/
Author: Цыкина А.В.
Tags: электротехника электроника транзисторы издательство связь теория транзисторов
Year: 1968
Text
Проектирование транзисторных усилителей НЧ
УСИЛИТЕЛЕЙ
НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
А. В. Цыкина
ПРОЕКТИРОВАНИЕ
ТРАНЗИСТОРНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
ИЗДАНИЕ ВТОРОЕ, ДОПОЛНЕННОЕ
Рекомендовано Министерством связи СССР
в качестве учебного пособия
для техникумов связи
ИЗДАТЕЛЬСТВО «СВЯЗЬ»
МОСКВА 1968
УДК 621.375.4.001.2.(075.8)
УДК 621.375.4.001.2.(075.8)
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
НИЗКОИ ЧАСТОТЫ. ЦЫКИНА А. В. ГОД ВЫПУСКА 1968
В книге излагаются общие сведения о транзисторных усилителях,
рассматриваются цепи их питания, выбор блок-схемы и принципи-
альной схемы, расчет каскадов мощного и предварительного усили-
телей, обратная связь, регуляторы усиления и тембра, требования к
источникам питания и основы конструкции усилителей. Приводят-
ся примеры расчета и необходимые для расчетов дополнительные
сведения, а также практические данные, соответствующие современ-
ному состоянию усилительной техники.
Книга рассчитана на студентов, а также на техников и инжене-
ров, проектирующих усилители на транзисторах.
Число табл. 25, число илл. 99, библ. 5.
3—4—3
16-68
Предисловие
Настоящее учебное пособие предназначается для студентов и
дипломников техникумов связи, а также может быть использовано
студентами высших учебных заведений, инженерами, научными
работниками и другими лицами при проектировании транзистор-
ных усилителей низкой частоты.
В книге приводятся примеры расчета и необходимые для рас-
четов дополнительные сведения, а также практические данные, со-
ответствующие современному состоянию усилительной техники.
В настоящее, второе издание книги внесены необходимые из-
менения и дополнения (например, по бестрансформаторным двух-
тактным каскадам мощного усиления, усилительному каскаду с
неблокированным сопротивлением /?э, конструктивному расчету
трансформаторов, приложению и т. д.).
Все отзывы и пожелания по книге просьба направлять в изда-
тельство «Связь» по адресу: Москва-центр, Чистопрудный буль-
вар, 2.
АВТОР
1
Общие сведения
1.1. Способы включения транзистора и их свойства
Транзистор имеет три электрода. Эмитирующим электродом
является эмиттер, управляющим — база, управляемым — коллек-
тор.
Возможны три способа включения транзистора, при которых
может иметь место усиление сигнала: с общим эмиттером, с об-
щей базой и с общим коллектором. Эти способы включения изо-
бражены на рис. 1.1; для упрощения источники питания здесь не
показаны.
Рис. 1.1. Способы включения транзистора: а) с общей базой;
б) с общим эмиттером; в) с общим коллектором
Свойства усилительного каскада зависят от способа включения
транзистора, поэтому при проектировании усилителя способ вклю-
чения транзисторов выбирают сообразно с предъявленными к кас-
каду требованиями.
Включение с общей базой. Как видно из рис. 1.1а, при вклю-
чении с общей базой источник сигнала включают в провод эмит-
тера, нагрузку — в провод коллектора, а базу соединяют с общим
проводом сигнала и нагрузки. Этот способ аналогичен включению
электронной лампы с общей сеткой.
Коэффициент усиления напряжения хорошего транзистора
Ков— при включении с общей базой и правильно выбранном
С/вх
сопротивлении нагрузки может достигать нескольких тысяч. Коэф-
фициент усиления тока Лтоб — >вых при таком включении меньше
*вх
4
единицы (обычно лежит в пределах от 0,6 до 0,95) и мало изме-
няется при изменении режима работы, изменении температуры и
замене транзистора.
Поскольку транзистор дает при включении с общей базой
только усиление по напряжению, коэффициент усиления мощно-
сти сигнала Кмоб , равный произведению коэффициента усиления
тока на коэффициент усиления напряжения, сравнительно неве-
лик. Усиление каскада с транзистором, включенным с общей ба-
зой, при замене транзистора, его старении и изменении темпера-
туры изменяется значительно меньше, чем при других способах
включения.
Входное сопротивление транзистора при включении с общей
базой /?вхоб — наименьшее из всех способов включения (от деся-
тых долей ома для мощных транзисторов до десятков ом для
маломощных) и растет при увеличении нагрузки. Выходное со-
противление при включении с общей базой /?выхоб— наибольшее
из всех способов включения транзистора (от тысяч ом для мощ-
ных транзисторов до мегом для маломощных) и растет с повы-
шением сопротивления источника сигнала. При таком включении
транзистор не меняет полярности усиливаемых сигналов; коэф-
фициент гармоник кг при включении с общей базой обычно не
превосходит нескольких процентов при полном использовании
транзистора.
Вследствие очень низкого входного и высокого выходного со-
противлений включение с общей базой редко используют в каска-
дах предварительного усиления, так как при этом необходимо
применение трансформаторной межкаскадной связи с предыду-
щим каскадом. В каскадах мощного усиления включение с общей
базой применяют довольно часто вследствие небольших нелиней-
ных искажений.
Включение с общим эмиттером. При включении с общим эмит-
тером (рис. 1.16) источник сигнала включен в провод базы, на-
грузка — в провод коллектора, а эмиттер соединен с общим про-
водом источника сигнала и нагрузки. Этот способ включения ана-
логичен включению электронной лампы с общим катодом.
Транзистор, включенный с общим эмиттером, дает усиление
как тока, так и напряжения сигнала; усиление мощности сигнала
здесь наибольшее из всех способов включения.
Коэффициент усиления напряжения ЛОэ при оптимальной на-
грузке здесь лишь немного ниже, чем при включении с общей ба-
зой. Коэффициент усиления тока при включении с общим эмитте-
ром Лтоэ может достигать ста и более раз, но сильно изменяется
при изменении режима работы, температуры и замене транзис-
тора.
Входное сопротивление транзистора /?вх0Э здесь значительно
выше, чем при включении с общей базой (от нескольких ом
или десятков ом для мощных транзисторов до тысяч ом для
маломощных), и падает с увеличением сопротивления нагрузки.
Выходное же сопротивление /?выхоэ ниже, чем при общей базе
(от сотен ом для мощных транзисторов и до десятков килоом
для маломощных), и понижается с возрастанием сопротивления
источника сигнала. Изменение входного и выходного сопротивле-
ний при изменении сопротивления нагрузки и сопротивления ис-
точника сигнала может достигать нескольких раз.
При включении с общим эмиттером транзистор меняет поляр-
ность усиливаемого сигнала; коэффициент гармоник кг при таком
включении максимален и может достигать при полном использо-
вании транзистора 5—20%.
Вследствие наибольшего усиления мощности сигнала включе-
ние с общим эмиттером является наиболее употребительным в
транзисторных каскадах предварительного усиления и часто при-
меняется в каскадах мощного усиления.
Включение с общим коллектором (эмиттерный повторитель).
При включении с общим коллектором (рис. l.le) источник сиг-
нала включен в провод базы, нагрузка — в провод эмиттера, а
коллектор соединен с общим проводом. Этот способ аналогичен
включению электронной лампы с общим анодом.
Коэффициент усиления напряжения Лок при включении с об-
щим коллектором меньше единицы (обычно лежит в пределах от
0,7 до 0,99). Коэффициент усиления тока ЛТок при таком включе-
нии немного выше, чем при включении с общим эмиттером, и
так же, как и при включении с общим эмиттером, сильно изме-
няется при изменении режима работы, температуры и замене
транзистора. Вследствие отсутствия усиления напряжения коэф-
фициент усиления мощности при общем коллекторе Кмок так же,
как и при включении с общей базой, оказывается небольшим.
Входное сопротивление при включении транзистора с общим
коллектором /?вхОк — наибольшее из всех способов включения (от
десятков ом для мощных транзисторов до сотен килоом для
маломощных) и очень сильно возрастает при увеличении сопро-
тивления нагрузки. Выходное сопротивление /?выхок при таком
включении — наименьшее (от десятых долей ома для мощных
транзисторов до десятков килоом для маломощных) и очень
сильно растет при увеличении сопротивления источника сигнала.
При включении с общим коллектором транзистор не меняет по-
лярности усиливаемого сигнала; коэффициент гармоник кг при об-
щем коллекторе минимален и при полном использовании транзис-
тора и правильном выборе режима обычно не превышает 1%.
Включение с общим коллектором, вследствие малого усиления
мощности сигнала, применяют лишь в особых случаях; в каскадах
предварительного усиления его используют при необходимости
получения высокого входного сопротивления каскада и уменьше-
ния его входной емкости. В каскадах мощного усиления такое
включение применяют при необходимости получения малого вы-
ходного сопротивления каскада яли малого коэффициента гар-
моник.
6
1.2. Статические характеристики транзисторов
Для расчета транзисторного усилительного каскада необходи-
мо иметь два основных семейства статических характеристик тран-
зистора: семейство выходных статических характеристик, пред-
ставляющих собой зависимость/вых =/((/вых) для различных зна-
чений входного тока, и семейство входных статических характе-
ристик, представляющих зависимость для различных
значений напряжения на выходном электроде.
Выходные и входные статические характеристики транзистора
различны для различных схем включения, так как в них входны-
ми и выходными служат токи и напряжения на различных элект-
родах транзистора. Поэтому для трех различных способов вклю-
чения транзистора (с общей базой, общим эмиттером и общим
коллектором) существуют три семейства выходных и три семейст»
ва входных статических характеристик.
Однако на практике при расчете транзисторных усилительных
каскадов применяют только два семейства выходных и два се-
мейства входных статических характеристик.
При расчете каскада с транзистором, включенным с общей ба-
зой, используют выходные и входные характеристики для включе-
ния с общей базой, т. е. зависимость тока коллектора от напряже-
ния между коллектором и базой /к=/(^кб) для различных значе-
ний тока эмиттера /э и зависимость тока эмиттера от напряжения
между эмиттером и базой /э = /(£Лб) для различных значений на-
пряжения между коллектором и базой UK6.
Семейство выходных статических характеристик маломощного
транзистора предварительного усиления типа П16, снятых по схе-
ме рис. 1.2, для включения с общей базой и температуры транзи-
Рис. 1.2. Схема для снятия выходных характе-
ристик /к =/г(С'кб ) при /э =const для тран-
зистора, включенного с общей базой.
стора, равной 20°С, приведено на рис. 1.3. Здесь видны линейность
выходных характеристик, идущих почти параллельно оси напря-
жения, и одинаковые расстояния между ними. Кроме того, при
таком включении резкое падение характеристик начинается ле-
вее начала координат. Выходное сопротивление транзистора току
7
сигнала в рабочей точке /?выхоб представляет собой отношение
^Кб Г 1 « V
— при /э = const, взятые по касательной, к статической харак-
Д*к
теристике1). Так как характеристики идут почти параллельно го-
ризонтальной оси, то по характеристикам, имеющимся в справоч-
никах, обычно не удается сколько-нибудь точно определить вы-
ходное сопротивление транзистора.
А/
Отношение ; при UKc =const представляет собой величину
коэффициента усиления по току а при сопротивлении нагрузки,
равной нулю, т. е. при коротком замыкании выходной цепи.
Пример 1.1. Определим /?Вых об и а по выходным характеристикам транзи-
стора П16, включенного с общей базой, для выбранной рабочей точки (рис. 1.3):
Явых об = 4^ = П95 ~1П-3 = 100 000 0М>
К1 U,Z • 1U ”
A/r2 _ 9,7 . 10-3
“ Д/э (20-10)- IO-3 ’
Рис. 1.3. Выходные характеристики транзистора
П16 для включения с общей базой
Семейство входных характеристик транзистора П16, снятых
по схеме рис. 1.4, для включения с общей базой приведено на
рис. 1.5. Эти характеристики в области малых значений входного
напряжения Г7Эб очень нелинейны, но становятся почти прямоли-
нейными при увеличении иЭб. Кроме того, характеристики для
различных значений напряжения UK& от нуля до максимального
рабочего очень близки друг к другу и для практических расчетов
можно пользоваться одной входной статической характеристикой,
взятой для среднего рабочего напряжения на коллекторе. Поэтому
для практических расчетов можно пользоваться приводимой в
справочнике входной характеристикой при Ukq =5 в.
*) Для сопротивления источника сигнала, близкого к бесконечности.
8
Входное сопротивление транзистора току сигнала в рабочей
точке1) R вх об представляет собой отношение ~гт~ ПРИ ^кб =
А 'з
= const; Д(7Эб и А/э определяют по касательной к характеристике,
проведенной через рабочую точку.
Пример 1.2. Определим /?Вхоб по входным характеристикам транзистора
П16, включенного с общей базой, для выбранной рабочей точки О (рис. 1.5):
п ____ А£/Эб__
^ВХ°6- д/э -
0,33 — 0,13
13 . 10-3
—15,4 ом.
При расчете каскада с транзи-
стором, включенным с общим эмит-
тером, используют выходные и вход-
ные характеристики для включения
с общим эмиттером, т. е. зависи-
мость тока коллектора от напряже-
ния между коллектором и эмитте-
Рис. 1.5. Входные характери-
стики транзистора П16 для
включения с общей базой
Рис. 1.4. Схема для снятия входных
характеристик 13 =f(U36 ) при Ukq =
= const для транзистора, включенного
с общей базой
ром /к = f((7K3) для различных значений тока базы /б и зависи-
мость тока базы от напряжения между эмиттером и базой
/б=/(^/бэ) для различных значений напряжения между коллек-
тором и эмиттером иКэ .
Семейство выходных статических характеристик маломощного
транзистора предварительного усиления типа П16, снятых по схе-
ме рис. 1.6, для включения с общим эмиттером и температуры
транзистора, равной 20°С, приведено на рис. 1.7. Эти характе-
ристики при включении с общим эмиттером образуют больший
угол с горизонтальной осью, чем при включении с общей базой.
Кроме того, при больших токах базы выходные характеристики
сильно сближаются- Резкое падение характеристик при таком
включении происходит при небольших напряжениях на коллек-
торе, правее вертикальной оси.
!) Для сопротивления нагрузки выходной цепи, близкого к нулю т. е. для
короткого замыкания выходной цепи.
9
Выходное сопротивление транзистора току сигнала в рабочей
точке для включения с общим эмиттером ЯВЬ1Х09 представляет
собой отношение при /б =const; значения Д(/К9 и Д/к опре-
деляют по касательной, проведенной к статической характеристи-
ке1). Так как характеристики образуют заметный угол с горизон-
тальной осью, выходное сопротивление 7?ВЫХоэ можно определить
довольно точно.
Рис. 1.6. Схема для снятия вы-
ходных характеристик /к=/(^кэ)
при / б = const для транзистора,
включенного с общим эмиттером
Рис. 1.7. Выходные характеристики
транзистора П16 для включения с об-
щим эмиттером
Отношение л при t/K9=const представляет собой величину
д/6
коэффициента усиления тока £ при сопротивлении нагрузки, равной
нулю, т. е. при коротком замыкании выходной цепи.
Пример 1.3. Определим ^Вых оэ и £ по выходным характеристикам транзи-
стора Ш6, включенного с общим эмиттером, для выбранной рабочей точки О
(рис. 1.7):
n 10 — 4
Явыхоэ- д/к) - J . 10_3 -6000 ОМ,
Д/к2 _ (15-8)10-3
р Д/б ~ (400-200)10-6
Выходное сопротивление транзистора при включении с общим
эмиттером получилось меньше, чем выходное сопротивление при
включении с общей базой из-за большего наклона характеристик.
Семейство входных статических характеристик транзистора
П16, снятых по схеме рис. 1.8, для включения с общим эмиттером
и температуры транзистора 20°С приведено на рис. 1.9. Из рис. 1.9
видно, что в области малых токов кривые примерно экспонен-
циальны, а при больших токах — линейны. Кроме того, входная
характеристика для UK3 ~0 (нулевая характеристика) далеко от-
стоит от остальных характеристик семейства, близко расположен-
!) Для сопротивления источника сигнала, близкого к бесконечности.
10
ных друг от друга. Поэтому в справочниках обычно приводят
лишь две входные характеристики: для напряжения UK3 =0 и
среднего значения напряжения между коллектором и эмиттером
U КЗ в.
Входное сопротивление транзистора току сигнала в рабочей
точке1) при включении с общим эмиттером Rm0» представляет
собой отношение хпри UKi =const; AUa и Л/б определяют по
касательной к характеристике, проведенной через рабочую точку.
Пример 1.4. Определим /?вхоэпо входным характеристикам транзистора П16,
включенного с общим эмиттером, для выбранной рабочей точки О (рис. 1.9) .
р А^бз 0,36—0,16 _опо ом
«вх°э “ д/б 0 65 . 10-з 308 0М-
Входные характеристики транзистора при включении с общим
эмиттером по виду аналогичны входным характеристикам при
включении с общей базой. Так
Рис.
транзистора П16 для включения с
Рис. 1.8. Схема для снятия входных
характеристик 7б =1(^бз ) при
Uкэ = const для транзистора, вклю-
ченного с общим эмиттером
1.9. Входные характеристики
общим эмиттером
чении с общим эмиттером оказывается много больше, чем при
включении с общей базой.
При расчете каскада с транзистором, включенным с общим
коллектором, не пользуются семействами статических характери-
стик для включения с общим коллектором, а используют стати-
!) Для сопротивления нагрузки выходной цепи, близкого к нулю, т. е. для
короткого замыкания выходной цепи.
11
ческие характеристики для включения с общим эмиттером, т. е.
характеристики зависимости /к = f(UK9 ) для различных значений
/б и характеристики зависимости /6 =/(^бэ ) для различных зна-
чений UK9 .
Полярность источников питания и смещения, указанная на рис. 1.2, 1.4, 1.6 и
1,8, относится к транзисторам наиболее распространенного типа р-п-р. Поэтому
все основные схемы транзисторных усилительных каскадов, приводимые в на-
стоящей книге, и полярность их источников питания даны для транзисторов это-
го типа. При транзисторах типа п-р-п полярность источников питания и сме-
щения должна быть изменена на обратную (см., например, рис. 3.35, 3.36).
Несмотря на то, что напряжение на коллекторе отрицательное, у транзисторов
типа р-п-р характеристики принято изображать в положительных осях коор-
динат.
1.3. Эквивалентные схемы входной и выходной цепей
транзистора
Входное и выходное сопротивления транзистора, а также его
коэффициент усиления изменяются с изменением частоты сигнала,
и эти зависимости, различные для разных способов включения, в
основном и определяют частотную характеристику транзисторного
усилительного каскада на верхних частотах.
Зависимость усилительных свойств транзистора от частоты оп-
ределяется изменением статического коэффициента усиления тока
при включении с общей базой а с частотой; эта зависимость с до-
статочной для практики точностью выражается уравнением
где do — коэффициент усиления тока на низких частотах в ре-
жиме короткого замыкания;
а—коэффициент усиления тока в режиме короткого за-
мыкания на частоте f;
frp — граничная частота транзистора, на которой коэффи-
циент усиления тока при включении с общей базой
падает в V2 раза по сравнению с его значением на
низких частотах.
Зависимость входного и выходного сопротивлений от частоты
отражается эквивалентными схемами входных и выходных цепей
транзистора. Для всех трех способов включения (с общей базой,
общим эмиттером и общим коллектором) в усилительных каска-
дах почти всегда сопротивление нагрузки ZH значительно меньше
выходного сопротивления транзистора ZBbIX • Поэтому и эквива-
лентные схемы входной и выходной цепей транзистора, приводи-
мые ниже, справедливы для ZH<ZBbIx. Входное сопротивление
транзистора, включенного с общей базой, растет с повышением
частоты (рис. 1.10). На этом рисунке так же, как и на рис. 1.12,
12
по вертикальной оси отложено отношение входного сопротивления
транзистора на частоте f к его входному сопротивлению на очень
низких частотах. Такому изменению входного сопротивления с
Рис. 1.10. Зависимость
входного сопротивления
транзистора от частоты
при малом сопротивлении
нагрузки выходной цепи
при включении с общей
базой
Рис. 1.11. Эквивалент-
ная схема входной цепи
транзистора с общей
базой при ZH<ZBblx
частотой соответствует эквивалентная схема, изображенная на
рис. 1.11, где Гб — сопротивление базы, /?ВХОб — входное сопро-
тивление транзистора, приближенно равное сопротивлению эмит-
терного перехода гэ , L — эквивалентная индуктивность входной
цепи, приближенно равная 0,16 -у— .
угр
Возрастание входного сопротивления транзистора, включенно-
го с общей базой, происходит на очень высоких частотах, где ста-
тический коэффициент усиления тока а сильно падает- Такие час-
тоты лежат выше полосы рабочих частот, на которых данный тран-
зистор дает значительное усиление, а поэтому изменение входного
сопротивления практически не сказывается на работе усилитель-
ного каскада.
При включении транзистора с общим эмиттером статический
коэффициент усиления тока 0 начинает падать с увеличением ча-
стоты много раньше, чем при включении с общей базой.
Зависимость 0 от частоты определяется выражением
(1.2)
где
0о — статический коэффициент усиления тока на низких
частотах;
0 — статический коэффициент усиления тока на частоте f;
13
fгр оэграничная частота транзистора при включении с об-
щим эмиттером, приближенно определяемая по фор-
муле
/гроз ~/гр (1— ао) ~ 4^" • 0-3)
Ро
Отсюда видно, что граничная частота при включении с общим
эмиттером во много раз (приблизительно в р0 раз) ниже, чем при
включении с общей базой. Например, у транзистора с ао=О,98 и
граничной частотой [гр =500 кгц граничная частота frpos «10 кгц
и находится уже в диапазоне звуковой частоты.
Входное сопротивление транзистора, включенного с общим
эмиттером, с ростом частоты падает (рис. 1.12). Такой зависимости
_ входного сопротивления от частоты
—соответствует эквивалентная схема
входной цепи транзистора, изобра-
Рис. 1.13. Эквивалентная
схема входной цепи тран-
зистора с общим эмитте-
ром при Zн*С Zвых
Рис. 1.12. Зависимость вход-
ного сопротивления транзи-
стора от частоты при малом
сопротивлении нагрузки вы-
ходной цепи, при включении
с общим эмиттером
женная на рис. 1.13, где гб сопротивление базы, гэд и Сэд — ди-
намическое сопротивление и динамическая емкость эмиттерного
перехода, определяемые выражениями:
^ЭД --
1 — а0
7?вх об
1 —а0
Явх ов
(1.4)
1
R«~
Гэ
0,16
Угр R ВХ об
4- Си (1 -! Ю,
(1.5)
где С к — емкость коллектора — база транзистора;
г3 — сопротивление эмиттерного перехода;
/?ВХоб—входное сопротивление транзистора в рабочей
точке при включении с общей базой, определяе-
мое по его статической входной характеристике
для включения с общей базой;
RK~— сопротивление нагрузки цепи коллектора перемен-
ному току;
К — коэффициент усиления напряжения (отношение
выходного напряжения сигнала к входному) кас-
када. для которого рассчитывают Сэд.
14
Однако величина г6 во много раз меньше, чем гэд, и поэтому
для практических расчетов можно пользоваться упрощенной эк-
вивалентной схемой входной цепи, из которой гб исключено.
Пример 1.5. Рассчитаем Сэд для реостатного каскада с транзистором, вклю-
ченным с общим эмиттером и имеющим следующие данные:
— граничная частота /гр=500 кгц;
— емкость коллектор — база транзистора Ск =50 пф;
— входное сопротивление транзистора для включения с общей базой
R вх об = 10 ОМ]
— коэффициент усиления каскада по напряжению К03 =100:
Сэд^-Д16 +Ск(1-ьК)~
J гр *\ВХ об
SOOOOQ6- 10 +50-Ю-'ЧЧ-1001=37050 л».
Из примера видно, что динамическая входная емкость тран-
зистора, включенного с общим эмиттером, во много раз превыша-
ет динамическую входную емкость каскада с электронной лампой.
Значения r6, Ск, а, р, frp можно найти в справочных данных
транзистора; величина ra достаточно точно определяется выраже-
нием
26
г9 ,
' э
где 1 э — ток эмиттера в рабочей точке» ма.
При включении с общим коллектором граничная частота тран-
зистора та же, что и при включении с общим эмиттером, и опре-
деляется по выражению (1.3), т. е. так же, как и для схемы с
общим эмиттером, уменьшается примерно в 0 раз по сравнению
с граничной частотой при включении с общей базой.
Входное сопротивление транзистора при включении с общим
коллектором так же падает с ростом частоты, как и при включе-
нии с общим эмиттером. Эквивалентная схема входной цепи здесь
имеет тот же вид, что и при включении с общим эмиттером, но
значения г9д и Сэд при комплексном сопротивлении нагрузки цепи
эмиттера переменному току /?э~ определяются здесь следующими
выражениями:
__ ^?ВХ об “Ь /?9~
’эд — j ~ ; ь9Д
1 ао
0,16
Лр(/?Вкоб i /?Э~) 1 С,,(/ а)- (кЬ)
Выходное сопротивление транзистора при любом способе вклю-
чения падаете повышением частоты (рис. 1.14). По вертикальной
оси рис. 1.14 отложено отношение Zhux на частоте f к ZBbIx0 на
очень низких частотах. Такому закону изменения выходного со-
противления соответствует эквивалентная схема выходной цепи,
изображенная на рис. 1.15. Здесь Л/Их — ток сигнала эквивалент-
ного генератора тока, /?Ш4Х — активная составляющая выходного
сопротивления, С1ШХ — выходная емкость, определяющая емкост-
ную составляющую выходного сопротивления.
15
При включении с общей базой ^ = а= “гто"’> Свыхо6 равна ста-
* г Р
тической емкости коллектор—база Ск, обычно указываемой в
справочнике. /?выхо6 определяется в рабочей точке по статической
выходной характеристике для включения с общей базой.
Рис. 1.14. Зависимость выходного со-
противления транзистора от частоты
при любом способе включения
Рис. 1.15. Эквивалентная схема
выходной цепи транзистора,
приведенная к виду эквива-
лентной схемы выходной цепи
электронной лампы
При включении с общим эмиттером Л = значение эк-
вивалентной выходной емкости приближенно можно найти из вы-
ражения
I ао гб \
сВЫХ09« Ск 1 + т-v —’ (L7)
\ 1 —а0 Гб“Г^эд /
где Гэд —/?вхоэ и определяется в рабочей точке.
Пример 1.6. Рассчитаем Свых Оэ для транзистора примера 1.5, включенного
с общим эмиттером и имеющего Ск=50 пф, ао = О,98, г б =150 ом, /?вх Оэ=600 ол<.-
П Га( 1 , °’98 150 \ ж
С’ых<” ~5(Ц 1+ j_098 150 + 600 ) -540 пф-
Из расчета видно, что значение Свых0э много меньше, чем Сэд ,
поэтому при расчете частотной характеристики каскадов в облас-
ти верхних частот с транзисторами, включенными с общим эмит-
тером, емкостью СвыхОэ можно пренебречь. /?выхОэ при этом опре-
деляют в рабочей точке по статической выходной характеристике
для включения с общим эмиттером.
При включении с общим коллектором А = у = = 1 + Р;
/?выхок ~ Rbx об Rhct (1 ао) » 0’8)
где /?ВХоб —входное сопротивление транзистора, найденное по его
входной характеристике в рабочей точке для включе-
ния с общей базой;
Rhc? — сопротивление источника сигнала переменному току.
16
1.4. Динамические характеристики транзисторного
каскада
При расчете транзисторных каскадов, кроме статических ха-
рактеристик транзистора, находят применение три типа динами-
ческих характеристик: выходные, входные и сквозные динамиче-
ские характеристики.
Динамическую характеристику, построенную для сопротивле-
ния, равного сопротивлению нагрузки каскада переменному току
называют динамической характеристикой переменного тока.
Динамическую характеристику, построенную для сопротивления,
равного сопротивлению в выходной цепи транзистора для постоян-
ного тока R=, называют динамической характеристикой постоян-
ного тока.
При расчете транзисторных каскадов в основном пользуются
динамическими характеристиками переменного тока.
Выходная динамическая характеристика
Выходную динамическую характеристику строят на семействе
выходных статических характеристик транзистора. Так как она
представляет собой прямую линию, ее нередко называют нагру-
зочной прямой. У каскада, работающего в режиме А1), выходная
динамическая характеристика переменного тока проходит через
точку покоя О (рис. 1.16а). Поэтому для построения указанной
динамической характеристики достаточно найти точку ее пересе-
чения М с горизонтальной осью. Для нахождения точки М на го-
ризонтальной оси откладываем вправо от напряжения покоя UK3Q
отрезок, равный IkoRk~ . Проведенная через точки М и О прямая
является нагрузочной прямой переменного тока.
Нагрузочную прямую переменного тока используют для опре-
деления отдаваемой каскадом мощности, амплитуды переменной
составляющей выходного тока и напряжения и для построения
входной и сквозной динамических характеристик.
Пример 1.7. На рис. 1.16а построена нагрузочная прямая переменного тока
для каскада с маломощным транзистором предварительного усиления, включен-
ным с общим эмиттером и имеющим: сопротивление нагрузки цепи коллектора
переменному току = 1230 ом, ток покоя цепи коллектора /к0 =9,25 ма, на-
пряжение покоя между коллектором и эмиттером Uksq =10 в, максимальное
значение тока базы /бмакс = 1,1 ма, минимальное значение тока базы мин= 9,1 ма.
Для нахождения точки М на горизонтальной оси вправо от точки С/кэ0 =Юв
отложено напряжение, равное
=9,25 • IO"3 • 1230=11,38 в.
9 У каскада, работающего в режиме В, динамическая выходная характери-
стика проходит не через точку покоя, а через точку с напряжением, соответ-
ствующим напряжению покоя на выходном электроде, лежащую на горизон-
тальной оси.
2 Зак. 2039.
17
00
Рис. 1.16. Характеристики маломощного транзистора, включенного с общим эмит-
тером:
а) семейство выходных характеристик и нагрузочная прямая для /?к_ = 1230 ом\
б) входная характеристика для (7кэ = 5 в
Прямая, проведенная через точки О и М, представляет собой нагрузочную
прямую для RK^ =1230 ом. Крайние точки ее (точки Н и П) соответствуют точ-
кам пересечения этой прямой со статическими характеристиками для токов базы
*6 макс = 1»1 ма, и 1б мин =0>1 ма-
Для рис. 1.16а амплитуда переменной составляющей напряжения коллектор —
эмиттер икэт и амплитуда переменной составляющей тока коллектора 1кт со-
ставят:
// — _ 19—1,8 _п г 21кт __ 16 — 2 ___
а отдаваемая каскадом мощность сигнала равна
= 2 2 4m = 17,2 • 14 • 10~3 =0 0301 вТ
8 8
Для определения можно также использовать выражение
= 0,125 (7КМакс — /кмин/ Як~ •
Входная динамическая характеристика
Входную динамическую характеристику переменного тока
строят на )оемействе входных статических характеристик транзис-
тора. Построение выполняют путем переноса точек пересечения
нагрузочной прямой со статическими выходными характеристика-
ми транзистора на семейство входных статических характеристик.
По входной динамической характеристике каскада находят ампли-
туду переменной составляющей тока и напряжения входного
сигнала и необходимую входную мощность сигнала, а также строят
сквозную динамическую характеристику. Однако, так как в спра-
вочных данных транзистора обычно даются статические входные
характеристики только для напряжения на коллекторе 0 и 5 в,
то вместо входной динамической характеристики используют вход-
ную статическую характеристику для напряжения на коллекторе
5 в, перенеся на нее точки пересечения нагрузочной прямой со
статическими выходными характеристиками транзистора.
Пример 1.8. Для каскада нагрузочная прямая которого изображена на
рис. 1.16а, на входную статическую характеристику транзистора для напря-
жения Ukb =5 в (рис. 1.166) переносим с рис. 1.16а точки 1,2, о, 4,5, 6, соответ-
ствующие току базы /с =0,1; 0,3; 0,5; 0,7; 0,9 и 1,1 ма (точки 2', 3', 4', 5', 6').
Опустив перпендикуляры из крайних точек Г и 6' на горизонтальную ось, най-
дем ыбэмин =0,18 в, и бэ макс =0,307 в, соответствующие /бмин=0,1л<а и *бмакс=
= 1,1 ма. Отсюда удвоенная амплитуда входного тока сигнала и удвоенная ам-
плитуда входного напряжения сигнала составят:
2 ^бт ~ ^6 макс ^"б мин == 1 > 1 0,1 = 1 МО,
2 ^бэ„ == макс ^бэ мин =0,307 — 0,18 = 0,127 в.
2*
19
Необходимая входная мощность сигнала и входное сопротивление
транзистора переменному току за период сигнала /?вх оэ определяются выраже-
ниями:
“ 0,125 (/б макс Z6 мин) ^бэ макс — #бэ мин) —
1 • 10-3 . 0,127 1CQQ 1П 6
------------- =15,88 • 10~6 вт,
8
р — ^бэ/п __
Мвхоэ — л/
1 J6m
™ ом.
Сквозная динамическая характеристика
Сквозную динамическую характеристику переменного тока,
представляющую собой зависимость выходного тока от эдс источ-
ника сигнала, используют для расчета коэффициента гармоник
транзисторного каскада. Для ее построения вычисляют для точек
пересечения нагрузочной прямой со статическими выходными ха-
рактеристиками значения эдс источника сигнала иист входной цепи
по выражению
^ИСТ = ^вх + /вх ^?ИСТ » (1’9)
где /?Ист — внутреннее сопротивление источника сигнала пе-
ременному току, равное выходному сопротивле-
нию предыдущего каскада для переменного тока;
нвх и zBX—входное напряжение и входной ток для взятых
точек пересечения.
Значения zBX определяют по семейству статических выходных
характеристик, значения цвх находят по входной динамической или
статической характеристике. Вычислив значения z/HCT и выписав
значения выходного тока zBbIX для взятых точек пересечения, строят
зависимость zBbIX от ,иИС1, представляющую собой сквозную дина-
мическую характеристику каскада.
Пример 1.9. Построим сквозную динамическую характеристику транзистор-
ного каскада с общим эмиттером. Предположим, что сопротивление источника
сигнала /?Ист , представляющего собой выходное сопротивление предыдущего
каскада, равно 1 ком. Для построения возьмем на нагрузочной прямой рис. 1.1
любую точку пересечения, например точку 4, для нее:
*вых — = Ю,8 ма, zBX _ i6 = 0,7 ма .
Далее по входной динамической характеристике рис. 1.166 найдем, что для
этой точки (точка 4') входное напряжение равно zzpx = «бэ = 0,278 в.
Отсюда для точки 4" сквозной динамической характеристики (рис. 1.17), со-
ответствующей выходному току 1к =10,8л1а, эдс источника сигнала «ист долж-
на быть равна
«ист = «вх + /вх/?ист =0,278 + 0,7 • 10-3 • 1000 = 0,978 в.
20
Рассчитав таким же образом значения иИст для других точек пересечения
(точки /-j-6), сведем результаты расчета в табл. 1.1. Нанеся полученные значе-
ния «ист и 1к в координатах «ист, G и соединив нанесенные точки, получим
сквозную динамическую характеристику каскада, изображенную на рис. 1.17.
Рис. 1.17. Сквозная динамическая характеристика кас-
када для примера 1.9
ТАБЛИЦА 1.1
Номер точки 1 2 3 4 5 6
/к, ма 2 5 8 10,8 13,5 16
‘ /б, ма 0,1 0,3 0,5 0,7 0,9 1,1
U69 , в 0,18 0,24 0,265 0,278 0,288 0,307
«ИСТ = «б® 4" ^б^ист, б 0,28 0,54 0,765 0,978 1,188 1,407
Для расчета коэффициента гармоник транзисторного каскада
кг применяют метод пяти ординат, для чего две крайние точки
сквозной динамической характеристики, соответствующие мини-
мальному и максимальному значениям выходного тока /ми|1 и
Лакс » проектируют на горизонтальную ось (отрезок ад рис. 1.18).
21
Разделив этот отрезок на четыре равные части, находят токи /р
!й, /2, соответствующие точкам б, в, г. Найденная величина тока
/о является уточненным значением тока покоя каскада.
Рис. 1.18. Определение гармонических со-
ставляющих выходного тока методом пяти
ординат по сквозной динамической харак-
теристике
После этого вычисляют первую, вторую, третью, четвертую гар-
моники выходного тока и его среднее значение по формулам:
I\т —
^2т —
1зт —
«макс -«мин г« 1 *2
3
/макс 4~/ мин 2/р
4
Гмакс /мин 2(/i /2)
6
(1.10)
г / макс +/ мин 4(/1 + /2) 4-6/о
4m- J2
г /макс +/ мин + 2 (/] +/2)
/ср- 6
Правильность вычисления найденных токов можно проверить
по выражению
/ 1т + /2т + /зт + /4т4”/Ср —/макс •
Коэффициент гармоник однотактного каскада, работающего в
режиме А, а также двухтактного каскада, работающего в режи-
ме В, определяется по формуле
V Ът + Ът + Ът
/ 1m
(1.И)
22
Коэффициент гармоник двухтактного каскада, работающего в
режиме А, находят по выражению
-- ---------------------
(1-12)
Цт
где b — коэффициент асимметрии двухтактного каскада, значение
которого указано на стр. 79.
Пример 1.10. Рассчитаем для сквозной динамической характеристики
рис. 1.17 коэффициент гармоник каскада.
Из рисунка находим токи коллектора: /мин =2 ма, /2=5,16 ма, /о=9,О7 ма,
/1 = 12,8 ма, /макс =16 ма, тогда:
^макс 4ин + /f /2
3 3
/макс 4“ /мин 2/q __ 16+2 2 • 9,07
4 4
j _ ^акс-/мин-2(/1-/2) 16-2-2(12,8-5,16)
*3т-------------с------------ = ----------с---------- = — U.21J ма,
Im
16-2+12,8-5,16 =7>213л(а<
2m
6
мин —4(/1+/2) +6/р _
12 —
,6+2-4(12.8 + 5.16)+6- 9.07 _0048
14m —
12
!+2E1±M = 16 + 2 + 2(12,8 + 5,16) =8987
6 6
Проверим правильность расчета по формуле
Лт + Лт + Лт + Лт + Ар = 7,213 — 0,035 — 0,213 + 0,048 + 8,987 =
= 16 MCL = I Макс •
г ___ 'макс
'ср —
6
Отсюда
к = У/22п.+/2зт+/%т = V (-0,035)2+ (-0,213)2+0,048* ^00307>
г hm 7,213
кг =3,07%.
1.5. Питание цепей транзисторов
Питание всех цепей транзисторного усилителя обычно произво-
дят от одного общего источника постоянного тока, к которому па-
раллельно подключают питаемые цепи. Для устранения паразит-
ных междукаскадных связей через источник питания, как и в лам-
повых усилителях, применяют развязывающие фильтры /?ф Сф .
Для установления необходимого режима работы на базу тран-
зистора относительно эмиттера подают небольшое отрицательное
смещение (0.05-+3 в) в зависимости от типа транзистора и режи-
ма его работы; смещение получают от общего источника питания,
используя делитель напряжения или гасящее сопротивление. Про-
стейшим способом подачи смещения в транзисторном каскаде яв-
23
ляется фиксированное смещение; его можно осуществить двумя
способами.
1. Фиксированное смещение можно подать от общего источни-
ка питания Ек через гасящее сопротивление Ri, во много раз
большее сопротивления транзистора между базой и общим про-
водом постоянному току (рис. 1.19а). Ток смещения /60, текущий
Я/
Рис. 1.19. Простейшие способы подачи смещения во
входную цепь транзистора: а) фиксированным то-
ком базы, б) фиксированным напряжением база —
эмиттер
через сопротивление Ri, в этом случае практически определяется
величиной 7?] и напряжением источника питания Ек и не меняется
при изменении температуры транзистора, его старении и замене.
Поэтому этот способ называют смещение фиксированным током
базы. Значение R\ в этом случае рассчитывают по формуле
Г) _ а (^к Uбэо) ___ Ек UбэО /] 1АЧ
“/к0(1—а)-/кн - /э0(1—а)-/кн ’
где а — статический коэффициент усиления тока транзис-
тора на низких частотах при включении с общей
базой,
Ек—напряжение источника питания,
/кн—начальный (остаточный) ток коллектора транзис-
тора,
/ко и /эо—необходимые токи покоя коллектора или эмит-
тера,
/Лэо — напряжение смещения база—эмиттер, имеющее
место при токе покоя.
Однако вследствие сильного изменения параметров транзисто-
ра с температурой и большого разброса их статического коэффи-
циента усиления тока смещение фиксированным током базы
непригодно для серийной и массовой аппаратуры, а также для
приборов, работающих в широком диапазоне температур. Его
можно использовать лишь при изменении окружающей темпера-
туры не выше 10н-20°С и значении R\, индивидуально подобран-
ном для данного транзистора; замена транзистора или большое
изменение температуры могут изменить ток покоя коллектора в
24
десять и более раз, что -может вывести транзистор из строя или
сделать каскад неработоспособным из-за отсутствия напряжения
на коллекторе.
2. Фиксированное смещение на транзистор можно также подать
от общего источника через делитель из сопротивлений Ri и /?2
(рис. 1.196). Сопротивление делителя желательно иметь меньше
сопротивления постоянному току участка база — общий провод,
при этом напряжение смещения остается практически неизмен-
ным при изменении температуры, старении и замене транзистора.
Поэтому такой способ подачи смещения называют смещение фик-
сированным напряжением база—эмиттер.
Для этой схемы сопротивления Ri и Rz рассчитывают по фор-
мулам:
_ Ек UбзО
/дел + /бО (1 14)
D _ U™>
Л2 — ~7--
1 дел
где /во — ток покоя базы,
Iдел — ток делителя (ток через сопротивление ^2).
Обычно берут /дел = (0,54-2)/б макс в зависимости от мощности
и режима работы каскада.
При подаче смещения фиксированным напряжением эмиттер—
база от источника питания расходуется дополнительная энергия
в делителе /?1/?2- Этот способ неэкономичен, однако находит при-
менение в каскадах, работающих в режиме В, где среднее значе-
ние выходного тока растет с увеличением амплитуды сигнала и
подачу смещения фиксированным током базы применять нельзя.
Смещение фиксированным напряжением мало критично к за-
мене транзисторов и дает удовлетворительные результаты для
каскадов, работающих в небольшом диапазоне температур (не
больше 20н-30°С). Смещение на транзистор можно подавать как
параллельно источнику сигнала (рис. 1.20), так и последователь-
но с ним (рис. 1.21). Последовательная подача возможна лишь
при источнике сигнала, хорошо проводящем постоянный ток и не
Рис. 1.20. Подача смещения на ба-
зу параллельно с источником сиг-
нала
Рис. 1 21. Подача смещения на ба-
зу последовательно с источником
сигнала
25
соединенные с общим проводом. При этом, кроме того, требуется
блокирование цепи смещения конденсатором С6 большой емко-
сти, сопротивление которого на низшей рабочей частоте f„ должно
быть много меньше сопротивления входной цепи. Необходимая
емкость этого конденсатора определяется приближенным выра-
жением
в~/н(Явх+Я„сТ) ' ( • 5)
где /?вх — входное сопротивление каскада.
Лист—сопротивление источника сигнала или выходное сопро-
тивление предыдущего каскада.
Параллельная подача смещения (рис. 1.20) возможна лишь при
источнике сигнала, не проводящем постоянный ток (при RC свя-
зи), при ней источник сигнала шунтируется сопротивлением цепи
смещения или делителем смещения.
1.6. Неустойчивость положения рабочей точки
Транзисторный каскад в серийной или массовой аппаратуре
сохраняет работоспособность и имеет расчетные свойства лишь в
том случае, если ток покоя выходной цепи (ток коллектора при
включении с общим эмиттером и общей базой и ток эмиттера
при включении с общим коллектором) не выходит за определен-
ные пределы.
При расчете транзисторных усилителей следует учитывать, что
статические характеристики транзисторов сильно различаются у
отдельных образцов одного типа и изменяются с изменением тем-
пературы. Повышение температуры транзистора вызывает изме-
нение постоянных составляющих токов и напряжений, смещение
положения рабочей точки, изменение усиления и т. д. Чрезмерное
же повышение температуры транзистора приводит к выходу его
из строя. Основными причинами изменения тока покоя каскада
при замене транзистора или изменении температуры являются:
изменение статического коэффициента усиления тока а (или р
для включения с общим эмиттером), изменение начального тока
коллектора /Кн (ток коллектора при отсутствии тока эмиттера),
изменение необходимого для получения заданного тока покоя на-
пряжения смещения база—эмиттер t/бэо .
Статический коэффициент усиления тока имеет большой раз-
брос для различных экземпляров транзисторов и зависит от тем-
пературы. Минимальное и максимальное значения а для транзис-
торов указываются в справочных данных и обычно даются для
температуры 20°С. Величина а обычно немного растет с повыше-
нием температуры, но это при расчете каскада можно не учиты-
вать, если изменение а с температурой неизвестно.
Начальный ток коллектора /кн сильно зависит от температуры.
