Text
                    АНАЛОГОВЫЕ
ИНТЕГРААЬНЬIЕ
СХЕМЫ
ВРАдИО·
АППАРАТУРЕ
М.У.БАНК


АНА ИНТЕ сх в Р..~-· М.'V.БАНК АППАРАТ· \( \, мо9k~л,,':,:J·РАДИО и СВЯЗЬ» 1981
ББК 32.844. l Б23 УДК 621.396.6 .049.77 Банк М. У. Б23 Аналоговые интегральные схемы в радиоаппара- туре. - М.: Радио и связь, 1981. - 136 с., ил. 45 к. Рассмотрены классификация. параметры и функциональные возмож­ ности аналоговых интегральных схем, а также применение их в устройст­ вах радиоприемной, телевизионной, звукоусилительной, студийной, изые­ рнтельной и другой аппаратуры. Особое внимание уделяется специфическим BO!Ipllcaм применения операционных усилителей и перемиожителей. При· водится порядок расчета активных фильтров. В книге представлены более 100 принци1Iиальных электрических схем различных функциональных узлов. К:нига рассчитана на широкий круг инженеров и техников, начинаю­ щих !Iрименять интегральные схемы. 30404-014 Б 5-81 045(01)-81 2402020000 ББК 32.844.1 6ФО.З РЕЦЕНЗЕНТМ.М.РОЖI<ОВ © Издательство «Радио и связь:., 1981 r,
ПРЕДИСЛОВИЕ В течение не1окольких лет сущес11венно изменились и продолжа.­ ют изменяться устройств 1а радиос1вязи. У·меньшают'Ся габариты, по­ вышается надежность, улучшаются техническ•ие хара1ктери~стики, вводятся электронные ои•стемы у1Пра·вления. В.о много·м этот про­ цесс связан с переходО'М от дискретных элементов к интегральным схемам. Очевидно, что для эффективного и полного использова·ния в·сех преимуществ интегральных схем необходимо ра:еtполагать сведения­ ми как о ~создании самих интегральных схем, так и об особенностях их применения. Вопроса1м расчета, .проеюшрования, изготовления и параметрам И'нтегральных ·схем посвящено уже д1остаточно большое .количест­ во трудов, в то время как вопросам проектирования различных устройств на интег.ральных схемах посвящаются лишь отдельные главы в некоторых книгах. Эта книга является попыткой .воспол­ нить этот про'бел. При этом большая ча1сть описываемых устройств относи11ся к бытовой технике. 1\~нигу можно условно разбить на три ча·сти. Общие :в.опросы применен1ия аналоговых интегральных схем (гл. 1-3), активные фильтры (гл. 4) и вопрасы rпроектирования аппаратуры (гл. 5-9). В первой части уделено большое внимание пара0метрам и функ­ циональным возможностям перемножителей, ком:параторов, ряда .специализированных интегральных 0схем. Особенностью раздела об а·ктивных фильтрах я.вляет>ся объеди­ нение в1сех эта·пов от анализа требований до на·стройки звеньев фильтр.а. В отличие от многих книг по применению новых элементов, третья часть построена, не по фунюциональному признаку (усили­ тели, детекторы, модуляторы и т. д.), а по видам а1ппаратуры (~приемники, телевиз1ионные устройства, измерителнная аппаратура и т. д.). . В этой части автор обращает внимание на то, что прИ:менение интегральных схем позволяет получить не тол:ыюо конструктивные или технологические преимущес11ва, но и обеспечить улучшение ос­ новных параметров радиоустройств. Почти в1се пр'имеры третьей части книги даны в виде принци­ пиальных схем на отечественных интегральных схемах. При подготов·ке ру1юпиои автор кроме цитируемой литературы использовал резулнта:ты работ и полезные советы многих коллег, которым он приносит глубокую благода·рность. Материалы, излагаемые в ~книге, подробно об1суждались на за­ нятиях Ленинградского народного уН'иверситета микроэлектроники в 1975-- .1976 гг. Автор благодарен рецензенту М. М. Роткову за ряд полезных замечаний, спосо6ствова1вших улучшен1ию книги. Отзывы о книге пр,осыба. присылать по адресу: 101000, Москва, Чистопрудный бульвар, 2, изд-во «Радио и связь». 3
Глава 1 0БО3НАЧЕНИЯ, ПАРАМЕТРЫ И НА3НАЧЕНИЕ ИС Промышленность выпускает интегральные схемы (ИС), классифицируя их по сериям. Серии представляют собой наборы схем, объединенные аналогичны­ ми схемными решениями, технологическими процессами и конструкцией, и обы11- Н1) предназначены для определенного вида аппаратуры. Очевидно, что такая к.rrассификация не всегда удобна, так как часто сходные по назначению ИС ока­ зываются в различных сериях. Например, если требуется выбрать операцион­ ный усилитель (ОУ), то удобнее иметь сводку параметров независимо от того, к какой серии относится тот или иной ОУ. В основу подразделения ИС, рассматриваемого далее, положено назна11е­ нне серии или отдельной ИС. В этой главе рассматриваются основные параметры ИС, при этом наиболь­ шее внимание уделяется тем параметрам, которые являются новыми для спе­ циалистов, знакомых с транзисторной текинкой, но не применявших ИС. Материалы этой главы должны помочь читателю освоить большое много­ образие аналоговых ИС, выпускаемых отечественной промышленностью. Изло­ жение сведений о параметрах ИС предпо;:~агает знакомство читателя с основ­ !{ЫМИ понятиями о видах входных и выходных сигналов в дифференциальных каскадах и в самом общем виде с вопросами построения интегральных схем [З, 10]. В обозначение ИС входит трехзначный номер серии. Серии, номера кото­ рых начинаются с цифры .1, 5 или 7 - полупроводниковые (монолитные), с цифры 2, 4, 5 или 8 - гибридные, с цифры 3 - прочие, в том числе керами­ ческие. Буква К в начале обозначения означает, что серия предназначена для изде­ лий широкого применения. Наименование отдельной ИС складывается из номе­ ра серии, двух букв, обозначающих функциональное назначение ИС, числа, оп­ ределяющего порядковый номер ИС в серии. В некоторых случаях в конце наи­ менования ИС стоит буква, различающая группы ИС по напряжению питания нлн другому параметру {2J. Например, название операционного усилителя 140УД6 означает, что дан­ ная ИС является шестой в серии 140, выполненной по полупроводниковой (мо­ нолитной) технологии. Интегральные схемы, выпущенные до 1 июля ,J974 г., на­ зываются иначе. Буквы, обозначающие вид микросхемы, ставятся между пер­ вой и второй цифрами в обозначении серии. Например, первый широко извест­ ный операционны;f усилитель серии :КJ40-~140УД1 назывался ранее ЮУТ401. Все серийно выпускаемые аналоговые ИС можно разделить на специали­ зированные и универсальные, которые в свою очередь разделяются на ряд групп (рис. 1.1). Специализированной ИС будем называть интегральную схему, преимуще­ ственно используемую для построения определенного функционального узла ИJIИ части устройства. Универсальной интегральной схемой будем называть ИС, используемую для различных функциональных узлов При проектировании аппаратуры связи вначале сталп применяться специа­ лизированные ИС. Они представляли собой функциональные узлы, построенные, как правило, 110 традиционной схеме, причем катушки индуктивности и конден­ саторы большой емкости, которые миниатюризации не поддавались, были внеш- 4
Рис. 1.1. Пример классификации аналоговых ИС ними элементами. Сначала эти схемы были, как правило, гибридными, затем ени стали выпускаться и в полупроводниковом исполнении. Одновременно с этим стали выпускаться интегральные операционные усилители (ОУ), широко 11спользуемые в аналоговой вычислительной технике. Хорошо известно, что, ис­ :110льзуя ОУ с различными цепями обратной связи, можно создать множество JJазнообразных функциональных узлов радиосистем. Очевидно, что пока ОУ из­ готовлялись на дискретных элементах, применение их в радиоаппаратуре было еrраниченным. Положение изменилось, когда появились полупроводниковые ИС операционных усилителей. Оказалось, что ОУ в интегральном исполнении мо­ гут иметь чрезвычайно хорошие электрические параметры при довольно низкой -с1оимости. Производство ОУ стало резко расти. Оказалось выгодным как с ::тектрической, так и с экономической точек зрения использовать ОУ в качест­ •е универсальной ИС для построения различных функциональных узлов. При этом, как будет показано ниже, аппаратура, спроектированная с использова­ нием ОУ, часто имеет параметры, не достижимые без применения ОУ. Все сказанное можно отнести и к появившимся несколько позже интеграль­ ным схемам перемножителей. Разработанные для применения в модуляторах или других узлах, они стали широко применяться во всевозможных устройст- 1ах, позволяя достичь высоких показателей. К универсальным ИС обычно относят также компараторы и ключи. ИС клю­ чей, кроме своего прямого назначения, используются в различных целях, на­ пример, для коммутации сигналов, для схем синхронных детекторов, для по­ строения дифференциальных каскадов. Данную классификацию нельзя считать совершенной. Например, в группе усилителей специализированных ИС, как видно из дальнейшего, имеются схе­ мы дифференциальных каскадов, используемые значительно шире. Тем не ме­ нее она удобна для описания параметров ИС и для их сопоставления. Универсальным ИС ниже уделяется знdчительно большее внимание, во-пер­ вых, потому что они гораздо шире применяются, а во-вторых, потому что их применение требует особого подхода, в то время как для применения специа­ лизированных микросхем часто достаточно сведений, приводимых в паспорте или справочнике [111]. 1.1 . Специализировавпые ИС Рассмотрим отдельно группы, относящиеся к специализирован­ ным ИС. Первая группа ИС состоит из .серий, каждая из которых образует комrплект схем для .приемопередатчика. Прежде в1сего сле- 5
дует отметить серию 435, выпускаемую взамен серии 235, !Куда входят 14 интегральных схем. Используя эти ИС, можно построить свя·зные устройства .в диапазоне до 150 МГц с иопользованием АМ. ЧМ и ОЫ1. К этой же группе можно 01нести ИС ти1пов 277ГС1 и 280ГС1 юва.рцевых генераторов, ИС 261ХА1 усилителя с детектором и ряд других. Вторая г,руппа ,представляет собой ИС усилителей uеременного то•ка. Сюда относяТlся ИС сер'И>и 122 в металло-•стекляшюм или l lS в пластмассО'ВОМ 1корпу,се. В эти серии входят низкочастотные диф­ ференциальные и каскадные усилители. Высокочастотные дифференциальные усилители вхоtдят в серию 175. Например, ИС 175УВ4 может ра1ботать на ч·астотах до 150 МГ'Ц. Дифференциальные ~каскады 122 и 175 сеР'ИЙ находят применение не только в качестве усилителей, но и в 'Качестве ~I'ре­ образователей частоты, регулируемых каскадов, генераторов, поэто­ му их с по:шым правом можно отнести и к универсальным ИС. К универсальным можно отнести также и УНЧ типа K538YHt и такие же двойные усилители K548YHI. Это малошумящие уси­ лители с коэффициентом усиления до 2 · 10 5 , позlВ:оляющие с по­ мощью частотно-зави,симых внешних цепей получать ·различные предварительные усилители. Они могут пр:именятЬ'ся вместо 0~пе­ рационных усилителей 'В тех с.1учаях, когда не требуется нулевог() постоянного на>пряжения на выходе. Следует отметить ИС серии 504 на частоты до 20 кГц, ИС ти­ па 516УП1 на чжтоты до 100 МГц и серии МДП усилителей ин­ франиз11шх частот типа 167. Из гwбрпдных схем усилителей упомянем серии 284 - усилите­ ли на полевых транзисторах, 226 - малошумящие усилители на~ полевых транзисторах, ИС типа K401YiB 1 - ширак,О1полосный уси­ литель на частоты до 300 МГц, высокочастотные уоилители се­ р•ии 285. Выхо.zщые усилители низкой ча•стоты могут быть выполнены на ИС Т~"'В lYC481 и lYC747 на 1 Вт и более мощные-К174УН5~ Kl74YH7 и К174УН8. Примером мощного усилителя низкой 11шсто­ ты я1вляется ИС К403УН1, обеспечивающая выходную мощность. 50 Вт .при коэффициенте га:рмоник 0,5%. Т-ретья группа представляет собой ряд уоилительных и преоб­ разовательных ИС, п.редназначенных для 'СВЯЗ'И с логическими .схе­ ,ма,ми или для устр:ойс11в автоматичес1кого у~правления. К ним отно­ сятся серии 266, 251, 218 и 228, а также ИС аналого-цифровых; преобразователей, например, серии 296. ·в четвертую группу схем входят следующие ИС, предна.значен­ ные для бытовой те~ники: серия К237 - на:бор ИС для радиовещательных приемников~ II кла'сса и магнитофонов [9]; серия К157 - 1содержащая на'бор ИС для АМ тра•кта ,приемни.- ка; 6
·оерия К224 -1с.одержащая более пятидесяти ИС, выполненных 110 тол·стопленоч.в:ой технологии и предназначенных для ра.диове­ щате.1ьных и свя1зных приемников, цветных телевизоров, фотоэк­ спонометров; ~серия К245 - ИС, охватывающие маломощную часть трактJн изображения и звука телевизора; В'Идеоу~силители .серии К278. К более .совершенным ИС для бытовой техники относятся ИС тяпа 526УР1 - усилитель-ограничитель с детектором, К513УЕ1 - усилитель для м,икрофонов и, наконец, ИС для телевизоров и ра­ диоприемников серии Kl 74, в ·которую .кроме уже отмеченных уси­ л.итедей низкой ча·стоты входят ИС т,ипа К174УР1 -усилитель ПЧ ,и детектор телевизионного звукового канала, Kl 74АФ 1 - •селектор и генератор строк, Kl 74АФ2 и Kl 74АФЗ - селектор и формирова­ тель кадрового оинхрои·м·пульса, К174УР2 -УПЧ и детектор ка­ ilала изображения, Kl 74УП1 -усилитель я1ркостного сигнала, Kl 74ХА1 - ·схема выделения ц1веторазностного сигнала, Kl 74УР3 - усилитель ПЧ и детектор ЧМ тра·кта .радиопрнемюrка, Kl 74ХА2 - АМ тракт радиоприемника. В пятую гpyirшry входят стабилизаторы на1пряженпя пптания ИС типов К142ЕН1, К142ЕН2 и К278ЕН1 и К278ЕН2, обеспечивающие nри Ивых= 12 В и lвых=2,5 А коэффrщиент пульсации менее 0,012. Преобразователи •Напряжения и регулирующие элементы выполне­ ны на ИС т1ипов 286ЕП1 и 286ЕП2. Выпря1мители с умноже-нпем напряжения на два можно выполнить на. ИС типов 299ЕВ l и 299БВ2. Примерамп специализированных ИС активных фильтров - шестая грушJПа - я1В,1яются ИС ·серии 273, содержащие настроенные полосовые фильтры и фильтры нижних частот до 6-,го порядка. Специально для построения активных фильтров предназначены ис ТИ!ПОВ 529УПl и 2СС842, ПОЗIВОЛЯЮЩИе построить фильтр седь­ мого .порядка. 1.2 . Универсальные ИС Интегральные схемы операционных усилителей. Построение со­ временных ИС операционных усилителей изложено в [3]. Далее nриводя·тся необходимые поя·снения к пара·ме11ра.м и их значения для основных ТIИпов операционных усилителей аналогично их изло­ жению в [4]. 1. Напряжение источника питания UJll.n· (В .зарубежной литера­ туре и ~каталогах обозначается Tot. Volt.) Нашряжение питани~ операционного усилителя двуполярное, причем напряжения обеих полярностей не всегда одина·ковы по абсолютной величине, напри­ мер активный фильтр, построенный на ОУ типа К140УДl, при от­ мошении положительного напряжения питания к отрицательному 2 : 1 оставался ра•ботоспособным при уменьшении сум1марного на­ nряжения питания до 4,5 В. В каталогах может быть указано об­ щее напряжение питания, например 30 В. Это означает, что источ- 111ик должен иметь напряжения + 1!'\ н
2. Потребляемый ток Iпот (Supply Current), типичные значения которого от 1,5 до 1О мА. Бели ток в цепи положительного пита­ ния несколько отличается от тока :в це:пи отрицательноrо питания. то потребляемый ток можно принимать равным их среднему зна­ чению. Примерами микромощных ОУ являются 153УД4 и 140УД12. Иногда вместо потребляемого тока каталоги прИ1водяr значение потребляемой мощности (Surpply Power), которое можно вычислить по формуле Рпот = /пот(Ии.п++ \ Ии.п-1). 3. Коэффициент усиления по постоянному току К.sио (O.pen loop voltage gain) определяе11ся отношением выходного напряжения ОУ без обра11ной связи к дифференциальному входному напряжению. равному ра'Зностп потенциалов между входными заж,имами ОУ при воз'буждении постоянным током. Значения коэффициента уси­ ления приводятся либо в относительных единицах, либо в децибе­ лах, либо в вольтах на милл,иволы. Часто параметр Куи. имеет более широкий омысл - коэффициент у<:иления ОУ без обратной авя·зи. Наибольший Kyu 0 имеют ОУ типов К140УД2, К153УД1 (К55ЗУД1), 710УДl, К140УД8, 153УД5, 551УДl, 140УД14. 4. Входное напряжение смещения нуля Исм определяется диф­ ференциальным напряжением, кюторое необходимо подать на вход ОУ, чтобы :выходное на1пряжение было равно нулю. Входное на­ пряжен,ие смещения зави:сит от теМ'пературы и нашряже1шя пита­ ния. Типичные значения Исм от 3 до 7 мВ. Наименьшие Исм имеют ОУ типов 140УД6, 140УД7, 153УД3, 153УД5, 153УД6, 551УДI, 140УД14. В каталогах приводятся значения Исм, соответствующие ком~:~.тной температуре. б:·Входной ток Iвх (Iпput Bias Current, /о) определяется током генератора, подключенного к обоим входам ОУ ,для получения вы­ ходного на:пряжения, равного нулю. Фактически ток Э'того генера­ тора компенсирует базовый ток или ток затвора входных 11ранзи­ сторов, а точнее полу~сумму входных токов дiИфференциального каскада. В схемах на биполярных транзисторах Iвх соста1вляет 10 нА- 10 мА, на полевых транзисторах до 10 пА. Значения Iв..._. у~казываемые в каталогах, соо11ветствуют комнатной тем1пературе. 6. Разность входных токов Лlвх (Input Offset Current, /о 8 ) опре­ деляется разностью токов смещения входных транзисторов. Обычно Лlвх в 3-10 раз меньше Iвх. Наименьшие Лlвх имеют ОУ ТНIТЮВ 740УД4, 541УДI, Кl40УД6, К140УД8, 744УДI, 153УД5, 15'3УД6, 284УД2, 544УД1, 544УД2, 551УД1. 7. Допустимое синфазное напряжение 1ИсФ.вх тах (Common Mode Voltage Range) - максимальное синфазное напряжение, при котором еще гарантируются выполнен,ие нормы на ослабление синфазного сигнала и работоопособность схемы. К:асвенно этот па­ раметр характеризует линейность ~схемы. Типичные значения Uсф.вхтахОТ5ДО25В. 8
8. Допустимое дифференциальное входное напряжение Ивх max (Differential Iuput Voltage) определяет допу~стимое входное напря­ жение, при котором схема остается ра,ботоопособной. Тнпичные зна'чения Ивх max от 10 ДО 15. 9. Относительное ослабление синфазного сигнала Кос.сф (Com- шon Made Rejection R.atio, CMRR) показывает, ,во сколько раз входное дифференциальное напряжение меньше входного синфаз­ ного нашряжения при условии, что оба на1пряжения вызывают оди­ наковое выходное напряжение. Бол:ыпая величина Кос.сФ говорит о ·способности усилителя различать малый дифференциальный сиг­ нал на фоне большого синфазного сигнала. Следует иметь в виду, что Кос.сФ нелинейно зависит от величины Исф.вх, в особенности для ОУ 'С полевым транзистором на 1в:х:оде. Типичные значения Кос.сФ от 60 до 80 дБ. ИС типа 153УД5 1И'меет Кос.сф более 90 дБ. 1О. Входное сопротивление (для дифференциального сигнала) Rвх (Differential Iпpit Iшpedanse Rin) определяется шунтированием цепи, подключенной к входным зажима1м ОУ, при отсут'ствии об­ ратной свя1зи. Типичные зна1чения Rвх колеблются от нескольких до сотен килоом, а у ОУ с транзисторами супер-~ (140УД14) или с полевыми транзистора·ми на входе (140УД8) до сотен мегом. Иногда представляет интерес входное сопротивление, измеренное между каждым из. входов и землей. В этом случае говорят о вход­ ном ,сстротивлении для синфа1Зного сигнала (~Rвх.сф, Ricm). 11. Максимальное выходное напряжение Ивых max (Output Vol- tage Swing, Иоm) определяется максимальным (ш:Dковым) напря­ жением симметричного сигнала на выходе. Типичные значения Ивых max составляют 80'% от Ии.п. Значение Ивых max определяется совместно со значением максимального ~выходного тока. 12. Максимальный выходной ток f вых max (Output Current, !от) определяется током, при ~котором ОУ остается ра:бот-оспособным. Совместно 'С напряжением Ивых max ток fвых max определяет нагру­ зочную характеристику ОУ. Типичные значения f вых max ат 2 до 10 мА. Наибольшее значение fвых max имеют ОУ типов К.140УД2, К284УДI, 140УД9. 13. Выходное сопротивление Rвых (Open loop output impedance, Rout) определяется шунтированием цепи, подключенной к выходу ОУ при отсутствии обратной связи. Типичные значения Rвых от 100 до 500 Ом. 14. Температурный дрейф напряжения смещения ЛИсмfЛТ (lnput offset V'oltage drift) характеризует чувствительность напря­ жения 'смещения .к изменению температуры. Следует иметь в виду, что ЛИсм/ЛТ зависит от тем'Пературы, причем закон этой зависимо­ сrи заранее предвидеть трудно. В некоторых случаях при иэмене­ нии ·температуры изменяется знак !Величины ЛИсм/ЛТ. Вполне воз­ можно, что реальное изменение напряжения 1омещения 1в интервале тем·ператур от Т1 до Т2 будет меньше величины ЛИсм/ЛТ (Т2-Т1 ). Тем не менее, если не и,меется графиков Исм=f (Т) для данно­ го ОУ, то приходится рассчитывать на худший случай (ЛИсм/,ЛТХ Х (Т2-Т1). Типичные значения ЛИсм/ЛТ составляют ~диницы или 9
десятки :vшкровольт на градус и тем меньше, чем меньше величина Л1Исм· 15. Дрейф напряжения смещения от измен·енttя напряжения ис­ точника питания ЛИ-сr.1/ЛИn.п оценивает чувстнительн-3еть напряже­ ния смещения к из1менению напряжения питан:ия. Типичные значе-. ния ЛИсм/Л·Ии.п соста·вляют десятые доли мВ/В. 16. Температурный дрейф уровня вхvдп:аго тока с.лtещения ЛlвхlЛТ (Input Ьias 1current drift) определяет чунствительность. входного тока к изменению тем~пературы.. Тrrпичные значения Лlвх/ЛТ составляют десятки нА/0С. 17. Температурный дрейф разности вхааrtых токов ЛЛ!вх/ЛТ (In- put offset current drift), как и ЛИсм/ЛТ, имеет болI:>шое значение. так как изменения Лlвх и Исм плохо поддаются ком·пенсации. Ти­ пичные значения дЛlвх/ЛТ от 3 до 30 нА/0С. Обьrчно чем меньше Лlвх, тем меньше ЛЛlвх/ЛТ. 18. Дрейф коэффициента усиления ЛКуи. • 1'00% показывает Куи, возможное процентное изменение Куи. в течение времеIFИ. Типич;- ные значения ЛКуи. · 100% составляют 30-60%. Куи. 19. Частота единичного усиления f 1 (Unity gain bandwidth или gain bandwidt\1 product) определяется ча1стотой при которой ОУ с разомкнутой обратной связью имеет коэффициент усиления, рав­ ный единице. При этом, как будет ясно из дальнейшего, на ча·сто­ тах, б.1изких к f,, могут передаваться оиг.налы малых амплитуд. Типичные значения f1 для современных ОУ составляют от 1 до 10 МГц. Наибольшее значение имеют ОУ типов К140УД1, 140УД10, 140УД11, 574УД1, 544УД2. 20. Частота среза или полоса на уровне 0,7, обозначаемая f0,1 (3дв, ви•), на которой уснление ОУ без обратной связи составля­ ет 0,7 от Kyuo. Типичные значения этого параметра выпускаемых: ОУот0,2до1МГц. 21. Скорость нарастания выходного сигнала Vuвых (Slew Rate. SR, р) опреде.1яет возможность использования ОУ на высоких ча­ стотах. Измеряется Vu вых путем подачи на ~вход ОУ прямоуголь­ ного импульса максимально допустимой величины. Операционный усилитель в этом случае работает ·в режиме повторителя. При ме­ нее глубокой обратной связи значения Vu вых будут выше. Око­ рость нарастания определяется отношением ЛИвых к Лt. Для проектирования радиоаппаратуры связи болышое значение имеет то, как ОУ реагирует на синусоидальный сигнал. Пусть при подаче на вход синуооидального сигна.1а напряжение на выходе и=Ивыxsin2:rrft. Тоrда скорость нарастания dU/dt=2:rtfUвыxCOs2nft. Максимальное значение скорости нарастания будет соответство­ вать 'COS 2nfmaxl= 1, тогда Vu тах=2nfтахИвых тах или fтах= Vитах П . - . олученное выражение означает, что максимальная 2n.Uвыхтах частота неискаженного сигнала ·Связана ·с ·Максимальным .выход­ ным напряжением обратно 'пропорциональной зави€имостью. Иноr- 10
да в качес11ве па·раметра ОУ указывается !Ма1ксимальная частота llIPИ полной мощности, ~зная 1юторую м•ожно шриблизительно опре­ .делить Vu вых· Ти1пичные зна~ення Vu вых выпускаемых ОУ от 0,1 .до 5 В/~М'кс. Наибольшее значение Vu вых имеют ОУ т.ипов К140УД1, !1(140УД8, 744УД1, 140УД10, 140УД11 и 574УД1. 22. Шумовые параметры, описывающие шумовые ~свойства ОУ, обычно не ука1зывают·ся в каталогах. В литературе можно встре­ 'Тить различные ·способы описания шумовых свойс'flв. В некоторых .случаях указывае11ся, например, напряжение шума, :приведенное к 'ВХОду ( Иш.вх). При этом ·подразумевают·ся ·полоса частот и сопро­ "Тивление генератора (1Rг). Так, ОУ К140УД1, 153УД11, 544УД1 а 1'53УД4 имеют Иш.вх в полосе 200-20 ООО Гц около 2-5 ·мК!В. Дру­ г.им ~способом ·задания шумовых ·свойств являет.ся указание на ЭДС :шума (Еш) и тока шума (/ш). ЭДС ~иума - дифференциальное напряжение входного шума, :которое нужно подать на вход нешумящего ОУ 1при Rг=О для до­ -стижения шума на выходе, равного выходному шуму реального ОУ. Ток шума - шумовой ток, который нужно приложить к !Входу :нешумящего усилителя 1при iRг~·Rвx для достижения шума на вы­ ходе, райного выходному шуму 'Реального ОУ. (Примерами относи­ -тельно малошумящих ОУ являются 544УД1, 744УД1, 284УД1 [5].) В последние ~годы 1поя1впл.нсь ОУ с регулируемым 'Коэффициен­ том усиления, называемые за рубежом ОТА (Operational transcon- oductanice amplifiers) [6]; ОТА имеют дополнительный ре·гулнрующий вход. ·КоэффИ1циент усиления ИС пропорционален току в этой це­ nи. Наличие регулирующего входа значительно расширяет воз­ можности пр.именения ОУ, при ·этом ОТА .может работать не толь­ хо ка·к ОУ, но и ка1к умножитель. Интегральные схемы компараторов. Компараторы - это функ­ циональные узлы, имеющие два значения выходного напряжения (единица пли нуль). В настоящее время компараторы проектируются юrбо на базе ОУ, ли'бо на базе специальных ИС ком1параторов, напрИ'мер, :S2l'CA2 и 521СА1. Построение ИС компараторов на1поминает по­ -строение ИС операционных усилителей, но та·к ·как отсутствует реЖ!!'М малых ~выходных ·сигналов, схема 1ком1паратора упрощена и nовышено его быстродействие. Выходные шара.метры ИС ком1Пара­ -горов позволяют .работать с несколькими логическими схемами. Так, выходная •мощно·сть ИС 521 СА2 достаточна для управле­ яия десятью ТТ Л ключами или обычным реле. Принципиальная оехема ИС 521СА2 'Содержит два дифференциальных каска1да, вы­ ход;юй эм,нттерный повторитель, схему сдви·га уровня 11 цепь огра­ 'НИЧения. Интегральная схема типа 521СА1 ~представляет собой двойной 'Комtпаратор, имеет входы для стробирования. Когда на эти входы nодан сигнал, ·соответствуJQщий логической единице, компараторы Ю\Х'Одятся 1в рабочем состоянии. Следует учитывать, что при подключении ·компаратора 1к источ­ Еику оигнала из-13а ~протекания входного тока через внутреннее со- 11
противление mоследнего напряжение омещения может измениться. Новым параметр1ом, по сра1внению 'С 1параме11рами операцион­ ных усилителей, является 'В'ремя отклика Uнас), которое зависит \ .. степени насыщения, т. е. от величины входного на:пряжения до появления нового им1Пулыса. itнac у ·современных компарато~rов не более 200 нс. Значение itнac соотве11ствует разности опорного напряжения и напряжения скачка, равного 100 'МВ. Для сра1внения укажем, 'ЧТО время насыщения ИС К140УД1 - 800 нс, ИС К153УД1 - 5000 нс. Краме своего прямого назначения, ИС IЮМ'Параторов применя­ ются для построения 1малолистерезисных триггеров Шмидта, анало­ го-цифровых и ~цифро-аналоговых ,преобразова7елей, генераторов импуль·сов, ШИМ 'Модуляторов и других ·схем . .Ком1паратора 1ми яв­ ляются ИС 521САЗ, I\!5'54CA1, К554СА2. Интегральные схемы перемножителей. Интегральные схемы пе­ ремножителей функщий быстро завоевывают большую популяр­ ность благодаря широ1кой универ'сальности и воз,м1ожности 1получе­ ния хороших параметров. Процесс перемножения происходит во многих узлах ·радиоа1ппаратуры 1систем ·связи и прежде всего в 'М{)­ дуляторах, преобра1зователях ча1стоты и детекторах. До последнего времени ;преобразователи частоты в основном строились на нелинейном элементе. Нелинейный элемент - это ли­ бо диод, либо актИlвный 1при1бор в нелинейном режиме. В втом слу­ чае 1при подведении на·пряжения 'Принимаемого сигнала. (ис= = Ис 'COS <iJct) и 'Гетер·одина (иг= Иг cos <iJгt) образуются кроме по­ лезных (U'cos (roc±roг)f) 1много вредных составляющих, для устра­ нения которых ИСJполызуется фильтр. К:роме ~появления втих со­ ставляющих, вредным действием нелинейного сопротИ\вления мо­ жет быть искажение 1закона модуляrции. Однако для преобразования частоты вов1се не обяэательно на­ личие нелинейного сопротивления. Преобразование 1может осуще­ ·ствляться 1с помощью шестиполюсника., вых·одное напряжение ко­ торого линейно 1Заю1сит от каждого из двух входных напряжений. Если Ог - ~постоянное напряжение, нера1вное нулю: Uвых=ИсКс. Бели Ис -~постоянное напряжение, неравное нулю: Uвых=ИгКг. Но Кс 1пропорциQнально Иг, значит Uвъrх=КИсИг. В данном при­ мере Uвыд=К ИсИг cos(<iJc-(J)г)t+KrucUг cos(<iJc+(J)r)t. 2 2 На выходе перемножителя, кроме у~ка1занных ~полезных состав­ ляющих, не будет составляющих с ча1стотой ~принимаемого сигнала. гетеродина и 'Кратных им. К:онечно, ~все это окажется спра1ведли­ вым, если 1Шестиполюсник будет «линейным», что применительно. к этому случаю означает независимость ·коэффициента К от Ис и Иг. Примером ИС 1nеремножителя являетсЯ ИС К140МА1. Схема 12
имеет два дифференциальных входа 5,9 и 3, 11 и симметриrчный выход 6,8. Потребляемый ток 6,5 мА. Коэффициент подавления каждого из входных 'Сигналов при равнам нулю д!ругом ·входном сигнале не менее 46 дБ. Для ~пояснения принщипа работы перемножителя тиша 1МА401, рассмотрим его упрощенную схему (рис. 1.2). Выходное напряже­ ние равняется разности напряжений на резисторах Rн, т. е. Ивых = Rн (/0 +17)-Rн (16 +18) =Rн (!0 +17 -16 -18). (1.1) Схема ~балансируется, т. е. ~при ~входных ~сигналах, равных нулю (Us,9=0 'И Из, 11 =0), токи во всех выходных транзисторах ра1вны (Is=f5=f1=l8 =l), 'ТОгда и Ивых=О. Подадим входной сигнал только на один вход, т. е. при Из,11 =0 Иs,9=f=O. Как видно .из схе­ мы, токи /5, Iв и /5, 11 изменятся в проти·воположные сто·роны, на­ пример: 15 =18 =1(1+а), а 16 =17 =1(1+а). (1.2) Под'ставляя (1.2) в (1.1), получаем Ивых=О. Аналогично при U5,9=0 1Из,11=f=О. В этом •случае /5=/5=/(l+~), а l1=fв=f(1-~). Но и здесь, ка1к легко :видеть, Ивых=О. Теперь пусть действуют оба приращения входных напряжений ( Из,11=/=О и 1Us,9=f=O), тогда I"=(1+a)(1+~)1, 18 =(1-a)(l+~)I, 17 =(1-a)(I-~)I, 18 =(1+а)(1-~)1. (1.ЗJ. Подставляя эти выражения в (11 .1), ~после упрощения шолучаем Ивых=4а~!Rн· (1.4): Следовательно, соединение транзисторов Т5-Т8 на рис. 1.2 дейст­ вительно осуществляет операцию 1перемножен.ия. Любая схема пе­ ремножителя будет осуществлять линейное перемвожение в ·опре­ деленных диа.пазонах входных сигналов. Сумма вмиттерных токов транзисторов Т5-Т8 равна сумме кюллекторных токов транзисто­ ров ТЗ и Т4, разность которых в свою очередь благодаря глубокой обратной свЯlзи проrюрциональна входному напряжению, поэтому диапазон входных сигналов, обеспечивающий линейный режим работы, по входу 5 3-11 относительно большой ---~ (примерно до 100-150 мВ). Диапазон сигналов по вхо­ ду 5-9 меньше (до 20- 30 мВ), что объясняется экспоненциальной зависи­ мостью коллекторrrых то­ ков транзисторов Т5-Т8 от напряжений на эмит- терах транзисторов Т 1 и Т2. Рис. 1.2 . Упрощенная схема Kl40MAI G 13
