/
Author: Супрун Б.К. Шерепа В.Ф.
Tags: электротехника радиотехника передатчики радиоприемники
Year: 1968
Text
Б. К. СУПРУН, В. Ф. ШЕРЕПА
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ
И РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
Допущено Управлением кадров
и учебных заведений Комитета стандартов,
мер и измерительных приборов при Совете Министров СССР
ч качестве учебного пособия для Одесского техникума измерений
по специальности «Радиотехнические измерения»
ИЗДАТЕЛЬСТВО КОМИТЕТА СТАНДАРТОВ,
МЕР И ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ ПРИБОРОВ
ПРИ СОВЕТЕ МИНИСТРОВ СССР
Москва— 1968
УДК 621.396.61/.62(075.3)
В книге изложены основные вопросы теории
радиопередающих и радиоприемных устройств;
рассматриваются элементы передатчика и приемника и описывается
физическая сущность процессов, происходящих в них;
уделено внимание вопросам настройки и испытания
передатчиков и приемников.
Книга предназначена для учащихся средних
специальных учебных заведений Комитета стандартов, мер
и измерительных приборов при Совете Министров СССР
и может быть использована студентами техникумов, в
которых читается курс «Радиопередающие и
радиоприемные устройства».
Таблии 7, иллюстраций 249, библиографий 27.
Борис Кириллович Супрун
Василий Федосеевич Шерепа
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ И РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
Научный редактор Ф. Н. Петросян
Редактор издательства Н. А. Куликова
Переплет художника Г. Е. Левченко
Технический редактор С. Ф. Проворовская
Корректор А. Г. Старостин
Т 12451 Сдано в набор 5/V 1Я68 г. Подписано в печать 14,'Х 1968 г.
Формат 60Х9ОУи Бумага типографская № I. 19,25 п. л. 17,08 уч.-изд. л.
Тираж 35000 . Первый завод 1—15000 Изд. .№> 999/7. Зак. 3222. Цена 66 коп.
Издательство стандартов. Москва, К-1. ул. Щусева, 4
Великолукская городская типография Псковского областного
управления по печати, г. Великие Луки, Полсвская, 13.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Книга соответствует программе курса «Радиопередающие и
радиоприемные устройства», утвержденной Комитетом
стандартов, мер и измерительных приборов при Совете Министров
СССР, и является учебным пособием для учащихся дневного и
заочного отделений техникумов, она может быть полезной для
лаборантов и других работников средних специальных учебных
заведений, в которых читается этот курс.
В учебнике должное внимание уделено описанию физических
процессов, происходящих в радиопередатчиках и
радиоприемниках.
Теоретический материал почти всех глав книги
иллюстрируется практическими расчетами и отдельными примерами. Для
лучшего усвоения материала и самопроверки в конце каждой
главы даны контрольные вопросы.
Книга состоит из двух самостоятельных разделов:
радиопередающие устройства (раздел I) и радиоприемные устройства
(раздел II). Однако имеются главы, общие для обоих разделов.
В некоторых средних специальных учебных заведениях
учащиеся выполняют дипломные проекты, включающие, как
правило, расчеты отдельных ступеней радиоаппаратуры, поэтому
авторы сочли необходимым включить в книгу главу,
посвященную обоснованию выбора блок-схемы радиопередающего и
радиоприемного устройства.
Главы 1, 2, 3, 4, 5, 9, 10, 12, 13 и 14 написаны Б. К-
Супруном; главы 6, 7, 8, 11, 16, 17 и введение — В. Ф. Шерепой;
глава 15 — В. С. Швойницким. Общее редактирование книги
выполнено Б. К. Супруном.
Книга одобрена предметной комиссией радиотехнических
дисциплин Одесского техникума измерений.
Рукопись пособия прочитана канд. техн. наук Ф. Н. Петро-
сяном, чьи критические замечания приняты с благодарностью и
учтены авторами -при окончательной доработке.
Авторы выражают благодарность учащимся техникума Берд-
ник В. Г., Кудря О. Н., Логиновой Е. Е., Мироненко Н. В.,
Поправкиной А. И., Растрипе М. К., инж. Добрянскому М. А.,
которые оказали помощь в подготовке книги к печати.
Отзывы и пожелания по содержанию книги просим
направлять по адресу: Москва, К-1, ул. Щусева, 4. Издательство
стандартов.
ВВЕДЕНИЕ
§ 1. ЭЛЕМЕНТЫ ПЕРЕДАЮЩЕГО И ПРИЕМНОГО УСТРОЙСТВ
Любая система радиосвязи включает в себя передатчик,
приемник и среду, в которой распространяются радиоволны от
передающего к приемному устройству. Блок-схема системы
связи приведена на рис. 1.
г
Пр
Воспроизводящее
устройство
И
Рис. 1. Блок-схема системы связи
Для осуществления связи в передающем устройстве
необходимо:
1) генерировать электрические колебания высокой частоты.
Эту операцию осуществляет генератор, который преобразует
энергию постоянного или переменного тока низкой частоты в
энергию электрических колебаний высокой частоты;
2) управлять колебаниями высокой частоты по закону
передаваемой информации, для чего один из параметров
высокочастотного колебания (амплитуду, частоту, фазу) изменяют с
помощью модулятора М;
3) излучать высокочастотные колебания при помощи
антенного устройства.
В приемнике происходят следующие процессы:
1) приходящий слабый сигнал улавливается антенной н
усиливается в ступенях приемника;
2) воспроизводящее устройство превращает его в удобный
для индикации вид. В зависимости от назначения приемника
воспроизводящим устройством могут быть телефон,
электроннолучевая трубка, телеграфный аппарат и т. п.
§ 2. КРАТКАЯ ИСТОРИЯ РАЗВИТИЯ ТЕХНИКИ
РАДИОПЕРЕДАЧИ И РАДИОПРИЕМА
Радио — великое изобретение человеческой мысли.
Замечательный русский ученый Александр Степанович Попов создал
устройство, регистрирующее электромагнитные волны.
7 мая 1895 г. на заседании Русского Физико-химического
общества А. С. Попов впервые в истории человечества продемон-'
стрировал действие первого радиоприемника, а менее чем через
год 24 марта 1896 г., на заседании того же общества им
впервые была осуществлена передача телеграммы по радио на
расстояние 250 м.
Изобретения А. С. Попова явились большим вкладом
русского ученого в мировую науку.
Передатчик А. С. Попова (рис. 2)—искрового типа. Он
работает следующим образом: батарея / питает током первичную
обмотку трансформатора,
вследствие действия прерывателя 2 во
вторичной обмотке повышающего
трансформатора 3 возникают импульсы
напряжения, которые пробивают
искровой промежуток 4. Импульсы
заряжают емкость антенны 5,
увеличивая на ней запас
электростатической энергии до тех пор, пока не
пробьется искровой разрядник. При
этом колебательный контур
замыкается, и в контуре антенны возникают затухающие
высокочастотные колебания в виде коротких импульсов, частота
следования которых совпадает с частотой действия прерывателя. При
размыкании телеграфного ключа К импульсов не будет.
Вместо ключа можно включать в схему телеграфный аппарат
и, следовательно, осуществлять телеграфную передачу. При
работе нескольких передатчиков искрового типа в приемниках
возникают взаимные помехи, поэтому у искровых передатчиков
совершенствовали конструкцию прерывателя и усложняли
антенный контур. Хотя Россия в развитии и внедрении средств
Рис. 2. Схема искрового
передатчика А. С. Попова
радиосвязи отставала от стран Запада, однако уже в 1904 г. в
Петербурге эксплуатировались три искровые радиостанции
мощностью около 200 вт.
В 1914 г. в Москве был построен искровой передатчик
мощностью 100 кет с диапазоном волн 7000—9000 м. С 1916 г.
такие передатчики перестали строить, так как: 1) вследствие
работы затухающими колебаниями возникали большие
взаимные помехи принимающим станциям; 2) трудно было
осуществлять радиотелефонную связь; 3) трудно было изолировать
антенны при больших мощностях передатчика.
На смену искровым передатчикам пришли дуговые
передатчики и машины высокой частоты, которые работали на
принципе непрерывного генерирования, т. е. в режиме
незатухающих колебаний. По указанию В. И. Ленина в феврале 1920 г.
на Шаболовке в Москве построили дуговой радиопередатчик
мощностью 100 кет. Но и у дуговых передатчиков вскоре
обнаружили недостатки: 1) невозможность получения волны короче
1000 м (из-за инерции дугового разряда); 2) сложность в эк:-
плуатации; 3) большую нестабильность частоты сигнала.
Поэтому дуговые передатчики заменили машинными передатчиками
высокой частоты. Эти передатчики обеспечивали более высокую
стабильность частоты сигнала и создавали меньше помех. Но
все-таки с их помощью было сложно получить средние волны,
невозможно—короткие и трудно осуществить радиотелефонную
связь.
Освоение производства электронных радиоламп и внедрение
их в технику связи явилось большим техническим достижением
в обеспечении более качественного радиовещания. Ламповые
передатчики, благодаря сзоим преимуществам, быстро заменили
искровые, дуговые и машинные.
Большую роль в развитии связи сыграло строительство
радиолаборатории в Нижнем Новгороде (Горький), положение о
создании которой в 1918 г. подписал В. И. Ленин. Эта
лаборатория, которой руководил ученый и изобретатель М. А. Бонч-
Бруевич, изготовляла приемные и генераторные лампы.
В 1920 г. в Москве был установлен опытный
радиотелефонный передатчик мощностью около 2 кет. Его передачи
принимали в Чите, Ташкенте и Обдорске.
В. И. Ленин писал М. А. Бонч-Бруевичу: «Пользуюсь
случаем, чтобы выразить Вам глубокую благодарность и
сочувствие по поводу большой работы радиоизобретений, которую Вы
делаете. Газета без бумаги и «без расстояний», которую Вы
создаете, будет великим делом. Всяческое и всемерное содействие
обещаю Вам оказывать этой и подобным работам»*.
Ленин В. И. Собр. соч., т. 51, стр. 130 (изд. 5-е).
В 1925 г. в лаборатории разработали лампы мощностью
100 кет.
В 1932 г. под руководством А. Л. Минца построена
радиовещательная станция мощностью 500 кет. Она была самой
мощной станцией в мире.
Во время Великой Отечественной войны была введена в
действие радиовещательная станция мощностью 1200 кет, которая
и сейчас является одной из наиболее мощных в СССР.
Первая телеграфная коротковолновая система связи введена
в эксплуатацию в 1924 г. между Москвой и Ташкентом.
Одновременно с развитием техники разрабатывались
вопросы теории и методов расчета ламповых передатчиков.
Значительный вклад в вопросы теории внесен А. И. Бергом.
Освоение диапазона сверхвысоких частот (СВЧ) позволило
разработать и создать колебательные системы новых типов
(полые резонаторы), а также новые приборы (клистронные и маг-
нетронные генераторы). Одновременно с освоением диапазона
СВЧ в технику связи внедрялись более совершенные
широкополосные методы модуляции (частотная и фазовая), а также
импульсные.
Развитие техники радиопередачи нельзя рассматривать
изолированно от развития техники радиоприема.
В 1899 г. А. С. Попов совместно с П. Н. Рыбкиным открыл
слуховой радиоприем с использованием телефона (детекторные
радиоприемники). Однако детекторные приемники не имели
усилителей и не могли обеспечить пишущий телеграфный прием
с автоматической записью текста на ленте. Схемы ламповых
приемников начали разрабатывать после 1913 г.
Примерно до 1923 г. все приемники конструировали по
схеме прямого усиления.
Первые радиоприемники супергетеродинного типа были
разработаны в 1917—1918 гг., однако серийно их начали выпускать
после 1930 г., когда появились специальные лампы для
преобразования частоты.
Радиоприемные устройства применяются для радиосвязи,
радионавигации, радиолокации, приема сигналов при
дистанционном управлении и т. д.
В настоящее время во всех областях науки и техники стали
широко применяться радиопередающие и радиоприемные
устройства на полупроводниковых приборах.
§ 3. РАДИОВЕЩАНИЕ И ТЕЛЕВИДЕНИЕ В СССР.
ПЕРСПЕКТИВЫ ДАЛЬНЕЙШЕГО РАЗВИТИЯ СРЕДСТВ СВЯЗИ
В современных условиях средства связи применяются в
различных отраслях народного хозяйства и способствуют
ускорению темпов технического прогресса.
В Директивах XXIII съезда КПСС указывается, что
основной задачей в области связи является более полное обеспечение
потребностей экономики страны и всего населения в средствах
связи; внедрение и совершенствование единой
автоматизированной системы связи с целью дальнейшего развития материально-
технической базы.
Для удовлетворения потребностей народного хозяйства во
все более разнообразных видах связи, лучшего обслуживания
населения, развития науки и культуры в нашей стране с
каждым годом расширяется сеть междугородной телефонной связи,
вводятся в действие все новые радиовещательные и
телевизионные станции. Для передач на огромные расстояния уже
используются искусственные спутники Земли. С развитием
радиовещания в настоящее время связаны не только передача
информации, но и успешное осуществление функций управления
сложным современным промышленным и сельскохозяйственным
производством. Благодаря использованию радиовещания
повышается эффективность обучения в средних и высших учебных
заведениях.
Дальнейшее развитие получит широкополосная
многоканальная связь по кабельным и радиорелейным линиям. Уже сейчас
разрабатывается телевизионная система, работающая в
диапазоне 6000 Мгц, рассчитанная на 1920 телефонных каналов и
осуществление передач телевизионных программ на расстояние
до 10000 км.
Раздел I
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
ГЛАВА 1
ОСНОВНЫЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВАХ
§ 1. ОСНОВНЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ. УСТРОЙСТВО И ПРИНЦИП
ДЕЙСТВИЯ
Радиопередающие устройства — сложные радиотехнические
установки, предназначенные для беспроводной передачи
разнообразной информации на расстояние. Передача осуществляется
за счет излучения в пространство электромагнитных волн
(радиоволн), которые распространяются со скоростью света.
Радиопередающее устройство состоит из радиопередатчика и
передающей антенны.
В радиопередатчике колебания высокой частоты
генерируются, передаются в антенну и управляются с помощью
передаваемой информации. Передающая антенна служит для излучения
электромагнитных волн в пространство.
Генерация — это процесс, при котором энергия постоянного
или переменного тока низкой частоты преобразуется в энергию
электрических колебаний высокой частоты.
Управление колебаниями высокой частоты (модуляции)—
это процесс, при котором амплитуда (амплитудная модуляция),
частота или фаза (частотная или фазовая модуляции)
высокочастотного колебания изменяется по закону передаваемого
сигнала-информации.
Управление колебаниями высокой частоты с помощью
телеграфных знаков называется манипуляцией.
На рис. 3 показана упрощенная схема радиопередающего
устройства. Эти передатчики применялись в самом начале
развития радиопередающих устройств.
Источником питания (ИП) радиопередающих устройств
различного назначения, работающих в стационарных условиях, яз-
ляются промышленные сети переменного тока и выпрямители;
передвижных передатчиков — генераторы постоянного и пере-
10
менного токов с двигателями и электрохимические источники
тока (батареи и аккумуляторы).
Генератор колебаний высокой частоты (ГВЧ) —главная
ступень радиопередающего устройства.
г
Не
ИИ
редатчик
»■
уц
ГВЧ
■А
"JMedeme сигнала-информации
Рис. 3. Упрощенная схема радиопередающего
устройства
В передатчиках на длинных, средних, коротких и
ультракоротких (метровых) волнах используются электронные лампы
(триоды, тетроды, пентоды) и полупроводниковые приборы
(транзисторы); на ультракоротких (дециметровых,
сантиметровых) волнах — специальные электровакуумные приборы
(клистроны, магнетроны, лампы бегущей и обратной волны).
Управляющее устройство (УУ) предназначено для
осуществления в передатчике модуляции или манипуляции.
Простейшим модулятором может служить микрофон, а
манипулятором— телеграфный ключ.
Принцип работы лампового генератора высокой частоты
рассмотрим по упрощенной схеме генератора с независимым
(посторонним) возбуждением (рис.4).
Рис. 4. Упрощенная схема лампового генератора
высокой частоты
Возбуждение колебаний в нем достигается за счет
применения внешнего источника возбуждения.
И
При подаче питающих напряжений анодной цепи £а, цепи
накала ц* и источника смещения Еа на электроды лампы и
отсутствии напряжения возбуждения ыс через лампу проходит
постоянный анодный ток /ао, вызванный источником анодного
напряжения Еа. Энергия этого источника с помощью электронной
лампы преобразуется в энергию сигнала высокой частоты.
Сопротивление контура LKCK постоянному анодному току /ао
пренебрежимо мало, поэтому на контуре нет падения напряжения.
В этом случае напряжение на аноде лампы равно
напряжению источника анодного питания.
Если переменное напряжение возбуждения ис подается на
участок управляющая сетка—катод лампы, анодный ток ta
начинает изменяться синфазно с изменением этого напряжения.
Это значит, что в анодном токе лампы появилась переменная
составляющая, которая, проходя через контур LKCK (контур
настроен на частоту возбуждающего напряжения), поддерживает
в нем незатухающие колебания. На контуре LKCK создается
переменное напряжение ик и выделяется некоторая полезная
мощность Рк.
Генераторы высокой частоты с самовозбуждением (так
называемые автогенераторы) отличаются от генераторов с
независимым возбуждением тем, что в них имеется элемент
обратной связи, который осуществляет обратную передачу части
энергии из колебательного контура в цепь управляющей сетки
лампы, т. е. цепь обратной связи выполняет роль источника
возбуждающего напряжения в генераторе с независимым
возбуждением.
Автогенераторы в передатчиках используются в качестве
задающих генераторов, создающих высокочастотные
колебания. Блок-схема современного радиопередающего устройства
приведена на рис. 5.
Он состоит из задающего генератора (ЗГ) высокой частоты
Y
[ J
•т
Г
м
н ^
ft
1
—_
Г
введение шпале-информации
Рис. 5. Блок-схема современного радиопередающего
устройства
* Цепь накала может питаться как от источников постоянного, так и
переменного токов.
12
с самовозбуждением малой мощности; нескольких
промежуточных ступеней усиления /, 2 и 3; оконечной (выходной) ступени,
которая, как и промежуточная, является генератором с
независимым возбуждением, вырабатывающим заданную мощность
радиопередатчика; ступени настройки антенны (СНА), обычно
состоящей из ряда постоянных и переменных индуктивностей
и емкостей. Она предназначена для настройки антенной цепи в
резонанс на частоту излучаемых колебаний; модулятора (М),
выполняющего роль ступени усиления колебаний низкой
частоты, поступающих от микрофона. Колебания от модулятора
подаются обычно на один из усилителей мощности (УМ) высокой
частоты или на несколько ступеней усиления одновременно.
В передатчиках, работающих на длинных, средних и
коротких волнах, используется обычно амплитудная модуляция
высокочастотных колебаний, а в передатчиках, работающих на
ультракоротких волнах, — также и частотная или фазовая
модуляция.
§ 2. КЛАССИФИКАЦИЯ РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
Радиопередающие устройства классифицируются в
зависимости от назначения, места эксплуатации, диапазона волн,
мощности, режима работы и других условий.
Передатчики по назначению делят на связные,
радиолокационные, радионавигационные, радиовещательные и др.
При конструировании передатчиков обязательно
учитываются условия их эксплуатации. В зависимости от этих условий
выпускают стационарные и передвижные (самолетные,
автомобильные, корабельные и др.) передатчики.
В зависимости от диапазона золн передатчики
подразделяют на:
длинноволновые (^>3000 м; /<105 гц)*, используемые для
радиовещания и радионавигации;
средневолновые (Л,=200—3000 м, /=1,5 • 106—0,1 • 106 гц) —
для радиовещания, радиосвязи и специальных служб;
коротковолновые (Х=10—200 м, f = 30 • Ю6—1,5 • 106 гц) —
для радиосвязи и радиовещания;
ультракоротковолновые, работающие на метровых волнах
(1=1—10 м, /=300- 106—30- 106 гц); дециметровых волнах
(Л. = 0,1—1 м, / = 3000- 106—300- 105 гц), сантиметровых волнах
г(Я=0,01—0,1 м, f=30000 • I06—3000 • Ю6 гц), миллиметровых
волнах (?. = 0,001—0,01 м, / = 300000-106—300ОО-106 гц),
используемые для телевидения, радиолокации, радиорелейной связи и
телеуправления.
По мощности различают передатчики:
очень малой мощности — менее 3 вт;
малой мощности — от 3 до 100 вт;
* /. — длина волны, обычно выражается в метрах; f—частота—в герцах.
13
средней мощности — от 100 до 3000 вт;
большой мощности (иногда их называют мощными)—от
3000 до 100000 вт;
сверхмощные — свыше 100000 вт.
От мощности передатчика, в основном, зависит дальность
и надежность радиосвязи. Кроме того, мощность существенно
влияет на конструкцию и размеры радиопередающих устройств.
Передатчики очень малой и малой мощности выполняются в
виде одного блока (ящика). Они часто объединяются с
приемником и образуют радиостанцию. Передатчики средней
мощности монтируются в одном или нескольких шкафах, а мощные
и сверхмощные размещаются в специальных помещениях.
По режиму (роду) работы или виду передаваемых сигналов
передатчики подразделяются на:
телеграфные, предназначенные для передачи ручных
телеграфных сигналов (20—30 слов в 1 мин), или автоматических
сигналов (до 100 слов в 1 мин):
телефонные—для передачи речи, музыки;
фототелеграфные — для передачи неподвижных черно-белых
изображений (различных текстов, рисунков, синоптических карт
и пр.);
телевизионные — для передачи движущихся черно-белых и
цветных изображений как со звуковым сопровождением, так и
без него.
§ 3. ОСНОВНЫЕ ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
Технические характеристики передатчика зависят от
назначения, места установки и условий работы.
При эксплуатации передатчика основные технические
характеристики регулярно контролируются.
Основными техническими характеристиками передатчика
являются:
а) стабильность частоты, от которой в значительной
степени зависит надежность радиосвязи в различных условиях. При
изменении температуры, влажности, давления, питающих
напряжений и механических воздействиях частота не остается
постоянной и отклоняется от заданной (номинальной). Это создает
взаимные помехи при приеме, влияет на надежность связи.
Для оценки стабильности частоты передатчика вводятся
понятия абсолютной (Д/) и относительной (у) нестабильности
частоты, которые связаны между собой следующим отношением:
где А/=/—/д — абсолютная нестабильность частоты;
/д—действительная частота передатчика;
/ — заданная (рабочая) частота передатчика.
14
В современных связных и радиовещательных передатчиках
относительная нестабильность частоты равна 10~4—10"8;
б) диапазон рабочих частот (волн) передатчика, который
характеризуется коэффициентом перекрытия диапазона /Сд, т. е.
отношением наибольшей частоты (длины волны) к наименьшей
частоте (длине волны):
IS /max "■max
л7Т"
Jrnin Amin
Контуры передатчика настраиваются с помощью емкостей
или индуктивностей. Учитывая это, коэффициент перекрытия
диапазона можно выразить следующим образом:
is __ /max __ ^max Л / ^-max ■■ / ^-max
/min ^min » ^min У ^-min
Коэффициент перекрытия диапазона обычно равен 1,1—7,0.
Если /Сд<2, то передатчики относятся к узкополосным, а
если /Сд>2 — к широкополосным. В широкополосных
передатчиках диапазон частот обязательно разбивается на поддиапазоны
для того, чтобы обеспечить стабильность и определенную
мощность на всех участках диапазона.
В практике применяются передатчики с плавным диапазоном
частот, работающие на всех частотах заданного диапазона, и
передатчики с фиксированными частотами, работающие на
одной или нескольких постоянных частотах.
Применяются также передатчики, работающие как в
плавном диапазоне частот, так и на фиксированных частотах;
в) мощность передатчика, которая определяет, в основном,
дальность его действия. Под мощностью передатчика понимают
мощность, которую выдает передатчик в фидерную линию или
антенну. В современных передатчиках мощность колеблется в
пределах от десятых долей ватта до нескольких мегаватт;
г) промышленный коэффициент полезного действия
передатчика (к. п. д.) т)п — это отношение мощности передатчика Рп,
отдаваемой в антенну, ко всей мощности. Ро, потребляемой
передатчиком
К. п. д. определяет экономичность передатчика, поэтому
особенно важно, чтобы он был высок для передатчиков средней,
большой мощности и тем более для сверхмощных передатчиков.
К. п. д. маломощных передатчиков равен 10—20%,
мощных— 25—50 %;
д) фильтрация высших гармоник выходного напряжения
передатчика, которая осуществляется нагрузочным контуром и
специальными фильтрами. Высшие гармоники (кратные основ-
15
ной частоте) при излучении создают помехи другим
радиостанциям, рабочие частоты которых совпадают с этими
гармониками. Появление гармоник связано с импульсным характером
анодного тока. Учитывая, что гармоники с разной длиной
волны и различной мощности распространяются неодинаково, з
стандартах предусматривается, что мощность излучения
передатчиками высших гармоник на частотах меньше 3 Мгц не
должна превышать 25 мет, а на частотах больше 3 Мгц мощность
излучения любой гармоники должна быть на 40 дб (в 104 раз)
меньше основной гармоники и во всех случаях не должна
превышать 200 мет;
е) конструктивные и эксплуатационные показатели — это
вес и габаритные размеры передатчика; механическая
прочность; доступность к деталям при осмотре и ремонте; система
блокировки н сигнализации; количество измерительных
приборов; время, необходимое для пуска и настройки передатчика
на заданную частоту и др.
ГЛАВА 2
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
§ 1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ УСИЛИТЕЛЯ.
СХЕМЫ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Все усилители подразделяют на усилители напряжения и
усилители мощности. Усилители напряжения работают при
очень малых сеточных токах, поэтому для управления их
анодным током практически не расходуется энергия источника
возбуждающего напряжения. Усилители мощности работают со
значительными сеточными токами, поэтому от источника
возбуждения требуется некоторый расход энергии для управления
анодным током.
В усилителе напряжения необходимо создавать максимально
возможное напряжение, а в усилителе мощности —
максимальную мощность в контуре антенны.
Это достигается подбором величины резонансного
(эквивалентного) сопротивления контура: в режиме усиления
напряжения оно должно быть наибольшим; в режиме усиления
мощности— равным некоторому оптимальному значению.
Усилитель мощности (рис. 6), собранный на одном триодг,
состоит из цепи управляющей сетки, анодной цепи и цепи
накала.
Входной цепью является участок управляющая сетка —
катод; выходной — анод—катод лампы. Общая точка
схемы—катод—заземлена. Такая схема включения называется схемой с
общим катодом.
16
В усилителе энергия источника постоянного тока, питающего
радиолампу, преобразуется в энергию тока высокой частоты.
Напряжение на сетке лампы (сетка расположена близко к
катоду) легко управляет потоком электронов, вылетающих из
катода. Затем энергия потока, пульсирующего с высокой
частотой, возрастает за счет увеличения кинетической энергии
электронов под воздействием анодного напряжения. При подаче
постоянных напряжений на анод и управляющую сетку лампы
(накальное питание включено) и отсутствии возбуждающего
напряжения плотность потока электронов в лампе и ускорение
их движения будут неизменными. Это означает, что через лампу
и контур проходит постоянный анодный ток /а0 и процесс
преобразования не возникает.
___ Путь переменней.
""" составляющей
э- Путь постоянной.
составляющей.
Рис. 6. Принципиальная схема однотактного усилителя
мощности
При подаче возбуждающего напряжения ис на участок
управляющая сетка-—катод плотность потока электронов и
ускорение их движения начинают изменяться, т. е. анодный ток
становится пульсирующим, и в его спектре появляется
переменная составляющая ia, которая вызывает на контуре переменное
напряжение ик.
Колебательную мощность усилителя для настроенного
контура можно определить по формуле
я =
1
1 А
1
(1)
где /aim — амплитуда основной (первой) гармоники анодного
тока;
Яэ ■—эквивалентное сопротивление анодного контура при
резонансе;
/ш— амплитуда контурного тока;
RK — активное сопротивление контура;
5Д — динамическая крутизна лампы;
L/Cm — амплитуда возбуждающего напряжения.
2 Закгх Ш2
17
Для ненастроенного контура колебательная мощность
р — '
К г,
(2)
Схемы
высокочастотных
усилителей
где фэ — фазовый угол между анодным током и напряжением
на контуре.
Из формулы (1) видно, что колебательная мощность
усилителя определяется величиной динамической крутизны
характеристики лампы, возбуждающим напряжением и эквивалентным
сопротивлением контура.
В зависимости от характера анодной
нагрузки различают усилители высокой
частоты, резонансные и апериодические.
Анодной нагрузкой в резонансных
усилителях является колебательный контур, в апериодических —
омическое сопротивление.
Источники питания апериодических усилителей расходуют
больше энергии, так как падение напряжения на омическом
сопротивлении значительно по величине и не обладает
фильтрующими свойствами.
Исходя из этого, в радиопередающих устройствах чаще всего
применяются резонансные усилители.
По схеме включения ламп усилители высокой частоты
подразделяются на однотактные и двухтактные. Однотактные
усилители (см. рис. 6 и 7) широко применяются в передатчиках
малой мощности, двухтактные (см. рис. 8)—в мощных
передатчиках.
Двухтактные усилители имеют преимущества перед одно-
тактными, так как они позволяют примерно в два раза
увеличить колебательную мощность; дают возможность легко
подключать симметричные устройства; в них отсутствуют четные
гармонические составляющие.
В зависимости от вида анодного питания различают
усилители двух типов: с последовательным (см. рис. 6) и
параллельным (см. рис. 7) питанием.
Рис. 7. Принципиальная схема усилителя с
параллельным анодным питанием
18
В схеме (см. рис. 6) источник анодного питания,
колебательный контур и лампа включены последовательно; причем, через
контур проходит постоянная /ао и переменная /ai составляющие
анодного тока. Конденсатор С предназначен для замыкания
цепи переменного тока.
Рис. 8. Принципиальная схема
двухтактного усилителя мощности
В схеме (см. рис. 7) лампа и контур включены параллельно;
причем, цепи постоянной /эо и переменной /ai составляющих
анодного тока разделены. Постоянная составляющая проходит
от плюса источника питания £а через дроссель Дра и лампу на
минус источника питания £а; переменная 13\ — через контур,
разделительный конденсатор Ср, лампу и снова на контур.
Таким образом, контур не находится под высоким
постоянным напряжением источника питания, поэтому можно заземлять
ротор переменного конденсатора.
Однако схема усилителя с последовательным анодным
питанием более проста, и ее применение экономически
целесообразнее, так как в ней отсутствуют дорогостоящий дроссель Дра и
конденсатор Ср.
Рис. 9. Принципиальная схема усилителя с
параллельным включением ламп
Существуют схемы усилителей мощности с двумя или
несколькими лампами, включенными параллельно (рис. 9), в тех
случаях, когда одна или две лампы не могут обеспечить
заданную мощность. Эти усилители удобны в эксплуатации: если ис-
2* 19
портится одна лампа, они все равно будут работать (хотя и с
меньшей мощностью), что повышает надежность передатчика.
Но усилитель с параллельным включением ламп может быть
применен лишь в длинноволновых и средневолновых
передатчиках. Применять его в коротковолновых передатчиках
нецелесообразно, так как увеличивается влияние паразитных емкостей
схемы, приводящих к самовозбуждению усилителя на
нежелательных частотах.
При равенстве токов /,ги /°, можно считать, что первая
гармоника анодного тока удваивается.
Тогда напряжение на контуре выразится соотношением
а колебательная мощность
' КП — ~^~ 'д^\
КП
На практике колебательная мощность параллельно
включенных ламп всегда меньше суммы мощностей этих ламп.
Например, для двух ламп она равна 1,7—1,9 Рк. Это объясняется тем,
что лампы одного и того же типа имеют несколько различные
параметры и, следовательно, работают не в одинаковых
режимах, т. е. одна будет отдавать максимальную мощность, а
другая несколько меньшую.
§ 2. НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКИ В ЦЕПЯХ УСИЛИТЕЛЯ
МОЩНОСТИ
По схеме (см. рис. 6) рассмотрим сеточную и анодную цепи,
напряжения и токи в них.
Цепь сетки включает элементы связи с предыдущей ступенью
и источник постоянного напряжения Ес. Через элемент связи
(катушку индуктивности, часть ее и конденсатор) от задающего
генератора или промежуточного усилителя на управляющую
сетку усилителя подается переменное напряжение высокой
частоты ис, которое называется напряжением возбуждения.
Напряжение возбуждения изменяется по гармоническому закону, т. е.
ис = Ucm cos a>t, (3)
где Ucm — амплитуда напряжения возбуждения;
со — угловая частота;
t — время отсчета.
От источника питания, включенного в цепь сетка — катод, на
управляющую сетку подается постоянное напряжение смещения
Ес, определяющее режим работы усилителя.
20
Итак, на сетке одновременно действуют постоянное и
переменное напряжения. Суммарное мгновенное значение
напряжения ес будет
+ Ec. (4)
При ш£=0 получим
жение
=Ucm cos wt +
максимальное
результирующее
напряВ зависимости от соотношения между Ист и Ес
результирующее напряжение на сетке может быть положительным,
отрицательным или равным нулю. Следует помнить, что при
положительном значении ес в сеточной цепи будет проходить сеточный
ток; при отрицательном — сеточный ток практически
отсутствует. Обычно в усилителях мощности высокой частоты
выполняется условие | Ео | <Ucm; в буферных усилителях /EJ > Ucm.
Это означает, что они работают в режиме без сеточного тока.
На графиках (рис. 10) показано изменение результирующего
(суммарного) напряжения ес на сетке усилителя при изменении
соотношения напряжений возбуждения ис и смещения Ес.
Рис. 10. Графики изменений напряжений на сетке усилителя
Цепь анода усилителя включает колебательный контур
^-кСк (нагрузку) и источник постоянного тока с напряжением
Е&. Таким образом, мгновенное результирующее напряжение на
аноде еа состоит из постоянного питающего Е& и переменного ык
напряжений на колебательном .контуре, т. е.
= £а — «к. НО UK = UKm COS (ot.
(5)
Тогда
~ Ел — UK
cos
где UKm—амплитудное значение напряжения на контуре. Знак
«минус» в равенстве указывает на противофазность
напряжения на контуре и результирующего напряжения.
Переменное напряжение на контуре ик создается первой
гармоникой анодного тока 1а\, так как на частоту именно этой
гармоники настраивается контур.
21
Известно, что при резонансе эквивалентное сопротивление
контура Rs будет больше и носит активный характер. Его
можно выразить через следующие соотношения:
Чтобы получить эти соотношения, необходимо иметь в виду, что
и р =
Фазовые соотношения между напряжениями и токами в
усилителе рассмотрим по эквивалентной схеме (рис. 11). Падение
напряжения UKm на нагрузке Яэ,
вызванное первой гармоникой анодного
тока /аь равно напряжению Uam на
зажимах генератора, но
противоположно по фазе, т. е.
Из уравнения
Рис. 11. Эквивалентная схема ей=^Еа — /а1/?э = £'а — Uкт
генератора для первой
гармоники анодного тока следует, что при увеличении анодного
тока первой гармоники или
контурного напряжения UKm уменьшается результирующее напряжение
на аноде. Это получается потому, что /ai и UKm находятся в
противофазе с результирующим напряжением еа.
Из сравнения выражений
(6
(7)
= Еь — U3m cos
ес = £с + £/с
Рис. 12.
Графики фазовых
соотношений:
а—результирующего напряжения на сетке;
б—первой гармоники анодного тока; в—
результирующего напряжения на аноде
cm COS <at
видно, что напряжение
возбуждения Ucm также
находится в противофазе с анодным
напряжением Uam.
При увеличении
напряжения на сетке увеличивается
анодный ток и ток первой
гармоники /аь вызывающий
падение напряжения на контуре
UKm и, следовательно,
уменьшается напряжение еа на аноде.
Графически соотношение
фаз между напряжениями и
токами в усилителе показано
на рис. 12.
22
§ 3. ИДЕАЛИЗАЦИЯ СТАТИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК ЛАМП
Радиолампы являются нелинейными устройствами. Их
реальные статические характеристики имеют сложную форму,
поэтому для упрощения технического расчета усилителей и
генераторов и облегчения анализа их работы реальные
характеристики ламп заменяются идеализированными.
Сущность идеализации заключается в замене криволинейных
участков реальных характеристик ламп отрезками прямых
линий, которые хорошо совмещаются с ними (кусочно-линейная
идеализация или линеаризация характеристик) на отдельных
участках. При идеализации характеристик процессы,
происходящие в лампе, описываются простыми линейными
уравнениями. В этом заключается основное преимущество идеализации
характеристик ламп. На рис. 13 показаны анодно-сеточные
реальная и идеализированная характеристики.
Идеализированная характеристика представляется тремя
отрезками прямых линий:
i = 0 при ес < ес\
ia — S(ec -\- ес) при ес < ес < ес и
ia = /e при ес><гс(/е — насыщения).
Как видно из рис. 13, расхождение между реальной и
идеализированной характеристиками незначительно.
in
in
,г
Рис. 13. Анодно-сеточные характеры- Рис. 14. Идеализированные анодно-
стики: сеточные характеристики триода
/—реальная; 2—идеализированная
Для выяснения связей между токами, напряжениями и
параметрами лампы воспользуемся двумя идеализированными анод-
но-сеточными характеристиками, характерными для триодов
(рис. 14). Характеристика дз снята при анодном напряжении
£а и запирающем сеточном напряжении £с; вторая характери-
23
стика ге— при произвольном напряжении еа. Из треугольника
абв можно определить крутизну идеализированной
характеристики
о бв Д/я
аб Дес
внутреннее сопротивление
р р Л
/?*=■
ав Дга
усиление
проницаемость
D = ^— или DSRt=l. (8)
Так как прямые характеристик дз и ге параллельны, а
величины Aia, Aec, Аеа остаются одинаковыми независимо от
расположения треугольника абв, то и параметры S, Ri и ц, D также
неизменны. При реальных характеристиках эти параметры
изменяются.
Определим анодный ток ia при анодном еа и сеточном
ес = ож напряжениях по треугольнику гже
h — 5ГЖ = S {гд -\-до -\- ож) = S (гд — Ес -f ec).
Так как
Деа <?а — £а .
то
Перепишем уравнение, поменяв местами некоторые члены:
ia = S [(вс _£) +Я (еа-£.)]. (9)
Уравнение (9) показывает зависимость анодного тока
триода от напряжений на аноде еа и сетке ес. Оно представляет
собой уравнение семейства идеализированных анодно-сеточных
характеристик.
Рассмотрим идеализированные анодные характеристики
триода (рис. 15). При небольших анодных напряжениях (до
еа) все идеализированные анодные характеристики сливаются с
линией критического режима ОА, а при анодных напряжениях
больше еа они параллельны друг другу.
24
Из рис. 15 следует, что критическая (граничная) крутизна
характеристики 5кр, являющаяся важнейшим параметром гене-
Рис. 15. Семейство анодных характеристик:
1—реальные; 2—идеализированные
раторной лампы, легко определяется из треугольника ОБА по
уравнению прямой, проходящей через центр координат
ВА
(10)
Однако четкой границы между недонапряженной областью
(еа<О и перенапряженной (еа>еа) нет и поэтому трудно
точно найти критическую крутизну характеристики. Та-к как
критическая крутизна 5кр несколько меньше статической 5, то
можно принять:
SKp ~ (0,9 — 0,95) S для триодов;
S*?~ (0,7 — 0,9) 5 для обычных пентодов;
SKp~(0,4 — 0,6) 5 для лучевых тетродов и пентодов.
Значение крутизны SKp приводится в справочных таблицах
параметров электронных ламп для номинальных питающих
напряжений.
Идеализированные анодно-сеточные характеристики
пентодов (рис. 16) строятся, как и для триодов, путем замены
криволинейных участков прямыми линиями и устранения ошибки
из-за несовпадения начальных точек реальной и
идеализированной характеристик Есо. Известно, что анодное напряжение в
пентодах почти не влияет на анодный ток, поэтому можно
принять проницаемость пентода D близкой к нулю. На основании
этого на рис. 16 семейство реальных характеристик заменено
25
двумя совмещенными идеализированными характеристиками,
аналогичными характеристикам триода.
Напряжение запирания для совмещенной идеализированной
Совмещенная
характеристика
/ _/__ СоВпещенная
if характеристика
Рис. 16. Идеализация анодно-сеточных характеристик
пентода
характеристики можно принять равным напряжению запирания
(смещения) реальной характеристики, т. е.
а напряжение смещения идеализированной анодно-сеточной
характеристики
Р
или
р F П F
Расстояние между характеристиками по оси абсцисс
(И)
Значения напряжений смещения Ес' указаны в таблицах
параметров ламп для номинального напряжения на экранной сетке
Еэ.
Коэффициенты Всэ и р,эс аналогичны коэффициентам D и \i
в триоде. Они также приведены в таблицах параметров ламп.
Анодные идеализированные характеристики пентода
строятся по аналогии с трнодными и отличаются от них лишь более
крутым спадом линии критического режима, т. е. имеют
большую критическую крутизну SKp.
26
§ 4. ПОНЯТИЕ ОБ УГЛЕ ОТСЕЧКИ. ИМПУЛЬСНЫЙ ХАРАКТЕР
АНОДНОГО ТОКА
Для выяснения понятия об углах отсечки воспользуемся
идеализированной анодно-сеточной характеристикой (рис. 17).
/I j I jiA
Puc. /7. Идеализированная анодно-сеточная
характеристика и углы отсечки
Примем:
напряжение на аноде
= £'а=: const;
напряжение смещения (запирания) Ес'\
амплитуду напряжения возбуждения ист=\Ес' |;
рабочий участок характеристики АБ.
При указанных условиях, если на сетку не подано
напряжение возбуждения Uc, лампа окажется запертой отрицательным
смещением напряжения, и анодный ток будет отсутствовать
(ia = 0). Если подать напряжение возбуждения Uc,
изменяющееся по косинусоидальному закону, на сетку лампы, то
максимальное значение суммарного напряжения будет равно
Через лампу проходит анодный ток с амплитудой 1ат(ОБ').
Затем суммарное сеточное напряжение начнет убывать вследствие
уменьшения напряжения возбуждения Uc (в точке Г), поэтому
анодный ток уменьшается (см. В'Д').
27
Б/ \1ч
к
«a
Ш
-
cot
TTT
Puc. 18. Зависимость угла отсечки в от напряжения
смещения Ее
В точке Ж напряжение возбуждения окажется равным
нулю, \ЕС\ =ес, и лампа будет заперта; анодный ток в точке Ж'
также окажется равным нулю. Начиная с точки Ж напряжение
возбуждения будет увеличиваться по абсолютному значению,
станет отрицательным (в точке 3), и суммарное сеточное
напряжение |ес > \Ej еще больше запрет лампу. Следовательно,
анодного тока не будет, — он «отсечется» при углах со/=2в.
Угол в принято называть углом отсечки, под которым
понимают половину фазового угла прохождения тока через лампу
за определенный период.
Угол отсечки 6 может принимать различные значения. На
рис. 17 этот угол равен 90°. Из анализа схемы рис. 18, а
следует, что анодный ток через лампу проходит за весь период
Т под воздействием сеточного напряжения возбуждения Uc.
Нетрудно заметить, что суммарное напряжение на сетке не
превышает запирающего напряжения Ес'. Начальная точка А
выбрана посредине рабочего участка характеристики БВ. В этом
случае угол отсечки 6=180°. Эти колебания относятся к
колебаниям I рода.
На рис. 18, б начальная точка А выбрана на нижней части
рабочего участка характеристики. Суммарное сеточное
напряжение ес после точки В (левее) какой-то период времени
превышает запирающее напряжение Ес', поэтому лампа еще больше
запирается, а анодный ток отсекается (на рисунке отсеченная
часть заштрихована). В этом случае угол отсечки 6>90°.
На рис. 18, в показан случай, когда ток проходит через
лампу не за весь период Т, а за его половину; угол отсечки Э<90с.
Это объясняется тем, что напряжение смещения на
управляющей сетке лампы меньше запирающего напряжения Ес'.
Начальная точка оказалась как бы на «отрицательном» участке
характеристики, где анодный ток отсутствует, так как лампа
пропускает ток в одном направлении. При напряжении Ес в данном
случае лампа полностью заперта.
Для получения меньшего угла отсечки при сохранении того
же максимального анодного тока необходимо увеличить
отрицательное смещение и амплитуду возбуждающего напряжения.
Из рис. 18 следует, что импульс тока полностью может быть
охарактеризован углом отсечки в и максимальной величиной
ТОКа /а
§ 5. РАЗЛОЖЕНИЕ ИМПУЛЬСОВ АНОДНОГО ТОКА
НА СОСТАВЛЯЮЩИЕ. ОПРЕДЕЛЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТОВ
РАЗЛОЖЕНИЯ
Генераторы с посторонним возбуждением принято
рассчитывать, исходя из косинусоидальной формы импульсов анодного
тока. Периодические косинусоидальные импульсы с частотой со
29
•to—
1 — 2
е
/ — — Г
~~ я J
0
в
Г — 2 Г
ал \
Л J
0
1 р
л .)
0
в
I ta COS (i)
Jo
ia cos 2
ia cos rei
где /ао — постоянная составляющая
С);
Z'rfK);
м г^ d (a) 0.
анодного тока;
можно представить как сумму гармонических составляющих,
амплитуды которых определяются следующими выражениями:
(12)
(13)
(14)
(15)
/ai — амплитуда первой гармоники анодного тока;
/аг — амплитуда второй гармоники;
/an — амплитуда любой «-ой гармоники;
ia — мгновенное значение анодного тока, определяемое
основным уравнением (9) для лампового генератора.
Чтобы вычислить интегралы (12) — (15), необходимо найти
значение ia.
ec — Ec + Ucm cosW и ea = £"a— Uin cos at.
Определяя и группируя постоянные члены выражения с
постоянными, а переменные с переменными, получим уравнение
динамической характеристики
*". = S [Ес - Е'с + {Ucm - DUam) cos <»t. (16)
Из формулы (16) можно определить максимальный ток при
(i)t = 0, COS (x)t = COS 0=1 И ia = /
/amax = S[Et-E'c+ (UQm - DUim)] (17)
и нулевой ток при ш/ = в = 90°, cos 90° = 0 и ia = 0
ia = 0 = S[£'c-£i; + (f/cm-Df/am)cos в]. (18)
Вычитая из выражения (16) выражение (18), получим
ia = S(^cm-£)£/am)(cos «*-cose). (19)
При вычитании выражения (18) из уравнения (19) найдем
[ia = S(Ucm-U(\-cos в). (20)
30
После деления выражений (19) и (20) получим
га cos со t — cos9
/amax 1 — COS 9
откуда мгновенное значение тока
. cos со t — cos 9 ,
1 — cos в
Значение тока ia подставим в формулы (12) — (15) и,
проинтегрировав его, найдем составляющие анодного тока
, sin 9— 9 cos 9 ,
•"аО— ,, „. '•'amax»
Я (1 — COS 9)
, 9 —cos 9 sin 9 .
■*al Тл 7T^ * a max.
Я (1 — COS 9)
. 2 sin 2 9 cos 9 — 2 cos 2 9 sin 9 ,
a2 я 2 (22 — 1) (1 — cos 9)
j 2 sin л 9"cos 9 — л cos л 9 sin 9
Величины
sin 9 — 9 cos 9 . ,nc\
я (1 —cos 9)
9 — cos 0 sin 9
a, = ;
я (1—cos 9)
_2_ sin ■? 9 cos 9 — 2 cos 2 9 sin 9)
я 2(22—1)(1—cos 0)
(26)
(27)
2 sin л G cos 9 — n cos л 9 sin в /no,
a -—— • (ZO)
я n (л=— 1) (1 — cos 9)
представляют собой коэффициенты разложения косинусоидаль-
ного импульса постоянной составляющей первой, второй и п-й
гармоник соответственно. Эти величины зависят только от угла
отсечки G (рис. 19).
Отсюда
■'aO ^= ao-"a max'
/а1 = ^/аШах; (30)
/а, = я2/ашах: (31)
У'ап = яп A max- (32)
Коэффициенты разложения анодного тока приведены в
специальных таблицах (приложение 1), составленных акад.
А. И. Бергом. Кроме того, эти коэффициенты можно определять
по рис. 19.
р
2,0
■f Л
1
I
1
\
/
f /
/
X
-У
\
а
/
\
\
^ \
V
/(
1
^--
II я
1)0
О 30 SO 30 120 150 180
Рис. 19. График определения
коэффициентов разложения косинусои-
дального импульса анодного тока:
пунктирная линия — отношение /
§ 6. РАБОТА УСИЛИТЕЛЕЙ В РЕЖИМЕ КОЛЕБАНИЙ I и II РОДОВ
В режиме колебаний 1 рода (класс Л) анодный ток
проходит через лампу весь период (6=180°), повторяя по форме
напряжение возбуждения на сетке (рис. 20 а, б).
Рабочий участок выбирается на прямолинейной части
характеристики, начальная рабочая точка — посредине этого участка.
Поэтому в режиме колебаний I рода нелинейные искажения не
превышают 1—1,5%, что является его достоинством. Этот
режим применяется в модуляторных устройствах передатчиков.
Так как энергетические показатели режима I рода более
низкие по сравнению с показателями режима II рода, в
усилителях мощности он не применяется.
На рис. 20, б показаны предельные колебания I рода при
/aim^/ао. Исходя из этого, проанализируем энергетические
показатели усилителя, т. е. определим его к. п. д.
32
Колебательная (полезная) мощность усилителя, как было
показано ранее, определяется по выражению
р '
aim
/ it
(33)
Мощность, отдаваемая источником анодного питания
(подводимая мощность), равна
Ро = /.о £.. (34)
Рис. 20. Режим колебаний I рода:
«—режим класса А; б—предельный случай режима класса А
Мощность рассеивания на аноде
р — р р
К. п. д. усилителя выражается через отношение полезной
бй
у
мощности к потребляемой
(35)
Учитывая, что Ia\m~ho, получим
2
где
t
(36)
с, является коэффициентом использования анодного напряже-
ния.
Приняв |=1, будем иметь
1 = у <= -у- 1 = 50%.
3 Заказ 3222
33
Режим колебаний II рода характеризуется наличием угла
отсечки в<180°. Анодный ток через лампу проходит лишь в
какую-то часть периода колебаний. В зависимости от угла отсечки
в различают режим колебаний классов АВ, В и С (рис. 21, а, б,
в).
Рис. 21. Режим колебаний II рода:
'Я—режим класса АВ; б—режим класса В; в—режим класса С
Из рис. 21, а можно заключить, что у режима колебаний
класса АВ угол отсечки 0>9О°, причем начальное
отрицательное напряжение смещения .Ее меньше запирающего напряжения
Ес' по абсолютной величине. Данный режим применяется в
двухтактных усилителях низкой частоты.
При угле отсечки 6 = 90° и ЕС=ЕС' получается режим
класса В (рис. 21, б), при угле отсечки в<90° (рис. 21, в) —режим
класса С. Режимы классов В и С наиболее часто используются
в усилителях мощности и генераторах передатчиков. К. п. д. в
них равен 70—80%, т. е. очень высок. В силу того, что анодный
34
хок носит импульсный характер, режимы отличаются большим
количеством высших гармоник. Однако это не имеет
существенного значения, так как анодная нагрузка (контур) обладает
высокими фильтрующими свойствами, что позволяет свести на нет
или ослабить до допустимой величины все высшие гармоники.
Значительный к. п. д. усилителя при работе в режиме
колебаний II рода объясняется небольшой постоянной составляющей
анодного тока /ао и достаточно большой величиной первой
гармоники анодного тока /щ.
§ 7. ЗАВИСИМОСТЬ КОЛЕБАТЕЛЬНОЙ МОЩНОСТИ И К.П.Д.
УСИЛИТЕЛЯ ОТ УГЛОВ ОТСЕЧКИ
Как следует из выражений (33) и (34), колебательная и
подводимая мощности находятся в прямой зависимости от
основных гармоник анодного тока и постоянной составляющей.
Следовательно, большую колебательную мощность можно получить,
увеличив /а1, а меньший расход энергии источника питания
анодной цепи, уменьшив /ао-
К. п. д. при режиме колебаний II рода определяется тем же
отношением полезной мощности к потребляемой
щРц 1 ' aim Ugm
* о ^ ' ао *- а
Согласно выражениям (29), (30), (35) и (36) получим
1 Р 9 / F > I n F
■* 0 ^ ' ао ^а z 'amax uo *-a
После соответствующих сокращений к. п. д. определится по
уравнению
т,= — -^-L (37)
2 а0
Коэффициенты разложения анодного тока щ, ао — см.
формулы (29) и (30) зависят только от угла отсечки в, поэтому и
отношение их также будет
зависеть только от угла отсечки в.
Кроме того, к. п. д. усилителя
прямо пропорционален
коэффициенту использования анодно-
ного напряжения |.
Рассмотрим график
зависимости— от в (рис. 22). При
а0
угле отсечки в=180°, когда
анодный ток фактически не
отсекается, отношение—- =1 и
т] = 50 %, что соответствует
3*
i
2,0
1,5
О 30 60 90 120 150 180 в
Рис. 22. Зависимость ~
отсечки 0
от угла
35
'предельному случаю режима I рода; при величине -^- = 2,
е = 0° и -л = g= 1 = 100%, что соответствует предельному случаю
работы в режиме II рода.
Из анализа графика (см. рис. 19) вытекает, что коэффициент
разложения импульса анодного тока для постоянной
составляющей ао возрастает непрерывно от 0 до 0,5 с увеличением угла
отсечки от 0 до 180°, а коэффициент разложения для первой
гармоники—от 0 до 0,536 с увеличением угла отсечки от 0 до 120°,
затем коэффициент уменьшается и становится равным 0,5 при
6=180°. Отношение—-—тем больше, чем меньше угол отсечки
6. При очень малых углах отсечки надо использовать большие
напряжения возбуждения и смещения. К тому же с
уменьшением угла отсечки 0 становится очень малым коэффициент первой
гармоники ai, что уменьшает первую гармонику /аь а
следовательно, и полезную мощность Рк.
Практика показывает, что наиболее выгодным углом
отсечки, при котором сохраняется сравнительно высокий к. п. д.
(порядка 70%) усилителя, является 6 — 70—80° (для пентодных
генераторов) и 6«=80—90° (для генераторов на триодах).
Различают три коэффициента использования лампы: анодного
напряжения, тока и полный.
Коэффициент использования анодного напряжения % обычно
равен 0,7—0,9.
Коэффициент использования ламп по току (3 определяется
отношением максимального тока /атах к току эмиссии /е, т. е.
Э= /атах . (38)
Получить (5=1 нельзя, так как часть эмиссионного тока /е
расходуется на токи сеток. Физически это означает, что не весь ток
эмиссии может превратиться в анодный /атах- Коэффициент р
для различных типов ламп колеблется от 0,4 до 0,9.
Полный коэффициент использования лампы х можно
определить по формуле
x = -La,^. (39)
Его можно получить, воспользовавшись формулой для расчета
колебательной (полезной) мощности генератора
■"к—■ ~Г *al u
-)
am-
Так как
4t = al Лшах! ^ат=' ^а! ? = ' > то
' е
р 1 , Q/ F F
^к — ~ 1 г уе "• са-
36
Сгруппировав коэффициенты, получим
или
к= х /е Ел
Полный коэффициент использования лампы лежит в пределах
от нескольких сотых до нескольких десятых, однако для
большинства ламп и наиболее часто применяющихся режимов х = 0,2.
ПОЭТОМУ Рк^0,2/е£а-
Соотношение между колебательной мощностью и мощностью
потерь на аноде (мощностью рассеивания) равно 2: 1, т. е.
Следовательно, Ра = 0,1 /е£а-
При технических расчетах считают, что допустимая мощность
потерь должна быть меньше номинальной мощности потерь
примерно на 20%. Это значит, что
' а.доп ^ \J,O г^ а.доп
§ 8. ПОНЯТИЕ О ДИНАМИЧЕСКОЙ ХАРАКТЕРИСТИКЕ.
НЕДОНАПРЯЖЕННЫЙ, КРИТИЧЕСКИЙ, ПЕРЕНАПРЯЖЕННЫЙ
РЕЖИМЫ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЯ
В динамическом режиме одновременно изменяются сеточные
и анодные напряжения лампы, если у нее имеются или анодная
или катодная нагрузки. При этом рабочая точка лампы
переходит с одной статической характеристики на другую.
Реальные динамические так же, как и реальные статические
характеристики, аппроксимируются кривыми. Для упрощения
расчетов и анализа работы усилителя их линеаризуют (рис. 23).
Динамическая
идеализированная характеристика 2 слева от
начальной рабочей точки А про- р
ходит выше статических
характеристик, а справа — ниже. Это
объясняется противофазностью
ес и ея. В самом деле, если
результирующее сеточное
напряжение уменьшилось по отношению
к точке А, где оно было равно Ес,
до е [\ то результирующее
анодное напряжение к этому времени
увеличилось до е
при увеличении
IV
и, наоборот,
результирующего сеточного напряжения до
е с результирующее анодное
-■Н
Рис. 23. Неполные
идеализированные анодно-сеточные
характеристики триодного генератора:
/—семейство статических
характеристик; 2—динамическая характеристика;
Л—начальная рабочая точка; <р —угол
наклона динамической характеристики
37
напряжение уменьшилось до е1* . С уменьшением
результирующего напряжения на сетке ес до е[} анодный ток г'а также
уменьшается, но очень медленно, так как возрастает результирующее
анодное напряжение e'av. При возрастании ес до е\ анодный
ток увеличивается, но медленно, так как уменьшается
результирующее анодное напряжение е".
Это явление называется реакцией анода на анодный ток.
Очевидно, что при больших значениях проницаемости D
реакция будет значительной, а это характерно для триодов
некоторых типов. У таких триодов динамическая характеристика не
совпадает со статической.
Для пентодов с малой проницаемостью (с большими
коэффициентами усиления) можно считать, что анодно-сеточные
динамическая и статическая характеристики совпадают.
Угол наклона динамической
характеристики определяется
величиной нагрузочного
сопротивления R3. Чем больше Ra,
тем меньше угол наклона и при
R3 = °° ф=0. Очевидно также,,
что при ^э = 0 (отсутствие
нагрузки) динамическая
характеристика сольется со
статической. Рассмотрим
идеализированную динамическую анодную
характеристику (рис. 24).
Анодная динамическая
характеристика ВБ (Б—точка
перегиба) находится в области
недонапряженного режима, а
ОБ — перенапряженного.
Наклон динамической
характернее 24. Анодные характеристики: стики определяется величиной
/—семейство идеализированных статиче- НЭГруЗКИ Аэ И равен U ЬЮ .
ских характеристик; 2—реальная динам*- ЕСЛИ Rr, = 0, TO ДИНЭМИЧе-
ческая характеристика;
S—идеализированные динамические характеристики; 4-ли- СКЭЯ Характеристика раСПОЛЭ-
ния критического (граничного) режима; .„„.„„ UQ гпяЛлике* прпти^я лкнп
5-идеализированная сеточная характер*. ГЭеТСЯ НЭ Графике Вертикально
стика; 6~UKm —напряжение на контуре и ф = 90 ; еСЛИ Ло~ ODi TO ГОр<1-
ныи режим
для критического режима; 7— UKm
напряжение на контуре для перенапряженного
режима
зонтально и ф = и .
Из рис. 24 видно, что
/ — S е ■
■■а шах ^кр °а mini
где 5„р — крутизна характеристики критического режима. Так
как
то
3S
Введем понятие критического коэффициента использования
анодного напряжения
^ = ~~- (40)
са
Тогда
' агаах == ^кр ^а ' ~— I == ^кр ^-а ( * ^Kpji
\ Ла /
откуда
Если
1 —nl — 2 Р" — 2 Я"
■"al 3-l'amax ,, "
U, 1кр Е3 '
кр
ТО
'& max
1кр «1 ^а
Подставив данное выражение в уравнение (41), получим
^кр = 1 —| ИЛИ
Решив квадратное уравнение, будем иметь
i
SKpi.2=0,5± Л/ 0,25 -^ . (42)
V 9 п F2
» °кр ul -^ a
Второе значение корня квадратного уравнения для екр2
отбрасываем, так как оно меньше gKpi-
Из анализа выражений (41) и (42) можно сделать вывод,
что критический коэффициент использования анодного
напряжения будет тем больше, чем меньше /атах и Рк и больше Еа.
Рассмотрим режим работы усилителя (рис. 25) в
зависимости от наличия сеточных токов (буферный, недонапряженный,
критический, слабоперенапряженный и сильноперенапряжен-
ный). В буферном режиме усилитель работает без токов
управляющей сетки. Режим применяется в промежуточных ступенях
передатчика, следующих сразу же за задающим генератором. В
буферном режиме результирующее напряжение на сетке всегда
отрицательно, т. е.
ec = Ucm + Ez<0.
39
В недонапряженном режиме усилитель работает при небольших
сеточных токах, которые не искажают заметно форму
анодного тока. Этот режим экономически не выгоден, так как не дает
возможности получить от лампы значительные мощности и
коэффициент полезного действия (всегда меньше 50%), поэтому в
усилителях передатчиков он, как правило, не применяется.
Рис. 25. Режимы работы усилителей в зависимости от сеточного тока:
а — буферный; б — нед»тпряженный; s — критический; г — слабоперенапряженный;
д — сильноперенапряженный
Критический режим — основной для усилителей и
генераторов. Он характеризуется наибольшей мощностью и почти
максимальным коэффициентом полезного действия. Сеточные токи
в критическом режиме малы по величине и существенно не
влияют на форму анодного тока.
Перенапряженный режим характеризуется наличием
больших сеточных токов, которые в значительной степени искажают
форму анодного тока, причем в слабоперенапряженном режиме
кривая в импульсе анодного тока не доходит до нуля, а в силь-
ноперенапряженном — доходит. В перенапряженном режиме
можно получить максимальный к. п. д.
Подбирая соотношения между величинами Ес и Ucm,
определяющие результирующее максимальное напряжение на сетке
40
■2c max, и между £а и V\т, определяющими результирующее
остаточное напряжение на аноде eamin, и эквивалентное
сопротивление нагрузки i?3, можно получить необходимый режим работы
усилителя.
Кроме того, режим можно определить через соотношения
указанных выше величин, сравнивая их с критическими
значениями.
При недонапряженном режиме:
аткр>
< ^кр-
При критическом:
Нэ = R3 кр;
у у
? ~ ?Кр-
При перенапряженном режиме:
ga min "С ( 1 ,Ь 2) бс тах;
°9 ^> A3 кр!
Е > бкр.
Для пентодного усилителя напряженность режима
определяется по току экранной сетки. О степени напряженности можно
судить по соотношению между постоянным напряжением на
экранной сетке Еэ и остаточным
напряжением на аноде еа mm-
Если E3<e&min, то режим
будет недонапряженным; при
•Sa^eamin режим критический
и при £э>еат1п —
перенапряженный.
Рассмотрим нагрузочные
характеристики (рис. 26) и
определим оптимальную
величину нагрузки усилителя.
Нагрузочной характеристикой
называется зависимость
энергетических показателей усилителя,
Р
п
Недонапряжен-\ Перен
ный режим и ни
ный режим
,
рапряжени ни режим
т. е. колебательной Рк и
потребляемой Ро мощности, МОЩ- рис- 26. Нагрузочные характеристи-
ности рассеивания Ра, к. п. д. ки усилителя
41
и амплитуды напряжения UKm от сопротивления анодной
нагрузки R3 при неизменных значениях напряжений питания,
смещения и возбуждения.
Основной нагрузочной характеристикой считают зависимость.
P R
Как видно из рис. 26, наибольшая колебательная мощность
возникает в критическом режиме Рк = — ll\R3. кр(линия
критического режима показана пунктиром). Опытным путем
установлено, что у всех генераторных ламп оптимальный режим
совпадает с критическим. При к9фЯэ,щ> колебательная мощность
уменьшается. В недонапряженном режиме эта мощность также
уменьшается, так как уменьшается эквивалентное сопротивление
нагрузки jR3 (амплитуда первой гармоники анодного тока /aim в
этой области почти не изменяется). В перенапряженном режиме
с увеличением Яэ искажается импульс анодного тока:
появляется провал, причем тем больше, чем перенапряженнее
становится режим, поэтому уменьшаются 1а\т и мощность Рк.
