16) (1—а)2.
(Х.З)
В том случае, когда /а1Г=0,1 /а1 макс (рис. Х.З), мощность ко-
лебаний выделяемой одной боковой полосы уменьшается на
19%: 1
Р16 — 0,5 (0,9/a, jmokc)2 Ra — 0,8 IPг макс-
Эквивалентный выигрыш по мощности получается при
этом в 6,54-13 раз, или в 8,15ч-11,15 дб.
’) Величина подавления колебаний нерабочей боковой полосы частоты j
может быть уточнена в каждом отдельном 'случае применительно к нормам ]
на паразитные излучения. 1
434 . J
Значительное уменьшение эффективности однополосной пе-
редачи вынуждает выбирать напряжение остатка несущей ча-
стоты небольшим. Однако чрезмерное уменьшение остатка не-
сущей недопустимо, так как он может, оказаться соизмеримым с
шумами, что будет затруднять работу автоматической подстрой-
ки частоты гетеродина в приёмнике. К тому же надо учесть, что
модуляционная амплитудная характеристика /а, (ис) являет-
ся в общем случае нелиней-
ной функцией, в связи с чем
уровень остатка несущей ока-
зывается зависимым от глу-
бины модуляции. Это объяс-
няется следующим.
Рис. Х.4
При работе усилителей однополосных колебаний с углом от-
сечки в 90° (целесообразность этого будет показана ниже) на
сетку лампы поступает напряжение высокой частоты: •
Uc = UcT COS <X>ot 4- mUc6 макс cos (о)о 4- 2) t,
где UcT — напряжение остатка несущей частоты;
^сбмаке — напряжение выделяемой боковой полосы.
При больших сигналах анодный ток определяется в основ-
ном линейным участком характеристики ia = f (ec)s^Se0
(рис. Х.4). При малой глубине модуляции необходимо считать-
ся с нижней кривизной статической характеристики анодного то-
ка. В этом случае анодный ток определяется параболическим
участком ABC: ia-aiec-]-a2e^. Легко видеть, что в этих усло-
виях остаток несущей частоты уменьшается, так как его вели-
чина пропорциональна коэффициенту at<S.
Для мощных генераторных ламп ai значительно меньше
S, что вызывает довольно большую зависимость уровня ос-
татка несущей (/а1Г) от глубины модуляции (рис. Х.5).
Современная однополосная радиосвязь довольно широко ис-
пользует излучение остатка несущей частоты для целей син-
хронизации. Однако трудности, связанные с этим, а именно:
28* ‘ 435
уменьшение эквивалентного выигрыша по мощности, завис»
мость уровня остатка несущей от глубины модуляции т и yd
ложнение приёмного устройства — создали предпосылки дл$
развития второго метода синхронизации частот — применена
высокостабильных генераторов. Подчеркнём, что речь идёт имен
но о высокостабильных генераторах в радиопередатчике и 1
приёмнике. Объясним это на нескольких примерах.
Допустим, что передача программ централизованного1) ра
диовещания производится на частоте 20 Мгц. Условие синхро
низации с точностью в ±1-=-2 гц может быть обеспечено прг
стабильности, частоты порядка 10—7-п-0,540 ~7. Соответствен
но для телефонных передач с точностью синхронизации i
±10 гц требуется стабильность частоты порядка 0,5 • 10~6. Вмес
те с тем, необходимо иметь в виду, что уходы частоты в переда
ющем и приёмном устройствах могут оказаться противопо
ложными по знаку, что делает требования к стабильности часто
ты ещё более жёсткими.
Современная техника получения точных частот позволяе'
успешно решить эту задачу. Собственно, здесь речь идёт о со
блюдении такого же порядка стабильности частот, как в сетг
синхронного вещания.
Этот путь синхронизации подавляемой и восстанавливаемо?
несущих частот является наиболее перспективным. При этом
возрастает эффективность передачи (так как излучаемые ко
лебания состоят только из боковой полосы) и отпадает надоб-
ность в специальной системе автоматической подстройки ча
стоты на приёмной стороне.
Говоря о. преимуществах однополосной
модуляции,
надо
ещё упомянуть, что данной системе связи не свойственны не-
линейные искажения и уменьшение действительного значе'
ния коэффициента модуляции, вызванное избирательными за-
мираниями и изменениями фаз компонентов обычных модули
ро®анных колебаний.
Вся Совокупность преимуществ однополосной связи приво
дит, по данным литературы, к тому, что для получения задан-
ной функции связи при однополосной передаче требуется мощ
ность примерно на 12 дб меньше, чем при двухполосной. Весь-
ма существенным преимуществом этой системы связи являет
ся уменьшение полосы излучаемого спектра в два раза, имею-
щее большое значение при существующей «тесноте в эфире» и
в многоканальной связи.
Эквивалентный выигрыш в мощности удобно проиллюстри-
) Централ1йзован1ны-м радиовещанием будем называть радиовещание i
последующим восстановлением несущей частоты в крупном администра1
тивном и промышленном центре и дальнейшей передачей по обычной систе-
ме амплитудной модуляции. '
436
И’ровать на одном примере. Телефонный передатчик с мощностью
в рржиме несущей в 50 кет развивает пиковую мощность в
200 кет. При переходе на однополосную работу тот же теле-
В фонный эффект на приёме может быть получен при мощности
В передатчика в 12,5 кет (при m—l). Это означает, что пере-
В дающая антенна, фидерная система, детали передатчика долж-
В ны быть рассчитаны на токи и напряжения высокой частоты, в
В четыре раза меньшие по сравнению с аналогичным двухполос-
ним передатчиком (Р}т — 50 кет). Габариты и вес передатчика
В при этом значительно уменьшаются.
В Наряду с этим однополосные передатчики являются очень
В экономичными. Предположим, что остаток несущей не зависит
от глубины модуляции, т- е. а = const. Тогда для усиления коле-
В баний при в = 90° можно записать
I ia. = 1а.т Cos «V -ф mlOl6 COS (<W0 ф- 2) t =
I = a/а, макс cos O)Qt + Ш (1 — a) Iа. макс COS (a>0 + Q) t. (X .4)
I Постоянная составляющая анодного тока также изменяется
I линейно в зависимости от т:
I iа, — а, макс ИГ (1—а)/в» макс- (Х.5)
I Выражения (Х.4) и (Х.5) определяют характер зависимо-
l стей колебательной и подводимой мощностей от коэффициента
> модуляции:
Рх^^Р1Макс + тЧ1~^РГмокс-, (Х.6)
PQ — а.Рй ма1!С + т (1 а.) Ра макс- (Х.7)
Подводимая мощность uPoMaKC потребляется лампой в ре-
жиме несущей частоты, т. е. необходима для образования остат-
ка несущей частоты. В динамических условиях (т. е. при
т>0) значение аР^макс не является неизменной величиной, а
зависит от т (см. рис. Х.5). Однако некоторое непостоянство
значения Р0Т=аР0 макс не может повлиять на общий энерге-
тический баланс однополосных передатчиков.
Для среднего уровня речевого сигнала подводимая мощ-
ность равна:
Р» ср ~ аР<> макс Д тср (1 О^Ръмакс' (^-^)
При а=0,1 и тср = 0,5, Ро ср= 0;55РОяакс.
Опубликованные в литературе данные о потребляемой мощ-
ности для среднего уровня речевого сигнала подтверждают по-
следнее соотношение. Например, для передатчика сР1макс~
= 45 кет. Рймак^^ квт Роср—35 кет; по ф-ле (Х.8) для
mf;,=0,5 и а = 0,1 получается POf/,=35,4 кет.
437
Мы видим, что однополосные усилители мощности являют^
системами с переменным потреблением энергии, причём'®
требление пропорционально уровню низкой частоты (т).
Заметим, что и коэффициент полезного действия являете
функцией глубины модуляции. На основании выражений (Х.(
и (Х.7) имеем
Зависимость т)=ф('т) для разных а показана на рис. Х.ба.
Однако важным является в данном случае то, что с уменьшени-
ем т уменьшается не только коэффициент полезного действия;'
но и непосредственно потребление энергии. 1
Малое потребление энергии однополосными передатчиками
является также показателем эффективности этих устройств.
Сравнение однополосных и двухполосных систем в отношении
потребления энергии должно быть сделано с учётом эквива-
лентного выигрыша в мощности. Допустим, что однополосный
передатчик мощностью Pi маке потребляет при т=\ мощность
Романе- Тогда телефонный передатчик с анодной модуляцией дол-
жен при выполнении той же функции связи обладать пиковой
мощностью 16 Р1Л10-си подводимая мощность (при модуляции)
соответственно равна 4Р0макс -ф РоМОд- При модуляции подво-
димая мощность к модулятору в режиме В изменяется пропор-
ционально т, т. е. РоМод^^тРоманс- Эквивалентное уменьше-
ние мощности потребления равно:
С= аР0мане + т^ ~^Р0МПКс == аЧ-т(1-«) (Х
О макс 1 0 макс 1
Эквивалентное уменьшение мощности потребления по-
лучается в среднем порядка 10. В общем, эквивалентное умень-
шение мощности потребления зависит от т и а. Эта зависимость
438
(для сравнения с анодной модуляцией) приведена на рис. Х.бб.
Пунктирной линией показано сравнение с сеточной модуляцией
при а = 0.1.
Большой эквивалентный выигрыш мощности при однополос-
ной передаче позволяет широко использовать эти системы для
многоканальной связи-
Х.2. СПОСОБЫ ФОРМИРОВАНИЯ ОДНОПОЛОСНОГО СИГНАЛА
Однополосный сигнал формируется из двухполосного, ам-
плитудно-модулированного колебания. При этом колебания не-
рабочей боковой полосы и несущей частоты подавляются. Ос-
новной трудностью является
подавление боковой полосы в ; /
диапазоне коротких волн. До- j
пустим, что передача произво- ) }/К-
дится на частоте 15 Мгц ' / !
Спектральная картина моду- 510 \
лированных колебаний пока- t5-/of-too istos-noo
зана на рис. Х.7. Колебания
несущей частоты могут быть Рис- Х.7
подавлены с помощью баланс-
ных модуляторов. Предположим теперь, что выделение нужной
боковой полосы (например, нижней) производится с помощью
фильтра (рис. Х.7). Тогда, очевидно, что в точке а, т. е. на гра-
нице верхней, боковой полосы, затухание фильтра должно удо-
влетворять требуемым нормам. Во избежание создания помех
соседним каналам затухание фильтра в точке а должно быть
не ниже 40 об. Из рис. Х.7 следует, что при затухании в 40 дб
крутизна ската фильтра должна быть равной:
S., = — = 0,2 дб/гц.
ф 200
Создание полосовых фильтров с подобной крутизной ската
на частотах коротковолнового диапазона (3—30 Мгц) не пред-
ставляется возможным. Легко также убедиться, что отфильтро-
вать одну боковую полосу в указанном диапазоне с помощью ко-
лебательных высокочастотных контуров невозможно.
Известно, что полоса пропускания резонансного контура
равна:
<ХЛ1>
При /о=15.1О6 гц и Q=300 полоса пропускания Af=50.I03 гц.
Соответственно при /о=3.106 гц и Q = 300 полоса пропускания
439
Af= 10-I03 гц. При такой ширине полосы пропускания не сущедИ
вует, разумеется, физической возможности создать затухание-£И
100 раз (40 дб) в узкой области в 200 гц (рис. Х.7). Я
Таким образом, непосредственное выделение рабочей бокОД
вой полосы с помощью фильтров не может быть физически реМ
лизовано. Выделение спектра боковой полосы с помощью фильМ
ров может быть произведено лишь при искусственном разнесении
боковых полос модуляции. Этот способ получения однополости
ной модуляции называется методом повторной балансной мои
дуляции. Формирование однополосного сигнала возможно так»
же с помощью схем многофазной модуляции. /д
Представляет также интерес система однополосной модуЯ
ляции с неподавленной несущей частотой- Речь идёт об оптц-З
мальной амплитудно-фазовой модуляции, предложенной С. И'Д
Тетельбаумом. Такая система модуляции позволит сократит^
спектр частот, занимаемый радиостанцией, примерно в два ра-л
за. Вместе с тем, подобная система модуляции (так как несу-я
шая частота не подавлена) позволит использовать передачу на|
одной боковой полосе для целей радиовещания. Однако разра-1
ботки данной системы находятся ещё в рамках научных иссле-ij
дований. j
Рассмотрим подробнее вопросы формирования однополос--!
ного сигнала. I
Выделение одной боковой полосы с помощью фильтров и
и повторной балансной модуляции Я
При применении повторной балансной модуляции подавле- 1
ние несущей и нерабочей боковой полосы достигается путём по- Я
следовательного разноса боковых полос модуляции. Необхо- I
димость такого разноса боковых частот вызвана, как было по- |
казано выше, тем, что частоты ыо+П и ы0—й отличаются од- 1
на от другой на малые доли процента по отношению к несущей. |
В самом деле, боковая частота отличается от несущей на ве- 1
личину I
с=±^-, %. I
/0 I
При fo = 2O-lOe гц F= 100-5-7000 гц, а=(5-КГ^-ЗБО- 1(Г4), % - |
Основой метода повторной балансной модуляции является |
искусственное смещение (транспозиция) боковых частот с по- I
мощью дополнительной модуляции на поднесущих частотах. 1
На рис. Х.8 приведена скелетная схема, иллюстрирующая полу- I
чение повторной балансной модуляции. В первом балансном I
модуляторе БМ-1 напряжение звуковой частоты F модулирует j
440 1
колебания повышенной частоты Fqi- Последняя выбирается та-
F
кои, что отношение — составляет проценты и даже десятки
Б 01
F
процентов. При таком отношении — фильтрация нерабочей
Foi
боковой полосы может быть достигнута с помощью полосово-
го фильтра Ф-1 или даже резонансного контура. Колебания не-
сущей частоты Fqi подавляются в балансном модуляторе БМ-1
(теория балансных модуляторов будет рассмотрена ниже).
Рис. Х.8
Допустим, что в фильтре Ф-1 выделяется верхняя боковая
полоса Foi+F. Затем колебания Частоты Fqi+F поступают как
модулирующая частота на БМ-П. В качестве поднесущей часто-
ты выбирается частота F02 > БОъ Дальнейший процесс преоб-
разования ясен из рис. Х.8, откуда следует, что боковые полосы
/?о2+/?о1 + /? и Fq2—(FOi-FF) оказываются значительно разне-
сёнными по частоте. Наряду с этим отношение остаётся до-
Foi
статочно большим, что позволяет осуществить фильтрацию с
помощью полосовых фильтров. Так. после последовательного
увеличения интервала между боковыми частотами представ-
ляется возможность подать на балансный модулятор передат-
чика однополосный сигнал на частоте Fo„ +... + F02+FQ} + F в ка-
честве модулирующей частоты. Непосредственно в передатчике
фильтрация боковой полосы достигается с помощью колеба-
тельных контуров, так как отношение
0 _ Тол 4- . . . + Fm 4- Fqi + F
fo
достаточно велико.
Спектр колебаний на выходе передатчика показан на рис. X.9’.
Остаток несущей преобразован в частоту
to —fo+F о„ + • • 4- F02 + Fm.
Технические возможности получения остатка несущей будут
рассмотрены ниже.
Рассмотренный способ однополосного преобразования тре-
бует применения значительного количества балансных модуля-
441
торов и фильтров. Так, однополосные передатчики более ран-
них разработок (например ОРМ, ПКБ-1) включают в себя две-
четыре ступени повторной балансной модуляции (первая под-
несущая частота Fqi — 10-4-48,5 кгц) со сложными и громоздки-
ми АС-фильтрами. Относительно малая крутизна скатов фильтра
не позволила получить высокий уровень подавления нерабочей
•боковой полосы. В современных однополосных устройствах при-/
меняются широкополосные кварцевые или электромеханические
•фильтры.
При использовании кварцевых фильтров удаётся доводить
первую поднесущую частоту до 100 кгц, а при применении элек-
тромеханических фильтров — до
'250-4-500 кгц. Очевидно, что в этом
-случае сокращается количество сту-
Рис. Х.9
Рис. Х.10
шеней повторной балансной модуляции. Кроме того, кварцевые
и электромеханические фильтры обладают большой крутизной
ската (порядка 0,05 дб)гц), что способствует высокому подав-
лению нерабочей боковой полосы. Кварцевые и электромехани-
ческие фильтры позволяют достичь подавления второй боковой
полосы порядка 50-4-60 дб.
Основными элементами данного способа однополосного пре-
образования являются балансные модуляторы и широкополос-
ные фильтры-
В результате балансной модуляции, как увидим дальше,
осуществляется подавление несущей частоты.
В тракте формирования однополосного сигнала находят ши-
рокое применение кольцевые (двойные двухтактные) и двух-
тактные балансные модуляторы. Первые выполняются обычно
ша купроксных или кристаллических диодах. В двухтактных
•балансных модуляторах используются часто в качестве нели-
нейных элементов электронные лампы. Рассмотрим вначале
(работу двухтактного балансного модулятора (рис. Х.10).
Предположим, что характеристика нелинейного элемента
.i=f(u) описывается уравнением второго порядка:
I = а0 4- сци + сциг, (X. 12)
где и — напряжение, приложенное к нелинейному элементу.
442
Из рис. Х..10 следует, что напряжение поднесущей частоты «
подаётся на оба нелинейных элемента синфазно, а напряжение
низкой частоты — противофазно. Напряжение U а управляет
сопротивлением нелинейных элементов, одновременно закрывая
и открывая их. При полной симметрии плеч балансного модуля-
тора напряжения, подаваемые на нелинейные элементы, соот-
ветственно равны:
Us
и1 = -у- cos Qt 4- Um cos ш/,
UQ
щ =--------cos Qt 4- Um cos at.
2
Напряжение на выходе балансного модулятора пропорцио-
нально разности токов 1\—i2, т. е.
У-вых ~ b {ii i2), (Х.13)
где b — коэффициент пропорциональности-
Для определения спектрального состава напряжения (Х.13)
нужно найти соответствующие составляющие ц и i2 с помощью
полинома (Х.12)- При этом можно, разумеется> исключить коэф-
фициент а0, характеризующий постоянную составляющую тока.
Тогда получим:
( us \ / ив V
й = «i I ~2~ cos Qt + cos at i + a2 I-g- cos Ш 4- Um cos at j ;
/ UQ \ V
i8 = ar I--cosQ£ 4- (/fflcoso)fl 4- a2l-g— cos Ш 4- (JwcoswZ I .
После очевидных преобразований получаем
ивых — b [°1^2 cos + й2^е cos (a) -f- £2) г* 4-
4- Um cos (® — £2)^]. (X.13')
Выражение (X.13') даёт представление о спектральном со-
ставе выходного напряжения.
В спектре выходного напряжения отсутствуют колебания
несущей частоты, которые оказались подавленными в резуль-
тате преобразования частоты. В этом заключается главная функ-
ция балансного модулятора. В результирующем сигнале и вых
«содержатся колебания боковых полос и частоты £1 В действи-
тельности характеристика нелинейного элемента i=f(u) опре-
443
деляется полиномом более высокого порядка и спектр выходного
сигнала расширяется (рис. Х.11а). В целях сравнения на
рис. Х.116 приведена картина идеального спектра, который же-
лательно получить на выходе балансного модулятора.
а)
й>-Я ы+Л
Рис. Х.11
cj+3-Я
2ы
За>-Я Зсо+Я
Зш
Мы видим, что характерным для
схемы рис. Х-Юа является появле-
ние многих побочных продуктов мо-
дуляции. Весьма нежелательными
являются, в частности, гармоники
частоты Q, которые могут оказать-
ся в спектре боковых полос. Более
совершенной в этом отношении яв-
ляется кольцевая схема балансного
модулятора (рис. Х.12). Сравнивая схемы рис. Х.10 и Х.12,
легко убедиться, что последняя представляет собой парал-
лельное включение двух обычных балансных модуляторов.
Рис. Х.12
ГЛ ГЛ
ш вкиод
Рис. Х.13
Однако схема включения нелинейных элементов такова, что в
выходном напряжении не содержатся составляющие с частота-
ми Q и nQ. Это вытекает из эквивалентной схемы, показанной на
рис. Х.13. При полной идентичности характеристик нелинейных
элементов точки а и b оказываются эквипотенциальными (по отно-
шению к V2 cos Ш) и разность потенциалов между этими точками:
равна нулю. В самом деле, напряжения и2и ивых включены в
разные диагонали сбалансированного моста, состоящего из.*
идентичных нелинейных элементов.
444
Соображения, высказанные о спектре выходного сигнала
кольцевого модулятора, могут быть подтверждены аналитически.
Напряжения на нелинейных элементах соответственно равны:
Со Со
= -у- cos Qi 4- иш cos wi; и2 = -j- cos Qi — cos wi;
Cp Ua
U3 —----2~cos cos «4 =---2~ C0S C0S
Полагаем, что характеристики всех четырёх нелинейных эле-
ментов идентичны и описываются ур-нием (Х.12). Напряжение
на выходе схемы пропорционально разности токов попарно вклю-
чённых элементов:
ивых = b [(‘1 — »з) — (»'« — *2)] = Ь (ix + ia — i3 — i4). (X.14)
После простых преобразований выражение (Х.14) приобре-
тает вид
ивых — 2ba2U3 Ua [cos (<о + Q) t + cos (ш —- Q) i]. (Х.15)
Как следует из выражения (Х.15), в спектре выходного сиг-
нала кольцевого модулятора не содержится напряжения ча-
стоты Q. Более того, при разложении функции i=f(u) в ряд с
более высокими степенями членов в спектре выходного напря-
жения будут отсутствовать гармоники 3Q, 5Й и др. В этом и
состоит основное преимущество схемы кольцевого модулятора.
Вместе с тем надо заметить, что реальный спектр частот по-
лучается несколько шире в силу тех же причин, которые были
упомянуты при рассмотрении обычной схемы балансного мо-
дулятора. Спектр частот кольцевого модулятора показан на
рис. Х.14.
со-ЗЯ" OJ со+<ЗЯ 2а>
Ряс. Х.14
Зсо-Я Зсо+Я
I I______
Зш
К преимуществам данной схемы относится также увеличе-
ние в два раза амплитуды полезных колебний (боковых по-
лос). Этого можно было ожидать, так как схема рис. Х.12 пред-
ставляет собой, по сути дела, параллельное включение двух
445
обычных балансных модуляторов. Сопоставление спектров
рис. Х.14 и X I1 иллюстрирует высокое качество кольцевой
схемы.
Необходимо заметить, что наиболее значительные дополни-'
тельные продукты модуляции на частотах ®±2Q и ®±3Q за-
висят от отношения уу—
стоты, приложенное к
/Гм
00/5
0
O,DW-
0,005-
0025 0,050 0075 0ЮО
Рис. Х.15
, где Uq — напряжение низкой ча-
тт us
диоду. Чем меньше отношение уу— ,
^<0
тем меньше нелинейные искаже-
ния1)- При оценке нелинейных
искажений будем считать полез-
ным сигналом колебание боковой
полосы to + Q. Не вдаваясь в
подробный анализ нелинейных
— искажении, приводим прибли-
жённую формулу для расчёта
коэффициента нелинейности:
u 's 42
2 I и2
^<o±S
При заданной величине коэффициента нелинейных иска-
l/g
жений можно определить отношение у- по кривой рис. Х.15.
Непосредственно значения U's и Um могут быть определе-
ны из максимального обратного напряжения на диоде Ема1(С.
Для этого должно быть выполнено неравенство
V « -j- Uq <С Емакс,
Е
МдкС
U'2
В ф-ле (X. 17') отношение уу— выбирается, исходя из до-
пустимых нелинейных искажений.
Входное напряжение низкой частоты (на вторичной обмот-
ке) устанавливается из соотношения
Еех й — Eq (2 }/ К ) ,
Kp =
= 0,13
(X.16)
(X.17)
U,
(X.17'>
l) Следует иметь в виду, что слишком малые значения UQ также недо-
пустимы, так как при этом начинает значительно сказываться влияние помех
и шумов.
446
где к — отношение сопротивлений нелинейного элемента в»
запертом и открытом состояниях:
„ Raan
tv — — — .
Romup
Представляет интерес вопрос о нагрузке генератора несу-
щей частоты. При достаточно больших амплитудах напряжения
несущей частоты U а можно полагать, что каждый диод открыт
или заперт в течение полупериода. Иными словами, можно счи-
тать, что независимо от действия напряжения низкой частоты
(при сохранении условия диод работает с неизмен-
ным углом отсечки в 90°. Сопротивление диодов в прямом на-
правлении для тока несущей частоты равно при этом 2/?от;ф.Од-
нако за этот же полупериод открываются одновременно два дио-
да и сопротивление нагрузки генератора несущей частоты в два
раза уменьшается:
Rw = RomKp- (Х.18>
Таким образом, генератор несущей частоты нагружается (на
вторичной обмотке) сопротивлением ЯОткр’ что и должно быть
принято во внимание при расчёте режима генератора.
Сделанные выводы относительно полного подавления не-
сущей частоты в балансном кольцевом модуляторе справедли-
вы, как было отмечено, при условии полной идентичности ха-
рактеристик диодов. Очевидно, что в практических ус-
ловиях получить полную идентичность характеристик дио-
дов невозможно. При этом колебания несущей частоты
подавляются не полностью. Разброс параметров диодов,
(хотя бы небольшой) всегда существует, кроме того, изменение
окружающей температуры увеличивает разброс параметров..
Уровень несущей частоты на выходе схемы, таким образом, не-
постоянен и зависит от изменений температуры и амплитуды на-
пряжения низкой частоты.
Кроме того, на уровень несущей частоты особенно заметно,
влияют изменения сопротивления диодов в прямом направлении.
Так можно приближённо считать что напряжение несущей на
выходе модулятора равно:
U'a^ — иш(х— 1), (Х.19>
К
где х — отношение максимальной величины сопротивления дио-
дов в .прямом направлении к минимальной. Соотношение (Х.19)
справедливо для случая, когда сопротивление источника несущей
частоты значительно больше R^p-
Если сопротивления диодов отличаются на ±5%, т. е. х=1,1,
то ёЛ = 0,64 67ш, что соответствует подавлению несущей на 24 дб
(относительно Um). Относительно амплитуды колебаний боко-
447
вой полосы подавление получается порядка 18 об. При боле§
•тщательном подборе характеристик можно получить уменьшен
ние несущей (относительно ию) на 60 дб- Но и при этом разлф
-чие температурных коэффициентов четырёх диодов значительна
увеличивает уровень несущей. t,
Уменьшение влияния разброд
са характеристик диодов на уро*'
вень подавляемой несущей может*1
быть получено путём включения»
. достаточно больших активных';
сопротивлений R > RomKp в каж-.j
дое плечо кольцевого модулятора)
(рис. Х.16). В этом случае отно-$
шение мгновенных значений несбалансированного тока к пол- )
яому току несущей равно:
/ tx Remap
У<о
Рис. Х.16
Raan + 21?
Raan
(Х.20)
)ПрИ R^RontKp ^3an^>RoniKp‘
Легко убедиться, что минимальное
при R = со. Тогда
значение у имеет место
п , .. Remap
У мин = 2 (X - 1)
Raan
(Х.21) ;
При R — Rsan соотношение (Х.20)
приобретает вид
, ГУ I Коткр
у' = 3 (X — 1) —----
Кзап.
1 >^Умин>
(Х.20')
к
R
т. е. уровень подавляемой несущей выше минимально возмож-
ной величины на 50 % • Однако включение больших активных \
•сопротивлений R влечёт за собой увеличение потерь, что неже-
.лательно.
Высокое подавление, характеризующееся соотношением
(Х.21), может быть достигнуто также применением схемы
(рис. Х.17). Переменные сопротивления в цепи катода служат
для балансировки обоих плеч- Данная схема эквивалентна, по
сути дела, схеме рис. Х.16 при R -> оо . Анализ показывает, что
в этих условиях остаток несбалансированной несущей зависит
в равной мере от разброса сопротивления диодов в прямом и
обратном направлениях. Это обстоятельство является принци-
пиально важным и указывает на необходимость подбора пара-
метров диодов не только в прямом, но и в обратном направле
.ниях.
В современных однополосных устройствах кольцевые моду-
ляторы выполняются часто на германиевых диодах, что позво-
ляет их использовать на высоких частотах.
Рис. Х.17
Выше было упомянуто, что непосредственно в передатчике
модулирующей частотой является Fq=/''(W+...+/:'o14-F , а несу-
щей является частота возбудителя /0 (рис. Х.18). Здесь речь
идёт о довольно высоких уровнях, и балансный модулятор вы-
полняется обычно на электронных лампах (рис. Х.19).
Рис. Х.18
Оба плеча балансного модулятора представляют собой два
генератора с модуляцией на пентодную сетку (аналогичным об-
разом может быть построена схема с модуляцией на управляю-
20—417 449
Шую сетку). В отличие от обычной схемы модуляции двухтавд
ного генератора, напряжение несущей частоты (f0) подаётся ц
управляющие сетки в фазе, а модулирующее напряжение пс
даётся на пентодные сетки в противофазе, т. е. со сдвигом в 180
Иными словами, схема рис. Х.19 аналогична по своему построй
нию схеме рис. Х.10. Механизм подавления несущей и выделени
Рис. Х.19
боковых полос был подробно описан выше. Спектральный состав
колебаний на выходе схемы определяется характеристиками
генераторных ламп и их идентичностью. В общем виде спектр
частот показан на рис. Х.11.
Модуляционные характеристики обеих ламп должны быть
идентичны, и телефонная точка выбирается на середине линей-
ного участка (рис. Х.20). В точке О (режим несущей частоты)
амплитуды колебаний первой гармоники равны, а так как эти
токи направлены в нагрузке навстречу друг другу, то они взаим-
но компенсируются- При полной симметрии схемы напряжения
несущей частоты на анодном контуре равны нулю. Таким обра-
зом, ё режиме несущей частоты лампы работают на кажущееся
1 эквивалентное сопротивление Ra~0. При этом вся подводимая
к лампе мощность рассеивается на аноде. Во избежание пере-
грева анода должно быть выполнено условие
Рот < Ра доп- (Х.22)
450
Соотношение (Х.22) позволяет найти постоянную составляю-
щую анодного тока в режиме несущей частоты:
1аОТ <
рат
Еа
Задавшись углом отсечки анодного тока, можно производить
дальнейший расчёт режима балансного модулятора. Расчёт ба-
лансного модулятора не отличается
от расчёта генератора с модуляцией
на пентодную сетку (или смеще-
нием). Эквивалентное сопротивле-
ние нагрузки одного плеча выби-
рается из условия критического ре-
жима при т = тмакс.При этом исхо-
дим из того, что через контур проте-
кают лишь токи боковых полос. В
этом случае
U
Ra =----. (Х.23)
тмакс !а1Т
Эквивалентное сопротивление, Р«. Х.20
определяемое соотношением (Х.23),
представляет собой резонансное сопротивление нагрузки между
анодом и точкой а (т. е. резонансное сопротивление одного
плеча).
Легко убедиться, что каждая лампа нагружается контуром с
коэффициентом включения р = 0,5. Это означает, что сопротивле-
ние всего контура, включённого между анодами, равно:
(Х.23')
Следует, однако, иметь в виду/ что соотношения (Х.23) и
(Х.23') являются лишь исходными для расчёта колебательного
контура- В самом деле, одна из ламп нагружается эквивалент-
ным сопротивлением R& лишь тогда, когда другая лампа запер-
та. В остальные моменты времени каждая из ламп работает на
изменяющееся сопротивление нагрузки. Поясним это. Напряже-
ние на общем контуре, включённом между анодами ламп, опре-
деляется разностью напряжений отдельных ламп, т. е. пропор-
ционально отрезку аа' на рис. Х.20,
Uвых '— Ua! U а II.
29*
451
Напряжение между анодом и катодом каждой лампы равно
UaI—U all т*
— — —. Тогда кажущееся сопротивление нагрузки каждой
лампы соответственно равно:
„ _ Ual-Uall
~ 2/
all
D Ual ~ Uа II
RaII =-----2/------
z'al II
Значения токов IalI и Ial{1 равны между собой только в точ-
ке О, т. е. в режиме несущей частоты. В процессе модуляции
/а1/ =/= 1а1П, и, следовательно, лампы работают на переменную
нагрузку, что может повлечь за собой искажение статической
модуляционной характеристики. Последнее может быть ослаб-
лено применением экраниро-
ванных ламп с малой прони-
цаемостью сетки.
Балансные модуляторы по
схеме рис. X. 19 выполняются
обычно на маломощных лам-
пах (тетродах или пентодах).
Выбор небольшого коэффици-
ента модуляции позволяет ра-
ботать с минимальными нели-
нейными искажениями.
В балансных модуляторах
на электронных лампах возможно применение отрицательной об-
ратной связи, способствующей стабилизации выходного напря-
жения и уменьшению содержания гармоник.
Другим важнейшим элементом системы с повторной баланс-
ной модуляцией является полосовой фильтр. Выше было упомя-
нуто, что в современных однополосных передатчиках широко
применяются кварцевые и электромеханические фильтры. Квар-
цевые фильтры изготавливаются обычно, как многозвенные,
на поднесущую частоту 100 кгц. В таких фильтрах удаётся полу-
чить полосу пропускания порядка 9-4-13% от резонансной часто-
ты резонатора. Благодаря тому, что добротность кварцевого ре-
зонатора очень велика, представляется возможным получить на
частоте /7о=Ю5 гц большую крутизну ската характеристики за-
тухания фильтра с большим затуханием вне полосы пропуска-
ния (порядка 50-4-60 дб при расстройке 100-4-200 гц). Частотная
зависимость затухания кварцевого фильтра приведена на
рис. Х.21.
Кварцевые фильтры отличаются высокой стабильностью, и
выбор первой промежуточной частоты в 100 кгц уменьшает ко-
личество ступеней повторной балансной модуляции. В качестве
примера на рис. Х.22 показана упрощённая блок-схема двухка-
нального однополосного устройства-
'452
Здесь А и В — два источника звуковой частоты с полосой
100—6000 гц (два канала). На балансные модуляторы БМ-I по-
даётся от кварцевого генератора напряжение первой поднесу-
щей частоты /7о1= 100 кгц, которое модулируется напряжениями
каналов А и В. Спектральный состав колебаний на выходе
БМ-I показан в верхней части рис. Х.23. Кварцевые фильтры
выделяют соответственно нижнюю (94-4-99,9 кгц) и верхнюю
(100,1-4-106 кгц) боковые полосы. В первом смесителе смеши-
ваются обе независимые боковые полосы каналов А и В, транс-
понированные по шкале частот на величину 100 кгц. Интервал
между боковыми полосами остаётся 200 гц.
Рис. Х.22
На второй смеситель подаётся через аттенюатор пониженный
уровень напряжения поднесущей частоты 100 кгц. Здесь обра-
зуется остаток поднесущей частоты 100 кгц. На выходе второго
смесителя мы уже располагаем двумя независимыми боковыми
полосами каналов Л и В и остатком первой поднесущей частоты
(рис. Х.23). Каждая из боковых полос на выходе второго смеси-
теля содержит независимые информации каналов Л и В, и поэ-
тому они называются «независимыми».
Колебания с выхода второго смесителя модулируют во вто-
ром балансном модуляторе БМ-П вторую поднесущую Б02 = 3 Мгц.
Спектральный состав на выходе БМ-П показан на рис. Х.23. По
обе стороны от подавленной второй поднесущей (3 Мгц) распо-
лагаются боковые, полосы, смещённые по шкале частот на вели-
чину 3 Мгц. Легко убедиться, что каждая из боковых полос (от-
носительно Fo2 = 3 Мгц) содержит информацию о двух переда-
ваемых каналах А и В.
Для дальнейшей передачи двухканальнбй информации до-
статочно выделить одну из боковых полос, расположенных сим-
метрично относительно частоты 3 Мгц. Эту задачу можно ре-
453
шить с помощью полосового фильтра (рис. Х.23), так как интер-
вал между боковыми полосами равен 188 к.гц и отношение
^02
достаточно велико (порядка 3,5%). Из рис. Х.23 видно, что в
Яа Оьчсоде SN-I
।
Змгц
На Выходе БМД ,,
I
» Полосовой филстр
tost з,1
Рис. Х.23
рассматриваемом случае выделена верхняя боковая полоса и по-
давлена нижняя. Обращает на себя внимание некоторое внешнее
сходство между однополосным сигналом на выходе полосового
фильтра и обычным амплитудно-модулированным колебанием.
Однако в нашем случае боковые полосы каналов А и В содержат
454
раздельные информации от двух независимых источников низ-
кой частоты.
Сформированные однополосные колебания расположены
симметрично относительно небольшого уровня колебания несу-
щей частоты 3,1 Мгц. Колебания на частоте 3,1 Мгц образованы
в БМ-П в результате модуляции остатком первой поднесущей
частоты (100 кгц) колебаний второй поднесущей частоты
(3 Мгц). Малый уровень колебаний на частоте 3,1 Мгц необхо-
дим для последующего образования в
передатчике остатка несущей, который
будет излучаться вместе с однополосны- / \
ми колебаниями. / ^«-«rrTTlK.
Заметим, что в целях уменьшения по- гТТТГПТП11
мех подавление второй боковой полосы и fn
несущей (3 Мгц) на выходе БМ-П долж-
но быть очень высоким: на 60 дб по отно- Рис. Х.24
шению к максимальному уровню.
Однополосные колебания с остатком несущей на частоте
3,1 Мгц поступают на балансный модулятор передатчика БМ-Ш.
Несущей частотой БМ-Ш является частота диапазонного ста-
бильного генератора /о- Затем колебания одной боковой полосы
отфильтровываются колебательными контурами передатчика.
Для этого контуры последующих усилителей настраиваются на
среднюю частоту полосы (рис. Х.24). Полагаем, что в передат-
чике выделяется с помощью колебательных контуров верхняя
боковая полоса. При этом частота остатка несущей окажется
равной
f 'o= /о+ 3,1-10® гц.
Последнее соотношение должно быть учтено при определе-
нии диапазона частот возбудителя.
Ширина спектра двухканального однополосного передатчика
равна 12 кгц (при Бмакс = б кгц), т. е. равна ширине спектра од-
ного канала при обычной амплитудной модуляции.
Мы рассмотрели вариант с использованием остатка несущей.
Применение высокостабильных генераторов со стабильностью
10-+-10~8 позволяет излучать однополосные колебания без
остатка несущей, что упрощает схему однополосного преобразо-
вания и увеличивает мощность излучаемых колебаний.
Кратко остановимся на вопросе о выборе промежуточных ча-
стот в системе повторной балансной модуляции. Значение пер-
вой поднесущей частоты ограничивается возможностями пост-
роения полосового фильтра после первого балансного модуля-
тора. Широкополосные кварцевые фильтры с приемлемыми ха-
рактеристиками для однополосной модуляции выполняются
обычно на частоте 100 кгц. В целях обеспечения последующей
фильтрации подавление нерабочей боковой полосы на выходе
455
первого полосового фильтра (кварцевого) должно быть особен-!
но высоким. Этим и определяется выбор первой промежуточной:
частоты. При передаче двух каналов остаток второй боковой по-;
—«..'гттТП лосы является помехой для
I I >ггТТТТГПТЛ11111 второго канала, как это по-
—пПППГтгггтгггй 1 гп 111 п । п 1ХЦ-Ц казано на рис. Х.25. На этом-
за 01 01 39 рисунке пунктирной линией
Рис. Х.25 обозначен спектр второго
канала.
Возможность расфильтровки во втором полосовом фильтре,'
который обычно выполняется как индуктивно-ёмкостный, харак-
теризуется условием
(х-24>
Для рассмотренного примера (рис. Х.24) условие (Х.24)
приобретает вид
Q»—L12"—~зо.
105 4-б-103
Этому условию удовлетворяют индуктивно-ёмкостные поло-
совые фильтры. В простейшем случае такой фильтр может быть
заменён колебательным контуром.
Если Fq2 является последней промежуточной частотой в си-
стеме повторной балансной модуляции, то выбор значения F02
также связан с фильтрацией второй боковой полосы в тракте
усиления однополосных колебаний. В этом тракте подавление
нерабочей боковой полосы осуществляется колебательными кон-
турами. Избирательность одиночного контура характеризуется
выражением
М =------ 1 , (X .25)
/ДТУ
где /<=/0+^02+Fm, Af = F03+F01.
Учитывая, что F02>F01, можем считать Д /—F02 и /—/0+Д02-
Для подавления несущей /0 и второй боковой полосы
(F0+F02) необходимо, чтобы — 1 вблизи f=f0. Это позволяет
переписать (Х.25) в виде
=-L + J------= _L / 1 (X.25')
2QF02 2Q 2Q F02 2Q \ л02 /
Из последнего выражения следует, что при заданном М
(т. е. ступени подавления несущей /о и нерабочей боковой поло-
сы) значение F02 должно удовлетворять условию
456
f —h—
02 > 2QM — 1
(X.26)
Соотношение (X.26) справедливо при M>~.
Заметим, что в соотношении (X.26) fo является минимальной .
частотой диапазона. Таким образом, более правильно неравен-
ство (Х.26) можно представить в виде
Р 02
f 0 мин
2QM — 1
(Х.26')
При величина F02 —foMUH- Однако в последнем слу-
чае окажется затруднительным реализовать условие (Х.24). Ком-
промиссным решением является выбор F02</bJMBK, и необходи-
мое подавление несущей и второй боковой полосы достигается
фильтрацией в нескольких ступенях усиления однополосных ко-
лебаний. В мощных передатчиках это тем более целесообразно,
поскольку преобразование частот непосредственно в передатчи-
ке производится на малом уровне. В современных передатчиках
^*02 3 Л4гц.
При применении большого количества ступеней повторной
балансной модуляции в соотношении (X.26') F02 может быть за-
менено FOn.
Мы рассмотрели систему однополосного преобразования,
предполагая, что в первой ступени балансной модуляции ис-
пользуется кварцевый фильтр с F01 = 100 кгц. Достоинства квар-
цевых фильтров были уже отмечены. Однако надо заметить,
что кварцевые фильтры сложны в настройке, чувствительны к
толчкам, сотрясениям и температурным изменениям. В послед-
ние годы разработаны электромеханические фильтры, позволяю-
щие увеличить значение первой промежуточной частоты до
2504-500 кгц.
В электромеханических фильтрах колебания радиочастоты
преобразуются в механические. Затем механические колебания
пропускаются через фи’льтр, состоящий из ряда механических
резонаторов. В качестве резонаторов используются металличе-
ские стержни длиной в
мех у диски или пластины. После фильт-
рации механические колебания преобразуются в высокочастот-
ные колебания. Для преобразования электрических колебаний в
механические и обратно используются магнитострикционные
преобразователи. Функции магнитострикционных преобразовате-
лей выполняют стержни из феррита, никеля и других магнито-
стрикционных материалов.
Добротность электромеханических фильтров достигает по-
рядка 10 000, что примерно в 100 раз больше добротности обыч-
ных LC-фильтров.
457
Существующие электромеханические фильтры с полосой про-
пускания 3—3,2 кгц при затухании 6 дб (в полосе пропускания)
могут быть использованы в однополосной радиотелефонии.
На рис. Х.26 приведена характеристика затухания электро-'
механического фильтра (состоящего из девяти резонаторов) на
средней частоте 250 кгц. Из этого рисунка видно, что колебание
несущей частоты подавляется
фильтром на 27 дб. Смежная
боковая полоса подавляется на
50 дб. При ширине полосы
в 5 кгц подавление достигает
60 дб.
Мы довольно подробно рас-
смотрели способ формирова-
ния однополосного сигнала с
помощью балансных модуля-
торов и фильтров. Этот способ
является в настоящее время
основным, так как он позво-
Рис. Х.26 ляет выделить одну боковую
полосу с очень большим подав-
лением второй боковой полосы, и таким образом, освобождает
канал связи от побочных помех. Вместе с тем рассмотренный
способ однополосной модуляции обладает хорошей устойчи-
востью в эксплуатационных условиях.
Выделение одной боковой полосы с помощью
► многофазной модуляции
В системах многофазной модуляции формирование однопо-
лосного сигнала осуществляется соответствующим подбором
фаз отдельных колебаний боковых полос. Для этой цели необхо-
димы n-фазные системы напряжений высокой и низкой частот.
Модулируется n-фазная система напряжений высокой частоты
n-фазной системой напряжений низкой частоты. Каждая фаза
представляет собой самостоятельную систему амплитудной мо-
дуляции, где, следовательно, образуются колебания несущей ча-
стоты и двух боковых полос. В общем случае п должно быть
больше двух.
Идея выделения одной боковой полосы заключается в том,
что при суммировании составляющих всех фаз (например, в
общем контуре) должны оказаться подавленными несущая ча-
стота и одна из боковых полос. Иными словами, результатом
суммирования является выделенный однополосный сигнал:
ut = — mUaT cos (ш0 ± Q) t.
458'
I Рассмотрим несколько частных случаев.
г Трёхфазная модуляция. В данном случае п = 3, и
фазовый сдвиг между напряжениями равен 120 и 240°. Очевид-
но, что при отсутствии модуляции сумма напряжений несущих
!частот (сдвинутых между собой на 120°) оказывается равной
г Нулю. При модуляции подавляется одна из боковых полос. По-
лучение одной боковой полосы с помощью трёхфазной модуля-
ции можно легко уяснить себе посредством векторной диаграм-
мы рис. Х.27- На этом рисунке приведён вариант согласного
чередования фаз. При этом выделяется нижняя боковая полоса.
Колебания верхних боковых полос образуют замкнутый треу-
гольник (векторы 2, 4 и 6), что равносильно подавлению верхней
боковой полосы.
Блок-схема трёхфазной модуляции приведена на рис. Х.28.
В описываемой системе модуляции требуются три модулируе-
мых ступени, работающих на общий контур. К модулируемым
ступеням подводятся три независимых напряжений высокой и
низкой частоты, сдвинутые между собой на 120°.
Четырёхфазная модуляция. Для четырёхфазной
модуляции п=4 и фазовый сдвиг между напряжениями равен
90, 180 и 270°. Рассматриваемая система является также симмет-
ричной. Из векторной диаграммы Х.29 видно, что колебания ниж-
ней боковой складываются, образуя однополосные колебания.
Составляющие верхней боковой полосы направлены попарно
навстречу друг другу и взаимно уничтожаются (векторы 2, 4, 6
и 8)-
Двухфазная модуляция. Выше было упомянуто, что
многофазная модуляция возможна в принципе при количестве
фаз п>2. Иными словами, реализация многофазной модуляции
459
для получения однополосных колебаний возможна в том слу
чае, когда сумма векторов напряжений представляет собой мне
гоугольную фигуру. Если выбрать п — 2, т. е. осуществить двух
фазные системы напряжений с фазовым сдвигом в 180°, то несу
щая частота будет подавлена. Однако при этом будут сохранё
ь3а>з^>оиМО°)
а
'1/fCDSQt
fi />
Uwcos(St +2W°) Ua cos (Sit t/20‘)
Рис. X.29
Рис. X.28
ны обе боковые полосы. В этом легко убедиться, построив про:
стейшую векторную диаграмму. Вместе с тем двухфазная (квад<
ратурная) система модуляции часто применяется в целях фор-
мирования однополосных колебаний. Следует, однако, отметить^
что слово «двухфазная» надо здесь понимать в том смысле, чтс
в таких системах создаются два напряжения со сдвигом фаз 90°
Из векторной диаграммы рис. Х.ЗО следует, что при подобной
модуляции подавляется верхняя боковая полоса и выделяете?
нижняя. Что касается несущей частоты, то она может быть по-
давлена с помощью балансных модуляторов. Это и является од-
ним из существенных недостатков простейших схем двухфазно!
модуляции- Блок-схема двухфазной модуляции приведена hi
рис. Х.31.
Выделение одной боковой полосы с помощью многофазные
схем модуляции требует создания многофазных систем напря
жений высокой и низкой частот. Образование многофазного на
пряжения высокой частоты не связано с большими трудностя-
ми, так как речь идёт о получении определённого, неизменного
фазового сдвига на фиксированной частоте. Труднее дело обсто-
ит с многофазным напряжением звуковой частоты. В этом слу-
чае речь идёт о получении постоянного фазового сдвига в широ!
кой полосе частот. Вопрос о точности фазовых сдвигов в той ил
иной системе многофазной модуляции является очень сложным*.
От точности фазовых сдвигов зависит степень подавления нера-
бочей боковой полосы. Полное подавление второй боковой поло-
сы в рассмотренных выше системах многофазной модуляций.
460
обусловлено созданием напряжений с точными фазовыми сдви-
гами в 120°, 90° и т. д. В равной мере степень подавления колеба-
ний нерабочей боковой полосы зависит от амплитудной асим-
метрии. Зависимость степени подавления нерабочей боковой по-
лосы от фазовой и амплитудной асимметрии мож'ет быть объяс-
нена следующим образом.
Выше было показано, что общая идея выделения^колебания
одной боковой полосы зак-
лючается во взаимной ком-
пенсации боковых полос от-
дельных фаз. Однако ком-
пенсация получится полной
лишь при отсутствии ампли-
тудной и фазовой асиммет-
рии. Точность фазовых сдви-
гов и амплитуд отдельных
колебаний зависит от фазирующих устройств, модуляторов
и др.
Общий принцип преобразования однофазного напряжения в
двухфазное с неизменным фазовым сдвигом в широкой полосе
частот состоит в следующем. Пусть на четырёхполюсники 1 и 2
(рис. Х.32) поступает напряжение us = Ua cos Ш. Четырёхпо-
люсники имеют фазовые характеристики <pi(Q) и <р2(Й). Тогда на
выходе четырёхполюсников будем иметь:
й , п „ // „ — и
U вых 1 — вых “ ИС/ вых 2 — С/ вых “
Разность фаз между напряжениями 0еых1 и йвЫхг равна:
0 == <?1 (И) — <?а (П).
Получение постоянного, не зависящего от частоты фазовд
го сдвига возможно при условии
?1(Q)-?a(Q) = 0o, (Х.27
где ©о — постоянный' и неизменный фазовый сдвиг в задан
ной полосе частот. ’!
Однако существующие схемы широкополосных фазосдвига
ющих устройств позволяют получить закон изменения фазы, не
сколько отличающейся от (Х.27), а именно:
6 = (й) — ?2 (Й) = ©о + Д> (Х.27'
где Д — небольшое отклонение фазовой характеристики отно
сительно ©о-
Рис. Х.ЗЗ
Точность фазовой характеристики Д зависит от отношенш
р
-~акс (т. е. от диапазона передаваемых частот) и величины 0,
* мин
и может быть получена порядка ±1° На рис. Х.ЗЗ приведена
схема широкополосного фазовращателя на RC. Здесь /?iCi =
Более подробно теория широкополосных фазовых устройсп
изложена в [ЛЗ].
Х.З. ФАЗО-ФИЛЬТРОВЫЙ СПОСОБ ОДНОПОЛОСНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Процесс формирования однополосного сигнала в фазо
фильтровой схеме основывается на принципе многофазной мо-
дуляции. Однако в схему входят также два фильтра нижних ча-
462
стот, позволяющие исключить из устройства сложные широкопо-
лосные фазосдвигающие устройства.
Принцип получения однополосного сигнала может быть уяс-
нён при помощи рис. Х.34. На первые балансные модуляторы по-
ступает сигнал низкой частоты «2 = cos Qt. Кроме того,' на
эти же балансные модуляторы подаются два напряжения подне-
сущей частоты й0, сдвинутые между собой на 90°. На выходе ука-
занных балансных модуляторов получаем напряжения:
eai = Ui [cos (й0 4- й) t + cos (й0 — Й) /];
«□1 = {cos {(So + □) / + -yj + cos {(й0 — Й) t + yj j.
В схеме рис. Х.34 фильтры рассчитаны на пропускание ниж-
ней боковой полосы, т. е. Йо—й- Ввиду этого на выходе фильт-
ра создаются два напряжения низкой частоты !), сдвинутые меж-
ду собой на 90°:
«а2 = и2 cos I(S0 — Й) t 4-
«62 = и2 cos (й0 — й) t -F 4- у
(Х.28)
где — фазовый сдвиг, создаваемый фильтрами.
Легко видеть, что напряжения, определяемые ур-ниями
(Х.28), содержат в себе информацию об исходном сигнале низ-
кой частоты (Й). Вместе с тем мы убеждаемся, что оба напря-
жения низкой частоты сдвинуты между собой на 90° во всём
диапазоне низких частот. Последнее достигается благодаря то-
му, что одно из напряжений поднесущей частоты сдвинуто на
90° относительно другого. Заметим, что напряжения и еб2
действительно находятся в квадратуре, если фазовые сдвиги обо-
их фильтров нижней боковой полосы точно равны друг другу.
Таким образом, в данной схеме два низкочастотных напря-
жения с неизменным фазовым сдвигом в 90° получаются с по-
мощью фазовращателя на фиксированной частоте Йо, что не
связано с какими-либо трудностями. Однако мы уже отмечали,
что в этом случае предъявляются очень жёсткие требования к
фазовым характеристикам фильтров нижних частот. Отклоне-
ния в фазовых характеристиках равноценны изменению фазово-
го сдвига между напряжениями низкой частоты, что должно
привести в дальнейшем к уменьшению подавления нерабочей
боковой полосы.
Во второй паре балансных модуляторов происходит модуля-
ция на высокой частоте соо. Эта часть схемы эквивалентна схе-
>) Здесь описывается схема, предложенная Уивером ГЛ2], в которой ча-
стота Qg выбрана достаточно низкой.
463
464
макс
' &мин Qo
Рис. Х.35
ме рис. Х.31, т. е. здесь происходит формирование однополосное
• го сигнала точно так же, как в системе двухфазной модуляции.
Мы видим, что фазо-фильтровый метод представляет собой
разновидность систем многофазной модуляции. Особенностью
системы является способ об-
разования двухфазного на-
пряжения низкой частоты.
Однако более деталь-
ный анализ фазо-фильтро-
вой схемы показывает, что
этой системе свойственны
ещё некоторые особенности, I
обусловленные предвари-
тельным преобразованием
сигналов в первой паре ба-
лансных модуляторов. Рас-
смотрим этот вопрос несколько
В фазо-фильтровой схеме первая поднесущая частота Qo вы-
бирается следующим образом:
подробнее.
Qo = . (Х.29)
Соотношение (Х.29) означает, что Qo располагается в сере-
дине спектра сигнала низкой частоты (рис. Х.35). После моду-
ляции в первом балансном модуляторе нижняя боковая поло-
са образуется двумя группами спектра, расположенными слева
и справа от Qo- Обе группы спектра начинаются с нуля, т. е. при
Q = Qo- Границы первой группы определяются значением
Qi = Qo—ОЛИК= мин. Заметим, что эту часть спектра мож-
но назвать «перевёрнутой», так как значению Q = QM,i4 соответ-
ствуют высокие частоты и наоборот. Граница второй группы
спектра определяется значением й2=НЛод:с—Q0=—'KC^~®MUH. Мы
видим, что Q^Qa, и, следовательно, фильтр нижней полосы дол-
Рис. Х.36
30-417
465
жен обладать шириной полосы (или частотой среза) в ——
т. е. в два раза меньше ширины спектра исходного сигнал.
Верхняя боковая полоса на выходе первого балансного модул
тора имеет обычный вид. В самом деле, верхняя боковая поло{
ограничена частотами: ''
Ql — й0 + и ^2 = Й0 + &макс-
Описанная спектральная картина изображена на рис. Х.Зб. ?
Х.4. МНОГОКАНАЛЬНАЯ ПЕРЕДАЧА НА ОДНОЙ БОКОВОЙ ПОЛОС.
Однополосная модуляция широко применяется в многока;
нальной радиосвязи. Это объясняется следующими соображё
ниями. J
Допустим, что с помощью данного передатчика необходим
передать п сообщений. Очевидно, что максимальное значение на’
пряжения колебаний высокой частоты иамакс, развиваемое н;
выходе передатчика, должно определённым образом распреде
ляться на п каналов. При равномерном распределении Оамакс н,
п каналов максимальнре значение -высокочастотного напряже
ния, приходящееся на один канал, будет равно
U
т т а макс
и а кан п •
Тогда мощность высокой частоты, отнесённая на один ка
нал, равна
U2 Р
Р —Г\С, ашн г1мак0
1кпН 0,5 Ra - ni •
Это выражение показывает, что при многоканальной переда?
че резко уменьшается мощность на один канал связи. При од’
новременной передаче п сообщений суммарная мощность в на?
грузке равна:
Р
р _____ пр . .. 1 макс
г 1 сум lt,r 1кан ' п *
Статистический анализ многоканального сообщения показьц
вает, что при большом количестве, каналов маловероятно од--
новременное совпадение максимальных значений напряжений от|
дельных каналов и можно несколько увеличить напряжение на;
один канал (по сравнению с равномерным распределением) - Од?
нако и это обстоятельство не спасёт от «дробления» мощности,’
которым сопровождается многоканальная передача. |
Таким образом, мы видим, что уверенный приём многока-^
нального сообщения требует серьёзного увеличения выходно”'
466
мощности передатчика. Иные условия создаются при радиосвя-
зи на одной боковой полосе. Большой эквивалентный выигрыш
в мощности при однополосной модуляции в значительной мере
компенсирует проигрыш в использовании мощности передатчи?
ка, который имеет место при многоканальной передаче.
Кратко рассмотрим принцип формирования однополосных
колебаний с многоканальным сообщением.
# балансным модуляторам
и фильтрам передатчика
балансные мооуляторы
Рис. Х.37
В п. Х.2 была рассмотрена возможность двухканальной пе-
редачи с помощью двух независимых боковых полос. Здесь
мы коснёмся более общего случая, когда в каждой боковой по-
лосе размещается п каналов. Наиболее приемлемым решением
этой задачи является применение систем с двойной однополо-
сной модуляцией. Принцип построения передающей части
этой системы поясняется блок-схемой, показанной на рис. Х.37.
Напряжения разговорных частот (или телеграфных передач)
каналов модулируют в балансных модуляторах колебания под-
несущих частот К], F2, ... , Fn. Поднесущие частоты подав-
ляются в балансных модуляторах, а из двух боковых полос
(в каждом канале) одна отфильтровывается в полосовых филь-
трах Фь Фг, • • , Фл. К смесителю каналов подаются колеба-
ния боковых полос Fi+F, F2+F,. . ,,Fn+F. Под F подразуме-
вается здесь спектр частот передаваемого сообщения от соот-
ветствующего канала. Такова стадия первичной однополосной
модуляции, в результате которой мы получили многоканальное
сообщение. При этом каждый канал транспонирован по шкале
-частот на величину соответствующей поднесущей частоты, что
позволяет легко выделить на приёмном конце любой канал. В
30* 467
таких случаях говорят, что каждый канал приобрёл свою «ок-
раску». Спектр частот на выходе смесителя, показанный на
рис. Х.38, учитывает защитный промежуток (Д/7) между кана
лами: F0=F + &F.
Далее колебания многоканального сообщения подаются на
систему балансных модуляторов и фильтров (или на другую
систему формирования однополосного сигнала), где с помо-<
______________________пГ_____________ шью поднесущих частот бо--
°____________________________________| лее высокого порядка осуще-
,{*-^-*,1 , ( । ствляется выделение одной
‘ 1тппИШ1!шпППЛШ!плпШШШ______1 шпПШШП боковой полосы. Спектр час*
^2 6 '"п тот этой боковой полосы оп-
Рис. Х.38
ределяется спектром много-
канального сообщения.
Заметим, что поднесущие частоты в первичной системе мо-
дуляции могут быть получены как гармоники высокостабильного
кварцевого генератора. Идентичный генератор может быть ис-
пользован также на приёмном конце для восстановления подне-
сущих частот. Важным достоинством этого способа -уплотнения
каналов является отсутствие в представляемом спектре подне-
сущих частот F\, F2,..., Fп Это резко уменьшает уровень помех в
соседних каналах за счёт гармоник и комбинационных частот.
Х.5. УСИЛЕНИЕ ОДНОПОЛОСНЫХ КОЛЕБАНИИ
Кратко остановимся на особенностях усиления однополосных
колебаний. Вполне очевидно, что к усилителю мощности однопо-
лосного передатчика предъявляются определённые энергетиче-
ские требования, которые не отличаются от аналогичных тре-
бований к другим передатчикам. То же можно сказать и о вы-
боре режима с наименьшими нелинейными искажениями. Одна-
.ко этот вопрос применительно к однополосным усилителям яв-
ляется наиболее важным.
Выше мы упомянули, что однополосные передатчики исполь-
зуются, как правило, для многоканальной работы.
Нормы на искажения, вызванные появлением комбинацион-
ных токов в выходном сигнале, являются весьма жёсткими. Так
в 200-киловаттном однополосном передатчике уровень комбина-
ционных тонов (за счёт ступеней преобразования и усиления
передатчика) не должен превышать —36,5± 1,5 дб во всём диа-
пазоне рабочих частот.
Во избежание заметных переходных искажений между кана-
лами амплитудная характеристика усилителя должна быть
линейной. Из теории усиления модулированных колебаний из-
вестно, что при 0= 180° и 0 = 90° модуляционная характеристи-
ка / t (Uc) получается линейной.
468
Однако режим усиления с <Элах£ = 180° является, как из-
вестно, в энергетическом отношении малоэффективным- Следо-
вательно, этот режим, обеспечивающий высокое качество усиле-
ния, может быть использован в маломощных ступенях (предва-
рительных) однополосного передатчика. В мощном усилителе
речь может идти о режиме усиления при &л,а,<с =90°. Теорети-
чески и в этом случае имеет место линейное усиление. Казалось
бы, что выбором подобного режима можно получить совершен-
но линейное усиление во всём динамическом диапазоне. В дей-
ствительности же это не совсем так. Дело в том, что вывод о ли-
нейном усилении при 0 = 90° сделан, исходя из кусочно-ломаной
идеализации статических характеристик генераторной лампы.
Жёсткие требования к нелинейным искажениям при многоканаль-
ной работе вынуждают учитывать криволинейность характери-
стик ламп. В целях количественной и качественной оценки не-
линейных искажений представляют характеристику лампы в
виде полинома n-й степени.
Допустим, что на вход однополосного усилителя поступает
напряжение
et — b sin <>\t Д с sin u>2t.
Напряжение ег может представлять собой сумму остатка
несущей частоты и колебания боковой полосы или сумму двух
однополосных колебаний (т. е. двух каналов).
Предположим, что выходное напряжение усилителя описы-
вается (из-за нелинейности амплитудной характеристики) урав-
нением третьего порядка:
£еых = Д Д •
Легко убедиться, что в выходном напряжении появятся гар-
моники частот (0J и саг и комбинационные частоты 2coi—0)2 и
2о)2—оц. Последние, так называемые составляющие третьего
порядка являются наиболее нежелательными составляющими,
так как они оказываются в рабочей полосе частот- Можно по»
каза?ь, что амплитудные значения составляющих 2о)j—0)2 . и
2о)2—o)i соответственно равны:
< 3 3
— а3Ь2с и — — а3Ьс2.
Уменьшение нелинейных искажений, в частности, состав-
ляющих комбинационных частот может быть достигнуто двумя
путями: во-первых, тщательным выбором режима усилителя и,
во-вторых, применением отрицательной обратной связи. Работ
та лампы с 0 = 90° является Наиболее благоприятной в этом
отношении. В пиковой точке напряжённость режима должна быть
несколько ниже критической. Составляющие третьего порядка
469
(комбинационные частоты) особенно опасны при усилении одно-
полосных колебаний малой амплитуды, т. е. когда работа про-
исходит на нижнем участке характеристики лампы. Ввиду этого
целесообразно в мощных усилителях использовать лампы, у ко-
торых нижний криволинейный участок имеет параболический
характер, т. е. а3~0.
Принимаются меры по созданию генераторных ламп с па-
раболическим нижним участком характеристики. Режим всех
ступеней усиления должен быть особенно тщательно подобран.
Этими методами можно содержание составляющих третьего
порядка довести до определённого минимума-
Таким образом, выбор режима лампы однополосного усили-
теля имеет первостепенное значение для' уменьшения нелиней-
ных искажений. Однако хорошее использование лампы по мощ-
ности обусловливает появление определённых искажений. Вве-
дением отрицательной обратной связи уровень нелинейных ис-
кажений доводится до минимума. Отрицательная обратная связь
является основным и общепризнанным методом,
позволяющим
уменьшить нелинейные искажения при усилении однополосных
колебаний. Этот вопрос рассматривается подробнее в гл. XI. Од-
нако ослабление нелинейных искажений можно также получить
с помощью специальной схемы, предложенной Каном [Л?, 6],
или видоизменённого варианта, предложенного М. В. Верзу-«
новым [ЛЮ]. Речь идёт о методе устранения и восстановления,
огибающей однополосного сигнала.
Идея этого метода заключается в следующем. Однополос-
ный сигнал можно рассматривать (рис. Х1е и г) как высоко-
частотные колебания с определённой огибающей. Причём часто-
та «заполнения» (/3)-и огибающая амплитуд содержат информа-
цию о передаваемом сигнале. Легко убедиться, что однополос-
ны.е колебания рис. Х.1 г могут быть получены путём амплитуд-
ной модуляции высокочастотных колебаний (с частотой f 3) оги-
бающей однополосного сигнала. Разумеется, всё это должно быть
сделано в надлежащей фазе. Таким образом, суть предложе-
ния Кана сводится к тому, что сформированный однополрсный
сигнал на относительно низком уровне подвергается двусторон-
нему ограничению. Параллельно однополосный сигнал пода-
ётся на линейный детектор, на нагрузке которого выделяется
напряжение огибающей однополосных колебаний. Затем коле- ,
бания на частоте f3x(частотная составляющая) с постоянной ам-
плитудой (с выхода ограничителя) и напряжение огибающей уси-;
ливаются раздельно в трактах низкой и высокой частот
(рис. Х.39). Усиление в тракте высокой частоты производится в
режиме С с высокой эффективностью. Нелинейность амплитуд-
ной характеристики мощных усилителей в данном случае не
имеет значения, так как гармоники по высокой частоте отфиль-
тровываются контурами. Напряжение с. выхода модулятора по-
470
Ступает на оконечную ступень передатчика, в которой произво-
дится амплитудная модуляция (анодная) частотной составляю-
щей однополосного сигнала.