Для увеличения диапазона входных ~сигналов в схеме МС1595 фир1мы «Motorola» сигнаJI на ба'зы транзисторов Т5-Т8 подается с 1коJIJiекторов транзисторов Т 1 п Т2, нагруженных на диоды, со­ противление 1rоторых 1носит логарифмический характер. Малый уровень шума (не более 10 мкВ) и широкий 1диапазон ча·стот (до •30 ,МГц) ·обеспечивают широкие возможности для при­ менения ИС типа KJ40MA1, несмотря на малый динамический диапазон по •входу 5-9 . Другим примером 1перемножителя явJiяется ИС типа 526ПС 1, включающая элементы цепей смещения. Питание ее однополярное. Диапазон частот до 80 МГ!Ц. Перемножители входят в состав спе­ циализированных ИС К174УР1, Кl74УР2, Kl74.YP,3, Kl74XA2 и др. Интегральные схемы ключей. В качестве электронного ключа может применяться специальный ком·мута1ционный диод. На;nример, диоды типа КД-409 имеют при то1ке 5 мА прямое сопротивление менее l Ом. В качестве ключа может 'быть использован одиночный транзистор. Одна•1ю у ключей ·таких типов имеется остаточное пря­ мое напряжение, которое ограничивает их возможности в передаче малых 'сигналов. У ~двух транзисторов, включенных на•в·стречу, остаточное напря­ жение ·значительно меньше и определяется разностью напряже­ ний коллектор - емиттер ( Ик-э). Интегральная технология позво­ ляет ·получить идентичные транзисторы п тем самым уменьшить остаточное напряжение (И ост) до 10-20 •мюВ. По та1кому прин­ ципу ~выполнены МИlкросхемы ·ключей ~серий 101 л 743 на транзи­ сторах ти,па п-р-п, у :которых ·Иост<50 мюВ (1групrпы А и В), Иост<ЗОО мкВ (·группы Б и Г), прямое сопротивление менее 1·00 Ом и ток утечки менее 10 нА. На транзисторах р-п-р ~построены ключи .серий 124 и 762. Для ИС ключей, построенных на полевых транзИ'Сторах, требуются менышие токи управления и сrюэтому они особенно удобны в тех случаях, ·когда выходные сопротивления для коммутируемых -сигналов велики. Примером таких ключей Являются ИС серий 143, 168 и 704. Пря·мое дина1мичеС1кое сопротивление ключей: серии 168 менее 100 Ом, 'Иост< 10 м1кВ, коммутируемый ток не более 10 мА, по­ стоянная времени примерно равна 700 нс, токи утечки ·стока, ис­ тока и •затв~ора менее 10 нА. Интегральные схемы серии 190 ·предназначены для более высо­ r<ачастотных сNoгналов, ~постоянная времен.и акало 25 нс, прямое сопротивление около 200 Ом. Другим примером аналоговых ключей на полевых транзнсторах являются ключи серии 714, в которую входя·т 7.t4KH1A-Ml и 714iКНШ~.М1 .со схемой упра'вJiения и 714КН2А-М1 без •схемы уп­ ра1вления. На основе 1беокор1пусных ИС ·серии 714 ~построена гиб­ ридная ИС т.ипа :К:284КН1. Пря1мое сопротивление ·ключа 40- 200 Ом, ·максимальный так в закрытом состоянии менее J,O мА. Схемы •серии 714 достаточно универсальны. На1прнмер, при парал­ лельном !Соединении ключей обеспечивается прямое •сопротивление 20-50 Ом. Схема )"Правления позволяет иаполызовать ИС при 1 14
управлении непосредственно логическими схемами (ток управле­ ния :при Uупр=5 В ·менее 3 •М'КА) {7]. Из дру~гих 'схем ключей следует отметить ИС типа 149КТI, со­ стоящую из четырех нескомпенсиро1Ванных ключей; тиристорных ключей серии 520 и оптронных ключей серий 295 и 262. Глава 2 ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ВОЗМОЖНОСТИ УНИВЕРСАЛЬНЫХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ Обычно проектирование функциональных узлов на универсальных ИС со­ стоит из следующих этапов. Считая ИС идеальной, определяются структурная схема функционального ;тзла, включающая ИС, элементы обратной связи, а та1\же цепи источника сиг­ нала и нагрузка. Сопоставляя реальные параметры ИС н элементы внешних цепей, учиты­ l!ают, если это необходимо, влияние неидеальности ИС. В тех случаях, когда это необходимо, рассчитываются элементы цепей смещения по постоянному то­ ку (см. гл. 3). Рассчитываются или выбираются типовые элементы цепей ча­ стотной коррекции для обеспечения необходимой устойчивости (см. гл. 3). Рассмотрим типичную схему решающего усилителя. Решающим называют усилитель, включающий ОУ и элементы обратной связи. Комплексные сопротивления Z0 и Z 1 создают необходимую отрицательную обратную связь. (В зарубежной литературе Z0 и Z 1 обозначают Z1 и z•. ) Основные соотношения для решающего усилителя подробно рассмотрены в [3, 12, 13]. Ниже приводятся простые формулы, позволяющие оценить влияние значе­ ний параметров ОУ на параметры решающего усилителя. Пусть все условия идеальности ОУ сохраняются, кроме условия Куи 0 = оо, но К11 и 0 >Zo/Z1. Из условия идеальности ОУ Rвх=оо, а поэтому l1=lo (рис. 2.1), но 11= (U.x- --1Uo)/Z1 и 10 = (U0-Uвыx)/Z0• После приравнивания хоков, счи- 1ая Куи 0 =-Ивых!Ио, получаем Ивх Zo + Uвых Zo!Kyu. + Uвых Z1/Kyu. + Uвых Z1 =О. f_вых Рис. 2.1. Схемы инвертирующего решающего усилите­ ля (а), неинвертщэующего решающего усилителя (б) и усилителя разности напряжений (в) 15
Разделим каждый член на Ивх и обозначим коэффициент усиления решающего fсилителя Kru p(Kyu Р = Ивых!Ивх). После преобразований получаем _ Z0 1 Kyup - - ~1+ (1!Куи.>(1+ Zo/Z1) (2.1) Если обозначить коэффициент передачи цепи обратной связи как ()=Z1/(Zo+ + Z 1), то (2.1) преобразуется в К_ Zo yuP- - ZtJ+l!Kyu.(). (2.2) Произведение Куи 0 () называют усилением по петле. Точно так же можно получить выражение для коэффициента передачи не­ инвертирующего усилителя (рис. 2.16) (2.3) Формулы упрощаются, если считать Kruo бесконечно большим, тогда Kruo f)~ J и для инвертирующей схемы К- ·rzo ;yUP - -.-z ' t1 ;а для неинвертирующей схемы Ku =I+Ь.=_1_ уР Z1 ()• (2.4) (2.5) Поскольку параметр () точно или приблизительно равен 1/Kru Р' то требование Kru 013~ 1 означает Kru 0 >Куи р или что (2.4) и (2.5) можно использовать тог­ да, когда коэффициент усиления решающего усилителя много меньше коэффи­ циента усиления операционного усилителя. В случае Куи 0 ~Куи Р параметры решающего усилителя не будут зависеть от ОУ, а будут определяться только величинами Z0 и Z1. Вернемся к случаю идеального ОУ, у которого Кrио =оо, тогда в решаю­ щих усилителях, схемы которых приведены на рис. 2.la, 6, 0 0 =0. Действительно, если при воздействии Uвх напряжение U0 стало отличным от нуля, то благодаря бесконечно большому усилению ОУ и конечному зиаче- 1шю сопротивления Z0 оно должно быть полностью скомпенсировано. В инвертирующей схеме напряжение Ивх •вызывает ток 11, ко­ ;орый определяется 1ка1к Ивх/Z 1 , так как Ио=О. Это означает, что входное •оапротивление инвертирующей ·схемы ра1вно Z1. Входное сопротивление неинвертирующей схемы бесконечно болI>шое, так как даже ·при 1Rвx=f=oo уrсловие Ио= О означает, что ток через Rвх не протекает. Условия lo=l1 и iUo=O для схем с идеальным ОУ являются часто достаточными, чтобы вывести выражение для коэффициента передачи при различных цепях обратной свяви. В качестве примера рассмотрим схему решающего усилителя, в .котором на1пряжения подключены к обоим 1входа1м (рис. 2.lв). Для идеального ОУ условия •И'о-И"о=О и 11=/2 применитель­ но к ·схеме, показанной на рис. 2.lв, будут и о Ивх -U~ U~-Ивых ~=' 1 =----- Rt Ro
Решая эти ура1внения, получим U=Ro(и R~ Ro+R1 вых D ВХ2 ' ' R •\1 Ro+ R1 о (2.6) Если R'o=Ro и 1R'1 =R.1, то Uвых = ~: (Ивх 2-Ивх 1)· (2.7) Выражение (2.7) 'П'Оказывает, что решающий у1силитель усиливает напряжение, равное разности двух напряжений, а поэтому не усп­ J11ивает 1СИНфа'3НЫЙ 1СИГНаЛ. Формулы (2.2)-(2.5) 'справедливы при 1Rвых=О. Рассмотрим влияние конечного :значения rRвых· В этом случае опе,рационный у~силитель 'ПО-'прежнему м1ожно считать идеальным, но между его выходом и натрузкой необходимо >Включить сопротивление Rвых (рис. 2.2а). Для ,этой схемы И'вых=Куu 0 (Ивх-~Ивых), илн для эквивалентной .схемы рис. 2.26 и, И' Rнil(Ra+R1) =И' (28) llЫX = ВЫХ ВЫХ • 0 Rвых+Rн11(Ro+R1) 1+ _§i_.!!!!.. + Rзых Rн Rо+Rвых Из (2.8) видно, что для устра·ненпя ~влияния Rвых необходимо, что­ бы вЫIПолыялись ,соотношения Rвых<Rн и Rвыx<rRo. 6) Рис. 2.2. Эквивалентные схемы решающего усилителя с Rвых*О Ра~омrотрим в.1ияние входного ·сопротИ1вления, ~состоящего из дифференциального входного ,сопротивления (Rвх) и сопро11ивле­ иия для 1синфа1зного 'Сигнала (Rвх.сФ) (рис. 2.3). :Можно 'Показать, что ~выходное наiПряжение в этом 1случае определяется следующим выражением: и и 1+ RolR1 +RolRnx.cф вых = 2 -------:=..=~ 1 где Ro!R1 И~------ 1 (2.9) 11'= 1 (210) 1 + Ro!R1 + Ro/R11x + Re!R8x.cф ' . Из (2.9) следует, что для того, чтобы ·сопротивление не влияло на коэффициент усиления с обратной 'связью, необходимо, чтобы вы- 17
полнялось неравенство (<Rо/Rвх.сФ) ~ ~ (RofiR1) или Rвх.сф~R1. Кроме то­ го, из (2.10) можно заключить, что для устранения влияния сопротивле­ ния Rвх на глубину обратной связи необходимо, чтобы выполнялось не­ равенство (Ro/Rвx) ~ Ro/IR1 или Rвx~R1. Рис. 2.3 . Эквивалентная схема решающего усилителя с Rвхд =/= оо и IR.вx с=/= оо 2.1 . Решающие усилители Масштабный усилитель. Имеется в виду решающий усилитель, обеспечивающий уоиление в 'Строго заданное число раз. Для обеспечения постоянства коэффициента передачи в рабо­ чей полосе частот необходимо выбрать усилитель с соответствую­ щей скоростью нарастания выходного сигнала, при этом отноше­ ние Zo (jw) /Z1 (jro) не должно зависеть от частоты. Обычно резисто­ ры обратной связи носят чисто активный характер, т. е. Z0 (j(J)) = =Ro и Z1 (jro) =R1. Основные способы регулировки инвертирующего масштабного усилителя показаны в табл. 2.1, где Rвх.р - входное сопротивление решающего усилителя. Вместо переменных резисторов могут применяться, например, диоды, оптроны или транзисторы. Используя схемы электронного управления глубиной обратной связи масштабного усилителя, можно получить различные схемы функционального преобразования, такие как компрессоры, модуля· торы, дистанционно управляемые регуляторы. Неинвертирующий масштабный усилитель с равным бесконеч­ ности сопротивлением R1 (рис. 2.4) называют буферным каскадом или повторителем напряжения. Считая операционный усилитель идеальным, получаем для масштабного усилителя (см. рис. 2.4) Rвх.р=оо и Rвых=О. В некоторых случаях Ro=O. Повторители напряжения широко используются для согласования каскадов с различными входными и выходными сопротивлениями, для по­ строения активных фильтров и в других случаях. Суммирующий усилитель. Схема суммирующего усилителя по­ казана на рис. 2.5 . Учитывая основные соотношения решающего п усилителя: ,Uo=O и~ Ii+lo=O, получаем 1 1'1 Uвыx=loRo; Uвxt=liRt или Uвыx=-}:/tR&= 1 п = - ~ Uвxi (Ro!R,). 1 18 (2.11)
Схема Ro ~ Характер изменения ОтRo!R1доКуи0 ОтR1доО От О до Ro/R1 ОтОдоКуио ОтR.доО От О до Ro/R1 Rz От Ro/R1 до Куи. :R1 От IblR1 до Ro/R1Koc.cф От R1 до R1/2 Таб.ТJица 2.1 Примечания Глубина регулиро· вания небольшая Изменение Куи Р нелинейно по зако­ ну RxiR-Rx В этой схеме нс· пользуется свойст· во ОУ подавлять синфазный сигнал Преимуществом суммирующего инвертирующего усилителя на опе· рационном усилителе является независимость всех входов, так как из-за Ио=О ток одного входа не попадает на другой вход. Если производить суммирование на неинвертирующем входе, то источни· кн входных сигналов оказываются взаимосвязанными, поэтому та· кие суммирующие усилители встречаются редко. 19
Если коэффициенты усиления по каждому входу одинаковы и равны единице (/(.1 и Pi = 1), то усилитель превращается в алгеб- п раический сумматор (Ивых=-°2:.Ивхi). Изменяя сопротивления ре- 1 зисторов Ri, можно установить необходимые весовые коэффициен- Рис. 2.4. Схема повто- Рис. 2.5. Схема суммирующего усили- рителя напряжения теля ты суммирования. Если в качестве ·Ro установить переменный ре­ зистор, то получаемая при этом регулировка усиления не будет изменять соотношения между входными спгналами. 2.2. Усилители с конденсаторами в цепи отрицательной обратной связи Усилители, обратная связь которых имеет емкостный характер, широко используются в радиоаппаратуре связи. Такие усилители применяются в каскадах, стоящих после преобразователя частоты или детектора, когда усиление сиг- !JL. Со нала необходимо сочетать с подав­ лением составляющих более высо­ ких частот; в активных фильтрах; в 11 схемах обработки импульсных сиг- и~ а ..l вых налов и других. Рассмотрим работу устройства (рис. 2.6), в котором Куи 0 = оо, а Рис. 2.6. Схема интегратора на цепь обратной связи представляет ОУ собой конденсатор с емкостью Со.• Такое устройство называют инте­ гратором, потому что при подведении к входу скачка напряжения. выходное напряжение будет определяться выражением Uвыx=-1-Jiodt, (2.12) Со при этом, как и в случае масштабного усилителя, считаем Ио=О. Поскольку ток fo равен отношению Ивх к R1, то Uвых= ___1_5uвxdt. CoRt (2.13) Считая устройство, показанное на рис. 2.6, усилителем синусои­ дальных сигналов, в соответствии с (2.4) получаем 20
(2.14} Логарифмическая амплитудная характеристика (ЛАХ) этого усилителя представляет собой прямую с наклоном 6 дБ на октаву или 20 дБ на декаду. Частота {', на которой усиление равно еди­ нице (О дБ), соответствует R1= 1/ (f) 1 Со или f'= 1/2nС0R1• (2.15} Для ОУ с реальным коэффициентом усиления ЛАХ будет иметь плоский начальный участок. Такой же вид имеет ЛАХ усилителя с цепью обратной связи в виде параллельного соединения конден­ сатора и резистора Ro, где Ro!R14:..Kyu 0 • Если включить резистор R2 последовательно с конденсатором С0 , то усиление не может быть меньше значения R2/R 1• В этом слу­ чае ЛАХ имеет два перегиба (рис. 2.7). Частота rf" соответствует равенству (R0;R1) = l/ffi"С0R1 или f" = 1/2лС0R0• (2.16} Частота f"' соответствует равенству (R2JR 1)=l/ffi"'CoR1 или f"'=l/2nC0 R 2 • (2.17} Напомним, что для перехода от ЛАХ в виде ломаных линий к ЛАХ в виде плавной кривой, следует точки пересечения прямых переместить на 3 дБ внутрь, а точки, отстоящие от соответствую­ щих точек на пересекаемых прямых на 6 дБ, переместить на 1 дБ. оБ Kyup r'' Рис. 2.7 . Схема усилителя с параллельным соединением конденсатора и рези­ стора в цепи ОС и его характеристика Уе-тройство, в котором конденсатор С 1 включен вместо резисто­ ра R1, называется дифференциатором. Действительно, при подаче напряжения Ивх через конденсатор потечет ток ! 1= C1dИвxfdi, но для схемы с идеальным ОУ -f1=fв=Ивых!Rо ИЛИ Ивых=-RоС1(dИвхfdt). (2.18} Коэффициент передачи устройства (рис. 2.8) для синусоидаль­ ных сигналов в соответствии с (2.4) будет KyuP=-jroC1 R0 • (2.19) Дифференциатор ослабляет низкочастотные составляющие, од­ нако применяется он редко, так как обладает низкой устойчи- 2-1•
R востью, нестабилен и из-за большого усиления высоких частот имеет по­ вышенный уровень шума. Находит применение комбиниро- ванное устройство (интегратор- дпфференциатор), ослабляющее как верхние, так и нижние ча­ Рис. 2.8. Схема дифференциатора стоты. 2.3 . Устройства фушщионального преобразования на операционных усилителях Ограничители. Простые схемы пассивных ограничителей, по­ ~строенные на одном или нескольких диодах или стабилитронах, <>бладают рядом недостатков, связанных с нерезким перегибом .вольт-амперной характеристики и зависимостью их параметров от -температуры. Для уменьшения влияния этих факторов необходимо увеличивать амплитуду сигнала, подводимого к ограничителю. Для многих устройств связи такой способ улучшения работы ограничи­ -теля мало пригоден, так как слишком большие уровни сигнала, iПОлучаемые при этом, приводят к конструктивной неустойчивости .аппаратуры. Использование ОУ с пассивным ограничителем в цепи обрат­ IНОЙ связи позволяет получить схемы, в которых эффективное огра­ ничение достигается как бы уменьшением порога ограничения. Устройство с двумя стабилитронами (рис. 2.9) является двусто­ ронним ограничителем. oJ Рис. 2.9 . Схема ограничителя со стаби­ .лнтронами в цепи ОС (а) и его харак­ теристика (б) R " Рис. 2.1 О. Схема ограничителя с диодами в цепи ОС Коэффициент ограничения Когр, определяемый как отношения l(yu Р на участке АВ на рис. 2.9 к Куи Р на участках за отрезком АВ, соответствует Ко-= -Ro!R1 =-1 R !R (2.20) ·" - 2Rст/Ri 2 о ст• ~-де Rст - сопротивление стабилитрона. :22
Порог ограничения в режиме пробоя в этой схеме определяется ти­ пом стабилитронов. Вместо последовательно включенных стабили­ тронов, которые, в частности, об.'Iадают большой емкостью, пассив­ ный ограничитель может быть выполнен в виде параллельного со­ единения двух диодов. В схеме такого ограничителя (рис. 2.10} порог ограничения можно регулировать выбором резисторов R2- Rs. Для переменного сигнала Korp=Ro/Rд, (2.21} где Rд - сопротивление диода в прямом направлении. Схема прецизионного ограничителя [3] показана на рис. 2.11 . Устройство отличается переходной характеристикой с более ост­ рыми углами изломов и меньшей зависимостью от параметров диодов. При этом К = RoRн+RoR+RнR orp Ri Rн . (2.22} Выпрямители слабых сигналов (детекторы). Так же как и в. ограничителях выполнение выпрямителей или детекторов на ОУ с диодами в цепи обратной связи позволяет снизить на­ чало линейной работы до не­ скольких милливольт. На рис. 2.12 показана схема однополупериодного Uвх выпрямителя, который про­ пускает отрицательную по­ луволну. Ro Схема двухполупериод­ ного выпрямителя приведе­ на на рис. 2.13. Можно пока­ зать, что коэффициент вы- прямления этого устройства Рис. 2.11. Схема прецизионного ограни· чителя будет пропорционален отно- шению Ro+Rд к R1 + 1Rд. При Ro=R1 =,R влияние зависимости Rд (И) не будет сказываться на линейных свойствах, особенно если параметры диодов идентичны. Сочетание устройства, схема кото· рого приведена на рис. 2.12, с фильтром нижних частот дает ли­ нейную схему детектора. Рис. 2.12. Схема однополу- Рис. 2.13. Схема двухполупериодного выпрями· ~периодноrо выпрямителя те.1я 23
Логарифмический усилитель. Структурная схема лоrарифмиче­ оекого усилителя представляет собой структурную схему решаю­ щего усилителя, в котором вместо резистора Ro включен элемент, имеющий логарифмический закон изменения сопротивления. Таким элементом чаще всего бывает полупроводниковый диод, вольт-ам­ перная характеристика которого в некотором интервале описыва­ ется выражением [ 14] 1=10 (еУИ_l), (2.23) где /о - обратный ток диода; у - показатель экспоненты, значение которого изменяется от 20 до 40 l/B. · Выражение для тока (2.23) преобразуется в выражение для со­ противления диода Rд=(l/y/)ln(l+/ 0//0). (2.24) Источники тока. Для питания некоторых узлов аппаратуры свя­ зи требуются источники тока, не зависящие от сопротивления на­ грузки. В качестве такого источника может быть использовано устрой­ ство на ОУ, в котором нагрузка включена в цепь обратной связи вместо резистора Ro. Как и в обычном решающем усилителе, ток в цепи обратной связи определяется входным напряжением и ре­ зистором R1, т. е. lн= \Ивх/R1\. (2.25) В таком устройстве нагрузка не заземлена, что не всегда допусти­ мо. В этих случаях используют устройство, схема которого пока­ зана на рис. 2.14. Если в нем выполняются соотношения R1/R2= =Ro!Rз и Rз!Ro=R1/R.2, то (2.26) В качестве примера отметим, что ОУ К140УД1 в устройстве, схема которого приведена на рис. 2.14, позволяет поддерживать 80- 100 мкА при изменении Rн от О до 80 кОм. Источники опорного напряжения. На рис. 2.15 показаны струк­ турные схемы источников опорного напряжения, роль ОУ в кото­ рых заключается в устранении влияния колебаний сопротивления нагрузки на коэффициент стабилизации стабилитрона. Ru r 1 :Rн у Рис. 2.14. Схема источника тока с заземленной нагруз­ кой 24 + а) Рис. 2.15 Схемы источников опорного напряже­ ния отрицательной (а) и положительной (б) по­ лярности
2.4 . Компараторы иа уииверсальиых интегральных схемах В этом параграфе рассматривается построение функциональных узлов, называемых компараторами. Они построены на ИС, также называемых компараторами. Напомним, что для компараторов мо­ гут применяться и ИС операционных усилителей, но ИС компара­ торов, как отмечалось выше, имеют несомненные преимущества. Разновидностью компаратора является нуль-орган, или нуль - компаратор. Нуль-орган, структурная схема которого показана на рис. 2.16, имеет максимальное выходное напряжение с поляр­ ностью, зависящей от полярности входного сигнала, отличного от а) б) Рис. 2.16. Схема нуль-органа (а) и его характеристика (6) нуля. Диоды защищают вход ИС от пробоя. Односторонний нуль­ орган, схема которого показана на рис. 2.17, выдает логический нуль или логическую единицу в зuвпсимости от того, появился ли на входе сигнал определенной полярности. Из-за паразитной поло- 1 6) о Рис. 2.17. Односто­ ронний нуль-орган (а) и его характери­ стика (6) жительной обратной связи в работе компаратора всегда имеется­ незначительный гистерезис. Когда это явление становится необхо­ димым, то ширину петли гистерезиса увеличивают, специально. вводя положительную обратную связь (рис. 2.18). Рис. 2.18. Схема ком­ паратора с гистере­ зисом (а) и его ха­ рактеристика (6) а} Uвых б} и,вх 25
Собственно компаратором называют устройство, которое реаги­ рует на разность двух сигналов, один из которых может быть опорным. Структурные схемы однополярного и разнополярного компараторов показаны на рис. 2.19. 6) Рис. 2.19 . Схемы однополярного (а) и разнополярного (б) компараторов Регулируя опорные уровни или включая параллельно ряд ком­ параторов с несколькими опорными уровнями, можно получить схемы амплитудных анализаторов пли анализаторов плотности ве­ роятности. 2.5 . Генераторы на универсальных интегральных схемах Самая общая схема генератора синусоидальных колебаний на ОУ или компараторе состоит из ИС, в которой либо в цепи поло­ жительной обратной связи включена селективная цепь, либо в цепи отрицательной обратной связи включена фазосдвигающая цепь, создающая фазовый сдвиг 180° на частоте генерации. Обычно в схему генератора включается ограничительный элемент, тогда ге­ нератор имеет меньшее значение коэффициента гармоник и фик­ сированное значение выходного сигнала. В качестве селективной цепи в генераторах синусоидальных колебаний используются мост Вина (рис. 2.20а) или двойной Т-об­ разный мост (рис. 2.206). Генератор с мостом Вина легче других перестраивается, для чего применяются сдвоенные переменные ре­ зисторы в качестве элементов R1 и R.2 . а) Рис. 2.20 . Схемы генераторов с мостом Вина (а) и с двойным Т-образиым мо­ стом (6) 26
Рис. 2.21 . Схемы симметричного муль- тивибратора, несим- метричного мульти- вибратора и ждуще­ го мультивибратора Обычно l/C1R1=l/C2R2=1/CR, тогда в устройстве, схема кото­ рого приведена на рис. 2.20а, угловая частота генерирования опре­ деляется соотношением wг= 1/CR. Из импульсных схем генераторов, применяемых в аппаратуре связи, отметпм следующие основные схемы мультивибраторов. Основная схема симметричного мультивибратора показана на, рис. 2.21а, период колебаний т:г=RС. Схема несимметричног0> мультивибратора приведена на рис. 2.216, схема ждущего мульти­ вибратора - на рис. 2.21в. С,ледует напомнить, что в схемах генераторов, особенно им­ пульсных, выгоднее применять ИС компараторов. 2.6 . Устройства перемножения функций на универсальных интеrральиых схемах Четырехквадрантные и смещенные перемножители. Перемножи­ тель, который работает при обеих полярl!остях обоих входных сиг-· налов, называется четырехквадрантным. Его работа описывается, уравнением Z = ( + Х) (±У) и в зависимости от знаков Х и У бу­ дет эквивалентна площади, обозначенной в одном из квадрантов.-. (рис. 2.22а). Если один из входных сигналов может иметь только одну по­ лярность, то такой перемножитель будет называться смещенным. Его работа описывается уравнением Z=± (ХХУ) и эквивалентна~ площади, обозначенной в одном из двух квадрантов (рис. 2.226). 2.Т
Примером четырехквадрантного перемножителя является ИС Kl40MA1. Однако, если на один из входов подать такое постоян­ яое смещение, чтобы сигналы на этом входе были всегда меньше этого смещения, такой перемножитель окажется смещенным. у у z z ([] ::с ? ~ о) уа) Рис. 2.22. К определению четырехквадрантного (а) и смещенного (б) перемно­ жителей Операционный усилитель с регулируемым усилением (ОТА) в Qбычном включении (рис. 2.23а) является смещенным перемножи­ телем. Однако если его включить, как показано на рис. 2.236, то он становится четырехквадрантным перемножителем. :!:Х 1:.Z :!: :r 1 а) Рис. 2.23 . Схема включения ОТА (а) и схема четырехквадрантноrо перемножителя на ОТА (б) Таким образом, и специальные ИС перемножителей типа К140МА1 и схемы ОТА могут работать как в четырехквадрантном, так и в смещенном режимах. Далее рассмотрим структурные схемы, иллюстрирующие воз­ можности применения перемножителей. Регулируемый каскад. Операция перемножения осуществляется в регулируемых каскадах, например в системах АРУ радиоприем­ ных устройств. Применение ИС перемножителей и ОТА в этом 28
случае выгодно тем, что, в отличие от обычных регулируемых кас­ кадов, их входное сопротивление и динамический диапазон прак­ тически не зависят от регулирующего напряжения. В этом случае пе~эемножитель работает в смещенном режиме, поэтому особенно выгодно применение ОТА. Амплитудный модулятор. Если на вход Х смещенного перемно­ жителя (рис. 2.24а) подать несущее колебание Ис cos ffict, а на вход У подать низкочастотное модулирующее колебание И Q cos Qt и постоянное смещение, то сигнал на выходе будет представлять собой амплитудно-модулированное колебание. При этом, если мак­ симальное значение И о будет равно половине линейного участка по входу У, выражение для сигнала на в:\>rходе будет z= И(1+ тCOSQt)COSffict, г.~.е т - отношение амплитуды сигнала на входе У к ее макси­ мальному значению. Спектр выходного напряжения показан на tрИС. 2.246 . и Рис. 2.24 . Схема и спектр выходного колебания амплитудного модулятора Рис. 2.25 . Схема синхрон­ ~юго детектора АМ сигна­ лов Балансный модулятор. Схема балансного модулятора отлича­ ется от схемы амплитудного модулятора только тем, что перемно­ житель работает в четырехквадрантном режиме. В данном случае сбалансированные ИС перемножителей позво­ ляют осуществить довольно большое подавление составляющих с частотой ffic и Q. Смеситель. Как указывалось в гл. 1, смеситель, построенный на перемножителе, практически не содержит в выходном сигнале никаких составляющих, кроме суммарной и разностной, т. е. если Х= ис cos ffict, а у=,Иг cos ffiгf, то ии ии Z = _с_г CUS ((J)c + (J)г) f +-с_г COS {ffiг-(J)c) t. 2 2 В этих схемах полезным является отсутствие составляющих с час­ тотой гетеродина не только на выходе, но и на входе, что обеспе­ чивает малое паразитное излучение в антенну. Детектор АМ сигналов. Если на один вход перемножителя по­ дать обе боковые или только одну боковую составляющую АМ сиг­ нал а Uб cos (ffi± Q) t, а на другой вход - несущее колебание Ин cos (J)f, выделенное из входного сигнала, например с помощью ограничителя, то в результате перемножения на выходе получим 29
колебание низкой частоты (Q) и колебание частоты (2ro±Q). Пос­ ле фильтра нижних частот (рис. 2.25) получаем продетектирован­ ное напряжение. Фактически схема на рис. 2.25 представляет со­ бой синхронный детектор [15]. Квадратичный детектор. На рис. 2.26 приведена схема квад­ ратичного детектора. На выходе такого детектора низкочастотные напряжения будут иметь частоту 2Q при частоте модулирующего колебания ,Q. Если вместо фильтра нижних частот включить фильтр верхних частот, то получим удвоитель частоты. Рис. 2.26 . Схема квадратично· го детектора Рис. 2.27 . Схема частотно· го детектора Фазовый детектор. Если на один вход четырехквадрантного пе­ ремножителя подать фазомодулированное колебание, а на другой вход - несущее колебание, то, как легко показать, схема в сочета­ нии с фильтром нижних частот будет работать как фазовый детек­ тор. Подобные схемы широко используются в системах с коль­ цом ФАПЧ. Частотный детектор. Схема частотного детектора показана на рис. 2.27. На вход Х подается частотно-модулированный сигнал, выделяемый на параллельном контуре. Фазовая характеристика контура вблизи резонанса описывается выражением ер= arctg Q (L-Ь) = arctg - 2 - Лf, (2.27) fof Лfр где Q - добротность контура; f- мгновенное значение частоты; f0 - резонансная частота; Лfр - полоса на уровне 0,7; Лf= l,f- - fo1 - девиация частоты. Изменение частоты приводит к изменению фазового сдвига. Пусть напряжение на контуре будет Ux=Иxsin(rot+cp_), (2.28) где q>_ - мгновенное изменение фазы, определяемое по (2.27). На вход У подается напряжение через конденсаторы, т. е. с опереже­ нием на n/2. На выходе будет действовать произведение Uz = U;а. sin (ro t + qJ_) UiJ sin (ro t-n;2). (2.29) С учетом фильтра нижних частот получаем UxUy Uz= - 2 - COS q>_ . (2.30) 30
Подставляя (2.27) в (2.30), после преобразований получаем и =UxUu 2Лf/Лfр (231) z 2 V1+(2Лf/Лfp) 20 • Учитывая, что Лf <Лfр, имеем Uz= U:x:Иu (Л f/Л fр)· (2.32) Но в нашем случае Лf это девиация частоты, например: Лf=ЛfтcosQt, (2.33) а значит Uz= Ux Uu (Л fт!Л fр) cos Qt. (2.34). Таким образом, устройство, схема которого приведена на рис. 2.27, работает как линейный частотный детектор. Именно на таком принципе построен частотный детектор f ИС К174УР1, К174УР2 и К174УРЗ. Uвxt _, ..__ -t Уплотнитель каналов. Простейшая схема уплотнения каналов на перемно­ жителях 1 и 2 приведена на рис. 2.28. Ячейка 3 подает управляющие на­ пряжения, в соответствии с которыми на выход подается напряжение КUвх1 ИЛИ КИвх2· р228С д u В ис. . . хема уплотнителя елитель напряжении. схеме де- каналов лителя напряжений (рис. 2.29а) ток через резистор ·Ro умножается на Uy, а это эквивалентно уменьше­ ниюR.o вUyраз,т.е. U =URo/Uu_= Их Ro вых хR UR. 1 и ] Рис. 2.29 . Схема деления напряжений (а) и извлечения квад­ ратного корня (б) Схема извлечения квадратного корня. Устройство (рис. 2.296) отличается от приведенного на рис. 2.29а тем, что выходное на- пряжение подается на вход У перемножителя пли Иу= -Их Ro И R1' т. е. 31
