СИ.Евтянов
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ
УСТРОЙСТВА
#

С. И. ЕВТЯНОВ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ
УСТРОЙСТВА
Допущено Министерством высшего образования СССР
в качестве учебника для
энергетических и электротехнических вузов
. „ •" Scanned & DJVUed
\ OCREWDRIVEIX
! ОСУДАРСТВЕННОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО ЛИТЕРАТУРЫ
ПО ВОПРОСАМ СВЯЗИ И РАДИО
МОСКВА 1950

ПРЕДИСЛОВИИ
Настоящий учебник написан в соответствии с программой
курса «Радиопередающие устройства», утверждённой
Министерством высшего образования СССР для энергетических и
электротехнических вузов, и составлен на основе лекций автора
в Московском ордена Ленина энергетическом институте
им В. М. Молотов а.
Учебник содержит подробное изложение теории
радиопередающих устройств. В вводной главе кратко изложена история
развития отечественной техники радиопередающих устройств
Расчёт ламповых генераторов, контуров, зависимости режима
генератора от нагрузки и питающих напряжений и схемы 1ене
раторов составляют содержание гл. 2—9. Четыре главы —
10—13 — посвящены теории автогенераторов и вопросам
стабилизации частоты. Краткие сведения о нейтрализации
паразитных связей и паразитных колебаниях изложены в гл. 14 —
15. В гл. 16 — 20 рассматриваются физические процессы,
теория и расчёт передатчиков при различных видах модуляции —•
амплитудной, частотной, импульсной—и при телеграфной
работе. Сведения о расчёте импульсных модуляторов даны в гл.21
Последние две главы — 22 и 23 — посвящены физическим
процессам н теории приборов для генерировании увч — клистронов и
магнетронов.
Вопросы проектирования и конструирования
радиопередатчиков в книге не рассматриваются, так как они составляют
предмет особого курса.
Во многих местах книги указан порядок расчёта с
подробными комментариями, но числовые примеры расчётов в
учебнике не приводятся, они даны в отдельном задачнике !),
составленном по той же программе, что и учебник. В задачнике вместе с
пояснениями к решениям задач дано значительное количество
расчётных примеров, иллюстрирующих содержание курса. Для
серьёзною изучения радиопередающих устройств рекомендуется
чтение книги сопровождать решением задач.
Часть текста учебника набрана петитом для того, чтобы
облегчить читателю ориентировку в материале. При первом
знакомстве с книгой материал, напечатанный петитом, можно
опустить
Рукопись учебника была прочитана М. С. Нейманом,
Б. П. Терентьевым и Ю. Б. Кобзаревым. Кроме того, отдельные
её разделы читались И. X. Невяжским, Е. Р. Гальпериным,
Н. И. Штейном и А. Ф. Богомоловым. Их критические
замечания были учтены автором при доработке рукописи.
Значительное участие в оформлении рукописи приняли В. П. Годеле-
вич, Л. А. Корнеев и Н. Я. Матюхин. Большая работа по
редактированию рукописи проведена В. Л. Лебедевым. Всем
перечисленным выше товарищам, которые способствовали
выходу книги в свет и улучшению^ её качества, автор приносит
большую благодарность.
Замечания по учебнику следует направлять в адрес Связь-
нздата (Москва, центр, ул. Кирова, 40).
1 «Задачник по радиопередающим }стройствам» под редтьчиен
С. И Евтянова и Е. Р. Гальперина, Связьиздат.

ГЛАВА 1
ВВЕДЕНИЕ
показана
питания.
1.1. Основные определения
Во всяком радиопередающем устройстве происходят три
основных физических процесса: генерация электрических
колебаний высокой частоты, управление этими колебаниями
для передачи сигналов и излучение колебаний при помощи
антенного устройства. Генерацией называется преобразование
энергии постоянного или переменного тока низкой частоты в
энергию электрических колебаний высокой частоты.
Управлением колебаниями или модуляцией называется изменение
одного из параметров высокочастотного колебания
(амплитуды, частоты, фазы) в соответствии с передаваемыми
сигналами. Модуляция, соответствующая передаче телеграфных
знаков, называется манипуляцией.
Скелетная схема радиопередающего устройства
на рис. 1.1. На этой схеме П означает источник
В качестве источников питания в
современных стационарных передатчиках
употребляются обычно выпрямители. В
передвижных передатчиках применяются
машины постоянного тока, аккумуляторы и
сухие батареи. Генератор* высокой
частоты Г нагружен контуром антенны.
Управление колебаниями производится при
помощи специального устройства М,
называемого модулятором или
манипулятором.
Предметом изучения в настоящем курсе
являются генераторы высокой частоты, а
также модуляторы и манипуляторы. Источники питания и
антенны составляют предмет особых курсов и поэтому не
рассматриваются.
1.2. Краткая история развития радиопередающих
устройств
Искровые передатчики. Наша страна является
родиной радио, которое изобрёл великий русский учёный
Александр Степанович Попов.

6
Глава 1
Днём изобретения радио считается 7 мая 1895 г., когда
А. С. Попов на заседании Русского физико-химического
общества продемонстрировал первый радиоприёмник,
регистрировавший грозовые разряды, — грозоотметчик. Продолжая свои
работы по передаче сигналов без проводов, А. С. Попов
построил аппаратуру, содержащую приёмнлк и передатчик.
Демонстрация передачи телеграфных сигналов А. С. Поповым
состоялась на заседании того же общества 24 марта 1896 г.
В передатчике А. С. Попова при помощи искрового
разряда в антенне получались затухающие электрические
колебания высокой частоты. Схема передатчика А. С. Попова
представлена на рис. 1.2. В этом передатчике частота
колебаний определяется контуром антенны. В основание антенны
включён искровой разрядник. К нему подводится напряжение
от вторичной обмотки индукционной катушки. Первичная
обмотка катушки получает питание от источника постоянною
тока. Для передачи телеграфных сигналов последовательно
с источником питания включён телеграфный ключ. Благодаря
наличию в цепи первичной обмотки прерывателя в ней при
нажатии ключа возникает прерывистый ток, наводящий во
вторичной обмотке импульсы высокого напряжения. Антенна
заряжается отдельным импульсом до тех пор, пока
напряжение на вторичной обмотке не достигнет пробивного
напряжения искрового разрядника. Пробой искрового промежутка
замыкает накоротко вторичную обмотку катушки и вызывает
возникновение в цепи антенны высокочастотных затухающих
колебаний. Этот процесс будет повторяться с частотой,с ко-
^ торой происходит пробой искро-
^ вого разрядника, до тех пор,
пока, ключ не будет отжат.
Мощность искрового
передатчика определяется энергией,
запасённой в ёмкости антенны
"3^ при заряде, и числом v пробоев
^ искрового промежутка в
секунду: р = -J- CU2v. Для
увеличения мощности требуется увеличивать ёмкость и
напряжение. С целью увеличения ёмкости А. С. Попов стремился
увеличить высоту подвеса антенны. Вместе с этим
происходило увеличение длины волны. Поэтому в первых опытах
А. С. Попова применялись волны метрового диапазона, а
потом стали строиться станции в диапазоне весьма длинных
волн. Другой способ увеличения мощности состоял в
увеличении напряжения. С этой целью требовалось увеличивать
длину воздушного промежутка. В воздушном промежутке
происходила потеря мощности, он увеличивал затухание
т

Введение
7
антенны — колебания получались сильно затухающими.
Недостаток сильно затухающих колебаний стал заметным
после того, как увеличилось количество работающих
радиостанций и усилились взаимные помехи между ними.
В процессе дальнейшего совершенствования искровых
передатчиков была введена схема, представленная на рис. 1.3.
Особенность этой схемы состоит в том, что искровой
промежуток помещается не в контуре антенны, а в другом
контуре — промежуточном, который* связан с контуром антенны.
Рис 1.3.
Рис. 1.4.
Схема с промежуточным контуром называется сложной в
отличие от простой схемы, представленной на рис. 1.2.
Поскольку при сложной схеме искрового промежутка в цепи
антенны нет, её затухание получается меньше, чем в простой
схеме. Однако сложная схема обладает тем недостатком, что
имеет две частоты свободных колебаний, называемых
частотами связи. Поэтому при работе такой радиостанции могут
излучаться одновременно колебания двух частот. Этот
недостаток был устранён при помощи применения принципа
ударного возбуждения и вращающегося разрядника, показанного
на рис. 1 3. Работа передатчика поясняется рис. 1.4. Здесь
представлены графики токов в промежуточном контуре и
антенне. После того, как вся энергия из промежуточного
контура передана в антенну, ток в нём становится равным нулю,
искра гаснет —промежуточный контур оказывается
разомкнутым. Вращение разрядника способствует деионизации
искрового промежутка. После размыкания разрядника происходит
процесс свободных колебаний в антенне.
Со стороны царских чиновников изобретение А. С. Попова
встретило равнодушное отношение. Внедрение радиосвязи
в царской России было недостаточным и значительно
отставало от развития радио в западных странах. В Петербурге
в 1904 г. были построены три искровые радиостанции
мощностью около 200 вт, две из них работали на волне 350 м,
третья ~ на волне 250 м. Мощные искровые радиостанции

8
Глава 1
были построены лишь после начала войны в 1914 г. в Москве
на Ходынке, в Детском Селе (ныне г. Пушкин) и Твери
(ныне г. Калинин). Радиостанция в Москве имела мощность
100 кет, диапазон волн 7—9 км.
Строительство новых искровых передатчиков
прекратилось с 1916 г. Причиной тому были недостатки затухающих
колебаний. Одним из недостатков затухающих колебаний
были большие взаимные помчиш. Другой недостаток состоял
в том, что возникали трудности изоляции антенны при
высоких мощностях, так как при первых амплитудах колебаний
получалось чрезмерно высокое напряжение. Наконец,
затухающие колебания затрудняли получение радиотелефонной
связи. На смену искровым передатчикам пришли дуговые
передатчики.
Дуговые передатчики. Начало изучения дуговых
генераторов относится к 1900 г. После того как в
конструкцию дуги был внесён ряд усовершенствований, с 1912 г.
началось строительство дуговых передатчиков.
В дуговом генераторе получаются незатухающие
колебания благодаря использованию падающего участка вольтам-
перной характеристики вольтовой дуги, представленной на
рис. 1.5. Чтобы получить колебания, дуга должна быть
включена в колебательный контур последовательно. Дуговые
передатчики могли строиться по простой и сложной схеме.
Рис. 1.5.
Рис. 1.6.
В первом случае дуга включалась в контур антенаы.
С/южная схема дугового генератора показана на рис. 1.6. Ток or
источника питания i0 должен быть подобран таким образом,
чтобы получить требуемую рабочую точку на характеристике
и{1) (рис. 1.5). Условие возникновения автоколебаний состоит
в том, что сумма активного сопротивления контура с учётом
внесённого со стороны антенны и внутреннего сопротизтенчя
дуги в рабочей точке должна быть отрицательна. Тогда
амплитуда тока в контуре будет возрастать до тех пор, пока
не установится равновесие между мощностью, которая те-

Введение
9
ряется в промежуточном контуре и передаётся в антенну,
и той, которая доставляется от источника питания На
практике применялся режим, при котором ток в контуре
получался несинусоидальным, богатым высшими гармоническими.
Такой режим позволял получить высокий кпд, порядка
50—60%. Для запуска генератора недостаточно только
включить источник питания, а необходимо сблизить электроды
и зажечь дугу. По этой причине телеграфирование ключом
в цепи источника питания невозможно. Телеграфирование
достигалось изменением частоты колебаний, т. е. применялась
частотная манипуляция. На рис. 1.6 показано, что изменение
частоты достигается закорачиванием части индуктивности
промежуточного контура при помощи реле. Ток в обмотку
реле включается нажатием телеграфного ключа.
С д\говыми генераторами делались опыты
радиотелефонирования при помощи микрофона, включённого 'в антенну.
Изменение сопротивления микрофона вызывало изменение
амплитуды тока, т. е. получалась амплитудная модуляция.
В антенну включались микрофоны особой конструкции,
позволявшие пропускать мощность до 400 вт. Получить
модуляцию большой мощности такие схемы не позволяли.
Дуговые генераторы были разработаны на разнообразные
мощности от сотен вт до сотен и далее тысяч кет. В СССР
дуговые передатчики были построены в Москве, Ленинграде
и других городах.
После победы Великой Октябрьской социалистической
революции развитие радиотехники в Советском Союзе
связано с именами великих вождей революции В. И. Ленина и
И. В. Сталина. Радиостанция в Москве строилась по прямому
указанию В. И. Ленина в 1919 г. Это было время, когда
молодая Советская республика была в кольце блокады. В
постановлении Совета Рабоче-Крестьянской Обороны от 30 июля
1919 г., подписанном В. И. Лениным, говорится о
строительстве станции „для обеспечения надёжной и постоянной
связи центра Республики с западными государствами и
окраинами Республики". Дуговая радиостанция была закончена
постройкой в Москве на Шаболовке в феврале 1920 г., её
мощность была 100 кет. Несколько позже, в 1921 г., для
антенны этой радиостанции В. Г. Шуховым была построена башня
оригинальной конструкции высотой 150 м. Изображение этой
мачты стало эмблемой советского радио. В настоящее время
на Шуховскоп башне размещены антенны Московского
телевизионного центра.
Дальнейшее развитие радиотехники выявило ряд
недостатков дуговых генераторов. Эти недостатки сосюят в том,
что из-за инерции дугового разряда невозможно получить
волны короче 1000 м, стабильность частоты получается не-

id
Глава 1
достаточно высокой, поддержание равномерного горения
дуги усложняет эксплоатацию. Частотная манипуляция
дуговых генераторов приводила к расширению полосы частот,
занимаемой радиостанцией. Это было причиной помех и
усиливало тесноту в эфире. Генераторами, заменившими дуговые,
явились машины высокой частоты.
Машины высокой частоты. Первые работы по
созданию машин повышенной частоты относятся к 1908 г.
Конструкция таких машин значительно отличается от конструк-
Ц1.и генераторов переменного тока промышленной* частоты.
Частота вырабатываемого машиной тока зависит от числа
пар- полюсов и числа оборотов согласно формуле: f~^£rr •
При большом числе полюсов и большой окружной
скорости размещение обмоток на роторе невозможно. Поэтому
машины высокой частоты делаются индукторными. Это значит,
что обмотка укладывается на статоре, а в роторе делаются
диамагнитные вставки. При вращении ротора происходит
изменение магнитного потока в воздушном зазоре машл.ны и,
таким образом, наводится электродвижущая сила в обмотке
статора.
Б СССР целая серия машин высокой частоты мощностью
от 6 до 60д кет была создана В. П. Вологдиным.
Изготовление первой машины конструкции В. П. Вологдина относи ich к
1911 г. В Москве в 1923 г. была установлена машина В. П.
Вологдина мощностью 50 кет. Позднее была установлена машина
\Б0 кет, она работала при числе оборотов п = 3000 в минуту
и давала частоту /= 15 0J0 г^;. Коэффициент полезного
действия машины высокой частоты получался порядка 40—60%.
Для повышения частоты применялись магнитные умножители
частоты, в которых использовались нелинейные свойства
железа при магнитном насыщении. При каскадном включении
умножителей, настроенных, например, на вторую гармонику,
можно было повысить частоту в 2, 4, 8 и более раз. После
умножителей следовал промежуточный контур, настроенный
на нужную гармонику. С промежуточным контуром
связывался контур антенны. Манипуляция достигалась расстройкой
промежуточного контура или антенны. При расстройке
контура резко уменьшалась нагрузка машины, так как она
оказывалась почти в режиме холостого хода. Изменение нагрузки
при манипуляции вызывало изменение числа оборотов
мотора, вращавшего ротор, а следовательно, и непостоянство
частоты. Для поддержания стабильного числа оборотов в
передатчике В'. П. Вологдина применялся автоматический
регулятор числа оборотов. Хотя оборудование и эксплоатация
машинных передатчиков были сложнее дуговых, но зато они
давали более высокие показатели. Машинные передатчики

Введение , 11
занимали более узкую полосу частот и давали более
высокую стабильность частоты. Недостатком машинных
передатчиков является сложность получения достаточно высоких
частот, лежащих в диапазоне средних волн, и невозможность
получения коротких волн. Кроме того, применение машинных
передатчиков для радиотелефонии связано со значительными
затруднениями.
Появление первых генераторов на электронной лампе
относится к 1913 г. По мере совершенствования конструкции
электронных ламп и увеличения их мощности ламповые
передатчики постепенно вытеснили машинные передатчики.
Ламповые передатчики длинных и средних
волн. Развитие ламповых передатчиков в СССР началось
вскоре после победы Октябрьской революции. В годы
блокады В. И. Ленин особо подчёркивал значение радио как
средства связи, не знающего границ. Большое значение
придавал В. И. Ленин организации радиовещания, как могучего
средства агитации и пропаганды.
В период гражданской войны В. И. Ленин провёл ряд
мероприятий, направленных к развитию радиосвязи в нашей
стране. Выше уже упоминалось о строительстве дуговой
радиостанции по указанию В. И. Ленина в 1919 г. Несколько
раньше, 2 декабря 1918 г., В. И. Лениным было подписано поло*
жение о радиолаборатории в Нижнем Новгороде (ныне г.
Горький).
В этом положении говорилось: „Радиолаборатория является
первым этапом к организации в России Государственного
социалистического радиотехнического инстит)та, конечной целью
которого является объединение в себе и вокруг себя в
качестве организующего центра всех научно-технических сил
России, работающих в области радиотелеграфа, всех
радиотехнических учебных заведений России и всей радиотехнической
промышленнссти". Техническим руковод^елем лаборатории
был крупнейший учёный и изобретатель М. А. Бонч-Бруевич.
В числе сотрудников лаборатории были выдающиеся
радиоспециалисты: В. П. Вологдин, П. А. Остряков, А. Ф. Шорин,
В. В. Татаринов и другие.
Работы, выполненные в Нижегородской радиолаборатории,
сыграли в истории радиотехники нашей Родины
исключительную роль. Следует подчеркнуть, что Нижегородская радио-
лабератория вела свои работы совершенно самостоятельно.
Получению какой-либо технической информации из-за границы
препятствовала блокада Советской республики.
Для создания ламповых передатчиков и приёмников прежде
всего необходимы были электронные лампы. Поэтому М. А. Бонч-
Бруевич начал свои работы с создания конструкций приёмных и
генераторных ламп и достиг в этой работе исключительно боль-

12 Глава 1
ших успехов. М. А. Бонч-Бруевич .изобрёл лампу с медным
анодом, охлаждаемым водой. В 1919 г. М. А. Боич-Бруевичу
удалось сконструировать лампу мощностью около 950 в/п.
На этих лампах был создан первый радиотелефонный передатчик
мощностью около 2 кет. Для проведения опытов этот передатчик
был установлен в 1920 г. на Ходынской радиостанции в Москве.
Его испытание дало хорошие результаты. Передачи из Москвы
были приняты в таких городах,как Чита, Обдорск и Ташкент.
За этими работами постоянно следил В. И. Ленин. В письме
М. А. Бонч-Бруевичу от 5 февраля 1920 г. В. И. Ленин писал:
„Пользуюсь случаем, чтобы выразить Вам глубокую
благодарность и сочувствие по поводу большой работы
радиоизобретений, которую Вы делаете. Газета без бумаги и „без
расстояний", которую Вы создаёте, будет великим делом. Всяческое
и всемерное содействие обещаю Вам оказывать этой и
подобным работам". Несколько позже В. И. Ленин дал задание
Нижегородской радиолаборатории построить в Москве
центральную радиотелефонную станцию. Вдохновлённый указаниями
и поддержкой вождя коллектив Нижегородской
радиолаборатории упорно трудился. 21 августа 1922 г. была открыта
„Московская центральная радиотелефонная станция". Она
помещалась на улице, которая теперь носит название улицы
Радио. 7 ноября 1922 г. радиостанция была названа именем
Коминтерна. Мощность радиостанции была 12 кет, длина
волны 3200 м. В то время эта радиостанция была самой
мощной в мире. С этого времени СССР постоянно занимает
первое место в мире по мощности радиовещательных станций.
Следует подчеркнуть, что после того, как Советская
республика добилась победы в гражданской войне и была снята
блокада, обнаружилось, что советская радиотехника в ряде
областей оказалась впереди радиотехники передовых
капиталистических стран. К числу таких областей относилось и
строительство мощных радиолами.
В 1923 г. М. А. Вонч-Бруевич разработал лампу с внешним
медным анодом, охлаждаемым проточно* водой.
Максимальная полезная мощность лампы была 35 кет. О совершенстве
конструкции этой лампы можно судить по тому, что и в
настоящее время лампы с водяным охлаждением имеют
аналогичную конструкцию. В 1925 г. М. А. Бонч-Бруевич создал
новую лампу мощностью 100 кет.
Вернёмся к радиостанции им. Коминтерна и рассмотрим
схему передатчика, представленную на рис 1.7. Она состоит
из двух частей: генератора (Г) и модулятора (М). Генератор
собран по схеме с самовозбуждением, т. е. является
автогенератором.
Частота автоколебаний задаётся контуром антенны, с
которым связана катушка обратной связи. Такая схема называется

Введение
IS
простой в отличие от сложной, когда между анодной цепью
и антенной включён промежуточный контур. Модуляция
достигается изменением напряжения на аноде. Модулятором
является усилитель звуковой .частоты с дросселем L, нагрузкой
модулятора служит анодная цепь генератора.
В модуляторе и генераторе было включено по 12 ламп
мощностью около 1,2 кет. Перед- модулятором был включён
Рис. 1./. Рис. 1.о.
предварительный усилитель, так называемый подмодулятор, на
трёх лампах того же типа. Затем следовал микрофонный
усилитель на лампе небольшой мощности. Подмодулятор и
микрофонный усилитель на схеме рис. 1.7 не показаны. При
работе телеграфом в генераторе могли включаться впараллель
24 лампы. Из описания радиостанции, составленного М. А. Бонч-
Бруевичем, явствует, что большое число параллельно
включённых ламп было причиной появления многочисленных
паразитных колебаний. Устранение этих колебаний потребовало
значительных усилий.
В связи с успешным пуском первой радиовещательной
станции Президиум ВЦИК постановлением от 19/IX 1922 г.
наградил Нижегородскую радиолабораторию орденом
Трудового Красного Знамени. В 1924 г. лаборатория была награждена
орденом Трудового Красного Знамени вторично.
В 1924 г. в Москве начала работать новая
радиовещательная станция им. А. С. Попова. Её строителями были
А. Л. Минц, И. Г. Кляцкин, Н. И. Оганов и М. И. Басалаев.
На рис. 1.8 представлена схема генератора радиостанции
им. А. С. Попова. Как и в предыдущей схеме, здесь генератор с
самовозбуждением работает на цепь антенны. Однако схема
генератора уже не простая, а сложная, с промежуточным
контуром. Сложная схема даёт возможность ослабить
излучение антенной гармоник, которые создают помехи другим
радиостанциям. Модуляция передатчика была также анодная, но шэ
другой схеме, с последовательным включением анодных
цепей ламп генератора и модулятора. На рис. 1.8 схема моду-

14
Глава 1
лятора не показана. Первоначальная мощность радиостанции
им. А. С Попова была 1,2 кет;впоследствии, к 1923 г., её
мощность была увеличена и она стала самой мощной
радиостанцией мира.
В 1924 г. под руководством М. А. Бонч-Бруевича была
построена радиовещательная станция мощностью 1,2 кет. Схема
этой станции была подобии схеме радиостанции им. Коминтерна,
поэтому она была названа „Малый Коминтерн". Для
обслуживания радиовещанием ряда городов СССР была выпущена
серия таких радиостанций.
Описанные выше схемы передатчиков обладают тем
недостатком, что частота автоколебаний определяется параметрами
контура антенны. Поскольку антенна имеет значительные
размеры, её механическая жёсткость невелика. Кроме того,
она подвергается действию дождя, снега и т. д. Поэтому
параметры антенны изменяются и это вызывает изменение
Рис. 1.9.
частоты. По мере того, как количество работающих
радиостанций увеличивалось, стали существенными взаимные
помехи между радиостанциями, возникла проблема „тесноты
в эфире". Средством ослабления взаимных помех является
повышение стабильности несущей частоты передатчиков и
увеличение избирательности радиоприёмников. Первым шагом
к повышению стабильности частоты передатчика была замена
схемы, состоящей из одной ступени, схемой, состоящей из
двух ступеней. Подобная схема представлена на рис. 1.9.
Первая ступень в такой схеме носит название задающего
генератора. Это генератор с самовозбуждением или так
называемый автогенератор. В его задачу входит
генерирование колебаний стабильной частоты. Анодный ток второй
ступени управляется переменным напряжением, которое
подаётся на её сетку с контура задающего генератора
Поэтому она называется генератором с внешним возбуждением.

Введение
В 1926 г. в Москве на Шаболовке М. А. Бонч-Бруевичем
при участии А. М. Кугушева был построен
радиовещательный передатчик мощностью 40 кет. В историю советской
радиотехники этот передатчик вошёл под названием „Новый
Коминтерн". На передатчике были применены генераторные
лампы оригинальной конструкции. По мощности они
превосходили лампы, изготовленные в Западной Европе и Америке.
Передатчик „Новый Коминтерн" был в то время самым
мощным в мире. Схема передатчика была двухступенная, подобная
схеме, показанной на рис. 1.9. Модуляция производилась на
анод выходной ступени по схеме с дросселем, которая уже
приводилась на рис. 1.7.
Все описанные радиовещательные станции имели модуляцию
на анод. Это объясняется тем, что первые передатчики
состояли из одной ступени, а генератор с самовозбуждением
работает устойчиво только при модуляции на анод; при модуляции
на сетку режим становится неустойчивым, происходит срыв
колебаний. При модуляции на анод требуется большая
мощность модулятора того же порядка, что и мощность
генератора. Модулятор является усилителем звуковой частоты,
работающим на анодную цепь генератора. Чтобы усиление
происходило без искажений, надо работать в режиме Л, т. е. без
отсечки анодного тока. Режим А имеет, однако, тот
недостаток, что при молчании модулятор потребляет такую же
мощность, как при наличии колебаний звуковой частоты. Вся эта
мощность теряется в паузах на аноде лампы. Кроме того,
коэффициент полезного действия модулятора в режиме Л
получается низким. В результате оказывается, что при режиме А
число ламп в модуляторе больше, чем в генераторе. При
строительстве первых радиостанций эта проблема разрешалась тем,
что модулятор заставляли работать в режиме с отсечкой 90°,
т. е. в режиме В. Благодаря этому резко уменьшались потери
мощности на аноде, и количество ламп в модуляторе
требовалось такое же, как в генераторе. Однако в режиме В
получаются значительные нелинейные искажения. На первых порах
эти искажения казались несущественными, так как
разборчивость речи вполне сохранялась, а сам факт радиовещания
составлял предмет такого восхищения, что на искажения не
обращали внимания. После того как передатчики стали
строиться по двухступеннои схеме, открылась возможность применить
модуляцию на сетку в выходной ступени. Поскольку при
модуляции на сетку мощность модулятора требуется небольшая,
то применение в модуляторе режима Л не встречает
затруднений. Поэтому переход на сеточную модуляцию открывал
возможность значительно повысить качество передачи. Двухсту-
пенный передатчик мощностью 20 кет с модуляцией на сетку
был построен в 1928 г. Б. П. Терентьевым. Этот передатчик

*6 Глава 1
был установлен в Москве на улице Радио в том же помещении,
где ранее был построен „Старый Коминтерн". Ему было
присвоено название „Опытный передатчик". В выходной ступени
были установлены четыре лампы с водяным охлаждением
мощностью 20 кет каждая. „Опытный передатчик" работал в
течение ряда лет и обеспечивал весьма хорошее качество
воспроизведения.
В мае 1929 г. была пущена радиостанция им. ВЦСПС.
В то время эта радиостанция была самой мощной в
мире. Постройкой радиостанции им. ВЦСПС было вновь
подтверждено, что СССР принадлежит первое место в мире
по строительству мощных радиостанций. Для изучения
новой радиостанции в Москву приезжали делегации
европейских и американских специалистов. Автором проекта
станции им. ВЦСПС был А. Л. Минц, в её проекти-'
ровании и постройке принимали участие Н. И. Оганов, В. Д. Се-
ливохин, П. П. Иванов, В. И. Юрьев.
Рис. 1.10.
Скелетная схема радиостанции им. ВЦСПС представлена на
рис. 1.10. Для повышения стабильности частоты схема сделана
многоступенной с кварцевой стабилизацией. Этот принцип
построения многоступенных схем сохранился и до настоящего
времени. Частота колебаний определяется пластинкой кварца,
включённой в одну из цепей задающего генератора вместо
колебательного контура. Мощность задающего генератора (/)
небольшая, порядка единиц вт. Следующая ступень (2)
является буферной. Её назначение состоит в том, чтобы
устранить реакцию последующих ступеней на задающий генератор.
Это важно для обеспечения стабильности частоты. Буферная
ступень должна работать без тока сетки. Ступень (3) является
усилителем, в ней происходит дальнейшее увеличение
мощности. В ступени {4) происходит удвоение частоты. Благодаря
удвоителю, частоты задающего генератора и мощной ступени
отличаются в два раза. В результате ослабляется реакция
мощной ступени на задающий генератор. В ступени (5)
производится модуляция на сетку. Ступень (6) является мощным
усилителем модулированных колебаний. Схема выходной сту-
иени двухтактная на лампах мощностью 20 кет. Общее число

Введение
i7
ламп в выходной ступени—18. Таким образом, мощная
ступень развивала пиковую мощность до нескольких сот кет.
В течение первой пятилетки серия подобных
радиовещательных станций была установлена в различных городах СССР.
В конце первой пятилетки, в 1933 г., была закончена
постройка сверхмощной радиовещательной станции им.
Коминтерна. Эга радиостанция не имела себе равных в мире.
Автором проекта был А. Л. Минц. Им впервые была
предложена и осуществлена идея работы мощной ступени по
системе блоков. Согласно этой системе выходная ступень
состоит из шести отдельных генераторов — блоков. Кроме
того, имеется ещё седьмой блок — резервный. Каждый блок
развивает мощность около ста кет в режиме молчания.
В пиковом режиме это соответствует мощности около
четырёхсот кет. Общей нагрузкой для всех блоков является
промежуточный контур, связанный с контуром антенны. Осуществление
системы блоков потребовало больших теоретических и
экспериментальных исследований, которые были выполнены 3. И. Мсделем.
Система блоков разрешила проблему совместной работы
большого количества ламп на общую нагрузку. Позднее, при
строительстве радиостанции мощностью 500 кет в Америке,
советская система блоков была заимствована американскими
инженерами. На радиостанции им. Ко'минтерна была применена
сеточная модуляция по схеме, предложенной А. Л. Минцем. Эга
схема является лучшей из схем модуляции на сетку. Она
получила большое распространение в СССР и за
границей.
С увеличением мощности отдельных радиостанций и общего
их числа всё ошутителььее становился недостаток
передатчиков, построенных по системе усиления модулированных
колебаний. Этот недостаток состоит в том, что коэффициент
полезного действия анодной цепи мещной ступени получается
низким, около 33%.
Начиная с 1934—1935 г., в практике нашего мощного
радиостроительства начинается переход к системе модуляции
на анод в мощной ступени. При модуляции на анод
коэффициент полезного действия генератора получается в два раза
выше, около 67%.
Описанные выше противоречия между качеством
воспроизведения и коэффициентом полезного действия модулятора
были решены применением модулятора по двухтактной схеме.
В этой схеме возможно усиление низкой частоты в режиме
В при малых нелинейных искажениях. Успешному применению
анодной модуляции способствовало также использование для
борьбы с нелинейными искажениями отрицательной обратной
связи.

18
Глава 1
В период Отечественной войны вступила в строй новая
сверхмощная радиостанция. На этой радиостанции применена
анодная модуляции в выходной ступени по системе генератор-
но-модуляторных блоков. Эта система представляет
дальнейшее развитие системы блоков А. Л. Минца, она была
предложена А. Л. Минцем в 1934 г. Техническими руководителями
при составлении проекта и сооружении сверхмощной станции
были А. Л. Минц, 3. И. Модель, Н. Н. Пальмов, Л. А. Копы-
тин П. П. Иванов.
Ламповые передатчики коротких волн. Первая
телеграфная связь на коротких волнах в СССР была
установлена на линии Москва—Ташкент в 1924 г. Нижегородской
радиолабораторией.
Лампы с усиленными вводами для передатчиков коротких
волн и схемы самих передатчиков были разработаны М. А. Бонч-
Бруевичем и В. В. Татариновым. Последний провёл всю работу
по испытанию связи на коротких волнах. Применявшиеся
тогда передатчики были двухступенными. Маньпуляция была
частотная, т. е. достигалась изменением частоты задающего
генератора. Впоследствии передатчики коротких волн
строились по принципу многост>пенных схем с кварцевой
стабилизацией.
В передатчике коротких волн обычно приценяется несколько
ступеней умножения частоты, так как пластинки кварца на
волны короче 30 м оказываются слишком тонкими и хрупкими.
При работе на коротких волнах существенное значение
приобретают паразитные ёмкости, в особенности ёмкость
анод — сетка, через которую осуществляется нежелательная
связь между цепями сетки и анода. Для борьбы с вредным
влиянием этой ёмкости первоначально применялись схемы
нейтрализации. Впоследствии д^.я устранения паразитной
ёмкостной связи советской вакуумной промышленностью были
сконструированы генераторные лампы с экранирующей
сеткой— тетроды мсщностью до 1 кет. Применение тетродов
позволило освободиться от нейтрализации и тем упростить
схемы всех ступеней мощностью до 2 кет. Однако в
мощных ступенях применение нейтрализации осталось
необходимым. В 1929 г. М. А. Бонч-Бруевич предложил
оригинальную схему с заземлённой сеткой. Эта схема в значительной
степени решает задачу устранения паразитной связи в
ступенях на триодах. Первоначально схема М. А. Бонч-Бруевича
не получила распространения, однако в течение последних
лет она находит всё более широкое применение.
За годы сталинских пятилеток во всех крупных городах
страны были созданы коротковолновые радиопередающие
центры. Широкое распространение получили типовые
передатчики коротких волн типа ДРК-1 и ДРК-15, изготовленные

Введение
19
нашей промышленностью в 1932 г. Автором проекта этих
передатчиков является И. X. Невяжский. Передатчик ДРК-1
имеет шесть ступеней на тетродах. В последней ступени
включены две лампы мощностью по 1 кет. Этот
передатчик может обеспечить в антенне мощность около 1 кет.
Передатчик позволяет работать как телеграфом, так и телефоном.
ДРК-15 представляет передатчик ДРК-1, к которому
добавлена мощная ступень на двух лампах мощностью по 10 кет.
Он может обеспечить мощность в антенне около 15 кет.
Впоследствии нашей промышленностью были выпущены
пентоды примерно на те же мощности, что и тетроды.
Благодаря тому, что у пентодов ток управляющей сетки
получается малым, оказалось возможным уменьшить число
ступеней в передатчиках. Современные передатчики
мощностью 15—60 кет имеют 5—6 ступеней.
В 1932 г. была открыта первая радиотелефонная линия в
СССР между Москвой и Ташкентом. Передатчики на этой
линии были построены Б. П. Терентьевым. В выходной
ступени были установлены четыре лампы мощностью 10 кет
каждая.
Особо должно быть отмечено создание сверхмощной
радиостанции на коротких волнах по системе сложения мощностей
в зфире, предложенной и осуществлённой И. X. Невяжским.
Согласно этой системе радиостанция состоит из двух
передатчиков, управляемых общим задающем генератором. Каждый
передатчик работает на свою антенну. Антенны так разнесены,
чтобы взаимодействие между ними было минимальным,
Благодаря совместной работе двух передатчиков в месте
приёма получается эффект, соответствующий суммарной
мощности.
На магистральных связях на коротких волнах значительные
преимущества представляет использование
радиотелефонирования на одной боковой полосе. При однополосной передаче
отношение сигнала к помехе на выходе приёмника
увеличивается в 16 раз. Кроме того, уменьшение вдвое ширины
канала ослабляет тесноту в эфире. Выдающимся достижением
советской радиотехники явилось создание в 1939 г. В. А. Ко-
тельниковым, А. В. Черенковым и А. Ф. Ганиным
однополосной радиомногократки (ОРМ) на коротких волнах. Система
ОРМ позволяет передавать одновременно один телефонный
и три телеграфных канала через один передатчик.
За последние годы, благодаря работам соиетских
специалистов И. Ф. Агапова, А. А. Магазаника, В. С. Мельникова
й других, большое применение получила система частотной
манипуляции коротковолновых передатчиков. Эта система даёт
значительный выигрыш в борьбе с помехами на приёме по
сравнению с амплитудной манипуляцией. Её достоинства

20
Глава 1
настолько значительны, что все магистральные линии связи
СССР переводятся на частотную манипуляцию.
Передатчики метровых волн. С середины 30-х
годов в радиотехнике начинает применяться система
частотной модуляции (ЧМ). При приёме ЧМ в приёмнике
используется ограничение амплитуды, в результате чего можно
получить эффективное подавление помех. Подавление слабых
помех увеличивается при расширении полосы, занимаемой
радиопередатчиком. Наиболее целесообразным оказывается
применение ЧЧ с индексом 4-г-5. Это означает, что амтяи-
туда отклонения частоты (дев 1ация) в 4— 5 раз превышает
наивысшую частоту модуляции. Система ЧМ с индексом
4—5 называется широкополосной. При широкополосной ЧМ
полоса частот, занимаемых передатчиком, примерно в 5—6 раз
больше, чем пэи амплитудной модуляции.
Радиотелефония при помощи ЧМ находит применение в
диапазоне метровых волн. Полоса частот, пэиходящаяся на
этот диапазон, велика и размещение в нём без взаимных
помех каналов с широкой полосой не встречает затруднений.
Этому способствует ещё и го обстоятельство, что радиус
действия передатчика метровых волн незначительно
превышает зону геометрической видимости. Вне этой зоны
возможна работа других радиостанций на тех же волнах.
Основным элементом схемы передатчика ЧМ явтяется
частотный модупятоэ, т. е. устройство для модуляции частоты
задающего генератора. Первые схемы для управдэния
частотой были изобретены советскими учёными А. Л. Минцем в
1927 г. и Г. В. Брауде в 1931 г. Оригинальная схема
частотного модулятора разработана в 1943 г. В. А. Смирновым.
Телевидение, т. е. передач! движущихся изображений,
требует передачи весьма широкой полосы частот, измеряемой
несколькими миллионами герц. Поэтому телевизионные
передатчики также работают в диапазоне метровых волн. В ряде
крупнейших городов СССР устанавливаются телевизионные
радиоцентры. В Москве и Ленинграде заново
реконструированные телецентры ведут регулярные радиопередачи
Звуковое сопровождение передаётся по принципу ЧМ.
Радиолокационные передатчики. За годы
Отечественной войны большое развитие получила радиолокация,
т. е. обнаружение объектов при помощи радиоволн.
Радиолокаторы играют важную роль в военном деле, гражданской
авиации и мореплавании. Точность работы радиочокатора в
значительной степени зависит от того, насколько узки
диаграммы направленности антенн. Получить острую
диаграмму тем проще, чем короче волна. Поэтому радиолокаторы
работают, главным образом, в диапазоне дециметровых и
сантиметровых волн.

Введение
2!
Электронные лампы, успешно применяемые для
генерирования длунных, ксротьих и метровых волн, для
дециметровых и сантиметровых волн оказываются непригодными.
Причиной тому является инерция элект^оюв, так как время
пролёта электронов в лампе получается соизмеримым с
периодом колебаний. К настоящему времени достигнуты
значительные результаты по созданию электронных приборов,
работающих в диапазоне сверхвысоких частот с
использованием эффекта инерции электронов.
Основой этих достижений являются выдающиеся
изобретения советских учёных. В 1932 г. В. М. Мухиным был
предложен принцип устройства многокамерного магнетрона
для генерирования мощных колебаний сверхьысоких частот.
К сожалению, магнетрон по этому предложению не был
построен, и оно не получило широкой известности. Идея
магнетрона этого типа была предложена внсвь М. А. Бонч-
Бруевичем. Его сотрудниками Н. Ф. Алексеевым и Д. Е. Ма-
ляровым в 1939 г. впервые в мире была разработана и
осуществлена конструкция многорезонаторного магнетрона
для генерирования мощных колебаний в сантиметровом
диапазоне волн. В настоящее время магнетронный генератор этого
типа находит исключительное применение в
радиолокационных передатчиках. Существенным достижением явился
изобретённый советским учёным В. Ф. Коваленко в 1940 г.
отражательный клистрон. Этот прибор применяется в
сантиметровом диапазоне в качестве источника колебаний небольшой
мощности. Наконец, необходимо упомянуть о триоде с
дисковыми вводами. Лампы этого типа успешно применяются для
генерации и усиления на волнах до 10—8 см. Принципы
конструирования таких ламп были разработаны Н. Д. Девятко-
вым, Е. Н. Данильцевым, В. К. Хохловым и М. Д. Гуревичем
в 1940 г.
В диапазоне сверхвысоких частот вместо колебательных
контуров с сосредоточенными параметрами применяются
системы с распределёнными параметрами — коаксиальные линии
и полые резонаторы. Такие системы позволяют устранить
потери на излучение и обладают высокой добротностью.
Первые работы по теории и применению полых резонаторов
были выполнены в СССР М. С. Нейманом в 1938 г.
Все перечисленные выше приборы для генерирования
сверхвысоких частот представляют удачное сочетание
электроники с колебательными контурами в виде полых
резонаторов или коаксиальных линий.
За время Отечественной войны вместе с развитием
радиолокации широкое применение получили различные радио-
иавигационные системы. Некоторые из них работают на прин-

22
Глава 1
ципе посылки импульсов, но в диапазоне средних и
длинных волн.
Ретрансляционные радиолинии. По мере
освоения диапазона сверхвысоких частот всё большее развитие
получают ретрансляционные многоканальные радиолинии.
Эти линии представляют цепочку приёмно-передающих
радиостанций с направленными антеннами, расположенных в
пределах прямой видимости. Благодаря широкой полосе и
отсутствию посторонних помех радиолинии позвотяют обеспечить
высокое качество передачи нескольких телефонных и
телеграфных каналов, а также телевидения.
Работы советских учёных по теории радио
передающих устройств. Разработка и строительство
радиопередающих устройств в СССР сопровождались
интенсивными теоретическими и экспериментальными
исследованиями. Многие работы советских учёных, посвященные
расчёту радиопередатчиков, являются ведущими, они были
опубликованы раньше, чем аналогичные работы в иностранной
печати.
Выдающимся советским радиоспециалистом М. В. Шулей
киным в лекциях, читанных им в период 1918 — 1924 гг., были
заложены основы многих радиотехнических курсов в частности,
и курса радиопередающих устройств. Ему принадлежит
приоритет в разработке метода расчёта ламповых генераторов по
спрямлённым статическим характеристикам. Этот метод был
затем развит в работах А. И. Берга, И. Г. Кляцкина и
А. Л. Минца.
Советскими учёными созданы учебники, в которых
содержится систематическое изложение теории и расчётов
радиопередающих устройств. К таким учебникам относятся книги:
А. И. Берга „Теория и расчёт ламповых генераторов" (1932
и 1935 гг.), Б. П. Асеева „Ламповые генераторы и
передатчики" (1933 г.), 3. И. М( деля и И. X. Невяжского „Курс
радиопередатчиков" т. I (1938 г.) и т. II (1940 г.),
радиопередающие устройства" (1949 г.) и С. А. Дробова
„Радиопередающие устройства" (1947 г.)
Эти книги сыграли значительную роль в развитии теории
радиопередающих устройств в СССР и в подготовке кадров
молодых специалистов. Подобных книг на иностранных языках
нет.
Статьи советских учёных по радиопередающим устройствам
печатались в периодических научно-технических журналах:
„Телеграфия и телефония без проводов" (ТиТбп),
„Электросвязь", „Техника радио и слабого тока", „Известия
электропромышленности слабого тока", „Радиотехника".

Введение
23
ЛИТЕРАТУРА
1. В. Ф. Миткевич. „Демонстрация первой радиотелеграфной
установки". .Вестник связи" № 5, 1945.
2. Б. П. Терентьев. .Старейшая русская радиостанция". .Вестник
связи* № 5, 1945.
3. М. А. Б о н ч-Б р у е в и ч. „Ламповый передатчик Московской
радиотелефонной станции". „Телеграфия и телефония без проводов" (Ти1би)№20,
июль 1923.
4. А. Л. Мин ц. „Радиотелефонная установка Сокольнической им.
А. С. Попова радиостанции". ТиТбп № 30, июнь Ь25.
5. А. Л. Минц. Радиостанция им. ВЦСПС „Электросвязь" N° 12, 15J29.
6. А. Л. Минц. „Развитие техники радиопередающих устройстве
Научно-технический сборник „£0 лет радио". Связьиздат, 1945.
7. А. Л. Минц. „Достижения советской радиотехники за 30 лет".
Стенограмма публичной лекции, 1948.
8. П. А. Остряков. „Развитие радиолампы". НТС .50 лет радио".
9. И. X. Н е в я ж с к и й. „50 лет радио". .Вестник
электропромышленности" № 4—5, U45.
10. И. Т. Пересыпкин. Радио — могучее средство обороны страны.
Военное издательство Министерства вооружённых сил, 1948.

ГЛАВА 2
СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ГЕНЕРАТОРНЫХ
ЛАМП И ИХ ИДЕАЛИЗАЦИЯ
2.1. Введение
Статические характеристики генераторных ламп
изображают зависимость токов в различных цепях лампы от
напряжений между её электродами. Без характеристик нельзя
провести расчёт токов, напряжений и мощностей в цепях
генератора.
Статические характеристики снимаются экспериментально.
Непосредственный расчёт генератора по семейству
статических характеристик обычно не выполняется, так как требует
громоздких графических построений. Поэтому
экспериментальные характеристики идеализируются или
аппроксимируются, т. е. подыскиваются аналитические выражения, которые
более или менее точно описывают ход большинства
экспериментально снятых кривых.
При аппроксимации характеристик следует заботиться о
том, чтобы расчёт давал достаточную для инженерных
целей точность ив то же время был простым и физически
наглядным. Поэтому нужно стремиться даже не столько к
тому, чгобы идеализированные характеристики возможно более
точно совпадали с экспериментальными характеристиками,,
сколько к тому, чтобы они наиболее правильно передавали
существенные черты тех явлений, которые происходят в
генераторной лампе.
Чтобы получить большую мощность, в радиопередающих
устройствах работают с полным использованием ламп по току
i напряжению. Поэтому для генераторных ламп требуется
1айти удачный способ аппроксимации статической характери-
*.тики на весьма значительном участке. С этой целью наиболее
[асто употребляется замена характеристики несколькими от-
>езками прямых линий.
Аппроксимация кусками прямых была разработана впервые
Советском Союзе М. В. Шулейкиным, а затем углублена и
азвита в трудах А. И. Берга, А. Л. Минца и И. Г. Кляцки-
а. Были разработаны и некоторые другие способы аппрокси-
ации. Однако до сего времени наиболее широкое примене-

Статические характеристики генераторных ламп 25
ние получил способ аппроксимации кусками прямых и именно
этот способ излагается ниже.
2.2. Эмиссионный ток и управляющее напряжение триода
На рис. 2.1 показана схема триода с обозначением
положительных направлений напряжений на аноде еа, сетке ес и
токов анода ia и сетки ic. Из рис. 2.1 видно, что через цепь
катода протекает ток /, который будем
называть эмиссионным. Эмиссионный ток равен
сумме токов анода и сетки:
* = *« + *,. (2.2.1) Л-
В курсе электровакуумных приборов
доказывается теорема сб эквивалентном диоде.
Согласно этой теореме ток эмиссии
определяется управляющим напряжением
совершенно так же, как анодный ток диода опре- Рис. 2.1.
деляется напряжением на его аноде.
Управляющее напряжение представляет линейную
комбинацию из напряжений на сетке и аноде и может быть
отнесено либо к аноду, либо к сетке. В этой книге управляющее
напряжение всегда будет относиться к управляющей сетке.
Если обозначить проницаемость сетки через Д то
управляющее напряжение определится выражением:
e = ec-\-Dea.
(2.2.2)
Итак, можно написать
что ток эмиссии есть
функция управляющего-
напряжения, т. е.
i=i (e) = i (ec-\-Dea). (2.2.3)»
Вид этой функции
представлен
характеристикой на рис. 2 2а. Из
рис. 2.2а видно, что ток
эмиссии отсутствует, если
управляющее напряжение
отрицательно. В области
положительных значение
управляющего
напряжения, близких к нулю, имеет место нижний изгиб, где крутизна
тока эмиссии постепенно возрастает с ростом управляющего
напряжения. При дальнейшем росте напряжения е крутизна остаётс»
(а)
Рис.

26
Глава 2
сравнительно постоянной, достигая максимума в точке перегиба-,
лежащей приблизительно в середине характеристики. Затем
крутизна опять падает и ток, пройдя область верхнего изгиба,
достигает насыщения.
Рассмотрим теперь вопрос об идеализации этой
характеристики. При работе генераюрных ламп управляющее
напряжение периодически изменяется, причём за время каждого
лер,ода захватывается весьма значительный участок
характеристики. По этой причине необходимо, чтобы ф>нкция,
аппроксимирующая характеристику, правильно передавала весь
её ход в пределах о г больших отрицательных до больших
положительных значен* й управляющего напряжения. Наиболее
простым и в то же время весьма эффективным приёмом является
замена характеристики (рис. 2.2а) тремя кусками прямых, как
это показано на рис. 2.26 (реальная характеристика на этом
рисунке показана пунктиром). Восходящий участок
характеристики заменяется отрезком прямой с угловым
коэффициентом, равным крутизне характеристики в линейной части
(точнее в точке её перегиба). Эта прямая отсекает на оси абцисс
отрезок Ес0. Его надлежит рассматривать как параметр лампы.
Реальная характеристика таксва, что всегда £^^0.
Восходящий участок идеализированной характеристики внизу
переходит в ось et а вверху — в горизонтальную прямую,
проведённую на уровне юка насыщения 1Н.
Аналитическая запись принятой аппроксимации имеет
следующий вид:
е-Есо<0 1 = 0
0<е-Еп<Ен i = S(e~Ee9) (2.2.4)
В этих выражениях величина Ен носит название
напряжения насыщения. Из рис. 2.26 следует, что
£« = 4- (2.2.5)
Смысл линейно-ломаной аппроксимации можно выразить
а иначе, а именно: ур-ыие (2.2.4) пригодно до тех пор, пока
оно даёт 0</^/л. Если же получается /<0, то фактически
будет г'=0и если >р-ние (2.2.4) даёт i>IH, то-следует
считать i = 1Н. С этой оговоркой будем дальше, для краткости,
говорить о выражении (2.2.4), как об уравнении
эмиссионного тока, не добавляя каждый раз, что область его приме-1
нения ограничена интервалом 0 < i < /„.
Линейно-ломаная идеализация даёт наибольшую ошибку
в областях нижнего и верхнего изгибов. Когда в процессе

Статические характеристики генераторных ламп
27
колебаний ток эмиссии изменяется от нуля до величины,
близкой к току насыщения, ошибка будет невелика, так как уча-
сток изгиба пробегается за малую долю периода
колебаний. Следует также иметь в в^ду, чго у различных ламп
одного тииа разброс параме1ров мол.ег доходить до 15—20%.
Поэтому' стремление к точности расчёта, превышающей эти
цифры, не имеет смысла. Если в процессе колебан» й ток
изменяется в пределах нижнего изгиба, ошибка мсжет полу*
чыься весьма значительной. Правда, такие режимы со слабым
использованием лампы по току не характерны для
генераторов.
2.3. Характеристики эмиссионного тока в сеточной
и анодной системах координат
Обратимся теперь к рассмотрению семейства
характеристик тока эмиссии в зависимости от напряжения на сетке при
разных напряжениях на аноде (сеточная система координат) и
от напряжения на аноде при разных напряжениях на сегке
(анодная система координат).
Поскольку управляющее напряжение выражается линейно
через еа и ес, то эти характерис1ики дадут в обеих системах
координат семейство кривых, подобных основной
характеристике на рис. 2.2а. Начала этих характеристик будут
сдвигаться в соответствии с изменением того напряжения, которое
играет роль параметра семейства. Взаимное расположение
реальных характеристик зависит от величины проницаемости
сетки. У генераторных триодов сетки
делают густыми; порядок их
проницаемости D = 0,02 ч- 0,01.
Чтобы выразить идеализированную
зависимость тока эмиссии через
напряжения на сетке и аноде, подставим
(2.2.2) в (2.2.4). Тогда получим:
i = S(e/yDea-Ec0). (2.3.1)
На рис. 2.3 показаны две
характеристики тока эмиссии в сеточной
системе координат. Характеристика с
напряжением на аноде Ьа соответствует
нормальному рабочему напряжению,
которое следует подавать на анод лампы от источника питания.
Начало реальной характеристики соответствует управляющему
напряжению е = 0. Отсюда следует, что сдвиг начала
реальной характеристики относительно начала координат в сеточной

2Ь
Глава 2
системе равен — DEa. Поскольку проницаемость мала, то
оказывается, что сдвиг характеристики в область
отрицательных напряжений на сетке весьма мал. Поэтому
характеристики генераторных триодов бывают правыми. Сдвиг начала
идеализированной характеристики по отношению к реальной
равен величине Ес0. Напряжение запирания по
идеализированной характеристике при напряжении на аноде Еа
определяется следующим выражением:
£;=-£>£«+£«>. (2.3.2)
Величину £*с будем в дальнейшем называть напряжением
сдвига.
Формулой (2.3.2) следует пользоваться для определения
напряжения Ес0. Дело в том, что непосредственное
определение Ьс0 из характеристик затруднительно, так как в области
хвоста характеристики трудно указать точку, где г = 0.
В практике расчётов часто удобнее пользоваться
напряжением сдвига характеристики Ь'с при рабочем напряжении £в,
а не величиной Ес0. С этой целью в ур-нии (2.3.1) заменим
Ею через t'c согласно ф-ле (2.3.2). В результате получим:
*«S [ег-£;+ D(*.-£.)]. (2.3.3)
При употреблении этой формулы необходимо помнить,
что Е'"не является параметром лампы подобно величине Е^,
а зависит от величины рабочего
напряжения^. В написанных выше
уравнениях величина Е^ может быть
заменена через аналогичную величину;,
но отнесённую к аноду £?0. В
сеточной системе координат Еа0
соответствует такому напряжению на аноде»,
для которого идеализированная
характеристика проходит через начало-
координат (рис. 2.3). Из рис 2.3 и из
ф-лы (2.3.2) видно, что Е^ и Ем
связаны соотношением:
£«.=££„. (2.3.4>
Для генераторных ламп с правыми характеристиками
напряжение сдвига Ь'с обычно близко к нулю, а величина £о0
близка к рабочему напряжению Еа.
Обратимся теперь к рассмотрению тока эмиссии в анодной
системе координат (рис. 2.4). Чтобы объясните ход этих
характеристик, следует иметь ввиду, что в ур-нии (2.3.1)член»

Статические характеристики генераторных ламп 29
учитывающий реакцию анода на эмиссионный ток, мал для
той области напряжений на аноде, которая представляет
практический интерес. Поэтому не будет большой ошибки
йоложить Dea = 0. Тогда из ур-ния (2.3.1) следует, что в
анодной системе координат характеристики тока эмиссии
представляют семейство параллельных прямых, уровень которых тем
выше, чем больше напряжение на сетке. (На рис. 2.4
характеристики при D = 0 показаны пунктиром.)
Поскольку реакция анода всё же имеет место, хотя и
мала, характеристики располагаются близко к
характеристикам, соответствующим D=0 Крутизна этих характеристик,
как следует из (2.3.1), меньше крутизны характеристик в,
сеточной системе координат и равна DS.
2.4; Характеристики токов анода и сетки триода
Чтобы объяснить ход характеристик анодного тока,
следует учесть распределение тока эмиссии между анодом и
сеткой.
Из определения тока эмиссии (2.2.1) имеем:
ia = i-ic* (2ИД)
Из этой формулы следует, что если ток сетки мал по
сравнению с эмиссионным, то характеристики анодного тока будут
почти совпадать с характеристиками тока эмиссии.
Практически влиянием тока сетки на анодный ток .можно пренебречь,
если величина его не превышает 10—15°/0 от тока эмиссии.
,Таким образом, на плоскости характеристик анодного тока
в любой системе координат можно построить линию, которая
разделит эту плоскость на две области: область, где ток
сетки мал и им можно пренебречь, и область, где он велик и
его следует учитывать Согласно терминологии А. И Берга
эту линию будем называть линией критического режима или
критической линией. На реальных характеристиках области
больших и малых сеточных токов не имеют резкой границы
и критическая линия вводится для упрощения задачи
идеализации. Таким образом, при идеализации характеристик
анодного тока встаёт задача найти способ аппроксимации
критической линии, а также характеристик анодного тока в
области, где ток сетки велик.
В области, где ток сетки мал (ic<0,\5i), его влиянием на
ток анода будем пренебрегать и считать, что анодный ток
равен эмиссионному.
Ток сетки будет большим, когда электроны, проходящие
плоскость сетки, непосредственно перехватываются сеткой,
и кроме того, тормозятся и возвращаются обратно на сетку.

30 Глава 2
Так будет получаться, если напряжение на сетке
положительно и достаточно велико, а напряжение на аноде лишь
немного больше или даже меньше сеточного. Следовательно,
критическая линия будет расположена в области
относительно низких напряжений на аноде, сравнимых с напряжением на
сетке. Величина анодного тока в этой области существенно
зависит от анодного напряжения, т. е. реакция анодного
напряжения на анодный ток здесь выражена сильно. Поэтому
наиболее удобно изучать область характеристик, где ток сетки
велик, в анодной системе координат. На рис. 2.5 а в качестве
примера приведены реальные характеристики токов анода и
сетки генераторного триода.
На рис. 2.56 представлена идеализация таких
характеристик. Здесь пунктирными линиями показано продолжение
идеализированных характеристик эмиссионного тока и
сплошными линиями — идеализированные характеристики токов
анода и сетки. Проследим ход идеализированных
характеристик анодного тока на примере одной из них,
соответствующей напряжению на сетке ес. Если напряжение на аноде
Рис. 2.5.
больше некоторого критического значения еа, влиянием тока
сетки можно пренебречь, и характеристика анодного тока
совпадает с характеристикой эмиссионного тока. Когда
напряжение на аноде становится равным еа, происходит резкий
перелом характеристики, после чего анодный ток уменьшается
линейно с уменьшением анодного напряжения. Анодный ток
обращается в нуль при еа=0. В области отрицательных
анодных напряжений анодный ток равен нулю. Характеристика
анодного тока, соотве1Ствующая другому напряжению на сетке,
например ес, переламывается соответственно при другом кри-

Статические характеристики генераторных ламп 31
тическом значении анодного напряжения еа, но в дальнейшем
в области еа<^еа обе характеристики сливаются.
Сравнение рис. 2.5 а и б показывает, что в главных
чертах идеализированные характеристики хорошо передают ход
реальных характеристик анодного тока.
На плоскости iat ea критическая линия представляет
прямую, проходящую через начало координат с некоторой
крутизной Sk. Её уравнение запишем в виде:
ia=Skea. (2.4.2)
Одновременно критическая линия является характеристикой
анодного тока в области, где ток сетки велик. Таким образом,
в этой области анодный ток определяется только анодным
напряжением и не зависит от напряжения на сетке. Чтобы
найти связь между еа и ес на линии критического режима,
воспользуемся тем обстоятельством, что на плоскости справа от
критической линии ток анода равен эмиссионному и
выражается ф-лой (2.3.1). Приравняв правые части (2.3.1) и (2.4.2),
получим следующее выражение для крутизны критической
линии: Sk=S(——-—\~D\. Это выражение показывает, что
отношение —-—— на линии критического режима есть
велика
чина постоянная. Обозначим эту постоянную через — , тогда
для крутизны критической линии получим
Sft=s/4- + DV (2.4.3)
Напряжение на аноде, удовлетворяющее критической линии,
выражается через напряжение на сетке соотношением:
еа=*(ес-Е\). (2.4.4)
Из определения критической линии вытекает, что ток
сетки будет мал, если ea^>%[tec — ECo\ и будет велик, если
еа<*(ес ~ Fc0). При толковании выражения (2.4.4) следует иметь
в виду, что присутствие в нём величины ЕСпне является
существенным и связано только с особенностями
линейно-кусочной аппроксимации. Обычно количественная поправка за счёт
ЕСо невелика. Поэтому вместо (2.4.4) можно написать
приближённо:
еа^ес. (2.4.5)
На основании этой формулы можно сказать, что
коэффициент х показывает, во сколько pas напряжение на аноде

32
Глава 2
должно превышать напряжение на сетке, чтобы влиянием тока
сетки на величину анодного тока можно было пренебречь.
Численное значение х можно определить из семейства
экспериментальных характеристик после их идеализации по ф-ле
(2.4.4) или приблизительно по ф-ле (2.4.5). Для большинства
генераторных триодов х= L,5-f-2.
Щ Необходимо подчеркнуть, что в области, где ток сетки мал,
принимается ic=0 только в смысле пренебрежения влияьием
тока сетки на ток анода. Для процессов, происходящих в
цепи сетки, этот ток, несмотря на его малость относительно
анодного, играет принципиально важную роль. Вопрос об
идеализации характеристик тока сетки в этой области будет
изложен отдельно в главе пятой.
Рассмотрим теперь характеристики токов анода и сетки в
сеточной системе координат. На рис. 2.6а в качестве
примера представлены реальные характеристики, а на рис. 2.6 б~
идеализированные. Сопоставление этих рисунков показывает,
Рис. 2.6i
в какой мере идеализированные характеристики гока анода
соответствуют ходу реальных характеристик в сеточной
системе координат. Чтобы найти уравнение критической линии
в сеточной системе координат, подставим (2.4.3) и (2.4.4) в
(2.4.2), в результате получим:
ie = 5?(l ^уГ)Мег -Еп). (2.4,6)

Статические характеристики генераторных ламп ЭЗ
Согласно этому уравнению на рис. 2.66 проведена
критическая линия. Справа от критической линии располагается
область, где анодный ток определяется только анодным
напряжением сог.-.асно (2.4.2) и не зависит от напряжения на
сьтке. Поэтому здесь характеристики идут параллельно оси
абсцисс на уровне, достигнутом в точке пересечения с
критической линией.
Для объяснения хода характеристик тока сетки найдём для
него выражение из формулы:
**=*'-'«. ч (2.4.7)
После подстановки в эту формулу вместо г —(2.3.1) и
вместо ia — (2.4.2) получим:
;^с—~7-еа~^со)-
(2.4.8)
Эта формула показывает, что в сеточной системе
координат крутизна тока сетки равна крутизне тока эмиссии.
Различие выражения для тока сетки (2.4.8) с выражением для тока
эмиссии (2.3.1) сводится к замене коэффициента D на — — .
Это различие связано с тем, что в рассматриваемой области
реакция анода сильно сказывается на ток сетки, причём с
уменьшением еа характерноiики сдвигаются влево, так как ток
сетки растёт при уменьшении анодного напряжения, что
физически вполне понятно.
На рис. 2.66 показано, что справа о г критической линии
после горизонтального >частк], nprm:-* ёгчюсть которого
уменьшается с ростом L ма
анодного напряжения,
наблюдается
уменьшение анодного тска с
ростом напряжения на
сетке. Это явление
наступает при условии,
что ток эмиссии
достигает величины ток'1
насыщения. Тогда, как
следует из формулы
ia=IH — г'с> возрастание
тока сетки не
компенсируется
соответствующим возрастанием тока эмиссии и поэтому анодный гок не
остаётся постоянным, а уменьшается.
Область характеристик, где i=IH, практически
используется редко и потому подробно здесь не рассматривается.
3 Ра-и'огередающие устройства
100
100 200
Рис. 2.7.

34
I лава 2
Описанный выше способ аппроксимации характеристик тока эмиссии
следует рассматривать только как первое приближение. Более детальное
изучение показывает, что в области, где еа < т-вс , т. е. где ток сетки велик,
ток эмиссии не ведёт себя так просто, как показано на рис. 2.4.
Представление об истинном характере изменения тока эмиссии в этой области дают
графики на рис. 2.7. Из этого рисунка следует, что в области 0 < еа<ч.ес
ток эмиссии уменьшается с уменьшением еа значительно быстрее, чем это
соответствует изменению члена Dea в управляющем напряжении. С
физической стороны это явление следует объяснить влиянием пространственного
заряда, который образуется между сеткой и анодом. Что же касается
принятой нами аппроксимации тока анода, то она удовлетворительно передаёт
ход реальных характеристик. Отсюда следует, что описанная выше
аппроксимация должна давать преувеличенное значение для тока сетки, что и
наблюдается в действительности.
2.5. Характеристики эмиссионного тока тетрода
На рис. 2.8 показаны обозначения напряжений и токов в
цепях различных электродов тетрода. Указанные направления
этих величин будут приниматься за положительные.
Проходящий через цепь катода ток эмиссии i слагается из трёх
токов: анодного га, тока экранирующей сетки /г2 и тока
управляющей сетки ic:
i=i
а I "с2
lCi T *-С
(2.5.1)
Управляющее напряжение для тока эмиссии тетрода,
отнесённое к управляющей сетке, даётся выражением:
е=ес i Dxec%JrDea. (2.5.2)
Здесь обозначено D=D1D2. Управляющая сетка делается
редкой, её проницаемость D1 = 0,l—0.2. Наоборот,
экранирующая сетка для выполнения своих функций
электростатического экрана, развязывающего цепи управляющей сегки
и анода, делается обычно густой, О2^0,01.
Характеристику, изображающую
зависимость тока эмиссии от управляющего
напряжения, как и прежде,
аппроксимируем кусками прямых. Для
восходящего участка характеристики б.\ -
дем иуеть ур-ние (2.2.4). Подставив в него
выражение для управляющего напряжения
(2.5.2), получим уравнение тока эмиссии
для тетрода:
i = S(ec^D1ec2-}-Dea~Ec0). (2.5.3)
Обычно тетррдные -генераторы используются в таких
режимах, при которых изменяются во времени напряжения на
управляющей сетке и аноде, а напряжение на экранирующей
сетке остаётся во времени постоянным. Поэтому практи-
Рис. 2 8.

Статические характеристики генераторных ламп 35
ческйй интерес представляет изучение семейства
характеристик в сеточной системе координат, где напряжения ес2 и
е играют роль параметров. Такое семейство характеристик,
построенное соответственно ур-нию (2.5.3), показано па
рис. 2.9.
Выводы, вытекающие из рассмотрения рис. 2.9, сводятся
к следующему. Поскольку результирующая проницаемость
для анодного напряжения D весьма мала, то реакция анода
на юк эмиссии сказывается очень
слабо. Сдвиг характеристики при
изменении напряжения на аноде почти
не заметен, и можно считать, что
семейство характеристик при различных
напряжениях на аноде сливается в
одну. Поэтому реакцией анодного
напряжения на ток эмиссии молено
пренебречь и выраженье (2.5.3)
упростить, положив Dea=0. Тогда будем
иметь: ~Lc
•■- ^г
/=S (е,-4-Дес2-£,„). (2.5.4)
Рис. 2.9.
Сдвиг начала характеристики относительно начала
координат существенно зависит от величины напряжения на
экранирующей сетке. Это объясняется тем, что проницаемость Dx
относительно велика. Согласно (2.5.4) напряжение на
сетке Е'с, запирающее анодный ток, при напряжении на
экранирующей сетке Ес2 будет:
E^-D^+E,
(2.5.5)
Если Ес0 в (2.5.4) заменить из (2.5.5), то для тока эмиссии
получится выражение
(2.5.6)
Поскольку весьма часто тетроды используются в таких
схемах, где напряжение на экранирующей сетке во времени
не изменяется, то (2.5.6) можно упростить, положив ес2 ~Ес2 ;
тогда
i=S(ee-E'e). (2.5.7)
Эта формула совпадает с (2.3.3), полученной выше для
триода, если в ней положить £>=0. Такое совпадение
оказывается весьма ценным, так как позволяет многие
соотношения, полученные для триодного генератора, применить без
изменений для тетродных генераторов. При пользовании

36
Глава 2
ф-лой (2.5.7) не следует забывать, что величина Е'с зависит
от напряжения на экранирующей сетке и что расчёт
справедлив только в том случае, когда Е'с определено для
рабочего напряжения на экранирующей сетке.
Поскольку реакция анодного напряжения на ток эмиссии»
не учитывается, его характеристики в анодной системе ко* х
ординат представляют " семейство параллельных прямых»
подобных ьзебражённым пунктиром на рис. 2.4.
2.6. Характеристики токов анода и экранирующей сетки
тетрода
В тетроде эмиссионный ток распределяется между анодом и
двумя сетками. В большинстве случаев практики
встречаются режимы, когда ток управляющей сетки мал и его
влиянием на анодный ток можно пренебречь. Поэтому мы
ограничимся рассмотрением таких режимов, когда ток
эмиссии распределяется между анодом и экранирующей
сеткой и положим в ф-ле (2.5.1) ic=0. Эго допущение
справедливо тогда, когда электроны, пролетающие управляющую
сетку, не возвращаются на неё, т. е. когда в пространстве
между управляющей и экранирующей сетками существует
достаточное ускоряющее поле, направленное в сторону
экранирующей сетки. Такое положение будет иметь место,
если напряжение на экранирующей сетке вместе с
напряжением анода, к ней отнесённым, ecl + D2ea превышает
напряжение на управляющей сетке. Число, показывающее, во
сколько раз такое превышение достаточно, обозначим
через хх. Тогда условие отсутствия большого тока в цепи
управляющей сетки можно написать в виде ес2 -\- D2ea > xt ee.
Для практических расчётов поправкой за счёт еа можно
пренебречь, поскольку D2 — малая величина; окончательно
условием отсутствия большого тока в -цепи управляющей
сетки будет неравенство
е&>чес- (2-6.1),
Это условие аналогично условию для отсутствия большого
тока в цепи управляющей сетки триода. Различие состоит ■
лишь в том, что вместо еа здесь имеем ес2, поскольку
экранирующая сетка является по отношению к управляющей
ближайшим электродом. Что касается численной величины
для хь то следует считать хх = 1,24-1,4. Этот коэффициент
следует брать меньше, чем для триода, потому что
управляющая сетка у тетрода более редкая, чем у генераторного
триода. •»

Статические характеристики генераторных ламп Jb
Распределение тока между анодом и экранирующей
сеткой зависит от соотношения напряжений на гноде и
экранирующей сетке. Явление перераспределения тска между
экранирующей сеткой и анодом тем заметнее, чем меньше
напряжение на аноде сравнительно с напряжением на
экранирующей сетке. Поэтому, как и для триода, нагляднее
изучать это явление на семействе статических характерней!*
•анодного тока в анодной системе координат.
и,Сг
1 Са* Ссг
* на ^ ЕС9--25иб
S00
иоо
300
200
то
200 1*00 600 800 W001200
(а)
Рис. 2.10,
На рис. 2.10а показаны реальные характеристики токов
экранирующей сетки и анода для генераторного тетрода.
Характеристики на ркс. 2. 10а сняты при неизменном
напряжении на экранирующей сетке. Параметром семейства служит
напряжение на управляющей сетке. Существенным является
резкий перелом всех характеристик примерно при одном и том же
напряженки на аноде, которое мы назовём критическим и
обозначим еакр. После перелома характеристики анодный ток
-более или менее линейно уменьшается и проходит через
начало координат. На рис. 2.10а видно, что в области малых
еап для малых ес ход характеристик анодного тока заметно
искажается явлением динатронного эффекта анода.
Таким образом, для тетрода критической линией следует
считать линию, соответствующую некоторому определённому
напряжению на аноде еакр. Эго будет прямая, проходящая
параллельно оси ординат. Естественно выразить критическое
анодное напряжение через напряжение на экранирующей
сетке формулой
*W=v?f£. (2,6.2)
Для большинства генераторных тетродов x2=l,4-rl,6.

38
Глава 2
Принимаемая аппроксимация, как показано на рис. 2.106,
сводится к след\ющему. Справа от критической линии
{еа > еакр) характеристики анодного тока в анодной системе
координат совпадают с характеристиками тока эмиссии, т. е.
идут параллельно оси абсцисс, поскольку можно считать Z)=0.
Слева от критической линии (0<^еа < еа ) характеристики
анодного тока представляют веер прямых линий, выходящих
из начала координат. В области еа<^0 анодный ток равен
нулю. Из рис. 2 ЛОб следует, что для области 0 <еа< еа hp
уравнение анодного тока будет
i„ = i
■а гр
(2.6.3)
Подставив сюда выражение для тока эмиссии (2.5.7),
получим
t„=S
акр
(ес-К) ■
(2.6.4)
Эта фор> ула позволяет объяснить особенности хода
характеристик анодного гока в сеточной системе координат.
Семейство реальных характеристик токов анода и
экранирующей сетки в сеточной системе координат для той же лампы
приведено на рис. 2.11а. На рис. 2Л\б показано семейство
идеализированных характеристик.
-80 -40
0 + 40 +80
(а)
Рис 2.11,
Из изложенного выше следует, что когда анодное
напряжение больше критического, характеристики анодного тока
в сеточной системе совпадают с характер1 стикой тока
эмиссии и представляют единственную прямую с крутизной S и с

Статические характеристики генераторных ламп 39
началом, сдвинутым относительно начала координат ка £".
Если же напряжение на аноде меньше критического, то
согласно (2.6.4) характеристика анодного тока остаётся
подобной характеристике тока эмиссии, но с меньшей крутизной.
Из (2.6.4) следует, что крутизна характеристик анодного тока
в сеточной системе Sa—S—-—, т. е. пропорциональна анод-
ному напряжению. Таким образом, в сеточной системе
координат характеристики анодного тока представляют веер
прямых, выходящий из одной точки.
Поведение характеристик тока экранирующей сетки в
обеих системах координат вытекает из формулы icZ —i — ia
Эти характеристики показаны на рис. 2Л06 и 2Л\б.
Характеристики тока экранирующей сетки в области, где он мал
относительно анодного, т. е. когда еа > еа кр будут
рассматриваться особо.
Отметим, что характеристики тока эмиссии для тетрода
также напоминают рис. 2.7 и поэтому изложенная выше
аппроксимация в области еа<С*2еС2 даёт для тока эмиссии, а
следовательно, и для тока экранирующей сетки преувеличенное
значение против наблюдаемого на опыте.
2.7. О характеристиках пентодов
Пентод представляет тетрод с дополнительной сеткой,
называемой защитной. Защитная сетка располагается между
анодом и экранирующей сеткой; её назначение сводится к
тому, чтобы ослабить динатронный эффект анода и
уменьшить критическое анодное напряжение.
Это желательно для уменьшения потери
тока эмиссии на экранирующей сетке и,
как увидим далее, даёт возможность
повысить полезную мощность, отдаваемую
генераторной лампой, и её коэффициент
полезного действия.
В генераторах на защитную сетку либо
задают небольшое положительное
напряжение относительно катода, либо
соединяют с катодом накоротко. Чтобы избежать
большой потери тока на защитной сетке,
её делают обычно достаточно редкой
A=0,i-f-0,2.
На рис. 2.12 показана схема пентода с обозначениями
токов и напряжений. В отличие от тетрода в выражении для
Рис. 2.12.
с проницаемостью

40
тока эмиссии пентода появится четвертое слагаемое,
учитывающее ток защитной сетки,
*='« 148-Hrf -iel. (2.7.1)
В большинстве случаев пентодные генераторы
работают в таких режимах, когда токи в цепях управляющей
и защитной сеток невелики. Условие для отсутствия большого
тока в цепи управляющей сетки пентода, очевидно, будет
таким же, как и для тетрода (2.6.1). Что же касается тока в
цепи защитной сетки, то малость его непосредственно следует
из того, что она работает при малом потенциале относительно
катода. Поэтому без большой ошибки выражение для
эмиссионного тока пентода можно считать таким же, как и для
тетрода, а именно
i=ia \-ic2. (2.7.2)
Полное выражение для напряжения, управляющего
эмиссионным током пентода, имеет следующий вид:
е*=ее + Dxec2 + D12ec3 f- Dea. (2.7.3)
Здесь обозначено Д2=A A'» D=AAA» ^ (7 (90£
Экранирующая сетка в пентоде делается обычно густой с
малой проницаемостью, поэтому в выражении управляющего
напряжения можно отбросить два последних члена,
учитывающих реакцию напряжений анода и защитной сетки иа ток
эмиссии. В результате получим выражение, совпадающее
с выражением для управляющего напряжения тетрода,
е~ее '-Дей. (2.7.4)
Из всего изложенного следует, что выражение (2.5.7) для
тока эмиссии тетрода справедливо и для пентода.
Принципы аппроксимации характеристик, которые были
использованы для тетрода, оказываются подходящими также
и для пентода. Величину критического анодного
напряжения надо попрежнему определять по ф-ле (2.6.2). Однако
значение для коэффициента х2 следует брать существенно
отличным от того, которое было указано для тетродов. Для
большинства пентодов, выпускаемых нашей промышленностью,
этот коэффициент колеблется в пределах х2=0,2~0,4. При
конкретных расчётах не рейомендуется, однако, пользоваться
ф-лой (2.6.2), задаваясь у.2 в указанных пределах, а следует
определить еакр непосредственно из семейства статических
характеристик.
Итак, отличие характеристик пентода от характеристк
тетрода сводится только к тому, что критическая линия у

Статические характеристики генераторных ламп 41
43% от напря
пентода сильно прижат а к оси срдинг.тг падение гнодгого ток&
за счёт возрастания тока экранирующей сетки начинается лишь
при напряжениях на аноде, составляющих 20-
жения на экранирующей сетке. з20\
Рассмотрим, как влияет на ход
характеристик анодного тока величина
напряжения на защитной сетке. На
рис. 2.13 показано семейство
характеристик анодного тока в анодной
системе координат. Параметром является
напряжение на защитной сетке.
Сравнив положение характеристик для
<?сз > 0 и есз^О' можно сделать
заключение, что подача на защитную
сетку небольшого положительного
напряжения приводит к
уменьшению критического анодного
напряжения на 10—20%. При увеличении
отрицательного напряжения на
защитной сетке характеристики анодного
тока в анодной системе координат смещаются
отрицательное напряжение на защитной сетке.
0
100 200 300
Рис. 2.13.
тем правее, чем больше
ЛИТЕРАТУРА
Л. Минц. „Основания для расчёта модуляции
1929.
X. Не в я же кий. Курс радиопередатчиков.
Н. Сосунов. Радиопередающие уст-
1. А. И. Берг. Теория и расчет ламповых 'генераторов. Госэнерго-
издат, 1932.
2. И. Г. К л я цк и н и А.
на сетке'. ТиТбп № 52 и 55,
3. 3. И. Модель и И.
Связьрадиоиздат, 1938.
4. Н. С. Б е с ч а с т и о в и В.
ройства. Издание ВЭТАС, 19Л.
5. А. И. Берг. „Распределение тока между анодом и сегкой в трёх-
электродных лампах". Известия электропромышленности слабою тока (ИЭСТ)
№11, 1937.
6. С. И. Евтянов. „Исследование перенапряжённого режима
электронного генератора при различных величинах возбуждающего напряжения
на сетке". ИЭСТ№ 2, 1937.
7. С. И. Евтянов. „Расчёт электронного удвоителя час юты в
перенапряжённом режиме". ИЭСТ М- 12, 1Ь37.
8. С. А. Д р о б о в. Радиопередающие устройства. Издание ЛКВВИА, 1947.
9. 3. И. Модель и И. X. Н е в я ж с к и й. Радиопередающие
устройства. Связьиздат, 1949.

ГЛАВА 3
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РЕЖИМАХ ГЕНЕРАТОРА
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
3. 1 Баланс токов и напряжений в анодной цепи
Схема генератора с внешним возбуждением на тетроде
показана на рис. 3.1. В цепи управляющей сетки включена
катушка, связанная с контуром, в котором протекает
переменный ток высокой частоты. Пои помощи катушки связи на
сетку подаётся переменнре
напряжение, оно изменяет*
ся по гармоническому
закону с амплитудой Ut,
Выражение для перемер
ного напряжения на сетке
можно записать в виде
ue=*Uecos<at. (8.1. Г)
Кроме переменного п$
сетку подаётся ещё
постоянное напряжение для того, чтобы правильно выбрать рабочую тсн*-
ку на статической характеристике лампы. Поэтому
постоянное напряжение на сетке называется смещением. Обычно
смещение бывает отрицательным. Источник напряжения
смещения блокирован конденсатором, чтобы создать короткое
замыкание для тока высокой частоты, который возникает в
цепи сетки под влиянием переменного напряжения. Ина^Ц
этот ток будет циркулировать по цепям источника смещения,
что приведёт к ненужной потере мощности переменного тока»
Второй полюс источника смещения на схеме не показан. Это;
означает, что он. „заземлён", т. е. соединен с общей для
всех цепей точкой. Роль „земли" в радиопередатчике обыч^
но выполняет металлический каркас или экран генератора.
Переменное и постоянное напряжения в сумме определяю^
мгновенное напряжение на сетке
Подставив (3,1.1) в (3.1.2), получим
ec~Ee-\-Uccos<ot.
(ЗЛ.2)
(3.1.3)

Режим генерргора с внешним возбуждением 43
В дальнейшем для сокращения письма будем обозначать
текущую фазу напряжения на сетке одной буквой
х = <1)^ (3 1.4)
м вместо (3.1.3) писать
ее=*Се-\-иесозх (3.1.5)
На экранирующую сетку подаётся некоторое
положительное напряжение Ь^ , которое указывается в паспорте лампы
Для переменного тока цепь экранирующей сетки служит
коротким замыканием благодаря ёмкости, соединяющей её с
катодом. Поэтому переменное напряжение на экранирующей
сетке отсутствует
**=**. (3.1.6)
В цепи анода включены колебательный контур и источник
питания анодной цепи с напряжением Еа. Назначение
источника питания—доставлять энергию постоянного тока в анодную
цепь для преобразования её в энергию неременного тока
высокой частоты. Колебательный контур обычно
настраивается на частоту переменного напряжения на сетке-и
служит нагрузкой для переменной составляющей анодного тока.
В колебательном контуре должна выделяться мощность
переменного тока. Назначение конденсатора, блокирующего
источник питания Еа, аналогично назначению конденсатора
в цепи управляющей сетки.
На рис. 3.1 показано положительное направление
падения напряжения на контуре (иа), совпадающее с
положительным направлением тока. При таком выборе положительного
направления для напряжения на контуре мгновенное
напряжение на аноде определяется выражением
еа = Еа-иа. (3.1.7)
Под влиянием напряжения на сетке изменяется
анодный ток. Вместе с напряжением на сетке и анодным
током изменяется также анодное напряжение. Чтобы на
первых порах не усложнять себе задачи учётом реакции
анодного напряжения на анодный ток, допустим, что
переменные напряжения на сетке и аноде таковы, что ток в
экранирующей сетке мал. Тогда реакцию анодного напряжения
можно не учитывать. Допустим также, что потеря тока на
управляющей сетке также невелика. Тогда можно считать,
что ток анода определяется по характеристике эмиссионного
тока.

44
Глава 3
u-r
На рис. 3.2 показано построение кривой анодного тока
во времени при помощи идеализированной характеристики
График анодного тока получается симметричным относительно
сси ' = 0. Поэтому на чертеже показана лишь половина
кривой анодного тока за период
переменного напряжения на
сегке. Благодаря том}, что
восходящая часть иде?ля-
зпровзнной характеристик!»
линейна, график анодного
тока получается в форме
импульса, представляющего
косинусоиду, отсечённую
снизу. Импульс анодного
тока характеризуется двумя
рИСш з.2, параметрами — высотой 1т и
углом отсечки — 0. Высота
импульса есть максимальное значение анодного тока. Углом
отсечки называется половина фазового угла, ^соответствующего
времени прохождения анодного тока. Легко видеть, что 1т и 9
зависят от амплитуды напряжения на сегке Uc и от смещения
рабочей точки относительно начала характеристики, т. е. от
величины (be— l'e). Для случая, покаранного на рис. 3.2, >гол
отсечки меньше 90".
Падение напряжения на колебательном контуре от
периодически следующих импульсов анодного тока проще всего
рассчитать, применяя гармонический
анализ анодного тока. На рис. 3.3
представлен график импульса
анодного тока и показаны его гар-
хмонические составляющие:
постоянная 1а0, первая гармоника с
амплитудой 1а1 и вторая -- с амп-
лшудой /а2. Существенно
подчеркнуть, что у импульса,
симметричного относительно оси т = 0,
т. е. представляющего чётную
функцию времени, гармоники также должны быть
чётными функциями времени. При выбранном на рис. 3.3
начале отсчёта времени они буд>т изменяться по косину-
соидальному закону.
Таким образом, анодный ток может быть представлен еле-
дмощим рядом:
Рис. 3.
2j й»
я-0
COSft т.
(3.1.8)

Режим генератора с внешним возбуокдением
45
В дальнейшем для определённости будем считать, что
конгур настроен на частоту первой гармоники. На
собственной частоте и>0 сопротивление колебательного контура чисто
активно и равно
/?«=-f, (3.1.9)
здесь характеристика контура —р= ш0Ц зат)хание контура
На частоте, отличающейся от собственной в п раз, и>= пш0)
контур сильно расстроен. Активные потери контура при
определении его полного сопротивления не играют существенной
роли и мог)т не приниматься во внимание. В результате
сопротивление оказывается чисто реактивным:
Zal=-rL-Ty гДе « = 2,3...
Для оценки сопротивления конгура на высших
гармониках составим отношение:
ii— _
п
Затухание контуров передатчиков Сывает порядка 0,5—2%
и во всяком сл)чае не превосходит 10%. Последняя цифра
может встретиться, если колебательный контур связан с
нагрузкой. Таким образом, сопротивление контура на
гармониках в сотни или, по крайней мере, в десятки
раз меньше резонансного сопротивления контура на основной
частоте.
Обычно амплитуды гармоник анодного тока убывают с
увеличением номера п. Во всяком случае можно считать, что все
амплитуды гармоник тока одного порядка. Тогда можно
утверждать, что амплитуды ьсех высших гармоник напряжения будут
порядка 8 относительно первой -^ ~ 8 и могут быть
отброса
шены. Таким образом, падение напряжения на контуре,
создаваемое импульсами анодного тока, практически мол.но
считать чисто гармоническим ua — Uacosxt где Ua=IalRa-
Подставив в (3.1.7), получим выражение для мгновенного
напряжения на аноде
ea = Ea-Uacosx. (3.1.10)
Вообще контур будет подчёркивать ту гармонику,
частота которой совпадает с его собственной. Поэтому, хотя про-

46
Глава 3
ведённые выше рассуждения ради определённости и имели в
виду настройку контура на первую гармонику, в принципе
они остаются верными и при настройке контура на любую
высшую гармонику. При этом можно не учитывать падение
напряжения от всех других гармоник, частоты которых не
совпадают с собственной частотой контура.
Режим генератора при настройке конiура на первую
гармонику называется режимом усиления, а при настройке контура
на высшие гармоники
называется режимом умножения
частоты. Последнее название
объясняется тем, что при
использовании гармоники номера
п частота напряжения на аноде
в п раз превышает частоту
напряжения на сетке. В
современных передатчиках наиболее
часто использую 1ся удвоители
частоты.
На рис. 3.4 построены
диаграммы мгновенных
напряжений на сетке и аноде, а
также график анодного тока.
Из рассмотрения ф-л (3.1.5)
и (3.1.10) следует, что фазы
переменных составляющих
напряжений на сетке и аноде
противоположны. Поэтому,
когда напряжение на сетке
проходит через
положительный полупериод и увеличивается, напряжение на аноде
проходит через отрицательный полупериод и уменьшается и
наоборот. Когда мгновенное напряжение на сетке максимально
и равно есМакс == Ec-\-Uc, напряжение на аноде проходит через
минимальное значение еаМин =Па — 1/а. Заметим, что
минимальное напряжение на аноде часто называется остаточным.
Когда же напряжение на сетке минимально есмин =EC — UC,
напряжение на аноде проходит через максимум еамакс = Еа-\- Ua.
Противофазность напряжений на сетке и аноде
непосредственно следует из того факта, что согласно графикам
разложения импульса анодного тока на гармоники (рис. 3. 3)
момент^прохождения первой гармоники тока через
положительный максимум совпадает с максимумом анодного тока.
Отсюда согласно схеме генератора на рис. 3. 1 следует, что
в момент положительной полуволны напряжения на сетке
направление первой гармоники анодного тока во внешней
цели совпадает с положительным направлением i . Следует
Рис. 3.4.

Режим генератора с внешним возбуждением 47
иметь в виду, что настроенный контур представляет для
первой гармоники активное сопротивление. Поэтому за
положительный полупериод на сетке падение напряжения на
контуре направлено назстречу напряжению источника питания
/ а, и напряжение на аноде уменьшается.
Мгновенное напряжение на аноде в процессе колебаний
достигает значений больших, чем напряжение источника
питания. Объяснение этого явления сводится к тому, что под
влиянием импульсов тока в контуре поддерживаются
свободные колебания напряжения, которое, складываясь и вычитаясь
с напряжением источника питания, вызывает изменение
анодного напряжения в указанных выше пределах. Разумеется,
если нагрузка в анодной цепи не обладает способностью
запасать энергию, то и анодное напряжение не может стать
выше напряжения источника питания.
3.2. Классификация режимов генератора по напряжённости
Режимы генераторов на триодах, тетродах и пентодах
могут различаться в зависимости от того, велик или мал ток,
теряемый на сетках, по сравнению с анодным током. Режим
называется недонапряжённым. если токи в цепях сеток
невелики по сравнению с анодным. Режим называется
перенапряжённым, если токи в цепях сеток составляют значительную
часть анодного тока. Пограничный режим называется
критическим режимом.
Поскольку в тетродных и пентодных генераторах могут
встречаться режимы, когда велик ток управляющей, либо
экранирующей сеток, классификацию уточняют ещё
указанием на то, о напряжённости режима по какой сетке идёт
речь. В связи с этим различают режимы кедонапряжённый,
критический или перенапряжённый по управляющей сетке и
то же самое по экранирующей сетке.
Установим, как напряжённость режима зависит от
соотношения напряжений на электродах лампы. Сначала рассмотрим
этот вопрос применительно к триодному генератору. В
предыдущем разделе у нее было указало на то, что напряжения
на сетке н аноде меняются в противоположных фазах (рис. 3. 4).
Наиболее благоприятным моментом времени для
возникновения большого тока в цепи управляющей сетки является
тот, когда напряжение на аноде равно остаточному (еамин),
а напряжение на сетке равно максимальному {есмпкс). Если
в этот момент времени ток сетки мал, то во все
остальные моменты времени он будет ещё меньше.
Следовательно, о напряжённости режима можно судить по
соотношению еа лшн и еСЛ!,1КС.

48
Глава 3
Ранее при изучении статических характеристик триодов
было установлено выраженье (2.4.4), определяющее
критическое напряжение на аноде, при котором влиянием тока
сетки на анодный ьожно пренебречь: еа = х (ес — £#).
Применив это соотношение для генераторного режима, получим,
что условием критического режима для триода является
равенство
еа мин ьр =*" * (ес макс ~ С со )' (3.2.1)
Отсюда следует далее, что режим будет недонапряжён-
ным, если остаточное напряжение на аноде больше
критического еа ман > еаманКр и перенапряжённым, если остаточное
напряжение меньше критического еаман < еа %Кр. Триодные
генераторы работают обычно в критическом или
перенапряжённом режиме. Для тегродных или пентодных генераторов
условием отсутствия большого тока в цепи управляющей
сетки является неравенство ес2>у.хес. Чтсбы отсутствовал
большой ток управляющей сетки в течение всего nepi ода
колебаний, надо требовать выполнения этого неравенства в
тот момент времени, когда мгновенное напряженке на сетке
максимально (есмакс). Напряжен! е на экранирующей сетке во
времени не меняется, оно равно рабочему Гс2. Сделав
указанные замены, получим условие для недонапряженного режима
по управляющей сетке
Если в (3.2.2) повернуть знак неравенства в обратную
сторону, то пол}чим }словие для перенапряжённого режима
по управляющей сетке. Наконец, знаку равенства
соответствует условие для критического режима по управляющей сетке.
Генераторные тетроды и особенно пентоды конструнр\ются
таким образом, что при условии применения \казанкого в
паспорте напряжения ка экранирующей сетке получается
резко выраженный недонапряжённый режим по \правляющеп
сетке. Преимущество такого режима состоит в малости тока
управляющей сетки и, следовательно, малой мощности,
потребляемой цепью сетки из анодной иепи предыд}щей ступени.
Обратимся теперь к определению напряжённости режима
по экранирующей сетке. В п. 2.6 было получено
выражение (2 6.2), определяющее критическое напряжение на аноде
в смысле отсутствия большего тока экранирующей сетки
еакр — *2ес2- В генераторном режиме ток экранирующей сетки
будет мал, если условие (2.6.2) выполнено для момента
времени, когда напряжение на аноде равно остаточному.
Напряжение на экранир) ющей сетке во времени не изменяется, оно
должно быть взято равным рабочему напряжению. Таким образом,
условием критического режима по экранирующей сетке

Режим генератора с внешним возбуждением
49
будет равенство
еа минкр — х2 ^с2' [p.Z.O)
Режим по экранирующей сетке будет недонапряжённым,
если еа мин > еа мин Кр, и перенапряжённым, если еа мин < еа мин Кр.
В большинстве случаев практики тетродные и пентодные
генераторы работают в критическом или перенапряжённом
режиме по экранирующей сетке.
В дальнейшем ради краткости, когда речь будет идти о
напряжённости режима без указания сетки,
подразумевается напряжённость режима именно по экранирующей сетке.
Напряжённость режима.может ещё характеризоваться
отношением амплитуды напряжения на нагрузке Ua к
напряжению источника питания Ьа. Это отношение называется
коэффициентом использования анодного напряжения
& = *&-. (3.2.4)
Если сделать замену: Ua = Еа — еаМин, то
^ = 1_е_в4 • (3.2.5)
При конструировании генераторных ламп стремятся к тому,
чтобы коэффициент использования анодного напряжения в
критическом режиме £Кр был достаточно близок к единице.
Обычными значениями являются ^Кр = 0,8 — 0,9.
Из (3.2.5) легко видеть, что режим будет недонапряжённым,
если 1<^£Кр, и перенапряжённым, если £ > р-кр. Если остаточное
напряжение равно нулю, то £ = 1. Если £>1, то остаточное
напряжение отрицательно.
Форма импульса анодного тока существенно зависит от
напряжённости режима. В перенапряжённом режиме в те
моменты времени, когда мгновенное напряжение на аноде делается
меньше некоторого критического значения, начинается резкое
возрастание тока сетки (для тетрода экранирующей сетки),
что вызывает уменьшение анодного тока, и в импульсе
анодного тока появляется провал, характерный для
перенапряжённого режима.
3.3. Динамические характеристики анодного тока
При работе генератора анодный ток изменяется во
времени под влиянием одновременного изменения мгновенных
напряжений на сетке и аноде. Если на плоскости статических
характеристик анодного тока в сеточной системе координат
построить кривую, отображающую зависимость анодного тока
от напряжения на сетке с учётом одновременного изменения
напряжения на аноде, то эта кривая будет динамической ха-

50
Глава 3
рактеристикой в сеточной системе координат. Подобным же
образом можно построить динамическую характеристику в
анодной системе координат. Докажем, что для принятой выше
идеализации статических характеристик динамическая
характеристика тока эмиссии в обеих системах координат состоит из
отрезков прямых. Идеализированная характеристика тока
эмиссии в координатах i, e на восходящем участке выражается линейно
через мгновенные напряжения на сетке и аноде ур-нием (2.3.3).
Чтобы получить уравнение динамической характеристики
в сеточной системе координат,- надо выразить еа через ес. Из
(3.1.5) можно получить выражеьие *cosx =^p^.
Подстановка его в (3.1.10) даёт искомую связь
еа = Еа-^ее-Ье). (3.3.1)
еа выражается через ес линейно, поэтому, подставив (3.3.1) в
(2.3.3), получим для динамической характеристики в сеточной
системе координат уравнение прямой. Поскольку ес можно
линейно выразить через еа, в
анодной системе координат
динамическая характеристика тока
эмиссии также представляется
кусками прямых.
Чтобы построить восходящий
участок динамической
характеристики, достаточно знать две
точки, через которые эта прямая
Рис. 3.5. проходит. *В качестве таких
точек выберем следующие:
точка А : cos т = 1; ес = есмакс = Ес |- V е\ еа = еа мин = Еа - Ua;
точка Ь : cos ' = 0; ес = Ьс; еа = Еа.
На рис. 3.5 показано, как определяется положение точки Б
в сеточной системе координат. Построение сделано для случая,
когда рабочая точка сдвинута левее начала статической
характеристики для еа = Ьа. В этом случае точка Б оказывается
в области i<0 на пересечении линии смещения ес = Ес с
продолжением в эту область характеристики еа = Еа.
Поскольку в анодной системе координат делать такое
продолжение статических характеристик в область i < 0 не так
удобно, как в сеточной, полезно заранее определить ток,
соответствующий точке Б. Будем называть его током покоя и
обозначать in. Из рис. 3.5 видно, что
in = S{Ec-Ec'). (3.3.2)
Разумеется, что участки динамических характеристик, лежа-

Режим генератора с внешним возбуждением 51
щие в области i< 0, недействительны. Для этой области
истинным продолжением динамической характеристики является
ось абсцисс, т. е. i = 0.
Обратимся теперь к рассмотрению семейства динамических
характеристик в анодной системе координат, показанного ^на
рис. 3.6. Семейство построено для триодного генератора при
различных значениях амплитуды напряжения на аноде Uа или
что то же, при различных величинах коэффициента использо,
вания анодного напряжения £. Все остальные питающие
напряжения: Ес, Uс, Ьа считаются неизменёнными. Координаты
точки Б определяются значениями Ес и Еа, её положение
фиксировано для всех динамических характеристик.
Точка А, на которой заканчивается динамическая
характеристика, лежит на статической характеристике ес=есМакс.
Абсцисса её определяется остаточным напряжением еа = еаМин
и естественно перемещается влево по мере увеличения Ua.
Напряжённость режима при этом возрастает. Очевидно, что
недонапряжённому режиму соответствуют те динамические
характеристики, которые дежат полностью в области малых
токов сетки, т. с. справа "от критической линии. Такими
характеристиками на рис. 3.6 являются: характеристика
/, соответствующая короткому замыканию нагрузки (Ua = 0), и
характеристика 2. Характеристика 3 соответствует
критическому режиму, так как её конец находится на линии
критического режима.

52
Глава 3
Из чертежа следует, что в критическом режиме
остаточное напряжение можно выразьть через высоту импульса и
крутизну критической линии следующим образом:
еа мин г.р = ^~ . (о.З.о)
Остальные характеристики 4, 5, 6 соответствуют
перенапряжённому режиму.
Динамические характеристики тока эмиссии в области,
расположенной слева от критической линии, не передают
правильно изменения анодного тока. В этой области (пока еа^>0)
динамические характеристики анодного тока совпадают с
критической линией, а затем переходят в ось абсцисс (при
еа<0). Таким образом, у динамической характеристики
анодного тока в перенапряжённом режиме получается
характерный загиб вверху, который объясняется резким возрастанием
тока сетки, вследствие чего анодный ток уменьшается и в
импульсе анодного тока получается провал.
Рассмотрим подробнее динамические характеристики и
соответствующие им импульсы анодного тока в
перенапряжённом режиме. Характеристика 4 соответствует
перенапряжённому режиму при положительном остаточном напряжении
(еажш^>0). Это означает, что коэффициент использования
анодного напряжения больше коэффициента использования
в критическом режиме, но меньше единицы (£к < \ < 1). При
этом в импульсе анодного тока наблюдается провал. Для
характеристики 5 еамин = 0, \= 1. В этом случае в середине
импульса анодный ток спадает до нуля и импульс
разделяется на две части. Наконец, для характеристики 6 еамин<0,
£>1. Этот случай замечателен тем, что в течение известной
доли периода мгновенное напряжение на аноде оказывается
отрицательным и анодный ток в это время равен нулю.
Важно подчеркнуть, что по мере увеличения I в
перенапряжённом режиме не только расширяется провал импульса
в середине, но и уменьшается его высота. Поэтому переход
в перенапряжённый режим сопровождается резким
уменьшением амплитуды тока первой гармоники. Поскольку
переменное напряг ение на контуре развивается первой гармоникой
анодного тока, то для увеличения I требуется увеличение
резонансного сопротивления контура согласно формуле:
Rm=^-. '3.3.4)
Из рассмотрения рис. 3.6 видно, что в перенапряжённом
режиме незначительное в процентном отношении увеличение

Режим генератора с внешним возбуждением 53
U сопровождается весьма заметной деформацией импульса и,
следовательно, существенным уменьшением первой гармоники.
Поэтому для увеличения к в области перенапряжённого режима
требуется весьма значительное увеличение Ra и достигнуть
значительного превышения Ua по сравнению с Еа
затруднительно. На практике вряд ли бывает £^>1,2.
Построение динамических характеристик для тетродного
или пентодного генератора отличается от рассмотренного
выше построения для триодного генератора лишь
незначительными деталями, о которых будет упомянуто ниже. Данное в
этом разделе общее описание явлений, возникающих в
перенапряжённом режиме, в равной мере относится к генераторам всех
типов. Различие сеодится лишь к тому, что у триодного
генератора при I > S резко возрастает ток управляющей сетки, в то
время, как у тетродных и пентодных генераторов при этом
происходит возрастание тока в цепи экранирующей сетки.
3.4. Энергетический баланс в анодной цепи
В анодной цепи генератора происходит преобразование
энергии постоянного тока, развиваемой источником питания,
в энергию переменного тока, которая выделяется в
колебательном контуре. При этом часть энергии постоянного тока
выделяется в виде тепла на аноде лампы.
Для составления уравнения энергетического баланса
выпишем в развёрнутом виде выражения для анодного тока (3.1.8)
и для анодного напряжения (3.1.10):
Lo = 4о+ 4i cos T +1**cos 2^ ' ... ^/„cos/itf .... (3.1.8)
еа = £fl- L/rtcosx. ШЛО) ,
j
Постоянная слагающая анодного тока обязательно должна
проходить через источник пшания. Что касается переменных
составляющих анодного тока, то при обсуждении схемы на
рис. 3.1 было подчёркнуто, что прохождение их через
источник питания нежелательно, так как будет только
приводить к ненужной потере полезной мощности. Мощность,
подводимая к анодной цепи от источника питания, определяется
выражением
Р*=1а»Еа- (3.4Л)
Полезная мощность развивается на контуре только первой
гармоникой, так как для высших гармоник контур считается

54
Глава 3
коротким замыканием. Мощность первой гармоники в
контуре будет
Л =*—/«!"«. (3-4.2)
Заметим, что в случае умножения частоты выражение для
мгновенного напряжения на аноде имело бы вид: еа = Еа —
— Vacosnx и соответственно полезная мощность в контуре
развивалась бы п-й гармоникой анодного тока. Эта
мощность определяется выражением
Рп = -Т*аРа. (3.4,3)
\Ргзнсоь уежду подводгмой и полезной мощностями Щ*Цс
ставляет мощность, теряемую на аноде,
Коэффициент полезного действия анодной цепи
■П = %. 13.4.5)
Рассмотрим, чем определяется кпд анодной цепи и какие
меры следует принимать для его повышения. С этой целью
подставим (3.4.1) и (3.4.2) в (3.4.5). В результате получим
1 ^,
-n=-Ygil (3.4.6)
В этой формуле % означает уже знакомый нам
коэффициент использования анодного напряжения, он определяется
ф-лой (3.2.4), a gx есть коэффициент, равный отношению
амплитуды первой гармоники к постоянной слагающей
*• ~j£ • (3-4.7)
Этот коэффициент зависит от формы импульса анодного
тока и мы б^дем его называть „_ко£(}фищ еьтом_ формы".
В случаях, когда идёт речь о коэффициенте формы для
разных гармот к^ анодного тока, к этому названью будем
добавлять „для п-й гармоники анодного тока".
Чтобы определить коэффициент формы, надо вычислить
постоянную слагающую и амплитуду той гармоники, на
которую настроен конт\ р. Прежде всего выяаим в общем виде,
каково максимально возможное значение коэффициента формы
и как на его величину влияет угол отсечки анодного тока.

Режим генератора с внешним возбуждением 55
Будем иметь в виду использование некоторой п-н гармоники;
для первой гармоники п = [.
Общие выражения для постоянной слагающей и п-н
гармоники для импульса, симметричного относительно оси х =0,
имеют вид:
т. тс
/в„ =4-j'e dx*Ian=^ia cos m dx-
0 0
Считая далее, что при х > 6 ток равен нулю, заменим
верхний предел интегрирования тс на 6:
/ 1
ао=~уа^, (3.4.8)
о
в
I~,= ~^iacosn-.dx. (3.4.9)
о
an
.На основании теоремы о среднем в выражении (3.4.9)
можно вынести за знак интеграла cos пх, причём вместо х надо
подставить некоторое значение, лежащее внутри интервала,
ограниченного пределами интегрирования. Обозначим это
значение х через 0С, где С должно быть заключено в пределах:
0<С<1. После указанного преобразования выражение (3.4.9)
можно переписать следующим образом:
в
/a/I = cos(/t6C)— ?iad%.
о
Подставив сюда (3 4.8), получим /a„ = /a02cos (n б С).
Отсюда следует выражение для коэффициента л формы л-й
гармоники
g-„ = 2ccs (я 8 С). (3.4.10)
Поскольку косинус не может быть больше единицы, эта
формула показывает, то коэффициент формы любого
импульса и для любой гармоники не люжет быть больше 2
£„<2.
В пределе, когда угол отсечки стремится к нулю,
коэффициент формы стремится к своему предельному значению:
lim g„ = 2.
Повышение коэффициента формы, а следовательно, и кпд
с уменьшением угла отсечки можно пояснить следующими

56
Глава 3
качественными рассуждениями. Мощность, теряемая в виде
тепла на аноде, выражается средним значением мгновенной
мощности на аноде. Последняя равна iaea. Следовательно,
я
(3.4.11)
Рис. 3. 7.
На рис. 3.7 представлены
диаграммы, показывающие изменение
во времени ia и еа. Из рис. 3.7 и
выражения (3.4.11) можно
заключить, что для уменьшения Ра надо,
чтобы ток проходил лишь в
течение той части периода, когда
напряжение на аноде близко к
остаточному. Анодный ток следует
отсекать, когда мгновенное
напряжение на аноде становится
значительно больше остаточного.
Уменьшение угла отсечки импульса
приводит к увеличению кпд, поскольку
•мощность потерь на аноде при этом уменьшается. Вообще с
точки зрения кпд выгодна такая форма импульса, при которой ток
велик в середине импульса и мал по его краям. Например
для трёх импульсов, изображённых на рис. 3.8а, коэффициент
формы — наибольший для треугольного импульса и
наименьший для прямоугольного импульса. По той же причине у
импульса с провалом,
характерного для
перенапряжённого режима,
коэффициент формы меньше, чем у
импульса косинусоидально-
го (рис. 3.86).
Из ф-лы (3.4.11) и
графика на рис. 3.7 ясно также,
почему согласно ф-ле (3.4.6)
Рис. 3.8. коэффициент полезного дей-
ствия пропорционален i
Очевидно, что с увеличением 6 уменьшается остаточное
напряжение на аноде.
Обратимся теперь к анализу ф-лы (3.4.6) в целом
Прежде всего из того, что #!<2, следует, что всегда г, < £*
т. е. кпд не может быть больше 6. Рассмотрим далее, как
изменяется кпд при изменении t Из п.3.3 следует, что в не-
донапряжённом режиме форма импульса не зависит от %
Поэтому до тех пор, пока % < lKpi можно считать, что кпд
увеличивается пропорционально 5 (рис. 3.9). В перенапряжённом

Режим генератора с внешним возбуждением 57
режиме импульс анодного тока деформируется и
коэффициент формы его уменьшается. Кпд достигает максимума в
перенапряжённом режиме и при дальнейшем увеличении i
уменьшается. Насколько
далеко в сторону
перенапряжённого режима
сдвигается максимум кпд,
зависит от того, как
близко к единице 1Кр.
Дело в том, что при $ = 1
провал в импульсе
анодного тока доходит до
нуля и коэффициент
формы уменьшается
значительно. Поэтому
-максимум кпд получается при
£<1, когда
напряженность режима не
слишком велика. В большинстве случаев интервал 1Кр < £< 1
оказывается весьма узким и практически можно считать,
что максимум кпд получается в критическом режиме.
Рассмотрим энергетический баланс в анодной цепи для случая, когда
нагрузка расстроена и частота первой гармоники анодного тока смещена
относительно собственной частоты контура в пределах его резонансной
кривой так, что попрежнему для всех высших гармоник контур можно
считать коротким замыканием. В этом случае, фазы первой гармоники
анодного тока и напряжения на контуре окажутся смещёнными на фазный
угол расстроенной нагрузки <ра. Поэтому в выражение для мощности (3.4. 2}
следует добавить множитель cos <?a
Pl = т IalUa cos <?«. (3.4.12)
Вместо выражения для кпд (3.4.6) будем иметь
/
as
12
-.2
ч
о о.2 о.и ае as /.о и
Рис ЗЛО.
"jf £i€ cos cpa.
(3.4.13)
С физической стороны уменьшение полезной мощности и кпд
пропорционально cos cpa легко объясняется на основе изложенных выше
представлений. Если сра + 0, то на рис. 3.7 текущие фазы, соответствующие
ва—вамин и /а=/т, оказываются взаимно смещёнными на угол сра. Поэтом}
кинетическая энергия электронов при ударе об анод станет больше, следе"
вательно, увеличится Ра и уменьшится Р,.
Для определённости здесь речь велась об использовании первой
гармоники «анодного тока, но ясно, что все рассуждения о работе на
расстроенную нагрузку останутся в силе и при использовании высших гармоник.
Поскольку работа на расстроенную .нагрузку приводит к уменьшению полезной
мощности и кпд, то для мощных генераторов такой режим стараются не
применять.
ЛИТЕРАТУРА
1. А. И. Б е р г. Теория и расчёт ламповых генераторов. Госэнергоиздат, 1932,
2. Н. С. БесчастновиВ. Н. Сосунов. Радиопередающие устрой-
тва. Издание ВЭТАС, 1941.

ГЛАВА 4
РАСЧЁТЫ РЕЖИМОВ ГЕНЕРАТОРА С ВНЕШНИМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ
4.1. Введение
В настоящей главе излагаются систематические сведения по
расчёту режимов генератора с внешним возбуждением.
Поскольку расчёт генератора при косинусоидальной форме
импульсов анодного тока наиболее прост и близко соответствует
условиям работы генераторов на практике, ему уделено главное
место. Приоритет в разработке излагаемого здесь метода расчёта
принадлежит выдающемуся советскому учёному М. В. Шулей-
кину. Эгод метод излагался им на лекциях в 1921 — 1923 гг.
В дальнейшем метод М. В. Щулейкина был развит в трудах
советских учёных А. И. Берга, И. Г. Кляцкина и А. Л. Минца.
На материалах трудов этих учёных базируется дальнейшее
изложение.
Более кратко рассматриваются вопросы, связанные с
расчётом генераторга при плоской форме импульса. Цель этого
рассмотрения — дать сравнительный анализ достоинств и
недостатков плоской и прямоугольной формы импульсов по
сравнению с косинусоидальной.
4. 2. Гармонический анализ косинусоидальных импульсов
анодного тока
Напряжения на сетке и аноде генератора, контур которого
настроен на частоту первой гармоники анодного тока,
изменяются по закону:
ee = Ee + Uecosx, (3.1.5)
ea = Ea-Uacosx. (3.1.10)
Предполагая, что режим недонапряжённый и импульс
анодного тока косинусоиаальный, устансвкм связь кежду
напряжениями на сетке Ес и Uc, высотой импульса 1т и его углом
отсечки 0.
Поскольку режим недонапряжённый, анодный ток будет
описываться тем же уравнением, что и ток эмиссии
i* = 5К - Е'с + D (еа - Еа)1 (2,3.3)

Расчеты режима генератора с внешним возбуждением 59
После подстановки в это уравнение ес и еа из (3.1.5) и
(3.1.10) получим выражение, описывающее изменение
анодного тока во времени:
ia = S [Ес - Ес + (Uc - DUa) cos т1. (4.2.1)
В этом уравнении первый член Ес — Е'с означает
постоянную слагающую управляющего напряжения с поправкой на Есо.
Величиной tco учитывается сдвиг начала характеристики тока
эмиссии относительно начала координат. Второй член означает
переменную слагающую
управляющего напряжения с
амплитудой (Uc — DUa).
На рис. 4.1 а на плоскости
i,e показано построение
импульса анодного тока. Из
рисунка видно, что импульс
анодного тока
представляет косинусоиду с
амплитудой S(UC — DUJ, которая
отсекается на уровне 5 (Lc—
— Ь'е). В результате
получается импульс с
высотой Im и углом отсечки 0. На
рис. 4.1 б проделано
аналогичное построение при
помощи динамической
характеристики в сеточной
системе координат.
Положив в (4.2.1), что
при х = 6 ia= 0, получим
выражение для смещения
через амплитуду
управляющего напряжения и угол
отсечки: Рис 4Л-
Ec-E'c = -{Uc-DUa)cQsb.
(4.2.2)
Подставив теперь (4.2.2) в (4.2.1), запишем выражение для
анодного тока в следующей форме.
ia = S{UC- DUa) (cos % - cos 6). (4.2.3)
При х = 0 ia= lm. Это даёт выражение, связывающее высоту
импульса с амплитудой управляющего напряжения и углом
отсечки:
/„-SC^-Dt/JO-cose).
(4.2.4

6€
Глава 4
Отсюда, решив относительно Uc, получим
Ц-М1-со..) + РГ/«- (4-2-5>
Выражения (4.2.2) и (4.2.5) позволяют рассчитать
напряжение смещения Ес и амплитуду напряжения на сетке Ue таким
образом, чтобы получить косинусоидальный импульс анодного
тока заданной высоты и с заданным у*глом отсечки.
Обратимся теперь к вычислению гармонических
составляющих анодного тока по формулам:
/«о = т iadi, *M.8>
А™ = 4 \Lcosnxd*. {3.4.9)
о
я=1,2,3...
В эти формулы подставим мгновенное выражение анодного-
тока в форме (4.2.3). После подстановки убедимся, что все-
слагающие анодного тока, включая и постоянную, можно,
представить в следующем виде:
л-0,1,2...
Величины 7л (О) называются коэффициентами разложения?
косинусоидального импульса, они зависят только от угла
отсечки и выражаются следующими интегралами:
коэффициент постоянной слагающей
в
^0 (0) = — (cos x — cos 6) di,
о
коэффициенты всех гармоник
в
Тп (Ь) = — I (cos т — cos 0) cos m dx,
о
л=1Л..

Расчёты режима генератора с внешним возбуждением
61
После вычисления интегралов для коэффициентов
разложения получаются такие формулы
7о (0) = 1 (sin 0 - 6 cos 6), (4.2.7)
т»(е> = ^
sin (л—1)8 sin (л f 1)8
(4.2.8)
п— 1 п + 1
л-1,2...'
Полагая в последней формуле /1 = 1,2,3, получим:
^(9) = ^ (26-sin 26), (4.2.9)
T2(0) = 3^sin3e, (4.2.10)
T.(0) = T.<0)cose. (4.2.11)
При практических расчётах пользоваться этими формулами
для непосредственного вычисления коэффициентов
разложения не приходится. Для этой цели были рассчитаны достаточно
подробные таблицы, которые можно найти в- приложениях к
этой книге.
Рассмотрим подробнее, что дают нам коэффициенты
разложения 7л (0) и каков их физический смысл. Из ф-лы (4.2.6)
следует, что коэффициентом пропорциональности между 1ап
и 7л(0) служит величина S[UC — DUa). Как уже указывалось
выше, эта величина геометрически означает амплитуду синусо-'
иды, из части которой после отсечки снизу образуется импульс
анодного тока (рис. 4.1). После этого замечания легко понять,
что изменение коэффициентов Тл(0) В зависимости от угла
отсечки показывает изменение амплитуды соответствующей
гармоники или постоянной слагающей, когда амплитуда
отсекаемой синусоиды не изменяется, но меняется уровень, на
котором происходит отсечка.
Если учесть, что согласно рис. 4.1 уровень, на котором
происходит отсечка, равен току покоя S{EC — E'C), то станет
ясно, что изменение тя(0) с углом отсечки означает
изменение 1ап от изменения величины (Ес — Е'с) при условии, что
(Ur~DUa) не изменяется.
Такой случай изменения угла отсечки встречается, когда
изменяется смещение Ес при постоянной амплитуде Uc. При
этом, если речь идёт о триодном генераторе, амплитуду
управляющего напряжения можно считать приблизительно
постоянной, так как изменение члена, учитывающего реакцию
анода DUa, вызовет только незначительную поправку. Для
тетродных или пентодных генераторов сказанное оказывается

62 ,
Глава 4
точным, так как реакция анода настолько мала, что можно
считать D = 0.
На рлс. 4.2 показаны графики коэффициентов разложения.
На этих графиках в качестве независимой переменной взят
не угол отсечки 0, a cos 0. Такой выбор сделан потому, что
согласно" ф-ле (4.2.2) при постоянной (Uc — DUa) величина
(Ес—Е'с) пропорций-
Гп нальна — cos 9. По-
' этому графики на
рис. 4.2 не только
дают представление
о величине
коэффициентов разложения
в зависимости от
угла отсечки, но и
передают характер
изменения
соответствующих гармоник
тока при изменении
смещения.
Обратим внимание
на физическое
толкование того, что в
интервале углов
отсечек-^ <0<тс
коэффициент 7з оказался отрицательным. Перемена знака *\п указывает
на перемену фазыя-й гармоники тока. Это значит, что в момент
времени, соответствующий середине импульса (т =0), у гар-
моник, для которых чп^>0, будет получаться положительный
максимум, а для гармоники, у которой чп<0, будет отрица*
тельный максимум.
Наряду с коэффициентами разложения *\п Для целей расчёт
тов важно располагать другими коэффициентами
разложения и в первую очередь такими, которые показывают,
как изменяются гармонические составляющие импульса с
изменением угла отсечки, если высота его /^ остаётся неизменной.
Чтобы найти выражение для таких коэффициентов, надо в
ф-ле (4.2.6) заменить (Uc—DUa) через 1т на основании (4.2.4), в
результате 1ап можно выразить через 1т следующим образом:
Л» = /**„№.
(4.2.12)
Здесь ал(0) — коэффициенты разложения, связанные с
коэффициентами разложения fn(<d) соотношением
1 — COS
♦•л. 13)'

Расчёты режима генератора с внешним возбуждением
Коэффициенты разложения аа также помещены в таблицах
приложений вместе с коэффициентами т„. На рис. 4.3
показаны графики коэффициентов разложения ап в зависимости от
угла отсечки 0. Кроме того, там же приведены графики
коэффициента формы gn для трёх первых гармоник
Jao ao То
Графики на рис. 4.3 будут
подробно рассматриваться в
п.4.3 в связи с расчётом
усилителя и в п.9.2,
посвященном расчёту умножителей.
Кроме коэффициентов ал и
тл, можно ввести ещё
коэффициенты р„, которые
определяют 1ап через величину
S(Ee—£',,) по формуле
fan=-S(Ec-E'c)$a(V). (4.2.15)
Заменив в (4.2.6) (Uc — DUa)
через (Ес — Ь'с) согласно (4.2.2),
легко убедиться, что
коэффициенты р„ выражаются через
7„ по формуле
г
с.
/
0
)9п
4.
«s».
V
(\
Ч ' 90
\9г
^~*~Ц
^^
)
15 'SO
,Рис. 4.3.
Коэффициенты (Зл
оказываются полезными в тех случаях,
когда требуется исследовать изменение гармонических
слагающих импульса от изменения амплитуды (Uc — DUJ при
условии, что смещение (Ес — Е'с) остаётся неизменным. -
Таблица со значениями коэффициентов р0 и рх дана [в при»
ложении.
4.3. Соображения о выборе режима генератора
Допустим, что нам предстоит рассчитать генератор
нагаданной лампе. Возникает вопрос, как следует выбирать режим
генератора, чтобы получить большую мощность при достаточно
высоком кпд.
Прежде всего рассмотрим, какие факторы ограничивают
величину полезной мощности первой гармоники. Из формулы

64
Глава 4
для полезной мощности (3.4.2) Pi = 0,bIalUa следует, что
величина её пропорциональна амплитуде первой гармоники
анодного тока и амплитуде напряжения на контуре. Амплитуда
первой гармоники выражается через высоту импульса 1т и
коэффициент разложения ах
1а1 = 1тч{Ъ). (4.3.1)
Вопрос о выборе угла отсечки разбирается ниже, пока
допустим, что величина его фиксирована. Тогда 1а\.
оказывается пропорциональной высоте импульса 1т. Таким
образом, для повышения полезной мощности желательно величину
импульса делать возможно большей. Причиной,
ограничивающей высоту импульса, является ток насыщения.
При определении максимальной высоты импульса анодного
тика следует учитывать потерю части эмиссионного тока на
сетках. Эта потеря может составлять в критическом режиме
около 15% Для триодов и около 20 — 25% для тетродов и
ненюдов. Максимальную высоту импульса анодного тока 1т
можно выразить через ток насыщения 1Н и некоторый
коэффициент а, который можно назвать коэффициентом
использования по теку
Im = aIH, (4.3.2)
где а = 0,75^0,85.
Рассмотрим теперь, чем ограничивается амплитуда
напряжения на нагрузке Ua. Эту величину можно выразить через
напряжение источника анодного питания Па и коэффициент
использования анодного напряжения
* Ua=tEa. (4.3.3)
При заданном напряжении питания Еа увеличить Ua можно
только путём увеличения %, т. е. путём уменьшения
остаточного напряжения на аноде $ = 1 9~L— •
Из предыдущих разделов (п.3.2 и п.3.3) известно, что им-
п) лье анодного тока сохраняет свою косинусоидальную форму
лишь до тех пор, пока режим недонапряженныи или, в крайнем
случае, критический. В перенапряжённом режиме небольшое
увеличение Ua сопровождается резким уменьшением 1а\.
вследствие деформации импульса. Детально вопрос о поведении
генератора в перенапряжённом режиме рассмотрен в главе 7.
Здесь же только укажем, что для тех режимов, которые
обычно употребляются, можно считать, что максимальная полезная
мощность получается в критическом режиме.

Расчёты режима генератора с внешним возбуждением 65
При заданной высоте импульса анодного тока для триод-
ного генератора критическое остаточное напряжение
определяется фОрМуЛОЙ еаманкр= if"'
Для тетродов и пентодов та же величина зависит от
напряжения на экранирующей сетке еаманкР = -*-2ЕС2.
При конструировании генераторных ламп стараются достичь
достаточно высокого коэффициента использования анодного
напряжения в критическом режиме. В среднем можно считать
\кр = 0,8 —• 0,9. Таким образом, оптимальной в смысле
достижения максимальной мощности является амплитуда анодного
напряжения в критическом режиме
иакр = ЪкрЕа. (4.3.4)
При условии сохранения критического режима величину
Uакр можно повысить, повышая напряжение источника питания.
Однако величину Еа не рекомендуется выбирать выше того
значения, которое указывается в паспорте лампы заводом.
До сих пор мы предполагали, что угол отсечки был задан.
Будем теперь изменять угол отсечки таким образом, чтобы
сохранять неизменной высоту импульса и критический режим.
Сначала выясним, что надо изменять в режиме генератора,
чтобы при изменении 0 не менялись иакр и /,„. Прежде всего
для изменения угла отсечки следует изменять напряжение
смещения Ес и амплитуду Vc. Чтобы /,„ не изменялась, надо
оставлять максимальное напряжение на сетке еСМакс = ЕсЛ-ис
постоянным. Закон, по которому следует менять Uc и Ес с
изменением угла отсечки, вытекает из ф-л (4.2.5) и (4.2.2).
Последнюю формулу можно преобразовать и выразить
смещение непосредственно через /,„, использовав (4.2.4). Таким
образом, будем иметь:
Из этих формул следует, что Uc при изменении б должно
изменяться пропорционально 1_cosQ» а Ьс — пропорционально
COS б j. . .
1 — cose' Рис' сделаны построения мгновенных
напряжений на сетке и формы импульса при постоянной его высоте
для трёх углов отсечки 180, 90 и 60°. При построении реакция
анода не учитывалась. Из графика (рис. 4.4) видно, в какой
мере следует повышать Uc и Ес с уменьшением 0. Например,

бё
Глава 4
при переходе от 0 = 180° к 0 = 90° амплитуду надо удвоить,
при переходе от 0 = 90° к 6 = 60° её надо опять удвоить, т. е.
увеличить в четыре раза против значения при 0= 180°.
При изменении угла отсечки изменяется ах(0) и,
следовательно, изменяется амплитуда первой гармоники анодного
тока. Чтобы амплитуда
напряжения на контуре при
этом не изменилась, т. е.
сохранялся бы критический
режим, надо изменять
резонансное сопротивление
контура обратно
пропорционально ^(6), так как
U а кр U а кр
Ног ко —
«х(в)^г
(4.3.6)
Рис. 4.4.
График ах (0) представлен
на рис. 4.3.
Для полезной мощности, подставив (4.3.4) и (4.3.1) в (3.4.2),
получим выражение
Рг= 2aiW^pImEa
(4.3.7)
При поставленных выше условиях полезная мощность будет
изменяться в соответствии с изменением ах(0).
Кпд определяется по ф-ле fi = -2gi^Kp- Он будет
изменяться в соответствии с изменением коэффициента формы для
первой гармоники
о- (0) = 2iil)
glU МО)"
(4.3.8)
Рассматривая теперь графики аг и gi на рис. 4.3, можно
сделать следующее заключение. В интервале -д-<!в<те
коэффициент <хх имеет тупой максимум и изменяется незначительно,
поэтому можно считать, что и Рх изменяться не будет. При
этом коэффициент формы gx увеличивается от 1 при 0 = те до
—- при 0=2* ^Ри дальнейшем уменьшении угла отсечки в
области 0 < 2 коэффициент Oj уменьшается, a gt продолжает
увеличиваться. Прл 0 = 70° получается ах = 0,43; gx = 1,7.
Мы видим, что при 0 = 70° коэффициент формы достигает
значения, близкого к максимально возможному g"i = 2. В то

Расчёты режима генератора с внешним возбуждением 67
же время полезная мощность уменьшается против значения
прИ 6 = 90° на 14%. Из графиков на рис. 4.3 ясяо, что
дальнейшее уменьшение угла отсечки будет давать совершенно
ничтожный выигрыш в величине кпд и весьма существенное
уменьшение полезной мощности. К этому следует ещё добавить,
что уменьшение 0 связано с увеличением амплитуды
напряжения на сетке, что нежелательно, особенно на коротких волнах.
Таким образом наиболее целесообразно выбирать угол отсечки в
пределах от 90 до 70°. Работа при этих углах отсечки является
весьма распространённой. Численные значения коэффициентов
ао> ai и Si ПРИ ® = 90° и 0 = 70° приведены в табл. 4.3.1.
Значения коэффициентов при 6=90° полезно запомнить.
Таблица 4. 3.1
6
90°
70°
«1
0,5
0,43
| «о
1/71=0,32
0,25
£i
к/2
1,7
Оценим порядок величины кпд лампового генератора.
Имея в виду, что в критическом режиме \кр = 0,9 -~ 0,8,
получаем, что кпд при работе с 6 = 90° — 70° в среднем равен 70°/0.
4.4. Порядок расчёта генератора
В паспорте генераторных ламп даётся величина полезной
мощности, которая гарантируется заводом, а также
указывается напряжение источника питания. Эти данные мы далее
будем именовать номинальными. Величина полезной мощности
соответствует режимам, которые являются наиболее
употребительными, т. е. критическому при 0 = 70° — 90°.
Положим, что выбрана лампа и требуется произвести её
расчёт в критическом режиме на мощность, равную
номинальной. В результате расчёта должны быть определены
составляющие напряжений на сетке Ес и Uc и аноде Еа и Ua, токи в
цепи анода /а0 и /а, энергетический баланс в анодной цепи и
величина требуемого резонансного сопротивления контура.
Исходными данными для расчёта триодного генератора
являются следующие параметры лампы:
1. Анодное напряжение в номинальном режиме Еаном.
2. Полезная мощность в номинальном режиме Р1НОм-
3. Допустимая мощность потерь на аноде Радоп.
4. Крутизна идеализированной характеристики анодного тока S.
5. Проницаемость сетки D.
6. Напряжение сдвига Ес'.
б*

68
Глава 4
Для тетродных генераторов, кроме того, указывается
напряжение на экранирующей сетке в номинальном режиме
ЕС2*ом, а для пентодного генератора и напряжение на
защитной сетке Немом- Для тетродов и пентодов в большинстве
случаев можно считать, что результирующая проницаемость D=0.
Начнём с изложения расчёта для тетродных и пентодных
генераторов.
1. Расчёт следует начинать с определения остаточного
напряжения на аноде еамиНкр. ЖелательноеаминкР определить
по семейству характеристик в анодной системе координат.
Если же таких характеристик под рукой нет, то можно
воспользоваться формулой
&а мин кр == *2 с2 • (4.4.1)
Коэффициентом х2 надо задаться:для тетрода у.2:= М-т-1,6,
для пентода х2 = 0,2 -г- 0,4.
Затем определяются:
2. Амплитуда напряжения на нагрузке
U а == &а ёаминкр» (4.4.2)
3. Коэффициент использования анодного напряжения
= и»
Еа
4. Амплитуда первой гармоники анодного тока
1КР = -Еа- (4.4.3)
U - 2£- (4.4.4)
5. Задаёмся углом отсечки в пределах б = 70 — 90° и по
таблицам находим ах (0), а0 (0), cos 0, gi (0 .
6. Высота импульса анодного тока в номинальном режиме
ImH = 7JE) (4.4.5)
Полученную величину 1т можно считать реальной,
поскольку она определена по номинальной мощности для
общепринятых величин угла отсечки.
Для триодного генератора эта часть расчёта
сложнее и должна выполняться в др}гом порядке. Дело в
том, что для триода еаминкР зависит от 1т согласно ф-ле (3.3.3).
Наиболее целесообразным оказывается свести задачу к
определению £кр через заданные величины Ри Ьа и т. д Для этого
в формулу для полезной мощности (4.3.7) надо подставить

Расчёты режима генератора с внешним возбуждением
69
В результате придём к квадратному уравнению относи*
тельно £кр
■г 1 = "2~ai <Ьк ^а ?кр (1 ?кр).
Решая его, получим расчётную формулу:
1Л-=^/гг:35г (4Л6)
Перед радикалом взят знак плюс, так • как при этом
получается £кр> у. Если перед радикалом взять знак минус,
то получим %Кр<1-2> Это решение должно быть отброшено по
двум причинам: вэ-лервык, оно даёт низкий кпд; во-вторых,
из-за низкого £кр требуется чрезмерно большая высота
импульса Im, которую лампа не обеспечит. Крутизну линии
критического режима в (4.4.6) следует определить по формуле
SK = S0- + D). (2.4.3)
Коэффициент х желательно найти по семейству
характеристик в анодной или сеточной системе координат. Если же
это невозможно, то следует задаться *= 1,5-^-2. После того,
как £кр определено, находим амплитуду напряжения на нагрузке.
2. Ua = %KVEa (4.4.7)
и величину остаточного напряжения.
3. еа мин кр = Еа — Uu. (4.4.8)
Далее расчёт производится по пунктам 4, 5 и 6, уже
изложенным применительно к расчёту тетродных и пентодных
генераторов. Дальнейший расчёт для генераторов всех типов
почти идентичен и сводится к следующему:
7. Постоянная слагающая анодного тока
/ао = /та0(6). (4.4.9)
8. Амплитуда напряжения на сетке
Uc = ^?-—L__ _L DUa. (4.4.10)
с 5 1 — cos 0 ' ° v
При расчёте тетродов и пентодов следует полагать D = 0
и уменьшать 5 против табличного значения на 15—200/0.
Согласно нашей идеализации статических характеристик их
веерообразное расхождение имеет место только в области
^о<^акр- Фактически это явление начинается раньше при

70 Глава 4
еа>еаКр> хотя выражено здесь слабее. Уменьшение
крутизны имеет целью устранить ошибку в расчёте Uc.
9. Напряженке смещения на сетке
Ее = - (Uc - DUa) cos 0 f E'c. (4.4.11)
Для триода напряжение сдвига характеристик Е'с следует
определить по статическим характеристикам лампы для
номинального напряжения на аноде еа = Еаном- Для тетрода и
пентода его следует определить для характеристики, у
которой ес2 = Ес2ном.
10. Максимальное напряжение на сетке есмаю = Ec-\-Uc. Для
тетродных и пентодных генераторов следует произвести
поверку напряжённости режима по управляющей сетке.
Необходимо убедиться, что режим по управляющей сетке недо-
напряжённый. При этом должно удовле1Воряться неравенство
—£?—>х1= 1,2-1-1,4. Поскольку генераторные тетроды и
пентоде макс
ды конструируются с таким расчётом, чтобы режим по
управляющей сетке был в достаточной степени недонапряжённым,
написанное выше неравенство обычно выполняется с большим
запасом. В случае триодного генератора певерку напряжённости
режима можно произвести только с целью проверки
арифметической правильности расчётов. Поскольку при определении Л
предполагалось, что режим критический, то должно
удовлетворяться равенство*.—вамин Р = х.
<?с макс — £со
И. Мощность, подводимая к анодной цепи от источника
питания,
12. Мощность потерь на аноде '
Pa = Po-Pv (4.4.13)
Надо проверить, что выполняется неравенство Ра < Рпдоп,
т. е. что мощность, теряемая на аноде, не npt восходит
допустимую.
13. Кпд анодной цепи
*) = ^=4ыеНкр- {4-4л4)
14. Резонансное сопротивление контура, которое необходимо
для реализации рассчитанного режима,
Я* *, = ,-. (4.4.15)
* 1а\

Расчёты режима генератора с внешним возбуждением 71
Часто возникает задача использования генераторной лампы на
пониженную мощность. Из формулы Р] = 0,5 ai&mEa следует, что мощность можно
получить меньше номинальной, если работать при пониженном анодном
напряжении, либо если уменьшить высоту импульса против той, которая
требуется в номинальном режиме. Уменьшения мощности можно ещё достигнуть,
уменьшая at или £, однако прибегать к таким способам нецелесообразно.
Уменьшение а, связано с уменьшением угла отсечки. При этом требуется
увеличивать амплитуду напряжения на сетке Uс, что нежелательно.
Уменьшение £ оказывается ещё менее разумным, так как означает работу в
недонапряжённом режиме с низким коэффициентом полезного действия. При
работе в недонапряжённом режиме снижение полезной мощности происходит
без уменьшения мощности, подводимой от источника питания за счёт
увеличения мощности потерь на аноде.
Дадим теперь сравнительную оценку режимов при пониженных Im и Еа.
При пониженном Im возможно понизить напряжение накала у ламп с
вольфрамовым катодом. Снижение напряжения накала приводит к увеличению
срока службы катода, в результате понижается стоимость эксплоатации.
Кроме того, при пониженном lm требуется меньшая амплитуда
напряжения на сетке Uc. Уменьшится также и ток в цепи управляющей сетки.
Таким образом, понизится мощность, потребляемая цепью сетки из анодной
цепи предыдущей ступени. В случае триодного генератора уменьшение Im
приведёт ещё к соответствующему уменьшению остаточного напряжения
на аноде в критическом режиме согласно ф-ле (3.3.3.), поэтому несколько
увеличится £кр, а следовательно, и кпд. Недостаток работы при
пониженном lm состоит в том, что требуется более высокое резонансное
сопротивление контура. Далее будет показано, что в диапазоне коротких и метровых
волн получить большую величину Rce затруднительно. При таких условиях
недоиспользовать лампу по току нецелесообразно. При работе с
пониженным Еа, наоборот, требуется меньшее Rce, чем в номинальном режиме, но
одновременно понижается %Кр и, следовательно, кпд. Вопрос о том,
насколько понижать Еа против номинального, часто решается сам собой
в зависимости от того, какие имеются источники питания.
Порядок расчёта, изложенный выше для номинального режима,
оказывается пригодным при расчёте генератора на пониженную мощность.
Необходимо однако иметь в виду, что если Еа понижено против номинального,
то после расчёта высоты импульса (п. 6) необходимо убедиться, что Im не
превышает высоту импульса в номинальном режиме. Если окажется Im>ImH,
то это значит, что заданную мощность при заданном анодном напряжении
получить нельзя. При расчёте Z,Kp для триода под корнем может получиться
отрицательная величина. Это также явится указанием на то, что заданная
мощность при взятом анодном напряжении получена быть не может. При
расчёте смещения Ес (п. 9) следует иметь в виду, что Ес для триода
зависит от рабочего напряжения и поэтому Ес, определённое для номинального
напряжения на аноде, должно быть изменено в соответствии с
изменением £ .
а
4.5. Работа генератора при плоском импульсе
анодного тока
Генераторные триоды обычно конструируются на большие мощности и
используются в выходных ступенях передатчика. Для выходных ступеней
особенно важно найти режимы, в которых лампа отдаёт большую мощность
при высоком кпд. С этой целью рассмотрим, что может дать использование
плоской формы импульса анодного тока. Такую форму импульса можно
получить, если амплитуду на сетке Uc увеличить так, чтобы высота импульса

72
Глава 4
ограничивалась током насыщения. На рис. 4.5 построены динамические
характеристики анодного тока в сеточной и анодной системах координат.
Они показывают образование плоского импульса. Максимальное напряжение
на сетке должно быть таким, чтобы при отсутствии ограничения косинусо-
идальный импульс имел высоту 1т> 1Н . Режим при этом должен быть недо-
напряжённым или критическим. Величину остаточного напряжения в
критическом режиме можно определить из динамической характеристики в
анодной системе координат. Продолжая восходящую часть динамической
характеристики до пересечения с линией критического режима, получим
ва мин кр — с
(4.5.1)
Рис. 4.5.
Остаточное напряжение при плоском импульсе в 1т\1н раз больше, чем
при остроконечном импульсе той же высоты. Форма плоского импульса
характеризуется двумя углами отсечки верхним 6, и нижним б. Некоторые
формулы, полученные для остроконечного импульса с отсечкой б и высотой 1т,
можно использовать для плоского, заменив только I ' "
лучим выражение для нижнего угла отсечки
на 1т. Из (4.2.2) по-
£,.— Е,
cos б =
Vc—DUa
(4.5.2)
Чтобы получить выражение для верхнего угла отсечки, воспользуемся
формулой для мгновенного значения анодного тока (4.2.3)
/в = 5 (Uc — DUa) (cos x — cos б). (4.5.3)
Подставив сюда согласно рис. 4.5 ia — 1Н при т = 8Х, получим
/« = 5 (Uc - DUa) (cos 8X —cos 0). (4.5.4)
Если это уравнение решить относительно cos6b а затем заменить cos б
через (4.5.2), получим следующую формулу для верхнего угла отсечки
ЕН-{ЕС-Е'С)
cosOj
Uf-DUt
(4.5.5)

Расчёты режима генератора с внешним возбуждением 73
1н
Здесь Ен =-с- • Наконец, положив в (4.5.3) согласно рис. 4.5 1а — Im,
при т=0 получим
Im= S (Uс —DUa) (1 - cos 6). (4.5.6)
Разделив (4.5.6) на (4.5.4), выразим отношение Im/lH через углы отсечки
(4.5.7
lm 1 — cos б
1н COS Oj—COS б *
Обратимся теперь к гармоническому анализу плоского импульса. Из
рис. 4.5 видно, что плоский импульс можно рассматривать как разность
двух косинусоидальных импульсов с отсечками 0 и 6,.
Поскольку гармонические составляющие анодного тока определяются
через интегралы, а интеграл разности равен разности интегралов, любую
гармонику плоского импульса можно определить как разность тех же
гармоник остроконечных импульсов с отсечками 6,6,. Применяя коэффициенты
разложения ~{пф), выразим гармонические слагающие плоского импульса
Ian = S{Ue- DUa) Yin (0) ~ In Qi)\ - (4.5.8)
Заменяя S(UC — DUa) через IH из ф-лы (4.5.4), можно выразить 1ап
через 1н
/a« = '*««(Mi). (4.5.9)
a/j(8,8t) называются коэффициентами разложения плоского импульса,
ими определяются гармоники этого импульса через его высоту 1н •
Выражение для ап (6, Gj) получается следующим:
ап <б» fli) = "cos 0Х- cosG ' (4'5Л°)
А. И. Бергом были составлены весьма подробные и удобные для
расчётов таблицы коэффициентов ап (6, Gj). Они приведены в приложениях
в конце книги.
Импульс прямоугольной формы можно рассматривать как предельный
случай плоского импульса, у которого 6 = б,. Коэффициенты разложения
прямоугольного импульса наиболее просто определить путём
непосредственного вычисления:
о0
If, 6
TJdx = -; (4.5.11)
гп-~ J
2 sin Ш)
cos nxdx = ^—L (4.5.12)
П — 1,2,3...

74
Глава 4
На рис. 4.6 представлены графики коэффициентов разложения <х0 и аг
и коэффициента формы g, = — плоского импульса в зависимости от угла
нижней отсечки б. Параметром семейства является верхний угол отсечки 6t.
Кривые для всех значений 0, заключены между графиками остроконечного
и прямоугольного импульсов. Из графиков следует, что с увеличением
верхнего угла отсечки коэффициенты разложения а0 и аг увеличиваются, а
коэффициент формы уменьшается.
Теперь мы располагаем достаточным материалом, чтобы решить вопрос
о том, как изменится полезная мощность и кпд при переходе от
остроконечного импульса к
плоскому. При сравнении
естественно
предположить, что оба импульса
имеют одинаковую
высоту 1н, одинаковый угол
нижней отсечки б и
отличаются только тем, что
у остроконечного 6j = О,
а у плоского 6i ф 0.
Формулы для
полезной мощности и кпд
имеют вид:
«|
0.3
0.2
0.1
О
ос А
,
ч&\
(а)
80°
60'
40°
-20°
вгО'
в"
/\ = 2" «1 (МО &*/>//«'
10 20 30 W 50 60 70 80 90
(4.5.13)
Ч =-!>-"£! (Mi) £*/>•
(4 5.14)
В выражении для
мощности переход от
остроконечного импульса к
плоскому отразится на
величине двух
сомножителей. Коэффициент
первой гармоники ctj (8, 6j)
увеличится.
Коэффициент использования
анодного напряжения ЧКр
уменьшится, так как
переход к плоскому
импульсу связан с
увеличением остаточного
напряжения в критическом
режиме. Что касается кпд,
то при появлении
верхнего угла отсечки он
будет уменьшаться, так
как gi и Ькр падают.
/>/? 7/? мп on " Чтобы показать,
касс/ /с 60 УО кие результаты могут
Рис. 4.6. получи 1ься
количественно, проделаем расчёты для случая остроконечного импульса при 6 = 90° и
£к/?=0,9 и плоского импульса при 6 = 90° и \ = 60°. Переход к плоскому
импульсу при этих условиях потребует увеличения е а мин кр вдвое, поэтому
\Кр уменьшится до величины 0,8-

Расчёты режима генератора с внешним возбуждением 75
Результаты расчётов сведены в табл. 4.5.1.
Таблица 4.5.1
е
90°
ч90°
Oi
0°
60°
«1
0,5
0,608
fii
1,57
1,45
ч,кр
0,9
0,8
1
2 аЛкр
0,225
0,243
*)
0,67
0,58
1
COS 6j—COS 6
1
2
Изменение полезной мощности в таблице характеризуется
пропорциональным ей коэффициентом -к а^кр. В последней графе таблицы пред-
J Р..
ставлена величина » » . Ее изменение показывает, как следует
изменить амплитуду на сетке (при D = 0), чтобы перейти от остроконечного
импульса к плоскому. Из приведённых в табл. 4.5.1 цифр, можно
сделав следующие выводы. Переход к плоскому импульсу дал небольшое
увеличение мощности (около 8°/о)- Величина кпд при этом заметно
уменьшилась (примерно на 16"/,,). Необходимо подчеркнув, что эют результат
существенно зависит от выбранного значения %Кр = 0,9 при 0, = 0. Если
взять £Кр = 0,85, то окажется, что вышрыш в величине полезной
мощности вообще отсутствует, а уменьшение кпд станет ещё более заметным.
К недоситкам рассмотренного режима можно ещёг отнести следующее.
Для получения плоского импульса требуется увеличивать амплитуду
напряжения на сетке. При этом yFe ичитгя также и ток сетки. Поэтому
мощность, потребляемая цепью сетки от предыдущей ступени, значительно
возрастёт.
1аким образом, работа с плоским импульсом анодного тока,
ограниченным током насыщения, оказывается в общем невыгодной и
практически применяется редко Этот вывод не с.чедуе1 понимать в том
смысле, что импульс плоской формы яе представляет интереса и что
использование его вообще не может привесш к улучшению энергетики
ieiu-paiopa. Если на сетку генератора подавать переменное напряжение
плоской 4ормы, то плоский импульс анодного тока может быть получен без
увеличения е( макс • Следов тельно еа матер будет иметь такую же величину,
как при импульсе косинусоил< льной формы и %кр останется без изменения.
В ре?улыате полезная мощность увеличится пропорционально alt а кпд
уменьши 1Ся пропорционально уменьшению ц^
Если угол отсечки прямоугольною импульса выбрать так, чтобы при
переходе к косинусоидальному с отсечкой 90° коэффициент ах оставался
неизменным, то коэффициент формы прямоугольного импульса будет
больше
Количественные соотношения для сравнения приведены в табл. 4.5.2.
Таблица 4.5.2
Ферма импульса
Оороконечный
Прямоуюльный .
Прямоугольный ,
6°
90
90
52
ai
05
0,636
0,5
ао
0,318
0.5
0,289
gi
1,57
1,27
1,73
5
0,85
0,85
0,85
41
0,67
0,54
0,74

76
Глава 4
Из приведённых примеров видно, что использование прямоугольного
импульса без понижения £Кр даёт значительное увеличение колебательной
мощности (на 28%) при пониженном кпд или позволяет увеличить
коэффициент полезного действия при неизменной колебательной мощности.
На практике получить прямоугольную форму напряжения на сетке
затруднительно. Вместо прямоугольного можно использовать несинусоидальное
напряжение, в состав которого, кроме первой гармоники, входят ещё и
высшие, например вторая, в соответствующей фазе. Напряжение такой
формы можно получить, включая в анодную цепь предыдущей ступени
контуры, настроенные на первую и вторую гармоники анодного тока. При
помощи катушек связи напряжения с этих контуров можно подать в
соответствующей фазе на сетку следующей ступени.
Оригинальную схему, позволяющую получить на сетке напряжение
требуемой формы, предложил А. И. Колесников. Описание этой схемы
приведено в гл. 9.
ЛИТЕРАТУРА
1. Д. Ф. Масанов. „Приоритет академика М. В. Шулейкина в
создании теории лампового генератора". Тезисы докладов на
научно-технической конференции, посвященной 2>летию Московского ордена Ленина
авиационного института имени Серго Орджоникидзе, lb5J, стр. 40.
2. Р е й н е р. Справочник по радиотехнике. Перевод и переработка
Д. А Конашинского, b2j, стр. 2/2, „Метод проф. М. В. Шулейкина".
3. А. И. Берг. Теория и расчёт ламповых генераторов. Госэнерго-
издат, 1У..2.
4. И. Г. К л я цк и н и А. Л. Минц. .Основания для расчёта
модуляции на сетке". ТиТбп № 52 и 55, 192Э.
5. 3. И. Модель и И. X. Невяжский. Курс радиопередатчиков.
Связьрадиоиздат, 19о8.
6. С. А. Дробов Радиопередающие устройства, изд. ЛКВВИА, 1947.

ГЛАВА 5
ч РАСЧЁТ ЦЕПЕЙ СЕТОК ,
\^р«— —-' ■ i i#
5.1. Расчёт тока в цепи управляющей сетки
Ток в цепи управляющей сетки практически отсутствует,
если напряжение на управляющей сетке отрицательно или
равно нулю. При положительном напряжении на управляющей
сетке возникает сеточный ток, причём величина его, вообще
говоря, зависит от напряжения на всех электродах. В
динамическом режиме мгновенное напряжение на управляющей
сетке определяется выражением ес = Ес -f- Vс cos т.
Напряжения на экранирующей и защитной сегках в динамическом
режиме обычно не изменяются: ес2 = Ес2; ес3 = Ьс3. Анодное
напряжение в динамическом режиме изменяется в противо-
фазе с напряжением на управляющей сетке еа — Ьа — Uacosx.
Величины напряжений Ьа и Ua, Ec и Uc известны из расчёта
анодной цепи генератора.
В динамическом режиме график тока сетки во времени
имеет форму импульсов. Задача расчёта состоит в том,
чтобы найти постоянную и амплитуды переменных
слагающих сеточного тока.
Для целей технических расчётов генераторов требуется
установить такой способ расчёта тока сетки, который отражал
бы главные черты процессов и был бы достаточно прост.
Большая точность расчёта бесполезна, так как
характеристики тока сетки не отличаются стабильностью и у разных
экземпляров ламп одного типа могут заметно различаться
Существенно также и то, что сеточный ток весьма чувствителен
к изменению напряжения накала. Как и в случае расчёта
анодьой цепи, дело сводится к отысканию рационального
способа идеализации динамической характеристики тока сетки
кусками прямых.
Здесь будем рассматривать расчёт тока управляющей сетки
только в критическом или недонапряжённом режимах. Для
тетродов и пентодов недонапряжённый режим по
управляющей сегке является наиболее типичным. Расчёт тока сетки
тркода в перенапряжённом режил е будет рассмотрен позже
одновременно с расчёюм анодной цепи генератора в
перенапряжённом режиме. Чтобы решить вопрос об идеализации
динамической характеристики тока в цепи управляющей сетки

78
Глава 5
■)
*-&.
Рис. 5.
для недонапряжённого режима, необходимо прежде всего
изучить ход статических характеристик этого тока. На рис. 5.1
показано семейство характеристик тока сетки триода в
сеточной системе координат. Для сравнения там же показаны
характеристики анодного тока. Ход характеристик в области
больших токов сетки нами уже
детально рассматривался в гл.2.
——(а Поэтому сосредоточим своё вни-
—1С мание на участке характеристик
в области малых токов сетки.
При малых напряжениях на
сетке характеристики сеточного
тока для разных анодных
напряжений сливаются в одну линию.
Здесь реакция анодного
напряжения на ток сетки отсутствует.
По мере того, как напряжение на
сетке возрастает, характеристики
начинают уклоняться от общего русла. При малых анодных
напряжениях увеличение £с вызывает увеличение тока. Особенно
резко ток сетки возрастает с ростом ес в области, гдеес>-еа.
При больших анодных напряжениях рост напряжения на сетке
приводит к уменьшению тока. Это явление объясняется
возникновением динатронного эффекта в цепи управляющей сетки.
Для возникновения динатронного эффекта )правляющей сетки
наиболее благоприятны большое напряжение на аноде и
достаточно большое, но значительно меньшее, чем анодное,
напряжение на сетке. При этих условиях первичные электроны
под влиянием ускоряющего поля
сетки приобретают большую
скорость и выбивают вторичные
электроны из сетки. В промежутке
сетка — анод существует достаточно
сильное ускоряющее поле, под
действием которого вторичные
электроны летят на анод. При динатрон-
ном эффекте сетки ток в её
внешней цепи определяется разностью •
двух токов: тока i'cf
обусловленного первичными электронами, и тока i"c, вызванного
вторичными электронами
ic=i',-?c- (5.1.1)
j«7
*-,TtiJr
ZJ
Рис. 5.2.
На рис. 5.2 показаны пути этих токов. Ток динатронного
эффекта сетки проходит через анодную цепь и поддерживается

Расчёт цепей сеток
79
либо недонапряжённый,
источником питания анодной цепи. Когда ток динатронного
эффекта превышает ток первичных электронов, ток в цепи
сетки меняет направление на обратное, становясь
отрицательным.
Если режим критический
но близкий к критическому,
то в те моменты времени,
когда мгновенное напряжение на
аноде велико, напряжение на
сетке будет близко к нулю и,
следовательно, участки
характеристики с динатронным
эффектом н« будут захвачены.
Динамическая характеристика
сеточного тока в этом
случае близка к общему руслу
всех характеристик. Будем эту
характеристику
идеализировать прямой, проходящей
через начало координат
(рис. 5.3а). Такая идеализация
близка к действительности,
если точка идеализированной
характеристики,
соответствующая максимальному
напряжению на сетке, лежит на
истинной динамической
характеристике. Для этого высоту
импульса тока сетки надо определять из семейства статических
характеристик.
Крутизна динамической характеристики определяется
выражением
S,-
(5.1.2)
Если режим критический, высота импульса сеточного тока
составляет около 10—15% от высоты импульса анодного тока
(0,1ч-0,15)/„.
(5.1.3)
то
Если режим сильно недонапряжённый, т. е. ^алик^^люхс»
в те моменты времени, когда напряжение на сетке велико,
анодное напряжение оказывается тоже значительным.
Динамическая характеристика в этом случае будет захватывать
область динатронного эффекта. Вид её показан на рис. 5.36.
При сильно выраженном динатронном эффекте импульс тока

80 Глава 5
WafMaj
ЕС2=Шд; £сз=50д
сетки имеет такую форму, что постоянная составляющая тока
сетки может стать отрицательной. Недонапряжённый режим
энергетически не выгоден и применяется сравнительно редко.
Поэтому расчёт тока сетки в этом случае не представляет
практического интереса.
Рассмотрим теперь статические характеристики тока
управляющей сетки пентодного генератора на рис. 5.4. Эти
характеристики изображены в
анодной системе координат. Там же
для сравнения приведены
характеристики анодного тока. Из
характеристик видно, что при
одинаковых приращениях
напряжения на управляющей сетке
сеточный ток получает
приблизительно одинаковые
приращения. Отсюда следует, что в
сеточной системе координат
характеристика тока сетки близка к
прямой, проходящей через
начало координат. Из
характеристик также следует, что ток
управляющей сетки пентода
слабо изменяетсяс изменением
анодного напряжения. Некоторое
возрастание сеточного тока
наблюдается только в области
малых напряжений анода и
одновременно больших напряжений на
управляющей сетке, где резко
возрастает ток экранирующей
сетки, т.е. в области
перенапряжённого режима по
экранирующей сетке. Таким образом,
реакция анодного напряжения на
ток сетки в пентоде выражена
слабо, что и следовало ожидать
из теоретических соображений.
Это является важным
достоинством пентодов. С качественной стороны аналогичная
картина имеет место и у тетродов.
Динатронный эффект в цепи управляющей сетки тетродов
и пентодов не наблюдается. Это объясняется относительно
малыми напряжениями на управляющей и экранирующей
сетках, при которых работают эти лампы.
На основании сказанного мы можем для пентодов и
тетродов также принять идеализированную динамическую характе-
К 2Ь0 400 600 800 1000
(в)
Рис. 5.4.

Расчёт цепей сеток
81
ристику тока управляющей сетки в виде прямой, как
изображено на рис. 5.3а.
Благодаря недонапряжённому режиму по управляющей
сетке у тетродов и пентодов высота импульса сеточного тока
получается небольшой:
для тетродов
/^ = (0,1- 0,08) 1а; (5.1.4)
для пентодов
Ime = (0,1- 0,05) Im. (5.1.5)
Эти соотношения даются только для сравнительной оценки
качеств генераторных ламп в отношении величины сеточного
тока. Во избежание ошибок не следует использовать их при
расчётах цепи сетки. Высоту импульса тока сетки надо
определять по семейству статических характеристик.
Таким образом, мы установили, что для тетрода' и
пентода ток управляющей сетки в недонапряжённом режиме
по управляющей сетке можно рассчитывать, полагая
динамическую характеристику прямой, проходящей через начало
координат. Для триодного генератора этот расчёт будет верным
только для режима критического или недонапряженного, но
близкого к критическому. Крутизну динамической
характеристики сеточного тока следует определять по ф-ле (5.1.2). При
линейной динамической характеристике импульсы тока сетки
имеют косинусоидальную форму (рис. 5.3а). Для расчёта
гармонических слагающих тока сетки осталось определить его
угол отсечки Qc. Выражение для угла отсечки тока сетки
найдём, если положим в формуле для мгновенного
напряжения на сетке ее = 0 при т = Ьс.
В результате получим
cosO,= -^ . (5.1.6)
Эта формула непосредственно следует из построений на
рис. 5.3а.
После определения угла отсечки любая гармоника тока
сетки может быть определена через коэффициенты разложения
остроконечного импульса. В зависимости от удобства следует
применять одну из приведённых ниже формул:
/„, = /«,«„ (в Л (5.1.7)
Iea = -SeEeVn(be), (5.1.8)
/М = 5с1/Ля(в,). (5Л.9)
В заключение обратим внимание на соотношение между
углами отсечки тока анода и тока сегки. Непосредственно
5 Радиопередающие устройства

82 Глава 5
из построения на рис. 5.3а видно, что для ламп с правой
характеристикой, у которых Е'с~0} угол отсечки тока
сетки близок к углу отсечки анодного тока. Так обстоит дело
у триодных генераторов. У тетродов и пентодов
характеристика анодного тока заметно сдвинута относительно начала
координат влево. Поэтому угол отсечки тока сетки
оказывается меньше, чем нижний угол отсечки анодного тока.
Поскольку для триода углы отсечек токов анода и сетки
близки, то гармонические слагающие, в частнссти
постоянные слагающие, находятся в том же соотношении, что и
высоты импульсов согласно ф-ле (5.1.3)
/,о = (0,1--0,15)40. (5.1.10)
По соотношению показаний приборов, измеряющих
постоянные слагающие токов в цепях сетки и анода триодного
генератора обычно судят о напряжённости режима. Если
выполняется соотношение (5.1.10), то режим считается
критическим. В том случае, когда величина 1с0 меньше зна)
чения, получающегося из ф-лы (5.1.10), режим недонапря-
жённый, если /с0 больше этого значения, то имеет место
перенапряжённый режим.
У тетродных и пентодных генераторов за счёт того, что
Gc <C^ в, соотношение между токами постоянных слагающих
сетки и анода несколько расходится с соотношениями высот
импульсов.
В среднем можно считать:
для тетродов
1С0 =(0,1- 0,05) 1а0- (5.1.11)
для пентодов
1С0 =(0,08- 0,03) /д0. (5.1.12)
6.2. Энергетический баланс в цепи управляющей сетки
На рис. 5.5 изображена схема цепи сетки и показаны
действующие там напряжения. Переменное напряжение,
которое подаётся из анодной цепи предыдущей ступени
представлено эквивалентным генератором без внутреннего
сопротивления. Смещение на сетку задаётся от источника, зашун-
тированного ёмкостью. Эта ёмкость служит коротким
замыканием для переменных составляющих тока сетки. Под влиянием
напряжения на сетке, изменяющегося по закону ес—Ес-\-Uccost,
возникает ток сетки. В результате гармонического анализа
его можно представить рядом:
h = !сп -Ь Iei C0S x + lc1 C0S 2x f ••••

Расчёт цепей сеток
83
Ток в цепи сетки вызывается источником переменного
напряжения. Источник затрачивает некоторую мощность. Эта
мощность доставляется из анодной цепи предыдущей ступени.
Как известно, средняя мощность, развиваемая источником
переменной эдс, через который проходит несинусоилальный
ток, определяется током только той частоты, что и частота эдс.
Следовательно, в нашем случае
мощность, доставляемая в цепь сетки из
анодной цепи предыдущей ступени,
определяется амплитудой напряжения на
сетке и амплитудой первой гармоники
гока сетки
Pet =g"/ci Ue.
(5.2.1)
Другим источником внешней эдс на
схеме рис. 5.5 является источник
внешнего смещения. Через него проходит
постоянная слагающая тока сетки. Если, как это и бывает в
большинстве случаев, смещение отрицательно, то направление
постоянной слагающей тока сетки противоположно эдс
источника смещения. Это означает, что в цепи источника
смещения за счёт прохождения постоянной слагающей тока
выделяется мощность
Я
- EJ,
(^о) pfm>o
(5.2.2)
Разность между мощностью, доставляемой в цепь сетки
от источника переменного напряжения, и мощностью, которая
выделяется в цепи смещения, равна мощности, теряемой на
сетке. Обозначая её через Рс, получаем уравнение
энергетического баланса в цепи сетки
Р,-=Р.
(5.2.3)
При расчёте реакции, которую оказывает цепь сетки на
.людную цепь предыдущей ступени, оказывается удобным
отвлекаться от подробностей процессов, происходящих в цепи
сетки, и заменять её некоторым эквивалентным
сопротивлением, которое назовём входным сопротивлением цепи сеткь.
Схема замещения цепи сетки представлена на рис. 5.6а.
Величина входного сопротивления определяется из условия,
чтобы мощность, выделяемая на нём источником переменного
напряжения была бы равна мощности, потребляемой из анодной
цепи предыдущей еппени. Поскольку эта мощность выра-

84
Глава 5
жается через первую гармонику тока сетки, то входное
сопротивление определяется по формуле
(5.2.4)
1с,
(а)
Схема замещения цепи сетки, представленная на рис. 5.6а,
является неполной. В ней учитывается нагрузка источника
переменного напряжения электронным
током сетки, но не учтён ёмкостной ток,
протекающий через входную ёмкость
лампы Свх. Хотя* этот ток является
реактивным, его учёт необходим для
определения той нагрузки, которую
представляет участок сетка — катод
генераторной лампы для предыдущей
ступени. Более полная схема замещения,
учитывающая входную ёмкость,
показана на рис. 5.66. На этой схеме цепь
сетки представлена в виде
параллельного соединения входного
сопротивления за счёт электронного тока сетки Rex
и входной ёмкости. Из схемы на рис. 5.66
следует формула результирующего
входного сопротивления цепи сетки для
переменного тока. Обозначая модуль этого
Рис. 5.6.
£> и v
сопротивления через
1
]/ Rex'
+(°>c«)s
Z3X, будем иметь
(5.2.5)
5.3. Процессы в цепи смещения
В предыдущем разделе мы установили, что при
отрицательном смещении постоянная ^слагающая тока сетки выделяет
мощность в цепи смещения.
В этом смысле цепь сетки ведёт себя подобно
выпрямительной схеме. Отсюда следует, что напряжение смещения
можно получить автоматически, если включить в цепь
постоянной слагающей тока сетки сопротивление Rc (рис. 5.7).
Это сопротивление должно быть такой величины, чтобы при
токе 1с0 на нём развивалось напряжение смещения Ес
*,=
(5.3.1)
Рассмотрим, из каких соображений следует выбирать
величину ёмкости Сс, шунтирующей сопротивление смещения.

Расчёт цепей сеток
85
Напряжение смещения от постоянной составляющей тока
сетки на сопротивлении будет получаться при условии, если
ёмкость Сс создаёт^ практически короткое замыкание для всех
высших гармоник тока сетки и прежде всего для первой.
Поэтому сопротивление ёмкости Сс на рабочей частоте должно
быть существенно меньше сопротивления автосмещения R
1
СО С г
<Re-
(5.3.2)
Степень выполнения неравенства (5.3.2) не имеет
существенного значения. Например, для определённости можно
положить
1
С с
0,05 Rc.
(5.3.3)
В зависимости от рабочей длины волны величина этой
ёмкости измеряется сотнями, тысячами и десятками тысяч
микромикрофарад.
Для схемы, изображённой на рис. 5.7, величина ёмкости
Се должна удовлетворять ещё и другому условию. Во
избежание потери напряжения источника
возбуждения на Сс необходимо, чтобы её
сопротивление было мало по сравнению с
результирующим входным сопротивлением, т. е. г
■<^Zex или в развёрнутой форме к
со С.
Со
("Сс»
jA
-к-
(»Свх)\
(5.3.4)
Нетрудно убедиться, что Rex и Яс связаны
через функции угла отсечки тока сетки
следующим образом:
Ice
Рис. 5.7
R.
gl (в с) COS 6 с
(5.3.5)
Поскольку угол отсечки тока сетки обычно близок к 60°,
можно приблизительно считать Rgx~Rc- Отсюда следует, что
по ф-ле (5.3.4) ёмкость Сс требуется больше, чем по ф-ле (5.3.2).
Однако схема рис. 5.7 обычно применяется на длинных
волнах, где ёмкостная составляющая входной проводимости
обычно мала. Поэтому обе формулы практически равноценны.
Рассмотрим теперь связь, существующую между режимом
генератора и величиной сопротивления смещения. Часто
приводится подбирать величину сопротивления смещения и

86 Глава 5
регулировать другие параметры режима генератора с авто-
матическим^смещением (например, изменять Щ. Необходимо
знать, как'изменение этих величин влияет на величину
напряжения смещения.
Прежде всего допустим, что задана амплитуда напряжения
на сетке Uc и прочие величины, оказывающие влияние на
величину постсяннои слагающей тока сетки. Выясним, как в
этих условиях будет изменяться напряжение смещения в
зависимости от величины сопротивления смещения Rc.
Рассмотрим ур-ние (5.3.1), которое для удобства дальнейших
рассуждений представим в следующей форме:
IC0(UC,EC) = --^. (5.3.6)
В левой части (5.3.6) подчёркнуто, что ток /с0 является
функцией по крайней мере двух величин—амплитуды
напряжения на сетке Uc и напряжения смещения Ес. На величину /с0
оказывают влияние также напряжения в анодной цепи. Это
особенно существенно в отношении триодного генератора.
В ф-ле (5.3.6) это обстоятельство не отражено только ради
сокращения записи. Таким образом, при заданном Rc
величина смещения может быть найдена в результате решения
ур-ния (5.3.6). Наиболее наглядным является графическое
решение этого ур-ния. Построим график зависимости
постоянной слагающей тока сетки от смешения 1съ{Ес) для
некоторого выбранного заранее напряжения V'с. На той же плоскости
проведём прямую 1с0 = — Ec/Rc. Точки пересечения этой
прямой с характеристикой /с0(Ес) определят то значение Ес,
которое установится при заданной величине Rc.
Рассмотрим, какой характер имеет график постоянной
слагающей 1с0(Ес). Для этого удобно воспользоваться ур-нием
(5.1.9)
fco=ScUcU(Qe). (5.3.7)
Смещение выражается через угол отсечки согласно (5.1.6)
Ec = — Uccosbc. (5.3.8)
Эти два уравнения представляют в параметрической форме
запись характеристики 1с0=1с0(Ес). Вид этой характеристики
следует из графика f0 = To(—cos0), показанного на рис. 4.2.
График постоянной слагающей представлен на рис. 5.8
сплошной линией. Существенно подчеркнуть, что постоянная
слагающая обращается в нуль, когда отрицательное
смещение становится по абсолютной величине, равной амплиту-

Расчёт цепей сеток 87
де Uc. Проводя прямые — Ec/Rc, нетрудно установить, как
будет изменяться смещение при изменении сопротивления Rc.
При коротком замыкании (Rc = 0) смещение становится
равным нулю. По мере увеличения
сопротивления смещение возрастает
сначала быстро, а затем всё
медленнее. При ббрыве цепи
постоянной слагающей (Rc — со) смещение
достигает максимальной величины,
равной амплитуде напряжения на
сетке Uc.
Этот результат физически
очевиден. При обрыве цепи
постоянной слагающей ток сетки,
вызываемый переменным
напряжением, идёт на заряд ёмкости Сс.
Заряд продолжается до тех пор,
пока не прекратится ток, т. е.
нет равным амплитуде
Рис. 5.8.
пока смещение не ста-
Uc. При Rc = оо цепь сетки ведёт
себя как выпрямитель, работающий на ёмкость. При этом
выпрямленное напряжение равно амплитуде переменного
напряжения.
В случае, когда динамическую характеристику сеточного
тока можно считать прямой, получаются простые
соотношения для определения величины
смещения при заданной величине
сопротивления Rc. При этом
оказывается, что угол отсечки сеточного тока
определяется сопротивлением
смещения и не зависит от величины
амплитуды переменного
напряжения на сетке. Для доказательства
напишем выражение для /с0 в фор
ме /,
подставим /с0 = — -7Г-. В
со = — Sc Ес р 0 (6 с) и вместо /г0
те получим уравнение
1

результате/?*
= Ы0с), (5.3.9)
из которого можно определить угол»
отсечки при заданных величинах Sc
Rc. Расчёт удобно производить,
пользуясь графиком (3 0 =(30(cos 0С),
представленным на рис. 5.9.
Характеристика постоянной слагающей тока сетки,
изображённая на рис. 5.8 сплошной линией, соответствует недонап-
C0SQcW 0,8 0,8 ОА й2
Рис. 5.9.