Максимальное значение /кн обычно указано в справочных данных
26
транзистора для 20°С; с повышением температуры /кн возрастает
по экспоненциальному закону. У германиевых транзисторов 1КЦ
увеличивается примерно вдвое на каждые Ю°С, а у кремниевых —
второе на 10°С, хотя абсолютное значение /кн у кремниевых тран-
зисторов аналогичного типа и при той же температуре примерно
на три порядка (в 1000 раз) меньше, чем у германиевых. Отсюда
максимальные значения /Ки в условиях эксплуатации определятся
выражениями:
макс ~^С макс ~
/ки макс Л /кн с2 , /кн макс ~/кн с 3 , (1.16)
первое из которых относится к германиевым транзисторам, а вто-
рое к кремниевым. Здесь/кн с — указанное в справочнике макси-
мальное значение /кн ; Тс — темпе-
ратура, для которой оно указано;
7п макс — максимальная температу-
ра коллекторного перехода в усло-
виях эксплуатации в градусах
Цельсия.
Напряжение смещения база—
эмиттер t/бэо, необходимое для по-
лучения выбранного тока покоя, за-
висит от температуры транзистора,
так как его статическая входная ха-
рактеристика изменяет свое поло-
жение при изменении температуры
(рис. 1.22). Для кремниевых и гер-
маниевых транзисторов как малой,
так и большой мощности входная
характеристика сдвигается влево на
Рис. 1.22. Влияние температу-
24-2,5 мв при повышении темпера-
туры на 1°С. Так как характери-
стики Транзистора в справочнике ры на входные характеристики
даны для 20°С, максимальное и МИ- транзистора П14 включенного
с общей базой
нимальное напряжения смещения
определяют для минимальной и
максимальной температур по найденному для рабочей точки из
входной статической характеристики значению 4/бэо при помощи
формул:
UбэО макс ~ ^бэ() + 0,0022 (20 — Т п мин) )
^/бэО мин ~ U610 0,0022(7 и макс — 20) /
(1.17)
где Тпмии и Тп макс - - минимальная и максимальная температуры
переходов транзистора в условиях эксплуатации аппаратуры.
Формулы (1.17) справедливы как для германиевых, так и для
кремниевых транзисторов. Следует отметить, что максимально до-
27
пустимая температура коллекторного перехода Т'п доп у различных
типов германиевых транзисторов колеблется от +50° до +100°С,
а у кремниевых транзисторов — от +125° до +150°С.
1.7. Расчет схем стабилизации рабочей точки
Выпускаемая заводами аппаратура должна сохранять гаран-
тируемые свойства при установке в нее любых исправных экзем-
пляров транзисторов рекомендованного типа и при изменении тем-
пературы окружающей среды в заданных пределах. В этих усло-
виях, как указывалось выше, смещение фиксированным током
базы непригодно. Поэтому в усилительных каскадах заводской
аппаратуры, среднее значение выходного тока которых не изменя-
ется с изменением амплитуды сигнала (т. е. в каскадах, работаю-
щих в режиме А), применяют схемы стабилизации рабочей точки
отрицательной обратной связью по постоянному току (коллектор-
ную, эмиттерную, комбинированную стабилизации).
Простейшей схемой стабилизации такого типа является кол-
лекторная стабилизация, изображенная на рис. 1.23 (а, б, в, г),
Рис. 1.23. Коллекторная стабилизация: а) при включении с
общим эмиттером (обычный вариант), б) при таком же вклю-
чении, не снижающем усиления, в) при включении с об-
щим коллектором, г) при включении с общей базой
где обратная связь снимается с сопротивления RK (или 7?э ). Рас-
смотрим действие схемы коллекторной стабилизации. К сопротив-
лению (рис. 1.24) практически приложена разность напряже-
ния источника питания Ек и падения напряжения на сопротивлении
нагрузки /?к, так как напряжение t/бэо, имеющееся между базой
и эмиттером, ничтожно по сравнению с напряжением на Если
при замене транзистора или от изменения температуры ток покоя
выходной цепи стремится возрасти, падение напряжения на RK
28
увеличивается, напряжение на R\ уменьшается, и ток смещения
базы падает, что сильно снижает возрастание коллекторного тока.
При стремлении тока покоя коллектора уменьшиться процесс ста-
билизации происходит обратным образом.
Коллекторная стабилизация проста и экономична, однако сте-
пень стабилизации тока покоя в ней зависит от сопротивления /?к
и Ri, определяющих положение ра-
бочей точки. Коллекторная стабили-
зация удовлетворительно действует
лишь при большом падении напря-
жения на сопротивлении нагрузки
(порядка 0,5 £к и выше), небольших
изменениях коэффициента усиления
тока транзисторов и малых измене-
ниях /кн- Изменения положения ра-
бочей точки при коллекторной ста-
билизации много меньше, чем в не-
стабилизированном каскаде, однако
они все же значительны, что может
не обеспечить взаимозаменяемость
1б0
Укэа
л-
Д1
транзисторов и затрудняет работу в
большом диапазоне температур. При
включении транзистора с общим
эмиттером (рис. 1.23а) коллекторная
Рис. 1.24. Принцип действия
коллекторной стабилизации
стабилизация снижает уси-
ление каскада и его входное сопротивление, так как напряжение
выходного сигнала подается через /?1 во входную цепь, что создает
в каскаде отрицательную обратную связь по переменному току,
величина которой зависит от сопротивления нагрузки в выходной
цепи транзистора и величины R\. Для устранения этого R\ можно
разделить на две равные или примерно равные части (рис. 1.236),
между которыми и общим проводом включают блокировочный
конденсатор С6 достаточно большой емкости.
Более высокую стабильность положения рабочей точки обес-
печивает схема эмиттерной стабилизации, варианты которой для
различных схем включения транзистора изображены на рис. 1.25.
Рис. 1.25. Эмиттерная стабилизация при включении:
.а) с общим эмиттером, б) с общей базой, в) с общим коллектором
29
Принцип действия эмиттерной стабилизации состоит в следую-
щем. Частичная стабилизация рабочей точки по постоянному то-
ку здесь достигается уже тем, что смещение на базу подается от
делителя напряжения Ri и R2 (рис. 1.26) и напряжение смещения
мало, зависит от параметров транзистора. Дальнейшая стабилиза-
ция режима в этой схеме осущест-
вляется отрицательной обратной
связью, получаемой за счет введе-
ния в провод эмиттера сопротивле-
ния R9. Напряжение смещения меж-
ду базой и эмиттером U63Q здесь
равно разности напряжения, сни-
маемого сопротивления делителя
/?2, и падения напряжения на R3 ,
пропорционального току эмиттера.
При возрастании тока покоя коллек-
тора /к0 ток покоя эмиттера /эо так-
Рис. 1.26. Принцип действия же растет, увеличивается падение на-
эмиттерной стабилизации пряжения на R3 , что сильно умень-
шает напряжение смещения между
базой и эмиттером, тем самым запирая транзистор. В результате
ток покоя коллектора /ко возрастает во много раз меньше, чем без
применения стабилизации. Стабильность положения точки покоя
при эмиттерной стабилизации тем выше, чем больше /?э и чем
меньше сопротивления R\ и R2. Однако очень большим R3 брать
нельзя, так как при этом напряжение между коллектором и эмит-
тером икэ окажется слишком малым; сопротивление делителя
/?1 + /?2 также нельзя брать слишком малым, поскольку с умень-
шением /?1 + /?2 увеличивается мощность, потребляемая делите-
лем от источника питания, и сильно шунтируется входная цепь
транзистора. Для предотвращения снижения коэффициента усиле-
ния напряжения каскада от влияния сопротивления R3, действую-
щего так же, как сопротивление катодного смещения в ламповом
каскаде, при включении с общей базой или общим эмиттером это
сопротивление шунтируют конденсатором Сэ большей емкости.
Еще более высокую стабильность точки покоя дает схема ком-
бинированной стабилизации (рис. 1.27), в которой отрицательная
обратная связь по постоянному току создается как сопротивлением
Яэ, так и сопротивлением /?ф. Комбинированная стабилизация
имеет место, например, при включении в каскад с эмиттерной ста-
билизацией сопротивления развязывающего или сглаживающего
фильтра /?ф.
Расчет всех вышеперечисленных схем стабилизации произво-
дят следующим образом. После выбора схемы стабилизации, ис-
ходя из минимально необходимого для каскада тока покоя кол-
лектора /коми» (или /эомин ), по приведенным ниже формулам на-
ходят значение верхнего сопротивления делителя Яь обеспечиваю-
щее при транзисторе с наименьшим значением а и низшей рабо-
30
чей температуре это значение тока покоя. Для этого в формулу,
определяющую Ri, подставляют взятое из справочника значение
амнн (или рмин) и наибольшее напряжение смещения t/вэомакс, со-
ответствующее низшей рабочей температуре и найденное по
ф-ле (1.17).
Рис. 1.27. Комбинированная стабилизация при
включении:
а) с общим эмиттером, б) с общей базой, в) с общим
коллектором
Значение сопротивления в цепи коллектора /?к (или сопротив-
ление первичной обмотки трансформатора постоянному току и)
должно быть известно из расчета каскада. Величину R3 при рас-
чете как эмиттерной, так и комбинированной стабилизации нахо-
дят по допустимому на этом сопротивлении падению напряжения
п (0,05-0,3) £к (0,05-0,3) £к п 1Я.
----Г--------- ~ -----7--------- . (Ь1о)
* эО мин J ко мин
Коэффициент в скобках берут равным от 0,05 до 0,15 в каска-
дах мощного усиления и от 0,1 до 0,3 — в каскадах предвари-
тельного усиления.
Величину сопротивления Т?2 берут в 5—15 раз больше входно-
го сопротивления переменному току транзистора рассчитываемого
каскада: /?2= (5—15)/?вх тр. Величину сопротивления /?ф, знание
которого необходимо для расчета комбинированной стабилизации,
выбирают, исходя из допустимого падения напряжения питания.
Определив по вышеприведенным рекомендациям /?2, R3 и
/?ф, находят наибольшее значение тока покоя коллектора Ломакс,
имеющее место при транзисторе с наибольшим р и высшей рабо-
31
чей температуре, для чего в формулы, определяющие /комакс , под-
ставляют взятое из справочника значение а макс (или Рмакс), наи-
меньшее напряжение смещения t/бэомни, соответствующее высшей
рабочей температуре, и наибольший начальный ток коллектора
4н макс , также соответствующий высшей рабочей температуре.
Значения t/бэомин и/КНмакс рассчитывают по ф-лам (1.16) и
(1.17). Найдя /комакс, по приведенным ниже формулам рассчиты-
вают минимальное напряжение покоя между коллектором и эмит-
тером Uкэ0мин, имеющее место при /комакс. Если полученные зна-
чения /комакс и /Асэомин допустимы для рассчитываемого каскада
(т. е. при этих значениях транзистор каскада не выйдет из строя
и сможет отдавать требуемую мощность или напряжение сигна-
ла), то стабилизация выбрана и рассчитана правильно.
Для коллекторной стабилизации (рис. 1.23а, б, г) расчетные
формулы имеют следующий вид:
^мин (Дк UбэО макс) Rk /кО мин
/ко мин (1 ® мин)
мин (Дк ^бэО макс )-(Ж мин) /ко мин Rk
/ко мин
________®макс (£*к ^/бэО мин ) + (/?к+/?1)/кн макс
ко макс — 75 ; 7$ т: \
Rk ~Ь Ai (1 — амакс )
__ ^макс (£к UбэО мин )+(1 + рмакс ) /кн макс (ЯН
R1 4“ (1 4“ Рмакс ) Rk
wj __ р /кОмакс /кнмакс п
С/кэО мин — ^к ~ А к —
амакс
г-* (/кО макс /кн макс )(1+₽макс ) п
= £к------------------Q--------------- а к
Рмакс .г t
(1-19)
Здесь и ниже Ек — наименьшее напряжевде источника пита-
ния, /?к — сопротивление постоянному току в цецц коллектора; его
величина определяется в § 4.2. •’ . t
Для эмиттерной стабилизации (рис. 1:25а, б) расчетные фор-
мулы таковы:
__ /?2[амин(/и< £/бэО макс) Rэ /кО мий] _____
1 ( Rs -f- R 2) /кО мин мин (/кО мин А 2 U бэО макс)
1 о f/бэОмакс) Аэ /кОмин
1 | ГМИН
( /?Э R 2)/ко мин
макс)
г ______ ^макс [2?к R 2 UбэО мин (/?1 + /?2)] + /кн макс [R3 (R\ +/?г) +^1^2]_
/к0 МаКС = Аэ (/?! + /?2) +/?1/?2(1 - амакс )
32
Яэ(/?1+/?2) +
7~0 [£к /?2 ^бэО мин (R1 + R2)]4" Ан макс [Rэ (Rl + R2) + R1R2]
Т Рмакс
Ri R2
1 ~Ь ?макс
/кО макс /кн макс D
--------------------/^э —
амакс
___р j п (1 + Рмакс ) (/кО макс /кн макс) D
— *-*к * -*к0 макс А к п Лэ
Рмакс
U кэО мин — Ек /ко макс Rk
Для расчета комбинированной стабилизации (рис. 1.27)
зуют формулы:
Р___(£^К ^бэОмакс) (/?э4~ ^?ф)/ко мин] —
(/?э+/?2)/комин-
__/?ф (амин ^бэОмакс 4“ /?э /комин)
амин (/ко мин Ro t/бэО макс)
г ______ амакс (£к R 2 ВЦ^эо мин )4~Л/кн макс I
/кОмакс — д— 1
Л амакс л 1Л2
г г __ £7 г гу Ао макс Ан макс к,
C/кэО мин — — /кОмаксАк ------------------- /\
амакс
X (/?Э + /?ф + Л^±.\ - U,0 мин
\ А 2 / А2
(1.20)
исполь-
(1.21)
где
Л—/?э(2?14-/?2 + /?ф) 4~R2(Ri +/?ф); В = /?]4-/?2~«-^?ф.
Приведенные выше формулы для расчета коллекторной, эмит-
терной и комбинированной стабилизаций справедливы для вклю-
чения транзистора с общим эмиттером и общей базой; при вклю-
чении с общим коллектором для схемы 1.23в в расчетных фор-
мулах RK заменяют 7?э, а для схем 1.25 в и 1.27 в в расчетных
формулах принимают R к=0.
При расчете эмиттерной и комбинированной стабилизаций в
каскадах, работающих при малом изменении температуры и ма-
лом разбросе значений 0 транзисторов, проверку значений /ко макс
и (Укэо мин можно не производить, так как они в этих случаях
обычно имеют допустимую величину.
Эмиттерная, коллекторная и комбинированная стабилизации
пригодны только при работе каскада в режиме А и не применяют-
ся в режиме В, так как среднее значение тока покоя в режиме В
зависит от амплитуды сигнала.
В каскадах, работающих в режиме В, необходимое смещение
во входную цепь транзистора приходится подавать от низкоом-
ного делителя напряжения (фиксированным напряжением,
3 Зак. 2039.
33
рис. 1.196). При этом способе подачи смещения замена транзис-
торов в каскаде, работающем в режиме В, обычно не вызывает
недопустимого изменения тока покоя транзисторов, а поэтому
какой-либо регулировки при замене транзисторов не требует. Од-
нако, если температура транзисторов в каскаде в рабочих усло-
виях изменяется больше чем на 20—30°С, изменения тока покоя
транзисторов при смещении фиксированным напряжением могут
выйти за допустимые пределы. Поэтому в транзисторных каска-
дах, работающих в режиме В при большом изменении темпера-
туры используют температурно-компенсированное смещение от
делителя, для чего одно из сопротивлений делителя берут тем-
пературнозависимым. Например, можно взять в качестве (или
включить параллельно ему) полупроводниковый диод, сопротив-
ление которого будет падать при повышении температуры и расти
при ее понижении, автоматически изменяя напряжение смещения
в нужную сторону для поддержания постоянства тока покоя (как
это сделано в схеме рис. 6.7).
Приведем примеры расчета основных схем стабилизации.
Пример 1.11. Рассчитаем стабилизацию для реостатного каскада предвари-
тельного усиления с германиевым транзистором П14А, включенным с общим
эмиттером и имеющим по справочнику следующие данные: ₽Мин =20; 0МЭкс =40.
Максимальное значение обратного
тока коллекторного перехода /Кн —
= 10мка при С/кб =5в; С/кэ дОП=30в.
Допустимая мощность рассеяния при
20°С равна 150 мет.
Данные каскада: напряжение ис-
точника коллекторного питания
Ек =12 в, сопротивление нагрузки
/?к =5,6 ком, минимально необходи-
мое для работы каскада значение
тока /ко мин =1 ма (определение не-
обходимого значения /комин см. на
стр. 113), наименьшая и наибольшая
-— ик6—-
Рис. 1.28. К расчету коллекторной
стабилизации примера 1.11
температура окружающей среды в
условиях эксплуатации аппаратуры,
для которой предназначается каскад,
равна 4-10 и 4-40°С, в коллекторной
цепи каскада сопротивление фильтра отсутствует.
Так как диапазон изменения температуры окружающей среды небольшой и
разброс значений р у транзистора П14А невелик, выбираем простейшую схему
коллекторной стабилизации рабочей точки (рис. 1.28).
Определим по входным статическим характеристикам П14А для включения с
общим эмиттером напряжение база — эмиттер С/бэО , которое обеспечит необход и -
_ /кп 1 ма
мый ток покоя /ко =1 ма. Для этого вначале определим: /6о=р— = go+40
2
=0,033 ма. Входную характеристику берем для иКз =5 в, так как для больших
значений С/кэ характеристики будут расположены рядом, практически сливаясь с
характеристикой при Ькэ =5 в. Для /во =0,033 ма и £/кэ=5в (рис. 1.29) находим
Уб90 =0,15 в.
При токе коллектора 1 ма и напряжении эмиттер-коллектор порядка 5 в
выделяемая в транзисторе мощность будет очень мала Р~1 • Ю~3 • 5 =
—5 мет < 150 мет, следовательно, и повышение температуры переходов будет
ничтожно. При этом мбжно будет считать температуру переходов приблизи-
тельно равной Т окружающей среды, т. е. Тпмин= + 10°С и Тп макс=+40°С.
По найденному значению U бэО определяем максимальное и минимальное
напряжение смещения [по ф-лам (1.17)]:
Обз0 макс—^бэо + 0,0022(20-Тп мин) =0,15 + 0,0022(20-10) =0,172 в,
t/бэомин^ t/бэо — 0,0022(Tn макс-20)=0,15 - 0,0022(40 - 20) =0,106 в.
Рассчитываем сопротивление R\ по ф-ле (1.19):
__ Рмин(^к ^бэо макс) О 4“ Рмин) Дер мин ^?к_
/кд мин
= £0(12-0Л72)-(1+20)1 • 10-3 .5600 =, 18 4(Ю qm
1 • 10-3
Округляем полученное значение Ri до ближайшего меньшего стандарт-
ного значения (так как при округлении в большую сторону /ко мин получится
меньше заданного). Выбираем /?1 = 110 ком. Рассчитаем максимальное значение
тока покоя /кОмакс при коллекторной стабилизации с Ri — 110 ком по ф-ле (1.19):
т ______ Рмакс (^к * ^/бэр мин) 4~ (1 ~4~ Рмакс) ^кн макс (^к Ч~ ffi) _
К°МаКС~ /?. +(1 +₽маке)Як
40(12-0,106)+ (1+40) • 40 • 10~6 -(5600+110000) _
110000+(1+40)5600 ~
= 1,95 • 10-3а= 1,95 ма .
Гп — Т 40-20
Здесь /к„чакс^ /кнс2 ~ = 10 • IO"6 -2 '° =40 • 10-«а.
3*
35
Определим минимальное напряжение между коллектором и эмиттером
£/кэо мин при коллекторной стабилизации по ф-ле (1.19):
п Р 0+Р макс) (ДсО макс Ден макс) ^?к
*^кэ0 мин Q1 * --
Рмакс
(1+40) (1,95 • 10-3 * *-40 • 10’6) 5600 ,
= 12 — ---------------------тт;--------------------- =1 в.
40
При таких (УкэОмин и /кОмакс усиление будет происходить нормально; рабо-
чая точка будет на прямолинейном участке характеристик и нужная амплитуда
тока будет отдаваться без искажений.
Пример 1.12. Рассчитаем стабилизацию для трансформаторного каскада пред-
варительного усиления с германиевым транзистором П25, включенным с общим
эмиттером и имеющим по справочнику следующие данные: 0Мин =10, Рмакс =25,
максимальное значение обратного тока коллекторного перехода /кн =50 мка,
предельно допустимое напряжение коллектор — эмиттер Ukb доп =60 в. Наиболь-
шая общая мощность, рассеиваемая прибором, 200 мет. Данные каскада: напря-
жение источника коллекторного питания Ек =18 в, сопротивление постоянному
току в цепи коллектора 500 ом (сопротивление первичной обмотки трансформа-
тора), минимально необходимое для работы
=3 ма, минимально необходимое напря-
жение коллектор—эмиттер (/кэО мин =10 в
(определение необходимых значений
/кОмин и //кэОминсм. на стр. 120). Наи-
меньшая температура транзистора в ус-
ловиях эксплуатации аппаратуры, для
которой предназначается каскад, рав-
на — 30°С, наибольшая----Ь5О°С; в кол-
лекторной цепи каскада сопротивление
фильтра отсутствует.
каскада значение тока Iк0 мин
Рис. 1.31. Входные характеристики
транзистора П25 при включении с
общим эмиттером
Iho
Рис. 1.30. К расчету эмиттер-
ной стабилизации примера 1.12
-к
1%
Так как диапазон изменения температуры велик, а сопротивление фильтра
отсутствует, используем эмиттерную стабилизацию рабочей точки (рис. 1.30).
Определим по входным статическим характеристикам П25 напряжение ба-
за—эмиттер (/бэО, которое обеспечит необходимый ток покоя /ко =3 ма. Для
этого вначале определим:
г 7 кО
60 “ ₽ср
3
10 + 25
2
ж 0,172 ма .
36
По входной типовой характеристике для С/кэ =20 в и для /бо =0,172 ма опре-
деляем, что £/бэО =0,134 в (см. рис. 1.31). По найденному значению t/бэО опре-
деляем максимальное и минимальное напряжения смещения по ф-лам (1.17):
Цэо макс= ^бэо + 0,0022(20— Т^пмин) =0,134+0,0022(20+30) =0,244 в,
^б9омин-М5эо-О,ОО22(7’пмаКс-20) =0,134-0,0022(50-20) =0,068 в.
Выбираем сопротивление делителя R2:
/?2=(54-15)/?вхоэ =10 • 244 = 2440 ом.
Здесь R вх оэ — значение входного сопротивления транзистора переменному
току рассчитываемого каскада, определяемое в рабочей точке по входной харак-
теристике рис. 1.31:
Округляем R2 до ближайшего стандартного значения, взяв /?2 = 2700 ом.
Определим сопротивление исходя из допустимого на нем падения напря-
жения питания:
о (0,1+-0,3) ~ (0,1+0,3)£камнн
Кэ -= 7 ~ 7 —
хЭ0 МИН “КО мин
_ (0,1+0,3)Екрми„ _ 0,2 . 18 ' 10
~ (1+?миН) 4ом„н (1 + 10)3. 10-3 ,иУиОуИ-
Округлив полученное значение до стандартного, получим Ra =1100 ом.
Рассчитаем Ri по ф-ле (1.20):
/?2
мин / р _______ т г \ __ о J
А бэо макс/ * *\э <ко мин
Рмин
(Яэ + Яз) ДсО мин
ко мин ^Л>эо макс.
= 8160 ом.
2700 1 (18-0,244)-1100 • 3 • 10~з
1 ю j
(1100+2700)3 • Ю-3- (3 ’ 10-3 * 2700-0,244)
Округляем /?1 до ближайшего стандартного сопротивления в меньшую сто-
рону, взяв Ri = 7500 ом (см. приложение 6).
Найдем максимальное значение тока покоя /комакс при введенной эмиттер-
ной стабилизации по ф-ле (1.20):
[ВД- ^6Э0мин(/?!+/?2)] +/ки „акс[/?э(/?1 + /?о)+ R&]
т _____* । Рмакс _________________________________________________
* ко макс ~ D 75
/?э(/?1+/?2) + -Г§^-
1 г Рмакс
, -%-[18 • 2700 - 0,068(7500 + 2700)] +
1+25
~ 1100(7500+2700)+ >
+ 0,4 • IO-3 [1100(7500 + 2700)+7500 • 2700] л о
7500 • 2700 4,8 Ма'
1 1+25
37
Нмакс с —-—
Здесь 7к11макс « 7К1|С2 =50 • 10~6 • 2
= 400 • 10-6а = 0,4 ма.
Определим минимальное напряжение между коллектором и эмиттером при
/ко макс =4,8 ма по ф-ле (1.20):
jj _____р г п 0 Рмакс) (ЛсО макс Асн макс) ___________
^кэОмпи 'кОмакс Ак ’ п
г макс
^18-4.8. 500 Jl+25><4'8 'О?-0'4 ~ 10"|"°°10.57
25
Расчет стабилизации произведен верно, так как t/кэОмин получилось несколь-
ко больше заданного в условии задачи.
1.8. Собственные шумы усилителя
Собственные шумы усилителей зависят от многих причин и из-
меняются в широких пределах. Как в транзисторных, так и в лам-
повых схемах шумы не играют роли в каскадах с высоким уров-
нем сигнала или при достаточно узкой полосе частот.
Собственные шумы транзисторного усилителя имеют несколь-
ко основных составляющих: наводки и фон, тепловые (или терми-
ческие) шумы, шумы транзисторов. Некоторые из перечислен-
ных выше составляющих нетрудно сделать ничтожно малыми.
Так, например, наводки устраняют экранированием усилителя,
применением развязывающих фильтров в цепях питания; для уст-
ранения фона улучшают сглаживание напряжения источников
питания. Тепловые шумы и шумы транзисторов нельзя сделать
ничтожно малыми; их приходится рассчитывать по приведенным
ниже формулам.
Любая цепь усилителя является генератором тепловых шумов,
однако практическое значение обычно имеет лишь шум входной
цепи, так как он усиливается наибольшим количеством каскадов.
Поэтому практически обычно рассчитывают напряжение тепловых
шумов только для входной цепи усилителя.
ит1Ц - 0,13 ]/ /вгр/?вх , (1.22)
где /?Вх —активная составляющая сопротивления входной цепи
в полосе пропускания усилителя, ком,
fBrp—верхняя граничная частота усилителя или верхняя
граничная частота входной цепи, на которой коэффи-
циент усиления усилителя или_коэффициент передачи
входной цепи уменьшается в У 2 раз, кгц.
В ф-лу (1.22) подставляют меньшую из упомянутых гранич-
ных частот.
Собственные шумы транзисторов имеют сходную природу с
шумами электронных ламп и сильно зависят от типа, технологии
38
изготовления и его режима работы. Результирующий шум транзи-
стора определяется тепловым шумом объемного сопротивления
базы, флуктуациями, сопровождающими прохождение носителей
через входной и выходной потенциальные барьеры, шумами кон-
тактного происхождения.
Уровень шумов транзистора обычно оценивают коэффициентом
шума Fm, выражаемым в децибелах и показывающим, на сколько
децибел, включенный в цепь усиливаемого сигнала транзистор
повышает уровень шумов по сравнению с тепловыми шумами
цепи.
Коэффициент шумов транзисторного каскада почти не зави-
сит от схемы каскада и нагрузки, но зависит от внутреннего со-
противления источника сигнала /?ИС1 и имеет минимум при со-
противлении источника сигнала порядка ЗОО-НОСО ом.
Для усилителей низкой частоты в целях снижения шумов
транзисторов полезно применять режимы работы, характеризую-
щиеся малым уровнем тока эмиттера и низким напряжением на
коллекторе. Для маломощного транзистора наименьший уровень
шумов имеет место при токе коллектора порядка 0,1-е-0,5 ма, на-
пряжении между коллектором и базой — порядка 0,5-j-2 в.
Если есть опасения, что собственные шумы усилителя могут
помешать усилению слабых сигналов, то необходимо брать во
входные каскады специальные малошумящие транзисторы (П6Д,
П9А, П13Б и др.) и ставить их в рекомендованные выше режимы.
Только в этом случае коэффициент шума транзисторного каскада
будет иметь порядок, сравнимый с коэффициентом шума лампо-
вого усилительного каскада.
При расчетах усилителей низкой частоты высокой чувствитель-
ности необходимо знать величины минимального напряжения
сигнала Uc мин на входе усилителя и допустимое отношение
(сигнал/шум) Д; обычно при расчетах величина Д задана.
Приближенное значение коэффициента шума транзистора
можно найти из выражения
--р ('’б + 0,5Гэд) + Л г90 0° о—(^ИСТ + гб + ГЭд) •
А ист эО * эд Ро К ист
(1.23)
Здесь 7?ист— активное сопротивление источника сигнала;
ро— коэффициент усиления постоянного тока транзистора
в режиме короткого замыкания для включения с об-
щим эмиттером;
/э0—постоянная составляющая эмиттерного тока в рабо-
чей точке;
1К„—начальный, неуправляемый ток’коллектора;
Гб > Гэд — сопротивление базы и динамическое сопротивление
эмиттерного перехода.
39
При расчете шума транзистора необходимо учитывать имею-
щую место зависимость р0 и от режима работы транзистора.
Изменение Ро с током коллектора (эмиттера) обычно указывается
в справочниках по транзисторам. Зависимость гэд от тока эмитте-
« 26 Ро
ра приближенно определяется из выражения гэл~—.
I Э
Суммарное напряжение шумов Uut, приведенное к входу уси-
лителя и обусловленное тепловыми шумами и шумами транзисто-
ра, может быть найдено по формуле:
Utu ~1/7Аш г^2111тр , (1.24)
где UTUl — действующее (среднеквадратичное) значение напря-
жения тепловых шумов усилителя в полосе пропускания;
Тр — напряжение шумов первого транзистора, приведенное
к входной цепи.
2
Выбор блок-схемы
и принципиальной схемы
усилителя
2.1. Требования, предъявляемые к усилителю
Для того чтобы спроектировать усилитель, необходимо знать:
выходную мощность усилителя Рвых , выходное напряжение (7ВЫХ
или сопротивление нагрузки /?н, допустимый коэффициент гармо-
ник кг , рабочий диапазон частот (/„ и /в), частотные искажения
на низшей и высшей рабочих частотах Мидб и МВдб\ входные дан-
ные: напряжение входного сигнала (7ИСТ, внутреннее сопротивле-
ние источника сигнала /?нст.
Кроме указанных основных данных, должно быть известно на-
значение усилителя, условия его эксплуатации (например, диапа-
зон изменения температуры окружающей среды и т. д.), тип источ-
ника питания (выпрямитель, аккумулятор, гальванические элемен-
ты и др.) и требования к конструкции усилителя (стационарный,
малогабаритный переносный и т. д.).
Если известно назначение усилителя, но не задан диапазон ра-
бочих частот и данные источника сигнала, то эти данные можно
взять в соответствии с табл. 2.1 и 2.2.
ТАБЛИЦА 21
Источник сигнала Амплитуда ЭДС Внутреннее сопро- тивление /?ист, ом
Угольный микрофон телефонного аппарата 0,05-4-0,2 504-300
Электродинамический микрофон радиовещатель- ного типа (0,54-5)10-3 4004-1000
Звукосниматель электромагнитного типа для про- игрывания граммофонных пластинок 0,14-0,5 2004-1000
Звукосниматель пьезоэлектрического типа 0,54-2 (304-100) • 103
Диодный детектор а) лампового радиоприемника, б) транзисторного радиоприемника 14-5 0,24-2 (204-500) • 103 (24-20) • 103
41
ТАБЛИЦА 2.2
Назначение усилителя 4» гц /в, кгц
Высококачественное воспроизведение речи и музыки 304-50 104-15
Радиовещание и звукозапись среднего качества 804-100 54-7
Звуковое кино 504-100 54-10
Коммерческая телефония 2504-300 2.54-3
2.2. Последовательность расчета усилителя
Проектирование усилителя начинают с составления блок-схемы
и выбора ее элементов, исходя из предъявленных к усилителю тре-
бований. Типовая блок-схема усилителя с входным и выходным
устройствами, предварительным и мощным усилителями изобра-
жена на рис. 2.1.
При выборе блок-схемы решают, нужны ли в проектируемом
усилителе входное и выходное устройства, мощный усилитель,
Рис. 2.1. Блок-схема усилителя
предварительный усилитель. Составив блок-схему усилителя, вы-
бирают принципиальные схемы входного и выходного устройств
(реостатно-емкостные, трансформаторные), каскада мощного уси-
ления (однотактный, двухтактный, трансформаторный, бестранс-
форматорный), каскадов предварительного усиления (с прямой
связью, реостатный, трансформаторный, инверсный и т. д.).
После этого выбирают транзисторы для всех усилительных
каскадов и находят число каскадов, исходя из заданной выходной
мощности или выходного напряжения и напряжения источника
сигнала, приближенно определив требуемый от каскадов коэффи-
циент усиления. После чего составляют ориентировочную принци-
пиальную схему усилителя и распределяют заданные частотные
искажения по цепям и каскадам, вносящим эти искажения. Рас-
пределение Мн и Мв производят отдельно на низшей и высшей
рабочих частотах, затем переходят к выбору режимов работы тран-
зисторов и электрическому расчету деталей схемы. Расчет усили-
теля производят, начиная с оконечного каскада, затем рассчиты-
вают предоконечный каскад и т. д.
2.3. Выбор схемы оконечного каскада,
транзистора для него,
режима работы и способа включения
В транзисторных усилителях звуковой частоты оконечный кас-
кад обычно является каскадом мощного усиления с трансформа-
торным выходом. Каскад мощного усиления должен отдавать в
нагрузку заданную мощность сигнала при наименьшем потребле-
нии мощности от источников питания и допустимом уровне нели-
нейных и частотных искажений. При проектировании оконечного
каскада прежде всего решают, будет ли каскад однотактным или
двухтактным. При этом учитывают, что двухтактный каскад отдает
вдвое большую мощность, чем однотактный, имеет меньший коэф-
фициент гармоник, выходной трансформатор без постоянного под-
магничивания и допускает в три—пять раз большую пульсацию
источника питания, но требует двух транзисторов, выходной тран-
сформатор с удвоенным числом витков первичной обмотки и сред-
ней точкой, а также инверсную схему предыдущего каскада. Кро-
ме того, двухтактная схема позволяет использовать экономичный
режим В, что сильно уменьшает необходимую мощность источни-
ка питания усилителя.
При включении с общим эмиттером и общим коллектором тран-
зисторы в плечах двухтактной схемы необходимо подбирать с оди-
наковыми или почти одинаковыми значениями 0 (разница в зна-
чениях 0 не более 20%), а также по возможности с одинаковой
граничной частотой.
Однотактпый каскад имеет один транзистор и может быть ис-
пользован только в режиме А, что увеличивает мощность источни-
ка питания. Он не требует инверсной ’ схемы в предыдущем кас-
каде, допускает меньшую пульсацию источника питания, имеет
более высокий коэффициент гармоник. Размеры выходного тран-
сформатора у такого каскада больше из-за наличия постоянного
подмагничивания.
Выбрав на основании сказанного схему каскада мощного уси-
ления и режим его работы, находят мощность сигнала Р,^., кото-
рую должен отдать транзистор в одиотактион схеме:
Р~ , (2.1)
в двухтактной схеме:
Р~ , (2.2)
где i]T — кпд выходного трансформатора, значение которого бе-
рут из табл. 2.3.
43
ТАБЛИЦА 2.3
Выходная мощность межкаскадного или выходного трансформатора ' ^т
в стационарных уста- новках с большой продолжительностью работы в портативных установках с малой продолжительностью работы
До 1 вт От 1 до 10 вт От 10 до 100 вт 0,74-0,8 0.754-0,85 0,844-0,93 0,64-0,75 0,74-0,8 0,754-0,85
По найденному значению мощности подбирают из справоч-
ника подходящий тип транзистора. Способ включения выбирают
на основании следующих соображений:
1. При включении с общей базой транзистор дает небольшие
нелинейные искажения и свойства каскада мало меняются при
изменении температуры и замене транзистора, поэтому в двух-
тактной схеме транзисторы подбирать по |3 не обязательно.
2. При включении с общим эмиттером в р раз снижается необ-
ходимая входная мощность сигнала по сравнению с включением
с общей базой, но возрастает коэффициент гармоник. Замена тран-
зистора при таком включении изменяет усиление и характеристики
каскада значительно сильнее, чем при включении с общей базой.
3. Включение с общим коллектором также критично к замене
транзисторов и требует примерно такой же мощности входного
сигнала, как и включение с общей базой. Включение с общим кол-
лектором дает очень малый коэффициент гармоник при малом
сопротивлении источника сигнала.
Коэффициент гармоник транзисторного каскада мощного уси-
ления зависит как от способа включения транзистора, так и от от-
ношения сопротивления источника сигнала (выходного сопротивле-
ния предыдущего каскада) /?ист к входному сопротивлению тран-
зистора /?вх • Ориентировочный вид зависимости кг от способа
r
включения и отношения -•^-гт дан на рис. 2.2. Из рисунка видно,
А вх
что наибольший коэффициент гармоник дает включение с общим
эмиттером (о. э.), а наименьший — включение с общим коллекто-
ром (о. к.).
После выбора способа включения определяют напряжение ис-
точника питания (если оно не задано).
Напряжение питания транзисторных каскадов мощного усиле-
ния желательно брать возможно более высоким. При этом облег-
чается конструирование выпрямителя, повышается его кпд, умень-
шается потребляемая входной цепью транзистора мощность сиг-
нала и снижается коэффициент гармоник каскада. В трансформа-
торных каскадах при правильно сконструированном выходном
44
трансформаторе напряжение питания, подводимое к выходным
электродам транзистора £/0, следует брать равным
UQ = (0,34-0,4) илоп , (2.3)
где Uдоп — максимальное допустимое мгновенное значение напря-
жения между выходными электродами транзистора для применен-
ного способа включения. Значение илоп указывается в справочных
данных транзистора для разных способов включения.
Пример 2.1. Определим напряжение питания, подводимое к выходным элек-
тродам, для трансформаторного каскада мощного усиления на транзисторе
П203.
В справочных данных для транзистора П203 дано: наибольшее напряжение
коллектор—база С/Кбдоп при разомкнутом эмиттере и Тп = 4-20°±5°С равно 70 в
наибольшее напряжение коллектор—эмиттер (7кэ доп при <50 ом и Гп =
= +20°±5°С равно 55 в. Следовательно, для включения с общей базой можно
брать
^кбо= (0,34-0,4) £/кбдоп = (0,3ч-0,4) • 70 =214-28 в,
а для включения с общим эмиттером
^кэ0 = (0,34-0,4) U кэ доп = (0,34-0,4) • 55 = 16,5-22 в.
Более высокое напряжение питания брать не следует,
так как при этом транзистор может выйти из строя. Иногда пита-
ние каскада мощного усиления
производят от имеющегося источ-
ника и напряжение питания ока-
зывается заданным; в этом случае
оно не должно превышать вели-
чины Щ найденной, как указано
выше. Если оно превышает то
выбранный транзистор неприго-
ден и его надо заменить транзи-
стором с более высоким значени-
ем £/доп♦
Так как в оконечных каскадах
приходится использовать боль-
шой участок динамической харак-
теристики, для них особое значе-
ние имеет осуществление стаби-
лизации режима. Схему стабили-
зации выбирают в соответствии с
диапазоном рабочих температур
и данными транзистора.
Выбрав схему оконечного кас-
када, способ включения транзис-
Рис. 2.2. Характер зависимости
коэффициента гармоник *Т од-
нотактного транзисторного кас-
када мощного усилений в ре-
жиме А от отношения сопро-
тивления источника сигнала
/?ист к входному сопротивле-
нию транзистора /?вх
торов, напряжение, подводимое к
выходным электродам Uo, находят амплитуду переменной состав-
ляющей ВЫХОДНОГО TOKa Iвых т способом, указанным на стр. 65—
66 или 91. При расчете транзисторных каскадов определяют не-
обходимый входной ток, а не необходимое входное напряжение
45
сигнала. Амплитуду тока входной цепи оконечного каскада на-
ходят из выражений:
Л/п —
г __
~ » J6m — “5 > J6m •—
“мин гмин
Ат
1 рмин
(2.4)
первое из которых относится к включению с общей базой, второе—
с общим эмиттером, третье — с общим коллектором.
Найдя амплитуду тока сигнала входной цепи, можно перейти
к выбору схемы и транзистора предыдущего каскада.
2.4. Выбор принципиальных схем каскадов
предварительного усиления, транзисторов для них
и способа их включения
Принципиальную схему предоконечного каскада, являющегося
последним каскадом предварительного усилителя (реостатную,
трансформаторную), выбирают в зависимости от схемы и данных
оконечного каскада. В случае трансформаторного двухтактного
оконечного каскада с транзисторами одинакового типа проводи-
мости предоконечный каскад делают инверсным.
Если требуемую амплитуду тока сигнала входной цепи оконеч-
ного каскада можно снять непосредственно с коллекторной цепи
транзистора предоконечного каскада, то предоконечный каскад
можно сделать реостатным. Если же требуемая амплитуда тока
сигнала входной цепи оконечного каскада велика и непосредствен-
ное получение ее из коллекторной цепи предоконечного каскада
заставляет делать последний очень мощным, предоконечный кас-
кад целесообразно сделать трансформаторным. В этом случае пре-
доконечный каскад рассчитывается как каскад мощного усиле-
ния на необходимую мощность сигнала входной цепи оконечного
каскада.
При реостатной схеме предоконечного каскада транзистор для
него выбирают по требуемой амплитуде тока сигнала и верхней
граничной частоте frp. Если выбранное напряжение питания для
применяемого транзистора слишком велико, его снижают вклю-
чением в выходную цепь гасящего сопротивления (сопротивления
фильтра) или делителя напряжения. Для трансформаторного пред-
оконечного каскада транзистор выбирают по требуемой мощно-
сти сигнала входной цепи оконечного каскада и верхней граничной
частоте frp.
После выбора принципиальной схемы предоконечного каскада
и транзистора для него выбирают принципиальные схемы и тран-
зисторы для предыдущих каскадов предварительного усиления.
Выбор схемы и транзисторов для этих каскадов производят так
же, как и для предоконечного каскада. В большинстве случаев
каскады предварительного усиления удается сделать реостатны-
46
ми. В предоконечном каскаде и других каскадах предварительно-
го усиления транзисторы обычно включают с общим эмиттером,
так как это позволяет получить от каскада наибольшее усиление.
В первом каскаде усилителя при высоком сопротивлении источ-
ника сигнала (порядка 10 ком и выше) транзистор целесообразно
включать с общим коллектором.
Для определения необходимого количества каскадов усилителя
находят требуемый коэффициент усиления мощности, поделив
мощность, отдаваемую оконечным каскадом Р~, на максималь-
ную мощность, отдаваемую источником сигнала Аист макс , рав-
Ам Ус = = 4 ^/"ст . (2.5)
г ист макс <> ист
Так как коэффициент усиления КМус равен произведению
всех каскадов
ус = Amj ’ Ам2 • Ам ок > (2*6)
то, найдя коэффициент усиления мощности оконечного каскада
)/м ок , коэффициенты усиления мощности предыдущих каскадов
(каскадов предварительного усиления), мржно найти число каска-
дов, необходимое для получения требуемого коэффициента усиле-
ния мощности всего усилителя АМус • Приближенное значение ко-
эффициента усиления мощности оконечного каскада для разных
способов включения транзисторов можно определить по выраже-
ниям, приведенным ниже.
Для включения с общей базой
Км»к«0,9 .Укб° 7]т ; (2.7)
С'вх т ок
для включения с общим эмиттером
Кмок «0,9 рмин v(T ; (2.8)
С'вх т ок
для включения с общим коллектором
Ам ок ~ 0,9 рм11н ,
(2.9)
где U кбо и U кэо— выбранные напряжения питания цепи коллек-
тор—база и коллектор—эмиттер, в вольтах;
Рмин— минимальный коэффициент усиления тока при-
мененного транзистора для включения с бщим
эмиттером;
U вхток— амплитуда напряжения входного сигнала око-
нечного каскада, определяемая по входной ха-
рактеристике транзистора, для найденного ранее
значения амплитуды входного тока сигнала.
47
Приближенные значения коэффициентов усиления мощности
каскадов предварительного усиления можно определить по сле-
дующим выражениям.
Для реостатного инверсного каскада с разделенной нагрузкой
Кп Рмин • (2-Ю)
Для трансформаторного каскада (как обычного, так и инвер-
сного) при включении транзистора с общим эмиттером
А'м «= 5 рмин t/кэо» (2.11)
при включении транзистора с общей базой
/См « 5С/к60 . (2.12)
Для реостатного каскада предварительного усиления при вклю-
чении транзистора с общим эмиттером
Км ~ 0,3 РД,ИН , (2.13)
при включении с общим коллектором
/<м « 0,7 рмнн. (2.14)
Формулы (2.10) — (2.14) являются очень приближенными, так
как коэффициент усиления каскада предварительного усиления мо-
жет меняться в очень широких пределах. Но это не имеет большо-
го значения, так как если после расчета усилителя усиление ока-
жется недостаточным, — можно добавить каскад усиления, а при
избытке усиления — убавить один каскад.