Рис. Х.39
Таким образом, завершается восстановление огибающей
однополосных колебаний.
Реализация этого метода связана с определёнными трудно-
стями. Огибающая однополосного сигнала содержит теорети-
чески бесконечное количество составляющих. Следовательно,
тракт низкой частоты должен быть достаточно широкополосным.
Кроме того, усиление в этом тракте должно производиться с
минимальными искажениями. Реальная схема должна вклю-
чать- в себя устройство для выравнивания фаз и уровней со-
ставляющих однополосного сигнала.
ЛИТЕРАТУРА
1. И. В. Островский. Радиосвязь на одной боковой полосе. Связь-
издат, 1956.
2. P1RE, № 12, 1956. Серия статей по однополосной модуляции.
3. Б. Б. Ш т е й н и Н. А. Чери я к. Однополосная модуляция с помо-
щью фазовых схем. Связьиздат, 1959.
4. В. А. Тюрин, Е. Н. Листов, А. В. Высоцкий. Дальняя связь.
Трансжелдориздат, 1957,
5. С. И. Т е т е л ь б а у м. «Об одной неиспользованной возможности по-
вышения эффективности радиосвязи». «Радиотехника», № 2, 1950.
6. Л. Р. К а н. «Совместимая однополосная система радиосвязи». IRE.
Nat. Convent Rec., 5, № 7, 1957.
7. E. Хенде. «Диодный модулятор со стабильным уровнем остатка не-
сущей» PIEE, Fee., 1958.
8. И. В. Лобанов. «Некоторые возможности фазо-фильтрового метода
формирования однополосного сигнал^». «Электросвязь», № 8, 1958.
9. Б. Б. Штейн. «О подавлении колебаний нерабочей боковой полосы в
фазо-фильтровых схемах». «Электросвязь», № 5, 1959.
10. А, Г. Анисимов. Однополосная радиосвязь. Воеииздат, 1961.
Глава XI
ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В ТЕЛЕФОННЫХ
И ВЕЩАТЕЛЬНЫХ РАДИОПЕРЕДАТЧИКАХ
XI.1. ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
В гл, IV было показано, что в передатчиках с модуляцией на
управляющую сетку нелинейные искажения определяются не-
линейностью модуляционной характеристики, а также искаже-
ниями, возникающими в модуляционном устройстве. При анод-
ной модуляции можно допустить, что модуляционная характе-
ристика линейна и нелинейные
искажения модулированных
колебаний определяются глав-
ным образом искажениями,
возникающими в модуляцион-
ном устройстве. В однополос-
ных передатчиках нелинейные
искажения образуются вслед-
ствие нелинейности амплитуд-
. ных характеристик передатчи-
ка, балансных модуляторов и других устройств. Вместе с тем
здесь особенно опасны перекрёстные искажения при многока«
нальной работе.
Независимо от способа амплитудной модуляции нелиней-
ные искажения от способа амплитудной модуляции нелиней-
рованных колебаний. Уменьшение нелинейных искажений в со-
временных радиопередатчиках достигается применением от-
рицательной обратной связи. Этим же достигается уменьшение
уровня шумов и частотных искажений.
Отметим, что способы введения отрицательной обратной свя-
зи в соответствующий тракт передатчика зависят от системы
амплитудной модуляции. Прежде чем перейти к этим вопросам,
кратко остановимся на некоторых общих положениях теории от-
рицательной обратной связи.
Сущность отрицательной обратной связи легко понять, рас-
смотрев обобщённую схему, представленную на рис. XI. 1.
472
Коэффициентом передачи всей цепи отрицательной обрат-
ной связи называется произведение кр, где к является коэффи-
циентом усиления, ар — коэффициентом обратной связи. Его-
частотная характеристика определяется выражением
где = ?« + ?₽•
Допустим, что при разомкнутой цепи отрицательной обрат-
ной связи на вход тракта с усилением к подаётся напряжение
сигнала и вх. При этом на выходе тракта, помимо полезного
сигнала ки вх, возникнет напряжение, вызванное нелинейными
искажениями, ин и напряжение фона иф
~ 4 «wj.
вых вх 1 я
(XI. 2>
При квазилинейной трактовке, т- е. полагая, что продукты
нелинейности, попавшие на вход через цепь обратной связи, не
образуют в основном тракте новых искажений, можно счи-
тать, что нелинейные искажения и уровень фона уменьшаются в
|1— кр| раз:
, «и , «сб
i =-------— и. ~----------—
" |1 — кр| ф |1-/ей
(XI.3>
Из соотношений (XI.3) видно, что с введением отрицательной'
обратной связи напряжения ин и иф уменьшаются в | 1—/ф|
раз.
Известно, что усиление основного сигнала уменьшается так-
же в |1—кр| раз. Компенсировать это уменьшение усиления
при наличии обратной связи можно дополнительным неиска-
жённым усилением в начале тракта, на низком уровне сигна-
ла. При вещественном значении коэффициента усиления и
фазовом сдвиге в цепи обратной связи, равном 180°, напряже-
ния кивл, ин и иф уменьшатся в (1 +/с₽) раз, т. е.
и = 4----Ча---l . и* (XI.4>
еых 1 4- кр 1 4- кр 14- кр
В общем случае можно говорить о существовании отрица-
тельной обратной связи, когда выполняется условие
В целях значительного уменьшения искажений обычно вы-
бирают | кр (> 1. При этом, как это следует из (XI.3), введе-
473;
«ие обратной связи проявляется в существенном уменьшении
напряжений гармоник и фона.
Соотношение (XI.4) характеризует частный случай и спра-
ведливо обычно для средних частот передаваемого звукового
спектра. На других частотах кр комплексно, и обратная связь
может стать положительной, т. е. | > I &ex I • При этих усло-
виях усилитель, охваченный обратной связью, превращается в
генератор и при достаточно большой величине коэффициента
обратной связи может возникнуть генерация.
Таким образом, устойчивость системы ') с обратной связью
зависит от произведения /ср — коэффициента передачи замкну-
той цепи (рис. XI.1). В самом деле, при /ср -> 1 |17вЫх|-*оо, т. е.
система становится неустойчивой и возможно самовозбуждение.
Выше было указано, что существенное уменьшение иска-
жений может быть получено при | /ср |^>1. На практике часто
доводят величину коэффициента передачи до 10—20. В соот-
ветствии с критерием Найквиста это означает, что система, ох-
ваченная обратной связью, должна быть спроектирована так,
чтобы значения /ср = а + 1б'на комплексной плоскости (рис. XI.2)
находились в основном в левой части. При этом наиболее жела-
тельно, чтобы /ср было вещественной величиной, т. е. находилось
бы на отрицательной ветви вещественной оси (рис. XL2). В этом
случае фазовый сдвиг в замкнутой цепи обратной связи равен
180°, или п- 180°, где п=1, 3, 5,... Говоря здесь о фазовом сдви-
ге в замкнутой цепи (петли), мы имеем в виду суммарный фазо-
вый сдвиг в тракте усиления (к) и в цепи обратной свя-
зи (р). Обычно на средних частотах =п*180°.
Изменение фазового сдвига на разных частотах обусловле-
но частотно-фазовыми свойствами тракта, охватываемого об-
ратной связью. На более низких или более высоких частотах,
лежащих вне полосы передаваемого звукового спектра, могут
возникнуть дополнительные фазовые сдвиги в 180° (по отноше-
нию на средних частотах) и система оказывается склон-
ной к самовозбуждению. Следовательно, с точки зрения крите-
рия устойчивости основным требованием к проектированию
систем с отрицательной обратной связью является такой выбор
элементов тракта, при котором дополнительный фазовый сдвиг
•оказался бы равным 180° лишь при | /ср | < 1 или, если рассчи-
тывать в децибелах, | /ср <0.
Однако практические схемы с обратной связью должны
быть рассчитаны так, чтобы у них был запас устойчивости. Это
>) Под устойчивостью системы мы подразумеваем отсутствие паразитной
генерации.
474
означает, что вне пределов рабочей полосы частот дополнитель-
ный фазовый сдвиг должен быть на любой частоте всегда
меньше 180°, т. е.
<?аоя = 180° (1 — х), (XI.5)
где и-180° — запас по дополнительному углу (обычно вели-
чина и-180° ра‘вна примерно 30°).
Таким образом, на основе рассмотренных соображений об
устойчивости систем с отрицательной обратной связью мож-
но построить идеальные характеристики |кф| и cpxJ3 на высо-
ких частотах, исключающие самовозбуждение внутри и вне по-
лосы рабочих частот- Такие характеристики показаны^ на
рис. XI.3. На этом рисунке [|сР — модуль коэффициента пе-
р
редачи на средних частотах; х —-------, т. е. полоса рабочих
Рмакс
частот ограничивается величиной х — 1. В пределах рабочей по-
лосы частот предполагается, что величина (др) не изменяется.
Вне полосы частот | лф | < | к$ |сР и %,(3< 180°, чем и исключается са-
мовозбуждение. Такого рода характеристики должны также су-
ществовать в области низких частот.
Характеристика коэффициента передачи к$, приведённая на
рис. XI.3, является идеальной и даёт представление о том, к ка-
кой форме характеристики следует стремиться при построении
петли обратной связи.
Для многих электрических цепей существует однозначная
связь между частотно-амплитудной и фазовой характеристика-
ми. Такие цепи называются минимально-фазовыми.
Цепи же неминимального фазового сдвига отличаются тем,
что для них не существует однозначной зависимости (общего за-
475
кона) между частотно-амплитудной и фазовой характеристика-
ми. К таким цепям относятся, например, системы с распреде-
лёнными постоянными, фазирующие четырёхполюсники (см..
п. Х.2), мостовые схемы при разбалансе и др. Как правило,
петля обратной связи передатчика охватывает систему цепей,
относящихся к минимально-фазовым. В этих случаях суммарная
частотно-амплитудная характеристика даёт представление о фа-
зовой характеристике всей петли обратной связи, и, чтобы судить
об устойчивости системы с обратной связью, достаточно знать
зависимость модуля |к ₽ |от х (т. е. амплитудно-частотную ха-
рактеристику коэффициента передачи петли обратной связи).
Из положений, выведенных Г. Бо-
20 В| Де [Л 1], вытекает, что если крутизна
- х ’ амплитудно-частотной характеристики
х такова, что при изменении частоты в
два раза (т. е. на одну октаву) ампли-
туда также изменяется в два раза
X, (6 дб), то фазовый сдвиг равен 90°.
X В качестве примера можно привести
________\ и. 4 реостатный усилитель или одиночный
i_______х параллельный колебательный контур,
где на высоких частотах амплитудное
Рис. XI.4 частотная характеристика приобретает
крутизну 6 дб на октаву, а фазовый
сдвиг стремится к 90°, При крутизне. 12 дб на октаву фазовый
сдвиг равен 180° и т. д.
Характеристика идеального среза (рис, XI.3) предусматри-
вает запас по дополнительному фазовому сдвигу в %-180°. Оче-
видно, что в этом случае крутизна падающего участка кривой
идеального среза окажется равной 12---—- = 12(1—х) дб на
октаву. Длях = — (запас в 30°) крутизна падающего участ-
6
ка равна 10 об на октаву.
Необходимо иметь в виду, что в реальных ступенях низкой и
высокой частот частотные характеристики коэффициента пере-
дачи \к р | отличаются от характеристики идеального среза. Вне
рабочей полосы частот частотно-амплитудная характеристика
падает менее резко по сравнению с кривой идеального среза
(рис. XI.4). На более высоких частотах частотно-амплитудная
характеристика отдельной ступени превращается в падающую
прямую с крутизной 6 дб на октаву, а суммарная характеристи-
ка п-ступенного устройства переходит в прямую с крутизной
6п дб на октаву (на рис. XI.4 пунктирная линия). Наличие па-
разитных ёмкостей в замкнутой цепи обратной связи обусловли-
вает увеличение крутизны падающей прямой характеристики
476
201g | к Р|=ф(х). Падающая прямая, определяющая зависи-
мость кр на более высоких частотах с учётом всех паразитных
элементов схемы, называется асимптотической. На участке харак-
теристики, где модуль |к р | с крутизной, равной или больше
12 дб на октаву, проходит через Р | = 1 (или 20 1g \к =0),
система, охваченная обратной связью, становится неустойчи-
вой. Следовательно, кривая
идеального среза должна
быть так сформирована,
чтобы пересечь линию нуле-
вого усиления на более низ-
кой частоте, чем та, при ко-
торой асимптотическая пря-
мая проходит через нуль.
Такое построение показано
на рис. XI.5. Здесь падаю-
щий участок кривой идеаль-
ного среза соединяется с
асимптотической прямой
усиления горизонтальной
линией C'D' (рис. XI.5а). Та-
кая характеристика назы-
вается кривой идеального Рис. XI.5
ступенчатого среза. В дей-
ствительности, в целях создания запаса устойчивого усиления
горизонтальный участок опускается на Z = 6-f9 дб ниже линии
нулевого усиления (линия CD на рис. Х1.5а). Понятие «идеаль-
ная кривая» следует понимать в том смысле, что при проекти-
ровании системы с отрицательной обратной связью необходи-
мо с помощью корректирующих устройств стремиться к полу-
чению зависимости |/ср|=ф(л'), близкой к кривой ступенчатого
среза ABCDE.
Фазовая характеристика, соответствующая кривой ступен-
чатого среза, показана на рис. XI.56. Начиная с места соеди-
нения кривой идеального среза с асимптотической прямой, фа-
зовый сдвиг ф^ начинает расти и становится больше 180°.
Рост фх13 на этом участке объясняется тем, что крутизна асим-
птотической прямой больше 12 дб на октаву. Однако это не мо-
жет привести к самовозбуждению системы, охваченной отри-
цательной обратной связью, так как на указанном участке
|/с ]з|<1. При применении отрицательной обратной связи не-
обходимо, чтобы коэффициент передачи был требуемой величи-
ны не только в полосе рабочих частот. Вне рабочей полосы зна-
чения /ср должны быть также определёнными и контролировать-
ся в достаточно широком диапазоне частот- Можно показать.
477
что для полосы передаваемых частот в 10 кгц при глубине об-
ратной связи в 30 дб полоса частот, в пределах которой долж-
но контролироваться значение коэффициента передачи, состав-
ляет примерно 80 кгц. Из рассмотрения ступенчатой кривой
' - допустимая величина отрица-
тельной обратной связи за-
висит от ширины полосы ча-
стот усилителя, крутизны
асимптотической прямой и
падающего участка кривой
идеального
от запаса
усилению (Z) и фазовому
сдвигу (х).
Заметим, что в области
ABCDE (рис. XI.5a) следует, что
Рис. XI.6
1/2
<1
8'
dt
среза, а также
устойчивости по
очень низких частот, где фазовые сдвиги достигают больших
значений, должны быть также приняты меры к получению зави-
симости )кр| в виде идеальной кривой-среза.
Приближение к характеристике ступенчатого среза может
быть получено в ограниченной полосе частот. Часто это до-
стигается с помощью корректирующих устройств — ограни-
чителей верхних и нижних частот, включённых в тракт низкой
частоты.
На рис. XI.6 приведена одна из схем ограничителей ниж-
них частот. Переходная ёмкость Сс значительно больше Cj.
Таким образом, можно считать, что вход и выход ограничите-
ля соответствуют точкам В и В'. На высоких частотах имеют
место соотношения Ri , —7т- Rz, и коэффици-
ент передачи ограничителя Л^оК(, =1. На весьма низких часто-
тах --------~^>Ri; и ограничитель может быть рассмотрен
как делитель напряжения с коэффициентом передачи
А = —
мин R1+R2 ’
Из последнего выражения следует, что максимальное зату-
хание, вносимое ограничителем, равно
b = -1—= 1
макс л ' р
™мин А2
В общем виде коэффициент передачи ограничителя опреде-
ляется соотношением
А = = —1 ‘Q = —У1 + а2 ei?>—, (XI.6)
ЬмаКЛ 1 а У
где a = QCiRv
478
Суммарный фазовый сдвиг ограничителя ф = ф1—ф2 может
быть найден из соотношения:
а (Ъ — 1
tg ? = tg (С?! — Ф2) =
микс 1
(XI.7>
Фазовый сдвиг ф достигает своего максимального значения
на частоте
= (Х1.8>
При ЭТОМ S
= arc tg Ь2Му^-^~ • (XI.7'>
' макс
При 6Л0Л(,->оо умакс -> 90°, откуда следует, что максимально
возможное значение фазового сдвига равно 90°.
С учётом соотношения (XI.8) можно преобразовать выраже-
ния для модуля коэффициента передачи и фазового сдвига в.
удобные расчётные формулы:
А ® 1У—у2Ьмакс (XI.9}
макс 4 » макс
И
® =» arc tg —~~ 1) — , (X1.10}
^макс^1*^
F
где у*** -—.
г»
На практике часто пользуются выражением для опреде-
, 1 тт
ления затухания ограничителя Ь= Легко видеть, что
6=1/ ^кс±^Ьмаке . (Х197
V '*УЬм.кс
При относительно малых значениях у фазовый сдвиг
<р -> 0, а b -> что вытекает из физической сущности огра-
ничителя.
При больших значениях z/ф ->0 и 6->1, а при у=\ ф = Фла«в
и Ьмакс. Практически уже для у=2 6->1. Зависимости b и
Ф от у, построенные для значений Ьцхкс =5 и Ьмакс=\0, приведе-
ны на рис. XI.7 и XI.8. Эти характеристики показывают, каким
образом ограничитель низших частот способствует повышению
устойчивости модуляционного устройства. На частоте F—Fo
(у=1) затухание ограничителя достигает величины Ь"„„е и
47»
увеличивается далее до Ьмакс на низших частотах. На высших
частотах ограничитель не вносит затухания в цепь обратной свя-
зи. Фазокомпенсационные свойства ограничителя также силь-
но выражены в области у=1.
Мы видим, что с помощью ограничителя можно получить
в области весьма низких частот (т. е- в области предполагаемой
паразитной генерации) характер изменения коэффициента пе-
В самом деле, допустим, что на средних частотах спектра
|/с'₽|ср = const. Предположим, что p-цепь не вносит никаких до-
полнительных фазовых сдвигов, т. е. ф3=0 (речь идёт о допол-
нительном фазовом сдвиге к 180°). Тогда коэффициент переда-
чи кр на низших частотах с учётом затухания, вносимого ограни-
чителем, может быть представлен в виде
кср hp №)ср *
te~if М ЬМ
КН кн
(XI.11)
В выражении (XI.11) MKfi —коэффициент неравномерности
усиления в области -низших частот
== = Мкн е .
«н
Для того чтобы не было самовозбуждения в области низших
частот, необходимо выполнить условия:
срк + <р<п.180°, . (XI.12)
КМ
где п= 1, 3, 5,. . .
Расчёты, относящиеся к цепям отрицательной обратной свя-
зи, часто ведутся в децибелах. В соответствии с этим выраже-
480
ние (XI.12) может быть переписано в виде
201g(K^-201gMw-201gfr<0 1 12,.
<эк + ср < п • 180° J
Следует подчеркнуть, что устойчивый режим усилителя тре-
бует совместного выполнения обоих условий (XI.12'). Сказанное
удобно пояснить на конкретном примере [Л4]. Допустим, что
глубина обратной связи в рабочей полосе частот 20 lg(/cP)tP =
= 20 дб. Далее предположим, что известны суммарная фазовая
характеристика и коэффициент неравномерности усилительных
ступеней( с одинаковыми граничными частотами F^) срк=Y
/ Г \
АДН= f — и характеристики ограничителя с 201g Ьмакс~18 дб.
\ г«/
Эти зависимости приведены на рис. XI.9а и б. Из этих рисунков
видно, что при отсутствии ограничителя самовозбуждение возни-
кает на частоте/*^ 0,67^, для которой ©* =180° и 20 1g A4Kft=18<36,
так как 20 lg|/c8^p — 20 lgMra =20—18 = 2, т. е. больше нуля. Вве-
дение в цепь обратной связи ограничителя приводит к более рез-
кому уменьшению и смещению фазовой храктеристики впра-
во. Суммарный фазовый сдвиг 180° при значении
20 lg/14KH + 20 1g 6 = 22 дб, что соответствует выполнению условий
(XI. 12'). Более того, теперь представляется возможность даже
несколько увеличить глубину обратной связи (на 2 дб)-
На рис. Х1.9а и б приведены зависимости Мкн и от от-
F ..
ношения — для трех идентичных реостатных усилителен, у
F он
которых крутизна спада усиления в области нижних частот до-
стигает 6 дб на октаву. Аналогично могут быть построены сум-
марные зависимости и ©к для случая неидентичных усили-
телей.
В рассмотренном примере частота fo, соответствующая мак-
симальному фазовому сдвигу ограничителя, выбрана в несколь-
ко раз больше частоты возможной генерации
Ао~ЗХО,6Д = 1,8Ан
*
(см. рис. XI.96). Такой обычно её выбирают при проектиро-
вании подобных ограничителей, потому что это позволяет
сместить вправо фазовую характеристику <рк + ф, что в конеч-
ном счёте даёт возможность повысить устойчивость модуляци-
онного устройства и увеличить глубину обратной связи. Выбор
Ьмакс определяется конкретными характеристиками усилите-
лен. Обычно Ьмакс не превышает 20 дб.
>) При F=FM усиление уменьшается на 3 дб и фазовый сдвиг равен 45°.
Эта частота называется нижней граничной частотой.
31—417 481
Для расчёта рассмотренных ограничителей должны быть из-
вестны Ьмакс и Fo. Сопротивление /?2 выполняет обычно роль со-
противления утечки сетки и его величина известна- Тогда Ri =
Фмке—1)^2, а С] определяется из соотношения (XI.8).
0.010.02 0.05 0.1 0.2 0.5 I 2 ' 5 Ю 20
Рис. Х1.9
Ограничитель низших частот выполняется, как правило, в сту-
пенях предварительного усиления, являющихся частью тракта
с усилением к.
Ограничение и фазокомпенсация могут быть также полу-
чены путём соответствующего выбора параметров Rr и Сг в це-
пи катода (рис. XI. 10). Максимальное затухание ограничителя
по схеме рис. XI. 10, при использовании в качестве усилитель-
ной лампы пентода, равно
^=1+5^1, (XI.13)
где S,— крутизна катодного тока.
Все остальные параметры, а также затухание и фазовый сдвиг
рассчитываются с помощью приведённых соотношений.
.482
Возможно также образование схемы ограничения путём ис-
пользования элементов в цепи экранирующей сетки.
Ограничение модуля кр и фазокомпенсация в области выс-
ших частот могут быть получены с помощью схемы рис. XI.11 1
Мы видим, что ограничителем в области
высших частот может служить реостатный
усилитель, в котором нагрузка шунтируется
цепью /?1 С]. Емкость С] относительно не-
велика и на низших и средних частотах
сопротивление цепи RiCi не оказывает ни-
какого влияния на коэффициент усиления
ступени. На высших частотах сопротивле-
ние ёмкости Сг мало, и сопротивление на-
грузки оказывается шунтированным со- Рис. ХЕЮ
противлением Ri, что вызывает уменьшение
коэффициента усиления ступени.
Рассмотрим эквивалентную схему ограничителя верхних
р.р
частот (рис. XI.12). Здесь R -——-—. Сопротивление утечки
7?/+7?а
Rc не входит в эквивалентную схему, потому что Rc^Ri.
Рис. ХЕИ
Максимальное значение коэффициента затухания равно
макс М Ф
Фазовый сдвиг определяется выражением (XI.7), взятым с
обратным знаком. Максимальный фазовый сдвиг <pMavc опре-
деляется выражением (XI.7'), также взятым с обратным зна-
ком, и имеет место на частоте
27:617?! У b
1 1 г макс
(XI. 14)
Затухание, вносимое ограничителем верхних частот, опре-
деляется соотношением (XI.9'), где под у подразумевается от-
ношение— .
F
’) Паразитная ёмкость С шунтирует нагрузку. Её влияние иа работу ог-
раничителя 'оказывается на очень высоких частотах.
31* г, у >;483
Таким образом, фазовая характеристика ограничителя выс-
ших частот ф = j отличается от фазовой характеристики
ограничителя нижних частот ср = ф j лишь
фазовой характеристики остаётся такой же.
затухания b=f показана на рис. XI.13.
знаком. Форма
Характеристика
Рис. XI.12
Расчёт таких ограни-
чителей не отличается от
расчёта рассмотренных
ограничителей нижних частот. Однако необходимо учесть, что
в данном случае частота Fo, соответствующая максимальному
фазовому сдвигу ограничителя, должна быть в 2-4-2,5 раза мень-
ше частоты возможной генерации. Это объясняется тем, что в
области высших частот зависимости \к р и от— снимет-
( * ‘ I Л Г'
Г О
рично повёрнуты вправо (по сравнению с характеристиками,
приведёнными на рис. XI.7 и XI.8).
Следует ещё учесть, что расчёт зависимостей \к • | и ук от
р
— в области высших частот имеет приближённый характер, по-
Fo
скольку трудно учесть влияние паразитных ёмкостей. В связи
с этим заметим, что изложенные соображения относительно ра-
боты и расчёта ограничителя высших частот верны до тех пор,
пока можно пренебречь влиянием ёмкости С, шунтирующей на-
грузку усилителя (рис. XI.11). Иными словами, приведённые сооб-
ражения остаются в силе при условии, что верхняя граничная
частота усилителя значительно выше частоты возможной пара-
зитной генерации:
FOe----— > (2н-2,5) Fo.
" URC
(XI. 15)
При невыполнении условия (XI.15) следует учитывать влия-
ние паразитной ёмкости С; расчёт ограничителя высших ча-
jot в этом случае усложняется.
484
Говоря о некоторых общих свойствах систем с отрицатель-
ной обратной связью, мы значительное внимание уделили во-
просу устойчивости устройства. В связи с этим и была обосно-
вана необходимость получения зависимости коэффициента пере-
дачи \к 'fi | от частоты в виде характеристики ступенчатого сре-
за (рис. XI.5). Однако .уменьшение |/с р | вне полосы рабочих
частот, т. е. для х> 1, приводит к уменьшению эффективност»
подавления гармоник, расположенных вне рабочей полосы ча-
стот. Более того , для гармоник порядка пРжакс , где « = 2, 3,
4, . . ., нелинейные искажения могут возрасти. Это и понятно,
так как для х<^ 1 модуль кр становится меньше единицы. Не
вдаваясь в детальный ана-
лиз этого вопроса, приводим
лишь конечный результат ис-
следования характера линей-
ных искажений на более вы-
соких частотах при отрица-
тельной обратной связи по
огибающей. На рис. XI. 14
приведены кривые, получен-
ные В. А. Хацкелевичем и
Л. Н. Шур [ЛЗД аналитическим путём и характеризующие эф-
фективность обратной связи на высоких частотах. На этом ри-
сунке-D^ —отношение коэффициентов гармоник при наличии
отрицательной обратной связи и в её отсутствие. Из этих кри-
вых следует, что при глубине обратной связи |«3|гР =20 дб гар-
моники компенсируются для области частот пх<1,61, а при
|« р |сР = 26 дб — для области частот пх<2,3. Это означает, что если
доминирующее значение в нелинейных искажениях имеет вторая
гармоника, то компенсация этих искажений прекращается при
Г’>0,8 FMXc для | к н|гР =20 дб. Для третьей гармоники ком-
пенсация искажений прекращается при F>0,53FMacc и f >
>0,77 FMa,.c для |«₽|ср =20 дб и'|к =26 дб соответственно.
При глубине обратной связи[«^| =26 дб искажения по второй
гармонике компенсируются на всех модулирующих частотах.
Этим, а также и другими причинами и объясняется неэффек-
тивная компенсация нелинейных искажений на высоких часто-
тах. Мы видим, что на высоких частотах с введением отрица-
тельной обратной связи могут даже возрасти нелинейные иска-
жения.
Компенсация нелинейных искажений на высоких частотах
может потребовать увеличения частоты среза в ступенчатой
кривой рис. XI.5 по сравнению с максимальной частотой моду-
ляции.
485
Рассмотрим теперь ряд вопросов применения отрицательной
обратной связи в разных системах амплитудной модуляции.
XI.2. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В ПЕРЕДАТЧИКАХ С АНОДНОЙ
МОДУЛЯЦИЕЙ
В гл. IV было показано, что при анодной модуляции с авто-
матическим смещением (или по схеме тройной модуляции) уда-
ётся получить линейную модуляционную характеристику в тре-
буемом динамическом диапазоне. Вместе с тем, модуляцион*
ное устройство получается обычно многоступенным и достаточ-
но мощным- При правильно выбранном режиме мощной (мо-
дулируемой) ступени можно считать, что основным источни-
ком нелинейных искажений при анодной модуляции является
модулятор. •
В современных вещательных передатчиках предоконечная
ступень модулятора (подмодулятор) строится, как правило, по
‘схеме с катодной нагрузкой. В целях повышения усиления сту-
пень, возбуждающая подмодулятор, выполняется часто по ре-
остатно-дроссельной схеме. Другие ступени предварительного
усиления собираются по реостатной схеме. Наиболее значитель-
ные нелинейные искажения возникают в модуляторе и подмоду-
ляторе. Однако ввести отрицательную обратную связь лишь в
этих двух ступенях нельзя, так как они имеют небольшой общий
коэффициент усиления и поэтому глубокую обратную связь осу-
ществить в них невозможно. Подача больших напряжений по
р-цепи также сопряжена с трудностями. В связи с этим обрат-
ной связью обычно охватываются модулятор, подмодулятор и
несколько ступеней предварительного усиления.
При построении петли обратной связи надо учесть фазовые
сдвиги, вносимые отдельными ступенями на очень низких и
очень высоких частотах- Отрицательная обратная связь по оги-
бающей в передатчиках с анодной модуляцией обычно не при-
меняется из-за возникновения больших фазовых сдвигов при
включении модуляционного трансформатора в петлю обратной
связи.
Удовлетворительные качественные показатели могут быть
получены, как показывают расчёты, при глубине обратной свя-
зи порядка 204-25 дб. Во избежание появления дополнитель-
ных нежелательных фазовых сдвигов из петли обратной связи
исключаются модуляционный и входной трансформаторы. При
этом напряжение обратной связи подаётся непосредственно с
анодной цепи модуляторных ламп в цепь вторичной обмотки
входного трансформатора. Заметим, что в случае построения
предоконечной ступени по схеме с катодной нагрузкой коли-
486
чество ступеней, охватываемых отрицательной обратной свя^
зью, должно быть чётным (рис. XI. 15). В этом случае напряже-
ние обратной связи окажется в противофазе с входным напря-
жением. В случае нечётного количества ступеней напряжение
Рис. XI.15
обратной связи должно подаваться на сетки ламп, включённых
в противоположные плечи входного усилителя (рис- XI. 16).
В простейшем виде обратная связь в модуляционном уст-
ройстве может быть получена с помощью делителя напряже-
ния (рис. XI.17). В этом случае делитель выполняет функцию
fj-цепи:
или
Ступень
предварит.
усиления
Напряжение
одр. о связи
Рис. XI.15
Очевидно, что разделительные ёмкости Сб должны быть до-
статочно большими:
Сб»—:----.
Однако в реальных условиях приходится часто усложнять
Д-цепь. Монтажные ёмкости цепи обратной связи, шунтирую-
щие .сопротивления R2, создают фазовые сдвиги в р-цепи неже-
лательного знака. В самом деле, при наличии шунтирующей ём-
кости -С2 напряжение обратной связи снимается с делителя
рис. XI.18. Фазовый сдвиг между напряжением на входе Ua2
и напряжением обратной связи Uoc получается отрицательным:
— £2Я2Сг — сЗ
tg ?а =-----------------2 .
р
i^-~^^R22C22^-Q^-~-C2
Al Al
487
С увеличением частоты нежелательный фазовый сдвиг <р2
растёт- Он может быть скомпенсирован путём шунтирования со-
Рис. XI.17
противления ёмкостью Сь величина которой выбирается из
соотношения
Ri
С, '
При выполнении этого условия коэффициент обратной св-я-
зи р не зависит от частоты, остаётся неизменным в полосе ча-
стоты, а фазовый сдвиг между напряжениями Uос и U а<г ра-
Рис. XI.18
вен нулю, ёмкости С] и С2 должны быть
достаточно большими, что исключает
влияние паразитных ёмкостей. Значения
сопротивлений потенциометра Ri и R2
определяются, исходя из требуемого зна-
чения р.
Однако следует иметь в виду, что
на указанных сопротивлениях рассеивает-
ся мощность
^Д1-4-7?2
= 0,5
Г/2
uaS
Ri + Rz
Если разделительный конденсатор Сб отсутствует (в ряде
случаев ёмкость Сб исключается из цепи обратной связи в це-
лях улучшения частотной характеристики кр), то рассеиваемая
мощность на сопротивлениях T?i + /?2 равна:
R Рл 4 R2 ~
----+ о,5----------.
Ri + #2 Ri 4* R2
488
Применение обратной связи в модуляционном устройстве тре-
бует принятия ряда мер для обеспечения устойчивой работы уст-
ройства как в рабочей полосе частот, так и вне полосы. Эта за-
дача решается обычно включением в цепь обратной связи огра-
ничителей, обладающих свойствами уменьшения модуля коэф-
фициента передачи /ср и фазокомпенсации на частотах возмож-
ной паразитной генерации. Принцип работы таких ограничите-
лей был рассмотрен в п. XI.1.
В ряде случаев целесообразно включить параллельно вто-
ричной обмотке входного трансформатора модулятора ёмкость
Со (рис. XI. (9). Можно пока-
зать, что это повышает устой-
чивости работы модулятора.
-о Напряжение
^обр. связи
Рис. XI.20
Рис. XI.19
Рассмотрим эквивалентную схему входной цепи модулятора
(рис. XI.20). На этом рисунке: Ls обозначает индуктивность рас-
сеяния обеих обмоток, — отнесённое ко вторичной обмот-
ке сопротивление источника, напряжение от которого подаётся
на трансформатор, Ci — распределённая ёмкость трансформа-
тора (с учётом ёмкости монтажа), — сопротивление, шунти-
рующее вторичную обмотку трансформатора.
При достаточно большой ёмкости Со можно считать, что на
высоких частотах напряжение на сетку лампы модулятора пода-
ётся через делитель напряжения, состоящий из ёмкостей С'о ’)
и Свг. .
Таким образом, включение ёмкости Со способствует сущест-
венному уменьшению частотных искажений на весьма высоких
частотах.
Величина ёмкости Со должна быть выбрана с таким расчё-
том, чтобы эта ёмкость не создавала большого завала частот-
ной храктеристики трансформатора в'рабочей полосе частот.
Заметим ещё, что ограничение(кр| и фазокомпенсация в об-
ласти высоких частот осуществляются фильтром Персона, ши-
роко применяющимся в современных модуляционных устройст-
’) Со' учитывает шунтирующее действие ёмкости Ср
489
вах для анодной модуляции (см. гл- IV). Как известно, приме-
нение фильтра Персона обусловливает уменьшение напряжения
на анодах ламп модулятора на высших частотах (вне рабочей
полосы). К тому же фазовый сдвиг в пределах звукового спект-
ра почти не изменяется, а вне этой полосы быстро растёт, до-
стигая значения — 90°. Во многих случаях сочетание фильтра
Персона с ограничителем по схеме рис. XI.19 позволяет исклю-
чить неустойчивость в области высших частот.
Применение ограничителей в области низших и высших ча-
стот сужает полосу частот устройства, охваченного обратной свя-
зью, что способствует повышению устойчивости системы.
При построении цепи обратной связи в модуляционном уст-
ройстве следует учесть одно явление, вызываемое наличием об-
ратной связи- Выше было указано, что в целях исключения фа-
зовых сдвигов, вносимых модуляционным трансформатором’, об-
ратная связь снимается с первичной обмотки трансформатора.
Ввиду того, что лампы модулятора работают в режиме В, в по-
ловинах первичной обмотки существуют чётные гармоники.
Напряжения чётных гармоник равны:
•где и = 2, 4, 6, . . . ,
— индуктивность половины первичной обмотки,
— взаимоиндукция между половинами первичной об-
мотки.
Напряжение чётных гармоник возрастает с частотой. Легко
••видеть, что напряжение ,U„ поступает на вход модуляционного
устройства в фазе с приложенным напряжением (т. е. отрица-
тельная обратная связь по этому напряжению отсутствует).
Таким образом, напряжение Un в сумме с напряжением входно-
го сигнала может привести к перегрузке предварительных сту-
пеней. Обычно это явление ослабляется применением синфаз-
ной отрицательной частотнозависимой обратной связи в первой
-ступени (рис. XI.21). Тогда напряжение от чётных гармоник на
сетке лампы первой ступени окажется равным:
Un~Un — 2InZ, (XI.16)
где Z = RK + i LK.
Выбором параметров RK и LK можно значительно ослабить
•возможные искажения за счёт перегрузки предварительных сту-
пеней чётными гармониками.
Обратная связь в модуляторе может быть многоканальной
(рис. XI.22). Из этого рисунка видно, что, кроме общей отрица-
тельной обратной связи с коэффициентом обратной связи Ра,
в тракте кх существует внутренняя обратная, связь с коэффи-
490
циентом Рь Можно показать, что в данном случае ослабление
искажений характеризуется выражением
In
обо связи
Рис. XI.21
Рис. XI.22
Выражение (XI. 17) сходно с соотношениями (XI.3). Однако
в данном случае уменьшение искажений достигается не только
общей обратной связью, но и внутренней (mPi). Это позволяет
уменьшить глубину обратной связи как в общей, так и во внут-
ренней петлях обратной связи. Последнее обстоятельство может
облегчить решение вопросов устойчивости тракта, охваченного
отрицательной обратной связью.
Выше было указано, что в передатчиках с анодной модуля-
цией Обратная связь по огибающей очень затруднительна ввиду
больших фазовых- сдвигов, возникающих на низших и высших
частотах при включении модуляционного трансформатора в пет-
лю обратной связи. Однако жёсткие требования к величине не-
линейных искажений вынуждают иногда прибегнуть к обратной
связи по огибающей (рис. XI.23). В этом случае необходимо
принять специальные меры к уменьшению индуктивности рас-
сеяния модуляционного трансформатора. Последнее может быть
достигнуто, например, применением специальной тонкой высоко-
стойкой изоляции обмоток трансформатора, что позволяет плот-
нее разместить обмотки модуляционного трансформатора и
уменьшить индуктивность рассеяния. Известно'схемное решение,
которое позволило применить отрицательную обратную связь по
огибающей и уменьшить нелинейные искажения до 3% в полосе
200—20 000 гц в киловаттном укв передатчике с анодно-экран-
ной модуляцией. Схема модулятора показана на рис. XI.24. Одна
из ламп модулятора включена по схеме с катодной нагрузкой.
В результате обе половины первичной обмотки трансформатора
491
имеют однозначный потенциал, что даёт возможность плотнее
разместить обмотки трансформатора. При этом надо учесть, что
модулирующее напряжение снимается с первичной обмотки-
трансформатора, как с автотрансформатора. Такое схемное ре-
шение позволяет значительно уменьшить индуктивность рассея-
ния, а следовательно, нелинейные искажения и возможные фа-
зовые сдвиги в цепи обратной связи. Легко также убедиться, что
при таком включении первичных обмоток трансформатора
коэффициент трансформации возрастает в два раза, что равно-
сильно увеличению в четыре раза вносимого сопротивления R'r
Увеличение R'r также способствует уменьшению нелинейных ис-
кажений.
XI.3. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ ПО ОГИБАЮЩЕЙ (ПРИ МОДУЛЯЦИИ
НА СЕТКУ)
Обратная связь по огибающей применяется обычно в пере-
датчиках с сеточной и автоанодной модуляцией. Модуляция на
сетку встречается в телефонных передатчиках (с Fмакс — 3000—
3400 гц} и в вещательных передатчиках, построенных по схеме
Догерти. Для всех упомянутых передатчиков характерно обра-
зование основных нелинейных искажений в тракте высокой ча-
стоты. В меньшей мере появление нелинейных искажений отно-
сится к модулятору. При модуляции на сетку с последующим
усилением модулированных колебаний нелинейные искажения
в тракте высокой частоты возникают в силу нелинейности моду-
ляционных характеристик. Что касается схем Догерти и схем
автоанодной модуляции Круглова, то здесь, как известно, моду-
ляционные характеристики резко нелинейны. В таких случаях
компенсация искажений может быть достигнута введением об-
ратной связи по огибающей модулированных колебаний. Однако
492
в отношении телефонных передатчиков (служебной связи) с мо-
дуляцией на сетку необходимо сделать оговорку. Для таких пе-
редатчиков допустимые нелинейные искажения значительно вы-
ше, чем для вещательных передатчиков. Поэтому в телефонных
передатчиках можно ограничиться местной обратной связью в
модуляторе.
На рис. XI.25 приведена типичная блок-схема передатчика с
отрицательной обратной связью по огибающей. Из этого рисун-
Рис. XI.25
ка видно, что в петлю обратной связи входят модулируемая сту-
пень, усилители модулированных колебаний, детектор и тракт
низкой частоты. Ряд элементов цепи обратной связи (детектор,
модулируемый генератор и усилители модулированных колеба-
ний) является нелинейным. Это обстоятельство может услож-
нять рассмотрение вопросов устойчивости передатчика с обрат-
ной связью по огибающей. Однако известно, что приближённо
можно заменить генераторы с модуляцией на сетку эквивалент-
ными линейными схемами. Аналогичное замечание относится и
к детектору, входящему в цепь обратной связи. Таким образом,
и в данном случае система с обратной связью может рассматри-
ваться как квазилинейная.
Отрицательная обратная связь по огибающей является наи-
более полной, так как она охватывает тракты низкой и высокой
частот. Таким образом, в петлю обратной свя'зи оказываются
включёнными настроенные высокочастотные колебательные кон-
туры. В схемах Догерти и Круглова в цепь обратной связи
входят также дополнительные элементы, включение которых обу-
словлено особенностью работы этих схем. Наличие в цепи обрат-
ной связи настроенных колебательных контуров создаёт ряд
затруднений для устойчивой работы передатчика. Накаплива-
ние фазовых искажений на краях полосы, особенно на более вы-
соких звуковых частотах, может привести к тому, что суммар-
ные фазовые искажения достигнут 180°^ В этом случае обрат-
493
ная связь становится положительной, и при. достаточной её глу-
бине возникает самовозбуждение.
В п. IV. 11 было показано, что коэффициент частотных иска-
жений генератора с модуляцией на управляющую сетку равен:
М=------?---
2а
1 S (1 4- а)
В приведённом выражении М характеризует зависимость ам-
плитуды огибающей контурного тока (или напряжения Ua) от
частоты. Фазовый сдвиг огибающей равен:
, 2а
<₽ == — arc tg-----,
F
где о= .
/о
Из приведённых выражений следует, что частотно-амплитуд-
ные и фазовые искажения огибающей возникают лишь на высо-
ких модулирующих частотах при относительно малой величине
несущей частоты /о. Частотные свойства одноконтурного гене-
ратора для огибающей аналогичны частотным свойствам рео-
статного усилителя. В самом деле, обозначив через
Foe= ~ верхнюю граничную частоту огибающей, полу-
чаем по аналогии с апериодическим усилителем:
и
(XI.18)
<р = — arctg-'- .
г оа
(XI. 19)
Для.Р = Го амплитуда контурного тока боковых частот со-
ставляет 0,707 от их значения на низких частотах, т. е. коэффи-
циент модуляции уменьшается на 3 дб. При этом фазовый сдвиг
достигает значения —45°. Таким образом, внешне частотные
искажения модулируемого одноконтурного генератора сходны
с аналогичными искажениями в апериодическом усилителе. На -
высоких частотах уменьшение контурного тока достигает 6 дб
на октаву (рис. XI.26). Из рисунка видно, что асимптоты гори-
зонтального (F<Fotf) и падающего участков пересекаются в точ-
ке F = FOe. Верхняя граничная частота реостатного усилителя
зависит от Ra и С; в генераторе же верхняя граничная частота
FОв пропорциональна затуханию и величине несущей частоты
494
Чем ниже несущая частота, тем более резко выражены частот-
ные искажения огибающей.
Рис. XI.26
Можно показать, что асимптотические характеристики пада-
ющего участка частотно-амплитудной характеристики двух- или
трёхконтурного генератора аналогичны асимптотическим харак-
теристикам соответственно двух или трёх реостатных усилителей
низкой частоты. Максимальные значения фазовых сдвигов оги-
бающей тока в контуре равны соответственно в двухконтурном и
трёхконтурном генераторах —180° и —270°.
Изложенное показывает, что в передатчике со значительным
количеством усилителей модулированных колебаний цепь об-
ратной связи накапливает большое количество фазовых сдви-
гов. Максимальное значение суммарного фазового сдвига, вно-
симого высокочастотными контурами (не считая антенны), равно
?л<а« = -«90°, (XI.20)
где п — количество колебательных контуров.
Заметим, что наличие блокировочных элементов ещё более
усложняет картину фазовых искажений, возникающих в петле
обратной связи.
В целях уменьшения суммарного фазового сдвига и повыше-
ния устойчивости работы передатчика, охваченного обратной
связью по огибающей, необходимо довести до рационального
минимума количество модулируемых ступеней. При возможно-
сти целесообразно осуществлять модуляцию в выходной ступе-
ни. Требуемая полоса частот в промежуточных (одноконтурных)
ступенях должна быть обеспечена путём увеличения затухания
контуров, как было указано в п. 1V.11. Детектор цепи обратной
связи желательно связать с первым (анодным) контуром выход-
ной ступени и этим самым исключить влияние на цепь обратной
связи остальных контуров мощного усилителя. Из тракта низ-
кой частоты исключаются трансформаторные схемы, вызываю-
щие усложнение общей фазовой характеристики петли обрат-
ной связи.
495
Важным элементом цепи обратной связи является детектор
(рис. XI.27), который связывается, как было указано, с анодным
Рис. XI.S7
—о
Напряжение
обр. сбязи
—о
контуром или непосредственно с анодами ламп оконечной сту-
пени. Детектор ставится в режим линейного детектирования.
Максимальный фазовый сдвиг между выходным напряжением
детектора и огибающей модулированного напряжения на входе
равен —90°. На высоких модулирующих частотах имеет место
завал частотно-амплитудной характеристики. Можно показать,
что в отношении частотных искажений наличие детектора в цепи
обратной связи эквивалентно включению реостатного усилителя.
На практике применяются часто двухполупериодные схемы де-
тектора. При этом включаются дополнительные цепи для филь-
трации несущей частоты.
Остановимся кратко ещё на одном вопросе. Говоря о построе-
нии цепи отрицательной обратной связи по огибающей, мы не.
касались влияния неравномерности частотно-амплитудной ха-
рактеристики анодного контура (при наличии ряда связанных
контуров) оконечной ступени. Эта характеристика (для двух
контуров) определяется выражением (IV.125) и имеет вид, по-
казанный на рис. XI.28. При этом переменное напряжение на
аноде будет изменяться в соответствии с соотношением
Ua — UaT [ 1 + mMi COS (Ш — Т-i)] COS ОцД.
В области высоких частот и при глубокой модуляции
(mMi>l) возникает перемодуляция напряжения на анодном
контуре (рис. XI.29а).
Для cos(QZ—cpi) = — 1, т. е. при мо-
дуляции вниз, происходит скачок фазы
_напряжения иа на 180° (рис. XI.29а).
у' \ Спектр модулированных колебаний не
/ \ содержит при этом новых составляю-
I S 'к щих, но в напряжении на выходе де-
х тектора появляются нелинейные иска-
жения (рис. XI.296). Это явление мо-
п ______________ жет быть устранено, если подать на
& детектор дополнительное напряжение
Рис. XI.28 несущей частоты.
') ср! —г фазовый сдвиг огибающей напряжения при наличии двух конту-
ров.
496
В передатчиках с сеточной модуляцией влияние контуров вы-
ходной ступени и демодулятора на частотные искажения петли
Рис. XI.29
обратной связи может быть исключено путём снятия напряже-
ния обратной связи с сопротивления, включённого в цепь по-
стоянной составляющей катодного тока (рис. XI.30). С извест-
ным приближением можно считать, что огибающая постоянной
составляющей анодного тока воспроизводит форму огибающей
модулированных колебаний. Это означает, что напряжение на
RK в схеме рис. XI.30 равноценно напряжению на выходе детек-
тора в схеме рис. XI.25. Очевидно,
что это справедливо -при малых
сеточных токах.
Рациональное построение трак-
та высокой частоты, в котором
происходит модуляция, модулято-
ра и цепи обратной связи позво-
ляет рассчитать коэффициент пе-
редачи к|3 всего тракта, частоту
возможной генерации и опреде-
' лить возможную глубину обрат-
ной связи. Приближение зависи-
мости коэффициента передачи от
частоты к форме кривой ступен-
чатого среза может быть достигнуто введением в цепь обратной
связи ограничителей, описанных в п. XI.1.
32—417 497
Необходимо иметь в виду, что трудности в осуществлении об-
ратной связи по огибающей могут также' возникнуть на очень
низких частотах. Дело в том, что на указанных частотах возмож-
ны частотные искажения огибающей анодного тока из-за филь-
тра анодного питания. Фазовый сдвиг огибающей становится по-
ложительным. Соответствующим проектированием элементов
фильтра упомянутые искажения могут быть заметно ослаблены.
Рис. XI.31
В п. XI. 1 было показано, что устойчивость системы с обрат-
ной связью может быть проверена на основании амплитудно-ча-
стотной характеристики. Экспериментально такая характеристи-
ка может быть снята с помощью схемы рис. XI.31.
XI.4. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В ОДНОПОЛОСНЫХ ПЕРЕДАТЧИКАХ
Вопрос о применении отрицательной обратной связи в одно-
полосных передатчиках имеет особенно важное значение. Дело
в том, что современные коротковолновые и ультракоротковолно-
вые однополосные передатчики используются для передачи не-
скольких каналов. В этих условиях должны быть приняты над-
лежащие меры для устранения перекрёстных искажений между
каналами,, обусловленных нелинейностью амплитудной характе-
ристики усилителей модулированных (однополосных) колеба-
ний. Рассмотрим возможность уменьшения этих искажений с по-
мощью отоицательной обратной связи.
В гл. X мы познакомились со спектральным составом одно-
полосных колебаний. Было показано, что однополосная переда-
ча возможна с остатком несущей (пилот-сигнала) или пол-
ностью подавленной несущей частотой. В последнем случае при
498
модуляции синусоидальным напряжением однополосное колеба-
ние имеет вид
mUа макс cos (u>Q 2) t.
За счёт нелинейности динамической характеристики появ-
ляются составляющие на частотах 2 (ыо + Р), 3 (а0 + й) и т. д.
Эти составляющие лежат вне рабочего диапазона передатчика,
отфильтровываются высокочастотными контурами и, следова-
тельно, не являются элементами нелинейных искажений. Однако
картина меняется, если учесть, что в действительности передат-
чик модулируется сигналом сложной формы, т. е. спектром ча-
стот. В случае многоканальной передачи однополосные колеба-
ния представляют собой сумму однополосных колебаний отдель-
ных каналов (промодулированных на поднесущих частотах).
Отсюда следует, что применительно к однополосным колебаниям
нельзя ограничиться рассмотрением случая модуляции одной ча-
стотой (как это было сделано в отношении обычной амплитуд-
ной модуляции). Обычно характер нелинейных искажений при
усилении однополосных колебаний и вопрос о применении отри-
цательной обратной связи рассматриваются на примере двух
частот.
Допустим, что на вход однополосного усилителя подаётся на-
пряжение, состоящее из двух колебаний,
ивх = f/icos (<я0 + Qj) t + I72cos (u>0 +~Q2) Л (XI.21)
где Si < ш0> 22<®o.
На выходе однополосного передатчика (после усиления) ам-
плитуда выходного напряжения имеет вид
вых = кивх + и.мк, (XI. 22)
где к — коэффициент усиления тракта усиления однополосных
колебаний;
ииск—характеризует собой искажение огибающей модулиро-
ванных колебаний.
Отрицательная обратная связь должна быть введена в тракт
усиления таким образом, чтобы в случае идеального усиления
(т. е. без искажений) спектр частот огибающей на выходе сов-
падал бы со спектром входного напряжения, т. е. иаск =0. В слу-
чае >ре появления искажений в выходном напряжении отрица-
тельная обратная связь должна уменьшать цисхв| 1—к р| раз.
Таким образом, с введением обратной, связи напряжение на вы-
ходе должно быть
и
вых
__ |к| UKX j UUCK
(XI.23)
32*
499
Какими же путями может быть осуществлена отрицательная
обратная связь в однополосных усилителях? Легко убедиться,
что применить обратную связь по огибающей с обратной подачей
на вход модулятора в данном случае нельзя, так как форма оги-
бающей не совпадает с формой входного напряжения низкой ча-
стоты.
Приемлемым решением этого вопроса является осуществле-
ние отрицательной обратной связи по огибающей однополосных
колебаний или по высокой частоте. Рассмотрим принцип дейст-
вия этих видов обратной связи.
Обратная связь по огибающей
Напряжение, состоящее из двух колебаний и определяемое
выражением (XI.21), может быть представлено в виде
+ ul 1/ 1+2 cos & cosf (ш0 + £21) t + C?(Q)],
у (У! -f- С/2
(XI.24)
где
? (Q) = _ arc tg —, (XI .25)
' v ’ 5 + г/2 cos £2t
a Q = Qi—Q2.
Мы видим, что сумма однополосных колебаний может быть
представлена в виде колебаний одной боковой полосы (ы0+£21),
модулированных одновременно по амплитуде и по фазе.
Из ф-лы (XI.24) вытекает, что сумма однополосных колеба-
ний имеет амплитуду УЩ+Щ , а огибающая этих колебаний
определяется выражением У1 + 24 cos Q/, где 4 — -^2',% •
+ и 2
Огибающая колебаний может быть представлена в виде сум-
мы колебаний частот, кратных Q. В самом деле, выражение, ха-
рактеризующее форму огибающей, может быть разложено в ряд
1 + 24 cos Qt br cos Ш + b2 cos 201 + . .. —
00
= b0 + bn cos nQt. (
n^l
' Ряды длй b0, bi, b2,... быстро сходятся, так как 4<— •
500
Основным членом в приведённой сумме колебаний является
&о- С учётом этого перепишем (XI.24) в виде
ивх = и22ЬоИ -Ь х
\ п=1 /
Xcos[(®0 + Q1)/ + <p(Q)]. (XI.26)
В соотношении (XI.26) тп= — играет роль эквивалентного
Ь»
коэффициента модуляции.
Итак мы видим, что огибающая амплитуд однополосных ко-
лебаний содержит постоянную составляющую (Ьо) и ряд гармо-
нических составляющих с частотами, кратными Q. Допустим, что
нелинейности характеристик усилителя вызывают лишь ампли-
тудные искажения и в усилителе не имеет места паразитная фа-
зовая модуляция. В этом случае назначением отрицательной
обратной связи является уменьшение искажений огибающей вы-
ходного напряжения.
Заметим, что обратная связь по огибающей однополосных
колебаний должна быть широкополосной, так как спектр оги-
бающей, определяемый выражением (XI.26), содержит бесконеч-
ное число составляющих. Практически можно ограничить полосу
пропускания в петле обратной связи до трёхкратной по сравне-
нию с шириной спектра сигнала в тракте высокой частоты. Та-
кое ограничение возможно, потому что члены ряда (XI.26) бы-
стро убывают.
Нелинейность характеристик усилителей обусловливает появ-
ление новых компонент в огибающей выходного напряжения.
Очевидно, что по цепи обратной связи можно подать напряжение
огибающей (после амплитудного детектирования) на вход высо-
кочастотного усилителя и осуществить модуляцию входного на-
пряжения в противофазе. Учитывая, что усилители однополос-
ных колебаний работают в недонапряжённом режиме, можно
осуществить противофазную модуляцию путём модуляции се-
точного смещения Ее. В гл. IV было показано, что для
60°120° изменение Ес эквивалентно изменению напряже-
ния возбуждения:
4(4^1,25^. (XI,27)
Соотношение (XI.27) показывает, что обратная связь по оги-
бающей может быть реализована посредством модуляции напря-
жения смещения входного усилителя. Существуют разные пути
решения этой задачи. Возможна непосредственная модуляция
напряжения смещения входного усилителя в противофазе. Одна-
ко, как показали 3. И. Модель и А. Д. Артым [Л8], более эф-
фективной оказывается балансная схема обратной связи, в ко-
501
торой модулирующее напряжение смещения АЕС является ре-
зультатом сравнения (вычитания) детектированных напряже-
ний высокой частоты на входе и выходе усилителя. При отсут-
ствии искажений AEf=0. В общем случае Д.Е с пропорционально
разности детектированных напряжений на входе и выходе уси-
лителя.
Рассмотрим один из вариантов балансной схемы отрицатель-
ной обратной связи (рис. XI.32). Оба детектора схемы идентич-
ны. На первый детектор подаётся напряжение U[ =KiUax, а на
второй детектор U2 = к2идыл. При отсутствии искажений схема
сбалансирована, т. е. U't — U'2 и коэффициент усиления тракта
однополосных колебаний
|к| =
<4
«2
(XI.28)
1^0 пых
1^0 вх
Соотношение (XI.28) позволяет найти коэффициенты пере-
дачи делителей напряжений К\ и к2.
При возникновении искажений U' =f=U2. В этом случае появ-
ляется модулирующее напряжение обратной связи:
ЬЕС = ad ([){ — U2) ,
где а — коэффициент передачи детектора,
d — коэффициент передачи сравнивающей цепи.
Балансная схема должна быть построена так, чтобы обрат-
ная связь осуществлялась как по переменным, так и по постоян-
ным составляющим огибающей однополосных колебаний. Это
следует из выражения (XI.26).
Дополнительная модуляция напряжения смещения в схеме
рис. XI.32 получается неглубокой и может осуществляться почти
без искажений. Заметим, что поскольку в рассматриваемой схеме
детекторы идентичны, то создаваемые ими искажения компен-
сируются.
В [Л8] показано, что в том случае, когда входная ступень ра-
ботает в классе В, действие обратной связи в балансной схеме
позволит уменьшить UUcK в (1 + l,25«iad)pa3, т. е.
U = 1*1 У,- - ^ЛЬ\ЕС) Н-----. (XI.29)
вых 1 п вл с’ 14-1,25^ v '
Уменьшение Uиск в (1 + l,25Kiccd) раз является результатом
введения отрицательной обратной связи. Последняя способст-
вует уменьшению нелинейных искажений (т. е. линеаризации
амплитудной характеристики усилителя) и фона. Легко видеть,
что в данном случае
|1 — к р| — 1 + 1,25/Ciad.
502
напряжение одно
полоены» нолеба-
Рис. XI.32
Входной усилитель (на который подаётся модулирующее на-
пряжение обратной связи Д£) может также работать в режи-
ме А в пределах параболического участка статической характе-
ристики
= ао + + а2е2.
При этом искажения уменьшаются в соответствии с выра-
жением
= MU,* + -------> (XI.30)
1 4- qad |кх| L,x
Ес — постоянное напряжение смещения.
Из (XI.30) следует, что в последнем случае глубина обрат-
ной связи возрастает с увеличением уровня входного напряже-
ния.
Необходимо отметить, что введение обратной связи по оги-
бающей в однополосных передатчиках требует, разумеется, при-
менения соответствующих мер предосторожности, о чём было
сказано в п. XI.3. В частности, может возникнуть надобность
во введении в схему цепи фазовой задержки (до детектора 1)
для компенсации фазовых сдвигов в контурах усилителей одно-
полосных колебаний.
Кроме того, с помощью местной обратной связи должны быть
существенно уменьшены нелинейные искажения в модуляторе
и балансных модуляторах.
503
Обратная связь по высокой частоте
В общем случае однополосный сигнал может быть представ-.
лен в виде суммы независимых высокочастотных колебаний
(XI.21). При отсутствии комбинационных частот спектр выходно-
го сигнала соответствует спектру входного сигнала. Однако при
прохождении однополосного сигнала через усилительный тракт
появляются комбинационные частоты и выходной сигнал допол-
няется рядом новых высокочастотных составляющих. Эти высо-
кочастотные составляющие (комбинационные частоты) и яв-
ляются источниками перекрёстных помех при многоканальной
передаче.
Подавление или ослабление комбинационных частот в одно-
полосном сигнале может быть достигнуто введением отрицатель-
ной обратной связи непосредственно по высокой частоте. При
этом напряжение обратной связи снимается с выхода передат-
чика и'через делитель напряжения подаётся на вход усилитель-
ного тракта в противофазе.
Рассмотрим вопросы устойчивости систем с обратной связью
по высокой частоте в случае, когда все N контуров усилитель-
ного тракта настроены в резонанс на одну частоту и имеют оди-
наковую добротность. Обозначим через к0 произведение коэф-
фициентов усиления всех ступеней усилителя на резонансной ча-
стоте без обратной связи.
Суммарный коэффициент усиления всех ступеней с учётом
частотных свойств контуров равен:
/<0
* “ (1 + 2 1 aQ)" ’
где о— относительная расстройка частоты
/о
Фазовый сдвиг, вносимый каждым контуром тракта усиле-
ния однополосного сигнала, равен:
tg ср = — 2aQ |
ср = arc tg (— 2aQ) J
Соотношения (XI.32) позволяют переписать выражение для
суммарного коэффициента усиления (без обратной связи) в
виде
(XI.31)
504
При охвате тракта усиления обратной связью напряжения
искажения (в частности, за счёт комбинационных частот), кото-
рые мы обозначаем через UUCK, уменьшается в (1—кр) раз, т. е.
, и
и иск-—(Х1.зз>
1 — к р
Для большинства реальных схем коэффициент обратной свя-
зи может быть сделан вещественным: р =—р. Подставив теперь,
в (XI,33) значение к из (XI.31'), получим:
и'иск =----—- • (XI.337
+ (1 -1 tg
Коэффициент передачи петли обратной связи равен:
кр =----=. (Х1.34>
(1 — Itgcp^ У(1 4- tg3
Глубина обратной связи (т. е. кр ) в усилителях с резонанс-
ными контурами зависит от частотных свойств последних и ме-
няется в полосе пропускания. При каком-то значении о= —
fo
суммарный фазовый сдвиг Nq> может оказаться равнвш 180°,
Если при этом же значении о модуль коэффициента передачи
. j,
V (1 + tg2
система становится неустойчивой и возможно паразитное само-
возбуждение. Условие устойчивости системы вытекает из общих
положений, приведённых в п. XI. 1,
' ---К~ <1 (XI. 35>
/(1 Ч- tg2 <f)N
при Лг<р=180°(1—х).
Условие (XI.35) устанавливает связь между максимальной
глубинойобратной связи (на резонансной частоте) и частотны-
ми свойствами усилительного тракта, содержащего N контуров:
< / u + tg2*)" . (X1.36>
Поскольку глубина обратной связи характеризует степень
ослабления нелинейных искажений, удобнее в практических ус-
ловиях пользоваться для оценки максимальной глубины устой-
505.
чивой обратной связи частотной характеристикой усилительного
тракта:
= 1 . (X1.37)
к° У(1 + tg2 ?)"
На рис. XI.33 приведены зависимости 1A-L от Мер для трёх
к0
( и четырёх контуров в петле
—2^0—180—120—60 о so 120 iso 2ьо град отрицательной обратной связи.
Максимальная глубина устой-
чивой обратной связи получает-
ся соответственно равной 18 и
12 дб. При запасе устойчивости
в 30° указанные значения
уменьшаются соответственно
до 14 и 9 дб.
Здесь был рассмотрен слу-
чай, когда фазовые сдвиги для
возможной частоты генерации
одинаковы в каждом из кон-
туров (т. е. случай, когда кон-
туры настроены на одну резо-
нансную частоту и их доброт-
ности одинаковы). Анализ по-
казывает, что при этом глуби-
на устойчивой обратной связи
получается наименьшей. При
разработке системы с обратной
«вязью по высокой частоте целесообразно исходить именно из
наименьшего значения глубины обратной связи.
В случае неодинаковой добротности колебательных контуров
максимальная глубина обратной связи может быть определена
по выражению
< V(l+tg2?1)(H-tg2?2)...(l+tg2?„) ,
где tgqp„=— 2oQn.
При этом глубина обратной связи может быть увеличена.
В простейшем случае, без фазовой компенсации уровень комби-
национных частот при усилении в трёх ступенях может быть
уменьшен примерно на 12 дб (с учётом запаса устойчивости).
Реализация обратной связи по высокой частоте не связана с
трудностями и может быть осуществлена относительно просты-
ми средствами.