88
Глава 5
ряженному режиму по управляющей сетке на всём её
протяжении. Посмотрим, как изменится ход характеристики, если
генератор будет в недонапряжённом режиме при больших
отрицательных смещениях и в перенапряжённом при малых.
Такая характеристика представлена на рис. 5.8 пунктиром.
В области недонапряжённого режима характеристика идёт
аналогично сплошной на рис. 5.8, в перенапряжённом режиме
она идёт круто вверх. Рассматривая рис. 5.8, межно
заключить, что наличие автоматического смещения стабилизирует
величину сеточного тока и не даёт развеваться сильно
перенапряжённому режиму. Если смещение Ес1 (рис. 5.8) подано от
внешнего источника, то возникновение перенапряжённого
режима вызовет увеличение тока на величину Д /. При
использовании автосмещеыия сопротивление Rc выбирается так, чтобы в
недонапряжённом режиме получить смещение Ес1. Переход
в перенапряжённый режим вызовет увеличение
отрицательного смещения и ток сетки вырастет только на Белич1ну Д.Г.
Способность стабилизировать величину тска сетки и
смягчать напряжённость режима является ценным свойством
автоматического смещения.
Рассмотрим теперь процессы в цепи автосмещения при наличии дина-
тронного эффекта в цепи управляющей сетки. Такое положение может
возникнуть в триодных генераторах при недонапряжённом режиме. На
рис. 5.10а представлена характеристика 1со(Ес) при наличии динатронного
эффекта. Пока смещение достаточно велико, динатронный эффект не имеет
места, и характеристика идёт так же, как на рис. 5.8. По мере уменьшения
смещения есмакс увеличивается и возникает динатронный эффект сетки.
В результате ток 1с0 сначала уменьшается, а затем становится
отрицательным. При дальнейшем изменении смещения в сторону положительных,
значений динатронный эффект ослабевает и 1С0 может опять стать
положительным. Сопротивление Rc таково, что получаются три состояния
равновесия. Исследуем вопрос об их устойчивости. При отклонении от состояния
равновесия возможны два случая: 1) 1с0 > —EC,RC. Если ток сетки больше
тока в сопротивлении, то избыток его идёт на увеличение заряда
конденсатора и напряжение на нём будет возрастать; 2) 1с0 < — EcjRc. В этом
случае ток сетки недостаточен для того, чтобы поддержать существующее
на конденсаторе напряжение. Конденсатор будет разряжаться и напряжение
на нём будет уменьшаться.
Руководствуясь сказанным, можно установить, как будет изменяться
напряжение смещения при отклонениях от состояния равновесия.
Направление изменения смещения на рис. 5.10а показано стрелками. Характер
изменения смещения получился таким, что.две крайние точки будут
устойчивыми, а средняя неустойчивой.
При включении конденсатор смещения разряжен и напряжение на нём
равно нулю. В таком случае из рис. 5.10а явствует, что установится
положительное смещение, соответствующее правой устойчивой точке. На
рис. 5.105 показан случай, когда получается единственный стационарный
режим с положительным смещением. Из рассмотрения рис. 5.10а следует,
что при обрыве цепи постоянной слагающей (<RC = оо) получится большое
положительное смещение. Экспериментальные наблюдения подтверждают
этот вывод.
Положительное смещение на сетке при динатронном эффекте может
достигать больших значений, так как динатронный ток поддерживается

Расчёт цепей сеток
89
источником анодного напряжения, т. е. положительное смещение есть
некоторая доля анодного напряжения. Появление положительного смещения
вызывает увеличение постоянной слагающей анодного тока. Вследствие
этого резко увеличивается мощность, подводимая к анодной цепи, и
мощность потерь на аноде.-Если при
возникновении большого анодного тока,
вызванного динатронным эффектом, не
происходит автоматического
выключения анодного напряжения, то лампа
может погибнуть.
Появление положительного
смещения за счёт динатронного эффекта
является крупным недостатком
автоматического смещения от сеточного тока.
Для борьбы с динатронным эффектом в
тех случаях, когда это возможно, надо
применять перенапряжённый режим.
Как показывает практика, изменение
напряжения накала весьма существенно
сказывается на токе сетки и
уменьшение его усиливает ток динатронного
эффекта. По этой причине во избежание
динатронного эффекта соблюдают
определённую последовательность включения
питающих напряжений. Сначала
включают напряжение накала и дают катоду
прогреться, а затем включают анодное
напряжение.
Для борьбы с возможностью
появления положительного смещения
применяют ещё, так называемый, антидинат-
ронный кенотрон, который включают
параллельно участку сетка — катод генератора, как показано на схеме
рис. 5.11. При таком включении постоянная слагающая тока,
проходящая через сопротивление смещения, равна сумме постоянных слагающих
сетки 1с0 и кенотрона I ко- Если величина Iко достаточна, чтобы обеспечить
*с-«
положительный суммарный ток через сопротивление Rc, то смещение будет
отрицательным. Величина смещения определяется из выражения
Ее
Ico + I ко = — 5~
(5.3.10)

90
Глава 5
На рис. 5.12
этому уравнению.
проделано построение и определено смещение согласно
На рис. 5.12 показано, что при наличии кенотрона
смещение будет отрицательным ЕсХ, а без кенотрона
оно будет положительным Ес2- Таким образом,
вредные последствия динатронного эффекта
устраняются.
Смещение часто задаётся от выпрямителя по
схеме, представленной на рис. 5.13. Для простоты
взята схема однополупериодного выпрямителя.
Выпрямитель следует нагружать на сопротивление R,
так как это сопротивление является единственным
путём, через который могут пройти постоянные
слагающие токов сетки и выпрямителя. Смещение в
схеме рис. 5.13 зависит от суммы токов выпрямителя
и генератора Ес = — (7б0 + Ico) R- Если ток сетки
больше тока выпрямителя, то процессы в цепи
смещения будут близки к тем, которые характерны
для автоматического смещения. В частности,
смещение будет резко зависеть от амплитуды
напряжения высокой частоты на сетке генератора.
Для того, чтобы смещение было стабильным и не
зависело от режима генератора, необходимо так
рассчитать выпрямитель, чтобы его ток был
значительно больше тока генератора.
5.4. Порядок расчёта цепи
сетки.
управляющей
Рис. 5.13.
Здесь будет систематизирован порядок расчёта
цепи сетки для критического или недонапряжённого
режима при отсутствии динатронного эффекта, когда динамическую
характеристику тока сетки можно представить прямой, проходящей через начало
координат. Расчёту цепи управляющей сетки предшествует расчёт
анодной цепи. Из этого расчёта становятся известными величины:
Ес, Uс, Еа, иа, (?смакс> е a мин> ^■С2> ^сз> 'т-
Эти величины служат основанием для расчёта цепи управляющей сетки.
Расчёт производится в следующем порядке:
1) По семейству статических характеристик тока управляющей ветки,
определяется высота импульса
h (ес
макс» ^С2> ^сзк еа мин
)•<
При отсутствии характеристики для триода в критическом режиме можно
принимать 1тс = 0,15 1та', для тетродов в номинальном режиме 1тс —
= (0,1 Ч-0,08)/ото, для пентодов в номинальном режиме 1тс «= (0,1-г0,05)/от.
2) Угол отсечки тока сетки определяется по формуле
cos 0- =. —
Р£,
U с '
(5.1.6)
Затем по таблицам находя* коэффициенты разложения <х0(8с) и <*i(ec).
3) Постоянная слагающая тока сетки
{со = Imc ао Фс) •
(5.4.h

Расчёт цепей сеток $i
4) Амплитуда первой гармоники тока сетки
h\ e lmc ai Фс)- 15.4.2)
5) Мощность, потребляемая цепью сетки из анодной цепи предыдущей
ступени
1
Ра = -2исга- . (5.2.1)
6) Мощность, выделяемая в цепи смещения,
Рсо = —Ес1с0. (6.2.2)
7) Мощность потерь на сетке
Pc = Pci-Pco- ■ (5.2.3)
Допустимая мощность потерь на сетке в паспорте лампы не указывается.
Обычно управляющая сетка выдерживает мощность потерь, значительно
превышающую потери в номинальном режиме. Особенно это относится к
генераторным триодам, которые часто используются в перенапряжённом
режиме.
8) Если смещение автоматическое, то определяется сопротивление
смещения
5.5. Цепи экранирующей и защитной сеток
Рассмотрим статические характеристики тока экранирующей сетки в той
области, где его величина мала п€> сравнению с анодным током. На рис. 5.14
показано семейство статических характеристик тока экранирующей сетки
тетрода в анодной системе координат. Там же для сравнения показано
семейство статических характеристик анодного тока. На рис. 5.14 видно,
что если напряжение на аноде превышает некоторое значение, то ток
экранирующей сетки становится отрицательным. Это явление объясняется
дннатронным эффектом экранирующей сетки. Благоприятным условием
для его возникновения является достаточно высокое напряжение на
экранирующей сетке, при котором первичные электроны в состоянии выбивать
вторичные. Напряжение на аноде при этом должно быть значительно больше
напряжения экранирующей сетки, чтобы вторичные электроны увлекались
ускоряющим полем на анод. Расчёт тока экранирующей сетки при дина-
тронном эффекте её не представляет большого практического значения и
потому здесь не рассматривается.
У пентода благодаря присутствию между экранирующей сеткой и
анодом защитной сетки с низким положительным напряжением относительно
катода динатронный эффект экранирующей сетки обычно не наблюдается.
На рис. 5.15а показано семейство характеристик токов экранирующей сетки
и анода для пентода в сеточной системе координат. Из рисунка видно,
чго характеристики тока экранирующей сетки в сеточной системе координат
достаточно прямолинейны, начало их совпадает с началом характеристик
анодного тока. Пока анодное напряжение достаточно велико (больше кри-

92
Глава 5
( iu(MS)
тического), его реакция на ток экранирующей сетки сказывается весьма
слабо. У тетродных генераторов при отсутствии динатронного эффекта
экранирующей сетки характеристики тока экранирующей сетки имеют
такой же вид, как и показанные на
рис. 5.15а.
Из сказанного следует, что
динамическую характеристику тока
экранирующей сетки в недонапряжённом или
критическом режимах можно
идеализировать прямой линией, начало которой
совпадает с началом идеализированной
характеристики анодного" тока.
Построение импульса тока
экранирующей сетки при такой идеализации
показано на рис. 5Л56. Импульс тока
экранирующей сетки получается коси-
нусоидальным. Его угол отсечки равен
углу отсечки анодного тока. Высоту
импульса тока экранирующей сетки
следует определять по семейству
статических характеристик:
'mcz — h2\ecмакс> £4:2» ^сз> еа мин)-
Рис. 3.14.
При отсутствии характеристик для
критического режима по экранирующей
сетке можно принимать
Wa« (0,2-7-0,25) lm. (5.5.1)
,Ла,1сг
750в\
500o\ecr*2Q0e
250е\
Рис. 5,15.
Поскольку в цепи экранирующей сетки напряжение во времени не
изменяется, надо определить только постоянную составляющую тока
'с20 = J та «о (е)- (5.5.2)

Расчёт цепей сеток
93
iMoiuHocTb, развиваемая источником питания экранирующей сетки,
выделяется на экранирующей_сетке в виде тепла. Величина этой мощности равна
Р,
С20
C/4J 1 ,
сг 1С20-
(5.5.3)
При расчёте надлежит проверять, что
рующей сетке, не превосходит допустимую.
На практике часто, особенно в
передвижных, радиостанциях, экранирующая
сетка питается от источника анодного
напряжения. Чтобы анодное напряжение
понизить до величины экранного, можно
применить две схемы: схему с гасящим
сопротивлением и схему с потенциометром.
Схема питания экранирующей сетки
через гасящее сопротивление показана на
рис. 5.16а. Величина гасящею
сопротивления R определяется формулой
мощность, теряемая на экрани-
R
Е„ - Е
С20
/,
(5.5.4)
Напряжение на экранирующей сетке
при питании через гасящее сопротивление
не стабильно, а изменяется при всяких
изменениях режима, приводящих к
изменению тока экранирующей сетки. Если нет
динатронного эффекта, питание
экранирующей сетки через гасящее сопротивление
препятствует резкому изменению тока
экранирующей сетки и предотвращает воз:
никновение резко выраженного перенапря- р - j^
жённого режима. Поэтому во многих слу- ' °"
чаях применение схемы с гасящим
сопротивлением является желательным. Эта схема находит применение для
питания пентодных генераторов, поскольку динатронный эффект
экранирующей сетки у пентодов не имеет места.
Схема питания экранирующей сетки от анодного источника через
потенциометр показана на рис. 5Л66. В генераторе по этой схеме
нестабильность напряжения на экранирующей сетке будет тем меньше, чем больше
ток потенциометра 1п по сравнению с током экранирующей сетки 1С20.
Если экранирующая сетка питается от отдельного источника,
необходимо соблюдать правильную последовательность включения питающих
напряжений. Необходимо сначала включать анодное напряжение и лишь затем
напряжение экранирующей сетки. Включение экранного напряжения раньше
анодного может вызвать большой ток экранирующей сетки, при котором
потеря мощности на ней будет выше допустимой.
Экранирующая сетка должна играть роль электростатического экрана,
развязывающего цепи анода и управляющей сетки.. Поэтому внешняя цепь
экранирующей сетки для токов высокой частоты должна представлять
практически короткое замыкание. Для этой цели экранирующая сетка
соединяется с катодом ёмкостью обычно порядка- нескольких тысяч
микромикрофарад. Существенно, чтобы эта ёмкость была безиндукционной. Иначе
экранирующее действие будет нарушено. Подробнее вопрос о действии
экранирующей сетки рассматривается в гл. 14.
Для повышения мощности и кпд на защитную сетку генераторных
пентодов иногда подаётся небольшое положительное напряжение £с.3=20-^50б;
Схема включения защитной сетки в принципе такая же, как у экранирующей

94 Глава 5
сетки. По высокой частоте внешняя цепь защитной сетки служит коротким
замыканием, которое обеспечивается включением блокировочной ёмкости
между защитной сеткой и катодом. Ток в цепи защитной сетки обычно
мал, величина его нестабильна. Поэтому питание защитной сетки
осуществляется только через потенциометр. Для этой цели часто используется
потенциометр, который служит для питания экранирующей сетки. Часто
применяют режим при ECS=Q и защитную сетку соединяют накоротко с
катодом.
ЛИТЕРАТУРА
1. А. И. Берг. Теория и расчёт ламповых генераторов. Госэнерго-
издат, 1932.
2. Н. С. Бесчастнов и В. Н. Сосунов* Радиопередающие
устройства. Издание ВЭТАС, Ленинград, 1941а

ГЛАВА 6
КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ КОНТУРЫ ГЕНЕРАТОРОВ
6.1. Одиночный параллельный контур
На рис. б. 1а показана в общем виде схема параллельного-
колебательного контура, который включается в качестве
нагрузки в анодную цепь генератора. Контур состоит из двух
ветвей. Каждая из них содержит активное и реактивное
сопротивления. Кажущееся или символическое сопротивление
этого контура определяется выражением
*t +2а
(6.U)
в котором обозначено
zi = rx + ixlt
Z2 =/*2 + **2- i (6.1.2)
Мгновенный анодный ток и мгновенное напряжение на
контуре связаны через za уравнением
«« = *А. (6.1.3)
Ри(. 6.1,
Это уравнение имеет универсальный характер и может, в
зависимости от надобности, толковаться различным образом.
Например, если в нём заменить символ iu> символом
дифференцирования—, то можно получить дифференциальное
уравнение, которое связывает мгновенные значения тока ia и
напряжения иа. Можно также считать, что ток и
напряжение представляются гармоническими рядами. Тогда соотноше-

S6 Глава 6
нием (6.1.3) будут связаны комплексные амплитуды тока и
напряжения для каждой гармоники. При этом вместо iw
следует подставить iu>n, где о>я есть частота соответствующей
гармоники. К дифференциальной форме записи в дальнейшем
нам прибегать не придётся и под 1а и иа в (6.1.3) обычно
подразумеваются комплексные амплитуды напряжения и тока
одной из гармоник. Мы будем пользоваться общей записью
в форме (6.1.3) для того, чтобы не усложнять выкладки
выписыванием индексов, указывающих номер гармоники. Такая
„неопределённость" в записи будет сохраняться до тех пор,
пока переход к окончательному результату не потребует
записи в более конкретной форме.
С комплексными величинами нам придётся иметь дело
часто и ради краткости; выделять как-либо комплексные
величины мы не будем. Однако в тех случаях, когда
необходимо различать комплексную величину и её модуль, первая
будет набрана жирным шрифтом.
Вернёмся теперь к рассмотрению схемы на рис. 6.1а. Если
полная индуктивность контура L и полная ёмкость С, то
полное реактивное сопротивление при круговом обходе контура
х = со/. — —^. Частота собственных колебаний контура со0 = —j~'
Выражение для кажущегося сопротивления контура при
малых расстройках относительно резонанса можно получить,
если учесть, что активные сопротивления малы по сравнению
с реактивными на собственной частоте контура. Тогда ими
можно пренебречь в числителе выражения (6.1.1) и
переписать его в следующем виде:
~ —Х\Ъ ХЫ
**се — ■
Г + XX
Здесь х10 и х20 — сопротивления ветвей при частоте со0, они
равны по величине, но противоположны по знаку. Обозначив
модуль реактивной слагающей сопротивления одной ветви на
резонансной частоте ха — |*iol = '%>!> получим
2«=7ТГХ- (6Л.4)
При х = 0 из полученного выражения следует формула для
резонансного сопротивления контура
X2
R<*=~- (6.1.5)
Выражение (6.1.4) позволяет заменить схему контура на
рис. 6.1а при небольших расстройках эквивалентной схемой,

Колебательные контуры генераторов 97
представленной на рис. 6.16. Для доказательства из (6.1.4)
напишем выражение для проводимости
IX
гае ха ха "■<£ iXae
Поскольку при параллельном соединении проводимости
складываются, то из написанного равенства следует, что
сопротивление контура можно заменить сопротивлением двух
параллельных ветвей. Одна ветвь содержит активное
сопротивление Roe, которое от расстройки не зависит. Вторая ветвь
содержит чисто реактивное сопротивление: Х& = — х\ / х. Это
сопротивление зависит от расстройки. На частоте резонанса
х№ = зо и эквивалентное сопротивление является чисто
активным^ —Roe)- При расстройке ха имеет конечное
значение, Zee становится комплексным и уменьшается по
модулю. Из вышеизложенного следует, что величина доесть
реактивнее эквивалентное сопротивление контура по схеме
рис. 6.1а, но без активных сопротивлений в ветвях. Поэтому
справедлива другая эквивалентная схема, представленная на
рис. 6.1 е. Этой схемой в дальнейшем будем часто
пользоваться.
Вернёмся теперь к преобразованию выражения (6.1.4).
Подставив в него (6.1.5), представим его в форме
*.=ПГП-. (616>
где обобщённая расстройка а=—. При малых расстройках
вблизи резонанса обобщённая расстройка может быть
выражена через варьируемый параметр.
,, 2 д со
При вариации ш — а =
w0S
При вариации L — а = —г-
При вариации С —а— -^-^- .
с0 о
г
Здесь введено затухание контура 8 = —-, где характери-
схика контура
Р
= W°L° = -^W=]/ с/
Формула (6.1.6) позволяет представить комплексное сопро-

98 Глава б
тивление za через его модуль Za> и фазный угол ср согласно
выражению:
где
z№ = Za e^ a ,
R,
Rce COS'fa,
(6.1.7)
(6.1.8)
(6.1.9)
Ha рис. 6.2 приведены частотная и фазовая
характеристики контура. Они показывают изменение кажущегося
сопротивления и фазы от обобщённой
расстройки а. Поскольку последняя
пропорциональна вариации to, L или
С, то в этом смысле график на
рис. 6.2 универсален.
У контуров, которые употребляются
на практике, бывает добротность Q —
=504-200. Это соответствует
затуханию контура 8 = г/р = 0,02 ч- 0,005.
Положив в среднем 8 = 0,01, получим, что
сопротивление контура уменьшится
приблизительно в 10 раз, если
индуктивность или ёмкость изменить на
10°/о от резонансного значения.
Таким образом, при расстройке
сопротивление контура резко
уменьшается против резонансного. Поэтому
сильно расстроенный контур можно
практически считать коротким
замыканием.
Напишем выражения для тока в
ветвях контура. Когда настройка
контура близка к резонансной,
сопротивления ветвей контура мало
различаются по абсолютной величине,
поэтому можно считать величину тока в обеих ветвях
контура одинаковой. Будем для определённости считать, что
собственная частота контура близка к частоте первой
гармоники анодного тока.
Амплитуда тока 1К выражается через амплитуду
напряжения на контуре Ua следующим образом:
*■>>
(
х
N
0
-#
fa
1
V
\
ОС
^*
Рис. 6.2.
/„ =
иа
(6.Г.10)

Колебательные контуры генераторов 99
Если заменить Ua = IaXzoe = f'alR<gCos4at то получим
выражение для тока в контуре через амплитуду тока первой
гармоники
'.-'й-;- сов«р. = /111^сов«р.. (6-1-П)
ла
При настройке <?а = О
/* = /в11Г- <6ЛЛ2)
Эта формула показывает, что при настройке в резонанс
амплитуда тока в контуре больше амплитуды первой
гармоники в анодной цепи во столько раз, во сколько реактивное
сопротивление ветви ха больше активного сопротивления
контура г.
Наконец, для тока в контуре можно ещё .найти третье
выражение. Оно следует из рассмотргния энергетического
баланса. Мощность Ръ развиваемая первой гармоникой
анодного тока, выделяется в виде тепла на сопротивлении контура г
током 1К. Таким образом, можно написать
Л= Til г. (6Л.13)
Отсюда следует третья формула для 1К через мощность
/«= У-Т- (6.1.14)
Выражение длл полезной мощности можно представить
согласно эквивалентной схеме на рис. 6,\б в одной из
следующих форм:
о
Л = -J- 7<U ^a COS сра = -J- ~ = -^ (/а1 COS сра)2 Ra .
Для многих расчётов контуров оказывается удобным
ввести так называемый коэффициент включения, определяемый
соотношением ха = рр. Смысл коэффициента включения
состоит в том, что он показывает, какую долю от
характеристики контура доставляет сопротивление ветви. Поскольку
при работе контура на собственной частоте обе ветви конту-

100 Глава 6
pa обтекаются одинаковым токсм, то коэффициенту
включения р мо&но дать другое определена е. КсЕффипиеьт р
есть отношение напряжения на ветви контура Ua к
напряжению на всей индуктивности (Ul) или, что то же самое, на всей
ёмкости (Uc)
4jl
4jl
Ur
С помощью коэффициента р написанные выше формулы
при настройке (сро = 0) можно переписать таким образом:
Re
Р8.
P'?Q,
(6.1.15)
4<L,
яр'
(6.1.16)
/* = /ai^ = /alPQ-
(6.1.17)
Чтобы уяснить физический смысл коэффициента
включения р, рассмотрим схему рис. 6.3. На этом рисунке показано
•включение колебательного контура в анодную цепь
генератора при помощи так называемого щупа анодной связи. Такие
схемы часто употребляются в промежуточных ступенях
передатчиков длинных волн.
Х^
Рис 6.3.
Рис. 6.4.
В схеме на рис. 6.3 в обе ветви контура входят части
витков единой катушки контура. Эти витки связаны общим
магнит* ым потоком. Поэтому схеме на рис. 6.3
соответствует более общая схема, представленная на рис. 6.4а. Эта
схема повторяет схему на рис. .6. la, но с добавлением
сопротивления взаимной связи между ветвями гт.
На рис. 6А6 показана эквивалентная схема, к которой
можно свести схему на рис. 6.4а. Чтобы показать, что такая

Колебательные контуры генераторов 101
замена справедлива, напишем выражение для напряжения на
ветви,, содержащей zu ua — zlh — zmi2 и заменим /2 = /0_^
В результате получим иа = (zl~{-zm)t\—zmi<l. Аналогичное
выражение можно получить и для напряжения на ветви,
содержащей z2: иа = (z2 -f z,J/2 — zm ia. Эти выражения
доказывают справедливость схемы на рис. 6.4tf. Согласно рис. 6.46
для символического сг противления контура по схеме рис. 6.4#
справедливо выражение:
z*= 7rlrfr 2ш.где Zi=zx-\-zm\ z'z^Zz + z^.
*i "Г *2
Сопротивление связи чисто реактивное, т. е. zm = ixm и для
частоты, близкой к собственной, имеет модуль того же порядка,
что и реактивные сопротивления ветвей. Поэтому при малых
расстройках относит ельно собственной частоты в горое слагаемое
в формуле для za можно отбросить и для эквивалентного
сопротивления контура получим формулу, аналогичную (6.1.10),
Здесь
Ха == Ха + Хгп\ X = Хх-{-Х2 \- 2хт.
Таким образом, учёт взаимной индукции между .частями
катушки, попадающими в разные ветви контура, приводит к
тому, что во всех написанных выше формулах надо заменить
реактивное сопротивление плеч ха на Ха = ха +- хт.
Ток в контуре в pQ раз больше тока первой гармоники.
Практически это означает, что в то время, как /о1 измеряется в
миллиамперах или в единицах ампера, ток в контуре
измеряется единицами, десятками и даже.сотнями ампер. Поэтому
катушки для колебательных контуров передатчиков обычно
изготовляются из провода без изоляции. Наиболее часто
употребляются цилиндрические однослойные катушки.
Соединение такой катушки с остальными деталями схемы
осуществляется при помощи специальных медных зажимов,
носящих название щупов.
В схеме на рис. 6.3 собственная частота контура
определяется* ёмкостью С и индуктивностью L Величина этой
индуктивности может изменяться путём перестановки щупа
контура. На рис. 6.3 эгот щуп отмечен буквой к. Щуп
анодной связи а служит для регулировки резонансного
сопротивления контура без изменения его собственной частоты.
Когда щуп анодной связи совпадает с положением щупа зем-

101 ' Глава 6
ли з, резонансное сопротивление контура равно нулю. Если
же щуп а совпадает со щупом к, резонансное
сопротивление контура будет максимально. Его величина /?£вЛо«с=рС-
В промежуточном положении щупа а между к и з
резонансное сопротивление нагрузки имеет некоторое
промежуточное значение, зависящее от величины коэффициента
включения Ra —Р*Ксемакс- Коэффициент включения для этой схемы
xk Li+M
определяется отношением индуктивностей р = -т- — ~~1 ' *
i^ — индуктивность витков катушки между щупами а и з, М —
взаимная индуктивность между частями катушки. Полная
индуктивность контура: I = Lt-\-L2-f-2M.
Для практических расчётов обычно принимают, что
коэффициент включения в схеме рис. 6.3 равен отношению витков
анодной связи пх к виткам контура пк:р~-~-
При этом, как показывают расчёты и опыт, уклонение от
точного значения р при всех положениях щупа незначительно.
При перемене положения щупа анодной связи в
практических условиях настройка контура в резонанс нарушается,
и контур необходимо вновь подстроить. Причина этого
явления состоит в действии выходной ёмкости лампы и вообще
паразитной ёмкости анода на землю. На рис. 6.3 эта ёмкость
показана пунктиром. Из схемы на рис. 6.3 видно, что при
полном включении контура ёмкость Сщх приключена
параллельно к ёмкости контура, т. е. ёмкость, определяющая
собственную частоту контура, равна сумме С -f Свых. При неполном
включении действие паразитной ёмкости ослабляется, но
учёт этого действия оказывается более сложным, так как
схема анодной цепи превращается в два связанных
колебательных контура.
Рассмотрим действие паразитной ёмкости на настройку
анодной цепи при допущении, что Свых настолько мала, что
вызываемая ею расстройка анодного контура укладывается
в его резонансную кривую. Выражение для проводимости
параллельного контура при малых расстройках
относительно собственной частоты имеет вид; _L = _L | i 4- i — I .
Чтобы получить проводимость схемы на рис. 6.3 между
точками анод — катод с учётом паразитной ёмкости, надо к
проводимости контура прибавить проводимость ёмкости:
*т~==^-( 1 -*-i cs" J + *ш сшх- После простых преобразований И

Колебательные контуры генераторов 103
замены /?<* =
= ^сь будем иметь
Г 1
Lce се
. , . / дС
[1+1 ( сь
" 1 ' СЪ j
Отсюда следует, что для настройки схемы в резонанс с
учётом паразитной ёмкости надо ёмкость контура уменьшить
на величину рг Сшк. Этот результат можно толковать в том
смысле, что присутствие паразитной ёмкости при неполном
включении контура вызывает такую расстройку его, как если
бы параллельно основной контурной ёмкости включалась
ёмкость, равная р2 Сшх.
Степень влияния паразитной ёмкости на настройку
контура зависит от отношения паразитной ёмкости к ёмкости
контура. Поскольку ёмкость контура тем меньше, чем
короче рабочая волна, то влияние перемещения щупа анодной
связи на настройку менее заметно в передатчиках длинных
волн и более заметно в передатчиках средних волн.
6.2. О фильтрации гармоник в выходных ступенях
Выходная ступень передатчика должна удовлетворять
следующим требованиям: 1) создавать в антенне заданную
мощность Ра = 0,5 l\r а; 2) обеспечивать возможно высокий
кпд, так как мощность, потребляемая мощной ступенью,
составляет значительную долю общей мощности питания; 3)
мощность, излучаемая на гармониках основной частоты, должна быть
ниже некоторого заданного' предела. Цель этого
требования — устранить нежелательные помехи приёму других
радиостанций, у которых рабочие частоты совпадают с
гармониками данной станции.
Обозначив ток в антенне на я-й гармонике через 1ап и
сопротивление излучения на гармонике через ггп, для
мощности излучения на гармонике получим выражение Рхп =
= 0>5/lnri„. Условимся называть отношение амплитуды
гармоники тока к амплитуде тока основной частоты весом
гармоники.. При заданной допустимой величине Р2« и
определения
ной мощности передатчика Ра вес гармоники в антенне~
' 'А
также не может быть выше определённой величины. В то
же время вес гармоник в анодном токе генератора —^зависит
'д1

l64 Глава б
от формы импульса анодного тока. Таким образом, в
выходной ступени встаёт задача фильтрации гармоник. Она
сводится к тому, чтобы при заданном весе гармоник в анодном
токе получить ослабленный вес гармоник в антенне. Число,
которое показывает, во сколько р*з вес гармоник в антенне
меньше веса гармоник в анодном токе, называется фильтрацией:
Un '
Ф= JfL-. (6.2.1)
J An
lA
Если заданы мощности Р%п и Р^.то требуемая фильтрация
может быть определена по формуле
In PA
Таким образом, фильтрация требуется тем больше, чем
больше мощность передатчика.
Фильтрация определяется свойствами колебательных
контуров выходной ступени, включая и контур антенны.
Выражение для фильтрации можно представить в форме
произведения двух сомножителей
<Ь [А . Ian
Ф~ 17г Ш' (6.2.3)
Первый множитель показывает, во сколько раз ток в
антенне на основной частоте больше первой гармоники
анодного тока. Это отношение обычно измеряется десятками и
сотнями единиц. Оно характериз>ет резонансные свойства
системы контуров. В случае одиночного контура подобное
отношение пропорционально добротности. Второй множитель
показывает, во сколько раз ток в антенне на
гармонике-меньше тока гармоники в анодной цепи. Эго отношение не
зависит от резонансных свойств контуров, так как собственная
частота контуров много ниже частоты гармоник. Величина
второго множителя зависит от схемы включения контуров.
Обычно она выражается " сравнительно небольшими
цифрами.
Схема выходной ступени называется простой, если
нагрузкой в анодной цепи служит контур антенны. Схема выходной
ступени называется сложной, если нагрузкой в анодной цепи
служит промежуточный контур, связанный с контуром-антенны.
Согласно международным нормам для передатчиков»
работающих на волнах длиннее 100 м, мощность излучения на

Колебательные контуры генераторов 105
\-Ь
любой гармонике не должна превышать -25-10"° em. В случае
передатчиков небольшой мощности, измеряемой десятками
или сотнями ватт, фильтрация, даваемая простой схемой, уже
оказывается достаточной. При мощностях порядка десятков
киловатт для обеспечения фильтрации необходимо применять
сложную схему с одним промежуточным контуром. При ещё
больших мощностях для повышения фильтрации ставят не
менее двух промежуточных контуров.
6.3. Фильтрация гармоник в простой схеме
Простая схема выходной ступени в общем виде показана на рис. 6.5.
Реактивный элемент ха составляет одно из плеч антенного контура,
включённого в анодную цепь генератора. Это плечо не содержит элементов
антенны, условимся называть его элементом анодной связи. Второе плечо
контура состоит из реактивной части входного сопротивления антенны хА
и специального реактивного элемента хн, который служит для настройки
всего антенного контура в резонанс. Под величиной гА разумеется
сопротивление потерь антенного контура, оно слагается из активной части
входного сопротивления антенны и сопротивления потерь остальных элементов
контура.
Для дальнейших вычислений введём следующие обозначения.
Сопротивление контура при круговом обходе
z = ГА + i (*о + хн + ХА )•
(6.3.1)
Для симметрии записи будем обозначать сопротивление анодной связи'
га = ixa- Чтобы составить выражение для фильтрации, найдём связь между
iA и ia. Для этого разорвём контур в
любой точке, где протекает только *л« Эдс в
точках разрыва будет 1ага. Далее, считая,
что в контуре действует найденная эдс, а
ток 1а — 0, найдём ток в контуре по
формуле
1л =
inZ,
(6.3.2)
Это выражение используем для
составления отношений токов, входящих
в формулу фильтрации (6.2.2): -т-
'at
получим
ф
Zg\
*3
Zgn
Z„
Zn_
zan
Рис. 6.5.
Подставив в (6.2.2).
(6.3.3)
Важнд подчеркнуть, что фильтрация зависит от величины сопротивления
связи на гармонике. Физически это ясно, так как от величины zan
зависит эдс, наводимая гармоникой анодного тока в конту<ре. Заменив гх — гА ,
так как на основной частоте контур настроен, и перепишем это выражение,
перегруппировав члены
гап
(6.3.4).

106 Глава 6
Рассмотрим теперь два случая: когда сопротивление связи —
индуктивность (рис. 6.6) и когда оно — ёмкость (рис. 6.7).
При индуктивной анодной связи: zal = i o>La, zan = mo>La> — = — .
При ёмкостной анодной связи: zal
П
1
i">C/,
Znn ~~
то>С„
Таким образом, фильтрация при индуктивной анодной связи
'- п г. *
= П.
(6.3.5)
а при ёмкостной
Фс = л-
(6.3.6)
Из этих выражений следует, что ёмкостная анодная связь даёт
увеличение фильтрации против индуктивной анодной связи в пх раз. Таким
образом, на второй гармонике выигрыш в фильтрации получится в четыре раза.
Отсюда следует, что ёмкостная связь с контуром из соображений
фильтрации более желательна, нежели индуктивная.
-^ШрР—•
Рис. 6.6.
I
П$Шр^--1
Рис. 6.7,
Входное сопротивление антенны сложным образом зависит от частоты
и, кроме того, активная составляющая входного сопротивления антенны на
гармониках может быть велика. Поэтому упростить выражения (6.3.5) и
(6.3.6) не удаётся.
6.4. Выходные ступени по сложной схеме
Сложная схема выходной ступени в общем виде
представлена на рис. 6.8. Сопротивление za называется элементом
связи анодной цепи с промежуточным контуром или, короче,
элементом анодной связи. Сопротивление zce называется
элементом связи промежуточного контура с антенной или, короче,
элементом антенной связи.
Рассмотрим сначала основные соотношения и
энергетический баланс в контурах сложной схемы для основной частоты.
Обычно контуры сложной схемы настраиваются на полный
резонанс. Это значит, что каждый из контуров в отдельности,

Колебательные контуры генераторов
107
когда другой контур разомкнут, настроен в резонанс. Из
теории связанных контуров известно, что реакция, которую
последующий контур оказывает на предыдущий, может быть
учтена при помощи добавления к собственному
сопротивлению контура при круговом обходе внесённого сопротивления.
Для схемы на рис. 6.8
сопротивление, внесённое в
промежуточный контур со стороны
антенного контура, равно
2,1, —
"ее
(6.4.1)
гп[ 1 1 <-
Рис. 6.8.
Здесь za — сопротивление
антенного контура при круговом
обходе.
Если сопротивление связи чисто реактивно (zce = ixea)t а
контур антенны настроен {zA = гА), то внесённое сопротивление
будет чисто активным
Для определения резонансного сопротивления в анодной
цепи следует считать, что активная составляющая полного
сопротивления промежуточного контура при круговом обходе
определяется суммой собственного сопротивления потерь и
внесённого г — гк-\- гвн. Реактивная с оставляющая
сопротивления промежуточного контура при настройке на полный
резонанс равна нулю.
Резонансное сопротивление в анодной цепи можно
рассматривать, как внесённое сопротивление со стороны
промежуточного контура. Считая сопротивление анодной связи
чисто реактивным za = ixa, будем иметь
х2 х2
Д<* - г - Гк+Гвн
(6,4.3)
Это выражение показывает, что сопротивление нагрузки в
анодной цепи за счёт реакции антенны уменьшается.
Формула для Roe позволяет этот результат трактовать ещё
следующим образом. Представим проводимость 5—ввидесум-
мы двух проводимостей:
_1
R„
— .2 \
Первое слагаемое означает проводимость резонансного
сопротивления промежуточного контура при отсутствии реак-

1С>8 Глава 6
ции со стороны антенны, т. е.
обозначать это сопротивление
R
овхх
при холостом ходе. Будем
^6.4.4)
Второе слагаемое есть проводимость некоторого
сопротивления, которое следует считать шунтирующим Rasxx. Его
появление вызвано реакцией антенны через промежуточный
контур на анодную цепь. Обозначим это сопротивление Ra>eH
'вн \лсв J
(6.4.5)
Таким образом, эквивалентная схема анодной цепи при
настройке на полный резонанс будет такой, как показано на
рис. 6.9. При помощи схемы на рис. 6.9 легко представить,
как изменяется сопротивление нагрузки в анодной цепи при
изменении параметров схемы. Сложная схема даёт
возможность согласовать сопротивление антенны с сопротивлением
нагрузки, которое требует генератор.
В случае расстройки контуров на эквивалентной схеме
рис. 6.9 следует добавить два реактивных шунта. Один шунт
должен служить для учёта расстройки промежуточного
контура, подобно тому, как для одиночного контура
представлено на рис. 6.15. Вторым
+1т.
*ое1*\щЬ
шунтом учитывается
реактивное сопротивление, вносимое
со стороны антенны, когда она
не настроена. В дальнейшем
речь будет идти только о
настройке сложной схемы на
полный резонанс.
Рассмотрим теперь
энергетический баланс в сложной схеме. Мощность, которая
развивается в анодной цепи генератора первой гармоникой
анодного тока, определяется выражениями:
Рис. 6.9.
Р\ — ~~0~ Ial Uс
(6.4.6)
Рг
2R„
(6.4.7)
Она распределяется между промежуточным и антенным
контурами
Pi*=P* + Pa.
(6.4.8)

КолебатеЛьные контуры генераторов 109
Мощность, теряемая на активном сопротивлении
промежуточного контура, равна
* к п ' * » *
К1
(6.4.9)
Рл =
Рл =
Рл =
2 л
-L/2 Г
2 ' к'в«»
*72а
Здесь /х — амплитуда тока в промежуточном контуре. Эта
же мощность может быть выражена на основании
эквивалентной схемы на рис. 6.9 через амплитуду напряжения на аноде
и эквивалентное сопротивление холостого хода
Рк = и° (6.4Л0)
Мощность в антенне определяется через ток в антенне 1А,
ток в промежуточном контуре 1К и амплитуду напряжения Ua
на анодной нагрузке следующими выражениями:
(6.4.11)
(6.4.12)
- (6.4.13)
Мощность в антенне является полезной мощностью, а
мощность, выделяемая в промежуточном контуре, представляет
вредные потери. Эффективность работы промежуточного
контура, как звена, передающего мощность анодной цепн в
антенну, определяется величиной его кпд
* = % = Wpv (МЛ4)
ГТбдставив сюда формулы для Рк и Рд через ток контура,
можно найти выражение, которое показывает, как зависит
кпд промежуточного контура от параметров схемы
Ъ = т^~ = Х"1Г?А • (6.4.1S)
Ген+Гк l+X*Jr*rA
Сопротивление связи, при котором получается заданная
величина кдд промежуточного контура, определяется из
выражения^

по
Глава 6
ч)к бывает порядка от 0,8 до 0,98 в зависимости от
мощности и длины волны. Для этих значений г\к получим хсв ~
=(2-r6)]/rK га . Отсюда следует, что сопротивление связи
должно быть того же порядка, что и активные сопротивления
промежуточного контура и антенны. Обычно сопротивление
промежуточного контура бывает порядка единиц ом,
сопротивление антенны порядка десятков ом. Поэтому хсв требуется
порядка десятков ом.
Найдём выражение для сопротивления нагрузки Ra через
сопротивление нагрузки при холостом ходе /?*„• и кпд
промежуточного контура. Непосредственно из эквивалентной схемы
на рис. 6.9 получается, что отношение мощностей равно
D R
обратному отношению сопротивленийljl— —£_. Из определе-
ния кпд промежуточного контура следует *JL = 1 — t\K. Отсюда
получается выражение
R* =Явгг(1-Чк). (6.4.17)
Эта формула показывает, как уменьшается сопротивление
нагрузки при увеличении кпд промежуточного контура. Из
расчёта генератора нам известно, что наибольшая мощность
в айодной цепи получается при оптимальной нагрузке,
соответствующей критическому режиму (RceKp). Чтобы получить
такой режим, требуется установить определённый кпд
промежуточного контура f\KKp. Из ф-лы (6.4.17) для этого кпд
получается выражение
гЫкр = i __ _|& . (6.4.18)
Величина кпд промежуточного контура при оптимальной
нагрузке будет тем больше, чем больше отношение-—^*
**оекр
Кпд промежуточного контура оказывается меньше у
передатчиков коротких и метровых волн. Причина этого состоит в
том, что чем короче волна, тем труднее получить большое
сопротивление Ra>v>- Остановимся на причинах,
ограничивающих величину Rcexx> подробнее.
При полном включении величина резонансного
сопротивления контура Ra, = pQ. Как уже говорилось, добротность
контуров передатчика обычно бывает порядка 50—200.
Большая величина соответствует передатчикам большей
мощности, а меньшая — передвижным передатчикам небольшой
мощности. Причины, ограничивающие величину Q, мы здесь
разбирать не будем. Практика показывает, что величина Q ока-

Колебательные контуры генераторов
lit
зывается примерно одинаковой для передатчиков, работающих
в весьма широком диапазоне волн от средних до коротких.
Величина характеристики контура при данной ёмкости
контура р=1/о)С. Для дальнейших рассуждений и расчётов
удобно заменить частоту со через длину волны X и ёмкость
выразить в микромикрофарадах. Тогда формула для р
приобретает следующий вид
Р = 530с^- <6-4Л9>
Обычно величина р в контурах передатчика составляет от
300 до 500 ом, а величина резонансного сопротивления
контура порядка 25-г- 60 тыс. ом. Такое сопротивление во
многих случаях достаточно, чтобы получить высокую
величину ч\Ккр* Указанная величина р получается при условии
СМКМКф = (\~-2)'км. Для того, чтобы характеристика контура
была достаточной величины, ёмкость контура надо выбирать
тем меньше, чем короче волна. Однако распоряжаться
величиной ёмкости контура возможно до тех пор, пока требуется
ёмкость больше, чем паразитная ёмкость схемы. Поэтому
для контуров передатчика, у которых ёмкость равна
паразитной, характеристика контура уменьшаетея пропорциональна
длине волны. Этим объясняется уменьшение величины
резонансного сопротивления промежуточного контура Rcexv У
передатчиков коротких волн.
При составлении схемы и конструировании выходных
ступеней передатчиков коротких и метровых волн уделяется
много внимания тому, чтобы получить паразитную ёмкость,
шунтирующую контур, возможно меньше.
6.5. Фильтрация гармоник в сложной схеме
Рассмотрим, как происходит фильтрация гармоник в антенне передат'
чика сложной схемы. Сравним сложную схему (рис. 6.8) с простой (рис. 6.5).
В сложной схеме фильтрация гармоник анодного тока происходит дважды.
Сначала вес гармоник анодного тока ослабляется за счет резонансных
свойств промежуточного контура. Фильтрация в промежуточном контуре
зависит от характера элемента анодной связи za. Ёмкостная связь будет
давать фильтрацию в я2 раз больше индуктивной. Говоря о
фильтрации,производимой промежуточным контуром, не следует забывать о реакции,
которую на него оказывает котур антенны. Эта реакция на основной
частоте сказывается в кажущемся увеличении активного сопротивления за
счёт вносимого. Полное сопротивление с учетом вносимого больше
собственного согласно формуле „
— ^Г^-~. (6 5i)

ш
Глава 6
В том же отношении фильтрация промежуточного контура будет меньше
той фильтрации, которую он мог бы дать на холостом ходе. Реакцию
контура антенны на промежуточный контур на гармониках можно не учитывать,
так как антенна на гармониках расстроена и вносимое сопротивление
пренебрежимо мало.
Как видно из схемы на рис. 6.8, ток в промежуточном контуре по
отношению к антенному контуру играет ту же роль, что и анодный тон
в простой схеме рис. 6.5. Таким образом, в антенном контуре происходит
дополнительная фильтрация гармоник тока промежуточного контура.
Естественно, что фильтрация будет лучше, когда элемент связи с антенной Zee —
ёмкость, Легко проверить из формулы, определяющей фильтрацию, что
при сложной схеме Ф равна произведению фильтрации промежуточного
контура ф^на фильтрацию антенного контура Ф^
Штрих у фильтрации промежуточного контура поставлен Для
напоминания о том» что при вычислении следует учитывать реакцию антенны.
В этой формуле выражение для фильтрации антенны нам известно
из предыдущего раздела, посвященного простой схеме. Для
фильтрации промежуточного контура выпишем ф-лу (6.3.4), которая была
получена в предыдущем разделе, но с заменой гА на г'к, где гк — полное
активное сопротивление с учётом внесённого
Ф^ = bL . In . (6.5.3)
Zan rK
Выражение для сопротивления промежуточною контура на
Гармониках при круговом обходе можно представить в виде
zn = («col _ £j£.) = ря (1 — р-). (6.5.4)
В результате выражение для фильтрации промежуточного контура (6.5.3)
можно записать в такой форме
Фя = «5«1. QX (6.5.5)
zan
десь обозначено:
к
(*«=1-^Г- (6.5,7)
При индуктивной анодной связи
К = QX- <6.5.8)
При ёмкостной анодной связи
4
<-я"оХ
(6.5.9)

Колебательные контуры генераторов
ИЗ
Поскольку фильтрация сложной схемы равна произведению фильтраций
контуров, то её величина зависит от общего числа индуктивных и
ёмкостных связей, но не зависит от порядка их чередования.
Рассмотрим теперь несколько вариантов схем выходной ступени.
На рис. 6.10а приведена сложная схема, у которой анодная связь ёмкостная,
а связь с антенной трансформаторная (индуктивная).
Часто в этой схеме связь промежуточного контура с антенной делается
переменной. Тогда при регулировке связи изменяется вносимое
сопротивление, а следовательно, и сопротивление нагрузки в анодной цепи. Регулировка
связи не нарушает настройки каждого из контуров в резонанс.
Конструктивная простота и возможность плавной регулировки нагрузки в анодной цепи
являются достоинствами этой схемы. Такья схема употребляется наиболее
часто. t
LM x^WW4--
*—J*
Рис 6.10.
На схеме рис. 6.10(5 анодная связь —индуктивная, а связь с
антенной—ёмкостная. В отношении фильтрации гармоник эта схема эквивалентна
схеме на рис. 6.10а, так как каждая из них имеет одну индуктивную и
и- одну ёмкостную связь. Плавную регулировку нагрузки а этой схеме
осуществить затруднительно.
На рис. б.Юв представлена сложная схема с двумя ёмкостными
связями. По сравнению с двумя предыдущими схемами фильтрация здесь
в п* раз больше. Эта схема также не даёт возможности плавно
регулировать Нее, как и предыдущая. Для плавной регулировки Rce делают, помимо
ёмкостной, ещё и трансформаторную связь с антенной, как показано на
рис. 6.10г.
ЛИТЕРАТУРА
1. 34 И. Модель и С.
ческих", ИЭСТ № 12, 1935.
В. Персон. „Фильтрация высших гармони-

ГЛАВА 7
ЗАВИСИМОСТЬ РЕЖИМА ГЕНЕРАТОРА С ВНЕШНИМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ ОТ НАГРУЗКИ И ПИТАЮЩИХ
НАПРЯЖЕНИЙ
7.1. Введение
Режим генератора с внешним возбуждением определяется
сопротивлением нагрузки Ra и питающими, напряжениями
ЕС) Uc, Eat Ec2, Ecs. Чтобы правильно отрегулировать режим
генератора, необходимо знать, как он зависит от изменения
указанных величин.
Нагрузочные характеристики показывают изменение токов,
напряжения Ua и энергетического баланса от сопротивления
нагрузки. Эти характеристики необходимы для правильного
выбора режима генератора, когда он должен работать яа
переменную нагрузку. В таких условиях работают ступени
диапазонных передатчиков, так как при перестройке контуров
с одной волны на другую изменяется их резонансное
сопротивление. Ступень, контур которой связан с цепью сетки
последующей ступени, также работает на переменную нагрузку, так
как входное сопротивление цепи сетки не бывает
стабильным. Наконец, при настройке контура в резонанс, при
изменении связи промежуточного контура с антенной также
изменяется нагрузка в анодной цепи и важно знать, как на это
изменение нагрузки отзывается генератор.
f Зависимость токов, напряжений и энергетического баланса
•от питающих напряжений важно знать не только для
настройки генератора на нужный режим. Все применяемые на
практике способы амплитудной модуляции основаны на
использовании зависимости между током первой гармоники и
питающими напряжениями.
7.2. Нагрузочные характеристики генератора с внешним
возбуждением
Будем полагать, что для генератора заданы и
поддерживаются неизменными следующие питающие напряжения: Uc,
Ес, Ес2, Ес3, Еа. Рассмотрим, как изменяется режим при
изменении резонансного сопротивления контура Rce.

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 115
При изменении /?в изменяется амплитуда напряжения на |
Harp£3jceJ^ Поэтому задача сводится к исследованию
режима генератора при изменении Ua. Решение этой задачи в
значительной мере уже было подготовлено в п. 3.3, где
подробно обсуждено, как изменяется режим генератора
по мере увеличения 0а (или, что то же, £).
На рис. 3.7 показано, что пока режим недонапряжённый,
высота импульса анодного тока и его угол отсечки
незначительно уменьшаются с увеличением Ud. Однако, когда режим
становится перенапряжённым, в импульсе анодного тока
появляется провал. Ширина и глубина его резко увеличивают-
ея даже при малом увеличении 0а.
Чтобы представить, как изменение Ua связано с
изменением" нагрузки, рассмотрим характеристику, которая
показывает, как амплитуда первой гармоники анодного тока за,-
висит от амплитуды напряжения на нагрузке /а1(£/аНрис.7Л).
Её ход вытекает из графиков импульсов на рис. З.ф Точки
с номерами на характеристике рис. 7.1 соответствуют
номерам динамических характеристик на рис. З.^з Пунктиром-
показан график, изображающий изменение амплитуды первой
гармоники тока эмиссии. Расчёт характеристик на рис. 7Л
изложен в п.7А Из рис. 7.1 видно, что
амплитуда первой гармоники анодного
тока медленно уменьшается с
увеличением Uа в недонапряжённом режиме
(точки /, 2, 3) и резко падает в
перенапряжённом режиме (точки 4, 5, 6).
Амплитуда Ua1 которая установится
при заданном сопротивлении /fe,
определяется пересечением характеристики
fal(Ua) с прямой линией/а1 = -^- . На
рис. 7.1 показано семейство таких
прямых,, проходящих через точки /, 2,3
и т. д. Из этого построения следует, что
пока режим недонапряжённый Vа
возрастает приблизительно пропорционально увеличению R£, но
в перенапряжённом режиме значительное увеличение Roe-
вызывает малый прирост Ua.
Обратимся теперь к рис. 7.2, где построены нагрузочные
характеристики. Они разделяются линиями критического
режима Rm = RceKp на две области: при Rce <C RceKp — область не-
донапряжённого режима и при Rce> RceKp — область
перенапряжённого режима. На рис. 7.2 а показано изменение
амплитуды первой гармоники и постоянной слагающей анодного
тока, пунктиром показаны аналогичные характеристики для
тока эмиссии. Там же приведён график постоянной слагающей
Рис. 7.1.

116.
Глава 7
тока сетки, она определена по формуле 1со = /<> —^ао (речь
идёт о триодном генераторе), и представлен график
Ua{Rct). Точки на оси абсцисс соответствуют номерам на
динамических характеристиках рис. 3.7 и точкам на рис. 7.1.
На рис. 7.2 а в области не-
донапряжённого режима ток
сетки отсутствует. Такой
результат вытекает из принятого
нами, принципа идеализации
статических характеристик токов
анода и сетки. Фактически ток
сетки имеет место и в недона-
пряжённом режиме. При сильно
недонапряжённом режиме, когда
Rce<^RceKp, сеточный ток за счёт
динатронного эффекта может
стать отрицательным.
В недонапряжённом режиме,
как видно из формулы Ua =
= ^Д1^св, Uа изменяется почти
пропорционально #<*• В пере*
напряжённом режиме
значительное увеличение Roe вызывает
малый прирост Ua. Практически
при /?о>> RasKp Va лишь незна-
чительно увеличивается против
напряжения источника питания
Еа. Поэтому можно сказать, что
в перенапряжённом режиме Vа
ограничено Еа. Для
приблизительных расчётов и качественных
рассуждений можно ход
нагрузочных характеристик
идеализировать следующим образом:
ПрИ Rce<Rcenp
Rce^> R,
itp
и.
а1кр
oe нр
акр
(7.2.1)
Рис. 7.2. 3^та идеализация означает,
что анодная цепь в
недонапряжённом режиме ведёт себя как генератор, развивающий в
нагрузке ток с постоянной амплитудой. В перенапряжённом
режиме, наоборот, анодная цепь ведёт себя как генератор,
развивающий на нагрузке напряжение с постоянной
амплитудой. В дальнейшем.такой идеализацией нагрузочных
характеристик будем часто пользоваться.

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 117
Рассмотрим теперь рис. 7.26, где в зависимости от
сопротивления нагрузки показано изменение трёх мощностей:
подводимой, полезной и теряемой на аноде. График мощности,
подводимой к анодной цепи от источника питания, повторяет
ход графика постоянной слагающей анодного тока, что
следует из формулы: Р0 = 1а0Еа. Поскольку в недонапряжённом
режиме 1а1 изменяется незначительно, из формулы для
полезной мощности Рх= ~2~Ilx R<* следует, что мощность в
области Rce<.RceKp увеличивается пропорционально Rce. В области
сильно выраженного перенапрчжённого режима при Rce^>RceKp
из формулы Рх = ~2"п^ следует, что полезная мощность
изменяется обратно пропорционально Rce, поскольку в этой
области Uа изменяется незначительно.
Таким образом. Полезная мощность увеличивается прл
Rce <LRceKp и падает при Rce^RceKp- Максимум мощности
получится в перенапряжённом режиме. Однако сдвиг точки
-максимума мощности в область перенапряжённого режима для
большинства случаев получается незначительным, и
практически можно считать, что максимум полезной мощности
совпадает с точкой критического режима.
Найдём условие максимума мощности из формулы Рг — -к- UcJol- Взяв
производную по Ua и приравняв её нулю, получим, что в точке максимума
мощности должно удовлетворяться равенство
(7.2.2)
Левая часть этого равенства представляет угловой коэффициент
касательной к характеристике /at (Ua), а правая равна проводимости нагрузки к^ .
Геометрически условие максимума мощности (7.2.2) означает, что касатель-
иа
пая» к характеристике Ia, (Ua) и линия нагр\зки 1а1 = -к- должны
образовать равнобедренный треугольник, его вершиной будет точка,
соответствующая максимуму мощности на характеристике 1ал(иа)- Производную— ТПТ'
можно рассматривать как величину, обратную внутреннему сопротивлению
генератора в данной точке характеристики Ial (Ua). Таким образом,
максимум, мощности получается при равенстве сопротивления нагрузки
указанному внутреннему сопротивлению.
Из графика 1а,Ша) на Рис- 7Л следует, что есля UaKp близко к Еа,
т. е. £«р близко к единице, как это бывает в подавляющем большинстве
случаев, "то увеличение Ua > Ua кр вызывает резкое уменьшение 1М. Из
рис 7.1 видно, что производная -^j- в этой" области изменяется очень быстро

H8 Глава 7
и условие максимума мощности удовлетворится при ничтожном сдвиге
в сторону перенапряжённого режима. Поэтому мы будем всегда считать, что
максимум полезной мощности получается в критическом режиме.
Графики на рис. 7.2 а и б представлены в том виде, как
они получаются из расчёта, который будет изложен в п. f Л.
Сопоставление расчётных и опытных кривых показывает, что
расчёт анодной цепи как в недонапряженном, так и в
перенапряжённом режимах даёт результаты, хорошо совпадающие
с практикой.
Следует, однако, подчеркнуть что по причинам,
изложенным в гл. 2, принятая там аппроксимация для характеристик
тока- эмиссии приводит к преувеличенным значениям для
составляющих этого тока в перенапряжённом режиме. В
действительности 1Х и /0 не остаются почти постоянными в
области Rce^RceKp, как представлено на рис. 7.2 а, а несколько
уменьшаются с ростом /?<*• По этой причине обычно
расчётный ток сетки значительно превосходит фактический (раза
в два).
Ход графика мощности потерь на аноде (рис. 7.2 6)
соответствует формуле: Ра — Р0 — Рх. В недонапряженном режиме
мощность, теряемая на аноде, убывает линейно с ростом
сопротивления нагрузки. В перенапряжённом режиме она
также" убывает, но значительно медленнее. На рис. 7.2 6 видно,
что для анода режим получается тем тяжелее, чем меньше
величина Roe. Участок характеристики в области малых Ra
практически нельзя снять, так как мощность рассеяния на
аноде превосходит допустимую. Особенно" опасным является
режим короткого замыкания /?а>*=0. При этом на аноде
рассеивается вся подводимая к анодной цепи мощность. Такой
режим получается, когда контур не настроен. Поэтому при
'настройке генератора во избежание перегрузки анода надо
соблюдать осторожность; пока контур не настроен, следует
' включить пониженное анодное напряжение Еа, либо
уменьшить амплитуду на сетке Uc, либо увеличить смещение.
Питающие напряжения, соответствующие номинальному режиму,
можно включать только, если контур настроен и его
резонансное сопротивление не слишком мало.
На рис. 7.2в показан график кпд ч\, а также графики
величин, которые его определяют—коэффициента использования
анодного напряжения $ и коэффициента формы g^ = -& . В
недонапряженном режиме не происходит изменения формы
импульса. Поэтому коэффициент формы практически не
изменяется. В перенапряжённом режиме в импульсе анодного
тока появляется провал и коэффициент формы уменьшается
График коэффициента использования анодного напряжения

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 119
U.
имеет вид графика Ua, поскольку £ = -^-. Объяснение хара-
ктера графика для кпд вытекает из формулы: ч\ — -^fiS. В не-
донапряжённом режиме кпд увеличивается пропорционально
Ra, После достижения критического режима кпд продолжает
медленно возрастать с ростом На, проходит через некоторый
весьма тупой максимум и, наконец, медленно падает в
области сильно выраженного
перенапряжённого режима.
Практически можно считать, что в
перенапряжённом режиме кпд
от нагрузки не зависит и
'равен кпд в критическом
режиме.
Мы рассмотрели ход
нагрузочных характеристик на
примере триодного генератора.
Аналогичные характеристики
получаются для тетродных
и пентодных генераторов. На
рис. 7.3 представлены опытные
характеристики, полученные
для генератора на пентоде. Характеристики отличаются от
подобных характеристик для триодных генераторов лишь
тем, что переход в перенапряжённый режим сопровождается
резким возрастанием тока не управляющей, а экранирующей
сетки. Ток управляющей сетки благодаря слабой реакции
на него со стороны анодного напряжения изменяется от Ra
незначительно. Следует также обратить внимание на то, что
постоянная слагающая тока эмиссии не остаётся постоянной,
как это следует из принятой здесь аппроксимации, а заметно
убывает с ростом /?«.. О причинах этого явления уже
говорилось в гл. 2.
Rm-nioti
10 15 20 25 30
"ое нр
Рис. 7.3.
Часто встречаются случаи, когда смещение на управляющую сетку
задаётся автоматическое от тока сетки, а экранирующая сетка получает
питание от источника анодного напряжения через гасящее сопротивление.
Разберём, как может это отразиться на ходе нагрузочных характеристик. Для
определённости рассмотрим сначала триод с автосмещением. В недонапря-
жённом, режиме при возникновении динатронного эффекта смещение на
сетке может стать положительным, вследствие чего резко возрастёт
постоянная слагающая анодного тока и потери на аноде. Если при этом анодное
напряжение не будет снято, то лампа погибнет. В перенапряжённом режиме
автосмещение увеличивается по мере увеличения Ra. Поэтому ток сетки
возрастает не так резко. Анодный ток, однако, уменьшается с ростом Roe
быстрее, так как с увеличением смещения уменьшается нижний угол отсечки
анодного тока, который при внешнем смещении практически не меняется.
В результате график Ua {Roe) в перенапряжённом режиме идёт более полого.

120
Глава 7
Таким образом, автосмещение стабилизирует ток сегки и не даёт'развиваться
сильно перенапряжённому режиму.
Аналогичная картина получается для тетрода при питании экранирующей
сетки через гасящее сопротивление.
Подведём теперь итоги и дадим сравнительную оценку
различных режимов и областей их применения.
Критический режим целесообразно применять всегда, когда
требуется получить от генератора наибольшую мощность.
Перенапряжённый режим
оказывается целесообразным в тех
случаях, когда нагрузка
генератора изменяется и требуется
получить на ней стабильную
амплитуду напряжения.
Недостатком перенапряжённого режима
является большой ток сетки;
управляющей в случае триода или
экранирующей в случае тетрода
или пентода. Однако его можно
ограничить, применяя
автосмещение для триода и гасящее
сопротивление в экранирующей
сетке для тетрода и пентода.-
Недонапряжённый режим
невыгоден энергетически. Кроме
того, в этом режиме у триода
обычно возникает динатронный
эффект сетки. При
автосмещении динатронный эффект может
вызвать появление
положительного смещения и резкую
перегрузку анода. Без крайней необходимости применять
недонапряжённый режим не следует.
Выясним, как при изменении нагрузки изменяется ток в контуре.
Рассмотрим вначале * изменение сопротивления нагрузки при помощи щупа
анодной связи. Характер изменения тока в контуре удобно проследить,
если выражение для него написать в такой форме, чтобы единственной
переменной величиной было Rm\ 1к — 1а\ V ~г~
ое кр.
Рис. 7А
График, представляющий зависимость тока в контуре от /?« при условии,
что варьируется анодная связь, приведён на рис. 7.4а. Из выписанных выше
формул ясно, что в недоиапряжённом режиме, где /Л1 почти не меняется, ток
в контуре изменяется приблизительно пропорционально /Т?оГ. В
перенапряжённом режиме он изменяется приблизительно обратно пропорционально yfRa*>
так как Ua остаётся почти постоянным.
Если резонансное сопротивление изменяется путём регулировки
внесённого сопротивления, как это бывает в случае выходной ступени по сложной
схеме, то ток в контуре изменяется пропорционально амплитуде напряжения

Зависимость режима генератора &т нагрузки и питающих напряжений 121
на нагрузке (рис. 7.46), так как сопротивление анодной связи ха остаётся
/ и"
постоянным, a J к = ~^~.
ла
Наконец, можно представить ещё изменение Roe при перестройке
контуров передатчика, работающего в некотором диапазоне волн Перестройка
контура обычно осуществляется изменением либо ёмкости, либо
индуктивности контура. %
Для обоих случаев в первом приближении можно допустить, что
добротность контура по диапазону не изменяется. При этом изменение Rce = p*pQ
происходит только за счёт изменения характеристики контура, Ток в
контуре изменяется пропорционально амплитуде первой гармоники анодного
тока /к=/01ЯС?> как показано на рис. 7.4в.
7.3. Расчёт нагрузочных характеристик
Рассмотрим, как рассчитать нагрузочные характеристики генератора
с внешним возбуждением при условии, что заданы все питающее напряжения.
Ес, Vc'Еси> Есз, Еа- Расчет нагрузочных характеристик при автоматическом
смещении рассматривать вообще не будем ввиду сложности.
Расчё! начинается с того, что определяется критическое остаточнре
напряжение и iKp. Чтобы охватить всю нагрузочную характеристику, задаются
несколькими значениями £, соответствующими областям обоих режимов: недо-
напряжённого и перенапряжённого. Затем определяются параметры импульса
анодного тока, его высота и углы отсечек согласно формулам, которые
сведены в табл. 7.3.1.
Таблица 7.3.1
Формулы для расчёта параметров импульса в перенапряжённом
режиме
>. Лампа
Пара-\
метры ^Ч
импульса \
cos 6
cosfl,
п
cos 0g
Im
'ma
i
1
2
•
4
5
6
7
Триод
Ее-К
- uc~uua
U a + t-Uc
1 — COS 6j
1
-у — cosOj
1
S(Uc — DUa) (1 -cosB)
S(Uc—DUa) (cos0,—cos6)
Тетрод или пентод
ec-e'c
%кр
if
V
] _ cos a i_$
COS 0! — COS 6 ' 1—%Kp
1
sue{\ — cose)
S U c (cos 6, — cos 0)

122
Глава 7
Ниже излагается доказательство этих формул и объясняется, как ими
следует пользоваться.
В процессе расчёта встречаются три случая:
1) 5 < ЬкР; 2) Ькр < 5 < 1; 3) 5 > 1.
Для каждого из них требуются особые формулы, поскольку формы
импульсов анодного тока различны.
"Рассмотрим каждый случай отдельно.
Если 6 < %кр, импульс анодного тока имеет остроконечную форму с
нижним углом отсечки 6. Поскольку ток сетки здесь принимается равным нулю,
анодный ток совпадает с током эмиссии. Нижний угол отсечки 0 и высоту
импульса тока эмиссии следует определять по формулам, помещённым в гр. 2
и 6 таблицы. Они соответствуют полученным ранее выражениям (4.2.2) и
(4.2.4).
Гармонические составляющие тока находятся через коэффициенты а
'„ = /««v (0).
v=0,l.
(7.3.1)
Эти формулы сохраняют силу и для расчёта составляющих тока
эмиссии в перенапряжённом режиме.
При Чкр < S < 1 импульс анодного тока показан на рис. 7.5а. В этом
случае форма импульса характеризуется двумя углами отсечек 0 и 0, и
двумя высотами 1та и Iт. Вторая высота 1т характеризует глубину провала
в импульсе. Нижний угол отсечки определяется по формулам гр. 2 таблицы.
Для вывода формул, определяющих, другие параметры импульса ради
краткости записи, введём следующие обозначения:
ес{х) = Ec-{- Uс cos х,
(7.3.2)
«oW = Ea— Ua cos х,
i (т) = 5 (Uc — DUa) (t'os т — cos 0).
(7.3.3)
(7.3.4)
Рис. 7.5.
Сначала рассмотрим случай трнодного генератора, для тетрода или неп-
^ода требуется особое рассмотрение. Угол отсечки 9j соответствует
моменту времени, когда мгновенные напряжения на сетке и аноде
оказываются в критическом соотношении. Эюг угол отсечки находится из
условия (2.4.4): J "
«в(в1) = *К(в1)-£,0].
(7.3.г))

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 123
После подстановок (7.3.2), (7.3.3) в (7.3.5) и простых преобразований
получается формула, приведённая в гр. 3 (для триода). Провал в импульсе
удобно характеризовать коэффициентом провала
'ma ' m
п —г . (7.3.6>
'та
Поскольку в области т < Ьх анодный ток определяется из ф-лы (2.4.2>
'а СО = SK efl (г), (7.3.7»
то для п получим выражение
которое после преобразований даёт формулу в гр. 4 таблицы (для триода),
Наконец, высота импульса анодного тока определяется при помощи (7.3.4)
Ima = i(bt). (7.3.9)
В результате получается формула в гр. 7.
Для определения гармоник анодного тока его импульс рассмотрим как
разность плоского с высотой 1та, и остроконечного с высотой 1та—/ = п1та.
Таким образом, для любой гармоники номера v получим
'а* = 1та[*> Ш-па, (0,)]. (7.3.10)
Любая гармоника тока сетки определится как разность соответствующих
1армоник тока эмиссии и анода
Ic, = /v _ 1ач . (7.3.11)
Отличие расчёта для тетрода или пентода сводится к следующему. Во-
первых, угол отсечки 0j следует определять из условия
еаф,) = еаКр. (7.3.12)
Отсюда после подстановок и преобразовании получается формула в гр.З
{для тетрода или пентода).
Во-вторых, в области т < 0, статические характеристики идут веером и
поэтому динамическая характеристика здесь имеет форму, отличную от
прямой. Чтооы не усложнять расчёт, мы всё же будем считать, что и в этой
области динамическая характеристика представляет отрезок прямой, но при
определении коэффициента провала учтём веерообразный ход
характеристик.
В области т < f)j анодный ток определяется по ф-ле (2.6.3)
сп (т)

124
Глава 7
Отсюда получим для /
1т = г(0) J^~. (7.3.14)
т v ' еаКР v
После подстановки (7.3.14) и (7.3.9) в (7.3.5) и простых преобразовании
получается выражение, указанное в гр. 4. Поскольку мы допустили, что
динамическая характеристика состоит из отрезков прямых, то формула для
определения гармоник анодного тока (7.3.10) остаётся в силе.
Рассмотрим теперь последний случай: $ > 1. Здесь оказывается
достаточным рассмотреть какую-нибудь одну лампу, например, триод. График
импульса анодного тока для этого случая показан на рис. 7.56'.
При £ > 1 анодное напряжение отрицательно в течение интервала
времени т < 62. Поэтому в импульсе анодного тока появляется угол отсечки 82,
которым учитывается отсутствие анодного тока, пока напряжение на аноде
отрицательно. Величина 02 определяется из очевидного усчошш
?а(У = 0. (7.3.15)
После подстановки отсюда получается формула гр. 5. Естественно, она
оказывается одинаковой для ламп всех типов. Остальные параметры
импульса определяются, как и раньше.
Импульс анодного тока на рис. 7.56 можно рассматривать как разность
двух плоских с одинаковой высотой. Для одного из них углы отсечек будут:
нижний 6 и верхний 0:; для другого нижний 0j и верхний 62. Поэтому
любая гармоника аноднрго тока для. импульса рис. 1.Ъб может быть опре-
лена по формуле
I* = Ima[*'(Mi)-*'(W.. (7-3.16)
7.4. Эквивалентные схемы анодной цепи
Назначение эквивалентной схемы анодной цепи состоит в
том, чтобы представить в простой, наглядной форме
зависимость амплитуды первой гармоники анодного тока от
напряжений на различных электродах и от нагрузки.
Амплитуда первой гармоники анодного тока сложным
образом зависит от нагрузки и плтающих напряжений. Поэтому
найти простое выражение для эквивалентной схемы из формул
предыдущих разделов не удаётся. Чтобы достичь простоты и
наглядности, приходится применить упрощения. Прежде всего
приходится отказаться от универ:альной эквивалентной
схемы, которая была бы прлгодна при любой напряжённости
режима. Поскольку напряжённость режима существенно влияет
на свойства генератора, оказывается целесообразным построить
две эквивалентные схемы. Одна из них должна отображать
наиболее существенные свойства генератора в недонапряжён-
ном режиме, вторая пригодна только для перенапряжённого
режима. В каждую из этих схем ради простоты и
наглядности приходится вносить значительные упрощения. Рассмотрим

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 125
как строятся эквивалентные схемы анодной цепи для каждого
режима отдельно.
Положим, что импульс анодного тока остроконечный, а
режим недонапряжённый. Тогда зависимость амплитуды
первой гармоники анодного тока от нагрузки и питающих
напряжений выражается формулами:
Ia, = S(Uc~DUa)b(b);
Ьс — Сс
cos Ъ
Lc-DUa*
(7.4.1)
(7.4.2)
Введём понятие приведённой крутизны анодного тока
S1 = 5ti(6), (7.4.3)
а также приведённого внутреннего сопротивления
Я.1 =
^i
DSj,
(7.4.4)
Заметим, что для приведённой крутизны Sx и
приведённого внутреннего сопротивления Rei часто употребляются
названия „средняя крутизна" и „среднее внутреннее сопротивление".
Выражение для первой гармоники
анодного тока (7.4.1) можно
переписать в одной из следующих двух
форм:
Ли
DU<
Un
Rex
U = S!Ue
Rei
(7.4.5)
(7.4.6)
с эдс, амплитуда ко-
Каждое из этих выражений
позволяет представить анодную цепь для
первой гармоники анодного тока в
виде эквивалентных схем, показанных
на рис. 7.6. На рис. 7.6а
анодная цепь представлена генератором
торой равна ^-.Внутреннее сопротивление генератора равно
приведённому внутреннему сопротивлению Rel. Будем
называть эту схему эквивалентной схемой холостого хода. Такое
название объясняется тем, что амплитуда напряжения
генератора равна амплитуде напряжения на нагрузке при
холостом ходе.
На рис. 7.66 анодная цепь заменена генератором,
который развивает ток с амплитудой 8гис (генератор тока).
Нагрузкой этого генератора являются приведённое внутрен-

126
Глава 7
нее сопротивление лампы Rel и эквивалентное сопротивление
контура Roe, включённые впараллель. Развиваемый генератором
ток амплитуды SXUC пройдёт через анодную цепь при
коротком замыкании её (L/fl=o). Поэтому эквивалентная схема на
рис. 7.6(5'называется эквивалентной схемой короткого замыкания.
Эквивалентная схема холостого хода (рлс. 7.6а)
оказывается практически неудобной для генераторов высокой частоты,
у которых обычно бывает малая проницаемостьD. Для
тетродов и пентодов эта схема вообще становится неопределённой,
так как если проницаемости равна нулю, то эдс холостого
хода и внутреннее сопротивление оказываются бесконечно
большими.
Эквивалентная схема короткого замыкания (рис 7.65) для
D=0 упрощается, так как при этом шунт Rel следует отбросить.
Эга схема хорошо обьясняеттот участок нагрузочных
характеристик, который лежит в
области недонапряжённого
режима, где можно считать, что IаХ
не зависит от изменения R^.
Обеим эквивалентным схемам
прлсущ тот недостаток, что они
не показывают в явной форме,
как зависит амплитуда первой
гармоники анодного тока от всех
питающих напряжений. Эта
зависимость скрыта в выражениях
для приведённой крутизны или
приведённого внутреннего
сопротивления. Величина 5^ или RsX
завлсиг от угла отсечки, а угол
отсечки в свою очередь
определяется питающими
напряжениями согласно выражению (7.4.2).
Чтобы найти эквивалентную
схему, в которой 1а1
определяется всеми питающими
напряжениями в явной форме, применим
метод, который был впервые
использован Г. С. Раммом.
На рис. 7.7а представлен граф iK -fi (— cos0). Этот график в
средней своей части имеет значительный прямолинейный
участок. Будем аппроксимировать его прямой, которая совпадает
с касательной в точке перегиба -fi=0,5. Вычисления
показывают, что уравнение этой прямой имеет вид
/
0,5
п
\г,
У
Л
*/
а
V
~г т~
!
! '
У
И
А 1
»44 -
/
У
S»
—
+1
о
(с)
-Ооьв
ь = 0,5 {1 - - cos Q
(7.4 7)

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 12'
Прямая согласно ур-нию (7.4.7) проведена на рис. 7.7а
пунктиром. На рисунке видно, чго она хорошо совпадает с
графиком и в интервале —g" <cosO<2, что соответствует углам
отсечек от 120 до 60°. Следует иметь в виду, что и
эквивалентная схема, которую мы на основании этой
аппроксимации получим, также имеет силу в указанных выше границах
угла отсечки. Подставив теперь (7.4.7) в (7.4.1) и заменив
затем cos А согласно (7.4.2), получим
/„ = 0,5s[tff- DUa+ 1 (Ее - £/)]. (7.4.8)
Эго выражение нетрудно привести к виду
/ei = 0,5S£/e-^ (7.4 9)
Здесь обозначено
иэ^ис\-\{Ес-Ес'). (7.4.10)
Уравнению (7.4.9) соответствует эквивалентная схема
короткого замыкания, представленная на рис. 7.76. Эта
схема отличается от предыдущей схемы на рис. 7.Q6 тем,
что вместо приведённой крутизны стоит крутизна, равная
половине статической. Вместо приведённого внутреннего
сопротивления стоит соответственно величина, равная удвоенному
статическому внутреннему сопротивлению. Наконец, вместо
напряжения Uc стоит некоторое эквивалентное напряжение.
Оно выражае1ся через питающие напряжения на всех
электродах лампы согласно ф-ле (7.4.10).
В ур-нии (7 4 8) можно заменить Ua = IalRce и выразить
1„х через питающие напряжения в явной форме
(7.4.!1)
Это уравнение приблизительно выражает зависимость Iах
от питающих напряжении и нагрузки для недонапряженного
режима.
При рассмотрении нагрузочных характеристик уже
отмечалось, что в перенапряжённом режиме амплитуда напряжения
на аноде слабо возрастает с увеличением сопротивления
нагрузки, оставаясь близкой к значению, соответствующему
критическому режиму. Поэтому эквивалентную схему для
перенапряжённого режима будем составлять, исходя из
предположения, что амплитуда напряжения на нагрузке равна
критической. Отсюда следует приблизительное выражение для
Гаг
0,5 S
1 + 0,5 SDRa
£А
Рс-Ее')

128
Глава 7
амплитуды первой гармоники анодного тока в
перенапряжённом режиме
/ex«^f. (7-4Л2)
Поскольку Uакр определяется величиной постоянного
напряжения на аноде UaKp~%KpEa, то после замены будем иметь
(7.4.13)
Этому выражению соответствует эквивалентная схема
анодной цепи, показанная на рис. 7.8. Анодная цепь заменена
генератором с амплитудой эдс \крЕа, внутреннее
сопротивление генератора равно нулю.
Эквивалентной схемой на рис. 7.8
утверждается, что /fli зависит,
главным образом, от напряжения
источника питания анодной цепи Еа и
сопротивления нагрузки Roe- Из
этой схемы следует, что изменение
Рис. 7 8. * напряжений в цепи управляющей
сетки оказывает слабое влияние
на величину 1а\ лишь в той мере, в какой от этих
напряжений зависит \кр. Далее мы увидим, что в действительности
зависимость анодного тока от напряжений в цепи
управляющей сетки выражена весьма слабо. При пользовании
эквивалентной схемой рис. 7.8 следует не забывать, что I а\
получается несколько меньше действительной, потому что на самом
деле в перенапряжённом режиме \ > \кр. Ошибка будет тем
больше, чем сильнее напряжённость режима.
7.5. Зависимость режима от амплитуды напряжения на сетке
Рассматривая изменение режима генератора при вариации
амплитуды напряжения на управляющей сетке, будем
предполагать, что остальные питающие напряжения, а также
сопротивление нагрузки не изменяются. При изменении
амплитуды напряжения на сетке подвергаются изменениям форма
импульса анодного тока и напряжённость режима. В
зависимости от величины Uc импульс анодного тока может
представлять: чистую косинусоиду без отсечки, остроконечный
импульс, плоский за счёт ограничения током насыщения и,
наконец, импульс с провалом, вызванным наступлением
перенапряжённого режима.
Рассмотрим вначале зависимость амплитуды первой
гармоники тока эмиссии от амплитуды управляющего напряже-
т\я ^Lr{Uc— DUa). Это легко сделать потому, что
форма ^импульсов тока эмиссии не зависит от напряжённости
режима.

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 129
hcmi
На ход характеристик IX{UC — DUa) влияет выбор рабочей
точки. На рис. 7.9 представлены характеристики для трёх
случаев: 1) Ес — Ес'>0; 2)ЕС — ЕС'=0; 2>)ЕС—ЕС'<0.
Графики на рис. 7.9 построены по формулам для
идеализированной статической характеристики
тока эмиссии (рис. 2.26). Для
объяснения хода графиков на
рис. 7.9 рассмотрим подробно для
каждого из трёх случаев, как
изменяется форма импульса тока
эмиссии при изменении
амплитуды управляющего напряжения oj-
и как в связи с этим меняется
амплитуда первой гармоники тока
эмиссии.
Изменение формы импульса
соответственно характеристике
/ на рис. 7.9, т. е. для случая
Ес—Ес'>0, представлено на
рис. 7.10а. Из рисунка видно, что при малых амплитудах
Uc—DUa< Ес — Ее' отсечки тока нет. При этом 1г
определяется простым выражением
0,6
0,5
0А
Q2-
\1-
-Щ
Рис. 7.9.
h = S{Ue-DUa).
(7.5.1)
Этому уравнению на рис. 7.9 соответствует участок
характеристики /, выходящий из начала координат. Отсечка
0=тс возникает, когда Uc — DUa = Ec — Ec'. При дальнейшем
увеличении амплитуды управляющего напряжения нижний
угол отсечки 6 уменьшается, оставаясь, однако, больше ^.
Когда амплитуда (Uc— DUa) достигает известной величины,
показанной на рис. 7.10а, то высота импульса ограничивается
током насыщения и появляется верхньй угол отсечки 6t.
Я Радиопередающие устройства

130
Глава 7
С увеличением (Uc—DUa) увеличивается вг, оставаясь
меньше J. Нетрудно видеть, что при неограниченном увеличении
Uc — DUa фррма импульса стремится к прямоугольнику с
высотой 1Н и с отсечкой 6 = 6Х = ~.
В п.4.5 были получены коэффициенты разложения для
прямоугольного импульса. Согласно (4.5.12) коэффициент пер-
2
вой гармоники определяется выражением аг = - sin 6. При
те 2
6 =-2 получается ai=-. Следовательно, асимптотой для
2
графиков на рис. 7.9 служит прямая 1Х = 1Н.
Изменение формы импульса и углов отсечек для
характеристики 2 на рис. 7.9, т. е. для случая Ес— Ес' = 0
представлено на рис. 7.106". Характерная особенность эгого случая
состоит в том, что здесь нижний угол отсечки не зависит от
(Uc — DUa) и равен у. Пока (Uc — DUa) < Е^имиулъс сохраняет
остроконечную форму и амплитуда первой гармоники тока
эмиссии на рис. 7.9 изменяется согласно выражению
/1 = 0,5 S(U^-DUa). (7.5.2)
При заходе в область насыщения /х увеличивается с рос-
2
том (Uc — DUa), приближаясь к асимптоте -/ .
На рис. 7.10в показаны графики импульсов для третьего
случая Ес— £с'<0. На рис. 7.9 ему соответствует график 3.
В этом случае при малых амплитудах (Uc — DUa) <—(Ес — £€')
анодный ток не возникает.
При дальнейшем увеличении амплитуды появляется
анодный ток, нижний угол отсечки постепенно увеличивается,
стремясь к л-.
Семейство характеристик на рис. 7.9 представляет интерес не только
для изучения режимов генератора с внешним возбуждением, но они играют
большую роль в теории автогенераторов. Там графики, представленные на
рис. 7.9, носят название колебательных характеристик тока эмиссии.
Рассмотрим кратко, как эти характеристики могут быть рассчитаны.
Расчёт основан на формулах, изложенных в п.4.5, посвященном изучению
работы генератора с плоским импульсом. Порядок расчёта может быть
различным в зависимости от того, какими коэффициентами разложения
пользоваться. Если пользоваться коэффициентами fi (б), то расчёт производится
по следующим формулам:
Iai = SU[b(b)-bWi))> (7.5.3)
Ес-Е'с
cos6 = — -~—-, (7.5.4)
Ен - (Ее - Е'Л
со8бг = ±jj '-. д.6.5)

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 131
В этих формулах для краткости обозначено
U = Uc-DUai
(7.5.6)
Расчёт состоит в том, что задаются несколькими значениями
амплитуды управляющего напряжения U. Для каждого значения
определяют cos 9 и cosOj, находят по таблицам fi Ф) и Ti Ci) и» наконец,
определяют 1а]. При некоторых значениях амплитуд может оказаться,
например, что по^ф-ле (/.5.4) cos9 > 1 или cos9 < —1. Первый случай означает,
что анодный ток заперт и поэтому надо считать в (7.5.3) ft (9^ = 0, во
втором случае отсечки тока нет и поэтому следует считать fi (9j) = 1.
Поскольку у генераторных ламп D мало,Характеристики
на рис. 7.9 практически совпадают с характеристиками /а1((/с)
в той области, где режим недонапряжённый. Теперь
рассмотрим ход характеристик /ао(£/с), Ial{Uc), не огранлчиваясь
областью недонапряжённого режима. Такие характеристики
представлены на рис. 7.11 для случая 9 = 2". Пунктиром на
„ | _^ Перенапр режим
\ Крития i j
режим^2.~——"~ о,
этом рисунке показаны
характеристики для составляющих тока
эмиссии.. Графики для составляющих
анодного тока 1а1, 1ао совпадают с
графиками для составляющих тока
эмиссии /j и /0, пока режим
недонапряжённый. В перенапряжённом
режиме за счёт возрастания тока
сетки графики 1аъ 1ао идут ниже
графиков Л и /0. В дальнейшем
при построении характерисгик Iai{Uc)
и Лго(^с) будем их
идеализировать, предполагая, что в области
перенапряжённого режима /ао и /а1
не зависят от амплитуды на сетке. Из графиков на рис. 7.11
следует, что это доп> щение близко к действительности.
Рис 7.11.
На рис. 7.12 " представлены идеализированные характеристики,
показывающие изменение амплитуды первой iармоникианодного тока, амплитуды
напряжения на нагрузке и тока в контуре при двух значениях
сопротивления нагрузки Rce2 > Rce ш При построении ради простоты принято^ = ECJ
т. е. нижний угол отсечки равен тс/2. Ход графиков амплитуды
напряжения на нагрузке связан с графиками 1а1 и определяется известной формулой
Ua = laiRce . Амплитуда на сетке, при которой наступает перенапряжённый
режим, оказывается тем меньше, чем больше сопротивление нагрузки
(точки кх и /с2 на рис. 7.12а). Наступление критического режима наиболее
просто определить на плоскости Ua, Uc, проведя линию критического
режима. Уравнение этой линии для триода из (3.2.1) получается в виде
U
а кр
—£а— "Л (Uc -f- Ьс — CfOy.
(7.5.7)

132
Глава 7
Для тетрода или пентода согласно (3.2.3) это будет уравнение прямой,
параллельной оси абсцисс,
& а кр " Еа
(7.5.8)
График тока в контуре построен в
предположении, что его резонансное
сопротивление изменялось перестановкой щупа
анодной связи. Ход графиков для тока в
контуре связан с графиками для /а] и Ua-
В области недонапряжённого режима
(левее точки к2 на рис. 7.12а) можно считать,
что 1аХ не зависит от Roe. Поэтому для
определения 1К удобно пользоваться
выражением:
'- = '-/£
В области пере-
Рис. 7 12.
напряжённого режима (правее точки кх
на рис. 7.12а) можно считать, что 1/ане
зависит от Roe. Поэтому здесь для определения
1К удобно пользоваться другим выражением
1К ■=. —- Легко видеть, что ход
У Г к Rce '
графика U для „двух значений Roe на
рис. 7.12 а соответствует нагрузочной
характеристике для тока контура,
изображённой на рис. 7.4а.
Рассмотрим^; теперь изменение
энергетического баланса в
анодной цепи при изменении
амплитуды на сетке. Ради простоты
опять возьмём^ случай "£с = £с'> т. е. б = 2^1 ^то пРеД"
положение не играет принципиального значения. На рис. 7.13
показаны графики, иллюстрирующие изменение
энергетического баланса в анодной цепи. На рис. 7.13а показаны
идеализированные характеристики Iai(Uc)> laoi^c)- На рис. 7. 136"
представлено изменение кпд и величин, которые его определяют:? и
g-L Наконец, на рис. 7.13в показаны кривые мощностей,
входящих в уравнение энергетического баланса анодной цепи.
Объяснение хода графиков начнём с рис. 7.136. Из определения
коэффициента использования " анодного"напряжения Л — к^ =
/ /? ' ' а
— —£—■ следует, что| он изменяется пропорционально /в1.
В области недонапряжённого режима импульс анодного тока
остаётся остроконечным с отсечкой 90°. Поэтому коэффициент
формы gx будет неизменным. Отсюда следует, что кпд
анодной цепи, определяемый по формуле f\— „-ifiS,
изменяется пропорционально L Таким образом, в недонапряжённом

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 133
режиме кпд уменьшается вместе с уменьшением амплитуды
на сетке.
Переходим к обсуждению графиков на рис. 7ЛЗв.
Мощность, подводимая к анодной
цепи, определяется формулой
Ро = 1а0 Еа- ПОЭТОМУ ГрафИК P0(UC)
по форме совпадает с
графиком постоянной слагающей.
Полезная мощность через /а1
определяется выражением Р3 =
1 г2
= 2 ^' Поэтому график
Pi(Uc) является параболой. Гра-,
фик Pa{Uc) так же оказывается
параболой.
Из построения на рис. 7.13 в видно,
что при некоторой амплитуде на сетке,
мощность, теряемая на аноде, получается
максимальной. Если продолжить
графики Р0, Р] ит)в область
перенапряженного режима согласно закону
изменения этих величин в недонапряженном
режиме (продолжение этих графиков
на рис. 7.13 показано пунктиром), то
становится ясно, что график Ра (Uc)
проходит через нуль при двух
значениях кпд: т] = 0 и т] = 1. Так как график
Pa(Uc) имеет максимум в середине меж- Рис. 7.13.
ду точками, где он проходит через нуль
и кпд при этом изменяется линейно, то в результате оказывается.^что PJJJC)
достигает максимума при кпд г( = 0,5.
Перейдём к расчёту графиков Iai(Uc) и 1ао(^с)- На
практике представляет интерес лишь та часть этих
характеристик, которая соответствует области недонапряжённого
режима при остроконечном импульсе анодного тока. Наиболее
часто встречается случай ЕС = ЕС', т. е. 0 = ^. В этом случае
расчёт не требуется, так как характеристики /а1 [Uc) и Iao{Uc)
будут прямыми, соединяющими начало координат сточкой
критического режима. Если >ье Ес^-Ес1, то для расчёта графиков
удобно заполнить табл. 7.5.1.
Таблица 7.5.1
cos 6
1
Pi (б)
2
«. (в)
3
/ai
4
I<zo
5
Uc
6

134 ' Глава 7
Первые три графы заполняются по данным таблиц с
коэффициентами разложения, приведёнными в конце книги. Графы
4 и 5 заполняются по формулам:
/el = ~S(EC-E'c)^(d), (7.5.9)
*«> = Ш- (7.5.10)
Чтобы получить формулу для гр. 6, решим (7.4.2)
относительно Uc и, заменив Ua = IaiRce> подставим (7.5.9). В
результате получим
(7.5 11)
Uc = - (Ес - Вс')[^ + DSRa$1(B)
Данный расчёт имеет силу только при условии, что
режим недонапряжённый и импульс остроконечный. В
перенапряжённом режиме к характеристике пристраивается загиб „на
глаз".
7.6. Зависимость режима от смещения
На рис. 7.14а представлены графики, показывающие
зависимость амплитуды первой гармоники и постоянной
слагающей анодного тока, а также
Недонапр
режим
Критич
режим
Оеренопр'.'
режип-
Рис. 7.14
постоянной слагающей тока
сетки триода от напряжения
смещения. На рисунке видно,
что ход кривых с)ще^твенно
изменяется при переходе из
недонапряжённого режима в
перенапряжённый. Изменение
угла отсечки и высоты
импульса анодного тока в недо-
налряжённом режиме , при
вариации смещения легко
проследить на рис. 7.146". По
мере увеличения
отрицательного смещения на рис. 7Л46
поднимается вверх линия 00',
при этом высота импульса и
угол отсечки анодного тока
уменьшаются. Угол отсечки
станет равным нулю и
анодный ток будет заперт, когда
смещение достигнет величины
запирающего напряжения
Е = Е' — U
(7.6.1)
Кривая 1С0{ЕС) начинается при Ес~—Uc. По мере
уменьшения отрицательного смещения ток сетки возрастает
сначала медленно, а после перехода в область перенапряжённого

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 135
режима рост его становится бурным. Аналогичным образом
ведёт себя постоянная слагающая тока экранирующей ceiKH
тетрода или пентода. Разница состоит лишь в том, что
начало характеристики 1с2о(Ес) совпадает с началом
характеристики /а0(£с). Изменение тока управляющей сетки тетрода
или пентода носит плавный характер, так как режим по
управляющей сетке при всех практически употребляемых
величинах напряжения смещения остаётся недонапряжённым.
При переходе в область перенапряжённого режима в
импульсе анодного тока появляется провал и, кроме того,
возможно появление уплощения.
Режим генератора с внешним возбуждением при
изменении смещения изменяется во многом подобно тому, как при
изменении амплитуды напряжения на сетке. При различных
значениях Rce графики 1аЪ Ua, IK = f{Ec) оказываются
сходными с семейством уже рассмотренных графиков на рис. 7.12.
Изменение энергетического баланса при изменении смещения
также аналогично изменению его при вариации амплитуды
напряжения на сетке.
Разберём, каким образом надлежит производить расчёт
графиков Ial(tc), Ia0(tc) в области недонапряжённого
режима.
Исходными данными обычно являются результаты расчёта
генераторов в критическом режиме при остроконечном
импульсе анодного тока. Для расчёта графиков пользуемся
двумя известными формулами:
U = S(Ue-DUa)b(b), (7.6.2)
ВС = ЕС — (Uc-DUa) cos Ъ7~ (7.6.3)
• -щ
Для учёта реакции анода в эти формулы надо подставить
(ja = falRce и выполнить простые преобразования. В
результате получатся следующие выражения:
U-SU, 1+Х,(8) , (7-6.4)
( cos 8
Ec==Ec — Uc l+S£>tfeTl(0) • (7.6.5)
Постоянную слагающую наиболее удобно определить
через 1аХ и коэффициент формы
'--i&r (7-6'6)
Из этих формул следует, что при отсутствии реакции
анода \D=0) графики 4,(cos6) и -ft (cos 6) представляют в
некотором масштабе кривые Iai(Ec) и * ао{.Ес)-

136
Глава 7
При расчёте удобно заполнить табл. 7.6.1.
Таблица 7.6.1.
7i (8)
1
Л (в)
' 2
cos 6
3
1 +SDRab(V)
4
Ui
5
Лм
6
Ее
7
Первые три графы этой таблицы заполняются на
основании таблиц с коэффициентами разложения, а гр. 5,6 и 7 на
основании написанных выше ф-л (7.6.4), (7.6.6) и (7.6.5).
7.7. Зависимость режима от^напряжения на аноде
Зависимость режима от напряжения источника питания
анодной цепи Еа сначала рассмотрим для триодного
генератора в двух случаях: 1) смещение от внешнего источника,
2) смещение автоматическое от тока сетки.
Пусть заданы напряжения на сетке и сопротивление
нагрузки. Тогда при некотором значении анодного
напряжения Еакр режим будет критический. Если напряжение на
аноде Еа увеличить против этого значения, то режим станет
недонапряжённым, если уменьшить, то он станет
перенапряжённым. В каждом из этих режимов вариация Еа сказывается
на изменении анодного тока по-разному.
На рис. 7.15 представлены графики,
критич роки* иллюстрирующие характер зависимости
Перенап£)_Недотт?р ГЭрМОНИЧеСКИХ СОСТЭВЛЯЮЩИХ ТОКОВ
""""" эмиссии, анода и сетки от анодного
напряжения.
Влияние Еа на ток эмиссии связано
с изменением напряжения сдвига
Е'с = — DEa -f- Eco. Эта величина входит
в формулу для угла отсечки на равных
правах с напряжением смещения.
Отсюда следует,что механизм
влияния анодного напряжения на ток
эмиссии совершенно совпадает с влиянием
напряжения смещения. Увеличение
анодного напряжения должно вызвать увеличение нижнего
угла отсечки и высоты импульса тока эмиссии. Поскольку
у генераторных триодов сетки делаются с малой
проницаемостью угол отсечки и высота импульса меняются
незначительно и влияние анодного напряжения на гармоники тока
эмиссии оказывается весьма слабым. В области недонапряжён*
ного режима ток сетки мал, поэтому здесь графики анодного
"режим
Рис. 7.15.

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 137
Ц. *-ШВ
тока совпадают с графиками тока эмиссии. В
перенапряжённом режиме ток сетки резко увеличивается по мере
уменьшения анодного напряжения. За счёт возрастания тока сетки
в импульсе анодного тока появляется провал, ширина и
глубина которого увеличиваются с уменьшением анодного
напряжения.
Заметим, что при малых Еа имеет место некоторый изгиб
кривой Iai(Ea). Это явление объясняется тем, что с
уменьшением анодного напряжения несколько увеличивается
коэффициент использования анодного напряжения 5. Хотя
увеличение £ с уменьшением Еа имеет принципиальное значение,
практически оно невелико. Поэтому в области
перенапряжённого режима характеристики анодного тока на рис. 7.15 можно
идеализировать прямыми, соединяющими точку критического
режима с началом координат. В области недонапряжённого
режима можно пренебрегать реакцией анода и идеализировать
характеристики анодного тока на рис. 7.15 прямыми,
параллельными оси абсцисс, проведёнными на уровне значений &тих
токов в критическом режиме.
Принятая здесь идеализация
характеристик находится в согласии
с введённой в п. 7.4
эквивалентной схемой анодной цепи для
перенапряжённого режима.
Посмотрим теперь, насколько
приведённые выше рассуждения
подтверждаются на практике. На
рис. 7.166 представлены кривые,
полученные из эксперимента.
Кривую 1а1 заменяет график тока
контура /„., который
пропорционален /в1. На рис. 7.16а
показаны осциллограммы
динамических характеристик анодного тока.
Каждая осциллограмма
соответствует определённой точке
характеристики на рис. 7.16/5. Из
осциллограмм видно, что по мере
уменьшения Еа импульс анодного
тока деформируется,
уменьшается его высота, расширяется и
углубляется провал, но начало всех динамических
характеристик почти совпадает, это значит, что нижний угол отсечки
изменяется мало, так как мала величина D.
Зависимость режима от анодного напряжения во втором
случае, когда смещение автоматическое, рассмотрим на
экспериментальных кривых, представленных на рис. 7.17а и б.
*
!>
k/
Ico
-p.
мй
300
200
6)
0,5
6
2,5 Зкв
2 1
Рис. 7.16.

158
Глава 7
Uc--3006
/?„= 70W ом
300
Отличие этого случая от предыдущего в том, что здесь
в перенапряжённом режиме вместе с увеличением постоянной
слагающей тока сетки увеличивается и отрицательное
смещение LC=—IC0RC. В результате нижний угол отсечки тока
эмиссии и высота его импульса yiv еныиаются с уменьшением
анодного напряжения. Поэтому гармоники тока эмиссии также
уменьшаются с уменьшением Еа (на рис. 7Л76 постоянная
слагающая тока эмиссии
показана пунктиром). Важно
подчеркнуть, что автоматическое
смещение не даёт току сетки
увеличиваться в области
перенапряжённого режима так
резко, как это было на
графиках рис. 7.16/5 для случая
фиксированного смещения.
Как уже отмечалось в
гл. 5, автоматическое смещение
смягчает напряжённость
режима и стабилизирует
величину тока сетки.
Из семейства динамических
характеристик анодного тока
на рис. 7.17а видно, что
деформация импульса анодного
тока за счёт перенапряжённого
режима невелика, но
вследствие увеличения смещения
при уменьшении Еа заметно
уменьшается нижний угол отсечки и высота импульса.
При автоматическом смещении графики /ai(/a), Ia0{EJ
получаются более линейными, нежели в случае внешнего
смещена. Принятая выше идеализация этих характеристик
в области перенапряжённого режима прямыми, проходящими
через начало координат, здесь_ оказывается ещё ближе к
действительности.
Р осмотрим влияниг анодного 'напряжения на [ режим тетродного
или петодного генератора.
Если экранирующая сетка получает питание от отдельного источника,
то уменьшение анодного напряжения по срагнению с критическим режимом
Еызыгает ЕозникноЕение перенапряжённого режима по экранирующей сетке.
Характер графиков анодного тска пол}чается такой же, как на рис. 7.15
для триода. 1 ок экранирукщей сетки изменяется подобно току
управляй: щей сетки триода. Ток управляющей сетки тетрода также
увеличивается с } меньшением анодного напряжения, но значительно слабее,
чем ток экранирующей сетки. Если в цепи постоянной слагающей тока
экранирукщей сетки нег гасящего сопротивления, то при низком анодном
напряжении" мощность, теряемая на экранирующей сетке, может значительно
превысить допустимую и лампа погибнет. Поэтому при питании экрани-
Рис. 7. 17.

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 139
рующей сетки от отдельного источника необходимо включение гасящего
сопротивления.
Если же экранирующая сетка питается от источника анодного
напряжения через гасящее сопротивление, то вместе с уменьшением анодного
напряжения уменьшается и напряжение на экранирующей сетке, поэтому
одногременно уменьшаются теки анода и экранирующей сетки. По мере
уменьшения напряжения на экранирующей сетке напряжённость режима
по управляющей сетке возрастает и ток управляющей сетки увеличивается.
При аЕтсматическсм смещении увеличение тока в цени управляющей сетки
не может быть значительным.
Чтобы связать графики, показывающие зависимость токов в анодной
цепи от анодного напряжения с нагрузочными характеристиками, рассмотрим
рис. 7.18. На этом рис)нке показан ход идеализированных характеристик
lau Ua, (к — f'^a) ПРИ ДВУХ значениях сопрошвления нагрузки. Для
простоты считаем, что ток эмиссии не зависит от анодного напряжения и
величина его первой гармоники /, совпадаете /а, в недонапряженном режиме.
Анодное напряжение, при котором наступает критический режим,
различно в зависимости or величины сопрошвления на!рузки. Оно
определяется по формуле Еакр= IiRce + еаМункр. 1 аким образом, критический
режим получается при тем большем напряжении на аноде Еа, чем больше
сопротивление нагрузки. На рис. ?.18а критический режим соответствует
точкам /с, и к2.
На плоскости Ua, Ea — линия критического режима описывается
уравнением Uакр = Еа — еамиНкр. Эта линия показана на рис. 7.18^ пунктиром.
Характеристики Ua(La) представляют собой
прямые, соединяющие соответствующие
точки на линии критического режима с
началом координат. В области
перенапряженного режима, т. е. левее точки кг,
можно считать, что харак1еристики Ua(Fa)
сливаются, так как в действительности
расхождение невелико. Это допущение
равносильно утверждению, что в
перенапряженном режиме Uа не зависит от Roe.
График тока контура на рис. 7.18в
строился в предположении, что
сопротивление на(рузки изменялось путём
перестановки щупа анодной связи. В области
перенапряжённого режима, т. е. левее
точки /с, можно считать, что Vа не зависит
от Roe, поэтому взаимное расположение
графиков для тока в контуре объясняется
выражением 1К = — а -. В области
У г к Нее
недонапряженного режима, т. е. правее
точки к2, можно считать, что 1ах не зависит
от Roe. Поэтому величину тока в
контуре удобно оценить по формуле:
Рассмотрим графики на рис. 7.19,
иллюстрирующие изменение энер1 е-
ткческого баланса в анодной цепи при
вариащи анодного напряжения. На рис. 7
лизированные характеристики Iai(La) и/,
Рис. 7.18.
,19 а изображены идеа-
,0(Еа). На рис. 7.19*

140
Глава 7
•*-£
$
0)
ui ^ce
представлены графики для t,glt ц. Поскольку с=—б— » из харак-
теристики 1а1(Еа) следует, что коэффициент использования
анодного напряжения £ остаётся постоянным в области
перенапряжённого режима и уменьшается с ростом Га в области
недонапряжённого режима. Коэффициент формы gi= -г1 ПРН
'ао
сделанных допущениях от анодного напряжения не зависит.
Поведение графика кпд вытекает
из формулы 7J = ~y g^. Поскольку
в перенапряжённом режиме кпд
не изменяется, все три мощности
определяющие энергетический
баланс анодной цепи, изменяются
одинаково по параболическим
кривым. В недонапряжённом
режиме полезная мощность не
изменяется, поскольку согласно
сделанному допущению амплитуда первой
гармоники анодного тока не зависит
от анодного напряжения.
Подведённая мощность с увеличением
анодного напряжения продолжает
возрастать согласно формуле:.
Р0=1аоЕа. Прирост подведённой
мощности против критического
режима вызывает такое же
увеличение мощности, теряемой на
аноде.
Рис. 7.19. Из графиков на рис. 7.19в следует,
что повышать анодное напряжение
с целью увеличить полезную мощность имеет смысл лишь до тех пор,
пока режим перенапряжённый. Если же достигнут критический режим, то
дальнейшее повышение анодного напряжения является вредным, так как,
не давая заметного увеличения полезной мощности, приводит только к
увеличению потерь на аноде. Повышение анодного напряжения против
критического режима нежелательно также и в связи с опасностью возникновения
динатронного эффекта управляющей сетки в триодном генераторе. При
автосмещении это может вызвать^ резкое возрастание анодного тока и
гибель лампы.
1
7.8. Зависимость режима от напряжений на экранирующей
и защитной сетках
^Ттусть генератор на тетроде отрегулирован так, гчто
работает при номинальной мощности. Как указывалось выше, при
этом режим по экранирующей сетке будет критический, а по
управляющей — недонапряжённый. Рассмотрим, как изменяет-

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 141
Кр режим Кр режим
па управл сетке по экр сетке
Перенапр^
и
1-+~Недон ~+-\-+-Перен
Рис. 7.20.
ся режим при вариации напряжения на экранирующей сетке
в ту или другую сторону от номинального значения.
На рис. 7.20 представлены графики, показывающие
характер изменения токов в цепях сеток и анода от напряжения
на экранирующей сетке. На рисунке показаны только
постоянные слагающие токов, амплитуды первых гармоник
изменяются аналогичным образом. При изменении напряжения
на экранирующей сетке изменяется сдвиг характеристики
Е'с = — DxEc2 -f- Есо. Это
вызывает изменение угла отсечки
и высоты импульса тока
эмиссии так же, как и при
вариации напряжения смещения.
График тока эмиссии показан
на рис. 7.20 пунктиром. При
увеличении напряжения на
экранирующей сетке против
номинального ток
экранирующей сетки резко
увеличивается — возникает
перенапряжённый режим по
экранирующей сетке. При этом
анодный ток практически остаётся
неизменным. При уменьшении
напряжения на экранирующей
сетке против номинального режим по экранирующей сетке
становится недонаиряжённым. По мере уменьшения Ес2
напряжённость режима по управляющей сетке усиливается,
наконец, при некотором напряжении на экранирующей сетке
Ел = ЕС2 наступает критический режим по управляющей
сетке. Напряжение на экранирующей сетке при этом опре-
ляется выражением Ес2 = хх есмакс. В промежутке ЕС2< Ес2 < Есг
лежит область недонапряжённого режима по обеим сеткам.
Здесь токи сеток малы и можно считать, что анодный ток
равен току эмиссии. При дальнейшем уменьшении
экранного напряжения начинается область перенапряжённого
режима по управляющей сетке. В характеристике 1а0(Ес2)
происходит резкий перелом, крутизна её в этой области
значительно увеличивается. При некотором отрицательном
напряжении на экранирующей сетке анодный ток запирается.
Поведение тока управляющей сетки в этой области зависит
от характера смещения. Если оно внешнее, то ток
управляющей сетки значительно возрастает, при автоматическом
смещении увеличение тока управляющей сетки
ограничивается увеличением смещения.
Выясним, чем определяется напряжение на экранирующей
сетке, при котором запирается анодный ток. Для этого за-

142 Глава 7
меним тетрод эквивалентным триодом, у которого анод
помещён на место экранирующей сетки. Напряжение на аноде
эквивалентного триода должно быть таким, чтобы поле,
воздействующее на электроны, пролетевшие управляющую
сетку, осталось неизменным. Это поле создаётся напряжением
на экранирующей сетке и анодным напряжением, действие
которого ослаблено благодаря экранирующей сетке. Анодное
напряжение на эквивалентном триоде будет Еад = Ес2 + D2Ea.
Анодный ток в триоде равен нулю, когдч равно нулю анодное
напряжение Еаэ — 0. Отсюда получается выражение для
напряжения, запирающего анодный ток,
р г—5 л р "
(7.8.1)
режим
V
fr-
Ес
"с
15008
-308
?350в
-зов
Обычно проницаемость экранирующей сетки составляет
1—2%, а напряжение на аноде бывает порядка 1,5 — 3 #в.
Таким образом, запирающее напряжение на экранирующей
сетке получается порядка — (20-г60) е.
Ход графиков на рис. 7.20 несколько утрирован для того,
чтобы рельефнее подчеркнуть наиболее характерные детали.
У экспериментальных ха-
noMlpSn рактеристик перелом при
Перенопряж \ _ недо- переходе из одного ре-
т -еШм жима в другой
совершается более плавно,
однако, с качественной
стороны ход графиков,
представленных на рис. 7.20,
хорошо подтверждается
на практике.
При изменении
напряжения на экранирующей
сетке коэффициент
использования анодного
напряжения изменяется
пропорционально
амплитуде первой
гармоники анодного тока
Отсюда следует, что изменение кпд и [энергетиче-
ского баланса в анодной цепи здесь получается таким же,
как при изменении напряжений в цепи управляющей сетки.
Этот вопрос уже подробно обсуждался в п. 7.5.
Обратимся теперь к рис. 7.21, где представлены
полученные из опыта графики, показывающие' изменение токов в
цепях анода и сеток пентода при вариации напряжения на
защитной сетке. Как указывалось раньше, для повышения
24н,
■200 -160 -120 -80 -UO О kO
Рис. 7.21.
\
1ал Roe

Зависимость режима генератора от нагрузки и питающих напряжений 148
мощности и кпд иногда в номинальном режиме дают на
защитную сетку небольшое положительное напряжение (в
зависимости от типа лампы от 20 до 50 в). Нагрузка подбирается в
номинальном режиме так, чтобы режим был критическим по
экранирующей сетке и недонапряжённым по защитной сетке.
Если напряжение на защитной сетке увеличить против
номинального, то режим по экранирующей сетке станет
недонапряжённым. Ток защитной сетки при этом увеличится, но при
значительном увеличении Ес3 может стать и отрицательным,
за счёт динатронного эффекта защитной сетки. Поскольку
реакция напряжения защитной сетки на ток эмиссии весьма
незначительна, то в недонапряжённом режиме по
экранирующей сетке анодный ток практически не зависит от
напряжения на защитной сетке. Слева от линии критического режима
по экранирующей сетке на рис. 7.21 лежит область
перенапряжённого режима по экранирующей сетке. При уменьшении
Ес3 в этой области ток экранирующей сетки увеличивается,
а анодный ток уменьшается. При питании экранирующей сетки
через гасящее сопротивление увеличение тока экранирующей
сетки носит умеренный характер, так как вызывает уменьшение
напряжения на экранирующей сетке. По мере уменьшения Е#
наблюдается возрастание тока управляющей сетки.
Применение автоматического смещения делает его практически
постоянным.
Анодный ток*! запирается при некотором отрицательном
напряжении на защитной сетке. Найдём величину этого
напряжения, для чего заменим пентод эквивалентным
тетродом, у которого анод помещён на место защитной сетки.
Напряжение на аноде эквивалентного тетрода будет Еаэ =
— Ec3-\-D3Ea. Анодный ток тетрода прекращается, если
напряжение на аноде равно нулю. Таким образом, положив
Еа3=0, найдём^напряжение на защитной сетке, запирающее
анодный ток,
[Bc33an = -D3Ea. (7.8.2)
. Для графиков, представленных на рис. 7.21, Ес3зап = — 200^
при Еа — 1500 в, что соответствует D3 = 0,13. Вообще
защитная сетка обычно делается редкой D3 = 0,1 4- 0,2. Напряже
ние на аноде пентодов, выпускаемых нашей
промышленностью, колеблется от 400 до 4000 е. Отсюда получается
Вс3зап = - (1004-400) е.
Изменение энергетического баланса в анодной цепи при
вариации напряжения на защитной сетке носит такой ж&
характер, как и при вариации напряжений в цепи
управляющей сетки и поэтому в особом рассмотрении не нуждается.

144
Глава 7
ЛИТЕРАТУРА
1. И. Г. К л я цкин и А. Л. Минц. „Основания для расчёта
модуляции на сетке". ТиТбп № 52 и 55, 1929.
2. А. И. Б е р г. „Таблицы для расчёта лампового генератора,
работающего со сложной формой тока", ИЭСТ № 10, 1934.
3. А. И. Берг. „Теоретическое исследование и расчёт лампового
генератора при перенапряжённом режиме", ИЭСТ № 9, 1934.
4. С. И. Евтяно в. „Анодная модуляция в перенапряжённом режиме",
ИЭСТ № б, 1936.
5. С. И. Е в т я н о в. „Расчёт электронного генератора в
перенапряжённом режиме", ИЭСТ № 8—9, 1936.
6. С. И. Евтяно в. „Исследование перенапряжённого режима
электронного генератора при различных величинах возбуждающего напряжения"»
ИЭСТ № 2, 1937.
7. А. И. Берг. „Анализ работы трёхэлектродного генератора с учётом
сеточного тока" ИЭСТ № 12, 1937.
8. Г. С. Ра мм. „О влиянии частотных свойств нагрузки лампового
генератора на модуляцию", ИЭСТ № 8—9, 1936.
9. Н. С. БесчастновиВ. Н. Сосунов. Радиопередающие
устройства. Издание ВЭТАС, 1941.

ГЛАВА 8
СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
8.1. Введение
Прежде чем рассматривать конкретные схемы, необходимо
установить общие принципы, которыми следует
руководствоваться при построении схем. При составлении схем анодной
цепи следует чётко представлять, по каким путям должны
проходить различные составляющие анодного тока. Какова бы
ни была схема анодной цепи, она должна удовлетворять трём
условиям:
1) Первая гармоника анодного тока должна проходить
через полезную нагрузку и развивать в ней полезную
мощность. Всякие побочные пути для первой гармоники являются
нежелательными, так как могут привести только к ненужным
потерям полезной мощности. В частности, нежелательно
прохождение переменного тока через источник питания.
2) Сопротивление внешней цепи для высших
гармонических должно быть по возможности близко к короткому
замыканию. Это важно прежде всего потому, что появление в
составе анодного напряжения высших гармонических наряду
с первой может привести к нежелательному изменению
режима и к уменьшению полезной мощности. Механизм
влияния напряжения высших гармоник на мощность и кпд
подробно разбирается в гл. 9.
3) Постоянная слагающая анодного тока должна
обязательно проходить через источник питания. Внешняя цепь, по
которой проходит постоянная слагающая от анода лампы к
источнику питания, должна быть для неё коротким
замыканием.
Из сказанного следует, что реальную схему генератора
можно разбить по крайней мере на две. Одна из них будет
справедлива только для переменных составляющих, другая
для постоянных. Схемами для переменного тока часто
пользуются с той целью, чтобы не загромождать их подробностями,
связанными с включением источников питания. В идеале,
схема анодной цепи генератора для переменных
составляющих должна иметь вид, показанный на рис. 8.1 д. Схема того
же генератора для постоянной слагающей показана на
рис. 8.1 б.
Ю Радиопередающие уоиройстаа

146
Глава 8
В п. 6.4 говорилось о том, что паразитная ёмкость
схемы ограничивает минимальную длину волны, на
которой можно получить контур с высокой характеристикой.
При составлении схемы важно обратить внимание на то,
чтобы паразитная ёмкость, шунтирующая контур, была
возможно меньше. Это требование особенно важно для
передатчиков коротких и метровых волн. Обычно одна из точек
схемы, которая оказывается общей для нескольких цепей,
соединяется с экраном или, как говорят, „заземляется". При
этом все остальные проводники схемы будут иметь ёмкость
на экран, т. е. „на землю". Ёмкость на землю является
одной из составляющих общей паразитной ёмкости. Чтобы
получить паразитную ёмкость меньше, надо стремиться заземлять
ту точку схемы, ёмкость которой относительно земли велика.
Чтобы ёмкость на землю источника питания не шунтировала
того или иного участка схемы, необходимо источник питания
включать только в разрыв тех проводов, потенциал которых
относительно земли по высокой частоте равен нулю.
При составлении схем на практике не удаётся получить
для переменного тока схему, изображённую на рис. 8.1а.
Получается это из необходимости включить
источник питания и обеспечить путь для
постоянной слагающей тока на анод лампы.
Чтобы включение источника питания не
нарушало идеи схемы на рис. 8.1а, приходится
включать так называемые блокировочные
элементы. Блокировочные элементы
представляют индуктивности и ёмкости.
Блокировочные ёмкости для переменного тока
должны играть роль короткого замыкания,
индуктивности — роль бесконечно большого
сопротивления и одновременно быть
коротким замыканием для постоянной слагающей.
Естественно, что на практике эти условия
буквально выполнить не удаётся. Поэтому
при выборе блокировочных элементов
необходимо чётко представлять, с каким
сопротивлением следует сравнивать
сопротивление блокировочной ёмкости, чтобы
практически её можно было считать коротким замыканием и с
каким сопротивлением следует сравнивать индуктивное
сопротивление дросселя, чтобы его практически можно было
считать весьма большим.
Важно также знать, какие напряжения лежат на
блокировочных элементах и какие токи они должны пропускать.
Следует иметь в виду, что блокировочные элементы
обладают паразитной ёмкостью на землю. Поэтому их йеже-
Рис. 8.1.

вхемы генераторов с внешним возбуждением
147
лательно соединять с теми проводами схемы, потенциал
которых относительно земли по высокой частоте не равен нулю.
Изложенные здесь принципы составления схем анодной
цепи "в равной мере надлежит учитывать также и при
составлении схем цепи управляющей сетки.
8.2. Схемы питания анодной цепи
На рис. 8.2 а представлена схема последовательного
питания анодной цепи. Особенность этой схемы состоит в том,
что постоянная слагающая анодного тока проходит через
индуктивность колебательного контура.
Согласно общим правилам составления схем, изложенным
в п. 8. 1, источник питания включён в разры впровода,
потенциал кото'рого по высокой
частоте относительно земли
равен нулю. Блокировочную
ёмкость Сб следует выбирать
такой величины, чтобы
падение напряжения высокой
частоты на ней составляло
весьма малую долю от
переменного напряжения на аноде.
Выходное сопротивление
источника питания
неопределённо и может иметь
разнообразные значения. Блокировочный
дроссель включается в цепь
источника питания для того,
чтобы с ответвлением
переменных составляющих тока в эту
цепь можно было не считаться.
Для этого сопротивление
дросселя необходимо сделать
значительно больше
сопротивления блокировочной ёмкости.
Рассмотрим количественные соотношения, используемые при выборе
блокировочных элементов. На рис. 8.2а пунктиром показана выходная
ёмкость лампы Свых. Из схемы видно, что Свых последовательно с
блокировочной ёмкостью Сб включена параллельно контуру. Очевидно, что часть
тока, протекающего по катушке контура, замыкается через Свых и Cg.
В диапазоне длинных волн Свых составляет малую долю от ёмкости
контура i к • В этом случае можно не учитывать ответвление тока контура
через (вых и считать, что через Cg протекает только первая гармоника
анодного тока Напряжение на Сб будет мало, если сопротивление блокировоч-
ной емкости значительно меньше (например, в п раз) сопротивления контура
Таким образом, для определения величины блокировочной ёмкости можно
составить следующее равенство: —q- = —• Подставим сюда выражение
Рис. 8.2.

148 Глава 8
резонансного сопротивления контура /?а ■= -> Q*. Тогда получим формулу,
связывающую блокировочную ёмкость с ёмкостью контура,
Сб = Ск-~. (8.2.1;
На длинных волнах для уменьшения тока в контуре стремятся делать
Qk м лым; примем Q*=10.
В п.6.4 указывалось, что ёмкость контура в микромикрофарадгх
относительно волны в метрах обычно составляет Ск — 0 ~ 2)\м. Примем Ск = А^.
Величину коэффициента п можно выбирать в широких пределах; возьмём
л = 200. После подстановки в (8.2.1) указанных цифр вместо QK и л и замены
Ск = Хл получим формулу для определения блокировочной ёмкости
Сg мкмкф — 20 \м. я (8.2.2)
В диапазоне коротких волн картина будет иной. В этом случае Свы\
составляет значительную долю от (к, может даже быть Ск = 0. Здесь
пренебрегать ёмкостным током через выходную ёмкость нельзя, а
блокировочную ёмкость надо выбирать из условия С^ = пСвых, например:
С б = 200 (8.2.3)
Сопротивление блокировочного дросселя должно быть во много раз
' больше'сопротивления блокировочного конденсатора, например, раз в 50,
X Lff ~ 50 *сб-
Согласно выражению для ёмкостного сопротивления хс = 530
-^-сопротивление блокировочной ёмкости, выбранной по ф-ле (8.2.2), будет
xcg к 25 ом. Отсюда сопротивление дросселя должно быть порядка 750 ом.
По формуле для индуктивного сопротивления^ = я- ^ • Ю3 находим
выражение для индуктивности блокировочного дросселя
ЬбмтнъЪЛ **. (8.2.4)
Расчёт блокировочных элементов в схеме последовательного питания
служит только для определения порядка величин. В зависимости от
наличия деталей с определёнными параметрами могут быть значительные
отступления.
Далим теперь общую оценку схемы последовательного
питания. Если сравнить схему на рис. 8.2а с идеальной
схемой для пере ч иного тока, то можно заметить, что
включение источника питания не привело к включению
блокировочных элементов в те провода схемы, которые несут
напряжение вы.окой частоты относительно земли. Поэтому
практически блокировочные элементы не оказывают влияния на
работу схемы по высокой частоте, в частности включение
- блокировочных элементов не привело к увеличению
паразитной ёмкости. В этом состоит достоинство схемы последова-

Схемы генераторов с внешним возбуждением 149
тельного питания, которое и объясняет исключительно
широкое её распространение в диапазоне коротких волн. Однако,
схема имеет крупный недостаток, который осложняет её
монтаж и конструирование. Дело в том, что катушка и
Конденсатор в схеме последовательного питания находятся под
напряжением источни,а питанья относительно земли. Поэтому
катушку и конденсатор надо изолировать от ьаркаса на на-
пряж1 ние питания.
На рис. 8.25 приведён вариант схемы последовательного питания,
который частично свободен от указ иного недостатка. Эта схема повторяет схему
на рис. 8.2а, однако, с той разницей, что ёмкость контура заземляется.
Заземление ёмкости очень ценно в том случае, когда имеется сопряжённая
настройка нескольких контуров. При такой схеме роторы всех
конденсаторов могут электрически соединяться с шасси. Схема рис 8.26 часто
употребляется в радиопередатчиках небольшой мощности. Недостатки этой
схемы перед схемой на рис. 8.2а состоят в следующем. На конденсаторе
контура Ск, кроме переменного напряжения, лежит также и постоянное
напряжение ta, поэтому пиковое напряжение, на которое следует
рассчитывать конденсатор Сл-, равно Еа + Ua.
Кроме того, через блокировочную ёмкость замыкается ток контура. Как
известно, этот ток в десятки раз (в pQ раз) превышает ток первой
гармоники. Таким образом к блокировочному конденсатору предъявляются
тяжёлые требования: он должен быть рассчитан на пропускание контурного- тока
высокой частоты, не обладать большими потерями и выдерживать, кроме
того, постоянное напряжение. По указанным причинам эта схема не
находит применения в мощных передатчиках.
На рис. 8.2 e цредсгавлен третий вариант схемы
последовательного питания. Особенность этой схемы состоит в том,
что применён колебательный контур с неполным включением
при ёмкостной анодной связи. Обе ветви контура содержат
ёмкости и, следовательно, через них не может пройти
постоянная слагающая анодного тска. Чтобы пропустить постоянную
слагающую через контур, включён специальный дроссель 1д.
Обсудим вопрос о том, из .каких соображений следует выбирать точку
включения дросселя L$ на катушке контура (точка д на рис. 8.2в).
Желательно, чтобы шунтирующее действие дросселя сказывалось на работе схемы
возможно слабее. Очевидно оно будет тем меньше, чем меньше амплитуда
переменного напряжения на дросселе. Отсюда следует, что влияние
дросселя L$ на работу схемы будет минимальным, если точка д совпадает
с точкой, потенциал которой относительно земли равен нулю. В сьма
часто бывгет, что ёмкости Сх и Са равны, тогда точка д должна быть
посередине катушки.
Величину индуктивности дросселя следует выбирать из условия, чтобы
его индуктивное сопротивление было раз в 50 больше сопротивления того
участка контура, параллельно которому включён дроссель. Можно
допустить, что из-за неточного отыскания на катушке точки с потенциалом
земли дроссель шунтирует реактивное сопротивление, равное */,0 от
сопротивления катушки контура (р). На рис. 8.2г показан вариант только что
разобранной схемы. Здесь контур имеет непосредственное заземление через
общую точку ёмкостей Cj и С2. Через это заземление переменные
составляющие анодного тока проходят на катод. Отличие этой схемы от
предыдущей состоит а том, что на ёмкостях контура С, и С2, кроме
переменного напряжения высокой частоты, лежит ещё и постоянное напряжение-
источника питания. Это обстоятельство заставляет предъявлять более
высокие требования к электрической прочности конденсаторов.

150
Глава 8
Схема параллельного питания показана на рис. 8.3а.
В этой схеме постоянная слагающая анодного тока не
проходит через катушку колебательного контора. Для неё создан
особый путь через блокировочный дроссель L6. Элементы
контура по постоянному току находятся под потенциалом земли;
это удобно в конструктивном отношении. Разберём назначение
блокировочных элементов этой схемы. Блокировочная ёмкость
Са служит для предотвращения короткого замыкания
источника питания через катушку колебательного контура. Назначение
блокировочного дросселя L6 состоит в том, чтобы
предотвратить короткое замыкание переменной составляющей анодного
тока через источник питания. Блокировочный дроссель L6
шунтирует катушку контура и через него проходит некоторая
часть тока контура. Чтобы дать возможность этому току
вернуться на ёмкость контура, минуя цепи источника питания,
включена блокировочная ёмкость Сб2.
Если сравнить схему параллельного питания на рис. 8.3а с
идеальной схемой для переменного тока на рис. 8.1а, то легко
заметить, что в схеме появились блокировочные элементы,
присоединённые к анодному проводу, несущему напряжение
высокой частоты относительно земли. Поэтому блокировочные
элементы могут оказывать нежелательное влияние на работу
* схемы. Вредное действие этих элементов скажется прежде
всего в увеличении паразитной ёмкости между анодом и
землёй. Увеличение паразитной ёмкости произойдёт за счёт
ёмкости на землю конденсатора Ся и за счёт междувитковой
ёмкости дросселя L6.
Если длина провода дросселя соизмерима с рабочей длиной
волны схемы, то дроссель ведёт себя как система с
распределёнными параметрами. Дроссель, заземлённый на одном конце
по высокой частоте, грубо можно рассматривать, как длинную
линию с коротким замыканием на конце. Длину этой линии
следует считать равной длине провода дросселя 1пр. Если намотка
дросселя цилиндрическая однослойная, диаметр намотки D, а
число ^ витков я, то lnp—nDn. Входное сопротивление такой
линии определяется выражением:
. . 2те ,
z = wtgTlnp.
Вблизи собственных частот, удовлетворяющих условию
о/
z = 0, что соответствует X = - пр» где п = 1,2..., дроссель
ведёт себя подобно последовательному контуру вблизи
резонанса, при этом анодная цепь генератора оказывается- замкнутой
накоротко. Вблизи собственных частот, удовлетворяющих
условию z = i со, что соответствует X = i^£, где п = 1,3..., дрос-

вхемы генератдров е внешним возбуждением 151
сель ведёт себя подобно параллельному контуру вблизи
резонанса. Чтобы рабочая волна не оказалась вблизи
последовательного резонанса, при конструировании дросселя необходимо
убедиться, что выполняется неравенство X ^>41пр) где X —
рабочая длина волны.
Хотя из сравнения схемы рис. 8.3а с идеальной на рис. 8.1а
и следует, что надо стремиться величины Сб1 и L6 брать
возможно больше, соображения об увеличении паразитной
ёмкости и о резонансных явлениях в дросселе заставляют при
выборе этих величин ограничиваться разумными минимально
необходимыми значениями.
Рис 8.3.
Блокировочную ёмкость Ctfj следует выбирать из условия, чтобы ее
сопротивление составляло не более 10% от резонансного сопротивления
контура: хсб1 <0,1/?се .
Чтобы шунтирующее действие дросселя не было практически заметно, его
сопротивление следует брать раз в 50 больше сопротивления ветви контура:
xL6=50xa.
Наконец, ёмкость Cg2 должна быть такой, чтобы её сопротивление было
значительно меньше сопротивления дросселя, например раз в 200:
хсбг = 0.005 xL6,
Следует помнить, что формулы для расчётов блокировочных элементов
служат лишь для ориентировки в порядке величин, поэтому вполне
допустимы значительные отклонения от них.
С целью обратить внимание на особенности схемы параллельного
питания при ёмкостной анодной связи на рис. 8.35 представлена такая схема.
Особенность схемы сводится к тому, что для разгрузки ёмкостей
контура С, и С2 от постоянного напряжения включён дроссель Ьб21 Если
дросселя JL^ не поставить, то практически всё анодное напряжение окажется
на ёмкостях контура С, и С2. Происходит это потому, что напряжение Еа
распределяется на блокировочной ёмкости С<у, и на параллельном включении
ёмкостей С, и С2 (индуктивность контура для постоянного тока служит
коротким замыканием)пропорционально сопротивлениям утечек. У контурных
конденсаторов сопротивление утечки больше, чем у блокировочных, поэтому
на конденсаторах контура! упадёт значительная часть анодного
напряжения. Включение дросселя L62 устраняет это напряжение, так как для
постоянного тока Lg2 служит коротким замыканием. Выбор блокировочной
индуктивности Lgt производится так же, как и для схемы рис. 8.2в.

198
Глава 8
Переходим к общей оценке схемы параллельного питания
и области её применения. Уже указывалось, что в этой схеме
прибавляется паразитная ёмкость и есть опасность резонансных
явлений в дросселе. Поэтому она непригодна для диапазона
коротких волн. Схема параллельного питания обычно
применяется в диапазоне длинных волн. Следует, однако, отметить,
что модификация схемы параллельного питания, в которой
дроссель отсутствует, находит применение в области наиболее
коротких волн и особенно в диапазоне метровых и
дециметровых волн. Принцип этой схемы становится ясным из
рассмотрения рис. Ь.Зв. Здесь индуктивность контура выполнена
из полой трубки. Внутри трубки проложен провод с изоляцией.
Этот провод заменяет дроссель параллельного питания, через
него подаётся к аноду постоянная слагающая анодного тока.
Применение этого пркнципа питания рассмотрено ниже в
главе 11 на некоторых схемах генераторов метровых и
дециметровых волн.
8.3. Общая теория схем связи между ступенями
Ступень передатчика, работающая на цепь сетки
последующей ступени, развивает на сетке переменное ^напряжение и за
счёт тока сетки испытывает обратную реакцию. Для
правильного расчёта таких схем необходимо выяснить, как определить
напряжение, поступающее на сетку
следующей ступени и как учесть
обратную реакцию, вызываемую
сеточным током.
Наиболее простой путь для этого
состоит в анализе оощей схемы связи
между ступенями, изображённой
на рис. 8.4а. Идея этой схемы была
впервые использована Н. М.
Крыловым и Н. Н. Боголюбовым для
анализа генераторов с
самовозбуждением. На схеме рис. 8.4а для
простоты опущены источники
питания, za означает нагрузку для
анодного тока, ze — есть
сопротивление в цепи «.сетки и, наконец,
^—сопротивление связи. Для каждой конкретной схемы эти
сопротивления могут быть определены через параметры
контуров. От схемы на рис. 8.4а можно перейти к новой схеме.
При этом без изменения остается сопротивление za, &zm nzc
заменяются другими параметрами. Эти параметры следующие,
коэффициент трансформации п Он показывает отношение
напряжения на сетке последующей ступени ис к напряжению на

вхемы генераторов с внешним возбуждением
168
аноде предыдущей иа при холостом ходе, т. е. когда ток сетки
равен нулю. Из рис. 8.4а следует, что коэффициент
трансформации определяется отношением:
n = Zf (8.3.1)
Вторым параметром является сопротивление короткого
замыкания или сопротивление рассеяния со стороны сетки г,.
Сопротивление короткого замыкания есть сопротивление,
измеренное со стороны сетки при коротком замыкании
анодной цепи (рис. 8.46). Через параметры схемы za выражается
следующим образом:
z, = zc-z-^. (8.3.2)
Составим теперь уравнения, выражающие связь между
напряжениями, токами' и параметрами схемы на рис. 8.4а.
Первое уравнение выражает баланс напряжений в анодной
цепи с учётом реакции со стороны сетки:
U,a==z laZa M^m*
Заменив zm через коэффициент трансформации согласно
(8.3.1), перепишем это уравнение следующим образом:
»«=*«('«-«У- (8.3.3)
Второе уравнение должно отражать баланс напряжений в .
цепи сетки, считая заданным напряжение на аноде иа. Эдс
в контуре сетки, наведённая из анодной цепи при холостом
ходе, т. е. когда ток сетки равен нулю, будет пиа. Чтобы
составить далее > равнение баланса напряжений в цепи сетки,
•надо считать, что эдс пиа действует в цепи сетки, а анодная
цепь закорочена накоротко. Отсюда следует эквивалентная
схема, отражающая баланс напряжений в цепи сетки. Она
представлена на рис. 8.4/?. Согласно схеме рис. 8.4е
получается второе уравнение
ис= пиа— i^9. (8.3.4)
Если теперь сопоставить сба ур-ния (8.3 3) и (8.3.4), то
легко убедиться, что они позволяют схему на рис. 8.4а
свести к другой эквивалентной схеме, показанной на рис. 8.5а.
На этой схеме связь между ступенями представлена
идеальным трансформатором с коэффициентом трансформации п.
Воздействие анодной цепи на цепь сетки учитывается эдс пиа,
которая трансформируется из анодной цепи во вторичную
цепь трансформатора. Обратная реакция цепи сетки на
анодную цепь учитывается током в первичной цепи nic. Наконец

154
Глава 8
из этой схемы видно, что при наличии тока сетки напряжение
йа сетке меньше эдс холостого хода пиа за счёт падения
напряжения от тока сетки на сопротивлении рассеяния.
Очень часто применяются одноконтурные схемы связи
между ступенями. Для этих схем, как будет показано далее,
коэффициент трансформации — Bt личина вещественная, а
2„ — мнимая, причём на первой гармонике модуль гч кал по
сравнению с модулем zal. Рассмотрим
подробнее обратную реакцию,
которую оказывает цепь сетки на
анодную цепь предыдущей ступени в этом
случае. Перепишем выражения (8.3.3)
и (8.3.4) для амплитуд первой
гармоники токов и напряжений, считая
коэффициент трансформации величиной
вещественной и пренебрегая z3 :
Va^Va-nJJR*.**^ (8.3.5)
Vc = nxVa. (8.3.6)
==r*l__ Здесь пх — коэффициент трансфор-
1 1щ \ "1 * мации на частоте первой гармоники.
К Я** [VrfI-£ Rcexx = zal — резонансное
сопротивление контура в анодной цепи
предыдущей ступени при отсутствии тока в
цепи сетки. Реакция цепи сетки на
анодную цепь предыдущей ступени
выражается в изменении кажущегося
сопротивления нагрузки в анодной цепи. Определим это
сопротивление по формуле
(Ю
Рис. 8.5.
Ua=IalR«
(8.3.7)
То*да из сравнения с (8.3.5) найдём для него следующее
выражение:
R^s=(l "u)Raxx-
(8.3.8)
С принципиальной стороны условия работы ступени на
цепь сетки аналогичны условиям работы выходной ступени
по сложной схеме, где также происходит изменение
сопротивления нагрузки за счёт реакции на промежуточный контур.
Эту аналогию можно продолжить, если заменить цепь сетки
на частоте первой гармоники,входным сопротивлением
Uc
hi
(8,3.9)

вхамы генераторов с внешним возбуждением
136
Таким образом, получается эквивалентная схема,
представленная на рис. 8.55. Можно доказать следующее
равенство:
1 1 , л?
Смысл этого равенства поясняется на схеме рис. 8.5в, где
нагрузка в анодной цепи представлена в виде двух
параллельно включённых сопротивлений. Одно из них есть
сопротивление нагрузки- при отсутствии тока сетки Rcbxx.
Второе—есть входное сопротивление цепи сетки, перечисленное
в анодную цепь.
Наряду с аналогией между условиями работы
промежуточной ступени передатчика и выходной ступени по сложной
схеме существует и различие. В случае сложной схемы внесённое
со стороны антенны в анодную цепь сопротивление остаётся
стабильным, если связь между конторами не изменяется.
Входное же сопротивление цепи сетки нестабильно, оно
зависит от режима последующей ступени. Поэтому
сопротивление, вносимое в анодную цепь, может изменяться и при
неизменной связи между ступенями. В результате изменяется
кажущееся сопротивление нагр>зки и амплитуда напряжения
на аноде Ua- Амплитуда напряжения на сетке при этом также
изменяется, поскольку она связана с амплитудой напряжения
на аноде через коэффициент трансформации. Таким образом,
нестабильность тока сетки или, точнее, её входного
сопротивления является причиной непостоянства амплитуды
напряжения на сетке.
Задача расчёта контура промежуточной ступени сводится
главным образом, к тому, чтобы обеспечить подачу
постоянной амплитуды на сетку последующей ступени при заведомо
нестабильном входном сопротивлении. Для этого, прежде
всего следует, если возможно, ставить предыдущую ступень
в перенапряжённый режим. Тогда вызванное нестабильностью
входного сопротивления сетки изменение сопротивления
нагрузки будет вызывать относительно небольшие колебания
амплитуды напряжения на аноде, а следовательно, и на сетке
последующей ступени. Желательно также ослабить
нестабильность трка сетки прследующей ступени. С этой целью полезно
применять автоматическое смещение. Реакция цепи сетки
будет сказываться тем' слабее, чем больше полезная мощность
предыдущей ступени по сравнению с мощностью, теряемой в
цепи сетки. Справедливость этого утверждения вытекает из
схемы на рис. 8.5б. Очевидно, внесённое нестабильное
сопротивление ~ будет ?ем больше относительно Яаля> а влияние

156 Глава 8 „___,___—
его тем слабее, чем меньше Rajex, т.е. чем больше мощность,
развиваемая в анодной цепи, так как Uc и Ua — ~ заданы.
Для оценки реакции цепи сетки с энергетической стороны
оказывается полезным воспользоваться понятием кпд контура,
как это уже делалось в п. 6.4. Мощность, передаваемая в
цепь сетки: Pti = -2-/cio/f. Мощность, развиваемая в анодной
цепи предыдущей ступени: Л = у An У а- Кпд контура этой
ступени называется отношение:
4. = ^- (8-ЗЛ1>
Пссле подстановки получим:
тк = -/'1. (8.3.12)
Можно выразить сопротивление нагрузки через кпд
контура
/?<■=/?.„О-О- (8-злз)
Легко видеть, что реакция цепи сетки последующей
ступени на анодную цепь предыдущей тем слабее, чем меньше
кпд контура. При проектировании передатчиков кпд контора
обычно задаются и, зная мощность, теряемую в цепи сетки,
находят мощность, на ьоторую следует проектировать
предыдущую степень:
р^~- (8-ЗЛ4)
Выбор величины кпд контура зависит от ряда конкретных
причин. Кпд можно задаться больше, если предыдущую
ступень можно пос!авить в перенапряжённый режим. При этом
также должны приниматься во внимание особенности работы
послед)ющей ступени. В радиотелефонных передатчиках с
амплитудной модуляцией приходится ещё ^ читывать влияние
р акции цепи сетки на возникновение нелинейных искажений.
Особенно вдумчиво следует подходить к выбору кпд контура
степеней передатчика, примыкающих к выходное ступени. От
выбора кпд этих ступеней зависит общее число ступеней
передатчика.
Поэтому интервал, в к< тором можно выбирать кпд контура
при расчёте мощности промежуточных ступеней, оказывается
довольно широким: -rj«=0,l —0,5,

Схема генераторов с внешним возбуждением 157
8,4. Схемы связей между ступенями
Схема с трансформаторной связью между ступенями
показана в двух вариантах на рис. 8.6а и 8.65. На рис. 8.6а
представлена схема с последовательным питанием цепи сетки.
Величина блокировочной ёмкости Сб выбирается такой, чтобы
её сопротивление было достаточно мало (например, в 100 раз)
по сравнению с входным сопротивлением сетки. Тогда с
падением напряжения на Сб по сравнению сг .
с напряжением между сеткой и като-
дсм можно не считаться. На рис. 8.66
представлена схема с параллельным
питанием цепи сетки. Здесь для
постоянной составляющей тока сетки
создан особый путь через блокировочный
дроссель L6. Благодаря этому
оказалось возможным заземлить один из
концов ка!ушки связи Lc. Назначение
блокировочной ёмкости Са сгстоит в
том, чтобы предотвратить короткое
замыкаю е источника смещения через
катушку связи. Величину Сб1 следует
выбирать в общем так же, как
блокировочную ёмкость на рис. 8.6а, но
брать слишком большой не следует,
так как с увеличением её габаритов
увеличивается и паразитная ёмкость
на землю. Будет достаточно, если её
сопротивление меньше входного
сопротивления участка сетка — катод
раз в 20—30. Блокировочный дрсс-
Рис. 8.6,
сель l6 поставлен для того, чтобы
предотвратить короткое замыкание переменного
напряжения на сетке через источник смещения,
следует брать значительно больше (в
тивности катушки связи Lc. Наконец,
кость
было
W2
раз
Индуктивность L6
20—40 раз) индук-
блокировочную ём-
следует выбрать такой, чтобы её сопротивление
в 100 меньше индуктивного сопротивления L6.
Определим коэффициент трансформации, нагрузку при холостом ходе и
сопротивление короткого замыкания для схемы рис. 8.6й.
Составим выражение для коэффициента трансформации. Из схемы
рис. 8.6а видно, что напряжение на аноде Ua = io»LalK . Напряжение,
наводимое током контура в катушке связи: пМа = шМ\к . Разделив второе
равенство на первое, находим коэффициент трансформации:
М
(S.4.1)

158 Глава 8
Сопротивление нагрузки в анодной цепи при холостом ходе определится
через параметры контура следующим образом:
Ra =(-^ (8-4.2)
х &хх Г ч '
При определении сопротивления короткого замыкания получается схема,
показанная на рис. 8.бе. Из рассмотрения этой схемы следует:
М2
, ,.ze-i*(Ir-T-)- (8'4*Э>
Сопротивление короткого замыкания получилось индуктивного
характера. Модуль сопротивления Zj того же порядка, что и сопротивление
ветвей контура. Учитывая это и сопоставляя выражения для RaXx и **» заклю-
чаем^ что Z<i значительно меньше Raxx, a именно можно считать, что
Za Za _
отношение -к порядка затухания контура -к о. Входное сопро-
КсеХх К&хх
тивление сетки того же порядка, что и Raxx, следовательно, можно утвер-
ждать, что о— ~ о. Поэтому при определении напряжения на сетке со-
Квх
гласно эквивалентной схеме на рис. 8.4в падением напряжения на z<t можно
пренебречь.
Для плавной регулировки амплитуды напряжения на сетке катушка
связи Lc делается вращающейся внутри катушки контура. Возможность
плавной регулировки напряжения Uc составляет достоинство этой схемы.
Недостатком схемы с трансформаторной связью является то, что она может
применяться только на длинных волнах. Применение её на коротких волнах
нецелесообразно по следующим причинам-. В изложенной выше теории не
учитывалось присутствие входной ёмкости Свх. Так можно делать до тех
пор, пока сопротивление входной ёмкости значительно больше
индуктивного сопротивления катушки связи или иначе, когда рабочая частота
значительно меньше, собственной частоты контура в цепи сетки шс= у-- .
V **с^вх
На коротких волнах это условие выполнить не удаётся. Поэтому
коэффициент трансформации зависит от частоты и при и> > и>с величина его
получается слишком малой.
На рис. SJa показан вариант автотрансформаторной связи
между ступенями. На этой схеме питание анодной цепи
предыдущей ступени последовательное, а в цепи сетки
последующей ступени параллельное. Последовательное питание цепи
естки при автотрансформаторной связи можно применять только,
если питание анодной цепи параллельное. Однакс
последовательное питание цепи сетки при автотрансформлторной cxi ме
применяется редко. Рассмотрим назначение блокировочных
элементов. Блокировочная ёмкость Сб1 предотвращает
короткое замыкание источников питания Еа и Ес, которые включены
последовательно. Напряжение на Са равно сумме Еа-{-(—Ее).
Величина ёмкости Сб1 выбирается из сопоставления её
сопротивления с входным сопротивлением лампы. Блокировочная
индуктивность в цепи сетки L6 предотвращает короткое
замыкание участка контура предыдущей ступени, с которого сни-

вхемы генераторов с внешним возбуждением
159
мается напряжение на сетку (Lc), через источник смещения.
Индуктивность L6 следует брать из условия L^50 /^.
Выражения для коэффициента трансформации, сопротивления холостого
хода и сопротивления короткого замыкания для схемы на рис. 8.7а
получаются следующие:
Ыа)8
'«хг
(8.4.4)
(8.4.5)
zg - iu>Lc (1 - л).
(8.4.6)
Сопротивление короткого замыкания здесь также мало и его можно не
учитывать, как и в предыдущей схеме. Эти выражения составлены без
учёта входной ёмкости. Если учесть входную ёмкость, то выражения
значительно усложняются. Важно, однако, подчеркнуть, что присутствие
входной ёмкости в схеме не мешает ей
удовлетворительно работать и в диапазоне коротких
волн. Величину индуктивности связи можно
подобрать так, что получается требуемая
амплитуда напряжения на сетке.
Удовлетворительная работа схемы
на коротких волнах, а также
конструктивная простота объясняют, почему
автотрансформаторная схема находит
широкое применение в диапазоне
длинных и коротких волн.
Схема с ёмкостной связью представлена
"на рис. 8.16. Эта схема находит применение,
главным образом, в диапазоне длинных волн.
Достоинство схемы сводится к тому, что на
частоте, значительно превышающей рабочую,
сопротивление между сеткой и катодом
оказывается ёмкостным, близким к короткому
замыканию. Такое свойство схемы
используется для борьбы с паразитными колебаниями,
которые возникают на частотахч метрового
диапазона. Контуры этих паразитных
колебаний образуются паразитными между
электродными ёмкостями и индуктивностями
соединительных шин. Для подавления этих
паразитных колебаний требуется, чтобы
индуктивность шины, соединяющей ёмкость связи С2 с
сеткой лампы, была бы возможно меньше. С этой целью ёмкость С3 надо
размещать непосредственно у ввода сетки.
Коэффициент трансформации для этой схемы и сопротивление короткого
замыкания даются следующими формулами:
Рис. 8.7.
С3
Сх -f- С2
(8.4.7)
(8.4.8)

160
Глава 8
Сопротивление короткого замыкания здесь также мало и-его^можно не
учитывать при расчёте напряжения на сетке.
Индуктивность блокировочного дросселя выбирается из условия
На рис. 8.8а представлена схема двухконтурной связи.
Здесь напряжение на сетку снимается с контура, который
настраивается в резонанс так же, как и контур в анодной цепи.
Схема представляет вариант схемы с трансформаторной связью,
в которой контур во вторичной цепи
настроен. Она находит применение и
на длинных и на коротких волнах, но
по разным причинам. На длинных
волнах она применяется в ступенях
усиления модулированных колебаний
радиотелефонных передатчиков,
чтобы обеспечить равномерное
прохождение боковых полос. На коротких
волнах эта схема применяется в тех
случаях, когда паразитные ёмкости
схемы и индуктивности соединитель-
ие ных проводов не дают возможности
J, подвести к цепи сетки требуемое
напряжение без применения в цепи
сетки настроенного контура.
г- 1 i Для двухконтурной схемы на рис. 8.8а
(У^\ /£С\ сопротивление короткого замыкания равно ре-•
I Г1~\ /~ТТ— зонансному сопротивлению контура в цепи
^От ' 3 к \fC5/ .сетки. Сопротивление это может быть
значительным, пренебрегать им по сравнению с
входным сопротивлением цепи сетки вообще
нельзя. Поэтому теряет свои преимущества и
метод расчёта, основанный на сведении схемы
связи к схеме идеального трансформатора.
Укажем вкратце, в каком порядке
следует рассчитывать эту схему при
проектировании. Мощность, которую должна развивать предыдущая ступень
в анодной цепи, равна
Рис. 8.8.
Pi
_£L
■ч
(8.4.9)
Здесь -fj—есть коэффициент полезного действия, в данном, случае
системы контуров. Его величиной следует задаться, как об этом говорилось
выше, в п. 8.3. Развиваемая в анодной цепи мощность рассеивается в трёх
местах: в анодном контуре (Р'), в сеточном контуре (Р') и, наконец, в цепи
сетки Рс1, Уравнение энергетического баланса имеет вид:
Pi-P'-t-P" +P*
(8.4.Ю)

Схемы генераторов с внешним возбуждением 161
Для того, чтобы распределить эту мощность по контурам, надо задаться
кпд анодного контура т/
, Р" +Рс\
V /Г • (8.4.11)
Тогда оказываются известными все мощности и кпд контура в цепи
сетки
^=P^T=f- " (8.4.12)
Из эквивалентной схемы на рис. 8.86 видно, что мощности, которые
выделяются в контурах, выражаются через напряжения на контурах и
резонансные сопротивления следующим образом:
p,=way (8,4ЛЗ)
Я" = Г^. (8.4.14)
Из этих формул могут быть найдены резонансные сопротивления
контуров, а затем и параметры контуров, если, например, задаться их
затуханием. Чтобы правильно рассчитать связь между контурами, надо учесть
уменьшение добротности контура в цепи сетки за счёт шунтирования
входным сопротивлением. Если обозначим добротность контура Q3, T0
добротность, уменьшенная за счёт шунтирующего действия, будет
<?i = <?.(!-Ч"). (8-4Л5)
Для схемы 8.86 отношение напряжений UcfUa выражается через
параметры схемы следующим образом:
Не М ',
Х£ = щ-0*- (а.4.16)
Из этой формулы может быть определён коэффициент
взаимоиндукции М.
Мнимость отношения Uc / Ua на количественную сторону расчёта по--
влиять не может. Она указывает на то, что фаза напряжения на сетке
отличается от фазы напряжения на аноде на те/2.
В том случае, когда предыдущая и последующая ступени
передатчика коротких волн разнесены на значительное
расстояние, настроенные контуры в сетке и аноде связываются
при помощи фидера (рис. 8.8в). Связь фидера с контуром
в цепи сетки выбирается такой, чтобы резонансное
сопротивление контура в точке подключения фидера было равно
волновому сопротивлению фидера. Тогда вдоль фидера
установится бегущая волна напряжения. Длина фидера может быть
такой, какая требуется условиями размещения ступеней, так
как при бегущей волне амплитуда напряжения одинакова во
всех точках фидера (если пренебречь затуханием).
JI Радиопередающие устройства

162
Глава 8
_На PHc^&jte показаны контуры, несимметричные относи-
тельнц.земли. поэтому и фидер требуется несимметричный.
При симметричных схемах применяется симметричный двух-
проводный фидер.
Расчётные соотношения здесь во многом аналогичны предыдущей схеме.
Особенности сводятся к следующему.
Резонансное сопротивление контура сетки с учётом шунтирующего
действия входного сопротивления
*«. =««0-V). (8.4.17
Коэффициент включения контура сетки относительно фидера
определяется из условия
/ по)
(8.4.18)
Здесь w — волновое сопротивление фидера. Коэффициент включения
фидера к кснтуру в ансднсй цели р' определяется гаким образом, чтобы
обеспечить требуемое отношение напряжений Uc / Ua
Uс р'
Jj-=frr. (8-4.19
В изложенных выше намётках расчёта двухкоитурной схемы и фидерной
связи учитывается только баланс мсщностей и напряжений. В случае
прохождения через такую систему модулированных колебаний с широкой
полосой, например, при телевидении, требуется особое рассмотрение.
8.5. Питание цепи накала
При составлении схемы цепи накала следует прежде всего
позаботиться о том, чтобы путь переменных составляющих
анодного тока через провода накала был возможно короче.
Поэтому для высокой частоты катод должен заземляться
непосредственно у места вводов накала лампы.
Питание накала осуществляется о г аккумуляторных
батарей, машин постоянного тока, выпрямителей и от
трансформаторов переменного тока.
В стационарных передатчиках наибольшее
распространение имеет питание от переменного тока. Этот способ является
наиболее проаым и экономичным. Рассмотрим особенности
построения схемы цепи накала при питании от переменного
тока. Питание накала по схеме, представленной на рис. 8.9а,
вызывает появленье нежелакльной паразитной молуляции,
которая называется фоном. Фон создаёт искажения при приёме

Схемы генераторов с внешним возбуждением 163
радиотелефонной передачи. Поэтому в передатчиках
принимаются разнообразные меры, направленные к понижению фона.
В схеме на рис. 8.9а за счёт цепи накала фон получается на
двух частотах: 50 гц и 100 гц. Фон на частоте 50 гц
объясняется следующим образом. Из схемы на рис. 8.9а видно, что
напряжение смещения на сетке относительно незаземлённого
конца нити определяется не только источником смещения Ес,
но и напряжением накала. Благодаря этому получается пара-
Рис. .8.9.
зитная модуляция смещением. Для ослабления её необходимо
в цепи искала сделать среднюю точку по одной из схем,
представленных на рис. 8.96" и в. В этих схемах
дополнительное напряжение смещения за счёт накала относительно
одного конца нити оказывается противофазным относительно
другого, в результате фон 50 гц значительно ослабляется.
Две ёмкости с заземлённой средней точкой на этих схемах
служат для создания короткого пути переменным
составляющим тока эмиссии на катод. Величина сопротивления R для
создания средней точки по cxeve рис. 8.9<з выбирается из
следующих соображений. Желательно, чтобы мощность,
теряемая на этом сопротивлении, была значительно меньше
мощности, требуемой, для питания накала. Поэтому
сопротивление R следует выбирать значительно больше сопротивления
£
катода RK = ~ . С другой стороны, величину R нельзя брать
•"К
слишком большой, так как по половинам этого сопротивления
разветвляется постоянная слагающая тока эмиссии и создаёт
дополнительное смещение на сетку Ес=—tRIq- Поскольку
это смещение зависит от режима анодной цепи, желательно,
чтобы его величина была достаточно мала относительно
амплитуды напряжения высокой частоты Uc.
Фон с частотой 100 гц в лампах небольшой мощности
объясняется недостаточной тепловой инерцией тонких нитей

164
Глава 8
накала. В мощных лампах с толстыми нитями причиной фона
с частотой 100 гц является магнетронный эффект. Для борьбы
с фоном от магнетронного эффекта в мощных ступенях, где
работают две лампы (впараллель или по двухтактной схеме),
применяют питание накала со сдвигом фаз на 90°. В
результате амплитуда фона понижается приблизительно вдвое, а
частота пульсаций становится 200 гц. Аналогичным образом
поступают ив случае, когда мощная ступень содержат четыре
лампы. Для получения напряжений накала со сдвигом фаз 90°
применяется спец. альное включение двух трансформаторов в
трёхфазную сеть переменного тока. Если в ступени включено
параллельно три лампы, то напряжения накала на них следует
подавать от трёхфашого трансформатора со сдвигем фаз 120°.
При этом глубина фона понижается приблизительно в 6 раз,
а частота повышается в 3 раза, т.е. Становится равной 300 гц.
Ещё лучше получается эффект подавления фона у лампы с
1рёхфазным катодом. В такой лампе ослабляется магнитное
поле катода, а потому и магнетронный эффект выражен слабее.
Пока ка)Од не разогрет, его сопротивление значительно
меньше нормального. У мощных ламп, имеющих катод из
вольфрама, RK в холодном состоянии приблизительно в 14 раз
меньше, чем в разогретом. Если щ и пуске на катод включить
полное напряжение накала, то получится недопустимо
большой бросок тока. В результате может либо повредиться
крепление катода из-за больших механических усилий, либо
треснуть стекло у ввода накала. Чтобы избежать этого, в цепях
накала обязательно должны предусматриваться приспособления
для ограничения тока через катод в момент пуска. По
принятым нормам допускается при включении увеличение тока
прот» в нормального не более чем в 1,5 раза, так что
напряжение на катод в момент включения должно составлять
около 10% от нормзльного. Для ограничения тока накала раньше
в передатчиках устанавливались специальные пусковые
реостаты в цепи накала. В последнее время вместо пусковых
реостатов применяют индивидуальные трансформаторы накала
на каждую лампу с большим рассеянием. В момент пуска
величина тока ограничивается индуктивностью рассеяния. По
мере увеличения сопротивления нити за счёг её разогрева
напряжение на катоде увеличивается и достигает нормальной
величины.
8.6. Совместная работа генераторных ламп
на общую нагрузку
Если нельзя получить требуемой полезной мощности от
одной генераторной лампы, то включают несколько ламп
для сложения мощностей в общей нагрузке. Одной из
простых и часто употребляемых схем совместной работы ламп

Схемы генераторов с внешним возбуждением 165
на общую нагрузку является включение ламп одного типа
впараллель.
Схема параллельного включения показана на рис. 8.10 Как
увидим ниже, для успешной работы ламп впараллель их
параметры должны быть идентичными. Требуется также
симметричное расположение ламп, в частности, симметричный
монтаж в цепях сеток и анодов. Ради простоты будем иметь
в виду параллельное включение двух ламп. Из схемы следует,
что ток,'проходящий через нагрузку, равен сумме анодных
токов обеих ламп:
ia=i'a \ С (8.6.1)
Ток перьой гармоники также равен сумме первых
гармоник отдельных ламп:
/«! = /«! -Ь/аЬ (8-6-2)
При симметричной работе суммарный ток в два раза
больше тока одной лампы:
/в1 = 2/а1. (8.6.3 j
Из формулы для полезной мощности в критическом
режиме Рх — -у /а1 UaKp следует, что за счёт увеличения тока
вдвое полезная мощность в нагрузке также получится в два
раза больше той мощности, которую можно снять с одной
лампы в критическом режиме. Для того, чтобы получить
критический режим при работе впараллель двух ламп
потребуется уменьшить вдвое pt30HancHoe сопротивление нагр>зки
против того, которое включается для обеспечения кришчес-
ского режима одной лампы. Это следуе! из формулы:
Ra=*b=*!L=*'£ , (8.6.4)
Если режим сохранён критическим, то кпд при двух
лампах останется тем же, каким он был пр i работе одной лампы.
Следовательно, вместе с удвоением полезной мощности
произойдёт Тскже увеличение вдвое мощности, потребляемой
от источника питания, и мощности, теряемой на аноде. Расчёт
генератора с параллельно работающими лампами
целесообразно в^сти для одной лампы, а за»ем производить
пересчёт в соответствии с числом совместно работающих ламп.
При двух лампах 1кресчёг сведёт я к удвоению всех токов и
мощностей и к уменьшению вдвое всех сопротивлений. Это
правило относится также и к цепи сетск.

166
Глава 8
Рассмотрим теперь особенности параллельной работы ламп, когда
режим их несимметричен. Причинами асимметрии режима может быть
различие в крутизне характеристик, амплитудах или фазах переменного
напряжения на сетках и т. д. Наконец, крайним случаем несимметрии может
быть выход из строя одной из двух параллельно работающих ламп. Следует
иметь в виду, что на практике строгая симметрия в работе ламп невозможна
хотя бы за счёт некоторого разброса параметров ламп одного и того же
типа.
Особенность работы ламп на общую нагрузку состоит во
взаимодействии между ними через общую нагрузку. Суть этого взаимодействия
сводится к тому, что кажущееся сопротивление нагрузки для каждой лампы
в отдельности'зависит от соотношения токов, посылаемых в нагрузку каждой
из ламп. Из схемы на рис. 8.10 следует, что
напряжение Vа развивается на нагрузке Zoe
суммой токов
Отсюда можно найти кажущееся
сопротивление нагрузки для каждой из ламп:
lal \ lal
Zee
Рис. 8.10.
«1
la\ \ Jal
Zcz
(8.6.6)
Эти выражения показывают, чю при симметричной работе, когда токи,
посылаемые в нагрузку, одинаковы, сопротивления нагрузки для каждой из
ламп также одинаковы, но вдвое больше сопротивления, которое включено
ь общую анодную цепь. Поэтому выключение одной из ламп при
симметричной работе вызывает уменьшение сопротивления нагрузки для другой лампы
в два раза. Если при двух лампах режим был критический, то одна лампа
попадает в кедонапряжённый режим. Ток, разЕИваемый оставшейся лампой,
если пренебречь реакцией анода в недонапряжённом режиме, не изменится.
В результате уменьшится вдпое полезная мощность этой лампы за счёт
соответствующего увеличения мощности потерь на аноде. В итоге полезная
мощность в нагрузке уменьшится в четыре раза. Если же при двух лампах
режим был перенапряжённый, причём так, что Rce = 2Rce нр, то при одной
лампе режим станет критическим. При этом, если допустить, что в
перенапряжённом режиме Ua — Uatcp , то полезная мощность оставшейся лампы
возрастёт вдвое, а мощность в нагрузке не изменится (на самом деле она
несколько уменьшится),
Рассмотрим теперь условия работы параллельной
первых гармоник несколько различаются по амплитуде
дают. Такое положение может получиться, например,
крутизна одной лампы несколько меньше крутизны другой лампы. "При этом
ток от обеих ламп в нагрузке меньше удвоенного тока в номинальном
режиме. В результате мощность в нагрузке 'получится меньше, чем
удвоенная номинальная мощность лампы. Таким образом, неидентичность параметров
ламп препятствует полностью использовать их по мощности при совместной
работе.
Разберём теперь другой случай несимметрии в работе, когда у первой
гармоники анодного тока совпадают амшшуды, но разнятся фазы. Такое
положение может получиться при несинфазпости переменных напряжений
схемы, если токи
но фазы их совпа-
в том случае, если

Схемы генераторов с внешним возбуждением 167
на сетках. Причиной несинфазности может быть неодинаковая длина
фидеров, по которым подаётся возбуждающее напряжение на сетки. Для
разъяснения явлений, которые здесь могут иметь место, рассмотрим Еекторную
диаграмму на рис. 8.11. На этом рисунке показаны векторы токов каждой
из ламп с разницей фаз, измеряемой углом 9- Затем построен вектор
суммарного тока. Далее в предположении, что нагрузка в общей анодной цепи
имеет фазный угол а, построен вектор напряжения на нагрузке Ua- Легко
видеть из диаграммы, что если нагрузка в общей цепи актиЕная (а — 0),
то кажущееся сопротивление нагрузки для каждой из ' »
ламп получится комплексным. Для лампы с отстающей v, ^
фазой тока нагрузка имеет реактивную составляющую
индуктивного характера с углом ср/2. Для лампы с
опережающей фазой нагрузка имеет реактивную
составляющую ёмкостного характера с углом—<р2.Из
диаграммы также следует, что если контур расстроить в ту или
другую сторону от резонанса так, чтобы а = ±<р/2, то
можно сд лать нагрузку для одной из ламп активной,
однако, при этом реактивная составляющая в сопротивлении
нагрузки другой лампы станет ещё бол! ше (с углом <f).
Максимальная мощность в нагрузке получится при
настройке контура в резонанс (а = 0). Каждая из ламп Рис.8.11.
при этом будет работать на комплексную нагрузку с
фазным углом <р/2 и отдавать мощность меньше номинальной
Р1 =~2~7а1^СОНг- <8-6-7)
Таким образом, несинфазность первых гармонических тока так же, как
и различие в их амплитудах не даёт возможности получить увеличение
полезной мощности в нагрузке пропорционально числу работающих ламп.
Увеличение тока и соответственно уменьшение потребного
сопротивления нагрузки в критическом режиме является
достоинством параллельной работы. Это обстоятельство особенно
благоприятно при работе в диапазоне коротких волн, когда
возникают затруднения с обеспечением надлежащей величины
резонансного сопротивления контура. Однако ie следует
забывать, что параллельное включение ламп приводит к
увеличению паразитной ёмкости схемы. В частности,
увеличиваются пропорционально числу ламп входная, проходная и
выходная ёмкости, а также и ёмкость анодов на землю. Эго
затрудняет создание контура с высокой характеристикой.
Другим недостатком схемы является появление
дополнительных паразитных контуров, составленных из индуктивностсй
шин, соединяющих одноимённые электроды ламп, и
междуэлектродных ёмкостей. Эти контуры могут яв..ться причиной
появления паразитных колебаний. Неизбежный разброс
параметров и возможная несинфазность напряжения на сетке
приводят к тому, что полезная мощность в нагрузке сказывается
меньше номинальной. С увеличением количества параллельно
работающих ламп возрастает также вероятность остановок
передатчика по причине аварии в одной из ламп.

168
Глава 8
Из сказанного следует, что применение параллельного
включения нескольких ламп связано с появлением ряда
серьёзных недостатков, в особенности на коротких волнах.
Поэтому стремятся избегать включения впараллель более двух
ламп.
Наряду с параллельным включением ламп щироко
применяется двухтактная схема. На рис. 8.12а представлено
включение анодных цепей двух ламп на
общую нагрузку по двухтактной
схеме. Обычно элементы анодной
связи z'a и z"a делаются
одинаковыми. При этом получается схема,
симметричная относительно земли.
В генераторе по схеме рис. 8.12а
полезный эффект от работы ламп
состоит в поддержании тока в
контуре in. Из схемы на рис. 8.12а
следует, что если разорвать путь
тока iw то в точках разрыва
получится эдс холостого хода, равная
{ia za —ia za). Ток в контуре найдём,
разделив эдс с обратным знаком на
сопротивление контура при
круговом обходе
К гп — L t,
z*=
(8.6.8)
L Cos2(X-f^
I—JT-
Рис. 8.12.
Здесь z=za~\- za -f- zt. Будем
считать, что сопротивления элементов
анодной связи равны za—za=za.
Тогда для тока в контуре получим
выражение
'*=('«-С) "J" . (8.6.9)
Это выражение показывает, что ток в контуре при
включении по схеме рис. 8.12а пропорционален разности анодных
токов ламп. Формула (8 6.9) справедлива для комплексной
амплитуды любой гармоники анодных токов. При этом
следует учитывать, что величины za n z для каждой гармоники
имеют особые значения. Для комплексной амплитуды л-й
гармоники тока в контуре будем иметь выражение
'««•*( 1ап 1ап\
(8.6.10)

Схемы генераторов с внешним возбуждением
169
Для нас важно, чтобы токи в контуре от первых гармоник
складывались. Очевидно, так будет в том случае, когда фазы
токов первых гармонических противоположны, т. е. /а1= —I . .
Выясним, каким образом можно получить противофазность
первых гармонических анодного тока. При симметричном
импульсе момент времени, когда все гармоники проходят
через максимум, соответствует середине импульса. Отсюда
следует, что первые гармоники будут противофазны, если
порождающие их импульсы следуют со сдвигом на половину
периода. На рис. 8Л26 представлены графики таких импуль-
(а) (6) {в)
Рис. 8.13.
сов и соответствующих им гармоник до второй включительно.
Чтобы импульсы анодного то^а следовали со сдвигом на
половину периода, в двухтактной схеме необходимо подавать на
сетки переменные напряжения также с разностью фаз на
половину периода.
Как ле1 ко убедиться из граф ков на рис.8 12(5, при сдвиге
фаз по первой гармонике на тс, сдвиг фаз для гармоники
номера п соответственно равен ятс. Следовательно, для чётных
гармоник он составляет целое число периодов, т. е. чётные
гармоники синфазны. Нечётные же гармоники противофазны,
как и первая. Отсюда следует, что токи, вызванные в контуре
нечётными гармониками каждой из ламп, суммируются, а токи,
вызванные чётными гармониками, вычитаются.
Если импульсы анодного тока обеих ламп совершенно
одинаковы, то ток контура от чётных гармоник равен нулю.
Следовательно, двухтактная схема, помимо сложения
мощностей в нагрузке от первых гармонических, уничтожает
одновременно чётные гармонические тока в той ветви коатура,
которая на рис. 8.12а обозначена через z%.
Рассмотрим пути гармонических составляющих токов в двухтактной
схеме генератора для различных гармоник. Эти пути представлены на pi ^. о и .
Согласно эквивалентной схеме на рис. 8.13а постоянные слага.о^ *°

170
Глава 8
обеих ламп проходят через источник питания, контур, который для них
служит коротким замыканием, и анодные цепи. Таким образом, для
постоянной слагающей анодные цепи ламп двухтактной схемы включены впа-
раллель.
Нечётные гармоники противофазны. Поэтому, если в одной дпампе, в
некоторый момент времени, они направлены во внешней цепи, например, от
катода к аноду, то в тот же момент времени в анодной ьепи другой лампы
их направление будет противоположным (рис. 8.135). В результате получается,
что нечётные гармоники замыкаются через контур и далее через анодные
цепи ламп, которые для них оказываются как бы последовательно
включёнными. В общем проходе, соединяющем середину контура с катодом, токи
нечётных гармоник при полной симметрии схемы отсутствуют. Это
утверждение относится не только к электронным токам анодной цепи, но, что
более существенно, также и к ёмкостным токам через выходные ёмкости
ламп. Это обстоятельство благоприятно в том смысле, что облегчает задачу
устранения тока высокой частоты из цепей питания.
Наконец, на рис. 8.13в представлена эквивалентная схема для чётных
гармоник. Чётные гармоники синфазны, поэтому в данный момент времени
в обеих лампах во внешней цепи они направлены в одну сторону, либо от
катода к аноду, либо наоборот. При симметрии ламп ток в общем
прогоде равен сумме токов чётных гармоник обеих ламп. В колебател!Ном
контуре, вернее в ветви г3, ток от чётных гармоник равен нулю. Поэтому
на %г отсутствует напряжение от чётных гармоник, а следовательно,
распределение потенциалов не изменится, если г2 заменить коротким
замыканием, что и сделано на рис. 8.12в. Из схемы следует, что для чётных
гармоник анодные цепи ламп включены впараллель. На рис. 8.13в также
видно, что >отя ток чётных гармоник в ветви г2 отсутствует, на элементах
анодной связи токи этих гармоник развивают некоторое напряжение.
Определим теперь, каково, кажущееся сопротивление нагрузки
каждой из ламп двухтактной схемы для первой гармоники анодного тока.
Предположим, что собственная частота контура на рис. h.l2u близка
к частоте первой гармоники. Тогда амплитуда тока контура будет много
больше амплитуды тока первой гармоники анодной цепи. Поэтому при
определении комплексной амплитуды напряжения на элементе связи
можно пренебречь анодным током первой гармоники по сравнению с током
контура.
Считая контур симметричным, для верхнего плеча схемы будем иметь
K=hi*ai- (8.6.Ц)
Подставим сюда выражение для комплексной амплитуды тока первой
гармоники согласно (8.6.10)
1«1 =(1я1-1а1) —. (8.6.12)
В результате получим
и« - (•«! ~ Ci) z* • (8.6.13)
Здесь обозначено:
г2
%<***——. (8.6.14)

Схемы генераторов с внешним возбуждением
171
Легко видеть, что г& — эквивалентное сопротивление контура
вблизи резонанса, отнесённое к точкам включения анодной цепи лампы.
Для нижнего плеча схемы выражение получится аналогичное, но с
соответствующей заменой индексов
Ua=(Iel- lal)Z<*
(8.6.15)
Существенно отметить, что напряжение на аноде пропорционально
разности токов. Если учесть, что токи первых гармоник противофазны, то
эта разность токов превратится в сумму. Таким образом, выражение для
напряжения на аноде получается аналогичным соответствующему выражению
для включения ламп впараллель. Следовательно, двухтактная схема подобна
параллельной также в отношении зависимости кажущегося сопротивления
нагрузки для каждой лампы от отношения их токов.
Согласно ф-лам (8.6.13) и (8.6.15) для кажущихся сопротивлений
нагрузки верхнего и нижнего плеч получаются выражения:
Z„ а= —г =
al
1 ai i
I— -77- \ta
5-П-
•al
al
га
(8.6.16)
Из этих формул следует полная идентичность явлений, связанных со
взаимодействием генераторов через общую нагрузку для двухтактной и
параллельной схем.
При совместной работе в двухтактной схеме двух ламп, сопротивление
нагрузки вдвое больше сопротивления при работе лишь одной лампы, когда
вторая выключена. Все рассуждения, которые были проведены для
параллельной схемы в отношении изменения режима при выключении одной
из ламп и при несимметрии первой гармоники анодного тока но амплитуде
или по фазе, сохраняют силу и для двухтактной
схемы. Несимметрию по фазе здесь следует
понимать в смысле уклонения от противофазности.
Необходимо обратить внимание на
соотношение между сопротивлением нагрузки,
отнесённым к точкам включения каждой лампы, и
сопротивлением, отнесённым к точкам включения
анодов двухтактной схемы. Для этого обратимся
к схеме рис. 8.14. Здесь элементы связи
представлены одинаковыми реактивными
сопротивлениями ъа — \ха. На частоте собственных
колебаний сопротивление контура при круговом
обходе равно активному гх — г. Резонансное
сопротивление, отнесённое к точкам включения
лампы согласно ф-ле (8.6.14) будет
Рис. 8.14.
Roe
(8.6.17)
Если же сопротивление относить к точкам включения анодов, то получим
Roe al al =
(2хау
(8.6.18)

172
Глава 8
Второе сопротивление больше первого в четыре раза, т. е.
R<xalaZ=ARct. (4.6.19)
Такой результат объясняется тем, что в двухтактной схеме коэффициент
включения колебательного контура относительно каждой из ламп равен -«г.
При симметричной работе плеч согласно (8.6.16) кажущееся
сопротивление нагрузки /^увеличивается вдвое, т. е.
R'as~2Ra! . (8.6.20)
' Отсюда следует, что при заданном сопротивлении нагрузки на лампу Ra
резонансное сопротивление контура между анодами двухтактной схемы
должно быть в два раза больше
RasaiaZ = 2R'a!. (8.6.21)
Таким образом, несмотря на то, что в отношении взаимодействия
генераторов через общую нагрузку двухтактная схема подобна параллельному
включению ламп, для неё требуется контур с резонансным сопротивлением,
вдвое превышающим требуемое сопротивление нагрузки одной из ламп.
Сделаем теперь общие выводы по поводу достоинств и
недостатков двухтактной схемы.
Симметрия двухтактной схемы относительно земли является
.достоинством в случае, если нагрузка симметрична относительно
земли. Примером такой нагрузки является симметричный
фидер для питания коротковолновых антенн. Симметрия схемы
облегчает также задачу устранения потерь мощности высокой
частоты в проводах питания. Благодаря компенсации чётных
гармоник при двухтактной схеме выходной ступени
облегчается- задача фильтрац* и второй гармоники в антенне.
Достоинством двухтактной схемы является также и то
обстоятельство, что выходные ёмкости ламп относительно контура
включены не параллельно, как в параллельной схеме, а
последовательно. Однако неполное включение ламп относительно контура
приводит к тому, что требуется контур с резонансным
сопротивлением вдвое больше сопротивления нагрузки на одну лампу.
По сравнению с параллельной схемой сопротивление контура
требуется увеличить в четыре раза. Это свойство двухтактной
схемы является её недостатком.
В гл. 14 показано, что двухтактная схема облегчает
задачу нейтрализации вредного действия проходной ёмкости анод —
сетка.
Благодаря своим достоинствам двухтактная схема широко
применяется в выходных ступенях передатчиков на длинных,
коротких и метровых волнах.
В том случае,,когда мощность от двух ламп недостаточна,
применяют включение четырёх ламл по две лампы впарал-
лель в каждом плече двухтактной схемы. Возможность та-

Схемы генераторов с внешним возбуждением Ш
кого использования работы четырёх ламп на общую нагрузку
без применения простой параллельной схемы такнсе является
достоинством двухтактной схемы.
Расчёт двухтактной схемы рекомендуется делать для одной лампы,
а затем внести в него изменения, вытекающие из существа работы
двухтактной схемы. При определении тока, потребляемого от источника питания,
следует удвоить постоянную слагающую анодного тока одной лампы. То же
следует сделать при определении потребляемой мощности, полезной
мощности, При определении амплитуды напряжения между анодами, и наконец,
при определении резонансного сопротивления контура, отнесённого к
точкам включения анодов ламп. Аналогичным образом производится и
пересчёт величин, относящ хся к цепи сетки.
При составлении ихтактной схемы следует прежде всего позаботиться
о том, чтобы подать на сетки генераторных ламп п ременное напряжение
одинаковой амплитуды, но противоположной фазы. Эта задача р^ша тся
просто, если предыдущая ступень также явля тся двухтактной, так к к
напряжения на её анодах противофазны относительно з1мли. В том случае,
когда предыдущая ступень однотактная, то при автотрансформ торной или
ёмкостной связи Аеобходимо сделать искусственно te контур симметричным
относительно земли. Для этого ставится заземление посредине контура и
его коэффициент включения в анодную цепь получается равным половине.
С остальными подробностями составления двухтактных схем познакомимся
при рассмотрении конкретных примеров.
Рис. 8.15.
На рис. 8.15а представлена выходная ступень по двухтактной схеме
в диапазоне длинных волн. Применена двухконтурная схема связи между
ступенями. Переменные напряжения на сетку двухтактной схемы снимаются
с сеточного контура, который сделан симметричным относительно земли.
Контур в анодной цепи предыдущей ступени оставлен несимметричным. За
счёт паразитной ёмкости между катушками контуров это обстоятельство мо-

174
Глава 8
жет явиться причиной нарушения симметрии контура в цепи еетки. Однако
на длинных волнах такое нарушение симметрии практически незаметно.
Известное нарушение симметрии имеет место также в анодной цепи за счёт
трансформаторной связи симмефичного промежуточного контура с
несимметричной длинноволновой антенной. Через паразитную ёмкость между
катушками промежуточного контура и антенны токи чётных гармоник могут
проникнуть в антенну. Для борьбы с этим явлением иногда применяют между
катушками электростатический экран.
Схема двухтактной выходной ступени в диапазоне коротких волн
представлена на рис. 8.156. Здесь связь на сетки ламп двухтактной схемы
взята по автотрансформаторной схеме. Симметрия контура в анодной цепи
предыдущей ступени в диапазоне коротких волн заметно нарушается
выходной ёмкостью лампы С вых. Для балансирования ёмкостей плеч контура
к нижней его части обычно включается переменный конденсатор, его
ёмкость Сбал подбирается равной Свых. Связь промежуточного контура с ан-
тен 10Й осуществляется через двухпроводный симметричный фидер. В фидере
поставлен дроссель с заземлённой средней точкой. Его назначение сводится
к следующему. Во-первых, он предотвращает возможность поя!ления
высокого напряжения от источника питания на фидере. Во-вторых, он
препятствует накоплению зарядов на блокировочных конденсаторах в фидере от
атмосферного электричества.
Выше указывалось, что использование большого количества ламп,
включённых впараллель, для сложения мощностей в общей нагрузке
приводит к целому ряду недостатков. Оказывается более целесообразным
вместо одного генератора большой мощности построить несколько отдельных
1енераторов — блоков на меньшую мощность. Каждый блок можно затем
через свой промежуточный контур связать с общим контуром, в котором
произвести сложение мощностей. В свою очередь из общего контура энер-
* гия может быть передана в антенну. Потребность в применении системы
блоков впервые возникла в Советском Союзе в 1931 г. в связи с задачей
строительства первой -в мире сверхмощной радиотелефонной станции.
На этой радиостанции обеспечение заданной мощности было достигнуто
применением системы из шести блоков с номинальной мощностью каждого
несколько сот кет. Помимо того, был ещё предусмотрен седьмой блок в
качестве резерва на случай замены, если один из шести рабочих блоков
окажется неисправным и потребует ремонта. Принцип системы блоков и
целый ряд схем, связанных с его осуществлением, принадлежит автору
проекта станции А. Л. Минцу. Теоретическая разработка вопросов,
возникающих при использовании системы блоков, была выполнена 3. И.Мо-
делем.
В годы Отечественной войны была построена новая сверхмощная
радиотелефонная станция в диапазоне длинных и средних волн. На этой станции
также применена предложенная А. Л.Минцем в 1934 г.
усовершенствованная система так называемых генераторно-модуляторных блоков при
модуляции на анод.
Познакомимся кратко с особенностями совместной работы генераторов
по системе блоков на примере схемы, представлением на рис. 8.16д. На
этой схеме каждый из блоков для простоты заменён однотактным
генератором с промежуточным контуром. На самом деле, каждый блок обычно
строится по двухтактной схеме.
Как и в случае параллельной работы ламп, имеет место взаимодействие
между блоками через общую нагрузку. Это взаимодействие сказывается
в том, что кажущееся сопротивление нагрузки в анодной цепи каждого
блока зависит от режима работы остальных блоков. Реакцию, которую
оказывает общий промежуточный юнтур на контур в анодной цепи
каждого блока, можно учесть при помощи внесённого сопротивления.
Внесённое сопротивление, например, в контур1 первого блока на рис. 8.16Д

Схемы генераторов с внешним возбуждением 175
определяется отношением напряжения, наводимого в этот контур током
в общем контуре (/об), к току в контуре первого блока (/'):
io6Z,
2вн =
(8.6.22)
В свою очередь ток в общем контуре определяется отношением суммы эдс,
наводимых в нём токами всех контуров, к сопротивлению общего контура
при круговом обходе (гоб)'-
1об
Zo6
(8.6.23)
Рис. 8.16.
Заметим, что в сопротивлении гоб" должно учитываться и вносимое со
стороны антенны. Подставив, получим выражение для вносимого
сопротивления :
4 ^ + /"4ч—. + '(я>4)
Zsh = —
Zo6
(8.6.24)
Это выражение показывает, что внесённое сопротивление зависит от
соотношения токов в контурах блоков и связи их с общим контуром.
При симметричной работе блоков и симметричном включении их, т. е.
когда токи в контурах и сопротивления связи равны, внесённое
сопротивление при п работающих блоках оказывается в п раз больше того, которое
вносится, когда все другие блоки в работе не участвуют:
Zbh
гоб
п.
(8.6.25)

176
Глава 8
Эквивалентная схема на рис. 8.16tf показывает, что нагрузка в анодной
цепи блока определяется двумя параллельно включенными сопротивлениями.
Первое представляет перечисленное в анодную цепь собственное
сопротивление анодного контура при круговом обходе. Второе есть перечисленное
в анодную цепь внесённое сопротивление, учитывающее реакцию общего
контура и всех остальных блоков. Из ф-лы (8.6.25) и рис., 8.16tf следует,
что при выключении одного или нескольких блоков внесённое
сопротивление уменьшается. При этом эквивалентное сопротивление нагрузки в
анодной цепи увеличивается.
Изменение кажущегося сопротивления нагрузки при выключении блоков
носит иной характер, нежели при параллельной работе ламп. Тамчпри
выключении ламп у оставшихся кажущееся сопротивление нагрузки уменьшалось.
Объясняется это тем, что на схеме рис. 8.16а анодная цепь каждого блока
связана с общей нагрузкой через промежуточный контур. В результате
" происходит инверсия внесённого сопротивления. Если бы каждый блок имел
по два промежуточных контура, то внесённое сопротивление пересчитыва-
лось бы дважды и в результате сопротивление нагрузки в анодной цепи
при уменьшении числа работающих блоков не увеличилось бы, а
уменьшилось. При аварии в одном из блоков его контур превращается в
потребителя энергии из общего контура. Поскольку контур блока настроен
в резонанс и его добротность велика, в нем может возникнуть весьма
большой ток. При этом конденсаторы контура могут пробиться. Чтобы
избежать этого, необходимо устранить связь неработающего блока с общим
контуром. С этой же целью можно расстроить контур неработающего блока,
например, путём замыкания части его индуктивности.
Схема последовательного включения катушек связи с блоками,
показанная на рис. 8.16я, имеет тот недостаток, что симметрия работы блоков
нарушается из-за паразитных ёмкостей между катушками связи и катушками
промежуточных контуров и различных напряжений на* катушках связи
относительно земли. Более удобной является схема с параллельным
включением катушек связи, показанная на рис. 8.16в. В отношении энергетических
соотношений и взаимного влияния блоков через общий контур, эта схема
аналогична схеме на рис. 8.16д.
При строительстве сверхмощной радиовещательной станции на коротких
волнах И. X. Невяжским в 1936 г. была предложена система
сложения мощностей в эфире. В этой системе имеется два передатчика,
которые управляются общим задающим генератором и модулируются одним
модулятором. Каждый из передатчиков работает на свою антенну. Антенны
передатчиков представляют систему горизонтальных вибраторов,
расположенных на одной прямой. Их центры разнесены на 8/4 длины волны.
Благодаря такому размещению антенн взаимодействие между ними
оказывается слабым и поэтому режимы выходных ступеней передатчиков
получаются независимыми. Если антенны питаются синфазно, то получается
усиление* напряжённости поля в направлении главного максимума и
ослабление его по краям. Угол раствора полярной диаграммы такой системы
в горизонтальной плоскости равен 30°. Для обеспечения синфазности
колебаний в антеннах в одном из передатчиков предусмотрено устройство для
регулировки разности фаз между колебаниями в антеннах. Это устройство
носит название фазовращателя. Принцип его действия основан на том, что
разность фаз напряжений на сетке и аноде генератора с внешним
возбуждением зависит от настройки контура в анодной цепи. Фазовращатель
представляет нониусный конденсатор. Он служит для изменения в
незначительных пределах ёмкости контура одной из маломощных ступеней передатчика.
Стабильность амплитуды тока в антенне при регулировке фазы
достигается применением перенапряжённого режима как в ступени, содержащей
фазовращатель, так и в ступенях, следующих за ней. Установка фазы
происходит по специальному прибору, «который реагирует на изменение
ориентировки диаграммы направленности.