Определив количество каскадов, составляют ориентировочно
принципиальную схему проектируемого усилителя, введя в нее цепи
подачи смещения и стабилизации рабочей точки, развязывающие
фильтры и регулятор усиления. В ходе проектирования усилителя
может потребоваться необходимость введения отрицательной об-
ратной связи или регулятора тембра. Ввиду того что отрицатель-
ная обратная связь и регулировка тембра снижают усиление, вы-
бранного количества каскадов может оказаться недостаточно. В
этом случае в усилитель потребуется добавить лишний каскад.
2.5. Распределение по цепям и каскадам усилителя
заданных частотных и нелинейных искажений
Составив примерную принципиальную схему усилителя звуко-
вых частот, распределяют допущенные на весь усилитель частот-
ные искажения на низшей рабочей частоте по отдельным цепям,
вносящим эти искажения. При этом исходят из искажений, обе-
спечиваемых при невысокой стоимости, небольших размерах и
простой конструкции деталей каскада. В табл. 2.4 даны ориенти-
ровочные значения коэффициентов частотных искажений на низ-
48
шей частоте Мц<м для транзисторных каскадов. Сложив взятые из
табл. 2.4 значения М„ всех каскадов и цепочек усилителя, сравни-
вают полученный результат со значением AfHyc < заданным на уси-
литель, так как частотные искажения, вносимые отдельными це-
ТА Б Л И Ц-А 2.4
Наименование цепей каскадов м , дб и
Выходной или предварительный трансформатор 14-1,5
Цепочка эмиттерной стабилизации СэЯэ 0,34-1
Цепочка связи CR на входе, выходе или между каскадами 0,24-0,6
пями усилителя и выраженные в децибелах, арифметически скла-
дываются (а выраженные в относительных значениях — перемно-
жаются) :
ус <?о ==-^4ц I 2 &»~г^Ин 3 об• • • )
Мнус=М.1 М,2 М,3 . . . / ’
Если полученная сумма превышает заданное на усилитель зна-
чение Miycdd , то величины Мн дб , взятые на отдельные цепи, умень-
шают; если же сумма меньше, то их увеличивают до получения ре-
зультата равного или немного меньшего заданного.
В транзисторных усилителях звуковой частоты частотные иска-
жения на высшей рабочей частоте не распределяют между цепями,
так как в основном эти искажения определяются выбранными для
усилителя транзисторами и способом их включения. Поэтому ча-
стотные искажения на высшей частоте рассчитывают вначале для
отдельных каскадов, а затем для всего усилителя по выражениям:
Мп ус дб — -Mei дб ~ 1“ ТИВ2 дб ~Ь ^вЗ дб ' | f 2 1
AfB ус “ AfB2 AfB3 ... J
Если суммарные искажения Л4вус окажутся больше заданных,
то заменяют транзисторы на другие с большей граничной часто-
той /Грили уменьшают сопротивления в коллекторных цепях 7?к .
Заданные на усилитель допустимые нелинейные искажения
обычно не распределяют между каскадами, а все значения коэф-
фициента гармоник кг отводят на оконечный каскад усилителя,
так как он работает при наибольшей амплитуде сигнала. Для то-
го чтобы предоконечный и предыдущие каскады не вносили нели-
нейных искажений, которые нужно учитывать, рабочие точки у них
выбирают достаточно высоко.
В тех случаях, когда предоконечный каскад вносит значительные нелинейные
искажения, то к г ус определяют следующим образом:
ус /*2г 2 ус “Ь *2г 3 ус 4 ус » (2.17)
4 Зак. 2039.
49
где к г аус, Кгзус. Кгдус — коэффициенты гармоник усилителя по второй, третьей
и т. д. гармоникам, которые приближенно находят по формулам:
Кг 2ус ~ К г2 г2 4" К г2 *г Зус ~ <3 + *''гЗ + *'"гЗ + ... + ••• (2.18)
4ус ~ г4 + г4 К Г4 + • • • .
Здесь через кГ2 » кг3 и кГ4 со штрихами обозначены коэффициенты гармоник
по второй, третьей и четвертой гармоникам отдельных каскадов усилителя, вно-
сящих заметные нелинейные искажения. Значения кг с одним штрихом относятся
к одному каскаду, с двумя — к другому, с тремя — к третьему и т. д.
После выбора схем отдельных каскадов, выбора транзисторов
для них, составления принципиальной схемы усилителя и распре-
деления искажений переходят к выбору режима работы транзис-
торов и электрическому расчету деталей схемы, начиная с око-
нечного (выходного) каскада.
2.6. Пример составления блок-схемы
и принципиальной схемы усилителя звуковой частоты
В качестве примера составим блок-схему и принципиальную
схему усилителя низкой частоты для радиоприемника.
Предъявленные требования следующие:
РВых = 2 вт при кг^7% и Rn =4 ом; /н = 100 гц, /в=5000 гц;
МН=М9 ^Здб. Диапазон рабочих температур от —30° до + 50°С.
Источником сигнала является диодный детектор приемника с
£/ист =0,5 в и /?„ст = 50 кеш, источником питания — аккумулятор с
напряжением 12 в, имеющий подзарядку.
Так как сопротивление нагрузки мало, то в качестве выходно-
го устройства используем трансформатор. Чтобы постоянная
составляющая напряжения от источника сигнала (детектора) не
попадала на вход усилителя и не изменяла положения рабочей
точки первого транзистора, на вход усилителя поставим простей-
шее входное устройство — емкость связи с источником сигнала Сс.
В проектируемом усилителе оконечный каскад является каска-
дом мощного усиления. Так как требуемая мощность невелика и
источником питания является подзаряжаемый аккумулятор, при-
менять экономичный режим В не обязательно. Поэтому в оконеч-
ном каскаде используем режим А; для снижения коэффициента
гармоник, уменьшения размеров выходного трансформатора и уп-
рощения сглаживающих и развязывающих фильтров оконечного
каскада применим двухтактную схему.
Определим коэффициент усиления мощности Км, который дол-
жен обеспечить усилитель и мощность которую должен отдать
50
один транзистор в двухтактной схеме при кпд выходного транс-
форматора T)t=0,8 (табл. 2.3):
г/ каск ЛМ = р * ист макс 4 РвыхР ист _ 4*2* 50000 _ р ъ У2ист _ 0,8 . 0,52 ’
Р вых 2 1 Ог _ 2т]т ’ 2 • 0,8 ~ ,25
На эту мощность по справочнику подбираем транзистор П201,
имеющий минимальный коэффициент усиления по току рМин=20;
минимальное значение граничной частоты frp = 100 кгц.
Так как допустимый коэффициент гармоник достаточно велик,
для увеличения коэффициента усиления мощности оконечного кас-
када включаем транзисторы в нем с общим эмиттером. Ввиду
большого диапазона рабочих температур в оконечном каскаде ис-
пользуем эмиттерную стабилизацию.
Проверим, допустимо ли заданное значение напряжения пита-
ния Ек для транзистора П201 при включении его с общим эмитте-
ром. Так как согласно справочнику для 7'п= + 50°С и выше допу-
стимое напряжение U кэдоп для транзистора П201 составляет 22 в,
то допустимое напряжение питания, подводимое к транзистору,
равно
икэ о «О,3517кэ доп «0,35 • 22 = 7,7 в.
Так как в оконечном каскаде имеется эмиттерная стабилизация
и выходной трансформатор, то подводимое к транзистору напря-
жение питания будет равно разности напряжения источника пи-
тания Ек и падений напряжения на первичной обмотке трансфор-
матора и стабилизирующем сопротивлении R3. Ориентировочно
можно считать падение напряжения на первичной обмотке транс-
форматора равным 0,1 Ек и на сопротивлении R3 порядка 0,05 Ек .
Таким образом, UK3o составит:
UK3o =12-0,1 • 12-0,05 • 12=10,2 в,
что превышает допустимую величину 7,7 в, а следовательно, тран-
зистор П201 в данном случае непригоден. Поэтому для оконечно-
го каскада используем транзистор П202, у которого при 7'п= + 55°С
и выше допустимое напряжение коллектор—эмиттер ^кэДОп=30 в,
а следовательно, допустимое напряжение питания транзистора
UK3o ~ 0,35 Uкз доп =»0,35 • 30=10,5 в,
что достаточно. Значения рми„ и frp у него те же, что и у транзи-
стора П201.
Найдем приближенное значение амплитуды тока входной цепи
транзистора оконечного каскада:
г Iкт 0,232 ПЛ11Й II с
hm = -р----=----on--- =0’0116а= 1 *’6 м0’
гмин
4’
51
где
р
т ~ 'вых
' К /И * К’О л ' ini"
2^т Ча Е'
~ 2 • 0,8 • 0,45 • 12 0,232 а
Выбор т]А — кпд каскада в режиме А — сделан в соответст-
вии с рекомендациями § 3.3.
Приближенное значение коэффициента усиления мощности кас-
када при включении с общим эмиттером составит
Кмок ~0-9 ТТ^Чмии Ъ « 0,9 ^?мнн 7]т « 0,9 .20-0,8=625,
U вх т ок Обэ т U,ZoO
так как амплитуда напряжения входного сигнала U^m , найденная
по входной характеристике транзистора П202, для амплитуды
входного тока сигнала /в™ =11,6 ма составляет 0,235 в (рис. 2.3).
Рис. 2.3. Входная характеристика транзистора
П202 для включения с общим эмиттером
Предоконечный каскад, являющийся последним каскадом пред-
варительного усиления, делаем инверсным, так как оконечный кас-
кад — двухтактный. Так как требуемую амплитуду входного тока
сигнала оконечного каскада можно снять непосредственно с кол-
лекторной цепи транзистора П14, инверсный каскад можно сде-
лать реостатным. Применим в данном случае простую и часто
используемую схему инверсного каскада с разделенной нагрузкой.
Транзистор П14 имеет следующие данные: наибольший ток кол-
лектора в режиме усиления 20 ма, минимальный коэффициент
усиления по току РмИн = 20, минимальную граничную частоту
/гр= 1 Мгц, наибольшее напряжение коллектор—эмиттер (при со-
противлении между эмиттером и базой не более 1 ком) 15 в.
Допустимое напряжение питания для транзистора П14 соста-
вит
Uкз о « (0,34-0,4) U кэ доп = (0,34-0,4) 15 = 4,5-ьб в.
52
Излишнее напряжение источника питания можно погасить на
сопротивлении развязывающего фильтра в цепи коллектора.
Коэффициент усиления мощности инверсного каскада с разделен-
ной нагрузкой ориентировочно будет равен
^ми ~ Рмин = 20*
Следовательно, коэффициент усиления мощности оконечного и
инверсного каскадов составит:
«м ~ ^мок*^ми ==625 • 20=12 500.
Этого усиления недостаточно, а поэтому добавим в усилитель
реостатный каскад предварительного усиления. Из соображений
однотипности используем в этом каскаде транзистор П14; так как
сопротивление источника сигнала велико (/?Ист = 50 ком), для улуч-
шения согласования входного сопротивления усилителя с сопро-
тивлением источника сигнала транзистор в первом каскаде усили-
теля включаем с общим коллектором (эмиттерный повторитель).
Этот каскад дает усиление мощности:
*мэп « °>7 ‘ Рмин =0,7 • 20=14.
Так как общее усиление трех каскадов составляет лишь
12 500 • 14=175 000, в усилитель между эмиттерным повторителем
и инверсным каскадом придется ввести еще один реостатный кас-
кад предварительного усиления на транзисторе П14, включенном с
общим эмиттером. Его усиление ориентировочно будет равно
^мп ~ °>3 * ₽2миН =0,3 • 202 = 120.
Тогда общий коэффициент усиления мощности усилителя ока-
жется равным:
/СМус =175000 • 120 = 21 000000,
что вполне достаточно. При расчете усилителя коэффициент усиле-
ния каскадов может оказаться меньше найденных ранее ориенти-
ровочных значений, поэтому получившийся запас усиления поле-
зен.
Ввиду большого диапазона рабочих температур усилителя для
стабилизации положения рабочих точек во всех реостатных каска-
дах также введем эмиттерную стабилизацию.
На рис. 2.4 изображена блок-схема проектируемого усилителя;
его ориентировочная принципиальная схема с цепями подачи сме-
Рис. 2.4. Блок-схема усилителя, к примеру п. 2.6
53
щеиия и стабилизации рабочей точки, развязывающими фильтра-
ми и регулятором усиления изображена на рис. 2.5. После ее
'составления распределяем допущенные на весь усилитель частот-
Рис, 2.5. Принципиальная схема усилителя, к примеру. п. 2.G
ные искажения на низшей рабочей частоте (Л4Н^ 3 Об) по отдель-
ным цепям, вносящим эти искажения (табл. 2.5), на основании
рекомендаций § 2.5.
Т Л Б л И ц Л 2 э
Наименование цепей каскадов усилителя Л1п , Об
Выходной трансформатор Tpi Конденсатор междукаскадной связи Сс инверсного каскада Конденсатор междукаскадной связи Сс во втором каскаде Блокировочный конденсатор С3 во втором каскаде Конденсатор междукаскадной связи Сс в первом каскаде Входное устройство (конденсатор связи с источником сигнала Q) 1.2 0,3 0,3 0,6 0,3 0,3
Итого 3 дб
Заданный коэффициент гармоник кг<^7% весь отводим на око-
нечный каскад.
Расчет каскадов
мощного усиления
3.1. Задачи расчета
Для расчета транзисторного каскада мощного усиления необ-
ходимо иметь следующие данные: выходную мощность Рвых , со-
противление нагрузки R„, допустимый коэффициент гармоник кг ,
низшую и высшую рабочие частоты fH и fB , допустимые коэффи-
циенты частотных искажений каскада Мни AfB, низшую и высшую
температуры окружающей среды 70крмакс и Токрмин . Кроме того,
должен быть известен тип источника питания (сеть переменного
тока, сухие батареи, аккумуляторы).
В расчет каскада мощного усиления входит: выбор напряжения
источника питания, если оно не задано, выбор точки покоя (тока
покоя выходной цепи), тока и напряжения смещения входной цепи,
сопротивления нагрузки выходной цепи переменному току, про-
верка по выходной динамической характеристике (нагрузочной
прямой), отдаваемой каскадом мощности Р^, определение ампли-
туды тока и напряжения входного сигнала (входной мощности) и
входного сопротивления каскада, расчет коэффициента гармоник
каскада кг, расчет сопротивлений, задающих смещение, и цепи
стабилизации, если она необходима. К расчету каскада мощного
усиления также относится расчет электрических данных выходно-
го трансформатора (Li, Ls, п, rt, г2), его конструктивный расчет
(если это необходимо) и расчет радиатора, охлаждающего тран-
зистор каскада мощного усиления.
Конструкция радиаторов, охлаждающих транзисторы каскадов
мощного усиления, может быть различной. Примеры наиболее
употребительных конструкций радиаторов изображены на рис. 3.1.
Радиатор выполняют из металла с высокой теплопроводностью,
обычно из алюминия. Необходимая поверхность охлаждения ра-
диатора S охл может быть рассчитана по следующей приближенной
формуле:
•^охл “
12004-1500
Рп макс Рдкр макс —
р TT
, СМ2,
(3.1)
55
где 50хл— вся поверхность радиатора с обеих сторон, вклю-
чая охлаждающие ребра, если таковые имеются;
Тп макс — максимальная температура коллекторного пере-
хода в условиях эксплуатации;
Т'окр макс— максимально возможная температура окружаю-
щей среды;
/?тт — величина теплового сопротивления транзистора
(между коллекторным переходом и корпусом
транзистора), определяемая конструкцией тран-
зистора и указываемая в справочных данных
транзисторов мощного усиления;
Р — мощность, выделяемая в транзисторе.
Рис. 3.1. Конструкции радиаторов, охлаждающих тран-
зисторы в каскадах мощного усиления:
а) металлический уголок, отводящий тепло на шасси,
б) и в) радиатор, частично отводящий тепло на шасси
Если значение 5ОХл , найденное из ф-лы (3.1), оказывается рав-
ным или меньше полной поверхности корпуса транзистора, то
радиатор не нужен, так как его роль будет выполнять корпус
транзистора.
Радиатор или теплоотвод на шасси делают такой толщины,
чтобы разность температур в точке крепления транзистора и на
краю радиатора не превышала нескольких градусов Цельсия; при
выделяемой в транзисторе мощности в сотни милливатт обычно
достаточна толщина порядка 1 —1,5 мм\ при мощности в десятки
ватт — 3—4 мм,
56
3.2. Трансформаторные каскады мощного усиления
Каскады мощного усиления в большинстве случаев выполняют-
ся трансформаторными, так как при этом:
а) для транзистора можно получить нагрузку переменному то-
ку, при которой он отдает максимальную мощность сигнала;
б) постоянная составляющая выходного тока не проходит через
сопротивление нагрузки усилителя, что уменьшает потери энергии
питания и увеличивает кпд каскада.
От потери энергии питания в сопротивлении нагрузки можно
избавиться и применением специальных двухтактных бестрансфор-
маторных схем (§ 3.6).
Рассмотрим несколько схем трансформаторных каскадов мощ-
ного усиления и особенности их применения.
На рис. 3.2 изображена принципиальная схема однотактного
каскада мощного усиления звуковых частот с транзистором, вклю-
Рис. 3.2. Принципиальная схема однотактного каскада
мощного усиления с транзистором, включенным с общим
эмиттером
ценным с общим эмиттером и реостатной схемой междукаскадной
связи. Указанная схема проста и экономична с точки зрения об-
щего количества нужных деталей. Однако ее можно использовать
при работе каскада мощного усиления только в режиме А, а поэто-
му схема имеет малый коэффициент полезного действия. Усиление
мощности при таком включении транзистора наибольшее, но и ко-
эффициент гармоник наибольший. Для уменьшения изменения кол-
лекторного тока, вызывающего снижение кпд каскада и перегрев
транзистора, в схеме использована эмиттерная стабилизация. Внут-
реннее сопротивление источника сигнала переменному току /?ист ,
необходимое для построения сквозной динамической характеристи-
ки и расчета коэффициента гармоник, здесь равно параллельному
соединению выходного сопротивления /?Выхоэ транзистора Т},
сопротивления в цепи коллектора RK и сопротивлений делителя
57
и R2. Обычно ^выхоэ»/?к,/?ь /?2 и внутреннее сопротивление
источника сигнала для схемы рис. 3.2 можно найти по формуле
р RttRiex
Аист ~ р । р
'чт Адел
Здесь RK]I равно параллельному соединению сопротивлений,
образующих делитель Ri и R2:
(3.2)
D _
*** ~ Ri+R2 ’
На рис. 3.3 изображена принципиальная схема однотактного
каскада мощного усиления звуковых частот с транзистором, вклю-
Рис. 3.3. Принципиальная схема однотактного каскада мощного уси-
ления с транзистором, включенным с общей базой
ченным с общей базой и трансформаторной схемой междукаскад-
ной связи. Эта схема дает малые нелинейные искажения вследст-
вие большой линейности характеристик транзистора при включе-
нии с общей базой. Она позволяет применить транзистор малой
мощности в предыдущем каскаде, обеспечивает очень малые час-
тотные искажения предыдущего каскада на верхних частотах, ко-
эффициент усиления и характеристики каскада мало меняются
при замене транзистора. Схема рис. 3.3 может применяться, как
и схема рис. 3.2, только в режиме А. Так как транзистор Т2 кас-
када мощного усиления здесь включен с общей базой, входным
током его является ток эмиттера /8, превосходящий по величине 1*.
Для уменьшения тока сигнала, снимаемого с транзистора Tt пре-
дыдущего каскада, последний включен через понижающий тран-
сформатор Тр\ с очень малым коэффициентом трансформации.
Предоконечный каскад здесь обычно приходится рассчитывать как
каскад мощного усиления с выходной мощностью, требующейся
для подачи во входную цепь оконечного каскада. Для уменьшения
изменения коллекторного тока в каскаде используется эмиттерная
58
стабилизация. Здесь сопротивлением эмиттерной стабилизации /?s,
является активное сопротивление вторичной обмотки г2 трансфор-
матора Трг, если оно оказывается недостаточным для заданной
стабилизации режима, в цепь эмиттера можно включить дополни-
тельное сопротивление /?'э, зашунтировав его емкостью С3, расчет
которой производится обычным образом.
Для схемы рис. 3.3 внутреннее, сопротивление источника сигна-.
ла R„„ равно
RlKT ~ (RbUX ОЭ -Ьи) (3.3)
где Rвыхоэ —выходное сопротивление транзистора предыдущего
каскада Т\ переменному току в рабочей точке;
ri—активное сопротивление первичной обмотки тран
сформатора Трс,
п— его коэффициент трансформации.
Рис. 3.4. Принципиальная схема двухтактного каскада мощного
усиления с транзисторами, включенными с общим эмиттером
На рис. 3.4 приведена принципиальная схема двухтактного кас-
када мощного усиления с транзисторами, включенными с общим
эмиттером и предыдущим инверсным каскадом с разделенной на*
грузкой. Здесь по сравнению со схемами рис. 3.2 и 3.3 нелинейные
искажения меньше за счет компенсации четных гармонических со-
ставляющих в выходном сигнале, а также меньше размеры, вес и
стоимость выходного трансформатора вследствие отсутствия в нем
постоянного подмагничивания. Ввиду наличия эмиттерной стабили-
зации и реостатной схемы междукаскадной связи изображенный
на рис. 3.4 каскад мощного усиления может работать только в
режиме А. Выходная мощность вследствие наличия в каскаде двух
транзисторов вдвое больше, чем у однотактного. Сопротивление
/?э в общем эмиттерном проводе двухтактного каскада обеспечи-
вает эмиттерную стабилизацию режима, а также симметрирует
59
транзисторы двухтактного каскада, если их статические коэффи-
циенты усиления тока различны. Однако наличие общего стабили-
зирующего сопротивления R3 для обоих транзисторов при различ-
ных их температурных коэффициентах иногда приводит к разба-
лансировке токов покоя плеч после прогрева или старения схемы.
Для уменьшения такой разбалансировки в эмиттер каждого из
транзисторов можно включить небольшие сопротивления R'3 и
R"3 (изображены пунктиром). Раздельные делители смещения на
каждый из транзисторов двухтактного каскада позволяют подо-
брать одинаковые токи покоя плеч при различных статических
коэффициентах усиления тока транзисторов.
Симметричное относительно общего провода напряжение сиг-
нала подается на вход двухтактного каскада от инверсного реос-
татного каскада с разделенной нагрузкой, имеющего хорошую час-
тотную характеристику. Верхний и нижний выходы инверсного
каскада представляют собой источники сигнала с различными
внутренними сопротивлениями. Для верхнего плеча двухтактной
схемы
где
о _______________________ RiRz
*ДеЛ“ ’
У нижнего плеча двухтактной схемы /?ист получается меньше
вследствие шунтирующего действия эмиттерного выхода транзис-
тора Ть Для выравнивания сопротивлений источника сигнала для
верхнего и нижнего плеч в схему инверсного каскада иногда
включают сопротивление R' (изображено пунктиром).
На рис. 3.5 приведена принципиальная схема двухтактного кас-
када мощного усиления с транзисторами, включенными с общим
-----------—t ----0~ +£
Рцс. 3.5. Принципиальная схема двухтактного каскада мощного
усиления с транзисторами, включенными с общим эмиттером и
трансформаторным инверсным каскадом
60
эмиттером и предыдущим трансформаторным инверсным каскадом.
Эта схема даже при большой выходной мощности каскада мощ-
ного усиления благодаря трансформаторной схеме междукаскад-
ной связи позволяет применить в предыдущем каскаде маломощ-
ный транзистор. Предоконечный инверсный каскад здесь рассчиты-
вается как каскад мощного усиления с выходной мощностью,
требующейся для подачи во входную цепь двухтактного каскада.
Для упрощения схемы оконечный каскад снабжен одним делителем
напряжения смещения RiR2. Вследствие того, что в схеме имеется
одно сопротивление эмиттерной стабилизации R3 , в общем эмит-
терном проводе при различных параметрах транзисторов в плечах
двухтактной схемы токи покоя плеч будут различными. Для вы-
равнивания токов покоя плеч здесь можно или подбирать тран-
зисторы в плечах схемы, или, кроме общего сопротивления R3,
включить в один из эмиттерных проводов небольшое сопротив-
ление R'3 (или R"a ), выравнивающее токи покоя при различных
параметрах транзисторов в плечах схемы (изображены пункти-
ром). Введя в схему как сопротивление R'3 , так и сопротивление
R"3, можно, как и в предыдущем случае, уменьшить разбаланси-
ровку тока покоя при прогреве и старении схемы. В виде, изобра-
женном на рис. 3.5, вследствие наличия сопротивления эмиттер-
ной стабилизации R3 двухтактный каскад может работать только
в режиме А. Однако схема рис. 3.5 пригодна и для работы в ре-
жиме В, если исключить (закоротить) стабилизирующие сопро-
тивления R9, 7?'эи R"a . В этом случае транзисторы в плечах двух-
тактного каскада необходимо брать с возможно близкими значе-
ниями Р; необходимое начальное смещение на транзисторы в этом
случае задается делителем RiR2. Сопротивление источника сигнала
переменному току /?ист для одного плеча двухтактной схемы, при
работе каскада в режиме В, равно:
Rhct (Rвых os 4“ Tj) Л2П у (3.5)
где R вых оэ —выходное сопротивление транзистора предыдуще-
го каскада переменному току в рабочей точке;
Г1 — активное сопротивление первичной обмотки тран-
сформатора Тр\,
W2t. , . ,
лп = —— — коэффициент трансформации по отношению к по-
ловинке вторичной обмотки (®i и w2n — число
витков первичной и половинки вторичной обмо-
ток) .
При работе каскада в режиме А
(/?ВЫХ 031 4“ '1) ”2П • »х оэ2 + 2 Л2П) /О
ИСТ (/? вых оэ1 + /*1) #2П -f- ( R вх 092 + 2л2 п )
61
где Явыхоэ1 — выходное сопротивление транзистора 7\ перемен-
ному току в рабочей точке;
/?вхоэ2 —входное сопротивление транзистора двухтактного
каскада переменному току в рабочей точке;
Ггп~ активное сопротивление половинки вторичной об-
* мотки междукаскадного трансформатора Трь
Рис. 3.6. Принципиальная схема двухтактного выходного каскада
мощного усиления с транзисторами, включенными с общей базой
При необходимости возможно более полно использовать тран-
зисторы и получать с них наибольшую мощность целесообразно
применять схему, изображенную на рис. 3.6. Здесь транзисторы
двухтактного каскада включены с общей базой, что позволяет
взять напряжение источника питания наибольшей величины и при
больших токах коллекторов получить сравнительно малый коэф-
фициент гармоник кг. Преимуществом этой схемы по сравнению
со схемой рис. 3.5 является то, что при замене транзисторов ко-
эффициент усиления и характеристики каскада почти не изменя-
ются, и транзисторы в плечах двухтактного каскада не требуют
тщательного подбора. В виде, изображенном на рис. 3.6, двухтакт-
ный каскад используется при работе в режиме В. Этот каскад
можно использовать и в режиме А, если в провод средней точки
вторичной обмотки трансформатора Тр{ включить сопротивление
эмиттерной стабилизации /?э (изображено на рис. 3.6 пунктиром).
Для выравнивания токов покоя плеч или симметрирования плеч
в провода эмиттеров можно включить небольшие выравнивающие
сопротивления /?'эи (изображены пунктиром). По сравнению
со схемой рис. 3.5 схема рис. 3.6 имеет меньший коэффициент уси-
ления мощности и требует каскад предварительного усиления с
большей выходной мощностью. Сопротивление источника сигна-
ла /?ист для одного плеча двухтактной схемы здесь определяется
теми же формулами, что и для схемы рис. 3.5.
62
При необходимости получения очень малого коэффициента
гармоник и высокого кпд усилителя целесообразно применение
двухтактного каскада, работающего в режиме В с транзистора-
ми, включенными с общим коллектором. Схема такого каскада
с предоконечный инверсным трансформаторным каскадом изобра-
жена на рис. 3.7. При желании точно сбалансировать токи покоя
плеч в цепь базы (или эмиттера) транзисторов Т2 и Т3 можно
включить небольшое балансирующее сопротивление R'a или R" 6
(изображены пунктиром). Сопротивление источника сигнала /?,1СТ
для одного плеча двухтактной схемы здесь определится так же,
как для схем рис. 3.5 и 3.6.
Корпус мощных транзисторов обычно электрически соединен с
коллектором, поэтому при использовании для охлаждения транзи-
стора металлического шасси усилителя, соединенного с общим
проводом схемы, а также при установке на один общий радиатор
обоих транзисторов двухтактного каскада их корпус приходится
электрически изолировать от теплоотвода, крепя транзисторы че-
рез слюдяную прокладку толщиной 0,03-4-0,05 мм. Эта прокладка
ухудшает охлаждение транзисторов и уменьшает надежность схе
Рис. 3.7. Принципиальная схема двухтактного оконечного каскада,
работающего в режиме В с транзисторами, включенными с общим
коллектором
мы ввиду возможности ее разрушения и пробоя. На рис. 3.8 при-
ведена видоизмененная схема двухтактного каскада мощного уси-
ления, допускающая крепление транзисторов на общем радиаторе
или шасси без изолирующих прокладок. Здесь коллекторы тран-
зисторов лучше охлаждаются, поэтому с транзисторов можно
снять большую мощность; надежность схемы при этом повышает-
63
ся. Такая схема может применяться как в режиме А, так и в ре-
жиме В при различных способах включения транзисторов.
Рис. 3.8. Принципиальная схема двухтакт-
ного каскада мощного усиления с тран-
зисторами, включенными с общим эмит-
тером
Расчет каскадов мощного усиления в режимах А и В произво-
дится различно и рассматривается далее раздельно.
3.3. Расчет однотактного каскада мощного
усиления в режиме А
Расчет однотактного каскада мощного усиления в режиме А
начинают с определения мощности сигнала Р^по ф-ле (2.1), ко-
торую должен отдавать транзистор, выбрав кпд выходного транс-
форматора в соответствии с указаниями табл. 2.3:
р
р ___ 'вых
7|т
Затем ориентировочно определяют наибольшую мощность, ко-
торая будет выделяться в транзисторе при отсутствии сигнала, по
формуле
На основании расчета Р^и Ро и сказанного на стр. 43—44 вы-
бирают транзистор, способ его включения, напряжение питания
выходной цепи транзистора (/0, схему подачи смещения и стаби-
лизации и составляют принципиальную схему рассчитываемого
каскада. Дальнейший расчет ведут графическим способом, для
64
чего используют семейство статических выходных характеристик
транзистора для примененного способа включения.
Для нахождения положения точки покоя минимальный допу-
стимый ток покоя выходной дели определяем по формуле
Р Р
У _ л вых 1 ~
° “ ЧТЧА <4 ~ ЧА <4 ’
здесь Uo — напряжение питания выходной цепи транзистора,
т)А—кпд каскада в режиме А, зависящий от типа транзи-
стора, способа его включения, допустимого коэффи-
циента гармоник и питающего напряжения.
Для включения с общей базой цА =0,4854-0,495 и почти не за-
висит от питающего напряжения. Для включения с общим эмитте-
ром и общим коллектором п падает с понижением напряжения
питания, изменяясь для германиевых транзисторов примерно от
0,454-0,475 для питающего напряжения 204-25 в до 0,254-0,35 для
напряжения питания 1,54-3 в; для кремниевых транзисторов зна-
чения ц А немного ниже. Отметив точку покоя на семействе выход-
ных статических характеристик, определяют соответствующее ей
максимально возможное значение тока смещения входной цепи
Лхо. Значение /Вхо следует находить для транзистора с наимень-
шим возможным по справочным данным значением статического
коэффициента усиления тока транзистора:
4,о = До = -7- = /’0 = >4хо = ;6О = -П#— • (3-9)
Рмин амин 1-Г-р мин
Первая из формул относится к включению транзистора с общим
эмиттером, вторая — с общей базой и третья — с общим коллек-
тором. Для хорошего использования транзистора по току ампли-
туду входного сигнала /Ит берут почти равной найденному зна-
чению / вхо:
4хИ =(0,964-0,98)7Вхо. (3.10)
Далее определяют сопротивление нагрузки выходной цепи пе-
ременному току:
Р
и*0
2Р~
(3.U)
и строят для полученного значения нагрузочную прямую на
семействе статических выходных характеристик транзистора мето-
дом, описанным в § 1.3. В этом случае сопротивление нагрузки
переменному току определяется по отрезкам, отсекаемым нагру-
зочной прямой на осях координат (рис. 3.9)
=
Е
I
5 Зак. 2039.
65
Отметив крайние положения рабочей точки iBX макс =Лхо+Лхт
и 1Ю мин =/вхэ—{вхт на нагрузочной прямой, соответствующие вы-
бранной амплитуде тока входного сигнала, определяют мощность
сигнала.
При работе с общим эмиттером или общим коллектором верхняя точка на-
грузочной прямой должна лежать на сгибе выходной характеристики, соответст-
вующей максимальной амплитуде сигнала. При включении с общей базой она
должна лежать на пересечении нагрузочной прямой с вертикальной осью, так как
выходные характеристики транзистора при включений с общей базой практи-
чески не имеют перегиба (^Ост=0)«
Если найденное верхнее положение рабочей точки отличается от указанного,
ее передвигают в нужное место и вновь проводят нагрузочную прямую через
точку покоя и верхнее положение рабочей точки, что немного изменит сопротив-
ление нагрузки выходной цепи переменному току.
Мощность сигнала, отдаваемую транзистором, определяют по
формуле
= 0,125 (/выхмакс - /вых мин)2 = 2^'"82/вы^ . (3.12)
Если мощность мала, то уменьшают кпд каскада ла, повторяют
расчет и вновь проверяют мощность; при большом излишке мощ-
ности т]а увеличивают.
Далее описанным в § 1.3 методом переносят крайние точки на-
грузочной прямой (точки 77 и К) на статическую входную характе-
ристику транзистора для примененного способа включения и опре-
деляют амплитуду переменной составляющей тока и напряжения
входного сигнала (рис. 3.10). Если необходимо, находят также
входную мощность сигнала Рвх~, входное сопротивление тран-
66
зистора переменному току за период сигнала 7?Вхтр и коэффициент
мощности каскада Лм:
2 7вх т — In макс In мин 1 /о 1 о\
су т j _ | > (o.loy
^С'вх т — #вх макс #вх мин J
л _____ 2/Вхт * 2(7Вх т D 2 t/Bx т ____________Р вых /о i п
гвх-----------£----- , Двхтр— -л~,----- . Лм— -р---- .
° "ХВХЯ1 X вх~
На основании полученных данных и § 2.4 выбирают схему
предыдущего каскада, транзистор для него и находят выходное
сопротивление предыдущего каскада Рист (см. стр. 57—63). Расчет
Рис. 3.10. Входная характеристика с перенесенны-
ми крайними точками нагрузочной прямой каска-
да П' и К'
коэффициента гармоник мощного каскада производят методом пяти
ординат по сквозной динамической характеристике, построенной
для найденного значения 7?ист (см. § 1.3). Расчет сопротивлений
примененной схемы стабилизации точки покоя и проверку ее ра-
боты производят по указаниям § 1.6. Найдя из проверки стаби-
лизации максимальное значение тока покоя выходной цепи
/омакс, рассчитывают наибольшую мощность Р, выделяющуюся в
транзисторе в режиме покоя:
Р Р к “Ь Рэ — Iq макс Uо + Ах о вхо • (3.15)
Здесь Uo — напряжение покоя на выходном электроде; /вх0 и
t/вхо — ток и напряжение смещения входной цепи; по найденному
значению Р определяют необходимую поверхность охлаждения
радиатора Sохл (см. стр. 55).
5е
67
Выходной трансформатор рассчитывают, как трансформатор с
активной нагрузкой; его коэффициент трансформации определяют
по формуле
(3.16)
Активные сопротивления первичной и вторичной обмоток транс-
форматора находят из выражений:
С 11 — 7|Т
r'= - (3.17)
Коэффициент с берут от 0,5 до 0,7, что уменьшает падение на-
пряжения на первичной обмотке трансформатора и повышает кпд
каскада. Необходимую индуктивность первичной обмотки транс-
форматора определяют из выражения
j = 0,159 У?э„
’ /н/Ж2нт-1 ’
(3.18)
где = ^р'— сопротивление
2~Г А и
эквивалентного
генератора;
ЛТнт — коэффициент частотных искажений, вносимый трансфор-
матором на низшей рабочей частоте /н;
Ri—выходное сопротивление транзистора в рабочей точке,
определяемое по выходным статическим характеристи-
кам транзистора.
Если R i транзистора рассчитываемого каскада много больше
величины что почти всегда имеет место в транзисторных кас-
кадах мощного усиления, то L\ находят по приближенной формуле
0,159 (/?~ -гх)
Л/ Ж2.Т- 1
(3.19)
Коэффициент частотных искажений, вносимый трансформато-
ром в области нижних рабочих частот, можно рассчитать по фор-
муле
Ж.т= 1/, + (“V » 1/, (3 20)
Допустимую индуктивность рассеяния выходного трансформа-
тора можно найти по заданному коэффициенту частотных иска-
жений М в на высшей рабочей частоте по формуле
. RL + R^ ________________
Ls 6.28/u 1.
(3.21)
68
При этом коэффициент частотных искажений, вносимый транс-
форматором в области высших рабочих частот, можно рассчитать
по формуле
Мв
/' +
6,28/bZJ2
.Ri+r~.
(3.22)
Ввиду того что R^R^, допустимое значение индуктивности
рассеяния трансформатора Ls, найденное по ф-ле (3.21), получится
много больше ее действительного значения. Действительная ин-
дуктивность рассеяния, даже при трансформаторе с сердечником
из трансформаторной стали, обычно не превышает 1—2% от Lb
поэтому Ls у выходного трансформатора каскада мощного усиле-
ния нет необходимости рассчитывать, и частотные искажения на
верхних частотах у такого трансформатора практически отсутст-
вуют.
В случае применения в каскаде эмиттерной стабилизации бло-
кировочный конденсатор С3 рассчитывают, исходя из допустимых
частотных искажений Л4М на низшей рабочей частоте по формуле
0,16
/н Яэ
(1 /?э)2 — Жэ
Ж,э - 1
(3.23)
здесь
Л'/нэ [д£] — Л/н каск Л7НТ [дб] •
Частотные искажения, вносимые этой емкостью Л1нэ , и сквоз-
ную крутизну характеристики эмиттерного тока Зэсможно рассчи-
тать по формулам:
(1+S,c /?9)г+(6,28/„С9/?6)а
1+(6,28/нСэ/?8)2
е 1 + ?
R ист 4~ R ВХ оэ
При эмиттерной стабилизации требуемое напряжение источни-
ка питания для каскада мощного усиления определится из выра-
жения
Ек — U й + 7о макс ^*1 Ло макс /?,, (3.25)
где
/эО макс ~ кО макс + Ло •
При питании усилителя от выпрямителя на это напряжение и
проектируют выпрямитель, так как для каскадов предварительно-
го усиления это напряжение будет вполне достаточным.
Пример 3.1. Рассчитаем однотактный транзисторный каскад мощного усиле-
ния в режиме А для рабочей полосы частот 90 гц+5000 гц, имеющий Л4Й
отдаваемую в нагрузку мощность РВых =1 вт и коэффициент гармоник кГ <^6%.
69
Каскад работает на нагрузку /?н =3 ом через выходной трансформатор и пред-
назначается для работы в комнатных условиях (Т окрмин = + Ю°С и ТОкрмакс =
= +30°С). Напряжение источника питания задано и составляет 13 в.
Так как допустимый коэффициент гармоник велик, берем включение транзи-
стора с общим эмиттером; ввиду того, что каскад трансформаторный, применяем
эмиттерную схему стабилизации точки покоя. Для дополнительного сглаживания
пульсаций источника питания в цепь делителя включаем фильтр С ф/?ф
(рис. 3.11).
Рис. 3.11. Принципиальная схема одно-
тактного транзисторного каскада мощного
усиления, к примеру 3.1
Определим мощность, которую должен отдавать транзистор, выбрав кпд вы-
ходного трансформатора равным 0,75 в соответствии с табл. 2.3:
= * = 1,33 вт.
т]т 0,75
При кпд каскада в режиме А порядка 0,45 подводимая к транзистору от
источника питания мощность составит примерно
D Р~ Р~ 1,33 Q
Ро = ------ ~ -7Г7Ё" = = 3 вт-
т]А 0,45 0,45
Полагая падение напряжения на сопротивлении первичной обмотки трансфор-
матор ri порядка
0,1£’к = 0,1 • 13=1,3 в
и задавшись падением напряжения на сопротивлении эмиттерной стабилизиции
/?э » равным 0,09Ек =0,09 • 13—1,2 в, получим напряжение питания цепи коллек-
тор-эмиттер
^кэо = 13-(1,3+1,2) = 10,5 в.
Отсюда максимальное напряжение, которое должен выдержать транзистор,
составит
~ - лкэ/ = —26,25 в.
кэмакс q,4 Q4 »
70
Подходящим для каскада является германиевый транзистор типа П202,
имеющий максимальную мощность рассеяния с дополнительным внешним радиа-
тором Рмакс’ =Ю вт, допустимое напряжение коллектор-эмиттер при повышен-
ной температуре /7Кэдоп =30 в, рмин =20, максимальное значение обратного
тока коллектора /кнс =2 ма при С7кб <20 в и температуре коллекторного перехо-
да Тп =4-70°С (из данных П201, имеющего те же обратные токи), тепловое
сопротивление /?тт =3,5°С/вт, /Гр мин =200 кгц.
Необходимое значение тока покоя цепи коллектора 7ко составит:
Р 1 ЧЧ
7к0« = *’ ,п_ =0,284 а.
f/кэо 0,45 • 10,5
На семействе выходных статических характеристик транзистора для включе-
ния с общим эмиттером (рис. 3.12) отмечаем точку покоя 0 с координатами
(7кэо =10,5 в; /ко =0,284 а и для сопротивления нагрузки коллекторной цепи
переменному току
о ~ -^2- - - 10'52 =41 2 ом
Н- ~ 11-'. - 2Р_ ” 2 1,33 '
проводим через нее нагрузочную прямую
/ п Е 22Л ., о I
=-6338~-"'2“)-
Полагая остаточное напряжение коллектор-эмиттер UK3 Ост —0,5 в, мини-
мальный ток коллектора /к мин =0,01 а, отметим крайние положения рабочей
точки 1 и 6 на нагрузочной прямой и определим мощность сигнала, отдаваемую
транзистором в выбранном режиме:
Р- = 0,125 (/кмакс -/Кмин)2Як~ =0,125(0,525-0,01)2 • 41,2= 1,37 вт,
что достаточно.
71
Ток смещения базы /бо » соответствующий найденной рабочей точке, при
наихудшем транзисторе П202, имеющем ₽=20, составит
До = ф- = ° =0,0142а = 14,2 ма.
Рмин
Амплитуда переменной составляющей входного тока /Вх т » которую дол-
жен обеспечить предыдущий каскад, при наихудшем транзисторе будет равна
т г /к макс — /кмин 0,525 0,01 1ОП
U = /б“ = ---------S7“ " 2-20 “,2'9 ш
Находить амплитуду переменной составляющей входного тока по семейству
выходных характеристик как разность значений /б Для крайних положений ра-
бочей точки 1 и 6 нельзя, так как приводимые в справочниках семейства выход-
ных статических характеристик обычно не соответствуют транзистору, имеющему
минимальное значение ₽.
Рис. 3.13. Входная характеристика транзистора
П202 для включения с общим эмиттером, к при-
меру 3.1
Так как в справочниках для транзистора П202 дана лишь статическая вход-
ная характеристика для £7кэ =5 в, значения (/бэО, (7вхт, Рвх—, и /?вх найдем
приближенно по этой характеристике, перенеся на нее точки 1,0 и 6 нагрузоч-
ной прямой (рис. 3.13, точки 0' и 6'). Это даст
U6S0 = 0,36 в, 2UBXm = 2U63m =0,46-0,2 = 0,26 в.
Следовательно, предыдущий каскад должен отдавать мощность сигнала '
РВ1~ = :...9.’91.29 «0,00084 вт=0,84 мет.
о о
72
Входное сопротивление транзистора переменному току за период сигнала
равно
п __ __ 2£7бэт __ 0,26 ~ 1Q J
/?коэ 2/вхт 276я, 2. 0,0129 ~ °’
Коэффициенты усиления мощности и напряжения каскада при этом составят:
, Р~ _ 1,37 • 0,75
Рп~ “ 0,84 • IO"3 ’
К = = Л”>₽к~ = (0,525—0,1) 41,2
иб3т и6зт 2 • 0,13 б,’°-
Расчет коэффициента гармоник кг можно производить только после выбора
схемы и транзистора предыдущего Каскада; сделаем это. Так как амплитуду тока
входного сигнала 7бт=12,9 ма можно снять непосредственно с коллекторной
цепи транзистора П15А,—- предыдущий каскад возьмем реостатным. Предполо-
жим, что его расчет дал значение RK =270 ом.
