Text
А. В. Цыкина
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
ИЗДАНИЕ ВТОРОЕ, ДОПОЛНЕННОЕ
Рекомендовано Министерством связи СССР в качестве учебного пособия для техникумов связи
ИЗДАТЕЛЬСТВО «СВЯЗЬ» МОСКВА 1968
Ill
УДК 621.375.4.001.2.(075.8)
УДК 621.375.4.001.2.(075.8)
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ. ЦЫКИНА А. В. ГОД ВЫПУСКА 1968
В книге излагаются общие сведения о транзисторных усилителях, рассматриваются пени их питания, выбор блок-схемы и принципиальной схемы, расчет каскадов мощного и предварительного усилителей, обратная связь, регуляторы усиления и тембра, требования к источникам питания и основы конструкции усилителей Приводятся примеры расчета и необходимые для расчетов дополнительные сведения, а также практические данные, соответствующие современному состоянию усилительной техники.
Книга рассчитана на студентов, а также на техников и инженеров, проектирующих усилители на транзисторах
Число табл 25, число илл 99, библ 5
.3—4—3 16-68
Предисловие
Настоящее учебное пособие предназначается для студентов и дипломников техникумов связи, а также может быть использовано студентами высших учебных заведений, инженерами, научными работниками и другими лицами при проектировании транзисторных усилителей низкой частоты.
В книге приводятся примеры расчета и необходимые для расчетов дополнительные сведения, а также практические данные, соответствующие современному состоянию усилительной техники.
В настоящее, второе издание книги внесены необходимые изменения и дополнения (например, по бестрансформаторным двухтактным каскадам мощного усиления, усилительному каскаду с неблокированным сопротивлением 7?э, конструктивному расчету трансформаторов, приложению и т. д.).
Все отзывы и пожелания по книге просьба направлять в издательство «Связь» по адресу: Москва-центр, Чистопрудный бульвар, 2.
АВТОР
Общие сведения
1.1. Способы включения транзистора и их свойства
Транзистор имеет три электрода. Эмитирующим электродом является эмиттер, управляющим — база, управляемым — коллектор.
Возможны три способа включения транзистора, при которых может иметь место усиление сигнала: с общим эмиттером, с общей базой и с общим коллектором. Эти способы включения изображены на рис. 1.1; для упрощения источники питания здесь не показаны.
Рис. 1 1 Способы включения транзистора: а) с общей базой; б) с общим эмиттером; в) с общим коллектором
Свойства усилительного каскада зависят от способа включения транзистора, поэтому при проектировании усилителя способ включения транзисторов выбирают сообразно с предъявленными к каскаду требованиями.
Включение с общей базой. Как видно из рис. 1.1щ при включении с общей базой источник сигнала включают в провод эмиттера, нагрузку — в провод коллектора, а базу соединяют с общим проводом сигнала и нагрузки. Этот способ аналогичен включению электронной лампы с общей сеткой.
Коэффициент усиления напряжения хорошего транзистора К>б= при включении с общей базой и правильно выбранном сопротивлении нагрузки может достигать нескольких тысяч. Коэффициент усиления тока Кт об - В11'х при таком включении меньше 1 вх
4
единицы (обычно лежит в пределах от 0,6 до 0,95) и мало изменяется при изменении режима работы, изменении температуры и замене транзистора.
Поскольку транзистор дает при включении с общей базой только усиление по напряжению, коэффициент усиления мощности сигнала КиОб , равный произведению коэффициента усиления тока на коэффициент усиления напряжения, сравнительно невелик. Усиление каскада с транзистором, включенным с общей базой, при замене транзистора, его старении и изменении температуры изменяется значительно меньше, чем при других способах включения.
Входное сопротивление транзистора при включении с общей базой /?вхоб — наименьшее из всех способов включения (от десятых долей ома для мощных транзисторов до десятков ом для маломощных) и растет при увеличении нагрузки. Выходное сопротивление при включении с общей базой ЛВЫхоб— наибольшее из всех -способов включения транзистора (от тысяч ом для мощных транзисторов до мегом для маломощных) и растет с повышением сопротивления источника сигнала. При таком включении транзистор не меняет полярности усиливаемых сигналов; коэффициент гармоник кг при включении с общей базой обычно не превосходит нескольких процентов при полном использовании транзистора.
Вследствие очень низкого входного и высокого выходного сопротивлений включение с общей базой редко используют в каскадах предварительного усиления, так как при этом необходимо применение трансформаторной межкаскадной связи с предыдущим каскадом. В каскадах мощного усиления включение с общей базой применяют довольно часто вследствие небольших нелинейных искажений.
Включение с общим эмиттером. При включении с общим эмиттером (рис. 1.16) источник сигнала включен в провод базы, нагрузка — в провод коллектора, а эмиттер соединен с общим проводом источника сигнала и нагрузки. Этот способ включения аналогичен включению электронной лампы с общим катодом.
Транзистор, включенный с общим эмиттером, дает усиление как тока, так и напряжения сигнала; усиление мощности сигнала здесь наибольшее из всех способов включения.
Коэффициент усиления напряжения Коз при оптимальной нагрузке здесь лишь немного ниже, чем при включении с общей базой. Коэффициент усиления тока при включении с общим эмиттером Кт оэ может достигать ста и более раз, но сильно изменяется при изменении режима работы, температуры и замене транзистора.
Входное сопротивление транзистора /?вхОэ здесь значительно выше, чем при включении с общей базой (от нескольких ом или десятков ом для мощных транзисторов до тысяч ом для маломощных), и падает с увеличением сопротивления нагрузки.
Выходное же сопротивление /?выхОэ ниже, чем при общей базе (от сотен ом для мощных транзисторов и до десятков килоом для маломощных), и понижается с возрастанием сопротивления источника сигнала. Изменение входного и выходного сопротивлений при изменении сопротивления нагрузки и сопротивления источника сигнала может достигать нескольких раз.
При включении с общим эмиттером транзистор меняет полярность усиливаемого сигнала; коэффициент гармоник кг при таком включении максимален и может достигать при полном использовании транзистора 5—20%.
Вследствие наибольшего усиления мощности сигнала включение с общим эмиттером является наиболее употребительным в транзисторных каскадах предварительного усиления и часто применяется в каскадах мощного усиления.
Включение с общим коллектором (эмиттерный повторитель). При включении с общим коллектором (рис. 1.1 в) источник сигнала включен в провод базы, нагрузка — в провод эмиттера, а коллектор соединен с общим проводом. Этот способ аналогичен включению электронной лампы с общим анодом.
Коэффициент усиления напряжения /<,,,< при включении с общим коллектором меньше единицы (обычно лежит в пределах от 0,7 до 0,99). Коэффициент усиления тока Кт«к при таком включении немного выше, чем при включении с общим эмиттером, и так же, как и при включении с общим эмиттером, сильно изменяется при изменении режима работы, температуры и замене транзистора. Вследствие отсутствия усиления напряжения коэффициент усиления мощности при общем коллекторе КмЖ так же, как и при включении с общей базой, оказывается небольшим.
Входное сопротивление при включении транзистора с общим коллектором — наибольшее из всех способов включения (от десятков ом для мощных транзисторов до сотен килоом для маломощных) и очень сильно возрастает при увеличении сопротивления нагрузки. Выходное сопротивление /?ВЫХ(Л при таком включении — наименьшее (от десятых долей ома для мощных транзисторов до десятков килоом для маломощных) и очень сильно растет при увеличении сопротивления источника сигнала. При включении с общим .коллектором транзистор не меняет полярности усиливаемого сигнала; коэффициент гармоник к, при общем коллекторе минимален и при полном использовании транзистора и правильном выборе режима обычно не превышает 1%
Включение с общим коллектором, вследствие малого усиления мощности сигнала, применяют лишь в особых случаях; в каскадах предварительного усиления его используют при необходимости получения высокого входного сопротивления каскада и уменьшения его входной емкости. В каскадах мощного усиления такое включение применяют при необходимости получения малого выходного сопротивления каскада или малого коэффициента гармоник.
6
1.2. Статические характеристики транзисторов
Для расчета транзисторного усилительного каскада необходимо иметь два основных семейства статических характеристик транзистора: семейство выходных статических характеристик, представляющих собой зависимость/вых =f(t/BbIX) для различных значений входного тока, и семейство входных статических характеристик, представляющих зависимость /Bx=f(Uвх) для различных значений напряжения на выходном электроде.
Выходные и входные статические характеристики транзистора различны для различных схем включения, так как в них входными и выходными служат токй и напряжения на различных электродах транзистора. Поэтому для трех различных способов включения транзистора (с общей базой, общим эмиттером и общим коллектором) существуют три семейства выходных и три семейства входных статических характеристик.
Однако на практике при расчете транзисторных усилительных каскадов применяют только два семейства выходных и два семейства входных статических характеристик.
При расчете каскада с транзистором, включенным с общей базой, используют выходные и входные характеристики для включения с общей базой, т. е. зависимость тока коллектора от напряжения между коллектором и базой /к = /(^кб) для различных значений тока эмиттера /э и зависимость тока эмиттера от напряжения между эмиттером и базой /э = f (£Аб) для различных значений напряжения между коллектором и базой t/Ke.
Семейство выходных статических характеристик маломощного транзистора предварительного усиления типа П16, снятых по схеме рис. 1.2, для включения с общей базой и температуры транзи-
Рис 1 2 Схема для снятия выходных характеристик /к ) при /э =const для тран-
зистора, включенного с общей базой
стора, равной 20°С, приведено на рис. 1.3. Здесь видны линейность выходных характеристик, идущих почти параллельно оси напряжения, и одинаковые расстояния между ними. Кроме того, при таком включении резкое падение характеристик начинается левее начала координат. Выходное сопротивление транзистора току
7
сигнала в рабочей точке /?выхо6 представляет собой отношение
-А^кб при /э = const, взятые по касательной, к статической харак-Д/к
теристике1). Так как характеристики идут почти параллельно горизонтальной оси, то по характеристикам, имеющимся в справочниках, обычно не удается сколько-нибудь точно определить вы
ходное сопротивление транзистора.
Д/к
А/э
Отношение
при UK6 =const представляет собой величину
коэффициента усиления по току а при сопротивлении нагрузки, равной нулю, т. е при коротком замыкании выходной цепи.
Пример 1.1. Определим /?в,,г.с об и а по выходным характеристикам транзи стора П16, включенного с общей базой, для выбранной рабочей точки (рис 1 3)
явых об = = п 925 - 5 = 100 000 ом,
LAI К1 U,Z • 1U w
Л/к, _ 9,7 10-»
и, (20-10). 10-’
Рис 1 3 Выходные характеристики транзистора П16 для включения с общей базой
Семейство входных характеристик транзистора П16, снятых по схеме рис. 1.4, для включения с общей базой приведено па рис. 1.5 Эти характеристики в области малых значений входного напряжения С'эб очень нелинейны, но становятся почти прямолинейными при увеличении (7Эб. Кроме того, характеристики для различных значений напряжения or нуля до максимального рабочего очень близки друг к другу и для практических расчетов можно пользоваться одной входной статической характеристикой, взятой для среднего рабочего напряжения на коллекторе. Поэтому для практических расчетов можно пользоваться приводимой в справочнике входной характеристикой при £7Кб =5 в.
!) Для сопротивления источника сигнала, близкого к бесконечности
8
Входное сопротивление транзистора току сигнала в рабочей точке1) R вх о6 представляет собой отношение при Uk6 =
А 1 э
= const; At/эб и Д/э определяют по касательной к характеристике, проведенной через рабочую точку.
Пример 1.2. Определим 7?ВХоб по входным характеристикам транзистора П16, включенного с общей базой, для выбранной рабочей точки О (рис 1 5).
D _ Д[/э6 _ 0,33-0,13
7?вхо6 NL 13 • 10-3 ~ 5,4 ОМ'
При расчете каскада с транзистором, включенным с общим эмиттером, используют выходные и входные характеристики для включения с общим эмиттером, т. е. зависимость тока коллектора от напряжения между коллектором и эмитте
Рис 1 5 Входные характери-
стики транзистора П16 для включения с общей базой
Рис 1 4 Схема для снятия входных характеристик /э=1(Рэб) при Ukr, = — const для транзистора, включенного с общей базой
ром /к =f(UK3) для различных значений чока базы /6 и зависимость тока базы от напряжения между эмиттером и базой /6=/'((7бэ) для различных значений напряжения между коллектором и эмиттером икэ
Семейство выходных статических характеристик маломощного транзистора предварительною усиления типа П16, снятых по схеме рис 1 6, для включения с общим эмиттером и температуры транзистора, равной 20°С, приведено на рис 1.7. Эти характеристики при включении с общим эмиттером образуют больший угол с горизонтальной осью, чем при включении с общей базой Кроме того, при больших токах базы выходные характеристики сильно сближаются Резкое падение характеристик при таком включении происходит при небольших напряжениях на колтек-торе, правее вертикальной оси
') Для сопротивления нагрузки выходной цепи, 6'пикого к нулю т е для короткого замыкания выходной цепи
9
Выходное сопротивление транзистора току сигнала в рабочей точке для включения с общим эмиттером 7?вых0Э представляет
собой отношение при /б = const; значения AUK3 и Л/к опре-Z1 jK
деляют по касательной, проведенной к статической характеристике1). Так как характеристики образуют заметный угол с горизонтальной осью, выходное сопротивление /?вых0Э можно определить довольно точно.
Рис. 1.6. Схема для снятия выходных характеристик /к=/(б'кэ) при /6=const для транзистора, включенного с общим эмиттером
Рис. 1.7. Выходные характеристики транзистора П16 для включения с общим эмиттером
Д/к
Отношение -г-г- при (7K3=const представляет собой величину Д ‘в
коэффициента усиления тока 0 при сопротивлении нагрузки, равной нулю, т. е. при коротком замыкании выходной цепи.
Пример 1.3. Определим /?ВЫх оэ и 0 по выходным характеристикам транзистора П16, включенного с общим эмиттером, для выбранной рабочей точки О (рис 17):
/?Вь,хоэ= = 6000 ОМ‘
A/Ki 1 • Ю 6 д/к2 = (15-8)10-3 ,
р Д/б (400-200)10-6 '
Выходное сопротивление транзистора при включении с общим эмиттером получилось меньше, чем выходное сопротивление при включении с общей базой из-за большего наклона характеристик.
Семейство входных статических характеристик транзистора П16, снятых по схеме рис. 1 8, для включения с общим эмиттером и температуры транзистора 20°С приведено па рис. 1.9. Из рис. 1.9 видно, что в области малых токов 16 кривые примерно экспоненциальны, а при больших токах — линейны. Кроме того, входная характеристика для UK3 =0 (нулевая характеристика) далеко отстоит от остальных характеристик семейства, близко расположен-
’) Для сопротивления источника сигнала, близкого к бесконечности.
10
ных друг от друга. Поэтому в справочниках обычно приводят лишь две входные характеристики: для напряжения =0 и среднего значения напряжения между коллектором и эмиттером Uкэ ~ 5 в.
Входное сопротивление транзистора току сигнала в рабочей точке1) при включении с общим эмиттером /?вхОэ представляет собой отношение */- при =const; Д/7бЭ и А/е определяют по
й 'б
касательной к характеристике, проведенной через рабочую точку.