Схемы MHepatopoe с внешним бачбрш*.»,.^
177
8.7. Настройка генератора
Настройка контуров передатчика в резонанс полб™ „
зей между ступенями и связи анодной цепи с нагпуЗКой „СВЯ"
изводится по показаниям приборов. Поэтому выяснив ?» Р°"
какие приборы применяются для контроля режима п?пЧала'
чика и. какими правилами следует руководствоваться пТ ДаТ"
включении в схему. и-У^видствоваться при их
Обычно каждая ступень стационарного передатчик ,„**
жается магнитоэлектрическими приборами If* ™ Стб'
постоянных сосгавляющих токов ан^и управляюшей ГТНИЯ
В передатчиках длинных и средних волн ■ аде™ ™- С'ТШ'
тепловые или термоэлектрическиеi амгепметпм вклк>чаются
ния тока в контуре В пепелатчш^ ™ Р ры для измере-
в контур обычнее вклТчГю™Э^Е Г.™
с той целью, чтобы избежать увеличениеTm?™итЕ«У^ ВСег°
н снижения добротности контура? Г1омИМО тош Г.? еМК°СТИ
ются вольтметры для измерения напряжения смет^Г"0 ИМе"
жения на экранирующей сетке и наппя^о щ Ния' Han^"
тания анодной Ли.* ри ^^в^^^г^^^ пи"
ботиться о том, чтобы их ёмкость наземлю mvHJyeT3a"
цепи высокой частоты. Для этого ампеом^т™ ш^нтиРовала
чать лишь в разрыв тех и^в^щ u^l^^T^ «В1СЛЮ"
тельно земли по высокой частоте равен нУлю^ °ТН0СИ"
всегда выполнимо в отношении прибоРрГв%з^ющИХ ZT™
ные слагающие токов. Приборы для измерения ™* п СТ0ЯН"
иногда приходится включать в р^рыв пппво J» B контУРе
вестное напряжение высокой частоты Ттно?ительноУЩИХ И3'
Поскольку контурные приборы включаются в при"0 3еМ 1И*
длинных и средних волн, где ёмкости^контуров РлоДгГтИКаХ
велики, такое включение работе перадтчика^ет^^4110
не приносит. сметного вреда
Для ус гранения опасности перегорания поиЯпп™ ™„
ного тока от прохождения черезГнахтока высокой »a~"""
они обычно блокируются конденсаторами Жела?ел!но^°«Ы
напряжение постоянного тока на приборах относи™^ °бы
было также равно нулю. Тогда упрощаетсяизоляпнТ,,3,67"
ров при монтаже. К сожалению, это бывает не £1 рИб°"
можно. При питании накала переменным током чагтп™ В°3"
прибора, намеряющего постоянную слагающую ано™^"0
включается прибор в цепь катода, измеряющиеГп^ ТОКа'
слагающую Т0Ка эмиссии согласно схеме нап^с 8 п пЯННую
ния этого „рибора можно отождествлять с^нпл1;..П0Ка3а"
лишь приблизительно и только тогда кегля?™" Т0К0М
. 7Z™^bjzurya™" Лаж

178
Глава 8
В качестве примера на рис. 8.18 показана схема двух
последних ступеней передатчика с измерительными приборами.
Положим, что все ступени передатчика, за исключением
выходной, настроены. Рассмотрим, как выполнить настройку выходной
ступени по сложной схеме. Цель настройки состоит в подборе
режима в соответствии с заранее проделанным расчётом и
получении требуемой мощности в антенне.
Перед тем, как приступить к включению передатчика,
необходимо проделать подготовительные мероприятия. Связь сетки
выходной ступени с анодным контуром предыдущей ступени
Рис. 8.17. "Рис. 8.18.
надо установить слабую по следующей причине. При сильно
расстроенном контуре нагрузка в анодной цепи равносильна
короткому замыканию и вся подводимая от источника
питания мощность будет рассеьваться на аноде. Если эта
мощность превысит допустимую, то лампа может погибнуть.
Чтобы этого не произошло после включения анодного напряжения,
надо подать на сетку возбуждающее напряжение с
небольшой амплитудой.Тогда постоянная слагающая тока в анодной
цепи будет мала. Для облегчения настройки промежуточного
конт\ ра и антенны их надо развязать: лучше всею
разомкнуть конт)р антенны или связь между катушками сделать
на глаз минимальной.
При пуске передатчика необходимо соблюдать следующий
порядок включения.
Сначала включается с\ стема водяного или воздушного
охлаждения, если таковая имеется. Затем включается
напряжение накала и напряжение смещения. При включении вы-

Схемы генераторов с внешним возбуждением 179
соксго напряжения на предыдущую ступень должен
появиться ток сетки у выходной ступени. Это укажет на то, что
переменное напряжение ва сетку с контура предыдущей ступени
поступает. Отсутствие тока сетки может иметь место либо
потому, что амплитуда напряжения мала [Ue<\te\], либо
по причине неисправности (например, при обрыве цепи
постоянной слагающей тока сетки). Затем включают анодное
напряжение и, регулируя Uc, устанавливают приемлемую для
настройки величину /а0. При тетроде или пентоде с
отдельным питанием экранирующей сетки kc2 следует включать
после включения ta. Иначе при выключенном Еа мощность,
теряемая на экранирующей сетке, может оказаться чрезмерно
большой.
Далее приступают к настройке промежуточного контура
(как уже подчёркивалось выше, предварительно
промежуточный контур должен быть развязан с контуром антенны).
Изменяя индуктивность или ёмкость контура при помощи
органа настройки, находят момент резонанса. Может
оказаться, что диапазон, перекрываемый органом настройки,
недостаточен. Тогда следует выключить передатчик и скачком
изменить индуктивность контура, после чего поиски резонанса
следует повторить. Для того, чтобы эти поиски сократить,
бывает полезно найти настройку контура заранее при помощи
гетеродинного волномера.
Рассмотрим, как изменяются показания приборов при
изменении настройки контура вблизи резонанса. Сопротивление
нагрузки изменяется по резонансной кривой. Хотя при этом
сопротивление нагрузки изменяется не только по модулю,
но и по фазе, не будет большой ошибки, если считать, что
показания приборов изменяются в соответствии с нагрузочными
характеристиками, показанными на рис. 7.2. Как следует
из нагрузочных характеристик, постоянная слагающая анодного
тока в момент резонанса пройдёт через минимум, постоянная
слагающая сеточного тока через максимум. Показания
контурного прибора также должны быть максимальны. Следует
подчеркнуть, что острота экстремумов токов зависит от
напряжённости режима при настройке. Если режим получится
недонапряжённым, то экстремумы постоянной слагающей
токов анода и сетки будут выражены не резко, в то время как
экстремум тока контура будет острым.
Напротив, если при настройке в резонанс режим окажется
перенапряжённым, то б>дет наблюдаться резкое уменьшение
анодного тока и соответственно возрастание тока сетки.
Однако экстремум тока в контуре станет тупым из-за
ограничения роста амплитуды напряжения на аноде в
перенапряжённом режиме. Резкое изменение тока управляющей сетки
будет только у триодного генератора. У тетродов и пентодов
12*

180 Глава ё
реакция анодного напряжения на ток управляющей сетки
выражена значительно слабее, поэтому и экстремум его
будет менее острым. Практически следует при настройке
ориентироваться на показания приборов, измеряющих постоянные
слагающие токов анода и сетки. Настройка по контурному
току не может дать точных результатов, как потому, что в
перенапряжённом режиме экстремум у этого тока тупой, так
и потому, что контурные приборы, будь то тепловой или
термоэлектрический, обладают инерцией, которая вредит
точности настройки.
За счёт реакции тока управляющей сетки на анодную
цепь предыд>шей ступени показания этих приборов также
реагируют на настройку анодного контура последующей
ступени. Эта реакция резко заметна в случае триодных
генераторов и менее заметна для тетродных и пентодных. Укажем
еще, что иногда наблюдается несовпадение экстремумов тока
анода и сетки при настройке. Это служит указанием на с>ще-
ствование паразитной связи между цепями управляющей сетки
и анода.
После того, как промежуточный контур настроен,
надлежит обратиться к настройке в резонанс антенного контура.
Антенный контур нужно включить и искать его настройку
в' резонанс при слабой связи с промежуточным контуром.
В качестве индикатора4 настройки может служить прибор,
измеряющий ток в антенне. При настройке в резонанс он
показывает прохождение тока через максимум.
Одновременно активная составляющая внесённого в промежуточный
конт>р сопротивления будет максимальна, поэтому
эквивалентное сопротивление нагрузки в анодной цепи
уменьшается. Это вызывает прохождение постоянной
слагающей анодного тока через максимум. Ток сетки и контурный
ток при этом пройдут через минимум.
После того, как промежуточный контур и антенна
настроены на полный резонанс при слабой связи, можно несколько
прибавить величину Uc и затем подобрать оптимальную связь
с антенной, т. е. такую, при которой ток в антенне получается
максимальным.
Если ступень предназначена для работы по сложной схеме
и промежуточный контур правильно спроектирован, то при
холостом ходе и нормальной величине амплитуды
напряжения на сетке режим должен быть сильно перенапряжённым.
Оттого, в какой мере резонансное сопротивленце
промежуточного контура на холостом ходе превышает критическое,
зависит мако мальная мощность, которую можно передать в
антенну. Наблюдая за показаниями всех приборов, надо
постепенно увеличивать связь с антенной. При этом ток в
антенне увеличивается, постоянная слагающая агодного тока

Схемы генераторов с внешним возбуждением 181
возрастает, а постоянная слагающая тока сетки и ток в
промежуточном контуре падают. Увеличение связи с антенной
следует прекратить, как только ток в антенне достигнет
максимального значения.
Иногда приходится прекращать увеличение связи, не
дойдя до оптимальной. Это может быть, например, если мощность
потерь на аноде окажется слишком большой.
Как показано в следующем п. 8.8, максимальная мощность
в антенне получается в критическом или недонапряжённом
режиме. Следовательно, токи в цепях сетки будут
относительно невелики, по сравнению величины 1ао с расчётным
значением для критического режима можно судить о том,
достаточна ли величина амплитуды напряжения на сетке.
Чтобы увеличить /ао, надо увеличить Uc и вновь подобрать
оптимальную связь с антенной. Такую регулировку связей
следует производить до тех пор, пока не получится требуе-
' мый режим и требуемая* мощность в антенне.
8.8. Исследование настройки сложной схемы
Исходными для исследования являются выражения мощности в антенне
и сопротивления нагрузки в анодной цепи через кпд промежуточного
контура, полученные в п.б.4
PA=Pi-r\K, (8.8.I)
Rce=*Rcexx{\--r\K). (8.S-.2)
Когда связь с антенной увеличивается, кпд промежуточного контура
возрастает, а сопротивление нагрузки в анодной цепи уменьшается.
Проследим, как изменяется мощность в антенне в зависимости от кпд
промежуточного контура.
На рис. 8.19 представлена графическая интерпретация написанных выше
формул на плоскости нагрузочной характеристики. График ftK (Roe )
представляет прямую, а график мощности в антенне РА (Roe) получается как
произведение нагрузочной характеристики Pt(Rce ) с прямой rlK{Roe).
Пока режим перенапряжённый, увеличение кпд вызывает увеличение
мощности в антенне. Поэтому максимум мощности в антенне
получается всегда в режиме более или менее недонапряжённом. Составив
производную для мощности в антенне и приравняв её нулю, можно найти
следующее условие максимума:
dPt _ Pi
' d Roe e T]« Rex xx
Это условие показывает, что максимум мощности в антенне происходит
на той ветви нагрузочной характеристики Р,{Roe), где производная
положительна, т. е. в области недонапряжённого режима. Однако из этой
формулы следует также, что сдвиг максимума относительно критического режима
тем меньше, чем больше резонансное сопротивление промежуточного контура
d /•*»
при холостом ходе. В пределе получается: —гк— = 0, если Ra хх-*■ °° •

182
Глава 8
Чтобы сделать эти выводы более конкретными, мы прибегнем к
идеализации нагрузочной характеристики в области недонапряжённого режима.
Идеализация состоит в допущении, что амплитуда тока первой гармоники
анодной цепи не зависит от сопротивления нагрузки. Тогда выражение для
мощности в анодной цепи можно представить в виде:
Заменим теперь в этой формуле R се
из (8.8.2) и подставим в (8.8.1). Получится
следующее выражение для мощности в
антенне
1 9
РА = Т1а1крК«**(1-г1к)Чк- (8-8-4)
Для упрощения графических
построений отнесем мои-нэсть в антенне к
мощности в анодной цепи при критическом режиме
Pikp=y /2{ ^ RaKp и> Кроме того, введен!
обозначение для отношения сопротивления
нагрузки при холостом ходе к
сопротивлению нагрузки в критическом режиме
Тогда ф-лу (8.8.4) можно переписать
следующим обра >ом:
РА
рг~;-а{\-г{К)-1\к. (8.8.6)
Рис. 8.19. 1
Согласно этой формуле на рис. 8.20
построено семейство графиков, параметром
служит величина а. Они представляют параболы, их вершинам соответствует
г(К =0,5. При рассмотрении этих графиков не следует забывать, что они
верны только для области недонапряжённого режима. Из ф-лы (8.8.2) можно
получить выражение для кпд промежуточного контура при котором режим
генератора получается критическим
_1 &а «Р *= 1— 1 /QR7
г\ккр = 1 — к ^Г • (О.О./
1 Кое хх и
Нетрудно проверить, что критический режим соответствует точкам
пересечения семейства графиков на рис. 8.20 с прямой-А- = т\к . Каждый из
Р\кр
графиков эта прямая разделяет на две области. Первая, область, где т\к >т\Ккр,
соответствует недонапряжённому режиму. На рис. 8.20 участки
графиков, лежащих в этой области, показаны сплошными линиями.
Вторая область, где у,к < т\к кр > соответствует перенапряжённому
режиму. Соответствующие ей участки графиков показаны пунктирными
линиями. Ясно, что эта часть графиков не может передавать истинного
характера изменения мощности в антенне. Графики мощности для области
перенапряжённого режима можно было бы построить по уравнению:
-р—р- - ~iJ=^r ■ (8,8,8)

Схемы рр»ррпгпров_с_внешним возбуждением
183
которое вытекает из идеализации нагрузочных характеристик для
перенапряжённого режима {Ua — Uaup ). Эти графики представляют гиперболы,
монотонно возрастающие при увеличении riK. Они не показаны на рис. 8Л0,
чтобы не затемнять чертежа.
Из рассмотрения рис. 8.20 можно сделать следующие выводы. Если
эквивалентное сопротивление нагрузки на холостом ходе превосходит
сопротивление нагрузки, соответствующее критическому режиму, более чем в два
1
раза (а > 2; i\K кр > ~~9~)> to максимальная мощность в антенне получается
при такой связи, когда режим выходной ступени критический. Если же
эквивалентное сопротивление нагрузки на холостом ходе меньше удвоенного
сопротивления нагрузки в Критическом режиме (а < 2; t\K Fp < ~), то
максимальная мощность в антенне получается р^ —- а-6
при такой связи, которая соответствует кпд ' *"
промежуточного контура 50%, при этом режим
выходной ступени получается недонапряжен-
ным. Разумеется, что такой результат связан
с принятым выше допущением об идеализации
нагрузочных характеристик в области недо-
напряженного режима (/ai = lai кр). Однако
расчёт, сделанный на основании изложенных
выше правил, даёт мощность в антенне немного
меньше истинной. Таким образом, расчёт будет
получаться с небольшим запасом. Следует,
однако, отметить, что при а > 3 расхождение
вообще практически ничтожно.
Укажем ещё, что работать при а <2
нецелесообразно, так как тогда генератор
работает в недонапряжённом режиме и,
следовательно, с низким кпд анодной цепи. Если при
этом напряжение на аноде Еа снизить до такой
величины, при которой режим станет
критическим, то »$рщность в антенне не изменится,
так как не изменится амплитуда тока первой 1армоники. При пониженном
анодном напряжении уменьшится и величина эквивалентного сопротивления
в критическом режиме и, следовательно, получится а — 2.
Из приведённого выше исследования работы сложной схемы вытекает,
что при заданном типе ламп в выходной ступени, величина мощности в
антенне при оптимальной связи получается тем больше, чем больше
отношение п . Величина кпд промежуточного контура при оптимальной связи
АСЕ кр
и при а> 2 определяется ф-лой (8.8.7). В нижеследующей табл. 8.8.1 по-
г i i , i , i t i i
Рис. 8.20.
ог хх
казано, как увеличивается i\K по мере увеличения отношения -р
Таблица 8.8.1
Roe хх
Roe кр
Г\к
2
0,50
4
0,75 -
5
0,80
10
0,9
20
0,95
40
0,975

184
Глава 8
Величина кпд промежуточного контура получается различной для
передатчиков разной мощности. В диапазоне длинных и средних волн для
мощности в антенне порядка 100 кет получается rlK «= 0,95 — 0,48, для
мощности порядка 10—20 кет % « 0,9. Соответственно т|Жк снижается для
передатчиков меньшей мощности На коротких и метровых волнах не удаётся
получить большую величину Rce хх из-за паразитной ёмкости. Поэтому кпд
промежуточного контура получается тем ниже; чем короче длина волны.
При конструировании ламп, предназначенных для работы в диапазоне
коротких и метровых волн, обращается внимание на то, чтобы требуемая
величина эквивалентного сопротивления в критическом режиме была
№ )2
возможно ниже. Из формулы Roe кр = ~~ор— следует, что Нее кр понижается
по мере понижения анодного напряжения. Чтобы при этом не понизилась
мощность, необходимо соответственно увеличить высоту импульса анодного
тока Поэтому отличительным качеством ламп, предназначенных для работы
.в диапазоне коротких и метровых волн, является относительно более низкое
анодное напряжение и мощный катод, обеспечивающий большую величину
тока.
8.9. Порядок расчёта выходной ступени по сложной схеме
Расчёт выходной ступени целесообразно выполнять по-разному для
передатчиков длинных и коротких или метровых волн.
В случае длинных волн величина ёмкости промежуточного контура
может варьироваться в значительных пределах Ёмкость следует выбирать
такой величины, при которой получается достаточно высокий кпд
промежуточного контура г\к . Получение высокого i\K важно не только ради
уменьшения потерь мощности. Существенно также и то, что с повышением кпд
промежуточного контура снижается ток в нём, а поэтому облегчается задача
конструирования деталей промежуточного контура. Поясним это замечание
при помощи формулы для тока в промежуточном контуре через амплитуду
тока первой гармоники анодной цепи: Ik —pQ{\ — r[H)Iax • Если кпд
промежуточного контура изменить от 0,95 до 0.975, то относительный выигрыш
в величине мощности получается незаметным. Однако ток промежуточного
контура при этом уменьшается вдвое, что для конструирования катушки
контура является весьма существенным.
В случае коротких волн величина ёмкости промежуточного контура не
может произвольно варьироваться. Обычно её приходится брать равной илиолиз-
кой к в(:личине паразитной ёмкости. В таком случае задача расчёта сводится
к выяснению того, какая мощность может быть передана в антенну и каков
при этом получается кпд промежуточного контура Помимо того, обычно
передатчики коротких волн рассчитываются на работу в некотором
диапазоне волн. Для перекрытия диапазона один из параметров контура плавно
изменяется, сопротивление нагрузки при холостом ходе получается
различным на разных волнах диапазона и это обстоятельство также необходимо
принимать во внимание при расчёте.
После этих замечаний обратимся к изложению порядка расчёта
выходной ступени передатчика длинных волн.
Для определённости будем иметь в виду сложную схему с ёмкостной
анодной связью и трансформаторной связью с антенной, подобную
представленной на рис. 6.10а или рис. 8.15а.
Исходными данными для расчёта являются: 1) мощность в антенне Ра »
2) длина волны К, 3) параметры антенны: активная и реактивная
составляющие её входного сопротивления гА, хА .
Расчёт начинается с выбора типа и количества ламп в мощной ступени.
Мощность, которую должны развивать лампы, определяется через мощ-

Схемы генераторов с внешним возбуждением 185
ность в антенне и кпд промежуточного контура, которым предварительно
задаются
*» —чГ- * <8-9Л>
Величина кпд промежуточного контура зависит от величины мощности,
его порядок указывался в п 8.8. Поскольку желательно рассчитать выходную
ступень с известным запасом полезной мощности, то в этой формуле лучше
взять кпд промежуточного контура немного меньше того, который
получится фактически. Лампы следует выбирать на номинальную мощность не
менее определённой по ф-ле (8.9.1). При выборе ламп следует обратить
внимание на то, чтобы их количество оказалось чётным для возможности
включения по двухтактной схеме. Следует избегать включения в выходную
ступень более четырёх ламп.
После того, как лампы выбраны, составляется схема выходной ступени
и производится расчёт их режима на заданную мощность Р,. Затем
выполняется расчёт параметров промежуточного контура, на котором остановимся
подробнее.
Определяется требуемая величина эквивалентного сопротивления контура
на холостом ходе
„ Roe кр -
*««-п£- х <*9-2)
Задаются добротностью промежуточного контура Q. В зависимости от
мощности следует брать Q = 100 — 200, большей мощности соответствует
более высокая добротность.
Определяется требуемая характеристика контура
Величину коэффициента включения для выходных ступеней, как
правило, следует брать равной единице. Исключения могут иметь место в
случае передатчиков большой мощности, когда приходится брать р < 1 , так
как иначе получается контур с неконструктивными параметрами: весьма
большой ёмкостью и малой индуктивностью.
Затем находят ёмкость и индуктивность контура:
^ •
Смкмкф = 530 -—-, , (8.9.4)
г
Ьмкгн - 0,53 \м р Ю-«. (8.9.5)
После определения ёмкости надлежит проверить, что она значительно
превышает паразитную ёмкость схемы. Если в начале расчёта величина кпд
промежуточного контура была выбрана правильно, эта проверка обычно
показывает, что ёмкость контура значительно превосходит паразитную.
Далее рпределяется амплитуда тока в промежуточном контуре по одной
из следующих формул:
4 /k-WQO-Ч*), (8.9.6)
Ik - ~~Г~. (8-9-Г)
fr-l/^=*l. (8.9.8)

186
Глава 8
Р
Здесь Ха — реактивное сопротивление анодной связи, г к = ТГ —
активное сопротивление промежуточного контура.
' Амплитуда тока в антенне
(8.9.9)
Реактивное сопротивление связи антенны с промежуточным контуром
*«=V±-/ (8.9.10)
Взаимная индуктивность связи Ммкгн — 0,53Хждггв-10~8. (8.9.11)
Расчёт элементов антенного контура здесь не рассматривается.
По данным изложенного расчёта производится подбор типовых
конденсаторов в промежуточный контур. Поскольку ёмкость контура при этом
может не сойтись точно с первоначально рассчитанной, то расчёт вновь
уточняется, теперь уже исходя из заданной ёмкости промежуточного
контура.
Нагрузкой выходной ступени передатчика коротких волн обычно
является симметричный фидер бегущей волны, который питает
симметричную антенну. Исходными данными для расчёта выходной ступени передатчика
коротких волн являются:
1. Мощность в начале фидера Рф .
2. Диапазон волн Кмакс — >>мин-
3 Волновое сопротивление фидера w.
Расчёт опять начинается с того, что, задавшись кпд промежуточного
контура, определяют требуемую мощность в анодной цепи
Рф
и подбирают лампы.
Поскольку нагрузка симметричная, то и схему выходной ступени
желательно сделать двухтактной. Поэтому число ламп следует подбирать
чётным.
После того, как лампы подобраны, прежде всего следует
ориентировочно определить величину паразитной ёмкости, включённой параллельно
индуктивности контура выходной ступени. Рассмотрим, из каких компонент
слагается паразитная ёмкость на примере схемы выходной ступени,
изображённой на рис. 8.21. В паразитную схему входят: выходная ёмкость каждой
из ламп Свых, ёмкость анодов каждой из ламп на экран Саз, ёмкость между
анодами ламп Са1а2, ёмкость монтажа См (ёмкость, которая создаётся между
монтажными проводами, между переключателями, которые могут быть
в схеме и т. д.) и междувитковая ёмкость катушки Cl . (Сюда же следует
добавить начальную ёмкость конденсатора переменной ёмкости С0, если
таковой имеется в схеме.) В результате полная минимальная ёмкость
контура выходной ступени будет:
Смин = ~2~ Свых 4- ~2~ Саз + Са^ + См -}- Cl, + C0. (8.9.12)

Схемы генераторов с внешним возбуждением
187
Точный расчёт всех компонент паразитной ёмкости затруднителен.
Обычно достаточно точно известны только выходная ёмкость ламп и
начальная ёмкость конденсатора переменной ёмкости. Остальные слагаемые
добавляются ориентировочно на основании измерений паразитных ёмкостей
в выходных ступенях уже построенных перетатчиков. Величина паразитной
ёмкости получается тем больше, чем больше мощность генераторных ламп.
Это объясняется увеличением междуэлектродных ёмкостей ламп, а также
более громоздким монтажем.
Большая величина паразитной ёмкости
получается у малогабаритных передвижных
радиостанций, что объясняется тесным
монтажем, обилием переключателей,
близостью токонесущих проводов и катушек к
экрану.
В среднем СМин = 50—Ю0 мкмкф.
Если перекрытие диапазона происходит
при помощи конденсатора переменной
ёмкости, то на. длинной Еолне диапазона
^макс ёмкость должна быть увеличена до
величины
2
= С,
(8.9.13)
Таким образом, при настройке
промежуточного контура ёмкостью у него
оказывается самая низкая характеристика р
v.\
Рис. 8.21.
на длинной волне диапазона. На этой волне эквивалентное сопротивление
холостого хода получается наименьшим. В результате получается меньше кпд
промежуточного контура и меньше мощность, передаваемая в фидер.
В случае, если перекрываемый диапазон слишком велик, ухудшение
режима на длинной волне может оказаться недопустимым. Поэтому стара-ются
коэффициент перекрытия т делать не более 1,5. При более широком
*мин
диапазоне он разбивается на несколько частичных диапазонов, внутри
которых коэффициент перекрытия невелик. Переход от одного частичного
диапазона к другому достигается скачкообразным изменением индуктивности
контура, а на более длинных волнах подключается также и дополнительная
ёмкость.
В последние годы вместо конденсаторов переменной ёмкости стали
применяться индуктивности со скользящим контактом. В таком случае
паразитная ёмкость схемы уменьшается, так как удаляется начальная ёмкость
конденсатора. В результате характеристика контура повышается, что
способствует получению более высокого кпд промежуточного контура. При
настройке индуктивностью наиболее тяжёлым получается режим на самой
короткой волне.
После выбора ламп расчёт режима их на заданную мощность
производится обычным порядком.
Затем надо проверить, какой получается кпд промежуточного контура
и мощность в фидере на той волне диапазона, где характеристика контура
минимальна. Для определённости будем иметь в виду настройку ёмкостью.
Определяется характеристика контура
0 = 530
(8.9.14)

188
Глава 8
Задаются добротностью промежуточного контура Q = 50— 200 Эта
величина зависит от мощности ступени, от особенностей монтажа, качества
изоляторов и т. д.
Сопротивление нагрузки при холостом ходе
^сехх == vW'
Кпд промежуточного контура
■ч =
к кр
Ra
1 t\ce кр
Rce vx
ЕСЛИ ИЗ ЭТОЙ формулы ПОЛуЧИТСЯ 7j«r Кр >
лить мощность, передаваемую в фидер,
Ра = Р ..„ щ
(8.9.15)
(8.9.16)
то далее следует опреде-
(8.9.17)
Если окажется, что f]K < —~-, то надо либо понизить
величины, при которой режим получится
анодное
некритическим
пряжение до
1
при i\K = -s~ и определить мощность в фидере при этом, либо отказаться
от выбранных ламп и обратиться к подбору
других, которые смогут развить требуемую
мощность при более низком анодном
напряжении. В таком случае снизится
требуемая величина сопротивления нагрузки в
критическом режиме и кпд промежуточного
контура получится более высоким.
Ток в промежуточном контуре
определяется по тем же формулам, которые
были выписаны при изложении расчета
передатчика длинных волн.
?и„
1|гР=
Ug, %W
Рис. 8.22.
Амплитуда тока в фидере
1ф =
}
2РФ
Амплитуда напряжения на фидере
Оф = 1ф .w
Сопротивление связи фидера с промежуточным контуром
Хсв = Р
Цф
2Ua
(8.9.18)
(8.9.19)
(8.9.20)
Эта формула составлена для двухтактной схемы, её смысл разъясняется
из рассмотрения рис. 8.22. Она верна в предположении, что сопротивление
связи хсв значительно ниже волнового сопротивления фидера (xce < w).
ЛИТЕРАТУРА
1. Н. М. Крылов и Н. Н. Боголюбов. Новые методы
нелинейной механики. ГТТИ, ч. I, 1934.
2. 3 И. Модель. Вопросы построения мощных радиостанций, Гос-
§нергоиздат, 1947, '

Схемы генераторов с внешним возбуждением 189
3. И. X. Н ев я жск и и. „Опыт совместной работы генераторов на
коротких волнах". ИЭСТ № 3. 1939.
4 И Г. Кляцкин. „О наилучшем режиме сложной схемы лампового
генератора". Электросвязь № 4, 1939
5. Н. С. Бесчастнов и В. Н. Сосунов. Радиопередающие
устройства, ВЭ1АС, 1941.
6. С. А. Дробов. Радиопередающие устройства. ЛКВВИА, 1947.

ГЛАВА 9
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ВЫСШИХ ГАРМОНИЧЕСКИХ
9.1. Область применения умножителей частоты
Умножитель частоты представляет генератор с внешним
возб>ждением, у которого кинтур в анодной цепи настроен в
резонанс на п-ю (например, вторую или i pe i ыо) гармонику
анодного тока. На контуье получается напряж^ш.е с
частотой пш, которая в п р.,з больше частоты переменного
напряжения на сетке.
Мощность умножителя частоты в оптимальных условиях
оказывается приме! но в п раз меньше мощности усилителя,
т. е. генератора, использующего первую гармонику. Поэтому
наиболее ча^то употребляется удвоение частоты и более редко
утроение. Из-за низших энергетических показателей
)множители не применяются в ьыходных студнях передатчика, а
только в промежуточных ступенях небольшой мощности.
Применение умножения частоты даёт следующие
преимущества:
1. Умножитель позволяет понизить частоту задающего
генератора. На более низкой частоте облегчается задача её
стабилизации, хотя бы потому, что уменьшается роль
нестабильных паразитных параметров схемы.
2. Наиболее совершенная стабилизация частоты кварцем
непосредственно возможна на волнах порядка 30 м. Для более
коротких волн пластины получаются чрезмерно хрупкими.
Последовательное включение нескольких умножителей
позволяет получить кварцевую стабилизацию даже волн
метрового диапазона.
3 Перевод промежуточных ступеней передатчика из
режима усиления в режим удвоения даёт возможность
расширить диапазон частот перед тчика без расширения диапазона
задающего генератора. Это представляет ценность потому,
что сужение диапазона автогенератора облегчает задачу
стабилизации его частоты.
4. В передатчике с умножителем частоты контуры
предыдущих и последующих ступеней настроены на разные
частоты. Поэтому в резкой степени ослабляются паразитные
связи между контурами, а также и обратная реакция более
мощных ступеней на менее мощные.

Использование высших гармонических 191
5. Умножители частоты соответственно номеру
используемой гармоники умножают всякие вариации частоты или
фазы входного напряжения. Это свойство используется в
передатчиках частотной модуляции для te углубления.
U-, Cos ?T
9.2. Теория умножения частоты без учёта реакции анода
При использовании в умножителе частоты п-й гармоники
анодного тока мгновенные напряжения на сетке, аноде и
анодный ток описываются следующими уравнениями:
ec=Ec-\-Uccosxt
la = Iao+ Ли COS "С + ... -j- /a„ COS/tX,
Амплитуда напряжения на
активной нагрузке Ua развивается п-й
гармоникой анодного тока
U п~*ап Кае.
На рис. 9.1 представлена
диаграмма мгновенных напряжений
на сетке и аноде и анодного тока
для удвоителя частоты (л=2). Там
же представлены графики первой
и второй гармоник анодного тока. ia
Пунктиром показан график
мгновенного напряжения на аноде при
работе лампы в режиме усиления
(п=\).
Особенность работы
умножителя состоит в том, что
напряжение на аноде изменяется с
частотой, кратной частоте
н«пряжения на сетке. Реакция анодного
напряжения на анодный ток в умножителе частоты
сказывается иначе, нежели в усилителе. Рассмотрим работу удвоителя
при условии, что реакцию анодного напряжения на анодный
ток можно не учитывать.
Для этого необходимо, чтобы реакция анодного напряжения
на тик эмиссии и, кроме того, реакция анодного напряжен .я на
сеточный ток были незначительны. Таким требованьям
практически удовлетворяют гетродные или пентодные у\ ножьтели
частоты при работе в недонапряжённом или в крайности в
критическом режимах. Выше уже указывалось, что в режиме умно-
Рис. 9.1.

ы
Глава 9
женкя работают обычно промежуточные ступени небольшой
мощности. В этих ступенях используются только тетроды или
пентоды.
Из диаграммы на рис. 9.1 видно, что условие
критического режима по экранирующей сетке для умнож1 теля частоты
не отличается от т<жового для усилителя. Остаточное
напряжение на аноде в критическом режиме определяется
выражением: е Минкр — *2! с2- С< ответственно амплктуда напряжения на
нагрузке в критическом режиме б>дет UaKP=L a —- еаМин кр.
Следовательно, и коэффициент использования анодного
напряжения в критическим режиме при умножении частоты остаётся
таким же, как при усилении.
При отсутствии реакции анодного напряжения импульс
анодного тока имеет остроконечную фзрму. Гармонический
анализ такого импульса был подробно рассмотрен в п. 4.2 при
изучении теории усилителя. Получе! ные там коэффиц> енты
разложения для высших гармоник можем теперь испо ьзовать
для расчёта умножителей частоты. Необходимо установить,
какие )глы отсечки анодного тока целесообразно применять
при умножении част( ты. Чтобы ответить на этот вопрос,
рассмотрим, как изменяется полезная мощность, кпд анодной цепи,
сопротивление нагрузки и т. д., если, сохраняя режим
критическим, а высоту импульса анодного тока неизменной,
изменять угол отсечки. При этом полезная мощность п-й
гармоники в нагрузке изменяется пропорцьонально коэффициенту
разложения п-й гармоники ал(6):
л=4а^6)^7^- (9-2Л)
Коэффициент полезного действия изменяется в
соответствии с коэффициентом формы относительно той же
гармоники gn{$)
-n = -TgaQ)t- (9.2.2)
Резонансное сопротивление нагрузки для сохранения
критического режима следует изменять в соответствии с
выражением
Я*=-А^ТГ-- (9-2-3)
Ми) '/га ч '
Кроме того, необходимо изменять смещение и амплитуду
напряжения на сетке таким образом, чтобы при изменении
)r.ia отсечки высота импульса оставалась неизменной.
Для суждения о выборе угла отсечки удвоителя и утрои-
теля обратимся к рассмотрению графиков коэффициентов

Использование высших гармонических
193
разложения и коэффициентов формы на рис. 4.3.
Максимальные значения коэффициентов разложения высших гармоник
120°
аи (6) получаются при углах отсечки Ъпмакс = • При этом
максимальнее значение коэффициента разложения оказывается
в п раз меньше максимального значения для первой гармоники
а1макс
хп макс— „
Максимум мощности при удвоении получается при б = 60°.
При этом а2ЛШКС = 0,275. Максимум мощности при утроении
получается при 6 = 40°, при этом а3 макс = 0,185. Следует
отметить, что максимумы этих коэффициентов сравнительно
тупые. Работа с малыми углами отсечки анодного тока
нежелательна, так как при этом требуются большие величины
амплитуды напряжения на сетке и напряжения смещения.
Имеет смысл применять углы отсечек несколько больше
оптимальных при условии, что уменьшение полезной мощности
будет невелико. При удвоении целесообразен угол отсечки
в = 70° и при утроении 6 =45-г 50°.
Максимальная мощность, которую можно получить при
умножении, приблизительно в п раз меньше мощности при
усилении, т. е. номинальной мощности лампы Рпмакс-^ —Pihom.
Вопрос о величине кпд умножителя большого
практического значения не имеет. Объясняется это тем, что
умножителями являются промежуточные ступени передатчика.
Мощность их невелика и существенного влияния на общий
энергетический баланс передатчика не имеет. Кпд умножителя
представляет интерес только потому, чго от его величины
зависит величина мощности, теряемой на аноде. Рассматривая
графики коэффициентов формы £„(6), можно заметить, что
при данном угле отсечки величина gn тем меньше, чем выше
номер гармоники. При углах отсечки, соответствующих
максимальной мощности, коэффициенты формы получаются
одинаковыми ^2 (60°) = ^з (40°) = 1,26. Если принять коэффициент
использования анодного напряжения в критическом режиме
скр = 0,85, то кпд при умножении оказывается около 0,5.
Для сохранения в режиме умножения критического
режима требуется увеличить сопротивление нагрузки против
режима усиления в том же отношении, в каком изменяются
коэффициенты разложения, т. е. сопротивление нагрузки в
критическом режиме при удвоении следует приблизительно
удвоить, а при утроении утроить. Это обстоятельство наряду
с понижением мощности также является крупным недостатком
режима умножения частоты.
Расчёт умножителя на тетроде или пентоде аналогичен
расчёту усилителя на заданную мощность. Различие сводится

194
Глава 9
лишь к тому, что угол отсечки следует брать при удвоении
60—70°, а при утро'ении 45—50°. Во всех формулах на место
первой гармоники и её коэффициента разложения должна быть
поставлена вторая или третья гармоника. Если требуется
получить максимальную мощность при умножении, то следует
высоту импульса анодного тока брать близкой к току
насыщения или, что то же, к высоте импульса, соответствующей
работе генератора в номинальном режиме. При умножении
можно применять также включение ламп впараллель для
увеличения полезной мощности. Поскольку чётные гармоники
в контуре двухтактной схемы компенсируются, её можно
применять только для утроителей.
9.3. Расчёт умножителя с учётом реакции анода
Рассмотрим, к каким результатам приводит учёт реакции анодного
напряжения на ток эмиссии.
Чтобы составить уравнение, описывающее изменение тока эмиссии во
времени, используем уравнение идеализированной характеристики
i = S[ec — E'c + D{ea - Ea)].
В это уравнение подставим выражения для мгновенных напряжений на
сетке и аноде при умножении
/ = S [Ес — Е'с+ Uс cos т — DUa cos nx].
(9.3.1)
Это выражение показывает, что переменная составляющая
управляющего напряжения при умножении частоты несинусоидальна. В форме
кривой управляющего напряжения
может быть уплощение и даже
впадина.
Исследование показывает,
что впадина получается при
условии, если
\Г7Г t0*i
v
DUa
и,-
1
>7г*
(9.3.2)
Рис. 9.2.
Искажение формы
управляющего напряжения удвоителя за
счёт реакции анода и построение
импульса тока эмиссии показано
на рис. 9.2. Из рис. 9.2 видно* что
искажение формы управляющего
напряжения приводит к тому, что
и форма импульса анодного тока
р оказывается отличной от косинусо-
идальнои. Рассмотрим, каким образом можно определить гармонические
составляющие этого импульса.
Положив в (9.3.1) / = 0 при т = 0, получим уравнение для определения
угла отсечки J ^
-Uc cos б -f DUa cos n 6.
(9.3.3)

Использование высших гармонических 196
Для случая удвоения п — 2 это уравнение сводится к квадратному
относительно cos 0. Его решение даёт
Здесь обозначено
cosO = a— у оа—2cA + ~y . (9.3.4
WUa '
Ее - К
A — —w--
После подстановки (9.3.3) в (9.3.1) выражение для тока эмиссии можно
представить в форме
/ = SUC (cos т — cos 6) — SDUa (cos nx — cos n 6). (9.3.5)
Для отыскания постоянной составляющей и амплитуды я-й гармоники
анодного тока надлежит подставить (9.3.5) в общие формулы гармонического
анализа:
о
fe= — 1 idx,
о
о
2 Р .
— \ i cos
о
1п =• ~z~ \ i cos nzdt.
о
После вычисления получается
/о = 5t/f To (G) - SDUa Т° У , (9.3.6)
'« -= 5f/c Tn (0) - SD£/a -^ . (9.3.7)
Таким образом, 10 и /: выражаются через уже известные нам
коэффициенты разложения остроконечного импульса.
На основании полученных формул можно рассчитать режим удвоителя
с учётом реакции анода в критическом или недонапряжённом режимах
следующим образом.
Из расчёта без учёта реакции анода или из других соображений задаются
питающими напряжениями Ес, Uc, Ea, Ua. Эти питающие напряжения
должны быть подобраны так, чтобы режим был недонапряжённый или кри-
"ический. Тогда по ф-ле (9.3.4) можно определить угол отсечки. В случае
утроитеяя его следует определить методом подбора непосредственно из
УР-ния (9.3.3).
Постоянная слагающая анодного тока и амплитуда я-й гармоники
находятся по ф-лам (9.3.6) и (9.3.7).
Затем может быть рассчитан энергетический баланс и определено
сопротивление нагрузки, которое требуется для реализации рассчитанного

196
Глава 9
Расчёт перенапряжённого режима умножителей здесь не рассматривается.
Нагрузочные характеристики умножителя имеют в общем такой же
характер, как и нагрузочные характеристики усилителя.
9.4. Использование высших гармонических для
повышения мощности и кпд
Для уменьшения теряемой на аноде мощности желательно, чтобы в
течение времени прохождения анодного тока напряжение на аноде оставалось
близким к остаточному. Иначе говоря, желательно, чтобы форма
мгновенного напряжения на аноде была не синусоидальной, а уплощённой. Такое
требование означает, что в переменной составляющей анодного напряжения,
кроме первой гармоники, должны содержаться высшие гармоники. В
простейшем случае это может быть только одна гармоника, например, вторая
или третья. Тогда будет получаться уплощение кривой анодного напряжения,
подобное тому, какое имеет место в форме кривой управляющего
напряжения умножителя при учёте реакции анода (рис. 9.2).
При этом важно, чтобы напряжение высшей гармоники складывалось
с напряжением первой гармоники в надлежащей фазе. Именно необходимо,
чтобы в тот момент, когда напряжение первой гармоники вычитается из
напряжения источника, напряжение высшей гармоники должно складываться
с ним.
Если считать для общности частоту высшей гармоники в п раз больше
первой, то уравнение для мгновенного напряжения на аноде должно быть
следующим:
еа = Еа — (Uai cos т — Van cos fit). (9.4.1)
В дальнейшем ради краткости это свойство будем именовать противо-
фазностью высшей гармоники относительно первой.
На рис. 9.3 показаны графики при использовании третьей гармоники.
В зависимости от соотношения амплитуд гармоник в графике мгновенного
напряжения может получиться не
только уплощение, но и впадина.
Последняя имеет место, если отношение
амплитуд удовлетворяет условию:
U an 1
Из графиков на рис. 9.3 видно,
что выгода при использовании в
составе анодного напряжения высшей
гармоники состоит не только в том,
что уплощается кривая анодного
напряжения, но также и в том, что
повышается величина остаточного на-
рис о о . пряжения на аноде. Поэтому ампли-
' * туду напряжения первой гармоники
Ual можно повысить, оставляя
величину минимального напряжения на аноде не ниже критической. Таким
образом, может быть повышен коэффициент использования анодного напряжения
по первой гармоникеgx =» J11 , а следовательно, мощность и кпд.
Рассмотрим, какими средствами можно получить в составе анодного
напряжения высшую гармонику в противофазе с первой.
Для этого необходимо, чтобы требуемая высшая гармоника анодного
тока получилась также в противофазе относительно первой. Математически
это означает, что коэффициент разложения для высшей гармоники должен

Использование высших гармонических
197
быть отрицательным. Тогда в анодную цепь, помимо контура, настроенного
на первую гармонику, следует включить контур, настроенный на высшую
гармонику. Величину резонансного сопротивления контуров следует
подобрать таким образом, чтобы на них развивались требуемые амплитуды
напряжения от токов первой и высшей гармоник:
R
cei
%сеп =
U
ai
'al
U„
(9.4.3)
/.
Практически следует использовать только вторую или третью гармонику
по следующим соображениям. Желательно, чтобы график анодного
напряжения получался близким к плоскому при достаточно большой величине
амплитуды высшей гармоники. Тогда будет больше и выигрыш в величине
амплитуды напряжения первой гармоники при сохранении критического
режима. Между тем из ф-л (9.4.2) следует, что отношение амплитуд
напряжении.
ип
ип
при котором уплощение переходит во впадину,
уменьшается с увеличением номера гармоники. Поэтому применять гармоники
с высоким номером нецелесообразно.
Второе соображение состоит в том, что чем выше номер гармоники
тем труднее обеспечить надлежащую величину резонансного
сопротивления Ranm
Чтобы выяснить, при какой форме импульса получаются
противофазные вторая или третья гармоники, рассмотрим графики разложения для
остроконечного импульса на
рис. 4.3 и для прямоугольного
импульса на рис. 9.4. Из этих
графиков следует, что при
остроконечном импульсе (рис. 4.3)
коэффициент второй гармоники
положителен при всех
значениях угла отсечки.
Коэффициент третьей гармоники
отрицателен, если угол отсечки
больше 90°.
Следует иметь в виду, что
использование импульса с
углом отсечки больше 90°
невыгодно, так как при этом
получается низкий коэффициент
а1
формы gx = ~- .
"о
Для прямоугольного импульса (рис. 9.4) коэффициент второй гармоники
отрицателен, если 0 > 90°, а коэффициент третьей гармоники меняет знак
при 6 = 60°.
Очевидно, что для плоского импульса с отсечками 6 и 6Х графики
коэффициента разложения занимают некоторое среднее положение между
графиками для остроконечного и плоского импульсов. Графики для плоского
импульса будут тем ближе к графикам для прямоугольного, чем ближе
верхний угол отсечки б! к нижнему 6.
Общий вывод сводится к тому, что для использования высших пармо-
ник желательно иметь форму импульса плоской, приближающейся к
прямоугольной.
Рис. 9.4.

198
Глава 9
Рис. 9.5.
Использование третьей гармоники для повышения мощности и кпд
было предложено И. Н. Фомичевым. Чтобы получить импульс плоской
формы, И. Н. Фомичёв не применял каких-либо особых мер. Оказалось, что
импульс анодного тока "с отрицательным коэффициентом третьей гармоники
получается автоматически, если генератор поставить в критический или
несколько перенапряжённый режим. В ту часть периода, когда напряжение на
аноде близко к критическому, анодный ток определяется только анодным
напряжением, поэтому верхняя часть импульса повторяет форму графика анодного
напряжения. На рис. 9.5 представлены формы импульса анодного тока для
двух случаев, когда режим близок к
критическому и когда он заметно перенапряжённый.
Проведённые И. Н. Фомичевым расчёты и
эксперименты показали, что использование
третьей гармонической может дать увеличение
полезной мощности в контуре первой гармоники
приблизительно в 1,5 раза. Коэффициент
использования анодного напряжения по первой
гармонике увеличивается против критического
£j = (1,2-т- 1,3) %кр. При этом кпд по первой
гармонике повышается с 0,65 до 0,78.
Величина эквивалентного сопротивления
нагрузки для первой гармонической требуется того
же порядка, как и в критическом режимр без
использования третьей гармоники.
На режим по первой гармонике изменение
амплитуды напряжения третьей гармоники не
оказывает заметного влияния в пределах—tj— = 0,15 ч- 0,30.
В соответствии с этим режим также некритичен относительно
изменения резонансного сопротивления контура третьей гармоники, которое можно
изменять в пределах RaS = (1 -i- 3)Rai.
Следует иметь в виду, что такой значительный выигрыш мощности
объясняется не только увеличением коэффициента использования анодного
напряжения по первой гармонике, но и работой с плоским импульсом,
который даёт выигрыш в величине первой гармоники анодного тока.
При настройке анодной цепи на третью гармонику необходимо
принимать во внимание паразитную ёмкость схемы и индуктивность монтажных
проводов совместно с контуром,
настроенным на основную частоту. Иногда
эти элементы случайно образуют контур,
сопротивление которого велико на
третьей или второй гармонике. Это
может быть причиной расхождения
экспериментов с расчётом, в котором высшие
гармоники напряжения не учитывались.
А. И. Колесников предложил
использовать вторую гармонику. Чтобы
получить импульс анодного тока с
плоской вершиной, не заходя в
перенапряжённый режим, А. И. Колесников
предложил уплощать также и форму
напряжения на сетке за счёт второй
гармоники. Напряжение второй гармоники в цепи сетки выделяется второй
гармоникой тока сетки на специальном контуре. На рис. 9.6 показана схема
А. И. Колесникова для двухтактной ступени. Поскольку вторые гармоники
в плечах двухтактной схемы синфазпы, то контуры, настроенные на
вторую гармонику, включены в общие провода сетки и анода.
А. И. Колесников нашёл, что амплитуду второй гармоники напряжения
Рис. 9.6.

Использование высших гармонических
199
tf02 1 1
следует выбирать в пределах —rj = —т- ~ -^- и сопротивление на
второй гармонике /?ffi2 = ^«г ^Ри этом удаётся получить увеличение
полезной мощности в 1,6 раза и кпд около 80%.
Указанные способы повышения мощности и кпд применяются только
на длинных волнах. На коротких волнах вводить специальные элементы
для настройки контуров на высшие гармоники затруднительно, так как это
приводит к увеличению паразитной ёмкости, шунтирующей контур,
настроенный на первую гармонику. Однако следует иметь в виду, что выделение
значительных напряжений высших гармоник на сетке и аноде возможно и
на коротких волнах в тех случаях, когда собственные частоты паразитных
контуров оказываются близкими к частоте одной из гармоник. Как, показал
И. С. Гоноровский, влиянием гармоник может быть объяснено в некоторых
случаях уменьшение мощности и кпд на коротких волнах.
ЛИТЕРАТУРА
1. А. И. Берг. Теория и расчёт ламповых генераторов. Госэнерго-
издат, 1932.
2. С. И. Е в т я н о в. „Расчёт электронного удвоителя частоты в
перенапряжённом режиме". ИЭСТ № 12, 1937.
3. И. Н. Ф о м и ч ё в. „Новый способ повышения кпд радиовещательных
станций". „Электросвязь" № 6, 1938.
4. А. И. Колесников. „Новый метод повышения кпд и увеличения
мощности радиопередатчиков". „ Мастер связи" № 6, 1940,
5. А. И. Колесников. „Настройка и эксплоатация генератора со
сложной формой колебательного напряжения". „Вестник связи" № 3, 1941.
6. И. С. Гоноровский. .Исследование режима коротковолнового
генератора". ИЭСТ № 6, 1939.

ГЛАВА 10
АВТОГЕНЕРАТОРЫ
10.1, Введение
Первоисточником колебаний высокой частоты в передатчике
является генератор, у которого переменное напряжение на сетку
подаётся из анодной цепи через так называемую цепь обратной
евязи. Частота и амплитуда колебаний у генератора с обратной
связью определяется лишь его собственными параметрами, т. е.
такой генератор является автономной колебательной системой.
По этой причине генераторы с обратной связью называются
автогенераторами, а электрические колебания, ими развиваемые,
называются автоколебаниями.
Режим генератора, при котором токи и напряжения постоянны
во времени, т. е. автоколебания отсутствуют, называется
состоянием равновесия. Если выполнены определённые условия, то
состояние равновесия у автогенератора оказывается
неустойчивым. При этом происходит самовозбуждение, т. е. автоколебания
возникают от сколь-угодно малых электрических толчков, которые
образуются, например, за счёт переходных процессов при
включении, воздействия внешних электромагнитных полей,
электрических флюктуации и т. д. Причину неустойчивости состояния
равновесия из энергетических соображений можно объяснить
следующим образом. При малых амплитудах собственных колебаний в
контуре энергия, доставляемая первой гармоникой тока в анодную
цепь за период, оказывается больше той, которая теряется на
активных сопротивлениях. В результате получается избыток
энергии, который идёт на увеличение электрической энергии
конденсатора или магнитной энергии катушки, т. е. короче
колебательной энергии контура. Поэтому амплитуда напряжения на аноде
постепенно нарастает. Благодаря цепи обратной связи амплитуда
напряжения на сетке также увеличивается. По мере нарастания
амплитуды избыток между энергией, доставляемой в анодную цепь
и теряемой на активных сопротивлениях, уменьшается, пока не
наступит установившийся режим. В установившемся режиме вся
энергия, доставляемая первой гармоникой анодного тока, идёт
на покрытие активных потерь. Следовательно, колебательная
энергия контура не изменяется и амплитуда автоколебаний остаётся
постоянной. Ограничение амплитуды объясняется нелинейностью
с татическои характеристики анодного тока. За счёт нелинейности

Автогенераторы 201
статических характеристик зависимость между амплитудой
первой гармоники анодного тока (/а1) и амплитудой напряжения на
сетке (Uc) получается также нелинейной. Пропорциональность
между Iа1 и LJс может иметь место только при малых амплитудах.
Из сказанного следует, что для самовозбуждения необходимо,
чтобы малые колебания напряжения на сетке вызывали колебания
анодного тока вокруг состояния равнсзесия. Если в автогенераторе
применить внешнее смещение, при котором анодный ток полностью
запрётся, то самовозбуждение получаться не будет. Следовательно,
при внешнем смещении нижний угол отсечки анодного тока в
генераторе с самовозбуждением должен быть больше 90°. Это
нежелательно, так как связано с низким кпд, а следовательно, с
большой мощностью, теряемой на аноде.
В большинстве случаев в автогенераторах смещение
применяется не внешнее, а автоматическое от постоянной слагающей
тока сетки. При этом в состоянии равновесия смещение равно
нулю. При возникновении колебаний появляется сеточный ток,
ёмкость автосмещения заряжается и смещение увеличивается вместе
с увеличением амплитуды напряжения на сетке. В установившемся
режиме угол отсечки анодного тока может быть значительно
меньше 90°.
Все причины, вызывающие ограничение величины
установившейся амплитуды, мы объединили выше под общим понятием
нелинейности характеристики анодного тока. Практически
ограничение амплитуды вызывается такими причинами, как отсечки
анодного тока, нижняя и верхняя за счёт насыщения, деформация
импульса, связанная с наступлением перенапряжённого режима, и
увеличение смещения за счёт сеточного тока. В большинстве
случаев эти факторы действуют не изолированно, а совместно.
При анализе работы автогенератора встаёт вопрос об
устойчивости установившегося режима. Установившийся режим будет
устойчив, если малые отклонения от него с течением времени
затухают и автогенератор возвращается в установившееся
состояние. Если же малые отклонения с течением времени увеличиваются,
то ус1ановившийся режим неустойчив. Неустойчивые
установившиеся режимы существовать не могут, так как малые отклонения
неизбежны, они вызываются разнообразными причинами,
например нестабильностью источников питания, электрическими флюк-
туациями и т. д.
С энергетической точки зрения для устойчивости
установившегося режима необходимо, чтобы при амплитудах больше
установившейся энергия, доставляемая анодным током в
колебательную цепь, была меньше той, которая теряется на активных
сопротивлениях. Тогда недостаток энергии будет покрываться за счёт
колебательной энергии и амплитуда колебаний будет затухать,
возвращаясь к установившемуся значению. Наоборот, при амплитудах
меньше установившейся доставляемая энергия должна быть боль-

202
Глава to
ше активных потерь. Тогда избыток энергии будет идти на
увеличение колебательной энергии и амплитуда будет увеличиваться,
возвращаясь к установившемуся значению.
Чтобы управлять частотой автоколебаний, необходимо знать,
как она зависит от параметров схемы. Частота, главным образом,
определяется индуктивностью и ёмкостью контура, нов некоторой
степени она зависит также от режима автогенератора и от
величины питающих напряжений.
Подводя итоги всему сказанному выше, можно перечислить
re вопросы, которые будут стоять перед нами при изучении
автогенераторов:
1. Изучение правил составления схем автогенераторов.
2. Определение условий самовозбуждения.
3. Определение частоты автоколебаний.
4. Расчёт установившегося режима, выяснение его зависимости
^>т параметров схемы.
5. Исследование устойчивости установившегося режима.
6. Изучение причин нестабильности частоты.
Предметом настоящей главы является изучение
автоколебательных систем в плане первых пяти из перечисленных выше шести
пунктов. Последний пункт рассматривается в гл. 12, посвященной
стабилизации частоты.
Теория автогенераторов создана, главным образом, благодаря
работам советских учёных. На основании фундаментальных
исследований гениального русского математика А. М. Ляпунова
советскими учёными* во главе с Л. И. Мандельштамом, Н. Д. Па-
пал екс и и А. А. Андроновым,
была разработана теория
нелинейных колебаний и
успешно применена для решения
t многих радиотехнических за-
Ц^а дач. Важные рзботы по
теории автогенераторов
принадлежат Ю, Б. Кобзареву.
Большой вклад в теорию
автогенераторов был сделан
работами Н. М. Крылова и
Н.Н Боголюбова. Эти учёные создали теорию расчёта
автогенераторов, основанную на применении методов символического
комплексного исчисления, которое находит широкое применение в
инженерной практике. Всё дальнейшее изложение теории автогенераторов
основано на работах советских исследователей.
10.2. Общие уравнения для автоколебательных схем
Всякая автоколебательная схема может быть сведена к общей
схеме, представленной на рис. 10.1а. Идея этой схемы
принадлежит Н. М. Крылову и Н. Н. Боголюбову. Аналогичную схему

Автогенераторы
203
мы уже изучали в п. 8.3. На рис. 10.1а показаны принимаемые за
положительные направления токов ia, ic и переменных
составляющих напряжений ис и иа. Питающие напряжения на этой схеме
опущены. Мгновенные напряжения на аноде и сетке выражаются
через ис, иа и питающие напряжения следующим образом:
ec~L#uc. (10.2.1)
Напряжения ис и иа связаны с токами и параметрами
эквивалентной схемы символическими уравнениями:
(10.2.2)
(10.2.3)
Во многих случаях для расчёта и анализа автоколебательных
схем удсбно вместо схемы на рис. 10.1а применять эквивалентную
схему с идеальным трансформатором, которая показана на рис. 10.16.
Вместо параметров zm и 7С здесь применяются k и г* .
Коэффициент трансформации:
/г = ^. (10.2.4)
''а
Сопротивление короткого замыкания z^ есть сопротивление со
стороны сетки, когда анодная цепь замкнута накоротко:
za=zc--f . (10.2.5)
Схема рис. 10.\б оказывается удобной в тех случаях, когда
сопротивление г3 составляет малую величину по сравнению с
сопротивлением нагрузки в анодной цепи га на частоте первой
гармоники. Обычно это имеет место в автогенераторах, у которых
колебательная система состоит из одного контура. Для схемы
рис 10.16 справедливы следующие уравнения:
ua=(ia-Mc)zv, (10.2.6)
uc=kua — icza. (10.2.7)
В теории автогенераторов коэффициентом обратной связи
называется отношение напряжения на сетке к анодному. Из
уравнений (10.2.6) и (10.2.7) можно найти выражение для коэффициента
обратной связи
и,
k1 =~c~ =k~ ~^rr ~ . (10.2.8)
Ua la- Kic Zd

204
Глава П)
Из этого выражения следует, что если ток сетки отсутствует
(^—0), то коэффициент обратной связи равен коэффициенту
трансформации к. В общем случае коэффициент обратной связи
определяется не только параметрами схемы, но и зависит от
соотношения токов сетки и анода.
В автогенераторах так же, как и в генераторах с внешним
возбуждением, колебания близки к синусоидальным, гармоники
напряжения выражены слабо. Поэтому главное значение имеют
параметры на первой гармонике. Для целого ряда схем на первой
гармонике импеданц га оказывается во много раз меньше
сопротивления нагрузки и поэтому поправкой на величину коэффициента
обратной связи за счёт тока сетки можно пренебречь. Её
приходится учитывать только в некоторых особых случаях, например,
при изучении зависимости частоты автоколебаний от режима.
По этой причине мы будем часто называть коэффициент
трансформации к коэффициентом обратной связи. Оговорки будут делаться
только в тех случаях, когда это может вызвать недоразумение.
Учёт тока сетки, который не играет принципиального значения
при исследовании многих вопросов, приводит к значительному
усложнению уравнений. Чтобы получить наиболее важные
закономерности в простой, легко обозримой форме, мы не будем сначала
учитывать ток сетки, положив в уравнениях ic = 0. Тогда ур-ния
(10.2.6) и (10.2.7) приобретают следующий вид:
ua = iaza, (10.2.9)
ис=киа. (10.2.10)
В недонапряжённом режиме анодный ток является функцией
управляющего напряжения. Поэтому удобнее заменить два
уравнения одним, относительно управляющего напряжения. Обозначим
переменную составляющую управляющего напряжения
u=uc~Dua, (10.2.11)
На основании (10.2.10) вместо (10.2.11) можно написать
u^ua{k—D). (10.2.12)
Теперь, подставив сюда (10.2.9), получим уравнение, связываю^
щее управляющее напряжение с анодным током
u=(k-D)zaia. (10.2.13)
Это уравнение показывает, что управляющее напряжение
получается умножением анодного тока на некоторое сопротивление.
Н. М. Крылов и Н. Н. Боголюбов ввели для него название
управляющего сопротивления Будем его обозначать
z=(k-~D)za
(10.2.14)

Автогенераторы
205
Тогда вместо (10.2.13) можно написать;
u=iaz. (10.2.15)
Все написанные выше символические уравнения пригодны для
любого режима автогенератора, в том числе и для
установившегося.
В установившемся режиме ток и напряжение являются
периодическими функциями времени и написанные уравнения справедливы
для комплексной амплитуды каждой гармоники, если параметры
схемы в уравнениях взяты для той же гармоники. Таким образом, для
комплексных амплитуд основной частоты из (10.2.15) можно
написать
1^ = 1^. (10.2.16)
Здесь z1— комплексное управляющее сопротивление для первой
гармоники, согласно (10.2.14)
z1 = (k1-i))zal. (10.2.17)
Уравнение (10.2.16) связывает комплексные амплитуды
управляющего напряжения и первой гармоники анодного тока в
установившемся режиме. Поэтому оно называется уравнением
установившегося режима. Его можно записать в другой форме, если ввести уже
известное из п. 7.4 понятие приведённой крутизны. Для общности
будем считать приведённую крутизну комплексной величиной. О
причинах, в силу которых приведённая крутизна может быть комплексной,
будет сказано ниже. Согласно определению приведённая крутизна
S! = ]f. (10.2.18)
Тогда ур-ние (10.2.16) приобретает следующий вид:
S1z1 = l (10.2.19)
Его же можно переписать в развёрнутой форме, если заменить
Zi из (10.2.17)
SI(k1-D)zal=l . (10.2.20)
Анализ ур-ния (10.2.20) позволит нам сделать важные выводы
о механизме работы автогенератора и даст возможность установить
общее правило для составления схем автогенераторов. Это
уравнение связывает комплексные величины и поэтому может быть
разделено на два уравнения. Представим каждую из комплексных
величин в показательной форме:
kt D=^-D\f?*-D
'al
e
(10.2.21)

206 Глава JO
После подстановки (10.2.21) в (10.2.20) получим два уравнения,
из которых одно связывает модули всех величин, а другое их фазы:
SJkr-Dlz^l, (10.2.22)
<Pi+<P*-z> +?«= ±2т («=0,1,2...) (10.2.23)
Первое уравнение называется уравнением баланса амплитуд,
второе называется уравнением баланса фаз. Анализ уравнения
баланса фаз начнём с краткого обсуждения причин, в силу которых
приведённая крутизна может быть комплексной. Таких причин
две — это присутствие в анодном токе высших гармоник и
инерция электронов. Рассмотрим сначала вопрос о высших гармониках.
Импульсы анодного тока содержат высшие гармоники, которые
развивают напряжение в анодной цепи, через цепь обратной связи
оно передаётся на сетку. Нагрузка для высших гармоник
практически реактивна, поэтому кривая напряжения на сетке с учётом
высших гармоник получается несимметричной. Асимметрия
возбуждающего напряжения приводит к тому, что образующийся
благодаря отсечке импульс анодного тока оказывается
несимметричным. Это значит, что между фазами первых гармоник анодного
тока и напряжения на сетке (точнее управляющего напряжения)
получается расхождение, т. е. приведённая крутизна будет
комплексной. Следует, однако, подчеркнуть, что величина <pi
получается малой, поскольку амплитуды высших гармоник напряжения
на контуре малы. Порядок амплитуд высших гармоник напряжения
относительно первой определяется величиной затухания контура.
Вычисления показывают, что такого же порядка получается и
фаза приведённой крутизны, это соответствует величине cpi
около 1°. Поэтому комплексность приведённой крутизны за счёт
высших гармоник можно при расчёте режима автогенератора не
учитывать.
Учёт влияния высших гармоник является существенным при
объяснении зависимости частоты автоколебаний от питающих на-
иряжений. Подробнее этот вопрос рассмотрен в гл. 12,
посвященной стабилизации частоты. Отметим, что понятие комплексной
приведённой крутизны в связи с учётом высших гармоник впервые^
введено Ю. Б. Кобзаревым в 1928 г.
Второй причиной комплексности приведённой крутизны являег-
ея инерция электронов, которая становится заметной в диапазоне
дециметровых и отчасти метровых волн. В указанных диапазонах
время пролета электронов в лампе может составлять значительную
долю периода переменного напряжения. За счёт инерции
электронов форма импульса анодного тока искажается. В
результате фаза первой гармоники анодного тока отстаёт от фазы первой
гармоники управляющего напряжения, т. е. получается срг < 0.
Комплексность приведённой крутизны в диапазоне увч может
играть весьма важную роль. Нагрузка автогенератора при этом
оказывается расстроенной, режим невыгодным. При конструи-

Автогенераторы
207
ровании ламп для автогенераторов увч обращается большое
внимание на то, чтобы инерция электронов сказывалась возможно
слабее. Это достигается, главным образом, сближением
электродов до предельно малых расстояний.
Итак мы разобрали причины, по которым приведённая
крутизна может быть комплексной. Из этого рассмотрения ясно, что во
многих случаях можно считать величину угла cpj малой. В
настоящей главе теория автогенераторов будет строиться на основе
этого предположения.
Угол ср/г-£> вообще может выражаться любым числом. Однако,
в этой книге рассматриваются только такие схемы автогенераторов,
у которых ср^д может иметь значения в интервале ±%.
Наконец, фазовый угол нагрузки в анодной цепи сра не может
выходить за пределы +ти/2.
Таким образом, при изложенных ограничениях можно в
ур-нии (10.2.23) положить п = 0 и переписать его в виде
?x+«P*-D+?e=0. (10.2.24)
Выясним, в каких пределах может изменяться фаза
коэффициента обратной связи, чтобы установившийся режим был
возможен. Не делая большой ошибки, можем положить cpi=0 и D— 0.
Тогда из (10.2.24) получим
?«=-?*. (10.2.25)
Из этого равенства следует, что поскольку сра заключён в
пределах + ти/2, то и срк должен быть заключён в тех же границах.
Иначе поддержание установившегося режима невозможно. Чтобы
пояснить этот результат, рассмотрим, что будет получаться
в автогенераторе в двух случаях, когда ср« = 0 и,<рк = тс. В
первом случае коэффициент обратной связи положительный, а во
втором отрицательный. На рис. 10.2 нарисованы
эквивалентные схемы автогенераторов и показана полярность напряжения
на сетке, аноде и направление первой гармоники анодного тока
в обоих случаях. При k> 0 (рис. 10.2а) направление первой
гармоники анодного тока такое, что она доставляет энергию в анодную
нагрузку. Эта энергия будет восполнять активные потери и
колебания могут поддерживаться. Во втором случае при k< О
(рис. 10.26) первая гармоника анодного тока направлена навстречу
напряжению на нагрузке. Это означает, что для поддержания
первой гармоники анодного тока будет расходоваться энергия,
запасённая в анодной нагрузке. Установившиеся колебания при таких
условиях невозможны. Заметим, что если учесть проницаемость,
то отрицательная обратная* связь имеет место уже тогда, когда
коэффициент обратной связи положителен, но меньше D.
Положительной обратной связью принято называть случай, когда <рЛ
лежит внутри интервала + -к-. Когда же yk лежит вне этого ин-

208 Глава 10
тервала (но не выходит за пределы ±и), то говорят, что обратная
связь отрицательна.
Изложенные выводы представляют ценность при составлении
схем автогенераторов, которые описываются ниже. Обычной
причиной комплексности коэффициента обратной связи является
присутствие потерь в контурах. Если предположить, что потери
отсутствуют, то может быть либо срй = 0, либо <рй = и. Чтобы
fH = 0, н>0
ТГ, н<0
Рис. 10.2.
получить положительную
обратную связь, схему
надо составлять так, чтобы
срй=0, т. е. чтобы было
соотношение фаз,
представленное на рис. 10.2а.
Из ур-ния (10.2.24)
фазовый угол анодной нагрузки
определяется через фазовые
углы приведённой крутизны
и коэффициента обратной
связи. С другой стороны,
зависимость <pfl от частоты даётся
фазовой характеристикой нагрузки.
Поэтому из уравнения баланса фаз может быть определена частота
автоколебаний в установившемся режиме.
Если приведённая крутизна и коэффициент обратной связи
вещественны, сра = 0, срк _ о = 0, то нагрузка будет активна, т. е. сра = 0. Это значит,
что частота автоколебаний совпадёт с частотами резонанса колебательной
системы, включённой в анодную цепь.
Чем больше фазовые углы cpt и ук-D, тем больше уклонение частоты
от резонансной. При этом нагрузка в анодной цепи будет комплексная или,
говоря иначе, расстроенная. Энергетический баланс при работе на
расстроенную нагрузку получается невыгодным, так как полезная мощность и
кпд уменьшаются.
Для иллюстрации уравнения фазового баланса на рис. 10.3 приведены
векторные диаграммы. Первая из них (рис. 10.3а) построена для случая D=0
и срк < 0. Вектор напряжения на сетке показан отстающим от вектора
анодного напряжения. Вектор первой
гармоники анодного тока построен в
%
п±о
предположении, что фаза его
совпадает с фазой напряжения на сетке,
т. е. ср1 = 0. Фазовый угол анодной
нагрузки определяется разностью фаз
анодного напряжения и тока. На
диаграмме этот угол положителен, т. е.
нагрузка имеет реактивную
составляющую индуктивного характера.
На второй векторной диаграмме
показано, к каким результатам
приводит учёт реакции анодного
напряжения на анодный ток. Она отличается от предыдущей диаграммы тем, 4io
построен вектор управляющего напряжения. Фаза первой гармоники тока
совпадает с фазой этого напряжения. На диаграмме показана разность фаз
между управляющим и анодным напряжениями, этот угол мы обозначили ук-D-
Связь между фазовыми углами срк _ d и <ра и параметрами схемы
обычно известна через выражения вида tg<p. Поэтому уравнение баланса фаз
в форме (10.2.24) оказывается удобным для определения частоты автоколе-
Рис. 10.3.

Автогенераторы 209
баний только в тех случаях, когда фазные углы малы и можно
положить tgcp = у. В тех случаях, когда комплексность ко ффициента обратной
связи значительна, удобнее пользоваться уравнением установившегося
режима в форме (10.2.19). Согласно этому уравнению при вещественной
приведённой крутизне управляющее сопротивление также вещественно. Поэтому
его можно переписать в виде следующих двух уравнений:
Zj^fy. (10.2.26)
5Х^= 1. (10.2.27)
Подстановка в ур-ние (10.2.26) выражения г{ для конкретной схемы
даст возможность определить частоту автоколебаний и управляющее
сопротивление в установившемся режиме. Уравнение (10.2.27) служит для
определения установившейся амплитуды.
Уравнению установившегося режима (10.2.20) можно ещё дать такую
трактовку. Перепишем его в виде
— __Sl (k1~D) = 0. (10.2.28)
Первый член в этом уравнении представляет проводимость анодной
нагрузки, второй вместе со знаком минус есть проводимость анодной цепи лампы
для первой гармоники. Из (10.2.28) следует, что в установившемся режиме
сумма проводимостей лампы и нагрузки должна быть равна нулю. Активная
составляющая проводимости нагрузки компенсируется отрицательной
активной составляющей проводимости лампы. Это значит, что активные потерн
в нагрузке покрываются за счёт лампы, играющей роль отрицательного
сопротивления. Реактивная составляющая проводимости нагрузки равна по
величине и противоположна по знаку реактивной составляющей
проводимости лампы.
Комплексность крутизны или коэффициента обратной связи
обусловливает появление соответствующей реактивной составляющей в анодной
нагрузке.
Аналогичные рассуждения можно было бы провести, заменив
проводимости соответствующими сопротивлениями.
Приведённые выше уравнения устаногившегося режима получены
в предположении, что сеточный ток равен нулю. При учёте сеточного тока
оказывается, что ур-ние (10.2.20) остаётся справедливым, только смысл
входящих в него величин изменяется. Запишем его в следующем виде:
S[ (k[ -D)ia, =1. (10.2.29)
При учёте сеточного тока гшд приведённой крутизной в соответствии
с ур-нием (10.2.6) надо понимать
i la, — Ki lei
S[ - ' ц 1^i-. (10.2.30)
Член klci учитывает реакцию цепи сетки на анодную цепь. Величина kj
есть коэффициент обратной связи с учётом поправки от тока сетки согласно
ф-ле (10.2.8)
k' = kx- -j \-, • р- . (10.2.31
Из приведённых выражений следует, что выводы, сделанные при
анализе уравнений установиншегося режима, в значительной степени сохраняют
свою силу и для этого более общего случая.
14 Радиопередающие устройства

210
I лова 10
10.3. Обобщённая трёхточечная схема
Многие автоколебательные схемы могут быть сведены к
обобщённой трёхточечной схеме, представленной на рис. 10. 4.
Прежде чем переходить к рассмотрению конкретных схем, полезно
изучить свойства этой схемы. Каждое из сопротивлений, показанных
на рис. 10.4, в простейшем случае может представлять
индуктивность или ёмкость. В дру1их случаях каждое из сопротивлений
может означать колебательный контур или ещё более сложную
колебательную систему. В дальнейшем всегда
будет сохраняться порядок нумерации
сопротивлений, принятый на рис. 10.4.
Составим выражения для трёх параметров,
которые характеризуют свойства всякого
автогенератора: сопротивления нагрузки в анодной
цепи, коэффициента трансформации и
сопротивления короткого замыкания. Чтобы не
усложнять для начала формулы, положим, что
между ветвями zx и z2 сопротивление связи zm = 0.
Выражение для сопротивления нагрузки в анодной цепи имеет
следующий вид:
Рис. 10.4.
ZiQgg + Za)
Zl+Z2+Z3
(10.3.1)
При составлении выражения для коэффициента трансформации
следует учесть, какое направление напряжений на сетке и аноде
принято за положительное при составлении общих уравнений.
На схеме рис. 10.4 показана положительная полярность этих
напряжений в соответствии с рис. 10.1а. Приняв за
положительное направление тока в ветви обратной связи, показанное на
рис. 10.4 стрелкой, получим следующие выражения для
напряжений на сетке и аноде:
"а=Уг2-{-г3).
Взяв отношение этих напряжений, найдём выражение для
коэффициента трансформации
\/ k--
z*+za
(10.3.2)
Сопротивление короткого замыкания со стороны сетки найдём,
замкнув накоротко анод с катодом. Из рис. 10.4 следует, что со-

Автогенераторы
противление короткого замыкания определяется параллельным
включением элементов z2 и г3:
Легко проверить, что то же выражение для г3 можно записать
через сопротивление г2 и коэффициент трансформации следующим
образом:
z,=z2(\+k). (10.3.3)
В общем случае, каждое из сопротивлений на частоте
автоколебаний может представлять комплексную величину:
z2=r2-fix2 (10.3.4)
Если активные составляющие этих сопротивлений значительны
по сравнению с реактивными, то согласно (10.3.2) коэффициент
обратной связи будет величиной комплексной. Рассмотрим случай,
когда активные сопротивления малы по сравнению с реактивными.
Тогда приблизительно:
Zi^ixxj •
z2^ix2 (10.3.5)
В этом случае коэффициент обратной связи будет величиной
действительной. В соответствии с уравнением для
установившегося режима (10.2.20) сопротивление анодной цепи в этом случае
должно быть активным. Это значит, что частоха автоколебаний.,
будет близка к^ частоте, на которой сумма реактивных
сопротивлений при круговом обходе контура на рис. 10.4 равна нулю, т. е.
*i+*2-f-*3=0. (10.3.6)
В случае, когда сопротивления zx, z2, z3 на рис. 10.4
представляют только индуктивности или ёмкости или последовательное
соединение их, корнем ур-ния (10 3.6) будет единственная частота
свободных колебаний контура гъ z2, zs. В более сложных случаях
сопротивления zx, z2, zs сами могут представлять колебательные
контуры. Тогда решение ур-ния (10 3 6) будет давать несколько
корней, но и в этом случае корни ур-ния (10.3.6) будут частотами
свободных колебаний системы связанных контуров.
Пользуясь полученными выше общими формулами, найдём
выражения для za, k, zz на частоте первой гармоники свободных
211

212
Глава 10
кслсбаиий. Подставив (10.3.5) в (10.3.2) и приняв во внимание
ур-ние (10.3.6), получим выражение для коэффициента
обратной связи:
k=^~. < (10.3.7)
Для сопротивления нагрузки согласно* у'р-нию (10.3.1),
учитывая (10.3.5) и (10.3.6), получим:
х2
/?« = -7i, (Ю.3.8)
где г ч
Г=Гг f Г2 4 Г8.
Для сопротивления короткого замыкания после подстановки
(30.3.5) в (10.3 3) получим:
z3=i*2(l-f-£). (10.3.9)
Из полученных уравнений следует, что Zc — чисто реактивное
сопротивление. По модулю z3 много меньше Ra>.
Теперь можно разобрать вопрос о том, какого характера
должны быть реактив! ые сопротивления в плечах трёхточечной
схемы, чтобы существование установившихся колебаний было
возможно. Для этого необходимо, чтобы коэффициент обратной
связи был положителен. Из выражения (10.3.7) следует, что k>0,
если на частоте автоколебаний реактивные сопротиЕления х2 и
хх одного знака. Из уравнения для частоты (10.3.6) при этом
следует, что знак реактивного сопротивления х3 должен быть
противоположен знаку хг и х2. Таким образом, установившиеся
автоколебания в обобщённой трёхточечной схеме возможны на
частоте, определяемой из ур-ния (10.3.6), при выполнении одного
из двух нижеследующих условий:
1) ;*!>0; ;л-2>0; **а<0; (fl).3.10)
2) ;х1<0 ; j*2<0 ; .*8>0 . (10.3.11)
Если сопротивления zx и z2 индуктивного характера, тогда
z3 должно быть ёмкостным. В дальнейшем такой вариант схемы
будем называть индуктивной трёхточкой. Если zx и z2
ёмкостного характера, то zs должно быть индуктивным и схема будет
называться ёмкостной трёхточкой.
Если активные составляющие сопротивления zlf z2 п ?з
одного порядка с реактивными, то ф-лы (10.3.7), (Ю.3.8) и (10.3.9)
не имеют силы. Коэффициент обратной связи,
сопротивления za и zc— будут комплексными. По абсолютной величине
za и гг будут одного порядка с сопротивлениями в плечах
трёхточечной схемы. Однако и в этом случае установившиеся
автоколебания могут быть лишь тогда, когда реактивные составляющие

Автогенераторы
Xi, х2, х3 удовлетворяют полученным выше условиям (10.3.1СГ)
и (10.3.11).
Чтобы состарить формулы для za , k, z? с учётом взаимной магнитной
связи между ветвями zy и z2, как: показано на рис. 10.4, надо сделать
замену схемы на рис. 10.4 эквивалентной, подобно тому, как представлено
на рис. 6.4. Опуская вычисления, выпишем только окончательные формулы;
Za
«, Ц + *8)
Z
1
Z
*0
(< +
~zm
z\ +:
2з) ~
г \
-7)
- Zm\
" п Zq
ZmZ0
(l+k)
Здесь обозначено:
Z = Z -I Z Z — Z 4- Z Zn = Z -\- Z A- Z .
I 1 т"> 2 2 П1' 0 1 2 \
Отсюда для^случая, когда активные сопротивления плеч трёхточечной
схемы малы по сравнению с реактивными и сопротивление связи чисто
реактивное Zm — \xm, вместо (10.3.6) получается следующее уравнение для
частоты:
х =0, (10.3 \2)
1де
х = х -f х и х — х + х,
и следующие формулы для k, Rw и z-
X
X '
г
(10.3.13)
(10.3.14)
i(x —kxm) (1 4 k). (10.3 15)
Из ф-л (10.3.13) и (10.3.14) следует, что учёт связи zm между ветвями
Zi и z2 в формулах для & и #ж приводит лишь к замене хх ид;2нал: ид; .
Структура выражения для Za изменяется более сложным образом.
10.4. Одноконтурные автогенераторы
Одноконтурными автогенераторами называются
автогенераторы, нагрузкой которых является единственный колебательный
контур. Главная особенность таких генераторов состоит в том,
что при заданных параметрах они имеют одну резонансную часто-

214
Глава 10
ту. Если пренебречь малыми активными сопротивлениями, то
коэффициент обратной связи является величиной вещественной.
Поэтому нагрузка в установившемся режиме активная.
Сопротивление короткого замыкания на частоте автоколебаний оказывается
реактивным и по модулю малым по сравнению с сопротивлением
нагрузки.
На рис. 10.5а представлена схема с трансформаторной
обратной связью. Для того, чтобы в этей схеме получилась
положительная обратная связь, необходимо, чтобы направление витков
катушки обратной связи Lc было противоположно направлению
витков катушки контура, если идти в направлении от катода к аноду
или сетке.
Частота автоколебаний равна собственной частоте контура
<й=—^=. При составлении формул для k, Rat и г„ ради простоты
у LC
не будем учитывать взаимную индуктивность между частями
катушки, попадающими в разные ветви контура. При этих условиях
коэффициент обратной связи определяется выражением*
Сопротивление нагрузки в анодной цепи
Rce =
(со LaY
Сопротивление короткого замыкания определяется по схеме,
представленной на рис. 10.56. Оно оказывается индуктивным
В генераторе по схеме рис. 10.5а можно регулировать
величину обратной связи без изменения частоты автоколебаний и сопро-
1 •
тивления нагрузки. Для этого надо изменять положение катушки
обратной связи относительно катушки контура или изменять
её число витков. На рис. 10.5в представлен другой вариант схемы
с трансформаторной обратной связью. В этой схеме, катушка об-

Автогенераторы
215
ратной связи является продолжением катушки контура.
Регулировка коэффициента обратной связи без изменения нагрузки
осуществляется перестановкой щупа с. Регулировка частоты в
схемах с трансформаторной связью осуществляется изменением
ёмкости контура. При этом сопротивление нагрузки также меняется,
а коэффициент обратной связи остаётся постоянным.
а ? ViL
O/t -=fer •=*- ^ ;_ !о -ч-
1^
ш-
Ъ^
На рис. 10.6а представлена схема автогенератора с
параллельным питанием анодной цепи и последовательным питанием
цепи сетки. На рис. 10.66 показана та же схема с
последовательным питанием цепи анода и параллельным питанием цепи сетки.
Иногда сопротивление автосмещения приключается
непосредственно к сетке, как это показано на рис. 10.бе. Такое включение
возможно, если сопротивление Rc не
обладает большей паразитной ёмкостью и если
мощность высокой частоты, выделяемая в нём,
мала по сравнению с мощностью, выделяемой
в контуре. Обычно такие схемы встречаются
только в гетеродинах приёмников, где тек
сетки мал и поэтому сопротивление смещения
имеет порядок сотен тысяч ом и более.
На рис. 10.7а показана схема
индуктивной трёхточки. На практике эта схема
применяется в несколько ином виде:
индуктивности Li и Z.2 представляют части одной
катушки, связанные взаимной индукцией.
Такая схема предстаЕлена рис. 10.76.
Колебательный контур образован ёмкостью Сз и
индуктивностью между щупами контура kxk2
Лампа приключается к контуру также с
помощью трёх щупов a, k, с. Щуп а
называется щупом анодной связи, щуп с называется щупом
обратной связи.
Составим выражения для основных параметров схемы рис. 10.76,
Частота колебаний о> =
Рис. 10.7
/1С,
, Здесь L — индуктивность контура,

216
Глава 10
т. е. индуктивность между щупами k\ и k2. Коэффициент
обратной связи
л: coZ, L
х oiL L
i i i
где
L'i=L1-{-M, L2=L2-\-M.
Поскольку все индуктивности относятся к одной катушке,
выполненной в виде цилиндра с однослойной намоткой, можно
считать их отношение равным отношению чисел витков
ъ ~ Пз
Сопротивление нагрузки в анодной цепи
_«)2__ 2
>\се — ~ ~Р Ное макс •
Здесь сопротивление нагрузки, отнесённое к точкам kx, k2,
обозначено
Ксемакс— Z. —Р ^ >
коэффициент включения контура в анодную цепь
п — число витков между щупами &, и k2.
В схеме индуктивной трёхточки коэффициент включения
контура всегда меньше единицы. Как видно из рис. 10.76,
максимальный коэффициент включения равен
г маки ' ■ lit.
Сопротивление короткого замыкания
z3=ico(Z,2_&M)(l-f&).
Частота автоколебаний в этой схеме может регулироваться
изменением ёмкости Сз или перестановкой щупов klt k2. В обоих
случаях изменение частоты сопровождается изменением
сопротивления нагрузки, а коэффициент обратной связи при этом не
изменяется (предполагается, что щуп kx стоит сышещупаа, а щуп k2
ниже щупа с). Перестановкой щупов а и с можно регулировать
резонансное сопротивление и коэффициент обратной связи. Частота

Автогенераторы
217
автоколебаний при этом изменяется лишь в незначительной степени
за счёт приключения паразитных ёмкостей к различным участкам
катушки.
Питание цепей анода и сетки автогенератора может
осуществляться по параллельной и
последовательной схемам. Смещение на сетку в
большинстве случаев подаётся автоматическое.
На рис. 10.8а показан вариант
включения индуктивной трёхточки по схеме
параллельного питания цепей анода и сетки.
Блокировочные ёмкости и индуктивности
выбираются из тех же соображений, какие
уже излагались для генераторов с внешним
возбуждением. На рис. 10.86 приведён
вариант индуктивной трёхточки с
последовательным питанием анодной цепи.
Схема ёмкостной трёхточки без
источников питания приведена на рис. 10.9а.
Пусть С — ёмкость контура при круговом
обходе. Эта ёмкость выражается через
ёмкость анодной связи Ci, и ёмкость
обратной связи С2 следующим образом:
JL=JL_|__L.
Частота автоколебаний определяется собственной частотой
контура /^
_ 1
<а~ -/Цс '
Согласно общей теории для коэффициента обратной связи
получим выражение
k=-^- — л
Обычно коэффициент обратной связи бывает
порядка ОД—0,3. Поэтому ёмкость обратной
связи Сг должна быть больше ёмкости анодной
связи Сх в несколько раз: С2 = (3-М0)СХ.
Сопротивление нагрузки определяется
выражением
К се ==Р Кае макс •
•
Здесь обозначен коэффициент включения
(6)
Рис. 10. 8.
Р
_ U а
и.
1
Рис. 10.9.
Uac Ua+Uc \ + k

218
Глава 10
Резонансное сопротивление контура, отнесённое к точкам анод-
сетка,
D _ (о)!,)2 п
Да макс — ~ —Р Ч. •
Сопротивление короткого замыкания получайся ёмкостного
характера, по величине близкое к сопротивлению ёмкости обратной
связи С2
z, =*,(!+*)= |±£.
Изменение частоты обычно достигается регулировкой
индуктивности L3. Ёмкости Ci, C2 для этой цели не изменяются.
На рис. 10.96 показана схема ёмкостной трёх точки, где
регулировка частоты достигается специальной ёмкостью Сз,
включённой параллельно индуктивности Ы.
Обозначим ёмко* ть последовательного соединения С\ и Сг че-
1 1,1
рез С\2, так что
С12
с, +'с2
Емкость Ci2 Еключена параллельно Сз. Если эти ёмкости
одного порядка, то частота автоколебаний значительно отличается
от собственной частоты контура ЬзСз. Активная составляющая
сопротивления г3 получится мгого меньше реактивной
составляющей. Следовательно,
коэффициент обратной связи
будет величиной
вещественной. При этом частота
автоколебаний определится
формулой
1
Рис. 10.10.
J^L3(C3+C12)
Для k, Rce и z,
справедливы чолученные выше
выражения для схемы
рис. 10.9а. При изменении
ёмкости С3 в схеме рис. 10 96
изменяются частота
автоколебаний и сопротивление нагрузки. Коэффициент обратной связи
остаётся Неизменным.
Рассмотрим включение цепей питания в схему ёмкостной трёх-
точки. На рис. 10 10а представлена схема ёмкостной трёхточки
с парачлельным питанием цепей анода и сетки. На рис 10 \^б
представлена схема ёмкостной трёхточки с последовательным
питанием анодной цепи.

Автогенераторы
219
При разборе схем автогенераторов с питанием полезно, чтобы
читатель отдал себе отчёт в том, какие напряжения действуют на
блокировочных элементах схемы и из каких сосбражении их следует
выбирать.
Каждый из разобранных выше
автогенераторов может быть использован для
включения по двухтактной схеме. Догатжн-
ство двухтактных азтоколебатель1цлх с&елг
состоит в их симметрии относительно земли.
На рис. 10.11 в качестве примера представлена
двухтактная схема индуктивной трёхточки
с последовательным питанием анодной цепи.
При составлении двухтактных
автоколебательных схем следует иметь в виду, что
средняя точка контура по высокой частоте должна
иметь потенциал земли. В остальном эти Рис. 10.11.
схемы для каждого плеча составляются
аналогично однотактным. Расчёт двухтактного 1еператора следует
производить на одно плечо, а затем пересчитать токи и
напряжения на основании общих правил.
10.5. Установившиеся режимы автогенераторов и их
устойчивость при внешнем смещении
В настоящем разделе рассматриваются одноконтурные
автогенераторы, обладающие единственной возможной частотой
колебаний. Предполагается, что коэффициент трансформации на
частоте автоколебаний является величиной действительной, а
сопротивление короткого замыкания на первой гармонике реактивно и мало
по сравнению с сопротивлением нагрузки. Поэтому можно считать,
что и при наличии тока сетки амплитуда напряжения первой
гармоники на сетке и аноде связаны через коэффициент
трансформации. Перечисленным условиям удовлетворяют все рассмотренные
выше схемы автогенераторов. Смещение предполагается внешним.
В дальнейшем на базе полученных результатов будет
рассмотрен автогенератор с автоматическим смещением.
Как было объяснено во введении, амплитуда автоколебаний
увеличивается, если мощность, развиваемая в анодной цепи,
превышает мощность, теряемую в контуре. Потеря мощности
происходит на активном сопротивлении контура и за счёт потребления
мощности сеточной цепью автогенератора. Предположим, что
существуют автоколебания с амплитудой напряжения на аноде Ua.
Тогда мощность, доставляемая первой гармоникой а'нодного тока,
будет
Pi=-^UUa. (Ю.5.1)

220
Глава 10
Мощность, теряемая на активном сопротивлении контура при
той же амплитуде, равна
Наконец, мощность, теряемая в цепи сетки, рЛ=—- IclUc. Эту
формулу можно переписать, заменив амплитуду напряжения на
сетке через амплитуду напряжения на аноде и коэффициент
трансформации
Pel=±-IclkUa. (10.5.3)
Амплитуда напряжения на контуре будет возрастать, если
выполняется неравенство Pi>Pk-\- Рс1, или иначе
Px-Pcl>Pk. (10.5.4)
Сделав в последнее неравенство подстановку (10.5.1), (10.5.2),
(10.5.3) и разделив обе части его на х/2 Ua, получим следующее
условие для нарастания амплитуды:
U-McOji- (Ю.5.5)
Установившийся режим наступит, когда мощность,
доставляемая в контур, станет равна мощности потерь. Если неравенство
(10.5.5) заменить равенством, то получим условие
установившегося режима:
Ial-kI€l=Zz. (10.5.6)
Слагаемое ЫсХ в полученном выражении учитывает реакцию
цепи сетки на анодную цепь. Учёт этой реакции, не позволяя
сделать принципиально новых выводов, приводит, однако, к
усложнению рассуждений, поэтому в начале анализа будем пользоваться
уравнением установившегося режима без учёта сеточного тока
и учтём его лишь в конце.
Таким образом, уравнением установившегося режима будем
считать
U-fe . (10.5.7)
Амплитуда первой гармоники анодного тока в недонапряжён-
ном режиме определяется амплитудой управляющего напряжения:
U=Ue-DUa=Ua{k-D). (Ю.5.8;

Автогенераторе
221
Целесообразно правую часть ур-ния (10.5.7) также выразить
через управляющее напряжение. Тогда уравнение установившегося
режима примет вид:
(/Я1=/. ( (Ю.5.9)
Здесь fty^Cfc— D)Ra' Нетрудно видеть, что ур-ние (10.5.9)
эквивалентно уравнению установившегося режима, которое
было получено выше [ф-ла (10.2.27)].
Разберём* теперь вопрос о том, как при помощи ур-ния (10.5.9)
определить '• амплитуду напряжения на аноде в
установившемся режиме. Наиболее просто и наглядно решение получается
графическим путём.- Для этого следует посгроить график /а1(£/),
выражающий зависимость амплитуды первой гармоники анодного
тока от амплитуды управляющего напряжения. Этот график
получил название колебательной характеристики. Правая часть
ур-ния (10.5.9) на плоскости IalU изобразится прямой линией.
Абсциссы этой прямой дают амплитуду управляющего напряжения,
которая создаётся током 1а1 благодаря-цепи обратной связи.
Поэтому её принято называть прямой обратной связи. Точка
пересечения прямой обратной связи с колебательной характеристикой
определит амплитуду автоколебаний в установившемся режиме.
Рассмотрим сначала ход колебательной характеристики в
предположении, что режим остаётся недонапряжённым на всём
протяжении её. В этом случае амплитуда первой гармоники анодного
Рис. 10.12.
тока может быть заменена амплитудой первой гармоники
эмиссионного тока. На рис 10.12а показано, каким образом
изменяется форма импульса тока эмиссии при увеличении амплитуды
управляющего напряжения. Рассмотренный пример соответствует
случаю, когда точка покоя лежит на восходящем участке
характеристики. В этом случае при малых амплитудах управляющего напряже-

222
Глава 10
ния отсечка тока не имеет места. При иечезагсще малой амплитуде
первой гармоники тока её можно выразить через крутизну
характеристики в точке покоя: Ial = S0U. С увеличением амплитуды
напряжения появляется нижний угол отсечки тока, высота
импульса возрастает, пока не ограничится током насыщения.
В зависимости от положения точки покоя крутизна
колебательной характеристики либо монотонно уменьшается, либо на
характеристике имеет место точка перегиба. График колебательной
характеристики, показанный на рис 10. 126, соответствует пер-
вму случаю. На этом же рисунке показана и прямая обратной
связи. Как видно из рисунка, пересечение колебательной
характеристики с прямой обратной связи произошло в двух точках.
Первая совпадает с началом координат и соответствует состоянию
покоя. Здесь амплитуда равна нулю. Вторая соответствует
установившемуся режиму с некоторой амплитудой U .
Рассмотрим вопрос об устойчивости этих режимов. В интервале
амплитуд 0<£/<£/у колебательная характеристика идёт выше
прямой обратной связи, поэтому согласно (10.5.5) амплитуда
колебаний нарастает. Если неравенство (10.5.5) повёрнуто в обратную
сторону, то амплитуда уменьшается. Такое положение имеет место
при U>Uy, т. е. когда колебательная характеристика идёт ниже
прямой обратной связи. Из сказанного следует, что состояние
покоя будет неустойчивым, а установившийся режим с
амплитудой Uу будет устойчивым.
В общем виде условие устойчивости установившегося режима
можно сформулировать следующим образом: угловой
коэффициент касательной к колебательной характеристике в
установившемся режиме должен быть меньше углового коэффициента
прямой обратной связи, т. е.
dl1
dU
<~. (10.5.10)
U=Uy^ Ry '
Если знак неравенства в этом условии повёрнут в другую
сторону, то установившийся режим неустойчив. Приведённый
критерий может быть использован для вывода условия
самовозбуждения. Самовозбуждение возможно, если крутизна в точке покоя S0
больше крутизны прямой обратной связи. Таким образом, условие
самовозбуждения выражается неравенством
RyS0>\. (10.5.11)
В развёрнутом виде условие самовозбуждения можно записать
в следующей форме:
(k-D)RceSoy\. (10.5.12)
Из условия самовогбуждения (10 5.13) следует, что если
автоколебания не возникают, а мы стремимся их получить, то не

Автогенераторы
223
обходимо увеличить сопротивление нагрузки, коэффициент
обратной связи и крутизну статической характеристики в точке
покоя.
На рис. 10.12s представлена колебательная характеристика
для случая, когда точка покоя сдвинута левее начала статической
характеристики. Прямая обратной связи пересекает
колебательною характеристику в трёх точках. При этом состояние покоя
оказывается устойчивым, установившийся режим с амплитудой U'y —
неустойчивым, а режим с амплитудой Uy— устойчивым.
Устойчивый установившийся режим с амплитудой Uу может быть
получен только при условии, если в контуре создать такой запас
энергии, при котором амплитуда управляющего напряжения
U^>Uy. Режим, соответствующий Uy, является устойчивым «в
малом», т. е. он восстанавливается при малых возмущениях, но не яв-
лется устойчивым «в большом». Например, при выключении
генератора он вновь не вссстанавливается. По этой причине его иногда
называют «пол у устойчивым».
До сих пор мы считали, что на всём протяжении
колебательной характеристики режим был кедонапряжённым. Рассмотрим
теперь, какие изменения в форму колебательной характеристики
внесёт переход в область перенапряжённого режима. Для этого
прежде всего необходимо найти точку, в которой режим
критический. Для триодного автогенератора условие критического режима
имеет вид:
£а-"а=*(^+£,--£со).
Заменив Uc—kUa, найдём амплитуду анодного напряжения
в критическом режиме:
UaKp-Ea~^l\Ec0)- (Ю.5.13)
Амплитуда управляющего напряжения связана с амплитудой
анодного напряжения ф-лой (10.5.8), поэтому выражение для
управляющего напряжения в критическом режиме имеет вид:
^=да[£«-*(£с-£со)]. (Ю.5.14)
Для тетрода или пентода амплитуда напряжения на аноде
в критическом режиме по экранирующей сетке:
В этом случае можно положить D = 0, поэтому амплитуда
управляющего напряжения равна амплитуде напряжения на
сетке
UKP=k[Ea^2Lci]. (Ю.5.15)

221 Глава 10
Из приведённых выражений следует, что при любом типе
лампы амплитуда управляющего напряжения в критическом режиме
тем меньше, чем меньше коэффициент обратной связи. Положим,
что величина k задана и рассмотрим ход колебательной
характеристики 1^ (U) в области U^>UKP. Следует иметь в виду, что
и
Ua~ тгггл * Поэтому с увеличением управляющего напряжения
амплитуда анодного напряжения также" растёт и напряжённость
режима резко увеличивается. В результате ток сетки, экранирухщш
для тетрода и пентода и управляющей для триода, резко нарастает,
а амплитуда первой гармоники анодного тока также резко убывает -
Изложенные рассуждения показывают, что в области
перенапряжённого режима колебательную характеристику надо строить
особо для каждого значения коэффициента обратной связи. Вид
семейства колебательных характеристик для нескольких значений
k представлен на рис. 10.13а. На этом рисунке показан также
график первой гармоники тока эмиссии.
Рис. 10.13.
Рассмотрим теперь вопрос о том, в чём состоит различие "колебательных
характеристик /а, ((/) и характеристик /а, {Uc ) для генератора с внешним
возбуждением, которые изучались в п.7.5.
Отметим сначала различие, связанное с тем, что амплитуда
управляющего напряжения U = Uc — DUa отличается от амплитуды напряжения на
сетке Uc • Это различие важно с принципиальной стороны, но практически
несущественно, так как обычно величина D мала и часто можно считать
U ~ Uc . Положим для определённости D == 0. Тогда различие между
указанными характеристиками сводится к следующему.

Автогенераторы
225
Для генератора с внешним возбуждением характеристика /,,i {Uc )
снимается при заданной величине Rce . Колебательную характеристику можно
также снять на генераторе с внешним возбуждением, но при изменении Uc
одновременно надо так изменять Rce , чтобы оставалась неизменной
велите
чина& = ц- . Обе характеристики можно снять также и на автогенераторе,
но при снятии первой надо изменять k и оставлять неизменным Rce , а для
второй наоборот.
В недонапряжённом режиме реакция анодного напряжения на анодный
юк не имеет места и обе характеристики совпадают при D = 0. Однако
в перенапряжённом режиме они идут по-разному, как представлено на
рис. 10.136". На том же графике проведена прямая обратной связи и
показано, что амплитуда Uc в установившемся режиме при заданных
величинах k и Rce получится одинаковой. Различие между характеристиками
приобретает существенное значение, если интересоваться переходными
процессами в автогенераторе.
Согласно неравенству (10.5.5) избыток между энергией, доставляемой
v, контур первой гармоникой анодного тока и теряемой в нём, зависит от
разности ординат /а1 и —т^-—. Истинную величину /а1 при
неустановившемся режиме даёт только колебательная характеристика, так как и во
время переходного процесса остаётся в силе связь между напряжениями на
сетке и аноде через коэффициент обратной связи иа — ~т-. Что же
касается характеристики Ial (Uc) при Rce = const, то в переходном процессе
но ней определить истинную величину /а, нельзя, так как характеристика
снимается в установившемся режиме при заданной нагрузке и напряжение
па аноде определяется выражением Ua = IaiRce • В неустановившемся
режиме это равенство не имеет места согласно (10.5.5), поэтому и
величина /а1 получается неправильной. Следовательно, характеристика Iai (Uc) при
Rw = const непригодна для исследования переходных процессов в той
области, где реакцию анода необходимо учитывать.
До сих пор мы не учитывали реакцию тока сетки на анодную цепь.
Эш справедливо для тетродных и пеитодных автогенераторов, так как они
работают обычно в недонапряжённом режиме по управляющей сетке. Учёт
реакции тока сетки может оказаться существенным для триодного
генератора в перенапряжённом режиме.
Согласно полученной выше ф-ле (10.5.6) уравнение установившегося
режима с учётом тока сетки имеет вид:
/ г
Ia,-kIci=J^. (Ю.5.6)
Для триодного генератора можно заменить анодный ток через ток
эмиссии и ток управляющей сетки: Лц = Л— ^«1 в результате получим:
V
Л-(1-г-Л)/с1=5-.
Из этого уравнения следует, что на плоскости колебательной
характеристики учёт тока сетки сводится к тому, что из колебательной
характеристики эмиссионного тока, надо вычитать первую гармонику сеточного тока,
увеличенную в {I + k) раз.
В сильно перенапряжённом режиме поправка за счёт реакции сетки
может быть значительной. Например, при k — 0,3 учёт реакции
эквивалентен увеличению тока сетки на 30%.
15 Радиопередг ощие устройства

226
Глава 10
В заключение рассмотрим семейство колебательных
характеристик эмиссионного тока, полученное расчётным путём при
аппроксимации статических характеристик кусками прямых. На
рис. 10. 13<? характеристики построены в относительных координатах.
За масштаб тока принят ток насыщения, за масштаб напряжения—
напряжение насыщения. Амплитуда управляющего напряжения,
отнесённая к напряжению насьщения, обозначена а— -г-. Сме-
£ н
щенке рабсчей течки относительно начала статической характе-
Fc—E'
ристики, отнесённое к напряжению насыщения b — —с-т—— , яв-
Л о Н
ляется параметром семейства. Амплитуда первой гармоники тока,
Л
отнесенная к току насыщения Ух~-г-.
'н
При построении колебательных характеристик для
промежуточных значений параметра Ь оказываются полезными
показанные пунктиром линии постоянных значений xm= a -\-b.
Величина хт равна высоте импульса тока, отнесённого к току
насыщения. При л'т>1 эта высота фиктивная, так как импульс
ограничивается током насыщения и равен хт = 1. Таким образом,
кривая хт = 1 разделяет плоскость колебательных
характеристик на две области. Ниже кривой хт = 1 лежит область,
где верхний угол отсечки за счёт тока насыщения не имеет места.
Постепеннее уменьшение крутизны колебательной характеристики
выше линии хт = 1 объясняется ограничением высоты импульса
и появлением верхнего угла отсечки.
Асимптотой всех кодебательных характеристик при
неограниченном увеличении амплитуды а-> оо является прямая у1=2/тг.
Уравнение прямой обратной связи для колебательной
характеристики в относительных координатах имеет следующий вид:
а
Здесь S — крутизна идеализированной характеристики тока
эмиссии, Ry — управляющее сопротивление.
Семейство колебательных характеристик на рис. 10.13s будет
использовано при дальнейшем изучении автогенераторов.
10.6. Диаграммы срыва
Диаграмма срыва показывает, как изменяется амплитуда
автоколебаний в установившемся режиме при гзме-книи внешнего
смещения. На ординате диаграммы с; ыва удебно откладывать
амплитуду напряжения на сетке. При построении диаграммы
допустим, что режим сохраняется всюду недонапряжённым. В
дальнейшем укажем, к каким изменениям приводит возникновение пе-

Автогенераторы 227
ренапряжённого режима. Учёт реакции анода на ток эмиссии не
вызывает изменений в форме диаграммы. Для простоты
положим D=0. При учёте реакции анода амплитуду напряжения на сетке
надо заменить амплитудой управляющего напряжения.
Форма импульса эмиссионного тока существенно влияет на
характер диаграммы. Поэтому на диаграмме полезно найти области,
где форма импульса характеризуется наличием одного или двух
углов отсечки, либо их отсутствием.
Нижний и верхний углы отсечки при D = 0 определяются
следующими выражениями:
cosQ=~{Ec~Ec), (10.6.1) cos6x=£|,~(^~£g)' (Ю.6.2)
и с и с
Линия, разграничивающая области, где нижний угол отсечки
есть и где его нет, определится из условия cos 0 = —1. Амплитуды,
удовлетворяющие этому условию, будем обозначать UcQ. Из
(10.6.1) найдём
Uco=E-K- (10-б-3)
Прямая, соответствующая ур-нию (10.3.6), показана
пунктиром на плоскости диаграммы рис. 10.14. Очевидно, что нижний
угол отсечки имеет место, если Uc>Uc0, и его нег, если Uc<^Uc0.
Аналогично из (10.6.2) можно найти уравнение прямой,
разделяющей плоскость диаграммы на области, где верхний угол
отсечки есть и где его нет. Амплитуды, удовлетворяющие условию
cos0! =1, определяются выражением:
{■'_■ Vm=E-£-fc). (10.6.4)
На плоскости диаграммы этому уравнению соответствует
вторая прямая, симметричная с первой. Верхний угол отсечки имеет
место, если £/с>£/си, и его нет, если UC<CUсн.
Диаграммы срыва симметричны относительно середины
статической характеристики. Поэтому достаточно построить их на
левой половине плоскости. Диаграммы на правой половине
плоскости соответствуют положительным смещениям и практического
интереса не представляют. Параметром диаграммы срыва служит
величина управляющего сопротивления Ry~{k—D)Ra> •
Покажем, что диаграммы срыва в той области, где имеет место
только нижняя отсечка, представляют семейство прямых Для
этого воспользуемся ур-нием
Подставив в него выражение для приведённой крутизны Si —
= S>71(6), получим, что в установившемся режиме угол отсечки
определяется величиной управляющего сопротивления:

228
Глава 10
Отсюда согласно (10.6.1) уравнение диаграммы срыва в этой
области будет
ис=
cosO
(10.6.6)
SRy-U
При значениях 1<S/? <2 диаграммы являются прямыми с
положительным угловым коэффициентом, так как согласно (10.6.5)
угол отсечки 0 > -£-. При SRy>2 угол отсечки 0 < -J- и
диаграммы являются прямыми с отрицательным угловым
коэффициентом. Случай SRy = 1 соответствует 0 = тг. Диаграмма
срыва для этого случая совпадает с пунктирной прямой UcQ.
Неравенство SR ^>\ является условием самовозбуждения. Поэтому
прямая, соответствующая SRy=l, является
предельной. Она определяет амплитуды,
которые будут устанавливаться, если
произведение SRV ничтожно превышает
единицу.
Уравнение (10.6.6) справедливо до тех
пор, пока VC<.VCH, т. е. пока не появился
верхний угол отсечки. При наличии двух
углов отсечки уравнение диаграммы срыва
оказывается сложным и выразить его в
явной форме не удаётся. В этой части
диаграммы на рис. 10.14 построены по точкам
пересечения прямых обратной связи с
колебательными характеристиками,
представленными на рис. 10.13s.
Вопрос об устойчивости режима на
диаграмме срыва может быть решён, если
каждый раз выяснять ход колебательной
характеристики и прямой обратной связи.
Однако удобнее ввести критерий
устойчивости на диаграмме срыва, исходя из
критерия устойчивости на колебательной
характеристике.
Напишем условие усты овившегося режима, подчеркнув, что
амплитуда первой гармоники тока является функцией амплитуды
управляющего напряжения и смещения: /х (U, Ес) = ^-. Взяв от
обеих частей этого равенства полную производную по U и
выполнив простые преобразования, получим:
du
dEc
~дГл
(10.6.7)

Автогенераторы
229
Из анализа этого выражения можно сделать следующие
выводы. Рассмотрим первую половину диаграммы срыва, где
Ес—Е'с < -х-Е-н' т- е- Ь<^0,5. Согласно семейству колебательных
характеристик на рис. 10.13e/x при &<0,5 увеличивается с
увеличением Ес, т. е. тт-1 > 0. С другой стороны, критерием устойчиво-
ди
д!г
сти является неравенство (10.5.10), т. е. -^ Ry < 1. Таким
образом, из (10.6.7) получается, что устойчивыми будут те ветви
диаграммы, для которых
dU
dE
fc>°-
(10.6.8)
?>SRy>1
Для правой половины диаграммы срыва, где £Г>0,5, условием
устойчивости будет неравенство, повёрнутое в противоположную
сторону.
Рассмотрим теперь, как изменяется режим автогенератора
при изменении внешнего смещения. Поведение генератора
зависит от величины параметра SRy. На рис. 10.15а
приведена диаграмма срыва для случая 2>57? >1. Участки
диаграммы, где режим устойчив, отмечены сплошными линиями. При
ЕС<^Е'С получается устойчивое состояние равновесия, так как
анодный ток отсутствует. С увеличением смещения состояние
равновесия становится неустойчивым (область ЕС>Е'С).
Происходит самовозбуждение и установившаяся амплитуда плавно
увеличивается по мере увеличения
Ес. При уменьшении Ес
режим изменяется в обратном
порядке.
Рассмотрим теперь
изменение режима автогенератора
при изменении смещения,
если SRy>2. Диаграмма
срыва для этого случая
представлена на рис. 10.156. Так
же, как в предыдущем
случае, самовозбуждение
возникает в области ЕС>Е'С. При
этом гразу установится режим с большой амплитудой. После того
как колебания возникли, дальнейшее увеличение смещения слабо
влияет на величину установившейся амплитуды.
Скачкообразное возникновение амплитуды называют «жёстким» в отличие от
«мягкого», когда амплитуда изменяется плавно от нуля. При
уменьшении смещения изменение режима в обратном порядке не имеет
места. Амплитуда Uc медленно уменьшается, пока
смещение не достигнет величины, которая на рис. 10.156 обозначена
смакс(6)
Рис. 10.15.

230 Глава 10
символом Есмакс. При этом смещении автоколебания срываются и
устанавливается устсйчивое состояние равновесия. Если смещение
соответствует участку Есмакс<СЕс <СЕ'С, то устойчивый в «малом»
установившийся режим не восстанавливается после выключения
генератора, так как состояние равновесия устойчиво. Как указывалось
при рассмотрении колебательной характеристики на рис. 10.12в,
такие режимы называются «полуустойчивыми».
Из сказанного следует, что устсйчирыми оказываются только
режимы с отсечками Qx > 0 и 0 > тс/2. Пслуустойчивыми являются
режимы, для которых 0: > 0 и 0 < тг/2. Наконец, режимы только
с нижней отсечкой 0 < ir/2 — неустойчивы. Последние режимы не
могут быть реализованы.
При псстрсении диаграмм срыва предполагалось, что
автогенератор работает в недонапряжённсм режиме. Рассмотрим теперь,
как можег измениться очертание диаграммы, если от этого
ограничения отказаться.
> равнеь ие линии критического режима для триода на плоскости
UCEC определится выражением (10.5.14), если в нём положить
D =0
и™р=\Тък [Е«~*{Ес~Псо)]■ (10-6-9)
Соответственно для тетрода или пентода согласно (10.5.15)
UCKp = k[Ea—x%Ect]. (10.6.10)
Существенно отметить, что положение линии критического
режима изменяется при изменении коэффициента обратной
связи. Если параметром диаграммы является сопротивление
нагрузки, то на всей плоскости будет одна линия критического
режима. Если же параметром диаграммы выбрать коэффициент
обратной связи, то для каждой диаграммы будет особая линия
критического режима. Те ветви диаграммы, которые окажутся ниже
линии критического режима, останутся без изменения, так как
при всех значениях Uc<LUCKp режим недонапряжённый.
В области перенапряжённого режима амплитуда напряжения
на аноде обычно мало превышает критическую величину.
Поэтому следует считать, что в этой области диаграммы срыва идут
лишь немного выше линии критического режима. На рис. 10.16
нанесена линия критического режима для двух диаграмм,
которые отличаются величиной сопротивления нагрузки, но имеют
одинаковые ко^фициенты обратной связи. Сплошными линиями
начерчены диаграммы в предположение, что режим
недонапряжённый. Пунктирными линиями показаны участки диаграммы

Автогенераторы
231
которые попадают в область перенапряжённого режима. Эти
участки проведены «на глаз», так как расчёт диаграммы срыва в
перенапряжённом режиме не оправдывает
себя из-за сложности. В области
перенапряжённого режима диаграммы срыва
перестают быть симметричными
относительно вертикальной осп.
В заключение отметим, что
рассмотренные выше диаграммы срыва
соответствуют линейно-ломаной идеализации
статических характеристик эмиссионного тока.
Поэтому они правильно передают лишь —
основные черты наблюдаемых явлений.
Ход экспериментально снятых диаграмм
несколько отличается от рассмотренных
•выше. Различие объясняется, главным
образом, непостоянством крутизны на восходящем участке
статической характеристики.
Рис. 10.16.
10.7. Автогенератор с автоматическим смещением
Когда автогенератор находится в состоянии покоя, переменное
напряжение на сетке отсутствует. Следовательно, напряжение
автосмещения равно нулю. Самовозбуждение автогенератора с
автосмещением так же, как и генератора с внешним смещением,
произойдёт при условии, если S0RV > 1. В этой формуле 50
означает крутизну статической характеристики анодного тока в точке
равновесия, т. е. при напряжении на сетке ес=0.
Исходными данными для расчёта установившегося режима
автогенератора с автосмещением являются следующие параметры
схемы: сопротивление нагрузки в анодной цепи, коэффициент
обратной связи и сопротивление автоматического смещения в цепи
постоянной слагающей тока сетки. Цель расчёта состоит в том,
чтобы определить амплитуду напряжения на сетке и напряжение
смещения, которые при данных параметрах схемы установятся.
С математической стороны дело сводится к совместному
решению следующих уравнений
Л1(ад,)=/г->
Ic*{Ue,Ee)=--F±.
(10.7.1)
(10.7.2)

232
Глава 10
Первое из этих уравнении является уравнением
установившегося режима (10.5.9). При автосмещении IрХ следует
рассматривать как функцию двух переменных Ес и Uc, а не только Vс,
как это было при внешнем смещении. Второе уравнение известно
из п. 5. 3. Оно устанавливает связь напряжения смещения с
постоянной слагающей тока сетки, которая является функцией двух
переменных Uc и Ес. Наиболее наглядно написанная выше система
уравнений может быть решена графическим
путем. При заданных значениях k и /?<*
первое уравнение на плоскости Uc, Lc
изображается диаграммой срыва. Для
того, чтобы установить связь между Ес
и Uc в соответствии со вторым уравзс-
нием, надо воспользоваться семейством
характеристик, представленным на рис. 10.17
На этом рисунке изображена зави-
Рис. 10.17. симость постоянной слагающей сеточнгго
тока от напряжения смещения. Параметром
служит амплитуда напряжения на сетке. Правая часть ур-ния (10.7.2)
на этом рисунке изображается прямой. Точки её пересечения
с семейством характеристик позволяют установить зависимость EC(U\)
для заданных значений k и Rc.
Будем называть эту зависимость диаграммой смещения.
Диаграмма смещения показывает, как изменяется автоматическое
смещение при заданных величинах сопротивления Rc и коэффициента
обратной связи k, если изменяется амплитуда напряжения на сетке.
Точка пересечения диаграммы срыва с диаграммой смещения
определяет установившиеся значения Ес и Uc.
В п. 5. 3 было доказано, что если статическую характеристику
тока сетки идеализировать прямой, проходящей через начало
координат с крутизной Sc, то диаграмма смещения описывается
уравнением прямой:
Ec=-Uccosdc, (10.7.3)
где угол отсечки тока сетки определяется из равенства (5.3 9)
Po(0J=-Z3—• Подобная идеализация тока™'сетки пригодна для
Кс с
области недонапряжённого режима. Впоследствии мы обсудим, как
изменится ход диаграмхмы смещения в области перенапряжённого
режима.
На рис. 10.18а представлено определение установившихся
значений Ес и Uc при помощи диаграммы срыва и диаграмм
смещения. Последние построены в соответствии с ур-рием (10. 7.3)
для нескольких значений сопротивлений автосмещения. При Rc =0
диаграмма смещения совпадает с осью ординат, а при Rc — со
угол отсечки сеточного тока становится равным нулю и
диаграмма смещения описывается уравнением Ес = — V' "При малых

Автогенераторы 233
сопротивлениях смещения установившийся режим получается на
устойчивых или полуустойчивых частях диаграммы срыва. При
больших сопротивлениях установившийся режим получается на
неустойчивых ветвях диаграммы срыва. Называя таким образом
различные участки диаграммы срыва, мы пользуемся старой
терминологией, установленной для автогенераторов с внешним смеще
нием. Вопрос об устойчивости этих режимов при автоматическом
смещении рассмотрен ниже.
Рис 10.18.
Для исследования устойчпвосш установившихся режимов не*
обходимо рассмотреть переходные процессы, которые возникают
при возмущениях вокруг этих режимов В автогенераюрах с
автосмещением при этом имеют место два переходных процесса
Один переходный процесс — в колебательном контуре.
Возмущённая амплитуда напряжения на контуре, а также на сетке, затухает
или возрастает в зависимости от соотношения между энергией,
поступающей в контур, и энергией, теряемой на активном
сопротивлении контура. Скорость этого процесса определяется постоянной
времени контура:
,т =Лк=Щш (10.7.4)
Другой переходный процесс имеет место в цепн
автосмещения. Конденсатор заряжайся или разряжается в зависимости
от соотношения между током 1с0 и током в сопротивлении автосме-
щеиия ъ-. Скорость этого процесса определяется постоянной
времени цепи автосг мщения
TC=CCRC. (10.7.5)
Изменения напряжения, возникающие в цепи автосмещения,
всегда препятствуют изменению установившегося режима, т. е
стабилизируют его.
Например, если Ис увеличится, то возрастёт 1с0 и более или
менее быстро (в зависимости от постоянной времени 7^) увеличится

234
Глава 10
напряжение смещения Ес. Увеличение Ес будет уменьшать
амплитуду тока первой гармоники 1а1 и, следовательно,
препятствовать росту Uс. Наоборот, уменьшение Uc тормозится
уменьшением смещения.
Из сказанного следует, что автоматическое смещение не может
нарушить устойчивости тех режимов, которые были устойчивы
при внешнем смещении. Более того, при автоматическом смещении
могут быть устойчивыми те режимы, которые соответствуют
неустойчивым ветвям на диаграмме срыва. Однако устойчивость
этих режимов существенно зависит от соотношения постоянных
времени цепи автосмещения и контура. Если цепь автосмещения
имеет постоянную времени значительно меньшую, чем постоянная
времени контура, то можно практически считать, что цепь смещения
безинерционпа. Докажем, что в эгом случае режимы неустойчивые
при внешнем смещении становятся устойчивыми.
Для доказательства примем во внимание, что на диаграмме
срыва удовлетворяется уравнение /ai = н£. Внутри диаграммы,
Ку
очевидно, Iai >p^- • Это неравенство соответствует условию нара-
у
стания амплитуды (10. 5. 5). Поэтому, если Ес и I)c соответствуют
точке внутри диаграммы срыва, то Vс обязательно увеличивается.
С другой стороны, на диаграмме смещения удовлетворяется урав-
нение 1с0 = — ■£- Очевидно, что на части плоскости, располо-
женной выше этой диаграммы, / 0 > ~ . Это значит, что
ёмкость автосмещения здесь заряжается и напряжение смещения
увеличивается. На части плоскости, расположенной ниже этой
Е
диаграммы, 1с0 <^ — -^ . Здесь ёмкость автосмещения разряжается
и смещение уменьшается.
В случае Т-J^JT^ можно считать, что процесс заряда или
разряда ёмкости С'с происходит настолько быстро, что Vс измениться
не успевает. Если Ес и Uс соответствуют на рис. 10. 186 точке а,
то можно считать, что ёмкость Сс будет заряжаться при
неизменном Uс и в результате получится смещение, соответствующее точке
пересечения горизонтальной стрелки, выходящей из точки а, с
диаграммой смещения.
Если же Ес и Uс соответствуют, например, точке б, то ёмкость Сс
будет разряжаться и получится смещение, соответствующее
пересечению горизонтальной стрелки из точки б с диаграммой
смещения. Мы видим, что при любых значениях Ес и Uс
устанавливается смещение, соответствующее точкам на диаграмме смещения.
Дальнейшее изменение Ес и Uс происходит в соответствии с
диаграммой смещения. На той части её, которая лежит внутри диаграммы
срыва, U€ возрастает, а на другой части, лежащей вне диаграммы

Автогенераторы
235
срыва, Uc падает. Скорость этого процесса изменения Uс
определяется постоянной времени контура. Из рис. 10. 186 следует, что при
любых начальных условиях установится режим, соответствующий
точке на пересечении диаграмм срыва и смещения. Следовательно,
при всяких отклонениях режим в точке А восстанавливается. Таким
образом, доказано, что при Тс < Тк установившийся режим устойчив
во всех точках диаграммы срыва, в том числе в тех точках, которые
при внешнем смещении были неустойчивы. Такая картина сохранится
ujvotpq_jj^^ но она невелш^~"срав-
нительно с инерционностью контура. ~
""Если же постоянная времени цепи автосмещения значительно
больше постоянной времени контура, то переходные процессы в
цепи смещения происходят столь медленно, что никакого влияния на
течение переходных процессов в контуре они не оказывают. В этом
случае устойчивость режима определяется так же, как и при
внешнем (фиксированном) смещении. Если режим был неустойчив при
внешнем смещении, то он останется неустойчивым и при автосмещении.
При этом наблюдается явление, называемое прерывистой генерацией.
Это явление описывается ниже.
Пусть сопротивление смещения настолько велико, что
установившийся режим получается на неустойчивой ветви диаграммы срыва,
как показано на рис. 10.19а, и притом Тс > Тк. В этом случае
можно считать, что контур относительно цепи аБТЙсмещения является
безынерционным. Поэтому, если Е и Vс на рис. 10.19а соответствуют
сночс спи/<
(а)
Uc (6)
Рис. 10.19.
точке а, то Uс будет увеличиваться практически при неизменном Ес,
пока не достигнет диаграммы срыва. Из точки б будет ai алогичное
движение в обратном направлении. В качестве третьего примера
показано направление движения из точки в. На ветвях диаграмл ы срыва,
лежащих выше диаграммы смещения, движение соответствует заряду
ёмкости Сс, т. е. увеличению смещения. На ветвях, лежащих ниже
диаграммы смещения, движение соответствует разряду ёмкости
Сс, т. е. уменьшению суг^г^ия. На рис. 10. 19а легко видеть, что
установившийся режим будет неустойчив.

236
Глава 10
При включении генератора амплитуда на сетке успевает нарасти
практически при Ес — 0. Затем, по мере заряда ёмкости Сс,
амплитуда на сетке незначительно уменьшается в соответствии с
верхней ветвью диаграммы. Когда достигается точка Ес =ЕсмаксУ
UC=UCMUH, автоколебания срываются. После срыва колебаний
исчезает постоянная слагающая тока сетки и ёмкость смещения
свободно разряжается. Процесс разряда совершается медленнее,
нежели процесс заряда. Получается это потому, что в процессе
заряда участвует цепь постоянной слагающей тока сетки, действие
цепи сетки эквивалентно уменьшению постоянной времени цепи
заряда. Разряд происходит при отсутствии тока сетки и его
скорость определяется постоянной времени Тс. После того, как
смещение достигнет величины Есмин, вновь начнутся
автоколебания, и амплитуда на сетке быстро нарастает до величины
Uс макс* Затем опять происходит заряд ёмкости, пока колебания
не сорвутся. Процесс возникновения и срыва автоколебаний
периодически повторяется. Это явление носит название прерывистой
генерации или самомодул я \щл.
ria рис. 10.196 представлены графики, показывающие
изменение амплитуды на сетке и смещения в режиме прерывистой
генерации Огибающая напряжения на сетке напоминает по форме
прямоугольные импульсы. Передний и задний фронты этих
импульсов можно считать вертикальными лишь приблизительно.
В действительности их крутизна пропорциональна постоянной
времени контура и может быть определена из рассмотрения
переходных процессов в нём. Истинная форма фронтов показана на
рис. 10.196 пунктиром. Если ёмкость Сс постепенно уменьшать,
то на рис. 10.196 сглаживаются скачки амплитуды. При малых
ёмкостях форма графиков напоминает синусоиду. Наконец, когда
ёмкость станет меньше некоторой критической величины,
самомодуляция исчезнет, уступая место устойчивому режиму с
постоянной амплитудой.
Автогенераторы с прерывистой генерацией находят применение
в радиолокационных установках для получения коротких
импульсов. Достоинство такой схемы состоит в её простоте.
Если установившийся режим получается на устойчивой или
полуустойчивой ветвях диаграммы, то при автосмещении такой
режим устойчив при любом значении Тс. В этих условиях
самомодуляция невозможна. Самомодуляция может возникнуть только
в том случае, если установившийся режим оказывается на
неустойчивой ветви диаграммы срыва. Такой режим часто
используется, так как здесь получается сравнительно высокий кпд.
Поэтому при расчёте схемы автогенератора желательно знать
величину ёмкости, при которой возникает самомодуляция.
Из теоретического исследования самомодуляции
затруднительно указать точное значение этой ёмкости. Можно указать только

Автогенераторы
237
значение ёмкости, при которой самомодуляция невозможна. Однако
это значение не является критическим.
Постоянная времени, при которой самомодуляция
невозможна, определяется выражением:
rr, m 1
<yJ
•1 •
(10.7.6)
Согласно условию самовозоуждения парамеф R S должен
бьпь больше единицы. Обычно R S < 6, следовательно,
постоянная времени цепи смещения должна быть в 5—6 раз
меньше постоянной времени контура. В действительности
самомодуляция возникает при постоянной времени Тс раз в десять больше той,
которая следует из ф-лы (10.7.6). Если подставить в эту
формулу выражения для постоянных времени (10.7.4) и (10.7.5), то
её можно представить в следующем виде:
»"ск=Ч^- <10-">
Обычно добротность контуров автогенераторов бывает
порядка Q = 100. СогласнЪ ф-ле (10.7.7) сопротивление ёмкости в
цепи смещения ^на частоте автоколебаний можно выбирать
раз в пятьдесят меньше сопротивления смещения Rc.
Порядок расчёта автогенератора в критическом и недонапря-
жённом режимах не отличается от расчёта генератора с внешним
возбуждением. Реакция тока сетки на анодную цепь в этих
режимах мала и поэтому может не приниматься во внимание.
Осооеыюель расчёта автогенератора состоит в том, что
необходимо правильно выбрать угол отсечки анодного тока таким
образом, чтобы коэффициент обратной связи и сопротивление
нагрузки в анодной цепи, полученные в результате расчёта,
обеспечивали запас в выполнении условия самовозбуждения.
Обозначим через R<zmuhto сопротивление нагрузки, при ко-
гором условие самовозбуждения (10.5.12) обращается в равенство
S0(k-D)RaMM = \. (10.7.8)
В этой формуле S0 — крутизна характеристики анодного тока
для ес = 0. При данном коэффициенте обратной связи
самовозбуждение возможно, если сопротивление нагрузки превышает
минимальное, т. е. R№ ]> RceMUH- Поскольку имеет место разброс
параметров у различных экземпляров ламп, нестабильность
питающих напряжений и неточность в расчёте параметров контура,
необходимо требовать, чтобы условие самовозбуждения
выполнялось с достаточным запасом, чтобы Ra превышало RaMUHb 3—5раз:
/?<*== (3-5) £>._. (Ю.7.9)

238
Глава 10
Угол отсечки анодного тока в установившемся режиме
определяется выражением (10.6.5):
11 (6):
\{k — u)Ra '
(10.6.5)
Здесь 5 — крутизна идеализированной характеристики
анодного тока. Заменив в этом выражении (k—D) из (10.7.8),
получим формулу для определения угла отсечки
(10.7.10)
Если у лампы достаточно развит участок характеристики
анодного тока, лежащий в области отрицательных напряжений
на сетке, то можно считать, что крутизна в точке равновесия
совпадает с крутизной идеализированной характеристики. Тогда
ф-ла (10.7.10) примет вид
7i (Я-
R
OS Мцн
Rr
(10.7.11)
Для того, чтобы получить запас в условии самовозбуждения
согласно равенству (10.7.9), угол отсечки следует выбирать в
интервале ^0= 75° ~ 60°. Следует подчеркнуть, что изложенный
метод расчёта даёт результаты, согласные с опытом, только
в том случае, если характеристика анодного тока достаточно
левая, т. е. напряжение сдвига Е'с, составляет не меньше 15%
от напряжения насыщения. У ламп с правыми характеристиками,
при малых напряжениях сдвига Ес, диаграмма срыва почти
сливается с диаграммой смещения, как
показано на рис. 10.20. Установившийся
режим в этом случае зависит от тонкостей
рисунков обеих диаграмм, которые не могут
быть учтены при линейной аппроксимации
характеристик токов анода и сетки.
Рассмотрим нагрузочные характеристики
автогенератора. Они характеризуют поведение
режима автогенератора при изменении
сопротивления нагрузки. При этом
предполагается, что остаются неизменными
коэффициент обратной связи, сопротивление
смещения и напряжение источника питания анодной цепи. Такие
условия часто встречаются у автогенераторов, работающих в
диапазоне частот.
Участок нагрузочных характеристик, где имеет место только
нижняя отсечка анодного тока, а режим недонапряжёипый,
описывается следующими простыми выражениями. Угол отсечки тока
Рис. 10.20,

Автогенераторы
839
сетки Qc определяется согласно (5.3.9) и остаётся постоянным;
угол отсечки анодного тока находится по формуле:
Для определения амплитуды на сетке Uc напишем выражение
Е g'
для угла отсечки cos б = — 1 с-, в котором заменим
Uc—OUa
Пе = —UccosQc и Ua=-jr. После решения найдём формулу:
Uc= ^\ . (10.7.12)
cos9c— 11—1-\ cosO
Постоянная составляющая анодного тока:
/fto=Si/jo(0). (10.7.13)
Если подставить сюда (10.7.12) и обозначить ток покоя, т. е.
ток при отсутствии колебаний, через 1п = — SE^, то получим
/а0 = 7^(9) . (10.7.14)
cos9c— 11—г cosO
Поскольку 6С не изменяется, то постоянная слагающая тока
сетки оказывается пропорциональной Vс согласно формуле
Ico=ScUclo(Qc).
Амплитуда на сетке в критическом режиме при фиксированном
смещении для триода определяется по ф-ле (10.6.9). Чтобы
найти Uскр при автссмещении, в эту формулу надо подставить
Ес ——£/ccos6c. После решения найдем:
с кр \
- -\- х(1 — COS0C)
В случае тетрода или пентода. перенапряжённый режим по
управляющей сетке мало вероятен и его учитывать не будем. Для
критического оежима по экранирующей сетке справедлива
ф-ла (10.6.10). *
Чтобы определить нагрузку, соответствующую критическому
режиму Ra-Kp, надо из (10.7.12) найти угол отсечки,
соответствующий Uскр по формуле
cos0=—-j
а затем найти RaKp из (10.6.5).
cos0,+ |f

140
Глава 10
На рис. 10.21 представлены нагрузочные характеристики
автогенератора. Они показывают изменение Uc, Iao,Ic0 от /?^.Для
уяснения хода характеристики Uc (Ra>) полезно установить её связь
с диаграммами срыва. На рис. 10. 21а представлена диаграмма
смещения для данного значения Rc и семейство диаграмм срыва.
Каждая диаграмма этого семейства соответствует определённой
величине Ra.
Чтобы не осложнять чертежа, показана только нижняя часть
диаграмм срыва до точек их пересечения с диаграммой
смещения. Пунктиром с точкой проведена линия критического режима
Для триода в перенапряжённом режиме 1с0, а следовательно,
и Ес будут больше, чем в недонапряженном режиме. В то же
время автосмещение препятствует развитию сильно
перенапряжённого режима. Поэтому диаграмма смещения в области
перенапряжённого режима будет прижиматься к линии критического
режима, как показано на рис. 10.21а.
Для тетродного или пентодного автогенератора, если насту
пит перенапряжённый режим по экранирующей сетке, это не
вызовет существенного изменения тока управляющей сетки и ход
ц .(j диаграммы смещения
--~-J^zzz~zzzzzziz^^=~' не изменится> т- е
*"7x>sz:Jl Г s^\\ 5 она пойдёт так, как
представлено на рис
10.21а пунктиром.
Перейдём к
рассмотрению
нагрузочной характеристики
на рис. 10.216.
Самовозбуждение
начинается при
некотором сопротивлении
нагрузки Ra мин* по
ф-ле (10.6.5) ему
соответствует *fi(8) =1
или 8=it. При этом
согласно (10.7.12)
получается скачок
амплитуды до величины
Рис. 10.21.
V,
-Е'
cos6c + /1—
и
Скачкообразное возникновение колебаний связано с линейно-
ломаной идеализацией статических характеристик токов сетки
я анода. Следует подчеркнуть, что на практике также наблюдается

Автогенераторы 241
скачкообразное возникновение автоколебаний. Объясняется это
тем, что кусочно-линейная идеализация характеристики в данном
случае хорошо передаёт изменение режима автогенератора при
возникновении колебаний.
По мере увеличения сопротивления нагрузки наблюдается
увеличение амплитуды на сетке до тех пор пока не наступит
критический режим при RceKp. В перенапряжённом режиме при Ray>
> RceKp Р°ст амплитуды на сетке с увеличением сопротивления
нагрузки резко замедляется. Приблизительно можно считать, что
амплитуда на сетке в перенапряжённом режиме от сопротивления
нагрузки не зависит, т. е. Uc —UCK .
Заметим, что в ф-ле (10.7.12) при некотором значении Ra>
знаменатель обращается в нуль и получается Uc — со. Геометрически
на рис. 10.21а это соответствует параллельному ходу диаграмм
срыва и смещения и точка их пересечения перемещается в
бесконечность. Такой результат получается потому, что в ф-ле (10.7.12)
не учитывается возможное ограничение амплитуды за счёт
перенапряжённого режима. Другой причиной ограничения может быть
ток насыщения.
Рассмотрим ход характеристики /а0 (#в) на рис. 10.21*. Пока
Rm <C К<*мин> автоколебаний нет и ток в цепи питания равен току
покоя /„. При возникновении колебаний ток в цепи питания
уменьшается согласно (10#.14) до величины
' а0 мин'
cos6c +11 —
И)'
При дальнейшем увеличении /?<* в области недонапряжённого
режима на величину 1а0 согласно ф-ле (10 7.13) влияют
два фактора: увеличение Uc и уменьшение ^0(6). Поэтому при
#в у Rcbmuh Iao сначала падает, а потом увеличивается.
В перенапряжённом режиме 1а0 опять падает с увеличением
Ra,. Поскольку в перенапряжённом режиме Ue « Uc кр1 то
приблизительно можно считать, что здесь /а0 убывает с увеличением
Я. по закону 1ао~1аокр^-- Величина /в0 кр зависит от
величины сдвига характеристики Е'с. У правой лампы Ее мало и
поэтому Га0 > /„, v левых ламп, наоборот, максимум тока
1а0 при Ra,= RctKp может быть почти не заметен. График /^(Я*)
в общих чертах повторяет график Uc{Ra>)-
Прибор, измеряющий постоянную слагающую тока сетки,
является наиболее чувствительным индикатором колебаний в
схеме. Присутствие сеточного тока указывает на наличие
колебаний. По прибору, измеряющему IaQ, таких заключений сделать
нельзя. Чтобы установить наличие колебаний по прибору,
измеряющему /ао> надо убедиться в том, что его показания изменяются
16 Радиопередающие устройства

242 * Глава 10
при каких-либо манипуляциях с параметрами контура,
например при его перестройке. •
На рис. 10.22 представлены полученные экспериментально
зависимости Ia0,Ic0, Uc от Еа для автогенератора. Расчёт подобных
графиков представляет значительные трудности Мы ограничимся
только качественным объяснением их
хода. Графики на рис. 10.22 типичны для
триодного автогенератора с
автоматическим смещением. При весьма малом
значении Еа мала крутизна в точке
равновесия 50, автоколебания не возникают,
так как не выполняется условие
самовозбуждения (10 5.12). После того как
при некотором значении Еа
автоколебания возникли,/а0 и Uc с увеличением
Еа возрастают приблизительно линейно,
затем наступает верхний загиб
Своеобразно ведет себя характеристика /с0 (£а).
Пока напряжение источника
питания не слишком велико, /с0 растёт с
увеличением Еа, однако затем рост /с0 замедляется, а при
дальнейшем увеличении Еа /с0 даже уменьшается. В этой области график
1с0(Еа) ведёт себя также, как у генератора с внешним возбуждением.
10.8. Схема Шембеля
Нагрузкой для контура задающего генератора в передатчике
может быть либо контур антенны, либо цепь сетки последующей
ступени. В обоих случаях параметры нагрузки нестабильны.
Реакция нагрузки на контур задающего генератора изменяется,
в результате получается нестабильной частота автоколебаний.
Один из способов устранения нестабильности частоты за счёт
нагрузки состоит в том, что за задающим генератором ставится
буферная ступень, работающая без тока сетки. Однако, в
буферном режиме генераторные лампы отдают обычно небольшую
полезную мощность. Поэтому даже в самом простом случае за
буферной ступенью должна следовать выходная, работающая на
контур антенны. Такой способ устранения реакции нагрузки
на контур задающего генератора требует применения по крайней
мере трёх ступеней. Большое число ступеней является
нежелательным даже в стационарных передатчиках. При
конструировании передвижных передатчиков главным требованием является,
уменьшение веса и. габарита. В таких случаях схема, состоящая
из нескольких ступеней, может оказаться неприемлемой.
Схему автогенератора на одной лампе, которая даёт
удовлетворительную стабильность частоты при работе на нагрувку

Автогенераторы
243
с нестабильными параметрами, предложил советский учётный
Б. К. Шембель в 1933 г. Идея схемы Шембеля сводится к
следующему. В анодную цепь автогенератора включается контур для
связи с нагрузкой, как показано на рисД10.23а.~ Условимся
называть контур 2, с которого снимается напряжение обратной
связи на сетку, внутренним контуром, а контур / — внешним
контуром. Оба контура питаются анодным током. Амплитуда
напряжения на аноде распределяется между контурами в соответствии
С величиной резонансных сопротивлений контуров.
Пропорционально амплитудам напряжений распределяется мощность,
развиваемая лампой в анодной цепи. Мощность во внутреннем конхуре
■Теряется бесполезно, выделение тепла в деталях внутреннего
контура является вредным. Разогрев деталей приводит к
постепенному изменению размеров деталей и происходит сползание частоты.
(6)
Рис, 10.23.
Таким образом, из энергетических соображений и из
соображений стабильности частоты желательно, чтобы мощность,
выделяемая во внутреннем контуре, была мала по сравнению с
мощностью, выделяемой во внешнем контуре. С этой целью надо
подобрать резонансные сопротивления контуров так, чтобы
значительная доля анодного напряжения приходилась на внешний
контур и небольшой остаток на внутренний.
Частота автоколебаний генератора по схеме рис. 10.23а будет,
однако, зависеть не только от параметров внутреннего контура,
но и от параметров внешнего контура по следующим
причинам:
1. Внешний контур оказывается связанным с внутренним через
паразитные ёмкости анод — сетка и анод — катод. Они показаны
пунктиром на рис. 10.23а. Следует иметь в виду, что эти ёмкости
определяются как междуэлектродными ёмкостями внутри лампы,
так и паразитной ёмкостью между проводниками, подходящими
к аноду, сетке и катоду вне лампы.
2. На ток анода и сетки сказывается реакция анодного
напряжения. По этой причине изменение параметров внешнего кон-

244
Глава 10
тура будет также вызывать изменение частоты. Особенно сильная
реакция анодного напряжения имеет место в перенапряжённом
режиме.
Для устранения паразитной ёмкостной связи между контурами
необходимо их разделить электростатическим экраном, который
должен перехватывать электрические силовые линии между
анодом, сеткой и катодом как внутри, так и вне лампы. Роль
электростатического экрана внутри лампы может выполнить
достаточно густая экранирующая сетка, расположенная между анодом
и управляющей сеткой. Вне лампы экранирующая сетка должна
соединяться с внешним экраном, который в свою очередь должен
соединяться с общей точкой контуров, как представлено на
рис. 10.236. На рис. 10.236 пунктиром показаны паразитные
ёмкости анода, управляющей сетки и катода на экран. Под влиянием
переменных напряжений на внешнем и внутреннем контурах
через эти ёмкости протекают токи, которые замыкаются через
экран к общей точке обоих контуров. Необходимо подчеркнуть,
что сопрстиЕление экрана является сопротивлением связи между
контурами, и успех электростатического экранирования зависит
от того, насколько мало индуктивное сопротивление экрана.
Таким же нежелательным сопротивлением связи является
индуктивность ввода экранирующей сетки. Необходимо при монтаже
обратить внимание на то, чтобы индуктивность провода,
соединяющего экранирующую сетку с экраном по высокой частоте,
была бы предельно малой.
Так в схеме Шембеля решается вопрос об устранении
паразитной ёмкостной связи между контурами. Что касается реакции
анодного напряжения, то, как сейчас увидим, она в схеме
рис. 10.236 также сведена к минимуму. На рис. 10.236 стрелками
показаны пути токов анода и экранирующей сетки. Легко видеть,
что внутренний контур питается суммой токов этих электродов.
Этот ток отличается от тока эмиссии на величину тока
управляющей сетки. Реакция анодного напряжения на ток управляющей
сетки у тетродов выражена слабо. Слабо она сказывается и на
ток эмиссии, поскольку у тетродов мала результирующая
проницаемость D —DXD2, однако в перенапряжённом режиме реакция
всё же имеет место. Таким образом, изменение режима
внутренней части схемы, а следовательно, и частоты автоколебаний, от
изменения параметров внешнего контура через реакцию анодного
напряжения возможно лишь в небольшой степени.
Благоприятным является также и то обстоятельство, что требуется малое
резонансное сопротивление внутреннего контура, поэтому
нестабильность междуэлектродных ёмкостей будет сказываться на
изменении частоты колебаний слабо.
Внешний контур можно настроить на вторую или третью
гармоники и получить, таким образом, удвоение или утроение
частоты. .

Автогенераторы
245
Схема Шембеля может быть построена и на пентоде. При этом
защитная сетка, так же к#к и экранирующая, должна по
высокой частоте соединяться с экраном.
Катод относительно экрана оказывается под напряжением
высокой частоты. Это обстоятельство следует иметь в виду при
составлении схемы питания. В случае катода прямого накала
приходится включать источник питания накала через дроссели.
При подогревном катоде дросселей можно не включать,
поскольку ёмкость между подогревателем и катодом мала и существенного
влияния на работу внутреннего контура не оказывает.
На рис. 10.24а представлена схема Шембеля на тетроде.
Внутренний контур включен по схеме индуктивной трёхточки. Ток
накала подводится через часть витков катушки внутреннего
контура и блокировочный дроссель.
Экранирующая сетка соединяется с экраном накоротко по
высокой частоте при помощи ёмкости. Напряжение на
экранирующую сетку подаётся от источника анодного напряжения через
потенциометр. Питание анодной цепи, параллельное
относительно внешнего контура, но последовательное относительно
внутреннего, так как постоянная слагающая тока эмиссии
частично проходит через катушку внутреннего контура.
Рис. 10.24.
На рис. 10.246 представлена схема Шембеля на пентоде.
Внутренний контур включён по схеме ёмкостной трёхточки. Ток
накала подводится непосредственно к концам нити подогревного
катода без дросселей. Для пропускания постоянной слагающей
тока эмиссии с экрана на катод параллельно ёмкости внутреннего
контура Сг включён блокировочный дроссель. Питание анодной
цепи последовательное. Питание экранирующей сетки от
источника анодного напряжения через гасящее сопротивление. На
защитной сетке постоянное напряжение равно нулю. По высокой
частоте защитная сетка включена впараллель с экранирующей.
Если передатчик состоит из одной ступени по схеме Шембеля,
то антенну можно включать во внешний контур по сложной или

246
Глава 10
простой схеме. В последнем случае роль внешнего контура играет
контур антенны.
Как нетрудно убедиться, например, из схемы на рис. 10.24с,
переменное напряжение на внутреннем контуре вызывает
изменение во времени напряжения на экранирующей сетке
относительно катода. Таким образом, в автогенераторе по схеме Шембеля
во времени изменяются напряжения не только на сетке и аноде,
но м на экранирующей сетке, а у пентода также и на защитной
сетке. При этом мгновенное напряжение на защитной сетке
может принимать отрицательные значения. Для расчёта таких
режимов необходимо располагать статическими характеристиками
анодного тока при отрицательных
напряжениях на защитной 'сетке.
Рассмотрим расчёт автогенератора по
схеме Шембеля на тетроде.
Если внешний контур настроен в резонанс
на первую гармонику анодного тока, то
мгновенные напряжения на управляющей сетке,
экранирущей сетке и аноде описываются сле-
-»-Т дующими уравнениями:
ec = Ec-\-Uczosz,
есъ = Ecz—-UCz cost,
еа = Еа- Ua cos T-
На рис. 10.25 согласно написанным
выражениям представлена диаграмма,
показывающая изменение напряжений на различных
электродах генератора во времени. Поскольку
Рис 10 25 напряжение на экранирующей сетке изменяется
' во времени, а проницаемость управляющей
' сетки велика, в расчёте необходимо принять
во внимание реакцию экранирующей сетки на ток эмиссии. Для
этой цели оказываются пригодными формулы, полученные ранее для
триода, так как реакция экранирующей сетки подобна реакции анода в триоде.
Реакцию анодного напряжения на ток эмиссии можно не учитывать, так
как результирующая проницаемость мала. Ниже излагается порядок
расчёта схемы Шембеля с необходимыми комментариями. Предполагается
недонапряжённый режим по управляющей сетке и критический по
экранирующей сетке. Расчёт начинается с выбора высоты импульса анодного
тока. В зависимости от требуемой мощности её следует брать равной или
меньше высоты импульса для данной лампы в номинальном режиме:
*) 'та ^ 'гп ном•
Учитывая, что высота импульса тока экранирующей сетки может
достигать (J5Ч-25)% от Jma, находим высоту импульса тока эмиссии:
2) /m = (l,15-l,25)/mo.
Условие самовозбуждения и уравнение установившегося режима для
схемы Шембеля имеют вид:
(fe-D))/?ar8S0> 1,
{k-DJR^-l.
*-%

Автогенераторы 1М7
Здесь резонансное сопротивление внутреннего контура—-/?^,
коэффициент обратной связи —k = UclUc%.
Чтобы условие самовозбуждения выполнялось с достаточным запасом,
угол отсечки следует выбирать по формуле:
3) f, (8) = Ъ. а2 *"*_. .
S R«2
Для тетрода можно считать S0 = S и, полагая Rai = (Зч-5) tfe2 Лин>
выбирать 0 = 75°—60°. Остаточным напряжением на экранирующей сетке
называется (рис. 10.25):
есг мин = Ею — Uci.
При критическом режиме по управляющей сетке eciMUM определяется
по формуле, аналогичной ф-ле (3.3 3) для остаточного напряжения на аноде
триодного генератора:
iv 1 ТП *
V еС% MUH Кр — ; |
Чтобы режим по управляющей сетке получился недонапряжённым,
остаточное напряжение на экранирующей сетке следует выбирать в 2-гЗ
раза больше критического:
5) вс з мин — (2-т-З) еС2 мин кр-
Амплитуда напряжения на внутреннем контуре (на экранирующей сетке):
6) Uc% — tci — есч мин-
Остаточное напряжение на аноде в критическом режиме по
экранирующей сетке.
') е а мин кр =* "Х-з еа мин-
Амплитуда напряжения на аноде:
о) ил = Еа — еа мин пр-
Амплитуда напряжения на внешнем контуре:
9) U^Ua-Un.
Амплитуда напряжения на управляющей сетке:
Коэффициент обратной связи:
U.

248 Глава 10
В условиях недонапряжённого режима по управляющей сетке ИСч
получается одного порядка с 17с и поэтому коэффициент обратной связи в схеме
Шембеля оказывается порядка единицы и больше.
Напряжение смещения:
12) EC = E'C~(UC —Dj/cJ cos Q.
Постоянная слагающая анодного тока:
13) 7а0 = 7отаа0(6).
Амплитуда первой гармоники анодного тока:
14) 7^=7^*, (8).
Амплитуда первой гармоники тока эмиссии:
15) /,=»/,„ МО).
Постоянная слагающая тока экранирующей сетки:
16) /С20= (0,15 4-0,25)700.
Амплитуда первой гармоники тока экранирующей сетки:
17) 7С21=(0,15ч-0,25)7а1.
Резонансное сопротивление внутреннего контура:
18) R&2 = ~т~ .
м
Резонансное сопротивление внешнего контура:
19) Rai = TL.
Мощность, подводимая к анодной цепи от источника питания-
20) Ро = 7ао£а-
Мощность, развиваемая первой гармоникой анодного тока во внешнем
контуре:
21) Pi(i) = -2-/aitfi-
Мощность, развиваемая первой гармоникой анодного тока в обоих кон-
ix:
22) Р, = ~2-и^а.
Мощность потерь на аноде:
23) Ра = Рв-Ру.
Необходимо проверить, что мощность потерь на аноде не превосходит
допустимую.

Автогенераторы
249
Мощносто развиваемая первой гармоникой тока эмиссии во
внутреннем контуре:
24) PH2)^~I,UC2.
Мощность, подводимая к цепи экранирующей сетки:
25) РС20 = *С20 Ес2-
Мощность потерь- на экранирующей сетке:
26) РС2 =» /caJ ~ о *съ№с2-
В этой формуле учтено, что часть мощности, подводимой к цепи
экранирующей сетки, идёт на создание мощности во внутреннем контуре.
Полезно проверить, что мощность потерь на экранирующей сетке не
превосходит допустимую.
Расчёт цепи управляющей сетки не представляет ничего особого и
поэтому здесь не рассматривается.
При работе внешнего контура в режиме удвоения частоты изменения
в расчёте сведутся лишь к тому, что при расчёте сопротивления нагрузки
и мощности во внешнем контуре должна быть учтена не первая, а вторая
гармоника анодного тока. Разумеется, что для увеличения мощности второй
гармоники во внешнем контуре желательно угол отсечки выбирать ближе
к 60°.
10.9. Двухконтурные автогенераторы
В настоящем разделе познакомимся с важной группой
автоколебательных схем, содержащих два связанных колебательных
контура. Такие автогенераторы мы будем называть двухконтур-
ными. Главная особенность двухконтурных автогенераторов
состоит в том, что система двух связанных контуров обладает двумя
частотами собственных колебаний. Эти частоты называются
частотами связи. Большая из частот связи называется верхней, а
меньшая — нижней. Возникает вопрос о том, на какой из частот
связи возможны автоколебания. Ответ на этот вопрос зависит от
схемы автогенератора.
Если ни один из связанных контуров не входит в цепь
обратной связи (например, как на рис. 1.8, где вторым контуром
является контур антенны), то коэффициент обратной связи, будучи
положительным для одной из частот связи, оказывается
положительным и для другой. В таких автогенераторах, в зависимости
от соотношения собственных частот контуров, величины
коэффициента обратной связи и других параметров могут
установиться колебания на нижней либо на верхней частоте связи.
Может быть даже и так, что при одних и тех же параметрах
имеют место автоколебания то на верхней, то на нижней частоте
связи в зависимости от начальных условий. Такое явление
называется затягиванием.
Если один из связанных контуров входит в цепь обратной \
связи, то коэффициент обратной связи может быть положительным
только для одной из частот связи, а для другой он будет
обязательно отрицательным. Колебания, на частоте связи для которой

э#§
Глава 10
k < О, подавляются и потому явление затягивания здесь
невозможно. Объяснение такого положения сводится к
следующему. Из теории связанных контуров известно, что фазы
свободных колебаний токов или напряжений в контурах совпадают на
одной из частот связи и противоположны на другой. Отсюда
следует, что если один из связанных контуров входит в цепь
обратной связи и на одной из частот связи k > 0, то для другой
частоты связи обязательно будет k < 0. Явление затягивания
изучается в курсе теоретической радиотехники и поэтому не
рассматривается. Здесь будет идти речь о схемах двухконтурных
автогенераторов без затягивания, которые представляют
различные случаи обобщённой трёхточки, изображённой на рис. 10.4.
Будем считать, что из импеданцев zlt z2, zz два образованы
параллельными колебательными контурами, а третий — ёмкостью,
которая эти контуры связывает. В зависимости от того, какой
из этих трёх импеданцев является ёмкостью, общая точка двух
контуров окажется на одном из электродов. Обычно эта точка
заземляется по высокой частоте. Поэтому схемы двухконтурных
автогенераторов можно классифицировать по заземлённому
электроду.
Таким образом, будем иметь схемы двухконтурных
автогенераторов с заземлённым катодом (рис. 11.26а), с заземлённым
анодом (рис. 10.266) и с заземлённой сеткой (10.26?).
Ради краткости схема с заземлённым катодом в дальнейшем
будет называться схемой k, с заземлённым анодом — схемой а
и с заземлённой сеткой — схемой с. Заметим, что двухконтурные
автогенераторы могут строиться и по двухтактной схеме.
Рассмотрим преимущества двухконтурных схем перед
рассмотренными выше схемами одноконтурных автогенераторов. Уже
в диапазоне коротких волн междуэлектродные ёмкости
составляют заметную долю от ёмкости контура. Если сделать
автогенератор по одноконтурной схеме, то практически за счёт действия
междуэлектродных ёмкостей он всё же станет многоконтурным.
Кроме того, число витков катушки окажется малым. Поэтому,
например, в схеме индуктивной трёхточки регулировка
коэффициента обратной связи при помощи изменения числа витков связи
получается очень грубой. Как будет показано ниже, в схемах
а и с частота автоколебаний зависит, главным образом, от
параметров контура 5, включённого между анодом и сеткой. При
регулировке параметров катодного контура, который включён в
этих схемах одним концом на катод, частота изменяется лишь
в малой степени. Однако коэффициент обратной связи и
сопротивление нагрузки при этом изменяются достаточно резко. Таким
образом, двухконтурные схемы дают возможность в диапазоне
коротких волн плавно изменять частоту автоколебаний и режим.
Знакомство с двухконтурными схемами представляет
практический интерес ещё и потому, что в диапазоне метровых волн

Автогенераторы
261
применяются более сложные автогенераторные схемы, которые при
известных условиях могут быть сведены к двухконтурным. В
диапазоне метровых и дециметровых волн употребляются также
двухконтурные схемы. Однако их колебательные системы имеют
распределённые параметры. В этой связи теория двухконтурных
схем может служить введением к изучению более сложных
автогенераторов с распределёнными параметрами. Наконец,
автогенераторы, в которых используются кристаллы кварца для
стабилизации частоты, также относятся к разряду двухконтурных.
Во всех схемах двухконтурных автогенераторов,
представленных на рис. 10.26, в анодной цепи включены два колебательных
контура, связанных ёмкостью. Поэтому эту емкость будем
называть ёмкостью связи. Для схемы k ёмкостью связи является
ёмкость Сз, для схемы а — Сг, для схемы с—Ci.
Чтобы не вводить особых обозначений для каждой их трёх
схем, будем в дальнейшем для определённости иметь в виду схему к.
Однако последующие рассуждения имеют общий характер и
пригодны для всех схем.
Предположим, что контуры / и 2 на рис. 10.26а имеют
параметры одного порядка. Это значит, что отношение их ёмкостей,
затуханий и собственных частот порядка 'единицы
Необходимо различать случаи сильной и слабой связи между
контурами. Сильной связью будем называть тот случай, когда
ёмкость связи одного порядка с ёмкостями контуров. Примени-
С
тельно к схеме к имеем-^1 ~ 1 • Слабой связью будем называть
такой случай, когда емкость связи относительно ёмкостей
контуров порядка затухания, т. е.-^ ~ bv
При сильной связи частоты автоколебаний совпадают с
частотами связи и существенно отличаются от собственных частот
контуров. Следовательно, контуры будут работать при сильной
расстройке, вдали от резонанса. Отсюда следует, что в установившем-

w
252 Глава 10
ся режиме комплексные сопротивления zi, гг будут иметь активную
слагающую, много меньше реактивной. При вычислении
коэффициента обратной связи эти сопротивления можно считать чисто
реактивными и коэффициент обратной связи получится
вещественным.
При слабой связи частоты автоколебаний близки к
собственным частотам контуров. Во всяком случае расстройка их
укладывается в пределах резонансной кривой и при определении
сопротивления гх и z2 активными потерями в них пренебрегать нельзя.
Следовательно, на частоте автоколебаний эти сопротивления
будут комплексными. При этом коэффициент обратной связи
получится комплексным
Расчёт автогенераторов при сильной и слабой связи должен
строиться различным образом; более сложным оказывается случай
слабой связи. В этой главе теория двухконтурного автогенератора
при слабой связи не рассматривается. Частный случай
автогенератора со слабой связью рассмотрен в гл. 13.
10.10. Теория двухконтурных автогенераторов при
сильной связи
Из общей теории трёхточечной схемы, которая изложена в
п. 10.3, следует, что при вещественном коэффициенте обратной связи
частота автоколебаний удовлетворяет уравнению
х(а)=х1+х2-{-х3=0. (10.10.1)
Рассмотрим, как определяется частота автоколебаний
качественно при помощи графика реактивного сопротивления. На рис. 10.27а
представлена схема, её входное сопротивление х (о>) равно
сумме реактивных сопротивлений xi, ха, лгз. На рис. 10.27а для
определённости сохранены обозначения применИтельнб к схеме k.
Чтобы найти графически корни ур-ния (10.10.1), надо построить
график х(и>). Точки его пересечения с осью абсцисс дадут собст-

Автогенераторы
253
венные частоты рассматриваемой системы контуров. График х(ш)
представлен на рис. 10.276. При построении графика надо
руководствоваться поведением х(т) вблизи некоторых характерных
областей:
1. Область малых частот owO. Как видно из схемы на
рис. 10.27а, в этой области реактивное входное сопротивление
определяется ёмкостью Сз, т. е. при щ -»0, х -* — .
2. Области частот, близкие к собственным частотам контуров
и^ и 0)2. Здесь на каждой из частот имеют место параллельные
резонансы одного из контуров и реактивное сопротивление его
становится бесконечно большим. График входного сопротивления в этих
областях идёт так же, как и график реактивного сопротивления
контура вблизи параллельного резонанса.
3. Область весьма больших частот а)-> оо. Как видно из схемы
на рис. 10.27а, в этой области входное сопротивление определяется
тремя последовательно включёнными ёмкостями С\,Сг,Съ. Сле-
довательно, при со -> оо х-* — ■— ( -~—\--^- + тН •
После того, как рассмотрено поведение графика в указанных
областях, картина, представленная на рис. 10.276, становится
ясной. Частоты связи нижняя и верхняя на этом графике обозначены
соответственно и>н и <ов. Нижняя частота оказывается меньше
наименьшей из собственных частот контуров. Верхняя частота
заключена в интервале между собственными частотами контуров.
Рассмотрим теперь вопрос о том, на какой из частот связи
могут поддерживаться установившиеся автоколебания. Для
определённости опять имеем в виду схему к. Согласно теории обобщённой
трёхточки (п. 10.3) в схеме k, поскольку хз<0,для поддержания
колебаний необходимо, чтобы реактивные сопротивления х\ и х%
были индуктивными: xi>>0 и х% > 0. Отсюда следует, что в схеме
k установившиеся колебания могут поддерживаться только по
схеме, эквивалентной индуктивной трёхточке.
Сопротивления хх и х2 образованы параллельными контурами.
Они будут индуктивными, когда частота связи меньше
собственных частот контуров. Таким образом, в схеме k обратная связь
будет положительной, если частота автоколебаний удовлетворяет
системе неравенств ах^ан, <о < о>2. Взглянув на рис. 10.276,
мы убеждаемся, что этому условию удовлетворяет только нижняя
частота <ои. Для верхней частоты шв коэффициент обратной
связи получается отрицательным, автоколебания на верхней частоте
в схеме k невозможны.
Рассмотрим тот же вопрос применительно к схемам а и с. Легко
заметить из рис. 10.266 и 10.26<?, что в обеих схемах
автоколебания возможны при условиях, аналогичных ёмкостной трёхточке.
Для этого частота автоколебания должна удовлетворять системе

254
tAaea 16
неравенств для схемы a: u> < юз, w^>a>i, для схемы с: ш < a>s,
to > о)2. Иначе говоря, частота контура 3 должна быть выше
частоты контура / для схемы а или контура 2 для схемы с. При этом
частота связи должна быть заключена между этими частотами.
Из рис. 10.276 следует, что этому требованию может удовлетворить
только верхняя частота связи. Автоколебания на нижней частоте
в схемах а и с невозможны, так как коэффициент обратной связи
на этой частоте получается отрицательным.
Подводя итог, можно сказать, что во всех схемах двухконтур-
ных автогенераторов автоколебания могут существовать только на
одной из двух частот связи. Для схемы k на нижней, а для схем
а и с — на верхней.
Найдём уравнение для вычисления частот через параметры в
схеме k (рис. 10.26а). Преобразуем ур-ние (10.10.1), заменяя сопротивле-
1
ния xlt xit хг проводимостями yu y.it у,, например хх ~ — — и т. д. По-
Ух
еле приведения к общему знаменателю из (10.10.1) получим
УхУи + УгУх+УгУг = 0
К левой части этого уравнения прибавим и отнимем у\. Тогда после
небольших преобразований найдём
У[У2-У1=Ъ. (10.10.2)
В этом уравнении обозначено:
у\ в Ух + Уг»
У2 - Уж + Уз •
Из рассмотрения схемы на рис. Ю.26я следует, что у\ есть
проводимость контура, который останется в схеме, если контур 2 закоротить.
Будем называть этот контур первым парциальным. Аналогично второй
парциальный контур с проводимостью у2 останется в схеме, если закоротить
контур 1. Все величины, относящиеся к парциальным контурам, будем
снабжать штрихами. Так для ёмкости парциальных контуров введём
выражения:
C"iят Ci + С3\
\ (10.10.С)
С2 ят С% -\~СЛ
и в ур-ние (10.10.2) подставим:
После простых преобразований получим уравнение для частоты:
ео«а — ы» (<„ '2+ ш'| ) + о)'2 о>'2 «0. (Ю.10.4)

Автогенераторы
255
Здесь обозначены частоты парциальных контуров:
'2 *
2 1,С2
и коэффициент, характеризующий связь между контурами;
Уравнение (10.10.4) относительно ш% является квадратным. Его корни
соответствуют двум частотам связи, верхней и нижней. Оно пригодно
также для схем а и с, изображённых на рис. 10.265 и в. Необходимо только
сделать соответствующую замену индексов.
ЛИТЕРАТУРА
1. Н. М. Крылов и Н. Н. Боголюбов. .Новые методы
нелинейной механики в их применении к изучению работы электронных
генераторов", ч.1, ГТТИ, 1934.
2. С. И. Евтянов. .Расчёт частоты автоколебаний".
.Радиотехника" № 2, 1946.
3. С. И. Евтянов. .Теория автогенератора с автосмещением".
.Электросвязь" № 9 и 11, 1940.
4. Б. К. Шембель. .Схема генератора с самовозбуждением на
экранной лампе". ИЭСТ № 3, 1933.