Более существенное уменьшение искажений можно получить
применением комбинированной обратной связи по огибающей и
по высокой частоте. Интересно отметить, что применение обрат-
506
«ной связи по высокой частоте создаёт более благоприятные усло-
вия для применения обратной связи по огибающей. Мы имеем
в виду то обстоятельство, что при обратной связи по высокой
частоте выравнивается частотная характеристика тракта уси-
ления. В самом деле, при охвате усилителей обратной связью
по высокой частоте коэффициент частотных искажений равен:
«о х)
к' =----S__ = _ = __-----Ъ. (X1.38)
1-кр 1 _L_______________ (1 4-i tg?)N 4-«00
(1 + i tg <f)N
Аналогично может быть получено выражение для частотной
характеристики с разными добротностями. Частотная характери-
стика, описываемая модулем выражения (XI.38), приближается
к идеальной характеристике полосового фильтра. При этом
уменьшаются фазовые сдвиги в полосе пропускания, что спо-
собствует повышению эффективности обратной связи по огибаю-
щей. По некоторым данным применение комбинированной об-
ратной связи уменьшает уровень комбинационных частот на
204-25 дб.
ЛИТЕРАТУРА
1. Г. Боде. Теория цепей и проектирование усилителей с обратной
связью. Госиниздат. 1948.
2. В. А. X а ц к е л е в и ч и Л. М. Ш у р. «Противосвязь по огибающей
в радиопередающих устройствах». «Электросвязь», № 11, 195G.
3. В. А. Хацкелевич и Л. М. Шур, «Компенсация нелинейных иска-
жений противосвязью по огибающей в радиопередающих устройствах».
«Электросвязь», № 4, 1958.
4. А. И. Эйленкриг и С. Е. Гликман. Модуляционные устройства
для передатчиков с амплитудной модуляцией. Изд. «Советское радио», 1954.
5. 3. И. М о д е л ь, С. В. Персон, А. И. Лебедев-Карманов и
А. М. Писаревский. «Вопросы теории глубокой противосвязи». ИЭСТ
№ И, 1939.
6. С. R. Ellis, К. О w е п, J. R. W е a t h е г u р. «Transmitter tuned by
distortion indicator». «Electronics», IX, 1957.
7. 3. И. Модель. Вопросы построения мощных радиостанций. Госэнер-
гоиздат, 1947.
8. 3. И. Модель, А. Д. Артым. Применение противосвязи для подав-
ления перекрёстных искажений в многоканальных высокочастотных усилите-
лях однополосных передатчиков. Труды ЛПИ им. Калинина, № 194, 1958.
9. Д. Л. Т а м м. Отрицательная обратная связь в однополосных кв пере-
датчиках. Отчёт ЛПИ им. Калинина, 1959.
’) Соотношение (XI.38) справедливо при 0=—0.
507
Глава XII
ЧАСТОТНАЯ И ФАЗОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ
XI1.1. ВВЕДЕНИЕ. ОСОБЕННОСТИ МОДУЛЯЦИИ
Основные соотношения
При частотной и фазовой модуляции осуществляется изме
нение по закону передаваемого сообщения аргумента ф синусои
дального колебания высокой частоты (тока или напряжения)
мгновенное значение которого может быть записано в виде
Здесь А — амплитуда колебаний?
s' а ф — угол, характеризующий на фа*)
2^/2 зовой плоскости положение вектору
__________/у А(1) относительно неподвижной осй=
проекций (рис. XII.1). Величину
Рис XII.1 принято записывать в виде J
Ф = + (XI1.$
где со — частота колебаний,
ср — начальная фаза колебаний.
В соответствии с выражением (XI 1.2) частными случаями мо-
дуляции аргумента (угла) синусоидального колебания могут яв
ляться модуляция частоты со или фазы ср колебаний. Так, пр,
частотной модуляции синусоидальным напряжением с .частотой
F — — и амплитудой UmQ получим
со == со0 + кми{7 osinQf = <в04- AcostnQZ. (XII.
w 1VI M e w *
При фазовой модуляции
? = + кфм UM<2 sin Qt = ф0 + Д? sin Qt. (X11.4)
В выражениях (XII.3) и (XII.4) индексы «нуль» имеют велии,
чины, неизменные во времени, а через кчм и кфМ обозначен^
коэффициенты пропорциональности соответственно при частот*
508
ной модуляции (ЧМ) 'или фазовой модуляции (ФМ), опреде-
ляющие крутизну модуляционной характеристики.
На основании выражения (XII.3) можно сделать вывод, что
•при ЧМ максимальное .изменение частоты колебаний Асо состав-
ляет величину
= (XII.5)
Максимальное изменение фазы Дер при ФМ, как это следует
из XII.4, равно
Д? = кфм^- (ХП.6)
Учитывая известные соотношения между частотой и фазой
колебаний:
<р = J uidt, (XI 1.8)
t
где j означает неопределённый интеграл без произвольной
постоянной, можно найти выражения, определяющие изменение
фазы колебаний при ЧМ и изменение частоты колебаний при
ФМ.
Так, для ЧМ получим
( к U
8? = A«>sin£ta#=------^-^cos2/; (XII.9)
максимальное изменение фазы колебаний
А ___ КЧМ U т т 1
Й =. (XII.10)
ее
Для ФМ
8w — — (Дер sin Qt) = к UmQ Оcos Ш; (XI1.11)
di
максимальное изменение частоты колебаний при ФМ составит
Д<й== кфмО.им<2. (XII.12)
Сопоставляя выражения (XII.5) и (XII.12), можно сделать
вывод, что при ФМ, так же, как и при ЧМ, имеет место измене-
ние частоты колебаний. Однако при ФМ изменение частоты коле-
баний, в отличие от ЧМ, зависит от модулирующей частоты
(прямо пропорционально частоте). • ,
Из выражений (XII.6) и (XII.10) следует, что изменение фа-
зы колебаний при ЧМ отличается от ФМ тем, что зависит от
509
частоты модулирующих колебаний (обратно пропорционально
частоте).
Учитывая эту особенность ЧМ и ФМ. можно определить вид
модуляции передатчика, не зная его схемы.
Для этого на передатчик достаточно поочерёдно подать мо-
дулирующие колебания с одинаковой амплитудой, но с различ-
ай I "j"
ци--------ILrU-
'^Пвредатчикс ЧМ
ной частотой. Если максималь-
ное отклонение частоты колеба-
ний передатчика не будет зави-
сеть от модулирующей частоты,,
то имеет место ЧМ. При ФМ со-
гласно (XII.12) будет наблю-
даться зависимость максималь-
ного отклонения частоты колеба-
Рйс. XII.2 ний передатчика от частоты мо-
дулирующих колебаний.
Если измеряется не частота, а фаза колебаний передатчика,
то неизменность максимального отклонения фазы при поочерёд-
ной модуляции передатчика колебаниями с различными частота-
ми будет свидетельствовать о ФМ. При ЧМ согласно (XI 1.10)
будет происходить уменьшение максимального отклонения фазы
при увеличении частоты модулирующих колебаний.
При использовании модулирующего напряжения только од-
ной частоты определение вида модуляции передатчика (ЧМ или
ФМ) описанными методами окажется невозможным.
Если рассмотреть выражения (XII.6) и (XII.10), то можно
сделать вывод о том, что можно преобразовать модуляцию ко-
лебаний по фазе в модуляцию колебаний по частоте. Для пояс-
нения этого рассмотрим схему, приведённую на рис. XII.2.
В этом случае, если при подключении к точкам 1—1 модули-
рующего напряжения имеем фазовую модуляцию колебаний с
отклонением фазы в соответствии с выражением (ХП.6), то при
переключении модулирующего напряжения к точкам 2—2
для схемы, приведённой на рис. XII.2, найдём, что абсолютные
значения напряжений связаны следующим соотношением:
|£7ц|------ ~.^22-
ас]/
В случае, когда-
1
/?»—i.
77 о г
(XII.13)
(XII.14)
где Q мин соответствует минимальной частоте в спектре модули-
рующих колебаний,
117111=-^-1/22. (XII.13')
510
Подставляя (XII.13х) в (XII.6) и полагая, что Uu=.UmQ,
найдём
Обозначив
= <Х11-15)
с/<
получим
Дер = 21A, L'22. . (XII.16)
£2
Сравнивая выражения (XII.16) и (XII.10), видим, что с по-
мощью показанной на рис. XII.2 цепочки RC в случае, когда
удовлетворяется условие (XII. 14), можно осуществить преобра-
зование ФМ в ЧМ. При этом соотношение между крутизной мо-
дуляционных характеристик будет определяться выражением
(XII.15).
Преобразование1 модуляции по
частоте в модуляцию по фазе
можно осуществить аналогично
при помощи схемы, приведённой
на рис. XII.3.
Пусть при подаче к точкам
1—1 модулирующего напряжения
Г
Передатчик
счм
2 I
2 '
\/1средатчикс ФМ
осуществляется модуляция коле- Рис. ХП.З
баний по частоте. В случае пере-
ключения модулирующего напряжения к точкам 2—2 получим,
что амплитуда напряжения в точках 1—1 будет равна
(XII. 17)
Если параметры цепочки R\C\ выбрать таким образом, что
1
Ях«
маце
Ct
(XII. 18)
где соответствует наибольшей частоте в спектре модули-
рующих колебаний, то
Ц7П] = 7?!&C}U22 (XII.17х)
Подставляя (XII.17х) в (XII.5) и полагая, что ип=има, получим
Дш = кч1Л Ri QCiU22.
511
Обозначив
КЧМ R&T ~ КФМ ’ (XII. 19)
найдём Дш = кфм QU™' (XII.20)
Сопоставляя выражения (XII.20) и (XII.12), видим, что они|
одинаковы.
Таким образом, вводя в цепь модулятора передатчика ЧМ
цепочку, состоящую из Ri и Ct, удовлетворяющих условию
(XII.18), получаем возможность перехода от частотной модуля- ’
ции к фазовой. Соотношение между крутизной модуляционных
характеристик в этом случае определяется выражением (XII.19).
Спектр и полоса частот
С учётом выражений (XII.1), (XII.2), (XII.4) и (XII.7) ко-
лебание высокой частоты (тока или напряжения) при модуля-
ции по частоте или фазе синусоидальным колебанием с частотой
Q = 2nF может быть записано в виде
A(t) = A sin(u>oif 4- mcosQ/ + <р0)« (ХП.21)
Здесь величина «о=2л/о определяется частотой колебаний fo
в режиме молчания, <ро— начальная фаза, неизменная во вре-
мени, am — индекс модуляции. В соответствии с ф-лами (XII. 10)
и (XII.5) для случаяЧМ
m = . (XII.22)
чм Q Q F
При ФМ в соответствии с ур-ниями (XII.4) и (XII.6)
тФ1л = д? = кфм (XII.23)
Полагая для упрощения записи, что <ро=О, и используя фор-
мулы преобразования бесселевых функций, выражение (ХП.21)
можно записать в виде
А (0 = А
J0(/n)sinco0if + JK(m)[sin(u>0 + №)/-(-
К=1
+ (—• 1)к sin (u>o — кй)
(XII.24)
Здесь JKCm) — функция Бесселя порядка к с аргументом, рав-
ным индексу модуляции тчм или тФМ- На рис. XII.4 показана
зависимость J0(/ra),J t(m) и J2(m) от индекса модуляции. Из это-
512
го графика следует, что амплитуда несущей, пропорциональная
Л>(/и), и амплитуды боковых, пропорциональныеJ](т) и J2(/n),
существенно зависят от индекса модуляции т.
70(т)
Из выражения (XII.24) сле-
дует, что при ЧМ и ФМ колеба-
ние имеет линейчатый спектр,
причём расстояние на шкале ча-
стот между соседними компонен-
тами равно модулирующей ча-
стоте й. При этом, в отличие от
амплитудной модуляции, теоре-
тически получается спектр с бес-
конечно’ большой шириной. На
практике используют понятие
действительной ширины полосы
ЧРп, под которой понимают такую полосу частот, вне которой
амплитуда любого компонента оказывается меньше 1 % от
амплитуды немодулированного колебания. В этом случае с до-
статочной для практики точностью ширина полосы может быть
определена следующим образом:
2Гл = 2Г(1 + /и).
(XII,25)
Здесь F — модулирующая частота; т — индекс модуляции.
При частотной модуляции т — тчм и- определяется ф-лой
(XII.22), а при фазовой модуляции т = тфМ и определяется
ф-лой (XII.23).
Подставляя в выражение (XII.25) указанные величины т,
можно сделать вывод о том, что при ФМ ширина полосы боль-
ше, чем при ЧМ, поскольку при ЧМ с ростом Й величина тЧ[Л
будет уменьшаться, тогда как величина тФМ от частоты не за-
висит.
При модуляции сложным сигналом, состоящим из нескольких
синусоидальных колебаний с частотами й], Й2, ..., йк, наряду
с боковыми частотами вида ш0±пЙ1, юо±иЙ2, ..., ®о±ийк,
появятся дополнительные боковые частоты вида &0±(pQi±.
±<7Й2± ...±хйк)где п, у, q, s являются любыми целыми
числами. Амплитуда колебаний в этом случае будет определять-
ся произведением бесселевых функций от аргументов т2,...,
тк, определяемых соответственно для колебаний с частотами Йь
Й2, ..., Й* из выражений (XII.22) или (XII.23), причём бессе-
левы функции, входящие в выражение для несущей частоты,
будут нулевого порядка, порядок бесселевых функций, входя-
щих в выражение для боковых частот, будет 1, 2, ..., к, а для
дополнительных боковых частот—определяется коэффициентами
п, q, р, . .., s.
33—417 513
Если считать, что максимальное отклонение частоты или фа-
зы колебаний будет одинаковым при модуляции колебаний как
сложным сигналом, так и одной частотой, то индекс модуляции/
приходящийся на каждый компонент сложного сигнала, окажет-
ся намного меньше индекса модуляции, соответствующего моду-
ляции одной частотой. В этом случае переход к модуляции слож-
ным сигналом может привести даже к уменьшению действитель-
ной полосы частот.
Умножение частоты
При подаче на нелинейный прибор колебаний, описываемых
выражением (XII.1), на выходе его, кроме основного компонен-
та, будут появляться гармоники. Таким образом, колебание вы-
сокой частоты (тока или напряжения) на выходе нелинейного
прибора будет иметь вид
В (/) = Br sin ф + В2 sin 2ф + В3 sin Зф + ... 4- Вп sin пф,
где (величина ф согласно (XII.21) равна
ф = + И COS Qt + ср0.
Таким образом, при выделении в последующих ступенях пе-
редатчика компонента с номером п и подавлении всех остальных
компонентов получим колебание вида
С(/) = Сп sin пф = Сп sin (п + nm cos <оо/ + пр0). (XII.26)
Рассмотрение выражения (XII.26) показывает, что при умно-
жении частоты в п раз в это же число раз умножается индекс
модуляции пг, а следовательно, в соответствии с (XII.22) и
(XII.23) в п раз умножается отклонение частоты Дсо или фазы
Дер колебаний передатчика. Таким образом, применяя умноже-
ние частоты колебаний, можно получить углубление модуляции..
Энергетические вопросы
Применение ЧМ или ФМ позволяет значительно повысить ис-
пользование ламп передатчика, особенно в выходных ступенях.
Это объясняется тем, что при ЧМ или ФМ амплитуда колеба-
ний остаётся неизменной, а следовательно, остаётся неизменным
и режим передатчика. Последнее позволяет полностью исполь-
зовать выходную мощность ламп и выбрать наиболее целесооб-
разный режим (например, критический), обеспечивающий полу-
чение наибольшей мощности или кпд данной ступени передат-
чика.
514
Отметим, что в соответствии с выражением (XII.24) и
рис. XII.4 амплитуда компонента с частотой соо, равной частоте
немодулированных колебаний, зависит от индекса модуляции.
Так, при значениях т = 2,41; 5,62; 8,65 и т. д., при которых вели-
чина Jo (m)=0, амплитуда этого компонента обращается в нуль.
При этих индексах модуляции вся мощность передатчика распре-
деляется между боковыми частотами.
Основные характеристики
При модуляции колебаний по частоте или фазе качественные
показатели передатчика определяются характеристиками, анало-
гичными характеристикам при амплитудной модуляции: стати-
ческой и динамической модуляционными характеристиками, ча-
стотной характеристикой, уровнем шумо>в и фона относительно
заданной глубины модуляции, нелинейными искажениями и т. д.
Однако в отличие от модуляции колебаний по амплитуде при
ЧМ и ФМ характеристики определяют изменение не амплитуды
колебаний, а частоты или фазы колебаний. Например, динами-
ческая характеристика при ЧМ определяет зависимость измене-
ния частоты колебаний А/ от величины модулирующего напря-
жения 17в (т. е. Af=f(t7e) при неизменном значении частоты й);
при ФМ — зависимость фазы колебаний Дер от величины моду-
лирующего напряжения ,С7а (т. е. &y=f(Us) при неизменном
значении частоты й).
Аналогично случаю амплитудной модуляции частотная ха-
рактеристика при ЧМ определяет зависимость изменения часто-
ты колебаний А/ от частоты модулирующих колебаний F = —
2л
(т. е. при неизменном значении модулирующего напря-
жения U,J, а при ФМ.— зависимость фазы колебаний Д<р от
частоты модулирующих колебаний (т. е. A<p=f(F) при неизмен-
ном значении модулирующего напряжения ,US)-
Следует отметить, что при проектировании и настройке пере-
датчика, модулируемого по частоте или фазе, для уменьшения
нелинейных искажений большое внимание должно уделяться
правильному выбору ширины полосы контуров и точности их
настройки. Рассмотрим это подробнее. Представим частотно-фа-
зовую характеристику ступени передатчика в виде кубичного
полинома
<? = <?„ +AAF 4-rBAF2 +САР. (XII.27)
Здесь фо, А, В, С — постоянные коэффициенты, ДА — откло-
нение частоты f от резонансной (средней) частоты контура fp,
т. е.
Д/7 = /-/„. [(XII.28)
33* 515
Пусть ЧМ или ФМ осуществляется синусоидальным напря-
жением с частотой й. Тогда выражение для частоты колебаний :
может быть записано в виде
/ = [0 + Д/sinQ/, (XII.29)
где [о — частота колебаний при отсутствии модулирующего на-
пряжения,
А/ — максимальное отклонение частоты колебаний,
Подставляя (XII.29) в (XII.28), получим
ДВ= Л,—fp + AfsinQC
В результате подстановки последнего выражения в (XII.27)
найдём
• =Р = ?04- Л(/0-/р)+ WsinH/-ТВ(Л-А,)2+
4- 2В (f0 — fp)&f sin Ш + B\p sin2 Qt + С (Д — /р)3 +
+ ЗС (/0 - fpf А/ sin Й/ + ЗС (/0 - fp) Д/2 sin Q/ +
+ CA/asina2r = 0o+ А/[А + 2В (f0-fp) + ЗС (/0 —
- /р)а] sin Qt + 'А/2 [В + ЗС (/„ - fp)] sin2 Qt +
CA/^siiT’П/,
где
Фо - To + A (/0 - fp) + В (/0 - fpT .4- C (f0 -fp)*..
Учитывая, что
коэффициенты
(ХП.ЗО)
(к2) и третьей
s in2 х =---- — cos 2х,
2 2
. • 3 . 1-0
. sin3x = — sinx-----sin3x
4 4
и что при достаточно широкой полосе контуров
полинома (XII.27) удовлетворяют условием
А» В; А>С,
для нелинейных искажений по второй гармонике
гармонике (кз) получим:
4 u (2Q) I в + ЗС Ио — fP |
К 2 —------—-----------------
I и (й) I 2А
u (3Q) I С . г ’
к, = -1—>- =------А/2
и(Й) I 4А
(XT 1.31)
516 чи
Отсюда следует, что при неточной настройке контуров на ча-
стоту сигнала нелинейные искажения могут значительно возра-
сти за счёт величины —/р1. В случае точной настройки кон-
туров f0—jp = 0 и «2 будет меньше. Отметим, что при достаточной
полосе частот ступеней передатчика уменьшение искажений бу-
дет происходить вследствие лучшего удовлетворения неравенств
(ХП.ЗО).
Нелинейные искажения при ЧМ и ФМ могут возникнуть так-
же вследствие паразитной амплитудной модуляции. Обычно счи-
тается допустимым иметь коэффициент нелинейных искажений
за счёт паразитной амплитудной модуляции около 1 %.
Определение величины нелинейных искажений в общем виде
при прохождении ЧМ или ФМ через сложные цепи рассмотрены
в литературе [8, 9].
XII.2. МЕТОДЫ НЕПОСРЕДСТВЕННОГО ПОЛУЧЕНИЯ ЧАСТОТНОЙ
« ‘ МОДУЛЯЦИИ
Общие соотношения в схеме с реактивной лампой
Для получения колебаний, модулированных по частоте, ши-
рокое распространение на практике получила схема автогенера-
тора с реактивной лампой. В качестве реактивной лампы может
быть использована любая электронная лампа соответствующей
мощности, включённая таким образом, что её кажущееся сопро-
тивление току высокой частоты оказывается реактивным и мо-
жет изменяться в соответствии с величиной напряжения смеще.-
ния.
Рис. XI 1.5
Упрощённая схема автогенератора на лампе Л, параллельно
контуру которого подключена реактивная лампа Лр, приведена
на рис. XIL5. Напряжение высокой частоты U сР на сетку реак-
тивной лампы Лр подаётся через фазовращатель, состоящий из
сопротивлений и Z". Вследствие этого напряжение Поможет
517
быть сдвинуто относительно напряжения между анодом и като-
дом лампы Лр, которое на рис. XII.5 обозначено как Иар, на *1
угол, равный фр.
Последнее поясняется векторной диаграммой, приведённой .<
на рис. XII.6, где изображён вектор Uap и вектор первой гармо-
ники анодного тока Iaip реактивной лампы Лр. Совпадение век- '1
торов /а1р и Uср объясняется тем, что реакция анодной цепи ;
( лампы в данном примере не учитывается. J
а& Кажущееся сопротивление току высо- •
кой частоты между анодом и катодом реак-
тивной лампы может быть найдено из вы- t
jr ражения
( = . (ХП.32) f
--r j 'alp
' а1/’ 5
~2*~ - Здесь величина фр представляет собой
Рис. XII.6 угол между напряжением Uap и первой гар-
моникой анодного тока IаГр. Из сказанного
ранее следует, что фр соответствует углу между векторами Uср
И Uap (отсчёт против часовой стрелки), т. е. определяется харак-
тером сопротивлений Z”$ и Z 4-Z" .
Для случая, изображённого на рис. XII.6, величина Фр—“у
3® , .. .
или-----— (в зависимости от направления отсчета) и поскольку
ток Iа1р отстаёт от Uap, кажущееся сопротивление реактивной
лампы будет индуктивным.
При Ф=~ или-------^-сопротивление реактивной лампы будет
ёмкостным.
Реактивное сопротивление лампы Лр согласно рис. XII.5 ока-
зывается включённым параллельно части контура автогенера-
тора. Изменение кажущегося сопротивления Лр будет приводить
к изменению величины эквивалентной ёмкости (или индуктив-
ности), подключённой к контуру, что вызовет изменение собст-
венной частоты контура автогенератора, а следовательно, и из-
менение частоты автоколебаний.
Таким образом, изменяя сопротивление реактивной лампы
можно осуществить модуляцию колебаний, по частоте. Для этого
достаточно изменять напряжение смещения на лампе Лр.
Величина фазового угла фр на практике часто отличается от
± Это объясняется как рядом затруднений в подборе соот-
ветствующих сопротивлений Z^, и при наличии паразитных
518
ёмкостей схемы, так и реакцией анодной цепи реактивной л'ам-
пы. Учитывая это, эквивалентная схема реактивной лампы дол-
жна быть представлена параллельным соединением реактивно-
го сопротивления Лр и активного Rp.
Векторная диаграмма, соответствующая случаю ф> —, при-
ведена на рис. XI 1.7, откуда следует, что
IalP — 1 а1р Sill Чр,
(XI 1.33)
(XI 1.34)
I alp = Zolj0COS qp.
Поэтому
% _ Ugp ___ Ugp
P Cup ^ipsmtfp
D ____ Uap _ Uap
" 1
Iaip Igipcos'fo
Очевидно, что выражения (XII.33) и (XII.34) будут справед-
ливы для любого значения угла фр. Следовательно, для анодной
цепи автогенератора, схема которого приведена на рис. XII.5,
можно представить эквивалентную схему, показанную на
рис. XII.8.
Рис. XII.8
Частота автоколебаний согласно выражениям, приведённым
в главе V, определяется условием баланса фаз автогенератора.
В случае, когда величиной угла пролёта электронов в лампе ав-
тогенератора и фазовым сдвигом в цепи обратной связи можно
пренебречь, условие баланса фаз сводится к выполнению равен-
ства
®о=0>
где ф0 — фазовый угол резонансной цепи автогенератора на ча-
стоте колебаний со, которая при данных условиях совпадает с ре-
зонансной частотой контура.
519
Найдём при указанных условиях частоту колебаний, генери- ,4
руемых в случае соединения автогенератора и реактивной лам-,1
пы по схеме рис. XI 1.5. Это может быть сделано, если для экви- (
валентной схемы, приведённой на рис. XI 1.8, будет определена
резонансная частота. Условие резонанса на частоте со для этой!
схемы будет иметь следующий вид: j
• г' 1 1 1 । 1 л i
i сое---1- ---------= 0. ;
Pp i ^p i j
Величина /?р=-—~— является коэффициентом подключения j
реактивной лампы к контуру автогенератора. При составлении
последнего выражения предполагается, что сопротивление фази-
рующей цепи/фЧ-/^, значительно превышает сопротивление
toLp и потому может не учитываться.
Вводя в последнее выражение величину
О>2 = -----!-- = Рр_
Ок C(Lc+Lp) CLp
определяющую резонансную частоту одиночного контура, полу-
чим
2 РрШ 2 п
“ ~ У/Г “Ок = °’
Решая это уравнение относительно со, находим
м — рР IT /1 _1 I Рр V ZVTT
“ок
Учитывая, что
V \2CXp\J
—«1 2СХр%к ' и и» = (d0/£ 4- Ди,
рР (XI 1.36) 1
й) л 2СХ„<оп^ ’
получим
Принимая во внимание (XII.33), а также выражение для вол- 4
нового сопротивления контура ?
р = _J_ = А = 1
“Окс IK р IalQP
(XI 1.37)
где р является коэффициентом подключения анода автогенера-
тора к контуру, в общем виде получим
21 = 21 sinq>
“Ок 2 Uap 1а1 p*Q 'р
(XI 1.38)
520
Отсюда следует, что для увеличения отклонения частоты ав-
тогенератора Ди изменение величины Iaip по сравнению с /ал
должно быть возможно больше. Для этого, очевидно, мощность
реактивной лампы должна быть соизмеримой или даже превос-
ходить по мощности лампу автогенератора.
Из выражения (XII.38) следует также, что для увеличения
Дсо коэффициент подключения анодной цепи реактивной лампы
к контуру желательно брать возможно большим, а коэффициент
подключения автогенератора и добротность контура—возмож-
но меньшими. При этом добротность контура, как это следует
из выражения (XII.36), следует уменьшать не снижением вол-
нового сопротивления, а за счёт внесения затухания. Отметим,
что выражение' (XII.38) получено при рассмотрении процесса
как квазистационарного, т. е. оно справедливо, если выполняет-
ся условие [ЛИ]
Дш2 < шок.
Здесь Q = 2nF, причём F характеризует скорость изменения-
параметров контура, т. е. является частотой модулирующих ко-
лебаний, подаваемых на сетку реактивной лампы. В случае, ко-
гда приведённое неравенство не соблюдается, расчёт по выра-
жению (XII.38) будет неточным. Уточнение расчёта описано в.
литературе [Л9].
На основании (XII.38) можно сделать вывод о целесообраз-
ности тщательного подбора фазирующей цепи реактивной лам-
пы с тем, чтобы величина <рР была возможно ближе к значению
, Л _ П
+ Поскольку при <рр= — реактивная лампа представляет со-
бой эквивалентную 'индуктивность, подключение её параллельно-
контуру будет вызывать повышение частоты колебаний. Под-
3
ключение реактивной лампы при фр эввивалентно подклю-
чению параллельно резонансному контуру некоторой ёмкости и.
будет приводить к понижению частоты. Это соответствует не
только физическим представлениям, но и подтверждается выра-
* з
жением (XII.38), поскольку при typ~~ л величина Ди становится
отрицательной и потому частота колебаний понижается:
ш = шПк — Дш.
При величинах фр, отличных от ± —, величина отклонения-
частоты автоколебаний, производимая реактивной лампой,
уменьшается. При фр, равном 0 и л, отклонения частоты вообще
не будет. В случае <рр = 0 согласно выражению (XII.34) реактив-
521
ная лампа эквивалентна активному сопротивлению, нагружаю-;'
щему автогенератор. При фр = л внутреннее сопротивление реак-.*
тивной лампы будет отрицательным; это означает, что она нач- :
нёт отдавать мощность в контур, т. е. превратится в автогене-
ратор.
Таким образом, в зависимости от значения q>p подключение
реактивной лампы к контуру может вызывать не только частот-
ную модуляцию колебаний, но и паразитную амплитудную моду-
ляцию.
п гс 3
При всех значениях фр, отличных от у и — л, получение толь-
ко частотной модуляции без паразитной амплитудной, согласно
(XII.34), оказывается невозможным. Отметим, что знак пара-
зитной амплитудной модуляции определяется знаком выражения
(XII.34): при положительном значении Rp увеличение тока реак-
тивной лампы будет приводить к шунтированию контура авто-
генератора и, следовательно, к уменьшению амплитуды автоко-
лебаний; при отрицательной величине Rp будет наблюдаться уве-
личение амплитуды автоколебаний.
Выбор режима
Перейдём к обоснованию выбора режима работы реактивной
лампы. Из выражения (XII-.38) следует, что изменение частоты
колебаний может быть осуществлено, если в соответствии с мо-
дулирующим напряжением будет изменяться ток LaiP. .
Для уменьшения амплитудной модуляции, вызываемой реак-
цией анода, наиболее целесообразно осуществлять модуляцию
laip изменением напряжения на одной из сеток реактивной лам-
пы. На практике обычно используются схемы, в которых осуще-
ствляется изменение напряжения смещения на управляющей
сетке. При этом, очевидно, реактивная лампа должна находить-
ся в недонапряжённом режиме.
Будем считать, что при отсутствии модулирующего напряже-
ния величина первой гармоники тока реактивной лампы равна
^а\р& а ПРИ подаче гармонического модулирующего напряжения
частоты £2
^ = /flIp0(l+^cos20, (XII.39)
где 1 и является коэффициентом, характеризующим глуби-
ну амплитудной модуляции тока /а1р0
Тогда учитывая (XII.38), найдём
дуляции тока реактивной лампы
До> _ Г Цд тР^а\р(У
, 2 иар lai
изменение частоты при мо-
(XII.40)
522
или, учитывая (XII.37),
Да> 1 1 ,
— — —Рр°----------sin ф„.
«о 2 Ир‘ иар р а1Р° ‘р
(XII.41)
Здесь ®о определяет частоту колебаний автогенератора с под-
ключённой реактивной лампой при отсутствии модулирующего
напряжения и в соответствии с (XII.38)
% — ыок I 1
1 U a ^alpO Рр
2 ар Iai P2Q
1П I
В соответствии с выводами, приведёнными в главе II, можно
записать
laip = Sp (Ucp - DUa) T1 (Qp) SpUcpU (Qp). (XI 1.42)
В последнем выражении величинами, зависящими от напря-
жения смещения, могут быть S и yi(0p). Отсюда следует, что
реактивная лампа может использоваться в двух основных ре-
жимах.
Первый режим, — когда реактивная лампа работает без от-
сечки анодного тока. В этом случае yi (0Р) = 1 и изменение тока
/eip вызывается изменением крутизны Sp, зависящей от напря-
жения смещения ЕсР. Рассмотрение выражения (XII.38) приво-
дит к выводу, что при данных условиях для линейного изменения
частоты колебаний необходимо иметь линейное изменение кру-
тизны от напряжения смещения, что соответствует работе лам-
пы на квадратичном участке статической характеристики
*а = Ж)-
Если допустить, что при отсутствии модулирующего напря-
жения крутизна характеристики реактивной лампы равна SpQ и,
следовательно, /aIp0 = UcPSp0, то на основании (XII.41) можно
определить коэффициент тр, характеризующий необходимое из-
менение тока Iа р или крутизны реактивной лампы при задан-
ном отклонении частоты Дсоз:
т _ 2 д,|>з Uap 1
“° Ucp Pp?Sp0
(XI 1.43)
При расчётах целесообразно исходить из режима, в котором
реактивные лампы имеют максимальную крутизну SpuaKC‘ Учи-
тывая, что при линейной модуляционной характеристике
§р макс ^ро (1 “Ь Мр)>
и обозначив величину
9 Д(Й3 Uap 1 __ „
ri nps>
too Ucp p„pSp
KPr рмакс
523
получим
тР — ~~~—. (XII.44)
1 nps 4
Отметим, что поскольку всегда тр<Д> величина nPs <X),5J
Если в результате расчёта будет получено значение nPiS>0,5, то,
это значит, что выбранная лампа не позволит обеспечить за-’®
данную девиацию частоты Дю3.
Поскольку величина Аюз определяет отклонение частоты в
одну сторону, то 'полное изменение крутизны лампы должно быть
AS = Sp макс - Sp мин = 2mpSp0. (X11.45)
Зависимость крутизны лампы от напряжения смещения в пре-
делах от 3Рмакс до SPmuh должна быть линейной, что необходи-
мо проверить геометрическим построением.
Другой режим работы реактивной лампы возможен при пе-
ременном значении угла отсечки 0Р. Если при этом статическая
характеристика лампы a~f{Ec) может быть представлена в '
виде отрезков двух прямых, один из которых совпадает с осью ‘
абсцисс, а другой имеет неизменную крутизну Sp0, не зависящую
в недонапряжённом режиме' от напряжения смещения (см. '
гл. II), то аналогично (XII.43) для заданного значения Дюз по-
лучим
тр = 2 —3- . (XII .46) '
О>о исР PppSp0'(1 (0ро) ;
Здесь тр характеризует необходимое изменение функции
У1(0ро); —угол отсечки анодного тока реактивной лампы ‘
при отсутствии модулирующего напряжения.
При расчётах более удобно пользоваться углом отсе'чки
0Рл,акг, соответствующим режиму максимально открытой реак-
тивной лампы. В соответствии с выводом, изложенным в гл. IV,.
линейное изменение yi (0) =/(cos 0); а следовательно, и
линейное изменение Дю от Ес будет выполняться при условии,
когда 0Рлате< 110°, что соответствует значению Yi (0p^aAC)= >7 -
В этом случае аналогично (X1I.44) и (XII.45) получим:
тр =-----£L__; (XII.47)
X~nPt
п =28 — — 1
р\ “о и ср pppSp0
Величина всегда, так как в этом случае справедли-
вы рассуждения, приведённые при обсуждении выражения
(XII.44)..
524
Следует указать, что при заданном отклонении частоты в
случае работы с переменным углом отсечки величина UcP будет
больше, чем в режиме без отсечки анодного тока. Это иногда
приводит к значительному усложнению схемы фазирующей це-
пи; однако диапазон изменения частоты колебаний в режиме с
переменным значением @р оказывается больше.
Отметим, что на практике могут иметь место более сложные
случаи, при которых реактивная лампа будет работать с пере-
менным углом отсечки на нелинейном участке статической ха-
рактеристики.
Нелинейные искажения
Величина нелинейных искажений, как уже отмечалось, в ос-
новном определяется подбором квадратичного участка характе-
ристики или диапазоном изменения угла отсечки. Однако даже
при идеальном выполнении этих условий в соответствии с вы-
ражением (XII.35) будут иметь место искажения.
Произведём оценку величины этих искажений. Учитывая
P-sin
(XII.33) и обозначив Л = —---------------, после преобразований
2 С а>зк Uар
(XII.35) найдём
Да) ~ AIalp Н — Аа (lalp)2,
причём Дсо = со—со ок-
Подставляя в последнее выражение величину тока реактив-
ной лампы из ф-лы (XII.39), после простых преобразований най-
дём коэффициент нелинейных искажений как отношение ампли-
туды второй гармоники к первой:
1 Л т 1 Ppsir"Pp ,
к* = — АИ„, n m =--------------1 п-,птп.
2 4 2 aiPo р 4 2СШд/иа„ й1р р
Имея в виду (XII.41), а также то, что р = —-—, получим
шОк С
(XII.48)
2 ш0
Таким образом, согласно (XII.48) нелинейные искажения да-
же при линейном изменении тока реактивной лампы будут за-
метны. В действительности, вследствие нелинейности характе-
ристик лампы, а также наличия паразитной амплитудной моду-
ляции коэффициент нелинейных искажений оказывается боль-
ше вычисленного по ф-ле (XII.48).
525
Расчёт реактивной лампы
С ° Дсэ , л ।
помощью реактивной лампы можно получить — ~1%.
О)
Для расчёта должно быть задано отклонение частоты Дю3 и из-
вестны параметры ступени автогенератора (<вОк; pi Еа', Iai’ р)-
Кроме того, на основании выбранной схемы подсоединения реак-
тивной лампы к контуру автогенератора известны JJ а, и рр, при-
чём обычно рр~\. Выбор типа лампы может быть сделан по мак-
симальному импульсу анодного тока I ам макс, который должен
проходить в максимальном режиме. Поскольку при работе лам-
пы без отсечки анодного, тока, а также при 0= 110-5-120° вели-
чина импульса тока /ам ~2/Л,топри учёте (XII.39) получим
Iа мр макс alp макс alpO '^alpO'
Тогда согласно (XII.41) при т=1 найдём
г _ о Дц)3
* а мр макс °
“о ррр
Выбранная лампа (желательно пентод) должна иметь мак-
симальный импульс анодного тока больше или равный рассчи-
танному.
Для упрощения цепей питания целесообразно, чтобы ток вы-
бранной лампы Iамр макс обеспечивался при анодном напряже-
нии, равном анодному напряжению автогенератора.
После выбора лампы делается расчёт режима, при котором
обеспечивается получение 1а1рмаКс- Расчёт ведётся в недонапря-
жённом режиме по формулам, приведённым для определения
аналогичных величин при модуляции смещением (см. гл. IV),
при значениях 0Р=18О° (если реактивная лампа будет рабо-
тать без отсечки анодного тока) или при 0рмакс = 110°. В резуль-
тате расчёта находятся величины Есрмакс И ^ср- Затем для слу-
чая, когда реактивная лампа работает с переменным углом от-
сечки, из выражения (XII.47) определяется величина пгр, харак-
теризующая изменение анодного тока. Дальнейший расчёт ве-
дётся так же, как при модуляции смещением с tn = mp, в резуль-
тате чего находится Еср миН.
Если реактивная лампа должна работать без отсечки анод-
ного тока, то из выражения (XII.44) определяется необходимое
изменение крутизны лампы tnp, а затем находится минимальная
величина крутизны
Зр мин §р макс О ^р)‘
Затем по характеристике лампы определяется значение
Еерм1Ш, соответствующее крутизне SpMJ1H.
526
Для уменьшения нелинейных искажений зависимость крутиз-
ны лампы от Ес в интервале от Есрмакецо Е срмин должна быть
линейной. ।
Величина амплитуды модулирующего напряжения может
быть .найдена по формуле
U
м2
Е _______Е
ср мин___ср макс
2
Отметим, что реактивную лампу обычно ставят в режим, пр»
котором сеточные токи отсутствуют. В случае, когда это по ка-
ким-либо причинам оказывается нецелесообразным, расчёт се-
точной цепи ведётся по формулам, приведённым для модуля-
ции смещением (гл. V).
Таким образом, в результате расчёта реактивной лампы ока-
зываются известными величины UuQ и к = , необходимые
Мл у 11
иар
для расчёта ступени, с которой снимается модулирующее напря-
жение, и фазирующей цепи.
Фазирующие цепи
Расчёт фазирующей цепи осуществляется по известной вели-
чине кр и выбранному значению <р„.
Схемы простейших фазирующих цепей приведены на.
рис. XII.9.
Рис. XI 1.9
Для цепи, изображённой на рис. ХП.9а, при R
U ср 1
к = — .
U ар ^о^Ф^Ф
Uap опережает ,Ucp на величину
Чр = arc tg uOkCR = arc tg — <
Kp 2
1
“ozc
(XI 1.49)
(XI 1.50)
527
Отметим, что для получения значений <р р, близких к , вели-jj
•чина Яф должна быть меньше реактивного сопротивления учасК'
ка сетка—анод. Кроме того, величина Яф должна быть больше!
сопротивления контура в точках подключения фазирующей цё-'l
почки. Эти условия могут быть записаны следующим образом: 1
—»^»PpQp, (XI 1.51)?
со,, С 1
Ок ас ч
где Q — добротность нагруженного контура. |
Реактивная лампа в этом случае будет эквивалентна индук-ij
тивности и в связи с тем, что фр<-^~, она будет вызывать ампли--^
тудную модуляцию в сторону уменьшения амплитуды коле-' Я
б а ний.
Расчёт фазирующей цепочки сводится к определению вели- Ц
-чины Яф по выражению (XII.51) и к нахождению значения Сф Я
из ф-лы (XII.49) при известной величине кр. Величина фр, опре-
деляемая .из выражения (XII.50), не должна существенно отли-' Л
чаться от значения фр> которым задавались при расчёте режима Ц
реактивной лампы." При несоблюдении этого условия расчёт ре- я
жима реактивной лампы следует провести заново, задавшись Л
иным значением фр. |
Для других схем фазирующих цепей, приведённых на я
рис. XII.9, могут быть получены расчётные формулы, аналогии- J
ные приведённым. Эти формулы сведены в табл. XII. 1. • |
Таблица XII.I I
№ схемы ХИ.9а XII. 96 ХП.Эв XII.9г
Выбор Хф .Выбор Хф Величина 1 1 9 „ "7с~ РР f'Q -п 1 1
“ок ас > К.ф> p2pQ? 1 а» С Ок ас > шЬф> p2pQ л 2( ь Х N С£ О. CJ, ъ < « А 3 1 А
!~й(1К®ФКР ”оксФ*Ф Кф = < 1 го С Ок СК 1 Яф ~ Краок^ф ш0КЬФ Ьл — Ш0к рф
РфаОкСФ шок^ф
Характер Хр индуктивный ёмкостный индуктивный ёмкостный
.528
Отметим, что общим для всех схем, приведённых на
рис. XII.9, является то, что величина сопротивления, включён-
ного между анодом и сеткой, должна быть значительно больше
величины сопротивления, подключённого между сеткой и като-
дом реактивной лампы. Это условие Ограничивает получение до-
статочно больших значений .17^, в связи с чем согласно выра-
жениям (XII.38) и (XII.42) получение больших отклонений ча-
стоты Ди оказывается невозможным. Отметим, что вследствие
конечного значения величины кр все приведённые схемы не поз-
воляют получить величину ф=Д-— и потому дают паразитную
амплитудную модуляцию, величина которой, как уже отмеча-
лось, не должна быть более 1 %.
При увеличении частоты колебаний схемы, приведённые на
рис. XII.9, дают всё большие отклонения фрот величины 4-—.
Это объясняется влиянием междуэлектродных ёмкостей лампы
и ёмкостей монтажа. Так, если учесть, что в схемах, изображён-
ных на рис. XII.96 и в, параллельно R включена ёмкость реак-
тивной лампы Свх, станут понятными трудности в получении зна-
чений ф?, близких к ± —. Обычно эти затруднения преодоле-
вают подключением к фазирующей цепи дополнительных эле-
ментов. В качестве примера может быть рассмотрена схема, при-
ведённая на рис. XII. 10. Для получения необходимого фазового
сдвига^ фр в схему включена индуктивность L, которая с ёмко-
стью Свг образует контур, имеющий резонанс на рабочей часто-
те, обеспечивая этим компенсацию влияния входной ёмкости ре*
активной лампы.
На рис. XII.11 приведена схема фазирующей цепи, дающая
возможность получать сдвиг фаз в пределах от 0 до л, что пояс-
няется векторной диаграммой, приведённой на рис. XII.12.
Вектор aob представляет собой вектор напряжения между
34—417 52§
точками а и Ь. Вектор ag и перпендикулярный к нему вектор gb,
определяются падением напряжения на Рф и Сф. Вектор напря4
жения на сетке og сдвинут по отношению к напряжению в точ-^
ках ab на угол фр. При изменении ёмкости Сф величина векто-'
pa gb будет меняться, но таж как угол agb прямой, точка g бу-'i
дет описывать окружность. В слу-:
чае, если напряжения между точ4
ками а, о и о, b равны, амплитуд*
да вектора og=Ucp будет оста-
ваться неизменной. Таким обра*!
зом, величина сро может быть по-,
добрана в пределах от нуля до л.
Увеличение Дю
• Схемы, приведённые на рис. XII.9, XII.10 и XII.11, обычно*
дают изменение частоты колебаний, не превышающее несколь- i
ких процентов. Для увеличения девиации частоты необходимо
увеличение 1а1р и, следовательно, увеличение Ucp. Для этого
между фазирующей цепочкой, включённой согласно приведён-
ным схемам, и сеткой реактивной лампы либо вводятся спе-
циальные ступени усиления, либо фазирующая цепочка вклю-
чается в одну из последующих ступеней передатчика, например
Рис. XII.13
в буферную ступень. Пример подобной схемы приведён на
рис. XII. 13. Здесь фазирующая цепочка, состоящая из и
включена в буферной ступени передатчика, что позволяет по-
дать к сетке реактивной лампы большую величину напряжения
Емкость Ср является разделительной и не даёт возможно-
сти постоянному напряжению попасть на контур буферной сту-
пени.
Отметим, что устойчивая работа такой схемы определяется
неравенством _______
Да» 1 / 1
“ок 2 V QaiQe'
530
где Qaa и Q6—соответственно добротности контуров Ступени,
автогенератора и буфера передатчика.
Переход от схемы XII.9в к схеме, изображённой на
рис. XII. 13, позволяет значительно увеличить девиацию часто-
ты колебаний (в 10—30 раз).
Рис. XII.14
Рис. XII.15
На рис. XII. 14 приведена схема,,в которой анодной нагруз-
кой буферной ступени является реактивное сопротивление Ха
(ёмкостного или индуктивного характера). В этом случае фаза
напряжения на Ха оказывается сдвинутой относительно фазы
напряжения на сетке буферной ступени точно на 90°, а ампли-
туда напряжения Ua = SUсХа, т. ё. оказывается достаточно боль-
шой. Вследствие этого схема, приведённая на рис. XII. 14, позво-
ляет осуществить девиацию частоты на 15—20% от несущей ча-
стоты без амплитудной модуляции. Схема XII.14 подсоединяется
к контуру автогенератора точками а—а. • •
Большое напряжение Ucp, а следовательно, и большую девИа-
цию частоты позволяет также осуществить схема, приведённая \
на рис. XII. 15. В этой схеме в анодную цепь автогенератора, вы-i
полненного на лампе Л, включён эквивалент полуволновой ли-1
нии, состоящий из двух ячеек, образованных L и С. Каждая',
ячейка имеет волновое сопротивление W и настроена на часто-i j
ту <во, причём ' 1
(Г = ]/ф; К-ф.
При величине сопротивления нагрузки, равном R=W, в экви-,
валенте линии устанавливается режим бегущей волны с .неиз-
менной амплитудой напряжения и с фазами, противоположны-;
34* 53»
ми в точках А и Сь В точке Ср фаза напряжения будет сдвинутая
на 90° относительно точки А или Таким образом, к сетке ре-1
активной лампы Л р будет подведено напряжение высокой ча-
стоты, равное напряжению между анодом и катодом генератор-^
ной лампы, но сдвинутое на 90° относительно напряжения на её
аноде. К сетке с генераторной лампы может подаваться такое
же по амплитуде напряжение, но сдвинутое относительно напря- -
жения на аноде на 180°. Таким образом, в данной схеме коэф-
фициент обратной связи может быть сделан равным
к
1.
Условие самовозбуждения автогенераторов, как известно, мо-
жет быть записано в виде
/с>£> + —,
SaR’
где D — проницаемость лампы,
So — крутизна статической характеристики,
R — эквивалентное сопротивление контура между точками
анод—катод автогенератора.
Для рассматриваемой схемы R=W.
При D = 0 приведённое условие самовозбуждения примет вид
So> —.
Wk
Следовательно, для работы схемы необходимы лампы, имею-
щие большую крутизну, или
Рис. XII.16
цепи с большим волновым сопро-
тивлением W. Последнее тре-
бование трудноосуществимо
на практике и, кроме того, оно
обусловливает применение
ламп с малыми междуэлек-
сродными ёмкостями.
Достоинством описанной
схемы является возможность
получения большой девиации
частоты, достигающей значе-
ний
^- = 20н-25%.
, Рассмотренные схемы вклю-
чения реактивных ламп ис-
пользуются На частотах до нескольких десяткой мегагерц.
• В случае работы на высоких частотах (сотни мегагерц) вме-
сто цепщ состоящей из: отдельных ячеек, может быть использо-
532
ван Отрезок коаксиальной или двухпроводной линии длиной
0,5Z, включённый по схеме рис. XII. 16 и нагруженный на сопро-
тивление, равное волновому. Сетка реактивной лампы в этом
случае подсоединяется на расстоянии 0,25Х от концов фидера,
что обусловливает соответствующий сдвиг фазы.
Двухтактная схема
Следует отметить, что увеличение отклонения частоты коле-
баний при использовании реактивных ламп может быть полу-
чено при включении нескольких реактивных ламп. Включение
реактивных ламп может
быть как параллельным,
так и двухтактным. Бо-
лее целесообразно при-
менение двухтактного
включения, так как в
этом случае оказывается
возможным уменьшить
уход частоты колебаний
автогенератора при изме-
нении питающих напря-
жений на реактивных
лампах.
Пример схемы с двух-
тактным включением ре.
активных ламп приведён
на рис. XII. 17. Здесь в качестве реактивных ламп используются
Лампы Лр с фазирующей цепочкой С Дф и Лр с фазирую-
щей цепочкой L ф, Кф . Поэтому Л р эквивалентна некоторой
ёмкости, а Лр — индуктивности. Постоянное смещение на сетки
ламп подаётся от источника Ес0 , модулирующее напряжение
снимается со вторичной обмотки трансформатора низкой часто-
ты. Противофазная подача напряжения низкой частоты к сеткам
реактивных ламп приводит к противоположным изменениям
анодных токов. Это позволяет вдвое увеличить отклонение ча-
стоты автоколебаний по сравнению со схемой, использующей
только одну лампу.
Отметим, что все факторы, приводящие к одинаковому изме-
нению анодных токов ламп Лр и Лр , не будут приводить к изме-
нению частоты автоколебаний. Вследствие этого изменения на-
пряжения источника смещения ЕсР или источника, питающего
анодные цепи реактивных ламп, не будут сказываться на ча-
стоте автоколебаний. Кроме того, двухтактная схема позволяет
значительно уменьшить паразитную амплитудную модуляцию и,
533
таким образом, снизить нелинейные искажения. Это объясняется!
тем, что при двухтактном включении нагрузка для контура за’
счёт активной составляющей эквивалентного сопротивления pej
активных ламп будет оставдться неизменной.
ЧМ посредством изменения входной ёмкости
В качестве реактивного сопротивления, величина которого--
зависит от модулирующего напряжения, может быть использо* ’
Рис. XII.18
вана входная ёмкость электронной лампы. На рис. XII.18 приве-
дена схема, состоящая из лампы автогенератора Л\ и лампы Л2,
нагруженной на контур, состоящий из параллельно включённых
Li и С2. В полосе частот, в пределах которой сопротивление кон-
тура можно считать активным, полное входное сопротивление
лампы Л2 будет эквивалентно сопротивлению некоторой ёмко-
сти Свх, ‘включённой параллельно части контура автогенератора:
Свг = Сгк+(1 + к)Сос. (XII.52)
Здесь Сск и Сас — соответствующие междуэлектродные ём-
кости лампы с учётрм ёмкостей монтажа; к — коэффициент уси-
ления:
к== (XIL53)
, иа
Из выражения (XII.52) следует, что величина С вХ зависит
от коэффициента усиления ступени на лампе Л2. Согласно
(XII.53) коэффициент усиления к определяется крутизной лампы
S и углом отсечки 0. Оба эти параметра могут зависеть от на-
пряжения смещения на управляющей сетке лампы Л2. Поэтому
при работе ступени на лампе Л2 возможно использовать как ре*
жим без отсечки анодного тока [yi (0) = 1], когда от напряжения
смещения будет зависеть только крутизна S, так и режим работы
с отсечкой анодного тока. Таким образом, режимы работы сту-
пени на лампе Л2 оказываются идентичными тем режимам, ко*
торые обсуждались при рассмотрении реактивной лампы.
Отметим, что в качестве Л2 обычно выбираются пентоды. В
связи с тем, что величина Сас для пентодов очень мала, в соот-
534
ветствии с (XII.52) для увеличения изменения СаХ между ано-
дом и управляющей сеткой пентода устанавливают ёмкость Сае
(показана на рис. XII. 18 пунктиром). Следует указать, что в слу-
чае, когда анодная нагрузка лампы Л2 представляет собой ком-
плексное сопротивление, параллельно Свх окажется включён-
ным активное сопротивление Rax. Величина Rax будет опреде-
ляться коэффициентом усиления и реактивным компонентом
сопротивления нагрузки лампы Л %. Изменение Rax будет приво-
дить i$ появлению амплитудной модуляции, для уменьшения ко-
торой контур в анодной цепи лампы Л2 должен иметь малую
добротность. По этой же причине в лампе Л2 не должны воз-
никать сеточные токи.
Расчёт схемы лампы Л2 производится аналогично реактив-
ной лампе, если считать, что
-^-=ХР.
^вх
По сравнению со схемами, использующими реактивные лам-
пы, схемы с изменяемой входной ёмкостью обычно дают мень-
шее изменение частоты колебаний и имеют повышенные нели-
нейные искажения.
ЧМ с использованием реактивных вентилей
На рис. XII.19 показан вариант схемы, позволяющей осуще-
ствить ЧМ с помощью изменения сопротивления вентиля Д, в
качестве которого обычно используются кристаллические диоды.
В этой схеме параллельно контуру автогенератора, составлен-
ному из С и L, подключается сопротивление, образованное пос-
Рис. XII.19
ледовательно включёнными вентилем Д и реактивным элемен-
том X. Подбором напряжений Е и UQ, поданных на вентиль,
можно добиться изменения внутреннего сопротивления диода по
закону переменного напряжения UQ, в результате чего по этому
же закону будет изменяться и сопротивление последовательной
цепочки. Это приведёт к изменению частоты и амплитуды коле-
баний автогенератора.
535
Для пояснения сказанного на рис. XII.20 приведена эквива-1
лентная схема, в которой через Р2Ха обозначено входное соп-ч
ротивление контура автогенератора в точках подключения цепи.Ч
образованной реактивным сопротивлением X и внутренним со-а
---э--.. противлением вентиля 7?,-. Д
j дП Будем считать, что характеристика вен-1
„Zy м т тиля может быть аппроксимирована линейно-1
f' Д?и^>гп ломаной кривой, а величина междуэлект-ч
У родной ёмкости вентиля такова, что сопро- 1
’» тивлением её по сравнению с приведённым 1
i сопротивлением вентиля Ri — Ri^ (0) мож- >
? но пренебречь. (В последнем выражении j
Рис. XII.20 Ri — сопротивление вентиля постоянному
току, с;- (0) — функция, зависящая от угла .
отсечки 0, определение которой дано в гл. II.) В этом случае
эквивалентная проводимость с учётом проводимости последова-
тельно включённых X и Ri будет
1 . . 8
у —----------f- 1--------
p^Ra
2----= &4-i*s. (XII.54)
Здесь р — коэффициент включения; (
= — полное эквивалентное сопротивление контура ав-
, тогенератора;
8= —------относительная расстройка контура • возбудителя,
(1)
вызванная подключением цепочки R, и X.
Решая выражение (XII.54), получим, что активная и реак-
тивная составляющие эквивалентной проводимости контура со-
ответственно будут равны:
1
0 ~-----------------*
р2^ т?;чх*
ь _ в_________х
Э~ Р2*а R’i+X*'
Приравнивая нулю величину b3, найдём относительное изме-
нение частоты колебаний автогенератора:
Д-0 1 2П х 1 » х
— = — p2R„-----------------= — рр---------------
<0 2Q " 2 + х
Учитывая зависимость величины R't от угла отсечки 0, полу-
чаем, что отклонение частоты будет определяться подведённым
к вентилю напряжением [/2.
536
Отметим, что наряду с реактивной составляющей включение
диода приводит к появлению активной составляющей ga. Пос-
ледняя шунтирует контур автогенератора тем сильнее, чем боль-
шая девиация частоты требуется, что вызывает амплитудную
модуляцию (доходящую до 10% при значении — около0,3%)
СО
и ухудшает стабильность частоты генерируемых колебаний. Это
ограничивает применение подобных схем на практике.
Следует указать, что в настоящее время для получения ча-
стотной модуляции находят всё более широкое применение схе-
мы с использованием запертых полупроводниковых диодов или
триодов, эквивалентные реактивные параметры которых суще-
ственно зависят от величины запирающих напряжений. Подроб-
нее этот вопрос рассмотрен в главе XV.
Частотная модуляция кварцевого генератора
Автогенераторы с кварцевой стабилизацией могут устойчиво
работать в диапазоне частот шириной до (500-1-800) 10~6f0, где-
fo — собственная частота кварцевого резонатора. В связи с этим
можно осуществить модуляцию ко-
лебаний по частоте, меняя реактив- о о
ное сопротивление в эквивалентном | 6) |
контуре кварца. В зависимости от । * | » П
схемы соединения кварца q и изме- -L Л
няемого реактивного сопротивления гЦ '
Хр различают параллельную и по- <—i
следовательную схемы воздействия, ’’ Т”Л “Т"
приведённые на рис. ХП.21. Подсое- ( 1
динение Хр вызовет изменение ча-L
стот резонанса схемы замещения Рис. ХП.21
кварцевого резонатора (см. гл. VI).
Так, если частоты последовательного и параллельного резонан-
сов схемы замещения определялись выражениями:
1 1
“I = " г___ ; “2 =----г-
V LqCq Г CqC0
V Lq Cq+Ca
то для схемы, приведённой на рис. XII.21а, найдём
’ . ' it тп
“1 = “п о)2 = “2 1 + ——;—., .-
L (1 + «) (1 + п)
для схемы, показанной на рис. XII.216, получим
<01 — сох
т
п— 1
<о2 = <о2.
537
В этих формулах:
2 Св Хр ‘
Приведённые выражения показывают, что изменение Хр бу-
дет приводить к изменению величины п и, следовательно, к от-
клонению частоты. Величина этого отклонения составляет сотые
.доли процента от несущей частоты.
Анализ схем с воздействием на кварцевый резонатор приво-
дит к выводу, что работа их возможна при значении п = 0,925
.для параллельного включения Хр и при п=1,08 в случае после-
довательного включения Хр. Нарушение этих условий может
привести к срыву колебаний. Отметим, что большее изменение
частоты получается в случае, когда Хр образовано индуктив-
ностью. В качестве Хр могут использоваться реактивные лам-
пы; при частотном телеграфировании для манипуляции частоты
колебаний передающего устройства применяются индуктивно-
сти, подключаемые к цепи кварцевого резонатора с помощью
реле.
Следует сказать, что введение в схему автогенератора эле-
'ментов, управляющих частотой кварцевого резонатора, приво-
дит к тому, что непостоянство параметров этих элементов ста-
новится .одним из дестабилизирующих факторов. Поэтому при
разработке подобных схем должны приниматься меры, обеспе-
чивающие достаточное постоянство параметров устройств, уп-
равляющих частотой. Воздействие других факторов, влияющих
на частоту колебаний в подобных схемах, может остаться тем
же, что и в обычных схемах автогенераторов стабилизированных
кварцем. Так, например, влияние температуры на параметры са-
мого кварцевого резонатора’, являющееся обычно одним из ос-
новных факторов нестабильности частоты, практически остаёт-
ся неизменным.
XI1.3. МЕТОДЫ ПОЛУЧЕНИЯ ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИИ
И ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЕЁ В ЧАСТОТНУЮ
Схема с балансным модулятором
Модуляцию фазы колебаний можно осуществить по блок-схе-
ме, приведённой на рис. XII.22. Высокочастотные колебания,
снимаемые с задающего генератора ЗГ, поступают к балансно-
му модулятору БМ и, кроме того, через фазирующий контур
ФК, которым осуществляется поворот фазы колебаний на 90°.
подаются на усилитель У.
К балансному модулятору подводится модулирующее напря-
жение U Е.
538
' С выходов балансного модулятора и усилителя колебания
поступают к ступени сложения С и затем подаются на после-
дующие ступени передатчика для усиления.
Рис. XII.22
На рис. XII.23 приведена векторная диаграмма, где U\ и {72
являются соответственно напряжениями в точках 1 и 2 схемы,
изображённой на рис. XII.22.
В результате работы балансного модулятора, описанной в
гл. X, в точке 3 на рис. XII.22 будут получаться только напря-
жения боковых частот Uвб и Uh6, сумма которых равна вели-
чине 173 (рис. XII.23).
Величина вектора Us зависит от глубины амплитудной моду-
ляции и, следовательно, меняется от нуля'до некоторого макси-
мального значения и3ма.сс. Поэтому после сложения напряже-
ний U2 и U3 положение вектора Ueuv будет меняться: при зна-
чении U3 = Q вектор йвшХ будет совпадать с вектором U2, при зна-
чении U3 = U3 макс вектор U„bix будет отклоняться на наибольший
угол <рлатг . Величина этого угла определяет фазовую модуляцию
колебаний высокой частоты.
Поскольку сумма значений напряжений двух боковых в точ-
ке 3 равна t/3= t/i/ncosQZ, где т — глубина модуляции в ступе-
из выражения (XII.55) можно определить величину нелинейных
искажений по третьей гармонике:
(XI 1.56)
539
Таким образом, из выражений (XII.55) и (XII.56) найдём,
U 7С
что при — — 1 и т = \ величина ®какс —— радиан, а Кз=8,3%|.
17 g 4
Очевидно, что дальнейшее увеличение изменения фазы колеба-
ний, которое может быть сделано при увеличении отношения
£7, л -
напряжения — , нецелесообразно, так как приведет к еще боль-
на
шим нелинейным искажениям.
Следует отметить, что рассмотренная схема даёт не только
фазовую, но и паразитную амплитудную модуляцию. Глубина
тп этой модуляции определяется изменением вектора Uвых и в
соответствии с рис. XII.23 будет равна
и (7,
вых мкс_________
-U2
т
2U2
2U2
при U3—U2 тп^20%.
Для уменьшения паразитной амплитудной модуляции необ-
ходимо ввести ограничение амплитуды колебаний. С этой целью
ступени передатчика, следующие после схемы, изображённой на
рис. XII.22, целесообразно поставить в перенапряжённый режим.
Для увеличения отклонения фазы последующие ступени обычно
используются в режиме умножения частоты.
Схема, использующая противофазную амплитудную
модуляцию
На рис. XII.24 приведена ещё одна схема, позволяющая осу-
ществить модуляцию колебаний по фазе. В этой схеме высоко-
частотные колебания от задающего генератора ЗГ подаются к
ступеням АМ1 и АМ2, в которых осуществляется амплитудная
модуляция. Знаки модуляции в ступенях АМ] и АМ2 выбирают-
540
ся противоположными. Поэтому, когда в результате модуляции
напряжение Ui в точке 1 возрастает, напряжение U2 в точке 2
уменьшается. Следует отметить, чтс
от задающего генератора колебания^(f+m)
к АМ1 подаются сдвинутыми на 90е
относительно колебаний, подводи-
мых к АМ2. Векторная диаграмма
напряжений, действующих в точках U,
1 и 2 схемы рис. XII.24, представле-
на на рис. XII.25. Выходное напря-
жение V вых получается при сложе-
нии векторов Ui и U2 в ступени сло-
жения С.
Рис. XII.25
Из. построения, сделанного на рис. XII.25, следует, что фаза
выходного напряжения в данном случае может изменяться в
пределах от нуля до 90°. Анализ этой схемы при U{ = Ui показы-
вает, что малые нелинейные искажения получаются при откло-
нении фазы не более чем на ±
те
4~’
Схема с расстраиваемым контуром
Простейшая схема получения ФМ может быть построена по
схеме, приведённой на рис. XII.26. В этой схеме колебания с ам-
плитудой Uc , получаемые от задающего генератора с кварцевой
стабилизацией, подаются на сетку буферной ступени передатчи-
ка Л]. В анодную цепь этой ступени, кроме контура, включено
реактивное сопротивление Хр, величина которого может изме-
няться в соответствии с модулирую-
щим напряжением. Если считать,
что векторы тока Iа\ и напряже-
ния U с совпадают, то вектор напря-
жения на выходе равен
Здесь Z ее1?а является экви-
валентным сопротивлением контура
в анодной цепи лампы Л\, причём рис. хп.26
угол <ра связан с относительным из-
„ Af
менением резонансной частоты анодного контура — соотно-
/о
шением
<Рд = arctg /^- (Д
' fQ /
541
где Q — добротность анодного контура с учётом внесённых со-.
противлений.
Таким образом, для получения заданного значения откло-
нения фазового угла А<ра3 необходимо обеспечить относитель-'
ное изменение частоты ’анодного контура, равное
— —tgAcpe8. (ХЦ.57>
/о
Таким образом, изменяя Хр, можно получить фазовую моду-‘
ляцию колебаний. В качестве реактивного сопротивления Хр,
обеспечивающего необходимое значение — , может быть ис-
fo
пользована реактивная лампа или любое другое реактивное со--
противление, величина которого может изменяться в соответ-
ствии с модулирующим напряжением.
Метод получения фазовой модуляции преобразованием
фазово-импульсной модуляции
Схема для получения фазово-импульсной модуляции для это-
го метода показана на рис. XII.!