l(омпрессор. Позволяет осуществлять линейную компрессию сигнала в широком динамическом диапазоне (рис. 2.30). При этом устраняются искажения, присущие нелинейным ограничителя·м, и необходимость калибровки. Регулировкой Ro_ можно изменять ве­ личину компрессии. Такие схемы применяются для расширения а} динамического диапазона системы свя­ зи, например, в системах Долби. На выходе системы связи должен быть включен экспандер с характеристикой, обратной характеристике компрессора. Структурная схема и характеристика и•ых такого экспандера показаны на ,,_...._____ рис. 2.31. Если в устройство, схема которого приведена на рис. 2.31, между выходом ОУ и входом Х перемножителя :iклю­ чить инерционное звено, то схема пре­ образуется в автоматический регуля­ тор уровня, отличающийся от схем без "------_ ...... и._вх nеремножителя существенным сниже­ 6) нием нелинейных искажений. Показанными примерами не огра­ Рис. 2.30. Схема компрессора (а) и его характеристика (6) ничиваются возможности применения перемножителей, но из изложенного выше можно сделать вывод о том, что схемы перемножителей будут все шире применяться в аппаратуре радиосвязи либо как самGстоя­ тельные ИС, либо как составляющие БИС. Ro а) 6) Рис. 2.31 Схема экспандера (а) и его характери­ стика (6) Глава 3 ОБЩИЕ ВОПРОСЫ, ВОЗНИКАЮЩИЕ ПРИ ПРИМЕНЕНИИ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ 3.1 . Смещение на выходе масштабного усилителя Рассмотрим простейшую схему масштабного усилителя. При Ивх=О на выходе будет действовать напряжение ЛИвых. которое в соответствии с рис. 3.1 определяется следующими факторами. 32
Пусть lвх1 =fвх2=О, тогда потенциал в точке С относительно зем­ ли будет равен нулю (Ис=О). В усилителе с глубокой отрицатель­ ной обратной связью потенциал в точке С равен потенциалу в точ­ ке В (Ив=О). Потенциал в точке А есть результат деления Ro выходного напряжения делите- лем R.o, R1, таким образом, на­ пряжение смещения (Исм= =Ил,в) вызывает выходное на- Uвх и Ri+Ro пряжение, равное см -- • Ri Если lвх1=тf:О, то ток вызы- вает на резисторе R.1 напряже- Рп-:. 3.1. Источники смещения выходно­ ние lвxiR 1 , а на выходе го напряжения масштабного усилителя fвx1R.1 (-Ro/R1) ИЛИ -fвx11Ro. Если fвх2=тf:О, то напряжение lвx2R2 вызывает выходное напря- жение lвx2R2 Ri+Ro . Суммируя эти три составляющие, получаем Ri напряжение смещения на выходе: Л Ивых = Исм (1 + R.o/R.1)-/вх 1R.o + lвХ2 R2 (1 + R.o/R.1)· (3.1) Легко показать, что если R2=R1Ro/(R1+Ro), то Л Ивых = Uсм (1 +Ro/R1)-Л lвх Ro, (3.2-), где Лlвх=lвх2-fвх1 - разность входных токов. Из уравнений (3.1) и (3.2) следует условие, что R.2 :выбирается равным сопротивлению параллельно соединенных R.1 и Ro и обеспе­ чивает наименьшее напряжение смещения за счет fвxi и /вх2, так как напряжение смещения создается только их разностью. Из соотношений (3.1) и (3.2) также следует, что чем меньше Ro, тем меньше Л·Ивых. и чем меньше коэффициент усиления с об· ратной связью (Ro/R1) или (l+Ro/,R1), тем меньше ошибка. Выходное напряжение смещения будет изменяться с изменени­ ем температуры от t0 1доt0 2 в худшем случае до величины Л Ивых t 2 =[Исм t1 + (Л Исм!Л Т) (t2-t1)] (1 + Ro!Ri)- (3.3) где ЛИсм/ЛТ и .ЛЛfвх/ЛТ- параметры операционного усилителя. Аналогичными соотношениями определяется дрейф ЛИвых за счет изменения напряжения питания. Напряжение ЛИвых может увеличиться ·за счет неполного по­ давления синфазного сигнала. Небольшая неточность в выполне­ нии соотношения R2=R1Ro/R 1+Ro вызывает выходное напряжение и-и 4б сф.вых - сф.вх l + Ri!Ro (3.4). где б - разброс сопротивлений резисторов относительно номннал·а. В некщорых случаях следует учитывать или предотвращать зз
появление выходного напряжения, вызываемого детектированием на входе сигналов с частотами, на которые не рассчитан усили­ тель. При использовании реальных операционных усилителей в уси­ лителе постоянного тока (УПТ), кроме отмеченных выше факто­ ров, на стабильность будут влиять изменения коэффициента пере­ дачи и входного сопротивления. Для того чтобы сравнить различ­ ные схемы ОУ по стабильности, необходимо просуммировать со­ ставляющие смещения, вызванные различными факторами, ка.к это сделано в [16]. 3.2 . Цепи смещения универсальных ИС Исходная балансировка схемы. Элементы цепей смещения вы­ бираются обычно не только для компенсации смещения при ком­ натной температуре, но и с условием обеспечения наименьшего на­ .пряжения смещения при изменениях температуры. Например, если Исм и Лlвх имеют одинаковую полярность, то в соответствии с (3.1) усилитель можно сбалансировать выбором сопротивления резистора R2 • Однако такой метод не всегда возмо­ жен, так как Исм и Л/вх могут иметь любую полярность. Кроме того, при изменении температуры Осм не будет компенсировать Лfвх и появится большой дрейф смещения. На рис. 3.2а показана схема более точной компенсации смеще­ ния. В этой схеме с помощью переменного резистора R'2 выравни­ вается влияние токов fвх1 и lвх2 даже если сами токи не равны. При изменении температуры не появится смещение, обусловленное входными токами, пока оба тока lвх1 и lвх2 изменяются в одинако­ вой степени. Для настройки параллельно резисторам RJ и R2 подключаются резисторы Rx= (1/5071 OO)Ro, при этом выходное напряжение сме­ щения ЛИвых должно возрасти. С помощью резистора Rз добива· ются дИвых=О, отсоединяют Rx и с помощью резистора R'z снова добиваются ЛИвых=О. Эти операции повторяют несколько раз. Схема, приведенная на рис. 3.26, аналогична схеме, приведен­ ной на рис. 3.2а, но обладает лучшим подавлением синфазного сигнала, так как цепи, подключаемые к обоим входам ОУ, иден­ тичны. На практике применяют и более простые схемы компенсации, (рис. 3.3а), однако в подобных схемах влияние температуры бу· дет более заметным из-за изменения токов f вxl и lвх2· В некоторых ИС, как, например, К153УД1 и К14·0УД8, имеются специальные выводы для компенсации смещения нуля (рис. 3.36). В этом слу­ чае разбалансировкой токов первого каскада выравнивают токи второго каскада. ·· Проблемы точной компенсации усложняются в регулируемом усилителе. В этом случае можно использовать схему со ступенча­ :той регулировкой, в которой компенсация сохраняется в любом положении обоих переключателе~ . [ 17], поскольку сохраняется 34
суммарное сопротивление инвертирующего входа относительно земли, либо применять пару полевых транзисторов, как это сдела­ но в [23]. Ro + Ивых + 1rn ~ ~ Рис. 3.2 . Схема компенсации напряжения смещения (Rз) и разности входных токов (R'2) на неинвертирующем входе (а) и схема компен­ сации напряжения смещения н разности входных токов на разных входах ОУ (6) Балансировка в диапазоне температур. Точная комnенсащпt смещения нуля ОУ (балансировка) в диапазоне температур воз­ можна только с учетом температурньiх зависимостей Исм и fвх коIJ­ кретного усилителя. Ro '! J + Рис. 3.3. Простая схема компенсации напряжения смещения (а), ком­ пенсация напряжения смещения в ИС Ю53УД1 (б) и в ИС Кl40УД8 (в) На практике встречаются способы компенсации с помощью ана­ логичного операционного усилителя [18]. Если ОУ управляется многоканальным коммутатором, напри­ мер, когда он применяется для нормирования сигналов в многока­ нальных системах сбора данных, то точную компенсацию смеще­ ния можно осуществлять в промежутках времени между рабочими циклами. На рис. 3.4а рабочий цикл соответствует положению 2 переклю­ чателей. Между рабочими циклами переключатели находятся в по­ ложении 1. В этом случае конденсатор С заряжается до напряже- 35
ния, равного напряжению смещения. В течение рабочегоu цикла на­ пряжение на конденсаторе включается в цепь обратнои связи и уменьшает дрейф операционного усилителя до О, 1 мкВ/0 С. Более точную компенсацию (до 0,05 мкВ/0 С) имеет цепь сме­ щения (рис. 3.46) [ 19]. Применяются и более сложные динамиче- ,....,....._ ,..._- . . . .. 1 -..._ __ ' --~ J 1 1 1 18 ...__ а) Рис. 3.4. Способы ус.тановки минимального напряжения емещения в промежутках между рабочими циклами \8_________________1\ \1 !:.1. . 6) -ские методы компенсации дрейфа нуля, например, путем подачи на В%0д усилителя компенсирующего сигнала постоянного тока, кото­ р:ый периодически модулируется с помощью ключа или модулято­ ра. Однако, полученные в подобных схемах (рис. 3.46) результаты {0,05 мкВ/0 С) вполне достаточны для большинства схем переклю­ чаемых усилителей. 3.8 . Источmmи питания универсальных ИС Для многих видов универсальных аналоговых ИС требуется двуполярное питание. При этом в сбалансированных по выходу схемах, таких как K140MAI, важно точное сохранение соотноше­ ния между положительным и отрицательным напряжениями. f'l .0 ГТ402Г На рис. 3.5 показано уст­ Uи.n+ ройство, преобразующее одно­ полярное напряжение в двупо­ лярное. Схема поддерживает соотношение между + Ии.п/2 и с.2 -Ии.п/2 с точностью 2-3 мВ Uи.n- при .изменени 10и одАноПго из токовй ,__.... _ ______.~----_....-Q питания на м. ри точно балансировке схема потребля­ Рис. 3.5. Преобразователь однополярно· ет ток 2,5 мА. Конденсатор С1 го напряжения в двуполярное на ОУ подавляет шумы и предотвра- щает возникновение паразитной генерации, а конденсатор С 2 сглаживает выбросы тока [20]. . В [21] описан стабилизатор для питания двуполярных ИС на двух ОУ. Уровень пульсаций в схеме не более 1 мВ. В некоторых случаях при построении функционального узла на ОУ можно обойтись однополярным источником. В схеме усилителя З6
!/О Uи.п+ !к 100,0 Рис. 3.6 . Схема УНЧ с однополярНЫ\!: питанием низкой частоты (рис. 3.6) опе­ рационный усилитель, кроме усиления сигнала, выполняет одновременно функции, анало­ гичные функциям ОУ в схеме на рис. 3.5. Операционный усилитель позволяет практически полно­ стью устранить пульсации на выходе источника питания, как это сделано, например, в уст­ ройстве, описанном в [22]. 3.4 . Обеспечение устойчивости цепи коррекции Прежде чем решать вопрос о выборе элементов цепи коррек­ ции, необходимо определить, нужны ли они вообще. Для этого не­ обходимо располагать логарифмической амплитудной характерис­ тикой (ЛАХ) и фазовой характеристикой ОУ (рис. 3.7). Обычно ЛАХ ОУ Известна, а фазовая характеристика может быть построе­ на по известной ЛАХ, так как типовые схемы ОУ являются мини­ мально-фазовыми цепями. Пусть с помощью ОУ, характеристики которого приведены на рис. 3.7, необходимо построить масштабный усилитель с Куи Р = =50 дБ. Затем на графике ЛАХ проводим прямую 1, соответст­ вующую 50 дБ. В этом случае цепи коррекции не нужны, так как точка, в которой (j)= 180° (точка А на рис. 3.7), оказалась ниже прямой 1. Это означает, что на частоте fА, когда обратная связь из отрицательной превращается в положительную (<р= 180°}, усиле­ ние по петле меньше 1 (О дБ), поэтому генерация не возникает. В данном примере усиление по петле (Куи ,-Куи Р) на частоте fА будет 30-50 дБ. Рассмотрим второй пример. Пусть требуется построить мас­ штабный усилитель с KyuP = 10 дБ, что соответствует прямой 2 на рис. 3.7. Глубина обратной связи случае должна быть 70 дБ. Однако такой усилитель будет генерировать, так как точка А оказывается выше прямой 2. Это означает, что на частоте fл, где <р= 180°, усиление по петле больше 1. Следует заметить, что для более точной оценки устой­ чивости следует учитывать запас по фазе и другие факторы. Та­ ким образом, можно сделать вы­ вод: чем меньшее мы хотим полу­ чить усиление с обратной связью, тем менее устойчивым будет усп­ .литель. Рис 3.7. l( определению необхо­ димости подключения цепей· кор­ рекции 37
Однако если иметь в виду конструктивную паразитную поло­ жительную обратную связь, то в любом усилителе большее усиле­ ние будет обусловливать меньшую устойчивость. Так, обеспечить устойчивую работу без обратной связи ОУ К153УД1, усиление ко­ торого достигает 105, практически невозможно из-за паразитной связи между выходными и входными цепями. На практике чаще других применяются следующие виды частотной коррекции: шун­ тирующие RС-цепи, увеличение емкости, обусловленной эффектом Миллера, создание положительного фазового сдвига. Включение корректирующих цепей может иметь и нежелатель­ ные последствия: уменьшение максимально возможной глубины обратной связи и скорости нарастания выходного сигнала, суже­ ние полосы пропускания, увеличение шумов и конструктивные не­ удобства. При выборе корректирующих цепей следует учитывать эти факторы. Корректирующие цепи ОУ типов К140УД1, Кl40УД2 и К153УД1. Самым простым способом частотной коррекции усилителя К140УДI является подклю­ чение конденсатора большой емкости на выход ОУ. В этом случае ЛАХ будет определяться единственной сRС-цепью, поэтому в этом случае запас по фазе со­ ставляет 90°. Тот же результат даст подключение конденсатора, но меньшей емкости, к выводу 3. На рис. 3.8 показаны ЛАХ ОУ К140УДI с конденсатором емкостью 0,1 мкФ, подключенным к выводу 3. Спады характеристик при различных K,up повторяют спад ЛАХ без об­ ратной связи. Данный метод можно применять для построения УПТ или УНЧ, f rц Рис. 3.8. ЛАХ решаю­ щих усилителей на ОУ Ю40УДI при подключе­ нии конденсатора ем­ костью 0,1 мкФ к вы­ воду 3 при этом обеспечивается хорошая стабильность и уменьшение высокочастотных составляющих шумов. Для расширения полосы частот вместо конденсатора следует к выводу 3 подключить последовательную цепочку из резистора iRн и конденсатора Си. В этом случае спад ЛАХ начинается не с нулевой частоты, а с некоторой более высокой частоты полюса. Для этого случая справедливы следующие эмпириче­ ские формулы: Rн= 20(1+R0/R1). Ом; 0,01 -----,мкФ, 1 + Ro!Rt где Ro и R 1 - сопротивления обратной связи масштабного усилителя. (3.5) (3.6) Усилитель оказывается более широкополосным, если подключать последова­ тельную RС-цепь к выводу 12. В этом случае рекомендуемые сопротивления Rк и емкости Сн указаны ниже. KYUp• дБ о 20 40 54 Rн, Ом 75-120 320 620 1000 Сн, пФ 1000 510 100 100 38
При использовании ОУ К140УД1 возможна компенсация на опережение по фазе. Для этого к выводам 2 и 3 подключается конденсатор С23 =50-70 пФ. В1орой полюс ЛАХ сдвигается вправо, а полоса пропускания расширяется при­ мерно в 4 раза. Тем не менее при усилении каскада с обратной связью менее зп дБ такой коррекции недостаточно для обеспечения устойчивости и требуется создать отставание по фазе. Коррекция с помощью конденсатора С2з применя­ ется для получения наиболее широкополосных усилителей, поэтому дополни­ тельную цепь коррекции выгодно ставить на входе. В этом случае скорость на­ растания выходного сигнала не ухудшится. С учетом обеих цепей коррекции (рис. 3.9а) можно обеспечить максимальное синусоидальное напряжение с ча· стотой 500 кГц. 9 а) Рис. 3.9. Подключение цепей коррекции на опережение по фазе к ОУ К140УД1 (а) и ЛАХ решающих усилителей на ОУ К140УД1 с коррекцией на опережение по фазе при С2з=50 пФ и Ro= 10 кОм (6) !Jб 20 Ск = ffJfJ о f f !О 10011Гц а) Логарифмические амплитудные характеристики усилителя с коррекцией на опережение по фазе с помощью С2з=50 пФ при <Я.о= 10 кОм показаны на рис. 3.96 . Характеристики на рис. 3.96 справедливы при активных сопротивлениях на­ грузки и источника сигнала. Если нагрузка носит емкостный характер (50- 100 пФ), то следует уменьшать сопротивление <Як2 и увеличивать емкость Ск2 . Следует заметить, что цепи коррекции, включаемые на вход усилителя, ухудшают шумовые свойства каскада, так как эти элементы, не влияя на уро­ вень шума, уменьшают уровень сигнала на входе. Пример подключения цепей коррекцпи к усилителю К140УВ2 показан на рис. 3.,1 Оа, спецификация элементов в табл. 3.1 и соответствующие частотные характеристики - на рис. 3.106. На рис. 3.lla показана рекомендуемая схема включения цепей коррекции ОУ Ю53УД1. Ro K,yup 100 1------' -100 101------~ -10 +1 -1f о) Ги, l'ис. 3.10 . Решающий усилитель на ОУ К:l40УД2 и его цепи коррекции (а); ЛАХ решающего усилителя на ОУ Кl40УД2 (б) 39
Таблиц а 3.l Обозначение элементов схемы, Емкости и сопротивления элементов для различных коэффициетов передачи Ку и приведенной на рис. 3.JO, и единицы измерения р +1 1-1 1 -10 1 -1 00 1 1 Сн,• пФ 6800 3300 2200 2200 Cs, пФ 33000 33000 33000 33000 Сн,• мкФ 1,0 0,25 0,25 - Сн3,пФ 2200 1200 750 750 Ск •'пФ 15000 6800 6800 6800 Св, пФ 100 100 100 10(} Rz, кОм 10 10 10 10 R1, кОм - 20 11 10 Ro, кОм 10 20 110 1000 Rк,• Ом 200 200 200 200 Rк,• Ом 100 100 100 - Rз, кОм 1 I 1 1 Получаемые частотные характеристики и значения C«t, Си2 и Rиi показаны на рис. 3.116 . Влияние цепи коррекции С«1, Rи 1 приводит к увеличению емюtсти обусловленной эффектом Миллера (СэФФ=Си1К2). Чем больше эта емкость, те~ ниже скорость нарастания Vuвых (до 0,25 В/мкс), так как Vu =dU - lи2 - lи2 вых dt - СэФФ - К2 С111 (З. 7) ' к8vр' и~ Ск,. Ск11 Ск2. пФ кОм пФ lfвых10оJ 100 1.S J Rкz= 500 !,5 zo /?.' 2. =.fООм J!l!JO !,S 'l.O!l о) О) 100кГи, fМГи, Рис. 3.11. Решающие усилители на ОУ К153УД1 с цепями коррекции (а) и его ПАХ (б) Емкость конденсатора Сн2 на Vивых не влияет, так как ток последнего каскада значительно больше тока второго каскада. Бо.льшую скорость нарастания (до 5 В/мкс) имеет цепь коррекции, схема которой показана на рпс. 3.12, где С1= =100 пФ, а С2=20 пФ при КУир=20 дБ и С2=30 пФ при КУир =0 дБ. На этнх примерах видно влияние цепей коррекции на частотные свойства ОУ. Добавлением каскадов можно значительно улучшить результирующие па­ раметры ОУ. Если ИС дополнить выходным каскадом с коэффициентом усиления рав­ ным 7, увеличивающим скорость нарастания выходного сигнала, и создать до­ полнительный путь усиления для высокоча-:тотных составляющих, то, как ука­ зывается в [24], скорость нарастания выходного напряжения увеличивается до 300 В/мкс. 40 r
Другой способ улучшения частотных свойств ОУ предложен в (25]. Повы­ шение скорости нарастания выходного сигнала здесь достигается тем, что кор­ ректирующий конденсатор большой емкости помещен на вход, где уровни на­ пряжений меньше, а для обеспечения необходимого тока перед ОУ устанавли­ вается дифференциальный эмиттерный повторитель на схемах Дарлингтона. В этой схеме обеспечивается усиление синусоидального сигнала с частотой 5 1\1.Гц до 8 В. Недостатком схемы является несколько больший, по сравнению с ОУ Ю53УД1, дрейф нуля. Новые ИС зачастую либо вообще не нуждаются во внешних цепях коррекции (140УД6, 140УД7, 140УД8, 544УД2, 140УД10, 140УД11), либо имеют цепь коррекции в виде конденсатора ем­ костью 30 пФ между зажимами 1 и 8 (153УД2, 153УД6, 140УД14}. 8 Рис. 3 12. Способ включения цепей коррек· ции для увеличения скорости нарастания выходного напряжения Ro Со Рис. 3.13. Нейтрализация влияния емкостной нагруз­ ки Рассмотрим, к каким последствиям приводит комплексный ха­ рактер нагрузки. Пусть нагрузкой масштабного усилителя является емкость, на­ пример входное сопротивление следующего каскада или входное сопротивление кабеля. Емкость Сн вместе с выходным сопротивле­ нием ОУ создает дополнительный полюс на частоте f рн, где 1 fpIJ.= • (3.8) 2л: Rвых Сн Цепь RвыхСн вносит дополнительный фазовый сдвиг. Теперь точка А на рис. 3.7, где <р= 180°, перемещается влево, что уменьшает глубину ОС, при которой обеспечивается необходимая устойчи­ вость. Если в этом случае выбрать ОУ с меньшим значением Rвых. то f1' н увеличится и устойчивость может быть обеспечена. Однако выбрать другой ОУ не всегда возможно. В устройстве (рис. 3.13~ действие полюса, обусловленного нагрузкой, нейтрали­ зуется действием нуля, обусловленного емкостью С0 • Резистор R.доп исключает влияние разбросов Rвых (R.доп>,Rвых). Тогда полюс со­ ответствует частоте f' рн. где f; н = 1/21t Rдоп Сп. (3.9) а нуль соответствует частоте fно, где 1 fно=----- 2л.R0 с, (3.10) 41
Для осуществления компенсации необходимо выбрать Со из усло­ вия fно={'рн, т. е. Со= Сн 1;:п . (3.11) Другим классом нагрузки являются пассивные фильтры или д.11ин­ ные линии, когда эквивалентом нагрузки является цепь из индук­ тивности и емкости. В этом случае, если Rвых мало, может возник­ нуть генерация на частоте f"рн, где f" 1 Р8= 2nУLнСн • (3.12) Как и в устройстве (см. рис. 3.13) устойчивость обеспечивается включением резистора Rдоп· Сопротивление Rдоп рекомендуется вы­ бирать из условия [30] Rдоп= 1,4 VLн!Сн. (3.13J Например, при Сн=О,01 мкФ и Lн= 10 мкГн Rдоп=44 Ом. Резис­ тор Rдоп включать не обязательно, если из (3.13) оказывается, что Rдоп~Rвых· Рассмотрим воздействие большого синфазного сигнала Ивх.сФ· При отрицательной полярности Ивх.сФ входные транзисторы неко­ торых ОУ, например К140УД1, запираются, а транзистор генера­ тора тока этого каскада переходит в режим насыщения, другими словами, первый каскад перестает усиливать входной дифферен­ циальный сигнал. При положительной полярности Ивх.сф в режим насыщения пе­ реходят входные транзисторы, закорачивая входные зажимы ОУ. Если в этом случае ОУ включен как повторитель напряжения, то из-за действия положительного синфазного напряжения напряже­ ние с выхода по цепи обратной связи попадает на инвертирующий вход и затем через открытые транзисторы входного каскада на ин­ вертирующий вход, т. е. обратная связь из отрицательной стано­ вится положительной - происходит «переброс». В этом случае по­ вторитель перейдет в триггерный режим. При еще большем Ивх.сф и глубокой обратной связи наступает разрушение структуры. Пе­ реброс не возникает, если KyuP > 10 или t.Ro>30+50 кОм. Если эти условия выполнить нельзя, то можно применить меры защиты, например включить ограничительный диод. Большой дифференциальный сигнал ( Ивх) также приводит к нежелательным последствиям. Обычно Ивх тах< Ивх.сФ тах· Превы­ шение Ивх выше допустимого уровня приводит к пробою перехода эмиттер - база входных транзисторов. Для защиты входного кас­ када применяют либо стабилитроны, либо кремниевые диоды. При введении отрицательной обратной связи воздействие большого дифференциального сигнала становится менее опасным, так как не­ посредственно на входе ОУ уровни сигнала будут меньше. Однако, если на вход попадают импульсы со скоростью нарастания боль­ шей, чем скорость нарастания выходного напряжения Vu вых, для 42
них в первый момент обратная связь действовать не будет, и схема может выйти из строя. В схемах с ОУ, имеющими малые значения tlu вых, например Кl40УД2, желательно включение высокочастот­ ных ДИОДОВ. Нередки случаи пробоя выходного каскада. Так, маRсимальныii допустимый выходной ток ОУ Kl40YДI равен 50 мА. Если при коротком замыкании этот ток будет превышен, то выходной тран­ зистор выходит из строя. С этой точки зрения опасными являются случаи, когда непосредственно к ОУ подключается транзистор или конденсатор большой емкости. Для защиты выходного транзисто­ ра включают резистор Rдоп· Сопротивление Rдоп можно найти из условия R> Ивыхтах R доп вых· fвых тах (3.14] Для Кl40УД1 Rвых=270 Ом, для К153УД1 Rвых=200 Ом. Мож­ но ограничивать выходной ток с помощью полевого транзистора. Сопротивление его вырастает при больших токах любой полярно­ сти. Многие новые ИС имеют внутреннюю защиту по входу ( 140УДб, 140УД7, 153УД2, l53УД4, l53УД5) и по выходу (140УД6, 140УД7). Об устранении паразитной обратной связи. Обычно паразитные обратные связи возникают между выходом и неинвертирующим входом усилителя, между элементами корректирующих цепей и элементами, подключенными к входным зажимам. Кроме того, по­ ложительная обратная связь может образоваться по цепям пита­ ню1 и земли. Для уменьшения паразитной обратной связи необходимо вы­ по.'Iнять все подводящие проводники как можно короче, обеспечи­ вая их минимальную индуктивность и минимальную емкость меж­ ду выходными и входными зажимами. Влияние утечек и связей по сопротивлению изоляции печатной платы устраняется применением защитных контуров, окружающих входные цепи и соединенных с корпусом. Взаимоопасные проводники желательно располагать в различных слоях и перпендикулярно друг другу. Для снижения уровня помех, обусловленных индуктивностью шин питания и за­ земления, желательно увеличивать емкость фильтра, для чего ши­ ны делают более широкими (до 5 мм) и располагают их на сосед­ них слоях в виде смежных плоскостей. В каждом каскаде на ОУ и перемножИтеле желательно включать фильтры в цепях питания, причем конденсаторы необходимо устанавливать как можно ближе к корпусу ИС. Паразитная обратная связь между выходом ОУ и неинвертирующим входом особенно опасна в случае источника сиг­ нала с большим выходным сопротивлением. Если нет цепей кор­ рекции на входе, то для устранения генерации неинвертирующий вход можно соединить с землей через емкость 50-100 пФ, а вход­ ной сигнал подавать на инвертирующий вход. Наибольшие трудности возникают при проектировании малога­ баритных устройств с большим усилением на высокой частоте. В 43
этом случае особенно короткими должны быть проводники, идущие от ИС к переключателям и контурам. Контуры необходимо тща­ тельно экранировать со всех сторон, помещая под экраны и кон­ турные конденсаторы. Если в высокочувствительную ИС сигнал возвращается после детектора, то желательно экранировать все элементы детектора. ГJiава 4 АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ НА УНИВЕРСАЛЬНЫХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМАХ Вопросам, связанным с активными фильтрами, посвящено большое количе­ ство книг и статей. В [26] приводится обзор результатов, опубликованных бо­ лее чем в 2000 отечественных и зарубежных рабоrах. Общеизвестны работы [27-29] и другие, освещающие вопросы проектирования активных фильтров с использованием ИС. Подавляющее большинство работ предназначено для науч­ ных работников и инженеров, специально занимающихся разработкой активных RС-цепей. Однако за последние годы благодаря использованию ИС области применения активных RС-фнльтров значительно расширились. Теперь нередки случаи, когда разработчики аппаратуры связи вынуждены применять активные фильтрЬl: при проектировании радиоприемной, радиопередающей или контрольно­ измерительной аппаратуры. Далее приводится методика расчета, позволяющая специалистам различных радиотехнических специальностей оперативно проектировать часто применяемые активные RС-фильтры. Основной характеристикой фильтра является его порядок (п), определяемый старшей степенью полиномов передаточной функции. Чем больше порядок фильт­ ра, тем круче скаты частотной характеристики, т. е. выше избирательные свой­ ства. Чем выше порядок фильтра, тем больше необходимо использовать реак­ тивных элементов. Фильтры п-го порядка обычно строятся из каскадного соеди­ нения n/2 фильтров (звеньев) 2-го порядка и если п - нечетное, то к (п-1)/2 звеньям 2-ro порядка добавляется звено 1-го порядка. Дщ~ реализации каждого звена 2-го порядка требуется одна или несколько ИС. Звенья характеризуются также добротностью. Чем выше добротность, тем выше избирательные свойства звена вблизи частоты среза. Для построения активных фильтров на ИС лучше всего подходят опера­ ционные усилители (ОУ), реже применяются ИС единичных усилителей. Еди­ ничным усилителем мы будем называть неинвертирующий усилите.ТIЬ с большим входным и малым выходным сопротивлениями и коэффициентом передачи близ­ ким, но не обязательно равным единице. Звенья 2-ro порядка строятся на од­ ном или нескольких ОУ с включением RС-цепей на входе и в цепи отрицатель­ ной обратной связи. Такие звенья хорошо стыкуются друг с другом, не оказы­ вая взаимного влияния. Обычно для Q :s;;; 15 используются звенья на одном ОУ. Звенья на трех ОУ обеспечивают более высокую добротность. Если в цепь обратной связи включить двойной Т-образный мост или мост Вина, то можно на одном ОУ построить полосовой фильтр 2-го порядка с до­ вольно высокой добротностью. Подобные мостовые фильтры обычно не соеди­ няются каскадно, так как они имеют большие выходные сопротивления и тре­ буют экранировки. Однако благодаря легкости получения высокой добротности, простоте схемы, а также удобству перестройки резонансной частоты и возмож­ ности регулировки добротности мостовые фильтры 2-го порядка находят широ­ кое применение. Расчет активных многозвенных фильтров складывается из двух этапов: сна­ чала определяются число звеньев и коэффициенты их передаточных функций, а затем рассчитываются значения сопротивлений и емкостей каждого звена. ' В аппаратуре связи широкое применение в интегральном исполнении нахо­ дят фильтры нижних частот (ФНЧ), фильтры верхних частот (ФВЧ) и полосо- 44
вые фильтры (ПФ). Режекторные фильтры (РФ) используются реже, так как их трудно настраивать (в особенности это относится к звеньям на одном ОУ) и они могут иметь всплеск частотной характеристики вблизи полосы режекции. Режекторный фильтр можно получить, используя инвертирующий полосовой фильтр, включенный на вход суммирующего усилителя (рис. 4.1). Ra +ПФ Ивых Рис. 4.1 . Схема для получения режекторных свойств с помощью полосового фильтра Сопротивления резисторов R1доп и ~'1 выбирают так, чтобы в полосе про~ пускания ПФ сигнал на входе ОУ был полностью с1юмпенсирован. Тогда пере­ даточная функция такого узла будет Н(s)РФ= Н0- Н(s)ПФ, (4.1) где s - комплексная частота; Но - затухание в полосе пропускания. 4.1 . Определение :коэффициентов передаточных функций фиJIЬтровых звеньев по исходным требоваяи.ям к фИJiьтру Расчет коэффициентов передаточных функций складывается из следующих этапов: преобразование исходных требований к фильтру в требования к низкоча­ стотному прототипу фильтра, который копирует селективные свойства в обла­ сти низких частот; аппроксимация передаточной функции низкочастотного прототипа; расчет коэффициентов передаточных функций звеньев низкочастотного про­ тотипа; преобразование коэффициентов передаточных функций звеньев низкочастот­ ного прототипа в коэффициенты передаточных функций звеньев требуемого фильтра. Переход к низкочастотному прототипу. Примем обозначения: ro 0 - угловая частота среза ФНЧ или ФВЧ; rop - резонансная угловая частота ПФ или РФ; Q - нормированная (относительно частоты среза) частота; Q - добротность ПФ или РФ; Н - затухание. Если проектируется ФНЧ, то переход заключается в нормировании частоты относи­ тельно частоты среза. Необходимо задаться неравномерностью в полосе пропу­ скания ЛН и определить относительные ча~тоты Q=(f)/ro0 (w 0 - частота среза} в полосе задерживания, где требуется получить данныi1 коэффициент передачи [рис. 4.2а, д). Для ФВЧ низкочастотным прототипом будет ФНЧ с теми же частотой сре­ за, неравномерностью в полосе пропускания 11 относительными частотами для точек) с заданным затуханием, равным Q=w0/w. Рисунки 4.2д, б поясняют пе­ реход от ФВЧ (б) к его низкочастотному прототипу (д). Считаем, что Q 1=(J)o/W1 и Q2=Wo/w2. Рисунки 4.2д, в поясняют переход от полосового фильтра (в) к его низко- частотному прототипу (д), где Wp= У wвrов: wн и ro. - границы полосы про.­ пускания. В этом случае 01 = Q(rop/ro1- ro1/rop) 0 2 =Q (ro2 /rop - rop/ro 2), r11.e Q = rop/(roв - ro 8 ).