ГЛАВА 11
АВТОГЕНЕРАТОРЫ УВЧ
11.1. Причины, затрудняющие получение автоколебаний увч
Для получения автоколебаний в дециметровом и сантиметровом
диапазонах в настоящее время, кроме триодов, широко
применяются специальные магнетронные и клистронные генераторы.
Описанию их устройства и принципа действия посвящены две
особые главы. В настоящей главе дано только описание
специальных генераторных триодов, предназначенных для работы в
диапазоне ультравысоких частот (увч) и схем автогенераторов, которые
строятся на этих лампах.
По мере повышения частоты автоколебаний возникают
трудности: уменьшается полезная мощность и кпд. У каждой лампы
существует предельная частота, выше которой автоколебания не
возникают. В конструкции ламп, колебательных контуров и в схемах
автогенераторов для получения колебаний увч имеется ряд
особенностей. Они вводятся для того, чтобы повысить «частотный
потолок», преодолеть трудности, возникающие с повышением частоты
автоколебаний. Идеи, положенные в основу конструкций
автогенераторов увч, можно понять, только разобрав
причины, которые затрудняют получение
автоколебаний увч с обычными лампами и
контурами. В "общих чертах дело сводится к
следующему.
По мере уменьшения индуктивности и
ёмкости внешнего колебательного контура
всё большее значение приобретают
междуэлектродные ёмкости внутри лампы и
индуктивности её вводов. Эквивалентная схема
лампы представлена на рис. 11.1. Из этой
схемы следует, что внутри лампы
содержится сложный колебательный контур.
Если электроды лампы соединить коротким
замыканием, то в лампе могут иметь место
автоколебания, частота которых определяется
паразитными параметрами. Получить частоту автоколебаний выше
собственной частоты колебательной системы внутри лампы
затруднительно. Отсюда ясно, что необходимо стремиться к предельному
^■"Т-

Автогенераторы увч 257
уменьшению индуктивностей вводов и междуэлектродных ём*
костей.
С увеличением частоты возрастают активные потери: на
поверхностный эффект, диэлектрические потери и излучение.
Возрастание потерь на излучение объясняется тем, что размеры
проводов колебательного контура оказываются соизмеримыми с
длиной волны. Резонансное сопротивление контура R& = р Q с
повышением частоты уменьшается. Объясняется это двумя
причинами. С одной стороны, с повышением частоты уменьшается
характеристика контура р= —, поскольку сделать ёмкость меньше
паразитной нельзя. С другой стороны, за счёт увеличения потерь
уменьшается добротность контура Q. Меры для уменьшения потерь
должны сводиться к следующему. Для ослабления потерь за счёт
поверхностною эффекта необходимо делать поверхность проводников,
обтекаемых током, возможно большей. Для уменьше шя
диэлектрических потерь следует применять высококачественные изоляторы
с малыми потерями — из специальных сортов керамики. Помимо
того, без крайней нужды не следует ставить изоляторы в местах
схемы, где действуют большие амплитуды напряжения
высокой частоты. Наконец, для устранения потерь на излучение следует
заключать колебательный контур в экранированное пространство
или сам контур делать в виде замкнутого объёма (например, типа
концентрической линии или полого резонатора).
Одним из наиболее сложных и важных явлений в лампе,
с которым необходимо считаться в диапазоне увч, является
инерция электронов. Начнём с пояснения, что разумеется под
термином «ин^шхщ]_^л^к1Гл]>ное». Скорость, с которой электроны
пролетают межд\электродные пространства, конечна и притом
значительно меньше скорости света. Поэтому оказывается конечным и
время пролёта электронов. Чтобы получить представление о
порядке времени пролёта и подчеркнуть, от чего оно зависит,
рассмотрим движение электрс а между плоскими электродами под
действием постоянного напряжения при отсутствии
пространственного заряда. Обозначив расстояние между электродами
(например, между катодом \ сеткой) г, напряжение U, будем иметь
уравнение движения электрона
m4issseT- (11ЛЛ)
После первого интегрирования в предположении, что в момент
вылета [=0 скорость равна нулю, получим
—£-^<- <».1.2)
После второго интегрирования в предположении, что в момент

258 Глава 11
вылета электрон находился у катода, т. е. при £=0, х = 0,
получим выражение для пройденного пути
_£_ JL IL
т г 2 '
(11.1.3)
Положив х = г, найдём время пролёта электрона от катода
до сетки
*-rVW (11-1-4)
и скорость, с которой он достигнет плоскости сетки,
v = Y~ U. (И.1-5)
Если подставить отношение заряда электрона к массе и
выразить пролётное расстояние в метрах, напряжение в вольтах, а
время в секундах, то получатся следующие формулы:
tceK= r" -Ю-в; (П.1.6)
св о,з /ив
v = 0,6 Уи~- 10е м/сек. (П.1.7)
В качестве примера найдём время пролёта и скорость электрона
при напряжении U =100 в и пролётном расстоянии г=\мм = \0~йм.
Вычисления дают для времени пролёта t = у . 10~в ше,
для скорости у сетки v = 6 106 м/сек. Из этого примера следует,
что время пролёта измеряется цифрами порядка 10-9шс, а скорость
электронов мала относительно скорости света В данном примере
она составляет 2% от скорости света.
Время пролёта не зависит от частоты и запаздывание
электронного потока относительно напряжения имеет место на волнах всех
диапазонов. Однако заметна инерция электронов в диапазоне
увч по той причине, что период переменного напряжения на
электродах лампы оказывается соизмеримым со временем пролёта.
Время пролёта нагляднее характеризовать углом пролёта,
который показывает, на сколько изменится фаза переменного
напряжения за время пролёта на данной частоте. Угол пролёта
определяется выражением
(p = arf. (11.1.8)
Для рассчитанного здесь примера при длине волны X = 1 м,
что соответствует частоте / =3-10е гц, угол пролёта составляет
<P = -g- =36°. На волне X =25 см этот угол увеличивается до
144*.

Автогенераторы увч
259
Аналогичным образом совершается движение электрона в
пространстве сетка—анод. Различия сводятся к тбму, что скорость
электрона при вступлении в это пространство отлична от нуля,
а ускоряющее напряжение определяется разностью напряжений
между сеткой и анодом.
За счёт инерции электронов увеличивается мощность,
потребляемая цепью сетки автогенератора. Эта мощность превращается
в кинетическую энергию электронов и
выделяется в виде тепла при ударе их
об анод и катод. Дополнительная
мощность высокой частоты, потребляемая
цепью сетки за счёт инерции
электронов, может быть учтена в виде
активного входного сопротивления. Следует
иметь в виду, что это входное
сопротивление включено параллельно тому
входному сопротивлению, которое
вызвано непрозрачностью сетки для
электронного потока.
Чтобы объяснить механизм изменения
входного сопротивления цепи сетки за
счёт инерции электронов, рассмотрим
сначала движение электрона между
плоскими электродами сеткой и катодом под
действием некоторого напряжения V
согласно схеме на рис. 11.2а. Для простоты
будем считать, что проницаемость сетки
равна нулю." Движение электрона в
пролётном пространстве вызывает ток
смещения, который на поверхности
электродов переходит в ток проводимости и
замыкается через внешнюю цепь,
содержащую источник ускоряющего
напряжения. Этот ток называется
наведённым* Наведённый ток во внешней цепи возникает сейчас же, как
только начинается движение заряда. Появление этого тока не
связано с попаданием электронов на сетку. Вычислим наведённый
ток, исходя из энергетического баланса, который в данном случае
сводится к следующему.
Кинетическая энергия, приобретённая электроном, должна быть
равна работе, совершённой источником ускоряющего напряжения:
t
mv*
~2~-
с, акт
с, реокт
(6).
1с,
лС.
"с
L
c,peoki
Рис. 11.2.
t
Vlmdt

2Ь0 Глава И
После дифференцирования получим
г,.» dv
Согласно ф-ле (11.1.1) в правой части этого равенства можно
dv U
сделать замену т —гг = е — .
at Гкс
В результате получим выражение для наведённого тока
С= —• (11.1.9)
кс ГКС V '
Если вместо одного электрона пролётное пространство
заполнено движущимися зарядами с некоторой объёмной плотностью
р, то наведённый ток от бесконечно тонкого слоя этих зарядов
толщиной dx на единицу поверхности будет
di'= ™ dx.
кс гкс
Ток, наведённый всеми зарядами на единицу поверхности,
найдётся в результате интегрирования по всему пролётному
пространству
Чс
""dx. (11.1.10)
Заметим, что при выводе формулы для наведённого тока не были
оговорены два допущения. Мы не учли конечной скорости
распространения электрического поля и наличия магнитного поля, создаваемого
электронами. Эти допущения законны на том основании, что
пролётные расстояния много меньше длины волны, а скорость
электронов много меньше скорости света.
Произведение pv в выражении (11.1.10) представляет ток на
единицу поверхности, создаваемый движущимися зарядами в
данном сечении рассматриваемого пространства. Этот ток называется
конвекционным током в пространстве катод—сетка и обозначается
iKe=?v. (11.1.11)
Сделав эту замену, получим для наведённого тока выражение
^-)tdx- (11-1Л2)
о
До сих пор мы рассматривали процессы только в пространстве
катод—сетка. Аналогичные явления происходят в пространстве
сетка—анод. Заряды, движущиеся в этом пространстве, наводят анод-

Автогенераторы увч
261
ный ток, который замыкается через внешнюю анодную цепь и
через внешнюю цепь сетки. Этот ток можно представить
аналогичным выражением
Гса
i'ca^l-dx. (11.1.13)
о
Здесь ica есть конвекционный ток в пространстве сетка—анод.
Его величина зависит от разности потенциалов между сеткой и
анодом.
Из сказанного следует, что в цепи сетки накладываются
два наведённых тока. Положительные направления этих токов
противоположны. Поэтому результирующий ток в цепи сетки
равен разности токов, наводимых из пространства катод—сетка и
пространства сетка—анод:
1с=К~?са- (И-1.14)
Когда частота переменных напряжений катод—сетка и сетка —
анод достаточно низка, так что углы пролёта в обоих
пространствах малы, можно считать, что конвекционный ток в каждом
пространстве будет только функцией времени, но не будет функцией
расстояния х. В таком случае в выражениях (11.1.12) и (11.1.13)
конвекционные токи можно вынести за знак интеграла. Легко
видеть, что при этом наведённые токи оказываются равными
конвекционным. При этом согласно (11.1.14) ток сетки получится
равным разности конвекционных токов, т. е. разности тока эмиссии
и тока анода. Анодный же ток будет равен конвекционному току
в пространстве сетка—анод. В предыдущих главах курса теория
генераторов в диапазоне средних и коротких волн строилась в
предположении, что токи в цепях лампы при наличии переменных
напряжений на электродах определяются по статическим
характеристикам. Такой режим, когда напряжения и токи изменяются
настолько медленно, что процесс их изменения протекает по
статическим характеристикам, в теории электричества принято
называть квазистационарным режимом в отличие от динамического
режима, когда инерция электронов играет существенное значение.
Мы видим, что концепция наведённых токов является более общей
теорией, которая пригодна и для динамических режимов, где
инерция электронов играет существенную роль. В то же время
концепция наведённых токов не противоречит теории
квазистационарных токов и включает её в себя как частный случай, когда
можно пренебречь неравномерным распределением плотности
конвекционного тока по пролётным пространствам внутри лампы.
Полная теория работы генераторных ламп с учётом инерции
электронов ещё не создана. В настоящее время вопрос находится
в стадии изучения и накопления материала как теоретического,

262
Глава 11
так и экспериментального. Наиболее важные и интересные
результаты в этом направлении были получены М. С. Нейманом и
Л. А. Котоминой. В дальнейшем изложении использованы
результаты работ этих авторов.
По вопросу об изменении входного сопротивления лампы за
счёт инерции электронов мы ограничимся только качественными
рассуждениями. Рассмотрим векторную диаграмму,
представленную на рис. 11. 26. На этой диаграмме показан вектор напряжения
на сетке Uс. Относительно этого вектора отстаёт вектор первой
гармоники тока IKCi, наводимого в цепь сетки конвекционным
током в пространстве катод—сетка. Точный угол отставания этого
вектора нам неизвестен, однако ясно, что этот вектор мог бы
совпадать с вектором Uс только в том случае, когда инерция
электронов отсутствует. Далее показан вектор первой гармоники тока
Iса1, наводимого в анодной цепи. • Поскольку этот ток наводится
электронами, попавшими в пространство сетка — анод из
пространства катод—сетка, то естественно, что его фаза отстаёт от
фазы напряжения на сетке ещё больше.
При отсутствии инерции электронов все три вектора Vс, 1кс1,
Iса1 имели бы одинаковую фазу. По абсолютной величине 1са1
не может быть больше 1кс1. Результирующий вектор первой
гармоники тока сетки 1с1 найдётся как разность векторов 1кс1 и Iса1.
На диаграмме видно, что вектор Iс1 будет обязательно опережать
вектор напряжения на сетке на угол <рс1<^-?>- . Если принять за
начало отсчёта фаз фазу напряжения на сетке, то комплексная
амплитуда пергой гармоники тока сетки будет 1сх — 1с1ё?С{. Введём
понятие приведённой крутизны для тока сетки согласно выражению
Sci= -jg- . (11.1.15)
За счёт инерции электронов эта величина оказывается
комплексной:
Scl = Sclefci. (11.1.16)
Приведённая крутизна представляет входную проводимость,
т. е. проводимость участка сетка—катод. Поскольку сра <^ -^- »
то входная проводимость имеет активную слагающую и
реактивную слагающую ёмкостного характера:
Sci-Sclcos ?ci + iS ci sin cprf.

Автогенераторы увч
263
Реакцию первой гармоники тока сетки на внешнюю цепь можно
учесть при помощи схемы замещения цепи сетки, представленной
на рис. 11.2в. Комплексная проводимость схемы замещения:
Из сравнения двух последних выражений находим
R"='bJo*4a J <° A Сех=$с1 Sin ?el.
На векторной диаграмме рис. 11.26 вектор тока сетки
представлен в виде суммы активной и реактивной составляющих. На
схеме замещения рис. 11.2в эти составляющие тока
соответственно проходят по двум ветвям схемы.
Можно доказать, что для входного сопротивления справедлива
формула Rex = ак2, из которой следует, что Rex падает обратно
пропорционально квадрату частоты. Коэффициент а определяется
опытным путём. Его величина зависит от геометрии лампы и её
режима.
Входную ёмкость АСвд. на рис. 11.2в не следует путать со
статической входной ёмкостью, о которой шла речь в п. 5.2.
&Свх надлежит рассматривать, как добавление к статической
ёмкости Свх- Полная входная ёмкость будет Свх = Свх -\-кСвх.
Эта ёмкость сбычно называется горячей входной ёмкостью,
так как измерена она может быть только при включённом накале.
В отличие от этого статическая входная ёмкость Сех называется
холодной.
Существенно подчеркнуть, что добавочная ёмкость, вызванная
инерцией электронов, зависит от угла пролёта, а следовательно,
и от питающих напряжений. Изменение режима автогенератора
вызывает изменение этой ёмкости. Это обстоятельство является
одной из причин нестабильности частоты автоколебаний при
изменении режима. Другая трактовка этого же явления состоит
в том, что за счёт питающих напряжений изменяются углы,
входящие ь уравнение баланса фаз, что вызывает изменение частоты.
Активной составляющей входного сопротивления учитывается
потеря мощности от источника переменного напряжения на сетке.
Выше уже подчёркивалось, что эта мощность выделяется в виде
тепла при ударе электронов об анод и о катод. Дадим физическое
объяснение, почему за счёт инерции электронов увеличивается
мощность потерь на аноде и появляется мощность потерь на катоде.
При квазистационарном режиме за положительную полуволну
источник переменного напряжения на сетке ускоряет электроны
в пространстве катод — сетка и одновременно тормозит их в
пространстве сетка — анод. В результате никакой энергии электроны от
источника переменного напряжения на сетке не получают. Иначе
обстоит дело в динамическом режиме при наличии инерции электро-

264 Глава И
нов. Пока электроны не достигли плоскости сетки, переменное
напряжение на сетке за положительный полупериод только
ускоряет электронный поток и отдаёт ему свою энергию, не получая
взамен энергии за счёт торможения электронов в пространстве
сетка — анод, так как там их пока ещё нег. Компенсация энергии,
затрачиваемой на разгон электронов, начнётся лишь тогда, когда
появятся электроны за плоскостью сетки. После того, как
напряжение на сетке переменит знак, между электродное
пространство за счёт инерции электронов не сразу от них очистится. По этой
причине источник переменного напряжения отдает некоторую
энергию на ускорение электронов в промежутке сетка — анод. Вся
кинетическая энершя, которую получили электроны, превращается
в тепло при падении их на анод. Кроме того, электроны,
которые остались в промежутке катод—сетка, приобретает
кинетическую энергию за счёт положительного напряжения на катоде
относительно сетки. Эта энергия превращается в тепло при
ударе электронов о катод.
Перейдём к рассмотрению явлений в анодной цепи. На
векторной диаграмме на рис. 11 26 уже было показано, что за счет
инерции электронов фаза первой гармоники тока, наводимого в
анодной цепи, отстаёт от фазы переменного напряжения на сетке.
Таким образом, первый результат инерции электронов сводится
к тому, что приведённая крутизна для анодного тока
S1==-bp «Sje1* (11.1.17)
оказывается комплексной величиной. Не менее важным является
вопрос о величине амплитуды первой гармоники анодного тока;
за счёт инерции электронов она уменьшается. Для уяснения
процессов, которые влияют на величину первой гармоники анодного
тока, рассмотрим диаграммы на рис. 11.3. На этом рисунке
показана кривая переменного напряжения на сетке и постепенное
изменение импульса конвекционного тока по мере движения
электронов от катода к аноду. На рис. 11.36 представлен импульс
конвекционного тока, т. е. тока эмиссии, у поверхности катода ihK.
Инерция электронов приводит к тому, что кривая тока эмиссии
существенно отличается от кривой переменного напряжения на сетке.
Этому явлению можно дать следующее объяснение. Положим
для простоты, что эмиссия катода неограничена, проницаемость
сетки равна нулю, смещение Ес = 0. Если за время
отрицательного полупериода напряжения на сетке пространство катод — сетка
успевает счиститься от электронов, то к началу положительного
полупериода оно ведёт себя подобно конденсатору с некоторой
ёмкостью Скс. Заряд у катода, создаваемый напряжением на сетке,
равен дк=жСксес.

Автогенераторы увч
265
Конвекционный ток у катода будет
г„„ =
dqK_p dec
dt ~^кс dt
—т
Для напряжения на сетке, изменяющегося по закону,
ес = 1)с sin «>£, получим
^=<0SACOSC0^
Согласно этому выражению максимальный - ток катода
получается в момент времени, когда напряжение на сетке проходит
через нуль. Его величина равна
1кк макс= w ^кРс •
Таким образом, всплеск катодного тока увеличивается
пропорционально частоте. С физическсй стороны такой результат
объясняется тем, что электроны, эмитируемые
катодом, благодаря инерции не покидают
катод мгновенно, а создают
у^катодапространственный заряд. Поэтому ток кащдд
изменяется не пропорционально
напряжению на сетке, а пропорционально скорости
изменения напряженйя7~т". е. "пропорцио"
нбльно его производной. Ток эмиссии
имеет место лишь в течение первой чег-
верти периода переменного напряжения на
сетке. Высота его импульса оказывается
тем больше, чем короче волна. При
достаточно высохих частотах она может в
несколько раз превзойти высоту импульса,
который имел бы место в
квазистационарном режиме. Поэтому лампы,
предназначенные для работы в диапазоне увч,
должны иметь весьма высокую эмиссионную
способность катода.
Электроны, покинувшие плоскость
катода в различные моменты времени,
совершают движение с различной скоростью.
Поэтому импульс конвекционного тока в
плоскости сетки iKC, показанный на
рис 11.3<?, имеет форму более расплывчатую,
чем импульс тока эмиссии. Мало того, не все электроны,
эмитированные катодом за период эмиссии, достигают плоскости сетки
Известная часть электронов находится в пространстве катод — сетка к
концу полупериода напряжения на сетке. В следующий полупериод
знак напряжения на сетке изменяется и те электроны, у которых за-
Рис. 11.3.

266 Глава 11
пас кинетической энергии недостаточен, чтобы преодолеть
тормозящее действие напряжения на сетке, отбрасываются обратно и,
падая на катод, разогревают его. Таким образом, через плоскость
сетки успевает пройти только часть электронов, эмитированных
катодом.
За счёт различной скорости электронов ширина импульса
конвекционного тока у сетки оказывается больше того интервала
времени, за который проходящие сетку электроны были
эмитированы катодом. В результате прохождения через промежуток
сегка—анод форма импульса конвекционного тока у плоскости
анода становится более расплывчатой
,°" {iKa на рис. П.Зг). Конвекционный
0 ток начинает наводить ток в анодной
■Ic /1а, цепи, как только он пересечёт плос-
/ кость сетки. Поэтому начало импульса
<У анодного тока совпадает с началом
/ импульса конвекционного тока у плос-
,^ косги сетки. Конец же импульса
наведённого тока совпадает с концом
•4- импульса конвекционного тока у
плоскости анода. Поэтому импульс
анодного тока получается более широким и
расплывчатым, чем импульс конвекционного тока у анода (ia на рис. 11.3 г).
Если импульс анодного тока представить гармоническим
рядом, то фаза первой гармоники будет отставать от фазы
напряжения на сетке, о чём уже подробно говорилось выше. Из
рассмотрения процессов в лампе при увч следует, что амплитуда
первой гармоники анодного тока получается меньше, чем при тех же
условиях в квазистацйонарном режиме.
££сшрт^^_геперь, как инерция электронов отразится на ПР- t
Шно1^що1&Ш1£.ш_в^[1ЩШ5Т^пЪ в двух случаях: if генератор
с внешним возбуждением и 2) автогенератор. На рис. 11.4а
представлена векторная диаграмма для генератора с внешним
возбуждением. На диаграмме показаны векторы напряжения на сетке,
первой гармоники анодного тока и напряжения на нагрузке. За
счёт инерции электронов вектор первой гармоники анодного тока
отстаёт от напряжения на сетке на угол ерь Чтобы получить
наибольшую полезную мощность, нагрузка в анодной цепи
настраивается в резонанс с первой гармоникой анодного тока.
Поэтому вектор напряжения на аноде показан совпадающим с
вектором первой гармоники анодного тока. При этом мощность в
анодной цепи определяется по формуле
В данном случае полезная мощность уменьшается за счёт
инерции электронов в той мере, в какой уменьшится Iа1.

Автогенераторы увч
267
Обратимся теперь к векторной диаграмме автогенератора,
представленной на рис. 11.46. При построении этой диаграммы
предположено, что коэффициент обратной связи — бесфазный. Поэтому
векторы напряжения на сетке и нагрузке по фазе совпадают, а
вектор первой гармоники анодного тока отстаёт от вектора
напряжения на сетке на угол ерь Из диаграммы видно, что частота
автоколебаний установится такой, при которой нагрузка в анодной
цепи будет расстроена, имея реактивную составляющую
индуктивного характера. При этом мощность в анодной цепи
определяется по формуле
^l=-2-/al^/alCOS?l=-2-(/alCOS?l)2^« •
Эта формула показывает, насколько энергетически невыгоден
режим автогенератора увч. Полезная мощность уменьшается
против той, которая получается в квазистационарном режиме
не только за счёт уменьшения амплитуды первой гармоники
анодного тока, но и за счёт расстройки нагрузки.
Подводя итоги, можно сделать вывод, что инерция электронов
увеличивает потери в цепи сетки и приводит к тому, что
автогенератор работает на расстроенную нагрузку. Эти явления являются
причиной понижения полезной мощности и кпд, они же могут
быть причиной тего, что выполнение условия самовозбуждения
становится невозможным. В конструкциях генераторных ламп увч
принимаются все меры к тому, чтобы ослабить эффект инерции
электронов. Одновременно обращается внимание на то, чтобы
междуэлектродные ёмкости и индуктивности вводов были малы.
§У-^1 Лампы и конструкции автогенераторов увч
По мере того, как в пдиотехнике осваивались всё более
короткие волны, совер ^вовалась конструкция генераторных
ламп, предназначенных для работы в диапазоне увч, и
технология их производства. Этот процесс продолжается и в настоящее
время.
В период освоения диапазона метровых волн главное
внимание обращали на уменьшение междуэлектродных _ ёмкостей .и
индуктивыостей вводов. Характерная особенность ламп этого
типа состоит в том, что вводы сетки и анода делаются не через
общий цоколь, а через стеклянный баллон, что даёт возможность
уменьшить ёмкость между вводами. Одновременно уменьшается
длина их, а следовательно, и индуктивность. В качестве примера
.подобной конструкции можно указать на лампу типа ГУ-4. Эта
лампа удовлетворительно работает на волнах не короче 2 м.
Недостатком такой конструкции является всё же значительная
индуктивность вводов особенно накала и большие пролётные
расстояния.

268 Глава 11
Для ослабления инерции электронов необходимо* уменьшить
пролётные расстояния. При этом увеличатся междуэлектродные
ёмкости. Эти ёмкости, однако, уменьшатся, если произвести
пропорциональное уменьшение всех геометрических размеров
лампы в п раз. Уменьшение ёмкостей получится в П раз, потому
что одновременно с уменьшением расстояния между электродами
уменьшатся и их площади в п? раз. Одновременно с этим
уменьшится и допустимая мощность потерь на аноде в я2 раз.
• Крутизна лампы при этом не изменяется. Таким образом,
уменьшение пролётного времени оказывается связанным с уменьшением
полезной мощности.
Изложенные здесь идеи были использованы при
конструировании миниатюрных ламп типа «жёлудь». Триод-жёлудь 6С1Ж (955)
находит применение в схемах маломощных автогенераторов. На
волне X = 40 см его полезная мощность составляет доли ватта.
В качестве более поздней конструкции можно указать на лампу
типа Д-2, разработка которой относится к 1936 г. У этой лампы
вводы сделаны через плоское дно на значительном расстоянии
один от другого. Для уменьшения угла пролёта сделаны
маленькие пролётные расстояния. Между катодом и сеткой оно равно
0,5 мм, а между сеткой и анодом 1 мм. Междуэлектродные ёмкости
Сас=1,6 мкмкф, Сск = 1,4 мкмкф, Сак = 1 мкмкф. Для
повышения допустимой мощности потерь на аноде к маленькому
анодному цилиндру, диаметр которого равен 3,3 мм, приделаны
три ребра. Благодаря этим рёбрам анод мо-
V жет рассеивать мощность 30 вт.
I Mil На рис. 11.5 представлен график, пока-
—Sr зывающий изменение полезной мощности ав-
~_ГЦ тогенератора на лампе Д-2 в зависимости от
l5 частоты. Недостаток конструкции лампы Д-2
i состоит в значительной индуктивности вводов.
~Т~ Кроме того, эта конструкция не позволяет
1_ эффективно применять экранированные коле-
бательные системы, например, типа
концентрической линии. Пролётные углы также
;—Mill—._ значительны.
0 500 70° fftnt* Новые и весьма плодотворные идеи по
Рис. 11.5. конструированию ламп для автогенераторов
увч были высказаны Н.Д. Девятковым в 1940 г.
В созданной им совместно с Е Н. Данильцевым, В. К- Хохло-
вым и М. Д. Гуревичем лампе впервые были применены
плоские электроды, расположенные на весьма малых расстояниях
порядка 0,2—0,4 мм. Благодаря применению подогревного
оксидного катода и малому расстоянию сетка—катод крутизна
характеристики такой лампы оказалась 10—12 ма(в. Для уменьшения
индуктивности ввода сетки в лампе Н. Д. Девяткова было сделано
четыре ввода сетки по окружности баллона лампы. Взаимное рас-

Автогенераторы увч 269
H2ZJ
И
Поршень
анодной
линии
Поршень
катодной
линии
7
Рис. 11.6.
положение выводов электродов этой лампы было сделано таким
образом, чтобы получить удобное сочленение её с концентрической
линией по схеме, представленной на рис. 11.6. Эта схрма является
двухконтурным автогенератором. Один из контуров образован
ёмкостью анод—сетка и концентрической линией. Наружная труба
этой линии соединена с сеткой, а внутренняя—с
анодом. Второй контур образован ёмкостью
катод—сетка и второй концентрической линией, её fj]
внешняя труба опять соединена с сеткой, а
внутренняя — с катодом. Через внутреннюю
трубу пропущен стержень, он служит вторым
проводом цепи накала. Элементом связи двух
контуров является ёмкость анод—катод. Поскольку
общей точкой обоих контуров является сетка,
эту схему следует назвать двухконтурным
автогенератором с заземлённой сеткой.
В схеме Н. Д. Девяткова длина
концентрических линий могла изменяться при помощи
короткозамыкающих ёмкостных поршней. Эти ,п-^
поршни одновременно являлись блокировочными
ёмкостями, разделяющими цепи анода и катода
от цепи сетки по постоянному току. Отличие
приведённой схемы двухконтурного
автогенератора от схем, описанных в п. Ю.9, состоит в том, что
там шла речь о контурах с сосредоточенными параметрами. Здесь
концентрические линии представляют системы с распределёнными
параметрами. Для качественного объяснения работы схемы можно
считать, что концентрические линии играют роль некоторых
эквивалентных индуктивностей. Ниже показано, что частота
автоколебаний в рассматриваемой схеме существенно зависит от
анодной индуктивности и слабо зависит от катодной. Изменение
положения поршня анодной линии служит для изменения волны,
а передвижение поршня катодной линии вызывает, главным
образом, изменение режима вследствие изменения коэффициента
обратной связи и сопротивления нагрузки.
С описанной выше схемой и лампой в 1940 г. были получены
автоколебания на волнах до 15,8 см. Интересно отметить, что при
работе этой схемы вдоль анодной линии укладывалось меньше
четверти, а вдоль катодной укладывалось больше половины
волны. Иначе говоря, анодная линия работала на основном тсне,
а катодная линия работала на первом обертоне. Благодаря работе
на обертонах удаётся увеличить длину линий до размеров,
приемлемых с конструктивной точки зрения.
Применение концентрических линий в качестве
колебательной системы даёт ряд важных преимуществ. Благодаря
большой поверхности труб потери на поверхностный
Эффект оказываются весьма малы. Не требуется дополнительных

270
Глава 11
Во/бод
ансда
изоляторов для крепления контуров в точках, несущих
напряжение высокой частоты. Единственным диэлектриком является
Галлон лампы. Следовательно, сводятся до минимума диэлектрические
потери. Электрическое^ магнитное поля сосредоточены во
внутренней полости концентрической
линии, которая является
совершенным проводником.
Следовательно, поле во внешнем
пространстве отсутствует, поэтому
нет потерь энергии на излучение.
Дальнейшим развитием идеи
лампы Н. Д. Девяткова с
плоскими электродами являются
лампы с дисковыми вводами
электродов. Внутреннее
устройство лампы можно
рассмотреть на рис. 11.7.
Пролётные расстояния в этой лампе
следующие: гкс=0,\—0,14 мм,
гса = 0,3 мм. Такие малые
пролётные расстояния удаётся
выдержать благодаря тому, что
сетка и анод держатся на
металлических дисках, которые
привариваются к стеклянным
стаканам. Диаметр сеточного
цилиндра несколько меньше
катодного, а анодного меньше сеточного. Цель такого
расположения вводов состоит в том, чтобы получить возможность удобного
сочленения электродов лампы с трубами концентрической линии.
Такая конструкция придаёт лампе своеобразный внешний вид.
Поэтому наряду с названием дисковой лампы её также называют
маячковой. Кроме дискового ввода катода, сделан ещё простой
ввод. Эти вводы разделены блокировочной ёмкостью,
помещённой внутри лампы. Дисковый ввод катода служит для соединения
по высокой частоте, а простой — по постоянному току.
Благодаря дисковым электродам индуктивность их вводов
практически равна нулю. Междуэлектродные ёмкости для одной из
дисковых ламп типа 2С40 следующие: Сас =1,3 мкмкф, Сск =
= 2,1 мкмкф, Ся^ = 0,05 мкмкф. Анодное напряжение £д = 250 в,
крутизна 5=6 ма/в. Допустимая мощность рассеяния на
аноде Радоп =3,3 вт. Большая сравнительно мощность допустимых
потерь на аноде объясняется тем, что анод сделан в виде
массивного стержня.
В вариантах конструкций автогенераторов на маячковых
лампах с концентрическими линиями может быть большое
разнообразие, однако все они в принципе строятся по схеме с зазем-
Рис. 11.7.

Автогенераторы увч
271
лённой сеткой и различаются только взаимным расположением
контуров.
На рис. 11.8 схематически представлена одна из конструкций
автогенератора на дисковой лампе^ Особенность этой
конструкции состоит в том,"*что катодная и анодная линии расположены
в одну сторону. Поэтому
сеточная труба одновременно
является внешней для
анодной линии и внутренней для
катодной линии. Регулировка
длины той и другой линии
осуществляется специальными
поршнями со скользящим
контактом. Внутриламповая
ёмкость анод—катод не
обеспечивает достаточной связи
между контурами. Поэтому
предусмотрена
дополнительная обратная связь. Для
этой цели служит винт,
укреплённый на поверхности
катодной трубы. Через
отверстие в сеточной трубе этот
винт попадает в пространство
контура анод — сетка.
Таким образом, увеличивается
ёмкость анод—катод.
Питание анодной цепи
применено параллельное.
Разделительной ёмкостью,
отделяющей анод от анодной трубы
по постоянному току, служит специальная шаиоа из
изоляционного материала, которая надевается на анод. Постоянная
слагающая анодного тока проводится по специальному стержню,
помещённому внутри анодной трубы. Этот стержень изолирован от
трубы по постоянному току при помощи изоляционных шайб.
Для связи автогенератора с внешней нагрузкой в наружной
трубе сделано отверстие, через которое пропущен проводник со
шляпкой. Между шляпкой и сеточной трубой получается
ёмкостная связь. Этот проводник может в дальнейшем перейти во
внутренний провод фидера, связывающего автогенератор с
нагрузкой Другой формой связи с нагрузкой может быть
электромагнитная при помощи петли. -
С автогенератором на дисковой лампе по описанной выше схеме
или ей подобной можно получить автоколебания в диапазоне
^ = 8— 30 см. При этом длины анодной и катодной линий
должны регулироваться в пределах от 4 до 22 см.
Рис. 11.8.

272
Глава 11
4)
Сеточный
иилиндр
Керамика
Радиатор
__ Керамика
— Анод
<^f¥^>$ — Сетка
с /-Г\\ ^ Катод,
mrd
Катодный
цилиндр
>Выводы
подогревателя
Рис. 11 9
Другим типом ламп, предназначенных для работы в диапазоне
дециметровых и сантиметровых волн, являются металлокерамиче-
ские Лампы. В принципе эти лампы подобны лампам с дисковыми
вводами. Различие состоит в том, что в качестве диэлектрика вместо
стекла применяется высококачественная керамика с малыми
диэлектрическими^ терями. Устройство металлокерамическои лампы
схематически представлено на
рис. 11.9. У
металлокерамическои лампы кругбвой вывод
сетки крепится при помощи
металлизации и припайки торцов
на керамике. Аналогичным
образом выводится и один из
концов катода. В верхней части
лампы на керамической крышке
укреплён анод. Для увеличения
допустимой мощности потерь на
вывод анода при помощи болта
и гайки может быть насажен
радиатор. Преимуществом
керамики являются не только малые
диэлектрические потери. Она
даёт возможность точно подгонять
расстояния между электродами,
что весьма важно при производстве таких ламп. Конструкция
металлокерамическои лампы также рассчитана на
использование в схемах автогенераторов с концентрическими линиями.
Автогенераторы на металлокерамических лампах позволяют
получить колебания на волнах до б—8 см.
Некоторое укорочение волны автоколебаний удаётся получить
при работе автогенератора в импульсном режиме.
Автогенераторы в импульсном режиме применяются, например, в
радиолокационных передатчиках Характерная особенность импульсного режима
состоит в том, что длительность работы автогенератора во время импульса
значительно меньше длительности периода повторения импульсов.
Отношение этих величин называется скважностьн q. Обычно величина </= 5Г0-И000.
При импульсном режиме средняя мощность потерь на аноде оказывается»
в q раз меньше той, которая рассеивается на аноде во время работы.
Поэтому возможно в течение коротких импульсов в сильной степени
форсировать режим генератора, подавая на анод напряжение значительно больше
номинального. При импульсах длительностью порядка одной микросекунды
такое форсирование режима совершенно безопасно для лампы.
Во время кратковременного импульса при высоком анодном напряже^
жении наблюдается явление импульсной эмиссии катода. Оно состоит в том,
что катод дает эмиссионный ток значительно больше, чем ток в
установившемся режиме. С другой стороны, при увеличении напряжений на
электродах уменьшается время пролета, а следовательно, ослабляются все эффекты,
связанные с инерции электронов.
Таким образом, два обстоятельства—импульсная эмиссия катода и
связанное с ней существенное увеличение крутизны анодного тока, а также
уменьшение времени пролета электронов,— объясняют, почему в импульсном режиме

Автогенераторы увч . 27&л
удаётся получить автоколебания на более коротких волнах, чем в режиме
непрерывной работы.
11 3. Схемы автогенераторов метровых волн
В числе генераторных ламп, применяемых в диапазоне
метровых вслн, нередко встречаются такие, у которых индуктивности
вводов значительны и должны приниматься во внимание.
В качестве колебательных систем в диапазоне метровых волн
применяются контуры и с сосредоточенными и с распределёнными
параметрами. При системе с сосредоточенными параметрами
индуктивность представляет катушку из одного или нескольких
витков, выполненных из толстой'шины. В качестве систем с
распределёнными постоянными употребляются двухпроводные линии.
Благодаря симметрии этих линий относительно земли они
применяются в двухтактных схемах, которые относительно земли
также симметричны.
Двухтактные схемы в диапазоне метровых волн применяются
очень широко. Причиной тому являются достоинства этой схемы.
Двухтактная схема даёт возможность получить удвоенную
мощность автоколебаний благодаря совместной работе двух ламп.
Помимо того, в двухтактной схеме в значительной степени
ослабляются потери мощности высокой частоты в цепях питания,
поскольку источники питания можно включить в точки нулевого
потенциала относительно земли по высокой частоте. Включение
ламп впараллель приводит к увеличению паразитных ёмкостей.
Поэтому в диапазоне метровых волн оно совершенно не применяется.
Экранирование колебательной системы для уменьшения потерь
в окружающих предметах и на излучение достигается помещением
всего генератора в общий экран с хорошо проводящими стенками.
Обратимся к рассмотрению конкретных схем автогенераторов
метровых волн. На рис. 11.10 представлена однотактная схема
автогенератора. Внешний колебательный контур её создан одним
витком толстой шины, включённой между анодом и сеткой. Для
разделения цепей сетки и анода по постоянному току в шину
врублена блокировочная ёмкость Сбь. Блокировочная ёмкость Сб*
шунтирует катод для того, чтобы потенциалы обоих вводов
катода по высокой частоте были одинаковы. Благодаря ёмкости
Ctf4 индуктивности вводов обеих половин катода оказываются
включёнными параллельно. Питание катода осуществляется через
дроссели. Блокировочная ёмкость Сбг соединяет оба дросселя
в цепи накала впараллель. Их результирующая индуктивность
L6 в два раза меньше индуктивности каждого дросселя в
отдельности. Не следует думать, что дроссель L6 является
блокировочным и что его индуктивность не оказывает влияния на
работу схемы. Этот дроссель представляет часть слсжчой
колебательной системы автогенератора и величина Le должна специально
подбираться.

№
Глава II
Рассмотрим принцип работы схемы на рис. ПЛОа. Составим*
схему, ей эквивалентную, с учётом всех междуэлектродных
ёмкостей и индуктивностей вводов. Такая схема показана на
рис. 11.106. Паразитные параметры лампы представлены тремя
ёмкостями C\t Ct, Сг и индуктивнсстями вводов анода* сетки и
катода, соответственно La, Lc, L.'K. Точки а', с', к' являются
Рис. 11.10
реальными вводами электродов. Те точки, которые будут играть
в теории роль анода, сетки и катода, обозначены а, с, к. Эти точки
недоступны, так как оказываются внутри лампы. К точкам а'
и с' приключена внешняя индуктивность. Блокировочной
ёмкостью Сбъ она разделена на две части Le и Le\ Каждая из
этих частей оказывается включённой последовательно с индуктив-
ностями вводов анода и сетки. Все блокировочные ёмкости схемы
рис. 11.10а заменены на эквивалентной схеме рис. 11.106
короткими замыканиями. Последовательно с индуктивностью ввода
катода LK включена индуктивность дросселя L6. Индуктивности
Цепей анода, сетки и катода соединяются в общей заземлённой
точке. Эквивалентную схему на рис. ПЛОб можно упростить,
если объединить все последовательно включённые индуктивности
в общие индуктивности цепи анода, сетки и катода Эти
индуктивности обозначим La, Le, LK соответственно. Тогда получится
упрощённая эквивалентная схема, представленная на рис. 11.10».
Связь между параметрами этой схемы и схемы на рис. ПЛОб
легко устанавливается путём сравнения обеих схем:
La~La т" Le
Le=zLc-\-Lt, •
L1(jmLK-j-Lg ,
(И.3.1)

Автогенераторы увч 275
Эквивалентная схема на рис. 11.10» сложна, ее анализ в
общем виде будет произведён позднее. Сейчас же для уяснения
работы схемы в общих чертах сделаем только несколько замечаний.
Наибольший интерес представляет в этой схеме роль катодной
индуктивности LK. Чтобы уяснить еёг рассмотрим два крайних
случая, когда LK весьма велика (LK = оо), и когда она очень мала
В первом случае (LK = 00) эквивалентная схема на рис. ll.lOe
переходит в схему на рис. 11.10г. Эта схема является ёмкостной
трёхточксй. Если Bte ёмкссти Ci9 C2, С* одного порядка, то
коэффициент обратной связи в такой схеме будет вещественным. Его.
х С
величина определяется отношением ёмкостей: k =-*==!. Частота
хх са
автоколебаний определяется суммой индуктивностей La% Lc и
комбинацией ёмкостей Ci, Са, С* согласно формуле
1
Если в схеме рис. ll.lOe заменить катодную индуктивность
коротким замыканием, то получается эквивалентная схема,
приведённая на рис. П.Юд. Эта схема представляет двухконтурныи
автогенератор *z общей точкой контуров на катоде. Согласно
классификации, изложенной в п. 10.9, это есть двухконтурныи
автогенератор с заземлённым катодом. Как было разобрано в п. 10.10,
в схеме с заземлённым катодом коэффициент обратной связи
оказывается положительным только на нижней частоте связи, для
которой схема сводится к индуктивной трёхточке. Таким
образом, при изменении катодной индуктивности от LK = 00 до LK =0
изменяется характер автоколебательной схемы, из ёмкостной
трехточки она превращается в двухконтурныи автогенератор с
автоколебаниями по индуктивной трёхточке.
Для дальнейшего уяснения свойств эквивалентной схемы на
рис. llflOe полезно рассмотреть ещё два предельных случая,
когда одна из индуктивностей La или Lc заменена коротким
замыканием. Если положить La = 0, то получится эквивалентная
схема, показанная на рис 11.11а. Эта схема представляет
двухконтурныи автогенератор с заземлённым анодом. Ниже показано,
что частота автоколебаний такой схемы оказывается близкой
к частоте контура, который остаётся при обрыве катодной
индуктивности. При вариации катодной индуктивности происходит
изменение коэффициента обратной связи и сопротивления
нагрузки, а частота изменяется незначительно. Схема на рис. МЛОа
будет близка по свойствам к схеме с заземлённым анодом, если
точку включения блокировочного конденсатора Сбь переместить
к аноду. В результате получится схема автогенератора метровых

276 Глава И
волн, представленная на рис. 11.116. Эту схему, строго говоря,
можно назвать схемой с заземлённым анодом лишь при условии,
когда La =0.
Однако, если La Ф 0, но
мала так, что La<£Le,
то, как будет
показано дальше, по своим
свойствам она близка
к свойствам схемы с
заз'емлённым анодом.
Поэтому мы назовём
схему подобного рода
схемой с
«заземлённым» анодом. Кавычки
должны напоминать,
что это название
условное.
Другой
предельный случай эквива-
Рис. 11.11. лентной схемы на
рис. ll.lOe
получим, положив Lc = 0. В этом случае получается схема двух-
•контурного автогенератора с заземленной сеткой, представленная
(а) "
*-* ^ 1^м
(6)
f№ffgf
J Т - *- Т \^
*— I ■ * * --^ШР ■* ' * '
Рис. 11.12.
на рис. ll.lle. Близкая к ней схема получится из схемы на
рис. 11.10а, если блокировочную ёмкость Сбъ переместить к сетке.
Такая схема представлена на рис 11.11г. Свойства этой схемы
{

Автогенераторы увч 277
будут тем ближе к свойствам схемы с заземлённой сеткой, чем
меньше индуктивность ввода сетки Lc относительно
индуктивности La. Схемы подобного типа будем в дальнейшем называть
схемами с «заземлённой» сеткой.
Рассмотрим теперь двухтактные схемы автогенераторов
метровых ванн. Одна из таких схем представлена на рис. 11.12а. В этой
схеме колебательная система образована небольшими
сосредоточенными индуктивностями, которые соединяют аноды Lel и
сетки Lei ламп. В цепь катода включены дроссели. Их индуктивность
между точками включения катодов равна L&. На рис. 11 \2б
представлена эквивалентная двухтактная схема. Если на этой схеме
объединить последовательно включённые индуктивности между
одноимёнными электродами ламп двухтактной схемы, то
получится упрощённая эквивалентная схема, представленная на
рис. 11.12в. На этой схеме
Lc=2Lc-\-Le2
LK=2LK-\-L6
(11.3.2)
Сравнение схем на рис. ll.lOe и рис. 11.12<? показывает, что
колебательные системы этих схем будут идентичными, если в
первой схеме считать ёмкости равными половине одноимённых
ёмкостей второй схемы. Поэтому всё, что говорилось о роли ин-
дуктивностей La, Lc, LK в однотактнои схеме, сохраняет свою
силу и для двухтактной схемы.
Размеры катушек индуктивностей в диапазоне метровых волн
получаются небольшие, число витков малое. Менять .
индуктивность при помощи закорачивания части витков неудобно.
Поэтому в двухтактных автогенераторах метровых волн
индуктивности часто заменяются двухпроводными линиями.
На рис ПЛЗа представлен один из возможных вариантов
двухтактной схемы с «заземлённой» сеткой. На этой схеме
контур между анодами представляет двухпроводную линию,
выполненную в виде двух труб. Величина эквивалентной индуктивности
этой линии может изменяться путём перемещения короткозамыка-
ющего мостика. Питание анодов сделано параллельным. Для
этого внутри каждой трубы проложен провод, по которому
пропускается постоянная слагающая тока от анодов ламп к источнику
питания. Чтобы избежать утечки энергии высокой частоты через
внутреннюю полость труб, аноды ламп соединены с трубами
блокировочными ёмкостями, которые служат коротким замыканием
между трубой и внутренним проводом. Блокировочные ёмкости
поставлены также при выходе проводов питания из труб. Благо-

278 Глава 11
даря применению параллельного питания линию оказалось
возможным заземлить по постоянному току. В цепи катодов ламп
включены дроссели, выполненные из полой трубки. Во внутрешей
полости трубки проложен второй провод для питания накала.
Такая конструкция позволяет обойтись двумя дросселями в цепи
накала вместо четырёх. Для регулировки катодной индуктивности
часть витков её можно закорачивать на землю через
блокировочные ёмкости.
Рис. 11.13.
На рис. 11.136 представлен вариант двухтактной схемы с
«заземлёнными анодом. Между сетками и катодами включены
двухпроводные линии, длины которых можно регулировать при
помощи короткозамыкающих мостиков. Питание накала
подводится через катодную линию» вторым полюсом накала служит
специальный провод, проложенный в полости каждой из труб.
11.4. Теория автогенераторов метровых волн с
сосредоточенными постоянными
Излагаемая ниже теория исходит из предположения, что
эффекты, связанные с инерцией электронов можно не учитывать.
Такое допущение объясняется, с одной стороны, тем, что на
волнах метрового диапазона инерция электронов ещё не сказывается
настолько значительно, чтобы учёт ее был настоятельно необхо-
ч

Автогенерйгоры увч
279
дим. С другой стороны, не учитывать инерцию электронов
приходится и потому, что для учёта её к настоящему времени ещё
не создано простой и надёжной теории, которая могла бы бьиь
использована в инженерных расчётах.
Теория и расчёт автогенераторов метровых волн созданы
благодаря работам советских исследователей. Первая работа на эту
тему была опубликована А. М. Кугушевым в 1934 г. До
появления этой работы было известно лишь из экспериментов, что
включение индуктивности в катоде автогенераторов увч может
улучшить их работу. Механизм действия этой индуктивности был
неясен, качественные объяснения по этому вопросу были
неверными. А. М. Кугушев исследовал уравнения автогенератора
метровых волн с катодной индуктивностью и объяснил её Назначение,
как органа для регулировки коэффициента обратной связи. Ему
же принадлежит предложение заменить катодные индуктивности
двухпроводной линией. Дальнейшие уточнения и обобщения
теории автогенераторов метровых волн были сделаны в работах
Г. А. Зейтлёнка, Е. П. Корчагиной и С. А. ДробвИа
В п. 11.3 было показано, что все схемы автогенераторов
метровых волн с сосредоточенными параметрами могут быть сведены
к общей эквивалентной схеме на рис. НЛО*. На рис. 11.14а эта
схема повторена, причём, помимо ёмкостей и индуктивностей,
ещё показаны активные сопротивления Ra, Rc, RK. Они
служат для учёта потерь в индуктивностях Lai Lc, LK, а также
в цепях нагрузки, с которыми эти индуктивности могут быть
связаны. Эквивалентная схема на рис. 11.14а сложна, её
непосредственное рассмотрение затруднительно. Чтобы свести её к
Рис. 11Л4.
обобщённой трёхточечной схеме, оказывается целесообразным
индуктивности и шунтирующие их активные сопротивления,
соединённые звездой, заменить соединением в треугольник. Тогда
получается схема с тремя колебательными контурами,
изображённая на рис. 11.145. Индуктивности и сопротивления на этой
схеме связаны с индуктивностями « сопротивлениями на

Глава 11
рис. 11.14а формулами пересчёта параметров для перехода от
звезды к треугольнику. Эти формулы следующие:
Ъ11
VRR )
(11.4.1)
#к )
Здесь обозначено
^LL=LLc\LKLa\LcLK,
Подход к расчёту схемы должен быть различным в
зависимости от соотношения собственных частот контуров u>i, а>2, а>з.
Если собственные частоты всех трёх контуров близки, то
следует ожидать, что и частота возможных автоколебаний будет
близка к собственным частотам контуров. В таком случае
расстройка контуров относительно частоты автоколебаний мала и,
следовательно, активная и реактивная составляющие
сопротивлений zx, z2, 23 в схеме обобщённой трёхточки будут одного
порядка. Поэтому коэффициент обратной связи окажется величиной
комплексной. Другое положение получится, если собственные
частоты контуров существенно различаются. Тогда расстройка
контуров на частоте автоколебаний будет значительной и
сопротивления zv z2, zs можно считать при определении коэффициента
обратной связи чисто реактивными. Коэффициент обратной связи
при этом получится вещественным.
Мы изложим теорию трёхконтурной схемы, представленной
на рис. 11.146 только для такого подбора параметров, когда
коэффициент обратной связи можно считать вещественным.
Начнём с исследования частот свободных колебаний
трёхконтурной схемы. При значительной расстройке контуров на
частоте автоколебаний активными потерями можно пренебрегать.
Поэтому собственные частоты колебательной системы на
рис. 11.14# определятся из уравнения
х{<а)**Х1-}-Х2-\~х3=* 0.
(11.4.2)
Для качественного исследования удобно построить график
входного сопротивления схемы, представленной на рис. 11.15а.
До построения графика следует уяснить его ход в области харак-

Автогенераторы, увч 281
терных частот. В области весьма низких частот при со
х-+ o)(Li +L2 +L3). В области весьма высоких частот при со-
•О,
оо
— ( 7?--f ^- + т^-| • В области частот, близких к соб-
ственным частотам контуров, реактивное сопротивление всей схемы
определяется реактивным сопротивлением контура, близкого к
резонансу. На частотах ш = ш1, ш2, со3 будем иметь х— + оо.
После соединения асимптотических ветвей плавными кривыми
получится график реактивного сопротивления, представленный
на рис. 11.15с5. Этот график построен в предположении, что
собственные частоты контуров он, юг, юз возрастают в порядке их
номеров. Собственные частоты или частоты связи исследуемой
колебательной системы соответствуют на этом графике точкам
пересечения его с осью абсцисс. Из рисунка следует, что
получается две собственных частоты верхняя шв и нижняя шя. Эти
частоты, как видно из графика, расположены обязательно между
собственными частотами контуров.
Чтобы решить вопрос о том, на какой из частот связи
возможны автоколебания, надо сначала установить, каким условиям
должна удовлетворять частота связи, чтобы коэффициент обратной
связи был положительным.
(б)
Рис. 11.15.
Рассматривая трёхконтурную схему на рис. 11.146, можно
сделать заключение, что на частоте связи, которую обозначим
вообще со, автоколебания могут быть возможны в двух случаях,
в зависимости от того, будет ли схема соответствовать индуктивной
или ёмкостной трёхточке. Эти условия сводятся к следующему:
1) индуктивная трёхточка
w>o)3; u)<cd1; <о<ш2;
2) ёмкостная трёхточка
ш <о)3 ; (й> о^ ; <я>- <яг ,
Иначе говоря, автоколебания в трёхконтурной схеме возможны
на той частоте связи, относительно которой частота ш3
расположена по одну сторону, а частоты о^ и о>2 по другую.

282 Глава И
Применяя этот критерий для случая, изображённого на
рис. 11.156, заключаем, что автоколебания могут иметь место
только на верхней частоте связи. При этом схема сводится к ёмкостной
трёхточке. При другом взаимном расположении собственных
частот контуров, показанном на рис. 11.15в, где частота юз меньше
частот u)j и и)2, автоколебания могут быть только на нижней
частоте связи по схеме, эквивалентной индуктивной трёхточке.
Легко убедиться, что в случае, когда частота to3 заключена между
частотами и)х и и)2, автоколебания невозможны для обеих частот
связи.
Поскольку взаимное расположение частот шг и to2 не является
существенным, то из всех рассмотренных выше случаев можно
сделать такой общий вывод.
Автоколебания в трёхконтурной схеме возможны только в двух
случаях:
1) на верхней частоте связи по схеме ёмкостной трёхточки при
условии а>! < <о3 ^> ш2,
Рис. 11.16.
2) на нижней частоте связи по схеме индуктивной трёхточки
при условии о>1^>ш3<ш2.
Чтобы получить формулу для определения частот связи, перейдём на
эквивалентной схеме рис. 11 14а от соединения ёмкостей в треугольник
к звезде. На рис. 11.16а повторена эквивалентная схема с рис. 11.14а без
активных сопротивлений. На рис. 11.166 представлена новая схема,
полученная после преобразования схемы на рис. 11.1ба.
Ёмкости Са, Сс, Ск определяются по известным формулам для пересчёта
сопротивлений при переходе от треугольника к звезде. Эти формулы
следующие:
г YCC г YCC п £СС
^о =s% q • wшв т=; > Ск== р—" (11.4.3)
где обозначено ЪСС*= СХС% + СШСХ + С%СГ ;

Автогенераторы увч
283
Выберем парциальные контуры / и //, как показано стрелками на
рис. 11 166.
Первый парциальный контур остаётся в схеме, если оборвать катодную
индуктивность. Lro собственная частота определяется выражением
''-TTfi-' (11Л4)
где
h-La + U £7=^-+-^. (П.4.5)
Из сравнения схем, представленных на рис. 11.16а и б, легко убедиться, что
ёмкость парциального кошура Cj может быть просто выражена через
ёмкости С,, С2, С3.
Для этого следует оборвать катодную индуктивность и определить
ёмкость контура, который при этом останется.
Таким образом, получае!Ся
С/-с»+£р5- <П-4-6)
Подобным же образом второй парциальный контур остаётся в схеме,
если оборвать анодную индуктивность.
Его частота определяется выражением
1
где
Выражение для ёмкости второго парциального контура можно
представить также в виде
сх+ся
С//=С« + ^-Т^-- (И-4.9)
Элементом связи этих парциальных контуров является последовательное
соединение индуктивности Lc и ёмкости Сс.
Чтобы составить уравнение для собственных частот, напишем выражение
для сопротивления парциального контура / при круговом его обходе с
учётом сопротивления, вносимого из контура //
Для собственных частот системы это сопротивление должно обращаться
в нуль. Таким образом, собственные частоты можно определить из
уравнения
х1хп = х\. (11.4.10)
После подстановки выражений для реактивных сопротивлений и простых
преобразований, а затем введения обозначений для коэффициентов
индуктивной и ёмкостной связей:
Lc 9 ^1 СII
2 £_ х2д ' " (114 11)

284
Глава 11
уравнение для собственных частот можно представить следующим
образом
(M«_w2) (w* —ш^) = (м«хц _ W/ Ш//хе)«. (11.4.12)
Это уравнение является биквадратным относительно частоты.
Выпивать его решение не представляет ^труда, но делать этого не будем, так
!как оно не потребуется. В дальнейшем мы качественно рассмотрим, как
гизменяется частота автоколебаний и вообще режим схемы при изменении
какого-либо параметра. Поэтому важно установить, в каком соотношении
шаходятся корни ур-ния (11.4.12), т. е. частоты связи, с частотами парци-
.альных контуров.
Наглядное представление об этом можно получить из рассмотрения
;рис. 11.16в, где изображено графическое решение ур-ния (11.4.12). Обе
•части этого уравнения относительно квадрата частоты представляют пара-
(болы. Парабола, соответствующая левой части уравнения, пересекает ось
.абсцисс дважды при частотах, равных парциальным. Все ординаты параболы,
(Соответствующей правой части уравнения, положительны, она касается оси
.абсцисс только в одной точке. Частоты связи соответствуют точкам
пересечения двух парабол. Из графического построения на рис. 11.16* легко
видеть, что частоты связи обязательно больше наибольшей и меньше
наименьшей из парциальных частот
В частном случае одна из частот связи может совпасть с одной из
парциальных частот контуров. Из ур-ния (11.4.10) следует, что это
произойдёт в том случае, когда на одной из парциальных частот ветвь связи
скажется коротким замыканием, т. е. когда Lf Cj = LCCC или Z.7/C/7 = LCCC.
После простых подстановок сюда из (11.4.5) и (11.4.6) и
соответственно (11.4.8), (11.4.9), эти условия сводятся к следующим равенствам
LqC\ = L^C^ ИЛИ Z-tjCj = i-c^-'Z'
Теперь можно представить качественно, как изменяются частоты
связи при изменении одного из параметров схемы. На рис. 11.16г
представлен график, показывающий характер изменения частот связи при
вариации катодной индуктивности.
Вернёмся к эквивалентной трёхконтурной схеме на рис. 11.145 и
продолжим её исследование.
Выражение для коэффициента обратной связи в данной схеме можно
получить из общей формулы k = —-.
После подстановки в эту формулу выражений xt и х2 получим
2 •
Q Ш j <л)ж
k=-£ —2 Г. (Н.4.13)
Здесь w,, w2 — собственные частоты контуров на схеме рис. 11.145.
Эквивалентное сопротивление нагрузки в анодной цепи R& на частотах
связи можно найти из энергетических соображений, считая, что на этом
сопротивлении должна выделяться та же мощность, что и на трёх
сопротивлениях /?lf /?2, /?3, вместе взятых. Таким образом, можем написать:
J^_ JEL Л*. {Ua + Uc)t
2Ra " 2/?! + 2Rt + 2/?3
1 2
Разделив обе части этого равенства на -к-17% и заменив отношение
77" = k, получим
У а

Автогенераторы увч
28S
Наконец, управляющее сопротивление для установившегося режима
определится по общей формуле Ry = (k — D)Rce>
Из двух последних выражений легко видеть, что управляющее
сопротивление непременно равно нулю, когда k = D и k = оо.
Рассмотрим теперь, как изменяется режим автогенератора1
при изменении катодной индуктивности. Как увидим ниже,
характер влияния катодной индуктивности на коэффициент обрат^
ной связи зависит от соотношения собственных частот контуров
ш2 и o)v Обозначив отношение квадратов этих частот через а,
будем иметь
2
а= Ц = ±i£l = Mi. (11.4.15)
ш i L2C2 LCC%
Из этого выражения видно, что при заданном отношении
ёмкостей коэффициент а пропорционален отношению анодной
индуктивности к сеточной. Коэффициент а мал для схемы с
«заземлённым» анодом и велик для схемы с «заземлённой» сеткой.
Графики, иллюстрирующие изменение режима от изменения
катодной индуктивности при а>1, представлены на рис. 11.17а.
На первой плоскости рис. 11.17а пунктиром нанесены графики,,
показывающие изменение собственных частот контуров ш1, и)2» (%
при изменении катодной индуктивности, затем показана
парциальная частота контура / — ш/ и, наконец, в соответствии
с графиками на рис. 11.156 сплошными линиями показано
изменение частот связи верхней шд и нижней <ия. На следующей
плоскости показано изменение коэффициента обратной связи. Из
ф-лы (11.4.13) легко убедиться, что коэффициент обратной связи
положителен только тогда, когда катодная индуктивность либо
меньше некоторой критической величины LK', либо больше некоторой
критической величины LK". Из рис. 11.17а видно, что эти
критические значения LK соответствуют совпадению частот (% = ш3
и (о2 = шз-
Для первой области 0<£K<Z/K коэффициент обратной связи
изменяется в пределах от некоторой конечной величины при
Q
LK = О до нуля, оставаясь меньше отношения ёмкостей-^1. Авто-
колебания при этом могут происходить только на нижней частоте
связи по схеме, эквивалентной индуктивной трехточке. Во второй
области LK > LK" коэффициент обратной связи изменяется от бес-
конечностл до асимптотического значения-— при LK - 00. Здесь
автоколебания возможны лишь на верхней частоте по схеме,
сводящейся к ёмкостной трехточке.
Наконец, на последней плоскости рис. 11.17а показано
изменение управляющего сопротивления. Там же нанесена прямая

286
Глава 11
# — —, определяющая критическую величину управляющего
У оп
сопротивления из условия самовозбуждения. Автоколебания имеют
место при /?„>— . Графики на рис. 11.17а позволяют построить
различные кривые, показывающие изменения токов и напряжении
в цепях автогенератора при вариации LK.
На рис. 11.176 представлены графики, подобные предыдущим,
но дляа<1. По поводу особенностей этих графиков
ограничимся лишь краткими замечаниями. Здесь также автоколебания
возможны в двух областях значений катодной индуктивности,
либо когда она не очень велика, либо когда не очень мала.
Различие этого случая с предыдущим сводится лишь к тому, что
изменяется характер графика коэффициента обратной связи. Если
при а> 1 в области LK^>LK" коэффициент обратной связи
измели
нялся от оо до j±- , то при а < 1 в той же области он изменяется
С 2 '
от 0 до тг-. Характер изменения k в области LK < LK также
стал обратным.
Использование области L^LK' мало вероятно, поскольку
одна индуктивность ввода катода может оказаться больше L/.
Обычно используется вторая область LK>LK", где требуются
большие значения катодной индуктивности и индуктивность ввода
катода не может служить помехой использованию автогенератора

Автогенераторы увч 287
в этом режиме. Сопоставление графиков k{LK) для а>1 и а<1
показывает, что вопрос о применении схемы с «заземлённой»
сеткой (а > 1) или с «заземлённым» анодом (а < 1) должен решаться
С,
в зависимости от результата сравнения величины -— с величи-
ной k, которую требуется обеспечить согласно расчёту. Если
С,
k > -7Г-, то следует применить схему с «заземленной» сеткой,
са
Q
если же k < -^- надо применить схему с «заземлённым» анодом.
Из рассмотрения графикой на рис. 11.17а можно сделать
общий вывод, что колебания в автогенераторах метровых волн всегда
происходят на частоте, близкой к собственной частоте контура,
который остаётся в схеме, если оборвать катодную индуктивность,
т. е. к частоте ш /. При изменении катодной индуктивности частота
автоколебаний изменяется незначительно, но изменяется
коэффициент обратной связи и управляющее сопротивление.
Порядок расчёта автогенератора метровых волн при
использовании контуров с сосредоточенными параметрами можно
рекомендовать следующий. Обычным путём производится расчёт
анодной и сеточной цепей автогенератора на заданную мощность в
критическом режиме. Затем по заданной длине волны и
междуэлектродным ёмкостям можно определить суммарную индуктивность в
цепях анода и сетки. Для этого можно сделать допущение, что
частота автоколебаний совпадает с частотой парциального контура ш/-
Таким образом, получим расчётную формулу
z+i JL*i>L. (U.4.16)
где
■С3
с,с2
^i+C2
Q
Затем в зависимости от соотношения k и -~ следует решить во-
прос о том, будет ли употребляться схема с «заземлённым» анодом
или с «заземлённой» сеткой и в соответствии с этим определить
индуктивности La и Lc в отдельности. Тогда становится известным
и коэффициент а согласно ф-ле (11.4.15).
Дальнейший расчёт сводится к определению катодной
индуктивности. Её величина должна быть такой, чтобы получился
требуемый по расчёту коэффициент обратной связи.
Для этого надлежит воспользоваться формулой для
коэффициента обратной связи (11.4.13). Сделав замену u)2=wfaH
решив уравнение относительно ш?, получим ш? = »>2 ~^°.
Здесь обозначено k0 = -~ •

288
Глава 11
Если в этой формуле заменить частоты длинами" волн, то
получим выражение для собственной волны контура 1 на
эквивалентной схеме рис. 11.146
^=xVki^t- <1иЛ7>
Далее определяем индуктивность этого контура
L (0,53 х,)\ (11.4.18>
Наконец, по одной из ф-л (11.4.1) находим катодную
индуктивность
^«=^та- <»■<■«>>
Активные сопротивления Ra, Rc, RK определяются через
добротности индуктйвностей La, Lc, LK. Затем сопротивления
Rv #2» #з определяются по ф-лам (11.4.1). К этим сопротивлениям
можно добавить также потери в ёмкостях Ci, Сг, Сз, если они
известны. Наконец, эквивалентное сопротивление нагрузки в
анодной цепи при холостом ходе определяется по ф-ле (11.4.14). По
соотношению R0£}Cp и Raxx определяется кпд системы контуров
генератора
11.5. Расчёт двухконтурных автогенераторов с линиями
Схемы двухконтурных автогенераторов с линиями подобны
изображённым на рис. 10.26, но с той разницей, что вместо
индуктйвностей включены линии с коротким замыканием на конце.
В последующем изложении сохранён тот же порядок индексации
параметров, который был принят при изучении^ обобщённой трёх-
точечной схемы на рис. 10.4. v " .
Предполагается, что три ёмкости Си Ci, Сз одного порядка,
т. е., что связь между контурами следует считать сильной. При
этом коэффициент обратной связи на частотах автоколебаний будет
величиной вещественной Из трёх схем а, с и k наибольшее
употребление в диапазоне увч имеет схемам и почти совсем не
употребляется схема k. Здесь дано объединённое рассмотрение этих схем
потому, что расчётные формулы, будучи написаны для одной схемы,
могут быть без труда на основании некоторых общих правил
переписаны и для всех других схем.
Инерция электронов не учитывается, поэтому излагаемая
теория пригодна для автогенераторов метровых и дециметровых волн

Автогенераторы увч 289
во всех тех случаях, когда инерцией электронов можно
пренебрегать. v
Индуктивности вводов лампы специально не учитываются.
Допускается, что индуктивности вводов малы, либо, что их можно
учесть, считая линии естественным продолжением вводов лампы.
Каждая из линий предполагается однородной и ей приписываются
параметры: волновое сопротивление ш, скорость
распространения v и длина /. Линия может быть двухпроводной или концец^
трической. Для двухпроводной линии волновое сопротивление
определяется по формуле
w=276\g~. ' (11.5.1)
Здесь D'—^расстояние между проводами,
d — диамзгр прэзэдэз.]
Для концентрической линии
w=1381g-^',! (11.5.2)
где D, и D2'— диаметры внешней и внутренней труб.
Рассмотрим вопрос об учёте потерь в линии. Добротность
линии может быть измерена по ширине резонансной кривой вблизи
рабочей частоты. При расчётах наиболее просто задаться опять-
таки добротностью. Поэтому следует найти формулу, по которой
сопротивление потерь линии можно было
бы выразить через добротность.
В схеме автогенератора входное
сопротивление линии может быть
индуктивным, а может быть и ёмкостным. Если
вдоль короткозамкнутой ' линий
укладывается меньше половины длины волны,
то мы будем говорить, что линия работает
на основном тоне.
При коротких длинах волн для
увеличения длины линии нередко прибегают
к работе на первом-обертоне, когда вдоль
линии укладывается более половины
длины волны, но меньше целой волны. " Я§ \\х(Ю
Задача сводится к" тому, чтобы найти
связь сопротивления потерь, т. е.
резонансного сопротивления линий с доброт- Рис 11#18.
ностью при работе на любом обертоне
и при любом характере её входного
сопротивления. Рассмотрим схему на рис. 11. 18а. Здесь
представлена линия длиной /, замкнутая на конце. В начале линии
включено реактивное сопротивление, его проводимость обозначена
|9 Радиопередающие устровства

290
Глава 11
через b (о)). Считаем, что линия вместе с элементом b (ш) настроена
на частоту <о0. Потери на этой частоте учитываются в виде
активного сопротивления R, включённого в начале линии. Таким
образом, R есть резонансное сопротивление линии.
Чтобы найти связь между резонансным сопротивлением линии
и добротностью, надо составить выражение, описывающее
изменение входной проводимости при малых расстройках Аш вокруг
частоты резонанса о>0. Так же, как и для колебательного контура»
показанного на рис. 11.186, это выражение можно представить
через добротность Q
■ гЧг{ч*Чг) (И-5-3)
и, таким образом, установить искомую связь между параметрами
схемы, ее добротностью и резонансным сопротивлением.
Входное сопротивление для схемы на рис. 11.18а можно
представить в виде
у=-^--И£(«>Ь
где обозначено]
B{»)~b{»)~±ctg^l. (П.5.4)
Частоты а>0, на которых система настроена в резонанс, удов»
летворяют уравнению
ВЫ=ЬЫ~~г^^1=0. (11.5.5)'
Положим теперь ю = <о0 + Д<° и представим реактивную
составляющую входной проводимости В(ш} в виде ряда вокруг частоты
резонанса по степеням малой расстройки Д«>. Все члены ряда»
содержащие степени До> выше первой, отбросим.
Тогда для входной проводимости при малых расстройках
получим выражение
Если сравнить это выражение с (11.5.3),|то можно найти еле»
дующую формулу для добротности
<2«^Я'К)Я. Ш.б.6>
Чтобы эта формула была годна для практических расчётов,
необходимо составить выражение для производной В'(<о9) и
произвести некоторые преобразования.

Автогенераторы увч 291
Из выражения (11.5.4) следует:
у^'Ы^^Ы+ъ ^(l-r-ctg8^- /) . (11.5.7)
Теперь необходимо рассмотреть первое слагаемое в этом
выражении.
Реактивное сопротивление, подключённое в начале линии,
может быть либо ёмкостным, либо индуктивным. Поэтому придётся
проделать вычисления для обоих случаев:
1) ВД=«>С 2) *>(«>)=-±
<»o^'(a)o)=t»oC=|&K)l V'K)= —L Ч&К)! ■
Из этих вычислений следует, что первый член в (11.5.7)
всегда положителен и равен абсолютной величине Ь(ш0).
Эту величину можно заменить из условия резонанса (11. 5. 5)
l*Ml—5-|ct*£/|
в результате выражение (11.5.7) приобретёт следующий вид
»^'K)= 4-{'ctg>/ + r-^(l +ctg^Z)).
После подстановки этого выражения в (И. 5. 6) резонансное
сопротивление линии можно выразить следующей формулой:
R=wQ$(i-j) • (И.5.8)
В этой формуле <р(х) означает функцию, которая учитывает
распределение напряжения вдоль линии. Она определяется
выражением
»W-№Elfe- (Ч-5-9)
Согласно этому выражению на рис. 11.19 построен график,
Некоторые участки этого графика близки к прямым лчниям.
Поэтому при вычислениях можно принимать:
при х <0,8 <р {х) =*;]
при 3,8<x<4,3 <p(x)=0,36(x— 3,3).
Формула (11.5.8) и график на рис. 11.19 показывают,*'что
резонансное сопротивление линии при данном значении
добротности существенно зависит от распределения вдоль неё
напряжения.
Если х < 0,8, то, как было сказано выше, <р(х) =дс и согласно
ф-ле (11. 5. 8) изменение резонансного сопротивления линии можно

292
Глава Л
представить выражением R — w Q—1. Заменив здесь волновое
сопротивление через погонную индуктивность w =vLv получим
R = «)/-i/Q. Здесь произведение Lxl означает статическую
индуктивность линии. Следовательно, пока / < -тг (* < т)> линия
ведет себя подобно индуктивности LJ и резонансное сопротивление
с изменением длины или частоты в этой области изменяется так
же, как и у контура с сосредоточенными параметрами при
изменении L или <».
Ifi
1,2
10
т
о,в
«4
т
>
т
1
/
/
*
Л
\
\
\
1
,
-А
—
> ■ г
/ 2 Ъ I* S 6 7*.
Рис. Ц.19.
Вообще в первой четверти, т е. при х < —, величина
резонансного сопротивления оказывается тем больше, чем меньше
укорочена линия за счёт ёмкости в её начале.
Наибольшая величина резонансного сопротивления
получается, когда вдоль линии укладывается четверть волны, т. е. при
к—-j /?= 1,27 wQ. Когда^ вдоль линии укладывается больше,
чем -g- /х > ~\, изменение резонансного сопротивления с
изменением длины невозможно толковать на основа ряи аналогии
с контуром с сосредоточенными параметрами. Здесь физическое
объяснение хода графика на рис. 11.19 можно усмотреть из
энергетического определения добротности:
q запасённая энергия
в мощность потерь '

Автогенераторы увч 293
Для схемы на рис. 11.18а мощность потерь выражается через
резонансное сопротивление и амплитуду напряжения в начале
и*
линии формулой -go.
Отсюда следует, что при данном Q резонансное сопротивление
R уменьшается, если запасённая энергия увеличивается, и
наоборот. Поскольку с увеличением длины линии запасённая в ней
энергия увеличивается, то естественно, что резонансное
сопротивление с увеличением длины уменьшается.
Это^обстоятельство отчётливо видно на рис. 11.19 для работы
на первом^ обертоне тг < х < 2тс, [т. е. когда -к- < / < X.
Характер изменения резонансного сопротивления с изменением длины в
общем остаётся таким же, как и при работе на основном тоне,
но абсолютная величина максимального значения резонансного
з
сопротивления снижается в три раза, при / = —- X; R = 0,42wQ.
В этом смысле работать на высших обертонах линии
невыгодно. Тем не менее * обертоны всё- же нередко используются
в тех случаях, когда работа на основном тоне невозможна из-за
малой длины линии.
Из сказанного выше следует, что в схеме автогенератора линию
с ёмкостью С в начале и коротким замыканием на конце можно
свести к схеме замещения, представленной на рис. 11.18о. На
этой схеме R означает резонансное сопротивление линии, которое
определяется по ф-ле (11.5.8), х — означает реактивное входное
сопротивление, реактивная проЕодимссть^— определяется
подформуле
У>«-С—srctg-f-/. (11.5.10)
Чтобы иыяснить свойства автогенератора с линиями, надо изучить, как
зависит его режим от изменения длины линий. Для расчёта необходимо
располагать формулами для частоты автоколебаний, коэффициента обратной
связи и сопротивления нагрузки в анодной цепи.
Такие формулы были составлены и сведены в табл. 11.5.1.
Для уяснения принципов, по которым составлена табл. 11.5.1,
необходимо иметь в виду следующее.
Все индексы в формулах соответствуют расположению индексов у им-
педанцев на обобщённой трехточечной схеме рис. 10 4. Формулы
приспособлены для расчета режима при вариации длины одной из линий. Поэтому
для каждой схемы они переписаны дважды в зависимости от того, длина
какой из линий варьируется. В гр. 1 таблицы указывается схема и длина
той линии, которая является переменной. Например, с/2 означает схему с
заземлённой сеткой, у которой изменяется длина катодной линии.
В гр. 2 приведено уравнение, из которого*можно определить частоту
при заданных параметрах. Чтобы получить такое уравнение, например, для
схемы k, надо воспользоваться выражением (10.10.2)
у[У2-Уз = 0 (10.10 2)

Сводка расчётных формул для двухконтурных автогенераторов с линиями
Таблица 11.5.1.
«в
я
6
1
kL
«■»i
kla
alt
at9
cla
*ш
Выражение
для частоты
2
r 1-1*
^ !-«,,
7^ 1_,Jl
Гй~ 1-^il
тп ^
*" 1—Ъ
т - I-TJl
* 1—OTJ,
п. I-tis
Ь 1-от),
7). = -:
Выражение для £
3
с, ъ
C't 1-т;,
С[ 1-Пг
с, %
j са TQ.
< 1-4,
j < >-ч,
Ся Т)!
1
j С, Tj,
с; l-Tj,
1
, с.' ^
С, Tja
Интервал т), внутри
которого k>D
4
DC'
»_
О^п,-^
11 ос
т С
1
<1Ь< с'
1-(1+£)—•.
с2
!—_ <т)1<о
1-(1 f Д) -J-
1
1 -ч- 1
j О С, -4" С,
D С^
1 ~~ Г+7Г~с7
j_£l " itf" ,_ d с'
сз 1+Я* С*
Выражение для /?« Обозначения
5 1 6 | 7
Rat R% Rt
1 1 (1+*)»
*?<r *?j *\»
1 A* (1-MO*
£<r " /?,+ /?,
Cj — Cj-f-C,
Cj "=^4-^
, I 3
3S1 " ' '
Cj —Cj+Ca
Cj e=C8-j-C2
" ' c;c3
^з ""Cj-j-Cj
c2
3 J »,
c2 c3
1QV -u>C4«>vtg-- /,
* — 1,2,3
)
-4
&
CI

Автогенераторы увч 29&
и в него подставить согласно (11.5.10)
1 ш
у, в шС, —— ctet —' lu
1 ы
j/2»o>C2-—ctg—/3;
y, = шС8.
После преобразований и введения указанных в таблице обозначений
получим выражения, помещённые в двух верхних рядах гр. 2. Для схем а
а с уравнение для частоты по форме остаётся без изменения, но с
надлежащей заменой индексов.
В гр. 3 приведены выражения для коэффициента обратной связи. Для
каждого ряда таблицы' оно составлено таким образом, что в него входит
только длина той линии, которая считается заданной, например, для с/2—/8
и т. д. Так сделано для того, чтобы можно было определить указанный
в гр. 4 интервал т], внутри которого k > D.
Через величину т] можно определить диапазон частот, в котором
возможны автоколебания.
Выражения для k составлялись по одной из следующие формул:
ЛГ2 Xt X] -j- -*3
•^2 + -^а •*!
Наконец, в гр. 5 приведены выражения для сопротивления нагрузки
в анодной цепи на частоте автоколебаний. Формулы в этой графе
составлены по тому же принципу, что и ф-ла (11.4.14) для трёхконтурного
автогенератора.
Чтобы при помощи формул в таблице построить графики, отображающие
зависимость частоты, коэффициента обратной связи и управляющего
сопротивления от длины одной из линий при неизменной длине другой линии,
надлежит поступать следующим образом.
Через величины ч\ из гр. 4 следует найти интервал частот, на которых
автоколебания возможны.
Для этого надо решить относительно ш уравнение
Т,„ =» U>CvttS tg~/.,.
Наиболее простой способ решения состоит в том, что уравнение аере-
яисывается в форме:
^чпогК "*]ч , , <•> ,, _ 1
-. -jcigx-. гдех - —./, , Сч пог - ^^
и решается при помощи iрафика функции л^л^на рис. 11.20. Разумеется,
что здесь величина т] должна быть взята для той линии, длина которой
задана. Счпог означает погонную ёмкость линии.
Благодаря периодичности tgx для данного интервала т, получается не
один, а бесконечное множество интервалов для частоты. Первый интервал
соответствует работе линии на основном тоне (п = 1 на рис. 11.20), второй
соответствует работе на первом обертоне (л = 2) и т. д.
Задаваясь величинами т( внутри указанного интервала, можно найти
частоты при помощи графика на рис. 11.20 и коэффициент обратной связи
по формуле в гр. 3,

296
Глава И
Чтобы найти, при каких длинах варьируемой линии будут получаться
заданные частоты, надо обратиться к выражению для частоты в гр. 2 и
определить величину т], относящуюся к этой линии. Затем можно найти;
tg a — — i где х — — h и по таолице tgjc определить исковую
XV ч
ДЛИНУ /v ^-^~
При этом опять-таки в силу периодичное iи tgx получится не одна
длина, а бесконечное множество, соответственно работе изменяемой линии
на основном тоне и обертонах. •
Дальнейший расчёт не представляет принципиальных затруднений и
сводится к определению сопротивлений потерь линий по ф-ле (11.5.8),
сопротивления нагрузки по формуле в гр. 5 и, наконец, управляющего
сопротивления Ry= (k — D)Ra .
Рассмотрим теперь графики на рис. 11.21 и 11.22, которые
были получены при помощи расчёта и > указанным выше форму-
х.дх ^ л iM для схемы с заземлён-
н'й сеткой. Графики соот-
вегств)ют следующим соот
н>шениям между
параметрами схемы: С1 = Сг=С3\
w>Q2 •= w3Q3; D—0. Кроме
т >го, для графиков рис. 11.21
блло положено
и для графиков рис. 11.22
полагалось
—-—— = 2;
г 1
ьи пог li
о ~> Ш a U га и и, v Tc'2
Рис. 11.20. Сгпог12
На ординатах и абсциссах графиков отложены некоторые
относительные величины. Исходные данные расчёта не являются сейчас
существенными, так как нас интересует общий характер
изображённых на этих графиках зависимостей, а не абсолютные значения.
При построении предполагалось, что добротности линий не
зависят от длины и частоты. Допущение, что добротность не за-
ju
кО
3.0
Ю
ио
О
i,0
го
3.0
к0
1
L
1/
! 1
\ i
1
/
/
/
/
м
1
п-2
i
V
1
1;
1
/
/
f
1
/
/
'
/
/
п=1
п?1
г-Х
/1
/
/
■п
il'l.
/l
1
пЗ
V

Автогенераторы увч
297
висит от этих величин, является наибслее^простым, и, вероятно,
не слишком резко расходится с действительностью.
"
Iw
1
\чл
\
\
\
0122*56783 Ю
0123*56789 10
На рис. 11.21 представлены графики, показывающие изме
нение частоты автоколебаний управляющего сопротивления v

298
Глава 11
коэффициента обратной связи от длины катодной линии. Буквы ка
у каждой кривой с соответствующими индексами указывают номер
к
■
т
/
н,а2
' 1
i
i
О ОМ 0.8 1.2 1,6 2.0 2J* 2.8 3.2 Д£ Ь.0 М k.8
an
w
0,06
am
№
цог/
1
k°,
ЛЛ
\
\
hh
W,
н,а2
0 M US Ц 1.6 10 Ik 2,8 3,2 3.6 4.0 4Л 4.1
vh
U°i
\
\
M
V
«a
*fO*
Я 0.4 0.8 12 1.6 10 2,4 2,8 3.Z Ц КО 4.4 4.1
Рис. 11.22.
обертона, на котором работают катодная и анодная линии.
Например, кгах означает, что катодная линия работает на первом
обертоне, а анодная на основном тоне.

Автогенераторы увч
299
Ik
% УЬгЧ
"Г*7
Из рассмотрения графиков для частоты можно сделать
следующие выводы.
Частота автоколебаний уменьшается при увеличении длины
катодной линии. Это изменение, однако, незначительно и в
первом приближении можно считать, что
частота автоколебаний от длины катодной
линии не зависит. Так же, как и для
автогенераторов с сосредоточенными
постоянными, о которых речь шла в п. 11.4,
оказывается, что частота автоколебаний близка
к собственной частоте колебательной
системы, которая останется, если катодную
линию удалить. При этом получается схе- ис"
ма, которая представлена на рис. 11.23. Собственные частоты этой
схемы являются корнями уравнения
">С/w3tg~-/8=l • (11.5.11)
Здесь С\ означает ёмкость, приключённую в начале линии,
Для решения этого уравнения относительно частоты его удобно
представить в виде:
*tgx
где
1А
гтюг
V
г ' wuvt
« воспользоваться графиком на рис. 11.20.
Вычисленные, таким образом, частоты для основного тона
и для первого обертона анодной линии показаны на рис. 11.21
пунктирными прямыми. На графике видно, что действ и гельная
частота немного больше этой приближённой, когда длина катодной
линии меньше некоторой критической, и меньше, если длина
катодной линии больше критической. Критическая длина
катодной линии, при которой расчёт частоты по точной и
приближённой формулам совпадают, замечательна тем, что при этой длине
вдоль линии укладывается точно нечётное число четвертей волн.
При этом реактивная составляющая входной проводимости
катодной линии оказывается равной нулю и поэтому, если вообразить,
что она выключена, то частота автоколебаний останется без
изменений.
Из графиков далее видно, что интервал изменений длины
катодной индуктивности при работе на первом обертоне анодной
линии оказывается значительно более узким, нежели при работе
ча основном тоне.

300
Глава И
На графиках для коэффициента обратной связи, которые
построены только для случая работы анодной линии на основном
тоне, видно, что он изменяется в пределах оо > k > 0. Следует
заметить, что при контурах с сосредоточенными параметрами
изменение катодной индуктивности в схеме с заземлённой сеткой
Q
давало изменение k в пределах оо >£> ~- (рис. 11.17а). Такое
*"%
расхождение объясняется тем, что когда вдоль катодной линии
укладывается больше, чем нечётное число четвертей волн, то её
входная проводимость оказывается ёмкостного характера и
поэтому коэффициент обратной связи становится меньше отношения
~. Если на линии укладывается целое число полуволн, то ее
2 Л
входное сопротивление становится равным нулю, поэтому
обращается в нуль и коэффициент обратной связи.
По графику управляющего сопротивления можно судить о
том, как от изменения длины катодной линии зависит амплитуда
автоколебаний на сетке, так как она тем больше, чем больше
управляющее сопротивление. Изменяя длину катодной линии,"
можно подобрать наивыгоднейший режим, незначительно
изменяя при зтсм частоту.
На рис. 11.21 видно также, что на обертонах анодной линии
управляющее сопротивление значительно понижается, что
связано с уменьшением резонансного сопротивления этой линии.
Вообще уменьшение управляющего сопротивления на
обертонах анодной линии сказывается резче, чем на обертонах катодной
линии потому, что на анодной линии больше амплитуда
напряжения,
В п. 10.9 было объяснено, что если"в 'двухконтурном автогенераторе
с сосредоточенными параметрами один из контуров входит в цепь обратной
связи, то автоколебания возможны лишь на одной из частот связи и
явление затягивания не имеет места. В случае двухконтурного автогенератора
с распределёнными параметрами дело обстоит иначе, так как за счёт
обертонов линий оказыгается не одна, а бесконечное число собственных частот,
на которых коэффициент обратной связи положителен. Поэтому в
автогенераторах с линиями возможны перескоки частоты и явление затягивания.
Объяснение механизма перескоков связано с исследованием устойчивости
установившихся режимов в автогенераторе, обладающим множеством
собственных частот, для которых k > 0. Сложность этого исследования не
позволяет здесь его приводить. Основные выводы из исследования
устойчивости сводятся к следующему.
Условие самовозбуждения для каждой из частот остаётся таким же, как
и для одноконтурного автогенератора
RynS0 > 1.
Здесь Ryn управляющее сопротивление на частоте шп , где п= 1,2...
К известному условию устойчивости установившегося режима для
одноконтурного автогенератора, работающего на частоте <oj •
дЬ Ry*<l (U.5.12)

Автогенераторы увч
301
добавляется ещё ряд условий:
Ryi < 2§И—1, где л*1. (11.5.13)
Условиями (11.5.13) учитывается, что автогенератор обладает
множеством собственных частот. Из рассмотрения (11.5.13) следует, что много-
волнистость может>и£ивести к нарушению устойчивости режима на частоте,
соответствующей л= 1, если для частот, на которых автоколебаний нет
(п ф 1), управляющее сопротивление/?^ больше управляющего
сопротивления на частоте, для которой автоколебания установились, т. е. /?,,,. Если
же RyX > Ryn, то будет играть роль лишь одно условие устойчивости (11.5.12),
т. е. то же, что и для одноконтурного автогенератора с сосредоточенными
параметрами. Для случая, представленного на рис. 11.21, возможны
автоколебания вида к1ах,к1аг и k2aj. Автоколебания вида /г2а.г невозможны по
причинам, объяснённым выше. Затяшвание возможно только в узкой области,
где пересекаются графики Ry для колебаний видов kxa{ и k2a,. Следует
иметь в виду, что сделанные здесь выводы носят частный характер
применительно к результатам расчётов для определённых параметров, указанных
выше. При другом соотношении параметров (например Си С2, Съ) взаимное
расположение графиков для Ry может измениться.
К сказанному следует ещё добавить, что в автогенераторе увч
возможность перескоков на высшие обертоны анодной линии (п = 3.4) мало
вероятна, так как автоколебаниям на более высоких частотах мешает инерция
электронов.
Обратимся: рассмотрению рис. 11.22, где представлены
графики, отображающие зави шость частоты, коэффициента обратной
связи и управляющего сопротивления от изменения анодной
индуктивности для той же схемы автогенератора с заземлённой
сеткой.
На графике частоты пунктиром нанесены линии,
соответствующие приближённому расчёту по ф-ле (11.5.11), и здесь опять-таки
видно, что частота по приближённому расчёту хорошо совпадает
с точным 2н?"ечием. Во всех случаях расхождения при расчёте
по полной и прибли енной формулам не превышают 15—20%.
Из графиков на рис. 11.22 следует, что при изменении длины
анодной линии вместе с частотой изменяется коэффициент
обратной связи и управляющее сопротивление. Если длина анодней
линии изменена для установки нового значения рабочей частоты,
то необходимо подобрать длину катодной линкт*, чтобы получить
оптимальный режим в смысле наибольшей амплитуды напряжения
в нагрузке, связанной с автогенеоатором.
Пологучеь графиками на рис. 11.21 или 11.22, можно
произвести расчёт режима автогенератора. Подробности этого расчёта
здесь не излагаются, в общем расчёт подобен описанному в п. 10.7
в связи с рассмотрением нагрузочных характеристик
автогенератора. Для ^ характеристики совпадеы:^ теоретических расчётов с
практикой на рис. 11.24 представлены графики, полученные Н. Я. Ма-
тюхиным. Графики показывают изменение режима в двухтактной
схеме с заземлённой сеткой при вариации длины катодной линии
ал
6U

302
Глава U
Кривые на рис. 11.24 в общих чертах
ланные из рассмотрения графиков
длине катодной линии имеют место
величина тока сетки указывает на то
1у25см
20 30
Рис. 11.24.
подтверждают выводы,
едена рис. 11.21. При малой
колебания вида kxa2. Малая
, что управляющее
сопротивление для этой частоты
мало. При большей длине
возникают колебания вида
kxax. Большая величина 1е0
при этих колебаниях
показывает, что здесь величина
управляющего
сопротивления значительно больше. На
рис. 11.24 видно, что
совпадение результатов
расчёта с опытом
удовлетворительное.
Рассмотрим,,как
определить параметры линий
автогенератора, чтобы получить
заданную частоту и заданный
коэффициент обратной связи.
Последний вместе с
сопротивлением нагрузки определяется из
обычного расчёта
автогенератора в критическом режиме.
Расчёт схем сна
аналогичен. Будем для
определённости иметь в виду схему с.
Предварительно из
конструктивных соображений
выбираем размеры анодной и
катодной линий и определяем
их волновые сопротивления wt
и w3 по ф-лам (11.5.1) или
(11.5.2).
Чтобы получить заданный
коэффициент обратной связи,
надо определить длину
катодной линии /а. Для этого п©
формуле для k из табл. 11.5.1
для схемы clt находим:
^-(• + т)|
Затем определяем I,
С,да,
Ъ. где с _ ся + С,

Автогенераторы увч
303
Чтобы получить заданную длину волны, надо вычислить длину анодной
линии. Согласно табл. 11.5.1 из гр. 2 для схемы с/, находим
j f. n2
* " Г=^^где • = 1 ~ -р~г; С-с9 + с,
и определяем длину анодной линии
2я/3 530 X
Заметим, что длину анодной линии можно определить ещё по
приближенной формуле
2*/, 530 К СгС%
{%~Г = С~Щ' дс Ci-C»+CTHV
Задаваясь добротностью линий Q3 и Q3 на холостом ходе, по ф-ле (11.5.8)
определяем сопротивления потерь R2 и /?3 и находим по формуле для схемы
с в гр. 5 таблицы сопротивление нагрузки на холостом ходе Rcexx . Кпд
системы контуров генератора
, Roe кр
Кое хх
Мощность, передаваемая в фидер,
Рф e Pixp *!*•
ЛИТЕРАТУРА
1. Л. А. К ото ми на. .0 предельных длинах волн, генерируемых
триодом". Радиотехника № 1, 1948 г.
2. М. С. Ней май. „О явлениях в пространстве катод — сетка
генераторных триодов и тетродов при ультравысоких частотах". Радиотехника №4,
1948 г.
3. Н. Д. Девятков, Е. Н. Данильцев и В. К. Хохлов. „Трёх-
электродные лампы для генерирования электромагнитных волн дециметрового
диапазона". ИЭСТ № 2, 1940 г.
4. А. М. Кугушев. Деоретические обоснования к расчёту мощных
укв генераторов". Научно-технический сборник Ленинградского институт»
связи, вып. б, 1934 г.
5. Г. А. Зейтлёнок. .Исследование схем генераторов [укв". ИЭСТ
А* 1, 1938 г.
6. Е. П. Корчагина. „Автогенераторы укв". Радиотехника')* в,
1947 г
7. А. М. Кугу ш ев и Д. И. Карпове кий. .Мощные
радиолампы— генераторы укв". Радиотехника N° 6, 1947 г.
8. С. А. Дробов. Радиопередающие устройства, издание ЛКВВИА,.
JQ47 г.

ГЛАВА 12
СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ ДИАПАЗОННОГО
АВТОГЕНЕРАТОРА]
12.1. Введение
Изменение частоты автоколебаний во времени у генератора,
предоставленного самому себе, называется нестабильностью
частоты. Разность между текущим значением частоты и значением /0,
которое принимается за начало отсчёта, называется абсолютной
нестабильностью частоты Д/=/—/0- Относительной
нестабильностью частоты называется отношение ~-. Относительная неста-
бильность измеряется малыми величинами, не превышающими 10 .
Поэтому практически безразлично, к какой из частот относить
абсолютную нестабильность при определении относительной
нестабильности. В дальнейшем относительную ш^тдбильлреть- будем
обозначать —-.
Причины, вызывающие нестабильность частоты, объединяются
под общим названием дестабилизирующих факторов. Они могут
быть разделены на две группы. К первой относятся те, которые
вызывают изменение частоты через изменения индуктивности и
ёмкости. Такими причинами являются механические деформации
и сотрясения деталей, изменение температуры, давления,
влажности. Ко второй группе относится нестабильность питающих
напряжений, которая вызывает изменение частоты вследствие
нарушения баланса фаз.
Стабильность частоты является важным показателем
передатчика. Ширина передаваемого__сл^'ф^ яагтН1_и заданная
нестабильность частоты определяют ширину частотного^ канала каждой
линии связи. В свою очередь'ТШТринои частотного канала
определяется полоса пропускания^приёмника. От полосы пропускания
приёмника зависит мощность помехе а следовательно, и отношение
мощности сигнала к1йо1цности помех, т. е. шч^твд_^абош. С
другой стороны, с шириной частотного канала связано количество
ДйЕЕЙ^адиосвязи, которые можно разместить в данном диапазоне
частот без взаимных помех соседних каналов.
Проблема повышения стабильности частоты является проблемой
технической и экономической. Конструкция автогенератора
получается тем сложнее и дороже, чем выше требуемая стабильность

Стабилизация частоты диапазонного автогенератора 305
частоты. Поэтому при составлении допусков на нестабильность
частоты должны быть приняты во внимание конструктивная
сложность и габариты автогенератора, стоимость затрат на
изготовление установки.
Условия, в которых работает радиопередатчик, также имеют
важное значение. У стационарных передатчиков легче достигнуть
более высокую стабильность частоты, чем у передатчиков
подвижных. Объясняется это, с одной стороны, тем, что условия
работы для первых передатчиков легче, чем для вторых. С другой
стороны, для стационарных передатчиков обычно не являются
строго ограниченными требования веса и габарита, в то время,
как для подвижных передатчиков эти требования являются
часто решающими. Этим объясняется, что требования к
стабильности частоты для передатчиков разных назначений различны.
Более высокая стабильность частоты требуется обычно у
стационарных передатчиков и менее высокая у подвижных.
Требования к относительной нестабильности частоты
оказываются также различными для передатчиков, работающих в
разных диапазонах волн. Для передатчиков коротких волн
относительная нестабильность обычно допускается ниже, чем для
длинных волн. Объясняется это тем, что при заданной абсолютной
нестабильности относительная нестабильность понижается с
повышением частоты. Чтобы абсолютная нестабильность не
получалась на коротких волнах чрезмерно большой, необходимо
повышать требования к относительной нестабильности. Естественно,
что трудности стабилизации частоты увеличиваются с понижением
относительной нестабильности.
Для суждения о требованиях к стабильности частоты
современных радиопередатчиков ниже приведена габл. 12.1.1,
составленная в соответствии с международным регламентом радиосвязи,
принятым в 1947 г.
Большинство перечисленных выше дестабилизирующих
факторов связаны с нестабильностью индуктивности и ёмкости
колебательного конгура. Установим связь между нестабильностью
параметров контура и нестабильностью частоты.
В дальнейшем будем иметь в виду схемы одноконтурных
автогенераторов при вещественном коэффициенте обратной связи.
Для одноконтурных автогенераторов частота автоколебаний близка
к собственной частоте контура
/- ~. (12.1.1)
Ниже будет показано, что к этой фэрмуле должна быть
сделана поправка, связанная с учётом влияния на баланс фаз сеточного
тока и высших гармоник. Для одноконтурных автогенераторов
эта поправка пропорциональна квадрату затухания. Чтобы уста-
20 Радиопередающие устройства

306
Глава 12
Таблица 12.1.1
Допустимые отклонения частоты
Диапазон частот и категории
станций
А. От 10 до 535 кгц
Фиксированные станции . . •
Радионавигационные станции .
Радиовещательные станции
Б. От 535 до 1605 кгц
Радиовещательные станции
В. От 1605 до 4000 кгц
Фиксированные станции . . .
Радионавигационные станции .
Радиовещательные станции
Г. От 4000 до 30 000 кгц
Фиксированные станции . . .
Радиовещательные станции
Д. От 30 до 100 мггц
Фиксированные станции . . .
Радионавигационные станции .
Радиовещательные станции
Е. От 100 до 500 мггц
Фиксированные станции . . .
Радионавигационные станции .
Радиовещательные станции
Допустимые отклонения частоты в %
для существующих
передатчиков
до 1953 г.
0,1
0,3
0,05
20 периодов в секунду
То же
0,01—0,02
0,05
0,02
0,005
0,01—0,02
0,05
0,005
0,03
0,03
0,02
0,01
0,03
0,03
0,02
0,01
для передатчиков,
установленных после 1949 г.
и для всех передатчиков
с 1953 г.
20
0,02
0,05—0,1
0,02
периодов в секунду
То же
0,01—0,005
0,02
0,01—0,005
0,005
0,01—0,003
0,02
0,003
0,02
0,02
0,02
0,003
0,01
0,01
0,02
0,003
новить связь между нестабильностью частоты и параметров
контура, малую поправку можно не учитывать и считать, что
частота автоколебаний определяется ф-лой (12.1.1). '
Положим, что индуктивность и ёмкость изменились
соответственно на М и АС, при этом частота изменится на Л/. Тогда
ф-ла (12.1.1) может быть переписана в следующем виде:

Стабилизация частоты диапазонного автогенератора 307
Разделив это выражение на (12.1.1), получим
Будем считать, что относительные изменения индуктивности
и ^ёмкости малы: -^С1' %"<^1, Тогл-а правую часть
последило выражения можно представить рядом по степеням малых
величий. Этот ряд имеет следующий вид:
(1+х)»=1+ях+^=^х"+...
Высшие степени могут быть отброшены за малостью, в
результате получается формула
У—И-¥+43- (12Л-2>
Знак минус указывает на то, что с увеличением индуктивности
и ёмкости частота уменьшается, и наоборот. Множитель */2 появился
перед формулой потому, что частота обратно пропорциональна
половинной степени из произведения индуктивности и ёмкости.
Понятия индуктивности и ёмкости контура следует толковать
здесь весьма широко, включая в них индуктивность монтажных
проводов, дополнительную паразитную ёмкость схемы,
междуэлектродные ёмкости ламп и т. д.
К нестабильности частоты, определяемой по ф-ле (12.1.2),
должна* быть ещё добавлена нестабильность частоты за счёт
питающих напряжений и непостоянства нагрузки. Если допустить,
что нестабильность индуктивности и ёмкости одинаковы, то
отсюда следует, что допустимая нестабильность параметров контура
должна быть меньше заданной относительной нестабильности
частоты.
Чтобы получить автоколебания с малой нестабильностью
частоты, применяют разнообразные меры, направленные к тому,
чтобы защитить детали контура от действия дестабилизирующих
факторов. С другой стороны, различными конструктивными мерами
стремятся повысить эталонность деталей контура, т. е. повысить
стабильность их параметров.
Вопросы стабилизации частоты были разработаны в ряде
научных статей, монографий и учебников, созданных советскими
учёными. Среди них следует отметить статьи Ю. Б. Кобзарева
(1931, 1933) и Б. К. Шембеля (1933—1939), монографии
Н. М. Крылова и Н. Н. Боголюбова (1934) и М. С. Неймана (1937),
учебники по радиопередающим устройствам Б. П. Асеева (I935)»

308 Глава 12
С. Н. Бесчастнова и В. Н. Сосунова (1941), 3. И. Модели Ц
И. X. Невяжского (1940 и 1949).
12.2. Нестабильность частоты от вибрации деталей
Механические вибрации автогенератора могут вызвать
изменения индуктивности и емкости вследствие изменения геометрии
монтажа. В частности, при вибрации соединительных проводов
изменяется их расстояние относительно экрана, а следовательно, и
ёмкость на экран. При вибрации может изменяться положение
роторных пластин конденсатора переменной ёмкости относительно статора.
Удельный вес вибрации среди других причин нестабильности
частоты оказывается разным у передатчиков стационарных и
подвижных. Если у первых нестабильность частоты за счёт
вибрации невелика, то у вторых она может быть весьма значительной,
поскольку передатчики нередко работают в условиях непрерывной
тряски.
Меры борьбы с нестабильностью частоты за счёт вибраций
сводятся к следующему.
Необходимо применять жёсткий монтаж всех деталей, а
монтажные провода делать короткими и располагать подальше от
экрана. Витки катушки на каркасе должны быть посажены
настолько прочно, чтобы при вибрации они не могли смещаться. Разумеется,
что соединения с витками катушки щупами недопустимы; все
соединения должны выполняться при помощи тщательной пайки.
Конденсаторы переменной ёмкости должны выполняться с
фиксаторами положения ротора, а пластины следует делать настолько
массивными, чюбы вибрация не могла вызвать изменения зазора.
Нестабильность параметров блокировочных дросселей может
быть значительной. Чтобы избежать шунтирования всего контура
или его части блокировочным дросселем, желательно применять
последовательную схему питания анодной цепи.
Конструкция лампы задающего генератора должна быть с
жёстким креплением электродов. Чтобы избежать провисания нити
при разогреве, желательно применять конструкцию с
вертикальным креплением электродов.
Шасси и экран, на котором монтируется и внутри которого
располагается задающий генератор, должны быть достаточно
жёсткими, чтобы возможность механических деформаций бьтла
исключена. Целесообразно применять литые или сварные конструкции.
Для ослабления вибраций у передатчиков, работающих в
движущихся объектах, необходимо применение амортизации.
В заводских условиях подвижные передатчики подвергаются
испытаниям на вибрацию при помощи специального агрегата —
трясучки. Р технических условиях обычно оговаривается
амплитуда и частота вибраций, при которых должно производиться
испытание.

Стабилизация частоты диапазонного автогенератора S09
12.3. Нестабильность частоты от изменения температуры
Изменение температуры деталей может происходить по двум
Причинам. Во-перЕых, может изменяться внешняя температура.
Это обстоятельство имеет большее значение для подвижных
радиостанций. На них температура окружающей среды межет
Указывать значительное влияние. Во-вторых, может изменяться
температура деталей от разогрева лампы после включения и от
-разогрева самих дета/гей протекающим по ним током.
Влияние разогрева самой лампу на частоту автоколебаний
рассматривается в п. 12.4. Здесь будет идти речь только о влиянии
температуры на индуктивность и ёмкость кентура, находящегося
Вне лампы.
Для облегчения задачи стабилизации частоты задающие
генераторы обычно строятся на небольшую мощность, не преЕьшаю-
щую 5—10 пт. Поэтому разогрев элементов кентура от теряемой
в них мощности высокой частоты не является существенным.
Разогрев кентура от теплового излучения лампы имеет большее
значение. При кенструировании генератора следует стремиться
к такому размещению деталей, чтобы тепловое воздействие лампы
на кентур было минимальным.
При изменении температуры ёмкость и индуктивность
изменяются за счёт изменения линейных размеров деталей в .соответствии
с их коэффициентом линейного расширения. Одновременно с
изменением температуры происходит изменение диэлектрической
проницаемости изоляционных материалов и активного сопротивления
проводов. Все эти явления приводят к изменению ёмкости и
индуктивности. Ниже механизм этих явлений рассматривается более
подробно.
Изменение линейных размеров какого-либо материала с
температурой характеризуется температурным коэффициентом
линейного расширения. Этот коэффициент показывает относительное
изменение, например, длины при изменении температуры на 1°Ц.
Если длину, о которой шла речь, обозначить через / и её
приращение при изменении температуры на bt через bl, то
температурный коэффициент линейного расширения (ТКР) определяется
выражением
Д/
Для характеристики изменения с температурой ёмкости,
индуктивности, диэлектрической прсницяемости и частоты вводятся
понятия, аналогичные температурному коэффициенту линейного
расширения. Эти понятия следующие:
Температурный коэффициент ёмкости (ТКЕ) ас= £~- •
Температурный коэффициент индуктивности (ТКИ) а/, ^ца
\

310 . Глава 12
Температурный коэффициент диэлектрической проницаемости
(ТКв)
Де
s s A t
Температурный коэффициент частоты (ТКЧ) е^гв^.Изф-ды
(12.1.2) следует, что температурные коэффициенты
частоты, индуктивности и ёмкости связаны соотношением
а^== 2* (ас + «z )
(12.3.1)
Перейдём к более подробному рассмотрению вопроса о
температурном коэффициенте ёмкости.
Сначала рассмотрим ТКЕ конденсаторов с воздушным
диэлектриком. Ёмкость плоского конденсатора определяется формулой
С=
S.(n—
(я-1)
4 ти rf,
(12.3.2)
Здесь 5 — площадь пластин,
d — толщина зазора между пластинами.
* Положим, что заданы температурный коэффициент пластин 4JfaA
и температурный коэффициент зазора аэ. Площадь есть
квадратичная функция линейных размеров, поэтому температурный
коэффициент площади пластин as — 2 ^л. Принимая это во
внимание, из (12.3.2) получим для ТКЕ формулу
а<г=2апл — а..
(12.3.3)
Если пластины и шайбьГсделаны из одинакового материала,
то следует считать апл = <х3= а и ТКЕ оказывается равным
ТКР материала, из которого конденсатор сделан
<*е
;<Х.
(12.3.4)
Для суждения о порядке ТКЕ ниже приведена табл. 12.3.1
с ТКР для некоторых металлов.
Таблица 12.3.1
Металл
а 106
Алюминий
24
Латунь
17
Медь
19
Цинк
Инвар
30 1,8—9,4

Стабилизация частоты диапазонного автогенератора 3U '
Наиболее часто конденсаторы изготавливаются из латуни или
алюминия. Опыт показывает, что температурные коэффициенты
ёмкости конденсаторов в 2 — 2,5 раза больше теоретических.
Такое расхождение объясняется тем, что в действительности
части конденсатора разогреваются неравномерно. Поэтому
возникают сложные деформации пластин и изоляторов.
Структура ф-лы (12.3.3) показывает, что ТКЕ можно обратить
в нуль, если надлежащим образом подобрать материалы пластин
и шайб. Такие конденсаторы называются термокомпенсированными.
В литературе описано несколько конструкций подобных
конденсаторов. Широкого применения эти конструкции не нашли из-за
трудности их регулировки, а также и потому, что не удаётся
получить устойчивую компенсацию в широком интервале
температур.
Когда стремятся получить особо малый ТКЕ, предпочитают
изготовлять весь конденсатор из инвара, который, как видно из
табл. 12.3,1, обладает относительно весьма малым температурным
коэффициентом. Для устранения возможности коррозии
поверхность инварового конденсатора меднится или серебрится
гальваническим способом.
Свойства конденсатора при изменении температуры
-характеризуются не только его ТКЕ, но и поведением ёмкости при
последовательных циклах нагревания и охлаждения. Весьма важно, что- .
бы при нагревании и охлаждении ёмкость изменялась однообразно
и чтобы после нескольких циклов охлаждения и нагревания ёмкость
возвращалась к первоначальному значению. Поведение
конденсаторов, которые обладают такими свойствами, называется цикличным.
При нецикличном поведении ёмкость при каждом новом цикле
нагревания и охлаждения изменяется неповторимо и в конце-
циклов значение ёмкости оказывается отличным от
первоначального, т. е. конденсатор «стареет». Одной из главных причин
нецикличности и старения являются процессы в твёрдых диэлектриках.
Необходимо в задающем генераторе применять лишь такие
материалы, которые обладают цикличностью и не имеют старения.
Нецикличностью и старением обладают диэлектрики
органического происхождения: эбонит, бакелит и т. п. Применение этих
диэлектриков в задающем генераторе недопустимо.
Наилучшими диэлектриками являются специальные сорта
керамики: радиофарфор, пирофилит, ультрафарфор, керамит,
радиостеатит, плавленый кварц.—В табл. 12.3.2 приведены параметры
перечисленных выше диэлектриков. Содержание этой таблицы
заимствовано из книги Н. П. Богородицкого и И. Д. Фридберга
«Высокочастотные неорганические диэлектрики».
Из табл. 12.3.2 следует, что у всех диэлектриков ТКе
значительно превосходит ТКР. Конденсаторы с твёрдым диэлектриком
в контуре задающего генератора применяются в виде керамических

312
Глает 12
Таблица 12.3.2
аимено-
ние ма- j
риала ]
^ в н
а 10е
«• 10е
s

Радиофарфор
3,8
180
6,0—6,5
Пиро-
филит
6,0
400
5,5—6,0

Ультрафарфор
4,5
120
7,0—7,5

Керамит
5,0
150
7,5—8,0

Радиостеатит
7,7
ПО
6,0—6,5

-Плавленый
кварц
0,5
20—50
3,5
Тиконд
Т25 | ТЗО
6,4
—130
25
6,5
—300
30
Т60 Т80
7,5
-570
60
7,5
—730
80
(а)
пластинок, на которые
наносятся обкладки из серебра.
ТКЕ таких конденсаторов
практически можно считать
равным ТКе.
Особого упоминания
заслуживают конденсаторы из
тиконда, у которых ТКЕ
отрицателен. Благодаря этому
тикондовые конденсаторы
используются для
температурной компенсации контура.
* Теория схем с температурной
компенсацией была разработана
С. С. Аршиновым. Простейшая
схема температурной компенсации
представлена на рис. 12.1а. На этой
схеме параллельно контуру, содержащему индуктивность L и конденсатор
переменной ёмкости с воздушным диэлектриком CiK включён тикондовыи
конденсатор с ёмкостью С2. Полная ёмкость контура равна
9)
п
~djs
и
(б)
г /
\ /уВ
f ^"****—«О
22k561t9
(г)
Рис. 12.1.
С = Сх + Сш.
(12.3.5)
Положив, что ёмкости С, и С2 обладают температурными
коэффициентами «С1 и а^, получим, что результирующий температурный коэффициент
•сей ёмкости контура <хс будет:
С, ас, -f С, а
С2
(12.3.6)
Заменив здесь С2 через С из (12.3.5), получим
аС e aCl + VaC2 — aCV ~С
(12.3.7)
Если ТКИ-а^, то ТКЧ согласно (12.3.1) будет
а/ " - Т[ aL + аС1 + (aC2-«ci) "£-]•
(12.3.8)

Стабилизация чцртоты диапазонного автогенератора 318
Из ф-лы (12.3.8) следует, что в диапазонном автогенераторе при схеме
компенсации согласно рис. 12.1а ТКЧ не остаётся постоянным, а зависит от
Са
соотношения ёмкостей -тг. Подбором величины ёмкости с отрицательным
температурным коэффициентом можно сделать ТКЧ равным нулю только на
одной из точек диапазона.
Возникает вопрос» в какой точке диапазона следует добиваться полной
температурной компенсации, чтобы во всех остальных точках диапазона
температурный коэффициент частоты имел бы наименьшее значение? На этот
вопрос даёт ответ теорема великого русского математика П. Л. Чебышева
о наилучшем приближении непрерывной функции. В данном случае речь
идёт о таком подборе параметров, чтобы ТКЧ наименее уклонялся от
значения, равного нулю. Оказывается, что максимальные уклонения будут
минимальны, если они чередуются по знаку и максимальны на краях
диапазона.
Следовательно, условие оптимальной термокомпенсации соответствует
равенству
«/ макс =• — а/ мин- (12.3.9)
Здесь индексы макс иумин относятся соответственно к максимальной и
минимальной частоте диапазона.
Из этого условия можно найти ёмкость тикондового конденсатора при
оптимальной термокомпенсации
л 2 (аг. + а, ) а*
1- ттт»с*««- <12-ЗЛ0>
аС1 ~ аС2
Здесь а — коэффициент перекрытия диапазона по частоте
Jмаке L-
f2
/мин С*«н
Вычисления показывают, что максимальный ТКЧ
1 а1—1
«'маке " -J- («ci + аь) Д1^ 1 • (12.3Л1)
Если бы термокомпенсация не применялась, то ТКЧ был бы постоянен
в диапазоне и равен
а/--"Т(аС1+аь)- (12.3.12)
Сравнение двух последних формул показывает, что внигрыш в величине
ТКЧ при термокомпенсации получается тем меньше, чем больше
коэффициент перекрытия диапазона. Например, при а — уНГТКЧ при
термокомпенсации составит 30°/0 от ТКЧ без термокомпенсации, при а — у^ 3 эта
цифра увеличивается до 50 %.
Такие же результаты даёт и последовательная схема термокомпенсации,
представленная на рис. 12.Iff. Эта схема отличается от схемы 12.\а иным
характером изменения ТКЧ по диапазоиу. Параллельная схема (рис. 12.1а)
оказывается 'перекомпенсированной (<у > 0) при максимальной частоте,
когда ёмкость Сх минимальна, и недокомпенсированной (о* < 0) при
минимальной частоте, когда ёмкость Сх максимальна* У последовательной схемы
имеет место обратное положение.

314
Глава 12
Благодаря этому значительно лучшие результаты получаются в сложных
схемах компенсации, представляющих объединение параллельной и
последовательной схем. Одна из таких схем показана на рис. 12.1в.
На рис. 12.1 г представлены графики, отображающие изменение ТКЧ по
диапазону для трех рассмотренных выше схем при оптимальной
термокомпенсации. За единицу 1КЧ принят ТКЧ схемы без термокомпенсации
(12 3.12). Графики построены для случая весьма большого коэффициента
перекрытия по частоте (а = 3). Для облегчения стабилизации частоты и для
обеспечения постоянства амплитуды напряжения на контуре по диапазону
обычно делают а < 2.
Из рис. 12.1г видно, что даже при столь большом коэффициенте
перекрытия у третьей схемы (в) максимальный ТКЧ составляет около 30% от
ТКЧ некомпенсированной схемы.
Катушки индуктивности для задающих генераторов
изготовляются обычно цилиндрическими, однослойными, на керамическом
каркасе. ТКИ такой катушки может быть представлен в виде
суммы трёх слагаемых:
4 = а) _|-аГ +о£\ (12.3.13)
Пегжым. слагаемым учитывается изменение размеров катушки
от температуры. Второе слагаемое объясняется изменением так
называемой внутренней индуктивности, т. е. индуктивности,
которая обязана магнитному потоку внутри провода. Эта
индуктивность весьма мала и при проектировании размеров катушки не
принимается во внимание. Однако изменение этой малой
индуктивности с температурой оказывается настолько значительным,
что существенно влияет на общий ТКИ и поэтому должно
учитываться.
Причины, которые вызывают изменение внутренней
индуктивности от температуры, сводятся к следующему. Вследствие явления
поверхностного эффекта распределение тока по сечению провода
при высоких частотах неравномерно. Закон распределения
зависит от диаметра провода, удельного сопротивления и частоты
тока. Внутренняя индуктивность зависит от распределения
магнитного потока, а следовательно, и тока внутри провода. С
изменением температуры изменяется диаметр провода и его удельное
сопротивление. По этой причине изменяется распределение тока
по сечению провода и в результате изменяется внутренняя
индуктивность. Большой температурный коэффициент внутренней
индуктивности объясняется большим температурным
коэффициентом удельного сопротивления, который для меди равен
ар =4,5.10 ~3-
Третье слагаемое в ф-ле (12.3.13) объясняется изменением с
температурой междувитковой ёмкости, вызываемым, главным
образом, изменением диэлектрической проницаемости материала
каркаса.
Рассмотрим величину ТКИ за счёт изменения с температурой
геометрии катушки,

Стабилизация частоты диапазонного автогенератора 315
Индуктивность цилиндрической однослойной катушки
определяется по формуле
L=^^k(-yj . (12.3.14)
Обозначим ТКР вдоль диаметра намотки через aD, а вдоль
длины через <х,. Допустим для простоты, что—>1 и,
следовательно, можно считать k = \. Тогда выражение для ТКИ за счёт
изменения геометрических размеров получается в виде
a[=2aD— a2. (12.3.15)
Чтобы получить формулу для общего случая, нельзя считать
k — 1. Для употребляемых катушек отношение длины к диаметру
колеблется в пределах 0,5<С-ту-<С4 и коэффициент k можно
представить таким аналитическим выражением
k = ^ . (12.3.16)
1+0,4 ~
Тогда формула для ТКИ вместо (12.3.15) получается следующей
dL=aD + (aD—a.^k. (12.3.17)
Для анализа этой формулы рассмотрим две конструкции
катушек. Первую — когда o6MQTKa_jjajiojKeHa на каркас свободно
и_закреплена только в двух крайних точках; вторую — когда
обметка наложена на каркас плотно. При свободной обмотке в
ф-ле (12.3.17) следует считать, что радиальное расширение
определяется ТКР провода, т. е. меди (а&_= 19.10~6}, а расширение
вдоль оси определяется ТКР каркаса! При керамическом
каркасе эта величина может быть порядка af = (0,4 — 4) • Ю-6.
В данном случае можно пренебречь осевым расширением
катушки и считать с известным приближением, что ТКИ
равен удвоенному ТКР провода aL ^ 2aD ^ 40 10 ~6. На самом
деле этст коэффициент может быть и больше за счёт проявления
упругих деформаций вследствие свивания провода в спираль.
К этому следует добавить, что при свободной намотке механиче-
с&а*-жёсх1шст-ь. недостаточна.
При катушке с плотной намоткой, помимо механической
жёсткости конструкции, достигается ещё и то, что как радиальное, так
и осевое расширение происходит с ТКР каркаса (aD = ar=a).
В таком случае ТКИ оказывается равным ТКР каркаса
aL = a = (0,4—4)-Ю-6,

316 Глава 12
Ясно, что катушки с плотным сцеплением провода с каркасом
являются более совершенными, поэтому они находят
исключительное применение. Поскольку ТКР каркаса должен быть
возможно меньше, каркасы изготавливаются из керамики.
Чтобы получить плотнее сцепление прореда с каркасом,
применяются два способа. Первый способ состоит в тем, что провод
наматывается на катушку в нагретом ссстсянии при температуре
около 100°Ц. После остывания провод плотно охватывает каркас,
поскольку в нормальных условиях работы температура катушки
всегда меньше чем 100°. Этот способ называется горячей намоткой.
Второй способ даёт ещё более хорошие результаты. Он ссстсит
в том, что металлический слой наносится на керамический каркас
методом вжигания. При этом получается идеальное сцепление
витков катушки С каркасом. Такие катушки изготовляются на
индуктивность от единиц до сотен микрогенри. Методом вжигания
изготовляются также шаровые вариометры, которые дают
весьма значительный коэффициент перекрытия по частоте порядка
3—5.
У катушек индуктивности,.выполненных методом горячей
намотки или методом вжигания, измеренный ТКИ на волнах
Х=75—100 м оказывается порядка aL = (7—25) 10_в. Меньшая
цифра относится к катушкам на каркасе из плавленого кварца,
большая к катушкам на каркасах из различных сортов керамики,
таких как пирофилит, стеатит и другие. Эти цифры гоказывают,
что ТКИ значительно превосходит ТКР каркаса. Таксе
расхождение объясняется увеличением ТКИ за счёт поверхностного
эффекта (л'[) и изменением междувитковой ёмкости катушки (aL).
Исследования влияния поверхностного эффекта на ТКИ
показали, что ТКИ а'[ может быть весьма значительным, порядка
aL = (5—30) 10_в. Величина а/ зависит от частоты и диамет-
m
pa провода. ТКИ за счёт междувитковой ёмкости (ah) зависит,
главным образом, от ТКе каркаса и от соотношения
междувитковой емкости (С0) и полной ёмкости контура (С), в котором
работает катушка
«Г=-§Ч- (12.3.18)
Если допустить, что междувитковая ёмкость составляет 2%
от ёмкости контура и учесть TKs различных сортов керамики,
приведённых в табл. 12.3, то порядок а'£* можно определить
такими цифрами: <з.'{' = (1—6) 10 ~в. Главной мерой для ослабления
влияния междувитковой ёмкости на ТКИ является применение
керамического каркаса с малым ТК«. Наилучшие результаты даёт
Каркас из плавленого кварца, худшие — пирофилит, у которого
ТКе очень большой. Среднее положение занимают радиофарфор
И Другие сорта керамики.

Стабилизация частоты дшпазбнного автогенератора
lit
Другой мерой является применение ребристых каркасов
специальной формы для удлинения пути электрических силовых
линий между витками через каркас. С этой целью желательно делать
углубления между витками, а также увеличивать шаг намотки.
12.4. Нестабильность частоты от разогрева лампы
Если наблюдать за частотой автоколебаний после включения
генератора, то оказывается, что она уменьшается с течением
времени. Наиболее заметные изменения частоты рбычно
происходят за первые 15—20 минут после включения. Это явление
называется выбегом частоты.
Кривая выбега, показывающая изменение частоты во времени
от момента включения имеет вид, представленный на рис. 12.2.
Причины выбега частоты: изменение междуэлектродных ёмкостей
от разогрева лампы и изменение параметров контура от разогрева
его деталей.
Действие второй причины может быть ослаблено применением
деталей с низкими ТК.Е и ТКИ, а также термокомпенсацией
остающегося ТКЧ при помощи керамического конденсатора с
отрицательным ТКЕ.
^ Чтобы учесть влияние между электродных ёмкостей на частоту
автоколебаний, рассмотрим рис. 12.3, где представлена схема
индуктивной трёхточки и три междуэлектродные ёмкости Ci, Сг,
Сз. В диапазоне средних и коротких волн можно считать, что эти
ёмкости значительно меньше ёмкости контура С.
0 1 Ю 15 20 Р5 30 35 40 4.5 50 мин
worn
200
300
kOU
-¥
....
f-имгц
Рис. 12.2.
Рис. 12.?.
В п. 6.1 было показано, что если паразитная ёмкость мала, то,
её действие на собственную частоту контура эквивалентно
включению параллельно контуру ёмкости, пересчитанной через квадрат
коэффициента включения. Отсюда следует, что относительное
изменение частоты автоколебаний за счёт междуэлектродных
ёмкостей может быть описано следующей формулой;
Д/
^--^М^+р^+Лс.)
(12.4.1)

318
tfiaea 1U
Здесь коэффициенты включения ёмкостей Сг, Сг, Сз
определяются отношением витков катушки, параллельных данной ёмкости,
к виткам всей катушки
Из ф-лы (12.4.1) следует, что влияние разогрева лампы на
частоту автоколебаний тем меньше, чем слабее связана
лампа с контуром, т. е. чем меньше коэффициенты включения и чем
больше ёмкость контура. Возникает вопрос, как далеко можно
ослаблять связь контура с лампой? Этот вопрос просто решается
экспериментальным путём. Важно, однако, выяснить теоретически,
чем определяется влияние разогрева лампы на стабильность
частоты, когда связь контура с лампой установлена минимально
возможной.
Очевидно, что при минимальной связи лампы с контуром
должен обеспечиваться необходимый коэффициент обратной связи и
необходимая величина сопротивления в анодной цепи. Как легко
видеть из схемы на рис. 12.3, коэффициенты включения р2 и р3
можно выразить через коэффициент рх и коэффициент обратной
связи при помощи формул
p3={\-\-k)px)
Кроме того, из формулы для эквивалентного сопротивления
нагр\зки Ra= ш*ь следует
Р2
с==—ёПГ- (12.4.3)
со ЦсеЬ v '
После подстановки (12.4.2) и (12.4.3) в (12.4.1) получим
Af l a d
cx-\-&c2-\-{\-\-kyc3
(12.4.4)
Полученная формула позволяет изучить влияние
нестабильности междуэлектродных ёмкостей лампы при условии, что связь
лампы с контуром выбрана такой, чтобы обеспечить заданные
величины k и Rce. Из формулы следует, что поправка на частоту
пропорциональна затуханию контура 8. С физической стороны
этот результат ясен, так как резонансное сопротивление контура
обратно пропорционально затуханию и, следовательно, связь
лампы с контуром должна быть тем слабее, чем меньше затухание.
Поправка на частоту пропорциональна также требуемой
величине Rce ■ Эта величина определяется заданной мощностью и анод-
ным напряжением согласно формуле R^ = ~~ . Отсюда следует,
что для задающего генератора желательно применять лампы,
требующие низкую величину Ra. Поправка на частоту умень-

Стабилизация частоты диапазонного автогенератора 319
шается с уменьшением коэффициента обратной связи k.
Получается так потому, что с уменьшением требуемого k можно ослабить
связь лампы с контуром. Из уравнения для установившегося
режима (k — D) Ra S ^(б) = 1 следует, что величина k
получается меньше у ламп с большой крутизной и малой величиной D.
Наконец, из ф-лы (12.4.4) следует, что влияние
междуэлектродных ёмкостей на частоту усиливается при увеличении рабочей
частоты. Этот результат объясняется тем, что с увеличением
частоты надо либо уменьшить ёмкость, либо увеличивать связь
контура с лампой, так как в противном случае Ra уменьшится.
Отсюда следует вывод, что для увеличения стабильности частоты
желательно, чтобы частота автогенератора была достаточно
низкой. Если рабочая частота передатчика недостаточно низка, то
приходится применять умножение частоты. Понижение частоты
задающего генератора не может быть, однако, чрезмерным, так
как потребует усложнения передатчика многими ступенями
умножения частоты. Кроме того, с понижением частоты увеличиваются
размеры деталей колебательного контура, что также невыгодно.
Для передатчика коротких волн, по совокупности
вышеизложенных соображений, оптимальный рабочий диапазон возбудителя
плавного диапазона лежит в интервале от 1 до 3 мгц.
Для ослабления влияния лампы на частоту желательно,
чтобы междуэлектродные ёмкости, во-первых, были возможно
меньше и, во-вторых, возможно стабильнее. Из ф-лы (12.4.4) видно,
что наиболее вредной является ёмкость анод — сетка С3 потому,
что она бывает часто больше других ёмкостей и, кроме того, связь
её с контуром сильнее, чем всех других ёмкостей, на что
указывает коэффициент (l-f-&)2-
Перейдём теперь к вопросу о механизме изменения
междуэлектродных ёмкостей при разогреве лампы. Изменение этих
ёмкостей происходит как за счёт изменения геометрии лампы при
разогреве, так и за счёт изменения диэлектрической постоянной
стекла. Вторая причина оказывается главной потому, что ТКе
у стекла очень высок, as =2000-Ю-6. Отсюда следует, что одной
из мер уменьшения выбега может быть конструирование ламп,
у которых ёмкость через стекло доведена до минимума. Чтобы
увеличить длину электрических силовых линий между
электродами лампы через стекло, желательно делать выводы электродов
не через общий цоколь, а разносить их, например, делать
выводы анода и сетки в разных местах баллона.
В гетеродинах радиоприёмников для уменьшения вредного
действия паразитной ёмкости лампы через стекло заземляется
не катод, а анод. Объясняется это следующими причинами. В
радиоприёмниках для устранения паразитной ёмкостной связи
между различными ступенями баллон лампы металлизируется и
заземляется для электростатического экранирования. Легко
понять, что при этом получается большая и нестабильная ёмкость

320
Глава 12
анода через стекло на землю. При схеме с заземлённым катодом
эта ёмкость оказывается включённой параллельно участку контура
между точками анод — катод. Когда же применяется схема с
заземлённым анодом, то действие этой ёмкости на контур
устраняется.
12.5, Нестабильность частоты от изменения давления
~и влажности
Для задающих генераторов с плавным диапазоном изменение
влажности является таким же серьёзным дестабилизирующим
фактором, как и изменение температуры. В реальных условиях
оба эти дестабилизирующих фактора оказывают своё воздействие
на изменение частоты автоколебаний совместно.
Влияние влажности на частоту проявляется, с одной стороны,
в том, что от влажности зависит диэлектрическая проницаемость
воздуха. Одновременно она зависит также и от температуры, при
том с увеличением влажности, влияние температуры на
диэлектрическую проницаемость воздуха усиливается. Частота при этом
изменяется за счёт изменения ёмкости воздушных
конденсаторов.
С другой стороны, при сильной влажности на поверхности
пластин воздушного конденсатора осаждается водяная плёнка.
По этой причине также происходит изменение ёмкости, а
следовательно, и частоты.
У изолирующих материалов, обладающих гигроскопичностью,
изменяется диэлектрическая проницаемость и сопротивление
изоляции. Поэтому необходимо в качестве изолирующих материалов
применять исключительно керамику, у которой гигроскопичность
отсутствует.
Чтобы составить суждение о количественном влиянии
влажности и температуры на диэлектрическую постоянную воздуха,
на рис 12.4 приведён график, заимствованный из работы
Б В Войцеховича и В. В. Беренёва.
Из этого графика видно, что нестабильность диэлектрической
постоянной от влажности и температуры усиливается по мере
увеличения и влажности, и температуры. Например, при
температуре t ~ 20°Ц изменение относительной влажности от 0 до
100% вызывает относительное изменение диэлектрической
постоянной воздуха — = 100 10-в. Если же температура будет t = 50°Ц,
то при том же изменении влажности получим —^ = 500 - Ю-6.
Если у всей ёмкости контура диэлектрик воздух, то
относительная нестабильность частоты равна половине относительной
нестабильности е. Аналогичную картину получим и в том

Стабилизация частоты диапазонного автогенератора 321
случае, когда фиксирована влажность и изменяется
температура. Температура влияет на е воздуха слабо, пока относительная
влажность мала и её влияние резко усиливается, когда
относительная влажность превышает 20%.
Изменение давления воздуха также вызывает изменение частоты
ча счёт влияния на диэлектрическую проницаемость воздуха
1,0011
Щ,^ S3 5а <*
■40-3(1-20-10 О <0 20 JU UO 5€ 60 70 80 90 Щ
Температура С°
Рис. 12.4.
Зависимость е воздуха от давления р (в мм рт. ст.) и
температуры t°ll даётся следующей формулой:
= 1 ±
0,77 р
^273
10'
(12.5.1)
Для стационарных передатчиков атмосферное давление может
колебаться в пределах + 30 мм рт. ст.; если t -= 20°Ц, то
при этом относительное изменение е воздуха —£^20-10-в.
Особенно большую роль давление играет в самолётных
передатчиках, где оно в зависимости от высоты может изменяться на
несколько сотен мм рт. ст. При изменении высоты происходит
также значительное изменение температуры, а также и влажности,
так что все "эти факторы действуют на частоту одновременно.
Меры борьбы с влиянием влажности и давления сводятся к
следующему:
1. Применение вместо конденсаторов с воздушным диэлектри
ком керамических конденсаторов. В этом случае плавное изменение
частоты должно производиться вариометром на керамике.
2. Герметизация деталей контура с применением влагоулавли»
вающих веществ,
2] Радиопередающие устройства $

322
Глава 12
Весьма совершенным методом борьбы с влиянием температуры
и влажности является помещение всего задающего генератора
в термостат, где специально поддерживается температура выше
температуры окружающей среды с точностью, доходящей до
десятых долей градуса. Обычно внутри термостата выбирается
температура около 50° 11,
1^.6. Нестабильность частоты от "изменения "питаюших
напояжений
Эксперимешальные наблюдения показывает, что "с изменением
питающих напряжений происходит изменение частоту
автоколебаний. Изменение одного из этих напряжений в пределах + 20%
от номинального значения может вызывать относительную
нестабильность частоты порядка 10" •
Впервые правильная и достаточно полная теория, объясняющая
зависимость частоты лампового автогенератора от режима, была
опубликована советским учёным Ю. Б. Кобзаревым в 1931 г
Дальнейшая разработка этих вопросов была дана в работах
Н. М. Крылова и Н. Н. Боголюбова, а также Б. К. Шембеля
В общих чертах влияние питающих напряжений на частоту
объясняется тем, что при изменении питающих напряжений
изменяется баланс фаз. Одной из главных причин, нарушающих
баланс фаз, является изменение фазы коэффициента обратной
связи за счёт тока сетки.
Другой причиной является нестабильность фазы приведённой
крутизны тока эмиссии и тока сетки. В автогенераторах, где инер
ция электронов не имеет места, механизм изменения фазы
приведённой крутизны от питаюи их напряжений сводится к тому, что
изменяется форма импульсов тока анода и сетки, поэтому
изменяются амплитуды токов высших гармоник, что и приводит к
изменению фазы приведённой крутизны.
В случае автогенераторов увч, где инерция электронов имеет
место, изменение фазы приведённой крутизны связано с
изменением формы импульса вследствие зависимости угла пролёта от
питающих напряжений. Помимо того, в нарушении баланса
фаз из-за тока сетки играет известную роль его реакция на анод
ную цепь и комплексность коэффициента трансформации.
Во избежание недоразумений при дальнейшем изложении обра
тим внимание на то, что учёт роли сеточного тока в балансе фаз
делает необходимым различать понятия коэффициента
трансформации к' и коэффициента обратной связи к.
Анализ баланса фаз в автогенераторе для общего случая
требует громоздких вычислений. Чтобы усвоить некоторые основные
положения, целесообразно сначала рассмотреть упрощённую
задачу при следующих допущениях*

Стабилизация частоты диапазонного автогенератора 323
1) коэффициент трансформации считается величиной веществен-
н й;
2) реакция тока сетки на анодную цепь не учитывается;
3) реакция анодного напряжения на анодный ток не
учитывается, т. е. полагается D = 0.
Согласно общей теории автогенераторов, изложенной в п. 10.2,
амплитуда и частота автоколебаний могут быть определены из
уравнения для установившегося режима. При учёте перечисленных
выше допущений это уравнение имеет следующий вид:
kiz^Si-1. (12.6.1)
Здесь коэффициент обратной связи к/ определяется
выражением:
kt =*!--!• i^1 (12.6.2)
Ь(11 1/11
Lai
г>наеденная крутизна
Si=-jf*. (12.6 а)
Д чя определения частоты автоколебаний из ур-ния (12.6.1)
получается уравнение баланса фаз
?« = — ?*' -?i. (12.6.4)
Уравнение баланса фаз объясняет, почему изменение питающих
напряжений вызывает изменение частоты. Фазные углы, стоящие
d правой части, зависят от режима, их изменение согласно
уравнению фазного баланса приводит к такому же изменению фазного
угла нагрузки в анодной цепи, а это означает изменение частоты
Анализ уравнения фазного баланса с математической стороны
существенно упрощается благодаря тому обстоятельству, что при
бесфазном коэффициенте трансформации все углы, входящие в
уравнение баланса фаз оказываются малыми величинами, порядка
затухания контура В. Справедливость этого утверждения пока
зана ниже пои конкретном определении углов срй,и ^i«
Упрощение вычислений состоит в том, что, отбрасывая малые
высших порядков относительно 8, т. е. пропорциональные Ь2, 8я
и т. д., можно упростить выражения с тригонометрическими
функциями фазных углов путём замены sin<p~?> coscp^ l, tgep^cp.
В п. 6. 1 было показано, что фазный угол для колебательного
контура при малых расстройках вокруг собственной частоты опре
деляется выражением:

324
Глава 12
Если же положить срв ~ 8> т0 приближённо можно считать
?Л= - Щ (12.6.5)
Эго выражение позволяет сделать важный вывод о порядке
поправки на частоту за счёт режима.
Поскольку фазный угол нагрузки из уравнения баланса фаз
получается порядка затухания (<ра~ §), то относительная не
стабильность частоты за счёт режима получается второго порядка
малости относительно затухания, т. е. —~ ~ Ь2. Обычно затухание
контуров бывает порядка Ю-2, таким образом, нестабильность
частоты при изменении питающих напряжений должна быть
порядка К)-4, что и наблюдается на практике.
Отсюда следует, что для ослабления зависимости частоты от
питающих напряжений желательно, чтобы затухание контура
было возможно меньше, или иначе, чтобы его добротность
Q — -g- была возможно больше.
Повышение стабильности частоты у контуров с малым затуха
нием объясняется согласно ф-ле (12.6.5) тем, что крутизна
фазовой характеристики вблизи собственной частоты обратно про
порциональна затуханию. При изменении угла срд вследствие
нарушения баланса фаз изменение частоты требуется тем меньше,
чем больше крутизна фазовой характеристики, т. е. чем меньше 8.
Рассмотрим зависимость частоты от тока сетки. Изменение
юка сетки является причиной нестабильности частоты вследствие
влияния на фазу коэффициента обратной связи. Чтобы изучить
•это явление подробно, мы не будем на время учитывать фазу
приведённой крутизны, положив в (12.6.4) <?/]= 0. Тогда уравнение
баланса фаз сь^дётся к равенству
<?<=-?« i (12.6.6)
При изучении схем одноконтурных авюгенераторов в п. 10.4
было установлено, что когда коэффициент трансформации
вещественный, то сопротивление короткого замыкания za
получается реактивным. Для определения срк> в (12.6.2) надо подста
вить z3i = [х3\. Помимо того, можно заменить zal-=Rce, и
комплексные ампштуды тэюв \cV \al взигств^нными. Перечисленные замены
приводят к ошибкам порядка Ь2 и выше, которые выходят за
пределы точности наших вычислений. В результате получим:
k'^fc-i^^-, (12.6.7)
Кае /а1

Стабилизация частогы диапазонного автогенератора 325
Отсюда следует выражение для фазы коэффициента обратной
связи
<Рк' = —
Хя1 'а
(12.6.8)
Это выражение показывает, что фаза коэффициента обратной
связи зависит от отношения первых гармонических токов сетки
и анода и меняется при изменении этого отношения. Чтобы
дать толкование, почему <рк- зависит от отношения токов сетки
и анода, следует иметь в виду, что знаменатель в ф-ле (12.6.8)
представляет амплитуду-напряжения на сетке: kRa-I aX =UC. С
другой стороны, входное сопротивление цепи сетки определяется
выражением Rex=j-i-
'сА
На основании сказанного выражение (12.6.8) можно заменить
отношением сопротивления короткого замыкания к входному
сопротивлению цепи сетки
?«'
Х^
(12.6.9)
(а)
0)
Эгот результат объясняется из рассмотрения эквивалентной
схемы цепи сетки автогенератора для первой гармоники,
представленной на рис. 12.5а.
Соотношение фаз для
схемы на рис. 12.5а
иллюстрировано векторной
диаграммой, построенной на
рис. 12.56.
На диаграмме показан
вектор напряжения на
анодной нагрузке Uа.
Поскольку коэффициент
трансформации считается
бесфазным, то вектор эдс Ша,
наведённой из анодной цепи в цепь сетки, совпадает с V'а. Диа1-
рамма построена для лг3, > 0, поэтому вектор первой гармоники
тока сетки IсХ отстаёт от вектора Ша. Этот последний
уравновешивает падение напряжения на двух участках цепи Rex и
*„,. Вектор падения напряжения на Rex, т. е. Uc, совпадает с
вектором тока сетки, а вектор падения напряжения на x3l
опережает его на тг/2.
Угол срк- можно определить из треугольника напряжений на
векторной диаграмме рис. 12 56. При составлении формулы надо
Рис. 12.5.

326
Глава 12
иметь в виду, что на рис. 12.56 ук < 0, так как по определению
?*'>0 тогда, когда вектор Vс опережает вектор V^ Следователь
но, получим: <рк = -~^-, что совпадает с (12.6.9)
На рис. 12.56 ради наглядности чертежа угол срк показан до
статочно большим, на самом деле этот угол очень мал, порядка
половины градуса. Поэтому амплитуды векторов Ша и Uc прак
гически следует считать одинаковыми.
Таким образом, доказано, что при изменении отношения токоь
1сл
—- происходит изменение входного сопротивления цепи сетки.
'ai
После подстановки в уравнение баланса фаз (12.6.6) выра
жений (12.6.5) и (12.6.8), получим формулу для поправки на час
тоту за счёт тока сетки:
Эта формула показывает, что для генераторов, у которых
сопротивление короткого замыкания индуктивного характера
(л,г > 0), поправка на частоту автоколебаний за счёт тока сетки от
рицательна, т. е. частота автоколебаний несколько меньше соб
ственной частоты контура. При сопротивлении короткого замы
кания ёмкостного характера (л:3, <^ 0) имеет место обратная
картина.
Для иллюстрации сказанного5 на" векторной диаграмме на
рис. 12.56 представлен вектор первой гармоники анодного тока Iа1.
Поскольку было допущено, что <pi = 0, то фаза его совпадает
с фазой напряжения на сетке. На диаграмме 1а1 отстаёт от I)а,
следовательно, нагрузка в анодной цепи носит индуктивный
характер, что и соответствует частоте автоколебаний меньше соб
с венной согласно (12.6.10*.
Влияние высших гармоник на частоту в уравнении баланса
фаз (12.6.4) учитыва тся фазой приведённой крутизны анодного
тока cpi- Первым исследователем, который обратил внимание на
роль высших гармоник и вв4ёл понятие приведённой комплексной
крутизны был Ю. Б. Кобзарев. Этот вопрос изучался также
в работах Б. К. Шембеля и был детально исследован Н. М.
Крыловым и Н. Н. Боголюбовым. Последние авторы нашли общие
выражения для <рх, которые приведены ниже.
Установим соотношение фаз между высшими гармониками
анодного тока и управляющего напряжения. Их комплексные
амплитуды связаны через управляющее сопротивление согласно
формуле
п ^-ггап-

X
Стабилизация частоты диапазонного автогенератора 32'1
Выясним, каков характер управляющего сопро!ивления на
высших гармониках.
Поскольку нас интересует принципиальная сторона вопроса,
для упрощения задачи положим D = 0. В этом случае для
обобщённой трёхточки управляющее сопротивление даётся формулой
2l + Z2 + Za
На высших гармониках активными потерями в гх, z2, z3 можно
пренебречь, заменив их чисто реактивными сопротивлениями
Таким образом, получим:
И-1.2?3... ,X^°J) '
Здесь сопротивление контура при круговом обходе
x=Xi~)-xt-\-x3.
Из полученной формулы следует, что для высших 1армоник
управляющее сопротивление является чисто реактивным.
Установим его знак для одноконтурных трёхточечных схем. Для таких
схем, как известно, на всех гармониках реактивные
сопротивления хг и хг бывают одинакового характера, следовательно, их
произведение величина положительная. С другой стороны,
сопротивление контура при круговом обходе для высших гармоник
. обязательно индуктивное, т. е. х{пч>) > 0. Отсюда следует, что на
всех высших гармониках в одноконтурных трёхточечных схемах
управляющее сопротивление имеет ёмкостный характер.
Аналогичный вывод получается и для одноконтурного
автогенератора с трансформаторной обратной связью. В этом случае
коэффициент трансформации одинаков для всех гармоник. Поэтому
характер управляющего сопротивления на высших гармониках
получается таким же, как и кажущееся сопротивление контура в
анодной цепи, т. е. ёмкостным.
Таким образом, фазы всех высших гармоник управляющего
напряжения (или, точнее, напряжения на сетке, поскольку мы
положили D = 0), отстают на угол тг/2 от фаз соответствующих
гармоник тока.
ч
Покажем теперь," каким сбразом можно найти выражение для
угла срг. Решение этой задачи облегчается благодаря тому
обстоятельству, что абсолютные величины управляющего сопрэтивлег ия на
высших гарлюниках относительно управляющего сопротивления на
первой гармонике малы, именно они порядка затухания кгнтура *?~^.

328 Глава 12
Поэтому и амплитуды высших гармоник напряжения на сетке того
жз порядка малости отн >сит?льно амплитуды первой гармоники
U СП *
ип~ .
• Если сначала высшие гармоники напряжения не учитывать, т. е.
положить управляющее напряжение гармоническим
u = U1cosx, (12.6.11)
то анодный ток представится рядом гармоник
Ци) = /(Oncost) = £ Iancosn x.
Этот ток создаёт управляющее напряжение уже с гармониками
Учитывая, что фазы высших гармоник напряжения отстают от фаз
высших гармоник тэка нз тс/2, получим выражение для
управляющего напряжения, возмущённого гармониками:
и = Ux cos х -f- Z Un cos \nx 5") = ^icos x ~i" 2 Un sin (w x)
Найдём теперь первую гармонику анодного тока с учётом
поправки за счёт гармоник. Пользуясь тем, что амплитуды гармоник
U„ *
напряжения малы— -~-~Ъ, представим ток в виде ряда и все чле-
ны, кроме первых двух, отбросим
/ (Ux cos х -f- % Un sin nx) = i (Ux cos x) -\-i' (t/xcos x) V jjn sin n %
Дальнейшие вычисления должны состоять в том, чтобы
определить первую гармонику тока, содержащуюся во втором члене этого
ряда. Мы не будем воспроизводить здесь этих вычислений, так как
они довольно громоздки и не являются принципиальными, а состоят
лишь в формальных преобразованиях. Результат сводится к тому,
что первая гармоника в анодном токе с учётом гармоник в
управляющем напряжении получается в виде:
ix = /t cos т -{- Z пК тт- sin х
Поскольку поправка за счёт высших гармоник мала, её действие
следует учесть только в изменении фазы, а поправку на амплитуду
отбросить, так как она будет порядка §2.

Стабилизация частоты диапазонного автогенератора 329
Таким образом, выражение для первэй гармоники можно пред-
ставить f? виде*
/1 = /1cos(t 4_?1), (12.6.12)
где
Ъ
(12.6.13)
Из сравнения выражения (12.6.12) с (12.6.11) следует, что угол ср>
есть разность фаз первой гармэнической тока и напряжения, т. е.
фаза приведённой крутизны.
Для наглядности проследим проведённые здесь рассуждения
на графике, представленном на рис. 12.6. На этом графике
показано построение кривой управляющего напряжения с учётом
высших гармоник. Для простоты учтена только одна вторая
гармоника. Результирующее
управляющее напряжение
представляет сумму
косинусоиды основной
частоты и синусоиды
двойной частоты, оно
показано пунктирной
линией. На рисунке видно,
что кривая
управляющего напряжения за счёт
действия гармоники
теряет симметричную
форму. Далее,* на рис. 12.6
построены импульсы
анодного тока сплошной линией без учёта гармоник и пунктирной
с учётом гармоник. На графике видно, что за счёт действия гар
моник импульс становится несимметричным. Фаза первой
гармоники этого импульса отстаёт от фазы первой гармоники
невозмущённого импульса, а значит, и от фазы первой гармоники
управляющего напряжения. Таким образом, графическое
построение качественно подтвердило результаты проделанных выше
вычислений.
Заметим, что действительные соотношения между амплитудами
гармоник управляющего напряжения на рис. 12.6 не выдержаны
Для наглядности чертежа амплитуда второй гармоники взята
значительно больше того значения, которое соответствует реаль
ным масштабам.
В ф-ле (12.6.13) можно заменить а:,тлитуды напряжения через
соответствующие амплитуды токов и значения управляющего сопротивления:
Рис. 12.6
Un — 'an*
уп

330
Глава 12
В последней формуле поставлен знак минус потому, чтх> при выводе
ф-лы (12.6.13) предполагалось, что xvn < 0. Тогда ф-ла (12.6.13)
приобретет следующий вид'
Zxvn I'an \
п .
Вычисления по этой формуле для конкретных схем дают следующие
результаты.
Для схемы с трансформаторной обратной связью
Для индуктивной трёхтонки
Для ёмкостной трёхточки
Различные выражения для угла <рг объясняются тем, чго фильтрация
высших гармоник напряжения на сетке в разных схемах различна. Наиболее
низка она в схеме индуктивной трёхточки и наиболее высока в схеме
ёмкостной трёхточки. Во всех схемах, однако, порядок угла <pi одинаков. Он
определяется величиной затухания контура.
Подобно анодному току комплексные амплитуды первых
гармонических токов сетки и напряжения на сетке можно связать через
приведённую крутизну тока сетки.
Приведённая крутизна является величиной комплексной и може»
быть представлена в показательной форме j
S - S е *"
Здесь"" угол срс1 есть г разность фаз первых гармонических тока
сетки и напряжения на сетке.
Так же, как и для привгдённэй крутизны анодного тока,
комплексность крутизны тока сетки объясняется действием высших
гармоник.
Если считать тэк сетки функцией напряжения на сетке, т. е.
не учитывать реакции на него анодн »го напряжения, то аналогичным
образом можно вычислить разность фаз <рс1.

Стабилизация частоты диапазонного автогенератора 331
В результате получим
n«2 lci ис\
Рис. 12.7.
Приведённая крутизна тока сетки есть величина, обратная
входному сопротивлению. Поэтому комплексность приведённой
крутизны означает также комплексность входного
сопротивления цепи сетки.
На рис. 12.7 представлена векторная
диаграмма, которая иллюстрирует уравнение
баланса фаз с учётом фазы коэффициента
обратной связи cpK- и фазы приведённой
крутизны анодного тока срх. На рис. 12.7 показан
также вектор первой гармоники тока сетки,
который отстаёт от вектора напряжения на
сетке на угол срс1. Этот угол какого-либо
влияния на баланс фаз, а следовательно, и
на частоту не оказывает, поскольку реакция
гока сетки на анодную цепь и анодный ток
нами до сих пор не учитывалась.
После проделанного разбора уравнения
баланса фаз при некоторых упрощающих
предположениях не представляет труда рассмотреть и более
общий случай, когда часть этих упрощающих предположений
отброшена. Следует иметь в виду, что каких-либо новых и
принципиально важных результатов мы при этом не получим, это даст
только некоторое количественное уточнение уравнения баланса фаз,
Примем во внимание комплексность коэффициента
трансформации и реакцию тока сетки на контур. Чтобы найти уравнение
баланса фаз при этих условиях, мы должны обратиться к общему
уравнению установившегося режима (10.2.29).
Во избежание чрезмерного усложнения уравнений, реакцию
анодного напряжения учитывать попрежнему не будем, т. е.
положим D = 0.
Получить уравнен-ие баланса фаз в общем случае оказывается
сравнительно легко благодаря тому, что фазные углы всех
величин, входящих в уравнение установившегося режима, малы —
порядка затухания контура. Поэтому, например, для коэффициента
трансформации вместо к = кё*к можно писать к =6(1 +i<p«)
и аналогичным образом поступать для всех других величин. Кроме
того, произведения фазных углов — малые величины более
высокого порядка и потому их можно отбрасывать.
Таким образом, после некоторых вычислений можно получить
следующее уравнение фазного баланса

332
Глава 12
В этом выражении первый член представляет постоянный
сдвиг фаз, равный фазному углу коэффициента трансформации.
Поскольку он не зависит от режима, его присутствие не
представляет принципиального интереса. Второй член представляет фазу
приведённой крутизны анодного тока, несколько исправленную
за счёт реакции тока сетки на контур.
Далее в скобках заключены три слагаемых, которые
обусловливают изменение частоты от изменения отношения токов сетки
и анода. Первое слагаемое в скобках представляет уже известный
нам фазный угол коэффициента обратной связи за счёт
сопротивления короткого замыкания. Двумя другими слагаемыми в
скобках учитывается реакция тока сетки на контур. Первое из них
k <pK обусловлено фазностью коэффициента трансформации, а
второе k cpcl связано с комплексностью входного сопротивления цепи
сетки за счёт высших гармоник. Следует иметь в виду, что угол
срс1 не является постоянным, а может изменяться при изменении
амплитуд гармоник тока в цепях сетки и анода.
Уравнение баланса фаз объясняет лишь механизм
нестабильности частоты при изменении питающих напряжений.
Зависимость отношения токов ~- и отношения гармоник —■. ■— от пи-
'al 'ал *ci
тающих напряжений и параметров генератора неизвестна. Поэтому
вычислить нестабильность частоты при заданном изменении
питающих напряжений не удаётся. Эти данные можно получить
только опытным путём.
На рис. 12.8 представлена схема автогенератора с
трансформаторной обратной связью, для которой была экспериментально
обследована зависимость частоты от питающих напряжений.
Результаты опытов представлены в виде графиков на рис. 12.9, 12.10
и 12.11.
Для генератора по схеме на рис. 12.8 сопротивление короткого
замыкания случётом блокировочной ёмкости в цепи сетки Сс
имеет вид
ft W«\ Л
Из этого выражения следует, что величину и знак сопротив
ления х, можно изменять при помощи подбора ёмкости С .
Согласно ф-ле (12.6.14) поправка на частоту
пропорциональна х?, следовательно, величина ёмкости Сс должна влиять на
нестабильность частоты при изменении питающих напряжений.
Графики на рис. 12.9 показывают зависимость относительной
нестабильности частоты от изменения напряжения накала Е при
трёх значениях ёмкости Сс. В ф-ле (12.6.14) последнее слагаемое
пропорционально отношению токов —, представляет интерес
выяснить, в какой мере именно это слагаемое играет роль при

Стабилизация частоты диапазонного автогенератора 333
изменении питающих напряжений. На опыте трудно измерить
первые гармоники токов, но легко измерить постоянные
слагающие. На рис. 12.9 показано, как при изменении напряжения
накала изменялось отношение
постоянных слагающих /со//ао. Это
отношение можно считать
пропорциональным Icl IaV
Из графиков на рис. 12.9 следует,
что при увеличении Ек отношение
гоков 1со/1ао увеличивается. Это
значит, что уменьшается входное
сопротивление цепи сетки. Графики на
рис. 12.9 показывают, что в данном
случае зависимость частоты от Ек ^ис- 12-8-
достаточно хорошо объясняется
более простой ф-лой (12.6.10). При Сс =1000.чкмкф частота
уменьшается с увеличением £,, в согласии с ф-лой (12.6.10) для х7 > 0.
При Сс = 100 мкмкф частота
с ростом Ек увеличивается,
что также следует из ф-лы
(12.6.10) для %а <0. Ёмкость
Сс — 150 мкмкф оказывается
оптимальной, при ней
зависимость -частоты от накала
резко ослабляется. Понятно,
что полной стабилизации
получить нельзя, это
непосредственно следует из ф-лы
(12.6.14). Остаётся влияние
высших гармоник, и также
неучтённая в ф-ле (12.6.14)
реакция анода.
Графики на рис. 12.10
показывают, как на зависимость
частоты от напряжения на
кала влияет величина
сопротивления автосмещения Rc
С увеличением Rc
отношение Icl/Iai становится более
стабильным, поэтому влияние
накала на частоту ослабляется
Графики на-рис. 12.11 иллюстрируют зависимость частоты
от анодного напряжения. В области Еа > 350 в частота
изменяется с анодным напряжением более или менее в соответствии с гра
фиками IcJlао. Однако в области Еа < 350 в ход графиков резко
изменяется. Вероятно это следует объяснить тем, что с
уменьшением Еа усиливается напряжённость режима, существенно из-
loo
шь
Of
QJ2
№
№
№
•
сс--юоо
^
Сс=150
Cc-lffff
|
3,5 <t,0 Ь,5 5,0 5.5 6.0 6.5 7.0 Ек$
Рис. 12 9.

ъи
Глава 12
1м
loo
O.Vt
0,12
0,1 О
0,08
ОМ
•
!
в~5том i
Hc--/5i
71 ОМ
7.о е..
меняется форма импульсов токов анода*"и сетки, в результате
изменяется и величина углов <?i и ус1 в ур-нии (12.6.14).
Подведём теперь итоги и сделаем выводы о том, какие меры могут
быть рекомендованы для
ослабления влияния
питающих напряжений на
частоту.
1. Поскольку одной из
главных причин
нестабильности частоты от
изменения питающих
напряжений является
непостоянство входного
сопротивления цепи сетки, то
следует обращать внимание
на тщательный подбор
режима автогенератора, при
котором ток сетки был бы
мал и стабилен. С этой
целью следует уделить
большое внимание подбору
сопротивления
автосмещения. Желательно, чтобы
величина его была
возможно больше.
2 Влияние питающих напряжений на частоту можно заметно
ослабить при помсщи специального подбора величины
сопротивления короткого замыкания.
Для изменения величины хс\ в случае автогенераторов с
трансформаторной обратной связью или индуктивной трёхточки
следует подбирать величину блокировочной ёмкости в цепи
сетки Сс (рис. 12.8). В случае ёмкостной трёхточки х? <^0 и может
оказаться необходимым включение в цепь сетки специальной
индуктивности.
Главный недостаток этого метода состоит в том, что он не
обладает диапазонностью. Подбор оптимального сопротивления
короткого замыкания можно произвести только на одной из волн
диапазона, на других волнах получается либо недокомпенсация,
либо перекомпенсация.
Мероприятия, направленные на повышение стабильности часто
ты путём специального подбора»параметров схемы автогенератора,
иногда называют параметрической стабилизацией.
3. Поправки на частоту за счёт нарушения баланса фаз
пропорциональны S2, отсюда следует, что для повышения стабильности
частоты желательно, чтобы затухание контура было возможно
меньше, т. е. чтобы его добротность Q = — была возможно выше.
3.5 Ь.О U,5 5,0 5,5 6,С 6.5
Рис. 12.10,

Стабилизация частоты диапазонного автогенератора 335
Сс--10иСмкМнф
4. Самым радикальным методом борьбы с влиянием питающих
напряжений на частоту является стабилизация питающих
напряжений. В цепь накала для этой цели включают баретер.
Анодное напряжение можно стабилизировать при помощи специальных
стабилизаторов напряжения.
12.7. Нестабильность частоты гот реакции
последующих ступеней
Реакция последующих ступеней на задающий генератор, будучи-
непостоянной, также является одной in причин нестабильности-
частоты автоколебаний. Эта
реакция может быть
различного характера и
оказывать воздействие на
работу автогенератора по
различным каналам.
Последующая ступень
может влиять на
задающий генератор через ток
в цепи управляющей сетки.
Для устранения этого
влияния во второй ступени
передатчика следует
применять буферный режим,
т. е. режим без тока
сетки. В буферной ступени
применяют лампу, у
которой характеристика
анодного тока в сеточной
системе координат
достаточно левая. Одной из наиболее подходящих ламп для этой цели
является пентод типа КЖ1 (Г-411), который при номинальной
мощности 20 em отдаёт в буферном режиме около 12 вт. Вообще
недостатком буферного режима является плохое использование
лампы по току. Для стационарных передатчиков лишняя
ступень небольшой мощности не является обременительной, но для
подвижных передатчиков применение буферной ступени может
быть и неприемлемым по специфическим соображениям,
связанным с экономией веса, объёма и мощности источников питания.
Реакция анодной нагрузки последующей ступени на анодную
цепь задающего генератора возможна также через проходную
емкость этой ступени. Чтобы проходную ёмкость свести по
возможности к нулю, необходимо тщательное электростатическое
экранирование цепи управляющей сетки от цепи анода буферной
ступени. С этой же целью в буферной ступени непременно должна
применяться генераторная лампа с экранирующей сеткой, т. е
тетрод или пентод.
700 250
300 350 ~400
Рис. 12.11.
1,50
WE.j8

336
Глава 12
Реакция мощных ступеней передатчика на задающий
генератор может иметь место через магнитное поле, а также через
наводки в проводах питания. Механизм влияния этих видов
реакции на частоту состоит в том, что всякую эдс, наведённую в
контур, можно разделить на ток в контуре и заменить таким образом
внесённым сопротивлением. Если внесённое сопротивление
окажется реактивным, то его изменение, вызванное изменением
режима мощных ступеней эквивалентно изменению индуктивности
или ёмкости контура и, следовательно, вызывает изменение час-
готы.
Мерой борьбы против воздействия мощных ступеней является
тщательное экранирование всех деталей задающего генератора
от воздействия внешних магнитных и электрических полей.
Другим средством является применение умножения частоты
в промежуточных, маломощных ступенях. Тогда частота тока
в контурах мощных ступеней значительно отличается от
собственной частоты контура задающего генератора.
Чтобы нейтрализовать действие наводок в проводах питания,
необходимо включать в них развязывающие фильтры
ЛИТЕРАТУРА
1. Н. С. Бесчастнов и В Н. Сосунов. Радиопередающие
устройства. Издание ВЭТАС, 1941.
2. Н. Н. Богородицкий и И. Д. Фридберк Высокочастотные
неорганические диэлектрики. „Советское радио", 1948.
3. С. С. Аршинов. „Теория и расчёт диапазонной термокомпенсации
контура". „Радиотехника" № 2, 1948.
4. Б. В. Бойце хо вич и В. В. Б е р е н е в. „Проектирование
задающих устройств плавного диапазона". Радиотехнический сборник МПСС
ЦБ!И. Госэнергоиздат, 1947.
5. Ю. Б. Кобзаре в. „Зависимость частоты лампового генератора
от режима". „Вестник электротехники" № 10, 1931.
6. Н. М. Крылов и Н. Н. Боголюбов. Новые методы нелиней
ной механики в их применении к изучению работы электронных генераторов,
ч. I. ПТИ, 1934.
7. М. С. Нейман. Стабилизация частоты в радиотехнике. Связьтехиз-
дат, 1937.
8. С. И Е в т я н о в „Расчет частоты автоколебаний" „Радиотехника"
М 2, 1946

ГЛАВА 13,
СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ У АВТОГЕНЕРАТОРОВ
С КВАРЦЕМ
13.1. Введение
Наиболее высокую стабильность частоты можно получить от
автогенераторов с кварцем. Использование механических
колебаний кварца для получения электрических колебаний возможно
благодаря прямому и обратному пьезоэлектрическим эффектам. Прямой
пьезоэффект состоит в том, что механическая деформация сжатия и
растяжения пластинки сопровождается появлением электрических
зарядов на её гранях. Величина этих зарядов пропорциональна
деформации. Благодаря обратному пьезоэффекту у пластинки,
помешенной в электрическое поле, возникает деформация сжатия и
растяжения и появляются на гранях заряды за счёт прямого пьезо-
эффекта.
Будучи колебательной механической системой с
распределёнными параметрами пластинка кварца подобно, например,
электрической линии обладает множеством собственных частот.
Благодаря явлению пьезоэлектричества пластинку кварца в
электрической схеме вблизи частоты собственных колебаний можно
заменить некоторым колебательным контуром с сосредоточенными
параметрами. Если произвести сравнение свойств кварца со
свойствами простого колебательного контура в отношении стабильности
частоты автоколебаний при действии различных
дестабилизирующих факторов, то преимущество, и притом весьма значительное,
окажется на стороне кварца по следующим причинам:
1. Кварц является одним из наиболее твёрдых минералов. Для
использования в автогенераторах требуется небольшая
пластинка, площадь которой порядка нескольких квадратных
сантиметров. Благодаря высокой твёрдости и малым размерам
пластинки её легко защитить от действия посторонних механических
деформаций и вибраций. При простом колебательном контуре
относительная громоздкость и протяжённость его деталей делают
6opi6y с дестабилизирующим действием механических деформаций
и вибраций значительно более трудной.
2. При кварцевой стабилизации просто решается вопрос о
зависимости частоты автоколебаний от температуры по двум причи-
22 Радиопередающие устройства

338 Глава 1$
нам. Во-первых, благодаря малым размерам пластинки, её легко
термостатировать. Во-вторых, в течение последних десяти лет
широкое распространение получили специальные пластины, у
которых ТКЧ близок к нулю. Такие пластины особым способом
вырезаются из природных кристаллов кварца. Их иногда
называют пластинами с косым срезом. При пластинах с косым срезом
термостатирование применяется лишь в тех случаях, когда
требуется обеспечить особо высокую стабильность частоты.
3. Действие питающих напряжений и нестабильности
междуэлектродных ёмкостей на частоту зависит ст добротности контура.
И в этом отношении преимущество оказывается на стороне кварца.
Внутреннее трение в кристалле при упругих колебаниях весьма
мало. Поэтому добротность кварца получается высокой—порядка
нескольких десятков тысяч. У обычных электрических
контуров с сосредоточенными параметрами добротность не превышает
200—300.
Наряду с достоинствами использование кварца для
стабилизации частоты имеет и недостатки. Главным недостатком является
отсутствие диапазонности. Собственные частоты пластинки
зависят от её геометрических размеров, в частности, от толщины.
Поэтому одна пластинка практически может быть использована для
стабилизации только одной частоты, либо частот, кратных ей,
если в передатчике применяется умножение частоты. Другой
недостаток состоит в том, что затруднительно получить
непосредственно автоколебания с кварцем при волнах короче 30 м. Это обьясняет-
ся тем, что повышение частоты или укорочение волны требует
уменьшения толщины пластинки. Для волны 30 м толщина
пластины получается около 0,3 мм. Изготовление более тонких пластин
возможно, однако они получаются хрупкими и применяются редко.
В передатчиках коротких, а также метровых волн, при
стабилизации кварцем необходимо применять умножение частоты.
Помимо кварца, пьезоэлектрическим эффектом обладают
некоторые другие кристаллы, в частности, турмалин и сегнетовая
соль. Турмалин имеет несколько .большую твёрдость, чем кварц,
и вообще по ряду показателей превосходит кварц. В частности,
из турмалина удаётся изготовлять пластины для непосредственной
стабилизации автоколебаний метровых волн. Однако широкого
распространения турмалин не имеет потому, что он редко
встречается в природе. Эталонные качества сегнетовой соли низкие,
ТКЧ высокий, добротность значительно ниже, чем у кварца, на
электрические свойства сегнетовой соли существенное влияние
оказывает влажность. Поэтому для целей стабилизации частоты
сегнетовая соль не применяется.

