Author: Шахгильдян В.В. Ляховкин А.А. Козырев В.Б. Нуянзин В.П.
Tags: электротехника радиопередающие устройства (радиопередатчики) электроника радиотехника
ISBN: 5-256-01237-1
Year: 2003
Text
УЧЕБНИК ДЛЯ ВУЗОВ
РАДИОПЕРЩДШЩИЕ
УСТРОЙСТВА
Под редакцией академика В.В.ШАХГИЛЬДЯНА
3-е издание, переработанное и дополненное
Допущено Министерством связи РФ в качестве учебника
для студентов вузов связи по специальности 2011
«Радиосвязь, радиовещание, телевидение»
Москва
«РАДИО и СВЯЗЬ»
2003
ББК 32.848
Р 15
УДК 621.396.61(075)
Авторы: В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин, В.П. Нуянзин,
В.М. Розов, М.С. Шумилин
Рецензент В. Л. Корякин
Радиопередающие устройства: Учебник для вузов/В.В. Шах-
Р 15 гильдян, В. Б. Козырев, А. А. Ляховкин и др.; Под ред. В. В.
Шахгильдяна. - 3-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь,
2003. - 560 с.: ил.
ISBN 5-256-01237-1
Рассматриваются теория и техника основ радиопередающих устройств,
приводятся соображения по расчету режимов и элементов схем генераторов на
транзисторах и радиолампах, указываются пути повышения их энергетической
эффективности, меры достижения электромагнитной совместимости. Излагаются
главные особенности работы радиопередатчиков с амплитудной, угловой, однополос-
ной и импульсной модуляциями для связи и вещания, описывается работа телеви-
зионных вещательных, радиорелейных, тропосферных и спутниковых передатчиков.
Для студентов институтов связи, обучающихся по специальности «Радиосвязь,
радиовещание и телевидение».
ББК 32.848
Учебное издание
Шахгильдян Ваган Ваганович, Козырев Виктор Борисович,
Ляховкин Александр Алексеевич, Нуянзин Валерий Петрович.
Розов Валерий Михайлович, Шумилин Михаил Сократович
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
Учебник
Заведующий редакционным отделом Ю. Г. Ивашов. Редакторы: Е. В. Комарова, Н. Я. Липкина.
Художественный и технический редактор Т. Н. Зыкина. Корректор Г. Г. Казакова
ЛР№010164 от 04.01.92. Подписано в печать с оригинал-макета
Формат 60x88/16. Гарнитура Таймс. Печать офсетная. Услю печ. л. 34,3.
Усл. корр.-отт. 34,53. Уч.-изд. л. 36,15. Тираж 1 000 экз. (доп.). Изд. № 23771.
ISBN 5-256-01237-1 © Шахгильдян В.В., Козырев В.Б., Ляховкин А.А. и др., 1996
Список принятых сокращений
А — антенна
АГ — автогенератор
АД — амплитудный детектор
АИМ — амплитудно-импульсная модуляция
AM — амплитудная модуляция
АО — амплитудный ограничитель
АПЧ — автоматическая подстройка частоты
АРМ — автоматическая регулировка мощности
АРР — автоматическая регулировка режима
АРУ — автоматическая регулировка уровня (усиления)
АСУ — автоматическое согласующее устройство
АТ — амплитудное телеграфирование
АФК — амплитудно-фазовая конверсия
АФТ — антенно-фидерный тракт
АХ — амплитудная характеристика
АЦП — аналого-цифровое преобразование
АЧХ — амплитудно-частотная характеристика
БМ — балансный модулятор
БП — блок памяти
БТ — биполярный транзистор
(Б ПТ)
В — возбудитель
ВБП — верхняя*боковая полоса
ВКС — выходная колебательная система
ВПС — восстановление постоянной составляющей
ВРК — временное разделение каналов
ВЧ — высокая частота (З...ЗО МГц)
ГВВ — генератор с внешним возбуждением (усилитель мощности радио-
частотных колебаний)
гвп — групповое время передачи
гвч — гипервысокие частоты (300...3000 ГГц)
гг — генератор гармоник
ГрР — граничный режим
ГС — групповой сигнал
ГТ — гетеродинный тракт
д — делитель частоты
3
ДГ — диод Ганна
ДДПКД — делитель частоты с дробным переменным коэффициентом деле-
ния
ДПКД — делитель частоты с переменным коэффициентом деления
ДХ — динамическая характеристика
ДЧТ — двухканальное частотное телеграфирование
ДФКД — делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления
ЗС — земная станция
34 — звуковые частоты (16...20000 Гц)
ЗЧИ — защитный частотный интервал
И — логическая схема “И”
ИКМ — импульсно-кодовая модуляция, идеальный трансформатор
ИМ — импульсная модуляция
ИСЗ — искусственный спутник Земли
КАМ — квадратурная амплитудно-фазовая модуляция
КБВ — коэффициент бегущей волны
КВЧ — крайне высокие частоты (30...300 ГГц)
КИМ — кодово-импульсная модуляция
КПД — коэффициент полезного действия
КС — космическая станция ССС
КСВх. — коэффициент стоячей волны
ЛБВ . — лампа бегущей волны
ЛПД — лавинно-пролетный диод
М — мост сложения или деления, модуль
ММ — математическая модель
МПУ — микропроцессорное устройство
МРК — многорезонаторный пролетный клистрон
(МРПК)
МТС — многоканальное телефонное сообщение
МУ — модуляционное устройство
МУЗЧ — мощный усилитель звуковой частоты
НБП — нижняя боковая полоса
НИР — недонапряженный режим
НЧ — низкие радиочастоты (30...300 кГц)
ОБ — общая база
ОБП — одна боковая полоса
ОВЧ — очень высокие частоты (30...300 МГц)
ОГ — опорный генератор
ОИ — общий исток
ОК — общий катод
ОМ — однополосная модуляция
ОНЧ — очень низкие радиочастоты (3...30 кГц)
ООС — отрицательная обратная связь
ОС — общая сетка, обратная связь
ОФМ — относительная фазовая модуляция
ОФТ оэ — относительная фазовая телеграфия (см. ФРМ) — общий эмиттер
п — полоса
пг — подстраиваемый генератор
пз — передатчик звука телевизионной станции
ПЗФ — полосно-заграждающий фильтр
пи — передатчик изображения телевизионной станции
пм — полярная модуляция
ПНР — перенапряженный режим
ПУ — предварительный усилитель
ПФ — полосовой фильтр
ППФ — полосно-пропускающий фильтр
Пр — преобразователь частоты
пт — полевой транзистор
птш — полевой транзистор с барьером Шотки
пч — промежуточная частота
РИП — регулируемый источник питания
РП — радиопередатчик
(РПд)
РПдУ — радиопередающее устройство (РПд вместе с АФТ)
РПС — радиопередающая станция
РРЛ — радиорелейная линия
РРС — радиорелейная станция
РФ — разделительный фильтр
РЧ — радиочастоты: собирательный термин ОНЧ — ГВЧ, ЗкГц.
...3000 ГГц
СВЧ — сверхвысокие частоты (3...30 ГГц)
сзв — сигнал звукового вещания
сзс — сигнал звукового сопровождения ТВ
СИ — синхронизирующий импульс
слс — спутниковая линия связи
смх — статическая модуляционная характеристика
снч — смещение несущей частоты
ссс — спутниковая система связи
СУ — согласующее устройство
СФМ — сопутствующая фазовая модуляция
сх — статическая характеристика
сч — средние радиочастоты (300...3000 кГц)
ТВ — телевидение
ТКЕ — температурный коэффициент емкости
тки — температурный коэффициент индуктивности
ткч — температурный коэффициент частоты
Тр — трансформатор
ТРЛ — тропосферная радиорелейная линия
УБС — устройство блокировки н сигнализации
5
УВЧ — ультравысокие частоты (300...3000 МГц), усилитель высокой
частоты
УЗЧ — усилитель звуковой частоты
УМ — угловая модуляция, усилитель мощности
УМК — усиление модулированных колебаний
УМН — умножитель частоты
УПТ — усилитель постоянного тока
Ус — усилитель
УРУ — усилитель с распределенным усилением
УЧ — установка частоты
УЭ — управляемый элемент
Ф — фильтр, фазовый корректор
ФАПЧ — фазовая автоматическая подстройка частоты
ФБП — фильтр боковой полосы частот
ФВ — ферритовый вентиль
ФВЧ — фильтр верхних частот
ФГ — фильтр гармоник
ФД — фазовый детектор
ФИМ — фазово-импульсная модуляция
ФМ — фазовая модуляция
ФНЧ — фильтр нижних частот
ФРМ — фазоразностная модуляция (см. ОФТ)
ФТ — фазовая телеграфия
ФЦ — ферритовый циркулятор
Ц — циркулятор
ЦАП — цифро-аналоговый преобразователь
ЦС — цепь связи
ЧАП — частотная автоматическая подстройка частоты
ЧД — частотный детектор
ЧМ — частотная модуляция
ЧМГ — частотно-модулированный генератор
ЧРК — частотное разделение каналов
ЧТ — частотное телеграфирование
ШСУ — широкодиапазонное согласующее устройство
ЭВМ — электронная вычислительная машина
ЭВП — электровакуумный прибор
ЭГ — эталонный генератор
ЭМС — электромагнитная совместимость
ЭП — электронный прибор
Предисловие
За последние пять лет после выхода второго издания этого учебника
в технике радиосвязи, радиовещания и телевидения более точно опреде-
лились места ряда систем и перспективы их развития. К таким системам
следует отнести однополосное радиовещание, различные системы связи
с подвижными объектами, носимые радиотелефоны, бесшнуровые теле-
фоны, пейджерную связь, устройства защитной сигнализации, оповеще-
ния о бедствии на суше и на море, спутниковое телевидение, зоновую
радиосвязь с вынесенным ретранслятором и др.
В эти же годы получил признание ряд новых технологических реше-
ний: телевизионные и средневолновые вещательные передатчики на
полевых транзисторах, мощные усилители НЧ класса Д, усилители на
транзисторах с затвором Шотки для диапазонов УВЧ и СВЧ, усилители
для совместного усиления телевизионных сигналов видео- и звукового
сопровождения на новых линейных транзисторах и др.
Поскольку второе издание учебника «Радиопередающие устройст-
ва» для студентов вузов по специальности «Радиосвязь, радиовещание
и телевидение» недостаточно полно учитывает сложившиеся к настояв
щему времени обстоятельства, назрела необходимость значительной
доработки учебника и его переиздания.
Третье издание учебника отличается от предшествующего [1] прежде
всего отбором более современного материала и более совершенной
методикой изложения. Улучшено изложение теории транзисторных ге-
нераторов, включая полевые с изолированным затвором и затвором
Шотки, несколько усилен единый подход к теории транзисторных и
ламповых генераторов. Большое внимание уделено перспективным ши-
рокополосным усилителям. Более подробно рассмотрены пути повыше-
ния энергетической эффективности транзисторных и ламповых
генераторов с внешним возбуждением при усилении колебаний с пере-
менной амплитудой, а также при анодной, анодно-экранной и коллек-
торной модуляциях.
Рассмотрены вопросы совместного усиления телевизионных сигна-
лов видео- и звукового сопровождения. Улучшено изложение разделов,
относящихся к электромагнитной совместимости (подавление побоч-
ных и внеполосных составляющих спектра выходных колебаний, полу-
7
чение необходимой стабильности частоты). С современных позиций
рассмотрены синтезаторы частоты различного назначения.
Введен новый раздел, в котором рассмотрены вопросы однополос-
ного вещания и особенности построения передающих устройств для
этой системы, и соответственно несколько уменьшен раздел передатчи-
ков с амплитудной модуляцией.
Дано представление о моделировании на ЭВМ каскадов радиопере-
датчиков и о возможностях этого метода.
Описаны современное состояние, особенности построения и пер-
спективы развития передатчиков звукового вещания диапазонов низ-
ких, средних, высоких и очень высоких частот с амплитудной, угловой
и однополосной модуляциями, а также передатчиков очень высоких и
ультравысоких частот с угловой и импульсной модуляциями (радиоре-
лейных прямой видимости, тропосферных, спутниковых; низовой по-
движной связи, включая «сотовую»). Рассмотрены работа умножителей
и преобразователей частоты на транзисторах и варакторах, усилителей
мощности колебаний УВЧ и СВЧ на пролетных многорезонаторных
клистронах и лампах бегущей волны, генераторов на полупроводнико-
вых диодах (лавинно-пролетных и Ганна), а также проблемы устойчи-
вости каскадов усиления и надежности передатчиков.
В учебнике отмечается также, что области применения радиопере-
датчиков (или, используя более широкое понятие,—генераторов радио-
частотных колебаний) не исчерпывается указанными выше связными и
вещательными задачами. Приведенные в учебнике основы теории ра-
диочастотных генераторов и модуляции этих генераторов относятся
также и к передатчикам, используемым в системах радиолокации и
радионавигации, к средствам радиоэлектронной борьбы, к разнообраз-
ным генераторам, применяемым в быту, медицине, промышленности.
Мощные генераторы со сложными системами модуляции входят в со-
став ускорителей элементарных частиц (циклотронов, синхрофазотро-
нов).
Для более глубокого изучения курса радиопередающих устройств в
конце каждой главы приведены контрольные вопросы, относящиеся к
наиболее важным разделам.
Учебник подготовлен группой преподавателей кафедры радиопере-
дающих устройств Московского технического университета связи и
информатики. Главы 1,6,8 написаны В. В. Шахгильдяном и М. С.
Шумилиным, гл. 2 и 7 — В. М. Розовым, гл. 3 и 9 — В. Б. Козыревым,
гл. 4 — В. В. Шахгильдяном, гл. 5 — А. А. Ляховкиным, гл. 10 — М.С.
Шумилиным, гл. 11 — по материалам В.П. Нуянзина подготовлена к
переизданию М.С. Шумилиным.
Глава 1. Общие сведения о работе радиопередающих
устройств
Любая система радиосвязи включает в себя радиопередающее уст-
ройство, функции которого заключаются в преобразовании энергии
постоянного тока источников питания в электромагнитные колебания
и управлении этими колебаниями.
Начало развития техники радиопередающих устройств относится к
1896 г., когда А. С. Попову удалось передать первую радиограмму на
расстояние 250 м. В дальнейшем, используя на передатчике антенну,
А. С. Попов смог увеличить дальность радиосвязи к 1897 г. до 5 км, а к
1899 г. до 45 км. В радиопередатчике А. С. Попова использовался
единственно известный в то время принцип получения колебаний высо-
кой частоты — с помощью искрового разряда. Отсюда название таких
передатчиков — искровые. Упрощенная структурная схема радиопере-
датчика приведена на рис. 1.1. Процесс излучения энергии происходит
в передатчике не непрерывно. Каждый пробой искрового промежутка в
антенне приводит к возникновению быстрозатухающих колебаний (ан-
тенный контур имеет малую добротность). При этом антенна служит не
только элементом, излучающим электромагнитную энергию, но и эле-
ментом, определяющим частоту радиочастотных колебаний.
Первые искровые передатчики излучали колебания исключительно
широкого спектра, что, естественно, создавало помехи соседним радио-
линиям. Для повышения добротности антенной колебательной системы
(а, следовательно, уменьшения затухания высокочастотных колебаний)
позднее разрядник был перенесен в дополнительный колебательный
Рис. 1.1. Структурная схема радиопере-
датчика А. С. Попова:
/ — источник питания; 2—ключ; 3 — высоковольт-
ная катушка; 4 — разрядник ; 5 — антенна
9
контур, индуктивно связанный с антенным контуром.
Наряду с совершенствованием искровых радиопередатчиков во вто-
ром десятилетии XX века для генерации колебаний высокой частоты
начали широко использоваться устройства, основанные на применении
и других принципов. Так, были получены незатухающие радиочастот-
ные (РЧ) колебания в резонансном контуре, присоединенном парал-
лельно к вольтовой дуге (так называемые дуговые радиопередатчики). В
указанных передатчиках использовалось наличие падающего участка
вольт-амперной характеристики дуги, соответствующего отрицатель-
ному сопротивлению. Это сопротивление компенсирует в контуре гене-
ратора сопротивление потерь, в результате чего в нем возникают неза-
тухающие колебания. Поэтому спектр излучения дуговых передатчиков
уже, чем искровых. Радиотелеграфные сигналы передавались изменени-
ем частоты РЧ колебаний с помощью замыкания и размыкания части
витков катушки индуктивности колебательной системы.
Незатухающие колебания генерировались также с помощью элек-
тромашин высокой частоты (так называемые машинные передатчики).
К концу 1914 г. дуговые и машинные радиопередатчики практически
полностью вытеснили искровые. В нашей стране мощные дуговые пере-
датчики были построены под руководством В.М. Лебедева и М.В. Шу-
лейкина. Один из них мощностью ПО кВт в 1920 г. был установлен в
Москве. В развитии техники машинных радиопередатчиков важную
роль сыграли работы В. П. Вологдина, под руководством которого
было создано несколько мощных машинных радиостанций. Машины
В. П. Вологдина мощностью 50 и 150 кВт использовались на Ходынской
радиотелеграфной станции в Москве в 1924—1925 гг.
Как дуговые, так и машинные радиопередатчики имели ряд сущест-
венных недостатков: сложность генерирования, усиления и управления
РЧ колебаниями в широком диапазоне частот и мощностей, низкая
стабильность частоты, сложность проектирования и изготовления и т.д.
Поэтому к 30-м годам указанные радиопередатчики были полностью
вытеснены ламповыми.
Ламповые радиопередатчики впервые появились в 1914—1916 гг.
Первые отечественные генераторные лампы были созданы в 1914 г.
Н. Д. Папаклеси для передатчика в Царском Селе. В развитии и распро-
странении ламповых передатчиков большую роль сыграла Нижего-
родская радиолаборатория, организованная в 1918 г. Сотрудниками
этой лаборатории являлись лучшие специалисты в области радио:
М. А. Бонч-Бруевич, В. П. Вологдин, В. К. Лебединский, А. М. Куту-
шев, В. В. Татаринов, А. Ф. Шорин и др. Там под руководством
М. А. Бонч-Бруевича была создана мощная генераторная лампа с внеш-
ним анодом и водяным охлаждением. Мощность, отдаваемая лампой,
доходила до 950 Вт. В дальнейшем в Нижегородской лаборатории были
разработаны усовершенствованные генераторные и модуляторные
10
лампы мощностью 25 и 40 кВт. На основе этих ламп под руководством
М. А. Бонч-Бруевича была построена радиостанция им. Коминтерна
(Малый Коминтерн) мощностью 12 кВт, а в 1926 г. — радиостанция
мощностью 40 кВт. Обе эти станции в то время являлись самыми мощ-
ными в мире.
Одновременно развивались теория и методы инженерного расчета
ламповых радиопередатчиков. В развитие теории существенный вклад
внесли работы М.В. Шулейкина, А.И. Берга, А.Л. Минца и многих
других отечественных и зарубежных ученых.
Успешно развивалась техника радиопередающих устройств в го-
ды первых пятилеток. Строились новые радиостанции, осваива-
лись новые частотные диапазоны. Так, в 1929 г. под руководством
А. Л. Минца была построена 100-киловатгная радиовещательная стан-
ция им. ВЦСПС, а в 1933 г. начала работать 500-киловатгная радио-
станция им. Коминтерна. В годы Великой Отечественной войны в
СССР вступила в строй сверхмощная средневолновая радиовещатель-
ная станция мощностью 1200 кВт. Отличительной особенностью этих
станций была блочная конструкция, когда несколько блоков (генерато-
ров) работали на общую нагрузку. Уже в 30-х годах и особенно в 40-е
годы началось интенсивное освоение метрового, дециметрового и сан-
тиметрового диапазонов волн. Именно благодаря использованию этих
диапазонов удалось осуществить высококачественную передачу телеви-
зионных изображений, внедрить в практику модуляцию, широко ис-
пользовать для передачи сообщений радиорелейные линии связи.
Освоение новых диапазонов потребовало создания новых электронных
приборов для усиления и генерирования высокочастотных (ВЧ) и сверх-
высокочастотных (СВЧ) колебаний. В частности, были разработаны
магнетроны, многорезонаторные пролетные клистроны, лампы бегу-
щей волны, платинотроны.
Последние годы характеризуются внедрением в технику радиопере-
дающих устройств полупроводниковых приборов. Это стало возмож-
ным благодаря созданию мощных генераторных транзисторов. Замена
ламп транзисторами в технике радиопередающих устройств вызвана
значительными преимуществами этих приборов: малыми массой и га-
баритными размерами, мгновенной готовностью к работе, долговеч-
ностью, низковольтным питающим напряжением. В настоящее время
транзисторы реализуются как в маломощных радиопередатчиках и воз-
будителях, так и в передатчиках средней мощности. При этом наряду с
биполярными транзисторами в передающих устройствах применяют
полевые транзисторы. По мере разработки более высокочастотных ге-
нераторных транзисторов создаются радиопередатчики с использова-
нием транзисторов, работающих на частотах до нескольких гигагерц.
В маломощных ступенях передатчиков и возбудителях стали широко
использоваться интегральные микросхемы и микросборки, а для изме-
11
рения качественных показателей передатчиков и их управления — мик-
ропроцессорные устройства и ЭВМ.
Последнее время для генерирования и усиления электромагнитных
колебаний используют квантовый метод. Приборы для усиления СВЧ
колебаний — мазеры и генераторы когерентного света (лазеры) нашли
практическое применение. За разработку таких генераторных приборов
советским ученым А. М. Прохорову и Н. Г. Басову совместно с амери-
канским ученым Ч. Таунсом присуждена Нобелевская премия. Идет
интенсивное освоение и диапазона миллиметровых и субмиллиметро-
вых волн, промежуточных между радиоволнами и световыми колеба-
ниями.
Задачей курса “Радиопередающие устройства” является ознакомле-
ние студентов с физическими процессами, происходящими при генера-
ции, усилении и управлении ВЧ колебаниями, а также с принципами
построения и расчета радиопередатчиков различных диапазонов час-
тот. Антенны, источники питания рассматриваются в других курсах. В
дальнейшем для краткости вместо термина “радиопередатчик” исполь-
зуется термин “передатчик” (П).
Обобщенная структурная схема современного радиопередатчика
изображена на рис. 1.2.
Рассмотрим кратко назначение ее отдельных элементов. Задающий
генератор (или возбудитель) 1 генерирует высокостабильные радиочас-
тотные колебания в заданном диапазоне частот. Далее эти колебания
усиливаются в предварительных каскадах 2 и поступают на оконечный
усилитель мощности 3. Часто предварительные каскады передатчика
работают в режиме умножения частоты РЧ колебаний. Это облегчает
требования к возбудителю и повышает устойчивость работы передат-
чика, поскольку усиление ведется на различных частотах. Усилитель
мощности 3 обеспечивает на выходе антенны (или фидера) заданную
мощность РЧ колебаний. Антецная система 4 излучает РЧ колебания в
пространство. Для управления ВЧ колебаниями служит модуляционное
(или манипуляционное) устройство 5. Если передатчик работает с амп-
литудной модуляцией (AM), то модуляционное устройство воздейству-
ет на оконечный или предварительные каскады. Если передатчик
работает с частотной модуляцией (ЧМ) (манипуляцией), то модуляция
(манипуляция) осуществляется в задающем генераторе 1. Устройство
охлаждения ламп и контуров 8 поддерживает заданный тепловой режим
передатчика, а устройство блокировки и сигнализации (УБС) 7 дает
Г 6 ~1 Г 7 ~1
Рис. 1.2. Обобщенная структурная схема совре-
менного радиопередатчика
12
информацию о режиме работы передатчика и обеспечивает его включе-
ние и выключение, безопасность обращения с ним обслуживающего
персонала. Источники питания 6 необходимы для подачи заданных
питающих напряжений на лампы или транзисторы передатчика.
Радиопередатчики классифицируются:
по назначению — связные, радиовещательные, телевизионные, ра-
диолокационные, радионавигационные, телеметрические и т.д.;
по мощности — маломощные (до 100 Вт), средней мощности (до
10 кВт), мощные (до 1000 кВт) и сверхмощные (свыше 1000 кВт);
по роду работы (виду излучения) — телеграфные, телефонные, одно-
полосные, импульсные и т.д. Виды излучения обозначаются тремя ин-
дексами: первый (буква) характеризует вид модуляции: А.— ампли-
тудная, F— частотная, Р—импульсная; второй (цифра) определяет тип
передачи: 0 — излучение смодулированной несущей, 1 —телеграфиро-
вание без модулирующей звуковой частоты, 2 — тональная телеграфия
и т. д.; третий индекс (буква) определяет вспомогательные характерис-
тики;
по способу транспортировки — стационарные и подвижные (пере-
носные, автомобильные, корабельные, самолетные и т.д.).
Классификация передатчиков по диапазону частот в соответствии с
рекомендациями Международного Союза Электросвязи (МСЭ) приве-
дена в табл. 1.1.
Таблица). 1
Номер по- лосы час- тотного спектра Диапазон частот (включая верхнюю и исключая нижнюю частоты) Обозначение полосы Метрическое наименование волн
4 3...30 кГц ОНЧ (очень низкие частоты) Мириаметровые
5 30...3 • 10 кГц НЧ (низкие частоты) Километровые
6 300...3 • 10 кГц СЧ (средние частоты) Гекаметровые
7 3...30 МГц ВЧ (высокие частоты) Декаметровые
8 30...3- 10 МГц ОВЧ (очень высокие частоты) Метровые
9 300...3 • 10 МГц УВЧ (ультравысокие частоты) Дециметровые
10 3...30 ГГц СВЧ (сверхвысокие частоты) Сантиметровые
11 30...3 • 10 ГГц КВЧ (крайне высокие частоты) Миллиметровые
12 300...3 • 10 ГГц КВЧ (крайне высокие частоты) Децимиллиметровые
13
Параметры любого радиопередающего устройства должны удовле-
творять требованиям ГОСТов и рекомендациям МСЭ. Одним из основ-
ных параметров передатчика, определяющего во многом дальность
действия радиолинии, является его мощность. В зависимости от назна-
чения радиопередатчика его мощность лежит в пределах от долей ватта
(передатчики носимых радиостанций) до нескольких тысяч киловатт
(современные радиовещательные станции).
Исключительно важный параметр передатчика — стабильность его
частоты. Современные радиопередатчики имеют относительную неста-
бильность частоты около КГ6...!О-7. Иногда требуется и более высокая
стабильность частоты, например для передатчиков, работающих в сетях
синхронного радиовещания. Высокая стабильность частоты передатчи-
ка повышает помехозащищенность радиолинии (поскольку позволяет
сузить полосу пропускания приемного устройства), позволяет увеличи-
вать число станций, работающих в заданном диапазоне без взаимных
помех (улучшает электромагнитную совместимость). Существуют меж-
дународные рекомендации на допустимые отклонения частоты радио-
передатчиков всех категорий и назначений.
Важным параметром передатчика является его коэффициент полез-
ного действия (КПД) — отношение мощности в нагрузке к полной
мощности, потребляемой от источника питания. Коэффициент полезно-
го действия маломощных передатчиков определяет во многом его габа-
ритные размеры и массу, а КПД сверхмощных передатчиков, кроме
того, — стоимость их сооружения и эксплуатации. Высокий КПД позво-
ляет повысить экономичность системы охлаждения, а также увеличить
надежность работы передатчика.
Не меньшее значение имеют электроакустические показатели радио-
передатчика, такие как требования к коэффициенту модуляции (для
передатчиков с AM), индексу модуляции (для передатчиков с ЧМ и
ФМ), нелинейным искажениям, амплитудно-частотной характеристике
(АЧХ), уровню фона и шума и т.д.
В связи с ростом числа радиостанций и повышением требований к
качеству передачи информации электроакустические и технические по-
казатели радиопередатчиков постоянно совершенствуются.
В последние годы в мощных передатчиках НЧ и СЧ диапазонов
дальнейшее распространение получил бигармонический режим усиле-
ния мощности, позволивший повысить КПД передатчиков на 10... 15%.
Совершенствуются и генераторные лампы. В настоящее время AM пере-
датчики мощностью до 1000 кВт в СЧ диапазоне и 500 кВт в ВЧ диапа-
зоне имеют лишь одну лампу в выходном каскаде. Были созданы
выходные колебательные системы, обеспечивающие выполнение совре-
менных норм на побочные излучения даже в наиболее мощных передат-
чиках, шире используется испарительное охлаждение анодов мощных
ламп. В модуляционных устройствах мощных передатчиков с AM ус-
14
пешно применяются усилители класса Д. В этих усилителях активные
приборы (лампы и транзисторы) работают в ключевом режиме с широт-
но-импульсной модуляцией (ШИМ) и выделением на выходе усиленно-
го модулирующего колебания. В этой связи КПД модуляционного
устройства оказывается высоким при любой глубине модуляции.
В телевизионных передатчиках широко реализуется постоянный
автоматический контроль основных параметров выходных сигналов.
Для формирования АЧХ канала изображения на промежуточной час-
тоте применяются фильтры на поверхностно-акустических волнах. В
последние годы в этих передатчиках стали использовать систему со-
вместного усиления радиосигналов изображения и звукового сопровож-
дения в общем тракте.
Значительного повышения качественных показателей радиопередат-
чиков, повышения оперативности их работы удается достигнуть с по-
мощью ЭВМ в системе телеуправления и контроля.
Контрольные вопросы
1. Укажите основные этапы развития техники радиопередающих устройств.
2. Изобразите структурную схему радиопередатчика и поясните назначение отдельных
ее частей.
3. Приведите классификацию радиопередатчиков.
Глава 2. Генератор с внешним возбуждением (ГВВ)
2.1. СХЕМЫ ГВВ. ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ ЭЛЕКТРОННЫЕ
ПРИБОРЫ
Как показано в гл. 1, современные радиопередатчики содержат обыч-
но несколько каскадов, реализующих различные функции. Большинст-
во из этих каскадов имеют в своем составе активный элемент
(электронный прибор — ЭП), нагрузку, источник питания ЭП и цепь
возбуждения, по которой от источника возбуждения к ЭП подается РЧ
сигнал, необходимый для функционирования этого каскада. Радиочас-
тотный каскад с такими признаками носит название генератора с внеш-
ним возбуждением (ГВВ).
В передатчиках ГВВ могут выполнять разнообразные функции: уси-
ливать РЧ колебания (усилители); повышать их частоту в целое число
раз (умножители частоты); изменять амплитуду РЧ колебания по закону
НЧ сообщения (амплитудные модуляторы). В качестве активного эле-
мента ЭП, преобразующего энергию постоянного тока в энергию РЧ
колебаний, в ГВВ применяют триоды, тетроды, пентоды, лампы бегу-
щей волны (ЛБВ), пролетные клистроны, биполярные и полевые тран-
зисторы. Используемые в передатчиках ГВВ возбуждаются, как
правило, гармоническим током или напряжением и должны создавать
на нагрузке также гармоническое напряжение. В промежуточных кас-
кадах это необходимо для того, чтобы обеспечить возбуждение после-
дующих каскадов гармоническим током или напряжением, а в
оконечных — чтобы не излучать в пространство сигналы на гармониках
рабочей частоты, мешающие другим системам.
Схемы ГВВ, выполняющие различные функции, весьма разнообраз-
ны. Они приводятся в последующих главах. На рис. 2.1 для примера
приведены простейшие схемы трех ГВВ. Входная цепь ГВВ на транзис-
торе (рис. 2.1,а) содержит источник возбуждения, разделительный кон-
денсатор Ср1 я резистор R6 для прохождения постоянной составляющей
базового тока. Первая гармоника /Б1 проходит от источника возбужде-
ния через Ср1 и промежуток база-эмиттер. Коллекторная цепь питается
от источника с напряжением Ек. Чтобы постоянная составляющая кол-
лекторного тока ZK0 не создавала падения напряжения на сопротивлении
16
нагрузки RH, для нее создана цепь через дроссель £к. Переменная состав-
ляющая коллекторного тока проходит через Ср2. Для выделения на
нагрузке гармонического напряжения при гармоническом возбуждении
необходимо, чтобы транзистор не искажал форму колебаний, т.е: рабо-
тал в классе Л.
Если же транзистор должен работать в классе В (например, для
повышения КПД), то используют двухтактную схему ГВВ (рис. 2.1,6),
состоящую как бы из двух однотактных ГВВ, работающих по очереди
на общую нагрузку Ян.
Ламповые ГВВ используются, как правило, в мощных каскадах пере-
датчиков, работающих с высоким КПД. Для этого лампы должны
Рис. 2.1. Схемы генераторов с внешним возбуждением
17
работать в классах В или С, а для восстановления выходного гармони-
ческого сигнала в анодную цепь обязательно включают колебательный
контур или более сложный фильтр.
На рис. 2.1 ,в представлена схема ГВВ на генераторном триоде. Здесь
имеется входная цепь (элементы Ср, Lc, Сбл), цепь анодного питания
(источник с напряжением Еа, дроссель La, катушка LK). Переменная
составляющая анодного тока проходит через лампу, колебательный
контур LKCK и блокировочный конденсатор Сбл2. В этом ГВВ колеба-
тельный контур настроен на рабочую частоту и обладает высокой доб-
ротностью 2р. На колебательном контуре при работе ГВВ выделяются
почти гармонические колебания с частотой возбуждения.
Во всех ГВВ, приведенных на рис. 2.1, в зависимости от приложенных
к ЭП напряжений возбуждения и смещения может меняться характерис-
тика протекающего через ЭП тока. Для классификации характеристик
тока ЭП введены следующие классы: А — когда ток через ЭП течет
непрерывно; В — то же, приблизительно в течение полупериода ВЧ;
С — когда время, в течение которого ток через ЭП течет меньше поло-
вины периода ВЧ; D — когда ток имеет вид последовательности прямо-
угольных импульсов; Е—ток передается в виде треугольных импульсов
и течет в течение полупериода ВЧ.
В ГВВ с мощностью от долей ватта и выше ЭП работают, как прави-
ло, в режиме большого сигнала, причем часто с отсечкой тока на части
периода ВЧ. Вследствие этого характеристики ЭП для режимов, исполь-
зуемых в передатчиках, оказываются существенно нелинейными.
2.2. СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
ГЕНЕРАТОРНЫХ ЛАМП И ТРАНЗИСТОРОВ
Эксплуатационные возможности ЭП в справочниках характеризуют
двумя способами. Во-первых, приводятся таблицы постоянных пара-
метров для одного какого-либо режима и предельно допустимых пара-
метров (токи, напряжения на электродах, рассеиваемые мощности).
Во-вторых, даются статические характеристики (СХ), т.е. зависимости
токов в цепях различных электродов от комбинаций напряжений на
электродах.
Различают три вида СХ: входные, выходные и проходные. К первым
относятся: для ламп — СХ тока управляющей сетки ic от напряжения на
сетке ес; для биполярных транзисторов—СХ тока базы /Б от напряжения
на базе еБ. Ко вторым относятся: для ламп — СХ тока анода ia от
напряжения на аноде еа; для транзисторов — СХ коллекторного тока
iK от напряжения на коллекторе ек. К третьим СХ относятся: для ламп
— зависимости ia =Дес), а для транзисторов — iK
В технике ламповых приборов выходные СХ часто называют СХ в
анодной системе координат, а проходные — СХ в анодно-сеточной
18
системе координат. Входные же характеристики часто размещают и в
той и в другой системе. Это оказывается возможным, поскольку напря-
жения на остальных электродах служат для СХ параметрами.
Статические характеристики различных ЭП имеют существенные
различия как в форме и расположении графиков на поле характеристик,
так и в значениях токов и напряжений, действующих на электродах. На
рис. 2.2—2.5 приведены типичные СХ генераторного триода, генератор-
ного тетрода, мощных биполярного и полевого транзисторов. По ним
можно отметить две общие закономерности, относящиеся ко всем упо-
мянутым здесь ЭП:
1. Области, в которых напряжение на управляющем и выходном
электродах малы,'отличаются большой нелинейностью СХ (БН).
2. В области, в которой напряжения на управляющем и выходном
электродах велики, графики СХ становятся почти линейными (квазили-
нейными — КЛ). В промежуточных областях характеристики слабо
нелинейны (СН). На рис. 2.2,6 и 2.5,6 для примера границы областей с
различной нелинейностью СХ отмечены штриховыми линиями.
Часть поля характеристик, в пределах которой выходной ток больше
нуля, называют активной областью. Часть поля выходных характерис-
тик ниже оси ординат, где выходной ток равен нулю, называют облас-
тью отсечки.
Теперь кратко отметим особенности характеристик отдельных ЭП.
Рис. 2.2. Статические характеристики генераторного триода типа ГУ-66А
19
Рис. 2.3. Статические характеристики тетрода типа КТ-920
Рис. 2.4. Статические характеристики биполярного транзистора типа КП-904
20
Рис. 2.5. Статические характеристики полевого транзистора типа КП-904
1. Т р и о д ы: СХ га = Два) очень крутые, а СХ ia = Дес), снятые при
разных еа, имеют почти одинаковую форму, но начинаются при разных
ес. Сильное смещение этих характеристик при изменении еа объясняется
большой проницаемостью управляющей сетки. Статические характе-
ристики сеточного тока начинаются при ес >0. В анодной системе коор-
динат характеристики ic почти линейны при больших значениях
еа и резко изгибаются вверх при значениях еа, соизмеримых с ес.
2. Т е т р о д ы: выходные СХ ia сравнительно пологие (малая
проницаемость экранирующей сетки), но круто обрываются вблизи
еа = Ес2 — напряжение на экранирующей сетке. Проходные характерис-
тики веерообразны. Напряжение ес, при котором возникает веер, сильно
зависит от напряжения Ес2. Статические характеристики тока экрани-
рующей сетки ic2 - Лег) очень похожи на СХ тока сетки в триоде. В
анодно-сеточной системе координат ток гс2, как правило, возникает
при тех же значениях ес, при которых возникает ia. Ток управляющей
сетки мал и почти не зависит от еа.
В области напряжений на аноде 0 < еа < Ес2 из-за наличия в тетроде
второй сетки с высоким потенциалом Ес2 происходит перераспределе-
ние катодного тока между анодом и второй сеткой. При снижении еа
анодный ток ia быстро уменьшается, а ток второй сетки ic2 соответствен-
но растет. Степень перераспределения тока катода iK между ia и ic2
практически не зависит от ес и гк.
21
3. Генераторные пентоды: выходные СХ похожи на
триодные, но идут значительно положе из-за малой проницаемости
экранирующей сетки. Проходные характеристики, а также СХ токов /с
и ic2 очень похожи на тетродные.
4. Биполярные Транзисторы (БТ): выходные СХ очень
похожи на пентодные; при малых и средних значениях тока iK его СХ
почти горизонтальны. Некоторая веерообразность этих характеристик
появляется при малых значениях ек и больших значениях iK.
Входные и проходные характеристики /Б =/(еБ) и 1К =/(еБ) начинаются
при еБ = Е', очень похожи и различаются только крутизной.
5. Полевые транзисторы (ПТ): выходные СХ транзисторов
с коротким каналом очень похожи на СХ пентодов; выходные же СХ
транзисторов с длинным каналом (см. рис. 2.5) отличаются очень широ-
кой зоной, где характеристики существенно нелинейны из-за высокого
и нелинейного сопротивления канала. Проходные СХ почти линейны в
большом диапазоне напряжений на затворе ези.
Статические характеристики ЭП содержат исчерпывающие сведения
для выбора режимов и расчета их параметров. Однако это справедливо
только для диапазона рабочих частот, в котором характеристики не
зависят от частоты. Верхняя граничная частота этого диапазона
определяемая из неравенства ЗбО^Тир <10°, где —время прохожде-
ния носителя тока через ЭП, для разных ламп колеблется от 30 МГц до
6 ГГц; для БТ составляет десятки-сотни килогерц; для ПТ — около
60...80 МГц, а для ПТ с барьером Шотки — до 12... 16 ГГц.
2.3. ДИНАМИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
ВЫХОДНОГО ТОКА ЭП В ГВВ. КЛАССИФИКАЦИЯ
РЕЖИМОВ
Статические характеристики ЭП (см. §2.2) позволяют определять ток
в цепях любых электродов ЭП при любых произвольных комбинациях
напряжений на электродах. Например, по СХ анодного тока триода (см.
рис. 2.2) можно определить значение ;а для произвольно выбранной
комбинации напряжений на сетке ес и аноде ея.
Если же ЭП включен в схему ГВВ, то напряжения на электродах
такого ЭП оказываются не произвольными, а функционально й одно-
значно связанными посредством выходного тока. Другими словами, для
входного ею и выходного евых напряжений и выходного тока гвых ЭП,
работающего в ГВВ, могут быть написаны следующие соотношения:
*вых = /1Кх)> гвых = /г(евх> евых)- Подставив первое уравнение во второе,
получим zBblx = /2(евх, /|(евх)- Последнее уравнение можно переписать в
одной из следующих двух форм:
^вых /з(^вх)’ 'вых “ ’Л(^вых)'
22
Полученные зависимости для выходного тока в виде функций только
одной переменной называются динамическими (иногда нагрузочными)
характеристиками (ДХ). В дальнейшем увидим, что ДХ можно постро-
ить для тока в цепи любого электрода ЭП, работающего в ГВВ.
В качестве примера рассмотрим, как строится ДХ анодного и сеточ-
ного токов триода, работающего в ГВВ, схема которого приведена на
рис. 2.1 ,в. Здесь на управляющую сетку подаются напряжение смещения
Ес и гармоническое возбуждение ис = f7ccosorf. Мгновенное напряжение
на сетке
ес = Ес + f7ccosa>£
(2-1)
В анодной цепи включен колебательный контур, настроенный на
частоту со и индуктивно связанный с нагрузкой Лн. Питается цепь от
источника анодного питания напряжением Еа. Анодный ток лампы в
таком ГВВ может быть непрерывным (режим класса А) либо в виде
отдельных импульсов с углом отсечки 90° (режим класса В) или с углом
отсечки меньше 90° (режим класса С). Колебательный контур восстанав-
ливает гармоническую форму колебаний на нагрузке независимо от
угла отсечки анодного тока.
Колебательный контур (рис. 2.6) содержит емкость Ск, индуктив-
ность LK и активное сопротивление R, включающее в себя соответст-
вующие потери в контуре гп и внесенное сопротивление нагрузки
r'H = т. е. R = гп + г'н. Здесь Хсв — сопротивление связи колеба-
тельного контура с нагрузкой. Для рис. 2.1 ,в Хсв = а>М, где М—взаимная
индуктивность между индуктивностями £к и £св. Эквивалентное сопро-
тивление такого контура Z3KB переменному току с частотой со определя-
ется сопротивлением двух параллельно включенных цепей с
сопротивлениями 1//соСк и R + fob*. Выполняя несложные преобразова-
ния и пренебрегая величиной j по сравнению с (&LJR>> 1, получаем
^экв
1 1 /
<R <°CJ
1 >
w2£k Ск-
(2.2)
Если рабочая частота со совпадает с резонансной сор = 1/<LC, тош£к
= 1/сорСк = р — характеристика контура, pIR = Qp — добротность
контура, а эквивалентное сопротивление контура
2жв = рбр = Лжв, (23)
т.е. представляет собой активное сопротивление.
Для гармоник рабочей частоты сопротивление контура Zn можно
найти, если в (2.2) вместо со подставить величину «со. После преобразо-
ваний
Z„ = -урл/(«2 - 1).
(2.4)
23
Рис. 2.6. Экви-
валентная схе-
ма анодного
контура
Можно видеть, что на гармониках рабочей частоты
то сопротивление контура Z„ по крайней мере в Qp раз
меньше, чем на резонансной частоте <вр, и имеет емкост-
ный характер (т.е. ток с частотой гармоник течет в ос-
новном через емкостную ветвь контура).
В ГВВ, лампа которого работает в классе В нли С,
анодный ток представляет собой последовательность
импульсов и содержит кроме постоянной составляющей
и первой гармоники /а1 также составляющие других гар-
моник /ал. Следовательно, напряжение на колебатель-
ном контуре состоит из напряжения первой гармоники
1/к| = /а|Яэкв и напряжений других гармоник 1/кя = /M|Z„|.
Определим соотношения напряжений 1/к1 и U*n, чтобы решить, на-
сколько напряжение на контуре 1/к близко к гармоническому. Для этой
цели рассмотрим достаточно неблагоприятный случай: выходной кас-
кад передатчика средней мощности (бр » 8...20; лампа работает с коле-
баниями класса В; амплитуда тока второй гармоники, обычно наиболее
мощной, составляет 40 % амплитуды первой гармоники). Расчет отно-
шения UKJUKl с учетом (2.4) и (2.3) дает 0,03...0,013.
Таким образом, даже для довольно неблагоприятного случая ампли-
туда наибольшей гармоники напряжения на контуре составляет не более
3 % от первой. Ее влияние на режим ГВВ практически незаметно, поэ-
тому будем считать, что напряжение на анодном контуре ГВВ имеет
гармонический характер: ujt) = LL.costot, а напряжение на аноде лампы
«а = ^а-ад.
Поскольку на аноде и на контуре амплитуда переменного напряже-
ния одна и та же: ук1 = Ua, то мгновенное напряжение на аноде
еа = Еа - C7acosa>z. (2.5)
Знаки «+» в (2 1) и «-» в (2.5) указывают на то, что переменные
напряжения на сетке и аноде противофазны. Ниже часто будет упоми-
наться коэффициент использования питающего напряжения, т.е. отно-
шение амплитуды напряжения на аноде Ua (или на колебательном
контуре 1/к) к напряжению Еа источника анодного питания: £, = UJE^.
Наличие СХ лампы в ГВВ и уравнений (2.1) и (2.5) вполне достаточно
для построения ДХ. Рассмотрим методику их построения. Для примера
возьмем СХ лампы, приведенные на рис. 2.2. Зададим четыре параметра
режима, необходимые для определения мгновенных значений ес и еа.
Еа = 12 кВ; Ua = 11 кВ; £с = -200 В и Uc = 600 В. Теперь, изменяя значения
фазового угла в (2.1) и (2.5), найдем ес(<м) и еа(<в0, а затем для этих
значений по СХ определим значения ia. Результаты вычислений удобно
записывать в табл. 2.1.
24
Таблица 2.1
оя.град ес(оя), В е, (и/), кВ i„ А 'с, А
0 400 1,0 45,5 16,5
15 379 1,4 49,0 13,0
-
1 '«О -800 23,0 0 0
Полученные таким образом ДХ показаны на рис. 2.2,а и б штрих-
пунктирными линиями.
Приведенные в табл. 2.1 значения токов za и zc соответствуют опреде-
ленным углам tot периода ВЧ для токов za = ic =Л<Ы). Построив эти
зависимости, получим графики импульсов анодного и сеточного токов.
Для изучения условий работы ГВВ и классификации рабочих состо-
яний введено понятие режима работы (электрический режим ГВВ, теп-
ловой режим лампы, транзистора). Термин «электрический режим»
охватывает всю совокупность электрических параметров ГВВ (или его
отдельных частей), определяющих его состояние, свойства, характерис-
тики. Одной из характеристик электрического режима ГВВ является
напряженность режима, оцениваемая степенью искажения верхней
части импульса выходного тока электронного прибора ГВВ. Численной
мерой напряженности режима служит коэффициент использования
анодного напряжения для ламповых ГВВ £ = UaIEa и коэффициент
использования коллекторного или стокового напряжения для транзис-
торных ГВВ £= UJE* или £ = UjEz. В ламповых ГВВ явление искажения
импульса анодного тока обусловлено перераспределением катодного
тока между анодом и сетками. По степени проявления указанных при-
знаков все режимы по напряженности делят на четыре группы: недона-
пряженный (ННР), граничный (ГР), слабоперенапряженный и сильно-
перенапряженный (ПНР).
Для выявления связи между параметрами режима ГВВ, их ДХ и
формами импульсов /а и ic можно изменять параметры режима и строить
соответствующие графики. На рис. 2.7,а и 2.8,а приведены ДХ для
анодного /а и сеточного zc токов, а на рис. 2.7,6 и 2.8,6 — графики
соответствующих импульсов анодного и сеточного токов для примера,
использованного при построении табл. 2.1, но для различных значений
Ua = 0; 4; 8; 11; 12 и 14 кВ (соответственно графики 1—6).
Из графиков следует:
1. При малых значениях Ua (графики 1—5) ДХ анодного тока
имеют круто возвышающуюся часть и частично совпадают с осью абс-
цисс. Импульсы ia имеют почти косинусоидальную форму, импульсы
ic — малую амплитуду. Мощность, рассеиваемая на сетке в этих режи-
25
Рис. 2.7. Динамические характеристики (а) и форма импульсов анодного тока (б)
Рис. 2.8. Динамические характеристики (а) и форма импульсов сеточного тока (б)
мах, мала. Все рассматриваемые случаи относятся к недонапряженному
режиму.
2. Графики 4 соответствуют граничному режиму. Здесь несколько
изгибается верхняя часть ДХ ia, импульс ia приобретает плоскую вер-
шину. Амплитуда импульса 1С становится заметно больше, при этом
вершина его несколько приподнята.
3. Графики 5 относятся к слабоперенапряженному режиму. Верхняя
часть ДХ ia загнута вниз. Импульс i.a имеет провал в средней части.
26
Амплитуда импульса ic резко увеличена. Рассеиваемая на управляющей
сетке мощность заметно увеличена.
4. Графики 6 соответствуют сильноперенапряженному режиму. В
этом режиме (С7а > EJ ДХ ia достигает начала координат и имеет учас-
ток, совпадающий с осью абсцисс при еа < 0, импульс анодного тока
раздваивается, амплитуда импульса ic велика и он сильно деформиро-
ван. Рассеиваемая на сетке мощность велика и может превысить допус-
тимое значение.
Изменение формы графиков ДХ и формы импульсов анодного /а и
сеточного zc токов вблизи ГР и в ПНР объясняется явлением перерас-
пределения катодного тока между анодом и сеткой. Это явление пояс-
няет рис. 2.9, на котором приведены СХ для /а и ic, снятые при
одинаковом напряжении ес, и характеристика катодного тока iK (штри-
ховая линия). Можно видеть, что по мере уменьшения еа анодный ток
уменьшается, а сеточный — растет монотонно до граничного режима.
При дальнейшем снижении еа резко уменьшается влияние анода на
анодный ток, поэтому все большая часть катодного тока попадает в
сеточную цепь. В тетродах перераспределение катодного тока происхо-
дит между анодом и экранирующей сеткой, на которой имеется высокий
положительный потенциал £с2, вследствие чего характеристики токов ia
и izl в области ГР очень крутые (см. рис. 2.3/i). Если на СХ анодного
тока в области граничного режима отметить точки наибольшей крутиз-
ны (точки а( на рис. 2.9) и затем соединить их линией, то это будет линия
граничного режима (ЛГР).
Рассмотренная выше методика построения ДХ позволяет кроме ана-
лиза режимов ГВВ также рассчитывать для любого режима мгновенные
значения анодного и сеточного токов, по которым можно построить их
импульсы. Эта методика позволяет также рассчитывать средние значе-
/д, tcr-A
80 -
Рис. 2.9. К перераспределению катодного тока между анодом и сеткой в триоде
27
ния za, zc за период ВЧ, а также составляющие этих токов и может
рассматриваться как основа графоаналитического метода расчета ГВВ.
Основные операции этого метода следующие:
1. Выбираются исходные параметры режима ГВВ: Еа, Ес, Ua, Uc.
2. Период ВЧ делится на N равных частей: Acoz = 360°IN. Число N
выбирают равным 36, 48 либо 72 (для большей точности). Для каждого
дискретного значения фазового угла cotK = AAcoz, где 0 < к < N - 1, по
формулам (2.1) и (2.5) рассчитывают значения ес (®zt) и еа (смк), а затем
по СХ определяют соответствующие значения токов za (atk) и zc (cotk) (см.
табл. 2.1).
3. По формулам численного гармонического анализа определяются
значения постоянных составляющих Za0, Zc0 и амплитуды первых гармо-
ник Zal, Zcl анодного и сеточного токов:
N- 1 N- 1
4о = Е 41 = X 'a COS(®^);
*=0 *=0
(2-6)
N-1 N-1
7со=Е <>*); гс1= 77 Е гс (®0 cos(©rp.
к=0 к=0
4. Зная исходные параметры режима ГВВ и полученные из (2.6)
значения токов в анодной и сеточной цепях, можно определить все
остальные параметры режима этого ГВВ, а именно: полезную мощ-
ность, отдаваемую в нагрузку, Р\ = ZaIZZa/2; потребляемую анодной
цепью мощность Ро = Еа1а0-, КПД анодной цепи д = Р]/Ро; сопротивление
нагрузки в анодной цепи Лэкв = Ua/Ia{‘, мощность, потребляемую сеточ-
ной цепью от предыдущего каскада, Рс1 = ZC1UJ2 и др.
Важное достоинство графоаналитического метода расчета ГВВ —
высокая точность, поэтому его элементы использованы при математи-
ческом моделировании ламп (см. § 2.18). Недостатками этого метода,
которые существенны лишь при расчетах без ЭВМ, являются значитель-
ная трудоемкость и его однонаправленность, из-за которой исходными
величинами всегда должны быть £а, Ес, Ua и Uc, а рассчитываются токи,
мощности и КПД.
2.4. МЕТОДЫ АНАЛИЗА РАБОТЫ ГВВ
С НЕЛИНЕЙНЫМ ЭЛЕКТРОННЫМ ПРИБОРОМ
Выше было показано (см. § 2.1), что в передатчиках ГВВ выполняют
разнообразные функции (усиление напряжения и мощности, умножение
частоты, модуляция и др'.). Вследствие этого анализ работы ГВВ приме-
нительно к той или другой реализуемой им функции обычно сводится к
решению следующих задач:
28
1. Рассматриваются режимы работы ЭП в ГВВ, собранных по раз-
личным схемам, определяются характеристики этих режимов и связь их
с энергетическими показателями ГВВ. Выбираются энергетически эф-
фективные режимы.
2. Анализируются особенности управления режимами ГВВ, опреде-
ляются связи между характеристиками режимов ГВВ и результирующи-
ми модуляционными характеристиками, а также условия минимума
нелинейных искажений.
3. Устанавливается спектральный состав колебаний на выходе
ГВВ — необходимый показатель для проектирования колебательных
систем.
Однако общего метода, который бы позволил выполнить анализ
ГВВ с различными ЭП без упрощений и приближений, в настоящее
время не существует. Главной причиной такого положения являются
инерционность процессов в ЭП и нелинейность их характеристик. И
поскольку инерционность процессов в ЭП прежде всего приводит к
понижению выходной мощности и КПД ГВВ с такими приборами, то
для понижения зависимости параметров ГВВ от степени инерционности
ЭП их стали выпускать для разных диапазонов частот с различной
инерционностью (в лампах для более высокочастотных диапазонов
уменьшают расстояние между электродами, в БП уменьшают толщину
базы, в ПТ делают короче канал и уменьшают^толщину области дрей-
фа). Вследствие этого при использовании в ГВВ, например, лампы с
граничной частотой 250 МГц можно считать, что она безынерционна,
если рабочая частота ГВВ не превышает 200...250 МГц. Похожая ситуа-
ция имеет место и для транзисторов.
Таким образом, практическая необходимость учета инерционности
процессов в ЭП была значительно снижена. В большинстве современ-
ных методов анализа ГВВ предполагают, что ЭП — безынерционный,
и учитывают лишь его нелинейные характеристики. В ГВВ с БТ, как
показано в § 2.16, учет инерционности процессов сведен к учету частот-
ной зависимости параметров транзистора.
Все имеющиеся и разрабатываемые методы анализа и расчета ГВВ,
учитывающие только нелинейные свойства ЭП, различаются в основ-
ном лишь способом аппроксимации характеристик ЭП. В § 2.3 был
кратко рассмотрен графоаналитический метод, в котором используют-
ся непосредственно СХ ламп. В последующих разделах детально рас-
смотрен метод анализа ГВВ, основанный на аппроксимации СХ ЭП
отрезками прямых параллельных линий с постоянными значениями
крутизны и проницаемости. Имеются методы, в которых СХ аппрок-
симируются веерообразно расходящимися прямыми (учитывается не-
постоянство крутизны и проницаемости), степенными рядами,
математическими функциями (например, логарифмами или арктанген-
29
сами и др.). В последнее время разработаны и продолжают совершенст-
воваться машинные методы анализа и расчета ГВВ с нелинейными и
инерционными ЭП, использующие математические модели электрон-
ных приборов. Это направление в анализе ГВВ весьма перспективно,
поскольку оно позволяет учитывать максимум особенностей ЭП, рас-
считывать с желательной точностью характеристики (например, коэф-
фициенты нелинейных искажений), которые невозможно получить при
использовании других, более простых методов.
Однако ввиду чрезмерной сложности общих методов, учитывающих
как нелинейные, так и инерционные свойства ЭП, в § 2.18 приводятся
соображения о разработке компьютерных моделей ГВВ, использующих
реальные нелинейные СХ и пригодных для диапазона частот, где ЭП
может рассматриваться как безынерционный прибор.
2.5. ИДЕАЛИЗАЦИЯ СТАТИЧЕСКИХ
ХАРАКТЕРИСТИК ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
Наиболее простой метод анализа работы ГВВ с различными ЭП
основывается на использовании простейшей аппроксимации СХ, кото-
рая называется идеализацией. Эта аппроксимация выполняется по следу-
ющим правилам:
1. Каждая из СХ заменяется отрезками прямой, которые наиболее
точно аппроксимируют участки статических характеристик с наимень-
шей крутизной.
2. Линия граничного режима аппроксимируется в соответствии с п. 1
отрезком прямой.
3. В тех областях, где семейство СХ расходится веерообразно из
одной точки (см. рис. 2.3,6 и 2.5,а,б), все СХ аппроксимируются одним
отрезком прямой, который является аппроксимацией СХ в середине
веера.
4. В активной области (в области ПНР) все отрезки аппроксимирую-
щих прямых должны быть параллельны и находиться на одинаковом
расстоянии друг от друга, если перепады между напряжениями, при
которых снимались СХ, одинаковы.
Следует заметить, что, поскольку СХ токов управляющих сеток три-
одов и тетродов и тока экранирующей сетки тетрода существенно нели-
нейны, их обычно не идеализируют. Имеющиеся методы расчета
параметров цепей этих сеток (см. § 2.10) очень просты и дают достаточно
точные для инженерных расчетов результаты.
На рис. 2.10 показаны примеры идеализации СХ различных ЭП. Для
генераторных триодов (рис. 2.10,л,б) каждая СХ анодного тока аппрок-
симируется тремя отрезками: первый совпадает с осью абсцисс при
е.Л < 0; второй совпадает с линией граничного режима; третий аппрок-
30
симирует СХ в активной области. Линия граничного режима исходит из
точки ia = 0, еа = 0. В системе анодно-сеточных координат (см. рис.
2.10,6) линия граничного режима проходит в области ес > 0.
Семейство идеализированных характеристик триода полностью оп-
ределяется следующими четырьмя параметрами: крутизной характерис-
тики анодного тока S = Дг/ДеД, = const; крутизной линии граничного
режима Sjp = ia/earp (рис. 2.11); проницаемостью управляющей сетки
D = Дес/Деа при ia + ic»ia = const; сеточным или анодным напряжением
приведения Ес0 или Еа0. Напряжения приведения определяются следую-
щим образом: сеточное напряжение приведения Ес0 равно напряжению
на управляющей сетке, при котором идеализированная характеристика
анодного тока в координатах ia, еа проходит через точку еа = 0; ia = 0.
Анодное напряжение приведения Еа0 соответственно равно напряже-
нию на аноде, при котором идеализированная характеристика в анод-
но-сеточной системе координат проходит через точку ес = 0; ia = 0.
Идеализированные характеристики анодного тока для типичного
генераторного тетрода показаны на рис. 2.10,в,г. Вследствие малой со-
вместной проницаемости управляющей = \ej^ec2 при ia = const) и
экранирующей (Z>2 = Дес2/Деа при ia = const) сеток (DXD2» 0) идеали-
зированные характеристики ia, горизонтальные на рис. 2.10,в, представ-
лены одной прямой на рис. 2.10,г. При обсуждении явления
перераспределения катодного тока (см. § 2.2) приведено объяснение,
почему линия граничного режима (см. рис. 2.10,в) может быть при-
нята вертикальной прямой, исходящей из точки еа = еа » £с2. В анод-
но-сеточной системе координат все идеализированные характеристики
тока /а начинаются в точке Е'с (напряжение отсечки); правее точки Е'с
(ес > Е'^ все характеристики собраны в одну, от которой отщепляются
характеристики при разных напряжениях на аноде.
Все семейство идеализированных характеристик тетрода характери-
зуется также четырьмя параметрами:
напряжением на экранирующей сетке Ес2, при изменении которого
изменяется напряжение отсечки анодного тока:
Е’с (Ес2 - Ес20);
напряжением приведения экранирующей сетки Ес20, т. е. напряжени-
ем на экранирующей сетке, при котором наклонная часть характерис-
тики ;а в координатах ес, ia исходит из нуля;
совместной проницаемостью управляющей и экранирующей сеток
D{D = D,D2);
крутизной характеристики анодного тока
5 = A i.A / Л ес при е.л = const и Ес2 = const.
31
Рис. 2.10. Идеализированные статические характеристики
32
Рис. 2.11. Статические характеристики и линии граничного режима для триодов (а) и
тетродов (б)
При идеализации характеристик выходного тока БТ и ПТ обычно
учитывают, что при сравнительно малых значениях выходной ток не
зависит от напряжения на выходном электроде (коллекторе, стоке).
Поэтому идеализированные характеристики выходного тока в коорди-
натах евых, гвых представляют собой горизонтальные прямые, соответст-
вующие тому или другому входному току (Б (для БТ) или напряжению
на затворе е3 (для ПТ) (см. рис. 2.10,д). Парис. 2.10, е приведены идеали-
зированные входные и проходные характеристики для БТ. Аналогич-
ные характеристики можно построить и для ПТ.
Для описания семейства идеализированных характеристик БТ ис-
пользуют:
крутизну линии граничного режима 5^ = iK/eKrp;
крутизну характеристики коллекторного тока £, = Д/к/ДгБ при
ек = const. Чаще эту величину = ро называют усилением транзистора
по току в схеме с ОЭ;
напряжение отсечки, т.е. напряжение на базе еБ = £'Б, при котором
имеет место отсечка коллекторного тока.
Для ПТ с той же целью применяются крутизна линии граничного
режима = ic /ес гр, напряжение отсечки е3 = Е'3 и крутизна характе-
ристики тока стока S = A ic /А е3 при ес = const.
При использовании идеализированных характеристик для анализа
ГВВ на транзисторах следует учитывать, что результаты анализа имеют
достаточную точность для БП лишь в области низких частот (десятки-
сотни килогерц), для ПТ — в диапазоне ниже 50...60 МГц, а для ПТ с
барьером Шотки — ниже нескольких гигагерц.
33
2.6. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ
ИДЕАЛИЗИРОВАННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ПО
РЕАЛЬНЫМ СТАТИЧЕСКИМ ХАРАКТЕРИСТИКАМ
Максимально упрощенная система идеализированных характерис-
тик ЭП по сути своей не может с одинаковой точностью описывать их
работу в ГВВ в различных режимах. Поэтому, после того как метод
идеализации получил широкое применение, были предложены способы
определения параметров идеализированных характеристик по реаль-
ным, при которых сохранялась удовлетворительная точность анализа
ГВВ.
Приводимые в справочниках значения параметров S, D обычно от-
носятся к режиму номинальной мощности PiHOU при рекомендуемых
заводом-изготовителем номинальных питающих напряжениях Ел ном,
F
с2ном’
Если же ЭП должен работать не при номинальной мощности или
питающие напряжения не равны номинальным, то параметры идеали-
зированных характеристик для увеличения точности расчетов целесооб-
разно определять по СХ в рабочей области, которая зависит от
питающих напряжений Ел и Ес2, заданной полезной мощностью Рх и
приблизительного значения амплитуды импульса анодного (стокового,
коллекторного) тока iamax » 5PJE*.
Линия граничного режима. На СХ za отмечают точки а,
б, в в верхней части наиболее изогнутого участка характеристик и
проводят через них линию (см. рис. 2.11). Затем эта кривая линия заме-
няется прямой, которая для триодов и транзисторов исходит из точки
еа = 0; za = 0, а для тетродов проходит вертикально. На уровне za на
линии граничного режима отметим точку А. Проекция этой точки на
ось еа отмечает остаточное анодное напряжение, равное граничному:
р = р
а ост агр‘
Крутизна линии граничного режима 5^,
пропорциональная tga, может быть найдена из выражения 5^ =
~ тах^з гр’ «
Крутизна характеристики анодного тока S
определяется по реальным СХ с учетом нижнего сгиба последних. От-
ложив на характеристике, снятой при£а/2, точку А (рис. 2.12), проведем
через нее прямую 1 до соединения с точкой отсечки анодного тока Ес1,
касательную к характеристике 2, пересекающую ось абсцисс в точке Ес2,
и перпендикуляр к оси абсцисс, пересекающий ее в точке £с3.
Крутизна идеализированных характеристик S определяется как сред-
нее арифметическое крутизны линий 1 и 2:
Sz = ‘з тЛз - ; S2 = Za ^7(^3 - Ес2 ),S = (5, + ^/2.
Здесь коэффициент «5» учитывает непостоянство крутизны в активной области,
а также то. что Е„ >1А в НИР и ГР.
34
Напряжение отсечки анодного тока. Е'с для
идеализированных характеристик можно найти, вычислив по уже опре-
деленным параметрам (см. рис. 2.12) Е'с = Ес3 - ia max/S или Е'с = (Ес1 +
+ £с2)/2-
Для ламп с длинным нижним сгибом СХ напряжение Е'с можно
определить так, как указано на рис. 2.13.
Последний способ дает достаточно точные результаты для современ-
ных тетродов, предназначенных для линейного усиления модулирован-
ных колебаний.
Проницаемость управляющей сетки D для триодов можно найти по
анодно-сеточным характеристикам, приведенным на рис. 2.14. На уров-
не /а = za „„JI проводится горизонтальная линия, на пересечении с
характеристиками, снятыми, например, при ея = eN я и ея = е"я, отмеча-
ются точки А и В и их проекции на оси абсцисс Ес1 и Ёс2. Проницаемость
рассчитывается по формуле
Де., - Е„.
D = — . = —----— (если 1с«г).
Де > “ const V _ II v с а/
а 1 еа еа
Для генераторных тетродов проницаемость обеих сеток D для анод-
ного напряжения определяется так же, как и для триодов, однако значе-
ния D для тетродов обычно в 5...10 раз меньше, чем для триодов. Для
определения проницаемости управляющей сетки Z), в тетроде следует
использовать характеристики ia =/{ес, ес2), изображенные на рис. 2.15.
Проницаемость
D= = %-т1
Ал ' I = const л! V _ U
• ес2 ес2
(если ic2«ia).
Рис. 2.12. К определению крутизны
анодного тока
Рис. 2.13. К определению на-
пряжения отсечки
35
Рис. 2.14. К определению
проницаемости Еа
Рис. 2.15. К определению
проницаемости Ес2
Напряжения приведения Е^, Ея0, Ес20 определяются
следующим образом. Из множества СХ, снятых при различных напря-
жениях Ес, Ея и Ес2, выбираются те характеристики, для которых соот-
ветствующие им идеализированные характеристики проходят через
начало координат. Напряжения Ее, Ея, Ес2, при которых были сняты
эти реальные характеристики, и есть напряжения приведения. На
рис. 2.11,а и 2.10,а определены сеточные напряжения приведения 5с0;
на рис. 2.10,6 и 2.14 — анодные напряжения приведения Ея0 = е1я, на
рис. 2.15 — напряжения приведения для экранирующей сетки Ес20 = е’с2.
По этим же методикам могут быть найдены соответствующие пара-
метры для БТ и ПТ.
2.7. УРАВНЕНИЕ АНОДНОГО ТОКА ЭП
ПРИ ИДЕАЛИЗИРОВАННЫХ ХАРАКТЕРИСТИКАХ.
ДИНАМИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
В отличие от реальных СХ, которые позволяют представить связь
между величинами ia, ес и ея только в виде графиков или таблиц, идеа-
лизированные характеристики дают возможность установить аналити-
ческую связь между этими величинами. Приведенные на рис. 2.10
семейства идеализированных характеристик различных приборов рас-
полагаются в трех областях:
отсечки анодного тока 1Я = 0 (на рис. 2.10,а,в,Э ниже оси абсцисс; на
рис. 2.10,б,г — ниже оси абсцисс и левее точек с напряжениями Е’^',
активной области (область недонапряженного режима), где анодный
ток зависит от всех напряжений, приложенных к электродам;
перенапряженного режима, где анодный ток /а не зависит от напря-
жения на управляющем электроде. Применительно к транзисторам эту
область называют областью насыщения.
36
Наиболее общий характер имеют идеализированные характеристи-
ки современных мощных тетродов, у которых в активной области анод-
ный ток зависит от напряжений на управляющей сетке ес, аноде еа и
экранирующей сетке ес2:
4 ~ f с’ ^cl)'
Развернем это уравнение с учетом параметров, описывающих семей-
ство идеализированных характеристик. Полный дифференциал анодно-
го тока как функции трех переменных можно записать в виде
. 5 4 5 4 5 4
<Йа = — <4 + dea + ^ес2 ~
а дес с деа а дес2 с2
(2.7)
gza
дес
Здесь
д 4 „ S ес деа д ес2 д ес
-— = S; -— = -— —— = D,D2; -— = D, — уже введен-
дес деа дес2 деа д ес2
ные ранее параметры; S — крутизна характеристики анодного
тока; D, — проницаемость управляющей сетки; D2 — пррницаемость
экранирующей сетки.
Переписав (2.7) с учетом параметров S, Dv D2 и проинтегрировав его,
получим
4 = S[ес + Z), (D2ea + ес2) +С], (2.8)
где С — постоянная интегрирования.
Если положить /а = 0, ес = 0 и еа = 0, а ес2 = Ес20, где Ес20 — напряжение
приведения для экранирующей сетки (см. рис. 2.15), то получим
С = -Z>2£c20 и уравнение (2.8) можно записать в виде
za ~ (ес ~ 27] (еС2 _ &с2о) + 27]772еа]. (2.8')
Уравнение для ia триода можно получить из (2.8), представив, что
анодом служит экранирующая сетка (и напряжение на ней равно еа), а
следующего электрода нет:
4 = S[ec + Pea + С]. (2.9)
Постоянная С определяется следующим образом. Уравнение (2.9)
справедливо для всей активной области, а следовательно, также для
характеристик, снятых при напряжении ес = Ес20 (см. рис. 2.10,а) и при
37
напряжении еа = Еа0 (см. рис. 2.10,6). Подставив эти напряжения в (2.9),
определим
ia = S[£ca + Dea + C']; (2.10)
za = S[ec + D£a0 + C']. (2.11)
Поскольку эти характеристики проходят через начала координат,
где za = 0, ел = 0 и za = 0 , ес = 0, то, подставив эти значения соответст-
венно в (2.10) и (2.11), получим С = - Е^, С" = - DEa0, и следовательно,
уравнения для za можно написать в анодной системе координат
i^Sle.-E^ + DeJ-, (2.12)
в анодно-сеточной системе координат
za = 5 [ес * D (еа - £а0)]. (2.13)
Из приведенных уравнений можно найти напряжение отсечки анод-
ного тока Е'с: положим ес = Е'с, если za - 0, тогда
Е’с = ^сО ^а’ Е'с ~ (ва - Е^).
Наконец, если в уравнения (2.12) и (2.13) подставим полученные
значения для Е'с, то найдем одинаковое для обеих систем координат
уравнение
za = S(ec-£',). (2.14)
Отметим, что уравнение (2.14) справедливо для триодов, тетродов и
транзисторов, с той лишь разницей, что для генераторных триодов
ввиду большой проницаемости сетки Е'с зависит от анодного напряже-
ния: Е'с - -D (еа - £а0), а для генераторных тетродов и транзисторов из-за
малости проницаемости напряжение отсечки выходного тока не зависит
от напряжения на выходном электроде (£с2 обычно постоянно).
Линия граничного режима для триодов и транзисторов — прямая,
проходящая в анодной системе координат через начало координат (см.
рис. 2.10,я,д). Ее уравнение
(2.15)
где — крутизна линии граничного режима. У современных тет-
родов линия граничного режима начинается на оси абсцисс в точке
еа ~ ез гр * Ес2 И идет вертикально вверх.
Особенности ДХ выходного тока ЭП рассмотрим для триодного ГВВ
с резонансной нагрузкой. На рис. 2.16,а приведены ДХ для пяти различ-
ных режимов. Динамическая характеристика АВ соответствует нулево-
му сопротивлению нагрузки ЭП (7?н = 0). Динамическая характеристика
A iBiС] относится к недонапряженному режиму. Динамическая характе-
ристика А2В2С2 относится к граничному режиму (точка А2 лежит на
пересечении СХ с ес = еС№ и линии граничного режима). Граничный
38
Рис. 2.16. Динамические характеристики ЭП в резонансном ГВВ
режим разделяет недонапряженные режимы от перенапряженных и
имеет в теории ГВВ особое значение, как режим, при котором ГВВ
отдает наибольшую мощность при наибольшем КПД (см. § 2.9).
Динамическая характеристика F3D3B3C3 относится к перенапряжен-
ному режиму. Она состоит их трех отрезков: F3Z>3, D3B3, В3С3. Наконец,
ДХ F4OD4B4C4 относится к сильноперенапряженному режиму. Она со-
стоит из четырех отрезков прямых: Г4О, OZ>4, D4B4, В4С4. Во всех этих
характеристиках имеются отрезки априорно прямых линий, поскольку
они совпадают либо с осью абсцисс, либо с линией граничного режима.
Отрезки же AtBt, А2В2, А3В3, А4В4 проходят через активную область, и
в случае реальных СХ, как было показано в § 2.3, они являются отрезка-
ми кривых линий.
Покажем, что для идеализированных СХ отрезки ДХ AtBlf А2В2,
А3В3 и А4В4 являются прямыми линиями. Для этого воспользуемся урав-
нениями ес = Ес + Uc cosat и еа = £а - Ua cosat (см. § 2.3), а также
уравнением анодного тока (2.12). Найдя из (2.5) coscor, подставим его в
(2.1), а полученное из него значение ес, в свою очередь, подставим в
(2.12). После несложных преобразований получим уравнение для ia в
анодных координатах:
ia = S [£с - £с0 + UcEa/Ua] - S [Uc/Ua - D] еа = N, - М{еа.
39
Аналогично, используя только уравнение (2.12), для анодно-сеточ-
ных координат составим уравнение для отрезка ДХ в активной области:
ia = SD [£а - £а0 - l^EJUJ + S [1 + Dl/a/l/J ес = N2 + Мес.
Полученные для ;а уравнения есть уравнения прямых. Следователь-
но, и участки ДХ в активной области также есть отрезки прямых.
При построении ДХ можно было бы воспользоваться методом, при-
мененным в § 2.3. Однако в настоящем случае, когда доказано, что все
участки ДХ есть отрезки прямых, для построения участков А В, А1В1,
А2В2 и т.д. достаточно найти координаты точек А, А (, А2 и т.д. и точки
С и соединить их прямой линией.
Пусть заданы постоянные параметры £а, Ес, Uc и пять значений Uai.
Верхние точки на рис. 2.16,а лежат на СХ, снятой при напряжении на
сетке ес = естах = Ес+ Uc. Их проекции на ось абсцисс попадают в точки
с напряжениями eai = ел min = Ел- Uai. На рисунке отмечены проекции
всех точек Л(, А2, А3, А4, А, а графики напряжения на аноде показаны
только для граничного и сильноперенапряженного режимов.
Точка С, где пересекаются нисходящие части всех ДХ, находится на
пересечении СХ, снятой при напряжении ес = £с, и проекции точки В,
соответствующей напряжению анодного питания £а. Точка может на-
ходиться ниже оси абсцисс (см. рис. 2.16); в этом случае углы отсечки
анодного тока меньше 90° и уменьшаются по мере роста Ua. У частки ДХ
ниже оси абсцисс показаны штриховой линией. Здесь анодный ток равен
нулю, а построения или расчеты имеют только математический смысл.
Если точка С лежит на оси абсцисс, то при £а = const для всех режимов
угол отсечки равен 90°.
При соответствующем выборе £с точка пересечения нисходящих
участков ДХ может оказаться выше оси абсцисс (точка £). В этом
случае через лампу анодный ток течет и тогда, когда Uc = 0 и U.a - 0. Этот
ток называют током покоя. Его значение можно найти, если в (2.12) или
(2.13) подставить значения Uc = 0 и Ua = 0:
/п = 5 (£с - £с0 + DEa) = 5 [£с + D (Еа - £а0)]. (2.16)
При увеличении Ua и постоянстве £а, £с и Uc угол отсечки постепенно
уменьшается. При дальнейшем увеличении напряжения смещения £с
точка L движется вверх, увеличивается ток покоя, удлиняется участок
ДХ A2LK, укорачивается участок КС2. Когда участок КС2 станет рав-
ным нулю, угол отсечки окажется равным 180°, а лампа будет работать
в классе А (предельный режим). На рис. 2.16 штрихпунктирной линией
A2LxL2 показана ДХ для этого режима.
На рис. 2.17 показано построение ДХ анодного тока в анодно-сеточ-
ной системе координат. Пусть задан режим с параметрами £а, £с, Ua и
Uc. На оси абсцисс отмечаются точки, соответствующие напряжениям
40
ec mi„ = Ес- Uc- Ес и ес = Ес + Uc. Из семейства идеализированных
характеристик выбираются три характеристики, соответствующие на-
пряжениям на аноде еа - Еа - Ua; еа = Еаиеац - Еа + Ua. Характеристика
с напряжением еа продолжается вниз, в область отсечки, затем из точки
Ес опускается перпендикуляр к оси абсцисс до пересечения с продолже-
нием характеристики (точка С")- Через точки А и С"' проводится пря-
мая АВС” (см. рис. 2.17). При изменении мгновенного напряжения на
управляющей сетке от естах до ecmin точка, фиксирующая ДХ, от точки
А проходит по отрезку АВ к точке В и далее по оси абсцисс до точки С.
В точке В происходит отсечка анодного тока. Импульс анодного тока
косинусоидальный, усеченный.
На этом же рисунке для примера приведена ДХ АВ”С для режима,
в котором триод работает без отсечки анодного тока.
2.8. ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ АНОДНОГО ТОКА.
КОЭФФИЦИЕНТ БЕРГА
Исследование ДХ, построенных по реальным СХ ламп, приведенное
в § 2.3, и посгроение формы импульса анодного тока для различных
режимов дают наглядное представление о режимах работы ЭП. С помо-
щью графоаналитического метода можно найти энергетические пара-
метры режима ЭП. Однако данная методика не позволяет получить
общие представления о режимах. Исходя из этого, а также для упроще-
41
ния расчетов в § 2.5 введен метод идеализации СХ, а в § 2.6 получены
уравнения (2.12) и (2.13), связывающие мгновенные значения анодного
тока с мгновенными значениями напряжений на сетке ес и аноде еа.
Следующим этапом этого метода являются получение уравнения для
анодного тока в виде функции времени и ее гармонический анализ. Здесь
и ниже по-прежнему полагаем, что частота напряжения возбуждения со
равна резонансной частоте анодного колебательного контура (со = шр).
Воспользуемся полученными.уравнениями для анодного тока в анод-
ной системе координат (2.12):
4 = 5 (ес - Ес0 + Dea)’
в анодно-сеточной системе координат (2.13):
fa = S[ec + D(ea-£a0)].
Для резонансного ГВВ с гармоническим возбуждением мгновенные
значения напряжений на сетке и аноде записываются в виде
е = £ + U cos шГ и е=Е- U.. cos at.
С С С аал
Подставив последние уравнения в (2.12) и (2.13), после преобразова-
ния получим уравнения для анодного тока:
ja = S [С7с - DUa] cos at + S [£с - Еа + DEa], (2.17)
4 = S [L/c - DUa] cos at + S[Ec + D (£a - £a0)].
Наконец, если учесть, что Е'с = Ел - DE.A - -D (Ея - £а0) — есть
напряжение отсечки анодного тока при напряжении на аноде, равном
£а, то оба уравнения (2.17) можно привести к одной форме:
4 = 5 [С/с - D Ua] cos at + S (£с - £'с). (2.18)
Это уравнение описывает анодный ток в недонапряженном режи-
ме, когда ЭП работает без отсечки анодного тока (класс Я). Здесь
S(UC - DUa) и S(EC - Е’с) = 1п — соответственно амплитуда первой
гармоники и ток покоя. Уравнение (2.18) с учетом введенных обозначе-
ний приводится к виду
4 = 41 cos °>г + 4 (4 > 41)-
На рис. 2.18 изображена эпюра анодного тока 7а для случая, когда
4 > 41 (кривая 7).
Если уменьшать напряжение смещения £с, то будет уменьшаться и
ток покоя 7П. При 7П = 7а), т.е. когда £с - £'с - Uc - DUa> имеет место
предельный режим класса А: анодный ток при at = 180° равен нулю
42
Рис. 2.18. Эпюры анодного тока
(кривая 2), амплитуда первой гармоники ia равна постоянной состав-
ляющей: Zal = 1п.
Если напряжение смещения уменьшать далее, то вместе с умень-
шением тока покоя In = S(Ec -E'J на интервале а—б (рис. 2.18), где
S (I7C - DU,) cos <оГ> 5 (£с - E'J, наступает отсечка анодного тока,
область а—б расширяется, а углы отсечки 03, 04, 05 уменьшаются.
Анодный ток из непрерывного превращается в последовательность от-
дельных импульсов, имеющих косинусоидальную образующую с отсе-
ченной нижней частью (интервалы а—б).
Полезным параметром для описания косинусоидальных импульсов
с отсечкой, а также режимов ЭП является угол отсечки анодного тока,
который численно равен половине той части периода ВЧ (в угловых
единицах), когда через лампу течет анодный ток.
Связь угла отсечки 0 с остальными параметрами режима определя-
ется следующим образом: в точке а (рис. 2.18)
COZ = 0 и za = StU'-DUJ cos 0 +S(EC - E'J = О,
следовательно,
cos 0 = —( £c — E'y(Uc - DUa). (2.19)
Теперь благодаря введенному углу отсечки 0 можно записать выра-
жение для анодного тока при наличии отсечки:
ia = S(UC - DUJ cos <ot + S (Ec - E'J при Inn — 0 < to/ < 2nn + 0; (2.20)
ia = 0 при 2nn - 0 > &t > 2nn + 0.
Здесь n = 0,1,2,...
Для интервала углов 0 < ш/ < л эта формула примет вид
43
ia = S (Uc-DU.J cos at + S(EC-E'^ cor <9; (2.21)
Za = 0 при cor > 0.
Напишем еще два варианта формулы (2.21), которые в дальнейшем
будут полезны. Если из (2.19) определить разность
Ec-E'c = -(t/c-^a)cos9
и подставить ее в (2.21), то после преобразований получим
ia = S(C/c-Z>[/a)(coscor-cos0) при cor<0; (2.22)
га = 0 при сог > 0.
Определим амплитуду импульса анодного тока 1^. Для этого в (2.22)
подставим /а = /^ и соГ = 0:
4™ = S(Uc-DU^l- cos 0). (2.23)
Выразив из (2.23) S (Uc - DU^ и подставив его в (2.22), найдем
7а = (cos cor - cos 0)/( 1 - cos 0) при сог < 0; (2.24)
га = 0 при соГ > 0.
Полученные зависимости (2.21) — (2.24) справедливы для любых
углов отсечки (0 < 0 < 180°). Заметим, что ток покоя 1П по мере уменьше-
ния угла отсечки также уменьшается: при 0 = 180° 1П = S (Ес - Е'^, при
0 = 90° 1П = 0.
Было отмечено, что при 0 < 180° анодный ток представляет собой
последовательность отдельных одинаковых импульсов, мгновенные
значения тока описываются уравнениями (2.11) — (2.24). Если эта пос-
ледовательность бесконечна (или, во всяком случае, длинная), то она
может быть представлена рядом Фурье
га = 4о + 4icos + 4гСО8 2<оГ+ Za3cos +
Здесь 1л0 — постоянная составляющая анодного тока; Zal,Za2, 7а3 —
амплитуды первой, второй, третьей и т. д. гармоник анодного тока.
Имея аналитические выражения для /а (сог), значения 1я0, /а,,... определим
по формулам для коэффициентов ряда Фурье:
Я я
4о = ~ Iin(<ot)d<ot’ kn = “ fia(cor)cos«cDrc/rco. (2.25)
Подставив в (2.25) значения для /а (юг) из (2.22) и вынеся постоянные
коэффициенты, получим
7aO = S(L/c-DL/a)yo(0), Ia„ = S (C/c-DC/a)y„(O) (2.26)
44
Здесь коэффициенты уо(0) и ул (0), называемые коэффициентами
Берга, зависят только от угла отсечки и номера гармоники:
у0 (6) = (sin 0 - 0cos 0)/л; У! (0) = (20 - sin 20)/2л; у2 (0) = (2 sin30)/3n;
Уз (6) = У2 (0) cos 0.
Если же в (2.25) подставить (2.24), то для составляющих анодного тока
получим
4o = ^«o(0).^ = ^«„(0)- (2.27)
Коэффициенты ул(0) и ал(0) связаны между собой зависимостью
a„(0) = y„(0)/(l-cos0).
С использованием коэффициентов ул(0) и ал(0) формула для za(<o0
может быть представлена в виде ряда Фурье одного из двух вариантов:
га = S(UC- 2)t4)[yo(0) + у, (0) cos at + у2(0) cos 2tot + ...]
или
ia = (ao(0) + 04(0) cos at + a2(0) cos 2cor + ...]. (2.28)
Отсюда следует, что если при анализе режима ЭП заданы исходные
параметры Uc и С7а, то при расчетах должны использоваться коэффици-
енты ул(0); если же исходным параметром является амплитуда импульса
анодного тока 1^, то при расчетах используются коэффициенты an(0).
При расчете КПД анодной цепи (цепи стока или коллектора) часто
используется коэффициент формы анодного тока по первой гармонике
gi(0) = yI(0)/yo(6) = aI(0)/ao(0).
Коэффициенты ул(0), ал(0)и g((0) подробно табулированы. На рис.
2.19,а,б приведены графики зависимостей ул(0) и а„(0) для постоянной
составляющей и первых трех гармоник, а также зависимости g((0). От-
рицательное значение коэффициентов у3(0) и а3(0) при углах отсечки 90°
< 0 < 180° означает, что ток третьей гармоники имеет противоположную
начальную фазу по сравнению с током первой гармоники.
Приведенные графики наглядно характеризуют гармонический со-
став анодного тока при различных 0. Так как 0= 180° (колебания
класса А) амплитуда первой гармоники равна постоянной составляю-
щей (/а1 = /а0); амплитуды второй, третьей и т.д. гармоник равны нулю.
В области 0 < 0 < 180° графики ул(0) и ал(0) при п = 2, 3,... имеют
максимумы; для коэффициентов ал(0) значение угла 0, при котором
наблюдается максимум, вычисляется из выражения 0 = 120%.
45
Отметим, что при уменьшении угла отсечки от 180° коэффициенты
у0(а) и ао(0) убывают заметно быстрее, чем коэффициенты у,(0) и а((0),
вследствие чего увеличивается коэффициент формы g](0) и вместе с ним
КПД анодной цепи. Влияние угла отсечки на параметры ГВВ можно
рассмотреть, например, применительно к КПД анодной цепи т|а, ампли-
туде импульса 4^, напряжению возбуждения Uc, а также к максималь-
ному мгновенному напряжению между сеткой и катодом |ес mto|. При
этом примем, что значения этих величин при 0 = 90° равны единице.
На рис. 2.20 для триодного ГВВ приведены графики зависимостей
Ла = /1(6)> 4™ = рассчитанные при условии постоянства выходной
мощности Р( = const. Все параметры для 0 = 90° приняты равными
единице.
Можно видеть, что при уменьшении угла отсечки 0 от 180 до 90° КПД
анодной цепи увеличивается примерно на 50 %: от 0,5£ до 0,78£. При
дальнейшем уменьшении угла 0 до 0 возможное увеличение КПД до-
стигает лишь 22 %. Кривая при уменьшении 0 от 180 до 80° идет
почти на одном уровне. При дальнейшем уменьшении 0 величина
резко возрастает, поскольку значение коэффициента yJO) падает и для
постоянства /а, и Р{ требуется резко увеличивать 1^. Напряжение воз-
буждения Uc при снижении угла отсечки 0 от 180 до 90° должно быть
увеличено в 2 раза; дальнейшее снижение 0 до 60° требует увеличения Uc
еще в 2,5 раза. Еще более сильно изменяется модуль минимального
напряжения на управляющей сетке |ес отй1| = |£с - С/с|; например, при
изменении 0 от 90 до 60° он изменяется почти в 4 раза. Это напряжение
нормируется для некоторых ламп и всегда для транзисторов.
46
Приведенные на рис. 2.20 гра-
фики полезны при выборе угла
отсечки выходного тока ламп и
транзисторов. Из этих графиков
следует, что для получения высо-
кого КПД да целесообразно,
чтобы угол отсечки находился в
пределах 60° < 0 < 120°. При
меньших углах отсечки КПД
возрастает незначительно, но
резко увеличиваются значения
t/c и |ес т1П|, т. е. мощность
предыдущего каскада и возмож-
ность пробоя на участке «управ-
ляющий электрод—корпус».
При углах отсечки, больших
120°, заметно снижается КПД ца.
Иногда при разработке ГВВ ставится задача получить от ЭП макси-
мальную полезную мощность при высоком КПД с учетом заданных
максимально допустимых значений 1^, либо Za0, либо Uc.
1. Пусть задана амплитуда импульса анодного тока Zam. Максималь-
ная мощность Р] получается при максимальном значении Zal и, следова-
тельно, а!. Коэффициент а, принимает максимальное значение при
6 = 120° (см. рис. 2.19,6). При этом максимальная мощность получается
при сравнительно высоком т|а.
2. Если задано максимальное значение 1а0 (ограниченное либо ЭП,
либо питающим выпрямителем), то полезная мощность получается из
уравнения Рх = t/aZal/2 = ил1лйах12а.й. Отсюда видно, что полезная мощ-
ность растет при уменьшении а0(6) и, следовательно, 6, потому что
увеличивается КПД ца.
3. Пусть задано максимально допустимое значение для tZc. Из
Zal = S(Uc-DUa) У](6) следует, что максимальное значение Zal, а значит,
и Р] можно получить при максимальном значении yj = 1,т. е. при 6
= 180° (см. рис. 2.19,а).
На практике количество требований к ГВВ значительно больше
(например, в число их входят требования о непревышении допустимых
мощностей рассеивания на электродах, допустимых уровнях нелиней-
ных искажений), вследствие чего выбор оптимального угла отсечки
требует учета конкретных условий работы ГВВ и, как правило, является
компромиссным.
47
2.9. ПАРАМЕТРЫ ГРАНИЧНОГО РЕЖИМА
В теории ГВВ на ЭП с идеализированными характеристиками гра-
ничный режим играет роль не только своеобразного «водораздела»
между недонапряженными и перенапряженными режимами. В гранич-
ном режиме ГВВ при заданных напряжениях питания, возбуждения и
смещения (например, для триода Еа, Uc и EJ отдает наибольшую полез-
ную мощность при высоком КПД. Именно поэтому каскады реальных
передатчиков работают большей частью либо в граничном режиме,
либо в режимах, близких к нему.
Покажем, что в граничном режиме ГВВ отдает наибольшую полез-
ную мощность Р1 при заданных Еа, Uc и Ес. В качестве переменного
параметра возьмем сопротивление нагрузки ГВВ R3KB.
При малых значениях Аэкв режим недонапряженный (см. рис. 2.16),
первая гармоника анодного тока определяется из (2.26) после замены
t/a на /а|Лэхв.
4l ННР= +
а выходная мощность
*ННР" 2D U^SDR^-^+BiR™)2-
(2.29)
В перенапряженном режиме по мере увеличения сопротивления /?экв
амплитуда первой гармоники анодного тока /а1 снижается, а амплитуда
напряжения на нагрузке Ua - /а1/?эхв слабо растет, достигая при
Яэхв-> оо своего асимптотического значения, равного 1,17 17агр. Пола-
гая с некоторым приближением, что в ПНР Ua = В2« const, получим
выражения для полезной мощности ГВВ в ПНР:
Р1ПНР«^2/2ЯЭХВ. (2.30)
Графики функций Р1ННР и Р1ПНР приведены на рис. 2.21. Сплошными
линиями указаны участки, имеющие физический смысл, штриховой ли-
нией показан участок, физически не реализуемый при заданных исход-
Рис. 2.21. Изменения выходной мощ-
ности ГВВ от изменения сопротивления
нагрузки
ных параметрах Еа, Ес, Uc, а
также при заданных парамет-
рах лампы S, S^, E'z.
Таким образом, как следует
из рис. 2.21, а также из (2.29) и
(2.30), если увеличивать Рэкв,
начиная от нуля, то полезная
мощность ГВВ сначала увели-
чится почти пропорционально
Рэхв, достигнет максимума
при Р = Я,кв _, а затем сни-
х JBO 3KD ip
48
зится из-за увеличения провала в импульсе анодного тока.
При определении параметров граничного режима обычно использу-
ется тот факт, что верхняя точка ДХ Аг (см. рис. 2.16) лежит на пересе-
чении СХ при ес = естах = ЕС+ Uch линии граничного режима. Другими
словами, для определения амплитуды анодного тока (отрезок А2, еа )
можно использовать либо уравнение (2.12), либо (2.15), а совместное их
решение относительно одного из параметров позволяет найти значение
этого параметра для граничного режима.
Например, пусть заданы значения Еа, Ес и Uc. Для нахождения Ua
в граничном режиме подставим эти параметры в уравнения, учтя, что
для точки А2 coz = 2т, где п = 0; 1;..., ia = S (ес- Ес0 + Dea) и ia =
приравняем их друг другу и решим полученное уравнение относительно
^ап,:
<4 = Ea - S' (Ес + Uc - E'MS'V - SD) = Еа-еа ост п>. (2.31)
Здесь еа ост гр — остаточное напряжение для граничного режима.
При практических расчетах чаще всего задаются другие исходные
параметры, например амплитуда импульса анодного тока 1ат (или /а0),
сопротивление нагрузки Рэкв или необходимая полезная мощность Р,. В
этих случаях целесообразно находить сначала значение коэффициента
использования анодного напряжения = UaIEa для граничного режима
£ = Ua ^Е^ а затем — все остальные параметры.
Зададимся значением ia = 1ат. Поставив его в (2.15), получим
/а,„ = (Еа - U.d гр). Преобразовав это уравнение, с учетом предыдущих
соотношений получим
^=I-Wa’ (232)
Так как 1ат = /аО/ао(0), то
1-/аО/ао(0)^Еа. (2.33)
Если в (2.32) вместо/^ подставитьZaI/a,(0), затем /а| заменить на
Uarp/RjKB и сделать необходимые преобразования, то
^’l+a.^S^
(2-34)
Если в качестве исходных параметров заданы лампа, полезная мощ-
ность Р] = /а| Uu гр/2 и напряжение анодного питания Еа, то, заменив 1ат
в (2.32) на равную Iam = 2Pxlax($).Ua рр и сделав ряд преобразований,
найдем
= 0,5 + 0,5 V 1 -8P1/a,(0)Srp^. (2.35)
49
Формулы (2.32)—(2.35) позволяют рассчитывать параметры гранич-
ного режима ГВВ при различных исходных данных. Задавая или изме-
няя первоначальные параметры режима Iam, Еа, R,KB или Р}, можно с их
помощью определить КПД анодной цепи ГВВ в граничном режиме или
получить зависимости для изменения т]а. Для этого нужно задать значе-
ния подлежащего изменению параметра (обозначим его через X), найти
соответствующие значения ^(А) и затем, подставляя ^(Х) в формулу
na = p1/p0 = g>W2’ (2.35а)
определить т]а(А). Например, если для ГВВ с заданным ЭП нужно опре-
делить зависимость т]а = f (Р}), то, воспользовавшись (2.35) и положив
8Р|/а((0) S^E* < 1, получим
na«O,5g1-P1/ao(6)Sn)Ea2. (2.356)
2.10. СЕТОЧНЫЕ ЦЕПИ ЛАМП В ГВВ
Ламповые ГВВ современных передатчиков работают на триодах,
тетродах и пентодах. Для управления работой ламп к их управляю-
щим сеткам подводятся напряжения смещения Ez и возбуждения Uz
(рис. 2.22,а). Если напряжение возбуждения гармоническое, то дейст-
вующее между сеткой и катодом напряжение ez = Ez + Uz cos at.
Имеющиеся в тетродах и пентодах экранирующие сетки служат не
только электростатическим экраном между анодом и управляющей сет-
кой, но и видоизменяют СХ ламп. На экранирующую сетку подается
положительное относительно катода напряжение Ес2. Благодаря шунти-
рующему конденсатору Сс2 высокочастотный потенциал этой сетки
близок к нулю.
Защитная (антидинатронная) сетка в пентодах препятствует возник-
новению динатронного эффекта при малых значениях еа. Статические
характеристики пентода в этой области становятся похожи на СХ три-
ода.
На рис. 2.23,а даны типичные СХ тока управляющей сетки iz триода,
а на рис. 2.24,0,6 приведены СХ тока управляющей iz и экранирую-
щей zc2 сеток мощного генераторного тетрода. На рис. 2.23 и 2.24 для
противопоставления приведены также СХ анодного тока za.
Статические характеристики токов zc и zc2 пентодов аналогичны тет-
родным.
Приведенные рисунки показывают, что:
1) графики СХ токов zc и zc2 сравнительно линейны при больших
значениях еа;
2) при малых значениях еа СХ токов zc и zc2 криволинейны и резко
изгибаются вверх;
50
a)
Рис. 2.22. Схема сеточной цепи ГВВ
Рис. 2.23. Статические и динамические характеристики и формы импульсов тока управ^
ляющей сетки триода
51
Рис. 2.24. Статические характеристики токов первой и второй сеток современных
тетродов
3) ток управляющей сетки zc возникает при напряжении на этой сетке
ес>0;
4) ток экранирующей сетки возникает при тех же напряжениях, что и
анодный ток. В современных тетродах приняты меры по уменьшению
тока экранирующей сетки (провода этой сетки помещают как бы в
тень проводов управляющей сетки). Вследствие этого в некоторых лам-
пах ток второй сетки может принимать даже отрицательное значение
(рис. 2.25,а).
Режим управляющей сетки определяется как напряжениями смеще-
ния Ес и возбуждения Uc на сетке, так и напряжением на аноде еа в
триодах [zc = f (ес, ej] и напряжением на экранирующей сетке в тетродах
и пентодах [zc = f (ес, Ес2)], поскольку здесь из-за малой проницаемости
второй сетки влияние анодного напряжения мало. Режим экранирую-
щей сетки определяется мгновенными напряжениями на первой сетке и
на аноде и напряжением питания этой сетки [zc2 = /(ес, ел, Ес2)].
Отметим важное различие в работе цепей управляющей и экрани-
рующей сеток. Поскольку ток экранирующей сетки zc2 возникает при тех
же значениях ес, что и анодный ток za, то при работе тетрода в режиме
класса А ток zc2 будет непрерывным; если же анодная цепь работает с
отсечкой (0 < 180°), ток второй сетки также состоит из усеченных им-
пульсов, причем угол отсечки этих импульсов 0с2 приблизительно равен
углу отсечки импульсов анодного тока: 0с2» 0.
Ток первой сетки возникает лишь при положительных мгновенных
напряжениях на этой сетке: ес > 0. Если на сетку подано напряжение
52
ec = Ec + Uccos at и ec max = Ec + Uc>0, отсечка сеточного тока происходит
при ес = Eccos со ес = 0. Отсюда имеем расчетную формулу
cos6c = -EJUe. (2.36)
По СХ тока управляющей сетки zc, если заданы параметры режима
Еа, Ес, Ua и Uc (для тетродов и пентодов — также Ес2, можно рассчитать
и построить ДХ zc = /(еД или ic = f (ej аналогично тому, как это было
сделано при построении ДХ анодного тока (см. § 2.3). На рис. 2.23/г
приведены ДХ тока ic для мощного генераторного триода при
Еа = 10 кВ; Ес = -200 В; Uc = 1100 В; Ua = 2 кВ (кривая 7) и Ua = 10 кВ
(кривая 2). Каждая из полученных ДХ состоит из двух участков: гори-
зонтального и наклонного. Первый участок свидетельствует о наличии
отсечки тока zc.
Импульсы сеточного тока zc (см. рис. 2.23,6), построенные для приве-
денных выше режимов при малых Ua, имеют форму почти косинусои-
дальных усеченных импульсов (7). По мере увеличения Ua вершинная
часть импульса zc вытягивается вверх и становится острее (2). Импульсы
все более отличаются от усеченной косинусоиды (3 и 3').
Для определения энергетики цепи управляющей сетки необходимо
определить (если zc > 0) постоянную составляющую и амплитуду
первой гармоники Zcl тока этой сетки.
При практических расчетах вполне приемлемую точность дает сле-
дующая методика. По СХ тока zc определяется амплитуда импульса
этого тока I при егтах = Е+ U.we. = Ея~и_. Затем находится угол
отсечки сеточного тока 0с по (2.36) и вычисляются
4о - ао(®с) 41 _ а/®с) АиЛср (2.37)
В (2.37) коэффициенты кс0 » 0,65 и Лс1 ® 0,7 учитывают некосинусои-
дальную форму импульсов ic.
53
Найдя /со и /С1, можно рассчитать мощность РС1, потребляемую сеточ-
ной цепью от предыдущего каскада, и мощность Р^, отдаваемую в
источник смещения:
Pcl = t/cZcAPcO = |£(/col- (2-38)
Мощность, равная разности Рс = РС1 - Р^, рассеиваемая непосредст-
венно на управляющей сетке и должна быть всегда меньше, чем Рсдоп,
для данной лампы. Иногда для триодов особенно с правыми характе-
ристиками на управляющую сетку приходится подавать положительное
смещение. В этом случае источник смещения отдает в сеточную цепь
мощность Р^ = EJa и мощность, рассеиваемую на управляющей сетке,
Режим работы управляющей сетки в тетродах существенно отлича-
ется от режима этой сетки в триоде:
1. Вследствие малой проницаемости второй сетки (D2 » 0) напряже-
ние еа почти не влияет на ток ic.
2. Максимальное напряжение Uc много меньше напряже-
ния на второй сетке вследствие чего отсутствует перераспределение
катодного тока между этими сетками и ток ic очень мал. В последнее
время стали появляться мощные тетроды, отдающие номинальную по-
лезную мощность при отсутствии тока первой сетки (естах < 0). Энерге-
тические параметры цепи управляющей сетки в тетроде рассчитывают
аналогично расчету цепи управляющей сетки в триодах.
Перейдем теперь к рассмотрению работы цепи экранирующей сетки
в тетродах и пентодах. В современных тетродах проницаемость управ-
ляющей сетки D, сравнительно большая (Dx » 0,1); проницаемость вто-
рой сетки D2 много меньше (Z>2 » 0,01). Поэтому изменение еа оказывает
незначительное влияние на работу лампы.
Если изменить напряжения на экранирующей сетке E'q1, Е"с2, Е'"с3
(см. рис. 2.25,6), то при этом изменятся напряжения отсечки анодного
тока £с'(1), £с'(2), £с'(3):
£с'(2) = Ес'а)_р1(£-с2_£-с2).
Значение анодного тока для различных напряжений на экранирую-
щей сетке можно найти из уравнения
<а = S [ес + Dx(Ec2 - Ес20)] = S (ес - Е'Д
Здесь £с20 — напряжение на экранирующей сетке, при котором идеали-
зированная СХ анодного тока проходит через начало координат. Эти
соотношения справедливы при ел > Ес2.
По имеющимся СХ тока экранирующей сетки ic2 можно построить
ДХ аналогично тому, как зто сделано для ДХ анодного тока триода
(см. § 2.3). Нарис. 2.24,а (кривая АВС) приведена ДХ тока zc2 для тетрода
54
или пентода в недонапряженном режиме (класс В). Динамическая харак-
теристика тока экранирующей сетки /с2 при работе тетрода в классе А
приведена на том же рисунке (кривая А151С1).
Импульсы тока экранирующей сетки при работе тетродов и пенто-
дов в ННР имеют почти косинусоидальную форму с отсечкой. По мере
увеличения напряженности режима амплитуда импульсов /с2 растет за
счет удлинения вершины.
Энергетику цепи экранирующей сетки рассчитывают по той же ме-
тодике, что и для управляющей сетки.
По СХ для тока ic2 по полученным из расчета анодной цепи значени-
ям естах = ЕС+ иси еати = Еа ~ ил находится /с2п1 — амплитуда импульса
тока zc2. Далее определяются постоянная составляющая тока Zc20 и по-
требляемая этой цепью мощность Рс20:
420 = °о(®) А:2т^с20 И Ес20 = Ес2^с20‘ (2.39)
Здесь кс2а ® 0,6 — коэффициент, учитывающий форму импульсов тока
/с2; 9 — угол отсечки, приблизительно равный углу отсечки анодного
тока.
Мощность, потребляемая цепью экранирующей сетки от источника
питания этой сетки, полностью рассеивается иа этой сетке: Рс20 = 1с2оЕс2
и должна быть меньше, чем мощность Рс20 доп, взятая из справочника.
При работе тетродов в режимах с резким понижением еа или откло-
нением Ел для защиты экранирующей сетки включают в схему ГВВ (см.
рис. 2.22,0 сопротивление Яс2, ограничивающее ток zc2.
Изменение напряжения на экранирующей сетке Ес2 можно использо-
вать для изменения параметров ГВВ. Например, для установления
граничного режима следует установить Ес2» еа = Ел - U.d г или
1/агр® Ел-Ес2. Отсюда можно получить £ = UJEda 1 -Ес2/Еа. Поскольку
КПД ГВВ ца = ^g]/2, то чем меньше будет £с2, тем больше можно
получить т]а. Однако при малых значениях £с2 для получения необходи-
мого значения импульсов приходится подавать большую амплитуду
напряжения возбуждения Uc на первую сетку (см. рис. 2.25,0. При этом
получается большой ток первой сетки, требуется большая мощность от
предыдущего каскада Рс1, становится низким коэффициент усиления Кр.
2.11. ЛАМПОВЫЙ ГВВ ПО СХЕМЕ С ОБЩЕЙ СЕТКОЙ
При повышении рабочей частоты в схеме ГВВ увеличивается обрат-
ная связь через проходную емкость (анод — управляющая сетка) и на
некоторой частоте/октр может возникнуть самовозбуждение. Поэтому,
если ГВВ должен работать на частотах/р >/ок, лампы включают по схеме
с общей сеткой (ОС). При использовании в ГВВ тетродов неустойчи-
вость также возникает, однако на более высоких частотах/октетр, чем в
триодах (/"октетр >/октр)- Для повышения устойчивости здесь применяют
55
заземление управляющей сетки, т.е. используют схему, в которой по ВЧ
обе сетки соединены с корпусом. Схемы ГВВ на триоде и тетроде с ОС
приведены на рис. 2.26,о, б. Здесь управляющая и экранирующая сетки
соединены по ВЧ с корпусом через конденсаторы Сс и Сс2. Напряжение
возбуждения (7ВХ подается на катод через разделительные конденсаторы
Ср. Дроссели LH изолируют катод по ВЧ от корпуса и создают путь для
постоянной составляющей катодного тока 1к0 - /а0 + /с0 и тока канала
1Н. На анод, первую и вторую сетки подаются напряжения Еа, Ес и Ес2,
устанавливающие для ламп рабочий режим. Контур СКСК настраивается
в резонанс с рабочей частотой передатчика и является анодной нагруз-
кой лампы.
Упрощенная схема ГВВ с ОС для токов и напряжений первой гармо-
ники приведена на рис. 2.26,в. Эта схема справедлива также и для случая
ГВВ на триоде — нужно только исключить цепь экранирующей сетки,
а в приводимых ниже формулах приравнять нулю ток экранирующей
сетки /с21. Из схемы следует, что в ГВВ с ОС имеются два последователь-
но соединенных источника переменного тока ВЧ: источник возбужде-
ния с напряжением Ua и внутренним сопротивлением Лв, через который
протекает весь катодный ток ZK1 = /а1 41 + /с21, и лампа ГВВ, создающая
напряжение Ua, в которой катодный ток разветвляется по трем цепям:
анодной /а1, управляющей 1сХ и экранирующей 1с2Х сеткам.
Из схемы на рис. 2.26,в следует также, что мгновенные напряжения
ия(1) (между точками b и 0) и ua(r) (между точками а и к) синфазны,
поскольку напряжение катод—сетка противофазно напряжению
сетка—катод, а последнее противофазно напряжению анод—катод.
Поэтому напряжения на нагрузке ГВВ
UK = IaXR3 =UB- /К1ЯВ + U = UC+ Ua. (2.40)
Мощность, потребляемая каскадом от возбудителя,
Лх = 0>5 С/с/к1 = 0,5С7с (/а1 + /С1 + /с21). (2.41)
Мощность, отдаваемая каскадом в нагрузку,
Рх = 0,5 Ц/а1 + 0,5 t7c/al + 0,5 UaIal. (2.42)
В этих формулах мощность Р' = 0,5 Uc(JcX + /с21) вырабатывается
источником возбуждения и идет на образование токов управляю-
щей и экранирующей сеток; мощность Рпрох = 0,5 (7с/а1, так называе-
мая проходная мощность, вырабатывается также источником
возбуждения и транспортируется через лампу в нагрузку Яэ. Наконец,
мощность Р" = 0,5 U.JaX вырабатывается лампой и поступает в нагрузку.
Относительное значение проходной мощности на выходе каскада
Gnp = PnvoJP\ может быть приблизительно оценено, если положить
IaX «SUyx. Тогда Gnp« ll(SR3yx). Следовательно, с увеличением крутизны
лампы в ГВВ с ОС уменьшаются Рпрох и необходимая мощность возбу-
56
fl- 6)
Рис. 2.26. Схемы триодного и тетродного ГВВ с ОС
дителя. При условии Р'< Рп коэффициент усиления каскада по мощ-
ности Кр = (1 + G)IG.
Генератор с внешним возбуждением и общей сеткой ОС можно рас-
сматривать как усилитель с отрицательной обратной связью (ООС) по
току (см. рис. 2.26,в). Действительно, анодный ток Zal обтекает весь
контур (абвк) и на сопротивлении /?в создается напряжение ООС. На-
пряжение на управляющей сетке Uc = UB + IK{RB, а коэффициент ООС в
децибелах
yooc = 201g[t/B-/?B(Zcl + Zc21+Zal)].
При использовании ГВВ с ОС в качестве линейного усилителя моду-
лированных колебаний наличие ООС может улучшать или ухудшать
линейность амплитудной характеристики усилителя Zal = f (UB) в зави-
симости от относительного значения токов Гс[ = Zcl/Zal и Гс21 = 1с2\Ил\-
Рисунок 2.27 иллюстрирует два случая. В первом (рис. 2.27,а) токи
и Zc2| значительны и имеют кривизну, обратную кривизне тока Za|.
График тока ZK1 = Zal + Zcl + Zc21 показан штрихпунктирной линией.
57
Рис. 2.27. Модуляционные характеристики ГВВ с ОС
Поскольку при увеличении у действие ООС сводится к выпрямлению
графика IaX=f (t/B) (при больших у график для 7к1 совпадает со штрихо-
вой линией), то график для 7а1 (главная составляющая /к1) будет допол-
нительно изгибаться (стрелка вниз) и нелинейность АХ 7а1 = f
увеличится.
Во втором (рис. 2.27,6) сумма токов 7С1 + /с21 мала по сравнению с
током 7а1 и имеет небольшую кривизну. В этом случае при увеличении
у график зависимости для 7к1 выпрямляется и вместе с ним выпрямляется
график зависимости 7а1 = f (U^, а АХ усилителя становится более линей-
ной [74].
Таким образом, влияние ООС на линейность АХ ГВВ с ОС может
быть полезным только в том случае, если относительные токи Гс1 и Гс21
много меньше единицы, а характеристики их сравнительно линейны.
2.12. ИЗМЕНЕНИЕ ХАРАКТЕРИСТИК ГВВ
ПРИ ИЗМЕНЕНИИ ПАРАМЕТРОВ РЕЖИМА
Ранее была рассмотрена работа триодных и тетродных ГВВ с реаль-
ными СХ (см. § 2.4) и идеализированными СХ (см. § 2.5—2.10). Получен-
ные результаты позволяют, если заданы лампа с ее характеристиками и
исходные параметры режима Еа, Ес, Ес2, Uc, Ua, определить все осталь-
ные параметры данного режима: токи, мощности, напряжения, КПД и
т.д.
Однако для практического выбора наиболее приемлемого режима
для ГВВ необходимо представлять, как изменяются токи, напряжения,
мощности и другие параметры при изменении исходных параметров,
т.е. располагать характеристиками, связывающими различные парамет-
ры режимов.
Рассмотрим получение таких характеристик, например, для следую-
щего случая. Пусть заданы лампа со своими СХ и параметры Еа = const,
Ес = const, R3KB = const, а параметр Uc изменяется в пределах 0< Ue <
58
Рис. 2.28. Изменение параметров
ГВВ от напряжения возбуждения
При этом интервал 0—Ucmax выберем таким, чтобы при
Uc < Ucrp имел место недонапряженный режим (ПНР), а при Uc >
> Ucrp — перенапряженный режим (ПНР). По СХ лампы (см. рис. 2.28,а)
для различных амплитуд возбуждения (на рис. 2.28,а это условие обо-
значено в виде колебания с линейно нарастающей амплитудой напряже-
ния) рассчитываются значения токов /а1, /а0, и /с2 и строятся
соответствующие характеристики (рис. 2.28,6).
Теперь по известным формулам, например Рх = 0,5/2а1/?эКа и Ро =
= /а0£а, можно рассчитать и построить в зависимости от величины Uc
характеристики для Р,, Ро, т|а, Рс20, Ра н, Рс0 (рис. 2.28,в). Таким же
образом можно получить характеристики для ряда дополнительных
показателей, например для /а2 и /а3 — гармоник анодного тока, для
первых гармоник тока управляющей /С1 и экранирующей Ic2 ( сеток,
59
для амплитуды напряжения на аноде Ua и коэффициента использова-
ния анодного напряжения
Поскольку для этих характеристик (рис. 2.28,б,в), а также для всех
последующих в этом параграфе интервал изменения параметра включа-
ет значение параметра, при котором имеет место граничный режим
(О < Uz < Uz тах), то все поле характеристик разделяется на две области:
НИР и ПНР.
Рассмотрим теперь, как влияет изменение амплитуды Uz на работу
ГВВ. Прежде всего отметим, что характер некоторых графиков зависит
от выбранного значения £с. На рис. 2.28,а выбрано Ес > Е'с, вследствие
чего даже при Uz = 0 имеют место токи ia = /п и Iz2 = /пс2, называемые
токами покоя . Поэтому и графики для Ро, Раи и Рс2 начинаются не
из нуля. Если выбрать Ес < Е'с, то токи ia и iz появятся лишь при (У,. =
= Е'с-Ес и все графики, кроме Iz0 и Pz(j, начнутся из нуля при напряжении
Uz = U1,.. При Ez = E'z угол отсечки 0 = 90°, при всех значениях 17с
характеристики для /а1 и Га0 начинаются из нуля и выпрямляются в
нижней части (см. штрихпунктирные графики на рис. 2.28,6). Именно
такое напряжение смещения выбирают в усилителях модулированных
колебаний в передатчиках с AM и ОМ (см. гл. 6 и 7). В ПНР при
увеличении 17с токи /а0, /а1,/с20,/с0 растут почти пропорционально Uz,
мощность Ро — пропорционально току /а0, а мощность Р, — пропорци-
онально U2Z. Поскольку мощность Pt растет быстрее, чем Ро, КПД т)а
увеличивается и достигает максимума вблизи граничного режима.
В ПНР при увеличении Uz рост анодных токов существенно замедля-
ется, и поэтому все показатели анодной цепи мало изменяются. Токи
управляющей сетки в триоде и токи экранирующей сетки в тетроде,
напротив (рис. 2.28,6), быстро увеличиваются.
Влияние изменения напряжения смещения £с на работу ГВВ с трио-
дом при Ea = const, Uz = const и R3Ka = const иллюстрирует рис. 2.29,а,6.
При больших отрицательных напряжениях на управляющей сетке
лампа заперта и ia - iz = 0. По мере увеличения напряжения смещения
(вправо по оси абсцисс) можно достичь такого смещения Ez = E'z - Uz,
при котором появляется анодный ток. Ток управляющей сетки возник-
нет при напряжении смещения Ez = -Uc.
В области ННР ток управляющей сетки мал, а составляющие анод-
ного тока 7а1 и 1а0 быстро растут, причем в некотором интервале
Ее1 ~ &с2 Этот Рост оказывается пропорциональным изменению Ez.
В соответствии с токами /а0,7а1, /с0 изменяются мощности Ро, Р, и Р^к
КПД т|а (рис. 2.29,6). Отметим, что мощность Ра н, рассеиваемая на
аноде, сначала довольно быстро растет из-за быстрого роста Ро, затем
достигает максимума и несколько снижается к граничному режиму те-
перь уже вследствие быстрого роста Р( и т)а.
60
Рис. 2.29. Изменение параметров ГВВ в зависимости от напряжения питания
В ПНР показатели анодной цепи изменяются мало: лишь пр мере
увеличения Ес быстро нарастают /с0 и Рс0, а также не указанные на
рис. 2.29 первая гармоника тока управляющей сетки /С1 и мощность Рс1,
потребляемая от предыдущего каскада.
Этот способ изменения режимов широко использовался на практике
при реализации модуляции изменением напряжения смещения (сеточ-
ная модуляция). При этом интервал изменений Ес выбирался лишь в
пределах ННР, где Д/а » ЛЕС.
Отметим также, что при изменении Uc и Ес в ПНР показатели анод-
ной цепи (Р|, Ро, г]0) изменяются очень слабо. Эта особенность исполь-
зуется при построении каскадов передатчиков для усиления
немодулированных по амплитуде колебаний, в которых допускается
заметный разброс значений Uc и Ес.
Влияние изменения Еа на работу ГВВ будем рассматривать при усло-
вии, что Ес, Uc, R3KB и, следовательно, ес неизменны. Если Еа = 0, то
режим сильно перенапряженный: IaQ = Ial - 0, а следовательно, и
еост ~ Аш/*^гр = 0- Это означает, что весь катодный ток идет по сеточной
цепи и очень велик (рис. 2.30,а). Мощность, рассеиваемая на сетке,
может оказаться много больше допустимой.
При подаче Еа и дальнейшем его увеличении появляются и почти
линейно увеличиваются величины /а0, Iai, Ua. Благодаря перераспреде-
лению катодного тока ток сетки снижается. Поскольку токи 1а0 и Iai
изменяются в области ПНР почти пропорционально Еа, а мощности Ро
и Р, — пропорционально квадрату Еа, величины Е, и т)а в этой области
остаются почти неизменными.
Вместе с ростом Еа растет еост = Еа (1 - £). При ею «естах = Ес + Uc
перераспределение катодного тока почти заканчивается, сеточный ток
61
О гр
Перенапряжен- Недонапряжен-
ный режим ныи режим
а)
Рис. 2.30. Влияние изменения анодного напряжения на параметры ГВВ
становится малым, а анодный ток определяется пологой частью СХ.
Режим становится граничным; еа = еа а затем при дальнейшем
увеличении Еа переходит в ННР. В ННР при увеличении Еа ток (Za0, Zal)
и напряжение Ua почти не растут, коэффициенты § и т]а уменьшаются,
а мощности Ро = 1а0Еа и Ра н = Ро = Р j увеличиваются. Дальнейший
рост Еа ограничен допустимой мощностью рассеяния на аноде лампы
^ан доп- Наличие линейной зависимости Zal от Еа в ПНР широко исполь-
зуется в каскадах с анодной модуляцией.
Большой практический интерес представляют зависимости характе-
ристик ГВВ от сопротивления анодной резонансной нагрузки. На рис.
2.31/1,6 приведены соответствующие характеристики. При /?экв < Яэквгр
имеет место ННР. При увеличении /?экв от нуля снижаются величины Za0,
Рис. 2.31. Зависимость параметров ГВВ от сопротивления анодной на1трузки
62
Рис. 2.32. Изменение токов ГВВ при настройке
/а1, PQ, быстро уменьшается мощность Р ан, почти пропорционально Яэкв
растут ил и £, возрастают величины Ро, Рх, /с0 и Рл.
В области ПНР по мере увеличения Лэкв (Яэкв > Яэквгр) быстро снижа-
ются значения токов 7а0, /а1 и мощностей Ро и Рх, напряжение С7а и
величина £ слабо растут, быстро увеличиваются показатели сеточной
цепи Рс0,/с0,/с1, Рс1.
Приведенные на рис. 2.31,а,б характеристики полезны при проекти-
ровании ГВВ, когда величина Яэкв задается в качестве исходной. Эти же
характеристики можно использовать для объяснения применяемого на
практике метода настройки анодных контурЪв ГВВ в резонанс с часто-
той напряжения возбуждения <в. При изменении LK или Ск колебатель-
ного контура изменяется сопротивление колебательного контура |ZK| на
рабочей частоте <в. На рис. 2.32,а показано, как изменяется |ZK| для
контуров с малой (кривая /) и большой (кривая 2) добротностью. При
больших расстройствах |ZK| мало, режим недонапряженный, /а0 » 1^.
По мере приближения к резонансу (<вк = <в) сопротивление |ZK| увеличи-
вается, ток /а0 достигает минимума, а ток — максимума (рис. 2.32,6).
При этом, если контур слабо загружен (Q — большое), значение
|ZK| оказывается большим, ГВВ переходит в сильноперенапряженный
режим, ток 1с0 приобретает резкий максимум, а ток 1я0 — глубокий
минимум.
Для тетрода при изменении напряжения Ес2 изменяется напряжение
отсечки Е'с (см. рис. 2.15). Поэтому характеристики ГВВ при изменении
Ес2 можно свести к характеристикам при изменении Ес.
Важные характеристики ГВВ получаются при одновременном и за-
висимом изменении двух параметров. Например, если в ГВВ на тетроде
изменять Еа и Ес2 = кЕя по линейному закону, то можно получить
линейную зависимость /а1 = f (£а). Этот факт широко применяют при
реализации анодно-экранной модуляции (см. гл. 6. Здесь и далее к —
постоянный коэффициент).
63
При усилении амплитудно-модулированных сигналов изменяется ве-
личина Uc. Если при этом ввести дополнительное изменение Ел по
закону Еа (z) = earp + kUc, то можно режим лампы удерживать все время
вблизи граничного; в этом случае КПД усилителя будет почти неизмен-
ным и равным КПД в граничном режиме.
2.13. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ВЫСШИХ ГАРМОНИК В ГВВ
ДЛЯ ПОВЫШЕНИЯ КПД И ПОЛЕЗНОЙ МОЩНОСТИ
В § 2.8 приводились оценки КПД для резонансных ГВВ. При £ =
= Ua!Ea = 0,9, 0 = 90° и gr = 1,57 КПД анодной цепи ца = = 0,7,
т. е. 30 % потребляемой мощности рассеивается на аноде лампы. Эта
оценка относится к средней потребляемой мощности за период ВЧ. Но
лампа может работать с отсечкой тока ia, и, следовательно, рассеивае-
мая мощность поступает на анод неравномерно в течение периода.
Рассмотрим, насколько велика эта неравномерность, а главное — в
какие моменты поступает наибольшая мгновенная рассеиваемая мощ-
ность Р(.
На рис. 2.33/z и б показаны эпюры напряжения на аноде лампы ГВВ
с резонансной нагрузкой и анодного тока (кривая 1). Уравнения для этих
величин ea(r) = Еа - Ua coscoz и za(z) = Zam (coscoz - cosO) были получены
Рис. 2.33. Эпюры анодных напряжений и тока
64
ранее [см. (2.1) и (2.5)]. Найдем значение мгновенной мощности Р(,
например, при 0 = 90°:
Л = еа(0 za(z) = E.Jam (cos coz - cos2coz) при cot < 0;
pi = «а(0 'a(0 = 0 ПРИ > 9-
На рис. 2.33,6 построен график для мощности Р, (кривая 2). Он
показывает, что наибольший вклад в мощность, рассеиваемую на аноде,
делается в те интервалы времени (боковые скаты импульса za, когда еа(1)
существенно больше = Еа - Ua, а значение тока za(z) не слишком
уменьшилось по сравнению с 1ат.
Мощность, рассеиваемую на аноде, можно заметно снизить, если
исказить форму импульсов анодного тока ia и напряжения на аноде еа
так, чтобы их вершины стали более плоскими, а скаты — более крутыми.
Наиболее радикальным решением является использование в ГВВ с ак-
тивной (широкополосной) нагрузкой и импульсов ia и еа в форме меанд-
ров. В этом случае при ранее принятых значениях Еа, 1^, Ua и 0
мгновенная мощность, рассеиваемая на аноде, Р, = EJ^ (1-0, неизмен-
на в пределах интервала импульса. Более подробно этот случай рассмот-
рен в §2.19.
Что касается мощных ламповых ГВВ, то они строятся, как правило,
с резонансной нагрузкой, и здесь для искажения формы импульсов ia и
еа используют вторую или третью гармонику рабочей частоты. Напри-
мер, если подать на управляющую сетку лампы ГВВ напряжение первой
гармоники С7с| cos at и противофазное напряжение третьей гармоники
l/c3cos3<oz (см. рис. 2.33,а, штриховые линии), то в результате такого
бигармонического возбуждения t7c(z) = t7cl (cos cot - k3c cos3coz) импульс
анодного тока приобретает форму, мало отличающуюся от прямоуголь-
ной (рис. 2.33,6; кривая /): почти плоская вершина и очень крутые скаты.
К настоящему времени разработано несколько способов получения
бигармонического возбуждения. Например, на рис. 2.34,а приведена
схема сеточной цепи ГВВ, в которой бигармоническое возбуждение
получается за счет сеточного тока. От предыдущего каскада с помощью
катушки связи подается гармоническое напряжение их = Uc cos cot. В цепь
тока zc управляющей сетки включен резонансный контур, настроенный
на частоту Зоэ, на котором при прохождении сеточного тока выделяется
напряжение
«з(0 = ^c3cos3fflz; Uc3 = Zcma3 (0С) 2?экв * кс3.
Здесь 1ст — амплитуда импульса zc; 0С — угол отсечки сеточного тока;
а3 (0С) — коэффициент разложения косинусоидального импульса для
третьей гармоники; кс3 — коэффициент формы импульса сеточного
тока; Рэкв Зс — резонансное сопротивление дополнительного контура.
65
Рис. 2.34. Схемы получения бигармонического режима
Переменное напряжение, приложенное к управляющей сетке,
wc(t) = W] + w3 = l/cl cos at - Uc3 cos 3 cot = l/cl (cos cot - k^ cos 3 cot).
Амплитуду Uz3 и соответственно k^ можно изменять путем изменения
сопротивления контура, настроенного на третью гармонику
Бигармоническое возбуждение с использованием второй гармоники
можно получить, если в анодную цепь предварительного каскада вклю-
чить двухрезонансный колебательный контур с резонансами на часто-
тах со и 2®, а угол отсечки ia этой лампы выбрать около 90° (максимум
02(0))-
Индуктивность L2 этого контура (рис. 2.34,6) меньше Lu поэтому на
частоте со ветвь L2C3 имеет емкостное сопротивление. На частоте 2® эта
ветвь имеет небольшое индуктивное сопротивление и в контуре дейст-
вуют как бы две параллельно включенные индуктивности Lt и L'2 <L2.
Напряжение возбуждения
wc(t) = (7cI cos cot - Uz2 cos 2 ®t = C7cI (cos ®t - £2c cos 2 cot)
снимается с конденсатора C2. Это сделано потому, что составляющие
первой и второй гармоник анодного тока лампы предыдущего каскада
находятся в фазе, а для образования бигармонического возбуждения
фазу напряжения второй гармоники нужно повернуть на 180°.
Параметры 1/с] и fc2c можно подбирать изменением режима лампы
предыдущего каскада, а также изменением параметров колебательного
контура LjLjCjCj.
Наконец, уплощения вершины импульса анодного тока можно до-
биться и при гармоническом возбуждении, установив режим лампы
перенапряженным. Однако полезная мощность и КПД в этом случае
повысятся меньше, чем при бигармоническом возбуждении.
Для искажения импульсов анодного напряжения при реализации
обоих вариантов бигармонического возбуждения в анодную цепь
лампы ГВВ последовательно с нагрузкой включают колебательный
66
контур, настроенный на третью гармонику рабочей частоты (см. рис.
2.34,6). Поскольку третья гармоника импульса с почти плоской верши-
ной (см. рис. 2.33,6, кривая /) находится в противофазе с первой, то при
правильной настройке контуров в анодной цепи переменное напряже-
ние на аноде
ua(t) = С/а1 cos <ot - Ua3 cos 3 <ot = C/al (cos <ot - k3a cos 3 mi).
На рис. 2.33/j штриховыми линиями показаны колебания первой (2)
и третьей (3) гармоник и сплошной линией изображено результирующее
напряжение (7) на аноде. При определенном выборе Аг3а импульс еа
приобретает почти плоскую вершину.
Из рис. 2.33 fl и б следует, что при неизменных значениях Еа, еаост,
амплитуды первых гармоник в анодном токе /а1 и в анодном напряже-
нии {7а( при бигармоническом возбуждении заметно больше, чем при
моногармоническом и, следовательно, ГВВ может отдать большую
мощность.
Благодаря плоской вершине импульсов ia и еа существенно сокраща-
ется длительность их скатов, вследствие чего резко сокращается рассеи-
ваемая мощность. Мгновенная рассеиваемая мощность на аноде при
бигармоническом возбуждении и 0 = 90°, к^ = Л3а = к3
Р^Е^Х-ф*),
где X = cos cat - к3 cos 3 mt. График для Р, на интервале ±0 приведен на
рис. 2.33,6 (кривая 2). Сравнение его с аналогичным графиком для
моногармонического возбуждения показывает, что в лампах, работаю-
щих в ГВВ с бигармоническим возбуждением, существенно снижается
мощность, рассеиваемая на аноде, следовательно, увеличивается КПД
анодной цепи т]а = 1 - Ра Н/Ро и появляется возможность несколько
увеличить полезную мощность.
Многочисленные теоретические и экспериментальные исследования
показали, что имеются оптимальные значения для коэффициентов к3с,
Л2с и кзл’ ПРИ которых обеспечивается наибольшее увеличение полезной
мощности и КПД. Для различных ламп и режимов значения этих
коэффициентов находятся в пределах 0,15...0,25, повышение КПД может
составить до 10... 12 %, а повышение полезной мощности — до 20 %.
Изложенный выше способ увеличения полезной мощности и КПД
путем реализации бигармонического режима находит широкое приме-
нение в современных мощных СВ и ДВ передатчиках с анодной модуля-
цией. Способ использования высших гармоник для повышения КПД
ГВВ сложился в настоящем виде из идей Ценнека и Рукопа (1919 г.) —
отказ от синусоидального анодного напряжения, Баркгаузена (1926 г.)
— импульсы анодного тока должны иметь форму меандра, результатив-
ных исследований И. Н. Фомичева—использование третьей гармоники
и А. И. Колесникова — бигармоническое возбуждение с использовани-
67
ем второй гармоники. Экстремальная реализация упомянутых выше
идей имеет место в ГВВ с ключевым режимом (см. § 2.19).
2.14. РАБОТА ГВВ В ПЕРЕНАПРЯЖЕННОМ РЕЖИМЕ
В современных передатчиках широко применяется перенапряжен-
ный режим в ГВВ с резонансной нагрузкой. Поэтому кроме общего
представления об этом режиме, которое дано в предыдущих парагра-
фах, рассмотрим в качестве примера методику анализа параметров ре-
жима ГВВ. Эту методику можно применить для ГВВ на лампах и
транзисторах во всех случаях, когда анализ режима можно проводить с
использованием статических характеристик и их идеализации.
В ГВВ на генераторном триоде зададим напряжения возбуждения Uz,
смещения Ес и анодного питания Еа и будем изменять сопротивление
анодной нагрузки R3. На рис. 2.35,а приведены линия граничного режи-
ма А{О и три статические характеристики анодного тока, снятые при
Сс “ gc max ~ ^с> гс “ ^сО ** гс “ ^с’
Характеристика для ес тах продолжена влево от линии граничного
режима (отрезок А^); также продолжена вниз и линия граничного
режима (отрезок OF2). При увеличении R3 от нуля (динамическая харак-
теристика АВ) можно достичь граничного режима, для которого ДХ
состоит из двух отрезков: А{В и ВС. Точка С лежит на оси абсцисс
правее точки В и соответствует напряжению еа = Еа + 17а. Амплитуду
Рис. 2.35. Динамические характеристики в перенапряженном режиме
68
импульса анодного тока 1ят для граничного режима можно найти из
(2.15), подставив вместо ея значениееагр = Еа- Uaгр:
(2.43)
Приняв во внимание, что 4™ = и /а1 = UJ Лэкв и подставив эти
значения в (2.43), получим после преобразования
U^E'R^R^+XIS^). (2.44)
Это уравнение показывает, что при условии Лэкв «l/S^a, ГВВ в
критическом и слабоперенапряженном режимах можно рассматривать
как генератор напряжения с амплитудой ЭДС, равной Ея, внутренним
сопротивлением l/S^a, и нагрузкой Яэкв. Следовательно, при неболь-
шом увеличении R3 > Яэкв , т. е. при переходе от критического к
слабоперенапряженному режиму, для расчета Ua можно использовать
(2.44), а затем по Ua, R3Ka и параметрам лампы рассчитать другие пара-
метры ГВВ.
При значительном увеличении R3Ka режим становится перенапряжен-
ным, в импульсе анодного тока появляется провал, который при даль-
нейшем увеличении напряженности режима углубляется, может достичь
оси абсцисс; затем в импульсе появляется внутренний (нижний) угол
отсечки т]2, и импульс разделяется на две симметричные части. На рис.
2.35/1 именно для такого случая показана динамическая характеристика
GOF{BC, а на рис. 2.35,6 изображен импульс анодного тока (сплошные
линии). Гармонический анализ импульса I (см. рис. 2.35,6) с целью
нахождения постоянной составляющей /а0 и амплитуды первой гармо-
ники /а1 анодного тока можно выполнить, сведя эту задачу к рассмот-
ренной выше в § 2.8.
Поскольку преобразование Фурье является линейным, то при его
выполнении можно какой-нибудь сложный сигнал заменить алгебраи-
ческой суммой нескольких более простых. Поступая согласно данному
правилу в рассматриваемом случае, постоянную составляющую и амп-
литуду первой гармоники /а1 для анодного тока в виде импульсов (/)
можно определить как алгебраические суммы этих составляющих для
вспомогательных усеченных косинусоидальных импульсов 12,13, Ц
(рис. 2.36):
4о (/) = 1я0 (/,) -л» (4) - 4о (4) + 4о
(4 = 4. (4) - 41 «2) - 41 Уз) + 41 (4). (2-45)
Значения отдельных составляющих в (2.45) определяют из ранее по-
лученного соотношения (2.26), например
4о(4) = 1^)-, Ian(I) = Ipn(f)i). (2.46)
69
Здесь I,, где / = 1,...,4, — амплитуды вспомогательных импульсов Zt, /2>
/3, /4; 0 — соответствующие им углы отсечки 0,0, и 02 (рис. 2.36).
Амплитуды и углы отсечки для вспомогательных импульсов опреде-
ляются из рис. 2.35 и ранее полученных соотношений:
Z, = 5 (Uc - DU$\ - cos 0); I3 = (1 - cos0t);
I2 = S (Uc - 06^(1 - cos 0,); Ц = (Ua - ЕД (2.47)
где
cos(Q) = -(El.-E'<)/(U<.-DU!)‘,
cos(ff1)=l/aip/l/B = ^; (2.48)
cos(02) = EaIUa=\l£>.
Значения Za0 (I) и Zat (I) можно теперь вычислить, если (2.47) и (2.48)
соответственно подставить в (2.46) и затем в (2.45). Однако процедура
вычисления существенно упростится, если ввести а- и у-функции для
сложного импульса (Z) с двумя или тремя углами отсечки:
4о а0 сл> 4о ~ ^ (^ ' ^^4)Уо сл;
4. = 4m а. ел; 4. = S(UZ-DU^ ел- (2-49)
Если ввести параметр А = cos (0, - cos 0)/(i /£, - cos 0) и учесть, что
4m ~ 4 - 12 ~ S (^с ~ C0S (®1 - C0S ®)> Т0 П0СЛе ДОВОЛЬНО СЛОЖНЫХ
преобразований получим
У о сл = Уо(е) - (1 - ^)Уо(01) + Луо(02)’>
(2.50)
У. сл = У1(0)-(1 +Л)у,(01) + ^,(02).
Рис. 2.36. Составляющие импульса анодного тока
70
Коэффициенты а0 „, = у0 ^(cos©, - cos 0); а, сл = у, ^(cos 0, - cos 0).
Для слабоперенапряженного режима, когда Ua < £а, 02 = О и у0 (0J =
- Yi (^г) = третнй член в выражениях для Уо сл и Yi сл обращается в нуль.
Рассчитывать параметры режима цепей управляющей сетки в трио-
дах и экранирующей сетки в тетродах, работающих в перенапряженном
режиме, целесообразно с применением реальных СХ, так, как это было
изложено в §2.10.
При проектировании ГВВ, использующих перенапряженный режим,
необходимо учитывать следующее. Выходное сопротивление ЭП (три-
одов, тетродов, транзисторов), работающих в ПНР, обычно больше
сопротивления оптимальной нагрузки. В ПНР в течейие времени верх-
ней отсечки выходное сопротивление ЭП (£В1пнр = ^ai^rp) снижается
на один-два порядка; ЭП становится эквивалентным генератору напря-
жения, резко снижается фильтрация гармоник в контуре, связанном с
ЭП. Это явление особенно заметно, если контур сильно связан с ЭП и
имеет высокую рабочую добротность Qp.
2.15. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ ЛАМПОВОГО ГВВ
При проектировании радиопередатчиков возникает необходимость
расчета параметров его каскадов. При расчете ламповых ГВВ чаще
всего приходится решать одну из следующих трех задач:
1. Заданы рабочая частота (или диапазон рабочих частот) и необхо-
димая мощность на первой гармонике Выбираются из справочника
подходящий тип лампы и номиналы источников питания (£а, £с2) и
рассчитываются параметры ГВВ в выбранном для рассчитываемого
каскада режиме.
2. Заданы рабочая частота, тип лампы, питающие напряжения и
максимальное значение сопротивления анодной нагрузки R3Ka. Эта за-
дача чаще всего возникает при проектировании передатчиков в диапа-
зоне УКВ и СВЧ (УКВ ЧМ вещание, телевидение), где эквивалентное
сопротивление R3Ka из-за конструктивных особенностей контуров не
может быть любым. Расчет производится обычно для наибольшей по-
лезной мощности при заданных условиях, т. е. для граничного или
слабоперенапряженного режима.
3. При модернизации передатчиков, переводе их на другие лампы в
исходных данных кроме рабочего диапазона частот, типа лампы и но-
миналов питающих напряжений может оказаться заданным максималь-
ное значение постоянной составляющей анодного тока /а0 тах. Это
значение может ограничиваться имеющейся в передатчике системой
питания. Рассчитывается режим максимальной мощности.
При дальнейшем изложении будем исходить из того, что параметры
заданной или выбранной лампы известны, выбран угол отсечки и най-
71
дены из таблиц коэффициенты ао(0), а,(0), уо(0), у,(0) и др., а при выборе
питающих напряжений и полезной мощности учитываются разрешен-
ные допуски и требования надежности (см. гл. 11).
Порядок расчета ГВВ на триоде в граничном режиме. Возможны три
варианта расчета:
I. Заданы?,, Еа и 0. Тогда определяют:
1. Коэффициенты использования анодного напряжения по (2.35):
= 0,5 +0,5^1
2. Амплитуду напряжения на аноде: £7а = ^Еа.
3. Амплитуду первой гармоники анодного тока: /а1 = 2Р(/С/а.
4. Постоянную составляющую анодного тока: Za0 = Zalao(0)/a,(0).
5. Мощность, потребляемую анодной цепью: Ро = Еа1ай.
6. Мощность, рассеиваемую на аноде: Ро = Ра - Р,.
Следует обязательно по справочнику проверить допустимое значе-
ние этой мощности: < Р,
a 4 ДиИ
7. Коэффициент полезного действия анодной цепи: т|а = Р,/Ро.
8. Сопротивление анодной нагрузки: R3 = UJIaV
9. Амплитуду напряжения возбуждения: Uc = DUa + Ia,/[a, S (1 -
- COS0)].
10. Напряжение смещения: Ec = - (C7c - DU.J cos 0 + E'c.
11. Максимальное значение модуля напряжения на сетке |ес|: lej,^ =
= |£c-^cl-
Взяв из справочника значение ес доп, необходимо проверить, не пре-
вышает ли допустимое значение: 2 ес доп.
12. Максимальное напряжение на сетке и остаточное напряжение на
аноде. ес тах — Ес+ Uc> ea ocr — Ea — Ua.
При этих величинах следует проверить по реальным характеристи-
кам возможность расчетного импульса анодного тока = 7а1/а,(0).
13. Ток 1^ по характеристикам сеточного тока для естал и еа ост.
14. Угол отсечки сеточного тока: 0С = аге cos (-EJU^).
15. Постоянную составляющую и амплитуду первой гармоники се-
точного тока: кс0; /с| = 1^(8 J kcl.
16. Мощность, потребляемую цепью сетки от предыдущего каскада:
Ля = ЧЛА
17. Мощность, потребляемую от источника смещения: Ра = EJ^.
18. Мощность, рассеиваемую на управляющей сетке: Рс = Рс1 + Р^.
Необходимо сделать проверку, допустима ли мощность Рс:
Р <Р
С ~ с доп
72
II. Заданы Яэкв и £а. В этом случае определяют:
1. Коэффициент использования анодного напряжения по (2.34):
= “1(0) + “|(0)
2. Амплитуду напряжения на аноде: Ua = 4^.
3. Амплитуду первой гармоники анодного тока: ZaI = 17а/Яэкв.
4. Отдаваемую ГВВ полезную мощность: Р{ = UaIai/2.
Дальнейший расчет производится по пп. 4 — 18 предыдущего вари-
анта.
III. Заданы /а0 = 1а0и Еа. В этом случае опреде-
ляют:
1. Коэффициент использования анодного напряжения по (2.33):
^=1-Zao/[“O(0) VJ.
2. Амплитуду напряжения на аноде: Ua = ^гр£а.
3. Первую гармонику анодного тока: 41 = 4о“1(0У“о(0)-
4. Отдаваемую ГВВ полезную мощность: Р{ = UaIai/2.
Дальнейший расчет производится по пп. 4— 18 первого варианта.
Расчет ГВВ в недонапряженном режиме. В этом случае определяют
Ua или другие параметры для граничного режима, а затем снижают
в необходимой степени один из параметров £<4р> ^а<^агр или
Uc < Uc гр и производят расчет остальных параметров режима.
Расчет ГВВ в слабоиапряженном режиме. В этом режиме (близком к
граничному) мощность Р} снижается по мере увеличения Яэкв в соответ-
ствии с (2.30) и рис. 2.21. В ГВВ с реальными лампами вследствие более
плавных изгибов характеристик изменения мощности Р{ слабее. Поэто-
му если заданы Ри Еа и тип лампы и нужно рассчитать параметры ГВВ
в слабоперенапряженном режиме, то определяют:
1. Коэффициент использования анодного напряжения в граничном
режиме: = 0,5 + 0,5^/1 - 8P1/aI(0)Srp£^.
2. Для слабоперенапряженного режима выбирают 1 > ^ > Е,^. Напри-
мер для каскадов усиления ЧМ колебаний или каскадов с AM при
расчете режима максимальной мощности часто принимают £ = (1,02...
•••1>05)^гр.
В последующем расчете используются формулы из § 2.14.
3. Верхний угол отсечки импульса анодного тока (2.48):
9! = arccos ft^).
4. Нижний внутренний угол отсечки (только для сильноперенапря-
женного режима): 02 = arccos (1/£).
5. Параметр А = (cos 0! - cos 0)/(1 /5, - cos 0).
6. Сложные коэффициенты разложения (2.50):
73
Уосл = Yo(0) - 0 + ^)Уо(01)> а0сл = Yoa/Ccos0! - cos0);
У1СЛ =Y1(0)-(1 + ^)у1(01); alcn = YlcJI/(cos01 -cos0).
7. Амплитуду напряжения на аноде: Ua = Е,Еа.
8. Амплитуду первой гармоники анодного тока: /а| = 2Р,/С/а.
9. Постоянную составляющую анодного тока: 1а0 =
Далее расчет проводится в соответствии с пп. 5 — 18 первого вари-
анта. Для проверки правильности расчета следует сопоставить вели-
чины ecmax = Ес+ Uc и еа ост = Еа - Ua. В очень слабоперенапряженном
режиме эти величины различаются не более чем в 2 раза.
Расчет ГВВ на тетроде. Задана Р,. Выбирают тип лампы и напряже-
ния Еа, Ес1, после чего определяют:
1. По реальным характеристикам лампы, снятым при Ес2, еа0СТ (или
принимают еаост = Рс2).
2. Амплитуду напряжения на аноде: = Еа - еа ост гр. При расчете
в недонапряженном режиме выбирают Ua < Ua гр.
3. Амплитуду первой гармоники анодного тока: /а1 = 2Р,/С/а.
Далее расчет проводят по пп. 4 —18 первого варианта, учитывая, что
для тетрода D * 0. Этот расчет дополняется определением параметров
цепи экранирующей сетки.
4. Амплитуду импульса тока экранирующей сетки Zc2m по статичес-
ким характеристикам Для.еСЯ1ад. и еаост.
5. Постоянную составляющую тока экранирующей сетки: Zc20 =
= ао(0) him ^с20>
6. Мощность, рассеиваемую на экранирующей сетке: Рс20 = Ес2 - Zc20.
Затем проверяется допустимость этой мощности: Рс20 < Рс20доп.
Расчет ГВВ с триодом, включенным по схеме с ОС. Поскольку про-
ходная мощность Рпрох обычно составляет около 5...7 % выходной мощ-
ности, то при заданной полезной мощности Р\ определяют:
1. Расчетную мощность: Ррасч = (0,95...0,93)/’1.
2. Параметры ГВВ в граничном режиме по пп. 1 — 18 первого
варианта:
проходную мощность (2.41): Рпрох = C7cZal/2;
полную выходную полезную мощность (2.42): Рвых = Ррасч + Рпрох;
полное сопротивление нагрузки в анодной цепи (2.40): Ra ос =
= (с/с+ад,.
2.16. ГВВ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
В ГРАНИЧНОМ И НЕДОНАПРЯЖЕННОМ РЕЖИМАХ
С середины 60-х годов стали серийно выпускаться мощные высоко-
частотные генераторные биполярные транзисторы (БТ). Поэтому в
последние 15 — 20 лет в передатчиках многие каскады выполняются не
74
на лампах, а на транзисторах. Уже выпускаются полностью транзистор-
ные коротковолновые передатчики мощностью до 1...5 кВт, а также
транзисторно-ламповые передатчики мощностью 5... 15 кВт (тетрод
только в оконечном каскаде) и 100...500 кВт (тетроды в двух последних
каскадах). Биполярные генераторные транзисторы выпускаются для
частичных диапазонов до 30; 300 МГц и 2...3 ГГц с полезной мощностью
до 250,150 и 10 Вт соответственно.
Использование транзисторов в передатчиках вместо ламп позволяет
повысить их механическую прочность, обеспечить мгновенную готов-
ность к работе, увеличить надежность и благодаря низковольтному
питанию повысить безопасность обслуживания. Существенным недо-
статком использования БТ в передатчиках является необходимость мер
их защиты.
Строение БТ упрощенно показано на рис. 2.37,а. Такой транзистор
состоит из кусочка кремниевого кристалла, в котором путем диффузии
введены легирующие добавки. Благодаря добавкам получается трех-
слойная структура из полупроводников п- и /г-типов. Между слоями
образуются эмиттерный и коллекторный переходы.
При прохождении тока через переход из-за взаимного отталкивания
носителей имеет место вытеснение тока к краям эмиттерного электро-
да. Поэтому мощные транзисторы, работающие с большими токами,
для увеличения периметра эмиттерного электрода строят в виде множе-
ства простых БТ, соединенных параллельно и выполненных либо в виде
отдельных ячеек, либо линейных рельефов. У мощных транзисторов
длина периметра достигает 2...3 м. Поперечный разрез части такого БТ
приведен на рис. 2.37,6. Здесь показаны металлические электроды баз
(Б), эмиттеров (Э) и коллекторов (К), эмиттерные и коллекторные пере-
ходы (ЭП, КП). Многочисленные выводы баз непосредственно, а выво-
ды эмиттеров через небольшие стабилизирующие сопротивления
соединяют параллельно и подключают соответственно к базовому и
эмиттерному выводам.
Если в каком-либо из переходов, например к эмиттерному, прило-
жить напряжение еэп, то через переход потечет ток
Рис. 2.37. Строение биполярного транзистора
75
f = Zs[exp(6’an/<pT)-l],
(2.51)
где /s - тепловой ток перехода; <рт — его температурный потенциал
(<рт » 0,025 В). Значение /s для кремния имеет порядок 1х 10~|2А, и
поэтому только при еэп « 0,7 В появляется заметный по величине (мил-
лиамперы) ток (рис. 2.38). Это напряжение называют напряжением
запирания (отсечки) и обозначают через £'. Следовательно, можно
считать, что при еэп < Е' переход закрыт; при еэп > Е' переход открыт.