частотой /о, получаемое от стаби-
лизированного кварцем задаю-
щего генератора ЗГУ поступает
на ступень П, формирующую пи-
лообразное напряжение с пе-
риодом То—-—. Это напряжение
7о
подаётся на модулятор М. На
выходе модулятора получаются
. Гармоническое колебание с
+ -
Рис. XII.28
Рис. XII.27
импульсы, длительность которых зависит от величины модули-
рующего напряжения U Q.
Рассмотрим схему модулятора М, приведённую на рис. XII.28.
Напряжение Un пилообразной формы приложено к сетке лам-1
пы Ль Между сеткой и катодом Л\, кроме напряжения Un, при-
542
ложено модулирующее напряжение Us и напряжение смеще-
ния Ес . Рабочая точка Л\ устанавливается при отсутствии
таким образом, чтобы анодный ток возникал при некотором
среднем значении пилообразного напряжения, как показано на
рис. XI1.29. Ограничение импульсов тока по максимуму объяс-
Рис. XII.29
няется появлением сеточных токов лампы Л\ и большим внут-
ренним сопротивлением генератора пилообразного напряжения.
При подаче напряжения длительность импульсов анодно-.
го тока будет изменяться. Это изменение будет происходить за
счёт смещения переднего фронта импульсов относительно поло-
жения, соответствующего отсутствию напряжения Us . Из
рис. XII.29 следует, что указанное смещение переднего фронта
пропорционально мгновенным значениям модулирующего на-
пряжения UQ . На рис. ХП.ЗОа показано возможное смещение
переднего фронта импульса анодного тока Л\. Из рассмотрения
рис. XII.29 следует, что максимальное смещение переднего фрон-
та \tM, вызванное модулирующим напряжением UQ , не может
’ * 1
превышать половины периода колебаний Т9= — . В действи-
fo
тельности линейный участок модуляционной характеристики ле-
жит в меньших пределах и потому
. (XII.58)
z/0
543
С лампы Л\ (рис. XII.28) модулированная по ширине после-
довательность импульсов через дифференцирующую цепочку
C2R2 подаётся на сетку лампы Л2. После усиления с выхода Л2
будут сниматься импульсы, модулированные по положению
(фазе). Эти импульсы показаны на рис. XII.306; смещение им-
Рис. ХП.ЗО
пульсов соответствует сме-
щению переднего фронта
импульсов в аноде «/71 и,
следовательно, связано с
# мгновенным значением мо-
дулирующего напряжения
Us . При линейной модуля-
ции импульсов
AZ-— к[/„osinS/ = A/„sin2/,
где к — коэффициент про-
t порциональности,
А/„—максимальное сме-
щение (девиация)
импульсов.
После модулятора М последовательность импульсов соглас-
но рис. XII.27 подаётся на умножитель частоты JMH. При подаче
немодулированной последовательности импульсов с периодом
повторения Т на выходе умножителя может быть выделена
компонента
/ = «/о,
где п — коэффициент умножения,
/0 — частота задающего генератора ЗГ.
При подаче к умножителю модулированной последователь-
ности импульсов на выходе последнего получим изменение фа-
зы колебаний на величину
8ср — — 2'ir/0nA^sin 2Л
Таким образом, изменение фазы колебаний будет происхо-
дить по закону изменения'модулирующего напряжения..
С учётом (XII.58) максимальное изменение фазы колебаний
будет равно
Дер = 2rc/0A/x/2 < пт:.
Исходя из последнего неравенства, можно сделать выбор
коэффициента умножения п и частоты задающего генератора
по заданному значению А ср. Отметим, что при этом должно
соблюдаться условие fo> (5-4- Ю)/7^^, где FMaKC — максималь-
ная модулирующая частота.
544 •
Описанный метод получения ФМ, хотя и является достаточ-
но сложным, даёт сравнительно малые нелинейные искажения
и малый уровень шумов.
Получение частотной модуляции
Уже отмечалось, что спектр частот при фазовой модуляции
оказывается значительно большим, чем в случае частотной мо-
дуляции. Вследствие этого в передатчиках, предназначенных
для радиосвязи и радиовещания, фазовая модуляция не приме-
няется.
Рассмотренные схемы модуляции колебаний по фазе вместе с
цепочкой, состоящей из R и С, включённых на входе модулято-
ра по схеме, изображённой на рис. XII.2, могут применяться в
передатчиках для получения ЧМ колебаний. При таком построе-
нии передатчика согласно (XII.12) и (XII.4) девиация частоты
Д/ окажется равной
Д/ = fyF,
где F—частота колебаний, модулирующих передатчик;
Дф — отклонение фазы.
Так, если Дф=1 и F = 30 гц, то Д/=30 гц.
Увеличение Д/ может быть достигнуто, если последующие
ступени передатчика работают в качестве умножителей частоты.
Оценим величину нелинейных искажений для схем, изобра-
жённых на рис. XII.22 и XII.24 в случае преобразования фазо-
вой модуляции в частотную. Учитывая соотношение (XII.7), из
выражения (XII.55) найдём
8а> = = — — /ий sin Qt — (— mY 2 cos2 2/sinQZ. (XI 1.59)
di U2 \U2 ) ' '
Поскольку максимальное
изменение частоты в основном оп-
ределяется первым членом ряда, получим
Дш mQ,
U2
(XI 1.60)
Нелинейные искажения по
третьей гармонике будут равны
«3
1 IU-l V
— ' — т\
С/i 1 /t/j V
1/2 4 \U2 )
35—417
545
При подстановке значения (—), полученного из (XII.60),
получим
(XIL61)
4 \ ft /
Сопоставление выражений (XII.61) и (XII.48) показывает,
что нелинейные искажения при использовании для получения
ЧМ реактивных ламп будут меньше. Уменьшение нелинейных
искажений можно получить, охватывая модулятор'передатчика
отрицательной обратной связью или введением специальных
устройств, осуществляющих предварительное искажение моду-
лирующих колебаний с целью компенсации нелинейных искаже-
ний.
XII.4. СТАБИЛИЗАЦИЯ СРЕДНЕЙ ЧАСТОТЫ ПРИ ФМ И ЧМ
Стабильность частоты
В связи с тем что модуляция колебаний по фазе осущест-
вляется в одной из промежуточных ступеней передатчика, ста-
бильность средней частоты будет определяться стабильностью
задающего генератора. Последний может иметь кварцевую ста-
билизацию. Благодаря этому при фазовой модуляции колеба-
ний, а также в случае её преобразования в частотную модуля-
цию по схеме, приведённой на рис. XII.2, может быть получена
высокая стабильность средней частоты, определяемая стабиль-
ностью кварцевого резонатора, термостата и других элементов
схемы, доходящая до значений порядка 10— 8-
Иное положение в схемах непосредственного получения ча-
стотной модуляции. В этом случае автогенератор не может
иметь кварцевой стабилизации частоты, й потому стабильность
частоты оказывается около 5- Ю'-4. Если учесть, что параллель-
но контуру автогенератора включена реактивная лампа, то ста-
бильность частоты при изменении напряжений питания окажет-
ся ещё меньшей.
Для уменьшения влияния напряжений питания реактивных
ламп на частоту колебаний на практике широко используется
схема двухтактного включения, приведённая на рис. XII.17, а
также другие методы, описание которых приводится ниже.
Автоматическая подстройка частоты
Напомним; принцип работы автоматической подстройки ча-
стоты (АПЧ) по схеме, показанной на рис. XII.31. Здесь на вход
546
преобразователя частоты Пр подаются два колебания с близ-
кими частотами: одно, получаемое в результате умножения ча-
стоты колебаний, создаваемых автогенератором с кварцевой ста-
билизацией Кв.Г, и другое, снимаемое с задающего генератора
ЗГ. Колебания с разностной частотой F = nfQ— f (где
стота колебаний кварцевого
автогенератора, п — коэф-
фициент умножения, f — ча-
стота колебаний задающего
генератора) подаются на
усилитель промежуточной
частоты УПЧ и затем на ча-
стотный дискриминатор ЧД.
Нестабильность частоты f
приведёт к изменению вели-
чины F, в результате че-
го на выходе ЧД появит-
7 - ча-
Рис. XII.31
ся напряжение, которое после фильтра Ф подаётся на
частотный модулятор Ч.Мод. Знак напряжения, подаваемого на
частотный модулятор, подбирается таким образом, чтобы устра-
нить получившийся уход частоты. Фильтр Ф служит для того,
чтобы предотвратить попадание на вход частотного модулятора
колебаний с частотами, лежащими в спектре модулирующего
сигнала. Таким образом, данная схема АПЧ будет реагировать
лишь на медленное изменение частоты колебаний f и обеспечи-
вать подстройку средней частоты. Обычно верхняя граничная
частота фильтра Ф выбирается не более 5-4-10 ги.
Отметим, что приведённая схема АПЧ способна лишь умень-
шить нестабильность частоты, но не уничтожает изменений
средней частоты полностью. Если через Aft обозначить уход ча-
стоты от заданного значения при отсутствии цепи АПЧ, а через
АД — уход частоты при работе АПЧ, то величина р= оп-
Д/2
ределяет коэффициент стабилизации. Обычно получить этот ко-
эффициент более 100 затруднительно.
Недостатком приведённой схемы является то, что при опре-
делённых индексах модуляции, когда амплитуда средней часто-
ты становится равной нулю [см, выражение (XII.24) и рис. XII.4],
схема перестаёт работать, так как при отсутствии колебаний со
средней частотой напряжение на выходе дискриминатора пропа-
дает.
Следовательно, при определённых индексах модуляции стаби-
лизирующая способность схемы значительно ухудшается. Для
устранения этого в цепь АПЧ обычно входит делитель частоты,
который на схеме рис. XI 1.31 может быть включён между УПЧ
и ЧД (в точке А). В этом случае индекс модуляции в соответ-
ствии с (XII.22) будет равен
35*
547
т=
&F
РД'
где Д — коэффициент деления.
Таким образом, введение в схему ступеней с соответствую
щим делением частоты позволяет снизить индекс модуляций
обеспечив значение его меньше величины 2,41, при которой ам
плитуда средней частоты обращается в нуль. Обычно коэффи
циент делителя подбирается так, чтобы индекс модуляции d
превосходил значения 0,5 при подаче самых низких частот MQ;
Аудирующего сигнала.
На рис. XII.31 напряжение АПЧ и модулирующий сигна$
воздействуют на общий частотный модулятор. Такая схема, яв-
ляясь сравнительно простой, обладает следующими недостатка*
ми. При значительном уходе частоты задающего генератора нф
частотный модулятор, в качестве которого может быть примен^
на реактивная лампа, от цепи АПЧ придёт сравнительно боль.»
шое напряжение. В результате этого сместится рабочая точка, а;
потому при подаче модулирующего напряжения увеличатся не-:
линейные искажения. . -
Другим недостатком этой схемы является резкое изменение
средней частоты в случае повреждения цепи АПЧ. Результатом
этого может явиться нарушение приёма сигнала передатчика..
От этих особенностей свободны схемы, в которых повреждения
в цепи АПЧ проявляются лишь в снижении стабильности часто-
ты передающего устройства, не вызывая резкого изменения ча-
стоты передатчика. Подобная схема приведена на рис. XII.32.
Она отличается от предыду-
щей тем, что в цепи АПЧ
имеется механический уп-
равляющий элемент М, по-
средством которого осущест-
вляется подстройка частоты
задающего генератора ЗГ.
В качестве элемента М мог
Рис XII32 жет быть использован дви*
гатель, приводящий в дви-
жение систему подстройки
контура задающего генератора (например, ротор конденсатора).
Направление вращения двигателя зависит от подключения его
к контакту 1 или 2, что определяется уходом частоты задающего
генератора в ту или иную сторону, в результате чего на выходе
частотного дискриминатора ЧД и фильтра Ф возникает напря-
жение соответствующего знака.
При правильно выполненной схеме повреждения цепи АПЧ
не будут приводить к ложному срабатыванию механического
элемента М и лишь снизят стабильность частоты. Подобные
548
схемы при работе системы АПЧ позволяют осуществить значи-
тельно больший диапазон автоподстройки частоты, чем схемы с
общим частотным модулятором.
Схема с поднесущей частотой
Такая схема приведена на рис. XII.33. В этом случае задаю-
щий генератор ЗГ работает на поднесущей частоте А< /о, где
/о — частота колебаний на
выходе усилителя или ум-
ножителя У, включённого
после кварцевого генера-
тора Кв. Г. Колебания ча-
стот f0 и F подаются на
преобразователь частоты
Пр, с выхода которого
снимаются колебания ча-
стоты f=fo+F.
частоты колебаний, поданных
Очевидно, что относительная
равна
Рис. ХП.ЗЗ
Обозначим соответственно через ДА; ДД> и Af нестабильности
и снимаемых с преобразователя,
нестабильность частоты будет
д/ Afo-4-AF = Aft, , AF
J f0 + F fo+F fo-FF'
Поскольку — = ^2, /о+Ао~/о, где через fg и Д/? обозна-
fo fq
чены частота и нестабильность частоты автогенератора с квар-
цем, получим
Д/ Д fq, &F F
f fq F fq
Таким образом, при любой нестабильности ДА задающего ге-
нератора ЗГ относительная нестабильность колебаний на выхо-
де схемы будет тем меньше отличаться от относительной неста-
бильности частоты автогенератора с кварцевой стабилизацией,
чем больше fa по сравнению с А. Поэтому стабильность подоб-
ных схем (при правильно выбранном значении поднесущей ча-
стоты А) оказывается высокой и цепи АПЧ не требуется даже
при выполнении частотного модулятора в виде реактивной лам-
пы, включённой по однотактной схеме.
549
ЛИТЕРАТУРА
1. А. А. Харкевич. Теоретические основы радиосвязи. ГИТТЛ, 1957.
2. Б. П. Терентьев. Работа реактивной лампы в возбудителе ЧМ
передатчика. Научно-технический сборник МЭИС. Связьиздат, 1950,
стр. 3—12.
3. А. Д. А.ртым. «Повышение эффективности реактивных ламп». «Ра-
диотехника», № 6, т. 10, 1955, стр. 67—77.
4. А. А. Магаз аник. Управление частотой генераторов с кварцевой
стабилизацией. Информационный сборник по технике связи. Техническое уп-
равление Министерства связи СССР. Связьиздат, 1955, стр. 3—132.
5. Ф. В. К у ш н и р, И. А. Ш и д л о в с к и й. «Возбудитель для частот-
ио-модулируемого передатчика на ультракоротких волнах». «Электросвязь»,
№ 2, 1956, стр. 22—25.
6. Б. П. Терентьев, В. В. Кобзев. «Применение реактивного вен-
тиля для .изменения частоты автогенератора». «Вестник НИИ», № 6 (29)—7
(30), 1952, стр. .3—14,
7. М. Р. К а п л а н о в и В. А. Левин. Автоматическая подстройка
частоты. Госэнергоиздат, 11962.
8. И. С. Говоров ский. Частотная модуляция и её применение. Связь-
издат, '1948.
9. И. С. Гоиоровский. Радиосигналы и переходные явления в ра-
диоцепях. Связьиздат, 1954.
10. И. С. Гоиоровский. Основы радиотехники. Связьиздат, 1957.
11. А. Д. Артым. Теория и методы частотной модуляции. ГЭИ, 1961.
12. Г. К а.р т ь я н у. Частотная модуляция. Изд. акад, румынской народной
республики, 1961.
Глава XIII
РАДИО ТЕЛЕГРА Ф ИЯ
XIII.1. ВИДЫ ТЕЛЕГРАФНОЙ РАБОТЫ
При передаче телеграфных сигналов по радио обычно при-
меняется та же телеграфная аппаратура, которая используется
в проводной телеграфной связи. Для передачи знаков (букв,
цифр и знаков препинания) используются различные коды.
В коде Морзе каждому знаку соответствует определённая
комбинация коротких (точки) и длинных (тире) импульсов то-
ка, разделённых паузами. Обычно продолжительность длинной
посылки в три раза больше длительности короткой. Длитель-
ность паузы между посылками одного знака равна длительно-
сти короткой посылки, длительность паузы между знаками од-
ного слова в три раза больше, а длительность паузы между сло-
вами в пять раз больше. Код Морзе неравномерный, в нём вре-
мя передачи различных знаков неодинаково. На рис. XIII. 1 а по-
казана комбинация, соответствующая сочетанию букв ае при
передаче кодом Морзе.
В современных буквопечатающих
телеграфных аппаратах использу-
ются равномерные коды. В этих ко-
дах различают токовые и бестоко-
вые посылки (пауза считается тоже
посылкой). Знаки отличаются друг
от друга только порядком чередо-
вания токовых и бестоковых посы-
лок, а количество их остаётся по-
стоянным. На рис. XIII.Тб показана
комбинация, соответствующая сочетанию бука ае при передаче
стартстопным аппаратом СТ-35.
Самая короткая посылка, из которой составляются все
остальные, называется элементарной посылкой. Так буква а со-
держит в коде Морзе 8 элементарных посылок, а в равномерном
коде стартстопного аппарата — 7. Скорость телеграфирования
измеряется числом элементарных посылок, передаваемых в
551
а) Н— а -е - *4
(ЕЯ _।_ 1
4? Г-*—е—1
-1. ^ । । । ^ . ЕЯ .
Рис. ХШ.1
1 сек. За единицу скорости принят 1 бод, соответствующий пе-
редаче одной элементарной посылки в секунду. Скорость теле-
графирования измеряют ,также количеством стандартных слов,
передаваемых в 1 мин. За стандартное принято слово Paris (Па-
риж). При передаче этого слова кодом Морзе, включая интер-
вал между словами, требуется 48 элементарных посылок, а на
стартстопном аппарате — 42. Если известна скорость, выражен-
ная числом слов в минуту, скорость в бодах определяется из
выражения
Мбод = ~ (48 н- 42) = (0,8-*- 0,7) NCJl. (X111.1)
bU
Коэффициент 0,8 соответствует коду Морзе, а 0,7 — старт-
стопным аппаратам. Передача телеграмм кодом Морзе может
производиться вручную, с помощью телеграфного ключа. Ско-
рость телеграфирования три этом не более 25 слов в минуту
(20 бод). Возможна передача с помощью быстродействующего
устройства, называемого трансмиттером. В этом случае воз-
можна работа со скоростями до 500 слов в минуту (400 бод).
Буквопечатающие стартстопные аппараты имеют клавиатуру,
подобную клавиатуре пишущей машинки. Скорость телеграфи-
рования на современных буквопечатающих аппаратах 50 бод.
Разработаны и будут в ближайшее время использоваться аппа-
раты, дающие скорость порядка 75 бод.
Для увеличения пропускной способности линии связи ис-
пользуются различные распределители, позволяющие включать
в линию несколько буквопечатающих телеграфных аппаратов.
Каждому телеграфному аппарату, подключённому к распре-
делителю, линия связи предоставляется по очереди, каждый
раз для передачи одного знака. Таким образом, при шести ап-
паратах скорость передачи в линии может быть получена 240—
270 бод.
При передаче фототелеграмм в виде чёрно-белого текста или
чертежей используются специальные фототелеграфные аппара-
ты. На выходе этих аппаратов получаются сигналы, подобные
обычным телеграфным. Скорость работы этих аппаратов бы-
вает порядка £000 бод и выше.
Для передачи телеграфных знаков по радио используются
следующие виды работы радиопередатчиков (манипуляций).
1. Амплитудная манипуляция. При этом виде работы ток
в антенне передатчика изменяется по амплитуде в соответствии
с передаваемыми сигналами, как показано на рис. XIII.2 а. Та-
кие колебания можно рассматривать, как колебания со 100-про-
центной амплитудной модуляцией, причём огибающая модули-
рованного колебания имеет форму прямоугольных импульсов.
552
Максимальная частота повторения этих импульсов связана со-
скоростью телеграфирования соотношением
F = ±-N,6od, (XIII.2)
и имеет место, если ведётся передача чередующихся токовых и
бестоковых элементарных посылок.
Рис. XIII.2
Спектр' колебаний с телеграфной манипуляцией при пере-
даче «точек», т. е. токовых и бестоковых посылок, изображён
на рис. ХШ.З а,- Если амплитуду высокочастотных колебаний в
режиме нажатия телеграфного ключа принять равной единице,
то амплитуды составляющих спектра определятся из выраже-
ний:
а0=^-; а=—sin/i^; (ХШ.З)
Т it-п Т
здесь Ti — длительность токовой посылки;
Т — период повторения посылок;
а0 — амплитуда несущей частоты;
а п— амплитуда боковых частот, отстоящих от несущей
на интервалах, кратных основной частоте манипу-
ляции;
/1=1; 2, 3 . . .
Обычно ti = 0,5 Т, тогда ао=О,5 и
an==_Lsin-^. (ХШ.З')
пк 2
Выражение (ХШ.З) показывает, что колебания с амплитуд-
ной манипуляцией занимают широкую полосу частот. Так со-
ставляющая с /1=30может иметь ещё амплитуду а30= —!—== 0,01.
553
Это значит, что при скорости телеграфирования, например,
200 бод полоса частот, отсчитываемая на уровне 0,01, будет по-
рядка 6 кгц. Отказавшись от прямоугольной формы оги-
бающей, можно сократить полосу частот. Если ограничить все
компоненты, имеющие номера п>3-^-5, то форма огибающей
Рис. XIII.3
ещё остаётся удовлетворительной для неискажённого приёма
сигналов. Практически ток в антенне передатчика не изме-
няется мгновенно при нажатиях и отжатиях телеграфного клю-
ча, поэтому составляющие спектра убывают с увеличением но-
мера п несколько быстрее, чем это следует из выражения
(XIII.3). Однако из-за искажений формы огибающей, возни-
кающих в передатчике, достигнуть значительного сокращения
полосы частот не удаётся.
Другим недостатком амплитудной радиотелеграфии являет-
ся её плохая защищённость от помех. Поэтому на современных
магистральных радиосвязях она почти вышла из употребления.
Существенным достоинством амплитудной радиотелеграфии
является простота радиопередающей и радиоприёмной аппара-
туры. Ввиду этого использование амплитудной радиотелегра-
фии остаётся целесообразным на линиях связи малой протя-
жённости с небольшим обменом телеграфными связями.
2. Амплитудная манипуляция тонально-модулированных ко-
лебаний. Этот вид передачи отличается от рассмотренного
554
только тем, что несущая частота модулируется по амплитуде
тоном; этот способ телеграфирования удобен при слуховом
приёме телеграфных сигналов. Частота модуляции обычно вы-
бирается в пределах 400—1000 гц. На рис. XIII.2 6 показан ха-
рактер изменения тока в антенне при этом виде телеграфной
работы. Приём таких сигналов может производиться на приём-
ник, не имеющий второго гетеродина. Частота звука, слышимо-
го в телефоне приёмника, зависит только от частоты модуляции
передатчика. Вследствие этого облегчается слуховой приём те-
леграфных сигналов; он становится возможным в условиях
сильных помех от других станций, работающих на близких ча-
стотах. Недостатки тональной радиотелеграфии — уменьшение
мощности передатчика (лампы передатчика должны при на-
жатии работать в телефонном режиме) и расширение полосы
частот. Области применения: радиомаяки, судовые радиостан-
ции и некоторые другие случаи.
3. Частотная манипуляция. Характер изменения тока в ан-
тенне показан на рис. ХШ.2в. При частотной манипуляции ток
в антенне передатчика по амплитуде не изменяется, изменяется
только частота: одна частота f\ соответствует нажатию теле-
графного ключа, а другая — /г — отжатию. Такие колебания
можно рассматривать как колебания с частотной модуляцией,
причём средняя частота модулированных колебаний будет fo=
— (h+fz), девиация частоты (Л—/г) и модулирую-
щий сигнал имеет форму прямоугольных импульсов. Спектр
таких модулированных колебаний представлен на рис. ХШ.Зб.
« Т
Амплитуды составляющих спектра при п= — определяются
выражениями:
(X1II.4)
. (т+п)к
2т sin-------
2
ая = ------------
л (/И2 — п2)
где индекс частотной модуляции
m = ^-; 1, 2, 3,...
F
Согласно этим выражениям амплитуды составляющих с
большими номерами п убывают быстрее, чем при амплитудной
манипуляции, вследствие чего ширина полосы частот, отсчиты-
• 555
ваемая на малом уровне, оказывается уже, чем при амплитуд-,
ной манипуляции. Так, например, если Af=5OO гц и скорость
телеграфирования 200 бод (т = 5), составляющие спектра,
имеющие амплитуду больше 0,01, укладываются в полосу
3600 гц (при амплитудной манипуляции 6000 гц). Практически
выигрыш в полосе получается ещё большим потому, что пере-
ходы от одной частоты к другой в моменты нажатия и отжатия
ключа происходят не мгновенно, а плавно.
Таким образом, переход от амплитудной к частотной мани-
пуляции приводит к заметному сокращению полосы частот пе-
редатчика.
Частотная манипуляция обладает также большей, чем ам-
плитудная, помехоустойчивостью. Переход от АМ к ЧМ экви-
валентен выигрышу по мощности передатчика в 4—9 раз.
По этим причинам в настоящее время на дальних радиосвя-
зях частотная манипуляция является основным видом радиоте-
леграфной работы.
4. Частотная манипуляция тональных поднесущих. При этом
виде телеграфной связи производится частотная манипуляция
не несущей частоты передатчика, а низкой частоты, лежащей в
звуковом спектре и называемой поднесущей частотой.
Поднесущих частот обычно выбирают несколько,, и каждая
из них манипулируется по частоте независимо друг от друга са-
мостоятельными сигналами. Затем поднесущие частоты смеши-
ваются в одном тракте и полученным групповым сигналом про-
изводится модуляция несущей частоты. Обычно при этом при-
меняют однополосную модуляцию. Таким образом, создаются
системы многоканальной телеграфной радиосвязи.
Помехозащищённость каждого телеграфного канала в этой
системе меньше, чем при обычной частотной манипуляции, так
как мощность передатчика, приходящаяся на каждый канал,
обратно пропорциональна квадрату числа каналов.
Применение системы с модуляцией поднесущих целесообраз-
но на линиях радиосвязи с большим обменом ввиду её манев-
ренности. В часы хорошего прохождения радиоволн эта система
может работать с большим числом телеграфных каналов, а в
случае необходимости число телеграфных каналов может быть
уменьшено. Кроме того, несколько телеграфных каналов может
быть заменено одним телефонным каналом.
5. Двойная частотная телеграфия (ДЧТ). При этой системе
телеграфной работы линия радиосвязи уплотняется двумя теле:
графными каналами с частотной манипуляцией. Частота коле-
баний передатчика при этом виде телеграфной работы может
принимать четыре различных значения, отличающихся друг от
друга на небольшую величину (обычно 500 или 1000 гц). Прин-
цип работы передатчика при системе ДЧТ можно уяснить, ра’с-
556 *
смотрев рис. XIII.4. Здесь на графиках рис. ХШ.4а и б показан
характер телеграфных сигналов, передаваемых по первому и
второму каналам. В качестве примера взят случай, когда через
первый канал передаётся кодом Морзе буква А, а по второму
каналу буква Т. На графике рис. XIII.4 показано, как в этом
случае будет изменяться частота
колебаний, излучаемых передат-
чиком. До момента времени, от-
меченного на графиках цифрой
1, по обоим каналам передава-
лось отжатие телеграфного клю-
ча и передатчик работал на ча-
стоте /ь В момент 1 по первому
каналу началось нажатие, и пере-
датчик начал работать на часто-
те fi, соответствующей нажатию
только первого канала. В мо-
мент 2 началось нажатие во вто-
ром канале и частота передатчи-
ка приняла значение Л, соответ-
ствующее нажатию в обоих ка-
Рис. XIII.4
налах. В момент 3 нажатие в пео-
вом канале прекратилось и передатчик начал работать на часто-
те /з, соответствующей нажатию только во втором канале, и т. д.
В этой системе радиотелеграфии мощность, приходящаяся на
каждый канал, не уменьшается, однако полоса частот, занимае-
мая передатчиком, расширяется, так как длительность посылок
может получиться много меньше элементарной посылки. Систе-
ма ДЧТ широко используется на магистральных линиях радио-
связи.
Х///.2. ПЕРЕДАЧА ТЕЛЕГРАФНЫХ СИГНАЛОВ ИЗ РАДИОБЮРО
НА ВХОД ПЕРЕДАТЧИКА
В подвижных передатчиках малой мощности передача осу-
ществляется телеграфным ключом, установленным на самом пе-
редатчике. В стационарных передатчиках телеграфная аппара-
тура размещается в городе, близко к потребителям телеграф-
ной связи, а передатчик, чтобы он не создавал помех, устанавли-
вается далеко за городом. Передача телеграфных сигналов из
радиобюро на передатчик производится обычно по проводным
линиям связи, причём для передачи могут использоваться либо
импульсы постоянного тока, либо импульсы тональной частоты,
как показано на рис. XIII.5а и б. Передача импульсами постоян-
ного тока может применяться при соединительных линиях не-
большой протяжённости (обычно несколько километров). При
557
частот, пропускаемых линией.
в) v
Рис. XIII.5
большой длине соединительных линий (несколько десятков ки-
лометров и длиннее) импульсы постоянного тока на выходе ли-
нии сильно искажаются и принимают форму, показанную на
рис. ХШ.бв, что объясняется недостаточной шириной полосы
Искажения этого рода оказыва-
ются тем более заметными,
чем меньше длительность по-
сылок, т. е. чем больше ско-
рость телеграфной работы.
Кроме того, амплитуда им-
пульсов сильно уменьшается
вследствие наличия активных
потерь в линии.
При передаче телеграфных
сигналов тональными импуль-
сами искажения формы им-
пульсов практически оказы-
ваются незаметными; появляется возможность значительного
усиления амплитуды импульсов на выходе линии, в связи с чем
оказывается возможным уменьшить амплитуду сигналов в са-
мой линии и тем самым уменьшить помехи в соседних линиях;
наконец, появляется возможность уплотнения соединительной
линии передачей нескольких телеграфных каналов.
При передаче сигналов тональными импульсами в радиобю-
ро устанавливается тонманипулятор, представляющий собой
генератор звуковой частоты (обычно частота выбирается в пре-
делах от одного до нескольких килогерц) с амплитудной мани-
пуляцией. На другом конце соединительной линии; у передатчи-
ка, устанавливается тональный усилитель-выпрямитель (сокра-
щённо ТУВ). В ТУВ тональные импульсы сначала усиливаются
до необходимого уровня, а затем ограничиваются и из них фор-
мируются импульсы постоянного тока, с помощью которых осу-
ществляется манипуляция передатчика.
Ограничитель амплитуды может создавать искажения, при
которых в зависимости от входного уровня будет изменяться
длительность токовых посылок по сравнению с длительностью
бестоковых. Для уменьшения этих искажений и для борьбы с
помехами ТУВ снабжён устройствами для автоматической регу-
лировки уровня отсечки и автоматического запирания в паузах.
ХШ.З. СХЕМЫ АМПЛИТУДНОЕ! МАНИПУЛЯЦИИ
При амплитудной манипуляции передатчик должен пол-
ностью отпираться при нажатии ключа и отдавать в антенну за-
данную мощность при высоком коэффициенте полезного дейст-
вия. При отжатии телеграфного ключа передатчик должен пол-
558
ностыо запираться. В мощных передатчиках запирание и отпи-
рание передатчика целесообразно производить в ступенях, непо-
средственно следующих за буферным усилителем. Производить
манипуляцию в задающем генераторе и буферном усилителе не-
целесообразно, так как это может ухудшить стабильность ча-
стоты передатчика. Производить манипуляцию в более мощных
ступенях технически невыгодно, так как там придётся создавать,
схему с более высокими напряжениями и большими токами. Вы-
годно, чтобы манипуляция производилась не в одной, а сразу &
двух ступенях, следующих друг за другом. В этом случае потре-
буются меньшие запирающие напряжения, так как запирание-
каждой из них может быть не таким глубоким, как если бы ма-
нипуляция производилась только в одной ступени. Выгодно так-
же, чтобы манипулируемая ступень работала в режиме умно-
жения (обычно удвоения) частоты, так как при этом резко-
уменьшается прохождение сигнала через паразитные ёмкости
манипулируемой ступени при отжатии.
Манипуляцию можно производить изменением напряжения’
на аноде лампы Еа, изменением напряжения на экранирующей-
сетке Ес2, а также изменением напряжения смещения на управ-
ляющей или пентодной сетках Ес или Ес3. Практически чаще-
используются схемы манипуляции на управляющую или экра-
нирующую сетку, так ка’к для запирания и отпирания лампы по»
этим сеткам требуются сравнительно небольшие перепады нап-
ряжений.
Пример схемы манипуляции на управляющую сетку показан»
на рис. XIII.6. Здесь манипуляция производится путём измене-
ния смещения на сетке лампы. Изме-
нение смещения осуществляется с по-
мощью либо телеграфного ключа, ли-
бо реле. Когда якорь реле находится
у контакта 2, на сетку лампы подаёт-
ся небольшое отрицательное смещение,
'обеспечивающее нормальный режим
работы лампы. При переключении
якоря на контакт 1 лампа запирается.
Сопротивление /? может быть включе-
но для получения автоматического
смещения за счёт тока сетки.
Рассмотрим основные причины ис-
кажения формы телеграфных сигналов
при амплитудной манипуляции. Сле-
дует отметить следующие виды иска-
жений. Рис- XIII. 6
1. Искажения формы сигна-
лов за счёт фильтра выпрямителя. Ток выпрямите-
ля, питающего анодные цепи мощных ступеней передатчика, при
5Е9>
манипуляции изменяется в такт с изменением амплитуды тока в
антенне передатчика. Когда передатчик заперт, ток выпрямите-
ля мал или даже равен нулю. Когда передатчик открыт, ток мак-
симален. Однако дроссель фильтра выпрямителя препятствует
изменениям тока. В фильтре выпрямителя возникают свобод-
ные затухающие колебания, в результате чего постоянная со-
ставляющая анодного тока мощной ступени передатчика име-
ет форму, показанную на рис. XIII.76. На рис. XIII.7а и в пока-
заны манипулирующий сигнал на входе передатчика и форма
тока в антенне.
Рис. XIII.7 Рис. Х1П.8
В курсе «Электропитание радиоустройств» показывается,
каким требованиям должен удовлетворять фильтр, чтобы иска-
жения этого вида не превышали любой заданной величины.
2. Искажения формы сигналов за счёт неста-
ционарных процессов в цепях питания экрани-
рующих сеток и цепях автоматического сме-
щения. Экранирующие сетки ламп передатчика обычно пи-
таются через гасящие сопротивления. Когда передатчик заперт,
напряжение на экранирующей сетке максимально, так как нет
падения напряжения на гасящем сопротивлении. При нажатии
появляется ток экранирующей сетки, и напряжение на ней
уменьшается. Однако мгновенно напряжение измениться не мо-
жет из-за наличия конденсатора, заземляющего экранирующую
сетку по высокой частоте. Напряжение на экранирующей сетке
изменяется по экспоненциальному закону. Приблизительно по
такому же закону изменяется ш первая гармоника анодного.то-
ка лампы. Характер этого изменения показан на рис. XIII.8.
Аналогичные явления имеют место в мощных ступенях пере-
датчика, в которых обычно применяется автоматическое смеще-
ние за счёт сеточного тока. Когда передатчик заперт, ток сетки
отсутствует и напряжение смещения равно нулю или мало. При
нажатии на сетку лампы подаётся напряжение возбуждения,
начинает протекать сеточный ток и напряжение смещения начи-
560
нает увеличиваться по экспоненциальному закону. Эти иска-
жения расширяют полосу частот, которую излучает передатчик.
Избавиться от этих искажений практически трудно. Поэтому
передатчики с амплитудной манипуляцией почти всегда дают
сигналы с искажениями такого вида.
3. Искажения, возникающие за счёт непра-
вильной регулировки манипуляционных реле.
Электромеханические реле могут создавать искажения, носящие
название преобладаний. Коэффициент преобладания опреде-
ляется как
к= (XIII.5)
*1 + х2
где Ti и та — длительность сигнала и длительность паузы при
манипуляции передатчика точками.
Современная приёмная телеграфная аппаратура допускает
коэффициент преобладания 54-10%. Другим видом искажений
является дробление сигнала. Дробление возникает в результа-
те того, что якорь реле, ударяясь о контакт, вследствие упругих
свойств, отскакивает от него. Мерами борьбы с этими искаже-
ниями является тщательная регулировка реле, а также отказ от
механических реле и замена их электронными.
4. Искажения за счёт плохой нейтрализации,
наличия паразитных колебаний и неполного за-
пирания манипулируемой ступени передатчи-
к а. Во время передачи паузы питающие напряжения на анодах
и экранирующих сетках ламп передатчика увеличиваются, а
смещения на управляющих сетках уменьшаются. Вследствие
этого облегчаются условия возникновения паразитных автоко-
лебаний в ступенях передатчика или автоколебаний за счёт не-
совершенства/ нейтрализации. При этих явлениях наблюдаются
искажения, которые носят название «пролезания» в паузах.
«Пролезания» в паузах могут иметь место также вследствие
неполного запирания манипулируемой ступени передатчика. Ча-
ще всего случается так, что эти явления, не наблюдавшиеся на
передатчике раньше, возникают после замены перегоревшей
лампы в результате перестройки на новую волну, выхода из
строя газотрона в одном из выпрямителей передатчика и т. д.
XIII.4. СХЕМЫ ЧАСТОТНОЙ МАНИПУЛЯЦИИ
К передатчику с частотной манипуляцией предъявляются
следующие основные требования.
1. Стабильность и возможность регулировки в широких пре-
делах средней частоты передатчика.
36—417 561
2. Стабильность и возможность регулировки величины де-г
виации частоты.*)
3. Получение возможно более узкого спектра частот, зани-.
маемого передатчиком, при заданной величине девиации ча-
стоты.
Рис. XIII.9
Рис. XIII,10
Рассмотрим простейшую блок-схему передатчика, изобра-
жённую на рис. XIII.9. Здесь имеются два автогенератора, ста-
билизированные кварцем. Один генератор работает на частоте
fi, другой — на частоте /г- Генераторы по очереди подключаются
ко входу передатчика манипуляционным ключом К. Передат-
чик, выполненный по такой схеме, не удовлетворяет изложен-
ным выше требованиям. В самом деле, если передатчик работает
на несущей частоте, допустим 20 Мгц, и относительная неста-
бильность частоты кварцевого генератора равна 10-s, то абсо-
лютная нестабильность девиации частоты за счёт нестабильно-
сти частоты кварцевых автогенераторов составит 20-106-10-5=
= 200 гц, т. е. будет почти такой же, какой должна получиться
полезная девиация при манипуляции. Другим недостатком схе-
мы является то, что переход от одной частоты манипуляции к
другой происходит с разрывом фазы. Спектр такого колебания
можно определить как результат наложения спектров двух ко-
лебаний с амплитудной манипуляцией: одного с частотой fi,
другого с частотой /г- Очевидно, что при такой частотной мани-
пуляции передатчик будет занимать полосу частот, более широ-
кую, чем при обычной амплитудной манипуляции. Чтобы полу-
чить сокращение полосы частот, необходимо, чтобы в моменты
нажатия и отжатия телеграфного ключа производная фазы (по>
времени) была конечной и не очень большой.
На рис. XIII.10 изображена схема возбудителя к передатчи-
ку с частотной манипуляцией, свободная от отмеченных недо-
) Большая величина девиации увеличивает помехозащищённость, одна-
ко при этом расширяется полоса частот, которую занимает передатчик.
Обычно работают с узкой полосой, когда девиация Д/=250 гц, и широкой,
когда Д/=500 гц.
562
статков. На этой схеме изображён кварцевый автогенератор, у,-
которого последовательно с кварцевым резонатором включена
индуктивность L. Замыкая и размыкая манипуляционный ключ,
К, можно в небольших, но достаточных для практических целей
пределах изменять частоту колебаний автогенератора. Переход;
от одной частоты к другой здесь происходит без разрыва фазы
и стабильность девиации частоты получается достаточной. За-
менив в схеме ключ К. реактивной лампой можно также полу-
чить плавное изменение частоты и этим ещё больше сократить
полосу частот. Единственным недостатком схемы является от-
сутствие диапазонности. Практически при использовании этой
схемы на каждую рабочую волну нужен отдельный возбудитель.
Рис. XIII.ll
По этой причине описанная схема не нашла широкого примене-
ния. Другим вариантом является возбудитель, построенный по
блок-схеме, изображённой на рис. XIII.И. Здесь реактивная
лампа в такт с сигналами манипуляции производит изменения
частоты диапазонного генератора, работающего на сравнитель-.;
но низкой частоте. С помощью преобразователя частоты и фильт-
ра выделяется комбинационная частота fK + fg или fK — fg. Так,
как частота кварцевого генератора fK fg, стабильность
частоты на выходе возбудителя получается только немного ни-
же стабильности' кварцевого генератора. Хотя стабильность,
средней частоты и стабильность девиации частоты в этой схеме,
хуже, чем в схеме рис. XIII.10, схема чаще используется на,
практике вследствие того, что в ней возможно плавно и в широ-
ких пределах изменять несущую частоту передатчика. Недостат-
ки возбудителей подобного типа были рассмотрены в главе VI.
Для управления реактивной лампой в, схеме рис. XIII.11.
обычно используется электронный манипулятор, схема которого
изображена на рис. XIII.12. Манипулятор позволяет получать
как обычную частотную манипуляцию, так и двойную (ДЧТ).
Телеграфные сигналы первого канала подаются на сетку лампы
Л\ и одновременно на первую сетку Л3: сигналы второго кана-
ла — на сетку и одновременно на вторую сетку «/73. Напря-
жение Е , меньше напряжения Еа2; Режим ламп подобран та-
ким, образом, что когда по обоим каналам даётся отжатие, все
36* 563
три лампы заперты й через сопротивление /?4 протекает ток i4,
величина которого (и падение напряжения на Л4) может регу-
лироваться изменением величины сопротивления R5. При нажа-
тии в первом канале отпирается лампа «/Zj (две другие остаются
запертыми), появляется ток i\, вследствие чего падение напря-
жения на Rn уменьшается. Величина этого падения напряжения
Ь_г-х_?
Ы-ъВход 2-го
хапала
Рис, ХШ.12
может регулироваться переменным сопротивлением R\. При на-
жатии во втором канале (по первому каналу отжатие) отпи-
рается лампа Л2 и появляется ток z2. Падение напряжения на /?4
в этом случае регулируется переменным сопротивлением /?2.
Наконец, когда передаётся нажатие в обоих каналах, отпирают-
ся все три лампы. Напряжение на /?4 в этом случае можно регу-
лировать потенциометром Ra- Таким образом, на выходе мани-
пулятора получается четыре уровня напряжения, причём для.
каждого уровня имеется независимая регулировка.
Напряжение с выхода манипулятора ДЧТ подаётся на вход
реактивной лампы, с помощью которой производится изменение
частоты колебаний передатчика.
Для стабилизации частот манипуляции принимаются сле-
дующие меры:
а) с помощью ограничителей амплитуды стабилизируются
уровни сигналов на входе манипулятора;
б) стабилизируются напряжения, питающие анодные цепи
ламп;
в) сопротивления R\\ Rat R3 выбираются значительно боль-
шей величины, чем сопротивления ламп постоянному току в от-
564
крытом состоянии. При этом смена ламп и изменения напряже-
ния накала в небольших пределах не вызывают изменений анод-
ного тока ламп.
Интервал между частотами манипуляции в возбудителе вы-
бирается в зависимости от интервала частот, который хотят
получить на выходе передатчика, и от коэффициента умноже-
ния частоты в передатчике. Так, например, если на выходе пе-
редатчика нужно получить интервал в .500 гц, то на выходе
возбудителя он должен быть 500, 250 или 125 гц, если соответ-
ственно в передатчике нет удвоений, имеется одна ступень или
две ступени удвоения частоты. Регулировка интервала осущест-
вляется путём ступенчатого изменения величины сопротивле-
ния Ra, которое для этого делается секционированным.
При работе одним телеграфным каналом используется это
же самое манипуляционное реле. Если при этом телеграфные
сигналы подаются на вход первого канала, а по второму каналу
будет имитироваться отжатие, то для регулировки интервала
между частотами надо пользоваться только двумя сопротивле-
ниями R5 и R\.
При всех регулировках манипулятора контролируется ин-
тервал между частотами в возбудителе. Для этой цели ис-
пользуется специальная измерительная аппаратура, которая
является составной частью манипулятора. При частотной те-
леграфии могут возникать искажения телеграфных сигналов.
Основными искажениями являются Следующие. -
1. При использовании электромеханических реле могут воз-
никать временные преобладания и дробление сигналов так
же, как при амплитудной манипуляции. Поэтому механические
реле применяются редко. В электронном' манипуляторе и ТУВ
искажения такого типа могут возникать при неисправности этих
приборов (неисправность ламп, источников питания, конденса-
торов, сопротивлений и пр.).
2. В электронный манипулятор при работе одним телеграф-
ным каналом обычно включают так называемый скругляющий
фильтр, который не пропускает в/чсокочастотные составляющие
спектра телеграфных сигналов. При подаче на вход такого
фильтра импульсов прямоугольной формы на его выходе полу-
чаются импульсы с наклонными фронтами.
Такие искажения телеграфных сигналов не нарушают ра-
боты приёмной аппаратуры, но приводят к сокращений поло-
сы частот, занимаемой передатчиком в «эфире». При двухка-
нальной телеграфии (ДЧТ) длительность импульсов на выходе
манипулятора может получаться значительно меньше длитель-
ности элементарной посылки (см., например, рис. XIII.4). При
включении в манипулятор скругляющего фильтра эти короткие
импульсы не пройдут через фильтр, что вызовет недопустимые
искажения.
565
3. Часто встрёчакйцёйся 'ненормальностью при частотной те-
леграфии является-несоответствие фактического интервала меж-
ду частотами номинальному. Причинами этого могут явиться
неисправности в манипуляторе и возбудителе передатчика, а
Также ошибки оператора при регулировке этих приборов. Для
устранения этих ненормальностей нужна разработка надёжных
•й простых возбудителей и манипуляторов, а также более совер-
шенных методов контроля.
4. В самом передатчике при частотной телеграфии вероят-
ность возникновения искажений значительно меньше, чем при
амплитудной. Передатчик всё время работает в режиме нажато-
го телеграфного ключа, поэтому нестационарные Процессы, свя-
занные с резкими изменениями амплитуды колебаний, отсут-
ствуют. Наиболее вероятным видом искажений, которые могут
возникнуть в передатчике с частотной манипуляцией, является
паразитная амплитудная модуляция сигналов. Она может воз-
никнуть при питании передатчика переменным током, а также
при неточной настройке ступеней передатчика на среднюю ча-
стоту возбудителя. При современных методах сдвоенного приё-
-ма сигналов с частотной телеграфией производится запира-
-ние того из приёмников, на вход которого поступает сигнал с
большей амплитудной модуляцией. Этим обеспечивается выбор
сигнала, который подвергся меньшим искажениям на пути
распространения. Наличие паразитной амплитудной модуляции
в передатчике будет нарушать нормальную работу приёмной
аппаратуры.
ЛИТЕРА ТУРА
1. 3. И. Модель, И. X. Невяжс.кий. Радиопередающие устройства.
Связьиздат, 1949.
2. С. И. Евтянов. Радиопередающие устройства. Связьиздат, '1950.
3. Частотная манипуляция на радиотелеграфных связях. Информаци-
онный сборник. Связьиздат, 1949.
4. Б. П. Терентьев. Электропитание радиоустройств. Связьиздат.
1948.
Глава XIV
ПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА СВЧ
X1V.1. ВВЕДЕНИЕ
Передающие устройства свч получили широкое развитие в
течение последних десяти—пятнадцати лет. Это объясняется
тем, что к этому времени возникла настоятельная необходимость
в передаче широкополосных сообщений: большого числа теле-
фонных каналов, телевизионных изображений, импульсных сиг-
налов и т. п.
Особенностью передающих устройств диапазона свч являет-
ся то, что они используют резонансные системы с распределён-
ными постоянными (отрезки двухпроводных и коаксиальных ли-
ний, а также объёмные контуры) и специальные электронно-ва-
куумные приборы: клистроны, лампы бегущей волны и др.
Поэтому наряду с рассмотрением особенностей передающих
устройств радиорелейных линий и телевизионных передатчиков
в данной главе приведены соображения о принципах построения
и методах расчёта основных видов резонансных систем, а также
рассмотрены основные характеристики и области применения
некоторых электронных приборов свч. В связи с тем,- что курсу
передающих устройств предшествует подробное изучение осо-
бенностей работы электронно-вакуумных приборов свч, рассмот-
рение характеристик проводится без описания и анализа проис-
ходящих физических процессов.
Следует отметить, чт-о данная глава построена применитель-
но к связным передающим устройствам, и потому вопросы, свя-
занные с построением специальных передающих устройств (на-
пример, магнетронных передатчиков, которые широко приме-
няются в радиолокации), здесь не рассматриваются.
XIV.2. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ
ЭЛЕКТРОННО-ВАКУУМНЫХ ПРИБОРОВ ДИАПАЗОНА СВЧ
Особенности ламп свч
Работа электронно-вакуумных приборов в диапазоне свч ха-
рактеризуется тем, что время, в течение которого совершается
567
движение электронов между электродами электронно-вакуум-
ных приборов, оказывается соизмеримым (одного порядка) с
периодом усиливаемых или генерируемых колебаний. Это явле-
ние приводит к тому, что работа обычных триодов в диапазоне
свч оказывается неэффективной. Для уменьшения времени, в те-
чение которого электроны движутся между электродами триода,
необходимо уменьшать междуэлектродные расстояния и увели-
чивать напряжения. Однако и эти мероприятия не всегда оказы-
ваются эффективными. Поэтому в диапазоне свч применение да-
же специально разработанных триодов часто требует излишнего
усложнения схем и бывает экономически менее целесообразным
по сравнению со схемами, в которых, используются клистроны и
лампы бегущей волны.
Отражательный клистрон
В
роны
радиопередающих устройствах свч отражательные клист-
широко используются
Рис. XIV.1
в качестве автогенераторов.
На рис. XIV. 1 приведена
схема отражательного клистро-
на, состоящего из катода к,
двух сеток С] и с2 и отражате-
Рис. XIV.2
ля о. Резонансная система в виде объёмного контура Р подсое-
диняется к сеткам клистрона. Энергия высокочастотных колеба-
ний снимается при помощи коаксиальной линии или волновода,
которые связываются с контуром Р элементом связи.
На рис. XIV. 1 показано подсоединение и полярность источ-
ников ускоряющего напряжения Еу и напряжения на отражате-
ле Ео. Поскольку объёмный резонатор Р и один из полюсов
источников обычно целесообразно заземлять, схема иногда вы-
полняется так, как показано на рис. XIV.2. При этом в соответ-
ствии с рис. XIV.1
Д — Дд Еу.
568
Принципы работы и теории отражательных клистронов изла-
гаются в курсе электронно-вакуумных приборов, а также в спе-
циальной литературе. Согласно этим работам генерация коле-
баний свч отражательным клистроном возможна в некоторых
зонах или интервалах лишь при вполне определённых величи-
нах напряжений Еу и Ео. При этом в каждой зоне наибольшая’
мощность колебаний свч получается при выполнении условия
в = ®оят.
6опт = 2л(п + A), (XVI.1>
п = 0, 1,2 — номер зоны колебаний клистрона,
0 — угол пролёта в пространстве между сеткой и отражате-
лем, причём
0 = а_Х5_.
___ + Ео
Здесь a = 4n,fol j/2-^- — конструктивный параметр клистро-
на. В формуле, определяющей конструктивный параметр клист-
рона а,
f0 — частота колебаний, соответствующая- оптимальному
значению угла пролёта 0, а следовательно, и режиму
наибольшей мощности колебаний, снимаемых с клист-
рона в данной зоне;
I — расстояние между отражателем и сеткой клистрона;.
т — масса электрона;
е — заряд электрона.
При некотором изменении напряжений Ео и Еу от значений,,
соответствующих 0ОП71, частота колебаний, генерируемых от-
ражательным клистроном, определяется выражением
f = /о (! + -^ctgo) = f0 (1 - -1- tg (XVI.2)
где QK —добротность нагруженного резонатора,
? = 6 —0on«-
Как уже говорилось, каждой зоне соответствуют вполне оп-
ределённые интервалы напряжений Еу и Ео, . а следовательно,
и значения угла 0, в пределах которого возможна генерация ко-
лебаний.
Примерный вид экспериментально снятой зависимости меж-
ду Еу и Ео для трёх зон генерации колебаний отражательного
клистрона показан на рис. XIV.3, где штриховкой обозначены
569
интервалы изменения напряжений, в которых возможна генера-
ция колебаний.
Для каждой зоны колебаний могут быть рассчитаны или эк-
спериментально сняты два семейства характеристик: семейство
характеристик, определяющих соотношение между Еу и Ео при
неизменной выходной мощности клистрона, и семейство харак-
теристик, показывающих зависимость между £у и Ео при неиз-
менной частоте генерируемых колебаний. Будем для краткости
называть эти семейства кривых соответственно характеристика-
ми изомощности и изочастоты. Примерный вид их для зон с но-
мерами п' и п" показан на рис. XIV.4.
Рис. XIV.3
Рис. XIV.4
Следует отметить, что на рис. XIV.4 максимальная мощность
Рмакс в каждой из зон определяется точкой. Величина макси-
мальной мощности в зоне с большим значением п" оказывается
меньше, чем в зоне с малым п'; таким образом, на рис. XIV.4
Р’ <Р’ .
макс макс
На основании характеристик изочастоты и изомощности, при-
ведённых на рис. XIV.4, можно сделать следующие выводы.
1. При изменении только одного напряжения £у или Ео бу-
дут изменяться амплитуда и частота колебаний.
2. Для получения только амплитудной или только частотной
модуляции колебаний необходимо одновременное изменение на-
пряжений £у и Ео. При этом соотношение между фазами и фор-
мами напряжения изменяющихся £у и Ео может быть выясне-
но по характеристикам .изомощности или изочастоты, снятым
для конкретного клистрона. В качестве примера на рис. XIV.5
показан случай, соответствующий получению только частотной
модуляции с пределами изменения частоты от f' до f" при неиз-
менной мощности. Как следует из динамической характеристи-
ки клистрона (кривая ab), связывающей напряжения Ео и Ev,
•при этом на электроды клистрона должны быть приложены по-
стоянные напряжения Е'о и Е' и синфазные напряжения
с амплитудами Uo и (/у.
570
Аналогично может быть выяснено необходимое изменение
Ео и Еу для получения только амплитудной модуляции. Одна-
ко при этом динамическая характеристика должна совпадать с
одной из кривых изочастоты (предпочтительнее с той, которая
проходит через точку максимальной мощности).
Учитывая.сложность схем при одновременном изменении на-
пряжений Ео и Еу для получения частотной модуляции в боль-
шинстве случаев ограничиваются изменением только напряже-
ния на отражателе Ео. В этом случае в соответствии с семей-
ством кривых, приведённых на рис. XIV.4, могут быть получены
кривые, показанные на рис. XIV.6. Последние определяют изме-
нения мощности и частоты колебаний в каждой зоне. При
сравнительно небольшой девиации частоты величина амплитуд-
ной модуляции получается незначительной.
В диапазоне свч обычно используется частотная модуляция
колебаний, причём к линейности модуляционной характеристи-
ки в ряде случаев (например, в радиорелейных линиях связи)
предъявляются весьма жёсткие требования. Отражательные
клистроны позволяют осуществить генерацию и частотную мо-
дуляцию колебаний весьма просто и потому находят широкое
применение.
В связи с этим остановимся подробнее на вопросе о нелиней-
ных искажениях, возникающих при частотной модуляции коле-
баний, генерируемых клистроном, в случае изменения напряже-
ния на отражателе.
Будем считать, что напряжение на отражателе клистрона,
модулируемого колебанием с частотой f= — , состоит из по-
2л
стоянного напряжения Е'д и переменного напряжения и0 —
sinQZ;
Ео = Ео + Uo = Е о + UM sin QZ.
571
Разлагая f (Ео ) в ряд Тейлора вокруг значения Е'о, получим
/ (Еи) ~ f (Ео + «о) = / (Ео) + «о ~~ в _£' +
аЕ0 со со
“о d*f +4^ +..
2 dE20 £-£' 6 d^o о о e~e’ о e
Подставляя и0 — Uм sinfi/ для случая малых UM, будем
иметь
d*f
dE20
2
4
f(E0) — f(E0) +-^|
dE0 I Eo-Eo
(4cos22/ —4- ~
24
о 0
Е-Е
о о
В случае идеального детектора, не вносящего искажений,
для второй и третьей гармоник нелинейных искажений /с2 и «з
получим:
к -Е*
----—
4
24
d*f
dEo
df
dE0
d3f
dE30
dj
dE0
En -E
о о
E —E
o 0
(XIV.3)
(XIV.4)
Используя выражение (XIV.2), определяющее частоту коле-
баний f, генерируемых клистроном, можно получить:
dj . № .
dE0 2aQftcos2<p ’
fo03
a2QH cos2
d3f
dE3
a3QH cos2 <f
1 + — + 20 tg<p -r d2 tg2 <p
О
Максимальное отклонение частоты определяется амплитудой
модулирующего напряжения UM
2aQH cos2 <;>
572
d£2
(1 -J-etg^);
’ Учитывая эти соотношения при подстановке в выражения
(XIV.3) и (XIV.4), получим
«2 = .
10
+в(м)| ,
в Е„ -Е
о о
(XIV.5)
(XIV.6)
Зависимости величины второго сомножителя для различных
зон работы клистрона приведены на рис. XIV.7 и XIV.8.
Из этих графиков и из выражений (XIV.5) и (XIV.6) сле-
дует, что:
1) нелинейные искажения почти не зависят от номера зо-
ны п;
2) уменьшение нелинейных искажений по второй и особенно
третьей гармонике может быть получено при уменьшении QH,
что возможно осуществить как за счёт конструкции самого ре-
зонатора, так и путём увеличения связи его с нагрузкой;
3) для снижения нелинейных искажений по второй гармони-
ке согласно рис. XIV.7 следует выбирать значения угла пролёта
® несколько меньше (примерно на 0,05л) величины Qonm.
Опытная проверка величины нелинейных искажений для
клистронов, работающих в диапазоне частот выше 3000 Мгц,
дала следующие примерные величины:
1) уровень .второй гармоники относительно первой при от-
клонении частоты на 2, 6 и 10 Мгц соответственно равен—60;
—50 и —40 дб;
2) уровень третьей гармоники относительно первой состав-
ляет менее 60 дб при тех же отклонениях частоты.
Для различных типов клистронов эти величины изменяются
на 10—20% и примерно на 20% оказываются ниже теоретиче-
ских значений, найденных по приведённым выше формулам.
573
Следует отметить, что напряжение на отражателе, соответ-
ствующее минимуму искажений, согласно рис. XIV.7 оказы-
вается несколько меньше напряжения, соответствующего макси-
мальной мощности. Это отличие составляет на практике не-
сколько вольт.
Одновременное изменение напряжений Ео и Е при соответ-
ствующем подборе их фаз позволяет несколько снизить величи-
ну нелинейнйх искажений при частотной модуляции по сравне-
нию со случаем, когда изменяется только напряжение отража-
теля Ео. При этом, кроме того, .несколько увеличивается кру-
тизна модуляционной характеристики.
Рис. XIV.9
Приведённые величины, характеризующие нелинейные иска-
жения отражательных к-листронов при частотной модуляции из-
менением напряжения отражателя, могут быть уменьшены, если
вместо одноконтурной резонансной системы к клистрону под-
ключить двухконтурную систему, состоящую из первичного ре-
зонатора, который, как обычно, подключается к клистрону и
связывается с нагрузкой, и вторичного резонатора, связанного
с первичным. Схематически такая система вместе с клистроном
показана на рис. XIV.9.
Здесь связь первичного резонатора Р\ с нагрузкой осущест-
вляется при помощи петли связи Сб1 , а связь между Р\ и Р2 —
посредством щели Св , величина которой может регулироваться
перемещением шторки Ш. Изменение резонансной частоты ре-
зонатора Р2 производится поршнем /7г, элемент настройки пер-
вичного резонатора для упрощения чертежа не показан. При
помощи аттенюатора А осуществляется изменение добротности
(величины потерь) вторичного резонатора.
Теоретические и экспериментальные исследования показы-,
вают, что при соответствующем подборе величины связи между
первичным и вторичным резонатором, а также при подборе оп-
ределённых значений добротности и резонансной частоты вто-
574
ричного контура линейность модуляционной характеристики
клистрона может быть значительно улучшена.
Так, при надлежащем подборе перечисленных величин при-
ведённые выше результаты, характеризующие нелинейные иска-
жения, могут быть улучшены примерно на 10—-15 дб.
Следует отметить также, что работа отражательного клист-
рона с двухконтурной системой позволяет значительно расши-
рить область электронной настройки, причём в этом случае по<
сравнению с одноконтурной системой величина мощности при
изменении напряжения на отражателе меняется значительно*
меньше.
На схеме, приведённой на рис. XIV.9, показаны цепи питания
клистронного генератора и подача модулирующего напряжения;
Us. Заметим, что в связи с отсутствием тока отражателя моду-
лятор оказывается нагруженным только сопротивлением R,_ ве-
личина которого определяется сопротивлением паразитных ём-
костей Сп цепи отражателя относительно земли. Для случая,
когда модуляция осуществляется спектром с наивысшей часто-
той F м из условия линейности амплитудно-частотной характери-
стики получим
Отметим, что отражательные клистроны широко исполь-
зуются для получения частотной модуляции.
Кпд отражательных клистронов невысок и составляет всего,
несколько процентов, что примерно в десять раз отличается от
теоретического значения кпд, доходящего до 50% при работе в.
нулевой зоне (п=0) и до 21% при работе в первой зоне («1 = 1).
Такое большое расхождение объясняется рядом допущений, сде-
ланных при теоретическом рассмотрении.
Низкий кпд клистронов ограничивает их практическое ис-
пользование. Выпускаемые промышленностью отражательные-
клистроны имеют выходные мощности, не превышающие не-
скольких десятков и сотен милливатт, и позволяют осуществить,
генерацию и модуляцию колебаний в диапазоне от 1000 до
10 000 Мгц.
Пролётные клистроны
Пролётные клистроны обычно применяются в качестве мощ-
ных усилителей модулированных колебаний (до десятков кило-
ватт в непрерывном режиме).
В огличие от отражательных пролётные клистроны при ис-
пользовании двух резонаторов позволяют получить кпд около
20% при коэффициенте усиления около 20 дб При большем чис-
575.
ле резонаторов кпд повышается до 40%, а коэффициент усиле-
ния достигает 35-4-45 дб.
На рис. XIV. 10 приведена схема пролётного двухконтурного
.клистрона, который состоит из катода к, системы электростати-
ческой фокусировки луча Ф, входного и выходного резонаторов
Pi и Р2 и коллектора К.
Входной и выходной резонаторы переходят в сетки С] и С2,
находящиеся внутри клистрона.
При подаче на входной ре-
зонатор колебаний высокой
частоты с мощностью Рвх при
правильно выбранном режиме
клистрона в выходном резонато-
ре появятся усиленные колебания
высокой частоты. При этом, по-
скольку электронный поток ока-
зывается сформированным в от-
дельные сгустки, он содержит не
только компонент основной ча-
стоты, но и гармоники. Это об-
стоя! ельство позволяет осущест-
вить при помощи пролётного кли-
строна не только усиление, но и
умножение частоты колебаний.
Важной характеристикой пролётного клистрона является за-
висимость выходной мощности Рвь1Х от мощности на входе Р ev,
представленная на рис. XIV.Ha. снятая при неизменном Е^.
Эта характеристика хорошо совпадает с зависимостью [Ji(x)j2,
откладываемой по оси ординат и пропорциональной Рвых, от
значений х2, пропорциональных Рвх и отложенных по оси абс-
цисс. Величина Ji(x) является функцией Бесселя первого по-
рядка.
Отметим, что для многорезонаторных клистронов зависи-
мость Рвых от Рвх существенно определяется величиной рас-
стройки промежуточных резонаторов относительно частоты уси-
ливаемых колебаний. Последнее может быть иллюстрировано
кривыми, приведёнными на рис. XIV.116, характеризующими
влияние расстройки Д/ промежуточного контура трёхрезонатор-
ного клистронного усилителя на величину выходной мощности.
Из этих кривых следует, что, изменяя собственную частоту про-
межуточного резонатора, можно либо увеличивать коэффициент
усиления клистрона (отношение Рвых к Рвх), либо увеличивать
абсолютное значение выходной мощности при одновременном
увеличении кпд клистронного усилителя.
Изменение настройки промежуточного резонатора приводит
также к изменению ширины полосы пролётного клистрона.
Следует отметить, что клистронные усилители практически
.76
свободны от генерации паразитных колебаний при весьма боль-
ших коэффициентах усиления. Это объясняется тем, что входная
и выходная резонансные системы не имеют практически никакой
связи друг с другом.-
К недостаткам усилителей на клистронах можно отнести
сравнительно узкую полосу частот и затруднения в настройке •
большого числа резонаторов. Отсюда следует, что наиболее це-
лесообразно использовать усилители на клистронах в тех пере-
дающих устройствах, которые работают на фиксированной ча-
стоте.
Наряду с работой в качестве усилителей мощности пролёт-
ные клистроны могут использоваться как умножители частоты.