Стабилизация частоты, у- автогенераторов с кварцем 339
13.2. Физические свойства кварца
По химическому составу кварц представляет двуокись кремния
Si02. В природе он встречается в виде кристаллов,
представляющих шестиугольные призмы с пирамидами на концах.
Схематическое изображение кристалла представлено на рис. 13.1а. У кварца
различают несколько осей симметрии — оптическую ось, три
электрических и три механических. Оптической называется ось, вдоль
которой происходит поляризация света. Эта ось соединяет вершины
противоположных пирамид. На рис. 13.1а она обозначена буквами
zz.
Рис. 13.1.
При обработке кварца пирамиды срезаются, а пластинки
вырезаются из шестигранной призмы. Основание этой призмы
представлено на рис. 13.16. Там же показаны три электрические оси
хх (диагонали шестиугольника) и три механические оси уу
(прямые, соединяющие сеоедины противоположных гране t).
Существует много способов вырезания пластинок кварца
из кристалла. Наиболее простым является *-срез,
представленный на рис. 13.1е. Ориентация пластинки относительно осей
кристалла и обозначение её размеров ясны из рис. 13.1г.
Если вырезанная таким образом пластина подвергается
сжатию или растяжению вдоль электрической или механической осей,
то на гранях, перпендикулярных этим осям, возникают
электрические заряды. Величина зарядов пропорциональна деформации,
а их знак меняется на обратный, когда сжатие заменяется
растяжением. Это явление носит название прямого пьезоэлектрического
эффекта. При деформации вдоль оптической оси пьезоэффект не
наблюдается.
Если же пластину поместить в электрическое поле, вектор
напряжённости которого совпадает с электрической осью, то
возникают упругие деформации в кристалле вдоль электрической и
механической осей. Величина деформации пропорциональна напряжён-

ЗШ
Глава 13
ности электрического поля, а знак её изменяется вместе с
изменением полярности поля. Это явление называется обратным
пьезоэлектрическим эффектом.
При свободных механических колебаниях пластины вдоль
каждой из осей могут распространяться упругие возмущения, т. е.
звуковые колебания. Дойдя до грани, они отражаются и
распространяются в другом направлении и т. д. При этом амплитуда
колебаний постепенно затухает за счёт рассеяния энергии на
внутреннее трение, а также и за счёт колебания воздуха в
окружающем пластину пространстве.
Скорость распространения упругих возмущений в кварце, т. е.
скорость звука, зависит от модуля упругости в данном
направлении и плотности. Скорость звука вдоль оси х можно считать
1) = 5,66 • 10б см/сек. Вдоль оси у она несколько меньше.
Если свободные колебания подвергнуть гармоническому
анализу, то вдоль каждой оси их можно представить в виде суммы
стоячих волн, удовлетворяющих заданным граничным условиям.
Поскольку концы у пластинки свободны, то граничные условия
сводятся к требованию, чтобы на краях были пучности стоячих
волн собственных колебаний. Основная волна таких колебаний,
например, по оси х (рис. 13.1 г), может быть определена из
условия, что вдоль толщины d уложится половина стоячей волны с
пучностями деформации на краях и узлом посредине, т. е.
\iex = 2d. (13.2.1)
Основную частоту, соответствующую этой длине волны, можно
определить из известного соотношения между частотой, длиной
волны и скоростью распространения упругих колебаний
С другой стороны, длина волны электрических колебаний,
соответствующих той же частоте,
Подставив сюда выражение для частоты, получим связь между
длиной волны электрических и упругих колебаний при данной
частоте
= -£_Х
(13.2.2)

Стабилизация частоты у автогенераторов с кварцем 341
В последнюю формулу подставим (13.2.1), численные значения
скоростей и выразим X в м, a d в мм, тогда получим
^-106^. (13.2.3)
Из этой формулы видьо, что благодаря существенному
различию скорости света и скорости звука в кварце для электрических
волн порядка сотен метров требуется пластина с толщиной,
измеряемой миллиметрами.
Для колебаний по длине, т. е. вдоль оси у (рис. 13.1 г)
основная длина волны определяется аналогичной формулой
^=П0£Л . (13.2.4)
Обычно длина пластинки значительно превосходит её толщину.
Поэтому одна пластинка может быть использована для
стабилизации и коротких и длинных волн. Например, если имеется
пластина с размерами d = 0,7 мм, а = b = 20 мм, то её основными
волнами будут: при колебаниях по толщине X = \№dMM = 74 л,
при колебаниях по длине X = П0амм = 2200 м.
Пластина кварца включается в электрическую цепь при помощи
кварцедержателя. Наиболее совершенной конструкцией кварце-
держателя является такая, в которой поверхности пластины
металлизированы, а контакт с ними осуществляется в точках
закрепления пластины. Для того, чтобы закрепление пластины 'не
вносило добавочного затухания, его делают в точках, где
проходит узловая линия колебаний по толщине. Подробности такой
конструкции кварцедержателя можно усмотреть из рис. 13.2.
Снаружи на кварцедержатель надевается чехол. Помимо этой
конструкции кварцедержателя, встречается также много других.
Достоинство описанной конструкции состоит в том, что пластина
надёжно закреплена и отсутствует воздушный зазор между гранями
пластины и электродами.
Условное изображение пластины с кварцедержателями
представлено на рис. 13.3 а. Рассмотрим явления, которые наблюдаются,
если к электродам кварцедержателя подвести переменное
напряжение.
Если бы пьезоэффект не имел места, в цепи пластины протекал
бы ток смещения через статическую ёмкость кварца. Эту ёмкость
будем в дальнейшем обозначать С0. Её величина может быть
определена по формуле для плоского конденсатора
Рассмотрим теперь, какие дополнительные явления имеют место
в цепи, из Сражённой на рис. 13.3а за счёт пьезоэффекта. Блага-

342 Глава 13
Кварц.
даря явлению обратного пьезоэффекта под влиянием
электрического поля вдоль длины и толщины пластины возникнут упругие
деформации с частотой внешней эдс. Эти деформации вследствие
явления прямого пьезоэффекта приведут к появлению
периодически меняющихся зарядов на сб-
кладках кварцедержателя. Поэтому
в цепи кварцедержателя
возникнет электрический ток. Его
величина пропорциональна упругим
деформациям пластины, амплитуда
и фаза которых зависят от
параметров пластинки и соотношения
между частотой внешнего воздей-
«^ствия и собственными частотами.
На рис. 13.36 представлена
векторная диаграмма, поясняющая
процессы в схеме рис. 13.3а. На
диаграмме показан вектор внешней
эдс U, вектор тока через статическую ёмкость 1с0, вектор тока
через кварц за счёт пьезоэффекта Iк. Вектор тока во внешней цепи /
определяется как геометрическая сумма этих векторов. Когда
Рис. 13.2.
zosoot
I Т,
«Я »
,сУ
В
£=*=*'*
1'«
0)
Рис. 13.3.
частота внешней эдс совпадёт с одной из частот собственных
колебаний пластины, наблюдается механический и электрический
резонанс. При этом амплитуда тока IK проходит через максимум,
а фаза его совпадает с фазой внешней эдс.
Для небольших расстроек вблизи каждой из собственных
частот кварца поведение пластины в электрической цепи можно
определить при помощи эквивалентной электрической схемы,
представленной на рис. 13.Зв. Через левую ветвь этой схемы проходит
ток 1К. Она содержит последовательное соединение некоторой

Стабилизация частоты у автогенераторов с кварцем 343
ёмкости Ск, индуктивности LK и активного сопротивления гк.
Величиной Ск учитываются упругие свойства пластины,
индуктивностью LH — её инерционные свойства, а сопротивлением гк —
потери энергии на внутреннее трение и на создание
ультразвуковых волн в окружающем пространстве. Правая ветвь схемы на
рис. 13.3(3 содержит статическую ёмкость С0, через которую
проходит ток 1с0. Ток во внешней цепи в соответствии с векторной
диаграммой на рис. 13.36 определяется суммой токов в ветвях.
Параметры эквивалентной схемы кварца для х-среза можно
определить по следующим формулам:
С, =24,4- \0-5~(мкмкф), £к = 13-у (гн)
гк= 3200-J- п{ом), QK = 7,2 • 10*-|-
С0=3,9-10-2-^- (мкмкф)
(13.2.5)
В этих формулах площадь пластины S = аЬ, все размеры
пластины выражены в мм. В формуле для сопротивления может быть
коэффициент /2>1 в тех случаях, когда имеет место увеличение
потерь за счёт неправильного закрепления пластины в кварце-
держателе, загрязнения её поверхности или за счёт акустического
резонанса в воздушном зазоре. QK—добротность (QK=y^/£/-2 ).
Для пластины, размеры которой уже упоминались выше,
d = 0,7 мм, а = Ь = 20 мм согласно ф-лам (13.2.5) получаются
следующие эквивалентные параметры:
j£K ;= 0,14 Mm&^J^t^Jl&'UjtL rs = 5,6(ut, Q = 50Д а3,
C0^= 22 мкмкф.
Эти цифры показывают, что реличины параметров в
эквивалентной схеме кварца необычны по сравнению с параметрами простых
электрических контуров. В то время, как ёмкость эквивалентного
контура измеряется долями микромикрсфарады, индуктивность
измеряется долями генри. В результате получается контур с весьма
большой характеристикой порядка сотен тысяч ом (в приведённом
примере р = 2,7.105 ом). Сопротивление потерь оказывается
порядка единиц ом Добротность кварца выражается десятками тысяч.
Следует обратить также внимание на резкую разницу в
величинах эквивалентной ёмкости кварца Ск и его статической
ёмкости С0. Из ф-л (13.2.5) след\ет, что отношение этих ёмкостей
"с
не зависит от размеров пластины — = 6,3.10~s.

344
Глава 13
Надо иметь в виду, что в реальных схемах к ёмкости С0 ещё
добавляется паразитная ёмкость между ножками кварцедержателя,
а также паразитная ёмкость того участка схемы, где включается
кварц. Поэтому вместо 22 мкмкф ёмкость, шунтирующая кварц,
может достигать величины 35 мкмкф и больше. На основании ска-
г
занного можно считать ~ =А-10~3.
о0
Благодаря такому соотношению ёмкостей, собственные
частоты пластины
1
и контура на рис. \Ъ.Ъв с учётом ёмкости С0
оказываются весьма близкими. Для определения расстройки между
ними представим последнее выражение в форме
•У>+£
Q
и разложим в ряд по степеням малой величины ■— . Отбросив малые
высших порядков, получим
•=ш«(1+й-
Отсюда относительная расстройка между этими частотами
ы0—^к Ск _п 1П-з
т. е. расстройка составляет 0,2%.
Для дальнейшего уяснения свойств эквивалентной схемы
кварца необходимо рассмотреть представленные на рис. 13.Зг графики.
На первом из этих графиков показано изменение реактивного
сопротивления эквивалентной схемы при отсутствии потерь (гк —0)
в зависимости от частоты. На втором графике — изменение полнот о
сопротивления. Когда частота внешнего воздействия совпадает
с собственной частотой пластины сок имеет место последовательный
резонанс. При этом реактивное cor ротивление обращается в нуль,

Стабилизация частоты у автогенераторов с кварцем 345
При частоте ш0 имеет место параллельный резонанс и реактивное
сопротивление становится бесконечно большим.
Важно отметить, что реактивное сопротивление
положительно, т. е. индуктивного характера только внутри узкой
области расстроек, между частотами шк и ш0. Вне этой области
реактивное сопротивление ёмкостного характера. Этим
обстоятельством пользуются при включении кварца в
автоколебательные схемы. Его включают в такие участки обобщённой трёхточеч-
ной схемы, где для поддержания автоколебаний сопротивление
кварца обязательно должно быть индуктивного характера.
Подобные схемы носят название осцилляторных. Наличие колебаний
в осцилляторной схеме всегда служит гарантией того, что
она действует благодаря пьезоэффекту кварца. Если бы кварц
включать в те участки обобщенной трёхточечпой схемы, где для
поддержания автоколебаний его сопротивление должно быть
ёмкостного характера, то возникновение колебаний ещё не
являлось бы доказательством того, что пьезоэлектрическое действие
кварца имеет место, так как и в статическом состоянии его
сопротивление получается ёмкостным.
По изложенным причинам в автогенераторах с кварцем
частота автоколебаний ш отличается лишь на величину малой
расстройки й от частоты параллельного резонанса ш0
со = u)0-j- Q .
Для расчёта автогенератора с кварцем необходимо знать
зависимость полного сопротивления кварца при малых
расстройках вокруг частоты со0. Эта зависимость след\ет из выражения
для эквивалентного сопротивления параллельного контура вблизи
резонанса
z= ^. (13.2.6)
Здесь R— резонансное сопротивление контура кварца при
частоте ш0, оно определяется по формуле
к- КС0)«гк '
Ьк — затухание кварца.
Кривая полного сопротивления на втором графике рис. 13.Ъг
изображена согласно ф-ле (13.2.6). Она имеет обычную
форму кривой резонанса. Шириной кривой резонанса обычно
называют относительную расстройку, при которой её ордината меньше
резонансного значения в определённое число раз, например, в
десять. Ширина кривой пропорциональна затуханию кварца 8R.
(13.2.7)

346
Глава 13
Из приведённых выше цифр для параметров эквивалентной
схемы можно усмотреть, что затухание кварца Ьк = — является
столь малым, что может рассматриваться как величина второго
„ ск
порядка малости относительно отношения емкостей ^е, т. е.
(С \2
г?-] . Следовательно, ширина кривой полного сопротивления
значительно меньше, чем ширина расстройки между частотами шк и
ш0. Формула для полного сопротивления не передаёт правильно
его изменения в области частоты шк, но это обстоятельство
оказывается несущественным. Частоты шк и ш0 в масштабе ширины
кривой резонанса кварца разнесены весьма «далеко» и для
анализа работы рассматриваемых ниже схем автогенераторов с
кварцем область частот вблизи wK не представляет интереса.
13.3. Схемы автогенераторов с кварцем
Начнём с рассмотрения ссцилляторных схем. Как было
сказано выше, осцилляторная схема представляет обобщённую трёхто-
чечную схему, в которой кварц на частоте автоколебаний
представляет сопротивление индуктивного характера .
.Г
I
(6) (6)
Рис. 13.4.
Поскольку для частот возможных автоколебаний обобщённая
схема может быть сведена либо к индуктивной, либо к ёмкостной
трёх точке, то, заменяя в этих схемах одно из сопротивлений
индуктивного характера кварцем, а остальные соответственно ин-
дуктивностями или ёмкостями, мы получим три принципиально
возможные схемы автогенераторов с кварцем. Эти схемы
представлены на рис. 13.4.
Широксе применение нашли первая схема (рис. 13.4а) с
включением кварца между сеткой и катодом и последняя (рис 13.4в)
с включением кварца между сеткой и анодом. Схема с
включением кварца между анодом и катодом обычно не употребляетсял
Условимся для краткости изложения схему с кварцем между сет/

Стабилизация частоты у автогенераторов с кварцем 347
кой и катодом называть «схемой /», а схему с кварцем между
сеткой и анодом «схемой 2».
Реактивное сопротивление между анодом и катодом в схемах
1 и 2 часто выполняется в виде колебательного контура,
надлежащим образом расстроенного относительно частоты
автоколебаний. Для подбора величины реактивного сопротивления ёмкость
контура делается переменной. Эти схемы имеют вид,
представленный на рис. 13.5
Чтобы частота автоколебаний определялась только
параметрами кварца и возможно меньше зависела от других параметров,
эталонность которых сравнительно невысока, необходимо связь
между ними и кварцем делать слабой. Для этого в качестве
ёмкости связи между кварцем и колебательным контуром на
рис. 13.5 (С3 для схемы / и С2 для схемы 2) используется
сравнительно малая междуэлектродная ёмкость. Таким образом, схемы
на рис. 13.5 являются одним из примеров двухконтурных
автогенераторов при слабой связи.
Перед схемами на рис. Г3.4 схемы на рис. 13.5 имеют то
преимущество, что позволяют ^подушить на анлтте большую ампли-
т^д^^штражшшя. Кроме того, присутствие контура позволяет по-
лучить автоколебания _на той из собственных частот_кварца, ко-
торая желательна.
Недостаток схем на рис. 13.5 состоит, однако, в том, что частота
автоколебаний в известной мере зависит от параметров контура
между анодом и катодом, в частности, она изменяется при
изменении его ёмкости. Поэтому в тех случаях, когда требуется
высокая стабильность частоты, применяют схемы ^Зез колебательных
контуров по типу показанных на рис. 13.4.
Рассмотрим теперь схемы автогенераторов с кварцем с
источниками питания.
На рис. 13.6а представлена схема / с последовательным
питанием анодной цепи. Параллельное питание анодной цепи обычно
не применяется, чтобы избежать шунтирования анодного контура
блокировочным дросселем, так как эталонность его параметров
невысока.

348
Глава 13
Постоянная слагающая тока сетки пропускается через
активное сопротивление Rc, на нём создаётся напряжение автосмещения.
Сопротивление Rc шунтирует кварц и его присутствие Эчвивалснт-
но увеличению сопрстивления потерь кварцевой пластинки.
Чтобы учесть шунтирующее действие Rc, рассмотрим эквивалентную
тг
Рис. 13.6.
схему генератора для первой гармоники, показанную на рис. 13.66.
На этой схеме в ёмкости С2 учтены статическая ёмкость
кварца С0, ёмкость сетка—катод, ёмкость между ножками кварце-
держателя, ламповой панели и т. д Обозначим через о>2—
собственную частоту контура, включённого между сеткой и катодом.
Его резонансное сопротивление
R-
1
(со2Сг)*Гж *
Резонансное сопротивление с учётом шунтирующего действия
Rc будет
R
R*
1 +
Rc
В соответствии с уменьшением резонансного сопротивления
произойдёт увеличение затухания
«,-».(!+£).
Если сопротивление Rc будет мало, то уменьшится амплитуда
напряжения на сетке за счёт уменьшения резонансного
сопротивления, а стабильность частоты станет меньше за счёт увеличения
затухания. Из этих рассуждений ясно, что величину
сопротивления Rc следует выбирать возможно большей. Однако ставить
чрезмерно большие сопротивления всё же нельзя, потому что

Стабилизация частоты у автогенераторов с кварцем 349
с увеличением Rc будет уменьшаться угол отсечки анодного тока,
в результате уменьшится амплитуда напряжения на сетке. Помимо
того, возможно возникновение прерывистой генерации. Если
статическая характеристика лампы достаточно левая, то подбор
сопротивления Rc не встречает затруднений.
Включение последовательно с сопротивлением автосмещения
дросселя нежелательно. Дело в том, что при наличии дросселя
сопротивление участка сетка — катод имеет индуктивный характер
и без участия пьезоэлектрического эффекта. Тогда при наличии
автоколебаний не может быть полной уверенности, что их частота
контролируется кристаллом.
На рис. 13.7а представлена схема 2 -€ кварцем. Здесь
сопротивление автосмещения шунтирует ёмкость связи С%. Эта ёмкость
показана на рис. 13.7а пунктиром, так как она обеспечивается
обычно паразитной ёмкостью схемы.
На рис. 13.76 представлен вариант схемы 2, в котором
реактивные сопротивления z* и z2 создаются ■ паразитными ёмкостями
Вернёмся к схеме с кварцем между анодом и катодом и
выясним, почему она не находит применения. Эта схема с
источниками питания представлена на рис. 13.8. Она имеет два
недостатка. Первый недостаток состоит в том, что питать анодную
цепь необходимо через активное сопротивление Ra. Подбор
величины этого сопротивления вызывает следующие затруднения.
Если Ra мало, то сказывается его шунтирующее действие на кварц,
а если оно велико, то постоянная слагающая анодного тока
создаёт на Ra значительное падение напряжения, поэтому требуется
увеличивать напряжение источника питания анодной цепи.
Питать анодную цепь через блокировочный дроссель нежелательно,
так как тогда пропадает уверенность в том, что частота
автоколебаний задаётся пластинкой. Второй недостаток состоит в том, что
цепь нагрузки желательно связывать с анодной цепью
автогенератора, поскольку напряжение на аноде больше, чем на сетке.

350
Глава 13
Но тогда кварц будет шунтироваться цепью нагрузки, параметры
которой могут изменяться по разным причинам.
Ца£яд_у с осцилляторными известны ещё схемы с затягива-
нием, в которых автокспебания происходят на одной из двух
частот связанных контуров. Одним из контуров является контур
кварца. При известной расстройке другого контура частота
автоколебаний оказывается близкой^к частоте кварца, а потому
(Ф (6)
Рис 13.9.
и стабильной. Варианты схем с затягиванием могут быть
разнообразны, отличаясь видом связи между контуром и
кристаллом. На рис. 13.9а представлена одна из возможных схем,
где кварц связан с контуром через малую ёмкость Сга.
Стабильность частоты в схеме затягивания ниже, чем в осциллятор-
ной схеме Кроме того, частота автоколебаний может вооГще
не контролироваться кварцем, если настройка контура не
подобрана надлежащим образом. Мощность колебанди^в схеме с
затягиванием можно получить больше, чем в осциллятор ной. Она
позволяет также работать с малоактивными пластинами, которые
в осцилляторной схеме не возбуждаются. Из сказанного ясно,
что схемы с затягиванием в отношении стабильности частоты
значительно уступают осцилляторным и поэтому пр^еняются редко.
На рис. 13 96 показана схема автогенератора с кварцем,
которая называется схемой с подвозбуждением. Если на рис. 13.96
щуп с на катушке контура совмещён со щупом k, то эта схема не
отличгется от уже рассмотренной выше схемы /. Если же щуп с
помещён ниже щупа k, то на сетку через кварц поступает
дополнительное напряжение обратной связи. К такой схеме
прибегают в тех случаях, когда обратная связь через ёмкость анод—
сетка оказывается недостаточной, что обычно имеет место в
диапазоне длинных волн. Необходимо иметь в виду, что эта схема таит
в себе опасность превратиться в схему с затягиванием, если обрат
нач связь с контура взята слишком большой. На схеме рис 13 96
напряжение обратной связи на сетку можно также уменьшить,
если щуп с поместить выше щупа k.

Стабилизация частоты у автогенераторов с кварцем 3SI
Описанные выше схемы / и 2 на рис. 13.5 представляют двух-
контурные автогенераторы со слабой связью. Теория таких схем
изложена в п. 13.4. Там показано, что амплитуда напряжения
на контуре получается большой, когда расстройка контура
относительно частоты автоколебаний мала. Однако при этом изменение
параметров конгура заметно сказывается на частоте автоколебаний.
Чтобы ослабить зависимость частоты от параметров контура,
требуется сильно расстроить контур, но тогда резко уменьшается
полезная мощность в контуре. Это противоречие удаётся разрешить
в автогенераторах с кварцем по схеме Шембеля.
В схеме Шембеля кварц вместе с другими элементами
составляет плечи внутренней трёхточечной схемы. Чтобы получить
высокую стабильность частоты, контур, включаемый между катодом
и экранирующей сеткой, сильно расстраивается относительно
частоты автоколебаний, либо вообще вместо этого контура
включается реактивный элемент. Полезную мощность во внешнем контуре
удаётся получить большую, так как этот контур можно настроить
в резонанс, поскольку 'реакция его на внутреннюю часть схемы
незначительна.
,Рис. 13.10.
На рис. 13.10а представлен один из вариантов схемы Шембеля
с кварцем. Внутренняя часть составлена по схеме /. Плечами
трёхточечной схемы являются контур /, кварц 2 и ёмкость
между управляющей и экранирующей сетками 3. Индуктивность
контуря / состоит из двух катушек, которые одновременно служат
для подводки питания накали. Назначение остальных элементов
схемы особых пояснений не требует.
На рис. 13.106 представлен другой вариант схемы Шембеля
с кварцем. Здесь внутренняя часть составлена по схеме 2.
Плечи трёхточечной схемы образованы ёмкостями / и 2 и кварцем 3.
При подборе режима ёмкости / и 2 могут быть либо оставлены

352
Глава 1$
равными паразитным, либо параллельно к ним могут быть
включены дополнительные ёмкости-
13.4. Расчёт автвгенератервв с кварцем
Здесь рассмотрен расчёт режима автогенераторов с кварцем по схеме /
и схеме 2, изображённым на рис. 13.5. Эти схемы представляют частный
случай двухконтурных автогенераторов при слабой связи, о которых
упоминалось в п. 10.9. Особенность автогенераторов с кварцгм состоит в
резком различии порядка затуханий контура, включённого между анодом и
катодом, и контура кварца.
Эта особенность, помимо автогенераторов с кварцем, встречается в
других схемах, где для стабилизации использукися высокоэталонные
колебательные системы с малым затуханием. В качестве таких систем в диапазоне увч
некоторое применение находят концентрические линии и объёмные
резонаторы.
В д^ухконтурной схеме с асимметричными затуханиями имеется
возможность получить относительную нестабильность частоты при изменении пара-
мефов неэталонного кожура порядка затухания эталонного контура. Для этого
необходимо, чтобы связь между контурами была слабой.
Чтобы уяснить принцип стабилизации частоты при помощи высоко
эталонных колебательных систем с малым затуханием, необходимо прежде
всего более детально проанализировать понятие „слабой связи".
Связь между контурами будем называть
слабой, если при отключении и коротком
замыкании другою контура относительное
изменение собственной частоты данного
контура получается порядка его затухания.
Рассмотрим приложение этого определения на
1о -» примере схемы двухконтурного авюгенерато-
Р I ра на рис. 13.11. Обозначим затухания конту-
__J ров соответственно 5, и Ьг. Связь между
контурами можно изменять подбором ёмкости
связи С3, а также коэффициентов включения
контуров рх и р2
При отключении и коротком замыкании одного из контуров параллельно
другому контуру подключается или отключается ёмкость сеязи С3.
Относительная расстройка при этом получится равной полоЕине относительного
изменения ёмкости. Поскольку мы требуем, чтобы относительная расстройка
была порядка затухания, то половину можно не писать. Учитывая, что
ёмкость связи при коротком замыкании другого контура пересчитывается
через квадрат коэффициента включения, получим следующие условия для
слабой связи между контурами;
Рис. 13.11.
Р 1 С, ~ *, С„
(13.4.1)
Рг С% ~ 8а С2.
(13.4.2)
Положим, что затухание второго контура много меньше, чем первого
52<5, (например 5, = 10~3, 5? —10~4) и что коэффициент включения первого
контура порядка единицы р\~\. Югда из (13.4.1) следует, что ёмкость
связи Ся относительно ёмкости первого контура должна быть порядка его
затухания. Чтобы связь получилась слабой в отношении второго контура,
необходимо правильно подобрать его коэффициент включения. При этом

Стабилизация частоты у автогенераторов с кварцем 353
могут представиться различные случаи в зависимости от соотношения
ёмкостей.
Рассмотрим случай, когда ёмкость контура С2 того же порядка, что и
ёмкость связи С8. Тогда коэффициент включения второго контура должен
удовлетворять условию^ _ ^ При ^ = ш_4 из (13#4>2) получим р2 -0,01.
Этот случай характерен для кварцевого генератора. Ёмкость контура,
замещающего кварц, Ск весьма мала и может считаться одного порядка с ёмкостью
связи. Коэффициент включения контура, замещающего кварц, определяется
отношением ёмкостей -JL и составляет, как мы видели в п. 13.2, десятые
доли процента.
Из приведённых рассуждений ясно, что при слабой связи относительная
нестабильность частоты автоколебаний при изменении параметров контура
с большим затуханием будет порядка затухания эталонного контура с
высокой добротностью.
Отметим, что можно дать ещё другой критерий слабой связи. Он
состоит в следующем.
В двухконтурной схеме ёмкость связи и контуры составляют плечи
трехточечнои схемы и на частоте автоколебаний модули их сопротивлений
должны быть одного порядка, поскольку амплитуды напряжения на сетке и
аноде также одного порядка. При слабой связи частота автоколебаний
близка к собственным частотам контуров, поэтому сопротивление связи
должно быть одного порядка с резонансными сопротивлениями контуров.
Для схемы рис. 13.11, исходя из этих рассуждений, получим:
шС2о3 ы С3
Нетрудно видеть, что отсюда получаются выписанные выше соотношения
(13.4.1) и (13.4.2).
Согласно общей теории, чтобы рассчитать автогенераторе кварцем,
необходимо располагать выражениями для коэффициента обратной связи и
управляющего сопротивления. Начнём с составления выражений для
сопротивления плеч трехточечнои схемы автогенератора с кварцем по схеме /,
представленной на рис. 13.66.
Полагаем, что частота автоколебаний w близка к собственной частоте ш2
контура, замещающего кварц. Рассгройку между этими частотами обозначим
через Q
щ = wj -f Q.
В силу слабой связи относительная расстройка будет порядка затухания
контура, замещающего кварц
При определении затухания 52 надлежит учесть шунтирующее действие
сопротивления автосмещения. Кажущееся сопротивление контура, замеща-
<о 6,
23 Радиопередающие устройства

354
Глава 13
ющего кварц, изменяется при малых расстройках согласно уравнению кривой
резонанса
Zj = _^- . (13.4.3)
1-Иа N '
Здесь /?2 — резонансное сопротивление контура кварца с учётом
шунтирующего действия Rc.
Обобщённая расстройка а = 5~* •
(i>2 "2
При составлении выражения для сопротивления первого контура zt
можно положить со = ш2, так как его затухание Ьг значительно больше Ва, и
расстройкой Q можно пренебречь. В результате получим:
z^tIf- (13-4-4)
Резонансное сопротивление первого контура
его затухание
Ь, =
С02 Z.]
Опыт показывает, что обобщённая расстройка р первого контура
относительно частоты кварца может принимать большие значения. Поэтому
результаты расчётов лучше сходятся с экспериментом, если р представить в
форме, которая пригодна не только для малых, но и для больших расстроек:
Наконец, при написании выражения для сопротивления ёмкости Сг мож-
также пренебречь небольшим расхождением частоты автоколебаний
1ГНТРЛКНП <i»~ И ПОЛОЖИТЬ
но
относительно <о2 и положить
г, =
1 «аС.
(13.4.6)
Формулы для zv z2, z3 надлежит теперь подставить в общие выражения
для коэффициента обратной связи (10.3.2) и сопротивления в анодной цепи
(W.3.1).
После преобразований и введения новых обозначений получим:
1+iX
(1+|Х)(1-И*) + П,л,
** n^iu^itx-i^ ~ • (W.4.S)

Стабилизация частоты у автогенераторов с кварцем 355
Здесь обозначено:
X = а + Щ, ч — р + пх.
В этих формулах поправка на частоту автоколебаний характеризуется
величиной X, а расстройка между контурами величиной ^. Эти величины
аналогичны введённым выше обобщённым расстройкам а и р, но только с
изменением начала отсчёта. Можно доказать, что X и v — расстройки
относительно собственных частот контуров, которые получаются, если к
первоначальным контурам добавить впараллель ёмкость связи.
Параметры пх и я, показывают, во сколько раз резонансные
сопротивления контуров Rx и $2 больше сопротивления ёмкости связи С8.
Теперь можно составить выражение для управляющего сопротивления
по формуле
z= (k —D)ze.
После подстановки и простых преобразований получим
Л1 (1+1Х)(1+Ь) + л1Лз. ^-4-9)
Согласно общей теории автоколебательных схем в установившемся
режиме, управляющее сопротивление должно быть величиной вещественной
z =[Ry.
После подстановки в это ур-ние (13.4.9) оно распадается на два дл'я
действительной и мнимой частей.
После простых преобразований можно получить выражения для
поправки на частоту и для управляющего сопротивления в установившемся режиме:
v — w2(DntX-f 1-f-n^a) (13 4 10)
£>Ха+л2Х+£> *
Rv = — R. , DX2+ '*2X+D . (13.4.11)
Автоколебания могут иметь место лишь в том случае, когда
управляющее сопротивление положительно. Выясним, при каких значениях поправки
на частоту X получается Ry>Q. Из структуры выражения (13.4.11) следует,
что знак его зависит только от числителя, так как знаменатель всегда
положителен. Очевидно, что Rv>0, когда поправка на частоту X удовлетворяет
неравенству DX«-fn2X+D<0.
Это-требование равносильно тому, что X должна быть заключена внутри
интервала Хп <Х <Xj. Границы этого интервала Xj и Хп являются корнями
уравнения DX*+ лаХ+ D =0. Решая его, найдём
Vll= - ГЬ^Л/ lirf,}- -1. (13 4.12)
:/(АГ

356 Глава 13
Внутри указанного интервала значений \ графики v(X) и-/?у(Х) имеют
вид, представленный на рис. 13.12.
Как видно из графика Ry (К), условие самовозбуждения Ry>— выпол-
няется внутри интервала значений Ха<X< Хл.
Границы этого интервала Xi,2 являются
корнями уравнения
R,-±.
После решения этого уравнения получим:
Чг =
1
1+ЯВД,
- -^-Пг^о ±
Л/ (уп,^,)' -(l-ЮЛД,) X
X|l+0#iSe+fl,rt2
(13.4.13)
Из графиков на рис. 13.12 видно, что
области самовозбуждения соответствует
определённый интервал расстроек анодного
контура
Чтобы найти границы этого
интервала, надо подставить
(13.4.13) в ур-ние (13.4.10). После преобразований найдём:
выражение
>12 = — "у Яг^А ±
± т/^-уяЛ^У -fl+D^So Vl+D^Se+n,/»,
(13.4.14)
Из рассмотрения рис. 13.12 следует, что две точки пересечения
графика Ry(\) с прямой Ry~=~ имеют место не всегда, а только в том случае,
когда RyMaKc >—т— В противном случае самовозбуждение вообще не имеет
места при всех значениях v. Условие самовозбуждения будет выполнено в
некотором диапазоне расстроек, если по ф-ле (13.4.14) значения v1)2
получаются вещественными и не будет выполнено, если значения для sv2
окажутся комплексными. Для выполнения условия самовозбуждения необходимо
требовать, чтобы выражение под радикалом в ф-ле (13.4,14) было величиной
положительной. Отсюда получается следующее неравенство:
п'^ъ+^1
/'+W +^г]
(13.4.15)

Стабилизация частоты у автогенераторов с кварцем 357
Это неравенство можно переписать ещё в иной форме, если подставить
выражения дня коэффициентов щ и п2:
(*
Я1>20+-
s0Ri
X
flt=3,n2--2,f?7S--27
Я-0,05, Coser--0,83
X
[/:
1
(»аС,) а
о
+
1
(13.4.16)
/?<,=&
60 50 UO 30 20 Ю
0,2
J
1
Итак, условия самовозбуждения
автогенератора с кварцем будут выполнены, если
удовлетворено неравенство (13.4.16) и, кроме
того, расстройка анодного контура v такова,
4TOVj>v>v2» где>^ 2 определяются из (13.4.14).
Неравенство (13.4.16) показывает, какие
меры надо принимать, чтобы получить
автоколебания в том случае, когда они не
возникают во всём интервале« расстроек
анодного контура. .
Для этого следует увеличить резонансное
сопротивление кварца R2. На величину R2
можно, влиять, изменяя сопротивление утечки Rc
или регулируя зазор в кварцедержателе, если
его конструкция это позволяет. С той же
целью, изменив коэффициент включения,
надо увеличить резонансное сопротивление
первого контура Rv Наконец, можно
увеличить ёмкость связи С8.
Чтобы разобрать, как изменяется режим
Швтогенератора при изменении параметров
анодного контура, на основании графиков v(X)
н/?«(Х), представленных на рис. 13.12, надо
построить другие графики, на которых
независимой переменной будет расстройка между
контурами v, т. е. X(v) и Rv(v), Из графиков на
рис. 13.12 следует, что функции X (v) и Ry (v),
вообще говоря, двузначны, так как при одном
значении расстройки ч получается две
поправки на частоту X.
Будем называть одну из них верхней Хв,
а Другую нижней Xw. Соответственно для
каждой поправки получаются свои значения
управляющего сопротивления Ry6 и RyH. Для
различия участки графиков для верхней частоты
показаны на рис. 13.12 сплошными линиями, а
для нижней—пунктиром. Не составляет труда
показать, что всегда управляющее сопротивление дляТверхней частоты
больше, чем для нижней, т. е. Ryej>RyH.
Для рассматриваемой здесь схемы 7 двузначность графиков Х(м) и
Ry [ч) связана с учётом реакции анода. Если положить Д=0, то из ф-лы (13.4.12)
получим Ai -= О, Хп =оо,это значит, что при £>=» (^двузначность не имеет
места.
Обратимся к рассмотрению рис. 13.13, где в зависимости от
обобщённой расстройки анодного контура p = v—л, представлены графики:
управляющего сопротивления Ry, расстройки кварца, т. е. частоты автоколебаний
а = X — п2, коэффициента обратной связи, k и его фазы .<?*» а также амплиту-
Рис. 13.13.

<*58 Глава 13
ды напряжений на сетке (Jc, на аноде Ua и постоянной слагающей анодного
тока /а0.
Графики Uc, Ua,'la0 рассчитывались для линейно-ломаной
аппроксимации статических характеристик токов анода и сетки по формулам, которые
приводились в п. 10.7. Амплитуды напряжений Uc и Ua отнесены к
напряжению сдвига характеристики анодного тока — Ес, а 1а0 отнесена к току по-
коя —btCi режим предполагав'ся недонапряжённым. Из ф-лы (13.4.5)
следует, что р пропорциональна ёмкости первого контура Сл. Поэтому можно
считать, что на абсциссе графиков рис. 13.13 отложена ёмкость Сг,
увеличение ёмкости соответствует движению вдоль оси абсцисс слева направо.
Согласно графику Ry(p) на рис. 13.13 положительные значения
управляющего сопротивления получаются только в области отрицательных расстроек,
следовательно, и автоколебания возможны только в этой области. Физическое
объяснение этого факта сводится к тому, что на частоте автоколебаний или,
что почти одно и то же, на частоте кварца а>2 анодный контур должен
представлять реакцию индуктивного характера. Следовательно, его собственная
частота должна быть выше частоты кварца ыг>(л2, что и соответствует р<0.
Интервал расстроек, внутри которого выполняется условие
самовозбуждения, определяется точками пересечения графика управляющего
сопротивления на рис. 13.13 с прямой Ry — 1/S.
График о (р) показывает, что частота автоколебаний резко зависит от
ёмкости анодного контура, когда его настройка близка к резонансной. По
мере уменьшения ёмкости её влияние на частоту автоколебаний становится
всё меньше. В пределе при р-»—оо получается а->—л2. Этот результат
означает, что при больших расстройках частота автоколебаний становится
близкой к собственной частоте цепи, состоящей из контура, замещающего
кварц, и приключённой к нему параллельно ёмкости связи С3.
Поскольку эталонность параметров анодного контура значительно ниже,
чем эталонность параметров кварца, то для увеличения стабильности
частоты целесообразно работать при больших расстройках анодного контура.
Модуль и фаза коэффициента обратной связи определяются из
выражений
пг
k " /\ +ХЯ '
1
Коэффициент обратной связи уменьшается с увеличением расстройки
кварца. С физической стороны это объясняется тем, что с увеличением
расстройки уменьшается сопротивление между сеткой и катодом г2, а
следовательно, падает и коэффициент обратной связи. Поэтому k получается
большим при большой расстройке анодного контура р и малым, когда р
мала.
Фаза обратной связи, естественно, получается большой, когда
расстройка кварца мала, т. е. при значительных расстройках р, так как при этом
велика активная составляющая сопротивления z2. В пределе при
р_> __ „о срд,-* _ Связь между расстройкой р и cpft можно уяснить из
уравнения баланса фаз, при D = 0 оно сводится к равенству уа = —• ?$.
При большой расстройке анодного контура его сопротивление гх мало и,
допуская малую ошибку, можно сказать, что г, определяет нагрузку в
анодной пепи. Поскольку zt является почти чисто индуктивным сопротивлением, то

Стабилизация частоты у автогенераторов с кварцем 359
фазный угол анодной нагрузки <ра оказывается положительным и близким к
ц/2. Отсюда следует, что <рА должен быть отрицательным, а при больших
расстройках р близок к — и/2.
Таким образом, в режиме, где велика стабильность частоты
относительно вариации параметров анодного контура, автогенератор работает на
комплексную нагрузку с небольшим coscpa.
Амплитуда напряжения на сетке Uc изменяется в соответствии с
графиком управляющего сопротивления Ry. Максимум Uc совпадает с
максимумом #«. Амплитуда напряжения на аноде Ua связана с Uc коэффициентом
обратной связи Uа — —?, поэтому максимум Ua сдв.ийут относительно мак-
симума Uс вправо, т. е. в сторону расстроек, при которых k — меньше.
Таким образом, из графиков на рис. 13.13 следует, что при большой
расстройке анодного контура, когда частота автоколебаний более стабильна,
амплитуда напряжения на контуре Ua мала, а следовательно, мала и
мощность в контуре. Наоборот, когда расстройка контура мала, амплитуда
напряжения на контуре получается большая, однако, нестабильность
параметров контура заметно сказывается на стабильности частоты
автоколебаний. К этому надо ещё добавить, что и режим автоколебаний при
максимальной мощности в контуре получается нестабильным. Как видно
из рис. 13.13, крутизна графика Ry (р) в области малых расстроек велика
и поэтому небольшое изменение параметров схемы может вызвать срыв
колебаний.
Требование высокой стабильности частоты заставляет работать в
области больших расстроек, где мощность в анодном контуре мала.
График 1а0 (р) на рис. 13.13 показывает, как ведёт себя постоянная
составляющая анодного тока при изменении ёмкости контура. При
возникновении колебаний анодный ток резко уменьшается. Пока колебания есть, Im
при вариации Сх изменяется незначительно.
Для схемы 2 можно было бы составить исходные уравнения и
проанализировать их подобно тому, как это было описано выше для
автогенератора по схеме 1. Однако детальное исследование показывает, что этого
можно и не делать. Оказывается, что уравнения для схемы 1 можно
использовать для описания процессов в схеме 2, если сделать замену некоторых
коэффициентов.
Из сравнения схем 1 и 2, представленных на рис. 13.5, вытекает, что
одна схема переходит в другую, если поменять местами сопротивления г2 и
z8. Отсюда следует, что выражение для сопротивления в анодной цепи га
останется без изменения, но изменится выражение для коэффициента
обратной связи k. Можно доказать, что выражения для коэффициентов обратной
связи схемы 1 (£х) и схемы 2 (k2) связаны равенством:
k% *= — 1 — kx.
Поскольку формула для сопротивлений в анодной цепи не изменяется,
то выражения для управляющих сопротивлений получаются следующие:
для схемы /:
*i= (*i— D) za,
для схемы 2.
z2= {k2-D) za [Aj+ (1 +D)\za.

360 Глава 13
Из сравнения этих выражений можно решить, как следует изменить
коэффициенты в уравнениях для схемы 7, чтобы получить уравнения для
схемы 2.
Во-первых, минус перед выражением для г2 представляется удобным
отнести к сопротивлению Rx, которое в качестве множителя получается в
выражении для z схемы 7 (13.4.9). Во-вторых, вместо коэффициента D для
схемы 7 для схемы 2 следует писать — (1 + D). Во избежание
недоразумений правила изменения коэффициентов сведены в нижеследующую таблицу:
CJffcaa 7
Схема 2
D
_(1+D)
*i
-*!
На основании сказанного для схемы 2получаются следующие уравнения:
для коэффициента обратной связи:
k 1 -f i (X - я,)
1 + rt
(13 4 17)
для управляющего сопротивления:
z = fl Г1я,-(1+Р) (1-ЫХ)
1 (1+iX) (1+Ь) +П1п3
(13 4.Г8)
Здесь обозначения имеют тот же смысл, что и для схемы 7 и
отличаются только заменой индексов .2" на .3", и наоборот:
пг =» <о, С2 /?! Я| в <atCt /?8
Х-=в + л2 v — р + иг
2Q
p=^-(a)|llCl_l).
Сделав в ур-ниях (13.4.10) и (13.4.11) надлежащую замену
коэффициентов, можно получить уравнения для частоты и управляющего
сопротивления в установившемся режиме. Выписывать эти уравнения не будем,
а выпишем только следующие из них условия самовозбуждения, которые
сводятся к системе двух неравенств:
*•
>2(l+D+ ' Ui/ ' + ' | '"
(13.4.19)
^ < ^ < Vj,
(13.4.20)

Стабилизация частоты у азтогенераторов с кварцем 364
где границы интервала расстроек, внутри которого выполняются условия
самовозбуждения, определяются по формуле: *
'12 = -о" Л2^150 ±
±-*/'(L-ntR1sA -jl + {l + D)R1S0]ll + {l + D)RlSa + n1nt]
(13.4.21)
Если сравнить условие (13.4.19) с аналогичным условием (13.4.16) для
автогенератора по схеме 1, то можно заметить, что для самовозбуждения
схемы 2 требуется большая величина резонансного сопротивления кварца,
чем в схеме 1. Если автоколебания не
возникают при всех значениях расстройки
анодного контура, то надо увеличивать
резонансное сопротивление первого контура
Rx и ёмкость связи С2. Заметим, что
сопротивление автосмещения, показанное на
рис. 13.7а, в написанных выше формулах
не учитывается.
В заключение рассмотрим графики на
рис. 13.14. На этих графиках в
зависимости от расстройки первого контура р
показано изменение управляющего
сопротивления Ryt частоты автоколебаний о,
Kurt, =J,/?2--4,/£5=40:
О - О: Cos Q--0,85
Щ
90
эффициента обратной связи k, его фазы <рЛ,
а также амплитуд напряжений на сетке Uc,
аноде Ua и постоянной слагающей
анодного тока 1а0.
Эти графики подобны графикам на
рис. 13.13 для схемы 1 и рассчитывались
они аналогичным образом.
Как уже подчёркивалось в связи с
анализом уравнений для схемы 1, графики
Ry (р) и о (р) принципиально двузначны.
Однако, для схемы 1 двузначность
выражена слабо и пропадает, если положить
О = 0. В уравнениях для схемы 2
коэффициент D заменяется коэффициентом
— (!+£)). Поэтому для схемы 2 двузначность
выражена более резко и не пропадает, если
положить D = 0.
Благодаря двузначности одному
значению расстройки р соответствуют две
поправки на частоту — нижняя ан (для неё
графики показаны сплошными линиями) и
верхняя ов (для неё ветви графиков
показаны пунктиром). Соответственно
получаются и два значения управляющего
сопротивления Д> и #ув, при этом RVH >Rye.
В схеме ^нижняя частота играет
такую же роль, как верхняя в схеме 1, и
наоборот.
Условие самовозбуждения выполняется
в диапазоне расстроек, для которых
Ry > — • На Рис- 13.14 границами
области самовозбуждения являются расстройки pt и р8.
Рис. 13«Н«

362
Глава 13
В диапазоне расстроек Рмин+Ръ условие самовозбуждения не
выполняется, но возможны два установившихся режима, соответственно для верхней
и нижней частоты. При автоматическом смещении режим для верхней
частоты оказывается неустойчивым.
Если ёмкость контура Сг уменьшать, начиная с больших величин
(большие р), то автоколебания возникнут при р = р1# Их амплитуда плавно
изменяется при уменьшении р до рмин, где они сорвутся при конечной
амплитуде на сетке.
При увеличении р колебания возникнут при конечной амплитуде Uc
юлько при р = р., > рмин и далее изменение Uc происходит в обратном
порядке.
Установившийся режим для нижней частоты в интервале расстроек
Рмин < Р < ?2 следует назвать .полуустойчивым", так как он, хотя и
устойчив по отношению к малым возмущениям, но не восстанавливается после
выключения автогенератора, поскольку состояние равновесия устойчиво.
Отметим ещё, что в автогенераторе по схеме 2 колебания возникают
только при положительных расстройках р > 0. Это объясняется тем, что
первый контур на частоте кварца должен представлять реакцию ёмкостного
характера. Поэтому должно быть w3 > ш1 и, следовательно, р > 0.
При увеличении расстройки частота автоколебаний уменьшается,
приближаясь к некоторому асимптотическому значению. Так же, как и в
схеме /, частота стабильна по отношению к изменениям параметров первого
контура в области, где расстройка велика, а полезная мощность в контуре
при этом получается малой.
Опытная проверка графиков, представленных на рис. 13.13 и рис. 13.14,
показывает, что они хорошо передают соотношения, которые имеют место
в действительности.
13.5. ТКЧ кварцевых пластин
Собс1Еенная частота кварцевой пластины при колебаниях по толщине
определяется рыражением
При изменении те'мпературы изменяеюя скорость звука в кварце за
счёт изменения его упругих свойств, а также плотности. Кроме того,
изменяются линейные размеры пластинки.
Согласно написанной выше формуле для ТКЧ пластины можно написать
выражение:
('.
<*/ = о%) — я^. (13.5.2)
Исследования ТКЧ кварцевых пластин показали, что его величина и
знак получаются различными в зависимости от способа выреза пластин из
кристалла. На рис. 13.15а показано, как можно изменять характер среза
путём изменения угла между плоскостью среза и плоскостью, проходящей
через оси z и х. При 6 = 0 получается так называемый срез у. При этом
, срезе пластинка вырезывается перпендикулярно рассмотренному выше срезу х.
i{ Малая величина ТКЧ получается при углах среза 6 =+35° и 6=—49°.
Первый срез получил название среза AT (0 = 35°), второй называется
срезом ВТ (8 = —49°). При колебаниях этих пластин используются
деформации сдвига. Помимо упомянутых срезов, известны ещё срезы СТ, GT и
некоторые другие. Срезу СТ соответствует 6 = 38е, а срез GT получается из
СТ, как показано на рис. 13.150.

Стабилизация частоты у автогенераторов с кварцем 363
Отличаются эти срезы диапазоном частот, в котором они используются
а также характером изменения ТКЧ в широком интервале температур.
Пластины AT и ВТ используются в диапазоне от 500 кгц до 10 мгц, СТ и GT
в диапазоне 50—500 кгц.
Рис. 13.15.
Графики на рис. 13.16в показывают относительное изменение частоты от
температуры для пластин разли-чных срезов. Из рисунка следует, что ТКЧ
равен нулю лишь при определённой температуре, различной для разных
срезов. У пластин ВТ и GT в широком интервале температур изменение
частоты получается меньше, чем у пластин AT и СТ. Срезы ВТ и GT находят
более широкое применение, чем пластины других срезов.
ЛЛГЕРАТУРА
1. М. С. Нейман. Стабилизация частоты в радиотехнике. Связьиз-
дат, 1937.
2. Н. С. Б ее частно в и В. Н. Сосунов. Радиопередающие
устройства. Издание ВЭТАС, 1941.
3. С. И. Евтянов. „Теория автогенератора с кварцем".
„Радиотехника* №№ 1 и 5, 1949.
4. С. И. Евтянов. „Расчёт автогенератора с кварцем".
„Радиотехника» № 1, 1950.
5. В. А. Смирнов. „К вопросам о влиянии параметров ньезокварце-
вого генератора на его режим и о предельной мощности такого генератора*.
ЖТФ, т. VI, вып. 3, 1936.
6. Руководство по эксплоатации пьезокварцевого хозяйства на
передающих радиоцентрах. Связь^здат, 1944.

ГЛАВА 14
НЕЙТРАЛИЗАЦИЯ
14.1. Введение
Проходная ёмкость анод — сетка оказывает вредное действие на работу
триодного генератора с внешним возбуждением. Присутствие этой ёмкости
является причиной следующих нежелательных явлений: прямого
прохождения, обратной реакции и самовозбуждения.
Прямым прохождением цазывается просачивание энергии тока высокой
частоты из анодной цепи предыдущей ступени в анодную цепь последующей
ступени при запертом анодном токе этой ступени. Ток прямого прохождения
проходит через ёмкость анод — сетка и развивает напряжение на контуре
в анодной цепи. Явление прямого прохождения проявляется тем резче, чем
меньше сопротивление проходной ёмкости и чем больше
сопротивление нагрузки в анодной цепи. Поэтому оно сказывается тем
сильнее, чем короче волна. Вред от явления прямого прохождения
состоит в том, что не удаётся получить полного запирания тока в контуре
при запирании анодного тока. При амплитудной манипуляции телеграфного
передатчика ток в антенне должен иметь форму импульсов, разделённых
паузами. Прямое прохождение не даёт возможности получить отсутствие тока
во время пауз. Прямое прохождение нежелательно также и при амплитудной
модуляции, так как не позволяет получить глубокую модуляцию до 100%.
Под обратной реакцией разумеется влияние, которое оказывает анодная
цепь данной ступени на анодную цепь предыдущей ступени через
проходную, «ёмкость.
Это влияние можно учесть при помощи замены реальной лампы
некоторым эквивалентным входным сопротивлением, которое зависит от режима
ступени. Таким образом, причиной нестабильности нагрузки предыдущей
ступени, помимо тока сетки последующей ступени, является ещё и её
обратная реакция. Это явление также проявляется тем резче, чем короче
волнэ^
За счёт проходной ёмкости в ступени с внешним возбуждением может
возникнуть самовозбуждение по схеме двухконтурного автогенератора с
заземлённым катодом. Частота возникающих колебаний близка к собственной
частоте контуров в цепях сетки и анода.
Из сказанного ясно, что в схемах передатчиков необходимо принимать
меры, чтобы устранить вредные явления, вызываемые ёмкостью анод —
сетка.
Исторически первым способом для устранения этих явлений явился
принцип нейтрализации вредного действия проходной ёмкбсти. Идея
нейтрализации состоит в том, что действие ёмкости анод—сетка компенсируется
действием второй цепи, которая вводится в схему намеренно и действует
подобно проходной ёмкости, но в противоположной фазе. \
Существует несколько схем нейтрализации. Каждая из схем обладает
недостатками, которые не дают возможности полностью устранить все
вредные явления, вызываемые проходной ёмкостью. Особенно трудно получить
устойчиво работающую схему нейтрализации в диапазоне частот накоротких
волнах. В диапазоне метровых волн и в примыкающей к. ним части диапа-

Нейтрализация
365
зона коротких волн значительные затруднения в наладке схем
нейтрализации вызывают индуктивности вводов ламп и монтажных проводов.
Сложные схемы нейтрализации, в которых учитывается действие паразитных
индуктивностей, были разработаны в СССР В. В. Татариновыми Г. А. Зей-
тлёнком.
Второй способ избавления от вредного действия проходной ёмкости
состоит в предельном уменьшении её по принципу электростатического
экранирования. Этот принцип нашёл своё воплощение в тетродных и пентодных
генераторах. Он является наиболее простым и совершенным и лампы с
экранирующей сеткой вытеснили триодные генераторы всюду, где это только
оказалось возможным.
Однако тетроды и пентоды пока не могут обеспечить мощность более
нескольких киловатт. Поэтому, несмотря на появление экранированных ламп,
триодный генератор сохранил свои позиции в мощных ступенях передатчиков,
обычно включаемых по двухтактной схеме.
Третий способ борьбы с проходной ёмкостью состоит в применении
оригинальной схемы, изобретённой известным советским радиоспециалистом
М. А. Бонч-Бруевичем в 1929 г. Эта схема является генератором с внешним
возбуждением с заземлённой сеткой. В схеме с заземлённой сеткой
возбуждающее напряжение подводится между катодом и сеткой, а нагрузка
включается между сеткой и анодом. Проходной ёмкостью в этой схеме
оказывается ёмкость катод — анод. Её величина может быть уменьшена за
счёт действия управляющей сетки, как электростатического экрана. Для
этого сетка должна быть достаточно густой. Недостаток схемы с заземлённой
сеткой состоит в том, что она имеет малое входное сопротивление.
Объясняется это тем, что нагрузка для предыдущей ступени в этой схеме
создаётся не током сетки, а током эмиссии. Несмотря на этот недостаток,
'схема с заземлённой сеткой в настоящее время находит широкое
применение в диапазоне коротких и метровых волн, так что схема с заземлённым
катодом постепенно отходит на задний план.
В заключение заметим, что устранение вредного действия проходной
ёмкости достигается также при работе ступени в режиме умножения частоты.
Ддк получается потому, что контуры в цепи сетки и анода резко
расстроены. Поэтому прямое прохождение сильно ослабляется. Обратная реакция
также не имеет места. Самовозбуждение мало вероятно из-за сильной
расстройки контуров. Однако умножение, как способ борьбы с влиянием
проходной ёмкости, не может применяться в выходных ступенях из-за
большого проигрыша в полезной мощности и кпд.
В советской технической литературе опубликован ряд работ,
посвященных исследованию вопросов нейтрализации. Авторами этих работ являются.
М. А. Бонч-Бруевич, М. С Нейман, Г. А. Зейтлёнок, И. X. Невяжский,
С А. Зусмановский.
14*2. Расчёт прямого прохождения и обратной реакции
Для расчёта прямого прохождения рассмотрим схему на рис. 14.1а. На
этой схеме источник внешнего возбуждения для простоты представлен
генератором с нулевым внутренним сопротивлением. Анодный ток
предполагается запертым.
Для напряжения прямого прохождения получим выражение:
1+~^CZ -=-+'w-<u

.J6b Глава 14
Эквивалентное сопротивление кош ура г с приключённой -параллельно
к нему проходной ёмкостью Сае равно:
Zae
После замены получим для напряжения прямого прохождения
выражение:
U = io>CacZce Uc. (14.2.1)
Из нею следует, что максимальное напряжение прямого прохождения
нолучается при настройке анодной цепи в резонанс с учётом паразитной
ёмкости Сас. Таким образом, максимальная амплитуда напряжения}
прямого прохождения равна:
U„n ~ aCacRa U<
'пр
(14.2.2)
Эта формула показывает, что прямое прохождение возрастает с
увеличением рабочей частоты и сопротивления нагрузки в анодной цепи.
Для расчёта обратной реакции рассмотрим схему на рис. 14.16. Эта
схема отличается от предыдущей лишь тем, что напряжение в анбдной
цепи создаётся не током прямого прохождения, а первой гармоникой
анодного тока. Источник внешнего возбуждения на сетке и напряжение,
развиваемое в анодной цепи, представлены генераторами, у которых внутреннее
сопротивление равно нулю. В отношении генератора fja допущение об
отсутствии внутреннего сопротивления не играет роли, так как в
последующих рассуждениях всегда будет предполагаться, что Ua задано. Что же
касается генератора Uc> то допущение об отсутствии у него внутреннего
сопротивления даёт некоторую ошибку при вычислении тока обратной
реакции. Эта ошибка, однако, невелика и, кроме того, несущественна, потому
что расчёты обратной реакции будут использоваться лишь для качественной
оценки работы различных схем. •
Из схемы на рис. 14.16 видно, что через источник возбуждающего
напряжения протекает ток /ос. Этот ток поддерживается двумя источниками
Uc и иа- На основании принципа суперпозиции 1^ состоит из двух
слагающих. Каждая слагающая может быть определена, если положить, что
напряжение другого источника равно нулю. Током обратной реакции является
лишь та составляющая, которая вызывается напряжением Ua- Поэтому для
определения тока обратной реакции от схемы на рис. 14.16 мы перейдём
к схеме рис. 14. \в, где источник Ue заменён коротким замыканием.

Нейтрализация 367
Согласно схеме на рис 14.1« для тока обратной реакции получим
выражение:
'о<5р = i^CacUa.
Действие тока обратной реакции на источник
напряжения на сетке Ue можно заменить некоторой
входной проводимостью, которая определяется выражением:
У обр = "if" = шСас Щ"?. (U.2.3)
На рис. 14.2 представлена векторная диаграмма
для случая, когда нагрузка в анодной цепи расстроена
(реакция анода на учитывается, поэтому векторы иси
lai совпадают). Из диаграммы следует, что разность
Рис. 14.2. фаз U0 и Uc равна фазному углу нагрузки в
анодной цепи <ра- Поэтому в общем случае отношение
Нз. — величина комплексная. Его можно представить в виде суммы
вещественной и мнимой частей:
UT"^6 в-££■«»*«+i^ sin *а.
После подстановки в (14.2.3) получим для входной проводимости выражение:
Уоб>= iwCac if- cos tpa — wCoc jj- sin <fa. (14.2.4)
Из этой формулы следует, что входная проводимость состоит цз двух
составляющих: активной и реактивной, причём величины той и другой
изменяются при изменении режима анодной цепи. Из ф-лы (14.2.4), в частности,
следует, что активная составляющая входной проводимости отрицательна
при <ра > 0 и положительна при <pa < 0. Физический смысл этого результата
состоит в том, что между генераторами на рис. 14.16 происходит обмен
энергией в зависимости от соотношения их фаз. Если <pa > 0, то за счёт
обратной реакции энергия переходит в цепь сетки, в результате анодная
цепь предыдущей ступени разгружается. Если же <pa < 0, то мощность из
анодной цепи предыдущей ступени за счёт тока обратной реакции
перехода- в анодную цепь последующей ступени. При этом нагрузка предыдущей
ступени увеличивается.
Обратной реакцией объясняется расхождение экстремумов токов анода
и сетки при изменении ёмкости контура в анодной цепи. Обычно
расхождение экстремумов служит признаком того, что обратная реакция значительна
и необходима нейтрализация.
* огда анодная цейь настроена, cpa = 0 и обратная реакция состоит в том,
что входная проводимость получается ёмкостной. Величина входной
ёмкости:
Сех^Сас1^. * (Н.2.5)

ш
1 лава 14
Из этой формулы видно, что всякое изменение режима ступени,
связанное с изменением величины —2L , приводит к расстройке анодной цепи пре-
дыдущей ступени, поскольку она нагружена на входную ёмкость.
14.3. Нейтрализация со стороны сетки
Рассмотрим сначала принцип нейтрализации со стороны сетки на схеме,
представленной на рис. 14.3. На этой схеме для компенсации тока прямого
прохождения, создаваемого генератором £7, через проходную ёмкость Сое
включён второй генератор с напряжением £72. Этот генератор создаёт,
подобно первому, свой ток прохождения через нейтродинную ёмкость С».
В простейшем случае, если взять ёмкости проходную и нейтродинную
равными, то первый ток прямого прохождения будет скомпенсирован вторым,
если амплитуды напряжений равны, а фазы их противоположны.
Для расчёта этой схемы в общем случае
можно воспользоваться принципом суперпозиции
и вычислить по известной нам формуле
напряжение прямого прохождения от иг при U2 — О,
а затем, наоборот, от £7апри Ux => О и результаты
сложить.
На основании ф-лы (14.2.1) напряжение
прямого прохождения от первого генератора и
второго генераторов будут соответственно:
■^
Рис 14.3.
U' = loiCacZceV1
U" = ~- icoC«z<*U3
(14.3.1)
Результирующее напряжение прямого прохождения при ^>вмес лом
действии обоих генераторов:
U = U' + U" = io> {ЩСае - U2C« ) Za .
Условие нейтрализации, т. е. U =0, сводится к равенству
UiCoc — U2C« = 0
(14.3.2)
или
(-•ас
Сн
£14 3.3)
Легко видеть, что это равенство может быть выполнено только при
условии, что напряжения точно противофазны относительно земли. При
этом их амплитуды должны быть обратно пропорциональны ёмкостям.
Как увидим далее, не всегда удаётся получить точную противофазность.
Найдём, каково будет напряжение прямого прохождения, если амплитуды
напряжений подобраны правильно, а разность фаз отличается от правильной
на малый угол у.
Поскольку на рис. 14.3 положительные напряжения выбраны такими,
при которых они уже противофазны, то мы должны положить, что разность
фаз U2 и \)г равна <р:
С,
-th
С„
^(1 + кр).
(14 3.4)

Нейтрализация
36S
После подстановки (14.3.4) в (14.3.2) и простых преобразований, найдём
V =tJ ^Caclcey. (14.3.5)
Сравнение этой ф-лы с (14.3.1) показывает, что при малом нарушении
противофазности напряжение прямого прохождения уменьшается при
нейтрализации в 1/<р раз.
Согласно выражению (14.2.5) обратная реакция в схеме рис. 14.3 при
.условии настройки анодной цепи в резонанс сводится к тому, что генератор Ux
работает на ёмкость
* генератор £73 — на ёмкость
-С £*-
с" = — с —
(14.3.6)
(14.3.7*
f В этой формуле ёмкость отрицательна. Это означает, что входное
сопротивление для генератора ?72 индуктивного характера.
Рис. 14.4.
fj На~рис. 14.4а представлена одна из схем нейтрализации со стороны
сетки. Соответствие с принципиальной схемой на рис. 14.3 сводится к тому,
что напряжения U\ и Ut здесь снимаются с ёмкостей контура в цепи сетки
Сх и С%. Эти ёмкости обтекаются током контура. Поэтому напряжения на
них противофазны относительно земли.
Схему нейтрализации легко представить в виде моста, показанного на
рис. 14.46'. В одну диагональ моста включена катушка связи с контуром
предыдущей ступени Lc, в другую — контур анодной цепи нейтрализуемой
ступени. "
Прямое прохождение будет отсутствовать при выполнении условия
баланса MocTaj „
СгСн = С3Сас. (14.3.8)
Прямое прохождение, однако, может иметь место, если при запертом
анодном токе не заперт ток сетки. Входное сопротивление цепи сетки Rex
включено параллельно ёмкости Cv За счёт шунта Rex противофазность
напряжений на ёмкостях С% и С* нарушится. Угол расфазировки можн»
найти из выражения:
?—

370 Глава ч14
Из схемы моста на рис. 14.46 видно, что обратная реакция, на анодную
цепь предыдущей ступени отсутствует, поскольку с ней связана катушка Le,
попадающая в диагональ моста. Однако имеет место обращая реакция на
ёмкости Cj и С2. При этом за счёт обратной реакции параллельно Ct
следует считать включённой ёмкость Свх (14.3.6), а параллельно С2 — Свх
(14.3.7). В результате происходит перераспределение напряжения на плечах
моста. Напряжение на С, уменьшается, а на С2 на столько же
увеличивается, поскольку напряжение в диагонали не изменяется.
Напряжения на Сх и С, с учётом обратной реакции получаются
следующие:
Эти формулы показывают, что уменьшение напряжения на сетке за
. счёт обратной реакции будет тем больше, чем меньше Сг относительно СаС.
Это явление сказывается резко на коротких волнах, где ёмкости Сг и С2
могут оказаться малыми. Чтобы получить требуемое напряжение на сетке
с учётом обратной реакции, приходится сильно увеличивать связь с
предыдущей ступенью. В результ, те получаются большие напряжения на ёмкостях
С, и С2 при запертом анодном токе, когда обратной реакции нет. По этой
причине схему нейтрализации со стороны*сетки на коротких волнах
применять не рекомендуется.
При помощи схемы моста на рис. 14.46 легко могут быть определены
ёмкости, вносимые схемой нейтрализации в контур анода и контур сетки.
Поскольку мост уравновешен, при определении этих ёмкостей можно
считать одну из диаюналей замкнутой или разомкнутой.
Ёмкости, вносимые в контур сетки, состоят из СаС, приключаемой
параллельно С,, и Сн, приключаемой параллельно С2. ёмкость, вносимая в
анодный контур, определяется выражением
f 9_ ^ас ___*___• , *-ас ~т~ ^л
С1 С2 L.|
На рис. 14.5а представлен другой вариант схемы нейтрализации со
стороны сетки. Здесь напряжение на сетку и напряжение для нейтрализации
снимаются с ёмкостей Сг и С2, включённых в разные ветви контура
предыдущей ступени.
За счёт потерь в контуре фазы токов в его ветвях сдвинуты на угол
меньше %. Следовательно, напряжения на ёмкостях Сг и С2, создаваемые
этими токами, получаются не точно противофазными относительно земли.
По этой причине в рассматриваемой схеме принципиально невозможно
полностью устранить прямое прохождение.
Для определения угла расфазировки напряжений Ux и U2 рассмотрим
представленную на рис. 14.55 векторную диаграмму для токов в ветвях и
напряжений на контуре Ua и ёмкостях Сг и С2. Ради упрощения расчёта
диаграмма построена в предположении, что активное сопротивление
контура сосредоточено только в индуктивной ветви. Окончательный
результат, однако, не изменится, если считать, что сопротивление потерь
произвольным образом распределено между обеими ветвями.
Поскольку на исходном рис. 14.5а за положительное направление
напряжений Ux и U2 было выбрано такое, при котором они противофазные то на

Нейтрализация
371
диаграмме 14.55 векторы этих напряжений сДвинуты лишь на малый угол <р.
Величина этого угла <р определяется отношением активного сопротивления
ветви г и реактивному ха:
г
Хп
Здесь р — коэффициент включения контура,
Q — его добротность.
Рис. 14.5
Это выражение прказывает, что применение данной схемы
нейтрализации даёт возможность уменьшить напряжение прямого прохождения в pQ
раз.
- Обратная реакция в рассматриваемой схеме приводит к кажущемуся
изменению ёмкостей С, и С2. В результате не только перераспределяются
Напряжения на ёмкостях Сг и С2, но имеет место также кажущееся
изменение сопротивления нагрузки в анодной цепи предыдущей ступени.
По типу схемы на рис. 14.5а может быть построена схема с
автотрансформаторной связью. Качество этой схемы оказывается ещё ниже. В частности,
в этой схеме возможно самовозбуждение. Подробно здесь эта схема не
рассматривается.
14.4. Нейтрализация со стороны анода
. Рассмотрим принцип компенсации обратной реакции в схемах
нейтрализации со стороны анода на рис. 14.6. Этот рисунок подобен рис. 14.3
использованному выше для изучения схем нейтрализации со стороны сегки'
Разница состоит лишь в том, что там шла речь
о токе прямого прохождения, а здесь будет
идти речь о токе обратной реакции.
Из рассмотрения рис. 14.6 следует, что
ток обратной реакции fac, который
возбуждается напряжением Va = иЛ в цепи внешнего
генератора г/с (показан пунктиром) через
ёмкость L?c может быть скомпенсирован другим
/«. атот ток надо создать чрпр/прй.
током
ней-
„ Л „ Л создать через
тродинную емкость Сн напряжением U,.
Чтобы направления токов 1ас и 1Н были
противоположны, напряжения V, и и2 должны быть
противофазны относительно земли
24*
Рис

372
Глава 14
Равенство амплитуд токов можно достигнуть подбором ёмкости Сн.
В простейшем случае, когда Uj = U2 условием компенсации является ра*
венство ёмкостей Сдс = Сн.
Для расчёта общего случая составим выражения для токов i^ и \н:
\н = i(oCMU2 J
(14.4»1)
Ток обратной реакции определяется разностью этих токов:
\обР - 1« - 1« - i » (UaCac-U2CM). 1*4.4.2)
lo<jp=0 при условии:
_T^i_ -_ ас
04.4.3)
Поскольку противофазность напряжения была учтена при выводе
формулы, из этого условия получается, что фазы напряжений U2 и Ua должны
совпадать. При разборе конкретных схем мы увидим, что обеспечить это
полностью не удаётся. Обычно фазы расходятся на малый угол ср. Представляет
интерес выяснить, какова входная проводимость за счёт тока обратной
реакции в этом случае. Для этого положим:
U, С,
ас
Ua
ei<p = —j,— (1 + if). £J4»4.4)
-После подстановки в (14.4.2) и простых вычислений получим:
Цо*л-?»ад1а. ] 04.4.5)
Отсюда находим выражение для входной проводимости:^'
Уобр=г-?(лСас^-^ ■ 04.4.6)
Из полученной формулы следует, что при настроенной нагрузке в
анодной цепи, когда отношение напряжений ~Tj^~~— величина вещественная,
входная проводимость является активной. Напомним, что при отсутствии
нейтрализации согласно (14.2.3.) она получается ёмкостной. По абсолютной
величине входная проводимость при нейтрализации меньше, чем без
нейтрализации в 1/«р раз. Знак входной проводимости зависит от знака ср. Если фаза ?7а
упреждает фазу Ua, то входная проводимость положительна. В противном
случае она отрицательна. Физическое толкование этого явления уже давалось
выше. При расстройке анодной цепи во входной проводимости, наряду
с активной, появляется и реактивная составляющая.
Принцип построения схем нейтрализации сводится к тому, что
противофазные относительно земли напряжения в анодной цепи получаются либо на
ёмкостях, либо на индуктивностях, включаемых в различные ветви контура. В
соответствии с этим могут быть два варианта схем анодной
нейтрализации— с ёмкостной или с индуктивной анодной связью.
На рис. 14.7а представлен первый вариант с ёмкостной связью. На том
же рисунке^ показана и схема моста", к которому может быть сведена схема
анодной нейтрализации. Условие равновесия моста сводится к равенству:
СасС2 = СнСг. (И.4.7)

Нейтрализация 373
Анализ схемы начнём с вопроса о прямом прохождении. Из схемы
моста следует, что при его равновесии напряжение на индуктивности
контура отсутствует. Если нагрузка связана трансформаторно с индуктивностью
контура, то прямое прохождение в неё проникать не должно. Однако ёмкости
контура Сх и Сг включены в плечи моста и на них имеется напряжение
прямого прохождения. Поэтому, если связь на нагрузку сделана с ёмкости или
по автотрансформаторной схеме, то прямое прохождение лмеет место.
Заметим, что вопрос о прямом прохождении в схеме анодной нейтрализации
ьасг~
i ё —
Рис. 14.7.
совершенно подобен вопросу о прохождении чётных гармоник в двухтактной
схеме.
Напряжения прямого прохождения на ёмкостях Сг и С2 легко
определить. Для этого достаточно принять во внимание, что индуктивность можно
выбросить из схемы, поскольку ток через неё не идёт.
Амплитуда напряжения прямого прохождения на Сх будет
*-> пп —
пр~ Cac + Ci
Ur.
(14.4.8)
Яри отсутствии нейтрализации прямое прохождение определяется фор-
мулой
Unp = w CacRce Uc.
(14.2.2)
Чтобы установить, какой получается выигрыш за счёт применения
схемы нейтрализации, выпишем выражение для Roe:
Re
-j- = xapQ
PQ
(Л (d + Сое)
(14.4.9)
В этой формуле учтено, что параллельно ёмкости анодной связи С,
включена ещё ёмкость Сас Чтобы убедиться в этом, достаточно закоротить
горизонтальную диагональ моста.
После подстановки (14.4.9) в (14.2.2) и сравнения с (14.4.8) следует,
что при нейтрализации напряжение прямого прохождения на ёмкостях Ct и
Са уменьшается * pQ раз.
Вопрос об обратной реакции в данной схеме легко уяснить из
векторной диаграммы на рис. 14,7в, которая по принципу построения подобна
диаграмме, на рис. UM,
определяющая входную проводимость разность фаз даётся уже
известным нам выражением:
г
Ха
PQ
(14.4.10)

374
Глава 14
Если в этой формуле заменить pQ из (14.4.9) и подставить в (14.4.6.),
то получим следующее выражение для входного сопротивления:
Отсюда можно далее найти мощность, которая перекачивается в
анодную цепь за счёт обратной реакции
Робр^—^—. (14.4.12)
Сравнение этой мощности с полезной мощностью в анодной цепи:
V2
рг = —Л— приводит к формуле:
2R0
'о»-р*1^?с;'1&' (144J3)
Формула показывает, какую долю полезной мощности составляет
мощность, потребляемая из анодной цепи предыдущей ступени за счёт
обратной реакции.
Эта мощность значительна и должна приниматься во внимание. Сравним
её с мощностью, потребляемой за счёт тока сетки:
. - р««р, т^-тг-- о4-4-*4)
В критическом режиме обычно —,— « 0,15. На коротких волнах -т.——рг
'ai ^лс + bi
может быть больше этой величины. Следовательно, мощность обратной
реакции может значительно превышать мощность за счёт тока сетки.
Хотя в схеме анодной нейтрализации за счёт обратной реакции
требуется увеличивать мощность предыдущей ступени, здесь не требуется
повышать напряжение на сетке, как это необходимо делать в схеме
сеточной нейтрализации. В этом состоит преимущество схемы анодной
нейтрализации перед схемой сеточной нейтрализации.
Рассмотрим ёмкости, которые вносятся схемой нейтрализации в сеточную
и анодную цепи. Согласно схеме на рис. 14.76 ёмкость, вносимая в^цепь
сетки, определяется выражением:
■>aq
L-н Сас + (~>н
Sbhc = Г~Т^+* Г = Г ' (14.4.15)
О ёмкости, вносимой в анодную цепь, уже говорилось, её можно' учесть
добавлением Сас к Сг и Сн к Сл.
Схема анодной нейтрализации с индуктивной анодной связью
представлена на рис. 14.8а. Условие баланса моста, показанного ня рис. 14.85, имеет
вид
^1 _ ^2

Нейтрализация
375-
В этом условии частота выпадает и, казалось бы, что равновесие моста
должно сохраняться в диапазоне частот. На самом'деле это не так. На кох
ротких волнах заметно действие паразитных монтажных и междувитковы -
ёмкостей, шунтирующих индуктивности Z,, и Lt. Вместо истинных индук,
тивностей в уравнение баланса надо подставить эквивалентные индуктивности
зависящие от частоты Ll9 — —1 _ ш2£ с и L& = —X — J^LC— ' По"
этому равновесие моста в диапазоне частот не сохраняется. В этом состоит
один кз недостатков схемы с индуктивными плечами.
Рис. 14.8.
Другой недостаток этой схемы состоит в том, что цепь сетки
шунтируется последовательным соединением Сое» LA и Сн, L2. Величина
эффективной ёмкости, вносимой мостом в цепь сетки, определяется формулой
м
Сдс "Ь Сн
Эта ёмкость на коротких волнах получается заметно больше суммы
Све 4- Сн.
Если допустить, что активные потери распределены в ветвях контура
' рропорционально индуктивностям Lx и Z,2, то для у»ла ср получается выра-
' Жение ср = — 1 ipQ.
Знак <р оказывается отрицательным, что подтверждается векторной
Лкаграммой на рис. 14.8в.
Схема с индуктивной анодной связью значительно хуже схемы с ёмко-
«Тной анодной связью и потому в диапазоне коротких волн не применяется.
14.5. Нейтрализация двухтактной схемы
„1*арсчэтреччые вы из схемы нейтраяизац'-ьч со стэээш сегчч и™ анода
««.дают почного устранения всех вредных явлений, вызываемых поокодной
ёмкостью. Главная нричина этого состоит в том, что невозможно в
однотактной схеме получить напряжения, строго противофазные
относительно земли. Но даже если бы такие напряжения и удалось получить ,
каждая из схем нeйfpaлизaции однотактных ступеней обладает недостатками.
При сеточной нейтратизации имеет место обратная реакция на плечи
контура в цепи сетки При анодной нейтрализации остаётся напряжение
прямого прохождения на плечах контура в анодной цепи.

ЗШ Глава И
Достоинство двухтактной схемы состоит не только в том, я4™ она даёт
возможность получить строго противофазные напряжения, но и в том, что
в этой схеме удаётся совместить достоинства однотактных схем
нейтрализации, устранив их недостатки.
Схема нейтрализации двухтактной ступени представлена на рис. 14.9д.
На рис. 14.9tf показан мост, соответствующий этой схеме, причём
напряжения возбуждения представлены в виде генераторов. Чтобы уяснить работу
этой схемы, рассмотрим её, как совмещение двух однотактных схем.
Выясним сначала условия, при которых отсутствует прямое прохождение. Нас
вудет интересовать не только отсутствие напряжения прямого прохождения
иа индуктивности в анодной цепи, что, как известно, даёт схема анодной
Рис 1 4.9
нейтрализации, но и отсутствие напряжения прямого прохождения на ёмко-
«тях анодного контура Сх и С2. Такое устранение прямого прохождения
можно цолучить только по схеме сеточной нейтрализации. Поэтому потребуем,
чтобы были удовлетворены условия нейтрализации со стороны сетки для
каждой лампы двухтактной схемы.
Ёмкость С, находится в диагонали верхней половины моста на рис. 14.90".
Иоскол-:гу напряжения 1/сЛ и Uci равны по амплитуде, а фазы их
противоположны относительно земли, напряжение прямого прохождения на Сх будет
•тсутствовать при выполнении равенства
С«2 = СаЯ. (14.5.1)
Ёмкость С2 находится в диагонали нижней половины моста на рис. 14.9#«
Аналогичным образом устранение напряжения прямого прохождения на С%
получим при условии
Chi - Сас2. (14.5.2)
Обратимся теперь к определению .условий отсутствия тока обратной
реакции в каждом из генераторов Ucl и Цсг.
Мы знаем из предыдущего, что этого можно достигнуть только по
принципу нейтрализации со стороны анода.
Положим, что на плечах контура в анодной цепи (на ёмкостях
G-i и С2) существуют равные по амплитуде напряжения с фазами, противО'
положными относительно земли. Генератор Ucx включён в диагональ левой
половины моста на рис. 14.96. Ток обратной реакции будет отсутствовать в
щепи Ucl при выполнении равенства:
нг — Сап.
(14.5.3)

Нейтрализация 377
Рассуждая аналогичным образом, получим, что ток обратной реакции
будет отсутствовать в диагонали правой половины моста на рис. 14.96", т. е.
в цепи Uc% при условии
С«2 = Сас2- (14.5.4)
Ради наглядности сведём полученные ф-лы (14.5.1), (14.5.2), (14.5.3),
(А4.5.4) >в нижеследующую таблицу:
Лампа
1
2
Условие отсутствия Условие отсутствия
прямого прохождения обратной реакции
СЯ2 — Саа
Сн\ = Carz
Chi — Сап
Сн<ц = ^ас2
Из этой таблицы следует, что получить полное отсутствие прямого
прохождения и обратной реакции в двухтактной схеме возможно только при
условии, если проходные ёмкости ламп одинаковы, т. е. когда выполняется
равенство:
Сап — Сасг = C«i = CHi. (14.5.5)
Если же проходные ёмкости не одинаковы, то, как видно из этой
таблицы, можно только устранить либо прямое прохождение, либо обратную
реакцию. Этот вывод показывает, как важно, чтобы параметры ламп были
идентичны, а конструкция двухтактной схемы была совершенно симметричной.
г * По принципу двухтактной схемы можно строить нейтрализацию и
одноактных схем. Для сохранения симметрии вторая лампа замещается тремя
|мкостями Сас, Сак и Сск. Такая схема не может дать столь же хороших
результатов, как и двухтактная, поскольку напряжения в её диагоналях не
"Получаются строго противофазными относительно земли. Однако она всё же
•даёт лучшие результаты, чем однотактная схема нейтрализации только со
* fJfropoHbi сетки или анода.
' ^. В заключение определим, какие ёмкости вносятся мостом нейтрализации
j # цепь анода и в цепь сетки. Для этого надо рассмотреть схему на рис. 14.95.
Йоскольку при равновесии моста диагонали развязаны, можно считать
„ Л^зомкнутыми, или замкнутыми одни диагонали при определении ёмкостей.
Исключённых параллельно другим диагоналям.
« Положим, что схема симметрична и междуэлектродные ёмкости ламп
, равны. Тогда выходная ёмкость схемы, включённая между анодами ламп*
* Ca\al = Сас + ~п~ Сщс (14.5.6)
Вторым членом этого выр'ажения учитывается ёмкость анод—катод.
Аналогично для входной ёмкости схемы, вкл.очённой между сетками
ламп, получим:
Сс1с2 = Сас+~Сск. (14.5.7)

378 Глава 14
14.6. Настройка нейтродинных схем
Рассмотрим, как на практике подбирают величину нейтродинной ёмкости,
чтобы получить положение нейтрализации, т. ё. равновесие моста. Вначале
предположим, что схема нейтрализуемой ступени однотактная» потом ук4жем
на особенности нейтрализации двухтактных схем. Считаем, что все ступени
до нейтрализуемой предварительно настроены. * ч
Подбор ёмкости нейтродинно!о конденсатора производится по
устранению прямого прохождения. Для наблюдения прямого прохождения
необходимо запереть анодный ток. Обычно это достигается выключением анодного
напряжения у нейтрализуемой ступени.
Существует несколько методов
нейтрализации. Они отличаются тем, какой
прибор используется в качестве
индикатора прямого прохождения. Наиболее
часто в качестве индикатора прямого
прохождения используется амперметр,
измеряющий постоянную слагающую тока
сетки. Этот метод кратко можно назвать
I нейтрализацией по провалу тока сетки.
| Порядок нейтрализации сводится к сле-
I q дующему. Нейтродинную ёмкость делают
q минимальной и изменяют ёмкость анод-
Р , ного контура нейтрализуемой ступени.
Рис. 14.1(7. При этом ток в цепи сетки изменяется так,
как представлено на рис. 14.40. При
настройке контура в резонанс ток в цепи
Сетки уменьшается. Это явление объясняется тем. что при настройке в
резонанс мощность в анодном контуре за счёт прямого прохождения
становится максимальной. Активная составляющая входной проводимости
нейтрализуемой ступени также получается максимальной. В результате
уменьшается сопротивление нагрузки в анодной цепи предыдущей ступени,
что приводит к уменьшению напряжения на контуре (Ua) и, следовательно,
на сетке нейтрализуемой ступени (Uc). Ток в цепи сетки пропорционален Uc.
Поэтому при настройке контура в резонанс наблюдается провал тока сетки.
р ^ После того как контур настроен на провал тока сетки, надо вводить
нейтродинную ёмкость. При этом ток сетки увеличивается. Следует, однако,
помнить, что на коротких волнах ёмкость, вносимая мостом нейгрализации,
составляет значительную часть ёмкости контура. При изменении нейтродинной
ёмкости контур несколько расстраивается. Поэтому после увеличения Сн
необходимо исправлять настройку контура в резонанс. В положении
нейтрализации изменение ёмкости контура вблизи резонанса не вызывает изменения
тока сетки.
Второй метод нейтрализации состоит в использовании в качестве
индикатора прямого прохождения витка изолированного провода, замкнутого на
электрическую лампочку небольшой мощности. Этот виток помещается в
магнитном поле катушки контура нейтрализуемой ступени. Свечение
лампочки указывает на наличие тока в контуре При минимальной
нейтродинной ёмкости контур настраивается в резонанс по максимальному свечению
лампочки, а затем вводится нейтродинная ёмкость и последовательно
исправляется настройка анодного контура Положение нейтрализации узнается
потому, что небольшое увеличение и уменьшение нейтродинной ёмкости
вызывает свечение лампочки.
Чтобы повысить точность нейтрализации, полезно сначала связь
индикаторной лампочки с контуром делать слабой, а вблизи положения
нейтрализации ее усилить, тогда незначительное изменение нейтродинной ёмкости
будет вызывать загорание лампочки и настройка получится более острой.
Т~

Нейтрализация
379
Индикатором прямого прохождения может также быть к^кой-либо
ламповый вольтметр, измеряющий напряжение на контуре*, прибор,
измеряющий ток сетки последующей ступени, и т. д. Методика нейтрализации при
этом остаётся в принципе такой же, как и при нейтрализации по свечению
лампочки.
Рассмотрим особенности нейтрализации ступени по двухтактной схеме.
Отсутствия прямого прохождения надо достигнуть, плавно изменяя лишь
ёмкость одного конденсатора. При этом ёмкости нейтродинных
конденсаторов окажутся не равны и будет выполнено лишь условие баланса моста,
изображённого на рис. 14.96 относительно главных диагоналей между
точками С] сг и аг аг\
Сн\ £«з = СаслСасг» «,(14.6.1)
Из изложенной в п. 14.5 теории нейтрализации двухтактной схемы
следует, что этого недостаточно. Необходимо. чтобы отсутствие прямого
прохождения получилось при одинаковых ёмкостях Cw1 и Ст. Для этого
следует ёмкость одного из нейтродинных конденсаторов несколько изменить
- и, регулируя плавно ёмкость другого конденсатора, вновь достигнуть
отсутствия прямого прохождения при условии CHX = CHi- О равенстве ёмкостей
можно судить на-глаз по указателям на шкалах, поскольку конденсаторы
выполняются конструктивно идентичными.
После того, как схема нейтрализации настроена, следует включить
анодное напряжение и проверить, получается ли совпадение экстремумов токов
анода и сетки при настройке анодного контура. Расхождение экстремумов
указывает на наличие обратной реакции, а следовательно, и на плохую
нейтрализацию. В таком случае следует подобрать нейтродинные ёмкости
более тщательно.
14,7. Учёт индуктивностейЗ вводов
В предыдущих разделах теория нейтрализации излагалась без учёта ин-
дуктивностей вводов внутри ламп и соединительных проводов вне ламп.
Такая теория оправдывается лишь до тех пор, пока можно пренебречь
падением напряжения на индуктивное!ях вводов. Схема генератора с учётом
индуктивностей вводов представлена на рис. 14.11а. Точки включения
электродов .«пампы а', с', к' отделены от истинных электродов внутри лампы а,
с, к индуктивностями La, Lc, LK. Под этими индуктивностями разумеется
сумма индуктивностей внутри лампы и соединительных проводов. Из схемы
на рис. 14.11а следует, чго при заданных напряжениях на электродах токи
через междуэлектродные ёмкости возрастают пропорционально частоте.
Следовательно, падения- напряжения на индуктивностях вводов возрастают
пропорционально квадрату частоты. Отсюда ясно, что на достаточно высоких
частотах учёт индуктивностей вводов становится необходимым.

эв§
Глава 14
Величины междуэлектродных ёмкостей и индуктивностей вводов зависят
©т конструкции ламп и монтажа ступени. Поэтому нельзя указать точно той
длины волны, начиная с которой необходимо учитывать влияние
индуктивностей вводов. Ориентировочно можно сказать, что для ступеней мощностью
порядка 20 кет эта волна лежит в районе 20—25 л*. ^
На примере'схемы рис. 14.11а рассмотрим, какие новые явления
возникают за счёт индуктивностей вводов.
На рис. 14.1 \б представлена схема рис. 14.11а, перечерченная в ином
виде. Из рис. 14.115 следует, что напряжение прямого прохождения полу-,
чается на нагрузке г за счёт двух факторов. С одной стороны, за счёт
проходной ёмкости Сас- Это явление было подробно разобрано выше. С
другой,—за счёт индуктивности ввода катода LK, которая благодаря присутствию
ёмкостей Сск и СаК также играет роль элемента связи цепи внешнего
возбуждения и нагрузки.
При наличии индуктивностей вводов явление прямого прохождения
сложным образом, зависит от частоты. Для компенсации его можно было бы
применить известную схему нейтрализации со стороны сетки. "Однако такая
схема дала бы возможность получить устранение прямого прохождения
только на одной частоте. Чтобы получить нейтрализацию в диапазоне частот,
Рис. 14.12.
надо строить цепь нейтрализации подобно тому, как построена цепь прямого
прохождения в самой лампе. В результате получаются так называемые
сложные мосты нейтрализации. Одна из таких схем описывается ниже. На
з"той схеме будут одновременно разобраны и вопросы устранения обратной
реакции на 'предыдущую ступень и обратной связи на сетку.
В заключение необходимо рассмотреть ещё одно важное явление,
вызванное наличием индуктивности в катоде. За счёт индуктивности в катоде
часть анодного тока ответвляется в источник возбуждающего напряжения
и нагружает его. Мощность, которую при этом развивает источник
возбуждения, выделяется в анодной нагрузке.
Чтобы рассмотреть это явление подробнее, положим для простоты Сас =0»
Lc = 0 и будем считать, что внутреннее сопротивление источника
возбуждения равно нулю. Тогда получим схему, представленную на рис. 14.12а.*
Для наглядности чертежа на этой схеме ёмкость Сск и индуктивность £*,
показаны включёнными вне лампы. Индуктивность La принципиальной роли
не играет, её можно учесть в нагрузке г.

Нейтрализация 381
Будем считать, что ёмкость ССк и индуктивность LK примерно того же
порядка, что и ёмкость и индуктивность контура. Поэтому падением
напряжения, которое на этих элементах развивают токи сетки и анода по
сравнению с напряжением за счёт действия внешнего источника, можно
пренебречь. Следовательно, амплитуды напряжений на ёмкости Uc и
индуктивности UK будут связаны соотношением:
/с
— - _ а)2£кСск = — ^2 ' (14.7.1)
JQ
где
2
а)0 =
Lr£c
Обычно рабочая частота значительно ниже собственной частоты
контура LjsCck (ш < (о0). Поэтому при определении напряжения источника
внешнего возбуждения активные потери в контуре можно не учитывать:
ие=ие+ип=ие[ ^—~Л ■ (14.7.2)
' При w < ш0 полярность напряжений Uq, UK, 1/смя некоторых моментов
времени будет такой, как представлено на рис. 14.12а.
Далее на этом рисунке показано соответствующее указанной полярности
«,- иоложительное направление первой гармоники анодного тока в катодном
рроводе. Если бы LK = О, то ток 1а1 прошёл бы вправо через нагрузку г.
,' Однако теперь в точке к происходит разветвление этого тока на две
©оставляющие. Одна из них /fll пойдёт через ССк и Uc, вторая/а1 через
£*. На рис. 14.126 представлена векторная диаграмма, объясняющая фазовые
^отношения между этими токами. Вектор UK означает то напряжение,
которое в отсутствии внешнего воздействия (Uc = 0) развивает ток /а1 на
рараллельном контуре /.«Сек* По модулю напряжение UK значительно мень-
- Ще напряжения £/«» которое создаётся внешним возбуждением. Поэтому
выше оно во внимание не принималось. При <о < ш0 упомянутый кон-
" тур представляет индуктивное сопротивление, поэтому на диаграмме
рис. 14.126 вектор тока 1а1 отстаёт от UK на угол к/2. В остальном
диаграмма не нуждается в пояснениях. Существенно подчеркнуть, что фазы
TWOB /_ и 1а1 противоположны, а фазы токов /д1 и 1ах совпадают. Это
значит» что для принятой на рис. 14.12а полярности напряжений направление
* токов 1а и /а1 будет таким, как показано стрелками. Отсюда ясно, чт©
то* /в1*служит активной нагрузкой для источника возбуждения.
Для определения тока / можно написать выражение:
1 * Ы1ЫС
Vi~lai io>C ~ 'с
lw/, -f- г—-n

382
Глава 14
Отсюда следует:
(О2
2
/ -_-^-/
со 0
Через источник внешнего возбуждения ещё идёт реактивный ток,
который развивает напряжения [/с и £/к. Этот ток не создаёт активной нагрузки
на источник возбуждения и поэтому пока его можно не учитывать.
Для расчёта мощности, развиваемой источником внешнего возбуждения,
схему на рис. 14.12а можно заменить эквивалентной, показанной на рис. 14.12в.
Здесь напряжения Uc и UK заменены двумя внешними источниками. Мощность,
развиваемая источником внешнего возбуждения Uc на рис. 14.12а,
определится как сумма мощностей, развиваемых источниками Uc и UK на
рис. 14.12в*
Рв = ~~2~ 'ciUc — ~2~ *aiUк-
Знак минус перед вторым слагаемым поставлен потому, что
согласно (14.7.1) UK — величина отрицательная. Нетрудно проверить, что второе
слагаемое можно было бы согласно схеме на рис. 14.12а определить по
формуле: — -у l'at U'e.
После замены UK через Uc согласно (14.7.1) получим
рв=4"( 7« -*- z*Im \Uc'- (i4J,3)
Вторым слагаемым в этой формуле учитывае1ся мощность, кохорая
развивается источником внешнего возбуждения за счёт нагрузки его частью
анодного тока. Из рассмотрения рис. 14.12в следует, что эта мощность
добавляется к мощности, развиваемой источником питания анодной цепи в
нагрузке z. Положим, что нагрузка в анодной цепи настроенная, т. е.
фазы 1а1 и Ua совпадают. В соответствии с указанным направлением 1ал
полярность напряжений Ua и Ua будет такой, как обозначено на рис 14.12в
Отсюда следует, что напряжение Ua больше Ua на —UK:
U'a =Ua-UK.
Знак минус поставлен потому, что согласно ф-ле (14.7.1)
UK—-отрицательно.
Для мощности в нагрузке получим выражение:
1_ , _1_ J_
°я — 2 ^ai^a = ~2~ Ч1 а 2 °1^к-
Первое слагаемое есть мощность, развиваемая в анодной цепи
источником питания. Второе слагаемое есть добавок к мощности, доставляемой из
анодной цепи предыдущей счупени.

•Нейтрализация
:J83
Таким образом, присутствие индуктивности в катоде приводит к тому,
что при определении мощности предыдущей ступени надо принимать во
внимание не только ток сетки, но и часть анодного тока. В результате
мощность предыдущей ступени приходится выбирать больше.
Для учёта реакции, которую оказывает цепь сетки последующей
ступени на анодную цепь предыдущей, можно последующую ступень заменить
эквивалентной схемой, представленной на рис. 14.12г. Активное входное
сопротивление следует определить таким образом, чтобы мощность, на нём
теряемая, была равна мощности возбуждения согласно ф-ле (14.7.3), т. е.
Ра =
U
'2
We
Отсюда} после подстановки (14.7.С)""и замены Uc через
но (14.7.2) получим:
Rex
ис
соглас-
Uc "^ wg Uc
Г
1—
Введём приведённую крутизну для тока сетки 5С1 = тт-
и для тока
анода\5?а1 — тг~. Кроме того, ^поскольку ш < ш0, то второй множитель
& скобках отбросим. В результате получим приближённо:
1 <о»
Ъ ~ "ci "г sf^ai-
(14.7.4)
Эта формула показывает, что активная составляющая входной
проводимости состоит из двух частей. Первая обусловливается сеточным током, а
вторая анодным током за счёт катодной индуктивности. Эта проводимость
С увеличением частоты возрастает пропорционально w2.1
14.8. Нейтрализация [по схеме сложного моста
Цель нейтрализации по схеме сложного моста состоит в том, чтобы
получить равновесие моста в широком диапазоне частот. Дело здесь не только в том.
что при смене волн требуется новая регулировка нейтродинных
конденсаторов, но, главным образом, в том, что отсутствие баланса моста в широком
Диапазоне приводит к появлению паразитных колебаний, лежащих в
диапазоне метровых волн.
Первое предложение о применении сложного" моста принадлежит
В- В. Татаринову. Согласно его схеме для создания цепи нейтрализации
устанавливаются специальные неработающие лампы той же конструкции,
что и работающие. Дальнейшая разработка этого вопроса была выполнена
I- А. Зейтлёнком. Предложенная им схема представлена на рис. 14.13а. На
этой схеме LK и Lc означают индуктивности вводов катода и сетки с
добавлением к ним внешних индуктивностей для настройки, LH — индуктивность
нейтродинных шин. Перемещая точки включения внешнего возбужде
ния с, с2 вдоль шин, можно изменять соотношение между Lc и ^«>

384
Глава 14
qh—нейтродинные конденсаторы. Индуктивнооь вводов анодов на рис. 14.13а
не показана, так как обычно нейтрализация применяется в выходных ступенях
большой мощности, где устанавливаются генераторные триоды с внешним
анодом, у которых La = 0. На рис. 14.13в показана соответствующая
рис. 14.13а схема сложного моста.
Для достаточно длинных волн падением напряжения на индуктивностях,
входящих в эту схему, можно пренебречь и, следовательно, заменить их
короткими замыканиями. Тогда получится схема простого моста,
аналогичная рассмотренной выше на рис. 14.95. Как было показано в п. 14.5, условие
нейтрализации такой схемы сводится к равенству:
Саа — Lac, == ^н\ ~ СН2 . {14.8.1)
При учёте индуктивностей в плечах моста, как видно из рис. 14.135,
прямое прохождение может быть полностью устранено лишь в том случае,
Рис 14.13.
когда'обе половины схемы относительно вертикальной диагонали аха2
идентичны. Для того, чтобы достигнуть этого, надо было бы между точками на
неитродинных шинах Ьх и Ь2 и катодами ламп kxk2 включить дополнительные
емкости Сн\, Сн2, показанные на рис. 14.135 пунктиром.
Тогда при условии выполнения равенства (14.8.1) для устранения
прямого прохождения потребовалось бы ещё выполнить аналогичное условие для
индуктивностей, входящих в плечи моста^
^•ci — .Лег = ^м1-,= ^H2'ji (I4.8.2)
На самом деле показанные пунктиром ёмкости Гне включаются. Их
включение и невозможно, так как точки катодов kx и k2 расположены
внутри лампы и недоступны.
В большей степени можно было бы приблизиться к равновесию моста,
если заменить элементы Сн, LH, Сн и т. д. специально включаемой
неработающей лампой согласно схеме нейтрализации, предложенной В. В. Тата-
риновым. Экспериментальная проверка показала, что схема на рис. 14.13
удовлетворительно работает и без ёмкостей Сн С'Но .

Нейтрализация
385
Рассмотрим, как в данной схеме устраняется обратная реакция на
предыдущую ступень и на сетку. Будем считать, что обратная реакция
создаётся напряжением на ёмкостях контура d и С2.
Чтобы найти условия отсутствия обратной реакции на сетку, генераторы
UC1 и UC2 следует заменить короткими замыканиями. Тогда выявятся так
называемые частичные мосты с диагоналями анод — земля и сетка — катод.
При заданных напряжениях на ёмкостях Сх и С2 напряжения на
ёмкостях С(к1 и Сскз будут отсутствовать, если так подобрать индуктивность
в катоде, чтобы выполнялись условия баланса частичных мостов.
Считая, что схема симметрична в том смысле, что для неё выполняются
равенства (14.8.1) и (14.8.2) и что, кроме того, CCki = ССщ = ССк. получим
условие равновесия частичных мостов в виде:
LK.= U-~-. (14.8.3)
Условия нейтрализации должны выполняться в широком диапазоне
частот, поскольку в уравнения баланса (14.8.1), (14.8.2) и (14.8.3) частота не
входит. По поводу обратной реакции необходимо подчеркнуть, что
фактически она создаётся не напряжениями на ёмкостях контура Сг и С2, а
анодными напряжениями, действующими на ёмкостях СаК1 и Сакъ- Полное устранение
обратной реакции на сетку возможно лишь при условии, если напряжения
на ёмкостях СаК и индуктивностях LK точно синфазны относительно
катодов. В действительности, однако, это не имеет места, поэтому и
обратная связь на сетку только ослабляется, но полностью не устраняется. Вообще
описанная схема двойного моста работает тем лучше, чем меньше
величина LK Согласно ф-ле (14.8.3) LK пропорциональна отношению Сас1Сак,
которое значительно больше единицы. Это обстоятельство является
неблагоприятным для устранения обратной связи.
Как показано в п. 14.7, большая индуктивность в катоде невыгодна еще
и потому, что пропорционально LK увеличивается мощность, потребляемая
от предыдущей ступени.
Из ф-лы (14.8.3) следует, что для уменьшения LK желательно
уменьшать Lc, а следовательно, и LH согласно (14.8.2). Чтобы достигнуть этого,
надо стремиться к компактной конструкции ступени с короткими нейтро-
дипными шинами, у которых индуктивность мала.
Настройка сложного моста производится следующим образом. Сначала на
самой длинной волне диапазона подбираются нейтродинные ёмкости на
устранение прямого прохождения. При этом влиянием индуктивностей можно
пренебречь. В результате удовлетворяется условие (14.8.1). Затем на самой
короткой волне диапазона на минимум прямого прохождения подбираются
точки включения возбуждения ci и с2 на нейтродинных шинах. В
результате удовлетворяется условие (14.8.2). Далее на промежуточной волне
диапазона на минимум прямого прохождения подбираются катодные
индуктивности. Затем опять следует вернуться на длинную волну и вновь
повторить ещё раз весь цикл настройки.
Описанная схема сложного моста, хотя и обладает значительными
преимуществами перед обычной двухтактной схемой с нейтродинными ёмкостями,
всё же не даёт полного устранения обратной связи в широком диапазоне
частот. Возможность паразитных колебаний, возникающих по двухтактной
схеме, полностью не устраняется. Чтобы избавиться от них, требуется
тщательная наладка схемы. Более простой и устойчивой в работе оказалась
схема с заземлённой сеткой Бонч-Бруевича, которая находит широкое
применение. Описание этой схемы д> но ниже.

386 Глава 14
14.9. Схема с заземлённой сеткой Бонч-Бруевича
Схема с заземлённой сеткой была предложена М. А. Бонч-Бруевичем
в 1929 г. Преимущества этой схемы перед обычной схемой с заземлённым
катодом оказываются существенными в диапазоне метровых волн и
смежном с ним участке диапазона коротких волн, а также в диапазоне увч.
Практическое применение эта схема нашла не сразу, а постепенно, главным
образом, за последнее деся1илетие в связи с освоением диапазона увч.
В настоящее время она получила значительное распространение и в
диапазоне коротких волн.
Принцип работы генератора ' по схеме с заземлённой сеткой можно
уяснить из рассмотрения рис. 14.14а. Возбуждающее напряжение Ue
включается между катодом и сеткой, нагрузка г включается между анодом и
сеткой. На схеме показана полярность, соответствующая положительному
направлению напряжений на участках сетка — катод Uc, анод—катод Ua
и анод — сетка Uac- Там же показано положительное направление первых
гармонических токов анода и сетки.
Ф(а)
Рис. 14.14.
Рассмотрим энергетический баланс в этой схеме, начав с цепи
возбуждения. На схеме рис. 14.14а видно, что через источник внешнего
возбуждения Uc протекает сумма токов сетки и анода, т. е. ток эмиссии. Первые
гармоники этих токов служат нагрузкой для генератора Uc. Отдаваем-ая им
мощность возбуждения определяется выражением:
1 1 т I
Рв = ~2"(^сг + Iai)Uc =* -rjrJciUc + Г"2~ ^aiUc.
Первое слагаемое представляет мощность, потребляемую цепью' сетки.
Второе — есть мощность, которая передаётся в цепь нагрузки, включённой
между анодом и сеткой. Это обстоятельство станет очевидным после
рассмотрения энергетического баланса в цепи нагрузки.
Поскольку нагрузка включена между анодом и сеткой, амплитуда
напряжения на ней равна сумме амплитуд на сетке и аноде
Uac = Uc + Uа.
Через нагрузку протекает первая гармоника анодн ого тока. Развиваемая
ею мощность равна
1
Рн = -—laiUac = -1 1лие + -±- 1ти.
ai^w

Нейтрализация 387
Из этого выражения следует, что мощность в нагрузке состоит из двух
слагаемых. Первое есть мощность, доставляемая в цепь нагрузки из цепи
возбуждения. Второе есть мощность, развиваемая источником питания
анодной цепи.
Произведём сравнение генератора с заземлённой сеткой с генератором
по схеме с заземлённым катодом. У генератора с заземлённым катодом, как
было показано в п. 14.7, источник внешнего возбуждения грузится тем
большей частью анодного тока, чем больше индуктивность в катоде. В схеме с
заземлённой сеткой источник возбуждения грузится полным анодным током
независимо от величины индуктивностей вводов. Поэтому мощность,
потребляемая от возбудителя при заземлённой сетке, значительно больше, чем
при заземлённом катоде.
Если положить, что индуктивность в катоде отсутствует (LK = 0), то
увеличение мощности возбуждения получается во столько раз, во скОль-
/С1
ко (Ли+Ая) больше /С1. В критическом режиме можно считать j—=*0,15,
*а\
Отсюда следует, что в схеме с заземлённой сеткой мощность возбуждения
против схемы с заземлённым катодом увеличивается примерно в 8 раз.
В действительности Ькф0, и мощность возбуждения увеличивается в
меньшей степени. Активная составляющая входной проводимости при
заземлённой сетке определяется выражением: }i
1 *"*/«+/«
вех rv ис _ •
/ + I
Если£ввести приведённую^крутизну для тока эмиссии Sj a^fll_ r^X ,
то получим;
ex \ vc
Приведённая крутизна тока эмиссии определяется нижним углом отсечки
анодного тока 8г = S^ (6). Реакция нагрузки и питающих напряжений
сказывается на величине входного сопротивления в той мере, в какой
от них зависит нижний угол отсечки. Можно утверждать, что входное1
сопротивление генератора с заземлённой сеткой более стабильно, чем
входное сопротивление ступени с заземлённым катодом, которое в значи*
тельной степени определяется током сетки. Поэтому кпд контура
предыдущей ступени, работающей на генератор с заземлённой сеткой, можно
брать достаточно высоким, например, riK = 0,5—0,7. В результате
увеличение мощности возбудителя при схеме с заземлённой сеткой против схемы
С заземлённым катодом получается в 2—4 раза. Если ступень с заземлённой
сеткой подвергается амплитудной модуляции, вопрос об изменении Rex
должен рассматриваться особо.
На рис. 14.140 показана эквивалентная схема с учётом междуэлектрод-
вых ёмкостей и индуктивностей вводов. Сравнение этой схемы со схемой
8а рис. 14.110 для генератора с заземлённым катодом показывает, что они
Фйинаковы по начертанию. Различие сводится только к тому, что катод и
% сетка поменялись местами. Поэтому схема с заземлённой сеткой
ч4ст0 называется инверсной. Отсюда следует, что вопрос о прямом про-
*<ЩДении в схеме с заземлённой сеткой с качественной стороны стоит
совершенно так же, как и в генераторе с заземлённым катодом. Однако с
количественной стороны получается существенная разница Если в схеме с
заземлённым катодом элементами связи между цепью возбуждения и uei ь
25»

388
Глава 14
сетки являются ёмкость Сас и индуктивность LK, то в схеме с заземлённой
сеткой такими элементами являются ёмкость СаК и индуктивность Lc.
Сетка действует, как электростатический экран между катодом и анодом,
и перехватывает часть электрических силовых линий. Поэтому СаК всегда
меньше Сас В лампах, предназначенных для работы с заземлённой сеткой,
для уменьшения Сак сетка делается густой, т. е. с малой проницаемостью.
При кольцевом выводе сетки индуктивность также может быть сделана
весьма малой. Таким образом, прямое прохождение и обратная реакция при
схеме с заземлённой сеткой оказываются значительно слабее. Чтобы
ослабить их ещё больше, может применяться та же схема сложного моста,
которая описана в п. 14.8.
Генераторы с заземлённой сеткой обычно применяются в выходных
ступенях передатчика по двухтактной схеме. На рис. 14.15 показана такая
схема для диапазона метровых волн на линиях, которые замещают
индуктивности контуров между катодами и между анодами. Настройка линий
производится короткозамыкающими мостиками. На катодную линию возбуждающее
напряжение подводится от предыдущей ступени при помощи фидера.
Рис. 14.15,
Для нейтрализации между катодами и анодами обоих плеч включены
нейтродинные ёмкости. Они подбираются так, чтобы СН\ = СН2 = Сак\ = Сакг-
Кроме того, точки включения катодного контура могут перемещаться
вдоль нейтродинных шин, чтобы выполнить условие Lw = LH2 = LK1 — LK2.
Иногда блокировочные ёмкости в цепи сетки подбирают так, чтобы они
нейтрализовали действие индуктивности ввода сетки на рабочей волне.
Если пренебречь ипдуктивпостями вводов, то вносимая ёмкость между
анодами равна
Caial == ~~2~СаС-{- Са%-
Для схемы с заземлённым катодом эта'ёмкость определяется
выражением:
Caia2 = Сас ~г ~2~Сак-
Поскольку ёмкость 'Сас значительно больше ёмкости СаК, то выходная
емкость двухтактной схемы с. заземлённой сеткой почти вдвое меньше
выходной ёмкости схемы с.заземленным катодом. Это обстоятельство является
серьёзным достоинством схемы с заземлённой сеткой, особенно в
диапазоне коротких и метровых волн.

Нейтрализация
289
f4.10. Уменьшение проходной ёмкости электростатическим
экранированием
Принцип электростатического экранирования можно уяснить из схемы
на рис. 14.16а. Для устранения электрической связи между генераторами
переменного тока 1 и 2, имеющими общую точку О, надо поставить экран»
перехватывающий электрические силовые линии, идущие от генератора 1 к
генератору 2. Экранирование будет полным при соблюдении трёх условий:
1) экран должен быть соединён с общей точкой обоих генераторов; 2) экран
должен перехватывать все линии электрического поля; 3) сопротивление
экрана для переменного тока той частоты, с которой изменяется напряжение
генераторов, должно быть равно нулю.
Два первых условия очевидны. Третье становится ясным, если учесть,
что через экран замыкаются ёмкостные токи, создаваемые обоими
генераторами. Поэтому сопротивление экрана является сопротивлением связи
между цепями генераторов.
Рассмотрим теперь, в_ какой мере эти условия удовлетворяются в тет-
подных генераторах.
Рис. 14.16.
г!а[рис. 14.166 представлена эквивалентная схема'летродпого генератора,
на которой учтены междуэлектродные ёмкости и индуктивность ввода
экранирующей сетки. Эта схема показывает, что электростатическое
экранирование оказывается неполным по двум причинам. Во-нервых, остаётся
некоторая проходная ёмкость Caci, поскольку на экране не заканчиваются все
электрические силовые линии, а часть их проникает через его отверстия.
Во-вторых, за счёт индуктивности ввода экранирующей сетки Lci.
И проходная ёмкость, и индуктивность ввода малы. Поэтому в
диапазоне средних и примыкающем к нему участке диапазона коротких волн с
их действием можно не считаться. Но на участке диапазона коротких волн,
примыкающем к диапазону метровых волн, индуктивное сопротивление
ввода экранирующей сетки становится причиной прямого прохождения,
обратной реакции и даже самовозбуждения.
Для расчёта прямого прохождения ,н обратной реакции целесообразно
три ёмкости, соединённые треугольником, пересчитать в соединение
звездой. Тогда схема на рис. 14.166 преобразуется в схему, представленную
на рис. 14.16з. Емкости на схеме рис. 14.16s выражаются через",
междуэлектродные ёмкости на схеме рис. 14.166 следующими формулами:
CV
sec
с2
SZCC ICC
тг- : Ся = -7г—
где
*-_^i> ^acCcc2 "1 СасСас2 ~г Ссс^Сис:-

390 Глава 14
Поскольку проходная ёмкость Сас обычно значительно меньше ёмкостей
Ссг2 и Сас2, то точные выражения для ёмкостей d, С2, С% можно заменить
приближёнными^
Г ~ Г • ' Г" ~ Г" • С ~ ^ДС2 Ссс2
~ ' На схеме рис. 14.16в действие проходной ёмкости учитывается ёмкостью
С8. Поскольку величина проходной ёмкости обычно измеряется десятыми и
сотыми долями микромикрофарады, то ёмкость Cs получайся порядка тысяч
микромикрофарад.
При идеальном экранировании на рис. 14.16в между общей точкой трёх
ёмкостей и землёй должно бы быть короткое замыкание. Из рис. 14.16в следует,
что существует такая частота, при которой условие идеального экранирования
выполняется. Эта частота соответствует резонансу напряжений в цепи СгЬс2 и
называется частотой самонейтрализации — со0. Явление самонейтрализации
показывает, что токи прямого прохождения за счёт действия проходной
ёмкости и за счёт действия индуктивности ввода имеют противоположные
фазы. На частоте самонейтрализации эти токи сравниваются по величине и
получается их взаимная компенсация. На частотах со < со0 прямое
прохождение определяется, главным образом, действием Сас, а на частотах со > &>0 —
действием Lc2. To же самое имеет место и в отношении тока обратной
реакции. Явление самонейтрализации было впервые исследовано С. А. Зус-
мановским.
В предыдущих рассуждениях ради простоты не учитывалась
индуктивность ввода катода, которая на самом деле вместе с междуэлектродными
ёмкостями также является элементом связи между нагрузкой и цепью
возбуждения. Индуктивность в катоде приводит, как показано в п. 14.7, к
понижению входного сопротивления ступени.
Для борьбы с действием индуктивности Lc2 некоторые результаты может
дать подбор блокировочной ёмкости в цепи экранирующей сетки, при
котором частота самонейтрализации становится равной рабочей. Недостаток
такой нейтрализации состоит в том, что она не обладает диапазонностыо,
Отсутствие обратной реакции на рабочей частоте ещё не даёт гарантии, что
не возникнет самовозбуждение на частоте, несколько отличной от рабочей.
Для повышения „частотного потолка" лампы необходимо, чтобы
индуктивность Lc2 начинала сказываться на ьозможно более высоких частотах,
т. е. чтобы частота со0 была возможно выше. С этой целью применяются
специальные конструкции ламп с малой индуктивностью ввода экранирующей
сетки, в частности тетроды с кольцевым выводом экранирующей сетки.
Существенные результаты удаётся получить в сдвоенных лампах.
Наиболее совершенная конструкция этого типа создана в СССР С. А. Зус-
мановским в 1939 г. Его сдвоенный тетрод приспособлен для включения по
двухтактной схеме. Эта лампа имеет индивидуальные управляющие сетки
и аноды, но экранирующая и защитная сетки у неё общие. Внутри лампы
помещён конденсатор для закорачивания защитной сетки по высокой частоте
с катодом. Значительное ослабление действия индуктивности ввода
экранирующей сетки в этой лампе достигается за счёт того, что при полной
симметрии схемы ёмкостные токи через Ccct или Сас2 замыкаются внутри лампы,
так что индуктивность вводов играет роль лишь в^той мере, в какой
нарушена симметрия.
ЛИТЕРАТУРА
1. М. С. Нейман. „Нейтродинные схемы". «Электросвязь* №8,
1928.
2. М. А. Бонч-Бруевич. «Новый способ нейтродинирования
ламповой схемы". „Радиофронт" № 3—4, 1931.

Нейтрализация 391
3. Г. А. Зейтлёнок. „Теория нейтрализации каскадовпередаачика*.
.Техника радио и слабого тока' № 5—6, 1932.
4. С. А. 3 у с м а но в с ки й. .Нейтрализация внутриламповых связей
в передатчиках". ИЭСТ № 1, 1935.
5. С. А. 3 у с м а н о в с к и й. „Двухтактный пентод". ИЭСТ №7—8,
1939.
6. М. С. Нейман. „Исследование системы нейтрализации по методу
двойного моста". ИЭСТ № 3, 1938.
7. Г. А. Зейтлёнок. „Теория сложных схем нейтрализации". ИЭСТ
№ 7, 1938.
8. 3. И. Модель и И. X. Невяжский. „Курс
радиопередатчиков" т. II, разд. 3 „Нейтрализация" 1940.
9. 3. В. Т о п у р и а и В. М. Тимофеев. „Некоторые вопросы
устойчивости и выбора схемы мощной ступени коротковолнового
передатчика. „Радиотехника" № 3—4, 1946.

ГЛАВА 15
ПАРАЗИТНЫЕ КОЛЕБАНИЯ
15.1. Виды паразитных колебаний и способы борьбы с ними
В генераторах с внешним возбуждением и автогенераторах часто
возникают автоколебания на частотах, значительно отличающихся от рабочей
частоты. Такие автоколебания называются паразитными. Частота паразитных
колебаний определяется различными паразитными контурами, которые
образуются индуктивностями соединительных шин, междуэлектродными и
нейтродинными ёмкостями, блокировочными дросселями и конденсаторами.
С учётом всех этих элементов генератор представляет сложную
автоколебательную систему, обладающую многимь. собственными частотами. Если
для некоторых из этих частот выполняются условия самовозбуждения, та
возникают паразитные колебания. При выполнении благоприятных условий
для генерирования паразитных колебаний наблюдаются большие токи и
напряжения на тех элементах схемы, которые на них не рассчитаны. Поэтому
паразитные колебания являются причиной повреждений различных деталей
генератора: перегорания дросселей из-за большого тока, гибели ламп из-за
чрезмерного разогрева ввода сетки, выделения газа и т. п.
В других случаях паразитные колебания бывают слабыми и в генераторе
с внешним возбуждением существуют вместе с основными колебаниями. В
таком случае они приводят к уменьшению полезной мощности. При
модуляции они могут быть причиной искажений.
Встречаются и такие паразитные колебания, для которых в точке
равновесия генератора с внешним возбуждением условия самовозбуждения не
выполняются, но при подаче внешнего напряжения происходит их
возбуждение. Особенно трудно обнаружить такие паразиты, которые возникают
при амплитудной модуляции лишь в течение некоторой части периода
модулирующего напряжения.
Из сказанного ясно, что паразитные колебания подлежат обязательному
устранению. Поэтому налаживание всякого генератора начинается с era
обследования на паразитные колебания.
Для генератора с внешним возбуждением паразитные колебания следует
отличать от явления самовозбуждения на рабочей частоте, которое
возникает из-за плохой нейтрализации. При этом частота автоколебаний
определяется параметрами основных колебательных контуров, включённых в цепях
сетки и анода.
Паразитные колебания можно классифицировать по их частоте.
Колебания на частотах, выше рабочей, обычно возникают в диапазоне метровых
Bof н и определяются индуктивностями соединительных шин и вводов,
междуэлектродными и нейтродинными ёмкостями. Колебания на частотах, значительна
ниже рабочей (обычно в диапазоне сотен метров), определяются
индуктивностями блокировочных дросселей и поэтому называются дроссельными.
Если ступень состоит из двух ламп, то паразитные колебания следует
ещё классифицировать по соотношению фаз напряжений на одноимённых
электродах каждой из ламп относительно земли. Если эти фазы отличаются
на к, то такие колебания называются противофазными или двухтактными.
В частности, двухтактные паразиты бывают и тогда, когда для рабочей
частоты лампы соединены впараллель.

Паразитные колебания
39$
Если фазы напряжений на одноимённых электродах относительно земли
одинаковы, то такие паразиты называются синфазными или однотактными.
Однотактные паразиты часто встречаются в ступенях, включённых для
рабочей частоты по двухтактной схеме.
Может возникнуть вопрос, почему в генераторе с внешним
возбуждением применение нейтрализации не устраняет паразитные колебания. Это
объясняется несколькими причинами.
1) Нейтрализация зависит от частоты. Например, если применена
обычная нейтрализация в диапазоне средних волн, то она не действительна
для паразитов метровых волн за счёт влияния индуктивностей вводов.
2) Принцип действия нейтрализации, как известно, состоит в том, что
на цепь нейтрализации подаётся напряжение в противофазе относительно
напряжения, которое действует в цепи проходной ёмкости. В результате
получается компенсация тока обратной реакции. Однако, при некоторых
типах паразитных колебаний распределение напряжения оказывается таким,
что в цепи нейтрализации действует не противофазное, а синфазное
напряжение. В результате обратная связь за счёт действия цепи нейтрализации
усиливается. В частности, так обстоит дело для дроссельных колебаний.
Рассмотрим теперь в кратких чертах, какими мерами можно уничтожить,
паразитные колебания. Эти меры должны быть направлены на то, чтобы
нарушить условия самовозбуждения для паразитов. Условие самовозбуждения
имеет вид:
{k-lD)RjSe> 1.
Чтобы нарушить его, надо уменьшать либо коэффициент обратной связи
k, либо сопротивление нагрузки Ra . He следует забывать, что здесь речь
идёт о k w Ra для паразита. Метод уменьшения Ra применяется наиболее
часто. Обычно дело сводится к тому, что для уменьшения R^ включается
активное сопротивление в ту цепь, где проходит большая часть контурного
тока паразитного колебания. Это сопротивление называют антипаразитным.
При выборе места включения антипаразитного сопротивления необходимо
позаботиться о том, чтобы на рабочей частоте теряемая на нём
мощность была бы достаточно мала.
В генераторах средних волн наиболее подходящим местом для
включения сопротивления против высокочастотных, паразитов является ввод цепи
сетки. Через этот провод должен проходить значительный ток паразита, в
то же время на рабочей частоте здесь идёт только сеточный ток. Другим
местом включения такого сопротивления является цепь анода. Чтобы
избежать падения напряжения на антипаразитном сопротивлении от токов
рабочей частоты и постоянной слагающей, обычно сопротивление шунтируется
индуктивностью.
Для генератора~коротких волн включение антипаразитного сопротивления
в цепь сетки недопустимо, так как входная ёмкость составляет значительную
часть ёмкости контура и через неё идёт большой ёмкостный ток. Включение
такого сопротивления привело бы к недопустимой потери мощности на
рабочей частоте.
Другой способ уменьшения Ra для паразитов метровых волн состоит в
том, что при конструировании ступени надо возможно теснее располагать
лампы и контур для того, чтобы длина соединительных шин получилась
возможно короче. Кроме того, желательно применять широкие шины.
Цель этих мероприятий состоит в том, чтобы свести индуктивность
соединительных шин до минимума. При малой индуктивности шин повысится
частота паразита и уменьшится характеристика его контура, а,
следовательно, уменьшится R^ . В то же время при повышении частоты возникновение
паразитных колебаний затруднено из-за инерции электронов.
Для подавления паразитных колебаний метровых волн применяется ещё
вибратор, настроенный на частоту паразита. Такой вибратор включается к
точке, которая должна нести высокий потенциал паразитного колебания.

594
Глава 15
Сопротивление излучения вибратора вносится в контур паразита и приводит
к резкому уменьшению Ra _
Меры, направленные к уменьшению коэффициента обратной" связи,
сводятся к следующему. Желательно, чтобы участок сетка — катод был замкнут
на ёмкость значительной величины. Тогда для паразитов обратная связь
получается либо положительная, но слабая, либо даже отрицательная.
Чтобы присутствие такой ёмкости не оказывало вредного влияния на режим
генератора с внешним возбуждением по основной частоте, целесообразно
применять ёмкостную связь с контуром предыдущей ступени. Важно обратить
внимание на то, чтобы индуктивность проводов, соединяющих ёмкость с
сеткой и катодом, была минимальной. Иначе для устранения паразитов
метровых волн включение этой ёмкости может оказаться бесполезным. При
дроссельных паразитах уменьшение k можно достигнуть уменьшением
индуктивности дросселя в цепи сетки или увеличением индуктивности дросселя
в цепи анода.
В генераторах на тетродах паразитные колебания наиболее часто
возникают в диапазоне метровых волн за счёт индуктивности ввода и
соединительных проводов в цепи экранирующей сетки.
К числу паразитных колебаний относятся и такие, которые возникают
благодаря паразитной связи между ступенями через общий источник питания.
Кроме колебаний, которые поддерживаются механизмом обратной связи,
ещё наблюдаются паразитные колебания, вызванные падающей
характеристикой сеточного тока. Частота колебаний определяется только параметрами
контура в цепи сетки. Поскольку падающая характеристика у тока сетки
появляется вследствие динатронного эффекта, эти колебания получили
название динатронных. Для устранения динатронных колебаний желательно
генератор поставить в перенапряжённый режим, так как тогда не будет и
динатронного эффекта. Если же это сделать нельзя, то надо либо включить
антидинатронныи кенотрон, либо понизить Ra контура в цепи сетки путём
включения активного сопротивления в подходящее место схемы.
Первая работа по исследованию паразитных колебаний была
опубликована М. А. Ьонч-Бруевичем в 1926 г. Подробное исследование паразитных
колебаний в генераторе с внешним возбуждением по двухтактной схеме
содержится в двух работах, опубликованных И. X. Невяжским в 193J г.
Этому же вопросу посвящены статьи П. В. Шабанова и Г. А. Зейтлёнка,
и|А. Б. Иванова.
15.2. Схемы паразитных колебаний
В предыдущем разделе была дана общая классификация типов
паразитных колебаний и указаны в общих чертах принципы борьбы с ними. Здесь
более подробно описаны некоторые типы паразитных колебаний.
Наиболее часто паразитные колебания встречаются в выходной ступени
мощного передатчика, работающего в диапазоне средних или коротких волн
и построенного по двухтактной схеме на триодах с заземлённым катодом и
нейтрализацией. Один из возможных вариантов такой схемы представлен на
рис. 15.1. Здесь могут быть двухтактные и однотактные паразиты.
Возникновение двухтактных паразитов объясняется индуктивностями
вводов и нейтродинных шин. Часто двухтактные паразиты возникают потому,
что не подобрана индуктивность в катоде, однако, они могут быть и при
полной нейтрализации по методу сложного моста. Волна этих паразитов
соответствует диапазону метровых волн.
За счёт индуктивности шин, соединяющих ёмкости контура Сх с анодами
ламп и ёмкости Са с сетками, внешнее сопротивление между сетками и
анодами может оказаться либо малым ёмкостным, либо индуктивным. В
результате при некоторых значениях параметров может получиться для
паразита двухтактная схема, представленная на рис. 15.2. Здесь контуры между
анодами ах а, и сетками ci c2 заменены некоторыми эквивалентными ин-

Паразитные колебания
395
дуктивностями. Эта схема примерно того же типа, что и двухтактные схемы
метровых волн, которые описывались в п. 11.3. Правда, она усложнена за
счёт присутствия цепей нейтродинных ёмкостей с индуктивностями шин.
Для других типов паразитных колебаний сопротивление между аг at
может быть близким к короткому замыканию. Тогда получится схема,
аналогичная схеме с заземлённым анодом.
В случае передатчиков
средних волн двухтактные паразиты
могут быть устранены включением
антипаразитного сопротивления
непосредственно у вводов сетки
или анода каждой лампы.
В передатчиках коротких волн
включение такого сопротивления,
как объяснялось в п. 15.1,
недопустимо. В этом случае надо
подбирать индуктивности шин в сетке
и катоде для ослабления обратной
связи. Кроме того, важно обратить
внимание на то, чтобы
индуктивность нейтродинных шин была
возможно меньше. Чтобы
укоротить их, надо лампы располагав близко, а конденсатор контура крепить
непосредственно к анодам ламп.
R; 3 Перейдём теперь к рассмотрению однотактных паразитов. В этом
случае напряжения на одноимённых электродах относительно земли равны по
амплитуде и фазе. Поэтому распределение токов и напряжений не
нарушится, если одноимённые электроды соединить коротким замыканием. Тогда
две лампы окажутся включёнными впараллель и их можно заменить одной
эквивалентной лампой с двойной крутизной. Таким образом, из схемы на
рис. 15.1 получается эквивалентная схема для однотактных паразитов,
представленная на рис. 15.3. Эта схема полная, на ней учтены индуктивное iи
вводов, нейтродинных шин LH и шин контурных конденсаторов Lnl и Ln2.
4h
Рис io. i.
Рис. 15.2.
Рис. 15.3,
Однотактные паразиты могут быть либо в диапазоне средних волн, либо
в диапазоне метровых волн. Рассмотрим сначала первый тип. Он
называется дроссельным, так как в контур паразита входят блокировочные дроссели.
Частота дроссельного паразита относительно низкая. Поэтому
индуктивности вводов, нейтродинных шин и контура можно заменить коротким
замыканием, а ёмкости Сак и СсК следует добавить к ёмкостям контуров.
Таким образом, получается эквивалентная схема для дроссельного паразита,
представленная на рис. 15.4. Эта схема по нашей терминологии называется
двухконтурным автогенератором с заземлённым катодом. Существенно под-

ЗЭ6
Глава 15
черкнуть, что при дроссельных паразитах ёмкость неитродинных
конденсаторов добавляется к ёмкости анод — сетка и, таким образом, увеличиваег
коэффициент обратной связи для паразита.
Средством борьбы с дроссельным паразитом может быть включение
активного сопротивления в цепь одного из дросселей. Другим средством
является понижение индуктивности дросселя в цепи сетки и увеличение
индуктивности дросселя в цепи анода. Эта схема сводится к индуктивной
трёхточке и колебания возможны на той из частот связи, которая ниже
собственных частот обоих контуров. Увеличение индуктивности анодного
дросселя приводит^ понижению частоты и уменьшению коэффициента
обратной связи.
Рис. 15.4.
T{RP—f -
Рис. 15.5.
I
/*});,/ой тип однотактного паразит.: соответствует диапазону метровых
волн. С известными оговорками для пего справедлива схема, представленная
на рис. 15.5. Части схемы рис. 15.3, не показанные на рис. 15.5, также
оказывают некоторое влияние, но, главным образом, на мощность колебаний.
Частота же будет определяться контуром, представленным на рис. 15.5. Здесь
цепь нейтродинного конденсатора непосредственно входит в контур паразита.
Поэтому он называется „нейтродинным". Его же иногда называют ,круговым",
так как в действительной, а не эквивалентной, схеме в контур паразита входи г
последовательное соединение двух ёмкостей Сас и двух цепей неитродинных
конденсаторов. Весь этот контур обтекается током в одном направлении,
т. е. „в круговую".
Если пренебречь ветвью из последовательного соединения' 2саК и 2ССпт
шунтирующих ёмкость 2Сас (Рис. 15.5), и положить из условия баланса
моста CH = Cact то получим приближённое выражение для частоты
нейтродинного паразита:
]/-§-('" *Lc}
В передатчиках коротких волн при нейтрализации ruf методу сложного
моста подбирают LH=LC. Тогда получим:
VUCa
Для ступеней на двух лампах мощностью 10 кет каждая нейтродинный
иаразит получается на волнах 4—6 м в зависимости от индуктивности
неитродинных шин.
В передатчиках коротких волн устранение нейтродинного паразита
встречает значительные трудности. Обычно стараются внести активное со-

Паразитные колебания
397
противление в цепь неитродинных конденсаторов. Однако, сделать'эю
просто нельзя, так как по нейтродинным шинам идёт большой ёмкостный ток
рабочей частоты. Поэтому стараются создать избирательную нагрузку,
которая вносила бы большое сопротивление для паразита и малое для
рабочей частоты. С этой целью включают силитовые стержни параллельно
нейтродинным шинам. Благодаря индуктивности нейтродинных шин
значительная часть тока паразита должна проходить по сопротивлению. На рабочей
частоте индуктивное сопротивление шины меньше, чем на частоте паразита.
Поэтому ответвление тока получается меньше. Другой способ уменьшения Ra>
паразита состоит в применении излучающего вибратора, о чём уже говори-
ж>сь в п. 15.1.
ТЯЯЛГ1-^
С
Рис,
В "заключение рассмотрим некоторые типы паразитных колебаний в
автогенераторах. На рис. 15.6а представлена схема индуктивной трёхточки,
г на рис. 15.66" показана эквивалентная схема для паразита. При составлении
этой схемы ёмкость контура на частоте паразита заменена коротким
замыканием, а катушка контура отброшена, как обладающая весьма большим
сопротивлением. В схему на рис. 15.66" входят междуэлектродные ёмкости
и индуктивности вводов и соединительных проводов. Из рис. 15.6 6" следует,
что возможны паразитные колебания по схеме ёмкостной трёхточки на
частоте, значительно выше рабочей. Для^устранения паразита надо включить
сопротивление в цепь сетки.
На рис. 15.7 представлена схема
автогенератора с трансформаторной
связью. Здесь могут быть паразишые
колебания благодаря ёмкости Сас и
паразитной ёмкости Сп между катушками
обратной связи и контура. На основной
частоте в этой схеме могут быть
автоколебания только при соответствующей
взаимной ориентации ритков катушек.
Паразитное колебание может
существовать независимо от направления'витков.
Поэтому, когда обратная связь для рабочей частоты велика, имеют место
нормальные автоколебания, так как быстрое установление этих колебаний
подавляет нарастание паразитных. Но если обратую связь ослабить или сделать
отрицательной, то появляются паразитные колебания. Включение активного
сопротивления у ввода сетки для устранения паразита может не дать
должного эффекта. Из схемы на рис. 15.7 видно, что через ввод сегки идёт лишь
часть тока паразита через ёмкость Сас, а другая его часть, минуя ввод
сетки, проходит через ёмкость Сп. Поэтому целесообразнее включить
антипаразитное сопротивление в нижний провод катушки обратной связи.
В качестве последнего примера на рис. 15.8а приведена однотактиая
схема автогенератора метровых волн. В этой схеме могут происходить
дроссельные паразитные колебания на частоте, значительно ниже рабочей.
Рис. If.8.

398
Глава 15
Эквивалентная схема для дроссельного паразита показана на рис. 15.86".
В контур паразита входят два блокировочных дросселя L$x и Lfc и
блокировочная ёмкость Сб- Индуктивность контура на рабочей частоте, а равно
все индуктивности вводов на частоте паразита заменены короткими
замыканиями.
15.3. Практические методы обследования паразитных
колебаний
При настройке передатчика вопросу обнаружения и подавления пар»
зитных колебаний необходимо уделять большое внимание. Первая задача
заключается в том, чтобы обнаружить паразит и исследовать, к какому
типу он относится, по каким цепям проходит главная часть контурного тока
паразита. Вторая задача состоит в устранении паразита путём включения
антипаразитных устройств или внесения надлежащих изменений в
параметры схемы или её монтаж.
Способы устранения паразитов достаточно подробно были обсуждены
выше, здесь же речь будет идти об обнаружении паразитов и способах
исследования их схем.
Рассмотрим обследование паразитных колебаний на примере настройки
двухтактной ступени по схеме, представленной на рис. 15.1.
Если ступень включается первый раз, то сначала надо произвести
нейтрализацию. Затем надо выяснить, нет ли паразитных колебаний. Для этого
предыдущая ступень выключается. Чтобы паразитные колебания могли
возникнуть, смещение на сетку берётся равным нулю. Во избежание
повреждения деталей и ламп мощными паразитами следует включить пониженное
напряжение накала и пониженное анодное напряжение.
Если после включения имеет место ток сетки или анодный ток
превышает статический, то это значит, что возникли автоколебания. Если же
автоколебаний нет, то надо несколько повысить напряжение чакала и
анодное напряжение.
После того, как автоколебания обнаружены, необходимо установить,
паразит ли это или просто самовозбуждение на рабочей частоте по причине
плохой нейтрализации. Начинать надо с проверки того, к какому типу
относятся колебания: двухтактному или однотактному. Для этого следует
проверить распределение напряжения на различных элементах схемы при помощи
неоновой лампочки, укреплённой на длинном изоляционном шесте. При
самовозбуждении на рабочей частоте напряжение высокой частоты равномерно
распределено между серединой контура и анодами ламп. Свечение лампочки
у анода обычно сильнее, чем у сетки. При однотактных паразитах
дроссельного типа благодаря относительно низкой частоте катушка контура
практически является коротким замыканием. Поэтому напряжение вдоль катушки
контура изменяется слабо.
Если лампочка постепенно потухает при движении вдоль дросселя,
значит, колебания дроссельные. Периодическое погасание и зажигание
лампочки при движении вдоль дросселя указывает на стоячие волны напряжения
вдоль дросселя, характерные для автоколебаний метровых волн.
После того, как распределение напряжения высокой частоты на деталях
генераторов установлено, необходимо измерить волну при помощи
волномера. Если волна близка к рабочей, то это указывает на самовозбуждение
на рабочей волне. При этом частота и интенсивность колебаний сильно
зависят от настройки контуров в аноде и сетке ^т. е. в анодной цепи
предыдущей ступени). Если все проверки согласно указывают на то, что имеет
место самовозбуждение, то надо его устранить более тщательной
нейтрализацией. Если же установлено, что имеют место паразитные колебания, то
после выключения ступени следует ощупать детали. По нагреву различных
элементов схемы можно судить о том, по каким цепям проходит сильный
контурный ток паразитного колебания.

Паразитные колебания
399
Если есть основания полагать, что паразит дроссельного типа, то
полезно в этом убедиться дополнительно путём включения последовательно
с дросселем в анодной цепи некоторой индуктивности. Тогда частота
паразита должна понизиться.
После того, как были внесены те или иные изменения в схему с целью
подавления паразита и колебания остались, необходимо при помощи
волномера проверить волну. Может случиться, что подавление паразита однога
типа даёт возможность установиться колебаниям другого.
В отсутствии паразитов необходимо убедиться при номинальных
значениях напряжений накала и анода, при всех настройках контуров и при
различных сменных катушках. Чтобы выявить слабые паразитные
колебания, полезно задать на сетку небольшое положительное напряжение. Во
время телефонной или телеграфной работы передатчика необходимо
убедиться в отсутствии паразитных колебаний при помощи приёмника.
ЛИТЕРАТУРА
1. М. А. Б он ч-Б р у е в и ч. .Сеточные и анодные паразитные"
колебания в цепях катодных ламп." ТиТбп № 38, 1926.
2. И. X. Н е[в я ж с к и и. „Тесрия паразитных колебаний" ИЗСТ № 7—8
и №".12, 1939.
3. П. В. Шабанов. „О паразитных [колебаниях в коротковолновых
передатчиках". ИЭСТ № 4—5, 1940.
4. Г. А. Зейтлёноки А. Б. Иванов. „Исследование некоторых*
типов паразитных колебаний в передатчиках". ИЭСТ № 7, 1940,

ГЛАВА 16
АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
16.1. Основные понятия
При амплитудной модуляции амплитуда юка в антенне
изменяется в соответствии с напряжением сигнала звуковой
частоты, подводимого к модулятору. Это напряжение называется
модулирующим. График модулирующего напряжения во
времени может иметь сложную и разнообразную форму. Однако, при
испытании передатчиков обычно используется гармоническое
напряжение модуляции от тонального генератора. В теории ради
простоты также обычно предполагается, что "модулирующее
напряжение синусоидально.
Режим передатчика при отсутствии модуляции будем
называть режимом молчания.
При синусоидальном модулирующем напряжении
уравнение модулированного тока имеет вид:
i—IM0J} f яг cos S t)zos®t, (16.1.1)
где I Ч01 — амплитуда тока в режиме молчания, т —
коэффициент или глубина модуляции; 1- = 2 kF — угловая частота
модуляции, to — 2tf — угловая высокая частота. Здесь среднее
значение огибающей равно току в режиме молчания. В таком случае
говорят, что модуляция симметричная.
При несимметричной модуляции среднее значение огибающей
не равно амплитуде тока в режиме молчания. Скачки среднего
тока при появлении и исчезновении модулирующего
напряжения вызывают искажения при приёме. Поэтому несимметричная
модуляция нежелательна. Причины, вызывающие
несимметричную модуляцию, будут обгьяснены при изучении конкретных
схем.
Проверить симметрию модуляции можно при помощи
линейного детектора, на выходе которого включён прибор
постоянного тока, например, гальванометр. При симметричной модуляции
показания гальванометра в режиме молчания и в режиме
модуляции остаются одинаковыми.
В дальнейшем теория строится в предположении, что
модуляция симметричная и синусоидальная.

Амплитудная модуляция
401
В случае синусоидальной и симметричной модуляции, как
следует из ф-лы (16.1.1), спектр модулированного колебания
состоит из несущей и пары боковых частот
i = lMOAcosut+~LlOAcos(u + Q)t+ ~IM0Acos(^~Q)t
—00
Для многих вычислений оказывается весьма наглядным
представление модулированного колебания в виде суммы трёх
векторов. Векторное представление можно использовать, например,
для определения напряжения на контуре, если задан
модулированный ток первой гармоники. На рис. 16.1а представлена
частотная и фазовая характеристики для эквивалентного
сопротивления контура. Считаем, что контур настроен в резонанс на
несущую частоту. Тогда для токов боковых частот контур
оказывается симметрично расстроенным.
На рис. 16.16 пунктирными линиями представлены векторы
несущей и боковых частот тока, а сплошными линиями векторы
несущей и боковых частот
напряжения. Поскольку на
несущей частоте
сопротивление контура активное, то
фаза напряжения несущей
частоты совпадает с фазой
тока несущей частоты. Для
наглядности их амплитуды
приняты равными единице.
Поэтому векторы, им
соответствующие, совпадают по
амплитуде. Фаза
напряжения на верхней боковой
отстаёт от фазы тока той же
частоты на угол cprf б. В силу
симметрии фазовой
характеристики фаза напряжения
нижней боковой опережает
фазу тока нижней боковой
на тот же угол свб. Кроме того, за счёт уменьшения
сопротивления контура на боковых частотах амплитуды напряжения
боковых частот уменьшаются против амплитуд боковых частот
тока в отношении 1? и равны — . ilL .
R 2 r
va се
Таким образом, если модулированная первая гармоника тока
была задана выражением вида:
тСОЖ^***™
Рис 16.
*«i=4i«m(1+'» cos Q t)cos ut, (16.1.2)

402 Глава 16
то для напряжения на контуре получим
«>а=иамолЬ + ГП™*РЬ+Чв6)УоШ. ' (16.1.3)
Здесь <?ьб — фазный угол нагрузки на верхней боковой
частоте.
Эти формулы показывают, что при модуляции амплитуда
напряжения на нагрузке не изменяется синфазно с амплитудой
тока первой гармоники. Разница фаз между огибающими тока и
напряжения определяется фазным углом нагрузки на верхней
боковой частоте. Коэффициент модуляции напряжения на
конторе отличается от коэффициента модуляции первой гармоники
Zee
анодного тока в отношении к—.
На основании изложенного можно сформулировать общее
правило вычисления частотных и фазовых искажений, вносимых
контурами в огибающие модулированных колебаний. Положим,
что в системе колебательных контуров задан модулированный
ток с уравнением огибающей
/i=A^0+^cos2f) (16.1.4)
и требуется найти огибающую тока (или напряжения) в одном
из контуров упомянутой системы. Тогда нужно найти уравнение
кривой резонанса относительно комплексной амплитуды,
интересующего нас тока h
у== 'i-^ye1*.
'Чрез
Модуль у и фаза ? на верхней боковой частоте определяют
частотные и фазовые искажения огибающей тока h (или
напряжения) по уравнению
WwH+J"» cos (Я t+yj). (36.1.5)
Применительно к случаю, рассмотренному выше и
представленному ф-лой (16.1.3)
1~>арез "се " се
Величина частотных и фазовых искажений огибающих
зависит от обобщённой расстройки контуров на боковых частотах
2^ « т-г
<~^- , т. е. от отношения частоты модуляции к несущей. Поэтому
с расстройкой контуров на боковых приходится считаться толь-

Амплитудная модуляция 403
ко в диапазоне длинных волн и в диапазоне метровых волн при
передаче телевидения, где частоты модуляции достигают 6.106 гг|.
Во время модуляции режим модулируемого генератора
непрерывно изменяется. Для расчёта генератора главный интерес
представляет режим, соответствующий наибольшему значению
амплитуды тока при максимальном коэффициенте модуляции.
Этот режим называется максимальным.
Некоторый интерес представляет также режим,
соответствующий минимальному значению амплитуды. Он называется
минимальным. Амплитуды тока в максимальном и минимальном
режимах определяются выражениями:
Л,вЛ*=Л™(1 т), (16.1.6)
/™=Wi-*0- 06.1.7)
Здесь имеется в виду максимальный коэффициент
модуляции, с которым работает данный передатчик. В дальнейшем в
формулах под коэффициентом модуляции в большинстве
случаев разумеется максимальное значение т. В особых случаях
делаются необходимые оговорки.
Отношение сигнала к помехе на месте приёма возрастает
с увеличением коэффициента модуляции. В принципе в
ф-ле (16.1.1) т может быть любым числом, но в приёмнике при
т > 1 появляются искажения. Поэтому максимально
возможное значение ш=1 и при проектировании передатчиков
обычно исходят из требования получить т=\.
Мощность модулированного колебания, усреднённая по
высокой частоте, изменяется со звуковой частотой. Это
обстоятельство является весьма важным, так как по пиковой мощности в
максимальном режиме выбирается номинальная мощность
генераторных ламп. Мощность модулированного колебания,
усреднённая за период звуковой частоты, необходима при расчёте
энергетического баланса за длительный отрезок времени.
Например, эта мощность требуется при расчёте тепловых потерь на
аноде, в колебательных контурах и т. д. 9
В дальнейшем мощность, усреднённая за период высокой
частоты, называется просто мощностью, причём в индексе
указывается, к какому режиму она относится. Мощность, усреднённую
за период звуковой частоты, будем называть мощностью во
время модуляции или просто мощностью модуляции.
Обратимся к составлению выражений для этих мощностей.
Положим, что модулированный ток протекает по некоторому
активному сопротивлению, например, ток в антенне по
сопротивлению антенны.
Мощность определяется формулой: Р=-^-Рг.

404
Глава 16
Здесь ток / определяется выражением (16.1.4). После
подстановки получим:
Р-Рл,оЛ^тсо$9Л)\ (16.1.8)
1 г?
ГД-- рmoa=~y^ молг— мощность в режиме молчания.
В максимальном режиме мощность наибольшая:
Рмакс=Р*ол(1 *">?■ (16Л.9)
Мощность радиотелефонного передатчика относится обычно
к режиму молчания. При т = 1 пиковая мощность превышает
мощность в режиме молчания в 4 раза.
Чтобы получить выражение для мощности во время
модуляции, надо найти постоянную составляющую от выражения
(16.1.8). Для этого представим его в развёрнутом виде:
Р = Рмол(1+ Y+Tcos2Qt 2wcos2*)j
Мощность модуляции определяется двумя первыми членами
этого выражения:
Рмоз=РмоЛ(1+-г)- (16.1.10)
При т = 1 мощность модуляции больше мощности при
молчании в полтора раза. Увеличение мощности во время
модуляции соответствует мощности, приходящейся на боковые частоты:
/,.2
Р — Р —- .
1 бок мол 2
Тепловые или термоэлектрические амперметры в антенне
измеряют эффективный ток, т. е. среднеквадратичный за период
звуковой частоты. Формула для мощности при модуляции даёт
возможность найти связь между эффективным током в режиме
молчания и в режиме модуляции. Имея в виду, что
эффективный ток пропорционален корню из мощности, получим:
Кф,о, = 1,ф,олУ^- (16.1.11)
Эта формула показывает, что при синусоидальной
стопроцентной модуляции эффективный ток в антенне должен
увеличиваться в У 1,5 раз, т. е. на 22,5%. Если при включении
модулирующего напряжения наблюдается большее увеличение тока
или, наоборот, даже уменьшение его, то это явление служит
признаком несимметричной модуляции.

Амплитудная модуляция 405
Для суждения о процессах, происходящих в передатчике при
модуляции, и о качестве воспроизведения модулирующего
напряжения необходимо ввести некоторые характеристики
радиотелефонного передатчика. Начнём с рассмотрения статической
модуляционной характеристики. Под этим термином разумеется
кривая, отображающая зависимость амплитуды тока в антенне
от напряжения, которое во время модуляции меняется со
звуковой частотой.
В процессе исторического развития радиотелефонных
передатчиков были перепробованы различные схемы модуляции,
начиная с непосредственного включения микрофона в антенну.
К настоящему времени сохранились лишь те схемы, которые
оказались в состоянии удовлетворить ряду требований в
отношении качества воспроизведения, глубины модуляции,
экономичности и т. д. Теперь амплитудная модуляция обычно
осуществляется путёхМ изменения одного из питающих напряжений
лампового генератора, а именно анодного, смещения,
напряжения на защитной сетке и т. д. В соответствии с этим говорят об
анодной модуляции или модуляции на анод, модуляции
смещением и т. д. Применяются также комбинированные схемы, где
во время модуляции изменяются одновременно два питающих
напряжения, например, анодно-экранная модуляция.
В названии «статическая модуляционная характеристика»
подчёркивается то обстоятельство, что при снятии её процесс
модуляции отсутствует. Следовательно, отсутствуют боковые
частоты и не учитывается расстройка контуров на боковых
частотах. Таким образом, при снятии статической модуляционной
характеристики амплитуды токов и напряжений в различных
цепях контуров меняются пропорционально, что на самом деле
при модуляции, как мы видели выше, не имеет места.
Очевидно, что статическая модуляционная характеристика
правильно отражает процессы при модуляции лишь при
условии, когда они носят квазистационарный характер, т. е. когда
скорость изменения питающих напряжений значительно меньше
скорости переходных процессов в контурах. В дальнейшем
термин «статическая модуляционная характеристика» заменён
более кратким — «модуляционная характеристика».
Помимо амплитуды тока в антенне на ординате
модуляционной характеристики может откладываться любая другая
величина, ей пропорциональная: ток в контуре, напряжение на
контуре или ток в каком-либо индикаторе или линейном
детекторе. При построении расчётных модуляционных характеристик
обычно на ординате откладывается амплитуда первой
гармоники тока в анодной цепи. Помимо этого для анализа процессов в
различных цепях модулируемого генератора используются
модуляционные характеристики относительно постоянных
слагающих токов в этих цепях.

406
Глава 16
Ход статических характеристик, а также и расчёт их в
некоторых случаях были подробно обсуждены в пп. 7.5—7.8,
посвященных зависимости режима от питающих
напряжений. На рис. 16.2а для примера представлена
модуляционная характеристика при модуляции смещением. Из рис. 16.2а
следует, что пропорциональность между формой
модулирующего напряжения и огибающей тока высокой частоты будет
при условии, что дта
модуляции используется линейный
участок характеристики.
Отсюда вытекает, что
максимальный режим должен
выбираться в точке не выше верхнего
загиба характеристики. Выбрав
гок в максимальной точке/„, пк
и смещение, ему
соответствующее, LCMaKI из ф-лы (16.1.6),
можем определить ток в
режиме молчания
* а^мол
1 л-т
Рис. 16.2.
Затем по характеристике
найдём рабочую точку,
соответствующую режиму
молчания, и определим смещение в
этом режиме Е^Мол.
Напряжение смещения во время
модуляции должно изменяться по
закону
Ес=}:смол + и* COS 9^.
По характеристике можно найти максимальную амплитуду
напряжения звуковой частоты:
Я с макс'
-Е.
Согласно рис. 16.2а искажение огибающей увеличивается с
увеличением амплитуды напряжения звуковой частоты. При
чрезмерном увеличении U, наступит перемодуляция, при
которой огибающая отсекается сверху и снизу.
На рис. 16 26 можно видеть, какое искажение огибающей
получается в том случае, когда рабочая точка выбрана
слишком высоко. Приращение тока вверх получается меньше, чем
вниз и среднее значение тока меньше, чем ток в режиме
молчания. Таким образом, модуляция получается несинусоидальной и
несимметричной.

Амплитудная модуляция
407
Аналогичный вид имеет модуляционная характеристика для
постоянной слагающей тока в анодной цепи. По сравнению
показаний прибора, измеряющего постоянную слагающую
анодного тока в режиме модуляции и в режиме молчания, можно
судить о симметричности модуляции.
Верхнюю половину модуляционной
характеристики на мощных радиостанциях "\ /
снять нельзя. Объясняется это тем, что | '^~
источник питания анодной цепи не может \ /
обеспечить мощности, а при анодной мо- j /
дуляции и напряжения, которые при этом /
требуются. Кроме того, мощность потерь \/
на анодах ламп и в контурах в макси- °
мальном режиме может превысить допу- Рис. и .J
стимую. Модуляционнную характеристику
можно снять при помощи электронного
осциллографа в динамическом режиме, т. е. при модуляции
О качествах модуляционной характеристики судят по другим
хрракгеристикам, которые снимаются в динамическом режиме.
Для определения искажений, вносимых передатчиком в
огибающую тока в антенне, обычно снимаются: амплитудная
характеристика, характеристика нелинейности и частотная
характеристика.
Амплитудной характеристикой называется зависимость
коэффициента модуляции от амплитуды модулирующего напряжения
m(U ). Она имеет вид, представленный на рис. 16.3. Эта
характеристика даёт представление о том, в каких пределах
сохраняется линейная зависимость между амплитудой огибающей и
амплитудой напряжения звуковой частоты. Уклонение
амплитудных характеристик от линейности количественно определяется
коэффициентом нелинейности. Главное назначение амплитудной
характеристики состоит в том, что по ней можно определить
амплитуду напряжения звуковой частоты для получения
заданного коэффициента модуляции. Обычно амплитудная
характеристика снимается на некоторой средней частоте модуляции
400 или 1000 гц.
Под характеристикой нелинейности разумеется зависимость
коэффициента нелинейности огибающей от коэффициента
модуляции. Обычно характеристика нелинейности снимается при
нескольких значениях модулирующей частоты в пределах спектра
звуковых частот, подлежащих воспроизведению. Качество
воспроизведения современных радиовещательных передатчиков
весьма высокое. Коэффициент нелинейности на частоте 1000 гц
обычно составляет 2—3% при глубине модуляции 100%. Такие
высокие показатели достигаются применением в модуляционном
тракте передатчика отрицательной сбратной связи. Типичные

408
Глава 16
10
SOOOi
^
Г
F"7i
У
ЮОО&
00гц.
Л
i^*~
юощ
W UO 60 80 100 т*
характеристики нелинейности современного радиовещательного
передатчика представлены на рис. 16.4а.
Частотной характеристикой называется зависимость
коэффициента модуляции от частоты модуляции при неизменной
амплитуде модулирующего напряжения. Неравномерность
частотной характеристики оценивается в децибелах относительно
глубины модуляции на некоторой средней частоте, например,
400 гц. Типичная частотная
характеристика радиовещательного
передатчика показана на рис. 16.46.
Важным показателем
радиотелефонного передатчика является также
уровень шумов. Под этим термином
разумеется выраженное в децибелах
отношение глубины паразитной
модуляции за счёт шумов при отсутствии
полезного сигнала к максимальной
полезной глубине модуляции сигнала.
Обычно за максимальную глубину
модуляции принимается т= 100%.
Причины шума различны: это фон
переменного тока от магнетронного
эффекта ламп, пульсации выпрямленного
напряжения источников питания, трески,
вызванные плохими контактами, и
т. п. Необходимость понижения
уровня шума ясна из следующих
рассуждений. Поскольку максимально
возможный коэффициент модуляции не может быть выше 100%,
то звукам с малой амплитудой должен соответствовать малый
коэффициент модуляции. Передача с малой глубиной будет
воспроизведена в приёмнике лишь при условии, если она не
пропадёт на фоне шума. Для радиовещательных передатчиков
допустимый уровень шумов составляет — 60 дб. Это означает,
что амплитуда шума меньше амплитуды при стопроцентной
модуляции в 1000 раз, т. е. уровень его соответствует глубине
модуляции 0,1 %.
тиоо
(а)
20
100 Z50 1000 3500 WOOGF^,
Я)
Рис. 16.4.
16.2. Модуляция смещением
Теория генераторов при модуляции смещением и их расчёт,
излагаемые в этом разделе, разработаны в трудах советских
учёных. Первая работа, посвященная этому вопросу,
опубликована И. Г. Кляцкиным и А. Л. Минцем в 1929 г. Большие
заслуги в развитии теории генераторов при модуляции
принадлежат А. И. Бергу, которым создан систематический курс
ламповых генераторов, изданный в 1932 г. Развитие расчёта модуля-

Амплитудная модуляция 409*
горов при модуляции на сетку дано в курсе 3. И. Моделя и
И. X. Невяжского, опубликованном в 1938 г.
Рассмотрим расчёт максимального режима. Поскольку в
максимальном режиме генератор должен развивать наибольшую
мощность, то по напряжённости максимальный режим должен
быть критическим. При этом линейная часть модуляционной
характеристики оказывается в недонапряжённом режиме. Чтобы
нелинейные искажения были меньше, линейный участок
модуляционной характеристики должен быть более протяжённым.
С этой целью необходимо правильно выбрать угол отсечки в
максимальном режиме. Если пренебречь реакцией анода, то в
относительных величинах модуляционная характеристика при
модуляции смещением для области недонапряжёниого режима
изображается графиком коэффициента разложения 7i (—созО)
(рис. 4. 2). Этот график имеет линейный участок при
изменении угла отсечки в интервале 60—120°. Поэтому целесообразно
угол отсечки в максимальном режиме выбирать порядка
<W= 100-110°.
Номинальная мощность ламп выбирается равной или
несколько превышающей требуемую мощность в максимальном
режиме:
Ръ,ом>Р1макс- (16.2.1)
После того, как выбраны лампы и угол отсечки, расчёт
генератора на заданную мощность в критическом режиме
производится обычным порядком.
Расчёт режима молчания сводится к определению токов,
напряжений и мощностей через те же величины в максимальном
режиме. Амплитуда первой гармоники анодного то»а, а также
пропорциональные ей амплитуды напряжения на нагрузке и
коэффициент использования анодного напряжения определяются
в режиме, молчания по формулам:
LiMo,= Iff^:' 06.2.2>
^ол=-Г^Г, (16.2.3)
Затем следует найти угол отсечки анодного тока в режиме
молчания по коэффициенту fi (®)'-
Отсюда при помощи графиков или таблиц могут быть
найдены cos Ьмол и коэффициент формы gi(QM0A).

410
Главй 16
Постоянная слагающая анодного тока:
/ Jat мол
'аОмол gl^M0Jl) •
(16.2.6)
На рис. 16.5 представлены модуляционные характеристики
при модуляции смещением для первой гармоники и постоянной
слагающей анодного тока. /а1 и Iа0 изменяются
приблизительно пропорционально. Пренебрегая изменением коэффициента
формы, можно постоянную слагающую анодного тока
определить ещё по приближённой формуле:
/„
' аОмол"
1 -\-т
(16.2.7)
Расчёт энергетического баланса в режиме молчания
производится по следующим формулам:
Подведённая мощность:
Ки"** (16.2.8)
р __ / р .
'о мол 1 а0 мол а
1+т
Полезная мощность:
р —
1 У мол
(1 tm)2
Мощность, теряемая на аноде:
Коэффициент полезного действия:
Рх
&
■■■o-gi^Mo^j
Т{МдКс
1 +т
(16.2.9)
(16.2.10
(16.2.11)
При т = 1 можно считать, что
переход из максимального
режима в режим молчания приводит к
уменьшению подведённой
мощности в 2 раза и полезной в 4
раза, в результате коэффициент
полезного действия уменьшается в
2 раза. Поскольку в критическом,
т. е. в максимальном режиме, кпд
бывает порядка 0,7, то в режиме
молчания он оказывается 0,35.
Низкий кпд в режиме молчания
является важным недостатком
модуляции на сетку. Причина эгого состоит в том, что при
молчании режим недонапряжённый и коэффициент использования
анодного напряжения вдвое ниже критического.
Рис. 16.5.

Амплитудная модуляция 411
Ниже показано, что мощность, теряемая на аноде, в режиме
модуляции оказывается меньше, чем во время молчания.
Поэтому при расчёте режима молчания необходимо проверить, что
мощность, теряемая на аноде, не превосходит допустимую.
В заключение расчёта определяется смещение на сетке в
режиме молчания:
Ес мол^Ес'-iV- '>Va моЛ) cos Ьмол (16.2.12)
и амплитуда модулирующего напряжения:
ия=Еемапа-Еемол (16.2.13)
Энергетический баланс во время модуляции определяется мощностями,
усреднёнными за период звуковой частоты. Рассмотрим изменение во время
модуляции подведённой мощности и найдём её усреднённое значение. В
процессе модуляции напряжение источника питания анодной цепи Еа не
изменяется. Поэтому подведённая мощность изменяется только за счёт
постоянной слагающей анодного тока согласно формуле Р,=/„0/я.
На рис. 16.5 показано, что при модуляции в цепи постоянной
слагающей анодного тока появляются составляющие звуковой частоты. Допуская
небольшую ошибку, можно принять, что модуляционная характеристика
/e'>(^'t) линейна. Тогда получим, что при модуляции постоянная
слагающая изменяется симметрично и среднее значение тока за период звуковой
частоты ia гр равно току в режиме молчания:
1аср = 1амол- (16.2.14)
Выражение для постоянной слагающей анодного тока будет
4o = /ao^o.< + /2CosQ^ = /ao^04 (1 + mcosQt). (16.2.15)
Увеличение подведённой мощности при модуляции вверх
компенсируется уменьшением её при модуляции вниз. В среднем за период
звуковой частоты подведённая мощность остаётся равной подведённой
мощности в режиме молчания:
Раомод = Раомол- (16.2.16)
Источник питания имеет некоторое внутреннее сопротивление для
тока звуковой частоты. Обозначим модуль этого сопротивления г,2. Ток
звуковой частоты, проходя по этому сопротивлению, создаёт падение
напряжения: £о=/й гя и напряжение на аноде не остаётся постоянным, а
изменяется. При этом возникает опасность, что критический режим
наступит не в максимальной точке модуляционной характеристики, а раньше.
Тогда раньше произойдёт верхний загиб модуляционной характеристики и
появятся нелинейные искажения. Непостоянство анодного напряжения во
время модуляции можно допустить лишь в такой степени, при которой
нелинейные искажения появиться не могут. Обычно на выходе выпрямите-

412
Глава 16
ля включается фильтр для сглаживания пульсаций. В диапазоне частот
модуляции внутреннее сопротивление выпрямителя практически определяет-
1 „ . ..
ся ёмкостью Сф на выходе фильтра, т. е. z ^ q7>-- Величина этой емко-
сти должна выбираться из условия, чтобы амплитуда напряжения на ней
на самой низкой частоте модуляции не превышала 20% от анодного
напряжения.
Итак, усреднённая мощность, потребляемая от источника питания,
остаётся равной мощности, потребляемой в режиме молчания. Ранее было
установлено, что полезная мощность при модуляции возрастает за счёт
появления боковых частот. Отсюда следует, что мощность потерь на аноде при
модуляции уменьшается на величину мощности боковых частот:
тг
"а мод — ^ а мол М мол 2 ' ' 16.2.17)
При расчёте мощность, теряемая на аноде, должна сравниваться с
допустимой именно в режиме молчания, так как во время модуляции анод
раз1ружается.
При модуляции смещением модулирующее напряжение вводится в цепь
постоянной составляющей тока сетки. Изменения этого тока при модуляции
обусловливают нагрузку, которую для источника модулирующего
напряжения представляет генератор. Нелинейность характеристики 1,п [Ее)
может явиться причиной нелинейных искажений. Рассмотрим
характеристику Ic(> {Lc) и проследим за изменением тока /~„ во время модуляции.
На рис. 16.6 представлены модуляционные характеристики /а1(£с) и
1со {Ес) и показан график изменения постоянной составляющей тока сетки
во время модуляции. Поскольку начала статических характеристик токов
анода и сетки не совпадают, то получаются сдвинутыми и начала
модуляционных характеристик токов анода и сетки. Ток сетки запирается при
смещении, равном амплитуде напряжения высокой частоты на сетке Uc.
При глубине модуляции т = 100% кривые постоянной слагающей тока
сетки во времени имеют форму импульсов с некоторым углом отсечки flc2.
Будем называть его углом отсечки тока сетки по звуковой частоте.
Поскольку напряжение смещения при модуляции изменяется согласно
выражению:
Ес = Ес мол + UQ cos Qt,
а условием для отсечки тока сетки по звуковой частоте является
Ес=—Uс при 2^=6^2, то для угла отсечки 9С2 получается формула
77 F
и с i^c мол
cos QCQ = Yj • (16.2.18>
На рис. 16.6 показано, что Ьс<2 > -=-, обычно ВсЯ =100 -4-120°.
Во время модуляции ток сетки /г0 изменяется периодически, его можно
представить рядом:
*со = hep + ICQ cos 9J + Ic2Q cos 20, t. (16.2.19)
Чтобы довести наши рассуждения до расчётных формул, необходимо
задаться уравнением характеристики 1п (Ьс). Наиболее простой способ
расчёта сводится к аппроксимации этой характеристики прямой, соединяющей

Амплитудная модуляция
413
её начало и конец, как показано на рис. 16 6 пунктиром. При этом
получается ошибка в сторону некоторого преувеличения тока сетки, т. е. расчёт
даёт некоторый запас. В таком случае импульс /,.„ на рис. 16 6
представляет косинусоиду с нижней отсечкой, для определения составляющих
ряда (16.2.19) можно применить известные нам коэффициенты разложения:
hep = ho макс ао (0,а ) - (16.2.20)
Va - ho макс ai (Ofв )' (16.2.21)
hiQ = ho макс a2 (°cq ) ■ (16.2.22)
Рис. 16.6.
Разберём теперь, какие выводы следуют из факта несимметричного
изменения тока //(1 при модуляции. За счёт несиммегрии среднее значение тока
во время модуляции возрастает против величины тока сетки в режиме
молчания, т. е. /,, 0^icn MOj- Величина тока lc p изменяется в зависимости от
амплитуды модулирующего напряжения, т. е. в зависимости от громкости
передачи. Если в цепи постоянной слагающей тока сетки включено
активное сопротивление, то создаваемое на нём током / с авгосмещение
изменяется в зависимости ог громкости разговора. Поэтому изменяется
смещение, определяющее рабочую точку на модуляционной характеристике 1аЛ {Lc)
и модуляция получается несимметричной. Следовательно, при сеточной
модуляции включать в цепь Il0 активное сопротивление нельзя.
Модулятором обычно является усилитель звуковой частоты, его выход
связан с цепью сетки модулируемой ступени. В случае передатчиков малой
мощности модулятором может служить микрофон, включённый в цепь
сетки через микрофонный трансформатор.
Рассмотрим, на какую мощность следует рассчитывать модулятор.
Мощность, отдаваемая модулятором в цепь сетки генератора, определяется
через первую гармонику тока звуковой частоты по формуле:
Учитывая несимметричное изменение тока 1с0 во время модуляции,
следует рассчитывать модулятор на повышенную мощность против
определённой по ф-ле (16.2.23). Такое требование можно объяснить следующим об-

414
Глава 16
разом. Средний ток не создаёт нагрузки на модулятор и обычно не
проходит через цепь модулятора. Но высшие гармоники тока звуковой
частоты создают нагрузку на модулятор. Хотя в среднем за период звуковой
частоты эта нагрузка и не создаёт дополнительной мощности, однако
модулятор должен обеспечить ток, определяемый суммой всех гармоник за
исключением среднего значения тока. Поэтому вместо первой гармоники
током нагрузки модулятора следует считать (рис. 16.6):
Icq = ICq + Iс 22 + . • • = hb макс — hep* (16.2.24)
Заменив /Г(7,по ф-ле (16.2.20), будем иметь:
I'cq = гсомакс [1-«о (Оса)]. (16.2.25)
Поскольку при расчёте модулятора предполагается, что его ток
изменяется по синусоидальному закону, то его приходится рассчитывать на
мощность
^-4-^^e- <i6-2-26>
Нагрузка, на которую работает модулятор, определяется следующим
образом. Нагрузку, создаваемую током сетки, можно заменить некоторым
активным сопротивлением /\, . Величина сопротивления г0 должна быть
такой, чтобы при заданном модулирующем напряжении Uu через него шёл
ток, нагружающий модулятор /со. Отсюда получим входное сопротивление,
генератора для тока звуковой частоты:
, ия
г2 = -т- (16.2.27)
JcQ
Кроме нагрузки током сетки на работу модулятора оказывают
влияние реактивные элементы цепи сетки генератора. Учёт реактивных
элементов рассмотрим на примере конкретной схемы, представленной на рис. 16.7а.
Следует иметь в виду, что даже самая высокая звуковая частота в десятки
и сотни раз меньше несущей частоты. Поэтому сопротивление катушек
колебательных контуров для тока звуковой частоты надо считать коротким
замыканием. Более того, коротким замыканием можно считать и
блокировочные индуктивности. В результате получается, что цепь сетки генератора
по звуковой частоте шунтируется блокировочными ёмкостями C,j, и С^,
включёнными параллельно. К ним должна бы быть ещё добавлена входная
ёмкость генераторной лампы, ко практически её можно и не учитывать, так
как она много меньше блокировочных ёмкостей. Следовательно, входная
ёмкость цепи сетки для токов звуковой частоты будет С г = С^ +CV--
Таким образом, цепь сетки генератора для токов звуковой частоты
можно заменить эквивалентной схемой, содержащей параллельное
соединение сопротивления /\ и ёмкости С , как представлено на рис. 16.76.
Поскольку блокировочные ёмкости в цепи сетки шунтируют выход
модулятора, они могут служить причиной завала частотной характеристики
модулятора в области высоких звуковых частот. Величины этих ёмкостей нельзя

Амплитудная модуляция
415
выбирать слишком большими. При расчёте частотной характеристики
модулятора шунтирующее действие С <> должно обязательно приниматься во
внимание.
Возникновение в цепи постоянной слагающей тока сетки высших
гармоник звуковой частоты вызывает нелинейные искажения модулирующего на-
Рис. 16.7. Рис. 16.8.
пряжения. Эти искажения повторяются огибающей тока высокой частоты и»
таким образом, увеличивают коэффициент нелинейности передатчика.
Для объяснения механизма этих искажений следует принять во
внимание, что модулятор со стороны выходных клемм можно представить в виде
эквивалентного генератора с некоторым внутренним сопротивлением, как
представлено на рис. 16.8а.
Комплексная амплитуда эдс этого генератора может быть определена из
опыта холостого хода по схеме на рис. 16.86. Опыт холостого хода состоит
в том, что ток сетки генератора предполагается отсутствующим и
определяется напряжение, которое имеет место на выходе модулятора.
Внутреннее сопротивление определяется из опыта короткого замыкания. При этом
входные клеммы закорачиваются (в случае микрофона предполагается, что
его эдс равна нулю) и вычисляется сопротивление со стороны выходных
клемм модулятора, как представлено на рис. 16.8#. По этой причине
внутреннее сопротивление - 8 можно также назвать выходным сопротивлением
модулятора.
Нелинейные искажения согласно эквивалентной схеме на рис. 16 8а
объясняются тем, что токи высших гармоник создают падение напряжения на
выходном сопротивлении z п. Поэтому модулирующее напряжение
получается несинусоидальным, хотя напряжение холостого хода синусоидально.
Для технического расчёта достаточно определить коэффициент
нелинейности модулирующего напряжения лишь за счёт второй гармоники. Для
амплитуды второй гармоники модулирующего напряжения будем иметь
выражение:
tf8a = /«a*e(2Q)
(16. 2. 28)

416 Глава 16
Амплитуду модулирующего напряжения основной частоты определим
через входное сопротивление из (16 2.27) U q = Icq rQ. Отсюда для
коэффициента нелинейности по второй гармонике получим:
(16.2.29)
Эта формула показывает, что умент шение коэффициента нелинейности
можно достигнуть путём уменьшения выходного сопротивления модулятора.
Содержащееся в ф-ле (16 2.29) отношение токов согласно (16 2 22) и
(16.2 25) можно выразить через коэффициенты разложения и заменить
некоторой функцией угла отсечки сеточного тока по звуковой частоте:
а® аъ
(ЙГЙ)
7^=7=гдаГ) = * (e<Q)" (16.2. зо)
Окончательно получается следующая формула для расчёта выходного
сопротивления модулятора при заданном коэффициенте нелинейности:
*. <2^= ткпгя' (16-2-31)
Если принять v = 0,02, 0гд « 100°, то из этой формулы
получается:
г
= 13- (16.2.32)
Таким образом, чтобы обеспечить коэффициент нелинейности 2%,
выходное сопротивление модулятора должно быть меньше входного
сопротивления цепи сетки для звуковой частоты в 13 раз.
За время развития передатчиков с модуляцией на сетку
применялись разнообразные схемы модуляторов. Однако к
настоящему времени в употреблении сохранились лишь две схемы,
которые оказались проще и совершеннее других. Описание этих
схем приводится ниже.
На рис. 16.9 представлена схема модулятора по
трансформаторной схеме. Расчёт модулятора выполняется как расчёт
усилителя низкой частоты, однако с учётом специфических
требований, направленных на уменьшение нелинейных искажений
за счёт тока сетки.
Выходное сопротивление модулятора по схеме рис. 16.9 определяется
по формуле:
гв (2Q) « п* RA/ 1 + (~-ь)"' (1б-2- 33>

Амплитудная модуляция
417
Здесь п — коэффициент трансформации модуляционного трансформатора,
Нв — внутреннее сопротивление модуляторной лампы,
/-? —индуктивность рассеяния трансформатора, отнесённая к первичной
-'бмотке.
Эта формула показывает, что коэффициент нелинейности возрастает на
оыеских звуковых частотах за счет увеличения сопротивления рассеяния.
Рис. 16.9.
Рис. 16.10.
Поэтому величина индуктивности рассеяния должна выбнрат ся такой,
чтобы коэффициент нелинейности на максимальной частоте возрастал
незначительно, например, не более, чем в два раза. За максимальную частоту
второй гармоники в ф-ле (16 2 33) следует принимать максимальную частоту
модуляции, т. е 2 - !',,„ , поскольку более высокие частоты выходят за
пределы передаваемого спектра.
В диапазоне средних звуковых частот индуктивность рассеяния можно
не учитывать и выходное сопротивление будет равно
(2У) - n-Re.
(16 2 34)
Полученное зише соотношение (lb 232)
13 применительно к
этой схеме означает, что модуляторная лампа должна работать при высоких
коэффициентах соответствия между сопротивлением нагрузки, взтзесчитан-
ным в анодную цеш, и внутренним сопротивлением [3 При эюм
получается малая полезная мощности Таким образом, понижение
нелинейных искажений достигается уменьшением использования модуляторной
лампы по мощности. Если внутреннее сопротивление модуляторной лампы
велико, то понижения выходного сопротивления можно также достигнуть,
шунтируя первичную или вторичную обмотк} трансформатора активным
сопротивлением.
27 Радиопередающие >1.тро(мва

418
Глава 16
На рис. 16.10 показана схема модулятора, предложенная
А. Л. Минцем. В схеме Минца модулятор представляет
усилитель на сопротивлении. Его анодная цепь связана с цепью
постоянной слагающей тока сетки генератора при помощи
блокировочной ёмкости Сб и блокировочной индуктивности L6.
Назначение Сб — устранить замыкание источника питания
анодной цепи модулятора Еа и источника смещения
генератора Ес мол через сопротивления Rt1 и Ra . На ёмкости Сб
действует сумма напряжений Еп !-1/ сM0J. Назначение 16
—устранить короткое замыкание переменной составляющей анодного
тока модуляторной лампы через источник смещения. Величины
блокировочных элементов Сб и L6 следует выбирать такими,
чюбы они не оказывали заметного влияния на ход частотной
характеристики в области низких звуковых частот.
Выходное сопротивление модулятора по схеме' Минца
определяется сопротивлением R , и внутренним сопротивлением
модуляторной лампы RH , включёнными впараллель:
Нужная величина выходного сопротивления может быть
достигнута установкой модуляторной лампы с небольшим
внутренним сопротивлением и подбором сопротивления нагрузки Ra
Перед рассмотренной выше схемой модулятора с
трансформатором схема Минца имеет два преимущества. Во-первых, она
проще и дешевле, так как блокировочный дроссель легче
изготовить, чем модуляционный трансформатор. Во-вторых, схема
Минца даёт возможность получить равномерное усиление
весьма широкого спектра звуковых частот.
16*3. Усиление модулированных колебаний
Мощность модулятора при модуляции на сетку возрастает
пропорционально мощности модулируемой ступени. Вместе с
увеличением мощности модулятора требуется также усложнение
и подмодулятора, т. е. предварительных ступеней низкой
частоты, работающих на модулятор. Если мощность выходной
ступени велика, то применять модуляцию смещением в выходной
ступени нерационально, так как пропадает единственное
достоинство модуляции на сетку ■— простота и малая мощность
модуляционного устройства. В таких случаях целесообразно сделать
модуляцию в одной из промежуточных ступеней передатчика.
Тогда ступени, следующие за модулируемой, должны работать
в режиме усиления модулированных колебаний. В
энергетическом отношении усиление модулированных колебаний совершен-

Амплитудная модуляция 419
но подобно модуляции смещением, поскольку в обоих случаях
используется линейный участок модуляционной характеристики,
лежащий в недонапряжённом режиме. Кпд генератора .в режиме
молчания получается порядка 35%.
Теория и расчёт усилителя модулированных колебаний
рассматривались в ряде работ советских учёных: И. Г. Кляцкина и
А. Л. Минца (1929 г.), А. И. Берга (1932 г.), Б. П. Тереньева
(1938 г.).
Амплитуда напряжения высокой частоты на сеше усилителя
модулированных колебаний изменяется во времени в
'соответствии с законом модуляции в предыдущей ступени Считая, что
модуляция синусоидальная, можем написать:
Uc=UCMOA(l{-mccosQt). (I6.3.1)
Здесь тй—клубина модуляции в цепи сетки.
При отсутствии искажений характер изменения амплитуды
первой гармоники анодного тока 1 аЛ должен быть таким же, как
US
lal = lalMO*(l±maCO&Qt). (16.3.2)
Глубина модуляции в анодной цепи должна быть
пропорциональна глубине модуляции в цепи сетки тп = hmc.
Необязательно, чтобы коэффициент пропорциональности
h= 1, может быть /г > 1. Тогда будет иметь место углубление
модуляции в анодной цепи относительно глубины модуляции в
цепи сетки. Возможен случай ослабления модуляции h < 1.
При усилении модулированных колебаний удобно изучать
процессы в генераторе при помощи статической модуляционной
характеристики Ia\(Vс).
Чтобы выяснить, в каких режимах следует использовать
усилитель модулированных (колебаний, рассмотрим рис. 16. 11. На
этом рисунке показано семейство модуляционных характеристик.
Линейные участки этих характеристик, более или менее
пригодные для работы при усилении модулированных колебаний,
лежат в области недонапряжённого режима. Характеристика,
обозначенная цифрой 1, соответствует углу отсечки У =90°.
В области недонапряжённого режима она представляет прямую,
проходящую через начало координат, т. е. усиление
модулированных колебаний будет происходить без искажений. При этом
если тс=\, то Ucy!,H = 0, и поскольку характеристика про
ходит через начало координат, ш ю и /л1лш=0. Отсюда
следует, что та = \. Значит, когда' модуляционная характеристика
проходит через начало координат, та = тс. Следовательно, нет
ни углубления, ни ослабления модуляции.
27*

420
Главй 16
Характеристика, обозначенная на рис. 16.11 цифрой 2,
соответствует углу отсечки в максимальном режиме ^макс^Ш
Если угол отсечки в максимальном режиме выбран не слишком
малым, например, если В мчкс 3» 70°, то эта характеристика, хотя
и не является идеальной прямой, имеет, однако, достаточно
Протяжённый линейный участок. При правильном выборе
рабочей точки в режиме молчания можно получить усиление
Уаг Максимальный режим
Рис. 16.11
Рис. 16.12.
модулированных колебаний с небольшими искажениями.
Существенно отметить, что / а1мт = 0 и, следовательно, т? = 1,
получится при U смщ >0, т. е. при т с < 1. Таким образом,
оказывается, что при Ьмакс <90° имеет место углубление
модуляции.
Чтобы найти формулу для количественной оценки углубления модуля -
ции, обратимся к рис. 16.12. Здесь модуляционная характеристика
аппроксимирована прямой линией. Её начало сдвинуто относительно начала ко?
ординат на отрезок Uco-
Связь между та и тс найдём, написав пропорцию, вытекающую из
подобия треугольников:
та 1алмол тс Нсмол
L
и,
Uг
Отсюда получаем
1 —
(16.3.3)
Из этой формулы следует, что углубление модуляции связано со
сдвигом начала идеализированной модуляционной характеристики
относительно начала координат. Углубление получается, если U^ >0 н. ослабление,
если Ьсп < 0. Последний случай может иметь место для характеристики,
обозначенной на рис. 16.11 цифрой 3 дляt Ьмакс > 90°.