Ко к 1 1 Kt ------\- -- -f К2 ------1 -- -1 -- Ыо (,)1 (1.): а) к лк Ко --~ 111 К1 111 -t111 К2!1L1 -,--1-1 -г-~ L!H ff.,gб 8). .'{ лк / Ко -------t\SЪ\\Э 1 1 1 1 1 --- -1 1 Wz (.r}1 Wo 5) к К2 ---------f 1 Кt -4Е 1 1 1 Ко --}-~~.dk ы Рис. 4.2 . К вопросу о перехо­ де от требований к ФНЧ (а), ФВЧ(б),ПФ(в)иРФ(г) к низкочастотному прототи­ пу (д) Для узкополосных фильтров (Q> 1) справедливы следующие приближенные со­ отношения: ,., - (1)р- W1 • ,., - Ы2- Wp °'1 - '••2 - Wp-Wн Ы8 -Wр В соответствии с (4.1) относительные частоты режекторного фильтра опре­ деляются аналогично полосовому, считая Wн и 1(1) 8 иа рис. 4.2г границами поло­ сы режекции, тогда величины оор, 01, 0 2 , Q будут определяться аналогично пре· дыдущему случаю. Ко Ко Для ФНЧ, ФВЧ и ПФ H1=20lg 1( 2 , H2=20lg 1( 2 ;дляРФ К2 lf2 =20lg Ко Аппроксимация. После определен11я требова1ннй к низ.~ючас'Готному прото­ типу необходимо выбрать вид аппроксимации. Чаще других используются ап­ проксимации по Чебышеву или Баттерворту. Фильтр, описываемый полиномом Чебышева, имеет лучший коэффициент прямоугольности, т. е. используя его, можно обеспечить то же затухание на заданных частотах при меньшем числе звеньев. Преимуществом фильтра, описываемого полиномом Баттерворта, явля­ ются лучшее распределение неравномерности затухания в полосе пропускания и Gолее равномерная фазовая характеристика, которая легче корректируется. Лучшее распределение неравномерности в таком фильтре заключается в плав­ ном увеличении неравномерности при увели11ении расстройки. 46
2 J ,f 8 7 8 !} Q (J _,,.------т-2__Jт---;-4_,J._,Q 10~~~~±~ttШ 10 ~~-.;;.?-:!:---+-+;--;;-t;;-;;::-1 201- JOl--~~~~....?"'k:----'f---==t""'-!::::::t--+-t--i 401-----___,,.,~~~-f"..;:--t""-"Ct----,Г---t--l--'f""'i 501-----~~~l..----""~-+-_,,,.....q,..-+--t-i бOl-------+-~~'k-~t----f'""-:-lr-::c-t--11--Т~ 701--~~~-+-~~~+oi~~Г"'k-t--+-i 801----~-+-~~~~..__~:c+--+-~"l--i 901--------+----l-".--~-'k:--IГ"'--t--t-t---1 701--------'~-"~4'---Г-~~; 801-----~~~--'-.,-Г---"':-Т---г-~ 901------+-'~~~-f'~-t-~ 100'----~.J---~-='~~~~'--'~ 100 '------L.'-~"--""--~~-~ rJб Н а) tJб н Рис. 4.3 . Частотные характеристики фильтров при аппроксимации по Чебышеву при ~ЛН = 1 дБ (а) и по Баттерворту (б) Для определения порядка полинома по требованиям к низкочастотному прототипу необходимо воспользоваться графиками затуханий, приведенных в [28-30]. При аппроксимации по Чебышеву графики даны для различных значе­ ний затухания в полосе пропускания ЛН (рис. 4.За). Заметим, что при аппрок­ симации по Баттерворту затухание на частоте среза равно 3 дБ. На рис. 4.36 кривые затухания соответствуют полиному Баттерворта. После того как выбран вид аппроксимации, необходимо найти порядок полинома (п) так, чтобы кривая затухания на рис. 4.2 проходила ниже точек с нормированными частотами Q 1, Q2 (рис. 4.2д). Таким образом будет определен порядок фильтра, являющегося низкоча­ стотным прототипом требуемого фильтра. l(оэффициенты полиномов 2-ro и 1-ro порядка звеньев низкочастотного про­ тотипа. Обычно вместе с Г1рафи~ками для полиномов ,разл~чных порядков приво­ дятся коэффициенты множителей 2-го и 1-го порядков. Так, для полиномов Че­ бышева при ЛН=,1 дБ коэффициенты множителей представлены в табл. 4.1 . Соответствующие коэффициенты множителей для полиномов Баттерворта даны в табл. 4.2 . Таблиц а 4.1 Порядок ПОЛИНОМ В 2 3 4 5 6 7 8 Множители 2-го и 1-го порядков и их коэффициенты, составляющие полииом при аппроксимации по Чебышеву при неравномерности в полосе пропускания Л Н = 1 дБ О,907р2+0,996р+ 1 (l,006рЧО,497р+ 1) (2,024р+ 1) (1,Q14рЧО,283р+ !) (3,579рЧ2,41'1р+ 1) (1,012рЧО,181р+ !) (2,330рЧ I,09lp+ !) (3,454р+ !) (1,009рЧО,126р+.1) (1,793рЧО,609р+ 1) (8,019рЧЗ,722р+ 1) (1,007рЧО,092р+ 1) (1,530рЧО,392р+ 1) (4,340рЧ 1,606р+ 1) Х 1Х (4,869p+rl) (1,006р2+0,070р+ 1) (1,382рЧО,276р+ 1) (2,934рЧО,875р+ 1) Х 1Х (,1'4,232рЧ5,010р+ 1) Пусть для какого-то фильтра задана чебышевская аппроксимация при ЛH=ll дБ и оказалось, что требованиям к низкочастотному прототипу удовлет­ воряет полином 4-го порядка. Это означает, что низкочастотный прототип дол­ жен состоять из двух звеньев 2-го порядка с передаточными функциями 1 1 Нр1 = ----------и Нр - ---------- l,014p1+0,283 p + I 1 - 3,579p~+2,41Ip+I 47
Таблиц а 4.2 Порядок по.пинома Множители 2-го и 1-го порядков и их коэФФициеиты, состав.пяющие полином при аппроксимации по Баттерворту 2 3 4 5 6 7 8 pЧl,414p+l (Р+ l) (рЧр+ l) (р2+0,765р+ l) (рЧl,848р+ l) (Р+ l) (рЧО,618р+ 1) (р2 + 1,618р+ 1) (р2+0,518р+ 1) (рЧ'1,412р+ 1) (рЧ 1,932р+ 1) (Р+ 1) (рЧО,445р+.1') (рЧ 1,247р+ 1) (рЧ 1,802р+ 1) (рЧО,390р+ 1) (р2+1,111р+ 1) (рЧ 1,166р+ 1) (рЧ 1,962р+ 1) Переход от звеньев низкочастотного прототипа к звеньям требуемого фильтра. После тою как получены пер·едатоttные функции звеньев низкочастот­ ного протот:ипа, необходимо перейти к звенья,м требуемого филь11ра, используя следующие подс1'ано~ыи: д.r~я ФНЧ р = sf(f)o, для ФВЧ р=(f)0/s, для ПФ р = Q [((i)p/s) + (s/(f)p)], l для РФ р = Q [((f)p/S) + (s/(f)p)] • На практике коэффициенты передаточных функций удобнее рассчитывать для относительных частот, где (i)o=l пли Сйр=l, переходя к абсолютным часто­ там на последнем этапе - при расчете емкостей конденсаторов. В этом случае переход к звеньям требуемого фильтра осуществляется подстановками дляФНЧ р=s, 1 дJ1яФВЧ р- l/s 1 д= ПФ Q(•+,-;-). 1 (4.2) для-РФ Q(•;+)· J После подстановки знаменатель передаточной функции требуемого звена пред­ ставим в виде s 2 +aQ;s+,Q2;. Здесь Q; - нормированная частота среза или нормированная резонансная частота i-го звена. Если Q;=l, значит частоты сре­ за или резонансные частоты i-го звена и всего фильтра совпадают; а - вели­ чина, обратная добротности звена. Пусть полученное в _предыдущем примере первое звено требуется преобра­ зовать в звено ФВЧ, тогда получим 1 ~ Н (s) = ___1____1 - - - s~ + 0,281·1,007 ·S + (1,007)2 • 1,014-+О,283- +1 52 s Таким образом, в нашем случае «=0,281, Q,=1,007. Это означает, что добротность звена 1/а равна 3,56, а частота среза отличается ()Т частоты среза всего фильтра в 1,007 раз. 48
В общем случае при переходе от звеньев низкочастотного прототипа к звеньям ФНЧ или ФВЧ число звеньев, их добротность и сдвиг частоты среза остаются теми же, за исключением того, что в случае ФВЧ сдвиг частоты сре­ за происходит в другую сторону. При переходе к ПФ или РФ преобразования усложняются, так как каждый множитель 2-го порядка при указанных выше подстановках превращается в полином 4-й степени и его требуется разбить на два множителя 2-й степени. Преобразования могут вестись в следующем порядке (31]. Пусть получены коэффициенты звена 2-го порядка низкочастотного прото­ типа в виде Н(р)= - l/b2 (4.3) Ь2р2+Ь1р+1 - Р2+(Ь1/Ь2)P+(I/Ь2)• l После подстановки p=Q(-+s) в случае ПФ числитель будет равен s (l/b2)s2(1/Q2), а в знаменателе будет уравнение 4-й степени относительно пере­ менной s. Если отыскать корни знаменате.1я sю, Sк2, s'к 1 и s'к2, то полученную после подстановки функцию можно записать в виде H(s)= l/b2s21/Q2 (4.4) (s- sн1)(s- s'кz)(s- sк2)(s- s'н2) Величины Sк1 , s'к 1 , Sк2 и s'к2 можно определить, найдя корни знаменателей в (4.3). Пусть они равны 'a+jQк и a-jQк, т. е. знаменатель (4.3) преобразуется как Ь1 1 р~ +-ь Р + Ь =[р-(а+ jQк)] [р- (cr-j Qк)]. 2 2 Тогда s1•s' =( (J + 1VA+Vл2+Е2)+.(Qк - 1х К•к! -- J-- 2Q2 2 - 2Q2 х v-А+~л2+в2). Sк2;s~ =(~ - _1_ -. fА+l/А2+Е2)±i(Qк+_1_Х 2Q 2v 2 2Q2 (4.5) v-А+у2л2+Е2) где 1 1 А=(а2-Q2)- -4Е=2aQ - . RQ2 ' RQ2 В случае узкополосных полосовых фильтров (Q>l) формулы (4.5) упрощаются: ' ' а.(Q") Sнi;sк!;S.112;sк2= 2Q±1 1±2Q • Таким образом, одно звено 2-го порядка ФНЧ преобразовалось 2-го порядка ПФ вида У1/Ь2 з 1/Q Н (s)ПФl = ' (s - sн1) (s - s'111) YI/Ь2s 1JQ 1 (4.6) в два звена 49
В случае преобразования в РФ получается передаточиая функция вида 1/Ь2 Q2 (1 + s2)2 1 J где А= В случае узкополосного РФ (Q>l) формулы упрощаются: s.·s ·s · s- +i ~-+--=--- , , аЛw ( QкЛw ) к~· к2• кl• к2·-- 2 (а2+Q2к) - 2(а2+Q2к) ' (4.9) (4.10) В общем случае при преобразовании низкочастотного прототипа в ПФ или РФ звено 1-го порядка ФНЧ превращается в звено 2-го порядка ПФ или РФ, каж­ дое звено 2-го порядка ФНЧ превращается в два звена 2-го порядка ПФ или РФ, причем добротность звена возрастает приблизительно в 2Q раз. 4.2 . Расчет элементов схемы фильтрового звена В результате расчетов коэффициентов фильтровых звеньев можно получить следующие четыре передаточные функции: для ФНЧ Н (s) = ___H_o"---- s2+aQts+Q~ ' (4.11 I для ФВЧ Н(s) = Hos2 s~+aQis+07 ' (4.12): для ПФ H(s) = Hos ' s2 +aQts+Q7 (4.13), для РФ (ys)= Но(s2+/2) • s2 +aOts+~ (4.14) Ниже приводится расчет элементов схемы звена, если известны а,,Qi,Ноиt. 50
В результате расчетов получаются нормированные сопротивле­ ния (r) и емкости (с). Для перехода к действительным значениям необходимо выбрать нормирующее сопротивление R. Тогда действительные сопротивле­ ния (R) определяются по формуле R=rR, а емкости конденсато- ров по формуле С=~, где ffio Р - действительная угловая час- . ffiop.R тота среза ФНЧ и ФВЧ, либо резонансная частота ПФ или РФ. Такой способ расчета элементов звеньев особенно удобен, ког­ да требуется рассчитать несколько фильтров, отличающихся час­ тотами настройки, или когда из-за неидеальности свойств ОУ при­ ходится несколько раа пересчитывать сопротивления и емкости. Фильтровые звенья на трех ОУ. Схемы фильтров приведены на рис. 4.4, расчетные формулы - в табл. 4.3 . Методика расчета тако­ ва. Задаемся значениями параметров элементов, которые входят в формулы 1 раз. Так, для ФНЧ выбираем rз=r1=r2= 1, С1=С2=' Rв Uвых ПФ а) R Rs • Uвых oJ ФВ'I R R R R 8) Рис. 4.4 . Схемы фильтровых звеньев на трех ОУ 51
= 1. Затем из равенства ~Qi= 1/r5c2 находим rs, из равенства но-- Г3 • Г\2 находим r4 , а из равенства ~' i= Гз нахо- Г1Г2Г4С1С2 дим r6 • Следует то Qi= 1/rc. Подставляя Q= 1/a=rs/r. Фильтр Схема ФНЧ Рис. 4.4а ФВЧ Рис. 4.46 ПФ Рис. 4.4а РФ Рис. 4.4в Г1Г2Г6С1С2 заметить, что если rз=rв, r1=il'2=r и с1=С2=с, значение для Qi в выражение для а, получаем Таблица 4.3 Уравнение Коэффициенты передаточной функции переда- 1 1 1 точной аа1 g2 н. t• функции i (4.11) 1 Га Га -- - Г5 Са r1r1r6c1c2 Гtf2Г4CtС2 (4.12) Га Г5 Г3 _!JL - r1Г2ГеС1 Гt Га Ге С1 С1 Г4 1 Га 'в (4.13) -- - Г5С2 Г1Г2ГsС1С2 Гf. г" Г4 Cs С2 1 га _!JL rs (4.14) -- Г5С2 Г4Г2 ГеС1 Cs '• '1Tzт,Ct са _!)_ = .!:!._ Гз Г1. При выборе 1:ИПа конденсаторов следует обращать внимание на tg б. Предельное значение добротности ( Qпред) зависит от tg б сле­ дующим образом: 1 Qпpeд=2tgб+2/Kyu. (4.Iб) В том случае, когд~ требуется построить однозвенный фильтр, не производя расчетов передаточной функции, можно выбрать все 1 резисторы, кроме R5 и R4 , из условия .(1) 0 = - , а конденсаторы - RC из условия С1=С2=С. Затем с помощью R.s установить необходи­ мую добротность, а с помощью R4 - коэффициент передачи. На трех ОУ можно построить звенья другого типа, называемые в литературе звеньями, построенными по методу переменных со- Rs Rю UвыхФ. '1 Рис. 4.5. Схема фильтрового звена, R5 Ul!Ь1x П'I выполненного по мe- L----+ -C::::i-----1>----------u U.вь~х B'I тоду переменных co- L-------"'-- - -- -- -- -- -0 стояний 52
стояний (рис. 4.5). Формулы для расчета в этом случае приведены в табл. 4.4 . Фильтровые звенья на единичном усилителе или одном ОУ. На­ иболее простые по схеме фильтровые звенья реализуются с по- Таблиц а 4.4 Уравнение !(озффнцненты передаточной функции Фильтр Схема передаточ- 1 1 ной ао1 g~ н. функции i } Г5 1 +- ФНЧ Рис. 4.5 (4.11) -~ Г1С2С1Г1 1 '11 +- '"" ' 1 + ..!:!. 1 1 1+~ '10 Ге '10 ФВЧ Рис. 4.5 (4.12) ---. - - -. 1 +.!!.. Cz Г2 r10 СtС2Г2Гt 1+rн r11 Г5 1 1+~ ПФ Рис. 4.5 (4.13) -- '10 С3 Г1 1+ rн '• мощью единичного усилителя или одного ОУ. Расчетные формулы для звеньев на единичных усилителях (рис. 4.6) приведены в табл. 4.5 . Рис. 4.6 . Схемы фильтровых звеньев на единичном усилителе Особенностью этих звеньев является большая разница между емкостями и сопротивлениями в схеме. Кроме того, расчет пара­ метров элементов затруднен, так как уравнений всего три, ~ эле­ ментов, зависящих друг от друга, значительно больше. Оконча­ тельный результат получается обычно после ряда проб. В [32] предложена методика упрощенного расчета звеньев на единичных усилителях, позволяющих уменьшить количество проб. Расчетные формулы для звеньев на одном ОУ рис. 4.7 приведе­ ны в табл. 4.6. 53
Таблиц а 4.5 Уравнение Коэффициенты передаточной функция Фильтр Схема передаточ- 1 1 ной о; Qi Q~ Но функции i (4.11) 1 1 1-К 1 к ФНЧ Рис. 4.ба -+-+-- Г1 С1 '2 С1 Г2 С2 '1f2 С1 С2 '1Г2С1С2 ФВЧ Рис. 4.66 (4.12) 1 1 1-К 1 к -+ -+-- G~t1 r2с2 r1с1 Г1Г2С1С2 ПФ (4.13) 1 1 1 1(1 1) 1 к-1- Рис. 4.бв - +-+-+ - -+ -- rэ с2 r1 с2 r1с1 'з r1 '2 с1"2 r1 cs 1 1-К +-+- - Г3С1 Г2С2 В литературе широко рассматриваются и другие способы по· строения фильтровых звеньев. Например, с помощью конвертора отрицательного сопротивления (КОС), который компенсирует по· тери в .RС-фильтре, или с помощью гиратора, который превращает "."~,ч~ lи~"· н ~~t 1~ Лztit ~~~ Cs oJ 8} Рис. 4.7 . Схемы фильтровых звеньев на одном ОУ емкостное сопротивление конденсатора в индуктивное сопротивле­ ние, создавая аналог LС-фильтра. Однако в настоящее время эти схемы не нашли широкого применения в радиоаппаратуре на ИС, Таблиц а 4.6 Уравнение коэффициенты передаточной функции Фильтр Схема передаточ- 1 n~ 1 ной o;Qi Но функция i ФНЧ Рис. 4.8а (4.11) 1(1 1 1) 1 1 - -+-+- С3 Г1 Га Г4 Г3Г4С2С5 r1 Г3С2 С5 ФВЧ Рис.4.86 (4.12) 1(С1 1 1) 1 ..Е!.. - --+-+- Г5 С3С4 С4 С3 Г2Г5С3С4 С4 ПФ Рис. 4.8в (4.13) 1(1 1) 1(1 1) 1 - -+- ---+- -- Г5 С3 С4 Г5С3С4 '1 Г2 Г1 С4 54
так как специальных ИС КОС и гираторов для широкого приме­ нения нет. Можно выполнить КОС или гиратор с помощью ОУ, но в этих случаях часто оказывается проще выполнить фильтровое звено непосредственно на ОУ, или построить с помощью ОУ еди­ ничный усилитель. 4.3 . Фильтры мостового типа Фильтрами мостового типа будем называть фильтры, построен­ ные с помощью ОУ, в цепи обратной связи которого включен RС­ мост. Чаще других применяются мост Вина и двойной Т-образный мост (ТТ-мост). Расчет элементов фильтра мостового типа сводит­ ся к расчету элементов пассивного RС-моста и элементов частот­ но-независимой обратной связи. Рассмотрим характеристики полосового активного фильтра с мостом Вина (рис. 4.8). Плечи моста Вина образуют положитель­ ную обратную связь с помощью делителя ~'=Z'1/(Z'o+Z' 1 ), кото­ рый для схемы, приведенной на рис. 4.8, равен ~'= R (4.16): "зR+i (roRC- 00 1 с-)" Для определения резонансной частоты нужно приравнять нулю коэффициент при i, тогда rop= 1/RC и ~' = 1/3. Для предотвраще­ ния генерации глубина отрицательной обратной связи ~=R1/ (Ro+. +R1) должна быть больше~', т. е. Ro+Rt<3 или _!5_о__<2. Ri R1 Подбором сопротивлений Ro или R1 можно установить желаемую добротность. На практике в подобных фильтрах можно достичь значений Q=2000 [33]. Рис. 4.8 . Схема полосового фильтра с мостом Вина Рис. 4.9 . Схема полосового фильтра с двойным Т-обра.з­ ным мостом на ОТА Заметим, что добротность пассивного моста Вина с равными сопротивлениями резисторов и емкостями конденсаторов равна 1/3. 55
Для построения полосового фильтра с ТТ-мостом перспектив­ ным является использование операционного усилителя с регулиру­ емым коэффициентом передачи (рис. 4.9). В этом случае доброт­ ность фильтра Q будет определяться как [34] Q=Qм(l +Kyu0 ). (4.17) Для получения режекторных мостовых фильтров следует мост Вина включить в цепь отрицательной обратной связи, либо ТТ­ мост - в цепь положительной обратной связи. Ro R R Режекторный фильтр может быть построен, кроме того, по схе­ ме, приведенной на рис. 4.1 О [35], >-_,_и._в0ых где R1~R. R'1=1R1. Следует иметь в виду, что вблизи резонанса частотная ха­ рактеристика фильтра мостового типа имеет острый минимум, при- чем частота настройки резко за- Рис. 4.10. Схема режекторного б фильтра с двойным т-образным мо- висит от ста ильности элементов моста. 4.4. Перестраиваемые активные фильтры Наиболее просто осуществляется перестройка в фильтровых звеньях на трех операционных усилителях (см. рис. 4.4): Как следует из формул для Q2i, и табл. 4.3, если в одинаковой степе­ ни изменять сопротивления резисторов R 1 и R2, то пропорциональ­ но этому изменению будет пзменяться резоuансная частота звена. В случае ПФ или РФ произведение aQi=Qi/Q= l/R5C2 не будет изменяться, поэтому перестройка будет осуществляться с посто­ янной полосой. Для того чтобы осуществить перестройку с сохранением доб­ ротности (см. рис. 4.4), необходимо обеспечить постоянство отно- шения R5/ V R2R1, как это сделано в устройстве, схема которого приведена на рис. 4.11 [36]. По сравнению с устройством (см. рис. 4.4а), здесь добавлены потенциометры, которые изменяют R /!( /!( !О /!( ПФ Рис. 4.11 . Схема перестраиваемого с постоянной добротностью фильтра на трех ОУ .56
ток через резисторы R 1, 1R2 и Rs, что эквивалентно изменению со­ противлений этих резисторов. Отношение Rs!V R 1R2 остается по­ стоянным, поэтому добротность не изменяется. В фильтре (рис. 4.11) резонансная частота изменяется от 150 до 1500 Гц при доб­ ротности 30+5 %. Звено на одном операционном усилителе, например (см. рис. 4.7в), можно перестраивать одним потенциометром. Если потен­ циометр включен вместо резистора R2 , то при перестройке полоса пропускания останется неизменной, так как aQi не зависит 01~ R2 (см. табл. 4.6). Если R2 <R1, то резонансная частота будет из- меняться обратно rпропорционально V R2. Фильтровые звенья на: одном операционном усилителе практически нельзя перестраи­ вать с постоянной добротностью. Если все же попытаться это сделать, то пришлось бы регулировать частоту с помощью двух различных потенциометров. На практике часто применяются перестраиваемые фильтры с: мостом Вина. Пример такой схемы приведен в (33]. Как было. показано в § 4.4, соотношение R1/1Ro определяет добротность та­ кого фильтра. В устройстве, выполненном по этой схеме, доброт-· ность может изменяться от 30 до 2000, а частота настройка-от- 160 Гц, до 1,6 кГц. В качестве регуляторов частоты могут использоваться потен­ циометры, сдвоенные потенциометры, полевые транзисторы, оп­ троны и другие приборы. На рис, 4.12а показан пример применения пары полевых транзисторов для перестройки резонансной частоты полосового. фильтра с Т-мостом [41]. На рис. 4.126 показаны полученные за- llупр ({Н 1BJ Рис. 4.12. Схема полосового филь­ тра с Т-образным мостом, пере­ страиваемого с помощью полевых транзисторов (а) и его характери­ стики (6) виси мости резонансной частоты f0 , добротности Q п коэффицнен­ да передачи Но от изменения управляющего напряжения от О до. -1 в. Недостатком такого способа регулирования является ограни­ чение возможной амплитуды выходного сигнала диапазоном ли­ нейного изменения сопротивлений полевых транзисторов._ В уст- 5Т
ройстве, схема которого приведена на рис. 4.12, выходной сигнал не должен превышать 1 В. Если фильтр перестраивается одним переменным сопротивле­ нием, то его частота обратно пропорциональна квадратному кор­ ню из сопротивления. В этом случае применение полевого тран­ зистора, непосредственно регулируемого управляющим напряже­ нием, невыгодно, так как характеристика изменения частоты оказывается нелинейной, а диапазон изменения частоты - не­ большим. В [37] предложена схема функционального преобра­ зования управляющего напряжения таким образом, что измене­ ние частоты настройки оказывается линейным, а диапазон пе­ рестройки увеличивается до 4,5 раза. 4.5 . Чувствительность звеньев активных фильтров Важной характеристикой фильтровых звеньев является их чувствительность к изменениям параметров элементов. Для оценки изменения свойств звена 2-го порядка обычно определяют чувствительность относительной резонансной ча­ стоты Q;, добротности Q= 1/а и коэффициента передачи Н0 к изменениям эле­ ментов, от которых зависят эти параметры. Например, Sав, показывает, на­ сколько процентов изменяется а при изменении R1 на 1% [3). Определить вели­ чину Smn, если известна зависимость m=f(n), можно по формуле ndm sm= - - . (4.18) п тdn В качестве примера приведем соотношения трех ОУ по методу переменных состояний: для чувствительностей ПФ на gi Q. g, g, 1 S-S'-S'-S'- - R. 10 - R., - R., - С0--2 ' S:~= -i,SЯ2=S~I =+,S~I=S~2 = Q Q 1 Rв!R10 SR.10=- SR-- 6-2 R2 С1 aQ1 (1 + Rs/R11) 2• (4 .19) (4. 20) ,(4. 21) ,(4. 22) (4.23) (4.24),(4.25). В приведенные формулы могут подставляться как реальные значения R и С, так и нормированные r и с. Приведем еще формулы для чувствительности ПФ на одном ОУ: gl- gi - gi- 1 gi- 1 SRI ::;::- ~сз - Sc4- -2 •SR.1 - 2g21R1RsСзС4• а1 -1 8 R 2 = 2QiR2RsСзС" Q Rt _1_sQ_ Sю= 2(R1+R2) 2'R2- Q 1 Q S~з=С-- 'S~4=С- -2• 01R2 з 2 01Rs , (4.26),(4.27), (4.28) (4. 29),(4.30). (4. 31) (4.32),(4.33) Аналогичным образом можно найти чувствительность и для других фильт­ ровых звеньев. 58
Сравнение формул для чувствительности фильтровых звеньев на трех ОУ и фильтровых звеньев на одном ОУ говорит о преимуществах первых. Дейст­ Е>ительно, (4.19) и (4.20) показывают, что в ПФ на трех ОУ изменение каждо­ го элемента на 1% изменит Q; на 1/2%. В фильтре на одном ОУ влияние R1 и R2 ;[см. (4.28) и (4.29)] может быть значительно сильнее. Сравним формулы (4.21)-(4.24) с (4.29)-(4.33). В фильтровом звене на трех ОУ при изменениях всех сопротивлений и емкостей в одинаковой степени добротность вообще не изменится, так как SQ с 1 =-SQ с2; SQ RI =-SQ н 2 и т. д. Для ПФ на одном ОУ все величины SQ н и SQ с имеют один и тот же знак. Кроме того, сама величина чувствительности больше. Влияние изменения коэф­ фициента усиления ОУ на параметры активного фильтра можно не учитывать, если Kru 0 ~ Q, что обычно и имеет место на практике. 4.6 . Выбор типа интегральных схем Рассмотрим следующий пример. Пусть ОУ имеет Rвх::::< 100 кОм, Rвых = 500 Ом, Vuвых = 20 В/мкс, f1 = 300 МГц. Величины Vuвых и f1 могут обеспечить при Ивых=О,2 в fmax= 15 МГц. В схемах на трех ОУ (см. рис. 4.4) обычно R1 =R2=R и С 1 = С2=С, а w0 = l/RC. Сопротивление R должно быть выбрано из условия Rвых>R>Rвх. В нашем случае R=5 кОм. Емкость С нельзя брать меньше 10 пФ из-за влияния паразитных емкостей. Из ус­ ловия (l/w0 C) >Rвых и считая С= 10 пФ, находим, что fo= 3 МГц. Аналогичные ограничения возникают и на сверхнизких часто­ тах из-за слишком больших емкостей. Однако применяя ОУ с по­ левыми транзисторами на входе, удается построить активные фильтры на частоты порядка единиц герц. Пусть на ОУ из предыдущего примера требуется построить активный фильтр на одном ОУ (см. рис. 4.7а). В этом случае выбрать одинаковые сопротивления и конденсаторы нельзя. В первом приближении оказывается, что при Q ~ 1 Rз!R1;з:3, Сs/С2;з: ;::: 10, а это означает, что одна из емкостей в нашем примере бу­ дет 100 пФ и, следовательно, частота среза будет не более 300 кГц, а не 3 МГц, как в предыдущем примере. Следует заметить, что с ростом Q отношения сопротивлений и емкостей возраста­ ют. В этих примерах дана довольно грубая оценка частотных свойств OJ при использовании его в активном фильтре. Для бо­ лее точной оценки необходимо учитывать влияние корректирую­ щих цепей и зависимость входного и выходного сопротивлений от частоты. Как показано в [38], эти факторы существенно сни­ жают максимальные рабочие частоты фильтра. Кроме высокого входного сопротивления, низкого выходного сопротивления и необходимых частотных свойств, во многих слу­ чаях от ОУ требуются малые напряжения и токи смещения. В схемах на трех ОУ (см. рис. 4.4) смещение нуля на выходе 'tle может быть большим, так как схемы охвачены глубокой от­ рицательной обратной связью по постоянному току. В схемах на одном ОУ особенно ФНЧ (рис. 4.8) смещение нуля на выходе может быть заметным. Это приведет к односто­ роннему ограничению амплитуды выходного сигнала. Естествен­ но, что в многозвенном фильтре смещение нуля будет больше. 59
Поэтому при проектировании активных фильтров на одном ОУ, предназначенных для работы в широком диапазоне температур, необходимо компенсировать смещение нуля (см. гл. 3). В таких случаях наиболее пригодными являются ОУ с полевыми транзи­ ~торами на входе, имеющие входные токи до нескольких пнко­ .ампер. В некоторых случаях при вьfборе типа ИС следует учитывать ее шумовые свойства. Однако этот вопрос еще недостаточно изу­ чен. Применительно к активным фильтрам на ОУ анализ шумо­ вых свойств приведен в [39). Для проектирования активных фильтров на единичных уси­ лителях применяются ОУ, включенные как повторители напря­ жения с возможностью небольшого изменения коэффициента пе- 1редачи. Существуют и специальные ИС, состоящие из несколь- 1шх единичных усилителей. Примером такой схемы является ИС :2СС842, которая состоит из трех единичных усилителей, собран­ ных на полевых транзисторах, и одного эмиттерного повторителя. На этой ИС можно собрать активный фильтр 7-го порядка. Материалы этого раздела показывают, что расширению ,1.иа- 11азона частот активных фильтров в сторону увеличения частоты :препятствуют низкие значения и f1 и Vuвых современных опера­ :ционных усилителей. Созданию более низкочастотных активных фильтров с fо порядка долей герц препятствует увеличение габа­ ритов конденсаторов. В этой части возможным решением проб­ лемы может явиться применение вместо RС-цепи оптронной ;Пары (светодиод- фоторезистор), релаксационные процессы ко­ -торой могут иметь постоянную времени до нескольких секунд. Преимуществами оптронной пары перед ~RС-цепью [ 40] являются _малые габариты, независимость их от постоянной времени, воз­ можность выполнения всего устройства методами интегральной ·технологии, электрическая развяка входа и выхода оптронной Jiapы, возможность перестройки простыми методами (дополни­ тельной подсветкой) и другие. Есть все основания считать, что в ближайшее время активные .фильтры будут применяться на частотах от долей герц до нес­ J{ольких мегагерц. 4.7. Пример прое:ктироваиия, изrотовлеиия и иастрой:ки а~tтивиых фильтров В гл. 9 описана структурная схема устройства для интегрального контро­ лп радиовещательных приемников. Для этого устройства необходимо изготовить ш.лосовые фильтры, ослабляющие сигналы с отстройкой по частоте на 10% бо­ лее чем на 40 дБ, и режекторные фильтры с ослаблением по сравнению с ча­ с1отой, отстоящей на 10%, более чем на 40 дБ. Фильтры должны иметь неравномерность в полосе пропускания не более J дБ и не Д/)ЛЖНЫ ухудш:~ть своих параметров в диапазоне температур от +1 О до +45°. Схемы фильтров н:~ все частоты от 50 до 20 ООО Гц должны быть оди­ наковыми, отличаясь только номиналами нескольких элементов . ..бО
Выбор числа и типов звеньев. В нашем случае ра,счет режекторных фильт­ ров во многом совпадает с расчетом полосовых фильтров, поэтому в дальней­ шем, если нет специального указания, соотношения будут относиться к обоим фильтрам. Определим относительные расстройки для нИзкочастотного прототипа. Вы­ берем полосу пропускания фильтра Лf в 2 раза меньше расстояния между за­ держиваемыми сигналами, т. е. Q= 1О. В нашем случае фильтр можно считать узкополосным, поэтому (J)l (J)2 Q1=Q2= -=-=2. (J)p (J)p По графику (рис. 4.4а) для Q=2 и ЛН=.1 дБ находим, что n=5. Это означает, что мы получим пять звеньев фильтров с добротностью не менее 20. Выполнить такие звенья на одном ОУ нельзя, значит придется строить звенья на трех ОУ, и всего для каждого фильтра потребуется 15 микросхем. Но звенья на трех ОУ можно выполнять с добротностью 100 и более, поэтому для уменьшения числа звеньев можно выбрать более узкую полосу пропускания, т. е. увеличить отно­ сительную расстройку. Выбираем добротность всего фильтра, равную 25. Тогда Q = 5 и порядок фильтра, определенный кривыми, приведенными на рис. 4.4а, оказывается равным трем. Из табл. 4.1 выписываем множители, соответствующие n=3 и ЛН=l дБ ('1,006р2 +0,497р+1) (2,024p+l), что соответствует звену ФНЧ 2-ro порядка с функцией передачи 1 Н(р)= l,006p~+0,497p+l (4 . 34 > и звено ФНЧ 1-го порядка с функцией передачи 1 н(р)=2024 +1. • р (4.35) Для преобразования звена ФНЧ 2-го порядка в звенья ПФ или РФ преобра· зуем (4.34): 0,994 Н(р)= р2+0,494р+О,994' (4.36) Находим корни знаменателя из уравнения р2 +0,494р+0,994=0. Получаем р= =-0,247±i0,968 или о=-0,247, !Jк=О,968. Находим корни знаменателей пере­ даточных функций полосовых фильтров. В нашем случае l/Q=Л(J)/(J)p<l, поэто· му применяем (4.6). Подставляя найденные значения (J, !Jк и Q=25, находим Sк = -0,005 ± i (1±0,019). (4.37) Подставляя значения Sк в (4.7), получаем 0,997 l/Q s H(s) - ПФl - [s- (-0,005 + i 1,019)] (s-( -0,005-i 1,019)] 0,997 l/Q s Н (s)ПФ2 = [s- (- 0,005 + i 0,981)) [s- (- 0,005-i 0,981)] или 0,04 s Н (s)ПФl = s2 + 0.01s+1,04 (4. 38) 0,04s Н(s)ПФ2 = s2+0,0ls+0,96' (4.39) 1 Третье звено получаем путем подстановки в (4.35) выражения р= Q[s+- ] : s 0,02 s Н (s)пФз = -s-2_+_o_,_0_2_s_+_l_ (4.40) Аналогично проводится расчет режекторных: фильтров. 61
Анализируя полученные выражения, замечаем, что звенья (4.38) имеют доб­ ротность, близкую к 100. Чтобы подсчитать точное значение, надо определить 0,01 0,01 Q;=l,02, тогда а=--= - 10 или Q=98. Q; ' 2 Расчет элементов фильтровых звеньев. Выбираем схему фильтровых звень­ ев на трех операционных усилителях ·(рис. 4.5). Параметры полученных фильт­ ровых звеньев приведены в табл. 4.7 . Таблиц а 4.7 Звено н. Уравнение функции передачи ПФ-1 0,01 1,04 0,04 (4. 38) ПФ-2 0,01 0,96 0,04 (4. 39) ПФ-3 0,02 1 0,02 (4.40) Для каждого звена по данным табл. 4.7 находим нормированные значения со­ противлений и емкостей. Порядок расчета покажем на примере ПФ-1. ·Задаемся С:=С2=Гз=Г5=l, тогда Q 2 ,=1,04=1/r1r2 ; r1=r2 =0,98; aQ;=0,01=1/r5 r 5 =100; Ho=0,04=1/1,04·r4; r 4=24,I. В качестве активного элемента выбираем ОУ К140УД1, имеющий Rвxmin= =4 кОм, а Rпых тах=500 Ом. Нормирующее сопротивление R. выбираем из усло­ вия Rвх min > R-> Rвых тах• R= 2,5 кОм. Сопротивления определяются из уравнения R.=rR.: Rз=Rв=2,5 кОм, R1=IR.2=2,45 кОм, Rs=250 кОм, R4=60,3 кОм. Значения емкостей найдем для трех частот 50 Гц, 1ООО Гц и 1О ООО Гц: 1 при 50 Гц С1 =С2=- 2- =1,37 мкФ, nfR при 1000 Гц С 1 =С2 =0,0635 мкФ, при 10 ООО Гц С1=С2 =6350 пФ. Таким же образом рассчитываются элементы остальных звеньев. Для частоты 1000 Гц результаты расчета сведены в табл. 4.8, где R, кОм, а С, мкФ. Таблиц а 4.8 зв~ио с, с. ПФ-1 2,45 2,45 2,5 60,3 250 2,5 0,0635 0,0635 ПФ-2 2,55 2,55 2,5 60,3 250 2,5 0,0635 0,0635 ПФ-3 2,5 2,5 2,5 48,2 125 2,5 0,0635 0,0635 Принципиальная схема звена показана на рис. 4.13 . Изготовление и настройка. Для построения всех фильтров 'Лребуется два т:иша печат,ных 'плат: для ~полосовых и для режекторных фильтров. Для получения добротности звена, равной 100, требуются в соответствии с (4.15) конденсаторы с tg б<О,08. Настраиваются звенья с помощью резисторов, поэтому конденсаторы надо либо подбирать, например типа КМ-6, либо приме­ нять однопроцентные, например К70-6, резисторы tR.1 и tR.2 удобно устанавливать полупеременными. Для настройки самой первой платы можно установить полу­ переменными и резисторы IR. 5 и tR. 4• На каждой плате необходимо устанавливать 62
50/l J Uвых 4 Jемля 50,0 '--~~~~~+--~~~~~-+---l--+~5i-<"J1~8~ R, 4.7к Рис. 4 13. Принципиальная схема фильтрового звена ПФ-1! ~~ ~~ 20 10 о -зо -40 20 10 о -JO -40 f f 880 920 960 1000 1040 Гц 900 940 9801000 1040 1080 гц t1) fo f, о5) Н.g5 Н,g5 20 20 10 40 о о 10 ·30 -40 т 920 960 1000 1040 1080 Гц 900 940 9801000 1040 1080 гц fo fo 6} г) Рис. 4.14 . Характеристики полосового ПФ-3 (б) и ПФ·2 (в) фильтра (г) и его звеньев ПФ-1 (а), 63
развязывающие фильтры питания. Звенья могут настраиваться отдельно и пос­ ле сборки в фильтры подстройки не требуют. Настройка полосового фильтра не вызывает затруднений. Точное значение резонансной частоты звена может быть установлено с помощью резисторов R. 1 и R.2. При этом следует иметь в виду, что изменение сопротивления R.2 изменяет коэффициент передачи и добротность. Точное значение добротности может быть установлено с помощью резистора R. 5 , а коэффициент передачи с помощью ре­ зистора R. 4 . На рис. 4.14а, б, в показаны снятые экспериментально резонансные кривые звеньев, а на рис. 4.14г - резонансные кривые всего полосового фильтра. Пунк­ тиром показана резонансная кривая при температуре 45°С. Глава 5 ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ В АППАРАТУРЕ ОБРАБОТRИ И ПЕРЕДАЧИ РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫХ И ТЕЛЕФОННЫХ СИГНАЛОВ Эта глава и все последующие посвящены конкретным вопро­ сам проектирования аппаратуры связи с применением аналого­ вых интегральных схем. Аппаратура обработки вещателыюго сигнала включает в себя различные устройства усиления, регу­ лирования и преобразования спектра, составляющие радиотракт от микрофона до выхода возбудителя передатчика. Далее рас­ сматривается построение отдельных функциональных узлов, где использование аналоговых микросхем наиболее эффективно. Типовая структурная схема студийного канала для формиро­ вания монофонического сигнала построена следующим образом. Сигналы с микрофонов поступают на микрофонные усилители, после которых включены частотные корректоры, позволяющие ступенчато или плавно изменять форму и диапазон частотной характеристики. С выходов частотных корректоров сигналы че­ рез регуляторы уровня подаются на промежуточные усилители. Выходы всех промежуточных усилителей данного- студийного ка­ нала подключаются к суммирующему усилителю. Последним уз- 1.ом студийного канала является выходной усилитель. Для обеспечения совместимости стереофонического вещания необходимо сигналы левого и правого каналов преобразовать в суммарный и разностный сигналы. За~тим, что разностный сигнал передается на поднесущей частоте. Структурная схема стереофонического канала отличается наличием согласованных по параметрам устройств сложения и вычитания. Обычно в такпх системах, какими является студийное обору­ дование, применяется высокая степень резервирования. В случае стопроцентного резервирования одновременно могут работать два студийных канала. Сигналы с выходных усилителей подают­ ся в этом случае на входы системы автоматического резервиро­ вания. Простейшая подобная система состоит из логарифмичес­ ких усилителей, детекторов, компаратора и исполнительного ус­ тройства. В состав студийного оборудования входят, кроме того, инди­ каторы уровня и авторегуляторы. Индикаторы уровня состоят из 64
логарыфмического усилителя, детектора и показывающего прибо­ ра, отградуированного в децибелах. В системах резервирования и в индикаторах могут применяться одни и те же логарифмиче­ ские усилители. На передающем конце также могут быть устройства для пре­ образования вещательного сигнала, использующие аналоговые ИС. К ним могут относиться автоматические регуляторы уровня, устанавливающие динамический диапазон в соответствии с видом системы связи, амплитудные или балансные модуляторы, актив­ ные регуляторы уровня (42]. Рассмотрению всех перечисленных функциональных узлов в интегральном исполнении посвящены следующие разделы rлавы. 5.1. Нерегулируемые усиJIИтели звуковоrо оборудования Микрофонный усилитель. Основное требование к микрофонно. му усилителю - это обеспечение низкого уровня шума или большого динамического диапазона. Для высококачественных систем микрофонный усилитель должен ·обеспечивать уровень шума не более -70 дБ относительно 1 В. Примером микрофонно· го усилителя на ИС К140УДIБ может быть схема, показанная на рис. 5.la [43]. Сопротивление R1 выбирается как можно мень- R R. +ISB 1 Rt н, с а) о) Рис. 5.1. Схема микрофонного усилителя (а) и возможная замена резистора R1 для улучшения стабильности смещения (6) ше, с тем, чтобы уменьшить собственные шумы и составляющие шумов, обусловленные протеканием шумового тока. В тех слv­ ча ях, когда малое значение R1 не обеспечивает необходимой стабильности нулевого смещения, резистор R1 заменяется цепоч­ кой 1R1, R'1 и С (рис. 5.16). В микрофонном усилителе не обязательно усиление постоян­ ного тока и поэтому точной компенсации не требуется, тем не ме­ нее заметный уход не желателен, так как это потребует приме­ нения разделительных конденсаторов. Причем поскольку знак разбаланса неизвестен, конденсаторы должны быть неполярными, что неудобно. 65
Коэффициент трансформации (п1) трансформатора Т выбира­ ется из условия достижения наибольшего динамического диапа­ з0:жа. С увеличением n1 увеличивается напряжение на входе ОУ по Сf)авнению с собственными шумами, но вместе с тем пропор­ ционально n21 возрастает сопротивление, вносимое со стороны микрофона, что увеличивает шумы, обусловленные шумовым то­ ком. Частотный диапазон микрофонного усилителя обычно много шире диапазона звуковых частот, что обеспечивает малые иска­ жения. Чтобы не увеличивать уровень шума, требуемый частот­ нь~й диапазон тракта ограничивается в блоке частотных коррек­ торов. Экспериментальная проверка схемы, показанной на рис. 5.la, дала следующие результаты: коэффициент усиления (Krup) 50 дБ, коэффициент гармоник - менее 0,2 %, верхняя частота - 200· кГц,· динамический диапазон при Ивых=5 В - более 120 дБ. Для обеспечения необходимого коэффициента шума следует вы- 6рать ИС, имеющие напряжение шума (Иш.вх) в полосе до 20 кГц менее 0,5 мкВ. Этому условию отвечает примерно 50% ИС К.140УД1Б. Следует отметить критичность усилителя к сопротив­ Jiению нагрузки. Так, при уменьшении Rн до 3 кОм, коэффициент гармоник увеличивается до 2%. Путем добавления транзисторов на входе (КПЗОЗВ) и выходе (КТ315Г и КТ361Г) удается выпол­ нить требования по шумам без подбора ИС и обеспечить боль­ шее усиление по мощности [44]. Принципиальная схема такого усилителя показана на рис. 5.2 . Рис. 5.2. Улучшенная_ схема микрофонного усилителя Известно, что в трансформаторном каскаде при небольших ин~укwнвностях наблюдается спад нижних частот. Происходит это из-за того, что на нижних частотах сопротивление обмотки с;rановится сравнимым · с ее активным сопротивлением. С п~мо: 66
щью введения положительной обратной связи (Rx) можно ском­ пенсировать влияние сопротивления обмотки (рис. 5.3). Для оперативной регулировки уровня измерительный прибор мо- жет быть включен в цепи микро- Uвх я, фонного усилителя [50]. При этом обеспечиваются малые нелинейные искажения и высокая стабиль- ность. Измеряемый ток линейно за- висит от входного сигнала. Схе- ма позволяет звукооператору бы­ стро установить требуемые уров­ ни громкости в случае боль­ шого количества используемых микрофонов. Рис. 5.3. Компенсация актиВ'­ ного сопротивления обмотки трансформатора Промежуточный усилитель. На вход промежуточного усилите4 ля сигнал подается после регулятора уровня, поэтому входное сопротивление усилителя должно быть больше полного сопрО'­ тивления регулятора. На рис. 5.4а показана одна из, схем, встре­ чающихся на практике [43]. Коэффициент передачи усилителЯ' Rt 'lx Uвх S80 а) 56'0 tf) Рис. 5.4. Схема проме­ жуточного усилителя· (а), малошумящего про­ межуточного усилителя с большим входным со­ противлением (б) 9 10 5 +nв· 67
равен 1+Ro/R 1 =6. В схемах, где требуется большое входное со­ противление, возникает проблема компенсации смещения нуля. Если R2 вообще не включать, то уход смещения будет слишком большим (см. гл. 3). Если R2 включить между неинвертирующим входом и землей, то R2 будет определять входное сопротивление. В схеме на рис. 5.4а R2 включено между входами ОУ. Оценим, как в этом случае влияет сопротивление R2 на входное сопротив­ ление решающего усилителя (Rвх.р). Сопротивление Rвх.р можно определить по формуле Rвx.p=RвxKyu0 ~, (5.1)' где ,Rвх - входное сопротивление ОУ без обратной связи; Куи. - коэффициент усиления ОУ без ОС; ~ - параметр обратной свя­ зи. В нашем случае f}= 1 1 + Ro!Ri + Ro!Rвx Для схемы рис. 5.3 можно принять Куи 0 =5· 103, Rвх=5 кОм, тогда без Rz Rвх.р=4 мОм. Подключение R2 = 1 кОм фактически уменьшает Rвх до 0,8 кОм, уменьшая соответственно и ~· Входное сопротивление усилителя при этом уменьшается в соответствии с (5.1) до 300 кОм. В приведенном примере Rвх.р=300 кОм оказалось достаточ­ ным. Если же требуются более высокие значения Rвх.р, то необхо­ димо использовать ОУ с большим значением Rвх, либо включать на входе ОУ эмиттерный или истоковые повторители. Если не требуется низкого уровня шума, то в качестве повторителей мож­ но использовать ИС ключей, например типа lKTOl 1. В случае, когда одновременно с требованием большого вход­ ного сопротивления выдвигается требование низкого уровня шу­ ма, выгодно использовать малошумящие полевые транзисторы. Схема такого усилителя показана на рис. 5.46 . Переменный рези­ стор используется здесь для балансировки усилителя. Для ука­ занных на рис. 5.46 элементов получены значения входного со­ противления Rвх.р= 10 МОм, максимальной частоты fo.1=700 кГц при КуиР = 1 и Ивых=,Ивыхтах, уровень шума Иш.вх менее 0,5 мкВ. 68 Суммирующий усилитель. Принципиальная схема суммирую­ щего усилителя показана на рпс. 5.5 . Как было показано в гл. 2, при включении не­ скольких источников сигна­ ла на инвертирующий вход в случае глубокой отрица­ тельной обратной связи про­ исходит линейное суммиро­ ванпе. В устройстве по схе­ ме рис. 5.5 включено двад­ цать четыре источника сиг- Рис. 5.5. Суммирующий усилитель нала.