Оптимальное эквивалентное сопротивление нагрузки
определяется по формуле
где
|кр—критический коэффициент использования анодного
напряжения;
£а — напряжение источника питания;
/aimопт— амплитуда первой гармоники анодного тока в
оптимальном режиме.
Критический коэффициент можно вычислить по выражениям
(41) и (42).
К. п. д. анодной цепи |якр в критическом режиме близок к
максимальному значению. Учитывая потери в сеточных цепях,
которые с нарастанием перенапряженного режима
увеличиваются, можно принять, что Лот-= Лир- Общий к. >п. д. усилителя
также будет максимальным в критическом режиме.
Мощность рассеивания (потерь) на аноде лампы Ра равна
г. е. разности ординат Ро и Рк-
В перенапряженном режиме мощность рассеивания на лампе
невелика. В недонапряженном режиме эта мощность сильно;
увеличивается. Поэтому почти вся область недонапряженного
режима в усилителях не применяется.
Оптимальный режим ламп указан в справочниках по
электронным приборам.
42
§ 9. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРАХ
В последние годы полупроводниковые приборы применяются
не только в радиоприемных устройствах, вычислительной
технике, но также и в радиопередатчиках. Это объясняется тем,
что качество полупроводниковых приборов все время
повышается, они становятся более мощными, верхний предел их
частотного диапазона увеличивается. Кроме того, полупроводниковые
приборы обладают определенными достоинствами:
долговечностью, малыми габаритами, большой механической прочностью,
отсутствием накаленного катода и высоким к. п. д. Поэтому
применение полупроводниковых приборов в радиопередающих
устройствах открывает широкие перспективы для улучшения их
общих и электрических показателей. Однако у
полупроводниковых приборов есть и недостатки:
ограничения по мощности и частоте;
зависимость параметров от изменения температуры;
большой разброс параметров в однотипных приборах.
Наиболее часто в
радиопередающих и радиоприемных
устройствах используются
полупроводниковые триоды
(транзисторы). Условные
обозначения транзисторов показаны
на рис. 27 а, б (см. ГОСТ
7624—62).
В зарубежной практике
плоскостные триоды в
последние годы условно обозначают
так, как показано на рис. 28а, б.
В транзисторе различают
эмиттер, базу (основание) И Рис. 27. Условные Рис. 28. Условные
коллектор, которые ПО прин- обозначения трон- обозначения тран-
^l r r зисторов: зисторов, принятые
ципу действия аналогичны х за рубежом:
MovTtinnQu (хгятпп\г иппяпчя- а—типа р—п—р; б— гг
электродам (катоду, управля ткпа п_р_„ а_ТИПа р-л-р; б-
ющей сетке и аноду) элек- типа п-р—п
тронной лампы.
Поэтому и схемы включения транзисторов с общими
эмиттером, базой и коллектором аналогичны схемам с общими
катодом, сеткой и анодом электронных ламп (см. рис. 29а, б, в).
Схемы транзисторов типа п—р—п аналогичны показанным
на рис. 29 а, б, в, но знаки источников питания необходимо
поменять на обратные.
В схеме усилителя с общим эмиттером напряжения на
транзистор подаются и измеряются относительно вывода эмиттера;
входной цепью является цепь базы, а выходной — цепь
коллектора. В схеме усилителя с общей базой напряжения на транзи-
43
стор подаются и измеряются относительно вывода базы;
входной цепью является цепь эмиттера, а выходной — коллектора.
В схеме усилителя с общим коллектором напряжения на
транзистор подаются и измеряются относительно вывода
коллектора; входной цепью является цепь базы, а выходной — цепь
эмиттера.
Рис. 29. Схемы транзисторов типа р—п—р и аналогичные им
схемы на электронных лампах:
а—с общим эмиттером (с общим катодом); б—с общей базой (с общей
сеткой); в—с общим коллектором (с общим анодом)
Общий
М/хвд
Ь
Явход
выход
Общий
Общий.
—0 .
электрод
Рис. 30. Упрощенные блок-схемы включения транзистора:
а—с общим эмиттером; б—с общей базой; в—с общим коллектором
Упрощенные блок-схемы включения транзистора показаны
на рис. 30 а, б, в. При любой схеме включения транзистора
напряжения на его переходах (триод имеет два р—п-или п—р-пе-
рехода) для обеспечения нормального режима работы остаются
одинаковыми и близкими к значениям напряжения, измеренно-
44
го между выводами в схеме усилителя с общей базой.
Физические процессы, происходящие в транзисторах, не зависят от
того, какой электрод выбран общим. Чаще всего применяется
схема усилителя на транзисторе с общим эмиттером, так как по
своим показателям (см. табл. 1) она лучше остальных.
Таблица 1
Параметр транзистора
Входное сопротивление
Выходное
сопротивление
Усиление по току
Усиление по
напряжению
Усиление по мощности
1ри согласовании
Схема
с общим
эмиттером
400—20000 ом
(среднее)
25—100 ком
(среднее)
10-100
1000-5000
40 дб
(большое)
включения транзистора
с обшей базой
30—100 ом
(малое)
0,2-1 Мом
(большое)
около 1
1000—5000
30 дб
(среднее)
с общим
коллектором
5—200 КОМ
(большое)
30—10000 ом
(малое)
10—100
Около 1
15 дб
(малое)
Анализ работы транзисторов в схемах усилителей и
генераторов производится по статическим характеристикам, которые
снимаются экспериментально. Удобнее всего выбирать
характеристики, связывающие ток и напряжение на входе /Вх=<р(£Л>х)
(входные характеристики) и ток и напряжение на выходе
Лшх=ф(£Лшх) (выходные характеристики). Различают также
характеристики, связывающие токи, напряжения на входе с
токами и напряжениями на выходе /Вх=<р(£Л)ых) (характеристики
передачи), и характеристики,
отражающие зависимость между
токами, напряжениями на выходе и
токами и напряжениями на входе
/вых = ф(/вх) (характеристики
обратной связи).
Для практических расчетов схем
усилителей достаточно иметь два
семейства выходных и два
семейства входных статических
характеристик (рис. 31).
Как видно из рис. 31, входные
характеристики изменяются
экспоненциально при малых токах базы
^б и прямолинейно при больших.
Нулевая характеристика (£Ук=0)
находится несколько дальше от
остальных характеристик, которые
расположены рядом.
Рис. 31. Входные
характеристики транзистора с общим
эмиттером:
I- l/=0: 2-U =2,5 e: 3-U=5
К К К
45
По характеристикам можно определить входное
сопротивление транзистора току сигнала в рабочей точке Г (в омах) при
коротком замыкании выходной цепи, т. е. при сопротивлении
нагрузки Ra^Q
Rbx=-—t- пРи UK = const,
А /б
где
A6V> — изменение напряжения базы;
Л/б — изменение тока базы.
При определении AU5 и А/б проводят через рабочую точку Г
касательную; выбирают на касательной произвольную точку В
и, спроектировав ее на оси координат, получают величины
AUe и Л/б.
Крутизну характеристики тока базы находят из треугольника
S6 = tg.A = -—^- при UK — const.
Д и 6
Входные характеристики снимают с помощью схемы рис. 32.
Необходимо, чтобы источник Eq давал возможность изменять
напряжение в определенных пределах.
Для схемы усилителя с общей
базой входные характеристики
имеют вид, показанный на рис. 33.
Как и для случая входных ха-
£ $ I И /^Ч ^ +0 рактеристик транзистора для усили-
т \Jud' у теля с общим эмиттером, входные
—0—• -*■ '—'—' хаоактепистики транзистора с об
—0
характеристики транзистора с оо-
щей базой при малых значениях
п „„ п , напряжения эмиттера U3 имеют не-
Рис. 32. Схема для снятия *\ *
входных характеристик тран- линейный характер, а при увеличе-
зистора с общим эмиттером нии Ua становятся почти
прямолинейными. Характеристики
располагаются близко друг от друга, поэтому при расчетах можно
брать данные по одной из средних характеристик. Входное
сопротивление транзистора току сигнала в рабочей точке Г
определяется по формуле
/?„ = ■' "
Входные характеристики транзистора с общей базой
снимают по схеме рис. 34. Входные характеристики транзисторов по
внешнему виду очень сходны с пентодными характеристиками
электронных ламп. Наблюдается малая зависимость тока
коллектора /к от коллекторного напряжения UK, резкий подъем
начального участка и, следовательно, большая крутизна тока
коллектора.
46
Рассмотрим выходные характеристики транзистора с общим
эмиттером (рис. 35). По этим характеристикам можно
определить выходное сопротивление £>вых = при /б = const и
д /к
коэффициент усиления по току
где А1б = 16~
/б '
Рис. 33. Входные характеристики
транзистора с общей базой:
-ft
1- UK=5 в: 2-ик=й
Рис. 34. Схема для снятия
входных характеристик
транзистора с общей базой
Важными параметрами транзистора являются крутизна
характеристики коллекторного тока So=
/к
при UK = const и
критическая крутизна SKp для критического режима. Кроме это-
Рис. 35. Выходные характеристики транзистора
с общим эмиттером. Пунктиром показаны линии
критического режима
47
го, для усилительных и генераторных транзисторов за параметр
принимается напряжение сдвига Еъ, определяемое при рабочем
напряжении на коллекторе (рис. 36).
Необходимо подчеркнуть,
что параметры транзисторов
зависят от температуры,
причем с ее повышением кривая
характеристик сдвигается
влево, а крутизна So, SKP
уменьшается.
Динамические
характеристики и особенности
усилителей мощности на транзисторах,
работающих, как и ламповые,
в режимах классов А, АВ и В,
о,з-и{>
б
рассмотрим по схеме рис. 37, а,
б. Напряжение возбуждения с
амплитудой Usm (усиливаемый
Рис. 36. Определение напряжения сигнал) включается между ба-
'- ик
2~ик
б; 3~ик
зои и эмиттером, а нагрузоч-
ное сопротивление, на котором
выделяется полезная мощность
(напряжение) —в коллекторной цепи.
Сравнительно большое входное сопротивление транзистора
с общим эмиттером облегчает согласование его с контуром
возбудителя. Кроме того, действие внутренней обратной связи на
не слишком высоких частотах в этой схеме несущественно (при
условии, что UU)
Рис. 37. Схемы усилителей мощности высокой частоты:
а—с общим эмиттером; б—с общей базой
Поэтому схема транзистора с общим эмиттером широко
применяется в усилителях мощности передатчиков.
Динамическую выходную характеристику (ее часто
называют коллекторной) можно построить по уравнению прямой
линии, проходящей через две точки, находящиеся на осях
координат
ик — Uкт Ск= 1кт Дэ ^-к-
48
Эти точки можно найти, исходя из граничных условий.
Если /Ктп=0, то ик = —Ек, т. е. напряжение на коллекторс
равно напряжению источника коллекторного питания. Эта точка
находится на оси абсцисс.
Если ик=0, то /к т R3 = Ек и /к т -= -^—.
Эта точка находится на оси ординат. Соединив две точки
прямой, получим динамическую характеристику ДГ (рис. 38).
Рис. 38. Построение выходной (коллекторной)
динамической характеристики для схемы усилителя с
общим эмиттером
Рабочий участок характеристики БВ выбирают, исходя и>
условий безыскаженной работы усилителя, и по коллекторному
ТОКу (/Kmin, /к max)-
Начальную (рабочую) точку обычно выбирают на середине
оабочего участка характеристики.
По рис. 38 можно определить амплитудные значения и
постоянные составляющие коллекторного тока и напряжения,
минимальные и максимальные их значения, а также вычислить по
полученным данным полезную мощность усилителя
" 2 к
>
(44)
мощность рассеивания на коллекторе
'к -'ко ^ ко'
мощность, потребляемую от источника питания
Р — I F
1 о * ко ^к
и коэффициент полезного действия
4 Заказ 3222
(4(5)
49
,, =
a0
(47)
-—■— коэффициент использования коллекторного
напряжения.
Максимальная полезная мощность проявляется в
критическом режиме, поэтому целесообразно определить критический
коэффициент использования коллекторного напряжения |кр.
Так как
'кш«х — '
•'к шах '
2 Р
SKp а, Ек '
2 Р
Рис. 39. Выходные усилители
транзисторах:
а-простая схема выхода; б—сложная
ма выхода
сопротивление нагрузки определяется как
R* = -7^=-. (50)
Схемы выходных усилителей мощности на транзисторах
аналогичны схемам ламповых усилителей (рис. 39, а, б), поэтому
рассматриваться не будут.
Если усилители мощности работают на сравнительно
высоких частотах, то учитывают время пробега дрейфа /др носителей
тока (электронов или «дырок») в транзисторе.
Увеличение времени пробега равносильно уменьшению
коэффициента усиления р по току, причем (3 тем больше, чем выше
рабочая частота.
/
v
где
/кр—критическая частота (обычно указана в паспорте
транзистора);
f — рабочая частота.
Из формулы (51) следует, что при равенстве рабочей и
критической частот, коэффициент усиления по току уменьшается
на]/ 2=1,41. Чем ниже рабочая частота, тем ближе
коэффициент усиления р/ к единице.
Из-за инерционности носителей тока получается сдвиг фаз
Фдр между первой гармоникой коллекторного тока и
напряжением на контуре, что также уменьшает колебательную
мощность.
Р=— Acl^KmCOS срдр, (52}
где ?др > 15 - 20°.
Определенной расстройкой контура можно добиться
компенсации фазового сдвига без уменьшения мощности Р, если
сопротивление контура обеспечивает оптимальный режим работы
усилителя.
С повышением частоты увеличивается шунтирующее
действие эмиттерного перехода р—п и уменьшается первая
гармоника коллекторного тока. Чтобы этого не произошло,
необходимо увеличивать амплитуду возбуждения на внешних зажимах
база — эмиттер.
Пример*. Рассчитать усилитель мощности, работающий в
оптимальном режиме на волне Л=50 м (f = 6- 106 гц) с
колебательной мощностью Я = 2,5 вт.
* Бетин Б. М. Радиопередающие устройства, М., «Высшая школа».
1965.
4* 51
Вычисление. Исходя из заданной мощности, выбираем
ллоскостный триод П-601 с ориентировочными
параметрами:
г6 = 2,5 ом; ^дР = 0,008 мксек; (30 = 0,95;
Ск = 200 пф; So = 4,75 а/в; SKp = 0,25 а/в;
/кр = 20 Мгц; £ктах = -25 в;
/?б = — 0,18 в. Принимаем Ек~— 20 в.
Импульс коллекторного тока косинусоидальной формы
; углом отсечки в = 90°.
Коэффициенты разложения импульса коллекторного
точа ио = О,32 и ai = 0,5.
Вычисляем угол пробега носителей тока:
*др = и>гдр = 2я- 6 • 10" -0,008 ■ 10-6 = 0,30 рад= 18°.
Угол отсечки тока эмиттера
вэ = в - ?др = 90° - 18° = 72°.
Коэффициенты разложения импульса эмиттерного тока
1о=0,259 и а, = 0,44. '.
Критический коэффициент использования коллекторного
напряжения
* -1 2Р -1 2-2J> -0 9
а, 5кр Е2К 0,5 -202 -0,5
Амплитуда напряжения на контуре
£/кт = 4^1=0,9. 20 =18 в.
Амплитуда первой гармоники коллекторного тока
I! 1R
Амплитуда импульса
= 0,278 а.
Т /k.le U .2.1 О п г- г- /-.
4 max = -jaaL- = : , = 0,556 а.
a, 0,.■>
Постоянная составляющая коллекторного тока
/ко = «„ /к шах - 0,32 ■ 0,556 ^ 0,178 а.
Мощность, расходуемая источником тока в цепи
коллектора
/>„ =/„о|£к 1 = 0,178-20 = 3,56 8,п.
Мощность рассеивания на коллекторе
Як = Ро —Я =--3,56-2,5 =1,06 em.
Она значительно ниже
К- п. д. по цепи коллектора
Р 2,5 Л„
TJ = = =0,/.
Ро 3,56
Сопротивление нагрузки в цепи коллектора для
критического режима
d=3hl. = _IL_ = 64,5 ом.
Р /кш 0,278
Коэффициент усиления по току с учетом частотных
влияний
В Ро _ 0.95 _ n q9
Р ОУ^
Амплитуда первой гармоники тока эмиттера
/ - Jk!2L= 0,278=0,302 Д
э1т Р/ 0,92
Амплитуда импульса тока эмиттера
a, 0,44
Амплитуда усиливаемого напряжения на базе без учета
частотных влияний
т
=02в
50(1— cose3) 4,75(1—,0,3)
Напряжение смещения базы
Е6 = Еб + U6m cos 0Э = - 0,18 + 0,2 • 0,3 = - 0,12 в.
Рассчитаем коэффициенты передачи в цепи базы.
Входное активное сопротивление перехода р—п па
частоте 6 Мгц равно
ScpO-l
где
Scp = -^- = 1,46.
г„ = ^5,5 ом.
1,46(1—0,92 cos 18°)
Входное реактивное сопротивление перехода р—п нэ
частоте 6 Мгц
1 1 о _
X. = = ss 2,5 ом.
др 1,46-0,92 sin 18°
53.
Вычислим коэффициент передачи Кг:
К2 = ' = ' =0,556,
У CJ2 + 62 У Р + 1,53
Г(, 2,5 . Л . . г(, , . 2,5 . _
где з = —= —= 1, о= 1+ —- = 1-f-т— = Ко.
-*П Z"J 'П ■Ji'J
Коэффициент передачи Ki:
Л", = = ! =0,846.
1 +/-б5ср(1 — Рп) 1+2,5-1,46(1 — 0.95)
Амплитуда усиливаемого напряжения на клеммах
база—эмиттер от возбудителя
Кг 0,556
Найдем потери в цепи базы. Угол сдвига фаз между
напряжением возбуждения и первой гармоникой эмиттерного
тока
=рэб = arctg — = arctg ( - 0,66) = - 33° 40'.
о
Угол сдвига фаз между напряжением возбуждения и
первой гармоникой коллекторного тока
?к7б = срэ.б + ?др = 33°40' + 18° = 51° 40'.
Амплитуда первой гармоники тока базы
=;9lcosc?36—/Klcos<px6=0,302cos3340'—0,278cos51 Ч0'=0,08 а.
Мощность, расходуемая в цепи базы на возбуждение
Рб = \ U6np 1Ыт = -1 . 0,3 • 0,08 ^ 0,012 вт
Коэффициент усиления по мощности
lf P 2>D ~,-208.
р Р6 0,012
Примечания:
1. Параметры коллекторного контура и его связи с нагрузкой можно
рассчитывать по методике, изложенной на стр. 87.
2. Более подробные расчетные данные усилителей мощности см. в книге
Герасимова С. М., Мнгулина И. Н. и Яковлева В. Н. «Расчет
полупроводниковых усилителей и генераторов», Киев, Гостехиздат УССР, 1961.
§ 10. ВЫХОДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ.
Простая Выходная ступень передатчика предназначена
и сложная для ,ПОЛуЧения заданной мощности и передачи ее
схемы в антенну. Она является основным потребителем
энергии источников питания, определяет энергетические
показатели передатчика в целом, поэтому ее к. п. д. должен быть
высоким.
54
Кроме создания заданной мощности, выходная ступень
должна обеспечивать хорошую фильтрацию высших гармоник.
Существенно влияют на режим работы выходной ступени
параметры антенны и величина связи с ней усилителя мощности.
В большинстве случаев
активное сопротивление антенны R&
значительно меньше
эквивалентного сопротивления нагрузки уси-
-, . у шг^ лителя Яэ. Поэтому элементы свя-
\} \^""*/ г с' ^ зи контУРа с антенной
одновременно осуществляют
согласование сопротивления антенны с
выходным сопротивлением
оконечного каскада. На частоту
колебательного контура усилителя
антенна настраивается с помощью
переменных и постоянных
конденсаторов и индуктивностей.
В зависимости от типа
применяемых антенн различают
выходную ступень с симметричным или
несимметричным выходом. В
случае несимметричного выхода один
из зажимов заземляется и имеет
нулевой потенциал.
Если антенна включается
непосредственно в анодную цепь, то
такая схема называется простой
(рис. 40а, б, в).
Схема, при которой между
лампой и антенной включается
промежуточный (анодный) кон-
Рис. 40. Простая схема выходной тур, называется сложной (рис. 41).
Простая 'Схема выходной
ступени мало применяется в
передатчиках, так как имеет следующие
недостатки:
низкую фильтрацию гармоник из-за наличия лишь одного
контура, состоящего из анодной нагрузки усилителя, элементов
настройки антенны и самой антенны;
сложность настройки;
опасность перегрева лампы в случае обрыва антенны, когда
нагрузочный контур усилителя распадается и режим работы
резко нарушается.
Энергетические показатели простой схемы выходной ступени
несколько выше, чем сложной. Это объясняется отсутствием
потерь мощности в промежуточном контуре.
V
ступени.:
а—с автотрансформаторной связью;
б—с индуктивной связью; в—с
емкостной связью
55
Простая схема выходной ступени изображена на рис. 42 з
общем виде. Пунктирными линиями выделены элементы связи,
настройки антенны и самой антенны.
Рис. 41. Сложная схема выходной ступени:
а, б—с трансформаторной регулируемой связью и разным характером
сопротивления антенны; в—с емкостной нерегулируемой связью; г—с
автотрансформаторной ступенчатой связью
Рис. 42. Простая схема вы- Рис. 43. Настроечные характеристики
ходкой ступени в общем простой схемы выходной ступени
виде
56
Для получения наибольшей мощности в антенне
необходимо, чтобы:
1) антенный контур был настроен в резонанс, т. е.
j
или хсв = — (хн + хк ) j
2) чтобы усилитель мощности работал в оптимальном
режиме, т. е.
Р- Q2 = Л"'св __ (*н + *а)^ (54)
1Де q = xcb — волновое сопротивление контура;
RK— полное активное сопротивление контура.
Из условий (53) и (54) получают основные формулы для
расчета простой схемы выходной ступени.
Мощность, выделяющаяся на активном сопротивлении
антенны RA, определяется из соотношения
Яа =/а/?а , (55)
где
/а — действующее значение тока в антенне, а;
Ra — сопротивление антенны, ом;
Ра — мощность, вт.
Мощность, выделяющаяся во всем контуре, т. е. на
сопротивлении Ra, равна
Рак = /a Rk- (56)
К. п. д. антенного контура
РА
<57>
К. п. д. тем больше, чем меньше потери на активном
сопротивлении элементов настройки антенны, что имеет место при
настройке антенны с помощью конденсатора.
К- п. д. антенного контура может колебаться в пределах
20—80%.
Простая схема выходной ступени настраивается по
наибольшему току в антенне /А или наибольшему сеточному току
усилителя /со. При этом мощность в антенне РА будет максимальной,
а анодный ток /ао и мощность потерь на аноде Ра окажутся
наименьшими (рис. 43). Если антенна расстроится или оборвется,
то, как следует из рис. 43, резко возрастет мощность потерь РА,
что может привести к перегреву лампы.
В передатчиках применяется сложная схема выходной
ступени (см. рис. 41), так как у нее:
лучшая фильтрация высших гармоник из-за наличия
промежуточного и антенного контуров;
57
оптимальное сопротивление нагрузки усилителя /?э
обеспечивается подбором соответствующей связи между контурами;
настройка антенного контура в резонанс не связана с подбором
оптимального сопротивления анодной нагрузки Ra, как это
имело место в простой схеме выходной ступени;
не возникает опасность перегрева лампы в случае
расстройки или обрыва антенны. При расстройке или обрыве антенны
промежуточный контур несколько разгружается и усилитель
переходит в перенапряженный режим.
Здесь, как и в простых схемах, для получения наибольшей
мощности в антенне необходимо настраивать контур в резонанс,
а усилитель согласовывать с нагрузкой.
Связь промежуточного контура с антенным может быть
индуктивной (рис. 41, а, б), емкостной (рис. 41, в) и
автотрансформаторной (рис. 41, г), а также регулируемой (рис. 41, а, б,
г) и нерегулируемой (рис. 41, в).
В современных передатчиках в большинстве случаев
применяется регулируемая плавная и ступенчатая связь. Она дает
возможность обеспечить постоянство мощности в антенном
контуре во всем диапазоне частот путем подбора оптимальной
нагрузки на каждой частоте. При этом всегда можно добиться
равенства активного сопротивления промежуточного контура RK с
активным вносимым сопротивлением AR из антенного контура,
т. е. #к = Л^вн.ак. что соответствует оптимальному режиму
работы оконечного каскада.
Нерегулируемая связь применяется реже. Она может быть
использована в передатчиках, работающих на фиксированных
частотах, или в передатчиках с узким диапазоном волн (при
коэффициенте перекрытия Кд <1,1 —1,2). В этом случае схема
передатчика значительно упрощается, так как элементов
настройки употребляется меньше, чем при регулируемой связи.
При выборе схемы связи между промежуточным и антенным
контуром следует обращать внимание на фильтрацию высших
гармоник. Известно, что у контура для п-й гармоники
коэффициент фильтрации в индуктивной ветви в п2 раз больше, чем в
емкостной. Лучшей фильтрацией обладает схема, показанная на
рис. 44. Связь промежуточного контура с элементом настройки
антенны в этой схеме индуктивная и осуществляется с помощью
катушки LCB, выполненной в виде шарового вариометра в
сочетании с катушкой LnK. Антенный контур состоит из
плавно-переменной катушки индуктивности LH, представляющей собой
роликовый вариометр с переменным числом витков; набора
последовательных конденсаторов Сн.пос, переключаемых с помощью
переключателя Пи и ряда параллельных конденсаторов Сн.пар.
переключаемых переключателем /72.
Элемент настройки антенны позволяет при изменении
параметров в весьма широких пределах настраивать антенную цепь
и согласовывать ее с передатчиком с помощью вариометра.
58
Конденсаторы Сн.пос, включенные последовательно с
вариометром при положениях 1, 2, 3, 4 w 5 переключателя Яь дают
возможность изменять емкость контура в определенных
пределах.
Рис. 44. Сложная схема выхода коротковолнового передатчика
Если переключатель Пх находится в положении 1, то
передатчик работает на более низких частотах с антеннами,
обладающими малой емкостью, т. е. большим отрицательным
реактивным сопротивлением. При этом получается схема, являющаяся
разновидностью параллельной схемы с конденсатором С; часть
катушки индуктивности LH включена в цепь антенны. Реактив-,
ное сопротивление антенны снижается и обеспечивается
необходимое согласование сопротивления.
Если переключатель П^ находится в положении 2, то
передатчик работает на более высоких частотах с антеннами, у
которых небольшое активное сопротивление и малое отрицательное
реактивное сопротивление. В этом случае в схеме используется
только катушка индуктивности LH.
Когда переключатель Я] находится в положениях 3—6, то в
антенну можно включать «укорачивающие» емкости различной
величины и тем самым создавать условия для работы
передатчика на еще более высоких частотах.
Третьим органом настройки антенны является переключатель
параллельной схемы питания антенны Я2. Схема позволяет в
широких пределах изменяющихся значений активной и
реактивной составляющих сопротивления антенны согласовывать ее с
передатчиком. При этом в элементе настройки антенны
образуется свой замкнутый контур, который связан с промежуточным
контуром и антенной. Передатчик связан с антенной
конденсатором СА. Емкость Сн.пар выбирают, исходя из параметров
применяемой антенны.
Примерный расчет сложной схемы выходной ступени
приведен в книге Дробова С. А. «Радиопередающие устройства»,
М., Воениздат, 1951.
59
Контрольные вопросы
1. В чем заключается принцип работы усилителя мощности?
2. Нарисуйте принципиальную схему усилителя мощности с
параллельным и последовательным анодным питанием. Укажите
достоинства и недостатки схем.
3. Нарисуйте идеализированные анодно-сеточные
характеристики триода и определите по ним крутизну 5 и внутреннее
сопротивление лампы Ri.
4. На какой части анодно-сеточной характеристики надо
выбирать рабочий участок и начальную рабочую точку для случая
колебаний класса Л?
5. Дайте определение угла отсечки анодного тока. Как он
зависит от изменения напряжения смещения?
6. По графику рис. 19 определите коэффициенты разложения
«о, <zi, ct2 для угла отсечки 0 = 60°.
7. Почему в режиме колебаний II рода к. п. д. усилителя
больше, чем в режиме колебаний I рода?
8. Почему предпочтительнее, чтобы усилитель работал в
критическом режиме? Недостатки недонапряженного режима.
9. В чем заключаются преимущества усилителей на
транзисторах, собранных по схеме с общим эмиттером, по сравнению с
усилителями, собранными по схемам с общей базой и общим
коллектором?
10. Постройте коллекторную динамическую характеристику
усилителя с общим эмиттером для режима класса В с углом
отсечки 6 = 90°.
■11. В чем принципиальная разница между простой и
сложной схемами выходной ступени передатчика?
12. Что такое время пробега носителей t№ и от чего оно
зависит?
13. Как следует настраивать усилитель выходной ступени
сложной схемы, чтобы получить наибольшую мощность в
нагрузке?
14. В чем достоинства и недостатки передатчиков простой и
сложной схем выходной ступени?
ГЛАВА 3
ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ
И ВОЗБУДИТЕЛИ
§ 1. ПОНЯТИЕ О САМОВОЗБУЖДЕНИИ И УСЛОВИЯ
ЕГО ВОЗНИКНОВЕНИЯ
Генератор с самовозбуждением (автогенератор)—один из
основных элементов передатчика. Он выполняет роль задающего
генератора — возбудителя высокочастотных колебаний.
60
В автогенераторе, в отличие от генераторов с независимым
возбуждением, колебания высокой частоты создаются
самопроизвольно и определяются его схемой и параметрами.
Автогенератор представляет собой автономную
колебательную систему, в которую входят следующие элементы (рис. 45):
источник постоянного тока,
энергия которого преобразуется в
энергию электрических
колебаний;
электронная лампа (полупро-
зодниковый прибор),
управляющая поступлением энергии в
контур;
колебательный контур,
определяющий частоту и форму
колебаний;
цепь обратной связи,
управляющая работой лампы.
Для получения высокочастот-
Рис. 45. Схема автогенератора с
индуктивной обратной связью
ных колебаний в анодной цепи генератора с независимым
возбуждением во входную цепь лампы (участок управляющая сег-
ка—-катод) подается возбуждающее напряжение от внешнего
источника колебаний, например, от задающего генератора.
При включении анодного питания автогенератора под
воздействием тока лампы в его контуре возникают колебания,
которые через элемент связи Loc передаются на сетку лампы.
Для того чтобы эти колебания поддерживались в
автогенераторе и стали незатухающими, напряжение возбуждения,
поступающее на управляющую сетку лампы через обратную связь,
должно изменяться в определенной фазе по отношению к
анодному напряжению и иметь определенную амплитуду. Это
необходимо для восполнения потерь колебательной энергии в
контуре, которые происходят в основном на активном сопротивлении
контура. Энергия, которая поддерживает в контуре
незатухающие колебания, поступает в него следующим образом.
Электронный поток в лампе регулирует напряжение
возбуждения uc = Ucm cosat, возникшее и переданное на управляющую
сетку в результате индукции контурного напряжения ик через
элемент обратной связи (катушку Loc). При возрастании
напряжения возбуждения плотность электронного потока
увеличивается (анодный ток ia увеличивается), при убывании напряжения
возбуждения эта плотность уменьшается (анодный ток ia
уменьшается).
Таким образом получается, что для самовозбуждения
автогенератора необходимо, чтобы напряжение возбуждения ис
изменялось в противофазе с анодным напряжением еа и в фазе
с анодным током ia и контурным напряжением ик. Это условие
самовозбуждения генератора называют условием баланса фаз.
61
Практически условие баланса фаз выполняется, если
катушки индуктивности одинаковой намотки включены так, как
показано на рис. 46. Если концы одной из катушек поменять
местами, тогда напряжение возбуждения ис окажется в фазе с
анодным напряжением еа, фазовое условие
нарушится и самовозбуждения не
произойдет.
Баланс фаз выражается равенством
<хъ^= — <?к или 'fs-f <?K = 0, (58)
где фэ — фазовый угол нагрузки
автогенератора R3;
Рис. 46. Подключение фк — фазовый угол коэффициента
обмоток катушки ин- Обратной СВЯЗИ Кос-
дуктивности Фазовый угол фэ характеризует сдвиг
фаз между первой гармоникой анодного
тока /aim и напряжением на контуре UKm. Он определяется
характером сопротивления нагрузки и выражается
соотношением
tg ?, = -£-, (59)
где Ха — реактивная составляющая;
/?э— активная составляющая эквивалентного сопротивления
анодного контура.
Фазовый угол фк указывает на сдвиг по фазе между
напряжением на контуре ик и напряжением возбуждения ис. Его
можно выразить соотношением
(60)
,
Aoci
полученным из выражения
•Кос = •ftoci + / A^ocJ,
где Koci — вещественная составляющая коэффициента
обратной связи;
Кос2—мнимая составляющая.
Векторные диаграммы токов и напряжений при выполнении
условия баланса фаз приведены на рис. 47.
Фазовый угол фк отсчитывается от напряжения UKm к
напряжению Ucm, а угол фэ — от тока /aim к напряжению UKm. За
положительное направление принимается движение вектора
против часовой стрелки.
Если рабочая частота / меньше собственной частоты /0, а
фазовый угол фэ и реактивное эквивалентное сопротивление Хв
больше нуля, то сопротивление контура окажется индуктивным.
Следовательно, напряжение на контуре UKm опередит по фазе
анодный ток /aim и вызовет в цепи управляющей сетки
напряжение возбуждения Ucm, которое в свою очередь создаст
анодный ток, опережающий по фазе предыдущий.
62
Рабочая частота / будет в этом случае увеличиваться и
становится равной собственной частоте контура /0, и в момент
наступления равенства частот анодный ток him и напряжение 0кт
совпадут ло фазе.
При />fo рабочая частота уменьшается и становится равной
собственной частоте контура.
"» \ Чк
-ъшъш°
-ъ-%
Рис. 47. Диаграммы токов и напряжений в ламповом
генераторе при выполнении баланса фаз
На практике рабочая частота автогенератора мало
отличается от собственной частоты контура. Ее определяют по формуле
' —• (61)
' г
-к ьк
В формуле (61) в емкость Ск и индуктивность LK входят
вспомогательные и паразитные емкости и индуктивности цепей
автогенератора.
Однако для поддержания незатухающих колебаний в
автогенераторе выполнение условия баланса фаз является
недостаточным.
Необходимо, чтобы в контур вносилось такое количество
энергии, которое компенсировало бы все потери в нем и прежде
всего потери на активном сопротивлении контура, т. е.
ЯВН = ДР, (621
где Явн — энергия, вносимая в контур за период колебаний;
АР—потери энергии в контуре за этот же период.
При решении равенства (62) амплитуда высокочастотных
колебаний должна быть принята за постоянную.
Это так называемое амплитудное условие самовозбуждения,
которое поддерживается подбором величины обратной связи
между анодной и сеточной цепями, т. е. подбором величины
коэффициента обратной связи Кос- Это условие часто называют
балансом амплитуд.
63
Коэффициент обратной связи показывает, какая часть
переменного анодного напряжения подается в цепь возбуждения в
установившемся режиме работы автогенератора:
/<ос= ^с"'уст -тЛ-, (63)
1 am уст Аууст
где Кууст — коэффициент усиления схемы в установившемся
режиме работы автогенератора.
Из выражения (63) следует, что
Кое = Куу„=\, (64)
но
Я"ууст==5д/?Э1 (65)
где 5Д — крутизна сеточной динамической характеристики
лампы в установившемся режиме работы автогенератора;
Яя—эквивалентное сопротивление контура при резонансной
частоте колебаний, равной собственной частоте
контура.
Подставив значение Кууст из выражения (65) в выражение
(64), получим
A'ocSa/?9=l. (66)
Найдем критический (наименьший) коэффициент обратной
связи, при котором еще может произойти самовозбуждение. Из
уравнения (64) следует, что
К (67)
*\у max °д max **э
где SHmax — максимальная крутизна динамической
характеристики.
Причем
/*)' (68)
где D — проницаемость лампы;
Ri — внутреннее сопротивление лампы.
Значение 5дта1 подставим в формулу (67) и, учитывая, что
ПОЛУЧИМ /Соскр = „ р + D, (69)
где S — статическая крутизна лампы.
Для устойчивого самовозбуждения автогенератора и
поддержания в нем незатухающих колебаний коэффициент обратной
связи Кос выбирают несколько большим, чем критический
коэффициент обратной связи КОсщ>-
64
Тогда выражение (69) можно переписать в следующем виде:
1
Кос>
SRa
D.
(70)
Формула (70) определяет амплитудное условие (баланс
амплитуд) самовозбуждения, требующее, чтобы коэффициент
обратной связи был достаточной величины, способной обеспечить
определенное напряжение возбуждения для выбранной схемы
автогенератора.
Условия самовозбуждения могут быть «мягкими» и
«жесткими». Если рабочую точку выбрать в средней крутой части анод-
но-сеточной характеристики лампы, то при незначительном
возбуждающем напряжении возникают высокочастотные колебания,
амплитуда которых плавно возрастает с изменением обратной
связи (рис. 48). Однако импульс анодного тока в этом случае
получается или без отсечки, или с малым углом отсечки, что
приводит к низкому к. п. д.. автогенератора. Такой режим
самовозбуждения называется «мягким».
ос.кр
Рис. 48. Зависимость UKm
от Кос при «мягком»
возбуждении генератора
"ос.кр
Рис. 49. Зависимость UKm
от /Сое при «жестком»
возбуждении генератора
Если рабочую точку выбрать в нижней части анодно-сеточ-
ной характеристики лампы, где крутизна 5 мала, а
критический коэффициент обратной связи /СОскр большой, то
самовозбуждение возникает только в результате возникновения сильного
импульса в анодной цепи и при большом коэффициенте
обратной связи Кос, превышающем критический коэффициент
обратной СВЯЗИ Кос кр-
В этом случае возникают скачкообразные колебания с
большой начальной амплитудой, затем они плавно начинают
увеличиваться (рис. 49).
Колебания срываются при КОс<Коскх> и также
скачкообразно. Такой режим самовозбуждения называется «жестким».
В этом режиме к. п. д. генератора значительно выше, чем в
«мягком». На практике «жесткий» режим автогенератора
осуществлять трудно из-за сложности получения большой обратной
5 Заказ 3222
65
связи. С помощью автоматического сеточного смещения
удается как бы соединить эти два режима, при этом процесс
смещения начинается как при «мягком» самовозбуждении. В начале,
при отсутствии сеточного тока, смещение на сетке равно нулю
и колебания возбуждаются легко. При усилении колебаний
растет сеточный ток, увеличивается
отрицательное сеточное смещение (по абсолютной
величине), рабочая точка перемещается на
нижний участок характеристики лампы, где и
устанавливается стационарный режим. Все эти
процессы происходят при небольших углах
отсечки анодного тока, что позволяет получить
сравнительно высокий к. п. д. автогенератора.
График зависимости между токами и
напряжениями во времени в ламповом
автогенераторе при самовозбуждении показан на
рис. 50.
§ 2. СХЕМЫ ЛАМПОВЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ
Генераторы с самовозбуждением
отличаются друг от друга видом примененной
обратной связи. Схема с индуктивной
(трансформаторной) обратной связью (см. рис. 45)
широко распространяется на частотах порядка
2—ЗМгц {1= 150—100 м).
Коэффициент обратной связи определяется по выражению
М ■ (71)
Рис. 50. Графики
зависимости
между напряжениями
и током в
ламповом генераторе
Y Lqz Lk
где М — коэффициент взаимоиндукции.
Если
/ — Т тп /с' —. _
М
(72)
Следует подчеркнуть, что в выражении (72) опущено
активное сопротивление, так как оно значительно меньше
индуктивного сопротивления (i?<coL). С помощью схемы с индуктивной
обратной связью легче подобрать коэффициент Кос-
Схема с емкостной обратной связью показана на рис. 51.
Баланс фаз в этой схеме поддерживается перекрещиванием
проводов, идущих к сетке и катоду. Из рис. 51 видно, что
переменное напряжение на аноде находится в противофазе с
сеточным напряжением возбуждения. Если в данный момент
времени в точке с потенциал по отношению к катоду будет
положительным, то в точке а он окажется отрицательным по отношению
к тому же катоду и наоборот.
66
Коэффициент обратной связи без учета потерь определяется
по соотношению
' кот
Г
-•ос ^к
is Ucm
Сое
(73)
Рис. 51. Схема
автогенератора с емкостной обратной
связью
Рис. 52. Схема
автогенератора с
автотрансформаторной обратной связью
Недостатком схемы является тот фактор, что частота
колебаний изменяется при изменении величины коэффициента
обратной связи (имеется в виду наличие переменного
конденсатора (Сос).
Лампа, как и в случае обратной
емкостной связи, подключается к контуру в
порядке: анод, катод, сетка с
перекрещивающимися проводами. При таком
присоединении соблюдается фазовое условие
между контурным напряжением и
напряжением возбуждения или противофазность их с анодным
напряжением.
Количество витков в катушке обратной связи Loc
значительно меньше, чем в катушке анодной связи La, что соответствует
соотношению между сеточным и анодным напряжениями
(74)
Схема
автогенератора
с
автотрансформаторной
обратной
связью (рис. 52)
Коэффициент обратной связи определяется как
В этом выражении не учитывают потери и
взаимоиндуктивность между частями катушки Loc и La-
Достоинствами схемы с кондуктивной обратной связью
является ее простота и небольшое количество деталей,
применяемых в ней.
5*
67
Недостаток схемы заключается в том, что ротор переменного
конденсатора невозможно заземлять, так как это приводит к
короткому замыканию катушки обратной связи Loc.
§ 3. АВТОГЕНЕРАТОРЫ С ЭЛЕКТРОННОЙ СВЯЗЬЮ
В 30-х годах советским ученым Б. К. Шембелем была
разработана схема двухконтурного автогенератора, которая в
дальнейшем стала широко применяться в радиопередатчиках. Это
объясняется тем, что автогенератор Шембеля имел по
сравнению с одноконтурными схемами более высокую стабильность
частоты. В настоящее время схемы автогенераторов с электронной
связью имеют много разновидностей, однако принцип их работы
одинаков.
На рис. 53 показана схема автогенератора с электронной
связью, состоящая из собственно автогенератора и усилителя.
Поэтому эта схема собирается на тетроде или пентоде. Роль
анода автогенератора выполняет экранная сетка, которая
заземлена по высокой частоте.
К нагре5ателю
Рис. 53. Генератор по схеме Б. К. Шембеля
Контур / автогенератора называется внутренним. Обратная
связь во внутреннем контуре автотрансформаторная, но может
быть и емкостной.
В анодную цепь усилителя включен контур II, который
называется внешним. Контур // может настраиваться на частоту
контура / (в этом случае схема может работать как
автогенератор-усилитель), а также на вторую или третью гармоники
контура / (в этом случае схема может работать как
автогенератор-удвоитель или утроитель частоты). Конденсаторы настройки
чСК1 и СК2, как правило, имеют общую ручку настройки, что
упрощает перестройку контура.
Частота генерируемых колебаний определяется собственной
частотой внутреннего контура
В усилителе постоянная составляющая анодного тока идет
от плюса Еа через высокочастотный дроссель Др&, лампу,
катушку на землю и минус Еа. Путь переменной составляющей
тока Ли проходит через анод—катод лампы, контур /,
разделительный конденсатор Ср.
Высшие гармоники протекают по тому же пути, так как
контуры / и // по отношению к ним не являются резонансными.
Как видно, внутренний контур питают токи /аэ и Ли,
вызывая переменное напряжение на нем, равное
LJKmi = /?„ (/аэ + /а1),
где ^?Э1 — резонансное сопротивление внутреннего контура.
Так как ЛюСЛи, можно записать, что
На внешнем контуре переменное напряжение равно
UKm\\ =/а1 Rs\\,
где R3n — резонансное сопротивление внешнего контура.
Учитывая, что внутренний и внешний контуры включены
последовательно и служат анодной нагрузкой, получим
Utm — иктЛ + UKm и zz /al (/?8i + #»н).
Мощность, выделяющаяся током /ai в обоих контурах,
(77)
Из выражений (76) и (77) следует, что при равенстве
сопротивлений Rgi и Rgii мощности на входе и выходе генератора
также равны, т. е. никакого усиления не получается. Поэтому
добиваются, чтобы R3n было больше Rai
Мощность, выделяющаяся на внутреннем контуре,
Як1 = -J (/а! + /в,) /?э! ~ -f ^ НЭХ '
Мощность, выделяющаяся на внешнем контуре,
При дальнейшем увеличении этого соотношения ухудшаются
условия самовозбуждения.
Коэффициент обратной связи равен
Кос = -£*-. (78)
Обычно коэффициент обратной связи не превышает единицы
Это объясняется тем, что для генератора Шембеля рассчитыва-
69
ют оптимальный режим по экранной сетке и недонапряжен-
ный — по управляющей. В этом случае Ucm и UKmi будут
примерно равными и /Сос^-1-
§ 4. АВТОГЕНЕРАТОРЫ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРАХ
На рис. 54, а, б и в приведены наиболее распространенные
схемы автогенераторов на транзисторах. В схеме (рис. 54, а)
полную индуктивность контура L составляют три
индуктивности: Loc, L\ и Lz. Схема на необходимую частоту настраивается
плавно с помощью переменного конденсатора С.
В схеме (рис. 54, б) полная емкость С образована тремя
последовательно включенными конденсаторами Сос, С\ и С2.
Автогенератор на необходимую частоту настраивается плавно с
помощью катушки переменной индуктивности L. Обратная связь
между коллекторной цепью и цепью базы осуществляется при
помощи элементов Сос и Loc (рис. 54, б я в).
Рис. 54. Схемы автогенераторов на транзисторах:
а—с автотрансформаторной обратной связью; й--с емкостной обратной связью
Рассчитанный режим работы автогенератора
поддерживается цепочкой автоматического смещения ReCe, которая во всех
схемах (рис. 54, а, б и в) включена между базой и эмиттером.
Постоянная составляющая тока базы, проходя через
сопротивление Яб, создает на нем падение напряжения полярности,
указанной на данном рисунке.
Если колебания в цепи базы возрастают по амплитуде, то
увеличивается и постоянная составляющая тока базы, которая
з свою очередь увеличивает падение напряжения на
сопротивлении Яъ, что приводит к уменьшению усиления генератора.
С уменьшением амплитуды напряжение смещения
уменьшается, усиление возрастает, что влечет за собой
восстановление первоначальной амплитуды колебаний.
Лучший эффект дает комбинированная схема смещения.
Автоматические смещения получаются за счет той же цепочки
70
. Кроме этого, дополнительно через потенциометр от
минуса коллекторного источника питания подается отрицательное
смещение, которое дает возможность получить угол отсечки
коллекторного тока вк>90°, обеспечивающий генератору
«мягкий» режим самовозбуждения.
Необходимо при этом помнить, что «мягкий» режим
невыгоден с энергетической точки зрения. После самовозбуждения
генератор с помощью автосмещения переводится в «жесткий»
режим и к. п. д. повышается.
Следует подчеркнуть, что стабильность частоты
полупроводниковых генераторов сильно зависит от температуры. Поэтому,
чтобы повысить стабильность, термостатируют весь генератор.
Энергетический расчет полупроводниковых автогенераторов
на достаточно высоких частотах приведен в § 6.
Элементы колебательной системы можно рассчитывать по
аналогии с расчетом элементов ламповых автогенераторов.
§ 5. СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ В АВТОГЕНЕРАТОРАХ
Причины К основным причинам, вызывающим
ненестабильности стабильность частоты, относятся: клима-
частоты
тические влияния; механические
воздействия; изменение режима работы генератора и старение
элементов контура.
К климатическим влияниям относятся изменения
температуры от +65 до —65°С (а иногда и больше). Под действием
высокой и низкой температур могут изменяться физические и
химические свойства материалов. В частности, изменяются емкость
конденсаторов, индуктивность катушек, сопротивления, что
приводит к нестабильности частоты.
Если не учитывать климатические влияния, то они могут не
только изменить стабильность частоты, но и вывести из строя
отдельные ступени или все радиопередающее устройство.
Степень воздействия температуры на стабильность частоты
принято характеризовать температурным коэффициентом
частоты (т. к. ч.), представляющим относительное отклонение
частоты от заданного значения при изменении температуры на
ГС, т. е.
d/ (79)
1 f Д /= •
Температурные коэффициенты емкости (т. к. е.) и
индуктивности (т. к. и.) определяются по соотношениям
ДС № /QfY.
аг = и <хл = . (oU)
71
В генераторе частота изменяется от самопрогрева. Это
явление называется выбегом частоты (рис. 55). Его влияние сильно
сказывается в первые 15—20 мин работы передатчика*.
Под воздействием температурных влияний больше всего
изменяются элементы колебательной системы — катушки
индуктивности и конденсаторы, которые в основном и определяют
стабильность частоты.
Рис. 55. Выбег частоты
от самопрогрева
10
15 1,мин
.-'; ,-iii pm. cm.
Для уменьшения температурных коэффициентов
индуктивности и емкости (в 7—20 раз) применяют: катушки,
изготовленные методом вжигания металла в керамику; горячую намотку
катушек (температура провода до 150°С); высококачественную
керамику для каркасов катушек; провод для намотки из
инвара, имеющий малый температурный коэффициент.
Для уменьшения т. к. е. применяют конденсаторы с
высококачественными диэлектриками или воздушные конденсаторы, а
также конденсаторы с отрицательным т. к. е.
(компенсационные). При тщательном подборе катушек и конденсаторов
можно добиться существенной компенсации aL и ас.
К климатическим влияниям относятся также изменения
атмосферного давления и влажности.
С увеличением высоты
атмосферное давление падает (рис. 56), а
это ухудшает теплопроводность
воздуха, следовательно, температура в
радиоустройстве повышается.
Изменение влажности увеличивает
поверхностную проводимость
изолирующих элементов, т. е. уменьшает
добротность колебательных систем,
их эталонность. Чтобы уменьшить
влияние давления и влажности,
отдельные элементы, ступени,
передатчик в целом, негигроскопичные
диэлектрики, а также специальные
осушители и поглотители влаги
герметизируют.
В зависимости от условий экс-
100 -
Рис. 56. Изменение
атмосферного давления от
высоты
* Изменение температуры от самопрогрева не относится к климатическим
влияниям, однако оно вызывает те же последствия нестабильности частоты.
72
плуатации радиоаппаратура, установленная на судах,
самолетах, космических кораблях, испытывает механические
воздействия (большие динамические перегрузки): ускорение,
вибрацию и удары. При погрузке, выгрузке и транспортировании
радиоаппаратуры эти воздействия могут быть с различными
частотами и ускорениями.
Примерные значения параметров вибрации, ускорения и
удара приведены в табл. 2.
Вил
аппаратуры
Передвижная на
наземных транспортных
средствах
Выносная, переносная
Судовая
(корабельная)
Самолетная
Вибрация
частота,
2-80
2-80
5-35
3—400
ускорение,
е
4-1
6-3
до 1.5
2-10
Тг
Центробежное
ускорение
g
ДО 6
нет
пет
6-9
блица 2
Действие
удара
ДО 10
100-200
7—12
5-10
Механические воздействия изменяют геометрические
размеры, форму деталей, смещают детали, поэтому меняются
параметры контуров, паразитные емкости и генерируемая частота.
Механические воздействия ослабляют: амортизацией
отдельных элементов (ламп), ступеней (прежде всего задающего
генератора) и передатчика в целом; применением жесткого или
печатного монтажа; заменой ламп полупроводниковыми
приборами; размещением передатчиков в местах, которые меньше
всего подвергаются тряске, вибрации и ударам.
Изменение режима работы генератора влияет на
стабильность частоты. Режим работы зависит от постоянства
питающих напряжений и реакции последующих ступеней генератора.
Непостоянство питающих напряжений изменяет сеточный ток
лампы задающего генератора, от которого зависят фазовые и
амплитудные соотношения между анодным током и контурным
напряжением и, кроме того, изменяет пространственный заряд,
т. е. межэлектродные емкости, входящие в контурные системы.
Меняется также тепловой режим генератора.
Указанные причины могут вызвать изменение частоты
порядка 0,1 % и больше.
Для поддержания постоянства питающих напряжений
применяют специальные стабилизаторы как в анодных, так и на-
кальных цепях. Наибольший эффект дают выпрямители с
электронной стабилизацией. Для ослабления реакции последующей
ступени необходимо уменьшать связь ее с задающим
генератором, а также помещать эту ступень в буферный режим работы.
73
Целесообразно экранировать задающий генератор, который
уменьшает реакцию последующих ступеней наводкой
паразитных э. д. с.
Старение элементов контура обусловливается изменением
емкости и индуктивности во времени. Чтобы уменьшить
старение, наиболее ответственные узлы контура подвергают
искусственному старению, воздействуя на них током или
изменением температуры. Это позволяет уменьшить временные
деформации катушек и снизить механические натяжения в деталях
контурных элементов.
С каждым годом количество радиостан-
Требования ций в мире увеличивается и они оказыва-
к стабильности ются вынужденными работать на близ-
автоге^ераторов ких частотах, поэтому стабильность
частоты радиопередатчиков должна быть
высокой.
Требования к стабильности частоты определяются исходя из
назначения передатчика, условий его установки, мощности и
диапазона частот. Так, к широковещательным передатчикам
предъявляются более высокие требования в отношении
стабильности частоты, чем к переносным передатчикам. Это
объясняется тем, что подвижные передатчики обычно работают в
тяжелых условиях. Согласно нормам в большинстве случаев
допускаемая нестабильность частоты подвижных связных
передатчиков не должна превышать 0,02%. Нестабильность
широковещательных передатчиков длинных и средних волн всего
10 гц.
Особенно жесткие требования предъявляются к
передатчикам, работающим на автоматизированных линиях связи.
Стабильность частоты таких передатчиков должна быть порядка
ю-8—кн%.
В развитие теории стабильности частоты и практического
осуществления ее в радиоустройствах внесли большой вклад
советские ученые А. А. Андронов, А. И. Берг, С. И. Ев-
тянов, Ю. Б. Кобзарев, Н. Д. Папалекси, Б. К. Шембель,
Г. Т. Шитиков и др.
Нормы стабиль- Диапазон волн, в котором работает пере-
ности частоты датчик, влияет на стабильность частоты.
для различных С повышением частоты при той же отно-
диапазонов сительной нестабильности увеличивается
абсолютная нестабильность Д/. Чтобы
сохранить ее в допустимых пределах, необходимо повышать
требования к относительной нестабильности частоты. При
составлении норм, предъявляемых к стабильности частоты,
учитываются условия, в которых будут работать передатчики,
назначение, а также их параметры, например, мощность.
Общесоюзные нормы стабильности частоты приведены в
табл. 3.
74
Таблица 3
Полосы частот (включая верхний
^и исключая нижний пределы) и
наименование радиостанций
10—535 кгц
Фиксированные
Наземные
Подвижные (кроме
самолетных)
Станции радиоопределения
Радиовещательные
535 — 1605'кгц
Радиовещательные
1605—4000 кгц
Фиксированные
Наземные
Подвижные
Станции радиоопределения
4—29,7 Мгц
Фиксированные
Наземные
Подвижные
Радиовещательные
29,7—100 Мгц
Фиксированные
Наземные
Подвижные
Станции радиоопределения
Радиовещательные
Телевизионные (более
100 вот)
100-470 Мгц
Фиксированные
Наземные
Подвижные
Станции радиоопределения
Радиовещательные
Телевизионные (более
100 вт)
Допустимые отклонения частот в обе стороны
от номинальной
до 1/1 1965 г. для
радиостанций, находящихся в
эксплуатации, и до
1/1 1963 г. для вновь
устанавливаемых
200—1000
200—500
1000—5000
200
10 гц
10 гц
50-200
50—200
200—1000
50—100
30-200
30-200
100—500
30
200
200
200
200
40-50
1000 гц
100
100-200
100—200
200
20
1000 гц
с 1/1 1965 г. для всех
радиостанций и с
1/1 1963 г. для вновь
устанавливаемых
200—1000
100-500
1000-5000
100
10 гц
10 гц
50—100
50-100
100—300
50-100
15-50
15—50
50—200
15
30—50
20—50
50—100
200
20—50
1000 гц
20—50
20—50
20-50
50
20
1000 гц
75
Продолжение
Полосы частот (включая верхний
и исключая нижний пределы)
и наименование радиостанций
Допустимые отклонения частот в обе стороны
от номинальной
до 1/1 1965 г. для
радиостанций, находящихся
в эксплуатации, и до
1/1 1963 г. для вновь
устанавливаемых
с 1/1 1965 г. для всех
радиостанций и с
1/1 1963 г. для вновь
устанавливаемых
7500
100
470—2450 Мгц
Фиксированные (более
100 вт)
Наземные
Подвижные
Станции радиоопределения
Радиовещательные
Подвижные (более 100 вот)
2450—10500 Мгц
Фиксированные
Наземные
Подвижные
Станции радиоопределения
Примечание. Допуски на отклонение частоты выражены ш
миллионных долях, а в некоторых случаях в герцах.
7500
7500
7500
7500
1000 гц
7500
7500
7500
7500
300
300
500
100
1000 гц
100-300
300
300
2000
Кварцевая
стабилизация
Относительную нестабильность частоты
передатчика можно снизить до величин
порядка Ю-3—10~4, что в ряде случаев
является недостаточным, например, для беспоисковой или
автоматической связи. Применение кварцевых резонаторов
позволяет повысить стабильность частоты примерно на 2—4 порядка,
т. е. получить относительную нестабильность частоты в
пределах 10~6—1(Н° и выше. Кварц (S1O2)—один из наиболее
распространенных в природе минералов. Его физические свойства
почти не зависят от изменения влажности, давления и
температуры. Кроме того, кварцу присущ пьезоэлектрический эффект,
заключающийся в том, что на его гранях при действии
механических сил появляются электрические заряды (прямой эффект),
а кристалл деформируется при действии на него электрических
сил (обратный дефект)—см. рис. 57. Кварц обладает
анизотропными свойствами. Некоторые его параметры зависят от
того, в каком направлении по отношению к осям вырезаны
пластинки.
Кристалл кварца (рис. 58) представляет собой
шестигранную призму, замыкаемую шестигранными пирамидами сверху
и снизу.
76
При обработке кварца шестигранные пирамиды удаляют,
а пластинки вырезают из призмы под разными углами по
отношению к осям.
Наиболее простыми являются х- и г/-срезы. Для х-срезов
пластинки кварца вырезаются перпендикулярно к
электрической оси хх, для г/-срезов — перпендикулярно к механической
оси уу. На рис. 58 срезы выделены штриховкой. Более
сложными являются косые срезы. Они дают наилучший эффект.
Температурный коэффициент частоты (т. к. ч.) пластинок косого
среза близок к нулю.
И I
I
4-
Рис. 57. Виды колебаний кварца
а—сжатие и растяжение;
б—электрические заряды при сжатии и растяжении
Рис. 58. Кристалл кварца:
zz—оптическая ось, соединяющая
вершины пирамид; хх — электрические оси,
соединяющие противоположные угли
шестиугольника (основания призмы);
уу—механические оси, проходящие
через середины противоположных старо»:
шестиугольника
У пластинок х-среза и £/-среза он отличен от нуля.
Если поместить пластинку кварца между металлическими
обкладками кварцедержателя и приложить к ним напряжение
переменной частоты, то пластинка начнет колебаться
(сжиматься и удлиняться) с частотой приложенного напряжения.
Причем эти колебания станут максимальными при совпадении
частоты переменного напряжения с собственной частотой кварце-
зого резонатора, т. е. при резонансе. Механические колебания
кварца сопровождаются выделением на его гранях попеременно
меняющихся зарядов.
Различают следующие виды механических колебаний квар
ца: сжатие и растяжение, изгиб, сдвиг, кручение. Эти колебания
могут происходить на основной частоте и гармониках как по
длине, так и по толщине пластинки. Во всех случаях из-за
пьезоэлектрического эффекта на гранях пластинки возникают
электрические заряды той же частоты. В области радиочастот
наиболее распространены колебания растяжения и сжатия по
толщине и несколько реже по длине прямоугольной пластинки
77
Длина волны механических колебаний в этом случае
определяется по соотношению
Ке* = ~, (81)
где а — размер пластинки в направлении волны;
п — номер гармоники колебаний.
Длина волны электрических колебаний кварцевой пластинки
(в метрах) определяется эмпирически и равна
ММ) = (78-200) а (лш).
Например, для пластинок х-среза при колебаниях по тол
щине длина волны равна
).—106 d; (82)
при колебаниях по длине
X — 110/. (83)
Из приведенных формул вытекает, что на более коротких
волнах следует применять колебания по толщине, а на более
длинных — по длине. Эти же формулы подтверждают, что
стабилизация с помощью кварца возможна на частотах не выше
15 Мгц (к=20 м), так как для этой частоты пластинка очень
тонкая и при колебаниях быстро разрушается. Технология
изготовления этих пластинок сложная.
Следует отметить, что пьезоэлектрическими свойствами
обладают и другие материалы, к примеру, турмалин и сегнетовая
соль. Однако турмалин в природе встречается очень редко, а
сегнетовая соль гигроскопична и хрупка, поэтому они для
стабилизации частоты не применяются.
На рис. 59 показано условное обозначе-
Эквивалентная ние кварца, принятое В различных схе-
мах- Для закрепления кварцевой
пластинки служат специальные устройства,
называемые кварцедержателями. Для создания лучших условий
работы кварцевую пластинку вместе с кварцедержателем
помещают в стеклянный баллон или баллон из другого материала
(корпус), из которого выкачан воздух. На
41 IB баллоне обычно указывается рабочая частота
II кварца.
— Если подвести переменное напряжение к
Рис. 59. Условное кварцевому резонатору, частота которого рав-
обоэначение квар- на или близка к его собственной частоте, го
ца с двумя элек- возникает резонанс такого же характера, что
тродами н последовательный резонанс в электрической
78
цепи. Поэтому целесообразно, изучая колебательные явления
кварцевого резонатора, заменять его эквивалентной схемой
(рис. 60). Величины LKB, CKB и Rm зависят от сорта кварца,
размеров и вида среза пластинки, типа колебаний и
конструкции кварцевого резонатора. Эти параметры характеризуют
кварцевую пластинку как колебательную систему.
Индуктивность кварцевой пластинки колеблется от долей
миллигенри до десятков и сотен генри; емкость — от сотых до
десятых долей пикофарады; сопротивление —от единиц до
десятков ом. Отсюда следует, что добротность кварца очень
высока и равняется 104—107.
Рис. 60. Эквивалентная схема кварца:
/ „.^„„иЯ—эквивалентные индуктивность, емкость
'■ KB KB KB
и сопротивление соответственно; Со—статическая
емкость кварцедержателя, т. е. емкость, образованная
металлическими обкладками и заключенной между
ними кварцевой пластинкой (С0»10—40 пф);
С^—емкость монтажа
J
Сумма емкостей Со и См (С) в сотни и тысячи раз больше
емкости кварца Скв, поэтому связь эквивалентного контура
Q
кварца с цепями генератора определяется отношением—^— и
Су
оказывается очень слабой, т. е. значительно меньше одного
порядка (4—6) • 10~3.
Возбуждение кварцевого резонатора возможно на двух
резонансных частотах. Первая резонансная частота шКв
соответствует последовательному резонансу в левой ветви и вычисляется
из соотношения
1
VTK
ск
Вторая резонансная частота со"кв соответствует параллельному
резонансу всего контура и равна
где
с с
_ ^кв ^-*
С -4- Г '
79
Для сравнения частот со^в и со^в делим вторую частоту на
первую
1
Так как
-/
1 +
ск.
с
1, то приблизительно можно принять
-^-«1 + 0,5-^2-.
Это соотношение показывает, что частота параллельного
резонанса ш^в выше частоты последовательного резонанса сокв.
Однако частотная полоса между о^ви ш°в очень узкая (рис. 61).
В этой полосе сопротивление кварцевого резонатора носит
индуктивный характер, возбуждаются и генерируются
высокочастотные колебания.
Рис. 61. Зависимость эквивалентных активной
и реактивной составляющих от частоты
Если принять (1)<со^вили ш>со^в, то система с кварцем будет
носить емкостный характер, а генерации не получится. Для того
чтобы кварц нормально возбуждался и работал, рабочая
частота должна лежать в пределах шкв — «/в .
80
кварцевых
генераторов
Из графика следует, что на частоте последовательного
резонанса эквивалентное сопротивление кварцевого резонатора
небольшое, а на частоте параллельного резонанса—значительное.
В полосе частот со^в—озкв кварц эквива-
Схемы лентен индуктивности, поэтому в
трехточечных схемах его необходимо
включать вместо индуктивного плеча.