Пример 1.4. Определим /?вх оэ по входным характеристикам транзистора П1Ь, включенного с общим эмиттером, для выбранной рабочей точки О (рис. 1 9)
_MJ6a _ 0,36-0,16
7?вхоэ “ А/б 0,65 • Ю 3 308 •
Входные характеристики транзистора прй включении с общим эмиттером по виду аналогичны входным характеристикам при включении с общей базой. Так
как по горизонтали отклады-
вается одно и то же напряжение U&>, а по вертикали — ток базы 1б, почти пропорциональный току эмиттера /э, но много меньший последнего, вход
Рис. 1 9 Входные характеристики транзистора П16 для включения с общим эмиттером
ное сопротивление в рабочей А Т'бэ
точке, равное Л, при вклю-А /б
Рис 18 Схема для снятия входных характеристик /б=/(ббВ) при бКэ =const для транзистора, включенного с общим эмиттером
чении с общим эмиттером оказывается много больше, чем при включении с общей базой.
При расчете каскада с транзистором, включенным с общим коллектором^ не пользуются семействами статических характеристик для включения с общим коллектором, а используют стати-
') Для сопротивления нагрузки выходной цепи, близкого к нулю, т е. для короткого замыкания выходной цепи
11
ческие характеристики для включения с общим эмиттером, т. е. характеристики зависимости IK — ) для различных значений
и характеристики зависимости I6 ) для различных зна-
чений икэ
Полярность источников питания и смещения, указанная на рис. 1.2, 1.4, 1.6 и 1,8, относится к транзисторам наиболее распространенного типа р-п-р. Поэтому все основные схемы транзисторных усилительных каскадов, приводимые в настоящей книге, и полярность их источников питания даны для транзисторов этого типа. При транзисторах типа п-р-п полярность источников питания и смещения должна быть изменена на обратную (см., например, рис. 3.35, 3.36) Несмотря на то, что напряжение на коллекторе отрицательное, у транзисторов типа р-п-р характеристики принято изображать в положительных осях координат.
1.3. Эквивалентные схемы входной и выходной цепей транзистора
Входное и выходное сопротивления транзистора, а также его коэффициент усиления изменяются с изменением частоты сигнала, и эти зависимости, различные для разных способов включения, в основном и определяют частотную характеристику транзисторного усилительного каскада на верхних частотах.
Зависимость усилительных свойств транзистора от частоты определяется изменением статического коэффициента усиления тока при включении с общей базой а с частотой; эта зависимость с достаточной для практики точностью выражается уравнением
где ао — коэффициент усиления тока на низких частотах в режиме короткого замыкания;
а—коэффициент усиления тока в режиме короткого замыкания на частоте /;
frp—граничная частота транзистора, на которой коэффициент усиления тока при включении с общей базой падает в V2 раза по сравнению с его значением на низких частотах.
Зависимость входного и выходного сопротивлений от частоты отражается эквивалентными схемами входных и выходных цепей транзистора. Для всех трех способов включения (с общей базой, общим эмиттером и общим коллектором) в усилительных каскадах почти всегда сопротивление нагрузки ZH значительно меньше выходного сопротивления транзистора ZBblx . Поэтому и эквивалентные схемы входной и выходной цепей транзистора, приводимые ниже, справедливы для ZH<^CZBb,x. Входное сопротивление транзистора, включенного с общей базой, растет с повышением частоты (рис. 1.10). На этом рисунке так же, как и на рис. 1.12, 12
по вертикальной оси отложено отношение входного сопротивления транзистора на частоте f к его входному сопротивлению на очень низких частотах. Такому изменению входного сопротивления с
Рис. 1 10 Зависимость входного сопротивления транзистора от частоты при малом сопротивлении нагрузки выходной цепи при включении с общей базой
- 3/’kratf.
------dJ——।
(4---------—
Рис 1 11 Эквивалент -ная схема входной цепи транзистора с общей базой при Zn< Z ВЫХ
частотой соответствует эквивалентная схема, изображенная на рис. 1.11, где гб — сопротивление базы, RBXo6 — входное сопротивление транзистора, приближенно равное сопротивлению эмит-терного перехода гэ , L — эквивалентная индуктивность входной цепи, приближенно равная 0,16 С-6 .
/гр
Возрастание входного сопротивления транзистора, включенного с общей базой, происходит на очень высоких частотах, где статический коэффициент усиления тока а сильно падает Такие частоты лежат выше полосы рабочих частот, на которых данный транзистор дает значительное усиление, а поэтому изменение входного сопротивления практически не сказывается на работе усилительною каскада.
При включении транзистора с общим эмиттером статический коэффициент усиления тока р начинает падать с увеличением частоты много раньше, чем при включении с общей базой.
Зависимость р от частоты определяется выражением
(1-2)
где
ро— статический коэффициент усиления тока на низких частотах;
р— статический коэффициент хспления тока на частоте
Лроэ — граничная частота транзистора при включении с общим эмиттером, приближенно определяемая по формуле
/гроз «/гр (1-%)- 4^ • (13)
Ро
Отсюда видно, что граничная частота при включении с общим эмиттером во много раз (приблизительно в р0 раз) ниже, чем при включении с общей базой. Например, у транзистора с ао = О,98 и граничной частотой frp =500 кгц граничная частота /грОЭ~10 кгц и находится уже в диапазоне звуковой частоты.
Входное сопротивление транзистора, включенного с общим эмиттером, с ростом частоты падает (рис. 1.12). Такой зависимости _ входного сопротивления от частоты
- соответствует эквивалентная схема
Zaxo входной цепи транзистора, изобра-
Рис 1 12 Зависимость входного сопр. тивлепия транзистора от частоты при малом сопротивлении нагрузки выходной цепи, при включении с общим эмиттером
Рис 1 13 Эквивалентная схема входной цепи транзистора с общим эмиттером при Zh^Zbhx
женная на рис. 1.13, где гб — сопротивление базы, гэд и С,л — динамическое сопротивление и динамическая емкость эмиттерного перехода, определяемые выражениями:
где С к — емкость коллектора — база транзистора;
г, — сопротивление эмиттерного перехода;
/?вхоб—входное сопротивление транзистора в рабочей точке при включении с общей базой, определяемое по его статической входной характеристике для включения с общей базой;
— сопротивление нагрузки цепи коллектора переменному току;
К — коэффициент усиления напряжения (отношение выходного напряжения сигнала к входному) каскада, для которого рассчитывают Сэд.
14
Однако величина гб но много раз меньше, чем гэд, и поэтому для практчсских расчетов можно пользоваться упрощенной эквивалентной схемой входной цепи, из которой гб исключено.
Пример 1.5. Рассчитаем Сзл для реостатного каскада с транзистором, включенным с общим эмиттером и имеющим следующие данные.
— граничная частота frp =500 кгц;
— емкость коллектор — база транзистора Ск =50 пф,
— входное сопротивление транзистора для включения с общей базой & ьх об = 1 0 ОМ,
— коэффициент усиления каскада по напряжению К03 =100.
Q, ~ -чДГ....-+СК(1 + Л)~
J 1р ’ХВХ Об
МОООО-Ю +50- 10-Д, + Ю0) =37050 пф.
Из примера видно, что динамическая входная емкость транзистора, включенного с общим эмиттером, во много раз превышает динамическую входную емкость каскада с электронной лампой.
Значения гй, Ск, а, 0, frp можно найти в справочных данных транзистора; величина гэ достаточно точно определяется выражением
26
где /э — ток эмиттера в рабочей точке, ма.
При включении с общим коллектором граничная частота транзистора та же, что и при включении с общим эмиттером, и определяется по выражению (1.3), т. е. так же, как и для схемы с общим эмиттером, уменьшается примерно в 0 раз по сравнению с 1раничной частотой при включении с общей базой.
Входное сопротивление транзистора при включении с общим коллектором так же падает с ростом частоты, как и при включении с общим эмиттером. Эквивалентная схема входной цепи здесь имеет тот же вид, что и при включении с общим эмиттером, но значения Гэд и Сэл при комплексном сопротивлении нагрузки цени эмиттера переменному току определяются здесь следующими выра/кениями:
/?,п „г, ! _________0,16________
1- ~ об А’,-)
С„ (/-а) .
(1.6)
Выходное coiipoiявление траизнсюра при л,юбом способе вклю чения падает с повышением частот (рис 1.14) По вертикальной оси рис. 1.14 отложено отношение Z„blx па частоте j к Z„ux па очень низких частотах. Такому школу изменения выходною со противления сооттствует эквивалентная схема выходной цепи, июбражеппая на рис. 1.15 Здесь Л /, х — ток ст нала эквивалент пою генераюра тока, -- активная составляющая выходною солротивлешш, С,шх - выходная емкоечь, определяющая емкостную состав 1яющую выходною сопротивления
15
При включении с общей базой Л = а=у^2^-; Свыхо6 равна статической емкости коллектор—база Ск, обычно указываемой в справочнике. /?выхо6 определяется в рабочей точке по статической выходной характеристике для включения с общей базой.
Рис 1 14 Зависимость выходного сопротивления транзистора от частоты при любом способе включения
Рис 1.15 Эквивалентная схема выходной цепи транзистора, приведенная к виду эквивалентной схемы выходной цепи электронной лампы
При включении с общим эмиттером Л = значение эк-
вивалентной выходной емкости приближенно можно найти из выражения
вых оэ — Ск I 1 4~ "j-------
Гб \
Г'бН’Г'эд /
(1.7)
где гЭд~/?вхоэ и определяется в рабочей точке.
Пример 1.6. Рассчитаем СВы\ oj для транзистора примера 15, включенного с общим эмиттером и имеющего Ск = 50 пф, ао = 0,98, гб=150 ом, /?вх оэ=600 о.и: 150
£вых оэ ~ 50 I 1 +
0,98 1-0,98
150 \ ,
150 + 600 ) ~54° Пф'
Из расчета видно, что значение СиЬ1Х0Э много меньше, чем Сэд , поэтому при расчете частотной характеристики каскадов в области верхних частот с транзисторами, включенными с общим эмиттером, емкостью Свыхоэ можно пренебречь. /?вь,х0Э при этом определяют в рабочей точке по статической выходной характеристике для включения с общим эмиттером.
При включении с общим коллектором Д = у = -—=
^?ВЫХОК - Rb\ об “Г Ract (1 %) > (1'8)
где /?Вхоб —входное сопротивление транзистора, найденное по его, входной характеристике в рабочей точке для включения с общей базой;
/?ист— сопротивление источника сигнала переменному току.
16
1.4. Динамические характеристики транзисторного каскада
При расчете транзисторных каскадов, кроме статических характеристик транзистора, находят применение три типа динамических характеристик: выходные, входные и сквозные динамические характеристики.
Динамическую характеристику, построенную для сопротивления, равного сопротивлению нагрузки каскада переменному току называют динамической характеристикой переменного тока. Динамическую характеристику, построенную для сопротивления, равного сопротивлению в выходной цепи транзистора для постоянного тока , называют динамической характеристикой постоянного тока.
При расчете транзисторных каскадов в основном пользуются динамическими характеристиками переменного тока.
Выходная динамическая характеристика
Выходную динамическую характеристику строят на семействе выходных статических характеристик транзистора. Так как она представляет собой прямую линию, ее нередко называют нагрузочной прямой. У каскада, работающего в режиме А1 2), выходная динамическая характеристика переменного тока проходит через точку покоя О (рис. 1.16а). Поэтому для построения указанной динамической характеристики достаточно найти точку ее пересечения М с горизонтальной осью. Для нахождения точки М на горизонтальной оси откладываем вправо от напряжения покоя UK30 отрезок, равный 7ко/?к- . Проведенная через точки М и О прямая является нагрузочной прямой переменного тока.
Нагрузочную прямую переменного тока используют для определения отдаваемой каскадом мощности, амплитуды переменной составляющей выходного тока и напряжения и для построения входной и сквозной динамических характеристик.
Пример 1.7. На рис 1 16а построена нагрузочная прямая переменного тока для каскада с маломощным транзистором предварительного усиления, включенным с общим эмиттером и имеющим- сопротивление нагрузки цепи коллектора переменному току /?к<^ = 1230 ом, ток покоя цепи коллектора /к0 =9,25 ма, напряжение покоя между коллектором и эмиттером 7/кэо =10 в, максимальное значение тока базы <бмакс = 1,1 ма, минимальное значение тока базы мии = 0-1Л<а-
Для нахождения точки М на горизонтальной оси вправо от точки Uкэ0 =10 в отложено напряжение, равное
/к0/?к~ =9,25 • 10~3 • 1230=11,38 в.
') У каскада, работающего в режиме В, динамическая выходная характеристика проходит не через точку покоя, а через точку с напряжением, соответ ствующим напряжению покоя на выходном электроде, лежащую на горизонтальной оси
2 Зак 2039.
17
co
Рис 1 16 Характеристики маломощною транзистора, включенною с общим эмиттером.
а) семейство выходных характеристик и на1р>зочная прямая для он,
б) входная характеристика для б/кэ=5 в
Прямая, проведенная через точки О и М, представляет собой нагрузочную прямую для RK,—, =1230 ом. Крайние точки ее (точки Н и П) соответствуют точкам пересечения этой прямой со статическими характеристиками для токов базы г*б макс = 1,1 ма и /б мин =0,1 ма.
Для рис. 1.16а амплитуда переменной составляющей напряжения коллектор — эмиттер 17кэт и амплитуда переменной составляющей тока коллектора 1кт составят:
^кзщ
2 U кэт
2
19-1,8
2
= 8,6 в, 1кт
16-2
—-----—1 ма,
Ч1кт
2
а отдаваемая каскадом мощность сигнала равна
9 [J 2 7 р ____ '-'кэт ‘кт
~ 8
17,2 • 14 • IO"3 8
= 0,0301 вт.
Для определения можно также использовать выражение
Р~ = 0,125 f/KMait,
Входная динамическая характеристика
Входную динамическую характеристику переменного тока строят на семействе входных статических характеристик транзистора. Построение выполняют путем переноса точек пересечения нагрузочной прямой со статическими выходными характеристиками транзистора на семейство входных статических характеристик. По входной динамической характеристике каскада находят амплитуду переменной составляющей тока и напряжения входного сигнала и необходимую входную мощность сигнала, а также строят сквозную динамическую характеристику. Однако, так как в справочных данных транзистора обычно даются статические входные характеристики только для напряжения на коллекторе 0 и 5 в, то вместо входной динамической характеристики используют входную статическую характеристику для напряжения на коллекторе 5 в, перенеся на нее точки пересечения нагрузочной прямой со статическими выходными характеристиками транзистора.
Пример 1.8. Для каскада нагрузочная прямая которого изображена на рис 1.16а, на входную статическую характеристику транзистора для напряжения 1/кз =5 в (рнс. 1.166) переносим с рис. 1.16а точки 1,2, 3, 4, 5, 6, соответствующие току базы г'б =0,1; 0,3; 0,5; 0,7; 0,9 и 1,1 ма (точки 2', 3', 4', 5', 6'). Опустив перпендикуляры из крайних точек 1' и 6' на горизонтальную ось, найдем ийэ мнн =0,18 в, и бэ макс =0,307 в, соответствующие 1бмнн=0,1ма и <бмакс = = 1,1 ма Отсюда удвоенная амплитуда входного тока сигнала и удвоенная амплитуда входного напряжения сигнала составят:
Ргп макс мин 1,1 0,1 = 1 Ма,
2 U(,3m = иЛэмакс — йбэмий =0,307 — 0,18 = 0,127 в.
19
Необходимая входная мощность сигнала Рвх- и входное сопротивление транзистора переменному току за период сигнала Двх оэ определяются выражениями:
р
1 вх~~
g — 0,125 (/6 макс ^б мни) ^бэ макс ^бэ мни
1 • IO-3 • 0,127 1С OQ .