Для определения сопротивления источника сигнала /?Ист (выходного сопро-
тивления предыдущего каскада) рассчитаем делитель смещения Ri и R2 на осно-
вании рекомендаций и формул § 1.6.
При замене транзистора в каскаде вследствие большого разброса значений ₽
у отдельных экземпляров даже при эмиттерной стабилизации ток покоя цепи кол-
лектора может сильно возрасти, что ухудшит кпд каскада, увеличит потребляе-
мую усилителем мощность и размеры охлаждающего транзистор радиатора. По-
этому для повышения экономичности рассчитаем стабилизацию, источник пита-
ния и радиатор не на замену транзистора, а лишь на изменение температуры, но
для наиболее неблагоприятного случая Рмакс =200, что встречается у транзи-
сторов П202.
При установке в каскад транзистора с меньшим значением 0 (до Рмин==20)
сопротивление Ri берут меньшее, обеспечивающее 7к0 =0,284 а.
При падении напряжения Еэ на сопротивлении /?э , равном 1,2 в, величина
7?э составит
7?э =
.__, Е3
эО мин -А<омин
1.2
0,284
= 4,22 ом.
Значение R2 возьмем равным
/?2=(54-15)/?вхо9=7 • 10,1=70,7 ом
(берем стандартное сопротивление 68 ом, см. приложение 6).
Зададимся максимальной температурой коллекторного перехода на 15°С ниже
максимально допустимой для выбранного транзистора (+85°С), т. е. равной
+70°С; тогда при (УбэО =0,36 в, минимальной температуре перехода Т п мин =
-= Токр мин = 10°С, максимальной температуре перехода Т п макс = +70°С макси-
мальное и минимальное напряжения смещения составят:
^бэомакс = t/бэо + 0,0022(20—мин) =0,36 + 0,0022(20- 10) =0,382 в,
^Лэомин = М)э0 - 0,0022 (ГПМакс - 20) =0,36-0,0022(70-20) =0,25 в.
Максимальное значение начального тока коллектора в условиях эксплуатации
Гп макс ~- Тс
/кн макс ~ /кнс 2 10 =2 • 10“3 -2 =2 MCI.
Взяв падение напряжения на R$ равным 2 в, получим напряжение, подво-
димое к делителю смещения Е'к =ЕК — Еф =13 — 2=11 в, которое и используем
для расчета R\ и /к0 макс .
73
Необходимое значение /?t для транзистора с рмакс =200 равно
1 . р (7? к i/бэОмакс) 7?э7К0мии 1 1 “Г рмакс J
ъ=
(7?э 4” /?з) ^к0 мин ( f । q ) (Ломин^?2 7/бэОмакс)
\ * “Г Рмакс /
68 (11-0,382)-4,22 - 0,284
=379,5 ом.
(4,22+68)0,284- (0,284 • 68-0,382)
\ 1 I ZAJxJ J
Берем стандартное сопротивление 360 ом. При этом максимальное значение
тока покоя коллектора при Т п макс — +70°С составит
U6эО мин(^?1Ч- ^2)] 4" 7кн макс
/кОмакс —
/?э(/?1+/?2) + -|^-
1-гр макс
( 200 \
1 Vonn И11'68-0,25(68+360)1+2-10-3 [4,22(68+360) +68-360]
1 +" /
Л99/ЛОи_ОЛт 68 . 360
4,22(68 + 360)
= 0,36 а.
Сопротивление источника сигнала 7?Ист определим из выражения
7?к ^?дел
где
7? ист ~ r> I D
/\к “Г *\дел
270 • 57,1
270 + 57,1
= 47,1 ОМ,
68 • 360 ,
68 + 360 - 57, °М'
о ____ R1 %2
*дел~ Ri+R2
Для точек 1,2, 3, 4, 5, 6 нагрузочной прямой (рис. 3.12) и соответствующих
им точек Г, 2', 3', 4', 5', & входной характеристики (рис. 3.13) значения токов
коллектора iK , токов базы ig , напряжений база — эмиттер ибэ и эдс источника
сигнала и Ист для R ист =47,1 ом сведем в табл. 3.1.
Т А Б Л И Ц А 3.1
Номер точки 1 2 3 4 5 6
/к, ма 525 498 378 260 135 10
ма 10,6 10 7,5 5 2,5 0,2
ивэ > в 0,46 0,446 0,394 0,35 0,291 0,2
^ИСТ = Ибэ+/б^?ИСТ » в 0,96 0,917 0,748 0,586 0,409 0,21
74
Построим по этим данным сквозную динамическую характеристику, изобра-
женную на рис. 3.14. Отметив на ней /к мин =10 ма, /к макс =525 ма и найдя
указанным на стр. 20—22 методом /2 = 129 ма, / к0 =260 ма, Л=395 ма по
ф-лам (1.10), найдем гармонические составляющие коллекторного тока: 1\т —
=260,4 ма; 12т=3,73 ма, /Зт=—2,834 ма; Цт = —0,83 ма; /ср =263,6 ма. Зна-
чение кг при этом будет равно
y/22m + /23m + /24m _ V3.732 Ч- (— 2,834)2 + ( — 0,83 ) 2
Цт 260,4
= 0,0183=1,83%,
что по условию допустимо.
Определим теперь наибольшую мощность, выделяемую в транзисторе в ре-
жиме покоя,
— Рк ~г~ Рэ — /к0 макс ^АэО
+• 7бо U бэо мин
= 0,36 • 10,5+14,2 • 10-3 • 0,25 = 3,783 вт.
0,6
Рис. 3.14. Сквозная динамическая
характеристика каскада, к примеру 3.1
По найденному значению Р определим необходимую поверхность охлажде-
ния радиатора, обеспечивающую Т п макс ==4-70°С:
„ 1200-4-1500 1350 inn 2
1 П макс ~ * окр макс 70-30 190 СМ" 3,783
Коэффициент трансформации и активные сопротивления первичной и вто-
ричной обмоток выходного трансформатора найдем по формулам:
75
п V ^RK- ]/"0,75 • 41,2 °’311’
г. = -^) =-2^-41,2(1 - 0,75) = 3,86 он,
1 /1- 0,75 \
1+0,6 \ 0,75 /
= 0,625 ом.
Значение с в соответствии с рекомендациями § 3.3 берем равным 0,6. Допу-
стимое значение Мн< 1,5 дб распределим между цепями, вносящими искажения
на низких частотах: выходным трансформатором и блокировочным конденсато-
ром Сэ цепи стабилизации, взяв для трансформатора Мнт [дб] =1 дб (Af нт =1,12)
и для конденсатора Мнэ [дб] =0,5 дб (Мнэ =1,06). Тогда необходимая индук-
тивность первичной обмотки трансформатора будет равна
0,159
ЛУМЛ-1
0,159(41,2-3,86)
90]/ 1,122 - 1
Ввиду того, что выходное сопротивление транзистора П202 /?вых оэ много
больше /?к~, допустимое значение индуктивности рассеяния трансформатора
Ls получится много больше действительного и его можно не рассчитывать; най-
дем коэффициент частотных искажений на высшей рабочей частоте, положив
действительную индуктивность рассеяния трансформатора порядка 0,01 от Lit
т. е. 0,01 • 0,131 = 1,3 • 10-3 гн:
6,28/Д 2
^?выхоэ4“
6,28-50001,3-10-3]2_j Q02
600 + 41,2
Здесь R вых оэ определено из наклона выходных статических характеристик
рис. 3.12 в рабочей точке и составляет примерно 600 ом; следовательно, каскад
практически не будет вносить частотных искажений на верхних частотах. Однако
вследствие большой динамической входной емкости транзистора П202, опреде-
ляемой ф-лой (1.5), значительные искажения на верхних частотах даст предыду-
щий каскад (см. пример 4.1 § 4.2).
Для того чтобы коэффициент дополнительных частотных искажений Мнэ от
влияния Сэ не превысил 1,06 на низшей рабочей частоте fH =90 гц, конденсатор
Сэ должен иметь емкость не ниже.
Г 0,16 , / (1 +5эс/?э)2-Ж<э
Сэ /„/?, Г Ж2НЭ - 1
°-16 i Л(1+3,514 . 4,22)2—1,062 An,nJ. 1ПЛЛЛ ,
90 • 4,22 ]/ 1,062— 1 -0,019 19 000 мкф,
что практически не может быть выполнено; здесь Sac определено для транзи-
стора с Рмакс =200:
> _ 1+Р _ 1+200
ЭС~₽ист+/?,хоэ “ 47,1 + 10,1
76
Рассчитаем теперь значение Сэ для наиболее часто встречающегося значе-
ния 0 у транзистора П202, равном 50:
г- °’16 1 / (1+0,891 - 4,22)2—1,062 _ПЛП,Й , _ДПЛ ,
Сз 90 • 4,22 ]/ 1,062—1 -0,0056 $-5600 мф,
где
с ~ 1 + 50 — А яа 1 Д .
5эс ~ 47,1 + 10,1 ~°’89 в
Как видно из расчета, значение Сэ уменьшается с уменьшением статического
коэффициента усиления транзистора по току. Конденсатор Сэ следует взять на
рабочее напряжение не ниже падения напряжения на /?э , т. е. 1,2 в. Конденса-
тор такой большой емкости даже при малом рабочем напряжении имеет боль-
шие размеры и сильно увеличит размеры, вес и стоимость усилителя.
Для уменьшения размеров и удешевления усилителя Сэ можно исключить
из схемы, но это уменьшит коэффициент усиления каскада и потребует увеличе-
ния амплитуды входного сигнала и повышения мощности предыдущего каскада
(см. пример 5.1 § 5.3). В двухтактных схемах оконечных каскадов отсутствие Сэ
не снижает усиления, а поэтому транзисторные каскады даже малой мощности
часто делают двухтактными.
Несмотря на синусоидальную эдс источника сигнала из-за нелинейности
входной характеристики транзистора, напряжение сигнала на его входе оказы-
вается несинусоидальным. Поэтому для того чтобы крайние точки нагрузочной
прямой остались бы на месте (первоначально выбранные точки 1 и 6 рис. 3.12),
точку покоя необходимо сместить. Уточненное значение тока покоя цепи коллек-
тора по сквозной динамической характеристике (рис. 3.14) получилось равным
260 ма. По нагрузочной прямой рис. 3.12 этот ток соответствует напряжению
питания цепи коллектор—эмиттер i/кэо =11,25 в.
При напряжении источника питания Ек =13 в и максимальном токе покоя
коллектора /ко макс =360 ма напряжение питания цепи коллектор — эмиттер со-
ставит
/7кэ0 — £к (/ко макс + /э0 макс /?э) ~ (/кОмакс^1 + /кОмакс/?э) —
= 13-(0,36 • 3,86 + 0,36 • 4,22) = 10,12 в,
что меньше найденного выше уточненного значения 11,25 в. Поэтому для полу-
чения расчетной выходной мощности сопротивление нагрузки цепи .коллектора
/?к—' необходимо уменьшить до
10 122
RK~ =41,2-^’^ «33 ом,
что нетрудно сделать, изменив коэффициент трансформации выходного трансфор-
матора п до
₽н
/?К Чт
3
33 • 0,75
= 0,348.
При этом окончательное значение тока покоя цепи коллектора будет равно
11 25
/ко =260 ~=289 ма,
т. е окончательно точка покоя цепи* коллектора будет иметь координаты:
77
/ко =289 ма и (ЛсэО =10,12 в. Ввиду малого расхождения напряжений остальной
расчет в данном случае можно оставить без изменений. При значительном же
расхождении напряжений следует пересчитать другие величины, исходя из но-
вого (уточненного) значения /?к^ •
После уточнения режима
ик3т У 2Р~/?К~ _ V2 • 1,37 • 33
U63m U63n 0,13
3.4. Расчет двухтактного каскада мощного усиления
в режиме А
Расчет двухтактного каскада в режиме А производят точ-
но так же, как однотактного, по методике, рекомендациям и фор-
мулам, приведенным в §3.3. Но мощность Р~, снимаемую с одного
транзистора, определяют по ф-ле (2.2):
р — ^вых
27)Т ’
где Рта — мощность, отдаваемая каскадом в нагрузку.
Сопротивление нагрузки R^, определяющее наклон нагрузоч-
ной прямой выходной цепи транзистора, находят так же, как для
однотактного каскада; при расчете каскада учитывают, что два
плеча отдают удвоенную мощность сигнала в нагрузку и потреб-
ляют от источника питания удвоенные ток и мощность.
При расчете коэффициента гармоник двухтактного каскада,
работающего в режиме А, учитывают компенсацию в нем четных
гармоник, находя кг по ф-ле (1.12):
„ ~ V (Ь12т)*+Р3т+(Ь14т)*
КГ Т Ч
* 1т
где b — коэффициент асимметрии транзисторов, использованных в
плечах двухтактного каскада, зависящий как от способа включе-
ния транзистора, так и от отношения его входного сопротивления
к сопротивлению источника сигнала и от схемы каскада. При
включении с общей базой и сопротивлении источника сигнала, во
много раз превышающем входное сопротивление транзистора, что
обычно имеет место на практике, и неподобранных транзисторах
в плечах каскада, значение b обычно не превышает 0,054-0,07;
при малом сопротивлении источника сигнала значение b в этих
78
\словиях может возрасти до 0,2-4-0,25. При включении с общим
»миттером, включении с общим коллектором из-за большого
разброса статического коэффициента усиления тока ₽~-j------—
транзисторы в плечах двухтактного каскада следует подбирать
по Р; при разнице по 0 не более 30% значение b обычно не пре-
восходит 0,1-4-0,15.
Указанные значения коэффициента b относятся к двухтактным
схемам без стабилизирующего сопротивления 7?э в общем прово-
де эмиттера; если же это сопротивление в схеме имеется, значе-
ние b обычно получается, по крайней мере, в два-три раза мень-
ше указанных.
При электрическом расчете выходного трансформатора для
двухтактного каскада в формулах для расчета rlt п, L{, Л1нТ вме-
сто RK~ подставляют 2/?к^ .
Пример 3.2. Рассчитаем двухтактный транзисторный каскад мощного усиле-
ния в режиме А, имеющий fH = 100zf{, fB =5000 гц, МНС 1,5 дб
Рвых =2 вт, кГ не более 5%. Каскад работает на нагрузку /?н =4 ом через
выходной трансформатор и получает питание от выпрямителя, напряжение кото-
рого следует определить. Диапазон изменений температуры окружающей среды
от -10° до 4-40°С.
Взяв кпд выходного трансформатора равным 0,8 для мощности в 2 вт в со-
ответствии с табл. 2.3, найдем мощность, которую должен отдавать один тран-
зистор:
Р 2
= = =,’25в-
Так как допустимый коэффициент гармоник достаточно велик, для увеличе-
ния коэффициента усиления мощности каскада включаем транзисторы с общим
эмиттером.
При кпд каскада с общим эмиттером в режиме А порядка 0,46 выделяю-
щаяся в транзисторе при отсутствии сигнала мощность составит
Ро =
’Ia
1,25
0,46
= 2,72 вт.
Подходящим для каскада является германиевый транзистор типа П202,
данные которого указаны в примере 3.1.
Вследствие большого диапазона температур в рассчитываемом каскаде при-
меним эмиттерную стабилизацию. Для дополнительного сглаживания пульса-
ций источника питания в цепь делителя включаем /?фСф ; для уменьшения раз-
балансировки тока покоя в схему введем сопротивления /?'э и /?"э ; тогда
принципиальная схема каскада будет иметь вид, изображенный на рис. 3.15.
Допустимое напряжение питания для транзистора П202 при включении с
общим эмиттером и повышенной температуре перехода будет равно
t/кэо 0,35 /7КЭд0П =0,35 • 30= 10,5 в.
Минимально допустимый ток покоя /к0 каждого из транзисторов равен
р 1 25
/ко~-------ту---- = Ли с — 0,258 я = 258 ма.
£4эо 0,46 • 10,5
79
На семействе выходных статических характеристик транзистора П202 для
включения с общим эмиттером отмечаем точку покоя (1/кэО = 10,5 в, /к0 =0,258 а)
и для сопротивления коллекторной цепи переменному току
*72о ~ ^2кэо _ 10,52
2Р~ ~ 2Р~ 2 • 1,25
44 ом
проводим через нее нагрузочную прямую (рис. 3.16). Из рис. 3.16 видно, что
остаточное напряжение с/кэост «0,5 в; пренебрегая остаточным током коллек-
Рис. 3.15. Принципиальная схема двухтактного
выходного каскада, к примеру 3.2
тора и считая /КМин «О, отметим крайние положения рабочей точки (точки 1 и
4) на нагрузочной прямой.
Мощность сигнала, отдаваемая транзистором в выбранном режиме, равна
Р~ = 0,125 (/кмакс - Л мин)2 Як ~ =0,125(0,482-О)2 • 44=1,28в/п,
что немного превышает необходимую величину.
Определим ток смещения базы /бо » соответствующий найденной точке по-
коя при минимальном значении статического коэффициента усиления тока тран-
зистора:
/во = -Д- = ----0,0129 а= 12,9 ма.
ГМИН
Необходимая амплитуда переменной составляющей входного тока сигнала
ПРИ Р мин =20 составит
7 7 /к макс /кмин 482 0 1ПЛ-
= —Ж.™— - -12’05
Перенеся на статическую входную характеристику П202 для общего эмитте-
ра точки 1 и 4 нагрузочной прямой (точки /' и 4' на рис. 3.17), определим тре-
буемую амплитуду напряжения сигнала между базой и эмиттером:
7 т #бэ макс------#бэ мин
=
0,45-0,2
2
= 0,125 в.
2
80
Как видно из рис. 3.17, необходимое напряжение смещения £7бэо , соответ-
ствующее точке покоя О, составит 0,35 в. Среднее за период сигнала входное
сопротивление транзистора переменному току
D — * 0,125____ = ю 4 ом
2/бт 2 . 12,05 • 10"3 ’
Рис. 3.Гб. Построение нагрузочной прямой к примеру 3.2 расчета двухтакт-
ного каскада
Рис. 3.17. Входная характеристика транзистора П202, включен-
ного с общим эмиттером к примеру 3.2.
Делитель смещения и цепь стабилизации для большей экономичности рассчи-
таем для заданного диапазона изменения температуры окружающей среды и наи-
худшего случая рмакс =200 без замены транзисторов, как и в примере 3.1. Пола-
6 Зак. 2039.
81
гая напряжение источника питания Ек с учетом падения напряжения на стаби
лизирующих сопротивлениях и первичной обмотке выходного трансформатора
порядка
1,251/Кэо = 1,25 • 10,5«13 в,
найдем величину стабилизирующих сопротивлений схемы
_ (0,054-0,15) Ек _ 0,1 • 13 _
R' ~ 0,258
Сопротивления /?'э и /?"э возьмем по 1 ом-, тогда сопротивление /?э0 , стоя-
щее в общем проводе эмиттеров, должно быть
D Rs-R's 5-1 о
/?эо = ---g---- =-----2-----= 2 ом-
Сопротивление делителя /?2 выбираем по формуле
/?2= (5-4-15)/?вхоЭ = 10 • 10,4« 100 ом.
Приняв минимальную температуру коллекторного перехода Т п мин —
= ^окрмин = —Ю°С, а максимальную температуру коллекторного перехода
Макс = +70°С, определим максимальное и минимальное значения напряжения
смещения и максимальное значение начального тока коллектора:
бЛэо макс = г/бэо+ 0,0022 (20 - Тп мин) =0,35 + 0,0022[20 - ( - 10) ] = 0,416 в
^бэомин = ^бэо-0,0022(Гпмакс -20) =0,35-0,0022(70-20) =0,24 в,
^Пмакс ~1с. 70—70
/кн макс «4нс 2 10 =2 • 10-3 • 2 10 = 2 ма.
Взяв падение напряжения на Еф равным 2 в, получим напряжение, подво-
димое к делителю смещения, Е'к =ЕК —Еф =13—2=11 в, которое используем
для расчета Ei и / к0 макс •
Определив значение сопротивления Ei по ф-ле (1.20) для Рмакс =
= 200, Е'к = 11 в, f/бэОмакс ==0,416 в, /?э = 5олс, /?2=100 ом, 7 ко мин =0,258 а, най-
дем, что оно должно быть равно 530 ом, что округляем до ближайшего
стандартного в меньшую сторону, равного 510 ом. При этом значение /ко макс »
найденное по ф-ле (1.20) и соответствующее Л] макс =+70°С, рмакс =200,
7/бэОмин =0,24 в, /кн макс =2 ма, /?2=Ю0 ом, /?!=510 ом, Яэ =5 ом составит
0,32 а. А мощность, выделяющаяся в транзисторе при отсутствии сигнала, будет
равна
Р — Рк4“^э — /к0 макс ^кэО + /б0 £Л>эО мин ~
= 0,32 • 10,5+12,9 • 10-3 • 0,24^3,36 etn
и необходимая поверхность радиатора
~ ~ 1200-4-1500 _ 1350
*^охл 'Г ГГ
* П макс / окр макс
р
Р 70~40 ч ч
Rrt “Об- ~3’5
82
Максимальная амплитуда входного напряжения сигнала с учетом напряже-
ния отрицательной обратной связи, падающего на Я'з и R "э , составит
^вхт “ ^бзт + 13mR э ^бзт “F ^6т О “F ?мин) э —
= 0,125+12,05 • 10“3(1+20) • 1=0,378 в
и входное сопротивление одного плеча каскада с учетом влияния R'3
р — __ 0,378 =31 4 ом
~ km ~ 12,05 • IO-3 3 4 ° ’
Так как предыдущий каскад должен быть инверсным, а значение /= 12,05 ма
можно снять с коллекторной цепи транзистора П14, инверсный каскад можно
взять реостатным, что упростит и удешевит усилитель. Если расчет инверсного
каскада дал значение сопротивления в цепи коллектора RK =270 ом, то сопро-
тивление источника сигнала /?ист , найденное по ф-ле (3.4), составит:
Р ~ RkR&CA
^Хист ~ Г> I О
№+Кдел
270 • 83,6 _.
270+83,6 ~64ол’
где
100 • 510 _ qq .
100+510 83,6
для этого значения 7?Ист сквозной дина-
________________j =0, /2=0,119а, /к0 = 0,246 а, Л=0,364 а.
По ф-лам (1.10) найдем гармонические составляющие коллек-
0,24233 а; 12т = -0,0025 а; 13т =-0,001333 а; /4п =0,002166 а,
R1R2
~ Ri+R2 ~
По построенной обычным образом ,
мической характеристике найдем / к МИн
4 макс =0,482 а. По
торного тока: /im=C,I
7ср =0,24133 а.
При значении коэффициента асимметрии 6=0,15 определим кг :
к ~ V (*U + Рзт + _
лг г --
1 хт
= У[0,15( — 0,0025)]2 + (-0,001333)2 + (0,15 0,002166)2 _
~ 0,24233 ~
= 0,0146=1,46%,
что по условию допустимо. В действительности значение к г будет еще меньше
вследствие компенсирующего действия отрицательной обратной связи, вносимой
сопротивлениями /?'э и R "э .
Так как выходной трансформатор должен обеспечить сопротивление нагруз-
ки цепи коллекторов переменному току 27?к,_,=2x44=88 ом, при сопротивлении
нагрузки вторичной обмотки Rn =4 ом необходимый коэффициент трансформации
составит
П =
——— = \f-------
•»1Т2/?К~ V 0,8-2-44
=0,238.
Найдем величину активных сопротивлений обмоток трансформатора, взяв
значение с=0,6, так как в первичной обмотке трансформатора имеется значи-
тельная постоянная составляющая тока:
гг =Гу72^(1-71т) = -г-^-2 - 44(1 -0,8) =6,6 ом,
1 - / 1- “Пт \ 1 / 1- °-8 \
’2 “ Т+^М-= 1+0,6 4 ( 0,8 / -°-625ox
6*
83
Взяв М нТ =Мнкаск =1,19, определим необходимую индуктивность первич-
ной обмотки трансформатора
0,159(2/?к~—г,) _ 0,159(88-6,6)
..."... - — 1 - , —— ~ <?н.
/„УЛ12нт-1 100V1.192-1
Уточненное значение тока покоя цепи коллектора /к0 , определенное по
сквозной динамической характеристике, получилось равным 0,246 а, уточненное
значение напряжения питания цепи коллектор-эмиттер найдем из рис. 3.16, отку-
да получим О'кэо =10,8 в. Требуемое напряжение источника питания каскада
Ек должно быть равно:
EK = U' кэО + Ао макс 2 + До макс + 2/эо макс ИэО
кэО 4“ До макс ~2 До макс э “F 2/к0 макс ^?э0 =
= 10,8+0,32 ^-+0,32 • 1+2 • 0,32 • 2= 13,46 в.
£
Пример 3.3. Рассчитаем трансформаторный двухтактный каскад мощного
усиления в режиме А с транзисторами, включенными с общей базой, имеющий
следующий данные: fH = 80 гц, fB—7000 гц, дб (Л4Н<С 1,12), Рвых =60 мет,
3%, сопротивление нагрузки /?н = 10 ом. Каскад должен работать в диапа-
зоне изменения температуры окружающей среды от +5° до +30°С при установке
в него любого исправного экземпляра транзистора.
Определим мощность, которую должен отдавать один транзистор, выбрав
кпд выходного трансформатора равным 0,73 в соответствии с табл. 2.3:
Р 60 • 1О~3
Р~ = = =0,0411 em = 41,l мет.
2т}т 2 • 0,73
При кпд каскада в режиме А порядка 0,48 выделяемая в транзисторе при
отсутствии сигнала мощность составит
„ Р- 41.1 „„
₽« = —" wF-85'1
Подходящим для рассчитываемого каскада является германиевый транзистор
типа П14А, имеющий максимальную рассеиваемую мощность Рмакс =150 мет,
Рмин =20, рмакс =40, наибольший ток коллектора в режиме усиления 20 ма, наи-
большую температуру коллекторного перехода ТПдоп = +85°С, тепловое сопро-
тивление от перехода к окружающей среде R^ =0,2°С/л<вг, наибольшее напря-
жение коллектор—база £/Кбдоп =20 в, максимальное значение начального тока
коллектора /кн с =10 мка.
Для стабилизации режима при изменении температуры и замене транзисто-
ров используем в каскаде эмиттерную стабилизацию. Так как транзисторы кас-
када включены с общей базой, предыдущий каскад берем трансформаторный ин-
версный. В этом случае делитель подачи смещения можно взять общий и схема
каскада примет вид, изображенный на рис. 3.18. Возьмем подводимое к транзи-
стору напряжение питания коллектор — база £/Кбо ориентировочно равным
«0,3 UКб доп =0,3X20=6 в. Для нахождения положения точки покоя опреде-
ляем необходимым ток покоя
Р 6Л . 1О-з
/ко~0 ^7........ = п?э fi =0,0143а = 14,3 ма.
2v)at]t t/кбо 2 • 0,48 • 0,73 .6
На семействе выходных статических характеристик транзистора П14А для
включения с общей базой отметим точку покоя (£/кбо =6 в, /ко = 14,3 ма) и про-
84
ведем через нее нагрузочную прямую. При полном использовании транзистора
как по току, так и по напряжению нижняя точка нагрузочной прямой будет ле-
Рис. 3.18. Принципиальная схема двухтактного выходного каскада,
к примеру 3.3
Рис. 3.19. Выходные характеристики транзисторов П13—П15А
для включения с общей базой, к примеру 3.3
жать на горизонтальной оси при Uкб = 2С/кбО =12 в, а верхняя точка — на
вертикальной оси при 7к=2/кО=28,6 ма (рис. 3.19). Отсюда сопротивление на-
грузки цепи коллектора составит
D Е 12 .ОЛ
Rk------I ~ 28,6 • К)-3 420 °М'
85
Ток смещения эмиттера /эО , соответствующий точке покоя, при Рмин =20
будет равен
/ко = /ко (1 +Кн) = 14,3(1+20) =15
амин Рмин 20
Возьмем амплитуду тока входного сигнала 1^т равной 0,98/эо :
Рис. 3.20. Входная характери-
стика транзисторов П13—П15А
для включения с общей ба-
зой, к примеру 3.3
= 1эт =0,98 . 15= 14,7 ма.
Отметим крайние положения ра-
бочей точки на нагрузочной прямой
(точки 1 и 7) для 1эт =14,7 ма и
найдем мощность сигнала, отдавае-
мую одним транзистором,
• Р~ =0,125 (/к макс /кмин)2^?к~ =
= 0,125(28,3-10-3 —0,3-10~3)2 .
• 420= 41,15 • 10~3 вт.
В нагрузку каскад отдаст мощ-
ность
Рвых = =2 . 41,15 •
• 0,73 = 60,2 мет,
что достаточно. По статической вход-
ной характеристике П14А, для вклю-
чения с общей базой (рис. 3.20), пе-
ренеся на нее точки 1, 4 и 7 нагру-
зочной прямой, найдем
2t7Bxm = 2U36
т — ^эб макс
— Изб мин =0,288-0,078 = 0,21 в.
Необходимая входная мощность
для двух транзисторов каскада со-
ставит
> _о 2U3(,m-2I3m о 0,21 • 2 . 14,7 • 10~3
8 8
= 1,54 • 10-3 вт= 1,54 мет.
Входное сопротивление одного плеча каскада переменному току равно
D ______ 2£7эб/и ___ 0,21 _т 1л
R**06 ~ 2Lm ~ 2 . 14,7 • 10-3 -7, 4
Коэффициент усиления мощности каскада составит
Р ~
1,54
р
ГВХ~
Предположим, что расчет инверсного каскада дал значения:
7?выхоэ1 — 30 КОМУ Г1 = 300 ом, г2п = 0,9 ом, Пп = 0,05;
86
тогда его выходное сопротивление будет равно:
R ~ и?выхоэ1 + + %Г2 п) _
(^выхоэ! + Г^п+С^вхобг+^гп)
(50 • 10’4-300) • 0,052 • (7,144-2 • 0,9)
(50 • 10’4-300) • 0,052-1-(7,144-2 . 0,9) “6’d&0<
Для значения /?Ист =8,35 ои строим сквозную динамическую характеристику,
которая приведена на рис. 3.21. Таблица расчетных данных (3.2) для этой харак-
Рис. 3.21. Сквозная динамическая характеристика,
к примеру 3.3
теристики приведена ниже. Так как сопротивление источника сигнала в данном
случае оказалось малым, порядка входного сопротивления самого транзистора,
сквозная характеристика получилась сильно криволинейной.
Имея значения /к мин =0,3 ма, /к макс =28,3 ма, определим по сквозной дина-
мической характеристике: /2=3,25 ма, /ко =9,2 ма, Л = 18,12ма; по ф-лам (1.10)
ТАБЛИЦА 3.2
Номер точки 1 2 3 4 5 6 7
/к , ма 28,3 23,8 19 14,3 9,6 5 0,3
/э , ма 29,7 25 20 15 10 5 0,3
изб , в 0,287 0,278 0,266 0,25 0,226 0,186 0,077
МИСТ = М эб + /э R ИСТ» в 0,535 0,487 0,433 0,375 0,31 0,23 0,08
87
найдем значения: 1\т-14,29 ма, 12т =2,55 ма, 13т = ~0,29 ма, Цт =-0,14 ма,
/ср =11,89 ла. Коэффициент гармоник каскада рассчитываем, положив коэффи-
циент асимметрии 6=0,06
„ _ У(Ь/2т)2 + /2Зт+(ЬЛт)2
Лг г
*\т
V(0,06 • 2,55)24- (— 0,29) 2Ч-[0,06 (— 0,14)р
14,29
что по условию допустимо.
Из рис. 3.19 найдем, что уточненное значение напряжения питания коллек-
тор-база U' кбо , соответствующее уточненному току покоя /ко =9,2 ма, состав-
ляет 8,3 в, тогда
г . М1+Рмин ) 9,2(1+20) „„
,я = —t— = 20 = |'“ "
и £/эбО =0,225 в.
Так как выходной трансформатор должен обеспечить сопротивление на-
грузки цепи коллекторов 2/?ю—> =2X420=840 ом, необходимый коэффициент
трансформации составит
П = ]/ ^2^- = 0,73 - 2 - 420 = 0’0128-
Взяв значение с=0,6, так как в первичной обмотке трансформатора имеется
значительная постоянная составляющая тока, найдем сопротивление обмоток:
‘ 2 ’ 420(1-0,73) =85,2 ом,
1 |" С 1 | V)О
1 /1-%\ 1 J 1-0,73 \
Г2 = Г+^/?и ("V-) = Т+Дб ’ 10( 0,73 )=2-314 ом-
Необходимая индуктивность первичной обмотки трансформатора составит
. ~ 0,159(27?к~ —rj _ 0,159(840-85,2) Q._
А]/АРнт- 1 80 yi,122-1
Задавшись падением напряжения на Яэ , равным Еэ =0,1 • £/'кб0 =0,83 в,
найдем величину R9 , учитывая, что через него течет удвоенное значение тока
покоя эмиттера:
_ Еэ Ез 0,83 лс
9 27,0 ~ 2/к0 ~ 2 • 9,2 • 10~3 ~45 0М
(стандартное значение 43 ом, см. приложение 6).
В рассчитываемом каскаде делитель смещения не шунтирует входную цепь;
поэтому для улучшения стабилизации его сопротивление можно взять неболь-
шим, исходя из допустимого расхода мощности на делитель. Для получения
6/эбО =0,225 в падение напряжения на сопротивлении Ё2 должно быть равно
Е2 ж Е3 + 77,бо =0,83 + 0,225= 1,055 в.
Задавшись током через Ri, равным 0,3 /» ср , найдем
о _ ~ ^2 __ ____1,055________
О,3/,о ~ О,37ко 0,3 - 9,2 • 10“3 382
(стандартное сопротивление 360 ом).
88
Схему стабилизации рассчитаем на изменение температуры в заданном диа-~
пазоке и смену транзисторов; определим максимальное и минимальное напря-
женин смещения и максимальное значение начального тока коллектора:
i/эбОмакс = ^эбо + 0,0022(20—Гп мин) =0,225+0,0022(20-5) =0,258 в,
t/эбо мин = i/эбо—0,0022( Тп макс-20) = 0,225 - 0,0022 (60 - 20) = 0,137 в,
макс~~7*с 60—20
Лен макс ~ Ане *2 = 10 • 2 = 160 мка,
полагая повышение температуры перехода на 30°С относительно ТОкрмакс>
т. е. Т п макс =*30°+30о=60°С.
Найдем /?], учитывая, что делитель является общим для двух транзисторов
и полагая напряжение источника питания
Ек ж £/'кбо + Е2 + Ao =8,3+1,055 + 9,2 • 10~3 «10 в.
£ £
Включив в цепь делителя цепочку фильтра Сф/?ф, как и в примере 3.2, и
положив падение напряжения на /?ф равным 1 в, получим напряжение на дели-
теле Е'к =Ёк — Еф = 10—1=9 в, которое подставим в формулы для Ri и / ко макс !
/?1 =
/?2 1 I QH—{Е'к • ^Абомакс) /?э2/комин
МИН V
мин-/?2 ^АбО макс)
(₽Э + /?г) 2/кО мин
360 .Ion (9-0,258)-43 • 2 • 9,2 • 10~3 I
=-------!=——---------------г-----------------— = 1990 ом
(43+360)2-9,2-Ю-5- (тД™I (2-9,2-10-3-360-0,258)
\ * “Г
(стандартное сопротивление 1800 ом).
Максимальное значение тока покоя коллекторов .составит
«л [Е'кРъ UэбО мин(/? 1 + /?я] Iкн макс +/?2)
О/ 1фР макс
*1 кОмакс=-------------------------1---п п
^(Л. + ^+т^-
1 I Рмакс
40
-^^[9-360-0,137(1800+360)]+160-10"6[43(1800+360) +1800-360]
43(1800+360)+
=28 ма.
При этом мощность, выделяющаяся в одном транзисторе при отсутствии сиг-
нала, будет равна
Р — Рк Рэ = /кОмакс /Л'кбо+/бО макс £АбО мин ~Лео макс EJ'кбО 4"
+ Д-—£/эб0 мин = 14 - 10-3 • 8,3+- • 0,137=0,116 вт,
рмакс W
что допустимо.
Повышение температуры перехода при этом составит
д7п = Р7?тт =0,116 • 0,2 . 103=0,0232 - 103=23,2°С,
89
что даже немного меньше, чем предположенное повышение температуры пере-
хода на ЗО°С; поэтому максимальный ток коллектора и выделяемая в транзи-
сторе мощность будут меньше найденных.
Требуемое напряжение источника питания каскада должно быть равно
Ек — EJ кбО 4“ /кОмакс “2 Ь(2Аомакс 4“ £Дбо) —
] тг I г П । п (Ао макс /кн макс) (14“ Рмакс ) n । тт
— U кбО 4" <кОмакс “л-Г * --------о------------ Лэ+^эбО
Рмакс
_8,3+14.10-^+Г 2(I4-'O--1WO-.)(1+4O) . 36+0225
= 10,14 в.
3.5. Расчет двухтактного каскада мощного усиления
в режиме В
В режиме В плечи двухтактной схемы работают поочеред-
но, каждое в течение полупериода сигнала; полпериода каждое
из плеч как бы отключено от схемы. Для упрощения расчета
трансформаторного каскада в режиме В удобно рассчитывать одно
плечо схемы вместе с половиной первичной обмотки выходного
трансформатора и всей его вторичной обмоткой, так как вторая
половина обмотки и второе плечо во время работы первого плеча
можно считать отключенными.
При этом расчет каскада производят для половины периода
сигнала по обычным семействам статических характеристик тран-
зистора, включенного в одно плечо схемы, получая при этом дан-
ные, относящиеся ко всему каскаду за период.
Расчет каскада начинают с определения мощности сигнала
р
, которую должен отдавать один транзистор, выбрав
кпд выходного трансформатора т]т в соответствии с указаниями
табл. 2.3.
На основании полученных данных и указаний стр. 43—44 вы-
бирают транзистор, способ его включения, схему подачи смеще-
ния и составляют принципиальную схему каскада.
Напряжение питания выходной цепи Uo в режиме В берут не
выше (0,35—0,4) Uвых доп , где {/выхлоп — максимальное допусти-
мое напряжение между выходными электродами для выбранного
способа включения, взятое из справочных данных.
Нагрузочную прямую строят для одного полулериода сигнала
на семействе статических выходных характеристик. Сопротивление
нагрузки одного плеча выходной цепи переменному току находят
из выражения
R 0,5 ( -р 6'0Ст)- , (3.26)
где (/ост — остаточное напряжение.
90
При включении с общей базой ижт «0; при включении с об'
щим эмиттером и общим коллектором (7осТ находят по семейству
выходных характеристик транзистора для включения с общим
эмиттером (рис. 3.22) для макси-
мального значения выходного то-
ка, ориентировочное значение ко-
торого определяют по формуле
а27)
Для полученного значения
на семействе статических
выходных характеристик транзис-
тора проводят нагрузочную пря-
мую через точку UQ на горизон-
С/о
тальной оси и точку /= =----на
вертикальной оси (рис. 3.23).
При включении с общей базой
верхним положением ' рабочей
точки, определяющим максималь-
Рис. 3.22. Определение UOct по
ориентировочно найденному макси-
мальному току ZOp (к расчету кас-
када в режиме В)
ное значение выходного тока
У'макс, является пересечение нагрузочной прямой с вертикальной
осью семейства выходных характеристик, в этом случае
Рис. 3.23. Построение нагрузочной прямой для трансформа-
торного каскада мощного усиления в режиме В
9!
/'макс = о--• При включении с общим эмиттером или общим
коллектором верхним положением рабочей точки является пере-
сечение нагрузочной прямой с линией отсечки ОК (рис. 3.23).
Максимальное значение выходного тока не должно превышать
максимально допустимого тока для выбранного типа транзи-
стора.
Отдаваемую каскадом мощность проверяют по формуле
Р~ — 0,5/ ,2макс ~ 0,5 ((/вых 0 — U ост) / макс • (3.28)
Если мощность недостаточна, то уменьшают R_____п. Максималь-
ную мощность, выделяемую на коллекторе транзистора, при ра-
боте каскада в режиме В с изменяющейся амплитудой сигнала
находят из выражения
Рк= 0,318/"макс (7о-О,25/"2макс^п=°^ОЗ/'макс О~0,\015/'2макс/?~п,
(3.29)
ГДе 1П макс = 0,637 Гмакс .
Необходимые напряжения, ток и мощность входного сигнала
находят, как и в режиме А, по входной динамической (или ста-
тической) характеристике. Для уменьшения нелинейных искаже-
ний при слабых сигналах на базу транзистора относительно эмит-
тера в режиме В подают небольшое напряжение смещения (JBxo
от делителя с малым сопротивлением. Величину смещения берут
такой, чтобы ток покоя выходной цепи транзистора /о' при от-
сутствии сигнала составлял (0,054-0,1) /'макс . При таком смеще-
нии нелинейные искажения при слабых сигналах получаются не-
большими и их можно не учитывать. Для германиевых транзисто-
ров при комнатной температуре обычно необходимое напряжение
смещения составляет 0,154-0,25 в, для кремниевых 0,5 в и выше.
При работе каскада транзистор нагревается, и поэтому необходимое напря-
жение смещения получается ниже, чем найденное указанным способом для ком-
натной температуры. Если желательно получить точное значение напряжения
смещения для нагретого транзистора, его величину нужно уменьшить на 2 мв
на каждый градус повышения температуры перехода относительно 20°С.
Отметив положение точки покоя на перпендикуляре к горизон-
тальной оси, восстановленном из точки UQ на семействе выходных
статических характеристик (рис. 3.23), и найдя /вхо переносят на
входную характеристику верхнюю точку Н нагрузочной прямой
(точка //' рис. 3.24) и точки ее пересечения с статическими выход-
ными характеристиками (точки /, 2). Амплитуду входного сигнала
(Увхмакс определяют как разность входных напряжений, соответ-
ствующих точке покоя и точке //' входной характеристики.
Далее по точкам на входной и выходной характеристиках
строят обычным образом сквозную динамическую характеристику,
92
отмечают на ней точку, соответствующую половине амплитуды
эдс, и находят ток /'( в этой точке (см. пример 3.4).
Для расчета коэффициента гармоник двухтактного каскада в
режиме В с учетом асимметрии плеч находят /макс, Л, /о, h, /МИн
по формулам:
I макс — (1+6)/' макс
/.=(1+6)/',
/о=(1+6)/'о-(!-6)/'о = 2&/'о
/2=-(1-6)/',
/мин— (1 6)/ Макс
(3.30)
Значения коэффициента b берут указанные на стр. 79. Ампли-
туды первых четырех гармонических составляющих выходного
тока 1\т> hm, hm, hm находят по ф-лам (1.10); среднее значение
тока, потребляемое каскадом от источника питания, при макси-
мальном сигнале определяют из выражения /ср =0,637 /'макс и рас-
считывают коэффициент гармоник по формуле
______ V 722т + /2з.т> + /24т
Kv —__------------------- .
' 1m
При хорошем использовании транзистора коэффициент гар-
моник в режиме В получается значительно выше, чем в режиме
А; особенно сильно он воз-
растает при включении с
общим эмиттером, достигая
десятков процентов, что ино-
гда заставляет отказываться
от такого включения. Де-
литель смещения в режи-
ме В вносит дополнительные
нелинейные искажения из-за
снижения р при больших
амплитудах сигнала. Чем
меньше сопротивление дели-
теля, тем эти искажения
меньше. В режиме В вклю-
чение с общим эмиттером
дает меньший выигрыш, по
мощности входного сигнала,
чем в режиме А, ввиду силь-
ного падения р при больших
токах. Наименьший коэффи-
Рис. 3.24. Входная характеристика
транзистора (к расчету каскада в ре
жиме В)
93
циент гармоник, как и в режиме А, дает включение с общим кол-
лектором при условии невысокого выходного сопротивления пре-
дыдущего каскада.
Амплитуду входного тока сигнала находят для транзистора
с наименьшим статическим коэффициентом усиления тока:
f ________ f ________ J к макс
вх макс — *б макс — й---------
Рмин
г ________ j ________ к макс
вхмакс — 1з макс--------------
®мин
, _ , __ 1 з макс
вх макс — ‘б макс — 1 , 0-----
1 "гРмин
(3.32)
— первая из формул относится к включению с общим эмиттером,
вторая — к включению с общей базой, третья — к включению
с общим коллектором.
Сопротивление /?2 делителя, задающего смещение на вход кас-
када (рис. 3.6, 3.7), рассчитывают, задавшись постоянной состав-
ляющей тока /дел в этом сопротивлении при отсутствии сигнала
порядка (0,5-4-2) /бмакс, где /б макс — максимальное значение тока
базы за период при максимальном расчетном сигнале
/?2 = - . (3.33)
••дел
Сопротивление Ri делителя находят, исходя из падения напря-
жения на нем и постоянной составляющей тока, протекающего че-
рез это сопротивление при отсутствии сигнала.