При работе транзистор может находиться в одном из четырех следу-
ющих состояний:
1. Активное состояние: эмиттерный переход открыт (еэп > £'), кол-
лекторный переход закрыт (екп < Е'), коллекторная цепь БТ эквивалент-
на генератору тока.
2. Состояние отсечки: оба перехода закрыты (еэп > Е' и екп < Е'),
коллекторная цепь как бы разорвана.
3. Состояние насыщения: открыты оба перехода (еэп > Е' и екп > Е'),
коллекторная цепь эквивалентна некоторому сопротивлению (гнас =
= rK + rj. Здесь гнас — сопротивление коллектор-эмиттер в режиме
насыщения, а гк и гэ — сопротивления коллекторного и эмиттерного
выводов.
4. Инверсное состояние: эмиттерный переход закрыт (еэп < Е'), кол-
лекторный переход открыт (екп > £'). Это состояние имеет место при
подаче на базу и коллектор напряжений обратной полярности.
Биполярные транзисторы можно включать по схеме с общим эмит-
тером (ОЭ), с общей базой (ОБ) и общим коллектором (ОК). Наиболее
часто применяется схема с ОЭ, хотя в СВЧ устройствах используется и
схема с ОБ. Схема с ОК применяется, как правило, вынужденно — в тех
случаях, когда коллектор транзистора выведен на корпус.
Эквивалентная схема простейшего БТ с ОЭ в активном состоянии
приведена на рис. 2.39. Свойства эмиттерного перехода здесь отобража-
ются двумя нелинейными элементами: диффузионной емкостью Сд и
дифференциальным сопротивлением открытого перехода гр. Диффузи-
онная емкость Сд учитывает возможность накопления заряда в виде
неосновных носителей в материале базы. Постоянная времени открыто-
го перехода Тр = Сдлр. В закрытом состоянии переход представляет собой
некоторую барьерную емкость Сэ« Сд. Величину можно рассматри-
вать как среднее время жизни неосновных носителей в материале базы.
Коллекторный переход в активном состоянии закрыт. На рис. 2.39
показано, что на нем имеется напряжение екп.
Активные свойства БТ как усилителя тока в недонапряженном режи-
ме отображаются на рис. 2.39 генератором тока. Величина тока этого
76
Рис. 2.38. Зависимость
тока через переход от на-
пряжения на переходе
Рис. 2.39. Эквивалентная
схема простейшего БТ
генератора i'K пропорциональна току f Б, протекающему через эмит-
терный переход: i’K = Р'/'Б. (Здесь штрихи указывают, что величины
относятся к простейшему транзистору). Коэффициент пропорциональ-
ности Р' есть коэффициент усиления простейшего БТ по току.
Если в цепь база-эмиттер включить генератор гармонического тока
' б = 4COS“Z> то вследствие того, что процессы в коллекторной цепи
запаздывают на время коллекторный ток в режиме малого сигнала
может быть записан в комплексной форме
1 к = Ш®) ''б = Polsz 0 + jtoAop) (2.52)*
либо во временной форме
1£ к I = IИ14 cos(at + Фр)- (2-53)
Здесь ро — значение этого коэффициента на постоянном токе или на
низких частотах; в общем случае (<о) — комплексный коэффициент
усиления по току БТ с ОЭ:
£(ю) = И =р0/(1+>/а>г); (2.54)
Фр — фазовый угол, на который запаздывает коллекторный ток по
отношению к базовому:
Фр = -arctg (а>/а>р). (2.55)
В справочных изданиях вместо Р(о>) или ро для коэффициента усиления по току
БТвсхемесОЭ используются также и другие обозначения: Лгь, —для малых сигналов
и Лиэ — для больших сигналов.
77
Рис. 2.40. Частотные
характеристики БТ
Параметры ро, <ор = 1/тр и ат = 1/тг можно определить следующим
образом:
1. Из выражения для модуля коэффициента усиления
IPI = Ро/л/1 +(ю/шр)2 (2.56)
следует, что при со / шр « 1 значение |Р| = Ро> т.е. Ро легко измерить на
постоянном токе или на низких частотах.
2. Если установить ш = шр, то | g | = Pt/VI, т. е. шр — частота, при
которой | Р | = 0,707 Ро.
3. Если частоту, при которой |р| = 1, обозначить через со p то получим
следующее соотношение:
Ро = ю/й)р = тр/тг (2.57)
Величина хт — это время, в течение которого неосновные носители
пролетают через базу от эмиттерного к коллекторному переходу.
Частотные свойства БТ наглядно представляют частотные характе-
ристики модуля | р | (2.56) и фазового угла (2.55), приведенные на
рис. 2.40. Весь диапазон рабочих частот удобно разделить на три облас-
ти. В области низких частот (0 <(о<0,3сор ) БТ можно рассматривать как
безынерционный ЭП с | р | ® Ро и фр « 0. В диапазоне средних частот
(0,3 юр < ю < 3 <0р) БТ — инерционный ЭП. По мере увеличения частоты
в этом диапазоне значение | р | уменьшается, а <рр — увеличивается. При
со = Юр | Р | = 0,7 ро и <рр = 45°. В диапазоне высоких частот (со > 3<Вр)
БТ также инерционен. Его можно считать реактивным элементом с
мнимым коэффициентом усиления р » -jco^co = -jP0<op/<o.
Эквивалентная схема реального транзистора в активном состоянии
для радиочастот представлена на рис. 2.41. Она содержит все элементы
простейшего транзистора, а также дополнительные емкости Сэп—эмит-
терного и Скп — коллекторного переходов. В схеме также показаны
индуктивности выводов L6,L3, LK и резисторы г6 и гк, включающие в себя
78
Рис. 2.41. Эквивалентная схема БТ
сопротивление материала базы, коллектора и соответствующих выво-
дов; резистор г3 включает в себя стабилизирующие резисторы и сопро-
тивление эмиттерного вывода.
Статические характеристики типового БТ приведены на рис.
2.4,а — выходная и на рис. 2.4,6 — проходная и входная. Эти характе-
ристики нелинейны и частотнозависимы. Вследствие этого точный ана-
лиз явлений в БТ в режиме большого сигнала чрезвычайно сложен.
Однако при анализе и расчете энергетических параметров ГВВ на БТ с
ограниченной точностью можно воспользоваться более простой моде-
лью БТ, которая сводится к следующему: *
1. Входные ig = f (egg) и проходные zK = f (еБЭ) характеристики
представляются в виде отрезков прямых, исходящих из точки с напря-
жением egg = Е' (рис. 2.42,а). Тангенсы углов наклона этих характерис-
тик равны крутизне базового тока 5б = tga, = 1/(гб + Ротэ) и
коллекторного тока S = tga2 = Р0/(т6 + Ролэ).
Рис. 2.42. Статические характеристики БТ
2. Семейство выходных характеристик представляется в виде гори-
зонтальных отрезков прямых (рис. 2.42,6). Параметром является ток
базы. При малых ек эти характеристики ограничены линией граничного
режима. Крутизна линии граничного режима Srp = tga3= 1/гнас =
= 1/(^к + гэ)-
3. Влияние реактивных элементов в эквивалентной схеме БТ учи-
тывается введением частотно-зависимого коэффициента усиления
| И | = р0/^1 +(®/сор)2, времени задержки тр или угла сдвига фаз <рр.
4. Базовая цепь БТ, работающего в ГВВ, содержит источник возбуж-
дения — генератор тока 1Г с выходным сопротивлением Rr, разделитель-
ный конденсатор Ср, сопротивление которого много меньше, чем
сопротивление открытого перехода, источник смещения £Б и резистор
Лд для подачи смещения (рис. 2.43,а).
На рис. 2.43,6 изображена полная эквивалентная схема базовой цепи.
Она состоит из внешней (левее выводов транзистора Б и Э) и внутренней
цепей. Между элементами базовой цепи имеют место следующие соот-
ношения: Rc » гр, Ra » гр, Сд » С3. Таким образом, при закрытом
переходе, когда еэп < Е' и символический ключ Лл разомкнут /*Б = О,
параметры базовой цепи определяются элементами Rr, Лд, Сэ. Если же
Рис. 2.43. Схема базовой цепи БТ
80
еэп > Е' и ключ Кл замкнут, то параметры базовой цепи практически
зависят от Сд, гр и с*Б = сБ.
5. Коллекторная цепь БТ в активном состоянии может быть пред-
ставлена генератором тока iK = | jj |/Б, а в состоянии насыщения —
активным сопротивлением насыщения гнас = гк + гэ (рис. 2.44).
При такой модели БТ процессы, проходящие в транзисторе, можно
проследить по эпюрам, приведенным на рис. 2.45. Пусть к цепи
база — эмиттер подведен гармонический ток с амплитудой сБ (рис.
2.45/г). Начиная с момента 7, базовый ток принимает положительное
значение. Увеличивается заряд в слое базы, увеличивается напряжение
на переходе еэп. В момент 2 это напряжение достигает нуля, а в момент
3, когда еэп .= Е', открывается эмиттерный переход. Базовый ток, проте-
кающий до этого на интервале 1—3 в основном через С3 (см. рис. 2.43,6),
теперь течет через эмиттерный переход, поскольку его сопротивление
мало. Импульс базового тока, проходящего через эмиттерный переход,
показан на рис. 2.45,6. Он начинается скачком: в момент 3, когда откры-
вается эмиттерный переход, повторяет на интервале 3—6 форму тока
возбуждения (с'Б = сБ), а в момент 6, когда заряд емкости Сд снизился,
напряжение еэп оказалось ниже Е', переход закрывается и ток сБ скачком
обращается в нуль. При работе БТ на низких частотах (со «сор) скачок
переднего фронта и амплитуда импульса обратного тока (на интервале
5 — 6) незначительны. Однако по мере роста рабочей частоты они
увеличиваются, и при со » сог величина их почти достигает значения
амплитуды тока возбуждения /Б, а срр « 90°.
Импульсы коллекторного тока имеют место тогда, когда открыт
эмиттерный переход (интервал 3 — 6). Форма импульса коллекторного
тока несимметрична, поскольку передний фронт импульса определяется
всеми элементами внешней и внутренней базовых цепей на интервале,
когда эмиттерный переход закрыт, и элементами Сд и гр на интервале
3 — 4. Задний же фронт импульса тока i'K определяется только пара-
метрами эмиттерного перехода Сд, гр. Вследствие этого при увеличении
1'к
Рис. 2.44. Эквивалентная схема коллекторной цепи
81
Рис. 2.45. Эпюры токов и напряжений в БТ
82
рабочей частоты сверх <о^ длительность и амплитуда отрицательного
импульса базового тока увеличиваются; Удлиняется импульс коллектор-
ного тока и увеличивается угол отсечки в коллекторного тока /к.
Теоретически и экспериментально доказано, что если постоянная
времени базовой цепи неизменна как при открытом, так и при закрытом
эмиттерном переходе, то импульс Гк оказывается симметричным и
приближается по форме к усеченному косинусоидальному импульсу
(рис. 2.46). С учетом условия Хд » 1/<оСр постоянная времени базовой
цепи при закрытом эмиттерном переходе тм = R^C^R,. + Дд).
Постоянная времени открытого перехода Тр = С^. И, следовательно,
условие симметричности импульсов Коллекторного тока i'^ можно за-
писать в виде
= = + (2-58)
Отмечалось, что БТ можно включить в ГВВ по схеме с ОЭ, ОБ и ОК.
Благодаря сильной внутренней отрицательной обратной связи (емкости
Сх, Сд, Сэ, рис. 2.41) БТ устойчиво работает в схеме с ОЭ на очень
высоких частотах. Включение БТ по схеме с ОБ используют редко (на
СВЧ) из-за малого входного сопротивления транзистора.
На рис. 2.43/1. приведена схема ГВВ с резистивной нагрузкой.
Предыдущий каскад представлен генератором тока возбуждения. Его
эквивалентные параметры: ток 1Т идыходное сопротивление Rr. Допол-
нительное сопротивление R№n и источник ЕБ образуют цепь смещения.
Коллекторная цепь выполнена по параллельной схеме. В таком ГВВ
транзистор может быть либо только в активном состоянии (класс А,
недонапряженный режим), либо поочередно в состояниях активном и
отсечки (работа с отсечкой f А, режим недонапряженный), либо пооче-
редно в состояниях отсечки, активном и насыщения (квазиключевой
режим). Между квазиключевым и недонапряженным режимами имеется
так называемый граничный режим, при котором состояние насыщения
имеет место на бесконечно малом интервале.
Рис. 2.46. Форма импульсов коллектор-
ного тока при различных значениях Яд:
Лд = Лд опт (кривая /); Яд = Яд опт (2);
^Д = Яд ОПТ (^)
83
На рис. 2.47 штриховыми линиями показаны динамические характе-
ристики и импульсы коллекторного тока iK для БТ, работающего в
этом ГВВ. При малых RH режим недонапряженный, ДХ С{С5 либо
С2С5С6, импульс iK имеет косинусоидальную форму В гранич-
ном режиме при Ан = Ли ДХ С3С5С6, импульс коллекторного тока
по-прежнему косинусоидальный. При Rn>RHrp транзистор приходит в
граничный режим при меньших значениях «Б (точка С4, ток 4). При
дальнейшем увеличении <Б коллекторный ток остается неизменным,
а импульс iK получается усеченным сверху и снизу Аналогич-
ное изменение формы импульсов получается, если установить Ан =
= RHrp при «Б = ;'gV (импульс Ь^>40), а затем увеличивать «Б. Например,
при 1Б = 1БП импульс имеет вид bJ>3b40 (bjb^b^O).
Предельный вид квазиключевого режима, при котором верхний 0В и
нижний 0Н углы отсечки импульса.коллекторного тока почти равны:
0 » 0В, называют ключевым, Подробно этот режим рассматривается в
§2.19.
Если при работе транзистора на сравнительно низких частотах
со £ О.^сор импульсы is и iK представляют собой отрезки косинусоиды,
то по мере увеличения рабочей частоты возрастает относительная ( по
сравнению с периодом ВЧ) продолжительность импульсов и, следова-
тельно, ’реальный угол отсечки тока iK.
Исследования этого явления привели к следующему результату: за-
висимость реального угла отсечки 0 на частоте со от урла отсечки 0НЧ на
низких частотах (при тех же токе возбуждения и напряжении смещения)
Рис. 2.47. Динамические характеристики БТ
84
можно представить графически в виде семейства кривых 0 =/(0НЧ, а, Ь)
— рис. 2.48. Коэффициенты а и b зависят от 0НЧ, рабочей частоты ш,
параметров транзистора и определяются из уравнений
а = з/(1 +(<вт3)2)/(1 +(сот5)2); b = у/1 + («rt^cos©,,,,
где xs = rs(C3 + Сд); тэ = гб (Сэ + Q.
Параметры граничного и недонапряженного режимов ГВВ (см. рис.
2.43/z) рассчитывают после выбора транзистора. Тип транзистора при
заданной полезной мощности выбирают по отдаваемой мощности
> Р| и рабочей частоте из неравенства <в £ 2<Ор.
Напряжение коллекторного питания Ек выбирают из условия Ек +
+ UK £ «к доп- Здесь еКдоп — максимальное допустимое напряжение на
коллекторе (из справочника), превышение которого может привести к
пробою транзистора. Коэффициент запаса К3 = eKmaJeKBpn выбирают
в пределах 0,7...0,9 в зависимости от требований надежности (см.
гл. 11).
Угол отсечки коллекторного тока 0 обычно выбирают в пределах
90° £ 0 £ 180°. Углы 0 < 90° обычно не используют, чтобы не повышать
максимальное мгновенное напряжение на базе. Это напряжение также
ограничено из-за возможности пробоя эмиттерного перехода.
По заданным параметрам Р(, £к, 0 и параметрам транзистора (в
частности можно определить коэффициент использования коллек-
торного напряжения в граничном режиме:
= UK!EK = 0,5 + 0,5з/1
По значениям Р{ и UK можно определить первую гармонику и постоян-
ную составляющую коллекторного тока:
А<0 ~
Рис. 2.48. Зависимость угла отсечки
БТ от частоты
85
а также потребляемую мощность Ро = ZK0£'K> коэффициент полезного
действия цк = Р/Ро и сопротивление нагрузки R* = UKUKi.
В соответствии с (2.52) для заданной рабочей частоты можно найти
амплитуду тока возбуждения:
4» = 4И ₽ I Y1(0) = ZKIV1 +(Ро<»/<»г)2/роУ1(0)-
Выбрав 7^ и Я из (2.58) и найдя Яп = RrRJ(Rr + RJ, определяют
максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе:
«БЭ max = & ~ 41Л1Э С1 + 008 0Л/1 + (Р0®/®т)2 •
Это напряжение не должно превосходить еКБ
Напряжение смещения ЕБ, при котором БТ работает с заданным
углом отсечки 0, определяется как постоянная составляющая =
= Е'—£Б напряжения на эмиттерном переходе. Из рис. 2.45,в видно, что
угол отсечки импульсов V3 = л - 0, а амплитуда импульсов
^3m = 4^ra^l+(Po®/®r)2-
Следовательно, 17эо = ^этУо (я ~ ®)»а напряжение смещения
= ГБ - - 0) / >/1 +(Р0<о/<вг)<
Это напряжение ЕБ получают от отдельного источника (фиксирован-
ное) или в виде автоматического смещения за счет падения напряжения
на сопротивлении Яд: ЕБ = 7БОЯД.
В приведенной выше расчетной формуле для /Б] не учитывается
составляющая базового тока, проходящая через емкость Ск и коллек-
торную цепь при со » (0,5...1)<вг При учете этого влияния амплитуда
тока
41 = хАсХ1 + (Ро®/®т)2 I PoYi<0)»
где х = А = 1 - шСкЛэквР0 У1(0)
В = фСкЯэкв [1 + р0 У1 (0 ) /(1 + У2) ]; X = р0о/<»г
При больших значениях постоянных составляющих токов в цепях
базы /Б0 = ZK0/p0 и эмиттера 1^ = 4о + 4о на сопротивлениях гб и гэ
возникают заметные напряжения, которые целесообразно учитывать
при расчете Ев:
Е-^ = Уо (Л - 0)N1 -KPofiD/fiDp)2 + Гб 4о + Гэ /до .
Для расчета коэффициента усиления транзисторного ГВВ по мощ-
ности Кр = РХ1РЮ необходимо определить входное сопротивление цепи
базы для первой гармоники базового тока /Б1.
86
к
Входная цепь ГВВ с транзистором, включенным по схеме с ОЭ,
приведена на рис. 2.43,б. На рис. 2.43,в представлена эквивалентная
схема входа самого транзистора.
Для расчета потребляемой в этой схеме мощности Рвх следует вос-
пользоваться параметрами выбранного транзистора, приводимыми в
справочниках:/т, Ск, С3, гб, гэ, р0, £э, £б, LK, Сы » 0,3 Ск. Расчет
проводится в следующем порядке:
1)юг=2л/т;
2) Л'д = ЦЩ + Лд) = руш/7,;
з) оэ = As+ A/JG
4) гвхоэ = [О + гДФюАА) 'б+ 'э+ Yi (б^тАЛ;
5) Я»х ОЭ = Л'д I1 + КД®)! - оэ + 1'б + 0 + Г1(0) ₽о) г№>
С„оэ ~ РУЮЛхОЭ'
Резистивная и реактивная составляющие сопротивления входной
цепи ГВВ Zn = rm + jXBX находят из:
7) гвх = оэ + Я»х оэ^О + (РоюЛМ2!;
8) = wLgx од - (P0aVo>r) Я,* 03/(1 + (РооУсоу)2}.
9)РЮ ~ 72б1г«У^ (мощность, потребляемая во входной цепи от источ-
ника возбуждения);
10) КР = Р|/Рю (коэффициент усиления ГВВ по мощности).
При расчете оэ и Свх оэ их значения могут оказаться отрицатель-
ными. Объясняется это явление тем, что при сравнительно больших
значениях активной части проходной емкости Сп »(0,2...0,3) Ск из цепи
коллектора через данную емкость поступает в цепь базы некоторая
мощность, вызывающая в цепи эмиттерного перехода ток 7^, фаза
которого совпадает с фазой напряжения на коллекторе и почти проти-
воположна фазе тока /ЭБ в базовой цепи от источника возбуждения.
При условии, когда |7,ol > l/ggl, эмиттерный переход для базовой цепи
становится как бы источником энергии и его параметры Явх0Э и СвхОЭ
принимают отрицательные значения.
Входная цепь ГВВ с транзистором по схеме с ОБ имеет такую же
эквивалентную схему входной цепи (см. рис. 2.43,в), как и для схемы с
ОЭ. Однако расчет элементов Lm ОБ, гвх 0Б, ОБ и сю об следует
производить по формулам, приведенным в [15, с. 104 и 105].
При работе БТ в широкополосном ГВВ в случае необходимости
поддерживать выходную мощность постоянной приходится ампли-
туду тока возбуждения /Б1 изменять по закону, обратному изменению
коэффициента |0|. Напряжение смещения при этом оказывается неиз-
менным.
87
В ГВВ на БТ можно использовать также и резонансную нагрузку.
Анализы работы такого ГВВ в граничном и недонапряженном режимах
аналогичны. При необходимости установить недонапряжеиный режим
в генераторах с резистивной или резонансной нагрузкой расчет необхо-
димо производить при 3 ^гр-
Надежность работы ГВВ на БТ зависит как от выбора рабочих
напряжений и токов, так и от теплового режима транзистора (см. гл. 11).
При работе БТ в ГВВ рассеиваемая на коллекторном переходе мощ-
ность РК = РО- Р\ превращается в тепло, повышая температуру кристал-
ла. В справочниках для каждого транзистора задается максимально
допустимая температура перехода Тп (в градусах Цельсия — °C или
Кельвина — К), при превышении которой транзистор разрушается.
Тепло от коллекторного перехода отводится в окружающую среду через
корпус транзистора. Мощные транзисторы для облегчения отвода тепла
устанавливают на радиаторах, в качестве которых используются метал-
лические плоские или ребристые (для увеличения излучающей поверх-
ности) пластины.
В этом случае поток тепла на пути к окружающей среде встречает три
тепловых сопротивления: сопротивление переход—корпус R* п.к,сопро-
тивление корпус—радиатор к.р и, наконец, сопротивление радиа-
тор—среда Rr р.с. Часть теплового потока проходит в окружающую
среду непосредственно с корпуса транзистора через сопротивление
^тк-с-
Полное тепловое сопротивление переход-—среда при отсутствии ра-
диатора:
т п-с = п-к + к-с»
при наличии радиатора и выполнении условия Лтк< >Rrts^ +
& тп-с ® ^тп-к + ^тк-р + ^тр-Т
Величины тепловых сопротивлений 2?^* и приводятся в спра-
вочниках. Они имеют размерность градусы на Ватты (°С/Вт или К/Вт).
Тепловое сопротивление при правильном креплении транзисторов
к радиатору равно (0,5... 1)°С/Вт. Тепловое сопротивление радиатора
тем меньше, чем больше его поверхность н толщина. Например, ради-
атор в виде плоской пластины толщиной 2...3 мм и площадью 250...500
см2 имеетЛгр<*(4...2)0С/Вт.
Тепловые параметры транзистора связаны с рассеиваемой на пере-
ходе мощностью Рк и температурой окружающей среды Т:
— max ~ п-с'
При Подстановке в это уравнение значений Тп №, Г и Я'т П (. можно
определить рассеиваемую мощность Рк, которая допустима при работе
без радиатора. Использование же Я"т п.с при расчетах позволяет либо
88
найти допустимую рассеиваемую мощность Р"к при заданных парамет-
рах радиатора или наоборот по известной рассеиваемой мощнос-
ти определить Я,, р< и затем размеры радиатора.
2.17. РАБОТА ГВВ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ В
ГРАНИЧНОМ И НЕДОНАПРЯЖЕННОМ РЕЖИМАХ
Хотя принцип управления электрическим током с помощью электри-
ческого поля был сформулирован в 1930 г., первые полевые транзисторы
(ПТ) появились в начале 60-х годов, и только в конце 70-х годе» были
разработаны мощные ПТ*. В настоящее время уже выпускаются ПТ для
работы в диапазонах до 60; 300 МГц и 2...3 ГГц с полезной мощностью
соответственно 50...70; до 50 и 10 Вт.
Полевые транзисторы большой мощности (10...150 Вт), так же как и
БТ, изготовляются в виде множества простых транзисторов, соединен-
ных в параллель и размещенных на одной кремниевой подложке. Поле-
вые транзисторы, как и биполярные, выполняются в виде гори-
зонтальной или вертикальной структуры (рис. 2.49,о,б). На этих рисун-
ках показан поперечный разрез единичного ПТ. Он состоит из подлож-
ки 1 (кремний p-типа), областей истока 2 й стока 3 (кремний и-типа),
металлических контактов истока, затвора и стока 4 и сдоя изолятора 5
— окиси кремния между контактом затвора и поверхностью подложки.
При подаче на затвор относительно истока положительного потенциа-
ла в подложке вблизи затвора скапливаются электроны, происходит
инверсия проводимости этой части подложки и между областями истока
и стока образуется канал п-типа, по которому может течь ток в виде
потока электронов.
Параметры ПТ сильно зависят от длины канала /х; так, крутизна
характеристики тока стока S’ = Д/уДе^ s 1/ZK, сопротивление ПТ в
открытом состоянии готр пропорционально /к. Типичные выходные
статические характеристики ПТ с длинным каналом (20...50 мкм) пока-
заны на рис. 2.50,а. Они отличаются непостоянством крутизны в актив-
ной области и малой крутизной линии граничного режима, вследствие
чего такие ПТ работают с низкими значениями = UJEZ и КПД.
Разработанные в последнее десятилетие ПТ с коротким каналом
(менее 10 мкм) Имеют лучшие показатели. Поперечный разрез части
мощного ПТ с коротким каналом показан на рис. 2.49,6. Эти транзис-
торы, как правило, имеют вертикальную структуру (ток Zc течет в под-
ложке снизу вверх). Подложка 1 — кремний n-типа; в подложку
Здесь и ниже рассматриваются лишь кремниевые ПТ с изолированным затвором
и п-каналом. Часто в название этих транзисторов вводят краткое обозначение их
структуры: МДП (металл — диэлектрик — полупроводник) или МОП (металл —
двуокись кремния—полупроводник) и говорят, например, МДП-траизистор.
89
Рис. 2.49. Строение полевых транзисторов с горизонтальной (а) и вертикальной (б)
структурами
методом двойной диффузии введены легирующие добавки для зон с
кремнием р-типа 2 и и-типа 5; на подложке снизу имеется электрод
стока, а сверху — электроды истоков. Электрод затвора нанесен на
изоляционный слой из SiO2.
В этом ПТ канал и-типа образуется в части зоны кремния р-типа,
лежащей непосредственно под электродом затвора (эта часть зоны на
рис. 2.49,6 заштрихована).
Наличие слоя диэлектрика между электродом затвора и полупровод-
ником, в котором образуется канал, ухудшает ВЧ свойства транзистора.
Применение затвора с барьером Шотки, называемого металлополупро-
водниковым, позволяет заметно повысить высокочастотность (1. ..2 Вт на
частотах 12... 15 ГГц). Для снижения потерь в таких транзисторах часто
в качестве полупроводника применяют арсенид галлия.
Выходные статические характеристики ПТ с коротким каналом при-
ведены на рис. 2.50,6. Можно видеть, что они выгодно отличаются от
характеристик ПТ с длинным каналом существенно большей крутизной
линии граничного режима 5^, меньшим сопротивлением открытого
транзистора и большим постоянством крутизны S в активной области.
Вследствие этого ПТ с коротким каналом по энергетическим показате-
лям сопоставимы с БТ, но по сравнению с последними они более при-
годны для усилителей с линейными амплитудными характеристиками.
Рис. 2.50. Статические характеристики полевых транзисторов с длинными (а)
н короткими (б) каналами
90
Для оценки «высокочастотное™» ПТ можно ввести понятие гранич-
ной частоты при которой время пробега электронов через канал
соизмеримо с длительностью периода колебания:
vJ2idK,
где — скорость движения электронов в канале л-тнпа(* 107 см/с);
4 — длина канала. Значения для ПТ разных типов находятся в
пределах 200 МГц... 16 ГГц.
Полевой транзистор можно рассматривать как управляемый полем
резистор. При прохождении тока резистор нагревается, его сопротивле-
ние увеличивается, снижается крутизна характеристики тока стока S,
происходит саморегулирование. Наличие этого явления в ПТ делает их
термостабильными, не требующими специальных мер защиты от пере-
грева. По этой же причине ПТ можно включать в параллель, причем
благодаря саморегулированию однотипные приборы с начальным раз-
бросом параметров заметно выравнивают свои параметры.
В ПТ, так же как и в БТ, при повышении напряжений на электродах
могут возникнуть пробои. Существует несколько механизмов пробоя.
Анализ этих механизмов приводит к следующим выводам: мгновенные
значения напряжений ези тах и еси должны быть меньше, чем ези доп
и ^сидоп> средняя рассеиваемая мощность на ПТ не должна превосхо-
дить допустимое значение Ррае доп.
Эквивалентная схема простейшего ПТ без учета второстепенных
элементов, оказывающих слабое влияние на работу ПТ на сравнительно
низких частотах (f« может быть представлена в виде последова-
тельно соединенных емкости затвор—исток См, сопротивления потерь
во входной цепи Язи и генератора тока (рис. 2.51 ,<зг).
Если ко входу транзистора (3—И) приложить напряжение ези, то в
цепи сток—исток потечет ток
= (ези) ези- (2.59)
Здесь S (ези) — крутизна статической характеристики тока /с, зависящая
от напряжения на затворе (см. рис. 2.52,а).
Эквивалентная схема реального генераторного ПТ, используемая в
радиочастотных схемах (при f < 60...80 МГц), приведена на рис. 2.51,6.
На схеме обозначены: С\ и С2 — емкоСти между выводами затвор—
исток и сток—исток; L3, Lc, Ln — индуктивности выводов; R3, Rc,
R„ — сопротивления выводов; Сзп н См вместе образуют емкость за-
твор—исток; Язи — резистор, учитывающий потери в цепи затвор—
исток; Сзс — емкость между затвором и истоком; Я, — внутреннее
сопротивление транзистора; Сси — выходная емкость сток—исток. Ак-
тивные свойства ПТ представлены генератором тока.
91
Рис. 2.51. Эквивалентные схемы ПТ,
В реальных ПТ емкости Сх и Ст нелинейны, их зависимость от
напряжения еси показана на рис. 2.51 ,в. Для многих случаев применения
ПТ эти емкости можно рассматривать как постоянные, поскольку
довольно резкое их изменение наступает при малых значениях еси £
£ еси гр ( дня ПТ с коротким каналом обычно еси = 5 В).
Полевой транзистор в ГВВ может включаться по схеме либо с ОИ,
либо с ОЗ. В первом случае можно получить высокое усиление каскада
по- напряжению, максимальное значение KUmax которого ограничено
требованиями устойчивой работы:
К Umax |(S+j<BC0/j(oCCJ|. (2.60)
Включенный по схеме с 03 полевой транзистор может устойчиво
работать на более высоких частотах, но лишь в качестве усилителя
мощности.
При анализе работы и расчете режимов ГВВ на ПТ выходные стати-
ческие характеристики (см. рис. 2.50) и проходные (см. рис. 2.52) можно
с успехом идеализировать фис. 2.53/1,6). Проходная характеристика
fc - f (ези) (рис. 2.53/j) начинается при некотором пороговом напряже-
нии Е3а на затворе, имеет почти квадратичный участок АВ и участок ВС
почти линейного изменения ic при изменении ези.
Идеализированная характеристика ПТ и соответствующий график
импульса тока стока ic представлены на рис. 2.53/г и б. Проходная
характеристика (см. рис. 2.52) определяется крутизной характеристики
тока стока S = tga^ и напряженней отсечки Е'зи. Семейство выходных
92
Рис. 2.52. Проходная характеристика ПТ
идеализированных характеристик описывается следующими парамет-
рами:
крутизной характеристики тока стока S = Aic/zSe3H;
крутизной линии граничного режима - tga, = Д1с/Деси;
напряжением отсечки тока стока - Е'зи.
Определение параметров S, Е'зи, для идеализированных характе-
ристик можно выполнять по методике, изложенной в § 2.6 применитель-
но к лампам.
Если подать на затвор и сток ПТ напряжения ези и еси, то ток стока
гс = (₽зи ~ & зи)- (2-61)
Уравнение для амплитуды импульса тока стока в граничном режиме:
^Ст ~ ^греси- (2.62)
Рис. 2.53. Идеализация СХ полевых транзисторов
93
Нетрудно заметить, что полученные для ПТ идеализированные СХ
полностью аналогичны идеализированным характеристикам лампово-
го пентода или триода с D = 0. Одинаковы также и уравнения идеализи-
рованных СХ (2.61) и (2.14). Этим обстоятельством воспользуемся при
анализе работы ГВВ на ПТ.
Принципиальная схема резонансного ГВВ на ПТ, включенном по
схеме с ОИ, показана на рис. 2.54. На затвор через разделительный
конденсатор С( подается напряжение возбуждения м3 = Utfostot и через
сопротивление Я]— напряжение смещения £зи. Мгновенное напряже-
ние на затворе ези = £зи + t/3cos(of Для питания цепи стока через
дроссель Lc подводится напряжение £си. Постоянная составляющая
тока стока Zco течет через Lc к источнику питания. Переменная состав-
ляющая проходит через конденсатор Сс. На резонансном контуре, на-
строенном на частоту со, выделяется напряжение UK = /С1£э = ^с-
Мгновенное напряжение на стоке еси = £си - (7ccos(ot
Подставив в уравнение (2.61) значения ези = £зи + t/3cos<or и cost»/ из
еси = ^си _ t/ccos<n,> после преобразований получим уравнение восхо-
дящей части динамической характеристики тока ic (рис. 2.53/:, линия
ЛС):
/‘с = 5 (£зи - £’зи + ^си ^с) ~ $ес Щ Ц? (2-63)
Правее точки С, т. е. при еси > £си + (£зи - £'зИ) t/c/t73, и динами-
ческая характеристика совпадает с осью абсцисс. На рис. 2.53,а имеются
две динамические характеристики: AtCt при £ЭК| = 0 и A CD при
= Л,квгр. При выбранной аппроксимации СХ ПТ амплитуда импуль-
сов тока стока 1Ст в недонапряженном режиме не зависит от Я,кв и £си,
а образующая импульсов тока стока имеет косинусоидальный характер.
Подставив выражение для ези в (2.61), получим уравнение для ic в
виде функции времени:
ic = S (£зи - £'зи) + SUacostot. (2.64)
Рис. 2.54. Схема ГВВ на ПТ
94
Отсюда, положив ic = 0 и at = 0, получим
cos0 = - (£зи - E'3ii)/U3. (2.65)
С учетом (2.65) уравнение (2.64) можно представить в виде
ic = SU3 (cosat - cos0) при at < 0; (2.66)
ic = 0 при at > 0.
Амплитуда импульса тока ic определяется из (2.66) при at = 0:
-cos0). (2.67)
Все приведенные соотношения полностью аналогичны соответству-
ющим соотношениям для лампового триода D = 0. Поэтому последую-
щие формулы, необходимые для расчета параметров режима ПТ в
граничном или недонапряженном режиме, приведем без вывода, учиты-
вая, что соответствующий вывод сделан в § 2.7 — 2.9.
Постоянная составляющая и амплитуды первой и второй гармоник
тока стока:
'со = 5t/3yo(0) = 'сЛ(0Х 'ci =
'с2 = ^"зУгС®) = 'ста2(0)-
Здесь ул(0) и ал(0) — введенные в § 2.8 коэффициенты разложения коси-
нусоидального импульса.
Бели выбран тип ПТ (известны S, S^, Е'зи), задана необходимая
полезная мощность в нагрузке Р,, выбраны напряжения питания в цепи
стока £си и угол отсечки тока стока 0, то коэффициент использования
стокового напряжения в граничном режиме
= 0,5 +
Для недонапряженного режима следует принять
При выборе напряжений питания £си, смещения £зи и амплитуд
переменных напряжений следует учитывать, что длямощных генератор-
ных ПТ существуют (даются в справочниках) максимально допустимые
мгновенные напряжения на затворе ези дап и стоке еси доп, максимально
допустимые постоянные напряжения Ёзи дап и £си дап и максимально
допустимый ток 1С тах. При работе ПТ в реальных устройствах эти
напряжения и ток не должны превышать допустимые значения.
Коэффициент усиления ГВВ с ПТ в недонапряженном или граничном
режиме можно приближенно получить из следующих соображений:
внутреннее сопротивление Rt (см. рис. 2.51,6), составляющее для мощ-
ных ПТ несколько сотен ом, всегда много больше, чем К^. Поэтому
выходная мощность на нагрузке Яэкв
95
p, 4twe)]4»/2.
Во входной цепи ВЧ мощность рассеивается на сопротивлениях Я3,
Лзи, R„ (см. рис. 2.51,6) и на сопротивлении 2?! (см. рис. 2.54).
Поскольку R3 «ЯзинЯи< < Лзи, то мощность, рассеиваемая во входной
цепи, Рю = U2J2Rn, где Лвх« RXR'3J(RX + Л'зи). Здесь Л'зи — эквивалент-
ное активное сопротивление на частоте <в цепочки из Лзи и Сзи.
Коэффициент усиления по мощности
Расчет параметров ГВВ на ПТ с ОИ по приведенным выше форму-
лам можно проводить на любых рабочих частотах. Однако на частотах
выше 30...50 МГц, где уже заметно влияет емкость Сзи (см. рис. 2.51,6),
после расчета параметров режимов и выбора элементов схемы ГВВ
целесообразно проверить устойчивость усиления. Для этого нужно по
справочнику определить У-параметры для ПТ, приведенные проводи-
мости источника возбуждения GB и нагрузки GK (см. § 5.6) и подставить
в формулу для петлевого усиления каскада:
I Г2|У|2| + К,е| У2|У,2|
2&11 + Q &22 + сн)
где gj j и g22 — активные части входной и выходной проводимости ПТ.
Если К > 1, то ГВВ будет неустойчив.
Расчет параметров режима стоковой цепи на этих частотах произво-
дится так, как показано выше. Расчет параметров режима цепи затвора,
однако, требует учета реактивных элементов эквивалентной схемы ПТ
и может быть выполнен в следующем порядке.
Из справочника для выбранного ПТ выписываются необходимые
параметры: напряжение отсечки тока стока Е'зи = Еотс, сопротивление
насыщения гиас = lAS^, внутреннее сопротивление ПТ Rt, а также
Скап — Сзи, гкап — Rm, Сзи, Сси, R3, RH, Rc, L3, L3, Lc. После выбора
напряжения питания цепи стока Еси и угла отсечки тока стока 0 для
заданной мощности определяются 4, ^си> а также параметры в цепи
стока:
Ал = 22V^ch’» Ах = A:iao(®Vai(0)i Дэ = Цзи^С! =
Для цепи затвора определяются: амплитуда напряжения возбужде-
ния
^и = ^с1(1+Лэ„/Л'№(0);
напряжение смещения на затворе:
96
Е3 = Е'3 - U3il cos0;
амплитуда тока в цепи затвора:
/3 = ХоСзи(1+ЯЭ1(В/Я'/)/С1/£У1(0),
где х = 1 + У1(0) SRxsR' (R^ + R').
В формулах для U3il, 13 и х сопротивление R'( — это внутреннее
сопротивление выходной цепи транзистора переменному току 7С1 с уче-
том угла отсечки: /?', = R( / У1(0), где Rt — внутреннее сопротивление
транзистора постоянному току, взятое из справочника. Присутствие в
формулах для и3]Л и 13 множителя (1 + R^JR') объясняется тем, что в
цепи тока стока имеются последовательно включенные источник с на-
пряжением £си, эквивалентное сопротивление нагрузки R*.* и внутрен-
нее сопротивление транзистора R'{. Указанный множитель учитывает
падение напряжения от тока стока на внутреннем сопротивлении тран-
зистора.
Эквивалентная схема входа ПТ, включенного с ОИ, состоит из трех
последовательно включенных элементов: £вхОи> ^вхои и гвхои> которые
рассчитываются по формулам
гвхои = R3 + [Лзи + Ли + £и£У1(0)/Сзи]/х;
^вх ОИ = Аз + A/Xi
^вхОИ = ХСЗИ / [1 + Яи <УУ|(0)].
Определив по этим параметрам резистивную и реактивную состав-
ляющие входного сопротивления ПТ в схеме с ОИ:
Гвх = Гвх ОИ’
Азх ~ ®^вхОИ “ ^Ю^вхОИ’
можно рассчитать мощность, потребляемую ПТ от предыдущего каска-
да Рп = I23rt1ll и коэффициент усиления ГВВ по мощности КР= Р\1Рп-
При расчете частотных характеристик и устойчивости ГВВ на ПТ
для работы в диапазоне выше 60...80 МГц следует использовать более
сложную эквивалентную схему, точнее описывающую внутренние ем-
кости транзисторов. При анализе ГВВ на ПТ с барьером Шотки также
рекомендуется воспользоваться эквивалентной схемой именно для этих
транзисторов [27]. Что же касается расчета энергетических параметров,
то их можно определить по СХ вплоть до самых высоких рабочих
частот.
Необходимость радиатора при проектировании ГВВ на ПТ и его
размеры определяются так же, как для ГВВ на БТ (см. § 2.16).
97
2.18. МОДЕЛИРОВАНИЕ НА ЭВМ ЛАМПОВЫХ
И ТРАНЗИСТОРНЫХ ГВВ
В § 2.4 было упомянуто, что существует довольно много различных
методов моделирования физических (и даже не физических) объектов.
Эти методы можно разделить на две группы: физическое моделирование
и математическое моделирование. Физическое моделирование крупных
систем (например, гидроузлов) широко применяется. Однако для мно-
гих систем и устройств, для которых еще 20 — 30 лет тому назад созда-
вались электрические модели, позволяющие выяснить, например,
параметры колебательных или переходных процессов, сейчас разраба-
тываются математические модели, реализуемые на ЭВМ.
Математическое моделирование в отличие от физического оказалось
более быстрым, существенно более дешевым, свободным от разрушаю-
щего действия экстремальных условий испытания.
В настоящее время оно широко применяется для анализа работы,
расчетов и проектирования электрических устройств, в частности кас-
кадов передатчиков колебательных систем и др. Математическая мо-
дель например, каскада передатчика — это программа, написанная на
одном из языков программирования, реализующая алгоритм, описы-
вающий с необходимой точностью процессы в элементах этого каскада.
Таким алгоритмом, например, для ГВВ на лампах может служить набор
формул, полученных в § 2.5—2.15, для ГВВ на транзисторах — наборы
формул, приведенные в § 2.16—2.17. Естественно, что при этом на мо-
дель ГВВ распространяются все ограничения, при которых формулы
получены (например, диапазон рабочих частот).
Такая программа, введенная в ЭВМ, особенно при дисплейном
вводе-выводе, позволяет очень быстро найти наиболее подходящие ре-
жимы, оптимизировать какие-то показатели (чего не обеспечивает даже
хорошо сделанный макет этого каскада), существенно облегчает опти-
мальное проектирование всего передатчика благодаря многократной
пригонке друг к другу отдельных его частей.
Рассмотрим теперь подробнее составные части математической мо-
дели (ММ) функционального каскада передатчика. Центральным эле-
ментом, наиболее трудным для моделирования, является электронный
прибор. Математическое моделирование ЭП в значительной степени
определяет оперативные свойства модели каскада (объем необходимой
памяти ЭВМ, затраты машинного времени на расчеты, временные за-
траты на подготовку и введение в ЭВМ сведений о параметрах и харак-
теристиках ЭП).
В § 2.4 отмечалось, что ММ какого-либо физического объекта (в
данном случае функциональный каскад передатчика) содержит матема-
тические объекты (например, числа, векторы) и отношения между ними,
т.е. уравнения, формулы. Применительно к ММ ЭП в качестве матема-
тических объектов могут быть числа — значения напряжений на
98
электродах ЭП, значения токов в цепях, а в качестве отношений —
связывающие их формулы. Например, если к числу математических
объектов для генераторного триода отнести числа — значения S, D,
Rt, £с0, Ем (параметры, описывающие семейство идеализированных
СХ), а в качестве отношений использовать формулы из § 2.6 — 2.9, то
получим ММ триода с идеализированными характеристиками. Эта мо-
дель может использоваться в диапазоне частот от самых низких до—
частоты, при которой время пролета электронов от катода до анода не
превосходит znp < 1/36 f *, т.е. когда лампа безынерционна.
Поскольку при идеализации СХ теряется информация об их сгибах,
делались многочисленные попытки аппроксимировать эти характерис-
тики замкнутыми функциями (полиномами, логарифмическими функ-
циями, функциями арктангенса и др.). Однако использование такой
аппроксимации СХ ЭП для расчетов без ЭВМ оказалось достаточно
затруднительным из-за сложности, а для расчетов на ЭВМ целесообраз-
нее использовать другие аппроксимации, более точные и удобные для
ввода в ЭВМ.
Примером более простой аппроксимации СХ для диапазона рабочих
частот, в которой ЭП может считаться безынерционным, является поли-
гональная аппроксимация. В качестве математических объектов для
ММ ЭП при такой аппроксимации СХ используются числа — дискрет-
ные значения напряжений на электродах (управляющая и экранирую-
щая сетки, анод, затвор, сток, база, коллектор), соответствующие токи
в цепях этих электродов, а также входные и выходные данные. Для
пояснения на рис. 2.55 показаны реальные СХ генераторного триода. В
качестве математических объектов здесь используются напряжения на
управляющей сетке е^\ е^\ е£3),... , е^, напряжения на аноде е<2),
. и соответствующие им анодные za (е^, е^), za(e<2), е^),...,
,..., za (е^, е^) токи.
К указанным постоянным математическим объектам, описывающим
свойства конкретного ЭП, следует добавить переменные математичес-
кие объекты — мгновенные значения напряжений на электродах и токов
в цепях этих электродов ec(<ot), ea(<ot), ia (coz) и ic (coz).
Для повышения точности и экономии памяти ЭВМ и времени счета
общее число математических объектов должно быть согласовано с не-
обходимой точностью, а их размещение в активной области СХ целесо-
образно делать более частым там, где СХ более нелинейны (в данном
примере при малых еа и ej.
Выше уже упоминалось, что граничная частота ЭП /гр устанавливается из
условия, что фазовый сдвиг выходного тока по отношению к управляющему сигналу
не превосходит 10° или 1/36 части периода.
99
Рис. 2.55. Пример аппроксимации СХ
В качестве отношения между математическими объектами, напри-
мер в комплексе программ LUARA, используется формула линейной
интерполяции на плоскости, в которой для нахождения ia (coz) или ic (со0
по заданным значениям еа(ан) и ес(<»0 используются два ближайших к
ес(®0 дискретных значения ec(N) и ec(N + 1) и два ближайших к еа(шг)
дискретных значения еа(Л/) и еа(М + I), а также по четыре соответству-
ющих дискретных значения тока:
ia КМ ea(iW)J; /а [ec(N + 1), ea(AQ];
ia fccW. «а(Л/ + 1)1 и ia [ec(2V + 1), ea(M + 1)].
На рис. 2.56 иллюстрируется методика определения тока ia. При
получении расчетной формулы для ia (или Q допускалось, что в преде-
лах четырехугольника BCDE с двумя криволинейными сторонами ток
ia изменяется линейно с изменениями ес и еа. Формула для расчета
мгновенного значения ia по мгновенным значениям ес и еа имеет вид
ia = ia (N, М) + ра [ia (N, М + 1) - i, (У, Л/)] + рс {ia (N + 1, М) -
-ia(N,M) + pa[ia(N+ \,М+ 1)-/а(ЛГ+ l,M)-ia(N,M + 1) +
+ ia(N,M)]},
100
Рис. 2.56. К методике определения анодного тока
где ра = (еа - еа (Л/))/(еа (М + 1) - еа (М)\, рс = (ес - ес (2V))/(ec (ЛГ + 1) -
Аналогичные формулы можно использовать для расчета токов в
цепях других электродов ЭП.
Структурная схема программы, моделирующей ЭП, состоит из эле-
мента ввода значений ес и еа, циклов для поиска значений ес (N),
ес (N + 1), еа (М) и еа (М + 1), удовлетворяющих условиям ес (N) « ес <
< ес (N + 1) и еа (М) < еа £ еа (М + 1), и элемента для вычисления ia, ic
(рис. 2.57).
Описанная в последнем примере модель ЭП сочетает идейную про-
стоту и возможность получения высокой точности и допускает дальней-
шие усовершенствования. Математические модели инерционных ЭП,
достаточно точно отражающие протекающие в них процессы, значи-
тельно сложнее приведенных выше ММ. Например, для БТ в качестве
отношения между математическими объектами (значение тока возбуж-
дения, р0, юр, Ю/, Ек, Еъ и др.) оказывается система из двух дифференци-
альных уравнений с переменными коэффициентами.
Получив ММ ЭП, можно перейти к рассмотрению ММ генератора с
внешним возбуждением. Укрупненная структурная схема программы
для ММ ГВВ приведена на рис. 2.58. Она состоит из ММ ЭП и допол-
нительных элементов. Эти дополнительные элементы должны содер-
жать ММ формирователей напряжений на электродах ЭП в
соответствии с исходными данными. Например, при исходных данных:
Еа — напряжения анодного питания; Ua — амплитуда напряжения на
аноде; Ес и Uc — напряжения смещения и возбуждения на управляющей
сетке для ГВВ с резонансной нагрузкой — формируются мгновенные
напряжения на аноде и на сетке: еа = Еа - t/c cos со/; ес = Ес + Uc cos coz.
101
Рис. 2.57. Структурная
схема модели ЭП
Рис. 2.58. Структурная схема
ММ ГВВ
Заканчивается программа ММ ГВВ блоком гармонического анализа
анодного и сеточного токов, в результате работы которого получаются
токи/а0,/а1,/а2,/с0идр.
Математическая модель функционального каскада передатчика со-
держит в своем составе ММ ГВВ, а также два дополнительных блока
(рис. 2.59).
В первом из них находятся ММ датчиков управляющих сигналов.
Датчики могут быть различными в зависимости от функций каскада.
Например, для моделирования усилителя с бигармоническим воз-
буждением датчик формирует напряжение вида ес = Ес + Ucl (cos cor -
- кпс cos исог), где п — номер гармоники; /глс — относительная амплитуда
гармоники. Для моделирования каскада с анодной модуляцией дат-
чик должен формировать напряжение анодного питания в виде Еа (г) =
= Еат (1 + wcos Qr), где Еат — напряжение анодного питания в режиме
молчания; т — коэффициент модуляции. Для каскада с анодно-экран-
ной модуляцией при бигармоническом возбуждении потребуются оба
упомянутые выше датчика и датчик, формирующий модулированное
напряжение на экранирующей сетке: ес2 = Ec2r (1 + тис2 cos Qr).
102
Во втором дополнительном блоке
должны размещаться ММ измерительных
приборов, измеряющих энергетические и
качественные показатели функциональ-
ного каскада (амперметры, вольтметры,
ВЧ киловаттметры, измерители глубины
модуляции, измерители нелинейных иска-
жений и др.). Что касается точности рабо-
ты ММ функциональных каскадов, то при
безынерционных ЭП она определяется в
основном точностью сведений о ЭП, т.е.
тем, насколько точно соответствуют СХ
реальному прибору.
Проверка соответствия результатов,
полученных от ММ и реального усилите-
ля модулированных колебаний с двухто-
новым равноамплитудным испытатель-
Рис. 2.59. Структурная схема
ММ функционального кас-
ным сигналом, показала, что расхождение када
энергетических показателей не превыша-
ет 1...2%, а расхождение для коэффициента нелинейных искажений
третьего порядка, измеренное методом двух тонов, не более 1,5 дБ (на
уровне -36 дБ).
2.19. ГВВ С ТРАНЗИСТОРАМИ В КЛЮЧЕВОМ
РЕЖИМЕ
Генераторные транзисторы в современных передатчиках работают,
как правило, с полным использованием по мощности, особенно в вы-
ходных каскадах. Требование высокой надежности работы транзисто-
ров в этих каскадах сводится прежде всего к выбору режимов, в
которых токи и напряжения заведомо ниже максимально допустимых,
а мощности рассеяния минимальны. Последнее требование — миними-
зация мощности рассеяния на транзисторах главным образом относится
к БТ, однако и для ПТ оно не может быть излишним.
Как показано в § 2.13 и 2.16, проблема минимизации рассеиваемой
мощности на ЭП в ГВВ сводится, во-первых, к максимальному прибли-
жению формы импульсов коллекторного (стокового) тока и напряжения
на коллекторе (стоке) к меандру и, во-вторых, к созданию таких условий
для транзистора, при которых он находится либо в состоянии отсечки,
либо в состоянии насыщения.
Реализация этих условий возможна, например, в ГВВ на БТ по схеме
рис. 2.60/1. Если в цепь базы подать большой ток возбуждения /Б, то при
сравнительно большом RH транзистор будет находиться практически
только в одном из двух состояний: отсечки или насыщения. Такой
режим работы ЭП называется ключевым. Эквивалентная схема ГВВ
103
Рис. 2.60. Схема транзисторного ГВВ в ключевом режиме
имеет вид, изображенный на рис. 2.60,6. Здесь транзистор заменен клю-
чом Кл с последовательно включенным гнас. В этой схеме в установив-
шемся режиме через дроссель LK течет неизменный по величине ток ZK0.
При замыкании ключа ток 1Кт = /ко + устремляется через транзис-
тор, на котором создается падение напряжения = 1к^иас- На этом
интервале заряженный конденсатор Ср2 и нагрузка Ra включены парал-
лельно источнику питания и дросселю. При размыкании ключа на кол-
лекторе транзистора возникает напряжение eKmax = + R„IK~
(рис. 2.61 /г). На этом интервале заряженный дроссель включен последо-
вательно с источником питания коллекторной цепи.
Полагая, что импульсы коллекторного тока имеют прямоугольную
форму (рис. 2.61,а) с углом отсечки 0, можно последовательность этих
импульсов разложить в ряд Фурье:
Рис. 2.61. Эпюры токов и напряжений в ключевом ГВВ
104
*К = km [“on (0) + а1п (0) COS + а2п (0) COS 2(0Г ]
Здесь п—номер гармоники; апп (0) — коэффициенты разложения для
прямоугольного импульса:
аоп (0)= 0/л; аип (0)= 2 s*n 0^Л71-
Амплитуда первой гармоники коллекторного тока 7К1 = 1Кт а1п (0)
при 0 = 90° имеет максимум и равна /К| = = 0,6351^. При этом
от ГВВ можно получить наибольшую мощность на первой гармонике.
Максимум же КПД по первой гармонике получается при 0 « 65°, т.е. при
максимальном отношении а,п (0)/аОп (0) = sin2(0)/0.
Рассмотрим случай, когда угол отсечки коллекторного тока 0 = 90°.
Состояние насыщения имеет место, если Составляющие
коллекторного тока ZK0 = /к_ = Амплитуда напряжения на кол-
лекторе UK = 1КЛИ = I^jn^J2- = Ло/нас- Потребляемая коллектор-
ной цепью мощность от источника питания
P0 = Zk^k = WigA (2-68)
Рассеиваемая на транзисторе мощность равна мощности потерь на
сопротивлении
Лют = 12к^2 = PoeKcJEK, (2.69)
где коэффициент 1/2 учитывает, что 0 = 90°.
Для коллекторной цепи КПД
Пэ = (Л> - ЛштрУЛ) = 1 - «к А (2-70)
Здесь полезной мощностью на нагрузке являются мощности всех гармо-
ник коллекторного тока. В отличие от ранее употребляемого КПД, где
в качестве полезной мощности учитывается только мощность первой
гармоники т]к = Р(/Ро, КПД, введенный в (2.70), будем называть элек-
тронным и обозначать пэ.
Расчеты показывают, что для современных БТ еКост/Ек ® 0,03...0,1
и т]э « 97...90%; для ПТ с длинным каналом ес ОСТ/ЕС « 0,2...0,3 и
Пэ а 80...70%; для ПТ с коротким каналом еСост/Ес » 0,05...0,12 и
Пэ «95.. .88%.
При использовании ГВВ с ЭП в ключевом режиме в передатчиках
необходимо, чтобы колебания в нагрузке были гармоническими, а на-
грузка ЭП была бы резистивной, т. е. одинаковой для всех гармоник
коллекторного тока. Такую нагрузку можно осуществить по схеме, при-
веденной на рис. 2.62, где R6 = Лн. Фильтр НЧ пропускает колебания
105
ФНЧ
Рис. 2.62. Генератор с внешним возбуждением и нагрузкой в виде «вилки фильтров»
первой гармоники к нагрузке RH, фильтр ВЧ — все частоты, начиная со
второй гармоники и выше, к балластному сопротивлению R&
Определим мощность Pt, отдаваемую ГВВ в нагрузку RK. Найдя
амплитуды первых гармоник коллекторного тока ZK1 = и напря-
жения на коллекторе UKl = 4 UK/n = 4 (Ек - еКос1/п), получим
Л = Ца4./2 = ЧоА (1 -еКо<гт/Ек)/п2. (2.71)
По первой гармонике КПД т|к = Pj/P0. Подставив в это выражение
(2.71) и (2.68), найдем
Пк = 8(’-₽кос7^2 = 0>8Иэ- (2-72)
Отсюда следует, что, хотя т|к, как правило, не выше, чем КПД ГВВ с
резонансной нагрузкой (действительно, при т|э = 0,9 т|к = 0,72), мощ-
ность, рассеиваемая на транзисторе в ключевом режиме, существенно
ниже, поскольку здесь суммарная мощность гармоник второй и выше
рассеивается на балластном сопротивлении.
Режим возбуждения транзистора, работающего в ключевом режиме,
выбирается обычно из условий получения 0 = 90° и прямоугольной
формы импульса iK. Первое условие выполняется, если выбрать Еъ « Е'Б,
второе — если выбрать коэффициент насыщения в цепи транзистора
SH = ₽7Бтах//Котах равным 2...4. Другими словами, ток возбуждения /Бтах
устанавливается в 2...4 раза больше, чем в граничном режиме. Макси-
мальное напряжение на выходе транзистора будет иЪтах = Е'ъ + 1Ътахгб,
а коэффициент усиления по мощности Кр = ^ик1(Е'ъ + 1Ъ S„
примерно в SH раз меньше, чем в граничном режиме. При выборе £к
обычно исходят из условия еКтах = Ек + ик<еКвопииЪтах< еБЭ доп
(см. гл. И).
Приведенные выше соотношения для мощности, КПД и КР справед-
ливы при работе ГВВ на сравнительно низких частотах (/р</р ), где
практически незаметно влияние ряда причин, осложняющих работу
106
ГВВ в ключевом режиме на высоких рабочих частотах. Рассмотрим
влияние трех таких причин.
1. Потери из-за инерционности транзистора обусловлены тем, что
переход транзистора из состояния отсечки в состояние насыщения и
обратно, строго говоря, занимает некоторое время: тПф—для переднего
фронта и Тдф — для заднего фронта (среза). В течение этих интервалов
транзистор находится в активной областц, где потери, т.е. мощность,
рассеиваемая на коллекторном переходе, больше, чем в режиме насыще-
ния (см. рис. 2.61,6 внизу). Здесь всплески потерь на транзисторе отме-
чены цифрами 1. Среднее значение потерь из-за инерционности
пропорционально времени, когда они имеют место: тк = тпф + т3ф. При-
няв передний и задний фронты импульсов zK и UK в виде прямых, найдем
относительную мощность потерь в транзисторе:
Рпт/Р0 = ^ЗТ. (2.73)
Здесь Т — период рабочей частоты ГВВ: Т = 1//"р. Максимальная
рабочая частота, при работе на которой зти потери будут не больше 3%,
получается из (2.73):
^<0,! л/2тк.
2. Коммутативные потери в ГВВ на транзисторах в ключевом режи-
ме возникают из-за наличия в схеме ГВВ (см. рис. 2.60,а) паразитных
элементов Сп и Ln. Приведенная к выходу транзистора емкость Сп почти
равна емкости коллектор-база Ск (см. рис. 2.41), поскольку Ск < Сд и
ск<; сэ.
На интервале отсечки. емкость Сп заряжается до напряжения
2ЕК - «Кост’а затем сразу после перехода транзистора в режим насыще-
ния разряжается на сопротивление гнас. Вследствие этого в начале каж-
дого импульса коллекторного тока возникает узкий разрядный импульс
С7, (см. рис. 2.61,6), а на эпюре мощности потерь появляется дополни-
тельный всплеск 2 (см. рис. 2.61,6 внизу).
Мощность потерь из-за емкости Сп пропорциональна этой емкости,
квадрату напряжения и частоте появления всплесков, т.е. рабочей
частоте/р:
Р'пк/^о = 2/рСпЕ2к/Р0 = 2/рСпЛн- (2-74)
Распределенная индуктивность монтажа коллекторной цепи Ln про-
является в момент перехода транзистора из состояния насыщения в
состояние отсечки в виде всплеска напряжения U2 на этой индуктивнос-
ти. Запасенная в Ln энергия рассеивается при дозарядке конденсатора
Сп, а также на сопротивлении транзистора во время прохождения им
активного состояния (на эпюре мощности потерь — всплеск 3).
107
Потери мощности из-за Ln пропорциональны величине индуктив-
ности Ln, рабочей частоте^ и квадрату протекаемого тока 1^:
(2.75)
Мощность Р"п ком становится заметной на очень высоких частотах.
Максимальные рабочие частоты, при которых относительные потери
Р'п KOJPo и Р"п koJ^o оказываются около 3%, могут быть найдены из
выражений со' < ОД/ЯСсо" < 0,1 RJL„.
Возбуждение транзисторов, работающих в ключевом режиме, обыч-
но производится гармоническим током с большой амплитудой, при
которой импульсы iK имеют почти прямоугольную форму. Поэтому
мощность, потребляемая базовой цепью от предыдущего каскада, ока-
зывается сравнительно большой, а коэффициент усиления по мощности
КР ГВВ в ключевом режиме заметно ниже чем КР ГВВ в ПНР. Недо-
статки ГВВ в ключевом режиме с активной нагрузкой — быстрый рост
потерь с увеличением рабочей частоты и низкое значение КР — ограни-
чивают область их применения.
Существенно ниже потери при работе на высоких частотах имеют
ГВВ в ключевом режиме с формирующим контуром. Идея такого ГВВ
состоит в том, что паразитные элементы Сп и Ln в этом ГВВ входят в
состав колебательного контура Ск£к (рис. 2.63), транзистор находится в
одном из двух состояний: отсечки или насыщения и открывается и
закрывается в те моменты времени, когда напряжение на коллекторе (на
емкости Q равно нулю.
Схемы ГВВ в ключевом режиме с активной нагрузкой (см. рис. 2.60)
и формирующим контуром (рис. 2.63) одинаковы; различие заключается
лишь в том, что во второй схеме элементы Ск, LK, С62 образуют колеба-
тельный контур, настроенный на частоту, близкую к рабочей.
. Рассмотрим кратко работу такого ГВВ в установившемся режиме.
Пусть транзистор закрыт, а на емкости Ск максимальное напряжение. С
течением времени конденсатор Ск разряжается на индуктивность LK.
В зависимости от внесенного сопротивления потерь в контур R'H =
= (а>£к)2/Лн разряд может идти по одной из трех траекторий (рис. 2.64,6):
1 — затухание слишком велико; 2 — затухание мало; 3 — оптимальное
затухание. При этом затухании в момент t,, когда UK = UCK оказывается
равным нулю, также равны нулю производная dU^ldt = 0 и ток в
катушке контура LK. Ток возбуждения и его частота подобраны так,
что в момент /] открывается транзистор, конденсатор Ск шунтируется
малым сопротивлением гнас и колебательный процесс прекращается.
Появляется ток через индуктивность и нарастает пропорционально вре-
мени (рис. 2.64,в). В момент t2 под воздействием тока возбуждения
транзистор закрывается при напряжении на нем еск = iK (t2) гнас. Начи-
108
Рис. 2.63. Схема ГВВ с формирующим
контуром
Рис. 2.64. Эпюры токов и напряжений в
ГВВ с формирующим контуром
ная с момента г2, текущий через LK ток заряжает емкость Ск. В момент t3
емкость Ск снова зарядится до максимального напряжения, ток через
катушку LK упадет до нуля и начнется следующий цикл (рис. 2.64,г).
Рассмотренный ключевой режим ГВВ называют оптимальным. При
этом режиме потери в транзисторе оказываются минимальными.
Из эпюр на рис. 2.64 видно, что напряжение ек на коллекторе и,
следовательно, на нагрузке R* довольно сильно отличается от гармони-
ческого. Для того чтобы сделать напряжение на нагрузке Лн гармони-
ческим, перед ней включают фильтр (в простейшем случае —
последовательный колебательный контур, настроенный на частоту/р).
Изменение режима ГВВ при этом оказывается незначительным, по-
скольку вносимое сопротивление в контур £кСкСб2 на частоте первой
гармоники сохраняется первоначальным, а уровни второй и высших
гармоник сравнительно малы. Экспериментальные исследования пока-
зывают, что КПД по первой гармонике ГВВ с формирующим контуром
в оптимальном режиме практически равен электронному КПД: т]к) ® т|э,
а максимальная рабочая частота такого ГВВ «(0,2... 1,5)/СпЯн, т.е.
в 2... 15 раз выше, чем для ГВВ с активной нагрузкой. Показатели ГВВ
почти не изменяются в диапазоне рабочих частот/р ® (0,5...0,85)/рез где
- \I2ic'IlkCk — резонансная частота формирующего контура.
Существенным недостатком ГВВ с формирующим контуром являет-
ся довольно высокий пик-фактор напряжения на транзисторе UKmaxa
я (3,3...4) Ек, в связи с чем приходится выбирать пониженные значения
£к, что несколько снижает Р} и КПД.
109
2.20. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Умножители частоты в передатчиках используют для повышения
частоты колебаний в целое число раз. Они применяются в возбудителях
для формирования сетки частот, непосредственно в трактах передатчи-
ков для повышения рабочей частоты, а в передатчиках с ЧМ или ФМ
также и для увеличения индекса модуляции. В многокаскадных передат-
чиках каскад умножения частоты часто включают так, чтобы он делил
тракт передатчика на две части. Поскольку при этом каскады до умно-
жителя и каскады после него будут работать на разных частотах, то
существенно повышается устойчивость всего передатчика. Основными
характеристиками умножителей частоты являются: кратность умноже-
ния частоты л; рабочая частота или диапазон рабочих частот; степень
подавления входного сигнала и побочных частот; энергетические пара-
метры (выходная мощность Рп, коэффициент усиления по мощности КР,
КПД).
У м ножители частоты можно разделить на два класса по типу исполь-
зуемых приборов: 1) умножители на нелинейных активных приборах
(лампы, транзисторы); 2) умножители на нелинейных пассивных прибо-
рах (диоды, варикапы).
Ламповые и транзисторные умножители частоты по существу явля-
ются генераторами с внешним возбуждением и отличаются от рассмот-
ренных выше ГВВ только тем, что выходной контур умножителя
настроен на и-ю гармонику частоты возбуждения, а режим ЭП выбира-
ется таким, чтобы получить максимальные полезную мощность Рп и
КПД. Для умножителей частоты на лампах можно, например, исполь-
зовать схему на рис. 2.6; для транзисторных умножителей — схему на
рис. 2.54. В этих схемах колебательный контур в выходной цепи должен
быть настроен на вторую или третью гармонику входной частоты
(л = 2; 3). Более высокая кратность умножения почти не применяется
из-за резкого снижения Рп и КПД. Колебательные контуры умножите-
лей должны иметь как можно более высокую рабочую добротность Qp,
чтобы снизить в выходном колебании напряжения с частотой возбуж-
дения и других гармоник. Иногда для более сильного подавления этих
нежелательных компонент вместо одного колебательного контура
включают более сложный полосовой фильтр.
Анализ работы ламповых и транзисторных умножителей и расчет
параметров их режимов выполняются так же, как и для ГВВ, работаю-
щих усилителями. Поскольку напряжение (или ток) возбуждения и на-
пряжение на выходном контуре умножителя могут быть приняты
гармоническими, то для получения наибольших полезной мощности Рп
и КПД г] = Р„/Ро следует поставить ЭП в граничный режим.
Предположим, что задана необходимая полезная мощность Рп, вы-
бран тип ЭП и, следовательно, установлены его параметры и выбраны
номиналы напряжений питания. Тогда амплитуду напряжения л-й гар-
Я0
моники на выходе ЭП, соответствующую граничному режиму, можно
определить из (2.15):
UnIV = Ея = Еа [0,5 + 0,5 Vl-8P«/an(0)5^].
Электронный прибор в умножителе частоты обязательно работает с
отсечкой выходного тока (классы В, С). Угол отсечки выходного тока,
например анодного, для ламповых умножителей имеет различные оп-
тимальные значения в зависимости от кратности умножения. В
§ 2.8 было показано, что анодный ток в виде импульсов косинусоидаль-
ной формы с отсечкой можно представить в виде ряда Фурье (2.27).
Коэффициенты этого ряда, если анодный ток задан амплитудой им-
пульса и углом отсечки 6, определяются с помощью коэффициентов
а„(0): = ал(0) 1^. Оптимальный угол отсечки 60пт, при котором
получаются максимальные значения Рл и 1^, равен углу отсечки, при
котором а„(60пт) принимает также максимальное значение:
0опт=12О°/л. (2.76)
Таким образом, для умножителя с л = 3 0ОПТ = 40°. Этот же резуль-
тат получим по рис. 2.19,б.
Если для умножителя частоты задана амплитуда напряжения (тока)
возбуждения, например 17с, то составляющие анодного тока определя-
ются с помощью коэффициентов ул(0): 1^ ~ S (Uc - DUJ ул(0). Здесь,
как и в предыдущем случае, при оптимальном угле отсечки 60пт полезная
мощность Рл, амплитуда Iw и коэффициент ул(0) принимают макси-
мальные значения. Знак величин не имеет значения, поэтому в отличие
от рис. 2.19, на рис. 2.65 приведены графики абсолютных значений
|у„(0)| для п = 2,3,4,5 в зависимости от 0, а также графики g„(6) =
= Уп(О)/уо(6)- Из этого рисунка следует, что графики для |ул(0)| располо-
жены симметрично относительно вертикальной линии при 0 = 90°;
графики же для £л(0) показывают, что значения gn(0) при 0 < 90° прини-
мают существенно большие значения, чем при 0 > 90°. Таким образом,
для умножителя с п = 3 углы отсечки 0 = 60 и 120° равноценны в
отношении полезной мощности, но совершенно не равноценны в
отношении КПД: т]а = Рп/Р0 = 0,5^,(0), поскольку g3(60°) « 0,63, а
g3(120°) ® 0,11.
При кратности умножения п = 4 и выше функции |у„(0)| в интервале
0 < 0 < 90° имеют два или более неровных максимума. Для получения
максимальной мощности Рл следует выбирать 0ОПТ соответствующим
наибольшему максимуму |ул(0)|. Однако на практике чаще исходят из
условия получения наибольшего КПД и принимают за оптимальный
111
Рис. 2.65. Изменение модулей коэффициентов Берга в зависимости от угла отсечки
угол отсечки, соответствующий крайнему левому максимуму |уя(0)|. При
этих условиях оптимальный угол отсечки может быть выбран из условия
0опт=18О°/л. (2.77)
Однако даже при выборе этих оптимальных углов отсечки по мере
увеличения кратности умножения п КПД выходной цепи ЭП остается
низким (меньше 0,3), полезная мощность Рп снижается для выбранного
ЭП почти пропорционально л2. Некоторое ослабление этого снижения
требует резкого увеличения напряжения (тока) возбуждения, при этом
существенно снижается коэффициент усиления каскада по мощности,
требуется увеличенное нагрузочное сопротивление. Наконец, при уве-
личении п уменьшается относительная расстройка n/(n - 1) и л/(л + 1)
между выделяемой гармоникой и гармониками, которые следует пода-
вить, требуется более сложный фильтр, увеличение рабочих добротнос-
тей контуров. По этим причинам в современных передатчиках
применяют умножители сравнительно малой мощности (ватты, доли
ватта) и, как правило, в предварительных каскадах с постоянной рабо-
чей частотой и кратностью умножения не выше л = 3.
В современных диапазонных передатчиках для облегчения операций
настройки применяют так называемые широкодиапазонные неперестра-
иваемые умножители частоты. В этих умножителях выбором режима
работы ЭП и схемы их включения в каскаде добиваются того, чтобы в
спектре выходного напряжения (или тока) каскада полностью отсутст-
вовали (или были значительно ослаблены) составляющие с частотами
112
®, (л - 1) ® и (л + 1) ®. В идеальном случае желательно отсутствие всех
составляющих, кроме полезной с частотой л®. Это позволяет сделать
умножитель частоты широкодиапазонным без переключаемых или
перестраиваемых фильтрующих элементов.
Примером такого умножителя является двухтактный удвоитель час-
тоты (рис. 2.66/j). Благодаря входному трансформатору Трх с заземлен-
ной по радиочастоте средней точкой транзисторы возбуждаются
токами ГБ и /"Б с одинаковыми амплитудами и противоположными
фазами. Коллекторные цепи транзисторов подключены к нагрузке па-
раллельно. Напряжение смещения на базах транзисторов установлено
равным ЕБ - Е, вследствие чего угол отсечки коллекторных токов
0 = 90°.
На рис. 2.66,6 приведены эпюры входного напряжения возбуждения
Um, коллекторных токов Гк и z"K и напряжения на сопротивлении на-
грузки <7Н. При выбранных схеме удвоителя и режимах транзисторов
выходное напряжение состоит из напряжений второй и последующих
четных гармоник. Постоянная составляющая коллекторных токов в
нагрузку не поступает, а амплитуды второй, четвертой и т.д. гармоник
относительно невелики. Наличие нижнего сгиба реальных характерис-
тик iK = f (ig) приводит к дополнительному снижению амплитуд этих
гармоник (см. рйс. 2.66,6, штриховая кривая).
В удвоителе частоты (см. рис. 2.66/j) вместо транзисторов можно
использовать высокочастотные диоды. Однако из-за низкого КПД и
малой выходной мощности умножители этого типа не получили приме-
нения в передатчиках.
В удвоителях частоты описанного вида (см. рис. 2.66/j) особенно
полезно использование полевых транзисторов, у которых нижняя часть
проходной характеристики ic = f (е3) имеет довольно протяженный
Рис. 2.66. Схема двухтактного удвоителя частоты
113
квадратичный участок, на котором крутизна Sg пропорциональна мгно-
венному напряжению на затворе: Sg = К (е3 - Е'^. При гармоническом
возбуждении на затворах е'3 = Е3 + U3 cos <ot и е' = Е3 cos (Dt токи стоков
при Е3 = Е'3 содержат только постоянную составляющую и вторую
гармонику: i'c = i"c = 0,5 KU23 + 0,5 Kl/23 cos 2юг, а напряжение на
нагрузке оказывается гармоническим и имеет частоту 2ф.
В современных передатчиках умножители частоты на транзисторах
работают в диапазоне ниже 5... 10 ГГц. В передатчиках более высокочас-
тотных после оконечного транзисторного усилителя включают один
или несколько умножителей частоты на специальных полупроводнико-
вых диодах-варикапах (варакторах). К этим умножителям предъявля-
ются следующие требования: заданная выходная мощность Рп; высокий
КПД т] = PJP„\ заданный рабочий диапазон частот.
Структурная схема (рис. 2.67) и принцип работы варикапного умно-
жителя следующие. Умножитель состоит из входного полосового
фильтра Ф| с центральной частотой со, варикапа В, выходного полосо-
вого фильтра с центральной частотой лю. На вход фильтра Ф( от
генератора Г (или предварительного каскада) подаются колебания с
частотой со и мощностью Рвх. К выходу фильтра Ф2 подключена нагруз-
ка, на которой рассеивается выходная мощность Полосы пропус-
кания фильтров Ф( и Ф2 не перекрываются. Различают два режима
работы варикапа: 1) варикап даже при максимальных напряжениях на
нем закрыт, угол отсечки тока через варикап 0 = 0; 2) варикап открыт
на части периода входного колебания, угол отсечки тока через варикап
0 > 0. В первом случае входной гармонический ток с частотой со, проте-
кающий через варикап, создает негармоническое напряжение на вари-
капе, вследствие которого возникает гармонический выходной ток с
Частотой то. Происходит преобразование колебаний с одной частотой
в колебания другой частоты. При работе варикапа с отсечкой (0 > 0) в
цепи смещения варикапа появляется постоянный ток — побочный ре-
зультат работы варикапа как выпрямителя. Теоретический КПД вари-
капного умножителя частоты при 0 = 0 равен 1. В действительности
из-за потерь в фильтрах и варикапе КПД < 1.
Рассмотрим причины потерь в варикапе при преобразовании часто-
ты и возможности их минимизации. Эквивалентная схема мощного
варикапа для преобразователей частоты приведена на рис. 2.68. Она
содержит индуктивность выводов LB, резистор Rs — сопротивление
материала полупроводника, резистор Rr — дифференциальное сопро-
Рис. 2.67. Структурная схема умножителя частоты
Нагр.
114
тивление перехода, Св — барьерную емкость закрытого варикапа и
С™* — диффузионную емкость. На рис. 2.69 показаны графики для Св
и в зависимости от мгновенного напряжения на варикапе. Ба-
рьерная емкость иа большем интервале напряжений еъ меняется сравни-
тельно мало (2...4 раза); диффузионная емкость равная нулю при
ев < 0, резко увеличивается по мере приближения ев к Е — напряже-
нию, при котором открывается варикап. Поэтому при теоретических
исследованиях и расчетах вольт-фарадную характеристику варикапов
аппроксимируют двумя отрезками прямых а,а2, (см- Рис 2.69).
Поскольку барьерная емкость Св закрытых варикапов незначитель-
но изменяется при изменении ев и сравнительно мала (десятки нанофа-
рад), то режим варикапа с полностью закрытым переходом
используется только на очень высоких частотах (более 10 ГГц) в удвои-
телях и утроителях частоты.
В умножителях частоты большей кратности и работающих на более
низких частотах обычно используется режим с отпираниемр-л перехода,
когда к барьерной емкости Св добавляется диффузионная емкость, пре-
вышающая первую на несколько порядков. В результате резкого увели-
чения диапазона изменения емкости Св = Св + увеличивается
накапливаемый на ней заряд, возрастает рабочий ток и преобразуется
мощность. При этом и мощность, и КПД умножителя оказываются
достаточно большими даже при высокой кратности л (до 5 — 7).
Условия минимизации потерь в варикапе различны при открытом и
закрытом р-п переходах. При открытом переходе необходимо, чтобы
ток через переход протекал бы в основном через диффузионную емкость
Сдиф, т.е. емкостное сопротивление 1/ юСдаф должно быть много меньше
сопротивления Rr. Рабочую частоту с учетом этого условия можно
определить из неравенства
ш> 10/т___,
(2.78)
где - постоянная времени рекомбинации. Если условие
(2.78) не будет выполняться, то значительный ток потечет через Rr. В
Рис. 2.68. Эквивалентная
схема варикапа
Рис. 2.69. Зависимость емкос-
ти варикапа от напряжения
смещения
115
результате возникнет интенсивное преобразование энергии ВЧ колеба-
ний в энергию постоянного тока, которая будет выделяться по цепи
смещения.
При закрытом переходе в эквивалентной схеме варикапа остаются
LB, Rs и Сп. Отсюда следует, что потери в этом режиме будут малы тогда,
когда емкостное сопротивление 1/соСв много больше сопротивления R*.
Отсюда условие, ограничивающее рабочую частоту сверху при незна-
чительности потерь:
<о < 1/10 C9R&. (2.79)
Наконец, в варикапах имеют место потери из-за конечного времени
гв восстановления закрытого состояния р-n перехода. Эти потери стано-
вятся незначительными, если рабочая частота выбрана с учетом нера-
венства со < 1/10 гв.
Таким образом, в некотором интервале частот, определяемых, с
одной стороны, неравенством (2.76) и-, с другой стороны, неравенствами
(2.77) и (2.78),варикап будет эквивалентен нелинейной емкости с отно-
сительно малыми потерями как в открытом, так и в закрытом состоя-
нии.
На рис. 2.70 приведены эквивалентные схемы умножителей частоты
при параллельном и последовательном включении варикапа. В реаль-
ных варикапных умножителях, работающих в диапазоне СВЧ, входные
и выходные фильтры выполняются в виде волноводных или полосковых
конструкций. При определенных соотношениях между элементами эк-
вивалентных схем они оказываются равноценными, поэтому можно
ограничиться изучением любой из них.
Рассмотрим подробнее схему с параллельным включенисм варикапа
(рис. 2.70,а). Примем, что последовательные контуры входного и вы-
ходного фильтров настроены соответственно на частоту входного со
и выходного лсо колебаний и обладают достаточно высокой добротнос-
тью. Следовательно, через варикап в этом случае могут протекать три
тока.* постоянная составляющая I# (если 0 > 0) и два гармонических
тока: = ^sin со/ и i2 = /„sin mot.
Чтобы представить физические явления, имеющие место при работе
варикапа, сначала рассмотрим более простой случай. Пусть цепь, под-
ключающая выходной фильтр к варикапу, разорвана. На варикап пода-
ны запирающее напряжение Ел и входной ток /] = Z,sin tot, амплитуда
которого, начиная с момента t = 0, увеличивается по линейному закону.
Вольт-фарадную характеристику варикапа аппроксимируем, как было
отмечено выше, двумя отрезками прямой. На рис. 2.71 изображены:
эпюры входного тока (а); вольт-фарадная характеристика варикапа (б)
и эпюра напряжений иа варикапе (в). Аппроксимированная вольт-фа-
радная характеристика варикапа показывает, что варикап имеет посто-
116
Входной фильтр
Выходной филыпр
—о
К нагрузке
—о
Рис. 2.70. Схемы умножителей частоты при Параллельном (а) и последовательном (б)
включениях варикапа
янную емкость С при всех напряжениях ев < Е и бесконечно большую
емкость при ев < Е. Последнее означает, что при любом значении тока
через варикап мгновенное напряжение на нем не может превышать Е.
Из рис. 2.71 ,в видно, что при малых значениях 7( напряжение на варика-
пе ев = Ев Ua cosat, где Ut = IJwC.
По мере увеличения 1{ пропорционально увеличивается амплитуда
Ut напряжения на варикапе вплоть до значения Ut = Е - £в. При
дальнейшем увеличении мгновенное напряжение на варикапе оказы-
вается как бы ограниченным с одной стороны, появляется отсечка на-
пряжения. Угол отсечки можно вычислить из 6 = arccos [(£' - E^IU^.
На интервале отсечки некоторая часть носителей, образующих на-
копленный заряд, рекомбинирует, производя постоянную составляю-
щую тока через варикап /в0.
Для рассмотрений поведения напряжения на емкостном элементе в
умножителе частоты, для которого напряжение ев пропорционально
заряду qB (ea = qJC), удобнее вместо токов и i2 оперировать зарядами
/
qt = jitdt = - — /(со8<в/ = Qicosart ;
о &
I
qn = Jindt = - — Incosnat = gncosjK»f.
о ®
117
Рис. 2.71. Эпюры напряжений на варикапе
Таким образом, в общем случае заряд на варикапе изменяется по
бигармоническому закону:
gB (О = Go+ Gicos <or + Qncos (л<0*+ v)-
Здесь Qo, Qlt Q„ — постоянная составляющая и амплитуды первой и
л-й гармоник заряда соответственно, a у—фазовый угол для заряда л-й
гармоники. Если ввести теперь относительный угол отсечки по заряду
cos 0 = ~6</Gi и относительную амплитуду л-й г армоники заряда
Мй = 2«^Gi > то выражение для ?в (/) будет преобразовано к следующему:
Чъ (О ~ Gi [cos - cos 0 + cos (ncof + у)].
Под действием заряда qt (t) на варикапе возникает напряжение ев (О-
Это напряжение при принятой аппроксимации вольт-фарадной харак-
теристики (см. рис. 2.71,6)
eB(t) = qt(t)IC, еслиев<£'; et(t)=E', если ея>Е'.
На рис. 2.72 в качестве примера приведены эпюры зарядов qt и q„,
зпюра суммарного переменного заряда на варикапе и зпюра напряже-
ния ев (0 на варикапе в утроителе частоты. Анализ показывает, что для
режимов работы с наибольшей преобразуемой мощностью при задан-
ных л, to, С и U^, где Um ® Q/лС, и наименьшими потерями в варикапе
существуют оптимальные значения угла отсечки 0О1ГГ фазового угла
118
Рис. 2.72. Эпюры зарядов на варикапе в утроителе частоты
Van от относительной амплитуды л-й гармоники Мнот. Угол 0^ равен
углу отсечки, при котором |уд (0)| принимает наибольшее значение (см.
рис. 2.65). Оптимальные значения = (-1)"л/2 и Л/яоиг = (sin О^/л.
При этом преобразуемую варикапом мощность можно получить из
выражения
Р„ - (1 - )(л cos cosec 0ОПТ - л ctgO^ + I)2].
Мощность, подводимая к варикапу, должна быть больше Рп на ве-
личину потерь, которые при оптимальных режимах равны несколь-
ким процентам от Рп.
2.21. ДИОДНЫЕ ГВВ ДИАПАЗОНА СВЧ
Ламповые ГВВ (триодные и тетродные) в современных передатчиках
используются вплоть до частот порядка 1... 1,3 ГГц. Например, сущест-
вуют лампы для телевизионных передатчиков мощностью 20...25 кВт
для рабочей частоты 1 ГГц. Для получения сравнительно больших мощ-
ностей (10... 15 кВт в непрерывном режиме) на более высоких частотах
используются лампы бегущей волны (ЛБВ-О) и пролетные клистроны
(см. гл. 9 и 10).
119
В то же время существует ряд радиотехнических систем, например
радиорелейные системы прямой видимости (см. гл. 10), работающих в
диапазоне единиц и десятков гигагерц (при небольших мощностях (мил-
ливатты-десятки ватт). В этих случаях наиболее целесообразно приме-
нение в передатчиках полупроводниковых приборов. На рис. 2.73 пока-
заны частотные диапазоны (выше 1 ГГц), в которых могут использо-
ваться различные приборы.
Наиболее часто для построения ГВВ используются следующие полу-
проводниковые приборы: биполярные и полевые транзисторы, диоды
Ганна и лавинно-пролетные диоды (ЛПД).
Для создания малошумящих усилителей (как правило, для прием-
ных устройств) используются туннельные (ГД) и параметрические
(ПД) диоды. Усилители на туннельных диодах работают в диапазоне
до 10 ГГц и обеспечивают мощность в несколько милливатт. Такие
усилители получили некоторое распространение благодаря высокой
надежности. Усилители на ПД имеют гораздо лучшие шумовые харак-
теристики, чем на ТД, но более сложны из-за местного генератора ВЧ
(генератор «накачки»). Диапазон рабочих частот достигает 10.. .20 ГГЦ,
однако при увеличении рабочей частоты сверх 8...10 ГГц заметно уве-
личивается уровень собственного шума. Мощность на выходе усилите-
ля может достигать от нескольких десятых ватт до 2...5 Вт.
Особенности построения ГВВ на БТ и ПТ, а также возможные режи-
мы работы этих приборов и характеристики получаемых ГВВ были
рассмотрены в § 2.16,2.17 и 2.19. Особенности схемотехнических реше-
ний, учитывающих оптимальное согласование реактивных параметров
транзисторов и элементов схем ГВВ, можно найти, например, в [45].
Необходимость оптимального согласования параметров транзистора и
элементов схемы ГВВ, при котором можно получить наибольшие зна-
чения полезной мощности и КПД, возникает обычно в диапазоне не-
скольких сот мегагерц, в котором транзистор должен рассматриваться
как система с распределенными параметрами. При повышении рабочих
Рис. 2.73. Частотные характеристики
СВЧ приборов:
1 — Р|Г • Вт ГТц; 2— диода Ганна
(ОНОЗ);3 —ЛПД TR; 4—ЛПДТМ;
5— БТ; 6—ПТ; 7—диода Ганна
120
частот ГВВ до 6...8 ГГц при БТ и до 15... 17 ГГц при ПТ выходная
мощность и КПД резко снижаются из-за уменьшения Кр, и использова-
ние этих ГВВ становится неэффективным.
В диапазоне выше 10 ГГц (до 100 ГГц и выше) наиболее эффективны-
ми оказываются ГВВ, выполненные на ЛПД или диодах Ганна. В основе
работы этих приборов лежит явление взаимодействия потока движу-
щихся носителей заряда в материале прибора с электрическим полем в
нем. При этом взаимодействии благодаря модуляции потока носителей
по скорости или плотности, синхронности между первыми гармоника-
ми потока и электромагнитного поля, а также фазовому сдвигу между
ними, равному 180°, происходит увеличение энергии электромагнитно-
го поля за счет энергии потока носителей. Время взаимодействия (Гпр)
определяется временем прохождения носителей через так называемую
область пролета. В зависимости от значения произведения где
со — рабочая частота, по отношению к л электронные приборы можно
разделить на две группы.
Для первой группы (БТ, ПТ, ЛПД, диоды Ганиа в доменном режиме)
выполняется условие <вГпр < п. Основной особенностью приборов дан-
ной группы является резкое снижение выходной мощности при увели-
чении рабочей частоты, когда неравенство <вГпр < п стремится к
равенству.
Ко второй группе полупроводниковых приборов, для которых
®Гпр > л, относится, например, диод Ганна в режиме ОНОЗ (ограничен-
ное накопление объемного заряда). В этом режиме при достаточно
интенсивном отводе тепла от полупроводника можно получить при
непрерывной работе ЭП полезную мощность до 0,3...0,5 Вт при КПД
2...5%. При импульсной работе мощность и КПД могут быть существен-
но выше (2...6 кВт и 5... 15%).
Что касается ЛПД, то для этих приборов характерны два режима,
результирующее различие между которыми сводится к возможности
построения ГВВ в разных диапазонах частот (см. рис. 2.73). В режиме
IMPATT (сокращенно IM), или пролетном, имеют место два явления:
ударная лавинная ионизация (при пробое р-п перехода), приводящая к
генерации носителей заряда и дрейфу последних через пролетную об-
ласть за некоторое время, необходимое для получения определенного
сдвига фаз между выходным током и напряжением на приборе. Как
видно из рис. 2.73, в режиме IM ЛПД может работать в диапазоне до 100
ГГц и более и отдавать мощность до 10...30 Вт при КПД = 5...7%.
Аномальный режим TRAPATT (сокращенно TR) объясняется суще-
ствованием в полупроводнике «захваченной» плазмы и периодическим
перемещением области лавинного пробоя вдоль пролетного участка.
Внешне эта аномальность проявляется в генерировании и усилении
колебаний с частотой в несколько раз меньше, чем в пролетном режиме
121
Рис. 2.74. Эквивалентные схемы диода Гани а и ЛПД
(IM), и в заметно больших значениях выходной мощности и КПД
(100...300 Вт и 10...30%).
Эквивалентная схема диодов Ганна, туннельных и ЛПД очень похо-
жи. На рис. 2.74,в приведена эквивалентная схема диода Ганна, а на рис.
2.74,6 — ЛПД. На этих схемах: RK, LK и Ск — соответственно сопротив-
ления выводов, индуктивности выводов и емкости корпуса; Сд, и
(?д1 — емкость и отрицательная проводимость диода Ганна. Для ЛПД
собственно диод эквивалентен параллельно соединенным С3 — емкости
обратносмещенного р-п перехода, — отрицательного активного со-
противления и Lnp — собственной индуктивности диода.
Вольт-амперные характеристики типового диода Ганна приведены
на рис. 2.75/2. На начальном участке при 0 £ Е £ £пор ток линейно зависит
от напряжения на диоде, при пороговом напряжении £пор ток диода
достигает максимального значения. Далее, когда Е > £пор, ток умень-
шается при увеличении Е (участок отрицательного сопротивления) при-
мерно до значения £А. В случае дальнейшего увеличения Е ток
сохраняет почти постоянное значение. При Е > Етах (величина, задавае-
мая заводом-изготовителем) в диоде может произойти пробой, и он
разрушится. Для расчета рабочих режимов диода вольт-амперную ха-
Рис. 2.75. Вольт-амперная характеристика диода Ганна
122
рактеристику можно аппроксимировать тремя отрезками прямых
(штриховые линии 0 — В, В — А, А — CJ.
При проектировании ГВВ с диодом Ганиа после выбора типа прибо-
ра по диапазону рабочих частот и мощности можно либо использовать
типовой режим с параметрами, указанными в справочниках, например
[74], либо выполнять расчет режима самостоятельно. В этом случае
следует выбрать напряжение источника питания Ео и произвести расчет
по методике, изложенной в [3]. Для получения возможно высокого КПД
и значительной мощности напряжение £0 выбирают примерно равным
£А, а сопротивление нагрузки диода таким, чтобы амплитуда ВЧ напря-
жения на диоде ил = Ел - ED. В этом случае зпюра тока диода будет иметь
такой вид, как на рис. 2.75,6.
При проектировании ГВВ с ЛПД после выбора прибора по диапазо-
ну рабочих частот и мощности целесообразно использовать один из
рабочих типовых режимов, указанных в справочниках, например в [74].
В паспорте диода указывается диапазон рабочих частот, рабочие ток
диода /р, напряжение питания £0 и рассеиваемая мощность для выбора
системы охлаждения.*
Приведем краткие пояснения особенностей работы ЛПД в ГВВ в
режиме IM. Вольт-амперная характеристика ЛПД приведена на рис.
2.76^. Напряжение питания £0 по модулю немного меньше напряжения
пробоя Е^ р-п перехода диода. В стационарном режиме к диоду под-
ведены два напряжения: питающее £0 и переменное ВЧ напряжение с
амплитудой ил, выделенное на колебательном контуре, к которому
подключен диод. При соответствующем выборе £0 и нагрузки ГВВ в
короткие интервалы времени, когда мгновенное напряжение на диоде
Рис. 2.76. Вольт-амперная характеристика ЛПД и эпюры токов в ЛПД
123
|Е0 - ил | > |£прб| (рис. 2.76,6), вследствие ударной лавинной ионизации в
слое умножения возникают импульсы тока инжекции (рис. 2.76,в). Этот
импульс отстает от максимума значения ел примерно на угол п12. Ин-
жектированные электроны проходят пролетное пространство и создают
выходной ток в виде почти прямоугольных импульсов «д (рис. 2.76^) с
ограниченной источником питания амплитудой Z^ и длительностью
0пр = сотпр, где тпр — время прохождения электронов в пролетной облас-
ти. Оно зависит от свойств материала и толщины пролетного слоя.
Параметры этих импульсов определяют постоянную составляющую
тока диода (рабочий ток Zp) 0пр/л и первую гармонику тока
диода
1я1 = л/72 + I2 ,
д| Al В1
где ZAI = -1^ (1 - cos0np)/7t и ZB1 = -Z^ Sin0np /л.
Упрощенная схема ГВВ на генераторном диоде (Ганна, ЛПД, тун-
нельном) приведена на рис. 2.77 д. Здесь Г — предварительный каскад
передатчика с выходным сопротивлением Я,. Напряжение возбуждения
от этого каскада подается на вход I циркулятора Ц, снимается с входа
2 и через согласующую цепь подводится к колебательному контуру, к
которому подключен генераторный диод Д. Усиленный сигнал через
согласующую цепь СЦ возвращается к циркулятору и с выхода 3 посту-
пает в нагрузку RH. На схеме показаны также блокировочный дроссель
Др (включаемый при работе на гармониках) и источник питания диода
ИП. В качестве колебательных контуров используются полосковые,
коаксиальные или волноводные резонаторы.
Согласующая цепь состоит из реактивных элементов и реализует две
задачи: 1) компенсирует реактивности генераторного диода, показан-
ные на эквивалентных схемах (рис. 2.74,а и б), а также на схемах входа
и выхода ГВВ, обеспечивая в цепи активное сопротивление нагрузки; 2)
выполняет вместе с колебательным контуром необходимую трансфор-
мацию сопротивления Ян к требуемому сопротивлению нагрузки диода.
Иногда для облегчения реализации этих задач используют не одну со-
гласующую цепь, а две или даже три, подключенные к разным входам
циркулятора.
Иногда по технологическим соображениям циркулятор в ГВВ заме-
няют двумя ферритовыми вентилями. В схеме на рис. 2.77,6 вход 1 и
выход 3 соответствуют входу 1 и выходу 3 циркулятора в схеме на рис.
2.77,а, 4и6—ферритовые вентили, а элемент 5 содержит согласующую
цепь, генераторный диод и источник питания. Характеристики источ-
ника питания зависят от типа применяемого в ГВВ диода. Для ГВВ с
диодами Ганна требуются источники со стабилизированным напряже-
нием (3...8 В), для ГВВ с ЛПД — источник стабилизированного тока,
как правило, с высоким выходным дифференциальным сопротивлени-
124
Рис. 1^П. Структурная схема ГВВ на генераторном диоде
ем. Величина рабочего тока 1р и необходимое напряжение (30... 130 В)
определяются по рекомендациям завода-изготовителя.
Схема ГВВ, обеспечивающая работу ЛПД в режиме TR (на частотах
/TR в несколько раз ниже, чем в режиме IM /1М), отличается усложнен-
ной согласующей цепью. В эту цепь дополнительно вводятся полувол-
новая длинная линия с входной емкостью и фильтр НЧ, подавляющий
колебания с частотой/1М. При определенном выборе параметров этой
линии можно получать на ее входе, подключенном к ЛПД, периодичес-
ки короткие импульсы с напряжением приблизительно 2Епр6. При этом
образуется лавинная ударная волна, способствующая переходу обед-
ненного слоя диода в плазменное состояние, с очень высокой электри-
ческой проводимостью. Благодаря этому диод может работать с
большими токами, а ГВВ — отдавать более высокую мощность.
В заключение отметим, что при работе ЛПД в режиме TR ток диода
содержит мощную вторую гармонику и при соответствующем постро-
ении схемы ГВВ можно получать высокую мощность на частотах 2/TR.
Однако вследствие высокого уровня шумов ГВВ на ЛПД в режиме TR
этот режим используется редко.
Контрольные вопросы
1. Дайте определение генератора с внешним возбуждением н нарисуйте принципиальные
схемы ГВВ с различными электронными приборами.
2. Какие электронные приборы применяются в передатчиках различных назначений?
3. Каковы особенности статических характеристик различных ЭП и условия, при кото-
рых снимались характеристики?
4. В чем существо метода анализа работы ГВВ при идеализации статических характерис-
тик ЭП, достоинства, недостатки?
5. Каковы условия, при которых ЭП работает в недонапряженном, граничном или
перенапряженном режиме при колебаниях класса А или В?
6. Что такое ключевой режим? В чем различие условий работы ЭП в ключевом и
перенапряженном режимах?
7. Нарисуйте принципиальные схемы ГВВ с общим управляющим электродом (ОС, ОБ,
ОЗ). В чем преимущества и недостатки ГВВ с такими схемами по сравнению с ГВВ с
ОК, ОЭ, ОН?
125
8. В чем заключаются главные результаты метода анализа работы ГВВ при идеализации
статических характеристик ЭП?
9. Рассмотрите, как меняются параметры ГВВ при независимом изменении одного из них
(например, £„ Ес, Uc, R3).
10. В чем заключается метод моделирования ГВВ на ЭВМ, достоинства, недостатки
метода, преимущества перед методом анализа работы с ГВВ при идеализации СХ ЭП?
11. Принципиальные схемы и особенности работы умножителей частоты, применяемых
в передатчиках.
12. Каковы особенности каскадов передатчиков диапазона СВЧ: применяемые ЭП,
режим ЭП, структурная схема ГВВ?
13. Сформулируйте задачи, относящиеся к ГВВ, для решения которых материал этой
главы недостаточен.
Глава 3. Схемы генераторов с внешним
возбуждением
3.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В гл.2 при изучении теории генераторов с внешним возбуждением
основное внимание уделялось особенностям работы (режимам работы)
мощных ЭП с целью получения наилучших энергетических показателей.
В этой главе будут рассмотрены особенности построения пассивных
цепей, устанавливаемых на входе и выходе ЭП в ГВВ, т. е. схемы гене-
раторов, а также ряд специальных вопросов: параллельное и двухтакт-
ное включения ЭП, сложение мощностей большого числа ВЧ генера-
торов, выходные фильтрующие цепи и цепи согласования с антенной.
Пассивные цепи, входящие в ГВВ, условно можно разделить на цепи
связи (ЦС), реализующие Заданные характеристики ЭП по переменному
току, и цепи питания и смещения, обеспечивающие подачу на ЭП посто-
янных напряжений. Поэтому сперва рассмотрим построение ЦС отдель-
но для узко- (резонансных) и широкодиапазонных генераторов, а затем
цепи питания этих генераторов по постоянному току.
3.2. ВХОДНЫЕ, МЕЖКАСКАДНЫЕ И ВЫХОДНЫЕ
ЦЕПИ СВЯЗИ
Между источником ВЧ сигнала, ЭП и нагрузкой включаются ЦС,
которые разделяются на входные, межкаскадные и выходные. В качест-
ве примера рассмотрим двухкаскадный генератор, структурная схема
которого приведена на рис.3.1. Основными требованиями, предъявляе-
мыми к цепям связи, будут следующие:
1) трансформировать на основной частоте ш комплексное сопротив-
ление нагрузки ^(го) в такое в общем случае комплексное сопротивле-
ние Z^(<o), которое является оптимальным (близким или равным Лэкв)
для ЭП. В противном случае генератор будет работать в невыгодном
режиме, при этом возможны снижения его выходной мощности и КПД,
а также возникновение искажений передаваемого сигнала (см. § 2.9). В
частности, в нашем примере, если второй каскад является оконечным
каскадом передатчика, то его нагрузкой может быть непосредственно
127
Рис. 3.1. Структурная схема двухкаскадного генератора
входное сопротивление антенны 2^(й>) либо входное сопротивление
фидера Иф(со) или согласующего устройства Zcyifo), которые включа-
ются перед антенной, либо входное сопротивление выходной колеба-
тельной системы, устанавливаемой на выходе передатчика для
заданного подавления высших гармоник. В межкаскадных цепях на-
грузкой служит входное сопротивление ЭП последующего каскада
Z„3ri((o), которое должно трансформироваться в ZBt(<o), оптимальное
(близкое или равное Лэкв) для ЭП предыдущего каскада. Входная цепь
первого усилительного каскада должна обеспечивать Z^cb), близкое
к оптимальной нагрузке для задающего генератора или его буферного
каскада либо возбудителя или синтезатора частоты передатчика. На
рис. 3.1 они представлены в виде генератора Ur(d) с внутренним сопро-
тивлением Zr(co);
2) обеспечивать определенные входные сопротивления выходных и
межкаскадных ЦС на частотах высших гармоник ZBV(nco) и аналогично
выходные сопротивления для межкаскадных и входных ЦС Z_„v(na>).
Это связано с тем, что в мощных каскадах ЭП, как правило, работают
в нелинейных режимах (см. гл. 2). В большинстве схем ГВВ достаточно
обеспечивать значения этих сопротивлений относительно низкими или
относительно высокими по сравнению с их значениями на основной
частоте. Например, в ламповых ГВВ с резонансной нагрузкой обычно
выполняются условия |ZF.(ng>) |« |ZBKB(a>)|, |Z..„(nca) |« |Zbx(<b)| и тем
самым обеспечиваются близкие к гармоническим формы напряжений
на аноде и на входе лампы. Однако в генераторах, работающих в бигар-
моническом режиме, и в ключевых генераторах с формирующим конту-
ром ЦС должны иметь вполне определенные входные и выходные
сопротивления на частотах высших гармоник (см. § 2.13 и 2.19). Кроме
того, ЦС должны обеспечивать, как правило, достаточно низкие или
достаточно высокие входные и выходные сопротивления на частотах
много ниже и выше рабочего диапазона, чтобы исключить полностью
128
или свести до минимума опасность возникновения паразитных колеба-
ний (см. гл. 5);
3) задерживать (отфильтровывать) высшие гармоники в нагрузке (на
входе следующего каскада, антенны или ее согласующего устройства
для оконечного каскада) так, чтобы их мощность не превосходила до-
пустимого значения;
4) вносить незначительные потери мощности, т. е. обеспечивать вы-
сокий КПД ЦС на основной частоте;
5) выдерживать в широкодиапазонных генераторах заданные харак-
теристики в рабочем диапазоне частот. В частности, при их построении
необходимо учитывать увеличивающиеся с ростом рабочей частоты
проводимости входных и выходных емкостей ЭП и сопротивления ин-
дуктивностей их выводов. Кроме того, в щирокодиапазонных ЦС
может предусматриваться.компенсация снижения от частоты коэффи-
циента усиления по мощности ЭП;
6) предусматривать работу при заданном уровне колебательной
мощности, токах и напряжениях.
Кроме перечисленных предъявляются также требования к стоимос-
ти, габаритным размерам, массе, надежности и др.
Так как невозможно одинаково хорошо удовлетворить все перечис-
ленные требования, то в зависимости от конкретных условий некоторые
из них приходится считать главными, а другие — второстепенными. В
частности, при построении ЦС предварительных и предоконечного кас-
кадов основными являются требования трансформации сопротивления
нагрузки Z„((o) к заданному значению Z,x(o>) на основной частоте. При
этом правильное их проектирование позволяет достигнуть одновремен-
но достаточное подавление высших гармоник на входе следующего
каскада. Здесь не требуется, чтобы ЦС обеспечивали высокий КПД,
поскольку все, вместе взятые, предварительные и предоконечный каска-
ды обычно потребляют мощность, значительно меньшую, чем потреб-
ляемая выходным каскадом.
При построении выходной ЦС оконечного каскада добавляются
противоречивые требования, касающиеся получения высокой степени
фильтрации высших гармоник в нагрузке при сохранении заданной
полосы пропускания (или диапазона рабочих частот), максимального
КПД и возможности работы при высоком уровне колебательной мощ-
ности. Поэтому здесь часто задачуфильтрации высших гармоник пере-
кладывают на отдельно устанавливаемую и проектируемую выходную
колебательную систему передатчика (см. § 3.9).
3.3. СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРОВ С РЕЗОНАНСНЫМИ
ЦЕПЯМИ СВЯЗИ
Особенности построения ЦС резонансных (узкоднапазонных) гене-
раторов рассмотрим на примере промежуточных (предварительных)
129
каскадов. Поскольку здесь не предъявляются высокие требования к
фильтрации высших гармоник и КПД, ЦС стремятся выполнить с пре-
дельно простым способом регулировки, с минимальным числом кон-
трольно-измерительных приборов. Пример построения межкаскадной
цепи ламповых генераторов в виде параллельного LC,-контура приве-
ден на рис. 3.2. Емкостная связь с последующим каскадом образована
делителем из С2, С3. Блокировочные Сбл и разделительные конденса-
торы, а также дроссели L6n обеспечивают подачу напряжении анодного
питания и сеточного смещения. Выбор их значений обсуждается в § 3.5.
Нагрузкой является резистивная составляющая входного сопротив-
ления второй лампы по первой гармонике Rm = UJIcX, зашунтированная
емкостью Свх. Для стабилизации эквивалентного нагрузочного сопро-
тивления ZBX(<o) = /?экв по первой гармонике для первой лампы, а также
для повышения устойчивости работы генератора ценой снижения коэф-
фициента усиления по мощности вторую лампу часто по входу шунти-
руют дополнительным резистором Raon- Величина Raon может быть
соизмерима или даже много меньше А . Поэтому мощность, разви-
ваемая предыдущим каскадом: Р, = 0,5[/а2/Яэхв, частично поступает на
сетку второй лампы Rc = 0,5t7c2/ABX, а частично рассеивается непосред-
ственно в /?доп: Рдоп = 0,51/С2/ЯДОП.
Результирующее сопротивление нагрузки RH = Адоп/?вх/(/?доп+Авх)
трансформируется в сопротивление R3KB для лампы предыдущего каска-
да.
Входное и выходное сопротивления ЦС на частотах высших гармо-
ник определяются в первом приближении соответственно емкостями Ct
и С3. Если емкости достаточно велики, так что + С_М,)«Р,,.,
1/ш(С3 + СВХ)«ЛИ, то обеспечиваются гармонические формы напряже-
ния на аноде первой лампы и управляющей сетке — второй. При этих
условиях коэффициент трансформации (деления) напряжения определя-
ется только емкостями и оказывается частотно-независимым:
Рис. 3.2. Схема резонансной межкаскадной цепи связи ламповых генераторов
130
Uc/UB = C2/(C2+C3 + CBX).
Индуктивность контура выбирается из условия настройки в резонанс
на частоту первой гармоники:
ш = 1АЦС, + Свых + С2(С3 + СВХ)/(С2 + С3 + Свх).
Емкость связи С2 выбирается из условия трансформации сопротив-
лений
ЛЖВ/ЯН = [(С2 + С3 + СВХ)/С2]2.
Это соотношение следует из условий баланса мощностей ?! =
= O.SU,2//?^,, отдаваемой первой лампой, и Ря = 0,5Ц.2/Ян, рассеивае-
мой в сопротивлениях Rmn и RtJ..
Резонансная ЦС с емкостной связью, с одной стороны, позволяет:
1) легко учитывать емкости ламп С11а и Свх (в нашем примере соот-
ветственно в выражениях для С( и CJ. При этом не образуется дополни-
тельных паразитных контуров;
2) осуществлять настройку и перестройку LC-контура в заданном
диапазоне частот одновременно изменением L и С(. При этом коэффи-
циент трансформации нагрузочных сопротивлений R3KJRK и коэффици-
ент деления напряжений UJUa будут сохраняться Неизменными.
С другой стороны, применение резонансных ЦС ведет к неоправдан-
но большим контурным токам (напряжениям) и реактивным мощнос-
тям в LC-элементах и, значит, к большим потерям в них.
В нашем примере на рис. 3.2 заданными являются напряжения Ua, Uc
и Uc2. Токи в элементах ЦС определяются как IL = Ua/(o L, ICi _ U^atCf,
Ici = I/qCoCj, /q = U(&C3.
Далее рассчитываются реактивные мощности: PL = 0,5l7£/t; Pc -
- Q,5U(JC и мощности диссипативных потерь в них: PLnm = 0,5I2LrL,
^оют = ^^2с8с> где rL = <»UQl — эквивалентное сопротивление
потерь в катушке индуктивности; gc = <oC/Qc — эквивалентная
проводимость потерь в конденсаторе; QL и Qc соответственно доброт-
ности L и С элементов на заданной частоте со. Таким образом, при
выборе и конструировании конденсаторов и катушек индуктивности
исходными являются не только их номинальные емкости и индуктив-
ности, но и реактивные мощности в них и допустимые значения токов,
напряжений и реактивной мощности, а также достижение малых дисси-
пативных потерь, чтобы снизить рассеиваемые в них мощности и упрос-
тить их охлаждения.
Для выполнения указанных требований контурные катушки наматы-
ваются (неплотно) из толстого медного посеребренного или черненого
(для лучшего охлаждения) провода, ленты или труб круглого, прямо-
угольного или квадратного сечения. Каркасы для них делаются не-
сплошными (для лучшего охлаждения). Витки закрепляются на рейках
131
или стержнях из высокочастотного материала (микалекс, радиофар-
фор). При больших токах возникает необходимость принудительного
воздушного или водяного охлаждения катушки индуктивности. При
водяном охлаждении вода циркулирует внутри трубы, из которой вы-
полнена индуктивность.
Различают три основных типа катушек переменной индуктивности:
катушки с изменяющимся числом витков; вариометры с вращающейся
или перемещающейся одной катушкой-ротором внутри другой катуш-
ки-статора; магнитные вариометры. Катушки первого типа имеют ци-
линдрическую или спиральную намотку. Вращением скользящего
контакта катушки можно изменять число действующих витков катушки
и, следовательно, ее индуктивность. Для обеспечения лучшего скользя-
щего контакта катушку наматывают лентой или трубкой прямоуголь-
ного профиля. Во избежание резонанса в нерабочей части катушки ее
витки обычно замыкаются дополнительными скользящими контакта-
ми. У катушек второго типа — вариометров — суммарная индуктив-
ность определяется индуктивностями катушки-ротора и катушки-
статора и взаимной индуктивностью между ними, значение которой
изменяется путем вращения ротора или перемещением спирали, укреп-
ленной-на подвижной раме. Вариометры с вращающимся ротором
имеют цилиндрическую или сферическую форму намотки, а с переме-
щающейся спиралью — плоскую. Магнитные вариометры выполняют-
ся на основе магнитопровода из феррита, имеющего дополнительную
подмагничивающую обмотку. При изменении тока в этой обмотке из-
меняется магнитная проницаемость магнитопровода и, следовательно,
индуктивность вариометра.
В отличие от катушек индуктивностей конденсаторы выполняются
промышленностью в широком ассортименте. На конденсаторах указы-
ваются предельно допустимые электрические характеристики, в част-
ности предельные значения напряжения и реактивной мощности
Ргдоп. Находят применение керамические и вакуумные конденсаторы,
значительно реже — воздушные. Вакуумные конденсаторы имеют на-
именьшие потери, а также из-за более высокого пробивного напряжения
позволяют располагать пластины конденсаторов гораздо ближе и полу-
чать существенно большие величины их емкостей.
Переменные конденсаторы выполняются воздушными и вакуумны-
ми. При небольших напряжениях применяют воздушные переменные
конденсаторы, а при больших — в основном вакуумные из-за их более
высокой электрической прочности при том же коэффициенте перекры-
тия емкости C^JC^. Ассортимент переменных вакуумных конденса-
торов, выпускаемых промышленностью, достаточно широк. Это
позволяет осуществлять как дискретную, так и плавную подстройку ЦС
с помощью индуктивностей и конденсаторов.
132
В современных передатчиках, и в первую очередь в транзисторных,
межкаскадные цепи строят в виде Г-, П- и Т-образных контуров. Согла-
сующие Г-, Т-, П-цепочки выполняются в виде ФНЧ: в продольных
ветвях включаются индуктивности, в поперечных — емкости (рис. 3.3).
При этом обеспечивается лучшая фильтрация гармоник и одновремен-
но выходные емкости и индуктивности выводов транзисторов (ламп)
сравнительно просто включаются в соответствующие LC-элементы
либо образуют отдельные согласующие звенья. Наконец, такие колеба-
тельные цепи довольно легко реализуются в виде как сосредоточенных
элементов на частотах до 10...18 ГГц (при небольших уровнях токов,
напряжений и реактивной мощности), так и распределенных на основе
коротких отрезков длинных линий на частотах свыше 100...300 МГц.
Согласующая Г-цепочка обеспечивает заданную трансформацию ре-
зистивных сопротивлений R2 в А, на заданной частоте со (на рис. З.З/х
А1 > А^. Согласующие «Т- и П-цепочки (рис. 3.3,б,в) строятся в виде
последовательного соединения двух Г-образных цепочек, поэтому до-
пускается произвольное соотношение сопротивлений (А, больше или
меньше А2.. Правая цепочка трансформирует А, в некоторое сопро-
тивление л0, а левая Aq — в А,. В П-цепочке А*п)0 выбирается меньше
меньшего из А1 и А2; наоборот, в Т-цепочке А(т)0 — больше большего из
А, и А2 (см. рис. 3.3,д). Таким образом, Т- и П-цепочки трансформируют
«скачкообразно» А2 в Aq и затем Ао в А1, в отличие от одной нли от двух
последовательно включенных Г-цепочек, у которых промежуточное со-
противление А(г)0 можно выбирать близким к среднегеометрическому
А(г)0 = ^А,А2 (см. рис. 3.3,д').
Поскольку потери в Г-цепочке минимально возможные и пропорци-
ональны коэффициенту трансформации г = А/А2, то переход от Г- к П-
или Т-цепочке ведет к значительному возрастанию потерь относительно
минимальных (в 3...5 раз и более). Поэтому переход от Г- к П- и Т-це-
Рис. 3.3. Согласующие цепочки на реактивных LC-элементах :
а — Г-цепочка; б —Т-цепочка;л —П-цепочка;г — Г-цепочка с увеличенной
индуктивностью; () — диаграмма трансформации сопротивлений
133
почкам целесообразен только с целью повышения фильтрации высших
гармоник, удобства настройки и перестройки, необходимости учета
емкостей и индуктивностей выводов транзисторов и ламп в L и С-эле-
ментах их согласующих цепей. В частности, при уменьшении Я(п)0 в
П-цепочке или увеличении Я(т)0 в Т-цепочке ценой увеличения в иих
потерь возрастают их резонансные свойства, сужается полоса пропус-
кания, но увеличивается фильтрация высших гармоник.
В каскадах ламповых передатчиков широко используются П-цепоч-
ки. Входные и выходные емкости ламп учитываются в емкостях (или
образуют емкости) П-цепочки. В транзисторных каскадах наряду с 11-
цепочками часто применяют Г- и Т-цепочки. Индуктивности выводов
транзистора и паразитные индуктивности других элементов схемы (ре-
зисторов, разделительных конденсаторов) и монтажа учитываются в
индуктивностях (или образуют индуктивности Г- и Т-цепочек).
Пример использования в качестве межкаскадной колебательной
цепи двух последовательно включенных Г-образных цепочек приведен
на рис. ЗА,а. Две цепочки последовательно трансформируют резистив-
ную составляющую входного сопротивления второго транзистора в
оптимальное нагрузочное сопротивление для первого транзистора.
Часто генератор (одно- или многокаскадный) выполняется в виде
отдельного законченного блока (модуля). В этом случае на входе пер-
вого каскада устанавливаются цепочки для согласования с волновым
сопротивлением кабеля, подключающего возбудитель, а на выходе пос-
леднего каскада ставят цепочку для согласования с кабелем, идущим к
нагрузке. Примеры построения таких цепочек показаны на рис. 3.4,б,в.
Рис. 3.4. Схемы входных, межкаскадных и выходных цепей связи транзисторных
генераторов
134
Согласующие Г-,Т-, П-цепочки трансформируют произвольные на-
грузочные сопротивления на одной частоте. Практически полоса про-
пускания в генераторах с такими цепочками может составлять
10...20 %. При более широкой полосе, когда коэффициент перекры-
тия по частоте К} = fjfn > 1,1... 1,2, ЦС выполняют в виде НЧ
фильтров — ФНЧ-трансформаторов, которые представляют (рис. 3.5)
последовательное соединение нескольких Г-цепочек. Этот трансформа-
тор также обеспечивает произвольную трансформацию резистивных
сопротивлений RH в Rtx с некоторым допустимым отклонением AZBX
относительно в рабочей полосе частот от <он до <ов и одновременно
фильтрацию на частотах со > сов. Чем больше (или меньше) коэффициент
трансформации г = R„/RK отличается от единицы, чем меньше допусти-
мое отклонение AZBX и чем больше коэффициент перекрытия по частоте
Kj, тем требуется большее число Г-цепочек, т. е. Сложнее получается
ФНЧ- трансформатор и труднее его настраивать. Поэтому практически
ФНЧ-трансформаторы применяют при г < 10 или г > 0,1 и Kj < 2...3. При
этом число LC-элементов ФНЧ-трансформатора не должно превышать
6 — 8. Примером использования ФНЧ-трансформатора может служить
схема на рис. 3.4,а.
С ростом частоты уменьшаются требуемые индуктивности согласу-
ющих цепочек, что затрудняет их практическую реализацию, особенно
при L < 10...20 нГн. Можно увеличивать индуктивности до конструк-
тивно выполняемой величины Lx. При этом дополнительную индуктив-
ность £доп = Lz - £рвсч надо скомпенсировать последовательно включен-
ным конденсатором с емкостью Сдоп = 1 /со2 £доп, настроенным в резонанс
с ней (см. рис. 3.3,г). Очевидно, что чем больше Lарп, тем меньше Сдоп,
ярче выражены резонансные свойства и лучше фильтрация высших
гармоник, но уже полоса пропускания и больше потери.
На высоких частотах кроме уменьшения абсолютных значений L и С
все большую роль начинают играть межэлектродные емкости лампы и
индуктивности ее электродов. Одновременно геометрические размеры
лампы соизмеримы с длиной волны, поэтому электроды лампы стано-
Рис. 3.5. Схемы ФНЧ-трансформаторов
135
вятся частью колебательной стстемы. Конструкция лампы, и в частнос-
ти выводов ее электродов, во многих случаях предопределяет конструк-
цию внешней части колебательной системы. Поскольку в открытых
колебательных системах, например на отрезках двухпроводных длин-
ных линий с укорочением волны, резко возрастают потери за счет излу-
чения, на частотах выше 100 МГц колебательные системы ламповых
генераторов выполняют в виде объемных резонаторов. Формы резона-
торов могут быть различными: цилиндрические, тороидальные, коак-
сиальные, радиальные, прямоугольные, полосковые и т. д. Однако
поскольку современные генераторные лампы имеют коаксиальную
конструкцию, то используются главном образом коаксиальные, реже
прямоугольные резонаторы.
Перечисленные выше особенности построения колебательных сис-
тем на высоких частотах для ламповых генераторов остаются справед-
ливыми и для транзисторных. Однако благодаря низким питающим
напряжениям и большим рабочим токам и, как следствие этого, неболь-
шим входным и нагрузочным сопротивлениям (десятки, единицы и даже
доли ом) колебательные системы иа сосредоточенных LC-элементах
выполняют на частотах до 1...2 ГГц, а в микроминиатюрном исполне-
нии— до 10...18 ГГц.
Конструктивно транзисторы выполняют с .минимальными индук-
тивностями выводов и в первую очередь — с наименьшей индуктивнос-
тью общего вывода. Для этого часто эмиттерный вывод в схеме с ОЭ
(или базовый в схеме с ОБ) соединяют непосредственно с корпусом
прибора, а остальные выводы делают в виде широких полосок. При
этом межэлектродные емкости и индуктивности выводов транзистора
относительно просто компонуются с остальными LC-элементами коле-
бательной системы, выполненными в виде «полосок». На относительно
низких частотах (до 3...30 МГц), например в схеме на рис. 3.4,а,
при расчете емкости С{ достаточно учитывать выходную емкость
первого транзистора: С1дейс1в = С1расч - Свых; при расчете индуктив-
ности L2 — индуктивность базового вывода второго транзистора:
^Тдейств ~ ^2расч ~ ^выв'
На частотах выше 30... 100 МГц при расчетах выходной ЦС необхо-
димо также учитывать индуктивность коллекторного вывода, а при
расчете входной ЦС — емкость между базовым выводом и корпусом,
т. е. требуется учитывать Г-цепочки, образованные «внутри» транзисто-
ра. Более того, выпускаются специальные транзисторы, предназначен-
ные для работы на УКВ и СВЧ, внутри корпуса которых (см. рис. 3.4,г)
во входной цепи добавлено специально несколько LC-элементов, обра-
зующих ЦС в виде ФНЧ-трансформатора и повышающих входное со-
противление транзистора до 0,5...1,0 Ом в диапазоне рабочих частот
100...200 МГц и выше. У ряда СВЧ транзисторов аналогичные ЦС
устанавливаются в коллекторной цепи.
136
Как отмечалось, колебательные цепи ламповых генераторов выпол-
няются на сосредоточенных LC-элементах на частотах до 30... 100 МГц,
а на более высоких — с применением объемных резонаторов на базе
коаксиальных линий. Хотя в транзисторных генераторах колебатель-
ные цепи на сосредоточенных LC-элементах реализуются на частотах до
1...2ГГц,а в отдельных случаях до 10... 18 ГГц, начиная с частот 100...300
МГц их часто также выполняют частично или полностью на распреде-
ленных LC-элементах, главным образом на отрезках несимметричных
полосковых линий. Это объясняется тем, что при реализации LC-эле-
ментов на длинных линиях можно более точно выдержать значения их
параметров и тем самым получить более точные характеристики проек-
тируемых ЦС. Однако из-за потерь в диэлектрике полосковых линий
получаемые LC-злементы оказываются с меньшей добротностью.
Покажем, как отрезок длинной линии (двухпроводной, коаксиаль-
ной, полосковой симметричной или несимметричной) можно использо-
вать как элемент колебательной системы. Входное сопротивление
длинной линии, нагруженной на некоторое комплексное сопротивление
Z„ (рис. 3.6,а).
Z Z
ZBX = ZH[l+j^tg9]/[l+j^tg0], (3.1)
где Zf — волновое сопротивление линии; 0 = 36(We^7/X или 0 =
= 2тгУЁ^7/А. — электрическая длина линии в градусах или радианах;
/э = или I = — электрическая или геометрическая длина
линии в метрах; X—длина волны в метрах; — эффективная диэлект-
рическая проницаемость.
Для практики представляют интерес следующие частные случаи.
В)
Рис. 3.6. Двухпроводная длинная линия и ее эквивалентные схемы
1. При относительно низкоомной нагрузке |ZH|/ZC < 0,3 и малой
электрической длине /э < А/8, когда tgO < 1, в знаменателе (3.1) можно
пренебречь вторым слагаемым:
« jZftgO + Z* « Мэкв + Z,
(3-2)
Z Z 2л/
где Ьж. = —tgO »----— =------с = сА/2л — скорость света.
СО СО Л с
Таким образом, линия эквивалентна последовательной индуктив-
ности, величина которой не зависит от частот'ы (рис. 3.6,6).
2. При относительно высокоомной нагрузке |Z„|/ZC > 3 и малой
электрической длине /э < Х/8, когда tg0 < 1, в числителе (3.1) можно
пренебречь вторым слагаемым:
Ьх = - 4‘ge + j-=>СэкВ + (3-3)
—ВХ С —Н —Н
гДе сэ«в = -у tge я
coZf
1
coZf X cZc
Таким образом, линия эквивалентна параллельной емкости, величи-
на которой не зависит от частоты (рис. 3.6,в).
3. При относительно высокоомной нагрузке \ZMVZC > 3 и электричес-
кой длине, находящейся в интервале от Х/8 до ЗХ/8, т. е. не более чем в
0,5...1,5 раза отличающейся от Х/4, когда |tgG| > 1, в знаменателе (3.1)
можно пренебречь единицей:
z^-jz.ctge + z^/z,
Частотная зависимость реактивной составляющей Увх = -Zfctg6
близка к частотной зависимости реактивного сопротивления последо-
вательного АС-контура Х1С((о) = ©А - 1/<вС вблизи его резонансной
частоты. Поэтому линию можно представить последовательным соеди-
нением, состоящим из АэквСэкв-контура и сопротивления нагрузки
ZH,KB = Zj/Z* (рис. 3.6,г). Величины Ажв и Сэкв выбираются из условия
настройки контура на частоту ц, = 1/^£эквСэкв, на которой электричес-
кая длина линии равна Х/4, а также из условия, что при расстройках в
пределах |(<о - соо)/с%| < 0,2...0,3 обеспечивалось равенство А'/ С(со) = Х'вх(ю)
линии. Для этого характеристическое сопротивление контура выби-
рается в 2 раза меньше волнового сопротивления линии: р = <п^/.Экв=
= 14C3I<B = 0,5Zf.
4. При относительно низкоомной нагрузке |ZH|/Zf < 0,3 и электричес-
кой длине, находящейся в интервале от Х/8 до ЗХ/8, т. е. не более чем в
138
0,5... 1,5 раза отличающейся от А/4, когда |tg0| > 1, в числителе (3.1) можно
пренебречь единицей:
Проводя аналогичные третьему случаю рассуждения, можно линию
представить параллельным С,„-контуром и эквивалентным сопро-
тивлением нагрузки ZH3KB = Z2^ (рис. 3.6,д). Величины £экв и Сэкв
выбираются из условия настройки контура на частоту
на которой электрическая длина линии равна Х/4, а также из условия
равенства реактивной проводимости контура BLC(co) = ®СЭКВ - 1 /wL3KB
реактивной составляющей Вт = (- 1/ZC) ctg0 входной проводимости
линии при расстройках в пределах |(ш - ш0)/ш0| < 0,2...0,3. Для этого
характеристическое сопротивление контура выбирается в 2 раза выше
волнового сопротивления линии: р = ш0£зкв = 1/<d0C31(b = Не-
важно отметить, что в 3-м и 4-м случаях, когда электрическая длина
не более чем в 0,5... 1,5 раза отклоняется от Х/4, линия осуществляет
инверсию (обратную трансформацию) нагрузочного сопротивления
(2H^2H3ia, = Z?/ZB).
Рассмотрим особенности построения колебательных цепей лампо-
вых и транзисторных генераторов с использованием отрезков длинных
линий. В ламповой технике главным образом используются коаксиаль-
ные колебательные системы, которые обеспечивают высокую собствен-
ную добротность, малое излучение электромагнитной энергии в
окружающее пространство и удобно соединяются (стыкуются) с мощ-
ными лампами УКВ-СВЧ диапазонов, имеющими асимметричную пи-
рамидальную конструкцию кольцевых выводов всех электродов.
Наибольшее распространение получили два варианта конструкций:
с одно- и двухсторонним (по отношению к лампе) расположением резо-
наторов. В качестве примера на рис. 3.7/2 и б показаны соответственно
упрощенная конструкция с двухсторонним расположением резонаторов
и эквивалентная электрическая схема УКВ-СВЧ генератора на металло-
керамическом триоде, включенного по схеме с ОС. Для уменьшения
индуктивности вывода сетка лампы непосредственно соединена с кор-
пусом по ВЧ и по постоянному току. Поэтому на катод подается запи-
рающее напряжение смещения Ек положительной полярности. Выводы
катода и анода лампы изолированы от корпуса по постоянному току с
помощью разделительных конденсаторов Ср1 и Ср2.
Разделительные и блокировочные конденсаторы (Сбл1, Сбл2) в лампо-
вых генераторах УКВ-СВЧ являются обычно конструкционными, т. е.
образуются между поверхностями соответствующих электродов и дета-
139
£
^ZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZ^ 7ZZZ
Ct* PH
ZZZ TZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZ'
ZZZZZZZZZZZZZZZZZZ
Хеше/
о—
zsr‘w> ............—ВЙ— tiaMOT
CutKt
АмВ
PtfttKfp
izz^zz^
Bx -- •-
/.лО
?ьг
iM
Lin
Cft Cfi
ЧЫ1—° л*
; Ca p{=
a) Bt№
Cfa
/«‘T
6)
Рис. 3.7. Эскиз конструкции (а) и эквивалентная схема (0 УКВ-СВЧ генератора на металлокерамическом триоде
лей конструкции, разделенных твердым диэлектриком (слюда, фторо-
пласт и др.). Толщина диэлектрика h выбирается из условий необходи-
мой электрической прочности и требуемой емкости конденсатора Ср
(или С^. В большинстве практических случаев для определения их
емкости можно пользоваться соотношением для плоского конденсато-
ра: С = eS/4idi, где е — относительная диэлектрическая проницаемость
применяемого изолятора; S — площадь поверхности электродов, обра-
зующих конденсатор.
В качестве индуктивностей входного и выходного контуров исполь-
зуются отрезки короткозамкнутых коаксиальных линий, электрическая
длина которых L < А/4 (3.2). Роль контурных конденсаторов Ск выпол-
няет главным образом входная (или выходная) емкость лампы Свх (или
^вых)"
Длина 4 находится из условия настройки эквивалентного параллель-
ного контура в резонанс на рабочую частоту со:
1/соСк = соАэк> = Zftg(2n4/1) при /э < Л/4.
Здесь для коаксиальной линии Zc = 138 lg(Z)/</), где D — внутренний
диаметр внешнего проводника; d — внешний диаметр внутреннего
проводника.
Размеры D nd выбираются из конструктивных соображений — со-
пряжения с цилиндрическими выводами лампы (см. рис. 3.7,а), а также
обеспечения электрической прочности. Отношение Did обычно нахо-
дится в пределах 1,5...2,0. При этом достигается волновое сопротивле-
ние Zc = 24...40 Ом , т. е. близкое к тому, при котором оказываются
наименьшие потери в линии.
На основной частоте со линия, настроенная вместе с емкостью Ск
в резонанс, создает эквивалентное резистивное сопротивление
R^ — сопротивление контура при отключенной нагрузке. Чем больше
R^, тем меньше потери в контуре. Потери складываются из следующих
величин: гп — распределенное сопротивление потерь по всей длине
линии; гк1 — эквивалентное сопротивление потерь в контактах коротко-
замыкателя (поршня) на конце линии; гк2 — эквивалентное сопротивле-
ние потерь в контактах в начале линии — в местах соединения линии с
лампой. Сопротивление R** определяется по формуле
Гп Гк1 гк2
<p(x) sin2x tg2X)
где <р(х) = 4sinzx/(2x + sin2x); х = litl/k. Отсюда следует, что минималь-
ные потери оказываются при /э = Х/4, когда R^ = Яххяиж = Z2J(nrJ4 +
+ гк1); по мере ее укорочения потери резко возрастают. Поэтому прак-
тически длину резонатора выбирают в пределах 0,1 X </э<0,25Х.
На высоких частотах геометрическая длина линии может быть очень
малой и конструктивно невыполнимой. В этом случае ее электрическую
141
длину увеличивают на Л/2. Однако в интервале Л/2 < /э < ЗЛ/4, где
короткозамкнутая линия также эквивалентна индуктивности, коэффи-
циент <р(х) практически линейно возрастает с 0 до Зл/4 (а не с 0 до л/4 —
как при увеличении /э от 0 до Л/4), т. е. потери, обусловленные гп,
возрастают в 3 раза.
Настройка контуров осуществляется перемещением поршней — ко-
роткозамыкателей, изменяющих длины линий, т. е. эквивалентные ин-
дуктивности Гэкв. Связь с предыдущим каскадом и нагрузкой выполня-
ется индуктивной или емкостной. Индуктивная связь в виде петли
устанавливается в «пучности» тока, т. е. вблизи короткозамкнутого
конца линии (часто в первую очередь в перестраиваемых генераторах
непосредственно в поршне), емкостная связь в виде небольшой шайбы
(«пяточка») устанавливается в «пучности» напряжения, т. е. вблизи
разомкнутого конца линии. В примере на рис. 3.7 ВЧ сигнал в катодный
контур подается через индуктивность связи La, а усиленные ВЧ колеба-
ния снимаются с анодного контура через емкость связи Са. Примеры
конструкций мощных ламповых генераторов с коаксиальными резона-
торами обсуждаются в [14].
При построении колебательных цепей транзисторных генераторов
индуктивности выполняют в виде отрезков длинных линий на частотах
выше 300 МГц, а емкости — на частотах выше 1000 МГц. В качестве
отрезков длинных линий используют несимметричные полосковые
линии. Для этого на металлическом основании, которое одновременно
может являться радиатором, крепится диэлектрическая пластина (фто-
ропласт, ситал, поликор, кварцевая пластина и др.) толщиной 0,5...2 мм,
фольгированная с двух сторон. Путем травления на верхней стороне
оставляют отрезки линий: узкие с наибольшим волновым сопротивле-
нием Zc » 150 Ом для реализации индуктивностей согласно (3.2) и
широкие с наименьшим волновым сопротивлением Zc = 10...20 Ом для
реализации емкостей согласно (3.3). Небольшая регулировка (в процес-
се настройки генераторов) индуктивностей в сторону больших значений
и емкостей в сторону меньших значений осуществляется уменьшением
ширины линий. Блокировочные и разделительные конденсаторы обыч-
но выполняют сосредоточенными, но специальной конструкции. Выво-
ды конденсаторов представляют собой металлизированные полоски на
их корпусе. Это позволяет уменьшать до минимума индуктивности
выводов конденсаторов и легко соединять с остальными элементами
схемы. Блокировочные дроссели выполняют сосредоточенными или в
виде отрезков длинных линий длиной /э = А/4. Согласно (3.1) и рис. 3.6,д
входное сопротивление четвертьволновой короткозамкнутой линии
(ZH = 0) равно бесконечности Zgv - <ю, а потому такой дроссель не шун-
тирует ВЧ цепи генератора на данной частоте.
На рис. 3.8,а представлена электрическая схема УКВ — СВЧ тран-
зисторного генератора, в которой емкости и индуктивности входной и
142
t)
Рис. 3.8. Электрическая схема и эскиз конструкции (топологии)
УКВ-СВЧ транзисторного генератора
выходной ЦС, а также блокировочные дроссели выполняются на отрез-
ках длинных линий. Пример конструкции УКВ — СВЧ транзисторного
генератора показан на рис. 3.8,6. На металлическом основании (радиа-
торе) укреплены транзистор и две диэлектрические металлизированные
с двух сторон пластинки. На каждой из них путем соответствующего
травления оставлены полоски — отрезки линий, на которых реализуют-
ся емкости, индуктивности, блокировочные дроссели, а также 50-омные
подводящие линии. Кроме того, на пластинках'оставлены контактные
площадки для подключения разделительных и блокировочных конден-
саторов, выводов транзисторов, источника постоянного тока и для
соединения с корпусом «нижних» выводов £бл1 и С6п.
3.4. СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРОВ
С ШИРОКОДИАПАЗОННЫМИ ЦЕПЯМИ СВЯЗИ
Во многих радиотехнических системах передатчики работают в ши-
роком диапазоне частот. Например, в системах связи и вещания дека-
метровых волн требуется быстрая перестройка передатчика в диапазоне
1,5...30 МГц, в системах связи — перестройка в отдельных полосах
диапазона 30...300 МГц, в диапазоне дециметровых волн требуются
усилители мощности (генераторы) с полосами пропускания 220...400,
500... 1000,1000...2000 МГц и т. д. Применение в таких широкодиапазон-
ных устройствах генераторов с резонансными контурами, перестра-
иваемыми вручную или автоматически, далеко не оптимально. Из-за
143
устройств автоматизации настройки контуры становятся громоздкими,
а из-за скользящих контактов ненадежными. Переход к широкодиапа-
зонным генераторам без резонансных контуров позволяет обойтись бе?
подстроечных и перестроечных элементов. В данном случае смена рабо-
чей частоты передатчика сводится только к изменению частоты в воз-
будителе, а также к переключению выходного фильтра и перестройке
устройства согласования с антенной (см. ниже рис. 3.57). Это упрощает
и ускоряет перестройку и настройку передатчика и в конечном счете
повышает его надежность, удешевляет эксплуатацию. Одновременно
переход к широкодиапазонным каскадам дает возможность снизить
токи и напряжения на реактивных элементах колебательных систем, а
следовательно, уменьшить в них потери и их габаритные размеры. В то
же время необходимость выравнивания коэффициента усиления по
мощности КР в каждом каскаде по диапазону может привести к сниже-
нию абсолютного значения КР и, как следствие этого, — к увеличению
общего числа каскадов передатчика. Кроме того, при уровнях 1... 10 кВт
из-за сложностей в построении ферритовых трансформаторов (одного
из основных элементов широкодиапазонных ЦС), а также выходных
колебательных систем в виде переключаемых фильтров (см. § 3.9) при-
меняют резонансные перестраиваемые ЦС и выходные фильтры.
Генераторы с коэффициентом перекрытия по частоте Kf = сов/<х>и > 2
(точнее /у > 1,7... 1,8) условно принято считать широкодиапазонными.
При этом в диапазоне от мириаметровых до Метровых волн абсолютные
полосы частот составляют от единиц килогерц до десятков мегагерц.
Цепи связи в таких генераторах не обеспечивают ослабление высших
гармоник в нагрузке, поскольку при работе на частотах ниже
0,5юн вторая и последующие высшие гармоники попадают в их
полосу пропускания и поступают в нагрузку. Например, на частотах до
30... 150 МГц строят широкодиапазонные ключевые генераторы на тран-
зисторах с Kf<. 30...100, в которых формы токов и напряжений на входе
и выходе транзисторов могут одновременно существенно отличаться от
гармонических. Однако в большинстве случаев с целью уменьшить
опасность паразитных резонансов на частотах высших гармоник в ши-
рокодиапазонных ЦС стремятся приблизить токи и напряжения на
элементах ЦС, а также хотя бы ток (напряжение) на входе и выходе ЭП
по форме к гармоническим. По этой причине, а также с целью достиже-
ния наибольшей линейности усиления в предварительных маломощных
каскадах, в предоконечном, а в некоторых случаях даже в оконечном
каскаде ЭП работают в классе А. В мощных оконечных каскадах в целях
повышения энергетических показателей ЭП работают в режиме класса
В по двухтактной схеме (см. § 3.7).
На частотах выше 100 МГц к широкодиапазонным относят гене-
раторы с Kf < 2, поскольку на этих частотах даже при небольших
Kf< 1,7... 1,8 абсолютная рабочая полоса частот может составлять
144
примерно от 50 МГц до 2 ГГц и более. В этом диапазоне частот генера-
торы строят по однотактной либо квадратурной схеме (см. § 3.8). В
последнее время с выпуском так называемых балансных транзисторов,
рассчитанных для работы только в определенных диапазонах частот,
генераторы стали строить по двухтактным схемам (см. § 3.7).
Во всех перечисленных генераторах ЦС выполняются с Kf < 2. Они
обеспечивают достаточную фильтрацию высших гармоник в нагрузке
генераторов или на входе последующего каскада.
Таким образом, за исключением широкодиапазонных ключевых ге-
нераторов, во всех остальных в нагрузку поступает практически только
ток (напряжение) первой гармоники. Поэтому оценивать широкодиапа-
зонные свойства генераторов можно по энергетическим характеристи-
кам, в частности по колебательной мощности первой гармоники
Р]((0)« Рн(со), в рабочей полосе частот.
Рассмотрим общие принципы построения широкодиапазонных ге-
нераторов. Основное требование, предъявляемое к этим генерато-
рам и передатчикам, — получение в рабочем диапазоне частот от <он
до со, мощности Рн(®) с некоторой допустимой неравномерностью
8 =(Аи«х - ЛюйУАюл (ИЛИ выраженной в децибелах Да = 101g[l/(l -
- 8)] = 101g(Ptmpr/PnMh) Ha нагрузочном сопротивлении ^^.близком к
резистивному и постоянному по величине RH. Предполагается, что вход-
ная мощность, которую обеспечивает предыдущий каскад или возбуди-
тель генератора (передатчика), постоянная /’„(«) * const. Часто вместо
Рвх оговаривается напряжение на резистивном нагрузочном сопро-
тивлении, обычно равном 50 или 75 Ом. При этом целесообразно, чтобы
оконечный каскад передатчика обеспечивал необходимую мощность в
нагрузке, работая в одном и том же режиме с наибольшим КПД во всем
рабочем диапазоне частот.
Хотя энергетические характеристики в предоконечном и предвари-
тельных каскадах несильно влияют на общие энергетические показате-
ли передатчика (при условии достаточно Высокого Кр оконечного
каскада), тем не менее для лучшего использования в этих каскадах ЭП
также целесообразно, чтобы во всем диапазоне рабочих частот их
режим сохранялся близким к оптимальному, т. е. обеспечивался посто-
янный уровень мощности при наибольшем КПД. Для достижения этого
входные сопротивления выходных, межкаскадных и входных цепей
связи широкодиапазонных генераторов (см,, например, структурную
схему двухкаскадного генератора иарис. 3.1) также должны быть близ-
кими к резистивным и постоянными по величине Zf,(<o) = RBX в заданном
диапазоне рабочих частот от <вн до (Вв.
Таким образом, сформулированы основные принципы построения
широкодиапазонных генераторов и отсюда — главное требование к
145
широкодиапазонным ЦС. Применявшийся ранее способ взаимной ком*
пенсации неравномерностей АЧХ отдельных каскадов приводит к зна-
чительной нестабильности характеристик в процессе эксплуатации, в
частности к сильной температурной зависимости, снижению устойчи-
вости и увеличению опасности появления паразитных колебаний, поэ-
тому подобные решения применяются все реже.
Основным элементом входных, межкаскадных и выходных ЦС ши-
рокодиапазонных генераторов является трансформатор. В ламповых
широкодиапазонных каскадах для трансформации нагрузочных сопро-
тивлений применяют трансформатор с магнитной связью между обмот-
ками. В диапазоне средних рабочих частот он близок к идеальному
трансформатору (ИТ), дискретный коэффициент трансформации кото-
рого пропорционален отношению числа витков вторичной w2 и первич-
ной обмоток. Коэффициенты трансформации по напряжению, току
и сопротивлениям определяются соответственно по формулам
Кц = = р К1= Ц1\ - И')/И'2» =
В эквивалентной электрической схеме на рис. 3.9 помимр ИТ учиты-
ваются омические сопротивления обмоток гя, га и эквивалентное со-
противление потерь в магнитопрфводе RM. Влияние га и Ru на
коэффициент трансформации, как Правило, незначительное, и их в пер-
вую очередь учитывают при оценке мощности потерь Р^ и расчете
КПД трансформатора тц, » PJ(Pi„ + Р^- В то же время паразитные
реактивные элементы в основном влияют на коэффициент трансформа-
ции и тем самым ограничивает его полосу: снизу — эквивалентной
индуктивностью намагничивания первичной обмотки L*, сверху — ин-
дуктивностями рассеивания обмоток Ljt, La, эквивалентными емкостя-
ми обмоток Сп(, Сп2 и эквивалентной емкостью между обмотками Сп1.2.
Для расширения полосы пропускания необходимо увеличивать LH и
одновременно снижать L, и С„. Однако эти требования противоречивы.
Рациональным конструированием удается обеспечить полосу пропуска-
ния с коэффициентом перекрытия до 10...30 на частотах 0,1...100 МГц
Рис. 3.9. Эквивалентная электрическая схема трансформатора
с магнитной связью между обмотками
146
Рис. 3.10. Трансформатор на отрезке длинной линии
при сравнительно больших нагрузочных сопротивлениях (от 25 Ом
примерно до 10 кОм). Однако применительно к транзисторным генера-
торам они могут оказаться непригодными. Для современных мощных
генераторных транзисторов характерны очень низкие входные и нагру-
зочные сопротивления, измеряемые единицами и даже долями ом. При
этом индуктивности рассеяния обмоток трансформатора с магнитной
связью не должны превышать единиц и даже долей наногенри, что
практически невозможно обеспечить.
Для трансформации относительно малых сопротивлений в диапазо-
не частот от 0,1... Г,0 МГц до 100...300 МГц* используют трансформато-
ры на отрезках линий с определенным заранее заданным волновым
сопротивлением Zc. При согласованном резистивном нагрузочном со-
противлении верхняя граничная частота полосы пропускания транс-
форматора определяется только потерями в линиях. Принципы его
работы рассмотрим на простейшем примере — трансформаторе на
одной линии. На рис. 3.10/1 двухпроводная линия соединяет генератор
Ur и нагрузочное сопротивление RH. За счет сильной электромагнитной
связи между проводами линии при Zr = RK, если потерями в линии
пренебречь, в любом ее сечении, в том числе и между выходными точ-
ками 2 — 4, наводится ЭДС, равная Ur.
При резистивном нагрузочном сопротивлении, равном волновому
сопротивлению линии (ZJco) = RH = Z(), модуль коэффициента передачи
(коэффициента трансформации) по напряжению во всем диапазоне час-
тот равен единице: = (U^Ur) = 1 и линия — трансформатор вносит
только фазовый сдвиг, <р = 2л/э/Х. При согласованной нагрузке одновре-
менно будет резистивным и Постоянным входное сопротивление линии
Z (со) = Я = Z = Я .
-ИЛ ' ' ОА С И
При высокоомных нагрузках 50...300 Ом до 1...2ГГц.
147
Если на выходе соединить с корпусом верхний проводник линии
(рис. 3.10,6), то на нагрузочном сопротивлении R„ получим противофаз-
ное напряжение Un (по сравнению с Ц, в схеме на рис. 3.10/х). Однако
при этом к проводникам 1 — 2 и 3 — 4 приложено так называемое
продольное напряжение U^, равное 1^-1 = |Ц,|. Чтобы образованные им
токи 1^ = во входном и нагрузочном контурах (на
рис. 3.10,6 показаны штриховой линией) были значительно меньше
основного тока или I* = UJRK, должны быть достаточно
большими продольные индуктивности проводников ЛИНИЙ и /-прЗД,
чтобы обеспечивать >:> С этой целью необхо-
димо линию брать достаточной длины и располагать ее на феррите (иди
наматывать на ферритовый сердечник) с большой магнитной проница-
емостью ц.
Практически в качестве линий используют специальные полосковые
и коаксиальные кабели с волновыми сопротивлениями от 3,2 до 150 Ом
и выше согласно справочным данным.
Конструкция трансформатора зависит от геометрических размеров
кабеля и феррита. При относительно малой длине кабеля иа него наде-
вают^ферритовые кольца или трубки (рис. 3.11/х),а ПРИ относительно
большой кабель наматывают на ферритовое кольцо или несколько
колец (рис. 3.11,6) либо трубку, которая может быть образована не-
сколькими трубками или кольцами (рис. 3.11,в). В конструкциях на рис.
3.11,6,в значительная часть кабеля не охвачена ферритом. Этот недоста-
ток в значительной степени устраняется, если кабель наматывается иа
трубки, образующие два параллельно расположенных цилиндра. В пос-
Рис.3.11. Конструкции трансформаторов на линиях
148
леднее время для этой конструкции освоен специальный выпуск ферри-
тов в виде цилиндра с двумя круглыми отверстиями (рис. 3.11 ,г).