---------... =15,88 • 10~6 вт,
8
_ 2 0'6эт
Т\вх ОЭ - or
2 J6m
0,127
1 • ю-' ~ 27 ом'
Сквозная динамическая характеристика
Сквозную динамическую характеристику переменного тока, представляющую собой зависимость выходного тока от эдс источника сигнала, используют для расчета коэффициента гармоник транзисторного каскада. Для ее построения вычисляют для точек пересечения нагрузочной прямой со статическими выходными характеристиками значения эдс источника сигнала инст входной цепи по выражению
^ИСТ ~ ^ВХ ZBX /?ИСТ , (1 -9)
где /?ист — внутреннее сопротивление источника сигнала переменному току, равное выходному сопротивлению предыдущего каскада для переменного тока;
ивх и «вх—входное напряжение и входной ток для взятых точек пересечения.
Значения iBX определяют по семейству статических выходных характеристик, значения ивх находят по входной динамической или статической характеристике. Вычислив значения ынст и выписав значения выходного тока iBblx для взятых точек пересечения, строят зависимость 1ВЫХ от иист, представляющую собой сквозную динамическую характеристику каскада.
Пример 1.9. Построим сквозную динамическую характеристику транзисторного каскада с общим эмиттером. Предположим, что сопротивление источника сигнала 7?ист , представляющего собой выходное сопротивление предыдущего каскада, равно 1 ком Для построения возьмем на нагрузочной прямой рис 1 16а любую точку пересечения, например точку 4, для нее.
/ВЬ1Х = 4 = Ю,8 ма, iBX — i6 -=. 0,7 ма .
Далее по входной динамической характеристике рис 1 166 найдем, что дтч этой точки (точка 4') входное напряжение равно ивх = айэ = 0,278 в
Отсюда для точки 4" сквозной динамической характеристики (рис 117) со ответствующей выходному току iK =10,8 ла, эдс источника сигнала иист дота-на быть равна
«нет = «вх + ^вх ^ист =0,278 + 0,7 • 10-3 • 1000 = 0,978 в
20
Рассчитав таким же образом значения иист для других точек пересечения (точки / — 6), сведем результаты расчета в табл 1 1 Нанеся полученные значения и ист и 1к в координатах иист , iK и соединив нанесенные точки, получим сквозную динамическую характеристику каскада, изображенную на рис 1 17
Рис. 1 17 Сквозная динамическая характеристика каскада для примера 1 9
ТАБЛИЦА II
Номер точки 1 2 3 4 5 6
z'K, ма 2 5 8 10,8 13,5 16
* г’б, ма 0,1 0,3 0,5 0,7 0,9 1,1
нбэ , в 0,18 0,24 0,265 0,278 0,288 0,307
иИСТ = Ибэ 4" А)^ИСТ> s 0,28 0,54 0,765 0,978 1,188 1,407
Для расчета коэффициента гармоник транзисторного каскада кг применяют метод пяти ординат, для чего две крайние точки сквозной динамической характеристики, соответствующие минимальному и максимальному значениям выходного тока /М1„, и /макс > проектируют на горизонтальную ось (отрезок ад рис. 1.18)
21
Разделив этот отрезок на четыре равные части, находят токи Л, fo, I?, соответствующие точкам б, в, г. Найденная величина тока /0 является уточненным значением тока покоя каскада.
Рис 1 18 Определение гармонических составляющих выходного тока методом пяти ординат по сквозной динамической харак теристике
После этого вычисляют первую, вторую, третью, четвертую гармоники выходного тока и его среднее значение по формулам:
Лт = / 2т = Ьт = 14т ~ Ар — Правильность /макс /мич “F Л А (1.Ю) можно проверить
3 /макс “Ь мин 2/0
4 /макс / мин 2(/[ /2)
6 /м1КС “F / МИН 4 (/1 -h /2 ) + 6/Q
12 /макс +/mph+2(/i+/2)
6 вычисления найденных токов
по выражению
/Im+ /2т + /зт + Лт+/<_[) —/макс
Коэффициент гармоник однотактного каскада, работающего в режиме А, а также двухтактного каскада, работающего в режиме В, определяется по формуле
V + /23т + 124т I Im
(1.11)
22
(1-12)
Коэффициент гармоник двухтактного каскада, работающего в режиме А, находят по выражению
„ _ У(Ы2тУ + 123т+(ЬЦт)2 Лг г
1 1m
где b — коэффициент асимметрии двухтактного каскада, значение которого указано на стр. 79.
Пример 1.10. Рассчитаем для сквозной динамической .характеристики рис 1 17 коэффициент гармоник каскада.
Из рисунка находим токи коллектора: /мин =2 ма, /2=5,16 ма, /о=9,О7 ма, /1 = 12,8 ма, /макс =16 ма, тогда
/ __ /макс /мни
3 ~ 3
/макс + /мин — 2/0 _ 16 + 2 — 2 • 9,07 п п
4 4
макс-/мин-2 (Л-/2) 16-2-2(12,8-5,16) _ П91Члш
lm —
2m
3m
16-2+12,8-5,16 7 0|q n
= 7,213 ма,
6 6
г __ Алакс~4~Ллнн 4 (/[ + /2) + 6/о _
/4т- jg —
16 + 2-4(12,8 + 5,16)+6 • 9,07 ППЛЙ
--------- —!-----—---------!— =0,048 ма,
12
?) 16 + 2 + 2(12,8 + 5,16) йой_
-Л— — ----------------------- = 8,987 ма
I + 7 -'макс г 'мин
6
Проверим правильность расчета по формуле
11,п + + /зт + hrn+7ср = 7,213 - 0,035 - 0,213 + 0,048 + 8,987 =
= 16 ма = /макс .
/ср —
6
Отсюда
__ V /22т + 72зт + /24т
I lm
Л/ ( —0,035)2+ (-0,2 1 3)2 + 0,0482 п ПОА7
7,213 -0,030/,
л'г =3,07%.
1.5. Питание цепей транзисторов
Питание всех цепей транзисторного усилителя обычно производят от одного общего источника постоянного тока, к которому параллельно подключают питаемые цепи. Для устранения паразитных междукаскадных связей через источник питания, как и в ламповых усилителях, применяют развязывающие фильтры /?фСф
Для установления необходимого режима работы на базу транзистора относительно эмиттера подают небольшое отрицательное смещение (0,05-+3 в) в зависимости от типа транзистора и режима его работы; смещение получают от общего источника питания, используя делитель напряжения или гасящее сопротивление. Про стейшим способом подачи смещения в транзисторном каскаде яв
23
ляется фиксированное смещение; его можно осуществить двумя способами.
1. Фиксированное смещение можно подать от общего источника питания Ек через гасящее сопротивление Ri, во много раз большее сопротивления транзистора между базой и общим проводом постоянному току (рис. 1.19а). Ток смещения /во, текущий
a) R;
6)
Рис. 1 19. Простейшие способы подачи смещения во входную цепь транзистора: а) фиксированным током базы, б) фиксированным напряжением база — эмиттер
через сопротивление R\, в этом случае практически определяется величиной R\ и напряжением источника питания £к и не меняется при изменении температуры транзистора, его старении и замене. Поэтому этот способ называют смещение фиксированным током базы. Значение Rt в этом случае рассчитывают по формуле
= а (Ек — Ц63й) £к — £бэо М 1чч
Л1 /ко(1—а)-/к„ ' Ло(1— а)-/ки ’ 1 '
где а — статический коэффициент усиления тока транзис-
тора на низких частотах при включении с общей базой, £к —напряжение источника питания, /кн—начальный (остаточный) ток коллектора транзистора, /ко и ho— необходимые токи покоя коллектора или эмиттера,
Uбэо — напряжение смещения база—эмиттер, имеющее место при токе покоя.
Однако вследствие сильного изменения параметров транзистора с температурой и большого разброса их статического коэффициента усиления тока смещение фиксированным током базы непригодно для серийной и массовой аппаратуры, а также для приборов, работающих в широком диапазоне температур. Его можно использовать лишь при изменении окружающей температуры не выше 10н-20°С и значении R\, индивидуально подобранном для данного транзистора; замена транзистора или большое изменение температуры могут изменить ток покоя коллектора в
24
десять и более раз, что может вывести транзистор из строя или сделать каскад неработоспособным из-за отсутствия напряжения на коллекторе.
2. Фиксированное смещение на транзистор можно также подать от общего источника через делитель из сопротивлений Rt и R2 (рис. 1.196). Сопротивление делителя желательно иметь меньше сопротивления постоянному току участка база — общий провод, при этом напряжение смещения остается практически неизменным при изменении температуры, старении и замене транзистора. Поэтому такой способ подачи смещения называют смещение фиксированным напряжением база—эмиттер.
Для этой схемы сопротивления Ri и R2 рассчитывают по формулам:
__ Дк U бэО
1'дел + /бО I
(1 14)
D -
«2 —т
*дел
где /во — ток покоя базы,
/Дел — ток делителя (ток через сопротивление R2)
Обычно берут /дел = (0,5н-2)/б макс в зависимости от мощности и режима работы каскада.
При подаче смещения фиксированным напряжением эмиттер— база от источника питания расходуется дополнительная энергия в делителе RiR2- Этот способ неэкономпч"И, однако находит применение в каскадах, работающих в режиме В, где среднее значение выходного тока растет с увеличением амплитуды сигнала и подачу смещения фиксированным током базы применять нельзя.
Смещение фиксированным напряжением мало критично к замене транзисторов и дает удовлетворительные результаты для каскадов, работающих в небольшом диапазоне температур (не больше 20ч-30°С). Смещение па транзистор можно подавать как параллельно источнику сигнала (рис. 1.20), так и последовательно с ним (рис. 1.21). Последовательная подача возможна лишь при источнике сигнала, хорошо проводящем постоянный ток и не
Рис 1 20 Подача смещения на ба-*у параллельно с источником сигнала
Рис 1 21. Подача смещения на базу последовательно с источником сигнала
25
соединенные с общим проводом. При этом, кроме того, требуется блокирование цепи смещения конденсатором Сб большой емкости, сопротивление которого на низшей рабочей частоте /н должно быть много меньше сопротивления входной цепи. Необходимая емкость этого конденсатора определяется приближенным выражением
С « °-5 ~ ]’5
/н(/?вх+ /?ист)
(1-15)
где /?вх — входное сопротивление каскада.
/?HLT— сопротивление источника сигнала или выходное сопро-
тивление предыдущего каскада.
Параллельная подача смещения (рис. 1.20) возможна лишь при источнике сигнала, не проводящем постоянный ток (при RC связи), при ней источник сигнала шунтируется сопротивлением цепи смещения или делителем смещения.
1.6. Неустойчивость положения рабочей точки
Транзисторный каскад в серийной или массовой аппаратуре сохраняет работоспособность и имеет расчетные свойства лишь в том случае, если ток покоя выходной цепи (ток коллектора при включении с общим эмиттером и общей базой и ток эмиттера при включении с общим коллектором) не выходит за определенные пределы.
При расчете транзисторных усилителей следует учитывать, что статические характеристики транзисторов сильно различаются у отдельных образцов одного типа и изменяются с изменением температуры. Повышение температуры транзистора вызывает изменение постоянных составляющих токов и напряжений, смещение положения рабочей точки, изменение усиления и т. д. Чрезмерное же повышение температуры транзистора приводит к выходу его из строя Основными причинами изменения тока покоя каскада при замене транзистора или изменении температуры являются: изменение статического коэффициента усиления тока а (или Р для включения с общим эмиттером), изменение начального тока коллектора /кн (ток коллектора при отсутствии тока эмиттера), изменение необходимого для получения заданного тока покоя напряжения смещения база—эмиттер С/бэо •
Статический коэффициент усиления тока имеет большой разброс для различных экземпляров транзисторов и зависит от температуры. Минимальное и максимальное значения а для транзисторов указываются в справочных данных и обычно даются для температуры 20°С. Величина а обычно немного растет с повышением температуры, но это при расчете каскада можно не учитывать, если изменение а с температурой неизвестно.
Начальный ток коллектора /ЕН сильно зависит от температуры. Максимальное значение /Кн обычно указано в справочных данных 26
транзистора для 20°С; с повышением температуры /кн возрастает по экспоненциальному закону. У германиевых транзисторов /кп увеличивается примерно вдвое на каждые 10°С, а у кремниевых — второе на 10°С, хотя абсолютное значение 1ка у кремниевых транзисторов аналогичного типа и при той же температуре примерно на три порядка (в 1000 раз) меньше, чем у германиевых. Отсюда максимальные значения /КчВ условиях эксплуатации определятся выражениями:
Гп макс '+ макс — Ц
/кимакс ~ Лшс2 '° , /кн макс ~ /кис 3 '° , (1.16)
первое из которых относится к германиевым транзисторам, а второе к кремниевым. Здесь/кнс — указанное в справочнике макси
мальное значение /кн ; Тс — температура, для которой оно указано; Тп макс — максимальная температура коллекторного перехода в условиях эксплуатации в градусах Цельсия.
Напряжение смещения база— эмиттер Пбэо, необходимое для получения выбранного тока покоя, зависит от температуры транзистора, так как его статическая входная характеристика изменяет свое положение при изменении температуры (рис. 122). Для кремниевых и германиевых транзисторов как малой, так и большой мощности входная характеристика сдвигается влево на 2-4-2,5 мв при повышении температуры па 1°С. Так как характери-
Рис 1 22 Влияние температу-
ры на входные характеристики транзистора П14, включенною с общей базой
стики транзистора в справочнике даны для 20°С, максимальное и минимальное напряжения смещения определяют для минимальной и
максимальной температур ио найденному для рабочей точки из входной статической характеристики значению Uf>30 при помощи формул
ЦбД1 мпI ~Уод»+0,0022(20- То мии) ]
Цгмпмин ~ Цюо-о^дцтнм^-го) ! ’
(1 17)
где Тимин и Гц»,,,, минимальная и максимальная температуры переходов транзистора в условиях эксплуатации аппаратуры
Формулы (1 17) (. нраведливы как для германиевых, так и для кремниевых траншегоров Следует отметить, что максимально до
27
пустимая температура коллекторного перехода Тплоп у различных типов германиевых транзисторов колеблется от +50° до + 100°С, а у кремниевых транзисторов — от +125° до + 150°С.
1.7. Расчет схем стабилизации рабочей точки
Выпускаемая заводами аппаратура должна сохранять гарантируемые свойства при установке в нее любых исправных экземпляров транзисторов рекомендованного типа и при изменении температуры окружающей среды в заданных пределах. В этих условиях, как указывалось выше, смещение фиксированным током базы непригодно. Поэтому в усилительных каскадах заводской аппаратуры, среднее значение выходного тока которых не изменяется с изменением амплитуды сигнала (т. е. в каскадах, работающих в режиме А), применяют схемы стабилизации рабочей точки отрицательной обратной связью по постоянному току (коллекторную, эмиттерную, комбинированную стабилизации).
Простейшей схемой стабилизации такого типа является коллекторная стабилизация, изображенная на рис. 1.23 {а, б, в, г),
Рис 1 23. Коллекторная стабилизация- а) при включении с общим эмиттером (обычный вариант), б) при таком же включении, не снижающем усиления, в) при включении с общим коллектором, г) при включении с общей базой
где обратная связь снимается с сопротивления RK (или /?э ). Рассмотрим действие схемы коллекторной стабилизации. К сопротивлению Ri (рис. 1.24) практически приложена разность напряжения источника питания Ек и падения напряжения на сопротивлении нагрузки RK, так как напряжение l/бэо, имеющееся между базой и эмиттером, ничтожно по сравнению с напряжением на R\. Если при замене транзистора или от изменения температуры ток покоя выходной цепи стремится возрасти, падение напряжения на RK
28
увеличивается, напряжение на R, уменьшается, и ток смещения базы падает, что сильно снижает возрастание коллекторного тока.