Пользуясь этим, можно составить три возможные схемы кварцевых
генераторов и соответствующие им эквивалентные схемы (рис. 62).
Схема (рис. 62, а) на практике не применяется, так как в
ней кварцевый резонатор шунтируется анодным сопротивлением
Яз. и входным сопротивлением последующей ступени, и его
высокие качества исчезают. Если выбрать i?a достаточно большим,
то потребуется значительно повысить напряжение источника
питания, а это невыгодно.
С ас /<Ь\
Рис. 62. Схемы кварцевых генераторов:
а—с кварцем в цепи сетка—катод; б—с кварцем в цепи
анод—сетка; в—с кварцем в цепи анод—катод
В современных передатчиках наиболее широко
распространяются схемы, показанные на рис. 62, б, в. В этих схемах, если
из строя выходит кварцевый резонатор, генерация колебаний
срывается.
6 Заказ 3222
81
Если в схеме 62,6 заменить кварцевый резонатор
эквивалентным контуром, то получается двухконтурный автогенератор
с общим катодом. На генерируемой частоте оба контура
должны носить индуктивный характер. Контур в цепи сетки
(кварцевый резонатор) обладает высокой добротностью и,
следовательно, высокой стабильностью частоты. Анодный контур,
состоящий из конденсатора и катушки индуктивности, имеет по
сравнению с кварцевым резонатором низкую добротность. Для
ослабления влияния анодного контура на сеточный необходимо
устанавливать слабую связь между ними путем расстройки
частоты анодного контура соа по отношению к частоте сеточного
контура Ыкв. Однако слишком большая расстройка по частоте
резко уменьшит напряжение на нем, а следовательно, и
напряжение возбуждения последующей ступени. Поэтому на практике
придерживаются следующего соотношения между частотами
анодного и сеточного контура: Ша^Ьб о)кв.
Если анодный контур настроить на 2 иКв, то автогенератор
будет работать как умножитель частоты (удвоитель).
Кварцевый резонатор шунтируется сопротивлением
смещения Rc, что равносильно уменьшению его добротности, поэтому
/?с надо выбирать достаточно большим. Однако очень большое
Rc вызовет и большое отрицательное смещение на сетке, что
приведет к уменьшению крутизны характеристики лампы и
мощности колебаний.
В схеме 62, в кварцевый резонатор не шунтируется
сопротивлением Rc, поэтому можно получить большую стабильность
частоты. Но в этой схеме кварцевый резонатор находится в
более тяжелых условиях, так как к нему приложено повышенное
напряжение Uam и Ucm- Эта схема применяется в
автогенераторах с мощностью менее 1 вт. Анодный контур автогенератора
носит емкостный характер. Следовательно, частота анодного
контура должна быть меньше частоты сеточного контура, т. е.
Необходимо подчеркнуть, что частота кварцевого резонатора
всегда должна находиться между частотами
последовательного Юкв и параллельного е>кв резонансов, так как только в этой
области его сопротивление носит индуктивный характер (см.
рис. 61).
Элементами обратной связи в схемах 62, а, б, в являются
междуэлектродные емкости анод—сетка Сас и сетка—-катод Сск.
При использовании ламп с малыми значениями этих емкостей,
необходимо увеличивать обратную связь, т. е. дополнительно
включать конденсаторы между сеткой и анодом или между
сеткой и катодом, чтобы обеспечить выполнение баланса амплитуд.
На рис. 63 приведена схема автогенератора Шембеля с
кварцевым резонатором, включенным между сеткой и катодом.
В этой схеме экранная сетка, заземленная по высокой
частоте, является анодом автогенератора. Следовательно, автоге-
82
нератор работает по автотрансформаторной схеме с общим
анодом.
Контур LKaT Скат должен настраиваться на частоту шКат
несколько выше частоты кварца сокв и носить индуктивный
характер. На рис. 64 представлена схема Шембеля с кварцевым
резонатором, включенным между сеткой и землей. Кварцевый
резонатор является анодно-сеточным плечом с сопротивлением
индуктивного характера. Так как экранная сетка (анод) по
высокой частоте заземлена, то можно считать, что кварцевый
резонатор включен между этой и управляющей сетками.
Колебания генерируют по емкостной трехточечной схеме.
•С 3L
Рис. 63. Схема автогенератора
Шембеля с кварцем между
сеткой и катодом
Рис. 64. Схема автогенератора
Шембеля с кварцем между сеткой и
землей:
^i-т Скат—анодно-катодное плечо с
сопротивлением емкостного характера ^шкат<шкв
Схемы автогенераторов, показанные на рис. 63 и 64, кроме
высокой стабильности, могут обеспечивать большую &ыходную
мощность, так как контур LC возможно настраивать на
резонансную частоту кварцевого резонатора.
Недостаток рассмотренных схем
заключается в том, что все они
позволяют стабилизировать только одну
фиксированную частоту. Для
стабилизации нескольких частот надо иметь
соответствующее число кварцевых
резонаторов. Кварцевая стабилизация с
небольшой перестройкой частоты
производится с помощью специальных
схем (рис. 65). Такие схемы
называются интерполяционными.
Рис. 65. Блок-схема
устройства для кварцевой
стабилизации в диапазоне частот
Принцип работы интерполяционной схемы заключается з
следующем: на нелинейное устройство (смеситель) С поступают
колебания от кварцевого генератора КГ с частотой /0 и диапа-
83
зонного автогенератора ДГ с частотой F, которая значительна
меньше /о. На выходе смесителя, кроме частот /0 и F, возникают
«боковые» частоты fo + F и fo—F и многочисленные
«комбинационные» частоты с гораздо меньшими амплитудами:
fa±2F; fo±SF и т. д.; 2fo±2F и т. д.; 3fo+3F и т. д.
С помощью контура или фильтра выделяется одна из
боковых частот, например fo+F. Изменяя частоту ДГ в интервале
Fmta—-Fmax, можно получить на выходе возбудителя колебания
частоты f = fo + F, изменяемой в интервале от fo + ^min ДО
fo+^max, т. е. получить плавный диапазон. Стабильность этой
частоты будет лишь немногим хуже, чем стабильность частоты
кварцевого генератора.
Однако сложность построения и регулировки таких схем,
наличие многих побочных частот, близких к выделяемой
боковой частоте, плохо фильтруемых последующими ступенями
передатчика и создающих помехи другим станциям, ограничивают
их применение в передатчиках. Но такие схемы широко
применяются в радиоизмерительной аппаратуре.
Одним из недостатков кварцевого резонатора является
зависимость его параметров от изменения температуры. Поэтому
для повышения стабильности частоты автогенераторов
кварцевый резонатор обычно помещают в термостатирующее
устройство, температура в котором поддерживается постоянной.
Применение термостатирования в автогенераторах позволяет
повысить стабильность частоты до 10~10 и выше.
В транзисторном автогенераторе для по-
Стабилизация лучения высокой стабильности частоты
частоты следует применять колебательный контур
транзисторных • * г
автогенераторов с высокой добротностью и кварцевый
резонатор.
Дестабилизацию в транзисторных автогенераторах
устраняют:
а) компенсацией влияния изменений температуры с помощью
включения в схему автогенератора термосопротивлений и
емкостей, а также помещением всего автогенератора в термостат;
б) стабилизацией питающих напряжений;
в) правильным выбором типа транзистора (частота
генерируемых колебаний транзистора должна быть значительно ниже
критической частоты, т. е. /раб<С /кр) •
При соблюдении перечисленных мер и добротности
кварцевого резонатора порядка 105 стабильность частоты
транзисторного автогенератора может быть доведена до 10~7—10~8 и выше.
§ 6. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА ГЕНЕРАТОРОВ
Автогенераторы должны генерировать колебания,
устойчивые по частоте и амплитуде, т. е. обладать высокой
стабильностью.
84
Для повышения стабильности амплитуды колебаний, от
которой зависит и устойчивость частоты, автогенераторы должны
работать в оптимальном или слабо перенапряженном режиме.
Чтобы получить слабо перенапряженный режим по заданному
диапазону частот, необходимо добиться оптимального режима
для наибольшей волны при настройке емкостью и для
наименьшей волны при настройке индуктивностью.
Для повышения стабильности частоты и получения
устойчивости режима работы автогенератора необходимо выбирать
контурные системы с высокой добротностью и, по возможности,
слабую связь с внешней нагрузкой.
Обычно для автогенераторов к. п. д. контура равен
При расчете автогенераторов определяется режим их
работы, элементы контура и связи.
Пример 1. Рассчитать генератор по заданной мощности
Я„=10 вт при £ = !опт; в = 80°; р = 0,8; Л-=(50—75 л*
(настройка конденсатором переменной емкости); Ucm=<60 в
(напряжение, требуемое для возбуждения следующей ступени).
Выберем лампу ГУ-15. Ее основные параметры
следующие:
Л<ном=12 вт; £а = 350 в; £э = 200 в; /е>200 ма;
Pa шах =15 вт; Рс = 0,4 вт; 5=4,7 ма/в;
SK = 3,5 ма1в; D —0,007; ЕС{) = 8 в; Ёс = — 25 в;
^эдоп = 4 вт; |i8Cl=7- 10.
Расчет анодной цепи
1. Максимальное значение импульса анодного тока
/аш« = ?/е = 0,8. 200 = 16 ма.
2. Оптимальный коэффициент использования анодного
напряжения
с 1 ^а max 1 160 • 10 Г) S7
'•опт 1 ^ ~ 1 ., \J,<Ji.
$к F-г 3,5-10-° • 350
3. Амплитуда колебательного напряжения на контуре
£/ara = SonT£'a = 0,87 • 350-305 в.
4. По таблице А. И. Берга или графику (рис. 19)
определим для в='80° коэффициенты разложения анодного тока
со = 0,28 и ^ = 0,47.
5. Амплитуда первой гармоники анодного тока
'.ml = *! Л шах =0,47- 160 = 75,2 МС1.
85
6. Постоянная составляющая анодного тока
Ло = «о /. max = 0,28 • 160 = 44,8 ма.
7. Колебательная мощность
РК = ~ /ат1^ат = ^75'2'10~3"305=11'5в/П-
Эта мощность несколько больше заданной.
8. Мощность, расходуемая источником питания (п
димая),
Ро = /а0 Е, = 44,8 • Ю-3 • 350 = 15,7 вт.
9. Мощность, рассеиваемая на аноде,
ра = ро_Рк= 15,7- 11,5 = 4,2 вт.
10. К. п. д. по анодной цепи
11. Оптимальное сопротивление нагрузки
г г и*т 305 ,
hmi 75,2 • 10~3
Расчет цепи управляющей сетки
1. Амплитуда напряжения возбуждения
+ /""3
- = 0,007- 305+-
5K(l-cose) 3,5(1-0,174). КГ3
2. Напряжение смещения
EC = E'C-Ucm cos 9 = — 25 -0,174= -25,174 в.
3. Угол отсечки импульса сеточного тока
cos ес = ^==
U
o,44; вс 64.
Ucm 57
4. Постоянная составляющая сеточного тока
/со^0,05 • /ао = 0,05 • 44,8 = 2,25 ма.
5. Амплитуда первой гармоники сеточного тока
/СЯ11«2/СО = 2,25. 2 = 4,5 ла.
6. Мощность возбуждения
Рс = -^ UcmIcmi-0,13 вт.
Как видно
Рс< Р^оп, т. е. 0,13 < 0,4.
86
Расчет цепи экранной сетки
1. Постоянная составляющая тока экранной сетки
/эо^0,15/ао = 0,15 ■ 44,8 = 6,7 ма.
2. Мощность потерь на экранной сетке
Р» = £',/во = 200-6,7. 10-3=1,3 вт,
т. е. потери меньше допустимых, так как
Р <? Р
Расчет элементов контура и связи
1. К. п. д. контура автогенератора примем т]Кзг=0,2.
2. Из расчета режима получены данные:
оптимальное сопротивление нагрузки /?Эопт=4000 ом;
амплитуда напряжения на контуре £/ат = 305 в;
амплитуда обратной связи Ucm=57 в.
3. Выберем добротность контура в заданном диапазоне
Q = 100.
4. Емкость контура равна
Ск = (1 - 2) /,min = 100 пф (для Xmin);
CK = KtCKlmin 1-52 • 100 = 225 пф (для >w).
5. Примем емкость схемы и емкость стабилизирующих
конденсаторов, равными 70 пф. Тогда для конденсатора
настройки получим:
Схш1п=100-70 = 30 пф;
Схшах — 225 — 70 = 155 пф.
6. Индуктивность контура
L4 = 0.282 Xmin = 0,282 • — = 7 мкгн.
' cKXmin юо
7. Волновое сопротивление на максимальной волне
ом.
8. Активное сопротивление контура на Яшах
9. Сопротивление, вносимое на
= 1,8 ■ -^—=0,45 ОМ.
1 02
^1,8 ^
— %зг 1 — 0,2
87
10. Амплитуда контурного тока на А,тах при нагрузке
, / 2 Рк 2 • 10 ^ „
' "кХгаах
I Де /\;кХтах == /\кХтах "г " 'vXmax-
Установим генератор в оптимальный режим на Ятах и
рассчитаем для этой волны элементы анодной и обратной
связи.
11. Индуктивность анодной связи
.а = 0,53Хшах • Usm ' 10— = 0,53 • 75 • 305"'° = 3,97 мкгн.
Так как индуктивность LaKLK, то при расчетах
необходимо применять контур // вида с коэффициентом
включения
PL =_^- = A^_==o,59.
LK 7
12. Взаимоиндуктивность обратной связи
3 57" 10~307
'кПшах
=0,53 • 75 •
13. Коэффициент обратной связи
AV 0,19.
°^ 1а 3,97
Этот расчет проведен для трансформаторной связи с
использованием контура // вида, поэтому при переходе на
автотрансформаторную схему контур сохраняется без
изменений. Следовательно, индуктивности анодной связи Ья
и LK остаются также без изменений.
Исходными параметрами расчета полупроводникового
автогенератора обычно являются заданная активная
мощность Ра и частота колебаний f. По этим данным
выбирается необходимый тип транзистора и его параметры.
Напряжение коллектора Ек не должно быть больше
указанного в паспорте. Угол отсечки коллекторного тока 70—90°.
Пример 2. Рассчитать автогенератор по следующим
данным:
генерируемая мощность (активная) Ра — 0,06 вт;
частоты: /min = 2 Мгц и /Шах = 3 Мгц\
к. п. д. контура генератора т1кзг=0,2;
схема генератора по рис. 54.
Температура окружающего воздуха г"=+20±5°С.
Выберем триод П-401 с параметрами: UK = —10 е;
Ск = 7 пф; /КД0П=Ю ма; гб = 200 ом; 5к = 60 ма/в; /др =
= 0,04 мксек; S0=120 ма/в; /кр=45 Мгц; ЯКдоп=0,1 вт;
а = 0,99.
Энергетический расчет
1. Принимаем угол отсечки тока коллектора равным
0 = 90°. Тогда <zi=0,5; ao=O,31 и фазовый угол фЭб = —50°.
2. Определим угол дрейфа фдр, учитывающий влияние
запаздывания тока коллектора
?др = <ч*др = 2я/*др = 6,28 • 3 • 10й • 0,004 • 10-6 = 0,075.
3. Угол сдвига фаз между током и напряжением
коллектора
?к = (?лР) + (?эо) = 5 + 50 = 55°; cos 55° = 0,57.
4. Полная мощность генерирования
г, 0,06 л ,
Р=.—— ^0,1 вт.
0,57
Эту мощность обеспечивает триод П-401.
5. Критический коэффициент использования
коллекторного напряжения
5КР=1 2-J^^--\ 2-^ = 0,93.
£^5KOi 102.60-10~3.0,5
6. Амплитудное значение напряжения на коллекторной
нагрузке
£/,д = гкр|£к| = 0,93. 10 = 9,3 в.
7. Первая гармоника тока коллектора
/„=^- = ^ = 0,02 а.
8. Высота импульса тока коллектора
__ /к1 _ _0:02_
^шах--^— 05 -0,4 п.
9. Постоянная составляющая коллекторного тока
4о = 4тах «0 = 0,04. 0,31=0,012 п.
10. Мощность, отдаваемая источником питания
(потребляемая),
Л, = /ко|£к 1 = 0,012 • 10 = 0,12 вт.
89
11. Мощность, рассеиваемая в цепи коллектора
РК = РО~Р = 0,12 -0,06 = 0,06 вт.
1'2. К- п. д. по коллекторной цепи
13. Эквивалентное сопротивление
а9 =—— = = 465 ом.
/ki 0,02
Теперь определим энергетические показатели, зависящие
от тока эмиттера.
14. Угол отсечки эмиттерного тока
9Э« 9 - ?др = 90° - 5° = 85°; а, = 0,49 и ап = 0,3.
15. Коэффициент усиления по току
а, „ 0,99
— = 0,9,
где а/=о — коэффициент усиления по току на частоте,
близкой к нулю;
fакр — критическая частота.
16. Первая гармоника тока эмиттера
1 a/ 0,49
17. Максимальная величина импульса тока эмиттера
/,„„ = -^ = -££=0,04*.
a, 0,49
18. Амплитудное значение напряжения возбуждения
/ / 'этах 0,04 —. П Qfi я
So(\ — cos63) 120 -10~3 (1 — 0,087)
19. Напряжение смещения, обеспечивающее заданный
угол отсечки импульса тока эмиттера
Е6 = Ес + [/6т cos 6э = -0,25 в + 0,03 = -0,22 в.
20. Коэффициент передачи напряжения в цепи базы
и.эб = "
+r6SoMl—a)(l —cos69)
1
1 + 200 . 120 • 1(Г3 • 0,49 • 0,01 • 0,913
:0,9-
21. Внутренняя средняя крутизна
= bi = °л2? = 0,06
UtKK,36 0,36-0,9
22. Вычислим составляющие сопротивления эмиттерного
р—n-перехода в схеме с общим эмиттером, для чего
определим коэффициенты:
Y = arc sin a/ = arcsin 0,9 = 65°;
S =|тдр1 - Y=5° —65° = —60°;
r 1 ._
96 5Э cp[l—0,5(sinO —sin6)]
1 = 1754 ом;
0,06 • 10~3[l— 0,5(0,9— 0,8)1
Хзб = = = — 200 КОМ.
5э.ср (cos ■& — cos 6) o,06 • 10~3 (0,34 — 0,5)
23. Коэффициент обратной связи
К =—^- = --^-^0 04
°'С U,,, 9;3 '
24. Мощность возбуждения
Р —1-й I
г па ~ „ >-' Cifm' 61a>
гд е
= 4l COS с?э6 — /к1 COS срк;
/6la = - Y' °'36 ' 0,
Контрольные вопросы
1. Из каких основных частей состоит ламповый
автогенератор? Их назначение.
2. Чем отличается генератор с самовозбуждением от
генератора с независимым возбуждением?
3. Каковы условия самовозбуждения лампового генератора?
4. Нарисуйте графики зависимости между напряжениями и
токами в ламповом генераторе.
5. В чем заключаются преимущества автогенераторов с
электронной связью?
91
6. В трехточечной схеме между анодом и сеткой включено
сопротивление емкостного характера. Какой характер будут
носить остальные два сопротивления?
7. Нарисуйте схемы полупроводниковых автогенераторов.
Сравните их со схемами ламповых автогенераторов.
8. Назовите основные причины, вызывающие нестабильность
частоты в автогенераторах.
9. Охарактеризуйте механические и электрические свойства
кварца.
10. Почему кварцу присущ последовательный и
параллельный резонанс?
11. Почему на практике не применяются кварцевые
генераторы с включением кварца в цепи анод—катод?
12. Охарактеризуйте кварцевую стабилизацию в диапазоне
частот.
13. Назовите меры повышения стабильности частоты
кварцевых генераторов.
ГЛАВА 4
ПРОМЕЖУТОЧНЫЕ СТУПЕНИ ПЕРЕДАТЧИКА.
ПАРАЗИТНЫЕ КОЛЕБАНИЯ И БОРЬБА С НИМИ
§ 1. НЕЗАВИСИМЫЕ ПАРАМЕТРЫ РЕЖИМА И ИХ ВЛИЯНИЕ
НА РАБОТУ ГЕНЕРАТОРА
Установлено, что форма импульса анодного тока
существенно зависит от напряженности режима. В перенапряженном
режиме, когда мгновенное анодное напряжение становится
меньше некоторого критического значения напряжения, начинает
резко возрастать ток сетки (для тетрода и пентода ток
экранной сетки), уменьшаться анодный ток, а в его импульсе
появится провал.
Следовательно, напряженность режима генератора зависит
не только от сеточной цепи, но и от режима анодной цепи.
Соотношение между напряжениями смещения Ес и возбуждения Ucm
определяет в сеточной цепи максимальное сеточное напряжение
^стах, а соотношение между питающим £а и анодным Uam
напряжениями в анодной цепи определяет остаточное напряжение
£amin на аноде. Так как напряжение eomai и еаш1п находятся в
противофазе, то можно считать, что соотношение между ними
характеризует сеточный ток. При eCmax<eamin режим недона-
пряженный; eCmax~eamin — критический; ecmax>eamin —
перенапряженный (см. рис. 66).
Рассмотрим влияние на режим работы генератора величин
Ес, Ucm, Ra, E&. Для этого воспользуемся эквивалентной схемой
генератора (рис.67).
92
Согласно закону Ома амплитуда тока /aim в этой цепи
определится выражением
(84)
где Ri -— внутреннее сопротивление лампы;
Ra — эквивалентное сопротивление контура с учетом Rc и
^?вх последующей ступени;
liUcm — э. д. с. генератора.
Рис. 66. График зависимости напряжений еа Ш|П и
Рис. 67. Эквивалентная
схема генератора
\
\
\
1
50 ВО 10 80 6Г
Рис. 68. Зависимость
коэффициента приведения а,- от
угла отсечки анодного
тока в
93
Пентоды имеют большое внутреннее сопротивление Ri
(порядка сотен килоом) и небольшое эквивалентное сопротивление
нагрузки генератора R3. Поэтому в выражении (84) можно
пренебречь сопротивлением R3
I М1 '-'cm ^_ err I о с \
'aim— ~bcpUcm, (ЙЬ)
с 5
где оср = средняя крутизна характеристики лампы;
а,-
а, — коэффициент разложения, зависящий от угла
отсечки анодного тока (см. рис. 68).
Допустим, что генератор работает в критическом режиме.
Тогда амплитуда возбуждения Ucm=UcmKp, смещение EC = ECKV
и эквивалентное сопротивление нагрузки R3 = R-mP.
Выясним, как изменится режим работы генератора, если
увеличить напряжение возбуждения Ucm. При увеличении
напряжения возбуждения Ucm резко возрастет сеточный ток и немного
увеличится анодный ток 1а1 и колебательная мощность Рк.
Напряжение естах также увеличится и станет больше eamin, т. е.
режим станет перенапряженным. Если уменьшить амплитуду
напряжения Ucm, то уменьшится ток /аь колебательная
мощность Рк = ~ lliR3 и контурный ток /K=/aiQ- Анодное
напряжение Ua = UiR3 понизится, амплитуда Uam уменьшится, а
напряжение eamin возрастет и окажется больше естат. Режим
генератора станет более недонапряженным.
Изменение параметра Ес также будет влиять на режим
работы генератора.
При увеличении отрицательного смещения естах уменьшится,
и остаточное напряжение на аноде eamm превзойдет его по
величине, т. е. eamm>ecmax. Это характерно для недонапряженно-
го режима.
При уменьшении Ес режим работы генератора будет
перенапряженным, так как резко возрастет сеточный ток и естах
станет больше еа mm-
С увеличением R3 по отношению к R3Kp падение напряжения
на контуре увеличится, eamin уменьшится, и режим становится
более напряженным. Если Ra меньше критического
эквивалентного сопротивления, то анодное напряжение £/а уменьшится, а
еатт увеличится и станет больше есшах. Режим работы
генератора получится недонапряженным.
Таким образом, изменение параметров Uc, Ec и R3 влияет
на режим работы генератора. Они могут изменять его от
критического до перенапряженного или недонапряженного.
Вид режима меняется при изменении анодного напряжения
Еа. причем так же, как при изменении напряжения смещения
Ес.
94
§ 2. БУФЕРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
В передатчике буферная (смягчающая) ступень выполняет
две функции: усиливает колебания высокой частоты и
ограждает задающий генератор от реакции антенны, выходного и
промежуточных усилителей мощности. Вторая функция
буферной ступени является основной.
Режим работы задающего генератора может изменяться от
изменения параметров антенны под влиянием
метеорологических условий, изменения режима работы усилительных ступеней,
прежде всего выходного (оконечного) усилителя мощности в
результате непостоянства питающих напряжений и др.
Сеточная цепь последующей ступени, являясь составной
частью анодной нагрузки предыдущей ступени, влияет на режим
ее работы, так как сеточный ток является каналом, по
которому передаются обратные влияния от последующей ступени к
предыдущей. Если, к примеру, под влиянием метеорологических
условий будут изменяться параметры антенны, то в связи с тем,
что антенна входит в состав анодной цепи выходного усилителя
мощности, сопротивление анодной цепи усилителя мощности
также изменится. Это, в свою очередь, изменит режим его работы и,
следовательно, сеточный ток. Эти изменения через сеточные
токи предварительных ступеней усиления могут нарушить режим
работы и стабильность частоты генератора. Чтобы не допустить
этого, применяют буферную ступень, которую помещают сразу
же после задающего генератора. Она должна работать в
режиме без сеточного тока.
Так как ток сетки (t'ci = 0) отсутствует, активная
составляющая входного сопротивления становится очень большой (RBtl —
^юо). Таким образом, последующие ступени, установлен-
ные за буферным усилителем, не влияют на режим работы и
частоту высокочастотных колебаний задающего генератора.
Поэтому обязательным условием для буферного усилителя
является условие его работы без сеточного тока. Чтобы в лампе
буферного усилителя не возникал сеточный ток, необходимо на
его управляющей сетке суммарное напряжение поддерживать
отрицательным, т. е.
<W < 0. (86)
Это условие будет выполняться, если отрицательное
напряжение смещения Ес по абсолютной величине будет больше
амплитудного напряжения возбуждения Ucm, поступающего от
задающего генератора, т. е.
l^cl >£/«,- (87)
В буферном режиме лампа полностью не используется по
анодному току, так как максимальная величина тока
ограничивается суммарным сеточным напряжением. Следовательно, и
95
мощность, отдаваемая буферным усилителем, несколько
меньше номинальной мощности. Поэтому в качестве буферных
усилителей используют обычно тетроды и пентоды, которые при
суммарном напряжении на управляющей сетке ес = 0 имеют
больший анодный ток, чем триоды, аналогичные по мощности.
Для повышения колебательной мощности увеличивают
напряжение на экранной сетке лампы, доводя его значение до
£э^(0,5—0,6)£а, а в лучевых лампах до £э~(0,7—1)£а. Кроме
того, для получения большей мощности от буферного
усилителя целесообразно увеличивать угол отсечки анодного тока до
6 = 100—120°.
к ум
птЗГ
Рис. 69. Схема буферного усилителя
На рис. 69 показана схема буферного усилителя,
собранного на пентоде. Как видно из этой схемы, буферный усилитель
относится к генераторам с независимым (посторонним)
возбуждением. Параметры буферного усилителя рассчитываются
просто. Высота остроконечного импульса (максимальное значение)
тока определяется по формуле
/a max = (0,7-0,75)/ао, (88)
где /ао — ток покоя, определяемый по статической
характеристике при ес = 0 и выбранных значениях £а и Еь.
В выражении (88) высота импульса /атах меньше
постоянной составляющей анодного тока /ао потому, что /а0
определяется по статической характеристике, а /атах — по динамической
характеристике, которая имеет меньшую по сравнению со
статической характеристикой крутизну.
Пример. Выбрать исходный режим буферного
усилителя, работающего на лампе 6П6С.
Данные лучевого тетрода 6П6С следующие:
£а = 250 в; £э = 250 в; Ёс = — 12,5 в; 5 = 4,1 ма/в.
Решение. 1. Выберем угол отсечки анодного тока
0=120°. Тогда <zi = 0,54 и ао = О,4.
96
Коэффициент использования анодного напряжения
1 = 0,8, тогда амплитуда напряжения на контуре Vvm=-E&
1 = 250X0,8 = 200 в.
3. При напряжении на сетке, равном нулю, и анодном
напряжении 250 в анодный ток /ао равен 110 ма.
Принимаем /amax = 0,7 /a0 = 0,7. 110 = 77 ма.
4. Определим амплитуду напряжения возбуждения:
Ucm = /атах = я-12 5 в
т S(l —cos в) 4,1(1 -cos 120°)
5. Напряжение смещения
Ec = Jz'c~ Ucm cos 0 = - 12,5 + 12,5 ■ 0,5 = - 6,25 в.
Так как напряжение смещения по абсолютной величине
меньше амплитуды возбуждения, уменьшим максимальное
значение анодного тока в импульсе до 45 ма. Тогда
U- 4.1U 4.5)1 ^'48;
£с = -12,5+ 3,7 = -8,8 в.
Условие буферного режима выполнено потому, что \ЕС\ >
>Ucm. Составляющие токов, мощностей и к. п. д.
рассчитываются аналогично с расчетами для обычных усилителей,
приведенными на стр. 85.
§ 3. УСИЛИТЕЛИ-УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
В развитие теории и методики расчета умножителей
частоты большой вклад внесли советские ученые И. А. Берг, С. И. Ев-
тянов, С- А. Дробов и Б. С. Агафонов.
Усилители-умножители частоты или просто умножители
частоты относятся к промежуточным ступеням передатчика. Их
целесообразно применять потому, что они позволяют расширить
диапазон частот передатчика без расширения диапазона
задающего генератора. Кроме того, в передатчике с умножением
частоты контуры предыдущих и последующих ступеней
настраиваются на разные частоты, что ослабляет паразитные влияния
и уменьшает обратные воздействия со стороны мощных
ступеней. Появляется возможность осуществлять стабилизацию на
волнах короче 30 м вплоть до дециметрового диапазона.
Принцип работы умножителя заключается в том, что при
подаче на его сетку возбуждающего напряжения ис с частотой ы
ввиду нелинейных искажений сигнала радиолампой в анодном
токе лампы появляются составляющие частот, кратных частоте
ш. Анодным контуром выделяется напряжение n-й гармоники
с частотой псо(п = 2; 3 и т. д.).
7 Заказ 3222 97
Практически применяются умножители частоты на второй
гармонике (удвоение) и третьей гармонике (утроение). Более
высокие гармоники использовать трудно из-за малости их
амплитуд. Как следует из графика рис. 19, для удвоителей
необходимо выбирать угол отсечки анодного тока в = 60°, а для ут-
роителей в = 40°, так как аг и аз при этом будут иметь
наибольшее значение.
Колебательная мощность удвоителя определяется по
выражению
Рк2~==~~~^ ' я1т Uат==~Г" ^а -"атах ?а2- (°9)
К- п. д. равен отношению колебательной мощности к
потребляемой:
ю
42 — - — „
Ро 2 £a /a0 2 do
Если принять, что усилитель и умножитель работают с
одинаковыми g и /а max. угол отсечки анодного тока усилителя
6 = 90° (ai=0,5 и ао=О,32) и угол отсечки анодного тока
удвоителя 6 = 60° (a2 = 0,276; ao = O,218), то мощность умножителя в
два раз меньше мощности усилителя:
Рк1 си 0,276
Рк at 0,5
:0.5б.
При утроении 1-й гармоники лампа теряет примерно одну
треть своей номинальной мощности при низком к. п. д. Утрои-
тель работает в более тяжелых условиях, чем удвоитель и
усилитель частоты.
Колебательная мощность умножителя вообще меньше
колебательной мощности усилителя приблизительно в п раз (п —
кратность умножителя, т. е. номер гармоники).
Учитывая, что к. п. д. удвоителя ii2~0,45—0,55, а утроителя
т)з~0,35—0,45, можно на основании формулы
(92)
(93)
где Яаном — допустимая мощность, рассеиваемая анодом.
При одинаковом использовании лампы, когда /атах и U&m
одинаковы, эквивалентное сопротивление R32 для удвоителя
должно быть в два раза больше, чем эквивалентное
сопротивление R3 при усилении.
98
записать
р —.
Щ
Р r-w
^кЗ~
(0,8-
(0,55-
■1,1
-о,
3),
7)
'а ном'
^а ном»
Умножители рассчитывают в том же порядке и по тем же
формулам, что и усилители, за исключением формул, по
которым определяют напряжения смещения Ес и возбуждения 1)ст.
Для удвоителя
•£- с
cm
COS
5(1—COS 0)
Для утроителя
Ec = E'c — LJCni cos6 +
'nmax г гл r 1
DUam cos 2 0;
2Dt/am(l+cos0).
cos 39;
"cm
S[\ — cose)
(94)
(95)
(96)
(97)
Коэффициент использования анодного напряжения
умножителя определяется по формуле
5=1-
(98)
где а„ = аг — для удвоителя;
ап = аз — для утроителя.
Схемы удвоителей обычно однотактные. Иногда применяют
схему, показанную на рис. 70. Напряжение возбуждения
подается в противофазе. Нечетные гармоники (/аь /аз и т. д.)
отсутствуют в проводе, питающем контур LKCK, а четные (/аг, /а<
и т. д.) гармоники обеих ламп синфазны и поэтому
суммируются. Контур LKCK настроен на вторую гармонику /а2т, которая
и создает на нем колебательную мощность РК2 — см.
выражение (89).
Рис. 70. Схема удвоителя
частоты
У умножителей частоты низкий к. п. д. и малая отдаваемая
мощность, поэтому они строятся лишь на небольшие мощности
(до сотен ватт).
В последнее время стали широко применяться
параметрические умножители (умножители на полупроводниковых емко-
7* 99
стях), в которых коэффициент умножения частоты равен
100—200. Они позволяют умножать сигналы от кварцевого
генератора и получать гармоники этих сигналов на сантиметровых
волнах. Параметрические умножители имеют значительно
более высокий к. п. д., чем ламповые умножители.
Расчет умножителя
Пример. Рассчитать режим утроителя частоты
мощностью
Рутр= 15 вт, если дано £а = 500 в; 5кр = 3,2 ма/в;
5 = 10 ма/в; />анОм = 20 вт; Ес' =—15 в и D = 0,007.
Решение. 1. Угол отсечки анодного тока 6 = 45°. Тогда
as = 0,18, ао = О,175.
2. Коэффициент использования анодного напряжения
1
5кр <х3 Е\ 3,2-0,18 -5003- 10~3
3. Амплитуда напряжения на контуре
£/Km = «£a = 0,8 • 500 = 400 в.
4. Амплитуда 3-й гармоники анодного тока
/а3т = ■ 2 Р*т° = JL*1 = 75 ма.
a3m UKT 400
5. Постоянная составляющая анодного тока
6. Потребляемая мощность
Р0 = 1аоЕЛ=,72,7 • Ю-3 • 400^30 вт.
7. Мощность, рассеиваемая на аноде лампы
Ра = Ро-Яутр = 30- 15=15 вт.
8. К. п. д. по анодной цепи
^УТР =il = Q5; Y] = 50%-
' Ро 30 '
9. Эквивалентное сопротивление контура в цепи анода
^3ш400
/аз 75 • 10~3
10. Амплитуда напряжения возбуждения
ц _^ /а3т — "5' 10~3 ^150 о
ст 5(le) 3
ст
a35(l-cose) 0,18-10- Ю 3(1—0.7)
100
11. Напряжение смещения
Ес = е[ — Ucmcos e = — 15— 150 ■ 0,7 = — 120 в.
Из расчетов видно, что для возбуждения утроителя
требуется довольно большое напряжение Ucm.
§ 4. ВРЕДНОЕ ДЕЙСТВИЕ ЕМКОСТИ АНОД-СЕТКА.
НЕЙТРАЛИЗАЦИЯ
Емкость анод — сетка в некоторых схемах автогенераторов
выполняет роль элемента обратной связи, т. е. является
необходимой составной его частью. Однако в большинстве случаев
емкость анод — сетка вредно действует на работу генераторов с
независимым возбуждением. Анодный контур последующей
ступени с сеточным контуром предыдущей ступени связан емкостью
Сас, т. е. связаны контур усилителя мощности с сеточным
контуром возбудителя — задающим генератором. Чем больше емкость
Сас, тем сильнее эта связь. В триодах Сас сравнительно большая
величина. В этом и заключается недостаток триодов.
Необходимо подчеркнуть, что с повышением частоты вредное влияние
емкости Сас усиливается. Это объясняется тем, что на более
высоких частотах сопротивление zac= резко уменьшается, а
ш Сас
ток — увеличивается.
Так как анодная цепь усилителя связана с сеточной цепью
возбудителя, могут возникнуть токи прямого и обратного
прохождений (рис.71).
Рис. 71. Связь между ступенями передатчика через
емкость анод—сетка
Ток прямого прохождения /пп возникает под действием
напряжения возбуждения Uci. Его путь показан на рис. 71 жирной
сплошной линией. Ток идет из точки а: нагрузки задающего
генератора ЗГ, проходит емкость Сас, точку а2 нагрузки усилителя
мощности УМ, в которой он трансформируется (на рис. 71
показано жирным овалом), точку к2, блокировочный конденсатор
Сбл и попадает в точку К\. Ток /пп появляется и тогда, когда
101
лампа заперта. В момент прохождения тока имеет место
излучение антенной.
При телефонной связи лампа не запирается. Ток прямого
прохождения /пп, протекающий через емкость Сао и
эквивалентное сопротивление усилителя мощности R3, определяется
соотношением
Г — и«
Г
На эквивалентном сопротивлении контура УМ напряжение
падает с амплитудой
U шп. пп'!== Упп-'И г\э.
При этом выделяется мощность
которая передается в антенну и излучается.
Ток обратного прохождения /оп вызывается контурным
напряжением УМ и может существовать, когда лампа работает.
Его путь прохождения на рис. 71 показан жирной пунктирной
линией. Ток идет из точки а2, проходит емкость сас, точку а\
контура ЗГ, где он трансформируется (на рис. 71 показано жирным
пунктиром окалом), точку ки конденсатор СбЛ и попадает в
точку к2.
Ток обратного прохождения по величине значительно больше
тока прямого прохождения, так как UKrn"}> Uст.
Ток /оп, проходя через контур ЗГ, создает на нем падение
напряжения Uou, которое или складывается с напряжением
возбуждения Uси если оно оказывается с ним в фазе, или
вычитается из него, если оно находится с ним в противофазе. В первом
случае имеет место положительная обратная связь, во
втором—-отрицательная обратная связь.
Амплитудное значение напряжения обратного прохождения
можно определить из выражения
Т Т '^ЭСК I Г
<-/опш.шах-—— —— • U кт-
лас -г -/\эск
При достаточно сильной положительной или отрицательной
обратной связи в генераторе ЗГ может резко нарушиться режим
работы, что недопустимо.
Это объясняется тем, что обратное влияние нарушает
амплитудные и фазовые соотношения между током /а1 и напряжением
Ua задающего генератора, что равносильно расстройке его
контура. В результате вредное влияние емкости Сас приводит к
перегрузке возбудителя, излучению колебаний при отжатом
ключе, к понижению устойчивости работы и стабильности частоты.
Чтобы устранить влияние емкости Сас, ее уменьшают путем ис-
102
пользования многосеточных ламп, умножением частоты и
нейтрализацией (нейтродинированием). Вопросы нейтрализации
достаточно подробно исследованы советскими учеными М. А. Бонч-
Бруевичем, М. С. Нейманом, И. X. Невяжским и др.
Сущность нейтрализации состоит в том, что вредное
действие емкости анод — сетка компенсируется действиями второй
цепи, которая действует подобно емкости Сас, но в
противоположной фазе. Широко распространены так называемые мостовые
схемы нейтрализации: сеточная, в которой два плеча
образуются элементами сеточной цепи, а два — емкостью Сао и емкостью
нейтрализации Сн (рис. 72); анодная, в которой два плеча
образуются элементами анодной цепи, а два — емкостями Сас и Сн
(рис. 73).
Рис. 72. Сеточная нейтрализация:
а—упрощенная реальная схема; б—эквивалентная схема
0-
5
Рис. 73. Анодная нейтрализация:
а—реальная схема; б—эквивалентная схема
На основании уравнения равновесия моста можно записать
Н -'I ^ ЯГ ^-* 'J ч \ /
откуда легко определить емкость конденсатора нейтрализации
Сн~ —т;——•
103
При выполнении условия равенства в выражении (99)
сеточный и анодный контуры будут развязаны, т. е. напряжение на
одном из них не вызовет возникновения тока и напряжения на
другом. Это значит, что в случае равновесия моста внесение
э. д. с. в катушку Lc за счет тока прямого прохождения не
вызовет в другой диагонали, т. е. на сопротивлении R3 контура
LxCK падение напряжения UKmmi. Следовательно, колебания в
анодный контур прямо проходить не будут.
Анодный контур включен в диагональ моста. В этом случае
анодная цепь усилителя не будет влиять на анодную цепь
возбудителя.
Недостатком сеточной нейтрализации является то, что она
не устраняет обратной реакции на возбуждающее напряжение.
Это объясняется тем, что участок сетка — катод не находится в
диагонали моста. На коротких волнах обратная реакция сильно
возрастает и поэтому сеточная нейтрализация не
применяется.
Анодная В схеме (см. рис. 73) усложнен анодный
нейтрализация контур, два плеча которого образуют
мост. В одну диагональ включена
контурная катушка LK, в другую — участок сетка — катод. Емкость
конденсатора нейтрализации Сн определяется на основании
уравнения равновесия моста согласно выражениям (99) и
(100). Ток через индуктивность LK равен нулю, так как она
находится в диагонали моста. Обратное влияние анодной цепи на
цепь сетки возникает из-за того, что напряжение И3 приложено
не к диагонали моста, а к плечу с емкостью Сь а это требует
некоторого увеличения мощности возбуждения.
Необходимо отметить, что обе рассмотренные схемы
нейтрализации асимметричны, что затрудняет балансировку моста и
вызывает обратную реакцию, поэтому следует повышать
мощность возбудителя.
Существуют индуктивные схемы нейтрализации, полученные,
например, путем замены в схеме (рис. 73) С] и С2 индуктивно-
стями, a LK емкостью. Однако по качественным показателям
они уступают емкостным схемам и поэтому почти не
применяются.
Более часто мостовые схемы используются в двухтактных
усилителях. Они симметричны и легко поддаются
балансировке. В состав моста входят две емкости нейтрализации.
Двухтактная схема позволяет нейтрализовать токи прямого и обратного
прохождений. Но на частотах 15 Мгц и выше ее применять
нельзя, так как начинает сильно сказываться действие индук-
тивностей выводов от электродов ламп. Поэтому для
нейтрализации в диапазоне коротких и ультракоротких волн применяют
инверсную схему М. А. Бонч-Бруевича (рис. 74), предложенную
в 1929 г. Инверсной схема называется потому, что в ней по вы-
104
сокой частоте заземлена сетка, а катод и анод изолированы. В
обычных схемах наоборот, катод заземляется по высокой
частоте, а сетка и анод изолированы.
На схеме один конец катода изолирован по высокой частоте
дросселем /,бл, а второй—эквивалентным сопротивлением Ra
возбудителя (на схеме Rg показано пунктиром). Напряжение
возбуждения Ucm прикладывается к цепи катод — сетка через зем-
Рис. 74. Инверсная схема Бонч-Бруевича
лю и конденсатор Сс. Напряжение на контуре UKm является
суммой напряжения лампы Uam и напряжения возбуждения
икт-=илт + ист1 (101)
Так как ток /aim проходит через контуры возбудителя и
усилителя, то можно записать
1
1
' Г Т Т _}_ Г Г Г _| 1_ Г Т I
2 aim ига ~ 'aim uam T ialm<-ycm-
(102)
Выражение (102) представляет собой уравнение баланса
мощностей. Перепишем его в виде
р^ = р.М+■—-], (юз)
где Рк — колебательная мощность усилителя;
Р&т — мощность, отдаваемая лампой.
Из выражения (103) видно, что колебательная мощность в
контуре превышает мощность, отдаваемую лампой в11 ^ ~ !•
Дополнительная мощность/ — I^nUcn)поступает от возбуди-
\ 2 /
теля. Очевидно, при расчете возбудителя надо учитывать
увеличение мощности возбуждения Рв-
105
Обычно мощность возбудителя определяется по формуле
рв —_L I Цс -j L/ (jc ~_!_(/а _j_ / \ц (104)
2 2 2
Так как ■ с1т £^0,1—0,15,то получим, что мощность
возбуждения увеличится в 8 раз (практически ~в 4 раза).
Схема нейтрализации (см. рис. 74) работает следующим
образом. Напряжение Ucm вызывает емкостный ток по цепи:
точка а, емкость Сск, земля и точка б. Этот ток не проникает в
анодный контур усилителя и не является, следовательно, током
прямого прохождения. Напряжение С/Кто вызывает емкостный
ток по цепи: точка в, емкость Сас, земля, емкость Сбл и
точка г. Этот ток не проникает в сеточный контур и, следовательно,
не является током обратного прохождения. Сетка лампы
усилителя выбирается с малой проницаемостью, что улучшает
свойства электростатического экрана между катодом и анодом.
В схеме рис. 74 возможно применять емкостную
нейтрализацию, что еще больше повысит ее нейтрализующие свойства.
§ 5. ФИЛЬТРАЦИЯ ВЫСШИХ ГАРМОНИЧЕСКИХ СОСТАВЛЯЮЩИХ
Ламповые генераторы, как правило, работают в режиме
второго рода, поэтому анодный ток содержит в себе множество
гармонических составляющих: вторую гармонику /а2, третью
/аз и т. д., кроме основной /аь И хотя анодные контуры
ступеней передатчика и, в частности, выходной ступени, настроены
на основную частоту, т. е. на ее первую гармонику, все-таки
высшие гармоники в незначительной степени проходят в антенну
и излучаются ею. Очевидно, что значительные помехи в работе
станциям могут создаваться передатчиками средней и большой
мощности и тем более сверхмощными передатчиками.
Обычно фильтрация рассчитывается для выходной ступени
передатчиков большой мощности и сверхмощных передатчиков.
Для тока основной частоты анодный контур представляет
наибольшее сопротивление Ra. В нем наблюдается резонанс
токов, т. е. /K=/aiQ; для всех остальных гармоник сопротивление
контура, ток и падение напряжения £/к меньше.
В параллельном контуре при резонансе на основной частоте
wL = токи в ветвях L и С примерно равны
со С
Для токов более высоких гармоник, по сравнению с током
основной частоты, сопротивление в индуктивной ветви будет
расти и для n-й гармоники окажется равным XLn = nu)L, a
106
в емкостной ветви оно будет падать и для л-й гармоники
окажется равным
X — *
п о) С
Поэтому получим, что XLn
Это означает, что ток в индуктивной ветзи контура для п-й
гармоники в л2 раз меньше емкостного
„2 '
что равносильно лучшей фильтрации индуктивной ветви (в п2
раз) по отношению к емкостной.
Фильтрующие свойства одиночного контура определяются
коэффициентом фильтрации Ф, который показывает степень
ослабления отношения токов гармоник в контуре —— или ——
1 Ln !Cn
по сравнению с отношением токов в питающей цепи ——
'an
Фс = -^-:-^_, (106)
'Сп Уал
Фл = Л2фс. (107)
Фильтрация находится в прямой зависимости от
добротности контура
(108)
фс= П27{ Q. (109)
л3
Лучшими фильтрующими свойствами обладают сложные
схемы выхода, так как в этом случае высшие гармоники
ослабляются в промежуточном и антенном контурах.
На рис. 75 показаны различные виды связи
промежуточного контура с антенным.
Коэффициент фильтрации для индуктивной (рис. 75, а, в)
и для емкостной ветви промежуточного контура (рис. 75, б)
выражается соответственно формулам:
Фш^^-ЦС!^-^), (110)
11 ^cnK=-^-Qma--nnK). (in)
107
Для антенного контура при емкостном характере
сопротивления антенны Са (см. рис. 75, а, б) коэффициенты фильтрации
определяются соответственно по формулам:
П? — 1
rfi
-С- - 1).
(112)
СШ)
Рис. 75. Виды связи промежуточного контура с антенным:
а.—автотрансформаторная связь с индуктивной ветвью промежуточного контура;
б—емкостная связь с емкостной ветвью контура; в—емкостная связь с
индуктивной ветвью контура
Общий коэффициент фильтрации для обеих схем одинаков и
определяется по формуле
ФОбщ=ФпкФак- (П4)
Подставив значения выражений (ПО) и (112) в уравнение
(114), получим
п?
(1 — 1пк)<2пк
(115)
Выражение (115) можно также получить, если в уравнение
(114) подставить значения формул (111) и (ИЗ).
Для схемы, приведенной на рис. 75, в, общий коэффициент
фильтрации наибольший и равен
=Ф2 - I)2 (1 - "Пик) <?пк <?а
(116)
Это объясняется тем, что антенна связана с индуктивной
ветвью промежуточного контура и входит в индуктивную ветвь
антенного контура.
Пример. Рассчитать общий коэффициент фильтрации
для схемы (рис. 76), если дано: QnK=150; QaK=100; т]пк = 0,8
и п = 2.
Решение. 1. Коэффициент фильтрации промежуточного
контура для 2-й гармоники
— 0,8) 150 = 90.
108
2. Коэффициент фильтрации антенного контура для 2-й
гармоники
=75.
3. Общий коэффициент фильтрации для 2-й гармоники
фобЩ = фпк 4>ак = 90. 75 = 6750.
Если в схеме (рис. 76) применить контуры с добротно-
стями QnK = 75 и QaK—50, то получим общий коэффициент
фильтрации ФОбщ = 2812,5.
Из полученных данных можно
сделать вывод, что для обеспечения
высокой степени фильтрации
необходимо применять контуры с хорошей доб-
ротностью. В мощных передатчиках
для лучшей фильтрации высших
гармонических составляющих
используют два промежуточных контура и
дополнительные фильтрующие цепи. Рис- 76- 0^^я схема вы~
Кроме того, широко применяются
двухтактные схемы с симметричным выходом, которые обладают
лучшими фильтрующими свойствами по сравнению с однотакт-
ными схемами.
§ 6. ПАРАЗИТНЫЕ КОЛЕБАНИЯ. МЕТОДЫ ОБНАРУЖЕНИЯ
И ОСЛАБЛЕНИЯ ПАРАЗИТНЫХ КОЛЕБАНИИ В ПЕРЕДАТЧИКАХ
Паразитные колебания, которые возникают в различных
ступенях передатчика, как правило на частотах, значительно
отличающихся от рабочих, являются вредными. В зависимости
от интенсивности они могут быть сильными (выводятся из
строя отдельные детали ступени, сгорают предохранители в
цепях постоянного тока передатчика), средними (понижается
мощность и к. п. д. передатчика) и слабыми (создается
дополнительная модуляция основной частоты, что приводит к
появлению «грязного» тона, т. е. к излучению добавочных частот).
Паразитное самовозбуждение может возникнуть только в том
случае, когда будут выполняться условия самовозбуждения,
выражающиеся уравнением
Если, например, #э паразитных колебаний окажется
значительно больше Яэ основной частоты, то достаточно небольшой
обратной связи (допустим через емкость сетка — анод), чтобы
109
произвольно возникли условия, удовлетворяющие уравнению
самовозбуждения.
Колебательные системы и цепи обратной связи паразитных
генераций могут появиться за счет индуктивностей
соединительных проводов и выводов от ламп и различных емкостей, в
том числе межвитковых, блокировочных и нейтродинных.
Паразитное самовозбуждение возможно как в однотактных,
так и двухтактных схемах.
а. 5
Рис. 77. Схема паразитного самовозбуждения
На рис. 77, а, б показана схема двухконтурного генератора
длинных волн с независимым возбуждением и эквивалентная
схема паразитного самовозбуждения этого генератора для очень
коротких волн (con^w).
Предположим, что емкость Сас очень мала, контуры LCCC и
LKCK настроены на рабочую частоту со (рис. 77, а) и генератор
на длинных волнах работает устойчиво, без самовозбуждения.
Для очень коротких волн (высоких частот) контуры LCCC и
LHCK (через емкости Сс и Ск) представляют очень малые
емкостные сопротивления (фактически короткие замыкания),
поэтому их можно не рассматривать. Однако для очень высоких
частот существенную роль начинают играть индуктивности
проводов Ln' и Ь"П , которые совместно с небольшими емкостями
Сек и Сак образуют колебательные контуры в цепях сетки и
анода. Эти контуры связаны через емкость Сас (рис. 77, б).
Таким образом, получилась двухконтурная схема генератора с
обратной связью через емкость анод — сетка. Так как на
паразитной частоте юп связь через емкость Сас оказывается значительно
сильнее, чем на рабочей частоте ю, то может произойти
паразитное самовозбуждение генератора.
На рис. 78 приведена схема длинноволнового генератора с
независимым возбуждением, выполненного на триоде с
последовательным анодным питанием. Если в значительной степени
уменьшить частоту, то схема генератора с независимым
возбуждением может сильно измениться и принять вид, показанный на
рис. 79.
Такая схема может получиться, если паразитная частота юп
значительно ниже рабочей частоты со. Тогда индуктивным
сопротивлением Lc и /.„ можно пренебречь. Контуры в цепи сетки
и анода образуются за счет дросселя Дрс, емкости СбЛ1 и дрос-
110
селя Дра> емкости СбЛ2 соответственно. Элементом обратной
связи является емкость Сас. Таким образом получается двухкон-
турная схема генератора с самовозбуждением на паразитной
частоте юп<со. При этом возникают паразитные колебания.
Рис. 78. Генератор с независимым воз- Рис. 79. Схема генератора с само-
буждением возбуждением на частоте Ив« со
Чтобы их обнаружить, необходимо испытать передатчик на
отсутствие самовозбуждения. Для этого его настраивают на
определенную волну и мощность, отключают задающий
генератор и, вращая ручки настройки усилителя мощности, наблюдают
за индикаторными приборами в цепи усилителя и антенны.
Если прибор зарегистрирует контурный ток, а неоновая лампочка
у антенны засветится, то возникло паразитное
самовозбуждение. Характер паразитных колебаний устанавливается путем
проверки распределения напряжения на отдельных элементах
схемы с помощью специального индикатора (неоновая
лампочка, вмонтированная на конце длинного изоляционного шеста).
Устраняют эти колебания следующим образом: если
напряжение высокой частоты равномерно распределяется между
серединой контура и анодами лампы, и неоновая лампочка горит
ярче у анода, чем у сетки, то самовозбуждение происходит на
рабочей частоте или частоте, близкой к ней. В этом случае следует
проверить систему нейтрализации и улучшить ее; если
обнаружатся дроссельные паразитные колебания (при движении
лампочки вдоль дросселя она постепенно гаснет), необходимо
параллельно дросселю подключить сопротивление или
последовательно дополнительный дроссель и затем вновь испытать
передатчик на отсутствие самовозбуждения. После любых
изменений, сделанных в схеме, надо обязательно проверить
передатчик на стабильность и погрешности частоты на всех
поддиапазонах, причем при номинальных значениях питающих
напряжений. Паразитные колебания устраняют также, экранируя
ступени передатчика и используя цепи развязки в отдельных его
каскадах.
ill
§ 7. ИЗМЕРЕНИЕ ТОКОВ И НАПРЯЖЕНИИ И НАСТРОЙКА
ГЕНЕРАТОРА С НЕЗАВИСИМЫМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ С ПОМОЩЬЮ
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ ПРИБОРОВ*
Генератор с независимым возбуждением настраивается и
режим его работы проверяется при помощи измерительных
приборов. Рассмотрим правила включения этих приборов в
различные цепи генератора (рис. 80). Приборы, предназначенные для
измерения постоянных токов и напряжений, включаются, по
возможности, с меньшим постоянным напряжением по
отношению к земле и в те места цепи, где они не будут находиться под
высокочастотным потенциалом. Эти приборы подбираются с
учетом силы тока, напряжения и обязательно шунтируются
блокировочными емкостями, защищающими их от воздействия
высокочастотных токов.
Рис. 80. Схема включения измерительных приборов в
различные цепи генератора
Для измерения постоянных токов и напряжений генератора
с независимым возбуждением используются миллиамперметры
(амперметры), вольтметры постоянного тока с
непосредственным отсчетом, как правило, магнитоэлектрической системы
(ПМ-70, ПМС, А-46, А-50, В-46, М-5, М-206, М-592 и др.).
* В настоящем параграфе рассматриваются только особенности
включения измерительных приборов в различные цепи генератора с внешним
возбуждением и настройка по этим приборам. Сами измерительные приборы, их
устройство, принцип действия, пользование ими при проведении различных
измерений в радиоаппаратуре подробно изучаются в курсах
«Радиотехнические измерения» и «Измерения на сверхвысоких частотах».
112
Эти приборы в основном щитового типа, т. е. они
монтируются непосредственно в той или другой ступени передатчика и
имеют разные пределы измерений и различный класс точности *.
В случае необходимости постоянные токи и напряжения
измеряют с помощью переносных приборов ТТ-1, ТТ-2, АВО-5.
Ц315 и др.
Основные данные и характеристика вышеуказанных
приборов даются в справочниках по электроизмерительным и
радиоизмерительным приборам.
Рис. 81. Схема измерения постоянного
анодного напряжения
На рис. 81 показана схема измерения постоянного анодного
напряжения Ua0 с помощью переносного прибора ТТ-1. Чтобы
измерить напряжение £/ао при отсутствии напряжения
возбуждения, необходимо положительный зажим вольтметра соединить
с положительным полюсом источника анодного питания £а> а
отрицательный — сначала с катодом лампы (положение 1), а
затем с ее анодом (положение 2). Разность между двумя
показаниями и есть постоянное анодное напряжение £/ао-
Следует иметь в виду, что правильное значение анодного
напряжения £/а0 может быть получено при условии, если
входное сопротивление вольтметра будет более чем в 10 раз больше
сопротивления, на котором измеряется падение напряжения.
Постоянная составляющая анодного тока /ао может быть
измерена миллиамперметром магнитоэлектрической системы, на-
* Согласно ГОСТ 1845—59 стрелочные электроизмерительные приборы
выпускают следующих классов точности: 0,05; 0,1; 0,2; 0,5; 1,0; 1,5; 2,5; 4,0.
8 Заказ 3222
113
пример М-5, который включается последовательно с источником
анодного питания Еа и лампой, и шунтируется конденсатором.
Токи высокой частоты (см. рис. 80) измеряются
термоамперметрами, которые могут быть щитовыми или переносными.
К приборам термоэлектрической системы с непосредственным
отсчетом относятся миллиамперметры Т-20, амперметры Т-4,
Т-5, Т-23, Т-81 и переносные Т-12, Т-13, Т-24 и др.
Чтобы измерить контурный ток 1и1, необходимо включить
прибор Т-24 в цепь, как показано на рис. 81. Нельзя включать
прибор для измерения /Ki в индуктивную ветвь контура, так как
через него тогда пройдут как контурный ток /кь так и анодный
ток /ао с постоянной составляющей.
Если включить термоамперметр в емкостную ветвь выше
конденсатора, то он будет не только измерять переменную
составляющую /кЬ но и одновременно вносить в контур
некоторую добавочную емкость относительно земли, т. е. расстраивать
его. Следовательно, включение прибора в емкостную ветвь, как
показано на рис. 80, является наиболее правильным, так как
прибор находится под минимальным потенциалом
относительно земли и не расстраивает контур. Отсчет показаний прибора
снимается непосредственно с его шкалы, проградуированной в
действующих значениях тока.
Термоэлектрические приборы промышленных типов
выпускаются на токи от 1 ма до нескольких десятков ампер и
используются для измерения переменного тока в диапазоне частот
50 гц^-200 Мгц с погрешностью порядка 1,5—5%.
Переменные анодные и сеточные напряжения Иат, Uac, Ucm
измеряются приборами типов ТТ-1, ТТ-2, АВО-5 и др.,
вольтметрами электростатической системы (С95, С96 и др.) и
ламповыми вольтметрами (В1—2, ВЗ—2А, ВЗ—6, ВЗ—15 и др.).
Ламповые вольтметры имеют небольшие пределы измерений (до
300 в).
Для расширения пределов измерения ламповым вольтметрам
придаются внешние делители напряжения с постоянным
коэффициентом деления. Обычно делители напряжения делаются
емкостными. Ламповые вольтметры с делителями измеряют
напряжение в пределах до единиц и десятков киловольт.
Чтобы измерить переменное анодное напряжение
генератора с независимым возбуждением необходимо ламповый
вольтметр установить на наибольший предел измерений, подключить
параллельно лампе и снять показание. Шкалы ламповых
вольтметров обычно градуируются в действующих значениях
напряжения, поэтому при необходимости получить амплитудное
значение анодного напряжения, показание лампового вольтметра
надо умножить на у 2 = 1,41.
Суммарные (результирующие) анодные напряжения еа и ес
обычно вычисляют по измеренным данным постоянных и
переменных напряжений £а, U&m, Ее, Ucm-
114
Переменное напряжение на участке анод — сетка и сетка —
катод измеряется с помощью лампового вольтметра так же, как
измеряется переменное анодное напряжение. Основная
погрешность ламповых вольтметров зависит от их типа и равна
(±2,0) — (±10)'%. Ламповые вольтметры имеют большое
входное сопротивление как иа низких, так и на высоких частотах
(порядка 100 ком—10 Мом), высокую чувствительность (при
использовании усилителя), потребляют мало энергии от
измеряемой цепи и не очень боятся перегрузки. Из-за этих качеств
ламповые вольтметры широко применяются при измерении
напряжения в различных цепях радиоаппаратуры.
Настройка генератора с независимым возбуждением
включает в себя операции, необходимые для того, чтобы получить от
него устойчивые колебания заданной частоты и мощности при
достаточно высоком к. п. д. и соблюдении допускаемых условий
работы ламп. Предположим, что настраивается оконечная
ступень передатчика—генератор с независимым возбуждением, т. е.
усилитель мощности высокой частоты (предыдущие ступени
будем считать уже настроенными). Порядок настройки оконечной
ступени следующий:
а) включается накальное напряжение и напряжение
смещения, номинальные значения которых контролируются с помощью
вольтметров магнитоэлектрической системы;
б) включается анодное напряжение, номинальное значение
которого проверяется с помощью вольтметров или ламповых
вольтметров постоянного и переменного токов;
в) настраивается анодный (промежуточный) контур в
резонанс на частоту возбуждающих колебаний по максимальному
контурному /кь сеточному /с0 и минимальному анодному /а0
токам, которые измеряются с помощью термоамперметра и
миллиамперметров соответственно (в момент резонанса комплексное
сопротивление контура превращается в большое эквивалентное
активное сопротивление R3, в результате чего контурный ток /Ki
увеличивается до максимума, постоянная составляющая
анодного тока /ао падает до минимума, а ток сетки /со увеличивается
до максимума из-за перехода генератора с независимым
возбуждением в перенапряженный режим);
г) настраивается антенный контур в резонанс с
промежуточным контуром по максимуму тока /а в антенне, который
контролируется с помощью термоамперметра;
д) подбирается необходимая величина связи между
анодным и антенным контурами, при которой получается
наибольший ток в антенне /а; это достигается за счет изменения
коэффициента связи между контурной и антенной катушками
индуктивности;
е) подстраивается промежуточный контур по минимуму /а0
и максимуму /а тока в антенне.
8* 115
На рис. 82 и рис. 83 показаны графики настройки анодной?
и антенного контуров.
■■к-'■as, *-со
Рис. 82. График настройки
анодного контура
Рис. 83. График настройки
антенного контура
Как видно из рис. 83, с увеличением связи будет расти и
анодный ток /ао лампы, поэтому надо следить за тем, чтобы он
не превысил допустимого значения, указанного в инструкции к
передатчику.
Контрольные вопросы
1. Проанализируйте график (рис. 66) с точки зрения
оценки напряженности режима генератора.
2. Какие приборы используются для измерения постоянных и
переменных токов и напряжений генератора? Правила
подключения приборов.
3. Какие функции выполняет буферный усилитель? Чем он
отличается от обычных усилителей?
4. Принцип работы умножителя частоты.
5. В чем заключается вредное действие емкости анод—оетка?
6. Что такое сеточная нейтрализация?
7. Что такое анодная нейтрализация?
8. Что собой представляет инверсная схема Бонч-Бруевича
и где она применяется?
9. Какова причина появления высших гармоник в выходном
каскаде передатчика?