При построении трансформатора с коэффициентом трансформации
Ки* 1 используют несколько линий N одинаковой длины /э, включая их
параллельно и последовательно по входу и по выходу в различных
комбинациях. Очень часто ограничиваются включением линии с одина-
ковыми волновыми сопротивлениями Zc параллельно с одной стороны
и последовательно — с другой (рис. 3.12). В этом случае для согласова-
ния линий необходимо обеспечить следующие соотношения между вол-
новыми и нагрузочными сопротивлениями:
R^^ZJN, RH = NZC, (3.4а)
где
Zf = <A- (3.46)
При этом модуль коэффициента трансформации напряжения не
будет зависеть от частоты: = |г7„/Ц.| = N, а фазовый сдвиг будет
такой же, как в схемах на рис. 3.10. Из (3.4а) следует, что коэффициент
трансформации сопротивлений оказывается дискретным:
/?„//?„ = №= 1,4,9,16............................. (3.5)
как в трансформаторах с магнитной связью^ но поскольку число линий
невелико, дискретность получается большой.
Значения продольных напряжений на линиях различны. Например,
при несимметричном включении на входе и выходе (см. рис. 3.12) про-
дольное напряжение на М-й линии N = 0. Эту линию устанавливают
без феррита и называют фазокомпенсирующей. На последующих линиях
возрастает, максимальное значение будет на 1-й линии: ^Р.=
= (N - !)££.. Поэтому индуктивность проводников 1-й линии должна
быть наибольшей, чтобы ее ток 7пр1 = L^ip/co£npl сохранялся достаточно
малым. Одновременно пропорционально напряжению 1Г,р необходимо
Рис. 3.12. Трансформатор
на Nлиниях
149
увеличивать объем феррита либо длину и число витков линий, чтобы
магнитная индукция в феррите не превышала допустимое значение.
Однако при разной длине отдельных линий будут различные фазовые
сдвиги в них, что приведет с ростом частоты к отклонению модуля
коэффициента трансформации Ку от N.
По этой причине обычно ограничиваются небольшими значениями
коэффициентов трансформации, не сильно отличающимися от едини-
цы, т. е. используют не более трех — пяти линий. При несимметричном
включении трансформатора по входу и выходу (см. рис. 3.12) нижнюю
фазокомпенсирующую линию, на которой отсутствует продольное на-
пряжение, можно закоротить, точнее длину ее уменьшить до нуля. Од-
нако сокращение общего числа линий на одну, во-первых, изменяет
фазовый сдвиг между напряжениями U* и U^. и делает непостоянным
модуль коэффициента трансформации Ку от частоты. Во-вторых,
необходимо начало и конец остальных N - 1 линий (вход и выход
трансформатора) приближать друг к другу, что трудно осуществлять
конструктивно и неудобно при построении широкодиапазонных гене-
раторов.
Рассмотрим частотные ограничения в трансформаторах на линиях.
При рассогласованной нагрузке (ZH(<o) * NZ^), в том числе и при резис-
тивной, но не равной волновому сопротивлению (Ки * NZC), входное
сопротивление трансформатора согласно (3.1) будет отличаться от
Rm = ZJN и зависеть от электрической длины линии /э, т. е. от частоты
(0. Следовательно, и коэффициент трансформации Ку будет также зави-
сеть от частоты о. Чтобы в некоторой степени уменьшить влияние
рассогласования нагрузки, ограничивают длину линий так, чтобы при
работе на верхней рабочей частоте сов (т. е. на самой короткой волне
диапазона электрическая длина линий была меньше четверти длины
волны:
/э < (0,1...0,2)Ah. (3.6)
Частотные ограничения снизу обусловлены появлением токов /пр в
проводниках линий трансформатора. Необходимо, чтобы индуктивные
сопротивления проводников (например, в схеме на рис. 3.10,6 провод-
ников 1 — 2,3 — 4) были значительно больше нагрузочных сопротив-
лений Лвх и RH на самой нижней рабочей частоте:
®н^пр12> 10*вх> “>ПР34>ЮЙН. (3.7)
Требования (3.6) и (3.7) противоречивы: для расширения диапазона
в сторону ВЧ необходимо уменьшить длину линии, в то время как для
расширения его в сторону НЧ надо увеличивать длину, чтобы возросли
индуктивности Тпр12 и Lnp34. Эти противоречия в значительной степени
150
устраняются при правильном выборе конструкции и феррита с наиболь-
шей магнитной проницаемостью, что позволяет при относительно
малой длине линии получать наибольшее значение продольных индук-
тивностей. Заметим, что феррит оказывает основное влияние на НЧ
(ю-моя), на которых трансформатор на линии (см. рис. 3.10,6) «вырож-
дается» в трансформатор с магнитной связью между обмотками 1 — 2 и
3 — 4cw{ = w2.
В качестве примера на рис. 3.13 показана межкаскадная ЦС, выпол-
ненная'на трансформаторе из трех линий, включенных по входу после-
довательно, а по выходу параллельно. Если входное сопротивление
второго транзистора близко к резистивному /?вх, а волновое сопротив-
ление линий Zc, - Zc2 - Zc3 - 3Rn, то для первого транзистора обеспе-
чивается нагрузочное сопротивление в 9 раз большее (Яэкв = 9R„).
С ростом частоты все сильнее сказываются влияния межэлектродных
емкостей и емкостей, входящих в эквивалентные схемы ЭП, а также
индуктивностей их выводов. Это ведет к комплексному, частотно-зави-
симому входному сопротивлению Z,x(co). Одновременно и требуемое
нагрузочное сопротивление ЭП становится комплексным" и частотно-
зависимым, что необходимо учитывать при построении входных, меж-
каскадных и выходных ЦС. Кроме того, если коэффициент усиления по
мощности ЭП меняется по диапазону, то ЦС должна компенсировать
эту неравномерность.
Перейдем к особенностям схемного построения широкодиапазон-
ных ламповых генераторов. Такие генераторы выполняются на часто-
тах от 0,1...0,2 до 30... 120 МГц. Основные трудности в их построении
связаны с входной и выходной емкостями лампы. Выходная емкость
шунтирует относительно высокоомную анодную нагрузку. Уменьшение
же сопротивления анодной нагрузки, а также шунтирование лампы по
входу дополнительным резистором Ядоп (см. ниже) ведут к снижению
Рис. 3.13. Межкаскадная цепь связи иа трансформаторе из трех линий
151
колебательной мощности, КПД и коэффициента усиления по мощности
генератора. В то же время индуктивности выводов и инерционность
лампы незначительно проявляются на частотах до 30... 100 МГц, и их
обычно не учитывают при проектировании широкодиапазоиных гене-
раторов.
Для компенсации шунтирующего действия входных и выходных ем-
костей ламп добавляют корректирующие индуктивности и резисторы,
которые вместе с емкостями образуют апериодические контуры либо
простейшие ФНЧ (см. ниже построение широкодиапазонных транзис-
торных генераторов). При построении "Рпфокодиапазоиных ламповых
генераторов на частотах до 30 МГц номинальное нагрузочное сопро-
тивление приходится снижать до 500 и даже до 100...200 Ом, что ведет к
снижению не только колебательной мощности и КПД, ио и коэффици-
ента усиления по мощности Кр. Если ^снижается ниже 5... 10 на каскад,
целесообразно переходить к усилителям с распределенным усилением
(УРУ). Такие усилители обычно содержат от четырех до десяти ламп и
обеспечивают в широкой полосе частот (до од ной и более октав) доста-
точно высокий КР при низких нагрузочных сопротивлениях.
На рис. 3.14 показана схема однотактного УРУ, которая содержит
две искусственные однородные длинные линии. Зверья сеточной и анод-
ной линий образованы катушками индуктивности L с отводом от сред-
ней точки и конденсаторами С, в качестве которых используются
входные и выходные емкости ламп, обеспечивающие соответственно
волновые сопротивления Zcc и Za. Для согласования с нагрузкой к
каждой линии с обеих сторон подключены специальные согласующие
звенья из индуктивностей £1сога, и конденсатора С^. Сеточная
линия нагружена с одной стороны на согласованное балластное сопро-
тивление Лб( = ZK. Ацодная линия нагружена с обеих сторон на полез-
Рис. 3.14. Электрическая схема лампового УРУ
152
ную нагрузку RH и балластное сопротивление Лб2, также согласованные
с волновым сопротивлением (RH = R62 = Zca). При заданной верхней
рабочей частоте волновые сопротивления линий Zc ₽ 4l/C и нагру-
зочные сопротивления R6 и RH определяются величинами емкостей ламп
(2,О...2,Зу®о^С. Одновременно добиваются примерного равенства фазо-
вых скоростей распространения сигнала в обеих линиях (LtCa = LeCJ.
Усиливаемые колебания подаются на вход сеточной линии, и в ней
устанавливается режим бегущей волны. Для одинакового использова-
ния ламп по току необходимы одинаковые напряжения возбуждения Ue
на их сетках. Поэтому затухание в сеточной линии должно быть мини-
мальным. Для этого, как правило, применяют экранированные лампы
(тетроды) и выбирают режим их работы без токов управляющих сеток.
В анодной линии каждая лампа возбуждает прямую и обратную волны.
Поскольку скорости распространения сигнала в обеих линиях близки,
то прямые волны от всех ламп распространяются к выходу УРУ и
складываются синфазно в полезной нагрузке RH, а обратные волны
приходят к балластному сопротивлению R6 в различных фазах и поэто-
му в значительной степени компенсируются.
Особенностью УРУ является различный режим работы ламп. Пере-
менное напряжение на аноде первой лампы * 0,5/.^Zca зависит
только от ее собственного тока /а1. Переменное напряжение на аиоде г-й
лампы определяется суммой токов I ламп, так что в последней, У-й
лампе оно оказывается наибольшим; = y-0,5/alZrd. Поэтому если у
N-й лампы режим граничный (или близкий к нему), то у всех остальных
(при одинаковых напряжениях анодного питания) режим оказывается
недонапряженным и тем меиее напряженным, чем меньше номер лампы.
Следовательно, КПД УРУ меньше, чем КПД резонансных усилителей,
и на анодах первых ламп мощность рассеяния существенно больше. Для
повышения КПД и уменьшения мощности рассеяния на аноде первых
ламп применяют анодные искусственные длинные линии с меняющимся
по длине волновым сопротивлением — неоднородные линии. В начале
УРУ Zca делается возможно большим, а по мере приближения к
концу —уменьшается. Таким образом, для всех ламп УРУ обеспечива-
ют режим, достаточно близкий к граничному. Кроме того, для повыше-
ния КПД лампы работают в режиме класса В, а для компенсации четных
гармоник УРУ строят по двухтактной схеме с трансформаторной связью
с нагрузкой.
Важным достоинством УРУ является, во-первых, достаточно высо-
кая надежность. Если число ламп составляет 6... 10, то при выходе из
строя одной-двух ламп (при потере эмиссии тока) выходная мощность
УРУ уменьшается незначительно. Однако поврежденная лампа может
создавать в схеме короткое замыкание. Чтобы избежать этого, последо-
вательно с выводами ламп включают плавкие предохранители, автома-
тически отключающие лампы с таким характером повреждения.
153
Во-вторых, УРУ по отношению к нагрузке эквивалентен генератору с
резистивным внутренним сопротивлением, равным номинальному на-
грузочному сопротивлению, поэтому допускаются значительные рассо-
гласования с нагрузкой (коэффициент бегущей волны КБВ до 0,3). При
этом сохраняется широкодиапазонность, а неравномерность выходной
мощности не превосходит 30 %. В-третьих, УРУ являемся сумматором
мощности большого числа генераторов в полосе частот до 4...5 октав
без применения специальных широкодиапазоиных мостовых схем.
Одновременно УРУ присущи серьезные недостатки: сложность схемы и
отсюда трудности в настройке и ремонте, низкий КПД и значительное
недоиспользование большей части ламп по мощности. Все это опреде-
ляет тенденцию постепенного отказа от УРУ и перехода к построению
ламповых генераторов с широкодиапазонными ЦС, как в транзистор-
ных генераторах*, но в отличие от последних здесь ЦС строятся пере-
ключаемыми на отдельные небольшие поддиапазоны частот, что
обусловлено большим шунтирующим действием входных и выходных
емкостей ламп.
Широкодиапазонные транзисторные генераторы используются иа
частотах от 0,1 ...0,2 до 100...1000 МГц и выше. Благодаря относительно
низким нагрузочным сопротивлениям шунтирующие действия выход-
ной (коллекторной или стоковой) емкости современных генераторных
транзисторов, рассчитанных для работы в заданном диапазоне частот,
сказываются только иа частотах выше 30...100 МГц. В тоже время из-за
низких нагрузочных и главным образом входных сопротивлений сильно
сказываются индуктивности выводов, и в первую очередь индуктивнос-
ти входного и общего электродов. Кроме того, практически уже на
частотах выше 10...30 МГц необходимо учитывать снижение коэффици-
ента усиления по мощности транзистора с ростом частоты. По этим
причинам при построении транзисторных широкодиапазонных генера-
торов редко используются УРУ, а межкаскадные ЦС строят с примене-
нием широкодиапазонных трансформаторов и дополнительных
LCR-элементов, которые компенсируют влияние емкостей и индуктив-
ностей выводов транзисторов, а также корректируют (выравнивают)
коэффициент усиления генератора в рабочем диапазоне частот.
Цепи связи, которые строятся с учетом входных и выходных емкос-
тей и индуктивностей выводов ЭП принято называть согласующими, а
ЦС, в задачу которых входит выравнивание коэффициента усиления ЭП
в диапазоне частот, называют цепями коррекции А ЧХ.
При построении выходных согласующих ЦС необходимо учиты-
вать в первую очередь шунтирующее действие выходной емкости ЭП
* На транзисторах УРУ строятся только в диапазоне СВЧ. Усилители,
выполненные на полевых транзисторах с барьером Шотки, позволяют получать в
диапазоне 2...20 ГГц мощность в единицы ватт с усилением 10... 15 дБ.
154
Свых. Для БТ емкость Свых определяется коллекторной емкостью Ск, для
МДП-транзисторов — стоковой емкостью Сс, для ламп в схеме с
ОК — емкостью Сш, в схеме с ОС — емкостью Сас. В общем случае к
емкости С.„т надо добавить паразитную емкость схемы (емкость монта-
жа) Си, а при построении однотактных генераторов — специально
включаемую параллельно выходным электродам ЭП емкость С,, (см.,
например, схемы на рис. 3.4/:,в) для создания достаточно низкого вход-
ного сопротивления по высшим гармоникам и обеспечения близкого к
гармоническому напряжения на выходе ЭП. В дальнейшем под С, будем
понимать суммарную емкость (С1 + См). Шунтирующее действие емкос-
ти (С] + Свых) оценивают коэффициентом
авх = + ^вых)^ВХ НОМ’ (3.8а)
который характеризует сопротивление емкости (С] + Свых) при работе
на верхней частоте относительно номинального входного сопротив-
ления равного нагрузочному сопротивлению Яэкв генератора.
При < 0,05...0,1 с влиянием емкости (С, + Свых) можно не считать-
ся. При большем значении а* шунтирующее действие емкости (С1 +
+ Свых) проявляется в отклонении входного сопротивления Z,x ЦС от
номинального Явх юм и в снижении коэффициента передачи мощности
в нагрузку.
Величину AZt, отклонения Z„ от Rm ном обычно оценивают КБВвх
(или коэффициентом стоячей волны КСВвх = 1/КБВвх) на входе ЦС.
Коэффициент бегущей волны (или КСВ) определяет соотношение
между напряжениями падающей и отраженной волн в некотором сече-
нии электрической цепи (в нашем случае — на ее входе): КБВ = (£/пад -
- + ^отр) илиКСВ = (Um + UOTp). Одновременно
КБВвх (или КСВвх) определяет окружность — границу возможных от-
клонений (рассогласований) входного сопротивления AZ„X на комплекс-
ной плоскости ^х относительно номинального значения Явх ном (рис.
3.15). Величина Явхном равна внутреннему резистивному сопротивлению
эквивалентного генератора RT, к которому подключается ЦС. В свою
очередь, величина Яг выбирается равной R3Ki ЭП.
Для компенсации шунтирующего действия емкости (С] + Свых) вклю-
чают один-два дополнительных реактивных элемента (индуктивность
L2 и емкость С3), т. е. образуют двух-трехзвенный ФНЧ (рис. 3.16,а) с
Рис. 3.15. Границы изменений входного сопро
тивления цепи связи иа комплексной плоское
ти ^ZBX при данном значении КБВвх
ХЬх/ВЬх НОН
мен
beb^^/^i/bsb^
155
Рис. 3.16. Выходная низкочастотная и полосовая цепи связи
равноколебательной АЧХ (фильтр Чебышева). На рис. 3.17 построены
зависимости б, Да и КБВвх от при подключении согласующей цепи
к генератору с Аг = Лвх ном. Видно, что переход к двух- и трехзвенному
ФНЧ с оптимально подобранными параметрами позволяет существен-
но снизить неравномерность АЧХ (5, Да) и повысить КБВП. В то же
время дальнейшее усложнение ЦС (число звеньев т > 3), т. е. включение
дополнительных элементов L4, С5 и т. д., не дает существенного сниже-
ния неравномерности АЧХ и увеличения КБВвх*.
Если > 0,5... 1,0, то даже в двух- и трехзвенной ЦС КБВП оказы-
вается недопустимо малым, поэтому необходимо либо уменьшать на-
грузочное сопротивление Ян “ иом ПРИ заданных toB и (С\ + Свых), либо
при небольших коэффициентах перекрытия по частоте (Лу < 3...5) пере-
ходить к полосовым согласующим цепям (рис. 3.16,6), в которых
Чх = (Ч -ЧМС| + (3.86)
Сравнивая (3.8а) и (3.86), видим, что переход к полосовой цепи
позволяет уменьшить <хВх в <^/((^ - е^) = 1/(1 - UK} раз и, значит,
обеспечить меньшие отклонения AZ., (большее КБВвх и меньшие б и Да)
в полосе частот от сон > 0 до а»,.
Данному значению авх и выбранному т соответствуют вполне опре-
деленные оптимальные значения остальных £2С3-элементов, которые
табулируются в виде коэффициентов ctj, а3 [14]. Для полосовой ЦС
дополнительные элементы С2 и £3 (см. рис. 3.16,6), образующие с
соответствующими (С| + СВЬ1Х), L2 и С3 параллельные и последователь-
Рассматриваемый здесь способ широкополосного согласования называется
фильтровым. Несколько лучшие характеристики обеспечивает так называемый
оптимальный способ (см. подробнее в [14]).
156
’-4»-
-40-
-40-
1,25 -420 -
457
40
4*з
422-4В5-
кяи ia,tS a m.f 2 3„
4333
0,352
Рис. 3.17. Зависимости КБВ,,, 0,**2
Да и 5 от (Хп.Ом 4526
0,63*
О Цв 3,6 2,4 а.^,о.я
ные контуры, определяются из условия настройки в резонанс иа частоте
с% = з/<вв<вн. Переход к полосовой ЦС увеличивает в 2 раза число £С-эле-
ментов. Однако практически происходит не усложнение, а даже некото-
рое упрощение схемы, поскольку дополнительные Lx и С2 элементы
устанавливаются вместо и Q- (см. рис. 3.16) и оказываются значи-
тельно меньшими по величине. Кроме того, известно, что в полосовой
цепи можно осуществлять дополнительную трансформацию сопротив-
ления, при которой пои * Лн, не меняя и не ухудшая никаких харак-
теристик [14].
Построение входных согласующих ЦС в сильной степени зависит от
типаЭП, его эквивалентной схемы и усилительных свойств. На относи-
тельно низких частотах МДП-транзисторы в схеме ОН, ламповые три-
оды и тетроды в схеме с ОК при работе без тока управляющей сетки по
входу эквивалентны емкости Сп. Поэтому ЭП предыдущего каскада
должен на емкостном сопротивлении l/j<oCu развивать переменное на-
пряжение с постоянной амплитудой * const в заданном диапазоне
частот отсон до сц,. Однако работа ЭП на реактивную нагрузку, величи-
на которой зависит от частоты, крайне нежелательна по ряду причин.
Во-первых, при реактивной нагрузке полезная мощность и КПД генера-
тора близки к нулю даже при работе ЭП с отсечкой тока. Во-вторых, для
поддержания постоянной амплитуды на емкостной нагрузке в диапазо-
не рабочих частот ток на выходе ЭП должен линейно нарастать (при
работе ЭП непосредственно на емкостное сопротивление) либо одно-
временно должны меняться выходной ток и напряжение ЭП (при работе
на более сложную реактивную цепь связи из-за паразитных резонансов
в ней).
Непосредственное шунтирование емкости Свх резистором RH ведет к
неоправданно большим потерям мощности в нем, поскольку в обра-
зованной таким образом однозвенной низкочастотной ЦС согласно
рис. 3.17 для достижения высокого КБВвх потребуется снижение <хт =
= а( = т. е. уменьшение R*. Последовательный переход к двух-
и трехзвенным цепям (т = 2 и 3) и от низкочастотных цепей к полосо-
157
вым, показанным соответственно на рис. 3.18,а,б, позволяет при том же
значении КБВвх увеличить коэффициент ат, определяемый как
ат = (®в-®н)СвхЛн> (З-9)
и тем самым увеличить шунтирующее сопротивление RH и входное
сопротивление ЦС Лвх ном » RH, а главное — снизить рассеиваемую на RH
мощность.
При включении лампы по схеме с ОС роль RH (см. рис. 3.18) может
частично или полностью играть непосредственно резистивная состав-
ляющая относительно низкого входного сопротивления лампы, и поэ-
тому в нем не будет бесполезно рассеиваться мощность, потребляемая
от предыдущего каскада.
При построении входных цепей генератора на БТ в схеме с ОБ
практически во всем диапазоне частот (до оз = 0,3.. 0,50^ можно не
считаться со снижением модуля коэффициента усиления транзистора по
току AjigCco), приняв его равным 1. При этом по входу транзистор можно
представить эквивалентной схемой в виде последовательного соедине-
ния сопротивления /?вх0Б и индуктивности LmOS, через которые в задан-
ной полосе частот от <вн до юв должен протекать постоянный по
амплитуде входной ток /вх = Z, (рис. 3.19). При этом ЦС генератора
может также строиться в виде ФНЧ, для которого нагрузочным сопро-
тивлением является R^qs, а последним реактивным элементом является
= £вхОБ. Величину относительного сопротивления индуктивности Lm
оценивают коэффициентом
ат = ®в^вхОБ^вхОБ = ШвЛ7^н- (3-Ю)
Если ат < 0,05...0,1, с влиянием Lm на АЧХ и КБВвх можно не
считаться. При большем значении ат для снижения 8, Ла и увеличения
КБВМ необходимо последовательно переходить к двух- и трехзвенным
Рис. 3.18. Входные низкочастотные и полосовые цепи связи
ламповых и МДП-транзисторных генераторов
158
Рис. 3.19. Входные низкочастотные и полосовые цепи связи
биполярного транзистора с ОБ
цепям и от низкочастотных ЦС к полосовым (рис. 3.19), для которых в
(3.10) надо вместо ив подставить (о, - ин). Выигрыш в значениях 5, Да и
КБВИ при переходе от т - 1кт = 2и/и = 3 такой же, как и при
построении выходных цепей на рис. 3.16 и входных цепей на рис.3.18, и
определяется по графикам, приведенным на рис. 3.17.
Если ат > 0,05...0,1, то для его снижения включают дополнительное
сопротивление Raon последовательно со входом транзистора (см. рис.
3.19), а при расчете ат в (3.10) вместо ЛвхОБ подставляют (ЯвхОБ + Лдоп):
ат ~ 0й» ~ ^н^вхОБ^вхОБ + ^доп)- (3.11)
Отметим, что схемы входных согласующих цепей на рис. 3.18 и 3.19
оказываются дуальными. Переход от НЧ цепей-к полосовым позволяет
при том же значении ат увеличить RH в схемах на рис. 3.18 или умень-
шить (Лю0Б +• R^} в схемах на рис. 3.19 и, следовательно, снизить
потери в Лн или в (АвхОБ + Лдоп). Кроме того, в полосовой цепи можно
осуществлять дополнительную трансформацию сопротивлений [14] и
тем самым повышать или понижать входное сопротивление ЦС на рИс.
3.18,6 и 3.19, б относительно R* или (Явхоб + ЯДОп)-
При построении входных ЦС для БТ практически во всем рабочем
диапазоне частот, за исключением низких частот (ш < 0,3 d)Jh2lj0), надо
учитывать снижение коэффициента усиления транзистора по мощности
с ростом частоты. Поэтому входная ЦС должна не только согласовы-
вать (компенсировать реактивную составляющую) и обеспечивать близ-
кое к резистивному и постоянному входное сопротивление, но и
компенсировать снижение усиления транзистора, т. е. выполнять роль
цепи коррекции АЧХ электронного прибора.
159
Относительно входной ЦС биполярный транзистор можно предста-
вить тремя последовательно включенными элементами (рис. 3.20,а):
Rm трСвх -цепочка, резистор rBX w и индуктивность LBX Входная
цепь может выполняться следующим образом. Последовательно с базо-
вым выводом транзистора включаются корректирующие элементы:
^кор^кор‘Цеп0чка с т°й же постоянной времени, что и у
-цепочки, резистор гкор и индуктивность LKop. Эти элементы включаются
с целью изменения соотношений между величинами Явхтр, Свхтр, гвхтр и
LBX тр входной эквивалентной схемы самого транзистора, и поэтому в
зависимости от требуемой АЧХ генератора практически приходится
включать два (и даже один) из трех указанных элементов.
Для создания резистивного частотно-независимого входного сопро-
тивления ЦС Z,x(co) = Я,х((0) = const во всем диапазоне частот парал-
лельно (см. рис. 3.20,а) подключаются элементы гпар, Lnap, Я и Спар
(сопротивление Япар обычно реализуется за счет потерь в L^. Поэтому
предыдущий каскад развивает напряжение C7.v(co) на резистивном нагру-
зочном сопротивлении, равном Явх цепи коррекции АЧХ. Элементы
цепи коррекции АЧХ (Якор, Скор, гкор и Лкор) Подбираются таким обра-
зом, чтобы через результирующее сопротивление ZB, ^.(со) + при
заданном £7..(<в) = const протекал ток базы, амплитуда которого нарас-
тала в диапазоне рабочих отец, до сц, примерно обратно пропорциональ-
Рис. 3.20. Схемы коррекции АЧХ биполярного транзистора с ОЭ
но
но снижению коэффициента усиления транзистора по току Л2|э(со) и тем
самым выравнивала бы АЧХ генератора.
Мощность, которую развивает предыдущий каскад, на входе цепи
коррекции определяется как P„v цс(о» = 0,5^в/Л,х * const. При этом на
частоте го —> сов большая часть этой мощности (за исключением неболь-
ших потерь в резисторах гкор, Rxop и в еще меньшей степени потерь в глар
и Яддр) поступает в транзистор. Наоборот, на частоте го гон большая
часть этой мощности выделяется в резисторах и R^, в меньшей
степени — в гкар и R^ и только незначительцая ее доля поступает в
транзистор. Это поясняет рис. 3.21, на которомпоказана частотная
зависимость КР = РХ1РМ биполярного транзистора (сплошная линия).
Здесь 1кя показана зависимость (кривая /) коэффициента усиления По
мощности генератора, определяемого как Кр^ = Р(/Рвхцс- Если на
верхней частоте го, снижение КрГС11 относительно КХ®,) транзистора
обычно составляет 1,5...2 раза, то на нижней частоте оно может дохо-
дить до 10...20 раз и более, т. е. практически вся мощность РвхЦС выде-
ляется в резистивных элементах входной цепи коррекции.
Рассмотренный способ построения цепи коррекции может быть ис-
пользован для МДП-транзистора. В эквивалентной схеме его входного
сопротивления отсутствует R^ Поэтому в цепи коррекции на рис.
3.20/I исключаются резисторы R^ и Япар. Кроме того, поскольку в
МДП-транзисторах при го->0 коэффициент усиления по мощности
XXю)-*00 (см- штриховую линию на рис. 3.21), то на <о->юн может
наблюдаться проигрыш в Кр в еще большей степени.
Цепь коррекции АЧХ на рис. 3.20/z выполняют на полосу частот до
четырех-пяти октав на частотах до30...80МГц для БТ и до 100... 200 МГц
для МДП-транзисторов. На более
высоких частотах и по мере перехода
к более мощным транзисторам воз-
никают трудности в практической
реализации необходимых величин ее
элементов L и С, а также сопротивле-
ний резисторов гкор, Яхор, гмр и Я^,
которые должны рассчитываться на
значительную рассеиваемую в них
мощность. Кроме того, выравнива-
ние коэффициента усиления по диа-
пазону большей частью
сопровождается заметным снижени-
ем абсолютного значения коэффици-
ента усиления по мощности КРтт по 3 2, Частотные зависимос™ кР
сравнению С КХ^в) и ввиду низких биполярных и МДП-транзисторов
161
значений Кр транзисторов на высоких частотах оказывается недопусти-
мо.
В связи с этим в диапазонах УКВ и особенно СВЧ транзисторные
генераторы с полосой до одной-двух октав обычно строят по квадратур-
ной схеме (см. § 3.8), в которой источник возбуждения (предыдущий
каскад) эквивалентен генератору Ur с резистивным внутренним сопро-
тивлением Яг(ю) = const. По входу БТ в схеме с ОЭ или ОБ и МДП-тран-
зистор в схеме с ОИ представляют в виде последовательно включенных
элементов Lmтр, Сптри гютр, причем их значения рассчитывают или в
большинстве случаев находят аппроксимацией экспериментально сня-
той частотной зависимости Z,x(co) транзистора в рабочем диапазоне
частот при заданной номинальной мощности на выходе Р1Н0Ы. Одновре-
менно рассчитывают или экспериментально снимают частотную зави-
симость коэффициента усиления по мощности транзистора и
оценивают его снижение в заданном диапазоне частот, которое обычно
составляет 3...6 дБ/окт.
Входную цепь коррекции (см. рис. 3.20,6) выполняют по схеме ФНЧ
в виде двух или одной (в этом случае на рис. 3.20,6 отсутствуют С, и LJ
Г-цепочек, причем в индуктивности L4 учитывается АМ1р. Входная цепь
обеспечивает трансформацию Zf,TF(m) в сопротивление Лг только на
верхней рабочей частоте <»в, и поэтому вся мощность от источника
возбуждения поступает в транзистор. На частотах а> < <вв из-за рассогла-
сования с генератором на транзистор поступает меньшая мощность,
т. е. происходит компенсация роста КР транзистора по мере снижения
рабочей частоты.
Такая цепь коррекции может выполняться на полосу в одну-две
октавы, обеспечивать трансформацию низкого входного сопротивле-
ния транзистора л,хтр = 0,1 ...1,0 Ом до Аг = 50 Ом и компенсировать
снижение усиления транзистора от 3 до 6 дБ/окт без проигрыша в КР на
частоте со = сов (см. кривую 2 на рис. 3.21).
Часто при построении широкодиапазонной входной ЦС разделяют
задачи трансформации сопротивлений и коррекции АЧХ. Например, на
рис. 3.20,в показана ЦС на полосу, равную октаве (Kj= 2). Правая часть
ЦС в виде ФНЧ-трансформатора повышает входное сопротивление до
Лвх2 и одновременно компенсирует реактивную составляющую его
входного сопротивления. У ряда современных транзисторов эта часть
цепи монтируется внутри корпуса прибора, поэтому транзистор может
быть использован только в определенном диапазоне частот. Если транс-
формация (повышение) входного сопротивления оказывается недоста-
точной, то в сечении а — а может быть установлен дополнительный
трансформатор.
162
Левая часть ЦС на рйс. 3.20,в выравнивает АЧХ транзистора. Прин-
цип ее работы состоит в следующем. Электрическая длина обеих полос-
ковых линий выбирается равной /э = 1/2 при работе на верхней рабочей
частоте сов. Одновременно волновые сопротивления линий Zcl, Zc2 и
сопротивление резистора R& выбираются определенным образом отно-
сительно В результате на частоте шв напряжения и U2, действую-
щие в точках 1 — 2, оказываются не только в фазе, но и равными по
амплитуде. Поэтому ток через Лб не протекает, в нем не рассеивается
мощность и вся мощность от предыдущего каскада попадает в нагрузку
Явх2. По мере снижения частоты (со < coj появляется разность фаз между
напряжениями и <7? и через 2?б будет протекать ток и рассеиваться
мощность. Следовательно, в Явх2 поступит только часть мощности,
развиваемой предыдущим каскадом. При работе на частоте сон, когда
/э = 1/4, напряжения U{ и <7? становятся противофазными, в Rb рассеи-
вается наибольшая мощность, а в Rtx2 поступает минимальная мощ-
ность. Величина этого минимума согласуется с увеличением коэффи-
циента усиления транзистора по мере снижения частоты с со„ до ц,,
составляющего 3...6 дБ/окт.
Важно, что корректирующая цепь на рис. 3.20,в позволяет также
реализовывать максимально возможный коэффициент усиления тран-
зистора на верхней рабочей частоте.
3.5. ЦЕПИ ПИТАНИЯ ГЕНЕРАТОРОВ
ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ
Рассмотрим особенности построения цепей питания вначале на при-
мере ламповых, а затем транзисторных генераторов. На рис. 3.22 пока-
заны два варианта построения цепей по постоянному току и по ВЧ на
входе и выходе. Индуктивности блокировочных дросселей и емкости
разделительных и блокировочных конденсаторов должны удовлетво-
рять следующим требованиям:
для входной цепи
Рис. 3.22. Схемы питания по постоянному току:
а — параллельная; б — последовательная
163
l/wCpl«&»!; соЛбл1»|^(шМ; 1/®Сбл! « jZ,»); (3.12)
для выходной цепи
<^бЛ2»и<»сР2«1ЛоСбл2«1^в(®)1- (3-13)
Кроме того, в схеме на рис. 3.22,6 ЦС должны создавать малое
(близкое к нулевому) сопротивление по постоянному току. При этих
условиях от источника ВЧ сигнал полностью без потерь поступает на
сетку лампы, а с анода лампы — в нагрузку. Через блокировочные
дроссели проходят только постоянные составляющие токов сетки и
анода.
В схемах на рис. 3.22 три ее элемента — лампа, нагрузка (или источ-
ник ВЧ сигнала), источник питания (или смещения) — включены либо
параллельно, либо последовательно. В зависимости от способа включе-
ния различают схемы параллельного (рис. 3.22/т) или последовательно-
го (рис. 3.22,6) питания по входу и выходу.
На рис. 3.23 представлена схема генератора на тетроде с параллель-
ным питанием по входу и выходу. Входные и выходные цепи по ВЧ
представлены в виде простейших £С-контуров с индуктивными связями
с источником возбуждения и нагрузкой.
В анодной цепи дроссель L$n} включен параллельно контурной ин-
дуктивности £а. Чтобы он незначительно расстраивал ЬаСа-коитур и
через него протекала малая часть (менее 3...5 %) контурного тока, ин-
дуктивность L6ni выбирается в 20...30 раз больше £а, т. е.
£бл3 > (20. 30)La. (3.14а)
Рис. 3.23. Схема генератора на тетроде с параллельным питанием цепей сетки и анода
164
Однако, если добротность нагруженного анодного контура QH =
= R^NL^/C^ оказывается выше 10...20, контурный ток в элементах La
и Са будет в 10...20 раз больше первой гармоники анодного тока и при
выборе индуктивности дросселя согласно (3.14а) переменная со-
ставляющая тока дросселя становится соизмеримой с первой гармони-
кой тока анода. В этом случае накладывают более жесткие ограничения
на индуктивность дросселя Лбл3:
шЛ6л3 > (20...30)ЛЭКВ. (3.146)
При этом условии переменный ток в Ьбя3 будет составлять
менее 3...5 % первой гармоники анодного тока.
В (3.14) и далее в (3.15) — (3.22) ш — низшая несущая (средняя)
частота передатчика.
Чтобы переменная составляющая тока дросселя замыкалась на кор-
пус, ставят дополнительно блокировочный конденсатор С&* и, кроме
того, шунтируют измерительный прибор и источник питания блокиро-
вочными конденсаторами н.См. Дроссель L6ai и конденсаторы
и С6л8 образуют Г-звеио ФНЧ, которое обеспечивает замыкание пере-
менных токов всех гармоник в пределах схемы одного каскада ГВВ и
устраняет паразитные связи каскадов через общие цепи питания.
Емкость конденсатора (или конденсаторов С6п6 и C^g) надо
выбирать так, чтобы их сопротивление было в 10...20 раз меньше внут-
реннего сопротивления источника питания Практически зада-
ются сопротивлением емкости в 50...200 раз меньше сопротивления
дросселя L^:
МаС'ы < (0,005.,.0,02)фЛ6л3. (3.15)
Разделительный конденсатор Ср2 предотвращает замыкание анодно-
го питания на корпус через катушку индуктивности Lt. Одновременно
для переменной составляющей анодного тока сопротивление конденса-
тора должно быть мало. Его величина выбирается из условия, чтобы
падение напряжения переменной составляющей на нем составило не
более 0,5... 1 % от падения напряжения на нагрузке R^s, т. е.
1/юСр2£(0,005...0,01)/гэП1. (3.16)
Блокировочные элементы цепи первой сетки по аналогии с анодной
выбирают с помощью следующих соотношений: индуктивность дроссе-
ля
Абл1 > (2О...ЗО)ГС, (3.17а)
а если добротность нагруженного £сСс-контура выше 10...20 — то из
более жесткого условия
шГбл1 >(20...100)/|УВХ|; (3.176)
165
емкости разделительного и блокировочного конденсаторов
(оСр1 ^(20...100)/|_Уах|; 1/®Сбл2 ^(0,005...0,02)<bL6ji1. (3.18)
В (3.17) и (3.18) Увх = Gn + )ВМ — входная проводимость лампы;
= 7е1/Ц. и Вт = (оСп—ее резистивная (для схемы с ОК) и реактивная
составляющие соответственно. При выполнении (3.17) и (3.18) на бло-
кировочном и разделительном конденсаторах падает 1...5 % напряже-
ния Um, а через блокировочный дроссель Абл1 протекает 1...5%входного
тока.
Основным преимуществом схемы параллельного питания является
то, что контурные катушки индуктивности и конденсаторы не находятся
под напряжением анодного питания или напряжением смещения. В
более общем виде высокочастотные элементы цепей связи оказываются
изолированы от цепей питания и смещения. Одним из недостатков
является то, что входной и анодный LC-контуры шунтируются паразит-
ными емкостями блокировочных дросселей и емкостями обкладок раз-
делительных конденсаторов на корпус, Эти емкости уменьшают
волновое сопротивление контура и увеличивают в нем потери. Кроме
того, в схемах параллельного питания требуются блокировочные дрос-
сели с заметно большей индуктивностью. В частности, при работе
лампы без тока управляющей сетки на низких частотах, когда СМД О,
5ВХ = ®СВХ -> 0, согласно (3.176) потребуется L^ -> об.
На рис. 3.24 показана схема последовательного питания в цепи сетки
и анода. Во входной цепи источник смещения, ЛсСс-контур и вход
(сетка—катод) лампы, а в выходной цепи источник анодного питания,
£аСа-контур и выход (анод—катод) лампы включены относительно друг
друга последовательно.
Потребуем, чтобы сопротивление блокировочного конденсатора
Сбл6 в анодной цепи на частоте первой гармоники было в 20...100 раз
меньше резонансного сопротивления контура Z„_.((d) = Кроме того,
поскольку параллельно контурному конденсатору Са присоединена це-
почка из последовательно включенных и С^, потребуем также,
чтобы напряжение на Сбл6 составляло не более 1...2 % значения Ua. Эти
требования позволяют записать следующие расчетные формулы:
1/©Свяв^(0,01..Д05)Л>а„ Сбл6>(50...100)СВЬ1х. (3.19)
Для уменьшения паразитной связи через цепи питания включают
дополнительно блокировочный дроссель 1бл3 (см. рис. 3.24).
Индуктивность дросселя £бл3 надо выбирать так, чтобы его сопро-
тивление по ВЧ было в 10...20 раз больше внутреннего сопротивления
источника питания Z^fco). Поскольку ZHCr(to) трудно рассчитать й прак-
тически измерить, сопротивление дросселя L6n3 выбирают много
166
Рис. 3.24. Схема генератора на тетроде с последовательным питанием
цепей сетки и анода
большим нагрузочного сопротивления или сопротивления блоки-
ровочного конденсатора:
ф£6л3£(10...50)/фС6л6. (3.20)
Блокировочные конденсаторы С6л1 и Сбл8 (последний непосредствен-
но шунтирует источник анодного питании и дроссель L6n0 образуют
П-звено ФНЧ и, как в схеме параллельного питания на рис. 3.23, обес-
печивают замыкания переменных составляющих всех гармоник анодно-
го тока в пределах одного каскада, т. е. тем самым устраняют пара-
зитные связи между каскадами по цепям питания.
В сетдчной цепи значения элементов С6л1 и £бл( выбираются так же,
как в анодной, по формулам (3.19) и (3.20), в которые вместо Яэкв
подставляют 1/1У..1. а вместо — соответственно Свх.
Основное преимущество схемы последовательного питания состоит
в том, что блокировочные дроссели не шунтируют LC-контур и их
паразитная емкость не уменьшает волновое сопротивление контура и не
увелйчивает потери в нем. При тех же допусках на падения ВЧ напря-
жения и ответвление переменных токов на блокировочных элементах
индуктивность блокировочных дросселей в схеме последовательного
питания существенно меньше, чем в схеме параллельного питания.
Кроме того, L6n совместно с двумя блокировочными конденсаторами
образует трехзвенный ФНЧ (П-цепочку), а ие Г-цепочку, как в схеме
параллельного питания, и, следовательно , обеспечивается лучшая раз-
вязка по цепям питания.
167
Главный недостаток последовательной схемы состоит в том, что
контурные катушки н конденсаторы находятся под напряжением пита-
ния или смещения. Это существенно в ламповых генераторах и особенно
в анодной цепи, где напряжение Ел велико. Здесь особенно трудно
изолировать катушку индуктивности и конденсатор (особенно пере-
страиваемые) от корпуса и удовлетворить требованиям техники без-
опасности. Кроме того, ВЧ элементы ЦС должны обеспечивать подачу
напряжений питания и смещения на ЭП и прохождение постоянных
составляющих токов, что может вызвать трудности в практической
реализации, особенно в диапазоне СВЧ.
Рассмотрим особенности подачи смещения на управляющую сетку.
Необходимое напряжение смещения может быта внешним (от химичес-
кого источника, выпрямителя), либо автоматическим (от постоянных
составляющих сеточного и катодного токов), либо комбинированным.
В ламповых генераторах применяете* главным образом внешнее
или комбинированное смещение, чтобы при отсутствии возбужде-
ния (£7С = 0) в лампе протекали относительно малые сеточные и анодный
токи и рассеивалась незначительная мощность.
При непосредственном питании цепи сетки от отдельного выпрями-
теля из-за встречного включения выпрямительного диода и эквивалент-
ного диода, образованного сеткой — катодом лампы (см. рис. 3.23 и
3.24), не будет пути для достоянной составляющей сеточного тока.
Поэтому к выпрямителю подключают дополнительный резистор. Прак-
тически включают потенциометр /?t, что позволяет регулировать напря-
жение сеточного смещения £с (см. рис. 3.23 и 3.24) и получать от одного
выпрямителя напряжения смещения для нескольких ламп.
Значение смещения, действующего на сетке, определяется из выраже-
ния
Я. Я.(Я-Я.) Я.
v^A)/o°=+(*'w <121)
Согласно (3.21) помимо внешнего смещения (R{/R)E имеется авто-
смещение (Я/Я)(Я - Я,)^ от постоянной составляющей сеточного тока
1Л. Чтобы автосмещение, зависящее от режима работы анодной цепи
лампы, было незначительно, необходимо сопротивление потенциомет-
ра выбирать из условия Я < (0,05. ..О, l)^^. В тетродах режим работы
может выбираться без тока управляющей серей. В этом случае надо
учитывать термоток, который в мощных лампах может составлять мил-
лиамперы. Чтобы он мало сказывался на режиме работы лампы, в
расчетное соотношение для Я следует Подставлять значение термотока.
В генераторах на тетродах для развязки входной и анодной цепей по
ВЧ вторую сетку соединяют с корпусом блокировочным конденсатором
С^з (см. рис. 3.23 и 3.24). Емкость конденсатора выбирается из условия,
чтобы переменная составляющая на нем Ua была в 50... 100 раз меньше
168
напряжения питания £с2. Переменное напряжение Uc2 создается от про-
текания первой гармоники тока экранной сетки /с21 и напряжения ия
через паразитную емкость анод — экранная сетка С^. В то же время
влияние на Ua входного напряжения Uc через паразитную емкость
между управляющей и экранной сетками обычно в 10...20 раз
меньше, чем от Ил, и с ним можно не считаться. Отсюда получаем
соотношения для емкости С6я2.
W«Q»3 < (0,01 ...0,02)Ес2; (3.22)
С6л3 > (50... 100)Сас2£7а/£с2.
Одновременно результирующая индуктивность выводов блокиро-
вочного конденсатора, сетки лампы и монтажа £„„т должна быть до-
статочно малой, чтобы <о£..„т < (0,05...0,1)/<вСбд3. Блокировочный
дроссель L6n2 включают с той же целью, что и в анодной цепи в схеме
последовательного питания. Индуктивность Ь6я2 выбирают из условия
®^&i2 > (lO-SO)/^.
Для питания вторых (экранных) сеток мощных генераторных ламп
напряжение £с2 подается от отдельного выпрямителя либо от источника
анодного питания предыдущего, менее мощного каскада (см. рис. 3.23
и 3.24). Часто вместо Лбл2 или последовательно с ним включают резис-
тор который ценой некоторых потерь мощности постоянного тока
ЛаАг обеспечивает защиту экранной сетки от перегрузки при возрас-
тании ее тока, т. е. применяют комбинированное (внешнее и автомати-
ческое) смещение.
Мощные генераторные лампы прямого канала. В современных пере-
датчиках цепи иакала ламп питаются от сети переменного тока частотой
50 Гц. Простейшая схема, изображенная на рис. 3.25,а, имеет тот недо-
статок, что потенциал сетки меняется относительно среднего потенциа-
ла катода с частотой 50 Гц, что приводит к паразитной амплитудной
модуляции анодного тока лампы, называемой фоном. Действительно,
напряжение между левыми выводами сетки и катода
«4LO(0 = £с + 1/Ccoscof,
а между правыми
м£2)(0 = £с + Ц.со«»Г + (7нагсов2л50г.
Устранить фон с частотой 50 Гц удается в схемах на рис. 3.25,б,в, где
заземляется средняя точка вторичной обмотки накального трансфор-
матора или специально создается средняя точка включением сопротив-
ления R. В этом случае
«Й-’ЧО = Ес + U.cosat + 0,5L7cos2Tt50r,
VH ' V V ПИК
169
Рис. 3.25. Схемы питания цепи накала лампы с переменным током
«4^(0 = Ес + U^costot - 0,5£7Hai(cos2n50?.
На сопротивлении R расходуется мощность Рл = +
+ 0,2572кОЯ, где — амплитудное значение напряжения накала;
4о — постоянная составляющая катодного тока. Минимальное значе-
ние мощности, рассеиваемой на R,
?Rmin ~ ^нак^ = ^^иаА) ПРИ =
При этом дополнительное напряжение автоматического смещения
на потенциометре Я составляет
^сдоп ~ — 2^2^тк'
В схеме на рис. 3.25,6 из-за неточности определения средней точки
(асимметрии обмотки накального трансформатора) фон может быть
полностью не устранен. В схеме на рис. 3.25,в подстройкой потенцио-
метра Я можно по прибору, измеряющему фон, добиться его минимума.
Именно эта схема применяете* в радиовещательных передатчиках. Не-
достатком ее являются потери мощности постоянного тока на потенци-
ометре Я.
В схеме на рис. 3.25,б,в два блокировочных конденсатора Сбл2 в цепи
накала пропускают переменную составляющую катодного тока, проте-
кающего через оба его вывода на корпус. Величина их емкости выбира-
ется исходя из "гого, что по ВЧ оии включены параллельно и их
сопротивление должно быть в 20... 100 раз меньше Яэкв и 1 /|K„J лампы.
В лампах мощностью более 100 кВ? катоды выполняют цилиндри-
ческой сетчатой (чулочной) конструкции. При этом один из его выводов
кольцевой формы Имеет существенно меньшую паразитную индуктив-
ность по сравнению с другим, имеющим стержневую либо тоже кольце-
вую форму, но значительно меньшего диаметра. В генераторе по схеме
170
с ОК первый вывод соединяется с корпусом через блокировочный кон-
денсатор (см. рис. 3.25/). Емкость блокировочного конденсатора выби-
рается Сбл3« (1ОО...2ОО)СВЫХ, а индуктивность его выводов должна быть
минимальна. Между выводами катода для некоторого выравнивания
потенциалов иа них по радиочастоте ставится вспомогательный конден-
сатор С* я 10Свых.
В мощных генераторах помимо фона с частотой 50 Гц возникает еще
фон с частотой 100 Гц. Он связан с тем, что переменное поле около
катода, обусловленное током накала, достигает значения, при котором
заметно искривляются траектории движения электронов. Это вызывает
пульсации анодного тока с частотой в 2 раза больше частоты тока
накала. Для устранения фона с частотой 100 Гц используют две лампы,
включенные параллельно или по двухтактной схеме. Напряжения нака-
ла на них подаются со сдвигом по фазе на 90°. Например, при питании
от трехфазной сети для этого используют схему Скотта (рис. 3.26). На
рисунке приведена также векторная диаграмма, поясняющая, как из
трех сдвинутых на 120° напряжений U_AB, UBC> UCA на первичных обмот-
ках накальных трансформаторов создаются два напряжения U\ и U2,
сдвинутые относительно друг друга на 90°. Поскольку |С72| = 0,866|£7]|,
коэффициенты трансформации накальных трансформаторов должны
быть разными.
В холодном состояний омическое сопротивление нити накала (като-
да) лампы примерно в 10 раз меньше номинального. Поэтому в момент
включения будет наблюдаться бросок тока. Поскольку в мощных лам-
пах 7НШ ном = 300... 1000 А, то в начальный момент под действием тока
3000... 10 000 А хрупкие вольфрамовые нити накала (катода) подверга-
ются большим механическим ударным нагрузкам. Чтобы избежать
этого, напряжение накала постепенно повышают до номинального
плавно или небольшими скачками.
После разогрева катода сначала подается запирающее смещение на
управляющую сетку, далее — анодное напряжение, затем в случае тет-
родов — напряжение на экранную сетку и только потом — ВЧ возбуж-
дение на управляющую сетку. В мощных каскадах для обеспечения
Рис. 3.26. Питание иакала двух ламп по схеме Скотта (а) и векторная диаграмма (б)
171
соответствующей последовательности включения цепей питания ламп
обычно устанавливают системы автоматического управления и реле
времени. В частности, при отключении одного из источников питания
(напряжения смещения на управляющей сетке, анодного питания) авто-
матически снимается возбуждение и отключаются остальные источники
питания.
Рассмотрим особенности цепей питания генератора на триоде или
тетроде по схеме с общей сеткой. Схема генератора на тетроде приве-
дена на рис. 3.27/1. По ВЧ обе сетки соединены с корпусом через
блокировочные конденсаторы С6п2 и С6я5; блокировочные дроссели
£^2 в цепи накала устанавливают для того, чтобы паразитные емкости
обмоток накального трансформатора не шунтировали вход (катод)
лампы по ВЧ. При выборе дросселей нужно учитывать, что через них
проходит относительно большой ток накала. Чтобы потери в дросселях
на частоте 50 Гц были незначительны, нельзя требовать, чтобы они
Рис. 3.27. Схемы генератора на тетроде с общей сеткой
172
имели очень большое реактивное сопротивление. Достаточно, чтобы
иЛ(5Л2 > (5...10)/|yt,J. Блокировочные конденсаторы Сбл3 вместе с дроссе-
лями образуют Г-образные фильтры и дополнительно уменьшают
паразитную связь между каскадами через цепи накала. Два разделитель-
ных конденсатора Ср) обеспечивают симметричную подачу переменно-
го напряжения на оба вывода катода.
По постоянному току обе сетки изолированы, и на них подаются
соответственно отрицательное смещение Ес и напряжение питания
£с2. Чтобы не было обратной связи через блокировочные конденса-
торы, емкость конденсатора C^2 выбирают из условия <оСбл2>
>(100...200)ty.J, а конденсатора определяют по (3.22), как для
схемы с ОК. Для снижения индуктивности выводов в цепях сеток при
конструировании лампы ее сеточные Выводы делают кольцевыми.
Одновременно применяют один или несколько параллельно включае-
мых блокировочных конденсаторов Сбл2 и Сбл5 специальной конструк-
ции, обеспечивающей наименьшие индуктивности выводов.
Индуктивность дросселя определяют по (3.20), в которую подстав-
ляют значение емкости С6л2.
В мощных триодах управляющую сетку (или экранную сетку в мощ-
ных тетродах) соединяют непосредственно с корпусом как по перемен-
ному, так и по постоянному току. Это уменьшает индуктивность общего
вывода и снижает действие обратной связи. На рис. 3.27,6 показана
схема ГВВ на тетроде с чулочным катодом по схеме с ОС и непосредст-
венным соединением экранной сетки с корпусом. В цепь катода вклю-
чены источник смещения для управляющей сетки и источник питания
для экранной сетки. Выпрямитель напряжения смещения £в изолирован
от корпуса обоими выводами. Выпрямитель питания £с2 рассчитывает-
ся на ток 1я0 + /с20 и соединен с корпусом положительным выводом.
Поэтому он также не может быть использован для питания ламп в
других каскадах. Источник анодного питания рассчитывается на напря-
жение £*а = £яиом- £й меньшее, чем £а ,гом;
На рис. 3.27 колебательные системы во входной (катодной) и вы-
ходной цепях показаны в виде П-образных контуров, схемы питания
— параллельные. Расчет блокировочных элементов ведется по тем же
формулам, что и для схемы с ОК, только для цепи катода надо в форму-
лы подставлять сравнительно низкую входную проводимость лампы в
схеме с ОС, которую во многих случаях можно считать чисто резистив-
ной: Х,х~ = (Za| + /с1 + Zc2l)/Gc.
Для контроля режима работы лампового генератора и настройки его
колебательной системы включают измерительные приборы. Поскольку
иэ-за сложной формы анодного <а((Ш) и сеточного <с(<ш) токов непосред-
ственное измерение первых гармоник /а|, /с| невозможно, то ограничи-
ваются измерением постоянных составляющих катодного (анодного) и
173
сеточного токов, а также токов второй сетки, так как указанные прибо-
ры можно включать в местах с наименьшим потенциалом по постоян-
ному и переменному токам относительно корпуса. Это более безопасно
при обслуживании, предохраняет приборы от воздействия ВЧ токов и
исключает шунтирование контуров генератора паразитными емкостя-
ми приборов.
Такие требования легче выполняются при измерении постоянной
составляющей катодного тока, чем анодного. В этом случае измеряю-
щий прибор, включается в среднюю точку накального трансформатора
(см. рис. 3.25 — 3.27). Благодаря сравнительно невысоким напряжениям
достаточно просто контролируется постоянная составляющая сеточно-
го тока (см. рис. 3.23,3.24 и 3.27). Для контроля постоянной составляю-
щей тока второй сетки прибор, измеряющий 1^, включают в провод,
идущий от положительного полюса источника питания (см. рис. 3.24),
либо между отрицательным полюсом и корпусом (см. рис. 3.23). В
первом случае прибор, измеряющий 1^ находится под высоким посто-
янным напряжением Еа, а во втором — оба вывода источника питания
должны быть изолированы от корпуса. Еще большие трудности возни-
кают при измерении постоянной составляющей анодного тока, посколь-
ку анодное напряжение Ел может достигать значений 10... 12 кВ.
Поэтому в мощных выходных каскадах ие ставят приборы для контроля
1Л, а измерение токов /к0, 1Л, 1сК позволяет настраивать ламповый
генератор иа заданный режим и полностью контролировать его работу.
Цепи питания транзисторных генераторов существенно проще, чем
ламповых. Во-первых, для транзисторов требуется один (иногда два)
источник питания. Во-вторых, в многокаскадных передатчиках питание
может осуществляться от одного источника (или небольшого числа),
напряжение которого определяется типом транзистора оконечного кас-
када и режимом его работы. При этом напряжение питания транзисто-
ров предокоиечного и маломощных предварительных каскадов
подается либо непосредственно от данного же источника, либо через
гасящие сопротивления. В-третьих, благодаря правым статическим ха-
рактеристикам БТ и МДП-транзисторов достаточно обеспечить нуле-
вое смещение между базой и эмиттером или затвором и истоком, чтобы
при отсутствии ВЧ возбуждения ^транзистор был закрыт и постоянные
составляющие токов были равны нулю, а при подаче возбуждения обес-
печивался угол отсечки коллекторного (стокового) тока, близкий к оп-
тимальному 90°.
Цепи питания в предварительных маломощных каскадах выполня-
ются так же, как в обычных малосигнальных усилителях, и поэтому их
построение не рассматривается. В относительно мощных каскадах при-
меняются БТ и МДП-транзисторы, у которых с целью уменьшения
индуктивности общего вывода по ВЧ этот вывод либо непосредственно
174
соединен с корпусом, либо его соединяют с корпусом прибора и всего
устройства.
В коллекторных (стоковых) цепях применяют схему как последова-
тельного, так и параллельного питания, поскольку при низких нагру-
зочных сопротивлениях влияние паразитных емкостей блокировочных
дросселей оказывается незначительным. Примеры схем параллельного
питания показаны на рис. 3.4,3.8,3.13 и 3.16 Д последовательного — на
рис. 3.16,6. В частности, в схеме на рис. 3.4,в, в которой П-контур
образован двумя Г-цепочками, содержащими индуктивности £'2 и L"2,
в точке их соединения оказывается минимальное ВЧ напряжение С7*о =
= U^Rq/R* = U^Rq/Rj**. Поэтому блокировочную индуктивность Ьбл
следует подключать в данную (или близкую к ней) точку.
На рис. 3.28 показаны схемы цепей питания, обеспечивающие отпи-
рающее напряжение на эмиттерном переходе БТ и на затворе мощных
МДП-транзисторов. В БТ при включении с ОЭ (рис. 3.28/0 необходи-
мое смещение подается от источника коллекторного питания через де-
литель Л(Л2 с учетом автосмещения на резисторе Лмт = RiRJ(Ri + RJ
от постоянной составляющей тока базы /Б0. При включении с ОБ
(рис. 3.28,6) для этого требуется дополнительный источник другой по-
лярности. Сопротивление резистора /?! выбирается из условия полу-
чения заданной постоянной составляющей тока эмиттера (коллектора):
= ^пУАсо-
Ввиду большого сопротивления резисторов Я2 и низкого входно-
го сопротивления транзистора блокировочный дроссель £6я) обычно не
ставится. Резистор R3 включается для снижения напряжения на коллек-
торе (например, при питании прсдоконечного каскада от более высоко-
вольтного источника оконечного каскада). При значительном
сопротивлении R3 блокировочный дроссель £бп2 может быть исклю-
чен. Цепь питания МДП-транзистора, включенного по схеме с ОИ
(рис. 3.28, в), строится так же, как для БТ с ОЭ (см. рис. 3.28,а), с учетом/
что постоянная составляющая тока затвора отсутствует и на делителе
Рис. 3.28. Схемы питания биполярных и МДП-транзнсторов с общим выводом на корпус
175
Рис. 3.29. Схемы питания биполярных транзисторов с запирающим автосмещением
и МД П-транзисторов с нулевым напряжением смещения
не будет дополнительного автосмещения. На рис. 3.29 а иб показаны
соответственно цепи питания биполярных и МДП-транзисторов, обес-
печивающих запирающее или нулевое напряжёте смещения на эмит-
терном переходе или затворе. В БТ запирающее автосмещение
обеспечивается на резисторе R от постоянной составляющей тока базы
Ецэ -RI^o в схеме с ОЭ или тока эмиттера Е^ = Rl^ в схеме с ОБ. При
R > 0 блокировочный дроссель часто не ставится. Нулевое смещение
обеспечивается при R = 0. Ввиду правых характеристик (Етс > ®) в
МДП-транзисторах обычно не возникает необходимости в запирающем
смещении. Поскольку постоянная составляющая тока затвора отсутст-
вует, нулевое смещение обеспечивается включением резистора R (см.
рис. 3.29,в). Сопротивление резистора R выбирается из условия малого
шунтирования по ВЧ: R > (10...20)|Z„|, где Z,x входное сопротивление
транзистора.
3.6. ПАРАЛЛЕЛЬНОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ ЭЛЕКТРОННЫХ
ПРИБОРОВ
Для повышения мощности ГВВ включают несколько ламп или тран-
зисторов параллельно. Рассмотрим сначала особенности построения
ламповых генераторов.
Рис. 3.30. Схема параллельного включения тетродов по схеме с ОК
176
На рис. 3.30 показана схема параллельного включения двух ламп.
Одноименные электроды ламп для токов ВЧ соединены попарно. По
постоянной составляющейсетки ламп разделены для того, чтобы можно
было производить индивидуальный подбор режима работы каждой
лампы (из-за разроем их параметров).
При совместной работе на общую нагрузку лампы влияют друг; на
друга. Напряжение на общем анодном контуре можно представить вы-
ражением
Кажущееся сопротивление нагрузки для каждой из ламп
(3.23)
Из этих выражений следует, что сопротивления Z,KB зависят не толь-
ко от сопротивления нагрузки Ан, но также от отношения токов, проте-
кающих в анодных цепях ламп. Если токи равны, кажущиеся
сопротивления нагрузки для каждой из ламп будут равны и реЗйстивны:
В случае, если одна из ламп закрыта, для другой сопротивление
Z_ = R*. Когда токи в анодных цепях ламп не точно равны и не
синфазйы, лампы будут нагружены на различные комплексные сопро-
тивления даже при настроенном контуре. Поэтому при отсутствии сим-
метрии лампы будут работать в невыгодном для них режиме, отдавать
пониженную против номинальной мощность и иметь пониженный
КПД. В результате ожидаемого выигрыша в мощности, пропорцио-
нального числу ламп, не получмтгся. Таким образом, при параллельно
включенных лампах необходимы строгая синфазность и равенство
анодных токов. Для достижения этого требования лампы и блокировоч-
ные элементы должны иметь одинаковые параметры, а также одинако-
вую конструкцию, обеспечивающую одинаковые длины проводников,
подводящих напряжение возбуждения к сеткам ламп и соединяющих
аноды с контуром, и одинаковые паразитные емкости относительно
корпуса. Кроме того, необходимы подбор и поддержание во время
эксплуатации одинакового режима работы ламп.
Следует отметить, что при параллельном включении ламп повыша-
ется вероятность возникновения неисправностей, поскольку число ламп
и других элементов возрастает, а также увеличивается вероятность воз-
никновения паразитных колебаний (подробнее см. гл. 5). Перечислен-
ные недостатки ограничивают число параллельно включаемых ламп
двумя-тремя.
177
Перед рассмотрением особенностей параллельного включения тран-
зисторов нужно отметить, что современный мощный генераторный
транзистор представляет собой параллельное включение внутри корпу-
са до 100... 1000 и более элементарных транзисторов.
Для транзисторов характерен значительно больший разброс их пара-
метров. Поэтому при параллельном включениив_ряде случаев либо
непосредственно подбирают транзисторы по параметрам, либо приме-
няют различные схемные решения, которые обеспечивают лучшую сим-
метрию их работы. Кроме того, при параллельном включении в
соответствующее число раз снижаются и так столь низкие входное и
нагрузочное сопротивления, что резко усложняет задачу трансформа-
ции сопротивлений.
На рис. 3.31 показан генератор на двух параллельно включенных БТ
по схеме с ОБ и резонансной нагрузкой. Разделение LC-элементов во
входных и выходных цепях связи и цепи коллекторного питания позво-
ляет;
более легко обеспечить симметрию монтажа схемы;
подстроить коллекторную цепь каждого из них (скомпенсировать
разброс коллекторных емкостей) и выравнять режимы работы транзис-
торов, отдельно контролируя их постоянные составляющие токов /ко
вплоть до индивидуальной подстройки цепей связи каждого из них;
увеличить входные и нагрузочные сопротивления.
В схеме на рис. 3.31 равенство входных эмиттерных токов = $
достигается при достаточно больших и одинаковых индуктивностях L2,
когда их сопротивления оказываются много больше входных сопротив-
лений транзисторов (coL2 >> IZ.5f). Поскольку коэффициент усиления по
току в схеме с ОБ 1, то одновременно обеспечивается равен-
ство амплитуд коллекторных токов обоих транзисторов: $ = 1$.
Рис. 3.31. Схема параллельного включения биполярных транзисторов по схеме с ОБ
178
Ввиду взаимного влияния, сложности в настройке, положительного
температурного коэффициента для токов (с ростом температуры токи
возрастают) и, как следствие этого, снижения надежности параллельное
включение БТ в настоящее время используется сравнительно редко,
причем не более двух-трех транзисторов. В этом отношении значи-
тельно лучше полевые МДП-транзисторы, так как благодаря отрица-
тельному температурному коэффициенту для токов для них менее
опасны разброс их параметров и несимметрия в схеме. В ключевом
режиме на относительно низких частотах разброс параметров МДП-
транзисторов почти не сказывается, что позволяет включать параллель-
но до 10... 20 приборов.
3.7. ДВУХТАКТНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Переход к двухтактным схемам включения ЭП обычно связан не
столько с целью повышения уровня мощности (теоретически в 2 раза),
сколько с улучшением ряда других характеристик. Во-первых, в двух-
тактных генераторах при тех же режимах работы ЭП можно существен-
но снизить уровень высших гармоник в нагрузке. Во-вторых, в ряде схем
удается ослабить требования к блокировочным элементам, а также за
счет поочередности работы ЭП линеаризировать результирующее вход-
ное сопротивление — нагрузку для предыдущего каскада. Наконец,
переход к двухтактным схемам позволяет реализовать новые режимы
работы ЭП (точнее работу с эпюрами токов и напряжений в анодной,
коллекторной и стоковой цепях, которые невозможно реализовать в
однотактных схемах).
На рис. 3.32,а представлена схема двухтактного включения ламп.
Напряжения на сетки ламп подаются со сдвигом по фазе на 180°. При
Рис. 3.32. Схема двухтактного включения тетродов по схеме с ОК
179
противофазном возбуждении ламп ток первой гармоники $ первой
лампы протекает от анода к катоду, а ток второй лампы протекает
от катода к аноду, как показано на рис. 3.32,д. В проводе, соединяющем
середину емкостной или индуктивной ветви анодного контура с като-
дами ламп, протекает разностный ток. Если токи равны, они полностью
компенсируются. Это справедливо также для током нечетных гармоник.
В то же время токи второй и остальных четных гармоник оказываются
синфазными и суммируются в этом проводе. Поэтому цепь, соединяю-
щая среднюю точку контура с корпусом, должна обладать малым сопро-
тивлением для токов гармоник. Соединяя с корпусом середину
емкостной ветви контура (как показано на рис. 3.32,а), обеспечивают ,
меньшее сопротивление для четных гармоник и, следовательно, лучшую ‘
фильтрацию. Напряжение питания £а подводят к средней точке катуш-
ки индуктивности анодного контура, в которой переменное напряжение
близко к нулю.
Из-за неизбежной асимметрии схемы недопустимо одновременное
соединение с корпусом средний точек емкостной и Индуктивной ветвей
контура, так как образуется короткозамкнутый виток, в котором может
протекать значительный ток. Практически в средней точке индуктив-
ности контура переменное напряжение может составлять до 5... 10 % от
(7а » Е~ Поэтому индуктивность блокировочного дросселя может
быть снижена в 10... 20 раз по сравнению с расчетной (3.14) для однотакт-
ной схемы. Соответственно при раднете блокировочного конденсатора
^бл2 в (3.15) можно увеличить коэффициент 0,005...0,02 в 10...20 раз.
Как и при параллельном включении, в двухтактном генераторе
лампы влияют друг на друга. Предположим, что анодный контур на-
строен и симметричен, а токи $ *Тогда ток в контуре
Доит = + ZSht = 0.52 Л? + 0.52Л? = 0,52н(й) +
где 2Н—рабочая добротность контура с учетом, что коэффициент связи
анодного контура с каждой из ламп равен 0,5. Вследствие симметрии
контура напряжения на анодах ламп
С/(|) = [/(2) = £/„ = 0,5U*
и могут быть найдены из выражения
= 0,5>E7C7KOHr = 0,25^l7cq^ + = 0,25Ян(ДР +
где 'IL/C — характеристическое сопротивление контура; Яя — эквива-
лентное сопротивление контура между точками а(1) и а(2). Кажущееся
сопротивление в анодной цепи каждой лампы определяется из выраже-
ний
180
= 0.25Лн(1 +
(3.24)
2%. = = 0,25Я (1 + Л'.Ш).
Полученные выражения отличаются от (3.23) только постоянным
коэффициентом. В частности, при полной симметрии кажущиеся сопро-
тивления для обеих ламп одинаковы:
Z<£ = Z® =0,5Ян.
Двухтактная схема имеет некоторые преимущества перед однотакт-
ной и перед параллельным включением ламп. В ней несколько ослабле-
ны требования к блокировочным дросселю и конденсатору в анодной
цепи. Схема оказывается существенно проще при работе на сим-
метричную нагрузку, но главное — в ней может обеспечиваться допол-
нительное ослабление четных гармонике нагрузке. Отметим, что непо-
средственно двухтактный генератор, схема которого приведена на рис.
3.32/1, выигрыша в фильтрации четных гармоник не дает (в сравнении
с однотактным генератором). Действительно, при подключении к точ-
кам 6(|) и 6(2) симметричного фидера можно рассматривать оба провода
как две возбуждаемые синфазно и расположенные рядом антенны, ко-
торые будут излучать колебания второй и других четных гармоник.
Для получения дополнительной фильтрации между выходом двух-
тактного генератора (точки 6(|) - и нагрузкой (входом фидера)
следует включить дополнительный трансформатор Тр с магнитным
сердечником и соединенной на корпус средней точкой первичной об-
мотки (рис. 3.32,6). Трансформатор должен быть симметричным, и,
кроме того, емкостная связь между первичной и вторичной обмотками
должна быть пренебрежимо малой. При этих условиях, а также при
тщательной симметрии работы ламп и схемы уровень второй гармони-
ки может составлять -(15...20) дБ.
В то же время у двухтактной схемы включения сохраняются все
недостатки, присущие параллельному включению ламп, перечисленные
в § 3.6. Схема на рис. 3.32/2 оказывается более сложной, требующей
согласованной перестройки LC-элементов. В ией возникает большая
опасность паразитных колебаний. По этим причинам в ламповой тех-
нике отказываются от двухтактного построения мощных генераторов.
В транзисторной технике наоборот двухтактное построение генерато-
ров широко используется на частотах от десятков килогерц до 1 ГГц. На
частотах до 30...80 МГц применяются транзисторные двухтактные гене-
раторы с апериодической резистивной нагрузкой, в первую очередь при
построении широкодиапазонных неперестраиваемых генераторов,
перекрывающих диапазон частот до пяти-шести октав. В таких генера-
торах, как в двухтактных усилителях НЧ с трансформаторной нагруз-
кой, транзисторы работают в режиме класса В (угол отсечки 6 - 90°).
181
При этом высшие гармоники на выходе генератора незначительны, так
как четные гармоники коллекторных токов обоих транзисторов ком-
пенсируются (закорачиваются) в первичной обмотке выходного транс-
форматора (как в схеме на рис. 3.32,6), а нечетные гармоники при
симметричных косинусоидальных импульсах токарю/) с углом отсечки
0 = 90° теоретически отсутствуют.
Таким образом, при построении широкодиапазонных Двухтактных
генераторов главным является требование симметричности схемы и
работы транзисторов в обоих плечах. Симметричность работы генера-
тора должна обеспечивать входной и выходной трансформаторы ЦС, и,
кроме того, выходной трансформатор должен создавать сопротивление,
близкое к короткому замыканию для каждого транзистора на частотах
четных гармоник Z3KB(nro) -» 0, п = 2,4,... Коллекторные токи транзис-
торов должны быть равны по амплитуде и сдвинуты по фазе на 180° и
представлять симметричные косинусоидальные импульсы с углом от-
сечки 0 = 90°. В результате практически удается добиться ослабления
высших гармоник в нагрузке при включении биполярных транзисторов
с ОБ до -(20...30) дБ, а при включении с ОЭ при индивидуальном
подборе транзисторов до -(15...20) дБ.
На частотах до 1 ...10 МГц при небольших уровнях колебательной
мощности (на единицы—десятки ватт) двухтактные генераторы можно
выполнять на трансформаторах с магнитной связью между обмотками
(рис. 3.33,а). Трансформатор 7j>t обеспечивает переход к симметрично-
му выходу и противофазному возбуждению транзисторов. Средняя
точка первичной обмотки трансформатора Тр2 соединяется с корпусом
по ВЧ. Благодаря противофазной работе транзисторов первые гармо-
ники их коллекторных токов протекают в одном направлении через
первичную обмотку Т)?2 и поступают в нагрузку R*. Нечетные гармони-
ки токов теоретически отсутствуют (при 0 = 90°), но если они есть, то
точно также поступают в RH. Наоборот, четные гармоники коллектор-
ных токов в половинках первичной обмотки Т>2 направлены встречно,
а поскольку обе половинки расположены на общем магнитопроводе, то
эквивалентное входноесопротивление каждой из половинок первичной
обмотки 7р2 на частотах четных гармоник, определяющее кажущуюся
нагрузку для транзисторов, оказывается близким к нулю.
На более высоких частотах и при больших уровнях мощности двух-
тактные транзисторные генераторы строят на трансформаторах из
отрезков длинных линий, которые вносят меньшие паразитные индук-
тивности и емкости. Пример построения генератора на биполярных
транзисторах с ОЭ показан на рис. 3.33,6. В этой схеме трансформаторы
?)>! и 7)>3 осуществляют переход от несимметричных нагрузок к симмет-
ричным. При необходимости вместо них можно поставить трансформа-
торы, которые одновременно будут обеспечивать заданную
трансформацию нагрузочных сопротивлений. Трансформатор Тд2 со-
182
Рис. 3.33. Схемы двухтактных генераторов на биполярных транзисторах с ОЭ
здает короткое замыкание по четным гармоникам коллекторного тока
транзисторов (аналогично как первичная обмотка трансформатора Трг
с магнитной связью в схеме на рис. З.ЗЗ/з).
Первая и все нечетные гармоники коллекторных токов обоих тран-
зисторов поступают на трансформаторы 7)?2и 7)?3в противофазе. Линия
трансформатора 7]»2 их не шунтирует, и они проходят через линию
трансформатора 7р3 в нагрузку. Наоборот, токи четных гармоник по-
ступают в фазе и шунтируются (закорачиваются) линией 7)>2. Одновре-
менно они не могут встречно протекать через проводники линии
трансформатора 7>3.
Трансформатор 7)?3 выполняется на линии с волновым сопротивле-
нием Zf3 = Ян. Для каждого транзистора приведенное нагрузочное со-
противление = 0,5Ян. Трансформатор 7>2 выполняется на линии с
волновым сопротивлением Zc2 = (0,5... 1,0)/?н, а ее электрическая длина
/э выбирается не более (0,05...0,1)Х. При этих условиях он обеспечивает
достаточно низкое сопротивление по четным гармоникам и незначи-
тельно шунтирует по первой гармонике. Линии 7]р2 и 7]»3 целесообразно
помещать на одном магнитопроводе, чтобы уменьшить суммарный
объем сердечника. При этом необходимо, чтобы число витков, образу-
емых линиями на сердечнике, было одинаковым и соблюдалось направ-
ление намоток (на рис. 3.33,6 показано в виде общей черты и начала
намоток отмечены точками).
183
Для достижения лучшей симметрии схемы, обеспечения импульсов
коллекторных токов, близких к отрезкам симметричной косинусоиды с
углом отсечки 0 = 90° в широком интервале частот, а значит, лучшего
ослабления высших гармоник в нагрузке оптимальным является после-
довательное включение по ВЧ биполярных транзисторов с ОЭ относи-
тельно входа. Для этого в схеме на рис. З.ЗЗ/z достаточно убрать
блокировочный конденсатор С^; в схеме иа рис.3.33,б такое включе-
ние обеспечивает трансформатор 7)>|.
В цепи базы транзисторов обычно устанавливают цепи коррекции
АЧХ, одновременно обеспечивающие резистивное входноесопротивле-
ние (аналогично рис. 3.20,а). В схеме на рис.‘3.33,6 волновое сопротив-
ление линии 7/?, выбирается равным. входному сопротивлению цепи
коррекции АЧХ.
Диапазон частот двухтактных генераторов, на трансформаторах из
отрезков линий ограничен 30...80 МГц, что обусловлено трудностями
обеспечения низкого сопротивления (короткого замыкания) по четным
гармоникам в коллекторной цепи транзисторов. Из-за более высоких
входных и нагрузочных сопротивлений МДП-транзисторов двухтакт-
ные генераторы на них с использованием трансформаторов из,отрезков
линий строят на частота^ до 100 МГц. На частотах от 100 МГц до 1 ГГц
двухтактные генераторы строят Относительно узкодиапазонными —
при /Сне более 1,5...1,6. При этом рабочая полоса частот может состав-
лять 100...200МГц и выше. Такие генераторы выполняют на так назы-
ваемых «балансных» транзисторак.
Балансный транзистор представляетсобой два транзистора одного
типа проводимости, размещенных в одном кОрпусе (рис. 3.34). Бипо-
лярные транзисторы включают как с ОЭ, таки с ОБ, а МДП-тран-
зисторы—с ОИ. Главное' преимущество балансных транзисторов —
значительное уменьшение индуктивности общего вывода. Действитель-
но, обе половинки транзистора располагаются предельно близко друг к
другу, поэтому их индуктивности и L<2> (см. рис. 3.34) оказываются
в 5... 10 раз меньше, чем обычного транзистора, а общая индуктивность
Аэ0бщхотя и остается большой, но не вызывает обратной связи и сниже-
ния коэффициента усиления по мощности, поскольку через нее эмиттер-
ные токи обеих половинок протекают в противофазе. Кроме того, при
одинаковой номинальной мощности входное сопротивление каждой из
половинок возрастает в 2 раза, а так как по входу они включены после-
довательно, то результирующее входное сопротивление балансного
транзистора увеличивается в 4 раза.
Как правило, внутри корпуса балансного транзистора во входной и
коллекторных цепях размещаются дополнительные L- и С-злементы
(как и в обычных транзисторах, см. рис. 3.4^), которые вместе с внеш-
ними АС-элементами образуют входные и Выходные согласующие цепи
и цепи коррекции АЧХ, спроектированные на заданный рабочий диа-
184
Рис. 3.34. Схема двухтактного генератора на балансном транзисторе
пазоя балансного транзистора. Кроме того, у некоторых типов баланс-
ных транзисторов между выводами коллекторов включается общая ин-
дуктивность L^., которая вместе с коллекторными емкостями обеих
половинок Образует резонансный контур, настроенный на центральную
частоту рабочего диапазона. На входе и выходе генератора Обычно
включают трансформаторы на длинных линиях, во-первых, для по-
вышения (понижения) нагрузочных сопротивлений и,; во-вторых, для
перехода от несимметричных к симметричным нагрузкам. Как правило,
эти функции разделяют между двумя Отдельными трансформаторами.
На рис. 3.34 показаны трансформаторы только во входной цепи
генератора. Каждый выполнен на двух коаксиальных линиях достаточ-
ной длины, чтобы необходимые продольные индуктивности образовы-
вались достаточной величины без применения ферромагнитопровода.
Вторая линия jf® в трансформаторе Тр} включается для наилучшей
симметрии схемы [14]. Трансформатор 7/>2— симметричный, понижает
сопротивление нагрузки в 4 раза. Аналогичные трансформаторы, но
только в обратной последовательности устанавливают в выходной
цепи.
3.8. СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ ВЧ ГЕНЕРАТОРОВ
В ряде случаев требуется строить генераторы и передатчики таких
больших мощностей, которые не могут быть получены от одной или
небольшого числа существующих типов ламп или транзисторов. Для
185
этих целей иногда разрабатываются новые специальные лампы или
транзисторы повышенной мощности. Однако такой путь не всегда яв-
ляется лучшим, потому что разработка и организация производства
новых ламп и транзисторов обходятся дорого, надежность их может
быть невысокой, а потребность в них небольшой. Кроме того, сущест-
вуют физические и технологические ограничения на создание более
мощных приборов. Например, в настоящее время разработаны генера-
торные лампы на мощности до 0,5...3,0 МВт, а генераторные транзисто-
ры — до,250...1000 Вт на частотах до 150... 1000 МГц, и дальнейшее
увеличение мощностей в несколько раз, а тем более на порядок, пред-
ставляет трудную, практически невыполнимую задачу. В то же время
включение большого числа ламп или транзисторов непосредственно
параллельно или параллельно в каждом плече двухтактной схемы имеет
целый ряд недостатков, отмеченных в § 3.6 и 3.7.
Можно осуществлять сложение мощностей нескольких ВЧ генерато-
ров, выполненных в виде идентичных модулей ..MN и подключае-
мых параллельно либо последовательно с помощью широко-
диапазонных трансформаторов (рис. 3.35) или резонансных ЦС к общей
нагрузке Z.,. Однако при таком суммировании сохраняются недостатки
параллельного и двухтактного включений ламп и транзисторов: требу-
ются идентичность и синфазность работы отдельных генераторов и
симметрия схемы, сохраняется взаимное влияние и, значит, резко сни-
жается надежность работы всего устройства. В частности, авария в
одном из генераторов или модулей (короткое замыкание иди разрыв на
его выходных клеммах) может привести к аварийному режиму работы
всех остальных, поскольку нагрузка для них может стать близкой к нулю
или холостому ходу. Поэтому такой способ сложения используется
сравнительно редко, например при построении сверхмощных относи-
Рис. 3.35. Блочно-модульное сложение по мощности:
а — последовательное; б — параллельное
186
тельно низкочастотных транзисторных генераторов, в которых при ра-
боте транзисторов в ключевом режиме с высоким КПД обеспечиваемся
высокая надежность, а разброс параметров транзисторов сводится к
минимуму.
Сложение мощностей можно осуществлять в пространстве при рабо-
те двух иляболее автономных передатчиков на одной частоте от одного
возбудителя на разные антенны. В этом случае происходит сложение
электромагнитных полей, создаваемых антеннами. Для ослабления
связи между передатчиками, точнее между их выходными каскадами
через антенны, последние располагают на расстоянии не менее ЗА/4 одна
от другой. При этом антенны должны питаться синфазными токами.
Если вводить некоторую разность фаз в токи, питающие антенны, то
можно изменять (поворачивать) диаграмму излучения антенн. Введени-
ем специальных фазовращателей (рис. 3.36) можно поворачивать диа-
грамму направленности излучения.
В диапазонах ДВ и СВ из-за больших геометрических размеров ан-
тенн ограничиваются сложением мощностей, как правило, не более двух
передатчиков. В диапазоне КВ такой способ повышения излучаемой
мощности и изменения диаграммы направленности используется широ-
ко. Например, четыре передатчика мощностью по 1 кВт при расстанов-
ке штыревых антенн на 5 м и соответствующем фазировании
эквивалентны одному передатчику мощностью 16 кВт. На радиопереда-
ющих центрах внедрено в эксплуатацию пространственное сложение
четырех передатчиков мощностью 250 кВт каждый.
В диапазоне сантиметровых волн, где геометрическая длина отдель-
ных элементарных полуволновых вибраторов и расстояния между ними
получаются небольшими, а ВЧ генераторы на полупроводниковых при-
борах при уровне мощности 1... 10 Вт имеют малые габаритные размеры,
удается в небольшом объеме на малой площади установить до 100... 1 000
отдельных ВЧ генераторов и антенн. Тем самым колебательная мощ-
ность повышается на два-три порядка при высокой надежности, по-
скольку выход из строя единиц и даже десятков отдельных ВЧ
генераторов незначительно сказывается на работе такого передатчика
и снижении его мощности. Введением соответствующей фазировки от-
дельных ВЧ генераторов формируется узкая, поворачивающая в широ-
ких пределах диаграмма направленности. Такие устройства принято
называть фазированными антенными решетками.
В современных радиопередающих устройствах различных диапазо-
нов волн широкое применение получил метод сложения мощности с
помощью мостовых схем. В этом случае при суммировании мощностей
двух и более генераторов обеспечивается их взаимная электрическая
развязка. Каждый из генераторов работает независимо от других на
оптимальную для него нагрузку, в то время как у остальных генераторов
режим по ВЧ может меняться вплоть до короткого замыкания Или
187
Рис. 3.36. Структурная схема сложения
ВЧ мощности в пространстве
Рис. 3.37. Классическая мостовая схема сло-
жения мощностей двух генераторов
холостого хода. Вследствие этого достигается высокая надежность пере-
датчика. Даже в тех случаях, когда заданную мощность можно получить
от одного ЭП, передатчик часто выполняют в виде нескольких менее
мощных ВЧ генераторов или модулей с последующим суммированием
их мощностей в мостовых схемах. При этом выход из строя М генерато-
ров (аварийный режим) не нарушает работу остальных N- М и только
уменьшает мощность передатчика. Снижение мощности с Ря нои - NPt
до
= а не до PHaB = (tf-A/)P,.
объясняется тем, что часть мощности оставшихся N-М генераторов
АГ
начинает выделяться в балластных сопротивлениях мостовой схемы.
По условиям эксплуатации обычно допускается некоторое кратко-
временное снижение выходной мощности передатчика. Наиболее веро-
ятен выход из строя одного из генераторов (М = 1), поэтому уменьшение
мощности передатчика будет в Рн аш/Рн ном = (N - 1)2/№ раз. Исходя из
этих соображений можно определить необходимое число модулей N и
мощность каждого из них: P^„ = P^JN. Например, если допустима
работа с понижением мощности до 50 %, то достаточно, чтобы пере-
датчик содержал четыре модуля, поскольку (4- 1)2/42 = 0,56. Часто,
например, при построении телевизионных и УКВ ЧМ передатчиков
последний строится в виде двух полукомплектов. При выходе одного
из них мощность передатчика, должна была бы снизиться в 4 раза
[(2 - 1)2/22 = 0^25] . Однако предусматривается схема обхода моста,
поэтому мощность в нагрузке снижается всего в 2 раза (см. § 9.4). Одно-
временно обход моста позволяет устанавливать его балластное сопро-
тивление на рассеиваемую мощнюсгь, существенно меньшую 0,25 Рнном.
188
Принцип работы и свойства мостовой схемы рассмотрим на примере
суммирования мощностей двух идентичных синфазных генераторов Г,
и Г2. Классическая мостовая схема, приведенная на рис. 3.37, содержит
четыре резистивных нагрузочных сопротивления. При R\/R3 = R-JR^
выполняется условие баланса моста, т. е. напряжение от одного из
генераторов не поступает на выход другого, и генераторы работают
независимо друг от друга. При равенстве Я, = R2 = R3 = R4 ~ R генера-
торы нагружены на сопротивления Z,xl = R и ZBx2 = R. Токи обоих
генераторов /, = U^/IR, h = U^IR суммируются в двух нагрузочных
сопротивлениях RK = R и вычитаются в двух балластных сопротивле-
ниях /tg ® R. В результате мощности, выделяющиеся в нагрузочных и
балластных резисторах, соответственно равны:
P„ = 0,5|Z1+ZJ2/l11 и Рб = 0.5|/,-/г|2Яб.
Если/, = то вся мощность поступает в полезную нагрузку. В общем
случае, когда/, */j, КПД моста,равный отношению мощности в нагруз-
ке к суммарной мощности, определяется отношением
Им = ЛЛЛ. + Ре) = (1 + Л2 + 2*со8ф)/2(1 + Л2),
где к = l/il/l/jl; Ф — фазовый сдвиг между токами двух генераторов. На
основании этого соотношения, справедливого и для других рассмотрен-
ных ниже мостовых схем, на рис. 3.38,а и б построены графики зависи-
мости КПД от к и ф соответственно. Видно, что КПД мостовой схемы
остается высоким даже в том случае, когда токи неточно равны по
амплитуде и неточно синфазны. Если амплитуды различаются ие более
чем на 20 %, а сдвиг фаз не превышает 40°, КПД снижается до 0,87, т. е.
только 13 % суммарной мощности теряется на сопротивлении R&
Отметим, что при ф =180° — противофазной работе двух генерато-
ров — сопротивления Я„ и R$ меняются «ролями».
Рис. 3.38. Зависимость т]м моста сложения от соотношения токов генераторов
и разности фаз
189
Наихудшим случаем является отключение одного из генераторов,
что приводит к уменьшению КПД до ОД а мощности в нагрузке в 4раза,
так как половина мощности второго работающего генератора выделит-
ся в балластном резисторе. Поэтому при выключении одного из генера-
торов целесообразно, особенно в мощных устройствах, переключить
второй работающий генератор с моста сложения непосредственно на
нагружу, с тем чтобы избежать потери мощности в балластном резис-
торе. Обычно это делается автоматически с помощью системы обхода
моста.
Для практического применения схема на рис. 3.37 оказывается не-
пригодной, поскольку, во-первых, содержит по два нагрузочных и бал-
ластных резистора и, во-вторых, даже при соединении с корпусом одной
из точек схемы оказываются не соединенными с корпусом один из
генераторов и по одному из нагрузочных н балластных резисторов.
Включением дополнительных трансформаторов, осуществляющих
переход от симметричной к несимметричной нагрузке, можно соеди-
нить с корпусом второй генератор и вторые нагрузочный и балластный
резисторы. Одновременно можно объединить в один нагрузочный и
один балластный резисторы. При этом возможно большое многообра-
зие вариантов построения мостовых схем.
Рассмотрим только наиболее простые из них, содержащие наимень-
шее число трансформаторов.
На рис. 3.39 показаны мостовые схемы на трансформаторах 1:1с
магнитной связью и суммированием по напряжению (UH = + <4-2 И
Лн = 2ЯЮ) и по току (Д, =4i+42 и Лн = 0,5Авх). Трансформатор Трх
подключает к резистору Лн последовательно или параллельно оба
генератора в фазе. Наоборот, через трансформатор Тр2 оба генератора
подключаются к резистору R$ в противофазе, и при равенстве =
Рис. 3.39. Широкодиапазонные мостовые схемы сложения двух генераторов:
а — по напряжению: б — по току
190
= в нем не выделяется мощность. При соответствующих значениях
Ян и Яб (см. рис. 3.39)напряжение от одного из генераторов не поступает
на выход другого. Тем самым обеспечивается их взаимная независи-
мость в работе, т. е. условие баланса моста.
На рис. 3.40 показаны мостовые схемы для NZ. 2 идентичных генера-
торов на трансформаторах — линиях 1:1 со сложением по напряжению
N
и R= NR
I-1
и по току
N
4 = и R» = R**/N-
I-1
В первой схеме балластные сопротивления включены по схеме
многолучевой звезды, а во второй — по схеме многоугольника. В схеме
сложения по напряжению происходит повышение нагрузочного сопро-
тивления (Я,, = NR^> что очень важно, например, при построении
низкоомных транзисторных генераторов. В то же время продольные
напряжения на линиях оказываются неодинаковыми (наибольшее из
них — на первой линии = (N- 1)Ц., так же как в трансформаторе на
рис. 3.12). *
В мостовой схеме сложения по току в номинальном режиме про-
дольные напряжения на линиях отсутствуют, и появляются они отно-
сительно малой величины только в аварийных режимах — при
а)
Рис. 3.40. Широкодиапазонные мостовые схемы сложения N Генераторов:
а — по напряжению; б — потоку
191
неидентичности генераторов и выходе из строя одного из них. Это, в
свою очередь, снижает требования х ферритовым сердечникам. Глав-
ным недостатком такой схемы суммирования является снижение нагру-
зочного сопротивления Лн = R^IN.
Мостовые схемы на трансформаторах с магнитной связью или на
трансформаторах-линиях обычно выполняют при достаточно больших
нагрузочных сопротивлениях (выше 10...20 Ом) в диапазоне частот при-
мерно от 0,1 до 1000 МГц при уровнях мощности до 10...20 кВт. Наряду
с указанными схемами в радиопередающих устройствах при построении
как мощных ламповых передатчиков ДВ и СВ, так и передатчиков в
диапазонах УКВ и особенно СВЧ, где обычно требуются небольшие
коэффициенты перекрытия по частоте, широко используются резонанс-
ные узкополосные мостовые схемы.
Принцип построения резонансных мостовых схем удобно рассмат-
ривать на примере сложения мощности У идентичных синфазных гене-
раторов. Общая структурная схема на рис. 3.41 содержит У одинаковых
четырехполюсников и N балластных резисторов R6 * R^, включенных
по схеме многолучевой звезды. Четырехполюсники обеспечивают необ-
ходимую трансформацию сопротивлений NR*i Rtx и фазовый сдвиг на
90°/При этом Токи всех генераторов суммируются в основной нагрузке
Ян и компенсируются в балластных резисторах 2?б. При резистивных
нагрузке 7?н, входных Rax и балластных R6 сопротивлениях в качестве
четырехполюсников можно использовать П- или T-Цепочки на £С-зле-
ментах (рис. 3.42,а—г) с одинаковыми пб модулю реактивными сопро-
тивлениями:
X = XL = = |XJ = 1 /с^С, (3.25)
Рис. 3.42. Схемы трансформирующих и
фазовращающих цепочек
Рис. 3.41. Структурная схема
резонансного моста сложения
по току
192
где с% — рабочая частота.
С позиции дополнительной фильтрации высших гармоник ВЧ
генераторов, а также практической реализации ДС-элементов в микро-
полосковой исполнении на УКВ и СВЧ предпочтительнее четырехпо-
люсники в виде ФНЧ (рис. 3.42,а и 6).Вкачестве иих можно
использовать также четвертьволновые отрезки длинных линий с
электрической длиной /э = Х/4 (рис. 3.42,д) с волновым сопротивлением
Zc = X. Если геометрическая длина получается большой, линию
можно укоротить (/э < Х/4 ), а на ее входе и выходе параллельно
включим-дополнительные сосредоточенные конденсаторы Сдоп (рис.
3.42,е). В этом случае волновое сопротивление линии Z*f и реактивное
сопротивление Удоп дополнительных Конденсаторов определяются из
соотношений
...: . a... j-.-.
, f sin(27t/9/X)’ ' , l -sin(2B//X)tg(4A) ,
при/э< X/4.
> Реактивные сопротивления ДС-элементов и волновое сопротивление
четвертьволновой линии Zr определяются как
X^Z^NR^R*. (3.26)
с Отметим, что произвольное соотношение между входными и натрут
зочными сопротивлениями (Л^ = 2^и Лн) достигается соответствующей
трансформаций в четырехполюсниках, т, е, выбором значений X или
Zf согласно (3.26). Однако для наибольшей широкополосное™ надо
выбирать коэффициент трансформации четырехполюсников равным
единице. При этом Х* Zc - Я,х« и Ян « RnIN.
Важным практическим примером являются мостовЫе схемы для сум-
мирования мощностей двух одинаковых генераторов ( У= 2). Обычно
мост строится при одинаковых входных и нагрузочных сопротивлениях
(Явх1 = Явх2 = Ян = Л). Тогда на основании (3.26) реактивные сопротив-
ления LC-элементов или волновое сопротивление четвертьволновых
линий определяются как X = Zc = VIR. ,
На рис. 3.43 показаны две схемы. Первую из них, выполненную на
четырехполюсниках из П-цепочек (рис. ЗМ&ф, широкоиспользуют для
сложения мощностей в передатчиках ДВ и СВ диапазонов, построенных
в виде двух лолукомплектов. В то же время схема на рис. 3.43,6 приме-
няется в диапазоне УКВ — СВЧ, где геометрическая длина линий ока-
зывается небольшой.
При построении мощных передатчиков целесообразно, чтобы бал-
ластный резисторов котором при отклонениях от номинального режима
может рассеиваться значительная мощность, был соединен с корпусом.
Это позволяет его отнести в сторону от основной схемы и лучше охлаж-
193
Рис. 3.43. Резонансные мостовые схемы сложения по току двух генераторов
дать. На низких частотах (например, в схеме иа рис. 3.43/0 /^подклю-
чают через дополнительный трансформатор, как в схемах на рис. 3.39.
В схеме на рис. 3.43,6 ои подключается через дополнительные линии, как
показано на рис. 3.44 Тйжуъ мостовую схему иа УКВ—СВЧ называ-
ют гибридным кольцом. В отличие от исходной схемы, которую называ-
ют гибридным тройником, здесь добавлены еще две линии длиной Х/4 и
ЗХ/4 с таким же волновым сопротивлением. Таким образом, все четыре
линии образуют кольцо (или прямоугольник) общей длиной ЗХ/2.
Иногда для достижения симметрии схемы вместо одного R6 = R
включают два балластных резистора R*6 = 2R (показаны в скобках на
рис. 3.44/г). При выполнении моста иа симметричных полосковых или
двухпроводных линиях линию длиной ЗХ/4 можно заменить четверть-
волновой, но с «опрокидыванием» фазы (см. рис 3.44,6). В частности,
такой мост используется для сложения мощностей КВ передатчиков,
причем в качестве Лн и R6 включаются две антенны. Меняя фазу ВЧ
колебаний одного из передатчиков на 180°, осуществляют перевод ра-
боты двух передатчиков с одной антенны иа другую.
Рис. 3.44. Мостовые схемы на отрезках линий
194
Четырехполюсники, на которых выполняются мостовые схемы,
обеспечивают поворот фазы на 90° и необходимую трансформацию
сопротивлений только на фиксированной частоте (coj, = const). Прак-
тически полоса пропускания в таких мостовых схемах составляет не
более 3...5 %. Для расширения полосы пропускания до 10...30 % на НЧ
используются более сложные, но и более широкополосные четырехпо-
люсники на LC -элементах. В диапазоне СВЧ для этого применяют
многоступенчатые мостовые схемы с суммированием двух и большего
числа генераторов (N - 2, 3,4,...) либо осуществляют суммирование по
два (бинарные сумматоры) с N = 2, 4, 8, 16,... На рис. 3.45 показаны
примеры с N - 4. В обеих схемах подбираются (рассчитываются на ЭВМ)
оптимальные волновые сопротивления отдельных линий/число ступе-
ней, а также сопротивления балластных резисторов в зависимости от
числа суммируемых генераторов N и требований к полосе пропускания.
Коэффициент перекрытия по частоте в таких мостовых схемах может
достигать Kf - 2...4 и выше.
Широко используют также квадратурные мостовые схемы сложе-
ния. В этом случае выходные напряжения генераторов Г, и Г2 сдви-
нуты по фазе на 90°. Для совместной работы двух одинаковых
генераторов квадратурные мосты .обычно выполняют при равенстве
входных (Лвх1 = и нагрузочных (R„ = R£ сопротивлений. Очень
часто их выбирают одинаковыми: = R^ - R6 = RH, где значение R
выбирается стандартным, например равным волновому сопротивлению
подводящих линйй.
В общем виде (рис. 3.46) квадратурный мост содержит два «про-
дольных» четырехполюсника, обеспечивающих поворот фазы на 90° и
трансформацию сопротивлений R** в 0,5Ян и два «поперечных» четы-
рехполюсника, обеспечивающих также поворот фазы на 90° и трансфор-
мацию 1:1 сопротивлений Явх или RH. В схеме иа рис. 3.46 напряжение
генератора 1\ опережает по фазе на 90° напряжение генератора Г2.
I 't I f lw/Wzl
Ни 1 HfJ
Рис. 3.45. Широкодиапазониые мосты иа четвертьволновых линиях:
а — многоступенчатые: 6 — с суммированием по два
195
Рис. 3.46. Структурная схема квадратурно-
го моста
Рис. 3.47. Резонансные квадратурные
мосты:
а — иа ЛС-аяемеитах: б —на отрезках линий
Сигналы с обоих генераторов проходят через четырехполюсники 1 — 4
по двум путям, так что напряжения обоих генераторов суммируются в
R* и вычитаются в R6 и одновременно напряжение от одного из генера-
торов отсутствует в точке подключения другого. Этим самым достига-
ется их взаимная развязка, т. е. баланс мостовой схемы.
Четырехполюсники можно выполнять из П-, Т-цепочек на сосредо-
точенных LC-элементах либо на отрезках линий (см. рис. 3.42), у кото-
рых реактивные сопротивления X или волновые сопротивления Zc
определяются из условий заданной трансформации сопротивлений
(3.26):АГ1 = 7С1 = <5ЯМЛН —для двух «продольных» четырехполюсни-
ков, Х2=Zc2 = Авх и Х2 = ZcJ - —для первого и второго «поперечных»
четырехполюсников. При этом в качестве четырехполюсников исполь-
зуют обычно П-цепочки, что позволяет объединять емкости соседних
четырехполюсников (С, + Cj) и (С, + Q) и уменьшать общее число
реактивных элементов до восьми. В результате получаем мостовые
схемы, представленные на рис. 3.47. Отметим, что квадратурный мост
на линиях в технике СВЧ называют двухшлейфовым направленным от-
ветвителем.
Полоса пропускания квадратурных мостов на рис. 3.47 составляет
5... 10 %. Для расширения полосы до 20...30 % увеличивают число LC-
четырехполюсников или линий и шлейфов и оптимальным образом
подбирают реактивные элементы или волновые сопротивления линий и
шлейфов. Однако это резко усложняет конструкцию, увеличивает гео-
метрические размеры. Кроме того, возникают трудности технологичес-
кой реализации линий и шлейфов с сильно различающимися волновыми
сопротивлениями. Поэтому для достижения = 1,4...1,7 и выше пере-
ходят к квадратурным мостовым схемам, в которых используются не
196
Рис. 3.48. Квадратурные мосты на связанных линиях
только электрические связи между отдельными элементами, но и маг-
нитные. В диапазонах УКВ и СВЧ мостовые схемы на уровне мощности
выше 0,1... 1,0 кВт выполняются на двух связанных четвертьволновых
линиях, которые располагаются на определенном расстоянии друг от
друга и помещаются в общий экран круглой или прямоугольной формы
(рис. 3.48,а).
Принцип работы такого моста удобно рассмотреть в режиме деления
мощности. Допустим, к выводу 7 на рис: 3.48,а подключен генератор
Ц., а к выводам 2 — 4 — резисторы R2 = R3 '» R4 = R. Под действием»
напряжения UT в* верхнюю линию поступает ток. Часть этого тока про-
ходит в резистор Т?2, и часть мощности генератора будет поступать в R2
с задержкой по фазе иа 90°. Одновременно другая часть входного тока
генератора будет поступать в нижнюю линию. Благодаря электри-
ческой связи в нижней линии наводится ток 7Э, а за счет магнитной
связи — ток /м. Оба тока суммируются в R3 и вычитаются в Я4. Поэтому
связь между линиями должна быть такой, чтобы:
1) токи 13 и 7М были равны по модулю, при этом в Я4 не будет
выделяться мощность и вывод 4 моста окажется развязанным относи-
тельно вывода 7;
2) мощность (напряжение) генератора Г, поровну делилась между
выходами 2 и 3, при этом напряжение на выходах 3 и 2 имеют сдвиг по
фазе-90°.
Такой мост называют трехдецибельным направленным ответвите-
лем (деление на 2). Отметим, что в режиме суммирования генераторы Гх
и Г2 подключаются к выводам 2 и 3 (или 1 и 4), а резисторы Ян и Яб — к
выводам 1 и 4 (или 2 и 3). Для одностороннего подключения генера-
торов (в режиме сложения) или нагрузочных сопротивлений (в режи-
197
ме деления) в реальных конструкциях (рис. 3.48,6,в,г) линии перекрещи-
вают. Это отражается в их изображении на электрических схемах (см.
рис. 3.49 и рисунки в гл. 9).
При уровнях мощности до 0,1... 1,0 кВт квадратурные мосты обычно
выполняются на полосковых и микрополосковых линиях с диэлектри-
ческим заполнением (е > 1). В мосте с лицевой связью (см. рнс. 3.48,6)
обе линии располагаются одна над другойи разделены тонкой диэлект-
рической пленкой. Однако такая конструкция оказывается технологи-
чески сложно выполнимой. В то же время в конструкции иа
микрополосковых линиях (см. рис. 3.48,в) с торцевой связью между
линиями требуется не только малый зазор S « 0,03 мм между линиями,
но и очень ]фитична точность его практического выполнения. Поэтому
либо применяют тандемное соединение двух мостов (см. рнс. 3.48,в) с
существенно меньшей связью (вместо 3 дБ она уменьшается до 8,34 дБ
и поэтому зазор между линиями S « 0,07 мм), либо выполняют мост
Ланге (см. рис. 3.48,г), который содержит «гребенку» из нескольких
связанных линий с достаточно большими зазорами между ними, а глав-
ное, не очень критичными к точности их практического выполнения.
Отметим, что в конструкциях на рнс. 3.48,6 полоса пропускания может
достигать 0,7...0,8 октавы, в тандемной конструкции 0,5...0,6 октавы, а
в мосте Ланге 0,6...0,7 октавы.
Прй суммировании мощности двух генераторов в квадратурном
мосте их входные напряжения должны быть сдвинуты на 90°. Однако,
как правило, поступают по-другому: на входе обоих генераторов вклю-
чают аналогичный квадратурный мост деления мощности, который
обеспечивает их возбуждение со сдвигом по фазе на 90° от общего
источника. Это поясняет схема на рис. 3.49.
Основные преимущества применения квадратурных мостовых схем
перед синфазными (и противофазными) состоят в следующем:
/1x2
Рис. 3.49. Квадратурная схема построения ВЧ генераторов
198
1. Входное сопротивление квадратурного моста деления постоянное
и резистивное при любых, даже реактивных, но обязательно одинако-
вых нагрузочных сопротивлениях — входных сопротивлениях генера-
торов 1} и Г2(см. рис. 3.49): Z,^) = R при Z,xn(<o) = Z,xr2(<o).
При рассогласованных нагрузках в плечах 2 и 3 отраженные по этой
причине мощности поступают в плечо 4 и рассеиваются в R$.
2. Аналогично выходное сопротивление квадратурного моста сло-
жения постоянное и резистивное при любых, даже реактивных, но обя-
зательно одинаковых выходных сопротивлениях генераторов Г| и Г2:
^вьп(®) = при
При появлении отраженной волны со стороны нагрузки генераторов
она гасится в балластном резисторе R& даже если выходные сопротив-
ления обоих генераторов не равны R. Однако при рассогласовании
нагрузки Z„ = Лцном + AZ„ входные сопротивления моста сложения, а
следовательно, нагрузочные сопротивления для обоих генераторов ста-
новятся различными: на один из генераторов рассогласование пере-
считывается прямо пропорционально (Z„t ~ Z„). а на другой—обратно
пропорционально (Z„, ~ UZJ. Отсюда пересчитанные нагрузочные
сопротивления Z^, и Z._-, для первого и второго транзисторов тоже
становятся разными, отличны и режимы их работы, а поэтому могут
отличаться их входные сопротивления. В результате нагрузочные со-
противления дня моста деления будут отличаться друг от друга и его
входное сопротивление не будет равно номинальному. Устранение по-
добного рассогласования возможно только включением дополнитель-
ных невзаимных устройств — циркуляторов или вентилей непосред-
ственно на выходе и входе генератора (см. рис. 3.49).
Перечисленные выше положительные свойства квадратурной схемы
построения определяют ее широкое применение как при построении
отдельных транзисторных генераторов, так и при суммировании мощ-
ностей нескольких генераторов и образованных ими модулей, а также
при построении мощных телевизионных и УКВ ЧМ передатчиков в виде
двух полукомплектов (см. § 9.4 и 9.8). Поэтому даже в тех случаях, когда
трудно непосредственно выполнить квадратурную мостовую схему, ис-
пользуют синфазную мостовую схему, в одно из плечей которой вклю-
чают дополнительный фазовращатель на 90°.
3.9. ВЫХОДНЫЕ КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ
Каждому каналу связи, а следовательно, и передатчику отводится
определенный спектр частот, который является основным, полезным.
Колебания, выходящие за его пределы, разделяют на внеполосные и
побочные. Внеполосные колебания обусловлены в первую очередь не-
линейностью модуляционной характеристики ВЧ тракта (генератора) и
199
находятся вблизи рабочей полосы частот. Поэтому колебательные цепи
ие отфильтровывают их, и единственный путь по снижению внеполос-
ных колебаний — правильный выбор типа ЭП, его режима работы,
введение, обратных связей. Побочные колебания располагаются доста-
точно далеко от рабочей'полосы частот и обусловлены, как правило,
работой ЭП с отсечкой тока. В частности, в выходном токе (напряже-
нии) генератора с внешним возбуждением содержатся высшие гармони-
ческие составляющие па. Через элементы выходаой колебательной
системы (ВКС) передатчика протекают тоКи высших гармоник, и при
некоторых условиях мощность, развиваемая высйщми гармднйками в
антенне (фидере), может достичь ощутимых значений.
Рост числа линий радиосвязи, радиовещания и телевидения вынуж-
дает предъявлять жесткие требования к уровню мощности побочных
излучений. Во избежание образования помех соседним каналам связи, а
также телевизионному приему установлены международные рекомен-
дации и отечественные нормы на мощности побочных излучений [80].
В зависимости от диапазона частот и уровня мощности Pni. на основной
частоте оговаривается допустимое значение мощности побочных излу-
чений — абсолютное Рн„лоп либо относительное, выраженное в децибе-
лах: l Wg(PHBaon/PH1). Например, впередатчиках КВ мощностью менее 1
кВт уровень высших гармоник должен быть не выше -50 дБ, а мощнос-
тью выше 1 кВт не более 50 мВт.
Таким образом, ВКС передатчика помимо трансформации нагрузоч-
ного сопротивления (входного сопротивления фидера или антенны) в
номинальное сопротивление Л,кв на частоте первой гармоники в рабо-
чей полосе частот должна обеспечивать заданное ослабление (фильтра-
цию) высших гармоник. Оеиовныетрудности впостроеиии ВКС состоят
в том, что эта цепь является фильтром, который работает при относи-
тельно высоких уровнях токов и напряжений. Кроме того, ВКС должна
вносить малые потери мощности, т. е. обеспечивать высокий КПД, под
которым понимается отношение мощности в нагрузке к мощности на
входе колебательной системы* отдаваемой ЭП на основной частоте:
’lВКС - Лн^*вх1 •
Фильтрующие свойства колебательной системы на частоте л-й гар-
моники можно оценивать через коэффициент фильтрации по току или
напряжению (рис 3.50):'
♦««•jajtaj. ................... <зэта>
Обычно коэффициент фильтрации выражают в децибелах:
аф/= 201gO/n или аф(. = 201g®f;< (3.276)
Из расчета режима работы ЭП известен ток или напряжение п-й
гармоники,поступающей на вход колебательной системы: /вхп или Umn.
200
ВнхМпя
Wtif
яемяв»
евсямв
Pit,
ff»n
_T
Рис. 3.51. Выходная колебательная сис-
тема в виде одного LC-контура
Рис. 3.50. К пояснению коэффициента
фильтрации
Амплитуда тока 1т или напряжения UM гармоники на выходе колеба-
тельной системы определяется из допустимой мощности л-й гармоники
Р-
л ня ДОП'
Ашдоп - ^^>НЛД0П//^е5»1 **®И ^нлдоп = 0-28)
где ReZ... или ReK„. — резистивная составляющая сопротивления или
проводимости нагрузки (фидера, антенны) на частоте л-Й гармоники.
Отсюда можно определить допустимый коэффициент фильтрации:
Ф/ядоп *" Ахл/Аи доп И™* Фуядоп " ^4»/Цй» доп* (3.29)
Очевидно, что коэффициент фильтрации, обеспечиваемый колеба-
тельной цепью (3.27), должен быть больше или равен допустимому
(3.29).
Рассмотрим фильтрацию высших гармоник на примере лампового
генератора с резонансной нагрузкой. В схеме на рис. 3.51 Xl!t Х2 —
сопротивления элементов параллельного LC-контура; — пересчи-
танная резистивная составляющая нагрузки (фидера) в контур. Предпо-
ложи м,что на основной частоте R'Hl « А”2, поэтому для получения
резонанса должно выполняться условие = |Jf2|. Коэффициент фильт-
рации по току (3.27а)
Фй, Й МЛЛ = (xin ± X* + *’вЖя= Т+ ВДЯ + KJXW.
где Хы, Хи — сопротивления LC-элементов контура на частоте л-й
гармоники. Учитывая, что ХХп или Х& равны jn&L или lljnaC, а на
основной частоте |Jff| = ]XJ[ .« «L » 1А»С, определяем коэффициент
фильтрации по току: нри Хх = l/j<»C, Х2 = je>L
Ф/л = ^0 - + «z(K'„/xi)Z
при =jcoL, Х2 = 1/jcoC
Ф/п = - l/л2)2 + iMR-n/X,)2 “ (IW^t-
201
Видно, что, во-первых, для лучшей фильтрации высших гармоник
нагрузку R'H целесообразно включать в индуктивную ветвь контура, а
во-вторых, для повышения фильтрации необходимо уменьшать что,
однако, ведет к сужению полосы пропускания и, главное, к уменьшению
КПД контура на частоте первой гармоники:
_ Л,1 _ _ ^хх _ _____________1______
* р.х1 • 0,5/в1Яэкв Лхх + Л'экв 1 + ’
где Rjm = Л'эквЛхДЛ'эк, + Лхх) — сопротивление контура на основной
частоте с учетом потерь в LC-элементах; Я'жв = АГ2|/Я'н1 — сопротив-
ление контура без учета потерь; RM = X\QM— сопротивление контура
на основной частоте при отключенной нагрузке (Я'Н| = 0); 6хх =
= QlQc^Ql + бс) — результирующая добротность L- и С-элементов;
6L, Qc— соответственно добротности индуктивности и конденсатора.
Противоречивость требований наибольшей фильтрации и наимень-
ших потерь частично разрешается переходом .к двух-, трехконтурным и
более сложным цепям, в которых можно сформировать более прямо-
угольную АЧХ. Хотя при этом общее число LC-элементов возрастает,
относительные реактивные токи в них, существенно уменьшаются и
КПД оказывается выше. Кроме того, поскольку требуется отфильтро-
вывать только высшие гармоники, ВКС целесообразно строить не в
виде полосового фильтра (ПФ), например, состоящего из параллельных
и последовательных LC-контуров, настроенных на основную гармони-
ку, а в виде ФНЧ, образованного последовательным соединением Г-, Т-
и П-цепочек, в которых в продольных ветвях включены индуктивности,
а в поперечных — конденсаторы. При одинаковых значениях коэффи-
циента фильтрации и добротности L- й С-элементов это снижает кон-
турные токи и напряжения и уменьшает в них потери (примерно в 2
раза). Отметим, что схему На рис. 3.51 можно рассматривать как Г-це-
почку, которая при Х\ = 1/jcoC,, Д = jmL2 является двухзвенным ФНЧ.
Рассмотрим построение ВКС в виде многозвенных ФНЧ, элементы
которого перестраиваются при смене рабочей частоты передатчика.
Такие ВКС применяют, в первую очередь в ламповых передатчиках
мощностью выше 10...20 кВт, например, в виде П-контура или сдвоен-
ного П-контура (рис. 3.52). Выбор числа LC-элементов ВКС и их вели-
чин определяется как требованиями к фильтрации высших гармоник,
так и обеспечением заданной трансформации нагрузочных сопротивле-
ний, например входного сопротивления антенны ZA или фидера ZBX ф в
номинальное нагрузочное сопротивление лампы Яжв.
В качестве примера на рис. 3.53 приведены зависимости КПД от
фильтрации второй гармоники по току Ф/2 для одиночного (т = 3) и
сдвоенного (т = 5) П-контуров при ZBX = Z„ = /?н, т. е. при резистивной
202
a)
6)
Рис. 3.52. Выходная колебательная система в виде П- и сдвоенного П-контуров
нагрузке и отсутствии трансформации сопротивлений, при добротнос-
тях = Ql = 250 и ес = оо. Видно, что П-контур обеспечивает удовле-
творительные характеристики (КПД не ниже 80...90 %) при не более
40...50 дБ. Переход к сдвоенному П-контуру целесообразен только при
более высоких требованиях к фильтрации. Исключение может быть при
построении ВКС для передатчиков ДВ диапазона, в которых полоса
пропускания в П-контуре может быть соизмерима или меньше полосы
передаваемого сообщения. Поэтому для расширения полосы ВКС
может быть оправдан переход к сдвоенному П-контуру при а* < 40...45
дБ ценой усложнения и д аже незначительного снижения КПД.
В ВКС мощных передатчиков (250...500 кВт и выше) выделяют от-
дельно функции фильтрации и трансформации нагрузочных сопротив-
лений между отдельными звеньями или контурами. На рйс. 3.54 показан
пример построения ВКС вещательных КВ передатчиков мощностью
250...500 кВт. Промежуточное звено II (C"3L4CJ обеспечивает основ-
ную фильтрацию высших гармоник, не внося трансформации нагрузоч-
ных сопротивлений. В звене I индуктивность L, вместе с выходной
емкостью лампы C,UIY образует контур, настроенный на частоту ниже
рабочей: сц, = < (О. Поэтому на частоте ©контур представляет
небольшое емкостное сопротивление и вместе с катушкой индуктивнос-
ти L2 и конденсатором С3 транс-
формирует нагрузочное сопро-
тивление R* в Лэкв. Звено III
трансформирует входное сопро-
тивление фидера (антенны)
7,Хф в номинальное нагрузоч-
ное сопротивление RH. Как и
звено I, в котором сопротивле-
ние £аСвых-контура на частотах
высших гармоник емкостное,
звено III представляет П-контур
и вносит дополнительную филь-
трацию высших гармоник в на-
грузке.
70 20 30 W 3060 70 ВОа^ьйВ
i t I I I I t J J
0 3,f7 Ю 37,7 700 377 /9003/7070990 Ф12
Рис. 3.53. Зависимость КПД ВКС от коэф-
фициента фильтрации
203
Рис. 3.54. Схема ВКС мощного лампового генератора
Нагрузкой передатчика является антенна, которая характеризуется
номинальным сопротивлением ЯАном и значением КБВА, определяю-
щим на комплексной плоскости, аналогичной плоскости на рис. 3.15
для Я,хнвм и КБВвх, круг, в пределах которого входное сопротивле-
ние антенны может отклоняться от ЯАноы- Для современных антенн
КБВа *= 0,7...0,8. Однако во многих случаях', например для радиовеща-
тельных передатчиков КВ диапазона, применяют антенны с КБВА до 0,5
и даже 0,3. Кроме того, фидер, соединяющий антенну с передатчиком,
из-за * ЛАном может тоже вносить заметные рассогласования й его
входное сопротивление Zf, * может отклоняться отв еще ббльшнх
пределах. Поэтому передатчик должен обеспечивать работоспособ-
ность приКБВ фидера (КБВа антенны), составляющем не более 0,2.. .0,5.
Для этого согласующее устройство (звено III на рис. 3.54) должно обес-
печивать на всех частотах рабочего диапазона ipaнcфopмaцию Zt,^
илн в RH (в случае ВКС в виде одного или сдвоенного П-контура,
как на рис. 3.52,— трансформировать в 2?^,).
В передатчиках малой и средней мощностей, особенно при работе иа
укороченную антенну (длина вибратора много меньше Х/4), величина
2?а « RH или В этом случае согласующее устройство с антенной
должно скомпенсировать реактивную составляющую. ХА. (обычно
|ХА| » ЯА) и трансформировать только в сторону повышения /?д в Ян
(или Аэкв). Поэтому согласующее устройство может быть более, про-
стым в виде Г-цепочки (рис. 3.55). Индуктивность L компенсирует
реактивную составляющую входного сопротивления антенны (|ZJ £
> |XA|) и вместе с емкостью С трансформирует ЯА в RH (или R3Kt)
Поскольку требуется отфильтровывать только дискретные часто-
ты — высшие гармоники (2<в, Зо> и т. д.), то можно устанавливать
специальные резонансные контуры — последовательные (рис. 3.56,а)
или параллельные (рис. 3.56,6), настраиваемые на частоты л-х гармоник,
т. е. в ВКС включают дополнительные узкополосные режекторные
фильтры. Обычно ограничиваются включением фильтров на наиболее
интенсивные вторую и третью гармоники. Включение резонансных кон-
туров в первую очередь целесообразно в передатчиках, работающих на
204
Рис. 3.55. Схема согласующего
устройства
Рис. 3.56. Схемы включения дополнительных
резонансных контуров, наслоенных на вторую
н третью гармоники
одной фиксированной частоте, например в телевизионных. Однако их
часто устанавливают также в радиовещательных передатчиках ДВ; СВ,
КВ диапазонов, которые работают на одной или нескольких заранее
известных частотах, а потому могут быть осуществлены точная на-
стройка и перестройка дополнительных фильтров на нужные гармони-
ки.
В широкодиапазонных передатчиках, часто перестраиваемых, при-
менение ВКС а виде многозвенных ФНЧтребует согласованной пере-
стройки по определенному алгоритму всех ХС-элементов в диапазоне
частот (см. § 3.10). Возможно другое решение, исключающее трудоем-
кую ручную или сложную автоматическую перестройку индуктивнос-
тей и конденсаторов, надежность и срок службы которых заметно
меньше, чем у постоянных, а также сокращающее время перехода с
одной частоты на другую. Для этого на выходе передатчика включают
один или к фильтров, переключаемых на отдельные поддиапазоны.
Обычно фильтры проектируются без трансформации нагрузочного со-
противления (Явх „„„ « RH и их принято называть фильтрами гармо-
ник (ФГ).
На рис. 3.57 показана структурная схема такого устройства, которое
содержит два переключателя или реле и только одно перестраиваемое
Рис. 3.57. Структурная схема широкодиапазонного ВЧ тракта с ВКС в виде
переключаемых фильтров и согласующего устройства
205
вручную или автоматически согласующее устройство (см. § 3.10), обес-
печивающее при перестройке по частоте и при смене антенны трансфор-
мацию на основной частоте ZA или ^,хф в номинальное нагрузочное
сопротивление RH Н011 с КБВН обычно не ниже 0,7...0,85.
Рассмотрим особенности построения переключаемых фильтров.
Каждый ьй переключаемый фильтр проектируется на заданную нерав-
номерность АЧХ 8 или Да в полосе пропускания от со^ до со^, в которой
обеспечивается КБВф на входе фильтра не ниже 0,7...0,9 при номиналь-
ном нагрузочном сопротивлении Ян Н011.
При работе на рассогласованную нагрузку Z„ * R^ с КБВН
входное сопротивление фильтра оказывается в пределах круга на ком-
плексной плоскости (см. рис. 3.15), определяемого КБВвх на его входа:
КБВ„ = КБВфКБВн. (3.30)
Поэтому ВЧ генератор должен проектироваться и обеспечивать рабо-
тоспособность при КБВ его выходной цепи, определяемом (3.30). Оче-
видно, что чем выше КБВН и КБВф, тем легче проектирование и работа
ВЧ генератора, но . усложняется построение согласующего устройства
(СУ) и фильтров. В каждом конкретном случае существуют оптималь-
ные значения КБВИ, КБВф, при которых достигаются оптимальные ха-
рактеристики СУ, фильтров и ВЧ генератора.
Исходяиз требований к фильтрации высших гармоник, Начиная со
второй, каждый фильтр проектируется на заданное значение аф в полосе
задержания от со 2:2соН(. По этой причине коэффициент перекрытия по
частоте /-го фильтра не может быть более 2 (Kfi < 2). При этом по мере
приближения Kfl -> 2 (так как <ов/ -> 2сош) переходная область между
полосами пропускания и задержания (от сов/ до 2шю на рис. 3.58) сужа-
ется, что при заданных значениях Да и аф потребует резкого усложнения
(увеличения числа LC-элементов) фильтра. Поэтому практически Хд
Рис. 3.58. Частотные характеристики ФНЧ Кауэра (Л и Чебышева (2)
206
выбирают от 1,6 до 1,8. Такие фильтры гармоник принято называть
полуоктавными. Как показывают расчеты, наилучшими по наименьше-
му числу реактивных элементов при заданных значениях Да, аф и
оказываются так называемые ФНЧ Кауэра (рис, 3.59,а), которые содер-
жат резонансные контуры, настроенные на определенные частоты по-
лосы задержания. Амплитудно-частотная характеристика ФНЧ Ка> эра
приведена на рис. 3.58. Если исключить L- и С-элементы, показанные на
рис. 3.59 штриховой линией, то переходим к ФНЧ Чебышева. При тех
же значениях Да, аф и Kfi эти фильтры требуют большего числа LC-эле-
ментов, но проще в настройке и обеспечивают нарастающее затухание
в полосе задержания (см. рис. 3.58), что обусловливает достаточно ши-
рокое их применение на практике. Отметим, что ПФ Кауэра и Чебышева
соответственно при тех же условиях требуют заметно большего числа
LC-элементов.
Если нет дополнительных соображений и требований, то с позиции
достижения минимального числа LC-элементов у всех к переключаем ых
фильтров целесообразно выбирать одинаковые коэффициенты пере-
крытия по частоте:
Кл = ^»... = Куг=... = Кл. (3.31)
При заданном коэффициенте перекрытия по частоте передатчика
= а>вп/юнп и известном Kfi можно определить число переключаемых
фильтров: k = IgJ^/lgJ^,, которое округляют в большую сторону до
целого числа. Например, для КВ передатчика, перекрывающего диапа-
зон 1,5...30 МГц, потребуется пять-шесть фильтров.
На рис. 3. 60 показаны частотные характеристики переключаемых
фильтров. Важно отметить, что абсолютные рабочие полосы пропус-
кания от <вн/ до <вш- у всех. ФНЧ существенна различаются. В нашем
примере у первого фильтра полоса составляет примерно 1 МГц, а у
последнего около 12 МГц.
Установка переключаемых фильтров с равными Лд [см. (3.31)] харак-
терна для транзисторных генераторов на частотах до 30...100 МГц. На
Рис. 3.59. Схемы ФНЧ Кауэра и Чебы-
шева:
а — начинающиеся с параллельного! кон-
денсатора С\, б — начинающиеся с пос-
ледовательной катушки индуктивности L\
207
Рис. 3.60. Частотные характеристики к переключаемых ФНЧ
этих частотах выходная емкость транзисторов мало сказывается, по-
скольку авх < 0,05...0,1, генераторы строят двухтактными на широкоди-
апазонных трансформаторах и при необходимости с суммированием
мощностей в широкодиапазонных мостовых схемах, на выходе которых
устанавливают переключаемые фильтры. В ламповых генераторах вы-
ходная емкость ламп сказывается уже на частотах выше 1...2 МГц,
поэтому авх > 0,05...0,1. Здесь ВКС должна Обеспечивать ие только
фильтрацию высших гармоник, но и выполнять функцию выходной
согласующей цепи связи, т. е. проектировать ВКС необходимо с учетом
лампы и устанавливать непосредственно у анода лампы. Кроме
того, из-за трудностей в построении двухтактных ламповых генерато-
ров'на широкодиапазонных трансформаторах при больших уровнях
Мощности (более 5... 10 кВт) генераторы строят по однотактной схеме.
При работе лампы с отсечкой тока с 0, близким, к 90®, для достижения
напряжения на аноде,близкого к гармоническому,добротность выход-
ной колебательной системы по входу С„(<») = <»(С|Ч должна
быть не ниже 2...4 [14]. Сравнивая необходимое QM с Допустимыми^ =
= 0,5...1,0 для низкочастотной (3.8а) и полосовой (3.86) согласующих
цепей, видим что только в последней может быть одновременно обеспе-
чено высокое значение Qn = 2...4, а отсюда—Гармоническое напряже-
ние на аноде лампй и приемлемое согласование с нагрузкой в полосе
частот от йи до гов. Из (3.86) и (?вх(«н) = «„(С7] + СВЫХ) находим
^<|+«ш/е»(<»н). (ад
Если принять и^ *0,5... 1,0, a Qmmbl = 2...4, то = 1,12... 1,5. По мере
увеличения рабочей частоты добротность Qn даже при С, = 0 может
быть больше отсюда Кг. переключаемого фильтра будет меньше
(3.32). -
На рис. 3.61 показано примерное построение переключаемых фильт-
ров для лампового генератора. Все фильтры строятся полосовыми с
равноколебательной (чебышевской) АЧХ с числом звеньев от двух-трех
208
Рис. 3.61. Схема ВКС в виде переключаемых ПФ для лампового генератора
и более (в зависимости от требований к фильтрации высших гармоник).
Только в первом (и может быть, во втором) фильтре включается конден-
сатор для получения требуемого Во всех остальных фильтрах
в качестве конденсатора первого параллельного контура используется
выходная емкость лампы. Коэффициент перекрытия по частоте отдель-
ных фильтров определяется по (3.32), и если по мере увеличения частоты
Sax> то и Кд при переходе от фильтрак фильтру становится все
меньше. В то же время абсолютная полоса пропускания всех фильтров.
А»; - °>,i - ®Н, = а,ЛС1 + Лых)ЛЭК. (3-33)
при С] = 0 сохраняется примерно неизменной. Если абсолютная полоса
оказывается недопустимо малой, единственной возможностью ее увели-
чения становится снижение номинального нагрузочного сопротивления
лампы /{эквном- Например, так поступают при построении согласующих
цепей и выходных колебательных систем в ламповых каскадах телеви-
зионных передатчиков (см. § 9.8).
Как правило, в схеме на рис. 3.61 номинальное нагрузочное сопро-
тивление /?экв Для лампы много больше /?„, которое обеспечивает €У С
антенной. Поэтому в ПФ с помощью ^^образования Нортона [J4]
осуществляется необходимая трансформация нагрузочного сопротив-
лений-Ян в/?экв.
Достоинства переключаемых фильтров были отмечены выше, а глав-
ными их недостатками являются не только сложность в настройке й
необходимость высокой точности изготовления L- и С -элементов (до
1 %), но также большие габаритные размеры и масса, поскольку из к
переключаемых фильтров в работе находится только один. Поэтому по
сумме показателей, включая и экономические, данные фильтры оправ-
даны в передатчиках мощностью до 15 кВт. Однако, когда жестко стоит
вопрос времениперестройки с одной частоты на другую, такие фильтры
используют в передатчиках значительно большей мощности.
. 209
Важно подчеркнуть, что схемы и характеристики перестраиваемых и
переключаемых фильтров в сильной степени зависят от уровня (ампли-
туды) второй гармоники тока (напряжения) на входе и требований к ее
ослаблению в нагрузке. В связи с этим в выходном каскаде передатчика
необходимо добиваться максимального ослабления второй гармоники.
3.10. АВТОМАТИЧЕСКАЯ НАСТРОЙКА
КОЛЕБАТЕЛЬНЫХ ЦЕПЕЙ И УСТРОЙСТВ
СОГЛАСОВАНИЯ С НАГРУЗКОЙ
В автоматизированных необслуживаемых передатчиках должно
обеспечиваться автоматическое поддержание режима работы, уровня
колебательной мощности, качественных показателей.при смене рабочей
частоты, антенны и вида работы. В передатчиках относительно неболь-
шой мощности все каскады выполняют широкодиалазонными. При
смеие рабочей частоты в возбудителе здесь требуется только согласо-
ванно переключать выходные фильтры (ВКС) и перестраивать СУ с
антенной (см. рис. 3.57). В передатчиках мощностью выше 10...20 кВт
оконечные каскады выполняют ламповыми с резонансной нагрузкой.
Перестройка их контуров и LC-злементов цепей связи с нагрузкой
может быть ручной или автоматической. Рассмотрим общие принципы
построения системы автонастройки контуров, регулировки связи с на-
грузкой и некоторые конкретные способы их практической реализации.
Основными показателями автонастройки являются время настройки
с одной частоты на другую, точность настройки, а также диапазон
возможных перестроек. Поскольку одновременное обеспечение этих
показателей находится в явном противоречии, то часто включают две
системы автонастройки. Первая, относительно грубая система осущест-
вляет автоперестройку контуров при смене частоты передатчика в ши-
роких пределах, например во всем рабочем диапазоне частот.
Одновременно или после системы грубой настройки включается систе-
ма точной настройки, обеспечивающая существенно большую точ-
ность, но только при изменениях частоты передатчика в сравнительно
небольших пределах относительно резонансной частоты контура.
Грубую настройку можно осуществлять с помощью потенциометри-
ческих систем, следящих систем с частотным датчиком и некоторых
других. Рассмотрим принцип действия потенциометрической системы
(рис. 3.62). При смене рабочей частоты происходит изменение положе-
ния оси задающего потенциометра. В результате его согласование с
положением оси органа механической настройки контура нарушается.
Поэтому напряжения, снимаемые с потенциометров, пропорциональ-
ные углам поворота их осей, оказываются различными (Ех # Е^. Сигнал
ошибки Д£ = £]-Е2 усиливается в усилителе постоянного тока УПТ и
поступает на следящий электропривод — двигатель и редуктор, уста-
новленные на оси органа механической настройки, до полного согласо-
210
Рис. 3.62. Структурная схема потенциометричес-
кой системы автонастройкн
~т~ га
Рис. 3.63. Структурная схема на-
стройки с фазовым датском
ваиия осей (ДЕ - 0). При работе передатчика на нескольких фиксиро-
ванных частотах применяют переключаемые датчики положения оси по
числу фиксированных частот и механические фиксаторы положения
органа настройки. Это сокращает время перестройки, но несколько
снижает ее точность.
Принцип работы следящей системы с частотным датчиком (ЧД)
аналогичен принципу работы рассматриваемой ниже точной системы с
фазовым датчиком (ФД). Здесь обеспечивается непосредственно авто-
матическая настройка контура от ВЧ сигнала, подлежащего усилению.
Снимаемый с ЧД сигнал пропорционален расстройке ЧД относительно
частоты ВЧ колебаний. Он усиливается в УПТ и поступает на следящий
электропривод — двигатель и редуктор, которые подстраивают одно-
временно ЧД и контур до тех пор, пока сигнал с выхода ЧД не умень-
шится до нуля. Точность перестройки контура зависит от степени
согласования настройки ЧД и контура (для разных углов поворота
электродвигателя).
Среди систем относительно точной настройки широкое применение
получила система с ФД, показанная на рис. 3.63. Она основана на
сравнении фаз напряжений на сетке и аноде лампы резонансного гене-
ратора, сдвиг которых при настройке составляет 180°. В то же время
известно, что нулевое напряжение на выходе ФД соответствует фазово-
му сдвигу между сигналами, составляющему 90°. Поэтому для работы
ФД одно из напряжений сдвигают на 90° включением фазовращателя
(см. рис. 3.63). Если анодный контур расстроен, то на выходе ФД появ-
ляется напряжение £аык > 0, которое усиливается УПТ и воздействует на
систему управления двигателем настройки контура. При настройке
анодного контура напряжение становится равным нулю, и двига-
тель останавливается. Высокая точность настройки, широкая полоса
захвата и слежение за изменением собственной частоты контура обес-
печили этой системе широкое применение.
211
В рассмотренных системах контуры перестраивались и настраива-
лись о помощью электродвигателей или других механических уст-
ройств. Поэтому время перестройки сравнительно велико (измеряется
секундами). Системы с электрическим управлением лишены этих недо-
статков. В ннх индуктивность или емкость контура изменяется с помо-
щью управляющего тока или напряжения. Для этой цели используются
катушки индуктивности с ферритовыми сердечниками, магнитная про-
ницаемость которых изменяется в широких пределах при изменении
подмагничивающего тока. При этом катушки индуктивности могут
рассчитываться на большие реактивные мощности, т. е. использоваться
в передатчиках большой мощности. Отметим, что переменные емкос-
ти — варикапы и вариконды,— управляемые напряжением, неисполь-
зуются нз-за малых допустимых напряжений и токов, низкой доброт-
ности и трудностей отвода тепла, рассеиваемого в нх диэлектрике.
Рассмотрим некоторые варианты построения системы автоматичес-
кой регулировки связи с нагрузкой. Согласно характеристикам, приве-
деным на рис. 2.31 а, номинальному режиму лампового генератора
(Л*, = ном) соответствуют определенные значения /а0, 7с2О и
причем важно, что с ростом R3Kt постоянная составляющая тока анода
снижается, а постоянная составляющая тока экранной сетки и ВЧ на-
пряжение на аноде возрастают и, следовательно, возрастают отношения
ОДи/WA* Однако, если
с точностью до множителя а/ag, зависящего только от угла отсечки
анодного тока, определяет нагрузочное сопротивление, то в силь-
ной степени зависит от многих параметров лампы и цепей питания. Для
автоматической регулировки связи с нагрузкой обычно используют
первый критерий. Для этого в цепь постоянной составляющей анодного
тока (рис. 3.64) включают резистор Я(, на котором создается падение
напряжения £(, пропорционального току 1Л.
С анода лампы через емкостный делитель С(С2 ВЧ напряжение
подастся на детектор. После детектирования на резисторе R2 получают
напряжение Е2, пропорциональное Ut. Оба напряжения подают на
схему сравнения. Усиленное разностное напряжение Д£ » Е} - Е2 посту-
пает на привод регулировки, конденсатора связи с нагрузкой Са. Пред-
варительно при определенной нагрузке настройкой конденсатора Сс,
добиваются номинального режима (R*, - R^, ,rou). а регулировкой А, и
R2 добиваются равенства напряжений £, и £2. Если нагрузка изменится,
станут другими величины 7а0, ил и Е, * Е2. Под действием сигнала
ошибки Д£ = £, - £2 система привода подстроит конденсатор Ссв так,
чтобы ДЕ = 0.
212
Рис. 3.64. Структурная схема автозагрузки
В широкодиапазонных передатчиках на выходе колебательной сис-
темы (см. рис. 3.57) устанавливают автоматическое СУ (АСУ), которое
при смене рабочей частоты или антенны должно перестраиваться так,
чтобы трансформировать сопротивление антенны в номинальное
нагрузочное сопротивление передатчика R* ном> например, равное 50 или
75 Ом.
На рис. 3.65 приведена структурная схема АСУ. В нее входят элемен-
ты грубой и плавной настроек, датчики модуля и фазы 2^, системы
автоматической настройки по модулю и фазе, блок управления грубой
настройки. Автоматическое СУ часто дополняется детектором выход-
ной мощности передатчика. Сигнал с детектора говорит о наличии
мощности, поступающей с передатчика, и дает команду на включение
блока управления грубой настройки. Он также служит для контроля
мощности, поступающей в элементы АСУ, и дает дополнительную ин-
формацию о настройке контуров, в частности сигнализирует об аварий-
ной ситуации. Кроме того, сигнал с детектора может поступать на
систему автоматического регулирования мощности передатчика
(АРМ).
Система АСУ работает следующим образом. При включении пере-
датчика или перестройке его по,частоте элементы грубой и точной
настроек устанавливают каждый раз в исходные положения, в частнос-
ти индуктивность связи Lm отключают, а индуктивность настройки £н
делают минимальной. Поэтому в начальный момент настройки сопро-
213
Рис. 3.65. Структурная схема автоматического согласующего устройства
тивление антенны подключается к датчикам модуля и фазы через
малое сопротивление j<a£„
Датчик фазы Z„ .определяет величину и характер (емкостной или
индуктивный) реактивной составляющей сопротивления нагрузки ZH.
При емкостной и индуктивной расстройках выходной сигнал имеет
разные знаки. Аналогично разной будет полярность сигнала с выхода
датчика модуля Z* при |Z„I > Янном и [ZJ < Ян ном. Поскольку оконечный
каскад обычно не допускает работу на сильно рассогласованную на-
грузку, во время настройки датчики работают при пониженной мощнос-
ти оконечного каскада либо вообще при выключенном оконечном
каскаде от сигнала, снимаемого с предыдущих каскадов или возбуди-
теля передатчика.
Сигналы с датчиков модуля и фазы Z* поступают на пороговые
устройства в блоках автонастроек по модулю и фазе. Если они превы-
шают пороговые значения, то выдается команда в блок управления
грубой настройки. В зависимости от величины и знака рассогласования
по реактивной составляющей и по модулю Д, дискретно подключается
последовательно или параллельно с сопротивлением Ид элемент гру-
бой настройки или С^. Подбор величины или происходит до
тех пор, пока сигналы с датчиков модуля и фазы не станут превышать
пороговые уровни. После этого осуществляется точная настройка с
помощью La- и £н-элементов, в качестве которых используются ферро-
вариометры. При этом индуктивность Lct в первую очередь влияет на
Коэффициент трансформации сопротивлений, а индуктивность LH — на
величину Хи. Точная настройка заканчивается, когда входное сопротив-
ление антенны 2д трансформируется в номинальное Z* = /?н ном, при
котором сигналы с выходов датчиков модуля и фазы равны нулю.
214
Практически обеспечивается Z*, близкое к Лн ном, с допустимым откло-
нением AZH в пределах круга КБВН = 0,7...0,9 на комплексной плоскости
Zn (см. рис. 3.15). После этого переходят в номинальный режим по
мощности или просто включают оконечный каскад передатчика.
Все более широкое применение ЭВМ и микропроцессорных уст-
ройств позволяет перейти к автоматизированной настройке и пере-
стройке многоконтурных ВКС. Рассмотрим основные принципы
(алгоритм) настройки многозвенных ВКС на примере схемы, приведен-
ной на рис. 3.54.
На всех реактивных элементах ВКС устанавливаются датчики, изме-
ряющие в них напряжения UL, Uc и токи IL, 1С первой гармоники. По
отношению ULUL, UJIC в процессе настройки определяются действи-
тельные значения реактивных сопротивлений L- и С-элементов.
Предварительно рассчитываются требуемые добротности нагружен-
ных контуров первого й второго звеньев ВКС (см. рис. 3.54) либо Непо-
средственно значения реактивных сопротивлений, входящих в них L- и
С-элементов. Исходными данными для расчета являются обеспечение
заданной фильтрации высших гармоник в нагрузке при достаточно
высоком КПД и трансформация номинального нагрузочного сопротив-
ления Яннои в номинальное сопротивление генератора В резуль-
тате расчетов в память ЭВМ закладываются величины/.- и С-элементов
первого и второго звеньев ВКС на ряде фиксированных частот {напри-
мер, 128 или 256 в диапазоне 3...30 МГц).
Для данной конкретной антенны, с которой работает передатчик,
предварительно измеряется ее комплексное входное сопротивление
2д(со) или входное сопротивление фидера, нагруженного на эту антен-
ну на данной частоте со. Из условия трансформации ZA(a>) или 2,Хф(<о)
в ЯННОм рассчитываются необходимые величины реактивных элементов
третьего звена ВКС. В результате таких расчетов аналогично в память
ЭВМ закладываются требуемые величины L- и С-элементов третьего
звена на том же ряде фиксированных частот.
При переходе ВЧ генератора или передатчика на другую рабочую
частоту ЭВМ выдает для ближайшей фиксированной частоты расчет-
ные величины L- и С-элементов первого и второго фильтрующих и
третьего согласующего звеньев ВКС. После этого с помощью приводов
устанавливаются дискретной и плавной настройкой величины индук-
тивностей и емкостей всех трех звеньев ВКС, близкие к расчетным.
Затем включается ВЧ генератор (передатчик), обычно при пониженных
напряжениях питания и амплитуде возбуждения, так что ориентировоч-
но обеспечивается мощность, равная половине номинальной. Далее
производится подстройка L- и С-элементов последовательно третьего,
второго и первого звеньев ВКС. Критерием подстройки является наи-
215
ШСУ
Рис. 3.66. Схема согласующего
устройства
большее приближение отношений на-
пряжения и тока первой гармоники в
каждом L- и С-элементах к расчетным,
т. е. приближение их реактивных сопро-
тивлений XL->XLfa).4,Хс-+ХСрасч. При
этом Z,x ВКС приближается к №ои.
После этого напряжение питания и
амплитуда возбуждения ВЧ генератора
увеличиваются до номинальных значе-
ний, а выходная мощность ВЧ генератора (передатчика) приближается
к расчетной величине.
Высокая точность, с одной стороны, и большая сложность операций
перестройки и настройки, занимающих значительное время, с другой
стороны, заставляют разработчиков искать иные технические решения.
Так, можно перед антенной (рис. 3.66) установить иеперестраивае-
мое широкодиапазонное согласующее устройство (ШСУ), которое в
рабочем диапазоне, частот обеспечивает трансформацию сопротивле-
ния в Z,x ШСУ(ш) с КБВвх относительно ноы не ниже 0,5. При
этом учитывается нестабильность ИДсо) в процессе эксплуатации пере-
датчика. Автоматически подстраиваемое СУ выполняется в виде про-
стейшего П-контура, емкости конденсаторов которого могут меняться,
например, дискретно с помощью переключателей на p-i-n диодах. В
передатчиках небольшой мощности в качестве конденсаторов Исполь-
зуют варикапы (варакторы), управляемые напряжением. Важно, что
П-контур осуществляет сравнительно небольшую трансформацию
ШСу(со), изменяющегося в пределах круга КБВ >0,5 (см. рис. 3.15),
В * RBX ном‘
Если антенна широкодиапазонная и ее входное сопротивление в
процессе эксплуатации меняется незначительно, можно вообще отка-
заться от перестраиваемого СУ. При этом режим работы ЭП может
сохраняться близким к оптимальному и, главное, обеспечиваться не-
изменность мощности в нагрузке передатчика. Структурная схема тако-
го устройства представлена на рие. 3.67. *
На выходе ЭП устанавливается ВКС в виде неперестраиваемого
ШСУ,, которое компенсирует шунтирующее действие выходной емкос-
ти транзистора (лампы), либо просто фильтрующая цепь связи. Колеба-
ния на выходе ШСУ, должны быть достаточно гармоническими, чтобы
высшие гармоники не нарушали работу системы авторегулирования
режима (АРР). К ШСУ, подключей направленный ответвитель (НО),
выполненный в виде квадратурного моста со слабой связью (порядка
20 дБ). За НО следует второе неперестраиваемое ШСУ2, которое ком-
пенсирует реактивную составляющую сопротивления антенны гДа») и
216
Рис. 3.67. Структурная схема неперестраиваемого согласующего устройства
с автоматической регулировкой режима работы ЭП
трансформирует ее резистивную составляющую Лд(®) до номинальной
величины Ян ном, равной 50 или 75 Ом в рабочем диапазоне частот.
Важно, чтобы согласование всего тракта (от антенны до выхода элек-
тронного прибора) было достаточно высоким, т. е. КБВ на входеШСУ|
было не ниже 0,5.
Кблебания с выхода генератора через ШСУ ।, НО и ШСУ2 поступают
в антенну.При этом незначительная их часть (порядка 10~2 по мощнос-
ти) ответвляется в НО. Из-за неточного согласования с антенной
отраженные колебания проходят в обратном направлении: ЩСУ2,НО,
ШСУ, и далее в генератор. При этом небольшая их часть также ответ-
вляется в R62 НО. После амплитудных детекторов (VD2 и VD3 на рис.
3.67) информация о напряжениях прямого £7пад и отраженного
колебаний поступает в микропроцессорное устройство МПУ. В резуль-
тате соответствующей обработки МПУ выдает на дисплей сообщения о
величинах: 1) мощности Рн, поступающей в нагрузку, и ее отклонениях
от номинального значения Рн ном; 2) КБВ = (£7пад - на
входе ШСУ2. Если КБВ ниже допустимого значения, например при
обрыве или замыкании антенны, то МЙУ даст команду на отключение
возбуждения и напряжения коллекторного питания транзистора. Наря-
ду с контролирующей функцией и защитой ирирассогласовании МПУ
выполняет задачу АРР. Для этого на него ^соответствующих датчиков
поступает информация о напряжении питания £к, постоянной состав-
ляющей тока /ко и амплитуде переменного напряжения на коллекторе
UK (амплитудный детектор Р2>( на рис. 3.67). На базе этих данных, а
также отклонения Рнот Рн иом МПУ вырабатывает сигналы для регули-
рования напряжения Ек (с помощью регулироваемого источника пита-
ния -т- РИП) и амплитуды им пульса коллекторного тока (аттенюатором
во входной цепи генератора). **
217
Поясним это на примере «резистивного» рассогласования, когда
2эга(а>) = Аэкв при = 0 и Ажв изменяется в пределах от R^ Н0МКБВвх
до Rxt ном/КБВвх. При Аэхв = R^ ном обеспечивается граничный режим
и Ря = Рн ном. При снижении R3KB = транзистор переходит
в недонапряженный режим, в котором UK, уменьшается при сохранении
ZK0 = const. Наоборот, при увеличении Rm = Аэк»Но>/КБ®»х транзистор
переходит в перенапряженный режим, в котором снижаются ZK0 и ZKI
при сохранении UK » const. При обоих рассогласованиях Рн уменьшает-
ся относительно Ря ном (см. рис. 2.31).
Сигналы, вырабатываемые МПУ, поступают на управляемый атте-
нюатор и РИП таким образом, чтобы импульс коллекторного тока и
коллекторное напряжение изменялись следующим образом:
при Ajk, — Аэкв Н0МКБВвх
W^cohom ® WAciwm ~ -1 ЛУКБВ,,/ Ек/ЕКяоы« Ц</ UKtiOit ~ 7КБ1^Х;
при Дж» ~ Дж» ИО1/^Д®ВХ
АоДкОном ® WAcIhom ~ Ж; ВДсном - ^Киом ~ 1Л/ЩГ
Тогда при рассогласованиях мощность Ря = 0,5ZKI UK оказывается
близкой к номинальной Ря mit = 0^1К1ит.иКипи, а режим работы —
близким к граничному. Это поясняют эпюры eK(<nr) и динами-
ческие линии iK(eK) на рис. 3.68: 1 — при Лэкв ₽ R3KB ном; 2 — при R3Kb =
Дж»ном^БВвх, 3— при Аэкв в ном/КБВвх.