Схема умножителя аналогична схеме двухрезонаторного уси-
лйтеля на клистроне с той лишь разницей, что выходной резона-
тор настраивается на частоту, кратную частоте колебаний, по-
даваемых к резонатору. I
Теоретическое рассмотрение показывает, что в пролётном
клистроне форма сгруппированного электронного потока при
определённых условиях может иметь резко выраженную несину-
соид'альность. На основании этого можно сделать вывод о том,
что с увеличением номера гармоник амплитуда гармоник будет
убывать весьма медленно и, следовательно, возможно получение
весьма большого коэффициента умножения частоты.
В действительности наличие пространственного заряда при-
водит к значительному уменьшению электронных уплотнений и
вызывает уменьшение несинусоидальности электронного пото-
ка. Поэтому в двухрезонаторных клистронах обычно коэффи-
циент умножения частоты не бывает более 10.
Увеличение коэффициента умножения приводит к ещё боль-.
шему соотношению между входной и выходной мощностями. Ука-
занное обстоятельство ограничивает применение клистронных ум-
ножителей частоты лишь маломощными ступенями передатчи-
37—417 577;
ков. Пролётный клистрон может использоваться также в качест-
ве автогенератора. Для этого между входным и выходным резо-
наторами необходимо образовать цепь положительной обрат-
ной связи, посредством которой часть выходной мощности будет
подаваться на вход.
Цепь обратной связи может быть выполнена при помощи пет-
ли или зонда, размещённых в перегородке между входным и
выходным резонаторами, либо при помощи внешней коаксиаль-
ной линии, соединённой с аттенюатором и фазовращателем, п'ос-
редством которых возможна регулировка амплитуды и фазы
колебаний, подаваемых к входному резонатору.
Металлокерамические лампы
В диапазоне свч для повышения эффективности работы ра-
диоламп обычного типа, например триодов, требуется уменьше-
ние междуэлектродных ёмко-
стей при одновременном умень-
шении времени пролёта элект-
ронов между электродами.
Кроме того, для получения вы-
сокого кпд конструкция ламп
должна предусматривать воз-
можность хорошей и простой
конструктивной увязки с объ-
ёмными резонансными систе-
мами.
Перечисленным условиям
удовлетворяют современные
укв триоды, известные под на-
званием металлокерамических
и маячковых ламп.
Конструкция металлокера-
мической лампы приведена на
рис. XIV. 12. Плоские электро-
ды лампы расположены на рас-
стоянии нескольких десятых
долей миллиметра друг от дру-
га. В качестве диэлектрика ис-
пользуется керамика с малы-
ми потерями. Выводы сетки и
катода сделаны в виде металлических цилиндров, края которых
припаяны к металлизированным поверхностям керамических
шайб.
Вывод анода сделан в виде штыря, на который может быть
навёрнут радиатор воздушного охлаждения.
Б78
Конструкция металлокерамической лампы позволяет исполь-
зовать её в схемах с объёмными резонаторами без каких-либо
промежуточных соединений.
Отметим, что промышленностью выпускается несколько ти-
пов металлокерамических ламп, имеющих различия в парамет-
рах и конфигурации элект-
родов.
Лампа маячкового типа, по-
казанная на рис. XIV.13, от-
личается от рассмотренной ме-
таллокерамической лампы кон-
струкцией выводов, выполнен-
ных в виде дисков. Катод этой
лампы имеет два вывода —
один на цоколе для подсреди-
нения 1питающих напряжений,
и другой — в виде диска, по-
средством которого осущест-
вляется подсоединение лампы
к резонансной системе.
Как металлокерамические,
так и маячковые лампы рас-
считаны на использование их
в сх.емах с общей сеткой. При-
менение этой схемы позволяет
уменьшить величину связи между входной и выходной цепями
лампы, обусловливаемую междуэлектродными ёмкостями, что
даёт возможность увеличить устойчивость работы ступени пере-
датчика без введения в схему специальных цепей нейтрализа-
ции. Основные особенности схем с общей сеткой были рассмот-
рены в гл. II и V.
Отметим, что металлокерамические лампы используются как
для усиления, так и для генерации колебаний высокой частоты.
Для обеспечения необходимой величины коэффициента обрат-
ной связи в конструкции некоторых типов металлокерамических
ламп, предназначенных для автогенераторов, предусмотрено
увеличение междуэлектродной ёмкости анод—катод. При ис-
пользовании лампы в диапазоне более низких радиочастот, где
величина этой ёмкости всё же может оказаться недостаточной
для генерации колебаний, в схеме должна быть предусмотрена
цепь внешней обратной связи, обеспечивающая передачу энер-
гии из анодно-сеточного контура в катодно-сеточный.
На рис. XIV. 14 показано конструктивное выполнение ступе-
ни передатчика на металлокерамической лампе по схеме с об-
щей сеткой.
В этой конструкции в качестве резонансных систем использо-
ваны коаксиальные контуры. Настройка сеточно-катодного кон-
37*
579
тура осуществляется поршнем П. Настройка анодно-сеточного
контура производится изменением ёмкости С, образованной
между торцом винта В и поверхностью внутреннего цилиндра,
привёрнутого к аноду лампы. Для подачи напряжения смеще-
ния между сеткой и катодом лампы предусматривается изоля-
Рис. XIV. 14
ция вывода катода лампы при помощи прокладки И. Толщина
этой изолирующей прокладки выбирается таким образом, чтобы
обеспечить, с одной стороны, достаточную электрическую проч-
ность по напряжению смещения, а с другой стороны, — доста-
точно большую величину ёмкости для прохождения колебаний,
усиливаемых ступенью передатчика. Аналогичную роль в анод-
но-сеточном контуре выполняет прокладка И'. Подача колеба-
ний в сеточно-катодный' контур осуществляется по коаксиаль-
Рис. XIV. 15
ной линии Вх. Коаксиальная ли-
ния Вых служит для передачи
усиленных колебаний от анодно-
го резонатора к другим цепям пе-
редатчика. На практике связи с
выходным и входным резонатора-
ми делаются регулируемыми, од-
нако на рис. XIV.14 для упроще-
ния эти связи показаны постоян-
ними.
На рис. XIV. 15а приведено
схематическое изображение рас-
смотренной конструкции ступени
передатчика, а на рис. XIV. 156
и XIV. 15s приведены другие воз-
можные варианты размещения
резонансных контуров относи-
тельно лампы. Во всех этих вариантах входной контур включён
.между сеткой и , катодом, а выходной — между анодом и сет-
(580
кой; поэтому электрическая схема любого варианта может быть
представлена в виде рис. XIV. 16.
Выбор того или другого варианта определяется удобством
размещения ступени передатчика на панели, требованиями к
объединению элементов настройки контуров, удобством смены
Рис. XIV. 16
лампы и т. п. В связи с этим можно отметить, что вариант с дву-
сторонним размещением контуров имеет большие габариты и
требует более сложной конструкции устройства совместной на-
стройки контуров, чем односторонний Вариант. Последний до-
пускает смену ламп при закреплённых на панели резонаторах,
тогда как при двустороннем размещении контуров для смены
ламп потребуется не только снять с панели один из контуров, но
и произвести демонтаж системы управления настройкой конту-
ра. Однако, несмотря на ряд неудобств, изготовление контуров
при двустороннем размещении несколько проще, чем при одно-
стороннем, так как при этом не требуется взаимной конструк-
тивной увязки размеров и допусков обеих контуров.
Отметим, что электрическая схема любой части лампы, к ко-
торой подсоединён резонатор, упрощённо может быть представ-
лена в виде схемы, приведённой на рис. XIV. 17, где буквами а
помечены переходные контакты между контуром и вводами
электродов лампы. Отсюда следует, что объёмный резонатор,
подсоединённый к лампе, оказывается нагруженным некоторой
ёмкостью С, которая определяет параметры резонансной систе-
мы (Q; Ra-, Raex и.т. п.).
В диапазоне свч на работу триода оказывает существенное
влияние отношение между временем пролёта электронами меж-
дуэлектродных зазоров лампы и периодом колебаний. В случае,
когда эти величины соизмеримы, происходит уменьшение вы-
ходной Мощности и кпд ступени передатчика.
Следует иметь в виду, что статические характеристики лам-
пы не учитывают соотношения между временем пролёта элек-
тронов внутри лампы и периодом колебаний и поэтому без вве-
дения специальных поправочных коэффициентов для расчёта
формы и величины импульсов токов в диапазоне свч они не
581
Применимы. Расчёт ступени передатчика с учётом времени про-
лёта подробно изложен в литературе [Л6, 7, 8, 9].
Современные триоды свч в виде металлокерамических или
5маячковых ламп позволяют вести усиление и генерацию колеба-
ний до частот около 7000 Мгц с кпд по анодной цепи от 5 до
15%. В режиме непрерывной работы эти триоды отдают мощ-
ность до нескольких десятков ватт. Обычно с укорочением вол-
ны внутри рабочего диапазона лампы наблюдается уменьшение
отдаваемой мощности и кпд, что определяется не только процес-
сами, обусловленными инерционностью электронов, но и умень-
шением входного сопротивления резонатора.
Наряду с триодами в диапазоне свч применяются и тетроды,
включаемые обычно по схеме с общей сеткой. Для уменьшения
тока экранирующей сетки на тетродах часто используется луче-
вой принцип конструкции. В настоящее время разработаны тет-
роды, имеющие кпд до 40—60% и дающие мощности в десятки
киловатт в диапазоне свч. Подобные тетроды конструктивно вы-
полняются таким образом, что электроды являются одновремен-
но резонаторами и называются резнатронами.
Отметим, что в диапазоне свч ступень передатчика оказы-
вается нагруженной на сложную систему, состоящую из резона-
тора, связанного с нагрузкой. Поэтому в соответствии с вывода-
ми, сделанными в гл. III, для получения высокого значения кпд
необходимо обеспечить возможно большее входное сопротивле-
ние резонатора со стороны лампы при отсутствии связи с нагруз-
кой.
Остановимся на некоторых особен-
ностях схем, использующих металло-
керамические лампы. Последние при-
меняются не только для усиления ко-
лебаний (см. рис. XIV. 14), но и в ка-
честве преобразователей частоты ко-
лебаний.
Схема преобразователя приведена
на рис. XIV. 18. В этом случае между
сеткой и , катодом лампы, кроме
напряжения возбуждения с частотой
/о, которое подаётся на сеточно-ка-
тодный контур по кабелю Вх, вводит-
ся напряжение U f с более низкой ча-
стотой F.
Рис. XIV.18
Анодно-сеточный контур преобразователя настраивается на
частоту fo + F или f0—F, в результате чего на выходе (в кабеле
Вых) мощность колебаний на других частотах значительно ос-
лабляется. Приближённо процесс преобразования частоты мож-
но рассматривать как выделение одной боковой полосы при ам-
582
плитудной модуляции. В соответствии с формулами, приведён-
ными в гл. IV, мощность на верхней или нижней боковой равна
Р = р
6 1ном4(1+т)2’
где Р1НОм —номинальная мощность лампы,
т — глубина модуляции,
t]k — кпд контура.
Таким образом, для получения, например, Рб=2 вт при
т]к = 0,5 и т= \ необходимо взять лампу мощностью 64 вт, т. е.
нужна весьма мощная лампа. По этой причине преобразование
частоты целесообразно вести на возможно меньшем уровне
мощности.
Следует отметить, что полученные соотношения в диапазоне
свч являются ориентировочными.
Конструктивная схема автогенератора на триоде в диапазо-
не свч подобна схеме усилителя мощности, которая была приве-
дена на рис. XIV. 14. В случае, когда необходимая для генерации
колебаний величина ёмкости Сак оказывается недостаточной, к
сеточно-катодному контуру (по кабелю Вх) через делитель мощ-
ности и фазовращатель (в качестве последнего может быть ис-
пользована коаксиальная линия с переменной длиной) подаётся
часть выходной мощности. Кроме такой «внешней» обратной
связи, на практике часто осуществляют связь между анодно-се-
точным и сеточно-катодным контурами при помощи петли или
штыря, устанавливаемых на общей для обоих резонаторов дета-
ли ММ, посредством которой осуществляется соединение сеточ-
ного вывода лампы с контурами.
При амплитудной модуляции колебаний автогенераторов воз-
никает паразитная модуляция частоты генерируемых колебаний.
Это используется в некоторых простейших передающих устрой-
ствах для получения частотной модуляции изменением питаю-
щих напряжений. В этом случае получается относительное из-
менение частоты до 0,3% при достаточно линейной модуляцион-
ной характеристике, но при наличии амплитудной модуляции.
Перейдём к рассмотрению особенностей работы усилителя
колебаний на триодах при импульсной модуляции генерируемых
или усиливаемых колебаний.
В случае, когда длительность модулирующих импульсов ко-
роче пауз между ними, для^ повышения кпд всего передатчика
в целом наиболее целесообразно осуществлять позитивную мо-
дуляцию, т. е. осуществлять модуляцию запертой ступени пере-
датчика импульсами положительной полярности. В этом случае
на выходе модулируемой ступени и на всех последующих усили-
тельных ступенях передатчика колебания будут соответствовать
моментам подачи импульсов. Во время пауз между импульсами
583
ступени передатчика будут заперты и не будут потреблять энер-
гии. Эта особенность позволяет значительно превышать типовые
режимы, определяемые непрерывным (не импульсным) видом
работы, используемых электронных приборов и деталей как в
отношении допустимых мощностей, так и в отношении допусти-
мых токов и напряжений. Последнее; объясняется тем, что при
подаче импульсных напряжений предъявляемые к деталям и к
вакууму электронных приборов требования, определяемые элек-
трической прочностью, оказываются менее жёсткими, чем в слу-
чае работы с постоянными напряжениями.
Из сопоставления особенностей анодной и сеточной импульс-
ных модуляций ступени на триоде следует, что более целесооб-
разной является модуляция на анод, так как при этом облег-
чаются требования, предъявляемые к лампе и деталям, и устра-
няется возможность перегрева анода лампы во время пауз за
счёт термоэлектронного тока сетки, который будет протекать
внутри лампы от сетки к аноду.
При импульсной модуляции на анод нагрев анода термо-
электронным током сетки возможен лишь во время импульсов,
т. е. в этом случае мощность, рассеиваемая на аноде за счёт тер-
мотока, по сравнению с мощностью при модуляции на управ-
ляющую сетку уменьшится в число раз, равное скважности им-
пульсов.
На рис. XIV.19 приведена схема усилителя мощности, моду-
лируемого на анод импульсами. Последние снимаются со вто-
ричной обмотки импульсного трансформатора ИТ. Напряжение
Рис. XIV. 19
смещения создаётся источником Ес. При проектировании объём-
ных резонаторов для ступеней с импульсной модуляцией особое
внимание следует уделять подбору величины блокировочной
ёмкости, предотвращающей попадание анодного напряжения на
сетку лампы. На рис. XIV. 19 эта ёмкость обозначена С] и опре-
деляется конструкцией контура. Величина её должна быть выб-
584
Рис. XIV.20
рана такой, чтобы ёмкостное сопротивление на частоте усили-
ваемых колебаний было бы возможно меньше. Однако чрезмер-
но большая ёмкость С] потребует значительного увеличения но-
минальной мощности лампы модулятора М и усложнит кон-
струкцию импульсного трансформатора, вторичную обмотку ко-
торого она нагружает.
Применение импульсного
трансформатора в схеме,
приведённой на рис. XIV. 19,
объясняется стремлением
повысит кпд модулятора. В
самом деле, для получения
импульсов с положитель-
ной полярностью ЕаГ
(рис. ХП.20а), необходимых
при анодной модуляции, в
случае, когда модуляторная
лампа будет нагружена на
сопротивление, необходимо,
чтобы ток этой лампы iм менялся бы в соответствии с
рис. XIV.206, а напряжение на сетке модуляторной лампы
U сМ — согласно рис. XIV.20e. Отсюда следует, что модулятор-
ная лампа будет потреблять энергию от источника ЕаМв паузах,
т. е. в течение значительно большего времени, чем длительность
импульсов.
Применение импульсного трансформатора позволяет изме-
нить полярность выходного напряжения модуляторной лампы и
потому допускает использование этой лампы в режиме, при ко-
тором протекание анодного тока будет совпадать с моментами
появления импульсов. Это позволит значительно сократить по-
требляемую мощность.
Расчёт ступеней с амплитудной импульсной модуляцией про-
изводится, исходя из условия, что тепловые потери, определяе-
мые за период повторения импульсов, должны быть меньше до-
пустимых.
В связи с повышением рабочих напряжений крутизна лампы
в импульсном режиме оказывается значительно большей, чем
при работе в непрерывном режиме, поэтому при расчётах необ-
ходимо пользоваться специальными импульсными статическими
характеристиками ламп.
Отметим, что вследствие значительного увеличения рабочих
напряжений в ступенях передатчика, работающих в импульсном
режиме в диапазоне свч, величина времени пролёта электронов
между электродами лампы значительно уменьшается. Это поз-
воляет увеличить кпд ступени передатчика и величину выходной
мощности.
585
Лампы бегущей волны (ЛБВ)
Эти лампы могут применяться в качестве широкополосных
усилителей, работающих в диапазоне свч, автогенераторов и
позволяют осуществлять частотную, фазовую и амплитудную мо-
дуляции колебаний.
Конструкция и схема включения ЛБВ показаны на
7)ис. XIV.21. ЛБВ состоит из катода к и фокусирующего устрой-
ства в виде электронной пушки ЭП, посредством которой элек-
троны фокусируются в тонкий пучок. Последний направляется
таким образом, что проходит по оси спирали С, свитой из тон-
кой проволоки, и попадает на коллектор К. На спираль подаёт-
ся ускоряющее напряжение Еу и на коллектор — напряже-
ние Ек. В некоторых типах ЛБВ, кроме того, у катода размещают
сетку (на рис. XIV.21 не показана). Меняя напряжение на сет-
ке относительно катода, можно регулировать интенсивность
электронного луча. Отметим, что напряжения Ev и Е по вели-
чине мало отличаются и иногда могут быть одинаковыми.
Лампа бегущей волны вставляется внутрь арматуры, состоя-
щей из медной или латунной трубы Тр, входного и выходного
волноводов (Вх, Вых) и фокусирующей катушки ФК, монти-
руемой на трубе Тр. Посредством катушки ФК обеспечивается
•фокусировка пучка электронов вдоль оси спирали по всей дли-
не. Спираль С и труба Тр образуют коаксиальную линию, внут-
ренний провод которой свёрнут в спираль. Эта линия через зон-
ды, имеющиеся на концах спирали, оказывается связанной с
электрическим полем входного и выходного волноводов. В неко-
торых типах ЛБВ вместо системы волноводов применяются ко-
аксиальные линии, внутренний провод которых подключается
непосредственно к спирали (имеются выводы спирали через
•стекло), а внешний провод соединяется с трубой Тр:
Подбором связи спирали с волноводами и подстройкой порш-
ней 771 и П2 вдоль проволоки спирали может быть установлен
режим, близкий к режиму бегущей волны.
.586
При помощи спирали, размещённой в ЛБВ, оказывается воз-
можным существенно уменьшить фазовую скорость движения
электромагнитной энергии по сравнению со скоростью света и
сделать её равной или близкой по величине к скорости движения
электронов. Это уменьшение фазовой скорости определяется со-
отношением между длиной витка и шагом спирали.
В качестве замедляющих систем могут использоваться не
только спиральные линии, но и другие конструкции.
. Работа ЛБВ основана на взаимодействии электромагнитной
волны, движущейся вдоль спирали, и пучка электронов. Чем
дольше продолжается это взаимодействие, тем больше будет
коэффициент усиления ЛБВ. Таким образом, коэффициент уси-
ления в значительной мере определяется осевой длиной спирали
лампы бегущей волны.
Наибольший коэффициент усиления ЛБВ приближённо мо-
жет быть определён по выражению
к = 47C2V — 10 (дб). (XIV. 7)
Здесь
(XIV.8)
где, в свою очередь,
JFC — сопротивление связи, характеризующее величину связи
между электронным потоком и электромагнитной энер-
гией,
10— средняя величина электронного тока,
Еу— ускоряющее напряжение,
I— длина замедляющей спирали,
к— длина волны усиливаемых колебаний.
Фаза напряжения на выходе ЛБВ увых связана с фазой
входного напряжения ъех выражением
%«=?<«+2^(1 +-у). (XIV.9)
На основании выражений (XIV.7) и (XIV.9) можно сделать
вывод, что изменение величины /0 или £у будет приводить к од-
новременной амплитудной и фазовой модуляции усиливаемых
колебаний.
В практике работы с ЛБВ фазовую модуляцию осуществля-
ют изменением £у . Возникающая при этом амплитудная моду-
ляция может быть подавлена в одной из последующих ступеней
передатчика или ограничителем амплитуды приёмника. Схема
587
фазовой модуляции ЛБВ, осуществляемой изменением напря-
жения Us, включённого в цепи ускоряющего напряжения, при-
ведена на рис. XIV.22. При расчёте нагрузки и выборе лампы
модулятора необходимо исходить из заданной в полосе частот
линейности частотной характеристики с учётом паразитной ём-
кости спирали относительно земли (ёмкости С' и С" на
рис. XIV.22).
Рис. XIV. 22
На рис. XIV.23 приведены основные характеристики ЛБВ,
связывающие выходную мощность Рвых, коэффициент усиле-
ния К и изменение фазового угла колебаний ср на выходе лампы
с мощностью на её входе Рвх. Из рассмотрения этих кривых
следует, что усиление колебаний с переменной амплитудой бу-
дет вызывать появление паразитной фазовой модуляции.
Зависимость выходной мощности от ускоряющего напряже-
ния имеет вид, приведённый на рис. XIV.24, причём интервал
Е”у — Е'у , внутри которого возможна работа ЛБВ, обычно не
превосходит 20% от величины рабочего напряжения Е^ . Это
необходимо учитывать при выборе параметров модулируемого
по фазе усилителя на ЛБВ.
Рис. XIV.24 • Рис. XIV.25
Кроме усилителя колебаний, на ЛБВ может быть собран ав-
тогенератор (рис. XIV.25). Для этого часть выходной мощности
688
через аттенюатор А и фазирующую цепь Ф, в составе кото-
рой может быть использован объёмный резонатор, должна быть
подана на вход ЛБВ. Частота колебаний автогенератора будет
определяться условием баланса фаз
= О-
Здесь — сдвиг фазы колебаний при прохождении через
ЛБВ,
— фазовый сдвиг, вносимый цепью Ф.
Приближённо считая, что фазовый сдвиг, вносимый цепью
Ф, определяется только одиночным резонансным контуром с
добротностью Q, настроенным на частоту f0, с учётом выраже-
ний (XIV.8) и (XIV.9) найдём
2пМ
1 + 0,5(-sZo Y7*] = arc tg № Qi
\ / J \ /о /
Здесь Af — расстройка частоты генерируемых колебаний от-
носительно f0.
На основании последнего выражения получаем
/о
W»'
(XIV. 10)
Из выражения (XIV.10) следует, что модуляция по частоте
может осуществляться перестройкой объёмного резонатора, а
также изменением величин Еч и /0.
В соответствии с выражением (XIV. 10) может быть построе-
на модуляционная характеристика и аналогично методике, из-
ложенной при описании отражательного клистрона, подсчитаны
нелинейные искажения.
Кроме рассмотренных видов работы, лампы бегущей волны
могут быть использованы в качестве смесителей или преобразо-
вателей частоты. Для этого колебания, усиливаемые ЛБВ, мо-
дулируются. по амплитуде, фазе или частоте, за>ем с помощью
фильтра, установленного на выходе лампы, выделяются колеба-
ния соответствующей частоты, а колебания всех остальных ча-
стот, в том числе и несущей частоты, подавляются. Следует от-
метить, что коэффициент усиления по мощности ЛБВ, работаю-
щей в качестве преобразователя, будет во столько раз меньше
коэффициента усиления ЛБВ, используемой как усилитель, во
сколько раз мощность на частоте, выделяемой фильтром, ока-
жется меньше суммы мощностей на несущей и всех боковых ча-
стотах. Очевидно, что для получения возможно большей мощно-
сти необходимо соответствующим образом выбрать глубину или
.индекс модуляции.
Современные ЛБВ дают возможность обеспечить усиление
•весьма широкой полосы частот, значительно превышающей спек-
589
тры модулированных сигналов, обычно используемых в систе-
мах связи. Эта особенность позволяет осуществить многократ-
ное использование ЛБВ, при котором с помощью одной лампы
может производиться одновременное усиление нескольких сиг-
налов, имеющих разнесённые (не перекрывающиеся) спектры
Рис. XIV.27
* '' 1 $ f $
Рис. XIV.26
частот, как показано на рис. XIV.26. Пример подобного исполь-
зования ЛБВ для усиления двух колебаний с несущими частота-
ми f' и f" и граничными частотами спектра f2 и fa, ft приведён
на рис. XIV.27. Фильтры Ф\ и Ф2, пропускающие соответственно
полосы fi+fz и служат для сложения и разделения коле-
баний.
На рис. XIV.28 приведена схема, которая позволяет осущест-
вить многократное усиление колебаний. Колебания частоты f'
после прохождения через ЛБВ и фильтр Ф] направляются к
смесителю CMir к которому одновременно подводятся колебания
Рис. XIV.28
частоты F]. Колебания суммар-
ной частоты f' + F, получающие-
ся на выходе смесителя, выделя-
ются фильтром Ф2, подаются на
вход ЛБВ, усиливаются и затем
подводятся к смесителю СМ2. На
выходе СМ2 установлен фильтр
Ф3, выделяющий колебания сум-
марной частоты f' + Fi +F2, кото-
рые подводятся к ЛБВ, усилива-
ются и могут быть либо сняты с
выхода схемы (как показано на
рис. XIV.28), либо снова поданы к цепи, содержащей смеситель
и фильтры, а затем на вход ЛБВ для последующего усиления.
Таким образом, в этой схеме одновременно с многократным
усилением сигнала осуществляется смещение частоты, что, пре-
дотвращая самовозбуждение, даёт возможность получить устой-
чивую работу схемы.
Следует отметить, что одновременно с работой в режиме уси-
лителя ЛБВ может использоваться и в качестве автогенератора.
Примером этому является схема, показанная на рис. XIV.29.
Здесь, помимо усиления колебаний частоты /ь которые пропу-
590
скаются фильтрами Фь может быть осуществлена генерация
колебаний частоты /2, пропускаемых фильтрами Ф2. Условия ге-
нерации определяются подбором настройки фазирующей цепоч-
ки ФЦ и аттенюатора А.
В схеме, приведённой на рис. XIV.29, колебания с частотами
/1 и снимаются раздельно. В тех случаях, когда этого не тре-
буется (например, при подаче
обоих колебаний к преобразо- ,
вателю частоты), отпадает на-
добность в фильтрах Ф1 и Ф2,
установленных на выходе, при-
чём диодный преобразователь
частоты может быть располо-
жен непосредственно в выход-
Рис. XIV.29
ном волноводе (или коаксиаль-
ном кабеле) ЛБВ. Таким об-
разом, в этом случае ЛБВ будет одновременно выполнять роль
предварительного усилителя и гетеродина.
Из сопоставления схем, > приведённых на рис. XIV.27 и
XIV.29, следует, что по режиму использования ЛБВ они одина-
ковы. Поэтому, учитывая характеристики ЛБВ, приведённые на
рис. XIV.23, можно сказать, что при многократной работе в слу-
чае появления амплитудной модуляции одного из усиливаемых
сигналов вследствие изменения коэффициента усиления ЛБВ
обязательно появится амплитудная модуляция других усили-
ваемых сигналов. Кроме того, вследствие изменения фазового
угла выходного напряжения при изменении мощности на входе
ЛБВ возникает модуляция по фазе (при одновременном выпол-
нении ЛБВ функций гетеродина возникает частотная модуля-
ция) .
В связи с этим для предотвращения переходных шумов много-
кратное использование ЛБВ обычно ограничивается случаями,
где усиливаемые и генерируемые сигналы имеют неизменную ам-
плитуду.
Кроме перечисленных применений, ЛБВ может использо-
ваться для усиления колебаний, модулируемых импульсами, что
по схеме не отличается от усилителя непрерывных колебаний, а
также в качестве ступени, модулируемой импульсами. В этом
случае импульсная модуляция может осуществляться либо за-
пиранием тока луча, либо изменением управляющего напряже-
ния. В этом случае схема включения ЛБВ будет совпадать со
схемой, приведённой на рис. XIV.22, причём величина постоян-
ного управляющего напряжения должна быть меньше E'v, по-
казанной на рис. XIV.24, а .амплитуда модулирующих импульсов
Еи должна быть такой, чтобы суммарное напряжение Еч Еи —
= Еуяаке, где Еумакс — напряжение, соответствующее получе-
нию максимальной мощности РеыхМакЛС№- Рис- XIV.24).
591
С помощью ЛБВ возможно получение колебаний свч, промо-
дулированных импульсами весьма малой длительности (десятые
Рис. XIV.30
и сотые доли микросекунды).
Для этого к спирали ЛБВ, вклю-
чённой согласно рис. XIV.22, по-
даются напряжения Е y<.E'yu.Ua=
—UMs>in2nft, где f составляет не-
сколько десятков мегагерц. Ам-
плитуда Ult выбирается достаточ-
но большой, так, чтобы Еу -Ь Uм~>
> Е"у (величины Еу и Е’ указа-
ны на рис. XIV.24).
Поскольку согласно рис. XIV.22
работа ЛБВ возможна лишь
в интервале напряжений между Е' и Еу , на выходе могут быть
получены импульсы колебаний свч с амплитудой U вых весьма ко-
роткой длительности (десятые и сотые доли микросекунды).
Последнее поясняется, при помощи рис. XIV.30.
Лампы обратной волны (ЛОВ)
ЛОВ или карсинотроны могут быть использованы в качестве
автогенераторов колебаний весьма высоких частот. Конструк-
тивно лампа обратной волны подобна лампе бегущей волны, од-
нако вывод энергии здесь осуществляется с той стороны замед-
ляющей системы, которая находится около электронной пушки.
Противоположный конец замедляющей системы (вблизи кол-
лектора) соединяется с поглощающей нагрузкой. Фокусировка
электронного луча осуществляется подобно тому, как и в ЛБВ.
Изучение полей в замедляющих системах показывает, что в
них может существовать бесконечно большое число бегущих
волн (пространственных гармоник) с одинаковой частотой, но с
различными постоянными распространения:
<о | 2пк _о I
где ро — фазовая постоянная основного компонента;
/о — пространственная периодичность замедляющей систе-
мы (например, шаг спирали);
к = 0, ± 1, ±2,...
В ЛОВ при правильной её работе электронный поток, движу-
щийся в «прямом» направлении, взаимодействует с бегущей вол-
ной, движущейся в противоположном («обратном») направлении.
При этом обычно осуществляется взаимодействие электронного
потока с минус первым пространственно-гармоническим компо-
нентом, т. е. с тем, для которого постоянная распространения
у. ;
592
Величина взаимодействия определяется, во-первых, подбо-
ром такой структуры замедляющей системы, при которой вели-
чина соответствующей пространственной гармоники оказывается
достаточно большой, и, во-вторых, длиной замедляющей систе-
мы. Кроме того, регулировка взаимодействия может осущест-
вляться изменением величины тока в луче, который должен пре-
вышать пороговое (пусковое) значение. В связи с этим в зави-
симости от величины тока луча /о изменяется и выходная мощ-
ность Рвлх ЛОВ. Характер этой зависимости для различных
значений ускоряющего напряжения Е? приведён на рис. XIV.31.
Самовозбуждение ЛОВ происходит на частоте, определяемой
скоростью электронов. Поэтому изменение тех напряжений пи-
тания ЛОВ, от которых зависит скорость электронов, будет вы-
зывать изменение частоты колебаний, генерируемых ЛОВ. В свя-
зи с этим изменение ускоряющего напряжения приводит к изме-
нению частоты, которое в ЛОВ оказывается значительно боль-
шим, чем в ЛБВ, позволяя иметь изменение частоты до одной ок-
тавы в диапазоне сантиметровых и миллиметровых волн.
В настоящее время разрабатываются ЛОВ двух типов: О
и М (обычные и магнетронные).
В обычных ЛОВ используется продольное постоянное элек-
трическое поле и продольное постоянное магнитное поле, подоб-
но тому, как в ЛБВ, схема которой приведена на рис. XIV.21.
В ЛОВ типа М применяется поперечное постоянное магнит-
ное поле Но, которое приложено так, что оно перпендикулярно к
Рис. XIV.32
направлению поперечного электрического поля Ео. Термин «по-
перечное поле» показывает, что поля Но и Ео направлены под
прямым углом к направлению движения электронов, имеющих
'скорость ve. Принцип, на котором основана работа ЛОВ типа
М, схематически показан на рис. XIV.32.
Электронный луч проходит здесь в скрещенном магнитном и
электрическом поле, подобно тому, как это имеет место в много-
сегментных магнетронных автогенераторах. По соображениям
компактности замедляющая система ЛОВ типа М обычно свёр-
38—417 593
тывается в виде части кольца, с одного конца которого распо-
лагается электронная пушка, а с другого — коллектор.
Кпд ЛОВ типа М оказывается более высоким, чем ЛОВ ти-
па О, достигая 50—60% при выходных мощностях в непрерыв-
ном режиме в несколько киловатт и относительной полосе элект-
ронной настройки, определённой по уровню половинной мощ-
ности, около 1,5.
Кпд ЛОВ типа О имеет порядок нескольких процентов и
может быть подсчитан по выражению
_ 2
rlMaKc'— ,
где W — число волн, укладывающихся на замедляющей си-
стеме.
Таким образом, для осуществления мощных автогенераторов
наибольший интерес представляют ЛОВ типа М.
Следует отметить также, что зависимость изменения частоты
от питающего напряжения для ЛОВ типа М оказывается более ли-
нейной, чем для ЛОВ типа О. Это объясняется тем, что средняя
поступательная скорость электронов луча вдоль замедляющей
системы, определяющая частоту колебаний, находится из вы-
ражений
для ЛОВ типа О
ое^2-10“3]/£7,
где — ускоряющее напряжение, разгоняющее электроны до
скорости ve\
для ЛОВ типа М
„=10*-?°-,
Н°
где Ео и Но — электрическое и магнитное поля, взаимно перпен-
дикулярные друг другу.
Таким образом, для ЛОВ типа О изменение ие, а следова-
тельно, и изменение частоты генерируемых колебаний пропор-
ционально- квадратному корню из величины питающего напря-
жения, а для ЛОВ типа М частота колебаний линейно зависит
от питающего напряжения. Следует отметить также, что при оди-
наковом изменении частоты для ЛОВ типа М потребуется мень-
шее изменение величины питающего напряжения, чем для ЛОВ
типа О.
XIV.3. РЕЗОНАНСНЫЕ СИСТЕМЫ
В диапазоне свч на дециметровых и сантиметровых волнах,
а при значительных мощностях и на метровых волнах вместо ре-
зонансных систем с сосредоточенными постоянными, в которых
594
индуктивность выполняется в виде катушки, а ёмкость образу-
ется пластинами конденсатора, применяются резонансные си-
стемы с распределёнными постоянными. Такие системы выпол-
няются в виде отрезков двухпроводных линий или в виде объём-
ных контуров (резонаторов) различной формы, частным слу-
чаем которых являются отрезки коаксиальных линий.
Рис. XIV.33
Отметим, что любая резонансная система может рассматри-
ваться состоящей из двух частей: внутренней, образованной элек-
тродами, выводами и различными вспомогательными .деталя-
ми лампы, и внешней, подсоединяемой к выводам лампы.
В качестве примера на рис. XIV.33 схематически показана
конструкция двухтактного усилителя с общей сеткой, контуры
которого выполнены в виде отрезков двухпроводных линий. Один
из контуров включён между анодами ламп, а второй — между
катодами. Настройка контуров — отрезков двухпроводных ли-
ний осуществляется короткозамыкающими мостиками. При этом
условие резонанса определяется равенством
~ = Хаа’ (XIV. 11)
<оС
ЭК6
где Сэкв— эквивалентная ёмкость, учитывающая выходную
ёмкость лампы, реактивное сопротивление выво-
•; дов и ёмкость монтажа,
хаа— входное сопротивление внешней части резонансной
системы, найденное в точках а—а, т. е. в точках
соединения резонатора с эквивалентной ёмкостью.
Отметим, что отрезки двухпроводных линий обычно выпол-
няются из труб, внутри которых могут пропускаться провода пи-
тания (анода или накала). Переходные конденсаторы С а пре-
дотвращают попадание постоянного напряжения на контур и
имеют малое сопротивление на рабочей частоте.
38* 595
Примеры соединения лампы с объёмным контуром, выпол-
ненным в виде отрезка коаксиальной линии, были приведены на
рис. XIV.14 и XIV. 15, а на рис. XIV.17 была показана электриче-
ская схема части лампы с эквивалентной ёмкостью С и внешней
частью резонатора, подсоединённой к лампе в точках а—а. Оче-
видно, что и в этом случае для условия резонанса будет спра-
ведливо выражение (XIV.11).
На практике в целях упрощения технологических процес-
сов при изготовлении и сборке резонаторов и удешевления их
стоимости обычно предпочитают цилиндрическую конструкцию
объёмных контуров. Примеры такой конструкции схематиче-
ски представлены на рис. XIV.34 в виде двух объёмных конту-
ров: одного, вытянутого вдоль оси вращения z, называемого
коаксиальным резонатором, и другого, имеющего размер вдоль
оси вращения z, много меньший, чем внешний радиус га. Этот
резонатор называется радиальным. Конечно, при изготовлении
объёмных резонаторов могут быть выбраны и промежуточные
конструкции, имеющие примерно одинаковые размеры как
вдоль оси z, так и вдоль радиуса. Однако в таком случае при не-
удачном выборе размеров могут возникать различные виды коле-
баний с близкими частотами, что затруднит их разделение и мо-
жет привести к неустойчивой работе генераторов (перескоку ча-.
стоты). Поэтому при конструировании обычно выбирают либо ра-
диальный, либо коаксиальный резонатор, каждый из которых хо-
тя и может резонировать на нескольких частотах, но позволяет
проще получить устойчивую работу вследствие большей разницы
между соседними частотами.
Приведённые на рис. XIV.34 два вида резонаторов имеют
.резкие отличия не только по внешнему виду, но и по структуре
электрических и магнитных полей. Так. в случае коаксиального
резонатора вектор напряжённости электрического поля Е имеет
только компонент £ г, тогда как для радиального резо-
-596
натора характерным является наличие лишь компонента Е^.
Другой особенностью структуры электрического поля этих
резонаторов является то, что в радиальном резонаторе компо-
нент Ez не меняется вдоль оси z, но меняется по координате1
радиуса г. В коаксиальном резонаторе компонент Ег оказыва-
ется различным при изменении координаты вдоль оси z, но не
меняется по координате радиуса г.
Различие структуры полей приводит к тому, что входное со-
противление внешней части рассматриваемых резонаторов хаа
найденное в точках а—а, описывается различными функциями.
Следовательно, и условие резонанса, определяемое выражением
(XIV.11) при подстановке зависимостей для коаксиального и ра-
диального резонатора, будет определяться различными соотно-
шениями.
Условие резонанса для системы, состоящей из отрезка двух-
проводной или коаксиальной линии, на частоте юо = 2л/о в соот-
ветствии с XIV.11 может быть записано в виде
1
taC
экв
I — п
2
(XIV. 12)
W — волновое сопротивление, которое равно в случае коакси-
ального резонатора
1381g-77==j/y-’ (Xiv.i3)
в случае двухпроводной линии
= 2761g ]/S, (XIV. 13')
d у Ci
где Свке— эквивалентная выходная ёмкость вакуумного
прибора (как она находится, будет показано в
следующем разделе);
I— размер коаксиального резонатора вдоль оси z
или длина двухпроводной линии;
\)= — — длина волны;
/о
со=3-1010 ——скорость света;
сек
L). и С3 — погонные индуктивность и ёмкость;
rt—внешний радиус внутреннего цилиндра резона-
тора;
га— внутренний радиус внешнего цилиндра резона-
тора; ,
597
D—расстояние между центрами проводников двух-
проводной линии;
d — диаметр проводника двухпроводной линии;
л=0, 1, 2,...— число экстремальных значений поля вдоль оси г.
При увеличении п размер / резонатора будет уве-
личиваться. В дальнейшем величина п будет на-
зываться индексом колебаний.
На основании выражения (XIV.12) может быть найден раз-
мер / резонатора
z==ft2F+i7arcctg(“oC3'cer)-
(XIV. 14)
При определении величины / все остальные величины, входя-
щие в выражение (XIV.14), предполагаются заданными. Так,
величина Сзка определяется вакуумным прибором, и0 задаёт-
ся диапазоном волн, в котором должно работать передающее
устройство, а величины п и W должны быть выбраны на основа-
нии специфических требований (например, получения наиболь-
шего эквивалентного сопротивления Ra).
Отметим, что на практике часто приходится рассчитывать ко-
аксиальные резонаторы, имеющие вдоль оси z скачкообразно
изменяющееся волновое сопротивление W. Подобный пример
приведён на рис. XIV.35, где представлен объёмный резонатор,
включающий анодно-сеточную часть металлокерамической лам-
Рис. XIV.35
пы, выходное сопротивление кото-
На рис. XIV.36 показана эквивалентная схема конструкции
сложного резонатора, приведённого на рис. XIV.35. Величины
/1, /2, И?) и IV2 обычно определяются соображениями взаимной
увязки лампы и резонатора, учитывающими простоту смены
лампы, конструкцию контактных групп, толщину- стенок ре-
зонатора и т. п. Волновое сопротивление IV3 или длина /з
должны быть определены по условиям резонанса, причём од-
на из этих величин должна быть выбрана. Ёмкости С\ и С2 на
598
рис. XIV.36 учитывают сгущения линий напряжённости элек-
трического поля при изменении сечения (волнового сопротив-
ления) коаксиального резонатора.
С“
Рис. XIV.37
Расчёт ёмкостей, учитывающих нарушения однородности
волнового сопротивления за счёт изменения диаметра внут-
ренней или внешней проводящей поверхности, соответствен-
но определяются выражениями:
CL = 2-^гзС' или Са = 2~г'С".
Значения С' и С" могут быть найдены по кривым, приведён-
ным на рис. XIV.37, где по оси абсцисс отложена величина
а = —, а в качестве параметра принята величина т = Д ,
b ri
причём значения а и b определяются характером наруше-
ния однородности волнового сопротивления, показанного на
рис., XIV.38, и для неоднородности вида I, показанной на
рис. XIV.38а (изменение диаметра внутренней проводящей по-
верхности), равны:
а = гз — r2, b — гз — и;
для неоднородности вида II, показанной на рис. XIV.386 (из-
менение диаметра внешней проводящей поверхности) эти
значения будут:
а = г'2-~ г?, Ь = гз — Г1.
599
После нахождения величин ёмкостей Ci и С2 (по выраже-
ниям, соответствующим С, или Са в зависимости от характера
нарушения W7) расчёт резонатора, показанного на рис. XIV.36,
удобно производить методом последовательного пересчёта со-
противлений к точкам подключения №з- Рассмотрим методику
Рис. XIV.38
пересчёта сопротивлений к различным точкам двухпроводного
или коаксиального резонатора. Входное сопротивление цепи,
лежащей левее точек включения ёмкости Сь будет определяться
как последовательное соединение сопротивления ёмкости С аке
и входного сопротивления отрезка линий длиной 1\ с волновым
сопротивлением IFi (см. рис. XIV.36). Поэтому эта цепь при
учёте параллельного соединения с ёмкостью С\ на частоте ш
будет иметь сопротивление xt
где
1
Для пересчёта сопротивления xt к точкам Ь—Ь, к которым
подключена ёмкость С2, заменим цепь, составленную из ёмко-
стей Ci, Cave и линии 1\, линией длиной 1зке, закороченной на
конце и имеющей волновое сопротивление W2 и входное сопро-
тивление, равное хр Очевидно, что длина laKg может быть най-
дена из выражения
Таким образом, при такой замене от схемы рис. XIV.36 при-
ходим к схеме, показанной на рис. XIV.39. Полное сопротив-
600
ление в точках подключения ёмкости С2, учитывающее парал-
лельное включение линии длины h+laht с волновым со-
противлением W2 и ёмкости С2, будет равно
Х'Хг2
где
x' = Fatg
Рис. XIV.35
Определив величину х2, можно рассчитать значение
или W3 (одна из этих величин должна быть выбрана). В соот-
ветствии с условием резонанса
+ ^3tg Г^з-«У)] = 0.
ц А \ 2 /j
При необходимости расчёта контура для диапазонной ра-
боты приведённый расчёт должен быть повторен для другой
волны, в результате чего может быть найдено необходимое из-
менение длины резонатора, т. е. необходимый ход короткоза-
мыкающей перемычки в двухпроводном резонаторе или ход
поршня в коаксиальном контуре.
Отметим, что приведённый пересчёт сопротивлений может
быть ускорен при использовании круговых номограмм сопро-
тивлений длинных линий, имеющихся во многих руковод-
ствах (например, в [Л. 10]).
Для радиального резонатора в соответствии с (XIV.11) ус-
ловие резонанса может быть записано в виде
(XIV. 15)
Здесь ио — собственная частота колебаний резонатора;
Csva — эквивалентная выходная ёмкость;
А — геометрические размеры резонатора в соответствии
с рис. XIV.34;
2р(^) = Лр(УПа(₽л)-Мр(уЛ0(Рл),
(XIV. 16)
где Лри Np— функции Бесселя и Неймана порядка р;
Je и No — функции Бесселя и Неймана нулевого порядка;
601
Здесь п — индекс колебаний, определяемый числом экст-
ремальных значений поля вдоль координаты г,
которое соответствует порядковому номеру корня
цилиндрических функций, удовлетворяющему
равенству (XIV. 15);
га — показано на рис. XIV.34.
Для удобства расчёта геометрических размеров объёмного
контура при заданной частоте резонанса на рис. XIV.40 и
XIV.41 приведены графики, построенные согласно выражению
(XIV.15) и для значений п=1 и 2. По этим графикам может
быть определена любая величина, характеризующая собствен-
ную частоту радиального резонатора, если известны все ос-
тальные величины.
Так, например, при заданной длине волны Л (частота со) и
известных значениях CfKe игг, задавшись высотой резонатора А,
602
вычисляют величины ^д-— и — и по графикам находят зна-
ri А
чение —’из которого определяется радиус резонатора га.
А.
При пользовании графиками и выражением (XIV. 15) для
расчётов следует иметь в виду, что они относятся к идеализиро-
ванному радиальному резонатору. Наличие некоторых деталей
вакуумного прибора внутри объёма резонатора приведёт к по-
грешности в определении частоты резонатора, обычно не превы-
шающей 10%.
Отметим, что описанная методика расчёта резонаторов при-
менима как в случае металлокерамических ламп, так и в других
Случаях, например, при использовании клистронов.
Определение Сзкв
Для металлокерамической лампы и для клистрона бывает
известна (или может быть измерена) паспортная величина меж-
дуэлектродной ёмкости, которую назовём Сп. Эта ёмкость из-
меряется на сравнительно низких частотах и включает в себя
как ёмкость междуэлектродного зазора С3, так и ёмкость между
выводами лампы.
603
Для металлокерамической лампы, сеточно-анодная часть
которой изображена на рис. XIV.42, в соответствии с этим по-
лучим
С3 = Са — С1—Сг. ' (XIV. 17)
Здесь Ci — ёмкость, образованная выводом анода и выво-
дом сетки на участке длиной с относительной
диэлектрической постоянной е (для шайб ме-
таллокерамических ламп е = 5),
Сг — ёмкость, образованная выводом анода и вы-
водом сетки на участке длиной /2 (е=1).
Поскольку величины Ц, 12, е, Г[ и г2 известны, величины, С] и
С2 могут быть подсчитаны по формуле
С=———(пф).
1,81п —
Г1
В результате этого по выражению (XIV.17) может быть
найдена ёмкость С3. Учитывая, что в диапазоне свч эквивалент-
ная схема рассматриваемого участка металлокерамической лам-
пы может быть представлена в виде схемы, приведённой на
рис. XIV.43, найдём её эквивалентную ёмкость в точках а—а.
ёмкость Ск учитывает краевой эффект в месте изменения
волнового сопротивления и может быть подсчитана по зависи-
мостям, приведённым при рассмотрении рис. XIV.37 и XIV.38,
причём в соответствии с рис. XIV.42:
. Vе Г1
1381g
Г1
Рис. XIV.42
Рис. XIV.43
Пользуясь методом пересчёта сопротивлений, изложенным
ранее, можно определить сопротивление хаа в точках а—а схе-
мы, приведённой на рис. XIV.43. Отсюда
604
Если при расчётах величина хаа,
получатся отрицательными, это будет
риваемый участок лампы имеет не ём-
костное, а индуктивное сопротивление.
Из приведённого следует, что Сзкв
определяется не только паспортной
величиной междуэлектродной ёмкости,
но и зависит от размеров лампы и
длины волны.
Участок клистрона, состоящий из
двух сеток, показан на рис^ XIV.44.
В этом,случае
^жв — Сз — Сп~ Сп,
а следовательно, и Сэк,
означать, что рассмат-
где величина С'п определяется ёмкостью между выводами сет-
ки. Приближённо
- __ г"2_ Г'2
Оя -- -------
3,6а"
(П0).
Здесь г' — радиус сеток клистрона,
г" — радиус выводов клистрона,
а" — расстояние между выводами.
Отметим, что при проектировании радиального резонатора
под величиной гг- (см. рис. XII.44) следует понимать радиус
электродов, образующих ёмкость зазора, т. е. радиусы г\ и г', по-
казанные соответственно на рис. XIV.42 и XIV.44.
Эквивалентная схема резонансной системы
с распределёнными постоянными
В отличие от контуров с сосредоточенными постоянными,
применяемыми в диапазонах более низких радиочастот, систе-
мы с распределёнными постоянными могут резонировать на
многих частотах. Это следует из того, что условия резонанса,
написанные в виде выражений (XIV.12) и (XIV.15), при выбран-
ных размерах резонансных систем могут выполняться при не-
которых, вполне определённых значениях соо (или Л,о) и индекса
колебаний п. Эти значения и0 и п в случае, когда размеры ре-
зонансной системы известны, могут быть найдены из решения
указанных выражений; таким образом, могут быть получены
частоты резонанса соо, <ooz, ©о", • • • при соответствующих им зна-
чениях п, п', п", . . .
Если разность соседних резонансных частот значительно
больше ширины кривых резонанса на этих частотах, то система
с распределёнными постоянными может быть представлена в
виде эквивалентной схемы, содержащей несвязанные друг с
605
другом последовательно соединённые параллельные резонанс-
ные контуры с сосредоточенными постоянными. Число этих кон-
туров должно равняться числу резонансных частот, полученных
при решении указанных выше выражений. Очевидно, что при
достаточном удалении соседних частот резонанса и при узких
Рис. XIV.45
остальные величины
резонансных кривых в случае, когда опи-
санная эквивалентная схема рассматри-
вается в узкой полосе, лежащей вблизи
одной из резонансных частот шЬ, она мо-
жет быть представлена в виде одиночного
параллельного контура с сосредоточен-
ными постоянными г, L, С и Сакв . Схема
такого контура показана на рис. XIV.45.
Здесь величина Сзкй является эквива-
лентной выходной ёмкостью междуэлект-
родного зазора вакуумного прибора, а
могут быть определены по приведённым
ниже выражениям.
Так, соотношение между ёмкостями С и СЙКЙ может быть при-
ближённо определено из соотношения между энергией электри-
ческого поля резонатора FE и электрической энергией F3Ke, за-
пасённой в междуэлектродном зазоре лампы. Таким образом,
экв
рже
FE
где
с и2
р == же з .
'*• 2
V
(XIV. 18)
(XIV. 19)
(XIV.20)
С
Здесь ео — диэлектрическая постоянная среды в практиче-
9 i1
ской системе единиц; для воздуха е0 = — -10 I
4л
V— объём резонансной системы (без учёта объёма
междуэлектродного зазора);
U3— напряжение на междуэлектродном зазоре, кото-
рое приближённо может быть принято неизмен-
ным по всему зазору;
Е— амплитудное значение напряжённости электриче-
ского поля резонатора.
606
Для резонансной системы, выполненной в виде отрезка двух-
проводной или коаксиальной линии,
Е = U3ha,
где
Ло —
2тс
sin — z
2>с
sin—— I
*0
1
ra—ri
Для радиального резонатора
Е = E3hp,
где
1
А '
Подставляя эти формулы в выражения (XIV.20), (XIV.18),
найдём соотношение между С и
Величина индуктивности L эквивалентного контура, схема
которого приведена на рис. XIV.45, может быть найдена из ус-
ловия равенства собственных частот резонансной системы с
распределёнными постоянными и контура с сосредоточенными
индуктивностью и ёмкостью, т. е.
2г. ’
где
С С
С =—.
а С ч- С
же ’
Величина сопротивления г
° “о
добротностей контура -----
находится из
и резонатора
условия равенства
Qo на частоте ою.
т. е.
г __ моЛ
Qo ’
Добротность резонатора определяется либо на основании
„ £ ^0
эксперимента как отношение резонансной частоты /о= — к ши-
2к
607
рине кривой резонанса, измеренной на уровне половинной мощ-
ности, либо расчётом на основании исходного выражения
Рг '
где Рг — средняя мощность потерь,
Fs — энергия, запасённая всем объёмом, резонатора (вклю-
чая междуэлектродный зазор).
Уместно отметить, что добротность резонатора, найденная
расчётным путём, значительно отличается от измеренной. Это
расхождение иногда доходит до 10 и более раз. Причиной рас-
хождения является невозможность точного расчёта мощности
потерь в переходных контактах объёмного. резонатора (в точках
соединения с вакуумными приборами, в местах соединения от-
дельных деталей резонатора и т. п.) и вследствие диэлектриче-
ских потерь в элементах вакуумного прибора и изолирующих
деталях.
В связи с этим определение добротности резонатора жела-
тельно вести экспериментальным путём. Обычно измеренная
добротность резонаторов, включающих металлокерамические
лампы и клистроны, при отсутствии связи с нагрузкой (доброт-
ность «холостого хода» Q tx) оказывается около 300—700, за-
висит в основном от качества изготовления и почти не определя-
ется видом резонатора и его длиной.
Для увеличения добротности Qxx применяют полировку ра-
бочих поверхностей резонатора и покрытие их слоем серебра.
Это позволяет создать хорошо проводящие поверхности в диа-
пазоне свч, у которых удельное сопротивление остаётся постоян-
ным во времени. Особенности изготовления резонаторов опи-
саны в литературе [Л 14, 15].
Входное сопротивление эквивалентного контура в точках
а—а (см. рис. XIV.45) может быть найдено по выражению
^ = P2PQ, (XIV.21)
где
Сэке С -j- Сакв
р=1/-^- = <o0L = —L-
V cs “oCs
и является соответственно коэффициентом включения и волно-
вым сопротивлением контура с сосредоточенными индуктивно-
стью и ёмкостью.
Введём обозначение
v = р2Р.
(XIV.22)
608
В этом случае
Квх = VQ-
(XIV.23)
ао
Д
Мч)
с
ST П " ”
do
Рис. XIV.46
Здесь величина v, имеющая размерность сопротивления,
характеризует коэффициент включения и волновое сопротивле-
ние и в соответствии с физическим смыслом может быть назва-
на сопротивлением связи.
Совершенно очевидно, что вели-
чина v может быть использована
как параметр, характеризующий
входное сопротивление контура. Так,
если при заданной добротности бу-
дет известно, что определённая кон-
струкция контура даёт большее зна-
чение сопротивления связи, то, оче-Г
видно, этот контур будет обладать
большим входным сопротивлением по сравнению с другими кон-
струкциями (при одинаковых добротностях Q).
Этот критерий может быть использован также и для сопо-
ставления свойств различных резонаторов. Однако определение
v в виде выражения (XIV.22) для резонаторов потребует зна-
чительной затраты времени. Поэтому целесообразно вести на-
хождение величины v иным путём. Для этого представим экви-
валентную схему резонатора, приведённую на рис. X1V.45 в
виде схемы, показанной на рис. XIV.46. В этом случае проводи-
мость схемы между точками а—а будет равна
= + (XIV.24)
Квх
где
В = bt (со) 4- Ь2 (со),
(X1V.25)
причём Ь\(со) и &г(со) являются проводимостями отдельных ре-
активных ветвей контура и по условию резонанса на частоте
соо должно выполняться условие
В Цш. = (®о) + Ь2 (С00) = 0.
Полагая со = соо+Дсо, для малых значений расстройки Дю
относительно частоты резонанса соо выражение (XIV.24) может
быть представлено в виде ряда по степеням Дсо. Ограничиваясь
первым членом этого ряда (вследствие малости Дсо), получим
v 1 , •dBI .
Y =-----------(- 1— До>.
Вдх d<e (ШеяШд
39—417
609
Для любого резонансного контура, в том числе и для конту-
ра, показанного на рис. XIV.46, входная проводимость равна
У = -М1 + iQ —Y
Rtx \ “о /
Сопоставляя последние два выражения и приравнивая их
мнимые части, найдём
р -2(3 1
(XIV. 26)
Вводя для упрощения записи обозначение
dB I _______________________ dB (<о0)
d<i> d<&
в соответствии с (XIV. 26) и (XIV.23) получим
2 1
V =г - -----------_
d<&
Пользуясь этим выражением, найдём сопротивление связи
рассматриваемых резонаторов.
На основании выражений (XIV.12) и (XIV.15) можно сде-
лать вывод, что резонансная частота системы с распределённы-
ми постоянными определяется формулами следующего общего
вида:
шоСэкв = f (®0);
(XIV.27)
где иоСэжв — проводимость- эквивалентной ёмкости вакуумно-
го прибора,
/((Do) —функция, описывающая входную проводимость
части резонатора, подключённой к зазору. В слу-
чае, когда резонансная система выполнена в виде
отрезка двухпроводной или коаксиальной линии,
эта функция определяется обратной величиной
правой части выражения (XIV. 12), а для ради-
ального резонатора — правой частью выраже-
ния (XIV.15).
В соответствии с эквивалентной схемой, приведённой на
рис. XIV.46, и выражением (XIV.25) реактивная проводимость
резонансной системы при малых расстройках относительно ча-
стоты резонанса может быть записана в виде
B = ^C3Ke — f (и0),
610
откуда следует
dB (<я0) _ р df(<aQ)
du> зка <1<л
Подставив это выражение в ф-лу (XIV.27) с учётом пра-
вой части зависимости (XIV.12), после преобразований найдём,
что в случае резонатора, выполненного в виде отрезка двухпро-
водной или коаксиальной линии,
— = —Mctg/7z/ + —— 1, (XIV.28)
v 2F I sin2 ml J ' '
2л
где m = —.
>0
Графически выражение (XIV.28) представлено на
Рис. XIV.47
39*
611
Аналогично при учёте правой части соотношения (XIV.15)
после преобразований получим, что для радиального резона-
тора
_L = _Ж_ Л. 2Z0 (sz) — ~-ez)
V 120Zo(W A [ 4<£z)
(XIV.29)
где все обозначения совпадают с обозначениями, принятыми в
ф-ле (XIV.15).
Графически выражение (XIV.29) представлено на
рис. XIV.48.
Пользуясь графиками, приведёнными на рис. XIV.47 и
XIV.48, при заданной или известной добротности резонаторов
можно определить их входное сопротивление со стороны зазо-
ра. Кроме того, используя указанные графики, можно осущест-
ви
вить сопоставление резонаторов с различными размерами и
выбрать наиболее подходящий.
Выбор параметров коаксиального и двухпроводного
резонаторов
Рассмотрим выбор волнового сопротивления W, обеспечи-
вающего получение наибольшего Rex при заданной добротно-
сти.
Из выражения (XIV.28) может быть сделан неправильный
вывод о том, что с увеличением W увеличивается сопротивле-
ние связи и, следовательно, согласно (XIV.23) будет возрастать
Rex. В действительности вследствие того, что с изменением W
согласно (XIV. 14) будет изменяться и длина резонатора I, ве-
личины, стоящие в выражении (XIV.28) в квадратной скобке,
будут также изменяться.
Для выбора W преобразуем выражение (XIV.28). Учиты-
вая (XIV.12), можно записать
Подставляя последнее выражение в (XIV.28) с учётом
(XIV.14), после преобразований найдём
V=-5F г + <1 + х
X [пк + arc etg{ш0СэквIF)]). (XIV.30)
Найдём величину Wonm, при которой будет получаться ми-
нимум выражения (XIV.30). Возьмём производную этого вы-
ражения и приравняем её нулю. После решения 'найдём: при
п = 0 для получения больших значений v величину W следует
выбирать возможно больше; однако, увеличение W свыше
100—120 не приводит к существенному изменению v.
4 При п — 1
1
^=1.15
При п—2
а^экв
П7 = 1 07_____-—
w опт г
шС'экв
при указанных значениях волнового со-
будет получаться максимум величины v
Таким образом,
противления Wonm
и, следовательно, наибольшее значение входного сопротивления
613
при заданной добротности резонатора. Из анализа величины v
при значениях U7, близких к оптимальным, следует, что измене-
ние W на ±30% от оптимальной величины вызывает уменьше-
ние v на 15-ь20%, изменение W на ±50% приводит к уменьше-
нию v на 30ч-50%.
Выбор волнового сопротивления может быть сделан также
из условия повышения стабильности собственной частоты ре-
зонатора при изменении режима вакуумного прибора. Пос-
леднее вследствие изменения температуры электродов приво-
дит к изменению ёмкости междуэлектродного зазора и, следова-
тельно, к изменению частоты резонатора. Очевидно, что для повы-
шения стабильности частоты необходимо стремиться к уменьше-
нию связи междуэлектродного зазора с контуром и, следователь-
но, к уменьшению величины сопротивления связи у. Следователь-
но, в данном случае при выборе W надо исходить из условий,
прямо противоположных тем, которые определяют получение
максимального значения W.
При выборе величины волнового сопротивления коаксиаль-
ных или двухпроводных резонаторов для автогенератора (напри-
мер, на металлокерамической лампе) следует ещё иметь в ви-
ду условия, обеспечивающие наибольшую устойчивость часто-
ты колебаний и устраняющие возможность перескока частоты.
Возможность скачкообразного изменения частоты определяет-
ся тем, что системы с распределёнными постоянными могут ре-
зонировать на нескольких частотах. Это следует из решения
выражения (XIV.12) относительно величины w0= -—2-. Ана-
'‘о
лиз решения показывает, чАэ для устранения перескоков ча-
стоты необходимо выполнение условия
же Wi ¥= С 2 акв
где и Н?2 —• волновые сопротивления анодно-сеточного и се-
точно-катодного резонаторов, включающих соответственно эк-
вивалентные ёмкости С13кв и С2зкв.
Рассмотрим выбор длины двухпроводного и коаксиального ре-
зонаторов из условия получения наибольшего сопротивления
связи, а следовательно, наибольшего Rex. Согласно графику,
приведённому на рис. XIV.47, можно сделать вывод, что для
выполнения указанного требования необходимо выбирать длину
резонатора, соответствующую возможно меньшему значению
индекса колебаний п_. Однако, поскольку при больших значе-
ниях Сакв конструкция резонатора с малым п практи-
чески оказывается неосуществимей (размеры внешней ча-
сти резонатора оказываются настолько малыми, что не
позволяют разместить элементы связи и подстройки), иногда
614
бывает целесообразно переходить к резонаторам с последова-
тельно включённой ёмкостью Cgov Такой резонатор приведён
на рис. XIV.49; здесь дроссель Др служит для подачи к одному
из электродов постоянного напряже-
ния, а ёмкость поршня Сп (весьма
большой величины) предотвращает за-
мыкание электродов по постоянному
напряжению. При введении дополни- _
тельной ёмкости длина резонатора мо-
жет быть несколько увеличена.
Если по условиям работы резона-
тора требуется осуществить возможно
меньшее воздействие изменения ёмко-
сти междуэлектродного зазора на соб-
Рис. XIV.49
ственную частоту колебаний, то необ-
ходимо выбирать меньшее сопротивление связи v. Это соглас-
но рис. XIV.47 соответствует переходу к возможно большим зна-
чениям индекса колебаний, а следовательно, к конструкции ре-
зонатора большей длины.
Выбор параметров радиального резонатора
Для получения возможно большего входного сопротивле-
ния резонатора, в соответствии с выражением (XIV.29) и гра-
фиком, приведённым на рис. XIV.48, необходимо увеличивать от-
А
ношение — и работать с возможно меньшим индексом коле-
ri
баний п.
XIV.4. ПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА РАДИОРЕЛЕЙНЫХ ЛИНИИ
СВЯЗИ
Передающие устройства радиорелейных линий обычно ра-
• ботают в диапазоне сантиметровых (5—9 см) и дециметровых
(15—30 см) волн, что позволяет осуществить модуляцию пере-
датчиков сообщением с полосой частот в несколько мегагерц,
т. е. обеспечить одновременную передачу нескольких сотен те-
лефонных разговоров или программы телевидения.
В зависимости от назначения и параметров радиорелейной
линии связи в состав её оборудования может входить аппарату-
ра с частотным или временным уплотнением телефонных разго-
воров. При частотном уплотнении сообщений в целях получе-
ния высокой помехоустойчивости в радиорелейных линиях свя-
зи используется частотная модуляция с эффективной девиацией
615
частоты на один канал до 200 кгц. При передаче телевизионного
изображения также применяется частотная модуляция с де-
виацией частоты (полный размах) около 8 Мгц.
При временном уплотнении телефонных разговоров модуля-
ция передатчиков осуществляется последовательностью импуль-
сов, получаемых от аппаратуры уплотнения.