При стремлении тока покоя коллектора уменьшиться процесс стабилизации происходит обратным образом.
Коллекторная стабилизация проста и экономична, однако степень стабилизации тока покоя в ней зависит от сопротивления RK и Ri, определяющих положение ра-
бочей точки. Коллекторная стабилизация удовлетворительно действует лишь при большом падении напряжения на сопротивлении нагрузки (порядка 0,5 Ек и выше), небольших изменениях коэффициента усиления тока транзисторов и малых измене-НИЯХ 7кн- Изменения положения рабочей точки при коллекторной стабилизации много меньше, чем в не-
стабилизированном каскаде, однако
они все же значительны, что может не обеспечить взаимозаменяемость **
транзисторов и затрудняет работу в большом диапазоне температур. При включении транзистора с общим эмиттером (рис. 1.23а) коллекторная
Рнс. 1.24. Принцип действия коллекторной стабилизации стабилизация снижает уси-
ление каскада и его входное сопротивление, так как напряжение выходного сигнала подается через Ri во входную цепь, что создает в каскаде отрицательную обратную связь по переменному току, величина которой зависит от сопротивления нагрузки в выходной цепи транзистора и величины Для устранения этого Ri можно разделить на две равные или примерно равные части (рис. 1.236), между которыми и общим проводом включают блокировочный конденсатор Сб достаточно большой емкости.
Более высокую стабильность положения рабочей точки обеспечивает схема эмиттерной стабилизации, варианты которой для различных схем включения транзистора изображены на рис. 1.25.
Рис 1 25. Эмнттерная стабилизация при включении: а) с общим эмиттером, б) с общей базой, в) с общим коллектором
29
мало зависит от параметров
Рис 1 26 Принцип действия эмиттерной стабилизации
Принцип действия эмиттерной стабилизации состоит в следующем. Частичная стабилизация рабочей точки по постоянному току здесь достигается уже тем, что смещение на базу подается от делителя напряжения Ri и R2 (рис. 1.26) и напряжение смещения транзистора. Дальнейшая стабилизация режима в этой схеме осуществляется отрицательной обратной связью, получаемой за счет введения в провод эмиттера сопротивления R 9. Напряжение смещения между базой и эмиттером £7бэ0 здесь равно разности напряжения, снимаемого сопротивления делителя /?2, и падения напряжения на R3 , пропорционального току эмиттера. При возрастании тока покоя коллектора /к0 ток покоя эмиттера /э0 также растет, увеличивается падение напряжения на R3 , что сильно уменьшает напряжение смещения между
базой и эмиттером, тем самым запирая транзистор В результате ток покоя коллектора 1 ко возрастает во много раз меньше, чем без применения стабилизации. Стабильность положения точки покоя при эмиттерной стабилизации тем выше, чем больше R3 и чем меньше сопротивления R\ и /?2. Однако очень большим R3 брать
нельзя, так как при этом напряжение между коллектором и эмиттером UK3 окажется слишком малым; сопротивление делителя + также нельзя брать слишком малым, поскольку с уменьшением Rt + R2 увеличивается мощность, потребляемая делите-
лем от источника питания, и сильно шунтируется входная цепь транзистора. Для предотвращения снижения коэффициента усиле ния напряжения каскада от влияния сопротивления /?э, действующего так же, как сопротивление катодного смещения в ламповом каскаде, при включении с общей базой или общим эмиттером это сопротивление шунтируют конденсатором Сэ большей емкости
Еще более высокую стабильность точки покоя дает схема комбинированной стабилизации (рис. 1.27), в которой отрицательная обратная связь по постоянному току создается как сопротивлением R3, так и сопротивлением R^ Комбинированная стабилизация имеет место, например, при включении в каскад с эмиттерной стабилизацией сопротивления развязывающего или сглаживающего фильтра /?ф.
Расчет всех вышеперечисленных схем стабилизации произво дят следующим образом. После выбора схемы стабилизации, ис ходя из минимально необходимою для каскада тока покоя коллектора /комнн (или /Лм„„ ), по приведенным ниже формулам находят значение верхнего сопротивления делителя 7?i, обеспечиваю щее при транзисторе с наименьшим значением а и низшей рабо
30
чей температуре это значение тока покоя. Для этого в формулу, определяющую Ri, подставляют взятое из справочника значение аЫН|| (или Рмин) и наибольшее напряжение смещения t/бэомакс, соответствующее низшей рабочей температуре и найденное по ф-ле (1.17).
Рис 1 27 Комбинированная стабилизация при включении
а) с общим эмиттером, б) с общей базой, в) с общим коллектором
Значение сопротивления в цепи коллектора RK (или сопротивление первичной обмотки трансформатора постоянному току rj должно быть известно из расчета каскада. Величину R3 при расчете как эмиттерпой, так и комбинированной стабилизации находят по допустимому па этом сопротивлении падению напряжения
р (0,05-к0,3)£к (0,05—0,3)Ек .. ...
1 эО МИН 1 ко МНИ
Коэффициент в скобках берут равным от 0,05 до 0,15 в каскадах мощного усиления и от 0,1 до 0,3 — в каскадах предварительного усиления.
Величину сопротивления /?2 берут в 5—15 раз больше входного сопротивления переменному току транзистора рассчитываемого каскада: R2 — (5-7-15) Rm тр . Величину сопротивления 7?ф, знание которою необходимо для расчета комбинированной стабилизации, выбирают, исходя из допустимого падения напряжения питания
Определив по вышеприведенным рекомендациям R], R2, R3 и /?ф, находят наибольшее значение тока покоя коллектора До макс, имеющее место при транзисторе с наибольшим р и высшей рабо
31
чей температуре, для чего в формулы, определяющие /комакс , подставляют взятое из справочника значение а макс (или 0 маКс), наименьшее напряжение смещения Лбэомин, соответствующее высшей рабочей температуре, и наибольший начальный ток коллектора Лн макс , также соответствующий высшей рабочей температуре
Значения Е'бэо мин и Iкн макс рассчитывают по ф-лам (1.16) и (1.17). Найдя Ломакс л по приведенным ниже формулам рассчитывают минимальное напряжение покоя между коллектором и эмиттером U кэо мин, имеющее место при Ломакс. Если полученные значения I комакс и t/кэо мин допустимы для рассчитываемого каскада (т. е. при этих значениях транзистор каскада не выйдет из строя и сможет отдавать требуемую мощность или напряжение сигнала), то стабилизация выбрана и рассчитана правильно.
Для коллекторной стабилизации (рис. 1 23а, б, г) расчетные формулы имеют следующий вид:
_ амнн (Лк ЛбэОмакс) Лк До мин
7ко МИН (1 я мин)
_ рмнн (Лк — б'бчО макс)-(Ш мин) Дсо мин R к А<0 мин
__амакс (£*к ^бэО мин) ‘R i )/кн макс
13КС~ /?к+ (1 — (Хмакс)
Рмакс (Лк—Лбэо мин) 4 (1 4- Рмакс ) /кн макс (Як+Я,)
(1.19)
= Л,
Rl 4' (1 4~ Рмакс ) Rk
г, _ Р /кОмакс /кн макс д
V кэО МИН --- Лк
®макс
(/кО макс' /кн макс, Нмакс
'макс ) $
Лк — наименьшее напряжение источника пита-
Здесь и ниже
ния, Як — сопротивление постоянному току в цепи коллектора; его величина определяется в § 4.2.
Дтя эмиттерной стабилизации (рис. 1 25а, б) расчетные формулы таковы:
Я‘2 (амин(Лк ЛбэОмакс) ЯэЛомин] ___________________.
1 ( Яэ 4~ Я г) Ло мин а мин (До мин Я г Л бэО макс)
Я 2
-~(ЛК -- СЛомакД ЯэЛо МИН
Я2 ЕбэО макс
( Лэ + Я,)Ло
4“рмин
Г ______ °Смакс[ЛкЯ2— ЛбэО мнн(Я1 ЕЯг)Н~Ли макс[Яэ(Я[ + Яг) + Я1Яг]_
кОмакс“ Яэ(Я1 + Я2)+Я1Яг(1-амакс) -
32
”—Л----[£к/?2— ибэО мин (R1 + Яг)1 + Лш макс [Ra (R1 + R2) + R1R2]
“К Рмакс
Яэ(/?1+/?2)+ 2
1 Т Рмакс
! е* Т D АсО макс Лен макс п
кэО мин — l^k /ко макс /fx — Аэ —
^макс
• т р О “Г ?макс) (ЛсОмакс Лен макс) р
к ' /кО макс Лк ----------------Е-----------------Кэ
рмакс
(1.20)
Для расчета комбинированной стабилизации (рис. 1.27) используют формулы:
rj___Дз^мии (Дк ДбэО макс) ( R. э';_ ^?ф)До мин]
(Дэ+ /?2) /комик -
__ R ф (амии £^бэО макс ~г~ /ко мин)
&мнн (Лео мин R 2 t/бэО макс)
г _______ ®макс (Дк /?2~ДДбэО МИН )4~Д/кн макс I
/кОмакс — -----------7--------п—п------------
Л—акикс R t/?2
ri _ с* т п ЛсО маке Ан макс
t/кэО мин — £к — /к0макс/\к — --------------------- /К
амакс
у / р. р , _1_ э Ф \ Ф ,,
/\ 1^3 Т л ф + — I ДбэО мин
\ А 2 f К-2
где
А — Я, (Д i + Дг + Дф) + /?г(Д1 + Дф); В = /?1 + /?2 + ^ф-
(1.21)
Приведенные выше формулы для расчета коллекторной, эмит-терной и комбинированной стабилизаций справедливы для включения транзистора с общим эмиттером и общей базой; при включении с общим коллектором для схемы 1.23в в расчетных формулах /?к заменяют R3, а для схем 1.25в и 1.27в в расчетных формулах принимают R к=0.
При расчете эмиттерной и комбинированной стабилизаций в каскадах, работающих при малом изменении температуры и малом разбросе значений р транзисторов, проверку значений До маке и Дкэомин можно не производить, так как они в этих случаях обычно имеют допустимую величину.
Эмиттерная, коллекторная и комбинированная стабилизации пригодны только при работе каскада в режиме А и не применяются в режиме В, так как среднее значение тока покоя в режиме В зависит от амплитуды сигнала.
В каскадах, работающих в режиме В, необходимое смещение во входную цепь транзистора приходится подавать от низкоомного делителя напряжения (фиксированным напряжением,
3 Зак 2039
33
рис 1 196). При этом способе подачи смещения замена транзисторов в каскаде, работающем в режиме В, обычно не вызывает недопустимого изменения тока покоя транзисторов, а поэтому какой-либо регулировки при замене транзисторов не требует Однако, если температура транзисторов в каскаде в рабочих условиях изменяется больше чем на 20—30°С, изменения тока покоя транзисторов при смещении фиксированным напряжением могут выйти за допустимые пределы. Поэтому в транзисторных каскадах, работающих в режиме В при большом изменении темпера туры используют температурно-компенсированное смещение от делителя, для чего одно из сопротивлений делителя берут температурнозависимым Например, можно взять в качестве Я2 (или включить параллельно ему) полупроводниковый диод, сопротивление которого будет падать при повышении температуры и расти при ее понижении, автоматически изменяя напряжение смещения в нужную сторону для поддержания^постоянства тока покоя (как эго сделано в схеме рис. 6.7).
Приведем примеры расчета основных схем стабилизации.
Пример 1.11. Рассчитаем стабилизацию для реостатного каскада предвари тельного усиления с германиевым транзистором П14А, включенным с общим эмиттером и имеющим по справочнику следующие данные рм1,„ =20, ₽Uikc =40
Максимальное значение обратного
тока коллекторного перехода /— = 10лка при t/k6 =5 в, t/кэ доп = 30в Допустимая мощность рассеяния при 20°С равна 150 мет
Данные каскада напряжение источника коллекторного питания Ек =12 в, сопротивление нагрузки /?к =5,6 ком, минимально необходимое для работы каскада значение гока /к<> мин =1 ма (определение не обходимого значения /коми» см на стр 113), наименьшая и наибольшая
Рис 1 28 К расчету коллекторной стабилизации примера 1 11
температура окружающей среды в условиях эксплуатации аппаратуры, для которой предназначается каскад, равна 4-10 и + 40°С, в коллекторной цепи каскада сопротивление фильтра отсутствует
Так как диапазон изменения температуры окружающей среды небольшой и разброс значений р у транзистора П14А невелик, выбираем простейшую схему коллекторной стабилизации рабочей точки (рис 1 28)
Определим по входным статическим характеристикам П14Л для включения с общим эмиттером напряжение база — эмиттер 1)бэО , которое обеспечит пеобходи-/кп 1 ма мыи ток покоя /ко = 1 ма Для этого вначале определим /бо=^— = 20+40
2
=0,033 ма Входную характеристику берем д1я I)кэ =5 в, так как для бо н>ших значений t/кэ характеристики будут расположены рядом, практически сливаясь с характеристикой при U кэ =5 в Для /бо=О,ОЗЗла и £Л<э=5а(рис 129) находим С76эо =0,15 в
При токе коллектора 1 ма и напря/кении эмиттер коллектор порядка 5 в выделяемая в транзисторе мощность будет очень мала Р~\ • 10-J • 5 =
34
= 5 мет + 150 л(вг, следовательно, и повышение температуры переходов будет ничтожно При этом можно будет считать температуру переходов приблизи-течыю равной Т окружающей среды, т. е 7'Пмин= + Ю°С и Т п макс= +40°С.
По найденному значению Uбэо определяем максимальное и минимальное напряжение смещения [по ф-лам (1 17)]
макс—^6э0 + 0,0022(20 -ТП нин) =0,15 + 0,0022(20 - 10) =0,172 в, ^бэо мин — ^бэо — 0,0022 (7'п макс -20)= 0,15- 0,0022 (40 - 20) = 0,106 в.
Рассчитываем сопротивление R\ по ф-ле (1 19)
г) _ Рмии(^к ^/бэо макс) -(1 + Рмин) ЛсО мин Як
---------------------- -
2 КО мин
= W2-0.172)-(1+20)1 • Ю-з . 5600 1184о() ом
1 • 10~d
Округляем полученное значение Ri до ближайшего меньшего стандартного значения (так как при округлении в большую сторону /ко мин получится меньше заданного) Выбираем 7?( = 110 ком Рассчитаем максимальное значение тока покоя /кОмакс при коллекторной стабилизации с 7?[=110 ком по ф-ле (1 19)
т _______ Рмакс (^к " ^бэо мин) + ( 1 — Рмакс) ^кн макс _
К°НаКС“ /?1 4 (1 +Рмакс)/?к
40(12—0,106) + (1+40) - 40 • 10-6 -(5600+110 000) _
110000+(1+40)5600 ~
= 1,95 • 10~3а = 1,95 ма .
ГПмакс-Гс 40-20
Здесь /к„макс~ /кис2 10 = 10 • 10~6 • 2 10 =40 • 10~6а.
3*
35
Определим минимальное напряжение между коллектором и эмиттером t/кэо мин при коллекторной стабилизации по ф-ле (1.19).