Рис. 3.68. Динамические линии |'к(ек ) и эпюры тока i^at) и напряжения ек(<о)
при номинальной нагрузке и при резистивном рассогласовании
218
Значение Рн ном содержится в памяти МПУ в результате предвари-
тельных измерений на согласованной нагрузке /?и ном = 50 или 75 Ом.
Для достижения граничного режима в МПУ рассчитывают двумя
способами остаточное напряжение на коллекторе еКост = Ек - UK и
е(2)Кост = rKaJKmax- В процессе авторегулирования приближают одно
значение еКост к другому. В результате достигают Рн = Рн ном при работе
транзистора в граничном режиме.
Переход к АРР позволяет полностью отказаться от механической (и
электронной) настройки L- и С-элементов и, как правило, повысить
надежность и быстродействие.
В ряде случаев в передатчиках требуется автоматическая регулиров-
ка фазы ВЧ колебаний. Например, при сложении мощности нескольких
передатчиков в пространстве (см. рис. 3.36) регулировкой фазы можно
изменять диаграмму направленности антенн и добиваться эффективно-
го суммирования в нужном направлении. Фазовращатели целесообраз-
но устанавливать между возбудителем и ВЧ трактом, чтобы они
работали при малом уровне сигнала и вносили малые искажения. Осо-
бенностью является то, что здесь могут потребоваться большие фазовые
сдвиги, поэтому (особенно на СВЧ) при построении фазированных
антенных решеток устанавливают дискретные фазовращатели, напри-
мер на 0,90,180 и 270°.
При суммировании мощностей ВЧ колебаний в мостовых схемах (см.
рис. 3.8) разбаланс амплитуд в 2 раза (по мощности в 4 раза) снижает
КПД моста всего на 10%. В то же врем я разбаланс фаз на 90 % понижает
КПД до 50 %. При этом резко возрастает мощность, рассеиваемая в
балластной нагрузке R6 (с нуля до 0,5 Рпер).
Очень часто R6 просто не рассчитано на большие мощности, а при
выходе из строя одного из суммируемых генераторов включается систе-
ме обхода моста (см. § 9.4). Чтобы избежать в первую очередь потерь в
и повысить мощность в полезной нагрузке, необходимо обеспечить
равенство амплитуд и фаз (или постоянного сдвига фаз) ВЧ колебаний,
поступающих на входы моста сложения. В процессе работы соотноше-
ние амплитуд колебаний суммируемых ВЧ генераторов обычно остает-
ся достаточно постоянным без применения специальных мер. разность
же фаз может меняться на единицы — десятки градусов, особенно в
многокаскадных резонансных ВЧ трактах из-за разброса параметров
активных приборов и элементов схемы. В частности, из-за различных
условий прогрева могут также меняться фазовые характеристики сум-
мируемых генераторов. Это вызывает необходимость применения спе-
циальных устройств для управления фазами ВЧ колебаний суммиру-
емых генераторов.
На рис. 3.69 показана структурная схема автоматического фазирова-
ния двух генераторов. С выходов ВЧ генераторов (перед входами моста
сложения) через элементы связи сигналы подаются на фазовый детектор
219
Рис. 3.69. Структурная схема автоподстройки фазы ВЧ колебаний
ФД. Назначение фазовращателя <р = 90° в одной из соединительных
линий такое же, как в схеме на рис. 3.63. Отметим, что если ВЧ генера-
торы суммируются на квадратурном мосте, то этот фазовращатель ис-
ключается. Сигнал с выхода ФД, пропорциональный разности фаз ВЧ
колебаний, после усиления в УПТ поступает на управляемые фазовра-
щатели. Благодаря тому, что фазовращатели в каждом ВЧ тракте дают
одновременно фазовые сдвиги, противоположные по знаку, абсолютная
величина необходимого сдвига фазы будет в 2 раза меньше, чем в случае
установки только одного фазовращателя в одном из ВЧ тракте». Кроме
того, два фазовращателя вносят одинаковые амплитудные и фазовые
искажения в оба ВЧ тракта.
Контрольные вопросы
I. Какие требования предъявляются ко входным, межкаскадным и выходным цепям
связи? Какие изних являются первостепенными?
2. Почему цепи связи целесообразно строить по структуре фильтров нижних частот?
3. При каких условиях в качестве L- и С-элементов цепей связи можно использовать
отрезки длинных линий?
4. Вчем состоят оенрвиые принципы построения широкодиапаэонных генераторов? Как
это отражается на построении цепей связи для них?
220
5. Нарисуйте схему трансформатора на отрезках длинных линий с коэффициентом
трансформации сопротивлений 1:16 при симметричном входе н выходе.
6. Что ограничивает полосу согласования выходных цепей связи?
7. Что ограничивает полосу согласования входных цепей связи ламповых н транзистор-
ных генераторов?
8. Зачем применяются и как строятся цепи коррекции АЧХ транзисторных широкодиа-
пазонных генераторов?
9. Нарисуйте схему параллельного питания в цепях анода н управляющей сеткн лампо-
вого ГВВ. Каковы ее преимущества н недостатки?
10. Нарисуйте схему последовательного питания в цепях анода и управляющей сетки
лампового ГВВ. Каковы ее преимущества и недостатки?
11. В чем состоят особенности построения цепей накала лампового генератора при пита-
нии переменным током?
12. В чем состоят особенности цепей питания лампового генератора по схеме с общей
сеткой?
13. Почему ограничиваются параллельным включением не более двух-трех электронных
приборов?
14. Всегда ли применение двухтактных генераторов связано с задачей повышения мощ-
ности? Почему в ламповой технике отказываются от д вухтактного построения, а в
транзисторной двухтактные генераторы используются шире?
13. Какие целесообразно применять мостовые схемы при построении передатчика, пере-
крывающего диапазон 1.5...30 МГц?
16. Почему иа практике широко применяют квадратурные мостовые схемы, несмотря на
больщую сложность их практической реализации?
17. Как осуществляют перестройку узкодиапазонных колебательных систем?
18. Какое число переключаемых фильтров необходимо для построения ВКС транзистор-
ного передатчика диапазона 1,5.30 МГЦ?
19. Какие основные принципы построения схем автоматической настройки контуров?
20. Какие основные принципы построения схем автоматического согласования с нагруз-
кой? ,
Глава 4. Возбудители радиопередатчиков
4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В состав любого радиопередающего устройства входит возбудитель
(см. обобщенную структурную схему радиопередатчика на рис. 1.2),
определяющий частоту его Колебаний. Возбудитель современного ра-
диопередатчика — сложное и дорогостоящее устройство (рис.4.1), со-
стоящее в общем случае из синтезатора частоты (СЧ), выраба-
тывающего одно или несколько выходных когерентных колебаний с
заданными частотами, формирователя видов работ (ФВР) на фиксиро-
ванной поднесущей частоте/п и тракта переноса (ТП) сформированных
колебаний в рабочий диапазон частот fp. Кроме того, в составе боль-
шинства возбудителей имеется автономный блок питания. Следует от-
метить, что в простейших передатчиках, работающих на ограниченном
числе фиксированных частот, синтезатор может отсутствовать. При
этом возбудитель содержит один или несколько высокостабильных
кварцевых генераторов.
Возбудитель радиопередатчика характеризуется следующими основ-
ными параметрами: диапазоном частот рабочего колебания, характе-
ром изменения рабочей частоты (плавный или дискретный), общим
числом фиксированных частот (или шагом сетки частот), нестабильнос-
тью частоты и фазы, уровнем побочных спектральных составляющих,
характеристиками управления возбудителем (ручное или дистанцион-
ное), инерционностью перестройки, выходным напряжением на задан-
ном сопротивлении нагрузки, видами работ, формируемыми в возбу-
дителе, качественными показателями формируемых видов работ, усло-
виями эксплуатации.
Современные возбудители
обеспечивают, как правило, зна-
чительное число рабочих частот
(20...30 тыс. и более) при относи-
тельной нестабильности порядка
кг4... кг7.
Требования к стабильности
частоты возбудителя определяют-
Рис. 4.1. Структурная схема возбудителя
222
ся допустимыми нестабильностями частоты радиопередатчика, завися-
щими от его диапазона и назначения. Часть этих требований, рекомен-
дованных «Нормами на допустимые отклонения частоты радиопе-
редатчиков всех категорий и назначений», приведены в табл. 4.1. Они
во многом определяются электромагнитной совместимостью радио-
средств.
Таблица 4.1
Полоса частот (включая верхний и исключая нижний пределы), кГц Категория станции Допустимые отклонения частоты, Гц
10...535 535—1605 1605...4000 (4... 29,7)103 (29,7... 100)-103 Радиовещательные « Подвижные для судов: спасательных воздушных Радиовещательные Сухопутные береговые станции мощностью: 500 Вт н менее Более 500 Вт до 5 кВт Радиовещательные Радиовещательные (кроме телевизионных) мощностью, Вт: 50 и менее Более 50 Радиовещательные (телевизионные звук и изображение) мощностью, Вт: 1000 и менее Более 1000 Космические, •о 10 30 20 10 50 30 10 50 20 40 100 30.
Сигнал на выходе возбудителя в общем случае можно представить в
виде квазигармонического колебания со случайно изменяющимися амп-
литудой U(t) и фазой ф(Г):
u(0 = U(0cos [ю0/ + <р(0] = [Ц, * А^(0 )cosЧКО,
где Uo — среднее значение амплитуды колебаний; Д17(0 — отклонение
амплитуды от ее среднего значения; ц/(0 — полная текущая фаза коле-
баний. Случайные функции &U(t) и ф(г) характеризуют паразитную
223
амплитудную и фазовую (частотную) модуляции, которые всегда имеют
место в реальном источнике колебаний.
Мгновенная частота колебаний <»(t) = rfy Idt = ю0 + гдеЛ«(7)
— отклонение мгновенного значения частоты от среднего значения <вв.
Интенсивность отклонения частоты характеризуется дисперсией
функции Ao(z):
о* v2fljs#((»)d», (4.1)
где 5^(0)) — энергетический спектр флуктуаций частоты.
Интенсивность фазовых флуктуаций определяется дисперсией функ-
ции ф(0:
+оо
о* = £&(<»)*», , (4-2)
где Аф((о) — энергетический спектр флуктуацийфазы.
Отметим, что энергетический спектр флуктуаций частоты может
быть всегда выражен через спектр флуктуаций фазы:
Sffl(co) =
Высокочастотная часть спектральной плотности Аю(со) определяет
быстрые флуктуации частоты, а низкочастотная часть — медленные. В
ряде случаев не убывает при <о -> оо и неограниченно нарастает при
и-> 0 [2]. Это приводит к тоцу, что в данном случае для оценки измене-
ния частоты нельзя использовать (4.1) {интеграл (4.1) расходится]. По
этой же причине не существует и дисперсия фазовых флуктуаций, опре-
деляемая (4.2). Однако поскольку возбудитель используется в системах,
где существенны флуктуации ДоХО и ср(О в некоторой полосе частот от
до со,, то мерами изменения частоты и фазы могут служить дисперсии
флуктуаций частоть! И фазы в "полосе частот:
®в Юа
со
Именно среднеквадратическое значение паразитного отклонения
частоты ою в ряде случаев принимается в качестве характеристики
абсолютной нестабильности частоты возбудителя. Величина же средне-
224
квадратического значения паразитного изменения фазы сгф характери-
зует фазовую нестабильность. Например, для синтезаторов частот пер-
вого класса для передающих устройств магистральной радиосвязи, ра-
ботающих в диапазоне 1,5...60 МГц, согласно ГОСТу стт £ 3 Гц, стф£ 3° в
полосе частот 300...3400 Гц, а для синтезаторов второго класса стш^ 6 Гц,
оф'£ 10°. Уровень побочных спектральных составляющих выходного
колебания возбудителя, лежащих в заданной полосе частот, определя-
ется соотношением D = 20\g(Un3^/U^), где С/ПЭф—эффективное значение
суммарного напряжения побочных составляющих (дискретных и шумо-
вых), лежащих в заданной полосе частот; — эффективное значение
суммарного напряжения всех составляющих спектра выходного колеба-
ния. Например, для синтезатора 2-го класса уровень побочных состав-
ляющих в полосе 3000 Гц при отстройке от номинального значения
частоты от 20 до 200 кГц не более 80 дБ.
Уровень дискретных побочных составляющих выходного колебания
возбудителя определяется соотношением 2)д = 201g(CZ^ где
^эф д — эффективное значение напряжения дискретной побочной со-
ставляющей Спектра выходного колебания; — эффективное значе-
ние суммарного напряжения всех составляющих этого колебания. В
современных возбудителях величина 2)д = 80...90 дБ.
В возбудителях предусматриваются органы управления, осущест-
вляющие его включение, выключение и установку частоты выходного
колебания. Управление возбудителем может быть ручным или дистан-
ционным. При этом важным параметром возбудителя является время
установки его частоты (инерционность перестройки). Под временем
установки частоты согласно ГОСТу понимается время между моментом
окончания команды перестройки (при дистанционном управлении) или
окончания ручной установки органов управления в нужное положение
(при ручном управлении) и моментом, после которого отклонение час-
тоты колебаний на выходе возбудителя от установившегося значения
становится меньше утроенного допустимого паразитного отклонения
частоты.
В современных возбудителях эффективное значение выходного на-
пряжения составляет 0,5...1 В на нагрузке 50...75 Ом.
Как уже указывалось, в состав возбудителя входит синтезатор часто-
ты (см. рнс. 4.1). Одним из основных элементов синтезатора является
высокостабнльный автогенератор — источник колебаний высокой час-
тоты. Именно этот опорный генератор определяет общую нестабиль-
ность частоты возбудителя.
4.2. ТРАНЗИСТОРНЫЕ АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Любой автогенератор является нелинейным устройством, преобра-
зующим энергию источников питания в энергию радиочастотных коле-
225
баний. В отличие от усилителей (генераторов с внешним возбуждением)
в автогенераторе колебания на выходе возникают самостоятельно в
отсутствие внешних воздействий. В состав автогенератора, как извест-
но, обязательно входят источник питания, усилитель, колебательная
система и устройство обратной связи. В качестве усилительных элемен-
тов в автогенераторе используются лампы, транзисторы, клистроны,
магнетроны и другие приборы. В нагрузочных цепях этих элементов
используются колебательные системы с сосредоточенными и распреде-
ленными параметрами.
В настоящее время, как правило, все автогенераторы в возбудителях
выполняются с использованием транзисторов в качестве усилительных
элементов. Невысокие рабочие напряжения транзисторов (в сравнении
с лампами) определяют пониженное напряжение и малую рассеиваемую
мощность на колебательной системе, что повышает стабильность час-
тоты транзисторных автогенераторов и их долговечность в сравнении с
ламповыми схемами. Поэтому при анализе и рассмотрении схем авто-
генераторов ограничимся только транзисторными автогенераторами.
Заметим, что, учитывая известную аналогию между лампой и транзис-
тором, основные результаты, полученные для транзисторных автогене-
раторов, всегда можно использовать при построении ламповых
автогенераторов.
На практике большей частью находит применение так называемая
трехточечная схема транзисторного автогенератора, обобщенная схема
которого приведена на рис. 4.2. В этой схеме реактивные сопротивления
Zj, Z2, Zj (емкости или индуктивности) имеют малые потери и образуют
высокодобротный колебательный контур. Отметим, что иногда для
компенсации фазовых сдвигов в транзисторе (при использовании тран-
зисторов с низкой граничной частотой) в схему включают дополнитель-
ное сопротивление Z^. В дальнейшем для анализа установившегося
режима автогенератора воспользуемся квазилинейным методом, разви-
тым Ю. Б. Кобзаревым. Суть метода состоит в замене соотношений
между токами и напряжением в схеме автогенератора соотношениями
Рис. 4.2. Трехточечная
схема автогенератора
226
Рис. 4.3. Обощенная схема тран-
зисторного автогенератора
между их первыми гармониками. Обоснованием такого предположения
является гармонический характер напряжений на коллекторе и базе
транзистора, определяемый высокой добротностью колебательной сис-
темы (потери в элементах контура Z, - Z, малы). Обобщенную трехто-
чечную схему автогенератора удобно представить в виде соединения
транзистора и линейного пассивного четырехполюсника (рис. 4.3).
Согласно квазилинейному методу транзистор заменяется квазили-
нейным четырехполюсником, параметры которого определяются усред-
нением параметров транзистора по первой гармонике. Известно [4], что
при таком представлении транзистора существует связь между напряже-
ниями и токами, определяемая системой усредненных по первой гармо-
нике д'-параметров:
Zsi = ^11^БЭ1 + >’12^КЭ’ Aci = ^21^БЭ1 + ^22^КЭ> (^-3)
где
У21 = *$ср = п — средняя крутизна транзистора;
уг1 = Aci^ioiL _п — выходная проводимость;
Уп =^Б1^БЭ11и =0—входная проводимость;
•У12 =^б/Цсэ11л о — проводимость обратной реакции.
^БЭ! “ °
Все параметры транзистора вследствие его инерционности (см. гл.2)
являются комплексными величинами.
Для линейного четырехполюсника, подключенного к транзистору,
связь между токами ZK1 и /Б| и напряжениями C/^ и i/gg, записывается
через Л-параметры:
ЦбЭ1 = *..4. + —12^КЭ1 > Aci = —21Zsi +^22^КЭ1> (^.4)
где Л22 = 1/^экв — комплексная проводимость колебательной системы
между точками коллектор-эмиттер при разомкнутой цепи базы;
Ь -Ь - ^БЭ! _
—12 “ Н21 “ • • “ >
Лц = -ZBH, — выходное сопротивление колебательной системы
между точками база—эмиттер при коротком замыкании коллекторной
цепи (<7ЭК1 = 0), взятое с обратным знаком.
Отметим, что при малом базовом токе (/Б1« 0) величина К опреде-
ляет и коэффициент обратной связи.
В итоге уравнения (4.4) могут быть записаны в следующей форме:
227
U^-Z^Jb^KU^, (4.5)
Aci = + ^Кэ/5экв* (4-6)
Подставляя соответствующие токи и напряжения из (4.3) в (4.5), (4.6)
и учитывая, что 17КЭ1 = получаем при £12» 0 (малая проводи-
мость обратной реакции транзистора) комплексное уравнение стацио-
нарного режима автогенератора:
-*/1 +ZB^1I)]-2.^II = 1 • (4.7)
Для трехточечной схемы, изображенной на рис.4.2,
Z\ (Z.3 + ^/(Zj + Z2 + Z3); К = -^/(Z, + Z,) = ZJZX;
Z_v = Z4 + ZjZJiZ^ + Zj). (4.8)
Для относительно низкочастотных автогенераторов дополнитель-
ное сопротивление Z# как правило, не включается ( Z^» 0 ) и, кроме
того, малы входная и выходная проводимости транзистора:
2^11 7 1^ВХ’2211 <<: 1^экв’ У12 = ^в-
В итоге уравнение (4.7) можно переписать в следующем виде:
2жЛ£р=1. (4-9)
Величины, входящие в (4.9), выразим в комплексной форме:
Sep = ScpexP(j<P.,); К= A7exp(jcpK); Z*, = |Z3KB |exp(j<p3KB). (4.10)
Учитывая (4.10), уравнение (4.9) запишем в виде
5cpAZ3KBeXp[j(<PJ + Фк + Фэкв)] = 1 • (4-1 О
Уравнение (4.11) имеет место, если
VZ3KB=1; (4.12)
Фт + <рк + <рзкв = <р(со) = 2ли, п = 0,1,... (4.13)
Здесь <р(<о) — суммарный фазовый сдвиг.
Уравнение (4.12) называется уравнением баланса амплитуд, а уравне-
ние (4.13) — уравнением баланса фаз.
Для простых автогенераторов целое число п равно нулю. Это число
отлично от нуля, если в цепи обратной связи сигнал запаздывает на один
или несколько периодов.
В уравнении баланса амплитуд от амплитуды колебаний зависит
только Scp. Следовательно, уравнение (4.12), которое выполняется толь-
228
ко для вполне определенной амплитуды колебаний, позволяет опреде-
лять амплитуду установившихся колебаний автогенератора. Поскольку
в уравнении баланса фаз (4.13) каждый из фазовых сдвигов фу, <рк, <рэкв
зависит от частоты, то существует значение установившейся частоты
колебаний, для которой это уравнение выполняется. Таким образом,
уравнение баланса фаз позволяет определять частоту генерируемых
колебаний.
В общем случае уравнения (4.12) и (4.13) взаимосвязаны, так как
входящие в них величины зависят от амплитуды и частоты колебаний
(например, Z3KB в (4.12) зависит от со). Но в первом приближении можно
считать, что изменение частоты слабо влияет на величины в (4.12), а
изменения амплитуды слабо влияют на сдвиги фаз. По этой причине
полагают, что амплитуда колебаний определяется только уравнением
(4.12), а частота — уравнением (4.13).
Перепишем уравнение (4.12) в следующей форме:
^ср=1^экв = й22, (4.14)
где й22 — модуль комплексной проводимости контура между точками
коллектор — эмиттер при разомкнутой цепи базы.
Левая часть уравнения (4.14) характеризует отрицательную проводи-
мость, вносимую транзистором, а правая — положительную проводи-
мость контура. Естественно, что генерация возникает при равенстве
этих проводимостей.
Для определения амплитуды установившихся колебаний необходи-
мо знать зависимость 5^ = Д£/БЭ1) или ZK1 = Д£/БЭ1), что сводится к
гармоническому анализу несинусоидального коллекторного тока при
заданном синусоидальном напряжении иЮ1. Отметим, что для мало-
мощных транзисторов, которые используются в автогенераторе, допу-
щение о гармоническом характере напряжения возбуждения вполне
оправдано.
В автогенераторах транзисторы работают с относительно малыми
рабочими токами. Поэтому в общем случае необходимо учитывать
экспоненциальность характеристик эмиттерного перехода. Введение
кусочно-линейной характеристики, как это было сделано при изучении
генератора с независимым возбуждением (гл. 2), может привести к оп-
ределенным количественным погрешностям. Однако, имея ввиду полу-
чение достаточно простых и наглядных соотношений для автоге-
нератора, в дальнейшем определение зависимости Scp = прово-
дится в рамках кусочно-линейной аппроксимации статических характе-
ристик транзистора.
При кусочно-линейной аппроксимации средняя крутизна транзисто-
ра определяется выражением
5ср = 5,у|(6)ехр(]<ру).
229
Здесь S' — крутизна СХ; <ps — фаза средней крутизны; 0 — угол отсечки
коллекторного тока, определяемый из соотношения cos© = (£'Б -
- E^IU^, где Е'б — напряжение отсечки.
Изменение амплитуды возбуждения £7БЭ1 меняет значение средней
крутизны транзистора (поскольку изменяется угол отсечки 0). При этом
в зависимости от режима работы транзистора можно получить раз-
личный характер зависимости =Д£7БЭ1). Если отрицательное сме-
щение на эмиттерном переходе транзистора £Б > Е', то зависимость
Scp = Д£/БЭ1) имеет вид, показанный на рис. 4.4. На этом же рисунке
приведена прямая 1/Z3KB. В точке пересечения А выполняется уравнение
баланса амплитуд и установившаяся амплитуда колебания равна £7*БЭ1.
Приведенная выше зависимость 5^, =/(17^1) соответствует так называ-
емому мягкому режиму самовозбуждения. При мягком режиме возбуж-
дения стационарный режим оказывается устойчивым, а режим покоя
(£7БЭ1 ~ ®) — неустойчивым. Поэтому происходит самовозбуждение
автогенератора. Действительно, при £7БЭ1 > £7*БЭ1 отрицательная прово-
димость, вносимая транзистором, меньше положительной проводимос-
ти контура (XSep < l/Z31tB). При этом энергия, которая рассеивается в
контуре, больше, чем энергия, вносимая транзистором. В результате
амплитуда колебаний £7БЭ1 начнет уменьшаться, стремясь к установив-
шемуся значению £7*БЭ1 • При £7БЭ1 < процессы происходят в обрат-
ном направлении и наблюдается рост амплитуды до величины и БЭ1.
Если C7*kji = 0, то при мягком режиме возбуждения KS^ = и, как
уже указывалось, положение покоя оказывается неустойчивым — про-
исходит нарастание амплитуды до £7’БЭ1.
Для случая, когда смещение на эмиттерном переходе Es < E's, зави-
симость 5ср =Д£7БЭ1) показана на рис. 4.5. Такая зависимость характерна
для жесткого режима. При этом имеются две точки, соответствующие
стационарному режиму (А и Б на рис. 4.5). Используя предыдущие
рассуждения, нетрудно показать, что режим, соответствующий ампли-
Рис. 4.4. Графическое решение Рис. 4.5. Графическое решение
уравнения баланса амплитуд для уравнения баланса амплитуд для
мягкого режима возбуждения жесткого режима возбуждения
230
туде колебаний (/БЭ1 (точка А), устойчив, а режим, соответствующий
амплитуде С/**бэ1> неустойчив. При этом положение равновесия оказы-
вается устойчивым. Это означает, что автогенератор не может самовоз-
буждаться. Поэтому при проектировании автогенераторов их режим
выбирается таким образом, чтобы жесткий режим самовозбуждения не
возникал.
В высокостабильных автогенераторах, как указывалось, используют
колебательные системы с высокой добротностью. Это означает, что
сопротивления потерь гр г2, г3 в элементах Zp Z2, Z3 малы:
Zt = Z2 = r2+jy2«j^2 ; Z3 — jr3 + j-¥3 ® j.¥3.
При этих условиях непосредственно из (4.8) следует
К = -^(Z, + Z3) = -Xll(Xi + XJ = XJX,. (4.15)
Таким образом, при сделанных выше допущениях коэффициент об-
ратной связи — величина вещественная, т. е. фк = 0. При этом из (4.13)
для п = 0 следует, что в стационарном режиме устанавливаются колеба-
ния такой частоты, при которой сдвиг фаз в транзисторе (ср3) компенси-
руется сдвигом фаз в контуре (фэкв), т. е.
Фэкв = -<Рг (4 16)
Чем больше фр тем сильнее расстроен колебательный контур.
На низких частотах сосО.З®,, (с^.—граничная частота транзистора
по крутизне) с инерционностью транзистора можно не считаться. Тогда,
полагая крутизну вещественной (5^, = Sy^O); ф5 = 0), непосредственно
из (4.16) имеем фэкв = 0. Следовательно, при сделанных допущениях
колебания возникают на резонансной частоте контура, что, в свою
очередь, позволяет находить частоту колебаний из уравнения
JT, + X2 + X3 = 0. (4.17)
Учитывая действительный характер коэффициента обратной связи,
непосредственно из (4.15) может получить необходимые условия воз-
никновения колебаний в трехточечной схеме автогенератора:
1)ВД >0; 2)Х1Х3<0; 3) |Х2| < |Х3|. (4.18)
Естественно, что при выполнении условий (4.18) для возникновения
автоколебания необходимо, чтобы положение покоя было неустойчи-
вым (ScpK > 1/Z3KB при С/БЭ1 = 0).
231
Рис. 4.6. Индуктивная трехточечная
схема автогенератора
Рис. 4.7. Емкостная трехточечиая
схема автогенератора
Условия (4.18) выполняются для схем, представленных на рис. 4.6 и
4.7. На рис. 4.6 показана схема так называемой индуктивной трехточки,
а на рис. 4.7 — емкостной трехточки.
4.3. НЕСТАБИЛЬНОСТЬ ЧАСТОТЫ
АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Как уже указывалось, стабильность частоты автогенератора являет-
ся одним из основных его параметров. Этот параметр исключительно
важен для электромагнитной совместимости. Нестабильность частоты
характеризуется ее относительным изменением е = Дсо/<о0. Различают
два вида нестабильности частоты автогенератора: долговременную и
кратковременную. Под долговременной нестабильностью частоты по-
нимается нестабильность, связанная с медленными изменениями часто-
ты автогенератора (изменения окружающей температуры, давления,
влажности, напряжения источников питания и т. д.). Кратковременная
нестабильность определяется быстрыми флуктуационными изменения-
ми частоты автогенератора, вызываемыми тепловыми и дробовыми
шумами. Условно принимают, что нестабильности частоты, проявляю-
щиеся за время наблюдения, меньшее или равное 1 с, относятся к крат-
ковременным. Быстрые флуктуации частоты, а следовательно, и
кратковременная нестабильность определяются, как уже указывалось,
высокочастотной частью спектральной плотности флуктуации частоты
автогенератора 5ф(со), которая всегда может быть найдена, если извест-
ны спектры шумовых составляющих коллекторного и базового токов
транзистора [2]. При этом кратковременная нестабильность автогенера-
тора уменьшается с ростом добротности колебательной системы.
Долговременная нестабильность, проявляющаяся за время наблюде-
ния более 1 с и определяемая низкочастотной частью спектральной
плотности 5ш(<п), связана с воздействием на параметры автогенератора
медленных дестабилизирующих факторов. Поэтому в этом случае для
нахождения уходов частоты автогенератора можно использовать полу-
ченное ранее уравнение баланса фаз (4.13).
Если под действием дестабилизирующих факторов какой-либо пара-
метр автогенератора с^, изменился на малую величину Да, то, чтобы
232
баланс фаз сохранился, его частота с% должна также измениться на
малую величину Дсо. В итоге уравнение (4.13) можно переписать в сле-
дующей форме:
<р(с% + Дсо; а + Да) = 2пп.
(4.19)
В невозмущенном режиме <р(с% а0) = 2пп. Разлагая левую часть урав-
нения (4.19) в ряд по степеням Дсо и Да, получаем
* . дф I
Дсо + -х|
да 1<о = в>о
« = «о
Да +... = 2ли.
Учитывая соотношение условия невозмущенного режима <р(соо; а0) =
= 2лл и малые вариации Дсо и Да, можем записать
дф I * □. <*Р I * П
—— Дсо + —- Да = 0.
дсо 1<о = <оо да I® = «>о
« = «0 а = «о
В итоге
Дсо = I Да / I (4.20)
да 1<о = <оо / до 1<о = <оо
« = «о а = а0
Изменение суммарного набега фазы, вызванное изменением пара-
метра а,
а -л дф ।
Дф = Да—х-
да 1в> = в>0
« = «о
(4.21)
Подставляя (4.21) в (4.20), получаем выражение для относительного
изменения частоты автогенератора:
Дсо _ а / дф ।
— = -Дф / соо
соо идсо1<о = в>(
(4.22)
а = а
о
Из соотношения (4.22) следует, что стабильность частоты автогене-
ратора при заданном значении Дф тем выше, чем резче суммарный
фазовый сдвиг зависит от частоты генерируемых колебаний. На прак-
тике обычно фаза средней крутизны фл. н фаза коэффициента обратной
связи фк слабо зависят от частоты. Поэтому
233
Дф _ дфд I
с)® д® 1“ = “о
« = «о
<*Рк|
да 1<о = <о0
« = «о
^Рэкв|
д® ко = <о0
“ = “о
<*Рэкв[
д® 1<о = «о0
“ = “о
(4.23)
Учитывая, что эквивалентное сопротивление контура Z3KB на часто-
те и для не слишком больших расстроек определяется соотношением
Z31(B = Лэкв/(1 + j2ej6), можно записать
^Фэкв = -2е12-
(4.24)
Здесь Q — добротность колебательного контура; е, = (со - а>к)/сок;
Лэкв — эквивалентное сопротивление контура на резонансной часто-
те ®к.
Используя (4.24), находим
<41 = 2б/сок
<Эсо 1<о = <о0- Ло„-®
(4.25)
1+4
°>к
2
Из полученного соотношения непосредственно следует, что чем
ближе частота автогенератора ®0 к резонансной частоте контура ®к, тем
выше значение дфэкв/5со и, следовательно, в соответствии с (4.22) выше
стабильность его частоты. Поэтому на практике стремятся обеспечить
ФЛФк * О» поскольку при этом фэкв» 0 и колебания возникают на часто-
те, близкой к резонансной частоте контура.
Для уменьшения фазового сдвига фт в автогенераторе необходимо
использовать транзисторы с высокой частотой ®v. Эффективной мерой
повышения стабильности частоты автогенератора является также ком-
пенсация фазового сдвига ф( + фк за счет включения в трехточечную
схему добавочного реактивного сопротивления Z4 (см. рис. 4.2).
В итоге, полагая ®0 ® <вк, из (4.25) получаем
1(0 = “о ®0
(4.26)
Подставляя в это выражение (4.22), имеем
е = Дф/20.
(4.27)
Поскольку
Лф = Дф, + Дфк + Дфэкв,
(4.28)
234
то всякое изменение углов, входящих в уравнение баланса фаз, изменяет
суммарный фазовый сдвиг. Следует отметить, что дестабилизирующие
факторы по-разному влияют на изменение частоты автогенератора.
Так, если эти факторы меняют углы <р4. и фк (изменяются, например,
параметры эквивалентной схемы транзистора за счет изменения режима
его работы), не меняя резонансной частоты контура (Дфэкв = 0), то
Дф = Дф5 + Дфк и непосредственно из (4.27) следует, что стабильность
частоты возрастает с ростом добротности контура. Физически это объ-
ясняется тем, что при большой добротности крутизна его фазо-частот-
ной характеристики оказывается высокой и для изменения углов ф? и
Фк необходимо очень небольшое изменение частоты автогенератора.
Другая группа дестабилизирующих факторов (температура, влаж-
ность и т. д.) действует непосредственно на резонансную частоту конту-
ра сок, не изменяя фх и фк (Дф4 = Дфк = 0). Если величина сок изменилась на
малую величину Д©к, то при сок « соо из (4.24) и (4.28) имеем
Дф = Дфэкв = Дсок2(2/соо. (4.29)
Подставляя (4.29) в (4.27), получаем
е = Д(ок/со0. (4.30)
Из выражения (4.30) следует, что независимо от добротности контура
изменение его резонансной частоты Дсок вызывает такое же изменение
частоты автогенератора.
Изменение резонансной частоты контура сок = 1 /4LC, как уже указы-
валось, может происходить за счет изменения температуры окружаю-
щей среды, давления, влажности и т. д. Если под действием этих деста-
билизирующих факторов параметры контура L и С получают малые
приращения ДА и ДС, то резонансная частота контура изменяется на
величину
1 1
Д(0к ------------------------- -
^(£ +Д£)(С + ЛС) <LC
Подставляя (4.31) в (4.30) и учитывая, что а)0 »<вк, получаем
е = - 0,5(AL/L + ДС/С). (4.32)
Из (4.32) следует, что для создания высокостабильных автогенерато-
ров необходимо использовать элементы колебательной системы (емкос-
ти и индуктивности) с малыми относительными изменениями их
параметров. В частности, при изменении температуры окружающей
среды необходимо применять емкости и индуктивности с малыми тем-
Ч/ДЬ ДС)
2l L + С Г
(4.31)
235
пературными коэффициентами aL и ас (aL = AL/LAt; ас = AC/CAt,
где Д/ — абсолютное изменение температуры).
Характер и величины изменения реактивных параметров колеба-
тельной системы зависят от конструкции этих элементов. При этом
весьма эффективно для повышения стабильности автогенератора ис-
пользовать термокомпенсацию (емкость и индуктивность имеют разные
знаки aL и ас) и термостатирование.
Тепловой режим автогенератора определяется не только окружаю-
щей средой, но и тепловыми процессами, протекающими непосредст-
венно в транзисторе. Для повышения стабильности частоты автоге-
нератора необходимо для облегчения его теплового режима снижать
снимаемую с него мощность. Стабильность частоты автогенератора
зависит и от механических воздействий, оказываемых на элементы ко-
лебательной системы (например, вибрации). Вибрация меняет емкости
между деталями и проводами, что, в свою очередь, изменяет частоту
автогенератора. Уменьшение влияния механических воздействий на
частоту автогенератора достигается за счет использования интеграль-
ной технологии.
На стабильность частоты автогенератора, кроме того, влияет изме-
нение параметров транзистора. К контуру автогенератора подключены
комплексные проводимости транзисторами, у12, у^2. Активные состав-
ляющие этих проводимостей gu, g22, gl2 вносят активные потери в кон-
тур, снижая, как указывалось, его добротность, а следовательно, и
стабильность частоты автогенератора при изменении <р5 и <рк. Реактив-
ные же составляющие этих проводимостей Вп, В22, В12 вносят поправку
к частоте автоколебаний; их изменение приводит к изменению частоты
автоколебаний аналогично механизму влияния собственной емкости и
индуктивности колебательного контура.
Кроме температуры окружающей среды в качестве дестабилизирую-
щего фактора выступает изменение напряжения источников питания.
При изменении этих напряжений (например, £к) изменяются, в частнос-
ти, реактивные параметры транзистора 5П, 522, Л12. Изменение прово-
димостей Ли, В22, В12 происходит за счет изменения барьерных
(зарядных) емкостей транзистора и постоянных времени коллекторного
и эмиттерного переходов. Эти параметры транзистора, в свою очередь,
зависят от изменения питающих токов и напряжений. Для уменьшения
изменения реактивных проводимостей транзистора, вызванного изме-
нением питающих напряжений, необходимо увеличивать рабочие токи
и напряжения на переходах транзистора. Однако при этом возрастает
мощность, рассеиваемая в транзисторе, что приводит к изменению его
температурного режима, а следовательно, и к ухудшению стабильности
частоты. Поэтому для каждого типа транзисторов можно указать опти-
236
мальные значения напряжения Ек и тока 1К0, при которых стабиль-
ность частоты будет наибольшей.
Для уменьшения влияния изменения параметров транзистора на час-
тоту генератора на практике уменьшают связь колебательного контура
с транзистором.
Отмэтим, что изменение напряжения источников питания меняет
режим работы транзистора, а значит, и фазу крутизны <р4.. Это, в свою
очередь, также изменяет частоту автогенератора.
Для повышения стабильности частоты автогенератора часто питаю-
щие напряжения транзистора стабилизируют.
4.4. ЦЕПИ ПИТАНИЯ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Схема питания автогенератора (рис. 4.8) по постоянному току во
многом соответствует схеме питания генератора с внешним возбужде-
нием.
Ранее указывалось, что в начальный момент для выполнения условий
самовозбуждения (ScpK > \/Z0) необходимо, чтобы крутизна характе-
ристики iK =/(С/Бэ) транзистора была достаточно большой. Это означа-
ет, что начальное смещение на базу транзистора должно быть больше
напряжения отсечки Е'. При возникновении автоколебаний по мере
нарастания амплитуды колебаний для снижения средней крутизны (см.
рис. 4.4) необходимо, чтобы смещение Еъ < Е'ъ. Таким образом, в
транзисторном автогенераторе должно быть внешнее отпирающее сме-
щение Еъ вн (за счет делителя RlR2 на рис. 4.8) и запирающее автомати-
ческое смещение Еь - Еь вн (за счет токов /Б0 и /ко).
В стационарном режиме
Я, R,R,
Еъ = И~ПГ2 Ек ~ r^1*0 ~ Лз(/ко + /бо)- (433)
Здесь [Я2/(Я] + Я^]^ — внешнее отпирающее смещение;
[Я1Я2/(Я1+ Я2)] /Б0 — автоматическое смещение за счет базового тока;
Я3(/К0 + /Б0) — автоматическое смещение постоянной составляющей
эмиттерного тока 1Э0 = 1К0 + /Б0. Учитывая, что /Б0 = /ко/ро, /эо =
1 +Р0
= —— 1К0 (Ро — статический коэффициент усиления по току в схеме с
Ро
ОЭ), из (4.33) имеем
, Г1 f W
^Ро^+Я;
R2
Е. = ЕК п п - L
Б КЯ, +Я2 1
'2Г + *3
2
(4.34)
+ Я3
При кусочно-линейной аппроксимации
237
А<о — ^^БЭ1 Yi(®)> (4-35)
со80 = ЦЕБ-Е'БуиБЭ1. (4.36)
Из (4.35) и (4.36) получаем уравнение, связывающее напряжение сме-
щения Еб и постоянную составляющую коллекторного тока:
ЕК = Е' (4.37)
Б Б Уо(0)
Совместное решение уравнений (4.34) и (4.37) позволяет при задан-
ном угле отсечки 0 найти связь между ЕБ и 1ко. На рис. 4.9 показано
графическое решение системы (4.34) и (4.37) для момента самовозбуж-
дения (0 = 180°) и стационарного режима (0 < 90°). Точка Б соответству-
ет режиму самовозбуждения, точка А — стационарному режиму. При
этом переход автогенератора из режима покоя в стационарный режим
сопровождается изменением постоянной составляющей коллекторного
тока на величину Д7К0. Чтобы уменьшить изменение реактивных пара-
метров транзистора при изменении ZK0, стремятся рассчитывать цепи
смещения таким образом, чтобы Д7К0 было малым. Это достигается
включением в змиттерную цепь транзистора резистора R3.
Под действием дестабилизирующих факторов может также меняться
ток базы 7б0 (за счет сильной температурной зависимости коэффициента
Ро), а это, в свою очередь, означает, что в соответствии с (4.35) изменя-
ется напряжение смещения на базе транзистора. Для уменьшения этого
влияния необходимо выполнить неравенство
+ Я2) « (1 + Ро)Л3. (4.38)
Рис. 4.8. Схема питания
автогенератора
Рис. 4.9. Определение сме-
щения на базе транзистор-
ного автогенератора
238
При этом в (4.33) второе слагаемое значительно меньше третьего, и,
следовательно, автоматическое смещение за счет базового тока мало по
сравнению с автосмещением за счет эмиттерного тока.
На практике сопротивления резисторов Л1 и R2 выбирают достаточ-
но большими, чтобы обеспечить без дополнительных блокировочных
элементов малое шунтирование высокочастотных цепей автогенерато-
ра. В то же время должно выполняться соотношение (4.38). Отметим, что
параллельно резистору R3 включают конденсатор Сбл, который успеш-
но реализует блокировочную функцию при выполнении соотношения
юСбл>10/Л3. (4.39)
Значение емкости Сбл слишком большим выбирать не рекомендуется,
поскольку в этом случае возможно возникновение прерывистой автоге-
нерации. Действительно, если постоянная времени R3C6n велика, то при
уменьшении амплитуды автоколебаний смещение на базе транзистора
остается большим, а 5^—малой. Это, в свою очередь, приводит к тому,
что условия самовозбуждения (S^K > 1/ZJKB) не выполняются и колеба-
ния срываются. Смещение постепенно уменьшается, средняя крутизна
растет, в результате чего опять возникают колебания. Чтобы избежать
прерывистой генерации, постоянная времени Т = R3C6n выбирается
меньше постоянной времени колебательной системы автогенератора
2Q/(o, т. е. R3C6n < < 2Q/o, где со — частота генерации.
На рис. 4.10 для примера приведена полная схема транзисторного
автогенератора, построенного по емкостной трехточечной схеме (схема
Клаппа). Разделительный конденсатор Ср включен в индуктивную ветвь
контура. При этом общая емкость контура С^щ становится меньшей,
чем при двух конденсаторах С1 и С2. Для сохранения той же частоты
автогенератора необходимо увеличивать индуктивность L. В результате
характеристическое сопротивление контура Р = ^Il/C^ растет и, сле-
довательно, контур при сохранении тех же потерь г обладает большей
добротностью. Это, в свою очередь, приводит к более высокой стабиль-
ности частоты автогенератора.
Рис. 4.10. Полная схема транзисторного
автогенератора
239
4.5. АВТОГЕНЕРАТОРЫ С КВАРЦЕМ
Ранее указывалось, что для создания стабильных автогенераторов
необходимо использовать высокодобротные колебательные системы,
обладающие стабильной резонансной частотой. На обычных LC-эле-
ментах удовлетворить эти требования оказывается сложно. Значитель-
но лучшими свойствами обладают колебательные системы, изготовлен-
ные из материалов, обладающих пьезоэлектрическими свойствами, в
частности кварцевые резонаторы. Кварц представляет собой кристал-
лическую двуокись кремния. Для кварцевых резонаторов используют
либо кристаллы естественного происхождения (горный хрусталь), либо
кристаллы, синтезируемые искусственно. Добротность кварцевых ре-
зонаторов на несколько порядков превышает добротность обычных
LC-контуров и достигает величины нескольких десятков тысяч и даже
нескольких миллионов. В кварцевом резонаторе пластина кварца поме-
щается между двумя металлическими обкладками, называемыми
электродами. Крепление кварца происходит, с помощью кварцедержа-
телей.
Природные или синтетические кристаллы кварца имеют форму шес-
тигранной призмы, ограниченной сверху и снизу шестигранными пира-
мидами (рис. 4.11). Свойства кристалла зависят от направлений
относительно главных кристаллографических осей: оптической ZZ',
трех электрических XX и трех механических YY (см. рис. 4.11) (анизо-
тропные свойства кристалла). Кварцевая пластина вырезается из крис-
талла под определенным углом относительно кристаллографических
осей (оптической Z, механической Y и электрической X). По тому как
ориентированы пластины кварца по отношению к осям X и Y, различа-
ют прямые срезы , при которых ребра пластины параллельны оси X или
Y (соответствующие срезы обозначаются X или Y), и косые срезы, при
которых ребра не параллельны осям X или Y, а образуют с ними неко-
торые углы (рис. 4.12).
Вид среза определяет температурные характеристики резонаторов.
Кварцевая пластина обладает пьезоэлектрическим эффектом, следова-
Рис. 4.11. Кристалл кварца
240
Рис. 4.12. Срезы кварца
тельно, под действием ВЧ напряжения, приложенного к металлическим
обкладкам резонатора, возникают упругие механические колебания с
очень малым декрементом затухания. При этом частота механических
колебаний определяется геометрическими размерами пластин и видом
среза. Электроды кварца обычно изготовляют путем вжнгания слоя
серебра в пластины кварца. Кварцедержателн выполняют из специаль-
ных пружин, припаянных к металлизированному слою кварца. Пласти-
ны кварца вместе с кварцедержателем помещают в герметический
баллон.
В настоящее время, как правило, используются кварцевые пластины
косых срезов с колебаниями сжатия-растяжения по ширине (диапазон
50...500 кГц) и кварцевые пластины срезов с колебаниями сдвига по
толщине (диапазон выше 500 кГц).
Основная частота механических колебаний кварцевого резонатора
при колебаниях сдвига по толщине определяется соотношением
f„ = Mld, (4,40)
где М = 1,7...3 МГц - мм — частотный коэффициент, зависящий от среза;
d—толщина пластины, мм.
Из (4.40) видно, что для повышения частоты механических колеба-
ний необходимо уменьшить толщину пластины. Обычно из-за техноло-
гических трудностей она не делается меньше 0,1 мм, что обеспечивает
частоту основных колебаний не выше 17...30 МГц. При необходимости
стабилизации более высоких частот используют механические гармони-
ки кварцевого резонатора. При этом возбуждение кварцевого резонато-
ра возможно только на нечетных гармониках (п = 3,5,7 и т. д.), так как
только в этом случае на обкладках резонатора образуются заряды про*
тивоположного знака.
Было установлено, что добротность кварцевого резонатора на тре-
тьей и пятой гармониках примерно такая же (или несколько выше), как
241
на первой, а начиная с седьмой она снижается. Поскольку, как всякая
электромеханическая система с распределенными постоянными, квар-
цевый резонатор имеет множество собственных частот, то всегда стре-
мятся их разнести. Последнее достигается выбором типа среза
пластины, ее геометрических размеров и обработкой поверхности крис-
таллов.
Температурные свойства кварца характеризуются температурным
коэффициентом частоты (ТКЧ). Этот параметр характеризует измене-
ние собственной частоты кварца при изменении температуры на 1°.
Величина и знак ТКЧ кварца зависят от типа среза и температуры. На
рис. 4.13 для примера приведены температурные характеристики кварца
для трех типов среза. Отметим, что при отрицательных температурах
ТКЧ кварца резко возрастает; В ограниченных интервалах температур
для косых срезов ТКЧ кварца близко к нулю (например, для среза АТ
при температуре 50°), что позволяет, используя термостат, обеспечить
оптимальные условия для работы кварцевого резонатора. Значение соб-
ственной частоты кварцевого резонатора с течением времени изменяет-
ся (так называемое старение кварца). Например, согласно ГОСТу для
серийных кварцевых резонаторов с частотой свыше 800 кГц допусти-
мый уход частоты за половину гарантийного срока работы (примерно
6000...7000 ч) не должен превышать ±10~5, а за весь гарантийный
срок ±2 -105.
Старение кварцевого резонатора в значительной мере определяет
реальную долговременную нестабильность частоты автогенератора с
кварцем. Мощность, рассеиваемая на резонаторе доп, во многом
определяет стабильность его собственной частоты. Обычно эта величи-
на не превосходит нескольких милливатт (указывается в паспортных
данных резонатора). В случае, когда мощность, рассеиваемая на резо-
наторе Ркл, превышает допустимое значение Яквдоп, стабильность собст-
венной частоты кварцевого резонатора резко ухудшается из-за
изменения структуры его кристаллической решетки и даже разрушения
кристалла кварца. Поведение кварца в электрической цепи характери-
зуется его эквивалентной схемой. Эквивалентная схема кварцевого ре-
зонатора вблизи его собственной частоты представлена на рис. 4.14.
Емкость Со характеризует статическую емкость кварцедержателя
(обычно 2...8 пФ), a LKt, Скв, гкв являются непосредственно динамичес-
кими параметрами кварца. Индуктивность кварца Lm характеризует
инерционные свойства пластины (обычно от десятых долей до единиц
генри), емкость Скв — упругие свойства пластины (значение ее от сотых
до десятых долей пикофарад), а сопротивление гт потери в резонато-
ре.
242
Рис. 4.13. Температурная зависимость час-
тоты кварца
Ав
Ав
Ав
Рис. 4.14. Экви-
валентная схема
кварца
Из эквивалентной схемы кварцевого резонатора, приведенной на
рис. 4.14, видно, что имеются две собственные частоты резонатора.
Первая из них соответствует частоте последовательного резонанса
(4.41)
а вторая (более высокая) — параллельному резонансу
©о =----------------- = + С/Со. (4.42)
<СоСк/(Со + Ск)
Поскольку обычно Ск/С0 < < 1, то
^-©.(И-С/гСо). (4.43)
Эквивалентное сопротивление кварцевого резонатора (сопротивле-
ние между точками а — б на рис. 4.14) можно записать в следующей
форме: ч *
2к.Р = ^»Р + ^.Р. (4.44)
где
гквр= 1/[( 1+Лт0)2 + т^; (4.45)
*k.p=^»pW-^W; (4-46)
т0 “ со, СОГКВ; b = (©’ £„//„)(©/©, - и,/®).
Таким образом получаем последовательную схему замещения квар-
цевого резонатора (рис. 4.15). Характер зависимостей гт р и р от
частоты представлен на рис. 4.16. Отметим, что резонансные частоты,
при которых Укв р ® 0, с большой степенью точности совпадают с
частотами ®0 и ®)5 найденными без учета потерь.
243
Рис. 4.16. Частотные характеристики кварца
Рис. 4.15. Схема замеще-
ния кварца
В диапазонах частот0...<о( и <о0 ...оо реактивное сопротивление квар-
цевого резонатора носит емкостный характер, а в диапазоне cot...<о0 —
индуктивный. Вблизи же частоты <ot кварц ведет себя как последова-
тельный резонансный контур с высокой добротностью, а вблизи часто-
ты <о0 — как высокодобротный параллельный контур. Благодаря
большой добротности фазо-частотная характеристика кварцевого резо-
натора вблизи частоты последовательного резонанса имеет большую
крутизну, что, как уже указывалось, очень важно для построения высо-
костабильных автогенераторов. Кроме того, кварц обладает высокой
эталонностью собственных частот, мало зависящей от действия деста-
билизирующих факторов.
Все схемы кварцевых автогенераторов, которые в настоящее время
используются на практике, можно разделить на две группы. В первой
группе схем кварцевый резонатор играет роль индуктивного сопротив-
ления (так называемые «осцилляторные схемы»). Во второй группе схем
генераторов кварц используется как последовательный резонансный
контур. При этом кварцевый резонатор включается в цепь обратной
связи. В осцилляторных схемах кварц включается либо между коллек-
тором и базой (емкостная трехточка, рнс. 4.17), либо между эмитте-
ром и базой или эмиттером и коллектором (индуктивная трехточка, рис.
4.18,а и б).
Во всех приведенных схемах автогенераторов, как уже отмечалось,
кварцевый резонатор играет роль индуктивности. На практике чаще
всего используется схема емкостной трехточки (см. рис. 4.17). Эта схема
отличается конструктивной простотой (не требует дополнительных ин-
дуктивностей) и легкостью настройки.
При работе кварца на механических гармониках несколько усложня-
ют схему емкостной трехточки, включая катушку индуктивности L па-
раллельно конденсатору (на рис.4.17 показано штрихом). Резонансная
частота LC,-контура выбирается таким образом, чтобы она была ниже
244
Рис. 4. .17. Емкост*
ная трЪхточечная
схема кварцевого
автогенератора
Рис. 4.18. Индуктивная трех-
точечная схема кварцевого
автогенератора
рабочей частоты, но выше.частоты ближайшей низкой нечетной меха-
нической гармоники. Тогда иа рабочей частоте LC,-контур эквивален-
тен конденсатору и автогенератор представляет собой обычную
трехточечную схему. На более же низкой механической гармонике квар-
ца LCj-контур эквивалентен индуктивности и автогенератор не возбуж-
дается, так как не выполняются фазовые соотношения.
Для емкостной трехточечной схемы с кварцем условием баланса фаз
[см.(4.13)] в предположении, что <р, + <рк = 0, п = 0, будет <рэ , = Q. Следова-
тельно,
+ .4. • (4.47)
i -1 ; it
где сог — частота автогенератора; ^(ш,.) = l/wr Ср ^(“г) = lA»rCt;
хквр(сог) определяется соотношением (4.46).
Графическое решение уравнения (4.37) показано на рис. 4.19. Имеют-
ся две точки пересечения кривой — (х1 + х2) с кривой хкв р. Частота сог
соответствует точке пересечения A , «частота е>* — точке пересечения Б.
На частоте <ог активное сопротивление кварца гкв ^значительно мень-
ше, чем на частоте со*, и, следовательно, условие баланса амплитуд(4.12)
будет выполняться именно на'этой частоте.
Частота автоколебаний ©^ находится Непосредственно из решения
уравнения (4.47). Пренебрегай потерями кварцевого резонатора гкв р,
находим '
1 С
* “1(1 + 2 со + с2С3/С2 + с/
Кроме осцилляторных схем автогенераторов, в которых кварцевый
резонатор используется в качестве индуктивности, На практике приме-
няются также схемы, где кварц используется как последовательный
резонансный контур. Принцип работы этих схем основан на том, что
245
Рис. 4.19. Графическое ре- Рис. 4.20. Схема Рис. 4.21. Схема
шенйе уравнения баланса автогенератора компенсации
фаз для кварцевого гене- с кварцем в емкости кварце-
ратора цепи обратной держателя
связи
значение модуля сопротивления кварцевого резонатора на частоте пос-
ледовательного резонанса со! минимально и резко возрастает при откло-
нении частоты от <»|. Поэтому если включить кварцевый резонатор в
цепь ОС трехточечной схемы автогенератора (рис. 4.20), то при часто-
тах, близких к частоте последовательно резонанса ш,, цепь ОС (образу-
ется кварцевым резонатором и резистором R — рис. 4.20) замкнута и
автогенератор самовозбуждается. На частотах, отличных от <»,, сопро-
тивление кварца велико, а коэффицйент ОС мал, и условия самовозбуж-
дения автогенератора не выполняются. Таким образом, частота
генерации автогенератора близка к частоте ш,.
Отметим, что в рассматриваемой схеме автогенератора возможно
возникновение паразитных колебаний на частотах, значительно боль-
ших частоты со,. Дело в том, что параллельно кварцу включена стати-
ческая емкость кварцедержателя С$, а это приводит к тому, что на
указанных частотах цепь ОС не размыкается, и коэффициент ОС оказы-
вается достаточным для возбуждения колебаний. Чтобы избежать этого
явления, применяется схема с нейтрализацией емкости Со (рис. 4.21).
Емкость конденсатора Сн выбирается примерно равной Со. Тогда
ток, протекающий через Сн, равен по амплитуде и противоположен по
фазе току, протекающему через Со, и, следовательно, цепь ОС разомкну-
та. При частотах сог = ш, сопротивление кварцевого резонатора близко
к нулю, ц цепь QC оказывается замкнутой. Таким образом, в схеме
автогенератора с нейтрализацией емкости Со колебания возникают
только на частотах, близких к ш,.
246
4.6. СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ
Как уже указывалось, одним из основных элементов современного
возбудителя является синтезатор частот, вырабатывающий одно или
несколько когерентных колебаний с заданными частотами. Поэтому
именно синтезатор частот во многом определяет параметры всего воз-
будителя в целом. Требования к параметрамхарактеристик синтезатора
частот определяются указанными в них требованиями к параметрам и
характеристикам возбудителя. В синтезаторах частот выходные рабо-
чие частоты образуются в результате когерентных преобразований час-
тоты одного опорного высокостабильного автогенератора. При этом
синтезаторы частоты строятся на основе метода либо прямого, либо
косвенного синтеза [33—35]. В синтезаторах, построенных на основе
метода прямого синтеза (иногда называемого методом синтеза), выход-
ные колебания получаются с помощью операций сложения, вычитания,
умножения и деления эталонной опорной частоты. Простейший такой
синтезатор строится с использованием генератора гармоник.
В синтезаторах, построенных с использованием генератора гармо-
ник (рис. 4.22), из колебания опорного и эталонного генератора (ЭГ) с
помощью генератора гармоник (ГТ) формируются короткие импульсы.
Спектр этих импульсов богат гармониками. С помощью узкополосного
полосового фильтра (ПФ) из спектра импульсов выделяется сигнал
требуемой рабочей частоты та*. Степень подавления нежелательных
компонентов на выходе синтезатора определяется ПФ.
При большом числе рабочих частот указанный ПФ необходимо
перестраивать для широких пределов, что на практике оказывается
затруднительным.
Для облегчения требований, предъявляемых к ПФ, используется спе-
циальная схема с двойным преобразованием частоты, или схема «с
вычитанием ошибки» (рис; 4.23).
В первом преобразователе Пр| частота всех гармоник, поступающих
с генератора гармоник (ГТ), понижается на частоту сог вспомогательно-
го генератора (Г). Узкополосный фильтр (Ф) имеет центральную час-
Рис. 4.23. Схема синтезатора частот с
«вычитанием ошибок»
Рис. 4.22. Синтезатор
частот с использованием
генератора гармоник
247
тоту, совпадающую с частотой одной из гармонических составляющих
входного сигнала (пусть для примера — с частотой 1(0^ - шг). Все ос-
тальные составляющие подавляются этим фильтром. Далее на выходе
второго смесителя выделяется сигнал частоты /®г.
Нестабильность частоты вспомогательного генератора Дод, опреде-
ляет полосу пропускания фильтра Ф и не влияет на выходной сигнал
преобразователя Пр2. Для изменения выходной частоты в схеме с «вы-
читанием ошибки» достаточно только менять частоту генератора Г.
В более сложных синтезаторах, построенных по методу прямого
синтеза, используется принцип «идентичных декад». На рис. 4.24 пока-
зана структурная схема синтезатора, построенного по этому принципу.
Из сигнала частоты f0 кварцевого генератора (КГ) в формирователе
вспомогательных частот (ФВЧ) формируются десять опорных частот
/о1>-/ою и сигнал частоты /'0 Опорные частоты/01,.../010 свя-
заны соотношением/,п = /01 + (п~ О АЛ где л = 1... 10; ДС — шаг сетки
вспомогательных частот. С помощью декадных переключателей
Пр... ,ПА. сигнал с одной из частот/01,.../0ю можно подать иа вход любого
преобразователя Пр. Полосовые фильтры выделяют сигналы суммар-
ной частоты. Частота выделенного сигнала делится в 10 раз в делителе
Д (в последней декаде делитель отсутствует).
Можно показать, что выходная частота синтезатора определяется
соотношением
/»Ых = «0Z 01 + + л^/Ю+.-.л./Ю*'*),
248
где пк — последняя декада без делителя; к — число декад; пк — номер
положения переключателя П* (пк = 0,1...9). Если число декад к = 1, то
Лых = 1О/'о + АА; если к = 2, tq/b„1x = 10/'о + Af (п2 + л/Ю) и т. д.
Отметим, что шаг полученной сетки частот в раз мельче интер-
вала А/ между соседними опорными частотами диапазона /ор-ч/ою-
Увеличивая число декад, можно уменьшить шаг сетки выхоДных частот,
при этом не требуется перестройка ПФ.
Недостатком синтезаторов, построенных по методу идентичных
декад, является необходимость применения значительного числа преоб-
разователей и фильтров, что в конечном итоге усложняет получение
подавления уровня побочных частот иа выходе синтезатора более чем
на 60...80 дБ.
В последнее время при создании синтезаторов частот, выполненных
по принципу прямого синтеза, стали широко использовать цифровые
методы [3 4]. Примером может служить синтезатор частот, построенный
на основе суммирования импульсных последовательностей. Структур-
ная схема такого синтезатора, выполненного полностью на цифровых
интегральных микросхемах, приведена на рис. 4.25. Эпюры соответст-
вующих импульсных последовательностей изображены на рис. 4.26.
Сигнал высокостабильного опорного генератора (ОГ) (см. рис. 4.25)
поступает на триггерный счетчик — делитель (Д), состоящий из п дво-
ичных разрядов (на рис. 4.25 показано три разряда). На выходе делителя
каждого разряда (Др Д2, Д3) получаются две последовательности им-
пульсов (например, на выходе 1 и Г, см. рис. 4.26), сдвинутые на 772
(Т — период соответствующей импульсной последовательности). Час-
тота импульсной последовательности на выходе каждого делителя в
2 раза меньше частоты входной импульсной последовательности.
С выходов делйтелей Г, 2', 3' и т. д. импульсные последовательности
поступают на один вход схемы И. На другой вход этой бхемы поступает
Рис. 4.25. Цифровой синтезатор частот на основе суммирования импульсных
последовательностей
249
Рис. 4.26. Эпюры импульсных последовательностей в цифровом синтезаторе частот
1 или 0 с регистра частоты. Если в регистре частоты записана 1, то
соответствующая импульсная последовательность (см. рис. 4.25 им-
пульсные выходные последовательности с делителей Д, и Дз) проходит
на схему ИЛИ, если же записан 0, то схема И закрыта и импульсная
последовательность на нее не проходит (см. на рис. 4.25 выходную
импульсную последовательность с делителя Д2). Следовательно, на вы-
ходе схемы ИЛИ происходит суммирование соответствующих последо-
вательностей в соответствии с заданным кодом частоты. В результате
получается импульсная последовательность с неравномерной расста-
новкой импульсов (см. на рис. 4.26 выход схемы ИЛИ), средняя частота
импульсов которых определяется управляющим кодом, записанным в
регистре частоты. Для уменьшения неравномерности импульсов на вы-
ходе схемы ИЛИ включают делитель частоты (Д на рис. 4.25) с коэффи-
циентом деления N. На выходе такого делителя импульсная последо-
вательность более равномерная (см. на рис. 4.26 выход делителя Д). Чем
выше коэффициент деления, тем больше равномерная выходная им-
пульсная последовательность и тем меньше уровень побочных частот в
выходном спектре синтезатора. Но при этом частоты синтезатора при
заданной частоте ОГ оказываются низкими.
250
Другой разновидностью синтезатора частот, в котором использован
цифровой принцип формирования частот, является синтезатор с цифро-
вым формированием отсчетов синтезируемого колебания. Структурная
схема такого синтезатора приведена на рис. 4.27. В блоке памяти (БП)
хранятся отсчеты синусоиды (данные о значении синусоиды при различ-
ных фазах). По определенной программе в соответствии с кодом часто-
ты, записанным в блоке установки частоты (УЧ), вычисляются текущие
значения синусоиды. Обычно БП выполняется в виде микропроцессор-
ного устройства, которое используется как счетчик времени (накопи-
тель, фазы). Частота f в импульсной последовательности иа выходе
цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) кратна шагу сетки частот:
f = ЛДС, где к = 1 N.
Поскольку на выходе синтезатора необходимо формирование сину-
соидального колебания, то после БП включается ЦАП (см. рис. 4.27).
Для устранения побочных частот после блока ЦАП включен фильтр
нижних частот (ФНЧ), который фильтрует тактовую частоту, ее гармо-
ники и комбинационные частоты. Число отсчетов синусоиды 2N опре-
деляется объемом памяти блока вычисления отсчетов (БП). Если все
отсчеты синусоиды считываются с частотой /ог = 1/ТОг, то период
импульсной последовательности иа выходе блока ЦАП Г - Гог2 , где
Тог — период сигнала ОГ. Следовательно, минимальная частота им-
пульсной последовательности
/ю>п = Л/=’/7’ог2ЛГ.
Изменяя число импульсов ОГ, считываемых за период Гог (т. е.
число N), можно изменить частоту импульсной последовательности Ха
выходе ЦАП.
Минимальное число импульсов ОГ равно двум, следовательно,
Аюх ~ 1/2Гог.
Верхняя частота определяется граничной частотой цифровых
микросхем и блока ЦАП. С повышением выходной частоты необходи-
мо увеличивать быстродействие ЦАП. Поскольку на выходе синтезато-
ра нет давления частоты, то его граничная частота с отсчетами
синтезируемого колебания оказывается выше, чем в синтезаторах, по-
строенных на основе суммирования импульсных последовательностей.
На практике используются также синтезаторы частоты, построенные
на основе метода косвенного синтеза (иногда называемого методом
анализа). Такие синтезаторы содержат в своем составе подстраиваемый
по частоте автогенератор, охваченный петлей фазовой автоподстройки
частоты (Ф АПЧ) [32].
Простейшая структурная схема системы ФАПЧ изображена на
рис. 4.28. Сигналы частот ci)gr и (опг от эталонного (ЭГ) и подстраивае-
мого (ПГ) генераторов поступают на фазовый детектор (ФД), выходное
251
шэг wnr
Рис. 4.27. Синтезатор частот с циф- Рис. 4.28. Структурная
ровым формированием отчетов схема фазовой автопод-
стройки частоты
напряжение которого определяется разностью фаз напряжений, дейст-
вующих на его входах. Выходное напряжение ФД через ФНЧ воздейст-
вует на управляющий элемент (УЭ), например варикап, который
изменяет частоту ПГ, приближая ее к частоте ЭГ.
В стационарном режиме, когда о)эГ = юпг, в системе устанавливается
постоянная разность фаз между сигналами соответствующих генерато-
ров и выходное напряжение ФД постоянно. Это постоянное напряжение
подается на вход УЭ, ибо в противном случае стационарный режим
будет невозможен. Поэтому между ФД И УЭ включаются устройства,
пропускающие постоянный ток. Такими устройствами являются ФНЧ,
которые устраняют из спектра сигнала управления нежелательные со-
ставляющие побочных частот, присутствующие иа выходе ФД. Попадая
на вход УЭ, эти составляющие вызывают паразитную частотную (фазо-
вую) модуляцию эталонного сигнала.
Система ФАПЧ может работать в различных режимах. Например,
если частоты ЭГ и ПГ равны и эффект медленных измерений параметров
ПГ, определяющих его частоту, полностью компенсируется действием
ФАПЧ, последняя работает в так называемом режиме удержания. С
понятием режима удержания неразрывно связано понятие полосы удер-
жания, т. е. области начальных расстроек ЭГ и ПГ, в которой возможен
этот режим. Ширина полосы удержания определяется разностью гра-
ничных значений частоты ПГ, соответствующих наибольшему и на-
именьшему напряжениям на выходе ФД.
Возможен и другой режим работы системы, при котором в среднем
разность частот, вырабатываемых генераторами сигналов, равна нулю,
а разность фаз периодически изменяется. Этот режим, используемый
крайне редко, называется режимом квазисинхронизма. Обычно систему
проектируют так, чтобы он не возникал.
Третий режим работы системы ФАПЧ —режим биений. Его харак-
терной особенностью является непрерывное нарастание в среднем раз-
ности фаз ПГ и ЭГ. Режим биений всегда наблюдается в тех случаях,
когда начальная расстройка ПГ относительно ЭГ (т. е. расстройка,
соответствующая нулю напряжения на выходе 4>Д) больше полосы
252
удержания. Иногда он может иметь место при начальной расстройке,
меньшей полосы удержания. В режиме биений среднее значение частоты
ПГ отличается от частоты ЭГ.
Переходное состояние системы, при котором режим биений перехо-
дит с течением времени в режим квазисинхроиизма, называется режи-
мом удержания.
Под полосой захвата понимается область начальных расстроек ПГ и
ЭГ, в которой при любых начальных условиях устанавливается режим
удержания (или квазисинхронизма). Обычно в момент включения сис-
темы частоты ПГ и ЭГ не совпадают и в системе наблюдается режим
биений. При этом сигнал ПГ модулируется по частоте напряжением
биений.
В зависимости от знака мгновенного напряжения биений разность
частот ПГ и ЭГ то повышается, то понижается. В результате длитель-
ности положительной и отрицательной полуволн напряжения биений
оказываются различными и на выходе, и на входе ФД образуется посто-
янная составляющая напряжений. Наличие этой постоянной составляю-
щей приводит к изменению частоты биений относительно начальной
расстройки. Если начальная расстройка не выходит за пределы полосы
захвата, то постоянная составляющая снижает частоту биений до нуля
и возникает режим удержания. Если начальная расстройка превышает
полосу захвата, то постоянная составляющая напряжения недостаточна
для ее полной компенсации и в системе наблюдается режим биений.
В общем случае полосы удержания и захвата не равны друг другу
(рис. 4.29). На рис. 4.29 сплошной линией показано устойчивое изме-
нение средней разности частот (частоты биений) Q ЭГ иПГ в замкнутой
системе ФАПЧ при изменении начальной расстройки QH от больших
значений к малым. Штриховой линией показано неустойчивое измене-
ние Q при изменении QH от малых значений к большим. Прямая линия
на рис. 4.29 отображает зависимость В от Дн в разомкнутой системе
ФАПЧ. Поскольку кривые, как правило, получаются симметричными,
под полосами удержания и захвата принято понимать половины соот-
ветствующих областей, т. е. £23 и йу. Соотношение между Qy и £13 опре-
деляется инерционностью цепи управления системы. Так, если ФНЧ (см.
рис. 4.27) в цепи управления отсутствует (цепь управления безынерци-
онная), то £1, ® Оу. Но в этом случае фильтрующая способность системы
ФАПЧ оказывается низкой (помехи, действующие на выходе ФД, непо-
средственно воздействуют на частоту подстраиваемого генератора).
При наличии фильтра с уменьшением его полосы пропускания поло-
са захвата системы становится меньше полосы удержания, что объясня-
ется падением напряжения на входе управляющего элемента, а также
появлением в кольце регулирования дополнительного фазового сдвига,
вносимого фильтром. Если в качестве ФНЧ используется простейшая
253
Рис. 4.29. Зависимостьчасто-
ты биений от начальной рас-
стройки в системе ФАПЧ
N
Рис. 4.30. Схема синтезатора, работающе-
го по методу косвенного синтеза
интегрирующая ЯС-цепочка, то соотношение между полосами удер-
жания и захвата определяется при <2у7’> 3 (Г= RC — постоянная вре-
менй фильтра) приближенной зависимостью [32] Q3/Qy = 1,27/^7Пу.
'Из этого соотношения видно, что с увеличением постоянной времени
фильтра уменьшается полоса захвата системы ФАПЧ. Однако в данном
случае улучшается фильтрация внешних помех, действующих непосред-
ственно на выходе ФД, и ухудшается фильтрация внутренних помех,
обусловленных собственными шумами ПГ. На практике инерционность
цепи управления выбирают исходя из компромисса между необходи-
мостью обеспечения широкой полосы захвата и фильтрующей способ-
ностью по отношению к внешним помехам. С этой целью в цепи
управления системы часто используют более сложные фильтры [32].
Зная принцип работы системы ФАПЧ, нетрудно пояснить работу
синтезатора, работающего по методу косвенного синтеза (методу ана-
лиза). Структурная схема такого синтезатора изображена на рис. 4.30.
Сигнал с выхода делителя с переменным коэффициентом деления
(ДПКД) поступает на ФД, на который одновременно поступает сигнал
от кварцевого генератора (КГ) с частотой/0. Выходное напряжение ФД,
как в обычной системе ФАПЧ, через ФНЧ воздействует наУЭ, который
изменяет частоту ПГ. В качестве ПГ используется, как правило, тран-
зисторный автогенератор, выполненный по схеме емкостной трехточки,
и УЭ с варикапом, включенным в колебательный контур. В синхронном
состоянии частоты сигналов, сравниваемых ФД, оказываются равными
(4 = /пг^> где N — коэффициент деления ДПКД), и, следовательно,
долговременная нестабильность выходной частоты ПГ та же, что и КГ.
Меняя коэффициент деления N, по команде внешнего устройства, зада-
ющего код требуемой выходной частоты, можно изменять частоту ко-
лебаний на выходе синтезатора (/пГ = Nf0). При этом шаг частот
синтезатора равен частоте/0. В качестве ДКПД используются счетчики
254
5)
Рис. 4.31. Синтезатор частоте ДПКД с понижением частоты вычитанием (а)
и делением (б)
импульсов, выполненные на цифровых интегральных схемах как сред-
ней, так и большой степени интеграции. Цифровые ДПКД устойчиво
работают на частотах входного сигнала до 1,5...2 ГГц. Если/пг > 1,5...2
ГГц, То для снижения частоты входного сигнала ДПКД используют
понижение частоты либо вычитанием (рис. 4.31), либо делением (рис.
4.32). При понижении частоты колебаний на выходе ДПКД вычитанием
частота ПГ/пг = (У - КУПГ. Здесь К — коэффициент умножения умно-
жителя частоты (УЧ). При этом шаг сетки частот синтезатора остается
равным ДС.
При понижении частоты колебаний на входе ДПКД с помощью
делителя Д с постоянным коэффициентом деления т шаг частот синте-
затора равен mf0.
Отметим, что схема с дополнительным делителем (см. рис. 4.31,6)
имеет определенные преимущества по сравнению со схемой, в которой
используется понижение частоты вычитанием (см. рис. 4.31,а), посколь-
ку не требуется применения умножителя и смесителя. Эти элементы
приводят к повышению уровня побочных составляющих в спектре вы-
ходного сигнала синтезатора.
В системах ДПКД при малом частотном шаге требуется низкая час-
тота КГ' f0. В этом случае для подавления нежелательных побочных
частот в спектре выходного сигнала синтезатора, обусловленных поме-
хой с частотой /0, действующей непосредственно на выходе ФД (внеш-
няя помеха), необходимо увеличивать инерционность системы. Однако
при этом, как уже указывалось, будут плохо фильтроваться внутренние
помехи, вызванные собственными шумами ПГ. Для устранения проти-
воречия между фильтрацией внешних и внутренних помех в синтезато-
рах используют двухкольцевые системы ФАПЧ (рис. 4.32). Одно из
колец взбирается достаточно инерционным (ПГ,, УЭ,, ФНЧ,, ДПКД t),
что обеспечивает хорошую фильтрацию внешних помех с частотой /0.
Второе кольцо (ПГ2, УЭ2, ФНЧ2, ДПКД2) делается малоинерционным,
что позволяет обеспечивать хорошее подавление собственных шумов
255
Рис. 4.32. Двухкольцевая схема синтезатора частот
выходного генератора ПГ.
Соответствующим выбором
коэффициентов деления
ДПКД|, ДПКД2, ДПКД3
можно при заданном диапа-
зоне работы синтезатора
(частота перестройки ПГ2)
обеспечить малую пере-
стройку ПГ], что позволяет
использовать КГ в качестве
ПГ]. Это, в свою очередь,
дает возможность устра-
нить влияние собственного
шума этого генератора на спектральные характеристики выходного
генератора ПГ2. Синтезаторы с ДПКД, часто называемые также цифро-
выми, позволяют максимально использовать элементы цифровой схемо-
техники. Они имеют значительные преимущества перед другими
типами синтезаторов по габаритным размерам, массе, технологичности
и надежности.
Необходимо отметить, что цифровые ситезаторы легко сопрягаются
с микроЭВМ, которые управляют коэффициентом деления ДПКД и
производят предварительную установку частоты ПГ.
Как уже указывалось, в состав современного возбудителя (см. рис.
4.1) входит формирователь видов работ (ФВР). При угловой модуляции
(манипуляции) передача информации связана с изменением частоты
(фазы) колебаний, управление колебаниями, естественно, осуществля-
ется непосредственно в возбудителе. При этом используются прямые и
косвенные методы реализации.угловой модуляции (см. гл.8). При пря-
мом методе ЧМ управление колебанием осуществлется непосредствен-
но в автогенераторе. В случае косвенного метода ЧМ (ФМ) выполняется
с помощью управляемого фазовращателя.
В радиопередатчиках с AM управление колебаниями по энергетичес-
ким соображениям чаще всего производится в оконечном или предоко-
нечном каскаде (подробнее см. гл. 6). Тем не менее в сложных
современных возбудителях все же предусматриваются режимы АЗ или
А1, А2 либо в целях универсализации возбудителя, либо как резервные
виды работ. Режим А1 осуществляется за счет выходного аттенюатора
с электронным цифровым управлением блока ФВР. Однополосная мо-
дуляция с полностью или частично подавленным несущим колебанием
с использованием верхней или нижней полосы реализуется фильтровым
методом (см. гл. 7) непосредственно в возбудителе передатчика. Как
правило, применяется многократная балансная модуляция. В качестве
модуляторов используются кольцевые или балансные модуляторы. Тре-
буемая боковая полоса (верхняя или нижняя) выделяется фильтром
256
(LC-фильтром или электромеханическим). Таким образом, в современ-
ных универсальных возбудителях обычно формируются все виды работ,
предусмотренные регламентом радиосвязи. Например, в возбудителе
типа «ВО-71» предусмотрено более 30 видов работ.
В простейших возбудителях формирование требуемого вида работ
производится непосредственно на рабочих частотах, т. е. в возбудителе
нельзя отдельно выделить формирователь вида работ (см. рис. 4.1).
Например, в синтезаторе частот с ДПКД (см. рис. 4.30) можно осущест-
вить частотную модуляцию, вводя информационный сигнал непосред-
ственно на вход УЭ. С увеличением числа каналов и диапазона рабочих
частот возбудителя формирование вида работ и опорных частот стано-
вится целесообразным производить в самостоятельных блоках. Это
объясняется тем, что совмещение указанных функций усложняет полу-
чение требуемого подавления побочных^ составляющих на выходе воз-
будителя, особенно если возбудитель работает в широком диапазоне
частот.
По указанной причине в современных возбудителях ввод информа-
ции (формирование требуемых видов работ) выполняется на одной
фиксированной вспомогательной частоте/п, а в тракте переноса (ТП)
сформированные колебания преобразуются в рабочий диапазон частот
/р с помощью переменной опорной частоты /, поступающей с синтеза-
тора частот (см. рис. 4.1). Тракт переноса сформированных колебаний
содержит, как правило, несколько смесителей.
Контрольные вопросы
1. Изобразите структурную схему возбудителя радиопередатчика н поясн ите назначение
отдельных ее частей.
2. Приведите современные нормы на параметры возбудителей.
3. Какими параметрами характеризуется нестабильность частоты и фазы радиопередат-
чика?
4. Изобразите трехточечную схему транзисторного автогенератора.
5. Приведите уравнения стационарного режима автогенератора.
6. Поясните преимущества мягкого режима самовозбуждения.
7. Приведите необходимые условия возникновения автоколебаний в трехточечной схеме
автогенератора.
8. В чем разница между понятиями долговременной и кратковременной нестабильностей
частоты автогенератора?
9. Приведите примеры дестабилизирующих факторов и механизм их влияния на неста-
бильность частоты автогенератора. *
10. Изобразите цепи питания транзисторного автогенератора.
11 . Укажите основные преимущества кварцевого автогенератора.
12. Изобразите схемы кварцевых автогенераторов.
13. Укажите основные принципы построения синтезаторов частот.
14. Изобразите структурные схемы синтезаторов, выполненных по принципу цифрового
прямого синтеза. £
15. Поясните принцип работы системы ФАПЧ. '
16. Изобразите структурную схему синтезатора частот с ДПКД и поясните ее работу.
257
Глава 5. Устойчивость работы генераторов
с внешним возбуждением
5.1. вида И ПРИЧИНЫ НЕУСТОЙЧИВОСТИ
РАБОТЫ ГЕНЕРАТОРОВ
Теоретические понятия «устойчивость» или «неустойчивость» обыч-
но применяют для характеристики какого-либо возможного, но всегда
определенного состояния или процесса (обобщающий термин —
«режим»), например состояния статического равновесия, процесса вы-
нужденных колебаний, автоколебаний. Режим называют устойчивым,
если мгновенное состояние системы, отличающееся от этого режима в
начальный момент, приближается к нему с течением времени. Неустой-
чивым называют режим, от которого мгновенное состояние удаляется с
течением времени.
Практическое же понятие устойчивости гораздо шире и сложнее.
Реальные условия работы и параметры системы могут быть непостоян-
ными и даже случайными. Поэтому необходимо, чтобы ГВВ устойчиво
работал при любых допустимых сигналах на его входе и выходе, а
функции, например АЧХ и ФЧХ, как можно меньше зависели от есте-
ственных на практике изменений его параметрон. Зависимость функций
от параметров в процессах регулировки, настройки и модуляции долж-
на быть стабильной и взаимно однозначной.
Если параметры ГВВ строго постоянны и никаких внешних воздей-
ствий на него нет, то такую систему называют автономной. В ней могут
существовать устойчивые и неустойчивые состояния статического рав-
новесия, автоколебательные режимы, сложные движения, похожие на
случайные процессы, переходные процессы. Почти единственной при-
чиной неустойчивости автономной системы является преднамеренно
организованная или паразитная обратная связь. Если в автономной
системе существует несколько устойчивых режимов, то, какой именно
из ннх установится, будет зависеть от начальных условий при включе-
нии системы. В результате при обычной ситуации, когда начальные
условия носят случайный характер, могут устанавливаться неожидан-
ные режимы. Наиболее известным и нежелательным проявлением неус-
тойчивости ГВВ являются паразитные автоколебания. Они могут иметь
258
различные частоты, сложную форму, амплитуды от единиц милливольт
до десятков киловольт. Даже самые слабые паразитные автоколебания
совершенно недопустимы, так как они не только создают побочные
колебания при взаимодействии с основным сигналом на нелинейности
тракта, но и искажают основной сигнал и закон полезной модуляции,
приводят к излучению паразитных сигналов даже при отсутствии основ-
ного сигнала. Мощные паразитные автоколебания могут повредить ЭП,
особенно полупроводниковый, вызвать пробой конденсаторов, перего-
рание дросселей, резисторов, обгорание изоляции и др.
В рабочем режиме на входе ГВВ действует сигнал внешнего возбуж-
дения, и генератор становится неавтономной системой. Проявления
неустойчивости в ней осложняются тем, что они зависят от параметров
внешнего возбуждения. Например, возникают колебания, когерентные
или некогерентные с основным сигналом внешнего возбуждения, режи-
мы деления частоты, искажения закона модуляции, скачки параметров
выходного сигнала при плавных изменениях рабочего режима в процес-
се настройки ГВВ, плавное медленное «уползание» режима отзаданного
(без явных видимых причин) и другие виды неустойчивости:
Неавтономная, совершенно не имеющая ОС система может быть
неустойчивой, если ее энергоемкие параметры (емкости, индуктивнос-
ти) периодически или квазипериодически изменяются во времени [5.1].
В таких системах возможны те же проявления неустойчивости, что и в
неавтономных системах с ОС, но превалируют когерентные с внешним
сигналом автоколебания. Неустойчивость, вызванную только измене-
нием энергоемких параметров, называют параметрической. Классичес-
ким примером такого явления служит неустойчивость состояния
нулевой энергии в контуре с потерями при Периодическом изменении
его емкости.
Если ОС и параметрические эффекты недостаточны для возникнове-
ния неустойчивости и автоколебаний, но параметры системы, в том
числе и не энергоемкие, непостоянны, то неустойчивость работы ГВВ
проявляется в повышенной нестабильности его функций и параметров
выходного сигнала. Причинами нестабильности параметров ГВВ могут
быть разнообразные физические и химические процессы.
Плохое качество контактов и конструкций разъемных или подвиж-
ных соединений токонесущих элементов (особенно в цепях токов ВЧ)
вызывает износ, нагрев, деформацию, искрение, распыление токопро-
водящих покрытий, образование окислов, нитридов, интерметаллидов
и другие электрофизико-химические процессы, приводящие к электри-
ческим шумам и шумовой модуляции выходного сигнала вплоть до
отказов.
В мощных высоковольтных каскадах часто возникают тихие, корон-
ные, тлеющие, искровые и даже дуговые разряды, приводящие к шумам
и шумовой модуляции, образованию озона, окислов азота, кислот, раз-
259
рушению изоляции, лакокрасочных и токопроводящих покрытий, изо-
ляторов. Системы водяного охлаждения и прочие увлажненные детали
подвергаются электрохимической коррозии. Маслонаполненные транс-
форматоры, конденсаторы, линии задержки, фильтры и пр. подверга-
ются разрушению при попадании в масло воды и паров кислот и других
веществ из воздуха и со стенок сосудов и трубопроводов. Все эти при-
чины и процессы ведут в конечном итоге к нестабильной, с безвозврат-
ными изменениями, т.е. к неустойчивой, с практической точки зрения
работе всей аппаратуры.
На практике встречаются всевозможные сочетания причин и следст-
вий неустойчивости. Главными, наиболее вероятными й трудно устра-
нимыми причинами являются ОС, параметрические явления, износ и
старение деталей. В генераторах на электровакуумных приборах основ-
ную роль играют паразитные ОС. Вустройствах с реактивными диода-
ми (параметрические усилители, преобразователи, умножители и дели-
тели частоты, модуляторы и регуляторы) преобладают параметричес-
кие эффекты. В транзисторных генераторах значительную роль играют
и обычные паразитные электромагнитные ОС, электротепловая ОС,
параметрические эффекты.
Реально все дестабилизирующие факторы, как правило, действуют
одновременно и могут взаимно усиливать эффекты неустойчивости.
Поэтому нужно всегда помнить о всем комплексе причин и применять
все доступные меры обеспечения устойчивости.
5.2. ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
НА УСТОЙЧИВОСТЬ ЛИНЕЙНОЙ
И КВАЗИЛИНЕЙНОЙ СИСТЕМ
В ГВВ внутренняя и внешняя ОС всегда существует благодаря меж-
электродным емкостям и индуктивностям выводов ЭП, а также вслед-
ствие электромагнитных связей входа и выхода каскада непос-
редственно или через общие цепи, например цепи питания, цепи изме-
рительных приборов, щели перегородок, металлические детали привода
настройки входа и выхода и тл. В гл. 4 показано, что при достаточно
сильной преднамеренно организованной положительной ОС в системе,
состоящей из усилительного прибора и колебательного контура, возни-
кают автоколебания.
Рассмотрим условие, при котором ОС не может быть единственной
причиной неустойчивости и автоколебаний. Наиболее изучено влияние
ОС на свойства линейных систем [4,11,12]. Известно, что комплексная
передаточная функция линейного усилителя с одной петлей ОС, состо-
ящего из однонаправленных блоков,
W=K/[ 1 -КВ] = К/[ 1 - Г), (5.1)
260
где К=К (j®) — направленная от входа к выходу комплексная переда-
точная функция ветви прямой передачи; В - B(j©) — направленная от
выхода ко входу комплексная передаточная функция ветви ОС. Произ-
ведение КВ = Тпредставляет собой полную комплексную передаточную
функцию разомкнутой петли ОС н называется петлевым усилением или
возвратным отношением. Знаменатель выражения (5.1) является общим
для всех функций системы с ОС и называется возвратной разностью.
Выражение (5.1) наглядно показывает, что при Т = 1 ОС может вносить
сколь угодно большое увеличение модуля передаточной функции. При
Т = 1 система теряет устойчивость.
Согласно критерию Найквиста [4, 11, 12] для того, чтобы линейная
автономная система с единственной петлей ОС (одним управляемым
генератором), устойчивая при разомкнутой петле, осталась устойчивой
и при замкнутой петле, необходимо и достаточно, чтобы график Т при
изображении его на плоскости с координатами X = ReT, Y - Im Г для
всех не охватывал точки (1,0).
Если система неустойчива в разомкнутом состоянии или имеет не-
сколько управляемых генераторов, то формулировка и применение кри-
терия Найквиста заметно усложняются. При этом иногда оказывается
более удобным использование критериев Рауса, Гурвица, Михайлова
[4,11,12].
Получение строгих достаточных условий устойчивости нелинейных
моделей ГВВ хотя в принципе и возможно [71,93], но довольно пробле-
матично и выходит за рамки настоящего учебника. Подавление высших
гармоник в ГВВ создает условия применимости квазилинейного метода
[4], который всюду используется в дальнейшем.
Располагая выражением для Т, можно определять запас устойчивос-
ти системы по амплитуде и фазе ОС. Обычно фаза и амплитуда паразит-
ной ОС неизвестны и непостоянны, поэтому точное использование
критерия Найквиста невозможно и нерационально. Очевидно, что если
наложить условие | Т|< 1 для всех то критерий Найквиста
будет выполнен с запасом. Тогда при любой фазе неопределенной пара-
зитной ОС и допустимых изменениях параметров ГВВ его режим будет
устойчив. Это первое условие и причина необходимости ограничения
величины | Г | паразитной ОС.
5.3. ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА ФУНКЦИИ
УСТОЙЧИВЫХ ЛИНЕЙНЫХ И КВАЗИЛИНЕЙНЫХ
ГВВ
В устойчивой системе с постоянными параметрами введение ОС
приводит к изменению АЧХ, ФЧХ, усиления мощности, входного и
выходного комплексных сопротивлений и всех других функций систе-
мы. В ГВВ петля ОС всегда имеет сложную характеристику Т и всегда
имеется частота, на которой | Г| £ 1, а на АЧХ образуется острый пик,
261
что может стать непреодолимым препятствием при попытке создать
усилитель ВЧ с большим усилением и П-образной формой АЧХ.
Цепи паразитной. ОС почти всегда образуются ненаправленными
пассивными элементами, по которым сигнал может проходить не толь-
ко с выхода на вход, но и в прямом направлении со входа на выход даже
при запертом ЭП. Явление прямого прохождения препятствует получе-
нию глубокой AM, создает нежелательное прохождение сигнала на
выход ГВВ в паузе при импульсной работе, особо вредное в радиолока-
ционных передатчиках, мешающее приему отраженных от цели импуль-
сов.
В устойчивой нелинейной системе, которую представляет собой ГВВ
в режимах усиления бол^шихригналов с отсечкой, насыщением, токами
сетки, в перенапряжеиномрежиме и вообще во всех мощных транзис-
торных каскадах в дополнение к следствиям, указанным для линейных
режимов, ОС может вызывать переход в нежелательный режим, напри-
мер в перенапряженный при усилении AM сигналов, недонапряженный
при анодной или коллекторной амплитудной модуляции. В обоих слу-
чаях такой переход сопровождается увеличением нелинейных искаже-
ний. В нелинейных режимах благодаря ОС в ГВВ могут возникать
гистерезисные явления, паразитная сопровождающая модуляция, пере-
грев и пробой р-п переходов.
В узкополосных ВЧ линейных и нелинейных ГВВ фаза паразитной
ОС сильно зависит от частоты и параметров колебательных систем. Это
может вызвать ложную настройку контуров по экстремумам токов
анода и сеток, так как эти экстремумы почти всегда не соответствуют
при наличии ОС точной настройке контуров. Несоответствие возникает
из-за наличия имеющихся фазовых сдвигов в кольце ОС, не зависящих
от настройки контуров. Если фаза ОС близка к ±90°, то выходная
проводимость приобретает мнимую составляющую, что, в свою оче-
редь, изменяет резонансную частоту контуров. Часто бывает вообще
невозможно предвидеть и обеспечить требуемую фазу паразитной ОС.
Неопределенность фазы и амплитуды ОС создается естественным обра-
зом из-эа разброса параметров при изготовлении ГВВ, в процессе регу-
лировки, настройки, при старении деталей, изменении рабочей частоты,
при модуляции, изменении питающих напряжений и т.п. Неопределен-
ная по фазе ОС вносит неопределенность во все функции системы. Это
вторая причина, из-за которой необходимо устранять или ограничивать
величину Т неопределенной паразитной ОС.
5.4. ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА
ПАРАМЕТРИЧЕСКУЮ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ
И МОДУЛЯЦИОННЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Обратная связь изменяет не только функции, но и зависимость функ-
ций от параметров любой системы. Если эта зависимость чрезмерно
262
резкая, то система является практически непригодной, поскольку обес-
печить строгую неизменность параметров реальной системы невозмож-
но и, как правило, они вообще точно неизвестны. Особенно большие'
изменения рабочих параметров ГВВ происходят при настройке, регули-
ровке и модуляции. Например, при сеточной или фазовой модуляции
смещением усредненная крутизна меняется от некоторого номинально-
го значения до нуля. При усилении больших сигналов с переменной
амплитудой в транзисторных, а иногда и в ламповых усилителях изме-
нение амплитуды сигнала вызывает изменение входного и выходного
имитансов, проходной-емкости, граничной частоты, усредненной кру-
тизны. Изменения параметров ГВВ при AM и усилении больших сигна-
лов приводят к паразитным сопровождающим ДМ, фазовой модуляции
(СФМ) и амплитудно-фазовой конверсии (АФК), к перекрестным нели-
нейным искажениям в многоканальных и телевизионных передатчиках,
потере четкости изображения в видеопередатчиках. Обратная связь
может существенно усиливать эти вредные явления.
Нормальная работа и близость расчетных и экспериментальных ха-
рактеристик системы с неопределенными параметрами возможны толь-
ко при достаточном запасе устойчивости и малой чувствительности
функций к изменению параметров — малой параметрической чувстви-
тельности. Даже небольшая (| Т| < 1 ) положительная ОС может вы-
звать недопустимое увеличение параметрической чувствительности
ГВВ. Вычисляя безразмерную параметрическую чувствительность
передаточной функции W, определяемой (5.1), к изменениям коэффици-
ента прямой передачи К простейшего усилителях ОС, получаем
-a dKw \-т р '
Здесь множитель K/W вводится для того, чтобы чувствительность
была безразмерной и можно было бы сравнивать чувствительность
различных функций к разным параметрам. Из полученного выражения
следует, что при Т-> 1 чувствительность стремится к бесконечности.
При Т = 0,9 чувствительность Системы с положительной ОС в 10 раз
выше, чем при отсутствии ОС, когда Т = 0. При таком увеличении
чувствительности изменение усиления в кольце ОС всего на 5 % приво-
дит к изменению передаточной функции усилителя с ОС почти вдвое.
Увеличение параметрической чувствительности и паразитных явле-
ний СФМ и АФК — это третья причина, по которой необходимо огра-
ничивать Т кольца неопределенной по фазе паразитной ОС.
263
5.5. МЕРА И ДОПУСК НЕОПРЕДЕЛЕННОЙ
ПАРАЗИТНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Из двух предыдущих параграфов следует, что мерой неопределенной
по фазе ОС может служить величина | Т |. Очевидно, что если наложить
условие | Т| « 1 для всех 0<а)5да, то условия устойчивости будут
выполнены с запасом, влияние ОС на функции и параметрическую
чувствительность будет незначительным. Снижение |Т| кольца пара-
зитной ОС связано с затратами на создание ЭП с ослабленной внутрен-
ней ОС, применением более совершенной развязки и экранировки входа
от выхода ГВВ, снижением усиления, если исчерпаны другие способы.
Определение максимально допустимой величины | Т| кольца паразит-
ной неопределенной по фазе ОС — отдельная технико-экономическая
задача. Она может решаться либо исходя из допуска на искажения
функций за счет ОС, либо исходя из допуска на увеличение параметри-
ческой чувствительности.
Если потребовать, чтобы неопределенная по фазе паразитная ОС
приводила к неопределенности модуля передаточной функции генера-
тора того же порядка, что и существующий на практике разброс пара-
метров деталей 5...20 %, то величину | Т| следует ограничить пределами
0,05 51 Т | s=0,2. (5.3)
В некоторых случаях в системе может присутствовать определенная
по фазе отрицательная ОС, например: в катодном, эмиттерном, истоко-
вом повторителях; в схемах с общими сеткой, базой, затвором; в схемах
с введенным в цепь эмиттера, истока, катода стабилизирующим резис-
тором и других схемах со стабилизирующей отрицательной ОС. В таких
случаях требование неравенства (5.3) оказывается излишне жестким и
его можно заменить следующим:
ReT<0,2. (5.4)
При выполнении этого неравенства влияние ОС на функции системы
может быть весьма значительным, но запас устойчивости будет доста-
точным. Так, в некоторых транзисторах можно встретить встроенные
внутри корпуса конструктивные элементы-резисторы в цепи эмиттера,
что позволяет обеспечивать устойчивую работу транзистора в широком
диапазоне частот и температур, повышает входное сопротивление и
линейность вольт-амперной характеристики транзистора, ослабляет
параметрическую неустойчивость входной цепи.
Возможности использования корректирующей (в общем случае ком-
плексной) ОС для улучшения характеристик ГВВ в настоящее время
далеко нёисчерпаны. С помощью ОС можно, например, создать вполне
устойчиво работающий ГВВ с бесконечно большим и даже отрицатель-
ным усилением мощности. В последнем случае возбудитель будет полу-
чать энергию от возбуждаемого ГВВ и играть роль управляющего
264
тормоза. Реализация подобных идей на практике затрудняется высоким
порядком петли ОС в ГВВ и нестабильностью их параметров. Тем не
менее известны примеры успешного применения ОС для повышения
усиления ГВВ и других целей.
5.6. ВОЗВРАТНОЕ ОТНОШЕНИЕ В СИСТЕМАХ С
ЕДИНСТВЕННЫМ УСИЛИТЕЛЬНЫМ ЭЛЕМЕНТОМ
Для установления зависимости Т от параметров генераторов, содер-
жащих единственный усилительный элемент (строго однонаправлен-
ный управляемый генератор), рассмотрим обобщенную эквивалентную
схему ГВВ рис. 5.1. Блок 5, отображает усилительные свойства ЭП и
представляет собой идеальный генератор тока i2, управляемый напря-
жением и, , со средней комплексной крутизной 5(. Двухполюсники у,
у, у отображают усредненные по первой гармонике комплексные меж-
электродные проводимости. Двухполюсники у, у, у — проводимости
соединения электродов управляемого генератора с общим узлом 0 и
могут включать в себя как комплексные сопротивления выводов
электродов реального ЭП, так и (в соответствующих местах) комплекс-
ные сопротивления источника сигнала и нагрузки. Переключатель SA
позволяет изобразить на одном рисунке две различные схемы. Если он
находится в положении 1, а ток источника внешнего возбуждения вте-
кает в узел 1, то схема соответствует ступени с общим катодом, эмитте-
ром, истоком. Только по этой схеме можно построить идеальный усили-
тель без ОС, поэтому для краткости будем называть ее схемой У. При
указанном положении переключателя SA двухполюснику отображает
суммарный иммитанс вывода управляющего электрода и внутреннего
сопротивления источника сигнала, у — иммитанс последовательного
Рис. 5.1. Эквивалентная схема ГВВ
265
соединения вывода выходного электрода и нагрузки, — иммитанс
только вывода общего электрода ЭП.
Если переключатель SA находится в положении 3, а ток внешнего
возбуждения втекает в узел 3, то схема соответствует ступени с общими
сеткой, базой, затвором. Только в такой схеме возможна операция
добавления ко входному напряжению усиленного, поэтому будем назы-
вать ее схемой Д. При этом отображает адмиттанс последовательного
соединения импедансов вывода общего электрода (катода, истока,
эмиттера) ЭП и внутреннего сопротивления источника сигнала, а
д — только адмиттанс соединения управляющего электрода с общим
узлом 0.
Считая, что источник возбуждающего тока подключен к узлу 1, а
выходом является узел 3, можно изучать и схему катодного, истокового,
эмиттерного повторителя, которую будем называть схемой П.
Для лампового генератора с общим катодом адмиттансы имеют вид
У_1 =/с1иЛ + '“Сек>
У2 = /соСас’
Уз = ЛЛ1 + /шСак>
У 4 = (RK + i<oLKy',
y5 = (Rc + ia>Lc + z^-'.
Здесь Ra — внутреннее усредненное резистивное сопротивление
лампы; RK и LK — сопротивление и индуктивность вывода катода; Rc и
Z-c — сопротивление и индуктивность сетки; — выходной усреднен-
ный импеданс источника возбуждения.
Для лампового генератора с общей сеткой д = (Яс + коЛс)_|, ад =
= (Як + i(oLK + zCB)“'. Остальные адмиттансы прежние.
Очевидно, что при д = 0 и д = д’ =0 ОС отсутствует. Адмиттанс
у2 создает ОС по напряжению, вводимую во входную цепь параллельно.
Импеданс д = д( создает ОС по току, вводимую во входную цепь
последовательно. Поскольку д имеет обычно емкостный характер, а
д индуктивный, то с ростом частоты паразитная ОС растет пропорци-
онально квадрату частоты. Поэтому в ВЧ генераторах и ЭП стремятся
уменьшить емкость и индуктивность вывода общего электрода ЭП до
конструктивно возможных пределов.
Идеальный управляемый генератор (блок S,) обладает по определе-
нию строгой направленностью, что позволяет вычислять Гдля реальной
266
системы. С этой целью в схеме на рис. 5.1 заменим звезду с лучами
£5,^ и центром в точке 0 на треугольник проводимостей:
У_1 = + У5 + Уб)’
Уя = У$У61(У4 + У s + У()’
У9=У4У^(У4 + У5 + Уб)’
как показано на рис. 5.2. В результате оказывается, что схемы усилителя
с ОС и автогенератора, выполненного на трехполюснике (см. рис. 4.2),
совпадают. Устройства же отличаются только значением величины Ти
некоторыми несущественными сточки зрения самовозбуждения деталя-
ми.
Легко заметить, что в схеме на рис. 5.2 комплексный коэффициент
передачи прямой ветви
А. = —S’|Zj(2i + Zj)/^ + Zj + ?з). (5.5)
Комплексный коэффициент передачи ветви ОС
В = Zj/fzt + Zj). (5.6)
Здесь
Zi = (Xi+ z3=(y2 + yg)?l; Za=(Уз
Следовательно, искомое возвратное отношение в схеме на рис. 5.1
Т = КВ = -S}ztz-J(zx + z, + z?). (5.7)
Этой формулой можно пользоваться для расчетов запасов устойчи-
вости усилителей и ГВВ, запаса самовозбуждения, а также параметров
установившегося режима автогенераторов. Приравнивая правую часть
(5.7) единице, получаем уравнение гармонического баланса автогенера-
тора в комплексной форме. Выра-
жение (5.7) легко запоминается,
однако точный анализ влияния
параметров исходной схемы (см.
рис. 5.1) на величину Тс его помо-
щью довольно сложен. Разверну-
тое выражение Т через
параметры схемы дано в [5.6].
При качественном и даже при-
ближенном количественном ана-
Рис. 5.2. Эквивалентная схема для
расчета петлевого усиления
лизе можно исходить из
априорного и часто выполняю-
щегося на практике предположе-
267
ния о том, что паразитные параметры ГВВ, создающие паразитную ОС,
малы по сравнению с остальными величинами: у, -> 0 и -> 0. При этом
I« -S,(y2 у4 + у5 У6)/[(У, + У_5)У4(У3 + У Л <5-8)
Анализ выражения для Т и непосредственно схемы реального ГВВ
показывает, что при заданных (доведенных до конструктивных преде-
лов)^ и величину | Г|можно снижать, уменьшая | 5, | Или увеличивая
| у, | и | |. Эти меры, однако, приводят к снижению усиления. Увеличе-
ние (у, | возможно при переходе к режиму с большими токами сетки в
усилителях сигналов с постоянной амплитудой. Увеличение же | ь |
достигается при переходе к перенапряженному режиму, если это воз-
можно.
При абстрактном рассмотрении, когда численные значения парамет-
ров схем У, Д и П неизвестны, все эти схемы совершенно эквивалентны
и вопрос о том, какая из них обеспечивает наибольшую устойчивость
ГВВ, не имеет смысла. При практической же реализации ГВВ по этим
схемам оказывается, что трудности снижения паразитных проходных
параметров в различных схемах неодинаковы.
Схема У при большой проводимости источника сигнала совершенно
аналогична Схеме Д, имеющей такую же проводимость соединения
сетки с общим узлом 0. В случае, когда | У51 | Уз I -> 0, обе схемы
описываются следующим из (5.7) общим выражением
Т^-ЯД^+уД (5.9)
В диапазоне не слишком высоких частот, когда можно считать, что
Re(-S|)<0, Im(-5l) = 0, ступень будет заведомо устойчива, так как
Re(y, + Zj) > 0 и> следовательно, ReT< 0, что означает наличие опреде-
ленной по фазе «отрицательной» ОС, повышающей устойчивость.
Практическая реализация условия | у51 -> ® может быть затруднена
для схемы У при недостаточной мощности источника возбуждения,
тогда как в схеме Д это условие легко реализовать, соединяя управляю-
щий электрод с узлом 0 накоротко. Условие | у31 ->0 достигается в
недонапряженном режиме для ЭП с большим Rt.
В случае мощного ГВВ на биполярном транзисторе, когда усилитель-
ный элемент рассматривается как генератор тока, управляемый током
[формулу (5.7)], можно упростить, полагая | у (| -> <ю и обозначая через
_Й1 комплексный усредненный коэффициент усиления тока
базы. Тогда
268
~ Е’1^2?4+<5-1°)
Выражение (5.10) показывает, что, уменьшая | & |,| £51,| | и увели-
чивая | £31, можно уменьшить | Г | до любого заданного значения. Прак-
тически это означает, что каскад на мощном БТ следует возбуждать от
источника тока с большим внутренним сопротивлением, применять,
если возможно, перенапряженный режим, проходную емкость снижать
до предела.
Иэ приведенной на рис. 5.2 схемы непосредственно следует, что если
+ fg = 0, то в ГВВ нет ОС. Это условие эквивалентно равенству нулю
суммы + £zOU + Is + .&)• В ЭТУ сумму входит параметр источника
возбуждения (у5 для схемы типа У или уА для схемы типа Д). Выбрав
этот параметр из условия равенства нулю указанной суммы, можно
обратить Гкольца паразитной ОС в нуль, если при этом знаменатель Т
в нуль не обращается ни на одной частоте (разомкнутая петля устойчи-
ва). Практически реализовать такую компенсацию обратных связей во
всей полосе частот от нуля до бесконечности невозможно, так как по-
требуются элементы с отрицательными параметрами. В узкой же полосе
частот это приближенно возможно. Анализ такой возможности являет-
ся хорошей задачей для самостоятельной работы читателя.
Один из эффективных способов повышения устойчивости ГВВ состо-
ит, как указывалось, во введении заведомо отрицательной ОС. Напри-
мер, в схеме У можно ввести резистор последовательно с выводом
катода, эмиттера, истока. Важно отметить, что при этом порядок систе-
мы не повышается. К сожалению, данная мера не всегда возможна по
конструктивным и энергетическим причинам. В схеме Д роль такого
резистора играет внутреннее (выходное) комплексное сопротивление
источника возбуждения, и в такой схеме, как отмечено в комментарии
к формуле (5.9), существует отрицательная ОС.
В двухтактных схемах одновременно существуют два противофаз-
ных напряжения на входе и выходе, поэтому в таких схемах легко
реализуются цепи широкополосной отрицательной ОС. Введение таких
цепей называют нейтрализацией.
5.7. ПАРАЗИТНЫЕ ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ
В КОНКРЕТНЫХ СХЕМАХ
И СПОСОБЫ ИХ ОСЛАБЛЕНИЯ
Согласно критерию Найквиста для оценки устойчивости усилителя
необходимо рассматривать значение Т во всем диапазоне возможных
значений частоты от нуля до бесконечности. При этом приходится
учитывать вспомогательные элементы и паразитные параметры не толь-
ко усилительного прибора, но и всего реального ГВВ, включая цепи
питания, монтажные проводники, блокировочные элементы и т.п. Здесь
269
возникают затруднения, связанные с обнаружением цепей паразитной
ОС и количественной оценкой паразитных параметров связей, завися-
щих от размеров, формы, материала и взаимного расположения основ-
ных и вспомогательных деталей, цепей питания, измерительных цепей,
органов управления, наличия экранов, отверстий, качества контактных
соединений и других факторов. В [47] приведены некоторые конкретные
данные по этим вопросам и примеры правильного и ошибочного выпол-
нения монтажа усилительно-генераторных каскадов, фильтров, экра-
нов и других устройств.
В качестве первого примера рассмотрим схему лампового ГВВ на
тетроде, изучаемую в гл. 2 и 3, со всеми вспомогательными цепями и
паразитными параметрами, справедливую в широком диапазоне частот
(рис. 5.3,а). В этой схеме элементы С, и Ls, Cs образуют рабочие
колебательные контуры, L2 и L3—дроссели, С2 и С3 — разделительные
конденсаторы, С4 и С6—блокировочные- Элементу Сас1, Сае2, Сск, Сс1с2
— межэлектродные емкости, a La, La, Le — индуктивности выводов
лампы. Эта схема довольно сложна, имеет много частных резонансов
(собственных частот), причем параметры каждого из них зависят от всех
ее элементов. Строгое непосредственное изучение этой схемы неудобно.
Учитывая априорное предположение о большом разносе собственных
частот и слабом взаимодействии резонансов, практически ее рассматри-
вают приближенно и отдельно для области низких,, средних (рабочих),
высоких и сверхвысоких, частот.
Так, в диапазоне часто: , намного меньших рабочей частоты, можно
использовать схему рис. 5.3,6. Как видно из этой схемы, она содержит
два колебательных контура, образованных блокировочными элемента-
ми. Обратная связь создается проходной емкостью Сас. Эта схема, как
показано в гл. 4, может самовозбуждаться. Частота генерации должна
удовлетворять условиям <вг < (Ь2С^Гуг; шг < (Л3С3Г,/2. В данном случае
сопротивления контуров L2C2 и L3C3 носят индуктивный характер.
Такие автоколебания называют дроссельными, поскольку их частота
ограничивается индуктивностями дросселей L2 и L3. Для устранения
этих автоколебаний снижать добротность дросселей можно либо путем
использования проводов с большими потерями или небольших
добавочных резисторов в цепи дросселей, либо значительным увеличе-
нием L2.
Во всем диапазоне рабочих частот можно пренебрегать блокировоч-
ными и разделительными элементами и учитывать только проходную
емкость, проходную индуктивность LK и основные колебательные кон-
туры L|C, и LjCj (рис. 5.3,в). Эта схема также может стать неустойчивой,
причем если оба контура настроены на рабочую частоту, то частота
паразитных автоколебаний несколько ниже рабочей частоты в пределах
полосы пропускания контуров. Расчет Тв этой схеме можно выполнить
по (5.7).
270
Рис. 5.3. Принципиальная схема тетрадного ГВВ с учетом паразитных параметров
лампы:
а —исходная; Л — для частот ниже рабочего диапазона; в — для рабочего диапазона частот;
г. о— для частот выше рабочего диапазона
Для практического обеспечения малой проходной емкости (близкой
к указываемой в справочниках) необходимо соединять вторую и третью
сетки с катодом или шасси генератора проводниками с малой индуктив-
ностью. Только в этом случае сетки будут действительно служить экра-
ном между входом и. выходом ступени. В триодах такого экрана нет,
поэтому их работа в схеме «заземленный катод» устойчива только в
диапазоне длинных волн. Для обеспечения устойчивой работы триод-
ных каскадов в КВ, УКВ и СВЧ диапазонах приходится использовать
схему с общей сеткой, изучаемую в гл. 2 и 3 (рис. 5.4). Очевидно, что в
этой схеме только при £с = 0 сетка будет играть роль экрана. Иногда
рационально применять в схеме типа «общая сетка» не только триоды,
но и экранированные лампы, соеди-
няя по переменному току все сетки с
шасси.
В диапазоне частот, много выше
рабочей основную роль играют ин-
дуктивности выводов и монтажа,
межэлектродные емкости. Сопротив-
ление же рабочих контуров мало, и
им можно пренебречь. Поэтому экви-
валентная схема ступени, справедли-
Рис. 5.4. Генератор с внешним вая для УКВ и СВЧ, принимает вид,
возбуждением с общей сеткой показанный на рис. 5.3,2 и д. Частота
паразитных автоколебаний в таких
схемах определяется индуктивностью вывода анода и выходной емкос-
тью. При пренебрежимо малой индуктивности вывода второй сетки
схема для УКВ диапазона приобретает более простой вид (см. рис. 5.3,6).
Ее можно рассматривать как двухконтурный автогенератор, анодный
контур которого образован элементами La и Са с или, точнее, Саых,
сеточный — элементами Lc + LK и Сс11. На частоте возможной генерации
оба эти контура должны иметь индуктивные сопротивления, а сама
схема представляет собой индуктивную трехточку.
Устранение паразитной генерации автоколебаний СВЧ проще всего
достигается снижением добротности паразитных СВЧ колебательных
контуров с помощью последовательно в цепь сетки или анода неболь-
ших безындуктивных резисторов, не мешающих работе генераторов иа
основной частоте. Иногда эти резисторы шунтируют индуктивностью,
что дополнительно уменьшает их влияние на более низкой рабочей
частоте.
Даже при большом запасе устойчивости резонансы в паразитных
СВЧ колебательных контурах, совпадая с гармониками рабочей часто-
ты, могут приводить к паразитной генерации вынужденных колебаний
СВЧ и к существенному искажению рабочего режима. В результате ГВВ
не отдает требуемую мощность, неожиданно переходите перенапряжен-
ный режим при возбуждении, меньшем расчетного, искажаются его
амплитудные, частотные и модуляционные характеристики, возникают
пробои изоляции и другие вредные явления. Поэтому при наладке перед
первым пуском мощного генератора необходимо проверять при пони-
женной мощности, нет ли паразитных резонансов в возможно более
широком диапазоне частот, и устранять такие резонансы. Это можно,
например, сделать, есЛи установить режим пониженной мощности с
очень малым углом отсечки и, изменяя частоту внешнего возбуждения,
проверить избирательным вольтметром, детектором или даже неоновой
лампочкой отсутствие больших напряжении в узлах, на деталях и про-
водниках устройства. При этом, если нет избирательного вольтметра
272
или детектора, необходимо расстраивать или шунтировать основной
резонансный контур. ‘
С увеличением выходной мощности генератора возрастают геомет-
рические размеры ламп и деталей каскада, возрастает крутизна ламп, Их
проходная и другие межэлектродные емкости. Длина вывода катода и
размеры других элементов монтажа и деталей становятся соизмеримы-
ми с четвертью длины волны рабочих или возможных паразитных ко-
лебаний. Приходится учитывать распределенные паразитные парамет-
ры, скин-эффект и запаздывание сигнала в конденсаторах, катушках
индуктивности, резисторах, ЭП. Анализ этих устройств сильно услож-
няется и показывает новые возможности появления неустойчивости и
паразитных колебаний в сложных системах с распределенными пара-
метрами, например неэквипотенциальность внутриламповых поверх-
ностей и возможность внутриламповых паразитных колебаний
большой мощности. В частности, весьма затруднительным становится
обеспечение малых комплексных сопротивлений соединительных про-
водников, что особенно резко сказывается на работе мощных транзис-
торных генераторов СВЧ, имеющих рабочее сопротивление нагрузки и
входное сопротивление порядка I Ом и менее. Эквивалентные схемы
мощных транзисторов СВЧ в виде моделей с сосредоточенными пара-
метрами становятся настолько сложными (содержат более 30 энергоем-
ких элементов), что вызывают сомнения в рациональности нх исполь-
зования, исключают возможности безмашинного количественного их
анализа. Это заставляет уделять особое внимание практическому обес-
печению устойчивости весьма мощных генераторов. Наибольшую мощ-
ность в КВ диапазоне развивают электровакуумные триоды в схеме с
общей сеткой. Главными условиями устойчивой работы этой схемы
являются малое значение индуктивности вывода сетки и рациональный
монтаж, сводящий к минимуму дополнительные индуктивности и про-
ходные емкости. В мощных каскадах данные условия удается обеспе-
чить только при непосредственном соединении сетки с шасси по всем
точкам окружности кольцевого вывода сетки. Все детали анодной цепи
такой ступени должны быть отделены от деталей катодной (входной)
цепи электромагнитным экраном. В такой ступени не только возбужде-
ние, но и смещение приходится подавать на катод. Источники сигнала
и смещения нагружаются токами катода, а не только сетки, что не
позволяет использовать усиление лампы по току. Усиление мощности в
схеме с общей сеткой получается небольшим, но устойчивым.
Наиболее выгодным способом повышения устойчивости является
всемерное снижение проходных емкости и индуктивности. Правильное
конструирование усилительных приборов и рациональный монтаж де-
талей каскада позволяют уменьшить эти вредные паразитные парамет-
ры, но их полное устранение практически неосуществимо. Поэтому
большое значение имеют различные способы ослабления влияния про-
273
ходных емкости и индуктивности. Так, переход от триодов к экраниро-
ванным лампам позволяет уменьшить проходную емкость за счет введе-
ния внутреннего экрана — второй (экранной) и третьей (защитной)
сеток.
Эффективным способом ослабления обратной связи через про-
ходную емкость является нейтрализация, понять действие которой
проще всего, рассматривая двухтактную мостовую схему нейтрализа-
ции рис. 5.5. В этой схеме при СтС^2 = Са ci^a с2 наблюдается баланс
моста, образованного упомянутыми емкостями. В результате входной и
выходной контуры оказываются полностью развязанными во всем ра-
бочем диапазоне частот. Это происходит благодаря действию на каж-
дую сетку двух сигналов взаимно противоположной полярности. Если
они равны по модулю, то действие проходной емкости нейтрализовано.
На рис. 5.6 приведены варианты схем нейтрализации однотактных
каскадов, которые получаются при удалении одной из ламп двухтакт-
ной схемы и одного нейтродинного конденсатора.
В однотактных схемах нет симметрии, поэтому нейтрализация полу-
чается не совсем точной и схемы удовлетворительно работают только
при достаточно высокой рабочей добротности (0раб > 5... 10) «фазорас-
щепительиых» контуров (контуров со средней точкой). Условие балан-
сировки обеих схем имеет вид С, С w= СасС2. -
Следует заметить, чТо введение нейтрализации может привести к
появлению паразитных СВЧ автоколебаний, так как соединительные
проводники нейтродинных конденсаторов имеют паразитную индук-
тивность, образующую с межэлектродными емкостями ламп, нейтро-
динных конденсаторов и индуктивностями выводов ламп дополни-
тельные колебательные цепи. Такие СВЧ автоколебания называют ней-
тродинными. Для борьбы с ними снижают добротности нейтродинных
Рис. 5.5. Схемы нейтрализации обратной связи двухтактного ГГВ:
а — принципиальная; 6 ~ эквивалентная мостовая
274
Рис. 5.6. Схемы нейтрализации обратной связи однотактного ГГВ.
а — с сеточным фазовращателем; б — с анодным фазовращателем
контуров в диапазоне СВЧ параллельным подключением к нейтродин-
ной шине безындуктивных резисторов R (см. рис. 5.5,а).
Из схемы иа рис. 5.1 непосредственно следует, что в схеме У при
выполнении условия
^6=^4
(5.11)
действие проводимости оказывается нейтрализованным: генератор
возбуждающего сигнала полностью развязан от выходного сигнала воз-
буждаемого генератора. Если при этом крутизна проходной характе-
ристики усилительного элемента выражается отрицательным вещест-
венным числом, то ступень охвачена фазопределенной отрицательной
ОС и заведомо устойчива.
Практическая реализация условия (5.11) приближенно достигается
при введении в цепь эмиттера, истока, катода безындуктивного резис-
тора с определенным сопротивлением при резистивном характере на-
грузки и емкостном характере проводимости между входными управля-
ющими электродами.
В специальных приборах СВЧ паразитная ОС играет весьма значи-
тельную роль. Так, диодные генераторные приборы СВЧ вообще имеют
вход, совмещенный с выходом и априори охвачены 100 %-ной ОС.
Направленность действия диодных и других ГВВ СВЧ (как усилителей)
создается с помощью вентилей и циркуляторов, которые ослабляют
сигнал ОС (с выхода усилителя на вход) до 30...40ДБ.
В усилителях на лампах бегущей волны (ЛЕВ) ОС также очень велика
и ЛЕВ могут нормально работать в режиме усиления только при очень
хорошем согласовании на выходе либо при наличии вентилей или цир-
куляторов.
Наименьшей внутренней ОС обладают многорезонаторные пролет-
ные клистроны, в которых резонаторы играют роль внутренних экранов
между входом и выходом. При использовании этих приборов приходит-
ся уделять основное внимание внешним цепям ОС.
275
5.8. ОСОБЕННОСТИ ДЕЙСТВИЯ ОБРАТНЫХ
СВЯЗЕЙ В МНОГОКАСКАДНЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Многокаскадные усилители содержат несколько усилительных эле-
ментов (управляемых генераторов) и много цепей паразитной ОС. Поэ-
тому их можно охарактеризовать единственным возвратным отноше-
нием только приблизительно. Например, рис. 5.7 имеет два усилитель-
ных элемента и в каждом отдельно взятом элементе возвратное отноше-
ние может стать недопустимо большим.
Предположим, что второй управляемый генератор заперт:^ 2 = 0|.
Тогда первый усилительный элемент оказывается единственным, но его
нагрузка имеет сложную схему и к проводимости £21 добавляется внеш-
няя емкостная проводимость £2 i.4> образуемая монтажной емкостью,
цепями питания и т.д.
Включение каждого следующего управляемого генератора добавля-
ет к ранее имевшимся обратным связям дополнительные и, кроме того,
что особенно важно, изменяет Т первого каскада, ибо при двух усили-
тельных элементах в цепь ОС первого каскада попадает (хотя и ослаб-
ленный) сигнал ОС, охватывающий оба каскада.
Если ограничиться учетом только внутренних обратных связей, то
при возвратном отношении в каждой' каскаде 7^«1 возвратное отно-
шение л-каскадного усилителя в целом [12]
И f
Ь = (5-12)
А' = I
Оказывается, что, например, искажения частотной характеристики
многокаскадного усилителя, склонность к самовозбуждению, парамет-
рическая чувствительность в первом приближении с учетом только
внутренних обратных связей определяются значением Т? так же, как и в
Рис. 5.7. Эвивалентная схема Многоступенчатого усилителя с обратными связями
276
однокаскадном усилителе. При заданном значении искажений частот-
ной характеристики из-за наличия ОС, одинаковом для одно- и много-
каскадного усилителей, допустимый коэффициент усиления по
мощности в многокаскадном усилителе
п
= <5|3>
к » 1
С учетом же внешних ОС при увеличении числа каскадов значение
Т и его влияние на функции усилителя возрастают не в арифметической,
а в геометрической прогрессии. Поэтому в многокаскадных усилителях
и ГВВ с большим усилением без умножения или преобразования часто-
ты следует особенно тщательно снижать не только паразитные ОС
выхода и входа усилителя, но и возвратноеотношениевкаждом каскаде.
5.9. ПАРАМЕТРИЧЕСКАЯ НЕУСТОЙЧИВОСТЬ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
В генераторных режимах усилительный полупроводниковый эле-
мент работает при больших, часто при близких к предельно допусти-
мым изменениях токов и напряжений. Это вызывает значительные
изменения активных и реактивных параметров устройства, например
барьерных идиффузионных емкостейр-п переходов. Изменение во вре-1
мени реактивных (энергоемких) параметров, как известно из теорйи
нелинейных электрических цепей [4, 94], может привести к неустойчи-
вости и автоколебаниям, называемый параметрическими.
На рис. 5.8 и рис. 5.9 приведены варианты принципиальной и экви-
валентной схем транзисторного генератора, Показывающие возмож-
ность возникновения Параметрической неустойчивости. Даже
упрощенная эквивалентная схема довольно сложна, она описывается
нелинейным дифференциальным уравнением 11-го порядка и содержит
два резистивных G6 к и G6 э и два реактивных С6к и Сбэ переменных
параметра.
277
: Рис. 5.9 Принципиальная схема транзисторного ГВВ
Схема имеет много собственных резонансных частот, и в ней могут
возбуждаться сложные периодические и непериодические автоколеба-
ния: модулированное, прерЦвИСтм^ и р^Д&ссацИонные. Конкретная
картина явлений зависит от значений параметров схемы, глубины их
модуляции, настройки и добротности основных и паразитных контуров
ит. п.
Если всё блокировочные и вспомогательные элементы выбраны пра-
вильно, их добротноёть Мала и они не образуют колебательнййс конту-
ров, то параметрическая неустойчивость может проявить^* Либо в
неожиданном и даже опасном возрастании выходного сигнала, либо в
автоколебаниях на частоте, близкой к рабочей, либо в гистерезисном
характере настройки и т.п.
При достаточных добротности , и глубине модуляции параметров
паразитных контуров, например L3C4 или L2C2, в них могут возникнуть
когерентные или некогерентные с рабочим сигналом автоколебания.
Если паразитный резонанс единственный и его частота = (<о/2)л
(со — частота полезного усиливаемого гармонического сигнала, вызы-
вающего модуляцию емкости; п = 1,2, 3,... — натуральное число ), то
самовозбуждение возможно при глубине модуляции полной емкости
контура
mc>2yld, (5.14)
где d = Q-' — рабочее затухание контура; тс = (Ctmix - Cmin)/(Cmax +
+ С„йпУ
Если в системе возможны резонансы на двух частотах аэ( и со2 в
контурах с полными емкостями С1 и С2, затуханиями tZ, и d2, причем
контуры связаны переменной емкостью, то самовозбуждение легче
всего возникает при условии
278
СЕ»! + Ш2 = <0,
I Jc-l
(5.15)
где к и I — натуральные числа (/ < к). В этом случае оценку опасной
глубины модуляции емкости связи можно сделать по той же формуле
(5.14), полагая, что средняя емкость эквивалентного (одного) контура
Cg, = а его среднее затухание </ср =
Основные меры борьбы с параметрической неустойчивостью — сни-
жение добротности паразитных контуров, уменьшение глубины моду-
ляции их реактивных параметров. В узкодиапазонных ГВВ или при
усилении сигналов с постоянной частотой в качестве меры борьбы с
параметрической неустойчивостью можно использовать рациональный
выбор частот паразитных резонансов, максимально нарушающий час-
тотные соотношения, необходимые для самовозбуждения.
Контрольные вопросы
1. Объясните различие теоретического и практического понимания термина «неустой-
чивость».
2, Назовите три основные причины и три различных вида неустойчивости работы ГВВ.
3. Выведите самостоятельно формулу (5.1). ' ‘
4. Будет ли устойчив линейный усилитель с ОС. если известно, что Иа отрезке частот от
до e>2 Re7Ji<»)> 1, а д ля всех остальных'со Re7P®)<l?
5. Опишите явления, Которые Можно наблюдать вГВВ, безразмерная чувствительность
которого равна 104 в обычных условиях эксплуатации передатчика.
6. Выведите точную формулу, по которой можно определить возвратное отношение в
системе, состоящей из единственного активного трехполюеннка — генератора тока,
управляемого напряжением, выводы которого включены К вершинам треугольника
комплексных сопротивлений. ‘
7. Укажите пять способов ослабления паразитной ОС в ГВВ.
8. Что может измениться в устойчивом ГВВ при изменении возвратного отношения в нем
без нарушения условий устойчивости?
9. Сравните по устойчивости схемы ГВВ с общим катодом, общей сеткой и общим
анодом.
10. Можно ли указать иммитанс источника сигнала возбуждения единственной ступени,
при котором для всех OscoS® возвратное отношение ОС, создаваемой проходной
емкостью и проходной индуктивностью, оказалось бы тождественно равным нулю?
11. Отделяю взятая ступень создает усиление напряжения, равное 7. На одной из частот
полосы пропускания этой ступени Т = 0,199, на всех остальных частотах | Т | < 0,199.
Какое наибольшее устойчивое усиление напряжения можно получить при последова-
тельном соединении таких ступеней? Сколько ступеней будет содержать каскадный
усилитель? На сколько процентов может увеличиваться крутизна ЭП вкаждой ступени
прн увеличении напряжения питания из-за колебаний напряжения питающей сети без
нарушения условий устойчивости? ;
12. Укажите трн независимых способа борьбы с параметрической неустойчивостью.
Глава 6. Передатчики с амплитудной модуляцией
6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Как известно, в соответствии с ГОСТом на термины в радиосвязи
модуляцией называется процесс изменения одного или нескольких пара-
метров несущего радиочастотного колебания в соответствии с измене-
нием параметров передаваемого (Мб^лйр]д6й4ег8) Сигнала. Несущая
или несущее колебание — электрическое или электромагнитное колеба-
ние, предназначенное для образования рЙидчасТоТного сигнала с по-
мощью модуляции. Модулирующий сигнал содержит в себе подлежа-
щую передаче информацию. В случае амплитудной модуляции (AM)
изменяемым (модулируемым) параметром гармонической несущей,яв-
ляется амплитуда колебаний I = 1(1), изменяющаяся пропорционально
подлежащему передаче сигналу Un(ty, в результате модуляции получа-
ется сложное негармоническое колебание.
В настоящее время основными областями применения AM являются:
звуковое радиовещание на «длинных», «средних» и «коротких» волнах
(диапазоны частот НЧ, СЧ и ВЧ) и телевизионное вещание в метровом
и дециметровом диапазонах (ОВЧ и УВЧ) — передатчики изображения
(см. табл. 1.1). Для целей радиосвязи AM применяется в авиации в
диапазонах 118... 136 МГц (ближняя радиосвязь). В отечественной прак-
тике AM применяется также в трехпрограммном проводном вещании.
Наметилась тенденция постепенного перехода в радиовещании от
AM к однополосной (см. гл. 7). В первую очередь на систему однопо-
лосйой модуляции (ОМ) Планируется перевести вещайие в диапазоне
ВЧ- Прорабатывается применение варианта ОМ, совместимого с ис-
пользуемой в настоящее время и сохраняющейся на ближайшее будущее
AM [58, 78].
Для создания информационных и художественных программ звуко-
вого радиовещания существуют специальные предприятия — радиове-
щательные студии, радиодома. Студии центрального вещания
расположены в Москве. Во многих крупных городах есть студии мест-
ного радиовещания [10].
Подлежащее передаче сообщение в форме человеческой речи, музы-
ки и т. п. с помощью микрофона преобразуется в электрический сигнал
280
со сложным спектром в области тональных (звуковых) частот. Этот
сигнал по специальным каналам электросвязи (кабельным, радиорелей-
ным или др.) передается на радиовещательные передатчики, распола-
гающиеся обычно за городом на так называемых радиопередающих
центрах (станциях).
Звуковой сигнал характеризуется шириной занимаемой полосы час-
тот (fimin. ..fynax) и интенсивностью (напряжением С/п). В соответствии с
передаваемой речью, музыкой или их сочетанием меняются составляю-
щие спектра и их величины; звуковой сигнал вещания является случай-
ным процессом [10]. Для передатчика этот сигнал является
модулирующим.
Распределение мощности сигнала в полосе звуковых частот характе-
ризуется спектральной плотностью S(Q) [или 5(^0]. На рис. 6.1 показа-
на спектральная плотность русской речи, отнесенная к максимальной
спектральной плотности, наблюдающейся на частоте вблизи F- 300 Гц.
Как видно, спектральная плотность весьма неравномерна Весь спектр
акустических колебаний, воспринимаемый человеческим ухом, занима-
ет широкую полосу частот— примерно 20...20 ООО Гц; максимум чувст-
вительности уха около 1000 Гц. Наиболее «мощные» спектральные
составляющие человеческого голоса сосредоточены в узкой полосе
200...600 Гц.
Для обеспечения разборчивого восприятия речи при радиотелефон-
ной связи (так называемая коммерческая радиотелефония) достаточно
равномерно пропускать через передатчик полосу модулирующих частот
300...3400 Гц (в некоторых случаях 3Q0...3000 или др.) с допустимой
неравномерностью в этой полосе примерио±(2...3) дБ. Для обеспечения
эстетического восприятия в радиовещании необходимо с заданной до-
пустимой неравномерностью передавать существенно более широкую
полосу частот: для высшего класса (МВ ЧМ вещание, см. гл. 8)
30... 15 000 Гц, для первого класса (звуковое сопровождение телевиде-
ния) 50... 10 000 Гц, для второго класса (вещание с AM на длинных,
средних и коротких волнах) 100...6300 Гц при допустимой неравномер-
ности около ±(0,7... 1,5) дБ. Требова-
ния к показателям качества передат-
чика^ого или иного назначения
приводятся в соответствующих
ГОСТах [82,83].
Большинство подлежащих пере-
даче по радиоканалам сигналов u(t)
(речевой, музыкальный и т. п.) име-
ют среднее значение и0 = 0. Исклю-
чение составляет телевизионный
сигнал изображения, содержащий в
себе информацию о средней осве-
281
щенности передаваемого изображения (подробнее см. гл. 9).
Дисперсия передаваемого сигнала о2, характеризующая его среднюю
мощность, связана со спектральной плотностью мощности соотноше-
нием
ст2 =(l/2 7t)JS(Q)rfa.
а'.
пт
При проектировании передатчика важно знать, насколько реальный
модулирующий сигнал u(z) отличается от своего среднеквадратическо-
го значения аи. От этого зависит, будет ли передатчик «перегружён»
сигналом и станут ли нелинейные искажения сигнала в передатчике
недопустимо большим или, наоборот, передатчик будет недоиспользо-
ван по глубине модуляции, пр мощности боковые частот. Отличие
реального сигнала от ои оценивается пик-фактором — отношением его
пикового значения к средиеквадратическому:
,Р - “mJVu или Р (дБ] = 20log(u„wv/ou). (6.1)
Значение пик-фактора для разных сигналов различно.
Располагая аналитическим выражением для плотности распределе-
ния вероятностей мгновенных значений-сигнала и'(м), можно опреде-
лить численное значение пик-фактора. Часто значение р определяется
экспериментально.
Для речевого сигнала примем, что плотность распределения вероят-
ностей мгновенных значенийсигналаподчиняется нормальному закону
и(м) = (I/VItco )ехр(-н2/2о2). Тогда вероятность того, что случайное
значение и(1) не выходит за пределы (интеграл вероятности),
P[w(0, н,иил.)] = (2/V2ira )je*p(-u2/2G2)du. (6.2)
о
Нахождение и с определенной вероятностью приводит к различ-
ным значениям/!. Так, определение и„и1Л с вероятностью 0,999 приводит
к пик-фактору р = итак1си = 3,3 (10,4 дБ), а с вероятностью 0,9999 —
соответственно к р = 3,87 (11,8 дБ). Для музыкальной передачи пик-
фактор существенно зависит от характера музыки и может достигать
20 дБ (10 раз по напряжению) [10].
Существуют и другие пути определения пик-фактора; Часто за пико-
вый уровень принимаютзиачение итах, которое удается наблюдать при
произнесении стандартной фразы.
Стандарты предусматривают определенные энергетические и каче-
ственные показатели (параметры качества) передатчиков, измеряемые
при подаче испытательных сигналов в форме гармонических звуковых
282
сигналов. Анализ режима работы каскада передатчика при модуляции
в первом приближении также лучше (нагляднее) провести в предполо-
жении гармонического модулирующего сигнала. Поэтому в дальней-
шем основные соотношения для AM определим при гармоническом
(косинусоидальном) модулирующем сигнале
uo(z) = Z7ocosQz. (6.3)
В ряде случаев учтем также статистику реального звукового сигнала.
При амплитудной модуляции, т. е. при воздействии модулирующего
(звукового) напряжения вида (6.3) на анодный ток ГВВ, составляющие
спектра тока вблизи первой гармоники изменяются по закону
zal =/а11 (1+/и cosQ Z)cos woz. (6.4)
Изменение амплитуды тока характеризуется коэффициентом моду-
ляции ~~
W — — (Ail max ~ Ail ти№(1'л\ max Ail min)'
На рис. 6.2 показано модулированное колебание вида (6.4). Огибаю-
щая модулированного колебания воспроизводит форму напряжения
звуковой частоты. Колебание (6.4) может быть представлено как сумма
трех синусоидальных колебаний: »
(ai(0 = /a|Tfcos<B0r+ 0,5«4/alTcdis( <в0 + О )/ -h 0,5w/alTcos (соо - Q)z. (6.5)
Видно, что AM колебание состоит из трех составляющих: колебания
несущей частоты о>о с амплитудой 7а,т и двух боковых с частотами
(|)0 + Ои coo-Q с амплитудой 0,5zn/atr:Спектр промодулированного по
амплитуде колебания (6.5) показан на рис. 6.3,а, а векторная диаграмма
приведена на рцс. 6-4- Максимальное я минимальное значение ампли-
туды тока соответственно
Ан^АнтО +'”>4|>и/л = 4|т(1*»’)- (6.6)
На рис. 6.3,6 показан спектр AM колебания при модуляции тремя зву-
ковыми частотами одновременно.
Мощность передатчика с AM в режиме несущей частоты (режим
молчания, режим телефбнной точки)
Р1Т = Ь,5/2а1тЯэкв. (6.7)
В тот момент, когда амплитуда тока проходит через максимум, мощ-
ность
max = 0,5/2а, ,„ал. Яэкв = 0,5/2а 1Т( 1 + Ш)Ч Р1т(1 + Ш)2. (6.8)
Это так называемая максимальная мощность колебаний при AM или
мощность в режиме «пика модуляции». Передатчик рассчитывается на
283
Рис. 6.4. Векторная диаграм-
ма AM колебания при моду-
ляции одним гармоническим
колебанием
Рис. 6.2. Временная диаграмма AM сигнала
, Нижняя
'1>окайая
^верхняя*
'боковая^
2Qmai
Q
max
Рис. 6.1. Спектр AM колебания при модуляции одним (д) и тремя ((?) гармоническими
колебаниями
максимальную мощность AM колебаний, которая имеет место при т =
= т1Пах = 1, ?! тах = Р1т(1 + т)2 = 4Р1Т.
В процессе модуляции ток изменяется в соответствии с (6.4). Тогда
мощность за период радиочастоты (если считать, что контур остает-
ся настроенным в резонанс, т: е. Z3KB« Яэкв, так как ш0»О)Р1рч =
= 0,5Z2lT (1 + mcosQt)2R3Kt.
Средняя мощность амплитудно-смодулированного колебания обыч-
но определяется для среднестатистических значений коэффициентов
модуляции:
2к
= ?1т(1+wcpcosQz)2</Qz =
? Р1Т + 0,5zn2cp Р1т = ?1Т(1 + 0,5 <п2ср),. (6.9)
284
где mcp — среднее значение коэффициента модуляции за длительное
время.
Выражение 0,5ш2срР1т характеризует мощность, приходящуюся на
боковые полосы Рб п. По своему физическому смыслу /иЕр связано с
эффективным значением коэффициента модуляции следующим обра-
зом: = ^2т^. Тогда
Л> п - 0,5щ2срР1т Ь m\Pw (6.10)
.Для получения большей дальности связи и (или) улучшения отноше-
ния сигнал/шум в месте приема необходимо увеличивать мощность
боковых составляющих AM колебания. Следовательно, нужно стре-
миться к большей глубине модуляции т -> т/пах -> 1, т. е. токи антенны
/А и анодной цепи /а, лампы (транзистора) должны линейно меняться от
некоторого максимума до нуля. Учитывая, что mcp = имеем шср
= ^ттах/р-
Передатчики с AM проектируются как т1ГШХ = 1. Полагая р = 3,5...4,
подучаем /иср = 0,35...0,4. Это означает, что доля боковых полос при
модуляции составляет 1,5...2,2 % Р1тях и номинальная мощность ламп
(или транзисторов) используется крайне незначительно. Информация
содержится именно в боковых полосах. Следовательно, важная энерге-
тическая особенность AM (нёзависййб от способа реализации)
состоит в следующем: Для передачи Сравнительно Малой мощности бо-
ковых полос требуется пиковая мощность передатчика 7*| ишч. И это
Несмотря на то, что пиковые значения модулирующего сигнала появля-
ются сравнительно редко. При высокохудожественной передаче предъ-
являют очень жесткие требования к нелинейным искажениям, и поэтому
приходится мириться с плохим использованием ламп.
При передаче речевых сигналов на вход модуляционного устройства
передатчика, подаются ограниченные по амплитуде звуковые сигналы;
допустимый уровень искажений достигается использованием сложных
устройств ограничения [10]. Степень ограничения обычно не превосхо-
дит 12дБ: С^р = 201og(t/„/C/orp) < 12дБ,где напряжение, соответ-
ствующее началу ограничения; Um — амплитудное значение напряже-
ния, подаваемого на ограничитель. Этим достигается уменьшение пик-
фактора (так как возрастает среднее значение сигнала), увеличение
громкости, а следовательно; й мбЩНосТи боковых полос. Такая модуля-
ция называется трапецеидальной, ибо форма огибающей сходна с трапе-
цией (рис. 6,5). Средний коэффициент модуляции получается равным
0,7...0,8. Однако увеличение степени, ограничения более чем на 12 дБ
нежелательно из-за роста искажений. ,
Из-за сравнительно малой мощности Р& п контурный ток изменяется
при модуляции оцень мало. Из (6.9) следует, что
4денет = 4 тдеист VTV0.5^fp.
285
Рис. 6.5. Временная диаграмма при мо-
дуляции реальным сигналом с учетом
ограничения
Рис. 6.6. График зависимости
коэффициента глубины амп-
литудной модуляции и коэф-
фициента нелинейных
искажений от напряжения
гармонического модулирую-
щего сигнала
Существует много различных методов получения AM. В подавляю-
щем большинстве модуляция достигается изменением (модуляцией) на-
пряжения на каком-то злектроде лампы или транзистора; иногда
одновременно меняются двд или тринапряжения — так называемая
комбинированная мрду^яция. Зависимость режима ГВВ от питающих
напряжений издожена.в §2.12.,
Судить о пригодности генератора для АМ можно по его так называ-
емым статическим модуляционным характеристикам (СМХ), т. е. по
зависимости Zat, /а0, /А, Ро, т| от какого-то одного питающего напря-
жения Е.Л, Ес, £с1, Uc при простой AM или от совместного одновремен-
ного изменения двух* или трех напряжений при комбинированной AM.
Статическими эти характеристики называются Потому, что ойи снима-
ются за счет изменения постоянного напряжения (или £а, или £с|) или
за счет изменения амплитуды напряжения возбуждения ГВВ 17с; моду-
лирующее напряжение звуковой частоты при этом отсутствует: Un = 0.
Статическая модуляционная характеристика каскада ГВВ с AM не
учитывает зависимости его качественных и энергетических показателей
от нелинейности входного сопротивления модулируемого ГВВ и часто-
ты модулирующего сигнала Q Для выявления этих важных зависимос-
тей исследуется динамическая модуляционная характеристика модули-
руемого ГВВ, т. е. зависимость коэффициента глубины амплитудной
модуляции и других показателей режима от амплитуды модулирующего
(звукового) напряжения Un. Измерения проводятся на частотах, пред-
усмотренных ГОСТом; в простейших случаях это либо 400, либо
1000 Гц. С помощью специальных измерительных (или грубо по осцил-
286
лографу) измеряется глубина модуляции для положительного и отрица-
тельного полупериодов огибающей AM колебания:
где т+ = (/а1 - /а1т)//а1т; т_ = (/а|т - /а1 (см. рис. 6.2 и 6.6).
Совпадение этих завйсимостей (т+ = т_ = т) и их линейность говорят
о симметричности модуляции и малых нелинейных искажениях, харак-
теризуемых коэффициентом гармоник Кг = + Ufi3 + ./Un-
Для радиовещательного передатчика с AM по ГОСТу в полосе час-
тот 100...4000 Гц и при глубине модуляции т « 50 % коэффициент
гармоник Кг < 1.%, а при т = 90 % Кг < 2 %.
Полоса модулирующих частот От1И...ПП|(П и допустимая неравномер-
ность модуляции т = ДО) при (7n® 0,5С7а Inax - const характеризуют
амплитудно-частотную характеристику передатчика (АЧХ), иначе го-
воря — частотные искажения (рис. 6.7).
В соответствии с международным «Регламентом радиосвязи» (М.:
Радио и связь, 1985) AM для целей звукового радиовещания или для
радиотелефонной связи имеет условное обозначение АЗЕ (устаревшее и
отмененное обозначение АЗ).
Модулятором (модулируемым каскадом) радиопередатчика называ-
ется устройство (каскад), в котором осуществляется процесс модуля-
ции (ГОСТ 24375—80). Это каскад усиления радиочастоты (см. рис. 1.2)
между возбудителем и выходом передатчика (антенной), т. е. либо вы-
ходной (оконечный), либо какой-то промежуточный каскад.
Модулирующее (звуковое) напряжение (сигнал) поступает на пере-
датчик от источника информации, например от микрофона в радиове-
щательной студии. Для обеспечения работы модулятора, как правило,
необходимо предварительное усиление модулирующего сигнала. В
передатчике для этого предусматривается тракт усиления звуковой час-
тоты (модуляционное устройство), выходной каскад которого условно
назовем мощным усилителем звуковой частоты (МУЗЧ) — модулирую-
щим каскадом. Структурные схемы передатчиков с AM показаны на
рис. 6.8.
Рис. 6.7. Амплитудно-частотная
характеристика
кз
X.
+1
287
НУЗЧ
Рис. 6.8. Структурные схемы пере-
датчиков с амплитудной модуля-
цией в выходном каскаде (</).
Промежуточном каскаде (6) и при
использовании сложения мощнос-
тей (в)
Рис. 6.9. Шаблон требований к
уровню подавления внеполосных
излучений передатчика
Как уже говорилось в гл. I, электромагнитная совместимость (ЭМС)
является важнейшим условием, предъявляемым к современным радио-
электронным устройствам и к радиопередатчикам в том числе.
Наряду с допустимыми нестабильностью рабочей частоты, уровнем
побочных и шумового излучений $ передатчику предъявляется требова-
ние допустимого уровня внеполосного излучения.
Спектр частот излучения передатчика на присвоенной (рабочей) час-
тоте, образовавшийся в процессе модуляции (манипуляции), состоит из
основного и внеполосного излучений.
Основное излучение содержит полезную информацию и занимает так
называемую необходимую ширину полосы, т. е. полосу частот, достаточ-
ную для данного класса излучения (вида модуляции, назначения), для
обеспечения передачи сообщений с необходимыми скоростью и качест-
вом при определенных условиях [81].
Внеполосным называется излучение передатчика на частотах, непо-
средственно примыкающих к необходимой ширине полосы частот и
являющихся результатом процесса модуляции. (Регламент радиосвязи,
ГОСТ «Совместимость радиоэлектронных средств электромагнитная.
288
Термины и определения».) Внеполосное излучение не требуется для
работы данного передатчика и создает помехи для систем связи, рабо-
тающих на частотах, непосредственно примыкающих к необходимой
полосе частот данного передатчика.
Внеполосные излучения возникают при модуляции передатчика из-
лишне широким спектром, за счет высших гармоник модулирующего
сигнала, возникающих как при усилении модулирующего сигнала, так
и в процессе модуляции, перемодуляции и т.д.
Внеполосные излучения возникают Также при квантовании переда-
ваемого сигнала, например, в усилителях класса D (см. § 6.8).
В радиовещании с AM при номинальном диапазоне модулирующих
частот 50...10 000 Гц достаточная степень подавления внеполосных из-
лучений обеспечивается:
ограничением спектра звуковых частот,на выходе модуляционного
устройства (на выходе МУЗЧ) специальными ограничителями верхних
частот, иначе говоря, фильтрами нижних частот;
неболщцим допустимы^ уровнем нелинейных искажений передатчи-
ка, т. е. высокой линейностью модуляции и модуляционного устройства
(см. § 6.2 и 6.3).
В ГОСТ допустимый уровень внеполосных излучений устанавлива-
ется указанием минимально необходимого подавления уровня излуче-
ния на краях определенной полосы частот (рис. 6.9):
подавление'внеполосного излучения на 40 дБ по сравнению с мощ-
ностью несущей на границах полосы 27 йГц, т. е. при отклонении от
несущей частоты на ±13,5 кГц;
подавление на 45 дБ на границах полосы шириной 28 кГц(± 14 кГц);
подавление на 50 дБ для полосы 38 кГц;
подавление на 60 дБ для полосы 66 кГц.
В ламповых и транзисторных ГВВ возможны следующие способы
получения AM:
на входной электрод (сетку, базу) с помощью изменения напряжений
смещения (£с, £6) или возбуждения (£/с, £/6);
на выходной электрод (анод, коллектор) изменением питающего на-
пряжения (Е.а, Ек);
комбинированные способы.
Рассмотрим способы получения AM в ламповых ГВВ, поскольку на
практике они используются* чаще. и
Каждый радиовещательный передатчик обслуживает большое число
радиослушателей, а передаваемая информация порой носит чрезвычай-
но важный характер. Поэтому к таким передатчикам предъявляются
жесткие требования по надежности (см. гл. 11). Высокая надежность
достигается целесообразным выбором режима (см. далее и гл. 2) и
комплектующих изделий, применением резервирования и блочного по-
289
строения (гл. 3 и 11). Представление о блочном построении радиовеща-
тельного передатчика дает рис. 6.8,в; эти вопросы рассмотрены также
в гл. 9. >
Повышение надежности радиовещания (наряду с другими преимуще-
ствами) достигается применением синхронного вещания, при котором
заданная территория обслуживается несколькими передатчиками
малой и средней мощностей, работающими на одной общей частоте и
передающими одну и ту же программу; вместо одного мощного. Выход
из строя одного из передатчиков синхронной сети вещания только не-
сколько сократит зону приема программы с заданным хорошим качест-
вом, тогда как выход из строя единственного мощного передатчика
привел бы к полному прекращению вещания на всей обслуживаемой
территории [31].