Амплитудная жддуляция 421
Вернёмся к ф-ле (16.3.3) и постараемся связать углубление модуляции
со значением угла отсечки в максимальном режиме.
Согласно (7.4.11) идеализированная характеристика описывается вы.
ражением: ~ .
'«-T4rasss[,7<+£(«.-*;)]■ <7-4Л|>
; Отсюда для величины UCa следует формула
Uco~-^(Ec-E'cy (16.3.4)
Заменив здесь (Ес — £f) через cos $Макс получим:
4
Uco^=- {U СМа,сс —DU а макс) COS Ь^кс { 16.3. 5)
С другой стороны, представим V смол через U сМакс ■
тт "смаке . /1С о е\
Разделив теперь (16.3.5) на (16.3,6), найдём
(-
• •" ^°-^U^mc)cosbMaJl-^^) (16.3.7)
Чтобы не усложнять формулы, пренебрежем реакцией анода, т. е.
положим D=Q, тогда будем иметь окончательно:
^- - \ (1 + mc) cos Каис (16.3.8)-
исмол тс
После подстановки (16.3.8) в (16.3.3) получим формулу для расчёта
углубления модуляции: ^ <
™и= 4 (16.3.9)
к- ' ' 1 — - (1 + ГПС) COS Какс
;Нг Практике представляет интерес знать, какой угол отсечки следует
выбирать, при усилении модулированных колебаний, если заданы тпс и тпа<
fk ответа на этот вопрос надо предыдущую, -формулу рещить относитель-
Cos &AtW' тогда получим:
Ъ™-**а«:-4-. "* ■ (16.3.10)
-<1+«с)
:(' .Зависимость углубления модуляции от Ьм,кс даёт табл. 16.3.1.
В таблице показаны значения глубэшы модуляции в цепи сетки,
при которых в анодной цепи получается m = I.

422
Глава 16
Таблица 16.3.1
и макс
тс
90
1
80
0,7
75
0,59
70
0,49
Из таблицы следует, что при QMlKC = &0° та превышает т с
на 40%, а при Вм , с = 70° тя превышает тс вдвое.
Вопрос о том, какой режим усилителя модулированных коле
баний следует применять, не может быть решён однозначно.
Режим при ^м-гкс — 90° представляет интерес потому, что в этом
режиме сам усилитель модулированных колебаний вносит
минимальные искажения. Режим при ^макс^^0 имеет тот
недостаток, что появляется нижний загиб в модуляционной
характеристике / ai(Uc)' Однако при этом требуется меньшая глубина
модуляции в цепи сетки, и следовательно, в ступени, модулируемой
на сетку, получатся меньшие нелинейные искажения за счёт
нижнего загиба модуляционной характеристики I г1(^с). Достоинст
вом этого режима является также некоторое повышение кпд,
поскольку Ь <С 90°.
Наконец, режим при &макс > 90° представляет интерес пото
му, что изгиб нижней части модуляционной характеристики
1а№с) может быть использован для компенсации загиба модуля
ционной характеристики 11Л(ЬС) в модулируемой ступени.
Явление углубления модуляции объясняет, почему в многосту
пенных передатчиках незначительная паразитная модуляция в
маломощных ступенях может стать значительной в выходных
ступенях. Радикальным средством борьбы с явлением накаплива
ния глубины паразитной модуляции является применение в
промежуточных ступенях перенапряжённого режима. Тогда
паразитная модуляция в цепи сетки будет подавляться в анодной цепи
В случае, если передатчик построен по системе сеточной
модуляции с усилением модулированных колебаний и применить
перенапряжённый режим нельзя, необходимо обратить внимание на
снижение уровня паразитной* модуляции в маломощных ступенях.
Расчёт генератора в максимальном режиме подобен расчёту
генератора при модуляции смещением. Номинальная мощность
ламп выбирается из условия:
Pihom^Pimcikc ■ (16.3.11)
Если предполагается углубление модуляции, то угол отсечки
определяется по формуле:
« '~% (1ба10)
C0S "макс А / \ *
-И1 т')

Амплитудная модуляция
423
Если же углубления нет, то берут б — 90°.
Далее следует обычный расчёт генератора на заданную
мощность Pi м кс в критическом режиме.
Амплитуда первой гармоники анодного тока в режиме
молчания и величины, ей пропорциональные, определяются по
формулам:
/ Лл макс /it- о 19\
U мол- i±ma » (Ib.d.U)
U и а макс Л fi 3 \'\\
иамол- 1+/% > - (I0.d.it1>
'■* I + ma *
(16.3. 14)
Затем, если ^макс <С 90°, определяется коэффициент {Зг (0Л(М)
для режима молчания:
UKJ^J^l'^ 46.3.15)
и через него по таблицам или кривым находится cos 8Л0Л,
Амплитуда на сетке в режиме молчания
Uс Mo^-S~^}jT^a „ол • (16.3. 16)
Далее следует уточнить величину глубины модуляции в цепи
сегки, поскольку ф_ла (16.3.10) получена без учёта реакции
анода:
me=U°MaKC — l. \ (16.3.17)
U с мол
Если же 0=90°, то та=тс и вместо ф-лы (16.3.16)
следует писать:
^смоД=Ц£-^£ (16.3.18)
с мол I t та к /
Пренебрегая непостоянством коэффициента формы gi(Q) на
протяжении модуляционной характеристики, имеющим место при
^кс < 90°, определяем потребляемый ток и энергетический ба-

424
Глава 16
ланс по формулам, которыми уже пользовались при расчёте
генератора при модуляции на сетку:
Pimoa= nlMaKW , (16.3.21)
"я мол—Pa moa~~Pi моА<Радои (16.3.22)
Ч-о^ГТГ^ (16.3.23)
Рассмотренный расчёт показывает, что условия работы
генератора при усилении модулированных колебаний в отношении
энергетических соотношений совершенно такие же, как и при
модуляции смещением. То же можно сказать и об энергетическом
балансе во. время модуляции. Расчёт модуляционных
характеристик рассматривался выше в п. 7.5.
16.4. Прохождение боковых частот при модуляции на сетку
Явления, связанные с Прохождением боковых частот через
колебательные контуры, должны-приниматься во внимание в тех случаях, когда
обобщённая расстройка на боковых частотах оказывается значительной.
Такое положение имеет место в радиотелефонных передатчиках в диа
пазоне длинных волн и в телевизионных передатчиках в диапазоне метровых
волн. В диапазоне коротких волн при радиотелефонной передаче расстройка
контуров на боковых частотах столь незначительна, что может не
приниматься во внимание.
Обычно контуры настраиваются в резонанс на несущую частоту.
Частотные и фазовые характеристики контуров относительно резонансной
частоты можно считать симметричными. Поэтому расстройка контуров на
боковых частотах приводит к частотным и фазовым искажениям в
огибающей тока в антенне. При несимметричной настройке контуров относительно
несущей* частоты могут, появиться также нелинейные искажения огибающей
Теория прохождения боковых частот при модуляции на сетку была
создана в работах советских ученых. И. Г. Кляцкин является автором первой
работы по вопросу о прохождении боковых частот в системе связанных
контуров, опубликованной в 1930 г. Многочисленные работы по этому
вопросу были выполнены 3. И. Моделей. Наконец, А. И. Бергу и Г. С. Рамму
принадлежат работы по изысканию наиболее простых и эффективных экви
валентных схем анодной цепи, которые кладутся в основу расчёта, частот
ных и фазовых искажений в схемах модуляции.
Первый вопрос,- который должен быть решен при исследЪйАнии Про
хождения боковых частот, сводится к установлению, эквивалентной схемы

Амплитудная модуляция 425
анодной цепи. Поскольку при модуляции смещением и усилении
модулированных колебаний генератор работает а недонапряжённом режиме, то
подходящей оказывается приближённая эквивалентная схема анодной цепи,
представленная на рис 7.76. Это схема короткого замыкания, в которой
анодная цепь заменена генератором, развивающим ток, равный первой гар
монике анодного тока при коротком замыкании Его амплитуда
/,vJ = 0,5 S
Uс +я (ЕС - Ес )
(16 4 IV
Из этой формулы следует, что усиление модулированных колебании так
же, как и модуляцию смещением, можно рассматривать, как эквивалентную
модуляцию тока короткого замыкания
Поэтому будем полагать:
Ifa^ItcsMot 0 4 'п сочШ) (16 i 2>
Вопрос о величине m в этой формуле интереса не представляет, так
как нас интересуют лишь частотные и фазовые искажения огибающей, ко
торые от m не зависят.
До рассмотрения конкретных задач сделаем общее замечание о форме
записи уравнений кривых резонанса. В уравнениях кривых резонанса вхо
дит обобщённая расстройка на боковых частотах 2i2/w5 Введём
постоянную времени контура Г = 2/шЬ. Тогда обобщённую расстройку можно за
писать в форме 22/«>5 = QT.
Эквивалентная схема, подлежащая рассмотрению в случае одиночного
колебательного контура, представлена на рис. 1613. Активные потери в
контуре учтены в виде резонансного сопротивления /?ж .
Предполагается, что огибающая тока, питающего схему, модулирована
согласно ур-нию (16.4.2) и требуется найти частотные и фазовые искажения
В огибающей напряжения на контуре 1)а - Согласно общему правилу
вычисления искажений огибающих, которое было изложено в п 16.1, для этого
юстаточно найти уравнение кривой
резонанса относитечьно Uae в
комплексной форме:
U„
urt pe j
Обозначив кажущиеся
сопротивления для тока \кз вообще через ха,
а на частоте резонанса через /?^ , рис щл\%
будем иметь-
иа = 1АЗга
U0 рез ~ 1/,з °а>
Разделив первое уравнение на второе, найдем
се
Штрихи в этих формулах написаны для того, чтобы подчеркнуть, что
эти сопротивления отличны от сопротивления контура в анодной цепи за
счет действия шунта 2RH

426
Глава 16
Выражение, описывающее поведение эквивалентного сопротивления
параллельного контура вблизи резонансной частоты, нам известнЪ из п. 61
Поэтому можем написать сразу:
У~~ 1 4- ШГ''
(16.4 3)
-где постоянная времени V «= -$-, .
Здесь V обозначает затухание системы на рис. 16.13 с учётом шуитиру-
дацего действия внутреннего сопротивления 2/?„ . Если собственное
затухание контура в анодной цепи было 8 то с учётом шунта будет:
R.
5'=&(1+&),
{16.4 \
0,5 SDR
где * = „„-
Частотные и фазовые искажения огибающей определяются модулем и
.фазой (16.4.3) и даются выражениями:
tg?* — аг. Л (16.4.6)
График частотной характеристики, согласно ф-ле (16.4.5), представлен
«а рис. 16.14.
Частотные искажения в огибающей
I а в данном случае сводятся к завалу
высоких звуковых частот. Такие же
искажения имеют место и у огибающей
тока в контуре, потому что" амплитуды
напряжения на контуре Ua и тока в
контуре IK связаны через
сопротивление анодной связи 1Л — -~г и,
следовала
тельно, пропорциональны.
Обычно нагрузка в виде
одиночного контура встречается в
промежуточных ступенях передатчиков. Чтобы не
получалось чрезмерного завала
частотной характеристики, затухание
искусственно увеличивают путём включения
в контур активного сопротивления. Если задаться величиной
допустимого завала частотной характеристики у на максимальной частоте
модуляции ;ма.кс , то из (16.4.5) следует формула для затухания
У
W
йб
0,2
Q
Qfi ОД 1,? 1JB %0 2А 1.8 32QT1
Рис. 16.14.
V*
2F,
V
f I/ 1-у2
Согласно (16.4.4) собственное затухание контура должно быть:
(16.4.7)
Ь
1 +6 "
(Ш.4 8)

Амплитудная модуляция 427
Параметры контура должны быть рассчитаны таким образом, что^ы
получить требуемое затухание согласно (16.4.8) и резонансное сопротивление
R& , определённое из расчёта режима анодной цепи.
Искажения огибающих в ступени с двумя связанными контурами
определяются частотными характеристиками эквивалентной схемы,
представленной на рис. 16 15. Такая система применяется в промежуточных и выходных
ступенях передатчиков с модуляцией на сетку и усилением модулированных
колебаний. В случае промежуточной ступени второй контур связан с цепью
сетки последующей ступени, а в случае выходной ступени он является
контуром антенны.
Собственные потери в первом (промежуточном) контуре представлены
на этой схеме его резонансным сопротивлением при холостом ходе R (вХХ.
Оно связано с сопротивлением нагрузки в анодной цепи R & и кпд
промежуточного контура известным выражением:
' Rce
R<zxx~~ 1 — f\K
Шунтирующее действие
внутреннего сопротивления 2Re учитывается
кажущимся увеличением затухания
первого контура согласно формуле:
.^«.(i + p^tJ- (,6'4-9>
Здесь, как и ранее, обозначено:
b = 0,5 DSR т.
Для расчёта искажений в
огибающих токов в промежуточном и
выходном контурах согласно общему
правилу, изложенному в п. 16.1,
необходимо найти уравнения частотных
характеристик в комплексной форме:
Ух -pisL-;
'ki рез
Как было замечено выше, ток в промежуточном контуре и напряжение
на контуре пропорциональны. Поэтому частотная характеристика
относительно тока в первом контуре одновременно означает частотную
характеристику относительно амплитуды напряжения на аноде Ua-
Непосредственный интерес для расчёта имеют искажения а огибающей
тока второго контура. Однако искажения в огибающей тока первого
контура также лредставляют интерес, поскольку они дают возможность
проследить за изменением анодного напряжения во время модуляции.
Для наглядности последующих вычислений схему на рис. 16.15а
заменим ей эквивалентной на рис. 16.156". Вторая схема отличается от первой"
лишь тем, что потери учтены в виде активного сопротивления г, внутри
контура. Рчевидно, что с учётом шунтирующего действия 2/?в
сопротивление t\ должно быть увеличено против собственного сопротивления контура
г\ в том же отношении, в каком увеличивается затухание, т. е, согласно
(16.4.9):
'i -'.(*+Т=ъ) ' (16.4.10)
Рис. 16.15.
У2 -г^--
*К2 рез

42^
fyaect 16
Для определения тока в первом контуре разомкнём его ж найдём эдс
холостого хода в точках разрыва/^ га. Затем, найдём ток, возбуждаемый
эдс холостого хода, учитывая собственное сопротивление йервого Контура
Z12
при круговом обходе i и внесенное со стороны второго контура — —^— -
Отv'ода получим:
(16,4.11)
Штрих у Zi напоминает об учете шунтирующего действия 2Re
Ток во втором контуре поддерживается эдс, наводимой иа первого
контура, следовательно,
1*а~ !,!?*■ <1б4-,2>
Чтобы найти выражение для частотной характеристики относительно
тока во втором контуре, подставим (164.11) в (164 12) Тогда получим-
, _ Х«э га Zl3
12
Для малых расстроек относительно частоты резонанса можем заменить:
гх = г, (1 + 1й Г!)
za = r2(i + iar2),
zl2 = ]^,,
zfl = 1 ха
Здесь постоянные времени контуров
-г' 2
5i
1 =** —, -, 7*2 = — -
«Л, "^2
После подстановки и вычисления тока на частоте резонанса, т« е. ири
& = О, найдём следующее выражение частотной характеристики для тюка
во втором контуре' • " ,
(t + iQT[){l + iQr£)+o'
Здесь обоаначено:
а'2 -
г,г?

Амплитуднйя модуляция 421)
Это выражение представляет отношение внесённого сопротивления к
собственному на резонансной частоте и называется степенью связи. Степень
связи можно выразить через кпд контура. Для этого заменим rt из
X 7]
(16.4 10) и, кроме того, подставим —™ = ■ , в результате получим:
12 14.
(16.4.14)
Комбинируя выражения (16.4.12) и (16.4.13), легко найти уравнениедля
частотной^ характеристики тока в первом контуре
(l+q^Hl+iQra)
у, j (16.4.15)
(1 iQr1)(l+iQ7'2)+fl'?2
Из^ выражений для частотных характеристик в комплексной форме
(16.4.13) и (16.4.15) можно найти модуль и фазу После простых
преобразований получаются следующие выражения, удобные для практических
вычислений частотных и фазовых искажений в выходном контуре двухконтурной
системы:
v, . Л , (16.4.16)
" у/ (1—aM)2-f (ctfi)* * '
tg^-T-^n,- (16.4.17)
Здесь обозначено
1— а* А
а = 2 7'2
А =
1 + в#12
1-Ha/bj
1 + а'22
В последних выражениях отношение постоянных времени контуров
заменено обратным отношением их затуханий. Аналогично для расчёта
частотных и фазовых искажений, в огибающей тока первого контура получим:
Ух - У2/1 + «2» (16.4.16)
tgfl- «О-Д-"'^ . (16.4.19)
ёТ1 1 fa2 (В—Л) *
В выходных ступенях передатчиков, построенных по Сложной схеме,
контуры связываются настолько сильно, чтобы получить кпд промежуто«иогд

420
Глава 16
контура г,к = 0,9—0,97. Затухание промежуточного контура бывает '
порядка ^i —0,01 — 0,005, а затухание антенного контура раз в 5—'10
больше. Для одного из таких типичных случаев на рис. 16.16 представленье
частотные характеристики, полученные из расчёта по приведённым выше
формулам. Из рис. 16.16 следует, что частотная характеристика тока в первом
контуре имеет ярко выраженный
подъём. У частотной характеристики
для второго контура также имеет
место подъем, но значительно слабее.
Поведение частотной характеристик»
для первого контура можно уяснить
из рассмотрения ф-лы (16.4.11). При
высоком кпд промежуточного контура
внесённое сопротивление значительно
больше собственного. Поэтому грубо
можно считать, что вблизи резонанса
ток в первом контуре определяется
только внесённым сопротивлением
Тогда окажется, что IKi возрастает
пропорционально 2г, т. е. по
опрокинутой кривой резонанса уединённого
второго контура. В действительности
/„л растёт даже быстрее, так как
реактивная составляющая внесённого
сопротивления компенсируется
реактивной составляющей собственно1 о
сопротивления первого контура.
Падение /«1 начинается лишь при большой расстройке, когда внесённое
сопротивление становится малым, а собственное — большим. Подъём
характеристики у% имеет место лишь в той степени, в какой рост тока 1кХ
происходит быстрее, чем увеличение сопротивления второго контура гг.
Из ф-лы (16.4.16) можно найти расстройку, соответствующую пику
частотной характеристики v a:
гд
1,8
1,6
V*
1,2
Ь0
Q8
0,6
ОЛ
02
о
■
nf09
\У'
Уг
ч
2 U
6 8 Ю 12
Рис. 16.16.
М 16 t8uT,
амакс~-
J/4
вп-
А2
(16.4.20)
Если по этой формуле для <*макг получится Мнимое значение, то это
значит, что пик на характеристике у% отсутствует.
Расстройка, при которой у2= 1, определяется выражением-
а1 = V~% ал
(16.4.21)
Из хода частотных характеристик для двухконтурной схемы согласно
рис. 16,16 можно сделать следующие выводы. Глубина модуляции токов в
коцтурах пропорциональна ординатам частотных характеристик mi = туь
т2 = ту2, где т — глубина модуляции тока короткого замыкания.
Положив для простоты D = 0, получим, что IKJ = Ial и, таким образом, при
О = 0 т есть глубина модуляции первой гармоники анодного тока. Отсюда
следует, что амплитуда напряжения на контуре Ua модулируется значительно
глубже, чем модулируется амплитуда первой гармоники анодного тока. При
этом возникает опасность появления Нелинейных искажений вследствие
наступления перенапряжённого режима при модуляции вверх. На практике
такие искажения имеют место, но они невелики, так как глубина модуляции
на высоких частотах звукового спектра в области значительного подъёма
частотной характеристики У\ бывает мала. Всё же высокий коэффициент
использования анодного напряжения в радиопередатчиках не позволяет полу-

Амплитудная модуляция
43f
чить большой подъем частотной характеристики в одной ступени с целью
компенсации завала частотной характеристики в других ступенях.
При проектировании и настройке передатчика длинных или средних волн
подбору связи между контурами для обеспечения хорошей частотной
характеристики должно уделяться большое внимание. Чтобы показать, как зависит
частотная характеристика от величины кпд промежуточного контура и
затухания выходного контура, на рис. 16.17 представлено семейство частотных
характеристик для трёх значений -^=0,8; 0,9; 0,95 и двух значений
затухания второго контура, соответствующих 5,/5j = 5; 10.
Из рис. 16.17 следует, у
что с увеличением ~к уве- !
личиваются ординаты и ^
абсциссы частотной харак- /£
геристики, соответствующие
пику. Увеличение
затухания выходного контура
расширяет полосу
прозрачности системы, делает частот- 0,6
ную характеристику более
равномерной. . Графики на
рис. 16.17 должны помочь
ориентироваться в выборе
г*-при расчёте передатчика.
Для получения
высокого коэффициента
фильтрации высших гармоник вы
1,0
0,8
*•"
*;*
N
Ns^
Пп
'Ч'^
\
N
-03
\
\
ч
ч
ч.
\
\
=10
^•S ^k~5
\ty
ч
Ч**№
2 U В 8 Ю 12 10 1В 18 20 22 ?MQf1
Рис. 16.17.
ходные ступени мощных передатчиков длинных и средних волн обычно
строятся по трёхконтурной схеме, т. е. с двумя промежуточными контурами
Рассмотрим уравнения для расчёта частотных характеристик и зависимость
частотных искажений от параметров схемы.
Будем называть контур, включённый в анодную цепь, первым,
следующий за ним — вторым ' и выходной — третьим. Соответственно величины.
к ним относящиеся, будем снабжать индексами 1, 2, 3. Выражение для ча
статной характеристики тока третьего контура в комплексной форме имеет
вид:
1+«*'?„ +а2
У» =
23
(1 + i Q Т[) [(1 + i Q Т2) (1 + ШГ3) + а У + а'}2(1 + i ОТя)
(16.4.22)
Здесь Г'|, 7*2, 7*з означают постоянные времени контуров, штрих у 7"»
напоминает об учёте шунтирующего действия 2/?в. Как и в случае двухкон-
турной системы, затухание первого контура с учётом шунтирующего действия
2/? в определяется по формуле
>; = 5^1 +
•^i /
(16 4.23)
где Jfai — кпд первого контура.
Параметры а'^> а-& означают степени связи между контурами Они
определяются формулами:
2' а

-432
Глава 16
Для расчётов эти параметры удобнее выражать через кпд контуров
an-TTTh ^ТГх Г' ' 06424)
4=г^ ' (164 25)
В тех же обозначениях для частотной характеристики тока в первом
контуре получается выражение*
l+g.J2+g23. (1+12?2)(1-г1У13) + а|3
1+4, (l+iGro[(l+i2rj(l+iQr,)+«|3J+«'LO+TQrO
(16.4 26)
Для практических расчетов частотных и фазовых искажений на выходе
трёхконтурной системы из выражения (16 4 22) надо найти модуль и фазу
После простых преобразований можно получить следующие формулы
1
(16.4.27)
l/(l— aM)2+a2(6-a2Q2 '
tgTj=_»J£^£>. (16.4.28)
Здесь обозначено « = 27Y
А =
,"L"'l2"ra23
l + a'?«+*2
'2 , /1 , „2
Й =
l+«i2+0+a2,3)&,/&i+sV&«
1+в'?2+4
23
52/5'82
1+0 ?„+4?
На рис 16 18 представлены частотные характеристики, рассчитанные
в предположении, что затухания обоих промежуточных контуров и их кпд
одинаковы Графики соответствуют двум значениям кпд контуров 0,9 и 0,95
и двум значениям затухания антенного контура
Из рис 16 18 следует, что при указанных связях между контурами ча
стотная характеристика имеет впадину и пик Расстройки, которые соответ
(.твуют этим точкам определяются по формуле
*\акс м„н =- Р ± Ур^11^ , (16.4.29)

Амплитудная модуляция 433
2ВС-~Л«
ЗС« '
5' —24
О Щ> — _ .
зс»
С увеличением кпд обоих контуров увеличиваются расстройки,
соответствующие впадине и пику, но вместе с тем становится больше
неравномерность частотной характеристики. Чем больше затухание третьего контура,
тем равномернее получается частотная характеристика. Графики на
рис 16 18 дают ориентировку при расчёте трёхконтурной системы.
2 Z ё 8 10 12 U 16 18 20 22 ?й 26 ?8 О 7.
',,Phc.j16.18.^
Частотные и фазовые искажения в передатчике вносятся частично
ступенями низкой частоты — модулятором и подмодулятором и частично
ступенями высокой частоты, т еч модулируемыми генераторами Чтобы определить
обшие искажения, надо перемножить частотные характеристики и сложить
фазовые
Для наглядного представления характера искажений, вносимых
ступенями высокой частоты, целесообразно заменить их эквивалентными
ступенями низкой частоты Эквивалентность должна состоять в том, что вносимые
последними частотные и фазовые искажения совпадают с искажениями
огибающих тока высокой частоты. Сформулируем общее требование, при
котором возможно построение схемы замещения У всякого усилителя низкой
частоты коэффициент передачи напряжения обладает следующим свойством —
частотная характеристика является чётной, а фазовая — нечётной
функциями частоты Таким же свойством должны обладать и характеристики
ступеней высокой частоты, т. е. быть симметричными. Во всех случаях, которые
были разобраны выше, это условие выполняется Несимметричные
характеристики могут иметь место, если несущая частота не совпадает с частотой
резонанса контуров или в случае многоконтурных систем, если собственные
частоты контуров различны.
Чтобы найти общий принцип построения схем замещения, будем
рассуждать следующим образом Схема замещения на рис 7 76 верна также
и для огибающих Найдём сначала схему двухполюсника, сопротивление
которого на звуковой частоте такое же, как и на верхней боковой частоте
Очевидно, что искажения напряжения на анодной нагрузке схемы замещения
будут такими же, как и в огибающей напряжения на контуре Ua. В
дальнейшем увидим, что анализ схемы двухполюсника поможет найти и нужную

434
Глава 16
схему четырёхполюсника, чтобы получить эквивалентность в отношении
искажений огибающих контуров, следующих за первым.
При построении схемы замещения исходим из общей формулы для ice '
i&^Ra у,. (16.4.30)
Здесь уг — частотная характеристика относительно тока в первом
контуре при заданном анодном токе первой гармоники. Выражение для уг
можно получить из написанных выше выражений для Уь если положить там
Ь — 0, т. е -не учитывать действие шунта 2/?*.
Для случая одноконтурной системы получим
~ = £* . (16.4.31)
Здесь постоянная времени контура Т ** —
шО
Чтобы выяснить структуру схемы замещения, рассмотрим проводимость:
_L = __L • QT .
toe Roe Rce
Известно, что при параллельном соединении проводимости складываются,
а проводимость ёмкости пропорциональна частоте. Последняя формула
позволяет заключить, что сопротивление га в схеме замещения можно
заменить параллельным соединением сопротивления R и ёмкости С, как
представлено на рис. 16.19с, т. е. можно написать:
1 1
Из сравнения двух последних выражений получаем формулы для нара-
метровв схеме замещения:
R = Ra; \
т \ (16.4.32)
С==1Г J
Отсюда следует, что система RC схемы замещения имеет ту же
постоянную времени, что и контур. Поскольку амплитуда тока короткого
замыкания ria рис. 16.19с равна амплитуде огибающей m/Kj. то и напряжение
на нагрузке схемы замещения совпадает по амплитуде и фазе с огибающей
напряжения йа нагрузке генератора.
Из формулы 7 = 2/j> S видно, что при данном затухании 6
постоянная времени обратно пропорциональна несущей частоте. Следовательно,
ёмкость С тем меньше, чем выше несущая частота. В этом сказываемся
тот факт, что относительная расстройка контуров йа боковых уменьшается
с ростом несущей частоты.

Амплитудная модуляция
435
Из ф-л (164,32) читатель может показать, что ёмкость в схеме
замещения выражается через ёмкость контура Ск при одйбтактйдй системе
генератора по формуле:
2 С*
(16.4.33)
где р — коэффициент включения контура.
Для двухтактной схемы вместо этого выражения получается:
С =
8 Ск
mL
ml
lm
(16.4.34)
-J д ill I -r T-i ». til I LJ-1
(д) (в)
Рис. 16.19.
(й)
Найдём теперь схему замещения для двухконтурной системы. В Этом
случае выражение (16.4.30) в развернутом виде получается следующим:
1а = Re
(1+а?2) (l + iQr,)
(1+iQTj) (l+iQr2) + a?2
(16.4.35)
Здесь степень связи м-ежду контурами выражается через кпд
промежуточного контура
,2 _ к)к
1—т..
(16.4Я6)
Пользуясь ф-лой (16.4.35), составим выражение для проводимости
«12 1
1 1 Ч- i Q Гт + а*2 .
Za #<*(! +a?,,) {l+a2l2)Ra!
1 -t- i S Г,
Это выражение состоит из трёх слагаемых и, следовательно, на схеме
замещения должны бьггь три "параллельные ветви, как представлено на
~$яс. f6.196. Первая ветвь — Ru вторая — С\ и третья — последовательное
4,е9едйненйе L3 я /?г. Проводимость этой схемы
1
Zee
_1_
Rx
+ i Q Cj +
1
R2 + i Q L2

4i&
глава 1ё
Из сравнения двух последних выражений получим формулы для пара*
метров в схеме замещения:
Rx = R<* (l+aja)« -^- - Ra
1 — "Ч/с
Ra
R* = Rg
1+«?2
42
(16.4.37)
Отсюда следует, что постоянные времени систем Cjtfi и Lj^j в схеме
замещения такие же, как у первого и второго контура соответственно. Для
ёмкости С\ остаются в силе ф-лы (164 33) и (16.4 34).
Если схему замещения рассматривать, как четырёхполюсник, считая
выходными клеммами зажимы сопротивления /?2, то искажения выходного
напряжения U* соответствуют по модулю и фазе искажениям огибающей
тока во втором контуре.
Таким образом, схема замещения правильно описывает искажения
огибающих в первом контуре (l/t) и во втором контуре (и2).
Заметим, что схема замещения для двухконтурной системы совпадаег с
эквивалентной схемой усилителя низкой частоты с трансформатором в
области высоких звуковых частот.
Аналогичным образом для трёхконтурной системы может быть найдена
схема замещения, представленная на рис. 16.19в. Параметры этой схемы
определяются по формулам:
*а«
Ra
1—Чад
с - г*
RJTa
/?, * /?e j«l ,
сл =
_ т,
УК!
R*
(16:4.38)
Напряжения на сопротивлениях /?ь #г, #з схемы замещения передают
искажения огибающих токов в первом, втором и третьем контурах
соответственно. N
16.5. Модуляция на анод
Теория анодной модуляции создана трудами советских
учёных. Общие принципы проектирования и расчёта систем с
анодной модуляцией были изложены в работе И. Г. Кляцкина и
А. Л. Минца «Основания для расчёта модуляции на аноде»,
опубликованной в 1924 г. Важное значение для дальнейшего
развития теории и практики применения анодной модуляции имела
статья С. В. Персона и Е. И. Городничева (1934) и статья
А. И. Берга (1935), в которых впервые были чётко
сформулированы принципы теории модуляции на анод в перенапряжённом
режиме.

Амплитудная модуляция 4&?
Здесь речь будет идти о модуляции на анод триодных
генераторов. Особенности анодной модуляции тетродных и пёнтодных
генераторов обсуждены в п. 16.7.
Модуляционные характеристики при модуляции на анод
fui(LU» 1аоки)* Ко(^и) подробно рассмотрены в п. 7.7.
Типичные модуляционные характеристики представлены на
рис. 7.166 при внешнем смещении и на рис. 7.176 при
автоматическом смещении. Пригодный для модуляции линейный
участок этих характеристик лежит в области перенапряжённого
режима. Вообще модуляционные характеристики при анодной
модуляции оказываются более линейными, чем при модуляции
смещением. Некоторое выпучивание характеристик в нижнем
участке при малых значениях анодного напряжения имеет место, если
смешение задаётся от внешнего источника. Весьма линейные
характеристики без выпучивания удаётся получить при
автоматическом смещении от тока сетки. Автосмещение при анодной
модуляции, помимо благотворного действия на линейность
модуляционной характеристики, полезно ещё потому, что ограничивает
величину тока сетки в режиме молчания и в минимальном
режиме. Благодаря этому уменьшается мощность, теряемая на сетке,
и увеличивается входное сопротивление для тока высокой
частоты. Поэтому ослабляется реакция цепи сетки на анодную цепь
предыдущей ступени.
Опасность образования положительного смешения на сетке
за счёт динатронного эффекта нереальна, поскольку при работе
используется лишь область перенапряжённого режима, где ди-
натронный эффект сетки невозможен. Из сказанного следует,
что при анодной модуляции необходимо применять
автоматическое смещение.
При использовании автоматического смещения необходимо
обратить внимание на правильный выбор ёмкости цепи
автосмещения. В динамическом режиме, т. е. при 'модуляции,
статические модуляционные характеристики будут действительны лишь
нри условии, что смещение на сетке при модуляции изменяется
& соответствии с изменением постоянной слагающей тока сетки
на статической модуляционной характеристике. При модуляции
постоянная слагающая тока сетки изменяется со звуковой
частотой и потому, кроме среднего значения тока, появляется ещё
составляющая звуковой частоты. Изменение смещения на сетке
будет происходить синфазно с изменением постоянной слагающей
тока сетки при условии, что цепь автосмещения для тока
звуковой частоты представляет такое же-сопротивление, как и для
'Постоянного тока. Поэтому ёмкость 1 автосмещения надо
выбирать не слишком большой, чтобы её сопротивление н& самой
высокой звуковой частоте было значительно больше, чем
сопротивление автосмещения.

438
Глава 16
Итак, если в максимальной точке выбран критщфекй$ редким,
то модуляционные характеристики представляют прямые* вшск
дящие из начала координат. На рис. 16. 20 представледы
модуляционные характеристики и показано изменение, токов тщуц
синусоидальной модуляции
* 01 B9
Рис 16.20
Напряжение на ансде при модуляции слагается из
постоянною Еамол, определяющего режим молчания, и напряжения
звуковой частоты с амплитудой 1)я • Это напряжение развивается
модулятором. Следовательно,
F=F.
,-f t/aCOsQ t
(16.5.1)
Под действием этого напряжения изменяется с некоторой
глубиной' модуляции т амплитуда первой гармоники анодного тока
AaWeij.w^+'HcosQ*),
а в цепи постоянной слагающей появляется ток звуковой частоты
с амплитудой /я >
1ао—1>
'а0 мол+I* COS Ш
(16.5 2)
Поскольку характеристики проходят через начало координат,
глубина модуляции анодного напряжения совладает с глубиной
модуляции /д1. Поэтому можно написать:
19
nil
яО мал
(16ДЗ)
(1&S.4)
(t6v5cd)

Амплитудная модуляция
439
Из (16.5.4) следует, что анодное напряжение в
максимальном режиме связано с анодным напряжением в режиме молча- ,
ния соотношением
Еамакс=Еа*ол\\+т) (16.5.6)
На восходящем участке модуляционных характеристик от
начала координат до точки критического режима остаются
неизменными коэффициент использования анодного напряжения
^•>ёх = т^3-' а следовательно, и кпд. Постоянство кпд
генераторам
pa составляет преимущество анодной модуляции перед
модуляцией на сетку или усилением модулированных колебаний. При
той же полезной мощности мощность, потребляемая генератором
от источника питания анодной цепи при анодной модуляции в
режиме молчания, вдвое меньше, чем при модуляции на сетку
При модуляции анодное напряжение и* постоянная слагающая
анодного тока изменяются во времени согласно выражениям
(16.5.1) и (16 5.2). Модулирующее напряжение с
амплитудой U 2 и ток звуковой частоты с амплитудой /е доставляю гея в
анодную цепь генератора модулятором. Развиваемая
модулятором мощность в анодной цепи генератора равна
Pa=4"/at/a- (16,5.7)
Заменив f/a и /2 согласно (16.5.3), представим мощность;
доставляемую модулятором, через мощность, потребляемую
анодной цепью генератора в режиме молчания,
Эта формула показывает, что мощность модулятора одного
порядка с мощностью генератора.
Мощность, подводимая к анодной цепи генератора в среднем
за период звуковой частотм, возрастает за счёт мощности,
доставляемой модулятором,
« * Р*мо^Р*моЛР*=Р**о*{^%) • 06.5.9)
Полезная» мощность амплитуднд-мрдулированного колебания
возрастает согласно, (16.1.10) за счёт мощности боковых частот
Ргмод^РгмоЛРб^1МОД^ +■£)' Об ЫО)

440 Глава 16
В том же отношении возрастёт мощность потерь на аноде
Рассмотренный энергетический баланс при модуляции
показывает, что мощность звуковой частоты, развиваемая модулятором,
распределяется в соответствии с кпд генератора на создание
мощности боковых частот Pg=PsiT} и на увеличение мощности
потерь на аноде ДЯ^ = Ра (1 —tq).
У генератора с модуляцией на сетку наиболее тяжёлый
тепловой режим для анода получается при молчании. Во время
модуляции анод разгружается за счёт мощности боковых частот.
При анодной модуляции согласно (16.5.10) мощность потерь на
аноде возрастает против мощности в режиме молчания в/l-j-x) >
т. е. в 1,5 раза. Следовательно, наиболее тяжёлый режим для
анода получается при пг—1. При расчёте необходимо
проверять, что Рамод не превосходит допустимой.
При проектировании генератора с модуляцией на анод
существенным является вопрос о выборе величины анодного
напряжения в режиме молчания. Дело в том, что модулирующее
напряжение звуковой частоты появляется и исчезает в течение
коротких интервалов времени, а напряжение ЕаМ0Л длительно
существует. Поэтому возможно напряжение «в режиме
молчания выбирать равным номинальному анодному
напряжению, т. е. ЕгмоА=Ешом> Тогда в максимальном режиме согласно
ф-ле (16.5.6) Еа макс будет при т=1 вдвое больше
номинального. Нетрудно понять, какие энергетические выгоды получаются
при таком выборе анодного напряжения. В максимальной точке
режим критический. Поэтому мощность, отдаваемая лампой,
пропорциональна анодному напряжению согласно формуле
р t-,n Р / F
г1макс g J m а макс-
При двойном анодном напряжении лампа в максимальном
режиме развивает мощность вдвое больше номинальной.
Отсюда следует, что для обеспечения заданной полезной мощности
потребуется в два раза меньшая номинальная мощность ламп,
чем при модуляции на сетку, т. е. потребуется вдвое меньшее
количество ламп. С уменьшением количества ламп в генераторе
уменьшается паразитная ёмкость. Это преимущество
существенно для диапазона- коротких волн. Помимо того, некоторая
выгода получается ещё за счёт того, что в максимальной точке 5,
а следовательно, и кпд получаются несколько выше, чем в
номинальном режиме.

Амплцтудная модуляция 441
- Рассмотрим теперь, в чём состояг недостатки работы при
Еа мол—Еа ном' У ламп с номинальной мощностью 30—100 кет
^'аном=х^—15 /се.' Следовательно, гфи пиках модуляции
напряжение на аноде может достигать 20—30 кв. При высоких
напряжениях возникает опасность пробоев в лампе. Во время
пробоя лампа представляет короткое замыкание и через неё может
пройти очень большой ток, тогда в лампе возникает дуга и она
гибнет. Чтобы сохранить лампу при кратковременных
пробоях при Е п > 8 кв полезно в цепь постоянной составляющей
анодного тока включить сопротивление, ограничивающее
величину токи короткого замыкания. При нормальной работе на
ограничительном сопротивлении должно теряться около 5%
напряжения источника питания. Практика показала, что при
наличии ограничительных сопротивлений анодное напряжение в
режиме молчания можно брать до 10 кв.
Другой недостаток работы при Е Г1МОЛ=Еаном состоит в том,
что для обеспечения критического режима в максимальной
точке требуется в два раза большее резонансное сопротивление
контура по сравнению с режимом номинальной мощности. По
этой причине получается меньше кпд промежуточного контура
выходной ступени.
Выгоды применения высокого анодного напряжения при
анодной модуляциич существеннее его недостатков. В
большинстве случаев выбирают анодное напряжение в режиме
молчания равным номинальному, если же ЕаномУ>\0 кв, то берут
Еамол=Ю кв.
Потери на аноде лампы получаются не выше допустимых,
по причине высокого кпд генератора. В самом деле, при£а мол=
— Еаном и w = 1 в режиме молчания ток Iа1 равен половине
номинального, поэтому и полезная мощность составляет
половину от номинальной. Следовательно, мощность потерь равна
половине мощности, теряемой на аноде в номинальном режиме.
Во время модуляции согласно выражению -(16.5.10) мощность
потерь возрастает в (1 + -у ), т. е. в 1,5 раза. Эти рассуждения
показывают, что во время модуляции мощность потерь на аноде
может составить максимально только 75% от мощности,
теряемой на аноде в номинальном режиме. При модуляции на сетку
мощность потерь на аноде обычно того же порядка, что и в
номинальном режиме. Таким образом, хотя при анодной
модуляции пр« Еамол=Еаном лампы отдают удвоенную полезную
мощность по сравнению с модуляцией на сетку, тепловой режим
анода у них легче, чем при модуляции на сетку.
Расчёт генератора в максимальном режиме ^начинается с
ч определения номинальной мощности ламп через мощность в
: максимальном режиме по формула
D* ==*£> а но*№<* мал Hfifi 1П

442
Глава 16
Если речь идёт о лампах, у которых Еаном< 10 кв, то
задаются р*3* =0,95—1'. Если же Еаяом> 10 тг то берут
После того, как номинальная мощность определена и лзмпы
выбраны, окончательно уточняется величина анодного
напряжения в режиме молчания и определяется анодное напряжение в
чмаксимальном режиме
^а макс^^а мад\\\Щ<
Затем производится обычный расчет генератора на заданную
мощность°i ч%кс при анодном напряжении Е , макс в- критическом
режиме. Чтобы была возможность использовать автоматическое
смещение, желательно задаться углом отсечки анодного тока
Токи и напряжения в анодной цепи в режиме молчания ол*
ределяются по формулам;
i , _аг макс
1а\мол \-ttn '
j _. ]ао макс
1аЯ мол 1+т '
// Уд. макс
иамол i_|_m •
Поскольку кпд не изменяется, то изменение энергетического
баланса при переходе в режим молчания сведётся к
пропорциональному уменьшению всех мощностей:
Р —. "п макс
0 мол~~ (1+/Я)2 '
Pi.
"i макс
[мол (1 + т)2 '
"а макс
а мол (\+m)i '
Мощность, теряемая- на аноде, определяется по формуле
амой амолЛ ~Т~ 2
Следует проверить, что она не превосходит допустимую. Как
было показано выше, обычно это требование удовлетворяется/

Амплитудная модуляция 443
Амплитуды напряжения и тока звуковой частоты,
развиваемые модулятором:
U а =шЕамол,
1 Ia^mIao мол.
Мощность звуковой частоты, развиваемая модулятором в
анодной цепи генератора,
Рп-~Р
г я у г 0 мол •
В минимальном режиме получается наибольший ток сетки. Величину
этого тока необходимо знать, чтобы определить максимальную мощность,
потребляемую цепью сетки, а п© ней выбрать мощность предыдущей,
ступени.
Из модуляционных характеристик, представленных на рис. 7 175, следует,
что при автоматическом смещении график 1(E) практически представляет
прямую линию. Чтобы провести её, достаточно знать 1СОмакс при Еамппс
и / спмин ПРИ Еа=0. Тогда при любом значении Еа можно определить /Со
из выражения:
'со ~ 'со мин — ('со мин — 'со манс)—р; '— •
Величина / СоМ определяется обычным образом при расчёте генератора в
максимальном, т. е. критическом режиме. Рассмотрим, как определить ток
сетки при Еа = 0. Эта задача сводится к определению угла отсечки
сеточного тока при заданных величинах Uc и Re • Аналогичная задача уже
рассматривалась в п. 5 3. Различие между этими задачами сводится к
следующему. В п. 53 предполагалось, что режим недонапряженный или
критический и динамическая характеристика тока сетки представляет прямую,
проходящую через начало координат. Здесь же, согласно принятой идеализации
характеристик триода при Еа = 0 ток сетки равен эмиссионному и
описывается выражением i=>S (е —ЕСв)-
Это значит, что начало идеализированной, характеристики сдвинуто
относительно начала координат на отрезок Ecu • Для определения угла отсечки
вместо (5 3.9) получим уравнение
•«-тН
Ur cos в
Это уравнение можно решить приближённо, пользуясь тем, что
отношение tciluc представляет малую величину порядка 0,1, a cos9 получается
близким к единице. Поэтому в правой части положим cosO = 1 и затем
па таблице или графику на рис. 5,9 найдём^ cosfl. Этот результат
можно потом уточнить, если в правую часть подставить найденное значение cos J
и по исправленной величине р0 вновь найти cos в . После того, как cos О
•определен*, находим напряжение смещения при fb50"
**с мин ш "•*'■ Uс COS » -+" ccg ,
достоянную слагающую тока сетки
г _ "-"Е-смин
1 со мин
R*

444
Глава 16
амплитуду первой гармоники тока сетки
г _ со мщ_
1СХ Мин - gi (Q)
Если т=1, то минимальный режим соответствует &а ■" 0- При
m <Г 1 величину тока сетки в минимальном режиме надо определить по на-
писанной выше формуле, считая характеристику Ici (Ea) прямой линией.
Затем определяется мощность, потребляемая цепью сетки в минимальном
режиме.
Определение активной составляющей входного сопротивления
генератора для модулятора оказывается здесь проще^ чем при
модуляции на сетку, поскольку модуляционная характеристика
Л о (О линейна и, кроме того, проходит через начало
координат. Согласно общей формуле будем иметь
rs=— .
/ц
Заменив U e и /а согласно (16.5.3), получим
г ^амол г>
Правая часть этого выражения представляет сопротивление
анодной цепи генератора для постоянного тока R'r Как следует
из рис 16.20, в пределах линейного участка характеристики
^во(^а) величина Re остаётся неизменной. Таким образом,
входное сопротивление генератора для модулятора при анодной
модуляции совпадает с сопротивлением генератора постоянному
току. Полученный результат вытекает из предположения, что в
процессе модуляции токи изменяется согласно статическим
модуляционным характеристикам. Это допущение оказывается
верно лишь постольку, поскольку можно пренебречь расстройкой
нагрузки в анодно'й цепи для боковых частот.
Для расчёта частотных характеристик модулятора
необходимо составить полную схему замещения генератора для токов
звуковой частоты с учётом реактивных элементов, включенных
в цепь постоянной слагающей анодного тока. Учёт д#ствия
этих элементов удобно уяснить на примере конкретной «схемы
генератора, представленной на рис. 16. 2\а. Поскольку
модуляция на анод производится в выходной ступени передатчиков,
где часто применяется двухтактная схема, на рис. 16.21а также
показана двухтактная схема генератора. Модулятор на этфй
схеме заменён некоторым четырёхполюсником. Он представляет
выходную ступень усилителя низкой частоты.

Амплитдднйя модуляция
446
Для тока звуковой частоты, развиваемого модулятором,
анодные цепи обеих ламп включены параллельно. Схема замещения
показана на рис: 16.216. Из реактивных элементов на ней
учтены только блокировочные, так как катушку контура в
диапазоне звукдвых частот вместе с индуктивностью l6z можно счи-
С-2С&+Сь
Vac. 16.21.
тать коротким замыканием. Анодные цепи генераторных
заменены сопротивлением генератора постоянному току R2
где Rz — сопротивление одной лампы. Практически
тывать действие блокировочного дросселя необходимо,
ламп
-Л'
учи-
когда
Рис. 16.22.
его индуктивность L6X достаточно велика, а именно для
генераторов, работающих в диапазоне длинных волн. Для
диапазона средних и тем более коротких волн индуктивность L61
можно заменить коротким замыканием. Тогда получается
упрощённая эквивалентная схема, представленная на рис. 16.21в.

446
Глава 16
Рассмотрим схемы модуляторов при модуляции на анод.
На рис. 16.22а представлена схема однотактного модулятора
с дросселем. Назначение 'Модуляционного дроселя сводится к
тому, чтобы предотвратить короткое замыкание переменной
составляющей анодного тока модулятора через источник питания.
В то же время дроссель должен служить коротким замыканием
для постоянных слагающих анодных токов генератора и
модулятора.
На рис. 16.226 представлена эквивалентная схема для
расчёта частотных искажений, вносимых модулятором. На этой
схеме анодная Цепь модулятора заменена генератором тока
Iкз — SUC, шунтированным внутренним сопротивлением Re
Величину индуктивности блокировочного дросселя следует
выбирать из условия допустимого завала частотной
характеристики в области низких звуковых частот. При правильном выборе
индуктивности этого дросселя можно считать, что нагрузкой для
модулятора является сопротивление генератора постоянному
току /?г.
Рассмотрим теперь некоторые особенности схемы
модулятора с дросселем и установим основные энергетические
соотношения. Амплитуда напряжения звуковой частоты на аноде
модулятора Uам совпадает с амплитудой напряжения звуковой
частоты на аноде генератора U®. Отсюда следует, что в данной
схеме коэффициент использования анодного напряжения
модулятора равен коэффициенту модуляции
Работа модулятора при высоком £ сопровождается
нелинейными искажениями. За счёт низкого остаточного напряжения на
аноде происходит уплощение в импульсе анодного тока.
Поскольку нагрузка модулятора апериодическая в широком
диапазоне частот, то аналогичное искажение получается и в
модулирующем напряжении. Для устранения этих искажений
недостаточно взять такое же остаточное напряжение, какое берётся
в генераторе при работе в критическом режиме. Обычно при
этом некоторое искажение формы импульса сверху уже имеет
место. Для генератора оно несущественно, поскольку в контуре
используется первая гармоника импульса. В модуляторе это
важно, так как приводит к нелинейным искажениям. Из этих
соображений следует брать минимальное остаточное напряжение
в модуляторе раза в два больше, чем в генераторе. Поётому,
если для генераторных ламп i = 0,9 — 0,85, то для
модуляторных ламп должно быть i , = 0,8 — 0,7. Отсюда следует, что й
модуляторе с дросселем можно получить без искажений глубину
модуляции около 70—80%. При работе без отсечки (режим
класса А) постоянная слагающая анодного тока модулятора 1а0м не

Амплитудная модуляция
447
должна быть меньше амплитуды первой гармоники 1агм- С
небольшим запасом можно принять 1а0м= 1,2 IaiM. Поскольку
потребляемая модулятором мощность не изменяется, то кпд модуля*
Тора изменяется пропорционально гп2. Максимальная величина
кпд получается гари максимальном коэффициенте модуляции
'Порядок кпд приМм<хксможно оценитьпо формуле *]„=■«- г1^ ^м-
Заменив -f1^ — f2"»^ta 0.7 — 0,8, получим в среднем t)^V3
Пренебрегая потерями в модуляционном дросселе, можно
считать, что мощность, развиваемая модулятором, должна быть
равна мощности звуковой частоты в анодной цепи генератора
(16. 5, 8). При максимальной глубине модуляции
р —. ро __п*маьср
*^1м * ы 2 0 мол '
Отсюда найдём мощность, потребляемую модулятором,
"(Ъи ~ -Цм"^ ^>П1 макс"Ъмоа '
Эта формула показывает, что для обеспечения т=100%
модулятор должен потреблять мощность в полтора раза
больше, чем генератор в режиме молчания. Фактически учитывая,
что здесь tnMaKC<i\, получим, что модулятор будет потреблять
мощность такую же, как и генератор Р0м =гг Р0 М0Л. Вся эта
мощность в режиме молчания теряется на аноде модулятора.
Часто в модуляторе используются лампы того же типа, что и в
генераторе. Из-за большой мощности потерь на аноде
оказывается, что номинальная мощность ламп модулятора не менее,
Чем в 2 раза, превышает номинальную мощность генераторных
ламп. Таким образом, невыгодный режим модулятора приводит
к тому, что рассматриваемая схема имеет худшие показатели
по сравнению с генератором при модуляции на сетку, как в
отношении кпд, так и в отношении общей номинальной
мощности модуляторных и генераторных ламп.
Рассмотрим ещё два варианта однотактных схем
модуляторов, которые позволяют получить m = 1. Первый из них
показан на рис. 16. 23а. Здесь модулятор представляет усилитель
на трансформаторе. Коэффициент модуляции в этой схеме
связан с коэффициентом использования анодного напряжения
модулятора через коэффициент трансформации
т=Амп .

448
Глава 16
Таким образом, при \м < 1 можно получить п&т I, есла
коэффициент трансформации п >j->\. Перед схемой с
дросселем на рис. 16.22а схема на рис. 16 23а имеет тот недостаток,
что трансформатор являет-
Hi—| ся более дорогим и более
громоздким устройством,
чем дроссель Заметим,
что при надлежащем
включении концов
обмотки, можно в
значительной степени
скомпенсировать подмагничивание
сердечника за счёт
постоянных слагающих токов
модулятора и генератора.
Второй вариант схемы
однотактного модулятора,
дающий возможность
получить т = 1,
представлен на рис. 16.236. В
цепи постоянной слагающей
анодного тока генератора
включено параллельное
соединение ёмкости С и
сопротивления R. Емкость
выбирается" такой
величины, чтобы служить
коротким замыканием во всём
спектре звуковых частот. Величину этой ёмкости можно
определить по формуле:
Щ^с = Т R> где S
самая низкая частота
модуляции.
В этой схеме так же, как и в схеме на рис. 16.22а,
амплитуда напряжения на аноде модулятора Ьам равна амплитуде
напряжения звуковой частоты на аноде генератора Ua . Но
напряжение в режиме молчания на аноде генератора меньше, чем на
аноде модулятора за счёт падения напряжения на R.
'-'а мол ам~
'* аО мол^
Чтобы получить т= 1, надо сделать Fu н0л<=* Vам. Для
этого необходимо, чтобы падение напряжения на R было равно
остаточному напряжению на аноде модулятора при
максимальной громкости, т. е.
'аО мол^~Еам(\ —%м)

Амплитудная модуляция 449
Модулятор по двухтактной схеме изображён на * рис. 16.24.
При двухтактном модуляторе связь анодной цепи генератора с
анодной цепью модулятора возможна только через
модуляционный трансформатор. Подмагничивание сердечника
трансформатора в двухтактной схеме отсутствует. Чтобы устранить
подмагничивание за счёт постоянной составляющей анодного тока
генератора, на схеме рис. 16.24 в цепь вторичной обмотки
трансформатора включён блокировочный конденсатор Сб, а постоян-
J>hc. 16.24.
ная слагающая анодного тока генератора подводится через
блокировочный дроссель L6. Назначение С6 сводится к тому,
чтобы предотвратить короткое замыкание источника питания
через вторичную обмотку трансформатора и в то же время
служить коротким замыканием для токов звуковой частоты,
протекающих в анодной цепи генератора. Назначение L6
сводится к тому, чтобы устранить короткое замыкание вторичной
обмотки модуляционного трансформатора через источник
питания и в то же время служить коротким замыканием для
постоянной составляющей анодного тока генератора.
Бели допустить, что статические характеристики
модуляторных ламп являются идеально прямыми, то при отсечке 90° в
режиме молчания потребляемая модулятором мощность оудет
равна нулю. Фактически это не так. За счёт нижнего загиба
характеристик в режиме молчания потребляется некоторый ток.
Однако этот ток невелик, и поэтому ради простоты рассуждений
вначале учитывать его не будем. Тогда коэффициент
использования анодного напряжения и кпд изменяются пропорционально
глубине» модуляции от нуля при m = 0 до максимального
значения при m = t. s
Выясним, каков кпд модулятора в режиме максимальной
громкости. При 0 =*тс 2 имеем #i = *U » следовательно г\ =-=
Если принять в среднем £Л=» 0,75, то получимт^^-0,59.
29 Радиопередающие устройства

450 Глава 16
В процессе модуляции кпд модулятора изменяется
пропорционально т
Мощность звуковой частоты, которую должен развить
модулятор в анодной цепи генератора, определяется ф-лой (16.5.8)
Р —т р
МОЛ '
С учётом потерь в модуляционном трансформаторе,
которому мы припишем некоторый кпдт^, мощность первой гармоники
в анодной цепи модулятора должна быть
Pl*~-b=Wp*"*' (16'5Л2)
Учитывая кпд модулятора, найдём мощность, потребляемую
модулятором,
Р — PlM — т р
Цели подставить найденное выше значение^, вжс= 0,59 и
задаться 1т = 0,9, то получим
Ро* = 0,94/я/>о
МОЛ'
Эта формула показывает, что потребляемая модулятором
мощность изменяется пропорционально громкости передачи и
становится максимальной при т= 1. Максимальная мощность
практически равна мощности, потребляемой генератором.
Общая мощность, потребляемая модулятором и генератором,
изменяется с громкостью передачи согласно выражению:
Роёщ=Ро шт^ ^о ^(1 +0,94/11).
На рис. 16. 25 представлены графики, показывающие измене-
• ие общей мощности, потребляемой генератором и модулятором,
в зависимости от глубины модуляции для различных схем.
За едишвду мощности принята мощность, потребляемая
генератором при модуляции на анод. Графики Ах и Аз соответствуют
анодиой модуляции с однотактным и двухтактным
модуляторами соответственно, график С соответствует модуляции на сетку
-или усилению модулированных колебаний. В этом случае ающ-
/

Амплитудная модуляция
451
Л,
—к
m
ность, потребляемая модулятором, может не учитываться.
Рассматривая эти графики, заключаем, что при m = 1 мощность,
потребляемая при анодной модуляции, почти равна мощности,
потребляемой при модуляции на сетку. Таким образом, если бы
громкость передачи в течение длитель- ip
«ого времени держалась на уровне &}$£ш
/я= 1, то модуляция на анод не
имела бы преимуществ перед модуляцией
на сетку. Однако на практике глубина
модуляции в "среднем за длительный
промежуток времени оказывается
значительно ниже 100%, можно считать
шср=20 — 30%. Поэтому модуляция
на-анод при двухтактном модуляторе Рис. 16.25.
даёт значительную экономию
потребляемой мощности.
Мощность, теряемая на аноде ламп двухтактного модулятора, зависит
от громкости перед?чи и оказывается максимальной при той глубине
модуляции, когда кпд модулятора равен 0,5. Практически можно считать, что
мощность на аноде максимальна при m = 1. Величина этой мощности
сравнительно невелика. Номинальная мощность модуляторных ламп определяется
не потерями на аноде, как в случае однотактного модулятора, а потребной
мощностью звуковой частоты.
Обычно в модулятор включаются лампы того же типа, что и в
генератор. Поэтому их номинальную мощность естественно определять согласно их
паспорту, как генераторных ламп Но использование ламп в модуляторе по
току и напряжению не может быть столь внсоким, как в генераторном
режиме. В модуляторе могут возникнуть нелинейные искажения за счёт
искривления статической характеристики анодного тока в области насыщения и за
счёт уплошения импульса анодного тока при малой величине остаточного
напряжения. Последняя причина искажений уже обсуждалась, когда речь
шла о расчёте режима однотактного модулятора. taM подчёркивалось, что
остаточное напряжение в модуляторе должно быть вдвое больше, чем в
генераторе при критическом режиме. Поэтому необходимо снижать
коэффициент использования анодного напряжения. Если в генераторе £? = 0,85
то для модулятора следует принять £« =0,7. Примерно такие же
соотношения следует иметь в виду в отношении использования тока насыщения
Коэффициентом использования по току а называется отношение высоты
импульса анодного тока к току насыщения. В генераторном режиме обычно
а^жв0,в5, в модуляторе эту величину следует понижать драм^0,7. Более
слабое использование модуляторных ламп но току и напряжению требует
увеличения их номинальной мощности против полезной мощности звуковой
частоты, которую от иих требуется получить.
Поскольку полезная мощность пропорциональна произведению
коэффициентов йсшмп^зования лампы по току и и напряжению £ , то номинальная
мощность ламп модулятора Рамном должна быть больше полезной
мощности звуковой частоты развиваемой модулятором PiMB том же отношении,
в каком находятся произведения коэффициентов а и $ в номинальном
(т. е. генераторном) и модуляторном режимах
Р-
ЛлЛм.
Подставив указанные выше цифры, получим Pi^HoM — 1.5Я, м
Кроме того, следует ещё учесть, что напряжение в режиме молчания
29*

452
Глава 16
может быть меньше номинального. Номинальная мощность ламп в
модуляторе должна быть пропорционально увеличена
Ргмном- 1,5 Р,р^. (16.5.13)
-а мол
Эта формула показывает, что номинальная мощность лампы в
модуляторе должна более чем в 1,5 раза превышать полезную мощность
модулятора, которая определяется по ф-ле (16.5.12)
р^~^7РоЛС0'" . (16-5,12)
Сравним номинальную мощность ламп в генераторе и модуляторе.
Поскольку номинальная мощность генераторных ламп определяется по
полезной мощности генератора, то в последнем выражении следует заменить
Т) Р\Мрл
"п мол == - #
где "Чг — кпд генераторных ламп, В результате получим:
Р.
Подставив это выражение в (16.5.13), найдём номинальную мощность
модуляторных ламп через мощность генераторных в режиме молчания:
р _ 1 c-JOL- p Еаиом
Положив nisi, Тг-^ОД ^""OJ, получим
Ргм ном -1 ЛРгмол f^ • (16.5.14)
*-амол
Для сравнения следует напомнить, что номинальная мощность
генераторных ламп выбиралась по ф-ле (16.5.11), из которой следует
Р\г ном = (1 + т) Рг мол F •
иам0л
При m =* 1 имеем
Ринам - 2Р,мол]Г^. (16.5.15)
' а мол
Сравнение (16.5.14) я (165.15) показывает, что номинальная мощность
ламп в модуляторе может составлять около 60% номинальной мощности
ламп в генераторе.
Для сравнения с сеточной модуляцией найдём суммарную номинальную
мощность модуляторных и генераторных ламп
Рином-\г Ргмном— 3,2 Рцлол Р • (16.5.16)
1 а мол
При модуляции на сетку или усиления модулированных колебаний
номинальная мощность генераторных ламп определялась по ф-ле (I6.2.I),
которая при m se i даёт
г1 НОМ = Wimoa- (16.5 17)
Сравнение ф-л (1&5.16) в (16.5.17) показывает, что при модуляции на
анод можно получить некоторую экономию в суммарном количестве ламп
в модуляторе и генераторе по сравнению с модуляцией на сетку при
одинаковой мощности в режиме молчания.
В качестве примера можно указать, что если в генераторе
используются 4 лампы, то в модуляторе достаточно поставить 2 лампы, таким обра-

Амплитудная модуляция
453
зом, в общей сложности получается 6, в то время, как при модуляции на
сетку ставят 8. Если же в генераторе стоит 2 лампы и в модуляторе
решено ставить лампы того же типа, то экономии в количестве ламп не
получается.
Рассмотрим порядок расчёта режима модулятора. Полезная мощность в
его анодной цепи
Pa
Здесь кпд трансформатора "цт ~ 0,9.
Мощность, приходящаяся на одно плечо двухтактной схемы,
2) Я1л = -cfPiM-
Потребная номинальная мощность ламп плеча двухтактной схемы
3) РМНОМ— 1'5^>1Л£_ „
а мол
По этой мощности подбираются лампы модулятора.
После того, как лампы подобраны, производится расчёт плеча
двухтактной схемы на заданную мощность Р\м при в =90°.
Расчёт начинается с определения коэффициента использования
анодного напряжения по формуле
А\ С 1 Л. 1 1 / 1 вР|*
W «1 $к £а мол
Здесь Sk = s(J- + d), х еаМанр-
\ * / ес макс ~^~ ^со
В этой формуле в критическом режиме для генераторных ламп мы
брали *= 1.5 2, для модуляторных ламп следует полагать =3-4.
Амплитуда напряжения на аноде плеча двухтактной схемы
5) Uа м= ?л» Еа М0Л.
Амплитуда первой гармоники анодного тока
6) 7«i = /г
и ам
Высота импульса анодного тока
Постоянная слагающая анодного тока в плече
1
Амплитуда напряжения на сетке
*5
9) Uc-lf+DUaM,
Смещение

454
Глава 16
Остаточное напряжение на айоде
11) еамин:**Еамол-+иам
Максимальное напряжение на* сетке
1") &с макс = ^с ~т~ ^ с.
Поверка напряжённости режима
, 0\ еа мин
13) р— - *.
сс макс *^со
Эта поверка должна удовлетвориться в точности, так как $
определялась по заданной величине л.
Мощность, потребляемая плечом модулятора при максимальной
громкости,
4) *рлг ~ ^аО ^а мол'
Мощность, потребляемая модулятором,
15) Г0М = 2Р'0М.
Мощность, теряемая на анодах плеча,
16) P'om-pL-P'im-
Следует убедиться, что мощность потерь на аноде не превосходит
допустимую.
Кпд модулятора при максимальной громкости
17) Цм = ~2~ 5jK = ""J *М-
18) Ток 1'п, потребляемый плечом модулятора при молчании,
определяется по статической характеристике ламп при
ес = ^с* &а == амол'
Мощность, потребляемая модулятором в режиме молчания,
19) гоммол~^'п^амол-
Результирующий кпд генератора и модулятора в режиме молчания
г-Пч "l МОЛ
^v) "Цмол — и _i_p *
*о мол^гом мол
Коэффициент трансформации модуляционного трансформатора
^2 т
21) П= 2Тйм^^'
Обычно п = 0,7 — 0,8, т. е. трансформатор получается понижающим.
Перейдём к некоторым особенностям работы модуляторов.
В современных радиовещательных передатчиках для уменьшения
коэффициента нелинейности обязательно применяется отрицательная обратная
связь. Вопросы построения мощного модуляционного устройства оказываются
тесно связанными с обеспечением должной обратной связи! Ниже'излагаются
особенности работы двухтактного модулятора, которые можно отделить от
схем1 отрицательной обратной связи.
Рассмотрим нелинейные искажения за счёт индуктивности рассеяния
трансформатора. На рис. 16.26а представлена эквивалентная схема анодной
цепи двухтактного модулятора. Во вторичной ббмотке нагрузка учтена в
виде сопротивления генератора постоянному току.

Амплитудная модуляция
455
В половинах первичных обмоток трансформатора при отсечке 90°
появляются иолуаолны аводяого тока. За счёт индуктивностей рассеяния при
появлении токов в анодной цепи каждого плеча возникает переходный
процесс. При этом форма анодного тока искажается, Поэтому искажается
ток в нагрузке, а следовательно, и модулирующее напряжение. Эти
искажения могут быть учтены коэффициентом нелинейности. Исследование
переходных процессов в указанной схеме было выполнено А. М. Писаревеким.
Результаты этого исследования кратко излагаются ниже.
Из схемы на рис. *о.2оа след^ех, чю
в ту часть периода, когда отсутствует
анодный ток во втором плече, процессы в
первом плече могут быть уяснены из
эквивалентной схемы на рис. 16.256". На этой
схеме Lsi— индуктивность рассеяния
между половиной первичной и вторичной
обмотками* отнесённая к половине первичной
обмотки. Согласно обозначениям на схеме
рис. 1€.26а Ls2 -» L\ — ~,R2 — сопро-
тивление нагрузки, пересчитанное в пер-
вичную цепь, т. е. R = Rz~i~ •
За счёт переходных процессов
происходит затягивание длительности импульсов
анодного тока в каждой поло! ине
первичной обмотки. В ту долю периода, когда
присутствуют- токи в обоих плечах,
играет также роль и индуктивность
рассеяния, котгпая определяется по формуле
Ая = £i — Mi.
Мсжно по* азать, что она примерно
равна половине индуктивности рассеяния между половинами первичных об-
моток L 6l=* L\— -—- .
В результате вычислений получаются графики анодных токов плеч и
тока в нагрузке, искажённых за счёт переходных процессов. Эти графики
Представлены на рис. 16.27.
На рис. 16.28 представлен график, показывающий зависимость
коэффициента нелинейности от величины ( R9 + RJ /Q£S2« Из рассмотрения этого
графика следует, что коэффициент нелинейности увеличивается почти
пропорционально модулирующей частоте. Физическое объяснение этому явлению
сводится к следующему. Длительность и характер переходного процесса
определяется постоянной* времени Ls2/ (Re+Rg) и, следовательно, от частоты
не зависит. Поэтому вызываемые переходным процессом искажения
оказываются тем заметнее, чем меньше длительность импульса анодного тока,
т. е. чем' выше частота. Для уменьшения коэффициента нелинейности
очевидно надо понижать постоянную времени, т. е. уменьшать индуктивность
рассеяния. Чтобы получить малую индуктивность рассеяния, применяется
специальная конструкция модуляционного трансформатора.
Согласно графику на рис. 16.28 коэффициент нелинейности■ следует
обеспечивать малым -на частоте модуляции, составляющей примерно половину от
максимальной. Для более высоких частот гармоники модулирующей частоты
Несущественны, так как они лежат вне полезного сйектра звуковых частот
и будут задержаны на выходе модулятора специальным фильтром, о
котором сказано ниже. Принимая максимальную частоту модуляции 10 000 щ.

456 Глава 16
^Х
-—St
можн® считать, что на частоте 5000 гц следует иметь (R8+RZ)IQ Lsi > 10.
При этом коэффициент нелинейности будет не более 4%.
На рис. 16.29а представлена эквивалентная схема анодной цепи
модулятора для диапазона высоких модулирующих частот. Она построена в
соответствии со схемой модулятора на рис. 16.24.
На этой схеме С2~ пересчитанная к первичной обмотке входная ёмкость
анодной цепи генератора. К ёмкости С2 следует также добавить междувит-
жшую ёмкость вторичной обмотки модуляционного трансформатора. R \ —
сопротивление генератора постоянному току,
также пересчитанное в первичную обмотку.
Ls — индуктивность рассеяния между всей
первичной и вторичной обмотками. Наконец,
показанная пунктиром ёмкость С\
соответствует ёмкостям, шунтирующим половины
первичных обмоток на рис. 16 24 К ним
также должна быть добавлена междувитковая*
ёмкость первичной обмотки.
Практика работы с двухтактными
модуляторами показала, что индуктивность
рассеяния в схеме рис. 16.29 является причиной
значительных нелинейных искажений и
перенапряжений. Механизм этих явлений таков.
Как было объяснено выше, в двухтактном
модуляторе искажения импульсов анодного тока
увеличиваются с ростом частоты. Гармоники
CL
H-J7-
Ю£
-~S2t
—S*
16.27.
анодного тока на частотах,
близких к собственной частоте контура C\L s u2
создают в анодной цепи большие напряжения. Поэтому наблюдаются
пробои и нелинейные искажения вследствие возникновения
перенапряжённого режима. Вместе с тем гармоники ультразвуковых частот модулируют
генератор и приводит к засорению эфира.
Для избавления от этих явлений С. В. Персон предложил на базе
индуктивности рассеяния построить П-образный фильтр. Назначение этого
фильтра двоякое. Во-первых, он должен обеспечить равномерную активную
нагрузку в полезном спектре частот и малое сопротивление нагрузки,
близкое к короткому замыканию, вне этого спектра. Во-вторых, фильтр должен
обеспечить равномерную частотную характеристику модулятора в области
полезного спектра со срезом всех частот,
лежащих выше максимальной частоты
модуляции.
Исследования показали, что таким
требованиям фильтр может удовлетворить при
подборе его элементов согласно
нижеследующим формулам:
5 Q*
(Гх =
1
С2 =
сх
Qn =
QoRgd
Значение входящих в эти формулы рис ig.28.
коэффициентов надо выбирать такие:
а == u>; b = 2,3; р = 1,2—1,5.
Здесь Q м > — максимальная частота модуляции.
На рис. 16.296 представлены графики, показывающие изменение
входного сопротивления фильтра и коэффициента передачи напряжения при
указанном выше способе расчёта*.

Амплитудная модуляция
457
I ^
11 11
(а)
Qfi W U5 2ft 2j
(б)
Рис. хб.29.
Во избежание нелинейных искажений импульсов анодного тока режим
модуляторадолжен быть недонапряжённым даже при m = 100%.
Напряжённость режима ещё падает, когда глубина модуляции уменьшается. При этом
создаются благоприятные условия для возникновения динатронного эффекта
цепи сетки и в динамической характеристике тока сетки появляется
падающий участок с отрицательной крутизной.
В цепи сетки имеется колебательный контур, образованный
индуктивностью входного трансформатора и междуаитковой и входной ёмкостями
пампы. За счёт динатронного эффекта в этом
контуре часто возникают паразитные
автоколебания. Условие самовозбуждения этих
колебаний сводится к неравенству SRx > 1, где
S — крутизна падающего участка,
Roe—эквивалентное сопротивление паразитного
контура в цепи сетки.
Паразитная динатронная генерация
является причиной нелинейных искажений, а
также перетоков и перенапряжений. Поэтому
она подлежит обязательному устранению.
Способ борьбы с динатронной генерацией
сводится к нарушению условия
самовозбуждения. Для этого необходимо понизить
величину R . На практике отдаётся предпочтение
тйким антипаразитным средствам, которые
возможно меньше нагружают подмодулятор.
По этой причине шунтирование учаегка
сетка —- катод активным сопротивлением
оказывается совершенно неприемлемым антипаразитным средством, так как шунт
поглощает значительную мощность звуковой частоты.
Наиболее эффективным средством борьбы с динатронной генерацией
оказалось включение антидинатронного кенотрона по схеме, предложенной
Н Г Кругловым. Эта схема представлена на рис. 16.30. Достоинство этой
схемы состоит в том, что при помощи подбора сопротивления автосмещения
в цепи сетки удаётся переместить начало характеристики кенотрона в
область таких напряжений, при которых компенсация падающего участка
характеристики получается наиболее эффективной. В то же время благодаря
включению сопротивления смешения в цепь сетки, где его величина
требуется достаточно большой, удаётся получить эффект автосмещения в
диапазоне звуковых частот при приемлемых величинах ёмкости.
Другим способом подавления динатронной генерации является
применение показанного на рис. 16.30 пунктиром шунта RC Эта схема предложена
С В Персоной. Эффективность её зависит от частоты паразитной генерации.
Если она достаточно высока, то можно
применить малые величины С и R. Тогда шунт
вносит большое затухание в паразитный контур
цепи сетки, но потребляет малую мощность в
спектре звуковых частот. Целесообразно
комбинированное употребление обоих способов.
При модуляции на анод можно достигнуть
уменьшения номинальной мощности ламп
предыдущей ступени, если модулировать её на анод
от модулятора выходной ступени. Если в
предыдущей ступени выбрано имсл—к-аном* то
применение анодной модуляции даёт возможность
получить в пиковой точке мощность в два раза больше номинальной, а
следовател но, можно вдвое уменьшить число ламп предыдущей ступени.
Мощность звуковой частоты, которая потребляется дополнительно от моду
лятора невелика. Её можно получить без увеличения количества ламп
в модуляторе.
Рис. 16.30.

458
Глава 16
Параллельная модуляция на предыдущую ступень оказываеЛя
совершенно необходимой, когда выходная ступень построена по схеме с
заземлённой сеткой. Тогда, если в предыдущей ступени модуляции нет, то
входное сопротивление мощной ступени во время модуляции будет резко
изменяться
Чтобы объяснить это явление, вспомним, что входное сопротивление ступени
с заземлённой сеткой определяется первой гармоникой" тока эмиссии Rex—f
При модуляции на анод для выравнивания модуляционной
характеристики применяется автоматическое смещение, и величина тока эмиссии
не остаётся постоянной, а меняется, как показано на рис. 7.176. Поэтому
входное сопротивление уменьшается при переходе от минимального режима
к максимальному. Сопротивление, вносимое в контур предыдущей ступени,
также изменяется, увеличиваясь при модуляции вверх. В результате
сопротивление нагрузки в анодной цепи предыдущей ступени при модуляции
вверх уменьшается, а следовательно, уменьшается и амплитуда напряжения
на сетке мощной ступени. Этот процесс называется «подсадкой» предыдущей
ступени. За счёт подсадки модуляционная характеристика искривляется,
появляется загиб в верхней части.
Ослабить явление подсадки можно, если выбрать маленький- кпд контура
предыдущей ступени, т. е. если выбрать мощность предыдущей ступени с
большим запасом. Этот способ, однако, невыгоден с экономической стороны,
так как приведёт к усложнению передатчика и к увеличению потребляемой
мощности.
Если же предыдущую ступень модулировать на анод так же, кан и
выходную, то получится двоякая выгода. Во-первых, за счёт увеличения
пиковой мощности получится экономия в номинальной мощности предыдущей
стунени. Во-вторых, и это самое главное, амплитуда напряжения на сетке;
Ис и амплитуда первой гармоники тока эмиссии h во время модуляции
изменяются пропорционально, и входное сопротивление остаётся постоянным.
Таким образом, явление подсадки устраняется и модуляционная
характеристика получается линейной, "
16.6. Прохождение боковых частот при модуляции на анод
Прохождение боковых частот при модуляции на анод может быть
рассмотрено при помощи упрощённой эквивалентной схемы анодной цепи,
справедливой при работе генератора в перенапряжённом режиме. Такая схема
при известных допущениях была получена в п. 7.4 и представлена на
рие- 7.8. Анодная цепь на этой схеме представлена генератором высокой
частоты с эдс, амплитуда которой %Кр ^а • а внутреннее сопротивление
генератора равно нулю.
Напомним, что эквивалентная схема анодной цепи при модуляции на
сетку содержит весьма большое внутреннее сопротивление и поэтому она
рассматривалась нами не как генератор напряжения, а как генератор тока.
Таким образом, если при модуляции на сетку можно было считать, что
задана огибающая модулированного тока, питающего анодную цепь, то при
модуляции на анод следует считать заданной огибающую модулированного
напряжения на контуре. Эта особенность приводит к особенностям в
искажении огибающих за счёт расстройки контуров на боковых частотах. При
модуляции на сетку реакция анода выражена слабо, и искажения в
огибающей первой гармоники анодного тока незначительны. При модуляции на
анод анодная реакция весьма сильна, и искажения в огибающей первой
гармоники анодного тока играют принципиальную роль. В результате" этих
искажений нагрузка на модулятор получается комплексной и возникают
частотные искажения в модуляторе. Поэтому вопрос о прохождении боковые
частот при модуляции на анод можно разбить на две части? искажение в 1
тракте высокой частоты и искажения в модуляторе,

Амплитудная модуляция
459
Рассмотрим сначала искажения в тракте высокой частоты. Из
эквивалентной схемы на рис. 7.8 следует, что если напряжение на аноде
модулировано по закону
Еа=ЕаМ0Л{1+m cos Qt), (16.6.1)
то по тому же закону будет модулирована и огибающая напряжения на
контуре
Va^UaMojlV + mtos&t). (16.6.2)
Пусть нагрузкой в анодной цепи генератора служит система связанных
контуров. Амплитуда тока в ветвях первого промежуточного контура,
включённого в анодную цепь, пропорциональна Ua согласно формуле 1,с— —?.
ха
Поэтому искажения- в огибающей тока первого контура отсутствуют.
Искажения на выходе системы определятся частотной характеристикой
системы при постоянной амплитуде тока в первом контуре, т. е. частотными
характеристиками всех контуров за исключением первого.
Если в анодной цепи включена система из двух связанных контуров, то
искажения в огибающей тока второго контура определяются частотной
характеристикой этого контура
'•-г+гёт,- (16-6'3'
2
Здесь постоянная времени второго контура Т^—-.
СООд
При трёхконтурной системе, когда анодная цепь отделена от выходного
контура двумя промежуточными контурами, искажения имеют место в
огибающей токов второго и третьего контуров.
Для тока в третьем контуре уравнение частотной характеристики имеет
вид
_ 1 + «и (16.6.4)
(1+12га)(1+^Г,)+а1з
Здесь a\z — фактор связи между вторым и третьим контурами. Он
выражается через кпд второго контура по формуле
Выписанные выше ф-лы (16.6 3) и (16.6 4) аналогичны выражениям для
комплексных частотных характеристик, полученных в п. 16.4, где рассмотрено
прохождение боковых при модуляции на сетку. Совпадение получится
полным, если в формулах п. 16.4. положить 6 = 0. Тогда ф-ла (16.6.3)
совпадёт с ф-лой (16.4.3), а ф-ла (16.6 4) с (16.4.13). Поскольку в п. 16.4 уже
приводились следующие из этих формул выражения для расчёта частотных
и фазовых искажений, здесь они не повторяются.
Согласно эквивалентной схеме на рис. 7.8 при модуляции напряжения- на,
аноде по yR-нию (16 6.1) в огибающей первой гармоники анодного тока / г<
появляются; искажения за счёт расстройки нагрузки в анодной- цепи Zf» на
боковых частотах. Выражение для 10\ получаетед следующее:
I -f т — cos (Qt - увб)
(16.6 5)
Здесь г № и у9б ~ модуль и фаза сопротивления нагрузки на верхней
боковой,

460
Глава 16
Частотные и фазовые искажения в огибающей !т приводят к тому» что
нагрузка на модулятор при модуляции на анод оказывается комплексной.
Чтобы найти величину этой нагрузки, следует принять во внимание, что
постоянная слагающая анодного тока / а<\ изменяется пропорционально 1 а\>
т. е. согласно уравнению, подобному (16.6.5),
[р -,
1 + т JL cos(Q/ - увб) . (16.6.6)
Для определения кажущегося сопротивления нагрузки на модулятор
представим переменные составляющие звуковой частоты в анодном
напряжении Еа и в постоянной составляющей анодного тока 1ао в символической
форме. Для этого следует заменить i os у / = Re (e,ffi ') , т. е.
действительной частью экспоненты eiif/. В дальнейшем ради краткости символ
Re не будет писаться, а будет лишь подразумеваться.
Таким образом, для составляющей напряжения звуковой частоты будем
иметь
uQ =тЕаМ0Лет . (16.6.7)
Для составляющей тока звуковой частоты
lQ = miaOMOA га е
или
/о = т/я0^е«а'. (16.6.8)
Здесь г се означает комплексное сопротивление нагрузки, в анодной цепи
на верхней боковой частоте
Согласно (16 6 7) и (16 6 8) выражения для комплексных амплитуд
напряжения и тока звуковой частоты в анодной цепи будут следующие:
U2 = т1-амол>
13-т1аомол гсЕ
Us» •
Взяв отношение уг , получим кажущееся сопротивление генератора
для тока звуковой частоты
\=-s-R'K- (16-6-9)
Эта формула показывает, что генератор представляет для модулятора
комплексное сопротивление. Характер зависимости этого сопротивления от
частоты оказывается таким же, как у сопротивления нагрузки для первой
гармоники анодного тока генератора на верхней боковой частоте.
Если расстройка нагрузки на боковых частотах невелика и ею можно
пренебречь, можно считать г,— *» 1 и, следовательно, za *» R2, т. •, на-
грузка генератора на модулятор совпадает с сопротивлением генератора
постоянному току.
При учёте расстройки контуров на боковых частотах в эквивалентных
схемах анодной цепи модулятора, которые были рассмотрены выше, следует

Амплитудная модуляция
4bi
заменить Ягнагд. Зависимость модуля иг фазы сопротивления гя вт
частоты является причиной частотных искажений в модуляторе. На тех
звуковых частотах, для которых е > Нг, в модуляторе может наступить
перенапряжённый режим и, следовательно, появятся нелинейные искажения.
Чтобы облегчить расчет частотных и фазовых искажений в модуляторе
н объединить его с расчетом частотных и фазовых искажений в тракте
высокой частоты, полезно найти схемы, замещающие входное сопротивление
генератора для модулятора. При построении схем замещения надо исходить
из формулы входного сопротивления генератора для модулятора (16.6.9).
Учитывая (16.4.30), эту формулу можно переписать следующим образом:
КгУг
(16.6.10)
Сравнение этой формулы с выражением (16.4.30), которым мы
пользовались при построении схем замещения генераторов, модулируемых на сетку,
показывает, что структура схем замещения при модуляции на анод
сохраняется такой же, как и при модуляции на сетку. Изменяется только
величина параметров схемы, поскольку при модуляции на сетку все сопротивления
пропорциональны /?«, а при анодной модуляции — R^. He повторяя
рассуждений, изложенных в п. 16.4, укажем, что для случая
одноконтурной, двухконтурной и трехконтурной систем получаются схемы
замещения генератора, модулируемого на анод, представленные соответственно
на рио. 16.31а,б,0. Входные клеммы схем замещения, где показано
напряжение С/а, следует считать включенными на выход модулятора. Для схемы
на рис. 16.31а, соответствующей нагрузке модулируемого генератора в виде
одиночного контура, ёмкость С имеет такую величину, что постоянная
времени ЛгС=Т, где Г—постоянная времени контура. Таким образом, при
одноконтурной схеме расстройка контура на боковых частотах приводит к
кажущемуся увеличению ёмкости на выходе модулятора.
Сопротивление генератора постоянному току /?г можно выразить через
сопротивление нагрузки в анодной цепи генератора Rа по формуле
где ? и g\ — коэффициенты использования анодного напряжения и
коэффициент формы.
-I сг Г
-у-ТЯР-Цу I ■
m тлтп гп
<4
I
6-
(Ф
(8)
1
4 w те 4
Рис. 16.31.
(5)
Отсюда легко найти выражение для ёмкости в схеме замещения
через ёмкость контура Ск в случае однотактной схемы генератора:
В случае двухтактной схемы
С-
2Ь I
V 'л
*2* I
Р* gi

462 Глава 16
Для двухконтурной системы сопротивления Ri и R2 на рис.. 16.31£
определяются по формулам:
р
1—4«i
где Kjei —кпд первого контура.
Реактивные элементы этой схемы определяются из равенств CiRi = Т\\
тг* =» Т2, где Т\ и Т? — постоянные времени контуров.
Если схему" замещения рассматривать как четырёхполюсник, считая
выходом зажимы сопротивления R% то частотные и фазовые искажения
напряжения на этом сопротивлении Ui будут такими же, как и искажения
в огибающей тока выходного контура. Таким образом, на схеме замещения
можно объединить расчёт искажений в трактах высокой и низкой частоты.
Элементы схемы замещения для трёхконтурной системы на рис. 16 31в
определяются по формулам, аналогичным (16 4 38), если заменить в них
*а на /?г. Напряжения UQjj2t yit лежащие на сопротивлениях Ru R2, Rz,
передают искажения в огябающих токов первого, второго и третьего
контуров соответственно.
Сравнение схем замещения для генераторов, модулируемых на сетку и
на анод, показывает, что в общем характер частотных и фазовых искажений
получается в обоих случаях в основном одинаковый, поскольку структура
схем замещения аналогична. Различие сводится лишь к тому, что при
модуляции на сетку схема замещения включается в анодную цепь генератора
высокой частоты, а при модуляции на анод — на выход модулятора.
16.7. Модуляция тетродных и пентодных генераторов
Модуляция смещением в генераторах на тетродах
и-пентодах в принципе не отличается от модуляции на сетку триод-
ных генераторов. Перед последними они имеют то
преимущество, что требуется меньшая мощность звуковой частоты от
модулятора, потому что ток сетки получается меньше. Следует
иметь в виду, что неправильно составленная цепь питания
экранирующей сетки может явиться причиной искажений при
модуляции. Дело в том, что при модуляции постоянная слагающая
тока экранирующей сетки изменяется со звуковой частотой.
Если внутреннее сопротивление источника, от которого получает
питание экранирующая сетка, велико для токов звуковой
частоты, то напряжение на экранирующей сетке будет меняться со
звуковой частотой. Это изменение будет противодействовать
' модуляции, получится своеобразная отрицательная обратная
связь. Помимо того, изменение постоянной слагающей тока
экранирующей сетки во время модуляции может быть
несимметричным.
Если в цепи экранирующей сетки имеется гасящее
сопротивление значительной величины, то может иметь место
несимметричная модуляция. Чтобы устранить эти явления, желатель-

Амплитудная модуляция 463
но питать экранирующую сетку от потенциометра с достаточно
малым сопротивлением. Тогда можно считать, что напряжение
на экранирующей сетке во время модуляции не изменяется.
При модуляции на анод линейная часть модуляционной
характеристики лежит в области перенапряжённого режима по
экранирующей сетке. В режиме молчания ток экранирующей
сетки получается большой, мощность, теряемая на экранирующей
сетке, может превысить допустимую. Поэтому модуляция на
анод тетродных и пентодных генераторов в чистом виде не
применяется.
Применяется комбинированная анодно-экранная модуляция.
Для этого питание экранирующей сетки включается
параллельно с питанием цепи анода через гасящее сопротивление или
потенциометр. Ток экранирующей сетки в режиме молчания
получается меньше, чем в максимальном режиме. Смещение в цепи
управляющей сетки необходимо делать автоматическим. Схема
анодно-экранной модуляции показана на рис. 16.32.
Рассмотрим модуляцию на экранирующую сетку. Кпд
анодной цепи при модуляции на экранирующую сетку оказывается в
(1+т) раз меньше, чем в максимальном режиме. Поэтому в
энергетическом отношении этот способ модуляции подобен
модуляции на управляющую сетку. Однако модуляция получается
значительно хуже, чем модуляция на управляющую сетку по
следующим причинам. Ток экранирующей
сетки больше тока управляющей сетки в
2—2,5 раза. Раствор статической
модуляционной характеристики шире, чем при
модуляции смещением. Поэтому мощность
звуковой частоты для модуляции
требуется в несколько раз больше. Другой
недостаток связан с присутствием
блокировочного конденсатора между экранирующей
сеткой и катодом, который должен
служить коротким замыканием для токов
высокой частоты. Ёмкость этого
конденсатора должна быть значительной. Поэтому
обеспечить равномерную частотную
характеристику модулятора в области
высоких звуковых частот трудно. По
изложенным Причинам модуляция на
экранирующую снетку не применяется.
Модуляционные характеристики при модуляции на
защитную сетку представлены на рис. 7. 20. Практически можно
считать, что характеристика 1а\{Ес^ линейна между точкой
максимального режима при Ес?мак9 и точкой запирания при Ес3за
Весьма важным является то обстоятельство, что почти вся
линейная часть характеристики лежит в области >Ес3 <0, где нет
Рис. Ш.3,2

464
Глава 16
тока защитной сетки. Поэтому при модуляции иа защитную
сетку требуется весьма малая мощность звуковой частоты.
В этом смысле модуляция на защитную сетку имеет
преимущества перед модуляцией на управляющую сетку. ,
Чтобы избежать завала частотной характеристики
модулятора, ёмкость блокировочного конденсатора в цепи защитной
сетки должна выбираться не слишком большой. Такой выбор
оказывается возможным потому, что развязка цепей сетки и анода
в пентоде, главным образом, достигается за счёт экранирующей
сетки. Там ёмкость блокировочного конденсатора может быть
достаточно большой.
Предполагая модуляционную характеристику линейной,
можно получить формулу для расчёта напряжения на защитной
сетке в режиме молчания
р ^сзмдкс ~t" m^ca зап
•^сЗ мол
(16.7.1)
1 +т
Запирающее напряжение определяется по формуле
F п F
*-cS зап— и%^а •
Амплитуда напряжения
звуковой частоты
ип=Е„
(16.7.2)
'сЗмакс '-сЪ мол
Чтобы ток в -цепи
защитной сетки при модуляции
отсутствовал, целесообразно
принять В ,3 „ кс = 0.
Для выравнивания
модуляционной характеристики и
ограничения тока экранирующей
сетки следует питать
экранирующую сетку от источника
анодного напряжения через
гасящее сопротивление. В
цепи управляющей сетки целесообразно применять
автоматическое смещение.
Для модуляции на защитную сетку могут быть использованы
те же схемы модуляторов, которые применяются при модуляции
на управляющую сетку. На 'рис. 16.33 представлен генератор с
модуляцией на защитную сетку по схеме Минца.
16. 8. Применение противосвязи в передатчиках
В современных радиопередающих устройствах широко применяется
отрицательная обратная связь или протнвосвязь. Цель её применения состоит
в понижении коэффициента нелинейности, а также в уменьшении уровня
паразитной модуляции. Теория отрицательной обратной связи в мощных

Амплитудная модуляция
Ш
усилительных устройствах, каковыми являются модуляторы модулируемых
на анод передатчиков, была разработана в процессе построения и наладки
новых радиопередающих устройств в Советском Союзе. Эта теория вместе
С результатами, полученными от применения отрицательной обратной связи
в передатчиках, изложена в ряде работ советских учёных: 3. И. Моделя,
в. В. Персона, А. М. Писаревского, А. И. Лебедева-Карманова и Н. Г. Круг-
лова. Необходимо также отметить обстоятельную работу Г. С. Цыкина,
посвященную, главным образом, общей теории усилителей с противосвязью.
В передатчиках нелинейные искажения и шумы вносятся трактами
низкой и высокой частоты. Они проявляются в виде искажений и шумов в
огибающей тока в антенне. Поэтому полная схема противосвязи должна
охватывать ступени низкой и выоокой частоты, а напряжение обратной
овязи должно быть пропорционально
2 -
плл!
3 - U - 5 —*
А—II—
4—4* SAWWr1
ЯК ¥
Рис. 16.34.
огибающей антенного тока. Такая
схема представлена на рис. 16.34 для
передатчика, построенного по
системе усиления модулированных
колебаний.
Напряжение обратной связи на
этой схеме снимается с детектора и
подаётся на вход модулятора.
Следует иметь в виду, что паразитные
наводки в цепи тракта обратной
подачи не компенсируются, а
модулируют передатчик наравне с
полезным сигналом. Эту цепь необходимо
тщательно экранировать от индукции
со стороны внешних полей.
В петлю обратной связи следует включать лишь те ступени, где имеют
место нелинейные искажения и в то же время следует исключать цепи,
вносящие большие фазовые сдвиги. Последнее необходимо, чтобы избежать
самовозбуждения системы. Обсудим с этой точки зрения, каковы должны
быть принципы построения схемы противосвязи на рис. 16.34.
При модуляции на сетку и усилении модулированных колебаний
нелинейные искажения огибающей возникают, главным образом, в модулируемых
генераторах. Там же получается паразитная модуляция за счёт магнетрон-
ного эффекта катода при питании переменным током. Охват этих ступеней
противосвязью следует считать целесообразным. Вносимые ими частотные
й фазовые искажения определяются их частотными и фазовыми
характеристиками. Как следует из теории схем замещения модулированных
генераторов, изложенной в п. 16.4, каждая ступень, через которую проходят
модулированные колебания, вносит частотные и фазовые искажения в огиг-
бающую, подобно ступени усилителя низкой частоты.
Частотная и фазовая характеристики ступени с модуляцией на сетку при
одиночном* контуре такие же, как у удилителя на сопротивлениях в
диапазоне высоких звуковых частот. У ступени с двухконтурной системой
частотная и фазовая характеристика такие же, как у трансформаторной ступени
в области высоких звуковых частот. Чтобы фазовые сдвиги, вносимые в
огибающую ступенями высокой частоты, были минимальны, не следует
применять в ступени 4 двухконтурную схему. Кроме того, для уменьшения
фазовых сдвигов детектор целесообразно связать не с антенной, а с
промежуточным контуром. Это даст фазовый сдвиг в пределе при £2-><х — 90° вместо
— 180°. Из ступеней низкой частоты следует охватить обратной связью
лишь модулятор, так как искажения, вносимые другими ступенями, незна'-
чительны. Для уменьшения фазовых, сдвигов, вносимых модулятором,
желательно применить схему Минца, а не схему с трансформатором.
Другой способ получения напряжения обратной связи состоит в том,
что включается активное сопротивление в цепь постоянной составляющей
анодного тока выходной ступени. При модуляции токи Iа0 и I«i изменяются
30 Радиопередающие устройства

466
Глава 16
пропорционально, поэтому на указанном сопротивлении образуется
напряжение звуковой частоты, пропорциональное огибающей первой гармоники
анодного тока.
Применение противосвязи по принципу схемы на рис. 16.34 при анодной
модуляции нецелесообразно. Статическая модуляционная1 характеристика
линейна, искажения, вносимые генератором, незначительны. Поэтому
включение в петлю обратной связи тракта высокой частоты не является
необходимым.
Главные искажения при модуляции на анод имеют место в мошном
модуляторе и подмодуляторе. Для компенсации этих искажений необходимо
охватить противосвязью несколько ступеней низкой частоты до модулятора
включительно. По такому принципу в настоящее время строятся схемы
противосвязи в передатчиках с модуляцией на анод.
Рис. 16.35.
Типичная принципиальная схема модуляционного устройства с
противосвязью представлена на рис. 16.35. Чтобы облегчить борьбу с паразитной
генерацией, из цепи противосвязи исключаются входной и модуляционный
трансформаторы. Напряжение обратной связи снимается с потенциометра в
первичной обмотке модуляционного трансформатора и включается в разрыв
вторичной обмотки входного трансформатора. В цепи потенциометра
обратной связи включены для борьбы с паразитной генерацией фазокомпенса-
ционные ячейки, уменьшающие фазовые сдвиги в петле обратной связи.
Подмодулятор часто строится по схеме с катодным выходом, которая
представляет схему глубокой противосвязи в одной ступени. Достоинство такой
схемы состоит в том, что кажущееся внутреннее сопротивление ламп
получается малым, оно равно I -Ь 1 г ь>) • Малое внутреннее сопротивление
необходимо для борьбы с нелинейными искажениями, вызываемыми током
сетки модуляторных ламп. Схема с катодным выходом позволяет
достигнуть хорошего согласования внутреннего сопротивления подмодулятора с
входным сопротивлением цепи сетки модуляторных ламп без применения
подмодуляционного трансформатора. Фазовые сдвиги, вносимые подмодуля-
тором с катодным выходом, малы, поэтому облегчается борьба с паразитной
генерацией.
Применение противосвязи даёт возможность увеличить смещение на
сетках модулятора при сохранении малого коэффициента нелинейности. При
Этом удаётся значительно уменьшить мощность, потребляемую модулятором
во время молчания.
ЛИТЕРАТУРА
1. И. Г. Клядкин и А. Л. Минц. «Основания для расчёта
модуляции на сетке». ТиТбп № 52 и № 55, 1929.
2. И. Г. К л я ц к и и и А. Л. Минц. «Основания для расчёта
модуляции на аноде». ТиТбп № 42, 1927.

Амплитудная модуляция
467
3. А. И. Б е р г. Теория и расчёт ламповых генераторов. Госэнергоиздат,
193Я
4. И. Г. К л я ц к и н. «Расчёт промежуточного контура». Сборник ОДР
№ 2—3, 1930.
5. С. В. Персон и Е. И. Городничев. «Исследование анодной
модуляции с повышенным кпд». ИЭСТ № 2, 1934.
6. А. И. Берг. «Развитие теории и расчёта анодной модуляции при
неизменном возбуждении». ИЭСТ № 1, 1935.
7. С. И. Е в т я н о в. «Анодная модуляция в перенапряжённом режиме».
ИЭСТ № 6, 1936.
8. 3. И. Модель и И. X. Невяжский. Курс радиопередатчиков.
Связьиздат, 1938.
„9. Б. П. Терентьев. «Усиление модулированных колебаний в
передатчиках». Электросвязь № 1, 1938.
10. Б. П. Терентьев. Электропитание радиоустройств. Связьиздат,
1948.
И. С. И. Евтянов. «О влиянии частотных свойств нагрузки на
искажения при анодной модуляции». ИЭСТ № 3, 1938.
12. С. И. Евтянов. «Об эквивалентности усилителей высокой и
низкой частоты». «Радиотехника» № 4, 1948.
13. 3. И. М о д е л ь. Вопросы построения мощных радиостанций.
Госэнергоиздат, 1947.
14. А. М. П и с а р е в с к и й. «Исследование нелинейных искажений,
обусловленных устанавливающимися процессами в мощных усилителях
класса В». «Радиотехника» № 2, 1947.
15. А. И. Лебедев-Карманов и А. М. Писаревский.
«Некоторые вопросы построения современного мощного модуляционного
устройства». «Радиотехника» № 3, 1947.
16. С. В. П е р с о н. «Широкополосная компенсация искажений
противосвязью в мощном модуляционном устройстве класса В». «Радиотехника»
№ 3, 1947.
17 . С. В. Персон, А. И. Л е б е д е в - К а р м а но в, А. М.
Писаревский. «Мощное модуляционное устройство с противосвязью». ИЭСТ
№ 2, 1940.
18. Н. Г. Круглое. «О методах получения глубокой противосвязи
в радиопередатчиках». «Вестник связи» № 5, 1949.
19. Н. Г. Круглое. «Практическое осуществление глубокой противо
связи в радиопередатчиках». «Вестник связи» № 11, 1949.
20. 3. В. Топуриа и В. Л. Лебедев, «Модуляционное устройство с
глубокой обратной связью для 15-киловаттного коротковолнового
передатчика». «Вестник Связи» № 1, 1949.

ГЛАВ.А 17 '
в cos я г
0ДН0ПШ10СНАЯ ПЕРЕДАЧА
17.1. Общие сведения
При однополосной передаче антенна передатчика излучает
одну из боковых полос амплитудно-модулировапного колебания.
В приёмнике при детектировании к принятой и усиленной
боковой частоте добавляется несущая ча-
Bsinszt стота от местного гетеродина. На рис. 17.1
представлена векторная диаграмма
колебания, которое подаётся на вход
детектора при однополосной передаче. Вектор
А означает напряжение от местного
гетеродина, имитирующее напряжение
несущей частоты; вектор В — напряжение
боковой частоты. Положим, что частота
боковой со -4- Q , а частота напряжения
местного гетеродина в точности
совпадает с несущей частотой,- устранённой на
передатчике. Чтобы найти
эффект-детектирования, надо определить амплитуду ре-
Рис 17.1. зультирующего напряжения R.
Разложив вектор В на две составляющие —-
синфазную и квадратную относительно вектора А, согласно
рис. 17.1 получим
R=Y{A^ В cos Q t)2-\-(B sin 2 tf.
Эш выражение после простых преобразований можно
представить в виде
/?=A]A+24cos2*+(4)2.
В приёмнике амплитуду «местной» несущей делают обычно
значительно больше амплитуды боковой, т. e.-jC f. Тогда
амплитуду результирующего колебания можно представить
приближённо так:
R=A ^BcosQt.
(17.1.1)

Однополосная передача
469
При обычной двухполосной передаче амплитуда напряжения
на входе детектора определяется выражением
R^VjnAl+mcosQf). - (17Л.2)
, Для сравнения результатов детектирования примем, что
характеристика детектора линейная. Тогда амплитуда
напряжения низкой частоты при однополосной передаче согласно
(17.1.1) пропорциональна В, а при обычной передаче согласно
(17.1.2) пропорциональна амплитуде огибающей, т. е. ml) МОЛ.
Выигрыш в амплитуде напряжения звуковой частоты при
однополосной передаче,по сравнению с обычной определяется
отношением
(17.1.3)
тимол
' Чтобы можно было из этого отношения сделать выводы,
допустим, что при переходе от обычной передачи к однополосной
номинальная мощность ламп мощной ступени передатчика
осталась неизменной, если была модуляция на сетку. Если же была
модуляция на анод, то допустим, что при однополосной
передаче номинальная мощность ламп выходной степени равна сумме
йоминальных мощностей генератора и модулятора. Тогда в
обоих случаях с известным приближением можно считать, чтб
при однополосной передаче амплитуда боковой при максималь*
*ной громкости может быть равна пиковой амплитуде, т. е..
В = имол(1+т).
Следовательно, переход к однополосной передаче даёт
выигрыш по напряжению на выходе детектора, равный
1~Ц*. (17Л.4)
В этом выражении под т следует понимать максимальный
Коэффициент модуляции. Обычно передатчики проектируются нц.
максимальную глубину модуляции т==\. Следовательно,
выигрыш по напряжению будет q — 2.
Помимо того, в приёмнике может быть реализован выигрыш
в "отношении сигнал/помеха при однополосной передаче за счёт
уменьшения вдвое полосы пропускания. Это даёт выигрыш по
напряжению » V2 . Общий выигрыш по напряжению за счёт
более рационального использования номинальной мощности ламп
выходной ступени и уменьшения полосы в приёмнике будет
2j^2 или по мощности в 8 раз.
Фактически применение однополосной передачи даёт ещё
более значительный выигрыш по следующей причине. Из-за осо-

470
Глава 17
б нностей распространения коротких волн в месте приёма
нарушаются фазовые соотношения между несущей и боковыми. На
основании опытов установлено, что это явление приводит к
уменьшению напряжения звуковой частоты в У 2 раз. Поэтому
принято считать, что переход на однополосную передачу даёт
выигрыш по напряжению в 4 раза или по мощности в 16 раз.
Произведём сравнение мощности, потребляемой мощной
Ступенью, при однополосной передаче и при обычной передаче.
Допустим, что при обычной передаче в выходной ступени,
применялась модуляция на сетку или усиление модулированных
колебаний. Пусть мощность, развиваемая мощной ступенью, при
обычной передаче в режиме молчания была 10 квт. Приняв кпд
мощной ступени в режиме молчания ~чМОЛ— г3! получим
потребляемую мощность 30 квт. При однополосной передаче
амплитуда боковой частоты изменяется пропорционально амплитуде
частоты модуляции. Поэтому мощность, потребляемая мощной
ступенью, изменяется пропорционально громкости. При
максимальной громкости потребляемая мощность равна 60 квт. Этот
пример показывает, что если бы громкость передачи в течение
длительного времени была максимальной, то мощная ступень
при однополосной передаче потребляла бы мощность вдвое
больше, чем при двухполосной. На самом деле громкость передачи
непрерывно изменяется и чередуется с паузами. Статистика
передачи показывает, что если амплитуду при максимальной,
громкости принять за 100%, то средняя громкость получается
значительно ниже, около 25%. Поэтому в среднем потребляемая
мощность будет меньше максимальной в 4 раза и составит 15 квт.
Если при двухполосной передаче в выходной ступени
применялась модуляция на анод, то мощность, потребляемая в
среднем этой ступенью и модулятором, была порядка 20 квт. В
данном случае переход на однополосную работу даёт экономию в
потребляемой мощности около 25%.
Эти расчёты показывают, что переход на однополосную
передачу при выигрыше в отношении сигнала к помехе на выходе
приёмника в 16 раз по мощности даёт ещё экономию
потребляемой мощности по крайней мере в 1,25 раза. При
неизменном отношении сигнала к помехе экономия потребляемой
мощности получается в 16X1.25 = 20 раз.
Помимо энергетических преимуществ однополосная
передача даёт еще и другие преимущества. Одно из них состоит в том,
что уменьшение вдвое полосы разгружает эфир и позволяет
разместить в том же диапазоне большее Количество каналов.
С этим преимуществом связана возможность многоканальной
работы. Благодаря значительному выигрышу в отношении
сигнала к помеха**;^ узкой полосе однополосные передатчики часто
делаются многоканальными, например, для одновременной пе-

Однополосная передача
471
редачи двух телефонных разговоров или нескольких
телеграфных каналов, помимо телефонного.
Другое преимущество связано с явлением избирательного
замирания несущей, которое наблюдается в диапазоне коротких
волн. При обычной передаче избирательное замирание несущей
приводит к сильным нелинейным искажениям. При
однополосной передаче эти искажения не имеют места.
Наконец, при однополосной передаче обеспечивается
негласность телефонных разговоров, так как приём её на обычный
приёмник невозможен. Это обстоятельство является одновременно и
недостатком однополосной передачи, так как сложность
однополосных приёмников препятствует применению однополосной
передачи для целей радиовещания.
Главная трудность однополосного приёма состоит в
необходимости поддерживать синхронизм между частотой местного
гетеродина и несущей частотой передатчика. При нарушении
синхронизма возникают искажения. Экспериментальным путём
было установлено, что для профессиональной телефонной
передачи нарушение синхронизма не должно превосходить + 10—20 гц.
При художественной передаче расхождение частот допустимо
лишь в пределах +1—2 гц.
В диапазоне коротких волн обеспечить такую абсолютную
стабильность частоты передатчика и гетеродина приёмника при
КШОШя стабилизации кварцем не представляется возможным.
Поэтому при однополосном приёме применяется автоматическая
$Щя|юйка частоты местного гетеродина. В качестве опорной
Wttttfci для работы автоподстройки передатчик должен переда-
Ц^ВД'гак называемый пилот-сигнал. Пилот-сигнал используется
т$Шй в приёмнике для работы цепи автоматической регулиров-
^Ч^иления
1 В различных системах однополосной передачи применяются
р$8ные Способы передачи пилот-сигнала. В одних системах в
качестве пилот-сигнала передаётся специальная тональная ча-
dtotar лежащая вне полезного спектра частот модуляции. В
других- системах в качестве пилот-сигнала используется несущая
частота, которая специально передаётся для этой цели. Обычно
остаток Несущей составляет 10—20% от максимальной
амплитуды.
Необходимость передачи пилот-сигнала заставляет
уменьшать полезную мощность, приходящуюся на боковую частоту.
Так, при остатке несущей в 10% полезная мощность
уменьшается на 19%, а при остатке в 20% изменение полезной
Мощности достигает 36%. Величина остатка несушей зависит от
условий прохождения коротких волн и1 нелинейности статических
модуляционных характеристик тех ступеней передатчика, в
которых происходит усиление одной боковой полосы.
Нелинейность статической модуляционной характеристики в нижней части

472
Глава 17
приводит к тЪму, что уровень остатка несущей изменяется при
модуляции. В результате неправильно работает система
автоматической регулировки усиления в приёмнике. Малая величина
несущей может заглушаться шумами в приёмнике.
Вышеизложенное объясняет, какие обстоятельства препятствуют
уменьшению остатка несущей на передатчике.
В однополосных передатчиках предъявляются жёсткие
требования к линейности модуляционных характеристик. Особенно
важна линейность характеристик при многоканальной связи, так
как нелинейные искажения являются причиной появления
комбинационных частот, которые могут попасть в спектр другого
канала. В результате получается прослушивание разговора
одного канала в другом. Это явление называется переходными
искажениями.
К недостаткам однополосной передачи следует отнести
также и то, что схема передатчика получается значительно
сложнее, чем при двухполосной работе.
Основным элементом однополосного передатчика является
балансный модулятор для подавления несущей частоты Ниже
излагается устройство балансных модуляторов.
17.2. Балансные модуляторы
Балансный модулятор (БМ) состоит из двух генераторов»
работающих на общую нагрузку. Каждый из генераторов
модулируется либо на управляющую, либо на защитную сетку.
Разность фаз напряжений высокой и звуковой частоты между
генераторами выбирается таким образом, чтобы на нагрузке
напряжения несущей частоты, развиваемые каждым из
генераторов, вычитались, а напряжения боковых частот складывались.
В результате при полной симметрии схемы напряжение несущей
частоты на нагрузке должно получиться равным нулю, а
напряжение боковых частот удвоиться.
Рассмотрим, как следует включать напряжения высокой и
звуковой частоты в двух случаях, корда анодные цепи БМ
включаются на контур по двухтактной схеме и когда они
включены параллельно. В первом случае напряжение на
нагрузке пропорционально разности анодных токов каждого
генератора. Для компенсации несущие частоты анодных токов
генераторов должны быть в фазе, а боковые частоты должны быть в
противофазе.
Выражение для первой гармоники модулированного тока
одного генератора можно записать в виде
г'в1=/а1(14-/гс cos Q t) cos w t~
=/nlcos «л t-\-Ialm cos 21 ccs oj t. (17.2.1)

Однополосная передача
473
Во второй строке этого выражения первое слагаемое пред-
ставляет несущую частоту, а второе — сумму двух боковых.
Согласно сказанному выше при включении нагрузки в анодные
цепи генераторов по двухтактной схеме выражение для первой
гармоники анодного тока второго генератора должно быть
lai —la\ COS о) t—I а1Ш COS 2 t COS (at =
=ч^а1(1 —т cos Q t)cos tat (17 2 2)
Сравнение второй строки выражения (17.2.2) с первой
строкой (17.2.1) показывает, что напряжения высокой частоты
на сетках должны включаться в фазе, а напряжение
модулирующих частот в
противофазе.
На рис. 17.2а
представлена схема
балансного модулятора на
пентодах при двухтактном
включении анодных цепей.
Модуляция
осуществляется на защитные сетки по
трансформаторной схеме
со сдвигом фаз на 180°.
Напряжение возбуждения
на управляющие сетки
подаётся с контура преды-'
дущей ступени в
одинаковой фазе. \
При параллельном
включении анодных цепей
балансного модулятора
напряжение на нагрузке
пропорционально сумме
токов. В такой схеме
несущие компенсируются, а
боковые частоты
складываются, если токи
несущих частот в противофазе, а токи боковых частот в фазе. Это
значит, что если первая гармоника анодного тока одного
генератора описывается выражением (17.2.1), то для второго
генератора должно быть:
4Zh»
Рис 17 2
i'at =—/aiCos a» t-\-Ialm cos Q t cos ш t=
=з—/al(l — /П COS 2 t) COS a>£
(17 2 3)
Сравнение второй строки этого выражения с первой строкой
(17.2.1) показывает, что в данном варианте схемы балансного

474
Глава 17
Рис. 17.3.
модулятора напряжения высокой и звуковой частоты должны
быть противофазными. На рис. 17.26 представлена схема
такого модулятора. Показан вариант модуляции смещением на
управляющие сетки генераторов.
После балансных модуляторов выделение одной из боковых
полос производится при помощи фильтров. В простейшем
случае, когда относительная расстройка между боковыми
полосами достаточно велика, в качестве фильтра используется
колебательный контур, включённый в
анодную цепь балансного
модулятора. На рис. 17.3
представлена спектральная
характеристика анодного тока,
питающего контур балансного
модулятора, и кривая,
показывающая зависимость кажущегося
сопротивления контура от
частоты. Чтобы выделить на
контуре напряжение одной из боковых полос, например верхней,
собственную частоту контура нужно настроить на середину
спектра этой полосы, как представлено на рис. 17.3.
Между плечами балансного модулятора всегда имеет место
некоторая асимметрия, поэтому несущая частота не
компенсируется полностью. Контур вместе с фильтрацией боковой
полосы производит ослабление остатка несущей частоты.
В случае, когда относительная расстройка между боковыми
частотами получается недостаточно большой, применяется
полосовой фильтр в виде двух связанных
контуров или полосовые фильтры
более сложной конструкции.
Возможны два режима работы балансного
модулятора. Чтобы пояснить их, будем иметь в
виду для определённости схему на рис. 17.26 с
модуляцией на сетку. На рис. 17 4 представлена
статическая модуляционная характеристика
одного из плеч балансного модулятора.
Возможные режимы балансного модулятора отличаются
выбором рабочей точки на статической
модуляционной характеристике. Первый режим
соответствует выбору рабочей точки в середине
линейного участка статической модуляционной
характеристики (точка А), второй соответствует
выбору рабочей точки в области нижнего
загиба модуляционной характеристики (точка В).
Первый режим соответствует модуляции без отсечки огибающей первой
гармоники анодного тока по звуковой частоте. Этот режим подобен
режиму класса А в усилителе низкой частоты. Второй режим соответствует
работе с отсечкой 90° в огибающей первой гармоники анодного тока. Этот
режим подобен режиму класса В.
Нетрудно показать, что во втором случае, если огибающая в точности
воспроизводит половину синусоиды звуковой частоты, то первая гармоника
результирующего тока, питающего контур, содержит только пару боковых
Рис. 17.4.

Однополосная передача 475
частот, как и при работе в точке А. Легко видеть, что о энергетической
стороны выбор точки В значительно выгоднее точки А. Однако при работе
в точке В нелинейные искажения будут больше. Обычно балансные
модуляторы употребляются в промежуточных ступенях передатчика.
Потребляемая ими мощность невелика и поэтому плохой энергетический баланс не
оказывает существенного влияния на результирующий кпд передатчика.
Последний определяется, главным образом, режимом выходной ступени.
Поскольку линейность амплитудных характеристик передатчика при
однополосной передаче играет большую роль, особенно при многократной
работе, то в балансных модуляторах применяется режим Л, о расчёте
балансного модулятора в этом режиме и будет идти дальше речь.
В режиме молчания каждый из венераторов работает на короткое
замыкание, так как напряжение на контуре в режиме молчания равно нулю.
Поэтому мощность Р мо" подводимая к анодной цепи в режиме молчания,
рассеивается на аноде. Чтобы избежать перегрева анода, эта мощность не
должна превосходить допустимую мощность потерь на аноде
Ромол < Радоп- (17.2.4)
Отсюда, зная напряжение источника питания, можно определить
допустимую величину постоянной составляющей анодного тока одной лампы, в
режиме молчания
Постоянная составляющая в максимальном режиме определится через
коэффициент модуляции
fao чакс = !аомол (1 + т) (17.2.6)
Задавшись углом отсечки в максимальном режиме, можно определить
высоту импульса анодного тока
/' - /q0 . (17.2.7)
ао {"макс)
Следует проверить, что определённая по этой формуле величина / т
не превосходит высоты импульса, соответствующей номинальной мощности
лампы 1тном. Если l'm > 1тноМ< то это значит, что допустимая мощность
потерь на аноде не препятствует полному использованию лампы в схеме
балансного модулятора Тогда дальнейший расчёт следует вести на 1тном*
в противном случае следует принять 1т по ф-ле (1/.2.7).
Дальнейший расчёт не отличается от обычного расчёта генератора при
Модуляции на сетку. Следует только добавить, что величина эквивалентного
сопротивления контура должна определяться таким образом, чтобы токи
одной из боковых частот обеих ламп при максимальной громкости
развивали на контуре амплитуду напряжения не больше критической.
Следовательно,
« * 2 al мол
При расчёте модулятора по схеме рис. 17.2а Rw определённое по
ф-ле (17.2.8), означает сопротивление нагрузки между анодом и катодом
одного плеча Сопротивление контура между анодами должно быть в
четыре раза больше.
Рассмотрим подробнее вопрос о выделении одной боковой
полосы при помощи фильтров. Выделение одной боковой воз-

476
Глава 17
м.ожно лишь при условии, если относительная расстройка
между боковыми частотами достаточно велика.
Обычно однополосная передача применяется в диапазоне
коротких волн. При этом относительная расстройка ( между
боковыми получается настолько малой, что их разделение даже
сложными фильтрами, невозможно. Чтобы достигнуть
фильтрации боковой частоты, применяется принцип повторной
балансной модуляции. При повторной модуляции несколько балансных
модуляторов включается последовательно. На первый
балансный модулятор подаётся частота модуляции и невысокая
несущая частота /г. Частота /i выбирается такой, чтобы
относительная расстройка между соседними боковыми частотами была
бы достаточной для разделения фильтром.
На выходе фильтра выделяется одна из боковых частот,
например, верхняя /1 + F. Эта боковая частота подаётся затем
в качестве частоты модуляции на второй балансный модулятор.
В качестве несущей частоты на второй балансный модулятор
подаётся более высокая частота /2, при которой выделение
одной из боковых, например, верхней/2-f/i+^ опять возможно.
Частота fa может быть взята больше частоты f\ раз в 10—20,
поэтому несущая частота после второго балансного модулятора
значительно повышается. Процесс наращивания несущей
продолжается до тех пор, пока не получится требуемая величина
несущей частоты. Обычно применяется 3—4 балансных
модулятора.
Наибольшие трудности при фильтрации боковой частоты
возникают в первом балансном модуляторе, где .в качестве
несущей частоты
применяется обычно тональная
частота порядка 10—40 кгц*
Более низкая несущая
частота употребляется при
применении простых
полосовых фильтров, а более
высокая — при
применении специальных
кварцевых фильтров.
При малом различии
между несущей и
частотой модуляции гармоники
боковой полосы и поэто-
Для избавления от гар-
яяяяпяг»
1 К, I
Рис. 17.5.
последней оказываются
му являются причиной
в спектре
искажений
моник частоты модуляции применяется специальная схема
балансного модулятора, называемая кольцевой. Поскольку
несущая частота низка, вместо электронных ламп включаются ку~
проксы. Схема кольцевого модулятора на купроксах показана на
рис. 17.5. Эта схема представляет параллельное включение

Однополосная передача 477
двух балансных модуляторов на купроксах 1, 2 и купроксах
3, 4. Каждый из модуляторов аналогичен разобранной выше
схеме модулятора на рис. 17.2а с включением нагрузки по
двухтактной схеме.
Подробный анализ работы простого балансного модулятора
показывает, что при идеальной симметрии спектр на его
выходе состоит из начётных гармоник частоты модуляции 2 и
боковых частот всех гармоник несущей частоты ш, образованных
нечётными гармониками частоты 2. В результате
взаимодействия двух таких модуляторов в кольцевой схеме на её выходе
компенсируются нечётные гармоники частоты 2 и боковые
чётных гармоник несущей. Остаются только боковые частоты
нечётных гармоник частоты <о, образованные нечётными же
гармониками звуковой частоты.
Пилот
сигнал
Телеграфные
каналы
Телефонный
канал
'гоГ
2600 Ш 3960 ШО
Рис. 17.6.
— F
17.3. Скелетные схемы однополосных передатчиков
Рассмотрим однополосную линию на коротких волнах под названием
ОРМ (однополосная радиомногократка), разработанную под руководством
В. А. Котельникова при участии В. Ф. Ганина и А. В. Черенкова в 1939 г.
По системе ОРМ возможна одновременная передача на одной боковой
полосе одного телефонного разговора и трёх телеграфных передач. На
рис. 17 6 показано размещение спектра частот модуляции в системе ОРМ.
Частота 200 гц используется в качестве пилот-сигнала, спектр от 400 до
2600 гц отведён для передачи телефонного канала, затем три частоты,
представляющие 9, 11 и 13-ю гармоники частоты 360 гц служат поднесущими
частотами для передачи трёх
телеграфных каналов. При
телеграфировании со скоростью 500 слов
в минуту частота манипуляции
оказывается равной 200 гц. При
манипуляции вокруг каждой под-
несущей частоты телеграфного
канала появляются боковые
частоты. Первая пара боковых
частот занимает полосу до 400 гц.
Для удобства разделения
телеграфных каналов в приёмнике
поднесущие частоты разнесены на 720 гц
При модуляции в балансном модуляторе максимальная глубина
модуляции не может быть выше 100%. Эта глубина должна быть разделена
между пилот-сигналом, телефонным каналом и телеграфными каналами
Перемодуляция в многоканальной системе недопустима, так как
нелинейные искажения вызывают появление взаимных помех между каналами.
Поэтому мощность, приходящаяся на каждый канал, уменьшается против
мощности, приходящейся на всю боковую полосу, излучаемую
передатчиком, пропорционально квадрату коэффициента модуляции на канал. Чтобы
ослабить потерю мощности на канал телеграфной передачи, в ОРМ
применена оригинальная система подбора фаз каналов. Благодаря
фазированию при работе трёх каналов уменьшение мощности на канал получается
не пропорционально квадрату числа телеграфных каналов, т. е. не в 9 раз,
а только в 5 раз.
В системе ОРМ использован типовой передатчик ДРК-15, к которому
была сделана специальная приставка для выделения одной бок°??й
полосы. На рис. 17.7 представлена скелетная схема передатчика ОРМ. лак

478
Глава 17
гиЛТ
Рис. 17.7.
видно из схемы, в передатчике имеется четыре балансных модулятора. На
первый балансный модулятор БМ-1 в качестве модулирующих частот
поступает сумма напряжений пилот-сигнала, телефонного и телеграфных
каналов в соответствии со спектром на рис. 17.6. ,
На БМ-1 от специального задающего генератора подаётся несущая
частота, равная 10 кгц. Затем следует полосовой фильтр Ф1, выделяющий
верхнюю боковую полосу. Напряжение на выходе Ф1 служит
модулирующим для второго балансного модулятора БМ-2. От второго задающего
генератора на БМ.2 подаётся
несущая частота /г — 300 кгц.
После фильтра Ф2 следует
третий балансный модулятор
БМ-3 со своим задающим
генератором, дающим частоту
/3= 1000 кгц.
Поскольку после каждого
балансного модулятора
выделяется верхняя боковая
частота, то после фильтра ФЗ
частота оказывается
/i+Л+Л +/7-1310+/' кгц
В качестве несущей
частоты / на четвёртый
балансный модулятор подаётся
напряжение после четвёртой
ступени передатчика ДРК-15.
На выходе фильтра Ф4 опять
выделяется верхняя боковая.
Чтобы получить в антенне заданную несущую частоту/, частота /4 должна
определяться из выражения
/,=/-1310.
Первая ступень передатчика 1 является задающим генератором с
кварцем. Последующие ступени могут работать либо в режиме усиления, "либо
в режиме удвоения.
В ступенях передатчика 5, 6, 7, усиливающих боковую полосу, режим
удвоения применять нельзя, так как вместе с удвоением несущей частоты
будет удваиваться и частота модуляции, что приведёт к недопустимым
искажениям. Чтобы избежать переходных искажений между каналами,
статические модуляционные характеристики этих ступеней должны быть
прямыми, проходящими через начало координат. Следовательно, угол
отсечки должен быть 90°.
Типовым передатчиком коротких волн, предназначенным для
однополосной телефонной передачи до одному либо по двум каналам, является
передатчик ЛКБ-1. В передатчике содержится всего четыре балансных
модулятора, не считая особого балансного модулятора для разноса каналов
Четвёртый балансный модулятор включается между четвёртой и пятой
ступенями передатчика совершенно так же, как это было показано выше
на рис. 17.7. Поэтому здесь мы ограничимся только рассмотрением
специальной однополосной приставки, содержащей три первых балансных
модулятора. Скелетная схема этой приставки показана на рис. 17.8.
Входные напряжения каждого из каналов подаются на специальные
входные фильтры Фвг пропускающие полосу частот от Q,3 до 3 кгц, затем
следуют балансные модуляторы БМ-0, которые служат для разноса
каналов. На БМ-0 подаётся от специального генератора несущая частота
5,5 кгц, а на выходе в обоих каналах выделяется спектр нижней боковой
от 2,5 до 5,2 кгц. Таким образом, на выходе устройств для разноса каналов
минимальная частота модуляции оказывается 2,5 кгц вместо 0,3 кгц.
Благодаря этому облегчается задача разделения каналов в приёмнике. На по-

Однополосная передача 479
следующие три балансных модулятора в качестве несущих частот
подаются гармоники и субгармоники задающего генератора ЗГ г кварцем на
частоту 510 кгц. Для выделения субгармоники используется делитель
частоты ДЧ в 12 раз. На выходе ДЧ получается частота /i = 42,5 кгц. После
0,3-3
кгц
I
"Ч*«_гРт1ф г1шН^ -ш-2-л
*6М-0*
•6М-1
fr
f,= <А2,5щ
УС
127кщ
Ф„ *ГУС
6М-1-Ф. -'BUM—*
jS-
—I Г
З.г. -*-{__
ЗЮкц
ДЧ
Ц5игц
W3
3Z
т
170кгц
\fc212,5Hiu
УМ5
УМ Шкги
Рис. 17.8.
усилителя УС эта частота используется в качестве несущей на балансных
модуляторах БМ-1, собранных на купроксах по кольцевой схеме. Для
дальнейшего пояснения работы передатчика служат графики спектров на
ряс. 17.9. На выходе БМ-1 включены кварцевые фильтры Ф/, выделяющие
в обоих каналах нижнюю боковую полосу. На следующие балансные
модуляторы БМ.-2 в качестве несущих частот подаются третья /з и пятая /з
гармоники частоты 42,5 кгц. Эти частоты получаются на выходе умножителей
частоты УМЗ и УМ5. На графиках рис. 17.9 видно, что нижняя и верхняя
/пУп ! п
/ \ | >i 'мин ,
о \ fi. _ f2 j k
j __ j/ i Первый канал
ff
Т$~Ц Ьин/Vbtwi
~Ц Второй напал
4 * 4
ВходБМ-З
Первый канал
Рис. 17.9.
Второе канал
Остаток несущей
боковые полосы первого и второго каналов соответственно располагаются
вокруг четвёртой гармоники частоты 42,5 кгц — / как вокруг несущей.
Эти полосы выделяются затем при помощи группового фильтра Ф2, на
который подаются продукты модуляции с выхода БМ-2 обоих каналов. На
групповой усилитель ГУС, следующий за Ф2, подаётся с умножителя УМ4
четвёртая гармоника частоты 42,5 кгц — /4. Эта частота является несущей
и служит пилот-сигналом. Величина амплитуды пилот-сигнала может
регулироваться таким образом, чтобы она составляла от 10 до 25% от
максимальной амплитуды тока в антенне.

480
Глава 17
После группового усилителя следует третий балансный модулятор
БМ-3. Для него несущей частотой служит четвёртая гармоника частоты
задающего генератора, которая получается на выходе умножителя УШУ.
После выделения верхней боковой и усиления получается наоряжение с
остатком несущей частоты 2210 кгц, вокруг которой расположены боковые
частоты обоих каналов. Это напряжение подаётся затем на вход
четвёртого балансного модулятора, не показанного на рис. 17.8.
Если работает один канал, то устройство для разноса каналов
выключается и полоса передаваемых частот одного канала расширяется от 0,fl до
6 кгц.
ЛИТЕРАТУРА
1.3. В. Топуриа и Е. И. Розенфельд. «Передача одной
боковой полосы». «Вестник связи» № 2, 1949.
2. А. В. Черенков. «Однополосная многоканальная радиосвязь»
«Вестник связи» № 4, 1941.
3. И. В. Островский. «Передающие устройства для радиотелефонии
. одной боковой полосой». «Вестник связи» № 6, 1949.
4. А. Ф. Г а н и н. «Развитие однополосных систем радиотелефонирования
ва рубежом». Информационный сборник «Радиосвязь и радиовещание», 1947.

ГЛАВА 18
ЧАСТОТНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
18.1. Общие сведения о частотной модуляции
Первоначально интерес к частотной модуляции (ЧМ) возник
в 20-х годах. Предполагали, что проблема тесноты в эфире,
может быть решена, если перейти на систему ЧМ. При этом
исходили из неверного представления, что ширина полосы при ЧМ
определяется удвоенной амплитудой девиации частоты (24 ш).
Девиацией ( Д ш ) называется отклонение частоты от несущей.
Однако теоретическое рассмотрение показало, что спектр при
ЧМ всегда шире, чем спектр при AM. Лишь в частном случае,
когда девиация частоты меньше частоты модуляции, спектр при
ЧМ оказывается таким же, как при AM. После этого стало
ясно, что надежды на разрешение проблемы тесноты в эфире при
ЙОйоши ЧМ были необоснованны и ЧМ была оставлена, как не
Представляющая практического интереса.
Вновь интерес к ЧМ возник лишь спустя 10—15 лет в сере-
дине 30-х годов. К этому времени радиотехника сделала
значительные успехи в освоении диапазона метровых волн.
Оказалось, что ЧМ с широкой полосой в диапазоне метровых волн
дредставляет эффективное средство борьбы с помехами, позво^
»ляет значительно повысить качество воспроизведения. В течение
доследующих 10—15 лет применение ЧМ достигло больших
успехов. В настоящее время радиовещание в диапазоне метровых
волн и звуковое сопровождение телевизионных программ
осуществляются на принципе ЧМ.
Теория ЧМ была развита в ряде работ советских учёных.
А. Л. Минц в 1927 г. предложил первые схемы для управле-_
ния частотой при помощи электронной лампы.
Г. В. Брауде в 1931 г. обобщил принцип обратной связи и
впервые в мире развил теорию управления частотой в схемах с
электронными лгмпами. Идеи, выдвинутые • А. Л. Минцем и
► Г. В. Ьрауде, находят применение в настоящее время в
частотных модуляторах с управлением частотой при помощи
специальных реактивных ламп.
Г. А. Зейтлёнок и Е. И. Каменский в 1932 г. предложили пер
вую схему для получения фазовой модуляции (ФМ). В. А. Смир
нов опубликовал в 1943 г оригинальную схему для получе-
94 Радиопередающие устройства

482
Глава, 18
ния ЧМ. Вопросы построения ЧМ передатчиков освещены в
монографии И. С, Гоноровского (1948).
18.2. СвойстЕа колебаний, модулированных по частоте и фазе
Ток в антенне передающей станции при отсутствии
модуляции представляется выражением
i=I cos %t. (18.2.1)
При модуляции фазы или частоты закон изменения фазы во
времени отличен от линейного. В общем случае можно написать
rWccs<p(*). (18.2.2)
Между частотой и фазой -существует связь — она сводится
к тому, что частота представляет производную от фазы по
времени
*«£ . (18.2.8)
Отсюда следует и обратная зависимость, что фаза есть
интеграл от частоты по времени
<p=jW*+<p0 . (18.2.4)
* и
Это выражение показывает, что всякая модуляция фазы
означает модуляцию частоты, и наоборот. Разделение модуляции
на фазовую и частотную можно произвести лишь условней
Модуляция называется фазовой, если уклонение фазы от
линейного изменения со временем пропорционально модулирующему
Напряжению. Точно так же частотной называется модуляция,
при которой уклонение частоты от среднего значения
пропорционально модулирующему напряжению. Если неизвестен закон
изменения во времени модулирующего напряжения, то различить
частотную модуляцию от фазовой нельзя.
Поясним данное выше определение ЧМ и ФМ более подробно
При ЧМ или ФМ закон изменения фазы во времени
представляется выражением
?W-=«o*T-<P.f<Pi(*) (18.2.5)
Здесь cp,(tf) представляет уклонение фазы от линейного
закона изменения со временем, <р0— постоянная, зависящая от
выбора начала отсчёта времени.
Если задано модулирующее напряжение us (t), то при ФМ
уклонение yt(t) должно быть пропорционально модулирующему
напряжению
9l(t)=a.ua(f) (18.2.6)

Частотная модуляция 483
В частном случае, когда модулирующее напряжение изме*
няется по гармоническому закону
us{t)=UuCosQt, (18.2.7)
згкон изменения текущей фазы во времени описывается
выражением:
9(£)=co0*-fcpo+-mcos2*. (18.2.8)
Здесь m представляет амплитуду уклонения фазы. Она
называется индексом модуляции. При ФМ индекс модуляции
пропорционален амплитуде модулирующего напряжения
m=oiUQ. (18.2.9)
При ЧМ в случае произвольного закона изменения
модулирующего нгпряжения изменение частоты во времени будет
(о=в)0ьв)^). (18.2.10)
Среднее значение частоты при модуляции w0 называется
несущей частотой. Отклонение частоты от несущей <oi(t)
называется девиацией частоты. Девиация при ЧМ пропорциональна
модулирующему напряжению
«>!(*) =раР Ц) (18.2.11)
. Закон изменения текущей фазы найдем после подстановки
(18.2.10) в (18.2.4)
t t
cp=jW* L?o=«>oH-?o+K(*)«tt. (18.2.12) -
о и
Сравнение этого выражения с (18 2.5) показывает, что при
ЧМ уклонение фазы равно интегралу от девиации частоты
t
9l(t)=^tdt. (18.2.13)
о
В частном случае, когда задано гармоническое
модулирующее напряжение в виде (18.2.7), мгновенная частота при
модуляции описывается выражением
a)=o)0^-Aa)COS&* (18.2.14)
Амплитуда девиации Д«> пропорциональна амплитуде
модулирующего напряжения
Да>=а£/2. (18.2.15)
Закон изменения фазы при этом будет
t
cp=(y~f-¥o-!~ |Д a) cos 2 tdt=<*0t+ <р0+ ^°sin G t (18.2.16)

О*
Глава, 18
»ши иначе
f=<Bo*-H>o+'ttsin£* (18.2.17)
Из этих выражений следует, что индекс модуляции при ЧМ
равен отношению девиации частоты к частоте модуляции
т=~ (18.2.18)
Подставив (18.2.15), получим:
т=-^- . (18.2.19)
Отсюда видно, что при ЧМ индекс модуляции
пропорционален амплитуде модулирующего напряжения и обратно пропор
ционален частоте модуляции. Таким образом при ЧМ модуляция
фазь зависит не только от амплитуды, но и от частоты
модулирующего напряжения. При одинаковой девиации, т. е. одинако
вой модуляции частоты, фаза модулируется глубже на низких
частотах и слабее на высоких.
Из сравнения ФМ и ЧМ следует, что можно превратить ФМ
в ЧМ и наоборот, путём изменения закона модулирующего
напряжения. В радиопередающих устройствах иногда для получе
Шяя ЧМ используется схема, даюшая ФМ. Согласно ф-ле
(18.2.13) для превращения ФМ в ЧМ необходимо подать на
вход модулятора напряжение, которое пропорционально интегра
лу от первичного модулирующего напряжения-
иг=Цих(И. ,(18.2.20)
Такой результат можно получить от так называемых интегри
рующих цепей.
Положим, что входное напряжение гармоническое, и предста
вим его в показательной форме:
u^Utt™. (18.2.21)
Подставив (18 2 21) в (18 2.20), получим напряжение на
выходе интегрирующей цепи:
u^k^U^'dt—U^™ (18.2.22)
.Сравнение (18.2.22) с (18 2.21) показывает, что выражение
для коэффициента передачи интегрирующего четырёхполюсника
должно быть вида -^.

Частотная модуляция 4&5
Одна из возможных схем интегрирующего четырёхполюсника
представлена на рис 18.1а. Коэффициент передачи напряжения
Чйя этой схемы-
1
U» _ lQC
Ui "" _L 4-/? '
»
Если положить, что напряжение на выходе много меньше
-напряжения на входе (У*> (Уь т. е. q~c< #* то приближённо мож*
но получить:
U7~Tqc# (18.2.23)
Этот результат показывает, что схема на рис. 18.1а тем
лучше выполняет функции интегрирующей цепи, чем меньше её
коэффициент передачи. На рис. 18.16 представлены частотная
и фазовая характеристики для
коэффициента передачи интег- Щ
рдрующей цепочки, пунктиром Ц
„^Оказаны идеальные
характеристики. Поскольку на практике f-M/VV* l f
дзребуется передача лишь опре- V JL ]/
делённой полосы частот, то у Т \2
можно подобрать параметры в I *
схемы на рис. 18.1а таким об- • >\^
разом, что выходное напряже- (а) 90*
ние будет близко к интегралу
от входного напряжения.
Механизм явлений при про
хождении ЧМ колебаний через
контуры довольно сложен. При ЧМ контуры вносят не только
частотные и фазовые, но и нелинейные искажения. Искажения
получаются малые, если полоса прозрачности контуров выбрана
в соответствии со спектром ЧМ колебания.
* Спектр ЧМ колебания состоит из бесконечного количества
45оковых частот. Их амплитуды пропорциональны функциям Бес*
беля первого рода 1п{пг), порядок этих функций равен номеру
боковой частоты, г аргумент — индексу модуляции m
4
i = cos (<a0t -f rn sin Q t) = I0(m) cos (<e0£+ £ In(m)[cos (<o0-\-n Q )t+
/i-i
4- (— l)ncos К-я Q)t}) (18.2.24)
ь$ Здесь для простоты положена амплитуда тока /=« I,
начальна фаза ©0 = 0
♦ а
* да

486 Глава 16
Определяя ориентировочную ширину спектра ЧМ колебаний,
следует различать два характерных случая, когда индекс
модуляции невелик (т < 1) и когда он не менее нескольких единиц,
например, т > 5. В случае т < 1 практически заметную ам
плитуду имеют только первая пара боковых частот. Таким
образом, в первом случае можно считать, что требуемая полоса
прозрачности у системы контуров такая же, как и при амплитудной
модуляции, т. е. определяется удвоенной частотой модуляции
2F. Во втором случае имеет место обратная картина — число
боковых частот с заметной амплитудой приблизительно равно
индексу модуляции. Поэтому требуемая полоса прозрачности
приблизительно равна удвоенной амплитуде девиации частоты
2 л /. Более точное определение полосы можно дать, если
условиться учитывать боковые с амплитудой, составляющей не
менее 5% от амплитуды при отсутствии модуляции.
Для радиовещательных ЧМ передатчиков принято
Рмлкс = 15 кг^;Д/ = 80 &Щ, что соответствует ~— =5,3. При
'макс
этом ширина полосы составляет около 200 кгц.
Применение ЧМ позволяет значительно повысить
использование ламп выходной ступени передатчика. Дело в том, что при
ЧМ амплитуда колебаний не изменяется, а следовательно, не
изменяется и режим ступеней передатчика, в частности выходной
ступени. Следовательно, её можно поставить в критический
режим при полном использовании номинальной мощности ламп
и достигнуть высокого кпд.
Получите в .передатчике сразу глубокую ЧМ затруднитель-
но. Для её углубления применяют умножение частоты. При
умножении в п раз вместе с повышением в п раз несущей частоты
в таком же отношении повышается и девиация частоты.
При ЧМ и ФМ качество работы "передатчика определяется
такими же характеристиками, как и при AM. При ЧМ
статической модуляционной характеристикой называется зависимость
девиации частоты от напряжения на сетке реактивной лампы.
При ФМ статической модуляционной характеристикой
называется зависимость фазы выходного напряжения высокой
частоты от смещения на сетках ламп модулирующего устройства.
Вместо коэффициента модуляции при AM при ЧМ измеряется
амплитуда девиации частоты при помощи специальных приборов,
называемых девиометрами.
Требования к качеству воспроизведения для радовещательных
ЧМ передатчиков весьма высокие. Так, передатчик УКВ,
работающий в Москве, имеет следующие показатели:
амплитуда девиации 80 кгц; неравномерность частотной
характеристики в полосе частот 40—12 000 гц + 0,5 дб, и в полосе
30—15 000 г^+1,5 дб; коэффициент нелинейности 0,5 — 0,8%;

Частотная модуляция 487
уровень паразитной
частоты 4: 2 кгц.
модуляции — 60 дб; стабильность средней
18.3. Частотные модуляторы
Для получения ЧМ в передатчиках применяется управление
частотой автоколебаний при помощи специальных реактивных
ламп. Для уяснения принципа действия схем с реактивными
лампами рассмотрим рис. 18.2а. На этом рисунке представлен
автогенератор по обобщённой трёхточечной схеме на лампе Л\.
Параллельно контуру автогенератора включена реактивная лампа
Л2. Сопротивления z% и г5 образуют потенциометр обратной
связи для реактивной лампы. Они подбираются таким образом,
чтобы фаза коэффициента обратной связи для реактивной там-
иы 9а- = 90°, т. е. чтобы коэффициент обратной связи был
чисто мнимой величиной.
На рис. 18.26 представлена векторная диаграмма для
реактивной лампы. На диаграмме показаны векторы напряжений на
сетке и аноде при условии, что коэффициент обратной связи —
мнимый. В предположении, что реакция анода отсутствует,
вектор первой гармоники анодного тока показан совпадающим по
фазе с вектором напряжения на сетке. Из диаграммы следует,
что анодную цепь реактивной лампы можно рассматривать, как
реактивную проводимость:
V = blL
Уа и„
18.3.1)
Для случая, показанного на рис. 18. 26, проводимость
реактивной лампы имеет ёмкостный характер. Этот результат связан
с тем, что на диаграмме Vс опережает Ua на 90°, т. е.
'fк ^ i 90° • .При?А.=— 90° анодная цепь реактивной лампы
играет роль индуктивности.
at
Рис. 18.2.
— 1 V /1
Реактивная проводимость изменяется, если управлять
током Iav Это можно сделать, изменяя смещение на сетке
реактивной лампы. Изменение реактивного сопротивления,
нагружающего контур, вызывает изменение частоты автоколебаний. Та
ким образом, можно получить частотную модуляцию. В этом
состоит принцип действия реактивной лампы.

488
Глава 18
Если фаза коэффициента обратной связи отличается от
j2 90°, то проводимость реактивной лампы помимо реактивной
имеет активную составляющую. При 1<?К1<С 90° активная
составляющая положительная, реактивная лампа нагружает
контур, в результате уменьшается эквивалентное сопротивление
нагрузки генератора. При !?„! > 90° активная составляющая
проводимости оказывается отрицательной, реактивная лампа
отдаёт некоторую мощность в контур. В этом случае сопротив
ление нагрузки генератора увеличивается. В обоих случаях
изменение режима реактивной лампы сопровождается
нежелательной AM.
Показанное на рис. 18.2а совмещение точек включения
анодных цепей ламп JIi и Лг необязательно. Для увеличения
девиации частоты, даваемой реактивной лампой, вообще желательно
связывать её с контуром возможно сильнее. В некоторых
случаях (например, в схеме Шембеля) анодную цепь реактивной
лампы удаётся связать сильнее с контуром, чем анодную цепь
генераторной лампы.
Дальнейшие выводы, хотя и будут получены для схемы на
рис. 18.2а, могут быть распространены и на схемы с несим
метричным включением ламп Л\ и Лг.
Направления напряжений на электродах реактивной лампы и
тока в анодной цепи, принятые за положительные, показаны на
рис. 18.2а.
Чтобы найти формулу для проводимости реактивной лампы,
составим выражение для амплитуды первой гармоники анодного
тока. Учитывая реакцию анода на ток эмиссии и предполагая,
что режим реактивной лампы недонапряжённый и токи в сетках
•малы, будем иметь-
^-ЭДг+Ди,), (18.3.2)
здесь S\ — приведённая крутизна.
Введём коэффициент обратной связи для реактивной лампы:
k = -gf (18.3.3)
Согласно схеме на рис 18.2а
u=d^ (18-3-4)
♦
Для проводимости реактивной лампы из (18.3.2) и (18.3.3)
получим выражение:
ya=^**St(k+D). (18.3.5)

Частотная модуляция
489
Представим теперь коэффициент обратной связи в. виде
суммы вещественной и мнимой частей:
k=k& =£cos<pK-j-i£sin<pK. (18.3.6)
Тогда проводимость реактивной лампы можно разделить на
вещественную и мнимую части:
y^S^cosc^fZ^S^sinc^. (18.3.7)
Будем считать, что автогенератор на рис. 18.2а
одноконтурный и коэффициент обратной связи у него вещественный. Тогда
частота автоколебаний при выключенной реактивной лампе
совпадает с собственной частотой контура. При включённой
реактивной лампе контур расстроится, чтобы скомпенсировать
реактивную составляющую проводимости реактивной лампы.
Проводимость контура, отнесённого к точкам включения реактивной
лампы, при малых расстройках согласно п. 6.1, имеет вид:
гсе Ког Кк
Заметим, что потенциометр обратной связи для
реактивной лампы мы считаем относящимся к элементам
колебательного контура.
На рис. 18.2s представлены проводимости контура и
проводимости лампы Лг. Частоту автоколебаний при наличии
реактивной лампы найдем из условия, что реактивная проводимость
схемы на рис. 18.2s должна быть равна нулю:
~ -f 5^sincpK=0.
Подставив выражение для обобщённой расстройки а = —^ ,
получим формулу для расчёта отклонения частоты за счёт
реактивной лампы:
2-A^. = -bR(BSlksm^k. (18.3.9)
Эта формула показывает, что максимальное отклонение ча
сготы при заданной вариации приведённой крутизны
получается, если cptf = + 90°. Знак отклонения частоты при
увеличении 5i зависит от знака <рк. При ?к^> 0 реактивная лампа
эквивалентна ёмкости и поэтому её включение вызывает
уменьшение частоты. При <рк<С.О реактивная лампа эквивалентна
индуктивности и её включение вызывает увеличение частоты.
Помимо величины срк девиация частоты согласно (18.3.9)
зависит ещё от ряда величин. Чтобы выяснить, какие меры надо"
2 Р
принимать для увеличения Л<о, произведём замену ка=Р -у •

490 Глава IS
Тогда получим:
24^==-P2P^sin?K. (18.3.10)
Это выражение показывает, что для увеличения -j«> надо
увеличивать коэффициент обратной связи к, характеристику
контура р и коэффициент включения контура относительно регк
тивной лампы р.
Для практических расчётов оказывается полезным
преобразовать ф-лу (18.3.10) таким образом, чтобы девиация частоты
вместо приведённой крутизны определялась непосредственно
амплитудой первой гармоники анодного тока реактивной лампы.
Согласно (18.3.5) приведённую крутизны можно выразить
через комплексные величины в виде:
1 = 'ГПь
Ue(k+Z>)
Заменив здесь к его компонентами из (18.3.6) и определив
модуль, найдем:
5Х= 'м 1
Vа j/rk2+2Dkcos<?K + L>*
Это выражение подставим в (18.3.10) и заменим U , через
амплитуду тока в контуре по формуле U( = 1Кр р. В результате
получим для расчёта девиации частоты следующее выражение:
2До) /аг рksincpK
7« ■/k*-t2Dkcos4K+Di
(18.3.11)
Обычно применяются реактивные лампы, у которых D мало
При D — 0 полученная формула значительно упрощается:
2-4г = -^81пср«' (18-ЗЛ2)
Эта формула показывает, что относительная девиация часто
ты пропорциональна отношению токов /«,,//,. Формула (18.3.12)
позволяет определить пределы изменения амплитуды тока
первой гармоники реактивной лампы, чтобы получить заданную де
виацию частоты.
Вернёмся теперь к эквивалентной схеме на рис. 18.2в и рас
смотрим зависимость сопротивления нагрузки автогенератора от
активной составляющей проводимости реактивной лампы.
Обозначив сопротивление нагрузки с учётом лампы Л2 чере-$
^«., будем иметь-

Частотная модуляция
49 J
Отсюда найдём сопротивление нагрузки генератора с учётом
реактивной лампы
R> U(kJ^U)RaSx ' (18-3J3)
Можно показать, что если точки включения анодных цепей
генераторной и реактивной лампы не совпадают, то последняя
формула изменится следующим образом:
R™= l+ofecoT^LO/kS! • (18.3.14)
Здесь Rce2 — сопротивление нагрузки для 1енератора, а
Rce — попрежнему резонансное сопротивление контура,
отнесённое к точкам включения реактивной лампы. При этом
написанные выше формулы для расчёта девиации частоты остаются
без изменений.
Сопоставление ф-л (18.3.9) и (18.3.14) позволяет
оценить изменение нагрузки, вызывающее паразитную AM. Из
(18.3.14) следует, что ослабление паразитной модуляции
может быть достигнуто правильной фазировкой в цепи обратной
связи, чтобы приблизиться к условию 9 — + 90°. Формула
(18.3.14) указывает также на вредное действие анодной
реакции. Желательно в качестве реактивных ламп применять тетроды
или пентоды, но не триоды, так как у последних D
недостаточно мало. Из этих же соображений реактивная лампа не должна
работать в перенапряжённом режиме, поскольку при этом
реакция анода весьма сильна. Перенапряжённый режим
генераторной лампы желателен, так как при этом ослабляется
зависимость амплитуды напряжения на контуре от сопротивления
нагрузки. Если |<?J > 90°, то действие реакции анода можно
компенсировать, так подобрав параметры, чтобы выполнялось
условие (к cos ер* -+- О) = 0.
Согласно ф-лам (18.3.10) или (18.3.12) для получения ЧМ
надо управлять приведённой крутизной или, что то же,
амплитудой первой гармоники анодного тока реактивной лампы.
Возможны два режима работы реактивной лампы: режим малых
колебаний и режим с отсечкой. Первый получается, когда
амплитуда напряжения обратной связи на сетке мала и отсечка
анодного тока не имеет места. Можно показать, что на квадратичном
участке статической характеристики анодного тока, приведённая
коутизна равна крутизне в рабочей точке. Следовательно,
модуляционная характеристика будет того же вида, что и зависи*
мость крутизны статической характеристики анодного тока от
смещения S(EC). Квадратичный участок характеристики
анодного гока совпадает с линейным участком на характеристи
**S(Ee).

492
Глава 18
Если амплитуда напряжения обратной связи на сетке доста
точно велика, то имеет место отсечка анодного тока. Поскольку
девиация частоты пропорциональна /я1 , ЧМ может быть
достигнута теми же средствами, какие применяются для получения AM.
Следует, однако, откинуть те методы AM, при которых сильна
реакция анода, так как при этом модуляция частоты
сопровождается паразитной AM. Значит, может быть использована
модуляция смещением. Соображения о выборе режима для
получения линейной модуляционной характеристики при AM
сохраняют силу и в дгнном случае.
Мощность, теряемая на аноде реактивной лампы,
определяется выражением:
ра =AiA,-f-n-/ei^«cos <рк
(18.3.15)
При ер* =+90° второе слагаемое в этой формуле равно нулю.
Если <?к отлично от +90°, то второе слагаемое положительно при
1?к1<С90° и отрицательно при |<pj]>900. В первом случае мощность
потерь на аноде больше подводимой от источника питания за
счёт мощности высокой частоты, потребляемой из контура. Ва
втором случае реактивная лампа отдаёт некоторую мощность
в контур.
Ток управляющей сетки реактивной лампы нагружает источ
ник напряжения звуковой частоты. Желательно режим
реактивной лампы выбрать так, чтобы ток в сетке отсутствовал.
На рис. 18.3а и 18.36
представлены две
наиболее простые и
употребительные схемы цепи
обратной связи для
реактивной лампы. Обе
схемы не дают возможности
получить чисто мнимый
коэффициент обратной свя
зи. Для того, чтобы
получить 9к близким к#90°, необходимо выбирать z^z5. Обычно
г4>102,5. Следует подчеркнуть, что такое требование к
соотношению параметров не даёт возможности получить большую
величину коэффициента обратной связи.
Составим выражение для коэффициента обратной связи этих
схем и найдём его вещественную и мнимую части.
Согласно ф-ле (18.3.4)

Частотная модуляция 493
Имея ч виду соотношение —^ 1. можем написать прибли
Z4
женно*
к=^'+^Г~-|-Ш' (,8-316>
Для схемы на рис. 18.3а получим:
k=icoC4/?5J-(coC4/?5)2. (18.3.17)
Отсюда следуют выражения для мнимой и вещественной
частей коэффициента обратной связи:
&sin<pK=u>C4/?5 |
kcosyK=(o>C4Rb)
2( (18.3.18)
Если принять »> С4/?5 ==0,1, то для вещественной части
получим &cos ?¥ =0,01. При этом нестабильность сопротивления
нагрузки согласно ф-ле (18.3.14) выражается величиной в
несколько процентов. Девиация частоты согласно ф-ле (18.3.9)
при этом получается порядка Ю-3.
Для схемы на рис. 18.36 получим аналогично-
к = 7-4-тг + (—t^s-V . (18.3.19)
откуда
и • *
Лс08,Р.в(тсЬг)а
(18.3.20)
Количественные соотношения для девиации частоты и пара
зитной AM получаются одинаковыми для обеих схем. Необходи
мо, однако, обратить внимание на то, что в первой схеме
'fK^-|-90o, а в0 второй 'гк7^—90°. Поэтому в первой схеме
реактивная лампа играет роль ёмкости и частота с увеличением
приведённой крутизны уменьшается. Во второй схеме
реактивная лампа играет роль индуктивности и частота с увеличением
крутизны увеличивается.
Нг высоких частотах работа рассмотренных схем
осложняется действием паразитных ёмкостей, которые шунтируют актив
ные сопротивления потенциометра обратной связи и нарушают
правильную фазировку. На рис. 18.3в представлена схема,
которая даёт возможность получить точно срк=90о при наличии
шунтирующего действия входной ёмкости лампы. Правильная

494
Глава 18
фазировка схемы достигается включением параллельно участку
сетка — катод компенсирующей индуктивности.
Чтобы получить расчётные соотношения для этой схемы,
введём обозначения для комплексных проводимостей у4 = ~»У5=~'
Тогда для коэффициента обратной связи из ф-лы (18.3.4)
получим выражение
к
У4
y*tys
(18.3.21)
Подставив развёрнутые выражения для у4 и у б в
соответствии с обозначениями на схеме рис. 18.3в, получим:
к =
i о) С л
1
со С,-
1
О) /.„
(18.3.22)
Условие правильной фазировки схемы сводится к равенству
1
'a)(C4+Cs) '
(18.3.23)
При этом для коэффициента обратной связи получается
выражение:
k=io>C4/?6. (18.3.24)
18.4. Стабилизация средней частоты при ЧМ
Включение реактивной лампы приводит к понижению стабильности
частоты автогенератора. Нестабильность напряжений, питающих реактивную
лампу, вызывает изменение частоты так же, как и модулирующее
напряжение. Нестабильность между-
■' -^тч -г
1Гя а,"
ЧН»
электродных емкостей также
приводит к изменению
частоты Чтобы ослабить
нестабильность средней частоты при ЧМ,
применяются различные
схемы, которые рассматриваются
ниже.
На рис. 18.4 представлена
схема с двухтактным
модулятором. Здесь параллельно
включены анодные цепи двух
реактивных ламп. Одна из
реактивных ламп играет роль
индуктивности, а другая —
ёмкости. Если подобрать
одинаковые по модулю коэффициенты обратной связи для обеих ламп, то
при синфазном изменении напряжений на сетках частота изменяться не бу
дет. Таким образом, достигается ослабление влияния питающих напряжений
на частоту. Чтобы получить ЧМ, модулирующее напряжение подводится
к сеткам обеих ламп в противофазе, в результате получается удвоенная
девиация частоты
Рис. 18.4

Частотная модуляция
49а
Для подтверждения сказанного вычислениями мы составим выражение
для девиации частоты, вызываемой обеими лампами. Учитывая, что их
анодные цепи включены параллельно, а следовательно, их проводимость
складывается, и обозначив для краткости вещественную и мнимую части
коэффициента обратной связи k, — &cos V4 и k A=6sin~A получим в соответствии
с ф-лой (18.3.9):
2Дш , , „ „
—--*Ke(sl kM+SxkM) (18.4.1)
Сумма активных проводимостей обеих ламп согласно ф-ле (18.3.7) будет:
IReya = S[{k'e + D) + S\{k'i +D). (18.4.2)
Поскольку модулирующее напряжение на сетки обеих ламп подаётся
с противоположными фазами, то приведённая крутизна каждой лампы
изменяется во времени согласно выражениям:
s'l =simoa ~Ksis cosQt I
~ f 08 4.3)
Подставив (18.4 3) в (18.4.1) и (18 4 2) для девиации частоты и для
активной проводимости получим:
2До>
— = -*Ra si мол {kM+k^)-bRa si* (kM~kM)cosQt (18 4-4>
*Reya = SiMo< (2D + k'e-\ ke) +Siz{ke-k"e) cos QJ (18.4.5)
Из этих выражений следует, что средняя частота не будет зависеть от
S-imo" , т. е. от питающих напряжений, и также не будет иметь места и
паразитная AM, если параметры подобраны таким образом, что выполняются
равенства:
*м + k"M = 0 |
и' *« п (18 4-6)
Согласно ф-лам (18.3.18) и (18 3.20) условия баланса (18.4.6) сводятся
к равенству:
<*5=-^% (18 4.7)
Недостаток схемы с двухтактным модулятором состоит в том, что контур
автогенератора шунтируется выходными ёмкостями двух реактивных ламп.
Выбег частоты от разогрева ламп получается больше, чем у простой схемы
с одной реактивной лампой.
Для стабилизации средней частоты автогенератора наряду с
применением двухтактного модулятора применяется автоматическая подстройка
частоты (АПЧ). Скелетная схема АПЧ представлена на рис. 18 5. На рис. 18 6а
представлена статическая характеристика дискриминатора £<? <л/), а на
рис 18.66 статическая модуляционная характеристика частотного модулятора
(ЧМ) и задающего генератора ЗГ -^ М « )•
Начнём рассмотрение схемы с преобразователя. На преобразователь
подаются два напряжения с выхода задающего генератора передатчика и от
опорного автогенератора с кварцем. На выходе преобразователя получается
разностная частота. Если частота задающего генератора передатчика равна
номинальной, то частота на выходе преобразователя должна совпадать с ча-

496
Глава 18
стотой, при которой напряжение на выходе дискриминатора равно нулю
{рис. 18.6а). Если же частота задающего генератора отклонится от номинала,
то на выходе дискриминатора появится постоянное напряжение, знак кото

Умножители
Eru
Усили
тели
Кварц,
генератор
Рис. 18.5.
Рис. 18.6
рого зависит от знака ухода частоты. Напряжение с выхода дискримина
тора включается на вход частотного модулятора с таким знаком, чтобы
s соответствии с модуляционной характеристикой (рис. 18.66) получить
отклонение частоты в противо
положную сторону.
Система АПЧ является
одним из частных случаев схема
с противосвязыо. Наряду с
ослаблением нестабильности
средней частоты АПЧ может
давать и ослабление полезной
модуляции, как это и имеет
место в системах противосвя
зи. Пользуясь тем, что
изменение средней частоты
происходит значительно медленнее,
чем изменение частоты при
модуляции, можно противо.
связь по частоте модуляции
устранить. Для этого на выходе дискриминатора включается простой
фильтр Ф, его схема представлена на рис. 18.5. Параметры фильтра
выбираются из условия R i>\m Ч1НС_
Чтобы оценить стабильность частоты в схеме с АПЧ, предположим, что
без АПЧ абсолютная нестабильность частоты была Д/>. Пусть при АПЧ
абсолютная нестабильность будет Д /. При АПЧ помимо нестабильности
задающего генератора передатчика следует ещё учесть нестабильность
собственной частоты контуров дискриминатора (±fa) и нестабильность частоты
опорного генератора с кварцем { А-/*)- Нестабильность этих элементов
увеличивает результирующую нестабильность частоты. Обозначим крутизну ха
рактеристики дискриминатора через S > и крутизну модуляционной характе
ристики через Sm . Перечисленные нестабильности связаны уравнением:
V = Д/о - А/ ~м ±д + (ДА + Ш Sm, 'д-
Отсюда получается выражение для нестабильности при АПЧ'
Чтобы значительно повысить стабильность частоты, обычно выбирают
*>* Sd > 1- Тогда можно написать приближённо:
А/ =
Д/о
^ГТзд+д/*+Д/а
08.4.8)

Частотная модуляция
497
Эта формула показывает, что система АПЧ ослабляет только
нестабильность частоты задающего генератора, однако, добавляется нестабильность
частоты кварца и дискриминатора.
Практическое значение имеет относительная нестабильность частоты, для
которой можно составить следующее выражение-
f'
А/о
1 -!- i>MSd
J к
fd f
(18 4.9)
Относительная нестабильность частоты кварцевого генератора достаточно
мала и её можно не принимать во внимание. Относительная нестабильность
частоты контуров дискриминатора вообще не может быть сделана очень
малой. Поэтому в суммарной нестабильности частоты передатчика она
играет не последнюю роль.
Полученное выражение (18.4 9) показывает, что влияние нестабильности
контуров дискриминатора ослабляется в отношении fd'f- Отсюда следует,
что желательно промежуточную частоту fd делать достаточно низкой по
сравнению с частотой задающего генератора. Чрезмерное понижение
частоты fd . однако, невозможно, так как полоса дискриминатора должна быть
достаточно широкой для детектирования без искажений ЧМ колебаний.
Важно также обратить внимание на то, чтобы параметры контуров
дискриминатора были возможно более эталонны. Следует изготовлять контуры
дискриминатора на керамике, применять термокомпенсацию и т. п.
Известные возможности для повышения стабильности частоты при ЧМ
даёт схема, показанная на рис. 18.7. Генератор относительно низкой
частоты h подвергается ЧМ. Модулированное напряжение от этого генератора
вместе с напряжением от генератора с кварцем на относительно высокой
частоте f\ подаются на преобразователь. На выходе преобразователя
получаются колебания с частотой, равной сумме f = f\ -\- ft.
Абсолютная нестабильность частоты в такой схеме равна сумме
абсолютных нестабильностей обоих генераторов а/= А/]-|-Д/2. Д™ О1носик.ль-
ной нестабильности получим:
У.
f
h f v h f
(18.4.10)
l/Q
Кварцев,
генератор
Частотн.
vodyjiem
ч
буфер
Генератор
/;
»
Преодра-
зователь
ft
Г
Влияние нестабильности модулируемого генератора ослабляется в
отношении f2/f. Отсюда следует, что частота модулируемого генератора f3
должна быть возможно ниже относительно /i. Однако, при уменьшении
отношения /2//1 на выходе преобразователя
трудно избавиться от различных ком- \ Кварцев. I Г7 ] /? ЦыЩ^^Ч
бинационных частот, образованных бие-
ниями гармоник частоты /г с частотой
f\. Кроме того, как следует из ф-лы
(18.3.9), с понижением частоты
понижается и девиация частоты. Поэтому
возможности, даваемые этой схемой,
весьма ограничены.
Значительно лучшие результаты
могут быть получены от схемы, предложенной В. А. Смирновым (рис. 18.8)
В этой схеме включены последовательно два преобразователя Пу и П%.
Первый из них П\ подобен тому, который был описан при рассмотрений
схемы на рис. 18.7.
На Я2 подаётся напряжение с выхода Пи а также напряжение от зто
рого генератора Г%, который модулируется подобно генератору Л, но в про-
трвофазе с ним. Если на выходе П\ выделялась суммарная комбинационная
частота, то на выходе /72 должна выделяться разностная частота и, наоборот
^2 Рядиопередакмцир устройства
Рис. 18.7.