и (Шмакс) (ЛсО макс Лен макс) ^?к
'-'кэО МИЧ - Q
гмакс
1П (1+40) (1,95 • 10-3—40 . 10~6)5600 t -12 — 1 в.
При таких 47кэо мин и / комакс усиление будет происходить нормально; рабочая точка будет на прямолинейном участке характеристик и нужная амплитуда тока будет отдаваться без искажений
Пример 1.12. Рассчитаем стабилизацию для трансформаторного каскада предварительного усиления с германиевым транзистором П25, включенным с общим эмиттером и имеющим по справочнику следующие данные рШ1н =10, Рмакс =25, максимальное значение обратного тока коллекторного перехода /кн =50 мка, предельно допустимое напряжение коллектор — эмиттер 6'кэ доп =60 в Наибольшая общая мощность, рассеиваемая прибором, 200 мет. Данные каскада напряжение источника коллекторного питания Ек =18 в, сопротивление постоянному току в цепи коллектора 500 ом (сопротивление первичной обмотки трансформатора), минимально необходимое для работы каскада значение тока I к0 Л1ин =
=3 ма, минимально необходимое напряжение коллектор—эмиттер /7кэ0 мин =10 в (определение необходимых значений /ко мим и //кэо минем на стр. 120) Наименьшая температура транзистора в условиях эксплуатации аппаратуры, для которой предназначается каскад, равна — 30°С, наибольшая----|-50оС, в кол-
лекторной цепи каскада сопротивление фильтра отсутствует
Рис 130 К расчету эмиттерной стабилизации примера 1 12
Рис 1 31 Входные характеристики транзистора П25 при включении с общим эмиттером
Так как диапазон изменения температуры велик, а сопротивление фильтра отсутствует, используем эмиттерную стабилизацию рабочей точки (рнс. 1 30)
Определим по входным статическим характеристикам П25 напряжение база— эмиттер UbaO, которое обеспечит необходимый ток покоя /ко =3 ма Для этого вначале определим:
Ло —
Ло ?ср
3
10 + 25
2
х 0,172 ма
36
По входной типовом характеристике для t/кэ =20 в и для Л>о =0 172 ма определяем, что 7/бэО =0,134 в (см рис 131) По найденному значению I)бэО определяем максимальное и минимальное напряжения смещения по ф-лам (1 17) и6за макс = ^бэо + о,0022(20— Тп нин) = 0,134 + 0,0022 (20 + 30) = 0,244 в, и6э0 мии=£Лэо-0,0022 (ТЬмакс — 20) =0,134-0,0022(50-20) =0,068 в.
Выбираем сопротивление делителя R2
/?2= (54-15)/? вхоэ =10 • 244 = 2440 ом.
— значение входного сопротивления транзистора переменному харак-
Здесь R вх оэ . ...
току рассчитываемого каскада, определяемое в рабочей точке по входной теристике рнс. 1 31.
р _______ А <Лб
°э ~ Д /б
---О’* 1______= 244 ом 0,45 - 10 3___244
Округляем R2 до ближайшего стандартного значения, взяв R2=2700 ом
Определим сопротивление Rs, исходя из допустимого на нем падения напряжения питания
п (0,1н-0,3) Ек _ (0,1+0,3)£каннн _= _ хэо мин *к0 мнн
_ (0,1--0,3)Екрми„ 0,2 18 • 10
(1+?мин) /комин (1 + 10)3.10-3
Округлив полученное значение до стандартною, получим Ra =1100 ом.
Рассчитаем Rt по ф-ле (1.20):
/?2 1 _1_ R (Е* ^0 макс) /?э Ло мин
А г гмин
(/?э + /?2)/комИн- .-
\ 1-1-р мин
мин макс
y^lQ-( 18-0,244) -1100 3 • 10-3
2700
ко макс
----------------------------------------------—----— = 8160 ом.
(1100 + 2700)3 • • 10-3 • 2700-0,244)
Округляем R\ до ближайшего стандартного сопротивления в меньшую сторону, взяв 7?(=7500 ом (см. приложение 6).
Найдем максимальное значение тока покоя I к0 макс при введенной эмиттер-ной стабилизации по ф-ле (1 20).
^бэомИН(/?1 + /?2)1 КкнмакЛ/ад+А’оЭ+ЗДз]
1 ~г гмакс_______________________________________________
/?Э (/?! +/?2)+ -f ^ f2
1 “Г Рмакс
-.-^--[18 • 2700-0,068(7500 + 2700)]+
= 1100(7500 + 2700) +
+ 0,4 • 10-3 [1100(7500 + 2700)+7500 • 2700]
7500 • 2700 ~4,8 ма
1 1+25
37
Т 50-20
. S .. --—
Здесь 7к„макс ~ 7К11С2 =50 • 10 е • 2 =
= 400 • 10' с« = 0,4 лю.
Опредечнм минимальное напряжение между коллектором н эмиттером при /ко макс =4,8 ма по ф ле (1 20)
7 7. _ F I г> (1 ~i Рмакс) (Ав макс ~ ~ 7КН накс)
*^1*э0 мни—' ьО макс *xis "Х----------------- —
г макс
- !8-4.8 • 10 - . 500 - <'+2°М4.8 Ю^-ОЛ 10~д)1100 „
25
Расчет стабилизации произведен верно, так как ОкзОмчч получилось несколько больше заданною в устовии задачи
1.8. Собственные шумы усилителя
Собственные шумы усилителей зависят от многих причин и изменяются в широких пределах. Как в транзисторных, так и в ламповых схемах шумы не играют роли в каскадах с высоким уровнем сигнала или при достаточно узкой полосе частот.
Собственные шумы транзисторного усилителя имеют нескоть-ко основных составляющих: наводки и фон, тепловые (или термические) шумы, шумы транзисторов. Некоторые из перечисленных выше составляющих нетрудно сделать ничтожно малыми. Так, например, наводки устраняют экранированием усилителя, применением развязывающих фильтров в цепях питания; для устранения фона улучшают сглаживание напряжения источников питания. Тепловые шумы и шумы транзисторов нельзя сделать ничтожно малыми; их приходится рассчитывать по приведенным ниже формулам.
Любая цепь усилителя является генератором тепловых шумов, однако практическое значение обычно имеет лишь шум входной цепи, так как он усиливается наибольшим количеством каскадов. Поэтому практически обычно рассчитывают напряжение тепловых шумов только для входной цепи усилителя.
t/TI„ ~ 0,13 V forfRm , (1.22)
где Rm — активная составляющая сопротивления входной цепи в полосе пропускания усилителя, ком,
f»rp—верхняя граничная частота усилителя или верхняя граничная частота входной цепи, на которой коэффициент усиления усилителя или коэффициент передачи входной непи уменьшается в У 2 раз, кгц.
, В ф-лу (1.22) подставляют меньшую из упомянутых граним ных частот.
Собственные шумы транзисторов имеют сходную природу с шумами электронных ламп и сильно зависят от типа, технологии 38
изготовления и его режима работы. Результирующий шум транзистора определяется тепловым шумом объемного сопротивления базы, флуктуациями, сопровождающими прохождение носителей через входной и выходной потенциальные барьеры, шумами контактного происхождения.
Уровень шумов транзистора обычно оценивают коэффициентом шума Рш, выражаемым в децибелах и показывающим, на сколько децибел, включенный в цепь усиливаемого сигнала транзистор повышает уровень шумов по сравнению с тепловыми шумами цепи.
Коэффициент шумов транзисторного каскада почти не зависит от схемы каскада и нагрузки, но зависит от внутреннего сопротивления источника сигнала /?ист и имеет минимум при сопротивлении источника сигнала порядка 3004-1000 ом.
Для усилителей низкой частоты в целях снижения шумов транзисторов полезно применять режимы работы, характеризующиеся малым уровнем тока эмиттера и низким напряжением на коллекторе. Для маломощного транзистора наименьший уровень шумов имеет место при токе коллектора порядка 0,14-0,5 ма, напряжении между коллектором и базой — порядка 0,54-2 в.
Если есть опасения, что собственные шумы усилителя могут помешать усилению слабых сигналов, то необходимо брать во входные каскады специальные малошумящие транзисторы (П6Д, П9А, П13Б и др.) и ставить их в рекомендованные выше режимы. Только в этом случае коэффициент шума транзисторного каскада будет иметь порядок, сравнимый с коэффициентом шума лампового усилительного каскада.
При расчетах усилителей низкой частоты высокой чувствительности необходимо знать величины минимального напряжения сигнала Пснин на входе усилителя и допустимое отношение (сигнал/шум) Д; обычно при расчетах величина Д задана.
Приближенное значение коэффициента шума транзистора можно найти из выражения
F„, - 1 + -А- (г6 ь 0,5г„) + ь Гб + Гэд) .
/\ ист * эО 'эд Ро К ист
(1-23)
Здесь /?„ст—активное сопротивление источника сигнала;
ро—коэффициент усиления постоянного тока транзистора в режиме короткого замыкания для включения с общим эмиттером;
/эо—постоянная составляющая эмиттерного тока в рабочей точке;
кн—начальный, неуправляемый ток коллектора;
гб> — сопротивление базы и динамическое сопротивление эмиттерного перехода.
39
При расчете шума транзистора необходимо учитывать имеющую место зависимость |3о и rw от.режима работы транзистора. Изменение 0О с током коллектора (эмиттера) обычно указывается в справочниках по транзисторам. Зависимость гэд от тока эмитте-
« 26
ра приближенно определяется из выражения гэд~—.
1 э
Суммарное напряжение шумов Uw, приведенное к входу усилителя и обусловленное тепловыми шумами и шумами транзистора, может быть найдено по формуле:
и - рЖ.. i-iA,ITp , (1.24)
где Uтш — действующее (среднеквадратичное) значение напряжения тепловых шумов усилителя в полосе пропускания;
иш тр — напряжение шумов первого транзистора, приведенное к входной цепи.
Выбор блок-схемы и принципиальной схемы усилителя
2.1. Требования, предъявляемые к усилителю
Для того чтобы спроектировать усилитель, необходимо знать: выходную мощность усилителя Рпых , выходное напряжение Uвых или сопротивление нагрузки RH, допустимый коэффициент гармоник кг , рабочий диапазон частот (/„ и /в), частотные искажения на низшей и высшей рабочих частотах М„дс и Л4В(М: входные данные: напряжение входного сигнала (7ИСТ, внутреннее сопротивление источника сигнала /?„ст.
Кроме указанных основных данных, должно быть известно назначение усилителя, условия его эксплуатации (например, диапазон изменения температуры окружающей среды и т. д.), тип источника питания (выпрямитель, аккумулятор, гальванические элементы и др.) и требования к конструкции усилителя (стационарный, малогабаритный переносный и т. д.).
Если известно назначение усилителя, но не задан диапазон рабочих частот и данные источника сигнала, то эти данные можно взять в соответствии с табл. 2.1 и 2.2.
ТАБЛИЦА 21
Источник сигнала Амплитуда ЭДС р, в Внутреннее сопро-явление /?ИСт» 04
Угольный микрофон телефонною аппарата 0,054-0,2 504-300
Электродинамический микрофон радиовещательного типа (0,5 — 5) 10-3 4004-1000
Звукосниматель электромагнитного типа для проигрывания граммофонных пластинок 0,14-0,5 2004-1000
Звукосниматель пьезоэлектрическою типа 0,54-2 /30-М00) • 103
Диодный детектор а) лампового радиоприемника, б) транзисторного радиоприемника 14-5 0,24-2 (204-500) • 10’ (24-20) • 103
41
ТАБЛИЦА 22
Назначение усилителя 4. гц /в,
Высококачественное воспроизведение речи и музыки 304-50 10—15
Радиовещание и звукозапись среднего качества 80-г 100 5 — 7
Звуковое кино 504-100 54-10
Коммерческая телефония 2504-300 2.5—3
2.2. Последовательность расчета усилителя
Проектирование усилителя начинают с составления блок-схемы и выбора ее элементов, исходя из предъявленных к усилителю требований. Типовая блок-схема усилителя с входным и выходным устройствами, предварительным и мощным усилителями изображена на рис. 2.1.
При выборе блок-схемы решают, нужны ли в проектируемом усилителе входное и выходное устройства, мощный усилитель,
Рис 2 1 Блок-схема усилителя
предварительный усилитель. Составив блок-схему усилителя, выбирают принципиальные схемы входного и выходного устройств (реостатно-емкостные, трансформаторные), каскада мощного усиления (однотактный, двухтактный, трансформаторный, бестранс-форматорный), каскадов предварительного усиления (с прямой связью, реостатный, трансформаторный, инверсный и т. д.).
После этого выбирают транзисторы для всех усилительных каскадов и находят число каскадов, исходя из заданной выходной мощности или выходного напряжения и напряжения источника сигнала, приближенно определив требуемый от каскадов коэффициент усиления. После чего составляют ориентировочную принципиальную схему усилителя и распределяют заданные частотные искажения по цепям и каскадам, вносящим эти искажения. Распределение Л1„ и Л1в производят отдельно на низшей и высшей рабочих частотах, затем переходят к выбору режимов работы транзисторов и электрическому расчету деталей схемы. Расчет усили-
42
теля производят, начиная с оконечного каскада, затем рассчитывают предоконечный каскад и т. д.
2.3. Выбор схемы оконечного каскада, транзистора для него, режима работы и способа включения
В транзисторных усилителях звуковой частоты оконечный каскад обычно является каскадом мощною усиления с трансформаторным выходом. Каскад мощного усиления должен отдавать в нагрузку заданную мощность сигнала при наименьшем потреблении мощности от источников питания и допустимом уровне нелинейных и частотных искажений. При проектировании оконечного каскада прежде всего решают, будет ли каскад однотактиым или двухтактным. При этом учитывают, что двухтактный каскад отдает вдвое большую мощность, чем однотактный, имеет меньший коэффициент I армоник, выходной трансформатор без постоянного подмагничивания и допускает в три—пять раз большую пульсацию источника питания, ио требует двух транзисторов, выходной трансформатор с удвоенным числом витков первичной обмотки п средней точкой, а также инверсную схему предыдущего каскада Кроме того, двухтактная схема позволяет использовать экономичный режим В, что сильно уменьшает необходимую мощность источника питания усилителя
При включении с общим эмиттером и общим коллектором транзисторы в плечах двухтактной схемы необходимо подбирать с одинаковыми или почти одинаковыми значениями р (разница в значениях р не более 20%), а также по возможности с одинаково!! граничной частотой.
Однотактиый каскад имеет один транзит тов и может быть ис-по [ьзован только в режиме А, что увеличивает мощность источника питания. Он не требует инверсной схемы в предыдущем каскаде, допускает меньшую пульсацию источника питания, имеет более высокий коэффициент гармоник. Размеры выходного трап-форматора у такою каскада больше из-за наличия постоянного подмагничивания.
Выбрав на основании сказанною схему каскада мощного усп-юпия и режим его работы, находят мощность стлала Р , которую должен отдать транзистор в одпотактиой схеме:
Р~ - , (2.1)
в двухтакшой схеме:
Р~ Рлы' - , (2 2)
/7 v 7
i.ie цт — кпд выходною трансформатора, значение которого берут из табл. 2.3.
43
ТАБЛИЦА 23
Выходная мощность межкаскадного или выходного трансформатора
в стационарных установках с большой продолжительностью работы в портативных установках с малой продолжительностью работы
До 1 вт От 1 до 10 вт От 10 до 100 вт 0,7-0,8 0.75—0,85 0,84-г 0,93 0,6-г 0,75 0,7-0,8 0,75—0,85
По найденному значению мощности Рподбирают из справочника подходящий тип транзистора. Способ включения выбирают на основании следующих соображений:
1. При включении с общей базой транзистор дает небольшие нелинейные искажения и свойства каскада мало меняются при изменении температуры и замене транзистора, поэтому в двухтактной схеме транзисторы подбирать по 0 не обязательно.