6.2. СЕТОЧНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Как показано в гл. 2, на управляющей (первой) сетке лампы ГВВ
действуют два напряжения: смещения Ес и возбуждения с амплитудой
17с, т. е. ес = Ес + (7С cosco0z. Соответственно в ламповом ГВВ возможны
две разновидности амплитудной модуляции:
изменением напряжения смещения, иначе — модуляция смещением
(Ес = var, (7С = const, R3KB = const);
изменением амплитуды возбуждения, иначе — модуляция возбужде-
нием, или усиление колебаний с меняющейся амплитудой, или усиление
модулированных колебаний (£с = const, Uc = var, R3KB = const).
Влияние Ес и (7С на токи в лампе ГВВ /а1, /а0 и напряжение (7а
исследовано в § 2.12. Определены области режимов, где/а1 в зависимости
от напряжения меняются значительно (от I - 0, до / * 1тах) и достаточно
линейно. Общим для двух способов сеточной модуляции является рабо-
та ГВВ в недоиапряженном режиме. Модуляция смещением в настоящее
время применяется в некоторых телевизиамных передатчиках изображе-
ния (см. гл. 9). Модуляция возбуждением широко применяется в связных
коротковолновых передатчиках для усиления однополосных колебаний
(см. гл. 7), в мощных каскадах телевизионных передатчиков изображе-
ния (см. гл. 9) и др.
Модуляция изменением напряжения смещения. Сигнал звуковой час-
тоты поступает в цепь смещения сетки (рис. 6.10,а). В режиме несущей
частоты (телефонном) напряжение смещения равно £ст. В режиме моду-
ляции Ес меняется:
Ес = Ес (Qi) - ECJ + ЦдСОвП/. (6.11)
Суммарное напряжение на первой (управляющей) сетке
ес = £с (Qt) + (7ccos<0qZ = £с т + U(ncosQZ + t/ccosw0z. (6.12)
290
Рис. 6.10. Схемы амплитудной сеточной модуляции при трансформаторном У 34 (а)
и катодном (6) повторителях
В результате модуляции напряжения смещения изменяются угол отсеч-
ки 0 и высота.импульса анодного тока 7aw<. В гл.2 показано, что
/., = £(^-2)4/^). < (6.13)
В современных передатчиках сеточная модуляция применяется, как
правило, в генераторах на тетродах или пентодах (см. § 2.2). В таких
случаях можно полагать D » 0, тогда
/а1« 547^(0). (6.13а)
Значение коэффициента yj зависит от угла отсечки 0 (см. § 2.8).
Независимая переменная — напряжение смещения Ес (Qi) линейно свя-
зана не с 0, а с cos0: cos0 = (£'с - E^!(UC - DU.J (см, § 2.8). Поэтому в
дополнение к известной зависимости у^©) стррят зависимость y^cosO),
график которой приведен на рис. 6.11. В общем случае функция
у, (cos0) нелинейна: .
У|(соз0) = 0,5 - (2/n)cos0 + (l/3n)cos30 + (l/2(ht)cos50+...,
но она имеет линейный участок -0,5 <cos0< 0,5, что соответствует зна-
чениям 60° <0< 120°.
Для получения AM с допустимым уровнем нелинейных искажений
необходимо полностью использовать линейный участок зависимости
y^cosO), т. е. 0/иал. = 120° или немного меньше для повышения КПД (см.
§ 2.8). Для получения т1пах = 1 необходимо, чтобы Zal ,шл - 0, т. е.
0,и/„ = 0. Следовательно, приходится использовать нижний нелинейный
участок зависимости y^cosO), что приводит к неизбежным нелинейным
искажениям при AM (даже если бы сама лампа была идеал^нолинейным
291
прибором, соответствующим линейной идеализации (см. § 2.5). С учетом
нижнего изгиба реальной характеристики лампы нелинейные искаже-
ния будут больше.
Статическую модуляционную характеристику для модуляции смеще-
нием по точкам можно построить следующим образом. Рассчиты-
ваем максимальный режим генератора Ътах= (0,95... 1)£кр; втал.= ПО...
... 120° и определяем t7c, Е^*, I^max и др. Расчет ведется применительно
к заданной мощности. Исходным параметром является Р1т. Тогда
= Р1т (1 + ттах)2 = 4Р)т. Задаваясь значениями /а| < < /а1 mitx, находим
Y] = IalISUc-, 0 —jXYf); Ес = —L/Ccos0 + £с. Для 2а1 = 0 получаем 0 = 0 и
£стЛ = ~UC + £'с. Далее строим график /а1 =Д£С) (рис. 6.12,а).
Аналогично можно построить характеристику 2а0 =j{E^.
Графики функций /а1 (Е^ и Ia0(E,) принципиально нелинейны, что
необходимо учитывать при анализе нелинейных искажений. Но для
простоты энергетических расчетов в первом приближении их можно
рассматривать как прямые линии. Итак, для режима несущей Частоты
Ацт ~ Ail + ттих^' АаОт — Аа О + ттих)' (6-14)
<гвО(/+/И>т«)-
Рис. 6.11. График коэффици-
ента разложения косинусои-
дальной импульсной последо-
вательности У) как функции
от соей
Рис. 6.12. Статические моду-
ляционные характеристики
при сеточной модуляции
292
Подводимая мощность в режиме несущей (рис. 6.12,6)
Л)т ~ 7а оЛа ~ + ттах>- '$)
Коэффициент полезного действия в режиме несущей
ПТ = /’1Л = /’1Ят(’ + ттаУ
0 +"iWIx)2p0,^ = ’l/(l +w,wr). (6.16)
В телефонном режиме т)т • 0,35, т. е. очень низок. Это объясняется тем,
что коэффициент использования анодного напряжения (6.14) в 2 раза
меньше, чем в максимальном режиме (Еа = const): Сказанное важно
подчеркнуть, ибо промышленный КПД определяется реШмОИМесуЩей
частоты. Низкая эффективность приводит к сравнительно большому
рассеянию мощности на аноде: Рат = - Р1т.
Располагая основными данными режима несущей частоты (телефон-
ного режима), можно определить значения напряжений сеточной цепи:
ECT = -l7ccos0T + E'?, (6.17)
где 0Т может быть найдено из соотношения
Из рис. 6.12,а следует, что требуемая амплитуда напряжения звуко-
вой частоты Е
^Еспи1Х-Есг. ' (6.18)
Соотношение (6.18) указывает, что МУЗЧ должен быть способным
развивать на выходе максимальное напряжение с амплитудой U^.
Здесь подробно рассматривался режим несущей частоты, так Как он
является установочным. От правильности расчета параметров этого
режима и от его настройки зависит линейность Модуляции.
Режим модуляции > б)'примыкает по своей эффективности к
режиму несущей частоты. Этого можно было ожидать, поскольку сред-
ние значения весьма малы. В процессе модуляции колебательная
мощность Р|ср = Р|т(1+ w2cp/2). >
При линейной модуляции постоянная составляющая анодного
тока изменяется по закону изменения низкой частоты: /а0 «= Za(h. +
+ m/a0TcosQr. Тогда за период Модуляции подводимая мощность
2п
% = +'^^W=EAoT=/’oT- (61?)
При линейной модуляции и правильно выбранной телефонной точке
(симметричной модуляции) среднее значение /а0 = /аОг. При этом КПД
293
ПСр = Лср//>0г = Пт(1 +w2cp/2) = tit(1 +т2тах/р2). (6.20)
Практически КПД в режиме модуляции равен КПД в режиме несу-
щей: Пер = (1,05...1,1)т|т.
Все приведенные выводы базируются на линейной аппроксимации
модуляционных характеристик. Это правомерно с энергетической
точки зрения. Однако применительно к оценке нелинейных искажений
следует учесть, чТЬ модуляционная характеристика в общем случае не-
линейна. При значительных глубинах модуляции нелинейные искаже-
ния втракте РЧ становятся ощутимыми.
г. Схемы модуляции изменением напряжения смещения. Вначале заме-
тим, что в ,модуляторе (т. е. в модулируемом каскаде) должны быть
приняты меры для подачи фиксированных напряжений на первую (£сТ)
и вторую (£с2) сетки.
Остановимся на работе МУЗЧ. Он должен развивать на выходе (на
нагрузке) напряжение 34 U& = Ес тах - Ес т при достаточно малых
искажениях. Особенность работы МУЗЧ заключается в том, чтоего
нагрузка нелинейна, т. е. зависит от уровня модулирующего напряже-
ния. Из схемы на рис. б.Ю/i видно, что через цепь МУЗЧ протекает
постоянная составляющая сеточного тока /с10. Зависимость /с|0. = f(E,J
имеет нелинейный характер с неодинаковым приращением относи-
тельно значения /с)0 в телефонном режиме. Дело в том, что напряжение
смещения, при котором /а| = 0, не совпадает с тем напряжением, при
котором /с10 = 0. При отсутствии модуляции (СсП 0) £с = £ст н /с)0
= /c(h. (см. рис. 6.12). Для многих ламп » 0. При Uca > 0 постоянная
составляющая сеточного тока /с10 изменяется.
Более детальное рассмотрение этого вопроса показывает, что прира-
щение тока /с(0 относительно ZcOr оказывается несимметричным. Иными
словами, МУЗЧ как усилитель нагружается переменным сопротивлени-
ем, зависящим от уровня сигнала звуковой частоты. В этом суть особен-
ности работы МУЗЧ . Обычно вторичную обмотку трансформатора (ей.
риё. 6.10,а) шунтируют сопротивлением Яш. При этом выполняется
условие активности сопротивления нагрузки трансформатора, и на-
грузка МУЗЧ становится более равномерной. Лампа МУЗЧ выбирает-
ся окончательно с учетом оценки нелинейных искажений.
При заданной нелинейной нагрузке нелинейные искажения в МУЗЧ
тем меньше, чем меньше внутреннее сопротивление его выходной цепи.
Наименьшим сопротивлением при прочих равных условиях обладает
катодный (эмиттерный) повторитель {1.1]. Схема модуляции на основе
повторителя приведена на рис. 6.10,6. Для уменьшения нелинейных
искажений в МУЗЧ полезна лампа с малым внутренним сопротивлени-
ем или п^араАЛельноС Включение ламп, а Также понижающий трансфор-
матор."
294
Модуляция изменением амплитуды напряжения возбуждения. Этот
способ сеточной модуляции иначе называется усилением колебаний с
меняющейся амплитудой или усилением модулированных колебаний
(УМК). Обычно рассмотренную выше модуляцию изменением напряже-
ния смещения применяют на низком уровне (см. рис. 6.8,а) с последую-
щим усилением модулированных колебаний. Такое построение схемы
позволяет выбирать МУЗЧ сравнительно небольшой мощности. Как
показано в гл. 7, сигнал с однополосной модуляцией также формируется
на низком уровне, а затем производится усиление колебаний с меняю-
щейся амплитудой.
При УМК на управляющую сетку поступает напряжение высокой
частоты
ис (ш0 0 = Ц:т 0 + тс cos ft*)COS шо/, (6.21)
где (7СТ — напряжение возбуждения в режиме несущей частоты;
— коэффициент модуляции напряжения возбуждения; тс - (Ucmax -
- ЦиЖт + Чтт)'
Таким образом, УМК является разновидностью сеточной модуля-
ции. Суть модуляции заключается в том, что с изменением Uc меняются
(в общем случае) угол отсечки 0 и высота импульса анодного тока /атт
(рис. 6.13), а следовательно, и /а1. Линейное усиление (модуляция) осу-
ществляется в недонапряженном режиме. Для исследования процесса
модуляции воспользуемся соотношением (6s. ГЗ) в преобразованном
виде. 1
Подставим в (6.13) 1).л = 7а1Яэкв и решим полученное уравнение отно-
сительно/а1:
295
41 = SUC у, (е>/( 1 + SDRm У| (0)). (6.22)
В общем случае при изменении UQ меняется функция у,. Не вдаваясь
в подробности исследования формы модуляционной Характеристики
41 «4)в зависимости отзначений угла отсечки, рассмотрим этот вопрос
только применительно к случаям Ес > E'z (0 = 180°) и = Е'с (0 = 90°).
Именно эти случаи представляют сегодня практический интерес *.
1.0 = 180е, Ес > Е'с. В маломощных каскадах передатчиков (особенно
однополосных) встречается режим лампы с 0=180°. При таком режиме
нелинейные искажения очень малы (усиление однополосных колебаний
при 0 = 180° см. в гл. 7). При этом генераторная лампа работает при всех
значениях 77с (от wc = Ucminaouc= Ucmax) в режиме класса Л (рис.6.14),
У] = 1 = const и уравнение модуляционной характеристики 1лХ(У^ при-
нимает вид
SUJ(\+SDR^. (6.23)
Модуляционная характеристика линейна, и постоянная составляю-
щая 7а0 равна току покоя причем /а0>/а|.В телефонном режиме
П1 = />|А = 0.5(4ЛМ; ^ = 0,5^0,45; /е1Лп < 0,5.
В итоге цт 2 0,1. Низкая эффективность режима УМК при 0 = 180° не
позволяет использовать его в мощных каскадах.
2. 0 = 90°, Ес ~Е'е Режим УМК с 0 = 90° широко применяется. При
этом У] (90°) = 0,5 и (6.22) принимает вид
/а| = 0,5 SUJ{\ + Qt5SDRm). (6.24)
При £с = Е'с 0 = 90° = const, cos 0 = 0; угол отсечки не зависит от UQ.
Модуляционная характеристика /а,(€4) линейна почти во всем интер-
вале изменений Uc (рис. 6.15). Нижний изгиб статических характерис-
тик лампы несколько нарушает линейность характеристик ГВВ Za,( Uc).
Однако практически модуляционные характеристики Остаются доста-
точно линейными. Это достоинство обусловливает широкое примене-
ние УМК с 0 = 90° в однополосных передатчиках (см. гл. 7). Отметим,
что зависимость постоянной составляющей Ia0(Uc) также линейна.
Случай Ес < Е'с (0 < 90°) для УМК сейчас не применяется, но именно при таком 0
работают ламповые или транзисторные умножители частоты (см. § 2.8). Нетрудно
показать (см. рис. 6.13), что в умножителе частоты возникает вредный процесс
углубления паразитной амплитудной модуляции, если она есть на входе умножителя.
Как показано в § 2.20, умножитель создает паразитную AM.
296
Рис. 6.14. Статические .модуляцион-
ные характеристики при модуляции
напряжением возбуждения класса А
Рис. 6.15. Статические модуля-
ционные характеристики при
модуляции напряжением воз-
буждения для случая Ес
т е . 0 = 90° „ „
•Ьт ®с шах ис
297
Другим достоинством данного режима является сравнительно вы-
сокая эффективность в режиме несущей частоты: г]т = 0,5^, (90°)^т =
= 0,5- 1,57!;т ® 0,35; ® 0,45.
Конечно, КПД в телефонном режиме еще не дает полной информа-
ции об эффективности УМК- Но в режиме молчания (или во время пауз)
эффективность УМК определяется только г]т. При наличии сигнала
КПД определяется средними значениями /иср за длительное время:
Т]Ср = Т]т (1 + ^2т^Р2У
При УМК с Ес < Е'с (см. рис. 6.13) меняется не только амплитуда
импульса тока, как при £с = £'с> но и Угол отсечки анодного тока 0.
Поэтому статическая модуляционная характеристика получается нели-
нейной, с началом в точке Uc min = Ес - Е',.. Нелинейные искажения
больше, чем при Ес = Е'с. Для получения глубины модуляции в анодной
цепи т.л = 1 необходима модуляция тс < 1 (явление углубления модуля-
ции).
Усиление РЧ колебаний широко используется в однополосных пере-
датчиках. Однако условия работы усилителя модулированных колеба-
ний и усилителя однополосных колебаний разные. Дело в том, что в
случае УМК существует режим несущей частоты и он в значительной
мере определяет эффективность усилителя (полагаем при сравнении,
что при однополосной работе остаток несущей равен нулю, см. гл. 7).
Расчет УМК ведется аналогично расчету системы модуляции смеще-
нием. Лампы выбирают исходя из пиковой мощности Р, тах = Р1Т (1 +
+ m„,uv)2. Если каскад усиления является оконечным, то надо учесть т]к
контура: Рном = [Р1т (1 + ттах)2]/т)к; выбирается в пределах
^пшх = (0’95... 1)^ . Напряжение на сеткев телефонном режиме UC7 =
~ ^С»|аУ(1 + ттах).
Схемы УМК должны быть выполнены так, чтобы Ес и Ес2 оставались
в процессе работы неизменными.
Основными преимуществами при использовании УМК перед моду-
ляцией смещением являютсяменьшие нелинейные искажения, уменьше-
ние габаритных размеров устройства (мощность МУЗЧ мала) и
установочной стоимости, а также некоторое повышение надежности.
6,3. АНОДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
При анодной модуляции основным фактором, обусловливающим
получение амплитудной модуляцйи,'является напряжение питания
анодной цепи £а. Различают следующие разновидности анодной AM:
с фиксированным напряжением смещения, когда под действием мо-
дулирующего (звукового) напряжения меняется только анодное напря-
298
жение £a(z) = Ея т + t/ancosQz. Остальные питающие напряжения и
сопротивление нагрузки постоянны: Ес = const, Uc = const, Лэкв = const;
с автоматическим смещением, когда кроме меняющегося в такт с
модулирующим анодного напряжения Ea(z) = Еат + J7a'ncosQz меняется
напряжение смещения, получаемое автоматически за счет сеточного
тока: Ес = (рис. 6.16);
комбинированная, при которой кроме анодного напряжения и авто-
смещения в такт с модулирующим напряжением меняется амплитуда
напряжения возбуждения Uc(t) = С7ст (1 + z«ccosQz);
анодно-зкранная с построением модулируемого ГВВ (модулятора)
на тетроде. При этом в такт модулирующему напряжению меняются
питающие напряжения цепи анода Ea(t) = £ат + (7ancosQz и экранирую-
щей сетки Ec2(t) = Ec2i + C/C2qCosQz.
Основные соотношения. Рассмотрим зависимость режима ГВВ от
анодного напряжения. При анодной модуляции напряжение звуковой
частоты Un подается последовательно с напряжением анодного питания
Еат : £a(z) = £ат + £7ancosQz. В гл. 2 было показано (см. § 2.12), что в
перенапряженном режиме генераторной лампы существует линейная
Рис. 6.16. Упрощенная схема ацрднрй
амплитудной модуляции
Рис. 6.17. Статические модуляцион-
ные характеристики каскада с анод-
ной модуляцией при автоматическом
смещении
299
зависимость ZaI от анодного напряжения. Для выяснения основных со-
отношений положим, что Za, = /(Ея) и Za0 = ЛЕа) строго линейны (в
дальнейшем покажем, как эта линейность достигается). Указанные за-
висимости приведены на рис. 6.17.
Правомерно ожидать, что схема анодной модуляции весьма эффек-
тивна, ибо оба компонента, определяющие подводимую мощность Ея и
Za0, модулируются.
Итак, изменение анодного напряжения по закону низкой частоты
Ея(1) = Еят (1 + ур cosQ/) = Еят (1 + rncosDr) (6.25)
вызывает модуляцию первой гармоники Zal:
ZaI = ZaI т (1 + mcosQz). < , (6.26)
Исходя из линейной зависимости ZaI от Ея и учитывая (6.25) и (6:26),
имеем
UJEar = nr,U.M = mEar (6.27)
Соотношение (6.27) является исходным для расчета МУЗЧ. В пиковом
режиме генераторная лампа развивает мощность
Р> ,,шх = 0.5ZaI т,х ияХ ,тх = 0,5ZaI КЕЯ т (1 + т). (6.28а)
Обычно передатчики проектируются для = 1. Тогда
Р1тад. = 2(0,57а1тоЛЕат). (6.286)
Напряжение Ея т в режиме несущей выбирается обычно равным
номинальному, т. е. £ат = £аном. При этом возникают кратковре-
менные превышения номинального напряжения: Ёятах = 2£ат = 2£аном
и л ® 4F
° a max max ном*
Вакуумные электронные приборы, какими являются генераторные
радиолампы, выдерживают такие кратковременные превышения. В сис-
теме автоматики передатчика обычно имеется защита от случайных
пробоев вакуума в лампах.
С изменением Ея пропорционально изменяется напряжение РЧ, так
как ZaI пропорционально Ея, a Ua- I.aXR3 (Яэкв = const). Этот процесс
показан на рис. 6.18. При т = 1 Ея тах = 2ЕЯ т; ZZa ffluY « Ея следова-
тельно, ея пшх = Ея тах + ия « 4£а т. Из (6.34) следует что в
максимальном режиме лампа отдает удвоенную мощность (ибо£ат
г£аном):
Pima^2PHOM- <628в)
Это означает, что при выборе генераторной лампы надо исходить из
номинальной мощности
/’ном = Л ,,КЛ = 4Р1т/2 = 2Р1Т. (6.29а)
300
Рис. 6.18. Времените диаграммы анодных напряжения й тока при анодной модуляции
Иногда выбирают Е.л т < Еа ном, тогда более общим выражением
является
Рном^2Р|т. (6.296)
В передатчиках с анодной модуляцией последних лет выпуска номи-
нальная мощность ламп Рном Оказывается меньше, чем предусмотрено
соотношениями (6.28) или (6.29), и составляет 1,4Р1т < Рном < 1,6Р1Т
или, что то же самое, 0,35Pj <. Рном < 0,4Pj пшх вместо Рном = 2Р1т =
= 0,5Pj max. Такое дополнительное форсирование ламп по мощности на
25...35 % достигается за счет кратковременного в пиках модуляции
форсирования по току, что для современных высокоэффективных акти-
вированных катодов допустимо.
Сравним анодну(о модуляцию с сеточной. Для сеточной модуляции
Рном ~ Л тих = 4Лт Дл» анодной модуляции достаточно Рном = 2Р1Т,
поскольку анодное напряжение модулируется и достигает в пиковом
режиме 2£аном или даже Ряом » 1,5Р1т, если предусматривается форсиро-
вание лампы по току.
Другой особенностью анодной модуляции является высокая эффек-
тивность. В самом деле, КПД анодной цепи
т1 = Р|/Ро = О,5(/а1ад-
(6.30)
301
Из рис. 6.17 следует, что /а|//а0 = const. Далее, коэффициент исполь-
зования анодного напряжения = и.л!Ел = Z J? /£а = const в течение
всего процесса модуляции. Иными словами, КПД по (6.30) определяется
постоянными значениями. В любой точке модуляционной характерис-
тики /а1 =/(Е.л) эффективность анодной цепи постоянна:
Пт = П^л=’ПСр- (6.31)
Генераторная лампа работает в перенапряженном режиме с высоким
КПД (порядка 0,75). Важно подчеркнуть, что в режиме несущей частоты
КПД очень высокий, примерно в 2 раза больше, чем при сеточной
модуляции Как использовать эти достоинства анодной модуляции?
Мощный каскад потребляет порядка 70% всей подводимой мощности,
и его доля в формировании общего КПД передатчика является решаю-
щей. Ввиду этого модуляция на анод осуществляется в мощном каскаде
(см. рис. 6.8,а).
Идеализация модуляционной характеристики 7а1 (£а) позволила вы-
яснить наиболее характерные особенности анодной модуляции. Однако
в действительности модуляционная характеристика не строго линейна.
Исследования показывают, что в нижней ее части вблизи Еа -» 0 появ-
ляется выпуклость, обусловленная возрастанием напряженности режи-
ма (рис. 6.19). Некоторое увеличение на участке вблизи Е.л = 0 приводит
также к быстрому росту /с1 в начальной части характеристики.
Ослабление напряженности режима достигается автоматическим
уменьшением напряжения на сетке естих = Ес+ Uc. Благодаря включе-
нию в цепь сетки сопротивления Rc (см. рис. 6.16) напряжение смещения
изменяется автоматически. В области Е.л -> 0 сеточный ток возрастает
(см. рис. 6.19), тем самым увеличивается |£с| (т .е. возрастает отрицатель-
ное смещение) и напряженность режима выравнивается. Практически
модуляционная характеристика получается лйнейной. Часто применя-
ется комбинированное смещение (рис. 6.20) для защиты от недопустимо
Рис. 6.19. Статические мо- Рис. 6.20. Схема амплитудной
дуляционные характерис- анодной модуляции при авто-
тики прн модуляции только.. • матическом смещении за счет
за счет изменения Еа 4о
(сплошные линии)
302
большого тока покоя ian при Uc = 0 и Е =1^,. = 0. Из-за недостаточной
линейности, больших мощностей возбуждения и потерь на сетке про-
стейшая чисто анодная модуляция применения не находит.
Общие соображения о последовательности расчета анодной модуля-
ции. Рассмотрим этот расчет в различных режимах.
Максимальный режим. Модуляция осуществляется в
оконечном каскаде. При выборе генераторной лампы необходимо
учесть потери в выходной фильтрующей системе и Мосте сложения
мощностей (при использовании системы сложения мощностей):
ЛюМ ~ ^|Т^Т1фТ1м> (6-32)
где Цф и т|м — соответственно КПД фильтрующей системы и моста
сложения мощностей. Режим лампы выбирается слабо перенапряжен-
ным, т. е. £ = (1,02...1,04) £кр. Расчет ведется применительно к случаю,
когда исходной является пиковая мощность Pt тах = PlT (1 + "02/т|фГ|м-
Все параметры максимального режима снабжаются индексами max, в
том числе и сеточный ток, хотя он Минимален в этом режиме. Обычно
mmtvc =1'
Минимальный режим. Расчет данного режима носит
вспомогательный характер — он необходим для расчета режима несу-
щей частоты. При Еа = 0 1а = 0 и ток сетки отождествляется с
постоянной составляющей катодного тока 1к0. Напряжение смещения
изменяется автоматически:
^стй = “Алтй^с = "АсО^с*- (6.33)
В минимальном режиме Ua = 0 и можно записать
4 min = 4 0 min ~ S(Ec min + Uc~ Uc0>- (6.34)
Для нахождения /с 0 min или /к 0 min необходимо определить угол
отсечки в минимальном режиме Qmbl. Воспользуемся следующими соот-
ношениями:
Аюоил ~ АсО ~ «0 (®mm)4 min’ COS0mln — (—Ecmin + E^/U^ (6.35)
Далее, учитывая (6.33)—(6.35), получаем уравнение, позволяющее опре-
делить Qmi„:
₽о = “о - c°s0,n(„)/cosem(.n =
= (1 А$ЯСМ1 - Ес0/С/с cosO,„,n)« 1/4?RC, (6.36)
* Часто применяются схемы скомбинированным смещением науправляющую сетку
(см. рнс. 6.20): Ес вн - /соЯс, где Ес >н — напряжение смещения от внешнего источника
303
так как Е^исС08втЬ1«1. В правую часть уравнения входят извест-
ные параметры. Таким образом, можно найти Qmin. Зная 0^, находим
Eemin = ~^с cos®m« + £со> что позволяетопределить постоянную состав-
ляющую в минимальном режиме:
= (637)
Выражение (6.37) является весьма важным и будет использовано при
расчете телефонного режима. .
Телефонный режим.В режиме несущей частоты токи
определяют исходя из линейности модуляционной характеристики:
А1т — Tgi maJO + ттах)> ^аОт ~ + ттах)‘
Подводимая мощность Р^ = /вОгЕат примерно в 2 раза меньше, чем
при сеточной модуляции. Мощность рассеяния на аноде Рат = Р^ - Р1Т.
Так как г|т = Лтах ~ 0>25, рассеяние на аноде уменьшается в 4 раза по
сравнению с рассеянием при сеточной модуляции.
При анодной Модуляции (ГВВ на триоде) важную роль играет тепло;
вой режим первой сетки. Токй сетки относительно велики, и рассеяние
на первой сетке Рст должно быть тщательно рассчитано. При автомати-
ческом смещении можно полагать, что зависимость -f(E.^ линейная
(рис. 6.21). Теперь легко определить вбс компоненты, необходимые для
расчета мощности, рассеиваемой на сетке Рс т: 1^ = 0,5 (7^^ + 4^^)
и др.
Режим модуляции. Мощность, потребляемая анодной цепью,
определяется с учетом того, что £а модулируется по низкой частоте
(рис. 6.22). За период модуляции
2л
Л)ср = f(4or + W°^aT + UaQcpCOSQtylQl =
Рис. 6.21. График изменения /с0 при анод-
ной AM с автоматическим смещением
Рис. 6.22. Временные диаграммы
изменения Ёа и /аЦ при анодной
модуляции
304
= £аЛог + 0,5 ияПср1яПср = Рот(1 + <р/2), (6.38)
ГДе ^аПср = тср^я т' А1Яср = WcpAt0r
Тепловой режим анода в процессе модуляции определяется выраже-
нием Раср = РОср - Р1ср = РЯТ (1 + 0,5<р)Раср < (0,75:..6,8)РДДОП.
Из (6.38) следует, что подводимая мощность при модуляции состоит
из двух компонент: Р^ подводится непосредственно источником пита-
ния; Р^/и^р/2 зависит от т и подводится от МУЗЧ. Максимальная
мощность, отдаваемая МУЗЧ,
Сметах - 0>5w тах^Ог ~ тахЕят^яОг (6.39а)
С учетом (6.33) можно записать
^umax = ^Ulnmax/Rr, (6.396)
гдеЛг = —эквивалентное сопротивление модулятора для МУЗЧ.
Заметим, что в отличие от сеточной модуляции при анодной модуляции
RT— величина постоянная, не зависящая от глубины модуляции. Мак-
симальная мощность Р\итах, которую должен отдавать МУЗЧ, доста-
точно велика, т. е. имеет тот же порядок, что и колебательная мощность
Р1г. Таким образом, КПД всего передатчика в значительной мере зави-
сит от КПД МУЗЧ.
В силу высокой эффективности анодная модуляция находит широкое
применение в мощных вещательных передатчиках.
6.4. СХЕМЫ КАСКАДОВ РАДИО-
И ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ ПРИ АНОДНОЙ
МОДУЛЯЦИИ
Как уже указывалось, модуляционное устройство — точнее, его вы-
ходной каскад (модулирующий каскад, МУЗЧ) — должно обладать
мощностью, соизмеримой с мощностью модулируемого выходного кас-
када передатчика: Рхитах *(0,65...0,7)Р1т. Следовательно, для получения
высокого общего (промышленного) КПД передатчика с анодной моду-
ляцией МУЗЧ должен иметь по возможности высокие КПД, малые (не
выше допустимых по ГОСТу) нелинейные искажения, а также рацио-
нальное схемное построение.
Известно, что мощные усилители звуковой частоты для повышения
КПД часто работают в режиме усиления класса В, т. е. с углом отсечки
анодного тока ламп 0 = 90° *. При таком режиме МУЗЧ необходимо
строить по двухтактной схеме с трансформаторной связью с нагруз-
кой для подавления четных гармоник модулирующего напряжения
В последние годы появились мощные усилители звуковой частоты класса D. Они
рассмотрены в § 6.8.
305
а2(90°) « 0,2; а4(90°) « 0,04; а3(90°) = а5(90°) = ...= 0; 0,(90°) = 0,5;
ао(9О°) = 0,32.
На рис. 6.23 приведены наиболее употребляемые варианты постро-
ения схем модулирующего ГВВ (модулятора), МУЗЧ (модулирующего
каскада) и их взаимного соединения. Отличительной особенностью
схемы рис. 6.23,а является простейшее соединение ГВВ и МУЗЧ, при
котором постоянная составляющая анодного тока ГВВ Za(h. протекает по
вторичной обмотке модуляционного трансформатора и вызывает его
намагничивание (так называемая последовательная схема анодной моду-
ляции). При этом сечение магнитопровода (сердечника) трансформато-
ра должно быть большим, чтобы исключить возникновение
дополнительных нелинейных искажений за счет насыщения сердечника,
из-за чего увеличивается расход дорогой трансформаторной стали и
дефицитной меди для обмоток. Для иллюстрации важности снижения
затрат стали и меди укажем, что масса модуляционного трансформато-
ра составляет у мощных передатчиков несколько тонн.
Для исключения намагничивания модуляционного трансформатора
током Ia(h модулируемого ГВВ широко используется схема соединения
МУЗЧ и ГВВ с модуляционным дросселем (параллельная схема анодной
модуляции), приведенная на рис. 6.23,6. Благодаря дросселю звуковых
частот (Мод.др) и разделительному конденсатору Ср ток /а0 не прохо-
дит через обмотку трансформатора. Суммарный расход трансформа-
торной стали и медных проводов получается существенно меньше, чем
при-варианте последовательной модуляции. Включенные параллельно
трансформатору дроссель и последовательно конденсатор должны учи-
тываться при оценке частотных искажений на низких модулирующих
частотах.
На рис. 6.23,а ГВВ построен по однотактной схеме при параллель-
ном питании цепи анода и при последовательной схеме модуляции. На
рис. 6.23,в двухтактный ГВВ имеет последовательную схему питания и
параллельную, как и на рис. 6.23,6 модуляцию.
Поскольку мощности модулируемого и модулирующего каскадов
примерно одинаковы, точнее » 3/2, то в основном оба каскада
строятся на одинаковых лампах. Особенно это целесообразно, если,
например, в ГВВ включены три лампы параллельно (см. рис. 6.23,а), а в
МУЗЧ — две такие же или в генераторе двухтактная схема на двух, или
четырех, или шести лампах (по одной, две или три лампы в плече), а в
МУЗЧ соответственно две или четыре лампы. Если же в ГВВ использо-
вана одна лампа, то в МУЗЧ целесообразно поставить две меньшей
мощности, обеспечивающие получение Р1м.
Удобнее, если питающие напряжения ГВВ £ат и МУЗЧ Е.Л м одинако-
вые и их можно получить от одного выпрямителя (см. рис. 6.23,в). В
противном случае потребуется два выпрямителя или один с отводом от
средней точки, например схема Ларионова, если Е.л м = 0,5£ат.
306
Рис. 6.23. Принципиальные схемы ГВВ и МУЗЧ, работающих в классе В
307
Коэффициент трансформации модуляционного трансформатора
п = СаП/2Сам = w2/wt, где w,—число витков первичной обмотки;
w2—число витков вторичной обмотки; (7ам — напряжение одного плеча
МУЗЧ. Коэффициент полезного действия трансформатора т)-гр» 0,9.
Оценим эффективность выходных каскадов трактов ВЧ и МУЗЧ.
В процессе модуляции первая гармоника и постоянная составляющая
анодного тока МУЗЧ пропорциональны т (так как 0 = 90°): РОм =
— тР$ыпшх-
При т = 0 МУЗЧ потребляет мощность, определяемую током покоя
лампы /п*. Приближенно РОм (т = 0)« 0,1Р0итах. Можно показать, что
РОм max № Л)т> где Ли — мощность, потребляемая генератором. Тогда в
режиме несущей суммарный КПД
т1хот=о«ЛУ1Л^от*О,911т1«О)7 (6.40)
Средний за период звуковой частоты Q КПД при модуляции (если
пренебречь влиянием нижнего криволинейного участка характеристик
модуляторных ламп)
Hs«PlT(l+m2/2)/(l+пОРог (6-41)
Далее получаем т]^ = [(1 + т21р2)1(\ + ^2т1Пах/р)]т}. Для р = 3,3,
т = 1 имеем т)Хср = 0,76 rj.
Общий промышленный КПД всего передатчика т] « 0,55...0,6, т. е.
более чем в 2 раза превышает КПД при сеточной модуляции. Однако,
как будет показано ниже, в современных передатчиках СВ и ДВ диапа-
зонов усложнением схемы удается существенно повысить КПД.
Как было показано, статическая модуляционная характеристика
ГВВ при анодной модуляции может быть сделана весьма линейной.
Поэтому нелинейные искажения передатчика с анодной модуляцией
определяются главным образом параметрами МУЗЧ и предварительно-
го усилителя. Нелинейные искажения, обусловленные наличием криво-
линейного участка статических характеристик ламп, компенсируются
регулировкой режима, симметрированием плеч и введением отрица-
тельной обратной связи. Сложнее обстоит дело с искажениями, вызван-
ными переходными процессами в МУЗЧ. На рис. 6.24 приведена
упрощенная схема выходной цепи МУЗЧ, а на рис. 6.25—соответствую-
щая эквивалентная схема на высоких модулирующих частотах для одно-
го плеча. На этих рисунках — индуктивность половины первичной
обмотки, Ь2 — индуктивность вторичной обмотки. Кроме того, сущест-
Из-за наличия нижнего криволинейного участка характеристики лампы
фактически работают в классе АВ.
308
Рис. 6.24. Эквивалентная
схема выходной цепи
двухтактного МУЗЧ
Рис. 6.25 Преобразо-
ванная эквивалентная
схема одного плеча вы-
ходной цепи МУЗЧ
вуют индуктивности рассеяния между половинами первичной обмотки
и между каждой половиной первичной и всей вторичной обмоткой Lsl
и Ls2. Сопротивление нагрузки Rr = Eay/Ia(h— эквивалентное сопротив-
ление модулируемого ГВВ для модулятора. На рис. 6.25 Л'г = Rn/4n2,
поскольку в эквивалентной схеме учитывается половина первичной об-
мотки.
В идеальном случае при 0 = 90° оба плеча МУЗЧ работают поочеред-
но: при ial >0 za2 = 0 и наоборот. Однако из-за наличия индуктивности
рассеяния (на рис. 6.25 Z,s2) появляется переходный процесс. Ток /а в
схеме на рис. 6.25 состоит из вынужденного и свободного:
Za = '» + Zcb = М S‘n(QZ - + (ПЬ,2)2 +
+ ц(7сП sincpe^'^-WF^-
(6.42)
где R = RlM + Лг; tg<p = Q Ls2/R.
Графическое изображение зависимости (6.42) приведено на рис. 6.26.
Можно показать, что на более высоких частотах при QBZ.s2 = 0,05...0,1
переходные процессы сравнительно слабо выражены и zCBmuv составляет
5... 10 % амплитуды zB. Малые значения индуктивностей рассеяния до-
стигаются применением специальной тонкослойной изоляции и много-
обмоточной конструкции модуляционных трансформаторов.
Неправильное построение схемы предварительного усилителя также
может привести к росту уровня нелинейных искажений. Дело в том,
что при полном использовании ламп МУЗЧ неизбежна работа в области
положительных напряжений управляющей сетки, а следовательно, с
сеточными токами. Эти токи нелинейно зависят от уровня сигнала (7сП.
Таким образом, предварительный усилитель работает на нелинейную
309
Рис. 6.26. Временное диаграммы токов в
выходной цепи двухтактного МУЗЧ
класса В
нагрузку и напряжение на сетках ламп МУЗЧ будет содержать много
гармоник:
мс = 4qCOsQ? - X < nQC0SZjQ?IAb>x(ZjQ)b
п = 1
где /спП — составляющие тока сетки МУЗЧ.
Для уменьшения нелинейных искажений предварительный усили-
тель должен иметь малое выходное сопротивление ZBbIX(/zQ).
Это достигается применением в предварительном усилителе схемы с
катодной нагрузкой (см. рис. 6.23,в). Дроссели в катодной цепи предна-
значены для подачи постоянных напряжений и прохождения начально-
го тока zan предварительного усилителя. В предварительных усилителях
применяется двухтактная схема с левыми лампами (тетроды и пентоды)
в режиме без сеточных токов. Лампы работают в режиме АВ и должны
быть рассчитаны на сумму токов покоя гап и сеточного тока МУЗЧ
/см[6.10]: za тил. = za п + ic м-
Рациональное построение схем МУЗЧ и предварительного усилите-
ля является совершенно необходимым условием уменьшения нелиней-
ных искажений в тракте НЧ (искажения в этом тракте являются
основными), но недостаточным, чтобы довести нелинейные искажения
до очень малых значений (около 1...2 %). Для их достижения применя-
ется глубокая отрицательная обратная связь в модуляционном устрой-
стве.
6.5. АНОДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ С АВТОМАТИЧЕСКИМ
СМЕЩЕНИЕМ И МОДУЛИРОВАННЫМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Из предыдущего анализа следует, что основной вид анодной моду-
ляции — модуляция в перенапряженном режиме при автоматическом
смещении за счет тока сетки — обладает некоторыми недостатками.
Поскольку модуляция происходит в перенапряженном режиме, ток
310
сетки увеличен и требуется повышенная мощность возбуждения. Часто
предел использования лампы по мощности определяется допустимой
мощностью потерь на управляющей сетке. В каскадах ГВВ, построен-
ных по схеме с общей сеткой (ОС), меняется входное сопротивление
Явх(0 ® ^</41(0 и повышаются требования к предшествующему каскаду
тракта радиочастоты.
Несколько усложнив цепи модуляции и введя дополнительную моду-
ляцию (также на анод) предоконечного каскада передатчика, можно
существенно ослабить указанные недостатки. Поскольку для выходного
каскада меняются Еа, Ucn Ес = Ic0Rc, модуляция называется тройной.
Схема с заземленным катодом. При тройной (комбинированной)
модуляции на сетку лампы мощного каскада подается напряжение
Uc = UCT (1 + mc cosQZ), где /пс — коэффициент модуляции предоконеч-
ного каскада.
Напряжение возбуждения модулируется синфазно с модуляцией
анодного напряжения мощного (выходного) каскада. Можно считать,
что составляющие сеточного тока /с1* и /с0 изменяются пропорциональ-
но Uc (рис. 6.27). Благодаря модуляции Uc сеточный ток меняется по
обратному закону по сравнению с его изменением в случае, когда Uc =
= 0. Это дает ряд преимуществ. Во-первых, резко уменьшается мощность
возбуждения Pci, а следовательно, и мощность рассеяния Рс. Во-вторых,
выравнивается входное сопротивление лампы Лвх = UJI^ « const (при
одинарной модуляции 67с = const и Авх = const). Поэтому нагруз-
ку предоконечного каскада можно считать постоянной. В-третьих, мо-
дуляция анодного напряжения предоконечного каскада для модуляции
t/c позволяет выбрать лампу с меньшей номинальной мощностью [см.
(6.32)]:
Рном Лтпр (• + "0 = Л пр ,„«./(1 + (6’43>
где Р1т пр и Р1пр ,nuv — соответственно мощность в режимах несущей и
максимальном предоконечного каскада. Необходимая номинальная
мощность лампы оказывается значительно (примерно в 1,5...2 раза)
ниже, чем при двойной модуляции.
Коэффициент модуляции >ис можно определить из следующих сооб-
ражений. При Е.л = 0 получаем UM = 0. Ес Ecmin, Uc = Ucwin и /а = 0. Тогда
'а = s(Ec>nin + Ц,™ - £ео) = °- Отсюда Ucmi„ = -Eemin + £с0. При модуляции
напряжения возбуждения в минимальном режиме /с0 -> 0 (см. рис.
6.27) и E,.l)lin -» 0. Таким образом, для коэффициента модуляции
На рис 6.27 приведены только /со (Е.,) для пк = 0 и > 0
311
Рис. 6.27. Статические модуляцион-
ные характеристики тока /с0 ПРН
анодной модуляции в случае нали-
чия (сплошная линия) и отсутствия
(штриховая линия) дополнитель-
ной модуляции
, К анодам
цся
" Упредмощного
> каскада
анодам ламп
мощного каскада
^ат ^ат пр
Рис. 6.28. Способ получения
двух разных по величине син-
фазных модулирующих напря-
жений для комбинированной
анодной ДМ
щ тах т‘п ~ m/я ^сО (6
тал Ц: min max + ^сО
Выше было указано, что для получения линейной модуляции необ-
ходимо автоматическое смещение. Причем для ослабления напряжен-
ности режима при работе на участке характеристики, где £а О,
напряжение смещения £с должно изменяться в противофазе с /а). При
двойной модуляции получается обратная картина: £с изменяется в фазе
с /а1. Однако исследования показывают, что, поскольку в данном случае
синфазная модуляция напряжения Uc существенно влияет на напряжен-
ность режима лампы, удается получить линейную модуляционную ха-
рактеристику.
На рис. 6.28 приведена схема МУЗЧ для двойной модуляции. Мощ-
ность МУЗЧ должна быть увеличена на необходимую для модуляции
предоконечного каскада величину: т2с тах пр/2г|Пр. Мощность, рас-
сеиваемая на сетке в телефонном режиме, Рст = 0,5 £с/с1т - ЛотА» где
Ac.It ~ 0^1 max’ Лот ~ ®’^Аотал'
Схема с заземленной сеткой. В этой схеме дополнительная модуляция
напряжения возбуждения необходима по следующим соображениям. В
схеме с заземленной сеткой входное сопротивление лампы определяется
катодным током: £вх = (7С (/а1 + /с1). Сопротивление £вх меняется в
процессе модуляции, создавая переменную нагрузку для предмощного
каскада, что приводит к появлению нелинейных искажений. В рассмат-
ривавшейся выше схеме возбудитель при Uc = const должен быть рассчи-
тан на повышенную мощность (см. гл. 2). Далее в данной схеме ток
/а1 определяется напряжением на контуре: 7а1 = (U.A + (7С)/£ЭК в (рис.
6.29). Следовательно, при U.A = 0 анодный ток не прекращается и его
312
Рис. 6.29 Особенности прило-
жения к лампе переменных на-
пряжений при построении
ГВВ по схеме с общей сеткой
Рис. 6.30 Способ получения
автоматического смещения
ГВВ с ОС при непосредствен-
ном заземлении управляющей
сетки
значение определяется РЧ напряжением t/ccosm0Z. Анодный ток прекра-
щается при Ея min = —t7c, т. е. начало модуляционной характеристики
сдвигается влево на величину-Uc, причем нижний участок модуляци-
онной характеристики получается нелинейным. Таковы трудности,
возникающие в схеме с ОС при Uc = const. Они устраняются введением
дополнительной модуляции Uc.
Глубина модуляции в сеточной цепи тс определяется по (6.44). Для
большинства ламп расчеты в соответствии с (6.44) приводят к тс« 0,8.
В мощных (Ра т > 250 кВт) передатчиках с выходным каскадом на
триодах по схеме с ОС часто применяется непосредственное (глухое)
соединение сетки с корпусом (землей) (см. § 2.11,3.1). При этом автома-
тическое смещение создается за счет протекания катодного тока через
резистор RK (рис. 6.30). Такая схема не требует включения внешнего
источника смещения. Исследования показывают, что схема обладает
улучшенной линейностью модуляционной характеристики. При этом
напряжение источника анодного питания Еист = Еат - Есг
6.6. АНОДНО-ЭКРАННАЯ МОДУЛЯЦИЯ
В § 2.2 были показаны преимущества генераторных тетродов по
сравнению с триодами. В настоящее время подавляющее большинство
вновь разрабатываемых ламп — тетроды. Их номинальная мощность в
диапазоне декаметровых (коротких) волн достигает нескольких мега-
ватт (так, тетрод ГУ-99А, П имеет Риом = 1 МВт).
Анодная модуляция генераторов на многоэлектродных лампах при
Ес2 = const может вызвать перегрев второй (экранирующей) сетки. Ввиду
этого применяется одновременная модуляция анодного и экранного
напряжений: Ел = Еат + L7,l£)cosQz и Ес2 = Ес2т + (7c2nc°sQz. По аналогии
с анодной модуляцией
313
Рис 6 31. Схема реализации анодно-
экранной модуляции
Рис. 6.32. Статические модуляцион-
ные характеристики при анодно-эк-
ранной модуляции
г Ч:2П “ /нс2^с2т>
(6.45)
где Ес2г — напряжение на второй сетке в режиме несущей; тс2 — глубина
модуляции экранного напряжения.
Во избежание появления больших пиковых напряжений рекоменду-
ется несколько уменьшить напряжения Еат и Ес2т по сравнению с номи-
нальными значениями, выбрав Е.л т » 0,8Еа ном; Ес2т « (0,6...0,8)Ес2 ном.
Переменные напряжения (7аП и (7с2П создаются общим МУЗЧ
(рис. 6.31).
Анодно-экранная модуляция возможна в принципе в недонапряжен-
ном (НИР) или перенапряженном (ПНР) режиме. В ННР основной
причиной изменения 7а] является напряжение на экранирующей сетке
Ec2(f). а дополнительное изменение анодного напряжения Е.л способст-
вует сохранению высокого КПД анодной цепи. В ПНР изменение 7а|
обусловливается в основном изменением анодного напряжения Еа(г), а
дополнительное изменение Ес2 полезно для защиты экранирующей
сетки от перегрузки, т. е. для поддержания заданной степени напряжен-
ности режима (последнее справедливо и для случая ННР). В мощных
передатчиках предпочтительнее перенапряженный режим, который по-
зволяет уменьшить уровень фона (паразитной модуляции), а также по-
высить КПД.
Линейная модуляция /а1 от Е.л и Ес2 (рис. 6.32) получается практически
при 0Н1(П - 80...90°. что соответствует углам отсечки в телефонном режи-
ме. равным 50...60°. Мощность рассеяния на второй сетке
Рс2ср = Рс2Д1+<2ср/2), (6.46)
где Pc2r = At.2,/c2Or; /с20| ® 4-2о«>нЛ1 +
Очевидно, что мощность МУЗЧ должна быть соответственно увели-
чена:
314
PlM > (O.5m2dP;t, + 0,5m2cpPc2T)/nTp-
Что касается глубины модуляции в анодной и экранирующей цепях,
то оптимальными можно считать значения m:i - 1:шс2= 0-9 При этом
уменьшается влияние нижнего нелинейного участка характеристик со-
временных тетродов.
В мощных генераторах на тетродах возможно эакже возникновение
паразитных колебаний в цепи блокировочного конденсатора второй
сетки Сбл. В этом случае надо заземлить вторую сетку непосредственно
и переменное напряжение L't2£icosQr подать на катод.
Для анодно-экранной модуляции действительны все соотношения,
полученные ранее для анодной модуляции.
6.7. АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
Для генераторов на транзисторах подходят те же способы амплитуд-
ной модуляции, что и для генераторов на лампах-триодах: изменением
напряжения базового смещения, изменением напряжения (тока) возбуж-
дения, изменением напряжения коллекторного питания и комбиниро-
ванная модуляция.
Транзистор в условиях его использования в ГВВ с меняющимися
значениями токов и напряжений (прежде всего •— биполярный, чаще
применяемый в режиме AM) отличается от радиоламп: 1) большой
нелинейностью статической характеристики; 2) зависимостью пара-
метров от уровня токов и напряжений; 3) ограничением допустимых
значений напряжений и токов их мгновенными предельными значе-
ниям и ею ,„ал. доп, <?ЭБ тих д0„, 1К пшх доп и др.), тогда как у ламп нормиру-
ется прежде всего допустимое напряжение анодного питания, а
мгновенное напряжение е.лтах может быть значительно больше (см.
гл.2 и § 6.3); 4) заметной зависимостью параметров от температуры.
Базовая модуляция смещением, как правило, не применяется из-за
нелинейности модуляционной характеристики большей, чем у ламп, и
трудных условий работы УЗЧ, нагруженного на емкость эмиттерного
перехода транзистора ГВВ, значение которой зависит от уровня сигна-
ла, Коэффициент полезного действия ГВВ при базовой модуляции так-
же низок, как и при сеточной модуляции смещением. Используют базо-
вую модуляцию только в качестве элемента комбинированной коллек-
торной модуляции.
Модуляция возбуждением (усиление модулированных по амплитуде
колебаний) широко применяется в однополосных радиопередатчиках»
(см. гл.7). Особое внимание при этом уделяется линейности модуляци-
онных характеристик. Прежде всего используется недонапряженный
режим £Н)ЦД = (0,85...0,95)^.р. Как следует из § 6.2, линейное усиление
315
колебаний с меняющейся амплитудой возможно, если при изменении
возбуждения не меняется угол отсечки выходного тока и первая гармо-
ника тока получается строго пропорциональной возбуждению. В лам-
повых ГВВ с УМК это достигается выбором угла отсечки анодного тока
0;1 = 90 или (реже) 180°. В транзисторных ГВВ с УМК необходимое
для заданного угла отсечки напряжение смещения меняется с изменени-
ем уровня возбуждения: £Б = Е' Б + WpikbYoC71 - (СМ-
§ 2.16). поэтому постоянство угла отсечки коллекторного тока может
быть достигнуто за счет комбинированного смещения при любом вы-
бранном значении 0К.
Однако удобнее использовать 0 ® 90°, при котором цепь смещения
несколько проще и к тому же достигается некоторый оптимум энерге-
тических показателей (см. § 2.8). Применяют автоматическое смещение
за счет постоянной составляющей входного (базового) тока транзисто-
ра (см. гл.З). При 0 ® 90° чаще всего используют резистор Яд (см. § 2.16),
подключенный параллельно входу транзистора при его включении по
схеме с общим эмиттером для ослабления зависимости режима от час-
тоты колебаний и уменьшения обратного напряжения на входном р-п
переходе.
Компенсация напряжения сдвига для обеспечения 0 ® 90° при отсут-
ствии возбуждения достигается применением фиксированного смеще-
ния, получаемого обычно с помощью делителя напряжения от общего
источника питания. Для компенсации зависимости Е'Б от температуры
в состав делителя напряжения вводят диод с температурной зависимос-
тью, аналогичной той же зависимости транзистора. Диод выполняет
функцию температурно-зависимого сопротивления в делителе. Для луч-
шей фиксации напряжения смещения Е'ъ = Еь фИКС ток через делитель
напряжения должен быть достаточно большим по сравнению с базовым
током транзистора, что приводит к дополнительным потерям энергии
питания. Примеры схем транзисторных каскадов для режима УМК и
ОМ приведены в [15, рис. 3.41].
Для повышения линейности транзисторных каскадов УМК полезно
применение двухтактной трансформаторной схемы, как это практику-
ется в МУЗЧ.
Для линейного усиления колебаний с меняющейся амплитудой вы-
пускаются специальные так называемые линейные транзисторы или
транзисторы для линейного усиления [14, 15, 73]. Степень линейности
усиления таких транзисторов оценивается двухтоновым методом (см.
гл. 7); к сожалению, при серийном выпуске возникает большой разброс
транзисторов по степени линейности даже в одной партии, например от
-32 до -45 дБ, т. е. не гарантируется требующаяся в многоканальных
магистральных передатчиках допустимая степень нелинейности (не
хуже -36 дБ). Приходится прибегать к подбору транзисторов, введению
316
отрицательной обратной связи, трудно реализуемой в транзисторных
усилителях радиочастот, и другим мерам, удорожающим транзистор-
ный линейный усилитель. Линейные транзисторы обычно имеют мень-
шую паспортную мощность, чем аналогичные обычные, и стоят заметно
дороже.
Коллекторная модуляция — самый распространенный способ полу-
чения AM, применяемый в транзисторных ГВВ. Простейшая схема ге-
нератора с коллекторной модуляцией приведена на рис. 6.33,а; она
аналогична схемам, приведенным на рис. 6.16 и 6.20. На рис. 6.33,6
показана схема, применяемая на практике и содержащая два каскада
передатчика и каскады МУЗЧ, обеспечивающие комбинированную
коллекторную модуляцию. Модулируемый ГВВ работает в перенапря-
женном или ключевом режиме. Напряжение питания на коллекторе
изменяется в соответствии с сигналом 34:
£к = ^Ki + tWosQr, (6.47)
где Ек т — напряжение на коллекторе в телефонном режиме; (7КП —
амплитуда напряжения 34.
Этот вид модуляции отличается высокой эффективностью, как и
анодная модуляция. Для данной схемы действительны все соотношения,
полученные для анодной модуляции. Следует иметь в виду, что в отли-
чие от лампового генератора транзистор не допускает кратковременно-
го превышения допустимого напряжения на коллекторе еКЭдоп. Поэтому
должно быть тщательно проверено неравенство
ек max ^Кт + + ~ еКЭ доп
(6.48а)
или
^Кт - °>5£к но„ « 0,2£’кэ доп,
(6.486)
К лреды&у
ще/гу
камазу
Рис. 6.33. Схемы реализации коллек-
торной цепи А.М
О
317
(см. рис. 6.18), где (7К — амплитуда радиочастотного напряжения на
коллекторе в максимальном режиме при т = 1. Соответственно в отли-
чие от мощности лампы при анодной модуляции номинальная мощ-
ность транзистора равна пиковой: Рном = PIKmav = Р1т (1 + w)2/t]k, где
г|к - КПД контура [ср. с формулой (6.29)].
Теоретический анализ статической модуляционной характеристики
при коллекторной модуляции затруднен сложностью процессов в тран-
зисторе при перенапряженном режиме и зависимостью параметров
транзистора от режима.
Статическая модуляционная характеристика ZKI (£к) в общем случае
нелинейна. Для многих транзисторных генераторов, исследованных
экспериментально, действительна зависимость ZK1 = ZK1 (£к/£к)' ”8, где
8 — эмпирический коэффициент, изменяющийся в пределах 0 < 8 < 0,25.
Модуляционная характеристика может быть линеаризована дополни-
тельной базовой модуляцией.
Существует еще одна особенность, которую надо учесть при расчете
схем коллекторной модуляции. При малых напряжениях на коллекторе
происходит смещение коллекторного перехода в прямом направлении
под воздействием входного напряжения. Это приводит к непосредствен-
ному прохождению колебаний РЧ через открытый коллекторный р-п
переход транзистора.
На рис. 6.34 по вертикальной оси отложены значения амплитуды
первой гармоники тока ZKI; перемена знака IKt означает, что в точке а
фаза колебаний в выходной цепи меняется на противоположную. Из-за
изменения коллекторного тока на участке 0 — а появляется перемоду-
ляция при больших уровнях сигнала, что может привести к нелинейным
искажениям. Во избежание этого применяют дополнительную коллек-
торную модуляцию предыдущего каскада (т. е. напряжения базы иБ
рассматриваемого каскада с коэффициентом модуляции = 0,75...0,8).
Дополнительная модуляция обычно осуществляется на коллекторе
предыдущего каскада. Модуляция 1/Б способствуеттакхе линеаризации
модуляционной характеристики ZKI (£к).
Рис 6.34. Статические модуляционные харак-
теристики при коллекторной AM в простей-
шем случае (сплошная лииия) и
дополнительной (штриховая линия) модуля-
циях возбуждения
318
Поскольку напряжение коллекторного питания в режиме молчания
Ек т < 0,5Ек ном, появляется возможность бестрансформаторного по-
строения МУЗЧ, как это показано на рис. 6.33,6. Здесь же показано, как
осуществляется модуляция предшествующего каскада. Так как в совре-
менных транзисторных передатчиках чаще используется широкополос-
ный, а не резонансный вариант построения ГВВ, на рисунке показаны
двухтактные трансформаторные каскады ГВВ (см. рис. 3.39). Здесь
может быть применен УЗЧ класса D (см. § 6.8 и [11]). Использование
ключевого (£>) режима в ГВВ и в УЗЧ дает наилучший энергетический
результат.
Регулировка глубины модуляции предоконечного каскада радиочас-
тоты позволяет минимизировать нелинейные искажения. Для уменьше-
ния искажений дополнительно применяют отрицательную обратную
связь, что в транзисторных каскадах РЧ связано с существенными труд-
ностями.
Радиовещательные транзисторные передатчики НЧ и СЧ с AM про-
ектируются на мощность 1...10 кВт (иногда до 50 кВт). При «юшности
одного транзистора примерно 0,2...0,3 кВт в выходном каскаде передат-
чика приходится совместно использовать десятки и сотни транзисторов,
складываемых с помощью мостов при двухтактном построении блоков
и параллельном включении нескольких транзисторов в одном плече
блока. Возникают дополнительные трудности из-за разброса парамет-
ров транзисторов, потерь в устройствах сложения и распределения мощ-
ности, трудностей согласования малых сопротивлений коллекторной
нагрузки, выпрямителей, рассчитанных на небольшие напряжения и
большие токи, необходимости сложных устройств защиты транзисто-
ров от недопустимых состояний и др. Габаритные размеры транзистор-
ных передатчиков мощностью 10...50 кВт могут оказаться больше, чем
размеры равных им по мощности полностью ламповых или комбиниро-
ванных (лампово-транзисторных) передатчиков [23].
6.8. ПОВЫШЕНИЕ КПД
РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ
Необходимость повышения КПД радиовещательных передатчиков
обусловлена их большой мощностью, практически круглосуточной ра-
ботой, непрерывным повышением стоимости электроэнергии, большим
числом таких передатчиков. Кроме того, повышение КПД приводит к
облегчению теплового режима и повышению надежности передатчи-
ков, упрощению и удешевлению систем охлаждения, уменьшению габа-
ритных размеров [16, 27, 56, 57].
Проблема повышения КПД возникла одновременно с появлением
радиовещательных передатчиков с AM. В настоящее время интерес к
повышению КПД передатчиков с AM несколько снижается и переносит-
ся на вещательные и связные однополосные передатчики (см. гл.7).
319
Как было показано в § 6.2, КПД каскада ГВВ при AM возбуждением
или смещением меняется по линейному закону от некоторого максиму-
ма, соответствующего критическому режиму при рационально выбран-
ном угле отсечки, до нуля. При анодной AM (см. § 6.3) КПД
модулируемого каскада остается примерно постоянным и относительно
большим, но КПД выходного каскада модуляционного устройства
МУЗЧ при его работе в режиме В меняется по линейному закону и тем
снижает общий КПД передатчика.
Денежные расходы на оплату электроэнергии, мощность и слож-
ность системы охлаждения передатчика определяются не пиковым, а
усредненным за длительное время значением КПД передатчика при его
заданной номинальной мощности. Поэтому значение КПД играет суще-
ственную роль в режиме молчания и при небольших, наиболее вероят-
ных в реальной передаче глубинах модуляции.
Способы повышения КПД радиовещательных передатчиков с AM
можно разделить на три основные группы: повышение КПД модули-
руемого ГВВ (модулятора); повышение КПД МУЗЧ; регулировка пи-
тающего напряжения. Часто эти способы используются в одном
передатчике.
Пути повышения КПД ГВВ были рассмотрены в гл.2. Одним из
наиболее эффективных является ключевой режим активного элемента
ГВВ (см. §2.3). Поскольку в мощных ламповых генераторах ключе-
вой режим нереализуем, часто используется бигармонический режим
(см. §2.13).
Естественным развитием идеи применения ключевого ГВВ в передат-
чике с AM является перевод мощных ключевых каскадов тракта радио-
частоты на широтно-импульсную модуляцию (ШИМ), т. е. в режим
класса D. Однако этому препятствует расширение спектра при коротких
импульсах и вредное влияние паразитных емкостей — коммутативные
потери (см. § 2.19). Поэтому каскады класса D в тракте радиочастоты
передатчиков с AM в диапазонах НЧ, СЧ, ВЧ не применяются.
В мощных модуляционных устройствах МУЗЧ передатчиков с AM
режим класса D все более широко применяется [23, 27, 28, 56, 57]. Глав-
ное достоинство этого режима — постоянный КПД усилителя при раз-
ных уровнях усиливаемого сигнала. При рациональном выборе ламп
(транзисторов) в таком усилителе может быть достигнут КПД около
95...97 %.
В усилителях звуковой частоты класса D наряду с транзисторами и
тиристорами могут получить применение новые электровакуумные
приборы — пролетные пентоды (другие названия: пролетный прибор,
титрон, лампа Гинзбурга, лампа с ленточной фокусировкой электрон-
ного потока). Главная особенность титронов — в 10...20 раз меньшее,
чем у обычных генераторных радиоламп, падение напряжения на участ-
ке анод-катод в граничном режиме. Это позволяет строить ключевые
320
МУЗЧ с большой мощностью и существенно более высоким КПД, чем
при использовании обычных ламп.
Параллельная схема подключения МУЗЧ, работающего в режиме D,
приведена на рис. 6.35,п. По аналогии с МУЗЧ класса В (см. рис. 6.23,б.в)
рассматриваемый двухтактный усилитель должен обеспечить мощность
PQ, преобразующуюся в мощность боковых полос. Мощность несущей
обеспечивается выпрямителем с Напряжением Ея т. Необходима тща-
тельная регулировка управления лампами, исключающая их одновре-
менное открывание, что привело бы к замыканию источника питания
2£а. Наличие повышенного напряжения 2£а и не соединенный с общим
проводом катод лампы V] также являются недостатками рассматривае-
мого усилителя.
Однотактный усилитель режима D может быть построен по парал-
лельной и последовательной'схемам и подключен к модулируемому
каскаду последовательно аналогично рис. 6.23,а. Удобнее параллельная
схема МУЗЧ, приведенная на рис. 6.35,6, так как в ней напряжение
питания £а = £а т, а катод лампы заземлен. Однако сама лампа должна
быть рассчитана на максимальную мощность, потребляемую модулиру-
Рис. 6.35. Последовательная (и) и параллельная (о) схемы МУЗЧ класса D
321
емым ГВВ, т. е. на большую, чем две лампы в двухтактной схеме. Потери
в ней также будут больше, чем в двух лампах двухтактной схемы.
В рассмотренных выше схемах усилителей тактовая частота выбира-
ется в пределах 50...80 кГц, т. е. в 5...8 раз более высокая, чем высшая
модулирующая частота Fmax = 10 кГц. Чем выше тактовая частота, тем
легче отделить ее фильтрами нижних частот, имеющихся на выходе
усилителей. Однако с ростом частоты возрастает роль коммутативных
потерь (см. § 2.19).
Рассмотренные схемы мощных усилителей режима класса D постро-
ены на дорогостоящих лампах, которые имеют ограниченный срок
службы, большие габаритные размеры и нуждаются в принудительном
охлаждении. Этих недостатков лишено устройство получения ампли-
тудной модуляции на основе быстродействующих полупроводниковых
(транзисторных, тиристорных) ключей. Питающее напряжение Ея (t)
при этом изменяется ступенчато. В момент пика 100 %-ной модуляции
(те+) все ключи модуляционного устройства включены (рис.6.36,а) и
обеспечивают наибольшее напряжение Ея тсп. (рис. 6.36,6). В момент
Рис. 6.36. Упрощенная схема (а) и гра-
фик модулирующего напряжения (б)
при ключевом способе формирования
модулирующего анодного напряже-
ния
322
молчания (телефонная точка) включена половина ключей и Ея(1) = Еяг.
При 100 %-ной модуляции «вниз» (т ) все ключи выключены: Ея(г) = 0.
Число ключей может достигать 48. ~На ключи от модулятора ШИМ
подаются пачки импульсов разной длительности; тактовая частота
50...80 кГц. Работой ключей управляет импульсно-кодовый модулятор
(ИКМ).
Использование тактовой частоты 50...80 кГц и недостаточная фильт-
рация ФНЧ на рис. 6.35 и 6.36 приводят к увеличению уровня внеполос-
ных излучений передатчика.
Амплитудная модуляция с дополнительно изменяемой амплитудой
несущей как средство повышения КПД известна давно. Идея состоит в
том, что при линейном детектировании громкость звукового сигнала на
выходе приемника определяется напряжением суммы боковых полос
AM колебания и не зависит от амплитуды несущей. Следовательно,
соответствие (пропорциональность) громкости звука на выходе прием-
ника громкости сигнала, действующего на микрофон, можно сохра-
нить, если пропорционально громкости звука менять амплитуду
несущей. При этом существенно снижается потребляемая передатчиком
энергия, затрачиваемая на создание несущей. В простейшем варианте
предложение не нашло применения, так как пропорциональное сниже-
ние амплитуды несущей приводит к дополнительным искажениям (де-
тектор в режиме малого сигнала перестает быть линейным) и
нарушается работа системы автоматической регулировки усиления при-
емника.
Недавно было предложено регулировать амплитуду несущей в соот-
ветствии со статистическим распределением амплитуд радиовещатель-
ного сигнала, так называемое динамическое управление несущей. При
этом наибольшей громкости передаваемого звукового сигнала соответ-
ствуют нормальная амплитуда несущей и 100 %-ная модуляция. При
меньших напряжениях звукового сигнала соответственно уменьшается
амплитуда несущей, что и обеспечивает экономию энергии питания
передатчика. При глубине модуляции т - 0,5... 1 дополнительные нели-
нейные искажения и нарушения работы АРУ не наблюдаются. Для
наиболее вероятных значений амплитуд радиовещательного звукового
сигнала Un ® (0,3...0,5 )Un,nax поддерживается неизменная амплитуда
несущей, вдвое меньшая ее нормальной величины Ua = 0,5Цо„шд.. Для
менее вероятных малых амплитуд звука и пауз амплитуда несущей по-
вышается до (0,7. ..0,8) что обеспечивает линейность детектирова-
ния и нормальную работу АРУ (рис. 6.37,а).
Зависимость потребляемой передатчиком (с анодной модуляцией и
модулятором класса В) мощности от амплитуды гармонического звуко-
вого сигнала приведена на рис. 6.38, где кривая 1 соответствует класси-
ческому варианту анодной AM без дополнительного изменения
амплитуды несущей, а кривая 2 — рассматриваемому случаю с N = 0,5
323
Рис. 6.37. Графики изменения амплитуды напряжения несущей в зависимости
от глубины AM при разных законах изменения
и L = 0,7. Видно, что в области наиболее вероятных значений амплитуд
звукового сигнала потребляемая передатчиком мощность уменьшается
примерно в 2,5 раза. Для сравнения приводятся графики 3 и 4, где
амплитуда несущей меняется по более простому закону с L = 0,8 и 0,6
соответственно. Существенно меньший выигрыш очевиден (рис. 6.37,6).
Упрощенная схема реализации идеи динамического управления не-
сущей приведена на рис. 6.39. Подобное решение может быть использо-
Рис. 6.38. Графики зависимостей
относительного изменения по-
требляемой каскадом мощности
при различных законах измене-
ния амплитуды несущей
Устройстйо улра-
йлелил несущей
Рис. 6.39. Упрощенная схема кас-
када передатчика с анодной AM и
МУЗЧ с дополнительным устройст-
вом управления амплитудой несу-
щей
324
вано при модернизации существующих мощных AM вещательных пере-
датчиков НЧ, СЧ, ВЧ. На рисунке кроме обычных каскадов показаны:
устройство обработки звукового сигнала 1, устройство управления вы-
прямителем 2, сам управляемый (например, тиристорный) выпрямитель
3, питающий выходные наиболее мощные каскады трактов звуковой и
радиочастот, а также устройство временной задержки 4 сигнала в основ-
ном тракте 34 для компенсации инерционности выпрямителя и уст-
ройств обработки и управления.
Существует много других способов повышения КПД радиопередат-
чиков. Так, предложенный еще в 1930 г. А.М.Бонч-Бруевичем метод
раздельного излучения несущей и боковых полос находит новое и более
результативное применение в передатчике для совместимой системы
однополосного вещания (см. гл. 7).
6.9. ПРОХОЖДЕНИЕ БОКОВЫХ ПОЛОС
ПРИ AM ЧЕРЕЗ РЕЗОНАНСНЫЕ ГВВ.
ВЛИЯНИЕ ЦЕПЕЙ ПИТАНИЯ НА АЧХ
Понятие частотных искажений введено в § 6.1. Амплитудно-частот-
ная характеристика передатчика wi(£2) при Ua-const определяется и
трактом звуковой частоты, и прохождением спектра AM колебаний
через фильтрующие и согласующие цепи радиочастотных каскадов, и
другими причинами.
Модулированное колебание состоит, как известно, из трех компо-
нент: колебания несущей частоты и колебаний боковых полос. Обычно
анодные контуры настраиваются на несущей частоте в резонанс. Сопро-
тивление контура для колебаний боковых частот становится комплекс-
ным (рис. 6.40), а его значение зависит от относительной расстройки
а = ± Fmax/f0. Очевидно, что характер частотных искажений сильнее
выражен в длинноволновых (диапазоны НЧ и частично СЧ) и телевизи-
онных (ОВЧ) передатчиках, где о достаточно велика (около 5... 10 %).
В коротковолновых телефонных передатчиках а< 1 % и искажения,
связанные с прохождением боковых полос через колебательные конту-
ры, могут быть не приняты во внимание. Представляется целесообраз-
ным ввести понятия коэффициентов модуляции тока (да,) и напряже-
ния (znj. В самом деле, пусть известно уравнение модулированного
тока
'al = All/1 + WaCOSQt)COS(00t = /alTCOS<00Z +
+ 0,5wa/alTcos(co0 + Q)z + 0,5™a/alTcos( ®0 - Q )i.
Для to = w0 сопротивление анодного контура равно резонансному, т. е.
Z3KB = /?экв. Для слагаемых боковых полос сопротивление одиночного
контура
325
Кэкв ^эквО -72ст/8)
2э*в(ст) " 1+;2о/5 1+(2ст/5)2 ' ^квИ1 еХрОфвб К
где 5 — затухание контура; 5=1/Q; Ц| = 1Л/1 +(2ст/5)2; фвб =
= arctg (-2 ст/8); <рвб — фазовый сдвиг колебания верхней боковой
полосы (6.37).
Переходя теперь к модулированному напряжению и полагая, что
зависимости Z3K8 = j\ (соо ± Q) и фэкв = /2 (<в0 ± Q) симметрично распо-
ложены относительно несущей частоты, имеем
«а = 41ЛэквС05Шо' + °>5таИА|АвехР б Фвй) COS ((Ц, 4- Q )/ +
+ 0,5/пац17а1тЛэквехрНфвб)со8(<ц) - Q)Z =
= U.a т [ 1 + w„cos(Qz + <р8 бЙсовсц/.
Здесь Ua т = 7а1тДэкв; ти = та h-
Можно видеть, что глубина модуляции первой гармоники анодного
тока та не равна глубине модуляции анодного напряжения, причем ти
зависит от модулирующей частоты (рис. 6.41). Кроме того, сравнивая
выражения для ia и иа, убеждаемся, что огибающие модулированных
напряжения и тока не синфазны, а сдвинуты между собой на фазовый
угол фвб (см. рис. 6.40). Данное обстоятельство существенно для теле-
визионных передатчиков, где требования к фазовым искажениям весьма
жесткие.
Вместе с тем напряжение высокой частоты в любой момент модуля-
ции совпадает по фазе с первой гармоникой анодного тока. Это означа-
Рис. 6.40. Амплитудно- и фазо-
частотные характеристики ко-
лебательного контура
Рис. 6.41. Временное диаграммы тока и
напряжения в анодной цепи с учетом
влияния контура
326
ет, что генератор всегда (при условии настройки контура на соо) работает
на кажущееся активное сопротивление
R = ^- = я 1 + "yos(Qz + <p„6)
ат »а| экв l+macosQ/ ’
где /С- — эквивалентное сопротивление нагрузки; в режиме несущей
частоты ЛЭ1СВ = (7aT/ZalT.
При ничтожно малых ст можно считать Лэкв = Лэ|св т. Однако при
значительных расстройках непостоянство кажущегося сопротивления
нагрузки может привести к изменениям режима лампы, а следователь-
но, и к нелинейным искажениям.
В общем случае значение кажущегося эквивалентного сопротивле-
ния нагрузки зависит от глубины модуляции и модулирующей частоты.
С их увеличением резче проявляется непостоянство эквивалентного со-
противления нагрузки генератора.
.Таким образом, в одноконтурном ГВВ (промежуточные каскады
передатчика) наблюдается уменьшение глубины модуляции с ростом
модулирующей частоты. Уменьшение частотных искажений при задан-
ных несущей/(или со) и высшей модулирующей (или Q^) частотах
можно достичь искусственным увеличением затухания (уменьшением
нагруженной добротности gH) контура. Но при этом меняется Яэкв =
= ZcgH, т. е. необходимы соответствующие корректировки LK и Ск при
заданном А = UJIKV
В выходных каскадах передатчиков используется многоконтурное
построение фильтрующих цепей. Наиболее часто применяют двухкон-
турные выходные ГВВ.
Прежде всего отметим, что как одиночный контур, так и многокон-
турная система должны быть точно настроены на резонанс с несущей
частотой AM колебания. Для многоконтурных систем необходимо,
чтобы и каждый контур, и вся система в целом были в состоянии резо-
нанса — так называем ый полный резонанс. В противном случае векторы
боковых будут иметь разную длину и окажутся смещенными по фазе
относительно своего нормального положения, что вызовет специфичес-
кие нелинейные искажения, так как огибающая AM колебания, прошед-
шего через такую плохо настроенную фильтрующую систему, не будет
повторять огибающую колебания, поданного на вход фильтрующей
системы.
В мощных каскадах передатчиков для достижения высокого КПД в
фильтрующей системе обычно применяется сильная (выше критичес-
кой) связь между контурами. Частотная характеристика двухконтурной
связанной системы получается двугорбой. Выбирая параметры конту-
ров и связь между ними, можно получить равномерную АЧХ в более
широкой полосе модулирующих частот (рис. 6.42).
327
-в -6-4 -2 0 2 4 6 <ЗЮ~г
Рис. 6.41 Амплитудно-частотные ха-
рактеристики двухконтурной системы
при разных степенях связи и соответ-
ственно разных значениях КПД анод-
ного контура
Частотные искажения за счет фильтрующих систем в каскадах с
сеточной и анодной модуляциями количественно несколько отличают-
ся, так как в них используются разные напряженности (ННР и ПНР
соответственно). При ННР анодная цепь ГВВ по своему характеру
ближе к генератору тока, при ПНР — к генератору напряжения.
Как указано в гл. 3, в современных передатчиках широко использу-
ются полосовые фильтры. При этом проблема равномерного прохожде-
ния боковых полос модуляции упрощается, так как полоса пропускания
полосового фильтра существенно шире полосы боковых при AM.
Специфические искажения АЧХ в области средних и высоких моду-
лирующих частот передатчиков СЧ и НЧ (средних и длинных волн)
наблюдаются при неудачном выборе блокировочных деталей схемы
параллельного питания анодной цепи (см. § 3.1). Разделительный кон-
денсатор С6л и анодный дроссель на длинных и средних волнах имеют
большую емкость и индуктивность соответственно. Для звуковых час-
тот контурная катушка LK имеет сопротивление Хи - QL* -> 0, поэтому
схема, приведенная на рис. 6.43,а, трансформируется с точки зрения
напряжения питания в упрощенную эквивалентную схему (рис. 6.43,6).
При совпадении частоты модулирующего напряжения Q с собственной
(резонансной) частотой цепи параллельного напряжения анода ГВВ
возникнет большое падение напряжения на контуре
(рис. 6.43,в) и уменьшится £а, нарушится режим работы ГВВ,
изменится глубина модуляции, т. е. появятся частотные искажения.
Следует стремиться к тому, чтобы Ц,пит = 1 /''ЩГ’С6л > Q^.
Амплитудно-частотная характеристика передатчика может иска-
жаться (особенно в области низших звуковых частот) из-за вредного
влияния фильтров выпрямителей питания анодной и сеточной цепей
(рис. 6.44/z и б). Действительно, при AM в составе тока модулируемого
ГВВ, потребляемого от источника питания, есть составляющая зву-
ковой частоты 1-1^ + ZJlcosQz. Фильтр выпрямителя имеет индук-
тивность/^, емкость Сф и собственную резонансную частоту
Оф - При совпадении модулирующей частоты Qc = Оф могут
наблюдаться существенное изменение (уменьшение) напряжения на вы-
328
Рис. 6.44. Схемы питания анода
лампы с учетом элементов фильтра
выпрямителя (а и б) н АЧХ каска-
да передатчика с учетом паразитно-
го резонанса в фильтре выпрями-
теля (в)
Рис. 6. 43. Схемы питания анодной
цепи лампы (а) н паразитного резо-
нансного контура, образуемого
блокировочными деталями (б и в)
ходе фильтра и соответственно изменение глубины модуляции на этой
частоте, т. е. дополнительные частотные искажения (рис. 6.44,в). Следо-
вательно, фильтры выпрямителей должны проектироваться так, чтобы
Пф была меньше минимальной модулирующей частоты Пт|Л. В этом
отношении более выгодны для AM передатчиков выпрямители с мень-
шим числом фаз выпрямления и соответственно меньшей частотой
пульсаций, например шестифазная схема Ларионова, а не 12-фазиая с
существенно меньшей амплитудой пульсаций, но более высокой их
частотой. Широко практикуется использование раздельных фильтров
при питании нескольких каскадов от одного выпрямителя.
Фильтры выпрямителей вызывают и фазовые искажения, существен-
ные в телевизионных передатчиках изображения с AM, а также при
использовании отрицательной обратной связи.
6.10. ПЕРЕДАТЧИКИ
С АМПЛИТУДНОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ
Передача дискретной информации (в простейшем случае — радиоте-
леграмм) методом AM (манипуляция) явилась исторически первым спо-
собом радиосвязи. Обычно для манипуляции используется та же
телеграфная аппаратура, что и в проводной связи.
Скорость передачи телеграфных сигналов принято характеризовать
числом бод В, т. е. числом элементарных посылок в секунду. Диапазон
скоростей манипуляции широк: от 20 Бод при ручной работе с помощью
телеграфного ключа (ключа Морзе) до 300 Бод при использовании
автоматической скоростной аппаратуры, например трансмиттера.
Обозначим через т длительность элементарной посылки, т. е. дли-
тельность прямоугольного импульса или паузы между импульсами (рис.
329
Рис. 6.45. ВременнАя диаграмма теле-
графной посылки: чередование на-
жатий и пауз равной длительности
(«меандр»)
Рис. 6.46. Спектр частот передатчика
при амплитудной манипуляции теле-
графным сигналом по рис. 6.45
6.45) . Рассматривая манипуляцию как модуляцию несущей сигналами
прямоугольной формы, получаем выражение для частоты повторения
импульсов: F= 1/2т = 0,5 В. Если длительности импульсов и пауз равны,
то в спектре импульсной последовательности будут только нечетные
гармоники частоты повторения 3F, 5F,... и коэффициенты разложения
в ряд Фурье а0 = 0,5; а„ = sin (0,5и л )/п л, где п = 1,3, 5,... (см. § 2.8 и
2.19).
Спектр радиочастотных колебаний при прямоугольной амплитуд-
ной манипуляции точками и паузами равной длительности показан на
рис. 6.46. Спектральные составляющие по амплитуде убывают медлен-
но. Так, при п = 31 а3] = 0,01, и если ограничиться амплитудами такого
порядка, то при В = 200 Бод ширина спектра составит 6 кГц. Практичес-
ки спектр получается уже благодаря нестрогой прямоугольное™ им-
пульсов, что обусловлено влиянием паразитных емкостей и примене-
нием в аппаратуре специальных скругляющих фильтров, ограничиваю-
щих полосу частот модулирующих импульсов.
На рис. 6.47 приведена одна из схем амплитудной манипуляции. На
транзисторе V7\ собран радиочастотный ГВВ, в котором должна осу-
Рис. 6.47. Простейшая схема реализации
амплитудной манипуляции
330
Рис. 6.48. Искажения сигналов амплитудной манипуляции за счет переходных процессов
в цепях передатчика
ществляться амплитудная манипуляция. Напряжение смещения VT\ из-
меняется с помощью электронного реле, собранного на транзисторе
VT2. Когда телеграфный ключ К не нажат, на базе VT2 — нулевое
напряжение и он заперт: При этом на VT, подается запирающее напря-
жение от источника £в, величина которого определяется делителем
напряжения R\R2- Транзистор УТ\ заперт, напряжение радиочастоты на
выходе каскада отсутствует. При нажатом ключе К на VT2 с делителя
подается отпирающее напряжение, транзистор входит в насыще-
ние и своим малым сопротивлением насыщения гнас шунтирует резистор
R2. Напряжение смещения на базе V7\ уменьшается практически до
нуля, что обычно приемлемо для каскада радиочастоты, работающего
с 0 ® 90°. На выходе ГВВ появляется переменное напряжение — теле-
графная посылка.
Как отмечалось, реальные импульсы отличаются от прямоугольных.
На рис. 6.48,а показаны импульсы, возникающие при большой постоян-
ной времени в цепи манипуляции, на рис. 6.48,6 — искажения, обуслов-
ленные переходным процессом в фильтре выпрямителя питания
коллекторной цепи. Эти искажения могут привести к провалу в импуль-
се, к так называемому дроблению. Следовательно, параметры цепей,
фильтров и т. п. должны учитывать наличие в передатчике режима
амплитудной манипуляции.
В настоящее время амплитудная манипуляция применяется редко в
качестве дополнительного способа управления колебаниями из-за ее
низкой помехоустойчивости.
331
6.11. ПРИМЕНЕНИЕ ЭВМ
ДЛЯ РАСЧЕТА РЕЖИМОВ ПРИ AM
Применение вычислительной техники для расчета режимов ГВВ рассмотрено в § 2.4,
2.18. Выполнение расчетов на ЭВМ при AM оправдано в еще большей степени, так как
возникает необходимость определения нескольких состояний методом последовательного
приближения. Один из возможных алгоритмов расчета статической модуляционной ха-
рактеристики при анодной амплитудной модуляции приведен на рис. 6.49.
В память машины вводятся массивы характеристик ламп, аналогично тому, как это
сделано в § 2.16 при рассмотрении математической модели электронного прибора. Расчет
параметров режима функционального каскада с анодной модуляцией проводится для
пяти точек (К = 5) статической модуляционной характеристики, начиная с режима макси-
мальной мощности (циклы 8,9,11,12, 13,14,15,8). При расчете промежуточных и нижней
- / Проверка
° \(/схоань/х данньиу
— а
Нет
8 Расчет 1Г^,ЕЛ,ОС
Печать
ошибки Ввода
9 | Расчет
j Ю | Коррекция |
7
I
я
Нет
\JZa
73 {Расчет знергетикЦ
<em76
Расчет КГ И
Нет >.....1—
ДгС к>,5
Расчет
средних
значении
....f....
18 Печать результата
Конец,
Рис. 6.49. Алгоритм расчета режима при анодной амплитудной модуляции
332
«нулевой» точек (К = 2 — 5) методом последовательных приближений производится
подбор соответствующих параметров режима исходя из условий Rc = EJcn = const, /?,к, =
= UJIa\ = const (циклы 9, 11, 10, 8, н 9, II, 12, 10, 9). На заключительном этапе методом
пяти ординат рассчитываются нелинейные искажения, возникающие в процессе модуля-
ции. Вычисляются также средние значения КПД н рассеиваемых на аноде и сетке мощнос-
тей.
Программа пригодна для расчета AM при автоматическом смещении, дополнитель-
ной синфазной модуляции напряжения возбуждения, при бнгармоннческом режиме.
Контрольные вопросы
I. Перечислите, в передатчиках какого назначения и каких диапазонов частот использу-
ется амплитудная модуляция.
2. Дайте определение, что такое статическая модуляционная характеристика, амплитуд-
ная характеристика, амплитудно-частотная характеристика.
3. Постройте статические модуляционные характеристики для токов и мощностей при
амплитудной модуляции:
изменением напряжения сеточного смещения;
изменением напряжения возбуждения в трех случаях Ес < Е'с, Ес > Е'с,
изменением напряжения анодного питания.
4. Объясните, почему статическая модуляционная характеристика при модуляции сме-
щением нелинейна даже в предположении линейности статических характеристик
лампы.
5. Объясните, при каком значении напряжения смещения Ес по сравнению с напряжением
запирания лампы £*с достигается наилучшая линейность амплитудной модуляции
возбуждением.
6. Объясните возможность форсирования ламп по мощности прн анодной модуляции.
7. Дайте сравнение энергетических и качественных показателей каскадов с амплитудной
модуляцией напряжением смещения, напряжением возбуждения, напряжением анод-
ного питания.
8. Объясните, как определяется необходимая мощность модуляционного устройства
(МУЗЧ) для каскада с анодной модуляцией.
9. Нарисуйте схему каскада ГВВ, предназначенного для получения амплитудной моду-
ляции, вместе с модулятором прн:
модуляции изменением напряжения смещения;
анодной модуляции.
10. Нарисуйте структурную схему передатчика с амплитудной модуляцией при:
усилении модулированных колебаний;
анодной модуляции.
11. В чем состоят особенности анодной модуляции в каскадах, построенных на лампах с
экранирующей сеткой?
12. Укажите, каковы современные требования к качественным показателям радиовеща-
тельных передатчиков с амплитудной модуляцией.
13. В чем заключаются особенности н трудности построения вещательных передатчиков
с AM полностью на транзисторах?
14. Объясните, почему такое внимание уделялось и уделяется Повышению КПД вещатель-
ных AM передатчиков, укажите основные пути повышения КПД.
15. Почему принято международное соглашение о замене в вещании амплитудной моду-
ляции на однополосную (совместимую однополосную)?
Г л а в a 7. Передатчики с однополосной модуляцией
7.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Идея однополосной модуляции (ОМ) и передачи сообщения по кана-
лу связи с помощью однополосно-модулированных колебаний относит-
ся к 1914 г., когда М. В. Шулейкин, рассматривая вопрос о роли
боковых полос амплитудно-модулированного колебания, показал,
что каждая боковая полоса содержит полную информацию о модулиру-
ющем сигнале. В последующие годы в работах ряда ученых, в том числе
В. А. Котельникова, Д. Мидлтона, М- В. Верзунова, показана строгая
общность этих видов модуляции (AM и ОМ), а также рассмотрены пути
построения модуляторов однополосно-модулированных сигналов.
Такой ход событий объясняет происхождение терминов «однополосная
модуляция», «однополосная амплитудная модуляция», а общность этих
видов модуляции открыла путь построения однополосного модулятора
в виде комбинации амплитудного модулятора и полосового фильтра,
пропускающего одну из боковых полос. Затем был предложен ряд дру-
гих способов получения сигналов с ОМ. Однако многие из них не
получили практического использования и поэтому ниже только упоми-
наются.
Однополосная модуляция обладает уникальной особенностью: ши-
рина спектра колебания с ОМ почти равна ширине спектра исходного
модулирующего сигнала, в 2 раза ^же, чем при AM, и в несколько раз
^же, чем при ЧМ или ФМ. Эта особенность явилась причиной преиму-
щественного использования ОМ в системах радиосвязи, работающих в
наиболее загруженном диапазоне деиаметровых волн (10... 100 м). Име-
ются также отдельные примеры использования ОМ в других диапазо-
нах. Например, разработана система радиорелейной связи в диапазоне
6 ГГц, которая при той же полосе частот, что и система с ЧМ (30 МГц),
предоставляет вдвое больше телефонных каналов (5400).
Реализация радиоустройств с ОМ в нашей стране началась в конце
30-х гг. В 1940 г. под руководством В. А. Котельникова была построена
опытная КВ радиолиния Москва — Хабаровск с использованием ОМ.
334
В 60-х rr. МККР* принял рекомендацию отказаться от амплитудной
модуляции и перейти к ОМ на всех системах КВ радиосвязи. В связи с
этим были разработаны однополосные устройства различного назначе-
ния с передатчиками мощностью 0,1 Вт... 1000 кВт. В последнее десяти-
летие передатчики с ОМ совершенствовались в основном с целью
повышения их надежности путем внедрения микропроцессорных сис-
тем, подсистем для управления, контроля показателей и диагностики.
С начала 80-х rr. в нашей стране и ряде других стран при содействии
МККР проводились поисковые работы для выяснения возможности
применения ОМ в системе информационного вещания в диапазонах КВ
и СВ. Благоприятные результаты дали основания МККР рекомендовать
следующий план внедрения КВ вещательных передатчиков с ОМ. На
первом этапе при наличии огромного парка вещательных приемников
для приема передач с двухполосной амплитудной модуляцией (излуче-
ние АЗЕ) будут постепенно внедряться вещательные передатчики для
работы с одной боковой полосой и ослабленной (против AM на'6 дБ)
несущей (излучение НЗЕ). На втором этапе (вероятно, после 2015 г.),
когда парк вещательных приемников существенно обновится за счет
новых приемников с синхронным детектором и автоподстройкойМасто-
ты, будет совершен переход к работе с еще более ослабленной (на 12 дБ)
несущей (излучение R3E).
7,2. СИГНАЛ С ОДНОПОЛОСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Введем некоторые обозначения и понятия.
Модулирующий сигнал — передаваемое сообщение (телефонное, фак-
симильное, телеграфное, вещательное), которое занимает ограничен-
ную полосу частот FB...FH и имеет амплитуды А(1) пределах 0...Атах, где
Лтад.— максимальная амплитуда, ограниченная возможностями источ-
ника сообщений или нелинейностью АХ канала связи. Из теории пере-
дачи сигналов известно несколько видов записи для мгновенных
значений таких сигналов:
N
«м(0 = Е аиСО!5(пЛ) = А (Ocos[QCRz + Ф(/)], (7.1)
л= 1
где ап, Пп, <рл — амплитуда, частота и фаза спектральных составляющих
модулирующего сигнала; А(!) — мгновенная амплитуда; Qcp — средняя
частота спектра; Ф(/) — мгновенная фаза модулирующего сигнала.
Иногда удобно пользоваться безразмерной относительной амплитудой
X(l) = A(t)IAinax, а модулирующий сигнал можно записывать в виде
Международный консультативный комитет по радио — один из рабочих
комитетов Международного Союза Электросвязи (МСЭ). В настоящее время
структура МСЭ реорганизуется.
335
W) = A ,nilxX(i)cos[Qcpt + Ф(0]. (7.2)
В общем случае A(t), X(t), Ф(г) являются случайными функциями време-
ни. Относительная амплитуда изменяется в пределах 0 < X(t) <, 1.
Если модулирующий сигнал (7.2) подать на входАМ модулятора, то
сигнал на его выходе
mam(0 = fA>coW + O,5t/0cos[(^r + + ^0] +
+ О,5ги£/0со5[сц/ - Ц.р/ - Ф(/)]. (7.3)
Здесь m(t) = A(t)/U0 = AinaxX(t)IU0, a X(t) — относительная амплитуда
модулирующего сигнала. После подавления колебания в нежелательной
полосе и ослабления колебания с несущей частотой получим сигнал с
ОМ и ослабленной несущей:
»ом(0 ~ *НЦ)СО8“ЬГ + 0,5m(Ot4cos[«V ± Фср? ± Ф(0], (7.4)
где ки — коэффициент ослабления несущей; kHU0 - UH — амплитуда
колебания с несущей частотой; O,5m(t)Uo - O.SA^XO) = Ц5тахД0 =
= t76(r) — амплитуда колебания в боковой полосе.
С учетом этих обозначений (7.4) можно представить в виде
»ом(0 = + U6 ^^(Ocos^t ± Ц.рг ± Ф(0], (7.5)
где знак «+» означает, что выделяется верхняя боковая полоса (ВБ), знак
«-» соответствует выделению нижней боковой полосы (НБ). В однока-
нальных системах, как правило, используется ВБ, и поэтому, если нет
специального указания, все излагаемое ниже относится к ВБ.
Как было отмечено, типы излучений с ОМ характеризуются коэф-
фициентом ослабления несущей. Если ки = 0,5 (ослабление 6 дБ), то (7.4)
соответствует излучению НЗЕ, для которого характерно следующее
соотношение: при m(t) = 1 U6 = i/6mav = UK. При кн = 0,25 (ослабление
несущей 12 дБ) колебание с ОМ соответствует излучению R3E. Наконец,
если ки < 0,01 (ослабление > 40 дБ), получается колебание с подавленной
несущей, соответствующее излучению JЗЕ. Этот вид излучения, требую-
щий восстановления несущего колебания в приемнике, используется в
системах радиосвязи.
Уравнения (7.3) для AM и (7.5) для ОМ можно записать в общем виде
как произведение колебания огибающей Uor(t) и высокочастотного ко-
лебания с фазовой модуляцией:
u(t) = t/or(Ocos[«V + W)]. •' (7.6)
Для амплитудно-модулированного колебания (7.3) значения Uor =
= t70(l + w(z)cosQz); W) = 0.
Для колебаний с ОМ (7.5)
336
t/or(0 = ^6 + X\t) + 27/X(z)cos[Qcp I + Ф(0]; . (7.7)
y(z) = arctg[^(z)sin(Qcpz + Ф(г))/(Я + Ar(z)cos(cv + Ф(/)]. (7.8)
Здесь H = UH/Ufl tnax = 2Л'Н. В частном случае для ОМ с подавленной
несущей (J3E), когда Н = 0, уравнения принимают более простой вид:
Ц,п(0 = <7б,и«Л0; Т(0 = Qcp + Ф(0.
В отличие от AM, ЧМ и ФМ, где при модуляции изменяется лишь
один параметр ВЧ колебания — амплитуда или фазовый угол, при
однополосной модуляции изменяются одновременно оба параметра.
Именно поэтому однополосную модуляцию иногда называют ампли-
тудно-фазовой модуляцией, при которой передаваемая информация ока-
зывается заложенной в изменениях амплитуды и фазы.
По (7.3) — (7.8) для любых значений кн, m(t) и их соотношений можно
построить спектры этих колебаний, векторные диаграммы и эпюры.
На рис.7.1 представлены эпюры модулированных колебаний для
излучений АЗЕ, НЗЕ, R3E, J3E. Колебания модулированы гармоничес-
ким сигналом при глубине т = 1; 0,5 и 0,25, причем для колебаний НЗЕ,
R3E и J3E максимальная амплитуда в боковой полосе U6max принята
равной сумме амплитуд в боковых полосах для колебания АЗЕ: (7б„1ид =
= 2(0,5mmaxUo). При выполнении этого условия сигналы на выходе ли-
нейного детектора будут иметь одинаковую амплитуду при подаче на
вход колебаний НЗЕ или АЗЕ.
Сравнивая эпюры этих двух колебаний, можно отметить, что, хотя
при/и — 1 форма огибающих существенно различается, различие быстро
исчезает с уменьшением т. Уже при т = 0,5 колебания на рис.7.1,6 и д
мало различаются по форме огибающей (содержание второй гармоники
в огибающей колебания НЗЕ составляет около 10 % первой). Поэтому
нелинейные искажения в случае детектирования такого колебания
линейным диодным детектором оказываются заметными только при
т > 0,5...0,7.
Модулированное колебание излучения R3E характерно тем, что в
области наиболее вероятных при радиовещании коэффициентов моду-
ляции т = 0,35...0,5, когда амплитуды несущего UH и в боковой полосе
{7б(0 колебаний оказываются приблизительно равны, форма огибаю-
щей существенно отличается от косинусоидальной (рис. 7.1 ,з). В этом
случае относительное содержание в огибающей четных гармоник дости-
гает 20 % и более.
Что касается колебаний ОМ с подавленной несущей излучения J3E
(рис. 7.1 ,к—м), то при модуляции гармоническим сигналом с постоян-
ной амплитудой [см. (7.5) при кн = 0] амплитуда модулированного
колебания также постоянна и пропорциональна амплитуде модулирую-
щего сигнала: Е70г(г) = U5 тах. Следовательно, если подать модулирую-
щее колебание и соответствующий ему сигнал с ОМ при кн - 0 на входы
337
Рис. 7.1. Эпюры колебаний для излучений АЗЕ, НЗЕ, R3E и J3E при т = I; 0,5; 0,25
двухлучевого осциллографа, то на экране будут наблюдаться два коле-
бания с одинаково изменяющимися огибающими, различающиеся толь-
ко частотой наполняющего колебания. В отличие от этого при AM
огибающая модулированного колебания повторяет ход мгновенных
значений модулирующего колебания.
Другими словами, спектры однополосно-модулированного и исход-
ного модулирующего сигналов хотя и размещены на частотной оси в
разных областях, но одинаковы по ширине и составу компонент. На рис.
1.1,а показан спектр модулирующего сигнала, на рис. 1.1,г — соответст-
вующего ему амплитудно-модулированного сигнала. Спектр моду-
лирующего сигнала изображен трапецеидальным. Низкочастотным
компонентам соответствуют малые ординаты. На рис. 1.1,6 показан
спектр сигнала с ОМ для случая, когда сигнал с ОМ соответствует
верхней боковой полосе сигнала с AM. В этом случае средняя частота
спектра <о'ср = со0 + Цр. На рис. 1.1,в приведен спектр сигнала с ОМ,
338
соответствующего нижней бо-
ковой полосе. Здесь средняя
частота спектра о>"ср = со0 -Ц.р
ниже несущей частоты, а со-
ставляющие спектра, соответ-
ствующие нижним моду-
лирующим частотам, оказа-
лись выше (по частоте) состав-
ляющих спектра, соответ-
ствующих верхним модулиру-
ющим частотам. Произошла,
как говорят, инверсия спектра.
В связи с природой сигна-
лов с ОМ операцию однопо-
лосной модуляции можно на-
звать транспонированием
(переносом по частоте) сигна-
0
г)
Рис, 7,2. Спектры НЧ и ВЧ сигналов с ампли-
тудной и однополосной модуляциями
ла (7.2) в область более высоких частот <в0 с инверсией или без инверсии
спектра. Эта особенность ОМ широко используется на практике в сис-
темах радиосвязи, поскольку для получения ВЧ сигналов с различными
видами модуляции и манипуляции достаточно сформировать НЧ сиг-
нал с нужными видом и параметрами модуляции и подать его на вход
передатчика с ОМ. Например, если сформировать НЧ модулирующий
сигнал в виде сигнала с AM:
Fmam(0 = *о(! + mcosQ,r)coso)cpz
(7.9)
и подать его на вход однополосного модулятора, то на выходе модуля-
тора получим ивых = С/омтаЛО + wcosQjZ)cos (со0 ± <оср)г, т. е. амплитуд-
но-модулированный сигнал с несущей частотой <в0 ± <оср.
7.3. ПРЕИМУЩЕСТВА ПРИМЕНЕНИЯ
ОДНОПОЛОСНОЙ МОДУЛЯЦИИ
В СИСТЕМАХ СВЯЗИ И ВЕЩАНИЯ
Большой практический интерес к ОМ и широкое внедрение радио-
оборудования с ОМ, особенно в КВ диапазоне, объясняется известными
преимуществами этого вида модуляции по сравнению с AM и ЧМ.
Очевидным и важным преимуществом ОМ является наиболее узкая
полоса частот, занимаемая сигналом с ОМ в радиоканале. Она почти
равна полосе частот исходного модулирующего сигнала. Полоса час-
тот, занимаемая колебанием с AM, по меньшей мере в 2 раза шире. При
ЧМ занимаемая полоса еще шире. Благодаря этой особенности ОМ ее
применение в системах радиосвязи и вещания позволяет почти в 2 раза
по сравнению с AM уменьшить необходимые полосы радиоканалов и
339
тем самым увеличить вдвое число действующих радиосвязей в одном и
том же диапазоне частот.
Важным преимуществом ОМ перед AM является возможность полу-
чения в системах радиосвязи с ОМ энергетического выигрыша. Рассмот-
рим это подробнее. Условимся, что в соответствии с системным
подходом будем сравнивать энергетические показатели систем с ОМ и
AM при одинаковом полезном эффекте на выходе соответствующих
приемников.
Поскольку наиболее важными характеристиками обеих систем явля-
ются стоимость передатчиков, определяющая капитальные затраты на
организацию системы, и стоимость их эксплуатации, главную часть
которой составляют расходы на электроэнергию, сравнение систем с
AM и ОМ выполним по двум характеристикам: по номинальной мощ-
ности ламп, установленных в передатчиках с AM и ОМ, и по средней
потребляемой мощности при одинаковом полезном эффекте на прием-
ной стороне. Будем считать, что одинаковый полезный эффект на сто-
роне приема получается тогда, когда отношения сигнал/помеха на
выходах приемников AM и ОМ сигналов равны. Примем, что помехой
на приемной стороне является флуктуационный шум. Тогда при полосе
приемника ОМ сигналов вдвое более узкой, чем полоса приемника AM
сигналов, одинаковое отношение сигнал/помеха на выходах приемни-
ков получится при ОМ и при AM: Ринф АМ = 2РинфОм.
Мощность сигнала, несущего информацию, при АМ на входе прием-
ника — это мощность боковых полос. При пиковой мощности Pi тах АМ
колебания с АМ мощность боковых полос Р]6 = m2PixJ2. Следовательно,
Ринф АМ = тахМл'Щ + т)2.
Мощность сигнала, несущего информацию при ОМ Ринф ом, полу-
чим, воспользовавшись (7.5). Максимальное значение огибающей
C7or max = + ^)‘> пиковая мощность передатчика при этом
р\ max ом - ибтах(н + Х? Средняя мощность передатчика
Р^и2Ътах(Н2 + Х2)^Рн + Р^
Из этих уравнений Ринфом = Р5 тахХ2 = Р, тах ОМХ2/(Н.+ X)2.
С учетом принятого ранее соотношения Ринф АМ = 2РинфОМ получим
расчетное соотношение между пиковым и мощностями сигналов с
АМ и ОМ:
Р^тахОМ = РМПахЛМ^+Х)214Х2(1+т)2. (7.10)
При т = X = 1 для излучений с ОМ это соотношение принимает вид:
Р\тахОМ ~ Pl max АМ^ (НЗЕ); (7.1 1)
Р\ max ОМ = Pl max АМ^ (R3E); (7.12)
Pl max ОМ = Р\ max АМ^б (J3E).
340
При одинаковых характеристиках радиотрактов рассмотренных сис-
тем соотношения (7.12) будут справедливы для пиковых мощностей
передатчиков.
При других условиях сопоставления пиковой мощности передатчи-
ков для различных излучений результаты будут другие. В частности,
если потребовать равенства амплитуд информационных сигналов
ибтах ом = max ам> то в (7-! 0 исчезнет четверка в знаменателе, а в
(7.12) знаменатели уменьшатся в 4 раза.
Дальнейшие рассуждения в настоящем параграфе будут относиться
к сопоставлению только передатчиков с AM и ОМ с подавленной несу-
щей. Аналогичные сопоставления передатчиков для излучений АЗЕ,
НЗЕ и R3E приведены в [17].
Из (7.12) для J3E следует, что номинальная мощность установленных
ламп в оконечном каскаде передатчика с AM должна быть больше, чем
в передатчике с ОМ, в 16 раз при наличии усилителя модулированных
колебаний на выходе передатчика с AM или в 8 раз, если в передатчике
с AM реализована анодная модуляция в последнем каскаде.
Для сравнения средних потребляемых мощностей в системах с AM и
ОМ допустим, что: передатчики этих систем выполнены с усилителем
модулированных колебаний в оконечном каскаде; главным потребите-
лем энергии (более 90 %) является анодная цепь выходного каскада;
среднее значение КПД этих цепей в передатчиках с AM и ОМ т]а ср.
Средние излучаемые мощности передатчиков с AM и ОМ при
т = Х= 1 С учетом (71°) Р1срОМ = Р\ тахОМ' РЩ>МЛ = Лт<! + =
= 6Р] „)адом- Следовательно, и средняя потребляемая мощность
РОср = будет отличаться примерно в 6 раз (8 дБ). При использо-
вании в передатчике с AM анодной или анодно-экранной модуляции
потребляемая им мощность примерно в 4,4 раза (6,4 дБ) больше, чем в
передатчике с ОМ.
Следует также учитывать, что при передаче AM сигналов по КВ
радиоканалам вследствие дисперсии фазовой характеристики послед-
них происходит расфазирование колебаний в боковых полосах. Это
приводит к искажениям переданных сигналов и заметному снижению
уровня их напряжения на выходе детектора U Потери мощности
выходного сигнала из-за этого ориентировочно оценивают в 50 %. При
передаче сигналов с ОМ все сообщение передается в одной боковой
полосе, явление расфазирования отсутствует.
Таким образом, если учесть и этот эффект, то энергетический выиг-
рыш при переходе от AM к ОМ может составить 9... 11 дБ. Эти расчеты
относятся к современным системам с ОМ с подавленной несущей, при
работе которых на выходе передатчика амплитуда сигнала с частотой
®0 (см. рис. 1.2,6 или в) составляет меньше 1 % (-40 дБ) амплитуды
сигнала в пиковой точке
341
7.4. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ СВЯЗНЫХ
И ВЕЩАТЕЛЬНЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ
И ВОЗБУДИТЕЛЕЙ С ОМ
Современные передатчики с ОМ строятся в соответствии с требова-
ниями ГОСТ [87, 88]. Эти требования регламентируют все главные
характеристики передатчиков. Например, для КВ передатчиков маги-
стральной связи регламентированы номинальные мощности (1, 5, 20,
100 кВт), диапазон рабочих частот (1,5..30 МГц), относительная неста-
бильность рабочей частоты (1...5)-10-7, номинальный уровень входного
модулирующего сигнала (0,775 В, 0 дБ), уровень нелинейных (-35 дБ по
методу двух тонов), число и ширина полосы телефонных каналов и др.
Эксплуатационные и конструктивные особенности передатчиков регла-
ментируются техническими заданиями, по которым проектируются
передатчики. Требования к вещательным передатчикам с ОМ в части
ширины полосы передаваемого сигнала и уровня нелинейных искаже-
ний ГОСТ пока не определены.
Построение структурных схем передатчиков с ОМ имеет ряд особен-
ностей по сравнению, например, с передатчиками с AM. В гл.6 показано,
что в передатчиках с AM, как правило, модуляция производится в
оконечном каскаде (анодная, анодно-экранная в ламповых и коллектор-
ная в транзисторных каскадах). В передатчиках с ОМ модулированный
сигнал формируется на рабочей частоте в возбудителе, затем усилива-
ется до необходимой мощности и подводится к антенне. Перенос опера-
ции формирования ОМ сигнала в промежуточные каскады передатчика
на более высокий уровень мощности не дает практических преиму-
ществ, встречая при этом значительные трудности. В связи с этим в
возбудителях передатчиков с ОМ всегда присутствует устройство, фор-
мирующее сигналы для желательного вида работы (НЗЕ, R3E, J3E).
В соответствии с особенностями сигнала с ОМ, который можно
рассматривать либо как два колебания (несущее и в боковой полосе),
занимающих различные частотные полосы (см. (7.5) и рис.7.2), либо как
произведение колебания изменяющейся во времени огибающей Uor(t) и
ВЧ колебания с угловой модуляцией cos[c%r + ТО)], при построении
передатчиков с ОМ можно реализовать три метода.
Первый метод заключается в том, что в возбудителе (рис.7.3,а) на
рабочей частоте формируется однополосный сигнал (7.6), соответст-
вующий желательному виду излучения, который подводится к мощному
линейному усилителю (ЛУ) с линейной амплитудной характеристикой
в пределах 0 < C7or(0 < UOTmux. Линейный усилитель содержит предвари-
тельные усилители (ПУ), мощный оконечный каскад — усилитель мо-
дулированных колебаний (ОК-УМК) и колебательную систему (КС) для
согласования оконечного каскада с антенной и подавления гармо-
ник. Наличие в ЛУ мощного оконечного каскада, электронные при-
боры которого для обеспечения линейной АХ должны работать в
342
Рис. 7.3. Структурные схемы передатчиков с ОМ
недонапряженном режиме, приводит к низкому промышленному КПД
всего передатчика при усилении сигналов с переменной амплитудой.
Однако благодаря простоте решения по этому методу построено подав-
ляющее большинство передатчиков для радиосвязи, использующих из-
лучение J3E. Поэтому в дальнейшем этот вариант передатчика с ОМ
будем называть классическим.
Второй метод — это метод раздельного излучения спектральных
составляющих [17, 29]. В возбудителе (рис.7.3,6) на рабочёй частоте
формируются на раздельных выходах колебание с несущей частотой
t7Hcosfi^z (7.5) и колебание в боковой полосе t/6(z)cos[fi^/ + Цр/ + Ф(0].
Колебание несущей с постоянной амплитудой эффективно усиливается
в предварительных усилителях (ПУН), затем в оконечном усилителе и
через колебательную систему подводится к антенне Аг Колебания в
боковой полосе с переменной амплитудой усиливаются линейным уси-
лителем, состоящим из предварительных усилителей (ПУБ), оконечно-
го усилителя (ОК-УМК), колебательной системы (КС) и подводятся к
антенне А2.
Антенны А{ и А2 должны иметь одинаковые параметры, но быть
разнесены в пространстве, чтобы исключить перекрестную модуляцию
343
и обусловленные ею искажения, а значит, взаимовлияние через антен-
ные цепи оконечных каскадов передатчиков несущей и боковой.
Таким образом, в этом варианте передающий комплекс с ОМ должен
состоять из одного возбудителя и двух передатчиков со своими антен-
нами. Такой комплекс рассматривается как одно из решений для радио-
вещания с ОМ на больших мощностях. Решая вопрос целесообразности,
необходимо учитывать, с одной стороны, сложность и громоздкость
комплекса, использование двух антенн, с другой стороны, возможность
обеспечить высокий промышленный КПД, приемлемый уровень иска-
жений и незначительное излучение нежелательной боковой полосы.
Сущность третьего метода раздельного усиления составляющих сиг-
нала с ОМ (7.6), или метода Кана [17, 28, 29] заключается в том, что в
возбудителе (рис. 7.3,в) формируется однополосный сигнал, соответст-
вующий нужному типу излучения, затем составляющие сигнала — оги-
бающая Uor(t) и ВЧ колебание с угловой модуляцией разделяются и
подводятся к разным выходам. Колебание с угловой модуляцией и
постоянной амплитудой tfcos[a>Hz + усиливается в предваритель-
ных усилителях и подводятся к ВЧ входу оконечного каскада — пере-
множителя. Колебание огибающей усиливается в мощном усилителе
постоянного тока (МУО) и подводится к второму входу перемножителя.
При реализации в ОК линейной операции перемножения в выходной
цепи восстанавливается усиленный ОМ сигнал и через колебательную
систему подводится к антенне.
Нелинейность операции перемножения, т. е. несоблюдение пропор-
циональности амплитуд между выходным сигналом и сигналом на
любом из входов при неизменной амплитуде сигнала на другом входе,
приводит к неточному восстановлению сигнала с ОМ, т. е. к нелиней-
ным искажениям.
В современных передатчиках в качестве мощных линейных перемно-
жителей используются каскады с анодной, анодно-экранной или кол-
лекторной модуляцией. Действительно, при этих видах'модуляции на
ВЧ входе каскада модуляции имеет место сигнал Ucosa^t, а к другому
входу — аноду или коллектору — подводится, например, Ет( 1 + mcosQi).
В результате на анодной нагрузке выделяется амплитудно-модулиро-
ванный сигнал J7T(1 + wcosQ/)cosco^z,пропорциональный произведению
исходных сигналов.
При использовании амплитудных модуляторов в передатчиках с ОМ
для снижения нелинейных искажений реализуются все известные для
передатчиков с AM меры улучшения линейности модуляционной харак-
теристики (см. § 6.5 — 6.7).
Рассмотрим несколько детальнее структурные схемы передатчиков,
реализующих три описанных выше метода.
344
Рис. 7.4. Структурная схема типового передатчика с ОМ
На рис. 7.4 приведена структурная схема классического передатчик^
с ОМ. Как было отмечено ранее, она состоит из двух частей: возбудителя
и линейного усилителя.
В состав возбудителя входят: устройство предварительной обработ-
ки передаваемого сигнала (ПОС), однополосный модулятор (ОМ), син-
тезатор частот (СЧ), тракт переноса ОМ сигнала к рабочей частоте
(ТП), выходной усилитель с автоматической регулировкой усиления. С
выхода усилителя сформированный на рабочей частоте/н ОМ сигнал
подается на вход линейного усилителя.
Тракт ВЧ ЛУ содержит обычно несколько предварительных, обычно
широкополосных усилителей, оконечный мощный усилитель, колеба-
тельную систему для подавления гармоник, попадающих в диапазон
передатчика, и, наконец, так называемый телевизионный фильтр, по-
давляющий все излучения передатчика с частотами выше 30 МГц.
В составе ЛУ имеются также блок питания (БП), система охлаждения
(СО) и блок управления (БУ). В передатчиках старых систем управление
(смена рабочих частот, изменение режимов, включение, выключение и
др.) либо полностью ручное, либо полуавтоматическое с предваритель-
но фиксированными режимами. В современных связных передатчиках
управление, контроль режимов и диагностика осуществляются с помо-
щью процессорной системы, получающей команды и передающей их в
исполнительные устройства.
На приведенной схеме в качестве источника колебаний поднесущих
частот/1(/4 изображен синтезатор частот, на выходах которого получа-
ются сигналы с необходимыми постоянными поднесущими частотами
(например,/j) и на одном выходе — сигнал с частотой, которая может
по желанию выбираться из сетки частот в определенном диапазоне.
Именно с помощью этой частоты и устанавливается рабочая частота
сигналов на выходе передатчика. Синтезаторы современных однопо-
лосных передатчиков (см. гл. 4) — это сложные высокочастотные уст-
ройства, обеспечивающие получение постоянных и переменных
поднесущих частоте очень малой нестабильностью (110~7...1-109).
345
В маломощных передатчиках или в передатчиках старых выпусков
можно встретить вместо синтезатора частот два-три независимых гене-
ратора, из которых один-два работают на неизменных частотах, частота
же последнего с помощью перестраиваемого контура либо сменой квар-
цевых резонаторов может меняться в необходимых пределах.
В зависимости от выходной мощности передатчика ЛУ может состо-
ять из двух-трех усилительных каскадов. Для упрощения настройки
передатчика первые один-два каскада выполняются в виде широкопо-
лосных ненастраиваемых усилителей. Последние одии-два каскада
мощных передатчиков обычно представляют собой резонансные усили-
тели. В передатчиках средней и малой мощности (Р{ < 1...5 кВт)
последний каскад также выполняется в виде широкополосного усилите-
ля на лампах или транзисторах (см. гл. 3).
Колебательная система выходного каскада служит для подавления
излучения на гармониках, а также для согласования сопротивлений. В
современных однополосных передатчиках колебательная система вы-
полняется обычно в виде одного или двух связанных П-образных кон-
туров (см. § 3.5). На выходе одного П-образного контура или между
первым и вторым контуром обычно включается переменный элемент
связи для получения оптимальной загрузки передатчика. Применяемая
в настоящее время однотактнал схема УМК существенно проще при
выполнении, чем двухтактная. Однако в связи с использованием одно-
тактных схем возникла известная трудность согласования их с симмет-
ричными КВ антеннами. Для передатчиков мощностью 20... 100 кВт
разработаны симметрирующие трансформаторы с ферритовыми сер-
дечниками. При мощности более 100 кВт применяют симметрирующие
трансформаторы без сердечников. Передатчики же старых типов мощ-
ностью свыше 50 кВт часто имеют двухтактную схему выходного
каскада.
Элементная база современных возбудителей — транзисторы и мик-
росхемы. В предварительных каскадах ЛУ используются транзисторы,
чаще полевые, для получения возможно более низких уровней нелиней-
ных искажений. В оконечных каскадах ЛУ малой и средней мощностей
(до 5 кВт) применяются тетроды и транзисторы в зависимости от назна-
чения передатчика. В ОК ЛУ большой мощности (свыше 10 кВт) исполь-
зуются, как правило, тетроды с высоким КР.
7.5. ОСОБЕННОСТИ ВЕЩАТЕЛЬНЫХ
ОДНОПОЛОСНЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ
ДЛЯ ИЗЛУЧЕНИЙ НЭЕ И R3E
Современные КВ вещательные передатчики используются для веща-
ния на удаленные территории (несколько тысяч километров) и поэтому
имеют значительные мощности (200... 1000 кВт). Чтобы сократить по-
требление электроэнергии и тем самым затраты на нее (эти затраты за
346
год эксплуатации, например, 1000-киловаттного передатчика составля-
ют около 75 % его стоимости), разработчики мощных передатчиков
стремятся, с одной стороны, увеличить мощность информационного
сигнала по отношению к полной мощности излучаемого ВЧ сигнала
(переход от излучения АЗЕ к НЗЕ, R3E), с другой же стороны, по
возможности увеличить промышленный КПД передатчиков.
Основной энергетический показатель передатчика — это отноше-
ние полезной ВЧ мощности на выходе передатчика к мощности, потреб-
ляемой передатчиком из сети: г]пром = ^вч^потр- Поскольку около 90 %
всей мощности потребляется анодной цепью выходного каскада, то
часто вместо ЛПром ПРИ оценках эффективности используются КПД
анодной цепи оконечного каскада т]а = PXIPQ.
Для ОК классического передатчика КПД анодной цепи [см. (2.35а)]
Па = 0.5 g^ = Патах^о/^ог,^ * Па™/# + *)/(# + 1). Графики, рассчи-
танные по более точной формуле, приведены на рис. 7.5 (кривые 1 и 2).
Средний КПД каскада за период модуляции при т}атах = 0,7 и глубине
модуляции в пределах 0,3 <т <0,5 в режиме НЗЕ составляет 0,35...0,45,
в режиме R3E — 0,26...0,38. Промышленный КПД передатчика будет
примерно на 10 % ниже.
Таким образом, ЛУ с одним ВЧ трактом, каскады которого работа-
ют в недонапряженном режиме, при усилении сигнала, содержащего две
составляющие — несущую с постоянной амплитудой и колебание с
переменной амплитудой в боковой полосе, имеет низкую эффектив-
ность.
Передатчик с раздельным усилением спектральных составляющих
(РУСС) сигнала. Если сделать передатчик с двумя независимыми усили-
телями (один — для несущей с постоянной амплитудой с возможно
высоким КПД, не ограниченным требованиями допустимого уровня
нелинейных искажений, второй — для сигнала в боковой полосе, т. е.
ЛУ с приемлемыми характеристиками), то общий КПД такого ком-
плексного передатчика будет тем выше, чем больше относительная
мощность несущей.
Действительно, если мощность и КПД усилителей несущей и колеба-
ния в боковой полосе соответственно равны Рн, т]н и Р&ти>Х2, то
суммарная ВЧ мощность Рвч = Ри + Р6тахХ2, а суммарная потребляемая
анодными цепями ОК мощность
Л) сум = Л/Пн + тах^/Щтах^'
Общий КПД комплекса при усилении сигналов (7.5) можно вычис-
лить из выражения
Побш = ЛзЧ^Осум = ПнЧбшахХ#2 + + ^П„)-
347
Рис. 7.5. Зависимости т]общ от X для
различных передатчиков и излучений
Графики для Побщ при пн = 0,8
и Лбиал ~ 0>? приведены на рис.
7.5 (кривые 3 и 4). Они показыва-
ют, что средний КПД комплекса
Побщ ПРИ х ~ Хср на 20-25 %
выше КПД классического пере-
датчика с ОМ. Следовательно,
Попам может достигать 55...65 %,
т. е. тех же значений, что и у пере-
датчиков для AM с анодной мо-
дуляцией. Правда, КПД такого
комплекса существенно снижа-
ется при понижении уровня несу-
щей (кривая 4), т. е. когда
колебание (7.5) по своим характеристикам приближается к колебанию
с подавленной несущей. В этом случае влияние тракта несущей на КПД
постепенно исчезает.
Передающий комплекс с РУСС для ОМ сигналов содержит специаль-
ный возбудитель с двумя выходами, два мощных усилителя и использует
две разнесенные антенны. Специальный возбудитель отличается от ти-
пового возбудителя с ОМ (см. рис. 7.4) наличием еще одного выхода для
немодулированного сигнала несущей (рис. 7.6). К трактам переноса
подводятся параллельно одни и те же частоты /2,/3 и /4 Но если к ТПБ
подается модулированный сигнал U6(t) с подавленной поднесущей час-
тотой /j, то на тот же вход ТПН подается немодулированное колебание
с частотой вследствие чего на выходе усилителя Ус2 оказывается
колебание несущей частоты/н, на выходе yct это колебание отсутствует.
Полученные от возбудителя колебания uH(z) и иб(0 подаются на входы
соответствующих усилителей передатчиков.
Передатчик для колебаний несущей обычно содержит несколько
предварительных каскадов (на транзисторах и лампах), оконечный кас-
кад и колебательную систему. Этот передатчик может иметь весьма
высокий КПД (т|Пром ~ 75...80 %), если в предоконечном и оконечном
Рис. 7.6. Структурная схема возбудителя для передатчика с РУСС
348
каскадах использовать современные тетроды с высоким усилением по
мощности (Кр > 40...60), установить для них слабоперенапряженный
режим (£ > (1,05...1,1)^ и сделать угол отсечки анодного тока равным
65...750.
Передатчик для колебаний в боковой полосе должен содержать те же
узлы и иметь те же характеристики, что и типовой классический пере-
датчик с ОМ.
К достоинствам вещательного комплекса с РУСС следует отнести:
высокий КПД, который приближается при передаче сигналов с НЗЕ к
КПД АМ передатчиков с анодной модуляцией, возможность получения
высоких качественных показателей (малый КНИ, низкий уровень неже-
лательной боковой полосы).
Что же касается недостатков комплекса, то их тоже по крайней мере
два: техническая сложность комплекса из-за двойного количества кас-
кадов, колебательных систем, телевизионных фильтров, усложненной
системы управления; необходимость установки двух антенн с одинако-
выми характеристиками и слабой взаимной связью.
Передатчик с раздельным усилением составляющих ОМ сигнала.
Передатчик, построенный по методу Кана, отличается от передатчика
с РУСС тем, что сформированный в ОМ сигнал (7.6) разделяется на две
составляющие: колебание огибающей Uor(t) и ВЧ колебание с угловой
модуляцией t7cos[o^z + Ч^(г)], где U — некоторая постоянная амплитуда.
Эти составляющие порознь усиливаются в трактах ВЧ и огибающей и
подводятся к входам перемножителя, на выходе которого получается
восстановленный и усиленный ОМ сигнал.
Структурная схема передатчика (рис.7.7) состоит из возбудителя 1 с
двумя выводами для ВЧ сигнала и сигнала огибающей, двух трактов для
усиления этих сигналов и перемножителя. В тракте ВЧ сигнала имеются:
предварительные широкополосные усилители 2, 3, неперестраиваемые
во всем рабочем диапазоне частот передатчика; мощный перемножи-
Рис. 7.7. Структурная схема передатчика с раздельным усилением составляющих
349
тель 4, 5 для усиления и восстановления ОМ сигнала; колебательная
система 6, перестраиваемая в пределах рабочего диапазона, и, наконец,
телевизионный фильтр 7, подавляющий все излучения передатчика на
частотах выше вещательного диапазона. В качестве перемножителя
используются каскады с анодной, диодно-экранной модуляторами. В
транзисторных передатчиках для этой цели используются каскады с
коллекторной (или стоковой) модуляцией. Перемножитель на рис. 7.7
изображен для случая анодной или коллекторной модуляции, поскольку
в обоих случаях наряду с глубокой модуляцией во втором каскаде реа-
лизуется синфазная амплитудная модуляция в первом (предоконечном)
каскаде.
Соображения по выбору электронных приборов для каскадов ВЧ
тракта и целесообразных режимов изложены в § 6.3 — 6.7.
Тракт огибающей содержит: согласующий уровни усилитель 8, им-
пульсный модулятор 9, на ВЧ вход которого подается от синтезатора
колебание с тактовой частотой fT, усилитель импульсных сигналов 10 и
12 на НЧ фильтры 11 и 13, пропускающие усиленные сигналы огибаю-
щей (Ea(t) = KyUor(t)) и подавляющие колебания с частотой /г и ее
гармониками. Совокупность каскадов модулятора, усилителей и фильт-
ров по существу является мощным усилителем огибающей (МУО).
Структурная схема возбудителя для передатчика с раздельным уси-
лением (рис. 7.8) отличается от возбудителя классического передатчика
(см. рис. 7.4) тем, что здесь из сформированного в модуляторе (ОМ)
сигнала с ОМ (для излучений НЗЕ, R3E, J3E) с помощью линейного
диодного амплитудного детектора (Д) и амплитудного ограничителя
(АО) формируются: сигнал огибающей Uor(t) и ВЧ сигнал с угловой
модуляцией. Сигнал Uor(t) усиливается усилителем Ус{ и подается в
тракт огибающей передатчика. Сигнал с угловой модуляцией с несущей
частотой/j транспонируется в тракте переноса (ТП) в рабочую частоту,
усиливается в Усг и подводится к тракту ВЧ передатчика.
Рис. 7.8. Структурная схема возбудителя для передатчика с раздельным усилением
составляющих
350
Для точного восстановления на выходе передатчика усиленного сиг-
нала с ОМ должны выполняться ряд условий.
1. Тракт огибающей от точки М до входа перемножителя должен
быть линейным, т. е. £a(z) = KyUOT(t), где Ку = const.
2. Тракты ВЧ и огибающей возбудителя и передатчика должны иметь
равномерные АЧХ в пределах/н±(3...5)£в для трактаВЧ и О...(3...5)£в для
тракта огибающей, где FB — верхняя частота модулирующего сигнала.
3. Время прохождения сигналов ВЧ и огибающей от точки М до
соответствующих входов перемножителя должно быть одинаковым.
4. При выборе схем и режимов ЭП в амплитудном ограничителе и в
каскадах перемножителя следует минимизировать индекс паразитной
ФМ, возникающей в этих каскадах из-за АФК.
Необходимость выполнения условий 1 и 2 объясняется тем, что для
неискаженного восстановления ОМ сигнала на выходе линейного пере-
множителя к его входам нужно подвести по возможности неискаженные
(по амплитуде и спектральноу составу) сигналы огибающей и ВЧ с
угловой модуляцией. Спектры этих сигналов хотя и занимают теорети-
чески бесконечно широкие полосы частот, но основная часть их мощ-
ности сосредоточена в довольно узкой полосе, в пределах трех — пяти
гармоник верхней модулирующей частоты FB.
Условие 3, требующее равенства времени задержки в трактах ВЧ и
огибающей (т3 вч = т3 ог), означает, что на входы перемножителя должны
подводиться составляющие ОМ сигнала, относящиеся к одному мо-
менту. Запаздывание одной из составляющих приводит к специфичес-
ким нелинейным искажениям, уровень которых увеличивается с ростом
модулирующей частоты. Допустимый уровень искажений -(30...36 дБ)
получается, если Дт3 = |т3 вч -т3 ог| не превышает 10...5 мкс. Время задерж-
ки, тзВЧ определяется числом и полосой пропускания колебательных
систем (контуров, фильтров) в этом тракте. Время задержки в тракте
огибаюшей т3 ог складывается из постоянной времени нагрузки детекто-
ра Д (см. рис. 7.8), а также задержки в импульсном модуляторе, усили-
телях и фильтрах НЧ (см. рис. 7.7).
В реальных передатчиках т30г оказывается всегда заметно больше
тзВЧ, и поэтому для выравнивания задержек в тракт с меньшей задерж-
кой, т. е. в тракт ВЧ (см. рис. 7.8), включают линию задержки (ЛЗ). Для
простоты реализации ЛЗ местом ее включения выбирают ту часть трак-
та, где задерживаемый сигнал имеет наиболее узкую полосу и постоян-
ную несущую частоту.
Энергетическая эффективность передатчиков с раздельным усилени-
ем составляющих ОМ сигнала определяется в основном КПД двух
наиболее мощных каскадов 5 и 12 (см. рис. 7.7). Действительно, если ОК
отдает ВЧ мощность при КПД анодной цепи г]а вч, то потребляемая
351
от Ус2 мощность анодного питания Ро = /УЛа вч- В отличие от передат-
чиков с анодной модуляцией, где часть потребляемой мощности посту-
пает не от МУНЧ, а непосредственно от анодного выпрямителя через
модуляционный дроссель (см. рис. 6.23,в), в рассматриваемом передат-
чике вся мощность Ро вырабатывается усилителем 12. При КПД этого
усилителя Лмуо потребляемая им мощность от блока питания БП (см.
рис. 7.7) Рмуо = Р0/г1муо- Общий КПД двух каскадов (5 и 12)
Чобщ ~ Л^МУО ~ Ча ВчЧмУО-
Таким образом, высокий т]^ и> следовательно, лпром можно полу-
чить в том случае, если усилители 5 и МУО будут работать с высоким
КПД. В §6.3, а также в [19] показано, что при использовании в
каскаде: 5 мощных ламп с номинальным напряжением анодного пита-
ния Е.л ном « 12... 15 кВт и при выборе угла отсечки анодного тока
0 « 65...75° КПД каскада может достигать 0,82...0,87.
Что касается МУО, то высокий КПД этого устройства можно полу-
чить только в том случае, если пульсирующий сигнал огибающей пре-
образовать в последовательность импульсных сигналов с постоянной
амплитудой, усилить их в усилителе с ключевым режимом и затем
выполнить обратное преобразование. На рис. 6.35,6 приведена схема
одного из вариантов такого устройства. На ней показаны: широтно-им-
пульсный модулятор (ШИМ), ключевой усилитель на тетроде и фильтр
НЧ в качестве обратного преобразователя. Эти элементы соответству-
ют элементам 9, 12 и 13 на рис. 7.7; КПД таких устройств можно
получить в пределах т|муо = 0,85...0,92.
Более перспективное решение для МУО, позволяющее получить
предельно высокий т|муо’ приведено в виде структурной схемы на
рис. 6.36,а. Здесь сигнал огибающей квантуется по N уровням, затем
сигналы каждого уровня независимо превращаются в сигналы ШИМ и
раздельно используются для коммутации N источников питания. Пос-
ледовательная цепочка диодов служит для сложения напряжений вклю-
ченных в данный момент источников. В зависимости от мгновенного
значения огибающей в течение каждого периода тактовой частоты
оказываются включенными и последовательно соединенными п источ-
ников (0 < п < N). При этом выходное напряжение будет равно пЕ0, где
Ео — напряжение одного источника. На рис. 6.36,6 показана эпюра
выходного напряжения на входе фильтра при отсутствии ШИМ в уп-
равляющих ключами сигналах. Применение ШИМ в управляющих сиг-
налах сглаживает скачки напряжения, резко снижая искажения из-за
квантования. Результаты разработки таких устройств фирмой Brown
Boveri (Швейцария) показывают, что при применении в них современ-
352
ных полупроводниковых приборов КПД устройств получается в преде-
лах Лмуо ю 0,90...0,97 в зависимости от тактовой частоты [19, 27, 33].
Вернемся к энергетическим показателям передатчика с раздельным
усилением. С учетом приведенных значений т]а вч и Лмуо общий КПД
по анодной цепи для мощных каскадов составляет т]^ = 0,70...0,85.
Величина этого КПД постоянна при различных X(t) и не зависит от
характера передаваемого сигнала (НЗЕ, R3E и J3E). Нарис. 7.5 приведен
график т]общ для йередатчика со средними показателями (кривая 5).
Коэффициент т]общ оказывается наиболее высоким для передатчиков с
раздельным усилением. Промышленный КПД таких передатчиков
Ппром = 0,9 Лобщ = 0,63...0,75.
Кроме значительного преимущества по КПД следует отметить еще
некоторые достоинства передатчиков с раздельным усилением:
универсальность передатчика—при наличии соответствующего воз-
будителя передатчик при неизменных КПД и максимальной мощности
Р, 1пах может работать при излучениях всех видов, для которых вы-
ходной сигнал может быть представлен в виде (7.5), т. е. АЗЕ, НЗЕ, R3E
и J3E. Переход с одного вида излучения на другой производится в
возбудителе;
требуется только одна антенна (в отличие от передатчика с РУСС),
что способствует легкой замене этими передатчиками устаревших пере-
датчиков с амплитудной модуляцией, работающих в диапазонах ДВ, СВ
и КВ.
При переводе современных передатчиков с анодной модуляцией на
работу с ОМ, по-видимому, наиболее целесообразна реализация метода
с раздельным усилением.
7.6. ТРЕБОВАНИЯ К ПАРАМЕТРАМ
ОДНОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ
Требования к параметрам однополосных сигналов, используемых в
различных системах радиосвязи и радиовещания, рекомендованы
МККР для того, чтобы системы различных стран были совместимы [78].
В соответствии с этими рекомендациями предложены для использова-
ния каналы двух типов: канал для телефонии шириной 2750 Гц, про-
пускающий полосу частот 250...3000 Гц (рис. 7.9,а), и канал для вещания
или передачи одновременно двух телефонных сигналов шириной
5900 Гц, пропускающий полосу частот 100...6000 Гц (рис. 7.9,6). В неко-
торых зарубежных вещательных передатчиках полоса частот передава-
емого сигнала еще уже и составляет 4900 Гц (100...5000 Гц), поскольку
подавляющее число вещательных приемников имеет еще более узкую
полосу пропускания.
353
В отечественных передатчиках и приемниках предусматривается
также третий тип канала для связи с корреспондентами внутри страны.
По ширине полосы пропускания этот канал аналогичен каналу тональ-
ной частоты (ТЧ) 300...3400 Гц (рис. 7.9,в).
Размещение полос таких каналов в спектре высокочастотного сигна-
ла на выходе передатчиков с ОМ показано на рис. 7.9, г-е. Общее число
телефонных каналов с полосой 2750 Гц, работающих через один пере-
датчик, может достигать четырех в передатчиках большой мощности
(выше 20 кВт). Наибольшее число каналов с полосами 3100 и 5900 Гц не
превосходит двух. При этом два канала с полосами 5900 Гц (рис. 7.9,д)
были реализованы в передатчиках для подачи вещательных программ
для радиоузлов или других вещательных радиостанций. В современных
мощных передатчиках используется два - четыре канала. В передатчи-
ках средней мощности (1 ...5 кВт) число каналов не более двух. Передат-
чики малой мощности (менее 300 Вт) работают по одному каналу(ВБ).
В двухканальных системах каналы обозначаются буквами А (ниж-
ний по частоте канал) и В (верхний по частоте канал). В четырехканаль-
ной системе к буквенным обозначениям добавляют цифровые индексы
1 для внутренних и 2 для внешних каналов.
Интервалы между полосами каналов вблизи номинальной рабочей
частоты /0 составляют 500 Гц для систем рис. 7.9,г и д и 600 Гц для
системы рис. 7.9,е. Интервалы между внутренними и внешними канала-
ми в четырехканальной системе (рис. 7.9,г) равны 250 Гц. Такие малые
f, г<ц
6000
0250
О 300 3400
f о-3400 60 бц+3400
Г,ГЦ
Рис. 7.9. Размещение полос в передатчиках с ОМ
354
интервалы, отделяющие полосы каналов друг от друга (защитные ин-
тервалы), приводят к заметным трудностям построения канальных
фильтров с большой крутизной скатов характеристики затухания. На-
пример, если потребовать, чтобы затухание сигналов канала В{ в полосе
канала В2 (см. рис. 7.9,г) составляло 60 дБ, то крутизна ската фильтра
канала В2 должна быть не менее 5ср = 60/250 = 0,24 дБ/Гц.
В требованиях к сигналам с ОМ также обычно оговаривается отно-
сительный уровень колебания с несущей частотой (другие названия:
остаток несущей, пилот-сигнал). Для излучения J3E этот остаток должен
иметь уровень не более -40 дБ от максимального напряжения на выходе
передатчика. Предусматривается возможность установки других значе-
ний (5 %, 10 % и др.). Для сигналов с ОМ излучений НЗЕ и R3E
установлены определенные уровни колебания несущей (см. § 7.2).
7.7. МЕТОДЫ ПОЛУЧЕНИЯ КОЛЕБАНИЙ
С ОДНОПОЛОСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
В § 7.1 упоминался один метод формирования сигналов с ОМ, кото-
рый заключается в использовании для этой цели амплитудного модуля-
тора и полосового фильтра. В дальнейшем метод стали называть
фильтровым. Долгое время этот метод казался несовершенным, по-
скольку требовал для своего осуществления высококачественных, а зна-
чит дорогих и сложных полосовых фильтров. Поэтому в разное время
было предложено много других методов, которые реализуются без
таких фильтров. Среди них наибольшую известность получили фазораз-
ностный метод, фазофильтровой метод Уивера, синтетический метод
Верзунова.
Тщательный анализ фазоразностного и фазофильтрового методов
показал, что поскольку эти методы основаны на компенсации нежела-
тельных продуктов модуляции (несущей, второй боковой), невозможно
получить высокие и устойчивые по времени показатели модуляторов,
построенных по этим методам. Что касается синтетического метода
Верзунова то по сути дела — это метод переноса каким-то образом уже
сформированного однополосного сигнала на другую несущую частоту.
В 40 — 50-х годах были достигнуты крупные успехи в разработке
высококачественных полосовых ВЧ фильтров, использующих в качест-
ве резонаторов кварцевые и стальные резонаторы. По этим причинам
фильтровой метод формирования сигналов с ОМ стал преобладающим
и в настоящее время широко используется в многоканальных устройст-
вах. В последнее время разработаны и стали внедряться однополосные
модуляторы, использующие цифровую обработку аналоговых сигна-
лов. Поэтому ниже рассматриваются принципы осуществления и осо-
бенности реализации только для фильтрового и одного варианта
цифрового метода получения колебаний с ОМ.
355
Принципиальная основа фильтрового метода заключается в том, что
предварительно получается колебание с АМ, а затем с помощью поло-
сового фильтра выделяется колебание в желательной боковой полосе и
подавляются колебания несущей и в другой боковой. На рис. 7.10 при-
ведены структурная схема однополосного модулятора, состоящая из
балансного модулятора и полосового фильтра, и диаграммы спектров
сигналов в различных точках этой схемы. Если на входы балансного
модулятора подать модулирующее колебание Un с частотой Q = 2nF и
колебание Ua с несущей частотой ®0 = 2nf0, то спектр колебания на
выходе модулятора будет состоять из двух боковых полос и сильно
подавленной несущей (рис. 7.10,в).
Полоса пропускания полосового фильтра выбирается так, чтобы
пропускались составляющие только верхней (f0 + F\...f0 + F2) или только
нижней (fQ - Гр.То - F2) боковых полос. Спектры колебаний на выходе
модулятора для этих случаев показаны на рис.7.10, г, д.
Основные качественные показатели модуляторов, построенных с
применением фильтрового метода, обусловлены входящими в них эле-
ментами: нелинейность амплитудной характеристики — балансными
модуляторами и их числом, подавление нежелательных сигналов —
полосовыми фильтрами.
Рассмотрим вопрос о нелинейности АХ. В модуляторах, собранных
по схемам рис.7.11, используются трансформаторы НЧ (Тр(), трансфор-
маторы ВЧ (7р2) и диоды с возможно малым напряжением отсечки тока.
Иногда для построения модуляторов используют биполярные или поле-
вые транзисторы, варикапы и стабилитроны с дополнительным смеще-
нием.
Анализ работы простейшего модулятора можно выполнить, вос-
пользовавшись эквивалентной схемой (рис. 7.12,а), если предваритель-
но пересчитать параметры
источника НЧ напряжения Un и
Rr, а также нагрузки RH в контур,
где включены диод и источник ВЧ
напряжения и течет ток i'H. При
этом следует учесть, что к диоду
приложено напряжение и 'а +
+ иа = л, UqCosQi + L/gCosco? и что
этот диод можно заменить клю-
чом с сопротивлением Rn, кото-
рый открыт при вдо [4].
Спектр тока г'н в области частот
0 ^/< 1,5/0 показан на рис. 7.11 ,а.
Он содержит постоянную компо-
Рис. 7.10. Структурная схема однопо-
лосного фильтрового модулятора
и эпюры сигналов
356
u_________ш г
0F
J________I. I t
0 F f0~F f0+F
F0~F itfF
Рис. 7.11. Балансные модуляторы и эпюры спектров выходного сигнала
ненту (которая отсутствует в нагрузке RH реального модулятора из-за
наличия трансформатора 7р2), компоненты с частотами исходных коле-
баний Г и/0, компоненты модуляции I(f0 ± F) с частотами/0 + FufQ - F,
гармоники частоты /0, а также компоненты, не показанные на рис.
7.11 ,а, с комбинационными частотами вида mf0 ± nF, где т = 1, 2,... и
п — 1,2,...
Ток i'H имеет форму усеченных косинусоидальных импульсов (рис.
7.12,6). Угол отсечки этого тока 0 = arccos (п((7псо8П//^70) зависит,
строго говоря, от обоих напряжений: Un и (70. Чтобы обеспечить линей-
ность модуляционной характеристики I(f0±F) =J(UCl) этого модулятора,
необходимо сделать цепь тока f н квазилинейной, т. е. добиться незави-
симости работы ключа К от величины модулирующего напряжения
Рис. 7.12. Эквивалентная схема диода в БМ н эпюра токов
357
Un. Этого можно достичь, если угол отсечки 0 не будет зависеть от i/n,
т. е. если выполняется условие Uo» п} Un [14].
Анализ работы более сложных модуляторов проводится как бы в два
этапа: сначала так же, как и для простейшего, определяют токи через
диоды, а затем находят результирующий ток в нагрузке.
В модуляторе рис. 7.11,6 вследствие симметричности схемы относи-
тельно источника колебаний несущей частоты в спектре выходного
сигнала компонента с несущей частотой обычно сильно подавлена. Эта
схема достаточно практична, так как возможная точность симметрии,
от которой зависит степень подавления компоненты с несущей частотой
/0, определяется лишь точностью подбора диодов в мостике. Примене-
ние диодных сборок или согласованных пар биполярных или полевых
транзисторов обеспечивает подавление несущей на 35...45 дБ. Широкое
распространение получили балансные модуляторы, собранные по схеме
рис. 7.11 ,в. Основным их достоинством наряду с меньшим числом неже-
лательных спектральных компонент тока i'H является на 2...3 дБ меньшее
затухание Ь = 20 \g(U^UH(f0 ± F), чем в модуляторе по схеме рис. 7.11,6.
Объясняется это тем, что балансный модулятор состоит как бы из двух
симметричных модуляторов, работающих в двухтактном режиме.
Для подавления несущей и нежелательной боковой в однополосном
модуляторе (см. рис. 7.10,а) служит полосовой фильтр. Этот фильтр
должен иметь малую неравномерность затухания в полосе прозрачнос-
ти и очень крутые скаты, поскольку частотный интервал между ближай-
шими краями боковых, равный 2 FH, где FH — нижняя модулирующая
частота, очень мал по сравнению с несущей частотой. Из теории фильт-
ров известно, что для реализации таких фильтров требуется высокая
добротность контуров, из которых образуется фильтр. Для получения
необходимого подавления несущей и нежелательной боковой полосы
используются часто трех-четырехзвенные фильтры из звеньев типа т.
Оценим необходимую добротность резонаторов для фильтра на при-
мере П=образного звена, показанного на рис. 7.13. Пусть частота /ю]
соответствует частоте/0, а частоты/ср1 и/ср2 — границам полосы канала
Bt. Из теории фильтров известно, что для получения малой неравномер-
ности затухания в полосе пропускания и большого затухания в полосе
задержания необходимо, чтобы контуры, настроенные на частоты/0
и fw (L2C2 и L3C3), имели в полосе пропускания чисто реактивное
сопротивление. Это означает, что половина полосы пропускания этих
контуров должна быть меньше интервалов/щ.../ср2 или/ср1.../0, т. е.
4^= (/ср 1_/о)- Здесь /—коэффициент запаса, зависящий от необходимого
затухания в полосе задержания фильтра и от величины m(l > 3...5). Если
теперь учесть, что для лучшей равномерности затухания в полосе
пропускания принимают т - 0,4...0,6, при которых параметр полосы
358
Рис. 7.13. Звено полосового фильтра и его АЧХ
ф("0 = </ср1 "ЛЖр -/cpl) « 0,15 и что добротность контуров Q = fllisf,
то после простых преобразований можно получить приблизительную
формулу Q «
Расчет по этой формуле для <р(/и) = 0,15, ДГ=3100Гци/ = 5 показы-
вает, что необходимые добротности контуров фильтра для частот^,
равных, например, 20, 100 и 500 кГц, соответственно приблизительно
равны 200, 1000 и 5000. Резонансные контуры, выполненные на катуш-
ках с ферритовыми сердечниками, имеют добротность не выше
200...300. Поэтому при использовании фильтров с такими контурами
первую несущую частоту/0 можно брать не выше 25 кГц.
В современных модуляторах применяются фильтры с кварцевыми
или стальными резонаторами. При добротно‘стй кварцевых резонато-
ров около 10...20 тыс. и выше можно создавать двух-трехзвенные высо-
кокачественные фильтры для частот 5... 10 МГц и даже выше. Однако до
сих пор широко распространены кварцевые фильтры для частот
100... 150 кГц, так как именно для этих частот возможно изготовление
дешевых резонаторов с малым ТКЧ.
В последние годы были разработаны так называемые интегральные
кварцевые фильтры, выполненные на одном кристалле, благодаря
чему удалось, пока в опытном порядке, резко снизить температурные
нестабильности и создать высококачественные фильтры для частот до
10... 15 МГц.
В передатчиках низовой телефонной связи с допустимой неравно-
мерностью АЧХ 3...6 дБ широко применяют электромеханические
фильтры, резонаторы которых выполнены в виде дисков из специаль-
359
ной легированной стали, имеют добротность до 5000 и сравнительно
низкий ТКЧ. Канальные фильтры, содержащие от 7 до 13 таких резона-
торов, выполняют для частот до 500 кГц.
Таким образом, первая поднесущая частота/0 может выбираться в
пределах 100...500 кГц и для транспонирования передаваемого сигнала
в рабочий диапазон частот необходимо использовать еще одно — три
преобразования. Этой цели служит тракт переноса ТП (рис. 7.14), со-
стоящий из нескольких балансных модуляторов (БМ), усилителей для
поддержания необходимых уровней сигналов на входах БМ (на схеме
усилители не показаны) и фильтров.
Для того чтобы выходной сигнал с частотой /н оказался в рабочем
диапазоне частот передатчика и при этом не требовались в ТП перестра-
иваемые фильтры, реализуется обычно следующий метод. Сформиро-
ванный в однополосном модуляторе ОМ сигнал с несущей частотой/, с
помощью последующих одного-двух преобразований переносится на
частоту значительно более высокую, чем верхняя частота рабочего диа-
пазона. Затем с помощью последнего преобразователя сигнал с ОМ
переносится непосредственно в рабочий диапазон. На рис. 7.14 для
иллюстрации и поэтому без соблюдения масштаба показаны ориенти-
ровочные значения частот в разных точках ТП применительно к возбу-
дителю для КВ передатчика с рабочим диапазоном частот 1...30 МГц.