10. Почему колебательный контур обладает фильтрующими
свойствами?
11. Что такое паразитное самовозбуждение? Меры борьбы
с ним.
12. Какие элементы генераторов способствуют
возникновению паразитных колебаний?
U6
ГЛАВА 5
АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ В РАДИОПЕРЕДАТЧИКАХ
§ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Радиопередатчик, кроме генерирования колебаний высокой
частоты, изменяет эти колебания по закону управляющего
сигнала, т. е. модулирует их. В зависимости от того, какой
параметр колебаний высокой частоты будет изменяться по этому
закону, различают три вида модуляции: амплитудную (AM),
частотную (ЧМ) и фазовую (ФМ).
В радиовещательных передатчиках длинных, средних и
коротких волн применяется главным образом амплитудная
модуляция. При амплитудной модуляции ток высокой частоты
ia=Aimc0S (">£ + ?)
под воздействием управляющего (модулирующего) сигнала
имеет амплитуду /am. изменяющуюся в соответствии с
передаваемой информацией. Частота a> = 2nf и начальная фаза колебаний
Ф при этом остаются неизменными. Амплитуду тока высокой
частоты можно изменять, например, путем изменения
сопротивления цепи антенны или напряжения на электродах лампы. В
первом случае амплитудная модуляция (модуляция поглощением)
осуществляется при включении микрофона непосредственно в
антенну передатчика (рис. 84). Под воздействием звуковых волн
мембрана микрофона колеблется, изменяя
сопротивление порошка микрофона, и, следова- Передатчик
тельно, амплитуду тока в антенне по закону
звуковых колебаний. Этот способ не
распространен, так как невозможно получить
глубокую безыскаженную модуляцию.
Второй способ применяется очень широко.
Он заключается в том, что в одной из
усилительных ступеней (чаще всего в мощных уси- рис 84
лителях) передатчика изменяют напряжение цця поглощением
на электродах лампы путем подачи
управляющего модулирующего напряжения сигнала (напряжения
низкой частоты). В передатчиках очень малой мощности
напряжение низкой частоты на электроды усилителя может подаваться
непосредственно от микрофона; в остальных передатчиках
колебания, поступающие от микрофона, предварительно
усиливаются модуляторами (усилители низкой частоты), а затем
подаются на усилитель мощности (рис. 85). Обычно микрофон
подключается к модулятору М через трансформатор низкой
частоты (рис. 86). Звуковые колебания воздействуют на микрофон,
вызывая в нем напряжение низкой частоты, которое
трансформируется во вторичной обмотке и, суммируясь с напряжением
117
смещения Ес, поступает на сетку модулятора М. От
модулятора М усиленное напряжение звуковой частоты подводится к
одному из электродов усилителя мощности, изменяя (модулируя)
напряжение смещения.
Передатчик
м
УМ
Пса
Рис. 85. Модуляция
с предварительным
усилением колебаний
низкой частоты
К сетке М
Рис. 86. Включение микрофона
через трансформатор
Если модулирующее напряжение воздействует на сетку
(управляющую, экранную, пентодную), модуляция называется
сеточной; если на анод — анодной; если на разные электроды —
комбинированной (например, анодно-экранной).
§ 2. ГРАФИК АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННЫХ КОЛЕБАНИИ
Амплитудно-модулированное колебание является сложным.
В случае модуляции низкочастотным синусоидальным сигналом
оно состоит из трех простых синусоидальных колебаний высокой
частоты (рис. 87): несущего колебания с частотой fB; верхнего
бокового с частотой fBepx.6 = fn+^V нижнего бокового с частотой
/гшчш.о=/н—F (F — частота модуляции).
>„, Ш5ШШШШШ-
Рис. 87. Графическое
изображение АМ-колебания
Амплитуды верхней боковой и нижней боковой частот при
стопроцентной модуляции равны и составляют половину
амплитуды несущей частоты:
-Д/верх.б := ~~ Аун,
1
At НИЖН. б == ~~ AfK.
118
\-F
+F\
Спектр амплитудно-модулированного колебания графически
изображен на рис. 88.
При сложении трех синусоид (см.
рис. 87) получается модулированное
колебание, так как при
суммировании мгновенных значений напряжений
(или токов) боковых частот в
определенные периоды из-за меняющегося
сдвига по фазе колебания будут
складываться или вычитаться. Причем, при
совпадении по фазе и равенстве
амплитуд общая амплитуда увеличится
вдвое: при 180-градусном сдвиге по фазе и равенстве амплитуд
она станет равной нулю. Затем через некоторое время общая
амплитуда вновь удвоится, но фаза колебаний будет
противоположной. В результате получатся биения (рис. 89).
Если сложить мгновенные значения напряжения биений
(рис. 89, а) с сигналом несущей частоты (рис. 89, б), то в
результате получим картину модулированных колебаний (рис. 89, в).
'нижи.6 hi
Рис. 88. Несущая и
боковые частоты АМ-колебания
Рис.
а—су
Сложение токов несущей и боковых частот
при модуляции:
токов боковых частот (биения); б—ток несущей
частоты; в—модулированный ток
Процесс амплитудной модуляции рассмотрим по графику
(рис. 90). При включенном микрофоне передатчик беспрерывно
излучает незатухающие колебания, т. е. колебания несущей
частоты (в период времени от t0 до ti). В момент t\ начинается
передача, и колебания низкой частоты (звуковые) с амплитудой
(Jr. начинают изменять амплитуду тока несущей частоты по сво-
119
ему закону. Промодулированные колебания высокой частоты
излучаются антенной передатчика в пространство. Режим, при
котором модуляция отсутствует, называется режимом молчания
или режимом несущей частоты.
Рис. 90. Процесс
амплитудной модуляции
§ 3. КОЭФФИЦИЕНТ МОДУЛЯЦИИ И ПОЛОСА ЧАСТОТ
ПРИ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Из рис. 90 следует, что амплитуда тока модулированных
колебаний в процессе модуляции изменяется по отношению к
амплитуде несущего колебания на А/Нт, определяющую глубину
модуляции. Она оценивается коэффициентом модуляции т,
представляющим собой отношение изменения амплитуды тока
при модуляции к амплитуде тока несущей частоты:
(117)
Коэффициент модуляции т выражается в относительных
единицах или в процентах.
Коэффициент модуляции т может быть равен, меньше и
больше 1 (рис. 91). Если т>\, то модуляция будет с
искажениями, что недопустимо для передатчика. Если /л< 1, то
получаются колебания с очень малой глубиной модуляции, что
энергетически невыгодно.
В передатчиках коэффициент модуляции т равен 95—100%.
При несимметричной модуляции различают два коэффициента
модуляции — верхний и нижний:
т — А^нтверзс . т —нтонижн
120
Несимметричная модуляция может возникнуть из-за
неправильного выбора рабочей точки на характеристике лампы и
сопровождается нелинейными и частотными искажениями.
■м
ill
Г1 1
1 I
\
4-
И
.-7_
/
~i—
Л*
м
i
\\
т г
|_|
\
\ /__
1 _|[
г
Рис. 91. Амплитудно-модулированные колебания для различной
глубины модуляции:
а—т = 0,5: б—т = 1; е—/п>\\ г—несимметричная модуляция: г"верХН=1'
"'нижн'-'1
Нелинейные искажения определяются коэффициентом
нелинейных искажений к/, который выражается формулой
V~^L
(118)
где 1Ш—амплитуда передаваемого звукового колебания (1-я
гармоника);
hm, hm — амплитуды высших гармоник, появившихся при
нелинейных искажениях.
В радиовещательных передатчиках коэффициент к/ не
должен превышать '2—3%, а в передатчиках связи 10%, Чтобы
избежать искажений, необходимо правильно выбирать режим
работы и коэффициент модуляции модулирующих ступеней
передатчика.
121
На рис. 88 показан спектр модулированных колебаний
одним простым тоном. Интервал частот, занимаемый несущей fH и
боковыми частотами /верх.б и /ниЖн.б. называется каналом
передатчика или шириной полосы пропускания частот, условно
обозначаемой 2Af.
Ширина полосы равна
2А/ =/верх. в - /нижн. б = (/•„ + F) - (/„ - F) = 2 F,
т. е. 2Л/=2/\ (119)
При передаче колебаний, модулированных одним простым
тоном, ширина канала равна удвоенной модулирующей частоте.
Реальный модулирующий сигнал содержит большое число
различных частот —гармоник (Fu F2 и т. д.), и каждой из них
соответствуют две боковые частоты, поэтому в таком сигнале,
кроме несущей, содержится две полосы частот — верхняя
боковая и нижняя боковая полосы (рис. 92).
Несущая
частота.
Нижняя
бокобая полоса.
Верхняя боковая
полоса.
'и Верх 'н■ нижней 'н+'ии,
нихн
Рис. 92. Спектр частот при модуляции колебаний
сложным тоном
Ширина канала для данного случая определяется по
формуле
^ "У 'Ун I '"верх Ун 1 'нижн) 'Ун 'нижн Ун 'верх/==
= 2Fmpji, (120)
" I== " ' eepxi
т. е. ширина канала (полоса частот) при передаче колебаний,
модулированных сложным тоном, равна удвоенной частоте
самого высокого тона звуковых колебаний.
Пример. Пусть радиовещательный передатчик
модулируется частотами /гНИжн=|75 гц и /Лерх = 8000—10000 гц.
Несущая частота fH= 1000000 гц. Тогда при модуляции
частотой 75 гц появятся частоты
Л + ^ н„жн = Ю00000 + 75 = 1000075 гц\
/н — /7НИЖН = 999925 гц.
122
При модуляции частотой /-"верх—1О00О гц возникнут
частоты
/», + Лнфх= Ю00000+ 10000=1010000 гц;
Л — /VPx= 1000000 — 10000 = 990000 гц.
Следовательно, передатчик излучает несущую частоту
10000О0 гц и две боковые полосы частот 1000075—1010000
и 999925—990000 гц.
Ширина обеих полос составит
2 Д/=2/7верх= 1010000 990000 = 20000 гц.
Чтобы исключить взаимные помехи станций, необходимо
выбирать интервал между несущими частотами несколько
больше ширины канала (ширины обеих полос), однако это
ограничивает количество одновременно работающих
станций. Поэтому обычно уменьшают ширину канала или
прибегают к однополосной передаче (см. стр. 161). Ширина
канала радиовещательных станций с диапазоном волн 200—
2000 м равна 9000 гц, а для служебных передатчиков—
5000—6000 гц.
§ 4. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ ПЕРЕДАТЧИКА
ПРИ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ
При работе передатчика амплитудно-модулированными
колебаниями различают два режима:
1. Режим несущей частоты (режим молчания), когда
передатчик включен, но модуляция отсутствует.
2. Режим модуляции, который, в свою очередь, делится на
максимальный режим, соответствующий наибольшему значению
амплитуды тока при коэффициенте модуляции т=\ (100%), и
минимальный режим, соответствующий наименьшей амплитуде.
В соответствии с этими режимами рассматривают и
различные мощности передатчика. Мощность несущей частоты (Ps)
выражается через ток несущей частоты и сопротивление
антенны
Для определения наибольшей и наименьшей мощности
модулированных колебаний- необходимо обратиться к определению
амплитуды тока при максимальном и минимальном режимах:
(123)
123
Тогда наибольшая мощность
но Pu==±llRa.
^max = PH(l + m)2. (124)
Наименьшая мощность выразится так
Рты = Р«(1-гпу. (125)
При т= 1 Ртах = 4 Рн, а Ртщ = 0.
Следовательно, наибольшая мощность (иногда ее называют
пиковой) в 4 раза превышает мощность несущей частоты. Эту
мощность должна обеспечить лампа модулируемого генератора.
В состав модулируемого тока, кроме несущей частоты,
входят две боковые частоты, мощности которых равны и
определяются формулой
т1*\2 о — J-Г-р J0
Р л — Р « — — (т1*\2 о — J-Г-р J0--P
*верх. б— /нижн.б— 1 Къ — ~-1п1Х&—— — «
Мощность обеих боковых частот
Рверх.б + Янижн.б^Рн^- (126)
Если сложить мощности несущей частоты и мощность
боковых частот, то получим среднюю мощность Рт, которую
называют телефонной
РТ = ЯН+ Pa-2L = PH(l + ^-). (127)
При т = \ Рт= 1,5 Рв.
Мощности Ра и РТ — это длительные, а Ятах и Pmin
мгновенные МОЩНОСТИ.
Так как процесс модуляции можно рассматривать как
процесс внесения в состав несущей частоты дополнительной
энергии боковых частот, которые и изменяют периодически общую
амплитуду, то целесообразно сравнить мощность несущей
частоты с мощностями боковых частот. Из соотношений (124) и
(126) видно, что при т—\ мощность двух боковых частот в
8 раз меньше пиковой и в два раза меньше мощности несущей
частоты. Однако громкость приема станций при амплитудной
модуляции пропорциональна величине коэффициента
модуляции т, который связан с мощностью боковых частот.
124
Отношение мощности обеих боковых частот к телефонной
мощности называется коэффициентом экономичности передачи
к. э. п. =■
яг*
2
/и2
2
/re2
(128)
1
Если т= 1, то к. э. п.=0,33.
Таким образом, амплитудная модуляция энергетически
невыгодна.
§ 5. МОДУЛЯЦИЯ НА СЕТКУ ЛАМПЫ. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
На рис. 93 показана принципиальная схема модуляции на
сетку лампы. Напряжение смещения Ес изменяется в
соответствии с напряжением низкой модулирующей частоты Us ,
которое вводится последовательно с напряжением Ес. Амплитудное
напряжение возбуждения Ucm при этом остается постоянным.
Следовательно, при модуляции в цепи сетка—катод действуют
три напряжения: напряжение возбуждения с постоянной
амплитудой Ucm; постоянное напряжение смещения Есп и переменное
низкочастотное напряжение смещения U ят.
ист
Рис. 93. Схема модуляции
на сетку лампы
Принцип модуляции на сетку смещением поясняется графи-
хами, изображенными на рис. 94, а, б, в. Результирующее
напряжение смещения Ес, состоящее из напряжения смещения
несущей частоты £сп и напряжения модулирующей частоты U?m,
изменяясь по закону последнего,
3m cos Qt,
управляет анодным током лампы. Это значит, что импульсы
анодного тока и все его составляющие окажутся промодулиро-
ванными. После фильтрации высших гармоник контур выделит
125
основную гармонику тока и соответствующую мощность,
которая направляется в последующие ступени для усиления или
непосредственно в антенну для излучения. Смещение Ес
изменяется от fcmax до £cmin. Вместе с ним изменяется и амплитуда
основной гармоники тока.
Рис. 94. Получение амплитудной модуляции:
а—смещением на сетку в режиме колебаний класса В;
6—изменением импульсов анодного тока лампы; о—изменением смплит;- -
контурного тока: i—динамическая характерн-чика лампы; 2—j\\
плитуда максимального режима; 3—амплтуда режима несуще.;
частоты; 4—амплитуда номинального режима
На рис. 95 приведена статическая модуляционная
характеристика при модуляции смещением, которая подтверждает, что
при больших отрицательных смещениях £Сгшп угол отсечки
анодного тока мал, мала амплитуда
импульсов анодного тока, а следовательно, и
амплитуда первой гармоники /ат;. По мере
увеличения Ес увеличивается угол отсечки
(угол в), который не должен презышать
120D, так как в дальнейшем ai будет
уменьшаться и вызовет уменьшение /а».: н тока
/ami. Амплитуда /ami будет увеличиваться
до тех пор, пока схема не перейдет з пере-
Рис. 95. Статическая наппЯженный режим или режим колеба-
ТаХЯисг°иНкНааЯпри Z ний I рода. При переходе в пере-
дуляции смещением напряженный режим появятся провалы в
126
импульсах анодного тока, которые сильно исказят
модулирующий сигнал. При переходе схемы в режим колебаний I рода
модуляции вообще не получится, так как амплитуда анодного
тока не зависит от напряжения смещения Ес. Можно считать,
что в пределах Ecmin—£cmax (генератор работает в недонапря-
женном режиме и импульсы анодного тока не искажаются в
верхней части) модуляционная характеристика является
линейной— см. пунктирную линию АБ на рис. 95. Это значит, что н
указанных пределах смещения амплитуда первой гармоники
анодного тока также изменяется линейно. Данные рассуждения
справедливы и по отношению к постоянной составляющей
анодного тока /ао.
Смещение £Стах соответствует максимальному режиму
усилителя, а Ес тт — минимальному режиму.
Амплитуда модулирующего напряжения определяется по
выражению
U ■; „I . { 1 /У)
Смещение в режиме несущей частоты равно
Характеристика и определение мощностей при амплитудной
модуляции описаны на стр. 123
При расчете усилителя обычно известна мощность в режиме
несущей частоты Рк. Лампа должна обеспечивать
максимальную МОЩНОСТЬ Ртах = Рн (1+ftt)2.
Поэтому номинальную мощность рассчитывают по
максимальной с учетом величины полного коэффициента
использования лампы х
1 ном * mах • ' '-l e '—л'
Р П 9 / F
р ^шах u,z /f ^a
При т=1. и х='0,2
Рях 0,05 1еЕ3. (130)
Следовательно, общее использование лампы уменьшается в
4 раза. Важно также учитывать максимальную мощность
рассеивания на аноде лампы в режиме несущей частоты (самый
тяжелый режим для лампы). Ее можно принять равной
примерно двум Рл при условии, что т — \ и к. п. д. т]тах~0,65—0,75.
Следует помнить, что максимальная мощность рассеивания
должна быть меньше допустимой мощности рассеивания на аноде
лампы, т. е.
Р •—- 9Р <г V
ги "^ ^ ' н ^- - а. »п.
127
Практические схемы модуляции смещением имеют две
разновидности: схема модулятора с трансформатором и реостатная
схема. В маломощных передатчиках модулятор может
отсутствовать. Тогда модуляция производится от микрофона через
модуляционный трансформатор
(рис. 96). В этой схеме
модуляция осуществляется в оконечной
степени передатчика,
следующей сразу же после задающего
генератора ЗГ. При наличии
сигнала во вторичной обмотке
микрофонного трансформатора
возникает модулирующее
напряжение Us, которое, складываясь с
напряжением Ес, изменяет
напряжение на сетке лампы по
закону модулирующего сигнала.
Эти процессы изображены на
графиках, приведенных на
Рис. 96. Модуляция смещением с Рис- 94 и 95- Конденсатор С2,
модуляционным трансформатором шунтирующий источник
смещения, должен пропускать и токи
несущей сон и токи модулирующей частот Q, поэтому Сг 3> Сь
В передатчиках модулирующее напряжение, поступающее на
сетку с вторичной обмотки трансформатора, оказывается
недостаточным для получения глубокой модуляции. Поэтому
модулирующее напряжение сначала усиливается модулятором, пред-
Рис. 97. Схема модуляции смещением с
трансформаторным модулятором
128
ставляющим собой усилитель низкой частоты. Обычно
модуляторы выполняются по трансформаторной (рис. 97) или
реостатной схеме А. Л. Минца (рис. 98).
Рис. 98. Схема модуляции смещением Минца
В качестве нагрузки модулятора применяется сопротивление
Ra, с которого снимается усиленное лампой напряжение
звуковой частоты Us- Это напряжение прикладывается к
сопротивлению Rc и с него поступает на участок сетка—катод через
дроссель высокой частоты Lc и конденсатор С3.
Конденсаторы С2, С3 и Сх должны пропускать самые низкие
частоты звукового спектра, а конденсатор С4 пропускать
только радиочастоты. Напряжение высокой (несущей) частоты
на управляющую сетку подается через конденсатор Сс. Это
напряжение модулируется суммарным напряжением смещения
E EU Ut
По сравнению с трансформаторной схемой схема А. Л.
Минца предпочтительнее, так как более равномерно усиливает
разные частоты и дает меньше искажений.
Для повышения к. п. д. и мощности может применяться
двухтактная схема модулятора. В этом случае нелинейные
искажения будут небольшими и при работе модуляторных ламп
з режиме класса В. Кроме того, в двухтактных схемах имеет
место лучшая фильтрация высших гармоник. В принципе
двухтактные схемы модуляторов целесообразно применять в
передатчиках средней и более высокой мощности.
9 Заказ 3222
129
§ 6. АНОДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
При анодной модуляции модулирующее напряжение с
амплитудой Uum вводится последовательно с начальным
напряжением питания £aH. Суммарное анодное напряжение Еа
изменяется по закону звукового напряжения Us :
Е. = Ея„ 4- Usm cos 2 t.
После преобразования этого выражения получим
Ел = Еш (1 -J =-^- cos 2 t),
где —— = т — коэффициент модуляции.
(131)
(132)
Из соотношения (132) следует, что для получения глубокой
модуляции (т=1) необходимо, чтобы амплитуда
модулирующего напряжения Uom по величине равнялась напряжению
питающего источника.
В зависимости от изменения суммарного анодного
напряжения будет изменяться и анодный ток, что хорошо видно по
модуляционной статической характеристике (рис. 99). В недона-
'■ритичлский
а 1 Пере напр,
\/пенны а
' режим
'ат1
Недо.напряжениый.
режим
1аон
_!_.
Рис. 99. Статическая модуляционная характеристика
пряженном режиме кривая статической модуляционной
характеристики имеет незначительный наклон, а изменение анодного
напряжения мало влияет на анодный ток. В перенапряженном
режиме, когда сеточный ток увеличивается, анодный ток резко
уменьшается и наклон кривой модуляционной характеристики
увеличивается.
130
Для анодной модуляции используют нижний прямолинейный
участок статической модуляционной характеристики и
перенапряженный режим.
Из рис. 99 видно, что ток первой гармоники изменяется на
рабочем участке ОБ статической модуляционной
характеристики. Постоянная составляющая анодного тока также изменяется
под действием модулирующего напряжения:
t), (133)
- (134)
Для неискаженной анодной модуляции остаются
неизменными отношение амплитуды первой гармоники к постоянной
составляющей анодного тока и коэффициент использования
анодного напряжения
-^-^ const и % =-^ss_« const.
Это важное преимущество анодной модуляции перед
сеточной. Энергетические соотношения при анодной модуляции
рассматриваются в соответствии с режимами модуляции и несущей
частоты. Дополнительно заметим, что к. п. д. усилителя т] =
= —-^const в области прямолинейного участка модуляцион-
ной характеристики. Для получения глубокой модуляции (т=1)
следует выбирать режим несущей частоты в середине участка
модуляционной характеристики. На усилитель надо подавать
анодное напряжение £ан, в 2 раза меньше £атах,
соответствующего максимальному режиму. Добавочно на анод усилителя
подается модулирующее напряжение Uam от модулятора,
которое при 100%-ной модуляции равно Еав. В этом случае
результирующее напряжение будет изменяться при модуляции от нуля
до famaj. Несущее напряжение Е&11, которое во многих случаях
при симметричной модуляции является средним во времени
анодным напряжением, выбирают равным номинальному
анодному напряжению соответствующей генераторной лампы. При
этом необходимо помнить, что при максимальном режиме это
напряжение может увеличиваться в (1 + т) раз — см. формулу
(132), а при 100%-ной модуляции в 2 раза. Мощные лампы (с
анодным напряжением 8 кв) не позволяют безопасно работать
при таких жестких условиях. Для них анодное напряжение в
режиме несущей частоты должно быть понижено на 20—30% по
сравнению с номинальным.
Мощность модулятора определяется по формуле
9* 131
Для случая модуляционной характеристики, представленной
на рис. 99
Ur2 = mEm, (136)
(137)
<vr— .
'аон
где Rr— нагрузочное сопротивление усилителя;
Еап—анодное напряжение в режиме несущей частоты;
/аон — постоянная составляющая анодного тока в режиме
несущей частоты.
Подставив выражения (136) и (137) в уравнение (135).
получим
т~ р I р т~
'-ан ■'аон 'он
Рн т"--. (138)
^аон
Л, 2
При т= 1 и к. п. д. усилителя ч\Т = —
'мод'~' н' к 1оУ}
Следовательно, мощность модулятора будет такой же, как
и колебательная мощность усилителя в режиме несущей
частоты.
Необходимость применения мощных модуляторов является
одним из основных недостатков анодной модуляции по
сравнению с сеточной.
+ia
Модуляционный,
с дроссель лп
Ср
Рис. 100. Схема модулятора с дросселем
На рис. 100 показана схема модулятора с дросселем.
Анодное питание на модулятор М и усилитель мощности УМ
подается от общего источника. Усиленное модулятором напряженна
низкой частоты £Л.< выделяется на модуляционном дросселе
Ur, =U9,ncos Qt.
132
Напряжение Us , суммируясь с начальным анодным
напряжением £ан, изменяет его по закону низкой частоты, т. е. по
закону модулирующего сигнала. Промодулированное
напряжение изменяет анодный ток усилителя мощности УМ по тому же
закону, следовательно, на контуре CKLK выделяется
соответствующая мощность модулированных по амплитуде колебаний,
которая поступает через контур LCB в антенну передатчика и
излучается ею в пространство. Для того чтобы модулятор М
пропускал все частоты модуляции, необходима большая
индуктивность модуляционного дросселя, т. е. (BminL^>Rr, где comtn =
= 2я/7т1п — минимальная модулирующая частота.
В схеме с модуляционным дросселем очень трудно добиться
100%-ной модуляции, поэтому она применяется редко.
Нодулиционный .
трансформатор ДРа
Рис, 101. Схема модулятора с трансформатором
Более широко распространена схема модулятора с
трансформатором (рис. 101). Она позволяет осуществлять более
глубокую модуляцию и дает возможность получить коэффициент
модуляции /л =100%. В анодную цепь усилителя мощности
включена вторичная обмотка модуляционного трансформатора.
Если передатчик очень малой мощности, то вместо модулятора
М в первичную обмотку модуляционного дросселя включается
микрофон. Во вторичной обмотке модуляционного
трансформатора выделяется модулирующее напряжение Us , которое,
суммируясь с постоянным анодным напряжением Еан, изменяет
анодное напряжение усилителя мощности по закону звукового
напряжения с частотой Q. Это и обуславливает появление
модуляции.
Однако схемы модуляторов рис. 100 и 101 имеют
существенный недостаток, заключающийся в том, что в процессе
амплитудной анодной модуляции при работе модуляторов в режиме
колебаний II рода наблюдаются значительные нелинейные
искажения.
133
Чтобы устранить этот недостаток, применяют двухтактны?
схемы модуляторов (рис. 102). Известно, что в двухтактном
усилителе низкой частоты можно добиться малых линейных
искажений при работе ламп с углом отсечки анодного тока
в = 90°. Это объясняется тем, что в двухтактном усилителе
четные гармоники анодного тока не проходят в нагрузку, а
нечетные гармоники при угле отсечки 90° отсутствуют. Кроме
хорошей фильтрации высших гармоник, при угле 90° получается
сравнительно высокий к. п. д., что является важным
достоинством схемы.
Модуляционный
трансформатор
Рис. 102. Двухтактная схема модулятора
Следует подчеркнуть, что схема модулятора полностью
симметрична. Если лампы неодинаковы, то в цепь катодов ламп
включается регулирующее сопротивление, которым
симметрируют схему.
§ 7. ЭКРАННАЯ, АНОДНО-ЭКРАННАЯ И ПЕНТОДНАЯ
МОДУЛЯЦИИ
В генераторах, построенных на тетродах и пентодах, воз
можны те же виды модуляции, что и в триодных генераторах.
Наличие в тетроде экранной, а в пентоде еще и защитной
сеток, позволяет осуществлять, кроме того, анодно-экранную и
пентодную модуляции. Модуляция смещением на управляющую
сетку в тетродных и пентодных генераторах осуществляется
аналогично модуляции смещением в триодных генераторах.
Однако она имеет преимущества перед последней, так как ток
управляющей сетки меньше и требуется модулятор меньшей
мощности.
Анодная модуляция на практике не применяется потому, чтс
анодный ток тетрода и пентода очень мало зависит от измене-
134
ния анодного напряжения. В сильно перенапряженном режиме,
когда анодный ток значительно изменяется от изменения
анодного напряжения, будет иметь место большое рассеивание
мощности на экранной сетке, особенно в режиме молчания.
Экранная модуляция также не применяется из-за того, что
для нее требуется более мощный модулятор, так как ток
экранной сетки больше, чем ток управляющей сетки. Кроме того, для
шунтирования экранной сетки по высокой частоте необходим
конденсатор большой емкости, который ухудшает частотную
характеристику модулятора.
Наиболее широко применяются комбинированные схемы
модуляции: анодно-экранная (рис. 103) и пентодная (рис. 104).
Модуляции чн.ыа
трансформатор
Рис. 103. Анодно-экранная модуляция с
трансформатором
1
Рис. 104. Пентодная модуляция с
трансформатором
Модулирующее напряжение U:> со вторичной обмотки
трансформатора поступает одновременно на анод и экранную сетку
усилителя мощности. От источника питания постоянное
напряжение Еа подается также одновременно на анод и
экранирующую сетку, причем на последнюю через гасящее сопротивление
135
Rc2. При такой схеме включения анодное напряжение и
напряжение на экранной сетке изменяются по закону
модулирующего напряжения Uq . Энергетические показатели анодно-экранной
модуляции в основном соответствуют показателям анодной
модуляции в триодном генераторе. Режим несущей частоты
выбирается оптимальным. В случае высокого анодного напряжения
его понижают до 20—30%; напряжение на экранной сетке до
0,5—0,7 от номинального.
Угол отсечки анодного тока равен 60—65°.
Модуляция на пентодную сетку осуществляется изменением
напряжения на ней при постоянных напряжениях на аноде Еа.
управляющей и экранной сетках Ес и £С2 и напряжения
возбуждения ис.
Рис. 105. Модуляционные характеристики при пентодной
модуляции
На рис. 105 приведены модуляционные характеристики при"
пентодной модуляции. Основная гармоника анодного тока и его
постоянная составляющая при изменении напряжения на
пентодной сетке имеют линейную зависимость в интервале Ecimax—
с c3mln-
Вся линейная часть кривых модуляционных характеристик
лежит в области отрицательных напряжений на пентодной
сетке, поэтому модуляция происходит без сеточных токов. Это
значит, что модулятор может быть маломощным. Если £сзтах = 0.
то модуляцию возможно осуществлять непосредственно
микрофоном и тогда модулятор вообще не нужен. Это является
важным преимуществом пентодной модуляции перед сеточной
модуляцией смещением.
136
Энергетические соотношения и расчеты производятся по тем
же формулам, что и при сеточной модуляции смещением.
Минимальное напряжение на пентодной сетке £сзтт равно
Есзтт
= - Аз £.,
где |1асз — коэффициент усиления на пентодной сетке;
D5 — проницаемость пентодной сетки.
Амплитуда модулирующего напряжения определяется по вы-
оажению
тт I £c3inin + ^сзшах I
ЕСЛИ £C3max = 0, ТО Uq т= /£с3н/-
§ 8. СРАВНИТЕЛЬНАЯ ОЦЕНКА РАЗЛИЧНЫХ МЕТОДОВ
АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Существенным недостатком сеточной модуляции смещением
является низкий к. п. д. в режиме несущей частоты (режиме
молчания) и неэффективное использование ламп. Кроме того,
мощность и к. п. д. сильно изменяются по диапазону.
Перенапряженный режим не допускается, так как в нем появляются
сеточные токи и резко возрастают потери.
Для компенсации потерь следует применять мощные
модуляторы, что энергетически невыгодно, поэтому данный
режим при сеточной модуляции нерационален.
Анодная модуляция обладает более высокими качествами по
сравнению с сеточной модуляцией смещением. При анодной
модуляции остается постоянным коэффициент использования
анодного напряжения и довольно высокий к. п. д. генератора
(порядка 70—80%), который изменяется в линейной части
модуляционной характеристики очень мало. Это объясняется тем, что
коэффициент передачи напряжения и сопротивление нагрузки
генератора приблизительно постоянные. Нелинейные искажения
меньше, так как при анодной модуляции модуляционная
характеристика более линейна, чем при сеточной модуляции.
Но анодная модуляция имеет и некоторые недостатки. При
анодной модуляции в большинстве случаев требуются мощные
модуляторы, так как в противном случае нельзя получить
глубокой модуляции. Нецелесообразно применять анодную
модуляцию в передатчиках, работающих в сложных климатических
условиях (повышенная влажность, низкое давление), где может
получиться пробой изоляции деталей при высоких анодных
напряжениях. Анодную модуляцию практически нельзя применять
з тетродных и пентодных генераторах из-за слабой зависимости
анодного тока от анодного напряжения. Поэтому она
используется лишь в триодных генераторах.
137
Двухтактные схемы модуляторов лучше однотактных, так
как в них почти отсутствуют нелинейные искажения.
Двухтактные модуляторы применяются в передатчиках средней и
большой мощности.
В последнее время все чаще используют комбинированные
методы модуляции, т. е. модуляция осуществляется
одновременно на нескольких электродах. Это позволяет преодолеть
ограниченность каждого из видов модуляции, используя более
эффективно преимущества каждого.
Контрольные вопросы
1. Как можно модулировать высокочастотный сигнал
передатчика?
2. Изобразите на графиках амплитудно-модулированное
колебание.
3. Чему равна ширина полосы частот (ширина канала)
модулированного колебания простым и сложным тоном при
амплитудной модуляции?
4. Что такое мощность сигнала несущей частоты, пиковая
мощность, мощности боковых частот и телефонная мощность?
5. Нарисуйте график осуществления амплитудной модуляции
смещением на сетку и объясните его.
6. Почему в схеме (рис. 96) емкость конденсатора С2
должна быть значительно больше емкости конденсатора С{>
7. В чем преимущество схемы модуляции смещением
А. Л. Минца по сравнению с трансформаторной схемой
модуляции смещением?
8. Нарисуйте схему модулятора с дросселем (рис. 100) и
объясните принцип ее работы.
9. Почему при пентодной модуляции можно обходиться без
усилителя низкой частоты (модулятора)?
10. Чем отличаются модуляционные характеристики при
сеточной модуляции смещением и пентодной модуляции?
11. Какие преимущества и недостатки имеет анодная моду
ляция перед сеточной модуляцией?
ГЛАВА 6
УГЛОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ В РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВАХ
§ 1. ФИЗИЧЕСКАЯ СУЩНОСТЬ МОДУЛЯЦИИ ПО ЧАСТОТЕ И ФАЗЕ
Частота и фаза зависят друг от друга. Под частотой
колебания понимают скорость изменения его фазы во времени.
При частотной модуляции изменяется (модулируется)
частота высокочастотных (ВЧ) колебаний.
138
При фазовой модуляции изменяется фаза ВЧ-колебаний.
На рис. 106 показана схема частотно-модулированного
колебания.
Простейшее синусоидальное колебание записывается в
следующем виде:
= UH sin
(142)
■■де ия—амплитуда ВЧ-колебаний;
со — частота колебаний;
Ф — фаза колебаний.
В немодулированном колебании эти параметры, полностью
определяющие колебание, постоянны. Возможно модулировать
каждый из трех параметров
колебания.
При изменении в соответствии
с передаваемым сигналом
амплитуды Unполучается амплитудная,
при изменении частоты со —
частотная, при изменении фазы ф —
фазовая модуляции.
Обозначив фазовый угол
ф(/) = at + ф, можно для
угловой модуляции записать
u = Un sin \rf(t)]. (143)
По определению частота
колебаний является скоростью
изменения фазы по времени, поэтому
Рис. 106. Схема
частотно-модулированного колебания:
а—низкочастотное модулирующее
напряжение; б—частотно-модулированное
колебание
dt
откуда
(144)
(145)
Из выражений (144) и (145) видно, что изменение частоты во
времени со(^) эквивалентно изменению фазы по закону ф(0 =
= j (n(t)dt. Изменение же фазы по закону <р(<) эквивалентно
изменению частоты по закону со(/) = —.
Эту взаимосвязь можно еще сформулировать следующим
образом: при частотной модуляции одновременно с частотой
изменяется и фаза колебаний, т. е. частотная модуляция
является также и фазовой модуляцией, фазовая модуляция
является в то же время и частотной модуляцией. Это основное
положение в теории частотной и фазовой модуляции.
139
§ 2. ДЕВИАЦИЯ ЧАСТОТЫ. ИНДЕКС МОДУЛЯЦИИ
При отсутствии модуляции уравнение тока в антенне имеет
вид
;а = /ан Sin K^ + ?o)- (146)
Приняв начальную фазу колебания (сро) равной нулю и
полагая, что напряжение звуковой частоты изменяется по косину-
соидальному закону, выражение для угловой частоты примет
вид
ш = о>н-|-Дш cos й t, (147)
где Дсо — максимальное отклонение частоты или девиация
частоты;
Q = 2jt/7— угловая частота модулирующего напряжения.
Согласно выражению (145) фаза колебания равна
t t .
(u>8-|-A<D cos &t)dt=mHt + —sin Qt+<?0. (148V
J » 12
0 0
Под «индексом модуляции» m.f будем понимать отношение
девиации частоты к частоте модулирующего напряжения
rrif = = — =—-— = Дщ. (149)
f п 2 п F F Y V
Из выражения (149) видно, что при постоянной девиации
Aw nif обратно пропорционален модулирующей частоте. С
учетом выражений (148) и (149) выражение для тока в антенне
запишется
ia = /aH sin(o)H^-f«/ sin 2/: + ?о) • (150>
Анализируя выражение (148), можно сделать следующие
выводы.
1. Индекс модуляции при частотной модуляции равен
отношению девиации частоты к модулирующей частоте:
Q
2. Так как амплитуда девиации пропорциональна амплитуде
модулирующего напряжения Аы = а11а. то индекс модуляции
пропорционален амплитуде и обратно пропорционален частоте
модуляции.
3. При одинаковой девиации Дш фаза модулируется глубже
на низких частотах.
С изменением модулирующего напряжения фаза будет
изменяться
y = wHt + A? sin Qt + <fi). (151)
140
Частота колебаний при фазовой модуляции определяется по
выражению (144)
1-;=-^__ш +д?д cos 2^, (152)
dt
где Дфй — девиация частоты при фазовой модуляции.
Дш = А«р2, (153)
откуда
4 Д СО
Д* = — mf.
Учитывая выражения (152) и (154), выражение для тока в
антенне имеет вид
*а = 4н sin (%£ + % sin (-2 £-f-?o)- (155)
Это выражение аналогично формуле (150).
Отсюда можно сделать вывод, что в случае модуляции
одним током частотная и фазовая модуляции тождественны. При
модуляции сигналами, имеющими различный спектр частот,
требуется и различная ширина спектра для частотной и
фазовой модуляции.
Так, при фазовой модуляции Ay = f(Us ). При этом
Л ш = Дер 2 =/(£/&> )2.
Таким образом, получается очень широкий спектр, поэтому
фазовая модуляция применяется ограниченно.
При частотной модуляции A(o = f(t/a ), a
Л со _ / (t/e )
?~ й ~~ ^
Здесь спектр значительно уже, поэтому частотная модуляция
более широко применяется на практике.
§ 3. УЗКОПОЛОСНАЯ И ШИРОКОПОЛОСНАЯ ЧАСТОТНАЯ
МОДУЛЯЦИЯ
Из выражения ср(О= <>>dt видно, что для превращения фа-
о
зовой модуляции в частотную необходимо на вход модулятора
подать напряжение, пропорциональное интегралу от первичного
модулирующего напряжения. Такое преобразование
производится с помощью так называемых интегрирующих цепей. Спектр
частот, излучаемых передатчиком при частотной модуляции,
значительно шире, чем при амплитудной. При малых значениях
индекса модуляции т/ амплитуды боковых колебаний быстро
убывают и ширина спектра получается такой, как и при
амплитудной модуляции. При увеличении индекса модуляции спектр
141
частот, занимаемых ЧМ-передатчиком, значительно
расширяется.
В практике принято разделять частотную модуляцию на
узкополосную и широкополосную. Узкополосная модуляция
характеризуется индексом модуляции Дср=(1—2) рад. Обычно
она используется в служебной и массовой радиосвязи, так
как там применяется простая аппаратура. Кроме того,
узкополосная модуляция более выгодна при тяжелых условиях
приема. Особенно проявляются преимущества этой модуляции
в тех случаях, когда имеются импульсные помехи, эффект
которых пропорционален ширине частотной полосы приемника.
Наряду с применением модуляции в УКВ-диапазоне она
используется также для связи в КВ-диапазоне.
Применяя частотную модуляцию с относительно небольшим
качанием частоты (порядка 15 кгц), можно резко улучшить
качество связи, если ограничить полосу звуковых частот,
воспринимаемых приемником, до 3 кгц. В этом случае мощность
сосредоточена в основном в несущей частоте и в первой паре
боковых частот. Для выполнения этого условия индекс модуляции
должен быть Аф < (0,5—1,0) рад. Узкополосная система с
частотной модуляцией при слабых полях всегда обеспечивает
лучшую чувствительность, чем система с амплитудной модуляцией.
Оптимальным индексом модуляции с точки зрения повышения
дальности действия при приемлемой чувствительности является
индекс модуляции Д<р=1. Величина Л<р определяет число
эффективных боковых колебаний и эффективную полосу частот.
Амплитуды боковых колебаний зависят только от величины Дер.
Широкополосная частотная модуляция применяется для
обеспечения лучшего качества вещания и звукового сопровождения
телевизионных передач. Спектр передачи звуковых частот от
30 гц до 15 кгц при максимальном индексе модуляции Дф =
= 5—8 рад. В этом случае полоса частот, излучаемая
передатчиком, равна Д/=150—200 кгц.
Следует отметить, что методы получения узкополосной
частотной модуляции пригодны и для получения широкополосной,
но при этом требуется большая кратность умножения частоты.
§ 4. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ ПЕРЕДАТЧИКА ПРИ ЧАСТОТНОЙ
МОДУЛЯЦИИ. СРАВНЕНИЕ ЧАСТОТНОЙ, ФАЗОВОЙ
И АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Широкая полоса частот при частотной модуляции является
ее недостатком. Но так как эта модуляция используется в
УКВ-диапазоне, то широкая полоса частот не такой уж
большой ее недостаток. Если применять глубокую модуляцию по
частоте и ограничение уровня сигнала в приемнике, можно во
много раз уменьшить чувствительность к помехам. В этом и
заключается главное преимущество частотной модуляции.
При амплитудной модуляции помехи малого уровня можно
значительно ослабить, повышая глубину модуляции. Однако
142
коэффициент глубины модуляции mf не может превышать
единицы, так как возникает перемодуляция. При этом на выходе
приемника не получается искаженный сигнал. Следовательно,
с повышением глубины модуляции ослабляется влияние помех.
Так как при частотной модуляции невозможна перемодуляцня.
то это также является ее преимуществом.
Средний к. п. д. равен
г,— Т1та" (при амплитудной модуляции);
т1 = "Птах (при частотной модуляции).
При частотной модуляции потребляемая передатчиком
мощность уменьшается приблизительно в два раза. Это объясняется
постоянством амплитуды излучаемых колебаний. Даже при
глубокой модуляции не надо увеличивать мощность, в то время
как передатчик с амплитудной модуляцией требует
дополнительной мощности. Кроме того, в отличие от передатчика с
амплитудной модуляцией, при частотной не нужен запас мощности
для обеспечения пиков модуляции.
При амплитудной модуляции пиковая мощность в (1+т)2
раз больше мощности немодулированного колебания.
Если т=\, пиковая мощность возрастет в 4 раза.
При частотной модуляции мощность колебания
приблизительно постоянна и равна мощности немодулированного
колебания.
При амплитудной модуляции значительные искажения,
замирания сигнала и другие причины резко снижают качество
связи. Все это сильно влияет на прием этих колебаний.
При частотной модуляции значительно уменьшается
чувствительность приемника к замиранию сигнала. Следует отметить
также простоту обслуживания и поддержания высоких
качественных показателей при эксплуатации передатчиков с частотной
модуляцией.
Таким образом, преимущества частотной модуляции
заключаются в следующем:
1) небольшая чувствительность приемника к помехам;
2) небольшая чувствительность к замиранию сигнала;
3) небольшая мощность, потребляемая передатчиком при
одинаковой мощности излучения;
4) невозможность перемодуляции;
5) простые фильтры выпрямителя.
Среднее значение к. п. д. при частотной модуляции
значительно больше среднего значения к. п. д. при амплитудной.
При частотной модуляции не требуется запаса мощности
передатчика при передаче громких звуков. Передатчик всегда
излучает полную мощность.
143
Фазовая модуляция имеет те же преимущества, что и
частотная, но более широкий спектр частот.
К недостаткам частотной модуляции относят невозможность
осуществления такой модуляции в вещательных передатчиках
длинных, средних и коротких волн.
§ 5. СРАВНИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ РАЗЛИЧНЫХ МЕТОДОВ
ПОЛУЧЕНИЯ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИИ
В передающих устройствах широко применяются два метода
частотной модуляции: прямой и косвенный. При прямом методе
частотный модулятор воздействует непосредственно на
задающий генератор, изменяя его частоту. Исторически сложилось
так, что сначала применялись прямые методы модуляции. Так.
частота в дуговом передатчике изменялась путем подключения
дополнительно в контур индуктивности или емкости. На этом
зг
УЧ
УМ
м
Рис. 107. Осуществление частотной
модуляции с помощью
конденсаторного микрофона
Рис. 108. Блок-схема осуществления
прямых методов частотной
модуляции с помощью частотного
модулятора:
М—модулятор (микрофон); ЗГ—задающий
генератор; УЧ—умножитель частоты; УМ—
усилитель мощности
принципе основано применение конденсаторного микрофона
(рис. 107) как простейшего способа получения частотной
модуляции. Параллельно контуру присоединен конденсаторный
микрофон М, емкость которого увеличивает основную емкость
контура и изменяет его частоту. Емкость конденсаторного
микрофона меняется при воздействии звука. С увеличением звукового
давления подвижная пластина приближается к неподвижной.
При этом общая емкость контура возрастает, а частота
генератора уменьшается. С уменьшением звукового давления
происходит обратное явление. Чем выше тон, тем качания будут
чаще; чем громче окажется звук, тем больше будет отклоняться
частота в ту и другую сторону от своего среднего положения
Хотя схема частотной модуляции с конденсаторным
микрофоном широко не применяется из-за нестабильности емкости
микрофона и невозможности получения глубокой неискаженной
модуляции, она наглядно показывает принцип действия прямого
метода модуляции. Более удобно осуществлять частотную мо-
144
дуляцию с помощью угольного микрофона, который при
воздействии звука выделяет через свой трансформатор переменное
напряжение звуковой частоты F. В этом случае в схему входит
лампа, так называемый частотный модулятор. Эта схема
предложена А. Л. Минцем в 1927 г. Существует много способов
осуществления прямого метода частотной модуляции (рис. 108).
Основной недостаток прямых методов модуляции — низкая
стабильность средней частоты передатчика. При модуляции
необходимо удовлетворять два противоречивых требования: частота
задающего генератора должна меняться в широких пределах, а
средняя частота — поддерживаться строго постоянной.
Применяя автоматическую подстройку частоты, можно уменьшить это
противоречие, так как автоматическая подстройка частоты
устраняет медленные изменения частоты и не влияет на быстрые
изменения, связанные с модуляцией.
Первую схему для получения фазовой модуляции косвенным
методом предложили советские ученые Г. А. Зейтленок ч
Е. И. Каменский в 1932 г.
При косвенном методе модуляции чаще всего
осуществляется фазовая модуляция, которая затем превращается в
частотную (рис. 109).
Рис. 109. Блок-схема получения фазовой
модуляции:
К—корректор; БМ— балансный модулятор; 3/~-задаю-
щий генератор; Ф—фазовращатель; СМ—смеситель;
УЧ—умножитель частоты; УВЧ—усилитель высокой
частоты
На входе низкой частоты включен корректор К, который
преобразовывает фазовую модуляцию в частотную. Из-за
большого количества ступеней умножения схема крайне сложна и
громоздка. Поэтому в маломощных передатчиках, особенно в
передвижных, косвенные методы почти не применяются. Они в
основном используются в радиовещательных станциях. Высокая
стабильность несущей частоты передатчика при этих методах
обеспечивается с помощью кварцевой стабилизации частоты
задающего генератора, так как модуляция осуществляется в
одной из промежуточных ступеней передатчика. Это главное
преимущество косвенного метода. Кроме этих двух методов,
существует еще комбинированный метод получения частотной моду-
!0 Заказ .42-J2
145
ляции. Этот метод осуществляется в схемах, в которых
требуемая частота получается путем суммирования частот от
двух генераторов: одного—стабильного, немодулированного, а
второго—генератора пониженной частоты. В этом-то генераторе
непосредственно и осуществляется частотная модуляция. Эти
схемы часто применяются в системах с узкополосной
модуляцией и системах частотного телеграфирования.
При прямом методе частотную модуляцию осуществляют с
помощью реактивных ламп, магнитных модуляторов, варикон-
дов, диодов, клистронов, а также входной емкости, частотной
модуляции кварцевого генератора и емкости р—п-переходов
полупроводниковых приборов.
При косвенном методе частотную модуляцию получают
различными методами преобразования фазовой модуляции в
частотную.
§ 6. ТИПОВЫЕ СХЕМЫ ПОЛУЧЕНИЯ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИИ
В стационарных передатчиках для получения высоких
качественных показателей сначала получают фазовую модуляцию,
а затем превращают ее в частотную. Применение фазовой
модуляции дает возможность использовать любые способы
стабилизации частоты несущего колебания. Обычно используют
кварцевую стабилизацию частоты. При этом схема получается очень
сложной. Кроме того, для обеспечения необходимой девиации
частоты в случае широкополосной модуляции порядка 50—75 кгц
необходимо применять до десяти ступеней умножения частоты,
что практически также представляет значительные неудобства.
Рис. НО. Частотный модулятор с реактивной
лампой, эквивалентной индуктивности
На практике применяются схемы частотной модуляции с
помощью реактивных ламп. Реактивной лампа называется потому,
что в зависимости от способа включения фазирующей цепи она
будет представлять реактивность—-индуктивность или емкость.
Реактивная лампа включается параллельно контуру задающего
генератора. Частотная модуляция при этом получается непо-
146
средственно в задающем генераторе. На рис. НО приведена
схема частотного модулятора с реактивной лампой РЛ,
эквивалентной индуктивности. Между анодом и сеткой реактивной
лампы включено сопротивление R$, а между сеткой и катодом
емкость Сф.
Для того чтобы реактивная лампа изменяла частоту в
задающем генераторе, необходимо выполнить условие
#Ф>>—7^, (156)
где со— частота задающего генератора.
Ток в фазирующей цепи ^фСф определяется в основном
сопротивлением Яф. Напряжением на емкости Сф является исш.
Следовательно, на сетке реактивной лампы оно отстает от
напряжения на аноде Ua на 90°.
Поэтому можно записать:
Ue= ^—=_i^—. (158)
j со Сф усо Сф /?ф
В качестве реактивных ламп используются обычно лампы
с экранированным анодом. Ввиду малой проницаемости первая
гармоника анодного тока равна
alсрс:
У
Кажущееся сопротивление реактивной лампы
(160)
Из выражения (160) видно, что реактивная лампа при
данном включении фазирующей цепи представляет собой
эквивалентную индуктивность
La = R* Сф ■ (161.)
Scp
Если изменять смещение на сетке реактивной лампы со звуковой
частотой Q, то будет изменяться средняя крутизна Scp для/ai.a
следовательно, и эквивалентная индуктивность Ьэ.
А так как она подключена параллельно колебательному
контуру, то будет изменяться и генерируемая частота со.
Рассуждая аналогичным образом, можно показать, что если между
анодом и сеткой включить Сф, а между сеткой и катодом R$ н
выполнить условие
7г-»/?Ф, (162)
со Сф "
10* 147
то в этом случае реактивная лампа будет выполнять функции
эквивалентной емкости.
Частотная модуляция, осуществляемая с помощью
реактивных ламп, обладает существенными недостатками: низкой
стабильностью частоты задающего генератора, обусловленной не
только действием факторов дестабилизации на задающий
генератор, но также влиянием этих факторов на реактивную лампу.
Для устранения этого недостатка в схему частотной
модуляции вводят устройство автоматической подстройки частоты
задающего генератора. Следует отметить, что это устройства
гораздо сложнее частотного модулятора.
Все другие схемы осуществления прямого метода модуляции
применяются значительно реже.
Контрольные вопросы
1. Чем отличаются фазовая и частотная модуляции от
амплитудной?
2. Почему частотная модуляция преимущественно
применяется в УКВ-диапазоне?
3. Дайте определение индекса модуляции. Как
классифицируется частотная модуляция в зависимости от индекса
модуляции?
4. В каком случае спектр фазовой модуляции и частотно»
модуляции одинаков?
5. Какие преимущества частотной модуляции перед
амплитудной?
6. Перечислите методы получения частотной модуляции.
7. Какими способами можно осуществить прямой метод
модуляции?
8. Объясните термин «реактивная лампа». Назовите необхо
димые условия ее нормальной работы.
ГЛАВА 7
ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ В РАДИОПЕРЕДАТЧИКАХ
§ 1. ОСНОВЫ ИМПУЛЬСНОЙ РАДИОСВЯЗИ.
ИМПУЛЬСНАЯ РАБОТА ПЕРЕДАТЧИКА
Последовательность импульсов можно использовать для пе
редачи информации. Это широко используется в различных
системах импульсной модуляции. Так, импульсные виды передачи
применяются в навигации, радиолокации, малоканальных
радиорелейных линиях с временной селекцией и других системах
связи.
148
Еще в 1930 г. советский ученый А. Н. Щукин впервые
предложил принцип импульсной радиотелефонной связи путем
модуляции ширины импульсов. Ряд теоретических вопросов,
связанных с импульсной модуляцией, разработан советскими
учеными В. А. Котельниковым, И. С. Гоноровским, Н. М. Изюмо-
вым, С. В. Бородичем и др.
При импульсной работе передатчика колебания в антенне
возбуждаются периодически с определенным интервалом.
Передатчик излучает импульсы постоянной формы. Такой режим ра
боты называется импульсной манипуляцией. Передача
непрерывного сигнала в виде мгновенных значений его через равные
промежутки времени называется дискретной передачей, а
процесс преобразования непрерывного сигнала в дискретный —
квантованием сигнала во времени.
Возможность передачи непрерывного сигнала рядом
дискретных значений доказана акад. В. А. Котельниковым. При этом
для передачи непрерывного сигнала достаточно передавать.
1
его значения через интервалы времени At— .
^ ^тах
Если Лпах = 3400 гц, то в секунду следует передавать не менее
6800 значений сигнала.
На рис. 111 приведена блок-схема импульсной работы
передатчика при многоканальной радиосвязи.
и,,
1
I
2
п
3
п-
т
п
II
I
г з
II
...
4-
я
=1
Рис. 111. Блок-схема импульсной работы передатчика:
Т—период следования импульсов; т —длительность импульса; U -
амплитуда импульса
После первого импульса по каждому из каналов передается
более широкий синхронизирующий импульс, после чего следуют
вторые импульсы по всем каналам и т. д. Для выделения
сигнала модулятор соответствующего канала на передающей
стороне и детектор на приемной стороне должны синхронно
(одновременно) подключаться к линии. Для обеспечения
синхронности коммутации и передается специальный синхронизирующий,
импульс.
Для передачи информации при импульсной работе
необходимо последовательность импульсов каждого канала промоду-
лировать по определенному закону.
ИГ'
§ 2. ВИДЫ ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Если изменить параметры импульсов — амплитуду, фазу,
частоту или ширину, то получим импульсную модуляцию
соответствующего вида:
1) амплитудно-импульсную модуляцию, при которой
амплитуда импульсов изменяется в соответствии с модулирующим
сигналом;
2) широтно-импульсную модуляцию, при которой изменяется
длительность импульсов по закону модулирующего
напряжения;
3) фазо-импульсную модуляцию, при которой изменяется
фаза импульсов (моменты возникновения импульсов во
времени) относительно среднего значения по закону модулирующего
напряжения;
4) частотно-импульсную модуляцию, при которой в
соответствии с изменением модулирующего напряжения изменяется
частота повторения импульсов.
Простейшим из перечисленных видов импульсной модуляции
является амплитудно-импульсная (рис. 112).
I ' III '
ti m n fii n t
Рис. 112.
Амплитудно-импульсная модуляция
Рис. 113. Широтно-импульсная
модуляция
Эта модуляция является менее совершенной из-за малой
помехозащищенности. При ней в приемнике нельзя ставить
ограничители.
На рис. 113 показана широтно-импульсная модуляция.
Необходимо помнить, что при модуляции импульсов по
ширине (длительности) полоса частот будет шире амплитудно-
импульсной модуляции. Поэтому при выборе ширины полосы
пропускания необходимо исходить из параметров самого узкого
импульса. Иногда на практике широтно-импульсную модуляцию
преобразуют в амплитудно-импульсную, а затем при
детектировании выделяют звуковую составляющую.
150
Широтно-импульсная модуляция может быть одностороняя
и двусторонняя, в зависимости от того, смещается один из
фронтов импульса под действием модулирующего напряжения или
оба фронта.
При фазо-импульсной модуляции импульсы сдвигаются во
времени.
На рис. 114 приведены графики,
поясняющие получение фазо-импульс-
ной модуляции. Из графиков видно,
что положительным значениям
модулирующего напряжения соответствует
фазовый сдвиг вправо, а
отрицательным значениям — сдвиг влево.
Следует отметить, что в приемнике
обычно преобразуют фазо-импульсную
модуляцию в широтно-импульсную или
амплитудно-импульсную, из которых
значительно легче выделить звуковую
составляющую. Существует также ко-
дово-импульсная модуляция, при
которой передается последовательность
комбинаций из импульсов и пауз в за- Рис- "4- Фазо-импульсная
висимости от уровня сигнала.
модуляция
§ 3. СХЕМЫ ИМПУЛЬСНЫХ МОДУЛЯТОРОВ
Рассмотрим одну из возможных схем получения
амплитудно-импульсной модуляции, приведенную на рис. 115. На
управляющую сетку лампы поступает напряжение периодической по-
Рис. 115. Схема
модулятора амплитудно-импульсной
модуляции
Рис. 116. Схема модулятора ши
ротно-импульсной модуляции
следовательности импульсов £/„. На экранирующую сетк\
помимо постоянного экранного напряжения £э поступает
напряжение звуковой частоты Lt>. Следовательно, на сопротивле-
15!
нии анодной нагрузки ^а выходное напряжение будет меняться
пропорционально U^ и иметь вид, показанный на рис. 112.
Схема для получения широтно-импульсной модуляции
приведена на рис. 116. На управляющую сетку подается
напряжение периодической последовательности импульсов Un.
Модулирующее напряжение низкой частоты подается в цепь катода.
В результате, в анодной цепи на сопротивлении Ra получаются
импульсы тока, модулированные по ширине (длительности) так,
как это показано на рис. 113.
Рис. 117. Схема модулятора фазо-импульсной модуляции
На рис. 117 приведена схема модулятора фазо-импульсной
модуляции, основанного на применении задержки импульсов.
На лампе Л\ собрана схема модулятора
широтно-импульсной модуляции, обеспечивающая модуляцию импульсов по
длительности. Модулированные по ширине импульсы поступают на
дифференцирующую цепочку RC и ограничитель на лампе Л2,
после чего получаются остроконечные импульсы одной
полярности. При фазо-импульсной модуляции ширина всех импульсов
одинакова.
§ 4. КОММУТАТОРЫ
В импульсных модуляторах в качестве коммутаторов
применяют электронные лампы и газоразрядные приборы.
Электронные лампы обладают безынерционностью действия
и возможностью двустороннего управления. Они применяются в
модуляторах с любым режимом разряда накопителя.
Однако у электронных ламп есть и недостатки:
1) возникновение больших потерь мощности на лампе из-за
большой величины внутреннего сопротивления;
2) значительная амплитуда управляющих импульсов из-за
большого напряжения запирания по управляющей сетке.
На рис. 118 приведена схема модулятора с режимом
частичного разряда накопительной емкости при модуляции магнетрон-
ного генератора. При отсутствии управляющих импульсов на
сетке лампы Л\ она заперта подачей отрицательного смещения
152
Eci на сетку лампы. При этом от источника питания от £а
через i?orp заряжается емкость С„. В момент отпирания лампы
импульсами в течение времени т конденсатор Сн разряжается
на магнетрон.
Рис. 118. Схема модулятора с режимом
частичного разряда накопительной емкости при
модуляции магнетронного модулятора:
Л\— электронная лампа, применяемая в качестве коммутатора;
Л2—демпфирующий диод; М—магнетрон; Со—паразитная емкость
Из-за небольшой величины постоянной времени разрядной
цепи передний фронт импульса можно получить достаточно
крутым, как показано на рис. 119.
Для увеличения крутизны заднего
фронта импульса параллельно
магнетрону подключается дроссель. Образуя
вместе с емкостью Со колебательный
контур, он превращает разряд
паразитной емкости в колебательный
процесс (точки ^з —15).
Для устранения опасности
возбуждения колебаний магнетрона в паузе
(в период времени U — h) за счет
положительного полупериода
напряжения разряда параллельно магнетрону
подключен демпфирующий диод,
который и обеспечивает апериодический
характер разряда емкости.
Принцип работы газоразрядных коммутаторов аналогичен
принципу работы электронных ламп. Они преимущественно
применяются там, где необходимо получить импульсы
длительностью в десятые доли микросекунды.
§ 5. СРАВНИТЕЛЬНАЯ ОЦЕНКА МЕТОДОВ ИМПУЛЬСНОЙ
МОДУЛЯЦИИ
Наименьшей помехозащищенностью обладает амплитудно-
импульсная модуляция, так как при ней нельзя применять
амплитудное ограничение импульсов. Другие способы импульсной
Рис. 119. Повышение
крутизны кривой заднего
фронта импульса с
помощью зарядного
дросселя и диода
153
модуляции (широтно-импульсная, фазо-импульсная и частотно-
импульсная) обеспечивают лучшую помехозащищенность, так
как при них можно применять амплитудное ограничение. Из
всех способов импульсной модуляции наибольшей
помехозащищенностью обладает фазо-импульсная модуляция.
При широтно-импульсной модуляции импульсы все время
изменяются по длительности, поэтому средняя мощность
сигнала больше, чем при фазо-импульсной модуляции. А чем больше
средняя мощность сигнала при данном уровне помех, тем
больше помехозащищенность. В этом и заключается преимущество
фазо-импульсной модуляции перед широтно-импульсной.
При частотно-импульсной модуляции помехоустойчивость
больше, однако меньше чем при фазо-импульсной. Это связано
с уменьшением девиации импульсов при частотно-импульсной
модуляции с увеличением модулирующей частоты. Помимо
простых методов получения импульсной модуляции, существуют
более сложные, где передаваемая информация подвергается
двум последовательным преобразованиям. Так, при
кодово-импульсной модуляции сигнал фиксируется через равные
промежутки времени, а затем сигнал разделяется (квантуется) по
уровням.
Помехоустойчивость при кодово-импульсной модуляции
больше, чем при любой другой импульсной модуляции. Основным
видом шумов при этой модуляции являются шумы квантования.
Разновидностью модуляции является дельта-модуляция, где
при кодировании используется однозначный двоичный код, т. е.
при передаче сигнала используются только одиночные
импульсы.
Следует отметить, что системы с дельта-модуляцией
уступают системе кодово-импульсной модуляции. Преимуществом же
данной системы по сравнению с кодово-импульсной модуляцией
является то, что аппаратура более простая.
§ 6. ПРИМЕНЕНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ МЕТОДОВ В РАЗЛИЧНЫХ
РАДИОТЕХНИЧЕСКИХ УСТРОЙСТВАХ
Импульсные методы модуляции используются в
радиорелейных линиях связи с временным уплотнением каналов. В
настоящее время по таким линиям можно одновременно осуществлять
передачу по многим телефонным каналам.
Возможность получения большой мощности при импульсной
работе позволяет широко применять импульсные методы в
радиолокационной технике. Импульсные радиолокационные
устройства работают следующим образом: передатчик излучает
импульсы электромагнитной энергии, затем на какое-то время
перестает излучать их, а приемное устройство в это время при-
154
нимает отраженные импульсы от своего передатчика, после
чего цикл повторяется сначала.
Вторая мировая война и усиленный рост военной техники
дали толчок развитию техники радиолокации. Она стала
применяться для обнаружения и опознавания самолетов, кораблей
и подводных лодок. После войны методы радиолокации начали
использовать в науке и народном хозяйстве. Так, в
метеорологии с помощью радиолокации составляют прогнозы погоды, в
астрономии наблюдают за падающими метеорами.