= Е/ ~ оГ' • (3.34)
««дел’Т’^/бО
Необходимая входная мощность сигнала с учетом делителя
смещения для такого каскада определится выражением
Р ВХ~ — 0,5/ вх макс ( U вх макс + h макс /?2) (3.35)
и входное сопротивление каскада с учетом влияния делителя
п U ъл макс + А макс R 2 /о о/2\
/\вх~ —---- Т • ^О.ОО^
1 вх макс
Радиатор, охлаждающий транзистор при включении с общей
базой, рассчитывают, исходя из максимальной мощности Р, вы-
деляющейся в транзисторе:
Р = РК + Р9 = 0,203/'макс UQ-0,1015 Рмакс *?~п+у
(3.37)
94
где Саймаке представляет собой найденное по входной статической
характеристике входное напряжение, соответствующее /'ВХмакс —
=0,637 I вх макс . При включении с общим эмиттером и общим кол-
лектором Р^РК.
Коэффициент трансформации выходного трансформатора
w2
пп =----
п Win
активное сопротивление половинки первичной обмотки
г1П, активное сопротивление вторичной обмотки г2, необходимую
индуктивность половинки первичной обмотки Lin находят из вы-
ражений:
Лп= 1/ - о"
= 0,58 R~u (I — т|т)
1 — Т1т
r2 = 0A2RH-----Я
7]т
f ~ 0,159( — г1П)
1П
(3.38)
индуктивность всей первичной обмотки Ц составит 4Л1П. Форму-
ла для расчета частотной характеристики каскада в области ниж-
них частот имеет вид
V1+
0,159 (/?~п — Лп)
(3.39)
Допустимую индуктивность рассеяния здесь также рассчиты-
вать не нужно, так как ее действительное значение будет много
меньше допустимого и частотные искажения на верхних частотах
у выходного трансформатора практически отсутствуют.
Требуемое напряжение источника питания Ек для каскада
мощного усиления, работающего в режиме В, определяется выра-
жением
Ек — Uo 1'q ^in ’ (3.40)
так как произведение Л/^п обычно много меньше, чем t/0. Источ-
ник питания каскада, работающего в режиме В (выпрямитель,
сухая батарея, аккумулятор) должен иметь низкое выходное со-
противление; изменение напряжения источника питания при из-
менении входного сигнала от нуля до максимального расчетного
значения не должно превышать 10-4-15%.
Пример 3.4- Рассчитаем каскад мощного усиления в режиме В с транзисто-
рами, включенными с общей базой, имеющий: РВых = 20вт,/?„ =180 ом, fH =50 гц,
/в-10 000 гц, М н<1,19, 6%, Токрмакс =4-40°С. Источник питания каска-
95
да — выпрямитель с выходным напряжением 20 в и малым внутренним сопро-
тивлением.
Взяв кпд выходного трансформатора 0,85 для мощности 20 вт, получим
р
* вых
%
Ж"23’5
Применим в каскаде транзисторы типа П4А, имеющие: максимальную мощ-
ность рассеивания с дополнительным внешним радиатором Ркмакс =20 вт,
/к доп =5 а, i/кбдоп =60в при Тп< 50°С; максимальное значение обратного
тока коллектора /кнс=0,5 ма при 20°С, Рмин =5 | амин=——=0,833 ,
_ I 1+Рмин /
гПдоп=90С,/?тт=2°С/вт.
Принципиальная схема рассчитываемого каскада приведена на рис. 3.25. За-
давшись максимальной температурой перехода в рабочих условиях ТПмакс =70°С,
найдем допустимое напряжение питания выходной цепи
1/квоСО/Шкбдоп (1—0,08 701050 ) =0,4 • 60(1-0,08 • 2) =20,16 в,
Рис. 3.25. Принципиальная схема каскада, к при-
меру 3.4
так как допустимое напряжение для транзисторов П4 должно снижаться на 8%
на каждые 10°С повышения температуры перехода сверх 50°С. Таким образом,
заданное напряжение выпрямителя, равное 20 в, является допустимым.
Найдем сопротивление нагрузки для одного плеча выходной цепи, пренебре-
гая падением напряжения от тока покоя на первичной обмотке трансформатора
п « 0,5 (^»-^сТ)2 =0,5^- =8,5 ом,
так как (70ст =0 для включения с общей базой. Максимальная амплитуда тока
сигнала в цепи коллектора
Г _______ ^кб° — %®
* к макс — п------- — о с —и,
Лк—П О,Э
что для П4А допустимо. На семействе выходных статических характеристик П4А,
включенного с общей базой, строим нагрузочную прямую одного плеча двухтакт-
96
ной схемы для /?к^п =8,5 ом, [/кбо =20 в (рис. 3.26). Отдаваемая каскадом
мощность равна
Р~ = 0,5/'2кмакс /?к~п =0,5 • 2,352 • 8,5=23,52 вт,
Рис. 3.26. Выходные характеристики транзистора П4А, вклю-
ченного с общей базой, к примеру 3.4
что достаточно. Возьмем ток пок<>я цепи коллектора
/ ко “ 0,05/ кмакс:=::0,05 • 2,35^0,12 а^/^о
для этого значения /эо на входной статической характеристике, находим U эбо—
=0,17 в. Перенеся верхнюю точку (точку 6) нагрузочной прямой на входную
характеристику, найдем амплитуду напряжения входного сигнала на транзисто-
ре иэб мак с =0,44 в (рис. 3.27).
Предположим, что расчет инверсного каскада дал значения /?вых оэ1 =300 ом,
w.,n
Г1 = 10 ом, пп = =0,08, тогда сопротивление источника сигнала для оконеч-
ного каскада составит
Лист ~ (Явыхоэ! + Г1) Л2П = (300+ 10)0,082«2 ом.
Для этого значения /<Ист рассчитываем данные для ряда точек сквозной
характеристики (табл. 3.3) и строим эту характеристику (рис. 3.28), откуда на-
ходим для половины амплитуды эдс /'1 = 1,15 а.
7 Зак. 2039. 97
Рис. 3.27. Входная характеристика транзистора
П4А, включенного с общей базой, к примеру 3.4
Рис. 3.28. Сквозная динамическая характе-
ристика, к примеру 3.4.
98
ТАБЛИЦА 3.3
Номер точки 1 2 3 4 5 6
/к , а 0 0,49 0,98 1,46 1,92 2,35
/э , а 0 0,5 1 1,5 2 2,45
изб , в 0,07 0,285 0,38 0,465 0,543 0,61
Цист = «эб+/э Лист, ® 0,07 1,285 2,38 3,465 4,543 5,51
Так как /?Ист невелико и такого же порядка, как и входное сопротивление
транзистора, берем для включения с общей базой коэффициент асимметрии
6=0,12, тогда:
/макс — ( 1 + b) макс — (1+0,12)’ 2,35 — 2,628 6Z,
Л= (!+&)//= (1+0,12) ’ 1,15=1,288 а,
/о = 26/о, = 2 . 0,12 . 0,12 = 0,0288 а,
Z2= — (1 —6)//= — (1 —0,12) . 1,15= —1,012 а.
Iк мин = (1 Ь) /'кмакс = (1 0,12) • 2,35= 2,068 и.
При этих значениях /к макс , />, /о, А, /кмин расчет гармонических состав-
ляющих выходного тока и коэффициента гармоник по формулам пяти ординат
дает: /1т=2,332а, /2т =0,123 я, 13т =0,016 а, /4т = — 0,031 а и кг=5,48%, что
допустимо. Наибольшая амплитуда входного тока сигнала составит
г —Т __ макс __ 2,35 _QnQz7
/ вх макс — *э макс — — л ооо —и.
®мин U,ООО
Задавшись Iдел = /бмакс , рассчитаем сопротивления делителя подачи сме-
щения:
п Uxo £/эбО ^АбО Рмин 0,17 • 5 aqci
К2 ~ ~1----- — “7------- — ”77-------- ~ 9~4R— =V,OO1 CLW,
/дел /б макс / к макс ^,оо
п ^вхо ^АбО 20 — 0,17 ЧЯ Ч пл/
/?, = =---------------— = 2,3"5"”6;i2 ~38’3 °М-
Рмин 5^5
2,35
Мощность, потребляемая делителем, будет равна Рдел—/дел Ек = —g—20=
=9,4 вт, что сильно снизит кпд усилителя и заставит увеличить мощность источ-
ника питания. Поэтому, несмотря на то, что в схеме с общей базой величина
Змин не имеет существенного влияния на работу каскада, для уменьшения мощ-
ности, потребляемой делителем смещения, желательно иметь 0 мин возможно
7* 99
б макс +
более высоким; например, если для рассчитываемого каскада взять транзистор
П4Б, имеющий рМин =15, сопротивление делителя возрастет в три раза, а сле-
довательно, втрое уменьшится потребляемая им мощность.
Среднее значение тока, потребляемое рассчитываемым каскадом от выпря-
мителя, при максимальном сигнале и транзисторах П4Д составит
/ср = 0,637 Гк макс + /дел =0,637 . 2,35+ = 1,97 а.
О
Необходимая входная мощность сигнала с учетом делителя смещения
Рвх^ макс (^Аб макс А макс ^2) 0,5-2,82^ 0,44 4---“—0,361j =
= 0,86 вт
и входное сопротивление каскада с учетом влияния делителя
9 4е»
и лг р 0,444-^-0,361
п ______ эб макс i < б макс Ад _ °
*вх ~ ~ /э макс — 2,82
Максимальная мощность, выделяемая на коллекторе транзистора, составит
Рк — 0,203/'КМакс ^кбО 0,1015/\ макс ^к~ П —
= 0,203 • 2,35 • 20 — 0,1015 • 2,352 . 8,5 = 4,775 вт.
Радиатор для каждого из транзисторов рассчитываем, исходя из взятой
ранее Тп макс =+70 С.
р ___ р _|_ р ___ р £ 0,5/ э макс U эб макс _
Л^С1 0,5 • 0,637 * 2,82 • 0,34 л по
= 4,7754----1---------о------------ =4,93 вт.
2
где U's6 макс =0,34 в, найденное по входной статической характеристике рис. 3.27
для Г з макс =0,637 / • макс =0,637 • 2,82=1,8 а»
12004-1500 ~ 1350 2
*Л>хл ~7= ¥ 7А 4А ~СМ ‘
' П макс > окр макс р 1 и q
Р тт 4,93
Выходной трансформатор должен иметь электрические данные:
п п = 0,58 /?к~п(1-^) =0,58 • 8,5(1—0,85) =0,738 ол,
/ 1 - % \ / 1 - 0,85 \
г2 = 0,42/Ц—=0,42 • 180 Qg5 ) =13,35 ом,
0,159 (J?Jn-r,n) = 0,159(8,5-0,738) =
/нУЛ4211Т-1 50yi,192—1
Пример 3.5. Рассчитаем трансформаторный транзисторный каскад мощного
усиления в режиме В для усиления радиовещательной передачи, имеющий сле-
100
дующие данные: Рвых =50 er, Uвых =60 в, эфф, кг <8%, Токрмакс = +40°С.
Источник питания каскада — выпрямитель с малым внутренним сопротивлением.
При т)т =0,9 для мощности 50 вт отдаваемая каскадом мощность составит
/>- = -^- = -^-=55,5 вт.
т]т 0,9
Так как допустимый коэффициент гармоник достаточно велик, для увеличе-
ния коэффициента усиления мощности каскада используем включение транзи-
сторов с общим эмиттером. Попробуем применить в каскаде два транзистора ти-
па П210А, имеющие: Ркмакс =60 вт, /к доп =12а, СУкэдоп =60 в, при
в интервале температур коллекторного перехода от -60 до +8542, Т Пмакс =
= +85°С, /С'р'р = ГС/вт, рмин = 15, /кн^иакс =8 ма при 20°С.
Рис. 3.29. Принципиальная схема двухтактного выходного
каскада, к примеру 3.5
При трансформаторном инверсном каскаде и общем делителе подачи смеще-
ния схема каскада примет вид, изображенный на рис. 3.29. Допустимое напря-
жение питания выходной цепи составит
L/кэо 0,35 Ukb доп = 0,35 • 60 = 21 в.
Сопротивление нагрузки одного плеча выходной цепи
Я^п ~ 0,5 (СГкэо ~ ^ост)2 =0,5 (21 55°’575)2 = 3,68 ом>
4/ост =0,75 в найдено по семейству выходных статических характеристик транзи-
стора П210А для включения с общим эмиттером (рис. 3.30) при ориентировоч-
ном значении максимального выходного тока:
. Р~ _ 55,5
ор ~ 0,5£/кэ0 0,5 . 21 5’ а'
Отложив на вертикальной оси семейства выходных статических характери-
стик ток / =^"^1=3^==5»7 а> строим нагрузочную прямую плеча (рис. 3.30);
из чертежа находим /'к макс =5,5 а, что не превышает /к доп =12 а. Отдаваемая
каскадом мощность составит
Р~ = 0,5/'2к макс/? к~ п =0,5 • 5,52 . 3,68 = 55,5 вт,
101
что достаточно. Максимальная мощность, выделяемая при этом на коллекторе
транзистора, будет равна
= 0,203 / к Макс КЭО 0,1015/'2кмакс =
= 0,203 • 5,5 . 21—0,1015 • 5,52 • 3,68=13,2 вт.
что допустимо.
Допустимое значение тока покоя каждого из транзисторов /'ко должно ле-
жать в пределах (0,054-0,1) /'к макс = (0,054-0,1) • 5,5=0,2754-0,55 а. Возьмем ток
покоя /'ко =0,35 а, что соответствует статической характеристике для =5 ма и на-
пряжению смещения по входной статической характеристике (рис. 3.31) £/бэо=0,2в.
Рис. 3.30. Выходные характеристики транзистора П210А, включенного
с общим эмиттером, к примеру 3.5.
Перенеся на входную статическую характеристику точку 7, соответствую-
щую /'к макс , найдем амплитуду напряжения сигнала между базой и эмиттером
^бэмакс =0.81-0,2 = 0,61 в.
При включении транзистора инверсного каскада с общим эмиттером /?ист ,
рассчитанное по ф-ле (3.5), будет иметь величину порядка 25 ом. Для такого
значения /?ист в табл. 3.4 приведены данные для точек /—7 нагрузочной пря-
мой, по которой построена сквозная характеристика, изображенная на рис. 3.32.
102
Рис. 3.31. Входная характеристика транзистора П210А, вклю -
ценного с общим эмиттером, к примеру '3.5
Рис. 3.32. Сквозная динамическая характеристика, к примеру 3.5
103
ТАБЛИЦА 34
Номер точки 1 2 3 4 5 6 7
Ис > а 0 1,22 1,98 3,06 3,82 4,46 5,5
16 л а 0 0,025 0,05 0,1 0,15 0,2 0,31
абэ , в 0,15 0,34 0,428 0,545 0,63 0,696 0,81
аИст =абэ +/б /?ист > в 0,15 0,965 1,68 3,05 4,38 5,7 8,56
Найдя из сквозной динамической характеристики /'1=3,8 а и взяв для вклю-
чения с общим эмиттером при подборе транзисторов в плечах коэффициент асим-
метрии 6=0,15, найдем: /макс =6,32а, Д =4,37 а, /0=0,105 а, /2= — 3,23а, /мин =
= —4,68 а. Гармонические составляющие выходного тока, найденные по ф-лам
(1.10), будут равны: 1\т =6,2а, /2/п=0,3575 а, /зт=—0,7 а, /4w=— 0.191а, что
даст значение кг = 13%.
Так как значение коэффициента гармоник не должно превышать 8%, для
снижения Кг до допустимой величины в каскаде можно применить отрицатель-
ную обратную связь или включить транзисторы каскада мощного усиления с
общим коллектором (см. пример 3.6). Снизить коэффициент гармоник каскада
можно также, включив транзистор инверсного каскада с общим коллектором; при
этом сопротивление источника сигнала /?Ист составит примерно 1,5 ом. Для этого
значения /?Ист сквозная динамическая характеристика на рис. 3.32 изображена
пунктиром; значение кг каскада в этом случае составляет 7,46%, что по усло-
вию допустимо.
Расчетная амплитуда тока входного сигнала составит
г ________ т ________ к макс
вх макс — 2 б макс — п
гмин
5,5
15
= 0,367 а
Взяв /дел =/б макс ,' рассчитаем сопротивления делителя подачи смещения и
потребляемую ими мощность:
вх О
дел
__ ^бэ о
/б макс
О»2 ЛСЛС
-n-Q-C7- =0,545 ом,
О,оо/
дел 2До 7
*б макс
^к U бэ о
ко
Рмин
21-0,2
n q- —50,3 ом,
0,367 + 2
р ____ U вхО
А 2 “ 7
Рдел« 4ел ^к =0,367 . 21 =7,7 в/П.
Ток, потребляемый каскадом от выпрямителя при максимальном сигнале, и
требуемое напряжение источника питания составят
/сР=0,6377'кмакс+7дел= 0,637 • 5,5 + 0,367 = 4,14 а; £к« С/кэ0 = 21 в.
’Х
104
Входная мощность сигнала и входное сопротивление плеча каскада с учетом
делителя смещения:
7^вх~ = 0,5 /б макс ( U бэмакс *4* Д макс ^2) “
=0,5 . 0,367(0,61+0,367 • 0,545) =0,149 вт,
п _____ U бэ макс “Ь /б макс __
Лвх~ — 7 —
*6 макс
0,61+0,367 • 0,545 ОО1
= --------ВД67-----------2’21 “•
Радиатор для каждого из транзисторов рассчитываем, задавшись макси-
мальной температурой перехода ГПмакс =80°С:
с 1200^-1500 1350 2
50ХЛ > у------—~« ------=670 см2.
1 П макс у окр макс г» w 1
Р 11 13,2
Расчет электрических данных выходного трансформатора производится для
£/2ВЫХ Эфф 602
°н= —р—“z = “§q"=72 ом; расчет не приводим, так как он аналогичен преды-
дущему примеру.
Пример 3.6. Для иллюстрации расчета каскада мощного усиления в режиме
В с общим коллектором пересчитаем каскад с данными примера 3.5 на включе-
ние транзисторов с общим коллектором. Схема двухтактного каскада в режиме В
с общим коллектором и общим делителем подачи смещения дана на рис. 3.7.
Так как отдаваемая каскадом мощность остается равной 55,5 вт, ис-
пользуем в каскаде те же транзисторы типа П210А. Ввиду того, что для П210А
при включении с общим эмиттером и общим коллектором £/кэдоп =60 в, напря-
жение питания С/кэо останется равным 21 в. Определив тем же методом, как и в
примере 3.5, £/ост=0,75 в, найдем, что R э^п останется равным 3,68 ом. Нагрузоч-
ную прямую плеча для (Лсэ0=21 в и РЭ^,П=3,68 ом проводим на семействе вы-
ходных характеристик П210А, для включения с общим эмиттером (рис. 3.30).
Максимальное значение тока выходной цепи определяется так же, как в приме-
ре 3.5, и остается равным 5,5 а; но это уже не ток коллектора, а ток эмиттера
гэ макс . Отдаваемая каскадом мощность Р,—, и максимальная мощность, выде-
ляемая на коллекторе транзистора Рк , определяются, как и в примере 3.5, и
останутся равными 55,5 вт и 13,2 вт соответственно. Ток покоя цепи коллектора
/'ко практически равный току покоя эмиттера Г эо , оставим равным 0,35 а;
поэтому напряжение смещения t/бэО и амплитуда напряжеиня база—эмиттер
{/бэмакс составят по-прежнему 0,2 в и 0,61 в. Расчетная амплитуда тока вход-
ного сигнала при включении с общим коллектором, составит
Т _______ Т ______ 1 9 макс __ _ П 044 п
'ВХ макс - /б макс - j + - j jg
Расчет делителя подачи смещения при /дел =/бмакс , проведенный так же,
как и в примере 3.5, даст: /?2=0,582 ом, Pi =53,3 ом и Рдел =^делР« =0,344 • 21 =
= 7,22 вт. Входная мощность сигнала и входное сопротивленце плеча с учетом
делителя подачи смещения при включении с общим коллектором определятся
выражениями:
Т^вх ~ ~ 0.5 /б макс ( U бэ макс “Ь А макс “Ь 7 э макс ^э ~ П )
= 0,5 • 0,344(0,61+0,344 . 0,582 + 5,5 • 3,68) =3,62 вт.
п ______ ^бэ макс + /б макс # 2 4~ 7х э макс ^э~П_
л вх ~ — т
1 б макс
0,61+0,344 • 0,582 + 5,5 . 3,68 С1 о
— ------------—=61,2 ом.
0,344
105
При такой мощности входного сигнала инверсный трансформаторный каскад
целесообразнее сделать двухтактным. Если в нем применить транзисторы П202 в
режиме А, включенные с общим эмиттером, то сопротивление источника сигнала
Лист для рассчитанного каскада составит примерно 800 ом.
Сквозную характеристику строим для тех же семи точек нагрузочной пря-
мой, как и в примере 3,5 (табл. 3.4), но для Лист =800 ом; расчет коэффициента
гармоник по этой характеристике даст значение кг = 14%. Такой коэффициент
гармоник получился бы при включении транзисторов с общим эмиттером;
при включении же с общим коллектором обратная связь снизит коэффициент
гармоник до величины
Кг ОК -
____________________Ку оэ
[ _____I э макс R П_____
^бэ макс Ч” А макс ^2
14
5,5 • 3,68
0,61+0,344 • 0,582
61,2
• 800 + 61,2
____Лвх~_____
R ист + R ВХ
= 5,04%,
что по условию допустимо.
Такой высокий коэффициент гармоник при включении с общим коллектором
получился потому, что сопротивление источника сигнала Лист (выходное сопро-
тивление предыдущего каскада) во много раз превысило входное сопротивление
плеча Лвх/—Однако коэффициент гармоник рассчитанного каскада легко сни-
зить, включив на половинки вторичной обмотки входного трансформатора шун-
тирующие сопротивления; если, например, эти сопротивления взять по 400 ом,
то Лист уменьшится до 160 ом. Входная мощность сигнала при этом возрастет
лишь до 4,73 вт, а коэффициент гармоник, как нетрудно найти по приведенной
выше формуле, снизится до 1,78%.
Расчет тока, потребляемого каскадом от источника питания, напряжения
источника питания, радиатора, и расчет электрических данных выходного тран-
сформатора производятся так же, как в примере 3.5.
3.6. Бестрансформаторные двухтактные каскады
мощного усиления
Включение нагрузки непосредственно в выходную цепь тран-
зисторов без выходного трансформатора позволяет устранить
вносимые последним частотные, фазовые и нелинейные искаже-
ния, уменьшить размеры, вес, объем и стоимость каскада, повы-
сить его кпд и избавиться от нелинейных искажений, вызывае-
мых отсечкой тока в режиме В.
Однако в обычных схемах непосредственное включение на-
грузки оказывается невозможным из-за прохождения через на-
грузку постоянной составляющей тока, вызывающего резкое умень-
шение отдаваемой каскадом мощности и его коэффициента полез-
ного действия.
Прохождение постоянной составляющей тока через нагрузку
и связанное с этим снижение кпд, а также вносимые трансфор-
матором искажения и потери отсутствуют в схемах бестрансфор-
маторных двухтакных каскадов, имеющих несколько разновид-
ностей. Одной из таких равновидностей является бестрансформа-
торный двухтактный каскад с параллельным (несимметричным)
106
выходом, два варианта схемы которого изображены на рис. 3.33;
для упрощения рисунка цепи подачи смещения на управляющие
электроды транзисторов здесь не показаны. Напряжения сигнала,
смещенные по фазе на 180°, как и в обычной двухтактной схеме,
подаются во входные цепи транзисторов и Т2 от инверсного
каскада. Питание коллекторных цепей транзисторов в варианте
Рис. 3.33. Схемы бестрансформаторных двухтакт-
ных каскадов с параллельным (несимметричным)
выходом: >
а) с двумя источниками питания (или одним ис-
точником со средней точкой); б) с одним источни-
ком питания без средней точки, но с разделитель-
ным конденсатором
рис. 3.33а производится от двух одинаковых источников, соеди-
ненных последовательно, или от одного источника со средней точ-
кой. Если два источника питания использовать нежелательно,
применяют схему рис. 3.336, имеющую один источник питания
без средней точки, с удвоенным напряжением; нагрузку здесь
включают через разделительный конденсатор Ср. Для того чтобы
разделительный конденсатор не влиял на частотную характери-
стику каскада, сопротивление этого конденсатора на низшей
рабочей частоте должно быть в 3—5 раз меньше сопротивления
нагрузки. При одинаковых верхней и нижней половинках схемы
рис. 3.33а постоянная составляющая тока через нагрузку /?н, вклю-
ченную в средний провод источника питания, не проходит, так
как средние значения токов питания плеч /ср1 и /ср2, равные по
величине, в этом проводе направлены в противоположные стороны,
а поэтому взаимно уничтожаются. Переменные составляющие
токов плеч /^1 и проходят через нагрузку в одном направле-
нии и складываются.
В схемах рис. 3.33 транзисторы по отношению к источнику
(или источникам) питания, т. е. по постоянному току, включены
последовательно, а по отношению к нагрузке (или по переменно-
му току) — параллельно; последнее снижает расчетную величину
107
сопротивления нагрузки и приближает ее к сопротивлению обыч-
ных электродинамических громкоговорителей.
Бестрансформаторные каскады могут работать как в режи-
ме А, так и в режиме В; сопротивлением нагрузки каждого из
транзисторов при работе каскада в режиме А является сопротив-
ление 2/?н, а при работе в режиме В — сопротивление RH.
Напряжение питания и режим работы каскада выбирают та-
кими, чтобы заданная величина сопротивления нагрузки RH обе-
спечивала полное использование транзисторов как по току, так
и по напряжению. В транзисторных бестрансформаторных каска-
дах, работающих на громкоговоритель, так подбирают напряже-
ние питания Ек и режим работы каскада, чтобы сопротивление
стандартного громкоговорителя оказалось равным расчетному
сопротивлению коллекторной нагрузки.
Бестрансформаторные двухтактные каскады наиболее часто
применяют в режиме В; в цепи эмиттеров здесь иногда вклю-
чают небольшие сопротивления /?э, стабилизирующие работу плеч
каскада и создающие в нем отрицательную обратную связь.
Для бестрансформаторных каскадов, как и для обычных двух-
тактных, желательно в плечах подбирать транзисторы, мало'от-
личающиеся по величине р, так как в противном случае макси-
мальная выходная мощность каскада снижается и растет коэф-
фициент гармоник.
В качестве инверсного каскада для бестрансформаторных двух-
тактных схем типа рис. 3.33 можно использовать как трансформа-
торный, так и реостатный инверсный каскады, например инверс-
ный каскад с разделенной нагрузкой.
Еще более простым по устройству является бестрансформатор-
ный двухтактный каскад с параллельным выходом и параллель-
ным входом, два варианта схемы которого даны на рис. 3.34; цепи
Рис. 3.34. Схемы бестрансформаторных двухтактных
каскадов с параллельным входом и параллельным
, выходом:
а) с двумя источниками питания, б) с одним ис-
точником питания и разделительным конденса-
тором
108
подачи смещения здесь также не показаны. В таком каскаде ис-
пользуют транзисторы с одинаковыми параметрами и характери-
стиками, но противоположным характером проводимости; в
одном плече — транзистор типа р-п-р, в другом — транзистор
типа п-р-п. Питание выходных цепей, как и в предыдущем слу-
чае, здесь можно производить от двух последовательно соединен-
ных источников, одного источника со средней точкой, или источ-
ника без средней точки с разделительным конденсатором. В схе-
мах рис. 3.34 так же, как и в схемах рис. 3.33, выходные цепи
транзисторов по постоянному току включены последовательно, а
по переменному — параллельно. Каскад с параллельным выхо-
дом и параллельным входом не нуждается в инверсном каскаде,
так как транзисторы в его плечах имеют противоположную про-
водимость, а поэтому и противоположную полярность питающих
напряжений; при подаче одного и того же напряжения сигнала
на управляющие электроды обоих плеч ток в одном плече растет,
а в другом падает, и схема работает как двухтактная. Поэтому
в качестве предыдущего каскада для такой схемы применяют
обычный несимметричный каскад.
Способ включения транзисторов в бестрансформаторных двух-
тактных каскадах может быть любым, однако далеко не всегда
просто получить любое включение. Для того чтобы на предвари-
тельные каскады не поступало выходное напряжение бестранс-
форматорного каскада и не нарушалась симметрия схемы, общий
провод предварительных каскадов, а также инверсного, если по-
следний имеется, следует подключать к точке А (рис. 3.33, 3.34);
это позволяет также использовать для питания предыдущих кас-
кадов все напряжение источника питания. Если предыдущий кас-
кад выполнить реостатным, то при питании его от полного напря-
жения источника питания транзисторы схем рис. 3.34 оказываются
включенными с общим коллектором и на вход оконечного каска-
да приходится подавать напряжение сигнала, превышающее на-
пряжение сигнала на нагрузке. Столь большое напряжение сиг-
нала обычный реостатный предыдущий каскад не может отдать
даже при питании от полного напряжения источника, в результа-
те напряжение питания бестраисформаторного каскада оказы-
вается недоиспользованным, и кпд последнего получается низким.
Для устранения этого недостатка верхний конец сопротивле-
ния R к предыдущего реостатного каскада присоединяют к нижне-
му концу сопротивления нагрузки оконечного, как это сделано
на рис. 3.35; это увеличивает амплитуду напряжения питания
предварительного каскада примерно в 1,5 раза, так как на сопро-
тивлении /?н имеется полное выходное напряжение сигнала, при-
ближенно равное половине напряжения источника питания. Это
дает возможность полностью использовать напряжение литания
и транзисторы оконечного каскада. На рис. 3.35 изображена
полная принципиальная схема двухкаскадного усилителя, имею-
щего бестрансформаторный двухтактный выходной каскад с па-
109
Рис. 3.35. Двухкаскадный бестран-
сформаторный усилитель с оконеч-
ным каскадом по схеме 3.346, рабо-
тающий в режиме В
раллельным выходом и параллельным входом, работающий в ре-
жиме В, и реостатный каскад предварительного усиления, рабо-
тающий в режиме А. Напряжение смещения, необходимое для
устранения нелинейных искажений оконечного каскада при рабо-
те его в режиме В и сла-
бых сигналах, здесь сни-
мается с делителя из со-
противлений Я2> /?з, R* и
/?5; конденсаторы С2 и С3
устраняют падение на-
пряжения сигнала на со-
противлениях 7?з и /?4. В
предварительном каскаде
сопротивление Я1 осуще-
ствляет коллекторную
стабилизацию точки по-
коя и рассчитывается
обычным образом. Ток
покоя коллектора тран-
зистора этого каскада
должен быть немного
больше необходимой ам-
плитуды входного тока оконечного бестрансформаторного каскада;
при этом сопротивление RK предварительного каскада берут таким,
чтобы падение напряжения питания на нем в точке покоя состав-
ляло примерно 0,5 Ек.
При известном сопротивлении нагрузки Ян бестрансформатор-
ного двухтактного каскада и заданной мощности сигнала в на-
грузке Рвых для полного использования напряжения питания и
получения высокого кпд питающее напряжение должно быть
строго определенным. Необходимую величину напряжения источ-
ника питания Ек и максимальное значение тока коллектора /'макс
для бестрансформаторного двухтактного каскада, работающего в
режиме В, можно найти по формулам:
Ек —2 [У2РВых Ян 4” Uост]
(3.41)
Остаточное напряжение J70ct при включении транзисторов с
общим эмиттером или коллектором находят по статическим вы-
ходным характеристикам выбранного транзистора для включения
его с общим эмиттером; при включении транзисторов с общей ба-
зой его считают равным нулю. Значение / 'макс не должно превос-
ходить максимально допустимый ток коллектора взятого транзи-
стора; полученное значение Ек не должно превышать 0,8^-0,9 мак-
симально допустимого напряжения между выходными электрода-
110
ми. Расчет остальных данных каскада производят- так же, как
для обычного двухтактного каскада в режиме В.
Пример 3.7. Выберем транзисторы и напряжение питания для бестрансфор-
маторного каскада с параллельным выходом, собранного по схеме рис. З.оЗб;
сопротивление звуковой катушки электродинамического громкоговорителя, яв-
ляющегося нагрузкой бестрансформаторного двухтактного каскада, задано рав-
ным 10 ом, отдаваемая в нагрузку мощность должна составлять 4 вт.
Подставив заданные значения 7?н и Ярых в ф-лу 3.41, найдем максималь-
ное значение тока коллектора
Подходящими в данном случае являются транзисторы типа П201; если тран-
зисторы каскада включены с общим эмиттером (или общим коллектором), то при
/'макс =0,895 а остаточное напряжение Uост , как нетрудно найти по семейству
статических выходных характеристик этого транзистора для включения с общим
эмиттером, составит примерно 1 в. В этом случае необходимое напряжение
источника питания каскада будет равно
+ t/ост] =2[V2 • 4 • 10+1] «20 в,
что не превосходит допустимого напряжения между выходными электродами
П201.
Ток.покоя транзисторов, как и в обычном двухтактном каскаде, в режиме В
берем равным
/'ко = (0,05-4-0,1)/'макс — 0,07 • 0,895^0,062 а.
Напряжение £7вхо находим по статической входной характеристике для
полученного значения /'ко ; делители подачи смещения рассчитываем обычным
образом, исходя из полученного значения £/Вхо • Величину емкости разделитель-
ного конденсатора Ср определяем из выражения
Ср = (2-т-3)/н£н = 2 • 100 • 10 =5°° МКф'
если низшая рабочая частота каскада fH равна 100 гц.
Различные варианты схем бестрансформаторных двухтактных
каскадов мощного усиления и каскадов предварительного усиле-
ния к ним можно найти в специальной литературе [Л. 1, стр. 285—
—302].
Создание бестрансформаторных двухтактных каскадов с при-
менением транзисторов типа р-п-р и п-р-п на большую мощность
в настоящее время осложняется отсутствием мощных транзисто-
ров типа р-п-р и п-р-п с одинаковыми параметрами. Однако труд-
ности, с которыми приходится встречаться при выборе напряже-
ния коллекторного питания предварительного реостатного кас-
када (см. пояснения к схеме рис. 3.35) в мощных усилителях, соб-
ранных по схеме рис. 3.34, практически отпадают, так как в этом
случае оказывается целесообразным использовать трансформатор-
ный предоконечный каскад.
4
Расчет каскадов
предварительного усиления
4.1. Задачи расчета
Назначением каскадов предварительного усиления является
усиление сигнала до величины, необходимой для подачи на
вход мощного усилителя. При расчете транзисторных каскадов
предварительного усиления удобно пользоваться не коэффициен-
том усиления напряжения, а коэффициентом усиления тока
IS _ АыХщ
Лт - г
увхт
Для уменьшения количества каскадов коэффициент усиления
каждого из них должен быть наибольшим при заданной частотной
характеристике. Поэтому в каскадах предварительного усиления
применяют транзисторы с высокими значениями 0 и включают их
с общим эмиттером.
Реостатный каскад является основным типом каскада предва-
рительного усиления ввиду простоты, дешевизны, малых размеров
и хорошей частотной характеристики.
Трансформаторный каскад также применяют для предвари-
тельного усиления сигнала, несмотря на более высокую стои-
мость и худшую частотную характеристику; он дает более высо-
кий коэффициент усиления и позволяет переходить от маломощ-
ных транзисторов к мощным. Если каскад мощного усиления
двухтактный, то предварительный каскад делают инверсным —
трансформаторным или бестрансформаторным (каскад с разде-
ленной нагрузкой, каскад с эмиттерной связью и др.). Для рас-
чета транзисторного каскада предварительного усиления необхо-
димо знать: схему и данные последующего каскада, являющегося
нагрузкой для рассчитываемого; полосу рабочих частот и допу-
стимые частотные искажения; диапазон колебаний температуры
окружающей среды; напряжение источника питания Ек и данные
используемого транзистора.
4.2. Расчет реостатного каскада
предварительного усиления
Расчет транзисторного реостатного каскада предварительного
усиления начинают с выбора принципиальной схемы, удовле-
творяющей заданным условиям. При этом решают вопрос о при-
112
менении той или иной схемы стабилизации, необходимости
введения цепочки фильтра Сф/?ф и т. д. Один из употребительных
вариантов схемы реостатного каскада изображен на рис. 4.1; здесь
Со — емкость, нагружающая каскад, /?Вх сл — входное сопротив-
ление следующего каска-
да с учетом цепей сме-
щения.
После выбора схемы
подбирают транзистор,
подходящий по гранич-
ной частоте и току покоя
коллектора. Граничную
частоту транзистора же-
лательно иметь frp нии об >
^3f в ₽Ср . Максимальное
допустимое значение то-
ка коллектора применяе-
мого ТраНЗИСТОра /кОмакс
должно быть больше или
равно расчетному току
покоя цепи коллектора
/к0. Расчетное значение
Рис. 4.1. Принципиальная схема тран-
зисторного реостатного каскада с раз-
вязывающим фильтром и эмиттерной
стабилизацией
тока покоя коллектора 1к0 должно обеспечить с достаточным запа-
сом как по нелинейным искажениям, так и с точки зрения измене-
ния положения точки покоя при колебаниях температуры окружаю-
щей среды и замене транзистора максимальную расчетную ампли-
туду переменной составляющей входного тока транзистора сле-
дующего каскада /вхт сл.
При наличии в каскаде стабилизации режима обычно доста-
точно иметь /ко= (1,34-1,7) /вх/псл, или более точно:
/ко- (1,05-1,2)/кт, (4.1)
где 1кт — сумма амплитуд переменной составляющей входного
тока /вхтсл и переменных составляющих токов, протекающих по
другим цепям каскада (-см. пример 4.1). Если полученное значе-
ние /ко очень мало, его повышают до величины, обеспечивающей
нормальный коэффициент усиления тока транзистора (обычно до
7ко=1 ма). Для выбранного /ко определяют смещение по входным
характеристикам транзистора для включения с общим эмиттером.
Сопротивления /?к > R^.Rs рассчитывают, задавшись на них па-
дением питающего напряжения:
R$ = (0,14-0,2) Ек
(0,34-0,6) Ек
Rk /кО (4.2)
/?Э = (0,14-0,3) Ек _ /эО (0,14-0,3) Ек /к0
Я Зак. 2039.
113
где Ек — напряжение питания рассчитываемого каскада;
/ ф— постоянная составляющая тока, текущего через #ф; в
схеме рис. 4.1 ток /ф равен току через сопротивление Rt. Значения
коэффициентов при Ек в формулах для Л и R3 выбирают таки-
ми, чтобы напряжение коллектор—эмиттер UK3o, равное разности
Ек и падений напряжения на указанных сопротивлениях, состав-
ляло (0,34-0,4) Ек . Величина Ек не должна превышать UK3№n для
примененного транзистора. Сопротивления Ri и R2 рассчитывают
по указаниям стр. 30—33 и, если необходимо, проверяют работу
схемы стабилизации. Коэффициент усиления каскада по току на-
ходят по выражению
' = в __Rk~_
Т мин г мин О
п вх Тр сл
(4 3)
где R вх тр сл — входное сопротивление переменному току транзи-
стора следующего каскада; /?к^ — сопротивление нагрузки пере-
менному току цепи коллектора рассчитываемого каскада, равное
параллельному соединению /?к, ЯвхТрсл и других сопротивлений,
включенных по переменному току параллельно /?ВхтРсл . Значе-
ние Хт можно найти и более простым способом, как отношение
/вх т сл к /вхт — 4^ рассчитываемого каскада. Расчетную амплиту-
гмин
ду входного напряжения сигнала находят по формуле
U вх т — /вх т R вх Тр
(4-4)
значение /?вхтР определяют по касательной, проведенной к точке
покоя на входной статической характеристике транзистора рас-
считываемого каскада для включения с общим эмиттером. Коэф-
фициент усиления напряжения К, если он нужен, можно найти
из выражения
is U вх т сл / л г \
к = -г,----- • (4.5)
C/BX ГН
Емкость конденсатора межкаскадной связи Сс рассчитывают
по формуле
fw (^вых -г /?вх сл ) ViW2nc — 1
исходя из допустимых частотных искажений Мнс, вносимых им на
низшей рабочей частоте. При этом считают:
р р р р
г\ ___ А вых Тр ' к г) jp __ А вх Тр сл А дел сл / д 7\
А вых — р ( ю ~ К к , Квхсл — . n >
А выхТр 1 R ^вх Тр сл ‘ ‘‘'делся
где /?вых — выходное сопротивление каскада,
RвыхТр—выходное сопротивление транзистора рассчитывае-
мого каскада,
/?вх сл— входное сопротивление следующего каскада с уче-
том его цепей смещения и стабилизации.
114
Если в схеме имеется конденсатор С3, его емкость и вносимые
им частотные искажения на нижних частотах определяют по
ф-лам (3.23) и (3.24). Полный коэффициент частотных искажений
каскада на нижних частотах определится в этом случае совмест-
ным воздействием Сс и С3; ЛГнкаск=Л4нсЛ/нэ. Коэффициент частот-
ных искажений Мнс на нижней рабочей частоте fH можно рассчи-
тать по формуле
ТИнс
0,159 I2
ftt Сс ( Rвых + R вх сл)
(4.8)
Расчет коэффициента частотных искажений каскада на верх-
ней рабочей частоте fB производят по формуле
Л4В = _ * = у 1 + (б,28/вС0 Яэкв)2. (4.9)
* В
Полагая нагружающую каскад емкость Со равной:
Cq — С*ВЫХ оэ
ЭД сл
(4.Ю)
Значения СВЫХОэ и СЭДСл находят по ф-лам (1.5) и (1.7), одна-
ко обычно Свых оэ Сэд сл и можно считать С0~Сэдсл . Значение
R экв представляет собой параллельное соединение /?ВыхтР и Rk^ ;
однако в обычных случаях /?ВЫх тР > R к^, и можно считать
R 9KB ~ R к.-- •
Пример 4.1. Рассчитаем транзисторный реостатный каскад предварительного
усиления для однотактного каскада мощного усиления примера 3.1 со следующи-
ми данными: fu =90 гц, /в = 5000 гц, Л4нс-С 1,06, Л1нэ<С 1,12, AfB<C 1,26,
7окр. макс = +30°С, Т окр. мин = + 10°С, напряжение питания каскада Ек — Не,
коэффициент усиления желательно иметь наибольшим. Каскад должен нормально
работать при установке в него любого исправного экземпляра транзистора вы-
бранного типа. Данные каскада мощного усиления и использованного в нем тран-
зистора П202 таковы: /вх m сл =12,9 ма, ивхтсл =0,13 в, /?вх тр Сл =10,1 ом,
Ясл = ибэт /гр мин об =200 К2Ц, С к макс =500 аф, Явх об сл =0,288 ом,
Е । с л = 360 ом, /?2 сл = 68 ом.
Так как каскад должен быть рассчитан на установку в него любого экзем-
пляра транзистора, применим эмиттерную схему стабилизации режима; для раз-
вязки и дополнительного сглаживания пульсации источника питания в цепь де-
лителя включаем развязывающий фильтр С$ /?ф . Схема рассчитываемого каска-
да изображена на рис. 4.2. Найдем значение 1кт , просуммировав токи сигнала,
текущие через сопротивление ЯвхтрСл , Ягсл, Я1сл, Як •
.пп 0,13 , 0,13 , 0,13
-12,9- 10 + 68 + 3б0 + 288 -15,7 ма,
О*
115
где ориентировочное значение R к находим, положив падение напряжения на
нем равным 0,4 Ек :
п °Л£«
Мк ор — г
7к0
0,4
1 >5 Iwun сл
1,5 • 12,9 . 10-3 228 °М'
Рис. 4.2. Схема реостатного каскада к примеру 4.1
Таким образом, минимальный ток покоя коллектора транзистора реостатного
каскада составит
/к0= (1,05-т-1,2)/кт== 1,1 • 15,7 — 17 ма.
Выбираем для каскада транзистор П15А, для которого:
Iко макс“20л£Д,рмнн=50(<хмин=0,98),рмакс—-1 С0(амакс=0,99), UКЭДон“ 15с.
/гР мин = 2 Мгц, 1кпс= 10 мка, Етт^0,2°С/мвт, Ск=50 пф.
По граничной частоте транзистор П15А подходит, так как
/грминоб = 2 Мгц > 3/в рср = 3 . 5000 . 75= 1,13 Мгц.
Найдем Як и Яэ взяв падение напряжения на них равными 0,4 Ек и
0,2 Е к соответственно:
0 4Е 0 4-11
/?к = -7^ = =259 ом (станд. 270 ол/)’
/ кО 1/ • 1U~°
/?э « - °’2 ’ * * =129 ом (станд. 130 ом).
/ко ’ / • 10
При этом
{/кэо«£’к-/ко/?к-/ко/?э = Н~17 -Ю-3 -270- 17 -10"3- 130 = 4,2 в.
Для (7кэо =4,2 в и /ко = 17 ма по статическим выходным и входной харак-
теристикам П15А находим 6/бэО =0,24 в; ЯВх(р =258 ом (рис. 4.3, точка /).
Взяв падение напряжения на Яф равным 1,5 в, получим напряжение, подво-
димое к делителю смещения Е'к = 11 —1,5=9,5 в, которое и используем для расчета
Я1 и /ко ма 'с . Максимальную температуру коллекторного перехода считаем
равной
Т„ макс ~ Гокр макс + /к0 f/кэО Ятт = +30+17 • 10~3 • 4,2 0,2 • 103 = 45°С.