При таком решении ТП нет необходимости в перестраиваемых
фильтрах, поскольку к входам БМ3 подводятся ОМ сигнал с несущей
80 МГц и сигнал от синтезатора с дискретными частотами в диапазоне
81...110 МГц (сетка частот). Неперестраиваемый фильтр нижних частот
выделяет сигналы с разностной частотой /н — 80 МГц, т. е. на любой
частоте диапазона 1...30 МГц. Входные частоты БМ3 и их гармоники
фильтр подавляет, поскольку частота среза для него выбирается немно-
го выше 30 МГц.
Рис. 7.14. Частотный план и структурная схема тракта переноса
360
Число преобразователей в ТП зависит от ряда факторов: частоты,
на которой формируется ОМ сигнал, целесообразных параметров
фильтров и требуемого рабочего диапазона частот. Реализация фильт-
ров в ТП заметно легче, чем в ОМ, поскольку для них относительная
расстройка между пропускаемой и подавляемой полосами заметно
больше, чем для фильтра в ОМ (см. рис. 7.10,а).
В ТП, как и в ОМ, необходима высокая линейность сквозной АХ,
зависящая от типов и режимов ЭП, применяемых в БМ.
Выше было уже отмечено, что операция однополосной модуляции
по существу является операцией переноса спектра исходного модулиру-
ющего сигнала (то же однополосного, но с нулевой несущей частотой)
на другой частотный уровень. Для выполнения этой операции могут
использоваться как аналоговые устройства (описанный выше ОМ с БМ
и полосовым фильтром), так и устройства цифровой обработки сигна-
лов. Применение цифровых устройств, в частности однополосных мо-
дуляторов, базируется на хорошо развитой теории и богатой
элементной базе [7,22,36 и др].
В устройствах цифровой обработки сигналов аналоговый сигнал
предварительно переводится в цифровую форму (цифровой сигнал) с
помощью АЦП, подвергается обработке и затем с помощью ЦАП ре-
зультирующему сигналу возвращается аналоговая форма. Существует
несколько алгоритмов для операции переноса спектра цифрового сиг-
нала. На рис. 7.15 показана схема одного такого алгоритма. Здесь ис-
ходный цифровой сигнал умножается на комплексный сигнал с
частотой у »(Лн + F^/2, при этом происходит сдвиг спектра и образуется
комплексный цифровой сигнал. Затем повышается частота дискретиза-
ции (интерполяция) и производится фильтрация ненужных составляю-
щих. Далее осуществляется перенос спектра компонент комплексного
сигнала и выделяется вещественная часть цифрового сигнала У, т. е.
цифровой сигнал, соответствующий однополосному с несущей часто-
той р.
Устройство, реализующее схему рис. 7.15, содержит два цифровых
ФНЧ, имеющих довольно сложный алгоритм, если необходимо полу-
чить приемлемые показатели этих фильтров.
fjZirnp
Рис. 7.15. Структурная схема цифрового однополосного модулятора
361
Другой алгоритм получения однополосного модулированного сиг-
нала (т. е. переноса спектра исходного модулирующего сигнала
.V
мм<о = +ч>л)
п = 1
к частоте соо) состоит из последовательности следующих операций.
1. Добавление к uM(Z) постоянной величины Н, соответствующей
желаемой амплитуде колебания с несущей частотой соо.
-I п Л
2. Получение сигнала иы, сопряженного с исходным с помощью пре-
образования Гильберта и имеющего тот же спектр, что и у исходного
сигнала.
3. Получение модулирующего сигнала в комплексной форме (анали-
тический сигнал): w = Н + им + jziM.
4. Умножение сигнала w на комплексный сигнал v = е*®»' с частотой
соо: 5 = Фу.
5. Выделение вещественной части этого произведения в виде
N
SOM = (Н + uM)cosco0Z - uMsincooz = Hcos<o0t + £a„cos[co0Z + Qnt + <pn ].
n= I
Сигнал jom имеет такой же спектр, что и у исходного и сопряжен-
ного ему сигналов иы и ии, но он оказался перенесенным к частоте со0.
Другими словами, получен однополосный сигнал, у которого Н и со0 —
амплитуда и частота несущего колебания.
Алгоритм имеет еще одно полезное свойство: наличие исходного им
и сопряженного с ним им сигналов позволяет найти огибающую исход-
ного сигнала с добавлением постоянной величины Н:
А{1)- ^Н + иы + игы.
Наконец, получив однополосный сигнал 5ОМ и разделив его на A(l),
имеем сигнал с единичной амплитудой и угловой модуляцией
cos[co0z + 'P(z)].
Операции нахождения огибающей и сигнала с угловой модуляцией
соответствуют операциям линейного детектирования и бесконечного
амплитудного ограничения. Выполнив перечисленные операции (при
достаточно высокой разрядности п = 12...16 и корректных програм-
мах), можно получить выходные сигналы с 5ОМ, A(t) и cos[co0z + Ч^(г)] с
меньшими искажениями, чем в аналоговых устройствах, поскольку при
цифровой обработке исключаются влияние нелинейности элементов
БМ, нелинейность и постоянная времени амплитудного детектора и
362
АФК, как правило, сопровождающая процесс амплитудного ограниче-
ния в аналоговых устройствах.
На рис. 7.16 приведена структурная схема цифрового ОМ, в котором
возможно получение однополосного сигнала в виде (7.6) и его составля-
ющих, если возбудитель используется в передатчике с раздельным уси-
лением. Реализуется также возможность регулировать амплитуду
колебания несущей частоты.
Исходный сигнал поступает через согласующий усилитель к АЦП,
превращается в цифровой сигнал и подводится к трансформатору Гиль-
берта [5, 7, 6, 22]. К одному из выходных сигналов трансформатора
Гильберта — ТГ (в приведенном случае — к сигналу косинусоидальных
составляющих) в сумматоре добавляется сигнал Н в виде константы.
Полученные таким^образом сигналы на выходе сумматора (Н + им) и на
втором выходе Г(мм) подаются непосредственно и через инверторы к
коммутатору (Ком). Движок коммутатора, фигурально говоря, приво-
дится в действие сигналом тактовой частоты, может вращаться в том
или обратном направлении и за четыре периода тактовой частоты дела-
ет один оборот. По существу инверторы и ключ К выполняют операции
4 и 5 алгоритма, т. е. производят комплексное перемножение w и v и
выделяют вещественную составляющую.
Таким образом, от движка коммутатора к элементу S/А поступает
цифровой сигнал, соответствующий сигналу с ОМ, амплитудой несу-
щей Н и частотой несущей /н = При замкнутом ключе К сигнал с
ОМ поступает к ЦАП1 и превращается в аналоговую форму. В полосо-
вом фильтре, подключенном к выходу ЦАП], снижается уровень внепо-
лосных колебаний.
Квадраторы (X2), сумматор и извлекатель квадратного корня реали-
зуют алгоритм получения огибающей. Сигналы огибающей подводятся
к ЦАП2, превращаются в аналоговую форму и через согласующий уси-
Рис. 7.16. Структурная схема цифрового однополосного модулятора с трансформатором
Гильберта
363
литель могут подаваться к тракту огибающей передатчика с раздельным
усилением.
Сигналы огибающей в цифровом виде с выхода извлекателя подают-
ся к делителю, в котором производится деление цифрового сигнала 5ОМ
на цифровой сигнал A(t). Деление производится при разомкнутом
ключе К. В этом случае к ЦАП, подводится цифровой сигнал,
соответствующий сигналу с единичной амплитудой и угловой модуля-
цией cos[<o0z + Ч'СО], несущая частота которого/н = //4. Ширина полосы
пропускания фильтра выбирается так же, как и ширина полосы тракта
огибающей передатчика.
При изготовлении такого рода модуляторов используются процессо-
ры, регистры сдвига, мультиплексоры и другие элементы. При описании
возбудителя для передатчика с раздельным усилением (см. § 7.5) было
отмечено, что в тракте ВЧ сигнала необходимо устанавливать линию
задержки. В рассматриваемом модуляторе возможны два решения:
можно установить необходимую ЛЗ для аналоговых сигналов навыходе
фильтра, где несущая частота постоянна; возможна также установка ЛЗ
в виде сдвигающего регистра на выходе делителя St А.
Что касается выбора тактовой частоты, то желательно, чтобы она
была возможно выше: при этом будет выше/н и увеличивается эффек-
тивность подавления шумов квантования фильтром. Верхний же предел
/т определяется частотными характеристиками процессора. Например,
в реализованном примерно 10 лет назад фирмой Brown Boveri возбуди-
теле с цифровым Модулятором тактовая частота равна 100 кГц и, следо-
вательно,/, = 25 кГц.
Современная элементная база позволяет построить аналогичное уст-
ройство на аналоговых элементах. Трансформатор Гильберта в этом
случае можно выполнить в виде двух линейных цепей с общим входом
и двумя выходами [46]. В полосе модулирующего сигнала эти цепи
должны иметь равномерную АЧХ и такие ФЧХ, чтобы разность фаз
выходных сигналов на любой частоте была равной 90°. Однако решение
с использованием цифровой техники оказывается существенно легче,
практичнее и дает лучшие результаты (лучшее качество получаемых
сигналов, независимость во времени характеристик, высокая воспроиз-
водимость).
7.8. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ
МНОГОКАНАЛЬНЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ С ОМ.
ВТОРИЧНОЕ УПЛОТНЕНИЕ
В числе преимуществ однополосного способа модуляции уже упоми-
налась возможность построения многоканальных систем связи с ОМ.
Например, при применении двух-четырехканальных передатчиков и
приемников в 2...3 раза уменьшается потребность в этом оборудовании,
364
а также в 2...4 раза сокращается полоса частот радиоканала, по сравне-
нию с системами АМ и одноканальными системами с ОМ.
Построение многоканальных связных передатчиков и приемников с
ОМ основано на использовании частотного разделения каналов (ЧРК)
при строго определенном размещении полос каналов в соответствии с
ГОСТом и рекомендацией МККР (см. рис. 7.9,г Де). При использовании
четырехканальных передатчиков для передачи одного телефонного со-
общения используются только каналы или Bt, для передачи двух
телефонных сообщений одновременно — только два внутренних кана-
ла А । и В|, трех телефонных сообщений — каналы А (, Bt и А2 или В2.
Передатчики с таким размещением каналов используются главным об-
разом для связи с зарубежными корреспондентами. Для связи внутри
страны ГОСТ предусматривает двухканальную систему, в которой ка-
налы с полосой 3100 Гц размещены, как показано на рис. 7.9,е.
Рассмотрим построение многоканального модулятора с ОМ. На рис.
7.17 представлена структурная схема четырехканального модулятора с
ОМ, состоящая из двух частей: в первую часть входят элементы 1 —13,
которые образуют тракты индивидуальных сигналов и тракт пилот-сиг-
нала; во вторую часть схемы входят элементы 14 и 15, образующие
тракт группового сигнала.
Каждый тракт индивидуального сигнала состоит из входного уст-
ройства (ВУ), однополосного модулятора, состоящего из БМ (5 — 8) и
ПФ (9 —12). Тракт пилот-сигнала состоит из регулируемого калибро-
Рис. 7.17. Структурная схема четырехканального модулятора
365
ванного аттенюатора, позволяющего получать на входе возбудителя
напряжение пилот-сигнала, равное 5, 10, 20, 50 и 100 % максимального
напряжения сигнала.
Задачей входного устройства являются согласование входа передат-
чика с телефонной линией, по которой подводится к передатчику пере-
даваемое сообщение Fui, подавление компонент входного сигнала,
находящихся вне полосы телефонного канала, установка и поддержание
необходимого уровня сигнала на входе БМ и, наконец, ограничение
амплитуды сигналов, превысивших допустимое значение. Для выполне-
ния этих задач во входном устройстве (рис. 7.18) обычно имеются вход-
ной согласующий регулируемый аттенюатор или усилитель с
регулируемым коэффициентом усиления, корректор для некоторого
подъема высоких частот для повышения разборчивости, амплитудный
ограничитель, полосовой фильтр, ограничивающий полосу канала, и
выходной регулируемый усилитель для согласования с ЕМ. Вход эле-
мента аттенюатора обычно рассчитывается на сопротивление линии
600 Ом и регулировку уровня в пределах ±20 дБ. Главная задача этого
устройства — установка некоторого номинального среднего значения
напряжения сигнала на входе ограничителя. При этом ограничитель
будет срезать только резкие выбросы.
Прошедшие предварительную обработку во входных устройствах
сигналы (см. рис. 7.17) подаются к четырем одноканальным модулято-
рам, состоящим из БМ и полосовых фильтров. В возбудителях для
двухканальных передатчиков устанавливаются только два ОМ (6, 7,10,
/7). Все соображения о схемах, режимах и элементах, приведенные в
§ 7.7 для фильтрового ОМ, относятся и к этим модуляторам.
Полосы пропускания фильтров для четырехканальной системы вы-
бираются по рис.7.7,г, а для двухканальных систем — по рис.7.7,с),е.
Поднесущие частоты в четырехканальной системе должны быть равны:
/0 =/о ~ 6250 Гц и/'о =/о + 6250 Гц.
Рассмотрим групповой тракт устройства формирования многока-
нального сигнала. С выходов ПФ и аттенюатора 13 сигналы подаются
на линейный сумматор, на выходе которого образуется групповой сиг-
нал
игр(0 = млг(0 + I (0 + wnc(0 + ив\(0 + “В2(0-
Линия
Рис. 7.18. Структурная схема тракта предварительной обработки модулирующего
сигнала
366
Для того чтобы полнее использовать мощность передатчика и в то
же время исключить перегрузку группового тракта, которая приводит к
появлению помех между каналами из-за возникновения переходных
нелинейных искажений, необходимо, чтобы уровень группового сигна-
ла оставался в определенных пределах. Выравнивание его уровня при
разном числе включенных каналов осуществляется введением неслож-
ной автоматики и управляемого делителя напряжения на выходе сумма-
тора.
Групповой сигнал с помощью последующих преобразователей час-
тоты ТП трансформируется в рабочую частоту передатчика. Усилитель
15 служит для компенсации затухания сигналов в БМ и фильтрах. Сфор-
мированный таким образом многоканальный групповой сигнал с ОМ
на рабочей частоте/р подается на вход линейного усилителя мощности.
При построении многоканальных возбудителей с ОМ во избежание
взаимных помех между каналами следует обращать особое внимание на
линейность АХ как индивидуальных трактов, так и особенно группово-
го тракта.
Размещение в радиоканале с полосой 12 кГц четырех телефонных
сообщений обычно называют первичным уплотнением. Каждый теле-
фонный канал, образованный при первичном уплотнении, можно, в
свою очередь, уплотнить, скажем, шестью телеграфными каналами
(вторичное уплотнение). Операция вторичного уплотнения выполняет-
ся с помощью каналообразующих устройств, которые обычно не входят
в состав передатчиков.
7.9. ГРУППОВОЙ СИГНАЛ
И ЕГО ХАРАКТЕРИСТИКИ
Поскольку по каналам многоканального передатчика могут переда-
ваться сообщения от различных источников: телефонных аппаратов,
многоканальных устройств, фототелеграфных аппаратов и др. , сигнал
в групповом тракте возбудителя и ЛУ в общем случае является сложным
многочастотным сигналом. Некоторые составные части группового
сигнала сами по себе являются сложными многочастотными сигналами
с переменной амплитудой (телефонный речевой, радиовещательный,
сигнал фототелеграфных аппаратов). Как правило, групповой сигнал
можно рассматривать как случайный нестационарный узкополосный
процесс с известным спектром мощности. Для различных комбинаций
числа работающих (активных) каналов в передатчике и видов передава-
емых в них сигналов статистические характеристики группового сигна-
ла различны. На интервалах времени, когда число активных каналов и
средние мощности сигналов в этих каналах неизменны, групповой сиг-
нал также имеет неизменную среднюю мощность и в первом приближе-
нии может рассматриваться как стационарный случайный процесс.
367
Введем некоторые обозначения. Пусть число активных каналов в
передатчике равно N(\ < N < 4) и в каждом из них передается сообщение
вида Uj{t) = Uj(t)cos((Ojt +<ру). Поскольку каждое из этих сообщений на
входе группового тракта является узкополосным, а ширина полосы,
занимаемой спектром группового сигнала, много меньше его средней
частоты со0, то групповой сигнал
«П,(О = Е Ц<0со8(со/ + ф7) = ZVnp(z)cos(<D0z + фф).
7=1
Амплитуда группового сигнала U (t) — неотрицательная функция,
изменяется в пределах 0 < U^tt) < тах. Максимальное значение
амплитуды группового сигнала
^П,^ = Е£7/
7=1
зависит от Ц и N и при больших значениях N наблюдается довольно
редко.
При расчетах с использованием групповых сигналов удобно
пользоваться безразмерной амплитудой группового сигнала X(t) =
= тах, где 0 < X < 1. Величина U тах обычно определяется
возможностями источника сообщения или ограничителем в индивиду-
альном тракте. В линейном усилителе значению обычно соответ-
ствует верхняя точка линейного участка амплитудной характеристики.
Для речевых сигналов в качестве 1Пах обычно принимают такое
значение амплитуды, вероятность превышения которого составляет
= (1...2)10~2. Эту величину иногда называют вероятнос-
тью пе ремодуляции рп. Время 1П, в течение которого возникает перемо-
дуляция (ограничение), назовем временем перемодуляции, а отношение
суммарного времени перемодуляции за интервал времени Т к этому
интервалу IT— относительным временем перемодуляции (в пределе
— вероятностью перемодуляции).
Исследования ряда авторов показали, что для различных комбина-
ций видов сообщений на входах многоканального модулятора с ОМ
плотности распределения вероятностей амплитуд группового сигнала
1Р(Х) оказываются близкими к одному из следующих трех типов:
для многоканальных телеграфных сигналов и многих комбиниро-
ванных сигналов — рэлеевское распределение
№(Х) = (Х/<у2)ехр(-Х2/2<у2); (7.13)
для двух-четырехканальных речевых сигналов и радиовещательных
сигналов — усеченное нормальное распределение
368
W(X) - (2/ayl2it)exp(-X2/2a2);
для одноканальных речевых сигналов — экспоненциальное распре-
деление
W(X) = (1/ст)ехр(-А/ст). (7.15)
Графики функций W(X) при ст = 0,3 приведены на рис. 7.19 и обозна-
чены 1, 2, 3 соответственно для выражений (7.13) — (7.15). Можно
видеть, что для всех трех распределений значения плотности распреде-
ления вероятностей W(X) для амплитуд, больших 0,6...0,7, малы и бы-
стро уменьшаются по мере увеличения X.
Параметры а этих распределений однозначно связаны со средней
мощностью группового сигнала на выходе усилителя Pt , средней
потребляемой усилителем мощностью Ро ср и вероятностью перемоду-
ляции рп. Если известны статические модуляционные характеристики
УДА) = Ua(X)IUamax по первой гармонике анодного тока (амплитудная
характеристика) и У0(А) = 1а0(Х)/1а0 по постоянной составляющей, а
также напряжение анодного питания Еа и сопротивление нагрузки в
анодной цепи RH> то
оо
Лср = (U2amaxJ2RH) fa(X)W(X)dX = P}marf&,
о
оо
Л>сР = Еа1аОтах $Y0(X)W(X)dX = РОпаЩ
•' о
Энергетическую эффективность анодной цепи усилителя можно оце-
нивать средним КПД:
Паср = Pi ср^Оср = (Pi (7-16)
Отношение „^Pq = ца ,1ШХ численно равно КПД анодной цепи
в максимальном режиме.
Величина В = Pt Cp/Pt max называется загрузкой. Она показывает
степень использования мощности передатчика при передаче того или
другого сигнала.
В практических случаях при X> 1 значения W(X) малы: fY(X) « 0 (см.
рис. 7.19). Поэтому в формулах для расчета Pt ср и РОср верхний предел
интегрирования можно полагать равным единице. При рекомендуемых
загрузках усилителя и идеализированных модуляционных характерис-
тиках (У, = X, Уо.= X) ошибка в вычислениях Pt ср и РОср для группового
сигнала с распределением (7.15) не превосходит 6 %, а для сигналов с
распределениями (7.13) и (7.14) оказывается много меньше 1 %.
369
Рис. 7.20. Графики вероятности перемо-
дуляции и среднего КПД
Рис. 7.19. Графики плотности и
распределения огибающей
Решение о допустимой загрузке отдельного усилителя или группо-
вого тракта в целом является компромиссным. При увеличении В сна-
чала сравнительно быстро увеличиваются Р, ср и КПД при малом
значении рп. При дальнейшем увеличении В начинает быстро расти
также рп и, следовательно, резко нарастает уровень нелинейных иска-
жений.
На рис. 7.20 приведены графики для вероятности перемодуляции
р„ и среднего КПД анодной цепи усилителя с идеализированной АХ
в виде двух отрезков прямых: наклонного, проходящего через точки
X = 0, У = 0 и 1= 1, У = 1, и горизонтального при X > 1, начинаю-
щегося в точке X = 1, Y = 1, построенные для групповых сигналов с
рэлеевским (т]а срр, рп р ) и экспоненциальным (т]асрэ, рп 3) распределе-
ниями амплитуд. Можно видеть, что если с возрастанием о т]а растет
линейно, то рп растет по экспоненциальному закону и уже при ст =
= 0,2...0,3 достигает нескольких сотых.
Расчетным путем, а также с помощью экспериментов была определе-
на допустимая загрузка В для различных вариантов групповых сигна-
лов, и по ним разработаны рекомендации МККР [78]. Некоторые из них
приведены в табл.7.1. В таблице буквами Т и Р обозначены соответст-
венно телеграфное и телефонное (речевое) сообщения. Число перед
буквой обозначает число отдельных сообщений, передаваемых в одном
групповом канале.
Таблица 7.1
Вариант группо- вого сигнала в а2 Рп X X2
1Т — 1,000 1 1
370
Окончание табл.7.1
Вариант группо- вого сигнала В I Рп X2
1Р (7.12) 0,100 510'2 1,15-Ю'2 0,224 ’ 0,100
6Т (7.Ю) 0,250 12,510'2 1,8210'2 0,442 0,250
2Р (711) 0,050 510"2 110"2 0,179 0,050
ЗР (711) 0,100 1010"2 210”2 0,253 0,100
При определении приведенных в таблице параметров независимо от
числа активных каналов было принято, что Утах = 1, а максимальные
мощности сигналов в телефонных каналах одинаковы.
7.10. УСИЛЕНИЕ ГРУППОВОГО СИГНАЛА
В ПЕРЕДАТЧИКЕ С ОМ
При рассмотрении структурной схемы передатчика с ОМ отмеча-
лось, что групповой однополосный сигнал в современных передатчиках
формируется в возбудителе на низком уровне мощности (1 В на нагрузке
в 75 Ом). Все последующее усиление однополосного сигнала выполня-
ется в каскадах ЛУ.
Основные требования, предъявляемые к ЛУ, касаются заданной по-
лезной мощности Р] на его выходе, получения достаточного высокого
КПД малых нелинейных искажений, допустимой неравномерности Р, в
диапазоне рабочих частот и, наконец, обеспечения допустимого малого
уровня побочных излучений. Подробные рекомендации для выполне-
ния двух последних требований даны в гл.З.
Полезная мощность и КПД. Отдаваемая усилителем полезная мощ-
ность ВЧ колебания Pt определяется выбранным типом электронных
приборов и его загрузкой. Выбор ЭП для передатчиков с ОМ несколько
отличается от выбора для передатчиков с ЧМ или AM при анодной
модуляции, поскольку для каждого усилителя в передатчике с ОМ зада-
ются одновременно и максимальная полезная мощность Р, , и допус-
тимое значение коэффициента
нелинейных искажений (КНИ). При
увеличении напряжения возбуждения
значения Р(, КПД и КНИ также
растут (рис .7.21), причем имеется об-
ласть значений С7ВХ, в которой рост Р1
с увеличением UBX замедляется, а
КНИ растет ускоренно (см. § 2.12).
На границе этой области и устанавли-
ваются значения t7BX тах и Рх тах. При
таком выборе коэффициент полезно-
го действия анодной цепи усилителя
Рис. 7.21. Графики КПД и искажений
371
Tian, ax> 0,6 для работы в классе Л Л и 0,2... 0,25 для работы в классе Л. Для
современных ламп максимальный коэффициент использования мощ-
ности vn = Р{ тах!Р\ ном = 0,4...0,8, где Р ! ном — номинальная мощность
лампы (в телеграфном режиме). Например, для ламп ГУ-74 (Рх ном =
= 0,9 кВт), ГУ-83Б (Р (ном = 45 кВт), ГУ-94П (Р, ном = 100 кВт), ГК-11А
(Р, uau = 250 кВт), значения v„ равны соответственно, 0,6; 0,62; 1; 0,4.
Для транзисторов разных типов vTmax = 0,3... 0,7, т. е. заметно ниже, чем
для ламп. Для ламп и транзисторов, работающих в предварительных
каскадах ЛУ, значения Уятах и vxmax еще ниже, поскольку ЭП в этих
каскадах для уменьшения искажений, как правило, работают в классе Л.
Низкие значения vn и vT получаются по следующим причинам. Во-
первых, режим работы входной цепи ЭП выбирается с малыми токами
в этой цепи, поскольку ее нелинейность при больших токах очень вели-
ка. Для этой цели в предварительных ламповых усилителях применяют
пентоды и тетроды и ставят их в режим работы без сеточных токов. В
мощных выходных усилителях для получения значительной мощности
иногда допускается работа с небольшими токами в цепи управляющей
сетки (рис. 7.22). При этом, чтобы не увеличивать КНИ из-за нелиней-
ности цепи сетки, приходится увеличивать мощность предыдущего кас-
када и создавать ему дополнительную нагрузку с помощью балластного
сопротивления, величина которого выбирается меньше минимального
сопротивления сеточной цепи (Яб < Rcmin = UcmaJIcl max) [14]. В предва-
рительных каскадах транзисторных усилителей целесообразно ставить
достаточно мощные ВЧ транзисторы с большим коэффициентом усиле-
ния Р0/г22э, обеспечивать им работу в классе А и слабо использовать
vTmav < 0,5. В мощных выходных усилителях, чтобы сократить число
транзисторов в каскаде, допускается работа в классе В с большими
токами базы, чем в предварительных каскадах.
Рис. 7.22. Статические характе-
ристики тетрода в сеточных
координатах
О &а min
Рис. 7.23. Статические характе-
ристики тетрода в анодных ко-
ординатах
372
Вторая причина низкого значения vn тах и vT тах обусловлена несколь-
ко меньшим значением Е,тах. Для этой цели верхнюю точку а (рис. 7.23)
динамической характеристики выбирают заметно правее сгиба харак-
теристик ia =/(ег), Е,тах < £,кр. Делается это для того, чтобы уменьшить
влияние на АХ усилителя нелинейной зависимости анодного тока от
напряжения на аноде еа при малых его значениях. В предварительных
ламповых и транзисторных усилителях Е,тах принимают равным
(0,6...0,8)^. В выходных мощных усилителях, где нежелательно сильно
снижать полезную мощность по сравнению с номинальной и работать
при низких КПД, обычно принимают »(0,85... 0,9) Е,^.
Нелинейные искажения. Нелинейные искажения группового сигнала
в усилителях передатчиков с ОМ возникают в основном из-за нелиней-
ности статических и динамических характеристик ЭП. Эти характерис-
тики имеют наибольшую нелинейность как при малых (работа на
нижнем сгибе характеристик), так и при сравнительно больших токах
(критический и перенапряженный режимы). Второй важной причиной
возникновения нелинейных искажений является зависимость реактив-
ных параметров ЭП от действующих токов. К этим параметрам следует
прежде всего отнести нелинейные емкости коллекторного перехода в
транзисторах и эквивалентную индуктивность ламп при работе послед-
них вблизи граничных частот. Третьей причиной, которая также может
приводить к заметным искажениям, является частотная зависимость
выходного сопротивления фильтров источников питания для составля-
ющих спектра огибающей усиливаемого сигнала. При этом интенсив-
ность нелинейных искажений из-за различия постоянных времени цепей
питания может меняться при изменении частотного состава модулиру-
ющего сигнала. Наконец, одной из важных причин (особенно при рабо-
те ЭП с большими токами в цепи управляющего электрода) является
амплитудно-фазовая конверсия (АФК) в цепи возбуждения из-за зави-
симости динамической входной емкости и входного сопротивления ЭП
от амплитуды возбуждения и напряжения на выходном электроде.
Указанные причины могут действовать как порознь, так и вместе. В
предварительных маломощных усилителях, как правило, удается на-
дежно исключать третью и четвертую причины. Что же касается выход-
ных мощных усилителей, здесь приходится, вообще говоря, считаться
со всеми причинами.
Количественную оценку нелинейности АХ усилителя наиболее часто
получают, оценивая степень искажения специального испытательного
сигнала при прохождении его через усилитель. При дальнейшем изло-
жении будем предполагать, что усилитель может быть представлен в
виде ЭП и ПФ с узкой полосой пропускания.
373
4?
2
a)
ff)
%~5Д
ы0+ЗД ыа+5Д
Рис. 7.24. Спектр двухтоиового
сигнала с искажениями
В качестве испытательного выбирается сигнал с переменной ампли-
тудой и точно известным спектром. Чаще всего используется так назы-
ваемый двухтоновый равноамплитудный сигнал
mbx(Z) = 0,5Z70coscO]Z + 0,5Z70cosco2Z = Z70cosAzcosco0Z, (7.17)
имеющий наиболее простой спектр (рис.7.24,а) для сигнала с перемен-
ной амплитудой |(70cosAz|. В (7.17) приняты следующие обозначения:
А = (оо2 — <оо = (<ot +(о^12-, А < Qmax/(5...7). Характер искажений
огибающей двухтонового сигнала показан на рис. 7.25. При линей-
ной АХ усилителя (кривая 7) огибающая двухтонового сигнала имеет
вид коммутированной синусоиды (сплошная линия). При нелинейности
АХ из-за влияния нижнего сгиба статических характеристик (кривая 2)
импульсы огибающей несколько сужаются (штриховая линия). Искаже-
ния из-за влияния верхнего сгиба АХ (кривая 3) проявляются как рас-
ширение импульса огибающей и уплощение их вершин (штрих-
пунктирная линия).
Эти искажения огибающей двухтонового сигнала можно наблюдать
на экране осциллографа, подключенного к нагрузке усилителя. При
анализе спектра выходного сигнала с помощью спектроанализатора
можно заметить, что при искажении огибающей на его экране кроме
двух составляющих исходных сигналов (Лt, Л() появляются дополни-
тельные спектральные компоненты А3, Л5(см. рис. 7.24,6). Измерение
этих компонент и получение КНИ третьего K3J2t = 20 log(^ JA,) и пятого
= 20 lo&AJA^ порядков лежит в основе работы всех измеритель-
ных приборов, использующих двухтоновый метод.
Рис. 7.25. Варианты модуля-
ционных характеристик и ис-
кажений огибающей
374
Оценить нелинейные искажения двухтонового испытательного сиг-
нала можно и аналитически, если известен режим работы ЭП и заданы
аналитически его статические характеристики. Наиболее прост анализ
для усилителей на тетродах и пентодах с малой проницаемостью сеток,
для которых анодный ток является функцией только напряжения на
управляющей сетке: za Представив эту зависимость в виде степен-
ного ряда
СО
J=0
и подставив в него ес = Ес + мвх, получим после преобразования следую-
щее уравнение:
'в = *0 + Мвх + ^вх + ^вх + - <7-18)
Здесь bj =f(Ec, ах, а2, = 0,1,2,...
Подставляя в (7.18) wBX = C70cosco0r для получения амплитудной
характеристики и (7.17) для оценки искажений, а также проводя необхо-
димые преобразования и опуская все составляющие вне узкой области
вблизи первой гармоники соо, получаем для гармонического сигнала
'air = 41rCOS®o'> (719)
где Zalr = । Uq *, и для двухтонового сигнала
41 2г = 41 2rCOS®o'> (7.20)
JO
'Дб 41 2г = ZB2/- 1COS(2/- l)Az.
У-I
Между коэффициентами Ау _ । и В2._ । имеется функциональная
однозначная связь через коэффициенты b2J_,, например
Л, = Ьх\В, = Ьх и0 + ^Ь3и30 + + ...;
1 Я S0 7
Аз = В3 = -^b3U30 + + 15(^)2д#0 + ...; (7.21)
А5 = В5 = + 5(^)2d7t/70 + ...
Поэтому, найдя аналитически коэффициенты b2J_ ] или A2j_ (, можно
по ним вычислить коэффициенты By_t (7.21), а затем и коэффициенты
нелинейных искажений: Ку^ = В3!ВХ и K5rh = B5/Bv
375
Рис. 7.26. К расчету коэффициентов не-
линейных искажений
Отсюда следует, что если амплитудная характеристика Ut = IaiRH =
=Д17С) задана графически (например, получена экспериментально, рис.
7.26), то, представив ее аналитически в виде ряда (7.19), можно найти
A2j_ j, затем B2J_ ,, по (7.21) и далее определить К3^ и К^. Все указанные
операции можно проделать предварительно в общем виде, а для вычис-
ления коэффициентов K3J2y и K3f2x воспользоваться окончательными
формулами, которые для примера, приведенного на рис. 7.26, имеют вид
^/2т = 20 log
1,75Ц3-Ц2-7,25Ц,
2,45Ц3 + 9,47С712 - 2,17<7И
*3/2т=20 log
0,75Ц3 - 3,0Ц2 + 3,75Ц,
2,45Ц3 + 9,47£712 - 2,1717ц
Детальное исследование искажений в реальных усилителях с лампа-
ми различных типов с помощью компьютерного моделирования [18]
показало, например, что при заданных неизменных параметрах Ея, Uc,
Лэ,£с2 имеется оптимальное значение Ес = £сопт, при котором К3^ имеет
минимум (рис. 7.27,а). Этому минимуму соответствует наиболее линей-
ная АХ (рис. 1.21,6). Минимум К3.2у обнаруживается и при варьирова-
нии напряжением Ес2 (рис. 7.27,в). Объясняются эти минимумы К3^г
тем, что, например, при Ес - Ez опт крутизна АХ как при больших
Рис. 7.27. Зависимости искажений от параметров режима
376
Рис. 7.28. К расчету искажений в
многокаскадном усилителе
сигналах (колебания класса В), так и при малых (колебания класса А)
оказывается приблизительно одинаковой.
Оценка нелинейных искажений в многокаскадном усилителе, каким
является групповой тракт передатчика с ОМ, представляет в общем
случае сложную задачу. Однако, как увидим ниже, для современных
высококачественных передатчиков трудности этой задачи существенно
уменьшаются, поскольку коэффициенты K3J2r и для таких передат-
чиков должны быть малы (меньше -30 дБ).
Рассмотрим для примера двухкаскадный резонансный усилитель
(рис. 7.28), колебательные контуры которого настроены на частоту
входного сигнала, а коэффициенты усиления каскадов равны единице.
Допустим, что для каскадов усилителя справедливо условие К.^ »
» K5flT-, тогда АХ каскадов U2 = b\ Ux+ b'3U\, U3 = b'\U2 + b"3UПо
этим АХ можно вычислить сквозную АХ всего усилителя, а затем с
учетом (7.21) найти расчетную формулу
Хзу2т = Л3/Л, «^[{b'3!b'^U\ + (b"3lb\)b\U\} = K3/2r + K" 3J2t.
Первое слагаемое в скобках представляет собой нелинейные искаже-
ния в первом каскаде, второе — во втором каскаде. На рис. 7.29 приве-
дены АХ первого и второго каскадов (кривые 1 и 2) и сквозная АХ для
обоих каскадов (кривая 3). Если Ь'3 и Ь"3 имеют одинаковые знаки (рис.
7.29,а или в), то относительные искажения суммируются; если же у Ь'3 и
Ь"3 разные знаки, то результирующие искажения могут быть меньше,
чем искажения в каждом каскаде (рис. 7.29,6).
Анализ искажений в мощных усилителях показал, что эти искажения
обусловлены наличием в ряде для ;а, аппроксимирующем динамическую
характеристику ЭП, членов с нечетными степенями выше первой. Вслед-
Рис. 7.29. Модуляционные характеристики
377
ствие этого в современных лампах так называемых суперлинейных
серий коэффициенты а3, а5 путем выбора рациональной конструкции
удается сделать очень малыми. Значения и в усилителях с
такими лампами не превышают -(38...45) дБ.
7.11. ОСОБЕННОСТИ СХЕМ И РЕЖИМОВ
УСИЛИТЕЛЕЙ С ОМ
Все усилители в однополосных передатчиках разделяются на две
группы: предварительные и мощные оконечные. Основными требова-
ниями для первых усилителей являются высокая линейность, широко-
полосность, максимальная надежность. Получение этих характеристик
достигается, как правило, за счет снижения энергетических показателей.
В мощных оконечных усилителях выбор между высоким КПД и высо-
кой линейностью усиления решается компромиссным путем [14,15].
Предварительные усилители. В современных высококачественных
передатчиках предварительные усилители выполняются, как правило,
на пентодах или тетродах, работающих в классе Я, без сеточных токов.
Рабочая область выбирается на максимально линейной части характе-
ристики za =Дес) (см. рис. 7.22). Анодная нагрузка, как правило, выпол-
няется резистивной или для лучшей широкополосности — в виде звена
полосового фильтра — эквивалента длинной линии (рис. 7.30). Иногда
в предварительных усилителях используются лампы с удлиненным ниж-
ним сгибом характеристики ia = Дес), которая достаточно точно аппрок-
симируется трехчленом za = а0 + atec + а2е 2С.
При подаче на сетку такого усилителя напряжения ес = Ес +
+ C7ccos<b0z ток в анодной цепи будет состоять из постоянной со-
ставляющей /а0 = а0 + а}Ес + а2Е2с + 0,5а2С72, первой гармоники, про-
порциональной напряжению возбуждения, /а| = (at + 2a2Ec)Uc и второй
гармоники /с2 = 0,5а2С72.
Если за рассмотренным усилителем следует второй усилитель с лам-
пой такого же типа, то для предупреждения появления нелинейных
искажений колебания второй гармоники на выходе первого усилителя
Рис. 7.30. Широкополосный усилитель с эквивалентом длинной линии
378
Рис. 7.31. Усилитель с переключаемыми фильтрами
следует подавить. Для этой цели усилители собирают либо по двухтакт-
ной схеме, либо анодные нагрузки подключаются к лампам через пере-
ключаемые фильтры (рис. 7.31) с перекрытием по полосе пропускания,
несколько меньшим октавы (1,6... 1,8). Эти усилители даже без специаль-
ных мер повышения линейности АХ обеспечивают Ку2г -40 дБ.
Предварительные усилительные каскады мощных многоканальных
передатчиков выполняются в последнее десятилетие, как правило, на
биполярных и полевых транзисторах. Предпочтение отдают полевым
транзисторам с изолированным затвором. Для повышения линейности
АХ в этих каскадах используются: работа в классе А, двухтактные
схемы, трансформаторы для подавления четных гармоник в коллектор-
ных цепях, неполное использование транзисторов, автоматическое сме-
щение. Наконец, транзисторы для этих каскадов выбираются с наиболее
высоким значением си,. и, как правило, включаются по схеме с ОЭ.
Мощные усилители. В современных маломощных передатчиках
мощный усилитель строится, как правило, на транзисторах по двухтакт-
ной схеме с ОЭ. В передатчиках средней мощности для оперативной
связи выходные усилители выполняются либо полностью на транзисто-
рах, либо на лампах в виде УРУ.
Транзисторные усилители мощностью 1... 10 кВт собираются из мо-
дулей с максимальной мощностью 250...5000 Вт каждый (на рис. 7.32
обозначено: 1 — предварительный усилитель, 2 — устройство распреде-
ления мощности). В модуле, как правило, работают 4 — 40 транзисто-
ров, включенных по схеме с ОЭ (или ОИ) при 0 = 90°. Для сим-
метрирования формы импульса коллекторного тока (рис. 7.33,а) к входу
транзистора по ВЧ подключается резистор 7?д (рис. 7.33 б), сопротивле-
ние которого находится из условия = ЛТЛДСЭ/(ЛГ + Лд) (см. рис. 2.58).
Для поддержания угла отсечки 0 = 90° при изменении (7Б на базу
подается комбинированное смещение. Фиксированное (приоткрываю-
щее) смещение обеспечивает равенство 0 = 90° при малых амплитудах
входных сигналов: ЕБ = Е' = ECUR3/(R2 + R3). Автоматическое смещение
(подзапирающее за счет падения напряжения на сопротивлениях R\,R2,
R3) поддерживает равенство 0 = 90° при больших сигналах, когда 7Б0
достаточно велик: £Б = ECMR3/(R2 + R3) - IEI[R[ + R2R3I(R2 + /?3)]. Эти
379
5
Рис. 7.32. Структурная схема транзисторного выходного каскада
меры позволяют улучшить линейность АХ транзисторных усилителей,
работающих в области низких и средних частот (со < Зсо/Ро).
В выходной цепи усилителя применяются схемы сложения мощности
отдельных модулей 7 — 9 (см. рис. 7.32), устройство для фильтрации
гармоник 10 и устройство согласования усилителя с антенной 11. Очень
важным дополнением к мощному транзисторному усилителю является
не показанное на рис. 7.32 устройство защиты этого каскада от перемо-
дуляции и от перегрузок из-за рассогласования связи с антенной.
В сравнительно мощных усилителях приходится использовать боль-
шое число транзисторов, поскольку в режиме Линейного усиления даже
лучшие современные образцы отдают только 50...500 Вт. И даже при
таком использовании транзисторов линейность АХ получается сравни-
тельно невысокой ( а -25 дБ). При повышении коэффициента
использования транзисторов по напряжению ^тах = UK!EK нелинейные
Рис. 7.33. Схема усилителя на БТ с автосмещением и сопротивлением Ra
380
искажения нарастают очень быстро в отличиеот искажений в ламповых
усилителях. Объясняется это тем, что транзистор является прибором с
комплексной нелинейностью, вследствие чего для транзисторного
усилителя и модуль A(t7B) и фаза <р(1/Б) коэффициента передачи К =
= К((7Б)ехр1ф(17Б) зависят от многих параметров, в том числе и от
амплитуды усиливаемого сигнала.
В гл.2 при анализе эквивалентной схемы биполярного транзистора
было указано^ что значение емкости Ск зависит от величины мгновен-
ного напряжения на коллекторном переходе екп. Эта емкость во многом
определяет выходную емкость транзистора Свых.
Схема простейшего усилителя с резистивной нагрузкой с учетом
выходной емкости транзистора Свых представлена на рис. 7.34,а, а его
упрощенная эквивалентная схема — на рис. 7.34,6. При подаче на
вход напряжения с переменной амплитудой u0X(z) = t/E(z)cosco0z напря-
жение на нагрузке этого усилителя может быть представлено в виде
uH(z) = C/K(z)cos[co0z - <p(t7K)], где UK(t) — нелинейная функция от t7B(z);
<p(t/K) = -arctg[coCBblx(t/K)/?H] — также нелинейная функция от UK(t).
Аналогичные результаты получены для резонансных усилителей.
Исследования транзисторных усилителей показали (рис. 7.34,в), что
при £ < 0,5 усиление постоянно, £ ~ UB, а <p(UK) мал б (меньше 1 ...3°). При
увеличении £ до £ из-за снижения р0 K(UB) падает и сильно увеличи-
вается <р(С7к). В этой области <р(С7к) изменяется почти пропорционально
U2K(t). При усилении сигнала с переменной амплитудой возникают
искажения амплитуды из-за нелинейности и паразитная фазовая моду-
ляция из-за нелинейной зависимости ср(С7к). Эта паразитная ФМ в ко-
нечном счете также приводит к нелинейным искажениям.
Аналогичные явления имеют место в усилителях на полевых транзис-
торах, где выходная емкость Сзс + Сзи нелинейна (см. рис. 2.52) и это
также приводит к паразитной ФМ.
Современным вариантом мощного усилителя с полезной мощностью
до 5 кВт для передатчиков оперативной связи является ламповый УРУ.
Рис. 7.34. Нелинейная емкость в усилителе
381
Такие УРУ, собранные по двухтактной схеме, обычно содержат до
10 — 12 ламп, работающих в недонапряженном режиме с 0 = 90°. Для
подавления высших гармоник применяют перестраиваемые или смен-
ные фильтры и ус тройства для согласования выходного каскада с антен-
ной. Усилители с распределенным усилением менее чувствительны к
рассогласованию с нагрузкой и не требуют введения быстродействую-
щей защиты.
Для повышения выходной мощности, КПД, коэффициента исполь-
зования ламп v;i - Р{ тах/Р{ ном и некоторого снижения уровня нелиней-
ных искажений в УРУ применяют неоднородные анодные линии с
волновым сопротивлением, понижающимся по мере приближения к
выходу. При тщательном проектировании и регулировке УРУ обеспе-
чивают Кзу2т = 40 дБ, однако КПД усилителя оказывается низким из-за
малого КПД ламп по анодной цепи (цатах <. 37 %) и из-за сравнительно
большого расхода энергии в цепях накала и экранирующих сеток. Тща-
тельное изготовление эквивалентов длинных линий и симметричная
установка режимов ламп в плечах двухтактного УРУ позволяют подав-
лять вторую гармонику в такой степени (больше 43 дБ), что норма на
излучение гармоник может быть достигнута без дополнительной фильт-
рации.
Оконечные усилители передатчиков с ОМ средней и большой мощ-
ности (Р, тах > 5 кВт) выполняются на лампах, главным образом на
тетродах, по схеме с общим катодом или общими сетками. Современные
мощные тетроды — левые лампы с протяженным нижним сгибом харак-
теристики ia - f(ec). Наиболее мощные тетроды отдают до 1800 кВт
полезной мощности.
Для получения малого уровня искажений лампы должны работать в
недонапряженном режиме и без сеточных токов. Параметры режима
выбирают следующим образом. Напряжение анодного питания Еа вы-
бирается равным (0,8...1)£a ном. Коэффициент использования анодного
напряжения для пиковой мощности 5,тах выбирают на 3...10 % меньше,
чем для критического режима £кр. Напряжение второй сетки, как пра-
вило, выбирают равным номинальному £с2ном. Это напряжение должно
быть стабилизировано. При таком выборе обеспечиваются хорошая
линейность АХ и высокий КПД г]а тах (см. § 2.9).
Выбор напряжения смещения Ес на первой сетке требует особой
тщательности, поскольку от него зависят линейность АХ (см. рис. 7.27)
и средний КПД анодной цепи г]а Для получения высокого ца ср
выбирается режим работы с отсечкой анодного тока при больших зна-
чениях напряжения возбуждения Uc, т. е. рабочая точка выбирается на
нижнем сгибе характеристики /а = f(ec). Для получения наибольшей
линейности АХ усилителя с лампами, у которых D « 0, необходимо,
чтобы крутизна характеристик анодного тока 5 = dijdec при ес - Есот
382
была равна 0,55,^, где Scp — средняя эффективная крутизна для макси-
мального режима. Для ламп с D * 0 оптимальное значение Ес опт,
минимизирующее может быть получено с помощью ЭВМ.
Что касается приблизительного расчета, то для ламп с коротким
нижним сгибом характеристики Есопт обычно почти совпадают с напря-
жением отсечки анодного тока Е'с для идеализированных характерис-
тик. Для ламп с малым значением D и протяженным нижним сгибом
характеристики предыдущий способ приводит к большим ошибкам.
Для них имеется простой графический способ определения приблизи-
тельного значения Есопт (рис. 7.35), при котором для большинства типов
ламп получаются сравнительно малые ошибки. В соответствии с этим
способом ориентировочно находят za отмечают точки я и би через
них проводят прямую до пересечения с осью абсцисс (точка г). Напря-
жение Ес, соответствующее точке г, и принимается за Есопт. По этому же
рисунку (точка в) определяется ток покоя /п. За крутизну при расчете
максимального режима принимается значение S = tga..
В этом режиме через лампу течет сравнительно большой ток покоя
/п, который необходимо учитывать при расчете потребляемой анодной
цепью мощности Ро. Наиболее точный расчет для Ро получается на
ЭВМ. Для расчетов с ошибкой, не превышающей 7 %, можно рекомен-
довать следующую методику: реальная лампа заменяется лампой с со-
ответствующими идеализированными характеристиками, работающей
с 0 = 90°, и параллельно включенным по постоянному току резистором,
через который течет ток 5/п. В этом случае потребляемая мощность
Р0 = ^О^аО max = £a(ZaO + 8/п)> ГДе 4о “ ПОСТОЯННаЯ СОСТЯВЛЯЮЩаЯ,
рассчитанная по идеализированным характеристикам; Zn — ток покоя,
а 5 — поправочный коэффициент, для большинства типов ламп
5 = 0,25...0,32. При усилении сигналов с переменной амплитудой сред-
няя потребляемая мощность РОср =
= EJaO max ^о(СТ) = ^а^аО тах^ + + 8А1)>
где X — среднее значение безразмер-
ной амплитуды усиливаемого сиг-
нала.
Рассмотрим важный вопрос о
степени использования ЭП по мощ-
ности в усилителях сигналов с ОМ.
В отличие от усилителей сигналов с
постоянной амплитудой (например,
сигналов с ЧМ, ФМ и др.), в кото-
рых на анодах ламп рассеивается не-
Рис. 7.35. К расчету оптимального
смещения
изменная мощность и устанав-
ливается постоянный тепловой
режим, в усилителях сигналов с ОМ
383
эти параметры оказываются переменными. Нагрев анода, первой или
второй сеток в лампах вследствие тепловой инерции и из-за кратковре-
менности пиковых значений Uc 1пах определяется средними значениями
мощностей рассеяния Ранср. В этом случае допустимость режима следует
проверять™ условию Р.А н ср < Ра н доп, где Ра н ср = Ро - Р, ^Х2, а
значения X и X1 можно взять из табл.7.1.
При усилении телефонных или многоканальных телеграфных сигна-
лов средняя потребляемая от источника анодного питания мощность
РОср заметно меньше максимальной РОтах: РОср = РОтаЛ(ст) < ротах- ПРИ
проектировании современных передатчиков этот факт используется для
снижения массы и стоимости источников питания. Поскольку режимы
телефонии и многоканальной телеграфии для передатчиков с ОМ счи-
таются, как правило, основными, то максимальную мощность передат-
чика Р] 1пах можно устанавливать по этим видам работы. Мощность
при одноканальной телеграфии (ЧМ, АТ, ФТ) целесообразно уста-
навливать в 1,5...Зраза меньше. Значение Р, следует выбирать
по рекомендациям завода-изготовителя ламп. В некоторых случаях,
особенно при повышении коэффициента использования ламп (vn =
= р\ та.^р\ ном 0>в Иепи первой сетки при режиме, близком к макси-
мальному может возникнуть ток и сопротивление промежутка лампы
сетка — катод Rcmin = Ucmix/Icl резко снизится.
В этом случае для уменьшения нелинейных искажений усилителя
используют один из следующих способов.
1. Включают балластное сопротивление Лб < Rc min (рис. 7.36) и с
учетом его увеличивают мощность предыдущего каскада [14].
2. Схему связи предварительного усилителя с оконечным строят так,
чтобы при трансформации внутреннего сопротивления Л(, лампы пред-
варительного усилителя к промежутку сетка — катод лампы выходного
усилителя R'i выполнялось условие Л', < Rcmi„. Один из вариантов схемы
связи приведен на рис. 7.36. Здесь контур L, С, С2 осуществляет фильтра-
цию и трансформацию напряжений и сопротивлений соответственно:
переменная индуктивность LCB позволяет регулировать напряжение Uc,
а контур L2C3 с большой емкостью С3, включающей и входную емкость
лампы Сс к, вследствие необходимого низкого значения резонансного
Рис. 7.36. Схема межкаскадной связи в ОМ передатчике
384
сопротивления обеспечивает в цепи сетка—катод малое сопротивление
для токов с частотами исоо (п> 1) и уменьшает АФК.
3. Лампы мощного усилителя включают по схеме с общей сеткой (см.
§ 2.11). Входное сопротивление такого усилителя ЯвхОС = f7c/(/a| + 41)*
»(ВД1)(> ~4/41) много меньше, чем входное сопротивление усилителя
по схеме с общим катодом (ЯвхОК = UJIcX), пределы его изменения при
изменении Uc резко сужаются, так как Zcl/Zal < 1, и, следовательно,
влияние сеточного тока на уровень нелинейных искажений заметно
снижается. Нужно также учитывать, что в каскаде с ОС имеется ООС по
току Zal, благодаря которой при определенных условиях (малые токи
сеток) можно получить снижение нелинейных искажений. Эффект ООС
возникает благодаря тому, что на сопротивлении входной цепи созда-
ются два противоположных напряжения: одно за счет тока от предвари-
тельного каскада, другое за счет протекания тока /а1 каскада с ОС.
Разностное напряжение и действует в качестве напряжения возбужде-
ния. Более подробные сведения приведены в § 2.11 и в [18].
Применение схемы с общей сеткой на лампах старых типов с малой
крутизной S было связано в основном с желанием получить повышен-
ную устойчивость и ограничивалось низким значением коэффициента
усиления каскада по мощности Кр = Рх/Рак = (Ua + Uc)Iall(Ial + Zcl)I7c®
» 1 + Ua/Uc, поскольку отношение UJUZ для них достигало лишь 5... 10.
Усилители по схеме с общей сеткой на современных лампах с высокой
крутизной (S = 50...200 мА/B) имеют К? = 20...50. Именно по этим
причинам в ряде отечественных передатчиков в мощном каскаде приме-
няется схема с общей сеткой. Использование режимов с большими се-
точными токами, а также тетродов с большими токами второй сетки в
усилителях по схеме с ОС могут существенно снизить линейность АХ
(см. §2.11).
Большую помощь при анализе работы и расчете параметров режи-
мов УМК с ОК и с ОС могут оказать модели этих каскадов на ЭВМ.
Выполненные в соответствии с изложенными в § 2.18 принципами и с
использованием реальных статических характеристик математические
модели УМК позволяют для заданной конкретной лампы получить,
например, характеристики, приведенные на рис. 7.21,7.26,7.27,7.29. По
этим характеристикам при проектировании УМК выбор параметров
рабочего режима можно сделать с большей надежностью.
7.12. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В ПЕРЕДАТЧИКАХ С ОМ
Отрицательная обратная связь (ООС) применяется в передатчиках с
ОМ для снижения нелинейных искажений в тех случаях, если исчерпаны
возможности оптимизации режимов отдельных каскадов. Обратной
связью охватываются выходные каскады передатчиков, являющихся
основным источником нелинейных искажений в передатчике.
385
Рис. 7.37. Схема усилителя с ООС по ВЧ
Из двух разновидностей ООС — по высокой частоте и по огибающей
в ламповых передатчиках наиболее часто используется ООС по ВЧ,
реализуемая наиболее просто. На рис. 7.37 приведена схема трех послед-
них каскадов передатчика с ОМ, охваченных ООС. Напряжение ООС с
анода лампы оконечного каскада через емкость С5 подается на диаго-
наль суммирующего мостика С1г С2, С3, С4. На вторую диагональ пода-
ется напряжение возбуждения от предварительного каскада.
Если мостик, служащий для независимого суммирования напря-
жений возбуждения и ООС, выполнить из одинаковых емкостей (Ct =
= С2 = С3 = Сд), то напряжение возбуждения, снимаемое с конденсатора
С] будет Uc = (UB - L^CyCj)/!. Глубина ООС в децибелах может
быть получена из выражения у = 20log(l + XgCyZCj), где jKq =
= UJUZ — коэффициент усиления трех каскадов без ООС.
Анализ УМК с ООС показал, что с введением ОС глубиной у коэф-
фициент нелинейных искажений третьего порядка становится ниже при-
мерно на у/2. В то же время увеличение у сверх 20 дБ для двух-
каскадного и сверх 13 дБ для трехкаскадного УМК, охваченного ООС,
приводит к резкому снижению устойчивости работы УМК и поэтому не
применяется.
В транзисторных УМК, где фазовый сдвиг ВЧ колебаний только в
одном транзисторе может достигать нескольких десятков градусов (см.
§ 2.16 и 2.17), применять ООС по ВЧ с охватом нескольких каскадов
опасно из-за возможности возникновения самовозбуждения. Поэтому в
таких передатчиках иногда применяют ООС по огибающей, причем в
отличие от передатчиков с AM (см. гл.6) здесь производится выделение
огибающей с помощью амплитудных детекторов 1 и 2 в двух точках
тракта ВЧ передатчика (рис. 7.38) [29]. Во-первых, огибающая выделя-
ется в одном из предварительных каскадов 3, где она еще не искажена,
и на выходе оконечного каскада 4 после делителя напряжения 5. Полу-
ченные сигналы огибающих сравниваются в 6, а результирующий сиг-
386
Рис. 7.38. Структурная схема усилителя с ООС по огибающей
нал используется для управления коэффициентом усиления регулируе-
мого усилителя 7.
Отрицательная обратная связь по огибающей довольно сложна в
реализации и не всегда дает ожидаемые результаты. Действительно,
если время прохождения сигналов между точками А и Д на рис.7.38
составляет заметную часть периода модулирующей частоты, то цепь
ООС будет учитывать кроме действительных искажений, возникших в
4, также и разницу в сравниваемых сигналах из-за их разновременности.
В результате появятся новые искажения, специфические для этого вида
ООС.
7.13. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ ЭФФЕКТИВНОСТИ
МОЩНЦХ УСИЛИТЕЛЕЙ С ОМ
Оконечные каскады передатчиков с ОМ представляют собой усили-
тели модулированных колебаний (УМК), средняя отдаваемая мощность
которых в зависимости от статических характеристик передаваемых
сигналов составляет0,05...0,25 от пиковой мощности Р] при среднем
КПД 0,2...0,5 от максимального (патаха 0,55...0,70). Отметим также еще
раз, что ОК обычно является главным потребителем электропитания (до
90...95 % от всего передатчика) и поэтому часто, когда говорят о по-
вышении энергетической эффективности передатчиков, то следует по-
нимать, что речь идет о повышении среднего КПД выходного каскада.
В более широком смысле понятие энергетической эффективности
(ЭЭ) следует относить к системе, например, информационного вещания
на ДВ, СВ и КВ и передатчику как части этой системы. В этом случае в
ЭЭ учитывается и тип излучения, которое используется в системе, и
средний КПД передатчика, производящего это излучение. Тип излуче-
ния при этом можно учитывать в виде некоторого информационного
коэффициента мощности Z),, показывающего, какая часть общей ВЧ
мощности, отдаваемой передатчиком при заданном типе излучения i,
приходится на мощность передаваемого сообщения. В табл. 7.2 приве-
дены коэффициенты Dt, как функции глубины модуляции (т = X) для
гармонического модулирующего сигнала.
387
Таблица 7.2
Излучение АЗЕ НЗЕ R3E J3E
Л 5 + ' 1 2 т 0,25 + тг 1
Естественным определением ЭЭ является отношение полезного эф-
фекта _ПЭ (или продукта) к затраченной системой мощности: ЭЭ, =
= ПЭ/Рпот t. Используя это определение, можно сравнивать разные сис-
темы по показателю ЭЭ. Наша задача проще и конкретнее: нужно найти
относительную ЭЭ некоторой реальной системы с излучением i, сравнив
ее с той же системой и с теми же показателями, но с идеальным однопо-
лосным передатчиком излучения J3E, для которого задано Р( = РпотрВД’
йвд = 1. Численное значение относительной энергетической эффектив-
ности (ОЭЭ) в этом случае будет относиться только к реальному пере-
датчику. Поскольку в обоих случаях полезный эффект один и тот же, то
оээ % = I оо % ээ/ээвд = I оо % р1ид/рПОТР1. = I оо чЛад/Л? *
* (Л/^^^п.100%.
Таким образом, повышение ОЭЭ системы требует увеличения Z),,
т. е., с одной стороны, перехода к излучениям с ослабленной несущей, с
другой — к построению передатчиков с возможно высоким средним
КПД. Что касается КПД передатчиков (точнее КПД ОК), то в § 7.4 были
рассмотрены три варианта передатчиков. Из графиков рис. 7.5 следует,
что передатчики с раздельным усилением в транзисторном или лампо-
вом исполнении являются дилерами по этому показателю. Кажется,
достигнут высокий КПД, не зависящий от глубины модуляции (т или
Л), а также известны трудности получения предельного КПД (при пре-
дельном КПД МУО).
Однако есть ряд известных методов, которые позволяют либо увели-
чить КПД, либо, если КПД высок и почти не зависит от глубины
модуляции, дополнительно снизить энергопотребление. Рассмотрим
метод автоматического (динамического) регулирования уровня несу-
щей (АРН), хорошо исследованный применительно к передатчикам АМ
с анодной модуляцией, метод автоматического регулирования режима
по огибающей (АРР) и метод автоматического регулирования режима
по огибающей мгновенной громкости (АРРГ).
Метод АРН заключается в том, что в тех излучениях, которые содер-
жат несущую частоту со значительной амплитудой (АЗЕ, НЗЕ), ее авто-
матически снижают до определенного предела в соответствии с
понижением напряжения модулирующего сигнала, оставляя при этом
действительный коэффициент модуляции почти постоянным и равным
0,8...0,9. Одна из рекомендованных зависимостей 17н = flm) приведена
388
на рис.7.39 (график /). В пределах 20 <
< т < 40 % уровень несущей остается
неизменным. При т < 20 % уровень не-
сущей поднимается для того, чтобы сни-
зить при приеме уровень шумов в паузах
и при слабых сигналах. Штриховая
линия показывает, как изменялось бы
напряжение несущей в зависимости от
глубины модуляции при реализации ме-
тода HAPUG, предложенного в 30-х гг.,
но не реализованного нз-за существен-
ных искажений при приеме.
Применительно к однополосному ве-
щанию этот метод может быть реализо-
ван в возбудителях трех рассмотренных
выше (§ 7.4 и 7.5) передатчиков (класси-
т, %
Рис. 7.39. График функции UH(m)
ческого, передающего комплекса с РУСС и передатчика с раздельным
усилением). Во всех передатчиках реализация этого метода приводит к
снижению потребляемой мощности. Формально это можно объяснить
повышением ОЭЭ передатчиков (даже при постоянстве КПД, см. рис.
7.5, график 5) благодаря тому, что при АРН коэффициент Z), = тг!(^(т)+
+ т2) оказывается при всех значениях т больше этого коэффициента без
АРР, т. е. когда амплитуда несущей неизменна. Реализация этого метода
показала, что для передатчиков с АЗЕ снижение потребляемой из сети
мощности достигает 2...3 раз, для передатчиков с НЗЕ это снижение
несколько меньше.
Второй метод автоматического регулирования режима УМК
может применяться в выходных каскадах передатчиков с любыми ЭП.
Рассмотрим реализацию АРР применительно к тетродному УМК
(рис. 7.40), который характеризуется тремя независимыми параметрами
Рис. 7.40. Упрощенная схема усилителя с авторегулированием режима
389
17C, RyKB, Ea, определяющими наряду с постоянными параметрами ЭП
напряженность режима. Напряжение смещения Ес, а также напряжение
Ес2 выбираются так, чтобы обеспечить 0 = 90°, и, следовательно, явля-
ются либо постоянными, либо зависимыми параметрами. Запишем Uc,
R3KB, Еа с помощью пока неизвестных функций/j(J),/2(JV),/3(J), пред-
ставляющих собой законы регулирования этих параметров:
Uc(t) = u^f^xy, = ад*)- ад = Eamaxf3(X).
Положив для простоты выкладок D = 0, запишем составляющие
анодного тока:
41 = ^SUzmaxXfSX)-, /а0 = y0SUzmaxXfx(Xy
Используя эти и введенные ранее соотношения для и Ел, можно
написать уравнения для всех параметров усилителя. Например, для
полезной мощности первой гармоники и КПД анодной цепи получаем
Р{(Х) = рх тахх2^тх)- па (X) = nan)£«^i(X)f2(X)lf3(X),
^№Р\пшх~У \S U С1пахЕ^, Р Отах~ Уо^^стах^а’ ^атах ~
Воспользовавшись уравнениями для Рх(Х) и т]а(*) и учтя условие
нелинейности модуляционной характеристики Ри = Рх(Х) в U2Z(X) =
= U2Z тахХг и требование максимума КПД r|a(J) = Лашах* получим для
определения неизвестных функций следующие два уравнения:
Л(ВД*) = 1; Xfx(Xtf2(X)/f3(X) = 1.
Для решения этой системы приходится задавать одну из неизвестных
функций. Рассмотрим два примера.
1. Пусть в усилителе Лэкв = /?н = const, т. e.f2(X) = 1. Тогда из первого
уравнения следует fx(X) = 1, а из второго f3(X) = X. Следовательно,
Е(Х) = Елтах . Этот случай соответствует способу , предложенному в
1954 г. Б. И. Рассадиным и К. С. Майковым-Полянским. Очевидно, что
в схеме усилителя, реализующего этот способ, регуляторы fx(X) и f2(X)
должны отсутствовать.
2. Теперь рассмотрим случай без регулятора питающего напря-
жения (РПН): Е(Х) = Елтах и, следовательно, /ЛХ) - 1. Решая уравне-
ния совместно, получаем (А) = =X',f2(X)~ MX2. Для реализации этого
случая в сеточную цепь усилительной лампы (см. рис. 7.40) включается
линейный регулятор напряжения возбуждения с коэффициентом пере-
дачи К = КйХ, а в цепь нагрузки — линейный реактивный элемент связи,
сопротивление которого Л'СВ(АГ) изменяется обратно пропорционально
X2-. XZB(X) = X№JX2. Возможны также и другие варианты реализации
АРР. Согласно расчетам на ЭВМ по реальным характеристикам ламп
реализация первого рассмотренного варианта АРР позволяет увеличить
390
в 3...5 раз полезную мощность и до 2 раз средний КПД по анодной цепи
без превышения теплового режима ламп по сравнению с УМК без АРР.
Этот метод может быть реализован в классическом передатчике с
ОМ, а также в передатчике для сигнала боковой комплекса с РУСС в
том виде, который изложен в примере 1. В этом случае в УУ выделяется
огибающая Я (г) напряжения возбуждения усилителя (рис. 7.41,а), вычис-
ляется ее относительное значение X(t), которое в качестве управляюще-
го сигнала подается к РПН. На выходе РПН получается напряжение
анодного питания Еа(Х). Регуляторыfx(X) и f2(X) отсутствуют. В качест-
ве РПН можно использовать мощный усилитель огибающей. Возмож-
ные решения для МУО приводятся в гл.6 и в [17].
Третий метод — автоматическое регулирование режима по огибаю-
щей мгновенной громкости (в ряде работ его называют методом силла-
бической, т. е. слоговой модуляции) отличается от предыдущего лишь
тем, что в УУ (см. рис. 7.40) формируется сигнал, пропорциональный
как бы мгновенной громкости передаваемого речевого сообщения.
Амплитуда речевого сообщения, а также модулированного им ОМ
сигнала изменяется не только при изменении средней громкости сооб-
щения, но и при переходе от гласных звуков к согласным, поскольку
амплитуды гласных в несколько раз больше, чем согласных. На
рис. 7.41,6 показана огибдюшая A(t) на выходе амплитудного детектора,
на вход которого подан ОМ сигнал, модулированный речевым сообще-
нием. На эпюре показана огибающая A(l) для пяти звуков: три соглас-
ных и два гласных (например, слово «сахар»).
В УУ формируется управляющий сигнал, Xcn(t) (штриховая кривая),
с помощью которого в РПН получается анодное напряжение
^а(^сл) = Е-л тах^сл({)-
391
Сигнал изменяется гораздо медленнее, чем сигнал огибающей
X(t). На рис.7.41,б отмечен интервал 7\, соответствующий всей эпюре,
показанной на рис. 7.41,а. Поэтому в качестве РПН могут использовать-
ся сравнительно медленно работающие устройства, более низкочастот-
ные. В частности, управление анодным напряжением питания может
быть перенесено в управляемый мощный тиристорный выпрямитель
[17].
Энергетическая эффективность этого метода несколько ниже по
сравнению с методом АРР по огибающей ВЧ сигнала, поскольку лампа
мощного усилителя (см. рис. 7.40) в течение всех интервалов времени,
когда A^z) - X(t) > 0 (см. рис. 7.41,6) работает в недонапряженном
режиме. Метод был реализован в передатчике для сигналов боковой
полосы комплекса с РУСС, а также в передатчиках с АМ для осущест-
вления АРН [17].
Контрольные вопросы
1. Назовите преимущества передачи сообщений с однополосной модуляцией перед пере-
дачей с АМ.
2. Почему один из методов формирования сигналов с ОМ называется методом повтор-
ной балансной модуляции?
3. Покажите на структурной схеме, в чем различие между одноканальным и четырехка-
нальным модуляторами ОМ сигналов.
4. Почему при передаче одновременно многих сообщений через один передатчик вводят
понятия группового сигнала и группового тракта? Какие параметры групповых сиг-
налов используются при расчете передатчиков с ОМ?
5. Из каких элементов состоит структурная схема современного мощного передатчика с
ОМ?
6. В каких каскадах передатчиков с ОМ применяются колебания классов Л и В и почему?
7. Нарисуйте три принципиальные схемы выходных каскадов передатчиков с ОМ раз-
личной мощности.
8. Почему для измерения нелинейных искажений в передатчиках с ОМ используют
двухтоновый испытательный сигнал, а не гармонический, как в передатчиках с АМ?
9. Дайте возможно подробную характеристику (структурная схема, электронные прибо-
ры, их режимы, распределение искажений и др.) одного из трех передатчиков с ОМ:
мощностью до 1 кВт, 1 ...5 кВт, выше 20 кВт.
10. Каковы пути решения проблемы повышения энергетической эффективности передат-
чиков с ОМ?
Глава 8. Радиопередатчики с угловой модуляцией
8.1. ОБЩИЕ СООТНОШЕНИЯ ПРИ ЧМ И ФМ
Модуляция называется угловой (УМ), если в колебании вида
м(г) = {7msin[«)0r + Ф(/)]
в зависимости от модулирующего сигнала изменяется полная фаза (для
краткости просто фаза) <p(r) = <ooz + Ф(г); здесь <оо — центральная или
средняя частота колебания с УМ; Um — неизменная амплитуда колеба-
ния.
Благодаря высокой помехоустойчивости угловая модуляция приме-
няется в системах низовой радиосвязи различных диапазонов частот, в
радиовещании на МВ, в звуковом сопровождении телевизионного ве-
щания, в наземной радиорелейной связи прямой видимости, тропосфер-
ной и космической связи [8, 9, 23 — 25]. Кроме того, УМ используется
в радиотелеметрии, системах радиоуправления, некоторых системах
радионавигации и радиолокации. Телеграфные сигналы и цифровая
информация в настоящее время передаются преимущественно путем
частотной и фазовой манипуляций (см. § 8.7).
Известно, что УМ обеспечивают лучшую помехоустойчивость и
более высокие энергетические характеристики, чем AM, однако для
этого ей требуется бдльшая необходимаая полоса частот (НПЧ). В
последнее время в целях экономии радиоспектра ведутся работы по
исследованию и внедрению УМ с одной боковой полосой спектра час-
тот [43].
Модулирующий сигнал в общем случае имеет сложную форму, и
анализ процессов, происходящих в передатчике, затруднен. Многие
задачи решаются просто, если считать, что модуляция производится
одним тоном. Принимая это упрощение, УМ сигналы будем представ-
лять выражением
м(Г) = t7,ncos(<o0? + msinQz),
где Q — частота модулирующего колебания; т — индекс модуляции.
393
Модуляция называется фазовой (ФМ), если индекс модуляции т
пропорционален амплитуде модулирующего сигнала Un и не зависит от
его частоты Q. Модуляция называется частотной (ЧМ), если девиация
(отклонение) частоты Дсо от среднего значения % пропорциональна
Un и не зависит от частоты Q, т. е. если индекс модуляции т пропорци-
онален Ua и обратно пропорционален Q.
Таким образом:
для ФМ т = kUn = Aq>; (8.1)
для ЧМ т = kUn/Q = Дсо/Q,
где к — коэффициент пропорциональности. При обоих видах модуля-
ции меняется частота колебаний.
Мгновенное значение частоты найдем как производную фазы по
времени:
для ФМ со = с/ср/Л = г/[ц/ + ДфвшОг]/*/? = <о0 + ДфОсовО?; (8.2)
для ЧМ со = с/ф/с/г = с/[сЦ)? + AcosinQz/Q]c/C = со0 + ДсосовОг.
Из этих выражений видно, что при неизменной амплитуде модули-
рующего сигнала девиация частоты при ЧМ неизменна, а при ФМ
увеличивается пропорционально частоте модулирующего сигнала или,
как принято говорить, увеличивается со скоростью 6 дБ на октаву
[83, 89].
Как известно из курса «Теория электрической связи», при модуляции
одним тоном спектры ФМ и ЧМ колебаний линейчатые, содержат со-
ставляющую средней частоты сц, и бесконечное множество составляю-
щих боковых частот (со0 ±р£1,р =1,2, 3,...). Относительные амплитуды
составляющих спектра пропорциональны функциям Бесселя первого
рода Jp(m) порядка р от аргумента т:
u(t)IUm = cos(a\)? + wisinOf) = .70(/?i)cosc£\/ +
oO
+ ^Jp(m) [cos(coo -ptyt + (-iy,cos(<B0 - pfi)f].
p= 1
Спектры сигналов при m = 1,4 и 8 представлены на рис.8.1 в качестве
примера. Цифры около спектральных составляющих указывают их зна-
чение в процентах относительно немодулированной несущей. Характер
зависимости функций Бесселя от аргумента представлен графиками на
рис.8.2. При Jp < 0 соответствующие спектральные составляющие изме-
няют фазу на 180°, что не отражено на рис. 8.1. Отметим, что функция
394
23
23 3332
.Л 18/ \22
0 2 4 6 8 10 р
Рис. 8.1. Спектр сигналов с угловой модуляцией при различных индексах модуляции
J0(m) проходит через нуль при т « 2,4; 5,5; 8,6;... Отсюда следует, что
составляющая спектра с частотой <в0 в модулированном сигнале может
отсутствовать. По этой причине частоту со0 называют средней или цент-
ральной частотой ЧМ сигнала, а не несущей, как ее называют в спектре
AM колебаний. Амплитуды боковых составляющих при р ~ т имеют
максимум и при р> т быстро убывают с увеличением р (см. рис.8.2).
Множитель (-!/’ показывает, что фазы нижних нечетных боковых
составляющих повернуты на 180° относительно того положения, кото-
рое занимают аналогичные составляющие при амплитудной модуля-
ции. Так в спектральном и векторном представлениях проявляется
постоянство амплитуды колебания с УМ.
При угловой модуляции средняя мощность модулированного коле-
бания не изменяется по сравнению с мощностью Рн немодулированного
колебания, так как амплитуда остается постоянной. Однако происходит
значительное перераспределение мощностей между колебанием Рн и
суммарной мощностью боковых составляющих.
На рис .8.3 представлены эти зависимости. Характерно, что при
т > 1 основная часть мощности приходится на долю боковых составля-
ющих, которые несут информацию. Этим и объясняются более высокая
помехоустойчивость и хорошие энергетические показатели при угловой
модуляции [5 — 7].
Напомним, что приАМ на долю боковых составляющих приходится
не более 50 % мощности несущего колебания или не более 1/3 излучае-
мой средней мощности (см. гл.6).
Основные характеристики и показатели качества при угловой моду-
ляции, как и при других видах модуляции, определяются стати-
ческой модуляционной характеристикой (СМХ) ®(ЕМ0Д) или <р(ЕМ0Д),
395
Рис. 8.2. Графики функций Бесселя
первого рода порядка р
Рис. 8.3. Соотношения мощнос-
тей боковых составляющих и
колебаний центральной (сред-
ней) частоты
где Е — постоянное напряжение, подаваемое на вход модулятора
(рис.8.4,д). Эта характеристика должна быть достаточно линейной в
пределах требуемых девиаций и иметь высокую крутизну S = (knldEn0B.
Нелинейность СМХ вызывает нелинейные искажения, которые при
ЧМ состоят в том, что при модуляции гармоническим сигналом
uM(z) = Ео + (7ncosQr
девиация частоты оказывается
Дсо(0 = A<o(cosQz + Ato2cos(2 Qi + Ч^) + Aco3cos(3Qz + Ч^) + ...
Коэффициенты нелинейных искажений по второй и третьей гармо-
никам Кг- ДшуДсор К3 = ДсоуД®] и т. д. Динамические модуляционные
характеристики — амплитудная и частотная представлены на рис.8.4,б
Рис. 8.4. Основные характеристики при угловой модуляции:
а — статическая модуляционная; б — амплитудная или динамическая модуляционная;
в — частотная динамическая модуляционная
396
и в соответственно. Качество угловой модуляции характеризуется еще
уровнями шума, фона и динамическим диапазоном сигнала.
При определении практической ширины полосы частот(П), занимае-
мой сигналом с угловой модуляцией, учитываются составляющие спект-
ра с амплитудами не менее 1 % амплитуды немодулированного
сигнала, при этом полоса определяется приближенным соотношени-
ем П« 2Fu(m+ 'Im + 1).
Поскольку при ЧМ индекс модуляции те = А// Гм убывает с ростом
Fu, к тому же составляющие спектров реальных модулирующих сигна-
лов максимальны в области частот 0,7... 1,5 кГц и с ростом FM убывают
[10], на верхних модулирующих частотах ухудшается соотношение сиг-
нал-шум принимаемого сигнала, что ведет к снижению качества в веща-
нии или помехоустойчивости (разборчивости речи) в связи. Для устра-
нения этого недостатка обычно применяют предварительную коррек-
цию (частотные предыскажения) модулирующего сигнала таким обра-
зом, чтобы с возрастанием Fu пропорционально возрастала амплитуда
(или, как называют, коррекция 6 дБ на октаву). При такой коррекции
ЧМ передатчик по существу излучает ФМ сигнал, и если в приемнике
осуществляется частотное детектирование, то после него производится
обратная коррекция.
Реальные модулирующие сигналы являются случайными процесса-
ми, которые с некоторым допущением можно считать стационарными,
т. е. процессами, статистические параметры которых можно определить
за конечное время Т. Основной интерес представляют такие параметры,
как максимальное, среднее и среднеквадратическое значения, энергети-
ческий спектр и дисперсия.
Среднее значение случайной величины u(t) за время наблюдения Т
т
о
Для телефонного речевого и звукового радиовещательного сигналов
Uo = 0. Действующее значение сигнала определяется средней мощнос-
тью за время Т:
^действ ~ |ы(02Л ’
‘ о
Спектральная плотность 5(0) сигнала u(z) есть средняя (по времени)
мощность в полосе частот 1 Гц. Дисперсия сигнала u(t) со средним
значением t/0
т
397
Для сигналов с Uo = 0 величина сти совпадает с эффективным значе-
нием 14впик — квазипиковым значением сигнала, превышаемым в тече-
ние 1 % времени наблюдения. Тогда пик-фактор р = £4ВПш/^дейсп>-
Реальный речевой (телефонный) сигнал имеет р » 3...4, сигнал ра-
диовещания р » 4...6, а при многоканальной передаче информации
могут быть еще большие значения пик-фактора (см. гл.7). Спектры ЧМ
сигналов и сами частотные модуляторы следует рассчитывать с учетом
пик-фактора на квазипиковые уровни амплитуд и соответствующие
девиации частоты. При умножении частоты в тракте передатчика в N
раз пропорционально увеличивается девиация частоты Д/ и фазы Дер,
а также индекс угловой модуляции. Умножение частоты применяют как
для увеличения глубины модуляции, так и из соображений повышения
устойчивости ВЧ тракта усиления мощности передатчика.
8.2. МЕТОДЫ ПОЛУЧЕНИЯ ЧМ.
ФАЗОВЫЕ МОДУЛЯТОРЫ
Существуют прямые и косвенные методы получения ЧМ и ФМ коле-
баний. При прямых методах модулирующее колебание непосредственно
воздействует на необходимый для данной модуляции параметр: частоту
ш (рис.8.5,а) или фазу <р (рис.8.5,6) РЧ колебания.
В первом случае частотный модулятор представляет собой автоге-
нератор (см.гл. 4), в контур которого включен реактивный элемент,
управляемый модулирующим сигналом (рис.8.5,в). Прямая фазовая мо-
дуляция обычно осуществляется в цепи, через которую проходит РЧ
колебание, и сдвиг фазы выходного сигнала изменяется под действием
сигнала модуляции (рис.8.5,г).
Косвенные методы предполагают получение нужного вида угловой
модуляции осуществлением другой модуляции и соответствующим пре-
образованием сигнала. Так как частота и фаза гармонического колеба-
ния взаимосвязаны (<о = <йр/Л) ЧМ колебание можно получить,
осуществляя модуляцию по фазе, но при этом необходимо устранить
зависимость девиации частоты Дсо от частоты модуляции Q, присущую
ФМ (рис. 8.5Д) [см. (8.1) и (8.2)].Это нетрудно выполнить, пропустив
модулирующий сигнал через цепь с коэффициентом передачи, пропор-
циональным I/O (рис. 8.5,д). Девиация фазы на выходе такого устройст-
ва Д<р - kUn/Q, а девиация частоты при этом Дсо = kUn будет зависеть
только от амплитуды Un, что характерно для ЧМ. Аналогично ФМ
колебание можно получить косвенным путем с помощью частотного
модулятора и корректирующей цепи на его выходе с коэффициентом
передачи, пропорциональным Q (рис. 8.5,е). В качестве корректирую-
щих цепей можно использовать интегрирующую ЯС-цепь (рис. 8.5Д)
или дифференцирующую ЯС-цепь (рис. 8.5,е).
398
a) 6) ff)
ш=иа¥кяияж sit
б) г) e)
Рис. 8.5. Схемы прямого (а,в и б,г) и косвенного^ д,е) методов получения частотной
и фазовой модуляций
Определить вид угловой модуляции можно довольно просто: подать
на вход модулятора сигнал C/ncosQf, а к выходу подключить измеритель
девиации частоты. Если девиация частоты зависит только от Un и не
зависит от частоты, то имеет место частотная модуляция. Если же Дсо
оказывается пропорциональной и Un, и частоте Q, то модуляция фазо-
вая.
Фазовую модуляцию наиболее просто осуществить, пропустив не-
сущее колебание частоты cty через резонансную систему, частоту на-
стройки которой сок можно изменять, например, меняя смещение на
варйкапе, входящем в состав контура. Для одиночного контура ФЧХ
Ф = arctg [(co^ci^-<oK/(i)0)Q], где Q — добротность контура [5, 6]. В
пределах полосы пропускания, определяемой по уровню -3 дБ, фаза
изменяется от -45 до 45°, а коэффициент передачи от 1 до 0,707, т. е. при
расстройке контура вместе с изменением фазы изменяется и амплитуда,
что вызывает паразитную AM.
Если варикап емкостью Св0 подключен к контуру, имеющему ем-
кость Ск с коэффициентом включения р, и под воздействием модулиру-
ющего напряжения Un обеспечивает изменение емкости на величину
АС, то изменение фазы ф» arctg(p(MC/CK) = arctg(Z>(l+х,и)у-1], где
6 = pQCtCK; хт = I/q/СФц + Ео) — нормированная амплитуда; фк — кон-
399
Рис, 8.6. Схема фазового модулятора на трех
расстраиваемых контурах
Рис. 8.7. Схема фазового
модулятора на управляе-
мом RLC-делтепе
тактная разность потенциала полупроводника; <р — показатель нели-
нейности варикапа. Одноконтурный ФМ обеспечивает девиацию фазы
20...30° при нелинейных искажениях Кн и ® 5...7 % для случая b = 6 [59].
Нелинейные искажения можно частично скомпенсировать, применив
начальную расстройку контура относительно несущей частоты со0. Де-
виацию фазы можно увеличить, включив каскадно несколько фазовых
модуляторов или применив многоконтурные схемы. На рис. 8.6 пред-
ставлена схема фазового модулятора, выполненного в виде трехзвенно-
го ПФ, составленного из одинаковых контуров, которые перестра-
иваются с помощью варикапов. При соответствующей настройке моду-
лятор может обеспечить девиацию фазы до ±40° на каждое звено фильт-
ра при нелинейных искажениях, не превышающих 2 %, и практически
отсутствующей амплитудной модуляции [40].
В последнее время в связной аппаратуре часто применяют фазо-
вые модуляторы в виде управляемых простых ЛЕС-фазовращателей
(рис. 8.7). Если выбрать С = то коэффициент передачи этой
цепи на частоте со^
R+ja>L _ R +jcoL
R + jtoL + 1 /jcoC Я-jcoL’
т. e. при любом R модуль |K| = 1 и паразитной AM не будет, а фаза будет
меняться: <р = 2arctg(co0L//?). Если R изменять от 0 до », то фаза будет
меняться на 180°, однако анализ работы этой схемы показывает, что при
глубине модуляции резистора mR = ДЯ/Лср обеспечивается меньшая
девиация: Дф,„ал. = 0,5(ф,иил. - фш,„) = 0,87/ил и будут иметь место нели-
нейные искажения фазовой модуляции (Кп И)ФМ = /иЛ/8 ® Дф,„ах/7.
Если же этот модулятор применять для косвенного получения ЧМ,
то нелинейные искажения будут вдвое больше: (Л"н и)чм » mR!4. На-
400
Рис. 8,8. Схема активного фа- Рис 8 9 Структурная схема импульсно-
зового мостового модулятора фазового модулятора
пример, при mR = 0,6 АФотах = 0,52 рад, (Кя И)ФМ = 7,5 % , а (Кя и)чм •
» 15 %, что уже превышает норму для передатчиков низовой связи [89].
В качестве управляемого сопротивления удобно использоватьдолевой
транзйстор или варикап [43]. .
На рис. 8.8 приведена схема активного мостового фазового модуля-
тора, применяемого на радиостанциях подвижной связи [41]. Нагрузки
Л, и R2 в цепях коллектора и эмиттера транзистора УТ обеспечивают
два одинаковых по амллитуде и противофазных напряжения, которые
приложены к двум Другим плечам моста R3 и цепи £СВ. Схема обеспе-
чивает девиацию до 50...60° при хорошей линейности и малой паразит-
ной AM.
В некоторых передатчиках МВ ЧМвещания и звукового сопровож-
дения телевидения, находящихся йнастоящеевремя в эксплуатации,
применен косвенный метод получения ЧМ с использованием импульс-
но-фазового модулятора (рис. 8.9). Гармонические колебания от высо-
костабильного кварцевого генератора (G,) преобразуются в короткие
импульсы, которыми синхронизируется генератор пилообразного на-
пряжения (GJ,обеспечивающий высокую нелинейность «пилы». В им-
пульсно-фазовом модуляторе—крмпараторе (К) происходит сравнение
модулирующего сигнала Un с пилообразным, и в момент их совладения
на выходе появляется импульс, причем фаза импульса изменяется в
пределах до 300°, т. е.Дф^ « ±140... 150° при достаточно высокой линей-
ности модуляционной характеристики 1...2 %). Однако для ниж-
ней частоты модулирующего сигнала обеспечивается первичная
девиация частоты А/ = АфГн= 2,6 рад х 30 Гц = 78 Гц, и для получения
на выходе = 50 кГц необходимо далее применить умножение час-
тоты в N = 50-103/78 * 640 раз, что вызывает значительные фазовые
шумы. •
Перспективной является схема комбимированной частотно-фазовой
модуляции (рис. 8.10), где спектр модулирующих частот разделяется
401
Рис. 8.10. Структурная схема ком-
бинированного ЧМ-ФМ модуля-
тора
умножение частоты во много раз и
ФНЧ и ФВЧ с примерно одина-
ковой частотой среза Ниж-
ними частотами O...Qq произво-
дится непосредственная ЧМ
кварцевого генератора, а верх-
ние частоты после со-
ответствующего предыскаже-
ния I/O производят косвенную
ЧМ с использованием фазового
модулятора; при этом достига-
ется высокая стабильность цент-
ральной частоты, не требуется
можно осуществить модуляцию
широким спектром модулирующих частот.
Для осуществления ЧМ и ФМ необходимы управляемые реактивнос-
ти (УР), которые характеризуются номинальными значениями емкости
или индуктивности, коэффициентом перекрытия АГС = или
KL ~ Lmai/Lmin, определенным законом зависимости С(<?упр) или £(/упр)>
добротностью Q, реактивной мощностью и др.
Наиболее распространены для ЧМ и перестроек на малом уровне
сигнала полупроводниковые емкости — варикапы, использующие ба-
рьерную емкость запертого р-п перехода: Св = Со(1 + ев/фк)-т, где фв —
контактная разность потенциала полупроводника (фк = 0,3...0,6 В); ев —
запирающее напряжение нар-л переходе, В; Со—ем кость варикапа при
ев = 0; у — показатель нелинейности варикапа.
Значение у определяется технологией изготовления р-п перехода,
точнее, законом распределения примесей по толщине перехода. При
линейном изменении концентраций примесей (плавный переход) у =
- 1/3, при ступенчатом изменении (резкий переход) у = 1/2. Возможны
варикапы со «сверхрезким» переходом— для них у > I [59J. Изготовляе-
мые промышленностью варикапы имеют 1/3 < у < 1/2 (ближе к 0,5).
Полупроводник ср-п переходом обладает И диффузионной емкостью
С , которая примерно на два порядка больше барьерной; зависимость
с£(е) нелинейна, существенно зависит от температуры, обладает невы-
сокой добротностью, и потому эта область характеристик диода в
частотных модуляторах не используется. Эквивалентная схема барьер-
ной емкости варикапа представлена на рис. 8.11 ,«, где к нелинейной
емкости Св (8.19) добавлены последовательноё сопротивление материа-
ла полупроводника г, шунтирующее обратное сопротивлениер-п пере-
хода, и сопротивление утечек R. Для достижения высокой добротности
варикапа необходимо, чтобы R » 1/<оСв »г, при этом значение
добротности
402
Рис. 8.11. Эквивалентная схема (а> и основные характеристики (б, в)
= ; (8.3)
Характеристики варикапа с барьерной емкостью представлены на
рис. 8.11 ,б и в. Зависимости Св(е) приведены дам у = 1/3,1/2 и 1. Доброт-
ность варикапа согласно (8.3) возрастает с увеличением смещения и
обычно уменьшается с увеличением частоты и возрастанием температу-
ры. Температурная зависимость Св(1°) сильно проявляется в области
малых смещений, соизмеримых с <рк. Коэффициент перекрытия варика-
пов по емкости составляет обычно 3...5, а отдельных типов — до 10.
Управляемая реактивность мрже'г быть получена искусственным
путём: Например, если на вход безынерционного Усилительного элемен-
та УТ подавать возбуждение со сдвигом фазы на. 90° по отношению к
внешнему входному напряжению, то ток /к будет сдвинут относительно
пмп|лллшлпл 'КЗ п ’***• "
Бивалентное сопротивление
оказывается реактивным, а
его значение зависит от ко-
эффициента усиления. Jia
рис. 8.12хг показана упро- •
щенная схема реактивного
Транзистора, эквивалентно-
го индуктивности при фа-
зосдвигающих цепях (рис.
8.12,6). При использовании
фазосдвигающих цепей (рис,
8.12,в) образуется эквива-
лентная емкость (условия
работы: К « ZK; Z} » Z2)
/
Рис. 8.12. Схема реактивного транзис-
тора (а) и фазосдвигающие цепи, обес-
печивающие реализацию эквивалент-
ного индуктивного (б) и емкостного (в)
сопротивлений коллекторной цепи
403
и обеспечивается сдвиг фазы Ub3 примерно 90° по отношению к UK3.
Меняя токи, напряжения и усиление активного прибора, можно легко
создавать искусственные управляемые реактивности различных значе-
ний, разных знаков и с большими коэффициентами перекрытия (управ-
ления). Реактивный транзистор, используемый в возбудителе ЧМ
передатчика [42], обеспечивает значительно большую девиацию часто-
ты и меньшие искажения, чём варикап. I
Широкополосная ЧМ может быть реализовала в автогенераторе на
транзисторе в схемах с запаздывающей обратной связью [40, 62] с
помощью управления временем задержки (или фазовым углом) в цепи
обратной связи (см. гл. 4). При этом усилительная часть автогенерато-
ра не должна иметь выраженных резонансных свойств и определять
значение генерируемой частоты; усилитель может быть широкополос-
ным, апериодическим. Тогда генерируемая частота, определяемая ба-
лансом фаз, зависит в основном от угла обратной связи <рос. Такой
модулятор обеспечивает, например, в пределах 30... 120 МГц высокую
линейность СМХ (Кни < 0,1 %) при крутизне более 200 МГц/B, а в полосе
70±20 МГц дифференциальное усиление менее 3% ^неравномерность
ГВЗ менее 3 нс [62]. Основной недостаток таких модуляторов — значи-
тельная температурнИ нестабильность частоты; Что в настоящее время
может быть устранено термостатированием автогенератора и примене-
нием систем АПЧ (см. §8.4).Подобные модуляторы начинают приме-
нять в аппаратуре РРЛ и космических систем связи.
8,3. ЧАСТОТНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
В АВТОГЕНЕРАТОРАХ С ПОМОЩЬЮ ВАРИКАПА
Частотный'модулятор* обычно представляет собой транзисторный
АС-автогенератор; частота которого изменяется под действием Модули-
рующего напряжения с помощью варикапа. Упрощенная (без цёпей
питания) схема модулятора представлена нарис.8.13,а. На этой схеме
показаны только реактивные сопротивления; от которых в основном
зависит частота колебаний, возникающих в автогенераторе. Элементы
С,, С2, С3 и L образуют колебательный контур трехточечного автогене-
ратора, необходимость их включения рассматривалась в гл.4. Конден-
сатор С4 для тока РЧ включен последовательно с варикапом, чтобы
разделить постоянные напряжения иа варикапе.и коллекторе транзис-
тора, а при С4, соизмеримой с Св, обеспечить при необходимости час-
тичное подключение варикапа к контуру автогенератора.
Зависимость частоты колебаний со от модулирующего напряжения
описывается системой уравнений:
Св =/](*)= Со(1 + е/ф^; (8.4)
Ск =/2(*) = {(Св+ С4)/[СВ(С3 + С4) + C3CJ + 1/С, + 1/С2} (8.5)
404
Рис. 8.13. Упрощенная схема
автогенератора с ЧМ при по-
моШ варикапа (^.характе-
ристикаварикапа и действу-
ющие иа нем напряжения (б)
• ' I ....I'J • ' I И/.ЧО’ - • 1
<В&/3(€)= l/VLC^. (8.6)
Уравнение (8.4) определяет характеристику варикапа, (8.5) устанав-
ливает зависимость полной емкости колебательного контура Ск от Св,
(8.6)— формула Томсона — определяет резонансную частоту контура.
Использование этой формулы означает, что рассматривается случай,
когда, во-первых, в автогенераторе выполняются все условия, при кото-
рых частота колебаний автогенератора близка к резонансной частоте
контура (см. гл. 4); во-вторых, активные потери в контуре малы и
резонансная частота может определяться без их у чета.
Определить интересующую зависимость со = J(e) можно подстанов-
кой уравнений (8.4) и (8.5) в (8.6). Напряжение на варикапе е = Ёт + &е,
где £т—напряжение смещения, соответствующее режиму молчания или
«телефонной точке» мбдуляцйонной характеристики; Де — мгновенное
значение переменной составляющей напряжения;
е = £т + С7шсозс%( + C7qcosQz. (8.7)
На рис. 8.13, б представлены характеристика С/е) согласно (8.4) для
у = 0,5 и действующие на нем напряжения (8.7). Подставляя (8.7) в (8.4)
и решая совместно с (8.5) и (8.6), можно получить относительно генери-
руемой частоты
® =<«%(! - Ag) + Ato^osQ/ + Aco2cos(2Q( + ц/2) +
405
+ A<o3cos(3Qf + v3) + .... (8.8)
где z\)—относительное смещение центральной частоты при модуляции;
Дор Да>2, Д<в3 — девиации основной частоты модуляции и ее гармоник,
которые определяются параметрами варикапа, схемы, режимом и в
общем виде приведены в [39,40].
Из (8.8) следует, что при ЧМ имеют место два нежелательных явле-
ния: изменяется значение центральной частоты на Аш0; возникают нели-
нейные искажения по Второй Кг = ДхоуДш, и третьей К3 = Aco3/AcO]
гармоникам (искажения более высоких порядков малы). Сдвиг цент-
ральной частоты объясняется в основном нелинейностью Св(е); при
модуляций приращение емкости в положительный полупериод ДС^+)
оказывается больше, нем уменьшение ее Д(5_) в отрицательный полупе-
риод модуляции (см. рис. 8.13,6).
Среднее значение емкости возрастает, д частота генератора со пони-
жается. Сдвиг ДоШф зависит от Ua и может быть уменьшен только с
помощью линеаризации статической модуляционной характеристики и
нелинейного предыскажения модулирующего сигнала. Варикап может
подключаться к контуру автогенератора параллельно (рис. 8.14/1 и 6),
последовательно (рис. 8.14,в и д) и комбинированна с частичным вклю-
чением (рис. 8.14, г). При этом следует учитывать, что в реальных схемах
всегда имеется начальная емкость контура С3. Для параллельного вклю-
чения варикапа (см. рис, 8.14,6) из (8-8) можно получить соотношения
+ + ' (8.9)
Е2 = 0,25[2(17у + 1)(1 + С3/Ст)-3]Д®Ч- ’ (8.10)
При последовательном включении варикапа в контур (см:рис. 8.14,в)
справедливы соотношения
д<ь/«^о,^^^ ; * (8.11)
К2 = 0,25(1 + 2(1/у-1Ж+СуСД]Дй)/сщ.= (8.12)
Рис. 8.14. Варианты способов включения варикапа в контур автогенератора
406
Обычно необходимо обеспечить заданную девиацию Дсо, тогда из
(8.9) и (8.11) при определенных параметрах схемы можно найти необхо-
димую амплитуду Ua. Для уменьшения искажений следует в первой
схеме уменьшать С3, а во второй — увеличивать С4; в обоих случаях
схема приближается к идеальному случаю (см. рис.8.14,а). С энергети-
ческой точки зрения влияние управляемой реактивности на частоту
автогенератора определяется относительным значением реактивной
мощности контура, приходящейся на долю УР. Из (8.10) и (8.12) сле-
дует, что искажения можно уменьшить, используя варикапы со сверх-
резким переходом (у^1). Применение варикапов С резким переходом
(у = 0,5) увеличивает искажения в 3 раза. Уменьшению искажений спо-
собствует выбор меньшей величины |ЕТ|, так как прй этом нужная
девиация Дсо обеспечивается при меньшей амплитуде Ua Ограниче-
ния в этом направлении возникают при увеличении температурной
нестабильности частоты ( см. рис. 8.11,6) и необходимости работы с
запертым переходом (t/e + ty < |ЕТ|. В то же время должно выполняться
условие (|ЕТ| + Ua + 17^) < С/доп. Значение Ua определяется из расчета
автогенератора и действующих на элементах контура напряжений,
обычно Ua<. (0,1.. .0,2)(<рк + Ет).
Следует учитывать также, что с увеличением коэффициента вклю-
чения варикапа в контур автогенератора ухудшается стабильность
частоты из-за влияния ТКЕ варикапа Добычно у варикапов ТКЕ =
= 10м...КГ5 град-1, а также возрастают шумы и ухудшается защищен-
ность от интегральных помех, возникающих из-за нестабильности,
пульсаций, наводок по цепям смещения и управления емкостью варика-
па. Из этих соображений можно определить максимальный коэффици-
ент включения варикапа [59]. Стабильность частоты и требуемые
искажения обеспечивают с помощью дополнительных мер: введением
системы АПЧ, коррекции и предыскажений (см. § 8.4). Обычно в ЧМ
генераторах с Д/7/= 10~3 рекомендуется режим варикапа: Ет®-5...10В;
иш= 1...5В; l/n = 0.5...2 В.
Частотная модуляция кварцевого автогенератора имеет противоре-
чие: с одной стороны, частота автогенератора стабилизируется от
влияния внешних воздействий кварцевым резонатором, а с другой сто-
роны, следует изменять частоту по закону модуляции. Принципы по-
строения и схемы кварцевых автогенераторов разнообразны, но
подавляющее большинство из них выполняется по осцилляторным схе-
мам , где кварц играет роль индуктивности контура автогенератора, при
этом генерируемая частота оказывается между частотами последова-
тельного со, и параллельного со0 резонансов кварца — ближе к первому
(см. гл. 4). Поскольку параметры кварцевых резонаторов таковы, что
407
Со » Скв, разница между частотами, Ли = - и, мала и определяется
соотношением
Дю/с^, = (с% - ©!)/©,« 0,5 Скв / Со, (8.13)
что составляет 1(Г3...1(Г4.
Изменение частоты кварцевого генератора возможно, но в еще мень-
ших пределах, т. е. Днг/и < 0,ЗДи/нкв и составляет (2...3)-10-4.
Для некоторых областей применения. ЧМ, например подвижной
связи в МВ диапазоне, где необходима девиация 3...5 кГц, при
/раб > 30 МГц и < 2- осуществление ЧМ в кварцевом
генераторе оказывается приемлемым, кроме того, можно увеличить А/,
применив умножение частоты в тракте передатчика. Управляемую ре-
активность следует подключать к элементу контура, определяющему
главным образдм рабочую частоту, т. е. к кварцевому резонатору, пос-
ледовательно или параллельно. Нарйс.8.15/: показаны четыре возмож-
ных варианта подключения управляющей емкости-Су или
индуктивности Ly к кварцевому резонатору, а на рис К 15,6 влияние
этих вариантов на резонансные частоты крарца и возможную девиацию
частоты Ай:
подключение Су параллельно резонатору понижает частоту парал-
лельного резонанса и уменьшает Аи;
последовательное включение Су повышает частоту последовательно-
го резонанса со, и также уменьшает Асо;
последовательное включение Ху понижает частоту последовательно-
го резонанса Го] и увеличивает Аи; . .
параллельное включение Ху повышает и также увеличивает А©,
однако мало влияет на Характеристику ^(со) в области последователь-
ного резонанса, вблизи которого находится рабочая частота <ог
Рис. 8.15. Варианты способов подключения управляемых реактивностей к кварцевому ре-
зонатору (а) и их влияние на частоты резонансов кварцевого резонатора (б)
408
Наиболее благоприятным для ЧМ кварцевого генератора оказыва-
ется последовательное подключение к кварцевому резонатору Ly. При
использовании для ЧМ варикапов можно легко образовать индуктив-
ный элемент (рис.8.15,в), включив последовательно с варикапом катуш-
ку LKOp такой величины, чтобы слЛкор> 1/юСв; при этом эквивалентная
индуктивность такой цепи L3KB = Лкор - 1/со2Св(е) зависит от смещения
на варикапе.
Условия возбуждения и определения частоты генерируемых коле-
баний сог рассмотрены в § 4.5, где показано, что сог близка со, (точнее,
сог > со,). Подключение последовательно с кварцевым резонатором це-
почки LKOpCB, эквивалентной индуктивности Ьжл, понижает сог, и при
определенных значениях LKOp может оказаться, что генерируемая часто-
та сог меньше частоты последовательного резонанса кварцевого резона-
тора со,. Анализ работы ЧМ кварцевого генератора приводит к
следующим соотношениям для девиации частоты и коэффициента иска-
жений: '
Д«>/а>г« 0,25(1 + (8.14)
к,. (v?c/с~ С'Т с»<с- (8(5)
V Уг) Ч/Чт
где vr = (ц. - сог)/(со0 - со,) — нормированная частота.
Из (8.14) и (8.15) следует, что при v < 0 достигается большая девиация
частоты и уменьшаются нелинейные искажения; этому соответствует
режим работы с ct\. < со, (график,,2 .на рис. 8.16). ?,
На рис. 8.17 в качестве примера приведена схема кварцевого генера-
тора с ЧМ варикапами. Автогенератор выполнен по схеме емкостной
трехточки на элементах С,, С2, Йётйи £и, кварце ZQ, варикапах KDB и
катушке L,, имеющей результирующее индуктданре сопротивление.
Для улучшения параметров « характеристик ЧМ кварцевого автогене-
ратора применены дополнительные элементы: делитель Я, Я'к VDK осу-
ществляет нелинейную предкоррекцию модулирующего сигнала,
Рис. 8.16. Графическое определение значе-
ния частоты колебаний, генерируемых
кварцевым автогенератором, при модуля-
ции с помощью варикапа при отсутствии
(/) и наличии (2) корректирующей индук-
тивности
409
Рис. 8.17. Схема кварцевого транзисторного автогенератора с ЧМ при помощи варика-
па и дополнительными стабилизирующими цепями
снижает нелинейные искажения и уменьшает смещение центральной
частоты под влиянием 1/[см. (8.8)]; цепь LKRK способствует линеариза-
ции статической модуляционной характеристики (см. § 8.4); делитель
Л2Л3 Л'3 обеспечивает компенсацию влияния изменений температуры на
емкость варикапа, а следовательно, и на частоту автогенератора;
встречное включение двух варикапов уменьшает влияние ам плитуды РЧ
напряжения Um на среднюю частоту а^; напряжение питания Ек стаби-
лизировано цепью Rs VD^. Назначение остальных элементов автогене-
ратора (см. гл.4) общеизвестно.
При ЧМ кварцевого генератора следует учитывать, что кварцевые резонаторы обла-
дают большим числом резонансных частот, не только кратных основной (т. е. ее гармо-
никам), но и расположенных вблизи основного резонанса. Это вызвано тем, что вместе с
основным колебанием, и-видом деформаций кварцевой пластины неизбежно возникают
другие виды деформации , и соответствующие им резонансы по некоторым: размерам
пластины, что обусловливает так называемую немоночастотность кварца.
На рис. 8.18,а прийедеи результат испытания типичного резонатора, где четко видно,
что вместе с основным резонансом иа частоте 18,5 МГц имеют место Побочные резонансы
на частотах 18,52; 18,54 и 18,56 МГц, Причем последний имеет амплитуду, приблизительно
равную 40 % основной. Разработчики и изготовители кварцевых резонаторов прини-
мают различные меры для снижения уровня паразитных резонансов и отделения их от
основного колебания, но устранить этот недостаток принципиально невозможно. При
ЧМ некоторые составляющие спектра могут совпадать с частотами побочных резонансов.
Это вызывает увеличение деаиации, т. е. приводит к неравномерности динамической
частотно-модуляционной характеристики ДЛГМ) При этом резко возрастают нелинейные
искажения, как показано иа рис.8.18,6 [40]. Поэтому в настоящее время следует считать,
что ЧМ в кварЦевдм генераторе возможна, но при этом относительная девиация состав-
ляет 1О”3..1О"4 прй нелинейных искажениях не более 5... 10 % и в полосе модулирующих
частот до 3...5 кГц, а на качество модуляции могут оказать существенное негативное
влияние паразитные резонансы кварцевого резонатора. Меры снижения нелинейных ис-
кажений, основанные Иа подключении частотно-зависимых цепей к кварцевому резона-
410
Рис. 8.18. Экспериментальные частотные характеристики кварцевого резонатора («) и ди-
намические частотные характеристики кварцевого автогенератора при ЧМ (б)
тору и управителю частоты — варикапу, не оказывают положительного воздействия на
искажения, вызванные паразитными резонансами кварца.
В кварцевых генераторах с возбуждением на гармониках кварца
возможности управления частотой ухудшаются, так как сокращается
относительная полоса частот между резонансами (8.17), потому что
Со « const на гармонике и на основной частоте, а Скв(л)/С0 « (1/п... 1/л2),
гДе п — номер гармоники.
Производство кварцевых резонаторов непрерывно и существенно
совершенствуется [72]. Для Использования в автогенераторах с ЧМ вы-
пускаются специальные резонаторы с увеличенным разносом между
резонансными частотами <в1 и с%.
8.4. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ ЛИНЕЙНОСТИ,
ШИРОКОПОЛОСНОСТИ И СТАБИЛЬНОСТИ
СРЕДНЕЙ ЧАСТОТЫ ПРИ УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИИ
Повышение линейности и широкополосное™. Требования к качеству
передаваемых сигналов и объемы передаваемой информации в системах
радиосвязи и вещания постоянно возрастают. В свою очередь, это по-
вышает требования к линейности и широкополосности частотных и
фазовых модуляторов. Особенно остро эта проблема ощущается в пере-
датчиках УКВ ЧМ вещания с введением стереофонии (а в дальнейшем
— и квадрофонии) и передатчиках РРЛ (наземных и космических).
Решение указанной проблемы осуществляется в нескольких направле-
ниях.
1. Можно добиться уменьшения нелинейных искажений рациональ-
ным выбором режима работы варикапа, его параметров, схемы вклю-
чения в контур автогенератора. Целесообразно применять варикапы со
сверхрезким переходом (у = 1). Можно улучшить линейность ЧМ, при-
меняя несколько варикапов с различными у [59].
411
Из-за нелинейности Св(е) напряжение Ua, действующее на варикапе
так же, как и Ua, вызывает сдвиг средней частоты Aq. Если Uwt» const,
то и AqOq = const, и этот сдвиг можно скомпенсировать, но при наличии
паразитной AM она преобразуется в ЧМ, и нелинейные искажения
возрастают. Существенно уменьшить эти нежелательные явления по РЧ
можно, применяя встречно-последовательное (см. рис. 8.17) или встреч-
но-параллельное включение варикапов.
. 2. Для повышения линейности целесообразно применять нелинейные
предыскажения модулирующего сигнала. Поскольку отклонения емкос-
ти варикапа (а следовательно, и частоты) в положительный полупериод
модуляции превышают те же величины в отрицательный полупериод
(см. рис.8.13), то модулирующий сигнал целесообразно подвергнуть
предыскажению в амплитудном корректоре (рис.8.19,а). В этой схеме по
мере увеличения входного напряжение последовательно отпираются
обратносмещенные диоды и коэффициент передачи 1/вых/£7вх
снижается. Амплитудная характеристика корректора и формы входно-
го и выходного напряжений приведены на рис.8.19,6 ив. Расчеты пара-
метров подобных корректоров даны в [61]. , .
3. Коррекция модуляционной характеристики ЧМ генератора может
быть осуществлена подключением к варикапу или включением в состав
контура автогенератора ALC-цепей с определенным характером Z(co).
Цепи из ALC-элементов являются линейными для переменных токор и
напряжений на фиксированной частоте, но для ЧМ колебания эти цепи
нелинейны, так как их сопротивления зависят от частоты. В последнее
время появилось много работ по компенсации нелинейных искажений
при ЧМ с помощью пассивных корректирующих цепей. Так, в [61]
рассматривается коррекция нелинейности ЧМ за счет подключения
последовательного контура (рис.8.20,6) параллельно варикапу. Ком-
пенсация достигается при частоте резонанса корректирующей цепи
с^ц.» (1,06...1,3)д^ и ее добротности бхц » |,1..ЛД,В [60]коррекция
Рис. 8. 19. Предварительная* амплитудная коррекция модулирующего напряжения:
а — схема: б — амплитудная характеристика: в — форма выходного напряжения
412
a)
ff)
Рис.8. 20. Варианты схем цепей для лннеаризацин модуляционной характеристики авто-
генератора с ЧМ при помощи варикапа
нелинейности производится подключением к контуру ЧМ генератора
цепи (рис.8.20,6) и приведены соотношения и графики для расчета ее
параметров. Коррекция возможна также включением последовательно
в контур цепи (рис.8.20,в).
4. Рассмотренные выше схемьгчастотиых модуляторов^: одним авто-
генератором могут быть условно названы однотактными. Они приме-
няются при относительно небольших девиациях частоты, обычно при
Wo <0,01.
Модуляторы с большей девиацией при необходимости получения
малых искажений строятся по схеме, которая получила название двух-
тактной. Двухтактный частотный модулятор состоит из двух однотакт-
ных модуляторов ЧМ1\ и ЧМГ2 (рис.8.21) и преобразователя частоты
ПрЧ. Модуляторы работают на частотах и /2. На выходе преобра-
зователя выделяется сигнал промежуточной разностной частоты /пч =
=fi -f2. На входы обоих модуляторов подается один и тот же модули-
рующий сй'гна#.* Однако, когда модулирующий сигнал в одном из моду-
ляторов вызывает повышение частоты, в другом благодаря прдтиво-
фазному включению варикапов происходит понижение частоты. Таким
образом, частота на выходе/пч “/i + &f~ (fi ~ ~f\~fi+ W» девиации
ЧМГ} и ЧМГ2 складываются, а за счет двухтактности схемы нелинейные
искажения четных порядков частично компенсируются. Компенсация
искажений третьего порядка производится, с помощью корректирую-
щих цепей (см. рис. 8.20).
Достоинства двухтактной схемы состоят в следующем: если выбрать
частоты/] и f2 высокими, то уменьшается относительная девиация час-
чнг,
413
тоты в каждом модуляторе и вследствие этого происходит уменьшение
искажений всех порядков; вдвое снижается максимальная требуемая
девиация частоты в каждом модуляторе; это также уменьшает искаже-
ния всех порядков; благодаря применению двухтактной схемы значи-
тельно компенсируются искажения второго порядка.
5. Двухтактный модулятор с двойным преобразованием частоты
позволяет осуществить широкополосную ЧМ при кварцевой стабили-
зации средней частоты. В схеме на рис. 8.21 генераторы ЧМ1\ и ЧМГг
работают на разных частотах, отличающихся на частоту/пч, и имеют
различные параметры элементов контуров; поэтому под действием оди-
наковых факторов (изменения температуры, питающих напряжений и
др.) абсолютные уходы частот генераторов будут различны, и это прямо
сказывается на отклонение средней частоты выходного ЧМ колебания.
Схема модулятора, приведенная на рис. 8.22, свободна от этого недо-
статка. Здесь оба ЧМ генератора 1\ и Г2 работают на одинаковой
частоте f\, все детали и параметры их совершенно идентичны, поэтому
различия в отклонениях их частот значительно меньше, чем в предыду-
щем варианте. Назначение остальных элементов ясно из рисунка. Сред-
няя частота выходных ЧМ колебаний стабилизирована кварцем, а
поскольку генераторы модулируются противофазно и при двух преоб-
разованиях частоты выделяется суммарная и разностная частоты, де-
виации на выходе складываются и происходит компенсация
нелинейных искажений четных порядков.
6. Увеличение широкополосности ЧМ при высокой.стабильности
средней частоты возможно за счет комбинированных ЧМ-ФМ модуля-
торов (см. рис. 8.10).
7. Хотя варикапы получили исключительно широкое применение в
частотных и фазовых модуляторах, иногда лучшие результаты достига-
ются с использованием других управляемых реактивностей. Например,
в возбудителе МВ ЧМ передатчика применен реактивный транзистор,
который обеспечивает без каких-либо коррекций девиацию 50 кГц при
Рис. 8. 22. Структурная схема двух-
тактного частотного модулятора с
двойным преобразованием частоты
и кварцевой стабилизацией средней
частоты
414
/<ни < 0,5 %, а при /Сни < 1 % может обеспечить девиацию до 600 кГц на
частоте автогенератора 15 МГц.
Стабилизация средней частоты в передатчиках с ЧМ. Чтобы удовле-
творить существующие требования к стабильности средней частоты, в
современных передатчиках с ЧМ используют следующие методы стаби-
лизации.
1. Применяются фазовые модуляторы с устройствами преобразова-
ния ФМ в ЧМ. Частота в возбудителе передатчика при этом стабилизи-
руется кварцем (см. рис. 8.9).
2. В качестве частотного модулятора используется управляемый по
частоте кварцевый автогенератор. Стабильность частоты кварцевого
автогенератора при этом понижается, но она все еще остается достаточ-
ной для некоторых типов современных передатчиков (см. рис. 8.17).
3. В частотных модуляторах применяются стабилизированные ис-
точники питания, термокомпенсация с использованием терморезисто-
ров, термостатирование (см. гл. 4 и рис. 8.17).
4. Частотная модуляция в передатчике производится на пониженной
промежуточной частоте (соответствующие схемы см. в гл. 10). Выигрыш
по стабильности при этом аналогичен выигрышу в возбудителях, ис-
пользующих интерполяционный принцип (см. рис. 10.1, где диапазон-
ный генератор (ДГ) следует заменить частотным модулятором).
5. Применяется система частотной автоподстройки (рис. ,8.23). На
схеме обозначено: 1 — автогенератор, средняя частота которого ста-
билизируется системой ЧАП; 2 — буферный усилитель; 3 — опорный
(эталонный) кварцевый генератор, работающий на частоте /кв;
4 — преобразователь частоты, на выходе которого выделяется сигнал
частоты /пч = Лых-/ад; 5—частотный дискриминатор ; б— ФНЧ;
7 — варикапы (один используется для модуляций информационным
сигналом Un, другой—для автоподстройки). Дискриминатор представ-
ляет собой устройство, сравнивающее частоты сигнала, который посту-
пает на его вход, с некоторой опорной частотой, в простейшем случае
— частотой настройки его контуров. Если сравниваемое частоты раз-
личны, на выходе дискриминатора появляется сигнал ошибки, который
через ФНЧ поступает на варикап, подстраивая среднюю частоту авто-
генератора.
В системе ЧАП в установившемся режиме всегда существует некото-
рое расхождение частот подстраиваемого и опорного генераторов, и,
кроме того, контуры дискриминатора не обладают высокой эталоннос-
тью, однако ЧАП имеет неоспоримое достоинство — большую полосу
захвата и удержания.
Система частотной автоподстройки помимо стабилизации средней
частоты может вызывать нежелательные эффекты: уменьшение глубины
модуляции полезным сигналом и при недостаточной линейности харак-
теристики дискриминатора увеличение нелинейных искажений. Чтобы
415
Рис. 8. 24. Структурная схема стабилиза-
ции средней частоты.системой ФАПЧ
Рис. 8. 23. Структурная схема стабилизации
средней частоты системой ЧАП
ослабить эти эффекты, на выходе дискриминатора включается ФНЧ,
который задерживает все частоты, содержащиеся в спектре полезного
модулирующего сигнала, и пропускает только очень низкие частоты, с
какими может меняться частота подстраиваемого генератора под дей-
ствием дестабилизирующих факторов.
6. Применяется система фазовой автоподстройки частоты (рис. 8.24).
Основными элементами этого устройства являются: подстраиваемый
генератор (автогенератор) Ге частотной модуляцией, эталонный квар-
цевый генератор, два делителя частоты с коэффициентами деления л, и
л2, фазовый детектор, который преобразует разность фаз Дф сигналов,
поступающих на его вхбдЫ, в сигнал ошибки Де. Принцип работы
системы ФАПЧ рассматривался в гл. 4. Здесь ответим только, что в
системе устанавливается стационарный режим на такой частоте/вых, при
которой сигналы, поступающие на фазовый детектор, имеют равные
частоты. Таким о,бразрм, система ФАПЧ обесценивает работу подстра-
иваемого генератора с такой же относительной нестабильностью часто-
ты, как у эталонного кварцевого генератора.
Для нормадьной работы фазового детектора необходимо, чтобы
модулированный сигнал, подаваемый на один из его входов, имел не-
большой индекс модуляции, при котором амплитуда средней, состав-
ляющей ЧМ сигнала всегда была бы большой в сравнении с
амплитудами боковых частот и спектр был узкополосен. Делитель час-
тоты с,коэффициентом деления л( и служит для получения ЧМ сигнала
с указанным небольшим индексом. Второй делитель с коэффициентом
деления л2 не является необходимым. Он используется для упрощения
кварцевого генератора, который без этого делителя был бы низкочас-
тотным*.
При необходимости делители частоты могут быть и в модуляторе, собранном по
схеме рис. 8.23.
416
Система ФАПЧ в сравнении с системой ЧАП обеспечивает более
высокую стабильность средней частоты подстраиваемого генератора,
имеет меньшие полосы захвата и удержания, поэтому часто применяют
комбинированные системы ЧАП—ФАПЧ, где удается устранить недо-
статки той и другой системы.
8.5. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ
ПЕРЕДАТЧИКОВ.РАЗЛИЧНОГО НАЗНАЧЕНИЯ
Передатчики низовой радиосвязи входят в состав радиостанций
различных систем радиосвязи. Эти радиостанции могут быть стацио-
нарными (центральные, диспетчерские станции), возимыми (устанав-
ливаемые на подвижных объектах), носимыми, портативными.
Основные параметры передатчиков определяются действующими
стандартами [89]:
Выходная мощность, Вт..............................................0,1...50
Диапазоны частот* МГц.............................................. 27...27,4;
30...50;
117... 174;
230... 335;
890...960;
340...430;
440...470
Относительная нестабильность частоты....................(5...30)-1 О'"4
Максимальная девиация частоты, кГц......................5
Разнос частот каналов, кГц..............................25
Ширина полосы излучаемых частот, кГц, на уровне-40 дБ .... 20
Полоса передаваемых частот,Гц........................... 300...3400
Допустимые нелинейные искажения,% . ....................7... 15
Допустимый уровень паразитной ЧМ, дБ, не более..........- 30
ГОСТ предусматривает обязательную предкоррекцию амплитудно-
частотной модуляционной характеристики (частотные предыскаже-
ния), т. е. увеличение коэффициента передачи цепи на верхних
модулирующих частотах (подъем верхних частот) 6 дБ на октаву с
точностью ±2 дБ, так что передатчик излучает по существу фазомоду-
лированный сигнал, и если в приемнике используется более простое
частотное детектирование, то принятый НЧ сигнал подвергают обрат-
ной частотной коррекции (с завалом верхних частот).
Физические характеристики речевого сигнала, ие подвергнутого обработке и
предыскажениям, таковы, что его энергетический спектр S(F) описывается эмпирическим
соотношением S(F) « k/F2 (см. рис. 6.1), и если пиковый уровень мощности в полосе
800... 1000 Гц принять за 1, то эффективный уровень составит 0,1...0,15 (т. е. по напряжению
В соответствии с Регламентом радиосвязи и решениями Госкомитета по
распределению частот (ГКРЧ).
417
О,3(7пик). Для повышения помехоустойчивости передачи речи в спектре телефонного сиг-
нала перед модулятором передатчика обеспечивают подъем верхних частот (как отмеча-
лось выше), до 6 дБ на октаву, а возможно и до 9... 10 дБ на октаву. Кроме того, для
повышения помехозащищенности линии радиотелефонной связи модулирующий сигнал
подвергают амплитудному ограничению или применяют компрессию (сжатие) его дина-
мического диапазона, что обеспечивает эквивалентный выигрыш по мощности передат-
чика Ч М еще в 2... 3 раза [41]. Для уменьшения внеполосных излучений передатчика спектр
модулирующего сигнала ограничивают, для чего перед НЧ входом модулятора устанав-
ливаются ФНЧ с полосой пропускания приблизительно до 3,5 кГц.
На рис. 8.25 представлены структурные схемы передатчиков низовой
связи с угловой модуляцией. Первая схема (рис. 8.25,а) использует пря-
мую частотную модуляцию варикапом в кварцевом автогенераторе.
Модулирующий сигнал Ua усиливается в УНЧ и подвергается частот-
ной предкоррекции, затем производится ограничение его амплитуд (или
сжатие динамического диапазона) в ограничителе. Фильтр нижних час-
тот ограничивает спектр модулирующего сигнала приблизительно до
3,5 кГц. В кварцевом автогенераторе осуществляется прямая частотная
модуляция, затем производится умножение частоты для увеличения
глубины модуляции и повышения частоты до рабочего диапазона сис-
Рис. 8. 25. Структурные схемы передатчиков ннзовой связи с угловой модуляцией:
а — с непосредственной ЧМ в кварцевом автогенераторе; б — с использованием
фазового модулятора; в— с автоматической подстройкой средней частоты на
основе синтезатора частот
418
темы радиосвязи. Полосовой фильтр ослабляет нежелательные спект-
ральные составляющие (в том числе и субгармоники), возникающие при
умножении частоты. Усилитель мощности РЧ обеспечивает необходи-
мый уровень выходной мощности передатчика, ФНЧ — ослабление
излучения высших гармоник до допустимого уровня (около-40...60дБ)
[89] и согласование с антенной. Частотный модулятор может быть вы-
полнен по схеме рис. 8.17.
Структурная схема передатчика, использующего косвенный метод
получения ЧМ, изображена на рис. 8.25,6, где в фазовом модуляторе
осуществляется модуляция фазы несущего колебания, спектр модулиру-
ющего сигнала перед входом модулятора может подвергаться дополни-
тельной коррекции в интеграторе. Частота задающего генератора
стабилизируется кварцевым резонатором, а буферный усилитель умень-
шает влияние последующих цепей на частоту автогенератора.
Абонентские радиостанции обычно используют небольшое число
частот (1...5), при этом в задающем генераторе передатчика наиболее
рационально реализовать принцип «кварц — волна» (рис. гл. 4) и ком-
мутировать необходимые кварцевые резонаторы. В этом случае в схеме
рис. 8.25/z необходимо принять меры по обеспечению постоянства де-
виации частоты при смене кварцев, так как последние имеют значитель-
ный разброс параметров. При увеличении числа рабочих частот,
например, на центральной станции, ведущей связь со многими коррес-
пондентами на разных частотах, возбудитель передатчика выполняется
по принципам построения синтезаторов сетки частот (см. гл. 4).
Современные радиостанции низовой связи все чаще строятся много-
частотными. Так, широко распространенные радиостанции индивиду-
ального пользования диапазона 26,965...27,405 МГц имеют 40 каналов
в европейском стандарте частот и могут дополнительно иметь еще 40
каналов российского стандарта. Предусмотрены два вида модуляции
УМ и АМ. Примерная структурная схема передатчика подобной стан-
ции показана на рис. 8.25,в.
Частотная модуляция производится в подстраиваемом генераторе
(ПГ); это обычный LC-транзисторный автогенератор с варикапом для
ЧМ и автоподстройки частоты (или с двумя варикапами отдельно для
ЧМ и для АПЧ) в микросхемном исполнении. Средняя частота ПГ
устанавливается в соответствии с заданным каналом и поддерживается
в пределах допустимой нестабильности при помощи системы ФАПЧ и
синтезатора частот по опорному кварцевому АГ также в микросхемном
исполнении.
Передатчики для радиовещания на МВ и звукового сопровождения.
телевидения должны обеспечивать высокое качество звукового вещания
и иметь возможность передачи стереовещания или двухъязыкового со-
419
провождения телевидения. Основные параметры этих передатчиков оп-
ределяются ГОСТ [82, 83,86]:
Диапазоны частот, МГц ....................................... 66...73,
100...108
или соответству-
ют каналу ТВ ве-
щания
Выходная мощность, кВт.......................................0,1; 0,2; 0,5;
1; 2; 4; 5; 15
Относительная нестабильность частоты.........................(L.-SJ-IO-6
Максимальная девиация частоты, кГц...........................±50
Полоса передаваемых частот, кГц:
одного канала.............................................0,04... 15
в режиме стерео ..........................................0,04...47
Допустимые нелинейные искажения,%............................1
Неравномерность АЧХ, дБ, не более............................±1
Уровень шума, дБ, не более...................................-60
В передатчиках Мощностью 4...5 и 15 кВт обычно для повышения
надежности используют принцип построения со сложением мощностей
двух полукомплектов (см. рис. 6.8,в, 9.3, 9.4), возбудители (а иногда и
тракты предварительного усиления), обеспечиваются 100 %-ным резе-
рвированием. Выходные ступени этих передатчиков выполняются на
электронных лампах, а возбудители и тракт предварительного усиления
мощности — на полупроводниках. Передатчики мощностью 1 кВт и
менее выполняются полностью на полупроводниках, при этом для по-
вышения надежности и унификации отдельных блоков широко приме-
няется блочно-модульный принцип (см. § 11.5).
Обеспечение высоких качественных показателей представляет се-
рьезную проблему, которая решается в основном в возбудителе. До
недавнего времени в возбудителях передатчиков МВ ЧМ вещания и
звукового сопровождения телевидения широко применялся косвенный
метод получения ЧМ с использованием фазовых модуляторов [19].
Возбудитель современной УКВ вещательной станции «Мед»
ЗПУКВ-15 [9] выполнен по схеме, приведенной на рис. 8.26,а. Задаю-
щий генератор обеспечивает высокостабильные колебания с частотой
80...90 кГц, которые модулируются по фазе в модуляторе, где использу-
ется импульсно-фазовая модуляция, обеспечивающая девиацию фазы
Дф» 140... 150°. Затем частота умножается в 9 раз. Сигналом второго
канала в модуляторе (Л/) производится амплитудная модуляция колеба-
ний поднесущей частоты 31,25 кГц, принятой в стереофонии, при этом
образуется спектр надтональных частот 16,25...46,25 кГц. Этим сигна-
лом производится вторичная фазовая модуляция в фазовом модуляторе,
где девиация фазы не превышает 10°, так как модулирующий сигнал
высокочастотный. Интегрирующие цепи обеспечивают преобразова-
ния ФМ в ЧМ. Далее частота еще раз умножается в 9 раз и достигает
рабочего диапазона 66...73 МГц. Модулирующие сигналы каналов
420
Рис. 8.26. Структурные схемы возбудителей для передатчиков с возможностью
стереофонического вещания
подвергаются частотной предкоррекции цепью с постоянной времени
50 мкс.
В последнее время в возбудителях вещательных передатчиков приме-
няется прямая ЧМ в LC-автогенераторе, осуществляемая обычно вари-
капами или иногда реактивным транзистором [9]. При этом высокая
стабильность средней частоты обеспечивается системой АПЧ по опор-
ному кварцевому генератору и легче достигаются необходимая девиа-
ция частоты и малые нелинейные искажения, кроме того, отпадает
необходимость в многократном умножении частоты. Схемы ЧМ авто-
генераторов разнообразны. Примером может быть схема рис. 8.21. Для
получения второго канала модуляции в автогенераторе вводится вто-
рой варикап с отдельными цепями подачи смещения и управляющего
напряжения. При этом широко применяются меры повышения качества
частотной модуляции, рассмотренные ранее (см. § 8.4).
421
Примером такого перспективного построения возбудителя ЧМ ве-
щания может служить схема, приведенная на рис. 8.26,6 [19], используе-
мая в ряде отечественных передатчиков и для модернизации ранее
установленных. Модулируемый по частоте (подстраиваемый) генера-
тор (ПГ) создает непосредственно рабочую частоту. Заданное значение
средней частоты и ее допустимая нестабильность обеспечиваются сис-
темой АПЧ с ДПКД по термостабилизированному опорному генерато-
ру (ОГ) (см. гл. 4). При включении возбудителя, смене частоты или
случайном сбое частоты первоначально определяющую роль играет
кольцо частотной подстройки, обеспечивающее приближение генери-
руемого колебания к заданному значению и приводящее к началу дей-
ствия фазовой автоподстройки. После срабатывания системы ФАПЧ
достигается заданная частота, на выходе частотного детектора (ЧД)
устанавливается нулевое напряжение, которое служит критерием го-
товности возбудителя к работе и посредством устройства контроля
подключает возбудитель к передатчику. Полоса удержания ФАПЧ
10... 15 Гц. Модуляция осуществляется либо звуковой частотой (34),
либо комплексным стереосигналом (КСС). Все элементы возбудите-
ля — в микросхемном исполнении; опорный генератор — покупное
комплектующее изделие [72].
При передаче стереофонического радиовещания УКВ ЧМ передатчик модулируется
по частоте комплексным стереосигналом, который образуется из низкочастотных сигна-
лов, создаваемых двумя отдельными разнесенными в пространстве микрофонами: левым
(канал Л) и правым (канал В) в специальном устройстве—полярном модуляторе (ПМ). В
ПМ (рис.8.27,а) сигналы А и В модулируют по амплитуде гармоническое колебание
поднесущей частоты/я » 31,25 кГц. Полученные ДМ колебания (рис. 8.28,а) подвергаются
предельному ограничению по амплитуде ограничителями отрицательной полярности
(АО t) и положительной (АОг), в результате получаются сигналы показанные на рис. 8.28,6.
Подобный же результат можно было бы получить, просуммировав сигналы щ + из и
U2 ♦ U4. Сумм:, всех этих сигналов представляет собой полярно-модулированное колебание
(ПМК), т. е. сложное AM колебание, в котором огибающая положительных амплитуд
изменяется в соответствии с сигналом А, а отрицательных — с сигналом В (рис. 8.28,а);
спектр ПМК изображен на рис. 8.28,г. Недостатком такого формирования ПМК является
Рис. 8.27. Структурные схемы полярных модуляторов для стереофонического вещания:
а — прямой метод: б — метод с использованием суммарно-разностных сигналов М и S
422
Uf (сигнал A)
ww
Ш1ИИИ
5)
Г,кГц
Рис. 8.28. Временные диаграммы напряжений в полярных модуляторах по схеме рис. 8.27
(а — в) и спектр комплексного стереосигнала (г)
значительный уровень продуктов высших гармоник полезных спектральных составляю-
щих, вызываемых нелинейными процессами в амплитудных ограничителях.
Применение иа выходе ПМ ФНЧ с частотой среза выше 46 кГц в принципе возможно,
но приводит к дополнительным фазовым сдвигам в верхней части полезного спектра, а
это снижает качество восприятия сигналов стереофонии. В последнее аремя все большее
распространение получает другой вариант ПМ (рис. 8.27;б), в котором с помощью линей-
ной дифсистемы (ДС) из сигналов АнВ образуются суммарный М = А + В и разностный
S = А - В сигналы. Поднесущее колебание/п = 31,25 кГц подвергается амплитудной
модуляции с максимальной глубиной т = 80 % разностным сигналом S, так что
us = l/n[(l + w^cosO^r) + (1 -znacosQB()]cos2jtQ?)r
Это колебание складывается с суммарным сигналом М и образуется полный стерео-
сигнал:
”пмк = ^cos^f + UgCosClgt + l/„(2 + mAcosQff - mgcosQgtycosiitfJ,
423
спектр которого соответствует рис. 8.28,г (где не отражена противофазность спектраль-
ных составляющих >»,£/„).
Модуляция частоты передатчика осуществляется сигналом КСС, который отличается
от рассмотренного выше ПМК тем, что спектр сигнала S подвергнут дополнительной
частотой коррекции (подъем амплитуд верхних частот в интервале 0,03... 15 кГц) по закону
K(F) = (1 + /6,4 f)/(5 + j6,4F) и амплитуда поднесущей в спектре стереосигнала уменьшена
в 5 раз. При этом максимальная девиация частоты передатчика сигналом КСС составляет
±50 кГц, а девиация частоты, вызываемая частично под авленной поднесущей не превыша-
ет 10 кГц; положительным напряжениям КСС соответствует увеличение частоты излуче-
ния. Система стереовещания совместима, т. е. ее сигналы принимаются обычным
приемником МВ ЧМ вещания как монофонический сигнал М = А + В. Заметим, что
сигналы А и В до поступления в П М подвергаются в МВ Ч М вещании частотной предкор-
рекции цепью с постоянной времени 50 мкс [82, 83].
Кроме рассмотренной системы стереофонического вещания с полярной модуляцией,
принятой в нашей стране [84], существуют и другие [10]. Эстетическое впечатление при
приеме стереовещания существенно лучше по сравнению с монофоническим, поэтому
стереовещание все шире внедряется в практику. Обсуждается введение стереовещания в
диапазон 0,5... 1,6 МГц (средние волны).
На радиопередатчиках местного ЧМ вещания на метровых волнах и АМ на длинных
и средних волнах часто осуществляется дополнительная модуляция вне диапазона зву-
ковых частот для передачи сигналов персонального вызова и текстовой информации
(пейджер).
Станции ЧМ вещания обычно обеспечивают две — четыре програм-
мы высококачественного вещания и включают в себя соответствующее
число передатчиков (иногда разной мощности). Диапазон цветов МВ
ЧМ вещания относительно неширокий (менее 10%), поэтому экономи-
чески целесообразно использо-
вать для всех программ одну
общую антенно-фидерную систе-
му. Проблема заключается в том,
что следует сложить сигналы не-
скольких передатчиков, работаю-
щих на разных, но не сильно
отличающихся частотах, и при
этом обеспечить минимальные по-
тери мощности и предотвратить
их взаимное влияние, которое
может привести к перекрестной
модуляции и ухудшению качества
вещания. Эта задача решается с
помощью разделительных фильт-
ров, которые состоят из квадра-
турных мостов на связанных ли-
ниях (см. гл. 3), соединенных коак-
сиальными фидерами. В фидеры
включены полосовые фильтры,
образуемые коаксиальными резо-
наторами 1—12 (рис. 8.29).
Рис. 8.29. Разделительный фильтр
трехпрограммной МВ ЧМ веща-
тельной станции
424
Фильтры 1—12 настроены на рабочую частоту своего передатчика,
имеют полосу пропускания 0,3...0,35 МГц и обладают хорошей избира-
тельностью. Сигналы от передатчика первой программы разделяются
мостом М{ и по двум трактам проходят через резонаторы 1—4, настро-
енные на частотускладываются мостом М2 на выходе 4 и поступают
на вход 1 моста М4. С выходов 2 и 3 последнего сигналы поступают к
резонаторам 5—8, настроенным на частоту f2 второй программы, отра-
жаются от них и складываются на выходе 4 моста Л/4. Некоторая доля
мощности сигналов первой программы, прошедшая через резонаторы
5—8, поглощается балластным сопротивлением R§t Аналогичным об-
разом сигналы первой и второй программ проходят фильтр третьей
программы и т. д.
Разделительный фильтр оказывается довольно громоздким устрой-
ством в составе многопрограммной УКВ вещательной станции. Систе-
ма РФ обеспечивает ослабление сигналов двух передатчиков на выходе
третьего не менее 45 дБ при разносе частот каналов вещания не менее
1,5 МГц, а при разносе более 1,8 МГц — соответственно ослабление не
менее 50 дБ, что вполне приемлемо. Потери мощности в системе РФ не
более 10 %. Более просто можно было бы решать подобную задачу,
используя для развязки невзаимные устройства типа циркуляторов, од-
нако на диапазон 66...73 МГц и уровни мощности единицы —десятки
киловатт циркуляторы пока не разработаны.
Особенности УМ в радиорелейных и спутниковых системах связи
рассмотрены в § 8.7 и гл. 10.
8.6. РЕЖИМЫ РАБОТЫ И ИСКАЖЕНИЯ
ПРИ УСИЛЕНИИ МОЩНОСТИ СИГНАЛОВ
С УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Нелинейность режимов и амплитудных характеристик тракта умно-
жения частоты и усиления мощности передатчика не оказывает сущест-
венного влияния на качество усиливаемых сигналов с УМ, так как
амплитуда этих сигналов постоянна. Умножители частоты и усилители
мощности, работающие в режимах с отсечкой тока, могут существенно
ухудшить шумовые характеристики и внеполосные излучения передат-
чика. Однако неравномерность АЧХ и нелинейность ФЧХ звеньев
тракта РЧ в пределах полосы частот П усиливаемого сигнала могут
вызвать существенные искажения. Искажения не возникают лишь в том
случае, когда амплитудная характеристика А(со) равномерна, а фазовая
<р(<о) линейна и симметрична относительно <в0 (рис. 8.30). Рассчитать эти
искажения можно спектральным методом, умножив амплитуду и фазу
каждой составляющей спектра входного сигнала на соответствующие
ей значения А (со) и ф(со), а затем, сложив все составляющие, оценить
искажения. Такой путь требует большого объема вычислений, что в
принципе можно сделать с использованием ЭВМ, но при этом физичес-
425
Рис. 8.30. Амплитудные и фазовые характеристики
звеньев тракта усиления мощности ЧМ сигнала
кие взаимосвязи и влияние различных факторов на искажения трудно
проследить. Существуют и другие, приближенные методы, например
метод мгновенной частоты, приемлемый в случаях выполнения условий
квазистационарности или медленных изменений частоты сигнала,
когда выполняется соотношение Д/F « /®0. Сущность этого метода
поясним примером: пусть на входе ступени УМРЧ с АЧХ, равномерной
и не зависящей от ш, и ФЧХ <р(ш) вида 2 (рис. 8.30) действует колебание,
фаза и частота которого
Фвх = to0t + msinQz; швх = ш0 + AmcosQZ. (8.16)
Тогда на выходе будет колебание с фазой и частотой
Фвых = Фвх - <РО)> “вых = ^вых^ = “вх - <*Р(“вх)/Л-
Поскольку Д<о « ш0, функцию <р(а>) можно представить рядом вблизи
“о:
Ф(швх) = Ф(“о) + ф'(“о)8“ + ф"(®о)®®2^! + Ф"'«о0)8о)3/3! + .... (8.17)
где Sco = AacosQt — мгновенное значение отклонения частоты;
Ф'(со0)= dy(pi)/dt = t0 — время задержки сигнала;
ср"(соо) = t'o; ф'”(<о0) = z"0; — первая и вторая производные.
Подставив эти выражения в (8.17) и продифференцировав его, полу-
чим
d<^fo)ldt = -ДшО(г0 + Am2Z'78)sinQZ - O,5Aa>2Az'osin2Qz -
- 0,125Aco3Qz"sin3Qz + ...
Частоту на выходе можно представить в виде
“вых = “о + Л“1 sin(nz + ф]) - Aco2sin(2Qz + у.) - Am3sin(3Qz + 4/3)...,
тогда коэффициенты нелинейных искажений по второй и третьей гар-
моникам определяются (при Дш, = Ию) как
426
К2 = AcOj/AcO] « 0,5AoQz'0 = 0,5wQ2/q;
K} = AOj/AO] « 0,125Aco2Qz" = O,125m2Q3z"o.
Если усилитель мощности РЧ резонансный и точно настроен на
среднюю частоту ш0, т. е. <р(а>0) = 0, то согласно (8.17) оказывается
<р"(®о) = ^'о = О и искажений по четным гармоникам не будет: К2 = 0.
Искажения по третьей гармонике вызываются нелинейностью <р(о); К3
пропорционален квадрату девиации Аш, модулирующей частоте Q и
второй производной от времени запаздывания t"Q. Если <р(о>) линейна и
имеет место точная настройка <р(®0) = 0, то, как уже отмечалось, нет
искажений по второй и третьей гармоникам.
В реальном одноконтурном резонансном усилителе мощности РЧ с
полосой пропускания П (по уровню -3 дБ) обеспечивается t"0 ~ 16/П\
при точной настройке контура возникают искажения по третьей и пятой
гармоникам:
^3«2F4/2o/№;^5«2FA/o/775 = X3(A/777)2. (8.18)
Обычно К5« К3, и поэтому можно определять необходимую полосу
3,-—___________________
усилителя: П £ IF^ynr/lKj.
В двухконтурных усилителях при связи, близкой к критической, не-
линейные искажения вдвое меньше, чем это следует нз (8.18). Если тракт
усиления содержит несколько ступеней, то искажения их суммируются.
Таким образом, в резонансных ступенях усиления мощности и умножи-
телях частоты сигналов с угловой модуляцией для снижения вносимых
искажений необходимо обеспечивать точную настройку относительно
средней частоты сигнала, а также необходимые полосы пропускания.
В радиопередатчиках обычно контурные системы имеют рабочее
значение добротности браб < 10... 15 из-за больших вносимых сопротив-
лений, что способствует получению небольших искажений. Еще более
благоприятно с этой точки зрения выполнение тракта УМРЧ в виде
широкополосны^ усилителей с фильтрацией высших гармоник на.выхо-
де передатчика. При усилении мощности ЧМ или ФМ колебаний целе-
сообразно применять критический, перенапряженный и (если позволя-
ют частотные ограничения) ключевой режимы, так как амплитуда уси-
ливаемых колебаний постоянна, а вышеупомянутые режимы обеспечи-
вают высокий КПД и наилучшее использование усилительных
приборов по мощности.
Большие вносимые сопротивления в системах связанных контуров
передатчиков, невысокие характеристические сопротивления в метро-
вом и дециметровом диапазонах волн, полезные для достижения нели-
427
нейных искажений, не превосходящих допустимые, иногда приводят
к малым эквивалентным сопротивлениям нагрузки в ГВВ: /?экв =
= LJC^r* + Авн) = ZcgH, что затрудняет обеспечение целесообразной
напряженности режима. В большей степени это свойственно ламповым
ГВВ, где требуется большое значение Аа = UJIaX, и в существенно
меньшей степени — транзисторным, так как при одинаковой мощности
Р] у транзисторного ГВВ переменное напряжение в коллекторной цепи
UK в несколько десятков раз меньше, чем анодное у лампового Ua,
наоборот — соответственно /к1 > /а1 и необходимое RK = UJIK очень
мало (см. гл. 2).
Применение этих режимов целесообразно и еще по двум соображе-
ниям:
1. В указанных режимах усилитель оказывается ближе к генератору
напряжения, так как выходное напряжение мало зависит от сопротив-
ления нагрузки, т. е. генератор имеет малое внутреннее сопротивление,
и поэтому частотная характеристика резонансного УМРЧ становится
более равномерной и широкополосной, а связанные с этим фактором
искажения ЧМ уменьшаются.
2. В указанных режимах амплитуда выходного сигнала мало зависит
от входного, т. е. усилитель приобретает свойства амплитудного огра-
ничителя и уменьшает возникшую по каким-либо причинам паразит-
ную AM.
Многократное умножение частоты в тракте передатчика может при-
водить к нежелательным результатам:
при каждом умножении спектр сигнала приобретает побочные и
внеполосные составляющие — как высшие гармоники, так и низшие
(субгармоники); проблема фильтрации их до требуемых уровней ус-
ложняется;
в умножителях, работающих с использованием малых углов отсечки
(см. § 6.2) или на нелинейных емкостях, возникают флуктуации фазы,
приводящие к увеличению уровня шумов в спектре полезного сигнала,
т. е. к снижению качества.
8.7. ПЕРЕДАТЧИКИ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ
С УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Значительная часть обмена информацией осуществляется радиотеле-
графом, т. е. сообщения преобразуются в дискретные (телеграфные)
сигналы, которые манипулируют амплитудой, частотой, или фазой не-
сущего колебания. Передача сообщений радиотелеграфом по сравне-
нию с радиотелефонией обеспечивает значительно лучшую помехо-
устойчивость, особенно в условиях сильных помех, может занимать
гораздо меньшие полосы частот (около 100...300 Гц на одни канал),
лучше используется приемная и передающая аппаратура. Радиотелегра-
фия широко применяется в системах магистральной связи [8, 87] при
428
скоростях телеграфирования 50...200 Бод и в различных системах по-
движной связи при скоростях 40...70 Бод (1 Бод = 1 бит/с). Некоторым
неудобством радиотелеграфии является то, что требуется специальная
подготовка оператора или необходимо наличие специальной буквопе-
чатающей аппаратуры.
Амплитудная телеграфия (АТ), или излучение А1, обладает низкой
помехоустойчивостью и в настоящее время еще остается как резервный
простейший вариант радиотелеграфирования при ручной работе в не-
которых системах связи (морская подвижная связь). В профессиональ-
ной радиосвязи наиболее распространена частотная радиотелеграфия
(ЧТ), при которой каждому символу соответствует излучение колебания
определенной частоты: символу 1 (или нажатию) — частотыа симво-
лу 0 (или паузе) — частоты/2 (рис. 8.31,а,в).
Возможна и многоканальная работа. На практике широко распро-
странена двухканальная частотная телеграфия (ДЧТ), когда излучаются
четыре частоты в зависимости от сочетаний символов в каналах: при
сочетании 0,0 излучается 1,0 — /2; 0,1 —/3; 1,1 — /4 (рис. 8.31,6).
Разности частот (f2 - ft) = (f3- f2) = (/"4 - f3) - 2Д/называют сдвигом (или
разносом) частот. В диапазоне 1,5...30 МГц, где осуществляется
большая часть радиотелеграфных связей, сдвиги частоты составляют
125... 500 Гц.
Сигналы ЧТ и ДЧТ формируются в возбудителе при указанных
сдвигах частоты и скоростях передачи не более 1000 Бод. Тракт усиле-
ния мощности передатчика не вносит ощутимых искажений в сигналы
ЧТ и ФТ и работает энергетически наиболее эффективно. Основные
проблемы возникают при формировании сигналов ЧТ-ФТ.
Строгие решения для спектров ЧТ и ФТ известны [5—7], но они
довольно громоздки и здесь не приводятся. Спектр сигнала ЧТ можно
получить из соотношения для спектров ЧМ, подставив в качестве моду-
лирующей функции выражение для дискретного телеграфного сигнала.
При передаче периодической последовательности 0 и 1 спектр ЧТ
Рис. 8.31. Спектры сигналов (а,б) и временное диаграммы напряжения манипуляции и
излучаемой частоты (в) при частотном телеграфировании
429
можно представить в виде суммы спектров для несущих колебаний с
частотами J\ и/2, манипулированных по амплитуде (рис. 8.31,а) с основ-
ной частотой манипуляции Fu = 5/2 (см. спектры сигналов А1, § 6.10),
где В — скорость телеграфирования, Бод. Сигнал манипуляции прямо-
угольной формы (см. рис. 8.31,в) имеет довольно широкий спектр, амп-
литуды которого уменьшаются обратно пропорционально номеру
гармоник к.
При ЧТ с резкими скачками частоты от до /2 и обратно спектр
сигнала имеет большое число составляющих, не попадающих в полосу
приемного устройства корреспондента, но создающих значительные
уровни внеполосных излучений. Проблема электромагнитной совмес-
тимости требует подавления внеполосных излучений передатчиков до
уровней -(60...80) дБ, а в отдельных случаях — и до -(100.. 120) дБ.
Поэтому при ЧТ необходимо обязательно принимать меры к ограниче-
нию внеполосных спектров. Это можно обеспечить, если при форми-
ровании сигнала ЧТ изменять частоту не скачком, а плавно, в
течение некоторого времени (длительность фронта): Тфр * (0,1...0,15)тэ;
тэ — длительность элементарной посылки (рис. 8.31 ,г).