Радионавигация широко используется на самолетах и судах.
Контрольные вопросы
1. Назначение и область применения импульсной
радиосвязи.
2. Перечислите известные методы осуществления импульсной
модуляции.
3. Какова помехоустойчивость различных методов
импульсной модуляции?
4. Назначение и принцип действия коммутаторов на
электронных лампах и газоразрядных приборах.
5. Перечислите, где в основном применяется импульсная
модуляция в технике связи.
ГЛАВА 8
РАДИОТЕЛЕГРАФИЯ
§ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОТЕЛЕГРАФИРОВАНИИ
Передача по радио телеграфных сигналов может
осуществляться различными способами: ручными и
автоматизированными.
Для передачи знаков используются в настоящее время два
кода: код Морзе — неравномерный, где продолжительность
передачи неодинакова для различных знаков, и равномерный, npt-i
котором знаки отличаются только чередованием бестоковых и
токовых посылок. Количество их остается постоянным.
На рис. 120 и 121 приведены комбинации посылок при
равномерном коде и коде Морзе. При любом коде используются
самые элементарные посылки, комбинации из которых
позволяют передать любую букву. Скорость телеграфирования
измеряется в бодах: 1 бод соответствует передаче одной
элементарной посылки в секунду. Так, например, скорость
телеграфирования на ключе при использовании кода Морзе около 20 бод.
При работе трансмиттером (с помощью быстродействующего
устройства) скорость повышается до 400 бод. При работе фото-
155
телеграфом скорость достигает 1000 бод. Для того чтобы
передать телеграфные знаки по радио, возможны следующие виды
работы передатчика:
1) амплитудная манипуляция, при которой передатчик
отпирается во время передачи сигнала, а во время паузы
запирается;
Рис. 121. Равномер-
Рис. 120. Код Морзе ный код
2) амплитудная манипуляция тонально-модулированных
колебаний, при которой во время посылки сигнала передатчик
модулируется звуковой частотой 400—1000 гц, а во время
паузы — запирается;
3) частотная манипуляция. При передаче сигнала
передатчик излучает одну частоту, а во время паузы — другую;
4) частотная манипуляция тональных поднесущих. Она
применяется при передаче по нескольким каналам, где
используются различные поднесущие частоты;
5) двойное частотное телеграфирование.
Если в отличие от частотной манипуляции переключать не
две, а четыре частоты, то манипуляции можно осуществлять
двухтональное частотное телеграфирование, т. е. передавать
одновременно два сообщения.
§ 2. ЧАСТОТНЫЙ СПЕКТР И СКОРОСТЬ ПЕРЕДАЧИ
ПРИ АМПЛИТУДНОЙ МАНИПУЛЯЦИИ
При амплитудной манипуляции ток в антенне передатчика
изменяется по закону передаваемых сигналов. На рис. 122
приведены амплитудно-манипулированные колебания. Из рисунка
видно, что амплитудно-манипулированные колебания можно
рассматривать как колебания при т=\, где огибающая имеет
форму импульсов прямоугольной формы.
Если амплитуду высокочастотных колебаний в непрерывном
режиме принять за единицу при передаче токовых и бестоковых
посылок, то амплитуды составляющих равны:
а,,= —-\ а„ — — • sin п —-—. (1d3i
Т rtn Г
где п — длительность токового импульса;
Т — период следования импульса;
156
а0 — амплитуда несущей частоты;
ап — амплитуды боковых частот при различных значениях
л = 1,2,3 ...
При выборе длительности импульса принимают ti = 0,57".
Амплитуды а0 и ап в этом случае равны:
Ln-^L_. (164)
2
nn
Анализ выражений (163) и (164) показывает, что колебания
с амплитудной манипуляцией занимают широкий частотный
спектр. Если выбрать огибающую непрямоугольной формы, то
полосу частот можно сократить.
Рис. 122. Амплитудно-мани-
пулированные колебания
Преимуществом амплитудной манипуляции является ее
простота. К недостаткам следует отнести широкий спектр частот
и плохую помехозащищенность.
В случае применения амплитудной манипуляции тонально-
модулированных колебаний они имеют вид, приведенный на
рис. 123.
ш
Рис. 123. Амплитудная манипуляция
тонально-модулированных колебаний
Частота модуляции несущих колебаний равна 4004-1000 гц.
Это дает возможность обеспечить слуховой прием телеграфных
сигналов. Но при этом уменьшается мощность передатчика и
расширяется частотный спектр по сравнению со спектром при
амплитудной манипуляции.
§ 3. СХЕМЫ АМПЛИТУДНОЙ МАНИПУЛЯЦИИ
В РАДИОПЕРЕДАТЧИКАХ
Телеграфную манипуляцию практически можно получить:
1) разрывом цепи высокочастотного контура;
2) разрывом цепи сеточного смещения;
157
к
Рис. 124. Схема
амплитудной манипуляции при
разрыве цепи сеточного
смещения
3) разрывом цепи сеточного возбуждения;
4) путем подачи на управляющую сетку большого
отрицательного смещения;
5) путем разрыва цепи анодного питания;
6) путем подачи на экранирующую сетку отрицательного
напряжения.
На рис. 124 приведена схема
амплитудной манипуляции при разрыве цепи
сеточного смещения. При отжатом
ключе К в течение действия
положительной полуволны напряжения Uc
смещение в цепи сетки установится
равным \ЕСО | = Uc. В этом случае
сеточный ток становится равным нулю.
При этом анодный ток не равен нулю,
так как характеристика лампы
частично проходит в области отрицательных
напряжений на сетке.
Осуществление телеграфной
манипуляции путем разрыва контура
генератора не рекомендуется, так как под
действием высокочастотного тока во
время прерывания могут обгореть контакты.
В генераторах малой мощности амплитудную манипуляцию
можно осуществить путем включения и выключения постоянного
чнодного напряжения Еа. В случае применения экранированных
ламп можно осуществить комбинированную манипуляцию.
Причем, чем меньше мощность генератора, тем легче осуществить
манипуляцию.
§ 4. ИСКАЖЕНИЯ ПРИ РАДИОТЕЛЕГРАФНОЙ РАБОТЕ
При передаче телеграфных сигналов форма телеграфного
сигнала искажается за счет нестационарных процессов, которые
могут возникнуть в цепях автоматического смещения и цепях
питания экранирующих сеток ламп.
При запертом передатчике напряжение на экранной сетке
максимально, так как отсутствует падение напряжения на
гасящем сопротивлении. При включении (нажатии) сигнала
из-за появления тока экранирующей сетки напряжение
уменьшается по экспоненциальному закону, причем напряжение
мгновенно измениться не может из-за наличия конденсатора в
цепи экранирующей сетки. Аналогичный процесс наблюдается
и в выходной ступени передатчика, в которой применяется
автоматическое смещение в цепи управляющей сетки (за счет
сеточного тока). Эти искажения расширяют полосу частот.
Проявляются они в основном в передатчиках с амплитудной
манипуляцией.
158
Существуют искажения, вносимые трансляционной линией.
Они появляются потому, что радиопередатчики находятся
обычно на расстояниях до 60 км от радиобюро, где
установлены телеграфные аппараты. Телеграфные сигналы, проходя по
линии, могут исказиться под влиянием помех на соседних
линиях, поэтому телеграфная аппаратура должна быть правильно
отрегулирована. Телеграфные сигналы искажаются и под
действием остаточных колебаний во время паузы, которые
возникают из-за неполного запирания манипулируемой ступени,
плохой нейтрализации и наличия паразитных связей между
ступенями. Поэтому рекомендуется манипуляцию осуществлять
в маломощных ступенях.
При передаче телеграфных сигналов может искажаться как
вершина импульса, так и его фронт.
Наличие в приемнике ограничителя до известной степени
устраняет искажения верхней части импульса. Искажения
фронта импульса могут привести к ошибкам при передаче.
Для оценки этих искажений вводят понятие «коэффициент
преобладания».
При подаче на вход передатчика точек (коротких импульсов)
коэффициент преобладания можно вычислить по формуле (см.
рис. 125)
т2
100 о/о.
Для быстродействующей передачи обычно к<5%. Форма
телеграфного сигнала искажается также за счет фильтра
выпрямителя (рис. 126). При запертом передатчике ток выпрями-
г\
Рас. 125. Искаженные
сигналы на выходе
передатчика
Рис. 126. Фильтр выпрямителя .■
оконечной ступенью передатчика
теля мал или равен нулю, при работающем передатчике — ток
максимальный. Резкие изменения тока вызывают переходные
процессы в фильтре, так как дроссель фильтра La препятствует
изменениям тока.
§ 5. ЧАСТОТНАЯ МАНИПУЛЯЦИЯ
При частотной манипуляции амплитуда тока в антенне не
меняется. Частота изменяется как при нажатии, так и при
отжатии телеграфного ключа.
159
Принцип осуществления частотной манипуляции легко
уяснить из блок-схемы, приведенной на рис. 127. Подключая
поочередно с помощью манипулятора стабильные кварцевые
генераторы с частотами /i и ^2. на выходе усилителя получают
оазные частоты.
КЛарцеЬчй
генератор
fi
КВарцеВый.
генератор
Манипулятор
Усилитель
Рис. 127. Блок-схема частотного манипулятора
Недостатком этой схемы является то, что резко меняется
фаза при переключении автогенераторов, а это приводит к
появлению дополнительной фазовой манипуляции, вследствие чего
ширина полосы передатчика расширяется.
Основные требования, предъявляемые к частотно-манипули-
руемым передатчикам, следующие:
1) высокая стабильность частот генераторов f\ и /г, которая
значительно снижает полосу частот;
2) малые побочные излучения;
3) обеспечение быстродействующей работы передатчика.
Если переключать четыре частоты, то можно осуществить
двухканальное частотное телеграфирование.
Следует отметить, что в каждом канале используется полная
мощность данного передатчика. При этом возможны следующие
режимы работы.
Частоты
А
/з
I канал
нажатие
нажатие
отжатие
отжатие
И канал
нажатие
отжатие
нажатие
отжатие
На приемнике получаются биения, которые легко можно
отделить с помощью фильтров.
Для обеспечения высокой стабильности излучаемых частот
можно последовательно с кварцевым генератором включить
небольшую индуктивность L. Эту индуктивность использовал
160
в своей схеме частотной манипуляции (рис. 128) инж. А. А. Ма-
газанник в 1944 г. Замыкая с помощью ключа К
индуктивность L (положение 2) или размыкая ее (положение /), на
выходе генератора получают
две частоты высокой
стабильности. Индуктивность будет
замыкаться и размыкаться в
соответствии с телеграфными
сигналами.
В качестве индуктивности
можно применять реактивную
лампу, т. е. лампу с
фазирующей цепочкой, которая
действует так же, как ИНДуктив- риС- ]28. Схема частотной манипу-
НОСТЬ. ляции Магазанника
Схема А. А. Магазанника
широко применяется в магистральных передатчиках с частотной
манипуляцией.
§ 6. ПОНЯТИЕ ОБ ОДНОПОЛОСНОЙ РАДИОСВЯЗИ
Из рассмотрения амплитудно-модулированных колебаний
видно, что верхняя и нижняя боковые полосы симметрично
расположены относительно несущей частоты и заключают в себе
одну и ту же информацию. Поэтому при радиосвязи можно
использовать только одну боковую полосу, что позволяет сузить
в два раза частотный спектр.
В специальной радиотелефонной связи помимо подавления
одной боковой полосы подавляется также и несущая частота.
При этом в приемнике имеется специальный гетеродин, с
помощью которого восстанавливается несущая частота. Для
точного восстановления несущей частоты передатчик излучает
«пилот-сигнал», который в приемнике управляет работой цепи
автоподстройки гетеродина. Существуют различные методы
формирования однополосного сигнала. Однако независимо от метода
необходимо подавлять несущую и одну боковую полосы,
полученные при амплитудной модуляции.
При однополосной передаче сокращаются вдвое полосы
частот и обеспечивается секретность передачи, так как обычным
приемником прием невозможен. Кроме того, при передаче на
коротких волнах исключены замирания при однополосной
радиосвязи, так как несущая частота генерируется специальным
гетеродином в самом приемном устройстве.
Перевод передатчика с обычной модуляцией (тп = 1) на
режим работы с однополосной передачей без несущей
эквивалентен увеличению его мощности в 4 раза. При однополосной
передаче за счет сужения полосы пропускания приемника в
2 раза отношение сигнала к помехам увеличивается в 2 раза.
11 Заказ 3222 161
Это эквивалентно выигрышу по мощности в 2 раза.
Следовательно, общий выигрыш по мощности равен 8; отсутствие
нарушений фазовых соотношений между несущей и боковыми
частотами также дает дополнительный выигрыш по мощности.
Однополосная передача широко применяется в
многоканальной связи.
Контрольные вопросы
1. В каких единицах измеряется скорость телеграфирования?
2. Охарактеризуйте основные виды работы передатчика при
радиотелеграфировании.
3. Назовите основные схемы получения амплитудной
манипуляции. Их преимущества, недостатки, область применения.
4. Каковы причины искажений телеграфных сигналов при
амплитудной манипуляции?
5. Назовите особенности частотной манипуляции.
6. Каково преимущество двойного частотного
телеграфирования?
7. Назовите известные схемы для получения частотной
манипуляции и особенности их работы.
8. Каковы преимущества однополосной системы связи?
Раздел II
РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
/7
ГЛАВА 9
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ РАДИОПРИЕМНИКОВ
§ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВАХ
Радиоприемное устройство (рис. 129) предназначено для
приема информации, поступающей в виде радиоволн. В
радиоприемнике Я выделяются
соответствующие сигналы, которые
усиливаются и преобразуются к
такому виду, который необходим
для работы оконечного прибора.
Оконечный прибор ОП служит
для воспроизведения первичных
сигналов (информации), исполь- Рцс- /29. Блок-схема радиопри-
зуемых для различных целей. В емкого устройства
зависимости от назначения
радиоприемного устройства оконечным прибором может быть
телефон, пишущий аппарат, громкоговоритель,
электроннолучевая трубка, автоматический прибор управления и др.
На рис. 130 показаны блок-схемы при-
Блок-схемы емников прямого усиления (а) и суперге-
приемников ^ /й\ »
теродинного типа (о), предназначенных
для приема речи. Характерная особенность приемника прямого
усиления заключается в том, что высокая частота сигнала
в тракте до детектора не изменяется, и усиление происходит на
высокой частоте.
Требуемое напряжение с частотой сигнала (предварительная
частотная избирательность) выделяется при помощи входного
контура ВК; усиление —при помощи усилителя высокой
частоты УВЧ, оно производит дальнейшую избирательность по
частоте; преобразование, т. е. выделение из высокочастотного
модулированного колебания первичного сигнала низкой (звуковой)
частоты, осуществляет детектор Д.
И* 163
Так как после детектора напряжение звуковой частоты
обычно мало, то оно усиливается с помощью усилителя низкой
частоты УНЧ и подается затем на оконечный прибор ОП.
Рис. 130. Блок-схемы радиоприемников:
а—прямого усиления; б—супергетеродина
В супергетеродинном приемнике, в отличие от приемника
прямого усиления, имеется две дополнительные ступени —
преобразователь частоты ПЧ и усилитель промежуточной частоты
УЙЧ. Преобразователь частоты состоит из смесителя С и
гетеродина Г. Гетеродин представляет собой маломощный
автогенератор, вырабатывающий высокочастотные колебания с
постоянной амплитудой и частотой /г, которая несколько
отличается от частоты сигнала fc-
На смеситель поступает напряжение сигнала с частотой /с и
напряжение гетеродина с частотой fr. Таким образом, два вида
колебаний высокой частоты смешиваются, в результате чего
выделяются колебания разностной (промежуточной) частоты /щ,.
На эту частоту настраивают анодный контур (нагрузку)
смесителя.
Промежуточная частота приемника всегда постоянна, а
частота принимаемого сигнала /с может изменяться. Это
достигается путем одновременной перестройки (с помощью ручки
управления) входного контура, контура усилителя высокой ча-
164
стоты и контура гетеродина, причем так, чтобы разность между
частотами /с и /г всегда оставалась постоянной, т. е. контур
гетеродина следует настраивать на частоту, которая больше или
меньше частоты сигнала на величину, равную промежуточной
частоте.
В зависимости от назначения и класса приемника в нем
может быть различным число ступеней: усилителей высокой
частоты 1—2; усилителей промежуточной частоты 1—4; усилителей
низкой частоты 1—3.
Супергетеродинные приемники отличаются лучшей
избирательностью и более высокой чувствительностью по сравнению
с приемниками прямого усиления. Это объясняется тем, что в
супергетеродинных приемниках имеется несколько усилителей
промежуточной частоты с фиксированной (постоянной)
настройкой и высокоизбирательными контурами. Кроме того, на
промежуточной частоте, которая значительно ниже частоты
принимаемого сигнала, легче достигается большое усиление.
Все радиоприемники подразделяют на две группы:
широковещательные и профессиональные. Первые предназначены для
приема звуковых и телевизионных программ; вторые — для
выполнения специальных задач: радиосвязи, радионавигации,
радиолокации, радиотелемеханики, измерений и др.
Профессиональные радиоприемники в зависимости от
назначения, условий эксплуатации, конструктивных особенностей
(схемы) и других признаков классифицируются следующим
образом.
По диапазону волн — длинноволновые (ДВ),
средневолновые (СВ), коротковолновые (KB) и ультракоротковолновые
(УКВ). Иногда к ним относят приемники промежуточных волн
(ПВ) с длиной волны 50—200 м.
По роду работы — телеграфные, телефонные,
фототелеграфные, телевизионные, импульсные и др.
По месту установки — стационарные и подвижные
(самолетные, корабельные, автомобильные, танковые и т. п.).
По схеме — супергетеродинные, регенеративные,
сверхрегенеративные, прямого усиления.
По виду принимаемых сигналов (способу
модуляции)—предназначенные для приема сигналов с амплитудной, частотной,
фазовой и импульсной модуляцией.
Радиоприемники можно классифицировать по
протяженности линии радиосвязи (магистральные, местные) и по некоторым
другим признакам, например, по назначению (связные,
радиовещательные, радиолокационные, радионавигационные,
радиотелемеханические, измерительные и др.).
Основными характеристиками радиоприемников являются:
избирательность и полоса пропускания; чувствительность;
выходная мощность или выходное напряжение; диапазон частот;
качество воспроизведения.
165
Для некоторых типов приемников, особенно
широковещательных, важную роль играет и внешнее оформление.
Способность приемника выделять сигнал
Избирательность нужного радиопередатчика из суммы
пропускания всех сигналов, возникающих в антенне
в результате воздействия других
радиопередатчиков и помех, называется избирательностью.
Избирательность возможна благодаря резонансным
свойствам колебательных контуров: усилителей высокой частоты,
преобразователей и усилителей промежуточной частоты. Ее
можно оценить по частотной характеристике приемника,
которая определяется зависимостью коэффициента усиления от
частоты входного сигнала при неизменной (определенной)
настройке колебательных контуров (рис. 131).
0,707
Рис. 131. Резонансные характеристики приемника:
1—хорошая избирательность, но малая полоса
пропускания; 2—хорошая избирательность и достаточная полоса
пропускания; 3—плохая избирательность, но широкая
полоса пропускания. 2i/i. 24/a и 2д/3 — полосы
пропускания соответственно для характеристик 1—3
Для оценки избирательности различных приемников
резонансные характеристики вычерчивают в приведенной системе
координат, т. е. по оси абсцисс откладывают частоту
(расстройку по частоте), а по оси ординат отношение коэффициентов
усиления при расстройке и резонансе (—-^—| или отношение
V Кур
напряжений при расстройке по частоте и резонансе I-
U
Из
рисунка видно, что приемник с резонансной характеристикой /
отличается хорошей избирательностью, но узкой полосой пропу-
166
екания, которая может оказаться недостаточной для
равномерного усиления спектра частот принимаемой станции. Приемник
с резонансной характеристикой 2 также обладает хорошей
избирательностью.
Это наглядно иллюстрирует рисунок: кривая 2 имеет крутой
«спад», и, кроме того, ширина полосы пропускания вполне
достаточна. Такая характеристика может быть получена
применением связанных контуров или путем настройки одиночных
контуров различных ступеней приемника.
Приемник, имеющий резонансную характеристику 3,
обладает низкой избирательностью и, следовательно, широкой полосой
пропускания. Недостатком его является плохая защищенность
от помех, в том числе и от помех соседних (по частоте)
станций.
Нетрудно заметить, что для характеристик / и 3 «боковые»
частоты усиливаются меньше, чем примыкающие к несущей
частоте.
При характеристике 2 наблюдается также неравномерное
усиление частот.
Принято определять частотные характеристики сложных и
простых контуров величиной частотной расстройки, при которой
амплитуда выходного сигнала уменьшается до 0,707 от
максимальной. Это значит, что полоса пропускания берется на уровне
0,707. В этом случае полоса пропускания, определяемая
равенством
/2-/1=Д/+Д/=2Д/о17О7,
называется полосой пропускания контура или приемника.
Чтобы повысить избирательность, стремятся создать
характеристику, по форме близкую к прямоугольнику. В этом случае
можно получить такую
избирательность, какой обладает
узкополосный контур, и полосу
пропускания, характерную для
широкополосного контура.
Форма резонансной
характеристики определяется
коэффициентом прямоугольности,
т. е. отношением абсолютной
ширины полосы к полосе
пропускания, взятой на уровне 0,1
(рис. 132), или
к 2
Рис. 132. Резонансные
характеристики при различных
коэффициентах прямоугольности:
1—с меньшим К„; 2-е большим К
А"— 2A/0il •
Необходимо отметить, что для
приемников прямого усиления
/Сп<0,4, а для
супергетеродинных Лп = 0,6—0,95.
167
В широковещательных и связных приемниках
избирательность определяют при расстройке А/ = 10 кгц, так как несущие
частоты соседних станций, согласно международным нормам,
разделяются интервалами в 10 кгц.
Чувствительность приемника — это его способность
принимать слабые сигналы, давая на выходе определенное
напряжение (мощность), необходимое для работы оконечного прибора.
Чувствительность определяется в микровольтах или
микроваттах. Для различных приемников она неодинакова.
Чувствительность профессиональных приемников составляет от тысячных
долей до единиц мкв; широковещательных — в пределах
нескольких десятков мкв; телевизионных — от десятков до
нескольких тысяч и даже десятков тысяч мкв. Наиболее
чувствительным считается приемник с нормальным выходным
напряжением при наименьшей э. д. с, наводимой сигналом в антенне.
Чувствительность зависит как от уровня входных шумов
приемника, так и от общего коэффициента усиления, который
равен произведению коэффициентов усиления каждой ступени,
т. е.
IS TS TS IS
/\у, общ ^1 ' ^2 ' ^3 * * ' • *
ИЛИ Ку. общ— . I"" •
Выходная мощность и выходное напряжение — это
мощность или напряжение, которые выдает приемник оконечному
прибору. Следовательно, эти величины зависят от типа
оконечного прибора.
В зависимости от назначения приемника выходная мощность
или выходное напряжение могут колебаться в пределах долей
ватта или вольта или нескольких ватт (вольт). В
радиолокационных и телевизионных приемниках они измеряются десятками
вольт; в приемниках связи и широковещательных приемниках
выходная мощность может составлять доли или несколько
единиц ватт.
Диапазон Диапазон приемников, рассчитанных на
частот обеспечение широкой полосы частот,
обычно разбивается на поддиапазоны.
Этим достигается равномерное усиление и лучшая
избирательность. Коэффициент перекрытия поддиапазона выбирается в
пределах 1,1—2. Широковещательные приемники, как правило,
имеют длинноволновый, средневолновый, коротковолновый и
ультракоротковолновый диапазоны.
Некоторые профессиональные приемники рассчитаны на
перекрытие более широкого диапазона частот, начиная от
коротких волн и кончая длинными волнами (порядка 25 тыс. м).
Профессиональные приемники ультракоротковолнового
(УКВ) диапазона (например, самолетные, корабельные) могут
168
Качество
воспроизведения
иметь фиксированную настройку на несколько частот.
Фиксированную настройку имеют также телевизионные приемники.
Полезный сигнал, проходя через
отдельные ступени приемника, претерпевает
искажения. Существует три основных
вида искажений: нелинейные, частотные и фазовые. Для
приемников ДВ, СВ, KB наиболее характерны нелинейные и
частотные искажения, для приемников УКВ—фазовые.
Нелинейные искажения возникают в результате нелинейности
характеристик электронных ламп, полупроводниковых приборов
и элементов с ферромагнетиками. С некоторым приближением
их можно характеризовать коэффициентом нелинейных
искажений.
Частотные искажения возникают в результате
неравномерного усиления сигнала в полосе пропускания частот (рис. 133).
Коэффициент частотных
искажении
шением
выражается соотно-
(165)
Рис. 133. Неравномерность усиления
сигнала в полосе пропускания частот
Фазовые искажения
возникают вследствие сдвига по
фазе между входным и выходным
напряжениями или токами. Это
объясняется наличием в
ступенях приемника реактивных
элементов. При приеме
телефонной передачи (музыка,
речь) фазовые искажения
незаметны, так как человеческое
ухо не различает фазовых сдвигов, однако они проявляются во
время приема телевизионных и импульсных сигналов в виде
движущихся полос, изменения формы импульсов и т. п.
Частотные и фазовые искажения взаимосвязаны, поэтому
выбор определенной формы частотной характеристики уже
определяет форму фазовой характеристики. При проектировании
приемников учитываются и такие важные показатели, как
удобство и надежность в эксплуатации, стоимость и
экономичность, точность градуировки, установки частоты и др.
§ 2. ПОМЕХИ РАДИОПРИЕМУ И МЕРЫ БОРЬБЫ С НИМИ
Помехи классифицируются по источнику их происхождения
(от посторонних радиопередатчиков, атмосферные,
промышленные, внутренние шумы, космические) и по их временной
характеристике (периодические, импульсные, гладкие).
169
Помехи от посторонних передатчиков как собственных, так
и чужих, являются наиболее опасными, в связи с широким
распространением в настоящее время различных радиосредств.
Необходимо учитывать при этом наличие преднамеренных
помех.
Мерами борьбы с этим видом помех являются: рациональное
распределение волн, ограничение мощности передатчиков,
использование приемников с высокой избирательностью,
перестройка частоты и использование направленных антенн.
Атмосферные помехи обусловливаются различными
естественными процессами, происходящими в атмосфере. Наиболее
распространенными и сильными из них являются помехи от
грозовых разрядов. Электромагнитное поле молнии
препятствует радиоприему на больших расстояниях. Помехи, наводимые
атмосферными разрядами, носят преимущественно импульсный
характер и проявляются в виде треска и шороха. Наблюдения
показали, что интенсивность этих помех уменьшается с
увеличением частоты.
Атмосферные разряды обычно длятся несколько десятков
микросекунд, следовательно, их мешающее действие окажется
наиболее сильным на промежуточных и длинных волнах. При
одной и той же полосе пропускания приемника на волне 2000 м
атмосферные помехи в 10 раз больше, чем на волне 200 м.
Меры борьбы с атмосферными помехами: повышение
мощности сигнала со стороны передающей станции, а также
применение остронаправленных антенн (последнее возможно лишь на
коротких и ультракоротких волнах); переход на узкую полосу
пропускания; применение амплитудных ограничителей, которые
позволяют «срезать» помеху, если ее величина превышает
амплитуду полезного сигнала (рис. 134).
Рис. 134. Напряжение на выходе детектора:
а—без ограничителя; б—с ограничителем. Пунктирной линией
показан уровень ограничения помех
Промышленные помехи создаются различными
электроустановками, особенно такими, в которых происходят разрыв
контактов, искрообразование, резкие изменения тока, утечка тока
170
при плохой изоляции, а также при работе генераторов высокой
частоты и т. д.
Меры борьбы: максимально возможное удаление приемных
устройств за пределы источников промышленных помех;
экранирование мешающей установки; применение сглаживающих
фильтров, искрогасителей; экранирование проводов силовой
сети и надежное заземление. В отдельных случаях пользу в
борьбе с промышленными помехами могут принести
направленные антенны, а также меры, которые применялись для борьбы
с атмосферными помехами.
Внутренние шумы приемника являются результатом
хаотического движения электронов и прежде всего в электронных
лампах и различных электрических цепях приемника.
Напряжение собственных шумов можно определить соотношением
где
Um — эффективное значение напряжения шума, мкв;
Rm — эквивалентное входное шумовое сопротивление
приемника, ком;
2Д/ — полоса пропускания, кгц.
Внутренние шумы представляют собой «гладкую» помеху,
т. е. имеют непрерывный спектр частот. При приеме на
длинных, средних и даже коротких волнах они практического
значения не имеют, так как внешних помех значительно больше,
чем внутренних шумов. Надежность приема сигналов на этих
диапазонах определяется соотношением между уровнями
сигнала и внешних помех.
На ультракоротковолновом диапазоне внутренние шумы
сказываются больше, чем внешние помехи, поэтому необходимо
учитывать соотношение: сигнал — внутренние шумы.
На входе приемника отношение сигнал — шум является
наибольшим. По мере прохождения сигнала к выходу приемника
оно уменьшается. Число, которое показывает, во сколько раз
отношение мощности сигнала к мощности шума на выходе
приемника меньше, чем на его входе, называется
коэффициентом шума (Кш), т. е.
Р Р
гг С. ВХ С. ВЫХ
Лга
Р Р
Ш. ВХ ' Ш. ВЫХ
где Рс.вх, Рс.вы! — мощность сигнала, поступающая от антенны
приемника или от измерительного генератора,
и мощность сигнала на выходе приемника
соответственно;
Лп.вых — мощность шумов, поступающих от антенны
или измерительного генератора, и мощность
шумов на выхояе приемника соответственно.
171
В идеальном приемнике Дщ=1. В реальных, например,
радиолокационных приемниках Km = 5—25.
§ 3. ПРИЕМНЫЕ АНТЕННЫ И ИХ ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
Антенны являются неотъемлемой частью радиоприемных
устройств. Они конструируются в зависимости от назначения
приемника и его диапазона волн. Геометрические размеры
антенны связаны с длиной волны. Для эффективной работы
антенны ее размеры должны быть соизмеримы с половиной или хотя
бы с четвертью длины волны. Впервые антенна в виде
вертикального провода была применена в 1895 г. изобретателем
радио А. С. Поповым. Большой вклад в теорию приемных антенн
внесли советские ученые А. А. Пистолькорс и М. С. Нейман.
М. П. Свешникова в 1927 г. доказала справедливость
принципа обратимости (взаимности) для передающих и приемных
антенн. Это значит, что всякая передающая антенна можег
быть приемной и, наоборот. Однако для мощных передатчиков
конструируются специальные передающие антенны, что связано
с излучением больших мощностей и, следовательно, с
применением сложных изоляторов и т. п.
Простейшую антенну — симметричный вибратор можно
образовать из двухпроводной линии, разомкнутой на конце
(рис. 135).
Рис. 135. Образование симметричного вибратора из
двухпроводной линии, разомкнутой на конце'
Следует подчеркнуть, что в двухпроводных фидерных линиях,
по которым энергия передается от генератора к нагрузке, не
должно происходить излучения энергии в пространство. Для
этого провода располагают параллельно и близко друг к другу.
Токи в параллельных проводах двухпроводной линии взаимно
противоположны, и создаваемые ими магнитные поля в
окружающем пространстве компенсируются.
Антенные устройства в отличие от двухпроводной линии
выполняют противоположную функцию — они осуществляют
возможно большее излучение энергии в пространство.
172
Если провода двухпроводной линии развернуть (см. рис.
135), то получится так называемый симметричный вибратор
(рис. 136). Токи в обоих проводах симметричного вибратора по
всей длине проводов одинаково направлены и вокруг них
поэтому возникают силовые линии
электромагнитного поля,
вызывающие в окружающем
пространстве интенсивные
электромагнитные возмущения. Антенна такого
вида представляет собой
колебательную систему с
распределенными постоянными (емкостью и
индуктивностью).
Для получения наибольшего
тока в проводах вибратора и для
максимального излучения
используют явление резонанса. Резонанс
достигается путем установления
равенства частоты тока
вибратора с частотой его собственных
колебаний, которые определяются
величинами его распределенных емкостей и индуктивностей.
Как происходит процесс свободных электрических колебаний
в симметричном вибраторе? Обратимся к рис. 137.
7-)
Рис. 136. Эквивалентная схема
симметричного вибратора
/ц
II
/♦
/
\
I max \
—H
/
/
1 -
\\
л
V
\
7
1
11
\ !l
\ \
:\ \
/
\ \
A \
i
11
/
/\
p
+/
7
/
1
h
Рис. 137. Процесс получения свободных электрических колебаний в
симметричном вибраторе
Подключим оба провода вибратора к источнику постоянного
тока, т. е. замкнем переключатель 1. Через некоторое время
распределенная емкость обоих проводов вибратора зарядится до
потенциала U постоянного источника тока. Затем разомкнем
переключатель 1 и замкнем переключатель 2. Распределенная
емкость при этом начнет разряжаться, причем ток в вибраторе
будет возрастать постепенно, так как его росту препятствует
э. д. с. самоиндукции, возникающая в распределенной
индуктивности. Очевидно, что наибольший ток будет в средней точке
173
вибратора, так как здесь наибольший электрический заряд, а
к концам вибратора он уменьшается до нуля.
Разность потенциалов в средней части вибратора равна
нулю, а к концам она повышается, так как все большая часть
распределенной индуктивности участвует в ее создании.
По отношению к средней точке А (см. рис. 136) знак
потенциала различен. Это объясняется тем, что в одной половине
вибратора ток течет к точке Л, а в другой — от нее. Через
четверть периода ток достигает максимальной величины, а
напряжение падает до нуля. Следовательно, вся энергия
электрического поля, «запасенная» распределенной емкостью, переходит
в энергию магнитного поля распределенной индуктивности (см.
рис. 137).
Далее ток в вибраторе начнет уменьшаться, сохраняя
прежнее направление, причем уменьшается он постепенно, так как
индуктивность проводов вибратора теперь препятствует его
уменьшению. В момент, когда ток падает до нуля, происходит
перезаряд распределенной емкости вибратора. Затем процесс
протекает в обратном направлении. Таким образом, в вибраторе
возникают свободные электрические колебания в виде стоячих
волн тока и напряжения. Из рис. 137 видно, что вдоль длины
вибратора укладывается половина стоячей волны тока и
напряжения.
Зависимость собственной длины волны от длины проводов
симметричного вибратора определяется соотношением
Х = 2/ или /=-£-. (166)
Если, например X = 4 м, то / = 2 м.
Симметричный вибратор обычно применяется для приема на
коротких и ультракоротких волнах.
Нет приема.
Наилучший ( J\\_ \Наилучший
прием*' А. 1л" ~Т~~прпем
Нет приема.
I
а 5
Рис. 138. Диаграмма направленности симметричного
вибратора:
а—в поперечной плоскости; б—в продольной плоскости
174
Из-за потерь в антенне на тепло и излучение свободные
электрические колебания в ней будут затухающими. Чтобы
этого не происходило, необходимо свободные колебания превращать
в вынужденные, т. е. подавать в антенну соответствующую
энергию. В передающие антенны энергия высокой частоты
поступает от оконечной (выходной) ступени передатчика, в
приемные— из пространства в виде электромагнитных волн.
Диаграммы направленности
симметричного вибратора в поперечной
плоскости имеют форму круга, а в продольной
плоскости — форму восьмерки (рис. 138).
Несимметричный вибратор (рис. 139)
(четвертьволновой) относится к
ненаправленным антеннам. Применяется в
основном в переносных приемниках и
передвижных радиостанциях малой
мощности. Обычно выполняется в виде штыря,
который может складываться и
выдвигаться. Пучность тока и узел
напряжения для такой антенны образуются у
земли, а на конце штыря — узел тока и
пучность напряжения.
Зависимость длины волны от длины
провода (штыря) выражается соотношением
Х = 4/ или / = —.
4
Рис. 139.
Несимметричный вибратор и
распределение в нем тока и
напряжения
(167)
Вследствие влияния земли и окружающих предметов длина
волны практически несколько больше, чем приводится в
выражении (168), а именно
Х«(5-6)/. (168)
Г-образная и Т-образная антенны (рис. 140) изготовляются
из одного провода или антенного канатика. На конце горизон-
hop
Scpm
Рис. 140. Г-образная (а) и Т-образная (б) антенны и
распределение в них тока
175
тальной части крепятся изоляторы во избежание утечки тока
через шесты и оттяжки. Снижение выполняется под углом,
близким или равным 90° по отношению к горизонтальной части.
Антенны имеют ненаправленную характеристику излучения.
Рис. 141. Магнитная антенна (а) и ее диаграмма направленности (б)
Магнитная (ферритовая) антенна (рис. 141) широко
применяется в широковещательных приемниках длинных, средних и
промежуточных волн. Ее основные преимущества — малые
размеры и направленность. Магнитная антенна размещается
внутри корпуса приемника. Она состоит из ферритового сердечника
круглого или квадратного сечения, на который намотана одна
или две катушки, имеющие
II Ra выводы для подключения вход-
-\\ i—_i # Ной цепи лампы. Ферритовую
антенну можно поворачивать с
помощью ручки, выведенной
на переднюю панель. В миниа-
— fi тюрных приемниках антенна
перемещается вместе с
приемником.
При изучении
взаимодействия входа приемника с
приемной антенной последнюю
удобно заменять ее эквивалентной схемой. Для длинных, средних и
промежуточных волн эквивалентную схему можно изобразить
так, как показано на рис. 142.
Емкость приемных антенн средней величины составляет
150—300 пф, индуктивность 25 мкгн, активное сопротивление
25—75 ом. Приближенно емкость и индуктивность антенны
вычисляются по формулам
Сая=(4 —8)/ и 1ая=;(0,5— 1)/,
где Са — выражается в пф, La — в мкгн и / — в м.
176
Рис. 142. Эквивалентная схема
приемной антенны для длинных,
средних и промежуточных волн
Э. д. с.,наводимая в антенне под действием энергии
электромагнитной волны, определяется соотношением
& — Е Лд,
(169)
где £а — напряженность электромагнитного поля в точке
приема;
Лд — действующая высота антенны.
Действующая высота антенны зависит от ее геометрических
размеров и конструкции. Для несимметричного вибратора
для Г-образной антенны
для Т-образной антенны
А. «0,75/;
Действующая высота является одним из определяющих
параметров антенны. Если действующая высота известна, то,
пользуясь выражением (169), можно легко определить э. д. с.
сигнала, наводимую в ней.
Напряженность электромагнитного поля в точке приема Еа
измеряется с помощью специальных измерительных приборов,
например ПЧ-4 (ИП-25), ПЧ-5А (ИП-26М) и др.
На ультракоротких волнах (метровых, дециметровых,
сантиметровых) широкое распространение получили многоэлементные
директорные антенны, параболические, рупорные антенны, ру-
порно-параболические и др. (рис. 143). Все они направленного
действия и применяются в радиолокационных, радиорелейных
станциях, для телевизионного приема и др.
д
Рис. 143. УКВ-антенны:
а— директорная; б—параболическая; в, г—рупорные
Из рис. 138 следует, что симметричный вибратор принимает
(излучает) электромагнитные волны не во всех направлениях
12 Заказ 3222
177
одинаково. Свойством направленности в определенной степени
обладает каждая антенна. Для оценки степени направленности
антенны служит коэффициент направленного действия К
(к. н. д.), который выражается соотношением
£2
(170)
где £тах — напряженность поля в направлении максимального
излучения (приема);
Еср — среднее значение напряженности поля.
В формуле для к. н. д. участвует квадрат напряженности
поля. Это подчеркивает, что под к. н. д. понимается отношение
мощностей высокочастотных колебаний, а мощность
пропорциональна квадрату напряженности поля. К. н. д. симметричного
вибратора, длина которого / = —, составляет 6—10.
Важным параметром антенны является коэффициент
усиления (Ка), который показывает, во сколько раз увеличивается
мощность излучения (или принятого сигнала) при замене
симметричного вибратора антенной, имеющей более острую
направленность, т. е.
К> = -§Г> П71)
где Е& — напряженность поля в направлении максимального
излучения;
Ев — напряженность поля симметричного вибратора длиной
/ = — в направлении максимального излучения.
Коэффициентом полезного действия (к. п. д.) антенны щ
называется отношение мощности, излучаемой антенной Р* , к
мощности, подводимой к антенне от передатчика Рп, т. е.
Известно, что входное сопротивление вибратора антенны при
питании током резонансной частоты равно активному
сопротивлению
НО
где ^?п — сопротивление, учитывающее невозвратимые потери
в антенне;
Rz — сопротивление излучения, учитывающее излучение
энергии в окружающее пространство.
178
Так как мощность излучения Ръ пропорциональна
сопротивлению излучения, то к. п. д. антенны можно выразить
соотношением
^ — • (172)
дп -f" *V£ Лд
Отсюда следует, что для повышения к. п. д. сопротивление
излучения должно быть возможно больше, а сопротивление
потерь— возможно меньше.
По физическому характеру сопротивление излучения
представляет собой активное сопротивление, в котором при данном
токе могла бы расходоваться такая же мощность, какая в
действительности излучается в пространство.
Для симметричного вибратора, который питается от
генератора высокой частоты на волне, равной его собственной волне,
т. е. когда X = 21, сопротивление излучения составляет около
75 ом.
К. п. д. антенны связан с коэффициентом усиления и
направленного действия следующим соотношением:
■Ч^-^т-, (172а)
откуда
(173)
§ 4. СХЕМЫ ЕМКОСТНОЙ, ИНДУКТИВНОЙ И КОМБИНИРОВАННОЙ
СВЯЗИ С АНТЕННОЙ
Входное устройство — промежуточное звено между антенной
и первой лампой (или полупроводниковым прибором)
приемника. Оно предназначено для передачи напряжения сигнала от
антенны на вход первой ступени, т. е. усилителя высокой
частоты. В большинстве приемников входное устройство представляет
собой один или несколько колебательных контуров.
Следовательно, оно является первым звеном избирательности
приемника.
Важной характеристикой входного устройства принято
считать коэффициент передачи напряжения — отношение
напряжения сигнала на входе первой ступени к э. д. с. в антенне, т. е
Следует стремиться к тому, чтобы коэффициент передачи
напряжения был по возможности большим. Это особенно важно
для малочувствительных приемников.
12* 179
Входное устройство может быть связано с антенной
непосредственно или с помощью емкости, или индуктивности, или
путем комбинированной связи, т. е. когда одновременно
используются и емкость и индуктивность.
Во всех случаях связи антенна обладает определенными
параметрами La, Са и Ra (см. рис. 142), которые под действием
различных причин будут изменяться и при этом вносить во
входной контур реактивную и активную составляющие, что вызовет
расстройку контура от резонанса и понизит его
избирательность. Учитывая это, необходимо особое внимание уделять
выбору связи антенны с входным контуром. Рассмотрим некоторые
из схем.
Емкость антенны СА, индуктивность La и
сопротивление RA (см. рис. 142).
Последовательно с емкостью СА
включена емкость связи Ссв (рис. 144).
Следовательно, общая емкость антенной цепи
(обозначим ее СА ), которая вносится во входной контур, равна
Схема
емкостной связи
антенны
с контуром
Са =
U Д Vjf
(175)
Общая емкость антенной цепи уменьшилась. Это
равносильно увеличению емкостного сопротивления, поэтому
сопротивлениями LA, Ra. можно пренебречь и изобразить эквивалентную
схему входного устройства в виде, показанном на рис. 145.
Г
Рис. 144. Схема емкостной
связи антенны с входным
контуром
Используя теорему об эквивалентности генератора, упростим
схему (см. рис. 145, а). Примем точки а—б за выходные
клеммы четырехполюсника, а его внутреннее сопротивление
источника э. д. с. ЕА равным нулю. Тогда эквивалентная схема
приобретет вид, показанный на рис. 145, б.
Нетрудно заметить, что общая емкость антенной цепи и
емкость входного контура соединены параллельно, поэтому
эквивалентная емкость выразится суммой
С9 —
Ск
(176)
180
Поэтому в окончательном виде получим эквивалентную
схему, приведенную на рис. 145, в, по которой установим основные
свойства входного устройства.
Рис. 145. Виды эквивалентных схем при емкостной связи
Коэффициент передачи напряжения при резонансе
определяется выражением (174), т. е.
Но напряжение Uc при последовательном резонансе равно
напряжению U эквивалентного генератора, умноженному на
добротность контура, т. е.
UC = UQ. (177)
Напряжение U, снимаемое с конденсатора Ск, определяется
соотношением
С,
(178)
Подставив выражение (178) в формулу (177), получим
Коэффициент передачи напряжения при резонансе определится
как
"с
(179)
Соотношение
всегда меньше единицы, поэтому
коэффициент передачи напряжения всегда меньше добротности кон-
181
тура. Это объясняется неполной передачей энергии из антенны
в контур из-за наличия конденсатора связи. Так как
С» « С а, (180)
можно принять, что
СА^ССВ. (181)
Выбирать Сов большим СА невыгодно, так как при этом
увеличивается влияние антенны на входной контур. Принимать его
слишком малым также нецелесообразно, так как резко
уменьшается коэффициент передачи напряжения. Поэтому Ссв
выбирают примерно равным 10 пф, В рассмотренном случае
активное сопротивление, вносимое антенной во входной контур, не
учитывалось, хотя в действительности оно увеличивает
сопротивление потерь в контуре, т. е. понижает добротность и
коэффициент передачи напряжения.
Рис. 146 иллюстрируется выражением
(179). Если учесть выражения (180) и
(181), то формула (179) примет вид
Изменение
коэффициента
передачи
напряжения
по диапазону
Ло — Ц
Ск + С,
Из-за малого значения Ссв в знаменателе по сравнению с Ск
им можно пренебречь.
Тогда
Значение Q по диапазону частот почти не изменяется,
емкость связи тоже, следовательно, Ко изменяется обратно
пропорционально емкости контурного конденсатора или прямо
пропорционально квадрату частоты.
Ко
Рис. 146. Зависимость изменения
коэффициента передачи напряжения
при емкостной связи антенны с
входным контуром от частоты
fmin
fmax
Из рисунка видно, что в начале диапазона коэффициент
передачи напряжения мал, а в конце большой, что является
недостатком емкостной связи с антенной.
Избирательность входного устройства зависит от
добротности контура и расстройки по частоте и определяется как изби-
182
рательность эквивалентного последовательного контура
соотношением
К
Ко
V
(182)
2 Д /
где v = —-— — расстройка по частоте;
= —-— —эквивалентная добротность входного устройсг-
ва, учитывающая влияние антенны;
Входные устройства с емкостной связью используются лишь
в простых приемниках и главным образом с фиксированной
настройкой.
М/
Рас. 147. Схема входного устройства с индуктивной связью:
а—реальная; б—эквивалентная
Схема индуктивной связи антенны с контуром (рис. 147).
В этой схеме энергия из антенной цепи во входной контур
передается через индуктивную связь между катушками LCB и
катушкой LK.
Как видно из этого рисунка, антенный контур настроен на
фиксированную частоту, которая определяется по формуле
2 nV LCBCK
Величиной LA (индуктивностью антенны), которая значительно
меньше LCB, пренебрегаем. Частота входного контура
выражается аналогичным образом, т. е.
1
С помощью переменного конденсатора эта частота может
изменяться в пределах от /mm ДО /max-
Коэффициент передачи напряжения для индуктивной связи
антенны с контуром определяется по выражению (174). Напря-
183
жение при резонансе, поступающее с выхода контура на сетку,
равно
UC = UQ, (183)
где Q — добротность контура;
U — напряжение эквивалентного генератора, введенного в
цепь контура при отключенной нагрузке. Напряжение U
определяется по формуле
ZA
(184)
V
—полное сопротивление ан-
тенной цепи.
Так как активное сопротивление антенной цепи значительно
меньше ее реактивного сопротивления, то, пренебрегая первым,
можно записать
со Ск
(185)
со Ск
Теперь
ЕАаМ
0)СА
Вынесем за скобки coLCB, тогда получим
и=—^ц_— (186)
1 2
Учитывая, что г п— — ша и упростив выражение (186),
^св<-а
получим
Е,М
U= • (187)
1 —
Ю2
Вместо коэффициента взаимоиндуктивности М и уголовой
частоты ш подставим их значения, т. е. М= К у ^Св^к .
<оа = 2я/д и со = 2л/.
184
Тогда получим
Е . к I—:
(188)
А
Коэффициент передачи напряжения входной цепи окажется
равным
^7= „ (,_А
Перепишем это выражение в таком виде
(189)
1—
!/£■
В диапазоне частот добротность контура, а также
индуктивность контура и катушки связи и коэффициент связи можно
считать неизменными, тогда коэффициент передачи напряжения
будет зависеть от соотношения . Здесь возможны три
случая:
/а</ш1п — резонансная частота антенной цепи меньше
минимальной частоты настройки контура;
/л>/тах — резонансная частота антенной цепи больше
максимальной частоты настройки контура;
/min</A<fmax — резонансная частота антенной цепи
находится в пределах настройки входного
контура, т. е. между fmln и fmax.
На рис. 148 показаны зависимости коэффициента передачи
напряжения от изменения частоты при индуктивной связи
антенны с контуром.
Кривая 1 соответствует случаю работы на так называемой
удлиненной антенне Я,А>^тах- Коэффициент передачи
напряжения определяется падающим участком кривой и в диапазоне
частот остается примерно постоянным. Кривая 2 соответствует
случаю работы на укороченной антенне Яа<ЯШ1п. Коэффициент
передачи напряжения в этом случае изменяется более резко
при изменении частоты. Кривая 3 показывает, что коэффициент
передачи напряжения в диапазоне частот от fmin до fmax
изменяется весьма неравномерно: сначала растет, а затем падает,
поэтому этот случай на практике не используется.
185
Избирательность схемы индуктивной связи антенны с
контуром определяется по формуле (182), причем эквивалентная
добротность принимается равной
Xmin
fmax fa
Рис. 148. Зависимость коэффициента передачи
напряжения от изменения частоты, при
индуктивной связи антенны с контуром.
Полоса пропускания может быть приблизительно найдена ял
соотношения
Влияние антенны на входной контур незначительно, что
объясняется слабой связью между контурами. Однако антенна вносит
во входной контур индуктивное сопротивление и изменяет его
fmin
fmax
Рис. 149. Схема входного
устройства при комбинированной связи
антенны с контуром
Рис. 150. Зависимость коэффициента
передачи напряжения от частоты:
1—при индуктивной связи; 2—при
комбинированной связи; 3—при емкостной связи
186
настройку. Расстройка, вносимая при изменении параметров
антенны, не является постоянной, поэтому необходимо
тщательно подбирать коэффициент связи между антенной и
входным контуром.
Комбинированная связь антенны с контуром (см. рис
149) применяется в том случае, когда требуется получить
сравнительно постоянный коэффициент передачи напряжения з
заданном диапазоне частот. В этой схеме, кроме индуктивной
связи, осуществляемой через катушку LCB, используют связь
через конденсатор связи Ссв- Собственная частота антенной
цепи выбирается несколько ниже минимальной частоты
настройки КОНТура /min-
В результате одновременного действия обоих видов связи
коэффициент передачи напряжения получается большим и почти
постоянным по диапазону (рис. 150).
§ 5. ВХОДНАЯ ЦЕПЬ С ВНУТРЕННЕЙ ФЕРРИТОВОЙ АНТЕННОЙ
К тому, что говорилось о ферритовых антеннах, необходимо
добавить, что их действующая высота колеблется в пределах
0,005—0,025 м. Добротность входных устройств с такими
антеннами составляет примерно 100—-200.
Совместное действие антенны и входного контура можно
рассматривать как увеличение действующей высоты антенны до
значения
Л^ = Ад<2, (190)
где h' —эффективная длина ферритовой антенны.
Если принять Q = 100, а Лд = 0,025, то /^ = 2,5 м.
На рис. 151 приведены схемы входных устройств с
внутренней ферритовой антенной.
5
Рис. 151. Схемы входных устройств с ферритовой антенной:
а—с полным включением контура; б—с автотрансформаторным
включением контура
187
Они ничем не отличаются от обычных входных устройств.
Поэтому коэффициент передачи напряжения и характеристика
избирательности определяются с помощью тех же формул, что
и для обычных входных устройств.
Следует подчеркнуть, что для транзисторных приемников
требуется тщательное согласование между входным
устройством и антенной, но при достижении условия согласования
эквивалентная добротность уменьшается вдвое) Q3 = —— ), что
объясняется малым входным сопротивлением транзистора.
Для уменьшения шунтирующего действия на контур малого
входного сопротивления транзистора применяют схемы с
неполным (автотрансформаторным) включением контура в цепь
(база—эмиттер) (см. рис. 151, б). Правильно выполненное
входное устройство только с одним контуром позволяет
ослабить сигналы с частотой зеркального канала на коротких
волнах примерно в 8—10 раз, а на длинных волнах — в 60—70 раз.
Если используется несколько входных контуров, то эти цифры
еще более возрастают. Как правило, входные устройства
имеют несколько контуров, которые переключаются путем нажима
на клавиши или поворота ручки при приеме на длинных,
средних и коротких волнах.
§ 6. РАСЧЕТ ВХОДНОЙ ЦЕПИ С ИНДУКТИВНОЙ СВЯЗЬЮ
Входная цепь рассчитывается по следующим данным:
поддиапазону частот, добротности эквивалентного контура, емкости
антенны и индуктивности контурной катушки. Порядок расчета
покажем на конкретном примере.
Пример. Дано:
1) поддиапазон частот
fain = SMzii; /max = 6 Мгц;
2) эквивалентная добротность
Q3 = 100;
3) емкость антенны
CAmin=150 Пф\ САшах = 300 Пф;
4) индуктивность контура
Z.K = 20 мкгн.
Определить: 1) коэффициент связи К; 2)
индуктивность катушки связи LCB; 3) коэффициент передачи
напряжения /Со-
Расчет: 1) Находим максимальную и минимальную
частоты антенного контура по соотношениям:
fAmax = (0,5—0,8)fmin (для диапазона длинных и средних
волн);
188
/ = (0,25 — 0,3)fmm (для диапазона коротких волн).
Тогда fAmax = 0,3/mm = 0,3 • 3 = 0,9 Мгц.
Минимальная частота антенной цепи вне зависимости от
диапазона определяется по формуле
l = 1—= ■ 0,9 яа 0,64 Мгц.
С
а««п
,/300
У 15°
2) Определяем допустимый коэффициент связи из
условия, что вносимая антенной расстройка не превысит
коэффициента
3 = ^ =0,005.
2 Q3 2-100
В —А
где
д = (-р^-] =[—1—
0,9
Выбираем коэффициент связи К = 0,4, т. е. меньше /СДОп-
3) Индуктивность катушки связи
, 2,53- 10W 2,53- 10ю
=
с fi 150 ■ 9002
^Аят J A
мкгн.
Amax
4) Коэффициент передачи напряжения определяем по
формуле
0.4-100 i/^o^ 152
208
Далее аналогичным способом рассчитываем /Со для
средней частоты поддиапазона (/ = 4,5 Мгц) и для
максимальной частоты (fmai = 6 Мгц). По полученным трем
значениям можно построить график зависимости коэффициента
передачи напряжения от частоты.
189
Контрольные вопросы
1. Какими основными показателями характеризуются
радиоприемники?
2. В чем заключается противоречие между избирательностью
и полосой пропускания?
3. Что собой представляет и что характеризует коэффициент
прямоугольности резонансной кривой?
4. Причины возникновения нелинейных и частотных
искажений в приемнике. Вспомните формулы, характеризующие эти
искажения.
5. Почему собственные шумы больше сказываются в
ультракоротковолновых приемниках?
6. Каковы преимущества ферритовых антенн?
7. Нарисуйте эквивалентную схему антенны и у каждого
элемента проставьте его среднее значение.
8. Почему схема емкостной связи антенны с контуром редко
применяется в приемниках?
9. Проанализируйте формулу (176).
10. Каковы преимущества комбинированной связи антенны
с входным контуром по сравнению с другими видами связи?
11. Выведите формулу для коэффициента передачи
напряжения при индуктивной связи антенны с контуром.
12. Каковы преимущества ферритовой антенны по сравнению
с другими антеннами?
13. Нарисуйте схему входного устройства с ферритовой
антенной.
14. Что такое эффективная длина ферритовой антенны?
15. Почему во входных устройствах транзисторных
приемников прибегают к автотрансформаторной связи?
ГЛАВА 10
УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
§ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Усилителем высокой частоты называется устройство,
предназначенное для усиления напряжения сигнала на его несущей
частоте и обеспечения необходимых избирательных свойств
приемника. Анодными нагрузками усилителей высокой частоты
являются одиночные или связанные колебательные контуры.
Ступени с одиночным контуром принято называть
резонансными усилителями, а ступени, нагруженные системой связанных
контуров, — полосовыми усилителями. Однако последнее
название является условным, так как усилители с одиночными
колебательными контурами также представляют собой полосовые
усилители.
190
Усилитель высокой частоты состоит из электронной лампы
(полупроводникового прибора), колебательного контура,
настроенного на частоту сигнала, источников питания (обычно общих
для всех ступеней приемника) и вспомогательных элементов.
Входом усилительной ступени является участок управляющая
сетка — катод, выходом — управляющая сетка — катод
следующей ступени.
Отношение выходного напряжения усилителя к входному
называется его коэффициентом усиления, т. е.
/Су=-^н^. (191)
Коэффициент многоступенного усилителя равен
произведению коэффициентов усиления всех ступеней:
Ку = КгКг ■ ■ .К„. (192)
Здесь коэффициенты усиления выражены в относительных
единицах. В децибеллах соотношение (192) можно представить
в виде
К? до = К1л6 + К2д5 + . . . + Д'„д6. (193)
В теорию и способы расчета резонансных усилителей внесли
значительный вклад советские ученые А. И. Берг, В. И. Сифо-
ров, Л. Б. Слепян, А. А. Колосов и др.
Схемы усилителей высокой частоты целесообразно
рассматривать по характеру связи анодной цепи лампы
(полупроводникового прибора) с колебательным контуром.
§ 2. УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ С ПОЛНЫМ ВКЛЮЧЕНИЕМ
КОНТУРА В АНОДНУЮ ЦЕПЬ
На рис. 152 приведена схема усилителя высокой частоты
с полным (или непосредственным) включением контура в
анодную цепь. При подаче на вход усилителя напряжения Uc
Рис. 152. Схема усилителя высокой частоты с
полным включением контура в анодную цепь
лампы
191
сигнала с частотой /с в анодной цепи лампы возникает
переменная составляющая анодного тока /а, которая при
эквивалентном сопротивлении контура LKCK, настроенного на частоту
/с, приводит к падению напряжения
которое является выходным.
а 5
Рис. 153. Эквивалентные схемы усилителя высокой частоты
В эквивалентной схеме (рис. 153, а) усилителя высокой
частоты лампа заменена генератором высокой частоты с внутренним
сопротивлением Ri и э. д. с. [iUc. Элементами контура
являются: индуктивность LK, емкость Ск и активное сопротивление RK.
Кроме того, параллельно колебательному контуру подключены:
сопротивление утечки сетки Rc, активное входное сопротивление
последующей ступени Rvx и емкость Со, представляющая собой
сумму емкостей схемы: выходной емкости лампы СВЬ1Х; емкости
монтажа См и входной емкости последующей ступени Свх, т. е.
Емкости Сс и Ср на эквивалентной схеме не показаны, так
как они имеют большие значения и по высокой частоте
фактически представляют короткое замыкание.
Для случая резонанса эквивалентную схему (рис. 153, а)
можно упростить, заменив колебательный контур LK, CK+C0, RK
активным эквивалентным сопротивлением Ra, а полученные три
параллельно соединенные сопротивления — R's. Тогда
окончательный вид эквивалентной схемы будет аналогичен
изображенному на рис. 153, б. Пользуясь этой схемой и законом Ома,
определим ток /а. Он равен
Ri + R'B
Умножив левую и правую части равенства на R3, получим
192
Но
Тогда
(194)
Так как в усилителях, собранных на пентодах, Ri>R'3 , то
последним в знаменателе можно пренебречь, и выражение (194)
примет вид
Учитывая выражение (191) и что—~—=S, найдем коэффи-
циент усиления ступени
ивы,
Ку = -
т. e.
(195)
Следовательно, коэффициент усиления усилителя с полным
включением контура в анодную цепь определяется
произведением крутизны характеристики лампы 5 и сопротивления
нагрузки Я'э .
Избирательность усилителя зависит от характера
резонансной кривой, которая, в свою очередь, зависит от эквивалентной
добротности и выражается соотношением (176).
Эквивалентная добротность
(19б)
Она всегда меньше добротности контура.
Рис. 154. Зависимость
коэффициента усиления от частоты, в
ступени с полным включением
контура
Коэффициент усиления по диапазону не постоянен: в
пределах поддиапазона он возрастает с увеличением частоты, чт»
13 Заказ
193
объясняется увеличением резонансного сопротивления Яя =
= 2nfLQ; при переходе с одного поддиапазона на другой он
уменьшается, что объясняется уменьшением индуктивности
контура (рис. 154).
§ 3. ТРАНСФОРМАТОРНАЯ СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ ВЫСОКОЙ
ЧАСТОТЫ
Трансформаторная схема усилителя высокой частоты (рис.
155) широко применяется на длинных, средних и
промежуточных волнах. В ней, как и в предыдущих схемах, входом принято
Рис. 155. Трансформаторная схема усилителя
высокой частоты
считать зажимы сетка — катод данной лампы, а выходом
сетка— катод следующей лампы. В эквивалентной схеме усилителя
высокой частоты с трансформаторной связью (рис. 156)
Рис. 156. Эквивалентные схемы трансформаторного усилителя высокой
частоты
емкость Ск содержит и входную емкость лампы Свх и емкость
монтажа См. Из схемы исключено активное сопротивление R^
так как оно значительно меньше coLa, a <о£а<С Ri-
Активное сопротивление R3 представляет собой сумму
сопротивлений контура RK и сопротивления RBx, пересчитанного
внутрь этого контура, т. е.
(197)
1
(о2 С2 /?в
194
Емкость анод—катод лампы Сак на схеме также не
показана, так как она очень мала (единицы пикофарад) и практически
не влияет на работу усилителя.
Так как внутреннее сопротивление лампы /?< во много раз
превышает сопротивление катушки связи coLa, можно считать,
что анодный ток лампы по закону Ома будет равен
Э. д. с. в контуре
ИЛИ
В случае резонанса ток в контуре определяется только
активным эквивалентным сопротивлением и равен
, _ Е _ SUca>M
При этом, снимаемое с контура напряжение
Коэффициент усиления определяется отношением——,
тогда
■г, UK __ 5сог LK м
Умножив, а затем разделив это выражение на LKt получим
но
Следовательно, окончательно коэффициент усиления
выразится формулой
y p. (198)
Если принять, что р = 1, то получим формулу для
коэффициента усиления усилителя с полным включением контура в
анодную цепь (см. рис. 156). Коэффициент усиления тем боль-
13* 195
ше, чем больше крутизна характеристики лампы, эквивалентное
анодное сопротивление и чем сильнее связь контура с цепью
анода.
Избирательность усилителя определяется эквивалентной
добротностью, которая выражается соотношением
п _ Q
1 +
Для длинных, средних и промежуточных волн Rvx, Ri ^> Ra,
поэтому можно принять, что Q3 ~ Q.
Изменение коэффициента усиления по диапазону аналогично
показанному на рис. 154. Исключением является то, что
наименьшее и наибольшее значения Ку при переходе с одного
диапазона волн на другой остается одинаковым. Это достигается
подбором соответствующего параметра связи Р. В пределах
одного и того же диапазона коэффициент усиления с
повышением частоты возрастает.
§ 4. АВТОТРАНСФОРМАТОРНАЯ СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ
ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
При автотрансформаторной схеме контур в анодную цепь
лампы включается не полностью, в результате чего ослабляется
шунтирующее действие внутреннего сопротивления лампы на
контур. Это дает возможность подобрать наиболее
рациональный вид связи с лампой (рис. 157). В остальном эта схема не
отличается от схемы усилителя с полным включением контура
в анодную цепь.
Рис. 157. Автотрансформаторная схема усилителя
высокой частоты
Коэффициент усиления выражается формулой
где р=— параметр связи.
196
Эквивалентная добротность определяется соотношением
V Q = Q
Г) Г>
1 4- 9 4-
§ 5. ПОЛОСОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Полосовые усилители в отличие от резонансных имеют
фиксированную настройку. В небольших пределах частоту можно
изменять с помощью передвижения магнитодиэлектрического
сердечника контура катушки. Полосовые усилители
применяются в радиоприемниках в качестве усилителей промежуточной
частоты. Они имеют частотную характеристику, по форме
близкую к прямоугольной, что позволяет при заданной расстройке
получить высокую избирательность.