Увеличение глубины обратной связи уменьшает переходные затухания пз одного канала в другой. Экспериментальная провер­ ка устройства по схеме на рис. 5.5 показала, что схема обеспечи­ вает переходные затухания на частоте 1 кГц более 70 дБ и на частоте 20 кГц - более 48 дБ. Сравнение этих результатов с ана­ логпчными для ламповых сум­ мирующих усилителей, исполь­ зующих сложные трансформа­ торы, показывает, что исполь­ зование аналоговых микросхем в этом случае значительно улучшает не только конструк­ тивные, но и электрические па­ раметры. Выходной усилитель. Для подачи сигнала в линию энер- а) гетические характеристики со- Р 5 6 с 6 ьr 0 • ис. . . посо ы увеличения в ходи и временных ОУ, как правило, мощности недостаточны. Для повышения выходной мощности на выход ОУ может быть включен эмиттерный повторитель (рис. 5.ба) или двухтактный каскад (рис. 5.66). На­ пряжение смещения двухтактного каскада устанавливается диода­ ми, что обеспечивает раннее отпирание транзисторов, исключая по- +15 58 вых~ Рис. 5.7. Схема выходного - 15 усилителя радиовещателыю­ ~-с::r-+----+---..___..._-<> го тракта 69
явление искажений типа «центральная отсечка» («ступенька»). На рис. 5.7 показана схема выходного каскада радиовещательного тракта [44]. Усилителз обеспечивает выходную мощность 20 мВт на нагрузке 150 Ом. В [ 45] предлагается шунтировать входы выходного каскада конденсаторами емкостью 100 пФ, что обеспечивает неискажен-, ную передачу крутых фронтов входного сигнала. Еще большее усиление по току требуется в выходном усили­ теле, нагруженном на высокоомную нагрузку, например на голов­ ные телефоны. Схема такого г------::::;=!H=;::r-!-.;'ZB усилителя показана на рис. 5.8 . В качестве выходных транзи­ сторов используются интег­ ральные транзисторы, включен­ ные по схеме Дарлингтона. УсилитеJiь обеспечивает напря­ жение ± 7 В на нагрузке 700 Ом. Недостатком схемы являет­ ся необходимость подбора тран­ зпсторов. Очевидно, что в будущем, когда появится широкий выбор Рнс. 5.8. Схема усилителя головных те- ОУ лефонов отечественных мощных , схемы выходных каскадов упростятся. Примером такого ОУ является ОУ типа NE540 или SE540 с выходной мощностью 1 Вт при токе в нагрузке ± 100 мА. Логарифмический усилитель. На рис. 5.9а показана схема ло­ гарифмического усилителя, обеспечивающего точность логарифми· ческого закона ± 0,6 дБ при входных сигналах 0,015-2,45 В. Вы- 70 Рис. 5 9. Схема лога­ рифмического усилите­ ля (а) и его амплитуд­ ная характеристика (6)
ходное напряжение при этом изменяется от 1 до 12,6 В. В схеме применяются диодные матрицы КД908А, но могут использовать­ ся и диодные матрицы 2НДО22 [46]. Резисторы устанавливаются с точностью + 1 %, а опорное напряжение поддерживается с точ­ ностью 2 %. При соблюденип этих условий зависимость между выходным направлением в линейном масштабе и входным напря­ жением в логарифмическом масштабе оказывается. линейной (рпс. 5.96). В устройстве (см. рис. 5.9а) большой диапазон входных сиг­ налов (44 дБ), в котором характеристика усилителя остается ло­ гарифмической, достигается применением семи диодов, работаю­ щих последовательно при увеличении входного сигнала. Другим способом расширения диапазона входных сигналов является компенсация прямого сопротивления диодов [14] путем введения положительной обратной связи [47]. При этом логариф­ мический закон обеспечивается соединением неинвертирующего входа со входом усилителя через диод. Обычно в схемах автоматического резервирования или инди­ каторов уровня аналогового спгнала на выходе логарифмическо­ го усилителя включается детектор. На рис. 5.10 показана схема такого линейного детектора с чувствительностью в несколькu милливольт. 10к 8Zк 4.7к 82к +!28 -!28 Рис. 5.1 О. Схема детектора системы авто­ матического резервирования 5.2. Частотные :корректоры В каждом студийном канале должен быть индивидуальный частотный корректор, позволяющий сформировать амплитудно­ частотную характеристику в соответствии с видом и качеством программы. Ниже описывается схема одного пз таких корректо­ ров. Корректор состопт из трех независимых устройств: фильтра плавного подъема и спада верхних и нижних частот; фильтра присутствия; фильтра среза верхних и нижних частот. 71
Фильтры плавного подъема п спада, плп пначе - регуляторы тембра, могут быть выполнены по схеме пасспвного двойного Т­ образного RС-моста [ 48]. Затухание в этой цепи на средней частоте обычно составляет 20 дБ, поэтому вслед за мостом необ­ ходимо включить усилитель, который может быть одновременно использован и как актпвный элемент фильтра присутствия. Фильтр присутствия (presensfilter) осуществляет подъем или спад частотной характеристики на средних частотах до 10 дБ, что усиливает впечатление присутствия и создает дополнитель­ ную окраску звучания. Схема усилительного каскада с фильтром присутствия показана на рис. 5.1 l. Подобные (только многополос­ ные) регуляторы описаны в гл. 8. Потенциометром 1R 1 можно вво­ дить подъем или спад частотной характеристики. 7,Sк __.____________.________, -1.fo- Ри.с. 5.11 . Схема активного фильтра присутствиJI Фильтры нижнпх и верхних частот создают резкпй спад час­ тотной характерпстпки. При этом обеспечивается эффектпвное по­ давленпе составляющих шума и фона в той частп частотного ди­ апазона, где отсутствуют составляющие сигнала. Оптимальной крутизной спада считается 12 дБ на октаву. Схема фильтра нижних частот на одном ОУ показана на рис. 5.12 . Фильтр рассчитан при условшr, что неравномерность характеристнкн в полосе пропускания не более 2 дБ. Для пере­ стройrш частоты среза (fсрз) переключаются конденсаторы, емко­ стп которых указаны ниже, пра этом добротность фильтра оста­ ется непзменной: fсрэ, кГц 12 9 6 3 С1, пФ 560 750 1100 2200 С2, мкФ 0,01 0,012 0,022 0,04 Фильтр верхних частот (рпс. 5.126) выполнен на едпнпчном усилителе также в виде звена 2-го порядка. Частота среза Сfсгэ) переключается с помощью изменения сопротивлений резисторов R. 1 и R. 2 в соответствии с данными, приведенными ниже. На рис. 72
ОбН о -J 6'к Uвых f -IOl..!J.JL..!J~~~~::;::;-:~:--~~-:;:n;~~~~ 500 !ООО ZOOO б) Рис. 5.12. Фильтры нижних частот (а); верхних частот (6) частотного коррек­ тора; характеристики фильтров верхних п нижних частот частотного коррек­ тора (в) 5.12в показаны совместные частотные характеристики обоих фильтров, снятые экспериментально: f срз, Гц R1, кОм R2, кОм 5.3 . УправJiяемые усиJiитеJIИ 80 20 24 120 13 18 180 10 13 300 5,6 6,8 В сост·ав передающей или студийной аппаратуры входят авто­ матические регуляторы уровня, одним из узлов которых являет­ ся управляемый усилитель. Он может быть выполнен в виде уси­ лителя, в котором один из резисторов, определяющий коэффици­ ент передачи, заменяется электронным устройством с сопротивле­ нием, зависимым от управляющего напряжения (управляемым элементом). Другим способом выполнения управляемого усилите­ ля является последовательное включение паr~ивного управляемо­ го звена (электронного потенциометра) и осычного усилителя. Наиболее критичным требованием к управляемым усилителям является необходимость обеспечения малого значения коэффици­ ента гармоник, что в большой мере определяется выбором уп­ равляемого элемента. В высококачественных управляемых усилителях в качестве управляемых элементов полупроводниковые диоды или биполяр­ ные транзисторы нашли ограниченное применение, 'rак как при их 73
использовании возрастают нелинейные искажения, шумы и пара­ зитные импульсы регулировки. Заданные параметры могут быть получены при использовании в качестве управляемого элемента полевого транзистора, когда. напряжение на участке сток - исток не превышает 100 мВ. В схеме управляемого усилителя с полевым транзистором в цепи обратной связп, предложенном в [42], управляющее напря­ жение изменяется от 0,5 до 3 мВ, при этом коэффициент переда­ чи увеличивается на 20 дБ. Однако эта схема не обеспечивает малых нелинейных искажений при больших сигналах (Ивх= =45 мВ) п малом управляющем напряжении (Иупр= 1 мВ). В· этом случае коэффициент гармоник равен 10%. При увеличенпи управляющего напряжения до 3 мВ коэффициент гар!>1оник уменьшается до О, 1%. Лучшие показатели имеет схема на рис. 5.13 . Глубина регу­ лировки в этом усилителе 30 дБ, частотный диапазон 20 Гц- Usыx U~x 20 кГц и коэффициент гар­ монпк не более 0,5%. Мень­ шее значение коэффициента· гармонпк достигнуто здесь за счет введения положи­ тельной обратной связи (ре­ зистор .R*), по которой уп­ равляемый спгнал попадает в цепь управляющего напря­ жения. Другой вариант управля­ емого усилителя показан :в схеме автоматического регу­ лятора уровня на рис. 5.14 [42]. Здесь управляемыЙ' усилитель состоит из управ­ ляемого звена, выполненно­ го по балансной потенцио- метрической схеме, и мас­ Рис. 5.13. Схема управляемого усилителя с компенсацией нелинейных искажений штабного усилителя на ОУ К140УДIБ. В качестве уп­ равляемого элемента используется ИС ключа 1КТ902, состоящего• из двух идентичных полевых транзисторов. Для сохранения достигнутой глубины регулировки перед уси­ лителем включен симметричный каскад на полевых транзисто­ рах, обладающий высоким входным сопротивлением. Напряжение с выхода усилителя, равное 1 В, подается через буферный каскад на двухполупериодный детектор. После усили­ теля на ИС К140УД1Б и фильтра нижних частот это управляю­ щее напряжение поступает на вход управляемого элемента. Результаты измерений макета автоматического регулятора· следующие [42]: при увеличении входного уровня на 20 дБ вы­ ходной уровень возрастает на 5 %, время установления коэффи- 74
циента передачи 1 мс, время восстановления 1,5 с, коэффициент гармоник от 0,1 до 0,5%, неравномерность амплитудно-частотной характеристики в диапазоне 100-6000 Гц не более 3 %. - tZ,6tJ '/Dис. 5.1'4. Схема автоматического регулятора уровня "5.4 . Балавсвые модуJiяторы К основным требованиям, предъявляемым к балансным моду­ ,ляторам, относятся: уровень нелинейных искажений, измеренный двухчастотным методом; уровень шума; уровень несущей по от­ ношению к уровню боковых и уровень комбинационных состав­ ляющих. Различные способы реализации модуляторов можно разделить на две группы. В схемах первой группы перемноже- 1ше осуществляется путем коммутации со звуковой частотой сиг­ Н'lла несущей частоты. Примером таких схем является кольце­ вая диодная или транзисторная схема. В схемах второй группы используются четырехквадрантные перемножители. На рис. 5.15 показана схема балансного модулятора, относя­ щегося к первой группе [42]. Сигнал несущей частоты коммутируется с помощью интег­ рального ключа 1КТ902. Напряжение звуковой частоты поступа­ ·ет на стоки полевых транзисторов ключа, а напряжение несущей частоты (в данном случае 128 кГц) - на затворы. При таком включении схема на ключе работает как перемножитель. Инвертирование сигнала по входу несущей выполнено с по­ мощью ИС 2ЛБ172, в которой логические элементы И - НЕ ис­ iПользуются как усилитель с глубоким ограничением. 75
Экспериментальная проверка макета балансного модулятора, собранного по схеме, приведенной на рис. 5.15 [42}, при входном напряжении звуковой частоты 50 мВ и напряжении несущей час­ тоты 1 В дала следующие результаты: уровень нелинейных ис­ кажений, измеренный двухчастотным методом, не превышает +68 +30 +6б Рис. 5.16. Балансный модулятор на ИС перемножителя К140МА1 Рис. 5.15. Балансный иодулю·ор на ИС ключей 70 дБ; уровень шума АМ не более 80 дБ; уровень несущей на выходе не более 46 дБ относительно уровня одной боковой; уро­ вень комбинационных составляющих вида (J)±2Q - 52 дБ, вида ffi±ЗQ-72 дБ. Схема балансного модулятора на ИС перемножителя К140МА1 значительно проще и не требует большого уровня не­ сущей частоты (рис. 5.16). При напряжении сигнала несущей час­ тоты 60 мВ и напряжении звуковой частоты 20-30 мВ устрой­ ство обеспечивает подавление каждого из входных напряжений не менее 46 дБ. При этом остаточное напряжение звуковой час­ тоты не превышает 2,5 мВ, а остаточное напряжение несущей частоты не превышает 5 мВ. 5.5. Устройства для установки заданного уровня напряжения В передающей аппаратуре, например однополосных возбуди­ телях, используются ограничители и дискретные регуляторы уров­ ня, к которым предъявляются требования установки и поддер­ жания заданного напряжения с точностью ± 1 дБ. 76
Как следует из гл. 2, хорошие ограничительные свойства име­ ет схема, использующая стабилитроны или диоды, включенные в цепь обратной связи ОУ. Однако значительно более высокие по­ казатели имеет схема, где в цепь обра'l'I'!ОЙ связи включены до­ полнительные операционные усилители. Примером такого огра­ ничителя является схема, предложенная в [49]. Сте­ пень ограничения в таком устройстве не менее 2 .10-6 • Примером ступенчато­ го регулятора уровня сравнительно высокоча- стотного сигнала (сотни кГц) является устройст- во, схема которого приве- дена на рис. 5.17 [42]. Здесь с помощью ключа 1КТ901 коммутируются резисторы в цепи обрат­ ной связи. Когда на вхо­ ды ключа не подается уп­ равляющее напряжение, сопротивление обратной связи равно 20 кОм. При включении одного из че­ тырех управляющих на- 510к 5f0K 510К 510К 1,fк +6,JD - 6,30 0.fS ~~~_.~~'1 У&~ пряжений устанавливает- р 5 17 Схема б • фф ис... ступенчатого регулятора ся нео ходимыи коэ И- уровня циент передачи. Точность установки выходного напряжения в этой схеме практически опре­ деляется точностью подбора сопротивлений резисторов. н qt Ивх s llвьlil , f/( 75 41. 77
В регулируемых усилителях постоянного тока (УПТ) возни­ кает необходимость сохранения балансировки схемы прп различ· ных положениях регулятора усиления. На рис. 5.18 показана схе­ ма УПТ с плавной регулировкой, в которой достигается малое выходное напряжение смещения (не более 3 мВ). Усилитель ра­ ботает при входных сигналах до 40 мВ с максимальным коэффи­ циентом усиления по постоянному и переменному току, рав­ ным 22. Гнава 6 ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ В РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОИСТВАХ Выпуск радиовещательных приемников и приемников других назначений на ИС начался в 60-х годах. На первом этапе применялись исключительно гибрид­ ные специализированные микросхемы. Однако заметное влияние на улучшение технических характеристик, надежности и стоимости радиоприемных устройств оказало использование полупроводниковых ИС, При этом построение ИС не обязательно повторяет построение функциональных узлов приемника на дискрет­ ных компонентах. Использование в больших специализированных ИС базовых кристаллов универсальных ИС позволяет получить более высокие параметры отдельных узлов. Кроме того, в случае применения новых ИС часто оказывает­ ся выгодным использовать методы радиоприема, от которых в силу ряда при­ чин отказывались. Например, синхронное детектирование, использование коль­ ца фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), построение приемника с высокой промежуточной частотой, применение электронной коммутации и дистанционно­ го управления. На возможность создания радиоприемного устройства целиком на универ­ сальных ИС указывалось и ранее (12]. Поэтому основной задачей настоящей rлавы является попытка обоснования того положения, что использование совре­ менных и перспективных ИС может привести к улучшению качественных пока­ зателей рассматриваемых устройств. 6.1 . Гибридные интеграJiьные схемы в радиоприемных устройствах Первыми ИС для радиовещательных приемников были ИС серии К237 и К224. В состав серии К237 входят тонкопленочные гибридные ИС, предназначенные для применения в радиовеща­ тельных приемниках и магнитофонах. На примере автомобиль­ ного приемника А-372 рассмотрим особенности использования ИС типов К2ЖА371, К2ЖА372 и К2УС371 [51]. Высокочастотный блок автомобильного приемника, включаю­ щий УВЧ, смеситель и гетеродин, выполнен на базе ИС К2ЖА371. Напряжение питания для УВЧ является напряжение АРУ. При уменьшении этого напряжения от 6 до 2 В уменьшается эмиттер­ ный ток и усиление каскада падает. При дальнейшем уменьше­ нии напряжения одновременно с уменьшением крутизны падает входное сопротивление [52], что приводит к дополнительной ре­ гулировке за счет шунтирования входного контура. В [53] опи­ сан апериодический УВЧ на этой же ИС с включением между 78
клеммами 11 и 9 фильтра для подавления сигнала промежуточ­ ной частоты. Показано, что модуль полного сопротивления на­ грузки УВЧ может быть не менее 300 Ом при ослаблении филь­ тром сигнала промежуточной частоты, равном 20 дБ. Смеситель выполнен на двух транзисторах, крутизна которых изменяется пропорционально коллекторному току другого тран­ зистора, образуя схему смещенного перемножителя. В отличие от смесителя на одном транзисторе, здесь в случае полной иден­ тичности транзисторов напряжение· гетеродина не попадает в на­ грузку. Однако напряженпе сигнала попадает в цепь нагрузки, что отличает эту схему от схемы смесителя с использованием че­ тырехквадратного перемножителя, которая используется в более современных ИС. Тракт УПЧ, детектор и цепь АРУ могут быть выполнены на ИС К2ЖА372. В этом случае в первый каскад включается кон­ тур для подавления напряжения гетеродина, проникающего на вход УПЧ. Без этого контура усиленное напряжение гетеродина попадает в детектор и через цепь АРУ снижает усиление, ухуд­ шая чувствительность приемника. Усилитель низкой частоты может быть выполнен с использо­ ванием ИС К2УС371. Усилитель низкой частоты в этом случае является бестрансформаторным усилителем с непосредственной связью и глубокой отрицательной обратной связью. На рис. 6.1 показана принципиальная схема автомобильного радиоприемника на ИС серии К237, удовлетворяющего нормам III класса. В отличие от аналогичных радиоприемников на дис­ кретных элементах, радиоприемник, собранный по схеме рис. 6.1, обладает лучшей характеристикой АРУ и лучшей повторяемостью параметров при смене деталей. Другой распространенной серией ИС является серия К224, в которую входят гибридные толстопленочные ИС, предназначен­ ные для применения в радиовещательных приемниках 1 и 11 классов. На примере радиоприемника «Орион-301» рассматриваются особенности использования ИС типов К2ЖА242, К2УС242» К2УС245 и К2ПП241. Аналогичную принципиальную схему име­ ют магнитолы «Форум» и «Ореанда». Интегральные схемы серии 224 содержат меньшее число эле­ ментов, требуют более сложных внешних цепей, но благодаря этому они более универсальны и могут испо.Льзоваться в различ­ ных функциональных узлах. Так, ИС К2ЖА242 используется для преобразования частоты в УКВ блоке и в тракте высокой частоты диапазонов ДБ, СВ и КВ. Типичным примером использования гибридной ИС является каскад УПЧ, выполненный на ИС К2УС242 (рис. 6.2). Интеграль­ ная схема представляет собой одиночный каскад со всеми необ­ ходимыми элементами, кроме колебательных контуров. Напря­ жение АРУ подводится к выводу 2, а иногда и к выводу 9. На­ пряжение АРУ в этой схеме приемника образуется выпрямитель- 79
с33 !110 I311,a Рис. 6.1 . Принципиальная схема автомобильного приемника III кдасса _ш_ 11-12-0,в
ной схемой на диодах Д 1 и Д2 и переходе база - эмиттер транзи­ стора Т1 • Автоматическая регулировка в этом случае получается особенно эффективной, так как для выпрямления используется принцип удвоения напряжения [54]. Рис. 6.2. Тракт УПЧ на ИС К2УС242 . 4 и.{) г~.ю ~047 ~ !·~ ~1~ 1"" L Усилитель низкой частоты приемника выполнен на ИС К.2УС245, близкой по схеме ИС К.2УС371. Интегральная схема К.2ПП241 используется в приемнике для построения стабилизатора напряжения с включением стабплит­ ронов 7ГЕ2АС. Условия эксплуатацшr п электрические характеристпкп удов­ летворяют требованиям к стационарным, переносным и автомо­ бильным приемникам III и 11 классов. Для построения приемников более высоких классов пли при­ емников, работающпх в других условиях эксплуатации, требуют­ ся более высококачественные ИС. Примером таких ИС являются ИС серии 435 пли 235, которые имеют более широкие предельно­ допустимые условия эксплуатации [8]. Интегральные схемы этой серии имеют высокие электрические характеристики, в том числе малый уровень шума. На рис. 6.3 приведена принципиальная схема приемной части радиомикрофона, построенной на ИС серий 235 и 219, типов 2}'С191, 2УС355, 2УС356, 2ДС351. Приемник работает на фикси­ рованных частотах диапазона УКВ. Схема обеспечивает в широ­ ком диапазоне температур высокое значение реальной чувстви­ тельности 1,5-2 мкВ и низкое значение коэффициента гармо­ ник менее 0,8 %. Следует отметить, что гибридные специализированные ИС :мо­ гут использоваться не только в основной схеме приемника, но и для обеспечения электронного управления или других дополни­ тельных удобств. В качестве примера можно привести специаль­ ные ИС для блоков коммутации при работе приемника от -сен­ сорных датчиков (датчиков, срабатывающих от касания паль­ цем). Другим примером использования гибридных ИС в приемнике является устройство для обеспечения круговой диаграммы на­ правленности двух магнитных антенн на ИС 2СС842 [55]. При­ менение одной ИС в этом случае обеспечивает работу функцио­ нального узла, включающего три усилителя. 81
2УСJ5б Q Рис. 6.3 Принцнпиа.%11ая схема приемника 6.2 . Универсальные ИС в радиоприемных устройствах Высокочастотные каскады. Одной из трудных задач в техни­ ке радпоприема является задача создания высококачественного· широкополосного антенного усилителя. Такой усилитель дол­ жен иметь малый коэффициент шума, нпзкпй уровень нелиней­ ных искажений, в том числе пнтерференционных и перекрестных,. иметь достаточный коэффициент усиления во всем диапазоне час­ тот и обеспечивать режим согласования соединительного кабеля. Как показано в [57], на входе антенного усилителя радиове­ щательного приемника можно ожидать напряжение до 0,5 В. Сле­ довательно, можно принять Ивыхmах=2 В. Если диапазон прини­ маемых ч'астот включает диапазон УКВ (80 МГц), то требуется ОУ со скоростью нарастанпя выходного сигнала Vивых= =1,4·2·80=1400 В/мкс. ОттР,рационный усилитель с таким значе­ нием Vuвых пока не выпускается. Однако для диапазона КВ (до· 30 МГц) и короткой антенны (Ивыхmах.=0,5 В) применение ОУ вполне реально. О преимуществах применения перемножптелей для преобразо­ вателя частоты уже говорилось в гл. 2. Следует отметить, что· особенно заметные преимущества дает применение перемножите­ ля на более высоких частотах, где балансные смесители на ди- 82
радиомикрофона ПРМ-12М одах мало эффективны. На рис. 6.4 показана схема смесителя, ра­ ботающего в диапазоне до 30 МГц на ИС К140МА1. На рис. 6.5 показан пример использования ИС высокочастот­ ного перемножителя 526ПС1 для построения УКВ блока. Транзи­ сторы Т2 и Т 1 используются не только для подачи напряжения ге­ теродина в перемножитель, но и для генерирования колебаний. Рис. 6.4 . Схема смесителя на ИС Kl40MAl В отличие от ИС К140МА1, интегральная схема на рис. 6.5 не требует двуполярного источника питания, имеет диапазон рабо­ чих частот до 80 МГц, крутизну преобразования при Ис=5 мВ, Иг=ЗОО мВ и fпч= 10,5 МГц не менее 5 мА/В. В ИС входят рези­ сторы и диоды, поэтому не требуется подключения внешних дели- 83
телей. Недостатком этой ИС является недостаточно низкий уро­ вень шума. Как и в случае антенного усилителя, широкое использование ОУ в схемах гетеродинов ограничи13ается малым значением ско­ рости нарастания выходного +рВ сигнала. !! Тем не менее ОУ нахо­ дят применение для построе­ ния гетеродинов в качестве элементов, обеспечивающих высокую стабильность часто· ты. Примером удачного ре­ шения этой задачи является схема приемника ST-22 Sen- sotronic фирмы «Loewe-Op - ta», демонстрировавшегося на выставке в Берлине в 1973 г. В приемнике ST-22 име­ ется 11 переключаемых сен­ сорами фиксированных на­ строек на каждом диапазо­ не, причем требуемая ста­ бильность достигнута без применения кристалличе­ ских резонаторов. Основная идея схемы ясна из рис. 6.6. Сигнал гетеродина поступа­ ет на преобразователь часто­ та - напряжение. Получен­ ное напряжение сравнивает- Рис. 6.5 . Вклюqение высокоqастотноrо пе­ ремнож:ителя ИС 526ПСl в схеме У.КВ блока ся в ОУ с напряжением на движке потенциометра настройки. И если эти напряжения не равны, тq выходное напряжение ОУ изменит частоту гетеродина. Если считать подводимое напряжение И= и коэффициент деления по­ тенциометра абсолютно стабильными, то единственным источни­ ком нестабильности оказывается преобразователь частота - на­ пряжение, который в этом приемнике построен на линии задерж­ ки от цветного телевизора. Для исключения влияния изменения питающего напряжения на стабильность гетеродина интегрирование импульсов после преобразователя частота - напряжение происходит с помощью другого устройства (рис. 6. 7). Использование инвенторов в этой схеме приводит к независимости разности сравниваемых напря­ жений от напряжения И=· Экспериментальная проверка схемы описываемого приемника показала, что при дрейфе ОУ по напряжению ЛИсм/ЛТ, равному 10 мкВ/0С, и уходе постоянной времени линии задержки, равном 0,2 нс/0 С, нестабильность гетеродинов составила в диапазонах ДВ 34
и СВ 40,5 Гц/0 С, КВ-50 Гц/ 0 С и УКВ-400 Гц/0 С, что вполне до­ статочно для работы фиксированных настроек. Следует заметить, что при данной схеме не требуется температурной компенсации элементов гетеродина и подбора варикапов. /( смесшпkлю Рис. 6.6 . Структурная схема си­ стемы настройки, обеспечиваю­ щей высокую стабильность о 0,.{ Рис. 6.7 . Схема интегрирования и срав­ нения для управления настройкой Тракты промежуточной частоты. Обеспечение необходимой се­ лекции в тракте промежуточной частоты может быть достигну· то либо распределением элементов селекции по каскадам, либо использованием фильтра сосредоточенной селекции. В случае применения ИС первый путь исключается. Наиболее простая схема УПЧ может быть построена на регу­ лируемом ОУ (ОТА). Учитывая, что современные схемы детекто­ ров не требуют больших уровней напряжения промежуточной час­ тоты, в схеме с одним ОТА может быть осуществлена глубокая отрицательная обратная связь, что обеспечит необходимую ста­ бильность и отсутствие искажений огибающей. В схеме УПЧ на универсальных ИС для обеспечения эффективной АРУ может ис­ пользоваться также перемножитель. В обеих схемах обеспечива­ ется независимость входного сопротивления от напряжения АРУ, что гарантирует стабильность частотной характеристики при из­ менении входного сигнала. В качестве фильтра сосредоточенной селекции (ФСС) приме­ няется либо LС-фильтр, либо пьезокерамический (или кварце­ вый) фильтр. Сравнение их характеристик показывает, что кри­ сталлический фильтр, имея большее затухание на частотах со­ седнего канала, обеспечивает худшую селективность при боль­ ших расстройствах. Этот недостаток кристалличесюrх фильтров сказывается не только на подавлении помех, но и на подавлении напряжения гетеродина, попадающего на вход УПЧ. Это напря­ жение особенно опасно в приемнике с высоким значением проме­ жуточной частоты (например, 10,7 МГц), где относительная раз- 85-
ница между частотой гетеродина и промежуточной частотой мала. Для увеличения затухания за полосой пропускания керамиче­ ских ф1IJ1ьтров можно использовать свойства усилителей с диф­ ·ференцпальным входом подавлять синфазный сигнал. Схематич­ но идея этого способа показана на рис. 6.8а. Напряжение спгна­ ...ла подводится через керамический фильтр к одному входу ОУ 13 2i BrC,t ~ ,ICz а) Рис. 6.8 . К пояснению спо­ соба улучшения селектив­ ных свойств керамических фильтров: а - структурная схема, 6 - результаты экспери­ ментальной проверки - --- --- ---- 1 1 - Zfl(J - !(}0 -50 Н35 ,,..-- Bz 70/ ---- / '1 6'fl// 1 fSfl 1'iO 1 1 J(J 'Zfl !fl j 1 8,9JO +50 tf) в, 1 f + !Ofl +Zf!(J .или перемножителя. Этот же сигнал через эквивалент фильтра за полосой пропускания, представляющий собой емкостный дели­ тель, подводится к другому входу. За полосой пропускания вход­ ной сигнал оказывается синфазным и поэтому дополнительно ос­ .лабляется в ИС. На рис. 6.86 показаны снятые экспериментально кривые затухания кварцевого фильтра с резонансной частотой 10,7 МГц и того же фильтра, включенного по схеме, приведенной на рис. 6.8а, где применена ИС К140МА1, С1=1 пФ, С2= 10 пФ. Схемы детектирования. Универсальные ИС позволяют постро­ ·ИТь различные схемы детектирования, отличающиеся высокими электрическими показателями. Так, схема амплитудного детекто­ :ра на ОУ имеет малый уровень входного сигнала (около 1 мВ), ·низкие значения коэффициента гармоник. Однако еще большие возможности в схемах детектирования имеет применение интег­ ральных перемножителей. Остановимся на схемах амплитудных детекторов. С помощью перемножителя осуществляется синхронное детектирование АМ -сигнала, сигнала с одной боковой полосой (ОБП) или балансно­ модулированного сигнала. В любом случае детектируемый сиг­ -пал подается на один из входов перемножителя, в то время как на другой его вход подается немодулированное опорное напря­ жение с частотой, равной частоте несущего колебания. Появление высокоизбирательных пьезокерамических и квар­ цевых фильтров позволяет разделить АМ сигнала на две боковые полосы с тем, чтобы детектировать ту из них, где уровень помех меньше. Известные способы получения опорного напряжения можно разбить на три группы: использование автономного высокоста- '86
бильного генератора; выделение несущей из приходящего сигна­ ла; синхронизация местного генератора с несущей приходящего сигнала. Для удовлетворптельной работы синхронного детектора не­ обходимо, чтобы уход частоты опорного напряжения относитель­ но несущей сигнала промежуточной частоты был не более не­ скольких герц. Это означает, что применяя автономный генера­ тор, необходимо обеспечить его стабильность и стабильность пе­ рестраиваемого гетеродина приемника в диапазоне КВ около 1о-7 • Таким образом, использование автономного генератора воз­ можно только при наличии синтезатора частоты, когда частоты гетеродина и опорного напряжения определяются одним и тем же опорным генератором. Многие известные способы выделения несущей непригодны. так как составляющие помехи, несимметрично расположенные относительно несущей частоты, образуют не только амплитудную. но и частотную модуляцию [57]. Последняя будет наблюдаться на выходе схемы. Если такое частотно-модулированное помехой опорное напряжение подать на синхронный детектор, то в выход­ ном напряжении появятся составляющие помехи. О способе выделения несущего колебания с помощью узкопо­ лосного фильтра сообщено фирмой ВВС. В одном из приемников использовался кварцевый фильтр с резонансной частотой 470 кГц и полосой ±8 Гц, в пределах которой осуществлялась автомати­ ческая подстройка несущей частоты приходящего колебания. Од­ нако такой приемник оказывается сложным и неудобным в эк­ сплуатации. Тем не менее для детектирования одной боковой по­ лосы АМ спгнала не обязательно выделение напряжения несу­ щей частоты. Можно воспользоваться, например, квадратичным детектором. С одного из двух пьезокерамических фильтров (рис. 6.9aJ, каждый из которых пропускает одну боковую полосу и несущую частоту, сигнал подводится к квадратору, на выходе которого бу­ дет действовать напряжение, пропорциональное [U COS Юс t+UCOS (roc +Q) t]2, rде И - амплитуда несущей с угловой частотой roc; О - амплиту­ д.,а боковой составляющей с углов ой частотой ffic + Q. Возведе!\t данное выражение в квадрат и отбросим постоянную составляю­ щую и члены, содержащие частоты, не пропускаемые фильтром нижних частот, и получим Ивых'7UUCOSQt. Хорошие результаты в выделении боковой полосы АМ сигнала дает применение монолитных кварцевых фильтров, которые могут применяться на частотах от 1,5 МГц и выше. Подключением ре­ активного сопротивления к такому фильтру можно превратить его из полосового в режекторный. 8Т
В этом случае фильтры включаются последовательно (рис. 6.96). В одном положении ключа первый фильтр - полосовой, а второй - режекторный, во втором положении ключа - второй фильтр - полосовой, а первый - режекторный. §) Рис. 6.9 . Схема вы­ деления одной боко­ вой полосы АМ сиг­ нала: а- с применени­ ем пьезокерамических фильтров; б - с при­ менением монолитных кварцевых фильтров С большпм успехом могут использоваться универсальные ИС п в схемах частотных детекторов. Одна из таких схем, реализуе­ мая в ИС KJ74YP1, описана в гл. 2. Другим вариантом частотного детектора на ИС может быть схема с кольцом ФАПЧ, когда по­ лоса удержания несколько превышает максимальную девиацию частоты. Преимуществом такой схемы частотного Детектора яв­ ляется ее повышенная селективность, так как составляющие, от­ стоящпе от несущей входного сигнала дальше ЛfУд• не вызовут изменения выходного напряжения из-за действия ФНЧ. В [56 и 58] показана принципиальная схема частотного де­ тектора с кольцом ФАПЧ, собранная на дискретных компонентах, в том числе транзисторах КП103М и КТ301Д. Управляемый генератор собран по схеме моста Вина. Анализ генератора этого типа приведен в [ 10]. При изменении управля­ ющего напряжения от -1 до -5 В частота генератора изменя­ ется от 9,3 до 11,5 МГц. Фазовый детектор выполнен в виде смещенного перемножнте­ ля по той же структурной схеме, что и управляемый генератор. Схема обеспечивает все параметры тракта УПЧ-ЧМ-детекто' приемников 1 или II классов, включая параметры селективности при входном сигнале 2,5 мВ. Этот пример показывает, что тракт УПЧ-ЧМ-детектор прием­ ника может быть весь собран на универсальных ИС без примене­ ния LС-систем. В приемниках с детекторами, построенными на перемножите­ лях, основные селективные свойства определяются не контурами промежуточной частоты, а фильтрами нижних частот, стоящими за детектором. В этих схемах особенно эффективны активные ограничительные фильтры. 88
6.3 . Полупроводниковые специализированные интегральные схемы для усилителей низкой частоты Усилптели низкой частоты радиовещательного прпемнпка мо­ гут быть выполнены на тех же универсальных ИС, на которых выполняются усилители аппаратуры обработки звукового сигна­ ла (см.гл.5). Тем не менее для бытовых устройств, особенно имеющих ав­ тономное питание, удобнее иметь специальные ИС. Операционный усилитель, предназначенный для УНЧ радио­ приемников, не обязательно должен иметь Ивых=О при Ивх=О. поэтому он может иметь однополярное питание. Для этого уси­ лителя не требуется очень высокой скорости нарастания выход­ ного сигнала. Усилитель, будучи универсальным, должен иметь малые шумы. Примером такого уси.~штеля является ИС К538УН1 или двой­ ной усилитель К548УН1. Это ОУ, имеющий однополярное пита­ ние от 9 до 40 В. Коэффициент усиления более 105, входное со­ противление более 100 кОм, ток потребления на холостом ходу 10 мА, выходное сопротивление 150 Ом. Скорость нарастания вы­ ходного сигнала 0,3 В/мкс, коэффициент шума при Rг=50 кОм - 1,0 дБ, при Rг=5 кОм - 1,6 дБ. Усилитель имеет внутреннюrо цепь коррекции. С помощью такого ОУ можно выполнять предварительные каскады, работающие от различных датчиков (см. § 8.2), актив­ ные регуляторы тембра и сумматоры. Для приемников низких классов, где не требуются регулято­ ры тембра, применяются специализированные полупроводнико­ вые ИС типа К1УС744. Усилитель имеет следующие параметры. Диапазон частот 30-20 ООО Гц, максимальная выходная мощ­ ность не менее 1,4 Вт для группы А или 1 Вт для группы Б, ко­ эффициент гармоник 2%, ток покоя 10 мА, коэффициент усиления от 4 до 40, напряжение питания 9 В, сопротивление нагруз­ ки 4 Ом. Для установки ИС в приемник требуется радиатор с об­ щей поверхностью около 20 см2 . При мощности до 0,5 Вт внешне­ го радиатора не требуется. Для более мощных и высококлассных приемников может при­ меняться ИС KJ74YH7. Схема при напряжении питания 15 В обеспечивает мощность до 4,5 Вт п коэффицпент гармоник прп мощности 2,5 Вт не более 2 % . Сопротпвление нагрузки 4 Ом. Уок покоя 1О мА. Для обеспечения мощности до 4,5 Вт требует­ ся радиатор с поверхностью примерно (172) · 10 мм 2 на 1 Вт. Недостатком ИС типа К1УС744 и К174УН7 является повышен­ ное излучение на сверхзвуковых частотах, в том числе в диапа­ зоне ДВ. В схемах радиоприемников до II класса ИС Kl 74УН7 ис­ пользуется в сочетании с пасспвнымн регуляторами тембра. В приемниках более высоких классов требуются активные регуля­ торы тембра, в которых могут использоваться универсальные ИС, например типа К538УН 1. 8!)