116
Задавшись значением /?2=6/?Вхоэ =1356 ом (станд. 1300 ом) и найдя по
ф-лам (1.16) и (1.17) U бэО макс =0,262 в, 1/бэОмин =0,185в, /кн макс =56,4.ика,
определим, что /?1 =2960 ом (станд. 3000 ом). Расчет /ко макс и (/кэО мин дает
значения 19,5 ма и 3,2 в, что допустимо.
Рис. 4.3. Входная характеристика транзисторов
П13—П15А, включенных с общим эмиттером, к
примерам 4.1, 4.2 и 4.3
Сопротивление нагрузки цепи коллектора переменному току равно
__ ___________дел СЛ*У вх Трсл_____________
R к/? дел сл + ^?к#вхТ рсл ”Ь дел сл^?вх Трсл
270 . 57,1 • 10,1
“ 270 • 57,1+270 • 10,1+57,1 • 10,1
где
Т?1/?2 68 • 360
Кделсл + 68 + 360
ом.
Амплитуда входного тока сигнала и коэффициент усиления каскада составят;
I„m = hm = = -^=0,314 ма,
/ 12 9
V 1вхтсл __ _
к' =“ад14“-41'
Амплитуда напряжения входного сигнала и коэффициент усиления напряже-
ния каскада равны:
бэ т ” Лх т ^?вхТр — Лт^вхоэ = 0,314* 10 3 • 258 = 0,078 в,
г/__________ вх т сл _ 0,13
и6эт 0,078
= 1,69.
117
Емкость конденсатора связи Сс найдем по формуле
,_______________0,159_________ =___________0,159_________
'С~ /н(/?вых + /?вхсл) УЛ12НС—1 ~ 90 . 278,5 • yi,062-1
= 1,81 • 1О-50=18,1 мкф,
где
/?вых+*вхсл~ Як + ^Тр^ЛСЛ--=270 +
" вх Тр сл~Г А дел сл
10,1 • 57,1
10,1+57,1
= 278,5 ом.
Конденсатор берем электролитический с емкостью не менее найденного зна-
чения и рабочим напряжением не ниже 13 в. Сопротивлением источника сигнала
для рассчитываемого каскада R Ист является выходное сопротивление предыду-
щего каскада, соединенное параллельно с сопротивлениями Ri и R2 делителя
смещения данного каскада:
D _ _ 3000 ’ 1300 _ ПАЯ
У?лел 3000+1300 906 0М’
п ~ ^дел 3900 * 906 —70к
НСТ~ Rk + Ядел 3900 + 906
(Rk определяется в примере 4.2).
Необходимая емкость блокировочного конденсатора Сэ составит:
. = °’16 1/(1+W-APH,= °-16 (1+0,1-130)2—1,122 __
э V 90-130|/ 1,122—1
= 0,00038 ф = 380 мф,
1 I" Рмакс_____
эс ~ П I f)
ИСТ I п вх оэ
1 + 100
735 + 258
— 0,1 а/в.
Конденсатор Сэ берем электролитический с емкостью не менее найденного
значения и рабочим напряжением не ниже падения напряжения на /?э . Емкость,
нагружающая рассчитываемый каскад предварительного усиления, и его коэффи-
циент частотных искажений на высшей рабочей частоте равны
Со ~ c3i сл < -—-----------+ Ск сл (1 +/Ссл) =
Угр мин А вх об сл
= 200ООО‘^0,288 + 500 ' +^3,3)-2,82 . 10--« = 2,82 тф.
тогда
= V- = V 1+(6,28/в Со /?экв)2 «
1 в
« VI + (6,28 • 5000 • 2,82 • 10~6 . 8,31)2 =1,24,
что не превосходит заданного значения.
Пример 4.2. Рассчитаем реостатный каскад предварительного усиления для
каскада примера 4.1 с транзистором того же типа (П15А) и теми же условиями
эксплуатации, имеющий: /н =90 гц, fa =5000 гц, М нс -С 1,03, ЛГНЭ 1,06, напря-
жение питания каскада Ек =9,5 в.
118
Так как условия работы рассчитываемого каскада те же, что и в примере 4.1,
его схема не будет отличаться от схемы рис. 4.2.
Значение /к т для рассчитываемого каскада составит
.Л_, . 0-078 , 0,078 , 0,078 _ле
0,314 . 10 + 1300 + 3000 -г 806 ~0,5 ма,
где
и - °’4£|
Л к ор /
1 КО
0,4£к
1 /вх т сл
0,4 . 9,5
1,5 • 0,314 • 10-3
= 806 ом.
Расчетный ток покоя цепи коллектора равен
/к0=( 1,05-4-1,2) /к,п =1,1 • 0,5 = 0,55 ма.
Так как полученное значение тока покоя меньше рекомендуемого минималь-
ного тока коллектора, равного 1 ма для транзистора П15А, берем /ко =1 ма.
Тогда R к , /?э и U кэО составят:
О 4F 0 4.9^
RK =3800 ом (станд. 3900 ом),
/ко 1 • 10
О 2F П 9 . Q R
/?э = 1900 ом (станд 1800 ом^
‘ ко 1 • 10 °
(7кэ0«Е— /ко^к—=9,5—1 • 10-3- 3900-1 • 10-3 • 1800 = 3,8 в.
Для (/кэО =3,8 в и /ко =1 ма по статическим выходным и входным харак-
теристикам П15А, для включения с общим эмиттером находим (УбэО =0,13 в,
/?вхоэ =1170 ом (рис. 4.3, точка 2). При падении напряжения на /?ф , равном
1,5 в, подводимое к делителю смещения напряжение Е'к =9,5—1,5=8 в, которое
и используем для расчета Ri и /ко макс . Максимальная температура коллектор-
ного перехода равна
• 10--3 • 3,8 • 0,2 . 103«30°С.
Задавшись значением /?2 = Ю R вх оэ = 10 • 1170= 11 700 ом (станд. 12 000 ом),
также, как и в примере 4.1, найдем: С/бэо макс =0,152 в, (УбэО мин =0,108 в,
/кн макс = 20 мка, 7?1=32 200ом (станд. ЗЗОООолс). Значение R\ округляем в
большую сторону, так как ток /ко взят с запасом. Расчет /ко макс и Uкэо мин Да-
ет значения 1,18 ма и 2,8 в, что допустимо. Сопротивление нагрузки цепи кол-
лектора переменному току равно
уг> __ _____________к лея сл ₽вх Тр сл____________ ___
дел сл ~i“ R к ^вх Тр сл *1“ дел сл ^вх Тр сл
= 3900 • 906 . 258
3900 • 906+3900 • 258 + 9|06 • 258 °М’
где
_ R\R2 _ 3000 . 1300 _Q fi
*делсл /?!+/?2 “ 3000+1300 0М-
По тем же формулам, что и в примере 4.1, найдем: /бш =0,01 ма, Кт =31,4,
ибзт =0,0117 в--= 11,7 мв, К=6,65. Для найденного значения (/?ВЬ1Х + /?вхсл )в
= 4100 ом находим емкость конденсатора связи Сс =1,74 мкф. Конденсатор
берем электролитический с емкостью не менее расчетной и рабочим напряжением
119
не ниже 13 в. Если сопротивление источника сигнала для рассчитываемого кас-
када Лист =860 ом, 5эс =0,05 а/в (для Рмакс =100), то необходимая емкость
блокировочного конденсатора Сэ составит: Сэ =0,000258 ф=258 мкф.
Емкость Со, нагружающая рассчитываемый каскад, и его коэффициент ча-
стотных искажений на высшей рабочей частоте М в , найденные по тем же фор-
мулам, что и в примере 4.1, равны 0,024 мкф й 1,01 соответственно (в расчете to
значение Лвхобсл =3.5 ом определено по входной статической характеристике
транзистора П15А, включенного с общей базой для /эсл ~/к0 сл =17 ма).
4.3. Расчет трансформаторного каскада предварительного
усиления
Расчет транзисторного трансформаторного каскада предва-
рительного усиления начинают с выбора принципиальной схе-
мы, удовлетворяющей заданным условиям. При этом решают
вопрос о необходимости применения той или иной схемы стабили-
зации, введения цепочки фильтра C^R^h т. д.; транзистор для та-
кого каскада берут маломощный (П6, П13, П15 и т. д.) и обычно
включают его с общим эмиттером, так как это позволяет получить
от каскада наибольшее усиление
Режим работы транзистора выбирают экономичный (ток по-
коя коллектора 7 ко порядка 1 ма, напряжение коллектор—эмиттер
Ukso — порядка 5-т-7 в в зависимости от типа транзистора и на-
пряжения питания). У транзисторных трансформаторных каскадов
предварительного усиления звуковой частоты коэффициент усиле-
ния обычно зависит от размеров трансформатора, возрастая с
увеличением размеров последнего. Поэтому при расчете такого
каскада исходят из размеров сердечника допустимых в проекти-
руемом усилителе. Выбрав по нормали или спроектировав сердеч-
ник допустимых размеров, рассчитывают размещающееся на нем
количество витков первичной обмотки со,, ее индуктивность L\ и ее
активное сопротивление и [см. ф-лы (7.7) и (7.20)], отведя на эту
обмотку около 0,75 полезной площади окна и беря для нее провод
не тоньше 0,05 мм с эмалевой изоляцией (из соображений механи-
ческой прочности и устойчивости против коррозии). После этого
определяют /?энпо формуле:
Яэн = 6,28/н Li УМ2нТ -Г (4.11)
находят Rt транзистора в рабочей точке по семейству статических
выходных характеристик и определяют необходимый коэффициент
трансформации трансформатора по выражению
/7?вхсл ( /?< + ГI /?эн) (4 12)
RiRsn 4" 4г]/?эн Зг\R( ЗГ|2
Частотная характеристика каскада в области нижних рабочих
частот может быть рассчитана по формуле
м- = 4г - /1 + (жгГ <413>
120
а в области верхних рабочих частот (при активной нагрузке тран-
сформатора, что нередко имеет место) по выражению
(4.14)
где
RK~ ~4ri +
RlRau +4Г1/?ЭН — ЗГ]/?, — ЗГ]2
—Rsh
и Ls — индуктивность рассеяния трансформатора, найденная из
конструктивного расчета.
Пример 4.3. Рассчитаем трансформаторный инверсный каскад предваритель-
ного усиления, имеющий следующие данные: fH = 100г^, fB -5000 гц, Мнт< 1,12,
1,06, Ек =10 в, каскад предназначен для работы в комнатных условиях
(Токрмин = + 10°С, Гокр макс = +30°С). Нагрузкой рассчитываемого каскада
служит входная цепь оконечного двухтактного каскада, работающего в режиме А
(рис. 3,18), аналогичного рассчитанному в примере 3.3, и имеющая входное
сопротивление плеча переменному току, равное 10 ом (/?ВХСл =2*10=20 ом),
Рвх.^сл =0,5 мет.
В соответствии с указаниями § 4.3 и условиями задания, выбираем схему
каскада (рис. 4.4); схему стабилизации применим комбинированную. Для одно-
типности применим в рассчитываемом каскаде транзистор П14А, данные кото-
рого приведены в примере 3.3; напряжение коллектор—эмиттер t/кэо возьмем
равным 5 в, что вполне допустимо, так как С/Кэдоп для П14А составляет 30 в.
Минимально допустимый ток покоя цепи коллектора найдем, полагая кпд кас-
када т]А в режиме А, при включении с общим эмиттером, порядка 0,45 и кпд
трансформатора т] т =0,7:
КО мин
р0
^кэО
^кэО
0,5 • IO"3
0,45’0,7-5 3’ 8
10-^ = 0,318 ма.
Так как ток покоя получился много меньше рекомендуемого минимального
значения в 1 ма, это показывает, что каскад следует рассчитывать не как каскад
мощного усиления, а как кас-
кад предварительного усиле-
ния, что и делаем, взяв /ко =
= 1 ма.
По семейству выходных и
входной статическим характе-
ристикам П14А для включения
с общим эмиттером находим
напряжение смещения f/бэо =
=0,16 в, 7?вхоэ =770 ом (рис.
4,3, точка 3) и /?ВЫхоэ «=
=30 ком. Расчет трансформа-
тора производим, исходя из
максимально допустимого раз-
мера сердечника, считая тако-
вым Ш-4Х6, имеющий: yi = Рис. 4.4. Схема трансформаторного ин-
= 4 мм, у2=6 мм, уз=2,5 мм, версного каскада предварительного уси-
ft=14 мм, Ь—5 мм, q =0,21 см2, леиия, к примеру 4.3
/с =3,9 см, 1о=3,6 см (см. при-
ложение 8). Использовав для сердечника 45-*-50% пермаллой толщиной 0,3 мм,
применим для первичной обмотки медиый провод марки ПЭЛ с диаметром без
изоляции 0,05 мм (dM =0,065 мм), что допустимо с точки зрения механической
121
прочности и устойчивости от коррозии (см. стр. 160). Для сердечника ,Ш-4X6
сечение намотки Q составляет примерно 52 мм2 (расчет сечения намотки см. в
гл. 7); отведя для первичной обмотки 0,75 сечения намотки, найдем уменьшаю-
щееся на каркасе число витков первичной обмотки:
0,75 Q к, 0,75 • 52 0,53
— = —6Ж— =49°° витков'
где кэ— коэффициент заполнения первичной обмотки, равный 0,53 для намотки
в разброс проводом 0,05 мм с бумажными прокладками (см. табл. 7.5). Актив-
ное сопротивление первичной обмотки ц составит
Г! = ^/</0=4900 • 3,6 • 10“2 . 8,92=1580 ом,
где /о — средняя длина витка для Ш-4Х6;
го — сопротивление 1 м выбранного провода, равное 8,92 ом.
Найдем ампер-витки постоянного подмагничивания на 1 см длины сердеч-
ника:
awQ =
/u>w, 1 • 10-’ 4900
— =-------------™--------1.25-
3,9
При этом согласно рис. 7.5 магнитная проницаемость цэп 45% пермаллоя
равна 1000 гс/э, и индуктивность первичной обмотки Lx и значение Иэп составят:
. _ 1,26ц<7с^12 _ 1,26 • 1000 . 0,21 • 49002 1С_
L1 108/с 108 • 3,9 Ь’3 гН'
/?эн = 6,28/н L, УЛРнт -1 =6,28 • 100 . 16,3V 1,122— 1 =5130 ом.
Коэффициент трансформации трансформатора и числа витков вторичной об-
мотки определим из выражений:
п= 1 / ^вхсл (/?<4~Г1 /? эн) _
V RiRsh + 4г|/?эн-Зг1/?,-Зг12 ~
= 1 / 2 . 10(30000+1580-5130)
- |/ 30 000 - 5130 + 4- 1580-5130-3- 1580-30 000-3-15802
w2 = пи\ = 0,12 • 4900 = 588 витков.
Диаметр провода вторичной обмотки подбирают таким, чтобы в оставшееся
свободное место на каркасе уместилось найденное число витков w2- Падение на-
пряжения на возьмем равным 1 в; тогда падение напряжения на /?э составит
Е3=ЕК- икз0-Еф-1к0г{ = 10-5-1-1 • 10-3 • 1580 — 2,4 в.
Величины /?ф , /?э , Rz найдем из выражений:
Еф 1 Е3 Е3 2,4
= 7; = пр= 1000 ом' ~ 77 == ГПЕ^2400 ом'
/?2= (54-10)/? вхоэ =7 • 770 = 5390 ом (станд. 5100 ом).
122
Комбинированную стабилизацию рассчитаем на смену транзистора при мак-
симальной температуре коллекторного перехода:
ГП макс ~ Гокр макс+ /к0^кэ0^тт= 30+1 • 10"3 • 5 - 0,2 • 103«30°С,
Ан макс=20 • 10~®а=20 мка; по ф-лам (1.17) найдем (7б90Макс =
=0,182 в;
(^бэОмин =0,138 в и
R 2 [®мин (Лк ^бэо макс ) (/?э + 7?ф) 1ко мин] >
( /?э 4- 7? г) 7ко мин-►
7? ф (®мин 77бэ0Макс + 7?э/комнн)
“"> ®мин (7ко мин 7? 2 &6э0 макс)
_ 5100 [0,952(10-0,182)- (2400+1000) • 1 • 10~3]---------->
(2400 + 5100) • 1 • IO-3 - ->
>—1000(0,952 • 0,182 + 2400-1- 10~») ПОСЛ , 1ЛЛПЛ ч
->-0,952(1 • 10~3 • 5100-0,182) ~9850 ом (станд. 10000 ом),
где
г _______амакс (£к $2 В Uбэр мин ) 4~ Al™ макс
/ко макс л _ р~р--------------- —
Л “макс /\ 1 <\2
0,976(10 - 5100-16 100 - 0,138)+94 740 000 • 20 • 10~6 *
94 740 000—0,'976 • 10 000 • 5100 “ ’ ЛШд
Л =/?э(7?1+7?г+7?ф) +7?г(7?] + /?ф) =2400(10 000+
+ 5100 +1000) + 5100 (10 000 +1000) = 94 740 000,
5 = /?1 + /?2+7?ф = ю 000 + 5100+ 1000= 16 100,
г г ____Р 1 г 7комакс 7КН макс I d I D I ^Ф
О комин —-Ск—/ко макс/1— ~ I Кэ-ГАф-Г — ]— — б/бэОмин^
“макс \ / А2
1 1 . in-3 —20 . 10~6/
= 10—1,1 . 10-3 • 1580- —— 2400+1000 +
0,У7о у
, 2400 • 1000 \ 1000 niQQ л _
------5Т00----- -SiOiT0'138-4 5’56 8-
что вполне достаточно. Необходимую емкость конденсатора Сэ рассчитывают по
ф-ле (3.23) так же, как и в примере 3.1; расчет конденсатора Сф производят,
исходя из необходимого сглаживания и развязки; он рассмотрен в гл. 6.
Бестрансформаторные инверсные каскады, как, например, кас-
кад с разделенной нагрузкой, инверсный каскад с эмиттерной
связью, являющиеся каскадами предварительного усиления, в кото-
рых имеет место отрицательная обратная связь, рассмотрены в
следующей главе.
5
Обратная связь
в транзисторных усилителях
5.1. Применение отрицательной обратной связи
Отрицательная обратная связь применяется в транзисторных
усилителях для тех же целей, что и в усилителях с электронными
лампами. Она уменьшает нелинейные искажения, улучшает ча-
стотную характеристику, увеличивает отношение сигнала к поме-
хам, стабилизирует усиление усилителя, изменяет входное и вы-
ходное сопротивления. Однако ' в транзисторных усилителях ис-
пользование отрицательной обратной связи затруднительнее,
чем в ламповых, так как вследствие худших частотных и фазо-
вых характеристик на верхних частотах транзисторные усили-
тели с обратной связью более склонны к самовозбуждению, чем
ламповые. Поэтому обеспечение устойчивости транзисторного уси-
лителя сложнее, чем лампового. В транзисторных усилителях, как
и в ламповых, отрицательная обратная связь осуществляется вве-
дением части выходного сигнала во входную цепь. Обратная связь
здесь разделяется на связь по напряжению, связь по току, после-
довательную и параллельную, так же как и в ламповых схемах.
Отрицательную обратную связь в транзисторных усилителях
можно разделить на две группы:
а) имеющую место в самой схеме каскада,
б) намеренно вводимую в усилитель для изменения его свойств.
При введении отрицательной обратной связи в усилитель для
изменения его свойств необходимую глубину обратной связи оп-
ределяют, исходя из нужного изменения свойств усилителя (вход-
ного и выходного сопротивлений, коэффициента гармоник, стаби-
лизации усиления и др.).
Рассмотрим наиболее часто встречающиеся схемы каскадов, в
которых имеет место ’отрицаФельная обратная связь: каскад с
коллекторной стабилизацией, каскад с неблокированным сопро-
тивлением R3 , эмиттерный повторитель, инверсный каскад с раз-
деленной нагрузкой, инверсный каскад с эмиттерной связью и др.
124
5.2. Каскад с коллекторной стабилизацией
В каскаде с коллекторной стабилизацией (рис. 5.1) имеет
место параллельная по входу отрицательная обратная связь
по напряжению, уменьшающая входное и выходное сопротивле-
Рис. 5.1. Схема транзисторного каскада с коллекторной
стабилизацией
ния, коэффициент гармоник, коэффициент усиления тока. В таком
каскаде
_____ j I г ____ г । U кзт 4" Ufrtm
вх /я — / бт ~г*R — *бт “I
Вследствие этого входное сопротивление каскада уменьшается:
/?ВХ~
(5.1)
вх~ --
(5.2)
Уменьшение входного сопротивления снижает напряжение сиг-
нала между базой и эмиттером U бэт до величины U' б9т . Коэффи-
циент гармоник такого каскада определяется через коэффициент
гармоник обычного каскада кг следующим образом:
•
U бэ т
Коэффициент усиления тока каскада определяется
нием
(5.3)
выраже-
___ Аых т __ I к т IR ___ к т Uкэ т Uбэ т
Т /вх от /б т ~i~ 1 R R1 /б т h Us mH U бэ m
(5.4)
5.3. Каскад с неблокированным сопротивлением /?э
Включение в цепь эмиттера транзистора сопротивления
эмиттерной стабилизации /?9 , неблокированного конденсато-
ром (рис. 5.2), создает в усилительном каскаде последовательную
125
отрицательную обратную связь по току, уменьшающую коэффи-
циент усиления Кер каскада, его коэффициент гармоник кг при
неизменной выходной мощности, динамическую входную емкость
СВХд ; входное и выходное сопротивления каскада при этом воз-
Рис. 5.2. Схема транзисторного каскада с небло-
кированной емкостью сопротивлением R3 , к
примеру 5.1
растают. Вследствие уменьшения входной динамической емкости
частотная характеристика предыдущего каскада на верхних ча-
стотах улучшается.
Так как в таком каскаде
U 7вх т — Uбзт Ч- зт = U бэт 1зт Rэ 9 (5.5)
то перечисленные выше показатели изменяются следующим обра-
зом:
— ^сР
Аср“ Ц-5Д/?Э
\+SeR3
г, _ СВХд , (5.6)
ь ВХ д---------------5
1 + (1 + 0)
Авхоэ
Л ВХ~/?ВХОЭ“Ь(1“Ь|3)^?Э
ВЫХ ~ ВЫХ О Э ( 1 + 5д • /? э)
где Зд и Sc — динамическая и сквозная крутизны характеристики
эмиттерного тока соответственно, определяемые через статиче-
ский коэффициент усиления тока р при включении с общим эмит-
тером формулами:
здесь /?ист — сопротивление источника сигнала для рассчитывае-
мого каскада.
При введении в эмиттер одного из каскадов транзисторного
усилителя сопротивления R3 нешунтированного большой емко-
126
стью, напряжение сигнала на выходе усилителя снижается лишь
в 1 +5с/?э раз, что во столько же раз заставляет увеличивать уси-
ление усилителя, хотя коэффициент усиления напряжения каска-
да с нешунтированным падает сильнее, а именно в 1+5Д /?9 раз.
Сказанное объясняется тем, что введение в эмиттер нешунтирован-
ного емкостью сопротивления R3 увеличивает входное сопротив-
ление транзистора, в результате чего напряжение сигнала на его
1+$д/?9
входе возрастает в—. с D— раз. Из вышесказанного следует, что
1 ТОсДэ
блокировочный конденсатор С3 не всегда может оказаться необ-
ходимым, так как потеря усиления (вместе с предыдущим каска-
дом) может быть и не столь уж значительной.
Пример 5.1. Пересчитаем реостатный каскад предварительного усиления
примера 4.1, работающий на мощный каскад примера 3,1, при условии отсутствия
блокировочной емкости Сэ в цепи эмиттера мощного каскада. Схему каскада
предварительного усиления оставим без изменений.
В этом случае коэффициент усиления мощного каскада КСр от влияния Rs
уменьшается в (1+S д /?э ) раз, т. е в (1 +2,08 • 4,22) =9,78 раза, так как для
мощного каскада примера 3.1:
о _ 1 'Р
р
Авх ОЭ
Т-
Однако, для получения от каскада прежней выходной мощности коэффициент
усиления предварительного усилителя потребуется увеличить только в (1 +5с/?э ) =
= 2,56 раза. При неизменной выходной мощности амплитуда тока сигнала во вход-
ной цепи мощного транзистора при включенном потребуется та же, т. е. 12,9 ма,
а входное сопротивление транзистора переменному току возрастет до R' ВХОэ
^? вхоэ ~ Rвхоэ 4- (1 + р) R э = Ю, 1 4- (14" 20) 4,22 = 98,7 ом,
98,7
т. е. в । — 9,78 раза. Амплитуда входного напряжения сигнала c/BXzn по-
требуется в 9,78 раза больше:
=0,13 • 9,78=1,27 в.
Тот же результат получим, определив Свхш по ф-ле (5.5):
^'вхт= ^бэт + Ат^э =0,134-0,271 • 4,22=1,27 в,
так как
hm = I6m (1 + ₽) = 12,9 • 10-3(1 +20) =0,271 а.
Используя ф-лы (5.6), найдем, что при отсутствии конденсатора Сэ в кас-
каде мощного усиления его коэффициент гармоник и входная динамическая
емкость уменьшается до значений:
Кт -1+£с/?э
1+0,369-4,22 °>715°/о-
_______________1+20 _лом_а_
/?ист+ ^вхоэ “ 47,1 + 10,1 ’ в ’
2,82 • 10~6
где
S,
р/ ___ ^вхд __
ВХ1 “ Р 4 29
, + (1+«т£г 1+(1+20>~йт
= 0,288 • 10"6 ф = 0,288 мкф.
127
Рассмотрим, как изменятся данные реостатного каскада предварительного
усиления, работающего на мощный каскад. Значение /к т при отсутствии С
составит
/ 1 27 \
+ LLzL =40,7 • 10~3 а=40,7 ма.
\ 288 /
а необходимый ток покоя коллектора транзистора реостатного каскада
/к0= (1,054-1,2)/кш= 1,1 • 40,7 = 44,7 ма.
Определим Rk , взяв падение напряжения на нем так же, как и в приме-
ре 4.1, равным 0,4Ек :
_ 0,4£к 0,4-11 по _ , ,пп .
/?к= — = "Хл 7—т-3 =98,5 ом (станд. 100 ом).
1 кО * % • * Ли
Так как найденное ранее Rk op сильно отличается от полученного значе-
ния Rk , необходимо уточнить значения 1кт и /ко :
4- ( !.’£Ц + (_1£Ц + I 1,27 ) =47,8 • 10-3а=47,8 ма,
\ 68 ) \ 360 / \ 100 /
/к0= (1,05-7-1,2) 1кт= 1,1 • 47,8«53 ма.
Здесь транзистор П15А уже непригоден и в каскаде придется использовать
более мощный транзистор с максимальным током коллектора больше 53 ма
(например, 1Т403).
Рассчитаем коэффициент частотных искажений рассчитываемого реостат-
ного каскада на верхних частотах, определив сначала Rk^ ’
> Аделсл ^вхТрсл
Як Ядел сл + Rk ЯвхТр сл 4~ Ядел сл Rbx Тр сл
= 100 -57,1 • 98,72 -
100 • 57,1 + 100 • 98,72 + 57,1 • 98,72 ’ °М’
1 _____________________________
7ИВ = -7F- = V 1 + (6,28/в Со • /?экв)2 <
* в
< V 14- (6,28 • 5000 • 0,288 . 10"6 • 26,6)2 1,03,
следовательно, частотные искажения в области верхних частот у каскада пред-
варительного усиления при отсутствии Сэ в каскаде мощного усиления сильно
уменьшились.
Расчет остальных данных каскада предварительного усиления производится
так же, как и в примере 4.1.
Можно при отсутствии С э в каскаде мощного усиления и не применять
в предыдущем каскаде более мощный транзистор, а использовать в нем тран-
зистор типа П13—П15, но предыдущий каскад в этом случае придется сделать
трансформаторным, рассчитав его на выходную мощность:
£’вЫх~=0,56/,вхотсл7вхтсл = 0,5-1,27-12,9-10-3=8,2- 10"3e/n = 8,2 мет.
128
5.4. Эмиттерный повторитель
Эмиттерный повторитель представляет собой каскад с по-
следовательной (по входу) отрицательной обратной связью
по напряжению, увеличивающей входное сопротивление, умень-
шающей выходное сопротивление, входную динамическую емкость
и коэффициент гармоник каскада. Эмиттерный повторитель обыч-
но применяют в качестве входного каскада усилителя в тех слу-
чаях, когда входное сопротивление каскада с общим эмиттером
оказывается недостаточным.
Входное сопротивление транзистора 7?вх ок , его динамическая
входная емкость Сэл ок , выходное сопротивление /?вих ок , коэффи-
циент усиления тока Кт и напряжения К, коэффициент гармоник
кг ок для эмиттерного повторителя с достаточной точностью мож-
но найти по следующим приближенным формулам:
/?Вх ок « /?ВХ оэ + /?Э~ (1 -I- Ю ~
1 — а
Г ~ °’16 1 С" ~ °’16 I г л Ч
ЭДОК~Лр(Явхоб+/и)+ 1-Н> ~Ар(Я»хоб ! /?s~)+ChU }
г> Лвх оэ h R ист D D/1 гЛ
К ВЫХ ОК | — Лвх об ~1 Лист V1 Л/
1 R9~
Т~‘-“ ЯвхТрсл
а- ~ + Р)
Rhx оэ “И ^?Э~ ( 1 Ч Р) R ВХ ОбЧ~ /?Э-
__ R нет “Ь R вх оэ __ ( R истЧ~ R вх оэ) (1 а)
Кг 0К ~ К? /?ИСТЧ-/?вх оэЧ- /?э~(1+Ю ~ Г ( R истЧ- /?вх оэ) (1-а)+ R3~
(5.8)
где аир — статические коэффициенты усиления тока
для включения с общей базой и общим
эмиттером;
/?вхоэ и Rвх об — входные сопротивления транзистора пере-
менному току в точке покоя при включе-
нии с общим эмиттером и общей базой;
R Э/^ и Сн — сопротивление нагрузки эмиттерной цепи
переменному току и емкость нагрузки це-
пи эмиттера, равная Свх д следующего за
повторителем каскада;
/?1,сТ и кг — сопротивление источника сигнала перемен-
ному току с учетом цепи подачи смещения
и коэффициент гармоник транзистора в
том же режиме, но при включении с об-
щим эмиттером;
/?вхтРсл — входное сопротивление транзистора сле-
дующего каскада.
9 Зак 20.39.
129
При использовании эмиттерного повторителя в качестве вход-
ного каскада для повышения входного сопротивления и снижения
уровня шумов (что важно в каскадах с малым уровнем сигнала)
напряжение коллектор — эмиттер икэ0 берут не более 2—3 в, а
ток покоя коллектора — меньше рекомендуемого в § 4.2 значе-
ния в 1 ма.
Делитель подачи смещения эмиттерной стабилизации, обычно
имеющийся в эмиттерном повторителе (сопротивления Ri и R2 на
рис. 5.3), рассчитывают как и в обычном каскаде с общим эмит-
тером. Этот делитель, мало влияющий на входное сопротивление
каскада с общим эмиттером, обычно не позволяет реализовать
высокое входное сопротивление транзистора эмиттерного повто-
рителя. Для повышения входного сопротивления эмиттерного
повторителя можно увеличить сопротивление делителя, но это
ухудшит стабильность точки покоя; повысить входное сопротивле-
ние можно также, уменьшив ток покоя коллектора до 0,3—0,5 ма
(при низкочастотном транзисторе). Дальнейшее снижение тока
покоя сильно уменьшит 0о-
Для расчета частотной характеристики эмиттерного повторите-
ля и вносимых им искажений на низших и высших рабочих час-
тотах пригодны ф-лы (4.8) — (4.10). В усилителях звуковой час-
тоты при использовании эмиттерного повторителя в качестве вход-
ного каскада в ф-лах (4.8) — (4.10) полагают:
г, _____ R вых ок Ra
К вых — -К , г>
А вых ок г Лэ
О ______ R вых R вх сл
^экв ~ "р
Л вых Т Л вх сл
(5.9)
Вследствие очень низкого выходного сопротивления эмиттер-
ного повторителя значение /?экв у него получается много ниже, чем
у обычного реостатного каскада с общим эмиттером, а его час-
тотная характеристика на верхних частотах оказывается очень хо-
рошей.
Для снижения напряжения между выходными электродами
или защиты выходной цепи эмиттерного повторителя от паразит-
ной связи через источник питания в его выходную цепь иногда
включают сопротивление /?ф с конденсатором Сф ; такая цепочка,
корректирующая в обычном реостатном каскаде низкие частоты,
в повторителях вносит дополнительные частотные искажения на
нижних частотах.
Пример 5.2. Рассчитаем эмиттерный повторитель, имеющий следующие дан-
ные: f н =90 ач, /в =5000 гц, 1,04, Токр мин = + 10°С. Токр макс = +30°С.
Напряжение питания каскада Ек =8 в. Нагрузкой эмиттерного повторителя слу-
жит входная цепь каскада предварительного усиления (на транзисторе П15А),
рассчитанная в примере 4.2.
Схема эмиттерного повторителя изображена на рис. 5.3. Для однотипности
применяем в цем транзистор П15А, данные которого приведены в примере 4.1.
Согласно сказанному в § 5.4 берем U кэо =2,5 в; I ко =0,5 ма. Для этого положе-
130
ния точки покоя по статическим характеристикам П15А для включения с общим
эмиттером находим U&o =0,12 в, /?Вхоэ =1800 ом (рис. 4,3). Сопротивление /?э
эмиттерного повторителя равно
о _ Ек — UKSo ~ 8—2,5 ..
Ло ~ 0,5 . 10-3 000
I ,, --0-ДО
Сс !
4В—I—J—р*
I I I
Рис. 5.3. Схема эмиттерного повторите-
ля, к примеру 5.2
Определим сопротивление нагрузки цепи эмиттера переменному току:
__ Rs Ruen сл Rbx Тр сл
R э R дел сл + Rd /?вх Тр сл “F R дел сл Rвх Тр сл
= 11000 • 8800 • 1170
11000 • 8800+11000 • 1170 + 8800 • 1170 ~9Ь5 °М’
где
п _______ ^1сл ^?2сл 33 000 • 12 000 о олп пм
/<дел сл - + ~ зз 000+ j.2 000 ° W
Входное сопротивление транзистора в эмиттерном повторителе составит
D __ /?ВХ об + ₽ э~ _ 42+965
*\вх об -
—t-------------1—Л“по -50300 ом,
1—«мин 1-0,98
ом, найдено по входной статической характеристике
общей базой и /ко«/эо =0,5 ма. Если сопротивление
для рассчитываемого каскада равно 50
характеристике
где /?вх б , равное 42
П15А для включения с
источника сигнала /?ист
ное сопротивление транзистора в эмиттерном повторителе равно
Яэыхок- Явхоб + /?ист(1 —«мин) =42 + 50000(1-0,98) = 1042 ом,
а коэффициенты усиления тока и напряжения составят:
_ 1 /?9~1
1-0,98 '
965
42+965
ком, то выход-
965 2-
1170“41,25,
=0,959.
т ~ 1 — а ' R т
* ^МИН <v ВХ I Р сл
#вх об+
Входное напряжение сигнала UBX т равно:
И 117. 10“3
7/ __ ^вхтсл __ 1 М _ ।о о , in-3 д
Овхт- о,959 1U в‘
9Ф
131
Расчет стабилизации проведем с учетом замены транзистора, задавшись зна-
чением R2:
R2= (3--10)/?вх ок=7 -50300=352 100 ом (станд. 0,33 Мои).
Так же, как и в примере 4.2, для Тп макс «Гокр макс =30°С по ф-лам (1.16)
и (1.17) найдем (/бэОмакс =0,142 в, t/бэО мин =0,098 в, /кн макс =20мка, /?1 =
=82000 ом. Расчет/комакс и t/кэО мин производим по ф-лам (1.20), полагая
Rк =0, в результате получаем /кОмакс =0,665 ма, £/кэ0 мин =0,835 в, что допусти-
находим по ф-ле (4.6), рассчитав Явых ЭП
мо. Емкость конденсатора связи Сс
И /? вх сл •
11000-1042 псо
= ТТобб+1042 =952 °М>
1170 - 8800
•“ 1170+8800 “106°
берем равным 1,03, оставив на конденсатор
с =14,25 мкф. Конденсатор Сс берем элек-
ом.
п _ ______ RbRbhxok
А вых ЭП “л । р
Пэ ~Г А вых ок
0 R вх оэ Р дел сл
^Вхсл г> ID
Авх оэ "г Адел сл
Значение Мнс в расчете Сс
входной цепи Мн =1,01, что дает CL
тролитический с емкостью, не менее рассчитанной. Емкость, нагружающая эмит?
терный повторитель, и его коэффициент частотных искажений на высшей рабо-
чей частоте равны:
Со — G
0,16
гр мин Rbx об СЛ
0,16
= -о—।а6 та + 50 • Ю-,2(1+6,65) =2,9 • 1О-9ф=29ООп0
Л • 1 • о 1 ,о
(здесь Явхобсл определено по статической входной характеристике транзи-
стора П15А при включении с общей базой и /эо~/ко~1 ма)\
^3 = 4- = У 1+(6,28/вС07?экв)2 < У1 +(6,28 • 5000 • 2,9 • 1Q-SX
где
X 500)2=1,001,
D ~ R вых ок /?э~ _ 1042 - 965 спп
/?экв~ /гвыхок+Л’э- ~ 1042 + 965 ~5°°
Таким образом, рассчитанный эмиттерный повторитель имеет входное со-
противление
D ___ Rbul ок Rлел ЭП _ 50 300 • 65 600 _ООСЛПли
^эп-/?вхок + /?делЭП “ 50 300 + 65 600 ~2b5UU ’
входное напряжение сигнала f/BX/7Z =12,2 мв и входной ток сигнала
[1 19 9. 10-3
= 4-8W- -°’43 ' 10-6а = °’43 • 10-3 Ма-
Рассчитаем емкость входного конденсатора С и частотные искажения на
верхних частотах входной цепи эмиттерного повторителя:
с= __________0,159__________________________0,159___________ =
~ fu(R,.ых+/?вхсл)У7И2н-1 “ 90(50 000 + 28 500) у 1,012-1
= 0,159 • 10-бф,
132
где
^?вых ^ист —50 000 ОМ, /?дел ЭП — +J?j —
82000-330000 ссспп _ _ ’ 2ооепп
82 000+330 000 65 600 0М' Явх сл - Я вх эп - 28 500 ом
= ]/ 1 +(6,28 - 5000-133-10~12- 18150)2 «1,002,
где
0,16
а) =
0 9Д<Ж «{гр(7?вхоб+
= 2 - 10»°(426+965) +2900U-0.98) =0,133 - Ю^ф^133пф
И
л ____ ^ист^вх сл _ 50 000 * 28 500 _.« .
Лэкв Яист+Явхсл “ 50000 + 28500 “I8I50ojK-
5.5. Инверсные каскады с разделенной нагрузкой
и эмиттерной связью
Среди транзисторных бестрансформаторных инверсных каска-
дов одним из наиболее распространенных является каскад с раз-
деленной нагрузкой. В таком каскаде половина нагрузки тран-
зистора включена в цепь коллектора, другая половина — в цепь
эмиттера. Выходной сигнал, снимаемый между коллектором и об-
щим проводом, здесь имеет противоположную полярность с сиг-
налом между эмиттером и общим проводом. Так как нижнее плечо
схемы представляет собой ‘эмиттерный повторитель, в котором
имеет место глубокая отрицательная обратная связь, коэффициент
усиления напряжения такого каскада К, = --- ~ —;вых т2 всегда
меньше единицы. Входное сопротивление, коэффициенты усиления
тока и напряжения, коэффициент гармоник и динамическая вход-
ная емкость такого каскада определяются практически теми же
выражениями, что и для эмиттерного повторителя. Сопротивления
7?к и Иэ в таком каскаде рассчитывают, задавшись допустимым па-
дением на них напряжения питания, как и в обычном реостатном
каскаде. Ток покоя цепи коллектора определяют, исходя из необ-
ходимой переменной составляющей коллекторного тока, обеспечи-
вающей работу следующего каскада так же, как и в реостатном
каскаде. Емкости конденсаторов связи Сс здесь рассчитывают
обычным образом, исходя из допустимых частотных искажений на
низшей рабочей частоте, остальные детали инверсного каскада с
разделенной нагрузкой рассчитывают так же, как в обычном реос-
татном каскаде.
Пример 5. 3. Рассчитаем транзисторный инверсный каскад с разделенной на-
грузкой, работающий на двухтактный каскад мощного усиления со схемой, ана-
133
логичной каскаду примера 3.2, но с транзисторами типа П201А. Данные каскада
мощного усиления таковы: (/бэт сл =0,12 в, /вх тел =6 ма, Ubx тел =0.36в и
/?вх^сл =60 ом (с учетом обратной связи через /?'э ), /?2сл =200 ом, /?1сл =
= 1000 ом, R дел сл “167 ом, Дел =20,5, frp м.ин=200 кгц, С к макс=500 аф,
/?вх об =0,3 ом.
Инверсный каскад должен нормально работать при установке в него любо-
го исправного экземпляра транзистора выбранного типа и иметь следующие дан-
ные: /и = 100 гц, f3 =5000 гц, Мнс^С 1,06, Токрмин = —10°С, Токрмакс = 4-40°С.
Напряжение питания каскада Ек =11 в. Схема каскада изображена на рис. 5.4.
Рис. 5.4. Схема инверсного каскада с разделен-
ной нагрузкой, к примеру 5.3
Положив падение напряжения на Rk и по 0,3£к , найдем ориентиро-
вочное значение Дкор и необходимую величину /кт :
n _0,3FK_ 0,ЗЕк _ 0,3-11
Ккор /ко 1.5/BXC.,W 1,5 • 6 • 10-3 36/ 0М’
-Я 1А-3 . /0,36 \ I /0’36 \ I / 0-36 1 -О 1Л 1А-3-П1Л
6 ‘ ° + \ 200 / + I 1000 ) + ( 367 / 9’-4 ' 10 9,14 ма-
Минимальный ток покоя коллектора инверсного каскада составит
/к0= (1,05-?-1,2)/кт = 1,1 • 9,14^10 ма.
Применим в каскаде транзистор П14, имеющий Рмин . =20 (амин =0,952) г
Рмакс =40, /кО макс =20 ма, Рмаке =150 мет, /кне =10 мка, R^j = 0,2°С/лв.
Необходимые значения Rk и Rs -составят:
n п 0,3 Ек 0,3 • 11
Кк = Кэ — -у- = ю . 10-з’ =330 ом (стандартное).
При этом напряжение коллектор — эмиттер будет равно
и к э0 ~ Ек Iко Rk ~ Ек — IkqR К — Д-О Rs =
= 11 — 10 • 10-3 • 330-10 • 10-3 • 330 = 4,4 в,
что вполне допустимо, так как (/кэДОп для П14 равно 15 в. По статическим
характеристикам транзистора П14 для (/кэО=4,4в, и /ко = Юла находим (/бэО =
=0,263 в и R вхоэ=125ол (рис. 4.3). Найдем сопротивление нагрузки цепи эмит-
134
тера переменному току и входное сопротивление транзистора инверсного
каскада:
__ /?э /?де 1 сл^?вх~сл_____ _
RaR лел сл + R*R вх~сл 4“ Rkx сл /?вх~сл
_ 330 • 167 .60 _оо
330 . 167+330 . 60+167 • 60 0Mj
5,6+38 мп
Г^95Г =93° °М’
где # вхоб
включения
п _________ ^вхоб + Ra
Авх Тр инв — ।
* амин
=5,6 ом найдено по входной статической характеристике П14 для
с общей базой при /ко«/э0 =10 ма и 4/кэ0 «5 в (рис. 3.20, точка 5').
Если сопротивление источника сигнала #Ист для рассчитываемого каскада
равно 5 ком, то выходное сопротивление нижнего плеча каскада с разделенной
нагрузкой будет равно
^?выхТринв -/?вхоб 4“ ^?ист (1 амин) = 5,6+5000(1 —0,952) «246 ом,
а коэффициенты усиления тока и напряжения составят:
1 /?э~ 1 38
1 амин -^ВХ~СЛ 1 0,952 60
_ 38
“ 5Д+38 “°’87-
ЛГТ
R»xo6 + Rs>~
Входное напряжение сигнала £/вх т
Г) __________________ Увхгпсл
иют---к - 0>87
Расчет стабилизации проведем с учетом замены транзистора, задавшись
значением R2'
R2= (34-10)/?вхтРинв =7 • 930=6510 ом (станд. 6800 ом).
Для максимальной температуры коллекторного перехода
Тп макс » Гокр макс + /к0 UkbqRj'i = 40+10* 10” 3 • 4,4 -0,2 • 103 « 50°С
равно:
0,36 л ...
-----’— =0,414 в.
по ф-лам (1.16) и (1.17) найдем: U бэОмакс =0,329 в, ПбэО мин =0,219 в,
/кц мак с =80 мка, #1=6850 ом (станд. 6800 ом). Расчет ?к0 макс и t/кэо мин
производим по ф-лам (1.20). что дает значения: /ко макс =13,2лга, икэо мин •=
= 2,21 в, что допустимо.