Рис. 158. Полосовой усилитель высокой частоты с
индуктивной связью между контурами
В полосовых усилителях (рис. 158) наиболее часто
используются двухконтурные схемы с индуктивной связью между
контурами. Это объясняется простотой конструктивного
выполнения подобных полосовых фильтров.
Обычно контуры L\C\ и L2C2 имеют одинаковые параметры,
т. е. LKl = Lk2 = L; Cx = C2 = С и R{ = R2 = R, причем Ci =
гч ri , U)3 L- n r-. , CO2 Lx
Представим полосовой
усилитель в виде
эквивалентной схемы (рис. 159) и
определим коэффициент
усиления ступени при резонансе.
Напряжение на контуре /
выразится как U\ = SUcR/r),
а ток, протекающий через
катушку этого контура,
Рис. 159. Эквивалентная схема
полосового усилителя с двумя связанными
контурами
197
coL
Активное сопротивление контура не учитываем, так как
оно значительно меньше индуктивного сопротивления.
Ток IL в контуре // наводит э. д. с. взаимоиндукции
UrRl MSUrRl
Ток в контуре //, вызванный э. д. с. Е, определится
соотношением
MS UCR'3
It = -
L (К + ДЛ) '
где
Напряжение на выходе ступени равно напряжению на
элементах контура //, т. е.
U; — U СО/. =
Коэффициент усиления ступени
I
UeL\R+
/
Вынося за скобки J? и переписав приведенное соотношение
в более удобной форме, получим
K-JL.2L.-JJl—.. (199)
у L R со'уИ' V '
L R
Обозначим параметр связи —— через т], тогда окончатель-
R
ный вид выражения (199) будет
Ку = t л д ^. (200)
Параметр связи характеризуется коэффициентом связи и
добротностью контуров. Если в формуле (200) принять х\ = 1,
что соответствует критической связи между контурами, тс
198
Сравнивая (201) с (195), видим, что коэффициент усиления
полосового усилителя в два раза меньше коэффициента
усиления усилителя с полным включением контура в анодную цепь.
Физически это объясняется увеличением потерь в контурах.
Избирательные свойства полосового усилителя определяются
резонансной характеристикой двухконтурного фильтра, которая
выражается следующим уравнением:
2Т1 (202)
где
х =
2 А/
/о
Q9 —обобщенная расстройка;
rt=—-— = дУ, —параметр связи.
Полосовые усилители, теория и расчет их детально
исследованы в трудах советских ученых В. И. Сифорова, Н. И.
Чистякова, А. А. Колосова и др.
§ 6. УСИЛИТЕЛИ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ
Усилители импульсных сигналов или просто импульсные
усилители применяются в автоматических, счетно-решающих
устройствах, в радиолокационных приемниках, в измерительных и
других приборах. Они могут выполняться как на электронных
лампах, так и на полупроводниковых приборах. Первые
обладают большим входным сопротивлением (если в цепи
отсутствуют сеточные токи) и малой инерционностью. В импульсных
усилителях чаще всего используются пентоды, которые имеют
небольшие входную и проходную емкости. Усилители с
пентодами небольшой проходной емкости работают при малых
напряжениях, надежны в эксплуатации и имеют большой срок
службы. Однако для них характерно небольшое входное
сопротивление и значительная зависимость параметров от изменения
температуры.
Рис. 160. Импульсный
усилитель реостатного типа
Рис. 161. Эквивалентные схемы
реостатного усилителя:
а—для верхних частот; б—для нижних частот
199
Импульсный усилитель реостатного типа и его
эквивалентные схемы приведены на рис. 160 и 161. При изучении
прохождения импульсного (ступенчатого) напряжения через
усилительную ступень обычно рассматривают отдельно прохождение
фронта импульса, которое обусловливается высокочастотными
гармониками частотного спектра, и прохождение плоской
вершины, которая составляется из низкочастотных гармоник
спектра. Поэтому для импульсного усилителя целесообразно
строить две эквивалентные схемы — для верхних частот и для
нижних частот. Это объясняется следующим. Известно, что ток,
проходящий через емкость С, равен
г = С^-, (203)
где и — действующее напряжение на емкости.
Если в этом выражении С мала, а и изменяется медленно,
т. е. производная по времени мала, то и ток i будет очень мал.
Аналогично напряжение на малой индуктивности, вызываемое
медленно изменяющимся током i,
^ (204)
dt
и также будет очень мало.
Следовательно, для медленно протекающего процесса можно
принимать малые емкости за разрыв цепи, а малые
индуктивности— за короткие замыкания. И, наоборот, для быстро
протекающего процесса большие емкости можно принимать за
короткие замыкания, а большие индуктивности — за разрывы цепи.
Физически эти явления объясняются так. Кратковременно
действующий ток не успевает изменить заряд большой емкости,
и напряжение на ней остается таким, каким оно было в начале
процесса. Если рассматривается только приращение
напряжения, то можно считать, что емкость является коротким
замыканием. Аналогично э. д. с. самоиндукции большой катушки за
короткий промежуток быстро протекающего процесса не
изменяет ток, проходящий через нее, т. е. катушка выполняет
функции генератора постоянного тока без шунта.
Следовательно, при рассмотрении только приращения тока можно считать,
что катушка представляет собой разрыв цепи.
Подобные объяснения действительны и при анализе
гармонических токов и напряжений. Малые емкость и индуктивность
при низкой частоте (медленный процесс) представляют собой
соответственно разрыв цепи и короткое замыкание; большие
емкости и индуктивность при высоких частотах (быстрый
процесс)— соответственно короткое замыкание и разрыв цепи.
Исходя из этого, по эквивалентной схеме, показанной на рис.
161, а, рассмотрим явление передачи усилителем фронтов
200
импульса. Эквивалентное сопротивление усилителя, состоящее
из двух параллельно включенных сопротивлений, равно
3 ~ R /? "
В емкость С входит выходная емкость лампы Свых, емкость
монтажа См и входная емкость Свх последующей ступени, т. е.
Наличие на выходе ступени емкости С, напряжение на
которой не может мгновенно изменяться, приводит к искажению
фронтов импульса (рис. 162). Степень искажений зависит от
Рис. 162. Искажение фронтов
импульса усилителем:
/—идеальный импульс; 2—искаженный
импульс
постоянной времени т заряда и разряда емкости. Очевидно, что
чем меньше т, тем меньше и искажения.
Постоянная времени для рассматриваемой эквивалентной
схемы рис. 161, а определяется по соотношению
zB = CR'a, (205)
где /?э = ——:?— — выходное сопротивление ступени
Учитывая это, запишем
(206
Для уменьшения тв выбирают сопротивление анодной
нагрузки R& значительно меньше Ri и /?в- Тогда
р ^_ р
""■вых '—■ ^а
И
_ —, f p {007 \
Длительность нарастания импульса зависит от емкостей
усилителя
/ — 9 9т 9 9 Г" Р ("9DR1
а также от верхней граничной частоты, так как
t _2 2 т — 2'2 _ 2.2 = 0,35
«в 2я/в /в
201
Коэффициент усиления ступени на средних частотах
Ky = SRa = ^. (209)
IS
Отношение —- называется добротностью (Q) ступени и
является важным параметром усилителя
Q = &- = —?-. (210)
^ 2,2 С V ;
Величины /Су и ta являются основными параметрами
усилителя.
По эквивалентной схеме (рис. 161, б) рассмотрим
воздействие на усилитель плоской вершины импульса, которая
составляется низкочастотными гармониками спектра. Для этого случая
постоянная времени тн определяется соотношением
Относительный спад плоской вершины (обозначим его Кс)
в результате действия цепи CpRa равен
^ ^!L.==^S_, (211)
c ,
<-'шах тн ^р 'ув
где ти — длительность импульса.
Спад также зависит от нижней граничной частоты fH, что видно
из следующего соотношения:
^ = ^»» = ^2^/„. (212)
Из выражений (208) и (212) вытекает, что для уменьшения
искажения фронтов необходимо увеличивать верхнюю
граничную частоту, а для уменьшения спада — уменьшать нижнюю
граничную частоту полосы пропускания усилителя.
Емкость разделительного конденсатора Ср выбирается из
условия
СР>-^. (213)
лс «н
Для коррекции фронтов импульса применяются различные
меры: включение параллельно или последовательно емкости С,
индуктивности L и использование отрицательной обратной
связи и т. п.
Для уменьшения «завала» плоской вершины импульса
чаще всего используется анодный фильтр, состоящий из емкости
и активного сопротивления.
§ 7. УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРИБОРАХ
В диапазоне высоких частот сказывается зависимость
параметров транзисторов от частоты. Это обусловливается
наличием емкостей коллектор—база Ск и эмиттер—база Сэ, причем
202
Ск может изменяться в пределах от единиц до десятков пико-
фарад, и различием в скоростях носителей заряда, что
приводит к искажениям формы тока на выходе и тем большему, чем
больше расстояние от эмиттера к коллектору. Искажения
формы тока могут иметь место и по причине неравномерной
толщины основания транзистора. Поэтому с ростом частоты
уменьшается амплитуда коллекторного тока и, следовательно,
усиление по току. Следует отметить, что с ростом частоты будет
повышаться устойчивость работы схемы. Это объясняется
уменьшением положительной обратной связи в силу уменьшения
коэффициента усиления. В электронных лампах, как известно,
имеет место обратное явление.
В отличие от ламповых усилителей высокой частоты в
усилителях на транзисторах наряду с резонансными применяются
и апериодические ступени.
Наиболее распространенной схемой включения
транзисторов в усилителях высокой частоты для диапазонов длинных,
средних и коротких волн является схема с общим эмиттером.
Необходимо отметить, что малое входное сопротивление
транзистора (электронные лампы обладают большим входным
сопротивлением) в сильной степени шунтирует контур
предшествующей ступени, чем понижается усиление предыдущей
ступени и ухудшается -ее избирательность. Для устранения этого
недостатка приходится прибегать к согласованию между
ступенями приемника путем неполного включения контура или вклю-
Рис. 163. Усилители высокой частоты:
а—с автотрансформаторной связью (схема с общим эмиттером); б—с индуктивной
связью; е—с двумя индуктивно связанными контурами и автотрансформаторным
включением контуров; г—с автотрансформаторной связью (схема с общей базой)
203
чать соединение ступени по различным схемам, например
первую ступень — по схеме с общим эмиттером, а вторую — по
схеме с общей базой.
На рис. 163 приведены схемы усилителей высокой частоты,
наиболее часто встречающиеся в транзисторных приемниках.
На рис. 163, а, б, г показаны схемы усилителей высокой
частоты с одиночным колебательным контуром; на рис. 163, в—•
схема с двумя связанными контурами, представляющими собой
полосовой фильтр. Последняя схема обычно используется в
качестве усилителя промежуточной частоты. В этой схеме для
уменьшения шунтирующего действия коллекторной цепи на
первый контур применяется автотрансформаторная связь. По
тем же причинам автотрансформаторная связь применена и во
всех остальных схемах.
Коэффициенты включения по выходной (коллекторной)
цепи Рк и входной (эмиттерной) цепи Рэ соответственно
определяются соотношениями
Коэффициент усиления при резонансе равен
Ky = SRmPxPB, . (215)
где 5 — крутизна характеристики лампы при условии, что
рабочая частота значительно отличается от критической частоты,
т. е. /0</кр.
Выражение (215) подобно выражению для К7 — см.
формулу (198) для лампового усилителя — с той лишь разницей, что
здесь имеется второе Р, которое учитывает
автотрансформаторное включение и со стороны входа, чего не было в ламповом
усилителе с односторонним автотрансформаторным включением.
Коэффициенты включения по выходной и входной цепи
выражаются формулами:
Р =
Явых Qk -
^экв Q
Rbx Ok —
V9KB
ЭКВ
Qskb
В выражениях (216) и (217) эквивалентная добротность Qms
всегда меньше добротности контура QK, что объясняется
шунтированием контура выходным сопротивлением ЯВЫт и
входным сопротивлением RBX транзисторов.
Для полосового усилителя (рис. 163, в) коэффициент
усиления определяется соотношением
Ky = ^SR3KBPKP9. (218)
204
Различия между этой формулой и формулой для
коэффициента усиления лампового усилителя (200) совершенно
очевидны.
Уравнение резонансной характеристики, определяющей
избирательность транзисторного полосового усилителя, совпадает
с резонансной характеристикой двухконтурного полосового
фильтра и определяется соотношением (202).
В схемах (рис. 163) имеется ряд дополнительных
элементов, элемент RiC2 выполняет функцию развязок или
автоматического смещения на базу {R\C\), необходимого для выбора
режима работы и устойчивости схемы. При комбинированном
смещении на базу, кроме автоматического смещения, подается
дополнительное смещение от источника коллекторного
питания Ек через сопротивление R3 (см. рис. 163, а).
Комбинированное смещение позволяет получить более стабильный режим
работы усилителя.
Конденсатор Ср служит для передачи высокочастотных
колебаний от усилителя к последующей ступени. Он же
преграждает путь постоянной составляющей коллекторного напряжения
на базу последующей ступени. Поэтому его часто называют
разделительным.
Наряду со схемами усилителей высокой частоты
применяются каскодные схемы, одна из которых показана на рис. 164.
В схеме первый транзистор 7\ включен по схеме с общим эмит-
Рис. 164. Каскодная схема усилителя высокой
частоты
тером, которая характеризуется сравнительно большим
входным и малым выходным сопротивлениями, а второй
транзистор Тч включен по схеме с общей базой, которая имеет малое
входное и сравнительно большое выходное сопротивления.
Поэтому каскодный усилитель высокой частоты не требует
дополнительной нейтрализации и работает весьма устойчиво в
заданном диапазоне частот. Кроме того, он позволяет получить
достаточно большое усиление. В то время как обычный двухсту-
пенный усилитель высокой частоты дает усиление порядка 100,
каскодный позволяет усилить сигнал примерно в 1000 раз.
205
§ 8. ПРИЧИНЫ САМОВОЗБУЖДЕНИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ ВЫСОКОЙ
ЧАСТОТЫ. ИСКАЖЕНИЯ В УСИЛИТЕЛЯХ И МЕРЫ БОРЬБЫ С НИМИ
Усилители высокой частоты могут самовозбуждаться под
действием паразитных (нежелательных) обратных связей как
в самой ступени усилителя, так и между отдельными
ступенями приемника. Самовозбуждение сопровождается свистом,
гудением и треском в громкоговорителе.
Паразитные обратные связи в усилителе подразделяются
на следующие группы:
1) емкостные и индуктивные обратные связи между
элементами усилителя и монтажными проводами;
2) обратные связи через общие источники питания;
3) обратные связи через проходную емкость анод—сетка
лампы.
Мерой борьбы против паразитных связей первой группы
является экранирование и соответствующее расположение
деталей и проводов относительно друг друга и корпуса приемника.
Для устранения влияния обратных связей через общие
источники питания применяют развязывающие фильтры,
выполненные в виде /?С-цепочек.
Наибольшую опасность представляют обратные связи через
емкость лампы Сас. В. И. Сифоров показал, что для любой
схемы многоступенчатого усилителя условие устойчивой работы
можно выразить соотношением
шСас5/?29р2<(0,18-0,32). (219)
Преобразуем это выражение, умножив обе части его на 5.
Тогда получим
ш Сас Sa Rip2 < (0,18 - 0,32) S,
но S2Rlp2 = K2y.
Откуда
шСасАГу < (0,18- 0,32) S. (220)
Из выражения (220) видно, что устойчивой работы
усилителя можно достичь при малом значении всех величин,
находящихся в левой части равенства.
Определим коэффициент усиления из выражения (220)
M8-0'^ (221)
« сас
и назовем его коэффициентом устойчивого усиления, обоз-
начив через Куу,
- . (222)
V <° Сас
206
Следовательно, коэффициент усиления любого усилителя
необходимо всегда выбирать меньше коэффициента
устойчивого усиления в соответствии с формулой (222).
В усилителе с полным включением контура при параметре
связи р = 1, и КуЖуу необходимо использовать схему с
неполным включением контура. В этом случае он определяется из
соотношения
Р<
(223)
Из выражения (222) следует, что устойчивый коэффициент
усиления зависит от соотношения , а также от частоты со.
Чтобы получить достаточный по величине коэффициент Куу,
надо выбирать лампы с большой крутизной характеристики и
малой проходной емкостью Сас.
Например, характеристики лампы 6К1П:
5= 1,85 ма1в;
= 1,85 ■ 1011 а/в.
= 49(/Г=1,5 Мгц)
хуже, чем характеристики лампы 6К4П:
5 = 4,4 ма/в; —^— = 12,5 - 10й а/в. ф; Куу= 157(/=1,5 Мгц)
Коэффициент /Суу уменьшается с увеличением частоты. Для
вышеприведенных ламп на частоте 15 Мгц он соответственно
равен 15 и 48, т. е. уменьшился более чем в три раза.
Нелинейные искажения возникают из-за
Искажения криволинейности колебательной характе-
в усилителях Г , лг.г-\ тг
высокой частоты ристики усилителя (рис. 165). Как
видно из рисунка, огибающая амплитуд
анодного тока не точно воспроизводит форму огибающей
входного (сеточного) напряжения, в частности, она значительно
искажена в своей нижней части.
[_! I _iL__
Рис. 165. Искажения огибающей модулированного
колебания усилителем
207
Математически амплитуда первой гармоники анодного тока
описывается уравнением
hlm = SUcm + -L-S"Ucm, (224)
где 5 и S" — крутизна характеристики и ее вторая производная
в рабочей точке соответственно;
Ucm—амплитуда напряжения на сетке лампы.
Уравнение (224) указывает на нелинейную зависимость
анодного тока от сеточного напряжения.
Для количественной оценки нелинейных искажений
пользуются понятием коэффициента нелинейных искажений Kf-
(225)
Отсюда следует, что коэффициент нелинейных искажений
прямо пропорционален коэффициенту модуляции и квадрату
амплитуды сеточного напряжения. При линейной или
квадратичной характеристике лампы вторая производная 5" крутизны
равна нулю и, значит, коэффициент Kf также равен нулю, т. е.
нелинейные искажения отсутствуют. В резонансных усилителях
Kf равен 1—1,5%.
Нелинейность характеристики лампы может вызвать так
называемые перекрестные искажения или перекрестную
модуляцию. Это объясняется одновременным воздействием на сетку
лампы с нелинейной характеристикой напряжения сигнала и
достаточно большого напряжения помехи, которое изменяет
положение рабочей точки на криволинейном участке
характеристики, изменяя при этом коэффициент усиления ступени.
Причем, если мешающее напряжение промодулировано, то
коэффициент усиления ступени меняется с частотой помехи. Так
как огибающая полезного сигнала искажается промодулирован-
ной помехой, то устранить эти искажения за счет
избирательных свойств контуров невозможно. Величина перекрестных
искажений прямо пропорциональна отношению——-. Мерой борь-
о
бы с этими помехами является применение в усилителе высокой
частоты ламп, имеющих характеристики с квадратичной
зависимостью.
В случае питания приемника плохо сглаженным
выпрямленным током может иметь место модуляция полезного сигнала
фоном переменного тока. Чтобы этого не происходило,
необходимо тщательно рассчитывать сглаживающие фильтры,
обеспечивающие малое напряжение низкой частоты на выходе
источника анодного питания.
208
§ 9. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Усилители высокой частоты рассчитываются на основании
исходных данных, которые могут предусматривать поддиапазон
частот, необходимое усиление, эквивалентную добротность,
индуктивность контуров и др. Расчет усилителей заключается в
выборе, необходимой электронной лампы или транзистора,
определении минимального или максимального коэффициента
усиления при обеспечении устойчивой работы усилителя,
нахождении параметра связи при автотрансформаторном или
трансформаторном включении контура в анодную цепь,
индуктивности катушки La и т. п. В исходных данных иногда
указывается тип лампы, к которой привязываются дальнейшие расчеты.
Порядок расчета усилителя рассмотрим на примере.
Пример. Рассчитать параметры резонансного усилителя,
обеспечивающие наибольшее усиление в диапазоне частот
600—1500 кгц, на лампе 6К4П с полосой пропускания
2А/=12 кгц. Индуктивность контура L = 100 мкгн.
Расчет: 1) Выписываем данные лампы 6К4П:
5 = 4,4 мае; #.= 1500 ком; Сас < 0,0035 пф;
Сск = 5,5 пф\ Сак = 5 пф; £э=100 в; £а = 250 в;
/э = 4,2 ма; /а=11 ма; Ес—— 3 в.
2) Определяем эквивалентную добротность для
минимальной частоты, принимая ее постоянной по диапазону:
э 2Д/ 12
3) Находим резонансное сопротивление контура для
крайних точек диапазона:
Rsmm = 2^/minLQs = 2- 3,14 -600- 10*. 100- Ю-6-50^
^18,9^19 ком.
/?9m.x = 2*/mai£Q, = 2-3,14. 1500- 103- 100- Ю-6-50 ж
== 47,2 ^47 ком.
4) Выбираем схему усилителя с полным включением
контура и определяем максимальный коэффициент
усиления на крайних точках диапазона:
Kyala = SR3min = 4,4- 10-з. 19- 103^ 83,6.
^ymax = Stf3max = 4,4- 10-3.47- 103^ 206,8.
5) По условию В. И. Сифорова определяем
коэффициент устойчивого усиления:
А' < 0,42 |/ < 0,421/ — ^ 133.
" V 2я/тахСас V 2-3,14. 1,5-0,035
14 Заказ 3222 209
Как видим, коэффициент усиления на максимальной
частоте значительно превышает коэффициент устойчивого
усиления, т. е.
^■у max s^ ^-yy
Поэтому при схеме с полным включением контура и
выбранных параметрах работа усилителя не может быть
устойчивой.
Рассмотрим схему с неполным включением. Определим
параметр связи:
/Су 206,8
6) Определяем индуктивность анодной катушки при
автотрансформаторной связи:
La=/?£ = 0,6- 100 = 60 мкгн.
При использовании трансформаторной связи
индуктивность анодной катушки вычисляется по формуле
£а = (—?-)2L = (-^Y . 100=100 мкгн.
\ К ) \ 0,6 /
Коэффициент связи (К) равен 0,6.
Контрольные вопросы
1. Нарисуйте схему усилителя высокой частоты с полным
включением контура в анодную цепь и расскажите о принципе
работы.
2. Что собой представляет эквивалентное сопротивление /?'9?
3. Почему коэффициент усиления в ступени с полным
включением контура в пределах одного диапазона с повышением
частоты увеличивается, а при переходе с одного диапазона на
другой резко уменьшается?
4. Что такое параметр связи р?
5. Чем отличается полосовой усилитель от резонансного?
6. Проанализируйте формулу (200).
7. Нарисуйте схему импульсного реостатного усилителя и
расскажите о принципе его работы.
8. Каковы особенности усилителя высокой частоты на
полупроводниковых приборах?
9. В чем особенности каскодной схемы усилителя высокой
частоты?
10. Каковы виды паразитных обратных связей в усилителе
высокой частоты и меры борьбы с ними?
11. Каковы причины нелинейных искажений и способы
борьбы с ними?
12. Как проявляются нелинейные искажения в приемнике?
210
ГЛАВА И
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
§ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ДЕТЕКТОРАХ
Существуют отдельные блоки в приемнике, которые
изменяют спектральный состав сигнала, а именно детекторы и
преобразователи частоты. Детектор является нелинейной системой,
а детектирование — процессом, обратным модуляции. Поэтому,
в зависимости от вида модуляции, различают амплитудные,
частотные, фазовые и другие виды детектирования.
Детектирование широко используется в измерительной технике и при
экспериментальных исследованиях.
Детектор в приемнике — это устройство, с помощью
которого создается ток или напряжение модулирующей частоты.
Изображая детектор в виде нелинейного четырехполюсника,
процесс детектирования можно представить так, как показано
на рис. 166.
Вхос
Детектор
I •
ZH П Выход
Рис. 166. Блок-схема процесса детектирования
На вход детектора подается модулированное колебание
высокой частоты (рис. 166, а, б), а на выходе получается
напряжение низкой частоты (рис. 166, в).
В качестве элементов с нелинейной характеристикой
используются полупроводниковые приборы и электронные лампы.
Различают следующие амплитудные детекторы:
диодный, сеточный, анодный и катодный.
При изучении процессов детектирования нелинейную
характеристику детектора аппроксимируют при слабых сигналах
квадратичной зависимостью, которая с хорошим приближением
описывает начальный участок детектора, где и происходит
детектирование. При сильных сигналах нелинейную
характеристику диода в области положительных напряжений
аппроксимируют прямой линией. Детектирование, основанное на такой
аппроксимации, называется «линейным» или «идеальным».
Различают квадратичное и линейное детектирование.
14*
211
§ 2. КВАДРАТИЧНОЕ И ЛИНЕЙНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Схема короткозамкнутого диода при квадратичном
детектировании, который находится под действием напряжения
высокой частоты, приведена на рис. 167, а его характеристика на
рис. 168.
Рис. 167. Диодный
детектор без
нагрузки
Рис. 168. Квадратичная
характеристика диода
Величина Еа больше любой из возможных амплитуд
сигналов, поступающих на диод. Квадратичную характеристику,
изображенную на рис. 168, можно описать уравнением
k = AlA, (226)
где ta— мгновенное значение анодного тока;
А — коэффициент пропорциональности;
иа=Ец+иш —мгновенное значение анодного
напряжения.
Если модулированный по амплитуде сигнал представить
выражением
иш = Uma> (1 + т cos 2 t) cos wt,
то мгновенное значение анодного тока согласно формуле (236)
равно
+ A Uim (1 + /га cos 2 tf cos2 со *. (227)
Анализ выражения (227) показывает, что начальный ток
1=АЕй2. Второе слагаемое этого выражения содержит частоты
ш±й, а третье слагаемое — результат детектирования.
Преобразуя третье слагаемое, найдем
„(1 + /гаcos 2 t)2cos2со t — AtVLoO + 2тcos 2£ +
-\ cos 2 2 t)[ cos 2 со t) =
^22 ;\ 2 ' 2 /
-j A
2cos 2 аг + -1_
+ 2 /га cos 21 + — cos 2 2 Z1) cos 2 ш t.
212
Следовательно, после детектирования получены частоты,
которые не содержали спектр входного сигнала, а также член
модулирующей частоты
/ma = AUmm т.
Это полезный результат детектирования.
Но при детектировании появилась вторая гармоника тока
модулирующей частоты
Лл22 ■= —- AUmil>tn2,
4
которая вносит нелинейные искажения, свойственные этому
квадратичному детектированию.
Можно вычислить коэффициент нелинейных искажений по
второй гармонике
'т2Я
т
4 '
(228)
При коэффициенте модуляции т = 0,4 нелинейные искажения
по второй гармонике составляют 10% > что значительно
превышает допустимые нормы. Однако в
реальных диодных детекторах в цепь диода
включается нагрузочное сопротивление
и процесс детектирования будет другой.
Если реальную характеристику диода
аппроксимировать прямой линией, то
мы получим «линейное» или «идеальное»
детектирование (рис. 169).
Аналитически уравнение данной
статической характеристики может быть
представлено следующим образом:
0 U a.
Рис. 169.
Характеристика «идеального» диода
(229)
га = 5£/а при £/а > 0;
/а = 0 при £/а<0.
Анализ работы «идеального» детектора показывает, что
модулированный сигнал детектируется без нелинейных
искажений.
§ 3. ДИОДНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ.
РАСЧЕТ ДИОДНЫХ ДЕТЕКТОРОВ
Очень часто в приемниках применяются в качестве
детектора полупроводниковые или ламповые диоды, так как они
незначительно искажают колебания звуковой частоты.
213
На рис. 170 приведена одна из возможных схем детектора
на ламповом диоде. Это схема является последовательной
схемой диодного детектора, так как сопротивление
нагрузки RH включено последовательно с диодом. Обычно
величина #н = 0,1 —0,5 Мом.
Если сопротивление
нагрузки включено
параллельно диоду, схема называется
параллельной.
Модулированные
колебания высокой частоты
контура LC подводятся к диоду.
Л усилителю низкий
Рис. 170. Схема диодного детектора
Через диод будет протекать
пульсирующий ток. На
сопротивлении Rn получается
падение напряжения от
постоянной составляющей тока
и тока звуковой частоты.
Следовательно, сопротивление нагрузки Rn должно создавать
переменное напряжение низкой частоты, которое в
дальнейшем через большую емкость С2 (сопротивление ее для токов
звуковой частоты должно быть малым) подводится к
усилителю низкой частоты. Емкость С\ уменьшает нагрузку диода для
токов высокой частоты и отфильтровывает их.
Процесс линейного детектирования графически показан на
рис. 171.
Рис. 171. Графическое изображение процесса детектирования
214
Дано: крутизна характеристики диода
S = 0,02 ма/в; величина сопротивления
нагрузки /?н=5-105 ом; амплитуда
сигнала на входе 1/тш — 2 в; коэффициент
глубины модуляции т = 0,4.
Расчет. 1) определяем угол отсечки
диодного
детектора
в = 26°.
2) Внутреннее сопротивление детектора току звуковой
частоты
п nRi 3,14 -5- 103
R, = —- — — = 35 ком.
д в 0,455
3) Коэффициент передачи напряжения
Кл = cos в = cos 26° = 0,9.
4) Величина входного сопротивления последовательного
диода
__ /г, _5- 1Q5 _
х—- — .11.1— £d\J\J
2 2
5) Величина напряжения звуковой частоты на выходе
г7тп = те6гтшА'д = 0,4 • 2 • 0,9 = 0,72 6.
§ 4. СЕТОЧНОЕ, АНОДНОЕ И КАТОДНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
В сеточном детекторе для детектирования используется
нелинейность характеристики сеточного тока лампы. В анодной
цепи этой же лампы сигнал после детектирования усиливается.
Процесс детектирования в сеточной цепи такой же, как и при
диодном детектировании, только диодом здесь является
промежуток катод—сетка. На рис. 172 приведена принципиальная
п J^ ^усилителю
sX\ низкой
частоты
Рис. 172. Схема сеточного детектора
схема сеточного детектирования. Принцип работы сеточного
детектора состоит в том, что подводимое к контуру LC
модулированное высокочастотное напряжение детектируется в про-
215
Al
по
межутке катод—сетка, после чего на сопротивлении анодной
нагрузки R& выделяется напряжение низкой частоты.
Усиленное напряжение низкой частоты подводится через цепь Cc]/?ci
к первому усилителю низкой
частоты.
Под детекторной
характеристикой сеточного детектора (рис.
173) подразумевается
зависимость приращения постоянной
составляющей анодного тока A/ao
от переменного напряжения на
входе Ucm, т. е. Л/ао =|<р(^ст)-
Здесь показан нижний и верхний
изгиб кривой детекторной
характеристики.
Рис. 173. Детекторная харак- При анодном детектировании
теристика сеточного детектора (рис. 174) используется
нелинейность характеристики анодного
тока лампы. Нагрузка включается в анодную цепь лампы.
Сопротивление нагрузки зашунтировано емкостью Са, ко-
0
•и,.
'cm
Кусилигпелю
низкой частоты
Рис. 174. Схема анодного детектора
торая уменьшает сопротивление анодной цепи для
высокочастотных составляющих.
Следует отметить, что в качестве анодной нагрузки в
схеме при анодном детектировании можно применять
трансформатор и дроссель.
При катодном
детектировании (рис. 175) используется
нелинейность характеристики
катодного тока. При этом
нагрузка включается в цепь
катода лампы.
Из-за высокого входного
сопротивления катодного
детектора можно детектировать
большие сигналы с малыми
Рис. 175. Схема катодного детектора искажениями.
К усилителю
низкой частить
216
Сравнение
различных видов
детектирования
Наиболее широко применяется диодное
детектирование, так как диодные
детекторы обеспечивают малые нелинейные
искажения. Кривая детекторной
характеристики имеет большой прямолинейный участок. Но диодный
детектор обладает малой чувствительностью, так как он не
усиливает продетектированный сигнал. При детектировании малых
напряжений диодный детектор вносит такие же искажения, как
сеточный и анодный детекторы.
Сеточный детектор обеспечивает наибольшее усиление и
обладает наибольшей чувствительностью к слабым сигналам.
Кривая детекторной характеристики сеточного детектора имеет
более короткий прямолинейный участок, чем у диодного
детектора.
В случае слабых сигналов анодный детектор обеспечивает
меньшее усиление, но хорошо детектирует сильные сигналы. Он
широко применяется в измерительных схемах.
Катодный детектор не обеспечивает усиления, но хорошо
детектирует более сильные сигналы. Он применяется реже чем
диодный детектор, однако его используют во многих
приемниках.
§ 5. СХЕМЫ ЧАСТОТНЫХ ДЕТЕКТОРОВ
У колебаний, модулированных по частоте, амплитуда
постоянна, а частота меняется. Однако приходящие к приемнику
сигналы могут быть модулированы помехами по амплитуде.
Для устранения этих помех непосредственно перед частотным
детектором устанавливают ступень ограничения, которая
очищает сигнал с частотной модуляцией от амплитудной
модуляции помехами. После ограничения частотно-модулированные
колебания превращаются в дискриминаторе частотного
детектора в амплитудно-частотно-модулированные. Затем с помощью
обычного амплитудного детектора выделяется сигнал. На
рис. 176 приведены графики работы ограничителя и преобразо-
Рис. 176. График работы ограничителя (а) и преобразователя
модуляции (б)
217
вателя модуляции. В качестве простейшего преобразователя
модуляции может служить параллельный колебательный
контур, несколько расстроенный по отношению к частоте сигнала,
к которому предъявляются следующие требования:
амплитуда на выходе преобразователя должна быть
пропорциональна отклонениям частоты на входе;
преобразователь должен работать достаточно эффективно,
т. е. обеспечивать глубокую амплитудную модуляцию.
Преобразователь на расстроенном контуре очень прост,
однако нелинейность ската резонансной кривой приводит к
нелинейным искажениям по низкой частоте. Эти искажения
устраняют, применяя частотный детектор на двух контурах
(рис. 177).
К усилителю
Рис. 177. Схема частотного детектора
Контуры L\C\ и L2C2 расстроены относительно
промежуточной частоты. В случае средней частоты выходное напряжение
равно нулю. Выпрямленное напряжение снимается с
сопротивлений нагрузки Ri и R2. Если частота отклоняется от среднего
значения, то на одном из контуров напряжение увеличивается,
на другом уменьшается, в результате чего появляется
выходное напряжение.
Как показано в работе В. Ф. Шерепы «Сравнение частотных
детекторов на основе оценки нелинейности», при
детектировании широкополосных сигналов добротности контуров LiCj и
Ь2С2 не одинаковы. Это необходимо в случае малых добротно-
стей, для того чтобы получить лучшую линейность детекторной
характеристики, так как в одном из контуров используется
левая ветвь резонансной кривой, в другом — правая.
Контрольные вопросы
1. Назначение амплитудного детектора. Принцип работы.
2. Перечислите основные типы амплитудных детекторов.
218
3. Что такое квадратичное и линейное детектирование?
4. Каковы особенности работы схем частотных детекторов?
5. Каковы особенности работы частотных детекторов при
детектировании широкополосных сигналов?
ГЛАВА 12
ПРИЕМНИКИ ПРЯМОГО УСИЛЕНИЯ
§ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПРИЕМНИКАХ ПРЯМОГО УСИЛЕНИЯ
Приемником прямого усиления называется простейший
приемник, состоящий из антенного устройства, детектора и
индикатора (телефон, реле и т. п.)- Иногда в приемниках прямого
усиления используются усилители высокой частоты.
В современных условиях приемники прямого усиления в
радиовещательной аппаратуре применяются редко, так как у них
малое усиление и сравнительно низкая добротность, особенно на
коротких волнах. Усиление происходит только в ступенях
усилителя высокой частоты. Таких ступеней можно применить две-
три, так как при большем их количестве возможны случаи
самовозбуждения и неустойчивой работы. Это объясняется
возрастанием паразитных связей между ступенями. Избирательность
приемника прямого усиления небольшая.
Для улучшения избирательности усилителей высокой
частоты количество контуров увеличить нельзя, так как это
ограничивается числом ступеней усиления. При заданной добротности
колебательных контуров ширина полосы пропускания будет
изменяться в зависимости от частоты принимаемого сигнала.
Если /с = 3000 кгц, Q = 100, то ширина полосы пропускания
2Д/ = 30 кгц; если частота сигнала fc = 1500 кгц, Q = 100, то
2Д/= 15 кгц. Из расчетов также видно, что с увеличением
частоты приема полоса пропускания расширяется, а
избирательность ухудшается. Это одновременно приводит к
неравномерности усиления по диапазону частот.
Однако у приемников прямого усиления простое устройство
(меньше ступеней по сравнению с супергетеродинными
приемниками) ; в них отсутствуют искажения, связанные с
преобразованием частоты; они имеют небольшие габаритные размеры и
надежны в работе.
Благодаря этим преимуществам приемники прямого
усиления применяются в системах автоматики и телемеханики,
радиозондах и радиовзрывателях.
В телевидении, где используется широкая полоса
пропускания частот, также применяются приемники прямого усиления.
219
§ 2. РЕГЕНЕРАТИВНЫЕ И СВЕРХРЕГЕНЕРАТИВНЫЕ
ПРИЕМНИКИ
В приемниках прямого усиления для улучшения
избирательности и увеличения чувствительности (усиления) используется
явление регенерации. Регенерация заключается в применении
положительной обратной связи между анодной и сеточной
цепями. Это значит, что при наличии обратной связи между анодной
и сеточной цепями результирующее напряжение на сетке лампы
регенеративной ступени возрастает. Обычно регенеративной
является детекторная ступень, так как регенеративное
воздействие легче регулируется, если сопротивление анодной цепи
лампы для усиливаемых колебаний высокой частоты невелико.
Диодный детектор для регенеративного приемника не может
быть применен из-за того, что регенеративный эффект связан с
усилением колебаний, поэтому наиболее часто применяется
сеточный детектор.
hi
Е
Рис. 178. Схема простейшего
регенеративного приемника
Рис. 179. Векторная
диаграмма токов и
напряжений
регенеративного приемника
На рис. 178 приведена схема простейшего регенеративного
приемника. Характерной особенностью этой схемы является
наличие в анодной цепи лампы катушки обратной связи Loc,
которая индуктивно связана с контурной катушкой LK. Катушка LK
также индуктивно связана с катушкой антенны La- Переменное
магнитное поле, возникающее в катушке антенны La в
результате воздействия электромагнитных волн, пересекая витки
контурной катушки LK, вызывает в ней э.д.с. Е высокой частоты.
Под воздействием этой э.д.с. в контуре LKCK возникает ток /к.
Так как контур LKCK настроен в резонанс с частотой
принимаемого сигнала, то контурный ток /к совпадает по фазе с э.д.с. Е
(рис. 179).
Ток /к на емкости Ск создает напряжение
*>* = /« .
У со Ск
Емкость Сс значительно больше входной емкости лампы Св%,
поэтому можно принять, что напряжение на контуре UK равно
напряжению 0с, поступающему на сетку. Напряжение Uc уп-
220
равляет анодным током лампы /а и, являясь переменным,
вызывает в анодной цепи переменную составляющую анодного тока
/а, которая изменяется по закону этого напряжения.
Ток /а в катушке Loc создает переменное магнитное поле,
наводящее в катушке контура LK э.д.с. взаимоиндукции Еос,
сдвинутую относительно анодного тока /а по фазе на угол 90°.
Следовательно, Еос = /о)М/а.
Так как £/к = Uc, то, подставив значения /а и Uc в
уравнение для э.д.с. обратной связи, получим
/MS
ИЛИ
^ос — 'к'
Поскольку рассматривается случай положительной обратной
связи, при которой .Еос и £ совпадают по фазе, то в контуре
будет действовать сумма этих э.д.с, которая и определяет
резонансный ток в контуре.
где RK — сопротивление потерь в контуре.
Решая последнее уравнение относительно /к, получим
7-=—-тг- <230>
Из выражения (230) видно, что величина имеет раз-
М S
мерность сопротивления. является отрицательным сопро-
тивлением. Это отрицательное сопротивление вносится в
колебательный контур, что равносильно уменьшению активного
сопротивления потерь RK или увеличению тока контура /к.
До воздействия положительной обратной связи добротность
контура выражалась через соотношение
221
После воздействия положительной обратной связи добротность
контура регенератора увеличится
= 7Г. (231)
М
где
М S
ск
(232)
С увеличением добротности увеличивается ток /к и
напряжение Uc, но сужается полоса пропускания. Это значит, что
повысилось усиление и улучшилась избирательность приемника.
Если Яэ = 0, тогда коэффициент взаимоиндуктивности равен
критическому значению
(233)
S
Выражение (233) получено из уравнения (232).
При #э = 0 /?к - Мкр S = 0.
Тогда RK-= M**S , откуда Жкр = -^
к
Для получения большего усиления величина М должна
выбираться близкой к Мкр и быть регулируемой. Из выражения
(232) видно, что она зависит от Ск и, следовательно, при
перестройке приемника изменяется, так как изменяется емкость
переменного конденсатора Ск.
Однако при сильной обратной связи, когда Яэ близко к нулю,
регенератор работает неустойчиво и способен
самовозбуждаться. Поэтому следует всегда придерживаться соотношения
M<MKV.
|£ °K усилителю
|^ низкш частоты
Рис. 180. Схема сверхрегенеративного приемника
Сверхрегенеративные схемы (рис. 180) позволяют добиться
при большом усилении устойчивой работы приемника.
Особенностью схемы является наличие вспомогательного генератора
(гетеродина) ВГ, который выдает напряжение с частотой fBcn
несколько больше 20 кгц. Это напряжение поступает на сетку
лампы и изменяет напряжение смещения, причем так, что коле-
222
бания с частотой сигнала прерываются с частотой /ВСп- Поэтому
амплитуда напряжения гетеродина должна быть достаточно
большой-
Из выражения (232) следует, что эквивалентное
сопротивление Ra при М = const и С = const будет зависеть только от
крутизны лампы S, которая изменяется в сверхгенераторе
благодаря изменению смещения на сетке при периодическом
воздействии напряжения гетеродина с частотой /ВОп-
Если в выражении (232)
то R3 в контуре окажется отрицательным, а это приводит к
возникновению колебаний.
Если
«>— ,
то R3 окажется положительным, и колебания в сверхгенераторе
не возникнут.
При отсутствии сигнала колебания появляются под
воздействием напряжения шумов, которое всегда имеется на контуре.
Амплитуда колебаний растет до тех пор, пока она не
ограничится нелинейностью ламповой характеристики. Как только Rg под
влиянием напряжения гетеродина становится положительным,
колебания резко затухают, хотя максимальной амплитуды они
и не достигли. Такой режим сверхрегенератора называется
линейным (рис. 181,а). Он может иметь место при достаточно
высокой частоте ,Vir.
Если частота /ВСп низкая, то промежуток времени t\
окажется большим и амплитуда тока в контуре достигнет
установившегося значения, определяемого отрицательным сопротивлением
RB. Такой режим работы сверхрегенератора называется
логарифмическим (рис. 18!,('").
h
1ш ifll
III)
if
i
I
k й1.
Рис. 181. Графики колебаний в сверхрегенераторе
223
При поступлении на вход сверхрегенератора напряжения
сигнала суммарное напряжение Uom, с которого начнется
возрастание колебаний, определяется как
где Um — напряжение шумов;
Ucm — амплитуда напряжения сигнала.
Одновременно с увеличением начальной амплитуды
(рис- 182) до значения 0от пропорционально увеличивается и
амплитуда сеточного
напряжения сверхрегенератора при
линейном режиме работы (рис.
182, а); при логарифмическом
режиме (рис. 182, б) эта
амплитуда достигает
установившегося значения быстрее.
Рис. 182. Графики колебаний сверх- И в том- и в ДРУ™М режи-
регенвратора мах увеличивается среднее
значение анодного тока лампы.
Если принимаемый сигнал промодулирован по амплитуде, то
и серии «вспышек» также окажутся промодулированными, сле-
и,
гбсп
с пи'д
Гасящие импульсы
ллшшшш-
МидулироВиниый сигнал
Вспышки В V -колебаний
Чет
Рис. 183. Процессы колебаний в сверхрегенера-
торе при приеме модулированных колебаний
224
довательно, в составе анодного тока появится составляющая
модулирующей частоты, которая выделяется и подается на
усилитель низкой частоты.
На рис. 183 показаны процессы в сверхрегенераторе при
приеме модулированных колебаний.
В сверхрегенераторе в одной ступени можно получить
усиление порядка 104—106 раз. Однако у них возникают сильные
искажения сигналов и ухудшается избирательность, что
объясняется прерывистой генерацией и тем, что при логарифмическом
режиме среднее значение тока является пропорциональным не
напряжению сигнала, а логарифму отношения напряжения
сигнала к напряжению шума. Поэтому сверхрегенеративные
приемники применяются лишь в том случае, когда надо получить
большое усиление при очень малых габаритных размерах
приемника.
§ 3. ПРИЕМНИКИ ПРЯМОГО УСИЛЕНИЯ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Простейшими приемниками прямого усиления являются
детекторные приемники (рис. 184). Они предназначены для приема
передач местных широковещательных станций. Детекторные
Рис. 184. Схема детекторного приемника
приемники имеют низкую чувствительность, поэтому для их
работы следует применять антенну с большой действующей
высотой. КрОхме того, для получения значительной выходной
мощности в схему детекторного приемника вводят одну или несколько
ступеней усиления низкой частоты. Как и в ламповых
приемниках прямого усиления, в транзисторных приемниках такого же
типа можно значительно повысить чувствительность за счет
использования ступеней усиления высокой частоты- Этих ступеней
может быть несколько.
На рис. 185 показана принципиальная схема миниатюрного
приемника прямого усиления с апериодической связью между
ступенями усиления высокой частоты. Приемник имеет
фиксированную настройку. Чувствительность его 1,5 мв при
выходном напряжении 50 мв. Питается он от сухого элемента напря-
15 Заказ 3222
255
жением 1,3 в. Потребляемая мощность равна примерно 2,5 мет.
Ширина полосы пропускания частот 10 кгц. Этот приемник
хорошо воспроизводит не только речь, но и музыкальные
программы.
Рис. 185. Принципиальная схема миниатюрного приемника прямого
усиления
В приемниках прямого усиления на транзисторах также
применяется принцип регенерации и сверхрегенерации.
Рис. 186. Регенеративные приемники:
а—с индуктивной обратной связью; б—с емкостной обратной
связью
На рис. 186 приведены наиболее простые схемы
регенеративных транзисторных приемников с регулируемой величиной
обратной связи (индуктивной и емкостной). Приемники
представляют собой генераторы высокой частоты, доведенные до
порога самовозбуждения. В этом случае коэффициент усиления
резко возрастает. Однако для того чтобы получить пороговый
режим, надо иметь регулируемую обратную связь. В схеме
(рис. 186, а) обратная связь
регулируется путем
шунтирования обмотки обратной связи
Loc переменным
сопротивлением Rv; в схеме (рис. 186,6) эта
связь регулируется
переменным конденсатором Сос.
Одна из схем сверхрегене-
Рис. 187. Схема сверхрегенеративно- рЭТИВНОГО приемника показана
го приемника на рис. 187. Прерывистая генр-
226
рация осуществляется цепочкой RC, которая имеет большую
постоянную времени. Первая ступень приемника собрана по
трехточечной схеме и выполняет функции триодного
сверхрегенеративного детектора и усилителя. Вторая ступень
предназначена для усиления колебаний низкой частоты. Применяются
также схемы с отдельным детектором.
Сверхрегенеративные приемники можно конструировать
небольших размеров, что позволяет применять их в различных
управляемых моделях и аппаратах.
§ 4. ПРИЕМНИКИ ДЛЯ ПРИЕМА ОБРАЗЦОВЫХ ЧАСТОТ,
ПЕРЕДАВАЕМЫХ ПО РАДИО
По специальному расписанию отдельными радиостанциями
передаются образцовые частоты, причем они передаются на
различных волнах (длинных, средних, коротких). Пользуясь
этими передачами, можно с большой точностью измерить (в
расписании также указываются погрешности при передаче той
или иной образцовой частоты) частоту своего приемника,
установить погрешность по частоте, устранить ее, а также настроить
тот или другой прибор на соответствующую частоту.
Для приема образцовых частот применяют приемники,
отличающиеся от обычных более узкой полосой пропускания.
Желательно, чтобы у них была достаточно большая
чувствительность: для частот 100—200 кгц примерно 50 мкв/м; для частот
5; 10; 15 Мгц 20 — 20 мкв/м.
С помощью образцовых частот, принимаемых по радио,
можно поверять гетеродинные волномеры, различные генераторы,
в том числе и кварцевые.
Рис. 188. Блок-схема измерения погрешностей
гетеродинного волномера с помощью
коротковолнового приемника
На рис. 188 приведена блок-схема измерения погрешности
частоты кварцевого генератора гетеродинного волномера с
помощью коротковолнового приемника.
Поверка кварцевого генератора осуществляется по ГОСТ
13306—67 «Измерители частоты гетеродинные. Методы и
средства поверки»-
15*
227
Контрольные вопросы
1. Основные недостатки приемников прямого усиления.
2. Начертите блок-схему и принципиальную схему
приемника прямого усиления и охарактеризуйте каждый элемент
схемы.
3. В чем заключается сущность регенерации и
сверхрегенерации?
4. Нарисуйте график процесса колебаний в
сверхрегенераторе и проанализируйте его.
5. Сравните схемы регенеративных приемников на
транзисторах с аналогичными схемами ламповых приемников
(рис. 186 и 187).
6. Для чего передаются образцовые частоты по радио?
7. Какова роль коротковолнового приемника в блок-схеме
рис. 188?
ГЛАВА 13
СУПЕРГЕТЕРОДИННЫЕ ПРИЕМНИКИ
§ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПРЕОБРАЗОВАНИИ ЧАСТОТЫ
В СУПЕРГЕТЕРОДИННЫХ ПРИЕМНИКАХ
В супергетеродинных приемниках в отличие от приемников
прямого усиления имеется ступень преобразования частоты,
которая промодулированные колебания высокой частоты
преобразовывает в более низкие колебания при сохранении закона
модуляции. Преобразованная частота носит название
промежуточной. При настройке приемника на любую из принимаемых
частот она остается неизменной. Благодаря этому свойству в
супергетеродинных приемниках сравнительно легко получить
по всему диапазону частот необходимое усиление, а также
повысить избирательность, чувствительность и устойчивость в работе
приемника, упростить схему широкодиапазонного приемника.
Для преобразования частоты в приемниках длинных, средних
и коротких волн используются многоэлектродные лампы: гепто-
ды (пентагриды), гексоды и октоды. В транзисторных
приемниках для преобразования применяются полупроводниковые
диоды и триоды.
Схемы преобразователей бывают различные, но в каждую
из них обязательно входят гетеродин и смеситель. Они могут
быть совмещены в одной лампе или выполнены на двух
отдельных лампах. Каждая из схем имеет свои преимущества и
недостатки.
В зависимости от вида смесителя различают
преобразователи частоты: односеточные, когда напряжения с частотой сигнала
228
и гетеродина поступают на одну и ту же сетку, и двухсеточные,
когда эти напряжения подаются на различные сетки. В
приемниках длинных, средних и коротких волн, как правило,
применяются двухсеточные преобразователи частоты.
§ 2. ПРОЦЕСС ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЧАСТОТЫ
На рис. 189 приведена упрощенная схема односеточного
преобразователя частоты.
X усилителю
промежуточной
частоты
Рис. 189. Упрощенная схема односеточного
преобразователя частоты
На управляющую сетку смесителя поступают одновременно
напряжение смещения Ес, напряжение сигнала с мгновенным
значением ис и напряжение гетеродина с мгновенным
значением иГ.
Суммарное напряжение на сетке равно
но «с = UCm cos cuc t;
(234)
(235)
(236)
(237)
Тогда
ec = Ec + Ucm cos шс t + UTm cos ш,. t.
Анодный ток смесителя выражается зависимостью
По сравнению с амплитудой напряжения гетеродина U^m
амплитуда напряжения сигнала Ucm мала, поэтому выражение
(238) можно представить в виде степенного ряда
ia = <Р (Ес + Urm cos шг t + UCm cos yjc t) •=
= у (Ес + UTm cos wr 0 + у' (Ес + Urn cos шг t) )<
X t/c/ncos(ocz'+-l-y"(^c+^rmcosmrzt)-t/2cmcos4?'+ . . . (239)
229
В выражении (239) главным является выражение анодного
тока у{Ес + Urmcosart) и первой производной от него, т. е.
крутизны
y'(Ec + UTmcoswTt).
Если напряжение сигнала на входе смесителя равно нулю,
можно считать, что на сетке смесителя действует периодически
изменяющееся напряжение гетеродина, поэтому анодный ток и
крутизна лампы также изменяются по периодическому закону
и их можно выразить в виде тригонометрических рядов:
у'(Ес + Urmcosurt)=:Sa+Smlcosu>rt-}-Sm2cos2wrt+ . . . (240)
Так как амплитуда сигнала мала, в выражении (239) можно
пренебречь высокими степенями величины Ucm.
Подставив выражение (240) в уравнение (239), получим
К = (ho + hm\ COS O)r t . . .) + (So + Sml COS cor X
X^+ • • • ) ^c/n COS <»c 2^/a0 +/aml COS cor Z1+
+ So Ucm COS юс t + Sml Ucm COS <or t COS ioct =
= ho + hm\ COS «V t + So Uzm COS изс t +
+ y Sml Ucm cos (Шг + Шс) t + T Sml Ucm cos (Шг ~ ****'(241 J
Из выражения (241) следует, что, кроме постоянной
составляющей и составляющих, содержащих частоту гетеродина и
сигнала, анодный ток смесителя имеет и составляющие
суммарной и разностной частот. Последняя и является промежуточной
частотой приемника. Амплитуда ее тока согласно выражению
(241) равна
Нагрузка смесителя настраивается на промежуточную
частоту, а ток /атпр на эквивалентном сопротивлении этой нагрузки
при резонансе создает падение напряжения
> =—Sml UcmR3. (243»
'Э г\ ml C/7J э \
Коэффициент усиления при преобразовании
1
ист
Для двухконтурной схемы преобразователя (рис. 189)
коэффициент усиления выражается соотношением
tfnO=-^-Snp#e) (245)
где
to Л
R
230
Крутизна характеристики лампы изменяется под
воздействием напряжения гетеродина ит так, как показано на рис. 190.
Рис. 190. Изменение крутизны лампы
под воздействием напряжения
гетеродина
Из графика видно, что
о *-*max ^mtn
Тогда
°тах °тт
но так как Smii)~0, то приближенно можно считать, что
-"up '
— 5
(246)
(247)
§ 3. СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
Принципиальные схемы односеточных преобразователей
показаны на рис. 191. В преобразователях применены пентоды.
Необходимо подчеркнуть, что подобные схемы используются
Рис. 191. Схемы преобразователей на пентодах:
а—\: катодной связью; 6—со связью через малую емкость
лишь в том случае, когда это целесообразно по конструктивным
соображениям (например, тогда, когда в приемнике
применяются лампы одного типа).
231
В схеме рис. 191,а напряжение гетеродина Г подается на
лампу через катушку связи LCB, емкости Ск и Сск. Напряжение
сигнала снимается с контура усилителя высокой частоты
LCCC и поступает на управляющую сетку, на которой частоты
сигнала и гетеродина смешиваются, в результате чего
появляется сигнал разностной частоты
/пр ==/г /о
который и выделяется анодным контуром смесителя.
Цепочка RKCK автоматически создает постоянное напряжение
смещения на сетке лампы, чем обеспечивается выбранный режим
работы смесителя.
Основным недостатком данной схемы является увеличение
взаимного влияния контуров гетеродина и сигнала в связи с
увеличением частоты через емкость сетка—катод.
В преобразователях частоты с анодным детектированием
применяется также схема со связью через малую емкость ССЕ
(рис. 191,6). Емкость Сев равна 1—3 пф, поэтому взаимное
влияние настроек гетеродинного и сигнального контура невелико.
Большая крутизна характеристик пентодов позволяет
преобразователю работать при сравнительно малых напряжениях
гетеродина, поступающих на управляющую сетку лампы.
В супергетеродинных
приемниках более широко
применяются двухсеточные
преобразователи частоты (рис. 192).
Напряжение с частотой
сигнала подается на третью
сетку, а напряжение с частотой
гетеродина-—на управляющую
сетку. Переменная
составляющая анодного тока на
нагрузочном контуре создает
напряжение промежуточной
частоты, которое затем подается к
усилителю промежуточной
частоты для дальнейшего
усиления.
Преобразователи, выполненные на одной лампе, являются
более простыми и экономически выгоднее. Однако у них
имеется достаточно большой уровень внутренних шумов, который
требует значительного входного сигнала.
§ 4. ГЕТЕРОДИНЫ
Гетеродин — маломощный автогенератор, предназначенный
для создания колебаний высокой стабильности как по частоте,
так и по амплитуде. Он является составной частью
преобразователя. Принципиально гетеродин может быть построен по любой
К усилителю
■сэ
Рис. 192. Двухсеточный
преобразователь частоты.
232
из схем с индуктивной, емкостной, автотрансформаторной
обратной связью или по схеме Шембеля и т. д.
Однако в современных приемниках наиболее распространены
схемы с индуктивной обратной связью, трехточечная схема с
автотрансформаторной обратной связью и транзитронная схема.
От стабильной работы гетеродина в большой степени
зависит качество работы приемника в целом. Это объясняется тем,
что изменение, например, его частоты от установленной
приводит к отклонениям промежуточной частоты, т. е. нарушает
стабильность приемника. В пределах диапазона не должна также
изменяться амплитуда колебаний, вырабатываемых
гетеродином, так как она изменяет чувствительность. Напряжение
гетеродина должно быть строго синусоидальным и не содержать
высших гармоник. Если полностью высшие гармоники нельзя
устранить, то необходимо, чтобы их амплитуды были
минимальными. В противном случае высшие гармоники напряжения
гетеродина могут взаимодействовать с напряжением помех и
создавать дополнительные помехи на выходе приемника.
К смесителю
Рис. 193. Схемы гетеродинов
На стабильность частоты гетеродина влияют изменение
температуры, влажности, давления, а также механические
воздействия, поэтому при проектировании приемников
предусматриваются специальные меры, которые сводят на нет эти влияния
или уменьшают их воздействие до минимума.
/(смесителю
41
Рис. 194. Транзитронная
схема гетеродина на
пентодах
Рис. 195. Зависимость
тока от напряжения в
транзитронном
генераторе
233
На рис. 193,а показан гетеродин с индуктивной обратной
связью, а на рис. 193,6 — с автотрансформаторной обратной
связью.
В схеме (рис. 193,6) анодом гетеродина является экранная
сетка, заземленная через конденсатор по высокой частоте.
Напряжение к смесителю поступает с контура, находящегося в
цепи управляющей сетки.
Транзитронная схема гетеродина на пентодах показана на
рис. 194. Она проста по выполнению и обладает повышенной
стабильностью в работе. Принцип работы гетеродина (рис. 195)
основан на том, что с увеличением напряжения на некоторых
электродах лампы анодный ток уменьшается, т. е.
&U mj . д(/
ж = = или —Лг = .
—Д/ Д/ М
Если отрицательное сопротивление г подключить
параллельно колебательному контуру ЬГСГ, то получим автогенератор,
эквивалентная схема которого показана на
рис. 196. При соблюдении условия —г = R в
таком автогенераторе потери на активном
сопротивлении контура будут компенсироваться
за счет вносимого отрицательного
сопротивления. Одновременно с этим возникнут
незатухающие колебания.
Рис. 196. Экви- Из рис. 194 видно, что колебательный кон-
вмаетранзитрон- ТУР гетеродина L?Cr включен между катодом
кого автогене- и двумя сетками. Одновременно с увеличени-
ратора ем напряжения на колебательном контуре
увеличиваются мгновенные значения потенциалов
на экранной и защитной сетках, анодный ток лампы /а и
убывает ток в цепи экранной сетки ia, т. е. вступает в силу соотно-
MJ
шение . • Следовательно, на участке экранная сетка—катод
внутреннее сопротивление лампы окажется отрицательным.
При уменьшении напряжения на колебательном контуре
происходит обратный процесс. Физически это означает, что при
увеличении потенциала на защитной и экранной сетках электроны
получают большее ускорение и достигают анода, увеличивая
таким образом анодный ток; при понижении потенциала
(растет его отрицательная величина) защитная сетка тормозит
электроны, возвращая часть из них на экранную сетку,
увеличивая таким образом ток экранной сетки и уменьшая анодный
ток. Так как участок экранная сетка лампы — катод
подключен параллельно контуру LrCr и ведет себя как
отрицательное сопротивление, то он компенсирует потери в контуре и
обусловливает незатухающие колебания в нем.
Транзитронные схемы гетеродинов могут строиться и на
других многосеточных лампах, например, на гептодах.
234
§ 5. СОПРЯЖЕНИЕ НАСТРОЕК КОНТУРОВ ГЕТЕРОДИНА
Одним из важных достоинств приемного устройства является
простота настройки и управления. В приемниках прямого
усиления все контуры настраиваются на одну и ту же частоту с
помощью одной ручки.
В супергетеродинных приемниках процесс настройки
усложняется, так как требуется одной ручкой настраивать
одновременно контуры с частотой сигнала и частотой гетеродина, которые
отличаются по величине на промежуточную частоту. При этом
необходимо стремиться, чтобы промежуточная частота
оставалась постоянной, потому что в противном случае нарушается
стабильность и чувствительность приемника.
Для того чтобы обеспечить настройку приемника с помощью
одной ручки, конденсаторы различных контуров (входного,
гетеродина, усилителя высокой частоты) помешаются на одну ось,
которая вращается ручкой, выведенной на переднюю панель
приемника.
Пластины переменного конденсатора гетеродина меньше по
размеру, чем пластины конденсаторов входного контура и
усилителя высокой частоты, потому что они настраиваются на более
высокую частоту (в приемниках длинных, средних и коротких
волн частота гетеродина, как правило, выше частоты сигнала).
Поэтому различная форма пластин усложняет технологию
производства таких конденсаторов.
Для уменьшения различия между коэффициентами
перекрытия диапазона контура сигнала и гетеродина частота
гетеродина выбирается большей, чем частота сигнала. Известно, что
коэффициент перекрытия диапазона контура сигнала
ту- 7max .
дс f ■
/mm
Если fr>fc, то коэффициент перекрытия контура гетеродина
ту- /г max /max ~t~ /np
/г min /min + /np
Если /r<fc, то
' Jr max /max Tnp
Л-min /min /nP
Проанализировав все три выражения для коэффициентов
перекрытия, нетрудно заключить, что
КЯТ<КК<К„. (250)
235
Данное неравенство подтверждается следующим примером.
Пример. Дано:
/шах = 2100 кгц; fmin = 700 кгц и fnp = 465 кгц;
2) /Сдг —
/
2100
У max ^iw о.
/m
/min
/пр
3) К„ =
/min + /пр
/max /по
/min /пр
700
2100 + 465
700 + 465
2100-465
700 — 465
:2,2;
Из примера видно, что при fT<.fc для перекрытия заданного
частичного диапазона от /Шах до /min потребуется очень большой
(более чем в два раза) коэффициент диапазона гетеродинного
контура.
При /г>/с коэффициент перекрытия контура гетеродина
невелик и по своему значению близок к коэффициенту перекрытия
контура сигнала.
В приемниках с несколькими поддиапазонами сопряжение
настроек контуров сигнала и гетеродина осуществляется с
помощью дополнительных конденсаторов, которые включаются в.
гетеродинный контур (рис 197). В указанной схеме конденсате-
Рис. 197. Настройка и сопряжение
контуров дополнительными
конденсаторами с помощью одной ручки
Рис. 198. График
зависимости частот контуров
сигнала и гетеродина от
угла поворота ротора
конденсаторного блока
ры Сс и Сг одинаковы; конденсаторы Сп предназначаются для
подстройки контуров; конденсаторы С] и С2 являются
конденсаторами сопряжения. Конденсатор С\ включен последовательно с
основным конденсатором настройки Сг и поэтому сильно
уменьшает максимальную емкость контура, мало влияя при этом на
ее минимальную величину; С2 включен параллельно с
конденсатором Сг, поэтому значительно увеличивает минимальную
емкость контура, не влияя при этом на ее максимальное значение.