6.4 . Радиовещательный приемник на полупроводниковой специаJШзированиой: БИС Материалы предыдущих разделов позволяют /"делать следу­ ющие выводы: применение гибридных специализированных ИС не дает зна­ tfительных преимуществ по электрическим параметрам по сравне­ нию с устройствами на дискретных компонентах; применение универсальных монолитных ИС позволяет полу­ чить значительные улучшения параметров приемника; для бытовой техники широкое применение могут найти уни­ версальные ИС в недорогом пластмассовом корпусе, не требую­ щие двуполярного источника питания; разработка различных функциональных узлов на универсаль­ ных ИС позволяет проектировать большие полупроводниковые многофункциональные ИС, использующие в своем составе базо­ вые кристаллы универсальных ИС. Примером применения больших ИС является построение одно­ rо из вариантов функционального блока ЧМ тракта радиовеща­ тельного приемника II класса на ИС Kl 74УР3 (рис. 6.10). ИС состоит из усилителя на восьми дифференциальных каскадах, Рис. 6.10. Схема функционального блока ЧМ тракта nеремножителя, используемого в качестве частотного детектора, и предварительного УНЧ. В схему тракта ЧМ (см. рис. 6.10) входят, кроме того, входной каскад с пьезокерамическим фильт­ ром ФПIП-0,49 и выходной каскад АПЧ. Данный функциональ­ ный блок имеет следующие параметры: при входном сигнале 25 мкВ и девиации частоты 15 кГц от­ ношение сигнал/шум более 40 дБ; входное напряжение, соответствующее порогу ограничения, составляет 1-2 мкВ; 90
4+280 св _Д§ 1 ---- +---+--+---+--+---1~+--+- 1 св1 1 1 двl1 1 :х_О,047 taa Рпс. 6.11 . Схема карманного радпоприемнИJ\d. на двух ИС fO,O 50 ,0 10,0
коэффициент гармоник в монофоническом режиме при девиа­ ции 50 кГц в зависимости от образца фильтра колеблется от 0,5 ДО 1,00/о. Многие фирмы выпускают БИС, позволяющие применять их в устройствах связи с АМ, ЧМ и ОБП, включающие усилители, ограничители, каскады АРУ, перемножители. Примером такой БИС является ИС LM273/373 [59]. Примерами БИС с кольцом ФАПЧ являются ИС фирмы «Signetigs типов 560В, 562В и ИС МС1310 фирмы «Motorola», предназначенные для детектирования ЧМ сигналов. Весь высокочастотный тракт радиовещательного АМ приемни­ ка может быть построен на ИС К174ХА2 (см. рис. 6.11). Схема включает 54 активных полупроводниковых элемента. Недостат­ ком первых экземпляров этой схемы является повышенный уро­ вень шума. Так, при сопротивлении генератора 3 кОм минималь­ ное входное напряжение при соотношении сигнал/шум на выходе 20 дБ равно 12 мкВ. Аналогичное напряжение в типовой схеме на дискретных компонентах равно 3-4 мкВ. Применение ИС К174ХА2 покажем на примере карманного ДВ-СВ радиоприемника, использующего кроме этой ИС еще од­ ну ИС тппа К1УС744 (рис. 6.11). Радиоприемник имеет следую­ о.пе параметры. Реальная чувствительность [57] в диапазонах ДВ и СВ при длине антенны 65 мм равна 2,5 мВ/м. Максималь­ ная чувствительность в диапазоне ДВ-0,8 мВ/м, СВ - {),16 мВ/м. Селективность по соседнему каналу 32-40 дБ. Се­ лективность по зеркальному каналу 34-40 дБ. При изменении входного напряжения на 40 дБ выходное напряжение изменяет­ ся на 6 дБ. Максимальная выходная мощность не менее 0,25 Вт. Максимальный уровень входного сигнала при коэффициенте гар­ моник 10% не менее 1 В/м. Глава 7 ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ В ТЕЛЕВИЗИОННОЙ АППАРАТУРЕ Процесс внедрения ИС в телевизионную аппаратуру так же, как и в слу­ •1ае радиоприемных устройств, можно условно разбить на три этапа. Первый этап характеризуется разработкой гибридных специализированных НС, принципиальные схемы которых с учетом навесных элементов мало отлича­ ются от соответствующих функциональных узлов на дискретных компонентах. Примером таких ИС являются ИС серии К245. Второй этап - использование универсальных ИС. Третий этап - внедрение полупроводниковых специализированных ИС, по­ строенных с использованием результатов, достигнутых при проектировании уни- 11ерсальных ИС. Если первый этап дает преимущества, выражающиеся в уменьшении габа­ ри rов и улучшении технологии, то второй и третий этапы дают возможность использовать хорошие параметры универсальных ИС для улучшения техниче- ских характеристик узлов телевизионной аппаратуры. • Известная условность такого разделения этапов объясняется в какои-то ме­ ре тем, что отдельные фирмы, используя уже достигнутые результаты других 92
фирм, проектируют или применяют ИС более совершенные, пропустив возмож­ ные промежуточные варианты. Тем не менее, рассматривая эволюцию в проектировании ИС, можно уста­ новить следующее: основой для создания принципиальных схем новых, нетрадиционных функ­ циональных узлов телевизионной аппаратуры могут быть универсальные ИС; основой для проектирования больших полупроводниковых специализирован­ ных ИС (БИС) могут быть технические решения, достигнутые с использованием универсальных ИС; эти совершенные БИС сами или с добавлением нескольких дискретных эле­ ментов могут конструктивно оформляться в виде функциональных блоков, ком­ бинируя которые, можно создавать различные модификации телевизионной ап­ паратуры. Процесс внедрения универсальных ИС в телевизионную аппаратуру ослож­ няется ограниченным выбором или отсутствием достаточно высокочастотных дифференциальных каскадов, ключей и перемножителей. В таких случаях раз­ работчики, используя полупроводниковые микросборки транзисторов KJHT591 или K776HTI создают на дискретных компонентах необходимые узлы, которые в будущем могут быть заменены универсальными ИС. Так, микросборка К776НТ1, включающая шесть кремниевых транзисторов, позволяет проектиро­ вать перемножитель на рабочие частоты до 230 МГц. Ниже приводятся отдельные примеры использования ИС при проектирова­ нии телевизионных устройств. 7.1 . Приемный тракт телевизора на гибридных ИС Выпускаемые промышленностью ИС серии К:245 позволяют строить приемный тракт для черно-белого и цветного телевизора любого класса, вплоть до 1 класса. Эти ИС выполнены в пласт­ м11ссовых корпусах с габаритами 20Х 12Х 10 мм. Всего разрабо­ тано 15 типов ИС этой серии. Использование ИС серии 245 огра­ ничила разработку более совершенных полупроводниковых ИС. Некоторое применение нашла ИС типа К:2УП453 (в телевизоре г---------------- 1 1.5к 1 f(}IJ(] 1 Jft.W 1 lJ.xoU 1 Ь'Р'I 1 1 1J1 вы:хw 'IД В.хм !!fl'I +24В ' Рис. 7.1 . Принципиальная схема ИС К:2УП453 (в пунктирном прямоугольнике) 11 схема ее включения
«Крым-206»), представляющая собой тракт УПЧ звука с огра­ ничителем и предварительным УНЧ (рис. 7.1). В схеме исполь­ зована микросборка транзисторов К776НТ1. Потребляемый ток от источника 12 В 6мА 24В 2мА Коэффициент подавления амплитудной ~юдуляции 46 дБ Напряжение на входе, соответствующее начы1у ограничения 1-2 мВ Выходное напряжение предварительного УНЧ 4,2 В Коэффициент гармоник До 2% Для обеспечения регулировки тембра в ИС предусмотрена возможность введения отрицательной обратной связи в предва­ рительном УНЧ глубиной более 26 дБ. В образце цветного телевизора 2УПИЦТ-67 модуль выходных каскадов цветности был построен на ИС К245.ЖА1 (рис. 7.2), а модуль АПЧГ в тракте изображения телевизора 2УПИТ-61-11 -- на ИС К2УС247 (рис. 7.3). Другим примером применения гиб· 9.f сигналы zaщe;ruя +7,75 Рис. 7.2 . Модуль выходных каскадов цветности на ИС К245ЖАI'
ридных ИС является построение блока цветности переносного цветного телевизора на ИС серии К224. Сигнал с видеодетектора поступает на фильтр коррекции высокочастотных предыскажений. После коррекции сигнал усиливается и ограничивается с помощью ИС К224УП2, нагруженной на дроссель. Далее сигнал подается на ИС К224УП1, откуда распределяется в канал задержки и на электронный коммутатор. Ослабленный линией задержки тоо Рис. 7.3 . Модуль АПЧГ на двух ИС К:2УС24 7 -сигнал выравнивается в ИС К224УП1 п также подается на ком­ мутатор. Последний управляется от генератора коммутирующих импульсов на ИС К.224ТП1. Импульсы цветовой синхронизации, несущие информацию о фазе коммутации, вырабатываются в ИС К224АХ1. Сигнал Ен-У усиливается п ограничивается в ИС К224УП2. Меняя уровень ограничения, регулируют уровень насы­ щенности. 7 .2. Фуmщионалъные узлы на универсальных ИС Видеоусилители. Для видеоусилителя с полосой 6,5 МГц и выходным напряжением 1 В необходим ОУ со скоростью нара­ стания выходного сигнала не менее 50 В/мс. Располагая высоко­ скоростными ОУ, можно проектировать стабильные схемы видео­ усилителей с требуемыми формами амплитудно-частотной и фа­ зовой характеристик. Простейшие видеоусилители реализуются на ИС двух-трех транзисторных каскадов, например на ИС IУС221Д (рис. 7.4). Видеоусилитель, собранный по схеме, при­ веденной на рис. 7.4, имеет полосу пропускания от О до 1 МГц. Многие фирмы выпускают ИС, специально предназначенные для видеоусилителей телевизионных систем. Примером такой ИС является МС545 [70]. Входная ступень ИС представляет собой две дифференциальные пары, связанные нагрузками. На любую из них можно подавать входной сигнал, а другую пару использо­ вать для регулировки усиления. Полоса пропускания регулируе­ мого усилителя на этой ИС составляет на уровне 6 дБ 100 МГц. Эта схема универсальна. К.роме функции видеоусилителя с АРУ, она может выполнять функции видеопереключателя, АМ или балансного модулятора, генератора и другие. Благодаря включению в эмиттерные цепи дифференциальных каскадов ре-
зисторов по 20 Ом, динамический диапазон их шире, чем у обыч­ ного каскада, обеспечпвая линейный режим работы прп входном спгнале до 150 мВ. Генераторы телевизионных разверток. Выходные каскады те· левизионных разверток представляют собой преобразователи на­ пряжения - ток, нагруженные на индуктивность отклоняющей ка­ тушки. В гл. 2 было показано, что ток в цепи обратной связи (че­ рез резистор Ro) масштабного усилителя на ОУ не зависит от 12,68 7 R, Рис. 7. -4. Видеоусилитель на ИС IYC221 Lоткл Рис. 7.5 . Выходной каскад re· нератора развертки на ОУ сопротивления Ro и поэтому, включая вместо него индуктивность отклоняющей катушки, получаем выходной каскад генератора развертки (рис. 7.5). Для обеспечения нормальной работы откло­ няющей системы необходим ОУ большой мощности, либо обыч­ ный ОУ, но дополненный выходным каскадом, как показано, на­ пример, на рис. 7.6 [61]. На вход такого ОУ (часть схемы, обведенная пунктиром) с элементами обратной связи подается напряжение пилообразной формы. Рпс. 7 6. Принцншrальная схема выходного Рис. 7. 7 . Генератор пнлообраз· каскада развертки ного напр11ження на ОУ Если конденсатор в цепп ОС генератора на ОУ в определен­ ные моменты времени разряжать, то можно получпть генератор пилообразного напряжения. Схема такого генератора показана на рис. 7.7 [61]. Полевой транзистор Т2 разряжает конденсатор С2 в конце каждого перио­ да развертки, когда с затвора Т2 электронным ключом Т1 снима- 96
ется запирающее положительное напряжение. Потенциометр из­ меняет размах и полярность выходного напряжения, регулируя тем самым линейные размеры растра. Сочетая свойства интегратора п выходного каскада разверт­ ки, удается построить простые схемы разверток. Подобная схема генератора медленной развертки показана на рис. 7.8 [60]. Здесь МОУ - операционный усилитель с увеличенной выходной мощно­ стью из рис. 7.6. Схема обеспечи­ вает частоту повторения импуль­ сов около единиц герц. На рис. 7.9 показана схема ге­ нератора строчной развертки [60]. В этой схеме обратный ход происходит тогда, когда импульс обратного хода, пройдя через !О.О +!28 ключ К и усиливаясь в ОУ 1 , по- Рис. 7.8 . Схема генератора медлен- ступает на вход ОУ2 • ной развертки Схемы генераторов развертки довольно просто вводить коррекцию геометрических размеров растра. необходимо подать на вход ОУ медленно меняющееся напряжение. Этим способом можно корректировать позволяют Для этого во времени искажения +!Z,88 с Рис. 7.9. Принципиальная схема генератора строчной развертки типа подушка, бочка, трапеция, при этом медленно меняющими­ ся напряжениями должны быть в необходимой полярности соот­ ветственно парабола или пила частоты кадров, или их комбина­ ция. Параболическое напряжение формируется на выходе интегра­ тора (рис. 7.10) [61]. Постоянная времени задается сопротивле­ нием R и емкостью С. Различные корректирующие напряжения складываются в сумматоре на ОУ. На рис. 7.11 показана схема генератора кадровой развертки для передающей телевизионной камеры, работающей с фокусиру­ ющей отклоняющей системой ФОС-34 [61]. Данная схема может использоваться и для строчной разверт­ ки. При этом индуктивность отклоняющей катушки, равная в 97
'Lлучае кадро:воf1 разнёртюr 50 МГн и более, уменьшается до 1 МГн и менее, п соответственно с увеличением частоты изменя­ ются R2 н С3 • Проектпрование генераторов телевизионных развер­ ток на ОУ показывает, что такпе схемы обладают целым рядом досто1тств. Пrежде всего - это стабпльность велпчины п формы отклоняющего тока при коле­ баниях температуры и напря­ жснпя питания. При эксплуа­ тацшr устройств с этими гене­ раторами не требуется ручная подстройка. Возможность ин­ дивидуального подбора с помо- j_Usых щью одного потенциометра ве­ личины и формы компенсиру­ ющих напряжений примени- Рис. 7.10 . Интегратор для формирова- тельно к конкретному экзем­ нпя параболического напряжения пляру отклоняющей системы позволяет удачно решить зада­ чу совмещения растров в трехтрубочной цветной телевизионной ка­ мере. Важным достоинством показанных схем является простота, обусловленная, главным образом, отсутствием трансформаторов и центрирующих катушек отклоняющих систем. С, л. o-j +!Z, '8 BxorJ сшrхро импульса Рис. 7.11. Схема генератора кадровой развертки для передающей телевизион­ ной камеры Высокая точность преобразования в этих схемах позволяет применять их в телевизионных устройствах с координатной, по­ строчной и следящей развертками. 7.3. Специализированные nолупроводииRовые ПС в телевизионных приемниках Построение цветного телевизора на специализированных ИС. Современные цветные телевизоры проектируются только на спе­ циализированных полупроводниковых ИС, строятся по функцио- 98
ш1льно-блочному пршщипу. При этом каждый блок (моду.11ь) со­ стоит из одной или нескольких ИС п необходимых дополнитель­ ных дискретных компонентов. В [62] показана структурная схе­ ма цветного теJrевизора с несколькпмп вариантами получения сигналов цветности н названия ИС, предложенных фирмой «Philips» в 1975 г. Для этих функцr;ональных блаков разработаны или разраба­ тываются отечественные ИС, некоторые пз которых рассмюри­ ваются ниже. Отечественные ИС, предназначенные для выделе­ ния сигналов основных цветов (R, !, В), сущестн..::нно отличаются от соответствующих ИС фирмы «Philips», что связано с uтли­ чием системы СЕКАМ, принятой в СССР, от системы PAL, пр1r­ нятой в ФРГ и Голландии. Интегральные схемы, несвязанные с выделением сигналов ос­ новных цветов, разрабатываются общими как для цветных, так п для черно-белых 1елевизоров. Примерами таких общих ИС яв­ ляются различные ИС усилптеля низкой частоты; ИС усилителя промежуточной частоты звука с частотным детектором СК174УР1); ИС усплителя промежуточной частоты изображения с синхронным детектором, предварительным видоусилителем и АРУ (KJ74YP2); ИС управления строчной ра3верткой (К174АФl, КJ74АФ2 и К174АФЗ); ИС управленпя кадровой разверткой (К174ГЛ1); ИС сенсорных переключателей. Специально для цветных телевизоров разработаны ИС матрпцы R, !, В с элек­ тронным аттенюатором насыщения (К174АФ4); ИС усилителя яркостного сигнала с электронной регулировкой (К174УП1) и другие. Эти ИС имеют более высокие электрпческие параметры, чем изменяемые ими узлы на дискретных компонентах. Очевидно п то, что если разработчики телевизионных устройств смогут с помощью набора уннверсапьных ИС моделировать любые слож­ ные ИС, качество телевизионной техники может быть существен­ но повышено. Например, в современных телевизорах система АРУ «следиТ» за вершинами синхроимпульсов, поэтому часто во время просмотра одной передачп несколько раз изменяется яр­ кость И:'!-33 изменения :амплитуды сиихроимпульеов. Этот недо­ статок можно устранить, если система АРУ будет «следить»> 3а уровнем черного, точнее, за разнrщей между уровнем черного п уровнем белого. В этом случае стабилизируется соотношенпе между яркост­ ным п цветовым спгналамп и устраняются фоновые помехи. Не­ сомненно, что эти и подобные ::;адачп будут решены путем со3да­ ния новых совЕ·ршенных спсцпашrзнрованных Пблупроводнпко­ вых ИС. Специализированные ИС для УНЧ. Для применения в теле­ r.шзионных приемник:ах разработана целая линейка специализи­ рованных полупроводниковых ИС УНЧ. Две из них К1УС744 и Kl 74УН7, используемые в радиопрпемниках, были рассмотрены вгл.6. 99
Кроме выше названных ИС, ~-.,_+-1--,_.~__:-......... _+ .. .., 59 р ассмотр11м ИС типов ftr Кl48УН1, Кl74УНЗ и К174УН5. Интегральная схема типа Выхоо К174УНЗ представляет собой б8к предварительный усилитель с возможностью изменения глу­ бины обратной связп и, следо­ вательно, возможностью введе- 1шя различных регулировок. В устройстве, собранном по схе­ ме, приведенной на рис. 7.12, усплитель имеет следующие па- Рис. 7.12 . Типовая схема включения раметры: ИС N174YH3 К:оэффициент усиления на частоте 1 кГц К:оэффициент гармоник при Иnых=О,58 В Ток потребления . . . . Напряжение шумов, приведенное ко входу Входное сопротивление . Потребляемая мощность Не менее 1400 Не более 1,2% Не более 6 мА Не более 2 мкВ Не менее 1О кОм Не более 0,036 Вт Интегральная схема К 148УН 1 представляет собой: усилитель мощностн нпзкой частоты. Усилитель (рис. 7.13) имеет следую­ щие параметры: Номинальная выходная мощность . . К:оэффициент гармоник при номинальной выходной мощ­ ности на частоте '1,00() Гц К:оэффициент усиления Ток покоя . . . Входное сопротивление 1Вт Не более 2,5 % 100-200 Не более 25 мА Не менее 1О кОм Более мощный усилитель низкой частоты можно выполнить на ИС типа К174УН5. В схеме на рис. 7.14 усилитель имеет сле­ дующие параметры: Cz 1fto г5 --1 Ct 2 1>0 7 /(!48!111! Rt R1,: 15к JO 128 Рис. 7.13 . Типовая Ю48УН1 схема включения ис 100
Номинальная выходная мощность прn нагрузке 4 Ом Ток покоя Диапазон рабочих частот Коэффициент усиления по напряжению Коэффициент гармоник при номинальной выходной мощ­ ности Входное сопротивление 2Вт Не более 30 мА 30-20 ООО Гц 80-120 Не более 1% Не менее 1О кОм В малогабаритных цветных ИС К174УН8, обеспечивающая 4 Ом максимальную мощность броски тока, создаваемые этой ИС, могут влиять н:а ка­ чество изображения малога­ баритного телевизора. телевизорах применяется также при питании 12 В на нагрузке 2,5 Вт. Следует заметить, что Специализированные И С R для трактов промежуточной io,0 1 1 частоты. Примером, иллюст- Uвх с, рирующим использование особенностей полупроводни­ ковых ИС, является ИС ти- па К174УР1, которая пред­ назначена для построения lf?ОпФ усилителя промежуточной Рис. 7.14. Типовая схема включения частоты звука, частотного ис К! 74УН6 детектора и предварительно- го УНЧ с возможностью регулировки усиления. Типовая схема включения ИС К174УР1 показана на рис. 7.15 . Схема ограничивает сигнал, начиная с входного напряжения 100 мкВ. При входном напряжении 10 мВ подавление амплитуд- tr !!НЧ 100 cjJк Рис. 7.15. Типовая схема включения ИС К174УР1 ной модуляции составляет 40 дБ. Крутизна частотного детекти­ роl'!:ания 6 мВ/кГц. Коэффициент гармоник не более 1,5 %, при­ чем это значение может быть снижено, если расширить полосу опорного контура L, С,, правда при этом снижается выходное на­ пряжение. Модуль УПЧ 31'JYl\a, выполненный на ИС Kl 74УР1, кроме кон­ структивных преимуществ, имеет и очевидные преимущества по эл~ктрическим параметрам перед модулями на дискретных ком- 101
понентах. К этим преимуществам относятся более высокое по­ давление АМ; более широкая полоса п лучшпе лпнейные свойст­ ва; меньшее количество индуктивностей; отсутствие разбаланса и подстройки на максимум подавленпя АМ. Предполагается, что при модернизацип в схему будет введен вход для впдеомагнито­ фона, а также появптся возможность использования в качестве входного и опорного контуров пьезокерамическпх фильтров. По аналогичному принципу построена ИС I(174YP2, предназ­ наченная для усилителя промежуточной частоты изображения, спнхронного детектора, предварительного видеоусплптеля и цепп АРУ. Усплитель имеет чувствительность 300 мкВ при выходном напряженпи 3 В. Примеры построения ИС тракта цnетовых сигналов. Модуль яркостного канала может быть построен на ИС I(174УП1, пред­ ставляющей собой усплитель яркостного сигнала с электронной регулировкой яркости, контрапности п насыщения (рис. 7.16). Еу !Jсилитель яркостного сигнала Регуля­ торконт­ pacmнocmf/ Ограничи­ тель тока Лf/1./0 Регуля­ тор яркости Еу Рис. 7.16 . Функциональная схема ИС Ю74УП1 Усилитель на этой ИС имеет коэффициент усиленпя не меиее 2, потребляемый ток не более 36 мА, диапазон регулировки конт­ растностп не менее 20 дБ, диапазон регулировки уровня черного в выходном сигнале от 0,3 до 3, ширину полосы пропускания не менее 6 МГц. В качестве электронного коммутатора, усилителя ограничите­ ля спгналов En-Y и Ев-У, а также частотного детектора в трак­ те декодпрованпя цнеторззпостных сигналов применяется ИС К174ХА1. Кроме того, эту ИС можно использовать для построе­ ния трактов прямого и задержанного сигналов. В этом случае электронные коммутаторы и частотные детекторы выполняют роль селекторов сигналов ш~стовой синхронизации. Для управле·· ния работой основного электронного коммутатора, отпирания п запирания каналов цветности, выделения сигналов цветовой син­ хронизации п их форнированпя могут применяться ИС серии К 155. Построение тракта дскодированип цветоразностиых сигна­ лов иа ИС серий 1(174 п 1(155 позволяет не только улучшпть электрические хараiперпстшш, но п сократить количество дис­ кретных компонентов на 30-35 шт. по сравнению с Ю'алогичны:vr блоком на ИС серпи I\224. Для формирования первичных сигналов Ен, Ев, Е1 применя­ ется ИС I(174АФ4, функциональная СХ€Ма которой показана на 102
рис. 7.17. С выхода ИС К174ХА1 непосредственно на вход пода­ ются сигналы ER-Y н Ев-у. Интегральная микросхема формиру­ ет .11ибо третий цветоразностный сигнал ( EJ-Y), либо прп подаче яркостного сшнала Еу формирует сигналы ER, Ев и EJ. Тракт Регулятор СогласующиrJ Ев-У 11ac11arJ Матрица Матрица Согшсующшl Еа-У Ее fЩCllOQ Регулятор Матрица Согласую!!fиJ Ея-r Ея llOCllOiJ Рис. 7.,17. Функциональная схема ИС I(174АФ4 декодирования цветоразностных сигналов должен содержать кас· кады, позволяющие регулировать контрастность, насыщенность и яркость изображения, а также производить статический и дина­ мический баланс трех каналов. Эти задачи успешно решаются при подключении к ИС К174АФ4 трех ИС К174УП1 по одной на каждый канал. Опыт применения полупроводниковых ИС для построения со­ временных цветных телевизоров доказывает возможность полу­ чения ряда преимуществ: уменьшения массы и габаритов; сниже­ ние трудоемкости производства; улучшение качества изображе­ ния и звука; ускорение проектирования. Однако есть еще и нерешенные проблемы. Это в первую оче­ редь большой потребляемый ток и большое число навесных эле­ ментов. Несомненно, что участие разработчиков телевизионной аппа· ратуры в проектировании БИС приведет к появлению новых, со­ вершенных интегральных схем, свободных от отмеченных недо­ статков. Глава 8 ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ В АППАРАТУРЕ ВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ ЗВУКА Наметившейся в последние годы тенденции к по11ышению качественных по­ казателей бытовой звуковоспроизводящей аппаратуры способствовало внедре­ ние ИС. Так, примененпе ОУ позволило получить простые схемы каскадов запи­ си и воспроизведения, предназначенные для работы с различными датчиками и иыеющие строго стандартизованные частотные характеристики. С помощью универсальных ИС разработаны леп\о настраиваемые многопо­ лосные темброблоки. Применение ИС способст11овало созданию различных си- 103
стем электронной стабилизации работы элеkтрод11игаrеля ЭПУ. С помощью ИС возможно проектирование различных преобразователей для систем Долби или других шумоподавителей. И, накоиеu, построение усилительных каскадов на ИG позволяет добиться высокой степени идентичности их характеристик в стерео­ фонических и квадрафонических системах. В этой главе рассматриваются примеры построения функциональных узлов а.пектрофонов, бытовых магнитофонов и автономных усилителей на ИС. С раз­ витием бытовой звуковоспроизводящей аппаратуры функции усилителя расши­ рились. Теперь он обеспечивает не только многоканальное усиление сигнала, но и 1юммутацию различных источников программ, различного вида регулировки и индикацию. Тем не менее следует отметить, что в самых высококачественных устройст­ вах типа Н,-Р, или Super Н;-Р, интегральные схемы пока не используются, так как они не обеспечивают высоких требований по уровню шума. 8.1 . Гибридные ИС для магнитофонов Примером специализированных гибридных ИС для бытовых магнитофонов являются три ИС серии I\237. Для построения стабилизатора напряжения и генератора тока стирания и подмагничивания предназначена ИС К2ГС371. Она е:остоит из стабилизатора компенсационного типа на Т3-Т5 (рис. 8.1) и транзисторов Т1 и Т 2 , образующих с внешними ин­ дуктивными элементами схему генератора. вшоi! cmaoшuJJamo;щ +Е" _.....!.l.:Ц...----.-c:нn~..,...-t-Hl-"i! 680 5't7 8 Рис. 8.1 . Принципиальная схема и тюювая схема включения ИС К2ГС371 Устройство, схема которого показана на рис. 8.1, предназна­ чено для работы с магнитными головками УГ-9 (МГ-1), индук­ тивность которой 12 мГн, и СГ-9 (МГ-2) с индуктивностью 0,3 мГн. Трансформатор и дроссель могут быть выполнены на броневых сердечниках из материала 1500 НМЗ типов Бl 1 и Б9 соответственно с вптками W1=з = 28+ 28 (диаметром О,15), w4=5= 16 (диаметром 0,1), w6=1=60 (диаметром 0,13) -у транс­ форматора и W= 100 (диаметром 0,1) -у дросселя. Испытания макетов, собр~нных по схеме, приведенной на рис. 8.1, дали сле­ дующие результаты: Частота генератора Ток стирания 104 55 кГц От80до110мА
Ток подмаrничивания . . . . Максимальный ток нагрузки стабилизатора (/в) Потребляемый ток при Ип=9 В и lя=25 мА От0,7до1,5мА 25 мА От29до33мА Для построения универсального усилителя записи - воспроиз­ ведения предназначена ИС К2УС373. Она представляет собой усилитель с непосредственным соединением транзисторов и глу­ бокой комбинированной отрицательной обратной связью. Требуе­ мая форма частотной характеристики в режимах записи и вос­ произведенпя обеспечивается внешними элементами. Схема пред­ назначена для работы с магнитной головкой, имеющей в режиме воспроизведения L=50 мГн и 1Ro=200 Ом. Испытания макетов на ИС К2УС373 дали следующие резуль­ таты: Режим· воспроизведения Выходное напряжение при Ивх=250 мкВ на частоте 400 Гц . . . . . . . . . . . . 0,35 В Коэффициент гармоник при Ивых=О,35 В на частоте 400 Гц . . . . . . . . 0,25-0,6%. Уровень шума при Ивх=250 мкВ в полосе 30- 11 ООО Гц (за О дБ принято 0.35 В) 43-46 дБ. Режи:.t записи Выходное напряжение при Ивх1=150 мкВ или Ивх2 = =150мВилиИвхз=5В....... • 0,35 В' Коэффициент гармоник при Ивых=О,9 В на частоте 400 Гц . . . . . . . . 0,25-0,5% Полоса эффективно воспроизводимых частот при не- равномерности 3 дБ От 60-10 ООО Гц до 40-11 000 Гц Уровень шума при И щ = 150 мкВ в полосе 30- 11 ООО Гц (О дБ=О,35 В) От-43до-50дБ Для построения совмещенного оконечного усилит,еля записи и усилителя с выпрямителем для пндикатора уровня записи пред­ назначена ИС К2ЖА373. Требуемая форма частотной характеристики обеспечивается внешними элементами. Схема предназначена для работы с маг­ нитной головкой УГ-9, имеющей L= 12 мГн и R 0 =50 Ом. Испытания макетов на ИС К2ЖА373 дали следующие ре­ зультаты: Ток записи при Ивх=О,35 В на частоте 400 Гц . . 0,3 мА Подъемы частотной характеристики в полосе 40- 10 ООО Гц относительно частоты 400 Гц нижних частот 7дБ верхних частот . . . . . . . 20 дБ Коэффициент гармоник тока записи при lз=О,3 мА на частоте 400 Гц Менее 1% Описанные вьтше три ИС серии К237 нашли применение в пе­ реносных магнитолах, например «Ореанда». 105
8.2 . Входные усилители на универсальных ИС Каждый вход автономного усилителя должен обеспечить за­ данные величины чувствительности, входного сопротивления н, в некоторых СJ1учаях, коррекции частотной характеристикп. Основной усилительный тракт обычно начинается каскадом с высокоомным входом (входное сопротивление не менее 470 кОм, входная емкость не более 150 пФ и чувствительность 250-50 мВ), на который подается снгнал от пьезокерамнческого звукоснима­ теля. Кроме того, к этому входу подключаются предварительные каскады, соответствующие другим различным режпмам работы. Как было показано в гл. 2, большое входное сопротивление мо­ жет быть получено в масштабном усилителе на ОУ прп подведе­ нии сигнала к неннвертирующему входу. Так, в схеме повторите­ ля напряжения (рнс. 8.2) входное сопротивление больше 0,5 МОм. Рпс +б,JВ Недостатком усилителя является повышен­ ный уровень шума (порядка десятков мпк­ ровольт), так как источник сигнала высоко­ ивых омный . ....__ __.&...- ___,, Кроме того, в схеме не обеспечивается стабилизация смещения нуля (см. гл. 3), од­ нако этот недостаток не является существен­ ным, так как уровень выходных спгналов во входном усилителе значительно меньше мак­ спмалыю возможного и поэтому смещение Повторитель ну ля не вызовет одностороннего ограниче- напряжения нпя. Если одновременно с требованием большого входного сопротивления выдвигается требование низкого уровня шума, то перед ОУ следует подключпть повторитель напря­ жеш~я, используя полевые транзисторы. Для обеспечения усиления сигналов с микрофона в автоном­ ном усшштеле включается микрофонный усилитель. В усилителе «Р аднотехнпка-01 О-стерео» мпкрофонны!i усилитель каждого ка­ нала выполнен на ИС К153УД1А (рис. 8.3). Усплитель усиливает напряжение 1,8 мВ до 225 мВ, обеспечивая чувствительность с мнкрофонного входа 1,2+ 1•2 мВ прп входном сопротивленип i8ti +!48 l>---......+-,._j~1,5 ток Рис. 8.3 . Микрофонный усилитель (а) и входной усилитель для подключения электромузыкальных инструментов (6) 105