Эффективность «сглаживания» фронтов можно показать на при-
мере: передается сигнал ЧТ со скоростью В = 200 Бод (FM = 100 Гц)
и сдвигом частоты 2Д/= 800 Гц, при этом индекс манипуляции тчт =
= bf!Fu = 4. В табл.8.1 приведены в процентах относительно немодули-
рованной несущей амплитуды составляющих спектраотстоящих от
f0 на расстоянии AF =У^,К -f0 для следующих случаев: 1) «сглаживание»
не производилось; 2) спектр манипулирующего сигнала ограничен до
20-й гармоники; 3) ограничение до четвертой — пятой гармоник.
Таблица 8. 1
Вариант Амплитуда боковых составляющих при АГ = /бок~Л> Гц Полоса по уровню -80 дБ,.кГц
500 1000 2000 5000 10 000 20 000
1 30 4 0,8 0,1 0,03 0,01 40
2 30 3,5 0,5 0,01 — — 10
3 30 1 0,002 — — — 2
Согласно рекомендациям МККР эффективная ширина спектра ре-
ального сигнала ЧТ при 1,5 < шчт < 7 определяется соотношением
77» 2,6Д/ + 1,5 В и при указанных параметрах составляет приблизитель-
но 1,5 кГц.
Сформировать ЧТ сигнал можно переключением частот двух неза-
висимых кварцевых генераторов Г, и Г2 (рис. 8.32,а). Однако при этом
430
Рис. 8.32. Структурные схемы час- Рис. 8.33. Структурная схема фор-
тотных манипуляторов с разрывом мирователя сигналов ЧТ (ДТЧ) с
(а) и без разрыва (б) фазы уменьшенным уровнем внеполос-
ных составляющих
будут иметь место скачки фазы до 180° в моменты коммутации, что
приведет к возрастанию внеполосных составляющих. Этот недостаток
можно устранить, применив деление сигнала в N раз. При достаточно
большом N* 100... 150 скачки уменьшаются до ® 1,2... 1,8°, но одновре-
менно понижается и частота несущей. Дополнительно внеполосные со-
ставляющие ослабляются фильтром (Ф). Скачки фазы можно устранить,
применив схему рис. 8.32,6, где частоты нажатия/,и паузы/2 образуются
как боковые составляющие спектра AM сигнала при модуляции коле-
бания несущей частоты /0 сигналом частоты/ = Д/, причем моменты
переключения частот синхронизированы с частотой/, так что комму-
тация происходит в моменты прохождения сигнала через 0.
Более совершенным оказывается формирователь ЧТ сигнала
(рис. 8.33), где применен манипулятор, выполняющий более сложные
функции, чем в предыдущих вариантах, — так называемый блок-фор-
мирователь фронта (БФФ). Назначение остальных элементов довольно
очевидно. Изменение выходной частоты происходит за счет изменения
коэффициента деления ДПКД с Nt на N2 под действием сигнала с
выхода 2 БФФ. При этом на некоторое время могут устанавливаться
одно или несколько промежуточных значений Nnp(Ni < Nnp < что
сглаживает резкие скачки частоты, либо в этой же схеме по выходу 1 от
БФФ подается сигнал, размыкающий ключ К, т. е. отключающий на
некоторое время систему АПЧ, а по выходу 3 поступает импульс, уп-
равляющий частотой ГУН в нужном направлении, чем и обеспечивается
необходимая скорость изменения частоты. За это же время коэффициент
деления частоты ДПКД доводится до нужного значения N2, и затем
431
ключ К замыкается. Благодаря отсутствию скачков фазы и плавному
изменению частоты резко снижаются уровни внеполосных излучений.
При небольшом усложнении БФФ рассмотренное устройство может
формировать и сигналы двойного частотного телеграфирования (ДЧТ).
В данной схеме сложно независимо менять выходную частоту и
сдвиги частоты Д/. Формирование сигналов ЧТ и ДЧТ непосредственно
на рабочей частоте передатчика способствует уменьшению побочных
продуктов излучения.
На рис. 8.34 представлена структурная схема возбудителя, содержа-
щего автогенератор Г2, управляемый напряжением (ГУН), частота ко-
торого /ВЬ1Х стабилизирована системой ФАПЧ, содержащей делитель с
переменным коэффициентом деления (ДПКД). Эталонный сигнал по-
ступает от стабильного опорного генератора (ОГ) через делитель с
коэффициентом деления т. При нормальной работе схемы должны
выполняться условия
//™
Лых =4 =f\nulm ПРИ нажатии,
/вых = /п = Апп/т при паузе;
/|(лп - ин)Ли = 2Д/ — сдвиг частоты;
+ пн)/2т = fxnjm -f0 — значение частоты без манипуляции.
Так как выходной сигнал обеспечивает ГУН, то имеет место ЧТ без
«разрыва» фазы, а необходимый сдвиг частоты обеспечивается измене-
нием коэффициента деления ДПКД с пп на лн.
В настоящее время в системах передачи дискретной информации все
шире используют фазовую манипуляцию или по аналогии с предыдущи-
ми терминами — фазовую телеграфию (ФТ). По сравнению с частотной
она обеспечивает двухкратный энергетический выигрыш, лучшую по-
мехоустойчивость или при такой же пропускной способности двухкрат-
ный выигрыш по занимаемой полосе частот. При ФТ передатчик
излучает колебание одной частоты, фазакоторого может принимать два
или более дискретных значения в зависимости от передаваемого сооб-
щения. При однократной телеграфии символам 0 и 1 соответствуют
вход нанип. Установка 3 f
Рис. 8.34. Структурная схема формирователя сигналов ЧТ на рабочей частоте
432
фазы несущего колебания О н 180°—так называемая п-манипуляция. При
двухкратной фазовой телеграфии (ДФТ) фаза может принимать значе-
ния 0,90,180 и 270°. В спектре ФТ при Дф = 180° отсутствует несущая и
содержатся боковые составляющие только нечетных порядков, ампли-
туды которых медленно уменьшаются пропорционально Ilk. Поэтому
для уменьшения внеполосных излучений передатчика формирование
сигналов ФТ (как и ЧТ) следует производить без резких скачков фазы.
При этом составляющие спектра убывают пропорционально 1/к [60] и
внеполосные спектры значительно сокращаются.
Наибольшую экономию спектра и лучшую помехоустойчивость
обеспечивает относительная фазовая Телеграфия (ОФТ), называемая
также фазоразностной манипуляцией (ФРМ), когда изменение дискрет-
ных значений фазы происходит лишь при переходе, например, от 1 к 0,
а при обратном переходе фаза не изменяется. При этом число манипу-
ляций фазы вдвое меньше, благодаря чему спектр сигнала ОФТ занима-
ет полосу частот И* 5 В, как и сигнал ЧТ (см, § 6.10).
Простейший фазовый манипулятор может быть выполнен по прин-
ципу коммутации фазовращателей, обеспечивающих необходимые
сдвиги фазы несущего колебания. При этом во избежание значительно-
го расширения внеполосного спектра моменты коммутации фазы целе-
сообразно синхронизировать с несущим колебанием [59].
В возбудителях иногда сигналы ФТ получают изменением частоты
на фиксированную величину с последующим делением частоты в #раз.
Так как изменению частоты на 1 Гц соответствует изменение фазы на
360°, то для тг-манипуляции необходимо деление с N = 2. Различные
варианты фазовых манипуляторов рассмотрены в [23, 39,40,62].
Ня практике часто формирование сигналов ФТ и ОФТ производят в
манипуляторах, работающих на частотах стандартного телефонного
канала, и сформированный сигнал подают на вход телефонного канала
возбудителя связного однополосного передатчика. При этом фильтры
в тракте формирования ОМ сигнала способствуют ограничению внепо-
лосных излучений.
В многоканальных и спутниковых системах связи, а также телемет-
рических системах в целях повышения качества, помехоустойчивости и
достоверности все чаще используется передача сигналов в дискретной
(цифровой) форме. При этом для передачи по одному каналу ТЧ с
полосой 300...3400 Гц применяется дискретизация с частотой » 8 кГц
и осуществляется кодирование восьмиразрядным двоичным кодом, так
что скорость передачи йнформацни в одном канале составляет Вх =
= 8-103-8 = 64 кбит/с; 32 канала объединяются в первичную группу и
требуют скорости передачи = 64-32 = 2,048 Мбит/с. Далее группы
могут наращиваться до 128, 512, 2048 каналов, что соответственно по-
требует скоростей передачи приблизительно 8,5; 34,5 и 440 Мбит/с.
433
Передача таких больших потоков информации осуществляется на час-
тотах f> 10 ГГц с использованием четырех- или восьми позиционной
относительной фазовой манипуляции [9, 22,25].
Формирователь четырехпозиционного сигнала 4ОФТ может быть
выполнен по коммутационной схеме рис.8,35,а, где цифровой сигнал
(ЦС) поступает на вход преобразователя кода (ПК), а сигналы от опор-
ного генератора—Г (например, промежуточной частоты/пч » 70 МГц)
преобразуются в блоке фазовращателя (ФВр) в четыре сигнала, сдвину-
тые взаимно на 90°. Эти сигналы поступают на коммутаторы Кх — К4,
а фильтр на выходе ослабляет внеполосные составляющие.
Другой вариант формирователя сигнала 4ОФМ (рис. 8.35,6) работа-
ет по принципу сложения двух квадратурных амплитудно-манипулиро-
ванных сигналов, оказывающихся на выходе балансных модуляторов
БМj и БМг. Система 4ОФМ обеспечивает эффективное использование
спектра занимаемой полосы частот: до 1,5 ..2 бит/с на 1 Гц.
Комбинация цифрового модулятора и демодулятора (модем) легко
подключается ко входу и выходу обычной приемопередающей радио-
станции, рассчитанной на работу с аналоговыми сигналами при доста-
точной ширине полосы модулирующих частот (рис. 8.35,в). Цифровой
сигнал подвергается исправлению в регенераторе (РГ) передатчика,
преобразованию кода и через кодер (К) поступает на вход фазового
модулятора (ФМ) передатчика. Принятый сигнал подвергается обрат-
ным преобразованиям в декодере (ДК) и в других блокад.
Цифровые системы связи, рассчитанные на скорость 2,048 Мбит/с,
позволяют передавать до пяти каналов звукового радиовещания с по-
Вх
К,
/Г»
Вых Вх_
~?0ФМ Цс
•0°
'90°
'180°
"270'
Ф — ФВр
~ГпЧ fl) “" вх_
2048 кдит/с
90°
g №
4 0ФМ
S)
71 г ~~ ~ ВёрёЗатчйк ~
!! । I । I
лч
Г-----------
Г* пер
1 Нт
! 1 1 1/77«
! Модем 11_ L2
ПК • дк
Вых СРг
о—|—
Гет
Приемник
А
L
6)
Рис 8.35. Структурные схемы формирователей сигналов ОФМ (а, б) и схема подключе-
ния модема к приемопередатчику в системе цифровой связи (в)
434
лосой до 15 кГц. Испытываются системы цифровой передачи вещатель-
ного телевидения, при этом для стандарта 625 строк применяется часто-
та дискретизации 13,3 МГц и требуется скорость передачи около 120
Мбит/с [22]. Для передачи больших потоков информации в цифровом
виде применяют многопозиционные виды манипуляции, например
КАМ-16 (квадратурная амплитудно-фазовая 16-позиционная), КАМ-64
[9, 23].
Контрольные вопросы
1. Укажите области применения и основные параметры угловой модуляции в передатчи-
ках радиовещания и различных связных передатчиках.
2. Как связаны девиация частоты и индекс угловой модуляции с параметрами модулиру-
ющего сигнала при ЧМ и ФМ?
3. Как определить, какой вид модуляции (ЧМ или ФМ) осуществляется в передатчике?
4. Как получить ЧМ колебания, располагая фазовым модулятором?
5. Приведите примеры схем фазовых модуляторов.
6. Изобразите структурную схему и поясните принцип работы ЧМ возбудителя с им-
пульсно-фазовой модуляцией.
7. Изобразите принципиальную схему автогенератора с ЧМ с помощью варикапа.
8. Каковы особенности и возможности осуществления ЧМ в кварцевом автогенераторе?
9. Какие возможны методы и решения для повышения линейности при угловой модуля-
ции?
10. Как1 определяется коэффициент нелинейных искажений при ЧМ?
11. Объясните, почему можно компенсировать нелинейные искажения в ЧМ сигнале,
применяя цепи из линейных ЛДС-элементов9
12. Какие возможны решения для повышения стабильности средней частоты при угловой
модуляции?
13. Как осуществляется работа передатчиков нескольких программ УКВ ЧМ вещания иа
общую антенио-фидериую систему?
14. Каковы причины возникновения нелинейных искажений при усилении мощности
сигналов с УМ в ВЧ тракте передатчика?
15. Приведите примеры формирователей сигналов ЧТ (с манипуляцией без разрыва
фазы).
16. Приведите примеры формирователя сигналов с относительной фазовой манипуля-
цией.
Глава 9. Передатчики телевизионного вещания
9.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В данной главе рассматриваются передатчики, устанавливаемые на
телевизионных радиопередающих центрах. Они обеспечивают переда-
чу телевизионных программ в пределах прямой видимости. Особеннос-
ти построения передающей аппаратуры для передачи ТВ сигналов
по кабельным, радиорелейным, тропосферным и космическим линиям
связи обсуждаются в гл. 8 и 10.
Радиопередающая станция (РПС) телевизионного вещания состоит
из радиопередатчиков сигналов изображения и сигналов звукового со-
провождения, устройства сложения этих сигналов в общей нагрузке,
устройства питания, Охлаждения, контрольно-измерительной аппара-
туры и т. д. В ТВ передатчиках небольшой мощности и ретрансляторах
ВЧ тракт строится для совместного усиления сигналов изображения и
звука. Переход к такому способу усиления наблюдается на ТВ станциях
и в передатчиках большей мощности.
По принятому в нашей стране стандарту телевизионного Вещания
[85,86] в передатчиках Изображений применяется амплитудная модуля-
ция несущего колебания полным телевизионным сигналом с частичным
подавлением иижней боковой полосы спектра частот, а в передатчиках
звукового сопровождения применяется частотная модуляция.
Передатчик сигналов изображения (ПИ) является звеном тракта
передачи изображения, преобразующим полный телевизионный сигнал
(сигналы изображения, гашения и синхронизации) в модулированный
радиочастотный телевизионный сигнал.
Передатчик звукового сопровождения (ПЗ) по своим параметрам,
принципам построения, схемам и режимам по существу мало отличается
от передатчиков УКВ ЧМ (см. гл. 8), лишь значение его частоты опре-
деляется номером канала ТВ вещания.
9.2. ОСОБЕННОСТИ ТЕЛЕВИЗИОННОГО СИГНАЛА
Согласно принятому в Российской Федерации стандарту вещатель-
ного телевидения [85,86] кадр изображения содержит 625 строк и состо-
ит из двух полей (полукадров) с чересстрочным чередованием.
436
Номинальная частота кадров 25, а частота полей 50 в секунду. При
этом частота строк / = 25- 625 = 15 625 Гц. Допустимая нестабиль-
ность частоты строк не должна превышать ± 0,016 Гц (А///< 10-6).
Для передачи изображения с максимальной четкостью необходимо
передавать спектр частот сигнала изображения с высшей частотой
Fa» 6,5 МГц*. В ряде стран существуют Другие системы ТВ вещания с
числом строк 405; 525; 819; 1225, как с негативной, так и с позитивной
модуляцией, в которых спектр частот сигнала изображения занимает
полосу, отличающуюся от 6,5 МГц.
Сигнал изображения позитивен (уровень сигнала пропорционален
освещенности) и однополярен, его среднее значение зависит от средней
освещенности передаваемого кадра изображения и может медленно
изменяться во времени, поэтому в спектре сигнала изображения име-
ются частоты от 0 до 2 ... 5 Гц и далее от 50 Гц до 6,5 МГц, т. е.
видеосигнал занимает полосу частот от постоянного тока до середины
диапазона декаметровых волн.
Радиосигнал изображения образуется с помощью амплитудной мо-
дуляции несущей канала изображения полным телевизионным сигна-
лом, причем максимум мощности соответствует синхроимпульсу (СИ),
а минимум — уровню белого, т. е. модуляция оказывается негативной
(рис. 9.1). Это обеспечивает более устойчивую синхронизацию и мень-
шую заметность импульсных помех при приеме.
В модулированном Колебании должны быть строго фиксированы
пиковый уровень (уровеньсинхроимпульсов), уровень гасящих импуль-
сов, который должен составлять 75 ± 2,5 % от пикового значения и
одновременно должен быть выше уровня черного на 0...4,5 %, и уровень
белого, который должен составлять 12,5...2,5 % пикового. При этом
интервал изменения сигнала изображения от белого до черного занима-
ет только 55...67 % амплитудной характеристики передатчика. Сигнал
изображения имеет резко выраженный ступенчатый — импульсный
характер, так как предметы на передаваемых изображениях имеют
резкие границы, при чем перепады уровней от белого до черного могут
происходить за время A tmin = 0,05...0,07 мкс, соответствующее передаче
одного элемента изображения по строке.
Для экономии полосы частот, занимаемой каналом телевизионного
вещания, в спектре AM сигнала подавляется часть нижней боковой
При 625 строках на экране по вертикали может быть изображено 625 элементов.
С учетом формата кадра 4/3 по горизонтали число элементов составит (4/3) • 625.
Поскольку длительность одной строки Тетр = 1/Атр = 1/25 • 625 = 64 мкс, то
длительность одного передаваемого сигнала т м = т стр / (4/3) • 625. Соответственно
период будет в 2 раза больше. Отсюда макс •альная частота сигнала изображения
F, = 0,5/ т эл = 0,5 (4/3) • 625 • 25 625 « 6,5 МГ ц.
437
Рис. 9.1. Радиосигнал на входе передатчика изображения
полосы (НБП)-частоты, расположенные ниже 0,75 МГц относительно
несущей. Это позволяет сократить полосу частот ТВвещания до 8 МГц
на канал (рис. 9.2)*. Однако несимметрия спектра означает появление
наряду с AM сопутствующей фазовой модуляции (СФМ) для видеочас-
тот выше 0,75 МГц , в том числе и на частотах цветовых поднесущих.
Как и в однополосных передатчиках, СФМ является полезной, сокра-
щая спектр передаваемого сигнала. Однако в отличие от однополосных
передатчиков в данном случае предъявляются жесткие требования не
только к АЧХ, но и к ФЧХ результирующего тракта передатчик —
приемник.
При принятой в нашей стране совместимой системе цветного теле-
видения СЕКАМ передается черно-белое изображение Еу = 0,59 EG +
+ 0,30 ER + 0,11 Ев, образуемое тремя цветовыми составляющими:
зеленым EG, красным ER и синим Ев. Соответствующие коэффициенты
корректируют особенности восприятия разных цветов человеческим
глазом. При этом черно-белому изображению соответствует равенство
£с = £я = Ев, в частных случаях £с = ER = Ев - 0 и EG = ER = Ев = 1 —
соответственно черное и белое изображение. Информация о цвете (сиг-
налы цвета) в системе СЕКАМ** передается путем частотной модуля-
Полное (начиная с нуля ) подавление НБП ведет к существенной нелинейности
фазовой характеристики радиотракта, которую сложно скомпенсировать фазовыми
корректорами, устанавливаемыми в передатчиках и телеприемниках (см. § 9.7).
438
Ярамшша Сигнал
Рис. 9.2. Общая АЧХ телевизионной РПС (передатчиков сигналов изображения
и звукового сопровождения)
ции на двух поднесущих. В одной так называемой красной строке на
поднесущей частоте 4,40625 МГц передается ЧМ сигнал, пропорцио-
нальный разности сигналов - £у, а в следующей, синей на поднесу-
щей частоте 4,25 000 МГц передается сигнал Ев - EY, т. е. спектры
цветоразностных сигналов размещаются в верхней части спектра сигна-
ла изображения (см. рис.9.2).
При передаче цветного изображения на огибающую яркостного
черно-белого сигнала дополнительно накладываются цветовые подне-
сущие, модулированные по частоте разностными сигналами цвета. От-
клонение частоты от 4,40625 или 4,25000 МГц (девиация) зависит от
значения цветоразностного сигнала. Кроме того, амплитуды получае-
мых ЧМ колебаний также зависят от разностного сигналаER-EY
или EB-EY. Таким образом, передача цвета фактически осуществляется
сложным сигналом амплитудно-частотной телеграфии с девиацией, за-
висящей от мгновенного значения цветоразностных сигналов. Все это
делается для снижения помех зрению (муара иа изображении).
В качестве примера на рис. 9.3 изображена огибающая радиосигнала
при передаче цветных вертикальных полос и указаны значения частоты
и амплитуды цветовой поднесущей относительно полного размаха яр-
костного сигнала от белого до черного при передаче «красной» строки.
Сигнал цветовой синхронизации с/= 4,40625 МГц расположен после
синхроимпульса на уровне гасящего импульса строк. При передаче
i В мире иашли применение три системы цветного телевидения PAL, SECAM и
NTSC, причем каждая из них насчитывает несколько версий. Главные отличия систем
и версий состоят: в общей ширине полосы частот ТВ канала (6; 7 или 8 МГц); в частоте
поднесущей звука (4,5; 5,5; 6 или 6,5 МГц); в частоте поднесушей цветности; в
позитивной или негативной видеомодуляции; в ширине полосы нижней боковой (1,25
или Q, 75 МГц); в модуляции звукового сопровождения (ЧМ или АМ).
439
Рис. 9.3. Радиосигнал красной строки иа выходе передатчика изображения
при передаче цветных полос
белой, серой и черной полос, т. е. черно-белого изображения, разност-
ный сигнал Er - EY = 0 и частота поднесущей остается неизменной:
4,40625 МГц. При передаче, например, зеленой, красной и синей полос
разностный сигнал ER-EY соответственно равен -0,59£с; 0,7 ER и
-0,11 Ев, а частота поднесущей принимает значения 4,640; 4,126 и
4,452 МГц. При передаче цветного изображения огибающая, определяе-
мая результирующим сигналом собственно изображения, выходит за
уровни гашения и белого (см. рис.9.3).
Звуковое сопровождение телевидения (30... 15 000 Гц) передается ме-
тодом частотной модуляции с девиацией частоты А/чм = ± 50 кГц в
звуковом канале, средняя частота /зв которого выше частоты несущей
канала изображения /из на 6,5 МГц. Спектр передатчика звукового
сопровождения занимает полосу 0,25 МГц, так что полоса, занимаемая
телевизионной станцией, составляет около 8 МГц (см. рис. 9.2).
9.3. ТРЕБОВАНИЯ К ПЕРЕДАТЧИКАМ
ТЕЛЕВИЗИОННЫХ СТАНЦИЙ
В Российской Федерации ТВ вещание осуществляется в диапазо-
не метровых волн в полосах частот: 48,5...66 МГц (каналы 1,2);
76... 100 МГц (каналы 3 — 5); 174...230 МГц (каналы 6 — 12), что соот-
ветствует диапазонам I, II, III, а также 470...582 МГц (каналы 21 — 34)
и 582.. .958 МГц (каналы 35—81), что соответствует диапазонам IV и V
(дециметровые волны).
Нестабильность несущей частоты канала изображения должна быть
не более ±100 Гц, а разность частот /зв - fm должна выдерживаться с
точностью не хуже ±(100...200) Гц [84, 85]. Кварцевая стабилизация
440
раздельно частот fm и /зв в возбудителях ПИ и ПЗ, как правило, не
обеспечивает второе требование, поэтому используют один общий вы-
сокостабильный опорный генератор, из колебаний которого в отдель-
ном синтезаторе частот формируются fm uf№. При работе в системах с
взаимным смещением несущих частот (СНЧ)отдельных ТВ радиостан-
ций должна обеспечиваться абсолютная нестабильность частот не более
1...2Гц(см. §9.5). ’
Мощности вещательных передатчиков изображения в режиме син-
хроимпульсов обычно имеют несколько градаций: 1 ...2,3,4,5,10,20...25,
50 кВт, а маломощных передатчиков и ретрансляторов: 1...3, 10...20,
100...200 Вт. Мощности передатчиков сигналов звука соответственно в
10 раз меньше, так как при этом средние значения мощностей передат-
чиков изображения и звука оказываются примерно одинаковыми. Вы-
ходная мощность РПС указывается в виде дроби, например Рт1Рт =
= 1/0,1 кВт; 50/5 кВт и т. д.
В спектре радиосигнала НБП должна содержаться полностью в пре-
делах 0...-0.75 МГц относительно частоты несущей. На частотах, отсто-
ящих от несущей на -1,25 МГц, НБП должна быть ослаблена (по
отношению к соответствующей верхней боковой) не менее чем на
20 дБ, т. е. крутизна ската АЧХ должна быть не менее 40 дБ/МГц. Кроме
того, на частотах -(4,5...4,2) МГц, определяемых ЧМ сигналами цвето-
вых поднесущих, должно обеспечиваться дополнительное ослабление
не менее чем на 10 дБ (см. рис. 9.2). Ширина верхней боковой полосы
0...6 МГц, а на частоте 6,375 МГц она должна быть ослаблена на 20 дБ,
т. е. здесь крутизна ската должна быть еще выше не менее 53 дБ/МГц.
Таким образом, рабочая полоса частот, занимаемая НБП и ВБП, со-
ставляет -0,75...+6 МГц, в ней допускается неравномерность АЧХ
+0,5...-(1...3) дБ относительно нулевого зйачения на частоте +1,5 МГц
и спад на гранйчных частотах -0,75 и +6 МГц не более -4 дБ.
Глаз человека весьма чувствителен к различным искажениям телеви-
зионного изображения (повторные контуры, окантовки, «тянучки» и
т. п.), которые вызываются в основном линейными искажениями АЧХ
и ФЧХ тракта передачи изображения. Искажения, вызываемые нели-
нейностью ФЧХ <р(®), принято оценивать по групповому времени пере-
дачи (ГВП) тф = ар/Эй). Если ф(®) линейна, то ^(ю) * const и
абсолютная величина задержки сигнала в тракте не вызывает искаже-
ний, При отличии зависимости ф(ф) от линейной ^(о) изменяется в
диапазоне частот. Допустимая неравномерность ГВП результирующего
тракта передатчик изображений — телевизионный приемник в полосе
до 4,5 МГц должна быть не более ±50 нс, а далее до 5,5 МГц не более
±100 нс.
Приведенные нормы допустимых искажений АЧХ иФЧХ ( или ГВП)
являются жесткими, потому что именно они определяют нарушение
441
формы видеосигнала в приемнике и четкость мелких деталей на экране
телевизора. Они обеспечивают также высокое качество передачи сигна-
лов цветности.
Характеристики <р(ш) и (ш) довольно сложно измерять, да и резуль-
таты таких измерений неявно характеризуют искажения телевизионных
изображений. Практически для оценки линейных искажений пользуют-
ся специальными испытательными сигналами (синустквадратичным им-
пульсом, прямдугольными импульсами различной длительности и др.),
по искажениям формы которых и судят о степени соответствия характе-
ристик передатчика требуемым, и в случае надобности производят ре-
гулировки, коррекции и т. п.[>19]. Искажения плоской вершины
прямоугольных импульсов из-за выбросов, колебательных процессов,
перекоса и т. д. не должны превышать ±(2... 12)%, а длительность фрон-
тов и спадов 0,125 мкс [19,86].
Жесткие требования предъявляются к линейности амплитудной ха-
рактеристики t7Bblx( t/BX) на участке от уровня белого до черного. В Черно-
белом телевидении нелинейность приводит к нарушению
градаций яркости, в цветном — к нарушению правильности цветопере-
дачи. Количественно амплитудные нелинейные искажения оценивают
дифференциальным коэффициентом передачи, или просто дифференци-
альным усилением
= В - {dU,JdUn)^dUwJdU^-100 %,
который не должен превышать 10...12 %.
Одновременно предъявляются жесткие требования к линейности
амплитудной характеристики на участке от уровня черного до уровня
синхроимпульсов, так чтобы выдерживались с высокой точностью
уровни черного, белого и гашения относительно пикового (уровня син-
хроимпульсов).
Искажения цветопередачи вызываются также зависимостью фазо-
вых сдвигов Дф от уровня яркостного сигнала (паразитной фазовой
модуляцией) или дифференциальными фазовыми искажениями (диффе-
ренциальным фазовым сдвигом). В усилителях однополосных колеба-
ний и других устройствах их называют амплитудно-фазовой
конверсией (см. гл. 6). При передаче черно-белого изображения пара-
зитная ФМ вызывает ряд нежелательных эффектов: выбросы и другие
искажения формы синхроимпульсов; побочные изображения на экранах
телевизоров, а также дополнительные шумы («жужжание») в звуковом
канале приемника (из-за изменения разностной частоты/^ ~/ю). Пара-
зитная модуляция в области частот цветовых поднесущих вызывает
искажения сдвига*Цветовых тонов.
Количественно паразитную фазовую модуляцию оценивают диффе-
ренциальным фазовым сдвигом <рд = Дф(17) - ф0, гдеф0 — опорное зна-
442
чениефазы, например, при амплитудесигнала на уровне гашения. Пара-
зитная фазовая модуляция на частоте несущей канала изображения
должна быть не более ±(4...5)° во всем интервале изменений сигнала по
амплитуде от уровня белого до синхроимпульса. Для хорошей цветопе-
редачи необходимо, чтобы <рд для передатчика изображения не превы-
шал ±6°, а для результирующего канала передатчика-телеприемника
±10°.
Кроме высокой линейности амплитудной характеристики и малой
паразитной ФМ необходимо обеспечить идентичность коэффициента
усиления и фазовой характеристики на частотах передачи сигналов
яркости /й/ши цветности f ®= /из + 4,3 МГц. Разность коэффициентов
усиления на указанных частотах не должна превышать ±1 дБ, а расхож-
дение во времени 50 нс.
В передатчиках с совместным усилением сигналов изображения и
звукового сопровождения уровень интермодуляционных составляю-
щих не должен превышать -51 дБ (см. § 9.10).
Визуально очень заметны помехи от фона переменного тока в виде
медленно перемещающихся по кадру широких горизонтальных темных
и светлых полос. Поэтому в передатчиках изображения уровень пара-
зитной модуляции фоном (из-за недостаточной фильтрации выпрямлен-
ных напряжений, питания цепей накала переменным током, наводок и
т. п.) не должен превышать -46 дБ, а уровень собственных шумов (дей-
ствующее значение на частотах выше 10 кГц) -56 дБ. В передатчиках
звукового сопровождения уровень шума, фона, помех не должен пре-
вышать-46 дБ [19,85].
К передатчикам телевизионного вещания предъявляются повышен-
ные требования в отношении бесперебойной работы и стабильности
качественных показателей, т. е. надежности. Перерывы в работе даже на
несколько минут крайне нежелательны. Обычно ТВ передатчики рабо-
тают по определенному расписанию, и сеансы работы составляют от
нескольких до 20 часов в сутки, что позволяет в оставшееся время
организовывать систематическое профилактическое обслуживание,
контроль параметров, а в случае необходимости — и ремонтно-восста-
новительные работы. Требования к надёжности работы и стабильности
параметров ТВ передатчиков таковы [85]: наработка на отказ не менее
1000 ч для передатчиков без резервирования и не менее 2000 ч для
передатчиков с резервированием при времени восстановления работо-
способности 2...4 ч (см. гл. 11). ,
9.4. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ
ТЕЛЕВИЗИОННЫХ СТАНЦИЙ
Высокочастотные тракты передатчиков изображения и звукового
сопровождения диапазонов метровых и дециметровых волн обычно
443
содержат несколько (до четырех и более) каскадов усиления мощности.
Если оконечный каскад передатчика строится на металлокерамических
тетродах, то мощность транзисторных каскадов составляет0,1... 1,0кВт.
Мощность полностью транзисторных передатчиков 0.1...2 кВт, а зару-
бежных — до 25 и даже 50 кВт (см. § 9.8).
В передатчиках диапазона дециметровых волн (470...790 МГц) уси-
лители мощности выполняются как на металлокерамических тетродах,
так и на пролетных многорезонаторных клистронах [19,23]. Предвари-
тельные каскады могут выполняться полностью на транзисторах. В
каскадах на тетродах, которые на таких высоких частотах включают по
схеме с двумя заземленными сетками (см. рис. 3.27), усиление не превы-
шает 12 дБ. Поэтому усилители мощности на клистронах, которые
обеспечивают усиление до 40 дБ, способны заменить три-четыре каска-
да на тетродах. Хотя стоимость клистронов в 5... 10 раз выше, но срок их
службы в 5... 10 раз больше, чем у тетродов такой же мощности. Низкие
уровни мощности и коэффициента усиления транзисторов этого диапа-
зона делают их еще более неконкурентноспособными, поскольку клис-
тронный усилитель может заменить до десяти каскадов и до нескольких
десятков-сотен транзисторов, а стоимость клистрона оказывается суще-
ственно ниже. '
Надежность работы ВЧ трактов Невысока, й опыт эксплуатации
показывает, что 50. . .70 % отказов ТВ передатчиков возникает в каскадах
УМ на электровакуумных приборах (см. табл. 11.2). Надежность теле-
визионных РПС как основного средства массовой информации Должна
быть весьма высокой. Поэтому кроме обычных мер, направленных на
повышение надежности электровакуумных и полупроводниковых при-
боров, каскадов и устройств в целом, при построении и эксплуатации
телевизионных РПС широко используются системы резервирования
передатчиков. ;
Многие разработчики и эксплуатационные службы, особенно зару-
бежные, идут по пути 100 %-ного пассивного резервирования, т. е.
устанавливают на РПС рядом с работающими передатчиками (сигнала
изображения и звукового сопровождения) резервныё, в которых вклю-
чена система автоматики, прогреты возбудители и, если используются
вакуумные приборы, поданы напряжения накала. Переключение на
резервный передатчик происходит автоматически при снижении у рабо-
тающего выходной мощности ниже некоторого заранее установленного
уровня или ухудшении определенных качественных показателей. Такой
способ резервирования наиболее оправдан при эксплуатации относи-
тельно маломощных, а значит, относительно дешевых и занимающих
мало места передатчиков. ' "
В случае использования мощных дорогостоящих и занимающих
много места передатчиков в нашей стране повсеместно, а за рубежом во
многих ведущих фирмах используют систему активного резервирова-
444
ния. Аппаратура маломощных трактов, к которым относятся возбуди-
тели и предварительные усилительные каскады передатчиков изображе-
ния и звукового сопровождения, полностью выполняется на
транзисторах и интегральных схемах и имеет 100 %-ный пассивный
резерв. Мощные каскады обоих передатчиков выполняются из двух
одинаковых в схемном и конструктивном отношении полукомплектов,
мощности которых складываются на выходе с помощью мостовых уст-
ройств. При аварии в одном из полукомплектов выходная мощность
из-за потерь в балластном сопротивлении моста снижается в 4 раза (см.
§ 3.8). При введении системы коммутации исправный полукомплект
подключается к выходу в обход моста, и тогда мощность снижается
относительно номинальной всего в 2 раза. В зоне уверенного приема при
наличии АРУ в телевизионных приемниках качество принимаемых сиг-
налов снижается незначительно либо ухудшение вовсе незаметно.
В телевизионную РПС большой мощности вхрддт рабочий и ре-
зервный комплекты, состоящие из возбудителей и предварительных
усилителей передатчиков изображения и звука. В первом варианте
построения (рис. 9.4,д) за ними следуют по два полукомплекта усилите-
лей мощности (УМюи УМЗВ). После мостов сложения (Мги М2) сигна-
лы передатчиков Изображения и звука объединяются с помощью
разделительного фильтра (РФ) и далее поступают на выходную колеба-
тельную систему, которую принято называть фильтром гармоник (ФГ).
Во втором варианте (рис. 9.4,6) после возбудителей и предваритель-
ных усилителей следуют два полукомплекта, в состав каждого из кото-
рых входят тракты усиления мощности (УМ) каналов изображения и
звука. Выходные сигналы объединяются с помощью разделительных
фильтров, а затем происходит сложение в мосте (М) мощностей обоих
полукомплектов. Каждый полукомплект имеет автономные блоки пи-
тания. В обоих вариантах на входах УМ включены управляемые фазо-
вращатели для компенсации фазовых сдвигов в обоих полукомплектах
(см. §3.10).
По ряду позиций второй вариант построения оказывается более
рациональным. В первом варианте при аварии, например, в одном йз
полукомплектов передатчика изображения для обеспечения определен-
ного соотношения мощностей и Рзв необходимо снижать вдвое и
мощность передатчика сигналов звукового сопровождения, например,
отключив один из его полукомплектов. Во втором варианте при аварии
все оборудование полукомплекта отключается полностью. Кроме того,
второй вариант позволяет подучить некоторый выигрыш в габаритных
размерах и надежности за счет уменьшения (в 2 раза и более) числа
коммутаций ВЧ трактов, хотя общие габаритные размеры М и РФ в
первом и втором вариантах мало отличаются.
На телевизионных станциях диапазойа дециметровых волн, в кото-
рых усилители мощности строятся на пролетных многорезонаторных
445
Рис. 9.4. Структурные схемы телевизионных РПС
клистронах, широко используется «скользящее» резервирование [14,70].
Хотя мощность передатчика звука составляет десятую часть мощности
передатчика изображения, в тракте УМ передатчика звука из соображе-
ний унификации используется аналогичный клистронный усилитель,
работающий в облегченном режиме. Применять в таком случае два
полукомллекта в передатчике звука нецелесообразно. Поэтому исполь-
зуются три одинаковых клистронных усилителя, каждый из которых
может работать в том или другом передатчике. В номинальном режиме,
как показано на рис. 9.5, в передатчике изображения используются два
усилителя (УМj и VMj) с мостами деления и сложения, а в передатчике
звука — третий (УМ3). Если выходит из строй один из усилителей (УМ!
или УМ2), другой продолжает работать и осуществляется обход мос-
тов деления и сложения (на рис. 9.5 схемы коммутации не показаны).
Если выходит из строя УМ3, то вместо него включается один из первых
446
Рис. 9.5. Структурная схема телевизионной РПС дециметрового диапазона с УМ
на пролетных клистронах
двух (например, УМ]), а в передатчике изображения остается работать
только другой УМ2. При этом также осуществляется обход мостов.
В ряде зарубежных РПС используют всего два клистронных усили-
теля: одни в передатчике изображения, другой — в передатчике звука.
Оба клистрона (как в схеме с тремя клистронами) заранее настраивают-
ся одинаково — на пропускание суммарной полосы частот каналов
изображения и звукового сопровождения. При выходе из строя одного
из них колебания от обоих предварительных трактов передатчиков
изображения и звука коммутируются через разделительный дополни-
тельный фильтр на вход исправного клистрона. По существу переходят
к совместному усилению радиосигналов изображения и звукового со-
провождения (см. § 9.10). Во избежание больших интермодуляционных
искажений выходная мощность при этом снижается более чем в 2 раза.
В современных РПС [69,70] осуществляются автоматически не толь-
ко необходимые коммутации в аварийных ситуациях, но и включение и
выключение (спустя 5 мин) всей РПС соответственно при подаче (сня-
тии) сигналов изображения и звукового сопровождения на возбудители
РПС.
Общим недостатком как пассивного 100%-ного резервирования, так
и активного со схемами сложения мощностей полукомплектов является
наличие хотя и очень кратковременного, но неизбежного перерыва в
вещании на время срабатывания ВЧ переключателей большой мощнос-
ти (в системе сложения — переключателей обхода моста и коммутации
исправного полукомплекта непосредственно на антенно-фидерное уст-
ройство). Время, затрачиваемое на переключение, может составлять до
10 с. Согласно Правилам технической эксплуатации средств вещатель-
ного телевидения допускается перерыв в работе, связанный с коммута-
цией продолжительностью 1 ...5 с. Не считается также отказом снижение
мощности вдвое в течение 0,5...1,0 ч (см. § 11.2). Этого времени обычно
бывает достаточно для восстановления работоспособности аварийного
полукомплекта.
447
Представляет интерес схема коммутации без перерыва в вещании,
используемая в японской фирме РПС метрового диапазона мощностью
10/2,5 кВт [23] (рис. 9.6,а). Она содержит два трехдецибельных квадра-
турных моста, включенных последовательно. В нижнюю соединяющую
их линию включен управляемый фазовращатель. К входам 1 и 2 первого
моста подключены соответственно передатчики П| и П2 (или полуком-
плекты одного передатчика), работающие синфазно. При работе одного
первого передатчика его выходная мощность делится поровну первым
мостом, затем суммируется втором мостом и при ф 0 поступает в
антенну. При работе одного второго передатчика при ф = 0 по аналогии
вся мощность будет полностью поступать в балластное сопротивление
Лб. Чтобы она поступала также в антенну, фазовращатель должен
обеспечивать ф =-180°. При работе одного первого передатчика на-
пряжения на выходах первого моста сдвинуты по фазе относительно
друг друга на -90°, а при работе одного второго — на +90°. При
одновременной работе двух синфазных передатчиков в первом мосте их
мощности суммируются и делятся поровну, но суммарные напряжения
иа его выходах оказываются синфазными. Поэтому при ф = 0 аналогич-
но после суммирования во втором мосте мощности двух передатчиков
поровну делятся между антенной и Чтобы вся мощность поступала
только в антенну, фазовый сдвиг должен составлять ф = -90°.
В целях упрощения системы и для предотвращения ухудшения раз-
вязки из-за неодинакового затухания в верхней и нижней линиях в обе
линии (рис. 9.6,6) вводят одинаковые регулируемые фазовращатели ф1
и ф2, обеспечивающие дискретные значения - 45,0, +45°. Кроме того, в
нижнюю линию устанавливают нерегулируемый фазовращатель на
-90 ° в виде отрезка четвертьволновой линии. В номинальном режиме
при суммировании мощностей двух одинаковых синфазных передатчи-
Рис. 9.6. Схемы коммутации передатчиков иа фазовращателях
448
ков оба регулируемых фазовращателя должны вносить нулевой или
одинаковый фазовый сдвиг ф1 = ф2 = ф0. При работе одного первого
передатчика должно быть ф, = ф0- 45°, Ф2 = ф0 + 45°, а при работе одного
второго Ф! = Фе +45’, ф2 = ф0 - 45°.
Оба регулируемых фазовращателя выполняются на квадратурных
мостах, аналогичных основным мостам М, и М2, но к плечам 3 и 4
которых подключены реактивные сопротивления X, состоящие из не-
больших отрезков линий (эквивалентных индуктивностям) и перестра-
иваемых конденсаторов.
При поступлении ВЧ колебаний на вход 1 каждого фазовращателя
они проходят через мосты на клеммы 3 и 4, где делятся поровну и ввиду
реактивной нагрузки полностью отражаются и далее суммируются на
на выходе 4. За время прохождения от входа 1 до выхода 4 ВЧ колебания
приобретают фазовый сдвиг, зависящий от величины и значения реак-
тивностей Xt и Х2. В номинальном режиме при суммировании мощнос-
тей двух передатчиков устанавливают X, = Х2, и поэтому ф, = ф2 = Фо.
При работе только первого или второго передатчика емкости перестра-
ивают так, чтобы Х{ и Х2 принимали определенные значения и соблю-
дались условия ф| = ф0 +45°, а Ф2 = ф0 ±45°.
Конденсаторы, которые используются в этой системе, не имеют тру-
щихся контактов и деталей, характеризуются малой инерционностью
ротора и рассчитаны на напряжение до 10 кВ. Время их перестройки
менее 0,2 с. За время переключения нагрузка на оба передатчика оста-
ется неизменной, и только их мощность перераспределяется между
антенной и R6.
Кардинальным решением; позволяющим полностью отказаться как
от пассивного, так и от активного резервирования, являются блочно-мо-
дульное построение и полная «транзисторизация» мощных телевизион-
ных передатчиков, поскольку при правильном выборе режима и
условий эксплуатации надежность и долговечность транзисторов на-
много выше надежности и долговечности вакуумных приборов. Ис-
пользование блочно-модульного построения мощных оконечных
каскадов приводит к тому, что во время работы выход из строя одного
из модулей ведет только к незначительному снижению уровня выходной
мощности. Согласно соотношениям, приведенным в §3.8, при четырех
модулях (N = 4) мощность уменьшается на 44 %, при N « 8 — на 23%,
при N = 16 — на 12 %, при N = 32 — иа 6 %, й т. д. Замена модуля
исправным и ремонт могут осуществляться без перерыва в работе либо
во время профилактических осмотров. Недостатки этой системы состо-
ятв том, что, во-первых, балластные резисторы должны рассчитываться
с большим запасом по рассеиваемой мощности, и, во-вторых, происхо-
дит заметное усложнение схемы, увеличение числа разъемов и соедине-
ний.
449
9.5. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ТРАКТОВ
ПЕРЕДАТЧИКОВ, ИЗОБРАЖЕНИЯ
Схема тракта усиления передатчика изображения в значительной
степени зависит от выбора места и способа осуществления амплитудной
модуляции и формирования требуемой АЧХ. В мощных ламповых пере-
датчиках ранних выпусков AM осуществляется изменением смещения
на управляющую сетку (см. гл. 6) в одном из промежуточных каскадов
ВЧ тракта передатчика. Такую модуляцию условно называют модуля-
цией на среднем уровне (в ламповом каскаде мощностью 100...500 Вт).
Формирование АЧХ производится в основном на выходе передатчика
специальными фильтрами. Однако иа форму АЧХ существенно влияет
настройка колебательных контуров модулируемого каскада и всех пос-
ледующих каскадов усиления модулированных колебаний (УМК).
Сократить число влияющих на АЧХ каскадов можно, используя
тетроды с высокой крутизной по схеме с общим катодом и возможно
бдльшим усилением по мощности и применяя широкополосные неиска-
жающие мощные усилители. Другой путь — осуществление сеточной
AM на более высоком уровне мощности, т- е-» например, в выходном
каскаде тракта передатчика. Но опыт построения ТВ передатчиков с
модуляцией на высоком уровне мощности показал непёрспективность
этого варианта. При осуществлении сеточной AM в выходном каскаде
энергетические показатели модулируемого каскада не выше, чем в ре-
жим еусиления модулированных колебаний, но требуется гораздо более
мощное и сложное модуляционное устройство, чем при модуляции на
«среднем» уровне. В то же время осуществить в выходном каскаде
эффективную анодную или анодно-экранную AM не представляется
возможным, так как создать мощный эффективный видеоусилитель на
полосу частот телевизионного сигнала О...6,5 МГц пока не удается.
При сеточной AM наряду со значительной нелинейностью ампли-
тудной характеристики в диапазонах ОВЧ и УВЧ возникает паразитная
фазовая модуляция, которая вызывает искажения, особенно заметные
при передаче цветного изображения. Скорректировать полностью эти
искажения по видеочастоте не удается, а реализовать цепи коррекции в
ВЧ тракте при мощности более 10 Вт в диапазонах метровых и деци-
метровых волн практически невозможно. Наконец, в диапазонах IV и
V (470...960 МГц) при модуляции на высоком и даже на среднем уровне
становится невозможным обеспечить требуемую точность АЧХ и кру-
тизну скатов 40...50 дБ/МГц (см. рис. 9.2) из-за недостаточной доброт-
ности элементов LC и температурной нестабильности их значений.
В настоящее время в отечественных и зарубежных Передатчиках осу-
ществляется модуляция на малом уровне мощности, не на основной
(выходной) частоте, а на постоянной не зависящей от рабочего канала
промежуточной частоте (ПЧ) порядка нескольких десятков мегагерц. В
этом случае энергетика уже не имеет значения и можно для осуществле-
450
ния AM применять, например, балансные диодные модуляторы, обес-
печивающие хорошую линейность, стабильность и низкий уровень
паразитной ФМ.
Упрощенная структурная схема передатчика изображения с модуля-
цией на промежуточной частоте представлена на рис. 9.7. В видеочас-
тотном тракте видеосигнал FH3 специальным образом обрабатывается,
усиливается и затем поступает на балансный модулятор (БМ), на дру-
гой вход которого поступают колебания с кварцевого автогенератора
(АГ|) с частотой/пч.
В Российской Федерации для отечественных передатчиков изобра-
женйя выбраны два номинала промежуточной частоты: /пч из = 35,75
МГц — для передатчиков, работающих в диапазонах I, II, кроме 3-го
канала, и в 8-м канале диапазона ПГ, /пч ю = 32,75 МГц — для осталь-
ных, включая диапазоны IV, V [14]. Номинал /пч выбирается из следу-
ющих соображений. Во-первых, /пч должна превышать наивысшую
модулирующую частоту (6 МГц) не менее чем в 2 раза. Это связано
с тем, что после балансного модулятора ( рис. 9.7) выделяется нижняя
боковая полоса. В то же время /пч не должна быть слишком высо-
кой, чтобы не усложнять тракт ее передачи. Во-вторых, частота/пч и
наиболее существенные продукты процесса ее модуляции (в том
числе и в области подавленной боковой полосы, которая может час-
тично регенерироваться) не должны Находиться в частотных диапа-
зонах, отведенных для телевизионного вещания, Jh в частности в 1-м
канале, т. е. /пч должна быть ниже 43 МГц. Кроме того, комбинаци-
онные составляющие ± mfпч из, где п и w — целые числа 0, 1,2,
... , не должны попадать в полосы частот, занятые телевизионными
каналами, а если попадают, то порядок их должен быть настолько
высок, чтобы уровень былпренебрежимо малым (притл = 0, |п| >8, либо
при п х 0, |ти| >6, либо m * 0, п * О, |л| + |т| >7). Кроме того, комбинаци-
онные составляющие, все же попадающие в Телевизионные каналы,
должны как можно дальше отстоять от несущей. В-третьих, поскольку
в качестве опорного используется высокостабильный генератор на час-
тоте 5 МГц, дискретность значений /пч должна составлять 0,25 МГц
[14].
В балансном модуляторе осуществляется амплитудная модуляция,
выделяется разностная частота/пч -/из, т. е. происходит инверсия спект-
ра исходного видеосигнала. В тракте ПЧ сигнал усиливается, формиру-
ется требуемая АЧХ: обрезается по частоте одна боковая на уровне 6,375
МГц, а другая — 1,25 МГц (см. рис. 9.2). Как и в видеотракте, осущест-
вляется необходимая коррекция линейных и нелинейных искажений, но
уже модулированного сигнала. Затем он снова усиливается и поступает
на балансный смеситель, на другой вход которого подается частота
гетеродина л/0 от второго кварцевого автогенератора (после соответст-
вующего усиления и умножения). На выходе балансного смесителя вы-
451
Рис . 9.7. Структурная схема передатчика сигналов изображения с модуляцией на промежуточной частоте
деляется разностная частота, равная несущей частоте изображения дан-
ного телевизионного канала/из - и/0 -/пч, и восстанавливается нормаль-
ный спектр частот видеосигнала. Выбор частоты сигнала гетеродина
выше несущей частоты заданного телевизионного канала существенно
уменьшает уровень ненужных комбинационных составляющих [14]. В
каскадах УМК происходит необходимое усиление по мощности, так что
режимы работы электронных приборов в этих каскадах и их широкопо-
лосность мало влияют на результирующую АЧХ ТВ передатчика.
Применение модуляции на промежуточной частоте создает следую-
щие преимущества: все каскады трактов видео- и промежуточной час-
тоты, включая каскады, где производится модуляция, формирование
АЧХ и предкоррекция линейных и нелинейных искажений, унифициро-
ваны, т.- е. выполняются одинаковыми для всех передатчиков независи-
мо от уровня их выходной мощности и номера канала; поскольку
модуляция, формирование АЧХ и предкоррекция линейных и нелиней-
ных искажений осуществляются на малом уровне и на постоянной час-
тоте, существенно улучшаются качественные показатели передатчика
сигнала изображения, это в особенности относится к частотной харак-
теристике ГВП, которая на ПЧ может быть откорректирована раздель-
но для верхней и нижней боковых полос; унификация каскадов
стимулирует совершенствование технологии их изготовления, разра-
ботку специальных БИС, заменяющих каскады тракты ПЧ и видео с
применением элементов функциональной электроники (например,
фильтры на поверхностно-акустических волнах).
При модуляции на низком уровне мощности на промежуточной час-
тоте объединяют в отдельное устройство модулятор, каскады коррек-
ции линейных и нелинейных искажений, формирователь АЧХ,
возбудитель-синтезатор й преобразователи частоты. Такое устройство
обеспечивает на выходе модулированные и полностью сформирован-
ные сигналы изображения и звукового сопровождения непосредственно
на несущих частотах канала вещания. Такой возбудитель-модулятор
может быть в значительной степени унифицирован для передатчиков и
ретрансляторов различием мощности: От номера канала в нем зависят
только фильтры, устанавливаемые на выходе смесителей и частично —
синтезатор (блок формирования частот) по выходу, В это устройство
могут вхбдить каскады предварительного усиления (ПУ) сигналов изо-
бражения и звукового сопровождения, обеспечивая на выходе мощ-
ность до десятков ватт. Они строятся на транзисторах и могут
перекрывать несколько каналов и диапазонов частот ТВ вещания.
Первый вариант построения возбудителя-модулятора показан на
рис. 9.8. Он содержит синтезатор частот, вырабатывающий частоты
6,5 МГц,/пч из (32,75 или 35,75 МГц),/кан и/кан +/пч из- Сигнал звукового
сопровождения формируется на относительно низкой частоте 6,5 МГц,
равной разности частот двух несущих /зв - /нз. По мере увеличения
453
Рис. 9.8. Структурная схема возбудителя-модулятора телевизионной РЛС
(первый вариант)
номера канала или диапазона ТВ вещания предъявляются все более
жесткие требования к полосовому фильтру, установленному после сме-
сителя, для выделения суммарной частоты + 6,5 МГц, что является
одним из основных недостатков данного варианта.
Во втором варианте (рис>9.9) [69, 70] в блоке формирования частот
вырабатывается три частоты:/пч из (32,75 или 35,75 МГц),/пч 38 (26,25
или 29,25 МГц) и fm=fKaH + /пч из. Одновременно в нем осуществляется
ЧМ сигналами звукового сопровождения непосредственно на /пч 38
Рис. 9,9. Структурная схема возбудителя-модулятора телевизионной РПС
(второй вариант)
454
Блок формирования телевизионного сигнала содержит тракты видео- и
промежуточной частот. Частотапосле входного делителя повыша-
ющего преобразователя и соответствующего усиления поступает на
смесители, на другие входы которых подаются/пч из и/пч зв.
Таким образом, хотя телевизионный передатчик с момента ввода и
весь срок эксплуатации, измеряемый десятками лет, как правило, рабо-
тает на одном ТВ канале, в целях унификации возбудители, модуляторы,
а также тракты предварительного усиления строят универсальными,
перекрывающими несколько ТВ каналов и диапазонов частот.
При увеличении числа программ ТВ вещания и числа одновременно
работающих РПС возникают помехи от сигналов близко расположен-
ных станций. Эти помехи наиболее сильны, когда две РПС работают в
одном (совмещенном) канале, а точка приема оказывается между ними.
Кроме того, иногда имеет место аномальное дальнее распространение
радиоволн метрового диапазона. Для хорошего качества принимаемого
изображения необходимо обеспечить защитное отношение, т. е. отно-
шение полезного сигнала к мешающему около 45...50 дБ, что не всегда
выполняется. Очевидным.решением этой проблемы является освоение
новых частотных каналов в ДЦВ диапазоне и приемных антенн с хоро-
шей направленностью. Однако и в метровом диапазоне, который имеет
всего 12 каналов и наиболее интенсивно применяется для телевизионно-
го вещания, можно повысить эффективность использования выделен-
ных каналов, осуществляя работу РПС с взаимным смещением несущих
частот (СНЧ). Смещение частот должно быть кратно 1/3 частоты
строчной развертки. Обычно эта величина составляет ±10,45 кГц. Тогда
заметность помехи на экранах телевизоров резко снижается, и при точ-
ном СНЧ защитное отношение может быть снижено до 22..25 дБ [19].
Однако для этого требуемая абсолютная нестабильность несущих час-
тот не должна превышать ±1 Гц, что соответствует для 12-го канала
относительной нестабильности (4...5)10*’.
Обеспечить такое требование нелегко, поэтому в современных воз-
будителях ТВ РПС, работающих с точным СНЧ, применяют опорные
кварцевые генераторы с собственной долговременной нестабильностью
Д/У = 1О~7...1О . Генераторы дополнительноПодстраиваются системой
фазовой подстройки частоты (см. гл.4) по эталонным сигналам служб
точного времени и частот. Эти сигналы излучаются специальными ра-
диостанциями, например, на несущих частотах 25; 50 и 66,66(6) кГц.
Частота их корректируется по атомным стандартам частоты, благо-
даря чему обеспечивается нестабильность частоты этих сигналов
10 |0... 10"’ ’. Сигналы точных частот принимаются приемным устройст-
вом, входящим в состав возбудителя, и по ним производится подстройка
частоты опорного генератора [19]. Подбор значений несущих частот с
точностью до единиц герц осуществляется обычными методами, приме-
няемыми в возбудителях дискретной сетки частот (см. гл. 4).
455
В возбудителе передатчика «Ильмень» [70] с этой целью вводится
специальный блок привязки частоты (см. рис. 9.9). Он формирует опор-
ный сигнал 5 МГц с точностью ±(2...5)-10-9 путем автоподстройки вхо-
дящего в него опорного генератора «Гиацинт-М» по эталонному
сигналу частотой I МГц, передаваемому в интервале кадрового гасяще-
го импульса иа шестой строке полного телевизионного сигнала.
9.6. ТЕЛЕВИЗИОННЫЕ РЕТРАНСЛЯТОРЫ
Для обеспечения ТВ вещанием небольших населенных пунктов, рас-
положенных вне зон вещания крупных РПС или в местах, где прием
затруднен из-за сложных условий распространения радиоволн, приме-
няют телевизионные ретрансляторы (или просто ретрансляторы) не-
большой мощности (1... 100 Вт)
В ретрансляторах первых выпусков (« с демодуляцией») для перехода
с одного ТВ канала на другой после приема и усиления осуществляется
детектирование, т. е. восстановление полного телевизионного видео-
сигнала и сигнала звукового сопровождения. В ряде схем ретранслято-
ров демодуляция до низкочастотного сигнала производится только для
полного телевизионного сигнала, а сигнал звукового сопровождения
(ЧМ на/ср = 6,5 МГц) непосредственно переносится на выходную час-
тоту/„ =/и, + 6,5 МГц.
Выделенные низкочастотные сигналы корректируются и усиливают-
ся до заданных уровней и поступают на соответствующие модуляторы,
после чего снова корректируются и усиливаются до Необходимого уров-
ня мощности. По существу такой ретранслятор представляет комбина-
цию телеприемника (без оконечных каскадов видеоусилителя н
усилителя звуковых частот) и возбудителя телевизионных передатчиков
с каскадами предварительного усиления (см. рте. 9.7 и 9.8). Относитель-
ная сложность построения ретранслятора с демодуляцией не компенси-
руется большими возможностями коррекции (восстановления) полного
телевизионного сигнала и улучшения его параметров. Поэтому от тако-
го построения ретрансляторов отказались.
Два варианта построения ретрансляторов с переносом спектра изо-
бражены на рис. 9,10'. В схеме рис. 9.10/1 принятый радиосигнал веща-
гельиого телевидения после соответствующего усиления в усилителе
высокой частоты (УВЧ) поступает на смеситель, в котором преобразу-
ется в радиосигнал вещательного телевидения другого канала, а затем
усиливается в усилителе мощности (УМ) и поступает в антенну.
При преобразовании частоты (4Х /вых) не должно происходить
инверсии спектра. Поэтому при переходе с более низкой частоты на
высокую/вх < /.х„ частота гетеродина выбираетсяравной fm - /вых -/вх
и после смесителя выделяется суммарная частота /вых = /вх + fm- При
преобразовании сигналов более высокой частоты в сигналы более низ-
кой > /ВЬ1Х) частота гетеродина выбирается ниже частоты прини мае-
456
АРИ
6)
Рис. 9.10. Структурные схемы ретрансляторов с непосредственным переносом^)
и с двойным преобразованием (б) частоты
мого сигнала < faf) и на выходе смесителя выделяется разностная
частота/вых=/вх
На рис. 9.10,6 приведена структурная схема ретранслятора с двой-
ным преобразованием спектра. Вначале спектр принятого радиосигна-
ла вещательного телевидения переносится на промежуточную частоту,
на которой производятся основное усиление радиосигнала н его кор-
рекция. Затем сигнал промежуточной частоты преобразуется в выход-
ной сигнал который поступает в УМ. Частота гетеродина первого
преобразования обычно выбирается выше частоты принимаемого сиг-
нала > fn). Соответственно сигнал промежуточной частоты/пч
=Лст1 ~Лх имеет инверсный спектр (как в обычных ТВ возбудителях на
рис. 9.7 и 9.8). Поэтому частота второго гетеродина также выбирается
выше частоты выходного сигнала (на величину /пч) и на выходе вто-
рого смесителя выделяется разностный сигнал/вмх =/^2 -/пч • В резуль-
тате происходит вторая инверсия спектра и восстанавливается
полный ТВ сигнал. При таком преобразовании сигналов разность
между частотам и гетеродинов/^ и fmi равна разности между часто-
тами входного и выходного радиосигналов (fml - fm2 =fm- )
независимо от значения промежуточной частоты, которая выбира-
ется равной стандартному значению в бытовых телевизионных при-
емниках (/'пчнз = 38 МГц,/пч„ = 31,5 МГц).
Частоты /^.i и fm2 формируются от одного опорного кварцевого
автогенератора (ОГ), что несколько снижает вносимую нестабильность,
457
поскольку/вых = /вх + (/’гет2 -/гет|). В то же время стабильность разностной
частоты между несущими изображения и звукового сопровождения/зв -
/из = 6,5 МГц на выходе ретранслятора определяется только стабильнос-
тью этих частот в принимаемом радиосигнале и не зависит от стабиль-
ности частот гетеродинов ретранслятора.
Для стабилизации выходного сигнала в ретрансляторах вводится
автоматическая регулировка усиления АРУ. Усиление и коррекцию на
промежуточной частоте стремятся осуществить в унифицированных
блоках, что позволяет строить ретрансляторы различных типов на раз-
личные уровни мощности. Тракты УВЧ приемной части и УМ передаю-
щей части выполняют соответственно на малошумящих линейных и
суперлинейных транзисторах (см. § 9.10), перекрывающих сразу не-
сколько ТВ каналов и даже диапазонов. Такие ретрансляторы комплек-
туются дополнительными блоками, позволяющими с помощью
ретрансляторов передавать в эфир телевизионные сигналы от местных
телестудий, переносных видеокамер, а также поступающие по РРЛ и
спутниковым линиям связи. В то же время в ретрансляторах предусмат-
ривается выход в сеть кабельного телевидения, рабочий диапазон кото-
рых может почти полностью перекрывать все пять телевизионных
диапазонов (48...860 МГц).
Ретрансляторы выполняют полностью на полупроводниковых при-
борах, они дистанционно управляемы, рассчитаны на эксплуатацию без
обслуживающего персонала и размещение вне помещений (в контейне-
ре) и обладают высокой надежностью.
9.7. ПОСТРОЕНИЕ ТРАКТОВ ВИДЕО-
И ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ
ИЗОБРАЖЕНИЯ
При модуляции на промежуточной частоте структурная схема трак-
тов видео- й промежуточной частот обсуждалась в § 9.5. Кроме основ-
ных задач — усиления до Необходимого уровня, модуляции и
преобразования частоты, а также формирования требуемой АЧХ — на
эти тракты возлагается очень важнаязадаЧа — коррекция линейных и
нелинейных искажений. Поскольку эта дополнительная задача может
решаться одновременно в обоих трактах илй, точнее, оптимальным
образов распределяться между двумя Трактами, то целесообразно их
построение рассматривать Совместно.
Каскады ВЧ тракта передатчиков изображения, особенно при вы-
полнении их на транзисторах, могут перекрывать полосы частот не-
скольких телевизионных каналов и даже диапазонов, но в отличие от
однополосных телевизионные передатчики работают, как правило, на
одном канале. Это позволяет скомпенсировать вносимые ВЧ трактом в
полосе частот данного канала линейные и нелинейные искажения в
трактах видео- и промежуточных частот. В процессе эксплуатации пере-
458
датчика может потребоваться только незначительная подстройка тех
или иных корректоров во время профилактических осмотров или после
замены электронных приборов.
Тракт видеочастоты. Упрощенная схема видеочастотного тракта,
являющегося составной частью формирователя телевизионного радио-
сигнала на рис. 9.7 — 9.9, приведена на рис. 9.11. В этом тракте произ-
водится обработка полного цветового телевизионного сигнала
(ПЦТВС) с целью стабилизации его уровня, частичного освобождения
от помех, необходимого усиления и восстановления постоянной состав-
ляющей перед подачей этого сигнала на вход балансного модулятора.
Основными помехами, искажающими входной ПЦТВС, являются
фоновые помехи и искажения типа перекосов импульсов сравнительно
низких частот (полукадров и строк). Эти искажения легко устраняют
при восстановлении средней составляющей в сигнале путем фиксации
уровня гашения. Фиксация осуществляется с помощью специальных
импульсов, сформированных из входного сигнала в устройстве форми-
рования импульсов.
Помимо сказанного в видеотракте производится так называемая
регенерация синхросмеси (устройство регенерации синхроимпульсов)
либо сильной растяжкой синхросигналов и их последующим ограниче-
нием до заданного уровня, либо с помощью более сложных схем, в
которых исходный синхросигнал подвергается глубокому двухсторон-
нему ограничению, а выделенный таким образом сигнал синхронизиру-
ет импульсный генератор, вырабатывающий новый синхросигнал. В
результате ПЦТВС путем ограничения освобождается от исходного
синхросигнала, на место которого вводится регенерированный, в зна-
чительной степени освобожденный^? помех.
В передатчиках изображения используются несколько разновиднос-
тей схем отрицательной обратной связи по огибающей, способствую-
щих стабилизации характерных уровней в выходном радиосигнале
(гашения, вершин синхроимпульсов и иногда белого при наличии в
передаваемом телевизионном сигнале специальных импульсов опорно-
го белого). ,
Управляющее напряжение обратной связи по уровню вершин син-
хроимпульсов как разность опорного напряжения, определяющего но-
минальный уровень вершин синхроимпульсов, и напряжения,
снимаемого с пикового детектора, подключенного к зонду на выходе
передатчика, задает в корректоре уровня синхроимпульсов степень
растяжки синхроимпульсов, компенсирующих их компрессию в высоко-
частотном тракте УМК передатчика.
Аналогично управляющее напряжение обратной связи по уровню
гашения получается с помощью ключевой схемы, выделяющей уровень
гашения в продетектированном радиосигнале, снимаемом с зонда на
выходе передатчика. Этот уровень сравнивается с опорным напряжени-
459
Рис. 9.11. Структурная схема видеочастотного тракта
ем, определяющим номинальный уровень гашения. Разностный сигнал
является управляющим в выходном каскаде — усилителе постоянного
тока (УПТ), выполняющем роль-корректора гашения при регулировке
нулевого уровня в балансном модуляторе (см. рис. 9.15).
Для получения напряжения обратной связи по уровню белого требу-
ется после детектора применять схему селекции строк, позволяющую
найти строку, в которую вписан импульс опорного белого, среди строк,
предназначенных для передачи испытательных сигналов. Далее необхо-
димо выделить импульс опорного белого, измерить его и в случае, если
результат измерения не соответствует заданному, создать в корректоре
уровня белого (см. рис. 9.11) управляющее напряжение, регулирующее
размах сигнала изображения.
Помимо коррекции амплитудной характеристики по уровням син-
хроимпульсов, гашения и белого в видеосигнале часто производят кор-
рекцию нелинейности амплитудной характеристики на интервале от
уровня белого до уровня черного, обусловленной главным образом
нелинейными искажениями, возникающими в каскадах УМК высоко-
частотного тракта. Для этого в видеотракте (на рис. 9.11 в устройстве
коррекции нелинейных искажений ) применяют известные в телевизи-
онной технике методы и схемы*.
В тракт видеочастоты помимо рассмотренных корректоров ампли-
тудной нелинейности входят (см. рис. 9.11) корректор дифференциаль-
ной фазы, компенсирующий паразитную фазовую модуляцию,
возникающую в смесителе и главным образом в каскадах УМК пере-
датчика изображения, а также блоки частичной коррекции АЧХ н ГВП.
Во всех блоках, осуществляющих коррекцию амплитудной и фазовой
нелинейностей, для более эффективной их работы фиксируется уровень
гасящих импульсов, т. е. восстанавливается средняя составляющая.
Устройства восстановления средней составляющей. Одной из особен-
ностей ТВ сигнала является его несимметричность, относительно оси
времени, т. е. наличие в нем средней, или постоянной, составляющей.
Она характеризует среднюю яркость передаваемого изображения и
может сохраняться постоянной по величине в течение времени передачи
одного и того же неподвижного или с малоизменяющимся сюжетом
изображения. Поэтому частоты изменения средней составляющей про-
В передатчиках ранних выпусков в видеотракте применялась так называемая
у-коррекция. Характеристика свет-сигнал передающих трубок, как и обратная
характеристика сигнал-свет приемных трубок (кинескопов) существенно нелинейны.
Поэтому амплитудная характеристика ТВ-тракта, звеном которого является
радиопередатчик сигналов изображения, должна иметь определенную нелинейность
£7>ых ~ t/y»x (где у—показатель нелинейности тракта) для компенсации нелинейности
характеристики свет-сигнал передающих трубок. Подбор необходимой нелинейности
видеотракта передатчика принято называть у-коррекцией. Сейчас эта коррекция
осуществляется непосредственно в передающих видеокамерах.
461
стираются от 0 до 5 Гц. В качестве примера на рис. 9.12,а приведены ТВ
сигналы одной строки, соответствующие передаче двух изображений:
черная вертикальная полоса на белом фоне; белая вертикальная полоса
на черном фоне. Видно, что средние значения этих сигналов (7ср сущест-
венно различаются.
Непосредственная передача таких низких частот через обычный уси-
лительный тракт затруднена, так как средняя составляющая «теряется»
при прохождении ТВ сигнала через первый межкаскадный разделитель-
ный конденсатор. В то же время выполнять все многочисленные каска-
ды усиления и различной обработки сигнала изображения от
передающей трубки видеокамеры до приемной трубки телевизора,
включая тракт изображения ТВ передатчика, по схемам УПТ чрезвы-
чайно сложно и нецелесообразно. Обычно низкочастотные усилитель-
ные тракты выполняют с нижней граничной частотой, равной или
несколько меньшей частоты полей Гн < Гпол = 50 Гц, Заметим, что
разделительные конденсаторы в каскадах радиочастотного тракта ТВ
передатчика и трактов ВЧ и ПЧ приемника не вызывают потери посто-
янной составляющей ТВ сигнала, так как спектры сигналов в этих
трактах полностью расположены в области несущих частот и относи-
тельно узкополосны.
Восстановить среднюю составляющую можно на управляющем
электроде приемной трубки (кинескопа). Однако при этом будут плохо
использоваться амплитудные характеристики многих звеньев тракта
передачи изображения, в том числе и многочисленных каскадов видео-
тракта передатчика изображения. При наличии в ТВ сигнале средней
составляющей (см. пример на рис. 9.12,а) всем элементам изображения
462
одинаковой яркости, а также уровням гашения и синхроимпульсов со-
ответствуют неизменные уровни видеосигнала. Сигналы с утраченной
средней составляющей показаны на рис. 9.12,6. При отсутствии в ТВ
сигнале средней составляющей соответствие между уровнем сигнала и
яркостью изображения нарушается. Из рис. 9.12,6 также видно, что
потеря средней составляющей приводит к увеличению общего размаха
полного ТВ сигнала на величину, равную средней составляющей, кото-
рая достигает 60...70 % его общего размаха. В результате С*2)шал на рис.
9.12,6 возрастаете 1,6...!,7 раза по сравнению с на рис. 9.12,а.
Вышесказанное поясняет также рис. 9.13, где показаны статическая
модуляционная характеристика UaaK(Ua1) и временные зависимости
входного напряжения Их нумерация (7, 2, /, 2 ) соответствует
эпюрам Un(t) на рис. 9.12, а размах ДС7ВХ равен или 1^2>тм-
Видно, 4to если в передатчике производить AM сигналами изображения
без восстановления постоянной составляющей, то средняя выходная
мощность изменится мало, а мощность в режиме синхроимпульса —
существенно в зависимости от средней освещенности передаваемого
изображения. Это, в свою очередь приводит к недоиспользованию мо-
дуляционной характеристики в 1,7...2 раза для упомянутых
ранее сигналов черной И белой полос и вызывает проигрыш по мощнос-
ти в 3.1.4 раза, т. е. в передатчике потребовалось бы установить более
мощные электронные прйббры и неэффективно использовать' их по
мощности. Кроме того, увеличиваются и нелинейные искажения, так
как без восстановления Средней составляющей больше используются
нелинейные участки модуляционных характеристик. В случае восста-
новления постоянной составляющей (см. рис. 9.13) уровни синхро-
импульса, черного и белогб1'оказываются четко фиксированными,
что позволяет более полно использовать мощность электронных прибо-
ров, а для передачи сигнала изображения между уровнями черного и
белого — более линейный участок модуляционной характеристики.
Поскольку в ТВ сигнале, содержащем среднюю составляющую, не-
зависимо от его формы (определяййбйхарактером передаваемого изо-
бражения) четко определены уровни Синхронизирующих и гасящих
импульсов, следующих к конце каждой строки, имеется Возможность
восстановить утерянную Среднюю» составляющую. Для этого необходи-
мо приводить вершины синхронизирующий'или гасящих импульсов к
одному и тому же неизменному уровню. Такой процесс называется
фиксацией или привязкой уровня, а используемые для этого схемы —
фиксирующими или привязывающими. Обычно фиксация осуществляется
по уровню гасящих импульсов.
Восстановление средней составляющей обычно осуществляют в око-
нечном каскаде видеотракта или непосредственно на входе балансного
модулятора передатчика изображения, что способствует более полному
использованию его амплитудной характеристики и снижению уровня
463
Рис. 9.14. Схема устройства восстановления постоянной составляющей
искажений. С этой целью восстановление средней составляющей вводят
и в другие промежуточные каскады видеотракта (см, рис. 9.11).
Устройства восстановления средней (постоянной) составляющей
либо устройства привязки уровня строятся по схеме, представленной на
рис. 9.14. Диоды KD] — ED4 образуют мостовую схему (в некоторых
вариантах вместо К£>3 и VD4 включают резисторы небольшой величи-
ны). В нижнюю точку моста додается постоянное напряжение Ео, опре-
деляющее уровень фиксации,которое снимается с потенциометра Лп. В
диагональ моста (точки б— б) с транзистора VT} подаются противо-
фазные импульсы длительностью 3 мкс с частотой строчной развертки.
Эти фиксирующие или управляющие импульсы вырабатываются в спе-
циальном усилителе-формирователе импульсов*. По времени они со-
впадают с задней площадкой гасящих импульсов, т. е. с сигналами
цветовой синхронизации (см. рис. 9.3). По амплитуде фиксирующие
импульсы превышают размах полного ТВ сигнала в точке фиксации
(точка а на рис. 9.14). ,
Во время прохождения управляющих импульсов диоды VDt — VD4
открываются, происходит подзаряд конденсаторов Ct и С2 практически
до полного размаха импульсов, чтобы обеспечить закрытое состояние
диодов цри передаче следующей строки.Постоянная времени заряда
при С, = С2 и идентичных диодах тмр = .0,5С,(АД0ТК + Я^), где Лдотк,
— внутренние сопротивления диодов FDj, VD2 в открытом состо-
янии и транзистора состоянии насыщения, и должна быть меньше
или близка к длительности управляющих импульсов. В интервалах вре-
В простейших так называемых неуправляемых схемах ВПС фиксация уровня
осуществляется непосредственно самим входным ТВ сигналом, точнее его
синхроимпульсами.
464
мии, когда импульсы отсутствуют, диоды закрыты зарядами на кон-
денсаторах С, и С2. Сопротивления резисторов , Я^н и выби-
раются таким образом, чтобы разряд конденсаторов С, и С2 через них
был незначительным. Падение напряжения на Яраз, обусловленное
током разряда, должно надежно запирать диоды и исключать их отпи-
рание ТВ сигналом, действующим в точке подключения моста (точка а).
Постоянная времени разряда при ЯрМ = Я(|)н ~ R(\ = 0,5 С(Яраз
выбирается примерно 107^ для того, Чтобы за время = 64 мкс
потенциал на конденсаторах С] и С2 уменьшился на некоторое напря-
жение и следующие управляющие импульсы обеспечили полное отпира-
ние диодов. Таким образом, винтервалах времени между управля-
ющими импульсами схема фиксации не влияет на прохождение полного
ТВ сигнала.
За время действия управляющих импульсов диоды VDX, VD2 откры-
ты и потенциал на правой обкладке конденсатора Ср, т. е. в точке
фиксации, устанавливается равным Ев. На левой обкладке Српотенциал
равен напряжению уровня гасящего импульса В зависимости от
средней яркости изображения, переданного предыдущей строкой,
будет больше или меньше Ez и переразрад конденсатора С, протекает
через диоды VDlt VD2 или Vp2, VD4. Условием тс-;, й работы фикси-
рующей схемы является полный перезаряд конденсатора Ср за время
длительности фиксирующего импульса. Для этого постоянная времени
цепи перезаряда Ср(Я,, + Еяап + R'*) должна быть более 0,3 от длитель-
ности фиксирующих импульсов, Для снижения постоянной времени
перезаряда за счет у мен ьшения /?э1 каскад на транзисторе VTt выполня-
ют по схёме, эмиттерного (иди истркового) повторителя.
Чтобы разряд.конденсатора Ср практически отсутствовал, нужно
чтобы сопротивление закрытых диодов и входное сопротивление моду-
лятора или другого кдркада видеотракта (на рис. 9.14 показан в виде
эмиттерного повторителяна транзисторе ИТ^было достаточно боль-
шим. Поэтому конденсатор Ср за период = 64 мкс практически не
теряет заряд, а следовательно, «спад» яркости по строке отсутствует.
При правильном выборе тзар режим фиксации не зависит от содержания
изображения н отсутствуют строки, не фиксируемые при смене средней
составляющей сигнала.
На задней площадке гасящего импульса находится сигнал цветовой
синхронизации (см. рис. 9.3). Вовремя фиксации происходит изменение
размаха сигнала поднесущей из-за щуитирующего действия схеМы фик-
сации. Для избежания этого в схемена рис. 9.14 между точками and'
включают параллел ьный£С-контур,настроенный на частоту близкую
к 4,43 МГц. ‘ * '
Балансный модулятор. При модуляции На промежуточной частоте
обычно применяют балансные модуляторы на полупроводниковых ди-
одах, которые отличаются простотой и надежностью. Модуляция осу-
465
ществляется на малом уровне мощности (десятые доли или единицы
милливатт), что обеспечивает высокую линейность, значительное по-
давление побочных продуктов модуляции и малый уровень паразитной
ФМ.
Один из вариантов схемы таких модуляторов представлен на
рис. 9.15. Она содержит четыре диода и состоит из двух симметричных
модуляторов, работающих В двухтактном режиме, что позволяет умень-
шить число нежелательных спектральных составляющих иа выходе (см.
§7.7).
Для ослабления влияния разброса параметров диодов на симметрию
работы схемы, а также для термостабилизации уровня модуляции пос-
ледовательно с каждым диодом включают резисторы R, иногда зашун-
тированные конденсаторами С.
Модулятор выполнен на трансформаторных линиях (см. § 3.4).
Трансформатор 7>( (1:1) осуществляет переход от несимметричного
входа к симметричной нагрузке. Обратную задачу выполняет трансфор-
матор Т>4. Трансформаторы TJ>2и 7)>3, выполненные на двух линиях,
включенных с одной стороны параллельно, с другой — последователь-
но, обеспечивают трансформацию напряжений 2:1 (или 1:2). Такое пос-
ледовательное включение Т)?, — Тр2 и Тр3 — ТрА принято называть
Y-образной схемой.
Из-за наличия в модуляционном сигнале средней составляющей
входы сигналов модулирующих и модулируемой частот в схеме рис. 9.15
меняются местами по сравнению с обычными БМ, например использу-
емыми в однополосных передатчиках (см. рис. 7.11 ,в).В схеме рис. 9.15
для напряжения ПЧ диоды Включены последовательно (FD( и VD2 —
для положительной полуволны, VD3 и ИО4 —для отрицательной), а по
отношению к модулирующему'—параллельно. Модулирующее напря-
жение’ Um подается в среднюю точку трансформатора Тр2. В среднюю
точку трансформатора 7р3 —подается напряжение, обеспечивающее
восстановление постоянной составляющей в модулирующем сигнале.
Рис. 9 15. Схема диодного модулятора при модуляции на ПЧ
466
Линии трансформаторов Т)>2 и ТРз не должны создавать заметного
сопротивления на частотах до 6,5 МГц по сравнению с сопротивления-
ми диодов. В то же время стремятся, чтобы волновое сопротивление'
линий трансформаторов 7/^ и Т)>2 было согласовано с входным сопро-
тивлением диодного моста на ПЧ.
Необходимый уровень несущей (/*пч) в выходном сигнале БМ обес-
печивается добавлением несущей в выходной сигнал в обход моста
(штриховая линия на рис. 9.15).
Усилитель промежуточной частоты. В каскадах УМК на проме-
жуточной частоте для обеспечения высокой линейности используются
транзисторы в режиме класса А. Все каскады строятся апериодически-
ми. Первые маломощные — с резистивной нагрузкой, более мощные —
с дросселями в цепях питания, чтобы избежать потерь на резисторах по
постоянному току, последующие каскады — на мощности 0,1...2 Вт с
трансформаторными связями. Используются трансформаторы на длин-
ных линиях, которые при соответствующем согласовании легко обеспе-
чивают полосу 6,5 МГц на частотеfU4, примерно равной 34 или 36 МГц.
В этих каскадах используют биполярные (по схеме с ОЭ) и полевые
МДП (по схеме с ОИ) транзисторы. В Передатчиках последних выпусков
эти каскады выполняют на микросборках, которые обеспечивают необ-
ходимые усиление и динамический диапазон [70].
В тракте ПЧ осуществляются основное формирование АЧХ передат-
чика и частичное подавление одной боковой полосы. Для этого необ-
ходимо использовать полосовой фильтр, причем согласно требуемой
АЧХ (см. рис. 9.2) крутизна скатов должна быть не ниже 40...53 дБ на
1 МГц. Такую крутизну при средней частоте /_ = /пч - Д/L, где Д/ =
= (6 - 0,75)/2 = 2,625 МГц, составляющей 30Д 25 или 33,125 МГц, могут
обеспечивать фильтры, выполняемые на LC-элементах с достаточно
высокой добротностью (QL а 200). Применяют ПФ Кауэра со всплеска-
ми затухания вне полосы пропускания.
В передатчиках последних разработок фильтр формирования АЧХ
образует два последовательно включенных фильтра верхних (ФВЧ) и
нижних (ФНЧ) частот [69,70]. Каждый из них выполнен по схеме Кауэра
девятого порядка. Это позволяет при использовании низкодобротных
катушек индуктивности (2L ® 100) получить подавление вне полосы не
менее 30 дБ при обеспечении крутизны склонов АЧХ не хуже требуемых.
Такое построение менее чувствительно к разбросу параметров элемен-
тов, более стабильно при температурных Изменениях, позволяет раз-
дельно настраивать требуемую АЧХ вблизи верхней и нижней
граничных частот.
Оба фильтра целесообразно строить с двухсторонним согласованием
(рис. 9.16), т. е. при работе от источника сигнала с внутренним сопро-
тивлением Rt на резистивное сопротивление Ru, причем Rr = /?н = R.
Каждый из них включается между эмиттерными повторителями. Пер-
467
вый эмиттерный повторитель создает низкое выходное сопротивление.
Поэтому его можно считать генератором напряжения С7Г, последова-
тельно с которым включен резистор RT. Второй эмиттерный повтори-
тель по входу создает высокое входное сопротивление. Поэтому его по
входу шунтируют резистором RH,являющемся нагрузкой для ФНЧ или
ФВЧ.
В последние годы для формирования АЧХ канала изображения на
ПЧ применяют электромеханические фильтры, работающие с исполь-
зованием поверхностных акустических волн. Такие фильтры дают ис-
ключительно равномерную АЧХ в полосе пропускания, весьма крутые
срезы и подавление за полосой пропускания до 65 дБ. Вместе с тем они
в отличие от рассмотренных многозвенных фильтров на сосредоточен-
ных LC-элементах не искажают частотной характеристики ГВП. Кроме
того, они не требуют заводской настройки и подстройки во время экс-
плуатации, так как их электрические характеристики определяются в
основном механическими параметрами, которые во времени достаточ-
но стабильны и легко повторяемы в производстве (при использовании
техники фоторепродукции), Недостатками такого варианта формиро-
вания АЧХ передатчиков является необходимость организации специ-
ального мелкосерийного производства электромеханических фильтров
и необходимость их термостатирования. Кроме того, ПАВ вносят зна-
чительные потери и поэтому требуют включения дополнительных кас-
кадов линейного усиления.
Коррекция линейных искажений. Коррекция характеристик ТВ пере-
датчиков производится обязательно, и только при этом обеспечивается
необходимое высокое качество передаваемых изображений. Качество
передачи в конечном счете субъективно оценивается зрителями и слу-
шателями, Объективные требования к качеству передачи ТВ РПС опре-
деляют допустимые уровни искажений передаваемых сигналов.
Линейные искажения связаны с отклонениями АЧХ, ФЧХ и ее произ-
водной тп = дф/дсо, называемой групповым временем передачи (ГВП),
от требуемых (допустимых). Они возникают в линейных цепях: входных
и выходных цепях связи отдельных каскадов, согласующих и межкас-
кадных устройствах, мостах сложения, фильтрах м т. д.
468
Амплитудно-частотная характеристика передатчика изображения
формируется главным образом в тракте промежуточной частоты и в
меньшей степени— в других узлах: фильтре цветовой поднесущей, раз-
делительном фильтре, осуществляющем совместную работу передатчи-
ков изображения и звукового сопровождения на общую антенну, в
выходной колебательной системе. Установка специальных цепей для
дополнительного формирования АЧХ в выходных каскадах и на выходе
всего передатчика связана с требованием более высокого ослабления
частот цветовой поднесущей и с возможностью регенерации подавлен-
ной второй боковой полосы в каскадах высокочастотного тракта.
Остальные каскады вносят незначительные искажения в АЧХ пере-
датчика изображения, легко компенсируемые в процессе его настройки
и профилактического ремонта. В свою очередь, коррекция фазовых
искажений требует установки специальных сложных многозвенных пас-
сивных н активных цепей в тракте видео- и промежуточной частот.
Передача радиосигнала изображения с частичным подавлением
одной баковой полосы приводит к возникновению специфических фа-
зовых искажений, появление которых обусловлено рядом факторов.
Амплитудно-частотные характеристики относительного коэффициента
передачи К передатчика (рис. 9.17/z) и приемника (рис, 9.17,6) по радио-
частоте согласуются между собой для обеспечения равномерной АЧХ
сквозного тракта передатчик-приемник [65]. Амплитудно-частотная ха-
рактеристика передатчика изображения рассматривалась в §9.3
(см. рис. 9.2). Следует подчеркнуть, чТо низкочастотные составляю-
щие видеосигнала в полосе до 0,75 МГц передаются двумя боковыми
полосами (как при AM), а более высокочастотные составляющие
(0,75...6,0 МГц)—только на одной верхней полосе (как при ОМ). Чтобы
Л’мр
7,0
0,5
Рис. 9.17. Амплитудяо- и фазочас-
тотные характеристики:
а —АЧХ передатчика: б — АЧХ прием-
ника; в — ФЧХ передатчика и приемни-
ка
/' I*.................Il
-12S-0J5 7 2 3 15 (3,373 НГ*
к а)
-Q75 Q73 2 3*3 66J73 НГц
<f)
469
уровни частотных составляющих с F = 0...0.75 и 0,75...6,0 МГц в теле-
приемнике были одинаковыми, АЧХвысокочастотного и промежуточ-
ного трактов приемника создают такой, как показано на рис. 9.17,6,
т. е. линейно спадающей на участке от +0,75 до - 0,75 МГц.
Цепи связи ВЧ и промежуточного трактов передатчика и приемни-
ка, за исключением специально включаемых фазовых корректоров,
относятся к цепям минимально-фазового типа, в которых АЧХ и ФЧХ
жестко связаны между собой. Поэтому данным АЧХ передатчика и
приемника соответствуют вполне определенные фазочастотные харак-
теристики передатчика и приемника. Для нас важны не абсолютные
наклоны, а нелинейность йх ФЧХ; Поскольку как в передатчике , так и
в приемнике верхняя переходная область между полосами пропускания
и задерживания одинаковая (6,0..6,375 МГц), то и нелинейность ФЧХ у
них примерно одинаковая. В то же время нижняя переходная область в
приемнике из-за дополнительного подавления НБП оказывается су-
щественно выше (+0,75...- 0,75 МГц), чем в передатчике (-0,75..
1,25МГц). Поэтому нелинейность фЧХ приемного тракта значительно
больше, чем нелинейность ФЧХ передатчика (рис. 9.17,в). В частности,
нелинейность ФЧХ в области несущей изображения приводит к возник-
новению некоторого фазового сдвига несущей на угол ф0 (см. рис.
9.17,в). Этот тип искажений принято называть ^симметрично-фазовым.
На изображении он вызывает появление окантовок слева от передавае-
мых деталей, а также общую смазанность,изображения, воспринимае-
мую как ухудшение его четкости. Асимметрично-фазовые искажения
корректируют с помощью цепей неминимальной фазовой коррекции,
позволяющих при равномерной АЧХ сделать закон изменения ФЧХ
таким, чтобы можно было скомпенсировать нелинейность ФЧХ тракта
и получить таким образом линейную результирующую ФЧХ.
Коррекция фазовых искажений в телевизионных приемниках не про-
изводится, поскольку для этого требуется высокая идентичность и ста-
бильность характеристик ТВ приемников в условиях эксплуатации, что
сопряжено со сложностью их настройки и увеличением стоимости. Поэ-
тому предварительная коррекция фазовых искажений, возникающих в
ТВ приемниках, осуществляется в передатчике. В соответствии с реко-
мендацией МККР [78] в передатчике производится полная коррекция
собственных фазовых искажений и 50 %-ная предкоррекция фазовых
искажений, возникающих в приемнике. В таком случае качество изобра-
жения телевизоров считается удовлетворительным.
Экспериментальные исследования показали, что нелинейность фазо-
вой характеристики (р(ш) тракта передатчик-приемник, оцениваемая
через ГВП, для удовлетворительного приема аналоговых сигналов ве-
щательного телевидения должна составлять ± 100 нс, а для качественно-
го ±50 нс.
470
Для компенсации неравномерности характеристики группового вре-
мени передачи изображения в видеотракте и тракте ПЧ в настоящее
время используют наиболее удобные в настройке пассивные фазовые
звенья, разделенные активными развязывающими каскадами, рабо-
тающие на уровнях мощности около 10 мВт. Упрощенная схема одного
звена такого корректора и векторная диаграмма, поясняющая ее работу,
приведены на рис. 9.18. Схема тождественна схеме мостового фазовра-
щателя. Трансформаторы Tpt и включенные по входу параллельно,
создают напряжения и К одному из них подключается «слож-
ный» контур (L, С(, Cj), эквивалентный Последовательному ‘(с пара-
метрами и Сэкв на средней частоте настрой ки звена/0|), а к другом у
— резистор R. Для улучшения балансировки схемы выходные зажимы
обоих трансформаторов подключают (в точках включения й R) к
корпусу через подстроечные конденсаторы малой емкости (около
10 пФ). Согласно эквивалентной схеме и векторной диаграмме на
рис. 9.18 фаза выходного напряжения U2 зависит of частоты, а ампли-
туда— нет. Если такой фазовый корректор используется в видеотракте,
то схема должна быть дополнена параллельным каналом для передачи
низкочастотных составляющих сигналов, которые задерживаются раз-
делительными конденсаторами Ср. Этот канал может быть реализован
в виде эмиттерного повторителя й умилительного каскада, вход и выход
которых подключены через развязывающие резисторы параллельно
входу и выходу схемы, приведенной нк рйс. 9.18. '
Требуемая частотная характеристика ГВП устройства формируется
сложением задержек, вносимых несколькими последовательно соеди-
ненными звеньями, частоты настройки контуров которых смещены друг
относительно друга. Обычно для ВЧ коррекции применяют до девяти
таких звеньев, каждое из которых корректирует ФЧХ, выравнивает
Рис. 9. |8. Схема корректора неравномерности характеристики ГВП, его эквивалентная
схема и векторная диаграмма
471
ГВП в полосе частот 0,5... 1,0 МГц. Настройка фазовых корректоров
производится по допустимому искажению формы специальных испыта-
тельных сигналов.
Коррекция недшнейных искажений. Коррекцию нелинейности ампли-
тудной характеристики передатчика изображения вблизи уровня гаше-
ния и особенно на участке передачи синхроимпульса осуществляют в
тракте ПЧ, а в области белого (на малом уровне сигнала), как правило,
производят на видеочастотах. В трактеПЧ коррекцию можноосущест-
вить при мощности порядка десятков милливатт в специальном каскаде
(работающем в классе Л) с зависящей от уровня сигнала глубиной
отрицательной обратной связи (рис. 9.19), Здесь на диоды KD, и KD2 с
помощью резисторов /?,, R2 подается запирающее напряжение £</2. При
прохождении AM колебаний, амплитуда которых больше напряжения
£q/2, диоды поочередно отпираются. В результате эмиттерное сопротив-
ление R3, создающее отрицательную обратную связь, шунтируется ре-
зистором Лдоп, что ведет к увеличению коэффициента передачи каскада.
Нелинейность фазовой, характеристики проявляется в изменении
фазы огибающей модулированного радиочастотного сигнала, т. е. фазы
видеосигнала после детектирования при изменении его мгновенного
значения. Эти искажения возникают вовходных, а иногда и в выходных
цепях ламповых и особенно транзисторных УМК, где резистивная и
реактивные составляющие входного (выходного) сопротивлений нели-
нейны (зависят от уровня усиливаемого сигнала). Кроме того, фаза
коэффициента передачи по току в биполярных транзисторах зависит от
уровйя входного тока. Эти искажения влияют на качество передачи
как черно-белого, так и цветного изображения ( см. § 9.3).
Для устранения нелинейности фазовой характеристики в видеотрак-
те устанавливают корректор,'выполненный на базе фазорегулятора,
подобного изображенному на рис. 9.18, с той разницей, что цепь С\, С2
и L заменяется на С, а резистор R является управляемым, причем его
сопротивление должно зависеть от уровня яркостного сигнала. В каче-
стве резистора можно использовать по-
левой транзистор (выводы сток-исток),
на затвор которого подается сигнал, сни-
маемый с детектора огибающей радио-
сигнала изображения, который управ-
ляет его выходным^сопротивлением
(*вых = *)-
Таким образом, видеотракт и Тракт
промежуточной частоты современных
телевизионных передатчиков представ-
ляют собой сложные многофункцио-
нальные устройства. Только тракт
Рис. 9.19. Схема коррекции
нелинейной амплитудной
характеристики
472
видеочастот насчитывает до 20 каскадов, построенных по однотактной
схеме. В передатчиках последних разработок [69] выходной каскад ви*
деоусилителя выполняют по двухтактной схеме на разнополярных (ком-
плиментарных р-п-р и п-р-п) транзисторах. Это позволяет при работе на
комплексную нагрузку, создаваемую входным сопротивлением баланс-
ного модулятора, значительно уменьшить фазовые искажения.
Рассмотрим особенности построения формирователя телевизионно-
го радиосигнала автоматизированного передатчика «Ильмень-2» [70],
состоящего из четырех функциональных блоков (рис. 9.20): корректора
нелинейности адаптивного, модулятора промежуточной частоты, До-
полнительного Нредкорректора й блока управления. Коррекции нели-
нейных искажений осуществляются в тракте видеочастот,' а коррекции
линейных искажений — в тракте промежуточной частоты.
Корректор нелинейности адаптивный состоит из входного устройст-
ва —стабилизатора размаха уровня входного видеосигнала й непосред-
ственно нредкорректора. Входное устройство только стабилизирует
уровень поступающего видеосигнала с точностью 0,5 дБ в диапазоне его
изменения на входе ±6 дБ. Предполагается, что с телецентра на передат-
чик поступает телевизионный видеосигнал, удовлетворяющий всем
нормам, т. е. не требуется восстанавливать синхроимпульсы, устранять
в них перекосы и т. д. В предкорректоре устраняются нелинейные
искажения, возникающие в ВЧ каскадах передатчика.
В модуляторе промежуточной частоты восстанавливается постоян-
ная составляющая, осуществляется модуляция и формируется требуемая
АЧХ передатчика. Для удобства настройки и проведения регулировоч-
ных работ используется автономная система формирования управляю-
Рис. 9.20. Структурная схема формирователя телевизионного сигнала
473
щих импульсов для ВПС. В этом случае сигнал на формирователь им-
пульсов привязки подается отдельно [69].
В дополнительном предкорректоре осуществляются только коррек-
ция фазовых искажений, вносимых передатчиком, и предкоррекция ис-
кажений, создаваемых в телеприемниках. Все фазовые звенья
объединены в три отдельных фазовых корректора (ФК). Корректоры
ФК} и ФК2 устраняют искажения, вносимые передатчиком. Они образо-
ваны двумя последовательно включенными тройками звеньев (одна
тройка корректирует нижнюю, а другая — верхнюю части частотной
характеристики ГВП передатчика). Третий корректор, состоящий
также из трех звеньев, осуществляет предкоррекцию искажений, вноси-
мых телеприемником. ,
При таком построении предкорректора ГВП отдельных звеньев со-
ставляет не более 250 нс, и, как следствие этого, значительно снижается
чувствительность к дестабилизирующим факторам. Использование та-
кого подхода к снижению нелинейности ГВП’всего тракта передатчик-
приемник позволяет заметно снизить число органов для регулировки,
необходимость которой может возникнуть в условиях эксплуатации:
часть звеньев корректора настраивается лишь 1 раз, а при изменении
нелинейности ГВП передатчика требуется регулировка только несколь-
ких звеньев. То же относится к звеньям предкорректора ГВП телепри-
емника.
Блок управления состоит из входного устройства, регуляторов уров-
ней белого, синхроимпульсов и гашения. Он предназначен для форми-
рования сигналов отрицательной обратной связи по уровням
синхроимпульсов и гашения и сопряжен с блоком цифрового регулиро-
вания, позволяющим также осуществлять отрицательную обратную
связь (ООС) по опорному уровню белого и стабилизировать относи-
тельный уровень выходного радиосигнала в широком диапазоне воз-
действия дестабилизирующих факторов. Исходные сигналы обратных
связей, информирующие об уровнях ВЧ колебаний, белого, гашения и
синхроимпульсов, снимаютсясо специально включаемых амплитудных
детекторов, устанавливаемых навыходе передатчика перед антенно-фи-
дерном трактом.
9.8. ПОСТРОЕНИЕ ВЧ ТРАКТА ПЕРЕДАТЧИКОВ
ИЗОБРАЖЕНИЯ
При модуляции на промежуточной частоте ВЧ тракт (см. рис. 9.7)
состоит из возбудителя, обычно работающего на частоте/0 = 5.:. 10 МГц,
нескольких каскадов предварительного усиления и умножения частоты
до/гет = nf0, смесителя колебаний гетеродинной частотыfm и амплитуд-
но-модулированных колебаний на промежуточной частоте /пч, не-
скольких каскадов усиления амплитудно-модулированных колебаний
474
(УМК), а также систем сложения отдельных блоков УМК и полуком-
плектов.
В построении возбудителя — задающего кварцевого автогенератора
с последующим усилением и умножением частоты нет принципиальных
особенностей, тем более, что в настоящее время переходят к возбудите-
лям, включающим в себя синтезаторы частот и модуляторы передат-
чиков изображения и звукового сопровождения. Такой возбудитель
(см. рис. 9.8 и 9.9) обеспечивает необходимые частоты несущих передат-
чиков изображения и звука не для одного, а для большого числа кана-
лов. В нем осуществляется модуляция видеосигналом и сигналом
звукового сопровождения, а также предварительнде усиление ВЧ коле-
баний обоих передатчиков. г
Рассмотрим особенности построения преобразователя частоты (см.
рис. 9.9 ) на примере Передатчика «Ильмень-2» [70] (рис. 9.2 Г). В данном
преобразователе частота гетеродина, поступающая из блока формиро-
вания частоты, в 2 раза ниже требуемой = (fm + /пч из)/2]. В тракте
гетеродина колебания /^усиливаются в каскаде, собранном на трайзис-
торе КТ911А, на б дБ, удваиваются по частоте в умножителе на варак-
торах КА602А и затем снова* усиливаются до 25 Вт в трехкаскадном
усилителе на транзисторах КТ91 ЗА, работающих в классе А. Далее они
поступают На делитель мощности, выполненный нВ широкодиапазон-
ном трехдецибельном квадратурном мосте М, перекрывающем диапа-
зоны IV и V (Kf - 790/470 = 1,68). Для развязки каналов звука и
изображения в выходные плечи моста включены циркуляторы Ц, с
выходов которых сигналы поступают на смесители частоты, выполнен-
ные на варакторах КА602А. На вторые входы смесителей поступают
соответственно сигналы/пч из и/пч 1В, предварительно усиленные мик-
росборками С1-155 УП1. После полосовых фильтров модулированные
Рис. 9.JI. Структурна# схема преобразователя частоты
475
Рис. 9.22. Схема варакторного сме-
сителя дециметрового диапазона
сигналы/из и /зв усиливаются до
3 Вт в четырехкаскадных усили-
телях, выполненных на транзис-
торах КТ983А — КТ983В,
включенных по схеме с ОЭ и ра-
ботающих в классе А. Усилители
перекрывают полосы частот
диапазонов IV или V (470...638
или 638...790 МГц).
Схемы построения смесите-
лей частоты зависят от диапа-
зона передатчика. На метровых волнах (48,5...23О МГц) в качестве сме-
сителя чаще всего применяют кольцевую балансную схему на диодах
(см. рис. 9.15), в которой для улучшения симметрии используются транс-
форматоры на длинных линиях, включаемые по Y-образной схеме. Из-
за разброса параметров диодов и несимметричности схемы, обуслов-
ленной паразитными емкостями, полной балансировки в этой схеме на
ПЧ, их гармониках и комбинационных частотах достигнуть не удается.
Эти частотные компоненты ослабляются не более чем на 10...20 дБ.
Современные малошумящие смесительные диоды пока сравнительно
маломощны, и поэтому мощность на выходе смесителя составляет сотни
микроватт.
На дециметровых волнах (470...790 МГц) смесители выполняют на
варакторах с резким р-п переходом. Подлействием напряжения гетеро-
дина (рис. 9.22) происходит периодическое ( с частотой изменение
емкости обратносмещенных варакторов FDt, FD2*, что приводит к
появлению в составе тока, протекающего через варакторы при подаче
напряжения ПЧ, составляющей с частотой fm = Колебания этой
частоты выделяются настроенным контуром в виде отрезка полосковой
линии. Вследствие перекрещивания одной из линий моста и изоляции
для частоты fm точки а от корпуса ( так как длины плеч моста равны
Хгет/4) сигналы гетеродина, поступающие на вход двумя путями, оказы-
ваются противофазными, что и обеспечивает их существенное подавле-
ние. Напряжение ПЧ на выходе также значительно ослаблено, так как
электрические длины отрезков полосковых линий для ПЧ весьма малы
и точки а и б на этой частоте практически соединены накоротко с
корпусом. При применении варакторов возможно и целесообразно про-
изводить преобразование иа уровне мощности, составляющем сотни
милливатт. При этом существенно сокращается число каскадов УМК в
ВЧ тракте передатчика. В настоящее время на этом диапазоне частот все
чаще используют простые (небалансные ) схемы смесителей на транзис-
Источннк напряжения смещения на варакторы на рис. 9.22 не показан.
476
торах, которые позволяют одновременно получать большой уровень
мощности.
Предварительные каскады УМК, рассчитанные на мощность до
10 Вт, а в ряде случаев до 200 Вт, выполняются полностью на транзис-
торах. Первые из них (выходная мощность до 50 Вт), а в случае мощных
передатчиков (до 200 Вт) все предварительные каскады устанавливают-
ся в возбудителе (см. рис. 9.8 и 9.9) со 100 %-нымрезервированием. Они
построены аналогично каскадам УМК однополосных передатчиков
(см. § 9.10). Остановимся на особенностях построения мощных каскадов
УМК с выходной мощностью 0,1 ...50 кВт.
Современная элементная база позволяет строить УМК как на твер-
дотельных, так и на электровакуумных приборах (ЭВП). Так, японская
фирма NEC выпускает транзисторные передатчики мощностью 30 кВт.
Наряду с твердотельными усилителями мощная аппаратура на ЭВП
остается конкурентоспособной , поскольку помимо сравнительно низ-
кой стоимости характеризуется меньшими массогабаритными показа-
телями, более экономичным потреблением электроэнергии, неогра-
ниченными возможностями наращивания выходной мощности. За ру-
бежом известНыТВ передатчики мощностью до 240 кВт. В качестве ЭВП
в настоящее время используются тетроды во всех пяти телевизионных
диапазонах, а в диапазонах IV И V (470...790 МГц) с ними успешно
конкурируют многорезонаторные пролетные клистроны.
Усилители мощности на транзисторах. В предварительных каскадах
на мощности до единиц ватт используют транзисторы в классе А или
АВ. Более мощные усилительные каскады строят на транзисторах в
классах АВ и В по блочно-модульному принципу с применением квад-
ратурных мостов деления и сложения (см. § 3.8). В таких усилителях
используются обычные или балансные транзисторы, на которых строят
генераторы по двухтактным и квадратурным схемам, перекрывающие
полосы частот нескольких телевизионных каналов, Для этого на входе
транзисторов включаются согласуйте и корректирующие их АЧХ цепи
с учетом индуктивностей и конденсаторов, расположенных внутри кор-
пусов транзисторов (см. § 3.4). Для межкаскадного согласования и раз-
вязки используются схемы с квадратурными мостами н циркуляторы
(см. рис. 3.49).
На рис. 9.23,а показан пример построения ВЧ тракта передатчиков
изображения РПС «Эльтон» (диапазоны I и II, 48... 1*00 МГц) и «Баскун-
чак» (диапазон III, 174...230 МГц), обеспечивающих мощность при пере-
даче синхроимпульса не менее 1 кВт [69]. Предварительный пяти-
каскадный усилитель увеличивает уровень сигнала с 10 мВт до 50 Вт.
Первые два каскада выполнены на транзисторах КТ934А в режиме
класса А, два последующих — на 2Т930А и пятый — по квадратурной
схеме на 2Т971А («Эльтон») или 2Т970А («Баскунчак») в классе АВ.
Оконечный усилитель построен на четырех модулях с суммированием
477
Рис. 9.23. Структурная схема
тракта усиления мощности
транзисторного передатчи-
ку
а —предварительного и око-
нечного усилителей; б — мо-
дуля оконечного усилителя
по два. Каждый модуль (рис. 9.23,5) состоит из пяти генераторов (один
в первом и четыре во втором каскадах). Они выполнены на тех же
транзисторах по квадратурной схеме, что и пятый каскад предваритель-
ного усилителя.
Транзисторы значительно недоиспользуются по мощности. Это де-
лается с целью достижения болыцей линейности АЧХ, снижения пара-
зитной ФМ и высокой надежности работы. Оконечный усилитель
вместо резонансного генератора, выполненного на одной лампе, содер-
жит 40 транзисторов, 40 мостов, на которых построены по квадратур-
ным схемам генераторы, и 30 мостов для сложения их мощностей, т. е.
всего 70 мостов. ' •• • -
Усилители мощности на тетродах^ Каскады на тетродах обычно вы-
полняются как усилители мощности с резонансными контурами во
входной и выходной цепях. Одной из основных особенностей постро-
ения УМК на тетродах является обеспечение необходимой полосы час-
тот А/» 8 МГц. Это объясняется тем, что во многих случаях стремятся
сделать универсальный усилитель мощности, пригодный для работы в
передатчике как изображения, так и звукового сопровождения либо в
ВЧ тракте совместного усиления данного телевизионного канала.
В соответствии с требованиями к АЧХ радиотракта (см. § 9.3) каска-
ды УМК должны усиливать колебания в полосе частот 8 МГц с резуль-
тирующей неравномерностью АЧХ не более +0,5...-(1...3) дБ. Поэтому
в отдельных каскадах УМК допускается неравномерность не более 0,5
дБ, а полосу пропускания задают несколько шире 8 МГц с учетом
температурной нестабильности L- и С-элементов контурбв, изменений
478
входных и выходных емкостей ламп (входящих в емкости контуров) при
их замене.
Применявшаяся ранее взаимная компенсация значительных нерав-
номерностей АЧХ, формируемых колебательными системами отдель-
ных каскадов, приводит к большой нестабильности характеристики
РПС в процессе эксплуатации. Конечно, незначительные неравномер-
ности АЧХ в полосе пропускания в отдельных каскадах могут сумми-
роваться либо путем небольших подстроек заметно компенсироваться
при сохранении стабильности результирующей АЧХ в процессе эксплу-
атации. Кроме того, в связи с переходом на модуляцию на промежуточ-
ной частоте основное формирование АЧХ производится также на
промежуточной частоте, а не в выходном каскаде УМК, что резко
упрощает его построение.
Требование широкополосности УМК оказывает значительное влия-
ние на режим работы и энергетические показатели тетрода. Согласно
(3.8,6) эквивалентное сопротивление нагрузки тетрода — входное со-
противление широкополосной выходной цепи связи в виде полосового
фильтра
R =----------55---- (9 п
эквшир 2Я(4-/Н)С2’ ( J
где OgX— коэффициент, который зависит от числа контуров полосового
фильтра и допустимой неравномерности АЧХ в полосе пропускания
(см. рис. 3.17); Сг « Свых + CMom.+ CN — емкость первого контура, обра-
зуемая емкостями лампы, монтажа и схемы нейтрализации соответст-
венно.
Если задаться неравномерностью АЧХ в полосе не более 0,5 дБ, то
согласно рис. 3.17 для согласующей полосовой цепи с равноколебатель-
ной АЧХ значение а,х составит 0,7 для одноконтурной системы и 1,1
й 1,3 для двух- к трехконтурной систем соответственно. При полосе
частот ДС= /в -fH = 8 МГц и Сх = 20...50 пФ из расчетов (9.1) следует
^эквшир = 03—1.2 кОм, что оказывается много меньше величины Аэквном,
при которой тетрод может быть полностью исцользован по мощ-
ности при номинальном анодном напряжении питания £аном (см.
§2.15). Это поясняют графики ia(ea) на рис. 9.24: штриховая ломаная
линия при нОМ и сплошная при /?э1св шнр. Важно, что при
неизменном Ел = Ел и уменьшении Кзквном до £эквшир при той
же амплитуде импульса анодного тока ZB т происходит не только
снижение выходной мощности Р} (примерно в Язкв ном / /?экв шнр раз),
но и резкое увеличение рассеиваемой мощности Ра = Рй-Рх, поскольку
потребляемая мощность Ро = Еа ном7а0 остается практически той же, а
479
следовательно, и значительное
падение КПД анодной цепи
лампы = Р]/ Ро .
Для повышения КПД и при-
ближения к значению, дости-
гаемому в граничном режиме
ПРИ Я,™ ном* надо при
снижать напряжение анодного
питания до Еашир относитель-
но иом приблизительно в
Лэка иом ' шир раз- Тогда
уменьшение Р( будет сопровож-
даться примерно таким же сни-
жением Ро.
Если лампа позволяет увели-
чить амплитуду импульса анод-
ного тока /ат, то при переходе к
Лэкв шир целесообразно одновре-
менное снижение Еа и увеличе-
ние. 9.24. Динамические линии /а(е,)и
эпюры еа тетрода в схеме широкопо-
лосного УМ
нне 1ат в опт/^экв шир раз-
При этом (см. на рис. 9.24 штрихпунктирная линия) во время передачи
синхроимпульсов, когда амплитуда ВЧ колебаний максимальна и равна
Um, будут обеспечиваться режим, близкий к граничному, и примерно
при той же величине мощности Р,. -
В этом случае из-за пониженного Еа шир и значительного еаост =
= 4», / Srj, заметно уменьшается коэффициент использования анодного
напряжения в граничном режиме:
^гр ширгр ! ^а шир (^в шир ост) шир I шир *^гр
до 0,5...0,6. Поэтому КПД анодной цепи широкополосного УМК не
превышает «50 % во время усилений колебаний с максимальной
амплитудой (при передаче синхроимпульсов). Во время передачи
сигналов изображения, когда амплитудаколебаний изменяется в преде-
лах между уровнем черного (0,751/си) и белого (0,15 17си), режим работы
УМК оказывается существенно недонапряженным иКПД аноднойцепи
УМК, работающего с Отсечкой анодного тока О « 90°, изменяется линей-
но в пределах (0,75...0,15) 'TiWM3t. Относительна^5 длительность режима
усиления ВЧ сигнала, соответствующего синхроимпульсам, составляет
примерно 7 %, поэтому усредненный КПД айодной Цепи УМК обычно
равен 20—25 %. Промышленный КПД ТВ передатчиков при передаче
Черного поля достигает лишьЧ5..и17 %. К этому следует добавить, что
на тех или иных частотах в полосе пропускания /н.../в широкополосного
480
УМК в общем случае сопротивление нагрузки оказывается комплекс-
ным. Допустимые отклонения ДИэквшир от Лэквшир находятся в пределах
круга КБВвх на рис. 3.15, где значение КБВвх однозначно связано с
неравномерностью АЧХ в полосе пропускания (см. рис. 3.17). Появле-
ние как резистивного ± ДЛЭКВ шир, так и реактивного ± AV31(B шир рассо-
гласования заставляет делать режим еще более недонапряженным (при
Z3KB = ^экв шир)> чт0 ведет к дополнительному снижению КПД анодной
цепи.
Таким образом, в широкополосных УМК тетроды обеспечивают
весьма низкие энергетические характеристики. Снижается не только
колебательная мощность (примерно в 2 раза), но и средний КПД (до
25 %).
В широкополосных УМК ТВ передатчиков стремятся применять
тетроды, обладающие высокой крутизной (S = 30...100 мА/B) и повы-
шенным отношением 57СВЫХ, имеющие значительный запас по току
эмиссии и поэтому способные эффективно работать при пониженных
R3KB. Для диапазонов I — III наиболее подходящими являются тетроды
ГУ-ЗЗБ, ГУ-34Б, ГУ-35Б, ГУ-36Б, ГУ-73Б, ГУ-74Б, ГУ-92Б, ГУ-93Б, а
для диапазонов IV — V — ГС-15Б, ГС-17Б, ГС-23Б. Все электроды этих
ламп имеют кольцевые концентрически расположенные выводы, что
обеспечивает удобную стыковку (соединение) с коаксиальными резона-
торами.
В УМК передатчиков диапазонов I — ПГобычно применяется схема
с общим катодом, обеспечивающая устойчивое усиление по мощности
в 10.,.25 раз, причем иногда оказывается целесообразным включать
несложную мостовую схему сеточной нейтрализации (см. гл. 5). В диа-
пазонах IV, V для обеспечения устойчивого усиления используется
схема с заземленными по ВЧ первой и второй сетками. При этом
10.
Остановимся на конструктивных особенностях тетродных УМК.
Усилители мощности выполняются по однотактным схемам с использо-
ванием в качестве колебательных систем на входе и выходе отрезков
коаксиальных линий (см. § 3.3). На частотах ниже 100 МГц во входных
цепях УМ иногда применяются отрезки экранированных симметричных
двухпроводных линий, более простых, чем коаксиальные. Колебатель-
ные системы конструктивно объединяются вместе с лампой в единый
узел, так называемый генераторный блок. В состав генераторного блока
входят также устройства блокировки, развязки и цепи питания, устрой-
ства настройки и регулировки [19].
Генераторные блоки представляют собой достаточно унифициро-
ванные узлы, используемые в передатчиках сигналов изображения и
звука. Например, в состав только выходных каскадов РПС (см. рис. 9.4)
входят до шести одинаковых генераторных блоков: каждый из двух
полукомплектов содержит по два блока в выходном каскаде передатчи-
481
ка изображения, выполненного по квадратурной схеме (см. ниже) и ho
одному — в передатчике звукового сопровождения. Генераторные
блоки меньших размеров используются и в предварительных каскадах
обоих передатчиков, начиная с уровня мощности 100 Вт.
Настройка колебательных систем УМК на тетродах не может про-
водится по минимуму постоянной составляющей анодного тока и мак-
симуму — сеточного, так как АЧХ анодной цепи несимметрична
относительно несущей и частично подавлена нижняя боковая полоса
спектра. Настройка и подбор связи с нагрузкой производится по форме
АЧХ с использованием генераторов качающейся частоты (иногда он
входит в состав передатчика), амплитудного детектора и панорамного
осциллографа или с применением типового измерителя АЧХ. В каска-
дах, где применяется нейтрализация проходной емкости, сначала регу-
лируют схему нейтрализации (по минимуму проходной мощности и
обратной реакции), а затем настраивают контурную систему.
Усилители мощности на пролетных клистронах. Клистронные усили-
тели применяются в передатчиках диапазонов IV, V (470...790 МГц).
Построение усилителей мощности на пролетных клистронах достаточ-
но полно рассматривается в гл. 10. Применительно к усилителям мощ-
ности телевизионных передатчиков приемлем только режим линейного
усиления (режим УМК). Полоса пропускания усилителя должна быть не
меньше 8 МГц.
Вопрос выбора варианта (клистронного, тетродного или транзис-
торного) решается в острой конкурентной борьбе, причем основными
критериями являются не только возможность получения заданной мощ-
ности при высоких качественных показателях, но и стоимость, массога-
баритные характеристики, срок службы и потребляемая мощность
(эффективность или КПД). Именно по совокупности этих четырех пос-
ледних критериев клистроны заведомо не уступают тетродам и тем
более транзисторам. К этому следует добавить высокий коэффициент
усиления клистронов (30...40 дБ) в отличие от тетродов (в схеме с ОС
10 дБ) и транзисторов (3 дБ). Поэтому один клистронный усилитель,
как указывалось ранее, способен заменить 3 — 4 каскада на тетродах и
10 — 15 каскадов на транзисторах. Несмотря на интенсивное развитие
твердотельной электроники, современные транзисторы обеспечивают
мощность только 10...100 Вт в линейном режиме на один прибор, и
рассчитывать на дальнейшее ее значительное увеличение не приходится.
Таким образом, один клистрон заменяет не только большое число тран-
зисторов, но и большое количество транзисторных каскадов.
В усилителях АМ и ОМ колебаний энергетические показатели оце-
нивают в точках максимальной мощности и при среднем или среднеста-
тистическом уровне сигнала ( см. гл.6 и 7 ). В усилителях сигналов
изображения это соответствует передаче вершины синхроимпульсов и
среднестатистического изображения — видеосигнала средней яркости.
482
Поэтому эффективность усиления сигналов изображения оценивают
двумя КПД: = Псиихр = Ри сиихр ! Р0 сиихр И Пер = ср 1 Р0 ср-
Однако более полное представление об энергетической эффек-
тивности усилителя мощности дают не два значения КПД, а всего
один параметр. За рубежом его называют показателем FOM [67]:
FOM - (Ри „„„Yp / Ро jp) 100 %. Именно с практических позиций важно
повышать величину FOM, а не то или иное значение КПД.
Улучшение энергетических и эксплуатационных характеристик про-
летного клистрона ведется в плане не только его непосредственного
усовершенствования, но и создания нового прибора, получившего на-
звание клистрода. Он сочетает в себе достоинства клистрона—высокие
надежность и коэффициент усиления и тетрода — высокий КПД. Не-
смотря на то, что разработки клистрода ведутся с конца 30-х годов,
только в 1991 г. они успешно завершились созданием новой лампы,
получившей название ЮТ (Inductive Output Tube) — индуктивной вы-
ходной лампы английской фирмы EEV [67].
Прибор ЮТ обеспечивает FOM - 120 %. Отметим, что в обычном
клистронном усилителе FOM » 25 %, а в схеме с рекуперацией увеличи-
вается до 42 % [14]. В то же время ЮТ существенно проще клистрона:
вместо четырех резонаторов у него их всего три — один входной и
двухконтурная выходная система. Фирма-разработчик гарантирует на-
работку на отказ более 30 000 ч., а ожидаемый срок службы —до 10 лет
непрерывной работы.
Принцип работы ЮТ заключается в совмещении процессов, проис-
ходящих в обычных пролетных клистронах и тетродах. Пучок электро-
нов формируется продольным магнитным полем и электронной
пушкой. Пролетая промежуток катод — сетка, пучок подвергается мо-
дуляции по плотности (как в тетроде) и по скорости (как в клистроне),
причем преобладает первый процесс. Далее на пространстве дрейфа
между катодно-сеточным узлом и зазором пролетной трубы происхо-
дит усиление модуляции по плотности (вдоль луча). Сгусткй электро-
нов, пролетая пространство взаимодействия потока с выходным
резонатором, подключенным к ЮТ снаружи в области зазора пролет-
ной трубы, отдают свою энергию электромагнитному полю резонатора.
Другими словами, процесс модуляции электронного потока ближе к
тетродному, а процесс передачи энергии от электронного потока выход-
ному резонатору — к клистронному.
О перспективности прибора говорит тот факт, что все ТВ клистрон-
ные передатчики США переводятся на приборы ЮТ. В Российской
Федерации в настоящее время клистронные радиостанции «Ильмень»,
число которых превышает 160, также переводятся на приборы ЮТ.
При этом потребляемая электроэнергия передатчика снижается почти
вдвое [67].
483
Помимо перечисленных преимуществ прибор ЮТ типа 7340, уста-
навливаемый в передатчиках «Ильмень», обеспечивает высокую линей-
ность — при мощности 23 кВт уровень интермодуляционных
составляющих не выше -(44...47) дБ. Вводя предварительную коррек-
цию искажений (амплитудных и фазовых), удается приблизиться к тре-
бованиям ГОСТа при мощности до 30 кВт в режиме совместного
усиления радиосигналов изображения и звукового сопровождения.
Мощность, необходимую для его возбуждения (250 Вт), может разви-
вать транзисторный УМК.
Схемы эхопоглощения. При передаче сигналов изображения могут
возникнуть специфические искажения — повторные изображения или
многоконтурность, вызываемые многократными отражениями ВЧ
энергии из-за неточного согласования и неоднородностей в ВЧ тракте
передатчика и антенно-фидерном тракте*. Например, при неточном
согласовании фидера с антенной отраженная от антенны энергия (эхо-
сигнал) проходит обратно по фидеру к выходу передатчика и, еще раз
отразившись от него снова достигает антенны, частично излучается с
некоторой задержкой по отношению к основному сигналу. При длине
фидера 100...200 м запаздывание эхосигнала составляет I...2 мкс. Это
вызывает появление повторных изображений, которые заметны даже
при относительном уровнеэхосигналов-(20...30)дБ. Обеспечить точное
согласование и сохранить его при эксплуатации практически невозмож-
но. Поэтому в телевизионных передатчиках применяют специальные
схемы и устройства эхопоглощения.
Для борьбы с рассогласованиями в ВЧ тракте передатчика можно
использовать невзаимные элементы — вентили или циркуляторы. По-
добные решения применяются в передатчиках диапазонов III — V [14].
При использовании трех- или четырехплечевого нагруженного ферри-
тового циркулятора отраженные сигналы поглощаются его балластом
(или балластами). В случае применения ферритового вентиля эти сигна-
лы рассеиваются в нем самом. Циркулятор (вентиль) целесообразно
включать непосредственно на выходе оконечного каскада Передатчика.
Тогда при всяких коммутациях в последующем ВЧ тракте (например,
при обходе моста сложения) нагрузка на электронные приборы будет
оставаться практически постоянной, устраняются отражения в участке
фидера, отходящем от каскада. Главное же — при системе сложения
включение отдельного циркулятора в каждом полукомплекте позволяет
применить такой прибор с меньшей номинальной проходной мощнос-
тью (которая пока ограничена).
Допустимые средние проходящие мощности в современных цирку-
ляторах составляют на дециметровых волнах сотни киловатт, а на мет-
* Многоконтурность может возникнуть н из-за рассогласования антенно-фидерных
трактов в точке приема ТВ сигналов.
484
ровых — десяток киловатт. Они создают в прямом направлении потери
примерно 0,5...1,0 дБ, а в обратном -(15...20) дБ при КБВ иа входе не
ниже 0,8...0,9. Эти устройства пока сравнительно узкополосные (при-
близительно от ±(6...8) до ±(10... 12) % относительно средней частоты).
Поэтому даже для перекрытия диапазонов, например, 174...230 или
470...790 МГц необходимо несколько типоразмеров циркуляторов.
Начиная с проходящих мощностей в сотни ватт, циркуляторы уже
требуют принудительного воздушного, а при мощностях в десятки ки-
ловатт — жидкостного охлаждения.
В связи со сказанным в диапазонах I и II (48.. .66 и 76... 100 МГц), когда
ферритовые вентили и циркуляторы нереализуемы, и в диапазонах
III — V при больших уровнях мощности проблема эхопоглощения ре-
шается без их применения.
При построении передатчика из двух полукомплектов, мощности
которых складываются в синфазном мостовом устройстве, легко при-
дать схеме свойство эхопоглощения, если длины фидеров, связывающих
полукомплекты УЛ/, и УМ2 с синфазным мостом сложения — М (рис.
9.25/1), различаются иа А/4. При этом отраженная мощность Ротр, посту-
пая на вывод 3 моста, передается к выводам 1 и 2, а затем, пройдя по
фидерам Ф] и Ф2 и отразившись от выходов полукомплектов, снова
поступает к выводам 1 и 2. Одиако к выводу 1 колебания поступают с
дополнительным сдвигом фазы на 180°, так как они проходят путь,
больший на 2(Х/4). Противофазные в точках 1 и 2 колебания поступают
к выводу 4 моста, и энергия их рассеивается в балластном резисторе /?б.
Для нормальной синфазной работы моста сложения в схеме предусмот-
рен дополнительный сдвиг фазы на 90° на входе второго полукомплекта
УМ2, например, с помощью увеличения длины его входного фидера иа
А/4.
Если для сложения мощностей полукомплектов применять трехдеци-
бельный квадратурный мост М2 (рис. 9.25,6) и одновременно возбужде-
ние полукомплектов осуществлять от аналогичного моста деления М\,
то необходимые фазовые сдвиги будут автоматически обеспечиваться
Рис. 9.25. Схемы эхопоглощения с синфазным мостом (а) и с квадратурными мостами (б)
485
свойствами этих мостов и длины фидеров на входе и выходе полуком-
плектов могут быть одинаковыми. Отраженная мощность , посту-
пая через вывод 4 в мост Л/2, передается к выводам 2 и 3,причем
колебания в точке 3 запаздывают на 90° по отношению к колебаниям в
точке 2 (выводы 4 и 1 взаимно развязаны). После отражения от выводов
полукомплектов колебания отраженных сигналов снова поступают к
выводам 2,3, сохраняя прежнюю разность фаз (отставание на 90° в точке
3). Мощность таких колебаний складывается в плече 1, т. е. поглощает-
ся в балластном резисторе R62. Мост Мх может быть рассчитан на
меньшую мощность. Из-за неточного согласования мощности, отра-
женные от входов полукомплектов, поглощаются в балластном резис-
торе А61 моста Мх, а его входное сопротивление со стороны вывода 1
практически не зависит от входных сопротивлений ZBX1 и ZBx2 полуком-
плектов, т. е. при построении ВЧ трактов телевизионных передатчиков
в виде двух полукомплектов используется квадратурный принцип по-
строения генераторов (см. § 3.8).
9.9. СОВМЕСТНАЯ РАБОТА ПЕРЕДАТЧИКОВ
ИЗОБРАЖЕНИЯ И ЗВУКОВОГО СОПРОВОЖДЕНИЯ
Работа двух передатчиков (сигналов изображения и звука) на одну
общую антенно-фидерную систему представляет серьезную техничес-
кую проблему. Выходные сигналы обоих передатчиков необходимо
суммировать с минимальными потерями мощности, обеспечив их вза-
имную развязку (независимость работы). Если для сложения сигналов
ПИ и ПЗ применить обычные мосты, то из-за различий несущих частот
/из, Лв’ видов модуляции (АМ-ОМ в передатчике сигналов изображения
и ЧМ в передатчике звуковых сигналов) и мощностей {Рт!Рзъ - 5...10)
потери мощности составят около 50 %, что неприемлемо. Поэтому
передатчики сигналов изображения и звука подключаются к общему
фидеру через специальный разделительный фильтр (см. рис. 9.4 и 9.5).
Разделительные фильтры выполняются на мостах сложения (деле-
ния) с дополнительными частотно-избирательными цепями. Рассмот-
рим различные варианты построения РФ.
На рис. 9.26 показан первый вариант, в котором используются два
двухшлейфовых квадратурных трехдецибельных моста (см. рис. 3.59,6)
при одинаковых входных и нагрузочных сопротивлениях Rm = RH = R.
Для передатчиков большой мощности мосты выполняются на отрезках
коаксиальных линий и включаются непосредственно друг за другом, так
что параллельно включаемые шлейфы заменяются одним и его волно-
вое сопротивление уменьшается в 2 раза (Zf = R/2). Такой мост принято
называть двойным квадратным мостом. Электрическая длина всех ко-
аксиальных линий выбирается равной где соответствует частоте
.4 =/зв - (2...3) МГц. Поэтому на частотах/из и/зв мост сохраняет свои
свойства. Передатчики ПИ и ПЗ подключаются соответственно к вхо-
486
дам 1 и 5, а к выводам 2 и 6 — антенна (через фильтр гармоник ФГ) и
балластное сопротивление /?б соответственно.
Сигнал от ПЗ делится поровну на промежуточных выходах 3 и 4
(правым мостом), затем снова суммируется (левым мостом) и поступает
на выход 2 в антенну. Аналогично сигнал с ПИ будет поступать в /?б.
Таким образом, благодаря мосту передатчики развязаны друг относи-
тельно друга. Чтобы сигнал с ПИ поступал в антенну, а не в R§, в точках
3 и 4 подключены специальные шлейф-резонаторы. На частотах ПИ/из
они создают короткое замыкание. При этом короткозамкнутые чет-
вертьволновые отрезки линий 1 — Зи2 — 4 левого моста обеспечивают
высокое входное сопротивление в точках J и 2 и сигнал с ПИ через
линию 1 — 2 поступает в антенну. Одновременно шлейф-резонаторы
должны создавать на частотах П3/зв высокое сопротивление и повлиять
на прохождение ВЧ сигналов звукового сопровождения в антенну.
В схеме на рис. 9.26 шлейф-резонаторы представляют собой отрезки
разомкнутых с обоих концов линий общей электрической длиной \в/2.
В то же время они подключаются к мосту (в точках 3 и 4) на расстоянии
Аф/4 от одного из концов. Поэтому для колебаний средней частоты ПИ
/изср = ^(4,3 - 1,25X7^ + 6,375) МГц сопротивление шлейф-резонаторов
в точках включения мало (близко к короткому замыканию), а на часто-
тах /зв обеспечивается высокое сопротивление (близко к холостому
ходу), так как Х,в отличается от на 2...8 %, а добротность коаксиаль-
ных линий составляет 300...500. Отметим, что спектр колебаний ПИ
широк и энергия колебаний частот, отличных orfm , будет частично
проходить в правую часть моста и рассеиваться в R6, но не попадать на
ПЗ.
Такой разделительный фильтр обеспечивает взаимную развязку
передатчиков сигналов звука и изображения порядка 35...40 дБ, и при
этом потери мощности передатчика звуковых сигналов не превышают
10 %, а передатчика сигналов изображения — 3...5 %.
На рис. 9.27 показан другой вариант построения РФ на базе шести-
плечного кольцевого моста общей электрической длиной 2А.О В точках
2 и 5 также включены шлейф-резонаторы, которые представляют парал-
лельное включение двух отрезков: один короткозамкнутый на конце
длиной \.р/4, а другой разомкнутый на конце длиной А.зв/4. Поэтому в
точках подключения шлейф-резонаторов на частотах /из ср создается
большое сопротивление (близкое к холостому ходу), а на частотах/зв —
низкое (близкое к короткому замыканию). Сигналы с ПИ по двум путям
1—2—3 и 1—6—5—4—3 поступают в фазе через ФГ в антенну. В то же
время они не поступают в R6 и на выход ПЗ, так как в эти точки они
приходят тоже по двум путям, но в противофазе. Поскольку на частотах
/зв в точках 2 и 5 шлейф-резонаторы создают короткое замыкание,
487
Рис. 9.26. Разделительный фильтр
на базе двойного квадратурного
моста
Рис. 9.27. Разделительный фильтр
на базе шестиплечного кольцевого
моста
входное сопротивление линий 2 — 3 и 5 — 4 будет высоким и сйгналы
ПЗ поступают через линию 3 — 4 на ФГ и антенну.
Нетрудно видеть, что схемы РФ на рис. 9.26 и 9.27 по частотным
свойствам шлейф-резонаторов на частотах /зв и /из ср и по схемам про-
хождения сигналов от ПИ и от ПЗ в общую нагрузку являются дуальны-
ми. Поэтому по КПД, развязке передатчиков и качественным показа-
телям (из-за широкого спектра частот ПИ шлейф-резонаторы обеспечи-
вают короткое замыкание в схеме рис. 9.26 или холостой ход в схеме рис.
9.27 только на f и колебания на отличных от/из ср частотах частично
рассеиваются в Яб) обе схемф примерно одинаковы. Они используются
в основном на диапазонах IV и V (470...790 МГц), где относительная
полоса передатчика изображения составляет всего 1,4...0,82 %. В
диапазонах I — III (48,5...230 МГц), где относительная полоса увеличи-
вается до 13,5...2,8 %, применяют другую, более широкополосную
схему РФ.
Улучшить характеристики РФ можно заменой простейших шлейф-
резонаторов на более сложные многозвенные (многоконтурные) фильт-
рующие цепи. Однако их подключение в схемах рис. 9.26 и 9.27
технически сложно выполнимо. Поэтому используют другие схемы РФ
(рис. 9.28), состоящие из двух квадратурных трехдецибельных мостов
А/] и Л/2, соединенных между собой линиями 3—3 и 4—4 одинаковой
длины, в каждой из которых включены одинаковые полосно-заграж-
дающие фильтры (ПЗФ). К входам 1 подключаются ПИ и ПЗ, к входам
2 — балластные сопротивления Яб или ФГ и антенный фидер.
В схеме на рис. 9.28,а граничные частоты полосы задерживания ПЗФ
точно соответствуют спектру частот ПИ (от/из -1,25 до/из +6,375 МГц).
Колебания ПИ поровну делятся мостом 2 и поступают в плечи 3 и 4 со
сдвигом по фазе на 90°. Однако колебания, которые попадают в полосу
заграждения ПЗФ, полностью отражаются и возвращаются с сохране-
нием разности фаз 90° к плечам 3 и 4 моста М2, суммируются в его плече
488
Рис. 9.28. Два варианта построения разделительного фильтра на базе двух
квадратурных трехдецибельных мостов
2 и через ФГ поступают в антенный фидер. В то же время колебания
нижней боковой полосы, спектр которых ниже/из -1,25 МГц, свободно
проходят через линии 3—3 и 4—4 от М2 к Л/,, суммируются в плече 2
моста М{ и поглощаются в его балластном сопротивлении R6. Колеба-
ния ПЗ, поступив в плечо 1 моста М{, разветвляются в плечи 3 и 4
поровну со сдвигом по фазе на 90°, по линиям 3—3 и 4—4 проходят на
Мг, где с учетом фазового сдвига 90° суммируются в плече 2 и поступают
через ФГ в антенный фидер.
Таким образом, РФ на рис. 9.28/7 обеспечивает взаимную развязку
ПИ и ПЗ (благодаря мостам М{ и на уровне 35...40 дБ (т. е. заведомо
не хуже, чем в схемах на рис. 9.26 и 9.27), но при этом не вносит заметных
потерь во всей рабочей полосе частот ПИ (от/из -1,25 до/из +6,375 МГц)
и дополнительно формирует (корректирует) АЧХ ПИ, осуществляя
фильтрацию (подавление) нерабочей части нижней боковой полосы
частот. Последнее качество особенно важно при модуляции и формиро-
вании АЧХ на малом уровне мощности, когда в каскадах ВЧ усиления
из-за их неизбежной нелинейности и работы электронных приборов с
отсечкой тока возникают комбинационные составляющие типа 2/из -
~/вбп */нбп> т- е- происходит частичная регенерация нижней боковой
полосы. В то же время уровень подавления нижней боковой полосы,
начиная с/из -1,25 МГц, в том числе составляющих с (/^3 -4,5)... (fm -4,2)
МГц, жестко нормирован (см. рис. 9.2).
Достоинство схемы на рис. 9.28,а заключается в том, что колебания
ПИ проходят в антенну только через один мост, а недостаток — в
жестких требованиях к ПЗФ, так как неравномерность их АЧХ и ФЧХ
и неидентичность характеристик ведут к дополнительной неравномер-
ности АЧХ в рабочей полосе ПИ.
На рис. 9.28,б в линиях 3—3 и 4—4 включены по два ПЗФ. Первые из
них (775Ф,) задерживают полосу частот, соответствующую левой части
нижней боковой полосы ПИ, а вторые (ПЗФ]) — полосу частот, соот-
489
ветствующую частотам ПЗ. Принцип работы этой схемы аналогичен
(в некоторой степени дуален) схеме, приведенной на рис. 9.28,а. Благо-
даря ПЗФ' и ПЗФ2 колебания левой части нижней боковой полосы ПИ
(если они имеют место) поступают в Лб, а колебания ПЗ поступают в
ФГ и далее в антенный фидер. Основной спектр частот (от fm -1,25 до
/из +6,375 МГц) ПИ, которые ПЗФ1 и ПЗФ2 не задерживают, поступают
через и М2 в ФГ и антенный фидер.
Достоинством этой схемы являются менее жесткие требования к
ПЗФ{ (они используются только в случае необходимости в дополнитель-
ном ослаблении левой нижней боковой полосы ПИ). Часто эту задачу
переносят на ФГ. В свою очередь, ПЗФ2 может быть предельно простым,
так как полоса ПЗ составляет всего 0,25 МГц. Недостаток этого вари-
анта — колебания более мощного ПИ проходят через два моста (а не
один, как на рис. 9.28,а), что ведет к большим потерям.
Рассмотренные варианты построения РФ в целом удовлетворяют
требованиям. Серьезной проблемой их практической эксплуатации яв-
ляется температурная стабилизация параметров.
9.10. СОВМЕСТНОЕ УСИЛЕНИЕ СИГНАЛОВ ИЗОБРА-
ЖЕНИЯ И ЗВУКОВОГО СОПРОВОЖДЕНИЯ
Создание общего тракта усиления мощности сигналов изображения
и звукового сопровождения позволяет существенно упростить структу-
ру телевизионной РПС, повысить надежность, уменьшить массогаба-
ритные показатели, облегчить решение задачи полной автоматизации
аппаратуры. Однако при этом возникает ряд трудностей: во-первых,
появляются переходные помехи между каналами изображения и звука,
что требует существенного повышения линейности общего тракта УМ
радиостанции, а во-вторых, усиление в общем тракте УМ сигналов
яркости, цветности и звука, имеющих разные частоты и различные виды
модуляции, приводит к снижению энергетических показателей передат-
чика, что приводит к значительному недоиспользованию применяемых
генераторных и усилительных приборов по мощности.
Количественно это можно оценить на простом примере: если сигнал
изображения с несущей частотой/из и сигнал звукового сопровождения
с частотой /зв = /из + 6,5 МГц усиливается в общем тракте, то при
соотношении мощностей Риз/Рзв = 1/0,1 отношение амплитуд токов и
напряжений составит ^1/0,1 = 1/0,316 (для простоты принято Риз = 1).
Эти сигналы будут образовывать биения, амплитуда которых изменя-
ется в пределах от 1 - 0,316 = 0,684 до 1 + 0,316 = 1,316. Спектр и
векторная диаграмма этих сигналов приведены на рис. 9.29,а и б.
Поэтому тракт усиления должен быть рассчитан на пиковую мощ-
ность Рпик = (1,316)2РИЗ = 1,73РИЗ, тогда как суммарная мощность сигна-
лов изображения и звука составляет всего Риз + Рзв = (1 + 0,1)РИЗ = 1,1 Риз.
Увеличение Рпик в 1,73 раза весьма невыгодно с энергетических позиций.
490
Рис. 9.29. Спектры и векторные диаграммы
при совместном усилении сигналов изобра-
жения и звукового сопровождения:
а. б — обычное решение; в, г — использование
квадратурной модуляции
Учитывая накопившийся опыт по переводу существующих ТВ передат-
чиков на систему совместного усиления, для обеспечения высоких тре-
бований к линейности приходится снижать Риз относительно пиковой,
на которую проектируется УМК, более чем в 2...3 раза.
В частности, это объясняется тем, что при раздельном усилении
сигналов изображения и звука нелинейность амплитудной характерис-
тики UBba(Ua]) в верхней части несущественно влияет на качественные
показатели, так как 25 % ее верхнего участка отводится для передачи
только синхроимпульсов. При совместном усилении этих сигналов не-
линейность АХ в верхней части вызывает в канале звука дополнитель-
ные помехи от синхроимпульсов кадровой и строчной разверток.
Можно уменьшить амплитуду суммарных колебаний, применив так
называемую квадратурную модуляцию [63]: при передаче черно-белого
изображения в спектр усиливаемого сигнала добавляют (рис. 9.29,в)
составляющую В' с частотой/*зв = /из - 6,5 МГц, симметричной частоте
звукового сопровождения /зв = /нз + 6,5 МГц относительно частоты
несущей изображения/из. Из векторной диаграммы такого колебания
(рис. 9.29,г) видно, что амплитуда результирующего колебания будет
изменяться только на 18 %, что потребует увеличения пиковой мощнос-
ти общего тракта до значения Рпик = (1,18)2 Рнз = 1,39 Рнз, т. е. на 27 %
больше по сравнению с Риз + Рзв = 1,1РИЗ при раздельном усилении.
При передаче цветного изображения в общем спектре присутст-
вуют и сигналы цветовой информации. Условно их можно представить
(рис. 9.30) спектральной компонентой С с частотой/из + 4,43 МГц. При
переходе к квадратурной модуляции [63] в спектр усиливаемых сигна-
лов кроме составляющей В' вводится аналогичный сигнал цветности С,
симметричный сигналу С относительно несущей частоты изображения
/из с фазой -180°. Подбирая уровни и фазы сигналов В' и С, можно
добиться заметного снижения уровня побочных комбинационных со-
ставляющих либо при том же их уровне увеличить мощность полезных
колебаний.
491
Рис. 9.30. Спектр телевизионной РПС при
совместном усилении сигналов изображе-
ния и звука и дополнительной компенса-
ции комбинационных составляющих
-30
дБ
-Р-
/^+6,5/1Гц
Квадратурная модуляция имеет и недостатки: расширение необходи-
мой полосы пропускания тракта УМ до 13... 14 МГц и необходимость
подавления мощности составляющих В' и С на выходе РПС.
Тракт общего усиления радиосигналов изображения и звукового
сопровождения осуществляет усиление с 0,1... 1,0 Вт, получаемых с вы-
хода модулятора (при модуляции на промежуточной частоте). Первые
один или несколько каскадов, обеспечивающих на выходе мощность до
10 Вт, а ряде случаев до 200 Вт, устанавливаются в возбудителе передат-
чика с 100 %-ным пассивным резервированием. Эти каскады выполня-
ются на биполярных или МДП-транзисторах. Каскады мощного
усиления до 0,1... 100 кВт выполняются на тетродах или клистронах: (см.
§9.8).
Требования, предъявляемые к усилителям мощности, здесь, как от-
мечалось ранее, гораздо более жесткие, чем в передатчиках изображе-
ния. Они близки к требованиям, предъявляемым к УМ однополосных
колебаний (§ 7.11). Помимо высокой линейности амплитудной характе-
ристики 1/вых (1/вх) паразитная фазовая модуляция должна составлять
менее 5° на всем интервале изменений входного сигнала (0...1/вх
Чтобы обеспечить столь высокие требования, транзисторы и лампы
даже при максимальном уровне сигнала (I/BX = Um должны работать
в заведомо недонапряженном режиме, т. е. недоиспользоваться по мощ-
ности в 2...3 раза. Как и для УМ однополосных колебаний, выпускают
специальные лампы и транзисторы, рассчитанные только для работы в
режиме линейного усиления. В предварительных каскадах на уровни
мощности до 2 Вт используются суперлинейные транзисторы КТ939А,
КТ996А, КТ9116А, КТ9116Б, КТ9133А, 2Т983А, 2Т983Б, 2Т983В,
КТ9150А и другие, рассчитанные для работы в классе Л (0= 180°).
При этом усилительный тракт может строится сверхширокополосным
на полосу частот 48...860 МГц, т. е. перекрывать все пять диапазонов
телевизионного вещания. Более мощные каскады выполняются также
на специализированных линейных Транзисторах КТ9151АС для диапа-
Если ие происходит взаимной компенсации паразитной фазовой модуляции в
отдельных каскадах и не вводится устройство предкоррекции.
492
Р,дБ
-t -
-to -
-ts
-п
Рис. 9.31. Спектр частот и относительные уров-
ни мощности трехтонового испытательного
сигнала
6,5
Xij •4i
зона 48...230 МГц, КТ9155А, КТ9155Б, КТ9155В — для диапазона
150...860 МГц, КТ9142А, КТ9152А— для диапазона 470...860 МГц,
предназначенных для работы в классе АВ (0 = 90... 180°). Здесь усили-
тельные каскады из-за необходимости фильтрации высших гармоник
строят на полосу менее октавы с Лу=/в//н = 1,5...1,7.
Оценку нелинейных искажений, вносимых УМ, проводят на трехто-
новом испытательном сигнале, имитирующем одновременное усиление
радиосигналов изображения, звука и цветности [44].
На вход усилителя подают колебания одного тона, например, с час-
тотой /из и устанавливают на выходе усилителя мощность, соответст-
вующую мощности в пике синхроимпульса РПИ|С. Затем сначала
поочередно, а потом одновременно (либо сразу одновременно) подают
колебания с частотами fm, = fm + 6,5 МГц и /цв = fm + 4,43 МГц
таких уровней, чтобы мощность этих составляющих на выходе усилите-
ля была соответственно Риз = 0,16 Рпик, Рзв = 0,1 Рпик и Pw = 0,02 Рпик
(рис. 9.31). Из-за нелинейности амплитудной характеристики и пара-
зитной фазовой модуляции на выходе УМ помимо основных трех со-
ставляющих появляются комбинационные. Оказывается, наибольшая
по амплитуде составляющая имеет частоту /м = /из + /зв -/цв = /из + 2,07
МГц. Ее уровень, а также уровень основных трех составляющих (при их
одновременном усилении) измеряют анализатором спектра либо селек-
тивным вольтметром и оценивают в децибелах: 10 lg(P,/Pni(1(). Допус-
тимая величина этой составляющей должна находиться в пределах
-(51....55) дБ.
9.11. ФИЛЬТРЫ ГАРМОНИК
Относительный уровень второй гармоники на выходе передатчиков
изображения и звукового сопровождения составляет -(20...25) дБ, а
пятой -(50...55) дБ. Уровни гармоник более высокого порядка (выше
шестой) пренебрежимо малы [14]. Столь высокое ослабление обеспечи-
вают непосредственно выходные цепи связи транзисторного (тетродно-
го или клистронного) усилителя мощности оконечных каскадов этих
передатчиков. Для обеспечения допустимого уровня излучения мощнос-
493
ти на гармониках (менее 1 мВт в метровом и менее 20 мВт в дециметро-
вом диапазонах) устанавливают дополнительные фильтрующие цепи —
выходную колебательную систему, которую принято называть фильт-
рами гармоник (ФГ).
Требования к ФГ зависят от уровня излучаемой передатчиками мощ-
ности и номера канала ТВ вещания. При ограничениях на абсолютную
мощность высших гармоник (1 или 20 мВт) требования к качеству
фильтрации высших гармоник растут с увеличением выходной мощнос-
ти передатчика, но, как правило, уровень ослабления не превышает
60 дБ. Требования к АЧХ ФГ в полосе пропускания телевизионного
канала достаточно жесткие — КБВ на входе должен быть не ниже 0,85.
Однако они относительно просто реализуются на практике, даже на
первом ТВ канале, где относительная полоса пропускания наибольшая:
Д/7/®8/48 = 0,166 =? 16,6 %. С ростом номера канала относительная
полоса уменьшается, и это позволяет строить один ФГ на подавление
высших гармоник в нескольких смежных телевизионных каналах.
С целью дополнительного снижения уровня колебаний комбинаци-
онных частот включают не один ФГ после РФ, как в схеме на рис. 9.4, а
два — один на выходе передатчика изображения, другой на выходе
передатчика звукового сопровождения. Это предотвращает взаимное
проникновение комбинационных составляющих с выхода одного пере-
датчика на выходные электроды электронных приборов оконечного
каскада другого передатчика. При высокой мощности телевизионного
передатчика, построенного из двух полукомплектов, ФГ включают на
выходе каждого полукомплекта.
В высокочастотном усилительном тракте возможна частичная ре-
генерация подавленной частоты нижней боковой полосы с/ < fm -
-1,25МГц и главное — на частотах цветовых поднесущих f-fm~
- (4,5...4,2) МГц. Если дополнительное подавление этих составляющих
не обеспечивает РФ (см. § 9.9), то в ФГ включают режекторные фильтры
для дополнительного ослабления в полосе частот от fm - 4,5 до fm -
- 4,2 МГц. Например, в современных автоматизированных передатчи-
ках [69, 70] дополнительный режекторный фильтр состоит из трех-че-
тырех резонансных контуров, настроенных на частоты ниже рабочей
полосы данного телевизионного канала. Фактически ФГ строят не по
схеме ФНЧ, а как полосовой фильтр, причем требования к температур-
ной стабилизации его параметров резко возрастают.