498
Глава 1Ь
Девиация частоты от обоих генераторов суммируегся, а средняя частот»
отличается от частоты генератора с кварцем на разность частот /i—/2. При
полной симметрии схемы, когда оба генератора Л и Г2 и частотные
модуляторы к ним совершенно одинаковы, частоты fi и Ь и их нестабильности
будут одинаковы. Тогда средняя частота определяется только частотой
кварца. Девиация частоты равна удвоенной девиации одного генератора. На
практике абсолютную симметрию схемы получить не удаётся, но все же
нестабильность частоты за счёт модулируемых генераторов может быть
ftf+Aficos^t
mfejibl ■*-' v
уменьшена раз в 10. Поэтому частоту модулируемых генераторов можно
брать более высокую, чем в схеме рис. 18.7, и, следовательно, девиация
частоты также получится значительно больше.
18.5. Фазовые модуляторы
Рассмотрим, в чем состоят достоинства и недостатки получения ЧМ при
помощи управления частотой задающего генератора и при помощи ФМ
с последующим превращением в ЧМ.
Из рассмотрения способов стабилизации средней частоты при ЧМ в
п. 18.4 следует, что имеется противоречие между требованием стабильности
средней частоты и модуляцией частоты вокруг среднего значения.
Включение реактивной лампы параллельно контуру задающего генератора позволяет
получить ЧМ, но понижает стабильность средней частоты.
При ФМ вопрос о стабилизации средней частоты решается легко, так
как при этом частота задающего генератора не должна меняться, и для её
стабилизации могут быть использованы все известные методы, включая и
стабилизацию кварцем. Метод ФМ имеет, однако, свои недостатки. ФМ
получается без искажений только в том случае, если она неглубока. Для
углубления ФМ приходится применять многократное умножение частоты. Поэтому
передатчик получается с большим числом ступеней, более сложный, чем
при ЧМ.
Из различных возможных способов осуществления ФМ ниже
рассматриваются лишь два самых простых: превращение AM в ФМ и ФМ при
помощи реактивной лампы.
Первая схема фазовой модуляции была разработана советскими учёны
ми Г. А, Зейтлёнком и Е. И. Каменским (1932 г.). В этой схеме используется
принцип превращения AM в ФМ. Идею этого принципа можно понять из
векторной диаграммы на рис. 18.9а. На этой диаграмме представлены векторы
двух колебаний, фазы которых сдвинуты на 90°, и результирующий чектоо,
равный их сумме

Частотная модуляция
499
Если амплитуда у одного из колебаний модулирована, то фаза
результирующего колебания '? изменяется со звуковой частотой. При этом не
получается, однако, ФМ, так как одновременно с фазой изменяется и
амплитуда результирующего вектора, что при ФМ не должно иметь места. Оче»
видно, что частотный спектр результирующего колебания будет таким же,
как и спектр колебания при AM. Поэтому такая модуляция результирующего
колебания называется
псевдофазовой модуляцией. Из
колебания с псевдофазовой
модуляцией нетрудно получить
колебание с фазовой
модуляцией. Для этого колебания с
псевдофазовой модуляцией
надо подать на вход ступени, у
которой амплитуда выходного
напряжения в известных
пределах не зависит от
амплитуды входного напряжения.
Инач^ говоря, надо применить
ограничитель амплитуды. На
выходе ограничителя из
псевдофазовой модуляции
получается ФМ. В качестве
ограничителя может быть
использована ступень, работающая в перенапряжённом режиме.
Для случая, представленного на рис. 18.9а, получается значительное
изменение результирующей амплитуды при модуляции. Эффект AM можно
ослабить, если одновременно модулировать оба вектора в противофазе»
Диаграмма для этого случая представлена на рис. 18.96. Этот принцин
используется в схеме Зейтлёнка и Каменского.
Примем, что амплитуды составляющих векторов в режиме молчания
равны единице. Тогда при модуляции они изменяются согласно
выражениям:
Рис. 18.9,
х — 1 -f mcos&t,
у = 1 — mcosQt
(18.5.1)
Сложив эти выражения, получим уравнение прямой, которую описывает
конец результирующего вектора при модуляции:
*-fy = 2.
(18.5.2)
Амплитуда и фаза результирующего вектора во времени изменяются
согласно выражениям:
R =- У2 у/~1 + (m cos У t)l
tgcf = mcosQ/.
(18.5.3)
(18.5.4)
Последнее выражение определяет приращение фазы результирующего
вектора относительно его фазы в режиме молчания. Оно показывает, что
фаза не изменяется пропорционально модулирующему напряжению звуковой
частоты, поэтому получаются нелинейные искажения.
Чтобы оценить эти искажения, представим «■ в виде ряда:
tg3

">00
Глава 18
Подставив сюда (18.5.4), после простых преобразований получим
т 1
, cosQ/ — '_ cos3itf +
4 / 3-4
(18 5 5)
Эта формула показывает, что за счёт нелинейности модуляционной ха
рактеристики (18 5.4) относительно фазы появляется третья гармоника.
Поскольку цепь ФМ используется в конечном итоге для получения ЧМ,
ия (18 5 5) найдём закон изменения частоты:
dt
т l~~-\QsmQt+— Qsin3Qf
(18 5 6)
Отсюда получим коэффициент нелинейности по третьей гармонике
Т
(18.5 7)
формуле при
Чтобы избе-
1 U9 А
Риг. 8.Ю.
Согласно этой
m = 0,5, v3 = 6,3%.
жать нелинейных искажений, надо
делать ФМ неглубокой (m<0,5), a
затем углублять при помощи умно-
жителей частоты.
Схема Зейтлёнка и Каменского
представлена на рис. 18 10. На этой
схеме сдвиг фаз напряжений
высокой частоты на сетках ламп Л\ и Лг
достигается при помощи
фазирующего контура ФК. Если ФК настроен
в резонанс, то ток в нём сдвинут
по фазе относи1ельно тока в контуре анодной цепи предыдущей ступени
на 90°. Анодные токи обеих ламп модулируются на управляющую сетку в
противофазе Оба тока развивают напряжение на контуре в анодной цепи,
включённом по параллельной схеме. Возможн > также включение контура
по двухтактной схеме.
При настройке контура в общей анодной цепи в резонанс, поскольку
фазы первых гармоник анодного тока сдвинуты по высокой частоте на 90°
каждая из ламп в режиме
молчания работает на
расстроенную нагрузку с
U = 45°.
На рис. 18.11а пред
ставлена схема
преобразования AM в ФМ при
помощи балансного модулятора
(БМ). На этом рисунке
ЗГ—задающий генератор,
ФК — фазирующий контур,
У — усилитель.
Фаза* напряжения
высокой частоты на входе
усилителя, благодаря фазирующему контуру, повернута на 90° относитель
но фазы входного напряжения на балансном модуляторе. Токи боковых
частот с выхода БМ и ток несущей частоты с выхода усилителя
складываются в общей нагрузке. Для иллюстрации процесса сложения на рис. 18.116
представлена векторная диаграмма На ней амплитуда вектора несущей
ЗГ
1
1
(а)
ФК
БМ
\lTSZ
У
i
Рис. 18.11.

Частотная модуляция
501
принята равной 1, а амплитуда вектора суммы боковых — mcosilt. Для
амплитуды и фазы результирующего вектора получаются выражения
#=>Л + (mcosQf)2,
tg'f- m cos Qt
Эти выражения совпадают с выражениями (18.5.3) и (18.5.4).
Следовательно эффекты, даваемые схемами па рис. 18.10 и 18.11а, получаются
одинаковыми. Схема Зейтлёнка и Каменского имеет преимущество перед схемой
с балансным модулятором, поскольку она проще.
Рассмотрим теперь получение ФМ при помощи реактивной лампы.
Изменение собственной частоты контура в анодной цепи усилителя вызывает
изменение фазы напряжения на нагрузке относительно фазы первой
гармонической анодного тока в соответствии с фазовой характеристикой
контура Чтобы получить ФМ на этом принципе, надо параллельно контуру
усилителя включить реактивную лампу.
Для упрощения теории такой схемы допустим, что у реактивной лампы
проницаемость D — 0, и, кроме того, фазировка цепи обратной связи
идеальная, т. е. 'f = + 90° и, следовательно, cj cp , =0.
Тогда проводимость реактивной лампы имеет только реактивную
составляющую
Согласно ф-ле (18 3.7) её величина >
ya=iS1ksm<?h (18.5 8)
Положим, что во время модуляции приведённая крутизна изменяется по
закону:
i=S1M0A + Slu cos Qt, (is чч)
а проводимость контура согласно п. 6.1 описывается выражением:
JL=_L(l+ia') (1*5.10)
Тогда для проводимости нагрузки в анодной цепи усилителя получим
11 \ ' а'
—=—-f Уа= ■+!/— + -4i *ол^пг?/Д "И ,g£ sin срк cos Ш (18.5.11)
Настройку контура в анодной цепи можно выбрать так, чтобы скомпен
сировать действие реактивной лампы в режиме молчания. Это значит, что
второе слагаемое в ф-ле (18.5.11) обратится в нуль. После этого
выражение (185.11) можно представить в форме, аналогичной (185 10):
I 1
T~ = ~P~(l+l ivflajftSltlVbCC^f). (185 12)
Полученная формула показывает, что система колебательного контура
и реактивной лампы ведёт себя подобно контуру, у которого обобщённая
расстройка изменяется со звуковой частотой. Поскольку фазовая
характеристика контура описывается уравнением rgy =— а, то для фазы из (18.5.12)
получим выражение:
tg? = —i>la R№ fcsin^cosQ/. (18 5 13)
Эта формула показывает, что в рассматриваемой схеме модуляция фа
зы сопровождается искажениями, подобными тем, которые отмечались выше

502
Глава 18
в схемах преобразования AM в ФМ. Чтобы коэффициент нелинейности
получился наибольшим, индекс фазовой модуляции следует допускать менее
т — 0,5, что соответствует амплитуде отклонения фазы 25—30°.
В заключение кратко описываются принципы построения схемы передат
чика при ФМ.
ФМ в передатчике при помощи интегрирующей цепи в тракте низкой
частоты превращается в ЧМ. Найдём амплитуду девиации частоты, которая
получается непосредственно после фазового модулятора. Выше было
показано, что из соображений уменьшения нелинейных искажений нежелательно
допускать т > 0,5. Такой индекс модуляции следует принять на ^амой
низкой частоте модуляции, так как при ЧМ он должен уменьшаться обратно
пропорционально частоте модуляции.
Вообще амплитуда девиации частоты связана с индексом модуляции
согласно (18.2.18) выражением Af = mF. Следовательно, на выходе фазового
модулятора .i/=0,5 Fm,iu.
Рассмотрим, какие получатся соотношения, если применить ФМ для
радиовещания, где обычно принимается FM„H — 30 in. AUth.r — 15 000 гц. А/=
= 80 кгц. При этом на выходе фазового модулятора будет Л/=15 гц.
Чтобы получить на выходе передатчика -J=80 кгц, потребуется умноже
чие частоты в 80 000/15 = 5 300 раз.
Такое умножение частоты можно получить, если применить 12 ступеней
удвоения частоты, либо 8 ступеней утрсения. Отсюда видно, что передатчик
получается громоздким с большим числом ступеней. Этим, однако, не"
исчерпываются трудности построения передатчика с ФМ. Дело в том, что при
волне в антенне л = 7 м волна задающего генератора при указанном
числе умножений должна быть около 37 000 ж, что соответствует частоте около
8 000 гц. При такой низкой частоте обеспечить равномерное прохождение
боковых частот при максимальной частоте модуляции 15 000 гц совершенно
невозможно. Поэтому приходится частоту задающего генератора выбирать
раз в (Ш—15) выше FM ,Kr применять частичное умножение частоты,
потом при помощи гетеродинирования понижать несущую частоту, а затем,
применяя дальнейшее умножение чатоты, получить требуемое углубление
девиации частоты.
В случае передатчика для профессиональной связи, где можно принять
Рм,,м =400 гц, F м„н: =3 000 гц, Л/ — 12 000 гц, умножение частоты
требуется не таким значительным, а именно, около 60 раз. Однако и в этом
случае необходимо 3—4 ступени утроения частоты.
Изложенные расчёты объясняют, почему передатчики с ФМ не находят
широкого применения.
ЛИТЕРАТУРА
1. Г. В. Брауде. «О колебательных системах с безваттной связью
(обобщение принципа обратной связи)». Журнал технической физики,
т. 1, в. 1, 1931.
2. Г. А. Зейтлёнок и Е. И. Каменский. «Новый метод фазо
вой модуляции коротковолновых передатчиков». Техника радио и слабого
тока № 5—6, 1932.
3. В. А. о м и р н о в. «Частотно-модулированный возбудитель нового
типа». Журнал технической физики, т. 13, в. 9—10, 1943.
4. И. С. Г о н о р о в с к и й. Частотная модуляция и её применения
Связьиздат, 1948.
5. М. Г. М а р г о л и н. «Частотно-модулированный возбудитель для
укв передатчика высококачественного вещания». «Радиотехника», JSfe 5, 1947.

Г Л ABA 19
ТЕЛЕГРАФНАЯ РАБОТА
19.1. Виды телеграфной работы
Рассмотрим, какими способами производится передача телеграфных
сигналов по радио.
На рис. 19.1а показан график огибающей тока в антенне при
амплитудной манипуляции (AM). При передаче сигнала передатчик отпирается, в
антенне имеет место нормальный ток, в паузе передатчик запирается и ток
в антенне отсутствует.
Длительность короткой посылки (точки) определяется выражением
где N — скорость телеграфирования в стандартных словах а минуту.
При передаче точек сигналы представляют периодическую функцию
периодом 2т. Отсюда для частоты манипуляции получим выражение:
1
F =-r- = 0,4N /19.1.2)
При ручной работе на ключе скорость передачи составляет не более
25 сл/мин. При этом согласно (19.1.1) длительность точект — 50.10 ~ч сек.,
а частота манипуляции F = 10 гц. На магистральных радиотелеграфных
связях применяются быстродействующие телеграфные аппараты, которые
позволяют получить скорость до 400 сл/мин. • При этом получаегся
- яз ЗЛО ~3 сек, F = 160 гц.
Аналогичная телеграфная манипуляция применяется также при передаче
фототелеграмм в виде чёрно-белого текста без полутеней. При этом
передатчик излучает, когда передаётся белое и запирается при передаче
чёрного.
На рис. 19.16 представлен график амплитуды тока в антенне при
передаче тонально-модулированными колебаниями. Во время посылки сигнала
передатчик модулируется тоном, который удобен для приёма на слух. Его
частота выбирается в пределах 40J—1000 гц. Во время паузы передатчик
запирается и ток в антенне отсутствует. Первый в мире передатчик А. С.
Полова работал тонально-модулированными колебаниями. Частота тона
определялась числом разрядов искрового промежутка.
При тональной модуляции можно производить приём непосредственно
без гетеродинирования, которое при AM, т. е. телеграфировании
незатухающими колебаниями, необходимо.
При тональной модуляции мощность несущей частоты передатчика
меньше номинальной мощности ламп, поэтому уменьшается и дальность действия.
В этом состоит первый недостаток этого способа передачи. Второй нелоста
ток состоит в том, что канал частот, занимаемый передатчиком в эфире,
больше, чем при AM на величину удвоенной тональной частоты.
Наконец, на рис. 19.1в представлен график частоты тока в антенне при
частотной манипуляции (ЧМ). При посылке сигнала передатчик излучает
'астоту ft, при паузе — частоту f2. Аналогично частотной модуляции, при пе-

504 Глава 19
(а)
(5)
редаче точек несущей частотой называется средняя частота /о = ^(fx + fi)
а девиацией частоты АА" = Л—-/о = у (/i —/г)- Обычно девиация частоты
берётся порядка нескольких сотен герц.
Теоретические исследования и испытания показали, что ЧМ в
отношении помехоустойчивости имеет значительные преимущества перед AM.
Переход на ЧМ эквивалентен выигрышу в мощности по сравнению с AM в
4—9 раз. Ширина частотного канала, занимаемого передатчиком в эфире
при ЧМ, меньше, чем при AM. Все эти преимущества объясняют, почему
ЧМ применяется на большинстве магистральных линий связи.
т Кроме перечисленных способов
телеграфной манипуляции применяется ещё
ЧМ тональной поднесущей частоты.
Такой способ уступает эффективности ЧМ
несущей частоты, но оказывается
целесообразным при передаче нескольких
каналов на различных поднесущих частотах.
Этот способ особенно эффективен при
однополосной передаче, подобной систем©
ОРМ.
Большая работа по
усовершенствованию методов радиотелеграфирования,
проведённая советскими учёными и
изобретателями, обеспечила Советскому Союзу в
этой области ведущее место.
Для эффективного использования линии
радиосвязи необходимо вести
телеграфную работу с большой скоростью. В СССР
создана высокоскоростная передающая и
приёмная телеграфная аппаратура.
Советскими изобретателями Д. Д. Быковым,
Г. Назмутдинсвым и Б. А. Шварцем
разработаны телеграфные аппараты о
применением фотоэлемента /фототрансмиттеры), позволяющие получить скорость
передачи до 1000 слов в минуту.
Огромную экономию времени на обработку телеграмм даёт применение
буквопечатанич. Работы по применению буквопечатания по радио были
начаты ещё в 1921—22 гг. А. Ф. Шориным в Нижегородской радиолаборато
рии. В 1938 г В. И. Керби и В. В. Новиковым был разработан шестикрат
ный аппарат Бодо-радио. Наконец, в годы Отечественной войны А. Д.
Игнатьевым, Л. П. Гуриным и Г. П. Козловым был разработан девятикратный
аппарат Бодо-радио, позволяющий передавать до 3G0 сл/лшн.
Система ЧМ, разработанная за годы Отечественной войны советскими
изобретателями И. Ф. Агаповым, А. А. Магазаником, В. С. Мельниковым,
позволила резко повысить помехоустойчивость телеграфных линий.
Советские радиотелеграфные линии по качеству передаваемых
телеграфных сигналов и по скорости передачи значительно превосходят иностранные
я являются лучшими в мире.
f
(б)
lP
t
Риг 19.1
19.2. Спектры сигналов при телеграфной работе
Телеграфная радиосвязь применяется, главным образом, в диапазоне
коротких волн, в котором размещено большое количество радиостанций. Для
ослабления взаимных помех весьма важно, чтобы ширина канала,
занимаемого радиостанцией, была возможно более узкой. Для сравнения
каналов при различных способах передачи необходимо оценить спектр боковых
частот.

Телеграфная работа
305
При AM точками огибающая представляет прямоугольные импульсы с
отсечкой я 2 . Гармонический анализ таких импульсов рассматривался в
п. 4.Ь. Ьсли считать амплитуду тока в антенне при посылке сигнала за
единицу, то выражение для спектра получается следующим-
1 yi
i — ~2~ cos со/ -f >
[cos (w _ nQ) г _ cos(<o—nQ)/]. (19.2.1)
n = 1,3...
Здесь несущая частота ^=2~/, частота манипуляции Q=*2nF, л —
номер боковой частоты.
При ЧМ точками выражение для частотного спектра имеет вид:
2sin(.wir)
ът
2 v
ч=-1,2,-
«sin
(да + я) -|-
X
X (cos (со — n Q) /+ (—1) "соч (со + vQ) t].
(19.2.2)
си&наяа
Здесь индекс модуляции т=з-у~ , остальные обозначения такие же, как
в ф-ле (19.2.1).
Из этих выражений следует, что при AM амплитуды боковых частот
номера п пропорциональны '/ п. При ЧМ максимальная амплитуда боковых
частот получается, если т — целое число. В этом случае при больших п
можно считать, что амплитуды боковых приблизительно пропорциональны
1,п'г. Отсюда следует, что при
ЧМ амплитуды боковых убы- i Рпплитуда Шобой
вают быстрее, чем при AM. I отнесенная намптщде
Для передачи телеграфных ; ЦШ_
сигналов нет необходимости вое- <Ы
производить строго
прямоугольную форму сигнала. На выходе
приёмного тракта включается
реле, которое исправляет форму
сигнала и делает его
прямоугольным. В то же время для
ограничения спектра боковых полезно
округлять фронт импульса. При
ЧМ сигналы, управляющие
передатчиком, предварительно
пропускаются через специальный фильтр
для скругления фронта.
При AM ограничить ширину
спектра не удаётся. Этому
мешают искажения формы сигнала,
вызываемые переходными
процессами в фильтре выпрямителя,
питающего аноды. Нагрузка
выпрямителя при посылке сигнала
и разгрузка его при паузе
приводит к резким колебаниям анодного напряжения. Это отражается на форме
огибающей импульсов, их спектр оказывается даже шире, чем
теоретический для прямоугольной формы сигнала.
На рис. 19.2 представлены графики, показывающие относительные
амплитуды боковых частот различных номеров для трёх случаев. Два графика
2 3 4 56 7 в 9 ЮН 12 П
Рис. 19.2

506
Глава 19
относятся к сигналу прямоугольной формы при AM и ЧМ. Они получ&ны
расчётным путём из приведённых выше формул. Третий график получен
экспериментальным путём при ЧМ сигналом со скруглённым фронтом. Из
графиков на рис. 19.2 следует, что при ЧМ передатчик может создавать
помехи другим каналам связи в значительно более узкой полосе частот чем
при AM
19.3. Искажения телеграфных сигналов
На подвижных передатчиках небольшой мощности переда .а обычно
осуществляется ключом. Передатчики большой мощности соединяются
специальными линиями с радиобюро. В радиобюро находится автоматическая те
леграфная аппаратура для манипулирования передатчиков с большой ско
ростью.
Виды телеграфных сигналов, которые могут передаваться на
передатчики из радиобюро, представлены на рис. 19.3. На рис. 19.3а показан график
Ui напряжения при передаче точек
односторонними импульсами. Посылке соответ-
(а) ствует импульс постоянного тока, при
паузе ток равен нулю. На рис. 19.36 пред-
J. "ставлен график телеграфных сигналов при
двусторонней работе, иначе называемой пе-
у i редачей с активной паузой. Передаче
сигнала соответствует напряжение одного
знака, а передаче паузы — напряжение
J. другого знака. Наконец, на рис. 19.3в пред-
""" ставлен график тональных импульсов. Пе-
... \ 4 I.,-. I редаче соответствует посылка переменного
4 тока тональной частоты порядка несколь.
ких тысяч герц. При работе с
тональными импульсами на передатчике
устанавливается тональный усилитель-выпрямитель
(ТУВ). На выходе его получаются дву-
^ис 19.3. сторонние импульсы постоянного тока,
показанные на рис. 19.36. Эти импул сы по-
даются на вход манипулятора передатчика
При быстродействующей 1елеграфии или буквопечатании искажения те
леграфных сигналов могут вноситься передающими телеграфными
аппаратами, линией, соединяющей радиобюро с передатчиком, цепями маи^пуття
тора, и, наконец, трактом
высокой частоты передатчика.
(д)
16)
t
J\f\J\f
, H*250c"lmi*
19 i.
налов по линии сопровождается
переходными процессами и
сигналы искажаются. При работе
односторонними импульсами
постоянного тока характер
искажений, ВНОСИМЫХ ЛИНИеЙ, МОЖНО / \/ \/ V/ \N=550'*fM,»
усмотреть из осциллограмм,
представленных на рис. 19.4.
Осциллограмма показывает форму
напряжения на выходе кабеля длиной а0 км при передаче буквы Ж. При
скорости N — 250 сл/мин искажение выражается в уменьшении крутизны
переднего и заднего фронтов импульсов. При скорости N = 550 сл/мчн
длительность точек уменьшается так, что за время посылки напряжение
не успевает нарасти до стационарного значения, а за время паузы линия
не успевает полностью разрядиться. При передаче двусторонними
импульсами характер искажений, вносимых линией, остаётся таким же, однако

Телеграфная работа 507
крутизна фронта импульсов повышается, поскольку при переходе от посыл
ки к паузе перепад напряжения получается в два раза бол ше.
Тональная передача имеет значительные преимущества перед передачей
импульсами постоянного тока. Линия вносит при этом незначительные
искажения при всех скоростях передачи, представляющих практический интерес.
При импульсах постоянного тока затруднительно применять усиление,
поэтому работают при больших напряжениях порядка ±40 в; в результате
возникают помехи в соседних линиях. При тональной манипуляции усиление
импульсов не представляет затруднений, поэтому уровень напряжения
снижают до десятых долей вольта. Наконец, если употребить несколько то
нальных частот, то возможно многократное
использование линии, т. е. одновременная
передача нескольких сигналов.
Описанные искажения формы импульсов
приводят к тому, что длительность импульса
затягивается, а длительность паузы сокращается.
На передатчике импульсы, пришедшие с
линии, воздействуют на манипуляционное
устройство, которое обычно содержит либо
механическое, либо электронное реле. Как представлено
на рис. 19.5, реле замыкается при напряжении
l/i и размыкается при U2. После того, как реле
сработало, напряжение на его выходе не
изменяется. Благодаря таким свойствам реле форма
сигнала может быть исправлена. Однако в
некоторых случаях реле и вообще схема
манипуляции могут вызвать искажение, которое
называется временным преобладанием или просто преобладанием. Это искаже
ние состоит в том, что длительность точки получается больше
длительности паузы или наоборот. Коэффициент преобладания вычисляется по
ф-ле (см рис. 19.5)
О
Рис. 19.5.
k^
Практика показывает, что при быстродействующей работе преобладание,
вносимое передатчиком, должно быть не более 10%, а при буквопечатании
эту цифру следует снизить до 5%.
Если на передатчике применяется механическое реле, то искажения
сигнала могут иметь место за счёт дефектов его работы. При большой
скорости передачи язычок реле отскакивает от контактов и получается
дробление сигнала. С увеличением скорости передачи требуется всё более
тщательная регулировка реле. При скорости выше 100—200 сл/мин от
механических реле получить удовлетворительную работу трудно. Поэтому
применяют электронные реле, которые являются практически безинерционными
н хорошо работают при любых скоростях.
В цепях передатчика, на которые воздействуют телеграфные сигналы,
обычно включены активные сопротивления и ёмкости. Переходные процессы
в этих цепях вызывают искажения формы сигналов. При этом фронты
чмпульсов описываются экспонентой. Временем установления tv можно
назвать время, за которое напряжение или ток успевает нарасти от 0,05 до
0,95 от стационарного значения. Для системы RC время установления
пропорционально постоянной времени и определяется по формуле: tv ss 3RC
Искажения фронтов импульсов будут невелики, если время установления
мало по сравнению с длительностью импульса (ty<~). Отсюда следует, что
постоянные времени должны быть тем меньше, чем больше скорость пере
Я,ачи.

506
Глава 19
Искажения формы сигналов за счёт переходных процессов в колеба
тельных контурах при AM состоят в следующем. Большинство способов AM
основано на запирании анодного тока генератора в паузах и отпирании его
при посылках сигнала. При отпирании анодного тока контур постепенно
накапливает энергию, доставляемую анодным током, происходит процесс уста
нсвления. Огибающая тока в контуре постепенно нарастает. На основании
принципа схем замещения, изложенного в п. 16 4, при нагрузке а виде
одиночного контура огибающая изменяется по экспоненте подобно напряжению
в системе RC с постоянной времени контура Т=^1^Ь. При запирании пе
редатчика энерхия, накопленная в контуре, постепенно расходуется в актив
ном сопротивлении и огибающая тока затухает. Если телеграфный сигнал
проходит через ряд ступеней, содержащих одиночные или связанные
контуры, то в общем случае огибающая может изменяться более сложным об
разом. В частности, при двух связанных контурах или при взаимной
расстройке контуров в разных ступенях могут появиться выбросы, а при вы
«ыючении — осцилляторное затухание, вызванное биениями между частотами
связи. Однако, если результирующая частотная и фазовая характеристики
всех ступеней подобны по форме характеристикам одиночного контура, то
время установления огибающей в такой системе можно определить через
полосу пропускания по формуле:
ty=~ (19.3.1)
Здесь под полосой пропускания --^/ разумеется полоса при неравно
мерности У 2 .
На коротких волнах полоса пропускания контуров велика и время уста
новлсния получается малым, значительно меньше длительности импульсов
при самых больших скоростях передачи. Поэтому в диапазоне коротких
волн переходные процессы в контурах высокой частоты не влияют на форму
огибающей телеграфных сигналов. Однако у длинноволновых
передатчиков переходные процессы в контурах не позволяют получить скорости,
превышающие 100—150 сл/мин.
При ЧМ скачки частоты также приводят к переходным процессам в
контурах. Время установления этих процессов определяется той же ф-лои
(19 3 1). В диапазоне коротких волн эти искажения несущественны.
Выше уже упоминалось, что при AM серьезные искажения в
огибающей сигналов высокой* частоты вызываются переходными процессами в
фильтре выпрямителя, питающего манипулируемые ступени. При отпирании
манипулируемых ступеней ток, потребляемый от выпрямителя, возрастает
и так как ток через дроссель фильтра не может измениться скачком, то
анодное напряжение сначала уменьшается. Затем напряжение возрастает и
вновь падает, поскольку в фильтре происходят затухающие свободные
колебания с частотой, определяемой его ёмкостью и индуктивностью. При
нажатом ключе режим ступеней передатчика устанавливается критическим или
перенапряжённым, чтобы получить высокий кпд и большую мощность.
Поэтому колебания анодного напряжения за счёт переходных процессов »«
фильтре вызывают паразитную анодную модуляцию огибающей сигнала.
Представление о характере искажений даёт осциллограмма на
рис. 19.6а. Особенно значительные искажения сигнала получаются при
такой частоте манипуляции, которая совпадает с собственной частотой
фильтра. Тогда для частоты манипуляции фильтр представляет большое
резонансное сопротивление Ra = L/Cr. На приёме применяется ограничение
сигналов по минимуму и максимуму, из сигнала вырезается средняя
полоска, которая используется для управления выходным реле. Поэтому
некоторая модуляция на вершине импульса может быть исправлена
ограничением. Однако, если модуляция глубокая, то за счёт ограничения может
получиться дробление сигнала — вместо одной посылки будут записаны две

Телеграфная работа
509
Гакое искажение особенно вероятно на коротких волнах, где вследствие
замираний сила сигнала подвержена резким изменениям. Следовательно,
глубокие впадины в огибающей, вызванные переходными процессами в
фильтре, подлежат устранению. Для этого надо повысить затухание контура
фильтра, уменьшить его сопротивление на собственной частоте Этот
Рис. 19.6
можно достигнуть уменьшением индуктивности фильтра и увеличением его
ёмкости. Часто передатчики делаются телефонно-телеграфными, тогда умень
спение L фильтра при телефонии неприемлемо, так как возрастает уровень
паразитной модуляции за счёт фона переменного тока. В этом случае фильтр
рассчитывают на работу телефоном, а при переходе на телеграфную работу
шунтируют дроссель сопротивлением. На рис. 19.66 показана осциллограмма
с записью импульсов, которые при этом получаются. Из рисунка видно, что
форма огибающей стала вполне удовлетворительной.
При ЧМ ток,
потребляемый от выпрямителя, не
изменяется. Поэтому искажения
связанные с переходными
процессами в фильтре,
отсутствуют.
Во время паузы при ДМ
гок в антенне должен равнять
ся нулю. Однако по причин'
плохой нейтрализации, нали
чия паразитных колебаний ши-
просто из-за недостаточно хо
рошей схемы манипуляции во
время паузы может быть
остаточный ток в антенне.
Осциллограмма сигналов для
такого случая представлена на
рис. 19.7. Неполное запирание недопустимо. На коротких волнах из-за не
полного запирания на приёме может получиться слияние знаков. Чтобы не
полное запирание не получалось из-за явления прямого прохождения, же
Рис. 19.7.

510
J лава 19
лательно делать манипуляцию в промежуточных ступенях передатчика, за
которыми следуют ступени умножения частоты.
19.4. Схемы амплитудной манипуляции
Схемы AM должны давать запирание в антенне при паузе и
нормальный режим передатчика при посылке сигнала. Как и амплитудную
модуляцию, AM можно получить путём изменения одного из питаюших
напряжений. В соответствии с тем, какое из питающих напряжений манипули-
руется, говорят о манипуляции на управляющую сетку, на экранирующую
сетку, на анод и т. д.
Для облегчения работы манипуляционного устройства желательно,
чтобы требовалось переключать малые токи и малые напряжения. Поэтому
наибольшее распространение имеют схемы манипуляции на управляющую
сетку и на экранирующую сетку. Иногда применяют комбинированную
манипуляцию одновременно на управляющую и экранирующую сетки.
Манипуляция на защитную сетку пентодного генератора менее удобна, так как
для запирания анодного тока требуется подавать на защитную сетку
относительно большое отрицательное напряжение. Ещё менее удобна
манипуляция на анод. Её целесообразно применят^, лишь в передатчиках малой
мощности.
Для уменьшения токов и напряжений, переключаемых маннпуляцион
ным реле, желательно, чтобы манипуляция производилась в
промежуточных ступенях передатчика. Манипуляция в задающем автогенераторе или
в буферной ступени нежелательна, так как связанное с манипуляцией
изменение режима приведёт к понижению стабильности частоты. Обычно ма
нипулятор включается в ступени, следующей за буферной, или ещё на сту
пень дальше. Для гарантии устранения прямого прохождения желательно,
чтобы манипулируемая ступень была отделена от мощной ступени хотя бы
одной ступенью умножения частоты. Вариантов схем AM очень много.
Ниже рассмотрены наиболее тил%чные и простые.
Рис. 19.8.
На рис. 19.8а представлена схема манипуляции путём обрыва цени но
стоянной составляющей тока управляющей сетки. Когда якорь реле
притянут к контакту /, на сетке образуется автоматическое смещение,
соответствующее посылке сигнала. При переброске якоря к контакту 2 цепь
постоянной составляющей тока сетки обрывается и на сетке получается
смещение Ес— —ис. Достоинство этой схемы состоит в её простоте. Смещение
на сетке при сигнале и паузе получается автоматическое, внешних источ-
2 1
(QJ

Телеграфная работа
51
пиков смещения не требуется. Однако эта схема не даёт полного
запирания анодного тока. Для полного запирания анодного тока требуется
смещение Е( 1ап = — Uс - Еа в случае триода или Е зш = — *~> с — ^V сг в
случае тетрода. Если статическая характеристика анодного тока правая, то
практически запирание может получиться удовлетворительным, но в случае
левой лампы, например, пентода, может иметь место значительный
остаточный ток. Этот недостаток схемы можно исправить, ёаи в ступенях,
следующих за манипулируемой,и установить такое фиксированное смещение»
что во время паузы анодный ток будет заперт при наличии остаточного
возбуждения от неполного запирания предыдущей ступени.
На рис. 19.96 представлен другой вариант схемы манипуляции в цепи
сетки. Эта схема дает полное запирание. Когда якорь находится у
контакта /, на сетке получается
нормальное смещение, оно
определяется напряжением на участке
потенциометра между точками аз.
При этом участок потенциометра
аб замкнут через якорь реле на
сопротивление R. При положении
якоря у контакта 2 через
сопротивление R на сетку подаётся
смещение с участка потенциомет
ра бз. Если это смещение не
меньше запирающего, то анодный
ток будет полностью заперт.
Назначение сопротивления R состоит
в том, чтобы уменьшить ток
через контакты реле при замыка
нии участка потенциометра аб.
На рис. 19.8в представлена
схема, работающая аналогично
предыдущей, но с манипуляцией
в цепи экранирующей сетки. При
положении якоря у контакта /
на экранирующую сетку подаётся нормальное напряжение с участка по
тенциометра аз. Когда якорь переброшен к контакту 2, на экранирующую
сетку подаётся отрицательное напряжение с участка потенциометра бз
Назначение сопротивления R здесь такое же, как на схеме рис. 19.86.
Все рассмотренные схемы обладают тем недостатком, что дают
преобладание, поскольку во время переброса якоря режим генератора
получается таким же, как и тогда, когда якорь притянут к контакту 2.
Для устранения преобладания схема должна быть составлена так,
чтобы во время переброса якоря сохранялся тот же режим, который был до
переброса. Такие схемы представлены на рис. 19.9а и на рис. 19.96. На
первой манипуляция производится на управляющую сетку, на второй на
экранирующую. Эти схемы аналогичны схемам на рис. 19.86 и рис. 19.8в с
той разницей, что реле здесь заменяют специальные манипуляторные
лампы М, работающие без тока сетки. Манипуляция достигается изменением
смещения на сетке манипуляторной лампы. Отсутствие преобладания
получается потому, что во время переброса реле напряжение на сетке
сохраняется неизменным благодаря сохранению заряда на ёмкости С.
Помимо отсутствия преобладания, схемы на рис. 19.9 лучше схем на
рис. 19.8 ещё потому, что позволяют облегчить нагрузку на контакты реле,
так как переключаемые токи и напряжения получаются значительно
меньше.
Рассмотрим работу схемы на рис. 19.9д более подробно. Когда якорь
реле соединён с контактом 2, напряжение на сетке лампы М равно нулю.
Ее анодная цепь при этом представляет некоторое, относительно
небольшое, по сравнению с R, сопротивление. Это сопротивление играет роль
Рис. 19.9

512
Глава 19
сопротивления автосмещения, по которому проходит постоянная слагающая
тока сетки. На сетке генераторной лампы получается смещение, опреде
ляемое падением напряжения на аноде лампы М и напряжением на
потенциометре между точками аз. При перебросе якоря к контакту / на
сетке лампы М получается смещение, при котором её анодный ток
запирается. При этом через сопротивление R на сетку генераторной лампы
поступает яапирающее смещение с участка потенциометра между точками бз.
Поскольку напряжение на ёмкости С, включённой между сеткой и катодом
лампы М, не может измениться во время переброса якоря реле, эта схема
не дает временного преобладания. Сопротивление /?f специально
подбирается, чтобы уменьшить искрение при замыкании контактов реле.
Схема на рис. 19.96 работает аналогичным образом. При соединении
якопя реле с контактом / анодный ток лампы М заперт и через
сопротивление R на экранную сетку генератора с участка потенциометра аз поступает
нормальное напряжение, соответствующее посылке сигнала. При
соединении якоря с контактом 2 напряжение на сетке лампы М равно нулю. При
этом через ее анодную цепь и сопротивление R идет значительный ток.
Положение точки б на потенциометре выбирается таким образом, чтобы
напряжение между точками бз превышало напряжение, запирающее
анодный ток генератора по экранной сетке Ес23ап н^ менее, чем на величину
падения напряжения на аноде лампы М.
Манипуляторные лампы на рис. 19.9 в принципе могут также
управляться непосредственно от телеграфных сигналов постоянного тока,
поступающих на передатчик из радиобюро, либо от ТУВа. В таком случае
лампы М играют роль электронных реле. Эти реле не обладают, однако, свой
ством защёлкивания, характерным для поляризованного реле. У
поляризованного реле, после срабатывания от поступившего импульса, якорь
остаётся в этом положении и тогда, когда действие импульса прекратилось. Для
переброса якоря в другое положение необходим импульс обратной
полярности Это свойство называется защёлкиванием. Благодаря "защёлкиванию
исправляется форма си1*нала.
На рис. 19.10 представлена разработанная Г. С. Короповым схема
электронного реле, обладающего свойством защёлкивания. Здесь манипулятор
представляет двухступенный усилитель постоянного тока на лампах М\ и
И2, причём с анода М2 на сетку М\ дана положительная обратная связь
по постоянному току. Входящие
в схему модулятора
сопротивления подбираются таким обпазом,
что когда М\ заперта, то М2
открыта, и наоборот. Оба эти
равновесные состояния схемы
устойчивы. Под действием внешнего
сигнала, подаваемого на сетку
одной из ламп, схема может быть
переведена из одного
равновесного состояния в другое. Время
переброса определяется
переходными процессами, вызываемыми
присутствием паразитных
параметров. Практически время
срабатывания столь мало, что
электронное реле может обеспечить
работу с любыми скоростями,
которые представляют практический интерес. В этом состоит преимущество
электронных реле перед механическими.
На рис. 19.10 для удобства подачи телеграфных сигналов катоды ламп
Mi и М2 заземлены. Для управления смещением генератора используется
анодное напряжение лампы М2. Режим электронного реле выбирается
таким, чтобы при переходе из одного равновесного состояния в другое по
-iH
Рис 19.10

Телеграфная работа 513
лучился перепад анодного напряжения, какой требуется для перевода ге-
нер« тора из режима посылки сигнала (Есмак>) в режим запирания (ЕСтп)-
Поскольку напряжение на аноде М2 положительно, а на сетку генератора
требуется напряжение отрицательное, катод генераторной лампы по
постоянному току не заземлён. Относительно земли он имеет потенциал
точки а на потенциометре питания экранирующей сетки. Напряжение
смещения на сетке генератора равно разности между напряжением на аноде Мз
и на участке потенциометра аз Точка а на потенциометре выбирается так,
чтобы, когда лампа М2 закрыта, на сетке генератора получилось смещение
i\ максу тогда при открытой лампе М2 на сетке будет смещение Е <• зап
Работа из позьтпзной превратится в негативную, т. е. посылки
превратятся в паузы и наоборот, если смещение на сетку генератора снимать с
анода Мь При устранении обратной связи между анодом М2 и сеткой М\
свойство защёлкивания пропадает н схема работает, как простой
усилитель постоянного тока.
19.5. Схемы частотной манипуляции
При ЧМ телеграфные сигналы должны воздействовав на часюту
задающего генератора передатчика. Для реализации на приёме преимуществ
ЧМ перед AM на передатчике необходимо обеспечить высокую стабиль-
кость несущей частоты и стабильность девиации частоты, а также
отсутствие излучения на посторонних, частотах. Ширина частотного канала,
занимаемого передатчиком, должна быть максимально узкой.
ЧМ можно получить, используя различные схемы. Представим
возбудитель, состоящий из двух генераторов с частотами /i и f2. ЧМ
получится, если каждый из генераторов поочерёдно включать при помощи
манипулятора на вход предварительных ступеней передатчика. Хотя эта
схема и представляется простой, она, однако, не находит применения по
следующим причинам. Стабильность девиации частоты sf - (fi — /2) / 2
зависит в этой схеме от относительной стабильности частот /i и /2.
Поскольку частоты высокие, получить высокую стабильность девиации
частоты невозможно.
Кроме того, ЧМ в чистом виде здесь не получается, так как фаза
колебаний при переключении генераторов изменяется скачком и спектр при
манипуляции следует рассматривать, как наложение спектров двух
генераторов при AM. Поэтому ширина канала в эфире, занимаемая таким пере-
да!Чиком, шире, чем при AM, на величину удвоенной девиации частоты.
Описанное в п. 19.2 преимущество ЧМ перед AM в отношении ширины
спектра данная схема реализовать не позволяет.
В п. 18.4 описана скелетная схема возбудителя (рис. 18.7) для
получения частотной модуляции. Эту же схему можно использовать и для
получения ЧМ, если на вход реактивной лампы подавать телеграфные
сигналы. Недостаток этой схемы состоит в противоречии между требованием
понижения частоты манипулируемого генератора /2 относительно* частоты
кварцованного генератора /i для повышения стабильности частоты, с одной
стороны, и требованием повышения /2 относительно /i для устранения на
выходе преобразователя нежелательных комбинационных частот, с другой
стороны. Это противоречие при манипуляции примирит^ ещё труднее, чем
при модуляции. При манипуляции девиация частоты требуется малая, по
стабильность средней частоты — высокая. Поэтому отношение f2lfi надо
б,>агь малым, однако при этом трудно избавиться от нежелательных
комбинационных частот на выходе преобразователя.
Высокие показатели можно получить при непосредственной манипуляции
частоты автогенератора, стабилизированного кварцем. Первые схемы
частотно-модулируемых кварцевых генераторов, работающих в режиме
затягивания, были описаны В. А. Смирновым в 1943 г., А. А. Магазаником в
1944 г. была разработана схема частотно-модулированного автогенератора.

514
Глава 19
работающего в осцилляторном режиме. Идею этой схемы можно уяснить
из рис. 19.11а. На этом рисунке представлен автогенератор с кварцем
между сеткой и катодом. Для изменения частоты последовательно с кварцем
включена индуктивность. Величиной этой индуктивности можно управлять
в простейшем случае при помощи реле либо при помощи реактивной лампы.
В случае применения реактивной лампы при изменении смещения на её
сетке можно получить не только скачкообразные, но и плавные изменения
частоты. Поэтому возможно также использование этой схемы и для
построения телефонного передатчика в диапазоне увч.
Схема частотного модулятора-манипулятора А. А. Магазаника в
развёрнутом виде с реактивной лампой изображена на рис. 19.116. Правая
часть схемы представляет автогенератор с кварцем на лампе Г, левая
часть — частотный модулятор с реактивной лампой М. Сопротивление /?*
и ёмкость Сз образуют потенциометр обратной связи для реактивной лампы,
которая играет роль индуктивности. Изменением блокировочной
индуктивности L, ёмкости С и напряжения смещения реактивной лампы можно
регулировать в некоторых пределах несущую частоту и девиацию частоты.
Для повышения стабильности частоты напряжения, питающие реактивную
лампу и генератор, стабилизируются. Изменение температуры сказывается
на частоту в основном за счёт ТКЧ индуктивности L и выходной ёмкости
лампы М (на схеме эта ёмкость не показана). Эта нестабильность, однако,
невелика, так как параметры схемы подбираются так, чтобы получить
только требуемую девиацию частоты. Кварцевый генератор работает обычно в
диапазоне 1—2.5 мгц, при девиации частоты 500 гц это соответствует
относительной нестабильности (3—5) ■ 10—4. Испытания показали, что при ТКЧ
кварца 1,5.10—6 изменение температуры на +10° вызывало изменение
частоты + 2 . 10—5. Отсюда видно, что в основном нестабильность частоты
епределяется ТКЧ кварца.
Ъ модулирующее (б)
напряжете
Рис. 19.11.
Если в передатчике общее умножение частоты равно п, то для
получения на выходе девиации частоты \f, девиация в задающем генераторе
должна быть Sf/n.
19.6. Многократная радиотелеграфия
Многократной или многоканальной телеграфией называется
одновременная передача через один передатчик нескольких телеграфных сообщении.
Существует значительное количество методов многократной работы,
некоторые из них рассмотрены ниже.
При многократной работе пропускная способность передатчика
увеличивается пропорционально числу крат или каналов, что эквивалентна
параллельной работе нескольких однократных передатчиков. Выгоды, кото-

Телеграфная работа 615
рыв может дать в принципе многократная работа, очевидны. Однако
переход на многократную работу всегда сопровождался появлением таких
недостатков, как расширение канала занимаемого передатчиком в эфире,
расширение полосы пропускания приёмника, уменьшение мощности,
приходящейся на один канал. В результате получается уменьшение отношения
сигнала к помехе на выходе каждого канала в приёмнике. Таким образом,
переход на многократную работу не происходит безвозмездно и для
всесторонней оценки различных способов многократной работы необходимо
принимать во внимание
перечисленные выше обстоятельства.
Простейший способ
многократной работы, уже упоминавшийся в
п. 17.3, состоит в том, что передат- —1, Посылка канала!
чик ставится в режим, аналогичный f} Пауза канала2
телефонному, и модулируется
несколькими тональными частотами,
которые называются поднесущими. \ ПосылкиканалоЗ
Каждая из поднесущих частот мо- '3 i 1u2
жет манипулироваться любым извест- I
ным способом либо по амплитуде, , t fiama канала 1
либо по частоте. Главный недоста- f2 Посылка канала2
ток этого способа состоит в том, что
за счёт нелинейности модуляционной ,-иши-ИИЯШ1ШЯ, ПаизыканалаЬ
характеристики передатчика появля- /.о
ются гармоники поднесущих частот
и комбинационные частоты и может Рис. 19.12.
возникнуть взаимное влияние между
каналами. Чтобы избежать этого, надо использовать только линейный
участок модуляционной характеристики, соответствующий суммарному
коэффициенту модуляции Шмакс^ 1» а коэффициент модуляции на канал при п
каналах должен быть в п раз меньше. В результате получается
уменьшение мощности, приходящейся на какал, в п2 раз.
Другой метод многократной работы был изобретён советским учёным
А. Н. Щукиным и опубликован им в 1933 г. Этот метод замечателен тем.
что переход на многократную работу не сопровождается уменьшением
мощности передатчика, приходящейся на каждый канал. Принцип метода
Щукина иллюстрирован рис. 19.12 для случая двух каналов. При
независимой модуляции в двух каналах возможна посылка в канале / и пауза
в канале 2, и, наоборот, посылки в обоих каналах, и, наконец, пауза в обоих
каналах. Согласно методу Щукина передаётся три частоты f\, /2, /з
соответственно посылке в каждом канале ь отдельности и в двух каналах
вместе. При паузе в обоих каналах передатчик запирается. Поскольку при
каждой посылке передатчик излучает одну частоту, то ясно, что на создание
её можно затратить всю мощность передатчика. Следовательно, потери
мощности на канал здес^ не происходит. На приёме передачи каналов
разделяются при помощи фильтров. Фильтры канала / пропускают частоты fi
и f2, а фильтры канала 2 — частоты /г и f3.
В общем случае при п каналах, учитывая, что в каждом канале может
передаваться сигнал или пауза, общее число комбинаций рг.вно Ф. При
паузе во всех каналах передатчик запирается. Следовательно, по системе
Щукина передатчик должен излучать (п2—1) частоту.
При трёх каналах (п = 3) требуется 8 частот, при четырёх — 15 и т. д.
Отсюда видно, что при п > 2 система передачи и приёма осложняется,
ширина спектра, излучаемого передатчиком, сильно увеличивается.
Применение этой системы при п > 2 нецелесообразно.
В связи с развитием системы частотной манипуляции за последние
годы система Щукина получила дальнейшее развитие. И. Ф. Агапов
предложил систему двухканального частотного телеграфирования (ДЧТ) на
принципе ЧМ. Если по методу Щукина используются три частоты и запирание
33*

516
Глава 19
передатчика при паузе в обоих каналах, то по системе Агапова
добавляется четвёртая частота для излучения при паузе в обоих каналах. Разнос
соседних частот в системе ДЧТ равен 1000 гц. Эта система с успехом
применяется на магистральных линиях связи.
ЛИТЕРАТУРА
1. А Н. Щ у к и н. «Двукратная радиотелеграфная передача без потерн
мощности». Техника связи № 3, 1933.
2. Радиобюро и линии радиосвязи. Под редакцией А. С. Николаенко и
А Н. Попова. Связьиздат, Москва, 1940.
3. Г. С. Коропов. «Электронный манипулятор для
радиотелеграфирования». Мастер связи № 5, 1940.
4. В. С. Мельников и Б. А Николаев. «Частотная
радиотелеграфия». Сборник трудов ЦНИИС Министерства связи, Связьиздат, 1948.
5. А. А. М а г а з а н и к. «Частотный модулятор-манипулятор для
магистральных коротковолновых передатчиков». Информационный сборник
«Частотная манипуляция на радиотелеграфных связях>\ Связьиздат, 1949.
6. И. Ф. Агапов. «Приём частотно-манипулированпых
радиотелеграфных сигналов». Информационный сборник. «Частотная манипуляция на
радиотелеграфных связях». Связьиздат, 1949.
7. А. Д. Игнатьев. «Мощный 9-кратный аппарат Бодо» Вестник
связи, «Электросвязь» № 4—5, 1946.

ГЛАВА 20
ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
20.1. Введение
•
Ретрансляционные радиолинии позволяют осуществить дальнюю связь
в диапазоне увч. В пунктах ретрансляции производится приём, усиление и
передача принятых сообщений. Расстояние между ретрансляционными
пунктами определяется геометрической видимостью, которая зависит от рельефа
местности и высоты подъёма антенн. Целесообразно применять антенны с
узкой диаграммой направленности, так как пропорционально выигрышу,
даваемому антеннами, уменьшается мощность, требуемая от передатчика.
Поскольку выигрыш антенны получается тем больше, чем больше её
размеры по сравнению с длиной волны, для ретрансляционных линий
применяются дециметровые и сантиметровые волны. При мощности передатчиков,
измеряемой единицами ватт, в этом диапазоне связь получается весьма
надёжной, как на проводных линиях связи. Благодаря устойчивой связи на
радиолинии можно применять одновременную передачу сообщений по
различным каналам. Радиолинии имеют ту особенность, чго их полоса
прозрачности пропорциональна несущей частоте и измеряется миллионами герц.
Поэтому наряду с методами многоканальной связи, применяемыми на
проводных линиях, на радиолиниях могут применяться и другие, требующие
весьма широкой полосы.
Различные виды многоканальной связи отличаются способом разделения
каналов на месте приёма. Первоначально для многоканальной телефонной
связи на радиолиниях применялся тот же принцип разделения каналов, что
я в проводной связи. Это принцип частотной селекции, при котором каналы
разделяются с помощью фильтров. В качестве примера рассмотрим систему
г частотной селекцией, предложенную в СССР В. И. Сифоровым и
И. С. Гоноровским в 1941 г. На передатчике каждому каналу отводится
своя поднссущая частота. В балансном модуляторе производится
амплитудная модуляция поднесущей частоты. На выходе балансного модулятора
фильтром выделяется одна боковая полоса. Затем боковые полосы всех
каналов складываются. В результате сложения получается суммарное
напряжение, которое модулирует задающий генератор передатчика по частоте,
На приёме после дискриминатора боковые частоты поднесущих различных
каналов разделяются фильтрами. Затем местными генераторами восстанавли-
ваются поднесущие частоты и после детектирования выделяются
напряжения звуковой частоты.
Главная трудность при осуществлении многоканальной связи состоит в
борьбе с переходными искажениями, которые возникают в результате
взаимного влияния передач различных каналов. Причиной переходных
искажений являются нелинейные искажения, приводящие к появлению гармоник
и комбинационных частот. Эти побочные частоты, будучи созданы
напряжениями одних каналов, попадают в полосу частот, отведённую для других
Трудности возрастают с увеличением числа ретрансляционных пунктов,
так как нелинейности, вносимые каждым пунктом, суммируются.
Ослабления нереходных помех можно достигнуть уменьшением нелинейных
искажений и правильным размещением спектра поднесущих частот.

518
Глава 20
Борьба с переходными искажениями значительно облегчается при
разделении каналов во времени. Это принцип временной селекции, который
реализуется в различных системах импульсной модуляции (ИМ).
Приоритет в изобретении принципа импульсной связи принадлежит
СССР. Первое предложение о принципе импульсной радиотелефонной связ*и
путём модуляции ширины импульсов при постоянной их амплитуде было
заявлено советским учёным А. Н. Щукиным в 1930 г.
Теоретические вопросы, связанные с применением импульсной связи,
исследованы в ряде работ советских учёных. Одним из наиболее важных
является вопрос о помехоустойчивости различных видов импульсной связи.
Этот вопрос разработан в докторской диссертации В. А. Котельниковым
(1947 г.). Работы С. В. Бородича (1949 г.) посвящены исследованию
помехоустойчивости некоторых систем ИМ на базе общей теории В. А. Котель-
никова. Спектры различных видов ИМ детально исследованы в работах
Я. Д. Ширмана (1947 г.) и И. С. Гоноровского (1948 г.). Н. М. Изюмов
(1947 г.)* и С. П. Миронов (1949 г.) исследовали переходные помехи прнИМ.
20.2. Виды импульсной модуляции
При импульсной связи передатчик модулируется периодической носле-
довательностью импульсов. Параметрами этой последовательности являются:
амплитуда, фаза, частота и ширина импульсов. Каждый из этих параметров
может быть изменяем под воздействием модулирующего напряжения
звуковой частоты. В результате получается импульсная модуляция того или
иного вида.
Рассмотрим амплитудно-импульсную модуляцию (АИМ). Для
уяснения принципа АИМ обратимся к рис. 20.1, на котором представлены
графики модулирующего напряжения и модулированной последовательности
импульсов. Модуляция состоит в том, что амплитуда импульсов изменяется
va
И
пг
ут-У
г>
11
л
LJ
Li
№
(а)
г<А т,, VZma-, '/г/л*
tljJjLJ
hu*
Zf
i <7, i a,
aCL rna0 Vzma-, \ Vzma;
к u*
0 F f-Г f 2Г
(5)
-*~f
Рис. 20 1.
Рис. 20.2.
вокруг среднего значения, соответствующего режиму молчания,
пропорционально напряжению звуковой частоты. Модулированные импульсы
модулируют передатчик и излучаются. На приеме после усиления и детектирования
опять получатся модулированные импульсы. Чтобы выделить из них
напряжение звуковой частоты, достаточно устранить фильтром все частоты,
лежащие за пределом передаваемого спектра. Чтобы убедит; ся в этом,
рассмотрим спектральные характеристики импульсов на рис. 20.2. При
отсутствии модуляции получается спектр импульсов, представленный на рис. 20.2а.

Импульсная модуляция 519
Он содержит постоянную составляющую а0 и гармоники й[ ао. частоты
повторения импульсов /. При модуляции гармоническим напряжением частоты F
с коэффициентом модуляции т около постоянной составляющей появится
составляющая звуковой частоты с амплитудой та0, а вокруг каждой
гармоники появятся симметрично расположенные боковые частоты (рис. 20.26).
Из риоунка видно, что составляющую звуковой частоты можно выделить
фильтром, если нижняя боковая частота от первой гармоники / — F больше
звуковой частоты F, т. е. / — f > F. Это условие будет выполнено во всём
спектре звуковых частот, если частота повторения импульсов превышает
максимальную частоту модуляции /гЛС7Л-гне менее, чем в два раза.
При максимальной частоте модуляции 3000 гц частота повторения
импульсов выбирается порядка 8000—10 000 гц. При этом расстояние между
соседними импульсами, которое определяется их периодом, равно
125—100 мксек. Интервалы, свободные от импульсов, могут быть
использованы для передачи импульсов других каналов. На месте приёма импульсы
разных каналов разделяются при помощи синхронного включения каждого
канала к выходу приёмника, производимого с частотой повторения
импульсов. В этом состоит принцип многоканальной ИМ. Для синхронизации
необходимо передавать ещё особый импульс, который должен чем либо
отличаться от канальных импульсов, например, своей шириной.
Чтобы в интервале между соседними импульсами данного канала
можно было разместить достаточное количество импульсов других каналов и
разделить их на приёме, ширина канальных импульсов должна быть
достаточно мала. Длительность импульса определяет полосу пропускания тех
цепей в радиопередатчике и радиоприёмнике, через которые должны
проходить импульсы. Крутизна переднего и заднего фронтов импульса
определяется временем установления, которое через полосу пропускания
выражается формулой tv= 1/2Л/. Искажения импульсов, вызванные переходными
процессами в контурах, будут невелики, если время установления меньше
длительности импульса (<v < т ). Например, при х =1 мксек полоса
должна быть не менее 106 гц. Такие полосы пропускания получаются в
диапазоне дециметровых волн.
АИМ подобно обычной AM даёт слабую защищённость против помех,
так как применение ограничителя при этом невозможно. Лучшую
помехоустойчивость дают другие виды ИМ, при которых высота импульсов не
изменяется.
При широтно-импульсной модуляции (ШИМ) в соответствии с
напряжением звуковой частоты изменяется ширина импульса. ШИМ может быть
односторонняя, когда под действием модулирующего напряжения смешается
только один из фронтов импульса — передний или задний, и двусторонняя,
когда смещаются оба фронта. График последовательности импульсов при
односторонней ШИМ представлен на рис. 20.3. Положение передних
фронтов немодулированных импульсов отмечено пунктиром. Во время модуляции
шир-ина импульса изменяется пропорционально напряжению звуковой
частоты.
Недостаток ШИМ состоит в том, что полоса прозрачности приёмника
должна выбираться по самому узкому импульсу. Для пропускания
импульсов большей ширины такая полоса является излишней. Это даёт известный
проигрыш в отношении сигнала к помехе на* выходе приёмника.
При фазово-импульсной модуляции (ФИМ) ширина импульса остаётся
неизменной, а моменты возникновения импульсов, т. е. их фазы, изменяются
з соответствии с модулирующим напряжением. Принцип ФИМ
иллюстрирован графиками на рис. 20.4. Положение осей импульсов при отсутствии
модуляции показано пунктиром.
Кроме описанных видов ИМ известна ещё кодово-импульсная
модуляция (КИМ), которая здесь не рассматривается. Изложение принципов КИМ
читатель может найти в статье Н. М. Изюмова, указанной в конце списка
литературы.

sae
Глава 20
20.3. Схемы для получения ИМ
На рис. 20.5 представлено примерное размещение импульсов за один
нериод частоты повторения 8000 гц для 12-канальной установки при ФИМ
Широкий импульс длительностью 4—5 мксек служит для синхронизации
Ширина канальных импульсов выбирается порядка 0,5 — 1 мксек.
Размещение импульсов при ШИМ и АИМ имеет аналогичный характер.
Рис. 20.3.
Рис. 20.4.
Размещение импульсов разных каналов во времени может быть
достигнуто разными способами. Одним из них является использование
пилообразного напряжения. Если на сетках ламп разных каналов установлены
различные фиксированные смещения, то пилообразное напряжение будет
но очереди отпирать разные каналы, как показано на рис. 20.6.
Далее схема должна быть составлена так, чтобы в момент отпирания каждого
канала на его выходе вырабатывался канальный импульс, который затем
может быть подвергнут ИМ.
-»■
*
/ мк ее
83 м/, сг/С*^
.1
сен
■»- -►
_«
Y
г— .- _
■Т-1
? 1
25мксек-
1 12
».
Рис. 20.5.
Частота повторения импульсов обычно задаётся автогенератором
синусоидальных колебаний. Напряжение этого генератора преобразуется в пи
лообразное напряжение при помощи генератора пилообразного напряжения
(ГПН). Схема ГПН представлена на рис. 20.7. Принцип работы этой схемы
вводится к тому, что ёмкость С медленно заряжается от источника анодного
напряжения Еа через сопротивление R, пока лампа заперта, и быстро
разряжается через лампу, как только она откроется. Запирание анодного тока
достигается надлежащим подбором автосмещенпя в цепи сетки. Поэтому в
анодной цепи получаются импульсы тока с малым углом отсечки

Импульсная модуляция
521
Вообще Uс возрастает по экспоненте, однако, если используется лишь
начальная её часть, то восходящий участок пилы получается прямолинейным
Для формирования канального импульса пилообразное напряжение надо
подать на вход усилителя-ограничителя (УО). На выходе УО должны
получаться прямоугольные импульсы напряжения, представляющие узкую
полоску, вырезанную из пилы. Схема УО
представлена на рис. 20.8а. Это усилитель на
сопротивлении, в котором используется
ограничение по максимуму и по минумуму.
Ограничение по максимуму получается за счёт
падения напряжения от тока сетки на
сопротивлении R/. При большой величине Rc
максимальное напряжение на сетке лишь
немного превышает е = 0. Ограничение по
минимуму достигается за счёт нижней отсечки
анодного тока. Работа УО поясняется
диаграммой на рис. 20.86. Из рисунка следует,
что форма импульса анодного тока будет
тем ближе к прямоугольной, чем больше
смещение и амплитуда пилы по сравнению с Ес- Изменение величины смете
ния £"/• позволяет сдвигать положение переднего фронта импульса анодного
тока. Таким образом, если в соответствии с рис. 20.6 на УО разных
каналов установлено различное смещение, то положение передних фронтов им
пульсов будет соответственно смещено.
Рис. 20.7.
Рис.20.8.
Для получения канальных импульсов после УО надлежит включить-
дифференцирующую цепочку (ДЦ). Её схема показана на рис. 20 9а. Работа
ДЦ, когда график входного напряжения имеет форму прямоугольных
импульсов, поясняется рис. 20.96.
Импульсы, полученные на выходе ДЦ, следует подвергнуть
дальнейшему формированию, чтобы получить односторонние прямоугольные импульсы
небольшой длительности. Для этого
их надо усилить и ограничить п?
минимуму и максимуму. В
зависимости от построения схемы
формирования на её выходе можно по
лучить односторонние импульсы,
соответствующие переднему или
заднему фронту импульсов на входе
ДЦ. В данном случае должны быть
получены импульсы,
соответствующие переднему фронту пилы.
Положение этих импульсов во времени
можно регулировать подбором смещения на УО в каждом канале.
Полная скелетная схема модуляционного устройства с АИМ представ
лена на рис. 20.10 Первый блок ГЧП является генератором частоты
повторения Большинство остальных блоков, входящих в эту схему, уже
№
Рис. 20.9

522 Глава 20
было описано выше. АИМ производится в модулируемой ступени М, которая
представляет усилитель на сопротивлении, работающий с нижней отсечкой
анодного тока. АИМ может быть получена точно так же, как и AM. Для
9tofo на сетку лампы подаётся последовательность канальных импульсов и
УО
~\ Синхронизирующий импцлы
-канал f
ЕЗ"^РЗ~Г У0 '-4^0~*13~~~'" М
-канал 2
•p^j-^-^g^p
каналj
Рис. 20.10
"я 1
И модуля
Тпорупе
ое
датчика
модулирующее напряжение звуковой частоты. За счёт нижней отсечки
импульсы тока в анодной цепи модулируются по амплитуде. Процесс
АИМ поясняется рис. 20.11. U с означает высоту импульсов в цепи сетки
Величина {Есмол —Ес) определяет смещение рабочей точки относительно
начала Характеристики в режиме молчания, £/■_> — амплитуда напряжения
модуляции. Штриховкой
показаны амплитудно-модулированные
импульсы анодного тока.
Импульс для синхронизации
формируется в отдельном УО.
Синхронизирующий импульс
вместе с модулированными
канальными импульсами складывается
в блоке сложения каналов С.
Этот блок можно представить
как несколько усилителей,
анодные цепи которых включены
параллельно и работают на общее сопротивление нагрузки.
Скелетная схема модуляционного устройства передатчика для
многоканальной ШИМ представлена на рис. 20.12. Эта схема в значительной
Рис. 20.11.
Синхронизирующий импульс
-канал f
"гт-*- ^§-Г0~*@~~С
-канал 2 -
УО
УО
щ —Цш[—- у о
канал 3
-Н С
Кмодуля-
тору
передатчика
Рис. 20.12.
части состоит из тех же блоков, что и рассмотренная выше. Отличия
сводятся к следующему. После ДЦ следует ГПН, который работает в ином *
режиме, чем описанный выше ГПН. В данном случае от ГПН требуется по-

Импульсная модуляция
ЬЛ»
лучить пилообразное напряжение небольшой длительности для образования
коротких канальных импульсов, модулированных по ширине. Поэтому лампа
ГПН почти всё время открыта и" закрывается только на малое время
импульсом, поступающим с выхода ДЦ. В то время, когда лампа
запирается, происходит заряд ёмкости, которая быстро разряжается, как
только импульс пропадёт и лампа откроется. В результате на выходе ГПН в©-
лучаются пилообразные импульсы, представленные иа рис. 20.13а. Указан-
W 0)
Рис. 20.13
ныв импульсы поступают на сетку УО вместе с модулирующим
напряжением «у. Поскольку при изменении напряжения смещения изменяется
наложение переднего фронта импульса, то присутствие на сетке напряжения
Ug приводит к тому, что в анодной цепи получаются импульсы тока с
модулированной шириной. Процессы в анодной цепи УО при ШИМ
иллюстрированы на рис. 20.136.
При построении модуляционного устройства ФИМ можно
воспользоваться схемой для получения ШИМ, а затем произвести преобразование ШИМ
в ФИМ. Для этого импульсы, модулированные по ширине, надо подать на
Рис. 20.14.
ДЦ, яоеле которой импульсы, соответствующие модулированному фронту,
подвергаются формированию в УО.
Недостаток описанных выше схем для формирования и модуляции'
канальных импульсов состоит в их сложности, которая возрастает с
увеличением числа каналов. Кроме того, взаимное расположение канальных
импульсов зависит от питающих напряжений. Нестабильность источников
питания может вызвать нежелательное смещение импульсов и появление
переходных искажений. Значительное упрощение схемы и жёсткое
распределение канальных импульсов во времени даёт применение электронных
коммутаторов (рис. 20. 14). Электронный коммутатор представляет
электроннолучевую трубку с магнитной фокусировкой луча. Анод выполнен в

524
Глава 20
виде проводящего слоя на стенках трубки. В отклоняющие катушки
пускаются токи с частотой повторения импульсов. Амплитуды токсв в катушках
должны быть равны, а фазы сдвинуты на 90°, тогда получается
вращающееся магнитное поле и электронный луч совершает движение по
окружности. На месте, где обычно помещается экран, в коммутаторе
размешены диск с прорезами, а за ним собирательный электрод, который в
дальнейшем будем именовать анодом. Ширина прорезоз сделана такой,
чтобы при прохождении сквозь них электронного луча в цепи анода
получались канальные импульсы или чмпульс для синхронизации требуемой
длительности. Ток в цепи анода проходит по нагрузочному сопротивлению,
на котором и получается вся последовательность канальных импульсов
вместе с импульсом для синхронизации. Помимо формирования импульсов,
в электронном коммутаторе производится ФИМ канальных импульсов. Для
этой цели в секторе каждого прореза находится специальная
модуляторная пластина. Модулирующее напряжение каналов включается между
модуляторными пластинами и диском. Под действием модулирующего
напряжения радиус кривизны кривой, описываемой лучом, увеличивается или
уменьшается. Как следует из рис. 20 14, прорезы в диске расположены под
углом к радиусу. Благодаря этому при модуляции электронный луч
попадает в прорез раньше или позже. Таким образом, получается ФИМ. Для
устранения возможности переходных разговоров через паразитные связи
между к-налами внутри трубки модуляторные пластины экранированы
специальными перегородками, соединёнными с диском. Разделение каналов и
преобразование ФИМ в АИМ па приёмном конце также производится
соответствующим электронным коммутатором.
ЛИТЕРАТУРА
1. В. А. Котельников. «Проблемы помехоустойчивой радиосвязи>
Радиотехнический сборник (РТС), Госэнерг издат, 1947.
2. С. В. Б о родич. «О помехоустойчивости связи с импульсно-кодовой
модуляцией», Радиотехника № 5, 1949.
3. Я. Д. Ширма н. Частотные спектры при временной (фазовой) и
частотной ИМ». Радиотехника N° 7—8, 1946.
4. Я. Д- Ш и р м а н. «Упрощённые методы анализа спектров
импульсной модуляции». Труды ЛКВВИА № 19, 1948.
5. И. С. Гоноровский. Частотная модуляция и её применения.
Связьиздат, 1948.
6. Ф. П. Линем а н. «Методы модуляции в многоканальных
ретрансляционных линиях». РТС, 1947.
7. М. У. Поляк. «Магистрчль связи на дециметровых волнах Моек
ва — Горький». РТС, 1947.
8. Н. М. И з ю м о в. Импульсные системы mhoi оканальной радиосвязи
Военное издательство, 1947.
9. Н. М. И з ю м о в. «Переходные помехи при многоканальной импуль
сной связи». Труды ВКАС им. Будённого № 16, 1947.
10. С. П. Миронов. «О переходных помехах в многоканальных им
пульсных системах», Радиотехника № 5, 1949.
11. Н. М. И з ю м о в. «Элементы передатчика радиолинии
кодово-импульсной связи». Военный связист № 2, 1949.

ГЛАВА 21
РАБОТА ПЕРЕДАТЧИКА КОРОТКИМИ ИМПУЛЬСАМИ
21 Л. Импульсный режим генератора
Импульсный режим применяется в радиолокационных
передатчиках и передатчиках многоканальных радиолиний с
импульсной модуляцией. В импульсном режиме передатчик
модулируется периодической последовательностью импульсов. Ток в
антенне появляется в течение длительности импульса т и
отсутствует в остальную часть периода повторения импульсов
Г — т (рис. 21.1). Общая теория генераторов высокой частоты,
работающих в импульсном режиме, была развита В. Г.
Карповым.
Важным параметром, характеризующим импульсный режим,
является коэффициент q, называемый скважностью,
</= 7 = -' . (21.1 !)
Здесь F = у частота повторения импульсов. При q = 1
соседние импульсы сливаются и мы имеем случай непрерывной
работы Случай q = 2 является характерным для телеграфной
работы передатчиков, кигда время
нажатия и время отжатия ключа
одинаковы. Когда речь идёт об импульсной
работе генератора, то разумеются
режимы с высокой скважностью,
порядка многих сотен единиц. Такие
режимы имеют место у передатчиков
радиолокационных станций. В практике
радиолокационных установок
употребляются импульсы с длительностью
- =0,25—2 мксек. Частота повторения Рис. 21.1
выбирается в пределах F =500—
4000 гц. Отсюда следует, что скважность импульсов в
радиолокаторах получается порядка q =500—1000.
Для определения скважности импульсов у передатчиков
многоканальных радиолиний с импульсной модуляцией, о
которых речь шла в гл. 20, рассмотрим рис. 20.5. Из этого рисунка

626 Глава 21
следует, что если обозначить период повторения импульсов в
канале через Т, длительность канальных импульсов — т и
длительность импульса для синхронизации тс, а число каналов — п,
т
то для определения скважности получим формулу: </ =—-у^-.
Если, например, принять Т =125 мксек, /г = 12, т = 1 мксек
и хс = 4 мксек, то получается q = 8. Этот расчёт показывает,
что у передатчиков многоканальных линий скважность
значительно ниже, чем у радиолокационных передатчиков.
Широкая полоса, которая требуется для пропускания
коротких импульсов, г также требование концентрации энергии при
помощи остронаправленных антенн объясняют, почему в
радиолокации применяются только ультракороткие волны. В
большом числе случаев генератор высокой частоты
радиолокационного передатчика содержит одну ступень — автогенератор.
Для генерации метровых и дециметровых волн употребляются
специальные импульсные генераторные лампы. Для генерации
сантиметровых волн обычно употребляются импульсные
магнетроны.
Управление режимом генератора, т. е. его включение и
выключение при импульсной работе, будем называть модуляцией.
Модуляция осуществляется при помощи специального
устройства — модулятора, с которого модулирующие импульсы
напряжения снимаются на передатчик. В случае магнетронного
генератора модуляция может производиться только изменением
анодного напряжения, т. е. это будет анодная модуляция.
У триодных генераторов имеется принципиальная возможность
осуществлять модуляцию либо на анод, либо на сетку путём
изменения смещения. Однако в подавляющем большинстве
случаев и для триодных генераторов применяется модуляция
на анод.
Рассмотрим теперь энергетический баланс генератора в
импульсном режиме при анодной модуляции. При импульсном
режиме так же, как и при амплитудной модуляции, следует
различать пиковую мощность и мощность, усреднённую за период
повторения импульсов. Пиковая мощность часто называется
также импульсной мощностью или мощностью в импульсе. Она
определяет при данной длительности импульса отношение
сигнала к помехе на выходе радиоприёмника, а следовательно, и
дальность действия радиолокатора. От радиолокационного
передатчика требуется импульсная мощность, измеряемая
многими сотнями и тысячами киловатт. Усреднённые мощности
важны потому, что ими определяется тепловой режим деталей, а
также мощность источника для питания генератора.
Сначала допустим, что импульсы имеют форму прямоуголь-
шика, и установим связь между мощностью в импульсе и
средней мощностью.

Работа передатчика короткими импульсами 52Т
Подведённая мощность в импульсе определяется
произведением постоянной слагающей анодного тока и анодного
напряжения.
О макс 1 аО макета макс' ^Z 1.1.—)
Чтобы найти среднюю подведённую мощность за период
частоты повторения, надо определить энергию, подводимую за
время действия импульса, и разделить на период частоты
повторения. Поскольку мы считаем, что импульс прямоугольный,
то получим*.
Р _ р Л ^0 мдге in ] j о\
^Оср — ^Омакс т — п ■ \zi.i.o)
Таким образом, для прямоугольного импульса отношение
импульсной мощности к средней определяется скважностью.
Среднее значение постоянной слагающей анодного тока
также в q раз меньше постоянной слагающей импульса
'аОср— ~q~Ia0 макс • (21.1.4)
Аналогичные соотношения получатся также для полезной'
мощности и для мощности, теряемой на аноде.
Рассмотрим теперь более общий случай, когда форма импульса не
прямоугольная. Положим, она описывается некоторой функцией f(t),
максимальное значение которой равно единице. Тогда напряжение на аноде будет
i*a = fc-амакс /(')•
Допуская, что модуляционная характеристика /ао (Fa) линейная и
проходит через начало координат, получим для постоянной слагающей
анодного тока выражение 1аомакг/(0- Средняя подведённая мощность будет
равна:
P0cp=~JEaIaQdt^POMaKC ~ ~)p(t)dt.
о о
Введём обозначение
1 г
а=~\ p(t)dt. (21.1,5)
* о
Коэффициент а показывает отношение между средней и максимальней
мощностью при данной форме импульсов, когда скважность равна единице1
Этот коэффициент зависит только от формы импульса. Таким образом,
получим:
р р а
' оср — Гамаке• — - (21.16)
Среднее значение постоянной слагающей анодного тока будет
/ — J ^ft ' 91 i 7 \
'ао ср — 'ао макс— • \_i.i.'/
ч

528
Глава 21
где
^~]f(t)dL
(21 1 8)
Допуская, что кпд на протяжении модуляционной характеристики не
изменяется, получим аналогичные соотношения для средней полезной мощности
и для средних потерь на аноде.
В табл. 21.1.1 приведены коэффициенты а и а0 для импульсов
прямоугольного, синусоидального и треугольного
Таблица 21.1.'
Форма импульса
Прямоуюльник
Полуволна сину- Равнобедренный
сонды треугольник
2 3
2_ 1_
г. 2
Эта таблица показывает, что если форма импульса значительно отли
чается от прямоугольника, то расчёты средних мощностей через импульсные
по формулам для прямоугольного импульса могут привести к значительным
ошибкам.
Поскольку импульсные режимы употребляются в диапазоне
меновых и дециметровых волн, то естественно, что
конструкции импульсных генераторных ламп должны удовлетворять
требованиям, предъявляемым к автогенераторам увч. Эти
лампы должны иметь малые междуэлектродные ёмкости и
индуктивности вводов и малые пролётные расстояния между
электродами. Конструкция вводов должна позволять удобное
сочленение лампы с колебательной системой в виде концентрической
линии или объёмного контура.
Чтобы получить от лампы большую мощность в импульсе,
необходимо иметь большую высоту импульса анодного тока Im
и высокое анодное напряжение Еа. В импульсном режиме
получить большую мощность значительно проще, чем в
непрерывном. Габариты ^импульсных ламп получаются малыми,
сравнительно с импульсной мощностью, потому, что рассчитываются
на рассеяние средней мощности потерь, которая в q раз, т. е.
практически в 1000 раз, меньше потерь в импульсе. Для ламп
с импульсной мощностью в сотню киловатт допустимая
мощность потерь на аноде измеряется сотнями ватт. При работе в
импульсном режиме электрическая прочность деталей и
вакуума оказывается значительно выше, чем в непрерывном режиме.
Поэтому возможно применять высокие импульсные напряжения
на аноде, доходящие до 60 кв. Отсюда ясно, почему анодная
модуляция предпочтительнее сеточной. При анодной модуляции
можно дать более высокое импульсное напряжение на аноде,

Работа передатчика короткими импульсами 529
чем при сеточной модуляции, когда напряжение на аноде
действует непрерывно.
Для получения большой величины тока эмиссии импульсные
лампы делают с мощным катодом. У ламп с оксидным катодом
достижение больших токов в анодной цепи облегчается
благодаря явлению импульсной эмиссии. Это явление состоит в том,
что в течение коротких импульсов ток эмиссии в десятки раз
превосходит ток в условиях непрерывной работы.
Статические характеристики импульсных ламп можно снять
только в импульсном режиме при помощи осциллографа. В
непрерывном режиме снимать характеристики импульсных ламп
нельзя не только потому, что мощность потерь может
превысить допустимую, но также и потому, что явление импульсной
эмиссии наблюдается лишь при коротких импульсах, не
превышающих 15 мксек. После включения лампы быстро наступает
«отравление» оксидного катода током эмиссии и эмиссионная
способность катода падает. Таким образом, строго говоря,
импульсные характеристики зависят не только от приложенных к
электродам напряжений, но и от длительности импульсов и их
скважности. Импульсные статические характеристики ламп,
предназначенных для непрерывной работы, существенно
отличаются от «нормальных» статических характеристик. Особенно
разительные результаты получаются для ламп с оксидным
катодом. В импульсном режиме такие лампы дают мощность в
сотни раз больше номинальной.
При работе в импульсном режиме благодаря большим
напряжениям на сетке получаются соответственно большие
скорости движения электронов. Поэтому эффект инерции электронов
в импульсном режиме сказывается слабее, и обычно у
автогенератора в импульсном режиме минимальная длина волны короче,
чем в режиме непрерывной работы.
Модуляция на анод импульсных генераторов оказывается
более целесообразной, чем модуляция на сетку по двум
причинам. Во-первых, в импульсных лампах сетка расположена
близко к мощному катоду, в котором выделяется значительная
мощность, измеряемая сотнями ватт. Вследствие близости к
катоду сетка загрязняется активными металлами,
испаряющимися с катода. Загрязнение и нагрев сетки приводят к тому,
что сетка испускает электроны, получается так называемый
термоэлектронный ток сетки (термоток). Если модуляция сеточная,
то во время пауз между импульсами на сетке имеется большое
отрицательное смещение для запирания автогенератора и
высокое напряжение на аноде. Поскольку термоток будет идти с
сетки на анод и на катод во время пауз между импульсами, то
мощность потерь на аноде может значительно увеличиться.
При анодной модуляции затруднения с увеличением потерь
за счёт термотока отпадают, так как во время пауз напряжения

530 Глава 21
на аноде нет. При анодной модуляции отпадает также
необходимость иметь в цепи сетки большое внешнее смещение.
Вместо внешнего применяется автоматическое смещение, которое
также отсутствует во время пауз. Следовательно, во время пауз
нет и термотока с сетки на катод.
Вторая причина, говорящая в пользу применения анодной
модуляции, уже упоминалась раньше. Она состоит в том, что
электрический пробой связан с процессом ионизации, который
обладает известной инерцией. Поэтому в импульсном режиме
повышается электрическая прочность вакуума лампы, а также
всех деталей генератора. При модуляции на анод можно дать
более высокое анодное напряжение, чем при модуляции на
сетку и, следовательно, получить более высокую мощность в
импульсе. В связи с этими причинами импульсная модуляция на
сетку применяется редко.
21.2. Общие сведения о схемах импульсных модуляторов
При модуляции на анод нагрузкой для модулятора служит
цепь постоянной слагающей анодного тока триодного
автогенератора или магнетрона. Эта нагрузка определяется
характеристикой L;(i {Ea). В случае
триодного генератора будем считать,
что при £я>0 характеристика
описывается уравнением
прямой, проходящей через начало
координат
/ —±1
(21.2.1)
*~£а Здесь R2 — сопротивление
генератора постоянному току.
При Еа < 0 анодный ток
заперт, т. е. 1а0 = 0.
Следовательно, можно считать, что
сопротивление генератора постоянному
току Rг= со. Мы обращаем
внимание на сопротивление генератора
не только при Еа >0, но и при
Еа < 0 потому, что при подаче
на генератор импульса
модулирующего напряжения возникают
переходные процессы. Эти пронес-
сы связаны с разрядом и зарядом реактивных элементов,
которые содержатся в схеме модулятора. При перезаряде
реактивных элементов напряжение на аноде может стать и
отрицательным. Так как переходные процессы могут вызвать искажение
Рис. 21.2.

Работа передатчика короткими импульсами 531
огибающей импульса высокой частоты, то знать их течение при
Еа > 0 и Е j < 0 оказывается необходимым.
Для расчёта переходных процессов при импульсной
модуляции цепь постоянной составляющей анодного тока генератора
можно заменить некоторым эквивалентным диодом, внутреннее
сопротивление которого равно сопротивлению генератора
постоянному току /?,.
Характеристика 1а0(Еа) для магнетронного генератора,
называемая рабочей характеристикой, представлена на рис. 21.2а.
Она имеет своеобразный ход в области Г„>0. При Еа<СЕамин
автоколебания в магнетроне не возникают. При этом ток /а0
невелик и характеристика может быть описана прямой
'ао = 4а [0<Ea<EaMJ. (21.2.2)
'г
Когда напряжение на аноде достигает величины Еа = Еамин,
возникают автоколебания и крутизна характеристики резко
увеличивается. В этой области характеристику можно описать
уравнением другой прямой
1ао=^Ф №амин<Еа), (21.2.3)
Гг
где
Ео=Еаман 1аоминГг • (21.2.4)
Величины г'г и г"г определяют крутизну обеих частей
характеристики 1и0(Еа). Наконец, при Еа <0
/«о = 0; гг= со.
Сопротивления г'г и г" полезны для описания изменения
тока 1а0 при малых изменениях напряжения Еа. Для внешнего
источника питания магнетрон представляет некоторое
сопротивление /?,, которое определяется формулой
Я.-Г2. (2Ь2.5)
На первой части характеристики IaQ(Ea), где Eg<En:inH
^г~г'г* на втором при Еа > Еа мин величина Яг уменьшается
при увеличении Еа. В дальнейшем мы будем относить R2 к
рабочей точке А на рис. 21.2а, соответствующей номинальному
напряжению на магнетроне Ел ном и номинальному току /ао ном.
Напряжение, при котором возникают автоколебания
магнетрона, обычно составляет 70—80%* от номинального
напряжения, а ток Ia0.UVHсоставляет около 10% от номинального тока.
На основании этих данных нетрудно убедиться, что
сопротивление гг в 20—30 раз больше сопротивления г".

o32
Глава 21
В случае магнетронного генератора обычно заземляется
анод. Дело в том, что в магнетроне непосредственно с анодом
соединяется коаксиальный фидер, идущий к нагрузке. Внешний
провод этого фидера также заземляется. Поэтому необходимо
заземление анода магнетрона. Катод магнетрона оказывается
под анодным напряжением относительно земли. Обозначение
лтгнетронного генератора на схемах показано на рис. 21.26.
Помимо активной составляющей сопротивления, о которой
речь шла выше, следует ещё принимать во внимание
реактивную составляющую, которая создаётся блокировочными и
паразитными ёмкостями на землю.
Необходимо различать форму модулирующего импульса,
т. е. изменение во времени анодного напряжения, и форму
импульса колебаний высокой частоты (форму огибающей). При
модуляции магнетронного генератора желательно иметь форму
модулирующего импульса, близкую к прямоугольнику. Такое
тробование объясняется следующим. Согласно характеристике
магнетрона, представленной на рис. 21.2а, относительно малое
изменение анодного напряжения Еа вблизи рабочей точки
вызывает относительно большое изменение тока I, о» так как
происходит своеобразное углубление модуляции, поскольку начало
идеализированной характеристики смещено вправо относительно
начала координат. При изменении тока, питающего магнетрон,
изменяется частота автоколебаний. Изменение частоты во время
передачи импульса нежелательно, так как может вызвать
искажение формы импульса на выходе приёмника. Поэтому при
расчёте модулятора, управляющего магнетроном, стремятся
обеспечить достаточно крутые фронты модулирующего импульса
при плоской вершине. Длительность переднего фронта тг
допускается порядка tj = (0,1—0,2) т. Соответственно для
длительности заднего фронта принимают т2 = (0,2—0,3) т. Нестабильность
АЬ
напряжения на вершине импульса допускается -г = 0,02—0,05.
^а ном
Поскольку автоколебания у магнетрона возникают при Еа >Еамин
(рис. 21.2а), то длительность фронтов огибающей получается
меньше, чем у модулирующего импульса, а нестабильность
огибающей на вершине, как сказано выше, возрастает.
Недопустимо также значительное осциллирование на хвосте
модулирующего импульса, так как в результате могут
появиться нежелательные импульсы, которые передатчик будет излу-
ча>ь в то время, когда излучение должно отсутствовать.
Импульсный модулятор должен развивать большую
мощность в импульсе при малой средней мощности. Это означает,
что средняя мощность, потребляемая от источника питания,
мала. Чтобы получить концентрацию энергии за время импульса,
в модуляторе должен быть элемент, в котором накапливается
энергия во время пауз между импульсами и отдаётся во время

°абота передатчика короткими импульсами 533
импульса В качестве накопителя в модуляторах может
использоваться ёмкость или индуктивность. Для переключения схемы
с заряда на разряд необходим коммутирующий элемент или
выключатель Выключатель должен пропускать импульсные токи,
которые измеряются десятками и сотнями ампер. В качестве
выключателя используются либо электронные лампы с жёстким
вачу\мсм, либо газонаполненные лампы — тиратроны,
газонаполненные разрядники, называемые тригатронами и, наконец,
искровые вращающиеся разрядники. Тип коммутатора
определяв! схему модулятора и происходящие в нём процессы.
Поэтому принято разделять модуляторы на два типа: модуляторы с
электронными (жёсткими) лампами и модуляторы с ионными
(мягкими) коммутаторами.
Различие процессов в модуляторах на электронных и ионных
коммутаторах состоит в следующем. Первые позволяют
включать и выключать анодный ток на любое время, определяемое
длительностью управляющего импульса напряжения в цепи
сетки. У вторых при помощи внешнего импульса, называемого
поджигающим, можно определять только момент начала
разряда накопителя. После пробоя разрядника наступает ионизация
газового промежутка и процесс разряда длится до тех пор,
пока напряжение на разряднике не упадёт до напряжения
погасания. Практически это означает полный разряд накопителя.
Коротко можно сказать, что жёсткие лампы дают
возможность двустороннего управления процессом разряда накопителя,
в то время как у ионных разрядников управление получается
односторонним, поджигающий импульс определяет лишь начало
импульса. Отсюда следует, что у модуляторов с жёсткими
лампами разряд накопителя может быть не полным, а частичным.
Обычно употребляется именно такой режим, так как при этом
удаётся получить хорошую форму импульса. Длительность и
форма импульса в модуляторе с жёсткими лампами в
значительной мере определяются длительностью и формой
управляющего импульса напряжения в цепи сетки.
У модуляторов с ионными разрядниками форма и
длительность импульса не зависят от поджигающего импульса, а
определяются свойствами цепи разряда, т. е. практически
свойствами накопителя. Если в такой схеме разряжается ёмкость, то
форма импульса модулирующего напряжения получится,
примерно, такой же, как и форма разрядного тока, т. е.
экспоненциальной. Нестабильность напряжения на вершине импульса
нежелательна, особенно для магнетронного генератора, так как
приводит к изменению частоты во время генерирования
импульса. Идеальную прямоугольную форму импульса можно
получить при разряде линии на сопротивление, равное волновому.
Длительность импульса при этом равна удвоенному времени
пробега электромагнитного возмущения вдоль линии, т. е. зави-

564
Глава 21
сит от длины линии / и скорости распространения электромаг-
2/
нитных волн вдоль линии v\ т = — .
Однако, линии не находяг применения из-за громоздкости
(при т= 1 мксек требуется /= 150 м).
Вместо линии в ионных модуляторах употребляются
различные схемы двухполюсников, замещающих линию. Такие
схемы называются искусственными линиями для формирования
импульсов или формирующими искусственными линиями. При
свободном разряде искусственной линии форма импульса не
получается строго прямоугольной, но оказывается достаточно
близкой к прямоугольнику. Всё же форма модулирующего
импульса в модуляторе с жёсткими лампами получается лучше,
чем в модуляторе с мягкими коммутаторами.
Рассмотрим теперь схемы импульсных модуляторов. На
рис. 21.3 представлена схема модулятора на электронной
(жёсткой) лампе. Нагрузкой модулятора служит магнетронный
генератор М. Соответственно происходящим в модуляторе
процессам: медленному накапливанию энергии в паузах между
импульсами и быстрому опрокидыванию во время импульса в'
схеме модулятора следует различать две цепи: заряда и раз-»
ряда.
На рис. 21.3 показаны пути токов заряда и разряда. Во
время заряда коммутирующая лампа заперта смещающим
напряжением на сетке Ее и накопительная ёмкость С
заряжается через сопротивления R\ и R2. Во время коммутации анодная
цепь лампы отпирается
импульсом напряжения на
сетке. При этом
накопительная ёмкость С
разряжается через лампу на
1 магнетрон и
шунтирующее его сопротивление R2.
Чтобы получить плоскую
вершину у
модулирующего магнетрон импульса
напряжения, в этой
схеме применяется частичный
разряд накопительной
ёмкости. Величина этой ёмкости выбирается настолько большой,
что постоянная времени цепи разряда получается значительно
больше длительности импульса. Поэтому за время импульса
напряжение на магнетроне успевает измениться незначительно.
Сопротивление Ri, помимо того, что входит в цепь заряда,
выполняет ещё и другое назначение. Оно ограничивает ток,
потребляемый от источника питания во время коммутации, когда
сопротивление анодной цепи лампы мало. Поэтому сопротивлс-
• .,1.4» Ч'огзарядч
"ощие /оЦ^разряда"
UMlyjti.0'
Рис. 21.3

Работа передатчика короткими импульсами
535
ние R{ называется иногда ограничительным. Роль
сопротивления R\ как ограничительного является важной также потому,
что ток, потребляемый от источника питания пря коммутации,
проходит через анодную цепь лампы и добавляется к току
разряда, следовательно, лампа дополнительно нагружается этим
током. Желательно, чтобы эта дополнительная нагрузка была
незначительной.
Сопротивление Д2 служит для создания пути току заряда,
который через анодную цепь магнетрона пройти не может в
силу её односторонней проводимости. Естественно, что на
сопротивлении /?2 тратится часть полезной мощности импульса.
Энергия, потребляемая от источника питания, не реализуется
полностью в нагрузке в виде мощности импульса, а частично
теряется. При заряде энергия теряется в зарядном
сопротивлении Ri + R2. Кпд цепи заряда можно найги из следующих
рассуждений. Если ёмкость заряжается до напряжения Ucl, энер-
,-г72
^и C-L
гия, запасённая в электрическом поле, равна —~—• При этом
энергия, потреблённая от заряжающего источника с
напряжением Е, равна произведению этого напряжения на заряд, т. е.
CEUcV Положим теперь, что конденсатор разряжается во
время импульсов от напряжения Ucl ю Uc2, а в интервале между
импульсами за счёт заряда напряжение на ёмкости опять
поднимается до величины UcX- Тогда энергия, реализуемая при раз-
С 2 2
ряде ёмкости, будет Ар=~^{ис\ — UC2), а энергия,
потребляемая от источника питания при заряде, А3= СЕ (Uc\ — Uc2).
Кпд цепи заряда равен отношению этих энергий. После
элементарных преобразований найдём:
V=-if- (21-2.6)
Здесь Uср есть среднее арифметическое напряжение на
ёмкости в начале и конце процесса коммутации, т. е.
Vср — о" Wcl ~T Uс2)-
Из этой формулы следует, что если в процессе коммутации
накопительная ёмкость разряжается полностью (Uc2 = 0), а во
время пауз заряжается до напряжения источника (Uci~t), то
кпд системы заряда равен 50%. Однако при частичном заряде
ёмкости можно выбрать параметры схемы таким образом, чтобы
среднее напряжение на ёмкости было близко к напряжению
источника. Поэтому кпд системы заряда можно получить
достаточно высокий, около 95%.

536
Глава 21
Во время разряда энергия частично теряется на аноде лампы.
Обычно остаточное напряжение на аноде составляет 10% от
напряжения на нагрузке. Это даёт кпд, равный 90%. Помимо
того, около 10% мощности импульса теряется на сопротивлении
R2. Поэтому результирующий кпд системы разряда составляет
около 80%. В итоге полный кпд модулятора получается порядка
70-75%.
Кроме схемы модулятора, представленной на рис. 21.3,
часто употребляется другая схема, в которой вместо
сопротивления /?2 включается индуктивность. В такой схеме кпд
получается несколько выше, порядка 80%.
Управляющие импульсы на сетке модуляторной лампы в
значительной мере определяют форму модулирующего
импульса. Они формируются в специальном устройстве, которое
содержит несколько ступеней и заканчивается подмодулятором.
+fi-nriJ^--r
Г^Дг^—^оо^ ZZZZZT~~\ .Искусственная
^ККГЧ-'ЧЯЯГ^ЧЯЯГЧ у^ формирующая
! Т Т X
линия
Рис. 21.4.
Познакомимся теперь со схемой модулятора на мя^ол лам
пе, представленной на риг, 21.4. Эта схема отличается от схемы
модулятора на рис. 21.3 лишь тем, что электронная лампа
заменена тиратроном Т. О назначении включённого параллельна
тиратрону диода Д, обозначенного пунктиром, говорится ^
п. 21.8. Ограничительное сопротивление Ri заменено зарядной
индуктивностью L3, а накопительная ёмкость — формирующей
линией. На рис. 21.4 представлен один из возможных вариантов
искусственной линии в виде цепочки из трёх Г-образных ячеек
фильтра низкой частоты.
Связь цепи разряда искусственной линии с магнетронным
генератором осуществляется через импульсный трансформатор
ИТ Импульсные трансформаторы часто применяются в схемах

Работа передатчика короткими импульсами
537
импульсных модуляторов. Их назначение сводится к изменению
полярности импульсов, к повышению напряжения импульсов,
согласованию сопротивлений, развязке цепей по постоянному
току и т. д.
Рассмотрим теперь работу модулятора на мягкой лампе
более подробно. Процесс заряда протекает медленно сравнительно
с процессом разряда, а сопротивление искусственной
формирующей линии во время заряда практически определяется теми
из входящих в её схему ёмкостей, которые преграждают путь
постоянному току. Поэтому энергия накапливается в
электрически поле этих ёмкостей.
Из ф-лы (21.2 6) следует, что в данном случае заряд через
активное сопротивление неприемлем, так как при этом кпд
получился бы 50%. В качестве зарядного и одновременно
ограничивающего элемента в модуляторах с ионными разрядниками
используется индуктивность (L3 на рис. 21.4). Благодаря
переходным процессам в цепи заряда при правильно подобранной
зарядной индуктивности можно получить напряжение на
формирующей линии в два раза больше напряжения источника
питания. Кпд таких систем заряда оказывается достаточно
высоким, порядка 90—95%.
Газовый разряд в коммутирующей лампе начинается под
влиянием поджигающего импульса, который подаётся на сетку
тиратрона. О г поджигающего импульса требуется только
достаточно крутой фронт, чтобы получить точную фиксацию времени
начала коммутации. В остальном к форме поджигающего
импульса особых требований не предъявляется.
Падение напряжения на мягкой лампе во время разряда
весьма мало, оно измеряется несколькими десятками вольг.
Учитывая, что напряжение на формирующей линии измеряется
десятками киловольт, легко понять, что кпд системы разряда
при мягких лампах практически можно считать равным
единице. Таким образом, кпд модуляторов на мягких лампах
получается порядка 90—95%.
Дадим теперь сравнительную оценку достоинств и
недостатков модуляторов на электронных и ионных коммутаторах. У
модуляторов на жёстких лампах получается лучшая форма
импульса. У модуляторов на мягких лампах выше кпд. Модулятор
на жёстких лампах представляет практически безинерционный
прибор. Частота повторения импульсов может быть достаточно
высокой и соответственно период повторения достаточно малым.
Модугяторы с электронными лампами позволяют управлять
передатчиком при многоканальной импульсной модуляции. У
модулятора на ионных разрядниках период повторения не может
быть меньше времени, необходимого для деионизации газа. Это
время для тригатронов и газотронов с ртутными парами
оказывается около 100 мксек. Поэтому частота повторения ограни-

538
Глава 21
чена примерно величиной 1000—2000 гц. Кроме того, при
работе короткими импульсами сказывается также инерционность
процесса ионизации. В моменте срабатывания мягкого
коммутатора наблюдается разброс, который достигает 0,1 мксек.
Наиболее совершенными мягкими коммутаторами являются
тиратроны с водородным наполнением. У этих ламп время деио-
низации уменьшено до 10 мксек, а время ионизации
составляет 0,02 мксек. Поэтому с водородными тиратронами можно
получить частоту повторения до 5000 гц и длительность
импульсов уменьшить до 0,2 мксек. Как бы то ни было, инерция
процессов ионизации и деионизации в газовых лампах является их
недостатком, как коммутирующих приборов, и препятствует их
применению при работе с высокими частотами повторения и с
короткими импульсами.
Наряду с перечисленными недостатками мягкие
коммутаторы имеют крупное преимущество перед жёсткими лампами.
Мягкие разрядники позволяют коммутировать большие
импульсные токи, порядка сотен ампер. Питание накала газовых ламп
при одинаковой коммутирующей мощности значительно
экономичнее, чем у жёстких ламп.
Благодаря тому, что при мягких коммутаторах просто
получить большие импульсные токи, оказывается целесообразным
применение повышающих импульсных трансформаторов. За
счёт повышения импульсных токов удаётся работать при
относительно низких напряжениях источника питания.
Модуляторы с жёсткими лампами работают при большой
величине напряжения смещения, запирающего анодный ток в
паузах между импульсами. Для отпирания анодного тока
требуются значительные импульсы напряжения. При этом
потребляется некоторая мощность, так как для лучшего
использования лампы работа происходит с сеточным током. Поэтому
устройство для формирования управляющих импульсов у
модулятора на жёстких лампах получается более громоздким, чем
у модулятора на ионных разрядниках. Вес и габарит последних
модуляторов получается меньше. Вообще модуляторы на
ионных коммутаторах оказываются экономичнее, а их
обслуживание проще.
21.3. Модуляторы на жёстких лампах
Во время коммутации лампы модулятора пропускают импульс тока
при разряде накопительной ёмкости. Поэтому они называются иногда
разрядными лампами. Во время паузы между импульсами анодной ток модулятора
должен быть заперт отрицательным смещением. При этом напряжение на
аноде равно напряжению источника питания.
Во время коммутации на сетку поступает отпирающий импульс и
напряжение на аноде резко падает до величины остаточного напряжения еами.,,
а анодный ток становится равным току в импульсе 1т. Если допустить, что
в паузах накопительная ёмкость заряжается до напряжения источника Е и
пренебречь током через ограничительное сопротивление во время коммута-

Работа передатчика короткими импульсами 539
ции, то можно приблизительно представить импульсную мощность в
нагрузке следующим выражением:
Рмакс = 1т(Е — еа чин). (21.3.1)
С другой стороны, средняя мощность потерь на аноде за счёт
прохождения импульсов тока со скважностью q определяется формулой:
Раср=— 1теа чин . (21.3.2)
Выражение (21.3.1) показывает, что импульсная мощность модулятора
получается тем больше, чем больше рабочее напряжение и импульс
анодного тока. Из (21.3 2) следует, что при высокой скважности мощность
потерь на аноде невелика.
Поскольку разрядные лампы работают в импульсном режиме, возможно
использовать их при значительно более высоком напряжении на аноде, чем
в непрерывном режиме. Чтобы получить высокие импульсы тока, на сетку
приходится подавать весьма большие импульсы напряжения.
Для выбора режима модуляторных ламп необходимо пользоваться
специальными «статическими» характеристиками, снятыми в импульсном режиме.
Эти характеристики подобны характеристикам, которые снимаются для ламп,
работающих в непрерывном режиме, но токи и напряжения получаются
значительно большими. Чтобы решить вопрос о выборе рабочей точки в
режиме коммутации, рассмотрим характеристику i a (еа) при данном ес на рис. 21.5.
Эта характеристика может быть идеализирована кусками прямых,
пересекающихся в точке я, лежащей на колене кривой. При этих допущениях
можно доказать, что импульсная мощность получится максимальной, если
рабочая точка выбрана на колене кривой ia {ча).
Весьма важным является правильный выбор напряжения смещения,
запирающего анодный ток во время пауз. Если смещение недостаточно, то
анодный ток будет течь во время пауз и
мощность потерь на аноде может превысить допу- ia ,
стимую, так как даже при малом токе в паузах
потери на аноде могут оказаться значитель- '
ными.
Однако применять чрезмерно большие
напряжения смещения для запирания анодного тока
нежелательно. При этом потребуется
соответственно увеличить импульс напряжения на сет- —^
ке, отпирающий анодный ток, а следовательно, еамин Еаном а
и мощность подмодулятора. рис 21,5.
В качестве разрядных ламп тетроды
предпочтительнее триодов, потому что у тетродов
требуется меньшее запирающее напряжение. Дело в том, что анодное
напряжение у импульсного модулятора в несколько раз превышает
напряжение при непрерывной работе, а напряжение на экранирующей сетке
остаётся прежним. Поэтому в импульсном режиме триоды оказываются
более левыми, чем тетроды. Кроме того, у тетродов меньше импульс тока в
цепи управляющей сетки и, таким образом, меньше мощность
управляющего импульса в цепи сетки.
Термоток сетки у модуляторных ламп является таким же злом, как и у
генераторных ламп при модуляции на сетку, о чём подробно говорилось
выше.
Препятствием к повышению анодного напряжения разрядных ламп
является возникновение пробоев внутри лампы. Практика показала, что в
лампах с оксидным катодом пробои возникают при меньших анодных
напряжениях, нежели в лампах с катодом из торированного вольфрама Лам-

540
Глава 21
пы с оксидным катодом, хотя являются более экономичными благодаря
явлению импульсной эмиссии, но они работают только при напряжении не
свыше 20 кв. Лампы с катодом из торированного вольфрама обладают
значительно меньшей удельной эмиссией, но зато работают при напряжении
до 35 кв.
Рассмотрим теперь порядок расчёта модулятора на жёстких лампах но
схеме, представленной на рис. 21.3. Исходными данными для расчёта
являются рабочая характеристика магнетрона с указанием рабочей точки, либо
напряжение EaJ,o4 и ток через магнетрон 1щном во время импульса.
Известно, следовательно, сопротивление нагрузки, отнесённое к рабочей точке
магнетрона Кг ~- 7 ~ • Задается также длительность импульсов и часто-
1 а>ном
та их повторения. Кроме того, приблизительно известна паразитная ёмкость,
шунтирующая нагрузку. Эта ёмкость слагается из выходной ёмкости модуая-
торной лампы С\ и входной ёмкости генератора Сч. Последняя
обусловливается ёмкостью на землю трансформатора накала магнетрона,
накопительного конденсатора и т. п. Обе ёмкости на рис. 21.3 показаны
пунктиром.
Во время процессов нарастания и спада напряжения на фронтах
импульса напряжение на накопительной ёмкости С практически остаётся
постоянным. Поэтому для быстрых процессов её можно заменить коротким
замыканием. Отсюда ясно, что ёмкости С\ и С2 можно объединить в одну
паразитную ёмкость, как включённые параллельно, т. е. Сп-= С\-\- С2.
Величина этой ёмкости С, определяет крутизну фронтов импульса.
В результате расчёта должны быть определены сопротивления R\ и R»,
накопительная ёмкость С, тип и количество разрядных ламп и режим их
работы. Наконец, должна быть построена форма импульса напряжения на
магнетроне.
Рассмотрим вопрос о выборе сопротивления R2. Это сопротивление
шунтирует полезную нагрузку и потребляет часть полезной мощности. Следует
поэтому выбирать это сопротивление достаточно большим. Однако выбирать
его чрезмерно большим всё же нельзя. Дело в том, что
сопротивление R2 совместно Ri входит в цепь заряда. Желательно, чтобы
постоянная времени заряда Т3 = С (Ri -f- R2) не была слишком большой.
Например, 7\, может составлять 7з— !Д от длительности паузы между
импульсами. Тогда за время пауз накопительная ёмкость будет успевать
заряжаться до напряжения источника питания. Если же постоянная времени
заряда велика, то накопительная ёмкость не будет успевать заряжаться до
напряжения источника питания и его напряжение придётся повышать.
Для ориентировки можно выбирать величину R2 из допущения, что
мгновенный ток в R2 в момент импульса составляет 5—10% от тока в
нагрузке '). Это означает, что сопротивление R2 следует брать в 10—20 раз
больше сопротивления полезной нагрузки /?2=(Ю—20)R,.
Обратимся теперь к выбору сопротивления R\. Это сопротивление
ограничивает ток от источника питания через разрядную лампу. Величина этого
тока определяется выражением Iдг = п
Если допустить, что за время паузы накопительная ёмкость успевает
зарядиться до напряжения источника Vс «= Е, то напряжение на нагрузке во
Р
_ г-. / а НОм
время импульса Еа ном — Е ~ Си мин , следовательно, I Rl = ^ •
Ц Здесь речь идёт о мгновенных токах через Rt и магнетрон во время
коммутации. Эти токи не следует путать со средними значениями токов за
период повторения импульсов. Непосредственно из схемы на рис. 21.3
видно, что средние токи через R2 и магнетрон равны по величине и
противоположны по направлению.

Работа передатчика короткими импульсами 541
Е
Z другой стороны, ток через нагрузку 1аоноМ=——^ . Если мы хотим.
чтобы дополнительный ток 1д i, загружающий лампу во время импульса,
составлял 5—10% от тока в полезной нагрузке, то надо выбирать
ограничительное сопротивление в 10—20 раз больше сопротивления нагрузки:
Я, = (10 ~ 20)Яг.
Разрядные лампы следует выбирать по напряжению и току. Можно
считать, что остаточное напряжение еам П1, составляет 5—10% от
напряжения нг нагрузке. Поэтому максимальное напряжение на аноде разрядной
лампы должно быть: 1)е^ 1,1Е »п»-
Импульс анодного тока должен быть увеличен против импульса тока
магнетрона на 20%, чтобы учесть ток через сопротивление R^ и через
ограничительное сопротивление Rx /„. »1Д /я,,ЛО„.
Среднюю мощность потерь на аноде при скважности около 1000 можно
не проверять, так как разрядные лампы специально конструируются с
расчётом на работу при такой скважности. Во всяком случае поверку
мощности потерь можно сделать в процессе расчёта режима.
Если не удастся подобрать одной подходящей лампы, то возможно
включение нескольких ламп впараллель. Затруднение при параллельной
работе состоит в том, что у ламп одного типа параметры бывают
неодинаковыми, поэтому распределение тока между параллельно работающими
лампами может получиться неравномерным. Чтобы избежать этого,
необходимо специально подбирать экземпляры ламп для параллельной работы.
После того как лампы выбраны и определена рабочая точка на колене
характеристики ia (ea). можно определить внутреннее сопротивление лампы
Гв
еа мин . (21.3.3)
Это сопротивление понадобится при расчёте накопительной ёмкости.
Величину накопительной ёмкости следует рассчитать таким образом,
чтобы во время импульса относительная нестабильность напряжения на на-
грузке -с" не превосходила заданной ве- С
личины. Эта величина определяет нестабиль- t; I j 8ij V~T~
ность частоты генератора. Для решения \ j ,, j | <E IqJ
задачи необходимо рассмотреть переходные 1, 4^' £ Щ%
процессы в эквивалентной схеме, приведённой ^5 аЩ г
на рис. 21.6. Анодная цепь лампы на этой "в > Щ - V^jjV
схеме представлена ключом к и сопротивле- Т L „ Т
еа мин ~
нием^8 = —? • Схема справедлива для про-
Jm Рис. 21.6
цесса разряда накопительной ёмкости
после того, как заряд паразитной ёмкости Сп,
шунтирующей нагрузку, закончится. Время заряда этой ёмкости
определяет длительность фронта, который составляет небольшую часть
длительности импульса. Поскольку нас интересует падение напряжения на
нагрузке к концу импульса, то паразитная ёмкость на этой схеме может не
приниматься во внимание.
Решение задачи можно значительно упростить, если ограничиться
расчётом для таких параметров схемы, при которых падение напряжения на
нагрузке к концу импульса составляет лишь небольшое число процентов.
На самом деле только такая постановка вопроса представляет практический
интерес. В таком случае для относительной нестабильности напряжения на
ёмкости к концу импульса можно получить приближённое выражение:
Uс С (Гв+ Rza) '

542
Глава 21
. Ягэ Re R2
Найдём теперь относительную нестабильность напряжения на нагрузке.
Для отношения напряжений в момент t = 0 на ёмкости и нагрузке будем
иметь выражение, вытекающее из схемы на рис. 21.6.
Ьаном кгэ ,ni о с\
Vс 1"в -f- Rza
Для отношения маленьких приращений напряжений на ёмкости AU с и
нагрузке ^Еа играет роль уже не сопротивление магнетрона
постоянному току R~2 , а дифференциальное сопротивление тг . Это ясно из
идеализации рабочей характеристики магнетрона на рис. 21.2а. Для малых
приращений напряжений около рабочей точки А на характеристике магнетрона
(рис. 21 Id) можно написать:
АЕ г
*п\-7Г?Ъ- (2ЬЗ'6)
Здесь в дифференциальном сопротивлении магнетрона учтено
шунтирующее действие R%.
_1_ _1^ 1
7.э = г"г + R,
Комбинируя равенства (21.3.4), (21.3.5) и (21.3.6) найдём выражение для
относительной нестабильности напряжения на нагрузке
Ah„ r;J ~
(21.3.7)
^а ном Г в "Ь '"гэ ^ "гэ
Отсюда получится формула для расчёта накопительной ёмкоств:
С =
х
га + ггэ АЕа (21.3.8)
^г? р
1~ п ип яг
Формула (21.3.8) показывает, что величина накопительной ёмкости
требуется тем больше, чем больше длительность импульса т . Нелинейность
нагрузки приводит к тому, что нестабильность напряжения на ёмкости и
Шс ±Еа
нагрузке получаются разными ут~ > z . Если бы нагрузка
модулятора была линейной (например, триодный генератор, включённый
через импульсный трансформатор), то сопротивления дифференциальное и
постоянному току были бы равны r?9=-R^ . В таком случае относительные
нестабильности напряжения на нагрузке и ёмкости получаются одинаковыми.
После того, как накопительная ёмкость выбрана, можно найти
нестабильность напряжения на ёмкости по ф-ле (21.3.4).
Выбрав лампы, можно окончательно определить напряжение на
накопительной ёмкости в начале импульса по формуле
Uс\ ~ Еа ном + еа мич- \ 21.о.У)
За время импульса напряжение на ёмкости падает на величину &UC,
которую можно определить по ф-ле (21.3.4).

Работа передатчика короткими импульсами 543
Во время паузы между импульсами U — T — - происходит подзарядка
накопительной ёмкости. В конце процесса заряда напряжение на ёмкости
должно достигнуть величины L/C], определяемой по ф-ле (21.3.9).
Поскольку все параметры схемы уже выбраны, то для получения
требуемого напряжения на ёмкости Uс \ необходимо правильно подобрать
напряжение источника питания. Из рассмотрения процесса заряда можно
найти расчётную формулу
E=Ucl +-т-#'-Г • (21.3.10)
* J.
е'3/
1
Рассмотрим построение импульса напряжения на нагрузке. За время
быстрых процессов нарастания и спада напряжения на нагрузке напряжение
на накопительной ёмкости практически не изменяется и равно напряжению
источника питания (UC = E). Отсюда следует, что передний фронт
импульса напряжения на нагрузке описывается
эквивалентной схемой, представленной на
рис. 21.7а. Из сравнения этой схемы со
схемой на рис. 21.3 следует, что ёмкость
С и источник питания Е здесь заменены
короткими замыканиями, выходная и
входная ёмкости С\ и С2 заменены общей
паразитной ёмкостью С„= С\ + С2.
Анодная цепь модуляторной лампы
заменена генератором тока ia.
До тех пор, пока процесс заряда не
закончился, напряжение на аноде
модуляторной лампы больше остаточного и в
соответствии с характеристикой ia{^a) на
рис. 21.5 можно считать, что через лампу
идёт постоянный ток ia = Im.
Для заднего фронта остаётся в силе
эта же схема, но, поскольку модуляторная
лампа при этом заперта, следует считать
'и = 0.
Для описания переходных процессов в
схеме рис. 21.7а следует составить
дифференциальное уравнение. Для решения
уравнения характеристику магнетрона Im{ta)
согласно рис. 21.2а надо заменить
уравнением прямой в виде 1а0 — (Еа —
~~Е0) гг. Это уравнение пригодно для
описания обоих участков характеристики. Для первого участка надо положить
£0=0и вместо гг подставить гг—дифференциальное сопротивление на первом
участке. Для второго участка надо только заменить тг на т г • Решение
дифференциального уравнения при начальном условии Еа=Еанач при £ = 0
имеет вид:
Рис. 21.7.
Здесь обозначено:
(,с„
'-'Оэ ~т {^ наг '
tat' гэ '-•оэ) ^
где к1а- ^ _,_ ^
Г2-1.3.11)

544
Глава 21
На рис. 21.76 представлен график импульса напряжения, на нагрузке.
Этот график состоит из четырёх участков. Первый участок соответствует
переднему фронту импульса, когда происходит заряд паразитной ёмкости на
первой части характеристики магнетрона и напряжение не достигло
величины Еамин- Этот участок занимает интервал времени t\. Затем
происходит дальнейший заряд паразитной ёмкости, но уже на второй части
характеристики магнетрона. После того, как заряд ёмкости закончится,
напряжение на аноде магнетрона достигнет номинального значения Еп.пм,
соответствующего рабочей точке А на характеристике магнетрона (рис. 21.2а).
Этот участок импульса занимает интервал времени t2- Оба отрезка
времени в сумме определяются длительностью управляющего импульса в цепи
сетки т = tx + fa
Участок, который укладывается в интервале времени ts, соответствует
разряду паразитной ёмкости на второй части характеристики магнетрона
и. наконец, участок 4 соответствует разряду паразитной ёмкости после срыва
колебаний магнетрона.
Изменение напряжения импульса на всех участках может быть описано
ур-нием (21.3.11) при соответствующем изменении начального уело
вия и некоторых параметров. Рассмотрим последовательно приложение этого
уравнения для всех участков.
Участок / — 0 < t< t\. "*•
Для этого участкаFa44 = 0; ггэ = гг9; Е0э =0; ia = /m.
Для нарастания напряжения из (21.3.11) получим выражение:
Ea-lmr'J 1-е //С*''га ). (21.3.12)
В начале фронта импульса можно заменить экспоненту в (21 3 12) двумя
членами разложения, в результате получается формула
' F ~/ -
Эта формула показывает, что крутизна фронта импульса модулирующего
напряжения пропорциональна току заряда и обратно пропорциональна
паразитной ёмкости.
Участок 2 — 0 < t < U. '
Для этого участка Еанач = Ядлц^ ггэ = ггэ ; 1тгг9~\-Ейэ = ЕаноМ.
Нарастание напряжения согласно (21.3.11) описывается выражением:
Еа^ ЕаноМ- (ЕаноЖ-ЕаМан)^ tlC*f"" . (21.3.13)
Колебания высокой частоты в магнетроне возникают именно^ на этом
участке, когда Еа >£ а-и^.Ф-ла (2Г.3.13) показывает, что длительность
фронта огибающей высокой частоты пропорциональна постоянной времени
Спггэ. г*4
Задний фронт импульса соответствует разряду паразитной ёмкости Gп<
при этом модуляторная лампа заперта и, следовательно, ia *=* 0. Уравнения,
описывающие задний фронт на участках 3 я 4, таковы:

Работа nepedatnum^ короткими импульсами 345
Участок 3—0 < £< h:
Еа ~ Еоэ + (ЕаноМ—Еаэ) е г'
(21.3.14)
Участок 4 — t > 0:
(21.3.15)
Сопротивление магнетрона на первой части характеристики весьма
велико, его можно считать бесконечно большим. Поэтому постоянная времени
Спггэ> определяющая фронты импульса, зависит, главным образом, от
величины параллельно включённых сопротивлений Ri и /?2- Хотя основные
колебания магнетрона срываются при Еа< Еак н, но существуют беспорядочные
колебания разнообразных частот, которые создают шумы и мешают приёму
и индикации импульсов, отражённых от близких объектов. Поэтому
желательно увеличение крутизны фронтов импульса в областях % и 4. Ф-ла
(21.3.15) показывает, что в рассматриваемой схеме увеличение крутизны
фронта импульса может быть достигнуто только уменьшением
сопротивлений Ri и /?2- Это, однако, невыгодно, так как связано с потерей
полезной мощности в Rs и загрузкой лампы током через ограничительное
сопротивление /?,.
При построении формы импульса на рис. 21.76 не было учтено
уменьшение напряжения "на вершине импульса за счёт разряда накопительной
ёмкости. Это обстоятельство можно учесть, если построить прямую,
описывающую уменьшение напряжения на нагрузке согласно ф-ле (21.3.7). Другая
неточность расчёта состоит в том, что анодная цепь модуляторной лампы
рассматривается как
идеальный генератор тока с
бесконечно большим
внутренним сопротивлением. В
действительности это
сопротивление имеет конечное
значение и его следует
считать включённым на
эквивалентной схеме рис. 21.7а
параллельно магнетрону,
когда модуляторная лампа
открыта, и отсутствующим
во время её запирания.
Поэтому крутизна
переднего фронта импульса будет
больше, чем заднего.
На рис 21.8 представлена схема модулятора, в которой путь
для тока заряда параллельно нагрузке создаётся
индуктивностью L. Показанный пунктиром конденсатор Сп обозначает
условно всю паразитную ёмкость, шунтирующую нагрузку, в
том числе и выходную ёмкость модуляторной лампы.
Параллельно нагрузке включён диод Д. О его назначении
сказано ниже. Применение индуктивности L на схеме рис. 21.8
вместо сопротивления i?2 на схеме рис. 21.3 даёт следующие
преимущества: 1) повышается крутизна фронтов импульса,
2) можно увеличить ограничительное сопротивление R\, а сле-
35 Радиопередающие устройства
Рис. 21,8.

546
Глава 21
довательно, уменьшить ток, текущий из источника питания в
анодную цепь лампы во время коммутации.
Наряду с достоинствами эта схема имеет следующие
недостатки: 1) за счёт тока, потребляемого индуктивностью L во
время импульса, нестабильность
напряжения на вершине импульса
усиливается. Чтобы она не
(превысила допустимых пределов,
надо увеличить накопительную
ёмкость и взять достаточно
большую величину индуктивности;
2) применение индуктивности
приводит к появлению на хвосте
импульса свободных колебаний,
контура, образованного
индуктивностью L и ёмкостью Сп.
Поскольку затухание этого контура
определяется лишь ограничительным
сопротивлением Ri и оказывается
малым, амплитуда свободных
колебаний получается значительной.
В результате возникает
перенапряжение на аноде модуляторной
лампы. Для гашения свободных
колебаний включается диод Д,
что усложняет схему; 3)
включение индуктивности и гасящего
диода приводит к увеличению
паразитной ёмкости.
Рассмотрим процессы, которые
происходят в схеме на рис. 21.8,
несколько подробнее. На рис. 21.9
представлены графики, показывающие изменение напряжения на
нагрузке и тока в индуктивности во времени. Построение на
рис. 21.9а и б относится к случаю, когда гасящий диод Д на
рис. 21.8 отсутствует. На рис. 21.9в и г представлены графики
тех же величин в присутствии гасящего диода.
Как только модуляторная лампа откроется импульсом на
сетке, толчок анодного тока вызовет свободные колебания в
контуре ЬСп. Поскольку на участке / сопротивление магнетрона
велико, затухание контура мало и колебания получаются
близкими к синусоидальным, поэтому участок 1 импульса
представляет кусок синусоиды. Крутизна его будет тем больше, чем
больше собственная частота контура LCn> т. е. чем меньше
L и Сп. Когда напряжение Еа достигает величины Еамин,
дифференциальное сопротивление магнетрона падает. Затухание
контура увеличивается и процесс нарастания напряжения вместо
Рис. 21.9.

Работа передатчика короткими импульсами 547
колебательного становится апериодическим.
Рассмотрим изменение тока в индуктивности с начала им-
иульса. Ток в индуктивности определяется выражением:
t
м*)=мо)+4- Ujt.
Если пренебречь нарастанием напряжения на фронте
импульса, продолжительность которого мала по сравнению с
длительностью периода коммутации, то можно принять с
известным приближением, что напряжение Еа остаётся в это время
неизменным. Кроме того, принимая за начало отсчёта
времени начало коммутации и, следовательно, считая lt (0) ~0,
получки приближённое выражение для тока в
индуктивности:
iL=£f-t. (21.3.I6)
Это выражение показывает, что при сделанных допущениях
ток в индуктивности линейно возрастает со временем, что и
представлено на графике для тока iL на рис. 21.96.
После того, как колебания в магнетроне при напряжении
Еа = Еамин срываются и сопротивление магнетрона резко
увеличивается, паразитная ёмкость продолжает разряжаться
частично через магнетрон и, главным образом, через индуктивность
и ограничительное сопротивление R\. Поскольку затухание в
контур LCn вносится только большими шунтирующими
сопротивлениями магнетрона на первой части характеристики
гг и сопротивлением R\, то разряд ёмкости 'Сп получается
колебательным. В конце участка 4 напряжение Еа на нагрузке
проходит через нуль, а ток в индуктивности достигает максимальной
величины. Затем индуктивность начинает разряжаться через
ёмкость Са. Ток в индуктивности уменьшается, ёмкость
перезаряжается и напряжение на нагрузке изменяет знак, т. е.
становится отрицательным. На участке 5 затухание контура
LCn получается ещё меньше, так как сопротивление магнетрона
при Еа < 0 бесконечно велико. Поэтому на участке 5 ёмкость
Сп вновь зарядится, а затем разрядится колебательным
образом. К концу участка 5 напряжение на ёмкости опять равно
нулю, а ток в индуктивности максимален, но
отрицательного направления. Затем опять начинается процесс
перезаряда . ёмкости Сю в результате которого напряжение на
ёмкости может стать больше Еамин. Тогда получится дополни-

548
Глава 21
тельный импульс колебаний высокой частоты. Помимо
возможности появления дополнительного импульса и беспорядочного
генерирования шумов, когда напряжение на нагрузке Еа
положительно, но меньше Епмин, осциллирование напряжения после
процесса коммутации имеет ещё один недостаток. Дело в том,
что в середине участка 5 напряжение на нагрузке получается
отрицательным, а по величине больше Еа ном. В этот момент
времени напряжение на аноде коммутирующей лампы равно
сумме "напряжений на нагрузке и на накопительной ёмкости
Ьс-"~\Еа\ . Это напряжение больше чем вдвое превосходит
напряжение источника питания. При этом возникает опасность
пробоя лампы. Чтобы устранить эти явления, в схему включают
диод. Пока напряжение на нагрузке положительно, диод не
проводит тока- и не оказывает влияния на течение переходных
процессов. Его влияние начинает сказываться в начале участка 5,
как только напряжение станет отрицательным. Внутреннее
сопротивление диода должно быть таким, чтобы вносимое им в
контур LCн затухание на участке 5 было настолько большим,
чтобы разряд индуктивности стал апериодическим. Тогда
напряжение на нагрузке после того, как оно станет отрицательным,
уже не изменяет знака и быстро затухает. Ток в индуктивности
при этом также не меняет знака, так как- она разряжается,
главным образом, через диод. Таким образом, характер
графиков напряжения и тока с начала участка 5 резко изменяется
и имеет вид, представленный на рис. 21.9в и г.
. Для выбора параметров модулятора С и L надо получить формулу, в
которой учитывается нестабильность напряжения на вершине импульса за
счёт разряда накопительной ёмкости и за счёт накопления энергии в
индуктивности, шунтирующей нагрузку. Задача сводится к рассмотрению
переходных процессов в схеме, подобной изображённой на рис. 2К6, где вместо
/?2 включена индуктивность L. Для упрощения анализа следует принять во
внимание, лто С и t выбираются настолько большими, что нестабильность
напряжения на вершине импульса получается малая. Тогда вместо анализа
полной схемы можно вычислить отдельно нестабильность напряжения за
счёт С — -А Е (, считая, что L = оо, и отдельно вычислить нестабильность
напряжения за счёт L— ^Eat , считая, что С — оо . Общая нестабиль
ность будет равна сумме Aba — Al*ar+ &£"а^ .
Опуская подробности вычислений, напишем окончательный результат:
г У, т
(21 3.17)
гЛгг '-
Заданную нестабильность напряжения следует разбить на части и
определить С и L из написанных выше формул
Для нестабильности напряжения на накопительной ёмкости остаётся в
силе ф-ла (213.4), если заменить в ней /?? на R t. В остальном порядок
расчёта модулятора по схеме рис. 21'.8 остаётся таким же, как модулятора
по схеме рис. 21 3. Ограничительное сопротивление /?i можно брать из
соотношения /?i =(20-40)/?,, При выборе разрядных ламп ответвление тока в
индуктивность можно не учитывать.

Работа передатчика короткими импульсами - 549
Вид импульсов напряжения на нагрузке показан на рис. 21.9
Уравнения для построения этих импульсов следуют из рассмотрения
переходных процессов в схеме, аналогичной рис. 21.7д, но с заменой /?2 на L.
В дальнейшем мы будем ссылаться на нумерацию участков импульса,
показанную на рис. 21.9а. На участках 2 и 3 магнетрон вносит большое
затухание в контур и переходный процесс носит ярко выраженный-
апериодический характер, влияние индуктивности здесь можно не учитывать. Для
описания этих участков импульса можно пользоваться теми же уравнениями,
которые уже выписывались при построении импульса для схемы на рис. 21.3.
Разумеется, в уравнениях надо положить R2 = <*>. На участках / и 4
переходный процесс носит колебательный характер. Получение соответствующих
уравнений не представляет труда.
21.4. Формирование прямоугольных импульсов
при помощи линии
Все схемы для формирования импульсов представляют
искусственные линии, замещающие естественную линию. Поэтому
рассмотрение схем, формирующих прямоугольные импульсы,
необходимо начать с краткого напоминания о переходных
процессах в длинной линии.
В линии без потерь с погонными индуктивностью и ёмкостью
на единицу длины Li и Ci ток и напряжение могут быть
представлены в виде суммы двух волн:
u(x,t) = <?!(х — vt) -\- ? 2{х 4- vt)
1{хЛ)^—ъ{х-^)-^г{х \-vt)
(21.4.1)
Скорость распространения электромагнитного возмущения
вдоль линии
г,,, _*=-« (21.4.2)
У 1ХСХ у г (х
Волновое сопротивление
Положительное направление тока принято совпадающим с
положительным направлением для отсчёта расстояния вдоль
линии х.
Первое слагаемое <pi (х — vt) представляет волну
напряжения, коюрая перемещается со скоростью v в сторону
положительных значений х. Эту волну принято называть прямой.
Прямой волне напряжения соответствует и прямая волна тока,
которая равна частному от деления прямой волны напряжения на
волновое сопротивление. Второе слагаемое <р г С* + vt) пред-

550 Глава 2/\
ставляет волну напряжения, которая перемещается со скоростью
v в сторону убывающих значений х. Эта волна называется
обратной. Ей соответствует обратная волна тока <р2 (х гг~ vt).
Знак минус перед обратной волной тока объяснйется тем, что
направление распространения волны тока совпадает с
направлением волны напряжения. Поскольку обратная волна
распространяется в сторону убывающих значений х, то естественно, что
соответствующий ей ток следует считать отрицательным.
Функции <pi и ?2 являются произвольными, они определяются
изначальных условий. В начальный момент времени задаётся
распределение вдоль линии напряжения и тока: при t =0;
и(х,0) =и0; *(*,0) = к.
В дальнейшем ограничимся случаем, когда в начальный
момент задано распределение напряжения, а ток в начальный
момент времени отсутствует, т. е. /(0) =0. Тогда выражение для
напряжения имеет следующий вид:
u(x,t)= -YU0(x — vt)-]--^-uQ(x-\-vt). (21.4.4)
Это выражение показывает, что заданное распределение
напряжения разделяется на две равные части. Одна половина
образует прямую волну, а другая обратную. Распространение
прямой или обратной волны напряжения продолжается до тех
пор, пока она на своём пути не встретит неоднородности. Тогда
волна может частично поглотиться, а частично отразиться.
Установим, по каким законам отражается и поглощается прямая
волна, падающая на конец линии, нагруженный на активное
сопротивление R.
Чтобы найти выражение для отражённой волны через
падающую, потребуем, чтобы ток и напряжение на конце линии
удовлетворяли граничному условию и = tR. После подстановки
в него (21.4.1) и простых преобразований найдём, что
отражённая волна выражается через падающую и коэффициент
отражения р:
Ъ=РЪ. (21.4.5)
где
р=4т^- (21.4.6)
Рассмотрим следствия, которые вытекают из полученного
результата. Если нагрузка на конце равна волновому
сопротивлению R = w, то коэффициент отражения равен нулю. Это значит,
что энергия падающей волны полностью поглощается в нагрузке
и отражения не происходит. Если на конце линии разрыв

Работа передатчика короткими импульсами 551
+*—С
1
3F?
Рис. 21.10.
(#=оо), то р— 1. Это значит, что происходит полное
отражение, причём фаза отражённой волны совпадает с фазой
падающей. В этом случае говорят, что отражение происходит без
потери фазы. Если на конце короткое замыкание (R = 0), то р = — 1.
Это значит, что происходит полное отражение, причём фаза
падающей волны
противоположна фазе отражённой волны, tji/,w
т. е. происходит полное
отражение с потерей фазы. В
промежуточных случаях R^>w и
R<^w имеет место частичное
отражение. В первом случае,
0<р<1, отражение
происходит без потери фазы, во
втором случае, 0>р>—1,
частичное отражение происходит с потерей фазы.
Формирование прямоугольных импульсов напряжения
можно получить путём разряда линии на сопротивление нагрузки,
равное волновому. Для уяснения процессов, происходящих при
разряде линии, рассмотрим схему на рис. 21.10. На этой схеме
разомкнутая линия длиной /, со скоростью распространения и
и волновым сопротивлением w при
разомкнутом ключе К заряжается
от некоторого источника
постоянного напряжения. Сейчас не
будем рассматривать подробности
процесса заряда, а будем считать,
что в момент замыкания ключа
К линия равномерно заряжена до
некоторого напряжения Е.
Рассмотрим, каково будет
напряжение на нагрузке R = w после
замыкания ключа.
Как было объяснено выше, из
первоначального распределения
напряжения вдоль линии
образуются две волны ■— прямая и
обратная. Их амплитуды равны !/2^.
Прямая волна двигается со
скоростью v и поглощается в
нагрузке. Обратная волна двигается к
открытому концу линии и там
отражается без потери фазы. После
отражения она начинает двигать*
ся в прямом направлении и опять поглощается в сопротивлении
нагрузки. Следовательно, в течение времени пробега обратной
полны от нагруженного конца линии до открытого и обратно на
цр
i
-1-7-J
p-0
L if
\i
(6)
;-
0A>
fa
R>W
1>p'>0
'1+p)p\ у;
Up*
m
m
ф \
R<W
-1<p<Q
H_i
hfirtp*
f HL
-$№>
*~t
Рис. 21.11.

55« Глава 21
нагруженном конце линии существует напряжение U = xj2E.
Таким образом, разряд линии на R = w даёт прямоугольный
импульс напряжения на нагрузке, как представлено на рис. 21.11а
Его длительность определяется выражением
'==4- (21-4-7>
Если сопротивление нагрузки не согласовано с волновым
сопротивлением линии, то полного поглощения энергии в
нагрузке не получается. При R^>w изменение напряжения на
нагрузке во времени имеет ступенчатую форму, как представлено
на рис. 21.116'. При R < w график напряжения на нагрузке
имеет характер знакопеременных ступенек с уменьшающейся
амплитудой, как показано на рис. 21.11в.
21.5. Схема эквивалентов линии для формирования
прямоугольных импульсов
Применение линий для формирования прямоугольных
импульсов встречает ряд затруднений. В случае кабеля с воздухом
. в качестве диэлектрика требуется чрезмерно большая длина.
Так, для получения импульса т = 1 мксек длина линии должна
быть /= 150 м. Вместо линии применяют различные
эквиваленты линии, содержащие элементы с сосредоточенными
постоянными. Теория и расчёт эквивалентов линии' разработаны
Я. С. Ицхоки, Л. А. Мееровичем и Ф. В. Лукиным.
Схемы эквивалентов линии получаются сравнительно
простыми. Конструктивное оформление их по весу и габаритам
значительно проще линии с распределёнными параметрами.
Поэтому в модуляторах импульсных передатчиков
искусственные формирующие линии находят широкое применение.
Задачи расчёта эквивалента линии сводятся к такому подбору его
параметров, чтобы получить импульс возможно ближе к
прямоугольному при возможно более простой схеме эквивалента.
С математической стороны решение этой задачи встречает
значительные трудности. Теоретические расчёты могут дать только
варианты схем и ориентировочное значение параметров.
Окончательную регулировку параметров необходимо производить на
экспериментальной схеме путём непосредственного наблюдения
за формой импульса на осциллографе.
Рассмотрим расчёт параметров цепочечного эквивалента
линии. Найдём сначала статическую ёмкость и статическую
индуктивность линии, которая имеет волновое сопротивление w и
формирует прямоугольный импульс длительностью т.

Работа передатчика короткими импульсами 553
Обозначив статическую индуктивность линии через Lo = L\l
и статическую ёмкость через C0=Ci/, из ф-л (21.4.3) и (21.4.7)
найдём следующие выражения:
U=~y wx>
(21.5.1)
С0=
2w
(21.5.2)
\
Если теперь найденные статические параметры линии
разбить на Г-образные ячейки числом п, то получится цепочечный
эквивалент линии. Индуктивность и ёмкость каждой ячейки
L С
определяются по формулам: L=*= —, С= —-. На рис. 21.12а
представлен цепочечный эквивалент при числе ячеек п = 3,
Естественно, что свойства цепочечного эквивалента тем ближе
совпадают со свойствами линии, чем больше число ячеек.
Полная эквивалентность, однако, получается лишь в пределе при
Число ячеек применяют различным, в зависимости от
длительности импульса. При т<0,5 мксек п=1—3. при
т= 0,5—2,5 мксек п = 2—5, при т = 2,5—5 мксек п = 3—8.
Исследование искусственных линий в виде цепочек показало,
что форма импульса может быть улучшена при
экспериментальном подборе параметров. Оптимальная форма импульса
получается, если индуктивность линии мотать на цилиндрическое
болванке с однослойной равномерной
намоткой, чтобы была взаимная
индуктивность между секциями.
Очертание вершины импульса существенно
зависит от индуктивности секции,
непосредственно примыкающей к
нагрузке. При правильном подборе этой
индуктивности может быть
значительно ослаблено осциллирование на
вершине импульса. Однако с увеличением
индуктивности уменьшается крутизна
фронтов. На рис. 21.126 представлена
осциллограмма импульса для
цепочечного эквивалента с тремя ячейками.
При нарушении согласования
между характеристическим
сопротивлением цепочки w и сопротивлением
нагрузки R на осциллограмме импульса вслед за главным
импульсом наблюдаются всплески, напоминающие ступенчатую
форму напряжения, представленную на рис. 21.116 и в.
fcw
(а)

£54
Глава 21
Другой способ построения схем, замещающих линию, состоит
в замене линии двухполюсником, у которого поведение
сопротивления вблизи частот последовательного или параллельного
резонанса такое же, как и у линии. Для уяснения принципа
расчёта параметров эквивалентного двухполюсника рассмотрим
входное сопротивление формирующей линий, разомкнутой на
конце: z =—iwctg—/. Заменив здеа /через длительность
формируемого импульса т, будем иметь
z= — iwctg
(21.5.3;
(а)
• На рис. 21.13а представлен график, показывающий
изменение входного сопротивления линии от частоты. Вблизи частот с
чётными- индексами входное сопротивление ведёт себя так же,
как и сопротивление параллельного контура вблизи резонанса.
Эти частоты будем для краткости называть частотами противо-
резонанса. Вблизи частот с
нечётными индексами входное
сопротивление меняется с частотой так
же, как и сопротивление
последовательного контура ' вблизи
резонанса. Эти частоты будем для
краткости называть частотами
резонанса. Частоты резонанса и
противорезонанса удовлетворяют
равенству:
(окт = £тс, СП..5.4)
где 6=0,-1,2,3...
1
1
/ К
/ш, \ *
)
'<*
ши
(
J
ч
*>*
0)
с*
t-t
X
5i
Рис. 21,13.
Обратим сейчас внимание на
поведение входного сопротивления
вблизи частот противорезонанса.
Аналогичным поведением
сопротивления вблизи противорезонанс-
ных частот обладает двухшлюс-
• ник, составленный по схеме,
которая показана на рис. 21.136". На этой схеме сопротивление на
низких частотах с»-* 0 определяется ёмкостью Со, которая равна
статической ёмкости линии. В справедливости такого
утверждения можно убедиться, если в выражении (21.5.3) для се-» 0
сделать замену

Работа передатчика короткими импульсами 555
Тогда получим
2w_
Из сопоставления этого выражения с ф-лой (21.5.2) следует,
что входное сопротивление на весьма низких частотах «> —> О
определяется статической ёмкостью С0.
Сопротивление эквивалентного двухполюсника на частотах
противорезонанса определяется сопротивлением параллельных
контуров на рис. 21.136. Для эквивалентности надо выбрать
параметры контуров таким образом, чтобы их собственные
частоты совпадали с противорезонансными частотами линии. Кроме
того, сопротивление контуров вблизи собственных частот
должно совпадать с входным сопротивлением линии вблизи частот
противорезонанса. Таким образом, можно составить уравнения,
из которых определятся параметры контуров эквивалентного
двухполюсника. Для этого положим: <о = и)к-{-2 , где £ = 2,4,6...
Я означает малую расстройку относительно частот
противорезонанса. Учитывая (21.5.4), найдём:
ctg х=с12 К it +2 "Г ) = ctS (~Т +2
kiz
2
Bi — 1 — l
:Ct& 2 — . Qt~Qt
tg
2
Подставив это выражение в (21.5.3), получим формулу,
описывающую поведение входного сопротивления линии вблизи
частот противорезонанса:
г=^ . (21.5.5)
Выражение для сопротивления параллельного контура
вблизи собственной частоты имеет вид:
1 1
*("с--л-.)
i2 Q Ск *
Из равенства z = гк получим формулу, определяющую
ёмкости контуров эквивалентного двухполюсника:
с.«=. (21-5-6>

566
Глава 21
Полученная формула показывает, что ёмкости всех контуров
должны быть одинаковыми. Из сравнения этой ф-лы с '(21.5.2)
следует, что ёмкость контуров должна быть равна половине
статической ёмкости:
Индуктивности контуров найдём из условия совпадения их
частот с противорезонансными частотами линии LK = ---— . Сд$~
лав замену шк из (21.5.4) и Ск из (21.5.6), а затем выразив
индуктивность контуров через статическую индуктивность
линии, согласно ф-ле (21.5.1) получим:
^=^' (21-5-8>
В этой формуле следует брать k = 2,4,6...
На рис. 21.13в показана другая схема Двухполюсника,
эквивалентного линии. Двухполюсник представляет параллельное
включение ветвей, состоящих из последовательного соединения
индуктивности и ёмкости.
Для эквивалентности двухполюсника линии параметры
контуров должны быть выбраны таким образом, чтобы их
собственные частоты совпадали с резонансными частотами линии, а
сопротивление контуров вблизи частоты резонанса должно
совпадать с сопротивлением линии вблизи той же частоты. После
выполнения вычислений, аналогичных изложенным выше,
получаются следующие результаты.
Индуктивности всех ветвей одинаковы и равны:
LK=±L0. (21.5.9)
Ёмкости ветвей определяются по формуле:
Ск=-~%, (21.5.10)
где k= 1,3, 5...
Для сравнения двухполюсников с параллельными и
последовательными контурами оценим порядок величин индуктивностей
и ёмкостей для конкретного случая длительности импульса
х = 1 мксек и сопротивления нагрузки R = w~ 1000 ом. Для
этих данных статические значения индуктивности и ёмкости
формирующей линии, определённые по ф-лам (21.5.1) и
(21.5.2), получаются равными L0 = 500 мкгн, С0 = 500 мкмкф.

Работа пере&атчика короткими импульсами 557
В табл. 21.5.1 приведены параметры контуров для обеих схем.
Таблица 21.5.1
Схема с параллельными
кошурами Сх=250 шмкф
к | Lkmkzh
2
4
6
8
101
25,3
11,2
6,3
Схема с последовательными
контурами LK = 250 мкгн
к \ Сж, мгсмкф
1
3
5
7
400
44,5
16,0
8,0
При практическом осуществлении искусственной линии с
последовательными контурами встречаются трудности. Из
табл. 21.5.1 следует, что^дЛя этой схемы, начиная с номера £ — 5,
требуются малые ёмкости, соизмеримые с паразитными
ёмкостями. Помимо того, схема с разнообразной номенклатурой
ёмкостей неудобна, желательно, чтобы ёмкости были либо
одинаковыми, либо, по крайней мере, они были одного порядка. Схема
с параллельными контурами оказывается проще, поскольку
ёмкости во всех контурах требуются одинаковыми и достаточно
большое величины. Изготовление катушек с различной
индуктивностью не встречает затруднений.
Двухполюсники эквивалентны линии, формирующей
прямоугольный импульс, лишь при бесконечно большом
количестве контуров. На практике, естественно, приходится
ограничиваться конечным числом контуров.
Возникает вопрос, каковы будут отклонения ^;
формы импульса от идеального
прямоугольника. Ответ на этот вопрос можно
получить на основании изучения опытных
данных. На рис. 21.14 представлены
осциллограммы импульсов для
эквивалентных двухполюсников, состоящих из шести j
секций. Рис. 21.14а относится к схеме с
параллельными контурами, а рис. 21.146
к схеме с последовательными контурами.
Из рассмотрения этих осциллограмм
следует, что у схемы с параллельными коч- (ф
турами форма импульса получается хуже,
чем у схемы с последовательными конту- Рис- 21*14-
рами. Такой результат объясняется,
главным образом, тем, что в схеме с параллельными контурами
формирование импульса в начальной стадии определяется лишь
ёмкостями, поэтому получается выброс тока в начальной стадии
импульса, осциллирован'ие на вершине и на хвосте импульса.

558
Глава 21
В схеме с последовательными контурами нарастание
фронта импульса определяется индуктивностями, которые
включены последовательно с ёмкостями в каждой секции.
Поэтому ток в нагрузке в момент включения не имеет выброса, а
начинается с нуля. Вершина импульса получается более
плоской, осциллирование на хвосте импульса незначительно. Таким
образом, каждая из схем имеет свои
достоинства и недостатки. Схема с
параллельными контурами проще в
изготовлении, но не даёт хорошей формы
импульса. Схема с последовательными
контурами сложнее в изготовлении, но
зато импульс, формируемый этой
схемой, оказывается ближе к
прямоугольному.
На практике поступают следующим
образом. Рассчитывают параметры
схемы с последовательными контурами при
конечном числе ячеек, а затем
заменяют её эквивалентной схемой с
параллельными контурами. Рассмотрим
такую замену на простом примере
двухполюсника, представленного • на рис.
21.15а. Эквивалентный ему
двухполюсник показан на рис. 21.156.
Эквивалентность следует из того, что график
входного сопротивления, построенный на
рис. 21.15в для схемы рис. 21.15а,
сохраняет свою силу и для схемы на рис. 21.156. Отсюда можно
получить формулы для определения параметров схемы на
рис. 21.156 через праметры на рис. 21.15а.
Требуя, чтобы сопротивления схем были одинаковы в
области весьма низких частот (ш -► 0), получим
С4 = Сх-\- С3.
Аналогично из равенства сопротивлений в области весьма
высоких частот (о> ->■ оо) следует:
. ; I
Рис. 21.IF.
Z-4 A-i А-з
Наконец, собственная частота контура L2C2
должка совпадать с частотой противорезонанса
рис. 21.15а. Следовательно,
на рис. 21.156
для схемы ,ла

Работа передатчика короткими импульсами 559
Кроме того, сопротивление параллельного контура Ь2С2
вблизи собственной частоты должно быть таким же, как и
входное сопротивление схемы рис. 21.15а вблизи частоты противоре-
зонанса. Опуская вычисления, укажем, что из этого условия
можно получить формулу для определения характеристики
контура L2C2:
р?= — ш2£4
о>2/\ «2
откуда могут быть определены L2 и С2.
Аналогичным образом определяются параметры
эквивалентных схем и при большем числе секций. Вычисления при этом
усложняются из-за трудностей определения частот противорезо-
нанса схемы с последовательными контурами.
21.6- Расчёт параметров эквивалентного двухполюсника
с последовательными контурами из рассмотрения
свободных колебаний
Процесс построения схему эквивалентного двухполюсника из анализа
входного сопротивления линии не даёт никаких указаний на то, каковы будут
искажения в форме импульса при конечном числе секций. Лучшие
результаты получаются при построении схемы эквивалентного двухполюсника из
рассмотрения свободных колебаний в формирующей линии. Рассмотрим
процессы, которые происходят в линии, открытой на конце, при включении
£4-
Т Mr
U 1 —
-)
и
(а)
(Ф
W
*т-
®
i ГГ^ 1
\ 41 -
(д)
Рис. 21.16.
(е)
на вход источника постоянного напряжения Е согласно схеме рис. 21.16а.
Положим, что до замыкания ключа К линия была свободной от токов и
зарядов. После замыкания ключа К вдоль линии -побежит волна
напряжения с
амплитудой Е и волна тока с амплитудой — . По проше-
w

560
Глава 21
ствий времени — начало этих волн достигнет открытого конца линии и
Произойдёт отражение. При этом волна напряжения отразится без нотери
фазы, а волна тока с потерей фазы и станет равна — —. Затем начнётся
w
обратное движение отражённых волн к началу линии. При этом в
результате сложения прямой и обратной волн напряжение в линии
удваивается, а ток становится равным нулю, как показано на рис. 21.166 и в.
В начале линии включён источник напряжения с внутренним
сопротивлением, равным нулю. Поэтому от начала линии волны отразятся так же,
2/
как от конца линии с коротким замыканием. По прошествии времени т=-—
после замыкания ключа волна тока отразится без потери фазы, и вдоль
линии опять начнёт распространяться волна тока, но уже отрицательного
знака.
В результате описанного процесса ток в начале линии изменяется во
времени по коробчатой периодической кривой, как представлено на графи-
t 21
ке рис. 21.16г. Амплитуда тока равна —, а период 2т, где т = Укаэан-
w v
ный ток может быть при помощи гармонического анализа представлен в
виде ряда синусоид, содержащего только нечётные гармоники основной
частоты: , *
--У
ar$mk<i>xt. (21.6. П
Л=1,3,5 .
В этом выражении коэффициенты разложения гармоник:
ак = А. (216 2)
r.k
Частота первой гармоники:
Рассмотрим теперь свободные колебания при включении постоянной эдс
Е на цепь, состоящую из последовательного соединения индуктивности и
ёмкости LKCKt как представлено на pir*. 21.165. Чтобы получить выражения
для тока в контуре и напряжения на ёмкости в более общей форме,
допустим, что контур обладает малым затуханием В. Поскольку затухание
мало, то свободные колебания контура будут гармоническими с медленно
затухающей амплитудой. При малом затухании поправку на частоту
свободных колебаний можно не учитывать и считать, что она определяется
1
выражением: <rt*—"Тг^-'
У '-/ ^к
При замыкании ключа К в схеме рис. 21.16с? в контуре возникнут
свободные колебания. После того, как они затухнут, напряжение на емкости
станет равно напряжению источника питания Е. Это будет вынужденное
решение. Полное решение для напряжения на ёмкости равно сумме
свободного и вынужденного:
— — f.) t
ис^Е+ъ 2 (S, cos u>Kt H B2 sin <*„/). (21.6 4)

Работа передатчика короткими импульсами 561
W— ' ' '
Ток в контуре определяется через напряжение на ёмкости выражением:
. л duc 1 dtic
Здесь
Р«= «Л--^- • (21.6.6)
При подстановке (21.64) в (21.6.5) можно пренебречь производной от
экспоненты в виду малости затухания. Поэтому достаточно найти
производную только от гармонических функций. В результате вычислений получим:
1 - -я- шл^
'к = -т~е г (-BjSin <aKt + S2cos *>Kt). (21.6.7)
Рк
После определения произвольных постоянных В\ и В2 из начальных
условий: при t = 0, ис = 0, /* = 0, найдём следующие выражения для
напряжения и тока:
uc = E(l — e 2 coswK/), (21.6.8)
е ^" rt"sin<oK*. (2I.6.9)
рк
Эти общие выражения с учётом затухания мы получили для того, чтобы
использовать их в будущем. Сейчас же положим, что затухание контура
8 =-0. Тогда для тока в контуре получим выражение:
/ = JL sin о>к г. (21.6.10)
Рк
Формула (21.6.10) показывает, что ток в ячейке по схеме рис. 21.16д
имеет тот же вид, что и гармоники тока в начале линии согласно
выражению (21.6.1). Поэтому, если включить параллельно бесконечное множество
ячеек из последовательного соединения Lh н.-ъ, то ток в неразветвлённои
ветви будет равен сумме токов всех секций:
1 = 2 '« = 2 —sin ш« *• (21-б.11)
Рк
Из сравнения членов ряда (21.6.1) и (21.6.11) можно найти следующие
условия, при которых двухполюсник по схеме рис. 21.13s эквивалентен
формирующей линии:
W
Н = —- , (21.6.12)
"к
o)K = fto),, где k = 1,3,5 (21.6.13)
Из выражений (21.6.6), (21.6.3), (21.6.13), (21.6.12) можно получить
следующие формулы для параметров ячеек:
ьк — t-к = г- •

562 Глава 21
Подставив далее выражения* (21.5 1) и (21.5.2) для статических
индуктивности и ёмкости формирующей лиши, получим:
Ск~2~кС0 ' (21.6.15)
Можно убедиться, что после замены в этих формулах коэффициента
разложения о.к согласно (216 2) получаются выражения .(21 5 9) и (215.10),
которые были получены выше из анализа входного сопротивления
формирующей линии.
Преимущество изложенного способа подхода к расчёту параметров
эквивалентного двухполюсника состоит в следующем. Если эквивалентный
двухполюсник построен из конечного числа ячеек, то отклонение формы
импульса от прямоугольной будет, очевидно, тем больше, чем больше
коэффициенты разложения у отброшенных членов гармонического ряда.
В общей теории гармонического анализа доказывается, что закон
убывания коэффициентов разложения обратно пропорционален номеру
коэффициентов в степени я-f-1, где я— номер производной разлагаемой функ-
1
ции, которая претерпевает разрыв, т. е. ак ~ /рг+\ • В случае коробчатой
формы тока, представленной на рис. 21 16г, разрыв претерпевает сама
функция. Поэтому в данном случае п = 0 и коэффициенты разложения
.убывают обратно пропорционально номеру ак ~ ^ . Этот вывод
подтверждается ф-лой (21.6.2) для коэффициентов разложения. Скорость убывания
старших коэффициентов разложения усилится, если коробчатую кривую
заменить трапецеидальной, как представлено на рис 21 1бе На этом
рисунке параметр а определяет крутизну скатов трапеции. При <т =0
получаем коробчатую кривую, а при с = '/г трапеция превращается в
равнобедренный треугольник. У такой кривой выражение для коэффициентов
разложения получается следующим:
4 sin (kxa)
Как и следовало ожидать, убывание коэффициентов происходит по
закону а ~ £8. Если скаты трапеции заменить отрезками параболы, то
для коэффициентов разложения получается формула:
_4_
Sin (&т:а)
kna
(21.6.17)
Здесь убывание коэффициентов происходит по закону ,, '
По выписанным выше формулам могут быть рассчитаны параметры
ячеек двухполюсника с последовательными контурами. Затем они могут
быть преобразованы в эквивалентные двухполюсники с параллельными
контурами, как было объяснено выше. В результате получаются
двухполюсники, формирующие импульсы, достаточно близкие к идеальному
прямоугольнику.

Работа передатчика короткими импульсами 563
21.7. Способы заряда накопителя в модуляторах с ионными
коммутаторами !
В модуляторах с ионными коммутаторами во время коммутации
происходит полный разряд искусственной линии на нагрузку. Во время заряда
энергия в накопителе должна восстанавливаться. Поскольку пауза между
импульсами примерно в 1000 раз больше Длительности импульса, то
процесс заряда происходит относительно медленно, искусственная линия в
процессе заряда может рассматриваться просто как накопительная
ёмкость.
Способ заряда накопительной ёмкости от источника постоянного тока
через активное сопротивление не применяется, так как кпд цепи заряда
получается только 50%. Здесь применяются другие способы заряда, которые
дают высокий кпд. v
Важным является также вопрос о получении высокой величины
зарядного напряжения. Как было показано в п. 21.4, при разряде формирующей
линии или счем, её замещаю-
То/гзаряда
Е "\ U
щих, на нагру же R -= ю полу
чается напряжение, равное
половине зарядного.
Желательно восполнить потерю
напряжения при разряде
получением повышенного
напряжения в результате процесса
заряда. Перечисленные
требования удаётся удовлетворить,
если в качестве зарядного
элемента применять
индуктивность.
Схема заряда ёмкости
формирующей линии от
источника постоянного тока
представлена на рис. 21.17. На
Этой схеме "формирующая цепь
представлена в виде накопи-
тел ной ёмкости С. В цепь
заряда входит ещё зарядная
индуктивность L, с присущим ей
сопротивлением г.
Индуктивность первичной обмотки
импульсного трансформатора ИТ
можно считать учтённой в
величине L3. Коммутирующий
прибор показан на схеме в
виде ключа К. В цепи заряда
происходят переходные
процессы, совершенно подобные тем,
которые уже рассмотрены в
216 для схемы на рис.
^
п
Рис. 21.17.
21.16д. Напряжение на. нако-
нымиЬ^б8^КГТ(21И6.9)0-К б ЦСПИ ЗЗРЯДа 0пишваются выражениями, подоб-
"г - Е J _
— 9 шз*
е ^ cos u>at
Е
73е
uj
siiito-t.

5Ь4
Глава 21
Здесь обозначено: собственная частота цепи заряда ®3 — " г —т-..
V L30
г
Характеристика цепи заряда р3 = w3i3 Затухание цепи заряда Ь3 = —
На рис. 21.176,0 и г представлены графики, показывающие изменение
напряжения на накопительной ёмкости, тока в цепи заряда и напряжения
на первичной обмотке ИТ. Наиболее подходящим моментом для
срабатывания коммутатора является тот, когда пройдёт половина периода
свободных колебаний цепи заряда '/г?",. При этом напряжение на ёмкости
оказывается максимальным, почти вдвое больше напряжения источника
питания:
IW-* !+«-*"**£ '-Т. (2К7Л>
Ток в момент коммутации равен нулю. Для реализации такого режима
необходимо подобрать зарядную индуктивность так, чтобы половина
периода свободных колебаний цепи заряда была равна паузе между
импульсами. Практически это означает, что частота свободных колебаний цепи
заряда F3 должна быть вдвое меньше частоты повторения импульсов:
/•> 1 2 F.
Найдём кпд цепи заряда при этих условиях. Энергия, потребляемая в
течение "времени заряда х1ъТ j от источника питания, может быть найдена
следующим образом. График тока в цепи заряда можно считать полусину-
ссидой с амплитудой:
Постоянная составляющая этого тока будет
'о - я 1макс - п рД 1 — 4
Энергия, потребляемая от источника питания за время заряда,
определяется выражением:
С другой стороны, энергия, запасённая в накопителе за то же время,
согласно выражению (21.7.1):
Отсюда найдём кпд цепи заряда:
Ас Ьп
Ъ-7Г~ *»-Т (21.7.2)

Работа передатчика короткими импульсами 565
ббычно кпд цепи заряда оказывается высоким, порядка 95%. При
этом максимальное напряжение на накопительной ёмкости согласно
(21.7.1) составляет:
U г
= 2Г»|, « 1,9 £,
т. е. в 1,9 раза превышает напряжение источника питания.
Рассмотренный выше способ заряда накопительной ёмкости через
индуктивность требует точной синхронизации частоты свободных колебаний
цепи заряда с частотой повторения импульсов. При изменении частоты
повторения импульсов необходимо
wrafex_{Q£^
1
VHkfh
соответствующее изменение
величины зарядной индуктивности.
Чтобы иметь возможность менять
частоту повторения импульсов
без подгонки зарядной
индуктивности, надо включить в цепь
заряда диод, как представлено на
схеме рис. 21.18с.
Графики на рис. 21.18б,<з,г
иллюстрируют процессы, которые
происходят при работе этой
схемы. Накопительная ёмкость че
рез индуктивность L и диод D
заряжается до напряжения,
определяемого ф-лой (21.7.1), за
первую половину периода свободных
колебаний цепи заряда '/гТ" .
Заряд на ёмкости сохраняется до
тех пор, пока не сработает
коммутатор К. Затем опять
начинается процесс заряда ёмкости. Из
графиков на рис. 21.18б,в,г,
нетрудно видеть, что для правильной
работы схемы необходимо, чтобы
-пауза между импульсами
превышала половину периода
свободных колебаний цепи заряда. Это
значит, что частота свободных
колебаний цепи заряда должна
быть больше половины частоты повторения импульсов р3^> U2F.
Недостаток рассмотренной схемы, помимо усложнения, связанного с при-
мением диода, состоит ещё в том, что за счёт потери энергии на
внутреннем сопротивлении диода несколько уменьшается кпд. Его
величина получается порядка 85 -г 90%. Соответственно этому напряжение на
ёмкости: C/f лаке = (1,7—1,8) Е.
Наряду с зарядом накопительной ёмкости от источника постоянного
тока применяется также заряд от источника переменного тока Удобство
заряда от источника переменного тока состоит в том, что выпрямитель не
требуется. Необходимость поддержания синхронизма между частотой
переменного тока и частотой повторения импульсов является недостатком этих
схем
На рис. 21.L9<z представлена схема заряда накопительной ёмкости от
источника переменного тока через диод. Графики, поясняющие работу этой
схемы, приведены на рис. 21.19б,б,г. На первом графике показано
изменение во времени напряжения на ёмкости Uc- Внутреннее сопротивление
диода гв мало по сравнению с сопротивлением ёмкости на частоте
переменного тока. Можно считать, что «Сгв х 0,05. За положительный noiy-

566
Глава 21
период напряжение на ёмкости практически равно напряжению на
вторичной обмотке питающего' трансформатора U<= I *n о t. Отсюда ток в
цепи заряда: / = £; » С cos и Л Заряд ёмкости прекращается по-ле того, как
напряжение на ёмкости достигнет амплитуды напряжения на тр'шсформг-
торе, а ток станет равным нулю. Чтобы избежать короткого замыкания
трансформатора при коммутации, момент включения коммутатора должен
быть так синхронизован по
частоте и фазе с переменным
напряжением питания, чтобы он
происходил, когда напряжение на
диоде отрицательно.
Кпд цепи заряда можно
найти из следующих рассуждений. За
время заряда энергия, теряемая
на аноде диода,
AR:
^(H-QV. J|
Полезная энергия, накопленная
на ёмкости:
Ас = Х-СЕ\
Отсюда кпд цепи заряда
Ас 1
Ac +Ar
1+^.шСгв
(21.7.3)
При "ш Сгв — 0,05 кпд
получается высоким порядка 90%.
1 ис. 21.19. Недостатком описываемой схемы,
помимо сказанного, является ещё
низкий коэффициент .использования трансформатора, так как ток во
вторичной обмотке существует только в течение четвёртой части периода.
Чтобы определить коэффициент использования вторичной обмотки^трансфор-
матора, надо найти эффективное значение тока во вторичной обмотке.
Поскольку ток идёт в течение 1Ц", то его эффективное значение в у 4 раз
меньше эффективного значения тока, который протекает в течение всего
периода.
Следовательно,
Е<*С
2/2
Вольтамперы вторичной обмотки
т г» т Е ыС£а
С другой стороны, полезная мощность может быть нэйдэт, как
энергия накопленная в ёмкости, отнесённая к периоду
Р=
СЕ*
2%

Работа передатчика короткими импульсами
567
Отсюда для коэффициента использования вторичной обмотки
трансформатора k2 получается выражение
2 , Л г.
(21.7.4)
Ш\Р
+-t (б)
Из-за низкого коэффициента использования трансформатора схема
рис. 21 19а находит применение только в модуляторах сравнительно
небольшой мощьости.
На рис. 21.20а представлена схема резонансного заряда от источника
переменного тока. В цепь заряда включается индуктивность L3. Её
величина подбирается такой, чтобы
цепь заряда была настроена в
резонанс на частоту питающего
тока. Обратимся к составлению
уравнений, описывающих
изменения напряжения на ёмкости и
тока в цепи заряда от времени.
Момент коммутации в этой
схеме должен быть так
синхронизован с частотой и фазой
питающего тока, чтобы он совпадал
с моментом времени, когда
питающее напряжение Проходит
через нуль от положительных
значений к отрицательным. Поэтому
для удобства построения
графиков задаёмся мгновенным
значением питающего напряжения в
форме е — — £sin < /.
Из общей теории переходных
процессов известно, что,
например, напряжение на ёмкости мож-
яо представить как сумму
напряжения, которое получится в
вынужденном режиме, и
составляющих, описывающих свободные
колебания. Амплитуда
вынужденного напряжения на ёмкости
больше амплитуды внешнего
напряжения в 1 / о раз, где о —
затухание зарядного контура. Фаза
вынужденного напряжения на
ёмкости uiCi eh от фазы внешнего
напряжения на ?. Полное
выражение для напряжения на
ёмкости имеет следующий вид:
t (б)
г (S)
Рис. 21.20.
ttc= Г C0SW/ + е 2 (#ifios ы/ -f B2sin со/),
du.
Ток в цепи заряда найдём по формуле -f"=r Л_. 9
р d<»t

568 Глава 21
Считая, что затухание мало, при подстановке возьмём производные
только от гармонических функций. В результате получим:
Е —L*t 1
/=— — sincoZ-f-e 2 _ (—^jsincoZ+BjCosco/).
f/B p
Произвольные постоянные В\ и Вг определим из начальных условий:
при / = О, UC = 0, i = 0. После вычислений окончательные выражения для
напряжения и тока получаются следующие:
и = ^1—е 2 Jcosof, /=— £.[l— e 2 jsinwf.
В описываемой схеме переходный процесс в цепи заряда развивается
только в течение первого периода. Затем наступает коммутация. Учитывая,
что затухание цепи заряда мало, можно для этого отрезка времени
экспоненту заменить двумя первыми членами её разложения в ряд. Тогда
выражения для uq и i представятся в виде:
ц =£^coscof; /=— Ё.^ sin «Л (21.7.5)
С 2 р 2 ч '
Эти выражения показывают, что в начальной стадии переходного
процесса амплитуды напряжения и тока возрастают линейно с течением
времени.
Для дальнейшего объяснения работы схемы рассмотрим диаграммы,
представленные на рис. 21.206,8,2,3. На рис. 21.206 показан график
внешнего напряжения. На следующем рис. 21.20в показано изменение
напряжения на накопительной ёмкости. Моменты коммутации соответствуют
переходу внешнего напряжения через нуль от положительных значений к
отрицательным. Амплитуда напряжения на ёмкости линейно нарастает со временем
и к моменту коммутации ^t==2 согласно ф-лам (21.75) достигает
величины иСмагс~- Е, т. е. в раз больше амплитуды питающего напряжения.
На рис. 21 20г представлен график тока в зарядной цепи. В момент
коммутации ток равен нулю. К началу новой зарядной стадии начальные
условия остаются теми же, какие были приняты выше, т. е. vc = 0 и i = 0. На
рио 21 20(3 представлены импульсы напряжения на нагрузке, т. е. на
первичной обмотке импульсного трансформатора.
Не останавливаясь на вычислениях, приведём окончательные формулы
для кпд цепи заряда и коэффициента использования вторичной обмотки
трансформатора
ib-l-^iA, (21.7.6)
ft2»!^L(l_ic&). (21.7.7)
Из этих формул следует, что при 5 = 0,1 получается т]3«80% т\
ki» 60%

Работа передатчика короткими импульсами 569
21,8. Конкь е i oo утаторы
Во всех коммутирующих приборах мягкого типа используется явление
газового разряда во время коммутации. После окончания процесса
коммутации начинается процесс деионизации. Как развитие процесса ионизации,
так и оформление процесса деионизации требует известного времени.
Поэтому все коммутаторы мягкого типа обладают инерционностью, которая
является главным их недостатком. Качество коммутирующего прибора
определяется следующими основными
показателями: 1) максимальной величиной ком- Напоил*
мутируемого напряжения, 2) максимальной острие**68
величиной коммутируемого тока, 3)
падением напряжения на коммутаторе во
время прохождения тока, 4) точностью фик- . „ - „. >
сации момента начала срабатывания ком- ^sL/ J(L^& amfifmana*
. -^=^_—^ электрод
мутатора, т. е. временем ионизации газо- ' ^*=~*=—
вого промежутка, б) временем
деионизации газового промежутка, 6) сроком
службы, 7) зависимостью перечисленных выше ПоддиЖиые
рабочих параметров от температуры, дав- аректроды
ления и т п рис 2I 2J
В качестве коммутирующих приборов ' * *
мягкого типа в модуляторах
радиолокационных передатчиков находят применение вращающиеся искровые
разрядники, тригатроны, тиратроны. Ниже даётся краткая хара'ктеристика этих
коммутаторов.
Устройство вращающегося разрядника можно уяснить из рассмотрения
рис. 21.21. На вращающемся диске укреплено несколько электродов.
Каждый из них при одном обороте диска проходит мимо неподвижного
электрода. Для ускорения процесса ионизации рядом с неподвижным
электродом помещено остриё, которое за счёт высокого градиента создаёт слабый
коронный разряд. Когда расстояние между электродами сократится
настолько, что градиент напряжения между ними превысит некоторое
критическое значение, наступает пробой. При пробое падение напряжения на
искровом промежутке становится весьма малым, оно измеряется сотнями
вольт на сантиметр искры. Во время пробоя через искру происходит
разряд формирующей линии на нагрузку. После окончания разряда искра
гаснет, наступает процесс деионизации и цеп, разрывается В это время
начинается процесс заряда накопительной ёмкости. Частота повторения
импульсов зависит от числа оборотов мотора вращающегося диска п и
числа электродов на диске р. Она может быть определена по формуле:
пр
F = ск-• Чтобы получить частоту повторения импульсов в пределах
200—800 гц, применяется число оборотов от 1800 до 5600 в минуту и число
электродов на диске от 4 до 14.
Достоинство искрового разрядника состоит в том, что он может
коммутировать значительные напряжения до 20—25 кв и токи в импульсе
порядка нескольких сотен и до тысячи ампер. Значительный разброс по
времени начала коммутации составляет главный недостаток искрового
разрядника. Этот разброс объясняется тем, что процесс ионизации развивается
постепенно, начиная с того момента, когда градиент между электродами
достигнет минимального пробивного значения, а оформляется процесс
ионизации ко времени, когда градиент увеличится в 2—3 раза против
минимального. Время разброса срабатывания зависит от окружной скорости
Диска, оно составляет ~ 50 мксек. Другим недостатком искрового
разрядника является зависимость пробивного напряжения от температуры и
особенно от давления воздуха

570
Глава 21
Применение искровых разрядников целесообразно в модуляторах,
мощность которых измеряется десятками тысяч киловатт в импульсе. Срок
службы искрового разрядника достигает 500 часов.
Устройетво тригатрона схематически представлено на рис. 21 22. Три-
гатрон содержит три электрода, помещённых в баллон, наполненный
сжатым газом под давлением от 1 до 6 атмосфер. С повышением давления
уменьшается время ионизации и деионизации. В качестве наполняющего
газа используется аргон с небольшой примесью кислорода, который
помогает бороться с эрозией электродов. Электроды 1 и 2
являются главными. Между ними происходит искровой разряд и
проходит ток импульса. Электрод 3 является
вспомогательным. На электроды 2 и 3 подаётся синхронизирующий
поджигающий импульс, который пробивает небольшой
промежуток и вызывает ионизацию главного промежутка, после
чего наступает пробой между электродами 1 и 2. Тригатроны
изготовляются на напряжения от 3 до 20 кв и на токи в
импульсе порядка десятков ампер. Срок службы тригатрона
составляет около 400 часов и определяется накоплением внутри
д 2 баллона азотистых соединений, которые вызывают увеличение
времени деионизации. После замены газового наполнения три-
Рис. 21.22. гатрон может быть вновь использован для работы. Разброс
момента срабатывания тригатрона зависит, главным образом, от
времени развития процесса ионизации между главными
электродами Его величина получается порядка 0,1 мксек. Время деионизации
главного промежутка значительно, оно ограничивает максимальную частоту
повторения импульсов величиной 2000 гц. Это свойство является наиболее
существенным недостатком тригатрона. Другой его недостаток состоит в
зависимости пробивного напряжения от температуры окружающей среды.
Напряжение поджигающих импульсов составляет для мощных тригатронов
несколько киловольт.
Тиратрон представляет трёхэлектродную лампу с газовым наполнением.
Первоначально применялись тиратроны с наполнением парами ртути. Во
время паузы между импульсами на сетку тиратрона подавалось отрица
тельное запирающее смещение такой величины, что процесс ионизации в
пространстве анод—катод при этом возникнуть не мог. Прохождение
импульса тока между анодом и катодом начиналось лишь после того, как
на сетку подавался положительный управляющий импульс напряжения
достаточной величины.
Оказалось, что тиратроны с ртутным наполнением имеют ряд
недостатков Из них главнейшие сводятся к следующему: 1) Время
деионизации достигает 100 мксек. Поэтому частота повторения не может быть
выше нескольких сотен герц. 2) Величина напряжения на сетке, при котором
открывается тиратрон, зависит от температуры окружающей среды.
В последние годы разработаны тиратроны с водородным наполнением.
Эти приборы являются наиболее совершенными коммутаторами мягкого типа.
Водородные тиратроны изготовляются на анодные напряжения от 5 до 16 кв
при токах в импульсах от 30 до 300 с Особенностью конструкции
водородных тиратронов является тщательное экранирование катода от авсда при
помощи сетки и дополнительных экранов. Поэтому во время паузы между
•импульсами смещение на сетке может быть равно нулю. Отпирание
тиратрона производится положительными импульсами напряжения яорядка
200 в. Наполнение водородом позволило значительно уменьшить время
ионизации и деионизаци по сравнению с ртутными тиратронами. Время
ианизациц составляет юколо 0,02 мксек, а время деионизации — 10 мксеК.
С водородными тиратронами удаётся получить короткие.импульсы длцтедъ.-
-ност ю 0,2 мксек и работать с частотой повторения до 5000 гц.
При составлении схем модуляторов с формирующими искусственным)!
Линиями следует иметь в виду, что тиратрон пропускает ток только в ОД-

Работа передатчика короткими импульсами
571
ном направлении. При пробоях в магнетроне, когда нагрузка для
модулятора превращается в короткое замыкание, на искусственной линии может
получиться весьма большое напряжение. Это явление объясняется
следующим образом.
Заменяя ради простоты рассуждений схему формирования линирй,
можно сказать, что при коротком замыкании нагрузки волна напряжения
полностью отразится с переменой фазы, линия перезарядится и
напряжение на ней станет таким же, как в начале коммутации, но противоположной
полярности. Дальнейший разряд линии невозможен, так как тиратрон
проводит ток только в одном направлении. В результате последующего
процесса заряда напряжение на накопительной ёмкости станет вдвое больше
нормального. При последующих периодах коммутации и заряда напряжение
будет продолжать повышаться. Установившееся значение напряжения на
накопительной ёмкости зависит от сопротивления цепи разряда, которое
фактически не является полным коротким замыканием. Как показывают
расчёты, величина этого напряжения может превысить рабочее напряжение
в несколько раз. Чтобы устранить возможность описанных перенапряжений,
параллельно тиратрону включается диод, как показано пунктиром на
рис. 21 4. Формирующая линия после перезарядки разряжается через этот
диод, так что к началу процесса заряда напряжение на
накопительной ёмкости получается близким к нулю.
21.10. Импульсный модулятор с индуктивным
накопителем
Cxeiwa модулятора с индуктивным накопителем представлена на
рис. 21.23а. Нагрузкой модулятору служит генератор увч. Цепь постоянной
слагающей анодного тока генератора 1ап представлена "на схеме условно
диодом с внутренним сопротивлением, равным сопротивлению генератора
постоянному току R .
Ток разряда
+1—ПШГ^
Ш заряда
-HI
t (5)
Азаряо^к
» M_-L_A
(в)
V к
t (8)
г (?)
Рис. 21.23.
Для объяснения работы модулятора на рис. 21.236,8,2,6 представлены
графики, на которых показано изменение во времени напряжения на
управляющей сетке модулятора ес, тока в накопительной индуктивности L —iL
напряжения на аноде модуляторной лампы еап тока в нагрузке /а-, Когда
на сетку модуляторной лампы поступает прямоугольный импульс
напряжения положительной полярности, анодный ток отпирается, и накопительная
индуктивность L заряжается, т. е. в её магнитном поле накапливается

572
Глава 21
энергия, доставляемая анодным током. После того, как напряжение на
управляющей сетке изменит знак, анодный ток запирается и накопительная
индуктивность разряжается на нагрузку.
Особенность модулятора с индуктивным накопителем состоит в том,
что импульс напряжения на нагрузке оказывается значительно больше
напряжения источника питания. Оценить выигрыш в величине напряжения на
нагрузке против напряжения источника питания можно из следующих
рассуждений. В момент запирания анодного тока напряжение на аноде >
равно разности между напряжением источника питания Е и напряжением на
накопительной индуктивности VL
ea^E—UL.
Величину анодного тока в этот момент можно выразить через
сопротивление анодной цепи лампы для тех же напряжений, т. е.
1 -gg-E-^
if— .— .
Гв Гв
Величину гв не следует путать с внутренним сопротивлением лампы,
которое указывается в паспорте лампы.
В начале процесса разряда накопительная индуктивность посылает в
нагрузку тот же ток, который давала модуляторная лампа в момент
запирания. Пренебрегая паразитными и блокировочными параметрами, будем
считать, что нагрузка определяется сопротивлением генератора
постоянному току /?,. Следовательно, импульс напряжения на нагрузке будет
Fa макс = ImR2= (E—UL) А.
гв
Это выражение показывает, что выигрыш в величине импульса
напряжения на нагрузке против напряжения источника питания получается тем
больше, чем больше сопротивление нагрузки по сравнению с внутренним
сопротивлением модуляторной лампы. Что касается напряжения на
индуктивности в момент запирания анодного тока U^ то если заряд
достаточно длительный, то можно считать, что UL = 0. Однако такой режим
является невыгодным, так как при этом получается низкий кпд цепи
заряда. Более выгодным является режим, при котором UL = (0,3—0,4) Е.
Как бы то ни было из расчётов, выполненных для конкретных схем,
получается, что импул с напряжения на нагрузке превышает напряжение
источника питания в 5—15 раз.
На схеме рис. 21.23а ёмкость С а является блокировочной. Её
назначение состоит в том, чтобы предотвратить попадание напряжения источника
питания на анод генератора. Величина С<? выбирается такой, чтобы за
время импульса она успевала зарядиться до напряжения, которое
составляет лишь незначительную часть от импульса напряжения на нагрузке
Это значит, что постоянная времени R г Cq должна быть значительно
больше длительности импульса т. Назначение индуктивности L б состоит в том,
чтобы дать путь для тока разряда блокировочной ёмкости С-. Во время
отпирания модуляторной лампы С $ разряжается через анодную цепь
модулятора и индуктивность L -, так как через анодную цепь генератора ток
разряда С % пройти не может. К началу очередного импульса напряжение
на ёмкости С практически равно нулю. На процессы во время
прохождения,, импульса тока через нагрузку индуктивность /, - не должна оказывать
заметного влияния. Это значит, что постоянная времени LglRg должна быть
значительно больше длительности импульса т.