Обычно в радиорелейных линиях используются импульсы
длительностью 0,3—1 мксек при скважности порядка 10—20. Вы-
ходная мощность передающих устройств радиорелейных линий
связи при размещении антенн соседних станций в зоне прямой
видимости (40—60 км) обычно составляет несколько ватт (в
непрерывном режиме).
В случае радиорелейных линий, использующих явление тро-
посферного распространения укв, расстояние между сосед-
ними станциями может доходить до 200—400 км. Для уверен-
ной связи при этом требуются передатчики мощностью 10—
20 кет при частотной модуляции колебаний. Такая мощность
обычно получается с помощью пролётных клистронов, для
возбуждения которых требуется мощность в несколько ватт.
Поэтому передающие устройства радиорелейных линий, исполь-
зующих тропосферное распространение укв, отличаются от пе-
редатчиков обычных радиорелейных линий с частотным уплот-
нением каналов добавлением мощной выходной ступени.
Передающее устройство радиорелейных линий можно пред-
ставить состоящим из следующих основных функциональных
узлов: генератора колебаний высокой частоты, модулируемой
ступени, усилителей колебаний высокой частоты, модулятора,
усилителей передаваемого сообщения (подмодулятора), конт-
рольно-вспомогательных узлов и устройств питания.
Передающие устройства оконечных станций радиорелейных
линий, а также некоторые промежуточные станции, на которых
осуществляется введение каналов, имеют все перечисленные
функциональные узлы. Однако в ряде случаев некоторые из этих
узлов объединяются в один конструктивный элемент, например,
первые три функциональных узла могут быть совмещены в од-
ном задающем генераторе, который одновременно будет являть-
ся модулируемой и выходной ступенью. Передающие устройства
промежуточных станций, работающие в режиме ретрансляции
сообщений, состоят лишь из усилителей колебаний высокой ча-
стоты, контрольно-вспомогательных устройств и устройств пи-
тания. Остальные функциональные узлы в этом случае отсут-
ствуют.
На рис. XIV.50 приведена блок-схема передатчика радиоре-
лейной линии с частотной модуляцией. В этом случае спектр пе-
редаваемого сообщения Д/7 вместе с контрольной частотой,
иногда называемой пилот-сигналом, усиливается в групповом
616
усилителе ГУ и затем подаётся на модулятор М, посредством ко-
торого в соответствии с передаваемым сообщением изменяется
частота колебаний, генерируемых задающим генератором ЗГ.
Модулированные колебания высокой частоты подаются на уси-
литель УВЧ, являющийся в данном примере выходной сту-
пенью передатчика, а затем поступают на фидер Ф, связанный с
антенной А,
Рис. XIV.50
К элементам контроля работы передатчика относятся: вол-
номер (X), с помощью которого определяется частота колеба-
ний, генерируемых задающим генератором, измеритель выход-
ной мощности (Pi) и прибор контроля девиации частоты (Д/)
передатчика. Контроль девиации может осуществляться по-
средством частотного детектора ЧД и фильтра Ф, который про-
пускает только контрольную частоту (пилот-сигнал). После
фильтра колебания контрольной частоты подаются на ампли-
тудный детектор, постоянная составляющая которого воздей-
ствует на прибор постоянного тока.
Передающее устройство, собранное по схеме, приведённой
на рис. XIV.50, имеет низкую стабильность частоты колебаний.
Это объясняется тем, что частотная модуляция производится
непосредственно на несущей частоте и осуществляется воздей-
ствием на задающий генератор передатчика. Указанный недоста-
ток может быть устранён при использовании схемы, приведён-
ной на рис. XIV.51, в которой частотная модуляция осущест-
вляется на поднесущей частоте. Стабильность частоты подоб-
ной схемы была рассмотрена в главе XII.
Приведённые на рис. XIV.50 и XIV.51 блок-схемы, конечно^
не исчерпывают всего многообразия схем передатчиков с ча-
стотным уплотнением сообщений и дают лишь общее представ-
ление об их типовых особенностях. В связи с малым кпд элект-
ронных приборов в диапазоне свч общий кпд всего передатчи-
ка бывает низким, составляя единицы процентов.
Одной из центральных задач, возникающих при разработке
передатчиков оконечных станций, является получение мини-
мальных нелинейных искажений в частотном модуляторе. В
617
связи с этим рассмотрим схемы модуляторов, применяемых в со-
временных радиорелейных линиях.
В схеме, показанной на рис. XIV.50, в качестве модулируе-
мого задающего генератора Г наиболее часто применяются от-
ражательные клистроны. В этом случае частотная модуляция
осуществляется путём подачи модулирующего напряжения на
отражатель клистрона.
Рис. XIV.51
Построение подобной схемы с реактивными лампами на
триодах свч приводит к сложной и громоздкой системе резонан-
сных контуров и фазирующих цепей и поэтому обычно не ис-
пользуется.
Следует, отметить, что в ряде случаев, когда не требуется
высокой линейности модуляционной характеристики (что обыч-
но .бывает при передаче малого числа телефонных каналов на
небольшие расстояния), в качестве модулируемого по частоте
автогенератора в схеме XIVr50 используется генератор на трио-
де, у которого в соответствии с передаваемым сообщением из-
меняется одно из питающих напряжений. Как уже отмечалось,
подобная схема имеет неустойчивые качественные показатели
и при длительной работе требует частого контроля и подстройки.
Широкое использование в аппаратуре радиорелейных линий
получила схема передатчика, приведённая на рис. XIV.51, в ко-
торой модулируемый по частоте генератор ГП работает на про-
межуточной частоте, более низкой, чем частота колебаний, из-
лучаемых передатчиком.
Модулируемые по частоте колебания на сравнительно низ-
кой поднесущей частоте Fn (обычно 30 или 70 Мгц) могут быть
получены различными методами: как с помощью автогенерато-
ров с реактивными лампами, работающих непосредственно на
поднесущей частоте, так и при использовании двух клистрон-
ных генераторов, разность частот колебаний которых равна про-
межуточной частоте.
На рис. XIV.52 приведена блок-схема, использующая два
клистронных генератора. В этой схеме модулируется клистрон-
ный генератор в результате чего частота колебаний на вы-
«18
ходе генератора меняется в пределах А/7. Второй клистрон-
ный генератор Кг создаёт колебания неизменной частоты, рав-
ной fi+Fn. Колебания от обоих клистронов подаются к смеси-
телю СМ, с выхода которого снимаются колебания, частота ко-
торых равна разности частот двух клистронных генераторов,
Рис. XIV.52
т. е. поднесущей частоте Fn + ДА- На рис. XIV.52 приведена
цепь автоподстройки частоты, с помощью которой частота ста-
билизируется. Автоподстройка может производиться изменени-
ем напряжения отражателя второго клистронного генератора,
для чего часть напряжения от усилителя Уг после прохождения
через усилитель У2 подводится к частотному детектору ЧД, вы-
ходная цепь которого имеет большую постоянную времени; по-
этому выходное напряжение частотного детектора будет опре-
деляться лишь медленными изменениями частоты Fn +ДК.
Следует отметить, что в описанной схеме для уменьшения не-
линейных искажений могут применяться все методы, которые
были описаны при рассмотрении клистронного генератора. Поэ-
тому в данном случае нелинейные искажения могут не превосхо-
дить приведённых ранее значений.
В схеме, приведённой на рис. XIV.51, может использоваться
метод получения частотно-модулированных колебаний с по-
мощью реактивной лампы, работающей на частоте F п (см.
гл. XII), а также и другие методы. Однако для получения моду-
ляционной характеристики с высокой степенью линейности
обычно используется схема на отражательном клистроне с до-
полнительным контуром.
Рассмотренные схемы применяются на оконечных станциях
линий связи и на тех промежуточных станциях (которые обыч-
но называются главными станциями), где требуется введение
новых каналов.
Блок-схема промежуточной ретрансляционной станции мо-
жет быть представлена в виде, показанном на рис. XIV.51, но
вместо генератора ГП к смесителю СМ должен быть подключён
619
выход усилителя промежуточной частоты приёмного устройства
с промежуточной частотой, равной Fn . Таким образом, соедине-
ние передатчика и приёмника на станции без выделения и вве-
дения сообщений будет осуществляться на промежуточной ча-
стоте Fn без демодуляции, что будет улучшать качественные
показатели системы связи, так как позволит снизить величину
Рис. XIV.53
нелинейных искажений. Переход к промежуточной частоте в
данном случае нужен лишь для того, чтобы осуществить необхо-
димое и достаточно эффективное усиление колебаний.
Конечно, вместо усиления по промежуточной частоте можно-
обеспечить необходимое усиление колебаний, непосредственно
воздействующих на приёмную антенну (например, с помощью
ЛБВ, усилителя свч на триодах и т. и.). Однако в ряде случаев,
это может оказаться нецелесообразным, вследствие перехода
амплитудной модуляции, вызванной замираниями сигнала в
свободном пространстве, в фазовую (см. характеристики ЛБВ,
приведённые на рис. XIV.23), а также вследствие возможного
увеличения флуктуационных шумов, которые могут создаваться
усилителями на триодах ,и др.
Следует иметь в виду, что для устранения явлений самовоз-
буждения построение схемы должно обеспечивать надёжную за-
щиту входных цепей усилителей от попадания энергии из выход-
ных цепей и, в частности, из антенны. Последнее должно выпол-
няться при любой схеме промежуточной станции, т. е. как в слу-
чае усиления колебаний по промежуточной частоте, так и в слу-
чае непосредственного усиления колебаний, воздействующих на
приёмную антенну.. Обычно указанное требование осуществляет-
ся-с помощью фильтров высокой частоты, установленных на вхо-
де, и сдвига частоты излучаемых колебаний относительно ча-
стоты колебаний, принимаемых антенной.
Всё сказанное можно пояснить на примере ретрансляцион-
ной станции, использующей ЛБВ, которая показана на
рис. XIV.53. Здесь колебания частоты fo, имеющие частотную
модуляцию с отклонением частоты ±Af, пройдя через фильтр
Фь после некоторого усиления в ЛБВ попадут в смеситель СЛ1,
к которому подводятся также колебания частоты F, причём
F</0- Фильтр Ф2 выделяет только колебания частоты fo + F,
имеющие частотную модуляцию ±ДД которые после соответст-
620
вующего усиления излучаются антенной Л2. Затухание фильтра
на частоте fo + F предотвращает возможность попадания ко-
лебаний с выхода на вход системы, чем обеспечивается необхо-
димая устойчивость усиления и устраняется возможность само-
возбуждения.
При построении этой схемы весьма заманчивым является
принцип многократного использования лампы бегущей волны,
который был рассмотрен ранее. Это позволяет повысить надёж-
ность работы станции за счёт уменьшения числа ламп и сокра-
щает потребление станциями электроэнергии, что удешевляет
строительство и упрощает эксплуатацию линии.
Следует отметить, что обычно на линиях связи число проме-
жуточных станций по сравнению с числом главных и оконечных
станций бывает большим. Поэтому в целях снижения расходов
на эксплуатацию линий связи промежуточные станции стремят-
ся сделать необслуживаемыми, требующими лишь профилакти-
ческого контроля с периодической заменой вакуумных прибо-
ров. В этом случае особенно повышается требование к надёж-
ности работы в течение возможно большего времени отдельных
блоков и деталей аппаратуры.
Схемы передающих устройств с временным разделением
каналов
Блок-схема передатчика аппаратуры радиорелейной систе-
мы связи с импульсной модуляцией колебаний свч показана на
рис. XIV.54.
Модулированная по-
следовательность импуль-
сов от оконечного обору-
дования подаётся к уси-
лителю импульсов УИ и
затем посредством моду-
лятора воздействует на
Рис. XIV.54
выходную ступень пере-
датчика ВС. Колебания высокой частоты генерируются задаю-
щим генератором ЗГ и после соответствующего усиления в уси-
лителе высокой частоты УВЧ поступают к выходной ступени.
Выходная ступень передатчика работает на фидер Ф, связан-
ный с антенной А. Рабочая волна передатчика устанавливается
по волномеру (X), в качестве которого обычно используется пе-
рестраиваемый объёмный контур с соответствующей градуиров-
кой. Кроме того, передатчик имеет прибор контроля выходной
мощности (Pi), имеющий связь с фидером или антенной.
Импульсная модуляция колебаний свч может осуществлять-
ся не только в выходной ступени передатчика, как это показано
на рис. XIV.54, но и в других ступенях.
621
При проектировании и настройке
импульсной модуляцией значительное
ступеней передатчика с
внимание должно быть
обращено на получение импульсов с возможно более прямо-
угольной формой. Несоблюдение этого
требования может привести к появле-
нию значительных шумов при шриёме.
Другой причиной появления шумов
в передающих устройствах может явить-
ся нерегулярность процессов установ-
ления колебаний в автогенераторе, мо-
дулируемом импульсами. Рассмотрим
это явление.
Рис. XIV.55 Как известно [Л 16], характер уста-
новления колебаний с амплитудой а
в схеме автогенератора, приведённой на рис. XIV.55, определяет-
ся следующей зависимостью:
2а0/.
а ~ —• г
Na2 + (4х — Na2)
Здесь а0 — начальное значение амплитуды колебаний;
1 М — DL .
2 —IT- f
1
PC ’
.¥ =
M — DL
2LC
f'W
f (Ey) определяет характеристику лампы в системе коорди-
нат ток — управляющее напряжение при величине постоянной
составляющей управляющего напряжения Ev, взятой в точке пе-
региба характеристики лампы; D — проницаемость лампы;
остальные величины, входящие в приведённые выражения по-
казаны на рис. XIV.55.
Рассмотрение приведённого выражения показывает, что
установление колебаний определяется схемой автогенератора —
коэффициентом обратной связи М и величинами R, L и С. Это
означает, что изменение настройки или связи будет влиять на
длительность времени установления, а следовательно, будет оп-
ределять длительность огибающей импульса высокой частоты.
Кроме того, приведённое выражение показывает, что длитель-
622
ность установления колебаний до определённой амплитуды оп-
ределяется начальным значением амплитуды колебаний а0 в
момент подачи модулирующего импульса. Величина а0 опреде-
ляется напряжением, вызываемым флуктуационными процесса-
ми в колебательной системе автогенератора, которая в диапазо-
не свч в сотни раз превосходит напряжение, вызванное реакцией
колебательного контура на импульсы, получаемые после моду-
лятора. Отсюда следует, что начальная амплитуда генерируе-
мых автогенератором импульсов определяется только беспоря-
дочными колебаниями, обусловленными дробовыми и тепловы-
ми флуктуациями. Это приводит к беспорядочному смещению
фронта и длительности генерируемых импульсов и, следователь-
но, в конечном счёте, к появлению шумов, вызываемых этим
смещением.
Очевидно, что для уменьшения подобного рода шумов необ-
ходимо стабилизировать величину а0. Это может быть сделано
введением в контур автогенератора некоторого незначительно-
го по величине напряжения с частотой, близкой к генерируемой
частоте колебаний. При достаточном уровне введённого напря-
жения начало автоколебательного процесса будет определяться
величиной именно этого напряжения, а не флуктуационными
явлениями. Экспериментальные работы показали, что хорошие
результаты получаются, когда вводится мощность около 10—9 вт.
Это позволяет использовать гармоники весьма маломощного
генератора, размещённого вблизи модулируемого автогенератора
и даже не имеющего с ним специальной связи.
Вспомогательный генератор колебаний наряду с уменьше-
нием шумов позволяет ускорить процесс установления колеба-
ний в автогенераторе с импульсной модуляцией. Это объясняет-
ся тем, что в этом случае процесс установления колебаний будет
начинаться не от амплитуды, определяемой флуктуационными
явлениями в колебательной системе, а от значительно больших
напряжений. В результате этого явления оказывается возмож-
ным осуществить модуляцию триодного автогенератора импуль-
сами с весьма малой длительностью (до 0,1 мксек).
Особенности работы передатчика на длинный фидер
При работе передатчика на фидер большой протяжённости,
нагруженный на несогласованную нагрузку, к выходу передат-
чика оказывается подключённым комплексное сопротивление.
Величина этого сопротивления при изменении длины фидера или
нагрузки будет переменной. Таким образом, при изменении тем-
пературы окружающего воздуха или климатических условий
(снег, дождь) сопротивление на конце фидера, который соеди-
нён с передатчиком, будет меняться. Это вызовет изменение па-
623
раметров контура передатчика. Таким образом, режим вакуум-
ного прибора и собственная частота контура будут зависеть от-
внешних условий.
Кроме того, при изменении настройки контура, связанного с
несогласованным фидером, могут наблюдаться скачкообразные
изменения частоты контура, что сделает невозможным плавное
перекрытие диапазона.
Поскольку в диапазоне свч отдельные ступени передатчика
связываются между собой посредством коаксиальных или вол-
новодных линий сравнительно большой длины, описанные явле-
ния могут наблюдаться не только в выходных, но и в промежу-
точных ступенях передатчика.
При работе на длинный фидер автогенератора изменение
длины фидера или согласования его с нагрузкой приведёт к из-
менению не только мощности, но и частоты генерируемых коле-
баний.
Рассмотрим случай, когда автогенератор работает на фидер
длины I с волновым сопротивлением W и сопротивлением нагруз-
ки Z #= W. Предположим, что амплитуда и частота колебаний
автогенератора устанавливаются раньше, чем к автогенератору
успеет подойти энергия, отражённая нагрузкой. Тогда после по-
дачи модулирующего импульса на автогенератор по фидеру от
передатчика к нагрузке начнёт распространяться падающая вол-
на с амплитудой напряжения Д и с частотой Л. В момент вре-
мени Л эта волна дойдёт до нагрузки, где часть энергии падаю-
щей, волны будет поглощена, а часть отразится и будет распро-
страняться от нагрузки обратно к генератору в виде первой от-
ражённой волны. В момент <2 эта волна придёт к генератору. До
этого момента амплитуда й частота колебаний автогенератора
определялись условием работы автогенератора на нагрузку с
сопротивлением W. Момент прихода к автогенератору первой
отражённой волны эквивалентен резкому изменению нагрузоч-
ного сопротивления у автогенератора, результатом чего явится
изменение частоты и амплитуды колебаний автогенератора до
значений /2 и Д2. Колебания с этой частотой и амплитудой, как и
колебания с частотой Л и амплитудой ,L/b будут распространяться
к нагрузке; отразившись от неё, часть энергии колебаний с часто-
той /2 в момент /3 подойдёт к автогенератору и вызовет новое
изменение частоты и амплитуды колебаний. Таким образом, про-
цесс установления амплитуды и частоты автогенератора при ра-
боте на протяжённую линию будет иметь скачкообразный ха-
рактер, причём скачки будут происходить с периодичностью, оп-
ределяемой временем распространения электромагнитной энер-
гии от передатчика до нагрузки и обратно, т. е. с периодичностью,
равной
Т'= 2/^е^7-Ю-э/'/Т,
с0
624
где I — длина коаксиального фидера, м;
со — скорость распространения электромагнитной энергии
в свободном пространстве;
е — относительная диэлектрическая постоянная изоля-
ционного материала линии. ,
Для /=,Ю0.лг и е=1 величина T'~QJ мксек. Следовательно,
в этом, частном случае, при длительности модулирующих им-
пульсов меньше чем 0,7 мксек, энергия, отражённая нагрузкой,
будет приходить к передатчику после того, как он окажется за-
пертым. Поэтому несогласованность нагрузки, не ухудшая ра-
' боты самого передатчика, проявится в виде уменьшения мощно-
сти, поглощаемой нагрузкой. При описании процессов предпо-
лагалось, что энергия, отражённая нагрузкой, после прихода к
передатчику полностью поглощается. В действительности вслед-
ствие того, что согласование линии с выходным контуром пере-
датчика, в целях повышения кпд контура-не выполняется, часть
отражённой нагрузкой энергии после прихода её к автогенера-
тору снова может оказаться отражённой и, таким образом, будет
испытывать несколько перемещений по линии, отражаясь то на-
грузкой, то контуром автогенератора. . , -
В результате таких последовательных отражений энергии к
нагрузке будут приходить импульсы после того, как передатчик
» окажется запертым. Излучение таких импульсов в паузе может
привести к искажению передаваемого сообщения.
Из рассмотрения процессов, происходящих при работе сту-
пеней передатчиков, нагруженных на несогласованный фидер,
следует, что устранение нежелательных явлений возможно при
улучшении согласования фидера с нагрузкой. Это приводит к
уменьшению величины энергии, отражённой нагрузкой. С этой
же целью в современных передатчиках свч включаются ферри-
товые вентили, что позволяет в несколько десятков раз ослабить
мощность, отражённую нагрузкой, ,ц; лишь незначительно (на
10-4-20%) уменьшает мощность, идущую от передатчика к на-
грузке. -У.-.: .
Ферритовые вентили устанавливаются .как на выходе пере-
датчика, в точках подсоединения .фидера, так и между отдель-
ными ступенями передатчика.
Стабилизация частоты колебаний
Стабилизация частоты колебаний в радиорелейных линиях
связи играет весьма важную роль, так как наряду с уменьше-
нием занимаемой полосы частот и упрощением требований к
•частотным характеристикам блоков аппаратуры она позволяет
увеличить число одновременно работающих станций в выделен-
ном диапазоне частот.
40—417 f 625
Стабильность частоты колебаний, поступающих на вход око*
вечного приёмного устройства, определяется не только уходом
частоты колебаний, излучаемых передатчиком последней глав-
ной станции (или уходом частоты колебаний, излучаемых пере-
датчиком оконечной станции, если линия связи не имеет глав-
ных станций), но и стабильностью частоты генераторов проме-
жуточных станций. Это легко пояснить на примере, показанном
на рис. XIV.56
Рис. XIV.56
На этом рисунке изображена блок-схема промежуточной
станции с двумя гетеродинами Гет1 и Гет2. Первый гетеродин
служит для лгреобразования частоты принимаемых колебаний в
колебания промежуточной частоты, второй — для преобразова-
ния колебаний промежуточной частоты в колебания, излучае- *
мые станцией. •
При рассмотрении схемы будем считать, что нестабильность
частоты принимаемых колебаний определяется величиной ±Д0,
а нестабильность частоты гетеродинов соответственно ±Д1 и
± Аг-
При выборе частот гетеродинов принималось, что с выхода
смесителей САП и СМ2 снимаются колебания разностной часто-
ты. Поэтому нестабильность частоты получаемых колебаний бу-
дет определяться величиной
Ав= +До±А1±Д2.
Поскольку уходы частоты принимаемых колебаний и частоты
колебаний, получаемых от гетеродинов, являются независимыми
величинами, знак их может быть произвольным; в наихудшем
случае
Ди = + (Ао + + А2).
Учитывая, что Fnp<J0 и 5в</0 (т. е. все генераторы работа-
ют на близких частотах), а также идентичность схем и конструк-
ций всех генераторов, величины
До ~ Ах ~ Ag.
Поэтому в наихудшем случае
As + 3 Aq.
626
Очевидно, что при прохождении колебаний через несколько
промежуточных станций, построенных по блок-схеме, показан-
ной на рис. XI.V.56, стабильность частоты может существенно
ухудшиться.
Рис. XIV.57
Значительно лучшие результаты получаются в случае рабо-
ты по схеме, приведённой на рис. XIV.57. Отличием её от схемы,
представленной на рис. XIV.56, ярляется то, что колебания на
первый смеситель поступают не от отдельного гетеродина, а от
смесителя СМ3, на который подаются колебания от двух гете-
родинов: Гет1 и Гет2. С помощью Гет1 осуществляется сдвиг ча-
стоты излучаемых колебаний относительно частоты принимае-
мых колебаний. Частоты гетеродинов в схеме, приведённой на
рис. XIV.57, выбраны с учётом того, что с выхода смесителей
снимаются колебания разностной частоты. В этом случае ста-
бильность частоты излучаемых колебаний будет определяться
величиной
Дх = ± До ± Асдв.
Учитывая, что Fcdg /0, получим
^сдв С До '
поскольку.
&сдв ~ 7-сдв ^сдв' ,
где через х обозначена относительная нестабильность частоту
автогенератора, определяемая схемой, условиями и. режимом
работы. ,
Таким образом, . -
Де ~ ± 'До- , ‘
Следовательно, при построении промежуточной станции по
блок-схеме, приведённой на рис. XIV.57, получим, незначитель-
ное ухудшение стабильности частоты по сравнению со стабиль-
ностью. частоты принятых колебаний. Это ухудшение.равно Дс5в.
40* , - ' 627
Поэтому в аппаратуре ^современных. ..радиорелейных линий
связи схема, приведённая’На рис. XIV.57, находит широкое при-
менение. В этом случае стабильность частоты колебаний, прини-
маемых оконечным' Приё'МнйкбМ,1 в осйовном определяется ста-
бильностью частоты /о передатч.ика главной или оконечной стан-
ции. ‘
Такие же результаты даёт построение промежуточной стан-
ции с непосредственным усилением приходящих колебаний (см.
рис. XIV.53), если Л ~
Перейдём к рассмотрению схем стабилизации частоты коле-
баний, излучаемых передатчиком главной или оконечной
станции.
Для получения на оконечных станциях колебаний с высокой
стабильностью частоты, как уже указывалась, наиболее целесо-
образно использовать схему, приведённую на ppq, XIV.51.
Рис,, XIV.58.
Источником колебаний в этой схеме является задающий, ге-
нератор З'Г. Он, может быть построен по различным схемам. Од-
ним из вариантов является применение кварцевого генератора с
последующим умножением частоты. На рис, XIV.58 приведена
блок-схема получения колебаний, стабилизированных кварцем.
Колебания частоты f, снимаемые с выхода автогенератора ста-
билизированного кварцем’Де, подаются сначала на. ступени ум- ,
ножителя Умн, собранные на электронных ламцах, которые поз-
воляют получить на выходе колебания с частотой nf, равной
нескольким сотням мегагерц. Последующее, умножение частоты
в т раз' осуществляется с помощью умножителя на кристалли-
ческих диодах Кр.Умн, гармонические составляющие токов ко-
торых возбуждают объёмный резонатор Рез, настроенный на со-
ответствующую частоту.
В связи с тем что мощность колебаний основной частоты на
входе кристаллических диодов обычно не превосходит несколь-
ких милливатт, мощность колебаний на гармонических состав-
ляющих на выходе диода оказывается весьма малой (около до-
лей или несколькйх микроватт), вследствие чего после диода
приходится ставить усилитель высокой, частоты УВЧ (например,
на ЛБВ). Это весьма Сильно усложняет схему, в результате чего
она находит ограниченное применение.
Другой разновидностью схем, позволяющих получить коле-
бания свч с высокой стабильностью частоты, являются схемы,
использующие автогенераторы, свч на объёмных контурах с
цепью автоподстройки частоты (АПЧ). В качестве эталона ча-
628
стоты обычно используется гетеродин, стабилизированный квар-
цем. Следует отметить, что автогенераторы На объёмных конту-
рах без ДПЧ обычно имеют относительную стабильность часто-
ты около (0,5—1) 10“3. Это объясняется сильной зависимостЫб
частоты генерируемых колебаний как от режима используемого
вакуумного прибора, так и от окружающей температуры.
' Поэтому, стабилизация режима (например, питающих напря-
.жёний) и окружающей температуры, а также изготовление
объёмного резонатора из материалов с малым коэффициентом
линейного расширения (например, из инвара) может значитель-
но 'улучшить стабильность частоты колебаний. Однако даже в
случае,, когда приняты все указанные меры, вследствие старе-
йий вакуумного прибора, изменения контактов в местах соеди-
’/нения этого прибора с резонатором и др., относительная ста-
бильность частоты получаете^ не выше 10~4. Применение цепи
АПЧ пбзвоАяеНУделать этот показатель примерно на порядок
выше.
Рассмотрим угёкб'то'рую особенность передачи по радиорелей-
ным линиям телевизионных сигналов. Этр сигналы являются
несимметричными, так1, й'ак содержат постоянную составляю-
щую, величина которбй зависит от среднёц освещённости пере-
даваемого изображения. Поскольку в радиорелейных линиях
используется' частотная модуляция колебаний, автоподстройка
частоты должна осуществляться лишь в те моменты передачи
сигнала, когда частота излучаемых колебаний не зависит от со-
держания (яркости) передаваемого изображения. Такими мо-
ментами могут являться уровень чёрного или- уровни, соответ-
ствующие 'передаче вершин гасящих и синхронизирую-
щих импульсов. Поэтому система автоподстройки частоты дол-
жна осуществляться лишь при передаче одного из этих уровней.
В течение остального времени, когда ведётся передача сигналов
изображения, цепь авТоподстройки должна выключаться, что
осуществляется введением специальных ламп.
Другой особенностью передачи телевизионного изображения
является то, что изменение частоты модулируемых колебаний
должно осуществляться только в Одну сторону — режиму мол-
чания соответствует уровень'чёрного, тогда как в случае переда-
чи телефонных сообщений изменение несущей частоты осущест-
вляется симметрично в обе стороны. Поэтому при проектирова-
нии передающих устройств, предназначенных как для передачи
многоканальных телефонных сообщений, так и для передачи те-
левидения, должно быть предусмотрено соответствующее из-
менение значения несущей частоты и режима работы автопод-
стройки частоты. Обычно это.целесообразно проводить только
на оконечных и главных станциях, где имеется обслуживающий
персонал.
629
На промежуточных станциях для упрощения перехода от пе-
редачи многоканального телефонного сообщения к передаче те-
левизионного изображения (или наоборот) желательно исполь-
зовать схемы стабилизации частоты без применения цепей авто-
подстройки, охватывающих ступени, по которым проходят коле-
бания, модулированные по частоте.
XIV.5. ТЕЛЕВИЗИОННЫЕ ПЕРЕДАТЧИКИ
Особенности телевизионного сигнала
Телевизионные передатчики сигналов изображения (видео-
передатчики) предназначены для передачи в «эфир» сигналов,
формируемых в аппаратно-студийном блоке телецентра или
принятых по радиорелейным линиям-
Телевизионный сигнал по своему составу является сложным
сигналом, так как он содержит не только информацию о пере-
а)
-ГТТЪСинхроимпульс п ,
Иц
gg ГГ~|----------- П
Э-» Защит- I
Синхроимпульс
Уровень
чёрного
Защит-
ная
полоса
Гасящий импульс
Дробень белого
t
.Рис: XIV.59
даваемом объекте — так называемый видеосигнал, но и вспомо-
гательные, искусственно созданные сигналы — гасящие импуль-
сы, предназначенные для запирания луча приёмной электронно-
лучевой трубки на время обратного хода строчной и кадровой
развёрток и синхронизирующие строчные и кадровые импульсы
для синхронизации цепей развёртки телевизионного приёмника.
При передаче сигналов цветного телевидения передаются, кро-
ме того, импульсы цветовой поднесущей, лежащей в пределах
4—5 Мгц, в зависимости от принятой системы цветного телеви-
дения,
На рис. XIV.59a показан сигнал, соответствующий передаче
одной строки изображения объекта, представленного на
рис. XIV-596. Очевидно, что при передаче белого поля управляю-
щая сетка приёмного кинескопа должна быть открыта. Уровень
сигнала, соответствующий этому напряжению, называется
«уровнем белого». Для воспроизведения чёрного изображения
на экране телевизионного приёмника сетка кинескопа должна
быть заперта.
Уровень сигнала, запирающего кинескоп, называется «уров-
630
нем чёрного». Для того чтобы синхронизирующий сигнал не был
виден на экране, он. передаётся в момент, когда сетка заперта
гасящим импульсом, т. е. на уровне «чернее чёрного».
Видеосигнал также представляет собой импульсы, так как
•он, как правило, отражает скачкообразный характер перехода
от светлых мест изображения к тёмным. Крутизна фронта тако-
го импульса будет определяться различием градаций двух со-
седних точек изображения. Импульсный характер телевизионно-
го сигнала предъявляет определённые требования к частотно-
фазовой и переходной характеристикам тракта и, в частности,
передатчика.
Одно из основных требований вытекает из того, что спектр
частот телевизионного сигнала необычайно широк. Наиболее
низкие частоты составляют 04-3 гц — так называемые «постоян-
ные составляющие». Они возникают при изменении средней ос-
вещённости передаваемого объекта и при передаче изображений
движущихся объектов. Частоты Зч-50 гц в спектре телевизион-
ного сигнала, как правило, отсутствуют. Высокие частоты
(6ч-6,5 Мгц) возникают при передаче изображений мелких
объектов.
Необходимость передачи столь широкой полосы частот
(Он-6,5 Мгц) с минимальными частотными и фазовыми искаже-
ниями представляет значительные трудности и обусловливает в
основном отличия телевизионных передатчиков сигнала изобра-
631
жения от радиовещательных передатчиков. В то же время нели-
нейные искажения при передаче телевизионных сигналов могут
быть значительно большими, чем в радиовещании. Действитель-
но, если рассмотреть, например, передачу изображения, пред-
ставленную на рис. XTV-60, то при нелинейной характеристике
усилительного элемента произойдёт лишь некоторое изменение
градаций яркости изображения при его воспроизведении на эк-
ране (рис. XIV.60a). Такие искажения даже при величине в
10—15% мало заметны'для глаза.
Требования, предъявляемые к передатчикам сигналов
1 ' * ~ "изображения
С точки зрения повышения помехоустойчивости приёма и
улучшения энергетических показателей радиопередатчиков бо-
лее выгодно применение частотной модуляции- Однако для реа-
лизации указанных преимуществ необходимо иметь индекс мо-
дуляции т = 34-5. При этом /полоса частот, которую требуется
пропустить через весь тракт, составит 204-30 Мгц. Однако рабо-
та с такой полосой привела бы к необходимости резкого сокра-
щения количества телевизионных станций, работающих в обла-
сти метровых "и'ДёЦиМетроёых волн. Поэтому частотная модуля-
ция нашла применение лишь для передачи сигналов изображе-
ния по радиорелейным линиям в диапазоне сантиметровых волн,
для передачи звукового сопровождения телевизионных передач
и УКВ ЧМ Вещания. В Современных телевизионных передатчи-
ках, работающих на частотах от 40 до 900 Мгц, применяется
исключительно 1 амплитудная модуляция.
Спектр частот Модулированного по амплитуде сигнала зани-
мает полосу,' равную удвоенному значению наивысшей модули-
рующей частоты, что для Случая модуляции телевизионным сиг-
налом составит 12-?-13 Мгц- Так как пропустить такую полосу
через весь тракт передачи с минимальными частотно-фазовыми
искажениями представляется затруднительным, в видеопередат-
чиках одна боковая полоса подавляется. Это также значительно
сокращает полосу частот, занимаемую передатчиком. Согласно-
принятому в СССР стандарту подавляется нижняя боковая по-
лоса. Однако из-за ' невозможности подавить с достаточным
уровнем частоты, отстоящие от несущей всего лишь на несколь-
ко герц, приходится пропускать часть нижней боковой полосы,
как это показано на рис. XIV.61. Частоты, лежащие ниже несу-
щей на 1,25 Мгц, должны быть подавлены не менее чем на 20 56,
в то время как все частоты, лежащие, выше частоты
f=fHec.aa—9,75 Мгц, пропускаются полностью.
„ Сокращение полосы частот позволяет в передатчике улуч-
шить энергетические показатели, облегчает конструирование пе-
632 ' ‘ ;
редающих; и приёмных, антенн и позволяет увеличить количест--
> * во станций, работающих; в данном диапазоне. Уменьшение по-
лосы пропускания контуров в приёмнике снижает уровень внут-
ренних и внешних шумов и увеличивает его чувствительность
при том же числе ступеней. Необходимо отметить, что для того,
чтобы приёмник не вносил частотных искажений из-за увеличе-
ния составляющих низких частот за счёт остатка подавленной
боковой полосы, его частотная характеристика должна иметь
Л
нес.из. 1 . 'иес.зв.
Рис. XIV.61
форму, указанную на рис. XIV.62. Происходящее при (передаче
одной боковой полосы увеличение нелинейных искажений не иг-
рает существенной роли, потому что в телевидении, как указа-
но выше, допустимы значительно большие нелинейные искаже-
ния, чем в радиовещании; кроме того, так как-глубина модуля-
ции собственно видеосигналом не превышает ~75% (рис. XIV.63),
то нелинейные искажения будут меньше 10%.. Возникающие же
при подавлении одной боковой полосы фазовые искажения мо-
гут быть скорректированны в модуляторе [Л24, 27].
Так как телевизионный сигнал несимметричен, то возможны1
два варианта модуляции: так называемая негативная модуля-
ция, при которой максимальному уровню соответствует переда-
ча вершины синхроимпульса (рис. XIV.63), и позитивная моду-
ляция, при которой передатчик излучает максимальную (пико-
вую) мощность при передаче белого поля (рис. XIV.64). Не-
сколько лучшая помехоустойчивость и возможность применения
АРУ в приёмниках обусловили применение первЬго варианта в
большинстве стран, в том числе в СССР.
ГОСТ устанавливает следующие соотношения для модули-
рованного сигнала:
1. Глубина модуляции полным видеосигналом не* должна
превышать 87,5±2,5%„ т. е. при передаче белого поля должен
.633.
излучаться остаток несущей, равный 12,5%, необходимый для
нормальной работы телевизионных приёмников, использующих
разностную частоту fHec se —fнес. из ~ 6.5 Мгц в качестве второй
-промежуточной частоты канала звукового сопровождения. Следу-
ет обратить внимание на то, что передатчики сигналов изображе-
ния. в отличие от радиовещательных передатчиков, не могут
Строчный Синхронизирующий
импульс
импульс
Рис. XIV.63
t
ствующему передаче
Строчный гасящий
импульс
Чёрное
Wk
Строчный
синхронизирующий
импульс
Рис. XIV.64
Рис. XIV. 62
работать в режиме несущей частоты из-за несимметричности
модулирующего сигнала.
Поэтому глубина модуляции видеопередатчика определяется
как отношение излучаемого в данный момент уровня к мак-
симально возможному уровню несущей, т. е. к уровню, соответ-
вершины синхроимпульса.
' 2. Глубина модуляции синхро-
импульсом должна быть равна
25±2,5%. «Уровень чёрного» дол-
жен поддерживаться постоянным
ал при передаче любого изображения,
от—-»-f эт0 д0Стигается тем, что передатчик
ш работает в режиме, при котором пе-
• редача «уровня чёрного» происходит
при одном и том же, «фиксирован-
ном», смещении. Такая работа пере-
датчика называется работой с «при-
вязкой» (фиксацией) «уровня чёрно-
го» или работой с «восстановлением постоянной составляющей».
Так как изменения «уровня чёрного» при работе с «привяз-
кой» и при поддержании этого уровня неизменным во входном
сигнале вызываются в основном фоном, то очевидно, что глуби-
на модуляции видеопередатчика фоном не должна превышать
также ±2,5%. Однако при обмене телепрограммами с города-
ми, питающимися от разных энергосистем, возможно появление
634
фона, несинхронного с сетью. Такой фон, проявляющийся на эк-
ране в виде горизонтальных перемещающихся полос, становится
незаметным при уровне в —45ч—50 дб. В связи с увеличением
Числа станций, работающих в одном'частотном канале, допуски
на нестабильность несущей частоты в настоящее время весьма
малы (см. гл. VI).
Паразитные излучения гармоник телевизионных станций
согласно рекомендациям МККР не должны быть более 1 мет-
Основные особенности передатчиков сигналов изображения
Необходимость пропускания широкой полосы частот через ко-
лебательные системы передатчика сигналов изображения тре-
бует Обеспечения низкого значения добротности нагруженного
контура, особенно при работе на первых пяти телевизионных ка-
налах в диапазоне 504-100 Мгц. Если в ступенях не приняты
специальные меры для улучшения пропускания высоких частот,
то с достаточным приближением можно считать, что необходи-
мая добротность нагруженного контура QHaep'=n-~£—,vpfiFMaiiC—
г макс
наивысшая модулирующая частота. Так как волновое сопротив-
ление контуров рк на этих частотах практически не превы-
шает .100 4- 200 ом при минимальных ёмкостях контура в
204-30 пф, то возможное нагрузочное сопротивление контура
возм=?к Quaep получается равным всего лишь 5004-1000 ом.
Столь низкое значение Яа затрудняет получение от ламп боль-
ших мощностей, так как почти все современные лампы отдают
максимальную мощность при Я№ , превышающих приведённые
значения в два-три раза.
“Можно показать также, что для получения высокого кпд по
анодной цепи генераторной лампы при малых значениях R а не-
обходимо работать с низким анодным напряжением и большим
2Р_
током. Действительно, так как Ua=Ial Ra и 1а1—----, то при
Ua
уменьшении R следует увеличивать использование ламп по
току. Однако сильное использование "ламп по току приводит к
необходимости значительного увеличения напряжения возбуж-
дения. Этот недостаток проявляется особенно заметно при вклю-
чении ламп по схеме с общей сеткой; при этом одновременно рез-
ко увеличивается и мощность возбуждения.
Известно, что для увеличения полосы пропускания целесооб-
разно применять многоконтурные системы, поэтому в широкопо-
лосных ступенях используют преимущественно двухконтурные
635
системы, позволяющие увеличить полосу пропускания вдвоё'по
сравнению со случаем, применения одиночного контура при оди-
наковых с ним искажениях в полосе пропускания [Л 17]. Даль-
нейшее увеличение числа контуров не даёт существенного выи-
грыша в полосе, но значительно усложняет конструкцию, наст-
... ройку и .эксплуатацию передатчика.
*
’ Рис. XIV.65
Э. С- Глазман [Л17, 40] предложил использовать в качестве
контурной системы оконечной ступени передатчиков сигналов
изображения сложный полосовой фильтр, принципиальная схе-
ма которого приведена на рис. XIV.65 [Л17]. Включение допол-
нительных резонансных' контуров, названных' шлейфами Глаз-
мана, позволяет увеличить эквивалентное сопротивление конту-
ра на 40% по сравнению с двухконтурной системой, имеющей
такую же полосу пропускания. Для этого дополнительный па-
раллельный контур, ветви которого состоят из включённых пос-
ледовательно элементов L\Ci и L%C2, должен быть настроен на
середину полосы пропускания. Наличие посл'едовательных вет-
вей, одна из которых (Д1С1) настраивается на частоту несущей
передатчика звукового сопровождения, а вторая (L^C^) — *на
частоту, лежащую на 1,5 Мгц ниже несущей передатчика сигна-
лов изображения, позволяет значительно увеличить как подав-
ление этих частот, так и крутизну спада чаётотной характери-
стики передатчика за пределами полосы пропускания.
Как указывалось выше, в передатчиках сигналов изображе-
ния применяется амплитудная модуляция. Из всех известных
способов амплитудной модуляции получила распространение
только модуляция на управляющую сетку.
Основное достоинство анодной модуляции — высокий кпд —
может быть реализовано лишь при работе модулятора в режиме
класса Б. Это требует, в свою очередь, построения модулятора по
двухтактной схеме и применения мощного модуляционного тран-
сформатора, работающего в полосе видеочастот. Задача созда-
ния подобного трансформатора пока-не решена- По этой же при-
чине приходится откатываться и от автоанодной модуляции, тре-
636
бующей, кроме того, охвата модуляционного устройства и пере-
датчика глубокой Обратной связью.
Другие виды амплитудной модуляции, например методом по-
глощения в фидере (абсорбции)., но получили широкого распро-
странения [Л 18]. 1
Модулирующий, видеосигнал поступает на сетку модулируе-
мой ступени из анодной цепи последней ступени модулятора в
негативной полярности, что означает запирание ламп передат-
чика при подаче сигнала, соответствующего белому полю. Сог-
ласно приведённым на рис. XIV.63 соотношениям в высокоча-
стотном модулированном сигнале первая гармоника анОдйогб'
тока /ai должна быть:
при передаче чёрного поля
I al ур.чёрн — пик' (XIV.31)
при. передаче бейоТо. поля \
laiyp.бел ~ 0,125/а1пик„ (XIV.32)
Как известно, сигнал, проходя через ряд реостйтно-ёмкост-
ных ступеней, теряет так называемую «постоянную составляю-
щую»- Это приводит к тому, что положение видеосигнала на мо-
дуляционной характеристике генератора меняется (рис. XIV.66).
Рис. XIV.66
При’ больших изменениях часть сигнала будет' ограниче-
на верхним или нижним загибами модуляционной характе-
ристики. Первое вызовет уменьшение синхроимпульса на выхо-
де передатчика, ведущее к нарушению синхронизации в телеви-
зионных приёмниках- Второе приведёт к уменьшению количест-
ва градаций яркости на изображении — срезанию «белого». Так
как пределы изменения видеосигнала могут достигать почти
637
двойного значения от величины полного размаха телевизионно-
го сигнала, то необходимо иметь линейный участок модуляцион-
ной характеристики, также равный примерно удвоенному значе-
нию размаха сигнала. Однако при этом модулируемая ступень
и весь передатчик будут использоваться гораздо хуже по мощ-
ности, чем если бы положение сигнала, было бы (неизменным.
Рис. XIV.67
Другими словами можно сказать, что при том же линейном уча-
стке модуляционной характеристики сигнал должен быть умень-
шен в 1,7 раза. Это повлечёт за собой уменьшение мощности бо-
ковых полос в 3 раза и значительно ухудшит приём сигналов
телецентра.
Для устранения этого недостатка в передатчиках предусмат-
ривается фиксация «уровня чёрного» (восстановление постоян-
ной составляющей), осуществляемая с помощью специальной
фиксирующей схемы (рис. XIV.67). В этом случае телевизионный
передатчик в отсутствие сигнала на входе модулятора излучает
мощность, соответствующую передаче сплошного чёрного поля за
счёт создания определённого фиксированного смещения на сетке
модулируемой лампы. Принципиально может фиксироваться лю-
бой уровень, например пиковый. Но фиксировать пиковый уровень
невыгодно, так как в этом случае при отсутствии модулирующее
го сигнала передатчик будет излучать максимальную мощность.
Привязка по уровню белого неудобна вследствие того, что этот
уровень не является неизменным при передаче реального изоб-
ражения, в то время как постоянство уровня чёрного, а следова-
тельно, и величина синхроимпульса автоматически поддержи-
ваются неизменными при передаче любого сигнала. Восстанов-
ление .постоянной составляющей осуществляется чаще всего в
638
цепи сетки последней ступени модулятора. Естественно, что эта
ступень должна работать как усилитель постоянного тока-
С точки зрения приёма телевизионного сигнала фиксация по-
уровню чёрного также оказывается более предпочтительной,,
так как неизменная величина синхроимпульса улучшает работу
системы АРУ и повышает устойчивость- синхронизации.
До последнего времени телевизионные передатчики строили
по двухтактной схеме. Выбор такой схемы объяснялся, с одной;
стороны, стремлением увеличить мощность передатчиков, с дру-
гой стороны, простотой конструкции контурных систем, в каче-
стве которых использовались двухпроводные четвертьволновые
линии, короткозамкнутые на конце. Построение высокочастотного-
тракта по двухтактной схеме упрощало также нейтрализацию
при применении в мощных ступенях триодов, но обладало тем
недостатком, что требовался переход от несимметричного зада-
ющего генератора к симметричным ступеням и обратный переход
к несимметричному фидеру. Если первое выполняется сравни-
тельно просто, то переход к несимметричному фидеру требует
включения специальных симметрирующих устройств. В качестве
последних наибольшее распространение получили симметрирую-
щий четвертьволновый стакан и четвертьволновый шлейф, ши-
роко применяющиеся в антенной технике для перехода от несим-
метричного фидера к симметричной антенне.
Начиная с 1959 г. отечественные передатчики мощностью
свыше 2 кет строятся по однотактной схеме с использованием в
качестве контурных систем коаксиальных линий.
При передаче широкой полосы видеочастот приходится при-
нимать специальны'е меры для обеспечения высокого коэффи-
циента бегущей волны (кбв) во всей антенно-фидерной системе
[Л 19]. Снижение кбв ниже 0,85-4-0,9 приводит к появлению отра-
жений от антенны или от фильтров. Подобные отражения прояв-
ляются на экране приёмного устройства в виде многократно пов-
торяющихся изображений. Для борьбы с этим явлением, помимо
тщательной настройки антенно-фидерной системы, в последнее
время стали применять специальную схему выходной ступени пе-
редатчика сигналов изображения—систему «эхопоглощения». Для
устранения влияния отражений по этому методу выходная сту-
пень строится из двух одинаковых блоков, возбуждаемых со
сдвигом по фазе на 90°. Мощности этих блоков складываются в
мостовой схеме согласно рис. XIV.68. Плечи моста подбираются
так, чтобы сигналы от блоков складывались в фазе, в то время
как отражённый от плохо согласованной антенны сигнал, воз-
вращаясь к выходам блоков и отражаясь от них, поступал в ан-
тенну уже в противофазе [Л20].
Ввиду того что при таком построении значительно услож-
няется схем.а передатчика, используются также более простые
63»
методы борьбы 'с повторными изображениями,' заключающиеся
в том, что на входе модулятора создают предыскажения лц0о с ,
помощью отрезка коаксиального кабеля, имитирующего фидер,?
„либо с помощью специальных-схем [Л35].
Рис. XIV.68 "
В комплекс УКВ радиостанции телецентра входят передат-
чик сигналов изображения и передатчик звукового сопровожден
пня. Естественно, что использовать для каждого из них отдель-
ную антенно-фидерную сиртёму. нецелесообразно, поэтому для
использования общей антенно-фидерной системы обоими пере-
датчиками приходился применять либо мостовые схемы, либо на
выходе каждого из передатчиков включать специальные разде-
лительные фильтры, устраняющие влияние выходных цепей пе-
редатчиков друг на друга [Л21]. Особенно жёсткие требования
предъявляются к фильтру, Защищающему йыход видеопередат-
чика, так как он должен пропускать все частоты, излучаемые
этим передатчиком, и обеспечивать подавление частот звуково-
го передатчика не менее чем на 20 дб. Конструктивно такие
фильтры выполняются в виде отрезков коаксиальных четверть-
волновых и полуволновых резонаторов.
В настоящее время для повышения надёжности работы теле-
визионной радиостанции передатчики сигналов изображения и
звукового сопровождения строятся по системе сложения мощно-
стей ”в фидере с помощью мостовой схемы, предложенной
Б. П. Терентьевым [Л36, 37, 38]. Благодаря такому построению
аппаратуры достигается 100-процентное резервирование и одно-
временное увеличение мощности. . ........ .
Необходимо отметить, что при сложении мощностей требует-
ся обеспечить синфазность как складываемых высокочастотных
колебаний, так и их огибающих. Первое может быть обеспечено
.автоматически с помощью фазовращателей в высокочастотных
трактах передатчиков, на которые подаётся напряжение с выхо-
да моста сложения, пропорциональное разности фаз высокоча-
стотных колебаний.
£40 »
Фазировка по огибающей производится подобным же обра-
зом с помощью искусственной линии, регулирующей запаздыва-
ние модулирующего сигнала одного из передатчиков- Такая ли-
ния называется линией задержки [ЛЗО].
Построение радиостанций по такому принципу не только обес-
печивает непрерывность телевизионного вещания при выходе из
строя одного из передатчиков, но и позволяет создавать дистан-
ционно управляемые и необслуживаемые телевизионные радио-
передающие станции.
Высокочастотный тракт передатчика
Схема передатчика сигналов изображения определяется тем,
в какой из ступеней высокочастотного тракта осуществляется мо-
дуляция. Возможны два варианта построения схемы.
1- Телевизионный передатчик модулируется на сетку оконеч-
ной ступени (модуляция на высоком уровне). Принцип блок-
схемы такого передатчика дан на рис. XIV.69.
Тракт Высокой частоты
. . П Ш Д' Г TH * И U [Фильтр
оозои- _ _ степень. - ступень. - ступень. - степень. - степень- - степень. Дподао-
оитпель строилш Усилите» Утроите» Усилится Усилите^ |йтарм| \ пения
степень. - степень.
Усилишь Усилите»
..........._______- степень.-
Усилиы Усилите» Усилите»
- степень. -
степень.
ИезазепА
ный быпря-
митель
смещения
Я
степень.
Катодный
повтори-
тель
Незазеплд»
ный дыпря-
нитель
смещения
Ш В ’ У
Модепятоц
йПд
Рис. XIV.69
Как видно из блок-схемы, в тракте высокой частоты передат-
чика имеется только одна широкополосная ступень—модулируе-
мая. Так как резонансная характеристика контура одной ступе-
ни не может обеспечить эффективного подавления нижней боко-
вой полосы, то на выходе передатчика для подавления этой бо-
ковой должен быть включён специальный фильтр. Конструктив-
но такой фильтр, состоящий, как правило, из трёх-четырёх
звеньев, выполняется из коаксиальных четвертьволновых и по-
луволновых резонаторов, а энергия подавляемой боковой поло-
сы рассеивается в балластном сопротивлении-
Контуры всех предварительных ступеней передатчика, моду'
лируемого нд высоком уровне, настраиваются на несущую ча-
41-417 641
стоту; режим этих ступеней может быть выбран слабоперенапря-
жённым, что увеличивает как устойчивость передатчика, так и
кпд; режим модулируемой ступени должен быть недонапряжён-
ным. Модулирующий сигнал при больших мощностях передат-
чиков должен иметь полный размах в несколько сот вольт. По-
лучение столь высокого напряжения в широкой полосе частот
(О—=—6,5 Мгц) сопряжено со значительными трудностями, возни-
кающими из-за больших ёмкостей, шунтирующих анодные на-
грузки ламп модулятора на высоких частотах. Вследствие того
что анодные нагрузки для пропускания широкой полосы берутся
малыми, коэффициент усиления ступени по напряжению также
мал, что может быть скомпенсировано только увеличением чис-
ла ступеней модулятора- Так как модулятор должен работать
для получения минимальных нелинейных искажений в режиме
класса А, то он имеет низкий кпд и низкий коэффициент уси-
ления по мощности.
Вышеуказанные явления, приводят к тому, что мощность, пот-
ребляемая модулятором, сравнима или даже может превышать
мощность, потребляемую всем высокочастотным трактом, а про-
мышленный кпд передатчика сигналов изображения, модули-
руемого на последнюю ступень, составляет 5-=-7% при передаче
изображения со средней освещённостью. Наличие громоздких и
щорогих фильтров подавления и мощного многоступенного моду-
лятора увеличивает габариты и стоимость оборудования. Основ-
ное достоинство данного варианта — большая стабильность ка-
чественных показателей (частотной характеристики) и лёгкость
их поддержания в процессе эксплуатации.
2. При модуляции на сетку одной из предварительных ступе-
ней (модуляция на низком уровне) в несколько раз снижается
необходимая величина модулирующего напряжения и в связи с
этим можно уменьшить число ступеней модулятора; уменьшают-
ся ёмкости, шунтирующие анодные нагрузкй ламп модулятора;
мощность, потребляемая модулятором, составляет незначитель-
ную часть от мощности, потребляемой высокочастотными ступе-
нями передатчика- Все широкополосные ступени настраивают на
среднюю частоту полосы пропускания, а не на несущую частоту,
так как наличие двух-трёх таких ступеней позволяет в достаточ-
ной степени подавить нижнюю боковую полосу, не прибегая к
включению многозвенных фильтров на выходе передатчика.
Частотная характеристика передатчика определяется в этом
случае всеми широкополосными ступенями и может измениться
при изменении настройки одного из них после смены радиоламп,
после профилактики и т. д. Таким образом, наличие нескольких
двухконтурных широкополосных систем значительно усложняет
настройку и эксплуатацию передатчика и требует применения
специальной измерительной аппаратуры (генераторов качаю-
щейся частоты или анализаторов спектра), что является основ-
642-
ным недостатком передатчиков, модулируемых на сетку одной
из предварительных ступеней. Менее существенным является то,
что модулируемая и следующие за ней ступени усиления моду-
лированных колебаний обладают всеми недостатками, свойст-
венными недонапряжённому режиму и широкополосному усиле-
нию.
!ракт высокой частоты
Рис. XIV.70
Выпускаемые в настоящее время отечественной промышлен-
ностью типовые передатчики средней мощности (2,5 квт) моду-
лируются на предоконечную ступень- Блок-схема такого пере-
датчика изображена на рис. XIV.70. Применение тетродов с воз-
душным охлаждением, разработанных в последние годы и имею-
щих высокое значение крутизны, упростило задачу изготовле-
ния модуляционных устройств с весьма высокими качественны-
ми показателями и позволило сократить число ступеней высоко-
частотного тракта.
Сеточная цепь модулируемой ступени при модуляции соз-
даёт переменную нагрузку на предыдущую ступень, что приво-
дит к изменению напряжения возбуждения. Для устранения это--
го эффекта кпд анодного контура предварительной ступени дол-
жен иметь низкое значение- Последнее достигается тем, что
контур шунтируется балластным сопротивлением, включённым
параллельно контуру. Величина сопротивления выбирается та-
кой, чтобы мощность потерь в нём была равна или больше мощ-
ности, требующейся для возбуждения модулируемой ступени.
Кроме того, ступень, предшествующая модулируемой, должна,
работать в перенапряжённом режиме, что также уменьшает
влияние нагрузки на её работу.
Предварительные ступени и умножители частоты не имеют
каких-либо отличий от применяемых в передатчиках коротких
волн.
В качестве возбудителей для передатчиков сигнала изобра-.
жения используются кварцевые задающие генераторы, термо-.
статированные в целях получения высокой стабильности; В свя-
41* _ 643 5
зи с трудностью изготовления кварцевых резонаторов на часто-
ты выше 10 Мгц задающие генераторы работают, как правило,
на частотах 5—10 Мгц, что приводит к необходимости много-
кратного умножения частоты в тракте передатчика и может
явиться причиной появления побочных частот в спектре излу-
чаемого сигнала (из-за наводок напряжения с частотой кварца
на модулятор)- Для устранения появления побочных частот це-
лесообразно выбирать частоту задающего генератора вне поло-
сы модулирующих частот.
Модуляционное устройство передатчиков сигналов
изображения
Модулятор является наиболее сложным участком видеопере-
датчика и включает в себя собственно модулирующее устройст-
во и ряд вспомогательных цепей — схему восстановления по-
стоянной составляющей, входное устройство и источник питания
сеточной цепи модулируемой ступени. В современных передат-
чиках сигналов изображения имеются, кроме того, цепи ограни-
чения модуляции и так называемые цепи «растяжки чёрного» и
«растяжки белого». Последние позволяют не только скомпенси-
ровать искажения, вызванные нелинейностью верхнего или ниж-
него участков модуляционной характеристики передатчика, но и
исправляют синхроимпульсы, искажённые при передаче телеви-
зионного сигнала по радиорелейным линиям [Л 16].
Модуляционное устройство обычно представляет собой кор-
ректированный широкополосный усилитель на сопротивлениях.
Так как сигнал, приходящий из аппаратной, как правило, имеет
положительную полярность, а на выходе модулятора необходи-
мо иметь сигнал отрицательной полярности, что будет соответ-
ствовать негативной модуляции, то число ступеней модулятора,
изменяющих полярность сигнала, должно быть нечётным- Чаще
всего модулятор состоит из трёх или пяти ступеней. Нагрузкой
для модулятора является сеточная цепь модулируемой ступени.
В процессе модуляции входное сопротивление сеточной цепи,
как известно, меняется. Кроме того, ёмкость, образованная вход-
ной ёмкостью модулируемой ступени, ёмкостью соединительно-
го кабеля, выходной ёмкостью ламп модулятора и монтажной
ёмкостью, создаёт значительные трудности при разработке мо-
дулятора и требует применения в выходных ступенях таких схем,
Которые обладают низким выходным сопротивлением. Это мо-
жет быть достигнуто как за счёт малых нагрузочных сопротивле-
ний в анодной цепи оконечной ступени модулятора, так и приме-
нением отрицательной обратной связи и, в частности, построе-
нием оконечной ступейи по схеме катодного повторителя. Катод-
ный повторитель применяется в тех случаях, когда модулятор
644
должен работать на значительную ёмкостную нагрузку при вы-
ходном напряжении в несколько десятков вольт- Попытка при*
менения ступеней с анодными нагрузками приводит к необходи-
мости включения большого числа мощных ламп. Недостаток ка-
тодного повторителя — малый коэффи-
циент усиления по напряжению, — ком-
пенсируется тем, что он даёт малые ча-
стотные и нелинейные искажения и бла-
годаря малой входной ёмкости облегчает
работу предварительных ступеней. Сле-
дует заметить, что при применении катод-
ного повторителя также может потребо-
ваться коррекция в области высоких ча-
стот, которая выполняется по обычным
схемам. При наличии больших шунтиру-
ющих ёмкостей применение даже слож-
ной коррекции может оказаться недостаточным, поэтому в каче-
стве анодной или катодной нагрузок используют так называе-
мые звенья постоянного полного сопротивления.
Если в цепи, изображённой на рис. XIV-71, выполнить усло-
вие Я = р ==1/_, то легко показать, что полное сопротивление
такой цепи теоретически не будет зависеть от частоты. Однако
наличие собственных ёмкостей элементов цепи приводит к тому,
что цепь на практике обладает постоянным входным сопротив-
лением в ограниченной области частот, поэтому анодную нагруз-
ку приходится строить из ряда таких звеньев; ёмкости части
звеньев образуются собственными ёмкостями деталей.
Как указывалось выше, в модуляторе производится привяз-
ка (фиксация) уровня чёрного. Простые схемы с фиксирующим
диодом, чаще всего применяемые для привязки уровня * чёрно-
го в телевизионных приёмниках, обладают тем недостатком, что
при резких изменениях постоянной составляющей, происходя-
щих, например, при передаче кинофильмов, уровень чёрного
устанавливается слишком медленно. Это объясняется тем, что
требующаяся из условий передачи без спада яркости к концу
строки большая величина сопротивления утечки приводит к
медленному разряду переходного конденсатора. Кроме того,
фиксация с помощью неуправляемых схем приводит к тому, что
передатчик при отсутствии модулирующего сигнала должен из-
лучать пиковый уровень, что экономически невыгодно. Свобод-
ными от этого недостатка являются схемы с управляемыми фик-
сирующими диодами [Л22] (рис. XIV.72) и триодами [Л23].
Схемы с триодами, несмотря на несколько большую сложность,
работают более устойчиво и обеспечивают более высокое качест-
во фиксации.
645
Для привязки уровня- чёрного необходимо приводить на-
пряжение на сетке усилительной лампы в моменты передачи зад-
ней площадки гасящих импульсов всегда к одному и тому же
уровню путём введения дополнительного напряжения смещения.
Этот уровень должен поддерживаться постоянным во время пе-
Рис. XIV.72
редачи всей строки. Постоянные напряжения на электродах
диодов или триодов (в зависимости от схемы) выбираются та-
кими, чтобы при любых возможных напряжениях на сетке уси-
лительной лампы фиксирующие элементы были заперты. Отпи-
рание их осуществляется периодически путём одновременной по-
дачи на анод одного из них вспомогательного импульса поло-
жительной полярности, а на катод другого — такого же импуль-
са отрицательной полярности. Продолжительность управляюще-
го импульса не должна превышать длительности задней пло-
щадки гасящего импульса и равна поэтому 2—3 мксек.
При отсутствии видеосигнала на сетке усилительной лампы в
момент подачи отпирающего импульса устанавливается так назы-
ваемое «равновесное напряжение смещения», зависящее только от
постоянных потенциалов на электродах диодов. Это смещение
должно соответствовать смещению при работе передатчика в
режиме «уровня чёрного»- Если напряжение на сетке усилитель-
ной лампы в момент отпирания диодов как раз равно равновес-
ному, токи через последние будут одинаковы и напряжение на
сетке лампы не изменится. Если же потенциал сетки лампы сту-
пени, в которой производится восстановление постоянной со-
ставляющей, в момент подачи отпирающего импульса окажется
неравным равновесному, то ток одного из диодов окажется мень-
ше, а другого больше и получающаяся разность токов будет
заряжать или разряжать разделительный конденсатор Ср до
тех пор, пока потенциал сетки лампы не станет равным равно-
весному. При прекращении действия отпирающего импульса
оба диода будут заперты, и напряжение на разделительном кон-
646
денсаторе останется неизменным до очередного момента фик-
сации.
Схемы привязки уровня чёрного обладают также тем до-
стоинством, что резко ослабляют низкочастотные помехи, по-
павшие в сигнал в предшествующем тракте. Это свойство поз-
воляет упростить требования к фону источников питания пред-
варительных ступеней модулятора.
Отпирающие импульсы для схемы восстановления постоян-
ной составляющей вырабатываются в специальном блоке с по-
мощью мультивибратора или блокинг-генератора, синхронизи-
руемого задним фронтом строчного синхроимпульса, что обес-
печивает точное расположение управляющего импульса на зад-
ней площадке гасящего импульса- Усиление этих импульсов до
необходимого размаха производится усилителем с полосой от
7-4-8 кгц до 2 Мгц. В тех случаях, когда для схемы фиксации тре-
буется значительный размах отпирающего импульса, фиксация
может производиться на сетке предоконечной ступени модуля-
тора.
видеосигнал
Рис. XIV.73
Гальваническая связь, необходимая для пропускания самых
низких частот и восстановленной постоянной составляющей с
анода выходной ступени модулятора на сетку модулируемой
ступени, может осуществляться несколькими способами:
1) включением разделительного незаземлённого выпрямите-
ля (ЯВ) смещения (рис. XIV.73). При работе с токами сетки в
модулируемой ступени внутреннее сопротивление этого выпря-
мителя для шредотвращения демодуляции должно быть мало для
всех частот- Следует заметить, что наличие выпрямителя уве-
личивает ёмкостную составляющую нагрузки модулятора;
647
2) смещение на модулируемую ступень можно получать пу-
тём разделения источника анодного напряжения последней сту-
пени модулятора на два независимых и заземления их в точ-
Модулитор
Рис. XIV.74.