Выбирая величины Сь С2 и индуктивности Lr можно точно
настроить гетеродин на частоту fT = fc + fnp в трех точках диапазо-
236
на. В остальных точках частота гетеродина /г будет несколько
иной, но различие будет незначительным и не повлияет на
нормальную работу приемника.
На рис. 198 приведен график зависимости частот контуров
сигнала и гетородина от угла поворота ротора конденсаторного
блока при двух дополнительных конденсаторах в контуре
гетеродина. Из графика видно, что при малых углах поворота
ротора конденсаторного блока а частота гетеродина fr немного
ниже требуемой; причем в этой области на частоту влияет
последовательный конденсатор. При больших углах а главным
образом влияет параллельный конденсатор, поэтому в этой области
частота гетеродина много выше требуемой.
Погрешность согласования настроек можно уменьшить,
выбирая крайние точки точного сопряжения на некотором
расстоянии от границ диапазона. В. И. Сифоров рекомендует
определять частоты точного сопряжения по соотношениям:
г /max + /min
2
f3=fep- 0,434 (fma-fmin); ' (251)
f-, = fcv + 0,434 (/■„,„-/„,„).
В последнее время в качестве элемента сопряжения стали
применять катушку индуктивности Lo (рис. 199).
Диапазон частот плавно
настраивается с помощью переменной
индуктивности (ферроиндуктивности). L У _L Я. 7J-
Для обеспечения сопряжения настро- С/Г_1Т \l JT
ек контура сигнала и гетеродина при j !^^~*и/
известной емкости Сс определяют мини-
мальную индуктивность катушки ферро- Рис 199 настройка
индуктора (стержень выдвинут) по фор- и сопряжение конту-
муле ров дополнительной
2,53 • Ю1(» индуктивностью с по-
Z.min = —'— , (252) мощью одной ручки
■/щах С
где /тах — максимальная частота контура сигнала.
Индуктивность контура гетеродина Lr берется равной
индуктивности контура сигнала.
Величина индуктивности катушки Lo определяется по
формуле
If- Lm
Адг ———
_1_ Г
..,.П I ^0
Ц= Lm™~K^Lmin , (253)
2М
Емкость конденсатора гетеродина Сг определяется по
соотношению
2,53 ■
Л- maxV min + i-n)
(254)
где /г max — частота, кгц;
^mm — индуктивность, мкгн;
Сг — емкость, пф.
§ 6. ДВОЙНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ.
РАДИОПРИЕМ НЕЗАТУХАЮЩИХ ТЕЛЕГРАФНЫХ СИГНАЛОВ
В супергетеродинных приемниках с двойным
преобразованием частоты достигается большая избирательность, чем в
приемниках с одной промежуточной частотой. Первая промежуточная
частота выбирается более
высокой, а вторая —
сравнительно низкой.
На рис. 200 приведены
кривые избирательности при
двойном преобразовании частоты.
Первая высокая
промежуточная частота дает
возможность устранить зеркальную
помеху, так как
Рис. 200. Кривые
избирательности при двойном преобразовании
частоты
легко подавляется входным
контуром (кривая /).
Вторая промежуточная
частота берется достаточно
низкой и тогда при выбранной
добротности можно получить узкую полосу пропускания 2А/—
(кривая 2). Основное усиление происходит по второй промежу
точной частоте.
Общая кривая избирательности почти совпадает с кривой
второй промежуточной частоты, т. е. является весьма
избирательной.
^
L
Г
вк
УВЧ
It
УПЧ,
Рис 201. Блок-схема приемника с двойным преобразованием
частоты
238
Супергетеродинный приемник с двойным преобразованием
частоты можно представить в виде блок-схемы (рис. 201).
После первого преобразования частоты на вход второго
преобразователя поступает напряжение постоянной частоты,
поэтому его настройка обычно фиксированная. В отдельных схемах
между первым и вторым преобразователями применяется
усилитель первой промежуточной частоты для того, чтобы получить
большее усиление.
Первый и второй преобразователи УПЧХ и УПЧ2 состоят из
смесителей и гетеродинов, которые выполняются по схемам,
рассмотренным ранее.
Для повышения стабильности частоты приемника первый
гетеродин может стабилизироваться кварцем. Третий гетеродин
ЗГ используется для телеграфного приема на слух. Его
колебания и колебания усилителя второй промежуточной частоты
подаются на детектор Д, который выделяет напряжение тональных
биений, т. е. напряжение звуковой частоты
^"—/гпр — /зг-
Частоту третьего гетеродина выбирают на 800—-1000 гц
меньше (или больше) второй промежуточной частоты, поэтому при
точной настройке приемника на частоту сигнала телеграфный
сигнал будет иметь частоту, равную 800—1000 гц.
Другим методом приема радиотелеграфных сигналов
является метод тональной модуляции, заключающийся в том, что
незатухающие колебания в ступени усиления высокой или
промежуточной частоты модулируются с помощью генератора
звуковой частоты (тонального генератора), с этой целью вводимого в
приемник.
Телеграфные знаки могут передаваться неравномерным или
равномерным кодом. Неравномерный код принимается
операторами на слух (20—30 слов в минуту) или записывается на ленту
специальным устройством (ондулятором), при этом скорость
приема возрастает до 500 слов в минуту (если считать, что
слово в среднем состоит из пяти букв). Однако текст, записанный
неравномерным кодом на ленте ондулятора, необходимо
перепечатать на машинке или переписать от руки, что также требует
затраты времени. Поэтому лучший эффект дает применение рав
номерного кода при буквопечатающей связи. Здесь используется
частотное детектирование с обязательным применением
кварцевой стабилизации частот первого гетеродина.
§ 7. ИСКАЖЕНИЯ ПРИ ПРЕОБРАЗОВАНИИ ЧАСТОТЫ
При преобразовании частоты искажения могут проявляться в
виде побочных каналов и интерференционных свистов. Может
искажаться огибающая кривая входного напряжения; имеют
место также перекрестные искажения.
239
Одним из существенных недостатков супергетеродинных
приемников является их пониженная избирательность к помехам,
соответствующим побочным каналам приема и прежде всего
зеркальному (симметричному) и промежуточному.
При одной и той же настройке гетеродина на частоту
разностная (промежуточная) частота может быть получена за счет
действия двух различных частот сигнала
/ci =Л -Лр и /с, =/r + /пр. (255)
Если приемник настроен на одну из этих частот, то вместе с
ней на вход преобразователя поступает и частота /с2, но уже как
мешающая. После преобразования оба сигнала основной и
мешающей частот окажутся равной промежуточной и будут в
одинаковой степени усиливаться усилителем промежуточной
частоты.
Рис. 202. Расположение частот
основного сигнала, гетеродина и
Ж_
C'OCt
зеркального сигнала
Из рис. 202 видно, что зеркальная частота отличается от
частоты сигнала на величину удвоенного значения промежуточной
частоты:
/зеР=/с2=/с1+:2/„р. (256)
Например, если принимаемый сигнал /ci = 300 кгц, fnp—ll0 кгц,
то f3ep = 520 кгц. Другие побочные каналы соответствуют
частотам F -^пр /пр
там /Пр. —-—, —— и т. д.
2, о
Попадая на вход преобразователя, помехи с подобными
частотами могут усиливаться преобразователем непосредственно.
если /пом = /щ» или за счет удвоения и утроения, если /пом = ^-
и/ш>м=——соответственно. Эти частоты помех на выходе преоб-
О
разователя создают напряжение значительно меньшее, чем
помеха с частотой /пр, поэтому они менее опасны.
Для устранения помех, создаваемых побочным каналом,
частота которого равна или близка к промежуточной частоте,
применяют специальный заграждающий фильтр (рис. 203)
(иногда его называют фильтр-пробка). Фильтр представляет собой
параллельный контур, настроенный на промежуточную частоту
н включенный последовательно в цепь антенны (рис. 203, а)-
Такой колебательный контур не пропускает на вход приемника
240
сигналы с частотой fnp, так как он для них представляет
большое сопротивление. Но при этом он пропускает без ослабления
высокочастотные сигналы.
Рис. 203. Заграждающий фильтр
На рис. 203,6 показан фильтр другого вида. Он
представляет собой последовательный контур, подключенный параллельно
входному контуру, и для сигналов с частотой /пр представляет
очень малое сопротивление (практически короткое замыкание),
поэтому на вход приемника такие частоты не попадают.
Особым родом искажений в приемнике являются
интерференционные свисты, возникающие по различным причинам. Если, к
примеру, промежуточная частота входит в диапазон приемника,
тогда при настройке на частоту сигнала, которая близка к /пр, в
усилителе промежуточной частоты будут взаимодействовать два
колебания: одно, поступившее от преобразователя с частотой,
равной /цр, выделенное в результате преобразования, и второе,
также поступившее от преобразователя, но прошедшее через
него как через усилитель. При разности между этими частотами,
равной звуковой частоте, после детектирования получится
напряжение звуковой частоты, которое как свист прослушивается
на выходе приемника.
Второй причиной возникновения интерференционных свистов
могут быть комбинационные частоты, близкие к половине
промежуточной частоты или удвоенной промежуточной частоте.
Допустим, что /пр = 4б5 кгц, тогда /с = 930 кгц, a fr = fc + /np =
= 930 + 465=1395 кгц. Вторая гармоника сигнала /C2 = 2fc =
= 1860 кгц, а паразитная промежуточная частота fnnp = 2fc'—fr —
= 1860—1395 = 465 кгц.
То же самое получается, если частота помехи
/пом /г ГП ~^~ У пр-
В данном случае эта частота отличается от принимаемой
частоты на половину промежуточной, поэтому будет мало
ослабляться ступенями приемника, находящимися до
преобразователя.
16 Заказ 3222 24\
Одна из комбинационных частот, образованная такой
помехой, может оказаться равной промежуточной частоте, так как
'ком === '/с ~~ А/нам ~/ г *• ( j г I у пр г/г ^ Т г \ /пр / i
'пр
ИЛИ
'ком —
•"/г ^ '/г ~1 ^~/щ>) *• Jг Jлр
В этом случае помеха создается комбинационной частотой,
равной разности между вторыми гармониками сигнала 2/с и
гетеродина 2/г, причем вторая гармоника сигнала получается не
за счет поступления на вход приемника, а в результате работы
самого преобразователя.
Интерференционные свисты могут появляться как следствие
взаимодействия более высоких комбинационных частот
преобразователя и сигнала. Для устранения помех, создаваемых
побочным каналом, необходимо строить приемники с хорошей
избирательностью входных и высокочастотных ступеней.
§ 8. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Транзисторы, как и электронные лампы, являются
нелинейными элементами, поэтому они могут использоваться в качестве
преобразователей частоты. Преобразователи на транзисторах
могут строиться по схеме совмещения смесителя и гетеродина в
одном полупроводниковом приборе (рис. 204) и раздельной схе-
«- К усилителю
промежуточной
"петиты
Рис. 204. Схема преобразователя частоты с отдельным
гетеродином
ме, т. е. на двух транзисторах. Напряжение сигнала /с
поступает от усилителя высокой частоты на базу смесителя. В эмиттер-
ную цепь смесителя от контура гетеродина через конденсатор Ср
поступает напряжение с частотой гетеродина fr. Гетеродин
собран по схеме с индуктивно-емкостной обратной связью.
Напряжения с частотами fc и fr смешиваются, и в коллекторной цепи
выделяется разностная (промежуточная) частота, на которую
настроен нагрузочный контур смесителя. Затем напряжение
промежуточной частоты подается на усилитель промежуточной
частоты для дальнейшего усиления.
242
Эта схема имеет существенный недостаток — она склонна к
самовозбуждению на частотах, близких к промежуточной, т. е.
на границе частот, лежащих между средневолновым и
длинноволновым диапазонами.
К усилителю
промежуточной
частоты
Рис. 205. Схема преобразователя с совмещенным
гетеродином
Чаще применяются схемы с совмещенными гетеродинами
(рис. 205).
Напряжение с частотой сигнала /0 через катушку LCB.6
подается на базу преобразователя, на которую также поступает
напряжение гетеродина с частотой fr, и, таким образом,
происходит преобразование, аналогичное односеточному
преобразованию частоты в ламповом генераторе.
В результате преобразования в коллекторной нагрузке
выделяется напряжение промежуточной частоты /пр, которое через
катушку L поступает на усилитель промежуточной частоты.
К усилителю
промежуточной
частоты
Рис. 206. Разновидность схемы преобразователя
с совмещенным гетеродином
Другой разновидностью схемы с совмещенным гетеродином
является схема, приведенная на рис. 206. Напряжение с
частотой сигнала в этой схеме поступает на базу, а напряжение с
частотой гетеродина — на эмиттер. Катушка обратной связи LC1,
включена в цепь коллектора, последовательно с ней соединен
16*
243
колебательный контур промежуточной частоты. Для тока с
частотой гетеродина fr промежуточный контур представляет собой
очень малое сопротивление и практически не влияет на его
работу. Недостатком такого включения контура является то, что
напряжение гетеродина взаимодействует с частотами, кратными
промежуточной, т. е. комбинационными частотами. Эти частоты
имеются в коллекторной цепи преобразователя, поэтому в ней
могут создаваться искажения в виде интерференционного свиста.
Уменьшение габаритных размеров прибора, упрощение схемы
и повышение экономичности приемника—таковы основные
преимущества преобразователя с совмещенным гетеродином.
Схема преобразователей с совмещенным гетеродином имеет
несколько худшую стабильность частоты в сравнении со
схемами преобразователей с отдельными гетеродинами.
Преобразователи с отдельными гетеродинами проще
наладить, так как есть возможность раздельно подбирать
оптимальные режимы работы гетеродина и смесителя.
Выбор той или иной схемы преобразователя определяется
назначением приемника, условиями эксплуатации и
конструктивными особенностями.
§ 9. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИЕМНИКИ. ОСОБЕННОСТИ
СУПЕРГЕТЕРОДИННЫХ ПРИЕМНИКОВ ОТДЕЛЬНЫХ
ТИПОВ
Измерительные приемники (рис. 207) —это
высокостабильные приемники супергетеродинного типа, работающие в
широком диапазоне волн от метровых до миллиметровых, предназна-
Чхид
]j
Блок ВЧ h Блок ПЧ а
11 Выходных устройстд
АРУ
УЛТ
вк
ОТ)
япч,
JM
тг
NN
- УПЧ3
! блок
\ питании
+о
ил
I
Регистрирующий
присар
АПЧ
ВМ
0'
Сеть
I
дчм
l выход ПЧ
Осциллограф
т-О
ЯИЧ
Телефон
■f-O
Рис. 207. Блок-схема измерительного приемника
чены для ориентировочной оценки величин выходного
напряжения, мощности, качества экранировки высокочастотных
генераторов, измерения помех в линиях передач и напряженности поля.
244
Измерительные приемники применяются в лабораториях,
стационарных ремонтных мастерских, а также при особых
условиях. Основные технические показатели приемников
приведены в табл. 4.
Таблица 4
Основные технические показатели измерительных приемников
Тип
приемника
П5-1
П5-2
П5- 3
П5-4
П5-5
П5—7
П5-8
П5-13
Диапазон
частот, / гц
0,018-0,15
0,15-0,4
0,4-1,8
1,28—2,35
2.35-4
4-7,4
7,4—12
12—16,6
Пределы
измерения
0,5- 10* мкв
5,10* мкв
10 — 10-"' мкв
5—105 мкв (до 1
25—№ мкв (до 1,
10—105 МКв (ДО
50—10° мкв (до 1
10~12-10~4 вт
10~12-10~4 вт
1<Г12-1<Г4в«
2-10 —10 вт
з-10"13-ю""6вш
/
8
1
,8
^гц)
Ггц)
Ггц)
Ггц)
Погрешность
измерения.
г)б
4
4
6
3
3
3
3
о
Полоса
пропускания
20 кгц
100 кгц
100 кгц
1000 кгц
100 кгц
1000 кгц
3,5 Мгц
3,5 Мгц
5 Мгц
5 Мгц
10 Мгц
ВЧ-тракт
75
75
75
50
50
50
ом
ом
ом
ом
ом
ом
35x15 л .к2
23X10 мм-
17-
8 мм-
Измерительные приемники конструктивно выполняются из
блока высокой частоты ВЧ, блока промежуточной частоты ПЧ и
блока питания.
Два первых блока размещаются в общем кожухе, третий —
отдельно.
Блок высокой частоты приемника состоит из входного
делителя-переключателя, входных контуров, первого смесителя и
первого гетеродина, первого усилителя промежуточной частоты и
калибровочного генератора. Входной делитель-переключатель
позволяет ослаблять подаваемый сигнал. Входные контуры ВК
служат для улучшения избирательности приемника и
увеличения ослабления зеркального канала. Первый гетеродин Гх
собран по трехточечной схеме с обратной емкостной связью.
Частота гетеродина на 30 Мгц выше частоты сигнала,
следовательно, нагрузочные контуры смесителя С\ и первого усилителя
промежуточной частоты УПЧ\ настроены на частоту 30 Мгц.
245
Блок промежуточной частоты и выходных устройств состоит
из делителя напряжения, второго усилителя промежуточной
частоты УПЧ2 и различных выходных устройств.
Второй усилитель промежуточной частоты включает
несколько ступеней (7—8 ламп), что дает возможность получить
усиление в 100 дб и более. УПЧ2 имеет две полосы пропускания:
широкую 1,2 Мгц и узкую 100 кгц.
Узкая полоса пропускания получается путем двойного
преобразования промежуточной частоты с помощью второго
гетеродина Г2 и смесителя С2. Напряжение гетеродина Г2 снимается с
контура ограничителя О, который устраняет паразитную
модуляцию амплитуды напряжения гетеродина при включенной
автоматической подстройке частоты АПЧ и подается на
смеситель С.
В приемнике предусмотрена автоматическая подстройка
частоты АПЧ, состоящая из ограничителя О', частотного
детектора ЧМД и ступени автоподстройки АПЧ.
На выходе УПЧ2 включен ламповый вольтметр, который
состоит из измерительного детектора ИД и усилителя
постоянного тока УПТ с индикаторным прибором ИП
(микроамперметром).
С помощью выходных устройств наблюдают за формой
сигнала на осциллографе, прослушивают сигнал с помощью
телефонов и регистрируют результаты измерений
прибором-самописцем.
Выходные устройства состоят из четвертого усилителя
промежуточной частоты УПЧ4, детектора амплитудно-модулированных
колебаний ДАМК, усилителя низкой частоты УНЧ, внутреннего
модулятора и усилителя постоянного тока УПТ, рассчитанного
на подключение самописца или другого прибора с током 1,5 ма
■и внутренним сопротивлением 150 ом, и детектора частотно-мо-
.аудированных колебаний ДЧМК. Детекторы обычно
выполняются на полупроводниковых диодах.
Блок питания состоит из двухполупериодного выпрямителя с
двумя электронными стабилизаторами анодного напряжения и
электронно-магнитного стабилизатора накального напряжения.
Радиовещательные приемники должны быть красиво и худо-
.жественно оформлены, обладать высоким качеством
воспроизведения и простотой управления.
Корпуса приемников высшего и первого классов
изготовляются из лучших сортов древесины, полируются и украшаются
различными металлами и цветной пластмассой. Высокое
качество воспроизведения достигается уменьшением искажений во всех
■ступенях приемника, достаточно широкой полосой пропускания
по тракту низкой частоты, применением нескольких (до
четырех) качественных громкоговорителей и корпусов с хорошими
акустическими данными. Громкоговорители подбираются с раз-
.личными частотными характеристиками. В приемниках обычно
:246
можно регулировать избирательность и тембр, что позволяет
радиослушателю добиться необходимого тембра звучания и
необходимой частотной характеристики в соответствии с
выбранной программой передачи.
Приемник настраивают и управляют им с помощью одной:
ручки. Точность настройки обеспечивается применением
электроннолучевого светящегося индикатора.
Переключение поддиапазонов, включение и выключение
приемника осуществляется удобными клавишами.
Громоздкие антенны в современных приемниках заменены
внутренними дипольными и ферритовыми антеннами. Феррито-
вые антенны обладают свойством направленности. С их
помощью устраняют помехи и лучше настраивают приемник на
нужную частоту.
Профессиональные приемники слухового приема предназна
чены для приема телефонных и телеграфных сигналов на слух
и работают на всех диапазонах частот от ультракоротких до
длинноволновых. Поэтому часто приходится разбивать
диапазоны на поддиапазоны. Коэффициент перекрытия диапазона
выбирается 1,1—2,5.
Чувствительность таких приемников зависит от их
назначения и может колебаться от тысячных долей до единиц
микровольт. Высокая избирательность, в том числе по побочным
каналам, обеспечивается применением сложных входных контуров.
специальных фильтров в цепи антенны и четырехконтурных
полосовых фильтров в усилителях промежуточной частоты.
В тракте низкой частоты- может использоваться тональный
фильтр для получения узкой полосы звуковых частот. Его вклю
чают при телеграфном режиме работы.
Для обеспечения приема незатухающих телеграфных
сигналов на слух в приемниках имеется дополнительный гетеродин,,
частота которого регулируется в небольших пределах.
В приемниках слухового приема для повышения
стабильности частоты применяется кварцевая стабилизация и
стабилизация в цепях анодного и накального питания и прежде всего в
цепях питания гетеродина.
В последнее время все чаще стали применяться приемники
для работы на одной боковой полосе (телефонный режим).
Конструкция приемника в этом случае значительно усложняется,
так как необходимо иметь ступени, позволяющие
восстанавливать колебания несущей частоты. Тогда биения между
восстановительной несущей частотой и составляющими боковой полосы
после детектирования дадут составляющие первичного сигнала.
Отклонение восстанавливаемой несущей частоты от
номинальной не должно превышать 10—15 гц. Стабильность частоты
такого приемника должна быть очень высокой. Кроме того, для
облегчения задачи выделения несущей частоты и настройки на нее
передатчик обычно излучает специальный ориентировочный сиг-
247'
нал (пилот-сигнал) малой мощности. При использовании пилот-
сигнала автоподстройка частоты АПЧ обязательна.
Приемники пишущего и буквопечатающего приема (рис.208).
Оконечными устройствами данных приемников являются
ондуляторы и буквопечатающий аппарат соответственно. Чтобы обеспе-
ВК
УВЧ
пч
—
УПЧ
УПЧ
—
-чг-
о,
А
И
г
о, z вр
on
УНЧ
Рис. 208. Блок-схема приемника пишущего приема
чить пишущий или буквопечатающий прием, необходимо в
схеме приемника с амплитудной телеграфией иметь три
дополнительных ступени: ограничитель сигнала по минимуму и
максимуму О] и О2 и выходное реле ВР.
В этих приемниках слуховой канал является контрольным и
используется главным образом для настройки и проверки
работы на слух.
Детектор (выпрямитель) Д предназначен для
преобразования телеграфных сигналов, имеющих вид импульсов звуковой
или высокой частоты, в импульсы постоянного тока. Для
преобразования могут использоваться как схемы диодного, так и
анодного детектирования. На входе детектора включается
цепочка RC или фильтр нижних частот (рис. 209).
Л77 усилителя^
й
От усилителя
промежуточной
частоты.
Рис. 209. Детекторы:
а—с цепочкой RC: 6—с фильтром низкой частоты
Ограничитель сигнала по минимуму предназначен для
подавления помех, воздействующих на приемник во время пауз
(подавляются при этом помехи с амплитудами, меньшими
амплитуды сигнала). Обычно роль ограничителя по минимуму
выполняет детектор-выпрямитель. Напряжение смещения Ес
выбирается больше напряжения запирания Ес', т. е. \ЕС\ >\Вс\
что показано на рис. 210.
248
Как видно из графика, помеха 1 устраняется детектором, а
сигнал 2, ограниченный снизу, проходит и выпрямляется
детектором.
Ограничитель по максимуму О располагается после
детектора. Ограничение происходит за счет изгиба верхней части анод-
но-сеточной характеристики. При нулевом напряжении на сетке
анодный ток изменяется от нуля до максимальной величины.
Выходное реле ВР предназначено для подачи сигналов на
пишущее устройство. Реле бывают двух типов: механическое и
электронное. У механического реле малая скорость работы
(200—250 слов в минуту) и сильные помехи из-за наличия
искрящихся контактов. Эти реле трудно регулировать.
Электронные реле практически безынерционны, т. е.
срабатывают мгновенно, выдают сигналы строго прямоугольной
формы, просты в эксплуатации и позволяют обеспечивать скорость
более 500 слов в 1 мин.
Электронные реле применяют мультивибраторного типа
(рис. 211).
К пишущему
_ annapami/
Рис. 210. Устранение помехи путем
выбора напряжения смещения
Рис. 211. Электронное реле,
выполненное по схеме
мультивибратора-
Радиочастотная часть приемников с частотным
детектированием не отличается от этой части аналогичных приемников для
приема амплитудно-модулированных сигналов. Однако
дополнительно в них вводятся два канальных фильтра, которые
включаются за амплитудным ограничителем. Один из них
настраивается на частоту, соответствующую режиму работы
«ключ включен», другой — на частоту — «ключ выключен»
(обычно 4000 и 5000 гц). После канальных фильтров сигналы
поступают на выпрямители, с выходов которых снимается
постоянное напряжение противоположной полярности и подается
на электронное реле, которое и управляет оконечным прибором.
249
Контрольные вопросы
1. Что такое преобразование частоты? Для чего применяются
«преобразователи частоты в приемниках?
2. Какие контуры используются в преобразователях
частоты?
3. В чем заключаются преимущества и недостатки
совмещенных и раздельных преобразователей частоты?
4. Нарисуйте схему гетеродина с обратной индуктивной
связью. Как работает эта схема?
5. На каком принципе основана работа транзитронных
гетеродинов?
6. Нарисуйте схему настройки приемников с помощью одной
ручки при использовании конденсаторов и индуктивностей
сопряжения.
7. Для чего применяется двойное преобразование частоты?
8. Охарактеризуйте побочные каналы приема. Меры борьбы
с этими каналами.
9. Каковы особенности преобразования частот в
транзисторных приемниках?
10. Для каких целей используются измерительные
приемники? Каковы их особенности?
11. В чем заключаются особенности приемников слухового
приема?
12. Нарисуйте блок-схему приемника пишущего приема.
Какими параметрами должны обладать детектор, амплитудный
ограничитель и выходное реле этого приемника?
13. Какой вид будут иметь выпрямленные напряжения Uo
и схемах, показанных на рис. 209?
14. Преимущества электронного реле перед механическим.
ГЛАВА 14
РЕГУЛИРОВКА В ПРИЕМНИКАХ
§ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РЕГУЛИРОВКАХ В ПРИЕМНИКАХ
Обычно приемник рассчитывается на прием передач многих
радиостанций, работающих на различных частотах и
находящихся на неодинаковых расстояниях и в разных направлениях
от приемника.
Поэтому в точке приема напряженность поля сигнала будет
изменяться от единиц микровольт до сотен и больше
милливольт. Следовательно, и э. д. с. в антенне будет колебаться в
широких пределах, что может вредно сказаться на работе
приемника.
Усиление необходимо регулировать и для того, чтобы
получить постоянную и желательную громкость звучания в широко-
.250
вещательных приемниках. В этих же приемниках регулируется
тембр для получения звучания, которое нравится слушателю.
В зависимости от условий приема (наличие сильных помех
различного характера) приходится регулировать ширину
полосы пропускания частот и, в частности, работать на «узкой
полосе».
В профессиональных приемниках полоса пропускания
регулируется в зависимости от рода работ (телеграфия, телефония
и т. д.). С помощью регуляторов производится и подстройка
частоты. Все виды регулировок можно осуществлять вручную и
автоматически, как раздельным, так и комбинированным
способом.
§ 2. РУЧНАЯ РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ В ПРИЕМНИКАХ
Основное назначение ручной регулировки усиления —
обеспечить получение необходимой громкости принимаемого сигнала.
Регулировка усиления может применяться в цепях как высокой,
так и низкой частот. Известно, что коэффициент усиления
пропорционально зависит от крутизны характеристики лампы.
В свою очередь крутизну характеристики можно изменять,
увеличивая или уменьшая смещение на управляющей сетке.
При этом желательно применять лампы с удлиненной
характеристикой, что позволяет регулировать усиление в широких
пределах (рис. 212). Из рисунка видно, что в точке А крутизна
лампы (см. касательную /) больше крутизны в точке А' (см.
касательную 2), а это значит, что усиление уменьшается с
увеличением (по абсолютной величине) напряжения смещения.
К усилителю
низкой частоты
Рис. 212. Удлиненная ха ■
рактеристика лампы
Рис. 213. Регулировка усиления
детекторной ступени
Сопротивление, регулирующее усиление, можно включать и
в низкочастотные цепи приемника, в частности, в детекторной
ступени (рис. 213). В этой схеме сопротивление RK выполнено
в виде делителя (потенциометра), с подвижного контакта
которого продетектированное напряжение сигнала снимается и
подается на управляющую сетку усилителя низкой частоты. Дан-
251
контуру ii
VB ■ ■
I "я
чая схема регулировки имеет существенный недостаток, так как
напряжение всех звуковых частот ослабляется в одинаковой
степени, в то время, как человеческое ухо лучше воспринимает
звуки средних частот (2—3 кгц) и хуже — более низкие и более
высокие частоты. Поэтому при малой громкости, когда звуки
средних частот еще хорошо слышны, низкие и высокие звуки
пропадают. Чтобы этого избежать, необходимо применять
регуляторы, изменяющие соответственно спектральный состав
сигнала при изменении громкости. Такие регуляторы называются
компенсированными. Если параллельно RK (см. рис. 213)
включить ячейку вида RC (рис. 214), то форма частотной
характеристики изменится.
Сопротивление Ri выбирается
значительно больше сопротивления R2,
поэтому в положении 1
подвижного контакта
потенциометра ячейка RC не влияет на
форму частотной
характеристики. Если подвижной
контакт переместить из
положения / в положение 2, что
равносильно уменьшению
громкости, то сопротивление R2
будет все больше влиять на
форму частотной характеристики. В положении 2 подвижного
контакта потенциометра напряжение будет изменяться прямо
пропорционально сопротивлению участка 2—3. При понижении
частоты сопротивление участка 2—3 будет увеличиваться вследствие
увеличения сопротивления конденсатора С, что приведет к
большому усилению сигналов на низких частотах. В дальнейшем при
перемещении движка вправо от положения 2 частотная
характеристика изменяться уже не будет.
В транзисторных приемниках усиление регулируется с
помощью переменного сопротивления в цепи нагрузки детектора.
Здесь необходимо иметь в виду, что к части сопротивления
регулятора параллельно включено входное сопротивление усили-
К усилителю
низкой частоты
К катоду
Рис. 214. Регулировка усиления
с корректирующей цепочкой
Рис. 215. Ручная
регулировка
усиления
252
теля низкой частоты (рис. 215), которое сравнительно мало.
Поэтому при регулировке по схеме рис. 215, а изменяется
сопротивление нагрузки и коэффициент передачи детектора, что
уменьшает глубину регулирования громкости. Кроме того, с
увеличением громкости увеличивается и уровень нелинейных
искажений детектора. Чтобы этого не случилось, необходимо применять
усилители низкой частоты с большим входным сопротивлением
или использовать в цепи нагрузки детектора делитель
напряжения (рис. 215, б).
Лучшие свойства в отношении диапазона регулировки и
уменьшения нелинейных искажений имеет схема рис. 215, в.
§ 3. АВТОМАТИЧЕСКАЯ РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ
Автоматическая регулировка усиления АРУ предназначена
для сохранения приблизительного постоянства среднего
значения выходного напряжения приемника при изменении уровня
входного сигнала и защиты его ламп от перегрузок.
L
''В
вк
УВЧ
пч
УПЧ
1
д
ф -
УНЧ
АРУ
h
Рис. 216. Блок-схема супергетеродинного приемника с системой
АРУ
На рис. 216 показана блок-схема супергетеродинного
приемника с системой АРУ. Регулирование осуществляется за счет
изменения напряжения смещения на управляющих сетках ламп.
С выхода усилителя промежуточной частоты УПЧ напряжение
поступает на детектор основного сигнала и детектор Д, который
детектирует напряжение промежуточной частоты, и подается
через фильтр Ф на управляющие сетки усилителя промежуточной
частоты УПЧ, преобразователя частоты ПЧ и усилителя
высокой частоты УВЧ. Дополнительное отрицательное напряжение,
которое поступает от детектора, пропорционально амплитуде
колебаний несущей частоты полезного сигнала. Если на входе
приемника сигналы малы, то и отрицательное смещение
минимально, следовательно, приемник будет иметь достаточно большое
усиление. С увеличением напряжения на входе приемника будет
увеличиваться отрицательное смещение на сетках ламп, а
усиление уменьшаться.
В современных приемниках применяются различные схемы
АРУ: простая, АРУ с задержкой, усиленная АРУ. Однако
наиболее часто используется система АРУ с задержкой (рис. 217).
253
При приеме слабых сигналов АРУ не работает. Сигнал
детектируется обычно, так как детектор действует при любой
интенсивности принимаемых колебаний, удовлетворяющих
чувствительности приемника. АРУ начинает работать тогда, когда
величина сигнала на входе приемника превышает определенный
уровень.
л' аисту усилителя проие/кутпс.чои
частота С
К сеткам усилителей Высокой и
промежуточной частот и преоо~разо6а-
телю частоты
Рис. 217. Система АРУ с задержкой
На рис. 217 правая часть двойного диода Лг представляет
собой детектор АРУ. Катод диода имеет положительный
потенциал по отношению к земле. Нагрузкой детектора является
сопротивление RH, фильтром — ЯфСф. Напряжение задержки U3 по
абсолютной величине выбирается равным или несколько
большим амплитуды колебаний высокой частоты, рассчитанной на
нормальную работу детектора сигнала (основного детектора).
Поэтому детектор АРУ начинает действовать лишь в случае,
когда амплитуда высокочастотного сигнала, поступающего с
контура LC, превысит постоянное напряжение задержки U3.
Допустим, что напряжение сигнала Uc, поступившее от
контура LC через конденсатор Ср на анод детектора АРУ,
превысило напряжение задержки Ua. Тогда результирующее
напряжение на аноде станет положительным, через сопротивление
нагрузки RH начнет протекать ток; на нем возникает
отрицательное падение напряжения Un, которое и будет поступать на
управляющие сетки соответствующих ламп (UH^UC—U3).
Напряжение высокой частоты на детектор АРУ снимается не
с контура Lid, а с контура LC. Это сделано для того, чтобы
выравнять добротности указанных контуров (контур LiCx
включен в основной детектор) и сохранить в определенной степени
симметрию полосового фильтра усилителя промежуточной
частоты.
Амплитудная характеристика приемника с системой АРУ
показана на рис. 218. На участке ОА система АРУ не работает и
254
зависимость £/Вых от изменения £/вх носит прямолинейный
характер (прямая /). В точке А, когда напряжение сигнала IIс
становится больше напряжения задержки Ua, срабатывает
система АРУ, и характер зависимости £/вых от UBX описывается
кривой 2. Степень отклонения кривой 2 от прямой /, т. е. наклон
ее относительно оси абсцисс (0вх), зависит от числа
регулируемых ступеней и от отрицательного
напряжения, поступающего на сетки
регулируемых ламп.
Фильтр ЯфСф предназначен для того,
чтобы на сетки регулируемых ламп не
поступали сигналы низкой частоты.
Если к автоматическому регулятору
усиления предъявляются высокие требования,
то в его схему вводят дополнительную
ступень, которая усиливает регулирующее
напряжение (рис. 219). Усилитель может
быть помещен как до детектора, так и
после него.
В первом случае получается схема усиленной АРУ по
промежуточной частоте (рис. 219, а), во втором случае — схема
усиленной АРУ по постоянному току (рис. 219, б).
О
Рис. 218.
Амплитудная характеристика
приемника
УВЧ
!
л
■•-
ПЧ
1
сеткам
Л
упч.
ламп
П
у
нч
АРУ
Ф
=Ц] -Г чт zrr Д
УВЧ ПЧ
АРУ
УИЧ
К сеткам ламп
-L. ' 1 J
а ё
Рис. 219. Блок-схемы усиленной АРУ
Как видим, эти схемы отличаются от схемы АРУ с
задержкой только дополнительными ступенями — усилителями
промежуточной частоты или постоянного тока.
§ 4. РЕГУЛИРОВКА ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ
Полосы пропускания приемника выбираются в соответствии
с его назначением. Профессиональные приемники обычно
рассчитываются на прием как телеграфных, так и телефонных
сигналов. В этом случае целесообразно регулировать полосу
пропускания частот, так как она неодинакова для указанных
сигналов, причем более широкая полоса требуется при приеме
телефонных сигналов.
255
В широковещательных приемниках ширина полосы
пропускания должна обеспечивать прием речи и музыки, т. е. она
должна быть достаточно большой.
Но большая полоса пропускания способствует
проникновению различных помех, поэтому иногда целесообразно сужать
колосу пропускания, чтобы уменьшить эти помехи. Совершенно
очевидно, что сужение полосы пропускания в
широковещательных приемниках несколько понизит качество воспроизведения.
Регулировка полосы пропускания может быть ручной и
автоматической.
Автоматическая регулировка применяется редко, так как
требует значительно усложненной схемы приемника.
Полосу пропускания можно регулировать как в ступенях
промежуточной, так и в ступенях низкой частоты.
Усилители промежуточной частоты в качестве нагрузки
имеют полосовые фильтры, поэтому удобно регулировать ширину
полосы пропускания, изменяя связь между контурами, или их
добротность, или одновременно изменяя оба эти параметра. При
плавной регулировке полосы пропускания одновременное
изменение величины связи и добротности контуров представляет
большую трудность.
Полосу пропускания можно регулировать плавно и
скачкообразно.
Ауи/лителю
промежуточной
частоты
гттл
К усилителю
промежуточной.
частоты
Рис. 220. Плавная регулировка
полосы пропускания путем измерения
связи между контурами
Рис. 221. Скачкообразная
регулировка полосы пропускания
На рис. 220 показана схема регулировки полосы пропускания
изменением связи между контурами / и // с помощью
переменного конденсатора Ссв. При уменьшении емкости конденсатора
Ссв связь между контурами ослабляется, что сужает полосу
пропускания; при увеличении емкости конденсатора Ссв связь
между контурами усиливается, что расширяет полосу
пропускания. Регулировка осуществляется плавно.
На рис. 221 приведена схема скачкообразной регулировки. В
этой схеме с помощью дополнительной катушки LR (положение
2 переключателя) увеличивают связь между контурами и тем
самым расширяют полосу пропускания. Необходимо
индуктивность катушки Z-д выбирать малой, иначе контур // получится
256
слишком расстроенным относительно контура /, что не
допускается.
Полоса пропускания в низкочастотных ступенях
регулируется в основном в широковещательных приемниках. Регулировка
сводится к подбору желательного тона и тембра. Она
осуществляется1 вручную с помощью ручек «низкий тон» и «высокий
тон», выведенных на переднюю панель. В простейшем случае
регулятор представляет собой цепочку RC (сопротивление R
регулируемое), которая подключается к первичной обмотке
выходного трансформатора.
§ 5. АВТОМАТИЧЕСКАЯ ПОДСТРОЙКА ЧАСТОТЫ
Система автоматической подстройки частоты АПЧ
применяется в приемниках с беспоисковой настройкой, в приемниках с
автоматической настройкой, широковещательных приемниках
первого и высшего классов, а также в приемниках специального
назначения (самолетные, связные и т. п.).
В приемниках супергетеродинного типа стабильность
частоты определяется в основном стабильностью частоты гетеродина
и усилителя промежуточной частоты, поэтому в некоторых
приемниках применяется автоматическая подстройка частоты
гетеродина (рис. 222). В этой схеме выделяются две дополнительные
Y
ПН
в к
УМЧ
1
\"
1
1
1
1
с
г
1
У114
ч
л
ч
——
1
I I
Рис. 222. Блок-схема приемника с автоматической
подстройкой частоты
ступени: частотный детектор ЧД и управитель (регулятор
частоты) У. На схеме система автоподстройки показана
утолщенными линиями.
На вход частотного детектора подается напряжение
промежуточной частоты. Известно, что промежуточная частота
является разностной частотой гетеродина и сигнала, т. е.
/пр:==/г /с-
Поэтому непостоянство любой из этих частот на выходе
приемника уменьшает напряжение, что влияет на надежность
радиосвязи.
17 Заказ 3222
257
Поданное на ЧД напряжение промежуточной частоты
преобразуется им в постоянное напряжение, пропорциональное
величине расстройки приемника и соответствует ей по знаку.
Управитель У, на который подается постоянное напряжение
от частотного детектора, подстраивает частоту гетеродина Г.
В качестве ЧД используется двухтактный частотный
детектор (рис. 223).
_^ К управителю
А а пору i/a/ли- ■ } " | f \_V
теп я
промежуточной частоты
Рис. 223. Двухтактный частотный детектор
Если промежуточная частота не расстроена по частоте
(Д/ = 0), то на выходе частотного детектора падение напряжения
будет равно нулю.
Из схемы следует, что входное напряжение на верхнем и
нижнем диодах соответственно равно
где Uixp = Ui, так как левый конец дросселя Lm соединен через
конденсатор Ср с верхней точкой первичного контура, а
правый — через конденсаторы С2 и СбЛ с его нижней точкой.
ивых
Рис. 224. Характеристика частотного детектора
Напряжения U2' и £/2" на вторичной обмотке контура
противоположны по фазе. При их равенствах и сдвиге по фазе с
напряжением на дросселе LnP на 90° окажутся равными и входные
258
напряжения V\ и t/ц. Токи h и h, вызванные этими
напряжениями, проходя по сопротивлениям Ri и R2, создадут на них
одинаковые падения напряжений, но противоположной полярности.
Поэтому суммарное напряжение, выпрямленное обеими
диодами, на выходе частотного детектора в случае расстройки по
частоте Л/ = 0 будет также равно нулю (рис. 224).
В случае расстройки по
частоте на ±д/ на выходе
частотного детектора суммарное
напряжение не будет равно
нулю; оно изменяется
пропорционально величине
расстройки и в соответствии с ее зна-
Напряжение С частотного риСш 225. Управитель частоты с ре<
детектора подается на управи- активной лампой
тель частоты гетеродина,
который может представлять собой ступень с реактивной лампой РЛ
(рис. 225). В цепи анод — катод реактивной лампы, т. е. на ее
выходе, включен делитель напряжения из сопротивлений с
и R. Изменяя соотношение между этими величинами и порядок
их включения, можно регулировать нагрузку реактивной лампы.
Следовательно, можно записать
j _ CR
Эти реактивные сопротивления подключены параллельно
контуру гетеродина LrCr и, соответственно, изменяют его
частоту.
Допустим, что под воздействием какой-либо причины емкость-
колебательной системы гетеродина увеличилась (частота
уменьшилась). При этом уменьшится и промежуточная частота, т. е.
возрастет расстройка, что увеличит отрицательное напряжение
на выходе частотного детектора, которое поступит на
управляющую сетку управителя и уменьшит крутизну лампы S. Это
равносильно уменьшению эквивалентной емкости Сэ и общей
емкости контура гетеродина. Таким образом, получится
корректирующее увеличение частоты гетеродина и промежуточной
частоты.
§ 6. БЕСШУМОВАЯ НАСТРОЙКА ПРИЕМНИКА.
ИНДИКАТОРЫ НАСТРОЙКИ
Для повышения точности настройки в современных
приемниках применяются визуальные индикаторы. Наиболее широке
распространяются электроннолучевые индикаторы настройки —
17* 259
электронные лампы, снабженные светящимся экраном. Ширина
свечения экрана зависит от настройки приемника, причем, при
точной настройке на частоту на экране зеленого цвета будет
виден узкий темный сектор (рис. 226,а);
при расстройке этот сектор
расширяется (рис. 226,6).
Ширина темного сектора зависит
от отрицательного напряжения,
поступающего на сетку индикаторной
лампы от детектора.
На рис. 227 приведена схема
включения индикаторной лампы типа6Е5С.
В расстроенном приемнике напряжение на нагрузке
детектора и сетке индикаторной лампы близко к нулю, поэтому в
анодной цепи индикатора создается большой ток и,
следовательно, большое падение напряжения на сопротивлении Ra.
Потенциал на управляющем электроде понизится и темный сектор на
экране расширится. При точной настройке приемника все
произойдет наоборот.
Рас. 226. Экраны
индикаторов настройки
Л усилителю
низкой частоты
К регулирцемып
лампам
Рис. 227. Схема включения индикаторной лампы
6Е5С
Имеются схемы, в которых индикатором настройки является
лампа 6Е2П. Они более совершенны, так как позволяют
визуально сравнивать два напряжения по величине и индицировать
изменение одного из напряжений.
Контрольные вопросы
1. Для чего в приемниках нужно регулировать усиление?
2. Каковы причины, вызывающие изменение выходного
напряжения приемника?
3. Как осуществляется ручная регулировка усиления и где
она применяется?
4. В каких ступенях приемника возможно вручную
регулировать усиление?
260
5. Перечислите виды автоматической регулировки усиления.
Где она применяется?
6. Для чего нужно регулировать ширину полосы пропускания
частот приемника?
7. Принцип действия автоматической подстройки частоты в
приемнике. В каких приемниках она применяется?
8. Как работает реактивная лампа?
9. Для чего применяют индикаторы настройки?
10. Как работает ламповый индикатор настройки? Схема его
включения.
ГЛАВА 15
ОСОБЕННОСТИ УЛЬТРАКОРОТКОВОЛНОВЫХ
ПРИЕМНИКОВ
§ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПРИЕМЕ НА УЛЬТРАКОРОТКИХ
ВОЛНАХ (УКВ)
К ультракоротковолновому диапазону относятся волны
длиной до 10 м. Диапазон УКВ охватывает очень широкий спектр
частот. Этот диапазон, в свою очередь, делится на метровые
(1 — Юм), дециметровые (1—0,1 м), сантиметровые (0,1—0,01л)
и миллиметровые (короче 1 см) волны. Необходимость в таком
дополнительном делении вызвана тем, что по мере укорочения
длины волны существенно изменяются как законы
распространения радиоволн, так и способы их генерирования,
канализации и излучения.
В силу указанных причин меняются также методы схемного
и конструктивного решения отдельных узлов и блоков
радиотехнических устройств, приемных и передающих антенн,
канализирующих систем, фильтров и т. д.
Если, например, в диапазоне метровых радиоволн можно
применять для генерации электромагнитных колебаний обычные
вакуумные лампы и колебательные контуры с
сосредоточенными параметрами (емкость, индуктивность), а также
канализировать энергию с помощью двухпроводной линии, то в
диапазоне сантиметровых и миллиметровых радиоволн эти методы
совершенно непригодны. Колебания здесь можно генерировать
только, применяя специальные лампы (магнетроны и
клистроны), работа которых принципиально отличается от работы
обычных вакуумных ламп. Энергия, как правило, передается по
каналам, представляющим собой полые металлические трубы
(волноводы). Колебательные системы могут быть получены на
основе объемных резонаторов или отрезков длинных линий,
т. е. систем с распределенными параметрами.
261
Радиоволны УКВ-диапазона свободно проникают через
ионизированные слои атмосферы (ионосферу). Следует иметь в
виду, что в силу неоднородностей в ионосфере и тропосфере
(нижний слой атмосферы, простирающийся примерно до
высоты 10—18 км), возможно частичное рассеивание волн. Это
явление в настоящее время с успехом используется для
осуществления связей в диапазоне метровых волн на расстояниях,
значительно превышающих дальность прямой видимости. По
мере укорочения длины волны возможно значительное
поглощение энергии распространяющейся волны в капельных
образованиях (дожде, тумане).
В диапазоне сантиметровых и миллиметровых волн также
нмеет место резонансное поглощение энергии
распространяющейся волны непосредственно молекулами газов, составляющих
атмосферу Земли.
В результате преломления радиоволн в тропосфере
траектория распространяющейся волны искривляется. При этом, в
зависимости от метеорологических условий, искривление
траектории может способствовать огибанию волной выпуклой
поверхности земли (положительная рефракция) и, наоборот,
препятствовать огибанию (отрицательная рефракция). В некоторых
случаях положительная рефракция может достигать такой
величины, что искривляясь, луч падает на поверхность земли, и вновь
отражаясь ею, может распространяться на значительные
расстояния. В этом случае говорят о возникновении тропосферного
волноводного канала.
Знание способа распространения волны позволяет
правильно выбрать тип и параметры приемной антенны,
обеспечивающей наилучшие условия приема.
Во всех случаях для уверенного приема сигналов в точке
приема необходимо наличие определенного уровня
напряженности поля полезного сигнала. Требуемый уровень поля полезного
сигнала в точке приема во многом определяется эффективностью
приемной антенны, чувствительностью приемного устройства,
типом модуляции и уровнем поля помех.
Одной из основных особенностей приема в диапазоне УКВ
является низкий уровень внешних помех. Это объясняется тем,.
что помехи, вызываемые грозовой деятельностью в атмосфере,
в диапазоне УКВ уже практически не ощущаются (в силу
значительной длительности грозового разряда, наибольшая
амплитуда составляющих спектра помехи этого типа располагается в
области длинных и средних волн), а помехи космического
происхождения (радиоизлучение солнца, звезд и пр.) могут быть
в значительной степени подавлены за счет правильного выбора
типа приемной антенны и ее ориентации.
Таким образом, основными помехами радиоприему в
диапазоне УКВ являются собственные шумы приемного устройства.
При этом следует различать шумы, создаваемые излучением
262
атмосферы; собственные тепловые шумы приемной антенны и ее
фидера; шумы, вызываемые тепловым излучением поверхности
земли; внутренние шумы ламп входных ступеней приемного
устройства и др. Наличие внутренних шумов ограничивает общее
усиление приемного устройства, а также его чувствительность.
Другой характерной особенностью приема в диапазоне УКВ
является широкополосность. Обычно полоса пропускания
приемников УКВ колеблется от нескольких сотен килогерц до
десятков мегагерц. Необходимость такой широкой полосы
пропускания диктуется по крайней мере двумя причинами:
во-первых, широкой полосой спектра частот принимаемых полезных
сигналов*; во-вторых, в случае применения супергетеродинного
приема, значительным уходом частоты гетеродина, вызванным
температурной нестабильностью и другими причинами. Ста-
обычного клистронного генератора
имеет порядок 10~3, что при собственной частоте f =10000 Мгц
соответствует возможному уходу частоты А/= 10000 • 10~3 =
= 10 Мгц. Если полоса пропускания усилителя промежуточной
частоты супергетеродинного приемника при этом окажется
меньше 10 Мгц, то прием полностью прекращается.
§ 2. ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ УКВ-ПРИЕМНИКОВ
Как уже отмечалось выше, основным фактором,
ограничивающим чувствительность приемника УКВ-диапазона, являются
внутренние шумы. Можно показать, что при правильном выборе
типа приемной антенны, тщательном ее согласовании (а в
некоторых случаях оптимальном рассогласовании) с фидерной
линией и правильной ориентации ее в пространстве, собственные
шумы приемной антенны почти всегда могут быть уменьшены
по сравнению с суммарными внутренними шумами приемника,
состоящими из внутренних шумов ламп, тепловых шумов
элементов схем и шумов преобразователя и т. д. Повышение
чувствительности приемного устройства, таким образом,
непосредственно связано с уменьшением указанных шумов.
Принципиально возможно построение приемников
УКВ-диапазона по супергетеродинной схеме (рис. 228, а), схеме прямого
усиления (рис. 228, б) или детекторной схеме (рис. 228, в). Из
рисунка видно, что обязательным элементом всех схем являет-
* Часто принимаемые сигналы имеют вид импульсов с длительностью (т)
порядка долей микросекунды и, следовательно, для неискаженного
прохождения их в приемном устройстве требуется полоса пропускания порядка •
Если, к примеру, длительность импульса т равна 0,1 мксек, то требуемая
полоса пропускания оказывается равной
— = = 10 Мгц.
* 0,МО"6
263
ся приемная антенна, фидер приемной антенны и входное
устройство. В остальном схемы существенно отличаются.
Приемная антенна предназначена для преобразования
энергии приходящей электромагнитной волны в высокочастотную
энергию, связанную с токами в фидере приемной антенны, а
также в пространственной селекции принимаемого сигнала.
К усилителю
низкой частота
v/t
п
11
11 1
ВУ
УВЧ
а
А
■ К усилители/
низкой частоты
. К усилителю
низкой чистоты
Рис. 228. Блок-схемы приемников УКВ-диапазона
Фидер приемной антенны передает энергию принятого
антенной полезного сигнала во входное устройство с
минимальными потерями.
Входное устройство, с одной стороны, передает полезный
сигнал с наибольшим эффектом от фидера ко входу первой
ступени приемника, а с другой стороны, ослабляет внешние помехи.
Наибольшей чувствительностью обладают УКВ-приемники,
собранные по супергетеродинной схеме. При применении
нескольких ступеней усиления высокой частоты здесь легко
реализуется чувствительность порядка 10~13—10~21 вт и даже
лучше. При отсутствии усилителей, когда сигнал с входного
устройства поступает непосредственно на смеситель,
чувствительность приемника снижается до 10~10—10~13 вт. В схеме прямого
усиления, включая простейшие схемы детекторных приемников,
удается получить чувствительность порядка 10~9—10~10 вт.
Избирательность детекторного приемника зависит от типа
входного устройства. На входе приемника применяется
высокочастотный фильтр, хотя можно применять схемы и без
фильтра. Избирательность приемника в последнем случае
оказывается чрезвычайно низкой.
В зависимости от назначения приемника и требований,
предъявляемых к нему, в настоящее время применяются
приемники, построенные по любой из указанных схем.
264
§ 3. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ УКВ-ПРИЕМНИКОВ
В ряде случаев приемная антенна, ее фидер и усилитель
приемника УКВ-диапазона представляют в конструктивном и
электрическом отношении единый блок, поэтому выделять «входные
цепи» приемника сложно и нецелесообразно. В этом случае
удобно просто говорить о «входном устройстве» приемника,
предназначенном для передачи энергии принятого полезного
сигнала с минимальными потерями на вход первой ступени
усиления приемника (или на вход смесительного устройства), а
также для ослабления уровня внешних помех высокой частоты.
Входные устройства такого типа встречаются в приемниках
сантиметрового и миллиметрового диапазонов, т. е. там, где в
силу малой длины волны применяются высокоэффективные и
малогабаритные приемные антенны. Они широко используются
также в измерительных приемниках этих же диапазонов.
В приемниках метрового диапазона размеры приемной
антенны чаще всего достаточно велики (порядка нескольких длин
волн), располагается она достаточно высоко над землей (для
уменьшения влияния земли на параметры антенн и ее шумовые
свойства). Таким образом, приемная антенна и ее фидер в этом
случае конструктивно разделены с приемником.
От аптенпь,
я лерВой ступени
—г •- приемника.
От антенны
Н' перВой cmy
приемника
Вход
Рис. 229. Схема и конструкция входных цепей приемников УКВ- и СВЧ-
диапазонов:
а и б—для метрового; в—для дециметрового; г—для сантиметрового; /—винт настройки;
2—кристаллический детектор; 3—резонансные диафрагмы; 4—рупорная антенна
265
Для реализации оптимальных условий передачи энергии из
фидера во входную цепь приемника чаще всего согласовывают
выход фидера приемной антенные входом усилительной ступени.
Внешние помехи подавляются за счет резонансных свойств
схемы входной цепи. При этом, чем больше добротность
резонансной системы, используемой во входной цепи, тем лучше ее
избирательные свойства и, следовательно, лучше подавление
внешних помех.
В зависимости от диапазона, во входной цепи могут быть
использованы как контуры с сосредоточенными параметрами, так
и системы с распределенными параметрами. При
необходимости получения очень высокой избирательности используются
многоконтурные системы. На рис. 229 приведены схемы и
конструктивное выполнение входных цепей приемников УКВ-диа-
пазона. При необходимости перестройки входной цепи в
дециметровом и сантиметровом диапазонах используются
резонаторы с подвижными короткозамыкающими поршнями; в
диапазоне метровых волн — конденсаторные контуры*.
Симметричный конденсаторный
контур изображен на рис. 230. Он
характеризуется широким диапазоном
перестройки, высокой добротностью и
малыми габаритными размерами.
Полная индуктивность симметричного
конденсаторного контура определяется
индуктивностью дуг abc и а'Ь'с',
соединенных параллельно, а полная емкость-
емкостями между статорами С\, С2 и
ротором Р, соединенными последовательно.
Если ротор Р расположен между статор-
Рис. 230. Симметричный ными пластинами, то емкость контура
конденсаторный контур максимальна. Полная индуктивность
контура при этом также максимальна. При
уменьшении емкости контура (статор выдвигается из роторных
пластин) одновременно уменьшается и его индуктивность,
потому что, попадая в магнитное поле индуктивных дуг, ротор
ослабляет это поле. Таким образом, волновое сопротивление
контура р =1/ — не изменяется в процессе перестройки, что
=1/ —
является дополнительным положительным свойством этих
контуров. Следует отметить, что в силу жесткости конструкции
достигается высокая стабильность параметров конденсаторного
контура, а следовательно, и обеспечивается высокая
стабильность настройки. Конденсаторные контуры широко
применяются в диапазоне метровых волн.
* В литературе этот контур иногда называют контуром «типа бабочка>.
266
§ 4. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ УКВ-ПРИЕМНИКОВ
Для повышения чувствительности и избирательности УКВ
приемников по зеркальному каналу в УКВ-диапазоне, так же
как и в более длинноволновом диапазоне, применяются
усилители ВЧ. Чаще всего в усилителях используются
резонансные системы того или иного типа в зависимости от рабочей
частоты. Для усиления колебаний в метровом диапазоне волн
могут использоваться обычные лампы, а также лампы
пальчиковой серии в сочетании с обычными или конденсаторными
контурами. Наряду с известными схемами усилительных ступеней с
заземленным катодом, обычно применяемыми в диапазонах
более длинных волн, широко применяются схемы с заземленной
сеткой, а также комбинированные схемы, представляющие
собой сочетание ступеней с общими катодом и сеткой (рис. 231) *.
Вход
Рис. 231. Принципиальная схема ступени с
общими катодом и сеткой
Схема с общими катодом и сеткой обеспечивает наибольшее
возможное усиление по мощности и минимальную величину
коэффициента шума. Обе лампы этой схемы следует
рассматривать как одну ступень. Принципиально в схеме могут работать
многосеточные лампы (пентоды), однако триоды создают
наименьшие собственные шумы. Наилучшие результаты достигаются
при использовании специально сконструированного для работы в
этой схеме двойного триода 6Н14П.
Преимущества каскодной схемы являются следствием того,
что сигнал из входной цепи приемника поступает на вход
первого триода, работающего по схеме с общим катодом. При
этом обеспечивается малый коэффициент шума вследствие
использования триода и применения, в случае необходимости, на
входе ступени оптимального согласования или оптимального
рассогласования по шумам.
* Иногда это сочетание называют «каскодной схемой»
267
Поскольку нагрузкой первого триода является второй,
работающий по схеме с заземленной сеткой и имеющий, в силу
этого, чрезвычайно малое входное сопротивление, обеспечивается
также большой коэффициент усиления по мощности и малый
коэффициент усиления первого триода по напряжению
(близкий к единице), что способствует устойчивой его работе.
Второй триод этой схемы обеспечивает достаточно большое
усиление по напряжению, так как он работает по схеме с общей
сеткой, и хорошую избирательность (имея большое входное
сопротивление, он слабо шунтирует выходной резонансный
контур).
Каскодные схемы используются также и в качестве первой
ступени усилителя промежуточной частоты в
супергетеродинных приемниках СВЧ-диапазона (на частотах 30—60 Мгц).
В области коротких метровых и дециметровых волн
применяются специальные усилители высокочастотного сигнала на
триоде с дисковыми выводами (рис. 232). Колебательными цепями
усилителя являются три
коаксиальных цилиндра,
образующих две короткозамкнутые
линии. Короткое замыкание этих
линий осуществляется при
помощи кольцевых поршней 2,
перемещение которых
перестраивает усилитель по
частоте. Линии с входными и
выходными цепями связаны г
помощью витков связи и
отрезков коаксиального кабеля.
В конструкции, показанной на
рис. 232, анодное напряжение
подается через дроссель
высокой частоты по внутреннему
изолированному проводу.
Внутренний цилиндр соединен с
анодом лампы через
разделительный конденсатор, поэтому
постоянное анодное
напряжение на нем отсутствует. Катод
лампы соединен с внешним
цилиндром через слюдяную шайбу. Емкость, возникающая при
таком соединении, обеспечивает шунтирование сопротивления
автоматического смещения по высокой частоте.
В диапазоне сантиметровых и более коротких волн
применение усилительных ламп, работающих по обычному принципу,
становится невозможным из-за чрезмерных паразитных
емкостей и соизмеримости времени пролета электронов с периодом
усиливаемых колебаний. В этом диапазоне для усиления ВЧ-ко-
Рис. 232. Усилитель принимаемой
частоты дециметрового диапазона
на лампе с дисковыми выводами:
/—сетка; 2—поршни; 3—корпус
268
лебаний применяют лампы и усилители специальной
конструкции. В настоящее время существует несколько принципиально
различных методов усиления.
Усилитель Типовая схема усилителя на лампе
бегуна лампе бегущей щей волны представлена на рис. 233 и со-
волны (ЛБВ) стоит из четырех основных элементов:
электронного прожектора, замедляющей
системы, фокусирующей катушки, входного и выходного
волноводов с согласующими устройствами.
Основными достоинствами усилителей на ЛБВ являются
малые собственные шумы, большой коэффициент усиления
(более 100), а также широкая полоса пропускания (до нескольких
тысяч мегагерц). Лампа бегущей волны представляет собой ва-
\вход Uff
\ Выход
Рис. 233. Усилитель на лампе бегущей волны:
1—катсд; 2—управляющий электрод; в—первый анод-
4—второй анод; 5—входное и выходное согласующие
устройства; «-штыревые антенны; 7—коллектор; а-спи
раль; 9—фокусирующая катушка; 10—входной и
выходной волноводы
куумный прибор, принцип работы которого основан на
взаимодействии пучка движущихся электронов с электромагнитной
волной. Узкий пучок электронов создается в лампе с помощью
электронного прожектора, аналогичного прожектору, применяемому
в электроннолучевых трубках. Дальнейшая фокусировка пучка
обеспечивается продольным магнитным полем, создаваемым
обычно с помощью постоянного магнита, охватывающего баллон
лампы. Сформированный и сфокусированный электронный
пучок проходит внутри металлической спирали к коллектору.
Одновременно с этим вдоль спирали распространяется и
электромагнитная волна. Скорость распространения этой волны зависит
от количества витков спирали. Путем соответствующего подбора
она может быть приравнена к скорости движения электронов в
269
пучке. Аналогичного результата можно добиться, изменяя на
пряжение на коллекторе (при этом будет меняться скорость
движения электронов в пучке). В результате взаимодействия
движущихся электронов пучка с электромагнитной волной
энергия от движущихся электронов передается к
электромагнитной волне, в результате чего увеличивается амплитуда
колебаний. Усиленные в замедляющей системе колебания выводятся с
помощью выходного волновода.
Так как в усилителе не используются резонансные системы,
полоса усиливаемых частот может быть очень большой.
Увеличивая продолжительность взаимодействия пучка с
электромагнитной волной (за счет удлинения спирали), можно
значительно увеличить коэффициент усиления.
В результате неоднородности пучка движущихся электронов,
дефектов фокусировки и некоторых других причин в лампе
бегущей волны возникают собственные внутренние шумы, которые
могут быть значительно снижены с помощью электронного
прожектора особой конструкции, обеспечивающего большую
однородность пучка, сверхвысокого вакуума внутри лампы (10~9 мм.
рт. ст.) и глубокого охлаждения самой лампы.
К недостаткам усилителей на ЛБВ следует отнести их
значительные габаритные размеры, вес и потребляемую мощность.
Основными достоинствами параметричес-
Параметрический ких уСилителеи являются весьма низкий
усилитель уровень собственных шумов,
возможность усиления сигналов как в широкой, так и в узкой полосе
частот, малые габаритные размеры и вес, простая конструкция.
Принцип параметрического усиления можно уяснить,
рассмотрев физические процессы, происходящие в одиночном
колебательном контуре, один из параметров которого (скажем,
емкость) периодически меняется (рис. 234).