15 кОм. Усилитель на входе для подключения электромузыкаль~ ных инструментов (рпс. 8.36) отличается от микрофонного усили­ те.11я только значениями номиналов несколько элементов. Его чув­ ствптельность составляет 25-5 мВ, а входное сопротивление не менее 47 кОм. Для подключения ЭПУ с магнитоэлектрическим звукоснимате­ лем требуется предварительный усилитель с частотной характе­ ристикой, являющейся зеркальным отображением частотной ха­ рактеристиюr зашrсп (см. публикацию 98 МЭК). В усилителе «Р адиотехника-01 О-стерео» предварительный уси­ .т.итель с подобной частотной характеристикой реализован по схе­ ме, показанной на рис. 8.4 . Чувствительность по этому входу на частоте 1000 Гц равна 3+ 2 мВ, входное сопротивление 47±20% кОм. +!48 15 '>---~'fuo8ы,r I410,o Рис. 8.4. Входной усилитель для подключения магнитоэлектрического звукоснимателя на ИС К153УД! Рис. 8.5 . Входной усилитель для ПОДI(J!ЮЧения магнита- электрического звукоснимателя на ИС К548УНI (К538УН1) Применение ИС типа К153УД1 в усилителе высшего класса позволило достигнуть высокпх параметров по коэффициенту не­ линейных искаженпй п стабпльностп электрпчесюrх характерис- (() Рис. 8.6. Усилитель записи (а) и усилитель воспроизведения (б) на ИС K548YHI 107
тик. Получена высокая степень идентичности усплительных кас­ кадов в обоих каналах стереофонического тракта. Однако более высокие параметры особенно по уровню шума могут быть полу­ чены на ИС типа К538УН1. Для применения в стереофонической аппаратуре этп ИС выпускаются в двухканальном исполнении (К548УН1). На рис. 8.5 показана схема предварительного усили­ теля для подключения магнитоэлектрического звукоснимателя на ИС К548УН1. Операционный усилитель этого типа удобен для построения усилителя записп п воспроизведения со стандартизованными час­ тотными характерпстпками. Примеры таrшх усилителей показаны на рис. 8.6 . 8.3 . Регуляторы тембра на ОУ Применение ИС в регуляторах тембра позволяет скомпенсиро­ вать потери в пассивных RС-цепях и обеспечить глубокую регу­ лировку не только на спад, но и на подъем. На рис. 8.7 показана схема регулятора тембра усилителя «Р адиотехника-020-стерео». Регулятор обеспечивает подъем и спад на частотах 63 и 1500 Гц .не менее 12 дБ. -- ...._ /(/J+25 ~0,01 82U 1,1Q ~о Рнс. 8.7. Регулятор тембра нижних и верхних частот -12,бВ В высококачественных звуковоспроизводящих устройствах в дополнение к регуляторам тембра устанавливают ограничитель­ ные фильтры высою1х, а иногда и низких частот. При воспроизве.: денпи с носителей не очень высокого качества, например старои пластннrш, огранпчптельные фильтры устраняют шумы в тоi1 частп спектра, где сигнал отсутствует пли находится на уровне шума. На рис. 8.8 показана схема ограничптельного фильтра вы­ со1шх частот 4-го порядка с аппроксимацией по Чебышеву при ЛН = 1 дБ. С помощью пере1<лючателя могут быть установлены частоты среза 6, З и 2 кГц. Устройство практически сохраняет свои фильтрующие свойства при уменьшении напряжения пита­ ния до 6,4 В ( +4,8 и -1,6). Максимальное выходное напряже­ ние прп питании ± 12 В равно 1,3 В, при питании + 4,8 и - 1,6 В равно 0,5 В. Полученные данные свидетельствуют о воз­ можности использовать этот фильтр в переносных приемниках. Следует заметить, что особенно эффективны ограничительные 108
Рис. 8.8. Схема ограничительного фильтра нижних частот с частотами среза 6;3и2кГц фильтры в схемах с спнхронным детектором, где они фактически определяют селективность приемника. Одним нз способов формирования подъемов илп спадов час­ тотной характеристпки является способ, основанный на возмож­ ности получения режекторных свойств за счет применения поло­ сового фильтра. На рис. 8.9 прпведена принципиальная схема трехполосного фильтра (темброблока). В схему введены три пн- гок Рис. 8.9. Схема трехполосного темброблока 109
вертпрующих полосовых фильтра, создающих подъем пшr спады в полосах 100-550 Гц, 450-2500 Гц п 2500-15 ООО Гц. Экспериментальная проверка схемы (см. рис. 8.9) показала, что устройство имеет коэффициент передачи +0,5 дБ, максималь­ ное выходное напряжение (при Rн= 10 кОм) 2,5 В, коэффициент гармоник не более 0,9%, неравномерность частотной характерис­ тпюr в среднем положении переменных резисторов не более ± 1 дБ. Максимальные величины подъемов и спадов равны 10 дБ. Аналогично проектпруется темброблок на пять полос про­ пускания, например, с резонансными частотами 40, 240, 1000, 5000 и 16 ООО Гц. Предполагается выпуск ИС Kl 74УН10 - двухканальных ре­ гуляторов ю1зких и высоких частот, построенных на четырех ОУ. Глубина регулировки ± 15 дБ, полоса частот 40-15 ООО Гц, ко­ эффициент гармоник 0,2 % . 8.4 . Квадрафонические преобразователи Квадрафонические системы подразделяются на три группы: псевдоквадрафонпческие системы, квазиквадрафоюrческие спсте­ мы 11 системы полной квадрафонии [63]. Максимальный эффект естественного объемного звучания позволяет получить система полной квадрафонпи, когда на вход четырехканального усилите­ ля поступают четыре независимых сигнала. В этом случае специ­ фичес1шх вопросов применения ИС не возникает, тем не менее следует отметить, что построение иаждого канала на универсаль­ ных ИС позволяет обеспечить максимально возможную идентич­ ность электрических характеристпк каналов. В системах псевдоквадрафонии из двух поступающих сигна­ лов (Л и П) образуется четыре разных сигнала, поступающпх на соответствующие громкоговорители для созданпя «эффекта за­ ла». Обычно дополнительными спгналами являются сигналы Л+П и Л-П, либо Л-П п П-Л, легко получаемые с помо­ щью ОУ. С 1973 г. получил распространение квазпквадрафонпческпй способ записп и воспроизведения, предложенный совместно фирмамп CBS и «Sony» и называемый матричным SQ [64, 65]. По этому способу на передающем конце, например, при записп на пластпнку, из четырех каналов левый переднпй (Лп), правый передний (Пп), левый задний ( Лз) и правый задний (Пз) фор­ мируются два сигнала Л и П, причем в сигналы Л и П включа­ ются информация о Лз и Пз. На приемном конце из двух сигна­ лов Л п П формпруются четыре сигнала Л'п, П'п Л'з и П'з, ко­ торые хотя п не соответствуют в точности сигналам Лп, Пп, Лз и Пз, тем не менее в большинстве случаев довольно близки к ним. Структурная схема кодирующего устройства приведена на рис. 8.10а. Цифрами 1, 2, 3 п 4 обозначены фазовые фильтры, причем фильтры 2 п 3 отличаются тем, что фазовый сдвиг в нпх для лю­ бой частоты на 90° меньше фазового сдвига в фильтрах 1 и 4. В 110
соответствип с рис. 8.1 Оа сформированные в кодере сигналы Л и П соответствуют следующим равенствам: Л=Лп-jО,7 Лз+0,7Пз,} (8.l) П=Пп+ j0,7Пз-О,7 Лз. Декодер построен по структурной схеме, показанной на рис. 8.1 Об. Фазовые q1ш1ьтры 1, 2, 3, н 4 такие же, как п на рис. В.10а. Действие декодера описывается уравненпями: Л'п=Л-(-jО,7 Л), 1 л:з _ ~(j 0,7 ~)-О,7П, П з-0,7 Л-1 О,7П, П'п=П. Лп Лз Пз Пп а) л (8.2) л пi п 1 Пп б) Рис. 8.10. Структурные схемы SQ-кодера (а) и SQ-декодера (6) :Как впдно пз (8.2), матричный SQ-способ переходит в псевдо­ :.квадрафоническпй способ, еслп на вход декодера подать стерео­ фонпческпе сигналы Л п П. Если же спгналы Л п П былп пред­ варительно закодпрованы в соответствии с (8.1). то на выходе декодера получпм сигналы, соответствующпе (8.3), если в (8.2) подставпть (8.1): Л'п=Лп-jО,7Лз+О,7Пз,1 Л'з=Лз+j0,7Лп-0,7Пз, П'п= Пп+ j 0,7 Пз-0,7 Лз, (8.3) П'з=Пз-j0,7Пп+О,7 Лз. Дополнительные составляющие, отличающие сигналы Л'п, Л'з, П'п и П'з от Лп, Лз, Пп и Пз, приводят в некоторых случа­ ях к специфическим искаженпям, которые устраняются специаль­ ной логической схемой [65]. SQ-декодеры выпускаются либо в виде отдельных приставок, либо входят в состав высококачественных электрофонов, усилите­ лей или тюнеров. На рис. 8.11 показана принципиальная схема SQ-декодера. Фазовый фильтр 1 (см. рис. 8.10 6), построенный на Т7 и Т8, .аналогичен фильтру 4 на Т 1 и Т2 • Фильтры 2 и 3, фазовый сдвиг ·которых на 90° больше, чем в фильтрах 1 и 4, построены соот- 111
Рис. 8.11 . Прини.ипиалъная схема SQ-декодера
ветственно на Т3 , Т4 и Т5 , Т6 • Фильтры имеют полосу пропускания 20-20 ООО Гц и затухание 10 дБ. Смеμrение сигналов происходит в соответствии со структурной схемой на рис. 8.106. Инвертирование сигнала в канале Лз осуществляется с помо­ щью Т9 • Сформированные снrналы поступают на буферные уси­ лители, выполненные на ИС типа К140УД1Б. Эти усилители точ­ но компенсируют потери сигнала, поэтому включение SQ-декоде­ ра при переходе со «стерео» на «квадро» не приводит к измене­ нию громкости. Имеются SQ-декодеры в виде гибридных ИС, например, ИС фирмы Motorola МС1312Р и МС1313Р. Выполнение SQ-декоде­ ров в виде ИС позволяет обеспечить высокую степень идентично­ сти фазовых фпльтров. 8.5 . Электронные схемы управления двигателем ЭПУ Разработка электронных систем управления двигателем элек­ тропроигрывающего устройства (ЭПУ) обусловлена стремлени­ ем достнЧь стабпльности электромеханических параметров во времени. Впоследствии выяснилось, что использование сквозной отрицательной обратной связи, охватывающей в том числе диск, позволяет создать ЭПУ, превосходящие по основным параметрам ЭПУ с механическими узлами [66]. Большое распространение получили ЭПУ, в которых колеба­ ния генератора, усиленные до мощности 6-8 Вт, поступают на тихоходный сннхронный конденсаторный двигатель. Двпгатель связан с диском с помощью пассика. Переключение скоростп осу­ ществляется изменением элементов RС-цепн генератора. Кроме того, возможна подстройка ст<орости с помощью переменного ре­ зистора в пределах ± 2 %. Обычно в этпх ЭПУ частоте rзращения 45 об/мин соответствуют частота вращения двигателя 375 об/мпн 11 частота генtратора 50 Гц; для частоты вращенпя 33 1/3 об/мин соответствующпе значения равны 278 об/мин и 37 Гц. По этому принципу выполнены ЭПУ отечественных электрофонов «Электро­ ника Бl-01» "И <;Фенпкс», в которых достигнута стабпльность при­ водного механпзма двигателя при пзмененпи механнческой на­ грузки и напряжения питания сетп на ± 1О%, не превышающая 0,12%, а уровень помех от механическпх вибраций 60 дБ. Эти пока­ затели получены при вьшолненип .RС-генератора на дискретных компонентах. Применение ОУ пли ИС компараторов может· не­ сколько повысить стабильность. Однако более значительное улуч­ шение качественных показателей ЭПУ можно достичь, исполь­ зуя ИС в системах с глубокой отрицательной обратной связью. Структурная схема одного из таких ЭПУ приведена на рпс. 8.12. Здесь диск 1 ЭПУ закреплен непосредственно на валу тихоходного двигателя постоянного тока 2. В диске размещены 90 пар полюсов 3 тахогенератора, с обмотки 4 которого снимает­ ся напряжение обратной связи. Это переменное напряжение уси­ ливается в усилителе 5, ограничивается в ограничителе 6 и по­ ступает на фильтр нижних частот 7, настроенный таким образом. 113
что частота тахогенератора соответствует точке на скате частот­ ной характеристики. После ФНЧ напряжение выпрямляется в вы­ прямителе 8 и поступает на усилитель 9 в качестве регулирую­ щего сигнала. Выход усилителя постоянного тока 9 включен к J r 4 Рис. 8.12. Структурная схема ЭПУ с электронным управлением синхрон- 1юго двигателя: 1 - диск, 2 - двигатель, 3 - полюса магни­ тов, 4 - обмотка тахогенератора, 5 - уси­ литель, 6 - ограничитель, 7 - ФНЧ; 8 - выпрямитель, 10 - ключевая схема двигателю 2 в качеспзе источника пптанпя. Изменение частоты вращения диска вызывает изменение частоты тахогенератора. Благодаря цепп обратной связи, напряжение на выходе усилите­ ля изменяется таким образом, что скорость вращения дпска при­ нпмает прежнее значение. Для переключения или плавного из­ менения частоты вращения диска достаточно изменить настройку ФНЧ 7. Требуемый пусковой момент двпгателя обеспечивается тем, что усилитель в первый момент развивает большую мощ­ ность, затем напряжеюrе тахогенератора, пройдя через ключевую схему 10, уменьшает выходную мощность усплнтеля до уровня, требуемого для обеспечения рабочего вращающего момента дви­ гателя. В эксперпментальном макете такого ЭПУ достигнуты ко­ эффицпент детонацпи 0,03 % и уровень механических внбраций 60 дБ. Электронная схема управлеюrя двпгателем, пспользующан датчпки ЭДС Холла, приведена в (67]. Датчики ЭДС Холла расположены под диском двпгателя. В диске размещены постоянные магннты такпм образоы, что мимо датчиков проходят разные по.1юса магнитов. На зажимах датчи­ ков ЭДС Холла возникают потенцпалы тогда, когда его пересе­ кают сшювые лпнш1 в горизонтальной ш1оскостп, т. е. разнопо­ лярные полюса располагаются по обе стороны от датчика. При любом положении диска одпн из транзпсторов открыт и, следова­ тельно, одна нз обмоток участвует во вращешш двигателя. Ос­ тальные трп обмотки являются датчиками цепп обратной связи. Основным фактором, определяющим стабильность вращения, яв­ ляется известная способность ОУ с обратной связью поддержи­ вать потенцпалы пнвертпрующего п неинвертирующего входов. примерно одинаковыми. По данным [67] колебание угловой ско­ рости в описываемом ЭПУ составляет 0,03 %. Примеры этого разде,'Iа показывают, что путем введения глу­ бокой отрицательной обратной связи и использования электрон­ ных методов регулирования можно добпться высоких электриче­ ских показателей в электромеханических устройствах. 114
Глава 9 ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ В РАДИОИ3МЕРИТЕЛЬНОИ АППАРАТУРЕ Измерительная аппаратура является наиболее высококачественной аппара· турой в технике связи. Действительно, измерительные приборы должны иметь значения параметров более высокие. чем значения измеряемых параметров. Эта· лоны частоты и времени, высококачественные генераторы, измерители напряжен· ности поля, высокочастотные микровольтметры, измерительные микрофоны - все эти и многие другие измерительные приборы часто имеют предельно дости· жимые электрические параметры. Поэтому внедрение ИС в изУiерительную ап· паратуру свидетельствует о том, что главное преимущество применения ИС - это возможность улучшения технических характеристик устройств. Как и в предыдущих главах рассмотрим отдельные вопросы проектирования на примерах устройств, в которых использованы ИС наиболее удачно 11 нагляд­ но. Одним из примеров такого устройства яв.1яется магнитометр - прибор для измерения постоянной составляющей магнитного поля. Структурная схема со· временного магнитометра показана на рис. 9.1 (68]. Нвх Рис. 9.1. Структурная схема магнитометра Остановимся более подробно на функциональной схеме такого прибора. Датчик Д ( феррозонд второй гармоншш) находнтся под воздействием перемен· пого магнитного поля возбуждения от генератора возбуждения ГВ и измеряе· мого постоянного или ннфранизкочастотного магнитного поля Нвх. Из спектра ЭДС на выходе датчика с помощью избирательного усилителя ИУ выделяется и усиливается сигнал второй гармоники. Последний выпрямляется синхронным детектором СД, опорным напряжением для которого является напряжение удвоенной частоты, поступающее от генератора (удвоителя УД) ГВ. Постоянная составляющая выходного сигнала пос.'1е синхронного детектора через фильтр низкой частоты ФНЧ поступает в цепь отрицательной обратной связи ООС, в которую последовательно включены индикатор тока и резистор Rд. Ток в цепи обратной связи создает в датчике поле компенсации с напряжен­ ностью Но.с, направленное навстречу Нвх, при этом показания индикатора про­ порциональны измеряемому магнитному полю. Глубокая отрицательная обратная связь, охватывающая все узлы прибора, обеспечивает высокую точность, неза­ висимость показаний от изменения параметров элементов и широкий динамиче­ ский диапазон. Достигнутые электрические показания каждого узла обеспечи­ ваются использованием в них универсальных ИС (69]. В качестве примера другого измерительного прибора приведем структурную схему устройства для интегрального контроля качества радиоприемников (57]. Прибор предназначен для измерения одного параметра - коэффициента сум­ марных искажений вместо 10-15 основных параметров приемника, в число ко­ торых входят уровень шума, селективность по соседнему и другим каналам приема, коэффициент гармоник, неравномерность частотной характеристики, уровень фона. На рис. 9.2 показана структурная схема прибора. Низкочастотный модулирующий полезный сигнал формируется звуковыми генераторами J, сум­ мируется в 2 и подается на генератор высокой частоты полезного сигнала 3. Низкочастотный модулирующий сигнал помехи формируется звуковыми гене­ раторами 4 и подается к генераторам высокой частоты 5, настроенным на ча- 115
стоты мешающих каналов приема. Блоки 1-5 образуют таким образом генера­ торную часть устройства. Измерительную часть устройства составляют выпрямители' б, на которые подаются напряжения со звуковых генераторов 1, и выпрямители 8, на которые подаются напряжения тех же частот, но выбранные из выходного напряжения приемника с помощью фильтров 7. В квадраторах 9 образуется напряжение, Рис. 9.2. Структурная схема устройства ддя 10 интегрального контроля качества ра,циоприем- ников: 1 - генераторы низкой ча• стоты полезного сигнала, 2 - сумматор, З - генератор ВЫ• сокой частоты полезного сиг" нала, 4 - rеператоры низкой частоты помехи. 5 - генера . . . торы nысокой частоты поме• хп. 6 - выпрямители тест• сигнала, 7- полосовые филь" тры, 8 - выпрямители полез" ных сигналов выходного на" пряжения, 9 ~ кнадраторы, 10 - инвертор, 11 - сумма• тор. 12 - квадратоr. 13 - из• :мrμительпый прибор пропорцпопальное квадрату разностп выпрямленных в выпрямителях б и 8 на­ пряжений однпх п тех же частот. Сумма напряженпi!, действующпх на выходах квадраторов, обусловлена искажениями частотной характеристшш. В суммато­ ре 11 складываются выходное напряжение приемника, инвертированное в фильтрах 10, и неинвертированные напряженпя составляющих частот модуля­ ции полезного сигнала. Фактически в сумматоре 11 происходит компенсация со­ ставляющих полезного сигнала в суммарном выходном сигнале. На выходе квадратора 12, подключенного к сумматору 11, будет действовать напряжение, оuусловленное действпем шумов, нелинейнымп искажениями, проникновением частот мешающих сигналов и других помех. Сигналы с выходов всех квадра­ торов суммируются в сумматоре 13, к которому подключен стрелочный прибор 14. Показания прибора соответствуют сум,rарным искажениям сигнала в испы­ туемом приемнике. Рассмотрим также структурную схему прибора для оценки нелинейных и шумовых свойств радиоприемных устройств, разработанного под руководством Б. М. Богдановича. Прибор измеряет коэффициент перекрестных искажений, коэффициент блокирования и соотношение сигнал/шум. Схему прибора можно разбить на четыре канала. Общим для всех измерений является 1,анал управления, схема которого показана на рис. 9.За. На вход канала управления nодается сигнал с выхода и::;меряемого приемника, содержащий либо полезную составляющую с частотой 1000 Гц, либо мешающую составляющую с частотой 400 Гц, либо составляю­ щие шумов. Канал управления создает строго определенное напряжение полез­ ного сигнала при изменении входного сигнала в широких пределах, что позво­ .11яет, подавая на индикатор измерительных каналов продукты помехи, отградуи­ ровать шкалу индикатора в величинах, соответствующих отношению помехи к сиrналу. В канале управления входное напряжение после повторителя поступает на регулируемый усилитель, затем через другой повторитель на полосовой фильтр с резонансной частотой ·1 ООО Гц, детектор и усилитель постоянного тока, выход­ ное напряжение которого управляет усилением регулируемого усилителя. По- 116
строение канала управления напоминает построение магнитометра. Как и в магнитометре, отрицательная обратная связь охватывает почти весь канал, обеспечивая необходимую точность и стабильность. При изменении входного сигнала на 20 дБ напряжение, подаваемое в каналы измерения U, изменяется менее чем на 1,5%. На вход канала измерения перекрестных искажений подает· Рис. 9.3. Структурная схема прибора для оценки нелинейных и шумовых свойств радио­ приемных устройств: а - канал управления, б - канал измерения перекрестных искажений: Паtiтари­ тель Кмоilулятар!J Пatimopu· тель Uоых oJ а} r:инхронныи iJemeкmop ся сигнал U из канала управления. В режекторном фильтре (рис. 9.Зб) подав· ляются составляющие полезного сигнала с частотой 1ООО Гц, оставшиеся со­ ставляющие усиливаются в масштабном усилителе и подаются на синхронный детектор. Управляющее синхронным детектором напряжение подается с генератора частоты 400 Гц. Напряжение с этого же генератора модулирует помеху, вы· зывающую измеряемые перекрестные искажения. Пройдя через фазовращатель и ограничитель, управляющее напряжение поступает на синхронный детектор. На выходе синхронного детектора включен индикатор, отградуированный в единицах коэффициента перекрестных искажений. Аналогично построены канал измерения соотношения сигнал/шум и канал измерения коэффициента блокиро­ вания. Функциональные узлы, входящие в схемы рассматриваемых измерительных приборов, не охватывают всех возможных случаев применения ИС в измери· тельной аппаратуре, тем не менее описанные ниже примеры должны показать общий характер усовершенствований при использовании ИС. Как и в предыдущих главах, для некоторых функциональных узлов либо приводятся и другие возможные решения, либо обсуждаются пути дальнейшего улучшения схемы. 9.1 . Генераторы Генераторы прямоугольных импульсов. Для питания обмоток возбуждения магнитометра феррозонда может использоваться напряжение в виде прямоугольных импульсов со скважностью 0,5. Простые генераторы прямоугольной формы легко реализуют­ ся на одном ОУ (см. гл. 2). На рис. 9.4 показана улучшенная схема мультивибратора [3], в которой возможна регулировка симметрии колебаний. В этой схеме резисторы в цепи обратном связи заменены регулируемыми источниками тока. Тем не менее для магнитометра схема, приведенная на рис. 9.4, не подходит, так как современные ОУ не могут обеспечить требуемой мощнос­ ти. Кроме того, необходимо, чтобы в схеме генератора был до­ полнительный выход с напряжением удвоенной частоты. Это на- 117
nряжение подается в качестве опорного в синхронный детектор. Напомним, что полезный сигнал в магнитометре имеет частоту, равную удвоенному значению частоты генератора. Схема генератора, отвечающего этим требованиям, показана на рис. 9.5. В схеме использована ИС типа 2НТ171, представля­ ющая собой сборку из четырех транзисторов. Иногда схему на Риr.. 9 .4 . Мультивибратор с регу­ лировкой симметрии 6200 QJl Ск Lн Рис. 9.5. Схема генератора магнито­ метра рис. 9.5 называют магнитным мультивибратором или генерато­ ром Роэра со стабилизацией частоты. Прямоугольная форма ко­ лебаний в устройстве обеспечивается переходом индукции обмо­ ток возбуждения в режим насыщения. когда их индуктивность резко падает. Затем процесс повторяется, но в другой полярнос­ ти. В цепь положительной обратной связи включен последова­ тельный контур LкСк, настроенный на частоту 20 кГц. В диагонали АБ моста, образованного транзисторами, протекают обе полу­ волны в одном направлении, что позволяет снять с сопротивле­ ния R2 напряжение для питанпя синхронного детектора с часто­ той 40 кГц. Отличительной особенностью схемы на рис. 9.5 является высокий КПД и простота схемного решения, недостат­ ком - большое· количество пндуктпвных элементов. В настоящее время схема генератора прямоугольных импуль­ сов с дополнптельным выходом удвоенной частоты может быть выполнена на компараторе илп ОУ, например, по схеме, приве­ денной на рис. 9.4 с включением перемножителя в виде квадрато­ ра. Перемножитель типа К140МА1 имеет дифференциальный вы­ ход, что обеспечивает хорошее сопряжение с входами для опорно­ го напряжения синхронного детектора. Принципиальная схема мультивибратора на частоту 20 кГц [70] с использованием ИС К153УД1 показана на рис. 9.6. Переключением конденсатора С1 можно изменять частоту следования импульсов. В приборе для измерения нелинейных и шумовых свойств ра­ диоприемных устройств используется генератор синусоидального напряжения на частоту 400 Гц, выполненный на дискретных 118
транзисторах. Импульсы прямоугольной формы, необходимые для работы синхронного детектора, формируются в ограничителе, вы­ полнением на ИС К140УД1. Генераторы синусоидального напряжения. Основным требова­ нием к генераторам синусоидального напряжения измерительных 1Jк 1000 Li, Рис. 9.6. Мультивибратор на ОУ Ю53УД1 +!ZB 5 5,11f -!ZВ Рис. 9.7 . Генератор син~соидальноrо на,пряжсння ·На частоту 20 Гц устройств является стабильность выходного напряжения п ма­ лый уровень гармонических составляющих. Обычно генераторы на ОУ проектируются по мостовой схеме (см. гл. 2). На рпс. 9.7 показана схема генератора на ОУ К140УД1 с мостом Вина на частоту 20 Гц. Однако эта схема не отлпчается достаточно высокой стабильностью. Для улучшения работы генератора в цепь обратной связи включается нелиней­ ный элемент, стабилизирующий выходное напряжение. Пример такой схемы показан в [71]. Для стабшшзацпи работы генератора может применяться де­ текторная цепь, выходное напряжение которой используется для изменения сопротпвленпя в цепи обратной связи. Прпмер такого генератора показан в [72]. В этой схеме де­ тектор управляет режимом работы полевого транзпстора, исполь­ зуемого в качестве переменного резпстора. Схема обеспечивает синусоидальное напряжение на частоте 1460 Гц с неизменной амплитудой 10 В на нагрузке 500 Ом при изменении шпающего напряжения от 8 до 18 В. При изменении температуры от + 10 до -60° С уход частоты составляет 1,5 % и нестабильность ам­ плитуды 6 %. Уровень второй гармоники составляет 25 дБ. Для устройства интегрального контроля приемников была вы­ брАна схема генератора, включающая усилитель стабилизирую­ щую схему и диодный мост для регулирования усиления генера­ тора [3]. На рис. 9.8 показана принципиальная схема генератора тест-сигнала на частоты от 125 до 8000 Гц. Генератор построен на ОУ К140УД1. Непосредственно генера­ торная часть построена на ОУ1 по схеме с мостом Вина. Далее 119
,следует усилитель на ОУ2 и комплементарной паре транзисторов. Выходной сигнал подается на детектор на ОУ4 и на интегратор ОУ5 • Когда напряжение на входе ОУ5 превысит опорное напря­ жение на регуляторе выхода, конденсатор начнет заряжаться, !00М!(Фх/5/] .---t-~~--~~~.--~~-т-tн Рис. 9.8 . Схема генераторов тест-сигнала появится дополнительное напряжение, действующее в цепи ОУ 3 , и изменится регулирующее сопротивление диодного моста. В ре­ зультате этого увеличивается глубина отрицательной обратной связи и амплитуда генерируемых колебаний уменьшается. Увели­ чивая емкость интегрирующего конденсатора в ОУ5 , можно умень­ шить искаженпя, однако при этом схема будет медленнее реагиро­ вать на возмущающие действия. Схемы генераторов на различные частоты отличаются только значениями параметров элемен­ тов моста Вина (табл. 9.1). В макете, результаты измерения па­ раметров которого приводятся ниже, использовались в качестве R 1 и R2 резисторы типа УЛИ-0,125 с отклонением по номиналу ±2%, а в качестве С1 и С2 - конденсаторы К71-6б-250 с отклоне- Таблиц а 9.l f, кГц \ 12s \ 1ss \ з14 , 472 \ s94 l890 /1000Jll23116901238014240\475018000 С1 и С2, пФ \12752,1380011389311204019337 \102s5\9829l8743\687015814\44481397013225 R1иR2.ком/ 100 /в4,2/зо,s/ 2в / 2в /17,4/1в,2/16.2/1з,7/11.s/в.4s/в.45/в.19 120
нием по номиналу + 1 8/0 • Схема на рис. 9.8 обеспечивает устойчи­ вую работу в диапазоне выходных напряжений от О, 1 до 2 В при коэффициенте гармоник от 0,1 до 0,18%. Уход частоты за девять часов непрерывной работы составил на частотах 1690, 4750 и 8000 Гц соответственно 1, 4 и 14 Гц. 9.2. Синхронные детекторы и :квадРаторы Как известно [ 15], синхронный детектор используется не только для выпрямления сигнала, но и для получения дополни­ тельной селекции. В синхронном детекторе приемнпка сигналов АМ или ОБП используется его свойство подавлять составляющие с частотами, отличающимися от частоты опорного напряжения на величину, равную полосе пропускания ФНЧ, стоящего за де­ тектором. В отличие от этих схем, в схеме магнитометра используется свойство подавлять некоторые составляющие с частотами, крат­ ными опорному напряжению, либо с частотой, равной опорному напряжению, но сдвинутой по фазе на 90° (квадратурной состав­ ляющей). Таким образом, во всех случаях отличительной особенностью синхронного детектора является его свойство осуществлять се­ лекцию по отношению к частоте опорного сигнала, поэтому если частоты измеряемого и опорного сигналов будут жестко связан­ ными (как это имеет место в наших случаях), то селективные свойства не будут зави- сеть от нестабильности местного генератора. Наиболее просто син- o--.-j1----+~ хронный детектор реали- L г i sro lt зуется при использовании перемножителя (см. гл. 2), однако в случае магнито­ метра выходным сигна­ лом является постоянный ток, а опорное напряже­ ние имеет форму прямо­ угольных импульсов, по­ этому схема синхронного детектора может быть выполнена на ИС ключей Рис. 9.9 . Синхронный детектор на ИС клю­ чей типа IKTOI l, как показано на рис. 9.9. В отличие от схемы на перемнq_жителе, схема на ключах не требует балансировки источ­ ника питания RС-цепь в данном случае используется для интег­ рирования прошедших через ключи сигналов. Мак·симальный ток коммутации для ключей lК.TOl 1 1составля­ ет 10 мА. Так как коэффициент усиления по току (~i) в режиме насыщения транзисторов ключа равен 2-3, то ток в цепи управ­ ления должен быть равным 3 мА, или при R 1 =~2 =510 Ом, на- 121