ке соединения (рис. XIV.74);
3) возможно получение необходи-
мого напряжения смещения только за
счёт анодной нагрузки выходной сту-
пени модулятора. Индивидуальный ис-
точник анодного напряжения этой сту-
пени должен иметь заземлённый
«плюс». Смещение получается непо-
средственно на сопротивлениях, вклю-
чённых в анодную цепь (рис. XIV.75)«
Эти же методы гальванической свя-
зи могут быть использованы и для
междуступенных соединений, если в
состав модулятора входит несколько
ступеней, усиливающих постоянную составляющую.
Если же учесть, что ступени модулятора работают в режиме •
класса А, т. е. без сеточных токов, то в качестве элемента меж-
дуступенной связи можно применять газонаполненные стаби-
лизаторы напряжения.
От предварит,
ступени *
Рис. XIV.75
Все предварительные ступени модулятора выполняются, как
правило, по схемам простой или сложной коррекции. В послед-
нее время широкое распространение получают широкополосные
усилители, коррекция частотной характеристики которых осу-
ществляется путём введения отрицательной обратной связи.
648
Входное устройство модулятора включает как цепи, позво-
ляющие согласовать кабель, приходящий из аппаратной, так и
устройство, регулирующее глубину модуляции передатчика. При-
менение на входе ступени, включённой
по схеме катодного повторителя, позво-
ляет легко выполнить первое требование
и осуществлять регулировку уровня при-
ходящего сигнала в цепи, имеющей ма-
лое выходное сопротивление, т. е. обой-
тись без применения специальных частот-
нонезависимых регуляторов усиления.
Подобная схема приведена на рис. XIV.76.
Входное устройство может включать
также цепи, предназначенные для кор-
рекции фазовых искажений, возникаю-
щих как в передатчике, так и в приёмни-
ке. В качестве корректирующих элемен-
тов находят применение простейшие
фильтры и специальные усилители, поз-
воляющие корректировать фазовые иска-
жения с помощью отрицательной обрат-
ной связи [Л24, 39].
Рис. XIV.76
Расчёт видеопередатчика
Как обычно, расчёт видеопередатчика начинают с последней
ступени- Для расчёта должны быть заданы:
1. Пиковая мощность передатчика или радиус его дейст-
вия.
2. Канал, в котором должна работать радиостанция.
3- Частотные искажения на верхних и нижних частотах.
4. Максимальная частота модуляции.
5. Параметры фидера — его волновое сопротивление.
При расчёте передатчика необходимо принимать во внима-
ние следующее-
Модулируемая и все последующие ступени должны работать-
в недонапряжённом режиме.
Угол отсечки анодного тока в усилителях модулированных
колебаний выбирается равным 90°. Угол отсечки анодного тока
модулируемой ступени в пиковом режиме следует брать поряд-
ка 100-4-110° для увеличения линейного участка модуляционной
характеристики; при этом угол отсечки анодного тока в режиме
передачи белого поля будет составлять 40н-50°.
Нижний загиб модуляционной характеристики неопасен, так
как глубина' модуляции видеосигналом не должна превышать
90%, для чего в современных передатчиках предусматривают
649
устройства, ограничивающие модуляцию. Влияние верхнего за-
гиба модуляционной характеристики, выражающееся в среза-
нии синхроимпульса, компенсируется увеличением последнего
на входе модулятора и применением устройств, увеличивающих
усиление модулятора в области синхроимпульса-
В связи с тем что добротность нагруженного контура, как
указывалось выше, невелика, кпд контура в широкополосных
ступенях может достигать значений порядка 0,9-^-0,95.
Расчёт режима ступеней передатчика сигналов изображения
облегчается тем, что эквивалентное нагрузочное сопротивление,
на которое должна работать ступень, является известной величи-
ной. Так, при заданной полосе пропускания 2Д/ и известной кон-
турной ёмкости Ск возможное эквивалентное нагрузочное со-
противление Rae03M для двухконтурной системы равно [Л 17]
(XIV.33)
и не зависит от частоты, на которой работает передатчик. Для
случая использования в фидерном контуре шлейфов Глазма-
на [Л 17]
1
24W)CK
Roe возм — 1 Л
(XIV.34)
При этом предполагается, что искажения на краях полосы
Пропускания составят —1 дб.
При расчёте шлейфов Глазмана необходимо исходить из
условия, что ,
р= ^-«0,4 -4- 0,5, (XIV.35)
где ____
f«=l/-c— 'XIV'36’
г Св
И
P=l>1=Ps=./s=/3:. (xiv.37)
Обозначения в ф-лах (XIV.36) и (XIV-37) соответствуют при-
нятым на рис. XIV.65.
По найденному Ra и заданной мощности в пиковом ре-
жиме можно рассчитать остальные данные режима ступени.
Режим ступени в других точках модуляционной характери-
стики рассчитывается обычным способом.
Расчёт частотных и фазовых искажений в широкополосных
ступенях может быть выполнен по формулам, приведённым в
[Л 17, 25].
650
Настройка передатчиков сигналов изображения
Так как широкополосные ступени должны быть настроены
на середину полосы пропускания, то обычные методы настройки
по показаниям приборов сеточного и анодного токов оказывают-
ся непригодными. Поэтому для получения требуемой формы
частотной характеристики передатчика необходимы вспомога-
тельные приборы.
Если в комплекте радиостанции имеется задающий генера-
тор с плавным диапазоном, то можно настроить все контуры
передатчика на середину полосы пропускания и, изменяя связь
в широкополосных ступенях, получить необходимую частотную
характеристику высокочастотного тракта. При измерениях ча-
стотной характеристики задающий генератор и все ступени, кро-
ме широкополосных,, перестраиваются в пределах требуемой
полосы частот, а показания индикатора мощности на выходе пе-
редатчика позволяют судить о форме частотной характеристи-
ки. В процессе настройки допускается незначительная расстрой-
ка широкополосных ступеней для уменьшения неравномерно-
сти частотной характеристики в заданной полосе. По окончании
настройки все ступени, предшествующие модулируемой, на-
страиваются на несущую частоту- Несмотря на высокую точ-
ность измерений, этот способ весьма неудобен, так как снятие
частотной характеристики во время настройки занимает много
времени.
Наличие высокочастотного генератора качающейся частоты
[Л26] и контрольных детекторов в каждой из широкополосных
ступеней позволяет наблюдать частотную характеристику как
отдельных ступеней, так и всего тракта непосредственно на эк-
ране осциллографа.
Низкочастотный генератор качающейся частоты (типа
ИЧХ-1 или ИЧХ-57) даёт возможность проверять суммарную
частотную характеристику тракта модулятор—передатчик—де-
тектор.
Следует отметить, что при этих измерениях детекторы долж-
ны иметь стандартную характеристику (рис. XIV.62). Большим
недостатком измерений с помощью генератора качающейся ча-
стоты и детектора является то, что при этом мы не может кон-
тролировать степень подавления нижней боковой полосы, поэто-
му наиболее удобно настраивать видеопередатчик с помощью
анализатора спектра, представляющего собой генератор кача-
ющейся частоты и узкополосный панорамный приёмник, пере-
стройка которого производится синхронно с частотой генерато-
ра. Применение анализатора спектра позволяет, кроме того,
исключить из тракта измерений детектор, от частотной характе-
ристики которого зависят результаты измерений частотной ха-
рактеристики тракта модулятор—передатчик.
651
Контур выходной ступени настраивается при отключённых
шлейфах Глазмана на полосу пропускания порядка 34-4 Мгц
с провалом на середине полосы пропускания до 20%, тогда как
при подключении шлейфов, на-
строенных, как указывалось на
стр. 650, частотнай характери-
стика выходной ступени будет
иметь вид, указанный на
рис. XIV.77.
Так 'как при нагрузке вто-
ричного контура на фидер с
волновым сопротивлением 75 ом
трудно получить указанную’
характеристику из-за сильного
затухания контура, то между
фидером и выходным конту-
ром может быть включён трансформатор сопротивлений, сни-
жающий нагрузку до 204-30 ом.
Большая неравномерность частотных характеристик как
модулятора, так и передатчика может быть вызвана наличием
паразитных резонансных контуров, образованных блокировоч-
ными элементами в цепях питания. Поэтому необходимо, что-
бы цепи блокировок и питания имели сопротивления, неизмен-
ные во всей полосе модулирующих частот.
ЛИТЕРАТУРА
»
1. В. М. Лопухин. Возбуждение электромагнитных колебаний и волн-
электронными потокам,и. ГИТТЛ, 1953.
2. В. Н. Шевчик. Основы электроники сверхвысоких частот. Изд. «Со-
ветское радио», 1959.
3. В. Ф. Коваленко. Введение в электронику сверхвысоких частот.
Изд. «Советкое радио», '1955.
4. Н. И. Калашников. Статические и динамические характеристики
отражательного клистрона. Сборник трудов ГНИИ Министерства связи,.
№ 9, (13), 1958, стр. 22—26.
5. Н. И. Калашников. Нелинейные искажения при частотной мо-
дуляции одноконтурных отражательных клистронов, Сборник трудов ГНИИ
Министерства связи, № 9 (13), 1958, стр. 2—21.
6. М. С. Нейман. Триодные и тетродные генераторы СВЧ. Изд. «Со-
ветское радио», 1950.
7. Г. С. Р а м м. Триодные генераторы СВЧ. Воениздат, 1955.
8. Р. А. Грановская. Методика технического расчёта триодных ге-
нераторов СВЧ. Труды МАИ, вып. 39. Оборонгиз, 1954.
9. Н. И. Штейн. Элементы расчёта радиопередатчиков ультракоротких
волн. Изд. «Советское радио», 1958.
10. В. А. Смирнов. Основы радиосвязи на ультракоротких волнах.
Связьиздат, 1957, гл. XVI.
652
II. Н. И. Калашников. Апрохеимацйя характеристик коэффициен-
та передачи ЛБВ. Сборник трудов ГНИИ Министерства связи СССР, № 1 (15),
1959, стр. 15—21.
12. Н. И. Калашников. Расчёт и некоторые свойства объёмных кон-
туров для генераторов сантиметровых волн на триодах. Сборник научных
трудов ЦНИИС, вып. 1. Связьиздат, 1949.
13. J. R. W h i n п е г у; Н. W. Jamieson; Т. Е. Robbins. Соа
xial—line discontinuites. PIRE, № II. 1944.
14. M. H. Андреевский. Конструкции генераторов дециметровых и
метровых волн. Оборонгиз, 1956.
15. Б. В. П л о д у х и н. Коаксиальные диапазонные резонаторы. Изд.
«Советское радио», 4956.
16. Б. В. Булгаков. Колебания. ГИТТЛ, 1949.
17. П. В. Шмаков. Телевидение. Связьиздат, 1960.
18. Э. С. Г л а з м а и. «Эффективная выходная цепь телевизионного пе-
редатчика», «Радиотехника», № 7, 1956.
19. А' И. Лебеде в-К а р м а н о в и др. Основные проблемы в области
телевизионных УКВ передатчиков. «Техника современного телевидения». М.,
4938. , *
20. Б. В. Брауде. Исследование работы фидерных линий для пита-
ния телевизионных антенн. Труды ЛПИ, Ns 481, М.-Л., 1955.
21. Э. С. Г л а з м а н. «Поглотитель фидерного эха для телевизионных пе-
редатчиков». «Радиотехника», № 2, 1959.
22. Б. В. Брауде. «Широкополосные фильтры для одновременной ра-
боты телевизионного н звукового передатчиков на одну антенну». «Радио-
техника», № 4, 1952.
23. О. Б. Лурье. Усилители видеочастоты. Изд. «Советское радио»,
1955.
24. А. И. Лебеде в-К арманов и А. Л. Файнштейи. «Анализ
схемы восстановления постоянной составляющей телевизионного сигнала».
«Радиотехника», Ns 6, 1960.
25. Фазовая коррекция телевизионных передатчиков. Под ред. Я. И.
Эфрусси. Изд. иностр лит., 1959.
26. 3. И. Модель. Вопросы построения мощных радиостанций. Гос-
энергоиздат, 1947.
27. Э. И. Г уткин. «Устройство для настройки телевизионных пе-
редатчиков с помощью генератора качающейся частоты». «Вестник связи»,
№ 2, 1961.
28. Э. С. Гл аз м ан и Б. В. Копыловская. Искажения телевизи-
онного сигнала при передаче с частичным подавлением нижней боковой
полосы. Труды ЦКБ, МРТП, вып. 3, 1957.
29. А. И. Лебедев-Карманов. «Типовая телевизионная укв ра-
диостанция средней мощности». «Вестник связи», № 1, 1956.
30. А. И Л е б е д е в-К а р м а н о в. «Современные телевизионные радио-
станции». «Электросвязь», № 10, 1958.
31. А. И. Лебеде в-Карманов. «Особенности построения современ-
ных телевизионных передатчиков». «Электросвязь», № И, 1958.
32. А. И. Лебедев-Карманов. Тенденции развития и современ-
ное состояние техники телевизионных и ЧМ вещательных радиопередатчи-
ков в СССР и за рубежом. Труды ЦКБ, вып. 7, 1958.
33. А. И. Лебедев-Карманов. Принципы реконструкции УКВ ра-
диостанции МТЦ. Радиотехнический сборник ЦБТИ МПСС, 1950,
653
34. A. M. Халфин. Основы телевизионной техники. Изд. «Советское
радио», 1955.
35. А. М. В а р б а н с к и й. Телевизионная техника. Госэнергоиздат, 1959.
36. Э. И. Гут,кин. «Устранение антенного «поворота» в телевизионном
передатчике». «Техника кино и телевидения», № 4, 1960.
37. Б. П. Терентьев и И. В. Коваленко. «Мостовые схемы сло-
жения мощностей передатчиков». «Радиотехника», № 1, 1952.
38. Л. Г. Дор фан. Вопросы построения некоторых кольцевых фидер-
ных схем. Труды ЦКБ МРТП, вып. 3, ВНТИ, 1957.
39. Л. Г. Д о р ф а н. Новый малогабаритный мост. Труды ЦКБ МРТП,
вып. 40, ВНТИ, 1959.
40. К. И Седов. Требования к телевизионным передатчикам .при вве-
дении фазовой коррекции. Сборник трудов ЛЭНС, вып. IV, 1958.
41. Импульсные методы телевизионных измерений. Под ред. Я. И. Эфрус-
си. Изд. иностранной литературы, 1961.
Глава XV
ОСОБЕННОСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ В ПЕРЕДАТЧИКАХ
СОВРЕМЕННЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
>
Основным вопросом, рассматриваемым в настоящей главе,
является выяснение возможностей применения современных
транзисторов в основных узлах радиопередающих устройств:
автогенераторах, усилителях мощности и модуляторах.
При этом, чтобы эффективно использовать материал пре-
дыдущих глав, будем каждый раз отмечать сходные свойства
вакуумной лампы и транзистора- Одновременно будем подчёр-
кивать различия приборов обоих классов, что позволит выявить,
специфику конетр.уирования передатчиков-на транзисторах.
XV.1. ТРАНЗИСТОРЫ В ГЕНЕРАТОРАХ С НЕЗАВИСИМЫМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Существует внешнее сходство между функциями электро-
дов в электронной лампе и транзисторе. Так, эмиттер транзисто-
ра аналогично катоду лампы эмитирует подвижные носители
тока (дырки в р-п-р транзисторе и электроны в п-р-п транзисто-
ре); коллектор аналогично аноду собирает ток эмитирующе-
го электрода, и базовый электрод аналогично сетке управляет,
потоком носителей тока. Исходя из этой, ещё раз подчеркнём,
внешней аналогии, можно любую схему включения транзисто-
ра сопоставить с соответствующей схемой включения электрон-
ной лампы.
На рис- XV.1 приведены примеры таких сопоставлений. Так,
на рис. XV.la показана схема включения транзистора с общим
эмиттером и аналогичная ей схема включения электронной лам-
пы с общим катодом; на рис. XV. 16 — схема включения тран-
зистора с общей базой и схема включения электронной лампы
с общей сеткой; на рис- XV.le — схема включения транзистора
с общим коллектором и схема включения лампы с общим ано-
дом.
Теперь становится понятным, что при переходе на транзисто-
ры можно сохранить внешнюю структуру схем ламповых гене-
655
раторов. Существующие типы транзисторов могут обеспечить
достаточное усиление по мощности пока в ограниченном диа-
пазоне рабочих частот, и поэтому транзисторы в настоящее вре-
;мя могут быть эффективно использованы в передающих устрой-
ствах только длинноволнового
диапазона.
Однако вследствие непрерыв-
ного улучшения параметров вновь
появляющихся мощных транзи-
сторов есть основания полагать,
что преодоление ограниченности
Рис. XV.2
применения их в генераторах высокой частоты с независимым
возбуждением является, по существу, вопросом времени.
Для оценки частотных свойств транзистора обычно поль-
зуются понятием граничной’ частоты fa, соответствующей паде-
нию модуля коэффициента усиления по току а в схеме с общей
базой до 0,7 от своего значения на низкой частоте- Диапазон
частот, в пределах которого можно не учитывать инерционные
•свойства транзистора, составляет примерно (0,01-=—0,05)fя.
На рис. XV.2 показана схема генератора с независимым воз-
буждением, работающая на частотах много ниже граничной.
В качестве основного метода анализа схемы примем линейную
аппроксимацию 'статических характеристик и последующий ана-
литический расчёт. Этот метод подробно излагается в разделах,
посвящённых расчёту ламповых генераторов- Поэтому наиболее
важным вопросом является выяснение специфических свойств ра-
боты генераторов, использующих транзисторы.
Статическим характеристикам транзисторов присущи общие
закономерности и различие их у различных типов транзисторов
обычно носит количественный характер. На рис. XV.3' приведе-
ны семейства характеристик транзистора в двух системах коор-
динат, аналогичных тем, в которых обычно снимаются харак-
теристики электронных ламп- Полярности напряжений и поло-
656
жительные направления токов на рис. XV.3 выбраны противо-
положными реально существующим. Сравнение характеристик
транзистора (рис. XV.3) с характеристиками лампы (пентода),
приведёнными, например, на рис. 11.36, позволяет сделать еле*-
дующие выводы.
У электронных ламп характеристики анодного тока ia~f(ea)
пересекают ось напряжений при значениях еа, близких к нулю,
и при отрицательных еа анодного тока практически нет.
У транзистора, включённого по схеме с общим эмиттером,
характеристики коллекторного тока iK = f (ек) пересекают ось
напряжений при малых значениях ек. После пересечения оси
ток коллектора меняет направление на обратное, причём вели-
чина обратного тока сильно зависит от напряжения на базе.
Остановимся подробнее на рассмотрении этой особенности
статических характеристик транзистора. Напряжение между
коллектором и базой равно разности напряжений база—эмит-
тер (е5) и коллектор—эмиттер (ек). После того как для данной
42—417 657
кривой семейства характеристик ек достигает значений еб, кол-
лекторный переход оказывается под напряжением смещения,
при котором ток протекает в прямом направлении, и транзистор
переходит в так называемый режим насыщения. При этом через
оба перехода текут большие токи, но в цепи коллектора, одна-
ко, протекает разностный ток, который при некотором значении
ек равен нулю. Этот режим работы транзистора и создаёт на
его характеристиках линию критического режима-Дальнейшее
уменьшение ек приводит к тому, что в коллекторной цепи насту-
пает преобладание прямого тока коллекторного диода под дей-
ствием входного напряжения еб, и это формирует участок ха-
рактеристики транзистора с отрицательным током коллектора.
В отличие от транзистора в пентоде линия критического ре-
жима создаётся из-за перераспределения катодного тока между
анодом и экранирующей сеткой.
Другой принципиальней особенностью характеристик тран-
зистора является наличие входного тока базы для всех значе-
ний токов коллектора и, как следствие, равенство углов отсеч-
ки коллекторного и базового токов, в то время, как в лампе
анодный ток протекает и в отсутствие сеточного тока1)-
Всё же достаточно сходный внешний вид статических харак-
теристик электронной лампы и транзистора позволяет приме-
нить одинаковый способ их идеализации прямыми линиями.
Так, коллекторный ток в активной области характеристик при-
близительно может быть выражен следующим уравнением:
iK = S0(e6 + DeK-£6), (XV. 1)
где So = — J t — статическая крутизна коллекторно-
базовой характеристики транзистора;
D— — статическая проницаемость; имеет
дек 'x=const
обычно очень малую величину и при
расчётах ею часто пренебрегают;
Е'б — напряжение сдвига коллекторно-базо-
вой характеристики.
При больших токах базы характеристика транзистора, на-
ходящегося в режиме насыщения, может быть приблизительно
выражена уравнением
iK = SK„eK, (XV.2)
где SKp— крутизна линии критического режима.
Входную характеристику транзистора можно для анализа
приближённо представить также линейной в виде
*) В действительности токи iK и ^существуют и при малых значениях ед,
ио ввиду их малости иа рис. XV.3 оии ие показаны.
65
i6=S6(e6~E^, ' ' (XV.3)
где E*= Е'б— напряжение сдвига базовой, характеристики. ~ '
Все идеализированные характеристики представлены на
рис. XV.3 в виде пунктирных линий. Заметим, что непостоянст-
во крутизны базовой характеристики ^ожет. вызвать заметную
погрешность в расчёте генератора с использованием выражения
(XV.3). Чтобы избежать этой погрешности, можно использовать
параболическую аппроксимацию входной характеристики в сле-
дующей форме:
• i6 = a(e6-E"6)2. (XV .4)
После линейной'аппроксимации характеристик транзистора
его можно представить в виде некоторой эквивалентной элек-
тронной лампы с дополнительными сопротивлениями Re и
RaC (рис. XV.4). Сопротивление Rc эквивалентно входному со-
противлению и равно '
а сопротивление Rас подчёркивает активный характер обратной
связи в транзисторе на низких частотах и имеет величину по-
рядка обратного сопротивления коллекторного перехода. Ин-
тересно заметить, что в лампе обратная связь на низких часто-
тах имеет чисто ёмкостный характер и осуществляется через
проходную ёмкость.
Для сравнения в табл. XV.1 приведены примерные значения
соответствующих параметров
Таблица XV.1 электронной лампы (пентода)
' и транзистора.
метр' Элеламп1ная Транзистор Все Дальнейшие Операции С
________________________- идеализированными характе-
Ri
So
Sxp
Re
— 1 Мом
ма
— 10 —
в
ма
— 7—
в
— 20 Мом
z_______L-
i-ac — 1
пСпр
С„р я 5-10—3 пф
—100 ком
„ ма
—200 —
в
ма
—100 —
в
—1 ком
— 1 Мом
Рис. XV.4
ристиками транзистора и классификация режимов генератора
могут быть приняты идентичными разработанным для лампо-
вых схем.
42* 659
На рис. XV.5a и б приведены осциллограммы коллекторного
и базового токов соответственно при сильно перенапряжённом и
критическом режимах генератора. Отчётливо виден провал тока
Рис. XV.5
коллектора ниже нуля при сильно перенапряжённом режиме и
соответственно сильное искажение формы базового возбужда-
ющего тока. По аналогии с ламповыми генераторами можно ре-
комендовать работу генераторов на транзисторах в критическом
режиме.
Рекомендации по выбору угла отсечки у генераторов на тран-
зисторах несколько иные.
Амплитуда импульса ’ коллекторного тока не ограничена
эмиссионной способностью эмиттера. Однако для получения за-
данной мощности при малых углах отсечки требуется увели-
чение амплитуды импульса коллекторного тока. При этом воз-
никает ряд нежелательных эффектов: уменьшение коэффициен-
е
та использования коллекторного напряжения е——, умень-
Ек
шениё коэффициента усиления по току транзистора и,- как след-
ствие этого, повышение колебательного напряжения на базе и
увеличение рассеиваемой мощности на входе транзистора.
Поскольку максимально допустимая мощность, рассеивае-
мая транзистором, является обычно определяющей величиной
при расчёте генераторов на полупроводниковых приборах, то
для заданного уровня рассеяния мощности существует оптималь-
ное значение угла отсечки, дающее наибольшее значение кпд,
т. е. наибольшую величину колебательной мощности.
На рис. XV.6 приведён экспериментальный график, отра-
жающий Эту зависимость, из которого видно, что €>олт =s 50-j-70o.
Всё изложенное определяет в основном характерные особен-
ности транзисторных генераторов, которые работают .на отно-
сительно нйзких частотах.Строгий расчёт мощных генерато-
ров на частотах, где сказывается инерционность применяемого1’
транзистора, очень сложен и разработан ещё далеко не
пблностЬкУ.1 ..
660
Увеличение частоты колебаний сопровождается резким рос-
том потерь в базовой цепи и уменьшением первой гармоники кол-
лекторного тока. При этом в транзисторе физически имеют ме-
сто процессы, в большой степени аналогичные происходящим в
лампе на свч: часть носителей при
ния возбуждения возвращается
обратно в эмиттер. Внешне раз-
личие состоит лишь в том, что
в лампах это обычно наблюдается
на частотах более 100 Мгц, а в
некоторых транзисторах — уже
на частотах выше 10 кгц.
Всё же в случаях, когда тре-
буемая точность расчёта невысо-
ка, можно рекомендовать упро-
щённую методику расчёта генера-
тора на более высоких частотах.
Основанием для этой методики
является экспериментальное ис-
следование транзисторного гене-
ратора, которое показало следу-
смене полярности напряже-
ющее. . ;
1. При работе с отсечкой амплитуда импульсов коллекторно-
го тока сплавных транзисторов убывает с частотой со по закону
Kf ~ 1
;0 /1 + (шт)*
(XV. 5)
где Ixf — амплитуда импульса на высокой частоте,
1ко — амплитуда импульса на низкой частоте,
т — постоянная времени, зависящая от электрических
свойств транзистора.
2. Величина нижнего угла отсечки слабо влияет на частотную
зависимость, определяемую выражением (XV.5).
3. С некоторым приближением можно считать, что на час-
тотах меньше чем уменьшение амплитуды импульса коллек-
торного тока транзистора происходит вследствие уменьшения
напряжения на переходе эмиттер—база.
4. Входное сопротивление транзистора на высоких частотах
определяется в основном действием распределённого сопротив-
ления базы гб.
Если учесть всё вышесказанное, то приближённый расчёт
генератора на транзисторах на высоких частотах будет отли-
чаться от расчёта на низких частотах только увеличением напря-
жения возбуждения, определяемого по формуле
</6ЛК1+И)!-
(XV.6)
бег
где напряжение возбуждения на высоких частотах;
ибв — напряжение возбуждения на низких частотах.'
Мощность, рассеиваемая на входе транзистора, находится
из выражения
£/2
P6f = 0,5 . (XV.7)
Гб
В табл. XV.2- приведены значения некоторых высокочастотных
параметров отечественных сплавных транзисторов типа р-п-р,
необходимые для приведённого упрощённого расчёта.
Таблица XV .2
Тип транзистора мксек гб ом сбк пф fa Мгц • мет
П12 0,65 504-125 20 5 150
П13 1,24-2 504-150 304-40 >0,465 150
П14 14-1,5 504-100 284-36 >1 150
П15 0,64-1,1 704-160 304-40 >1,6 150
П19 0,250 504-150 104-20 7 30
П401. 0,070 504-200 <15 45 . 100
• П403 0,011 50 <10 ПО 100
П408 0,200 504-150 20 12 30
J П410 0,007 504-100 24-4 280 100
XV.2. ВЛИЯНИЕ ТЕМПЕРАТУРЫ НА РАБОТУ ГЕНЕРАТОРА' НА ТРАНЗИСТОРАХ
В принципе, все статические параметры, входящие в ур-ние
(XV.1), линейно зависят от температуры транзистора. В соот-
ветствии с этим с изменением температуры будут изменяться
все энергетические показатели генератора в случае, если в схе-
ме не будут приняты меры для. температурной стабилизации.
Однако не все параметры транзистора одинаково чувствитель-
ны к изменениям температуры. Уменьшение параметра So с ро-
стом температуры обычно невелико (10—20% в интервале от
0 до +60°С), так что для расчёта генератора, работающего в диа-
пазоне температур, необходимо взять некоторый запас по
статической крутизне коллекторно-базовой характеристики.
Крутизна линии критического, режима SKP изменяется так не-
значительно, что этот эффект обычно не принимают во внима-
ние. Наибольшее изменение претерпевает напряжение сдвига
Е'е, которое уменьшается с ростом температуры. .Вследствие
этого для стабилизации чаще всего прибегают к соответствую-
662
тему изменению напряжения смещения базы. В автогенерато-
рах это осуществляется применением автоматического смеще-
ния. В генераторах с независимым возбуждением обычно при-
меняют термочувствительный элемент в делителе напряжения,
через который подаётся смещение на базу транзистора. В качест-
ве такого термочувствительного элемента чаще всего использу-
ется плоскостной полупроводниковый диод. Включение стаби-
лизирующего диода D показано на рис. XV.2 пунктиром.
В заключение ещё раз укажем на особую необходимость про-
верки результатов любого расчёта генератора для того, чтобы
выяснить, не превышена ли максимально допустимая мощность
рассеивания в данном транзисторе Р При расчёте генератора
на максимально возможную колебательную мощность пара-
метр Р дт является исходным.
XV.3. ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ АМПЛИТУДНОЙ МО ДУ ЛЯ НИИ
В ГЕНЕРАТОРАХ НА ТРАНЗИСТОРАХ
На частотах, далёких от граничной для данного типа тран-
зистора, генераторы могут модулироваться способами, в ос-
новном аналогичными используемым в ламповой технике. Так,
можно осуществить модуляцию амплитуды колебаний измене-
нием коллекторного напряжения (подобно модуляции на анод)
или базового напряжения смещения (подобно модуляции на уп-
равляющую сетку). Естественно, что в этом случае оказывают-
ся вполне пригодными и методы анализа ламповых модуляторов
и общая структура практических схем. Поэтому, не останавли-
ваясь на уже известных вопросах, коснёмся характерных осо-
бенностей осуществления амплитудной модуляции в генерато-
рах на транзисторах на частотах, близких к граничной.
По самому принципу своей работы транзистор обладает за-
метными нелинейными реактивностями. В схеме с общим эмитте-
ром это главным образом входная и выходная ёмкости. При
этом конструирование генераторов на частотах, близких к гра-
ничной для данного транзистора, вынуждает использовать его
ёмкости в качестве элементов контура или обратной связи.
В результате амплитудная модуляция автогенераторов ста-
новится сложной проблемой из-за одновременно возникающей
сильной частотной модуляции, которая в данном случае является
нежелательным явлением. Модуляция генераторов с независи-
мым возбуждением сопровождается расстройкой контуров и, как
следствие изменения режима, увеличением нелинейных и частот-
ных искажений.
Весьма эффективным решением этой проблемы является од-
новременное использование коллекторной и базовой модуля-
ций. Поясним этот метод на конкретном примере автогенератора
с контуром в цепи коллектора (рис. XV.7), хотя, вообще говоря,
663
амплитудная модуляция автогенератора применяется доволь-*
но редко.
Динамическая паразитная ёмкость между выводами эмит-
тер—коллектор равна:
С = — + А.) , (XV.8)
к N \ N ' к J ' '
где С э —нелинейная диффузионная ёмкость между базой и
эмиттером;
Ск — нелинейная зарядная ёмкость между базой и кол-
лектором;
N— коэффициент трансформации трансформатора обрат-
ной связи;
к — коэффициент усиления ступени по напряжению.
Нелинейные ёмкости транзисторов зависят от 13 и Ек сле-
дующим образом:
для всех транзисторов
(XV.9)
для сплавных транзисторов
—£Г°'5, (XV. 10)
для диффузионных транзисторов
С — Дг0,33
к
(XV.11)
Рассмотрение ф-л (XV.8—XV.11) показывает, что увеличе-
ние эмиттерного напряжения увеличивает эмиттерный ток и уве-
личивает диффузионную
ёмкость С3. Одновремен-
ное увеличение коллектор-
ного напряжения умень-
шает ёмкость Ск. Таким
образом, синфазная пода-
ча модулирующего напря-
жения на базовый и кол-
лекторный электроды мо-
жет создать общий эф-
фект постоянства ёмкости
С9К в заданном диапазо-
не изменения режима
транзистора.
показанной на рис. XV.7.
Транзистор ?! представляет собой последнюю ступень ампли-
тудного модулятора.
На транзисторе Т2 работает генератор с контуром в цепи
коллектора. Сопротивления Ri и /?2 образуют делитель напря-
жения для стабилизации режима модулятора. Делитель напря-
жения R3R4, шунтированный на частоте генератора ёмкостями
664
Рис. XV.7
Этот метод использован в схеме,
С2С3, подаёт на базу такую часть модулирующего напряжения,
которая необходима для поддержания постоянства частоты.
На рис. XV.8 изображён аналогичный амплитудный модуля-
тор, но с генератором на диффузионном высокочастотном транзи-
Рис. XV.8
сторе. Генератор собран по ёмкостной трёхточечной схеме. Индук-
тивность контура Ло включена между землёй и базой транзисто-
ра. Диффузионная ёмкость эмиттер—база и конденсатор Ci об-
разуют ёмкостный делитель для
создания обратной связи. Дрос-
сель Дрз включён для того, что-
бы небольшое сопротивление
не ухудшало добротности коле-
бательного контура генератора.
Регулировкой делителя /?37?4 до-
биваются устранения паразитной
частотной модуляции.
Относительно небольшая па-
разитная частотная модуляция
получается в простой схеме ба- Рис. XV.9
зовой модуляции, приведённой на
рис. XV.9, в которой генератор работает на частоте, выше гра-
ничной для данного транзистора. Вообще для большинства по-
добных высокочастотных полупроводниковых генераторов пред-
почтительнее базовая амплитудная модуляция не только из-за
большого коэффициента усиления по мощности, но и также бла-
годаря меньшей паразитной частотной модуляции, поскольку
изменение ёмкости Сэ обычно влияет на частоту в меньшей сте-
пени, чем ёмкости Ск . Следует заметить, что преимущество лам-
повых генераторов, состоящее в том, что можно повысить мощ-
ность в пике модуляции путём повышения Еалакс > Для схем
на транзисторах отсутствует, так как транзистор не допускает
665
Повышения Ек выше номинала^ Естественно поэтому, что моду-
ляция на коллектор значительно менее выгодна.
В заключение ещё раз подчеркнём, что все приведённые схе-
мы амплитудных модуляторов могут без всякого изменения ис-
пользоваться в генераторах с независимым возбуждением.
XV.4. ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИИ
В ГЕНЕРАТОРАХ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Те же нелинейные реактивности транзистора, которые ос-
ложняли амплитудную модуляцию генераторов, очень полезны
при осуществлении частотной модуляции. Наиболее широко для
этой цели используется переменная ёмкость коллекторного пе-
рехода транзистора Ск. Практически частотную модуляцию мож-
но осуществить, изменяя коллекторное напряжение автогене-
ратора или отдельного модулирующего транзистора так, как
это показано на рис. XV. 10. Малое входное модулирующее напря-
жение VMOd сильно изменяет коллекторное напряжение на
транзисторе-модуляторе Т, ёмкость между его коллектором и
базой и соответственно резонансную частоту контура генерато-
ра Z-oCo, к которому подключается модулятор. Дроссель Др —
элемент развязки по высокой частоте. Сопротивление Ri умень-
шает нелинейность эмит-
герной характеристики
транзистора. Переходный
конденсатор (Д выбирает-
ся порядка 0,1 Со для
уменьшения паразитной
амплитудной модуляции.
В трёхточечной схеме
на диффузионном транзит
сторе можно успешно ис-
пользовать для частотной
модуляции изменение ёмкости эмиттер—база от входного тека,
поскольку эта ёмкость входит в колебательную систему гене-
ратора.
Модулятор этого типа показан на рис. XV.11. Модулирующее
напряжение подаётся в базовую цепь генератора. Девиация ча-
стоты определяется амплитудой входного сигнала и допусти-
мой величиной паразитной амплитудной модуляции. Обычно в
генераторе предварительно устанавливают режим, допускающий
заметное изменение входного смещения без сильного изменения
амплитуды колебаний.
Для осуществления частотной модуляции возможно примене-
ние транзисторов, включённых аналогично реактивным элек-
«66
тронным лампам, но эффективная работа таких схем пока огра-
ничена диапазоном ультразвуковых частот.
Рис. XV. 11
XV.5. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Анализ и расчёт автогенераторов на частотах, много мень-
ших граничной для применяемого транзистора, можно с успехом
проводить методами, разработанными для схем на электрон-
ных лампах (см. гл. V). При этом обычно сохраняется и об-
щий вид схемы большинства автогенераторов.
На рис. XV. 12 показаны самые распространённые схемы ав-
тогенераторов на транзисторах: схема с индуктивной обратной
Рйс. XV Л 2
«связью (рис. XV.12a), ёмкостная трёхточечная схема
(рис. XV.126) и индуктивная трёхточечная схема (рис. XV.12e).
Система уравнений (V.la) и (V.16), приведённая в главе V,
полностью описывает стационарный режим и условия само-
667
возбуждения транзисторного генератора. Единственное отли-
чие транзистора проявится лишь при расчёте, когда в уравне-
ния будут подставляться значения So D и транзистора. В
табл. XV. 1 приводилось сравнение этих величин для лампы и
маломощного транзистора.
Основные специфические черты полупроводникового при-
бора обнаруживаются при работе автогенератора на частотах,
сравнимых с граничной. При этом все параметры транзистора
становятся комплексными, что несколько похоже на работу
электронной лампы на свч, когда сказывается инерция электро-
нов. Условия самовозбуждения автогенератора при этом необхо-
димо дополнить. Так, условие баланса амплитуд следует запи-
сать в следующем виде:
^ОС К $ср ~~ 1 >
где кос— модуль коэффициента передачи цепи обратной
связи;
кб— модуль коэффициента передачи входной цепи
транзистора;
ZK— модуль сопротивления коллекторного контура!
. при его расстройке;
Зср — ЗоУЧ1— модуль крутизны транзистора на рабочей ча-
стоте;
*$о— крутизна статической характеристики;
у— уменьшение модуля крутизны от частоты.
Уравнение баланса фаз автогенератора примет следующий
вид:
'Рос + -F- % + = 2лп, (XV.13)
где фос — фазовый сдвиг цепи обратной связи;
<рб — фазовый угол между входным током и входным на-
пряжением;
<рЛ — фазовый угол крутизны;
<рк — фазовый угол коллекторного контура;
/2 = 0, 1,2, . . .
Относительно большие величины и <рб требуют для вы-
полнения условия баланса фаз соответствующий подбор фазо-
вого сдвига цепи обратной связи <рос. Это обстоятельство на-
ходит своё отражение на схемах транзисторных генераторов,
работающих на высоких частотах.
На рис. XV.13 приведена схема, в которой для обеспечения
самовозбуждения достаточно включения одной ёмкости Ссв. В
другой схеме (рис. XV.14) необходимый фазовый сдвиг <р ос
создаётся действием цепочки R\CX.
Специальные дрейфовые транзисторы, работающие до ча-
стот порядка 100 Мгц, имеют относительно небольшой фазовый
угол крутизны, но заметные паразитные ёмкости на входе и
668
выходе. Обычно схемы автогенераторов на этих транзисторах
содержат паразитные ёмкости Свх и СвыХ в цепи обратной связи.
Например, на рис. XV. 15 приведена схема ёмкостной трёхточки,
где одно из плеч, ёмкостного делителя представляет собой вход-
«ую ёмкость транзистора С\.
Рис. XV.I4 -
Одной из важнейших проблем создания задающих генерато-
ров является стабилизация частоты колебаний. Наряду с квар-
цевой стабилизацией, осуществляемой по схемам, совершенно
Рис. XV.15
сходным с применяемыми в лам-
повой технике, широко исполь-
зуется параметрическая стабили-
зация частоты. Нестабильность
генераторов на лампах и на тран-
зисторах вызывается рядом сход-
ных причин. В генераторах на
транзисторах имеются некоторые
дополнительные факторы, ухуд-
шающие стабильность частоты.
Это прежде всего сильная зави-
симость параметров транзистора
от режима (особенно ёмкости коллекторного перехода ют кол-
лекторного напряжения) и окружающей температуры.
Осуществление температурной стабилизации режима с по-
мощью обычных схем, широко применяемых в транзисторных
усилителях, даёт в лучшем случае относительную стабильность
частоты порядка 10“ на ГС.
Как указывалось в главе VI, влияние изменения параметров
лампы на частоту генерируемых колебаний заметно уменьшает-
ся при малой связи её с колебательным контуром. Этот метод
оказывается особенно эффективным при конструировании вы-
сокочастотных стабильных генераторов на транзисторах, так
как с помощью его удаётся ослабить влияние нелинейных реак-
тивностей транзистора. Схема подобного генератора показана
на рис. XV.16. В этой схеме сопротивления Ri, R2, R3 стабили-
669
Рис. XV. 16
зируют рабочую точку при изменении температуры и тока кол-
лектора. ёмкость Ci включена параллельно изменяющейся
зарядной ёмкости коллек-
тора С.к. Ёмкость Сг
включена параллельно’
изменяющейся диффузи-
онной ёмкости эмиттера
Са . Величины стабилизи-
рующих ёмкостей подби-
раются такими, чтобы
уменьшить влияние внут-
ренних реактивностей
транзистора. Поскольку
известно, что диффузион-
ная ёмкость Сэ пропор-
19
циональна отношению——
Т
(где Т — температура), то, использовав вместо сопротивления R2,
определяющего входной ток, термистор с отрицательным темпера-
турным коэффициентом, можно ещё больше повысить стабиль-
ность частоты, так как знаки изменений Сэ иСк будут противо-
положными. Эта же схема хорошо работает с кварцевым резо-
натором, включённым вместо колебательного контура А0С0.
Реальные относительные стабильности частоты схемы без
кварца составляют 10-5 на 1°С и 10~4 на 10% изменения пи-
тающего напряжения, с кварцем — до 10~7 на 1°С.
Дальнейшее повышение стабильности было достигнуто тер-
мостатированием генератора.»применением стабильных источни-
ков питания и специальных систем подстройки частоты. Оказа-
лось возможным даже создание эталонов частоты с генерато-
рами на транзисторах. Наилучшие значения полученной ста-
бильности — порядка (5-г-7)1О-10 за сутки.
ЛИТЕРАТУРА
1. А. Л о у и др. Основы полупроводниковой электроники. Изд. «Совет-
ское радио», 1958.
2. «Полупроводниковые приборы и их применение», под редакцией Я. А.
Федотова. Вып. 1. Изд. «Советское радио», 1956.
3. «Транзисторная электроника в приборостроении», под редакцией Н. И.
Чистякова. Оборонгиз, 1959.
4. С. М. Герасимов и др. Расчёт полупроводниковых усилителей и
генераторов. ГИТЛ УССР, Киев, 1961.
Глава XVI
ИСПЫТАНИЯ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
XVI.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ ИСПЫТАНИЯХ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ:
Основной целью испытаний передатчика является установ-
ление соответствия его электрических, конструктивных и прочих
показателей тем техническим требованиям, которые предъяви
ляются к данному устройству. Обычно все технические требова-
ния к передатчику и его характеристики подробно формулиру-
ются в технических условиях.
Примерное содержание технических условий следующее. В,
первом разделе даётся общая характеристика передатчика. Во.
втором разделе приводятся все электрические и радиотехничес-
кие требования к нему. В третьем разделе формулируются кон-
структивные и эксплуатационные требования и рассматривают-
ся вопросы автоматического управления, блокировки и сигнали-
зации. В четвёртом разделе уточняется методика приёмки и ис-
пытаний передатчика.
Роль испытания в процессе изготовления и работы пере-
датчика весьма велика. От качества испытаний, поставленных
на должном техническом уровне, зависит качество выпускаемой
аппаратуры и надёжность её эксплуатации.
В заводских условиях обычно одновременно с разработкой,
технического проекта начинается сборка лабораторного макета,
и экспериментальная проверка на нём основных положений тех-
нического проекта.
В дальнейшем ведутся работы по разработке, регулировке и.
лабораторным испытаниям заводского образца.
Большое значение имеет также испытание отдельных дета-
лей передатчика, так как в конечном счёте надёжность работы!
всего устройства зависит от качества всех его деталей.
Соответствие образца утверждённым техническим услови-
ям устанавливается на основании приёмо-сдаточных испытаний,,
проводимых по соответствующей программе.
Испытания при серийном производстве производятся обыч-
но по сокращённой программе и имеют целью, проверку соот-
67 Г
ветствия каждого передатчика данной серии образцу и требо-
ваниям технических условий.
Испытания передатчиков ведутся не только в заводских ус-
ловиях. Они лроводятся и после установки передатчиков, при
сдаче его в эксплуатацию, а также и в эксплуатационных усло-
виях.
Роль испытаний в условиях эксплуатации также весьма зна-
чительна. Кроме повседневного эксплуатационного контроля,
периодически производится проверка режимов работы пере-
датчика, его качественных показателей. Испытания проводятся
также после ликвидации неисправностей в аппаратуре и с целью
усовершенствования и улучшения работы передатчиков.
Порядок приёмо-сдаточных испытаний оговаривается в тех-
нических условиях и во многом зависит от назначения передат-
чика и рода его работы. Обычно в программу этих испытаний
включаются следующие основные вопросы.
Проверка комплектности передатчика по общей специфика-
ции. Осмотр передатчика и его деталей с точки зрения механи-
ческих качеств и внешней отделки проверка качества мон-
тажа.
Проверка работы автоматического управления, надёжно-
сти действия системы управления, блокировки и сигнализации
устройств защиты в передатчике.
Проверка устойчивости работы передатчика с точки зрения
•отсутствия паразитных колебаний и самовозбуждения в диапа-
зоне волн.
Проверка диапазона волн передатчика, перекрытия диапа-
зонов и фиксированных волн, времени перестройки с волны на
волну.
Измерение мощности и кпд передатчика.
Измерение стабильности частоты и проверка градуировок.
Проверка электроакустических показателей передатчика при
работе в телефонном режиме (измерение коэффициента модуля-
ции, снятие статических и динамических модуляционных харак-
теристик, снятие частотной характеристики, измерение уровня
шумов и др.).
Проверка телеграфной работы передатчика при амплитуд-
ной и частотной манипуляции (скорость телеграфирования, фор-
ма телеграфного сигнала, величина девиации частоты и т. д.).
Основные испытания источников питания (измерение коле-
баний питающих напряжений при холостом ходе и полной на-
грузке, измерение пульсаций напряжений источников питания и
т. Д.) •
Длительный прогон передатчика в условиях, близких к экс-
плуатационным, с периодической записью режимов, измерением
температуры деталей и т. д.
•672
Проверка эксплуатационных качеств передатчика (опреде-
ление времени для пуска, смены волн, смены родов работы,
ламп и т. д.).
Выборочные испытания отдельных узлов и деталей передат-
чика.
Измерение побочных излучений. По существующим нормам
для любых побочных излучений средняя мощность, подаваемая
в антенну, должна быть по крайней мере на 40 дб ниже мощно-
сти на основной частоте, но не выше 50 мет [Л26].
Измерение напряжённости поля вблизи передатчика с точки
зрения определения качества экранировки [Л 13, 16, 17].
При испытаниях передатчиков используется разнообразная
контрольно-измерительная аппаратура, как входящая непо-
средственно в комплект передатчика, так и находящаяся вне
его. Среди приборов, обычно применяемых при электротехниче-
ских и радиотехнических измерениях, широкое применение при
испытаниях передатчиков находят многошкальные вольтампер-
метры, ваттметры, частотомеры, катодные вольтметры, волноме-
ры, звуковые генераторы, измерительные высокочастотные ге-
нераторы, измерительные мосты и т. д. [Л 18, 22].
Кроме этих приборов, используется специальная контроль-
но-измерительная аппаратура: контрольно-измерительные стой-
ки для испытания телефонной и телеграфной работы передат-
чиков, куметры, кварцевые калибраторы частоты, измерители
девиации, фазоиндикаторы и т. д. [ЛЗ, 5, 6, 19, 20, 21, 22].
Само собой разумеется, что класс точности применяемой из-
мерительной аппаратуры во всех случаях должен быть выше
требуемой точности производимых измерений.
XVI.2. РЕГУЛИРОВКА И ИСПЫТАНИЕ ПРОМЕЖУТОЧНЫХ И
ОКОНЕЧНЫХ СТУПЕНЕЙ [Л2, 3, 9, 10]
К промежуточным ступеням передатчиков предъявляются
требования обеспечения мощности и напряжений, достаточных
для возбуждения последующих ступеней и устойчивости режи-
ма работы (см. гл. VII). Промежуточные ступени не должны
вносить искажений в тракт модуляции, манипуляции или увели-
чивать уровень паразитной модуляции.
Требования к кпд повышаются в зависимости от мощности
ступени. Чем мощнее ступень, тем больше, естественно, должен
быть её кпд. С другой стороны, кпд промежуточной ступени ма-
лой мощности несущественно сказывается на промышленном
кпд мощного передатчика.
В этом случае при регулировке режима маломощной ступени
угол отсечки выбирается обычно близким к 90°. Работа с малыми
43—417 673
углами отсечки в промежуточных ступенях не рекомендуется
потому, что при этом:
1) требуется большое напряжение возбуждения на сетке, а
следовательно, сильная связь с предыдущей ступенью, что
приводит к усилению обратной реакции;
2) будет происходить углубление паразитной модуляции при
наличии её в предыдущих ступенях (особенно при работе сту-
пени в недонапряжённом режиме).
Кроме того, потребность больших напряжений смещения и
возбуждения сама по себе является недостатком.
Применение же углов отсечки, близких к 90°, в маломощных
промежуточных ступенях при незначительном уменьшении кпд
передатчика в целом даёт возможность избежать указанных не-
достатков.
Настройка в резонанс анодного контура обычно ведётся по
приборам постоянного тока. При этом минимуму показаний
анодного амперметра, измеряющего постоянную составляющую
анодного тока, должен соответствовать максимум показаний
сеточного амперметра, измеряющего постоянную составляющую
сеточного тока. Первоначальная настройка обычно производит-
ся при пониженных напряжениях Еа. Глубина «провала» анод-
ного тока при настройке в резонанс и острота настройки бу-
дут тем больше, чем больше контура. Поэтому наиболее
точную настройку можно получить при минимальной связи с
нагрузкой.
При настройке мощных ступеней во избежание перегрузок
анодов ламп рекомендуется произвести предварительную наст-
ройку в резонанс анодных контуров. Настройка производится
при помощи измерительного генератора или волномера с зумме-
ром, или по приборам, измеряющим постоянные составляющие
анодного и сеточного токов при пониженном Еа. В коротковол-
новых передатчиках возможна настройка в резонанс анодного
контура регулируемой ступени при выключенном анодном на-
пряжении и включённом напряжении возбуждения.
Если отступить от положения нейтрализации, то при настрой-
ке анодного контура в резонанс будет наблюдаться «провал»
сеточного тока в регулируемой ступени. Можно также слабо
связать анодный контур с лампочкой накаливания или другим
индикатором.
При регулировке двухтактных усилителей имеет значение
осуществление симметрии схемы. Эта задача представляет наи-
большие трудности на коропЛх волнах при работе передатчика
в широком диапазоне волн. В реальных условиях имеется много
причин, нарушающих симметрию схемы. Главными из них яв-
ляются паразитные ёмкости деталей схемы относительно экра-
674
нов и каркасов, ёмкости между отдельными деталями схемы, за-
корачивающие ленты и др.; причиной асимметрии может быть и
значительный разброс параметров ламп. При регулировке двух-
тактной ступени должны быть предварительно приняты все ме-
ры к получению наибольшей геометрической симметрии схемы и
монтажа; подобраны лампы с близкими параметрами. Вначале
производится симметрирование возбуждающего напряжения.
Для этой цели следует предварительно наиболее симметрично
расположить щупы связи на катушке возбуждающей ступени.
Симметрирование производится по показаниям сеточных ампер-
метров при выключенном анодном напряжении.
Далее, включив анодное напряжение, приступают к симмет-
рированию анодной цепи по показаниям анодных амперметров,
при отключённой нагрузке. Если после включения нагрузки
имеет место нарушение симметрии, то это может явиться след-
ствием асимметрии в сеточной цепи последующей ступени или в
фидере, или в антенне. Устранение асимметрии в этом случае
должно проводиться путём тщательного обследования и сим-
метрирования цепей нагрузок. Следует иметь в виду, что нерав-
ные показания приборов могут также явиться следствием нали-
чия паразитных колебаний в одном из плеч схемы.
При регулировке выходных ступеней передатчиков одним из
главных требований является получение заданной мощности при
достаточно высоком кпд. Величина кпд контура и выходной сту-
пени в целом здесь имеет большое значение, так как ими в основ-
ном определяется кпд всего передатчика. После подачи соответ-
ствующих напряжений смещения, возбуждения и анодного на-
пряжения (Ц, и Еа вначале понижены) приступают к настройке
в резонанс системы контуров. При регулируемой связи с нагруз-
кой вначале производят настройку первого (анодного) контура
по максимуму контурного тока I к или минимуму анодного тока
/й,). Далее каждый из последующих контуров предварительно
настраивают в резонанс при слабой связи с предыдущим конту-
ром. Моменту резонанса соответствует максимум тока /„• в наст-
раиваемом контуре. В то же время, вносимое в анодный контур
активное сопротивление будет максимально, уменьшится Ra,
вследствие чего постоянная составляющая /а0 достигнет макси-
мума, а /с0 минимума. После тщательной настройки системы кон-
туров устанавливают нормальные напряжения Lic и Еа и увели-
чивают связь с нагрузкой (фидером или антенной) до получе-
ния заданного режима и требуемой мощности в антенне.
При нерегулируемой связи с антенной (например, ёмкост-
ной) методика настройки контуров заключается в следующем.
Как уже указывалось, в момент точной настройки в резонанс
антенного контура он вносит в промежуточный контур макси-
мальное активное сопротивление. При этом Ra минимально и
43*
675
значение 1а0 проходит через максимум. С другой стороны, наст-
ройке анодного контура в резонанс соответствует минимум
анодного тока. Отсюда следует, что точной настройке в резо-
нанс обоих контуров соответствует самый большой минимум
анодного тока. По этому методу путём последовательной под-
стройки анодного и антенного контуров добиваются наибольше-
го минимума анодного тока 1аЭ. При правильной нейтрализации
этому положению соответствует наименьший максимум сеточно-
го тока Iл. Наиболее точно можно настроить систему в резо-
нанс, записывая каждый раз значения /а0 и Iс0 и добиваясь
максимума отношения — Аналогично, но с меньшей сте-
рео •
пенью точности, можно вести настройку по максимуму отноше-
/ Л
ния —.
/«
Настройка контуров в резонанс может быть произведена так-
же при помощи специальных приборов, получивших название
фазоиндикаторов. Эти приборы основаны на том, что при наст-
ройке второго контура в резонанс с первым токи в контурах бу-
дут сдвинуты на угол 90°. Этот угол измеряется при помощи
фазоиндикатора.
Устройство и работа фазоиндикатора рассмотрены в гл. III
«Схемы радиопередатчиков» и в [ЛЗ].
XV/.3. ИЗМЕРЕНИЕ КОЛЕБАТЕЛЬНОЙ МОЩНОСТИ
РАДИОПЕРЕДАТЧИКА
Определение мощности передатчика.
Баланс мощностей выходной ступени передатчика для схемы
с общим катодом, как известно, описывается уравнением
Рй = РА-рРк + Ра,
Где Р0 = Еа1аа— подводимая мощность;
РА— мощность в антенно-фидерной системе;
Рк— мощность, теряемая в промежуточном конту-*
ре или системе контуров;
Ра— мощность, рассеиваемая на анодах ламп.
В технических условиях на передатчики длинных и средних
волн под мощностью передатчика понимается обычно мощность
в антенне. Для передатчиков коротких волн и укв мощность пе-
редатчика обычно определяется на входе фидера, а иногда как
разность между подводимой мощностью Ро и мощностью, рас-
сеиваемой на анодах ламп, Ра
Pi = P0~Pa.
676
Мощность радиотелеграфного передатчика определяется в
максимальном режиме при нажатом ключе.
Мощность радиотелефонного передатчика определяется в
«телефонной точке», т. е. в режиме молчания.
Мощность телевизионных передатчиков, передающих сигна-
лы изображения и работающих по методу амплитудной модуля-
ции, определяется по режиму в максимальной точке модуля-
ционной характеристики.
Рассмотрим различные методы измерения колебательной
мощности [Л1, 2].
Метод определения тепловых, потерь на анодах ламп
а. Применение термостолбика. Этот способ при-
меним для ламп с лучистым охлаждением анода (стеклянных
ламп).
Термостолбик устанавливается на небольшом расстоянии от
лампы, раструб его направляется на анод. Положение термо-
столбика не должно меняться за всё время измерения. Под
действием тепловых лучей термопары нагреваются и возникает
электродвижущая сила, величина которой измеряется милли-
вольтметром.
Вначале производится градуировка термостолбика. Для этой
цели генератор ставится в статический режим и снимается за-
висимость показаний милливольтметра а° от мощности рассеи-
ваемой на аноде, определяемой как Ра~ Еа cmIa0 С1П. Для умень-
шения ошибки градуировки необходимо в каждой точке снимать
показания прибора через какой-то промежуток времени для
установления теплового баланса. Затем строится кривая гра-
дуировки Ро=/(а°). После градуировки термостолбика генера-
тор переводится в динамический режим и мощность, рассеивае-
мая на аноде лампы, определяется по градуировочной кривой.
Если антенна отключена, то мощность в контуре равна
р>/’7?к = Рв-Рв.
Отсюда можно определить Рк= -Р° 2Ра~'
I к
Можно также определить мощность Ра без снятия градуи-
ровочной кривой. Для этой цели в динамическом режиме запи-
сывается показание милливольтметра термостолбика а°. Затем
генератор переводится в статический режим и изменением анод-
ного напряжения или напряжения на сетке добиваются установ-
ления того же отклонения а°. В. этом случае, очевидно,
Ра~Е0 ст 1аОст.Недостатки этого метода заключаются в следу-
ющем:
677
1) в статическом режиме анод лампы разогревается менее
равномерно, чем в динамическом. Для уменьшения ошибки не-
обходимо раструб термостолбика направлять на участок анода,
который более равномерно нагревается;
2) показания прибора зависят от его положения и от окру-
жающей температуры;
3) вследствие тепловой инерции анода и термостолбика из-
мерения занимают длительное время;
4) возможно непосредственное воздействие токов высокой
частоты на термостолбик, чего на коротких волнах трудно избе-
жать даже при шунтировании термостолбика блокировочной
ёмкостью.
б. Применение пирометра. Этот метод аналогичен
предыдущему с той разницей, что вместо термостолбика приме-
няется оптический пирометр. Измерение сводится к сравнению
яркости свечения анода с яркостью нити лампы пирометра, кото-
рая накаливается от постороннего регулируемого напряжения.
Преимущества этого метода заключаются в отсутствии инерции
прибора, независимости практически от окружающей температу-
ры и положения прибора. К недостаткам метода относятся его
субъективность и малая чувствительность при малых мощностях
рассеивания на аноде. Кроме того, погрешность измерения от не-
равномерности нагрева анода значительно больше, чем при из-
мерении при помощи термостолбика.
в. Применение термометра. В простейшем случае
мощность рассеивания на аноде может быть измерена при по-
мощи термометра. Методику измерений — та же, что и изложен-
ная выше. Термометр закрепляется таким образом, чтобы его
резервуар был расположен немного выше анода лампы.
Во избежание влияния токов Фуко не рекомендуется пользо-
ваться ртутным термометром. Преимуществом метода является
его простора.
Основной недостаток заключается в колебаниях показаний
термометра под действием меняющихся потоков воздуха в по-
мещении.
г. В лампах с водяным охлаждением мощ-
ность, рассеиваемая на анодах ламп, может
быть измерена путём определения количества
тепла, отведённого водой за определённый
промежуток времени (рис. XVI.1).
Учитывая эквивалент перевода тепловой энергии в электри-
ческую, можно подсчитать мощность, рассеиваемую на анодах,
по формуле
р
* квт
0,24/
678
Здесь: w — количество воды в литрах, измеряемое водоме-
ром за время t сек,
Т%°— температура выходящей воды в градусах Цель-
сия,
Т°— температура входящей воды.
Рис. XVI. 1
Выразив время / в минутах, получаем
z о О\
w(T9 — Т.)
р = 0 07 - 2 __________-
‘кет
t
Мощность, определяемая по этой формуле, в действительно-
сти равна сумме мощностей: мощности, рассеиваемой на аноде
и сетке лампы, и мощности накала, также нагревающей воду.
Чтобы определить мощность, рассеиваемую на аноде, следует
предварительно по тому же методу определить мощность, отво-
димую водой при включённом накале и отключённом анодном
напряжении. С учётом этой поправки
Р=Р—Р.
1 а 1 л н
Так как охлаждающая вода в коротковолновых передатчи-
ках проходит последовательно через катушку контура, то Ра
учитывает и потери в катушке. Измеренная по этому методу ве-
личина Ра является несколько завышенной вследствие невоз-
можности разделения потерь на аноде и сетке лампы.
На практике часто используется более простой метод изме-
рения, не требующий применения водомера; допускается, что
скорость воды остаётся неизменной. По этому методу предвари-
тельно в статическом режиме определяется мощность в кило-
ваттах, вызывающая перепад температуры на один градус. В
этом случае также необходимо учесть повышение температуры
за счёт мощности накала. Вначале определяется перепад А Тн
при выключенном анодном напряжении. Затем включается
анодное напряжение и записываются Еа, 1ай и AT Ст в статиче-
ском режиме.
679
С учётом поправки на повышение температуры за счёт мощ-
ности накала перепад =А7’с°т—&Т°Н. Мощность в кило-
ваттах, соответствующая одному градусу перепада температуры,
др = ^аа
В динамическом режиме мощность, рассеиваемая на аноде,
определится
Ра = ДР (ДТ° - ДП).
но лучше использовать силитовые
В качестве нагрузки мощных
и укв применяются контуры или
Таким образом, можно быстро определить мощность рассеи-
вания на анодах ламп, а следовательно, и колебательную мощ-
ность передатчика, измерив только перепад температур в дина-
мическом режиме, что очень удобно при настройке.
Метод нагрузки на эквивалент
В практике регулировки и испытания передатчик часто нагру-
жается на искусственную нагрузку. Нагрузочное сопротивление
должно быть по возможности безындукционным и безъёмкост-
ным. При испытаниях маломощных передатчиков нагрузкой мо-
гут служить лампы накаливания. Для более мощных передат-
чиков применяются сопротивления, охлаждаемые водой. Эти со-
противления могут быть проволочными с бифилярной обмоткой,
сопротивления.
передатчиков коротких волн
длинные линии из стальных
труб, охлаждаемые водой.
При наличии эквивалента
нагрузки, охлаждаемого во-
дой, можно измерить мощ-
ность, выделяющуюся в нём,
теми же методами, что и
мощность, рассеиваемую на
анодах ламп.
При нагрузке передатчи-
ка на лампы накаливания,
мощность его может быть
измерена фотометрическим
методом. Фотометр для измерения мощности представ-
ляет собой камеру, разделённую перегородкой П на две поло-
вины. С лицевой стороны камеры вставлено матовое стекло
(рис. XVI.2).
Лампа J11 накаливается током высокой частоты от передат-
чика. Лампа Л2 накаливается переменным током 50 гц. При по-
мощи реостата R можно добиться одинаковой освещённости
-680
обеих половин стекла, что соответствует равным мощностям.
Мощность лампы Л2 определяют по амперметру и вольтметру.
Недостатком метода является его субъективность. Для:
уменьшения ёмкости ламп и индуктивности соединительных
проводов можно применять лампы без цоколей с короткими сое-
динительными проводами.
Определение мощности при известном RA
Сопротивление промежуточного контура на средних и длин-
ных волнах может быть измерено непосредственно при помощи
куметра. Мощность в антенне может быть определена, если из-
вестно сопротивление антенны:
Pa=IaRa-
Эта мощность может быть также найдена, как разность
РА = Р0-(Ра + Рк)
между подводимой мощностью и суммой мощностей потерь на
анодах ламп и в промежуточном контуре.
Измерение мощности при помощи ваттметров
Рассмотренные методы дают возможность косвенно изме-
рять мощности передатчиков. В настоящее время разработаны
специальные приборы, позволяющие измерять мощность в фи-
дере непосредственно в ваттах или киловаттах. К ним относятся,
измерители мощности, разработанные Б. П. Терентьевым,.
Б. Г. Страусовым и др. Описания этих приборов приводятся в-
[Л8, 20 22].
Как известно, в анодный контур ступени, работающей по
схеме с заземлённой сеткой, кроме мощности, развиваемой лам-
пами, поступает проходная мощность от предыдущей ступени.
Это обстоятельство должно быть учтено при измерении мощно-
сти и кпд передатчика.
Измерение мощности в этом случае возможно рассмотрен-
ными выше методами — путём нагрузки на эквивалент или при
помощи ваттметров.
XV 1.4. ИСПЫТАНИЕ ТЕЛЕФОННОЙ РАБОТЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ
Основная задача этих испытаний заключается в проверке со-
ответствия электроакустических показателей и других парамет-
ров радиотелефонных передатчиков требованиям технических
условий. Действующие нормы на качественные показатели для
передатчиков радиосвязи и радиовещания приводятся в [Л 12,.
13, 14].
681
I
В комплекс испытаний обычно входит снятие зависимостей и
измерение показателей, от которых зависит качество телефонной
работы передатчика:
Снятие статических модуляционных характеристик.
Снятие динамических модуляционных характеристик.
Снятие амплитудных модуляционных характеристик.