2. При включении с общим эмиттером в 0 раз снижается необходимая входная мощность сигнала по сравнению с включением с общей базой, но возрастает коэффициент гармоник. Замена транзистора при таком включении изменяет усиление и характеристики каскада значительно сильнее, чем при включении с общей базой.
3. Включение с общим коллектором также критично к замене транзисторов и требует примерно такой же мощности входного сигнала, как и включение с общей базой. Включение с общим коллектором дает очень малый коэффициент гармоник при малом сопротивлении источника сигнала.
Коэффициент гармоник транзисторного каскада мощного усиления зависит как от способа включения транзистора, так и от отношения сопротивления источника сигнала (выходного сопротивления предыдущего каскада) /?ист к входному сопротивлению транзистора /?вх • Ориентировочный вид зависимости кг от способа ft
включения п отношения ригг дан па рис 2.2. Из рисунка видно, Л вх
что наибольший коэффициент гармоник дает включение с общим эмиттером (о. э.), а наименьший — включение с общим коллектором (о. к.).
После выбора способа включения определяют напряжение источника питания (если оно не задано).
Напряжение питания транзисторных каскадов мощного усиления желательно брать возможно более высоким. При этом облегчается конструирование выпрямителя, повышается его кпд, уменьшается потребляемая входной цепью транзистора мощность сигнала и снижается коэффициент гармоник каскада. В трансформаторных каскадах при правильно сконструированном выходном
44
трансформаторе напряжение питания, подводимое к выходным электродам транзистора Uo, следует брать равным
^0= (0,34-0,4) 1/ДОп , (2.3)
где Uton— максимальное допустимое мгновенное значение напряжения между выходными электродами транзистора для примененного способа включения. Значение (7 доп указывается в справочных данных транзистора для разных способов включения.
Пример 2.1. Определим напряжение питания, подводимое к выходным электродам, для трансформаторного каскада мощного усиления на транзисторе П203
В справочных данных для транзистора П203 дано: наибольшее напряжение коллектор—база 17кбдоп при разомкнутом эмиттере и Тп = +20°±5°С равно 70в наибольшее напряжение коллектор—эмиттер (Лэ доп при /?б <50 ом и Тп = = +20°±5°С равно 55 в. Следовательно, для включения с общей базой можно брать
^кбо= (0,34-0,4) (7кбдоп = (0,34-0,4) • 70=214-28 в, а для включения с общим эмиттером
74,0 = (0,34-0,4) и кэ доп = (0,34-0,4) • 55 = 16,5—22 в.
Более высокое напряжение питания брать не следует, так как при этом транзистор может выйти из строя. Иногда питание каскада мощного усиления „ %, производят от имеющегося источ- 8’ ника и напряжение питания оказывается заданным; в этом случае оно не должно превышать величины Uo, найденной, как указано выше. Если оно превышает Uo, то выбранный транзистор непригоден и его надо заменить транзистором с более высоким значением U доп .
Так как в оконечных каскадах приходится использовать боль шой участок динамической характеристики, для них особое значение имеет осуществление стабилизации режима Схему стабилизации выбирают в соответствии с диапазоном рабочих температур и данными транзистора.
Выбрав схему оконечного каскада, способ включения транзисторов, напряжение, подводимое к выходным электродам Uo, находят
ЛЯЮ1ЦСН ВЫХОДНОГО тока /ВЫХ т способом, указанным на стр. 65— 66 или 91. При расчете транзисторных каскадов определяют необходимый входной ток, а не необходимое входное напряжение
Рис 2 2 Характер зависимости коэффициента гармоник кг однотактного транзисторного каскада мощного усиления в режиме А от отношения сопротивления источника сигнала Лист к входному сопротивлению транзистора Лв\ амплитуду переменной состав-
45
сигнала. Амплитуду тока входной цепи оконечного каскада находят из выражений:
г _ Ада . 1кт r _ /о л\
‘^т ~ „ > J6m— о , ‘бт — ", । й ,
“мин гмин * ~Г гмин
первое из которых относится к включению с общей базой, второе— с общим эмиттером, третье — с общим коллектором.
Найдя амплитуду тока сигнала входной цепи, можно перейти к выбору схемы и транзистора предыдущего каскада.
2.4. Выбор принципиальных схем каскадов предварительного усиления, транзисторов для них и способа их включения
Принципиальную схему предоконечного каскада, являющегося последним каскадом предварительного усилителя (реостатную, трансформаторную), выбирают в зависимости от схемы и данных оконечного каскада. В случае трансформаторного двухтактного оконечного каскада с транзисторами одинакового типа проводимости предоконечный каскад делают инверсным.
Если требуемую амплитуду тока сигнала входной цепи оконечного каскада можно снять непосредственно с коллекторной цепи транзистора предоконечного каскада, то предоконечный каскад можно сделать реостатным. Если же требуемая амплитуда тока сигнала входной цепи оконечного каскада велика и непосредственное получение ее из коллекторной цепи предоконечного каскада заставляет делать последний очень мощным, предоконечный каскад целесообразно сделать трансформаторным. В этом случае предоконечный каскад рассчитывается как каскад мощного усиления на необходимую мощность сигнала входной цепи оконечного каскада.
При реостатной схеме предоконечного каскада транзистор для него выбирают по требуемой амплитуде тока сигнала и верхней граничной частоте frp. Если выбранное напряжение питания для применяемого транзистора слишком велико, его снижают включением в выходную цепь гасящего сопротивления (сопротивления фильтра) или делителя напряжения. Для трансформаторного предоконечного каскада транзистор выбирают по требуемой мощности сигнала входной цепи оконечного каскада и верхней граничной частоте frp.
После выбора принципиальной схемы предоконечного каскада и транзистора для него выбирают принципиальные схемы и транзисторы для предыдущих каскадов предварительного усиления. Выбор схемы и транзисторов для этих каскадов производят так же, как и для предоконечного каскада. В большинстве случаев каскады предварительного усиления удается сделать реостатньг 46 *
ми. В предоконечном каскаде и других каскадах предварительного усиления транзисторы обычно включают с общим эмиттером, так как это позволяет получить от каскада наибольшее усиление.
В первом каскаде усилителя при высоком сопротивлении источника сигнала (порядка 10 ком и выше) транзистор целесообразно включать с общим коллектором.
Для определения необходимого количества каскадов усилителя находят требуемый коэффициент усиления мощности, поделив мощность, отдаваемую оконечным каскадом Р~, на максимальную мощность, отдаваемую источником сигнала Рнстмакс , рав-
НУ10 Тп—•
Аист
Ам ус = р-------
•* net макс
4 р р
1 1 ||СТ
[J2 ° ИСТ
(2.5)
Так как коэффициент усиления АМус равен произведению всех каскадов
Ам ус = Amj * Амз . Ам <>к > (2.5)
то, найдя коэффициент усиления мощности оконечного каскада )/мок, коэффициенты усиления мощности предыдущих каскадов (каскадов предварительного усиления), можно найти число каскадов, необходимое для получения требуемого коэффициента усиления мощности всего усилителя АМус . Приближенное значение коэффициента усиления мощности оконечного каскада для разных способов включения транзисторов можно определить по выражениям, приведенным ниже.
Для включения с общей базой
Амок ~ 0,9 ---к 60 -7]т ; (2.7)
Ukx щ ок
для включения с общим эмиттером
Амок - 0,9 -Uk3°- рМ(п, 71т ; (2.8)
С/вх щ ок для включения с общим коллектором
Ам ок == 0,9 ₽Ш|И 7(г , (2.9)
где U к6о и U кэо— выбранные напряжения питания цепи коллектор—база и коллектор—эмиттер, в вольтах;
Рмик— минимальный коэффициент усиления тока примененного транзистора для включения с бщим эмиттером;
U вх ш ок— амплитуда напряжения входного сигнала оконечного каскада, определяемая по входной характеристике транзистора, для найденного ранее значения амплитуды входного тока сигнала
47
Приближенные значения коэффициентов усиления мощности каскадов предварительного усиления можно определить по следующим выражениям.
Для реостатного инверсного каскада с разделенной нагрузкой
КмМмш,. (2.Ю)
Для трансформаторного каскада (как обычного, так и инверсного) при включении транзистора с общим эмиттером
*= 5 рмнв UKM , (2.11)
при включении транзистора с общей базой
Км - 5Дкб0 . (2.12)
Для реостатного каскада предварительного усиления при включении транзистора с общим эмиттером
Км«0,3?2мнн, (2.13)
при включении с общим коллектором
Км«0,7рМ1Ш. (2.14)
Формулы (2.10) — (2.14) являются очень приближенными, так как коэффициент усиления каскада предварительного усиления может меняться в очень широких пределах. Но это не имеет большого значения, так как если после расчета усилителя усиление окажется недостаточным, — можно добавить каскад усиления, а при избытке усиления — убавить один каскад.
Определив количество каскадов, составляют ориентировочно принципиальную схему проектируемого усилителя, введя в нее цепи подачи смещения и стабилизации рабочей точки, развязывающие фильтры и регулятор усиления. В ходе проектирования усилителя может потребоваться необходимость введения отрицательной обратной связи или регулятора тембра. Ввиду того что отрицательная обратная связь и регулировка тембра снижают усиление, выбранного количества каскадов может оказаться недостаточно. В этом случае в усилитель потребуется добавить лишний каскад.
2.5. Распределение по цепям и каскадам усилителя заданных частотных и нелинейных искажений
Составив примерную принципиальную схему усилителя звуковых частот, распределяют допущенные на весь усилитель частотные искажения на низшей рабочей частоте по отдельным цепям, вносящим эти искажения. При этом исходят из искажений, обеспечиваемых при невысокой стоимости, небольших размерах и простой конструкции деталей каскада. В табл. 2.4 даны ориентировочные значения .коэффициентов частотных искажений на низ-48
щей частоте Mll(w для транзисторных каскадов. Сложив взятые из табл. 2.4 значения Л4„ всех каскадов и цепочек усилителя, сравнивают полученный результат со значением Л4Н ус . заданным на усилитель, так как частотные искажения, вносимые отдельными це-
ТЛБЛИЦ-А 2 4
Наименование цепей каскадов М , дб н
Выходной или предварительный трансформатор 1-М, 5
Цепочка эмиттерной стабилизации Сэ/?э 0,3^-1
Цепочка связи С/? па входе, выходе или между каскадами 0,2—0,6
пями усилителя и выраженные в децибелах, арифметически складываются (а выраженные в относительных значениях — перемножаются) :
Л1И ус до 1 d6~l~-Mlt 2 дб^Г-^о дб Г* - ] ztp 15)
Л1нус=м,1 мп2 Л1н3 . . . I
Если полученная сумма превышает заданное на усилитель значение Мнусй! , то величины Л4ндо , взятые на отдельные цепи, уменьшают; если же сумма меньше, то их увеличивают до получения результата равного или немного меньшего заданного.
В транзисторных усилителях звуковой частоты частотные искажения на высшей рабочей частоте не распределяют между цепями, так как в основном эти искажения определяются выбранными для усилителя транзисторами и способом их включения. Поэтому частотные искажения на высшей частоте рассчитывают вначале для отдельных каскадов, а затем для всего усилителя по выражениям:
4fB ус дб МВ1 об об об |
Л1В ус = AfBi Л1В2 М„з ... J
Если суммарные искажения Л4вус окажутся больше заданных, то заменяют транзисторы на другие с большей граничной частотой /Грили уменьшают сопротивления в коллекторных цепях .
Заданные на усилитель допустимые нелинейные искажения обычно не распределяют между каскадами, а все значения коэффициента гармоник кг отводят на оконечный каскад усилителя, так как он работает при наибольшей амплитуде сигнала. Для того чтобы предоконечный и предыдущие каскады не вносили нелинейных искажений, которые нужно учитывать, рабочие точки у них выбирают достаточно высоко.
В тех случаях, когда предоконечный каскад вносит значительные нелинейные искажения, го к г ус определяют следующим образом:
Кт ус №г 2 ус 3 ус ~ц№г4ус t (237)
4 Зак. 2039.
49
|Де Кггус «гзус. кгцс —коэффициенты гармоник усилителя по второй, третьей и т д гармоникам, которые приближенно находят по формулам
2ус Г2 « г2 "Ь г2 • • •
Кг Зус ~ к'гЗ + К"гЗ + К"'гЗ + • • •
Кг 4ус X Г4 Ч~ Г4 ~Г" К Г4 Н~ • • •
(2.18)
Здесь через кг_> , кг3 и кГ1 со штрихами обозначены коэффициенты гармоник по второй, третьей и четвертой гармоникам отдельных каскадов усилителя, вносящих заметные нелинейные искажения Значения кг с одним штрихом относятся к оцному каскаду, с двумя — к другому, с тремя—к третьему и т д
После выбора схем отдельных каскадов, выбора транзисторов для них, составления принципиальной схемы усилителя и распределения искажений переходят к выбору режима работы транзисторов и электрическому расчету деталей схемы, начиная с оконечного (выходного) каскада
2.6. Пример составления блок-схемы
и принципиальной схемы усилителя звуковой частоты
В качестве примера составим блок-схему и принципиальную схему усилителя низкой частоты для радиоприемника.
Предъявленные требования следующие:
/-’вых— 2 вт при кг=С7°/о и R„ =4 ом, /„ = 100 гц, /„=5000 гц; М„ =Л4В s/Здб Диапазон рабочих температур от — 30° до + 50°С Источником сигнала является диодный детектор приемника с U„„ =0,5 в и /?„ст =50 ком, источником питания — аккумулятор с напряжением 12 в, имеющий подзарядку
Так как сопротивление нагрузки мало, то в качестве выходного устройства используем трансформатор. Чтобы постоянная составляющая напряжения от источника сигнала (детектора) не попадала на вход усилителя и не изменяла положения рабочей точки первого транзистора, на вход усилителя поставим простейшее входное устройство — емкость связи с источником сигнала С,
В проектируемом усилителе оконечный каскад является каскадом мощного усиления. Так как требуемая мощность невелика и источником питания является подзаряжаемый аккумулятор, применять экономичный режим В не обязательно Поэтому в оконечном каскаде используем режим А; для снижения коэффициента гармоник, уменьшения размеров выходного трансформатора и упрощения сглаживающих и развязывающих фильтров оконечного каскада применим двухтактную схему.
Определим коэффициент усиления мощности /\м, который должен обеспечить усилитель и мощность Р^, которую должен отдать
50
один транзистор в двухтактной схеме при кпд выходного трансформатора т]т =0,8 (табл. 2.3):
,, Р ~каск АМ р ~ нет макс - = 4 L.2 ‘-Р0?00 =2 000000, J ист 0,8 • 0,о
Р ВЫХ 2 . г” •= 2Чт “ 2-0,8 -‘'25вг
На эту мощность по справочнику подбираем транзистор П201, имеющий минимальный коэффициент усиления по току рМин=20, минимальное значение граничной частоты frp = 100 кгц.
Так как допустимый коэффициент гармоник достаточно велик, для увеличения коэффициента усиления мощности оконечного каскада включаем транзисторы в нем с общим эмиттером. Ввиду большого диапазона рабочих температур в оконечном каскаде используем эмиттерную стабилизацию.