Емкость конденсатора связи С€ находим по ф-ле (4.6), рассчитав #вых Инв
и #вх сл •
р /?э/?вых Тр ИНВ А ВЫХ ИНВ р ] п ДэТ А выхТр пив 330 -246 330 + 246 ~ 141 ом>
in ^?вх***сл /?дел сл Авх сл — । р Авх~сл i Адел с л _ 60 • 167 _ .. _ 60 + 167 44,2 ол/,
что дает Сс =25,6 мкф. Конденсатор Сс берем электролитическим с ем-
костью, не менее рассчитанной. AfHC можно рассчитать по ф-ле (4.8). Емкость,
135
нагружающая плечо инверсного каскада, /? экв и коэффициент частотных иска-
жений на высшей рабочей частоте равны:
G) Сэдсл “7 Г Ск сл( 1 “|- Кел) ---
У гр ВХ об сл
4-500 • 10~В * * * 12(1+29,5)-2,68 • 10”6 0 = 2,68 мкф,
0,16
200000 • 0,3
Сэл СЛ ь эд сл - " . , ' . 1 1 и вх m СЛ <>бЭ/ИСЛ “* 6/бэсл г> /?вых Тр HUB ~ Я»МхТрип» + Я,~ 2,68 • 10-6 „ QO , 0,36-0,12 °’89 МКф' 0,12 246 -38 . 246 + 38 32, °М’
1______________________________
= У1 + (6,28/вС07?эКП)2
1 в
< у 1 -ь (6,28 • 5000 • 0,89 • 10"6 • 32,1)2 ^1,34.
Большой коэффициент частотных искажений на верхних частотах в данном
случае объясняется тем, что инверсный каскад работает на цепь база — эмиттер
транзистора П201А, имеющего ₽мин=40, frp = 200 кгц, а следовательно, гранич-
ную частоту при включении с общим эмиттером:
f / п \ Лр 200000
/гр оэ /гр (1 ®мин) ~ р 40 5000 ВЦ.
В транзисторном инверсном каскаде с разделенной нагрузкой в нижнее
плечо, имеющее очень низкое выходное сопротивление, иногда включают по-
следовательно добавочное сопротивление /?д для выравнивания выходных со-
противлений плеч, так как их неравенство при работе каскада на нелинейную
нагрузку может сильно увеличить нелинейные искажения.
эмиттерныи провод двух транзисторов
Рис. 5.5. Схема инверсного каскада с эмнт-
тернон связью
В инверсном каскаде с эмиттерной связью (рис. 5.5) в общий
Г1 и Т2 включено сопротив-
ление эмиттерной связи
R3, создающее в каскаде
обратную связь. Досто-
инствами инверсного кас-
када с эмиттерной
связью являются малый
коэффициент гармоник и
малая чувствительность
к пульсациям питающих
напряжений, а также хо-
рошая частотная харак-
теристика.
К недостаткам каска-
да относятся: необходи-
мость применения двух
транзисторов и неполная симметрия выходных токов плеч на сред-
них частотах.
У инверсного каскада с эмиттерной связью коэффициент уси-
ления тока не отличается от коэффициента усиления тока рсос-
136
татного каскада с общим эмиттером; входное сопротивление тран-
зистора в таком каскаде равно удвоенному входному сопротив-
лению транзистора с общим эмиттером в том же режиме, а дина-
мическая входная емкость вдвое меньше динамической входной
емкости реостатного каскада с общим эмиттером и теми же дан-
ными.
Необходимую величину сопротивления эмиттерной связи /?э оп-
ределяют по допустимому коэффициенту асимметрии q (при оди-
наковых сопротивлениях нагрузки коллекторных цепей ведущего
и ведомого плеч):
__ вх оэ
(5.10)
где Явхоэ — входное сопротивление транзистора ведущего плеча
в рабочей точке при включении его с общим эмиттером.
Сопротивления в коллекторных цепях и другие детали схемы
здесь рассчитывают так же, как в реостатном каскаде с общим
эмиттером, частотную характеристику рассчитывают по формулам
реостатного каскада.
Рассмотренные схемы бестрансформаторных инверсных каска-
дов не пригодны для подачи сигнала на оконечные каскады, ра-
ботающие в режиме. В, так как конденсаторы межкаскадной свя-
зи Сс, имеющиеся в этих схемах, препятствуют прохождению по-
стоянной составляющей входного тока транзисторов оконечного
каскада. В этом случае целесообразно применять трансформатор-
ные инверсные каскады, рассмотренные в § 4.3.
137
6
Общие вопросы
проектирований усилителя
6.1. Регулировка усиления
В транзисторных усилителях, так же как и в ламповых,
широко используются схемы регулировки усиления и тембра.
Ввиду того что транзисторные усилительные каскады, в отличие
от ламповых, имеют низкое входное сопротивление, используемые
схемы регулировки усиления являются в основном регуляторами
тока, а не напряжения, как в ламповых усилителях.
Одной из распространенных схем регулировки усиления являет-
ся схема потенциометрической регулировки, изображенной на
рис. 6.1. Такая регулировка не изменяет режима работы трапзисто-
Рис. 6.1. Регулировка усиления потен-
циометром
ров и при использовании в качестве сопротивления /?2 переменно-
го сопротивления типа В (с показательным законом изменения
сопротивления от угла поворота рукоятки) позволяет получить
достаточно плавную регулировку усиления с диапазоном
30ч-40 дб, что достаточно для большинства практических слу-
чаев.
Величину сопротивления /?2 (сопротивление регулятора) выби-
рают, как обычно, по рекомендациям, данным в § 1.7 для расчета
138
схемы эмиттерной стабилизации. При такой схеме регулировки
усиления частотные искажения на нижних частотах, вносимые
конденсатором межкаскадной связи Сс, максимальны в нижнем
положении регулятора, поэтому емкость конденсатора Сс рассчи-
тывают по ф-ле (4.6), положив в ней /?Вхсл=0- Частотные искаже-
ния на верхних частотах, имеющие место от влияния СО«СЭД, так-
же максимальны при нижнем положении регулятора; поэтому
коэффициент частотных искажений на верхних частотах Мв кас-
када с транзистором Л рассчитывают по ф-ле (4.9), считая в ней
/?экв =/?вхсл (/?вхсл равно сопротивлению параллельного соедине-
ния /? вх оэ сл 9 /?2сл И /?1сл ) •
Необходимую емкость конденсатора Сэ каскада с транзисто-
ром Т2 здесь рассчитывают обычным образом, как для каскада без
регулировки усиления, так как этот конденсатор вносит наиболь-
шие частотные искажения на верхних частотах при верхнем поло-
жении рукоятки регулятора.
Другая схема регулировки усиления изображена на рис. 6.2.
Такая схема позволяет получить как малую глубину регулировки
(5-^10 дб) при использовании переменного сопротивления типа А
с линейным законом изменения, так и большую (30—40 дб) при
использовании переменного сопротивления типа В. Расчет необхо-
димой величины сопротивления регулятора /?р здесь производят,
исходя из необходимого диапазона регулировки усиления
р Др ( Rвых 4" R вх сл) » (6.1 )
где Др — необходимый диапазон регулировки усиления, выражен-
ный в относительных единицах; 7?вх сл равно сопротивлению парал-
лельного соединения входного сопротивления транзистора /?вх оэ сл ,
/?2сл и /?]сл ; Rвых —сопротивление параллельного соединения вы-
ходного сопротивления транзистора Т\ и сопротивления /?к в цепи
его коллектора.
Рис. 6.2. Регулировка усиления переменным со-
противлением
В схеме рис. 6.2 наибольшие частотные искажения на нижних
частотах имеют место при закороченном сопротивлении регулято-
ра (ползунок в крайнем левом положении). Поэтому емкости
139
конденсаторов Сс и Сэ рассчитывают обычным образом, как в
каскадах без регулировки. Частотные искажения на верхних час-
тотах здесь максимальны при крайнем правом положении пол-
зунка, а поэтому их рассчитывают по ф-ле (4.9), полагая в ней
Яэкв = /?вхсл , как и для схемы рис. 6.1.
На рис. 6.3 приведена схема регулировки усиления отрицатель-
ной обратной связью. Здесь в качестве регулятора усиления ис-
пользуется сопротивление эмиттерной стабилизации R3 , которое
рассчитывают обычным образом, исходя из допустимого падения
напряжения на нем. Глубина регулировки усиления такого регу-
лятора определяется выражением
= 1 + /?вхоб + а-<х)/?Ист ’ (6’2)
где /?вхоб — входное сопротивление транзистора в рабочей точке
для включения с общей базой; /?ист — сопротивление источника
сигнала, равное параллельному соединению выходного сопротивле-
ния предыдущего каскада и сопротивлений делителя /?1 и /?2- Глу-
бина регулировки усиления у та-
кого регулятора обычно невели-
ка (не более 204-30 дб), так как
определяется рассчитанной из
условий стабилизации рабочей
точки величиной сопротивления
R э. Наибольшие частотные ис-
кажения как в области нижних,
так и в области верхних частот
здесь имеют место при верхнем
положении ползунка регулятора
усиления, а поэтому конденсато-
ры Сэ и Сс рассчитывают обыч-
ным образом, как для каскада
без регулировки усиления. Ко-
связью по току эффициент частотных искажений
в области верхних частот Мв
рассчитывают так же, как в обычном каскаде без регулировки уси-
ления. В качестве регулятора при регулировке обратной связью
обычно применяют непроволочные сопротивления типа А с линей-
ным законом изменения сопротивления.
6.2. Регулировка тембра
Для плавного изменения частотной характеристики в области
нижних или верхних частот используют схемы регуляторов темб-
ра. Одна из схем регулировки тембра, позволяющая плавно под-
нимать частотную характеристику на нижних частотах, без изме-
нения усиления в области средних частот и его частотные харак-
теристики для различных положений регулятора изображены на
140
рис. 6.4. Расчет элементов схемы такого регулятора производят
по выражениям:
п _ ^к~
Аэ — —у-------
I н макс
/?н =(74-10)/?»
„ _ 0,054-0,1
с« ~ ~7~Р 7~
У н Л вх об
(6.3)
где — сопротивление нагрузки коллекторной цепи транзи-
стора переменному току,
Ун макс — относительное усиление на низшей рабочей частоте
(подъем усиления),
Л, — низшая рабочая частота.
Рис. 6.4. Регулятор тембра, поднимающий усиление на нижних часто-
тах (а), и его частотные характеристики при различных положениях
регулятора (б)
Сопротивление в цепи коллектора /?к , конденсатор связи Сс,
делитель смещения и стабилизация рассчитываются по обычным
формулам реостатного каскада. А коэффициент усиления на сред-
них частотах рассчитывают как для реостатного каскада с небло-
кированным сопротивлением /?э в цепи эмиттера (§ 5.3). Сопро-
тивление источника сигнала для каскада с таким регулятором
тембра должно быть, по крайней мере, в несколько раз меньше
входного сопротивления транзистора в рабочей точке при включе-
нии с общим эмиттером.
Простейшая схема регулятора тембра, позволяющая плавно
снижать усиление на верхних частотах, и его частотные характе-
ристики для различных положений регулятора даны на рис. 6.5.
141
Рис. 6.5. Регулятор тембра, снижающий усиление на верхних частотах
(а) и его частотные характеристики при различных положениях регуля-
тора (б)
Расчет элементов такого регулятора тембра производят по фор-
мулам:
/?к~
—I_______1
Yв макс
(6.4)
где Кв макс—наибольшее значение относительного усиления на
верхних частотах (при полностью введенном сопро-
тивлении /?в );
fi — частота, на которой регулятор начинает снижать уси-
ление (снижает усиление на 1 дб).
Расчет остальных элементов схемы и данных каскада произво-
дят обычным образом.
6.3. Требования к источнику питания
Питание всех цепей многокаскадного транзисторного усилите-
ля обычно производят от одного источника постоянного тока (вы-
прямителя, сети постоянного тока,, батареи). Основным требова-
нием, предъявляемым к источнику питания усилителя, являются
необходимые для питания всех транзисторов ток и напряжение.
Так как отдельные каскады усилителя обычно подключают парал-
лельно к источнику питания, то потребляемый усилителем ток /,
на который рассчитывают источник питания, находят из выраже-
ния
/ = ср 1 + Лс ср2 + ... + /дел , (6.5)
где 4сР1, /к ср2— средние значения коллекторного тока первого,
второго и т. д. каскадов за период сигнала;
/Д€Л —ток делителей напряжения и сопротивлений, на-
гружающих источник питания.
142
При работе в режиме А средние значения токов можно считать
равными току покоя.
Необходимое напряжение выпрямителя, питающего коллектор-
ные цепи многокаскадного усилителя, определяется его оконечным
каскадом, обычно требующим наибольшего напряжения питания.
Для транзисторного усилителя с однобайтным трансформаторным
выходным каскадом в режиме А по схеме рис. 3.2, необходимое
напряжение питания определится выражением
Ек = и к эО кО ^*1 U э , (6.6)
где f/кэо — постоянная составляющая напряжения между коллек-
тором и эмиттером оконечного каскада,
/ко —максимальное значение тока покоя коллектора,
U3 —падение напряжения на стабилизирующем сопротив-
лении в цепи эмиттера; для двухтактного каскада, ра-
ботающего в режиме А, гх заменяют гщ .
При включении транзисторов оконечного каскада с общей ба-
зой (рис. 3.18) в ф-лу (6.6) вместо Uкэо подставляют расчетное
напряжение коллектор — база оконечного каскада t7K6o, a U3 за-
меняют суммой иэ 4-^бэо .
Для двухтактного оконечного каскада, работающего в режи-
ме В, при отсутствии стабилизирующего сопротивления в цепи
эмиттера необходимое напряжение питания определяют также по
ф-ле (6.6), полагая в ней U3 =0, заменив гх сопротивлением бп
и подставив в качестве /ко максимальное значение тока покоя
коллектора одного плеча схемы при отсутствии сигнала. Так как
произведение /ко гщ в этом случае обычно получается много мень-
ше <7кэо , практически можно считать Ек ~(7Кэо (для включения с
общим эмиттером) и Ек ~ U к-бо + t/эбо (для включения с общей
базой).
Внутреннее сопротивление источника питания усилителя с двух-
тактным выходным каскадом, работающим в режиме В, как по-
стоянному, так и переменному току должно быть мало. При от-
сутствии сигнала на входе каскада напряжение источника пита-
ния должно повышаться не более чем на 104-15%, что и опреде-
ляет его максимальное допустимое сопротивление постоянному
току. Сопротивление источника питания переменному току для
низшей рабочей частоты усилителя в этом случае не должно пре-
вышать (0,24-0,25) /?к_.
Внутреннее сопротивление переменному току источника пита-
ния усилителя с однотактным выходным каскадом, работающим в
режиме А, на низшей рабочей частоте не должно превышать
(0,24-0,3) сопротивление источника питания постоянному
току в этом случае особой роли не играет.
Внутреннее сопротивление источника питания усилителя с
двухтактным выходным каскадом, работающим в режиме А, не
ограничивается как для постоянного, так и для переменного тока.
143
Колебания напряжения источника питания не должны выходить
за пределы, допустимые для усилителя. Если они превышают До-
пустимую величину, источник питания должен быть стабилизи-
рован.
6.4. Расчет допустимой пульсации источника питания
При питании усилителя от выпрямителя амплитуда напряже-
ния пульсации Епт на выходе выпрямителя не должна превосхо-
дить допустимой величины, так как напряжение пульсации, попа-
дая через элементы межкаскадной связи в питаемые цепи, вызы-
вает появление фона переменного тока на выходе усилителя.
Напряжение пульсации, попадающее на первые каскады усилите-
ля, усиливается последующими каскадами, поэтому первый каскад
усилителя допускает наименьшее напряжение пульсации, а послед-
ний (оконечный)—^наибольшее. Для упрощения и удешевления
усилительного устройства источник питания (выпрямитель) дела-
ют с напряжением пульсаций, допустимым для выходной цепи
оконечного каскада, а дальнейшее сглаживание пульсаций произ-
водят цепочками Сф ₽ф в цепях питания каскадов предварительно-
го усиления. Цепочки Сф /?ф одновременно являются развязываю-
щими фильтрами усилителя, ослабляющими паразитную межкас-
кадную связь через общий источник питания.
Для усилителя с однотактным трансформаторным выходным
каскадом, работающим в режиме А, а также для усилителя с
двухтактным бестрансформаторным каскадом в режиме А по схе-
ме рис. 3.336 амплитуда допустимого напряжения пульсации вы-
прямителя определяется выражением
/7 __ (0,3-i-l) (ЯвыхТр + R к~) ,, (f{7\
— д £ Ь'вых т » (о./)
где Rвых тР — выходное сопротивление транзистора в точке по-
коя,
RK~— сопротивление нагрузки в выходной цепи транзи-
стора переменному току,
Uauxm — максимальная расчетная амплитуда напряжения
сигнала в выходной цепи,
Дс — динамический диапазон сигнала, который для ши-
роковещательных усилителей, магнитофонных уси-
лителей и усилителей воспроизведения грамзапи-
си можно считать равным 100 (40 дб).
Для усилителя с двухтактным трансформаторным выходным
каскадом или бестрансформаторным, работающим в режиме В, в
ф-ле (6.7) заменяют » а под /?вых тР понимают выходное
сопротивление транзистора при выходном токе, равном примерно
0,5/' ых макс•
Для усилителя с двухтактным трансформаторным выходным
каскадом, работающим в режиме А, и для усилителя с двухтакт-
144
ным бестрансформаторным каскадом в режиме А по схеме
рис. 3.33а амплитуду допустимого напряжения пульсаций берут
в 3—5 раз больше найденной по ф-ле (6.7), так как в этих случа-
ях напряжение пульсаций источника питания компенсируется.
Для усилителя с однотактным реостатным оконечным каска-
дом в режиме А допустимое напряжение пульсаций выпрямителя
находят из выражения
(0,3-1) (/? + /?к)
£ЛВ = --------------- ^вих т , (Ь.б)
где
п_____7?ВЫХ Тр Rk
R вых Тр + R к
Амплитуду напряжения пульсации выпрямителя не следует до-
пускать более 0,05 Ек , даже если расчет ее допустимой величины
по ф-лам (6.7) и (6.8) дает большее значение, так как в против-
ном случае появляется паразитная модуляция сигнала, увеличи-
вающая вносимые каскадом нелинейные искажения, а также
уменьшается выходная мощность усилителя.
6.5. Расчет фильтров усилителя
на сглаживание пульсаций
Допустимая амплитуда напряжения пульсаций для любой це-
пи усилителя определяется выражением
£„лоп =(0,3-1) , (6.9)
где Um — расчетная амплитуда напряжения сигнала в данной
цепи,
рм — коэффициент передачи напряжения пульсации от зажи-
мов источника питания к рассматриваемой цепи.
Необходимый (всех последовательно включенных цепочек
/?фСф) коэффициент сглаживания дополнительных сглаживающих
фильтров для любого каскада усилителя определяется выраже-
нием
Ф< =-£пЪ . (6.10)
доп
При расчете последовательно включенных цепочек Сф в мно-
гокаскадном усилителе по ф-ле (6.10) находят значения фс для
каждого из каскадов, за исключением последнего, получая, таким
образом, 0С1 для первого каскада, фс2 для второго каскада и т. д.
Так как при последовательном включении фильтров их коэффици-
енты сглаживания перемножаются, необходимый коэффициент
сглаживания каждой из цепочек ф'с определяется как отношение
10 Зак. 2039. 145
найденных из (6.10) значений фс для данного и следующего кас-
кадов:
v*/ Фе\. фс2
фл = -ф^- *“ = -ЙГит д-
По известному коэффициенту сглаживания ф'с цепочки Сф
емкость фильтра можно найти из формулы
Г _ Ф'<
ф ~ 6,28/Лф 6,28Мф
где fn = tnfc — основная частота пульсации выпрямителя, равная
произведению числа фаз (полупериодов) выпрямителя т на часто-
ту питающей сети fc-
Величину сопротивления /?ф определяют, исходя из допустимо-
го падения напряжения £ф на нем:
*<„ = ~~ > (6-12)
где /ф — суммарная постоянная составляющая тока, протекаю-
щего через /?ф .
6.6. Расчет фильтров усилителя на развязку
Так как фильтры усилителя (цепочки Сф /?ф ) должны ослаб-
лять паразитную межкаскадную обратную связь через общий ис-
точник питания до допустимой величины, при которой она практи-
чески не будет влиять на свойства усилителя, необходимый для
всех последовательно включенных цепочек Сф/?ф коэффициент раз-
вязывания для любого каскада усилителя определится выраже-
нием
. __ (0,3 -Г- 0,5) рм /вых т 1 о\
~fa в^вх„сл(/Ин- 1) ’ ( ’
где Л1И — коэффициент частотных искажений на низшей ра-
бочей частоте каскада, для которого рассчитыва-
ется значение фр;
Uтел— амплитуда напряжения входного сигнала следую-
щего каскада;
Сп — выходная емкость фильтра выпрямителя;
ftt — низшая рабочая частота;
/выхт — амплитуда переменной составляющей выходного
тока оконечного каскада усилителя.
При расчете цепочек Сф/?ф многокаскадного усилителя на раз-
вязку по ф-ле (6.13) находят значения фр для каждого из каска-
дов, за исключением последнего, получая в результате 0pi для
первого каскада, фР2 для второго каскада и т. д. При последова-
146
тельном соединении цепочек Сф /?ф их коэффициенты развязывания
перемножаются, а поэтому необходимый коэффициент развязы-
вания каждой из цепочек ф'р определяется как отношение най-
денных из (6.13) значений фр для данного и следующего каска-
дов:
,, $pl $р2
По известному коэффициенту развязывания ф'р цепочек Сф/?ф
емкость фильтра находят из формулы
С W77* ф'*
ф 6,28/ „Яф ~ 6,28/и/?ф
(6.14)
Определив значение емкости Сф каждой из цепочек из условия
сглаживания [ф-ла (6.11)] и из условия развязки [ф-ла (6.14)]
останавливаются на большем значении емкости.
6.7. Схемы транзисторных усилителей
В качестве практических примеров построения схем много-
каскадных транзисторных усилителей ниже приведено несколько
схем.
На рис. 6.6 изображена принципиальная схема четырехкаскад-
ного усилителя звуковых частот для воспроизведения грамза-
писи, предназначенного для работы на электродинамический гром-
Рис. 6.6. Принципиальная схема усилителя звуковых частот для воспро-
изведения грамзаписи
коговоритель (с выходной мощностью порядка нескольких ватт).
Для обеспечения высокого входного сопротивления усилителя,
необходимого при работе его от пьезоэлектрического звукоснима-
теля, в первом каскаде использован эмиттерный повторитель с
коллекторной стабилизацией рабочей точки, а транзистор второго
10* 147
каскада имеет в эмиттере небольшое сопротивление Rg, не блоки-
рованное емкостью для повышения его входного сопротивления.
Цепочка CiRi на входе усилителя корректирует частотную
характеристику звукоснимателя на высших частотах, сопротивле-
ние /?2 является регулятором усиления, а цепочка С2/?3 осуществ-
ляет регулировку тембра на низких частотах.
Во втором каскаде для получения наибольшего усиления тран-
зистор включен с общим эмиттером, в нем, как и в последующих
каскадах, применена эмиттерная схема стабилизации. Предоконеч-
ный каскад — реостатный, инверсный — с разделенной нагрузкой.
Двухтактный трансформаторный оконечный каскад работает в
режиме А, транзисторы Т4 и Т5 включены с общим эмиттером;
отрицательное смещение на них подается с делителей Rig и Rn,
Rig и Rig. Небольшие сопротивления R22 и /?23 в цепях эмиттеров
в,ключены для уменьшения разбалансировки токов покоя плеч
(после прогрева или старения схемы). Цепочки R13C7 и /?2оС8 яв-
ляются развязывающими и сглаживающими фильтрами.
&
Рис. 6.7. Принципиальная схема усилителя звуковых частот, работающего
от микрофона
На рис. 6.7 приведена принципиальная схема четырехкаскад-
ного усилителя звуковых частот, предназначенного для работы от
электродинамического микрофона на громкоговорители. Для по-
лучения высокого коэффициента усиления транзисторы первых
трех каскадов включены с общим эмиттером; для стабилизации
рабочей точки в этих каскадах применена эмиттерная стабилиза-
ция. Первые два каскада являются реостатными каскадами пред-
варительного усиления, третий каскад — трансформаторный ин-
версный, работает в режиме А и представляет собой первый
каскад мощного усиления. Четвертый каскад усилителя — двух-
тактный, работает в режиме В и является вторым каскадом мощ-
ного усиления. Для обеспечения малого коэффициента гармоник
148
усилителя и возможности установки любых экземпляров транзис-
торов в оконечном каскаде транзисторы и Т5 включены с общей
базой. Необходимое напряжение смещения на транзисторы Т4 и
Т5 подается от делителя из сопротивлений /?i5^ie; диод Д\ стаби-
лизирует ток покоя каскада при изменении температуры. Для
уменьшения потребления мощности делителем смещения оконечно-
го каскада питание предварительного усилителя осуществляется
параллельно сопротивлению /?16.
Цепочки С2/?5, С37?6, C8/?i2 являются развязывающими с сгла-
живающими фильтрами. Сопротивление R% выполняет роль регуля-
тора усиления.
На рис. 6.8 приведена принципиальная схема усилителя для-
мегафона. Здесь первые два каскада, как и в схеме рис. 6.7,.
реостатные, имеют эмиттерную стабилизацию; третий каскад —
Рис. 6.8. Принципиальная схема усилителя для мегафона
инверсный трансформаторный, также с эмиттерной стабилизацией
и имеет две одинаковые вторичные обмотки. Четвертый (оконеч-
ный) каскад усилителя — двухтактный, бестрансформаторный, с
общим эмиттером, работает в режиме В. Сопротивления смеще-
ния и /?18 выполнены переменными для выравнивания режи-
ма работы плеч.
Оконечный и предоконечный каскады для уменьшения нелиней-
ных и частотных искажений через сопротивление охвачены па-
раллельной по входу отрицательной обратной связью по напря-
жению. Сопротивление R\ осуществляет регулировку усиления.
На рис. 6.9 приведена схема высококачественного бестранс-
форматорного усилителя звуковых частот [Л 1, стр. 299, 300] с
выходной мощностью 6 вт при коэффициенте гармоник не более
5%. Весь усилитель питается от общего источника питания с на-
пряжением 27 в.
149
Рис. 6 9. Схема выскокачественного усилителя без трансформаторов с выходной мощностью 6 вт
Выходной двухтактный бестрансформаторный каскад на тран-
зисторах Т6 и Т8 собран по схеме с параллельным (несимметрич-
ным) выходом и работает в режиме В. Громкоговорители, являю-
щиеся нагрузкой усилителя, подключаются к выходному каскаду
через разделительный конденсатор С13.
Применение транзисторов типа п-р-п и р-п-р в предоконечном
каскаде, выполненном на транзисторах Т5 и Т7 позволяет обой-
тись без входного трансформатора для выходного каскада и без
инверсного каскада вообще. Полупроводниковый диод Д\ в четвер-
том каскаде с транзистором Т4, включенном с общим эмиттером
и эмиттерной схемой стабилизации, используется для температур-
ной стабилизации транзисторов Т5, Т6, Т7, Т6.
Частотные и нелинейные искажения в усилителе уменьшаются
сильной отрицательной обратной связью, подведенной от выход-
ного каскада к базе транзистора Т4.
2 и 3-й каскады с транзисторами Т2 и Т3, включенными с об-
щим эмиттером, также имеют эмиттерную стабилизацию.
Для увеличения входного сопротивления усилителя входной
каскад на транзисторе Т\ собран по схеме эмиттерного повтори-
теля. Потенциометр ГЦ является регулятором усиления, потенцио-
метр П2 во втором каскаде изменяет частотную характеристику
усилителя на низких частотах, а потенциометр П3 — на высоких
частотах.
Цепочки /?5С2, /?1бС4, ^?2бСю являются развязывающими фильт-
рами в 1, 2 и 3-м каскадах соответственно.
Конструктивный расчет
: низкой
частоты
7 Конструктивный
трансформаторов
ОЯГТЛТк!
7.1. Выбор сердечника для трансформатора
Конструктивный расчет трансформаторов, предназначенных
для трансформирования электрических сигналов — сигнальных
трансформаторов — производят по данным, полученным из элек-
трического расчета (индуктивности первичной обмотки, индуктив-
ности рассеяния, омическому сопротивлению обмоток, коэффици-
Рис. 7.1. Трансформатор
броневой конструкции
енту трансформации и т. п.). В конст-
руктивный расчет входят: выбор кон-
струкции трансформатора, выбор маг-
нитного материала для его сердечни-
ка, выбор или расчет размеров сердеч-
ника, расчет числа витков обмоток и
выбор провода для них, расчет разме-
щения обмоток. После конструктивного
расчета обычно производят уточнение
электрических данных трансформатора
по данным конструктивного расчета.
Для трансформаторов транзистор-
ной аппаратуры обычно используются
трансформаторы броневой конструк-
ции (рис. 7.1). Сердечник трансформа-
тора обычно собирают из пластин,
штампованных из специальных магнит-
ных материалов (специальной трансформаторной стали, пермал-
лоя). Сердечник трансформатора выполняют прямоугольного сече-
ния, собирая его из пластин определенной формы и размеров (на-
пример, из Ш-образных пластин и перекрышек, см. рис. 7.2). Если
немагнитный зазор в сердечнике не нужен, то сборку пластин про-
изводят вперекрышку, вставляя Ш-образную пластину поочередно
то с одной, с другой стороны катушки трансформатора. Заполнив
все отверстие катушки при сборке из пластин двух типов, вставля-
ют в оставшиеся щели второй тип пластин.
При сборке сердечника с немагнитным зазором, необходимым
при постоянном подмагничивании сердечника в несколько ампер-
витков на сантиметр и выше, в катушку с одной стороны встав-
152
Рис. 7.2. Пластины для сборки сердечника броневого транс-
форматора: а) Ш-образпая пластина и перекрышка, б) две
одинаковые Ш-образные пластины
ляют пластины одного типа, а с другой стороны прикладывают
пластины другого типа, проложив между обеими частями сердеч-
ника изоляционную прокладку, устанавливающую нужную вели-
чину немагнитного зазора.
Среднюю длину магнитной сило-
вой линии сердечника /с, входящую
в формулы конструктивного расчета
трансформатора, можно рассчитать
по следующим формулам:
для броневого сердечника с не-
одинаковым сечением вдоль магнит-
ной силовой линии (#з>0,5#ь
рис. 7.3)
/с~/г + -^1 (0,5/i + 6+1,18г/з + 0,19«/|);
Уз
(7.1)
для броневого сердечника с оди-
наковым сечением вдоль магнитной
силовой линии (#з = 0,5r/i)
Рис. 7.3. Обозначения разме-
ров броневого сердечника
2/i + 2&+l,57i/i. (7 2)
В трансформаторах транзисторной аппаратуры изолировать
пластины сердечника друг от друга нет необходимости.
Чистое сечение магнитного материала сердечника в катушке
трансформатора qc, также входящее в формулы конструктивного
расчета, при прямоугольном сечении сердечника определяют по
формуле
Чь-УхУгкъ
(7.3)
153
где kQ — коэффициент заполнения площади сечения сердечника
магнитным материалом, зависящий от толщины материала, его
прокатки и других факторов.
Средние значения коэффициента заполнения kc сечения сердеч-
ника магнитным материалом при наборе его из неизолированных
пластин даны в табл. 7.1.
ТАБЛИЦА 7.1
Толщина пластины без изоляции мм Значение для магнитных материалов
горячей прокатки (сталь Э42 и др.) холодной прокаткн (пермаллой, сталь Э310 и др)
0,5 0,93 0,97
0,35 0,89 0,95
0,2 0,82 0,93 ,
Для трансформаторов малой мощности (десятые или сотые до-
ли ватта и ниже) малогабаритной или переносной аппаратуры, где
необходим наименьший вес и размеры трансформатора, при отсут-
ствии постоянного подмагничивания сердечника (т. е. в отсутствие
постоянной составляющей тока в обмотках) наилучшим материа-
лом для сердечника является пермаллой марок Н80ХС, Н79М4
и др., обладающий наивысшей магнитной проницаемостью из всех
магнитных материалов.
Для таких же трансформаторов, но работающих с постоянным
подмагничиванием сердечника (с постоянной составляющей тока в
одной или обеих обмотках), наилучшим материалом для сердечни-
ка является пермаллой с содержанием никеля 40—50% (напри-
мер, пермаллой марок Н45, Н50ХС и др.), имеющий наивысшую
магнитную проницаемость из употребительных магнитных мате-
риалов при наличии постоянного подмагничивающего поля.
Для трансформаторов малой мощности стационарной аппара-
туры, где необходима наименьшая стоимость трансформатора,
а не его вес и размеры, при отсутствии постоянного подмагничи-
вания сердечника наилучшим материалом является кремнистая
трансформаторная сталь с высокой магнитной проницаемостью
в слабых полях марки Э46. Немного худшие результаты для та-
ких трансформаторов дает применение холоднокатаных сталей
марок Э310—ЭЗЗО. При отсутствии указанных сталей здесь мож-
но использовать и обычную высококачественную трансформатор-
ную сталь марок Э42 или Э43, но при этом размеры трансформа-
тора, а также его вес и стоимость будут немного больше.
Для таких же трансформаторов, работающих с постоянным
подмагничиванием сердечника, почти равноценными в отношении
154
стоимости трансформатора, оказываются холоднокатаные стали
марок Э310—ЭЗЗО и трансформаторные стали марок Э42 и Э43.
Для трансформаторов средней и большой мощности (выше не-
скольких ватт) во всех случаях наименьшие размеры, вес и стои-
мость обычно имеют место при использовании для сердечника хо-
лоднокатаной стали марок Э310—ЭЗЗО. Применение для таких
трансформаторов сталей Э42 и Э43 допустимо, но при них вес и
стоимость трансформатора немного возрастают' и увеличивается
индуктивность рассеяния.
Для трансформаторов звуковых частот с сердечником из тран-
сформаторной стали и низшей рабочей частотой не выше
100—200 гц толщину пластин берут порядка 0,35-?-0,5 мм; при
более высокой низшей рабочей частоте толщину пластин берут
меньше. В трансформаторах звуковых частот с сердечником из
пермаллоя толщину пластин обычно берут от 0,2 до 0,35 мм.
Размеры сердечника для трансформатора звуковой частоты
выбирают по коэффициентам A, D, находимым по формулам. Для
трансформатора, работающего в режиме А:
(1
1 -Г С 7]т
(7.4)
Для трансформатора с первичной обмоткой, работающей в ре-
жиме В, и вторичной, работающей в режиме А (выходные тран-
сформаторы каскадов мощного усиления, работающих в режи-
ме В):
3,41 Лп D l + l,4hT г рвы; .
Iх П в ши fu |/ (1 )
Для трансформатора с первичной обмоткой, работающей в ре-
жиме А, и вторичной, работающей в режиме В (входные тран-
сформаторы транзисторных каскадов мощного усиления,, рабо-
тающих в режиме В):
2.41 Л
А -------------
Iх Г1
Ml + ^1Т / Лшх
|/ Т]т (1 7]т )
(7.6)
В ф-лах (7.4) — (7.6) Lt и г1 — индуктивность и омическое со-
противление первичной обмотки трансформатора, Lin и Гщ —
индуктивность и омическое сопротивление половины первичной
обмотки, с — отношение гх к г2\ входящее в ф-лы (3.17); т]т —кпд
трансформатора; /’вых — мощность, отдаваемая трансформато-
ром в нагрузку; Втп и fu — амплитуда переменной составляющей
магнитной индукции в сердечнике при максимальном сигнале и
низшей рабочей частоте (в гауссах) и низшая рабочая частота
трансформатора (в гц)\ ц — магнитная проницаемость материала
сердечника для переменной составляющей магнитного потока.
155
Затем по таблице нормализованных сердечников (см. прило-
жение 8) выбирают сердечник наименьшей стоимости или наи-
меньшего веса (в зависимости от предъявленных к рассчитывае-
мому усилителю требований), имеющий как А, так и D, равное
или больше найденного.
При расчете А по ф-лам (7.4)—(7.6) значение р. для трансфор-
маторов малой мощности без подмагничивания сердечника берут
равным начальной магнитной проницаемости примененного мате-
риала Цн , указанной в табл. 7.2. Для трансформаторов средней и
ТАБЛИЦА 7.2
Материал
Трансформаторные стали горячего проката марок Э42 и Э43 400
То же, холодного проката марок Э310—ЭЗЗО 500
Трансформаторная сталь с повышенной проницаемостью мар- ки Э46 600
Низконикелевый пермаллой (45—50% никеля) толщиной 0,2— 0,35 мм 2 500
То же, толщиной 0,1—0,15 мм 2000
Высоконикелевый пермаллой (78—80% никеля) толщиной 0,15—0,35 мм 10 000—15 000
большой мощности (несколько ватт и выше), работающих без
подмагничивания, значение р берут из графика на рис. 7.4 для
Рис. 7.4. Зависимость магнитной проницаемо-
сти от индукции для различных трансформа-
торных сталей
156
динамического диапазона сигнала; значение Втн берут из
табл. 7.3. Для трансформаторов малой, средней и большей мощ-
ности, работающих с подмагничиванием сердечника, в ф-лы
(7.4)—(7—6) вместо ц подставляют приближенное значение экви-
таблица 7.3
Материал сердечника и мощность трансформатора В , гс тн
Трансформатор малой мощности с сердечником из высонике- левого пермаллоя 1000—1500
То же, с сердечником из низконикелевого пермаллоя ** 2000—3000
Трансформатор с сердечником из трансформаторных сталей
марок Э42—Э43:
при мощности порядка 1 вт 5000
» > » 10 вт 7000
> » » 100 вт 9000
Примечание. Для трансформаторов с сердечником из холоднокатаных сталей ма-
рок Э310—ЭЗЗО значение В допустимо на 15 % выше, чем для сталей Э42—Э43.
тн
валентной начальной проницаемости цЭн пР с учетом оптимального
немагнитного зазора, найденное из графика на рис. 7.5 по рас-
считанной предварительно величине произведения L/20, где L —
индуктивность, гн, а /0 — постоянная составляющая тока обмот-
ки, вызывающей подмагничивание сердечника, а.
Рис. 7.5. Приближенное значение экви-
валентной начальной магнитной про-
ницаемости от произведения Л/20 для
различных магнитных материалов
157
При расчете значения D по ф-лам (7.4) —(7.6) величину Btnil
берут из табл. 7.3, а значения с и т]х подставляют принятые при
электрическом расчете трансформатора. Для трансформаторов
очень малой мощности (0,01 вт и ниже) значение D можно не на-
ходить и выбирать сердечник нужного типа по таблице нормали-
зованных сердечников, имеющих Л, равное или немного больше
найденного.
7.2. Расчет числа витков обмоток и выбор провода для них
Число витков первичной обмотки трансформатора рассчиты-
вают как по необходимой ее индуктивности Lx [ф-ла (7.7а)], так и по
допустимой переменной составляющей индукции в сердечнике на
низшей частоте Втп [ф-ла (7.76)]:
Wi =8,92 • 103 У .
1,59 - \07UXm(R~—rx)
(7.7а)
(7.76)
остановившись на большем числе витков, обеспечивающем необ-
ходимую индуктивность первичной обмотки, так и допустимую
индукцию в сердечнике. В ф-лах (7.7) /с и qc — средняя длина
магнитной силовой линии (в сантиметрах) к чистое сечение маг-
нитного материала (в квадратных сантиметрах), взятые из таб-
лицы нормализованных сердечников для выбранного сердечника;
U\m — максимальная расчетная амплитуда напряжения сигнала
на первичной обмотке трансформатора.
Значения ц и Втц в ф-лы (7.7) подставляют применявшиеся
для расчета А и D. При расчете трансформатора с первичной об-
моткой, работающей в режиме В, в ф-лах (7.7) гь UXm и
заменяют п, Пп, и /?^п и рассчитывают число
витков половины первичной обмотки.
Если большее число витков получено по ф-ле (7.7а) и транс-
форматор работает с постоянным подмагничиванием, то найден-
ное число витков уточняют, для чего определяют ампер-витки
постоянного подмагничивания на сантиметр длины сердечника из
выражения
где шПр —приближенное число витков первичной обмотки, най-
денное при подстановке в ф-лу (7.7а) значения рЭ11 Пр J
/0 — постоянная составляющая тока обмотки, вызывающей
подмагничивание, а\
Ц —средняя длина магнитной силовой линии сердечника,
взятая из таблицы нормализованных сердечников или
рассчитанная по ф-лам (7.1) — (7.2), см\
п —коэффициент трансформации подмагничивающей об-
мотки.
158
Если подмагничивание вызывает первичная обмотка, то п по-
лагают равным единице. По найденному значению aw0 из графи-
ков на рис. 7.6 (а и б) определяют точное значение эквивалент-
ной начальной магнитной проницаемости р.Эн и величину опти-
Рис. 7.6. Зависимость эквивалентной начальной проницаемости (а)
и оптимального немагнитного зазора (б) от постоянного подмагни-
чивания для различных магнитных материалов
(7.9)
мального немагнитного зазора Z в процентах от /с- Подставив точ-
ное значение ц.энВ ф-лу (7.7а) вместо Цэнпр находят точное число
витков первичной обмотки; толщину немагнитной прокладки меж-
ду обеими частями сердечника определяют из уравнения
8 = Zlc
z 200 •
Число витков вторичной обмотки (или ее половины) находят
по известному числу витков первичной и коэффициенту трансфор-
мации*
= • п, a»2=®jn«n, W2n=Winn . (7.10)
Первая из этих формул относится к трансформатору, рабо-
тающему в режиме А, вторая — к трансформатору, с первичной
обмоткой, работающей в режиме В, и вторичной — в режиме А,
и третья — к трансформатору с первичной обмоткой, работающей
в режиме А, и вторичной — в режиме В.
Обмотки трансформатора обычно наматывают из медного про-
вода круглого сечения с эмалевой изоляцией марки ПЭЛ (про-
вод с эмалевой лакостойкой изоляцией) или ПЭВ (провод с эма-
левой высокопрочной изоляцией). Расчет диаметров провода об-
159
моток d (мм) без изоляции производят по найденному из элек-
трического расчета омическому сопротивлению обмотки г (в ом),
числу се витков w и средней длине витка обмоток трансформа-
тора /о, см:
</=0,015 ]/ . (7.11)
Среднюю длину витка обмотки /о, входящую в ф-лу (7.11),
берут из таблицы нормализованных сердечников для выбранного
сердечника; если же сердечник взят не из таблицы, то /0 рассчи-
тывают для броневого сердечника по формуле
/о « 2у} +2у2 + 8дк + 2,56, (7.12)
где 6к — толщина гильзы катушки несущей обмотки.
Найдя по ф-ле (7.11) диаметры провода обмоток, подбирают
по стандарту на обмоточные провода (см. приложение 7) бли-
жайшие стандартные диаметры провода, которые применяют для
намотки обмоток.
Для трансформаторов транзисторной аппаратуры, работающих
в комнатных условиях при напряжении между обмотками в не-
сколько вольт или десятков вольт, наименьшим допустимым диа-
метром провода можно считать 0,03 мм. При работе трансформа-
тора в тяжелых условиях (большие изменения температуры, высо-
кая влажность, пониженное атмосферное давление и т. п.) при-
менение провода тоньше 0,05 мм возможно лишь при герметиза-
ции трансформатора.
7.3. Расположение обмоток и расчет их размещения
Обмотки трансформатора обычно располагают одну над дру-
гой или одну внутри другой (рис. 7.7а, б). Намотка одной обмотки
внутри другой уменьшает индуктивность рассеяния трансформ'ато-
Рис. 7.7. Расположение одной обмотки над другой (о) и располо-
жение одной обмотки внутри другой (б)
ра примерно в четверо по сравнению с трансформатором, имею-
щим одну обмотку над другой. В трансформаторах транзисторной
аппаратуры с точки зрения электрических характеристик обычно
безразлично, какую обмотку располагать сверху (рис. 7.7а) или
160
вматывать внутрь (рис. 7.76), и поэтому выбор расположения об-
моток производят с точки зрения механических соображений, кон-
структивного удобства и стоимости.
В двухтактных трансформаторах транзисторных усилителей
для получения симметрии половинок двухтактной обмотки, а так-
же для практического уничтожения индуктивности рассеяния
между ее половинами, что
важно при работе в режи-
ме В, работающую в режи-
ме В обмотку следует нама-
тывать в два провода. Сое-
динив после намотки конец
одного провода с началом
другого, получают среднюю
точку обмотки; оставшиеся
Рис. 7.8. Намотка двухтактной обмотки
в два провода для уничтожения индук-
тивности рассеяния между половинка-
ми обмотки, работающей в режиме В
начало и конец являются
крайними выводами двух-
тактной обмотки (см. рис.
7.8). При использовании
провода с высокопрочной эмалевой изоляцией (марки ПЭВ, ПЭМ)
такой способ намотки вполне пригоден для напряжений, имеющих
место в транзисторных каскадах; большая собственная емкость
обмотки не влияет на свойства трансформатора вследствие малого
сопротивления его нагрузки. Уничтожение индуктивности рассея-
ния между половинами первичной обмотки выходного трансформа-
тора не только устраняет повышение коэффициента гармоник кас-
када на верхних частотах при работе в режиме В, но также резко
снижает перенапряжения, появляющиеся из-за устанавливающих-
ся процессов, что облегчает работу транзисторов и уменьшает воз-
можность их пробоя.