9.12. НАСТРОЙКА, ИЗМЕРЕНИЯ И КОНТРОЛЬ
В ТВ ПЕРЕДАТЧИКАХ
Настройка и измерение параметров ТВ передатчиков оказываются
гораздо сложнее, чем передатчиков других типов. Кроме того, в процес-
се эксплуатации параметры ТВ передатчика должны сохраняться в до-
пустимых пределах без подстройки и регулировки при ежесуточной
494
работе по 20 ч в течение 100,75 и 50 суток для передатчиков мощностью
1...2,4...25 и 40...50 кВт соответственно [86].
Для контроля и измерения основных параметров и характеристик ТВ
РПС требуется целый комплекс специальных измерительных приборов.
Непосредственно в передатчиках обычно имеются приборы, измеряю-
щие токи и напряжения в основных энергетически важных цепях, уровни
мощности на выходе передатчика и в балластных сопротивлениях мос-
тов сложения, КСВ (КБВ) в фидере, фазовые сдвиги в системах сложения
мощностей блоков и полукомплектов и др. ,
Во всех передатчиках для визуального контроля изображения име-
ются видеомониторы, с помощью которых можно наблюдать изображе-
ния в любой точке тракта — от низкочастотного входа передатчика до
выхода на антенный фидер. Кроме того, в состав аппаратуры входит
серийный телевизионный приемник цветного изображения. Комплект
специальных приборов состоит из: измерителя частотных характерис-
тик; ТВ осциллографа с системой синхронизации, выделяющей отдель-
ные строки; генераторов ТВ испытательных сигналов с устройством
введения и формирования испытательных строк; измерительного ТВ
демодулятора; частотных фильтров с особыми характеристиками; ана-
лизатора боковых полос; селективного вольтметра; калориметрическо-
го измерителя мощности; измерителя параметров УКВ ЧМ
передатчиков [19,64,69].
Все шире внедряется поблочный контроль неисправностей, контроль
параметров ТВ передатчиков (и других звеньев тракта изображения)
непосредственно в процессе передачи программы вещания, основанный
на введении основных испытательных сигналов в несколько строк с
номерами 16 — 21 и 329 — 334, расположенных в конце кадровых
гасящих импульсов. Испытательные строки остаются за кадром и неза-
метны телезрителям. Это позволяет легко автоматизировать измерения
и вести постоянный допусковый контроль за основными параметрами
и характеристиками ТВ передатчика. Кроме того, исправный передат-
чик может служить источником испытательных сигналов для настройки
и регулировки огромного числа приемных телевизионных устройств
(при наличии несложной аппаратуры выделения этих сигналов).
Возбудители, выполняемые полностью на полупроводниковых при-
борах, могут иметь 100 %-ное пассивное резервирование и, главное,
быть унифицированными для всех передатчиков, что резко повышает
их надежность. Если РПС работает на нескольких ТВ каналах, то число
резервных возбудителей может быть существенно меньше. В свою оче-
редь, от каскадов усиления мощности, являющихся наиболее энергоем-
кими и наименее надежными устройствами, требуется только
обеспечивать усиление ВЧ колебаний до заданного уровня с минималь-
ными (допустимыми) искажениями. При этом функции формирования
заданных АЧХ, ФЧХ и т. д. снимаются полностью либо в значительной
495
степени облегчаются и переносятся в выходную цепь связи оконечного
каскада или ВКС передатчика (например, дополнительное ослабление
составляющих нижней боковой полосы и, в частности, внеполосных
составляющих цветовой поднесущей, возникающих в мощных каскадах
усиления). Все зто существенно упрощает построение и настройку ин-
дуктивных и емкостных элементов входных, межкаскадных и выходных
цепей, в том числе снимает проблему температурной стабилизации.
Ламповые каскады можно рассчитывать на полосу пропускания с
запасом (Д/ > 6,5...8,0 МГц), а транзисторными перекрывать полосу
частот одновременно нескольких телевизионных каналов и даже диапа-
зонов. В результате в каскадах усилителей мощности частично или
полностью исключаются подстроечные или настроечные элементы, не-
обходимые в процессе эксплуатации передатчиков на РПС.
Интенсивное внедрение микропроцессорной и вычислительной тех-
ники ведется не с целью упрощения настройки и регулировки тех или
иных блоков передатчика, а главным образом для создания совершен-
ных автоматизированных систем определения места повреждения и
предупреждения отказов (допусковый контроль), фиксации (докумен-
тирования) работы, передачи данных на центральный пункт управле-
ния ТВ РПС или сетью вещания, усовершенствования и контроля
работы УБС и др. Основным результатом «деятельности» микропроцес-
сорной и вычислительной техники является выдача информации о неис-
правных блоках передатчиков с рекомендацией на их замену либо
автоматическое переключение на резервный передатчик. Ремонт, регу-
лировка и настройка (после ремонта) блоков передатчиков осуществля-
ются отдельно, с привлечением разработчиков данного блока или с
возвращением неисправного блока на завод-изготовитель.
9.13. ОСНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ
И СОВЕРШЕНСТВОВАНИЯ ТВ СТАНЦИЙ
И ВЕЩАНИЯ
Общие задачи в области ТВ вещания — развитие передающей ТВ
сети с целью максимального расширения зоны приема программ теле-
видения и обеспечения всего населения страны ТВ вещанием, улучшение
качества работы, повышение экономической эффективности сети и ор-
ганизации многопрограммного вещания. Отсюда вытекают основные
направления развития и совершенствования ТВ передатчиков:
повышение качественных показателей, надежности работы и обеспе-
чение долговременной стабильности параметров и эксплуатационных
характеристик ТВ РПС;
автоматизация оборудования с целью создания полностью автома-
тизированных РПС, дистанционно управляемых, рассчитанных на экс-
плуатацию без постоянного присутствия обслуживающего персонала;
496
разработка и выпуск ТВ передатчиков и ретрансляторов более ши-
рокой градации мощностей: 1, 2,10, 100 Вт; 1,2, 5, 20...25,40...50 кВт;
интенсивное освоение диапазона дециметровых волн;
повышение степени унификации оборудования при расширении гра-
дации мощностей и диапазонов частот;
улучшение параметров и характеристик передатчиков с целью по-
вышения качества ТВ вещания во всех диапазонах;
применение микропроцессоров и вычислительной техники;
улучшение массогабаритных и энергетических показателей ТВ РПС;
переход к воздушному охлаждению, в том числе с помощью тепло-
вых труб в передатчиках мощностью от 1 кВт.
Помимо разработки новых ТВ передатчиков ведется интенсивная
модернизация существующего парка ТВ РПС. Решению многих из пере-
численных задач способствует це только максимальная «транзистори-
зация» основных блоков ТВ передатчиков, но и замена мощных
тетродов и клистронов более совершенными вакуумными приборами
(см. § 9.8), переход к совместному усилению сигналов изображения и
звука, разработка более совершенных методов модуляции, коррекции
различных искажений и улучшение схем практической реализации.
Кроме установки новых и модернизации существующих телевизион-
ных РПС и ретрансляторов, работающих от* сигналов телевизионных
РПС или РРЛ, идет интенсивное развитие сети ТВ вещания, как кабель-
ного, так и за счет подачи программ в отдаленные районы через ретран-
сляторы, устанавливаемые на борту искусственных спутников Земли.
Использование ИСЗ на геостационарной орбите, увеличение их числа
позволяют резко повысить число (до нескольких десятков) передавае-
мых ТВ программ.
Программы ТВ вещания (сигналы Изображения и звукового сопро-
вождения) передаются с центральных наземных станций на ИСЗ в диа-
пазоне 6 ГГц с частотной модуляцией. Ретранслятор ИСЗ принимает эти
сигналы, усиливает и преобразует их в другой частотный канал (в диа-
пазоне 4 ГГц в системе «Орбита» и 715 МГЦ в системе «Экран»), усили-
вает до необходимой мощности и излучает на обслуживаемую
территорию. При этом сохраняется частотная модуляция. В наземных
приемных пунктах сигналы от ИСЗ преобразуются в сигналы одного
или нескольких стандартных каналов ТВ вещания, чаще всего диапазо-
нов I — III. При этом в канале изображения исходный ЧМ сигнал
преобразуется в сигнал с AM с необходимыми характеристиками
(см. § 9.2). Сформированные в соответствии со стандартом ТВ вещания
сигналы изображения и звука усиливаются до необходимого уровня и
передаются в эфир либо поступают по кабельной сети и принимаются
телезрителями на стандартные бытовые телевизоры. Использование
как обычных коаксиальных, так и волоконно-оптических кабелей по-
497
зволяет увеличить число передаваемых абонентам ТВ программ до не-
скольких десятков.
В ближайшие годы в ТВ вещании ожидаются существенные переме-
ны в плане повышения качества изображения и увеличения числа про-
грамм, поступающих к абонентам. Повышение качества изображения
связано с переходом-к телевидению высокой четкости (ТВЧ). В ТВЧ
изображение содержит 1250 строк вместо 625. При том же способе
модуляции полоса ТВ сигнала должна увеличиться в 4 раза (с 6 до
24 МГц), поскольку число элементов кадра возрастает в 2 раза по
горизонтали и в 2 раза по вертикали и длительность одного элемента
уменьшается в 4 раза. Однако специалисты изыскивают способы пере-
дачи программ ТВЧ через обычные наземные вещательные РПС в
стандартном радиоканале (6 МГц). Более того, непременным условием
разработки ТВЧ становится возможность передачи его сигналов через
обычные передающие станции, другими словами, совместимость ТВЧ
с обычным ТВ. Размещение ТВЧ в полосе 6 МГц возможно только при
переходе к цифровой обработке исходного видеосигнала, т. е. к цифро-
вому телевидению.
Наряду с этим за рубежом ,и в Российской Федерации все шире
внедряется спутниковое непосредственное телевизионное вещание
(НТВ). Системы спутникового НТВ работают в диапазонах 3,7...4,2 и
11,7...12,7 ГГц. Сигналы принимаются как головными станциями с пос-
ледующей подачей в сети кабельного ТВ или на передающие ТВ стан-
ции, так и непосредственно индивидуальными станциями приема ТВ с
малогабаритными антеннами (диаметр зеркала 1 и 2,5 м). При этом
каждый абонент может самостоятельно переходить на прием с одного
спутника на другие, увеличивая тем самым число принимаемых про-
грамм до десятков и даже сотен.
Контрольные вопросы
1. В чем состоят особенности сигналов ТВ вещания, оказывающие влияние на постро-
ение ТВ передатчиков?
2. Какие требования предъявляются к параметрам и характеристикам передатчиков
изображения?
3. Приведите пример структурной схемы радиопередающей станции ТВ вещания. Как в
ней решаются вопросы резервирования?
4. Назовите недостатки модуляции на «среднем» и «высоком» уровнях в передатчиках
изображения?
5. Объясните структурную схему ТВ передатчика с модуляцией на промежуточной час-
тоте. Каковы достоинства этого варианта?
6. Как строится тракт видеочастоты и какие на него возлагаются задачи?
7. Как строится тракт промежуточной частоты и какие на него возлагаются задачи?
8. Где и каким образом проводится коррекция фазовых характеристик ТВ передатчиков?
9. Какие положительные эффекты обеспечивают системы восстановления постоянной
составляющей в ТВ передатчиках?
498
10. Каковы особенности построения и режимы работы ламповых н транзисторных широ-
кополосных каскадов усиления мощности ТВ передатчиков?
11. Как осуществляется борьба с фидерным эхом, вызывающим миогоконтурность изо-
бражения?
12. Как осуществляется совместная работа передатчиков сигналов изображения и'звуко-
вого сопровождения на общую антенно-фидерную систему (привести пример схемы)?
13. Каким образом осуществляется формирование результирующей АЧХ радиотракта ТВ
передатчика?
14. Какие обеспечиваются достоинства и какие возникают проблемы при совместном
усилении сигналов изображения и звукового сопровождения?
15. Какие требования предъявляются к ТВ передатчикам, работающим в сети вещания со
смещением несущих частот?
Г л а в a 10. Передатчики релейной и спутниковой связи
10.1. ТРЕБОВАНИЯ К ПЕРЕДАТЧИКАМ
Радиорелейные линии связи различных видов (прямой видимости
РРЛ, тропосферные ТРЛ), спутниковые линии связи (СЯС) являются
составными частями единой системы связи страны наряду с другими
(проводными, кабельными, оптическими) [8, 9, 24, 25]. Средства маги-
стральной связи отличает большое число независимых сообщений (те-
лефонных, телеграфных, вещательных и в том числе телевизионных и
др.), передаваемых одновременно с помощью одного радиопередатчи-
ка. В современных РРЛ число телефонных каналов достигает 2700.
В радиорелейных, тропосферных, спутниковых системах связи могут
использоваться различные виды модуляции несущей частоты передат-
чика. Наиболее часто используются угловая модуляция при частотном
разделении каналов (ЧРК) и импульсная при временндм разделении
каналов (ВРК); применяются амплитудно-импульсная (АИМ), фазово-
импульсная (ФИМ), импульсно-кодовая (ИКМ) и другие виды модуля-
ции.
Рассмотрим передатчики с угловой модуляцией. Общее представле-
ние о диапазонах рабочих частот, мощности, числе телефонных каналов
и других характеристиках передатчиков дает табл. 10.1. Детально и
конкретно эти сведения изучаются в курсе «Системы радиосвязи» [8,9].
В соответствии с рекомендациями МККР, МККТ и Общесоюзными
нормами допустимая нестабильность частоты е< (20...50) 10-6. В соот-
ветствии с требованиями электромагнитной совместимости (ЭМС) ра-
диоэлектронных средств передатчики РРЛ не должны создавать помех
другим радиосистемам. При проектировании, изготовлении и эксплуа-
тации следует неукоснительно принимать все допустимые меры ослаб-
ления побочных излучений.
Показатели качества тракта передатчика соответствуют данным
табл. 10.2. В первом столбце таблицы указано принятое в многоканаль-
ных передатчиках стандартное число телефонных каналов, во втором
столбце — границы полосы частот, которую занимает групповой сиг-
нал на выходе стандартной аппаратуры систем передачи. Эта аппарату-
ра входит в состав междугородных телефонных станций, их линейных
500
Таблица 10.1
Область применения Диапазон частот, ГГц Мощность, Вт Число телефонных каналов Расстояние 1 между ретрансляторами, 1 км
РРЛ прямой видимости: магистральные внутр изонные 3,4...3,9 3,7...4,2 5,67...6,17 1,7...2,1 7,9...8,4 11..12* 0,5... 10 360...2700 300 20...70 15...25
Тропосферная связь 0,8... 1 2 4,5 (1...10)103 60... 120 100...400; в особых случаях до 1000
Спутниковая связь для передатчика: наземного бортового 6; 14* 4; 11* (1...3,5)103 10...40; 200 200...600 Геостационарная орбита 35 800 км Эллиптическая орбита: перигей 500, апогей 40 000
* В стадии исследования и внедрения
Таблица 10.2
Число телефонных Полоса частот Девиация частоты
1 каналов группового сигнала, кГц иа канал, кГц
12 12...60 35
24 12... 108 35
60 (12...252), (60...300) 50, 100, 200
120 (12...552)*, (60...552) 50, 100, 200 .
300 60... 1364 200
600 60..2792 200
960 60...4287 200
1260 60.5680 140...200
1800 300...8248 140
1920** 300...8524 140
[2700 308... 12 435 140
* В полосах частот 12...252 и 312...552 кГц размещено 2-60 = 120 стандартных
телефонных каналов, промежуток между ними занимается каналом радиовещания.
** Система с 1920 каналами принята только в России.
501
аппаратных цехов (ЛАЦ). В третьем столбце указана эффективная де-
виация частоты А/к, которая должна создаваться в передатчике при
работе.
Неравномерность амплитудно-частотной характеристики передат-
чика примерно 0,8 дБ. Одно из основных (см. § 8.4) требований —
высокая линейность амплитудно-модуляционной характеристики. Не-
достаточная лицейность приводит к появлению заметных переходных
помех между каналами многоканального сигнала, а в вещательном
телевидении — между каналами изображения и звукового сопровожде-
ния. Для выравнивания помехозащищенности каналов, которая зависит
от индекса модуляции и у верхних по частоте каналов меньше, чем у
нижних, используется четырехполюсник предкоррекции.
10.2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ
Структурная схема современного передатчика радиорелейной, тро-
посферной и спутниковой связи с угловой модуляцией определяется
основными требованиями: высокой несущей частотой; частотной мо-
дуляцией при малых допустимых искажениях и широкой полосе моду-
лирующих частот; необходимостью иметь передатчики с разными
значениями несущих частот; довольно высокой степенью стабильности
средней частоты при ЧМ; определенной выходной мощностью; опти-
мальным КПД; высокой надежностью и др. -
Необходимость в глубокой модуляции с малыми искажениями за-
ставляет использовать прямой метод получения угловой (частотной)
модуляции (см. § 8.3). Для обеспечения заданной степени стабильности
частоты е ® (20...50)-10-6 можно использовать систему автоматической
подстройки частоты (§ 8.4,4.5) или благодаря работе на высоких часто-
тах /> 2 ГГц применять модуляцию на поднесущей частоте (см. § 8.5),
иначе говоря, интерполяционный метод формирования несущей часто-
ты.
Интерполяционный метод формирования частоты состоит в смеши-
вании частот двух генераторов fx и /2 и выделении в качестве
рабочей одной из комбинационных составляющих, например f-f\ +f2
(рис. 10.1,а). Легко показать, что нестабильность частоты /, равная е,
определяется нестабильностями генераторов е1 и е2: е = е2 + Ej
Следовательно, даже если нестабильность частоты генератора Гх ве-
лика (ё] > Ej), то при условии fx <<f2 {fj/т) «1 нестабильность рабочей
частоты будет близка к стабильности генератора Г2: е * е2. Однако чем
меньше fx по сравнению с /2, тем ближе располагаются рабочая и нера-
бочие составляющие спектра на выходе устройства и труднее выполнить
фильтр для заданной степени подавления (например, на 60 дБ) нерабо-
чих (рис. 10.1,6).
502
Рис. 10.1. Функциональная схема
интерполяционного метода фор-
мирования рабочей частоты
передатчика (а) и спектры напря-
жений (б)
На практике предпочтение обычно отдается модуляции на унифици-
рованной поднесущей, так как при этом: 1) модулятор и тракт под-
несущей частоты могут быть унифицированным узлом и использо-
ваться в ряде разных передатчиков; 2) не требуется индивидуальная
настройка модулятора при разных рабочих частотах передатчика;
3) исключается петля обратной связи, имеющаяся в системе АПЧ и
являющаяся дополнительной причиной возможных неполадок (напри-
мер, самовозбуждения).
Обязательным условием успешной реализации ЧМ на поднесущей
частоте является выполнение условия F^ „„r «<<fr,K, где
Лртах — высшая модулирующая частота группового тракта (см. табл.
10.2);/подн — унифицированная поднесущая частота;/раб — рабочая
(номинальная, средняя) частота передатчика (см. табл. 10.1). Только при
условии F^^ «/подн может быть получена глубокая и линейная ЧМ.
Только при условии /подн «/раб обеспечивается требующаяся стабиль-
ность частоты.
В отечественной практике применяются три значения /подн: 35,70,
140 МГц. Частота 35 МГц применяется при рабочих частотах
/раб < 1 ГГц и небольшом числе каналов; /подн = 70 МГц — при /раб >
> 1 ГГц и числе каналов до 1800; в новых системах с числом каналов
больше 1800 и при высоких несущих частотах (/"раб > 5 ГГц) более
целесообразна /подн = 140 МГц.
Таким образом, укрупненная структурная (функциональная) схема
передатчика релейной, тропосферной или спутниковой связи (наземно-
го) может иметь вид, показанный на рис. 10.2. Передатчик содержит
следующие крупные многокаскадные узлы (тракты):
кварцевый автогенератор (АГ) с частотой /кв и тракт умножения
частоты и усиления мощности, обеспечивающие в основном заданную
стабильность частоты передатчика; выходная частота тракта nfкв (иног-
да в литературе этот узел передатчика условно называется гетероди-
ном);
503
Рис. 10.2. Функциональная схема передатчика радиорелейной
или тропосферной системы связи
тракт промежуточной частоты с модулируемым по частоте автогене-
ратором, обеспечивающий заданную девиацию частоты при заданных
показателях качества модуляции;
смеситель или преобразователь частоты, осуществляющий формиро-
вание рабочей частоты передатчика= л/кв + /подн;
тракт усиления мощности рабочей частоты, обеспечивающий полу-
чение заданной мощности передатчика. Во многих случаях при малой
мощности передатчика тракт усиления не требуется (см. табл. 10.1 и
§10.1).
Как известно [9], аппаратура РРЛ прямой видимости бывает двух
разновидностей: оконечная и промежуточная. На оконечных станциях
производятся модуляция при передаче и детектирование при приеме. На
рис. 10.2 показана функциональная схема передатчика оконечной стан-
ции. Задача промежуточной станции РРЛ — принять колебания с час-
тотой/ра61 от предшествующей станции и передать к последующей на
частоте/раб2 при заданной мощности. Следовательно, в аппаратуре про-
межуточной станции не требуется частотный модулятор. Промежуточ-
ная частота приемника является поднесущей частотой передатчика.
504
Более развернутую структурную схему передатчика РРС прямой ви-
димости покажем на примере промежуточной станции системы КУРС-6
(рис. 10.3) [9]. Как видно, после приемника следует ряд каскадов усиле-
ния колебаний с ЧМ на промежуточной частоте 70 МГц: предваритель-
ный (ПУПЧ), главный (ГУПЧ), мощный (МУПЧ). Ряд фильтров служит
для подавления нерабочих колебаний за пределами спектра ЧМ колеба-
ния. Система автоматической регулировки уровня (АРУ) предназначе-
на для компенсации изменения уровня сигнала при разных погодных
условиях и др.
Смеситель См2 (смеситель передатчика) формирует рабочую частоту
с помощью кварцевого автогенератора и тракта умножения частоты и
усиления мощности, создающих поднесущую частоту. Кроме умножи-
телей частоты имеются фильтры для подавления нерабочих составляю-
щих и ферритовые вентили и циркуляторы для подавления отражений в
коаксиальных или полосковых линиях, соединяющих наиболее высоко-
частотные каскады, и в выходной линии, идущей к антенне.
Представление о структурной схеме передатчика для тропосферной
и наземной спутниковой станций дает рис. 10.4. Прежде всего передат-
чик отличается от рассмотренного выше существенно большей мощнос-
тью, и поэтому после смесителя включается усилитель мощности СВЧ
на многорезонаторном клистроне, на ЛБВ или др. Остальные элементы
схемы примерно те же, что в схеме рис. 10.3; естественно, частоты
зависят от конкретного применения передатчика [9,24, 25].
Бортовой ретранслятор спутниковой системы связи близок по
своей структуре к промежуточной станции РРЛ прямой видимости, так
как в нем, как правило, также не производится выделение (детекти-
рование) передаваемых сообщений. Передатчик ретранслятора решает
две задачи: переносит сообщение с частоты приема на частоту пере-
дачи и обеспечивает необходимую мощность. Естественно, к бортовому
передатчику предъявляются повышенные требования в отношении
Рис. 10.3. Структурная схема передатчика промежуточной станции РРЛ
прямой видимости
505
Рис. 10.4. Структурная схема передатчика тропосферной связи или передатчика
земной станции спутниковой системы связи
срока службы, т. е. надежности, потребляемой мощности, массы и габа-
ритных размеров.
Различают два варианта построения ретрансляторов: с двойным пре-
образованием (гетеродинный) и с однократным преобразованием час-
тоты (иногда называемый также линейным и прямого усиления}.
Гетеродинный ретранслятор (рис. 10.5,а) несколько сложнее, так как
содержит два преобразователя частоты, но основное усиление в нем
производится без особого труда на относительно низкой промежуточ-
ной частоте/пч =.70...120 МГц. Ширина полосы пропускаемых частот
обычно меньше 40 МГц.
Ретранслятор с одним преобразованием (рис. 10.5,6) проще и потому
надежнее. Но мощность приходится усиливать на повышенных часто-
тах /пр » 6 ГГц или/пер « 4 ГГц, что связано с дополнительными труднос-
тями. Например, из-за того, что в ретрансляторе требуется большое
усиление (до 120 дБ, т. е. до КР = 1012 раз по мощности), возникают
трудности с обеспечением устойчивости усиления. Но именно благода-
ря высокой частоте полоса пропускания может достигать 80 МГц.
При необходимости передачи широкой полосы частот усилительный
тракт передатчика ретранслятора может состоять из нескольких парал-
лельных каскадов (например, на ЛБВ), на каждый из которых через
Рис. 10.5. Функциональные схемы бортовых ретрансляторов спутниковых систем связи
506
разделительные фильтры подается своя часть передаваемой полосы час-
тот сигнала. Далее отдельные полосы снова объединяются.
Требования к ретранслятору и его передатчику существенно услож-
няются, если ставится задача одновременной ретрансляции сигналов,
принятых от разных наземных передатчиков (многостанционный до-
ступ). При объединении в одном общем канале нескольких независимых
сообщений получается суммарное колебание с меняющейся амплиту-
дой. Для усиления такого суммарного сигнала с меняющейся амплиту-
дой необходимы усилители с линейной амплитудной характеристикой
(см. §6.2,10.6). Аналогичная задача возникает в телевизионных передат-
чиках при совместном усилении сигналов изображения и звукового
сопровождения (см. § 9.8).
Для повышения надежности передатчиков ретрансляторов использу-
ются меры, рассмотренные в гл. 11. При этом следует иметь в виду, что
ретранслятор находится в условиях открытого космического простран-
ства, т. е. глубокого вакуума, невесомости, метеоритной опасности,
интенсивной солнечной радиации, космического и рентгеновского из-
лучений. Во время запуска на.него воздействуют сильные вибрации и
большие ускорения. Температура спутника и ретранслятора может
резко меняться в широких пределах (например, от -150 до +60°С).
Важным для бортового передатчика является жесткое ограничение
по мощности источников питания. Примером реализации бортового
ретранслятора (рис. 10.6) может служить передатчик спутника «Мол-
ния» («Молния-1», «Молния-2»,«Молния-3»), а также «Радуга», разли-
чающиеся числом стволов и рабочими частотами [25]. На рис. 10.6
кварцевые генераторы и тракты умножения частоты Ft и Г2 показаны в
неразвернутом виде; КК — коммутаторы комплектов приемопередаю-
щего устройства. Отличительная особенность этого ретранслятора —
наличие двух каскадов усиления на ЛЕВ малой и средней мощности.
Мощность ретранслятора 4...40 Вт в зависимости от модификации и
Рис. 10.6. Упрощенная структурная схема бортового ретранслятора
«Молния», «Радуга»
507
Рис. 10.7. Упрощенная структурная схема передающей части бортового
ретранслятора «Экран»
характера работы. Остальные элементы аналогичны рассмотренным
выше. Ширина полосы пропускания 40 МГц (у системы «Молния-1» для
« 1 ГГц полоса 12 МГц).
Передатчик ретранслятора системы «Экран» (рис. 10.7) [25] отлича-
ется повышенной мощностью Рвых » 200...300 Вт, получаемой от про-
летного клистрона, а в новейших модификациях — от транзисторного
усилителя. Здесь особенно важны известные достоинства клистронов —
наивысший среди приборов СВЧ коэффициент усиления и повышенный
КПД (см. § 10.6). Другой особенностью является поблочное резервиро-
вание большинства элементов Выбор рабочего элемента осуществляет-
ся подачей на него питающего напряжения и коммутацией цепей ПЧ и
СВЧ с помощью диодйых переключателей (ПД) и ферритовых вентилей.
Ширина полосы пропускания 24 МГц.
На станциях радиорелейной связи прямой видимости и тропосфер-
ных, на наземных станциях и на борту спутников-ретрансляторов обыч-
но имеется несколько передатчиков, используемых совместно и
образующих так называемый передающий комплекс. Прежде всего, не-
сколько передатчиков необходимы для взаимного резервирования в
целях повышения надежности. Далее, несколько передатчиков исполь-
зуются для создания нескольких стволов передачи информации, т. е.
сигналов телефонии и программ телевидения, для организации разноса
по частоте в тропосферных линиях и др. [9,25].
10.3. ЧАСТОТНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ
Принцип действия и конкретные схемы модулятора для получения
угловой модуляции прямым методом (частотная модуляция)рассмотре-
ны в § 8.3 — 8.5. Как отмечалось, отличия модуляторов РРЛ и т. п. от
модуляторов для вещания и низовой связи состоят в существенно более
глубокой и линейной модуляции широкополосным сигналом.
Представление о девиации частоты и необходимой ширине спектра,
в котором сосредоточено 99 % энергии ЧМ колебания, для РРЛ с разным
508
числом каналов дает табл. 10.3 [8]. Как видно из таблицы, девиация
частоты достигает значения A/"nill( » 4 МГц, а необходимая ширина
полосы пропускания П = Д/чм » 35 МГц.
Таблица 10.3
Параметр Значение параметра прн числе телефонных каналов
60 300 600 1920
Полоса модулирующих частот FK...Ft, кГц 60...300 60...1364 60...2792 300...8524
Эффективная девиация частоты на один канал Д/к, кГц 100 200 200 140
Эффективная девиация частоты передатчика ДД*, кГц — 870 1230 1540
Пиковая девиация частоты передатчика Д/пик, кГц —* 2240 4000 3970
Эффективный индекс модуляции т3 = bfstJFb — 0,465 0,34 0,13
Минимальная ширина полосы пропускания тракта 5.8F, 5,1 Г, 4F,
4/чм = 2F.0 + тэф + '^Ъф). кГц 2100 7900 14250 34200
При передаче сигналов телевидения (FB = 6 МГц) применяется девиа-
ция частоты Д/^ = 4 МГц и необходимая полоса частот для ЧМ колеба-
ния составляет Пчм 2(FB + = 2(6 + 4) = 20 МГц. Получить такие
значения девиации частоты при высокой линейности непосредственно
на поднесущей частоте (40ДН = 35; 70; 1 40 МГц) трудно. Поэтому
обычно в многоканальных РРЛ, когда Д/ / f > 0,01, применяют
модулятор (рис. 10.8) на основе двух модулируемых по частоте автоге-
нераторов (см. § 8.4), работающих на более высоких, чем /подн, час-
Рис. 10.8. Структурная схема частотного модулятора на бненнях
509
тотах /] и /2 (модулятор на биениях, двухтактный модулятор). В
отечественной практике при /подн = 70 МГц частоты и /2 имеют
значения 300...400 МГц, причем/| ~/2 = /подн. Для того чтобы побочные
продукты преобразования после смесителя не попадали в полосу про-
пускания тракта поднесущих частот (см. гл. 4), выбирают /J = (1,6 +
+ Жодн» Л =/1 +/подн> где Af— целое число.
Каждый из автогенераторов строят с двумя варакторами, включен-
ными последовательно или встречно (см. § 8.4 и рис. 8.17).
При повышении рабочей частоты автогенератора усиливается деста-
билизирующее воздействие внешних условий на частоту генератора.
Соответственно увеличивается нестабильность средней частоты тракта
поднесущей частоты. Для обеспечения заданной допустимой нестабиль-
ности средней частоты передатчика иногда в состав частотного модуля-
тора на биениях приходится вводить систему автоматической
подстройки частоты (см. §4.6 и 8.4), как показано нарис. 10.8 штриховой
линией [9]. При этом обеспечивается нестабильность средней частоты
модулятора на биениях ечм < 5-10-5.
10.4. КВАРЦЕВЫЙ ГЕНЕРАТОР
Как следует из § 10.2 и рис. 10.2, назначение кварцевого автогенера-
тора и тракта умножения частоты состоит в создании радиочастотных
колебаний с частотой f = п/къ = /раб-/под при высокой стабильности этой
частоты е и мощности, достаточной для работы смесителя передатчика.
Кроме того, необходимы малые уровни паразитной модуляции, гармо-
ник и субгармоник основного колебания f = nfm.
Требуемая стабильность частоты гетеродина определяется (см. § 10.2)
заданной стабильностью передатчика ераб, стабильностью средней час-
тоты колебаний на выходе тракта частотного модулятора
еподн: е = ераб - еподн/п0Ян/иЛв- Как показано ниже, из-за вредного влия-
ния умножителей частоты стабильность частоты кварцевого автогене-
ратора должна быть выше е. В отечественной практике РРЛ екв«
« ЮЛ.Ю’7.
Частота на выходе тракта умножения в зависимости от назначения
передатчика (см. табл. 10.1) может достигать нескольких гигагерц.
Такие частоты не могут быть непосредственно получены от автогенера-
торов, стабилизированных кварцевыми резонаторами с объемными ко-
лебаниями (см. § 4.5 и [72]).
Основой для получения весьма высоких частот на выходе тракта
гетеродина является совместное использование кварцевых автогенера-
торов, работающих на частоте механической гармоники кварцевого
резонатора, и последующих каскадов умножения частоты (см. § 2.20).
510
Принцип действия и схемы кварцевых автогенераторов рассмотрены
в § 4.5. При работе на основной частоте объемных колебаний кварце-
вого резонатора достижимы частоты /кв < 20 МГц, а при работе на
механических гармониках /кв гарм < 350 МГц. Эти границы условны и
меняются в сторону увеличения по мере совершенствования теории и
технологии кварцевых резонаторов [72].
Поскольку, как показано ниже, коэффициент умножения частоты N
в передатчиках данного типа определенный и фиксированный, а рабо-
чие частоты разные (см. табл. 10.1), то для каждого передатчика (или
для небольшой группы) необходимо изготавливать индивидуальные
кварцевые резонаторы. Такие «штучные» резонаторы при приемлемой
стоимости обладают несколько пониженной стабильностью частоты
по сравнению с серийными. Изготавливаются заказные резонаторы с
точностью до пятого — шестого знака , например 243,718 МГц.
Как известно, для повышения стабильности частоты автогенератора
его нагрузкой является специальный каскад—буферный усилитель. Так
как для умножителей частоты требуется повышенный уровень возбуж-
дения, то каскад усиления между автогенератором и первым умножите-
лем частоты тем более необходим.
Основное применение имеют транзисторные умножители частоты с
умножением 2 или 3 на каскад (см. § 2.20). Приходится использовать
много каскадов для получения общего коэффициента умножения
N = NtNjN3... » 10...40, N » (f 6 -/подн) / /кв; берется целочисленное
значение N, равное N = 2т • 3 , где т — число удвоителей, п — число
утроителей. Как известно, каждый каскад умножения частоты создает
паразитную амплитудную модуляцию своего выходного колебания (см.
§ 2.20) и, кроме того, углубляет амплитудную модуляцию входного
колебания (см. §6.3). Следовательно, при умножении частоты гармони-
ческого стабильного по частоте колебания, полученного от кварцевого
автогенератора, на выходе цепочки умножителей будет колебание со
сложным спектром (шумовой спектр), близко примыкающим к частоте
= NfKB. Подавить эти вредные составляющие с помощью фильтра на
выходе тракта умножения невозможно. Наличие спектра частот вокруг
частоты / = NfKB эквивалентно некоторому ухудшению стабильности
частоты (см. § 4.6), о чем говорилось выше.
Для уменьшения вредного влияния умножителей на стабильность
частоты необходимо до предела уменьшать N, в составе каждого каска-
да умножения применять эффективный полосовой (полосно-пропус-
кающий) фильтр, чередовать каскады умножения и усиления.
На высоких частотах, где не оказывается подходящих по мощности
для каскадов умножения частоты транзисторов, можно использовать
варакторные умножители частоты (см. § 2.20). Но при этом потребуется
большая мощность предшествующих каскадов гетеродинного тракта;
конструкция тракта усложняется.
511
Рис. 10.9. Структурные схемы тракта умножения частоты передатчика:
а — простейший вариант; б — с дополнительным фазовым модулятором
Поскольку полосы несущих частот, в которых работают передатчи-
ки РРЛ и др., узкие (см. табл. 10.1), фильтрующие цепи умножителей
частоты целесообразно строить в виде неперестраиваемых полосовых
(полосно-пропускающих) фильтров (см. § 3.3). Это резко повышает тех-
нологичность настройки станций при монтаже и облегчает обслужива-
ние.
На повышенных частотах, например при/> 0,5... 1 ГГц, при постро-
ении каскадов тракта умножения частоты широко используется микро-
полосковая технология. В случае, когда длина соединительных линий
между каскадами оказывается I > 0,1 X для защиты от отраженных волн
необходимо применять ферритовые вентили или циркуляторы
(рис. 10.9/?). В некоторых отечественных РРЛ тракт умножения частоты
(тракт гетеродина) используется для передачи служебных сигналов. Для
этого производится неглубокая фазовая модуляция (рис. 10.9,6) на
входе тракта умножения частоты (см. § 8.2).
Вероятные пути совершенствования тракта кварцевого автогенера-
Рис. 10.10. Функциональная
схема высокостабнльного по
частоте автогенератора СВЧ
с системой ФАПЧ
тора и умножения частоты таковы.
Прежде всего разработаны и начинают
внедряться в практику кварцевые авто-
генераторы с резонаторами на поверх-
ностных акустических волнах (ПАВ)
[36,37]. Уже сегодня такие генераторы
обеспечивают частоты до 2 ГГц, прав-
да, при несколько пониженной по срав-
нению с резонаторами с объемными
колебаниями стабильности частоты.
Соответственно примерно на порядок
уменьшается У, а в некоторых случаях
умножение не требуется, а значит, сни-
жается шум тракта гетеродина.
Высокие результаты, достигнутые
в последние годы в теории и технике
512
автоматической подстройки частоты, позволяют совершенно по-друго-
му строить гетеродинный тракт РРЛ [гл.4].
Автогенератор СВЧ с ЛС-контуром работает непосредственно на
/ = /раб -/поди либ° (если/раб > 6-8 ГГц) на частоте всего в 2...4 раза
меньше. Нестабильность частоты такого генератора е »(1... 10)-10"3. За-
данная стабильность гетеродинного тракта (рис. 10.10) обеспечивается
системой фазовой автоматической подстройки частоты. Уровень
шумов в таком гетеродине минимален, кварцевый резонатор генератора
этой системы может быть стандартным серийным и поэтому недорогим
при высоком качестве. Нужная рабочая частота устанавливается подбо-
ром коэффициента деления делителя частоты, что при современной
микроэлектронной базе несложно.
10.5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ
Преобразователем частоты называется устройство, с помощью кото-
рого спектр модулированного сигнала поднесущей частоты переносит-
ся без искажений в область рабочих частот передатчика. Преобра-
зователь состоит из нелинейного элемента, полосовых фильтров и, воз-
можно, ферритовых вентилей и циркулятора. Весь преобразователь или
только его часть, которая содержит нелинейный элемент, иногда назы-
вают смесителем. Здесь принят термин «преобразователь частоты».
В качестве нелинейного элемента в преобразователях частоты разно-
го назначения используются транзисторы, электронные лампы, полу-
проводниковые диоды, варикапы и другие приборы. Выбор типа
нелинейного элемента производится с учетом следующих требований,
которые предъявляются к преобразователям частоты передатчиков рас-
сматриваемых типов: 1) рабочие частоты 0,8... 12 ГГц; 2) выходная мощ-
ность обычно от десятка милливатт до нескольких ватт; 3) большой
коэффициент передачи по мощности Кр, который определяется как
отношение мощности на выходе преобразователя к мощности, подво-
димой со стороны гетеродина; 4) равномерная амплитудно-частотная и
линейная фазо-частотная характеристики в полосе частот, которую за-
нимает передаваемый сигнал; 5) большой срок службы и высокая надеж-
ность; 6) допустимость нелинейной зависимости между амплитудами
сигналов на входах и выходе преобразователя, так как передаваемый
сигнал модулирован по частоте и амплитуда его не меняется.
Перечисленным требованиям на СВЧ лучше всего удовлетворяет
преобразователь на варикапах или, как принято говорить, варакторный
преобразователь частоты. Главное достоинство варакторных преобра-
зователей состоит в возможности получения на его выходе мощности до
единиц ватт на СВЧ, т. е. на частотах выше 3 ГГц. Преобразователь
этого типа представляет собой разновидность параметрического преоб-
разователя. На два входа преобразователя подаются колебание гетеро-
дина и сигнал на поднесущей частоте с частотами fm и /подн и
513
мощностями Ргет и Рподн. На выходе получается преобразованный сиг-
нал с /ра6 и Рраб. Используется только преобразование с повышением
частоты (/^ых = /гет + /подн)>так как ПРИ этом меньше вероятность возник-
новения автоколебаний в преобразователе.
Варактор — это полупроводниковый диод специальной конструк-
ции, у которого емкость р-п перехода зависит от приложенного напря-
жения. Иначе говоря, варактор — нелинейная емкость. Как показано
в § 2.20, при подаче на варактор гармонического напряжения в цепи
получается негармонический ток, позволяющий получать эффект умно-
жения частоты. При подаче на варактор двух гармонических напряже-
ний с разными частотами/( и/2 благодаря его нелинейности получается
ток сложной формы, в составе которого есть и гармоники, и комбина-
ционные частоты. В преобразователях частоты передатчиков с помо-
щью фильтров выделяется составляющая /( + /2.
Главная особенность варактора по сравнению с другими нелинейны-
ми элементами состоит в том, что активные потери в нем малы; в первом
приближении зто чисто реактивное нелинейное сопротивление. Коэф-
фициент полезного действия варакторного преобразователя частоты
определяется в основном значением КПД фильтров, входящих в его
состав.
Режим работы полупроводникового диода-варактора в преобразо-
вателе частоты (смесителе) передатчика существенно отличается от ре-
жима преобразователя приемника и др. Прежде всего, в передатчике
обычно используется преобразование частоты «вверх»: /пч < fm < /раб
(повышающий преобразователь). Как показывает теория, такие преоб-
разователи обладают наибольшей устойчивостью к возникновению по-
бочных параметрических колебаний вида/пар = +Л/пч±//гет±ш/ра6, где к,
I, т — числа натурального ряда. Далее, преобразователь передатчика
должен развивать определенную, по возможности большую мощность
и, следовательно, обладать достаточно высоким КПД. Для этого варак-
тор используется в режиме «большого сигнала»: уровни колебаний ПЧ
и гетеродина на диоде соизмеримы, а сумма их амплитуд не превосходит
половины допустимого обратного напряжения диода. При этом р-п
переход диода все время заперт, потери в диоде минимальны и КПД
максимален (рис. 10.11,а).
Большая полезная (выходная) мощность преобразователя достигает-
ся при частичном заходе в область открытого р-п перехода. Для дости-
жения такого режима следует увеличить уровни входных напряжений и
несколько уменьшить смещение Ел. Максимально достижимая при этом
мощность ограничивается допустимой степенью нагрева диода. По-
скольку в таком режиме через диод в некоторые отрезки времени про-
текает ток проводимости z, появляются дополнительные потери в диоде
514
Рис. 10.11. Временное диаграммы напряжений на варакторе преобразователя частоты
и других элементах; КПД преобразователя падает тем сильнее, чем
больше захватывается область открытого перехода (рис. 10.11,6).
В режиме запертого р-п перехода напряжение смещения £в должно
подаваться от внешнего источника питания. При частично открытом
переходе возможно автоматическое смещение за счет постоянной со-
ставляющей тока проводимости диода /0: Е = I0R, где R — сопротивле-
ние резистора автоматического смещения.
Коэффициент полезного действия варакторного преобразователя
частоты определяется выражением ц = Рвъа / (Ргет + Рпч) и в практичес-
ки реализованных устройствах достигает значения порядка 20...75 %,
что значительно больше, чем у преобразователей на обычных диодах с
нелинейным активным сопротивлением.
Для использования варактора в роли преобразователя частоты на
него следует подать два напряжения: от тракта умножения частоты
(гетеродина) и от тракта поднесущей (промежуточной) частоты. Необ-
ходимо исключить взаимное вредное влияние цепей входных и выход-
ных колебаний. Для этого в каждой из трех цепей используются
фильтры. На практике в передатчиках СВЧ чаще всего применяются два
варианта преобразователей частоты: проходного и отражающего типов
[14].
В преобразователе проходного типа (рис. 10.12) колебания от гете-
родина и сигнал ПЧ подводятся к варикапу 2 через фильтры 4 и 1,
которые пропускают частоты соответственнои/пч, но задерживают
515
Рис. 10.13. Функциональная схема преоб-
разователя частоты отражающего типа
Рис. 10.12. Функциональная
схема преобразователя часто-
ты проходного типа
все комбинационные частоты. На выходе включен фильтр 3, который
пропускает частоту/ВЬ1Х, но задерживает все остальные частоты. Если не
учитывать потерь в варикапе и считать, что в полосе пропускания
фильтры не вносят затухания, а в полосе задерживания их затухание
бесконечно велико, через варикап будут протекать токи только трех
указанных частот и вся мощность, подводимая к преобразователю, на
частотах и /пч будет превращаться в мощность выходного сигнала
на частоте/вых. На самом деле всегда имеются потери мощности, однако
они достаточно малы.
Достоинством рассмотренного преобразователя является простота
конструкции, недостатком — наличие сильной связи между фильтрами
4 и 3, поскольку их рабочие частоты близки. Эта связь усложняет на-
стройку фильтров, в частности такую, при которой амплитудно-час-
тотная характеристика преобразователя имеет малую неравномерность
в заданной широкой полосе частот.
Структурная схема преобразователя отражающего типа представле-
на на рис. 10.13. Сигнал гетеродина через узкополосный фильтр 6 и
ферритовый вентиль 5 поступает в плечо 3 ферритового циркулятора 4.
Ферритовый вентиль в этой цепи имеет два назначения. Он обеспечива-
ет согласование нагрузки для фильтра и не пропускает к гетеродину
токи комбинационных частот, которые возникают в преобразователе и
могут неблагоприятно повлиять на его работу.
С вывода 1 циркулятора через фильтр 2 сигнал гетеродина посту-
пает на варикап 3. Одновременно через фильтр 1 на варикап подается
сигнал промежуточной частоты. Варикап преобразует мощности
двух входных сигналов в мощность выходного сигнала. Сигнал час-
тоты /вых = /гет + /пч проходит через фильтр 2, плечи (выводы) цирку-
лятора 1 — 2, фильтр 7, вентиль 8 и поступает на выход
516
преобразователя. Мешающие сигналы комбинационных частот, кото-
рые не попадают в полосу пропускания выходного фильтра, отражают-
ся от него и через плечи циркулятора 2,3 попадают в вентиль 5, где и
поглощаются.
Преобразователь отражающего типа содержит больше элементов,
поэтому он сложнее, чем преобразователь проходного типа, в чем и
заключается его недостаток. Благодаря действию циркулятора и фер-
ритовых вентилей полосовые фильтры преобразователя не связаны друг
с другом. Поэтому в преобразователе этого типа можно получить рав-
номерную амплитудно-частотную характеристику в более широкой по-
лосе частот.
В современных преобразователях частоты для РРЛ и т. п. преимуще-
ственно применяются двухтактные (балансные) схемы на двух диодах.
При этом примерно вдвое увеличивается выходной уровень и значи-
тельно ослабляются нерабочие составляющие четных порядков, а также
частота гетеродина[см. гл.7].
Свойства полупроводниковых диодов в области закрытого р-п пере-
хода были рассмотрены в § 2.20 при изучении варакторных умножителей
и в § 8.3 при изучении ЧМ модуляторов на варикапах. Расчет преобра-
зователя приведен в [14].
10.6. ТРАКТ УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
Назначение тракта усиления мощности состоит в повышении мощ-
ности колебания иа рабочей частоте, полученных от преобразователя
(см. рис. 10.2). В § 10.5 показано, что мощность на выходе преобразова-
теля частоты ограничена и составляет 0,1...10 Вт в зависимости от час-
тоты. В тех случаях, когда выходная мощность преобразователя
совпадает с заданной мощностью передатчика, тракт усиления отсутст-
вует, конструкция передатчика получается наиболее простой.
При необходимости дополнительного усиления могут быть исполь-
зованы ГВВ СВЧ на транзисторах (см. § 2.16,2.17,3.1), лампах бегущей
волны, пролетных многорезонаторных клистронах. Генераторные
лампы СВЧ в передатчиках современных РРЛ, как правило, не исполь-
зуются. Выбор конкретного типа усилительного элемента или их соче-
тания, числа каскадов определяется мощностью и частотой передатчика
(см. гл. 2 и табл. 10.1).
Транзисторный усилитель СВЧ. Во всех случаях, когда это возможно,
в современных передатчиках РРЛ используются транзисторы. На час-
тотах до 5 ГГц преобладают биполярные транзисторы, а на более высо-
ких — полевые с затвором Шотки. Представление о возможностях
транзисторов дает табл. 10.4. При условии надежной защиты от недо-
пустимых напряжений, токов, температур транзисторы обеспечивают
существенно большую долговечность, чем другие усилительные прибо-
ры. Расчет режима и схемы транзисторных ГВВ рассмотрены в гл. 2 и 3.
517
Таблица 10.4
/раб max* ГГц Л.Вт Тип транзистора /раб max* Ръ Вт Тип транзистора
БП ПШ БП ПШ
1,3 80 2Т9118А — * 8 5 2Т9135-2 ЗП915А
1,6 70 2Т977А — 10 2,5 — —
2 55 2Т9122А — 10 1,2 — ЗП607А-2
5 10 2Т9103Б — 12 1 — ЗП6ОЗБ
6,3 10 — ЗП930Б-2 18 0,8 — ЗП927В-2
7 5 2Т9119А — 26 0,2 — ЗП608Г-2
Усилитель на ЛБВ [13, 26]. Лампы бегущей волны типа О (ЛБВ-О)
малой и средней мощностей широко использовались в передатчиках
РРЛ первых поколений. В настоящее время они заменяются транзисто-
рами. При необходимости получения большой мощности широкопо-
лосного сигнала ЛБВ является основным активным прибором. В
бортовых передатчиках спутниковых систем связи их мощности состав-
ляют сотни ватт, в наземных спутниковых и тропосферных—до 10 кВт.
Главное достоинство ЛБВ по сравнению с другими усилительными
приборами СВЧ — широкая полоса равномерно усиливаемых частот,
составляющая примерно fma/fmtn £ 2. Применительно к многока-
нальным системам связи это очень существенно. Коэффициент усиле-
ния ЛБВ достигает КР » 30 дБ; в этом отношении лучше только
многорезонаторные клистроны. Коэффициент полезного действия ЛБВ
П« 25...45 %.
Лампа бегущей волны требует тщательного согласования волново-
дов на входе и выходе усилителя. При возникновении заметного рассо-
гласования нарушается равномерность работы в полосе частот и может
возникнуть самовозбуждение усилителя. Характеристики ЛБВ средней
мощности, применяемых в передатчиках радиорелейной связи, даны в
табл. 10.5. Долговечность ЛБВ-О составляет 5... 10 тыс.ч. Особо долго-
вечны ЛБВ для бортовых передатчиков: они рассчитываются на непре-
рывную работу в течение 7... 10 лет, но соответственно более дороги.
Таблица 10.5
Тип ЛБВ Диапазон частот, ГГц Номинальная мощность, Вт Коэффициент усиления, дБ Тип фокусировки I
УВ-260 0,97...! 50 27 Пакетированная
УВ-35 3,5...5 250 30 »
УВ-229-1 3,5...4,2 6 30 Постоянным магнитом
УВ-332 14...14,5 300 30 - 1
518
В последние годы внедряются в практику мощные ЛЕВ для
передатчиков тропосферной и спутниковой связи [26]. Наиболее це-
лесообразно применение ЛЕВ в перспективных спутниковых системах
связи с многостанционным доступом, где особенно важна широко-
полосное™». Мощность таких ЛЕВ достигает 15 кВт, рабочие часто-
ты в области 0,5... 15 ГГц при полосе равномерно усиливаемых частот
fjfn £ 1,5; коэффициент усиления Кр » 25...35 дБ при/в//н < 1,5 и
Кр »40...50 дБ при коэффициент полезного действия
т]« 25...35 %; ускоряющее напряжение 8...25 кВ в зависимости от мощ-
ности.
Фокусирующие системы. Применяются три типа фокусирующих сис-
тем — электромагнитная, постоянным магнитом и пакетированная маг-
нитная.
Электромагнитная фокусировка электронного пучка (лампа У В-7-1)
производится продольным магнитным полем, которое образуется внут-
ри соленоида. Крепление лампы позволяет перемещать ее относительно
оси фокусирующей катушки (юстировать). Фокусирующая катушка по-
требляет значительную мощность (около 100 Вт), и это является основ-
ным недостатком ламп с электромагнитной фокусировкой. Такая
фокусировка применяется все реже.
В фокусирующей системе с постоянным магнитом продольное фоку-
сирующее магнитное поле создается системой внешних постоянных маг-
нитов. Имеется механизм юстировки. Основным недостатком системы
является большая масса постоянных магнитов (около 10 кг), что препят-
ствует использованию ее в передатчиках, устанавливаемых на борту
летательных аппаратов.
При пакетированной магнитной фокусировке используется продоль-
ное, периодически меняющееся вдоль длины магнитное поле, создавае-
мое системой кольцевых магнитов, непосредственно входящих в
конструкцию ЛЕВ. Юстировка лампы производится на заводе, после
чего фокусирующая система вместе с лампой заливается герметизирую-
щим пластиком. В процессе эксплуатации лампы изменения юстировки
невозможны. Высокий коэффициент полезного действия, малые разме-
ры и масса пакетированных ламп окупают их недостатки, которые
состоят в том, что они дороги и, кроме того, при выходе из строя лампы
приходится заменять ее всю, со всей фокусирующей системой.
Характеристики ЛЕВ и выбор режима. Основные характеристики
ЛЕВ (Рвых, Кр, <р = ДРВХ)) имеют вид кривых, представленных на рис.
10.14. Различают три режима работы: линейный, номинальный и насы-
щения. В линейном режиме коэффициент усиления по мощности Кр
постоянен, фазовый сдвиг мал, а выходная мощность достигает прибли-
зительно 5 0 % максимальной. В режиме насыщения (точка А на рисунке)
519
Рис. 10.14. Характеристики лампы бегущей волны
коэффициент усиления падает на несколько децибел, фазовый сдвиг
достигает нескольких десятков градусов, выходная мощность макси-
мальна. Номинальный режим является промежуточным между линей-
ным режимом и режимом насыщения. В этом режиме выходная
мощность составляет 60...70 % мощности в режиме насыщения.
В передатчиках с ЧМ рекомендуется использовать номинальный
режим. Режим насыщения нежелателен по следующим причинам:
усиливаемый сигнал обычно имеет паразитную амплитудную моду-
ляцию. В усилителе вследствие зависимости фазы выходного сигнала
от амплитуды входного (см. рис. 10.14^t) AM преобразуется в ФМ. В
результате возникают дополнительные искажения, которые вызывают
увеличение шумов в каналах;
из-за нелинейности амплитудной характеристики возрастает уро-
вень гармоник основного сигнала, и передатчик может создавать поме-
хи линиям связи, работающим в других диапазонах частот.
Зависимость выходной мощности Рвых и фазы выходного сигнала <р
от ускоряющего напряжения на спирали £сп представлена на рис.
10.14,0. Из рисунка видно, что нестабильность напряжения £сп может
явиться причиной амплитудной и фазовой модуляции выходного сигна-
ла, поэтому необходимы правильный подбор и стабилизация Есп.
Схема усилителя. Принципиальная схема усилителя на ЛЕВ пред-
ставлена на рис. 10.15. Питающие напряжения указываются в паспорте
лампы. Здесь отметим только требования к их стабильности. Напряже-
ние накала и напряжение на коллекторе мало влияют на характеристики
усилителя, и для них допустимой является нестабильндсть ±5 %. Для
остальных напряжений допустима нестабильность, не превышающая
±1 %.
Усилитель на пролетном многорезонаторном клистроне [2,13,26]. Как
отмечалось, главное достоинство ГВВ на МРК — наивысший из всех
усилителей СВЧ коэффициент усиления, составляющий в среднем
Кр ~ 35...45 дБ при четырех резонаторах, 45...55 дБ при пяти и до 60 дБ
при шести и более резонаторах. Общеизвестно [13], что многорезонатор-
ный клистрон в принципе является узкополосным усилителем: как пра-
520
Сеть
Рис. 10.15. Принципиальная схема генератора с внешним возбуждением
на лампе бегущей волны
вило, полоса пропускания мощных «широкополосных» клистронов
менее 1 ...2 % средней частоты. Расширение полосы пропускания в 1,5...2
раза путем расстройки относительно средней частоты промежуточных
резонаторов приводит к существенному (на 10...20 дБ) снижению КР и
заметному (на 5... 10 %) снижению КПД.
Многорезонаторные клистроны выпускаются на широкий диапазон
мощностей. Применительно к тропосферным и наземным спутниковым
передатчикам используются мощности 1... 10 кВт (в уникальных случаях
до 100 кВт). У большинства МРК коэффициент полезного действия
Л = 35...45 %, т. е. несколько больше, чем у ЛБВ-О. Последние усовер-
шенствования МРК позволяют рассчитывать на выпуск новых кон-
струкций с г] « 60...80 %. При Р, < 10 кВт ускоряющее напряжение МРК
10...25 кВ.
Клистрон является одним из наиболее дорогих усилителей мощности
СВЧ. В значительной степени эта дороговизна компенсируется высо-
ким Кр и соответствующим упрощением предшествующей части пере-
521
датчика. Срок службы МРК составляет 5... 10 тыс.ч. и более; в этом
отношении клистроны несколько уступают ЛБВ и значительно — тран-
зисторам.
Современные клистроны для передатчиков тропосферной связи и
земных передатчиков спутниковой связи обычно имеют внутренние
механически перестраиваемые резонаторы. Это обстоятельство делает
их пригодными для использования в перестраиваемых передатчиках.
Настройка резонаторов у этих клистронов недостаточно стабильна, и
за время эксплуатации ее приходится многократно проверять и коррек-
тировать. В связи с этим передатчики приходится снабжать дорогостоя-
щей измерительной аппаратурой, а обслуживание передатчиков
поручать квалифицированному персоналу. По указанным соображени-
ям в последнее время клистроны некоторых типов выпускаются в литер-
ном исполнении [26]. Каждый литер настраивается на заводе на
собственную фиксированную частоту, и в процессе эксплуатации эта
настройка сохраняется неизменной. Эксплуатация передатчиков с не-
перестраиваемыми клистронами, имеющими стабильную настройку
значительно упрощается.
Фокусировка электронного луча в большинстве современных клис-
тронов электромагнитная, производится с помощью соленоида. Соле-
ноид, особенно для клистронов, работающих на частотах/= 1000 МГц,
имеет большие габаритные размеры, массу и потребляет значительную
мощность. В последнее время в некоторых клистронах находит приме-
нение фокусировка периодической системой постоянных магнитов.
Применение этой фокусировки позволяет снизить массу передатчика и
потребляемую им мощность.
В мощных клистронах для отвода тепла в основном применяется
комбинированное жидкостное и воздушное охлаждение. В качестве
жидкости используют дистиллированную воду, а при низких темпера-
турах — антифриз. В некоторых клистронах последних разработок
встречается только принудительное воздушное охлаждение.
Параметры некоторых отечественных клистронов даны в табл. 10.6
[13, 26]. Работа клистрона на частотах, выходящих за пределы диапазо-
на, указанного в таблице, невозможна. Получение мощности, большей
или меньшей, чем номинальная, указанная в таблице, хотя и возможно,
но нежелательно, так как ведет к сокращению срока службы клистрона
или уменьшению КПД, увеличению габаритных размеров, массы и сто-
имости передатчика.
Характеристики усилительных клистронов. Анодные характеристи-
ки (рис. 10.16,а) представляют собой зависимости вида РВЬ|Х -и
<р = /2(£а). При напряжении, близком или равном номинальному, харак-
теристика Рвых = /j(£a) близка к прямой, проходящей через начало
координат, а характеристика ф =/2(£а) имеет крутизну 6... 12° на 1%
изменения £а.Из этих характеристик следует, что при питании клис-
522
тронного усилителя нестабильным или плохо сглаженным напряжени-
ем возникают паразитные амплитудная и фазовая модуляции выходно-
го сигнала, которые все же меньше, чем у ЛБВ.
Таблица 10.6
Тип клис- трона Диапазон частот, ГГц Выходная мощность, кВт Усиление, дБ Ширина полосы, МГц кпд, % £а, кВ Число резона- торов
КУ-304 0,81...0,83 10 40 6 35 16 4
КУ-304А 0,81 ...0,83 10 37 10 28 15 4
КУ-308 0,81...1,0 4 45...35 4...6 30-40 10 4
КУ-309 0,47...0,63 3 40 — 35 10 4
КУ-310 0,47...0,63 15 35 8 27 15 4
КУ-315А 4,44...4,56 3,3 40 22 30 11 5
КУ-316 4,287 3,3 40 40 30 11 5
КУ-318 0,47...0.63 12 27 8 36 19 4
КУ-352 0,47.-0,63 25 50 10 50 15 6
Пользуясь этими характеристиками, можно определять допустимый
коэффициент пульсаций анодного напряжения.
Амплитудные характеристики представляют собой зависимости вы-
ходной мощности от входной при различных типах настройки. При так
называемой синхронной настройке все резонаторы настраиваются в ре-
зонанс с частотой усиливаемого сигнала. Клистрон при этом имеет
максимальный коэффициент усиления по мощности Кр относительно
небольшую выходную мощность и узкую полосу пропускания. Харак-
теристика, соответствующая этому случаю, представлена кривой 1 на
рис. 10.16,6. Кривая 2 на том же рисунке соответствует обычно приме-
няемой настройке, при которой резонаторы расстроены друг относи-
тельно друга так, что обеспечивается получение заданной полосы
пропускания, высокого КПД и большой выходной мощности.
Амплитудно-частотные характеристики при двух различных значе-
ниях входной мощности представлены на рис. 10.16,в. Из рисунка видно,
что с увеличением входной мощности ширина полосы пропускания
Рис. 10.16. Характеристики многорезонаторного пролетного клистрона
523
увеличивается. Расширение полосы за счет увеличения входной мощ-
ности возможно до определенного предела, дальше которого увеличе-
ние входной мощности приводит к появлению глубокого провала в
ам плитудно-частотной характеристике.
Пример схемы ГВВ на МРК приведен на рис. 10.17. Усилительный
клистрон 1 имеет пять внутренних резонаторов: входной, выходной и
три промежуточных (число промежуточных резонаторов на схемах ука-
зывается цифрой у условного значка промежуточных резонаторов). В
клистроне питание накала осуществляется переменным током; имеется
электромагнитная фокусировка электронного луча.
Входное устройство состоит из ферритового вентиля 2, направлен-
ных ответвителей 3 и 4 для измерителей падающей и отраженной волны
и коаксиального фидера 5, с помощью которого эти устройства, подклю-
чены к входу клистрона. Назначение ферритового вентиля — получение
режима бегущей волны в фидере при его неточном согласовании с
нагрузкой. Измерители используются при настройке резонаторов кли-
строна.
В состав выходного устройства входит коаксиально-волноводный
переход 6 (в данном случае он необходим потому, что используется
клистрон с коаксиальным выходом, а фидер 7, с помощью которого
выход передатчика соединяется с антенной, волноводный). Мощный
ферритовый вентиль 8 имеет два назначения: обеспечивает получение
активной нагрузки для клистрона в случае, если фидер неточно согласо-
ван с нагрузкой, и служит для защиты входных устройств клистрона от
повреждений в случае возникновения мощной обратной волны, которая
Рис. 10.17. Принципиальная электрическая схема генератора с внешним возбуждением
на пролетном многорезонаторном клистроне
524
в аварийных ситуациях может возникнуть в выходном фидере и пройти
к выходу клистрона. При этом есть опасность разрушения выходных
деталей клистрона, например выходного окна при попадании на него
пучности тока или напряжения. Фильтр гармоник 9 задерживает выс-
шие гармоники тока, которые протекают в выходном резонаторе клис-
трона и не должны проходить к антенне. Измерительные приборы,
включенные в фидер с помощью направленных ответвителей 10 — 13,
имеют следующие назначения.
Прибор эксплуатационного контроля мощности 14 представляет
Вй термисторный мост, сбалансированный при постоянном токе,
высокой частоты, который возникает при работе клистрона, нару-
баланс моста. В результате в диагонали моста появляется посто-
янный ток, пропорциональный мощности, проходящей по фидеру,
которую этот прибор и показывает.
Прибор 75 для наблюдения амплитудно-частотной характеристики
передатчика на экране осциллографа используется при перестройке
передатчика с одной рабочей частоты на другую, а также для проверки
и корректировки настройки клистрона при работе передатчика на фик-
сированной рабочей частоте. В состав прибора входят преобразователь,
преобразующий выходной сигнал передатчика в сигнал ПЧ 70 МГц, и
осциллограф. На вход X осциллографа подается пилообразное напря-
жение, которое одновременно подается на вход частотного модулятора
передатчика. На вход осциллографа Y подается модулированный сиг-
нал с выхода передатчика, преобразованный к ПЧ. На экране осцилло-
графа, таким образом, возникает изображение АЧХ той части
передатчика, которая включает в себя клистронный усилитель, частот-
ный модулятор и все приборы, которые включены между ними.
Прибор 16— измеритель КСВ в выходном фидере.
Волноводный переключатель 7 7 имеет ручное управление и позволя-
ет подключать к выходу усилителя антенну или поглотительное сопро-
тивление, охлаждаемое проточной водой и оборудованное приспо-
соблениями для измерения мощности, которая отдается передатчиком
в нагрузку. Указанное сопротивление подключается к выходу передат-
чика при его настройке, регулировочных работах, а также для калибров-
ки эксплуатационного измерителя мощности.
Источники питания включают в себя трансформатор накала, высо-
ковольтный выпрямитель и выпрямитель для питания фокусирующей
катушки. Все напряжения питания стабилизируются с помощью ферро-
резонансных стабилизаторов с точностью ±2 %. Питание цепи накала
современных клистронов осуществляется переменным током. Вся цепь
накала изолируется от заземленного корпуса передатчика. Положитель-
ный вывод высоковольтного выпрямителя вместе с резонаторным бло-
ком клистрона соединяется с корпусом передатчика, а на катод подается
минус анодного напряжения. Делается это по соображениям техники
525
безопасности: резонаторы клистрона, а также входные и выходные уст-
ройства не находятся при этом под высоким напряжением. На коллек-
тор подается такое же напряжение, как и на резонаторы. Понижение
напряжения на коллекторе не дает заметного выигрыша в КПД и в
передатчиках рассматриваемых типов не применяется.
Резистор/?] в цепи коллектора имеет сопротивление около 10 Ом и
включается по соображениям безопасности. Без него при обрыве цепи
питания напряжение на коллекторе могло бы достигнуть напряжения иа
катоде, что представляло бы опасность для обслуживающего персонала.
Резистор Л2 называется антигазовым. Его назначение — защита клис-
трона в случае газовых пробоев в нем. Фокусирующая катушка получа-
ет питание от специального выпрямителя. Ток катушки подбирается
приблизительно таким, чтобы при отсутствии сигнала возбуждения
анодный ток (ток корпуса) был минимальным. Окончательная установ-
ка тока фокусирующей катушки производится при наличии сигнала
возбуждения по максимуму КПД клистрона.
Устройства защиты клистрона. Особое внимание к этому вопросу
определяется повышенной мощностью клистронных передатчиков, уст-
ройства защиты предотвращают выход из строя клистрона и других
элементов передатчика при случайно возникающих перегрузках, пробо-
ях, нарушениях в работе системы охлаждения и т. п. В случае нарушения
работы водяного или воздушного охлаждения датчики, реагирующие
на скорость течения или температуру охлаждающей воды или воздуха,
отключают напряжения питания клистрона. Для защиты клистрона от
длительных перегрузок в его анодную цепь включается специальное
реле, которое в случае опасности отключает высоковольтный выпрями-
тель со стороны источника переменного тока. Для защиты клистрона от
кратковременных пробоев, которые могут в нем возникнуть, в анодную
цепь включается так называемое антигазовое сопротивление (защита с
помощью реле имеет недостаточное быстродействие). Значение сопро-
тивления указывается в паспорте клистрона и для существующих типов
должно быть равно 140...300 Ом.
При аварийном рассогласовании выходного фидера с нагрузкой
мощные отраженные волны могут вызвать повреждение ферритового
вентиля, включенного в фидер, а при его отсутствии или неисправ-
ности — повреждение входных цепей клистрона. Для защиты от этих
повреждений в выходном фидере устанавливается датчик КСВ, кото-
рый с помощью реле выключает источник напряжения возбуждения или
анодный выпрямитель в том случае, если КСВ превышает допустимое
значение.
В фидере мощных передатчиков могут возникать дуговые разряды,
которые приводят к повреждениям фидера и клистрона. Возникший
дуговой разряд должен быть обнаружен и погашен как можно раньше.
Для этой цели в фидере передатчика устанавливается фотоэлемент или
526
фотодиод, который с помощью реле отключает источник возбуждаю-
щего напряжения высокой частоты и высоковольтный выпрямитель.
10.7. ПЕРЕДАТЧИКИ ЦИФРОВЫХ РРЛ
Как хорошо известно [5 — 9,23, 24], в радиосвязи вообще и в радио-
релейной, спутниковой, оптической в особенности интенсивно внедря-
ются и уже широко используются цифровые методы передачи
информации.
Существует два варианта передачи цифровой информации по радио-
каналам: приспособление ранее созданных и широко используемых на
практике аналоговых каналов и создание специальных цифровых кана-
лов. При передаче цифровых сигналов по существующим аналоговым
РРЛ затраты на организацию цифрового тракта невелики. Но при этом
не полностью используются преимущества цифровых систем и возника-
ют трудности с обеспечением электромагнитной совместимости [24].
В первом случае цифровую информацию приходится согласовывать с
возможностями стандартных аналоговых каналов, во втором — анало-
говые сообщения предварительно преобразовывать в цифровую форму.
В настоящее время используются оба варианта. В ближайшем будущем
вероятен полный переход на цифровые методы передачи информации.
Аналоговые РРЛ, ТРЛ, СЛС рассмотрены выше; для передачи по ним
цифровой информации в стандартном телефонном канале используют-
ся специальные дополнительные модуляторы-демодуляторы (модемы).
Подлежащий передаче сигнал формируется с помощью типовой циф-
ровой аппаратуры, например ИКМ-30, ИКМ-120, и по кабельным или
другим линиям связи подается на РРС, РТС, земную станцию СЛС.
Таким образом осуществляется так называемая первичная модуляция,
в данном случае ИКМ. Этот ИКМ сигнал осуществляет вторичную
модуляцию несущего колебания СВЧ или УВЧ.
Тракт радиочастоты цифровых передатчиков может быть реализо-
ван в двух вариантах: с модуляцией на рабочей (выходной, несущей)
частоте в диапазоне СВЧ или УВЧ и с модуляцией на промежуточной
частоте (см. § 10.2 и 10.5). При двух- или четырехуровневом модулиру-
ющем сигнале, т. е. при передаче одного или двух независимых цифро-
вых сообщений (аналогия с ЧМ или ДЧТ в § 8.7), проще построить
передатчик с модуляцией на несущей частоте (рис. 10.18,а). При передаче
больших потоков цифровой информации приходится использовать су-
щественно более сложные способы манипуляции, которые технически
целесообразнее выполнять на пониженной стандартной промежуточ-
ной ( поднесущей) частоте [23, 24] (рис. 10.18,6).
Для модуляции радиочастотной несущей используются различные
виды ИКМ. В одно- и двухканальных РРЛ применяются амплитудная
(ИКМ-АИМ), частотная (ИКМ-ЧМ), относительная фазовая (ИКМ-
ОФМ) модуляции, причем ИКМ-АИ встречается в простейших РРС,
527
Рис. 10.18. Функциональные схемы цифровых передатчиков СВЧ с модуляцией
иа рабочей (а) и промежуточной (б) частотах
например в «Электроника». При одновременной передаче сообщений
от нескольких (больше двух) цепей с ИКМ используется многоуровне-
вая модуляция несущей с числом уровней М = 2", где п — число двоич-
ных цифровых сигналов с ИКМ При этом цифровом сигнале
поочередно передается или логический нуль, или логическая единица,
что соответствует одной из двух частот (ИКМ-2ЧМ). При двух сигналах
возникают четыре возможные состояния (00,01,10,11), т. е. при частот-
ной модуляции ИКМ-4ЧМ, а при относительной фазовой ИКМ-4ОФМ.
При большом числе уровней (8,16,32,64), что соответствует переда-
че одновременно трех — шести потоков информации с ИКМ, использу-
ют сложные комбинированные виды многоуровневой модуляции, и
прежде всего амплитудно-фазовую квадратурную (КАМ, АФМ [9, 16,
23]. У современных и перспективных РРС с 16- 32-, 65-позиционной
КАМ заметно лучше использование спектра частот по сравнению с
аналоговыми [23].
В передатчиках с ЧМ и ФМ (с постоянной амплитудой сигнала)
требования к тракту усиления мощности такие же, как рассмотренные в
гл. 8, т. е. нелинейность амплитудной характеристики не приводит к
возникновению нелинейных искажений. В передатчиках с амплитудно-
фазовой модуляцией (КАМ, АФМ) тракт усиления мощности должен
быть линейным (см. гл. 7).
Примером структурной схемы реализации модулятора ИКМ-4ФМ
может служить рис. 10.19 [16]. Балансные модуляторы и мостовая цепь
528
Рис. 10.19. Структурная схема (а) н векторная диаграмма (б) модулятора ИКМ-4ФМ
сложения выполняются по современной микроэлектронной технологии;
их описание выходит за пределы учебника.
Рассмотрим особенности амплитудно-импульсной модуляции гене-
ратора СВЧ. В простейших малоканальных РРС может использоваться
модуляция вида ФИМ-АИМ или ИКМ-АИМ.
При первичной фазоимпульсной модуляции в каждом канале аппаратуры временного
разделения сначала получают сигналы с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), как
наиболее простые. Затем они преобразуются в сигналы ФИМ. Наконец, получают груп-
повой сигнал, который представляет собой сумму импульсов всех рабочих каналов, кана-
ла служебной связи и канала синхронизации. Пример группового сигнала ФИМ
представлен на рис. 10.20. Отрезок Гд = 1 /Fa называется периодом дискретизации по времени.
Для телефонной связи по рекомендации МККТТ он выбирается равным 125 мкс (Гд =
= 8 кГц); Г= TaIN — время, отводимое каждому каналу; N — общее число каналов;
At = (0,3..,0,4)Г— максимальная амплитуда временного сдвига канального импульса.
Последняя должна выбираться так, чтобы во время модуляции канальные импульсы не
могли попадать в интервалы времени, отведенные соседним каналам. Обычно выбирают
длительность канального импульса т = 0,1... 1 мкс. Для синхронизации применяются
сдвоенные импульсы, имеющие такую же длительность, что и канальные, и фиксирован-
ный интервал между ними.
Вторичная импульсная модуляция, при которой происходит преобразование видео-
импульсов в радиоимпульсы, тоже называется импульсной модуляцией. Этот вид модуля-
ции производится в усилителе или автогенераторе СВЧ, которые управляются
видеоимпульсами н работают в импульсном режиме (рис. 10.21 и 10.22).
Как показано в гл. 1, 4, в подавляющем большинстве случаев современные передат-
чики строятся по многокаскадной схеме. В передатчике (рис. 10.21 ,а) маломощный задаю-
Рис. 10.20. Групповой сигнал прн фазонмпульсной модуляции
529
Рис. 10.21. Функциональная схема передатчика с импульсной модуляцией (а) и вре-
менное диаграммы видео- и радиоимпульсов (6)
щий генератор работает в непрерывном режиме, в нем можно реализовать достаточно
высокую стабильность частоты. Далее следуют каскады усиления мощности и выходной
усилитель, работающий в режиме импульсной модуляции. В последнем осуществляется
100 %-иая амплитудная модуляция колебаний СВЧ видеоимпульсами, имеющими форму,
близкую к прямоугольной. На выходе модулируемого усилителя получаются радиоим-
пульсы (рис. 10.21,6).
У импульсных передатчиков, работающих с короткими импульсами ти = 0,1... 1 мкс,
широкий спектр излучения П= 1/ти. В этих условиях нет необходимости в очень высокой
стабильности несущей частоты, так как необходимая полоса частот для канала связи
почти не зависит от е = Д/Нест// Действительно, на частоте, например,/ = ЗЮ9Гц = ЗГГц
(X. = 10 см) при относительной нестабильности е = = 10"6 получим абсолютную
нестабильность Д/иест = 3 -103 Гц = 3 кГц, а при е = 10“3 Д/иест = 3106 Гц = 3 МГц. Но полоса
частот импульсной последовательности ти = 0,1 мкс имеет полосу П = 10 МГц, т. е. в 3
раза шире, чем при е = 10~3. Такую степень стабильности частоты может обеспечить
автогенератор с LC-контуром при некоторых параметрических мерах стабилизации час-
тоты.
В передатчике с импульсной модуляцией автогенератора (рис. 10.22,а) имеются два
каскада: мощный автогенератор СВЧ, работающий в импульсном режиме непосредствен-
но на антенно-фидерный тракт, и усилитель видеоимпульсов. Преимущества такой схемы
— минимальное число каскадов, малые размеры и масса, высокая надежность. Недостат-
ки, как уже отмечалось, — низкая стабильность частоты и возможность возникновения
Импульсный
группобой
сигнал
а)
Рис. 10.22. Функциональная схема однокаскадного передатчика с импульсной модуля-
цией (а) и временная диаграмма установления и спада радиоимпульса (6)
530
шумов в каналах, обусловленных нестабильностью времени установления колебаний в
автогенераторе.
Работе автогенератора в импульсном режиме присущи некоторые особенности. Про-
цесс установления колебаний в автогенераторе поясняется с помощью рис. 10.22,6. В
момент /о, когда модулирующий импульс поступает на модулируемый автогенератор, в
нем начинают нарастать автоколебания по закону
е = t/oea,sinwt; a = (1/2СЖ-D)S- 1/Яэкв],
где Uo — начальная амплитуда колебаний; С — емкость колебательного контура автоге-
нератора; К — коэффициент обратной связи; D, S — соответственно проницаемость и
крутизна характеристики лампы (транзистора); Лэкв — эквивалентное сопротивление в
анодной (коллекторной) цепи лампы (транзистора).
Время установления колебаний, показанное на рисунке и определяемое из выражения
tycr = (2,3/a)lg(C7max/l7o), оказывается большим, соизмеримым с длительностью импульсов
н нестабильным. Причина нестабильности заключается в том, что начальное напряжение
Uo определяется случайным напряжением шума в контуре. Большое время установления
нежелательно, так как ограничивает минимальную длительность модулирующих импуль-
сов и число каналов передатчика. Нестабильность этого времени является причиной
появления шумов в телефонных каналах.
Уменьшить н стабилизировать время установления можно увеличением коэффициен-
та а. Но необходимые для увеличения а изменения С, К, Лэкв приводит к существенному
снижению мощности, КПД автогенератора, т. е. нежелательны. Другой способ—введение
в колебательный контур модулируемого автогенератора напряжения высокой частоты с
постоянной амплитудой, большей, чем напряжение шумов, н частотой, близкой к рабочей
частоте автогенератора. В качестве источника такого напряжения используется маломощ-
ный генератор, работающий в непрерывном режиме на частоте в 4...5 раз более низкой,
чем рабочая частота передатчика. Используется четвертая или пятая гармоника тока этого
генератора. Работа генератора на частоте, значительно более низкой, чем рабочая частота
передатчика, позволяет упростить его конструкцию и повысить надежность. Связь вспо-
могательного генератора с основным осуществляется с помощью штыря (или петли),
который вводится в катодно-сеточный резонатор основного генератора.
В некоторых современных передатчиках импульсных РРЛ для повышения стабильнос-
ти частоты используется явление захватывания частоты мощного импульсного автогене-
ратора частотой вспомогательного менее мощного автогенератора, работающего в
непрерывном режиме на рабочей частоте передатчика [38].
Поскольку импульсные РРЛ используются в диапазоне частот выше 10 ГГц, а их
мощности невелики, в тракте радиочастоты их передатчиков применяют твердотельные
активные элементы — диоды СВЧ; чаще всего — лавинно-пролетные диоды (ЛПД),
реже — диоды Ганна (Д Г). В табл. 10.7 приводятся результаты сравнения этих двух прибо-
ров для диапазона частот 5...20 ГГц. Мощность и КПД автогенератора на ЛПД и ДГ
меньше, чем указано в таблице, за счет потерь в резонаторах и других вспомогательных
элементах каскада передатчика.
Поскольку мощности и питающие напряжения импульсных связных передатчиков
невелики, в качестве импульсных модуляторов могут использоваться обычные транзис-
торные импульсные усилители. Выходное импульсное напряжение такого усилителя явля-
ется питающим импульсным напряжением для радиочастотного каскада на ЛПД или ДГ.
Находят применение импульсные модуляторы в форме управляемых вентилей в ан-
тенно-волноводном тракте передатчика. При этом выходной каскад передатчика работа-
ет в непрерывном режиме. За счет управляемого вентиля электромагнитное колебание
либо направляется к антенне (посылка), либо поглощается в специальном поглотителе
(пауза).
Рассмотрим устройство импульсного передатчика на примере РРЛ «Электроника»
(рис. 10.23). Мощность передатчика не менее 300 мВт, диапазон рабочих частот 10,8... 11,6
ГГц, относительная нестабильность частоты е< ±10*4 при температуре окружающего
воздуха -40...+50°С и изменении питающего напряжения на ±1 %; имеются простейшие
531
системы стабилизации температуры корпуса задающего автогенератора с точностью ±2°С
и питающего напряжения; число телефонных каналов от 12 до 132; первичная модуляция
импульсно-кодовая, вторичная — амплитудно-импульсная; глубина АИМ ие меиее 20дБ.
Таблица 10.7
Параметр Значение параметра |
ЛПД ДГ
1 Мощность, Вт 2... 10 0,2...1,5
кпд, % 15...20 5... 10
Диапазон перестройки, %, ие более 5% 40%
Уровень шума Большой Малый
| Питающее напряжение, В 30... 100 3...20
Заданные значения рабочей частоты и степень ее нестабильности определяются в
основном автогенератором АГ\ (задающий генератор) мощностью около 100 мВт. Авто-
генератор АГг (усилитель мощности) мощностью около 800 мВт работает с внешней
синхронизацией путем прямого захвата его частоты колебанием задающего генератора.
Влияние мощного генератора А Г\ и нагрузки (аитенно-волиоводный тракт) иа частоту
А Гг ослабляется с помощью ферритового вентиля (ФВ). Ослабление прямой волны состав-
ляет 1 дБ, обратной 50...60 дБ. Ферритовый циркулятор (ФЦ) обеспечивает подачу напря-
жения синхронизации от плеча 1 к плечу 2, полезной мощности от плеча 2 к плечу 3.
Рабочее затухание циркулятора 0,5 дБ, развязка между соседними плечами не менее 20 дБ.
Амплитудная модуляция осуществляется за счет коммутации непрерывного колеба-
ния в волноводном тракте иа выходе передатчика. Специальный диод в волноводном
тракте в открытом состоянии создает резкую неоднородность. Колебания СВЧ отража-
ются и рассеиваются в ферритовом вентиле, и частично — в циркуляторе. При закрытом
диоде энергия попадает в антенно-волноводный тракт и излучается.
Отпирание и запирание диода производятся напряжением сигнала с ИКМ. Малая
паразитная емкость диода СВЧ обеспечивает достаточное быстродействие и ие требует
большой мощности модулятора. Оба генератора выполнены на ЛПД. Схема одного из
иих показана иа рис. 10.24. Отрицательное сопротивление ЛПД в рабочей точке компен-
Рис. 10.23. Структурная схема
передатчика «Электроника»
Рис. 10.24. Принципиальная
схема автогенератора на ла-
винно- пролетном диоде
532
сирует сопротивление потерь в резонаторе, возникают незатухающие колебания, частота
которых определяется собственной частотой резонатора. Для повышения стабильности
частоты объемный резонатор изготовляется из сплава металлов с малым коэффициентом
температурного расширения, например ннвара. У задающего автогенератора, как уже
отмечалось, имеется простейшая система стабилизации температуры резонатора. Резис-
торы служат для подбора режима ЛПД.
Контрольные вопросы
1. Перечислите основные технические характеристики передатчиков радиорелейных,
тропосферных и космических линий связи.
2. Нарисуйте структурную схему передатчика радиорелейной, ионосферной или косми-
ческой линии связи. Укажите назначение каскадов.
3. Перечислите преимущества и недостатки построения передатчика с частотной моду-
ляцией на поднесущей частоте.
4. Оцените нестабильность частоты передатчика с частотной модуляцией на поднесущей
при известных нестабильностях гетеродина и генератора поднесущей частоты.
5. Сопоставьте преимущества и недостатки миогорезоиаторных клистронов и ламп бе-
гущей волны применительно к выходным каскадам передатчиков радиорелейных,
тропосферных и космических линий связи.
6. Какими мерами обеспечиваются допустимые нелинейные искажения в каскадах ГВВ
при усилении частотно-модулированиых колебаний?
7. Перечислите меры повышения линейности частотной модуляции, используемые в
передатчиках радиорелейных, тропосферных, спутниковых линий связи.
8. Перечислите преимущества и недостатки импульсной модуляции применительно к
радиорелейной связи.
Глава 11. Надежность радиопередатчиков
11.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Проблема надежности радиоэлектронной аппаратуры и в том числе
радиопередатчиков, в последние годы приобретает все более важное
значение, так как возрастает ответственность выполняемых ими функ-
ций, растет степень автоматизации и повышаются требования к качест-
ву работы и экономической эффективности технических систем. Все
чаще передатчиком(радиостанцией) управляет сам абонент — не специ-
алист связи.
В некоторых случаях выход передатчика из строя крайне нежелате-
лен (например, передатчиков телевизионного или звукового радиове-
щания, особенно при передаче важных сообщений), а иногда недопус*
тим из-за тяжелых и даже катастрофических последствий (передатчики
спутников или навигационных и взлетно-посадочных систем самолетов,
аварийные радиостанции воздушных и морских судов, передающие буи
спутниковой системы определения местоположения судов, самолетов,
потерпевших аварию, КОСПАС-САРСАТ и др.). В других случаях не-
достаточная надежность или сложность эксплуатации радиотехничес-
ких средств приводит к экономической нецелесообразности их
использования (например, РРЛ с большим числом ретрансляций при
низкой надежности аппаратуры экономически нецелесообразна).
Надежность любого технического устройства, в том числе и радио-
передатчика, определяется качеством его разработки, обеспечивается в
процессе изготовления и поддерживается во время эксплуатации.
Радиопередатчики являются сложными техническими комплексами,
в состав которых входят радиоэлектронное и электросиловое оборудо-
вание, электромеханические и механические устройства и др. Число
элементов в современном передатчике достигает 103...105 единиц; на-
блюдается устойчивая тенденция постепенного усложнения передатчи-
ков вследствие перехода на более сложные виды модуляции (одно-
полосную, широкополосную, импульсно-кодовую), ужесточения техни-
ческих требований, автоматизации и др. Нормальное функциониро-
вание РП зависит от многих факторов, влияние которых на их пара-
метры и характеристики установить в виде определенных функци-
534
ональных зависимостей очень трудно или невозможно. К тому же боль-
шинство факторов (температура, колебания напряжения, отклонения от
технологического процесса и др.) являются случайными величинами и
процессами.
В доброкачественно разработанном, изготовленном и настроенном
передатчике при правильной его эксплуатации выходы из строя (отка-
зы) являются случайными событиями, поэтому расчеты и оценки на-
дежности производятся вероятностно-статистическими методами.
Современные радиопередатчики разрабатывают, производят и экс-
плуатируют с обязательным учетом требований теории надежности [49,
50, 55], которая позволяет создавать их с требуемой высокой степенью
надежности путем рационального выбора их структуры и схемы, эле-
ментов и деталей, режимов работы, резервирования наиболее ответст-
венных и недостаточно надежных узлов, блоков, введения системы
контроля технического состояния, позволяющей быстро обнаруживать
возникшие неисправности и даже предсказывать их появление, и т.д.
11.2. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ
И КОЛИЧЕСТВЕННЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
НАДЕЖНОСТИ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
Надежность — это свойство объекта (в том числе и радиопередат-
чика) сохранять во времени в установленных пределах значения всех
параметров, характеризующих способность выполнять требуемые
функции в заданных режимах и условиях применения, технического
обслуживания, хранения и транспортирования [91]. Надежность являет-
ся сложным свойством, которое в зависимости от назначения объекта и
условий его применения состоит из сочетания свойств: безотказности,
долговечности, ремонтопригодности и сохраняемости.
Для большинства связных и вещательных радиопередатчиков, явля-
ющихся восстанавливаемыми изделиями длительного, многократного
пользования, основными свойствами являются безотказность и ремон-
топригодность (а в некоторых случаях — и долговечность).
Безотказность—это свойство непрерывно сохранять работоспособ-
ность в течение некоторого времени работы, называемого в теории
надежности наработкой.
Долговечность также означает свойство сохранения работоспособ-
ности, но с учетом технического обслуживания, профилактик, ремонтов
до наступления предельного состояния, когда израсходован техничес-
кий ресурс, восстановление параметров и характеристик передатчика
путем ремонта становится нецелесообразным и эксплуатация его пре-
кращается.
Ремонтопригодность — это свойство приспособленности к предуп-
реждению и обнаружению отказов, повреждений и устранению их пос-
ледствий путем проведения ремонтов и технического обслуживания.
535
Радиопередатчик характеризуют целым комплексом параметров, по-
казателей, характеристик, из которых часть является основными, опре-
деляющими выполнение заданных функций (например, мощность,
частота, нестабильность частоты, глубина модуляции, показатели каче-
ства передаваемых сигналов), другие же показатели являются второсте-
пенными.
Радиопередатчик считается работоспособным, если требования, ус-
тановленные в отношении основных параметров, выполняются. Отка-
зом является событие,заключающееся в нарушении работоспособности,
т. е. отклонении основных параметров от допустимых пределов. Несо-
ответствие хотя бы одному из требований, установленных нормативно-
технической документацией как для основных, так и для второ-
степенных параметров и характеристик, считается неисправностью, ко-
торая может не приводить к отказу.
Для конкретных радиопередатчиков нормативно-технической доку-
ментацией устанавливаются более детальные критерии понятий отказа
и неисправности. Так, для связных и радиовещательных передатчиков
«Правила технической эксплуатации» [19 — 21] устанавливают крите-
рии нарушения нормальной работы.
1. Перерывы в работе, которые расцениваются как отказ, если имело
место:
выключение передатчика (отсутствие излучения на рабочей частоте)
на время более 15 с, а для телевизионных — более 5 с;
снижение выходной мощности на величину более 50 % номинальной
для передатчиков НЧ, СЧ и ОВЧ диапазонов и более чем на 30 % для
передатчиков ВЧ диапазона;
нарушение нормальной работы продолжительностью более 1 мин,
не приводящее к полному пропаданию передачи, но делающее ее мало-
пригодной для нормального восприятия передаваемой информации
(сильный фон, большие искажения, многократные кратковременные
выключения и т. д.).
2. Отклонения от установленных норм, квалифицируемые как неис-
правность :
снижение мощности более, чем на 20 % для радиовещательных пере-
датчиков;
нарушение норм на допустимые уровни внеполосных и побочных
излучений, на отклонение частоты от номинала, возрастание уровня
фона более чем на 10 дБ, появление заметных на слух искажений в
течение времени более 1 мин и др.
Установлены и другие критерии для РП различных назначения, мощ-
ностей и диапазонов. Поэтому основные положения, понятия и выводы
теории надежности следует применять с учетом конкретных особеннос-
тей использования радиопередатчика.
536
Рис. 11.1. Функции безотказной работы (а) и интенсивности отказов (б)
Количественно надежность и характеризующие ее свойства опреде-
ляются различными показателями, из которых наиболее важными явля-
ются вероятность безотказной работы и интенсивность отказов.
Вероятность безотказной работы p(t) означает вероятность того,
что в пределах заданной наработки (продолжительности времени рабо-
ты) в определенных условиях эксплуатации не возникает отказа. Оче-
видно, что Q <, p(t) < \, причем р(0) = 1, т. е. включается заведомо
исправный передатчик, и р(<п) = 0, т. е. рано или поздно передатчик
обязательно выйдет из строя (рис. 11.1,а). Определить p(t) можно при-
ближенно статистическими методами, подвергнув испытанию доста-
точно большое число No изделий; за время испытаний t часть изделий
N(f) будет работать исправно, a [2V0 - 2V(r)] откажут, тогда
p(t) = lim N(t)/N0<*N(t)/ No. (11.1)
No-»«»
Интенсивность отказов A(r), т. e. условная плотность вероятности
возникновения отказа, является характеристикой для невосстанавлива-
емых изделий (резисторов, конденсаторов, транзисторов и т. п.) и опре-
деляется статистически числом изделий AN, отказавших в течение
промежутка времени Д/, и числом работоспособных изделий N(t) в
начале этого промежутка:
Х(Г) = ДМ [ЛГ(О Д г]. (11.2)
График функции А(г) (рис. 11.1,6) имеет три характерные области:
период приработки t < tt, период нормальной работы tt< t < t2, когда
отказы носят случайный характер, но интенсивность их примерно по-
стоянна: А(0 « Ao = const, и период износа t > t2, когда интенсивность
отказов резко возрастает.
Между р(t) и t) существует связь:
t
p(t) = ехр ('fw) • <’1 -3>
° 537
Изучаемые в теории надежности процессы подчиняются пуасонов-
скому закону распределения и описываются экспоненциальной зависи-
мостью. При экспоненциальном законе в период нормальной работы
интенсивность отказов постоянная: X(z) » Хо, поэтому
p(t) = exp(-XoZ). (11.4)
Надежность невосстанавливаемых изделий оценивается также сред-
ним временем безотказной работы Т, определяемым испытаниями No
изделий до отказа каждого и усреднением:
где z; — время исправной работы z-ro изделия. Справедливо соотноше-
ние
T=\p(t)dt, (11.5а)
о
а для периода нормальной работы при условии (11.4) оказывается, что
Т=1/Хо. (11.56)
Восстанавливаемые изделия характеризуют наработкой на отказ То,
которая, по существу, близка к Т, но означает среднее время нормальной
работы между соседними отказами и параметром потока отказов А.о,
причем аналогично (11.56) справедливо равенство
То=1/Х0. (11.6)
Показатели p(t), X(z), Т, А.о, То характеризуют безотказность как
одно из свойств надежности. Ремонтопригодность характеризуют веро-
ятностью восстановления pB(t) в течение заданного времени t и сред-
ним временем восстановления Тв, которое затрачивается на обнаружение
места отказа, выявление его причины и устранение последствий отказа
(ремонт, замена, настройка).
При анализе влияния отдельных элементов на надежность передат-
чика выявляют элементы Э,, Э2, ... , Эт, отказ каждого из которых
приводит к полному отказу в работе передатчика в целом.Эти элементы
включаются в схему расчета надежности последовательно (рис. 11.2),
другие же элементы в первом приближении не учитываются. Из рис. 11.2
следует, что вероятность безотказной работы передатчика (или отдель-
но рассматриваемого его блока)
538
т
Aiep(O = Р1(0Р2(0-Рт(О = ПрХО • О 1 ’7>
1» 1
Для периода нормальной работы элементов
т
РперСО = ехР (~'ЕЧ) = exp(-z/То), (11.8)
1- 1
где
(т Y*
Г0 = С>=^ (,19>
I /=,J
— наработка на отказ передатчика.
Схемы расчета надежности современных радиопередатчиков могут
иметь более сложную, разветвленную структуру, чем показано на рис.
11.2, и анализ производится обычно методами теории графов [48].
Эффективность использования передатчика определяется коэффици-
ентом готовности КГ, равным вероятности того, что в произвольно
выбранный момент передатчик будет работоспособным (исключая пла-
нируемые периоды, когда аппаратура не используется по назначению):
Кт=Т0ЦТ0+Т^. (11.10)
Иногда используется коэффициент простоя Кп, характеризующий
экономические санкции (штрафы) за перебой в работе радиопередатчи-
ков и определяемый как
^П=1-^Г=ТВ/(ТВ+ТО). (11.1,1)
Для повышения экономической эффективности передатчиков необ-
ходимо не только увеличивать наработку на отказ То, но и снижать
время восстановления Тв. Современные ГОСТы [86,92] устанавливают
жесткие требования к показателям надежности. Для вновь разрабаты-
ваемых и вводимых в действие после 1981 г. радиовещательных передат-
чиков мощностью 30... 1200 кВт диапазонов НЧ, СЧ и ВЧ должна
обеспечиваться наработка на отказ То > 800...3000 ч, а для передатчиков
P,(tJ Pz(t) Ps(t) Pm(t)
о—[—~1_[—— 1______0 Рис. 11.2. Упрощенная схема расчета на-
□ о о о дежности
J3 Эт
539
ОВЧ ЧМ вещания То > 2500 ч на одну программу. Среднее время
восстановления Тв < 45 мин.
Передатчики магистральной связи мощностью 1... 100 кВт долж-
ны обеспечивать То » 2000...3000 ч, а полностью полупроводнико-
вые То ® 3500 ч при времени восстановления Тв<. 30 мин.
Радиостанции сухопутной подвижной службы для различных групп
условий эксплуатации должны обеспечивать То = 500...3000 ч для
аппаратуры на дискретных полупроводниковых приборах и до 6000 ч
для аппаратуры с максимальным использованием микросхем и микро-
сборок [92]. Существенно возросли требования к надежности и стабиль-
ности параметров телевизионных передатчиков [86]. Так, время их
наработки на отказ составляет То ® 1000...2000 ч (последняя — норма
для передатчиков с резервированием), а коэффициент готовности этих
передатчиков Кг> 99,8 %, т. е. время восстановления работоспособности
Тв = То(1 - Кг) = 2...4 ч. При этом ТВ передатчики должны сохранять
основные параметры в заданных пределах без подстроек и регулировок
в течение 100 суток при мощности 1 ...2 кВт, 75 суток при мощности 4...25
кВт и 50 суток при мощности 40...50 кВт при работе до 20 ч в сутки.
Опыт эксплуатации и ремонта аппаратуры показывает, что установ-
ленное, например, нормативной документацией среднее время ремонта
Тр для современной радиоэлектронной аппаратуры, в том числе и пере-
датчиков, выполняемых по блочно-модульному принципу со значитель-
ной степенью интеграции (применение функциональных узлов и
интегральных схем), распределяется [50] следующим образом: определе-
ние места неисправности 55...60 %, отыскание неисправности 25 %,
замена или ремонт элементов 10 %. Среднее время восстановления Тв
превышает Тр на издержки времени административно-организацион-
ного порядка — прибытие на место ремонтного персонала, доставка
необходимых запасных частей и т.п. Поэтому следует уделять самое
серьезное внимание разработке и широкому внедрению развитых сис-
тем контроля и диагностики состояния аппаратуры, которые позволят
значительно сократить время ремонта и восстановления работоспособ-
ного состояния.
11.3. ВЛИЯНИЕ РАЗЛИЧНЫХ ФАКТОРОВ
НА НАДЕЖНОСТЬ
На рис. 11.3 представлено влияние различных факторов на надеж-
ность передатчика. Установление зависимости надежности работы
даже отдельного элемента (лампы, транзистора, резистора, конденсато-
ра и т.п.) от каждого из указанных факторов (температуры, электричес-
кого режима, механических нагрузок и т.п.) уже представляет сложную
задачу. Значения Хо, приводимые в справочной литературе [51,55 и др.],
справедливы обычно для лабораторных условий. Реальные условия
540
эксплуатации могут значительно отличаться от лабораторных. Поэто-
му в целом условия эксплуатации в первом приближении можно учесть
коэффициентом условий эксплуатации кэ, отражающим возрастание
интенсивности отказов элементов:
(11.12)
Выбор надежных
элементов
Облегчение рабочих
режимов
Резервирование
Оптимизация схем и
конструкции
Стабилизация условий экс-
плуатации (теплозащита,
герме тизация, амортизация,
экранирование и др.)
Испытания и тренировка
Организация техобслужи-
вания и профилактик
Прогнозирование отказов
Г
||
н
Is
5 §
S
Стандартизация и
унификация
Ре мая топригоднос ть
Подготовка квалифи-
цированных кадров
Автоконтроль
параметров
Оптимизация
поиска о тказоВ
Организация
системы ремонта
Организация
снабжения запас-
. нот ми частями
Факторы повышения надежности
Необходимый
уровень
надежности
pct)
1,0
0,8
0,7
0.В
Фактичес-
коя
надежность
Система
контроля
и оценки
у
1
I
О
Факторы, снижающие надежность
Изменение:
температуры
влажности
давления
Осадки
Механические нагрузки
(удары, вибрация,
ускорения)
Радиация
Химические процессы
(окисление)
биологические факторы
(ерибки, плесень)
Старение, износ
Переходные процессы
Ненадежные элементы
Ненормальные режимы
Недостатки структурных схем
Недостатки принципиальных схем
Недостатки конструкции
Нарушение технрлогии
Низкая культура производство
Нарушение правил эксплуатации
Низкое качество техобслуживания
Небрежное обращение
Рис. 11.3. Влияние различных факторов на надежность
541
Условия эксплуатации Значение кэ
Лабораторные условия...................................... 1
Наземная аппаратура стационарная:
в обслуживаемых помещениях............................... 5...8
вне помещений.......................................... 10... 15
Подвижная аппаратура:
корабельная ............................................. 40...60
автомобильная.......................................... 50... 70
авиационная............................................ 60...80
Работоспособность элементов радиопередатчиков наиболее сущест-
венно зависит от температуры и электрического режима. Электрический
режим каждого элемента можно характеризовать коэффициентом на-
грузки кн, означающим отношение напряжений, токов или мощностей
в рабочем режиме к соответствующим номинальным или допустимым
значениям, для которых и приводятся значения номинальных интен-
сивностей отказов Хо. Например, для резистора ки определяется рассеи-
ваемой мощностью (ки = Рраб^ном)>дая конденсатора — напряжением
(&н = ^раб^ном)- Для более сложных элементов необходимо учесть не-
сколько ограничивающих факторов: для транзисторов определяют кн
по рассеиваемой мощности, напряжениям на переходах и току коллек-
тора, а для вакуумного тетрода ки — соответственно по мощностям,
рассеиваемым на аноде, первой и второй сетках, а также по мощности
канала. Это может быть учтено введением дополнительных эксплуата-
ционных коэффициентов интенсивности отказов, отражающих влияние
температуры а, и нагрузки Ьн:
VWr (11.13)
В расчет принимают наибольшие значения ки; зависимости az(z,A:H),
Ьи(ки) для различных элементов приведены в [51, 55 и др.].
Применение облегченных режимов (ки < 0,5) позволяет снизить ин-
тенсивность отказов элементов в 2... 10 раз, тогда как форсированные
режимы резко снижают надежность.
11.4. ОСНОВЫ РАСЧЕТА НАДЕЖНОСТИ
РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
Располагая информацией о надежности элементов и деталей, из ко-
торых состоит передатчик, можно рассчитать надежность передатчика
в целом. При этом обычно передатчик разделяют на основные функци-
онально и конструктивно самостоятельные блоки, отказ которых при-
водит к отказу всего передатчика (возбудитель, предварительный
усилитель, усилитель мощности, модулятор, блоки питания и т.п.), и
рассчитывают отдельно надежность каждого блока, а затем и всего
передатчика.
542
В каждом отдельном блоке также следует выделить те элементы,
отказ которых приводит к отказу блока, тогда для анализа надежности
сложной системы (блока) будет приемлема последовательная схема на-
дежности (см. рис. 11.2).
Параметры потока отказов передатчика Хпер или отдельного его
блока Х6л( определяются по соотношению (11.9) через интенсивности
отказов отдельных элементов Хэ/. При этом следует по возможности
учесть влияние условий эксплуатации, температуры и рабочего режима
(коэффициента нагрузки) на интенсивность отказа для каждого кон-
кретного элемента [см.§ 11.4 и соотношения (11.2), (11.13)]. Наработка
на отказ передатчика Тоо или его отдельного блока То6л определяется
по (11.9).
Разделение передатчика на блоки позволяет отдельно определить
показатели надежности каждого блока и на этапе разработки выявить
наиболее слабые в отношении надежности блоки передатчика. Это дает
возможность принять соответствующие меры, чтобы показатели надеж-
ности отдельных блоков не были существенно различными. Более по-
дробно вопросы расчета надежности передатчиков рассмотрены в [48].
Анализ причин отказов эксплуатируемых РП позволяет выявить
наиболее слабые в отношении надежности блоки и узлы передатчика и
на основе этого выбрать правильные направления повышения надеж-
ности при модернизации существующих и разработке новых передатчи-
ков. В табл. 11.1 приведены проценты отказов отдельных блоков и
систем некоторых мощных связных и вещательных передатчиков, а
также усредненные значения их наработки на отказ. Большинство экс-
плуатируемых в настоящее время передатчиков обеспечивает наработку
на отказ То = 200...500 ч, а лучшие образцы — до 2000 ч. Подобные
результаты не удовлетворяют современным требованиям к надежности,
а в ближайшем будущем передатчики должны обеспечивать наработку
на отказ до 10 000 ч [55]. Такое повышение почти на порядок надежности
передатчиков представляет сложную научно-техническую проблему.
Наиболее достоверные показатели надежности могут быть получены
по статистическим данным об отказах и неисправностях при эксплуата-
ции или специальных испытаниях на надежность. Степень достовернос-
ти получаемых результатов возрастает с увеличением числа испыту-
емых экземпляров и продолжительности времени эксплуатации или
испытаний.
В ряде случаев число производимых радиопередатчиков весьма ог-
раничено, а иногда они являются уникальными образцами (например,
вещательные передатчики мощностью 1000 кВт и более); поэтому при-
ходится пользоваться ограниченными данными о работе нескольких
десятков, а иногда и единиц образцов. Специальные испытания на на-
дежность целесообразны для аппаратуры массового производства и
543
Назначение РП Мощность, кВт Диапазон Процент |
Мощная ступень УВЧ Мало- мощ- ный тракт УВЧ Возбу- дитель Устройство формирова- ния сигналов
Радиовеща- 150 ДВ —СВ 21 21 21
тельные 250 КВ 62 62 62 ।
Вещательные телевизионные 50 I канал ТВ VIII канал ТВ 8 13 14 14 8 5
Связные 15 КВ 17 8 2 32
2 КВ 16 11 4 30
* Передатчик выполнен пр схеме сложения мощностей двух блоков (полукомплектов)
небольшой стоимости, хотя в особо ответственных случаях подобным
испытаниям подвергают и уникальную аппаратуру (например, передат-
чик спутникового ретранслятора).
При эксплуатации передатчиков фиксируются интервалы времени
работы между двумя соседними отказами tt, причины отказа и время,
затраченное на восстановление, tBj. Если за некоторый интервал време-
ни эксплуатации получена информация для однотипных передатчиков,
в которых произошло п отказов, то наработка на отказ
п
(11.14)
I
а среднее время восстановления (время вынужденного простоя)
п
(11.15)
i= 1
Затем рассчитывают коэффициенты готовности (11.10) и простоя
(11.11). Из-за ограниченности статистической информации получен-
ные по (11.14) и (11.15) результаты содержат ошибку, т. е. действитель-
ные значения То (или Tt) находятся в пределах некоторого
доверительного интервала гиТ0...гвТ0 с вероятностьюря <1, называе-
мой доверительной вероятностью. Значения коэффициентов нижней
rH< 1 и верхней rB> 1 границ доверительного интервала зависят от числа
испытаний (отказов), доверительной вероятности ря и табулированы
для определенных законов распределения вероятности безотказной ра-
боты [48]. Например, при экспоненциальном законе (11.4) для п = 20
при ря = 0,9 доверительный интервал составляет (0,77... 1,35)7^, а при
ря = 0,99 расширяется до (0,63... 1,81)?^.
544
Таблица 11.1
отказов Наработ- ка на отказ То» ч
Модуля- тор Аппаратура питания Система УВС Система автоподст- ройки КИА Прочие Итого
12 27 20 9 — 11 100 1500*
8 12 4 4 ' — 10 100 300
12 5 13 — 31 9 100 250*
10 8 9 — 34 7 100 500*
— 13 5 14 — 9 100 800
— 18 5 7 — 9 100 1000
11.5. ВОЗМОЖНЫЕ ПУТИ ПОВЫШЕНИЯ
НАДЕЖНОСТИ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
Повышение надежности радиопередатчиков всегда сопровождается
увеличением затрат средств и рабочего времени на стадиях разработки
и производства, тогда как эксплуатационные расходы обычно снижа-
ются. Аппаратура с низкой надежностью требует больших затрат в
процессе эксплуатации (необходимы квалифицированный обслужи-
вающий персонал, частые ремонты, наблюдаются значительные про-
стои и т.п,), но затраты на ее разработку и производство невелики.
Поэтому существует некоторая оптимальная надежность, при которой
общие затраты на разработку, производство и эксплуатацию оказыва-
ются минимальными. При разработке новых или модернизации суще-
ствующих передатчиков требования к показателям надежности должны
быть достаточно четко обосновань! с учетом как технических, так и
экономических аспектов этой проблемы.
Из (11.7) — (11.9) следует вывод: надежность передатчика (без резе-
рвирования) определяется надежностью самих элементов и их числом
т. Число элементов определяется главным образом техническими пока-
зателями передатчика (мощность, частота, вид модуляции, характерис-
тики надежности и т.п.) и не может быть значительно уменьшено даже
при самом рациональном проектировании.
Распределение отказов по основным видам элементов РП приведено
в табл. 11.2. Из таблицы вйдно, что наибольшее число отказов возникает
по вине электровакуумных приборов (ЭВП), электромеханических уст-
ройств (реле, контакторы и др.), РЧ конденсаторов, тогда как относи-
тельное число элементов двух первых типов в передатчике невелико.
Поэтому существенно повысить надежность РП можно, заменяя, где это
возможно, ЭВП более надежными элементами—транзисторами и полу-
проводниковыми диодами, а электромеханические реле — бесконтакт-
545
ними электронными схемами коммутации или управляемыми вентиля-'
ми.
Таблица 11.2
Элемент Процент общего числа элементов Процент отказов
ЭВП 1.5 29,8 .
Резисторы и потенциометры 34 6,6
ВЧ конденсаторы, в том числе вакуумные 22 9,4
Трансформаторы, дроссели, катушки индуктивности 6 5,9
Выключатели, кнопки, контакты 3 5,7
Реле, контакторы, автоматы 6,4 11,6
Полупроводниковые приборы 11 2,9
Колодки, гнезда, панели и др. 7 3,7
Измерительные приборы 1 1.5
Электродвигатели 0,1 1,0
Прочие 8 21,9
Всего 100 100 1
Надежность элементов определяется в основном уровнем техники
и технологии промышленности, производящей элементы, усдовиями
эксплуатации аппаратуры и режимом работы элементов (см. § 11.3).
Например, наименее надежные элементы мощных радиопередатчи-
ков — генераторные лампы — имеют срок службы 500..2000 ч. С помо-
щью облегчения режима удается увеличить его в 2...3 раза (снижая
коэффициенты нагрузки до 0,3...0,5 и несколько понижая накал, что, с
другой стороны, приводит к необходимости использовать в 2...3 раза
большее число ламп или применять лампы большей номинальной мощ-
ности) .
За последние годы достигнуты определенные результаты в совер-
шенствовании конструкций катодов новых генераторных ламп и правил
их эксплуатации, позволяющие увеличить срок службы новых ламп в
3...5 раз, а безотказность — в 10 раз [16, 54].
При использовании элементов с определенным ограниченным уров-
нем надежности можно улучшить надежность передатчика, применяя
резервирбвание. Резервироодние — это методы повышения надежности
за счет введения избыточности, т. е. дополнительных средств и возмож-
ностей сверх минимально необходимых для выполнения объектом за-
данных функций [48,49,91].
546
Рассмотрим один из простейших вариантов резервирования (рис.
11.4/i). Пусть работоспособность передатчика обеспечивается при нор-
мальном функционировании основного элемента (ОЭ), например блока
усиления мощности РЧ. При отказе ОЭ в работу вступает резервный
элемент РЭХ. Резервных элементов может быть несколько; отношение
их числа к числу резервируемых основных элементов называют крат-
ностью резервирования кр. При отказе РЭХ в работу вступает второй
резервный элемент РЭ2 и т. д. Если вероятности безотказной работы
элементов pt(f) известны, то вероятность отказа системы определится
как
V1
Рс(0 = ПП-А<0]. (11.16)
1= *
При одинаковой надежности элементов ОЭ и РЭ вероятность безот-
казной работы системы с резервированием определяется соотношением
Pc(0=i-Pc(0=i-[i-W»+r. (п.17)
На рис. 11.4,6 приведены графики функции (11.17), иллюстрирую-
щие выигрыш в надежности при использовании резервирования, при-
чем увеличение кр обеспечивает больший выигрыш.
Таким образом, резервирование — это путь построения систем с
заданной высокой надежностью из недостаточно надежных элементов.
Резервирование может обеспечить гораздо большее увеличение надеж-
ности, чем применение облегченных режимов работы. При реализации
систем резервирования обычно требуются дополнительные устройства
коммутации для отключения отказавшего элемента и подключения ре-
зервного (на рис. 11.4/z это переключатели П1 и П^. Конечная надеж-
ность коммутаторов снижает общую надежность системы (штриховая
Рис. 11.4. Резервирование замещением:
а — схема; б — выигрыш по надежности
547
линия на рис. 11.4,6), и при низкой надежности коммутаторов система
резервирования может оказаться нецелесообразной.
В передатчиках обычно используется резервирование с восстановле-
нием (ремонт или замена) отказавшего элемента; поэтому обычно крат-
ность резервирования не превышает 1. Резервирование замещением при
кр - 1 называют дублированием. Такой вид резервирования приводит к
увеличению габаритных размеров, массы, стоимости, потребляемой
мощности и т.п. и применяется в сравнительно маломощных ступенях и
блоках передатчиков: возбудителях, трактах предварительного усиле-
ния ВЧ, модуляторах и манипуляторах (см. схему на рис. 9.4).
В мощных ступенях и блоках передатчиков целесообразнее приме-
нять постоянное нагруженное резервирование, вариантом которого яв-
ляется построение передатчиков из двух полукомплектов (см. схемы
телевизионных передатчиков на рис. 9.3 — 9.5, а также вещательный
передатчик ДСВ-150, см. § 3.6,6.1,9.3).
Надежность передатчика можно существенно повысить, используя
метод сложения мощностей нескольких генераторов (блоков, модулей)
для получения требуемой мощности в нагрузке (см. § 3.6). В усилителе
мощности (рис. 11,5,а) с помощью мостового устройства сложения мощ-
ности (ЕР) складываются мощности Nгенераторов в общей нагрузке Ян,
что обеспечивает в режиме нормальной работы выходную мощность
Рты. В аварийном режиме при отказе М, генераторов мощность в на-
грузке снижается до Рю, причем
(11.18)
Наиболее вероятен выход из строя одного из генераторов. График
функции (11.18) при М- 1 представлен на рис. 11.5,6. Если по условиям
эксплуатации допускается снижение мощности в нагрузке до величины
(Рав/^Ном)доп,т0 всегда можно выбрать число генераторов N так, чтобы
при отказе одного из них работоспособность усилителя мощности в
целом сохранялась. Для этого надо выполнить условие
(П.19)
Вышедший из строя генератор (блок) затем может быть легко и
быстро заменен исправным (имеющимся, например, в ЗИЛе передатчи-
ка). Пусть надежность каждого из N генераторов одинакова и характе-
ризуется вероятностью безотказной работы pr(t), а надежность устрой-
ства сложения мощности — соответственно pz(t). Поскольку ЕР пред-
ставляет собой пассивную схему из ACL-элементов, трансформаторов
или отрезков линий, то надежность его может быть значительно выше,
чем генератора, т. е. [1 -р1(0]<<[1 -рг(0] • Тогда отказом усилителя
мощности будет отказ двух или более генераторов или отказ сумматора
ЕР. Считая отказы в различных генераторах событиями взаимонезави-
симыми, можно установить вероятность отказа двух генераторов:
p(t) = [ 1 -pr(z)]2. (11.20а)
548
/ -
ff’8' ,''^~76s’ofi5
0,5 • /0,562
/
0,25 (0,25
' .4 м , I , , , I-1___l_j
t 2 4 8 12 16 N
Рис. 11.5. Блочно-модульное построение усилителя мощности (а) и относительное умень-
шение мощности усилителя при отказе одного блока в зависимости от числа блоков (б)
Более строго вероятность отказа в системе из W генераторов можно
определить соотношением [48]
р(0 = 1 - Npr(t)N~l + (TV- 1)рг(Г)*, (11.206)
которое при N = 2 эквивалентно выражению (11.20).
Соответственно вероятность безотказной работы всего усилителя
мощности по схеме рис. 11.5,а («соблюдением условий (11.19) определит-
ся как
Рум(0 = { 1 -11 -РГ(О ]2} Р^)- (11-21)
При известных наработках на отказ генератора Гог и сумматора
Го£, используя (11.4), можно определить время, в течение которого
генератор работоспособен с вероятностью Р (Д1):
Д(0 = -То1пр(0,
а при р > 0,95
А(0 - ТД 1-Х01- (11-22)
Наработка на отказ системы:
ТоУМ = Го rlnpr(z)lnpyM(z) « То r( 1 -pr(0)/( 1 -Рум(0). (11 -23)
Если для некоторого периода времени Az генераторы характеризуют-
ся/» =0,95 и вероятность их отказа равна 5 %, а = 1, то согласно (11.21)
РуМ = 0,9975, т. е. вероятность отказа всего усилителя снизится в 20 раз
и составит 0,25 %. Если Гог= 1000 ч, то согласно (11.23) наработка
на отказ системы составит 20 000 ч. Если учесть конечную надежность
р£ < 1 [ пусть, например, вероятность ее отказа (1 - р^) = 0,005, что на
порядок меньше, чем у генератора ], то выигрыш в надежности всего
усилителя будет несколько меньше: />ум = 0,9925. При То г = 1000 ч
549
ToZ = IO4 ч, а наработка на отказ всего усилителя мощности составит
То « 7000 ч.
По схеме рис. 11.5,а в настоящее время выполняются выходные сту-
пени транзисторных передатчиков мощностью от сотен ватт до десят-
ков киловатт. Надежность передатчиков как систем многократного,
длительного пользования характеризуется не только безотказностью,
но я тем, как быстро восстанавливается работоспособность после воз-
никновения отказа. Восстанавливаемость определяется ремонтопри-
годностью (обеспечиваемой на этапах разработки и производства) и
мероприятиями по обслуживанию на этапе эксплуатации. Мероприятия
по обслуживанию включают в себя подбор квалифицированного обслу-
живающего персонала, организацию ремонтных работ, обеспечение за-
пасными частями, а также организацию профилактического
обслуживания и системы контроля и прогнозирования неисправностей
(отказов).
Правилами технической эксплуатации (ПТЭ) передатчиков различ-
ного назначения устанавливается некоторое допустимое время простоя
/доп. Если время восстановления работоспособности Тв < 1ДОП, то соглас-
но ПТЭ такая ситуация не считается отказом. Пусть рв0доп) — вероят-
ность восстановления работоспособности передатчика за время taoa.
Тогда наработка на отказ с учетом восстанавливаемости
^ов=7’о[1-/’в0доп)Г1, (11.24)
где То — наработка на отказ без учета восстановления [(см. (11.9)].
Таким образом, восстановление может служить эффективной мерой
повышения надежности.
Для повышения надежности проводится также профилактическое
обслуживание, целью которого является предупреждение некоторых
причин возможных отказов: ухудшения качества контактов (особенно в
регулируемых и переключаемых РЧ цепях), изоляции (загрязнение по-
верхности), эмиссии или вакуума генераторных ламп и т.п. Сроки и
содержание профилактических мероприятий должны быть достаточно
обоснованны, а работа должна проводиться с высоким качеством и
квалифицированным персоналом, иначе профилактика может привести
к снижению надежности.
На передающих радиоцентрах, где сосредоточено значительное
число однотипных или довольно похожих по параметрам передатчиков,
применяют различные варианты скользящего резервирования, когда на
группу из пяти — десяти работающих передатчиков выделяется один
резервный, который подключается вместо отказавшего рабочего. Ус-
редненная наработка на отказ передатчиков в такой системе может
существенно возрасти [см., например, соотношение (11.24)].
11.6. ЖИВУЧЕСТЬ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
Работоспособность систем связи или вещания, а также отдельных их
элементов во времени кроме надежности определяется еще й живучес-
550
тью, которая характеризует устойчивость системы к воздействию при-
чин и факторов, лежащих вне системы и могущих привести к разруше-
ниям или значительным повреждениям некоторых ее частей: линий
связи, узлов, радиопередающих станций и т.п. Эти причины можно
разделить на два типа: стихийные (гроза, землетрясение, наводнение,
оползень, обледенение и т.п.) и преднамеренные (огневые, в том числе
ракетно-ядерные удары противника, радиопротиводействие и др.). Раз-
личия в причинах обусловливают и существенные различия в характере
и масштабах возможных повреждений и необходимых затратах времени
и средств на их ликвидацию.
Стихийные или преднамеренные воздействия могут выводить из
строя значительную часть аппаратуры или даже всю систему, а длитель-
ность восстановления работоспособности может достигать единиц -
десятков суток. В нормальных условиях отказы аппаратуры или от-
дельных частей систем связи и вещания имеют случайный характер, но
подчиняются определенным статистическим законам (см. § 11.2), поэто-
му могут довольно точно прогнозироваться и в значительной степени
предотвращаться, да и время восстановления при этом составляет обыч-
но от еднниц минут до единиц часов.
Интервалы воздействия стихийных факторов на живучесть не подчи-
няются статистическим законам, но большинство из них в настоящее
время достаточно достоверно прогнозируется, да й преднамеренные
воздействия противника не должны являться случайными и неожидан-
ными при принятии соответствующих мер. Наибольшую опасность для
нормального фуикциоиирования систем и аппаратуру радиосвязи и
радиовещания представляют поражающие факторы ядерного взрыва.
При этом необходимо обеспечивать механическую прочность конструк-
ции, применять радиационно-стойкие детали и материалы, надежное
экранирование узлов и блоков, наиболее подверженных действию ра-
диации, надежно экранировать соединительные кабели, применять эф-
фективные системы защиты аппаратуры от наведенных токов и ЭД С.
Следует обеспечивать высокую ремонтопригодность аппаратуры, по-
зволяющую сокращать время на ремонтно-восстановительные работы.
Резервирование следует применять как непосредственно в радио-
передатчике (возбудители, модуляторы, предварительные ступени уси-
ления, построение мощных усилителей по блочно-модульному
принципу и др.), так и в системе энергопитания (питание от нескольких
энергосетей и применение автономных дизель-электрогенераторов, ак-
кумуляторных установок аварийного питания), в системе охлаждения
(применение автономных артезианских скважин на радиоцентрах). Ре-
зервируются также линии связи с радиобюро.
Для повышения живучести в качестве антенных фидеров применяют
коаксиальные кабели, уложенные в траншеи под землей, и имеют в
резерве быстроразворачиваемые антенно-мачтовые сооружения. Поме-
щения для аппаратуры должны обеспечивать ее нормальное функцио-
нирование при воздействии поражающих факторов, а для обслу-
живающего персонала следует предусматривать более защищенные по-
551
мещення. Управление работой передатчиков должно производиться
дистанционно. Повышению живучести радиопередающих средств спо-
собствуют и организационные мероприятия: разработка четких долж-
ностных инструкций для персонала применительно к конкретному
объекту, формирование специальных подразделений для преодоления
чрезвычайных ситуаций (ЧС) и ремонтно-восстановительных служб.
Радиосвязь является важнейшим, а в некоторых случаях и единствен-
ным средством связи в ЧС, способным обеспечить непрерывное и гибкое
управление действиями сил служб ЧС в самой сложной обстановке, а
также средством оповещения населения. Для этих целей могут исполь-
зоваться связные и радиовещательные передатчики различных мощнос-
тей и диапазонов частот. Ядерный взрыв значительно изменяет
состояние тропосферы; это оказывает существенное влияние на радио-
связь в ВЧ диапазоне с использованием отражений от ионосферы. Ус-
ловия распространения длинных и средних волн, а также волн ОВЧ
диапазона (выше 70... 100 МГц) мало изменяются, и эти диапазоны
можно эффективно использовать.
Повышенная надежность радиовещания достигается также примене-
нием синхронного вещания, при котором заданная территория обслу-
живается несколькими передатчиками малой и средней мощности
вместо одного мощного. Выход из строя одного передатчика синхрон-
ной сети только сокращает зону приема с заданным хорошим качеством,
тогда как выход из строя единственного мощного приводит к полному
прекращению вещания иа всей территории.
Контрольные вопросы
1. Что такое надежность и какие основные свойства объекта ее характеризуют?
2. Какие критерии отказа и неисправности передатчиков устанавливают правила техни-
ческой эксплуатации?
3. Каковы основные количественные характеристики надежности радиопередатчиков?
4. Каковы современные требования к наработке на отказ различных передатчиков?
5. Назовите возможные пути повышения надежности радиопередатчике».
6. Какие варианты резервирования применяют для повышения надежности радиопере-
датчиков?
7. Какие элементы передатчиков оказываются наименее надежными?
8. Ках распределяются отказы между основными функциональными узлами и блоками
в передатчиках различного типа?
9. Что представляет собой свойство живучести и воздействие каких причин и факторов
оно учитывает? . )>
10. Какие меры применяются в процессе эксплуатации для улучшения надежности радио-
передатчиков?
Список литературы
1. Раднооередяющне устройства I В. В. Шахгильдян, В. Б. Козырев, А. А. Ляховкии и
цр.\ Под ред. В. В.Шахгильдяна. — М.: Радио и связь, 1990.— 432 с.
2. Устройства генерирования и формирования радиосигналов / Л. А. Белов, В. М.
Богачев, М. В. Благовещенский и др.; Под ред Г. М. Уткина, В. Н. Кулешова и
М. В. Благовещенского. — М.: Радио и связь, 1994. — 416 с.
3. Каганов В. И. СВЧ полупроводниковые радиопередатчики. — М:: Радио и связь,
1981. —400 с.
4. Андреев В. С. Теория нелинейных, электрических цепей. — М.: Радио И связь, 1982.
— 280 с.
5. Гонороаский И.С., Демин М.П. Радиотехнические цепи и сигналы. — М .: Радио и
связь, 1994. — 480 с.
6. Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. — М.: Высшая школа, 1983. —
536 с.
7. Теория передачи сигналов I А. Г. Зюко, Д. Д. Кловский, М. В. Назаров, Л. М. Фиик.
— М.: Радио и связь, 1986. — 304 с.
8. Системы радиосвязи / В. И.Калашников, Э, И. Крупицкий, И. Л. Дородное, В. И.
Носов; Под ред. Н. И. Калашникова. — М.: Радио и связь, 1988. — 352 с.
9. Маковеева М- М. Радиорелейные линии связи. — М.: Радио и связь,1988. — 312 с.
10. Радиовещание и электроакустика / А. В. Выходец, М. В. Гитлиц, Ю. А. Ковалгин
и др.; Под ред М. В. Гитлица. — М.: Радио и связь, 1989. — 432 с.
11. Войшвилло Г. В. Усилительные устройства. — М.: Радио и связь, 1983. — 264 с.
12. Баруллнн Л. Г. Резонансные усилители на транзисторах, — М.: Связь, 1969. —
144 с.
13. Федоров Н. Д., Андрушко Л. М. Электронные и квантовые приборы СВЧ. — М.:
Атомиздат, 1981. — 240 с.
14. Проектирование радиопередающих устройств / В. В. Шахгильдян, В. А. Власов,
В. Б. Козырев и др.; Под ред В. В. Шахгильдяид. — М.: Радио и связь, 1993. — 512 с.
15. Шумилин М. С., Козырев В. Б., Власов В. А. Проектирование транзисторных
каскадов передатчиков. — М.: Радио и связь, 1987, — 320 с.
16. Проектирование и техническая эксплуатация радиопередающих устройств / М. А.
Сиверс, Г. А. Зейтлеиок, Ю. Б. Несвижский и др. — М.: Радио и связь, 1989. — 368 с.
17. Розов В. М. Радиовещательные однополосные передатчики. — М : МТУСИ, 1992.
— 60 с.
18. Розов В. М. Моделирование на ЭВМ каскадов мощных передатчиков. — М .: МИС,
1990. — 56 с.
19. Иванов В. К. Оборудование радиотелевизионных передающих станций. — М.:
Радио и связь, 1989. — 336 с.
20. Ильина Н. Н. Радиовещательные передающие устройства. — М.: Радио и связь,
1980. — 184 с.
21. Городецкий С. Э. Радиопередающие устройства магистральной радиосвязи. — М.:
Связь, 1980. — 176 с.
553
22. Гольденберг Л. М., Матюшкин Б. Д., Поляк М. Н. Цифровая обработка сигналов.
— М: Радио и связь, 1990. — 256 с.
23. Зарубежные радиопередающие устройства/В. А. Антипенко, О. В. Воробьев, А. И.
Лебедев-Карманов и др.; Под ред. Г. А. Зейтленка и А. Е. Рыжкова. — М.: Радио и связь,
1989, — 136 с.
24. Техника электросвязи за рубежом / Л. И. Яковлев, В. Д. Федотов, Г. В. Дедюкнн,
А. С. Немировский. — М.: Радио и связь, 1990. 256 с.
25. Системы спутниковой связи/А. М. Бонч-Бруевич, В. Л. Быков, Л. Я. Кантор и др.;
Под ред. Л. Я. Кантора. — М.: Радио н связь, 1992. — 224с.
26. Кукарин С. В. Электронные СВЧ приборы. Характеристики, применение, тенден-
ции развития.— М : Радио н связь, 1981. 272 с.
27. 90 лег радио: Сб.статей / Под ред. А. Д; Фортушенко и В. Л. Быкова: — М.: Радио
и связь, 1985. — 240 с.
28. Повышение эффективности мощных радиопередающих устройств / А. Д. Артым,
А. Е. Бахмутский, Е. В. Козин и др.; Под ред А. Д. Артыма. —М.: Радио и связь, 1987.—
176 с.
29. Верзунов М. В. Однополосная модуляция в радиосвязи. — М.: Воениздат, 1972. —
296 с.
30. Багларов И. А., Ефимов А. Пч Никонов А. В. Стереофоническое вещание. — М.:
Радио и связь. 1993. — 240 с.
31. Синхронное радиовещание/Под ред. А. А. Пирогова..—М ; Радио и связь, 1989. —
160 с.
32. Шахгильдян В. В., Ляховкин А. А. Системы фазовой автоцодстройки. — М.; Связь,
1972.—447 с.
33. Манасевич в. Синтезаторы частот (Теория и проектирование): Пер. с англ. / Под
ред. А. С. Галина.1—М.: Связь, 1979.—384 с.
34. Шапиро Д. Н. и Пайн А. А..Основы синтеза Частот. — М.: Радио и связь, 1981. —
264 с. • . . .
35. Левин В. А. Стабилизация дискретного множества частот. — М.: Энергия, 1970. —
327 с.
36. Рыжков А. Вч Попов В. Н. Синтезаторы частот в технике радиосвязи. — М.: Радио
и связь, 1991. — 264с.
37. Дворников А. Ач Огурцов В. И., Уткин Г. М. Стабильные генераторы с фильтрами
на поверхностных акустических волнах. — М.; Радио н связь, 1983.— 136 с.
38. Радиотехнические устройства СВЧ иа синхронизированных генераторах / Н. Н.
Фомин, В .С. Андреев, Э. С. Воробейчиков и др.; Под ред, Н. Н. Фомина. — М.: Радио и
связь, 1991. — 192с.
39. Верещагин Е. М., Никитенко Ю. Г. Частотная и фазовая модуляция в технике связи.
— М.: Связь, 1974. — 224 с.
40. Соколинский В. Г., Шейнкман В. Г. Частотные и фазовые модуляторы и манипу-
ляторы. —М.: Радио и связь, 1983. — 190 с.
41. Радиостанции комплекса «Лен»/В. М. Кузьмин, Ю. Н.Каниболоцкнй, Л. Я. Крив-
цов и др. — М .: Радио и связь, 1985. — 120 с.
42. Павленко Ю. Ф., Шпаиьрн П. А. Измерения параметров часТотно-модулнрован-
ных колебаний. — М.: Радио и связь. — 206 с.
43. Шахмаев М. М. Однополосная угловая модуляция в радиосвязи. — Изд-во Ка-
занск. ун-та, 1991. — 150 с.
44. Проектирование и технология производства мощных СВЧ транзисторов / В. Н.
Никишин, Б. К. Петров, В. Ф. Сыноров и др. — М.: Радио и связь, 1989 — 144 с.
45. ОкснерЭ. С. Мощные полевые транзисторы и их применение: Пер. с англ. / Под
ред. В. Н. Мышляева. — М.: Радио и связь, 1985. — 288 с.
46. Клягин Л. Е. Широкополосные фазовращатели. — М.: Связь, 1971. — 72 с.
554
47. Волин М. Л. Паразитные процессы в радиоэлектронной аппаратуре. — М.:
Сов.радио, 1972. — 279 с.
48. Козлов Б. А., Ушаков И. А. Справочник по расчету надежности аппаратуры
радиоэлектроники и автоматики. — М.: Сов.радио. 1975. — 470 с.
49. Теория и надежность радиоэлектронных систем / Под ред. Г. В. Дружинина. — М.:
Энергия, 1976. — 455 с.
50. Кашшнгхем К., Кокс В. Методы обеспечения ремонтопригодности: Пер. с англ. —
М.: Сов.радио, 1978. — 310 с.
51. Надежность и живучесть систем связи / Б. Я. Дудник, В. Ф.Овчаренко, В. К. Орлов
и др.; Под ред. Б. Я. Дудника. — М.: Радио и связь, 1984. — 213 с.
52. Груничев А. С. Оценка эффективности технических мероприятий по обеспечению
надежности РЭА. — М.: Сов.радио, 1976. — 216 с.
53. Мырова Л. О., Чепиженко А. 3. Обеспечение радиационной стойкости аппаратуры
связи. — М.: Радио и связь, 1983. — 215с.
54. Ингберман М. И., Эпштейн М. С. Оптимальные режимы применения и эксплуата-
ции электровакуумных приборов.— М.: Радионсвязь, 1985. — 136с.
55. Тараненко А. Д. Требования к надежносУи радиопередающих устройств //Электро-
связь. — 1975. — №6. — С. 27 — 32.
56. Розов В. М. Энергетическая эффективность систем радиовещания //Электросвязь.
— 1986.— Ml.*- С. 15— 19.
57. Розов В. М. Современные методы улучшения энергетики радиовещательных пере-
датчиков//Электросвязь.— 1988. — №6.—С. 13—17.
58. Поляков В. Т. Однополосное радиовещание // Радио. — 1992. — № 1, 2.
59. Акулюшин Л. А. Варикап со сверхрезкой зависимостью емкости от напряжения для
частотно-модулированных генераторов И Электронная техника. —Сер. 2. — 1984. —
№4, —С. 10—15.
60. Авдеев В. В., Василевский В. М. Компенсация нелинейных искажений ЧМ генера-
тора с помощью пассивной корректирующей цепи//Радиотехника.— 1982.— №2 —
С. 78 — 80.
61. Соколинский В. Г. Коррекция нелинейных искажений в ЧМ генераторе с варика-
пом включением последовательного резонансного контура // Тр. НИИР. — 1983. — № 3.
— С. 27 — 49.
62. ПаукА.Г. Частотный модулятор на транзисторе//Тр. ЙИЙР.— 1976, —№2 —
С. 78 —81.
63. Глазман 3. С., Попов А. А. Новая система модуляции для телевизионных передат-
чиков с совместным усилением сигналов изображения и звукового* сопровождения И
Электросвязь. — 1982.—№ 12. —С. 32 — 39.
64. Золотов Б. И. Аппаратура контроля телевизионных передатчиков «Яхонт» И
Электросвязь. — 1982. —№ 7 — С. 32—37.
65. Дубинский Л. М„ Штейн Л. Б. Фазовые искажения в тракте передатчика-приемника
при использовании фильтров на ПАВ // Электросвязь. — 1992. — №12. — С. 11 — 12.
66. Козловский М. М. Разработка н производство новых мощных отечественных
телевизионных и УКВ Ч М радиостанций И Электросвязь. — 1982. — № 5. — С. 14 —17.
67. Козловский М. М. Модернизация ТВ радиостанций «Ильмень» с помощью при-
бора ЮТ //Электросвязь. — 1992. —№2. —С. 9— 11.
68. Глазман Э. С. Автоматизированная телевизионная радиостанция диапазона ОВЧ
с передатчиками 50/5 кВт //Электросвязь. — 1987. — № 2. — С. 4 — 9.
69. Барабаш В. И., Калинин Л. Б., Попов А. А. Автоматизированные транзисторные
телевизионные радиостанции «Эльтон» н «Баскунчак» //Электросвязь. — 1991. — № 10.
— С. 10—12.
70. Автоматизированная телевизионная радиостанция IV — V диапазонов мощностью
25/2,5 кВт «Ильмень-2»/Л. Б. Калинин, Ю. Н. Матвеев, М. М. Паичеико, А. А. Ионов//
Электросвязь. — 1991. — №10. — 13— 16.
555
71. Александров А. Г. Справочник по теории автоматического управления / Под ред
А. А. Красовского. — М.: Наука, 1987. — 712 с.
72. Пьезоэлектрические резонаторы: Справочник / В. Г. Андросова, Е. Г. Бронников,
А. М. Васильев и др.; Под ред. П. Е. Кандыбы и П. Г. Позднякова. — М.: Радио и связь,
1992.—392 с.
73. Полупроводниковые приборы. Транзисторы средней и большой мощности / А. А.
Зайцев, А. И. Миркин, В. В. Мокряков и др.; Под ред. А. В. Голомедова. — М.: Радио и
связь, 1989. — 640 с.
74. Кацнельсон Б. В., Калугин А. М., Ларионов А. С. Электровакуумные электронные
и ионные приборы: Справочник / Под ред. А. С. Ларионова. — М.: Энергия, 1985. —
920 с.
75. Кори Г., Корн Т. Справочник по математике для научных работников и инженеров:
Пер. с англ. / Под ред И. Г. Армановича. — М.: Наука, 1978. — 720 с.
76. Регламент радиосвязи. Международный Союз Электросвязи. — М.; Радио и связь,
1985, —510 с.
77. Рекомендация 640. XVII Пленарная Ассамблея МККР. —Дубровник, 1986.
78. МККР. Документы Пленарной Ассамблеи. Женева, 1982. — Т. 2 и 3. — М.: Радио
и связь, 198<4- — 260 с., 280 с.
79. Общесоюзные нормы на допустимые отклонения частоты радиопередатчиков всех
категорий и назначений. — М.: Воениздат, 1985. —24 с.
80. Общесоюзные нормы на уровни побочных излучений радиопередающих устройств
гражданского назначения. — М.: Воениздат, 1986. — 46 с.
81. Общесоюзные нормы на ширину полосы и внеполосные излучения радиочастот
радиопередатчиков гражданского назначения. — М.: Воениздат. 1987. — 55 с.
82. ГОСТ 11515-91. Каналы и тракты звукового вещания. Основные параметры каче-
ства. Методы измерений. “
83. ГОСТ 13924-80. Передатчики радиовещательные стационарные. Основные пара-
метры, технические требования и методы измерений.
84. ГОСТ 18633-80. Система стереофонического радиовещания. Основные парамет-
ры.
85. ГОСТ 7845-79. Система вещательного телевидения. Основные параметры. Методы
измерений.
86. ГОСТ 20532-83. Радиопередатчики телевизионные I—V диапазонов. Основные
параметры, технические требования и методы измерений.
87. ГОСТ 13420-79. Передатчики для магистральной радиосвязи. Основные парамет-
ры, технические требования.
88. ГОСТ 22579-86. Радиостанции с однополосной модуляцией сухопутной подвижной
службы. Типы, основные параметры и методы измерений.
89. ГОСТ 12252-86. Радиостанции с угловой модуляцией сухопутной подвижной
службы. Типы, основные параметры, Технические требования и методы измерений.
90. ГОСТ 26169-84. Совместимость радиоэлектронных средств электромагнитная.
Нормы коэффициентов комбинационных составляющих биполярных мощных высокочас-
тотных линейных транзисторов.
91. ГОСТ 27.002-89. Надежность в технике. Термины и определения.
92. ГОСТ 25359-82. Изделия электронной техники. Общие требования по надежности
и методы испытаний.
93. Хэррис К., Валенка Ж. Устойчивость динамических систем с обратной связью: Пер.
с англ. — М.: Мир, 1987. — 357 с,
94. Каплан А. Е., Кравцов Ю. А., Рылов В. А. Параметрические генераторы и
делители частоты. — М: Сов.радио, 1966. — 334 с.
556
Оглавление
Список принятых сокращений.............................................3
Предисловие............................................................7
Глава 1. Общие сведения о работе радиопередающих устройств ............9
Контрольные вопросы............... .........................15
Глава 2. Генераторе внешним возбуждением (ГВВ) ........................16
2.1. Схемы ГВВ. Используемые электронные приборы...............16
2.2. Статические характеристики генераторных Дамп и транзисторов ... 18
2.3. Динамические характеристики выходного тока ЭП в ГВВ.
Классификация режимов...................... ................22
2.4. Методы анализа работы ГВВ с нелинейным электронным
прибором....................................... ...............28
2.5. Идеализация статических характеристик электронных приборов ... 30
2.6. Определение параметров идеализированных характеристик по
реальным статическим характеристикам...........................34
2.7. Уравнение анодного тока ЭП при идеализированных характеристиках.
Динамические характеристики.................................36
2.8. Гармонический анализ анодного тока. Коэффициент Берга .....41
2.9. Параметры граничного режима......................48
2.10. Сеточные цепи ламп в ГВВ..................................50
2.11. Ламповый ГВВ по схеме с общей сеткой . ...................55
2.12. Изменение характеристик ГВВ при изменении параметров
режима......................................... ............. 58
2.13. Использование высших гармоник в ГВВ для повышения КПД н
полезной мощности..............................................64
2.14. Работа ГВВ в перенапряженном режиме ......................68
2.15. Расчет параметров лампового ГВВ........ ..................71
2.16. ГВВ на биполярных транзисторах в граничном и недонапряженном
режимах........................................... ............74
2.17. Работа ГВВ на полевых транзисторах в граничном и недонапряженном
режимах....................... ................................89
2.18. Моделирование на ЭВМ ламповых и транзисторных ГВВ.........98
2.19. ГВВ с транзисторами в ключевом режиме ....................103
2.20. Умножители частоты........................................ПО
2.21. Диодные ГВВ диапазона СВЧ . ..............................119
Контрольные вопросы.................................... . 125
Глава 3. Схемы генераторов с внешним возбуждением .....................127
3.1. Общие сведения................................... .........127
557
3.2. Входные, межкаскадные и выходные цепи связи.................127
3.3. Схемы генераторов с резонансными цепями связи...............129
3.4. Схемы генераторов с широкодиапазонными цепями связи.........143
3.5. Цепи питания генераторов по постоянному току ...............163
3.6. Параллельное включение электронных приборов.................176
3.7. Двухтактные генераторы .....................................179
3.8. Сложение мощностей ВЧ генераторов ..........................185
3.9. Выходные колебательные системы .............................199
3.10. Автоматическая настройка колебательных цепей и устройств
согласования с нагрузкой........................................210
Контрольные вопросы .........................................220
Глава 4. Возбудители радиопередатчиков................................ 222
4.1 Общие сведения . ...........................................222
4.2. Транзисторные автогенераторы ...............................225
4.3. Нестабильность частоты автогенераторов .....................232
4.4. Цепи питания автогенераторов................................237
4.5. Автогенераторы с кварцем ...................................240
4.6. Синтезаторы частоты ...................................... 247
Контрольные вопросы......................................... 257
Глава 5. Устойчивость работы генераторов с внешним возбуждением ........258
5.1. Виды и Причины неустойчивости работы генераторов............258
5.2. Влияние обратной связи на устойчивость линейной и квазилинейной
систем ........................................................ 260
5.3. Влияние обратной связи на функции устойчивых линейных ,
н квазилинейных ГВВ ...........................................261
5.4. Влияние обратной связи иа параметрическую чувствительность
и модуляционные характеристики .................................262
5.5. Мера и допуск неопределенной паразитной обратной связи......264
5.6. Возвратное отношение в системах с единственным усилительным
элементом.......................................................265
5.7. Паразитные обратные связи в конкретных схемах и способы их
ослабления..................................................... 269
5.8. Особенности действия обратных связей в многокаскадных
усилителях высокой частоты . . .............................. 276
5.9. Параметрическая неустойчивость полупроводниковых генераторов . 277
Контрольные вопросы .................,.......................279
Глава 6. Передатчики с амплитудной модуляцией...........................280
6.1. Общие сведения............................................ 280
6.2. Сеточная модуляция..........................................290
6.3. Анодная модуляция 298
6.4. Схемы каскадов радио- и звуковой частоты при анодной
модуляции.......................................................305
6.5. Анодная модуляция с автоматическим смещением
н модулированным возбуждением...................................310
6.6. Анодно-экранная модуляция...................................313
6.7. Амплитудная модуляция транзисторных генераторов.............315
6.8. Повышение КПД радиовещательных передатчиков.................319
558
6.9. Прохождение боковых полос при АМ через резонансные ГВВ.
Влияние цепей питания на АЧХ....................................325
6.10. Передатчики с амплитудной манипуляцией .................. 329
6.11. Применение ЭВМ для расчета режимов при АМ .............. 332
Контрольные вопросы .......................................333
Глава 7. Передатчики с однополосной модуляцией.........................334
7.1. Общие сведения.............................................334
7.2. Сигнал с однополосной модуляцией...........................335
7.3. Преимущества применения однополосной модуляции в системах связи
н вещания.......................................................339
7.4. Структурные схемы связных н вещательных передатчиков
и возбудителей с ОМ.............................................342
7.5. Особенности вещательных однополосных передатчиков
дня излучений НЗЕ н R3E.........................................346
7.6. Требования к параметрам однополосных сигналов .............353
7.7. Методы получения колебаний с однополосной модуляцией ......355
7.8. Принципы построения многоканальных передатчиков с ОМ.
Вторичное уплотнение.......................................... 364
7.9. Групповой сигнал н его характеристики......................367
7.10. Усиление группового сигнала в передатчике с ОМ ...........371
7.11. Особенности схем и режимов усилителей с ОМ ...............378
7.12. Обратная связь в передатчиках с ОМ........................385
7.13. Методы повышения эффективности мощных усилителей с ОМ .... 387
Контрольные вопросы . ..................................392
Глава 8. Радиопередатчики с угловой модуляцией.........................393
8.1. Общие соотношения при ЧМ н ФМ..............................393
8.2. Методы получения ЧМ. Фазовые модуляторы....................398
8.3. Частотная модуляция в автогенераторах с помощью варнкапа...404
8.4. Методы повышения линейности, шнрокополосности н стабильности
средней частоты при угловой модуляцнн...........................411
8.5. Особенности построения передатчиков различного назначения .... 417
8.6. Режимы работы и нскаження прн усилении мощности сигналов
с угловой модуляцией ......................................... 425
8.7. Передатчики дискретных сигналов с угловой модуляцией ......428
Контрольные вопросы.........................................435
Глава 9. Передатчики телевизионного вещания ...........................436
9.1. Общие сведения ............................................436
9.2. Особенности телевизионного сигнала.........................436
9.3. Требования к передатчикам телевизионных станций............440
9.4. Структурные схемы передатчиков телевизионных станций.......443
9.5. Структурные схемы трактов передатчиков изображения.........450
9.6. Телевизионные ретрансляторы................................456
9.7. Построение трактов видео- н промежуточной частоты передатчиков
изображения ....................................................458
9.8. Построение ВЧ тракта передатчиков нзображення..............474
9.9. Совместная работа передатчиков нзображення н звукового
сопровождения...................................................486
559
9.10. Совместное усиление сигналов изображения и звукового
сопровождения................................................ 490
9.11. Фильтры гармоник.........................................493
9.12. Настройка, измерения и контроль в ТВ передатчиках........494
9.13. Основные направления развития и совершенствования
ТВ станций и вещания............................................496
Контрольные вопросы.................................... 498
Глава 10. Передатчики релейной и спутниковой связи......................500
10.1 Требования к передатчикам................................ 500
10.2. Структурные схемы передатчиков.......................... 502
10.3. Частотные модуляторы.................................... 508
10.4. Кварцевый генератор......................................510
10.5. Преобразователь частоты. . ..............................513
10.6. Тракт усиления мощности .................................517
10.7. Передатчики цифровых РРЛ................................ 527
Контрольные вопросы . . . ................................ 533
Глава 11. Надежность радиопередатчиков..................................534
11.1. Общие сведения ......................................... 534
11.2. Основные понятия и количественные характеристики надежности
радиопередатчиков .............................................535
11.3. Влияние различных факторов на надежность.................540
11.4. Основы расчета надежности радиопередатчиков .............542
11.5. Возможные пути повышения надежности радиопередатчиков .... 545
11.6. Живучесть радиопередатчиков . . ........................ 550
Контрольные вопросы....................................... 552
Список литературы ......................................................553