Предположим, что емкость конденсатора в некоторые
моменты времени может мгновенно меняться за счет
перемещения одной из его пластин. Если возбудить контур, то при
неподвижной пластине конденсатора в нем возникнут синусоидальные
колебания постоянной амплитуды. Предполагается, естественно,
что внутренние потери в контуре компенсируются за счет
энергии источника сигнала, а сам контур настроен в резонанс.
Если теперь в моменты, когда напряжение на конденсаторе
достигает максимальной величины, раздвигать пластины
конденсатора, а в моменты, когда напряжение на конденсаторе
достигает нулевого значения, возвращать пластины в исходное
положение, то энергия колебаний в контуре будет увеличиваться.
Действительно, увеличивая расстояние между пластинами
конденсатора в те моменты, когда поле в нем становится
максимальным, будет совершаться механическая работа против сил
поля конденсатора, стремящихся притянуть пластины друг к
другу. Поскольку пластины в исходное положение возвращают-
270
ся в те моменты, когда поле между ними отсутствует и,
следовательно, работа не производится, то ясно, что в контуре при
каждом цикле будет накапливаться энергия, которая в конечном
итоге выразится в увеличении амплитуды приложенных
колебаний. Таким образом и будет
реализовано усиление
подводимых к контуру колебаний.
Из рис. 234 следует, что для
получения максимального
усиления необходимо, чтобы емкость
менялась с частотой, вдвое
большей частоты усиливаемых
колебаний, и, кроме того, изменение
емкости должно быть строго сфа-
зировано с частотой
усиливаемых колебаний. Обычно емкость
контура меняется не за счет
механического перемещения
пластин конденсатора, а
электрическим путем. Параметрической
емкостью может служить,
например, емкость переходного слоя
полупроводниковых диодов,
которая зависит от приложенного
напряжения. Емкость в этом
случае изменяется путем подачи на
полупроводниковый диод
колебаний от так называемого
генератора накачки.
С равным успехом для
получения параметрического усиления
можно менять периодически ин-
дуктивдость контура. В качестве
параметрической индуктивности в
диапазоне сантиметровых волн
часто применяют ферриты,
помещенные в высокочастотное
электромагнитное поле генератора накачки. Усилители,
использующие такие устройства, называются ферромагнитными
параметрическими усилителями.
Рис. 234. Графики,
иллюстрирующие принцип параметрического
усиления:
& с—напряжение усиливаемого сигнала;
W—энергия в контуре; Ос —напряжение
на конденсаторе; U—напряжение
генератора накачки; /—напряжение
генератора накачки; 2—напряжение
усиливаемого сигнала
§ 5. СМЕСИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА УКВ-ПРИЕМНИКОВ
Довольно часто на практике требуемое усиление и
избирательность УКВ-приемников могут быть получены только за счет
применения супергетеродинного метода приема (без
применения УВЧ). В этом случае принятый антенной сигнал подается
либо непосредственно, либо с помощью антенного фидера и
271
входной цепи на преобразователь частоты. В УКВ-приемниках
(для уменьшения собственных шумов) преобразователь частоты
всегда содержит два независимых блока — блок смесителя и
блок гетеродина
Преобразователи превращают колебания частоты
принимаемого сигнала в более низкую промежуточную частоту с
минимальными потерями и добавочными шумами. Частоты
преобразовываются в смесителе, которым является нелинейный
элемент. В диапазоне метровых волн в качестве нелинейного
элемента смесителя чаще всего используются пентоды и триоды.
При этом различают схемы смесителей на пентоде с общим
катодом (рис. 235, а), на триоде с общим катодом (рис. 235, б) и
на триоде с общей сеткой.
От гетеродина
К усилителю
промежуточной
I частоты
г!
К усилителю
промежуточной
частоты
Рис. 235. Схемы ламповых смесителей метрового
диапазона
В дециметровом диапазоне волн применяют "есители на
триодах с дисковыми выводами (рис. 236), а также смесители
на ламповых диодах специальной конструкции.
Входной контур образуется катодным / и сеточным 2
коаксиальными резонаторами, замкнутыми короткозамыкающим
поршнем 5, настраивающим резонаторы на частоту
приходящего сигнала. Автотрансформаторная связь резонатора со вход-
272
ной цепью осуществляется с помощью штыря 6. Величина этой
связи может меняться в некоторых пределах за счет
перемещения точки подключения штыря.
12 3 4 5
\ —\ ~\ ~\
Urn гетеродина
И усилителю'
промежуточной'
• частоты
От усилители Высокой частоты
а
От усилителя
In со к ой
частоты
От усилите/it
Высокой -
частоты
К усилителю
промежуточной
частоты
К усилителю
промежуточной
частота
\0т гетеродина.
J
Рис. 236. Конструкция и схемы смесителя на триоде с
дисковыми выводами:
а ко --трукция; б—принципиальная схема; в—эквивалентная схемг
Колебан-ия частоты гетеродина с помощью коаксиального
кабеля передаются петле 4, что эквивалентно трансформаторной
связи с гетеродином (см. рис. 236, б). Необходимая величина
связи обеспечивается выбором площади петли и вращением ее в
поле резонаторов.
1/418 Заказ 3222 273
Колебания промежуточной частоты с помощью стержня 3
снимаются с анода лампы и при помощи коаксиального кабеля
передаются резонансному контуру промежуточной частоты,
собранному на элементах с сосредоточенными параметрами (на
рис. 236, а не показан).
Емкость Ск образуется между катодным вводом и катодом
лампы за счет слюдяной прокладки, помещенной внутри самой
лампы.
Сигмап
Кконтуру npeoSpa-
~ зодателя
частота
, «—
От гетеродина.
От источника,
сигнала. ~Н,
L
Dm гстеродиш
Рис. 237. Конструкция (а) и эквивалентная схема (б)
смесителя на ламповом диоде:
/—дисковый ламповый диод; 2—входной коаксиальный резонатор;
3—контактная пружина; 4—поршень настройки резонатора;
5—петля связи с гетеродином; 6—диэлектрическая прокладка
На рис. 237 приведен возможный вариант конструктивного
выполнения смесителя на ламповом диоде, а также его
эквивалентная схема. Разделительная емкость Са образуется за счет
диэлектрической прокладки 6 между анодным вводом лампы и
анодной коаксиальной линией. Эта емкость должна быть
достаточно малой, чтобы для токов промежуточной частоты путь в
левую часть схемы был практически закрыт.
Индуктивность Z-др образуется пружиной 3, обеспечивающей
контакт с анодом дискового диода. Эта индуктивность такова,
что индуктивное сопротивление ее для токов сигнала и
гетеродина очень велико, а для токов промежуточной частоты —
пренебрежимо мало. Таким образом, цепи для токов высокой и
промежуточной частот разделяются.
974
Преимуществом диодного детектора является сравнительная
простота конструкции, меньший уровень собственных шумов и
возможность применения его на более высоких частотах.
В диапазоне дециметровых, сантиметровых и миллиметровых
волн применяются смесители на кристаллических диодах. Это
объясняется тем, что только в устройствах подобного типа
удается получить достаточно малую паразитную емкость и
индуктивность нелинейного элемента.
Конструкция смесительного
кристаллического диода, а
также его эквивалентная схема
приведены на рис. 238. Из
эквивалентной схемы следует,
что эффективность работы
смесителя зависит не только от
свойств его нелинейного
сопротивления переходного слоя Ru
но также и от объемного
сопротивления кристалла Rz,
индуктивности пружины Lj,
емкости контактного перехода С\
И паразитной емкости кристал-
С С
Рис. 238. Конструкция смесительного
кристаллического диода (а) и его
эквивалентная схема (б):
/—головка; 2—кристалл кремния;
3—керамический корпус; ■/—вольфрамовая
пружина
р
лодержателя Сг- С увеличени-
ем Rz И С2 уменьшается НЭПрЯ-
жение полезного сигнала на
нелинейном сопротивлении R\
при заданном приложенном
напряжении на зажимах а и б.
Емкость, шунтирующая контактный слой, зависит от
площади контакта между острием пружины и кристаллом. В
смесительных диодах чаще всего используется контактная пара
вольфрам—кремний с площадью контакта порядка 10~6 см2 и
емкостью Ci = 0,05—0,1 пф. Величина паразитной емкости кристалло-
держателя С2 обычно порядка 0,3—0,6 пф в зависимости от его
конструкции. Несмотря на небольшие значения емкостей С\ и С2
при переходе к более высоким частотам (к диапазону
миллиметровых волн) приходится конструировать смесительные
кристаллические диоды с еще меньшей площадью контактов и
специальным корпусом, обеспечивающим дальнейшее снижение
паразитных емкостей и индуктивностей.
Конструкция простейшего кристаллического волноводного
смесителя сантиметрового диапазона волн и его эквивалентная
схема приведены на рис. 239. Энергия сигнала из входного
резонатора / поступает в смесительную камеру 8 через окно связи 2.
Одновременно в смесительную камеру посредством штыря 7
передаются колебания от гетеродина. Колебания сигнала и
гетеродина возбуждают кристаллический смесительный диод 6. При
этом на коаксиальном выходе 5 возникают колебания промежу-
точной частоты. Вход с волноводом согласовывается при помощи
подвижного поршня 3. Связь гетеродина со смесительной
камерой регулируется путем изменения глубины погружения
возбуждающего штыря 7. Уменьшение проникновения мощности
гетеродина во входной резонатор достигается выбором расстояния от
От гетеродина
К тракту
преойразодателя
частоты
К тракту
преобразователя
частоты
1
Ток диода
Рис. 239. Конструкция кристаллического смесителя
сантиметрового диапазона (а) и его эквивалентная схема (б)
возбуждающего штыря гетеродина до окна связи объемного
резонатора, кратного четверти длины волны, т. е. (2«+ 1)Л,/4.
Ввиду высокой добротности объемного резонатора, настроенного на
частоту сигнала, он представляет для тока частоты гетеродина
практически короткое замыкание. Участок волновода от
возбуждающего штыря до окна связи представляет для колебании
гетеродина короткозамкнутый четвертьволновый шлейф. Энергия
гетеродина не ответвляется в сторону входного резонатора.
Проникновение колебаний частоты сигнала и гетеродина в
тракт промежуточной частоты предотвращается с помощью
фильтра 4, представляющего четвертьволновую резонансную
систему. Чаще всего, для достижения широкополосности
смесителя вместо фильтра используют конструктивную емкость, которая
замыкает СВЧ-ток внутри волноводной головки смесителя и, в
то же время, практически не влияет на сигнал промежуточной
частоты.
276
Недостатком этого волноводного кристаллического смесителя
является невозможность обеспечения нормального режима
работы гетеродина в широком диапазоне частот, значительное
влияние шумов гетеродина и некоторые другие. Поэтому в
приемниках используются более сложные смесительные устройства,
например, смесители, собранные по так называемой балансной
схеме (рис. 240).
Г"
1
!
Рис. 240. Принципиальная схема (а) и конструкция
балансного смесителя (6)
Энергия сигнала поступает в двойной волноводный мост
через плечо 1 и делится поровну между плечами 2 и 4, з которых
помещены строго идентичные кристаллические диоды. Энергия
гетеродина поступает через плечо 3 и также делится поровну
между плечами 2 и 4. Величина этой мощности может регулиро-
19 Заказ 3222
ваться с помощью аттенюатора 5 поглощающего типа. При
условии хорошего согласования всех плеч двойного волноводного
моста плечи 1 и 3 оказываются полностью развязанными, т. е.
исключаются потери полезного сигнала за счет проникновения
его в цепи гетеродина. Поскольку полезный сигнал поступает в
плечо / двойного волноводного моста, фаза колебаний
полезного сигнала на диодах оказывается одинаковой, а фаза колебаний
частоты гетеродина, поступающих в плечо 2, на диодах
оказывается повернутой на 180°. Поэтому в контуре промежуточной
частоты токи гетеродина обоих плеч будут противоположно
направлены, что и приводит к подавлению шумов гетеродина. На
практике подавление шумов гетеродина в балансных
смесителях осуществляется на 10—40 дб.
В балансных смесителях можно подавлять шумы
гетеродина на выходе схемы. Кроме того, схема балансного смесителя
позволяет уменьшить проникновение колебаний гетеродина на
вход приемника.
§ 6. ГЕТЕРОДИНЫ УКВ-ПРИЕМНИКОВ
Гетеродин подает на смесительное устройство
вспомогательное колебание частоты /г требуемой амплитуды или мощности.
К стабильности частоты гетеродинов УКВ-приемников
предъявляются повышенные требования. В ряде случаев для
удовлетворения этих требований приходится применять схемы со
стабилизацией частоты или схемы с автоподстройкой частоты
гетеродина.
В метровом и дециметровом диапазонах волн гетеродины
собираются на триодах с повышенной крутизной характеристик,
миниатюрных лампах пальчиковой серии и лампах типа
«желудь», а также на триодах с дисковыми или цилиндрическими
выводами. Применение обычных ламп в сочетании с обычным
или конденсаторным контурами возможно только в диапазоне
метровых волн.
В диапазоне дециметровых волн следует применять только
триоды с дисковыми или цилиндрическими выводами.
Конструктивно гетеродины этого диапазона отличаются от
рассмотренных ранее усилителей сигналов высокой частоты
этого же диапазона наличием цепи положительной обратной связи,
обеспечивающей самовозбуждение схемы.
Положительная обратная связь может быть осуществлена с
помощью наружного коаксиального кабеля с двумя витками
связи, расположенными соответственно в анодном и сеточном
резонаторах. Возможно также создание внутренней цепи
положительной обратной связи за счет прорезки щели в общей
стенке резонаторов. Величина и характер связи в этом случае
определяются конфигурацией и местом расположения щели.
В диапазоне сантиметровых и более коротких волн в каче-
278
стве гетеродинов используются специальные генераторные
лампы. Особенно широко применяются отражательные клистроны
(рис. 241).
Отражательный клистрон —
это высокочастотный
электронный прибор с одним
внутренним или внешним объемным
резонатором, в котором для
получения колебаний высокой
частоты используется принцип
электронной группировки.
Катод 3 является источником
электронов пучка и
фокусировки. На сетку 4 резонатора
подается ускоряющее
положительное напряжение. На
отражатель клистрона 6 подается
значительное отрицательное
напряжение. Электроны,
вылетевшие из катода под
действием положительного
напряжения сеток резонатора, уско-
Рис. 241.
Схема отражательного
клистрона:
1—петля связи; 2—резонатор; 3—катод;
4—сетка; 5—траектория электронов; 6—
отражатель; 7—пружинящая диафрагма
ряются. Поскольку на сетках
объемного резонатора, кроме постоянного напряжения,
существует высокочастотное напряжение (вначале хотя бы за счет
флюктуации), то, пролетая зазор между сетками в прямом
направлении, электроны будут модулироваться по скорости. В
тормозящем поле между отражателем и сетками резонатора
электроны группируются за счет того, что они с разными скоростями
пролетают различные пути в этом поле. При надлежащем
выборе расстояний между электродами и приложенных к ним
напряжений можно добиться того, чтобы сгруппированные в
тормозящем поле электроны при обратном пролете попадали в
тормозящее высокочастотное поле сеток резонатора. При этом,
вследствие торможения электронов этим полем энергия от электронного
пучка будет передаваться к высокочастотному полю. Если
величина переданной энергии будет достаточна для покрытия
собственных внутренних потерь резонатора и возбуждения
нагрузки, то в резонаторе установятся незатухающие колебания, т. е.
будет осуществлена генерация.
Частота генерируемых колебаний определяется не только
собственной частотой объемного резонатора клистрона, но и
напряжением на его отражателе. Меняя напряжение на
отражателе, можно в небольших пределах менять частоту генерируемых
колебаний. Это последнее свойство клистронного генератора
позволяет легко осуществлять его подстройку, а также
использовать сравнительно простые схемы стабилизации и
автоматической подстройки частоты.
19*
279
Частота генерируемых колебаний в значительных пределах
изменяется путем перестройки объемного резонатора
клистрона, которая осуществляется за счет механической деформации
резонатора или настроечных винтов.
Клистроны с наружными резонаторами применяются в
длинноволновой части УКВ-диапазона.
Рис. 242. Конструкция отражательных клистронов:
а—с внешним резонатором; /—катод; 2—внешний резонатор;
3—отражатель; 6—с внутренним резонатором; /—внутренний резонатор; 2—петля
для вывода энергии; 3—отражатель; 4—катод; Сь С,—сетки внутреннего
резонаторе
Конструкция отражательного клистрона с внешним и
внутренним резонаторами показана на рис. 242. Грубая перестройка
клистронов с внутренним резонатором осуществляется обычно
за счет изменения расстояния между сетками с помощью
специального механизма.
Контрольные вопросы
1. Какие волны принято относить к УКВ-диапазону?
2. Почему УКВ-приемники обычно имеют широкую полосу
пропускания?
3. Каковы преимущества и недостатки приемников УКВ-
диапазона, построенных по супергетеродинной и детекторной
схемам, схеме прямого усиления?
4. Какие функции выполняет входное устройство в
УКВ-приемнике?
280
5. Что такое конденсаторный контур?
6. Почему колебательные контуры дециметрового и
сантиметрового диапазонов не могут быть выполнены из элементов с
сосредоточенными параметрами?
7. Перечислите основные преимущества усилителя,
собранного по каскодной схеме.
8. Почему в усилителях дециметрового и сантиметрового
диапазонов нельзя применять лампы обычной конструкции?
9. Чем отличаются лампы с дисковыми и цилиндрическими
выводами от обычных?
10. Как работает лампа бегущей волны?
11. Перечислите основные преимущества и недостатки
усилителя на лампе бегущей волны.
12. Принцип работы параметрического усилителя.
13. Назначение смесительного устройства в приемнике УКВ-
диапазона.
14. Почему в качестве смесительного устройства в
дециметровом и сантиметровом диапазонах в основном используются
кристаллические детекторы?
15. Нарисуйте эквивалентную схему кристаллического
детектора.
16. В чем преимущества смесителей, собранных по
балансной схеме, по сравнению с обычными?
17. Каково назначение гетеродина в УКВ-приемнике?
18. Как работает отражательный клистрон?
19. От каких факторов зависит частота колебаний,
генерируемых отражательным клистроном?
20. Почему требуется высокая стабильность частоты
гетеродинов УКВ-приемников?
ГЛАВА 16
НАСТРОЙКА И ИСПЫТАНИЕ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
И РАДИОПРИЕМНИКОВ
§ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Основной задачей испытаний радиопередатчиков и
радиоприемников является проверка выполнения конструктивных,
электрических и других технических требований, предъявляемых к
данному передатчику или приемнику. От того, насколько
хорошо будет испытана аппаратура, зависит не только ее качество,
но и надежность при эксплуатации. Немаловажное значение
придается также испытанию отдельных деталей передатчика и
приемника, так как надежность работы зависит от качества
отдельных деталей.
281
Следует отметить, что испытания проводятся как в заводских,
так и в эксплуатационных условиях. Кроме повседневного
контроля при эксплуатации, необходимо периодически
контролировать режим работы и качественные показатели
радиопередатчиков и приемников. После устранения неисправностей в
аппаратуре необходимо вновь испытать ее.
В радиопередатчике проверяются:
работа автоматического управления, система управления,
блокировки и сигнализации;
отсутствие самовозбуждения в рабочем диапазоне;
отсутствие излучений паразитных колебаний;
диапазон волн, их перекрытие и фиксированные волны;
мощность и к. п. д.;
градуировка и стабильность частоты;
электроакустические показатели при работе в телефонном
режиме (коэффициент модуляции, статические и динамические
модуляционные характеристики);
телеграфная работа;
напряженность поля вблизи передатчика;
эксплуатационная надежность при длительной работе
передатчика с записью и измерением необходимых режимов.
При испытании приемников и передатчиков (или узлов
аппаратуры) в лабораторных условиях применяются специальные
установки, позволяющие приблизить испытания к условиям,
близким к эксплуатационным: камеры тепла, холода и
влажности; барокамера; дождевальная и вибрационная установки;
центрифуга.
Чтобы исключить влияние внешних помех при определении
избирательности и чувствительности, приемник устанавливают в
экранированном помещении.
§ 2 НАСТРОЙКА И ИСПЫТАНИЕ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
В современных радиопередатчиках нормы на допустимые
отклонения частоты от ее номинального значения очень жесткие.
Поэтому в качестве задающих генераторов применяются
кварцевые схемы, которые обеспечивают необходимую стабильность
частоты.
На территории СССР имеются специально выделенные
пункты, на которых постоянно контролируют частоты радиостанций,
находящихся в эксплуатации.
Передатчик настраивается по схеме рис. 243. Промежуточные
ступени передатчика должны обеспечить необходимые мощности
и напряжения, достаточные для возбуждения последующих
ступеней.
Ступень передатчика настраивается по приборам
магнитоэлектрической системы, которые измеряют постоянные
составляющие анодного тока /аС и сеточного тока /с0. Первоначально ее
282
следует настраивать при пониженном значении анодного
напряжения £а- При настройке в резонанс минимуму показаний
анодного амперметра /ао должен соответствовать максимум
показаний сеточного амперметра /с0. Кроме того, ступень в резонанс
можно настраивать и по контурному прибору в средневолновых
и длинноволновых передатчиках. Максимальное показание ам-
Рис. 243. Настройка ступени передатчика по
показаниям приборов
перметра (обычно это прибор тепловой системы) соответствует
моменту резонанса. Если при тщательной настройке минимум
/ао не совпадает с максимумом /со, это значит, что нарушена
нейтрализация ступени, поэтому предварительно необходимо ее
отнейтр ализовать.
Особое внимание следует обратить на настройку
двухтактных ступеней, так как в реальных условиях имеется много
причин, нарушающих симметрию схемы. Здесь особенно
сказывается разброс параметров ламп и паразитных емкостей деталей
схемы.
При настройке оконечной ступени передатчиков необходимо
получить заданную мощность при высоком к. п. д. Сначала
необходимо настроить первый (анодный) контур, после чего
настраивают каждый из последующих контуров (при слабой связи
с предыдущим контуром).
Резонанс будет соответствовать максимальному значению
контурного тока /к в настраиваемом контуре. После тщательной
настройки системы контуров устанавливают расчетные
значения анодного напряжения Е& и напряжения возбуждения
высокой частоты Uс. Увеличивая связь с нагрузкой, добиваются
получения заданного режима и необходимой мощности в антенне.
283
§ 3. НАСТРОЙКА И ИСПЫТАНИЕ РАДИОПРИЕМНИКОВ
Обычно в широкодиапазонных приемниках весь рабочий
диапазон разбивают на несколько поддиапазонов. Переход с
одного поддиапазона на другой производится скачкообразно путем
подключения новой индуктивности, а плавная настройка внутри
поддиапазона производится емкостью.
На рис. 244 в качестве примера приведена схема настройки
приемника, имеющего два поддиапазона. Входная цепь
индуктивно связана с антенной, дальше расположен преобразователь
Рис. 244. Схема настройки приемника
частоты на триод — пентоде. Фильтр мостового типа L^^^
служит для борьбы с помехами, частота которых близка к
промежуточной. При работе в коротковолновом диапазоне
включаются катушки Lu L3, L5 и L7; при работе в другом поддиапазоне
(произвольном) включаются катушки L2, L4, L6 и L8. С помощью
клавишных переключателей, применяемых в современных
вещательных приемниках, можно переключить приемник на
необходимый диапазон частот. На рис. 244 показано положение,
когда обе клавиши отжаты. Индуктивности Lx и L2, L3 и Lit L5 и
L6 замкнуты накоротко, емкость С\ отключена, а вход
преобразователя по высокой частоте заземлен. В этом случае
радиоприем невозможен.
Если нажать клавишу, связанную с верхними контактными
группами, то приемник аналогичным образом настраивается в
коротковолновом диапазоне. Приемник на выбранную станцию
точно настраивается блоком переменных конденсаторов С\ и С2
В профессиональных связных приемниках добиваются
минимальной длины соединительных проводов с помощью барабан-
284
ных переключателей, где комплекты индуктивностей вместе с
подстроенными конденсаторами размещены по окружности
барабана.
Кроме описанной выше системы настройки, существуют
также беспоисковые методы настройки — механические,
электромеханические и электрические, в которых настройка на заданную
станцию производится автоматически.
Рассмотрим кратко принцип работы визуального
индикатора, с помощью которого достигается большая точность
настройки. Особенно широко для этой цели используются
электроннолучевые индикаторы настройки (рис. 245).
К усилителю низкой частоты
Из
К регулируемым лампам
Рис. 245. Схема электроннолучевого индикатора
С нагрузочного сопротивления R\ детектора на сетку
индикаторной лампы подается постоянное напряжение. Напряжение
на экране имеет постоянную величину +£а; напряжение на
аноде и управляющем электроде зависит от падения
напряжения на сопротивлении /?3-
Рассмотрим два случая.
1. При расстроенном приемнике напряжение на сетке
индикатора близко к нулю, а ток в цепи анода большой. Это
понижает потенциал управляющего электрода по отношению к
экрану. Электроны от катода движутся к экрану по
искривленным силовым линиям электрического поля, которые вызваны
низким потенциалом на управляющем электроде. Это создает на
части поверхности экрана большую тень, и на нем получается
затемненный сектор. Остальную часть экрана бомбардируют
электроны, поэтому она светится более ярко.
2. При точной настройке приемника на заданную частоту на
сетку индикатора подается большое отрицательное напряжение,
анодный ток уменьшается, а следовательно, уменьшается
падение напряжения на сопротивлении R3. В результате этого
повышается напряжение на управляющем электроде, а угол
раствора затемненного сектора уменьшается. Поэтому при точной
настройке угол затемнения должен быть минимальным, как
показано на рис. 226.
285
Контрольные вопросы
1. Каковы цели испытаний радиоустройств?
2. Как настраивается передатчик по показаниям приборов?
3. Каковы особенности настройки двухтактных ступеней?
4. Принцип работы электроннолучевого индикатора
настройки.
ГЛАВА 17
РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ РАДИОПЕРЕДАТЧИКА
И РАДИОПРИЕМНИКА
§ 1. РАСЧЕТ РАДИОПЕРЕДАТЧИКА
Спроектируем вещательный средневолновый передатчик
мощностью Ра = 150 квт, с анодной модуляцией, кварцевой
стабилизацией частоты и коэффициентом глубины модуляции т=\.
Диапазон волн Я = 275—575 м. Коэффициент нелинейных
искажений равен 2,5% при т = 0,9. Уровень шумов — 55 дб по
отношению к т= 1.
Приняв к. п. д. контура мощной ступени tik = 0,95, определим
колебательную мощность оконечной ступени в режиме несущей
частоты
Ркн = -^ = -^=158 квт.
т)к 0,9о
Номинальная мощность ламп при анодной модуляции
Рдг = (1 + т)Ркя=^2 ■ 158 = 316 квт.
По справочнику выбираем лампу типа ГК-ЗА с номинальной
мощностью лампы PN—l00 квт. Применим в оконечной
ступени усиления двухтактную схему с двумя лампами в каждом
плече, включенных параллельно.
При анодной модуляции мощность предоконечной ступени
выбираем из условия
Рк (л-1) ~ 0,1 Рктах(п),
где Рктах = Ркн(1 + /я)2= 158-4 = 632 квт.
РК(Л-1)^0,1 • 632 = 63,2 квт.
По справочнику выбираем лампы типа ГУ-12А с Я^ = 40 квт.
Предоконечная ступень монтируется по двухтактной схеме с
одной лампой в плече.
286
Мощность промежуточной ступени РК(п~2) равна
Як(п_2)^О,1Як(,-!;=-ОД -63,2 = 6,32 кет.
Возьмем лампу типа ГУ-5А по двухтактной схеме с одной
лампой в плече с />Л- = 3,5 кет.
Мощность промежуточной ступени ЯК(П-з) равна
Як(п_з)^0,1ЯК(«-2)=0,1 -6,32 = 632 вот.
Выбираем лампу типа ГУ-80 с PN~800 вт.
Мощность промежуточной ступени РК(п-4> равна
Як(П-4,~^ Рк(л-З) = -^ ■ 632 = 31,6 8/71.
Затем возьмем лампу типа ГУ-50 по однотактной схеме с
PN = 60er.
Следует заметить, что последующая ступень собрана на
пентоде ГУ-80 и мощность в цепи управляющей сетки невелика,
поэтому соотношение мощностей между ступенями не 0,1, а 0,05.
Мощность промежуточной ступени РК(п-5>
Як(л_5)=- l-PK{n__4)= -L-31,6 = 6,3 вт.
■ ) I О
Практика подтверждает, что если предыдущая ступень
составляет от последующей —и мощность не превышает 10 вт,
5 7
то такую ступень необходимо ставить при настройке в
буферный режим работы. Так как в буферном режиме ступень
работает без сеточных токов, то лампа сильно недоиспользуется по
мощности и ее необходимо выбрать с двойным запасом по
мощности, т. е.
/>v > 2/>к(я-5) = 2 • 6,3=12,6 вт.
Выбираем лампу типа Г-411 с Рц = 20 вт.
Мощность задающего генератора ЗГ обычно порядка
0,5—2 вт. Чем меньше мощность ЗГ, тем легче
стабилизировать частоту. Для задающего генератора с целью однотипности
ламп и источников питания применяется лампа типа Г-411.
Для оконечной ступени модулирующего устройства обычно
выбирают те же лампы, что и в оконечной ступени
высокочастотной части передатчика. Это обеспечивает однотипность ламп,
а также идентичность анодных источников питания различных
ступеней передатчика.
Следует отметить, что при составлении блок-схемы, при
выборе ламп необходимо подбирать их с таким Е&, чтобы
обеспечить минимально возможное количество выпрямителей. Так, в
рассмотренном нами примере для питания ламп ГК-ЗА, ГУ-12А
и ГУ-5А можно применять один выпрямитель.
287
Следует помнить, что для обеспечения работы современных
передатчиков применяется обычно до 5—6 выпрямителей
различного назначения.
Рис. 246. Блок-схема передатчика:
ЗГ—задающий генератор; БС—буферная ступень; ПС—
промежуточная ступень; ОС—оконечная ступень;
М—модулятор
Блок-схема передатчика (рис. 246) представляет собой
первый набросок эскизного проекта, который будет уточняться в
процессе расчета режима ступеней передатчика.
§ 2. РАСЧЕТ РЕЖИМА СТУПЕНЕЙ ВЫСОКОЧАСТОТНОГО ТРАКТА
Расчет оконечной ступени в режиме максимальной мощности
Параметры лампы Л типа ГК-ЗА: UH=l7 вт; /„=430 а;
PN=l00 квт; £а=12 кв; Pas = 60 квт; Pcs = 2,6 квт; £а0 = 8 кв;
?с = 0,24; /s = 50 а; 5 = 35 ма/в; ц = 40; v=l;
-=-1144 ОМ:
S 35 • Ю-3
Сас = 65 пф; Сс„=100 пф; Сак = 3 пф.
Принципиальная схема рассчитываемой оконечной ступени
приведена на рис. 247.
Так как в каждом плече включено параллельно по две
лампы, то сначала определим эквивалентные параметры плеча
/>лг = 2-100 = 200 квт; Pas = 2-60=120 квт; Pcs = 2- 2,6 = 5,2 квт;
£а0 = 8 кв; /„ = 2-50=100 а; 5 = 2-35 = 70 ма/в; |л = 40;
Ri = 572 ом.
Рассчитывается лишь одно плечо оконечноп ступени.
Во избежание пробоя в лампах при пиковых значениях
модуляции выберем напряжение источника анодного питания
пониженным, т. е. £ан= Ю кв.
1. Максимальная колебательная мощность плеча
Летах = ЯКн (1 + «)2 = 79 • 4 = 316 К8ТП.
2. Анодное напряжение источника в режиме максимальной
мощности
=10-2 = 20 кв.
288
j Bapuoremi
tfl-J
ступени
Окиишая
К модулятору
Who
Рис. 247. Принципиальная схема оконечной ступени
3. Сеточное напряжение запирания
F _ D(F _F ^_ 20000-S000 __
ссо— ы ^amax сао/—■ 77— — OUU О.
Для получения достаточно высокого к. п. д. при необходимой
мощности, а также для уменьшения величины нечетных
гармоник, зададимся углом отсечки анодного тока 6 = 90°.
Зная в, по таблицам Берга находим коэффициенты
разложения ао=0,319; ai = 0,5 и fJi = 0,5.
4. Определим расчетные коэффициенты:
j _ У£атах-£со = 20000 + 300 =Q
2-0,025-20000(l +40)
__ at 5(v£amax-£c0)° _ 0,5 • 40 ■ 70 • IP'3 ■ 20300^
~ Г^П
5. Коэффициент использования анодного напряжения в
критическом режиме
^] =0,943.
6. Для обеспечения критического режима примем
7. Амплитуда анодного напряжения
г/аш„ = гкр£ашах = 0,943-20000 = 18870 в.
8. Амплитуда 1-й гармоники анодного тока
/ _ 2 Ратах __ 2 • 316 • 10ч _„„,
а1таХ ~ 1пГ ~ 18870 - 33'5 п-
9. Максимальный анодный ток
^=100 а.
а 0,5
10. Постоянная составляющая анодного тока
/aomax = /m«o = 67 • 0,319 = 21,4 а.
11. Максимальная мощность питания анодной цепи
Яогаах = /аотах • £„,„ = 21,4 • 20000 = 428 квт.
12. К- п. д. оконечной ступени в режиме максимальной
мощности
428
13. Расчетная амплитуда анодного тока
-DUt)= Im =/m = 67 а.
1 — COS ту
290
14. Амплитуда напряжения возбуждения на сетке
f 6? 0,025 • 18870=1429 в.
S 70 • 10~3
15. Напряжение смещения на сетке
£с = £"со - (^стах - Драмах) COS в = Ес0 = - 300 в.
16. Эквивалентное сопротивление контура одного плеча
рэ пл
'aimax 33,5
17. Коэффициент анодной нагрузки
А = ^- = — = 0,
Ri 572
18. Максимальный эксплуатационный критический режим
D^ *
где
^стах ^ Ее + £/стах = " 300 + 1429 = 1129в;
eamin = Я.ти - ^ашах = 20000 — 18870 = 1130 в.
.ти
1129^1130 — условие критического режима выполняется.
Приближенный Без изменения остаются следующие неза-
расчет в режиме висимые параметры режима: Ес = — 300 в;
несущей частоты [/с= 1429 в; #э = 564 ОМ.
1. Напряжение источника анодного питания
Ю000 в.
2. Амплитуда анодного напряжения
- = =У43Ь 8.
\+т 2
3. Постоянная составляющая анодного тока
г Jaomax . /-VJ*^ . 10 7 П
ао~ \+т ~~ 2 ~ '
4. Подводимая мощность
г) г отах 4ZO
он ,. . ., ,
5. Потери мощности на аноде во время паузы
Яа„ = Роп - Як„ = 107 - 79 = 28 кет.
* В инженерных расчетах DEa0 можно пренебречь.
291
6. К. п. д.
При расчете предполагали, что модуляционная
характеристика прямолинейна.
1. Колебательная мощность
Средние значения р р / 1 _1_ от* \
основных *кср "кн l*i Т~ I —
параметров * '
при модуляции ^79 . 1^5= 118,5 кет.
2. Потери на аноде
J°acP = Pt« Л + -^) = 28 • 1,5 = 42 кет < Pas = 120 кет.
Потери на аноде малы несмотря на то, что это наиболее
тяжелый тепловой режим для анода.
3. Подводимая мощность
+ -^_j=107- 1,5=160,5
4. К. п. д.
^^7 = жЬ0-74-
5. Амплитуда модулирующего напряжения
£/ао = т£ан= 1 • 10000= 10000 в.
Модуляционная Модуляцию на анод желательно произ-
характеристика водить при автоматическом смещении на
оконечной лампе от сеточного тока. При этом обес-
ступени при печивается не только линейность модуля-
автоматическом ционной характеристики, но и ограничи-
смещении вается величина тока сетки в режимах
несущей частоты и минимальной мощности. Благодаря этому
уменьшается мощность, теряемая на сетке, и увеличивается
входное сопротивление для токов высокой частоты, а это
ослабляет реакцию сетки на анодную цепь предыдущей ступени.
В результате для возбуждения генератора требуется мощность
меньшая, чем при фиксированном смещении.
При выборе оптимальной величины сопротивления
смещения R добиваются наибольшей прямолинейности
модуляционной характеристики.
Строим модуляционную характеристику /а1 = ф(£а) по двум
точкам (рис. 248), а также характеристику эмиссионного тока,
которая нужна для определения максимальной амплитуды пер-
292
вой гармоники сеточного тока. Расчет для значений £а=20 кв
и Ей = 0 произведем по равенству
-4- 1 22 Е )
А + 2
Рис. 248. Модуляционная
характеристика оконечной ступени
SKii
По модуляционной характеристике (рис. 248) находим, что для
£а = 20 кв /е = 33,2 а, а для Еа = 0 /е= 10,75 а.
р 1. Максимальная амплитуда первой гар-
управТяннцей моники сеточного тока определяется по
сетки оконечной формуле
ступени /сш = (/.1-/.,)(1+0,5Л).
Сеточный ток будет максимальным в той точке модуляционной
характеристики, где /ai = 0, т. е. в начале координат, где £а=0
и /ei = 10,75 а. Соответственно этому значению
1СШ= 10,75(1 + 0,5 -0,985) = 16,1 а.
2. Максимальная мощность в цепи сетки
16.1 • 1429
1 г г г
=11'5
3. Мощность, требуемая от предоконечной ступени на одно
плечо,
р /Jcmax _ Jill = 24 квт.
Г] 0,48
Аналогично рассчитываются другие промежуточные ступе-
ни.
20 Заказ 3222
293
Буферная ступень и задающий генератор обычно собираются
на многоэлектродных лампах.
При электрическом расчете, который в этой книге не
приводится, для каждой ступени определяется емкость и
индуктивность контура для каждого из поддиапазонов. Исходными
данными для такого расчета являются Р,ш; Еап; Uav; R3 и Я.
В последнее время широко применяются задающие
генераторы на полупроводниковых приборах.
§ 3. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЧАСТОТНО-
МОДУЛИРОВАННЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
Если при амплитудной модуляции режим работы по
мощности все время меняется вследствие изменения амплитуды в
зависимости от индекса модуляции т, то при частотной модуляции
амплитуда остается неизменной. Поэтому при частотной
модуляции лампы все время работают в режиме максимальной
мощности независимо от индекса модуляции. Это позволяет при
выборе блок-схемы передатчика с частотной модуляцией выбирать
лампы на номинальную мощность.
При выборе системы с реактивными лампами, т. е. при
прямом методе модуляции непосредственно задающего генератора,
можно получить большое частотное отклонение при малых
искажениях. Система не требует большого количества ступеней
умножения.
Недостаток системы — низкая стабильность центральной
части передатчика.
Для повышения стабильности необходимо применять
систему автоматического регулирования центральной частоты. При
косвенном методе модуляции генератор можно стабилизировать
кварцем, который обеспечивает хорошую стабильность
центральной частоты. Частотное отклонение при этом методе
получается небольшим, поэтому необходимо применять много
умножителей частоты.
Особенностью передатчиков с частотной модуляцией
является наличие ступеней ограничения и частотного детектора.
Применение ограничителей значительно повышает
помехоустойчивость работы систем с частотной модуляцией. Однако это
преимущество достигается за счет увеличения частотного спектра.
Наличие широкой полосы создает более трудные условия для
высокочастотных цепей.
§ 4. РАСЧЕТ РАДИОПРИЕМНИКА
Расчет лампового приемника проведем из условия, что
приемник является радиовещательным, а также из заданного
диапазона настроек: 520—1520 кгц и 7,5—17,5 Мгц; номинальной
чувствительности не хуже 50 мкв; неравномерности усиления в
294
диапазоне не более ±5 дб; избирательности по соседнему
каналу не хуже 36 дб; избирательности по зеркальному каналу не
хуже 26 дб; полосы пропускания тракта высокой частоты
7,5 кгц: неравномерности частотной характеристики тракта
высокой частоты для заданной полосы 6 дб и эффективности
системы АРУ; при изменении сигнала на входе Лга = 60 дб;
изменении на выходе не более п=\\ дб. Источник питания — сеть
переменного тока.
Выб Выбор промежуточной частоты. Одновре-
и обоснование менно удовлетворить требованиям высо-
блок-схемы кой чувствительности и избирательности
высокочастотной по соседнему и зеркальному каналам до-
части вольно трудно, поэтому выбор промежу-
приемника точной частоты представляет собой
инженерный компромисс.
Для отсутствия помех по промежуточной частоте ее
необходимо выбирать вне рабочего диапазона. По стандарту для
радиовещательных приемников установлено fnp = 465±2 кгц.
Выбор числа контуров преселектора производится в
соответствии с заданной избирательностью по зеркальному каналу с
учетом допустимых частотных искажений в пределах полосы
пропускания.
В диапазоне длинных и средних волн представляется
возможным использовать такие добротности контуров, которые
обеспечивают необходимые полосы пропускания при заданных
частотных искажениях. Поэтому в диапазоне длинных и
средних волн вначале задаются числом контуров преселектора N=\
и степенью частотных искажений Ynpec, вносимых преселектором
в пределах полосы. Необходимая добротность определяется по
формуле
/omin -щ /
-2\f I/
' прес
Обычно выбирают "унрес = 0,85—0,95. Примем упрес = 0,9. Тогда
По найденному значению необходимой добротности каждого
контура с точки зрения допустимых искажений проверяем
избирательность по зеркальному каналу преселектора
где /3 — частота зеркального канала.
20* 295
Причем
U =/шах + 2/пр =1520 + 2 ■ 465 = 2450 кгц.
/ J
^1
LI 15202
5е = 20 lg 53,75 = 34,6 дб; Se = 34,6 d6>Se3aA^26 дб.
Таким образом, для обеспечения заданной
избирательности по зеркальному каналу достаточно иметь один контур,
т. е. N=1.
В диапазоне коротких волн не представляется возможным
выбирать добротность, исходя из допустимых искажений, так
как при технически осуществимых добротностях порядка
Q=(100—300) полосы пропускания (2Д/о,7 —^-) оказываются
большими, а частотные искажения незначительными. Указанная
добротность определяет максимально возможную
избирательность по зеркальному каналу
nPH-=-iS£-<0.1.
max / J ./max
При этом <2„он=Ю0—300. Выбираем QKOH = 200
/шах 17500
= 20 lg 21,2 = 20- 1,326 = 26,6 <?б>5емд =
дб.
Чтобы обеспечить заданную избирательность по
зеркальному каналу, достаточно число контуров N=\.
_ Число полосовых фильтров выбирают, ис-
числ^шшкоТых ходя из заданных технических требова-
фильтров ний к избирательности по соседнему ка-
в усилителе налу (не хуже 36 дб) и обеспечения за-
промежут^чной данной полосы пропускания.
частоты Выбирая упрес = 0,9, а уобщ = 6 дб, что
соответствует относительному уровню, равному 0,5, определяем
частотные искажения yi усилителя промежуточной частоты
где п — 2 -г- количество ступеней усиления промежуточной
частоты;
Yi упч — частотные искажения, отнесенные к одному
фильтру.
296
Чтобы обеспечить заданную избирательность по соседнему
каналу, выбираем п = 2.
Задаваясь параметром связи р= 1, находим по графику № 9 *
л = 1,17 (при вычисленном yi упч =0,82).
Необходимая добротность контура фильтра равна
/пР Ы7 ■ 465
-72,5.
Ло„2д/
Обобщенная расстройка для частоты соседнего канала
радиовещательного приемника соответствует абсолютной
расстройке
д/изб= ± Ю кгц.
„ _ 2 Д/изб <?«,,,_ 2-10-72,5 „.„
я"зб~- л, —1й—= 3'12-
Избирательность по соседнему каналу всего тракта
промежуточной частоты при р=1
где аизб = 3,12.
Se = 20 ig 123 = 20 • 2,09 = 41,8 дб.
Значит, данный приемник должен иметь две ступени
усиления промежуточной частоты и три полосовых фильтра той же
частоты.
„ Число ступеней высокочастотной части
Определение J ,
числа ступеней приемника выбирают по заданной чувст-
высокочастотной вительности ЕА, обеспечивающей на вхо-
части приемника де детекторной ступени такое напряже-
и |его ние промежуточной частоты, при кото-
лок-схема ром обеспечивается режим линейного
детектирования.
Задаемся амплитудой напряжения промежуточной частоты
на входе детектора
£/ = (2-5) в.
Высокочастотная часть приемника должна обеспечить такое
усиление, чтобы на вход детектора подавалось напряжение не
менее 5 в, при условии, что э. д. с, развиваемая на эквиваленте
антенны, равна чувствительности данного приемника, т. е.
£А = 50 мкв.
Требуемый коэффициент усиления высокочастотной части
приемника
= —Ч-— = = 7,1 • 104;
еа V 1 1,41-50- 10"6
* С и м о н т о в И. М. Расчет резонансных и полосовых усилителей
супергетеродинных приемников. Изд. Одес. эл-техн. ин-та связи, 1955.
297
Исходя из блок-схемы (рис. 249), определим общий
коэффициент усиления всей высокочастотной части приемника
Квч = Кьх. цКпрКупч,
где п — число ступеней промежуточной частоты.
Рис. 249. Блок-схема приемника
Задаваясь Квх.ц = 2; Кпр — 15 и Купч = 60, получим
Квч = 2 • 15 • 602 = 30 • 3600= 108000.
§ 5. ОСОБЕННОСТИ ПРИЕМНИКОВ ЧАСТОТНО-
МОДУЛИРОВАННЫХ КОЛЕБАНИЙ
Методы частотной модуляции широко применяются
благодаря целому ряду преимуществ. Следует отметить, что эти
преимущества могут быть реализованы только на сверхвысоких
частотах.
Частотная модуляция требует большей полосы пропускания,
чем амплитудная, поэтому приемники частотных колебаний
будут отличаться от обычных приемников амплитудных колебаний.
Антенна сверхвысоких частот, входные цепи, усилители
принципиально не отличаются от аналогичных блоков обычного
приемника. Промежуточная частота выбирается с учетом ширины
полосы. При большой девиации требуется широкая полоса
частот и собственно более высокая промежуточная частота. При
небольшой девиации необходимая полоса уменьшается, а
промежуточная частота может быть выбрана ниже.
Следует отметить, что широкая полоса требует применения
большего количества ступеней усиления промежуточной
частоты, чем в обычных приемниках. Однако в приемнике частотных
колебаний есть ступени, имеющие принципиальные особенности.
Это амплитудный ограничитель и частотный детектор,
назначение и принцип работы которых были рассмотрены ранее.
Следовательно, при расчете приемника необходимо учитывать все ука^-
занные особенности и дополнительно рассчитывать амплитудный
ограничитель и частотный детектор.
298
Ц5
I
OOGOOOOOOOOOOOI^
(D N C7l О О ^-< « •
- - _ ~ %^^ -| ~ | ~ ^^ NV*" *^^ ^в^ — h^^ -т^Г -^^ ~^Ы
I I I I I I I I I I I 1 II
оооооо
icocococococococococo
Ol0^t0^t0l-|CC'-1
1лсс)
<^COCOC^
Продолжение
136
138
140
142
144
146
148
150
152
154
156
158
160
162
164
166
168
170
172
174
176
178
180
0,445
0,449
0,453
0,457
0,461
0,465
0,469
0,472
0,475
0.479
0,482
0,485
0,487
0,489
0,491
0,493
0,495
0,496
0,498
0,499
0,499
0,500
0.500
0,531
0,530
0,528
0,527
0,526
0,524
0,522
0,520
0,518
0,516
0,514
0,512
0,510
0,509
0,507
0,506
0,504
0,502
0,504
0,504
0,500
0,500
0,500
0.041
0,037
0,032
0,028
0,024
0,020
0,017
0,014
0,012
0,009
0,007
0,006
0,004
0,003
0,002
0,002
0,001
0,001
0,000
0,000
0,000
0,000
0,000
—0,030
—0,027
—0,024
-0,022
-0,019
-0,017
—0,014
-0,012
—0,010
—0,008
-0,007
-0,005
—0,004
-0,003
—0,002
—0,002
—0,001
—0,001
0,000
0,000
0,000
0,000
0,000
ПРИЛОЖЕНИЕ 2
Примерный перечень лабораторных работ
Наименование работы
Количество
часов
1. Исследование усилителя мощности
2. Изучение типовых схем ламповых генераторов
3. Измерение коэффициента модуляции передатчика
4. Исследование схем частотной модуляции
5. Определение стабильности и погрешности частоты
передатчика
6. Исследование релаксационного генератора
7. Измерение мощности передатчика
8. Исследование входных цепей приемника
9. Исследование резонансных усилителей
10. Исследование схем детекторов
11. Исследование преобразовательной ступени
приемника
12. Исследование усилителей промежуточной частоты
13. Измерение напряженности поля в месте приема
14. Снятие амплитудной и частотной характеристик
приемника
15. Определение избирательности приемника и ширины
полосы пропускания
16. Определение стабильности и погрешности частоты
приемника
2
2
2
2
2
2
2
2
2
300
17. Изучение
приемников
Наименование
ИСТОЧНИКОВ
работы
питания
передатчиков
Продолжение
и
Количество
часов
Примечание. Лабораторные работы выбираются, исходя из
количества часов, предусмотренных программой, и с учетом особенностей курса
«Радиопередающие и радиоприемные устройства» для данного учебного
заведения.
ЛИТЕРАТУРА
1. Баркан В. Ф., Жданов В. К. Радиоприемные устройства. М.,
изд-во «Советское радио», 1966.
2. Бет и н Б. М Радиопередающие устройства. М., изд-во «Высшая
школа». 1965.
3. Бунин Г. Б., В а сеиькин В. А. Отражательные клистроны. М.,
изд-во «Советское радио», 1966.
4. Б р а м м е р Ю. А., П а щ у к И. А. Импульсная техника. М., изд-во
«Высшая школа», 1965.
5. Гавриленко И. И. Радиопередающие устройства. Л., изд-во
«Морской транспорт», 1963.
6. Герасимов С. М., Мигулин И. Н., Яковлев В. Н. Расчет
полупроводниковых усилителей и генераторов. Киев, Гос. изд-во технической
литературы УССР, 19&1.
7. Грей Л., Г рейх ем Р. Радиопередатчики. М.. изд-во «Связь», 1965.
8. Гусятинский И. А., Рыжков Е. В., Немировский А. С.
Радиорелейные линии связи. М., изд-во «Связь», 1965.
9. Дитрих К. Ф. Радиоприемные устройства. М.-Л., изд-во «Транспорт»,
1964.
10. Евтянов С. И. Радиопередающие устройства. М., Связьиздат, 1950.
И. Картьяну Г. Частотная модуляция. Изд-во Академии Румынской
Народной Республики, 1961.
12. К о б з е в В. В., М и л и н к и с Б. М., Емельянов Р. Г. Применение
оптических квантовых генераторов для целей связи. М., изд-во «Связь». 1965.
13. Л е в и ч е в В. Г., С т е п у к Я. В., Ф е г е л ь с о н Б. И. Основы
радиотехники и радиолокации. Радиопередающие и радиоприемные устройства. М.,
Воениздат, 1965.
14. Модель 3. И. Радиопередающие устройства. М., Связьиздат, 1961.
15. Отражательные клистроны. Пер. с англ. под ред. Науменко Е. Д., М.,
изд-во «Советское радио». 1954.
16. Нейман М. С. Курс радиопередающих устройств. М., изд-во
«Советское радио», 1965.
17. Окунь Е. Л. Радиопередающие устройства Л., Судпромгиз, 1967.
18. Покатов К. И. Приборы СВЧ. М., изд-во «Знание», 1966.
19. Семенов К. А. Радиоприемные и усилительные устройства, М.,
изд-во «Советское радио». 1965.
20. Симонтов И. М. Расчет резонансных и полосовых усилителей
супергетеродинных приемников. Одесса, изд. ОЭИС, 1955.
21. Симонтов И. М., Шерепа В. Ф. Влияние нестационарных
процессов и дестабилизирующих факторов на нелинейные искажения в
частотном детекторе со взаимно расстроенными контурами. «Электросвязь», 1965,
Л° 9.
301
22. Т е р е н т ь е в Б. П. Электропитание радиоустройств. М., изд-во
«Связь», 1958.
23. Трохименко Я. К. Радиоприемные устройства на транзисторах.
Киев, изд-во «Техника», 1966.
24. Ц ы к и н а А. В. Проектирование транзисторных усилителей. М., изд-во
«Связь», 1965.
25. X р о м ы х М. К. Пособие по курсовому проектированию
радиопередающих устройств. Одесса, изд. ОЭИС, 1958.
26. Шерепа В. Ф. Сравнение частотных детекторов на основе оценки
нелинейности. Труды конференции, посвященной 70-летию изобретения радио.
Киев, изд-во «Техника», 1966.
27. Шубенко Н. С. Малошумящие усилители СВЧ. М., Воениздат, 1966.
СОДЕРЖАНИЕ
Стр.
Предисловие 3
Введение 5
§ 1. Элементы передающего и приемного устройств 5
§ 2. Краткая история развития техники радиопередачи и
радиоприема 6
§ 3. Радиовещание и телевидение в СССР. Перспективы дальнейшего
развития средств связи 8
РАЗДЕЛ I. РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
Глава 1. Основные сведения о радиопередающих устройствах , 10
§ 1. Основные определения. Устройство и принцип действия . . 10
§ 2. Классификация радиопередающих устройств 13
§ 3. Основные технические характеристики радиопередающих
устройств 14
Глава 2. Усилители мощности высокой частоты 16
§ 1. Принцип действия усилителя. Схемы высокочастотных
усилителей 16
§ 2. Напряжения и токи в цепях усилителя мощности .... 20
§ 3. Идеализация статических характеристик ламп 23
§ 4. Понятие об угле отсечки. Импульсный характер анодного тока 27
§ 5. Разложение импульсов анодного тока на составляющие.
Определение коэффициентов разложения 29
§ 6. Работа усилителей в режиме колебаний I и II родов ... 32
§ 7. Зависимость колебательной мощности и к.п.д. усилителя от
углов отсечки 35
§ 8. Понятие о динамической характеристике. Недонапряженный,
критический, перенапряженный режимы работы усилителя . . 37
§ 9. Особенности работы усилителей на полупроводниковых приборах 43
§ 10. Выходные усилители радиопередатчиков 54
Контрольные вопросы 60
Глава 3. Генераторы с самовозбуждением и возбудители . . 60
§ 1. Понятие о самовозбуждении и условия его возникновения . 60
§ 2. Схемы ламповых генераторов с самовозбуждением ... 66
§ 3. Автогенераторы с электронной связью 68
§ 4. Автогенераторы на полупроводниковых приборах .... 70
31
Стр.
§ 5. Стабилизация частоты в автогенераторах ... . . 71
§ 6. Примеры расчета генераторов 84
Контрольные вопросы 91
Глава 4. Промежуточные ступени передатчика. Паразитные
колебания и борьба с ними 92
§ !. Независимые параметры режима и их влияние на работу
генератора . 92
§ 2. Буферный усилитель ' 95
§ 3. Усилители-умножители частоты 97
§ 4. Вредное действие емкости анод—сетка. Нейтрализация . . 101
§ 5. Фильтрация высших гармонических составляющих .... 106
§ 6. Паразитные колебания. Методы обнаружения и ослабления
паразитных колебаний в передатчиках 109
§ 7. Измерение токов и напряжений и настройка генератора с
независимым возбуждением с помощью измерительных приборов . 112
Контрольные вопросы 116
Глава 5. Амплитудная модуляция в радиопередатчиках . . . 117
§ 1. Общие сведения об амплитудной модуляции . . , . . 117
§ 2. График амплитудно-модулированных колебаний . . . . 118
§ 3. Коэффициент модуляции и полоса частот при амплитудной
модуляции 120
§ 4. Энергетические показатели передатчика при амплитудной
модуляции 123
§ 5. Модуляция на сетку лампы. Практические схемы .... 126
§ 6. Анодная модуляция. Практические схемы 130
§ 7. Экранная, анодно-экранная и пентодная модуляции ... 134
§ 8. Сравнительная оценка различных методов амплитудной
модуляции 137
Контрольные вопросы 138
Глава 6. Угловая модуляция в радиопередающих устройствах . 138
§ 1. Физическая сущность модуляции по частоте и фазе ... 138
§ 2. Девиация частоты. Индекс модуляции 140
§ 3. Узкополосная и широкополосная частотная модуляция . . 141
§ 4. Энергетические показатели передатчика при частотной
модуляции. Сравнение частотной, фазовой и амплитудной модуляции . 142
§ 5. Сравнительный анализ различных методов получения частотной
модуляции 144
§ 6. Типовые схемы получения частотной модуляции . . . . 146
Контрольные вопросы 148
Глава 7. Импульсная модуляция в радиопередатчиках . . . 148
§ 1. Основы импульсной радиосвязи. Импульсная работа
передатчика 148
§ 2. Виды импульсной модуляции 150
§ 3. Схемы импульсных модуляторов 151
§ 4. Коммутаторы 152
§ 5. Сравнительная оценка методов импульсной модуляции . . 153
§ 6. Применение импульсных методов в различных радиотехнических
устройствах J54
Контрольные вопросы 15°
Глава 8. Радиотелеграфия 15°
§ 1. Общие сведения о радиотелеграфировании 155
§ 2. Частотный спектр и скорость передачи при амплитудной
манипуляции
304
Стр.
§ 3. Схемы амплитудной манипуляции в радиопередатчиках ... 157
§ 4. Искажения при радиотелеграфной работе 158
§ 5. Частотная манипуляция 159
§ 6. Понятие об однополосной радиосвязи 161
Контрольные вопросы 162
РАЗДЕЛ II. РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
Глава 9. Входные цепи радиоприемников 163
§ 1. Общие сведения о радиоприемных устройствах 163
§ 2. Помехи радиоприему и меры борьбы с ними 169
§ 3. Приемные антенны и их основные параметры 172
§ 4. Схемы емкостной, индуктивной и комбинированной связи с
антенной 179
§ 5. Входная цепь с внутренней ферритовой антенной .... 187
§ 6. Расчет входной цепи с индуктивной связью 188
Контрольные вопросы 190
Глава 10. Усилители высокой частоты 190
§ 1. Общие сведения 190
§ 2. Усилители высокой частоты с полным включением контура в
анодную цепь 191
§ 3. Трансформаторная схема усилителя высокой частоты . . . 194
§ 4. Автотрансформаторная схема усилителя высокой частоты . . 196
§ 5. Полосовые усилители 197
§ 6. Усилители импульсных сигналов 199
§ 7. Усилители высокой частоты на полупроводниковых приборах . 202
§ 8. Причины самовозбуждения усилителей высокой частоты.
Искажения в усилителях и меры борьбы с ними 206
§ 9. Расчет усилителей высокой частоты 209
Контрольные вопросы 210
Глава И. Детектирование 211
§ 1. Общие сведения о детекторах 211
§ 2. Квадратичное и линейное детектирование 212
§ 3. Диодное детектирование. Расчет диодных детекторов . . . 213
§ 4. Сеточное, анодное и катодное детектирование 215
§ 5. Схемы частотных детекторов 217
Контрольные вопросы 218
Глава 12. Приемники прямого усиления 219
§ 1. Общие сведения о приемниках прямого усиления .... 219
§ 2. Регенеративные и сверхрегенеративные приемники .... 220
§ 3. Приемники прямого усиления на транзисторах 225
§ 4. Приемники для приема образцовых частот, передаваемых по
радио . 227
Контрольные вопросы 228
Глава 13. Супергетеродинные приемники 228
§ 1. Общие сведения о преобразовании частоты в супергетеродинных
приемниках 228
§ 2. Процесс преобразования частоты 2'i9
§ 3. Схемы преобразователей частоты 231
§ 4. Гетеродины 232
§ 5. Сопряжение настроек контуров гетеродина 235
§ 6. Двойные преобразователи частоты. Радиоприем незатухающих
телеграфных сигналов , 238
301
Стр.
§ 7. Искажения при преобразовании частоты 239
§ 8. Преобразователи на транзисторах 242
§ 9. Измерительные приемники. Особенности супергетеродинных
приемников отдельных типов 244
Контрольные вопросы 250
Глава 14. Регулировка в приемниках 250
§ 1. Общие сведения о регулировках в приемниках 250
§ 2. Ручная регулировка усиления в приемниках 251
§ 3. Автоматическая регулировка усиления 253
§ 4. Регулировка полосы пропускания 255
§ 5. Автоматическая подстройка частоты 257
§ 6. Бесшумовая настройка приемника. Индикаторы настройки . . 259
Контрольные вопросы 260
Глава 15. Особенности ультракоротковолновых приемников . . 261
§ 1. Общие сведения о приеме на ультракоротких волнах (УКВ) . 261
§ 2. Чувствительность УКВ-приемников 263
§ 3. Входные цепи УКВ-приемников 265
§ 4. Высокочастотные усилители УКВ-приемников 267
§ 5. Смесительные устройства УКВ-приемников 271
§ 6. Гетеродины УКВ-приемников 278
Контрольные вопросы 280
Глава 16. Настройка и испытание радиопередатчиков и
радиоприемников 281
§ 1. Общие сведения 281
§ 2. Настройка и испытание радиопередатчиков 282
§ 3. Настройка и испытание радиоприемников 284
Контрольные вопросы 286
Глава 17. Расчет основных параметров радиопередатчика и
радиоприемника 286
§ 1. Расчет радиопередатчика 286
§ 2. Расчет режима ступеней высокочастотного тракта .... 288
§ 3. Особенности проектирования частотно-модулированных
генераторов 294
§ 4. Расчет радиоприемника 294
§ 5. Особенности приемников частотно-модулированных колебаний 298
Приложение 1 299
Приложение 2 300
Литература 301
В III—IV кварталах 1968 г. в Издательстве стандартов
выйдут из печати следующие издания.
Чернышев Е. Т. и др. Магнитные измерения. Объем 15 п. л.
Ориентировочная цена 80 коп.
Цель настоящего издания, входящего в серию «Библиотека
метролога», — дать в сжатой форме сотрудникам лабораторий
государственного надзора за внедрением и соблюдением
стандартов и состоянием измерительной техники и заводских
лабораторий сведения о магнитных измерениях, необходимые для поверки
магнитоизмерительной аппаратуры и испытаний магнитных
материалов. Книга будет полезна также инженерам-электрикам и
физикам, использующим в своей работе магнитоизмерительную
аппаратуру.
В книге приведены материалы по измерению магнитных
полей частотой только до 1 Мгц, так как в ближайшее время
предполагается выпуск специального издания по измерению
магнитных полей высокой частоты.
Количество заказываемых экземпляров-
Валитов Р. А., Кубарев А. В. Измерение характеристик
оптических квантовых генераторов. Объем 12 п. л. Ориентировочная
цена 60 коп.
В книге изложены физические представления о принципах
работы и важнейшие характеристики квантовых генераторов
(ОКГ), квантовых парамагнитных усилителей (КПУ) и
используемых в них активных элементов, описаны конструкция
измерительной аппаратуры и основные методы измерения характеристик
ОКГ.
Книга рассчитана на специалистов-метрологов, работников
научных, конструкторских и промышленных предприятий,
занимающихся исследованием, разработкой, изготовлением и
эксплуатацией ОКГ и КПУ.
Количество заказываемых экземпляров-
Для того чтобы приобрести эти издания, проставьте
необходимое Вам количество экземпляров и отправьте эту заявку в
один из магазинов Издательства стандартов по указанным на
обороте адресам.
Центральная контора по распространению стандартов.
Москва, М-259, Б. Черемушкинская ул., д. 92, корп. 4. Адрес для
телеграмм: Москва, М-259, ГОССТАНДАРТЫ.
Магазин стандартов № 1. Москва, В-49, Ленинский проспект,
д. 9.
Магазин стандартов № 2. Ташкент, 59, ул. Шота Руставели,
д. 120.
Магазин стандартов № 3. Ленинград, Ф-121, ул. Декабристов,
д. 43/45.
Магазин стандартов № 4. Рига, 47, ул. Аудею, д. 1.
Магазин стандартов № 5. Киев, 40, ул. Ровенская, д. 8.
Магазин стандартов № 6. Минск, 26, Могилевское шоссе,
д. 18а.
Не забудьте указать свой адрес или абонементный номер
(если Вы являетесь постоянным получателем нашей литературы).
по следующей форме
307
(Наименование организации, предприятия или указание
фамилии получателя)
Почтовый адрес получателя-
для телеграмм
Плательщик —
Расчетный счет плательщика №
-Отделении Госбанка
о.
ь
о
s
х М. П.
Руководитель предприятия (организации)
Гл. бухгалтер