Обмотки трансформатора обычно наматывают на каркас из
изоляционного материала (пластмассы, прессшпана и т. п.); ми-
нимальную толщину гильзы каркаса и его щек выбирают в соот-
ветствии с размерами трансформатора (табл. 7.4).
ТАБЛИЦА 7.4
Тип сердечника Толщина гильзы каркаса, мм Толщина крайних щек, мм
От Ш-3 до Ш-5 0,3-г 0,5
От Ш-6 до Ш-9 0,54-0,7 1,24-1,8
От Ш-10 до Ш-16 0,6 4-1 1,34-2
От Ш-19 до Ш-30 0,84-1,2 1,54-2,5
Намотку обмоток трансформатора производят правильными
рядами — виток к витку или беспорядочно — вразброс. Намотка
11 Зак. 2039. 161
виток к витку (в слой) дает лучшее заполнение сечения обмоток
проводом и при введении после каждого слоя изолирующей бу-
мажной прокладки имеет высокую надежность. Однако намотка
в слой требует аккуратности и отнимает значительное время, а
при тонком проводе (0,1 мм и тоньше) и прокладках через каж-
дый слой занимает больше места. Поэтому при диаметре провода
0,1 мм и ниже намотку обычно производят вразброс.
При проводе с обычной эмалевой изоляцией (марок ПЭ, ПЭЛ)
и намотке вразброс для уменьшения возможности образования
короткозамкнутых витков, снижающих кпд и коэффициент усиле-
ния и искажающих частотную характеристику трансформатора,
в обмотки вводят по нескольку прокладок из тонкой бумаги. При
проводе с высокопрочной эмалевой изоляцией (марки ПЭВ,
ПЭМ) прокладки в обмотки можно не вводить.
При диаметре провода 0,3 мм и выше намотку производят в
слой, так как при толстом проводе это не представляет затруд-
нений.
Между обмотками трансформатора обычно имеется напряже-
ние источника коллекторного питания. Для предотвращения воз-
можности короткого замыкания источника питания между обмот-
ками вводят изоляционную прокладку из двух-трех слоев бумаги,
пластмассы или лакоткани; толщина этой прокладки 6И зависит
от размеров трансформатора, толщины провода обмоток и обыч-
но лежит в пределах от 0,05 до 0,3 мм.
Для проверки, поместятся ли обмотки в окне сердечника, рас-
считывают место, занимаемое обмотками, гильзой и изоляцией.
При намотке вразброс определяют занимаемую каждой из обмо-
ток площадь Q:
Q, = , Q2 = £2из^2 , (7.13)
^31 ™з2
•
где ^из — диаметр провода обмотки с изоляцией;
w — число витков обмотки;
k>3 — коэффициент заполнения площади сечения обмотки
проводом, зависящий от диаметра провода, его натя-
жения при намотке, формы сечения гильзы, на кото-
рую наматывают обмотки, и других факторов.
Среднее значение k3 при намотке на гильзу прямоугольного
сечения и различных диаметрах провода даны в табл. 7.5.
Толщину намотки обмоток а находят, поделив площадь сече-
ния обмотки Q на чистую высоту намотки hH (расстояние между
щеками, рис. 7.7):
(714)
162
ТАБЛИЦА 7.5
Диаметр провода бея изоляции - мм k3 при намотке вразброс
без прокладок с прокладками из тонкой бумаги
0,03 0,65 0,5
0,05 0,68 0,53
0,1 0,72 0,62
0,1 0,75 0,7
0,3 0,8 0,75
Толщину катушки а0 определяют как сумму толщины обмоток,
толщины гильзы каркаса бк и толщины междуобмоточной изоля-
ции би :
ао=й1 + й2+бк+би . (7.15)
При намотке в слой находят число витков первичной и вто-
ричной обмоток в слое из выражения:
®1сл = , ®2сл = ~~ • (7-16)
^1из ^2из
а затем определяют число слоев первичной pi и вторичной р2 об-
моток:
р -----L_ р = —(7.17)
г ^1сл ^2сл
где u>i и w2 — число витков первичной и вторичной обмоток.
Толщину обмоток при намотке в слой рассчитывают по фор-
мулам:
= (1 >2“т-1,4)[pidiH3 + б1пр (pi 1)] | (718)
а2= (1,24-1,4)[p2d2v[3 4-д2пр (р2~ 1)] J
где dinp и б2пр — толщина бумажных прокладок между слоями
первичной и вторичной обмоток, которую берут порядка 0,2 диа-
метра провода обмотки, но не тоньше 0,01 и не толще 0,15 мм
(при намотке без прокладок бпр считают равным нулю).
Числовой коэффициент в простых скобках ф-лы (7.18), учиты-
вающий выпучивание провода на плоской стороне гильзы, берут
от 1,2 при толстом проводе и квадратном сечении сердечника до
1,4 при тонком проводе, и z/2>f/i. Найдя ах и а2 по ф-ле (7.15),
так же, как и при намотке вразброс, рассчитывают толщину ка-
тушки а0.
Если найденная из ф-лы (7.15) толщина катушки лежит в пре-
делах от 0,7 & до 0,9 Ь, то сердечник выбран правильно. Если тол-
щина катушки превышает (0,9—0,95) &, то следует взять сердеч-
н
163
ник большего размера, вновь рассчитать число витков обмоток,
диаметр провода и размещение обмоток, добиваясь того, чтобы
толщина катушки лежала в указанных выше пределах. Если же
толщина катушки получается меньше указанной, то сердечник ве-
лик, его следует заменить меньшим и вновь рассчитать обмот-
ки, добиваясь их нормального размещения.
7.4. Определение индуктивности рассеяния
и индуктивности первичной обмотки трансформатора
по конструктивным данным
Индуктивность рассеяния трансформатора (в гн) по данным
конструктивного расчета можно найти, используя выражение
. _ Шу12(Я1 + л2 + ЗДи) , 1СП
^констр “ 108(Л1 + Л2) ’ ( ’
где k — числовой коэффициент, равный 0,7 при намотке одной
обмотки поверх другой (рис. 7.7а) и равный 0,2 при расположе-
нии одной обмотки внутри другой (рис. 7.76);
/о — средняя длина витка трансформатора, см, взятая из таб-
лицы сердечников для выбранного сердечника или рассчитан-
ная по выражению (7.12);
Ди — суммарная толщина междуобмоточных изоляционных
прокладок в направлении ширины окна, см;
hi и h2 — высота первичной и вторичной обмоток в направле-
нии высоты окна h, см.
При конструктивном расчете трансформатора вначале берут
более простое и дешевое в производстве нечередующееся распо-
ложение обмоток типа рис. 7.7а. Если при этом конструктивная
индуктивность рассеяния трансформатора, найденная по ф-ле
(7.19), оказывается значительно больше допустимой индуктивно-
сти рассеяния Ls, найденной из электрического расчета, трансфор-
матор делают с чередующимся расположением обмоток
(рис. 7.76), разделив одну из обмоток на две равные половины
и поместив другую обмотку между ними. Это уменьшает конст-
руктивную индуктивность рассеяния в 3—4 раза. Убедившись в
необходимости применения чередующейся намотки, снова прове-
ряют размещение обмоток и рассчитывают
тивность рассеяния.
После окончания расчета размещения обмоток можно уточ-
нить омическое сопротивление обмоток, найдя точные значения
средней длины витка первичной и вторичной обмоток по эскизу
разреза катушки трансформатора перпендикулярно к ее оси, вы-
черченному в масштабе. При построении частотной характеристи-
ки и расчете коэффициентов частотных искажений на высшей и
низшей рабочих частотах для каскада с рассчитанным конструк-
тивно трансформатором пользуются значениями £1КОнстр и Ls К0Нстр ♦
найденными по конструктивным данным; величину LSKohctP нахо-
164
конструктивную индук-
дят по ф-ле (7.19), пользуясь эскизом разреза катушки, a Lj констр
(в гн) определяют по выражению
I _ l»26pycWj /7 ПЛ\
Ь1констр — Го®/ ’
в которое все размеры подставляют в сантиметрах; значение и
берут то, которое использовалось для расчета числа витков пер-
вичной обмотки.
Пример 7.1. Произведем конструктивный расчет выходного трансформатора
для транзисторного двухтактного оконечного каскада стационарного уси-
лителя звуковых частот с выходной мощностью Рвых =20 вт, работающего в
режиме В (пример 3.4).
Электрические данные каскада и трансформатора следующие: напряжение
питания Ек=20 в; амплитуда выходного напряжения плеча Uimn = (7кб макс =
= 20 в; омическое сопротивление плеча первичной обмотки rin =0,738 ом; оми-
ческое сопротивление вторичной обмотки г2= 13,35 ом; кпд трансформатора
т)=0,85; коэффициент трансформации плеча пп =4,99; сопротивление нагрузки
плеча Рк^п ==8,5 ом; низшая рабочая частота fH =50 гц; необходимая индук-
тивность половины первичной обмотки Lin =0,0384 гн; индуктивность рассея-
ния между половинами первичной обмотки для снижения перенапряжений на
транзисторах должна практически отсутствовать.
Так как трансформатор двухтактный и постоянного подмагничивания не
имеет (согласно рекомендации § 7.1), берем для сердечника трансформатор-
ную сталь марки Э310, Э320 или ЭЗЗО толщиной 0,35—0,5 мм. Согласно
табл. 7.3 для мощности 20 вт при сталях Э42—Э43 допустима максимальная
индукция в сердечнике Втп —7500 гс; для стали Э310—ЭЗЗО, как это рекомен-
довано на стр. 157, возьмем индукцию на 15% выше, т. е. 7500X1,15=8600 гс.
Полагая для звуковой передачи динамический диапазон сигнала Дс =100
(40 дб), найдем, что индукция на низшей рабочей частоте при минимальном
сигнале составит =86 гс; из графика рис. 7.4 находим, что стали
Дс ЮО
Э310—ЭЗЗО при В т =86 гс имеют ц=1370.
По ф-лам (7.5) определяем конструктивные постоянные А и D:
Л- -ЗЛЦлп. _ - °дав4 _12.97 . ш-.,
п 1370 • 0,738
1 +1,411% Г —14-1,41 . 0,85
BmafH V Ml-%) 8600-50 А
Х ]/^ 0,85(1-0,85) =6,39 * 10’5
Так как усилитель стационарный, сердечник для трансформатора берем наи-
меньшей стоимости. Из приложения 8 находим, что подходящим как по А, так
и по D является сердечник Ш-22ХЗЗ, имеющий Л=34,1-10-5; D=6,5 • 10~б;
qz =6,39 см2; 1С =12,4 см; см; /г = 39 мм; 6 = 14 мм.
При этом сердечнике необходимое число витков первичной обмотки, со-
гласно ф-л (7.7) для получения Ljn не менее 0,0384 гн составит
wx п =8,92 • 10’ 1/=8,92 - 10’ 1/ °’^ ‘ =
у pqc у 13/и • о,ЗУ
= 67,8 «68 витков
165
и для того чтобы максимальная индукция в сердечнике Вти не превысила
8600 гс:
w = 1,59 • 107t/lmn(/?K~n-rln) 1,59 • 107 • 20(8,5-0,738)
1П Bmsf„qc ~ 8600 • 50 • 6,39 • 8-5
= 105,8 — 106 витков.
Для того, чтобы выполнялись оба указанные выше условия, останавливаем-
ся на большем значении витков первичной обмотки (равном 106) и находим
число витков вторичной обмотки
W2—W1 п«п =106 • 4,99я*529 витков.
Диаметр провода первичной и вторичной обмоток определяем по
ур-нию (7.11):
d\ =0,015 1/ =0,0x5 1/^6'^’2 =0,7 мм, -
V f i п [ и, / оо
</2 = 0,015 1/ Wil° =0,015 1/ 52, ' *5'2- = 0,368 мм.
г ^*2 w 10,uD
Из сортамента стандартных обмоточных проводов (см. приложение 7) для
первичной обмотки трансформатора берем ближайший стандартный медный
обмоточный провод круглого сечения диаметром 0,69 мм с высокопрочной эма-
левой изоляцией марки ПЭВ-1, имеющий максимальный диаметр с изоляцией
^1из =0,74 мм. Намотку первичной обмотки произведем параллельно в два про-
вода (см. рис. 7.8) для уничтожения индуктивности рассеяния между ее по-
ловинами, что уменьшает перенапряжение и дополнительные искажения, вно-
симые трансформатором при работе в режиме В. Для вторичной обмотки вы-
бираем также провод марки ПЭВ-1 диаметром 0,38 мм, имеющий максималь-
ный диаметр с изоляцией б/г из =0,42 мм.
Рис. 7.9. Размещение обмоток в окне сердечника
Ш-22ХЗЗ, к конструктивному расчету выходного
трансформатора примера 7.1
При длине каркаса на 1 мм меньше высоты окна h и толщине щек
=2 мм чистая высота намотки (рис. 7.9) составит
Лн =39—1—2 • 2 = 34 мм.
166
Определим число витков в слое первичной обмотки
w2 с л при намотке в слой:
hn
Ш1сл = -т-2-
^1ИЗ
и число слоев
34 _ Лн
' = -7TZT- =46 ВИТКОВ, ^9СЛ = —
0,74 ^2ИЗ
первичной pi и вторичной р2 обмоток:
сл
и в слое вторичной
34 ол
7Г7К—80 витков
0,42
__ W1
Pl ~ W1QJI
Р‘2~
2-Ю6 л с с
—77— = 4,6~ 5 слоев,
4о
529 с с п
-37— = 6,6~7 слоев.
oU
^2
^2 сл
прокладки между слоями при таком малом напряжении пита-
ПЭВ не нужны, а поэтому толщину первичной ах и вторичной а2
Бумажные
ния и провода
обмоток найдем согласно ф-лам (7.18), приняв толщину прокладок равной ну*
лю, и числовой коэффициент, учитывающий выпучивание обмоток, равным 1,3:
«1=1,3 • 5 • 0,74 = 4,81 мм, а2=1,3 • 7 • 0,42 = 3,82 мм.
При толщине гильзы‘каркаса в 1 мм и толщине междуобмоточной изоляции
0,3 мм, что вполне достаточно в данном случае, получим полную высоту, зани-
маемую катушкой в окне сердечника
«0 4- 4' -‘Г ^2 ~ 1 +0,34-4,81 +3,82 = 9,93 мм,
что составляет 0,71b, следовательно, выбранный сердечник для трансформатора
подходит.
Однако, так как в данном примере заполнение окна близко к нижнему ре-
комендуемому пределу, можно попытаться использовать для рассчитанного
трансформатора ближайший по значению D в меньшую сторону сердечник
Ш-19Х38.
Более тонкую вторичную обмотку разместим внутри, так как это уменьшит
расход более дорогого тонкого провода; более толстая первичная обмотка, рас-
положенная сверху, будет предохранять тонкую обмотку от механических по-
вреждений.
Индуктивность половины первичной обмотки рассчитанного трансформатора
и его индуктивность рассеяния найдем из ф-л (7.19) и (7.20):
г ________п (#1+ «г + 3ди) ________
LsnK0HCTp - 1О8(А,4-Л2)
0,7 • 15,2 • 1 Об2 (0,481 + 0,382+3 • 0,03)
108(3,4 + 3,4) ~
= 0,168 • 10-3 г«=0,168 мгн,
. 1,26ц?си>21П 1,26 • 1370 • 6,39 • 1062 _ пооо
£1Пконстр= --------------= ----------108 ; 12)4------- =0,0998 гн.
Частотные искажения, вносимые трансформаторрм на низшей рабочей ча-
стоте, и частотная характеристика каскада на нижних частотах определяется най-
денным значением Ц п . Так как ^пконстр больше заданного в условии значе-
ния L\п , равного 0,0384 гн, то коэффициент частотных искажений на низшей
рабочей частоте окажется значительно меньше заданного при электрическом рас-
чете трансформатора.
Частотные искажения, вносимые трансформатором на высших частотах,*
практически будут отсутствовать ввиду малого значения Lsn констр .
167
ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИЕ КОНДЕНСАТОРЫ
Номиналь- ная емкость мкф Группа морозо- стойкости Номинальное рабочее
8 12 20 30 50
5 ОМ, пм
м, н — — — — —
10 ом, пм — — 16X28 19X28 21X35
м, н — 16X28 16X28 16X28 19X28
20 ом, пм — — 19X28 • 21X35 21X35
м, н —- — 26X28 16X28 19X28
30 ом, пм 21X35 21X35 26X60
м, н — 16X28 16X28 19x28 21X35
40 м, н — — — —
40+40 н — — — — —
50 ом, пм 21X35 26X60 34X65
м, н 19X28 19X28 19X28 21X35 26X60
80 н — — — — —
100 ом, пм 26X60 34X65 34X114
м, н 19X28 21X35 21X35 26x60 34X65
120 н — — — — —
150 н — — — — —
150+30 н — — — — —
150+150 н — — — — —
00 ом, пм — 34X65 34X114 —
м, н 26X60 26x60 26X60 34X90 —
500 ом, пм — — 34X114 50X114 —
м, н 34X65 34X65 34X90 34X114 —
1000 ом, пм — — 50X114 — —
м, н 34X114 34X114 50X114 — —
2000 м 50X114 50X114 50X114 — —
Примечание. Первое число показывает диаметр, второе — высоту корпуса в
Н — неморозостойкие.
168
П риложение 1
ТИПОВ КЭ-1 и КЭ-2
напряжение, в
150 200 250 300 350 400 450 500
26X60 26X60 34X65
— — ь 21X35 — 21X35 26X60 26X60
26X60 — .— 26X60 — 34X90 34X90 —
21X35 — — 26X60 — 26X60 26X60 34X65
26X60 — — 34X65 — 34X114 34X114
21X35 — •— 26X60 — 26X60 34X65 34X90
34X65 — , 34X90 —-
26X60 — ’— 26X60 — — — —
— —. .— — — — 34X114
— 34X65 — — — — — —
— — — — — — — —
— — *— — — — — —
— — г— — — — 34X114 —
— — — ,— — — — —
— — •— — — — — —
— — — 34X114 — — — —
— 34X90 — — — — —
— — — — 34X106 — — —
— — 34X106 — — — — —
— — — — — .— — —
— — — — — — — —
— — — — — — — —
— — — — — — — —
— — — — — — .— —
— — — — — — — —
— •— —
ММ. ОМ — особо морозостойкие, ПМ — повышенной морозостойкости, М — морозостойкие,
169
ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИЕ КОНДЕНСАТОРЫ ТИПА ЭГЦ.
Номиналь- ная емкость мкф Группа морозо- стойкости Номинальное рабочее
6 8 10 12 20 30 40
2 ом . _ .
м — — — — — — —
5 ом — — — .— .— — —
м — — — *— — — —
10 ом — — .— .— — .—
м — 1— — — — — —
15 ом — — —< — — 16X44 —
20 ом *— «— — .— 16x44 16X44 —
30 ом — — — 16X44 16X44 16X44 —
40 м 16X44 — 16X44 — •— — 16X44
50 ом — 19X47 19X47
м — 16X44 — 16X44 16X44 16X44 —
100 ом — 26X60 26X60
м — 16X44 — 16X44 19X47 19X47 —
200 ом . 1— 34X65 34X65
м 16X44 — 19X47 19X47 21X60 —
500 ом — 34X90 34X90 —
м — 19X47 — 21X60 26X60 34X65 —
700 м 19X47 — — — — — —
1000 ом ।— — — 34X114 50X114 —
м — — — 26X60 34X65 34X90 —
2000 ом — — 50X114 —
м 34X65 34X90
Примечание. Первое число показывает диаметр, второе — высоту корпуса в
170
Приложение 2
(ГЕРМЕТИЗИРОВАННЫЕ ЦИЛИНДРИЧЕСКИЕ)
напряжение, в
50 125 150 200 300 400 450 500
16X44 19X47 19X47
— — — — — — 16X44 19X47
16X44 — 16X44 — 21X60 26X60 26X60 —
— — 16X44 — 19X47 21X60 21X60 26X60
16X44 — 19X47 — 26X60 34X65 34X65 ।
— — 16X44 — 19X47 26X60 26X60 34 X 65
16X44 — 21X60 — 34X90 — —
— — 16X44 — 21X60 26X60 34X65 —
19X47 21X60 — 34X65 — 34X114 —
16X44 — 16X44 — 26X60 26X60 34X65 34X90
21 XG0 — 21X60 —
16X44 —- 19X47 19X47 26X60 — — —
— 19X47 — — — — —
21X60 26X60 34X90 — — —
19X47 — 21X60 — 34X65 — — —
26X60 — — — — — — —
21X60 — — — — — — —
34X65 — — — — — —
26X60 — — — — — — —
— — — — — — — —
— — — — -— — —
—— —* —
— — —. — — — — —
— — — — — — — —
мм. ОМ — особо морозостойкие, М — морозостойкие.
171
Приложение 3
МАЛОГАБАРИТНЫЕ ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИЕ КОНДЕНСАТОРЫ
Электролитические конденсаторы типа К50-6 разработаны для транзистор-
ной аппаратуры в трех конструктивных вариантах: I и II с проволочными вы-
водами— предназначены для печатного монтажа, а конденсаторы варианта III
с лепестковыми выводами — устанавливают в аппаратуре путем крепления кор-
пуса. Конденсаторы рассчитаны на работу в интервале температур от —10° до
4-70°С при относительной влажности не более 98% (при температуре не выше
4-40°С) и атмосферном давлении 720—780 мм рт. ст.
Номин. Номин. Размеры, мм Вес, г Конструк-
напряже- ние, в емкость мкф D Л 1 d ция
50 7,5 13 0,5 1,4 I
100 10,5 15 0,5 2,5 I
6 200 14 16 0,5 5,5 II
500 18 18 0,8 8,5 II
10 6 13 0,5 0,8 I
20 7,5 13 0,5 1,4 I
50 10,5 15 0,5 2,5 I
100 12 16 0,5 4 II
10 200 16 18 0,8 6,5 II
500 18 25 0,8 12 II
1000 18 45 0,8 25 II
2000 24 47 — 40 III
4000 30 47 — 60 ш
1 4 13 0,5 0,6 I
5 6 13 0,5 0,8 I
10 6 13 0,5 0,8 I
20 7,5 13 0,5 1,4 I
30 7,5 13 0,5 1,4 I
15 50 10,5 18 0,5 3,5 I
100 12 18 0,5 4,5 II
200 16 18 0,8 6,2 II
500 18 25 0,8 12 II
1000 21 45 0,8 35 п
2000 26 62 — 55 III
4000 30 62 — 70 III
172
П родолжение приложения 3
Номин. напряже- ние, в Номин. емкость, мкф Размеры, мм Вес, г Конструк- ция
D Н 1 d
1 4 13 0,5 0,6 I
5 7,5 13 0,5 1,4 I
10 7,5 13 0,5 1,4 1
20 10,5 15 0,5 2,5 I
50 14 18 0,5 6 II
25 100 16 18 0,8 6,5 II
200 18 18 0,8 8,5 II
500 18 45 0,8 25 II
1000 30 47 — 60 III
2000 30 62 — 70 III
4000 34 80 — 120 III
1 6 13 0,5 0,8 I
2 6 13 0,5 0,8 I
5 7,5 13 0,5 1,4 I
50 10 10,5 15 0,5 2,5 I
20 12 16 0,5 4 II
50 18 18 0,8 8,5 II
100 18 25 0,8 12 II
200 18 45 0,8 25 II
1 6 13 0,5 0,8 I
2 6 18 0,5 1,2 I
100 5 7,5 18 0,5 2 I
10 12 18 0,5 4,5 II
20 14 18 0,5 5,5 II
1 6 18 0,5 1,2 I
160 2 7,5 18 0,5 2 I
5 12 18 0,5 4,5 II
10 16 18 0,8 6,5 II
Примечание. Здесь D и h — диаметр и высота цилиндрического корпуса конден-
саторов типа К50-6; d — диаметр проволочных выводов конденсаторов I и II вариантов.
173
Приложение 4
МЕТАЛЛОБУМАЖНЫЕ КОНДЕНСАТОРЫ МБМ НА НОМИНАЛЬНОЕ
НАПРЯЖЕНИЕ 160 в
Номинальная емкость, мкф Размеры мм Вес, г
диаметр цилиндрического корпуса полная длина корпуса, не более длина цилиндри- ческой части корпуса
0,05 6 22 17 2
0,1 8,5 22 17 3
0,25 8,5 22 17 5
0,5 11 22 17 8
1,0 14 36 30 10
174
П риложение 5
ТАБЛИЦА ПЕРЕВОДА М (дб) В ОТНОСИТЕЛЬНЫЕ ЗНАЧЕНИЯ
Ж (дб) М (дб) м М (дб) м
0 1,0000 1,3 1,161 3,6 1,514
0,005 1,0006 1,4 1,175 3,7 1,531
0,01 1,0012 1,5 1,189 3,8 1,549
0,02 1,0023 1,6 1,202 3,9 1,567
0,03 1,0035 1,7 1,216 4,0 1,585
0,04 1,0046 1,8 1,230 4,1 1,603
0,05 1,0058 1,9 1,245 4,2 1,622
0,06 1,0069 2,0 1,259 4,3 1,641
0,07 1,0081 2,1 1,274 4,4 1,660
0,08 1,0093 2,2 1,288 4,5 1,679
0,09 1,0104 2,3 1,303 4,6 1,698
0,1 1,012 2,4 1,318 4,7 1,718
0,2 1,023 2,5 1,334 4,8 1,738
0,3 1,035 2,6 1,349 4,9 1,758
0,4 1,047 2,7 1,365 5,0 1,778
0,5 1,059 2,8 1,380 5,1 1,799
0,6 1,072 2,9 1,396 5,2 1,820
0,7 1,084 3,0 1,413 5,3 1,841
0,8 1,096 3,1 1,429 5,4 1,862
0,9 1,109 3,2 1,445 5,5 1,884
1,0 1,122 3,3 1,462 5,6 1,905
1,1 1,135 3,4 1,479 5,7 1,928
1,2 1,148 3,5 1.496 5,8 1,950
5,9 1.972
175
Приложение 6
ШКАЛА НОМИНАЛЬНЫХ ЗНАЧЕНИЙ СОПРОТИВЛЕНИЙ
Шкала точности Класс точности
1 1 11 1 III
10 10 10
11 —
12 12 —
омХ10п 13 — —
15 15 15
16 —
18 18 —
20
omXW1 22 22 22
24
27 27 —
30
ом X10'1 33 36 33 33
39 39 —
43
ом X 1 0" 47 47 47
51 _¥
омХ 10" 56 56 —
62
омх 10" 68 68 68
ом X 10" 75 — —
омХ 10" 82 82 —
СШХ10" 91 — —
Примечания: I. Указаны две первые цифры номинальных значений.
2. Максимальное значение п зависит от типа сопротивления.
3. Классы точности сопротивлений определяют допустимые отклонения величины сопро-
тивлений от номинальной (для класса I точности — ±5%, для класса II —±10% , для
класса III — ±20 % ).
176
Продолжение приложения 6
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ НЕПРОВОЛОЧНЫХ ПОСТОЯННЫХ
СОПРОТИВЛЕНИЙ ТИПА МЛТ (МЕТАЛЛИЗИРОВАННЫЕ,
ЛАКИРОВАННЫЕ, ТЕПЛОСТОЙКИЕ) и ТИПА УЛМ
(УГЛЕРОДИСТЫЕ, ЛАКИРОВАННЫЕ, МАЛОГАБАРИТНЫЕ)
Тип Номиналь- ная мощ- ность в tn Пределы номи- нальных значений величины сопротивлений Допускаемые отклонения от номинального значения, % Макси- мальное напряже- ние, в Размеры, мм
диаметр длина(без выводов)
МЛТ-0,25 0,25 100 ом—3 Мом 250 3,0 7,0
МЛТ-0,5 0,5 100 ом—5,1 Мом 350 4,2 10,8
МЛТ-1 1,0 100 ом—10 Мом 5; 10; 20 500 6,6 13,0
МЛТ-2 2,0 100 ом—10 Мом 750 8,6 18,5
УЛМ 0,12 27 ом— 1 Мом — t 5; 10; 20 100 2,5 6,5
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ НЕПРОВОЛОЧНЫХ ПЕРЕМЕННЫХ
СОПРОТИВЛЕНИЙ ТИПА СП
(СОПРОТИВЛЕНИЯ ПЕРЕМЕННЫЕ)
Тип Номинальная мощность, вт Груп- па Номинальные значения величины сопротивлений или их пределы Допускае- мые от- клонения от номи- нала, % Макси- мальное рабочее напряже- ние, в Размеры кор- пуса, мм
диа- метр высо- та
СП1) СП1) 0,5; 1,2 0,25; 0,5; 1 А Б, В 500 ом—5 Мом2) 5 ком—2,5 Мом2) 20; 30 20; 30 400 400 29 —
1) Выпускаются также в сдвоенном варианте.
2) Промежуточные значения согласно ряду: 0,5; 1,0; 2,5; 5; 10 и т. д.
Примечание. По характеру изменения своей величины в зависимости от угла
поворота подвижного контакта переменные сопротивления разделяются на сопротивления
с линейной (группа А), логарифмической (группа Б) и обратной логарифмической зави-
симостями (группа В).
12 Зак. 2039.
177
Приложение 1
ДАННЫЕ НЕКОТОРЫХ МЕДНЫХ ОБМОТОЧНЫХ ПРОВОДОВ
Диаметр провода без изоляции, ММ Сопротивле- ние 1 км про- вода при 20° С, ом Вес 1 км про- вода без изо- ляции, кг Максимальный диаметр провода с изоляцией, мм
ПЭЛ ПЭВ-1 ПЭВ-2
0,03 24700 0,0063 0,04 —
0,04 13900 0,0112 0.05 — —
0,05 8920 0,0175 0,065 — —
0,06 6200 0,0252 0,075 0,085 0,09
0,07 4550 0,0343 0,085 0,095 ОДО
0,08 3480 0,0448 0,095 0,105 0,11
0,09 2750 0,0567 0,105 0,115 0,12
0,10 2230 0,0700 0,12 0,125 0,13
0,11 1840 0,0847 0,13 0,135 0,14
0,12 1550 0,101 0,14 0,145 0,15
0,13 1320 0,118 0,15 0,155 0,16
0,14 1140 0,137 0,16 0.165 0,17
0,15 990 0,158 0,17 0,18 г,19
0,16 871 0,179 0,18 0,19 0,20
0,17 772 0,202 0,19 0,20 0,21
0,18 689 0,227 0,20 0,21 0,22
0,19 619 0,252 0,21 0,22 0,2q
0,20 558 0,280 0,225 0,23 0,24
0,21 506 0,309 0,235 0,24 0,25 •
0,23 421 0,370 0,255 0,27 0,28
0,25 357 0,438 0,275 0,29 0,30
0,27 306 0,510 0,31 0,31 0,32
0,29 265 0,589 0,33 0,33 0,34
0,31 232 0,673 0,35 0,35 0,36
0,33 205 0,762 0,37 0,37 0,38
0,35 182 0,857 0,39 0,39 0,41
0,38 154 1,01 0,42 0,42 0,44
178
Продолжение приложения 7
Диаметр ировота без II ,(>ЛЯЦИИ. .V W Сопротивле- ние 1 а’.н про- вода при 20° С, ом Вес 1 км про- вода без изо- ляции, кг Максимальный диаметр провода с изоляцией, мм
НЭП ПЭВ-1 ПЭ В-2
0,41 133 1,18 0,45 0,45 0,47
0,44 115 1,36 0,49 0,48 0,50
0,47 101 1,55 0,52 0,51 0,53
0,49 92,9 1,68 0,54 0,53 0,55
0,51 85,7 1,82 0,56 0,56 0,58
0,53 79,2 1,97 0,58 0,58 0,60
0,55 73,7 2,12 0,60 0,60 0,62
0,57 68,6 2,28 0,62 0,62 0,64
0,59 64.0 2,44 0,64 0,64 0,66
0,62 58,0 2,69 0,67 0,67 0,69
0,64 54,4 2,86 0,69 0,69 0,72
0,67 49,7 3,14 0,72 0,72 0,75
0,69 46,8 3,33 0,74 0,74 0,77
0,72 43,0 3,63 0,78 0,77 0,80
0,74 40,7 3,83 0,80 0,80 0,83
0,77 37,7 4,15 0,83 0,83 0,86
0,80 34,8 4,48 0,86 0,86 0,89
0,83 32,4 4,82 0,89 0,89 0,92
0,86 30,2 5,17 0,92 0,92 0,95
0,90 27,5 5,67 0,96 0.96 0,99
0,93 25,8 6,05 0,99 0,99 1,02
0,96 24,2 6.45 1,02 1,02 1,05
1,00 22,3 7,00 1,07 1,08 1.11
1,04 20,6 7,57 1,12 1,12 1,15
1,08 19,1 8,16 1,16 1.16 1,19
1,12 17,8 8,78 1,20 1,20 1,23
1,16 16,6 9,41 1,24 1.24 1,27
1,20 15,5 10,1 1,28 1.28 1,31
1,25 14,3 10,9 1,33 1.33 1,36
1,30 13,2 11,8 1,38 1,38 1,41
1,35 12,2 12,8 1,43 1.43 1,46
1,40 11,4 13,7 1,48 1,48 1,51
1,45 10,6 14,7 ' 1,53 1,53 1,56
1,50 9,90 15,8 1,58 1.58 1,61
12*
179
Приложение 8
ДАННЫЕ БРОНЕВЫХ СЕРДЕЧНИКОВ И ТРАНСФОРМАТОРОВ,
СОБРАННЫХ ИЗ Ш-ОБРАЗНЫХ ПЛАСТИН (РАССЧИТАНЫ
ДЛЯ СЕРДЕЧНИКОВ ИЗ ТРАНСФОРМАТОРНОЙ СТАЛИ
С КОЭФФИЦИЕНТОМ ЗАПОЛНЕНИЯ kc =0,88)
1. Сердечники для трансформаторов наименьшей стоимости
Тип сердечника Размеры сердечника, мм Данные трансформатора с этим сердечником
у. у. у, h ь "с СМ2 1 с СМ /о СМ А 1 • ю'5 D 1 • 10~6 Вес г
Ш-10Х10 10 10 6,5 18 6,5 0,88 5,66 5,85 4,4 5,8 75
Ш-10Х15 10 15 6,5 18 6,5 1,32 5,66 6,85 5,5 8 108
Ш-10Х20 10 20 6,5 18 6,5 1,76 5,66 7,85 6,25 9,9 141
Ш-12Х12 12 12 8 22 8 1,27 6,74 7 6,97 9,7 136
Ш-12Х18 12 18 8 22 8 1.9 6,74 8,2 8,65 13,2 195
Ш-12Х24 12 24 8 22 8 2,54 6,74 9,4 9,8 16,2 253
Ш-14Х14 14 14 9 25 9 1,73 7,92 8,24 9,15 14 206
Ш-14Х21 14 21 9 25 9 2,59 7,92 9,64 11,5 19,2 295
Ш-14Х28 14 28 9 25 9 3,45 7,92 11 13,1 23,6 385
Ш-16Х16 16 16 10 28 10 2,25 9,03 9,28 12,4 19,8 298
Ш-16Х24 16 24 10 28 10 3,38 9,03 10,9 15,3 •27 426
Ш-16Х32 16 32 10 28 10 4,5 9,03 12,5 17,2 33 554
Ш-19Х19 19 19 12 33,5 12 3,18 10,6 11 19,6 32,2 515
Ш-19Х28 19 28 12 33,5 12 4,68 10,6 12,8 24,3 43,4 733
Ш-19Х38 19 38 12 33,5 12 6,35 10,6 14,8 27,6 54 952
Ш-22Х22 22 22 14 39 14 4,26 12,4 13 27,6 47,7 825
Ш-22ХЗЗ 22 33 14 39 14 6,39 12,4 15,2 34,1 65 1170
Ш-22 X 44 22 44 14 39 14 8,52 12,4 17,4 38,3 79,5 1710
Ш-26 X 26 26 26 17 47 17 5,95 14,7 15,4 41,5 75,5 1430
Ш-26 X 39 26 39 17 47 17 8,92 14,7 18 52 103 2030
Ш-26Х52 26 52 17 47 17 11,9 14,7 20,6 59,3 127 2620
Ш-30Х30 30 30 19 53 19 7,92 16,9 17,6 55,5 108 2110
Ш-30Х45 30 45 19 53 19 11,9 16,9 20,6 68,8 147 2980
Ш-30X60 30 60 19 53 19 15,8 16,9 23,6 76,8 180 3850
180
Продолжение приложения 8
2. Сердечники для трансформаторов наименьшего веса
Тип сердечника Размеры сердечника, мм Данные трансформатора с этим сердечником
У1 Уз Уз Л Ь ’с СМ* 1 с см СМ А 1 .10-5 D 1 • 10-6 Вес г
Ш-ЗХЗ 3 3 2 10 4 0,079 2,79 2,5 0,58 0,45 4,5
Ш-ЗХ4,5 3 4,5 2 10 4 0,119 2,79 2,8 0,76 0,63 6
Ш-ЗХ6 3 6 2 10 4 0,158 2,79 3,1 0,89 0,78 7,5
Ш-4Х4 4 4 2,5 14 5 0,14 3,9 3,2 1,08 0,96 10,4
Ш-4Х6 4 6 2.5 14 5 0,21 3,9 3,6 1,4 1,34 13,9
Ш-4Х8 4 8 2,5 14 5 0,28 3,9 4 1,63 1,66 17,4
Ш-5Х5 5 5 3,5 17 6 0,22 4,5 3,9 1,84 1,69 20,9
Ш-5Х7 5 7 3,5 17 6 0,31 4,5 4,3 2,3 2,24 26,7
Ш-5Х10 5 10 3,5 17 6 0,44 4,5 4,9 2,78 2,94 35,5
Ш-бХб 6 6 4 20 7 0,32 5,44 4,5 2,79 2,76 34,3
Ш-6Х9 6 9 4 20 7 0,475 5,44 5,1 3,57 3,8 46,3
Ш-6Х12 6 12 4 20 7 0,63 5,44 5,7 4,08 4,68 58,2
Ш-9Х9 9 9 4,5 31,5 9 0,71 7,7 6,3 4,73 6,37 73,8
Ш-9Х13 9 13 4,5 31,5 9 1,03 7,7 7,1 5,95 8,60 97,2
Ш-9ХТ8 9 18 4,5 31,5 9 1,43 7,7 8,1 7 11 126
Ш-12Х12 12 12 6 30 12 1,27 10,3 8,5 9,17 13,7 182
Ш-12Х18 12 18 6 30 12 1,9 10,3 9,7 11,8 19 246
Ш-12Х24 12 24 6 30 12 2,54 10,3 10,9 13,5 23,5 307
Ш-16Х16 16 16 8 40 16 2,25 13,7 11,1 18,1 29,5 443
Ш-16Х24 16 24 8 40 16 3,38 13,7 12,7 23 40,9 592
Ш-16Х32 16 32 8 40 16 4,5 13,7 14,3 26,4 50,5 741
Ш-20 X 20 20 20 10 50 ' 20 3,52 17,1 13,8 29,6 52,8 878
Ш-20 X 30 20 30 10 50 20 5,28 17,1 15,8 37,8 73 Ц75
Щ-20Х40 20 40 10 50 20 7,04 17,1 17,8 43,1 90,2 1464
Ш-25 X 25 25 25 12,5 62,5 25 5,5 21,4 17,4 47,5 93,5 1755
Ш-25 X 37 25 37 12,5 62,5 25 8,13 21,4 19,8 60,3 128 2310
Ш-25 X 50 25 50 12,5 62,5 25 11 21,4 22,4 69,9 160 2900
181
Литература
1 Будинский Я. Усилители низкой частоты на транзисторах. Связь-
издат, 1963.
2. Л о у А. и др. Основы полупроводниковой электроники. Изд. «Советское ра-
дио», 1958.
3. Цы кин Г. С. Электронные усилители. Связьиздат, 1960 и 1965.
4. Цы кин Г. С. Усилители электрических сигналов. Госэнергоиздат, 1961.
5. Справочник под общей редакцией Николаевского И. Ф. Транзисторы и полу-
проводниковые диоды. Связьиздат, 1963.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие ................................................................................. 3
Г Л А В А 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
1.1. Способы включения транзистора и их свойства...............................................4
1.2. Статические характеристики транзисторов...................................................7
1.3. Эквивалентные схемы входной и выходной цепей транзистора . . 12
1.4. Динамические характеристики транзисторного каскада.......................................17
1.5. Питание цепей транзисторов...............................................................23
1.6. Неустойчивость положения рабочей точки...................................................26
1.7. Расчет схем стабилизации рабочей точки...................................................28
1.8. Собственные шумы усилителя...............................................................38
ГЛ АВ А 2. ВЫБОР БЛОК-СХЕМЫ И ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ
УСИЛИТЕЛЯ
2.1. Требования, предъявляемые к усилителю....................................................41
2.2. Последовательность расчета усилителя.....................................................42
2.3. Выбор схемы оконечного каскада, транзистора для него, режима ра-
боты и способа включения..............................................43
2.4. Выбор принципиальных схем каскадов предварительного усиления,
транзисторов для них и способа их включения...........................46
2.5. Распределение по цепям и каскадам усилителя, заданных частотных
и нелинейных искажений................................................48
2.6. Пример составления блок-схемы и принципиальной схемы усилителя
звуковой частоты......................................................50
Г Л А В А 3. РАСЧЕТ КАСКАДОВ МОЩНОГО УСИЛЕНИЯ
3.1. Задачи расчета...........................................................................55
3.2. Трансформаторные каскады мощного усиления...............................................57
3.3. Расчет однотактного каскада мощного усиления в режиме А . 64
3.4. Расчет двухтактного каскада мощного усиления в режиме А . 78
3.5. Расчет двухтактного каскада мощного усиления в режиме В ... 90
3.6. Бестрансформаторные двухтактные каскады мощного усиления . .106
ГЛ АВ А 4. РАСЧЕТ КАСКАДОВ ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО УСИЛЕНИЯ
4.1. Задачи расчета..........................................................................112
4.2. Расчет реостатного каскада предварительного усиления . . . .112
4.3. Расчет трансформаторного каскада предварительного усиления . .120
ГЛАВА 5. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
5.1. Применение отрицательной обратной связи.................................................124
5.2. Каскад с коллекторной стабилизацией.....................................................125
5.3. Каскад с неблокированным сопротивлением ................................................125
5.4. Эмиттерный повторитель..................................................................129
5.5. Инверсные каскады с разделенной нагрузкой и эмиттерной связью . 133
183
ГЛАВА 6. ОБЩИЕ ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ УСИЛИТЕЛЯ
6.1. Регулировка усиления............................................138
6.2. Регулировка тембра................................ : 140
6.3. Требования к источнику питания..................................142
6.4. Расчет допустимой пульсации источника питания...................144
6.5. Расчет фильтров усилителя на сглаживание пульсаций..............145
6.6. Расчет фильтров усилителя на развязку...........................146
6.7. Схемы транзисторных усилителей..................................147
ГЛАВА 7. КОНСТРУКТИВНЫЙ РАСЧЕТ ТРАНСФОРМАТОРОВ НИЗКОЙ
ЧАСТОТЫ
7.1. Выбор сердечника для трансформатора.............................152
7.2. Расчет числа витков обмоток и выбор провода для них .... 158
7.3. Расположение обмоток и расчет их размещения.....................160
7.4. Определение индуктивности рассеяния и индуктивности первичной
обмотки трансформатора по конструктивным данным..................164
Приложение /. Электролитические конденсаторы типов КЭ-1 и КЭ-2 . .168
Приложение 2. Электролитические конденсаторы типа ЭГЦ................170
Приложение 3. Малогабаритные электролитические конденсаторы . .172
Приложение 4. Металлобумажные конденсаторы МБМ.......................174
Приложение 5. Таблица перевода М (дб) в относительные значения . .175
Приложение 6. Шкала номинальных значений сопротивлений и основные
данные непроволочных постоянных и переменных сопро-
тивлений ............................................................177
Приложение 7. Данные некоторых медных обмоточных проводов . . .178
Приложение. 8.' Данные броневых сердечников и трансформаторов, воб-
ранных из Ш-образных пластин (рассчитаны для сердеч-
ников из трансформаторной стали с коэффициентом за-
полнения kc =0,88)...................................................180
Литература...........................................................182
Айна Васильевна Цыкина
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
Редактор М. Н. Носова. Техн, редактор С. Ф. Романова. Корректор .В. Н. Б у-
лыгива. Переплет художника Н. Максимова. Сдано в набор 28/X-I967 г. Подписа-
но. в печать 7/V-I968 г. Формат бумаги 60x90/16. 11.5 печ. л 11,5 усл. печ. л.
Уч.-изд. л. И,59. Т-03183. Тираж 100 000 (2 завод 50 001-100 000). Зак. изд. 13737. Зак. тип. 2039
Цена 53 коп.
Типография изд-ва газеты «Калининградская правда»,
г. Калининград (обл.), ул. Карла Маркса, 18.
Цена 53 кол.
Издательство «Связь
Москва 1968