Работа передатчика короткими импульсами
573
В схеме рис. 21.23а форма импульса напряжения на нагрузке
определяется разрядом индуктивности на сопротивление нагрузки и потому
получается экспоненциальной. Чтобы получить форму импульса,
близкую к прямоугольной, накопительную индуктивность L надо заменить
эквивалентом линии, у которой на конце короткое замыкание. При заряде
линии током lm накапливается энергия в магнитном поле. При
помощи рассуждений, об.щая идея которых была изложена в п. 21.4,
нетрудно доказать, что при разряде такой линии на сопротивление нагрузки,
равное волновому, получится прямоугольный импульс напряжения. Его дли-
2/ 1
телг ность т = - -, а высота Еа = 'o~Jm^e- В качестве схем, замещающих
длинную линию с коротким замыканием на конце, могут быть
использованы соответствующие'схемы, аналогичные описанным в п. 21.5 для линии,
разомкнутой на конце.
Необходимо подчеркнуть, что от коммутирующего прибора в данной
схеме требуется размыкание тока. Поэтому применение коммутаторов с
мягким вакуумом в таких схемах невозможно.
Во время заряда индуктивного накопителя значительная часть энергии
источника питания теряется на аноде модуляторной лампы. Кпд
модуляторов с индуктивным накопителем получается низким, обычно меньше 50%.
По сравнению с модуляторами, у которых энергия накапливается в
ёмкости, рассматриваемая схема значительно менее экономична. Обычно
модуляторы с индуктивным накопителем применяются в тех случаях, когда
мощность невелика и величина кпд не играет существенного значения, но важно
получить высокое напряжение импульса при малом напряжении источника
питания. Индуктивные модуляторы употребляются в качестве подмодулято-
ров для создания поджигающих импульсов, подаваемых на вспомогательные
электроды тригатронов. Кроме того, индуктивные модуляторы применяются
также в самолётных установках. Там нежелательна установка источников
питания на высокое напряжение потому, что на большой высоте вместе с
уменьшением давления понижается и прочность изоляции.
ЛИТЕРАТУРА
1. Я. С. И ц х о к и. «О некоторых вопросах анодной модуляции
импульсных генераторов». Труды ВВА им. Жуковского, вып. 126, 1945.
2. Я. С. И ц х о к и. Импульсная техника. «Советское радио», 1949.
3. В. Г. Карпов. «Некоторые вопросы модуляции импульсных
генераторов радиочастоты». Труды ЛКВВИА, вып. 6. 1944.
4. Н. Н. Крылов. Импульсная техника. Связьиздат, 1950.
5. Ф. В. Лукин. Переходные процессы в линейных элементах
радиотехнических устройств. Оборонгиз, 1950.
6. Л А. М е е р о в и ч. «К расчёту параметров двухполюсников,
формирующих короткие прямоугольные импульсы». Труды Академии имени
С. М. Будённого № 13, 1946.
7. Л. А. М е е р о в и ч. «О синтезе цепей по заданной временной
характеристике». «Радиотехника» № 5, 1948.

ГЛАВА 22
КЛИСТРОНЫ
£2.1. Принцип действия клистрона
Устройство клистрона и принцип его действия можно уяснить из
рис. 22 1. На этом рисунке показан катод К и' электрод С. Относительно
катода на него подаётся напряжение Ur. Электрод С называется
управляющей сеткой, он служит для управления током луча электронов и для
его фокусирования Далее следует первый объемный резонатор Г,
называемый группирователем. Противоположные стенки группирователя
сделаны з виде сеток. За группирователем помещается пространство дрейфа,
длиной s, а затем вторая пара сеток, принадлежащая второму объемному
контуру У, называемому улавливателем. За улавливателем помещён анод а.
Группирователь и улавливатель имеют относительно катода одинаковое
положительное напряжение (Jo Относительно катода на анод подано
напряжение Еп. Через линию Л\у которая заканчивается петлей связи, в
группирователе могут быть возбуждены электромагнитные колебания от
внешнего источника. -При этом появится переменное напряжение между
сетками группирователя и\. Поскольку стенки объёмных резонаторов
можно считать идеально проводящими, вне замкнутого объёма
электромагнитное поле отсутствует. Напряжение щ управляет скоростью электронов или,
как говорят, модулирует электроны по скорости. Угол пролёта электронов
через группирователь зависит от расстояния между его сетками и
скорости, которая определяется ускоряющим напряжением (Jo- При выборе
достаточно большого (Jo и малого пролётного расстояния угол пролёта может
быть сделан малым даже в диапазоне сверхвысоких частот. В пространстве
дрейфа или пространстве группирования электроны движутся свободно но
инерции с разными скоростями и более быстрые электроны догоняют более
медленные. В результате происходит образование сгущений и разрежелий
электронного потока, т. е. группирование электронного луча по плогности
заряда. Таким образом, в пространстве дрейфа электронный луч с
переменной скоростью преобразуется в луч с переменной плотностью заряда Это
значит, что конвекционный ток изменяется с частотой напряжения,
действующего на сетках группирователя.
Расстояние s выбирается таким, чтобы амплитуда первой гармоники
конвекционного тока в плоскости улавливателя получалась достаточно
больщой. При пульсации конвекционного тока в контуре улавливателя
наводится индукционный ток. Как было показано в п. 111 при малом угле
пролёта индукционный ток можно считать равным конвекционному. Если
частота наведённого тока близка к собственной частоте объёмного
резонатора, то резонатор ведёт себя подобно простому колебательному контуру,
у которого ёмкости образована сетками, а индуктивность стенками полости.
Чтобы получить наибольшую мощность, улавливатель должен быть
настроен в резонанс на первую гармонику конвекционного тока. Поскольку
энергия электронного потока выделяется в улавливателе, то естественно,
что напряжение улавливателя тормозит электроны. Очевидно, что
амплитуда, напряжения улавливателя £/2 не может значительно превышать
ускоряющее напряжение Uo, так как иначе электронный поток будет
отбрасываться улавливателем обратно в пространство дрейфа. Связь улавливателя

Клистроны
5т5
jH S—Hi
£.*-
Рис. 22.1.
с внешней нагрузкой осуществляется через петлю связи, переходящую в
линию Лг.
После прохождения через улавливатель электроны двигаются к аноду.
Напряжение на аноде Е а должно выбираться таким, чтобы мощность
потерь была малой. Для этого нужно, чтобы скорость электронов у анода
была близкой к нулю. Величину Еа можно определить из следующих
рассуждений. Положим, что амплитуда напряжения на сетках улавливателя-
U2 = о. Тогда электроны до выхода из улавливателя получают ускорение
от напряжения Uo, а за улавливателем этим же напряжением тормозятся.
Скорость электронов у анода будет равна
нулю, если Еа = 0. Если же электроны
тормозятся между сетками улавливателя,
то, чтобы преодолеть тормозящее поле
при движении к аноду, анодное
напряжение ДОЛЖНО быТЬ Еа> U2.
Клистрон может работать в режиме
умножения частоты, если улавливатель
настроить на одну из высших гармоник
наведённого тока. Настройка объёмных
резонаторов достигается либо деформацией
стенок, выполняемых в виде гибких
диафрагм 'на рис. 22 1 они показали
волнистыми линиями), либо ввинчиванием в
полость винта. Для изменения волны в бо- 1
лее широких пределах применяются конструкции со съёмными
резонаторами. Из генератора с внешним возбуждением клистрон можно превратить
в автогенератор, если группирователь и улавливатель связать цепью
обратной связи, при которой будет выполнено условие баланса фаз и
амплитуд.
Основной принцип работы клистрона: модуляция электронного луча по
скорости и последующее превращение скоростной модуляции в пульсации
конвекционного тока был впервые высказан в 1932 г. советским учёным
Д А Рожанским. Теоретическое обоснование этого принципа было
(.публиковано А. Арсеньевой и О. Хайль в 1935 г. Дальнейшее развитие
клистрона было достигнуто в результате соединения принципа скоростной
модуляции с применением объёмных резонаторов. Теория объёмных резонаторов
была впервые разработана советским ученым М С. Нейманом в 1938 г.
Особенность объёмных резонаторов состоит в том, что они обладают
весьма высокой добротностью порядка тысяч. При высокой добротности
получается большим резонансное сопротивление контура. Это весьма важно.^
так как в клистронах не удаётся получить большую силу тока в луче.
Препятствием тому служит нарушение фокусировки луча силами
электростатического расталкивания электронов. Чтобы при малом токе развить
заметное напряжение на улавливателе, требуется большое резонансное
сопротивление, которое обеспечивается объёмным резонатором.
Теория клистрона была развита в ряде работ советских учёных:
В. Я- Савельева, В. И. Сифорова, В. И. Калинина и других.
22.2. Теория к;истрона
В пространстве между катодом и группирователем электроны движутся
ускоренно под действием ускоряющего напряжения Uo. У сетки группиро-
вателя скорость электронов достигает величины

576 Глава 22
В пространстве между сетками грушшрователя электроны подвергаются
действию переменного напряжения:
«,=(/, sin ©/. (22.2.1)
Амплитуду напряжения группирователя будем считать малой по
сравнению с ускоряющим напряжением, т. е. -~ < 1 • Кроме того, будем счи-
тать, что угол пролёта электронов через группирователь мал. Тогда
действие напряжения группирователя сведётся лишь к изменению скорости
проходящих электронов. После выхода из группирователя скорость
электронов определяется действием суммы двух напряжений Uo -f- щ. Величина
скорости при выходе из группирователя будет ,
v=v„y
l+2l sin»/
U0
или приблизительно
v=v0 [1+ 2jj- sinw/
Это выражение показывает, что после группирователя скорость
электронов модулирована, а фаза переменной составляющей скорости совпадает с
фазой напряжения группирователя. Обозначив глубину модуляции напряжения
т — ~±, будем иметь:
v=v[l+~ sin «Л. (22.2.2)
После группирователя электроны попадают в пространство дрейфа, где
движутся по инерции со скоростью v Если обозначить время прохождения
электронов через группирователь через tu а путь дрейфа через s, то для
времени прибытия электронов к улавливателю t% получим выражение:
v0(l + | sin "*t
Обозначим время пролёта через пространство дрейфа при отсутствии
модуляции to—slv0 и, учитывая, что m <C U напишем приближённо:
'1=*1+'о(1-грп»/Л. (22.2.3)
Это выражение понадобится для вычисления конвекционного тока в
плоскости улавливателя. Этот ток изменяется во времени. Обозначим его
через i2(fe). Конвекционный ток в плоскости группирователя является
постоянным. Обозначим его через i0. Ток tj можно найти из условия
непрерывности заряда: изменение заряда у группирователя за время dt\ должно
бмть равно изменению заряда у улавливателя за время dh, т. е.
h4t% = Isfiti. Отсюда следует
HKh)=A. (22.2.4)
dtt
Для сокращения дальнейших вычислений введём вместо времени
следующие фазные углы:
т1=ш/1; т0=о>*в; *а=ш*а — х0, (22.2.5)

Клистроны 577
т0 есть угол пролёта в пространстве дрейфа при отсутствии модуляции.
Кроме того, обозначим
(22.2.6)
пг
Величина г называется параметром группировки. Тогда выражения
(22 2 3) и (22.2.4) примут следующий вид:
-t2=*i— г sin xlt
at»
(22.2.7)
(22.2.8)
После вычислений получим
1 — Г COS Тх
(22 2.9)
Полученная формула совместно с выражением (22.2.7) описывает
зависимость конвекционного тока от времени у улавливателя. Прежде чем
делать выводы из этих формул, необходимо обратить внимание на
следующее. Если параметр группировки г>1, то из (22 2.9) для некоторого
интервала времени получаются отрицательные значения тока. Это, однако, не
соответствует действительности? так как направление движения электронов
не меняется на обратное. Такой результат объясняется тем, что более
быстрые электроны обгоняют медленные и в результате приращение времени
dh получается отрицательным. Чтобы. получить правильный результат из
ф-лы (22.2.9), надо брать значения тока по абсолютной величине, не
обращая внимания на знак.
На рис. 22 2 представлены графики,
показывающие изменение
конвекционного тока во временя у улавливателя
М^г) для трёх значений параметра
группировки t = 0,5; 1; 1,84.
Если гС1, то ток /2 изменяется
вокруг постоянной слагающей по
гармоническому закону. При t = 1 в графике
тока /2(^2) получается пик, уходящий в
бесконечность. Этот пик объясняется
тем, что в плоскости улавливателя
встречаются электроны, покинувшие
группирователь в разные моменты
времени. Фактически h = °° быть не может,
этому препятствуют силы
электростатического расталкивания электронов.
Когда г > 1 график '2(т2) имеет вид
импульса с двумя симметрично
расположенными пиками. У импульсов тока такого вида оказываются большими
амплитуды гармоник высокого номера, поэтому клистрон хорошо работает
в режиме умножения частоты.
Чтобы рассчитать энергетический баланс и кпд клистрона, необходимо
произвести гармонический анализ конвекционного тока в плоскости улав-
Л1^в_а1'еля- Поскольку графики тока на рис. 22.2 симметричны относительно
^2 — 0, т. е. представляют чётную функцию времени, то разложение тока
в ряд имеет следующий вид:
Рис. 22.2.
*2—Л>+ h cos г2 -f h cos2x2 -f ...In cos rt x2,
(22.2.10)

578
Глава 22
где постоянная составляющая и амплитуды высших гармоник,
определяются из формул:
о
2 J ,
In «= — U cos л TjdT2.
тс «
о
Чтобы вычислить эти интегралы, сделаем замену переменной г8 на т i-
Для этого согласно (22.2.8) заменим i^irt^lodzi и, кроме того, во
втором интеграле подставим (22.2.7), после чего будем иметь:
Iх 2 г
/в= — f iod^i, In —~ f *0 cos (лт1 — ял sin тх)d Xj.
TC J TC J
о о
Первый интеграл даёт /о = Аь т. е. постоянная составляющая тока равна
току луча при отсутствии модуляции. Второй интеграл выражается через
удвоенную функцию Бесселя первого рода я-го порядка от аргумента пг
In=l02Jn(nr). (22.2.11)
Рассмотрим фазовые соотношения в клистроне. Нас будет интересовать
разность фаз между напряжением на сетках группирователя и первой
гармоникой наведённого в улавливателе тока. На рис. 22 3 показана
эквивалентная схема клистрона. На сетках группирователя показана полярность
напряжения, которая в написанных выше формулах принималась за
положительную. Стрелками показано соответствующее ей направление движения
электронов и положительное направление конвекционного тока.
Улавливатель представлен в виде эквивалентного колебательного контура,
присоединённого к сеткам. Считаем, что ёмкость между сетками улавливателя
учтена в виде ёмкости эквивалентного контура. Сначала обратим внимание на
связь между фазами конвекционного и наведённого тока в улавливателе.
Если углом пролёта электронов между сетками можно пренебречь, то
наведённый ток будет равен конвекционному по величине. Его направление
также показано на рис. 22.3. Наведённый ток развивает на контуре
улавливателя напряжение «я- На рис. 22.3 видно, что полярность этого
напряжения будет такова, что в пространстве между сетками электронный поток
тормозится, что естественно, так как отбираемая у него энергия выделяется
в контуре. Из рис. 22.3 следует, что фазы конвекционного и наведённого
тока противоположны.
На основании полученных выше формул и, учитывая только-что
сказанное, получим, что если напряжение на сетках группирователя задано в
виде Uisin^t, то первая гармоника наведённого тока улавливателя
изменяется по закону — /icos {<»t—to). Сопоставление этих выражений
показывает, что фаза тока отстаё! от фазы напряжения на угол xq^-JL .
Отставание на угол х0 объясняется пролётом электронов через простран-
ство дрейфа. Дополнительный сдвиг на -у объясняется тем, что электроны,
заторможённые в группирователе, но прошедшие через него раньше, и
электроны, ускоренные им, но прошедшие через него позже, группируются у
улавливателя с электронами, вышедшими позже первых, но раньше вторых,
когда напряжение на группирователе проходит через нуль, возрастая. Для
клистрона усилителя или умножителя указанные фазовые соотношения не
играют особой роли, но их следует принимать во внимание, если группиро-
'ватель и улавливатель связаны цепью обратной связи для получения
автоколебаний.

Клистроны
579
Перейдём теперь к определению полезной мощности в улавливателе и
кпд Рассмотрим сразу общий случай умножения частоты, когда
собственная частота улавливателя близка к частоте «-й гармоники конвекционного
тока.
Допустим, что угол пролёта электронов через сетки улавливателя мал,
так что его можно не учитывать. Тогда ток, наведённый в улавливателе,
равен конвекционному. Обозначим амплитуду напряжения между сетками
•улавливателя через Оц, а разность фаз между я-й гармоникой наведённого
1 г '
! Г I
\ I
L Л
\4
I L
—. ^.™_4—=— Электроны
Т Г" тон
"i ±~~
i Наеденный
il%)
Рис. 22Л.
0.6
0,4
0,2
>°
~Ц2
pr/s
/,
?_
"""Т
п-3
л-W
1
-П-1
Рис. 22.4.
тока и этим напряжением через -f 2. Для мощности л-й гармоники в
улавливателе получим выражение Рп— — InU2 cos <р2 или, подставиь (22.2.11),
найдём:
Pn=i(Jn(nr)U% cos <р„. (22.2.12)
Поскольку мы допустили, что сетки группирователя и улавливателя
абсолютно прозрачны для электронного потока, то клистроном
потребляется только мощность от источника анодного напряжения. Эта мощность
равна
/о Ida. (22.2 13)
Отсюда находим кпд клистрона:
/
-•M'»")S*iCos<j>2
(22 2.14)
Здесь коэффициент использования анодного напряжения: £„ —
U,
Наибольшая полезная мощность будет при настройке улавливателя в
резонанс, когда f2 = 0. Формула для кпд клистрона совершенно совпадает с
аналогичным выражением для кпд генератора на обычной электронной
лампе: *) = — g„ Чп cos ya Из сравнения этих выражений следует, что
коэффициент формы для импульса тока у улавливателя равен удвоенному
значению функции Бесселя: gn ==2J„(«r). . <A
Для оценки порядка кпд клистрона на рис. 22.4 приведены графики
функций Бесселя Зп{пг) для трёх гармоник п = 1, 3, 10 в зависимости от
параметра группировки. Из этих графиков следует, что максимальная
полезная мощность и максимальный кпд получаются при оптимальных
значениях параметра группировки, которые соответствуют максимальным значе-
nJip ФУНкили Беоселя. В табл. 22.2.1 приведены оптимальные значения
параметра группировки и максимальные значения отношения *.„/£,, для
разных гармоник. ""

580
Глава 22
Та-блица 22.2 1
п
Jrt(w)=%/£„ . .
„(лг)АЫг) . . .
1
1,84
0,58
1
2
1,52
0,49
0,84
3
1,4
0,43
0,74
4
1,33
0,40
0,69
5
1,28
0,37
0,64
10
1,2
0,30
0,52
?п
и,о
0,4
ЦЗ
0*
0,1
,
\
"^
L
\
\
\
J
№
N
'-*
?
7=
*л
=/
>
ь*.
О
?
Из рассмотрения таблицы можно сделать следующие выводы. В
режиме усиления оптимальная величина параметра группировки г ==» 1,84. Форма
импульса конвекционного тока при этом имеет два пика, как представлено
на рис. 22.2. При оптимальных условиях кпд клистрона получается равным
0,58 £ь Этот результат показывает, что коэффициент формы импульса
конвекционного тока даже при оптимальных условиях получается недостаточно
высоким g\ = 1Д6. Из теории ламповых генераторов известно, что при
работе с косинусоидальными импульсами при угле отсечки 90—60е
коэффициент формы получается значительно выше: gi = 1,6—1,8.
Другой характерной особенностью
импульсов конвекционного тока является
относительно слабое уменьшение амплитуд
высших гармоник с ростом их номера при
оптимальных условиях. Из табл. 22 2Л
следует, что максимальная амплитуда второй
гармоники лишь на 16% меньше
максимальной амплитуды первой гармоники и
даже амплитуда десятой гармоники
уменьшается против амплитуды первой
гармоники лишь вдвое.
Описанные результаты справедливы
»$? при допущении, что угол пролёта
электронов через сетки улавливателя весьма
мал. На самом деле угол пролёта может
Рис 22.5 достигать значительной величины.
Например, при пролётном расстоянии 1,5 мм,
ускоряющем напряжении Uo — 1000 в на
X = 10 см угол пролёта достигает о2 = 90°. Энергетические соотношения
при значительной величине угла пролёта заметно ухудшаются. На рис. 22.5
представлен график, показывающий изменение кпд клистрона в зависимости
от угла пролёта в улавливателе в предположении, что £л = 1. Из графика
следует, что с увеличением угла пролёта кпд клистрона монотонно умень-
кпд в режиме усиления оказывается
равным 47%. Ещё более значительное уменьшение кпд получается на
гармониках.
Помимо влияния инерции электронов в улавливателе фактический кпд
клистрона значительно уменьшается ещё за счёт потери тока на сетках
группирователя и улавливателя. При работе в режиме усиления кпд в
действительности оказывается порядка 20%.
Главный недостаток клистрона как генератора увч состоит в том, что
пдлучить большой ток в луче не удаётся из-за нарушения группировки
пространственным зарядом. Поэтому от клистрона нельзя получить и
большую мощность в импульсном режиме. Для радиолокационных передатчи-
F
Т
шается. При угле пролёта 02 =» —=

• Клистроны
581
ков, где требуется импульсная мощность порядка сотен и тысяч киловатт,
в диапазоне увч обычно применяются магнетронные генераторы. •
Наиболее целесообразным оказывается использование клистрона в
качестве умножителя. При возбуждении группирователя волной порядка 1 м
в улавливателе при настройке на 10-ю гармонику можно получить волну
около 10 см. Если волну возбуждающего напряжения получать от
автогенератора с кварцем через соответствующее число ступеней умножения, то
можно получить колебания в диапазоне увч, стабилизованные кварцем.
У клистрона-автогенератор а обратная связь осуществляется либо через
коаксиальный кабель, связывающий резонаторы, либо через отверстие в
стенке, разделяющей резонаторы.
Недостатком клистрона-автогенератора является наличие двух
резонаторов и необходимость их взаимной точной настройки. Это обстоятельство
затрудняет наладку клистрона и работу в диапазоне частот.
22.3. Отражательный клистрон]
нь
От недостатков клистрона-автогенератора с двумя контурами свободны
отражательные клистроны. В отражательных клистронах функции группи-'''
рователя и улавливателя выполняет один резонатор. Поэтому проблема
взаимной настройки контуров отпадает.
Схема отражательного клистрона представлена на рис. 22.6. Электрод С
служит для регулировки тока луча и его фокусировки. Относительно
катода на него подаётся напряжение Uc На объёмный резонатор относительно
катода подано ускоряющее напряжение Uq. Далее следует анод, на который
относительно катода подано отрицательное напряжение Еа. В пространстве
между резонатором и анодом существует тормозящее поле, определяемое
разностью напряжений Uo — Еа- Попав в тормозящее поле, электроны по
инерции проходят некоторый путь, а затем отражаются обратно к
резонатору. По этой причине анод часто называется отражателем При наличии
автоколебаний между сетками резонатора
существует переменное напряжение. Под действием
этого напряжения электронный поток,
следующий от катода, модулируется по скорости. После
вылета из резонатора электроны группируются
по плотности заряда в тормозящем поле.
Величина тормозящего поля подбирается так, что
электроны, вышедшие из резонатора с разными
скоростями, пройдя в тормозящем поле
различный путь, вернутся к сеткам резонатора
одновременно. Таким образом, получится
преобразование модуляции по скорости в модуляцию
плотности заряда. Если угол пробега
электронов через' пространство группирования подовран
правильно, то при возвращении электронов они тормозятся полем между
сетками резонатора и отдают ему свою энергию Заторможённые электроны
затем оседают на сетках резонатора. Таким образом, особенность
отражательного клистрона состоит в том, что один резонатор служит
одновременно и группирователем для ускоренных электронов и улавливателем для
электронов, отражённых из пространства с тормозящим полем.
Отражательный клистрон был изобретён советским учёным В. Ф.
Коваленко в 1940 г. Теория отражательного клистрона развита в ряде работ
советских авторов: В. ф. Коваленко, В. И. Калинина, Я. П. Терлецкого,
С Д Гвоздовера, Л. И. Лошакова и Я. 3, Цыпкина,
Рис. 22.6.

582
Глава 22
Рассмотрим более подробно процесс группирования электронов в
тормозящем поле. Если напряжение между сетками резонатора описывается
уравнением
u = £/sino)^ (22.3.1)
то выражение для скорости электронов после выхода из резонатора при
условии U <C Vq будет
Здесь
(22 3.2)
(22.3.3)
Коэффициент использования ускоряющего напряжения £ одновременно
является и коэффициентом модуляции этого напряжения в пространстве
между сетками резонатора: 5= — .
Обозначим момент вылета электрона из
резонатора через t\. Уравнение движения
электрона в тормозящем поле получается
таким же, как у тела, брошенного с
начальной скоростью в поле тяготения. Оно
имеет следующий вид
A*Cf(/,)(/-/i) ^t~{t-
hY
(22.3 4)
r/i i
Первая его составляющая
соответствует прямолинейному движению со
скоростью v(ti). Эта скорость определяется
выражением (22.3.2). Вторая составляющаг
соответствует равномерно замедленному
движению под действием тормозящего по
ля. Отрицательное ускорение, испытываемое
электроном в тормозящем поле, равно
а~1
I
(22.3.4)
Здесь /—расстояние между сетками
Рис. 22.7. . резонатора и анодом.
Процесс группирования электронного
потока по плотности при помощи
тормозящего поля наглядно поясняется рис. 22.7. На рисунке представлены
графики напряжения на резонаторе и движения электронов, вылетающих из
резонатора в три момента времени, смещенных на четверть периода.
Графики движения представляют собой параболы, которые описываются
ур-нием (22.3.4). Поскольку при возвращении электроны движутся через
сетки резонатора в противоположном направлении, то поле между сетками
резонатора, будучи ускоряющим для электронов, совершающих движение от
катода, является тормозящим для электронов, двигающихся от анода.
-На рис. 22.7 приведён случай оптимальной группировки, когда в момент
возвращения электронов напряжение на резонаторе -проходит через
положительный максимум и, следовательно, оказывает максимальное
тормозящее действие Из рис. 22.7 видно, что группировка происходит вокруг

Клистроны
583
электронов, покидающих резонатор в тот момент времени, когда его
напряжение проходит через нуль, убывая. Из графиков на рис. 22.7 следует,
что для получения условий оптимального торможения нужно, чтобы угол
пробега электронов, проходящих резонатор при и = 0, был равен целому
числу периодов без одной четверти, т. е.
г4п- т)
(Й.3.6)
где п = 1, 2, 3...
На рис. 22.7 показаны графики движения электронов для трёх
значений п=1, 2, 3. Случай п=1 соответствует наиболее сильному
тормозящему полю, т. е. большому отрицательному напряжению на аноде. При
/г=2 тормозящее поле слабее. Поэтому электроны проникают в
пространство группирования глубже и время пробега получается соответственно
больше. Случай ti = 3 соответствует ещё более слабому тормозящему полю.
Как будет показано далее, для поддержания автоколебаний в клистроне
точное выполнение условия оптимального торможния (22.3.6) не обязательно.
Возможно отступление от него в ту или другую сторону. При этом, однако,
частота автоколебаний будет отличаться от собственной частоты резонатора,
а амплитуда напряжения на резонаторе будет соответственно меньше.
Обратимся к вычислению конвенкционного тока в плоскости сеток
резонатора. Эта задача решается приёмами, которые были описаны в п. 22.2.
Момент времени t2, когда электрон вернётся к сеткам резонатора,
определяется из (22 3 4), если положить х = 0 fe = ft— —±-±!. После
подстановки сюда (22.3.2) получим
wi+4>(i+|-8ine*)- <22-з-7>
Здесь время пробега электрона в тормозящем поле при отсутствии на-
2v
пряжения на сетках резонатора /о=——?- После введения обозначений для
фазных углов:
Tj—w/jj T0=6»f0; т2=<»/2 — To (22.2.5)
и для параметра группировки
г-|-*в (22Л8)
получим для конвекционного тока fe(*2) уравнение в параметрической
форме.
•4—Tt + rsiiiTj, (22.3.9)
/2=— 1Л . (22.3.10)
1 4- г cos т,
В побледней формуле знаком минус учитывается, что возвращённые
электроны создают ток противоположного направления. Отсюда следует
представление конвекционного тока в виде гармонического ряда:
/а=—/„.f/jcos т2 — /2 cos 2т2+.... (22.3.11)
где *
I„=l02Ja{nr). (22.3.12)
Поскольку угол пролёта между сетками резонатора считается весьма
малым, для первой гармоники тока, наведённого в резонаторе возвращён-

584
Глава 22
ными электронами, получим выражение — /icos (со t — т0). При =»том
напряжение между сетками резонатора было задано в виде U sin^t. Отсюда
следует, что фаза первой гармоники наведённого тока отстаёт от фазы
напряжения на угол t0 + я- • '
Чтобы исследовать установившийся режим клистрона и найти условие
самовбзбуждения, заменим улавливатель эквивалентным контуром, как
показано на рис. 22.3. Такая замена законна для малой расстройки между
частотой автоколебаний со и собственной частотой резонатора со0. В
действительности такое допущение оправдывается. Эквивалентное
сопротивление контура при малой расстройке А" = со—«0 можно представить в виде
гее = Нее cos cp е1? . (22.3.13)
Здесь R се — эквивалентное сопротивление резонатора, 'f - фазный угол
нагрузки за счёт расстройки, определяемый из формулы
tg? = -~ . (22.3 14)
со08
8 — затухание резонатора.
В установившемся режиме комплексные амплитуды тока, наведённого
в резонаторе, и напряжения на нём связаны уравнением U = \\Zce .
Учитывая запаздывание фазы Ii относительно U на т0 -f- ~ , заменяя Л из
(22.3.12) и подставляя выражение (22.3.13), получим следующее уравнение:
U=2/0J1(r)/?Q.cos<pe1 ^_т°~г).
Это уравнение распадается на два: уравнение баланса амплитуд и
уравнение баланса фаз
U=2i0Jl{r)RceCos<f, (22.3.15)
— <р-2я (п— 1Л— т0. (22.3.16)
В последнем уравнении п = 1, 2, 3... Это уравнение показывает, что в
установившемся режиме частота автоколебаний совпадает с собственной
частотой резонатора, если угол пробега т0 удовлетворяет условию
оптимального торможения (22.3.6). Если же угол пролёта больше оптимального, то
<р > 0 и частота автоколебаний будет меньше собственной частоты
резонатора <»> < "о- Наоборот, когда угол пролёта меньше оптимального, то
<р < 0 и со ]> сор. Вообще для одиночного контура |<р| <^ -^- и поэтому
угол пробега может отличаться от оптимального менее, чем на -— •
Подставив (22.3.16) в (22.3.14), можно получить формулу,
непосредственно связывающую угол пролёта и поправку на частоту автоколебаний.
Эта формула име^т следующий вид:
ctgx0»?^ (22.JJ.17)

Клистроны
585
Преобразуем уравнение баланса амплитуд (22.3.15). Для удобства
расчётов заменим амплитуду напряжения V через параметр группировки.
Пользуясь ф-лой (22.3.8) и учитывая, что £= — ,
"о
*о
получим:
(22.3.18)
Кроме того, на основании ф-Лы (22.3.16) можно заменить
cos<p = — sinTo. После выполнения перечисленных подстановок, можно
переписать ур-ние (22.3.15) в следующей форме:
ш-гк
Здесь обозначено:
k <c0sinTni°S
U,
(22.3.19)
(22 3.20)
Используем ур-ние (22.319) для
анализа зависимости установившегося
режима от параметров схемы и для
вывода условия самовозбуждения.
Левая часть этого уравнения
представляет функцию Бесселя от
параметра группировки. Её можно
рассматривать, как колебательную
характеристику клистрона. Правая часть уравнения
представляет прямую. По аналогии с
теорией обычного автогенератора эту
прямую можно назвать прямой
обратной связи. На рис. 22 8 представлено
построение функции Бесселя и прямой
обратной связи. Точки пересечения этих
графиков определяют значения
параметра группировки в установившемся
режиме. На рис. 22.8а показаны две
точки пересечения: начало координат г==0
и г = 2,4. Очевидно, что первая точка
соответствует неустойчивому состоянию
равновесия, а вторая — устойчивому
установившемуся режиму.
Найдём аналитическое выражение
для условия самовозбуждения
отражательного клистрона. Условие самовоз- i
буждения» выполнено, если прям1Я ^J
обратной связи идёт ниже касательной к колебательной
характеристике в начале координат. При малых г можно положить Jx (г) ^ —,
отсюда следует, что состояние равновесия будет неустойчиво, если k > 2.
Заменив k из (22 3.20), запишем условие самовозбуждения в развёрнутой форме:
2 4 6 в 10 12
(б) &
Рис. 22.8.
I^Rq
-*о>
(22.3.21)
2U0 — sin тс

586
Глава 22
На рис. 22.86 приведены графики, иллюстрирующие выводы, которые
следуют из анализа условия самовозбуждения. Правая часть (22.3.21)
представлена графиками—l/sim, для п=1, 2, 3, а левая часть — прямой.
Области, где условие самовозбуждения выполнено, отмечены штриховкой.
Из графиков следует, что условие самовозбуждения выполнить тем легче,
чем больше п. Область самовозбуждения оказывается тем шире, чем
больше п. Облегчение самовозбуждения при колебаниях с большим п
физически объясняется тем, что с увеличением п увеличивается время пробега
электронов в тормозящем поле. Поскольку речь идёт о весьма слабых
колебаниях, то с увеличением угла пробега улучшается группирование
электронов. Поэтому получается больше амплитуда первой гармоники
конвекционного тока. На рис. 22.86 заметна некоторая асимметрия в выполнении
условия самовозбуждения при отклонении угла пробега от условия
оптимального торможения. В сторону увеличения величину т„ можно отклсь
нять больше от оптимальной, чем в сторону уменьшения. Это объясняется
тем, что при отклонении тп в сторону увеличения неблагоприятное
влияние расстройки резонатора компенсируется улучшением группировки за счёт
увеличения времени пробега. При отклонении т0 в сторону уменьшения
одновременно происходит и расстройка за счёт нарушения баланса фаз и
ухудшение группирования.
Из ф-лы (22.3.21) следует, что для каждого вида колебаний, т. е. для
каждого значения п существует минимальное значение тока луча 10леин»
при котором выполняется условие самовозбуждения; кмин уменьшается с
увеличением л, т. е. с уменьшением тормозящего напряжения. Для
возбуждения автоколебаний управляют тормозящим напряжением на аноде,
которое влияет на величину т0 и напряжением управляющей сетки, от которого
зависит величина i'o.
Рассмотрим, при каких условиях мощность в резонаторе получается
максимальной. Выражение для полезной мощности имеет видР] = —/jt/coscp,
2г
Заменив /1=2/0т1(г) nl'--t/0) получим
Рл = ци^г^ (г)?- cos <р . (22.3.22)
"о
Положим, что имеет место режим оптимального торможения, т. е.
cos:f= — sm т0 = 1. Согласно (22.3.22) полезная мощность
пропорциональна произведению rJi(r), которое проходит через максимум при г = 2,4.
На рис. 22.8 показан установившийся режим, при котором получается
г = 2,4. При этом должно быть k = 4,6. Заменив k из (22.3.20) и помня,
что sin т0 = — 1, получим, что полезная мощность будет максимальна, если
параметры схемы удовлетворяют условию
^<с0 = 4,6. (22.3.23)
Учитывая, что в этой формуле т0 соответствует режиму оптимального
торможения (22.3.6), можно сделать заключение, что выполнить условие
максимума мощности (22.3.23) тем легче, чем больше п = 1, 2, 3. Возникает,
однако, вопрос, при каком значении п амплитуда напряжения на резонато-
ре будет наибольшей при г = 2,4. Из ф-лы V = — С/о следует, что при
данном г величина U будет наибольшей для того вида колебаний, у кото-

Клистроны
587
рого t0 меньше, т. е. при п = 1. Поэтому максимальная мощность
получается для колебаний вида п =» 1 при г = 2,4. При п = 2 амплитуда
напряжения уменьшается в отношении 7/з, а при п = 3в отношении и/з.
Необходимо оговориться, что при п = 1 результаты, соответствующие оптималь
кому г = 2,4, могут быть приняты с натяжкой, так как при выводе
ф-лы (22.5.2) предполагалось £<1. Проверка, однако, показывает, что при
й=1иг = 2,4 £« 1.
Теоретический кпд отражательного клистрона в оптимальном режиме
при ^колебаниях вида п= 1 получается около 50%, при п = 2 около 21%,
при >ь=Зоко;ш.ЛЗ%. Фактический кпд оказывается примерно в 10 раз
меньше порядка 2—4%. Имеется ряд причин, объясняющих значительное
уменьшение полезной мощности против расчётной. Эти причины связаны
со значительной потерей тока на сетках резонатора, ухудшением
группировки за счёт пространственного заряда и конечным временем пробега
электронов между сетками резонатора.
В заключение рассмотрим графики
рис 22.9, на которых показана
зависимость амплитуды U и отклонения
частоты автоколебаний А/ от напряжения на
анода для нескольких значений п. На
рисунке видно, что все кривые несимметрич- >v. ,
ны относительно линий, соответствующих jN^
условию оптимального торможения, т. е.!
д^ = 0. Отклонение частоты получается-
более значительным при уменьшении от- v
рицательного Еа, чем при его увеличении.
Это явление связано с асимметрией
условия самовозбуждения относительно ^о, с
чём уже упоминалось при анализе
графика на рис. 22.86. Изменение частоты
при изменении Еа получается более
значительным для видов колебаний, у
которых номер п больше. Это обстоятельство
также прямо вытекает из графика рис. 22*86", на котором видно, что
отклонение т0 от значения, соответствующего оптимальному торможению,
получается тем больше, чем больше п.
Несимметрия амплитудных кривых U(Ea) непосредственно
подтверждается ф-лой (22.3.20) для k, в которую величина to входит в виде
произведения t0sint0. С физической стороны этому явлению можно дать
следующее объяснение. При увеличении отрицательного Еа происходит
уменьшение угла пробега х0. Вместе с этим уменьшается U, вследствие чего
Время пробега ускоренных электронов уменьшается ещё больше. Обе
причины приводят к ухудшению группировки. При уменьшении отрицательного
Еа ухудшение группировки за счёт увеличения ^о компенсируется в
некоторой степени уменьшением времени пробега ускоренных электронов за счёт
уменьшения U. Максимальная амплитуда напряжения уменьшается для
колебаний с более высоким номером п. Это обстоятельство уже было
объяснено выше.
Отражательные клистроны оказываются ещё менее подходящими для
генерирования колебаний ультравысоких частот большой мощности, чем
двухконтурные клистроны. Однако, они широко применяются в качестве
генераторов небольшой мощности. Областью их применения являются
гетеродины в приёмниках и гетеродины для измерительных целей.
В гетеродинах радиолокационных приёмников клистроны обычно
работают в схемах с автоматической подстройкой частоты. Цель
автоподстройки состоит в уменьшении изменения промежуточной частоты за счёт
нестабильности частоты передатчика или гетеродина приёмника. Для
автоподстройки используется зависимость частоты клистрона от напряжения на
отражателе. Напряжение, которое получается после дискриминатора, усили-
Рис. 22.9

588
Глава 22
телем постоянного тока и регулирует напряжение на отражателе таким
образом, чтобы промежуточная частота приёмника оставалась близкой к
номинальному значению.
Мощность отражател ных клистронов, применяемых на практике,
невелика, она измеряется десятыми долями ватта. Ускоряющее напряжение
применяется около Vo = 300 в. Ток луча около i 0 =20 ма. Напряжение на
отражателе до Еа = — 300 в. Рабочие волны клистронов лежат в диапазоне
3—10 см.
ЛИТЕРАТУРА
1. М. С. Н е й м а н. «Выпуклые эндовибраторы», ИЭСТ №№ 9 и 10, 1939.
2. В. Я. С а в е л ь е в. «К теории клистрона». Журнал Технической
физики, т. 10, вып. 16, 1940.
3. В. И. Калинин. «К теории электроннолучевого генератора с
фазовой фокусировкой». Известия АН СССР, серия физическая, т. IV, № 3, 1940.
4. В. И. Калинин. Генерирование дециметровых и сантиметровых
волн. Связьиздат, 1948:
5. В. Ф. Коваленко. «История развития электроннолучевых ламп для
микроволн». Известия АН СССР, серия физическая, т. IV, № 3, 1940.
6. Я- 3. Цыпкин. «К теории клистрона». Радиотехника № 1, 1947.
7. В. Ф. Коваленко. Введение в электронику сверхвысоких частот,
ч. 1. Советское радио, 1950.

ГЛАВА 23
МАГНЕТРОНЫ
23.1. Краткие сведения о законах движения электронов
в электрическом и магнитном полях
Простейшая конструкция магнетрона представляет диод с
цилиндрическим анодом и цилиндрическим катодом. Вдоль оси
диода действует магнитное поле, которое будем считать
однородным. Магнетрон при известных условиях может
поддерживать автоколебания в приключённой к нему колебательной
системе. Изучение магнетрона начнём с краткого рассмотрения его
свойств в статическом режиме. Для этого напомним законы
движения электронов в магнитном и электрическом полях.
Если электрон находится в электрическом поле,
напряжённость которого равна Е, то он испытывает действие силы,
равной еЕ. Отсюда следует уравнение движения:
mrt=eE . (23.1.1)
В этом уравнении г — радиус-вектор, определяющий
положение электрона в пространстве. Дие точки наверху и индекс t
внизу означают вторую производную по времени t, т. е. vt= -^ .
Движение электрона эквивалентно электрическому току, сила
которого равна произведению скорости на заряд, т. е. ert. При
наличии внешнего магнитного поля с напряжённостью Н будет
иметь место взаимодействие этого поля с полем тока. Сила,
действующая на электрон, определяется векторным
произведением создаваемого электроном тока на напряжённость
магнитного поля, т. е. е[г,Н]. Отсюда следует уравнение
движения:
mrt = e[rtH}. (23.1.2)
В общем случае, когда электрон совершает движение
одновременно в электрическом и магнитном поле, действующая на
него сила равна сумме сил, стоящих в правых частях
ур-ний (23.1.1) и (23.1.2). Тогда уравнение движения
становится следующим:
mrt=eE f e{vth]. (23.1.3)

590 Глава 23
В прямоугольной системе координат (х, у, z) это уравнение
распадается на три, соответственно проекциям сил и скоростей
по осям координат:
mxt=eEx -f e{H2yr-Hyzt)
ту^еЕу^-е{Н^-Нгх() к (23.) А)
mzt=eEz-\-e(Hyxt—Hxyt)
Из ур-ьяя (23.1.2) следует, что магнитное поле
оказывает влияние на движение электрона лишь в том случае, когда
вектор его скорости имеет составляющую, нормальную к линиям
сил магнитного поля.' В качестве важного примера движения
электрона в магнитном поле рассмотрим случай, когда он
движется в плоскости х, у, а магнитное поле нормально этой
плоскости. Тогда в уравнениях движения (23.1.4) следует считать:
HZ = H\ Нх = Ну = 0; Ех = Еу = Ег = 0.
Уравнения движения упрощаются и приобретают следующий
вид:
тх(=еНу(; myt= — eHxt. (23.1.5)
Прежде чем интегрировать эти уравнения, введём
обозначение для величины, которая нооит название циклотронной
частоты:
«у-~. (23.1.6)
Кроме того, введём новую переменную, заменяющую время
по формуле
т = <оч*. (23.1.7)
Тогда ур-ния (23.1.5) можно записать в следующей форме
лс, =у, yz = — хх. (23-!-8)
Для интегрирования полученной системы уравнений
зададимся начальными условиями в наиболее простой форме.
Положим, что при т =0 электрон был в начале координат и имел
только составляющую скорости, направленную вдоль оси у. Это
зйачит, что - *
*(0)«у(0)=0; i,(0)=0; ^(0) = -^.
Интегрируя ур-ние (23.1.8) при этих начальных условиях,
получим:~
*=-^(l-cosx); 3>=^-sinx. (23.1.9)

Магнетроны
591
Эти уравнения представляют траекторию электрона в
параметрической форме. Они -показывают, что электрон совершает
периодическое движение, его частота равна циклотронной.
Нетрудно убедиться, что траектория электрона является
окружностью. Исключая из написанных выше ур-ний (23.1.9)
время, получим уравнение траектории в следующем виде:
y2+(.x~V=(^S- (23ЛЛ(П
Скорость движения электрона во все моменты времени
согласно (23.1.9) равна начальной. Кинетическая энергия электрона
остаётся неизменной, так как сила, -действующая на элекгрон,
всё время нормальна к траектории электрона. Из ур-ния (23.1.10)
следует, что радиус траектории, описываемый электроном,
зависит от его начальной скорости и циклотронной частоты, которая
определяется выражением (23.1.6). Чем дальше напряжённость
магнитного поля, тем сильнее действует сила, отклоняющая
электрон от прямолинейного движения, и ^ем меньше
получается радиус траектории. Время обращения электрона по
траектории не зависит от начальной скорости и определяется
циклотронной частотой, которая зависит только от
напряжённости магнитного поля. Это верно при условии, что скорость
движения электрона значительно меньше скорости света.
ДноО"
Рис. 26Л.
В качестве второго примера рассмотрим движение электрона
при совместном действии электрического и магнитного полей в
.плоском магнетроне, представленном на рис. 23.1с. Будем
предполагать, что между анодом и катодом действует однородное
электрическое поле. Если напряжение на аноде Еа, а расстояние
между анодом и катодом d, то напряжённость этого поля будет:
(23.1.11)
Е=-^
бледует заметить, что решение уравнений для плоского
магнетрона даёт результаты, пригодные и для цилиндрического

592
Глава 23
магнетрона в том случае, когда радиус анода (га) близок к
радиусу катода (гк). В таком случае под величиной d следует
разуметь d=ra—rK. Направление силовых линий магнитного
поля считаем нормальным к плоскости чертежи. Если система
прямоугольных координат ориентирована относительно катода
и анода так, как показано на рис. 23.1а, то в уравнениях
движения (23.1.4) следует положить: Hz — H, Их = Hy — Q> Ey — I,
Ех = Ег — 0. В результате получим:
mxt=e Hyt; myt= eE— eHxt. (23.1.12)
Так же, как и в предыдущем случае, введём обозначение для
циклотронной частоты согласно выражению (23.1.6) и для
безразмерного времени согласно (23.1.7). Кроме того,
обозначим:
т Е
Р=—аявЛ. * (23.1.13)
После указанных замен система уравнений, описывающих
движение электрона (23.1.12), приобретает следующую форму:
х% =ух; ух = Р — х* • (23.1.14)
При решении этой системы зададимся начальными
условиями в простейшей форме. Именно положим, что прих =0
электрон находится в начале координат в состоянии покоя. Это
значит, что
Jf(0)=M0)=ix(0)*jix(0)«0.
Интегрируя ур-ния (23.1.14) при указанных начальных
условиях получим:
х= р (х — sin х); у= р(1— cosx). (23.1.15)
Эти выражения представляют уравнения движения электрона
в параметрической форме. Если исключить из них
гармонические функции, то получим уравнение траектории в виде
(jc— Рт)»+Су— Р)я= Р2- (23.1.16)
Это уравнение является уравнением окружности. Радиус
окружности равен р, а угловая частота вращения равна
циклотронной частоте «) ч .Ордината центра окружности равна р,
а её абсцисса равномерно перемещается вдоль оси х. Скорость

Магнетроны 59В
этого перемещения представляет среднюю скорость движения
вдоль оси х:
VP\ (23.1.17)
В результате наложения вращательного и поступательного
дзижения получается движение на циклоиде. На рис. 21.1а
представлено построение, объясняющее образование
циклоидальной траектории. В дальнейшем нам понадобится выражение для
средней скорости электронов вдоль оси х через параметры
источников питания магнетрона. Сделав подстановки в формулу
ч)с = рш получим:
<^—Й---23-- <23ЛЛ8>
Для цилиндрического магнетрона, когда отношение
^-невелико, вместо (23.1.18) можем написать:
Гк
%в=т-^Чй (23.1.19)
СР (га—гк)Н • к '
Траектории описанного типа будут в том случае, если
электроны при своём движении по циклоидам не касаются анода.
Для этого необходимо, чтобы максимальная ордината циклоиды,
равная удвоенному радиусу катящегося круга, была меньше
расстояния между анодом и катодом, т. е. 2 <Cj&. При этом
постоянный ток в анодной цепи магнетрона отсутствует. Если же
имеет место обратное неравенство 2 ^>d, то все электроны
ударяются об анод и во внешней цепи протекает постоянный
анодный ток. Магнитное поле, при котором электронные
траектории касаются поверхности анода и происходит прекращение
постоянного тока, называется критическим. Его величину можно
определить из условия 2p=d. После очевидных подстановок
получим, чтр критическое магнитное поле удовлетворяет
выражению: i i i i , J J
jt = ¥-. (23.1.20)
hKp 2m
Эта формула пригодна и для цилиндрических магнетронов с
толстым катодом, если заменить d=ru—г , тогда получим:
Еа=^(г,~гк)Щр. (23.1.21)

B94
Глава 23
23.2. Типы колебаний в магнетроне
Начало исследований магнетрона, как генератора колебаний
ультравысоких частот, относятся к началу двадцатых годов.
В течение двадцати лет к 1940 г. был накоплен весьма большой
экспериментальный и теоретический материал. Советским исследователям в
работе по магнетронным генераторам принадлежит ведущее место. Важные
работы по магнетронным генераторам были выполнены А. А. Слуцкиным,
Д. С. Штейнбергом, М. Т. Греховой, В. С. Лукошковым, С. Я. Брауде,
С. В. Беллюстиным, Г. А. Гринбергом, В. И. Калининым и рядом других
авторов. В 1932 г. В. М. Мухин предложил устройство многорезонаторного
магнетрона. Это предложение, однако, не было реализовано и не получило
широкой известности. Вновь идею магнетрона этого типа выдвинул
М. А. Бонч-Бруевич. Конструкция многорезонаторного магнетрона была
разработана и осуществлена сотрудниками М. А. Бонч-Бруевича — советскими
изобретателями Н. Ф. Алексеевым и Д Е. Маляровым в 1940 г. Этот тип
магнетрона находит исключительное применение в настоящее время.
В результате теоретических и экспериментальных
исследований было установлено, что в магнггронных
генераторах могут быть получены колебания трёх
различных типов: колебания циклотронной частоты, ди-
натронные колебания и колебания вращающегося
пространственного заряда.
Колебания циклотронной частоты возникают при
следующих условиях. Напряжённость магнитного поля
должна быто подобрана близкой к критической.
Между анодом и катодом включается колебательная
система, например, в виде двухпроводной линии. Собствен-
Рис 2Г.2. ная частота системы должна совпадать с
циклотронной частотой, которая определяется ф-лой (23.1.6).
Чтобы объяснить механизм поддержания колебаний
этого типа, необходимо рассмотреть движение электронов при условии, что
напряжение на аноде, помимо постоянной, имеет и переменную
составляющую, частота которой равна циклотронной. В зависимости от фазы' вылета
электронов с катода электрическое поле, создаваемое переменной
составляющей анодного напряжения, будет либо складываться с постоянным полем и
ускорять электроны, либо вычитаться, и следовательно, тормозить их.
Электроны, ускоряемые переменным полем, являются вредными, так как они
приобретают кинетическую энергию за счёт энергии переменного поля.
Электроны с противоположной фазой оказываются полезными При помощи
этих электронов совершается преобразование энергии постоянного тока в
энергию колебаний высокой частоты. Очевидно, что установившиеся
колебания будут поддерживаться только в том случае, если энергия,
потребляемая от переменного поля вредными электронами, будет меньше
энергии, доставляемой этому полю полезными электронами. Чтобы убедит ся,
что такое положение действительно имеет место, рассмотрим траектории
электронов, представленные на рис. 23 2. Траектория 1 относится к
статическому режиму, когда переменная составляющая напряжения между
анодом и катодом отсутствует. Поскольку напряжённость магнитного
поля равна критической, то траектория электрона лишь касается
поверхности анода. Траектория 2 показывает движение вредного электрона. Он
начинает движение тогда, когда переменное напряжение на аноде
складывается с постоянным. При этом кривизна траектории уменьшается и
электрон в течение первой1 половины периода переменного напряжения попадает
на анод. Энергия, которую он приобрёл от постоянного и переменного поля,
превратилась в кинетическую, которая в свою очередь выделилась в виде
тепла пр*и ударе электрона об анод. Траектория 3 относится к полезному
электрону. В течение первой половины периода электрон движется в поле
слабее постоянного, так как из него вычитается переменное. Поэтому кри-

Магнетроны
595
визна его траектории получается больше, чем в случае статического режима.
Поскольку переменное поле изменяется с циклотронной частотой, к концу
первой половины периода электрон максимально приблизится к аноду. За
вторую половину периода электрон удаляется от анода. При этом он опять
тормозится переменным полем, так как направление поля изменилось. К концу
периода скорость электрона равна нулю, а значит, равна нулю и кинетическая
энергия. Электрон не дойдёт до катода и поэтому его потенциал ная энергия
будет мен ше, чем была в начале движения. Очевидно, что убыль
потенциальной энергии равна энергии, которую электрон отдал полю высокой
частоты за счёт энергии постоянного поля. В следующий период подобное
движение повторится и электрон ещё больше приблизится к аноду. За время
своего движения он тоомозится переменным полем и опять отдаёт ему часть
энергии постоянного поля. Так будет продолжаться до тех пор, пока
электрон не достигнет анода. Существенное обстоятельство, которое объясняет
механизм поддержания колебаний, состоит в том, что полезные электроны
отдают энергию переменному полю в течение нескольких периодов
колебаний, а вредные взаимодействуют с полем за время не более половины
периода.
Практика работы с колебаниями типа циклотронной частоты показала,
что они возникают с трудом. Для повышения интенсивности колебаний
оказывается полезным направление магнитного поля несколько
смещать относительно оси катода. При этом получается более выгодный
процесс удаления вредных электронов. Мощность и кпд магнетрона при
колебаниях типа циклотронной частоты получаются небольшими. На волнах
около 50 см были получены мощности порядка 100 вт. На волне 10 см — около
1 вт. Кпд при этом колеблется от 10 до 1%. С магнетроном описываемого
типа были получены весьма короткие волны 0,6 см, однако, при очень
малой мощности.
Колебания циклотронной частоты связаны с инерцией электронов, так
как период колебаний оказывается равным времени обращения электронов
по циклоидальным траекториям. При колебаниях динатронного типа инерция
электронов не играет принципиальной роли. Название «динатронные
колебания» дано с той целью, чтобы подчеркнуть, что колебания этого типа
происходят за счёт падающего участка в статической характеристике,
аналогично падающему участку характеристик генераторов, действие которых
связано с динатронным эффектом. Это название нельзя признать удачным, так
как динатронный эффект по существу в поддержании колебаний роли не
играет.
Колебания динатронного типа наблюдаются в магнетроне с разрезным
анодом. Колебательный контур включается между сегментами анода, как
представлено на рис. 23.3а. При таком включении связь между
напряжением на контуре, токами сегментов анода и напряжением на сегментах
такая же, как и для двухтактной схемы. Фазы напряжения первой
гармонической на половинах контура будут противоположны. Если обозначить
мгновенное напряжение первой гармонической на половине контура,
присоединённой к сегменту 1 через и а , то для напряжений на сегментах имеют
место выражения:
е'а = Еа-и'а; е"а-Еа+иа. (23.2.1)
Напряжение на половине контура иа связано с токами сегментов
уравнением:

<b
1 лава i<2
- Здееь 2 д, —■ эквивалентное сопротивление контура между точками его
включения к сегменту и катоду. Из выражения (23 2.2) следует, что
напряжение на контуре определяется разностью токов сегментов. Харакгеристи-
ка, представляющая зависимость разностного тока от напряжения на
половине контура, может быть снята в статическом режиме. При этом с
изменением иа напряжения на сегментах следует изменять согласно
выражениям (23 2.1). Если статическую характеристику для разностного тока
изобразить в зависимости от напряжения на сегменте е а , то при известных
условиях она получается в таком виде, как представлена на рис. 23.3(5
(а) (5)
Рис.2^3.
В области напряжений eL, , не слишком отличающихся от напряжения
источника питания Еа, эта характеристика имеет отрицательную крутизну.
Это значит, что схема на рис. 23.3а может вести себя как генератор с
самовозбуждением. Частота автоколебаний в установившемся режиме
определяется параметрами контура.
Рассмотрим теперь те условия, при которых статическая характеристика
разностного тока имеет «падающий участок и приобретает вид, показанный
на рис. 23.36. Эксперимент показывает, что для этого необходимо, чтобы
напряжённость магнитного поля была больше критической. Падающий
.участок на характеристике разностного тока получается потому, что электроды
в бол шем количестве попадают на сегмент, у которого напряжение
относительно катода ниже. Расчёты и эксперименты показали, что траектории
электронов имеют вид, показанный на рис. 23.3в. Из рисунка следует, что
электрон до попадания на сегмент с низким потенциалом совершает
многократно повторяющееся петлеобразное движение. Поскольку время обращения
электрона по замкнутым траекториям определяется периодом циклотронной
частоты, то ясно, что время, за которое электрон перемещается от катода
к аноду, значительно больше циклотронного периода. Так как напряжение
на сегменте не должно заметно изменяться за время движения электрона,
то отсюда следует, что частота колебаний динатронного типа должна быть
значительно ниже циклотронной частоты ( <*> С <*>„). Для увеличения
циклотронной частоты согласно выражению (23.1.6) требуется увеличивать
магнитное поле. Это обстоятельство затрудняет получение от магнетрона в
режиме колебаний динатронного типа весьма высокой частоты.
С магнетронами описанного типа были получены мощности до
киловатта на волнам от 2 м до 50 см и около 80 вт на волне 20 см.
Магнетроны с разрезным анодом могут содержать больше двух, но
обязательно чётное число сегментов. Сегменты соединяются через один, как
показано на рис. 23.4. Образованные при этом два вывода сегментов
соединяются с колебательной системой. В многосегментном магнетроне, так же,
как и в двухсегментном, могут получаться колебания динатронного типа.
Но, кроме этих колебаний, в такой схеме получаются колебания другого

Магнетроны
597
типа. Будем их называть колебан ями вращающегося пространственного
заряда. Для получения колебаний этого типа при той же частоте магнитное
поле требуется меньше, чем для колебаний динатронного типа. Механизм
поддержания колебаний сводится к следующему. Вдоль сегментов
магнетрона образуется вращающийся пространственный заряд. Этот заряд отдаёт
энергию полю высокой частоты путём
взаимодействия с тангенциальной составляющей
электрического поля, которая образуется в
зазорах между соседними сегментами Частоту
колебаний можно определить из следующих
соображений. Для того, чтобы вращающийся
заряд отдавал энергию при взаимодействии
с полем в каждом зазоре' между сегментами,
необходимо, чтобы тангенциальная
составляющая поля оказывала на электроны
тормозящее действие. Но так как направление поля
при переходе от данного зазора к соседнему
меняется на обратное, то движение электро
нов должно происходить синхронно с частотой
Переменного поля. В простейшем случае уело
вие синхронизма сводится к тому, что время
пробега электронов между соседними зазорами равно половине периода.
Обозначив время пробега через t,, получим выражение для частоты « = — .
Для определения времени пробега через параметры режима и геометрию
магнетрона допустим, что электроны движутся вдоль сегментов со средней
скоростью v ср, которая определяется ф-лой (23.1.17). Тогда, обозначая радиус
сегментов через г а» а число их пар через р. для времени пробега между
соседними сегментами найдем выражение: tn=- a
Рис. 23.4.
мулу для частоты
р*.
. Отсюда получим фор-
Для цилиндрического магнетрона с тонким
катодом напряжённость поля у поверхности анода выражается через напря-
2
жение источника питания формулой Т = —2. $ поэтому выражение для
частоты приобретает следующий вид:
2
(2Ч 2.3)
Эта формула показывает, чт< повышение частоты может быть
достигнуто увеличением числа пар сегментов и уменьшением радиуса анода. Из
описанных трёх типов колебаний в магнетроне колебания последнего типа
оказались наиболее ценными. При колебаниях этого типа удаётся получить
высокие' частоты при относительно невысоких значениях магнитного поля,
код генератора оказывается весьма высоким. На волнах порядка 50 сч кпд
получается около 50%.
Конструкция магнетрона современною типа была
разработана советскими изобретателями Н. Ф. Алексеевым и Д. Е. Ма-
ляровым. Результаты своих работ Н. Ф. Алексеев и Д. Е.
Маляров опубликовали в 1940 г Эти работы оказали решающее впия-

598
Глава 23
иие на конструирование и развитие теории магнетронных
генераторов. Они определили прогресс, достигнутый за годы войны
в применении магнетронов, как мощных генераторов ультравы- 1
сокой частоты для радиолокационных передатчиков.
Достоинство конструкции Н. Ф. Алексеева и Д. Е. Малярова
состоит в удачном сочетании электроники магнетрона с
колебательной системой. Особенности конструкции можно понять из
рис. 23.5. В качестве колебательной системы Н. Ф. Алексеев и
Д. Е. Маляров применили медный
блок, в котором высверлена полость
для катода. С этой полостью, через
специальные щели, сообщаются
полости объёмных резонаторов. На
рис. 23.5 число резонаторов равно
четырём. Благодаря применению
ряда объёмных резонаторов магнетрон
Н. Ф. Алексеева и Д. Е. Маляров*а
часто называют многорезонаторным,
многокамерным или
многоконтурным. В конструкции мноторезона-
торного магнетрона колебательная
система обладает достаточно
высокой добротностью. Вместе с этим
конструкция позволяет путём
уменьшения ргзмеров резонаторов получить весьма высокие частоты.
Н. Ф. Алексееву и Д. Е. Малярову удалось получить волны
от 9,9 до 2,6 см при мощности до 300 вт.
В связи с бурным развитием радиолокации за годы войны
на основе изобретения Н. Ф. Алексеева и Д. Е. Малярова были
ргзработаны многочисленные конструкции магнетронов для
работы в импульсном режиме. В настоящее время многорезона-
торный магнетрон является основным типом генератора для
получения мощных колебаний ультравысокой частоты.
23.3. Устройство и принцип работы многорезонаторных
магнетронов
Главной областью применения магнетронных генераторов
являются радиолокационные передатчики, работающие в
импульсном режиме. Поэтому и большинство конструкций
магнетронов специально разрабатывалось для импульсной работы при
длительности импульса порядка микросекунд и скважности
порядка 1000. Явление импульсной эмиссии оксидных катодов
значительно способствовало успеху разработок магнетронов на
большую мощность и короткие волны. В импульсном .режиме
удельная эмиссия оксидного катода достигает величины до
100 а с квадратного сантиметра поверхности катода, что в де-
Н
^—I—LL_'
~~h

Магнетроны 599
сятки раз превышает удельную эмиссию при непрерывной
работе. Были созданы магнетроны, работающие при импульсах
анодною напряжения до 50 кв. Такие магнетроны развивают в
импульсе полезную мощность до 3000 кет при кпд порядка 60%
на волнах около 10 см. На волнах около 3 см достигнуты
импульсные мощности порядка 500 кет при кпд 40%, на волнах
около 1 см — 100 кет при кпд 30%. Стремление получить
большой эмиссионный -ток заставляет делать оксидные катоды
подогревного типа, имеющие относительно большой диаметр. Во
время работы катод подвергается бомбардировке со стороны
тех электронов, которые вылетают из катода в неправильной
фазе и ускоряются переменной составляющей электрического
поля. Разогрев катода падающими на него электронами
оказывается весьма значительным. Поэтому напряжение накала после
возбуждения магнетрона требуется понижать, а в некоторых
случаях его даже совсем выключают. Помимо катода,
электронной бомбардировке подвергается также анод. Для удобства
отвода тепла конструкция магнетрона делается
цельнометаллической, так что анодный блок служит внешней оболочкой
магнетрона. Для улучшения условия охлаждения наружной
поверхности анодного блока придаётся форма радиатора. Обычно она
обдувается воздухом.
Отдельные резонаторы анодного блока связаны через
общие магнитное и электрическое поля. Поэтому колебательная
система магнетрона обладает
многими частотами свободных колебаний.
Из-за слабой связи между
резонаторами собственные частоты
оказываются близко расположенными.
Многочастотность колебательной
системы магнетрона является era
недостатком, так как вызывает
неустойчивость режима и понижение
коэффициента полезного действия.
Для того, чтобы частоты свободных '
колебаний разнести по шкале частот
возможно дальше, связь между
отдельными резонаторами усиливается
при помощи системы связок. Связки
представляют проводники, которые
соединяются на торце анодного бло- Рис. 23.6.
ка с резонаторами через один.
Вопрос о способах разнесения частот собственных колебаний более
подробно рассматривается дальше.
Конструкция многорезонаторного магнетрона схематически
показана на рис. 23.6. На этбм рисунке представлен чертёж
восьмирезонаторного магнетрона в двух проекциях. Катод К ук-

600
Глава 23
реплён нг двух катодных вводах, которые впаиваются через
стекло. На торцах катода расположены диски Д. Их назначение
состоит в том, чтобы препятствовать движению электронов
4 «Л*
Рис. 2i 7
юянные магниты
вдоль оси магнетрона. С торцов внутренняя часть магнетрона
закрывается боковыми крышками Бу которые припаиваются к
кольцевым выступам на торцах анодного блока. Кольцевые
гвязки С для увеличения связи между резонаторами помещены
на обоих торцах анодного
блока. Поскольку
резонаторы взаимно связаны, то связь
с нагрузкой осуществляется
через один резонатор при
помощи петли связи. Провод
петли связи дальше может
быть соединён с
концентрическим кабелем или
волноводом. Общий вид
конструкции представлен на рис. 23.7.
На рисунке виден
стеклянный колпак, который
надевается для защиты вводов
катода от механических
повреждений.
Описанная конструкция отличается радиальными вводами
кртода в отличие от другой конструкции, где вводы катода
делаются вдоль оси магнетрона. Эта последняя конструкция носит
название пакетного магнетрона, схематически она представлена
на рис. 23.8. Особенность этой конструкции состоит в том что
боковыми крышками на торцах анодного блока служат по'люс-
Полтный
наконечнин
'выводы
катода
Рис. 2? 8

Магнетроны 601
ные наконечники магнита. Благодаря этому получается
маленький зазор между полюсами магнита, уменьшается магнитное
сопротивление и увеличивается напряженность магнитного поля.
Как дальше показано, с укорочением волны радиус анода
следует уменьшать пропорционально
волне, а требуемое магнитное поле
растёт обратно пропорционально длине
волны. Пакетная конструкция
отличается малым весом, она удобна для
магнетронов на короткие волны
порядка 1—3 см.
Каждый из резонаторов
магнетрона представляет колебательную
систему с распределенными постоянными и
обладает, следовательно, множеством
собственных частот Однако,
электрическое поле резонатора распределено,
главным образом, в щели, а магнитное
сосредоточено, главным образом, в
полости. Оно создаётся током, который обтекает внутренние
стенки полости. Ориентация полей резонатора представлена на
рис. 23 9. Сплошные линии представляют электрическое поле, а
пунктирные —■ магнитное Учитывая такое распределение полей
в резонаторе, а также и то обстоятельство, что магнетрон
обычно работает лишь на частоте, близкой к основной частоте
резонатора, последний можно рассматривать, как контур с
сосредоточенными параметрами. Приблизительно считают, что
индуктивность этого контура равна индуктивности полости резона-
Рис 23 9
(ф
Рис. 23.10.
тора, а ёмкость — ёмкости щели. Следует, однако, указать, что
форма разонаторов в анодном блоке может быть иной. На
рис. 23d0 представлены три типа конструкции резонаторов,
причем на рис. 23.106 показана уже известная нам форма
резонатора в виде щели с полостью. Эти конструкции при одной и той
же собственной частоте отличаются величиной характеристики,
Т. е. величиной отношения ут- Резонаторы на рис. 23.10
расположены в порядке возрастания этого отношения,

602
Глава 23
Через торцы анодного блока магнитные потоки одних
резонаторов проходят через полости соседних, в результате
получается магнитная связь резонаторов. Электрическое поле
рассеивается из щелей и проникает в пространство между
анодом и кгтодом. Это пространство называется пространством
взаимодействия, так как здесь происходит обмен энергией
между вращающимся пространственным зарядом и электрическим
полем резонаторов. Распределение электрического поля в
пространстве взаимодействия для колебания, при котором фазы
токов в соседних резонаторах сдвинуты на ^, показано на
рис. 23.11. Через общее поле в пространстве взаимодействия
осуществляется ёмкостная связь между соседними резонаторами.
Чтобы составить представление о собственных частотах
колебательной системы магнетрона, рассмотрим идеализованную
схему, представленную на рис. 23.12. Здесь каждый резонатор заменён
кснтурсм с параметрами LC Предполагается, что между соседними
контурами имеет место только магнитная связь. Коэффициент
взаимной индукции равен М. При решении уравнения для определения
собственных частот системы
необходимо принять во
внимание её замкнутость.
Обозначим сдвиг фазы между
грками соседних
резонаторов через <?, а число
резонаторов через N. При
последовательном обходе всех
контуров суммарный сдвиг
фаз относительно тока
первого резонатора будет срАЛ
Очевидно, этот сдвиг фаз
может быть равен числу 2^,
т. е. yN=2xn. Отсюда
получаем:
ср = 2тг-^. (23.3.1)
Чтобы получить все
возможные значения сдвига фаз
число п должно принимать значения п =0,1,2... N — {. Для
определения частот собственных колебаний составим уравнение
баланса напряжений для одного из контуров, например, с
номером q. Обозначив комплексную амплитуду тока в этом контуре
через 1д,в соседн-их с ним соответственно'^* и \q^x будем
иметь:
Рис. 23.11.

Магнетроны
603
В €илу симметрии системы полагаем, что амплитуды токов
равны, а фазы отличаются на ф, т. е \q Li — '^e1^; \
После подстановки и простых преобразований получим
1 — *<7 с
-j/"l—2х cos tp
(23.3.2)
Здесь
м
/LC
Из рассмотрения этой формулы
вытекают следующие выводы. Все
возможные значения частот получаются,
если сдвиг фаз между соседними резо- Рис. 2С.12.
наторами ф принимает значения,
заключённые в интервале О -С ф < тг. Значения ф, лежащие в
интервале it < ф < 2тс, новых частот не дадут, так как там
cos ф принимает те же значения, что и в первой половине
окружности. Отсюда следует, что новые значения для частоты
дают только те значения п в ф-ле (23.3.1), которые лежат в
N
пределах п= 0,1,2... -~-. Таким образом, получается, что
колебательная система магнетрона обладает собственными часто-
N
тами в количестве 1 -J- -у. В общем случае система из ./V
связанных контуров обладает собственными частотами в количестве
N
— 1
1
Такой
N. В данном случае это количество оказалось меньше на -^
потому, что система симметрична и частоты для значений ф ,
лежащих во второй половине окружности, совпадают со значения-
1 о / N
ми частот, которые получаются для /г =1,2... -у
случай принято называть вырождением. Поскольку для одного
значения п совпадают два значения частоты, то в данном случае
имеет место вырождение второго порядка. Фактически в
колебательной системе магнетрона есть асимметрия, вносимая хотя бы
петлей связи. Поэтому на самом деле количество собственных
частот равно N. Однако при слабой асимметрии вырожденные
частоты располагаются близко по шкале частот, составляя так
называемые дублеты. Колебания на частотах, соответствующих
разным значениям п или <f, называются видами колебаний. Как
показано дальше, подбором анодного напряжения и магнитного
поля можно обеспечить условия синхронизма между вращающимся
пространственным зарядом и изменением тангенциальной
составляющей электрического поля во времени. Эксперименты
показали, что наиболее целесообразным является использование

604
Глава 23
Колебания- вида <? =*«. При этом удаётся получить высокую
полезную мощность и хороший кпд. В то же время оказалось,
что близкое расположение частот других видов к частоте вида тс
приводит к тому, что работа становится неустойчивой. Колеба- ^
ния вида я вызывают появление колебаний соседних частот.
При'этом происходит искажение электрического поля в
пространстве взаимодействия. В результате колебания либо срывают-
Рис. 23.13
ся, либо существуют, но при пониженном кпд. Для устранения
неприятных последствий многоволнистости колебательной
системы магнетрона необходимо, чтобы частоты других видов
отстояли бы достаточно далеко относительно частоты вида я . С этой
целью применяется связывание резонаторов через один, т. е.
резонаторов, колеблющихся в фазе, при помощи связок.
Различные конструкции связок, представлены на рис. 23.13. На
рис. 23.13а показана ^простейшая система связок, которая
употреблялась в магнетронах ранних конструкций.
Необходимость усилить степень связи и добиться более значительного
разноса частот заставила искать способы более сильного
связывания. На рис. 23.13 б, в, г можно проследить, как постепенно
изменялась конструкция связок. На рис. 23.136 показаны
связки так называемого эшелонного типа. На р-ис. 23 13в — оди

Магнетрикы
105
нарная кольцевая связка и на рис. 23.13 г — двойная
кольцевая связка. На рис. 23.13 можно видеть расположение связок
лишь с одного торца, аналогично располагаются связки и на
противоположном торце. Последняя конструкция на рис. 23.13 г
обеспечивает наиболее сильную степень связывания и
соответственно наиболее значительное разнесение частот колебаний
различных видов. Экспериментально было установлено, что для
разделения частот полезно
внести асимметрию в систему свя- tt-
зок. Обычно такая асимметрия
достигается устройством разры- Ю-
ва в системе связок у резона-
_^ Степень
Одинарная связывания
кагьцевая
связка
Рис. 23.14.
тора, противоположного тому,
в котором помещается петля
-вязи с нагрузкой.
На рис. 23.14 представлен
график, иллюстрирующий
изменение длины волны колебаний связок
разных видов для восьмирезо-
наторного магнетрона в
зависимости от степени связывания.
На рисунке показано, что без связок частоты колебаний п = 4 и
я = 3 отличаются лишь на 2%. При одинарной кольцевой связке
различие между соседними частотами достигает 10%. Опыт
показывает, что для удовлетворительной работы разнос соседних
частот требуется от 5 до 20%. Длина связок оказывается соизмеримой
с длиной волны, поэтому действие их нельзя свести к короткому
замыканию. В зависимости от вида колебаний и сдвига фаз между
соседними резонаторами действие связок различно. Для
колебаний с большими номерами (я = 3,4) разность потенциалов
между соседними резонаторами получается большой и поэтому
действие связок сводится к внесению в резонаторы ёмкости,
благодаря чему частоты этих колебаний понижаются. Для
колебания с малыми номерами (п= 1,2) разность потенциалов между
соседними резонаторами мала, при этом действие связок
эквивалентно уменьшению индуктивности резонаторов. В результате
частота колебаний повышается.
Недостаток применения связок состоит в том, что они
усложняют конструкцию и, кроме того, вносят дополнительные потери.
Следовательно, они понижают сопротивление резонаторов на
холостом ходе, отчего понижается кпд резонаторов. На волнах
короче 3 см размеры анодного блока и резонаторов
настолько уменьшаются, что применение связок становится
затруднительным. Кроме того, потери, вносимые связками, увеличиваются
с укорочением волны. В таких магнетронах для разделения
частот применяется разнорезонаторная конструкция анодного
блока. Она показана на рис. 23.15. Особенность этой конструкции

606
Глава 23
Сводится к тому, что последовательно чередуются резонаторы
большого и малого размера с различными собственными
частотами: При весьма коротких волнах, о которых идёт речь, вывод
энергии из полости резонаторов через петлю связи неудобен.
Для этого на конструкции рис. 23.15 сдельна специальная щель,
через которую энергия из полости резонатора
выводится в волновод. Размеры щели
подбираются так, чтобы получить надлежащее
согласование волновода с полостью резонатора.
Большое практическое значение имеют
диапазонные магнетроны, у которых конструкция
по: воля т в некоторых пределах изменять ча-'
стоту автоколебаний. В диапазонных
магнетронах вариация частоты достигается путём
изменения эффективной ёмкости или
индуктивности резонаторов. Настройка может быть
симметричной, когда одновременно меняются
параметры всех резонаторов, и
несимметричной, когда меняются параметры лишь одного
резонатора. Симметричная настройка имеет то преимущество, что
не вызывает искажения поля в пространстве взаимодействия и
позволяет перекрыть более широкий диапазон порядка 12%.
Недостатком её является конструктивная сложность. При
несимметричной настройке искажается поле в пространстве
взаимодействия, в результате изменяется мощность и кпд.
Несимметричная настройка позволяет перекрыть более узкий диапазон —
около 6%.
Рис. 2?. 15.
Рис. 23 16
Конструкции с симметричной настройкой представлены на
рис. 23.16 а, б. На рис. 23.16а показано изменение частоты
при помощи штырей, которые путём надавливания на гибкую
диафрагму вводятся в полости резонаторов. При этом
индуктивность уменьшается. На рис. 23.166 настройка осуществляется
изменением ёмкости между кольцами двойной кольцевой связки.

• Магнетроны
607
Для сохранения вакуума движение органа настройки
осуществляется путём продавливания внешней оболочки, которая
выполняется в виде гибкой диафрагмы. На рис. 23.16в показана
конструкция для несимметричной настройки. В этой конструкции
полость одного из резонаторов через щель соединена со
специальным резонатором, объём которого можно изменять путём
давления на гибкую диафрагму.
Рассмотрим механизм поддержания автоколебаний в
магнетроне. Этот механизм связан с процессами взаимодействия
между электронами и электрическим полем резонаторов. Для
упрощения рассуждений рассмотрим сначала случай плоского
магнетрона. На рис. 23.17а представлено пространство взаимодействия
плоского магнетрона. Линии сил электрического поля
резонаторов показаны в предположении, что имеют место колебания
вида ?г, когда фазы соседних резонаторов сдвинуты на 180°. Для
уяснения механизма преобразования энергии постоянного поля
в энергию переменного поля необходимо рассмотреть движение
в пространстве взаимодействия полезных и вредных электронов.
Полезными являются те электро
ны, которые тормозятся
переменным полем резонаторов и
отдают ему свою кинетическую
энергию, приобретённую от
постоянного поля. Вредными являются
те электроны, которые
ускоряются полем резонаторов и увеличи- £.
вают свою кинетическую энергию ^////////у/////////^А^/-////}
за счёт переменного поля. Бу- (Q) __ -^атод
дет электрон полезным или
вредным — зависит от места и
времени его вылета с поверхности
катода. Рассмотрим движение
электрона, который вылетает из
катода в точке / в тот момент
времени, когда переменное
электрическое поле является для не-
ю тормозящим. Чтобы определить траекторию электрона, надо
найти ориентацию в пространстве вектора результирующего
электрического поля, который получается от сложения
постоянного поля Е, направленного от анода к катоду, и
переменного. На рис. 23.176 показано определение вектора
результирующего поля Ер в точке /. Здесь имеет
место только тангенциальная составляющая переменного поля
1 f, которая находится в квадратуре с вектором
постоянного поля Е. Под действием результирующего поля Ер и
магнитного поля, направление которого перпендикулярно плоскости
чертежа, электрон начнёт двигаться по циклоидальной траекто-

ВОВ Глава 23
рии. Как было показано в п. 23.1, направление поступательного
движения окружности, образующей циклоиду, оказывается
нормальным к векторам электрического и магнитного полей. Отсюда
следует, что вектор средней скорости vcp направлен к аноду
под углом к поверхности катода. Поэтому электрон, двигаясь
по циклоидальным траекториям, постепенно приближается к
поверхности анода. По мере движения электрона вектор
переменного поля меняет свою величину и направление, однако, характер
движения будет всё же таким, как показано на рис. 23.17а. Если
правильно подобрана тангенциальная скорость электрона и
выполнено- условие синхронизма его движения с частотой
переменного поля, то, попав в поле соседнего резонатора,
электрон опять будет двигаться в тормозящем переменном поле.
Поскольку движение этого электрона совершается против
сил переменного электрического поля, то, следовательно, он
отдаёт ему энергию. Это обстоятельство видно также из того,
что в точках возврата циклоиды скорость электрона равна
нулю и, следовательно, равна нулю его кинетическая энергия.
Потенциальная энергия электрона во всякой последующей точке
возврата циклоиды меньше, чем она была в предыдущей. Эта
убыль потенциальной энергии, очевидно, идёт на увеличение
энергии переменного электрического поля. После совершения
известного количества циклоидальных петель электрон достигает
анода. При ударе об анод кинетическая энергия, которой
электрон обладал в момент подхода к аноду, превратится в тепло.
Рассмотрим, теперь движение другого электрона, который в тот
же момент времени, что и первый электрон, вылетает из катода в
точке 2. Точка 2 находится под щелью соседнего резонатора.
Легко видеть, что этот электрон вредный, так как
переменное электрическое поле будет ускорять его. Для определения
траектории этого электрона на рис. 23.17# показано аналогичное
построение для определения направления вектора
результирующего электрического поля. Из построения следует, что
поступательное движение окружности, образующей циклоиду,
направлено от анода под некоторым углом к поверхности катода.
Петли циклоид этого электрона должны бы развёртываться за
поверхностью катода. Однако, фактически этот электрон успеег
сделать только часть первой петли, после чего он ударится о
катод. Кинетическая энергия, приобретённая этим электроном от
переменного поля, превратится в тепло и пойдёт на разогрев
катода. Необходимость поцадания вредного электрона на катод
ясна и из энергетических соображений. Дело в том, что в точке
возврата циклоиды кинетическая энергия равна нулю. Поэтому
кинетическая энергия, приобретённая электроном за счёт
ускорения переменным полем, должна превратиться в этой точке в
потенциальную. Следовательно, потенциальная энергия в точке
возврата циклоиды должна бы быть больше, чем была на по-

Магнетроны
б§9
верхности катода, а значит, эта точка должна лежать ниже
поверхности катода. Отсюда следует, что электрон ударится о
катод.
Из сравнения движения полезного и вредного электронов
видно; что полезный электрон делает несколько петель и
поэтому отдаёт энергии переменному полю больше, чем отбирает её
вредный электрон, поскольку тот успевает сделать лишь часть
первой петли, после чего он удаляется из пространства
взаимодействия. Рассмотренный механизм сортировки полезных и
вредных электронов объясняет, почему при наличии автоколебаний
переменное электрическое поле оказывает сильную реакцию на
распределение пространственного заряда. Распределение
пространственного заряда в пространстве взаимодействия при работе
реального цилиндрического магнетрона предстгвлено на
рис. 23.18. Из множества полезных электронов образуются
вытянутые к аноду спицы пространственного заряда. Между
спицами образуются прижатые к катоду провалы, заполненные
вредными электронами. При колебаниях вида тс число спиц
должно быть равно половине числа резонаторов. Поскольку
электрическое поле изменяется во времени, спицы
пространственного заряда вращаются. За
половину периода колебаний концы спиц
смещаются вдоль поверхности
анода на расстояние между щелями
соседних резонаторов.
Процесс передачи энергии
электронами переменному полю
осуществляется через их взаимодействие с
тангенциальной составляющей
электрического поля. Рассмотрим, в чём
состоит роль радиальной
составляющей. Из рис. 23.18 можно
усмотреть, что радиальная составляющая
поля резонаторов складывается с
постоянным полем в пространстве до
щели (точка а) и вычитается после
щели (точка б). Поэтому энергия, которая в среднем
забирается у электрона этой составляющей, равна нулю.
Радиальная составляющая поля резонаторов оказывает, однако,
существенное влияние на процесс группирования
пространственного заряда внутри вращающихся спиц. Дело в том, что
радиальная составляющая способствует созданию таких фазовых
соотношений, когда спицы пространственного заряда пересекают
щели резонаторов в моменты времени, соответствующие
амплитуде тормозящего поля. Легко видеть, что с энергетической
точки зрения такие фазовые соотношения являются наиболее
выгодными. Чтобы разобрать механизм группировки электронов за

610
Глава 23
счёт радиальной составляющей, рассмотрим движение
электронов, отставших относительно электронов, расположенных в
середине спицы. Положим, что когда середина спицы пересекает
щель резонатора при амплитудном значении поля, группа
отставших электронов находилась в точке а на рис. 23.18. В этой
области радиальная составляющая переменного поля
складывается с постоянным полем, и поэтому согласно формуле vcp=-n
средняя скорость движения электрона увеличится. Поскольку
носле прохождения через щель величина поля будет меньше
амплитудного значения, то и уменьшение скорости за щелью
получится меньше, чем её приращение до щели. В результате
указанного действия радиальной составляющей средняя скорость отставших
электронов увеличится и фаза их прохождения через щель
резонатора исправится. Рассуждая аналогичным образом, можно
убедиться, что электроны, забежавшие вперёд, будут тормозиться
радиальной составляющей. Таким образом, радиальная
составляющая группирует электроны в сгустки пространственного
заряда, которые пересекают пространство под щелью в момент
амплитудного значения поля.
Указанное выше группирование электронов возможно лишь
ири условии, когда средняя тангенциальная скорость электронов
подобрана так, что выполняется условие синхронизма между
движением электронов и частотой переменного поля. Величина
средней скорости-, для плоского магнетрона определяется
р
ф-лой (21.1.18) vcp = :jf- Для соблюдения условия синхронизма
Е
необходимо обеспечить определенное отношение -р . При
прохождении через пространство под щелью каждого резонатора
электронный поток будет встречать амплитудное значение
тормозящего поля, если угол пробега между соседними резонаторами
равен разности фаз этих резонаторов, т. е. mtn— 9 Отсюда время
нробега t п= —. С другой стороны, время пробега определяется
пробегаемым путём s и средней скоростью t — —. Из ра-
vcp
венства — = — найдём условие синхронизма:
vep=~. (23-3.3)
Допуская, что электроны движутся посредине между анодом
и катодом, вместо пути пробега между соседними резонаторами
рюдставим s=-^-^*"tr* и заменим vcp, согласно ф-ле (23.1.19),

Магнетроны
611
В результате найдём формулу, которая определяет соотношение
между параметрами режима и геометрией магнетрона для
условия синхронизма
Положив для колебаний вида тс ср = it и заменив частоту
через длину волны, запишем окончательно:
E-=^m-{Sa-rl)H. (23.3.4)
На практике устанавливают магнитное поле Я больше
критического, но в ф-ле (23.3.4) приближённо можно допустить, что
магнитное поле равно критическому и удовлетворяет ф-ле (23.1.21)
Еа=-ш<Га-гк)ЧР. (23.1.21)
Из сопоставлений условия синхронизма (23.3.4) и условия
критического режима (23.1.21) можно сделать выводы о том, как
надо изменять геометрию магнетрона и параметры режима для
укорочения волны. Если предположить, что отношение радиусов
анода и катода и анодное напряжение Ея фиксированы, то
из (23.1.21) следует, что произведение гаН также должно быть
постоянным. Тогда из (23.3.4) получается, что радиус анода
следует уменьшать пропорционально длине волны, а магнитное
поле должно увеличиваться обратно пропорционально >..
Отсюда видно, что трудность конструирования магнетрона на
короткую волну состоит в том, что требуются малые размеры
катода и анода и сильное магнитное поле.
Для объяснения зависимости режима магнетронного
генератора от нагрузки оказывается' полезным заменить колебательную
систему магнетрона простой эквивалентной схемой, содержащей
один колебательный контур, с которым связана цепь нагрузки.
Такая схема представлена на рис. 23.19а. Она построена на
основе следующих рассуждений. При работе магнетрона в его
резонаторах присутствуют колебания вида тс с частотой, близкой
к собственной частоте резонаторов. В каждом из резонаторов
спицы пространственного заряда наводят ток, который на щелях
резонаторов развивает напряжение U. Поскольку резонаторы
сильно связаны, то для частоты, близкой к собственной, их
можно заменить одним контуром с тем же напряжением, что и
напряжение одного резонатора. При этом ток, питающий этот
контур, должен быть увеличен против тока, питающего один
резонатор, в N раз, где N — число резонаторов. Отсюда следует, что

612
Глава 23
контур, замещающий резонансную систему магнетрона, доджем
иметь параметры Сс = WC, L0 = -~ , где С и L — параметры
контуров, замещающих отдельные резонаторы. Поскольку гок
в индуктивности L0 больше тока в одном резонаторе в N раз,
то взаимная индуктивность М между эквивалентным контуром
и петлей связи должна быть
Ь. w ff уменьшена в N раз против'
истинного значения. Тогда
напряжение, индуктируемое
в петле связи, будет таким
же, как в действительности.
Нагрузочная цепь на
эквивалентной схеме
представлена в виде концентрического
кабеля, на конце которого
включено сопротивление
нагрузки г2. Это есть входное
сопротивление антенны,
пересчитанное через специальный
трансформатор, который
обычно включается для
согласования сопротивлений. Активным сопротивлением Ra Хх учитываются
потери в меди резонаторов, его величиной определяется резонансное
сопротивление нагрузки на холостом ходе.
Реакция цепи нагрузки на колебательную цепь генератора
может быть учтена в виде перечисленного сопротивления,
содержащего активную и реактивную части RH и Хн, включённые
параллельно контуру, как показано на рис. 23.196. Схема на
рис. 23.196 подобна схеме на рис. 6.10, которая рассматривалась
в п. 6.4, когда речь шла о расчёте генератора по сложной
схеме. RH представляет полезную нагрузку, так как мощность,
которая на ней выделяется, равна мощности, передаваемой в цепь
нагрузки. На Raxx выделяется мощность, которая бесполезно
теряется в анодном блоке магнетрона. Обозначив полное
сопротивление нагрузки через Roe , будем иметь;
Рис. 23.19
Re
Roe xx Rh
(23.3.5)
Мощность переменного тока, развиваемая магнетроном,
равна
Рг =
2Кж
(23.3.6)

Магнетроны 613
Мощность в нагрузке
(23.3.7)
(23.3.8)
Рн-
и*
~ 2/?«*
Мощность, теряемая в контуре,
Рк=
Отсюда кпд контура
•0 =^«.=1 _
£7Я
ZRotxx
Roe
R« XX
(23.3.9)
Помимо кпд контура, следует различать электронный кпд и
результирующий кпд. Первый представляет отношение
мощности переменного тока, развиваемой в колебательной системе
магнетрона к подводимой мощности постоянного тока
V-7T. (23.3.10)
где
Р0=1а0Еа. (23.3.11)
Результирующий кпд есть отношение мощности в нагрузке
Рн к подводимой мощности постоянного тока
т]=^. (23.3.12)
Легко видеть, что результирующий кпд равен произведению
кпд магнетрона и контура
•Ц=*\-Пк. (23.3.13)
Схема на рис. 23.196 позволяет составить уравнение
установившегося режима и определить из него в общем виде
уравнение баланса амплитуд и уравнение баланса фаз. Обозначим
полное реактивное сопротивление схемы на рис. 23.196 через Хае
Оно определяется выражением:
-L=ifu>C-JA+ * (23.3.14)
Уравнение, связывающее ток первой гармоники с
напряжением на контуре в установившемся режиме имеет вид
1,1*
^=v\k+xt)- . <23-ЗЛ5>
Обозначим отношение комплексных амплитуд тока и
напряжения через приведённую крутизну
-ii- =s=Se'*=5(cos ф + i sin ^)- (23.3.16)

614
Глава 23
Фаза приведённой крутизны <|> означает разности фаз
между наводимыми в резонаторах током и напряжением. После
подстановки (23.3.16) в (23.3.15) найдём уравнение баланса
амплитуд и фаз
5со^ = ^; Ssint=-~. (23.3.17)
Теория магнетронных генераторов в современном состоянии
не даёт возможности вычислить модуль и фазу приведённой'
крутизны в зависимости от параметров режима и, в частности,
от амплитуды напряжения на контуре. Поэтому полученные
уравнения позволяют сделать только качественные выводы.
Из ур-ний (23.3.17) и (23.3.14) можно получить следующее
выражение для поправки на частоту относительно собственной
частоты контура о>0:
где
Л ш = со — ш0 , о = o)0L , Ь = ~— .
Нее
Выражение (23.3.18) показывает, что частота
автоколебаний магнетронного генератора прежде всего зависит от
реактивной составляющей проводимости нагрузки, пересчитанной к
клеммам контура. Изменение параметров нагрузки, приводящее
к изменению^- , вызывает пропорциональное изменение часто-
лн ■>
ты автоколебаний. Второй член ф-лы (23.3.18)'показывает, что
частота автоколебаний зависит и от баланса фаз. При
изменении режима генератора, т. е. магнитного поля, постоянного
тока и активной составляющей нагрузки изменяются условия
группирования пространственного заряда. В итоге изменяется и
разность фаз между первой гармоникой наводимого тока и
напряжением на резонаторах. Из ф-лы (23.3.18) следует, что при
данном изменении фазы ф изменение частоты
пропорционально затуханию контура Ь с учётом реакции со стороны нагрузки.
Рассмотрим, какова зависимость электронного кпд
магнетрона от режима. Мощность потерь при работе магнетрона
выделяется в виде тепла на _ аноде и катоде. Величина теряемой .
мощности зависит от кинетической энергии, которой обладают
электроны в момент удара. Выясним, от чего зависит величина
этой энергии "и как можно её уменьшить. Как было разобрано
Быше, во время работы генератора электроны движутся по
петлеобразным траекториям. Подобные траектории показаны на
рис. 23.20. Кинетическая энергия электрона в точке возврата
циклоиды равна нулю. Потенциальная энергия, которую
электрон поглощает у постоянного поля в процессе движения между

Магнетроны 615
соседними точками возврата пропорциональна разности
потенциалов между этими точками. При ударе об анод часть
потенциальной энергии, полученной электроном при движении от
последней точки возврата до анода, превращается в тепло. Чтобы
«уменьшить энергию потерь, надо сблизить точки возврата,
циклоиды, чтобы разность потенциалов между этими точками была
возможно меньше. Тогда соответственно будет меньше и
разность потенциалов между последней точкой возврата и анодом.
Поскольку петли циклоиды
образуются вращением круга с радиусом р , то
для сближения точек возврата надо /////////////у////////^уд
уменьшить радиус образующего круга. <t<<tf((<y//////f/j//////(
Согласно ф-лам (23.1.17), (23.1.6) и
<23.1.18) М
р=^£2; Vc.= %\ (0=-^7/.
При рассмотрении формулы для
7777777777777777777777777;
следует иметь в виду, что при заданной .
частоте автоколебаний средняя скорость
■vcp должна удовлетворять условию
синхронизма (23.3.3) и, следовательно, изменяться не может.
Отсюда следует, что для уменьшения р надо повышать
циклотронную частоту, т. е. повышать напряжённость магнитного поля.
При этом требуется пропорционально повышать анодное
напряжение, чтобы vс. осталась, без изменения. На рис. 23.20
пунктиром показаны циклоидальные петли при уменьшении р вдвое
против петель, начерченных сплошными линиями. На рисунке
хорошо видно, как уменьшение р привело к приближению
последней точки возврата циклоиды к аноду.
Изложенное выше качественное рассмотрение вопроса о кпд
магнетрона можно использовать для вывода приближённой
формулы для кпд. Наиболее вероятно, что электрон ударится об
анод, когда циклоида проходит через вершину. На основании
ф-л (23.1.15) можно доказать, что скорость электрона на зер-
шине циклоиды максимальна и равна 2vcp. Отсюда ' получим,
что энергия, теряемая при ударе об анод, равна 2mvcp • С
другой стороны, энергия, затраченная источником питания на
перемещение электрона от катода до анода, будет еЕа.
Следовательно, кпд можно определить выражением:
1= 1 —жт -
Учитывая, что величина vcf должна быть фиксирована для
удовлетворения условия синхронизма, из этого выражения еле-

6|S
Глава 23
дует, что кпд увеличивается, если увеличивать Еа и И.
Выражению для кпд можно придать ещё следующие формы:
•
/ Первое выражение показывает, что отношение потерянной
энергии к затраченной равно отношению удвоенного радиуса
циклоиды к зазору между анодом и катодом. Из jiocjie,iHero^'
выражения следует, что кпд тем больше, чем больше магнитное
поле по сравнению с критическим.
Рассмотрим, как изменяется электронный кпд при изменении
активной составляющей полного сопротивления нагрузки. График»
поясняющий эту зависимость, представлен на рис. 23.21.
Существует оптимальная нагрузка, при которой электронный
кпд получается максимальным. Объяснить ход кривой % * Ra \
можно из следующих рассуждений. При малом Ra мала
амплитуда напряжения, развиваемая наводимым током и в щелях
резонаторов. Группирование электронов в спицы получается
плохим, поэтому оказывается низким и кпд. Когда же Rce
слишком велико, то и напряжение в щелях резонаторов слишком
большое. Можно считать, что при сильном переменном поле, как
и при сильном постоянном поле, увеличивается согласно
ф-ле (23.1.13) радиус круга, образующего петли циклоид.
Поэтому расстояние между соседними точками возврата
циклоид увеличивается, а, следовательно, возрастает мощность
потерь на аноде. Электронный
кпд в оптимальном режиме полу-
Чф чается достаточно высоким, по-
^s^ рядка 50—70%, иногда он дости-
/Т^ч^^^ гает 85 %.
^rM^/N^^^4*..^ Изменять сопротивление на-
1 ^'4s>^44v грузки практически можно, изме-
| ^^"^Ц Rp няя согласование между нагруз-
ffffanr яеш кой и волновым сопротивлением
Рис. 23.21 кабеля согласно схеме на рис. 23.19 а.
При этом будет изменяться
активная составляющая вносимого сопротивления, а следовательно,
кпд контура. На плоскости рис. 23.21 график т\к (Raj
выражается уравнением прямой ък—\ J^— . На рис. 23.21
Нее хх
показан график результирующего кпд^=7],7]л;. Кпд контура, со-
©тветствующий оптимальной нагрузке, зависит от соотношения
^~± , На волнах порядка 10 см получается т\к = 0,90—0,93,
на волнах около 3 см 7^ = 0,65—0,70. Результирующий кпд
получается порядка 35—65%.

Магнетроны 617
23.4. Характеристики магнетрона
Условия работы магнетронного генератора определяются
следующими параметрами его режима: магнитным полем Я,
постоянной составляющей тока в цепи питания /л0» активной и
реактивной составляющими сопротивления нагрузки RH иХ„.
От этих величин зависят напряжение на магнетроне Еп,
полезная мощность в нагрузке Рн, частота автоколебаний /. Теория
магнетрона в настоящее время не позволяет вычислить его
динамический режим по статическим характеристикам подобно
тому, как это делается для ламповых генераторов. Поэтому
данные режима магнетрона снимаются в виде характеристик
опытным путём.
Поскольку большинство магнетронов предназначены для
работы в импульсном режиме, то характеристики снимаются в
импульсном режиме. Поэтому, когда речь идёт о постоянном
анодном токе 1а0 и анодном напряжении Еа, то «постоянство»
их надо понимать условно лишь для отличия от переменных
напряжений и токов в резонаторах магнетрона. На самом деле
в импульсном режиме 1а0 и Еа изменяются во времени в
соответствии с длительностью и частотой модулирующих
импульсов.
Характер изменения режима магнетрона от Я и 1а0
приблизительно не зависит от модуля и фазы сопротивления нагрузки.
Изменение сопротивления нагрузки в небольших пределах
изменяет лишь масштаб этой зависимости. Точно так же характер
зависимости режима от RH и Хн сохраняется при изменении Я
и 1а0. Для определения свойств магнетрона в динамическом
режиме снимаются два типа характеристик. Первые называются
рабочими характеристиками, они показывают зависимость
режима от Я и /ав. Вторые называются нагрузочными
характеристиками, так как показывают зависимость режима от нагрузки.
При построении нагрузочных характеристик за независимые
переменные принимаются величины, которые легко измерить
экспериментально. Нагрузка подключается к магнетрону через
концентрический кабель с известным волновым сопротивлением.
При помощи измерительной линии измеряются модуль и фаза
коэффициента отражения. Эти величины образуют
координатную сетку в полярных координатах, на которой строятся
контуры постоянной мощности в нагрузке и частоты.
На .рис. 23.22а представлена типичная рабочая
характеристика магнетрона. На оси абсцисс отложена постоянная
составляющая тока /aG , по оси ординат анодное напряжение Еа. На
этой плоскости нанесены линии постоянного магнитного поля
//=const» постоянной мощности в нагрузке PH=const, кпдт]=const
и отклонения частоты от номинала /0 Д/ = const.

618
Глава 23
Поскольку на рис. 23.22а нанесено большое количество
кривых и разобраться в них сразу трудно, на рис. 23.226
представлены отдельно характеристики, на которых изображены только
линии # = constH линии у\ = const.
Изучение характеристик начнём с линий Я—corst. Согласно
условию синхронизма (23.3.4) при данной частоте автоколеба-
о ю го зо ио 50 бд Ш^ о ю го зо ш so so w£
Частота повторения F-SOOsu, —хЛинии Р„'Const —-Линии J]"Const
Длительность импульсаТ-1 мксек —-Линии Н*Const —ЛинииА/вСа^
Рис. 23.22
-ний отношение ~ должно оставаться неизменным. Это
значит, что на рис. 23.22 характеристики Н=const должны бы быть
расположены горизонтально. Смещение этих характеристик при
изменении Н должно происходить так, чтобы отношение -% ое-
тавалось постоянным. На рис. 23.22 это условие в общем
выполняется, но только с известным приближением. С увеличением
1а0 напряжение Еч несколько увеличивается. Наклон кривой
Н = const определяет величину дифференциального
сопротивления магнетрона постоянному току. Величина этого сопротивления
использовалась при расчёте импульсных модуляторов в гл. 21.
Рассмотрим теперь влияние режима на величину кпд. Из
характеристик на рис. 23.22 следует, что при постоянном токе,
-если Еа и Н пропорционально увеличиваются, то кпд растёт.
Этот результат находится в соответствии с выводами, которые
были сделаны выше в п. 23.3. Там было показано, что
пропорциональное увеличение Еа и Н ведёт к сближению точек веж-

Магнетроны
619
врата циклоидальных траекторий, благодаря чему уменьшается
мощность потерь на аноде. Помимо того, характеристики
позволяют сделать заключение о влиянии на величину кпд силы тока
/ао при #=const. Из характеристик следует, что в области
относительно небольшого значения тока I а0 кпд имеет
максимальное значение. При отклонении тока в обе стороны от этого
значения кпд уменьшается. Понижение кпд при малом / а0 следует
объяснить тем, что при этом мал ток, наводимый
пространственным зарядом в резонаторах. Поэтому мала амплитуда
напряжения на щелях резонаторов. В результате получается плохое
группирование пространственного заряда и низкий кпд. Снижение
кпд при увеличении fa0 следует объяснить тем, что при большом
токе усиливается взаимное расталкивание электронов в спицах
пространственного заряда. Это явление также ухудшает
группирование и ведёт к понижению кпд.
Чтобы разобраться в ходе кривых Рн = const, выразим
мощность в нагрузке Рн через подведённую мощность и
результирующий кпд Рн=1а,ЕаУ1. Если допустить, что кпд не изменяется, то
из этой формулы следует, что график Рн = const на плоскости
рабочих характеристик Еа, I а0 будет гиперболой. На самом деле
эти кривые действительно напоминают гиперболы, но несколько
отклоняются от них, поскольку кпд не остаётся постоянным.
Изменение частоты А/ на рабочих характеристиках связано
с влиянием процесса группирования на баланс фаз. Из
графиков отклонения частоты можно определить, в каких пределах
допустимо изменение Еа при Я = const, чтобы отклонение
частоты не превысило пределов, установленных техническими
условиями. Как мы знаем из гл. 21, эти требования определяют
изменение модулирующего напряжения на вершине импульса
и должны учитываться при проектировании модуляторов.
Рабочие характеристики позволяют определить величины
Еа, Н и /ао» чтобы получить номинальную полезную мощность.
Для магнетрона, характеристики которого представлены на
рис. 23.22а, рабочая точка определяется координатами 1а0=40 а,
Еа = 26 кв, Н = 2500 гс.
В случае магнетронов пакетной конструкции с постоянными -
магнитами рабочие характеристики выгл-ядят проще, так как
один из параметров режима — магнитное поле Н фиксировано.
Типичные рабочие характеристики для магнетрона пакетной
конструкции представлены на рис. 23.23. Здесь в зависимости от Iа0
показаны графики Е а1 кпд у\ полезной мощности в нагрузке Рн
и отклонения частоты А/.
Нагрузочные характеристики магнетрона представляют
зависимость мощности и частоты от модуля и фазы коэффициента
отражения в начале фидера, связывающего магнетрон с
нагрузкой. Для объяснения хода нагрузочных характеристик
обратимся к эквивалентной схеме магнетрона на рис. 23.196 и сделаем

620
Глава 23
следующие допущения. Будем считать, что при изменении
активной и реактивной составляющих сопротивления нагрузки RH и
Хн амплитуда напряжения в щелях резонаторов U и разность
фаз между наведённым током и этим напряжением ф не
изменяются. Допущение о постоянстве напряжения U можно
подкрепить следующими
рассуждениями. В
магнетроне имеет место сильная
реакция нагрузки на ток,
гак как группирование
электронов в спицы
пространственного заряда
происходит за счёт
напряжения на резонаторах.
Если в каком-либо
генераторе сильна реакция
напряжения на нагрузке
на ток, то такой
генератор обладает малым
внутренним сопротивлением.
В качестве примера
можно указать на генератор
в перенапряжённом
режиме или на генератор с большой проницаемостью в недонапря-
жённом режиме. Таким образом, допущение, что амплитуда
напряжения на щелях резонаторов магнетрона не зависит от
нагрузки равноценно предположению, что магнетрон по отношению
к внешней нагрузке ведёт себя как генератор с малым
внутренним сопротивлением, которое мы принимаем равным нулю.
Из допущения о постоянстве U и ф следует согласно ф-лам
(23.3.7) и (23.3.18), что мощность в нагрузке пропорциональна
1
активной проводимости — , а отклонение частоты — реактивной
Частота /ювтарет/ РЧОООец
Длитеямапь импульса Т=Мсек
Рис. 23.23
Я.
1
проводимости у- , Рассмотрение нагрузочных характеристик, по-
лученных из опыта, покажет, насколько допущения о
постоянстве U и Ф подтверждаются на практике.
Для объяснения хода нагрузочных характеристик необходимо
установить связь между величинами -5- , -тг» коэффициентом бе-
гущей волны и положением первого узла напряжения на фидере.
Для упрощения рассуждений допустим, что сопротивление
рассеяния w //,„. г-1, отнесённое ко вторичной обмотке
трансформатора, мало по сравнению с входным сопротивлением линии
(рис. 21.19а). Следовательно, можно считать, что
трансформатор идеальный. Тогда RH и Хк связаны с аналогич-

Магнетроны
621
/wy\'
r^ f «,
ными составляющими входного сопротивления фидера Rt и Х(
через квадрат коэффициента трансформации. Таким
образом, задача сводится к исследованию связи между
составляющими входного сопротивления линии и величинами, которые
измеряются на линии дри
снятии нагрузочной ха- цл
рактеристики. Можно
показать, что учёт
индуктивности рассеяния
приведёт к некоторому
изменению масштаба и
расположения нагрузочных харак- ^*~ х7~*^
теристик, но их характер
от этого не изменится. ис"
Пусть линия длиной /
с волновым сопротивлением w нагружена на конце на некоторое
комплексное сопротивление г2 (рис. 23.19а). При помощи
уравнений для длинных линий можно доказать, что входное
сопротивление линии zt можно выразить через коэффициент
отражения в начале линии р по формуле
W 1—О
— Г+5- <23-4Л>
Коэффициент отражения является комплексной величиной
р = р е-126 . Его модуль р определяется нагрузкой на конце
линии, а фаза нагрузкой на конце и длиной G=x-}-a/, где *
2тс
зависит от нагрузки на конце, а a=t— •
Модуль и фазу р можно измерить опытным путём
следующим образом. На рис. 23.24 показано распределение
напряжения вдоль линии в общем случае, когда нагрузка не
согласована с волновым сопротивлением. В ряде точек линии имеют
пучности напряжения, где амплитуда максимальна Имакс. В дру-
х
гих точках, отстоящих от первых на -н- , имеют место узлы
напряжения, где амплитуда минимальна UMUH. Измерив U маке
и Uмш> можно определить коэффициент стоячей волны (КСВ)
по формуле
/<С£= %«*£.. (23.4.2)
и мин
Модуль коэффициента отражения связан с КСВ выражением

%tt Глава 23
Фаза коэффициента отражения в начале линии с точностью
до целого числа п определяется расстоянием от начала линии
до одного из узлов напряжения. Если, как показано на
рис. 23.24, измерено расстояние хи то для фазы р получим
При помощи ф-лы (23.4.1) можно построить диаграмму
■ а-\-\Ь), пред-
на рис. 23 25.
помощи ф-лы (23.4.1) можно
компонент входной проводимости линии (
84
т-1
ставленную
Координатная сетка на этом
рисунке полярная, она
образована системой
концентрических окружностей р =
= const и радиально
расходящихся прямых 6 = const.
Диаграммы проводимо-
стеи, активной а = D- =
= const и реактивной Ь =
= y~ const, образует систему
ортогональных окружностей.
Подобные диаграммы были
впервые предложены
советским учёным А. Р. Воль-
пертом.
Поскольку полезная мощность в нагрузке пропорциональна
параметру а, а отклоне-
е. в относительных координатах
1 ,
иие частоты пропорционально ^-, т. е. Ъ, то можно ожидать,
что кривые Рн = const и A/—const, нанесённые на указанной
координатной сетке, будут напоминать кривые а — const и
Ь = const соответственно.
Нагрузочные характеристики представлены на рис. 23.26а.
Они сняты для того же магнетрона, рабочие
характеристики которого показаны на рис. 23.22а. Вместо модуля
коэффициента отражения на этой диаграмме нанесены
вкружности КСВ = const. Сплошные линии означают
контуры Рн = const, пунктирные — А/ = const. При .снятии
нагрузочных характеристик поддерживаются постоянными магнитное
поле Н и постоянная составляющая тока в цепи питания faQ.
Иногда на нагрузочных характеристиках показываются ещё
кривые Еа = const. Необходимо подчеркнуть, что полного
совпадения в характере контуров на рис. 23.26а и рис. 23.25 не должно
быть потому, что зависимость между р и КСВ согласно ф-ле
(23.4.3) не является линейной. Это подтверждается
нагрузочными характеристиками для другого магнетрона на рис. 23 266, на

Магнетроны
623
которых длина радиусов равна коэффициенту отражения. Здесь
характер контуров Рн =■ const и А/ = const в большей мере
соответствует контурам а = const и Ь = const на рис. 23.25. Это
доказывает, что результаты, к которым приводит анализ
эквивалентной схемы магнетрона, соответствуют действительности.
о-зо* (у
Рис. 23.26
Рассмотрим, какие выводы могут быть сделаны из
нагрузочных характеристик. Из сравнения рабочих характеристик на
рис. 23.22а с нагрузочными характеристиками на рис. 23.26а
легко установить, что упомянутая выше рабочая точка на
рабочих характеристиках соответствует контурам Рн = 500 кет
Д/=0, которые проходят почти*точно через центр диаграммы.
Рабочие характеристики снимаются при согласовании линии

624
Глава 23
с нагрузкой. Нагрузочные характеристики показывают, как
нарушение согласования влияет на мощность и частоту. Из
характеристик следует, что нарушение согласования при одном и том
же значении КСВ в зависимости от фазы коэффициента
отражения может привести к увеличению и к уменьшению полезной
мощности против его значения при согласовании. Существенно'
подчеркнуть, что линии Д/ = const сгущаются в той области
характеристик, которая соответствует большой полезной
мощности. Это значит, что если нарушение согласования делается с
целью получить большую полезную мощность, то
нестабильность параметров нагрузки будет вызывать более сильную
нестабильность частоты, чем в том случае, когда полезная
мощность получается меньше. Нагрузочные характеристики
позволяют выбрать тот режим согласования магнетрона с нагрузкой,
который в наибольшей степени удовлетворяет конкретным
техническим условиям. После того, как рабочая точка на нагрузочной
характеристике выбрана, по известному входному сопротивлению
антенны можно определить параметры переходного
трансформатора, при котором получится требуемая нагрузка на магнетрон.
При конструировании магнетрона стремятся получить в центре
нагрузочной характеристики, т. е. при КСВ = 1, достаточно
большую полезную мощность при удовлетворительной
стабильности частоты. Для характеристики нестабильности частоты при
небольшом нарушении согласования вводится понятие о «полосе
затягивания». Под этим термином разумеется максимальная
нестабильность частоты, если фаза коэффициента отражения
изменяется на 360° при постоянном КСВ = 1,5 (р = 0,2). Полоса
затягивания определяется разностью А /, соответствующих тем
линиям Д/ = const на нагрузочной характеристике, которые
касаются окружности КСВ= 1,5. Так для магнетрона,
характеристики которого приведены на рис. 23.26а, следует, что «полоса
затягивания» составляет около 7 мггц.
Для стабилизации частоты в некоторых конструкциях маг-
нетронных генераторов делается особый резонатор с высокой
добротностью, который связывается с резонаторной системой
магнетрона. При этом в некотором диапазоне настроек
резонаторной системы частота автоколебаний получается близкой к
частоте резонатора с высоким X}. Таким образом, получается
стабилизация частоты на принципе автоколебательных схем с
затягиванием. Опыт показывает, что применение такого резонатора
позволяет добиться повышения стабильности частоты в 2 ч~ 10 раз.
При импульсном режиме играют важную роль переходные
процессы в магнетронном генераторе. Во время фронта
модулирующего импульса, когда напряжение на аноде магнетрона
возрастает, происходит постепенное нарастание аплитуды
автоколебаний высокой частоты. Если время установления этих
колебаний больше длительности фронта модулирующего йшгуль-

Магнетроны
626
са, го автоколебания не установятся к тому времени, когда
модулирующее напряжение достигнет номинального значения
В результате ток, потребляемый магнетроном, окажется
значительно меньше номинального. При таких условиях в схемах
модуляторов с коммутаторами мягкого типа напряжение на аноде
магнетрона может значительно превысить номинальное. Тогда
нарушится условие синхронизма для колебаний вида -. При
этом колебания либо не возникнут совсем, либо могут
возникнуть колебания другого типа. Эти рассуждения
показывают, что фронт модулирующего импульса не должен быть
слишком крутым, его длительность должна быть больше времени
установления колебаний высокой частоты вида ~.
Нестабильность напряжения на вершине импульса вызывает
изменение частоты колебаний, генерируемых магнетроном.
Перескоки частоты и нестабильность её создают препятствие
нормальной работе приёмника. При значительном отклонении
частоты высокочастотных колебаний, заполняющих импульс,
частотный спектр импульса может оказаться частично или
полностью вне полосы пропускания приёмника. Тогда форма
импульса на выходе приёмника получится искажённой
Рассмотрим, каким образом следует
контролировать качество работы
импульсного магнетрона. Простейший способ
контроля состоит в наблюдении при
помощи осциллографа формы импульса
тока в цепи питания магнетрона или после
детектора. Форма детектированного
импульса передаёт форму огибающей
высокой частоты. Если от импульса к импуль
су происходит изменение вида колебаний,
то это сопровождается изменением их амплитуды На экране
осциллографа в этом случае можно заметить изменение высоты
-импульса, как показано на рис. 23.27. Описанный контроль
формы импульса хотя и необходим, однако, не является полным
При наблюдении формы импульса изменение частоты внутри им
пульса остаётся незаметным.
Для контроля высокочастотного заполнения импульса сни
мается его спектральная характеристика. Спектральная характс
ристика показывает распределение спектральной плотности
импульса по частоте. В качестве простейшего прибора для сня
1ия спектральной характеристики может быть использован вол
номер, сделанный из объёмного контура с высокой добротно
стью. При снятии спектральной характеристики записываются
показания волномера при настройке на частоты, лежащие вбли
зи несущей частоты магнетрона, и затем на графике строится
характеристика. Для наблюдения спектральной характеристики
Непосредственно на экране осциллографа употребляется знати
f\_

626
Глава 23
(в)
Рис 23.28.
—О)
затор спектра. Он состоит из приёмника с весьма узкой полосой
пропускания. Настройка приёмника периодически изменяется в
пределах ожидаемой полосы
импульса, т. е. в пределах
нескольких мегагерц. Для
периодического изменения настройки
используется гетеродин на
отражательном клистроне. Его
частота периодически
изменяется при помощи пилообразного
напряжения, подаваемого на
анод (отражатель). С выхода
анализатора напряжение
подаётся на осциллограф.
Развёртывающее напряжение на
осциллографе
синхронизируется тем же пилообразным
напряжением, которое управляет
частотой гетеродина. Если на
стройка приёмника
пробегается периодически 20—25 раз в
секунду, то на экране осцил-
*<*> лографа получается
неподвижная картина спектральной
характеристики. В идеальном
случае, если огибающая импульса
имеет прямоугольную форму, а
частота высокочастотного заполнения постоянна, то согласно
вычислениям огибающая спектральной плотности пропорциональна
выражению вида:
2 \einQ*
— sin —
Q 2
где Q
Здесь ш~ текущая частота, а ш0 — несущая.
График идеальной спектральной характеристики представлен
на рис. 23.28а. В действительности, когда форма импульса близка
к прямоугольной, а отклонения частоты невелики, форма
спектральной характеристики имеет вид, показанный на рис. 23.286
В случае ненормальной работы спектральная характеристика
может иметь разнообразные формы, значительно уклоняющиеся от
формы на рис. 23.286. Пример такой характеристики показан на
рис 23.28в

Магнетроны
627
ЛИТЕРАТУРА
1. Н. Ф. Алексеев и Д. Е. Маляров. «Получение мощных
колебаний магнетрона в сантиметровом диапазоне волн», Журнал технической
физики, т. 10, в. 15, 1940.
2. В. И. Калинин. Генерирование дециметровых и сантиметровых волн.
Связьиздат, 1948.
3. 3. И. Модель и И. X. Невяжский. Радиопередающие
устройства. Связьиздат, 1949.
4. В. Ф. Власов. Электровакуумные приборы. Связьиздат, 1949.
5. Фиск, Хагструм и Гатман. «Магнетроны», Советское радио,
1948.
6. Магнетроны сантиметрового диапазона. Советское
радио, 1950.

628
CD
c=>
too
со
on.
cr>
СП.
CD
CD
О
CD
«
CO
«
CO
CO
о
CO
en
о
о
0
со
oooooo
OOOOOO
<M <M <M <M <M <M
OOOOOO
oooooo
<M <M <M <M <M <M
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
oooooo
OSlfllNON
OOOOOO
oooooo
QSlOINOS
OO-(NC0n
oooooo
oooooo
О t^- Ю <M О t-^
О О — <M CO CO
oooooo
oooooo
О **■ t^- —> ** 00
oo o —— —
oooooo
oooooo
000)0100(0
О Q О) О) О) O)
О О О) О) О) О)
—i —. О О О О
о — <мсо ** ю
оо ооо
ооооо
<м <м <м сч <м
ооооо
ооооо
<м <м <м <м <м
(М^ЮООО
оо
ооооо оо
ооооо
ооооо
ооооо
ооооо
ооооо
ооооо
CN -*СООО О
о оо
oooooo о
ооооо
ооооо
—■ <м со ** ю
ооооо
ооооо
ооооо
ооооо
-<f Ю Ю СО Г-~
ооооо
ооооо
-<f <М О) СО СО
ооооо
ооооо
** <М О) СО ГО
■ч4 ю ю со t^-
ооооо
ооооо
<М Ю О) <МСО
<м <м <мсо со
ооооо
ооооо
** СО О 00 Ю
О) О) О) 00 00
О) О О) СЛ О)
ооооо
СО h- ОС О) О
ооооо со
О ОО О) О)
ооооо
ооооо
<м <м <м <м <м
Tf О ■* ООО
— <м <м со со
ооооо
ооооо
ооооо
t^- О <М Ю О)
ооооо
ооооо
ооооо
** о ** ооо
— <м <м со со
о о о о о
ооооо
ооооо
t^- О <М Ю О)
ооооо
ооооо
ооооо
00 Ю <М 0П rf
t^- 00 О) О) О
о о о о —
ооооо
о t^- ** — оо
00 00 О) О О
ооооо
О 00 Ю <М О
00 00О5О-'
ооооо
О ** t^- —' Ю
ооооо
ооооо
<моо ** о со
00 h- h- h- СО
О) О) О) О) СЪ
ооооо
—■ см со ** ю
ю ю •* <м —
О) О) О) О) О)
00 00 00 t-^ h-
Oi Oi Oi Oi Oi
t>- t~~ Ь~ 0)C0
-<f Ю CO t^- О)
ооооо
ооооо
ооооо
<м <м со ■* rf
ооооо
ооооо
ооооо
СО Ю •* Ю 00
Tf LO CO h- 00
ооооо
ооооо
ооооо
СО 00 <М 00 Ю
<м <м со со **
ооооо
ооооо
ооооо
ОСО <М h- <М
— — <м <мсо
ооооо
Ю —■ 00 ** —«
— <м <м со **
ооооо
h- ■* —' 00 СО
—' <м со со tj<
ооооо
О) СО СО О ■*
Ю со со h- h-
оо о о о
ооооо
-нЩ-нЮО
СОЮЮ-^т)!
<У> О) О) <У> G)
ооооо
СО Г-- 00 О) О
0)00 00 00 00
<у> <у> <у> <у> а
О <М ** СО 00
ооооо
ооооо
СО ** СО •* со
lOCDt^- ООО
ооооо
ооооо
ооооо
OSCOOO
ооооо
ооооо
(NOOONN
Ю COCO h- 00
ооооо
ооооо
ооооо
t^- <M t^- <—| 'Л
со 1* •**■ ю ю
ооооо
t^- coos ю —■
rf Ю Ю СО t^-
о оо оо
COON'*-
Ю COCO h- 00
ооооо
00 <МЮ О) СО
t^- op оо оо О)
ооооо
ооооо
•* Г*- О ** CD
СО <М <М —' О
0)0)0)0)0)
ооооо
— <м со •* ю
<м <м <м <м о»

too
too
CON-OOl t^- CO Ю Т5 —' О О t^- CO "vf CM-^CDCOlO CO CM О CD CO
00 00 00 00 t^- t— Г— t— t—■ t— t^- t^- CD CD CD <D <D Ю Ю Ifi ЮЮЮ'*'*
Ю Ю ** ** ■"* CO CO CO CO &Ч СЧ CM -^ -^ О OOO50000 t^-t^-CDlOlO
CD CD CD CD CD CD CD CD CD CD CD CD CD CD СП 05 CD 00 00 00 00 00 00 00 00 k
см см см со со
о о о о о
tv. —■ ю о ю
со •* •* ю ю
оо оо о
О СО СМО СО
со со t^- t^- oo
о о о о о
СО -^ О 00 CD
О О —• —' СМ
ооооо ооооо ооооо ооооо ооооо
—' СМ "vt" Ю f» CD —1 ** СО 00 —■ ** 00 —■ Ю
^^^н-,.^ —1СМСЧСЧСЧ С* СО СО "*• т*«
ооооо ооооо ооооо
CD СО 00 ** 00 'fOS^'H
2 Ю LO Ю Ю t^- 00 00 CD О
ооооо оооо-^
ооооо ооооо ооооо ооооо ооооо
CD-^TfCCCD СМ Ю 00 —• Ю
—' СМ СМ СМ СМ СО СО СО Tf rf
ооооо ооооо
ОЮОЮ — СОСЧООЮ —•
t^- tv. 00 00 CD CD О О —i CM
ооооо о —• —• —• —«
ооооо ооооо ооооо ооооо ооооо
О —■ СМ СО 1Л
ооооо
t^- 00 О-н СО
—• — см см см
ооооо
см см со со со
ооооо
t^- о см со оо
со •*•*•* •*
ооооо
СМ 1С 00 СЧЮ
ЮЮЮ(О(0
ооооо
ооооо
CD CM CO CD CM
Ю COCO СО h-
оо оо о
t^- СМ 00 СО 00
h- 00 00 CD CD
ооооо
ооооо
rfCOOOO^
h- h- h- 00 00
ооооо
со оо со tv. »-.
00--(N
СЧ CM CM CM CM
о о oo о
ооооо
CM CO Tf Ю Ю
00 ОО 00 00 00
ооооо
см со c"i со •*
см см см см см
ооооо
ооооо
ю ** со см —■
00 00 00 00 00
ооооо
"vt" 00 —■ СО СО
■vp tj< ют ю
СЧ СМ СМ СМ СМ
ооооо
ооооо
ооо со-* —•
00 t^- t^- t— t—
со o> со со со
CD —i CO 1С t^-
Ю СО СО СО СО
СМ СМ СМ СМ СМ
ооооо
CXK-OCNCDlO CM CD Ю -^ 00 Ю -^ 00 -vp О СО СМ 00 -vp -ч CD СЧ t^- CO CD
ОООО^-н СЧ СЧ СО -vp Tf 1С СО СО t^- 00 00 CD CD О -^ •— СЧ СЧ СО СО
—'-^СЧСЧСЧ CM CM CM CM CM CM CM CM СЧ CM CMCMCMCOCO COCOCOCOCO
oooo'o" o"o"o"o"o°" o"o~ooo o"o"o o"o" oo"o"o"o
h- О ГГ t^- r-1 Ю 00 CM Ю CD CO CD О CO t^- —' "vp 00 CM Ю CD CM CD CD CO
cd о о о —■ —■ —' см см см со со ** ** rf ю mm coco со h- h- h- oo
O-^ —' -H ^н —I rt rt rt —< rt rt rt —J rt rt rt ,-, ^ rt ,_ rt —ч —« .-<
ooooo о о о o°o o~oo"oo ooooo" ooooo
CD —■ CO Ю CO
CD CD 00 t^- CO
00 00 00 00 00
t^ 00 CD CD CD
ю ** со см —■
00 00 00 00 00
CD CD 00 t^- CO
OCD 00 t^- CO
00 l«- h- h- b-
Ю CO —■ CD tv.
Ю tJ< CO —' О
ooooo ooooo ooooo ooooo
Hi CM CD CD CO
CD 00 CC Ю "£
CO CD CD CD CO
oo"o"©"o
8!
—■ см со "vf io
T*< -vf "vP Tj« Tj<
,ji ■* •* 'T LJ

-vj -vj -vj -vj -vj
сл rf* со to ■—
0>0> J> C> 05 05 СП СП СП СП
Сл rf* CO tO i— OCDOO-^ДСЛ
ооооо ооооо ооооо ооооо ооооо
to to to со со
(0 0)Ю(0 0)
со со со со rf*
rf* СП ~-J CD О
Ю 00 СЛ ^- -^
rfi.rfi.rfi.rfi.rfi. СЛСЛСЛСЛСЛ 01СЛ050505
tO СО СЛ 05 00 О •— СО rf* СЛ MOOO'-tO
СО 00 rf* CD СЛ О СЛ О СЛ СО rf* 00 tO С75 CD
ООООО ООООО ООООО (ООООО ООООО
frOtOtONStO tO tO tO tO tO
050205СЛСЛ Cnrfi.rfi.rfi.CO
CD 05 СО CD 05 СО CD 05 СО CD
too i
IN)(OI
tO tO tO tO tO I tO tO tO tO tO
со со to to to !>-н-1- 00
О tO СО СЛ tO ООСЛ^-OOrfi.
OCD CDCD 00
I— -vj rf* О -v)
ооооо о о
rfl.rfl.rfl.rfl.rfl.
сл сл rf* rf* rf*
4
rfi. rfi. rfi.
со сою
05 tO
rf* rf*
to •—
CO CD
о о о о о
rf* rf* rf* rf* CO
rfi. о СЛ О 05
ооооо ооооо
со со со со со
CD 00 00 -vj -vj
^-05 — 05 1—
со со со со со
05 СП СЛ СЛ rfi.
С75 О СЛ О rf*
ооооо
to to to to to
СЛ 05 05 05 С7)
ооооо
ооооо
05 -vj -vj 00 ОО
ооооо
ооооо
to to ю to to
05 05 -vj -vj -vj
-vj CD О to CO
ооооо
ююоо^
— Ol — 05 —
ооооо
ооооо
to to to to to
-vj -vj -vj -vj -vj
rfi. rfi. СЛ СЛ 05
о о о oo
^- ю to to со
о о о о о
ооооо
to to to to to
-vj -vj ~4 -vj -vj
05 СЛ СЛ СЛ rf*
о о о о о
со rf* *»■ сл сл
O0W 05 О СО
ооооо
ооооо
to to to to to
-.) -vj -vj -vj 05
CO tO •— О CD
о oo о о
СЛ 05 05 05 05
МОЫОКО
ооооо
^-^-^-_^,— ^^-^-^-^- ^-^-^-*-_ ^-^-о О О ООООО
СО СО 00 -vj -vj <J5 О СЛ rfi. rfi. СО го tO *- •— OOCDCDCD 00 00 -vj -vj О
CD tO 05 CD Ю Oi О rf* 00 tO 05 О СЛ CO СЛ CD rf* CD СЛ О 05 >— -J CO CO
ooooo ooooo ooooo ooooo ooooo
cocococoto to to to to to
COtO^-OCO 00 -vj <J5 СЛ rf*
-v)O5O5-vJ00 00-vJOOOOOO
to to to to to >— ■— >— >— >— >— ■— ■— i-- ■—
CO CO tO •— О CD00-vJ-vJO5 СЛ rfi. rfi. CO tO
CO О tO tO *• 05-vJCO — rf». O500 — СП 00
ooooo ooooo ooooo ooooo ooooo
-vJ0505CnCn rf* rf* rfi. CO CO CO tO tO tO tO tOtO^-^-^— ^-H-^-H-Z-
05 CD CO-vj tO 00 rf* ^--vj *U tO CD-vj СЛ CO ^-О 00-vj 05 СЛ CO tO i— •—
СЛ 05 05 CD -vj <Ji -vj i— 00 CD tO -vj СЛ rfi. -vj 00 tO-vj rf* 00 О CD ^-CD О
^-^-^-oo ooooo ooooo ooooo
ooooo
CO ^- OCD CD
О -vj -vj CD —
to ■— ■— со oi
00 -vj -f <J5 05
rfi. -v) — CD i—
to со ел ^- о
ел сл *>■ 4* rf*
05 tO 00 rf* tO
сл ел со oo >—
co со со со to
CD 05CO ^-CD
•— со oo rf* to
to to to to to
-vj СЛ CO ►— О
to со сл oo со
_,
оъ
04
099

631 _
к
SB
О
4
с
s
SB
о
о
о.
С
ьл
ьл
т со ~« сп t^-
Ю С£> СО LO Ю
о ■* со о <м
СО -<f <М -^ СП
ю ю ю ю •*
ооооо ооооо ооооо ооооо ооооо
00 00 t^- СС Ю
СО СО СО СО СО
00 СО О CM h-
со сп t*~ сп ■*
-<f Ю t^- СП СМ
t^- о со см со
Ю СО СС Ю О
СО СМ Ю СО
со <м <м см
Ю СП t^-O
СО t^- Tf Tj« CO
00 СМ СО 00 Ю
см сп -^ t^- со
см •* см сп оо
СП СО СО <М-^
** t^- (MOO Ю
см см со •* ю
ю •* •* со со
I I
сп-^соою слоою-f оо -^оосмоо
1Г) Ю СО О СО Ю-^ СМ Ю СО SOOO
ООСПОСМСО ЮОО^Ю-н О Ю СО t^-
COCO—■ Ю СП
СМ Ю СП t^- t^-
СМСОЮО СМ
00 СОО СО СО
СО СМ -^ СО СО
хо~ оо ю со
о о-^-^-^ —■ —■ см см со
■**• Ю 00 t^-
00СПСОЮ-* СОСОСМСМСМ
00 0)0000 ОСОСМ^Ю
•^iccooocn о-^смео-*
СОСОСОСОСО Tf Tf Tf -<f Tf
ооооо ооооо
CO h- СП СП О —i СМ СМ СО -*> СО^-ООСП—<
lOCOt^-OOO —" ,СМ СО -<f Ю СО t^- 00 СП -^
Tf4f4f4fio» iom ю ю ю ююююю
оо'оо'о 6 о"о"о"о* о"ооо~о"
00 Tf —• СП СО ** СО СП t^- СО
О-^СМСМСО ■* Ю Ю СО t^-
смсмсмсмсм смсмсмсмсм
■* СО —■ СП СП
ООООО-
см см со со со
00 Г*- Ю ^Г СО О* —> —■ —■ —■
СМ СО ** Ю СО Г4- 00 СП О —■
сососососо со со со •"* •*
ооооо
CM t^- CM h- СО
ооооо
ооооо
1
00 СО СП 4f О
со со см см см
ооооо
ооооо
СО СМ 00 ■* О
— — о о о
ооооо
ооооо
rf t^- о ** h-
о о —■ —■ —1
ооооо
о о
о со
см см
о о
оо о
I
lb 00 О
см см со
оо о
ООООО ООО'
ооооо ооооо ооооо
Mill Mill
СО СО —' 00 Ю
см см см см см
СМ СП СО I
rf со со <
СМ СМ СМ (
ооооо ооо
СОСОСПСОСМ 00Ю-^^-СО О) Ю «1 N CN
СМСМ-^-^-^ О О О СП СП 00 00 00 t^- t--
СМСМСМСМСМ СМ СМ СМ —■ —• —■ ^ ^ ^ ^
о о о* о о ооооо ооооо
СП СО СО СП СМ
ю со со со h-
т^« т^« т^« т^« т^«
Ю 00 —' -Ф Г— О СО СО 00 О СМ ** СО 00 О СМ •* СО 00 О
t^- t^- 00 оф 00 СП СП СП СП О , О О О О —' —■ —■ —■ —■ СМ
ООООО ООО'
ооооо ооооо ооооо
со со сп со со
t^- t^- t^- 00 00
CM CM CM CM CM
СП CO CO СП CM
00 СП СП СП О
CM CM CM CM CO
Ю 00 СМЮСП
оо —< — —
со со со со со
(МЮоО-н'*
см см см со со
со со со со со
NOCONO
СО тГ ■* rf Ю
со со со со со
ооооо ооооо ооооо ооооо
ооооо
(NinoO-HT)*
** см о сп t—
<м см см —■ —«
СО СП СМ Ю t^-
Ю СО СМ О 00
омю^о
t^- ю со *— о
ооооо
smcNOs
-^ со ю t-~oo
ооооо
ооооо ооооо ооооо
ооооо
Mill
Ю <М«СГ) СО **
о емкою ь-
о о (о о о
О ОЮ О О
II I I
СО Ь- 00 СП О
00 00 00 00 СП

632
Он
я
СО СМ СО СМ СО СМ СО СО О СО (МОООЮ<* О СП t^- 00 t^- СО •* СО t^-СО
t^- СО •* СО — О 00 t^-СО ■* СО СМ О СП 00 t^- Ю •* СО СМ — ОСПСО^-
rf rf rf rf -«f -<fcocococo сосососмсм смсмсмсмсм см <м — — —
ooooo ooooo ooooo ooooo ooooo
оомоюю Tf со cm —■ о cnoooot^-co ю ** со со cm -ooooo
•*Tj<^Tfrt< г(<-*-*т) •* со со со со со со со со со со со со со см см
СП О ** СО 00 Ю СМ СП О Ю t^- —■ СО СО СП S^lOlNO "* t^- СО Ю СП
Ю СО Ю СО Ю ■* СО СО Ю 00 СО Ю СП ■* СП Ю— t^--<f — ^--^СМСПСО
cNOcosm ■* со см — о оспоооо^- t^-t^- со со со тют *& *&
сососмсмсм см см см см см см — — — — ^_rtrtrtrt ^_rtrt^^
I I II I I I I I I I I I I I I I I II I I I 1 I
too
too
«4
о
*=(
о
о,
с
— 00 t^- СО СП ■* — СПСПОО
о со-<f ю со спсо^-смоо
СМ О СП 00 t^- СО СО Ю Ю -<f
00 СП t^- t^- СО
•* со г-- •* см
•* •* со со со
Tf Ю Ю 00 00 ON-h-hO)
cnt^-юсо — ооо^-со-*
CM CM CM CM CN СМ— ~-— ^
I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I Mill
см— см см см
CM CO Tf Ю СО
СО СО СО СО СО
■* см см — со
t^-co сп о —
COCO СО h- h-
см— — — о
см со -<f ю со
h- h- h- h- h-
O 00 CO СОЮ
s >■- со m о
tv. tv. t^. (v. oo
<MO 00 COCO
— CM CM CO **
00 00 00 00 00
ooooo ooooo ooooo ooooo ooooo
О СП 00 СП 00
см см со -<f ю
h- h- 00 00 СП
CO t^- 00 СП О
СП 00 00 00 00
— см со -ф ю
ю ю ю ю ю
00 СП СП О СП
CDN00OO
00 СП 00 СП СП
— см со **ю
со со со со со
ооооо ооооо ооооо ооооо ооооо
СМ ** СО 00 СП
со со со coco
ооооо
— см со ** ю
ооооо
ю со со t^-h-
ооооо
tv. tv. (v. CO CO
ооооо
IT) Ю тр СО СМ
ооооо
ооооо
I I i | I
ооооо
Mill
ооооо
Mill
Т\°\Т\
lllll
t^- СО СП CD CM
О О СП СП СП
— — о о о
СО ■<*« — 00 **
00 00 00 h- h-
ооооо
ооооо ооооо ооооо ооооо ооооо
— см -^ю со
см см см см см
ю юю mm
Ь~ 00 СП О —
см см см со со
ю ю ю ю ю
см <м со ■* ■*
со со со со со
т in хо хо хо
ю ю ю со со
со со со со со
1Д Ю Ю Ю Ю
со со со со со
со со со со со
ю ю ю*о ю
ооооо ооооо ооооо ооооо ооооо
со ю оо — **
хО хО хО Ю Ю
со со «э со со
СО СП СО СО СП
COCO S-- h- h-
со со со со со
CM Tftv. О СМ
00 00 00 СП СП
со со со со со
Ю 00 — ** СО
0)0)000
со со ■"* ** **
CO— COCO СП
ООООО ООООО ООООО ООООО ОО О О О
— СО Ю СМ СП
СП О СМ ** Ю
— см см см см
СО СМ СП СО <М
t— СП О СМ **
см см coco со
оо ю — t^- со
Ю Г^ СП О СМ
со со со ■* ■*
00 ■* СП Ю О
СОЮ СО 00 О
Tf Tf -Ф Tj< Ю
Ю О Ю СП **
—■ со ■* ю t^-
ю ю юол ю
ООООО
Mill
ооооо
Mill
ооооо
Mill
л°°°°
ооооо
Mill
8!
— см со **ю

ния
<L>
лож
в
о.
с
CD
К
X
CD
я
ч
о
о
о.
с
too
стэ
«ад
£^
OCL
стэ
О
СО
оооо о
СП 00 00 t^- Г*-
ooooo
СО г-н t>- СМ 00
СО СО LO LO •*
О О ОО О
о оо о о
ооооо
СП СП 00 t^- t^-
СО LO LO -<f CO
00 ** <М СП О
•*МО(ОЛ
** Tj< Tf СО СО
Г-~ О ** 00 **
** СО -« СП 00
СО COCO CM CM
СП •* СО -н СО
to ю ■* со —'
СМ СМ СМ СМ СМ
s\
> LO LO t^- СО
1 СП 00 h- СО
Mill I I I I I
Mill
Mill
CO 00-^ ** СП
СП 00 00 t^- CO
ooooo
II II I
CO 00 LO 00 CO
CO Ю LO •* •*
ooooo
Mill
<m t^-co —■ oo
■* cr со со <м
ooooo
Mill
—■ h- со <m oo
00 00 00 jC 00
4"ON(N00
00 0)0)00
oo oo oo en en
CO 00 ■* СП •*
—■ —■ см <м со
en en en о en
t^- CM C£> CM Ю
en en en en en
ooooo
ooooo
ooooo
ooooo
о en со ■* oo
ssoocoo
CO c£> c£> c£> t^.
h- 00 t^- CO CO
—■ см со ** ю
t^-1^-1^-1^-1^-
ю ■* cc —' —'
CONOOGO
tv. (v. tv. (v. 00
en t^- ю ** <m
O-^ CN CO ■*
00 00 00 00 00
ooooo
ooooo
ooooo
ooooo
CN-OMS
Tf Tf ч*< CO CO
ooooo
CO LO ** CM —'
со со со со со
ooooo
OOONIO'*
CO CM CM CM CM
ooooo
со см о en oo
<M CM CM —■ —'
ooooo
ooooo
??t°?
ooooo
ooooo
—■ 00** —' 00
tv. CO CO CO LO
ooooo
lo см en t^- **
LO LO *f *f Tf
ooooo
—' СП t^- *f CM
*f со со со со
ooooo
O00 CO •* CM
CO CM CM CM <M
ooooo
ooooo
ooooo
ooooo
ooooo
633
CO Ю LO LO *f
со со со со со
LO LO»LO lO lO
*# со со см см
со со со со oo
LO LO LO LO LO
-hOOOICO
со со со cm cm
LO LO LO LO LO
tv. tv. CO CO LO
CM CM CM CM CM
LO LO LO LO LO
ooooo
ooooo
ooooo
ooooo
CM *f CO 00 г-н
CM CM CM CM CO
CO CO 00 О CO
со со со *f *f
*^ *f *f ** **
lo t^- en —i со
*f *f *f Ю LO
lo t^- en —' со
LO LO LO CO CO
ooooo
ooooo
ooooo
ooooo
z
со см со en со
00 ©-* CM *f
LO CO CO CO CO
со en <mlo t^-
lo coco en о
CO coco со t^
en —' сою со
—■ CO *f LO CO
t— t— t— t— t—
t— 00 CTS CTJ CTJ
^-СССП O-h
t^- t^- t^- 00 00
ooooo
Mill
ooooo
Mill
ooooo
ooooo

634
ьо
tSO
CO <N <M — О
t^- Ю —■ O) t^-
<M CM <M — —
ooooo
ooo oo
00 CO CO •* •*
ooooo
ooooo
ooooo
,^ ■* •* со со
ooooo
s
Q.
G
CM tJ« 00 О Ю
-00)0)00
— — ooo
t^- о ■* oo см
t^- Г-- СОЮ Ю
ooooo
SCOO'tO
•<f ■* со со со
ooooo
I I
о
о
CO ■* O00 t^-
<M <M <M — —
ooooo
ЮСО <M <M <M
ooooo
O) t^- t^- Ь.СО
ooooo
ooooo
•<f со со см —i
ooooo
ooooo
СОСМЮСОО
ю со со со t^-
0)0)0)0)0)
о oo о о
CO Tf 00 О CO
tv. (v. (v. 00 00
<л а <л <л <л
•*Ю^ООО)
00 00 00 00 00
О) О) О) О) О)
ооооо
о оо о о
о со •* ю со
<л <л <л с^ <л
<Л <Л <Л (Л <Л
~-Q_0000
— О) ю со —
ЮЮСО1^00
00 00 00 00 00
ооооо
COrffNOS
00 О) О—| —|
00 00 О) О) О)
ооооо
(NSlOO1*
<М CM CO rf **
О) О) О) О) О)
ооо оо
с- ■* О) со t^-
•* ю ю со со
О) О) <J) <J) <J)
оо ooo
t^- со ■* со <м
ооооо
—| 00)00 00
— — ооо
ооооо
t^- СО Ю Ю •*
ооооо
ооооо
** СО СО СМ-СМ
ооооо
ооооо
ооооо
ооооо
ооооо
ооооо
00)|^Ю^
ооооо
оо ооо
СО <М О О) 00
— — — оо
ооооо
ооооо
t^-t^- со ю •*•
ооооо
ооооо
ооооо
** со со <м <м
ооооо
ооооо
о"ооо"о
•* со <м — о
<м см см см см
ю ю ю ю ю
ооооо
OiNSCOm
тю mm ю
ооооо
•* со <м — о
ю ю ю ю ю
о о ооо
О) О) 00 Г*- СО
ооооо
ооооо
msfloow
СО СО СО t^- t^-
т^« т^« т^« т^« т^«
ооооо
■^юьоо
t— t— t— t— 00
ooooo
-нСОЮ(01^
00 00 00 00 00
т^« т^« т^« ^" т^«
ооооо
00 О) О — <М
00 00 СТ> О) О)
о о ооо
О) О) 00 t^- СО
<м со •* ю со
00 00 00 00 00
ЮСО^О)СО
t^- 00 О) О) О
00 00 00 00 О)
— <м <м со ■*
а <л <л <л <л
СО— СО — СО
•*ЮЮ(ОСО
О) О) О) О) О)
ООООО
I I I I I
ооооо
I I I II
ооооо
Mill
ооооо

635*
к
я
CD
О
к
С
bo
„ СЧ <N CM CM
ОЙ О О О О
of о о о о
*i
о|о о о о
о о о о
SO Q О
О О О
о о о о о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
Ьо
о о о о о
о о о о о
N СО О) (О (N
<м <м —. — —
о о о о о
—■ оо ю •* со
—' О О О О
О О О О О
<м о о о о
о о о о о
о о о о о
Mill I I I I I Mill
~? — — — о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
О Q О О О
О О О О О
о о о о о
о о о о о
о о о о о
MM Mill Mill
tv. tv. (V. t^-
O) О) О) О)
O) Ol O) O)
00 00 00 CD CD
CD CD CD CD CD
CD CD CD CD CD
CD CD О О О
CD CD О О О
CD CD О О О
О О О О О
О О О О О
о о ~ — !-■
—' Ю CD СО Ю
Ь- h- h- 00 00
CD CD CD CD CD
oo
on
CD
CDWCD
CD CD
Ю
CD
CD
CO
CD
CD
t^-
CD
CD
CD
CD
CD
О
О
О
О
о
о
о
о
о
о о о о о
о о о о о
о о — — —■
о о о о о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
Mill
о о о о о
о о о о о
<М — -^ -^ -н
о о о о о
о о о о о
о о о о о
So о о о
о о о о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
о о о о о
со VQ ** со <м
о о о о о
ю т ю ю ю
СМ — —-■ —' О
о о о о о
ю ю ю ю ю
о о о о о
о о о о о
ю ю ю ю ю
о о о о о
о о о о о
о о о о о
СО ^f Ю СО СО
CD CD CD CD CD
■Ч1 •*•*•* •*
t^- 00 00 CD CD
CD CD CD CD CD
T^« T^« T^« T^« T^«
о о о о
о о о о
т т т т
о о о о о
о о о о о
о" о о о о
О т*« 00 CM Ю
t^- tv. tv. 00 00
CD CD CD CD CD
00 О CO ** CO
00 CD CD CD CD
CD CD CD CD CD
о о о о о
Mill
о о о о о
Mill
CD CD О О
CD CD О О
CD CD О О
о о о — —
I I I М

€36
Приложен ие 2
ТАБЛИЦА КОЭФФИЦИЕНТОВ ПОСТОЯННОЙ СОСТАВЛЯЮЩЕЙ ПЛОСКОГО
ИМПУЛЬСА 1)
д л я у г л о в от 0 до 30° ,
\ 6
0i\
0°
5°
10°
15°
20°
25°
30°
0°
0 3,4
5°
0,017 3,8
2,2
0,028 3,0
10°
0,038 3,6
1,0
0,043 3,4
2,6
0,056 3,0
~
15°
0,056 3,6
0,8
0,060 3,6
2,2
0,071 3,2
2,4
0,083 3,0
20'
0,0/4 3,6
0,8
0,078 3,6
1,8
0,087 3,2
2,2
0,098 3,2
2,6
0,111 3,0
25°
0,092 3,6
0,8
0,096 3,4
1,4
0,103 3,4
2,2
0,114 3,2
2,4
0,126 3,0
2,6
0,139 2,8
30°
0,110
0,6
0,113
1,4
0,120
2 0
0,130
2,2
0,141
2,4
0,153
2,8
0,167
\ 6
0i\
30°
для углов от 30 до 60°
35°
-0° 0,110 3,б| 0,128 3,8
5°
10°
15°
20°
25°
30°
35°
40°
45°
50°
55°
60°
0,6
0,113 3,6
1,4
0,120 3,6
2 0
0,130 3,4
2,2
0,141 3,2
2,4
0,153 2,8
2,8
0,167 2,6
0,6
0,131 3,6
1,4
0,138 3,4
1.8
0,147 3,2
2 0
0,157 3,2
2 0
0,167 3,2
2,6
0,180 3,0
3,0
0,195 2,8
40°
# 45>
0,147 3,6 0,165 3,6
0,4
0,149 3,6
1,2
0,155 3,4
1,6
0,163 3,2
2 0
0,173 3,2
2,6
0,183 3,2
2,4
0,195 3,0
2,8
0,209 3,0
2.6
0,222 3,0
0,4
0,167 3,6
1,0
0,172 3,6
1,4
0,179 3,4
2,0
0,189 3,2
2 0
0,199 3,2
2,2
0,210 3,2
2,8
0,224 2,8
2,6
0,237 2 8
2,6
50°
0,183 3,6
0.4
0,185 3,4
1,0
0,190 3,4
1,2
0,196 3,4
1,8
0,205 3,2
2,0
0,215 3,2
2 2
0,226 3 0
2,4
0,238 3,0
2 6
0,251 3,0
2 8
0,250 3,0,0,265 3,0
1 2 С
0,278 3,0
55э
0,201 3,4
0,2
0,202 3,4
1.Q
0,207 3,4
1,2
0,213 3,4
1,6
0,221 3,4
2.0
0,231 3,2
2,0
0,241 3,2
2,4
0,253 3,0
2,6
0,266 3,0
2,8
0,280 3,0
2,6
0.293 3,2
2,6
0,306 3,2
60°
0,218
0,2
0 219
1,0
0,224
1,2
0,230
1.6
0,238
1,8
0,247
2,0
0,257
2,2
0,268
2,6
0,281
2.8
0,295
2 8
0,309
2.6
0,322
2,4
0,334
г) В этой таблице 6—нижний угол отсечки, 0,—верхний угол отсечки.
Значения коэффициентов даны через 5 градусов углов отсечки. Для
отыскания промежуточных значений справа и внизу коэффициентов разложения
даны их приращения в третьем знаке после запятой, на один градус
соответствующего угла отсечки.

637
Продолжение приложения 2
для углов от 60 до 90°
\ е
et\
0°
5°
10°
15°
20°
25°
30°
35°
40°
45°
50°
55°
60°
65°
70°
75°
80°
85°
90°
60°
0,218 3,6
0,2
0,219 3,6
1,0
0,224 3,4
1,2
0,230 3,4
1,6
0,238 3,4
1,8
0,247 3,2
2,2
0,258 3,0
2,0
0,268 3,2
2,6
0,281 3,0
2,8
0,295 2,8
2,8
0,309 2,8
2,6
0,322 2,8
2,4
0,334 3,0
65°
0,236 3,4
0,2
0,237 3,4
0,8
0,241 3,2
1,2
0,247 3,2
1,6
0,255 3,2
1,6
0,263 3,2
2,0
0,273 3,2
2,0
0,283 3,2
2,6
0,296 3,0
2,6
0,309 2,8
2,8
0,323 2,8
2,6
0,336 2,6
2,6
0,349 2,6
2,4
0,361 2,6
70°
0,253 3,2
0,2
0,254 3,2
0,6
0,257 3,4
1,2
0,263 3,4
1,6
0,271 3,2
1,6
0,279,3,2
2,0
0,289 3,0
2,0
0,299 3,0
2,4
0,311 3,0
2,4
0,323 3,0
2,8
0,337 2,8
2,4
0,349 2,8
2,6
0,362 3,0
2,8
0,376 3,0
2,6
0,389 2,8
75°
0,269 3,4
0,2
0,270 3,4
0,8
0,274 3,2
1,2
0,280 3,2
1,4
0,287 3,2
1,6
0,295 3,2
1,8
0,304 3,2
2,0
0,314 3,2
2,4
0,326 3,0
2,4
0,338 3,0
2,6
0,351 3,0
2,4
0,363,3,0
2,6
0,377 2,6
2,8
0,391 2,8
2,4
0,403 2,8
2,6
0,416 3,0
80°
0.286 3,2
0,2
0,287 3,2
0,6
0,290 3,4
1,2
0,296 3,2
1,4
0,303 3,0
1,6
0,311 3,0
1,8
0,320 3,0
2,0
0,330 3,0
2,2
0,341 3,0
2,4
0,353 2,8
2,6
0,366 2,6
2,4
0,378 2,6
2,4
0,390 2,8
2,6
0,403 3,0
2,8
0,417 3,0
2,8
0,431 3,0
2,4
0,443 3,2
85°
0,302 3,4
0,2
0,303 3,4
0,8
0,307 3,2
1,0
0,312 3,2
1,2
0,318 3,0
1,6
0,326 3,2
1,8
0,335 3,0
2,0
0,345 3,0
2,2
0,356 3,0
2,2
0,367 3,0
2,4
0,379 3,0
2,4
0,391 3,0
2,6
0,404 2,8
2,8
0,418 2,8
2,8
0,432 2,6
2,8
0,446 2,4
2,6
0,459 2,6
2,6
0,472 2,8
90°
0,319
0,2
0,320
0,6
0,323
1,0
0,328
1,2
0,334
1,6
0,342
1,6
0,350
2,0
0,360
2,2
0,371
2,2
0,382
2,4
0,394
2,4
0.406
2,4
0,418
2,6
0,431
2,8
0,445
2,6
0,458
2,8
0,472
2,8
0,486
2,8
0,500

638
Приложение 3
ТАБЛИЦА КОЭФФИЦИЕНТОВ ПЕРВОЙ ГАРМОНИКИ ПЛОСКОГО ИМПУЛЬСА1)
для углов от 0 до 30°
\ 6
0i\
0°
5°
10°
-
15°
20°
25°
30°
0°
0 7,4
5Э
0,037 7,4
3,6
0,055 6,6
10°
0,074 7,2
2,8
0,088 6,6
4,6
0,111 5,6
15°
0,110 7,2
2,2
0,121 6,6
3,6
0,139 6,2
5,0
0,164 5,8
20>
0,146 7,0
1,6
0,154 6,6
3,2
0,170 6,4
4,6
0,193 5,8
5,0
0,218 5,4
,25°
0,181 6,8
1,2
0,187 6,6
3,0
0,202 6,2
4,0
0,222 5,8
4,6
0,245 5,4
4,8
0,269 5,0
30°
0,215
1,0
0,220
2,6
0,233
3,6
0,251
4,2
0,272
4,2
0,293
5,0
0,318
для углов от 30 до 60°
\ °
0i\
0°
' 5°
10°
15°
20э
25°
30°
35°
40°
45°
50°
55°
60э
30°
0,215 6,6
1,0
0,220 6,6
2,6
0,233 6,2
3,6
0,251 6,0
4,2
0,272 5,4
4,2
0,293 5,4
5,0
0,318 4,8
35°
0,248 6,4
1,0
0,253 6,2
2,2
0,264 6,0
3,4
0,281 5,6
3,6
0,299 5,6
4,2
0,320 5,2
4,4
0,342 4,8
4,8
0,366 4,2
40°
0,280 6,2
0,8
0,284 5,8
2,0
0,294 5,8
3,0
0,309 5,0
3,6
0,32/ 5,0
3,8
0,346 5,0
. 4,0
0,366 5,0
4,2
0,387 4,8
4,6
0,410 4,2
45°
50°
0,311 5,6 0,339 5,4
0,4
0,313 5,6
2,0
0,323 5,4
2,6
0,336 5,4
3,2
0,352 5,2
3,8
0,371 4,8
4,0
0,391 4,4
4,0
0,411 4,2
4,0
0,431 4,0
4,0
0,451 3,8
0,4
0,341 5,4
1,8
0,350 5,2
2,6
0,363 5,0
3,0
0,378 4,6
3,4
0,395 4,4
3,6
0,413 4,2
3,8
0,432 4,0
3,8
0,451 3,8
3,8
0,470 3,6
3,4
0,487 3,6
55°
0,366 5,0
0,4
0,368 5,0
1,6
0,376 4,8
2,4
0,388 4,8
2,6
0,401 4,6
3,2
0,417 4,4
3,4
0,434 4,2
3,6
0,452 4,0
3,6
0,470 3,8
3,6
0,488 3,6
3,4
0,505 3,4
3,4
0,522 3,0
60°
0,391
0.4
0,393
1,4
0,400
2,4
0,412
2,4
0,424
3,0
0,439
3,2
0,455
3,4
0,472
3,4
0,489
3,4
0,506
3,2
0,522
3,0
0,537
2,8
0,551
*) В этой таблице 6—нижний угол отсечки, 6Х—верхний угол отсечки.
Значение коэффициентов д;ны через 5 градусов углов отсечки. Для
отыскания промежуточных значений справа и внизу коэффициентов р< зложения
даны их приращения в третьем знаке после запятой, на один градус
соответствующего угла отсечки.

639
Продолжение приложения 3
для углов от 60 до 90°
\ е
0°
5°
10э
15°
20°
25°
30°
35°
40°
45°'
50°
55*
60°
65э
70°
73-
80°
85°
90°
60°
0,391 4,6
0,4
0,393 4,4
1,4
0,400 4,4
2,4
0,412 4,0
2,4
0,424 4,0
3,0
0,439 3,8
3,2
0,455 3,6
3,4
0,472 3,4
3,4
0,489 3,2
3,4
0,506 3,0
3 2
0,522 3,0
3,0
0,537 2,8
2,8
0,551 2,8
'
65°
0,414 4,4
0,2
0,415 4,4
1.4
0,422 4,2
2,0
0,432 4,0
2,4
0,444 4,0
2,8
0,458 3,8
3,0
0,473 3,6
3,2
0,489 3,4
3,2
0,505 3,2
3,2
0,521 3,0
3,2
0,537 2,8
2,8
0 551 2,6
2,8
0,565 2,4
2,2
0,576 2,4
70°
0,436 3,8
0,2
0,437 3,8
1,2
0,443 3,8
1,8
0,452 3,8
2,4
0,464 3,6
2,6
0,477 3,4
2,8
0,491 3,0
3,0
0,506 2 8
3,0
0,521 2,6
3,0
0,536 2,6
3,0
0,551 2,4
2,6
0,564 2,2
2,6
0,577 2,0
2,2
0,588 1,8
2,0
0,593 1,8
75°
0,455 3,6
0,2
0,456 3,6
1,2
0,462 3,6
1,8
0,471 3,4
2,2
0,482 3,0
2,4
0,494 3,0
2,4
0,506 3,0
2,8
0,520 2,8
2,8
0,534 2,6
2,8
0,548 2,6
3,0
0,563 2,0
2,4
0,575 1,4
2,4
0,587 1,8
2,0
0,597 1,8
2,0
0,607 1,4
1,6
0,615 1,2
!
80°
0,473 3,0
0,2
0,474 3,0
1,2
0,480 2,8
1,6
0,488 2,8
1,8
0,497 2,8
2,4
0,509 2,6
2,4
0,521 2,6
2,6
0,534 2,4
2,6
0,547 2,4
2,8
0,561 2,0
2,4
0,573 1,8
2,4
0,585 1,4
2,2
0,596 1,2
2,0
0,606 1,2
1,6
0,614 1,2
1 4
0,621 1,0
1,2
0,627 1,0
85°
0,488 2,4
0,2
0,489 2,4
1,0
0,494 2,4
1,6
0,502 2,2
1,8
0,511 2,2
2,2
0,522 2,2
2,4
0,534 2,2
2,4
0,546 2,0
2,6
0,559 1,6
2,6
0,571 1,4
2,2
0,582 1,4
2,0
0,592 1,4
2,0
0,602 1,2
2,0
0,612,1,0
1,6
0,620 0,8
1,2
0,625 0,8
1,2
0,632 0,2
0,6
0,635 0,2
90°
0,500 к
0,2
0,501
1,0
0,506
1,4
0,513
1,8
0,522
2,2
0,533
2,4
0,545
2,2
0,556
2,2
0,567
2,2
0,578
2,2
0,589
2,0
0,599
1,8
0,608
1,8
0,617
1,4
0,624
1,2
0,630
0,6
0,633
0,6
0,636
0,2
0,637
1

ОГЛАВЛЕНИЕ Стр.
предисловие а
ГЛАВА 1. ВВЕДЕНИЕ
1.1. Основные определения 5
1.2. Краткая история развития радиопередающих устройств ... &
Глава 2. СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ГЕНЕРАТОРНЫХ
ЛАМП И ИХ ИДЕАЛИЗАЦИЯ
2.1. Введение . 24
2.2. Эмиссионный ток и управляющее напряжение триода .... 25
2.3. Характеристики эмиссионного тока в сеточной и анодной
системах координат 27
2.4. Характеристики токов анода и сетки триода ....... 29
2.5. Характеристики эмиссионного тока тетрода 34
2.6. Характеристики токов анода и экранирующей сетки тетрода . . 3&
2.7. О характеристиках пентодов . 39
Литература . ч 41
Глава 3. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РЕЖИМАХ ' ГЕНЕРАТОРА
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
3.1. Баланс токов и напряжений в анодной цепи .... . . 42
3.2. Классификация режимов генератора по напряжённости . . . 47
3.3. Динамические характеристики анодного тока . 49
3.4. Энергетический баланс в анодной цепи 53
Литература . .................... 57
Глава 4. РАСЧЁТЫ РЕЖИМОВ ГЕНЕРАТОРА С ВНЕШНИМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ
4.1. Введение 58
4.2. Гармонический анализ косинусоидальных импульсов анодного
тока 58
4.3. Соображения о выборе режима генератора ........ 63
4.4. Порядок расчёта генератора 67
4.5. Работа генератора при плоском импульсе анодного тока ... 71
Литература 7&
Глава 5. РАСЧЕТ ЦЕПЕЙ СЕТОК
5.1. Расчёт тока в цепи управляющей сетки 77
5.2. Энергетический баланс в цепи управляющей сетки 82
5.3. Процессы в цепи смещения *....... V84
5.4. Порядок расчёта цепи управляющей сетки ........ * 90-
5.5. Цепи экранирующей и защитной сеток 91
Литература . 94
Глава 6. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ КОНТУРЫ ГЕНЕРАТОРОВ
6.1. Одиночный параллельный контур 95
6.2. О фильтрации гармоник в выходных ступенях ЮЗ
6 3. Фильтрация гармоник в простой схеме Ю5
6.4. Выходные ступени по сложной схеме Ю6
6.5. Фильтрация гармоник в сложной схеме Ю1
Литература . ИЗ

Оглавление
641
&«
а в а 7. ЗАВИСИМОСТЬ РЕЖИМА ГЕНЕРАТОРА С ВНЕШНИМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ ОТ НАГРУЗКИ И ПИТАЮЩИХ НАПРЯЖЕНИЙ
7.1. Введение 114
7.2. Нагрузочные характеристики генератора с внешним
возбуждением 114
7.3. Расчёт нагрузочных характеристик 121
7.4. Эквивалентные схемы анодной цепи 124
7.5. Зависимость режима от амплитуды напряжения на сетке ... 128
7.6. Зависимость режима от смещения 134
7.7. Зависимость режима от напряжения на аноде 136
7.8. Зависимость режима от напряжений на экранирующей и
защитной сетках 140
Литература . 144
Глава 8. СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРОВ G ВНЕШНИМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ
8.1. Введение 145
8.2. Схемы питания анодной цепи 147
8.3. Общая теория схем связи между ступенями ........ 152
8.4. Схемы связей между ступенями 157
8.5. Питание цепи накала . 162
8.6. Совместная работа генераторных ламп на общую нагрузку . . 164
8.7. Настройка генератора 177
8.8. Исследование настройки сложной схемы 181
8.9. Порядок расчёта ^выходной ступени по сложной схеме .... 184
Литература . . * 189*
Глава 9. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ВЫСШИХ ГАРМОНИЧЕСКИХ
9.1. Область применения умножителей частоты . 190
9.2. Теория умножения частоты без учёта реакции анода .... 191
9.3. Расчёт умножителя с учётом реакции анода 194
9.4. Использование высших гармонических для повышения
мощности и кпд 196-
Литература . 1991
Глава 10. АВТОГЕНЕРАТОРЫ
10.1. Введение 200
10 2. Общие уравнения для автоколебательных схем . . . ... 202
10.3. Обобщённая трёхточечная схема 210
10.4. Одноконтурные автогенераторы 213
10.5. Установившиеся режимы автогенератора и их устойчивость
при внешнем смещении 219
10 6, Диаграммы срыва 226
10 7. Автогенератор с автоматическим смещением 231
10.8. Схема Шембеля 242
10.9. Двухконтурные автогенераторы 249
10.10. Теория двухконтурных автогенераторов при сильной связи . . 252
Литература . 255-
Глава 11. АВТОГЕНЕРАТОРЫ УВЧ
11 1. Причины, затрудняющие получение автоколебаний увч .... *5Ь
11.2. Лампы и конструкции автогенераторов увч ™тч
11.3. Схемы автогенераторов метровых волн .
11.4. Теория автогенераторов метровых волн с сосредоточенными
постоянными , . 288
11.5. Расчёт двухконтурных автогенераторов с линиями . . • 303.
Литература . . • •

«€42 Оглавление
Глава 12. СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ ДИАПАЗОННОГО
АВТОГЕНЕРАТОРА
Л2.1. Введение 304
12.2. Нестабильность частоты от вибрации деталей ....... 308
12.3. Нестабильность частоты от изменения температуры ..... 309 .
12.4. Нестабильность частоты от разогрева лампы . . 317
12.5. Нестабильность частоты от изменения давления и влажности . 320
12.6. Нестабильность частоты от изменения питающих напряжений . 322
12.7. Нестабильность частоты от реакции последующих ступеней . . 335
Литература . , 336
Глава 13. СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ У АВТОГЕНЕРАТОРОВ
С КВАРЦЕМ
13.1. Введение 337
13.2. Физические свойства кварца 339
13.3. Схемы автогенераторов с кварцем 346
13.4. Расчёт автогенераторов с кварцем 352
13.5. ТКЧ кварцевых пастин 362
Литература . 363
Глава 14. НЕЙТРАЛИЗАЦИЯ
14.1. Введение 364
14.2. Расчёт прямого прохождения и обратной реакции ..... 365
14.3. Нейтрализация со стороны сетки 368
14.4. Нейтрализация со стороны анода 371
14.5. Нейтрализация двухтактной схемы 375
14.6. Настройка нейтродинных схем 378
14.7. Учёт индуктивностей вводов 3/9
14.8. Нейтрализация по схеме сложного моста 383
14.9. Схема с заземлённой сеткой Бонч-Бруевича 386
14.10. Уменьшение проходной ёмкости электростатическим
экранированием ...•-.. 389
Литература . 390
J. Глава 15. ПАРАЗИТНЫЕ КОЛЕБАНИЯ
15.1. Виды паразитных колебаний и способы борьбы с ними .... 392
15.2. Схемы паразитных колебаний 394
15.3. Практические методы обследования паразитных колебаний . . 398
Литература . 399
Глава 16. АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
16.1. Основные понятия ,.,...,.... 400
16.2. Модуляция смещением 408
16.3. Усиление модулированных колебаний 418
16.4. Прохождение боковых частот при модуляции на сетку .• .• . . 424
16.5. Модуляция на анод 436
16.6. Прохождение боковых частот при модуляции на анод .... 458
16.7. Модуляция тетродных и пентодных генераторов ...... 462
16.8. Применение противосвязи в передатчиках 464
Литература . 466
Глава 17. ОДНОПОЛОСНАЯ ПЕРЕДАЧА
17.1. Общие сведения 468
17.2. Балансные модуляторы . 472
17.3. Скелетные схемы однополосных передатчиков 477
Литература . 480

Оглавление
643
Глава 18. ЧАСТОТНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
18.1 Общие сведения о частотной модуляции . 481
18 2. Свойства колебаний, модулированных по частоте и фазе . . . 482
18.3. Частотные модуляторы . 487
18.4. Стабилизация средней частоты при ЧМ * 494
18.5. Фазовые модуляторы 498
Литература . 502
Глава 19. ТЕЛЕГРАФНАЯ РАБОТА
19.1. Виды телеграфной работы 503
19.2. Спектры сигналов при телеграфной работе рОД
19.3. Искажения телеграфных сигналов . 506
19.4. Схемы амплитудной манипуляции щ 510
19.5. Схемы частотной манипуляции 513
19 6., Многократная радиотелеграфия • 514
Литература . 516
Глава 20. ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
20.1. Введение 517
20.2. Виды импульсной модуляции ... 518
20 3 Схемы для получения ИМ . 520
Литература . 524
Глава 21. РАБОТА ПЕРЕДАТЧИКА КОРОТКИМИ ИМПУЛЬСАМИ
21.1. Импульсный режим генератора 525
21.2. Общие сведения о схемах импульсных модуляторов 530
21.3. Модуляторы на жёстких лампах 538
21.4. Формирование прямоугольных импульсов при помощи линии 549
21.5. Схемы эквивалентов линии для формирования прямоугольных
импульсов 552
21.6 Расчёт параметров эквивалентного двухполюсника с
последовательными контурами из рассмотрения свободных колебаний . . 559
21.7. ^Способы заряда накопителя в модуляторах с ионными
коммутаторами 563
21.8. Ионные коммутаторы . 569
21.9 Импульсный модулятор с индуктивным накопителем ..... 571
Литература . 573
Глава 22. КЛИСТРОНЫ
22.1 Принцип действия клистрона 574
22.2, Теория клистрона 575
22 3 Отражательный клистрон 581
Литература . 588
Глава 23. МАГНЕТРОНЫ
23.1 Краткие сведения о законах движения электронов в электри
ческом и магнитном полях 589
23.2 Типы колебаний в магнетроне 594
23.3 Устройство и принцип работы многорезонаторных магнетронов 598
23.4 Характеристики магнетрона •. . . . 617
Литература .... . . .... . . • . 627
Приложения 628—639
Ответственный редактор В Л leoedee
Редактор А А Якобсон
Технический редактор Т М Морозова
Л 150601 Саано в набор 19 IX 1950 г
Подписано к печати 24/Х1 19оО г
Бум 60X92' „ 40.25 печ л -20 12 бум л
авт л -39,1. Уч изд л -41,59
За над 4091 Зак тип 1562 Тираж 15000
Цена в переп.пле 2! р 70 к
20 я типографии „Союэполиграфпрома
авполнграфиздата при Совете Министров СССР
Москва Ново Атексеевская Ьг