Проверим, допустимо ли заданное значение напряжения питания Ек для транзистора П201 при включении его с общим эмиттером Так как согласно справочнику для Тц= + 50°С и выше допустимое напряжение U кэ ш для транзистора П201 составляет 22 в, то допустимое напряжение питания, подводимое к транзистору, равно
UK3 о «0,35^К,ДО„ «0,35 • 22 = 7,7 в.
Так как в оконечном каскаде имеется эмиттерная стабилизация и выходной трансформатор, то подводимое к транзистору напряжение питания будет равно разности напряжения источника питания Ек и падений напряжения на первичной обмотке трансформатора и стабилизирующем сопротивлении R3 . Ориентировочно можно считать падение напряжения на первичной обмотке трансформатора равным 0,1 Ек и на сопротивлении 7?э порядка 0,05 Ек . Таким образом, UK3o составит-
икэ0 =12-0,1 • 12-0,05 • 12=10,2 в,
что превышает допустимую величину 7,7 в, а следовательно, транзистор П201 в данном случае непригоден. Поэтому для оконечного каскада используем транзистор П202, у которого при Тп= + 55°С и выше допустимое напряжение коллектор—эмиттер С^кэтоп=30 в, а следовательно, допустимое напряжение питания транзистора
Uk3o ~ 0,35 (Л-, юн — 0,35 • 30=10,5 в,
что достаточно. Значения рчи11 и frp у него те же, что и у транзистора П201.
Найдем приближенное значение амплитуды тока входной цепи транзистора оконечного каскада.
г Iкт 0,232 . .
Ет = -р----= —кл— =0,0116а= 11,6 ма,
Рмин
4*
51
где
____ ___ ~ ___________Z.________ = 0 949/7 2т(т 7ц Ек 2 • 0,8 • 0,45 • 12 ’
Выбор г]А — кпд каскада в режиме А — сделан в соответствии с рекомендациями § 3.3.
Приближенное значение коэффициента усиления мощности каскада при включении с общим эмиттером составит
- °>9 7~^мин ъ ~ 0,9 ^?мнн 7]т « 0,9 -20.0,8=625,
С/вх nt ок О бэ т
так как амплитуда напряжения входного сигнала , найденная по входной характеристике транзистора П202, для амплитуды входного тока сигнала /бт=Н,6 ма составляет 0,235 в (рис. 2 3)
Рис 2 3 Входная характеристика транзистора П202 для включения с общим эмиттером
Предоконечный каскад, являющийся последним каскадом предварительного усиления, делаем инверсным, так как оконечный каскад — двухтактный. Так как требуемую амплитуду входного тока сигнала оконечного каскада можно снять непосредственно с коллекторной цепи транзистора П14, инверсный каскад можно сделать реостатным Применим в данно.м случае простую и часто используемую схему инверсного каскада с разделенной нагрузкой Транзистор П14 имеет следующие данные, наибольший ток коллектора в режиме усиления 20 ма, минимальный коэффициент усиления по току рмнн = 20, минимальную граничную частоту /гР=1 Мгц, наибольшее напряжение коллектор—эмиттер (при сопротивлении между эмиттером и базой не более 1 ком) 15 в.
Допустимое напряжение питания для транзистора П14 составит
Пкэ о =» (0,34-0,4) U кэ доп = (0,34-0,4) 15 - 4,54-6 в.
52
Излишнее напряжение источника питания можно погасить на сопротивлении развязывающего фильтра /?ф в цепи коллектора. Коэффициент усиления мощности инверсного каскада с разделенной нагрузкой ориентировочно будет равен
^МИ ~ рмии = 20.
Следовательно, коэффициент усиления мощности оконечного и инверсного каскадов составит:
^мок ’ ^ми =625 • 20=12 500.
Этого усиления недостаточно, а поэтому добавим в усилитель реостатный каскад предварительного усиления. Из соображений однотипности используем в этом каскаде транзистор П14; так как сопротивление источника сигнала велико (^ист = 50 ком), для улучшения согласования входного сопротивления усилителя с сопротивлением источника сигнала транзистор в первом каскаде усилителя включаем с общим коллектором (эмиттерный повторитель). Этот каскад дает усиление мощности:
КМЭп « °’7 • ₽мии =0,7-20=14
Так как общее усиление трех каскадов составляет лишь 12500 • 14=175 000, в усилитель между эмиттерным повторителем и инверсным каскадом придется ввести еще один реостатный каскад предварительного усиления на транзисторе П14, включенном с общим эмиттером Его усиление ориентировочно будет равно
ЛГМП == 0,3 • ₽2ЧИН =0,3 • 202= 120
Тогда общий коэффициент усиления мощности усилителя окажется равным-
/<Мус =175000 • 120 = 21 000000,
что вполне достаточно При расчете усилителя коэффициент усиления каскадов может оказаться меньше найденных ранее ориентировочных значений, поэтому получившийся запас усиления полезен
Ввиду большого диапазона рабочих температур усилителя для стабилизации положения рабочих точек во всех реостатных каскадах также введем эмиттерную стабилизацию.
На рис 2 4 изображена блок-схема проектируемого усилителя; его ориентировочная принципиальная схема с цепями подачи сме-
Рис 24 Блок-схема усилителя, к примеру п 2 6
53
щения и стабилизации рабочей точки, развязывающими фильтрами и регулятором усиления изображена на рис. 2.5. После ее составления распределяем допущенные на весь усилитель частот-
Рис 2 5 Принципиальная схема усилителя, к примере п 2G
ные искажения на низшей рабочей частоте (Af„s^ 3 о’б) по отдельным цепям, вносящим эти искажения (табл. 2.5), ла основании рекомендаций § 2.5.
т у г> л н ц х
Наименование цепей каскадов усилители
/Л 1
Выходной трансформатор Тpt I 2
Конденсатор междукаскаднои связи Сс инверсного каскада 03
Конденсатор междукаскаднои связи Сс во втором каскаде 0.3
Блокировочный конденсатор С, во втором каскаде 0G
Конденсатор междукаскаднои свяш Сс в первом каскаде 0 i
Входное хетропегво (конденсатор связи с hcto'ihhkoxi сигнала
Сс) 0 3
И т о I о 5
Заданный коэффициент гармоник кг<'7% весь отводи я на оконечный каскад.
Расчет каскадов мощного усиления
3.1. Задачи расчета
Для расчета транзисторного каскада мощного усиления необходимо иметь следующие данные: выходную мощность Рвык , со-противление нагрузки R„. допустимый коэффициент гармоник кг , низшую и высшую рабочие частоты f„ и Д , допустимые коэффициенты частотных искажений каскада М„и Мв , низшую и высшую температуры окружающей среды 7\>крмакс и Гокрмип Кроме того, должен быть известен тип источника питания (сеть переменного тока, сухие батареи, аккумуляторы).
В расчет каскада мощного усиления входит: выбор напряжения источника питания, если оно не задано, выбор точки покоя (тока покоя выходной цепи), тока и напряжения смещения входной цепи, сопротивления нагрузки выходной цепи переменному току, проверка по выходной динамической характеристике (нагрузочной прямой), отдаваемой каскадом мощности Р_~, определение амплитуды тока и напряжения входного сигнала (входной мощности) и входного сопротивления каскада, расчет коэффициента гармоник каскада кг, расчет сопротивлений, задающих смещение, и цепи стабилизации, если она необходима. К расчету каскада мощного усиления также относится расчет электрических данных выходного трансформатора (Z-i, п, Г\, г2), его конструктивный расчет (если это необходимо) и расчет радиатора, охлаждающего транзистор каскада мощного усиления.
Конструкция радиаторов, охлаждающих транзисторы каскадов мощного усиления, может быть различной. Примеры наиболее употребительных конструкций радиаторов изображены на рис. 3.1. Радиатор выполняют из металла, с высокой теплопроводностью, обычно из алюминия. Необходимая поверхность охлаждения радиатора S охл может быть рассчитана по следующей приближенной формуле’
°охл
1200ч-1500
Тп макс “ ^окр макс
(3 1)
, СМ2,
Р ТТ
55
где 5охл— вся поверхность радиатора с обеих сторон, включая охлаждающие ребра, если таковые имеются;
Тп маке — максимальная температура коллекторного перехода в условиях эксплуатации;
Т'окр макс— максимально возможная температура окружающей среды;
/?тт— величина теплового сопротивления транзистора (между коллекторным переходом и корпусом транзистора), определяемая конструкцией транзистора и указываемая в справочных данных транзисторов мощного усиления;
Р — мощность, выделяемая в транзисторе.
Рис 3.1 Конструкции радиаторов, охлаждающих транзисторы в каскадах мощного усиления
а) металлический уголок, отводящий тепло на шасси, б) и в) радиатор, частично отводящий тепло на шасси
Если значение 50ХЛ , найденное из ф-лы (3.1), оказывается равным или меньше полной поверхности корпуса транзистора, то радиатор не нужен, так как его роль будет выполнять корпус транзистора.
Радиатор или теплоотвод па шасси делают такой толщины, чтобы разность температур в точке крепления транзистора и на краю радиатора не превышала нескольких градусов Цельсия; при выделяемой в транзисторе мощности в сотни милливатт обычно достаточна толщина порядка 1 —1,5 мм; при мощности в десятки ватт — 3—4 мм.
56
3.2. Трансформаторные каскады мощного усиления
Каскады мощного усиления в большинстве случаев выполняются трансформаторными, так как при этом:
а) для транзистора можно получить нагрузку переменному току, при которой он отдает максимальную мощность сигнала;
б) постоянная составляющая выходного тока не проходит через сопротивление нагрузки усилителя, что уменьшает потери энергии питания и увеличивает кпд каскада.
От потери энергии питания в сопротивлении нагрузки можно избавиться и применением специальных двухтактных бестрансфор-маторных схем (§ 3.6).
Рассмотрим несколько схем трансформаторных каскадов мощного усиления и особенности их применения.
На рис. 3.2 изображена принципиальная схема однотактного каскада мощного усиления звуковых частот с транзистором, вклю-
Рис. 3.2. Принципиальная схема однотактного каскада мощного усиления с транзистором, включенным с общим эмиттером
ченным с общим эмиттером и реостатной схемой междукаскадной связи. Указанная схема проста и экономична с точки зрения общего количества нужных деталей. Однако ее можно использовать при работе каскада мощного усиления только в режиме А, а поэтому схема имеет малый коэффициент полезного действия. Усиление мощности при таком включении транзистора наибольшее, но и коэффициент гармоник наибольший. Для уменьшения изменения коллекторного тока, вызывающего снижение кпд каскада и перегрев транзистора, в схеме использована эмиттерная стабилизация. Внутреннее сопротивление источника сигнала переменному току RKCr , необходимое для построения сквозной динамической характеристики и расчета коэффициента гармоник, здесь равно параллельному соединению выходного сопротивления /?ВЫХоэ транзистора 7'ь сопротивления в цепи коллектора /?к и сопротивлений делителя R\
57
и R2. Обычно /?ВЫхоэ»7?к, R\, R2 и внутреннее сопротивление источника сигнала для схемы рис. 3.2 можно найти по формуле
п _____ R к дел
ЛИСТ ~ О I Г) ^к“Г А дел
Здесь /?дел равно параллельному соединению сопротивлений, образующих делитель Rt и R2.
(3.2)
О R1R2
4'Дел г> । р
л.1 ~г t\2
На рис. 3 3 изображена принципиальная схема однотактного каскада мощного усиления звуковых частот с транзистором, вклю
Рис 3 3. Принципиальная схема одногаканого каскада мощного усиления с транзистором, включенным с общей базой
ченным с общей базой и трансформаторной схемой междукаскад-ной связи. Эта схема дает малые нелинейные искажения вследствие большой линейности характеристик транзистора при включении с общей базой. Она позволяет применить транзистор малой мощности в предыдущем каскаде, обеспечивает очень малые частотные искажения предыдущего каскада на верхних частотах, коэффициент усиления и характеристики каскада мало меняются при замене транзистора. Схема рис 3.3 может применяться, как и схема рис. 3.2, только в режиме А. Так как транзистор Т2 каскада мощного усиления здесь включен с общей базой, входным током его является ток эмиттера 1Э, превосходящий по величине 1 к Для уменьшения тока сигнала, снимаемого с транзистора Т} предыдущего каскада, последний включен через понижающий трансформатор Тр] с очень малым коэффициентом трансформации Предоконечный каскад здесь обычно приходится рассчитывать как каскад мощного усиления с выходной мощностью, требующейся для подачи во входную цепь оконечного каскада. Для уменьшения изменения коллекторного тока в каскаде используется эмиттерная 58
стабилизация. Здесь сопротивлением эмиттерной стабилизации Rs. является активное сопротивление вторичной обмотки г2 трансфор матора Трг, если оно оказывается недостаточным для заданной стабилизации режима, в цепь эмиттера можно включить дополнительное сопротивление /?'э, зашунтировав его емкостью С=>, расчет которой производится обычным образом.
Для схемы рис. 3.3 внутреннее сопротивление источника сигна л a R ист равно
Кист ~ (Явыхоэ +Г1)п2, (3.3)
где Квыхоэ —выходное сопротивление транзистора предыдущего каскада Tj переменному току в рабочей точке;
г. — активное сопротивление первичной обмотки тран сформатора Трр, п— его коэффициент трансформации.
Рис 3 4 Принципиальная схема двухтактного каскада мощного усиления с транзисторами, включенными с общим эмиттером
На рис 3.4 приведена принципиальная схема двухтактного каскада мощного усиления с транзисторами, включенными с общим эмиттером п предыдущим инверсным каскадом с разделенной нагрузкой Здесь по сравнению со схемами рис. 3.2 и 3.3 нелинейные искажения меньше за счет компенсации четных гармонических составляющих в выходном сигнале, а также меньше размеры, вес и стоимость выходного трансформатора вследствие отсутствия в нем постоянного подмагничивания. Ввиду наличия эмиттерной стабилизации н реостатной схемы междукаскадной связи изображенный на рис 3.4 каскад мощного усиления может работать только в режиме А. Выходная мощность вследствие наличия в каскаде двух транзисторов вдвое больше, чем у однотактного. Сопротивление R э в общем эмиттерном проводе двухтактного каскада обеспечивает эмиттерпую стабилизацию режима, а также симметрирует
59
транзисторы двухтактного каскада, если их статические коэффициенты усиления тока различны. Однако наличие общего стабилизирующего сопротивления Яэ для обоих транзисторов при различных их температурных коэффициентах иногда приводит к разбалансировке токов покоя плеч после прогрева или старения схемы. Для уменьшения такой разбалансировки в эмиттер каждого из транзисторов можно включить небольшие сопротивления R'э и R"3 (изображены пунктиром). Раздельные делители смещения на каждый из транзисторов двухтактного каскада позволяют подобрать одинаковые токи покоя плеч при различных статических коэффициентах усиления тока транзисторов.
Симметричное относительно общего провода напряжение сигнала подается на вход двухтактного каскада от инверсного реостатного каскада с разделенной нагрузкой, имеющего хорошую частотную характеристику. Верхний и нижний выходы инверсного каскада представляют собой источники сигнала с различными внутренними сопротивлениями. Для верхнего плеча двухтактной схемы
где
, _ Я к Я дел
”СТ Як + Ядел ’
D -
?дсл~ я> + я2 •
(3.4)
У нижнего плеча двухтактной схемы ЯИСт получается меньше вследствие шунтирующего действия эмиттерного выхода транзистора Т]. Для выравнивания сопротивлений источника сигнала для верхнего и нижнего плеч в схему инверсного каскада иногда включают сопротивление R' (изображено пунктиром).