Измерение коэффициента нелинейных искажений и снятие за-
висимости коэффициента нелинейных искажений от коэффи-
циента модуляции.
Измерение уровня шумов передатчика.
Снятие частотных характеристик.
Статическая модуляционная характеристика не даёт полного
представления о качестве телефонной модуляции, так как она не
отражает переходные процессы и другие явления, имеющие ме-
сто в динамическом режиме. В частности, статическая характе-
ристика совсем не отражает работу модулирующего устройства,
а также влияние элементов схемы высокочастотного тракта,
сопротивления которых зависят от модулирующей частоты. К
последним могут быть отнесены колебательные контуры, блоки-
ровочные конденсаторы и дроссели, конденсаторы фильтров
выпрямителей и т. д.
Следует отметить, что в мощных передатчиках снятие верх-
них точек статических модуляционных характеристик невозмож-
но. Это объясняется, во-первых, тем обстоятельством, что источ-
ники анодного напряжения в
большинстве случаев не могут
обеспечить мощность, необходи-
мую в максимальном режиме.
При анодной модуляции это тем
более невозможно по той причи-
не, что при этом пришлось бы
увеличить анодное напряжение в
два раза, на что не рассчитан
анодный выпрямитель. Кроме то-
го, мощность потерь на анодах
ламп и в контурах может ока-
заться выше допустимой.
Вместе с тем на основании
рассмотрения статических моду-
Рис. XVI.3 ляционных характеристик могут
быть сделаны некоторые предва-
рительные заключения по выбору телефонной точки и о при-
чинах искажений.
Большую роль играет правильный выбор режима в макси-
мальной точке. На рис. 2CVI.3 представлены статические моду-
ляционные характеристики при модуляции на управляющую
сетку. Кривая 1 соответствует нормальному режиму. Кривая 2
€82
снята при Ra >RaKp, что соответствует слабой связи с антен-
ной. В этом случае имеет место перелом характеристики в верх-
ней части, связанный с переходом в перенапряжённый режим.
Аналогичное явление отмечается при анодной модуляции, но
при Rce<RceKp-
Уплощение статической характеристики в её верхней части
может также наступить в связи с падением напряжения возбуж-
дения. Последнее имеет место при недостаточной мощности воз-
буждающей ступени или неправильном выборе её режима. Ре-
жим промежуточных ступеней должен быть перенапряжённым.
При плохой нейтрализации характеристика не подходит прямо-
линейно к нулю и имеет на нижнем участке «хвост», что огра-
ничивает глубину модуляции. При снятии статических характе-
ристик следует наблюдать за плавным ходом кривых. Резкие
•скачкообразные изменения анодного тока обычно указывают на
наличие ненормальности в режиме модулируемой ступени и, в
'частности, на появление паразитных колебаний.
Как уже указывалось, статическая модуляционная характе-
ристика позволяет лишь ориентировочно выбрать телефонный
режим модулируемой ступени (телефонную точку).
Окончательная корректировка положения телефонной точки
производится в режиме модуляции при помощи модулометра,
осциллографа и измерителя нелинейных искажений. Телефон-
ная точка выбирается из соображений получения наиболее сим-
метричной модуляции при наименьших величинах нелинейных
искажений.
При измерениях передатчиков наибольшее применение на
практике получила контрольно-измерительная стойка типа
КИС-2. В комплект этой стойки входят: измеритель глубины мо-
дуляции типа ИМ-12, электронный осциллограф типа ЭО-7, из-
меритель нелинейных искажений типа ИНИ-6 и звуковой гене-
ратор типа ГС-17. Подробное описание стойки КИС-2 приводит-
ся в :[Л5]. На рис. XV1.4 показаны осциллограммы огибающей
тока в антенне, полученные на экране двухлучевого осциллогра-
-фа (нижняя кривая) й сигнала, подаваемого на сетку модуля-
тора (верхняя кривая).
Осциллограмма рис. XVI.4 а соответствует нормальному ре-
жиму. Осциллограммы рис. XVI.4 6 и в соответствуют непра-
вильно выбранной телефонной точке.
На рис. XVI.4 6 показано искажение положительного полу-
периода модулированного колебания. На рис. XVI.4 в — иска-
жение отрицательного полупериода.
Некоторое суждение о линейности модуляции можно иметь,
наблюдая за показаниями измерительных приборов во время
работы передатчика.
При симметричной модуляции показания прибора, измеряю-
щего среднее значение анодного тока 7о0, не должны заметно
683
изменяться. Заметные изменения показаний этого прибора ука-
зывают на неправильный выбор телефонного режима или яв-
ляются результатом перемодуляции. Показания антенного ам-
перметра (теплового) должны увеличиваться во время модуля-
а)
т2
— раз.
При стопроцентной мо-
дуляции (т=1) антенный
амперметр увеличивает
свои показания на 22%.
Это позволяет грубо су-
дить о глубине моду-
ляции.
На практике при на-
стройке передатчиков с
сеточной модуляцией в
тех случаях, когда моду-
лируемая ступень допу-
скает установление мак-
симального режима, мож-
но получить телефонную
точку без снятия стати-
ческой модуляционной ха-
рактеристики. Для этого
режим ступени выбирают
критическим в макси-
мальной точке. Путём уве-
личения отрицательного
смещения на сетке моду-
лированной ступени доби-
ваются уменьшения по-
стоянной составляющей
анодного тока (тока в
контуре) в (1+т) раз,
т. е. в два раза при т=Г.
При регулировке пе-
редатчиков с анодной мо-
дуляцией в выходной
ступени практически пет
возможности снять верх-
нюю половину модуляци-
онной характеристики,
телефонной точки можно
настроить ступень на критический режим три полном исполь-
зовании лампы по току
ном телефонному
684
б)
в)
Рис, XVI.4
Для установления в этом случае
,ции в
при анодном напряжении, рав-
(рис. XVI,5, точка К). После этого
путём ослабления связи с нагрузкой (антенной) добиваются
уменьшения постоянной составляющей анодного тока /а0 в
(1+т) раз, т. е. в два раза, при т=1. Этому режиму соответ-
ствует точка Т рис. XVI.5.
В рассмотренных случаях после установления телефонного
режима с помощью соответствующей контрольно-измерительной
аппаратуры производится оконча-
тельная регулировка режима до
получения симметричной модуля-
ции при минимальных нелиней-
ных искажениях.
В отличие от статической ди-
намическая модуляционная ха-
рактеристика представляет собой
зависимость тока в антенне от
мгновенных значений напряже-
ния на входе модулирующего ус-
тройства в процессе модуляции.
Эта характеристика наиболее точно
телефонного передатчика. Она может быть получена на
юсциллогрфа (рис. XVI.6). Для этой цели на вертикальные пла-
отражает работу
радио-
экране
Рис. XVI.6
стины подаётся напряжение высокой частоты от цепи, связанной
с выходом передатчика, а на горизонтальные пластины вместо
пилообразной развёртки—модулирующее напряжение низкой
частоты. При этом получаются изображения, показанные на
рис. XVI.7.
Осциллограмма рис. XVI.7 а соответствует 100-процентной
модуляции.
Осциллограмма рис. XVI.7 б соответствует модуляции менее
100% без значительных искажений. Коэффициент модуляции
может быть определён по формуле
ЬЬ' — аа'
m =--------.
Ы/ 4- аа'
685
На осциллограмме рис. XVI.7 в показана модуляция с иска-
жениями.
Амплитудная модуляционная характеристика представляет
собой зависимость коэффициента модуляции от напряжения;
низкой частоты, подаваемого на вход модулирующего устрой-
ства
щ == / (и2) .
Коэффициент т измеряется за
положительный и отрицательный:
полупериоды модуляции при помо-
щи модулометра.
Амплитудная характеристика да-
ёт представление о предельном ко-
эффициенте модуляции, допустимом^
без больших нелинейных искаже-
ний. Ограничение 'протяжённое™
прямолинейного участка амплитуд-
ной характеристики может явиться
результатом искажений, как в низ-
кочастотном, так и в высокочастот-
ном тракте передатчика.
Для более точного установления
места, где происходят искажения,.
ного тракта представляет
следует произвести раздельные из-
мерения путём снятия амплитудных
характеристик низкочастотного и
высокочастотного трактов передат-
чика.
Амплитудная характеристика
низкочастотного тракта представля-
ет собой зависимость напряжения
на выходе модулятора от напряже-
ния на входе микрофонного транс-
форматора.
Амплитудная характеристика мо-
дулируемых ступеней высскочастот-
собой зависимость коэффициента мо-
дуляции от напряжения на выходе модулятора.
Для наиболее полного выяснения характера нелинейных иска-
жений снимается зависимость коэффициента нелинейных искаже-
ний от коэффициента модуляции. По мере увеличения коэффи-
циента модуляции нелинейные искажения растут; однако вели-
чина их при максимальном коэффициенте модуляции не должна
превосходить нормы, установленной техническими условиями.
686
Так, для радиовещательных АМ передатчиков при т=\ до-
пускается:
на частотах от 50 до 100 гц 4%',
на частотах от 100 до 4000 гц 1,6%',
на частотах выше 4000 гц
Для передатчиков радиосвязи ку-Д 10% при т=1 ик^< 6%-!
при т = 0,8 [Л 14].
Указанная зависимость снимается при помощи измерительной
стойки. Контрольно-измерительная стойка типа КИС-2 допу-
скает измерение коэффициента нелинейных искажений на шести
фиксированных частотах: 50, 100, 400, 1000, 5000, 7000 гц. Одно-
временно ведётся контроль огибающей тока в антенне на экране-
катодного осциллографа. Очень удобным является использова-
ние двухлучевого осциллографа. В этом случае имеется возмож-
ность непосредственного сравнения на экране осциллографа фор-
м-ы модулирующего напряжения с огибающей тока высокой ча-
стоты в антенне передатчика.
Как уже указывалось, нелинейные искажения возникают как
в высокочастотном, так и в низкочастотном трактах передатчи-
ка. Для разделения этих искажений рекомендуется исследовать
отдельно форму модулирующего напряжения на выходе модуля-
тора при помощи измерителя нелинейных искажений и осцил-
лографа.
Уровень шумов является важным показателем работы радио-
телефонного передатчика. От него зависит минимально допусти-
мый коэффициент модуляции, а следовательно, и динамический
диапазон передачи. Наиболее вероятной причиной возникновения
большого уровня шумов является паразитная модуляция (фон),
вызванная пульсацией напряжения источников питания цепей
накала, анодов и сеток. Влияние этих пульсаций зависит от ре-
жима генератора. Известно, что пульсации напряжения накала
эквивалентны сеточной модуляции. Если ступень работает в не-
донапряжённом режиме, наибольшее влияние оказывают пуль-
сации напряжения источников накала и сеточных смещений. В
этом случае фон последовательно усиливается каждой ступенью
и при малых углах отсечки происходит углубление модуляции
фоном. Ступени модулирующего устройства также работают в
недонапряжённом режиме и, следовательно, чувствительны к фо-
ну источников накала и смещения.
В передатчиках с анодной модуляцией все ступени высокоча-
стотного тракта работают в перенапряжённом режиме и их уро-
вень шумов мало зависит от фона источников питания накала и
смещения. Основное влияние здесь оказывают пульсации анод-
ного напряжения. Величина пульсаций напряжения источников
питания анодных и сеточных цепей определяется параметрами
фильтров. При правильно спроектированных фильтрах увеличе-
687
«ие пульсаций возможно по причине неисправных вентилей или
конденсаторов фильтров.
При питании накала переменным током для уменьшения фо-
на с частотой 50 гц применяются «средние точки» накала, а для
уменьшения фона с частотой 100 гц — многофазные системы пи-
тания накала. При регулировке передатчика необходимо обра-
тить внимание на симметричность средних точек и правильное
фазирование системы .накала.
Эффективным средством для уменьшения фона является при- i
менение отрицательной обратной связи. I
Уровень шумов передатчика выражается в децибелах по отно- !
тению к уровню 100-пропентной модуляции. По существующим 5
нормам допускается уровень шумов (фона) для радиовещатель- j
ных АМ передатчиков не выше — 60 дб, а для передатчиков ра- |
диосвязи — 50 дб. Измерение уровня шумов производится при I
помощи измерительной стойки. Для раздельного определения j
шумов высокочастотного и низкочастотного трактов передатчика '
можно поступить следующим образом. Измерив уровень шумов j
передатчика в целом, следует, не .меняя регулировки измеритель- ;
ной стойки, отключить модулятор. В этом случае прибор покажет
уровень шумов высокочастотного тракта. Для определения места
появления шумов в низкочастотном тракте передатчика следует
отключать поочерёдно ступени низкой частоты, начиная с первой
ступени модулирующего устройства. Путём наблюдения за пока-
заниями измерителя уровня шумов можно установить, в какой I
ступени имеет место повышенный уровень шумов [Л7]. 1
Для выяснения источника фона нужно определить его часто- ;
ту. Это наиболее просто можцо сделать при помощи осциллогра- s
фа путём наблюдения формы огибающей, модулированной фо-
ном, в режиме молчания. Так, у выпрямителей основная частота
пульсаций определяется частотой питающего тока и числом фаз
выпрямления. При неравенстве фазовых напряжений или при не-
одинаковой работе вентилей возникают компоненты с более низ-
кой частотой. Часто причинами повышенного фона являются его- ;
ревшие предохранители в анодных цепях вентилей, неисправные
вентили, конденсаторы фильтров и т. д. j
Пульсации напряжений источников питания могут быть также ё
обследованы путём непосредственного измерения переменной со-
ставляющей выпрямленного напряжения на выходе фильтра вып- в
рямителя. Такие измерения можно осуществить при помощи ос-
циллографа с делителем напряжения или вольтметра переменно- 2
го тока, подключаемого к источнику напряжения через конденса- $
тор большой ёмкости. Однако подобные методы применяются <]
сравнительно редко и требуют соблюдения особых мер по обес- 3
печению техники безопасности. й
Частотная характеристика передатчика представляет собой §
зависимость коэффициента модуляции тока в антенне от моду-
«88
лирующей частоты при неизменном уровне напряжения на вхо-
де модулирующего устройства. Частотная характеристика поз-
воляет судить о полосе частот, пропускаемой передатчиком, и о
величинах искажений, имеющих место на тех или иных часто-
тах. При построении частотной характеристики обычно значения
коэффициента модуляции откладываются по оси ординат в ли-
нейном масштабе, а частота — по оси абсцисс в логарифмиче-
ском масштабе.
Частотную характеристику можно построить и как зависи-
мость коэффициента частотных искажений от модулирующей
частоты. В этом случае под коэффициентом частотных искаже-
ний принимается отношение коэффициента модуляции на дан-
ной частоте к его значению на частоте 1000 гц. Обычно это от-
ношение выражается в децибелах
х и= 201g ——— ,
° т '
ср
где т — коэффициент модуляции в любой точке частотной
характеристики;
тср — коэффициент модуляции на частоте 1000 гц.
По существующим нормам допускается отклонение крайних
ординат частотной характеристики от средней ординаты для ра-
диовещательных АМ передатчиков ±1,5 дб в полосе, частот от
50 до 10 000 гц\ для передатчиков радиосвязи мощностью более
5 квт ±2,5 дб в полосе частот 50ч-8000 гц\ от 5 квт и ниже
±2 дб в Полосе частот 300н-3500 гц [Л 14].
Частотные искажения могут возникать как в высокочастот-
ном, так и в низкочастотном трактах передатчика и для их выяв-
ления приходится снимать в отдельности частотные характери-
стики низкочастотного и высокочастотного трактов передатчика,
а зачастую и частотные характеристики отдельных ступеней мо-
дулирующего устройства.
Частотная характеристика низкочастотного тракта представ-
ляет собой зависимость коэффициента усиления всего модули-
рующего устройства от звуковой частоты. При снятии этой за-
висимости необходимо поддерживать неизменным уровень низ-
кой частоты' на входе модулирующего устройства.
Частотная характеристика высокочастотного тракта пред-
ставляет собой зависимость коэффициента модуляции от моду-
лирующей частоты при неизменной величине напряжения на вы-
ходе модулятора. Постоянство модулирующего напряжения
может быть обеспечено путём регулировки напряжения звуко-
вой частоты на входе модулирующего устройства.
Частотные искажения в высокочастотном тракте передатчи-
ка могут иметь место из-за неправильного выбора параметров
блокировочных элементов и фильтров питания. В передатчиках
средних и длинных волн возможны также искажения из-за не-
44—417 689
равномерного прохождения боковых частот через контуры вы-
сокой частоты. На рис. XVI.8 показаны некоторые примеры, по-
ясняющие влияние блокировочных элементов на линейность ча-
стотной характеристики.
В схеме рис. XVI.8 а при анодной модуляции причиной за-
вала частотной характеристики на высоких модулирующих ча-
стотах может явиться слишком большая суммарная величина
ёмкостей Сь С2, С3 и Cit которые шунтируют выход модулятора.
К модулятору
Рис. XVI.8
В схеме рис. XVI.8 б при модуляции на пентодную сетку за-
вал высоких частот может возникнуть при слишком большой
величине ёмкости С.
В схеме рис. XVI.8e частотные искажения могут вносить
блокировочные ёмкости С2 и блокировочная ёмкость у источ-
ника анодного питания возбуждающей ступени.
Частотные искажения, вносимые фильтрами питания радио-
телефонного передатчика, рассматриваются в соответствующих
курсах электропитания радиоустройств.
Частотные характеристики снимаются при нескольких зна-
чениях коэффициента модуляции на частоте 1000 гц, например,
при т = 50% и т = 70%. Это объясняется тем, что часто, напри-
мер, понижение частотной характеристики в высокочастотном
тракте передатчика компенсируется соответствующим подъёмом
характеристики в тракте низкой частоты. Такая компенсация,
достигнутая при некотором коэффициенте модуляции, может не
выполняться при другом значении коэффициента модуляции.
Поэтому необходима проверка величины частотных искажений
при разных коэффициентах модуляции.
Частотную характеристику можно получить на экране осцил-
лографа. Для этого необходим специальный генератор звуко-
вой частоты, частота которого периодически меняется (свипп-
генератор). Этот генератор используется для подачи модулиру-
ющего напряжения. Напряжение с выхода передатчика после
690
детектирования подаётся на вертикальные пластины осциллог-
рафа. Развёртка осциллографа при этом синхронизируется с ча-
стотой, соответствующей периоду изменения частоты свипп-ге-
нератора. Для отсчёта частот могут быть использованы импуль-
сы, получаемые от свипп-генератора и соответствующие опреде-
лённым частотам. Эти импульсы подаются на осциллограф и,
модулируя электронный луч, дают на изображении частотной
характеристики маркерные точки, по которым может быть оп-
ределена частота в данной точке характеристики.
Рассмотрим некоторые особенности измерения качественных
показателей УКВ ЧМ передатчиков. Вместо коэффициента мо-
дуляции в этом случае показателем телефонного эффекта явля-
ется девиация частоты. Максимальная девиация частоты, соот-
ветствующая уровню 100-процентной модуляции, составляет
±50 кгц для всей полосы частот модуляции. Измерение девиа-
ции производится при помощи специальных приборов — девио-
метров. Так, например, измеритель частотной модуляции типа
ИЧМ-5 представляет собой супергетеродинный приёмник частот-
но-модулированных сигналов с диапазоном 1'8—200 Мгц. Прибор
снабжён измерителем отклонения частоты, ламповым вольтмет-
ром, включённым на выходе дискриминатора [Л21]. В ком-
плект типовых УКВ ЧМ передатчиков входит контрольный де-
тектор-дискриминатор и девиометр. Измерение качественных
показателей передатчика производится при помощи обычной из-
мерительной аппаратуры (например, стойки КИС-2), подклю-
чаемой на выходе дискриминатора.
При снятии частотных характеристик необходимо иметь в ви-
ду, что УКВ ЧМ передатчик работает с предыскажением. В свя-
зи с этим в схеме дискриминатора должно находиться устройст-
во, обеспечивающее компенсацию этих предыскажений.
Измерение глубины паразитной модуляции фоном при от-
сутствии сигнала и глубины паразитной амплитудной модуляции
в режиме максимальной девиации частоты производится при по-
мощи измерителя уровня шумов и модулометра, связываемых с
выходом передатчика.
Вещательные УКВ ЧМ передатчики должны иметь следую-
щие качественные показатели:
1) отклонение частотной характеристики ± 1 дб в полосе
частот модуляции 30-4-15 000 гц;
2) коэффициент нелинейных искажений на средних часто-
тах <\1%; на крайних высоких и низких частотах 1,5%;
3; уровень шумов передатчика, создаваемых паразитной ча-
стотной модуляцией при отсутствии сигнала на входе передатчи-
ка, не хуже —60 дб.
Действующие нормы для передатчиков УКВ ЧМ приводятся
в [Л 14, 15].
44* 691
XVI.5: ИСПЫТАНИЕ ТЕЛЕГРАФНОЙ РАБОТЫ
РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
Испытание телеграфной работы передатчика в основном сво-
дится к проверке требований норм и технических условий к фор-
ме телеграфного сигнала в пределах заданных скоростей работы.
Обычно исходят из требований прямоугольной формы сигнала.
В некоторых случаях с целью уменьшения спектра гармоник, из-
лучаемых передатчиком, форма сигнала задаётся закруглённой,
что обеспечивается путём применения специальных «скругляю-
щих» фильтров.
Как известно из гл. XIII, на форму телеграфного сигнала ока-
зывают влияние различные факторы, вызывающие искажения. К
этим факторам относятся:
1. Частотные искажения в контурах высокой частоты, имею-
щие место только в передатчиках длинных волн. При этом мо-
гут сильно искажаться фронты сигнала.
2. Переходные процессы в цепи анодного питания — в сгла-
живающем фильтре. При этом в сигнале может получиться впа-
дина и даже полное расщепление сигнала. Форма сигнала иска-
жается также из-за падения напряжения источника питания при
нажатии ключа, а также при ненормальностях в работе выпря-
мителей анодного питания и сеточного смещения (выход из
строя вентиля, сгорания предохранителей).
3. Искажения, вносимые трансляционной линией вследствие
значительной ёмкости последней. Эти искажения обычно устра-
няются передачей по линии посылок тональной частоты.
4. Остаточные колебания во время паузы — так называе-
мое «пролезание в паузе», йти искажения имеют место при не-
полном запирании манипулируемой ступени, плохой нейтрали-
зации и паразитной связи между контурами различных ступе-
ней.
5. Искажения, вносимые телеграфной аппаратурой — меха-
нической и электрической и, в частности, механическими и
электронными реле.
Искажения верхней части сигналов в передатчиках не играют
большой роли, так как имеющиеся в приёмной аппаратуре ог-
раничители срезают верхнюю искажённую часть сигнала.
Гораздо большее значение имеют искажения фронтов сиг-
нала. Для оценки этих искажений при испытании телеграфной
работы определяется так называемый коэффициент преоблада-
ния путём подачи на передатчик точек и измерения длительно-
сти точек и пауз (рис. XVI.9).
Коэффициент преобладания определяется по формуле
п% —100%
Л Т1 “г т
692
I
Рис. XVI.9
Действующие нормы на качественные показатели всех звень-
ев тракта радиосвязи и допустимых искажений радиотелеграф*
ного сигнала приводятся в
[Л12, 13].
Для объективной оценки
качества телеграфных сигна-
лов применяется прибор типа
ИТС-2. Прибор позволяет из-
мерять искажения телеграф-
ных сигналов в радиокана-
лах при синхронном и старт-
стопном телеграфировании.. Измерения производятся с по-
мощью электронно-лучевой трубки, на экране которой мож-
но наблюдать форму телеграфных посылок. Приббр ИТС-2
позволяет обнаружить изменение длительности посылок на
0,5% от бода в диапазоне 40 -4-80 бод и на 1% от бода в диа-
пазонах 80-4-200 и 220-1-290 бод [ЛЗ, 13].
При проверке радиоканалов в качестве источника стандарт-
ных, калиброванных по длительности сигналов применяется
имитатор телеграфных сигналов типа ИСШ. Прибор позволяет
получить на выходе его «точки», «коррекцию» и «обратную кор-
рекцию» как в виде импульсов постоянного тока, так и в виде
тональных сигналов. Схема
прибора обеспечивает отсут-
ствие временных искажений
(преобладания) с точно-
.стью.0,5%.
Для качественной оценки
преобладания при наблюде-
нии на катодном осциллогра-
фе удобно заполнить паузы
применением двойной часто-
ты развёртки (рис. XVI. 10).
При отсутствии преоблада-
ния прямоугольник, пока-
занный пунктиром, точнр
заполнит паузу.
Практически о наличии
искажений можно судить
ориентировочно также по
амперметру, измеряющему
постоянную составляющую
I___1 —_I_______IL—
Отрицательное преобладание
Л о ложитвль ное преобладание
Нормальный сигнал
Рис. XVI. 10
анодного тока /о0 (среднее значение). При подаче на передат-
чик «точек» и отсутствии преобладания показания этого при-
бора уменьшаются в два раза по сравнению с режимом нажа-
того ключа.
693
На рис. XVI. 11 приводятся некоторые осциллограммы, полу-
ченные дри испытаниях коротковолнового передатчика: двойная
частота развёртки для оценки преобладания (рис. XVI.Па);
минусовое преобладание (рис. XVI. 11 б); «пролезание» в паузе
.(рис. XVI.Не) и плюсовое преобладание (рис. XVI.11г).
Подробный анализ причин искажений телеграфных сигна-
-лов с большим количеством осциллограмм приводится в
[Л 13].
Для измерения разноса частот передатчиков, работающих по
системе одноканального и двухканального частотного телегра-
фирования (ЧТ, ДЧТ) применяется прибор типа ИРЧ-1. Прибор
позволяет также наблюдать общую форму сигналов ЧТ, ДЧТ и
сигналов на отдельных частотах, выделять .сигналы первого и
второго каналов ДЧТ' для поверки их формы или искажения
при помощи измерителя искажений телеграфных сигналов (типа
ИТС-2); определять паразитную частотную модуляцию сигна-
лов фоном питающих напряжений.
Измеритель ИРЧ-1 работает совместно с коротковолновым
приёмником (со вторым гетеродином) и осциллографом. Изме-
ритель подключается к низкочастотному выходу приёмника
[ЛЗ, 13].
При испытании и оценке свойств электронных манипуляторов
удобно пользоваться их динамическими характеристиками. Под
динамической характеристикой принимается зависимость выход-
694
ного напряжения манипулятора от напряжения, подавяЙЙ>0'На
его вход
Понятие динамической характеристики подобных устройств
впервые было введено в работах С. А. Дробова [Л25]. ДйНВМИ-
ческая характеристика даёт наглядное представление о работе
устройства и позволяет правильно выбрать режим работы.
Рис. XVI.14
Идеальная динамическая характеристика должна была бы
иметь вид, изображённый на рис. XVI. 12.
Расстояние между вертикальными линиями этой характери-
стики даёт представление о чувствительности устройства и поро-
695
гах,его срабатывания-. Расстояние между горизонтальными ли-
ниями определяет перепад напряжений на выходе устройства.
Динамическую характеристику можно наблюдать непосред-
ственно на экране катодного осциллографа. Для этой цели на-
пряжение входа подаётся на горизонтальные пластины вместо
пилообразной развёртки, а напряжение с выхода манипулято-
ра"— ' на вертикальные пластины (рис.' XVI. 13).
На рис. XVI.14 приводятся некоторые осциллограммы дина-
мических характеристик, полученные при регулировке электрон-
ного манипулятора. Эти характеристики удобны ещё тем, что,
зная масштаб осциллоскопической трубки, по ним можно непо-
средственно определить чувствительность манипулятора и пере-
пады напряжений на выходе при различных режимах его ра-
боты. ' ’
' XVI.6. ИСПЫТАНИЕ ИСТОЧНИКОВ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
И АВТОМАТИКИ
В современных передатчиках основными источниками пита-
ния являются- выпрямительные устройства. По этой причине мы
будем рассматривать лишь вопросы, касающиеся в основном
эксплуатационных испытаний выпрямителей. Эти испытания
охватывают всё выпрямительное устройство в целом, а также и
его отдельные части: анодные и накальные - трансформаторы,
вентили, элементы фильтра, устройства для регулировки на-
пряжений) устройства защиты и автоматики [Л2, 3, 4, 23, 24].
При испытании выпрямительного устройства в целом снима-
ется его ! нагрузочная характеристика, т. е. зависимость вы-
прямленного напряжения от выпрямленного тока нагрузки
E0=f (/0). ‘Эту зависимость легко получить в тех передатчиках,
где предусмотрена регулировка мощности, а следовательно, и
тока нагрузки /о- Изменение тока /о можно также осуществить
путём регулировки режима передатчика, отключением модуля-
тора при анодной модуляции, включением различного количест-
ва блоков, и т. д.
В первом приближении нагрузочную характеристику выпря-
мителя можно представить в виде прямой линии, соединяющей
точки холостого хода и номинальной нагрузки выпрямителя
(рис. XVI.15).
При наличии в выпрямительном устройстве тиратронов и
газотронов должно быть обращено внимание на допустимые ко-
лебания напряжения накала в пределах —5% и +10%.
Выпрямительное устройство должно быть испытано также на
длительную .работу при номинальной величине нагрузки. В
процессе испытаний .производится контроль теплового режима
696.
основных элементов: трансформаторов, дросселей, вентилей и
т. д.
Существенным является испытание выпрямителя при включе-
нии на полное напряжение и мгновенный сброс нагрузки. При
этом, как известно, могут возникнуть большие перенапряжения
выпрямитель Фильтр
Сф
Рис. XVI.16
Э+
на конденсаторах фильтра. Эти перенапряжения могут вредно
отразиться как на элементах фильтра, так и на вентилях, а так-
же на лампах и деталях передатчика.
Для измерения величин этих перенапряжений может быть
применена схема, приведённая на рис. XVI. 16. Здесь конденса-
тор С заряжается через вентиль В до максимальной величины пе-
ренапряжения на фильтре, которая измеряется при помощи ста-,
тического вольтметра СВ.
В технических условиях задаётся допустимая величина коэф-
фициента пульсаций выпрямленного напряжения. Для измере-
ния коэффициента пульсаций необходимо разделить постоян-
ную и переменную составляющие выпрямленного напряжения,
а также понизить напряжения на измерительном устройстве.
Такие измерения можно выполнить при помощи схем, при-
ведённых на рис. XVI.17.
45—417 ' 69?
В схеме на рис. XVI.17а напряжение на катодный вольтметр
снимается с части потенциометра П. Постоянная составляю-
щая выпрямленного напряжения отделяется при помощи кон-
денсатора С, который должен обладать малым сопротивлением
утечки. Полагая с некоторым приближением пульсирующее на-
пряжение синусоидальным, можно определить его амплитуду
Uo умножением показаний катодного вольтметра на 2. Зная
коэффициент деления потенциометра, легко определить коэф-
фициент пульсаций
Параллельно вольтметру В может быть подключён катодный
осциллограф для непосредственного наблюдения формы кривой
пульсирующего напряжения.
В схеме на рис. XVI. 176 ёмкость конденсатора С выбирается
такой величины, чтобы сопротивление его на самой низкой ча-
стоте пульсаций было мало, по сравнению с R. В этом случае
можно считать, что вольтметр В измеряет величину переменной
составляющей выпрямленного напряжения.
При этих испытаниях необходимо обратить особое внимание
на выполнение правил по технике безопасности.
При проверке системы управления блокировки и сигнализа-
ции (УБС) передатчика необходимо прежде всего обратить осо-
бое внимание на блокировку, обеспечивающую безопасность
обслуживающего персонала. Должно быть тщательно проверено
в отдельности действие механической и электрической блоки-
ровок.
Проверка системы УБС производится в такой последова-
тельности:
1) подача воды и воздуха;
2) включение, подъём и регулировка напряжения накала;
3) включение напряжения смещения;
4) включение, подъём и регулировка анодных напряжений.
При проверке системы охлаждения необходимо обратить
внимание на безотказное срабатывание гидроконтактов и аэро-
контактов, учитывая тот факт, что мощная лампа выходит из
строя при отсутствии охлаждения при включении только одно-
го напряжения накала (привыключенном анодном напряжении).
. При проверке системы накала следует обратить внимание
на соблюдение условия возможности включения контактора на-
кала только в положении регулирующего устройства, обес-
печивающем минимальное напряжение накала.
Проверяется плавный подъём напряжения накала от. мини-,
мального до полного и возвращение регулирующего устройства
в начальное положение при выключении накала.
698
Производится измерение напряжения накала всех ламп. Да-
лее проверяется время срабатывания реле времени, обеспечи-
вающего выдержку времени для прогрева вентилей.
При проверке включения источников смещения следует об-
ратить внимание на срабатывание реле смещения, исключаю-
щих возможность включения анодных напряжений при отсут-
ствии или исчезнов’ении напряжений смещения.
Включение анодных напряжений является завершающей опе-
рацией, которая может быть произведена только после выпола
нения всех предыдущих операций по включению передатчика.
В этой операции необходимо проверить срабатывание системы'
ступенчатого Включения или плавного подъёма анодного на-
пряжения.
При всех операциях по включению и выключению передат-
чика производится также проверка устройств сигнализации по-
следовательности этих операций.
Весьма важную роль играет испытание системы защиты пе-
редатчика. Производится проверка отдельных аппаратов и уз-
лов и действия всей защиты в целом.
Для автоматов устанавливаются: номинальный ток, ток сра-
батывания, время срабатывания, сопротивление изоляции то-
коведущих частей от корпуса, сопротивление изоляции обмоток
от сердечника; для реле — номинальный ток, ток срабатывания,
время срабатывания, сопротивление обмоток.
При проверке системы защиты в-целом устанавливаются:
время срабатывания защиты, ток срабатывания, срабатывание,
срабатывание повторного включения. ;
На передающих радиостанциях обычно применяется система
селективной (избирательной) защиты, которая предусматривает
последовательное отключение участков с выдержкой времени,
возрастающей по мере удаления от повреждённого участка.
При испытаниях должно быть обращено особое внимание на
правильную регулировку реле, обеспечивающую заданную вы-
держку времени.
Основные испытания электронно-импульсной защиты, пред-1
ложенной Б. П. Терентьевым и В. Н. Аксёновым [Л4], заключа-
ются. в следующем:
1) определение времени срабатывания защиты по постоян-
ному и переменному току (3-4-6 мсек)';
2) снятие осциллограмм, фиксирующих переходные процес-
сы во вторичных и первичных цепях во время короткого замы-
кания нагрузки и обратного зажигания в тиратронах;
3) определение времени восстановления напряжения и его
зависимости от параметров схемы; регулировка предельного то-
ка стационарного короткого замыкания в лампе;
4) определение коэффициента стабилизации схемы.
45* 69&
Быстродействующая электронно-импульсная система защи-
ты повышает надёжность работы радиопередающих устройств.
Здесь необходимо отметить, что надёжность работы передатчи-
ка в целом во многом зависит от качества отдельных деталей и
узлов. При испытаниях необходимо потребовать известный за-
пас электрической прочности, сопротивления изоляции [ЛИ,
24]. Детали, предназначенные для работы в цепях высокой ча-
стоты, должны подвергаться испытаниям при максимальных ра-
бочих значениях токов и напряжений.
Методика измерений при этих испытаниях должна обеспе-
чить точность, в несколько раз превышающую допуски на из-
меряемую величину по техническим условиям.
При испытаниях дистанционно-упрайляемых автоматизиро-
ванных передатчиков, в зависимости от требований технических
условий, проверяются: устройства дистанционного пуска, ос-
тановки передатчика, переход с волны на волну, переход на раз-
личные виды работы, регулировка и контроль режимов рабо-
ты передатчика, коммутация антенных устройств и т. д., а так-
же время, необходимое на перечисленные операции.
XVI.7. КОНТРОЛЬ СТАБИЛЬНОСТИ ЧАСТОТЫ
РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
Современные нормы на допустимые отклонения частоты ра-
диопередатчиков от её номинального значения очень жёсткие
[Л 12, 13]. Тем более жёсткие требования предъявляются к ус-
тановкам измерения и контроля частоты, которые должны обла-
дать точностью, в несколько раз превышающей минимальные
допуски отклонения частоты. В этих установках используется
сложная и дорогостоящая измерительная аппаратура.
Постоянный контроль частот радиостанций, находящихся в
эксплуатации, производится специальными выделенными пунк-
тами. Подробное рассмотрение аппаратуры и методика конт-
роля частоты выходит за пределы данного учебника.
В приложении III приведены технические показатели ти-
повых радиопередатчиков.
ЛИТЕРА ТУРА
1. В. В. Ширков. Радиотехнические испытания передающих станций,
Связьтехиздат, 1936.
2. Ф. Е. Евтеев. Испытание радиопередатчиков. Оборонена, 1940.
3. Л. А. К о п ы т и н. Техническая эксплуатация передающих радио-
центров. Связьиздат, 1954.
4 Б. П. Терентьев. Электропитание радиоустройств. Связьиздат,
1958.' :
>700
5. Б. П. Терентиев, И. Е. Р о з ей ц в е fir, Б. Б. Штейи. Лабора-
торный практикум по радиопередающим устройствам. Связьиздат, 1957.
6. Б. К. Солнцев. Эксплуатация пьезокварцевых резонаторов и воз-
будителей Связьиздат, 1955.
7. В. Н. Аксёнов. «Из опыта регулирования мощных радиовещатель-
ных станций». «Вестник связи», № 6, 1952.
8. Б. П. Терентьев. «Ваттметр высокой частоты». «Электросвязь».
№ 7, 1956.
9. Коротковолновые радиопередающие устройства. Информационный
сборник. Связьиздат, 1958.
10. А. И. Мирошии. Настройка радиопередатчиков с автоанодной мо-
дуляцией. Связьиздат, 1959.
11. Б. В. Брауде. Определение градиента электрического потенциала в
аппаратуре высокого напряжения мощных радиопередающих устройств.
БНТИ, Ленинград, 1955.
12. Правила технической эксплуатации средств радиосвязи и радиове-
щания. Министерство связи СССР. Связьиздат, 1956.
13. Инженерно-технический справочник по электросвязи, VIII. Радио-
связь. Связьиздат, 1958.
14. Министерство связи СССР. Ведомственные технические условия
ВТУ 526—58. Каналы радиовещательные. Нормы иа основные качествен-
ные показатели. 1959.
15. Ю. А. Кубальский. Качественные показатели радиовещатель-
ного тракта и методы их измерения. Связьиздат, 1960. .
16. Нормы предельно допустимых индустриальных радиопомех. Министер-
ство связи СССР. Связьиздат, 1954.
17. И. А. Фастовский, И. М. Фурманов. Типовые приборы для
измерения индустриальных радиопомех.
18. Г. П. Шкурив. Справочник по электроизмерительным и радиоиз-
мерительны.м приборам. Воениздат, 1955.
19. К. Д. Осипов я В. В. Пасынков. Справочник по радиоизме-
рительным приборам. «Советское радио», 1959.
20. Киловаттметры фидерные типов КВ-25 н КВ-80. ВТУ 303—54, Мини-
стерство связи СССР. Связьиздат, 1955.
21. Техническое описание и инструкция по эксплуатации измерителя ча-
стотной модуляции ИЧМ-5. ГКРЭ.
22. Радиоэлектронные приборы широкого применения (Краткий спра-
вочник). ЦБНТИ, 1959.
23. Инженерно-технический справочник по электросвязи, VI. Электро-
питание. Связьиздат, 1948.
24. Правила устройства электротехнических установок, Госэнергоиз-,
дат, 1958.
25. Н. А. Железнов Радиотехнические устройства управляющих ко-
лебаний. Изд. ЛКВВА, 1949.
26. Е. А. Соболевский, А. Д. Устинов. Искажения сигналов на
радиотелеграфных связях. Связьиздат, 1962.
ГЕНЕРАТОРНЫЕ ТРИОДЫ (С ЭКВИВАЛЕНТНЫМИ
Тип лампы Тип катода2) кет Ра кет Рс кет 6 'к а Еа Кв S ма/в
ГУ-37Б т. к. в. 1,5 3,5 0,2 3,4 по 3 25
ГУ-5А т. к. в. 3,5 3,5 0,15 12,6 23 5 18
ГУ-5Б т. к. в. 3,5 2,5 0,15 12,6 23 5 18
ГУ-26А4) О. т. под. 4,5 10 0,3 30 17 5 20
ГУ-4А т. к. в. 10 20 0,8 8,3 145 6 38
ГУ-89А3)4) в. 10 5 0,3 11 124 8,5 11
ГУ-89Б3)4) В'. 10 5 0,3 11 124 8,5 11
ГУ-10В т. к. в. 10 7 0,3 7 75 6 22
ГУ-16Б4) в. 15 10 0,6 13,5 200 '8 30
ГУ-10А т. к. в. 15 10 0,3 7 75 8 22
ГУ-21 Б т. к. в. 24 10 0,6 8,3 150 9 38
ГУ-22А т. к. в. 30 20 0,6 8,3 150 9 38
Гу-НА4) в. 30 20 0.6 12,7 240 10 27
ГУ-25Б . Т. Kf в. 30 12 0,6 8,3 150 12 38
ГУ-12А3) в. 40 20 — 12,6 315 10,5 22
ГУ-ЗОА т. к. в. 40 60 2,5 10,5 220 8 50
ГУ-23А т. к. В; 100 60 , 2,6 11,5 210 11 55
ГУ-23Б т. к. в. 100 50 2,6 12 210 12 55
ГК-ЗА4) в. 100 60 2,6 17 430 10 47
Г-4333) в. 100 60 — 33 210 И 36 >
•ГК-1А4) в. трёхфазн. 250 200 10 31,5 линейн. 580 ли- нейи. 10 136
ГК-5 А т. к. в. 250 200 10 17 580 10 148
1 4 А РАСЧЕТНЫМИ ПАРАМЕТРАМИ) ПРИЛОЖЕНИЕ I Таблица Л)
D Есо в Sk ма/в ^ас пф пф сак пф (макс Мгц Долговечность ч Цена руб.
W i 0,03 30 19 34; 0,8 330 1000 1Я
0,02 45 12 16 19 0,5 по 1000' 50
- 0,02 45 12 16 9 0,5 по 1000 ^55
0,033 65 6 23 60 0,9 300 300 —
0,02 40 6 35 40 1 100 500 104
0,045 22 8,4 17,5 23,3 3 100 • 1000 42
f 0,045 22 8,4 18,5 23,3 3 100 1000 80
0,025 80' 12 34 40 1.5 25 500 120
0,023 52 19 42 55 1,5 25 1500 160
0,025 80 . 12 34 40 1,5 25 1000 80
0,025 §0 12 45 55 1,5 26 1000 105
1 0,025 80 12 45 55 1,5 26 Юоо 75
0,03 100 12 45 55 1,5 25 1500 165
0,025 80 12 45 55 1,5 26 1000 . — •
1 0,06 150 17 24 35 2 25 пооо 68 '
0,04 60 25 60 80 2 100 1000 230
0,025 100 30 65 100 3 26 1500 190
0,056 620 37 65 100 2 ’ 26 1500 —
0,02 137 31 65 100 3 25 2000 265
3 0,03 170 14 67 80 6 20 3000 150
0,028 130 136 ПО 220 7 22 2000- 950
0,026 135 110 100 220 4 22 2000 640
х) В составлении таблицы принимал участие М. С. Шумилин.
2) В этой графе приняты следующие обозначения:
в. — вольфрам;
т. к. в. — торированный карбидированный вольфрам;
о. т. под. — оксидный торированный подогревный.
3) Для схемы с зазеилённым катодом.
4) Лампу применять в новых разработках не рекомендуется.
702
703
ГЕНЕРАТОРНЫЕ ТЕТРОДЫ И ПЕНТОДЫ i
№ Наим. Тип Тип л Ра Рс2 Pci UH 1н
пп. ламп ламп2 да’) вт вт вт в<п
1 2П29П п. о.прям. — 1 0,3 — 2,2 0,11 35
2 2П29Л П.' о.прям. 1,2 2 0,7 — 2.2 0,1225 35
2,1 0,65
3 4П1Л п. о.прям. 4,2 7,5 1,5 0,2 4,2 0,325 60
4 2П9М т. о.прям. 6 8 — — 2 1 100
5 ГУ-158) л.п. о.прям. 12 15 4 0,4 4,4 0,68 120
6,3 1,6
6 ГУ-32 д.л.т. О.под. 14 15 5 — 12,9 0,8 80
12 6.3 0,8
7 ГУ-17 д.л.т. о.под. 12 3 — 12,6 0,4 —
8 Г-8078) л.т. о.под. 33 25 3,5 — 6,3 0,9 650
6,3 2,25 1
9 Гу-29 д.л.т. о.под. 45 40 7 — 12,6 1,125 250 1
10 ГУ-50 л. п. о.под. 60 40 5 1 12.6 0,765 450 i !
И ГУ-ЗЗБ1) т. о.под. 120 150 — — 6,3 5
12 Гу-13 л. т. т.к.в. 180 100 22 — 10 5 60 1
13 ГК-71’) п. т.к.в. 250 125 25 — 20 3 900
14 Гу-728) п. т.к.в. 300 150 150 25 — 20 3 900
15 ГУ-34Б4) т. о.под. 400 500 200 50 12,6 3,65 —
16 ГУ-808) п. т.к.в. 675 450 120 10 12,6 10,5 2000
17 ГУ-81 п. т.к.в. 750 400 450 120 10 12,6 10,5 2000
18 ГУ-27Б5) т. т.к.в. 1000 800 100 40 7,5 25 5000 1
19 ГУ-27А6) т. т.к.в. 1000 2000 150 40 7,5 25 5000 1 i 1
20 ГУ-35Б1) т. т,к.в. 2000 3000 5 98 —
21 ГУ-28Б5) т. т.к.в. 10000 6000 450 200 6,3 98 25000 J
22 ГУ-28А5) т. т.к.в. 10000 8000 450 200 6,3 98 25000
23 ГУ-36Б4) т. т.к.в. 10000 15000 — — 6,3 200 — ? 1
1) В составлении таблицы принимал участие М. С. Шумилин.
2) В этой графе приняты следующие обозначения;
п. — пентод;
т. — тетрод;
704
ПРОДОЛЖЕНИЕ ПРИЛОЖЕНИЯ I
Таблица 21 * 3 4)
С РАСЧЁТНЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
Еа в ес2 в е' С в $ ма!в D dc2 ИЗ свх пф “ВЫХ пф ^прох пф $макс Мец Цолго- веч- ность 1/ Цена руб.
120 45 — 1-7 — 4,85 2 0,015 120 1000 0,6
160 120 — 1-9 — — 4,3 5,5 0,055 120 1000 0,6
150 150 — 14 6 — 0,1 3,75 8,5 9,4 0,1 100 1000 1,0
250 150 —25 2,5 — — — 8,5 8,5 1 — 500 1-1
350 200 — 16 4,7 — 0,14 1,85 10,5 12,5 0,16 60 1000 2,3
400 250 —28 3,5 0,006 0,14 — 7,8 3,8 0,05 200 500 3,5
200 200 — 16 2,8 — — 6,5 2,7 0,1 200 500 5,0
600 250 —20 10 0,003 0,125 — И 7 0,2 60 500 —
400 225 —15 8 0,005 0,11 15 7 0,1 200 500 5,0
800 250 —40 4 0,004 0,2 3,12 14 9,15 0,1 66 1000 2,5
1500 300 —26 25 — 30 6,5 0,08 250 1000 —
2000 400 —40 4 0,004 0,12 — 16,25 14 0,25 30 500 6,6
1500 400 —60 4,2 0,004 0,2 5 18 17 0,15 20 1000 5,5
1500 400 —60 4,2 0,004 0,2 5 18 17 0,15 20 40 1000 —
2000 500 —30 24 — 65 8,5 0,12 250 1000 —
2000 600 — 170 .5,5 0,004 0,31 7 28,5 22,5 0,1 12 1000 18
2000 600 —170 5,5 0,004 0,31 7 28,5 23,5 0,1 12 50 1000 22'
3500 1000 —75 6 0,005 0,063 21 13 1,18 25 1000 50
4000 1000 —75 6 0,005 0,063 — 25 17 0,21 ПО 1000 41
5000 500 — 100 23 — 50 15 0,5 250 1000 —
10000 1000 — 100 20 — 0,11 60 30 0,55 100 1000 175-
10000 1000 — 100 20 — 0,11 — 60 30 0,55 100 1000 125
10000 750 —80 50 — — — 150 30 0,8 250 1000 —
л.п.—лучевой пентод;
л.т.—лучевой тетрод;
' д.л.т.—двойной лучевой тетрод.
3) В этой графе приняты следующие обозначения:
о.прям.—оксидный прямого накала;
о.под. — оксидный подогревный;
т.к.в- — торированный карбидированный вольфрам прямого накала.
4) Лампы с кольцевыми выводами сеток и накала.
6) Лампы с кольцевым выводом экранирующей сетки.
*) Лампу применить в новых разработках не рекомендуется.
705
ПРИЛОЖЕНИЕ lit
ТЕХНИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ ТИПОВЫХ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
Типы радиопередатчиков
показатели СВД-150-2 КВМ-120 КВ-50 пк-2 КВ-5
род работы Мощность в режиме молчания, квт ' Мощность в телеграф- ном режиме, квт Промышленный кпд в телефонном режиме, % Промышленный кпд в телеграфном режиме, % Стабильность частоты Коэффициент нелиней- ных искажений Уровень шумов, дб Отклонение частотной характеристики Диапазон волн, м Радиовещание 150 40 1 • 10“6 На частоте 100 гц Kf — 5% при т =0,95; на частоте 400 гц Kf = 3% при т =0,95; на частоте 5000гц Kf =5% при т = 0,95 —60 В полосе частот 50+-8000 гц не более + 1,5 дб-, В полосе частот 8000+-100000 гц ±2дб 185+-2000 Радиовещание *120 30 Ы0~5 На частоте 100 гц Kf=4,4% при т=0,95; на частоте 400 гц Kf =2,7% при zn=0,95; на частоте 5000 гц Kf =4,7% при т =0,95 - 52 +- - 54 . В полосе частот 50+-10000 гц не более ±1,5 дб 15+-70 Радиовещание 50 80 35 40 3-10“5 На частоте 400 гц Kf=3% при m =0,95 —55 В полосе частот 50 +-8000 гц ±1,5 дб 11.5+-100 Связь тлф/тлг 5+-3.5 20+-14 30 310~5 В полосе ча- стот 400+-1000 гц Kf = 5% при т =0,95 —40 В полосе ча- стот 50+-8000аг{ ±2 дб 13,4+-90 Связь тлф/тлг 1 5 25 3-10“5 Kf < 10% при т =0,9 —37 л В полосе с тот 200 +- 4000 Ч ± 3 дб 13,4-=1И|+-
ШШШШШПШПШ!
!»!llllIllHllll!!l!llllllllIllllllllllimillllllllllllll!lllll!llllllllllll!IIHHIIIIIII|[||l!
llullllllllllllllluliuiuniiiiiu»lluiiilnimuiimuMnn1iuiiim|niui1nil|uiH||||||||lll|l|llttl|M
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие ....................................................., 3
Глава I. Введение
1.1. Параметры радиопередающего устройства.......................... 4
1.2. Краткая история развития техники радиопередатчиков. Искровые
радиопередатчики ........................................ ...
Дуговые радиопередатчики.....................................
Машинные радиопередатчики...................................., 11
Ламповые радиопередатчики ........... 13
Глава II. Ламповый генератор с независимым возбуждением
II. 1. Схема лампового генератора с независимым возбуждением. Рабо-
та генератора при включении в анодную цепь колебательного
контура.......................................................... -18
11.2. Динамические характеристики анодного тока генераторной лампы.
Классификация режимов лампового генератора .... 24
11.3. Энергетические соотношения в анодной цепи лампового генерато-
ра. Использование генераторной лампы по напряжению и току 30
П.4. Графоаналитический метод расчёта режима лампового генератора 35
II.5. Идеализация характеристик анодного тока генераторного триода 39
11.6. Идеализированные динамические характеристики для .критичес-
кого и недонапряжённого режимов. Уравнения анодного тока'
лампового генератора. Формулы для расчёта 0 и I ам . . . 47
11.7. Коэффициенты разложения импульса анодного тока у и а . . 53
II.8. Соображения по выбору исходных данных для расчёта режима
лампового генератора..........................................57
11.9. Технический расчёт лампового генератора в критическом и недо-
напряжённом режимах.............................'...................62
11.10. Идеализированные динамические характеристики для перенапря-
жённого режима. Формулы для расчёта параметров импульса
анодного тока........................ '............................67
11.11. Коэффициенты у и а для перенапряжённого режима .... 75
11.12. Технический расчёт анодной цепи лампового генератора в пере-
напряжённом режиме ...........................................79
11.13. Расчёт сеточной пепи лампового генератора..............,88
11.14. Ламповый генератор на тетроде и пентоде ... . . 93
11.15. Ламповый генератор по схеме с общей (заземлённой) сеткой . 108
11.16. Зависимость режима лампового генератора от сопротивления
анодной нагрузки и напряжений, действующих в схеме . 113
11.17. Умножение частоты в ламповом генераторе.....................127
11.18. Использование высших гармонических тока для повышения мощ-
ности и кпд лампового генератора . . .............131
Литература.................................................. .... 133
708
Глава III. Схемы ламповых генераторов высокой частоты
I1T.1. Параметры колебательного контура................... 135
III .2. Сложная схема генератора независимого возбуждения . . 139
11 1.3. Схемы питания анодных цепей генераторов . . .. .. 142
Ш.4. Выбор параметров контура. Расчёт элементов анодно'й цепи
генератора ............................................... 147
Ш.5. Схемы питания и расчёт элементов сеточных цепей .... 151
i ll.6. Схемы питания и расчёт цепей накала..................155
11 .7. Параллельное и двухтактное включение ламп...........157
111 .8. Схема с общей сеткой................................... 162
III. 9. Схемы выходных ступеней............................ 164
11 1.10. Схемы связи между ступенями . ........ 177
1 11.11. Включение и настройка передатчика'......................181
Литература............................ . »......................184
Глава IV. Амплитудная модуляция
IV .l. Общие положения.................................185
IV. 2. Модуляция на управляющую сетку смещением........192
IV.3 . Схемы модуляторов для модуляции на управляющую сетку . . 206
IV. 4. Усиление модулированных колебаний . 215
IV .5. Анодная модуляция . . . 223
IV. 6. Схемы модуляторов для анодной модуляции ...... 235
IV.7 . Анодная модуляция с переменным возбуждением .... 252
IV.8. Анодно-экранная модуляция.......................260
IV. 9. Модуляция на пентодную сетку ............................265
IV . 10. Модуляторы для модуляции на пентодную сетку .... 278
IV. 11. Прохождение боковых частот в ступенях .модуляции ... 279
Литература . . . *.......................................... 294
' Глава V. Автогенераторы
V .I. Введение . ................................................295
V. 2. Условия самовозбуждения и стационарный колебательный режим 295
V.3 . Обобщённая схема автогенератора. Трёхточечные автогенераторы 304
V.4. Технический расчёт автогенератора........................... 310
V. 5. Трудности получения колебаний свч..............................312
V .6. Схемы автогенераторов свч. Обобщённая эквивалентная схема . . 319
V. 7. Зависимость частоты и коэффициента обратной связи от настройки
контуров ................................................. 322
V.8 . Расчёт двухконтурных автогенераторов свч с сосредоточенными
L и С............................................................. 326
V.9. Импульсная работа автогенераторов свч . ...... 329
V.1 0. Примеры решения задач ........................................331
Литература.......................................................... 332
Глава VI. Стабилизация частоты
VI .1. Введение....................................................333
VI. 2. Нестабильность частоты, обусловленная изменениями парамет-
ров контура.......................................................335
VI.3 . Нестабильность частоты от изменения питающих напряжений 341
VI.4. Нестабильность частоты от воздействия последующих ступеней 344
VI. 5. Нестабильность от неточной установки частоты.......346
VI .6. Эталонные свойства кварцевого резонатора.................347
V1. 7. Характеристики и конструкции кварцевых резонаторов . . . 350
709
итш1ШШШШНШШИННЦ|11>Ши||
VI.8. Схемы кварцевых генераторов ... . . « . . . 356
VI.9. Расчёт кварцевых автогенераторов . ........ 361
V1.10. Диапазонные возбудители с кварцевой стабилизацией частоты 362
Литература ....................................................... 368
Глава VII. Устойчивость работы усилителей высокой частоты
VII.1. Причины неустойчивой работы усилителя 369
VII.2. Тетроды и пентоды..................................* 372
VI 1.3. Схема с общей сеткой . ......................... 376
VI 1.4. Схемы нейтрализации действия проходной ёмкости .... 378
VII.5. Практические методы нейтрализации переходной ёмкости . . 382
VII6. Паразитные колебания..........................................384
VII.7. Обнаружение паразитных колебаний.............................392
Литература....................................... 394
Глава VIII. Сложение мощностей высокой частоты
VIII.1. Введение...................................... . . . . 396
VIII.2. Сложение мощностей в общем контуре ....... 396
VI1I.3 Сложение мощностей в «эфире» . 409
VI 11.4. Сложение мощностей в фидере при помощи мостовых схем . 401
Литература........................................................ 408
Глава IX. Схемы амплитудной модуляции с повышенным кпд
IX.1. Пути возможного повышения кпд амплитудно-модулированиых
ламповых генераторов..........................................409
IX.2. Схема Догерти . 418
1Х.З. Автоанодная модуляция . . ......................420
IX.4. Модуляция дефазированием . 427
Литература.........................., ..............................429
Глава X, Однополосная модуляция
Х.1. Эффективность передачи на одной боковой полосе .... 430
Х.2. Способы формирования однополосного сигнала.....................439
Х.З. Фазо-фильтровый способ однополосной модуляции .... 462
Х.4. Многоканальная передача на одной боковой полосе .... 466
Х.5. Усиление однополосных колебаний............................ . 468
Литература..........................,...............................471
и вещательных радиопередатчиках
XI.1. Общие положения............................................. 472
Х1.2. Обратная связь в передатчиках с анодной модуляцией . . . 486
Х1.3. Обратная связь по огибающей (при модуляции иа сетку) . . 492
XI.4. Обратная связь в однополосных передатчиках............... 498 •
Литература ..................................................... 507
Глава XII. Частотная и фазовая модуляции
XII.1. Введение. Особенности модуляции..............................508
XII.2. Методы непосредственного получения частотной модуляции . 517
ХЦ.З. Методы получения фазовой модуляции и преобразования её в
частотную ....................................................... 538
710
XII.4. Стабилизация средней частоты при ФМ и ЧМ....................546
Литература....................................................... 550
Глава XIII. Радиотелеграфия
XIII.1. Виды телеграфной работы . ...................... . 551
XIII.2. Передача телеграфных сигналов из радиобюро на вход пере-
датчика ...............................................< 557
ХШ.З. Схемы амплитудной манипуляции .... s ... . 558
XI 11.4. Схемы частотной манипуляции...............................561
Литература ...................................................... 566
Глава XIV. Передающие устройства свч
XIV. 1; Введение ..................................................567
XIV.2. Основные характеристики и области применения электронно-ва-
куумных приборов диапазона свч ...................................567
XIV.3. Резонансные системы....................................... 594
X1V.4. Передающие устройства радиорелейных линий связи . . . 615
XIV.5. Телевизионные передатчики...................................630
Литература....................................................... 652
Глава XV. Особенности использования в передатчиках
современных транзисторов
XV.il. Транзисторы в генераторах с независимым возбуждением . . 655
XV.2. Влияние температуры на работу генератора на транзисторах . 662
XV-3. Осуществление амплитудной модуляции в генераторах на транзи-
сторах .................................................... 663
XV.4. Осуществление частотной модуляции в генераторах на транзи-
сторах ................................................... 666
XV.5. Генераторы <? самовозбуждением на транзисторах...............667
Литература .................................................... 670-
Глава XVI. Испытания радиопередатчиков
XVI. 1. Общие сведения об .испытаниях радиопередатчиков . . . 671
XVI.2. Регулировка и испытание промежуточных и оконечных ступеней 673
XVI.3. Измерение колебательной мощности радиопередатчика . . 676
XV1.4. Испытание телефонной работы передатчиков....................681
XVI.5. Испытание телеграфной работы радиопередатчиков . . . 692
XV1-.6. Испытание источников электропитания и автоматики . . . 696
XV1-7. Контроль стабильности частоты радиопередатчиков . . . 700
Литература ...........................,............................700
Приложения . ...............................................702
VI.8
VI.£
Vl.l,
Лит
VII.
VII.I
VII.:
VII.
VIIJ
VII.
VII.'
Лнт(
VIII.
VIII
VIII
VIII.
Лите
IX. 1.
IX.2.
IX.3.
IX.4.
Лите
Х.1.
Х.2.
Х.З.
Х.4. .
х.5. ;
Лите
XI.1.
XI.2.
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
XI.3.
XI.4.
Лите)
XII.1.
XII.2.
ХП.З.
Редактор М. А. Галоян
Техн, редактор А. А. Слуцкин Корректор И. А. Чернякова
Сдано в набор 14/VI 1962 г. Подписано в печ. 25/Х 1962 г.
Форм. бум. 60X92/16 44,5 печ. л. 40.37 уч.-изд. л.
Т-11759 Зак. изд. 9257 Тираж 1-й завод 10 000 экз. Цена 1 руб. 56 коп.
Связьиздат, Москва-центр, Чистопрудный бульвар, 2
Типография Связьиздата, Москва-центр, ул. Кирова, 40. як. тип. 417
710
Опечатки,
замеченные в книге «Радиопередающие устройства»
Стр. Строка Напечатано Должно быть
27 6 св. . . . Uc = 250 в. . . . ис = 350 в.
< S о' SK
44- 7 сн.
°* sK О tf — - • SK ~
-H- — D —-D
D S
иа иа
82 1 св. -~ = Ъ> • -т=^'
ia2 ‘al
83 14 сн. То сл — А 71 (02) • То сл + А 71 (02)
9 > Р То (0) — SK R№ ... Р 70 (0)4-S,f/?a ...
оЗ
86 1 с ' „ ЕС~ЕС
CUb и . COS 0 — т , ~ ,
Uc~DUa — D U а
105 14 » . . . 0 ~ ©2. . . . .. О-=-02 ....
НО. Ue Iai n Uclcl
9 св. Pci = —— с 2
2
10 «в. ♦
119 . . . анодного напряжения . . . напряжения смещения
Еа- Ес-
131 12 сн. . . .4т1 = 0,15-4-0,3. . . . ^21=0,154-0,3.
иаЗ Ual
194 ф-ла (IV. 12) ...=-(Uc~DS ^Ra)-.. •. •= (EJс D SUC ).
197 3 св. 1al = S Uсу ^al “ с У
225 21 сн. Pl макс = 2 0,5 /Й1 макс^аТ Р1 макс=<^ '0,5/а1 макс ^Eaj-
281 9 св. Т П i вб V/ 2 alTKceTS Л
X cos (<о„ Q) t . . . X cos (<оо + й) t . . .
292 3 » • Рш0=Ра>0 + 2 ' • ' • РшО ~ Рш 0 ± 2 • • •
303 9 сн. • • Ес3 . . . • ЕС1 . . .
373 . ~ Uc f ~ Uc
2 св. • • • . Y ... 1 ЛС1 С2 • • • JC1C2^ . у 1 ЛС1Г2
373 4 сн. Zcia — • ^cla~ ' ’
376 1 » Zc2 — ... Zc~. -
С L
388 21 св. ' ’ ' L ’ ' ' С
440 7 сн. ...а = (5-10~Ч-350Х . . .а= (5-10~4-т-350Х
Х1О~4).°/о. ХЮ~4), %.
Продолжение
Стр. Строка Напечатано Должно быть
472 484 485 500 502— —503 502 502 502 503 507 520 525 534 589 600 614 628 12 си. ф-ла (XI. 15) 11 св. ф-ла (XI.24) 8 с . 6 » 1 » ф-ла (XI. сО) ф-ла (XI. 38) ф-ла (XII.38) 20 св. ф-ла (XII.53) 13 св. 3 си. 17 св. 12 сн. . . . иые искажения от спо- соба амплитудной модуляции нелиней- . 1 . F 08 2 Л RC ’ ' . . . х < 1 . . . под знак второго корня доля иги 1 + 2 2 t/?+ L всюду вместо ку и «г . . . (1 +1,25 Kj a d) . . • . . . (Hl ,25Kj ad) . . . . . . = 1 +1,25 Ki a d. * . . . иые искажения про ляются в искажении огиб щей модули- . . . _ 1 $Ов л nf' • • • 2 тс КС . . . х > 1 . . . сио входить только выраже! cos Q t. 1 1 1 10ЛЖИ0 быть -т— и -г— Kj к2 . . . 1+1,25 4-ad . «г 1 1 I . . . 1+1,25 —ad . Kj | . . . = 11+1,25-4- ad 1 яв- аю- 1ие »
i + qa d|«i |l+^d|4-|t/„
i j M )3. аче- сти-
(l-itg<?)w K0 + (1—itg <f)N «0.
“(l+itgf)'v4-KoP P2p . • • -7^sin^ Д® ~AIalp + ~2~Aa (Jalp)2, Uc к = x . . . Ua ’ ‘ J=’ 2 tg -r- tSKe=x1. z-o . . . максимального значе- ния 117. В связи с тем что мощ- ность ... (l-tg^+KoP Pp Д<о 1 ~AIalP~ —Я3 (7al/ “o-c 2 u„ к = «... Uc / Гг/„\‘/Д \ 4£y ) J ‘ 2 тс t^2 tg ~ Igice—Xl A0 . . . максимального зи иия R„, В связи с тем что допу мая мощность . . .