пряжение управления - 1,5 В. Учитывая, что за синхронным де­ тектором следует усилитель постоянного тока на ОУ, в котором легко реализовать ФНЧ с большой постоянной времени, на вы­ ходе синхронного детектора можно ограничиться RС-цепью с R = = 1кОмиС=1мкФ,т.е.'t=1мс. Синхронный детектор в приборе для оценки нелинейных свойств радиоприемных устройств выполнен на ИС перемножите­ ля Kl40MAI (см. рис. 9.10). На вход 9 подается усиленный сиг­ нал, в котором подавлены составляющие полезного сигнала +J?,58 ::r_508мкФ Рис. 9.10. Синхронный детектор на ИС I040MAI ( 1ООО Гц) п присутствуют составляющие перекрестных искаже­ ний (400 Гц). На вход 3 подается опорный сигнал прямоуголь­ ной формы с частотой 400 Гц. Это напряжение получено путем ограничения сигнала генератора, являющегося источником моду­ ляц1ш перекрестной помехп. Опорное напряжение предварптель­ но сдвигают по фазе для того, чтобы сделать его синфазным с составляющими перекрестной помехи, прошедшими через изби­ рательные цепи прпемнпка 11 пзмерптельного устройства. Этот пример показывает, что универсальные ИС позволяют довольно просто проектировать узлы, которые до появления ИС считалпсь достаточно сложным11 и труднымп в настройке. При этом достигаются высокпе электрнчесюrе параметры. В данном случае это относптся к селектнвным свойствам схемы, которые определяются РС-цепями в нагрузке ( 1,23 кОм п 500 мкФ), что эквивалентно прохождению входного спгнала (400 Гц) через контур с полосой пропускания, равной долям герц. Во многих измерптельных системах различные продукты ис­ кажений суммпруются по квадратичному закону. Именно так оп­ ределяются коэффицпент гармонпк и коэффициент интермоду­ ляционных искажений [57]. По этому же закону суммируются продукты искажений в устройстве для интегрального контроля радиоприемников. Для этого в структурную схему устройства вводятся квадраторы, преобразующие сигналы U, cos Qt и И2 cos Qt в сигнал, пропорциональный ( И1-И2) 2 • Для реализации этой функции необходимо продетектировать оба сигнала, опреде- 122
лить их разность и возвести ее в квадрат. Возведение в квадрат с одновременным вычитанием проще всего осуществлять с помо- щью квадратора, например ИС К140МА1, соеД;инив друг с дру­ гом оба дифференциальных входа. Тем не менее в описываемом устройстве не удалось применить эту ИС из-за ее малого динами­ ческого диапазона. Приемлемые результаты позволила получить схема квадрато­ ра на рис. 9.11, где на ОУ1 и ОУ2 выполнены детекторы, на ОУ3- схема вычитания, на ОУ4 - усилитель-огранпчитель. Для возве­ дения в квадрат используется термопреобразователь ТВБ-4. Рис. 9 11. Схема квадратора В диапазоне входных сигналов 0,2-1 В погрешность квадра­ тичного закона в схеме не превышает ± 1%, при уменьшении на­ пряжений до 30 мВ погрешность увеличивается до ± 5 %. 9.3. . Усилители в измерительных устройствах В усилительном тракте магнптометра, где детекторная цепь выполнена в виде избирательного синхронного детектора, кото­ рый не подавляет шестую гармонику, цепь селекции усилителя должна обеспечить подавление составляющих сигнала шестой ( 120 кГц) и более высоких гармоник. Выполнить это условие можн@ различными способами, например, используя мостовой фильтр на ОУ или сочетание фильтра нижних частот на одном ОУ, или единичном усилителе с масштабным усилителем (см. гл. 4). Удовлетворительные результаты дает также схема мас­ штабного усилителя, параллельно сопротивлению R. 0 которого включена 'RС-цепь (рис. 9.12). Одно пз основных требований, предъявляемых к избирательному усилителю в схеме магнито- 123
метра, - это линейная фазовая характеристика вблизи частоты 40 кГц. В противном случае полезная составляющая сигнала бу­ дет иметь дополнительный фазовый сдвиг при уходах частоты генератора, что приведет к уменьшению подавления квадратур­ 10Ьо"Dоо ~fl( ной составляющей. Квадратурная +6',cf8 составляющая - это паразптная составляющая сигнала, обуслов­ ленная действием шумов в фер­ ромагнитных сердечниках [80]. Влияние синфазной составляю­ щей шумов компенсируется при калибровке прибора, а квадра- 5 6'~ых турная составляющая (имеющая >-...:.....1--iг- сдвиг по фазе 90°) подавляется -8,SB в синхронном детекторе в том случае, если после прохожде­ нпя через избирательный усили­ тель разность фаз между опор­ ным напряженпем и квадратур- Рис. 9.12 . Избирательный усилитель ной составляющей останется рав­ ной 90°. Регулируемые усилпте:ш низкой частоты в системах, охвачен­ ных отрицательной обратной связью, могут быть построены с помощью перемножитсля или ОТА (см. гл. 2). Тем не менее в тех случаях, когда не требуется большого диапазона регулнро­ ванпя и строгого постоянства входного сопротивления. удовле­ творительные результаты позволяют получить обычные диффе­ ренциальные каскады, например ИС 1УТ221. На рис. 9.13 пока­ зана схема регулируемого усилителя канала управления прибо­ ра для оцешш нелинейных свойств прнемнпков (см. рис. 9.За). l/. ~нФ 'f,//(f" 100+!2,IJB Рис. 9.13 . Регулируемый усилитель на ИС !УТ221В Выходной ток магнитометра 5 мА, при этом нагрузкой являет­ ся сопротивление 1 кОм, состоящее из сопротивления обмотки (500 Ом) и сопротивления прибора (500 Ом). Такую выходную мощность может обесшеrчить ОУ типа К140УД2Б. Использова- 124
ние ОУ на выходе ключевого синхронного детектора особенно эффективно, так как благодаря дифференциальному входу уда­ ется обойтись без трансформатора. Схема УПТ на ОУ К140УД2Б показана на рис. 9.14 . Для нормальной работы описываемого­ магнитометра коэффициент усиления УПТ должен быть равен 230. Поскольку сопротивле­ ния нагрузки синхронного детектора равны 1 кОм, со­ противление rRp УПТ долж­ но быть равно 230 кОм. В данном случае УПТ должен сочетать в себе и функции ФНЧс't не менее50мс.Од­ нако для устойчивой работы прибора и подавления фона лучше увеличить 't " , тем бо­ лее что современные конден­ саторы типа КМ-6 с емко­ -----1 o.sif !.'lмкФ 2JОк стью 2,2 мкФ достаточно ма- Рис. 9.14 . УПТ магнитометра логабаритны и обладают хорошими параметрами. Применение этого конденсатора позволило получить постоянную времени 0,2 с. При проектировании нзмерптеJ1ьных устройств в подобных случаях требуется отфильтровать переменную составляющую до­ статочно низких частот. Схемы с ОУ позволяют реализовать ФНЧ с частотой среза, равной сотым долям герц. На рис. 9.15 Рис. 9.'!5. Фильтр инфранизких частот показана схема такого фильтра пнфранпзких частот на ОУ' К140УД2 [73]. Первый каскад, являющийся интегратором, обес­ печивает подавление напряжения с частотой 0,07 Гц в 20 раз. Второй каскад - повторитель напряжения - необходим для со­ гласования фильтра с нагрузкой. Глубокая отрицательная обрат­ ная связь обеспечивает точность коэффициента передачи по по­ стоянному току не хуже ± 1% и изменение его не более 0,5% на 10° с. 125
Применение ОУ с полевыми транзисторами на входе может обеспечить уменьшение емкостей конденсаторов. В тех случаях, когда требуется пропустить пли подавить напряженпе определен­ ной частоты, лучшпе результаты дает применение фильтров / пн­ Рнс. 9.16. УПТ на выходе синхронного детектора франизкпх частот мостового типа (см. гл. 4). Если не тре­ буется иметь большой вы­ ходной ток и подавлять со­ ставляющпе пнфранизких частот, то хорошие результа­ ты дает построение УПТ на ОУ I\140УД1, что и исполь­ зовано в приборе для оцен­ кп нелинейных свойств при­ емников на выходе синхрон­ ного детектора (рпс. 9.16). Дифференциальный вход ОУ хорошо сочетается с диффе­ ренциальным выходом пере­ множителя I\l40MAI. Необ- ходимые частотные свойст- ва достигаются включением RС-цепей на входе и выходе УПТ. Усплитель нагружен на микро­ амперметр М-265М с зеркальной шкалой. Резистор R служит для установки нуля микроамперметра. Устройство, схема которого приведена на рис. 9.17, является сумматором большого количества сигналов (см. рис. 9.2). В уст­ ройстве для интегрального контроля радиоприемников необходи­ мо вычесть из полного выходного сигнала полезные составляю­ щие. Для этого они отфильтровываются полосовыми фильтрами н складываются на инвертирующем входе сумматора. Учитывая, что используемые полосовые фильтры инвертируют сигнал, на Рис. 9.17. Многовходовый сумматор 126
этот же вход сумматора может быть подан и полный выходной сигнал, тогда на выходе сумматора не будет составляющих по­ лезных сигналов. В этой схеме используется свойство сумматора исключать влияние одной суммируемой цепи на другую, что поз­ воляет индивидуально регулировать коэффициенты передачи фильтров. 9.4 . Компараторы Как указывалось в § 9.1, основным узлом систем контроля и перехода на резерв является компаратор. Структурные схемы компараторов приведены в гл. 2. Ниже на рис. 9.18 показана Ивых ~ -- ft о и, !fz L'вк --- Рис. 9.18. Компаратор с гистерезисом и его характеристика прпнцппиальная схема компаратора с гистерезисом на ОУ К1УТ531 п его характеристика. В [74] показано, что напряжения И1 и И2, определяющие ширину петли гпстерезиса, могут быть установлены выбором резисторов R 1, R2, Rз и 'R 4 в соответствии с уравнениями: U _R2(Rз+R4) E..L Rз U (91) 1 - R4(R1+R2) ' - R4 вых+• · U=R2(Rз+R4)Е,_ RзU (9.2\' 2 R4 (R1+R2) ' R4 вых -• 1 где Ивых+ п Ивых- - обусловлены стабилитроном Д1. Обычно за­ даются сопротивлением R 3 , затем пз соотношенпя R _ Rз (Uвых+ -Uвых-) (9.3) 4- U2-Ui находятR4ииз(9.1)и(9.2)- R1иR2· Для устройства, схема которого приведена на рис. 9.18, И 1 = =0,5 В, И2=3 В. В некоторых случаях, когда требуется раздельное регулирова­ ние положительного п отрицательного порогов срабатывания («уставки»), используются два ОУ, как это сделано в системе ре­ зервирования магнитометров (рис. 9.19). В этой схеме напряже­ ние -25 мВ для ОУ1 и +25 мrВ для ОУ2. 127
J,!к !?7/l}(. Рис. 9.19. Компаратор системы резервирования магнитометров Выходами компаратора является реле РЭС 64Б или вход ИС 2ЛБ172. Напомнпм, что хорошие результаты по чувствительности, вре­ менп срабатыванпя и амплитуде выходного сигнала пмеют спе­ циальные схемы компараторов, напрпмер 521СА1 (см. гл. 1). 3АRЛЮЧЕНИЕ Каждая техническая революция кроме очевидных преимуществ, о которых пишут и говорят, прпноспт п трудности, многие из кото­ рых становятся явными по мере освоения новой техники. Так было прп появленип электронных ламп, когда потребова­ лось создавать мощные выпрямители с малым уровнем пульсаций, находить специальные приемы конструпрования, исключающие ге­ нерацию, бороться с обратной связью по цепям питания. Так было при внедрении транзисторов, когда появились пробле­ мы температурной стабилизацпп, исключения влияния больших разбросов параметров, сохранения устойчивости при больших зна­ чениях обратной проводимости. Так и при переходе на интегральные схемы можно отметить трудности и проблемы, с которыми сталкиваются разработчики радиоаппаратуры: 128
Необходимость установки цепей компенсации смешения и час­ тотной коррекции, что снижает конструктивные и технологические преимущества применения ИС. Кроме этого, онп могут влиять на шумовые и частотные свойства функционального узла. Увеличение потребления электроэнергии. БИС имеет, как пра­ вило, большее число активных элементов, чем аналогичная схема на дискретных компонентах. В устройствах с автономными источ­ никами питания этот фактор может иметь большое значение. В некоторых случаях из-за температурных условий внутри ИС не удается получить ожидаемых значений надежности. Значения шумовых параметров ИС во многих случаях уступают значениям параметров схем на дискретных компонентах. Трудно обеспечить устойчивость устройств, в которых все ак­ тивные элементы сосредоточены в БИС с большим усилением и большим числом выводов. Предъявляются особые требования к источнику питания. Во многих случаях он должен быть двуполярным. Возможны нарушения герметичности при четком соблюдении технологической дисциплины монтажа ИС, причем последствия на­ рушения герметичности могут проявляться не сразу, а значительно позднее. Указанные трудности постепенно преодолеваются. С появлением каждой новой ИС все очевиднее становятся преимущества приме­ неыия ИС: уменьшение габаритов аппаратуры; сокращение номен­ клатуры активных элементов за счет использования универсальных ИС; сокращение сроков проектирования; уменьшение взаимного влияния функциональных узлов; снижение уровня помех за счет сокращения количества трансформаторов, LС-фильтров и уменьше­ ния длины проводников; уменьшение стоимости оборудования; улучшение ремонтопригодности; расширение технологических воз­ можностей оборудования; появление новых эозможностей улучше­ ния внешнего вида аппаратуры и эргономических показателей. Но главное преимущество применения ИС состоит в улучшении технических характеристик изделий. Современные аналоговые ИС отличает точная симметричность дифференциальных каскадов, что позволяет создавать устройства с большим подавлением синфазных помех, а идентичность четырех транзисторов в перемножителе позволяет получать высокоточные схемы функционального преобразования. Большие значения коэффициента усиления обеспечивают по­ строение устройств с глубокой сквозной отрицательной обратной связью, отличающихся высокой стабильностью. Возможность вве­ дения глубокой отрицательной обратной связи, кроме того, позво­ ляет проектировать функциональные узлы, свойства которых не за­ висят от ИС, что способствует созданию устройств с идентичными параметрами. Современные аналоговые БИС имеют все достоинства универ­ сальных ИС и. кроме того, позволяют конструировать функцио- 129.
нальные блоки (модули), которые изменили в последнее время принципы проектпрования бытовой радиоаппаратуры. Подчеркнутые здесь достоинства ИС особенно ярко проявились в высококачественных усилителях студийного оборудования (см. § 5.1 и 5.2), в проектировании смесителей, высокостабильных гете­ родинов радиоприемных устройств, в улучшении свойств керами­ ческих фильтров (см. § 6.2)' в высокоточных устройствах тео11еви­ зпонных разверток (см. § 7.2), при построении БИС для цветных телевизоров (см. § 7 .3), создании идентичных входных каскадов .стереоусилителей (см. § 8.2), построении сложных и точных пзме­ рптельных устройств (см. гл. 9). Несколько слов о принципах конструирования радиоаппаратурьi на аналоговых ИС. С появлением ИС пзменплся принцип расчета функциональных узлов. Теперь нет необходпмости в поэлементном расчете схемы. Выбирается ИС и строится структурная схема функцпонального узла. Затем, если необходимо, рассчитываются значенпя внешних элементов. Постепенно изменяется конструкция устройств радиосвязи. Все большее их число переходит па модульную систему, что позволяет повысить эффектпвность производства, особенно в случае массо­ вого выпуска. Особенности ИС прпводят к изменению в конструпрованпи и сампх модулей (функциональных блоков), связанному с необходи­ мостью обеспеченпя устойчивости, опасностью нарушения герме­ тпчносп1, чувствительностью ИС к статическому электричеству. Все чаще применяются многослойные печатные платы. Во многих слу­ чаях модули выполняются в виде гпбрпдных ИС, основу которых составляют полупроводниковые БИС. Следует отметить еще одно немаловажное обстоятельство. До недавнего времени существовало четкое разделение в проектиро­ ваюш радиоаппаратуры. Предприятия электронной техники проек­ тировали 11 пзготовлялп компоненты, а предприятия радиопромыш­ ленностп проектировали и изготовляли устройства. Однако появ­ ленпе БИС нарушило это разделение. В некоторых случаях вся электронная часть устройства сосредоточена в одной пли двух БИС. В ближайшее время может быть создана БИС радиовещатель­ ного приемника, в которой до готового приемника будет не хватать только громкоговорителя и корпуса. Возникает вопрос, кто должен проектировать такие полупровод­ никовые БИС. Специалисты институтов электронной промышленно­ сти? Но они не имеют опыта в проектировании устройств и не свя­ заны с пердприятпями, выпускающими пх. Специалисты институтов радиопромышленности? Но они не располагают технологическим оборудованием и соответствующим опытом. Практика проектирования радиоаппаратуры на аналоговых ИС подсказывает одно из возможных решений этого противоречия. Предприятия электронной промышленности создают совершен­ ные полупроводниковые универсальные ИС, в том числе в бескор- 130
пусном исполненшr, предназначенные для устройств с автономным пптанием и малошумящих. Предприятия радиопромышленности, используя эти ИС, проек­ тируют новые, оригинальные схемы будущих БИС. Эти схемы, состоящие из базовых кристаллов полупроводнико­ вых ИС, могут быть выполнены специалистами электронной техни­ ки в виде полупроводниковых БИС. Если необходимо, то непосредственно на основе БИС ишr пред­ варителыю разработав гибридную ИС, добавив к БИС необходи­ мые внешние элементы, институты и КБ радиопромышленностп соз­ дают функциональные блоки и выпускают их серийно на специа­ лизированных предпрпятиях. Несмотря на бурное развитие цифровых устройств, не сокра­ щается, а все время расширяется выпуск аналоговых ИС. Улучша­ ются их параметры и эксплуатацпонные возможности. Несомнен­ но, что новые достижения в областп радиотехники будут в большой степени обусловлены прпменением совершенных аналоговых ин­ тегральных схем. Список литературы 1. Основы применения интегральных схем/Под ред. В. А. Батушева. Л.: изд-ние ВК:АС, 1972. 2. ГОСТ 18682-73. Микросхемы интегральные. К:ласспфикация и система ус­ ловных обозначений. 3. Проектирование и примененпе операционных усилителей. М.: Мир, 1974. 4. Алексеенко А. Г., Шило В. Л. Основные параметры п эквивалентные схемы интегральных операционных усилителей. - В кн.: Микроэлектроника. М.: Сов. радио, 1972. 5. Головинов В. М" Данилов В. С. Применение операцпонного усилителя с по­ левыми транзисторами на входе К:284УД11 (МГ-11). - В кн.: Интеграль­ ные схемы. Вып. 6. Новоспбирск: Наука, 1974. 6. Witteinger. Applications of the СА3080 and СА3080А high-perfornance opera- tional transconductance amplifiers. - Solid Stats Europe. Databook Series SSD-202, 1972, р. 233-248. 7. Тотменин В. Ф" Семенова Т. П. Универсальные аналоговые ключп на поле­ вых транзпсторах. - В кн.: Интегральные схемы. Вып. 7. Новосибирск: 1975. 8. Волков В. М., Попов В. П., Степаненко В. К. Микроминиатюрные уситrтетт. К:пев: Технiка, 1973. 9. Шапиро Д. Н. Основы теории и расчета усилителей высокой частоты на транзисторах. М.: Связьиздат, 1962. 10. Гребен А. Б. Проектирование аналоговых интегральных схем. М.: Энергия, 1976. 11. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интегральным схемам/Под ред. Н. Н. Горюнова. М.: Энергия, 1976. 12. Алексенко А. Г. Основы микросхемотехники. М.: Сов. радио, 1971. 13. Волков В. А. Аналоговые устройства современной радиоэлектрониюr. М.: Знание, 1972. 14. Банк М. У. Вольт-амперные характеристики германиевых диодов. - Вопро­ сы радиоэлектроники. Серия ТРПА. 1964, вып. 3, с. 27-33 . 15. Момот Е. Г. Проблемы и техника синхронного радиоприема. М.: Связьиз­ дат, 1961. 16. Крылова М. Н., Чеблаков И. В. К:ритерии качества операционных усилите­ лей. - Труды ВНИИЭП. 1973, No 17, с. 62-70. 131
i7. Гайтон Р. Переключение коэффициента усиления операционного усилителя без разбалансировки. - Электроника, 1969, No 5, с. 94-95 . J8. Чойс Л. Компенсация напряжения сдвига нуля путем последовательного со­ единения операционных усилителей. - Электроника. 1973, No 7, с. 92. 19. Иеджерт Р. С., Хеллоурт Г. А. Динамический метод компенсации напряже­ ния сдвига нулевого уровня в операционных усилителях. - Электроника, 1972. No 25, с. 34-36. 20. Пирс Р. Д. Преобразование однополярного напряжения в симметричное дву­ полярное прп помощи операционного усилителя. - Электроника, 1971, No 5, с. 48. 21. Экхарт Р. Стабилизированный псточнпк питания операционных усилителей.­ Электроника, 1974, No 20, с. 54-55 . 22. Спенсер Р. Недорогой источник питания с нулевыми пульсациями. - Элек­ троника, 1973, No 23, с. 62. 23. Фонтен Г" Ребуль Г. Получение постоянной полосы пропускания усилителя при помощи согласованной пары полевых транзисторов. - Электроника. 1970, No 11, с. 93. 24. Достал И. Улучшение характеристик операционного усилителя типа 709. - Электроника, 1973, No 22, с. 115-116. 25. Algringer М. Frequenzkompensierter Operationsverstarker МА 709 mit hoher.- Radio fernsehen Electronik, 1973, N 24, S. 804 -806 . 26. Синтез активных RС-цепей/Под ред. А. А. Ланнэ. М.: Связь, 1975. 27. Хьюлсман Л. П. Активные фильтры. М.: Мир, 1972. 28. Знаменский А. Е" Теплюк И. Н. Активные RС-фильтры М.: Связь, 1970. 29. Хьюлсман Л. П. Теория и расчет активных RС-цепей. М.: Связь, 1973. 30. Ханзел Г. Справочник по расчету фильтров. М.: Сов. радио, 1974. 31. Маклюков М. И. Инженерный синтез активных RС-фильтров низких и ин­ фракрасных частот. М.: Энергия, 1971. 32. Muir Roblnson. Design of active RC filters using operational amplifiers - Systems Technology, 1968, April, N 4, р. 18-30 . 33. Артюзи М. Перестраиваемый активный фильтр с регулируемой добротно- стью. - Электронпка, 1972, No 3, с. 50-51 . 34. Андреев Ю. А" Кобак В. О. Двойные Т-мосты. Л.: Судпромгиз, 1964. 35. Марше Ж. Операционные усилители и их применение. Л.: Энергия, 1974. 36. Мелен Р. Перестраиваемый активный фильтр с постоянной добротностью.­ Электроника, 1971, No 15, с. 55-56 . 37. Джорджиу Д. Линейная перестройка средней частоты фильтра управляю­ щим напряжением. - Электроника, 1972, No 23, с. 68-69 . 38. Масленников В. В" Сироткин А. П. Частотный диапазон селективных RС­ цепей на основе интегра.1ьных операционных усплптелей. - В кн.: Полу­ проводниковые приборы в технике электросвязи/Под ред. И. Ф. Николаев­ ского. Вып. 16. М.: Связь, 1975, с. 69-81. 39. Гелль П. П" Лундин В. 3. Шумовые свойства активных RС-цепей на ин­ тегральных операционных усплптелях. - В кн.: Полупроводниковые прибо­ ры в технпке электросвязп/Под ред. И. Ф. Нпколаевского. Вып. 16. М.: Сnязь, 1975. с. 12-23. 40. Оптрон с фоторезпстороы как фильтр низкпх п ннфранизкпх частот/Адиро­ вич Э. И" Впшнсвеuкпй А. Г" Караrеоргий-Алкалаев П. М. и др. - В кн.: Мнкроэлектроника. М.: 1973, вып. 2, с. 121-127. 41. Делаrрейндж А. Д. Использование полевых транзисторов для перестройки активного фильтра. - Электроника, 1970, No 25, с. 31. 42. Рассмотрение вопросов создания современных устройств информационных спгнапов возбудителей передатчиков. - В деп. рук.: Отчет No 2244587 ВИМИ. Г11763, 1974, РТ 22.1214, с. 136-160. 43. Устинова Л. Б" Кууск Р. А. Исследование и разработка схем интегральных операционных усилителей для высококачественной студийной аппаратуры. - Вопросы радиоэлектронпкп. Сер. ТРПА. 1973. вып. 2, с. 8-20. 44. Кууск Р. А., Устинова Л. Б. Усилители звукового тракта для студийного оборудования III поколения. - Техника средств связи. Сер. ТРПА, 1977, вып. 2, с. 59-71. 45. Кокс И. Р. Устранение нелинейных искажений операционного усилителя пр_и помощи усилителя мощности. - Электроника, 1971, No 7, с. 54. 132
46. Яхнина М. С. Автоматическое резервирование вещательных трактов. - Вопросы радиоэлектроники. Сер. ТРПА. 1973, вып. 2, с. 21-30 . 47. Франко С. Исключение влияния объемного сопротивления диода с помощью операцпонного усилителя. - Электроника, 1969, No 2, с. 26. 48. Корноухов П. В. Корректирующие цепи усилителей звуковой частоты. Киев: Технiка, 1965. 49. Ий П. К. Ограничение в усилителе с помощью обратной связи. - Электро­ нпка, 1970, No 20, с. 31. 50. Лэтем Г. Р. Регулировка ба.1анса больших звуковых систем с помощью опе­ рационного усилителя. - Электроника, 1970, No 25, с. 29-3() 51. Подольский А. Г. Автомобильный радиоприемник на интегральных схемах. - Вопросы радиоэлектроники. Сер. ТРПА. 1971, вып. 2, с. 40-47 . 52. Калихман С. Г., Левин Я. М. Основы теории и расчета радиовещательных приемников на полупроводниковых приборах. М.: Связь 1969. 53. Шапиро Д. Н. Каскады радиоприемнпков на микросхемах. Л.: изд-ние лэис. 1972. 54. А. с. No 290402 (СССР). Транзпсторный усилитель/Банк М. У. 55. Игнатов А. Н. Некоторые возможности применения интегральных схем на полевых транзисторах в технике связи. - Обзоры по электронной технике. Сер. Полупроводниковые приборы. Вып. 11 (165). М.: ЦНИИ «Электрони­ ка>>, 1973. 56. Гребен А. Б., Камензинд Г. Р. Частотно-избпрательные интегральные схемы, использующие системы фазовой автоподстройки частоты. - Зарубежная ра­ дпоэлектроника, 1970, No 7, с. 108-123. 57. Банк М. У. Электрическпе и акустическпе параметры радиоприемных устройств. М.: Связь, 1974. 58. Богатырев Е. А., Малюков В. И., Силаев В. А. Универсальная схема, ис­ по.1ьзующая систему ФАП для интегрального исполнения. - К кн.: Инте­ гральные схемы. Вып. 2. Новосибирск: Наука, 1972, с. 37. 59. Классификация и особенности линейных интегральных схем. - Транзпсута гидзюцу, июль 1973, с. 82-93. 60. Рысин А. Я. Применение интегральных операционных усплнтелей в телеви­ з1юнных и индикаторных устройствах. - Вопросы радиоэлектроникп. Сер. ТТ, вып. 3, 1974, с. 88-97 . 61. Китаев С. И., Уваров Н. Е. Аналоговые пнтегральные микросхемы в гене­ раторах телевизионных разверток. - Электросвязь, No 8, 1974, с. 41-45. 62. Интегральные схемы фирмы «Philips» для бытовой радиоэлектронной аппа­ ратуры. - Радиоэлектронпка за рубежом. - Инф. бюл. НИИЭИР. Вып. 9 (773). М.: 1975, с. 29-33 . 63. Кононович Л. М. Системы п аппаратура квадрафонического звучанпя. - Вопросы рад1юэлектрош1ки. Сер. ТРПА. Вып. 1, 1972, с. 117-127. 64. Аполлонова Л. П., Шумова Н. К. Четырехканальная стереофонпческая пластпнка - Радио, 1976, No 1, с. 31-35. 6'1. Heviшann W. SQ-Qнadro[oniesystem. - Fнnkschaн. 1974, N 4, s 129-132. 66. Сирота Б. И. Электропроигрывающие устройства сегодня и завтра. Радио, 1977, No 7, с. 27. 6:-. La tаЫе de lectшe Dual-701 . - Re\'ue dн Son, N 294, 1974 -1, р. 44-50. 68. Афанасьев Ю. В. Феррозонды. Л.: Энергия, 1969. 69. Рейнrанд М. Л., Сонькин Н. Ш. Феррозондовый магнитометр на интеграль­ ных схемах. - Тезисы докладов IX сессии семинара по проблемам построе­ нпя JI использования магнитометрической аппаратуры. Л.: Недра, 1973, с. 18. 70. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы в радиоэлектронной аппаратуре. М: Сов. радио, 1974. 71. Молиньюкс Л. Использование диодов для повышения стабпльностп синусои­ дального генератора на операционном усилителе. - Электроника, 1969, No 7, с. 97. 72. Macli М. Генератор синусоидальных колебаний на полевом транзисторе на частоту 1460 Гц. - Electrical Design News, v . 18, N 11 , 1973. 73. Рейнганд М. Л., Сонькин Н. Ш. Фильтр инфранизких частот. Инф. листок No 75-0438. М.: ВИМИ, 1975. 74. Кук В. А. Упрощенный расчет гистерезисных схем. - Электроника, 1969, No23,с.37. 133
ОГЛАВЛЕНИЕ Предисловие Стр. 3 4 5 7 Гл а в а 1. Обозначения, параметры и назначение ИС J .J. Специализированные ИС 1.2 . Универсальные ИС . Г .~ а в а 2. Функциональные возможности универсальных интегральных схем 15 2.1. Решающие усилителп . . 2 2. Усплители с конденсаторами в цепп отрицательной обратной связи 2.3. Устройства функционального преобразования на операционных уси- лптелях.............. 2 4. Компараторы на универсальных интегральных схемах . 2.5. Генераторы на универсальных шпегральных схемах . 2.6. Устройства перемножения функций на универсальных интегральных схемах 18 20 22 25 26 27 Гл а в а 3. Общие вопросы, возникающие при применении интегральных схем 3.1 . Смещение на выходе масштабного усилителя 3.2 . Цепи смещения универсальных ИС 3.3 . Источники питания универсальных ИС 3.4 . Обеспечение устойчивостп цепи коррекцип 32 32 34 36 37 Гл а в а 4. Активные фильтры на универсальных интегральных схемах 44 4. 1 . Определение коэффициентов передаточных функций фильтровых звеньев по исходным требованиям к фильтру 45 4.2. Расчет элементов схс~ш фильтрового звена 50 4.3. Фпльтры мостового типа 55 4.4. Перестраиваемые активные фильтры 56 4.5. Чувствительность звеньев активных фильтров 58 4.6. Выбор типа интегральных схем 59 4.7. Пример проектирования, изготовления и настройки активных филь- тров 60 Гл а в а 5. Интегральные схемы в аппаратуре обработки и передачи ра- диовещательных и телефонных сигналов 6-! 5. J . Нерегулируемые уситпелп звукового оборудования 65 5.2 . Частотные корректоры 71 5 3. Управляемые уситпелп 73 5.4. Балансные модуляторы 75 5.5 . ~·стро1kтва для установки заданного уровня напряжения 76 Гл а в а 6. Интегральные схемы в радиоприемных устройствах 78 6. J . Гибридные интегральные схемы в радиоприемных устройствах 78 6.2. Универсальные ИС в радиоприемных устройствах 82 6.3. Полупроводниковые специа,1из11рованные интегральные схемы для усилителей низкой частоты 89 6.4. Радиовещательный приемник на полупроводниковой специализщю- ванной БИС 90 134
Стр. Гл а в а 7. Интегральные схемы в телевизионной аппаратуре 92 7.1. Приемный тракт телевизора на гибридных ИС 93 7.2 . Функциональные узлы на универсальных ИС 95 7.3 . Специализированные полупроводниковые ИС в телевизионных при- емниках . 98 Гл а в а 8. Интегральные схемы в аппаратуре воспроизведения звука . 103 8.1. Гибридные ИС для магнитофонов . . 104 8.2. Входные усилители на универсальных ИС 106 8.3. Регуляторы тембра на ОУ 108 8.4. К:вадрафонические преобразователи . . . . 11О 8.5. Электронные схемы управления двигателем ЭПУ 113 r лав а 9. Интегральные схемы в радиоизмерительной аппаратуре 115 9.1. Генераторы 117 9.2 Синхронные детекторы и квадраторы 121 9.3. Усилители в измерительных устройствах 123 9.4 . К:омпараторы 127 Список литературы 131
МИХАИЛ УРОВИЧ БАНI( Аналоговые интегральные схемы в радиоаппаратуре Редактор А. А. Цитленко Художник Р. А. Клочков Технический редактор Л. К. Грачева Корректор Н. В. Козлова ИБ .No 721 Сдано s набор 22.08.80 г. Подп. в печ. 31.10.80 г. Т-14894 Формат 60Х90 1 /11 Бумага тип. No 2 Гарнитура литературная Печать высокая Усл. nеч. л. 8,5 Уч.-изд . •ч. 9,25 Тираж 27 ООО экз. Изд. N• 18794 Зак. Nt 159 Цена 45 к. Издательство •Радио и связь:•. Москва 101000. Чистоnрудныil бульвар, д. 2 Типография издательства «Радио и связь:о Госкомиздата СССР Москва 101000, ул. Кирова, д. 40
45 к. ИЗДАТЕЛЬСТВО «РАДИО И СВЯЗЬ )>