На рис. 3.5 приведена принципиальная схема двухтактного каскада мощного усиления с транзисторами, включенными с общим
Рис. 3.5. Принципиальная схема двухтактного каскада мощного усиления с транзисторами, включенными с общим эмиттером и трансформаторным инверсным каскадом
60
эмиттером и предыдущим трансформаторным инверсным каскадом. Эта схема даже при большой выходной мощности каскада мощного усиления благодаря трансформаторной схеме междукаскад-ной связи позволяет применить в предыдущем каскаде маломощный транзистор. Предоконечный инверсный каскад здесь рассчитывается как каскад мощного усиления с выходной мощностью, требующейся для подачи во входную цепь двухтактного каскада. Для упрощения схемы оконечный каскад снабжен одним делителем напряжения смещения RiRz- Вследствие того, что в схеме имеется одно сопротивление эмиттерной стабилизации R3 , в общем эмит-терном проводе при различных параметрах транзисторов в плечах двухтактной схемы токи покоя плеч будут различными. Для выравнивания токов покоя плеч здесь можно или подбирать транзисторы в плечах схемы, или, кроме общего сопротивления R3, включить в один из эмиттерных проводов небольшое сопротивление R'3 (или R"3 ), выравнивающее токи покоя при различных параметрах транзисторов в плечах схемы (изображены пунктиром). Введя в схему как сопротивление R'3 , так и сопротивление R"3 , можно, как и в предыдущем случае, уменьшить разбалансировку тока покоя при прогреве и старении схемы. В виде, изображенном на рис. 3.5, вследствие наличия сопротивления эмиттерной стабилизации R3 двухтактный каскад может работать только в режиме А. Однако схема рис. 3.5 пригодна и для работы в режиме В, если исключить (закоротить) стабилизирующие сопротивления R3, /?'эи R"3 . В этом случае транзисторы в плечах двухтактного каскада необходимо брать с возможно близкими значениями р; необходимое начальное смещение на транзисторы в этом случае задается делителем RiRz- Сопротивление источника сигнала переменному току /?ист для одного плеча двухтактной схемы, при работе каскада в режиме В, равно:
Яист ~ (Я вых оэ + п) л2п , (3.5)
где R вых оэ выходное сопротивление трзнзисторз предыдуще-
го каскада переменному току в рабочей точке;
Г1 — активное сопротивление первичной обмотки тран^ сформатора Тр^,
®2П л л Л.
п„ — ---LL — коэффициент трансформации по отношению к по-
ловинке вторичной обмотки (И>1 и ш2п — число витков первичной и половинки вторичной обмоток) .
При работе каскада в режиме А
(/?ВЫХ ОЭ1 4“ '1)Л2П (Явхоэ2 + 2Г2П)
^,,СТ ” (Явыхоэ! +г1)л2п + (Явхоэ2 + 2г2п) ’ ( '
61
где Явыхоэ!—выходное сопротивление транзистора Т\ переменному току в рабочей точке;
7? в оэ2 —входное сопротивление транзистора двухтактного каскада переменному току в рабочей точке;
г2п — активное сопротивление половинки вторичной обмотки междукаскадного трансформатора Тр{.
Рис 3 6 Принципиальная схема двухтактного выходного каскада мощного усиления с транзисторами, включенными с общей базой
При необходимости возможно более полно использовать транзисторы и получать с них наибольшую мощность целесообразно применять схему, изображенную на рис. 3.6. Здесь транзисторы двухтактного каскада включены с общей базой, что позволяет взять напряжение источника питания наибольшей величины и при больших токах коллекторов получить сравнительно малый коэффициент гармоник кг Преимуществом этой схемы по сравнению со схемой рис. 3.5 является то, что при замене транзисторов коэффициент усиления и характеристики каскада почти не изменяются, и транзисторы в плечах двухтактного каскада не требуют тщательного подбора В виде, изображенном на рис. 3.6, двухтактный каскад используется при работе в режиме В. Этот каскад можно использовать и в режиме А, если в провод средней точки вторичной обмотки трансформатора Тр{ включить сопротивление эмиттерной стабилизации ^(изображено на рис. 3 6 пунктиром). Для выравнивания токов покоя плеч или симметрирования плеч в провода эмиттеров можно включить небольшие выравнивающие сопротивления R'3 и (изображены пунктиром). По сравнению со схемой рис. 3.5 схема рис. 3 6 имеет меньший коэффициент усиления мощности и требует каскад предварительного усиления с большей выходной мощностью. Сопротивление источника сигнала /?иСТ для одного плеча двухтактной схемы здесь определяется теми же формулами, что и для схемы рис. 3.5.
62
При необходимости получения очень малого коэффициента гармоник и высокого кпд усилителя целесообразно применение двухтактного каскада, работающего в режиме В с транзистора включенными с общим коллектором. Схема такого каскада с предоконечным инверсным трансформаторным каскадом изображена на рис. 3.7. При желании точно сбалансировать токи покоя пдеч в цепь базы (или эмиттера) транзисторов Т2 и Т3 можно включить небольшое балансирующее сопротивление R'в или R" 6 (изображены пунктиром) Сопротивление источника сигнала /?исг для одного плеча двухтактной схемы здесь определится так же, как для схем рис. 3.5 и 3.6.
Корпус мощных транзисторов обычно электрически соединен с коллектором, поэтому при использовании для охлаждения транзистора металлического шасси усилителя, соединенного с общим проводом схемы, а также при установке на один общий радиатор обоих транзисторов двухтактного каскада их корпус приходится электрически изолировать от теплоотвода, крепя транзисторы через слюдяную прокладку толщиной 0,03-4-0,05 мм. Эта прокладка ухудшает охлаждение транзисторов и уменьшает надежность схе
Рис. 3 7 Принципиальная схема двухтактного оконечного каскада, работающего в режиме В с транзисторами, включенными с общим коллектором
мы ввиду возможности ее разрушения и пробоя. На рис. 3 8 приведена видоизмененная схема двухтактного каскада мощного усиления, допускающая крепление транзисторов на общем радиаторе или шасси без изолирующих прокладок. Здесь коллекторы транзисторов лучше охлаждаются, поэтому с транзисторов можно снять большую мощность; надежность схемы при этом повышает
G3
ся. Такая схема может применяться как в режиме А, так и в режиме В при различных способах включения транзисторов.
Рис. 3.8. Принципиальная схема двухтактного каскада мощного усиления с транзисторами, включенными с общим эмиттером
Расчет каскадов мощного усиления в режимах А и В производится различно и рассматривается далее раздельно.
3.3. Расчет однотактного каскада мощного усиления в режиме А
Расчет однотактного каскада мощного усиления в режиме А начинают с определения мощности сигнала Р^по ф-ле (2.1), которую должен отдавать транзистор, выбрав кпд выходного трансформатора в соответствии с указаниями табл. 2.3:
р Р ___ * вых
Затем ориентировочно определяют наибольшую мощность, которая будет выделяться в транзисторе при отсутствии сигнала, по формуле
“ -лгй- <37)
На основании расчета Р^и Ро и сказанного на стр. 43—44 выбирают транзистор, способ его включения, напряжение питания выходной цепи транзистора Uo, схему подачи смещения и стабилизации и составляют принципиальную схему рассчитываемого каскада Дальнейший расчет ведут графическим способом, для 64
чего используют семейство статических выходных характеристик транзистора для примененного способа включения.
Для нахождения положения точки покоя минимальный допустимый ток покоя выходной цепи определяем по формуле
здесь Uo — напряжение питания выходной цепи транзистора, т]А—кпд каскада в режиме А, зависящий от типа транзистора, способа его включения, допустимого коэффициента гармоник и питающего напряжения.
Для включения с общей базой цА =0,485-4-0,495 и почти не зависит от питающего напряжения. Для 'включения с общим эмиттером и общим коллектором г) падает с понижением напряжения питания, изменяясь для германиевых транзисторов примерно от 0,45-4-0,475 для питающего напряжения 20-4-25 в до 0,25-4-0,35 для напряжения питания 1,5-4-3 в; для кремниевых транзисторов значения цА немного ниже. Отметив точку покоя на семействе выходных статических характеристик, определяют соответствующее ей максимально возможное значение тока смещения входной цепи /вхо- Значение /пхо следует находить для транзистора с наименьшим возможным по справочным данным значением статического коэффициента усиления тока транзистора:
I ___ г __ ho г ______ г __ До г _________ г _ ho zo „ч
7ВХ0 2б0 Q -> УВХО 5 УВХ0 - J6o - 1 I Q •
гмин амин *тРмии
Первая из формул относится к включению транзистора с общим эмиттером, вторая — с общей базой и третья — с общим коллектором. Для хорошего использования транзистора по току амплитуду входного сигнала ZBXm берут почти равной найденному значению / вх0:
1тт = (0,96-0,98)/„о. (3.10)
Далее определяют сопротивление нагрузки выходной цепи переменному току:
7?
и*о
2Р~
(З.И)
и строят для полученного значения R^ нагрузочную прямую на семействе статических выходных характеристик транзистора методом, описанным в § 1.3. В этом случае сопротивление нагрузки переменному току определяется по отрезкам, отсекаемым нагрузочной прямой на осях координат (рис. 3.9)
R~
Е
I
5 Зак 2039.
65
Отметив крайние положения рабочей точки гвх макс = ^вхо + /вхт и 1вх мии =/Вхэ—^вхт на нагрузочной прямой, соответствующие выбранной амплитуде тока входного сигнала, определяют мощность сигнала.
Рис. 3.9. Нагрузочная прямая транзисторного каскада мощного усиления, работающего в режиме А
При работе с общим эмиттером или общим коллектором верхняя точка нагрузочной прямой должна лежать на сгибе выходной характеристики, соответствующей максимальной амплитуде сигнала. При включении с общей базой она должна лежать на пересечении нагрузочной прямой с вертикальной осью, так как выходные характеристики транзистора при включении с общей базой практически не имеют перегиба (17 ост =0)-
Если найденное верхнее положение рабочей точки отличается от указанного, ее передвигают в нужное место и вновь проводят нагрузочную прямую через точку покоя и верхнее положение рабочей точки, что немного изменит сопротивление нагрузки выходной цепи переменному току.
Мощность сигнала, отдаваемую транзистором, определяют по формуле
р _ О lOt: (i __ Г \2 р — т ' % I*1" т /о
\увь1хмакс ^выхмин/ — g •
Если мощность мала, то уменьшают кпд каскада г]а, повторяют расчет и вновь проверяют мощность; при большом излишке мощности г]А увеличивают.
Далее описанным в § 1.3 методом переносят крайние точки нагрузочной прямой (точки П и К) на статическую входную характеристику транзистора для примененного способа включения и определяют амплитуду переменной составляющей тока и напряжения входного сигнала (рис. 3.10). Если необходимо, находят также входную мощность сигнала Рв^, входное сопротивление тран-66
(3.13)
знстора переменному току за период сигнала Рвхгр и коэффициент мощности каскада Км:
2 /вх т — 1вх макс ^вх мни |
2Л'вх т — ^вх макс ^вх мин 1
D ______ 2/вх т ' 2t7Bx т п 2 U вх. т у К вЫХ /о i л \
I вх~ — -------о , Авх тр — ~n~j > Ад — ~р . V5*1’/
О А 1 вх т * вх~
На основании полученных данных и § 2.4 выбирают схему предыдущего каскада, транзистор для него и находят выходное сопротивление предыдущего каскада /?ист (см. стр. 57—63). Расчет
Рис. 3.10. Входная характеристика с перенесенными крайними точками нагрузочной прямой каскада П' и К'
коэффициента гармоник мощного каскада производят методом пяти ординат по сквозной динамической характеристике, построенной для найденного значения /?иСТ (см. § 1.3). Расчет сопротивлений примененной схемы стабилизации точки покоя и проверку ее работы производят по указаниям § 1.6. Найдя из проверки стабилизации максимальное значение тока покоя выходной цепи Ломакс, рассчитывают наибольшую мощность Р, выделяющуюся в транзисторе в режиме покоя:
р = рк + рз = /„ и0 + /вхо ^вхо . (3.15)
Здесь Uo — напряжение покоя на выходном электроде; /вх0 и ^вхо — ток и напряжение смещения входной цепи; по найденному значению Р определяют необходимую поверхность охлаждения Радиатора ЗеХл (см. стр. 55).
Выходной трансформатор рассчитывают, как трансформатор с активной нагрузкой; его коэффициент трансформации определяют по формуле
" = = <ЗЛ6>
Активные сопротивления первичной и вторичной обмоток трансформатора находят из выражений:
с 11 — fl
<317>
Коэффициент с берут от 0,5 до 0,7, что уменьшает падение напряжения на первичной обмотке трансформатора и повышает кпд каскада. Необходимую индуктивность первичной обмотки трансформатора определяют из выражения
/ = °,159
1 /и/Жузд ’
(3.18)
(/?г+к )(/•'•>+•/?'„)
где Кэп = D —у-р?--------------сопротивление эквивалентного
Ri~Trl~Tr 2+ R Н
генератора;
Л1нт — коэффициент частотных искажений, вносимый трансформатором на низшей рабочей частоте/н;
Rt — выходное сопротивление транзистора в рабочей точке, определяемое по выходным статическим характеристикам транзистора.
Если Ri транзистора рассчитываемого каскада много больше величины R~t что почти всегда имеет место в транзисторных каскадах мощного усиления, то L\ находят по приближенной формуле
0,159 (?~ - rj
Л V ЖпТ - 1
(3.19)
Коэффициент частотных искажений, вносимый трансформатором в области нижних рабочих частот, можно рассчитать по формуле
Ж,.т = /, + (^Г = /, + [ >1а . (3.20)
' \ /н 7-1 I т L /н7-1 J
Допустимую индуктивность рассеяния выходного трансформатора можно найти по заданному коэффициенту частотных искажений М в на высшей рабочей частоте по формуле
, R, + R~ г_,______
Ls 6,28/в ЮИ2В—1.
(3.21)
68
При этом коэффициент частотных искажений, вносимый трансформатором в области высших рабочих частот, можно рассчитать по формуле
- ]/1 +
6,28/BZs
Rt+R
(3.22)
Ввиду того что Rlx>R^, допустимое значение индуктивности рассеяния трансформатора Ls, найденное по ф-ле (3.21), получится много больше ее действительного значения. Действительная индуктивность рассеяния, даже при трансформаторе с сердечником из трансформаторной стали, обычно не превышает 1—2% от поэтому Ls у выходного трансформатора каскада мощного усиления нет необходимости рассчитывать, и частотные искажения на верхних частотах у такого трансформатора практически отсутствуют.
В случае применения в каскаде эмиттерной стабилизации блокировочный конденсатор С3 рассчитывают, исходя из допустимых частотных искажений Л1НЭ на низшей рабочей частоте по формуле
(3.23)
здесь
Л4ПЭ [до] — Жн каск [А>] — Д1цТ [<JdJ •
Частотные искажения, вносимые этой емкостью Л1НЭ , и сквозную крутизну характеристики эмиттерного тока Д>сможно рассчитать по формулам:
, Г (1 + S3C Дэ)2+(6,28/нСэ/<э)2 |/ 1 +(6,28/„Сэ/?э)2
При эмиттерной стабилизации требуемое напряжение источника питания для каскада мощного усиления определится из выражения
Дк = С70 -f- /в макс ^"1 ' До макс Дэ , (3.25)
где
До макс ~ До макс 1бо •
При питании усилителя от выпрямителя на это напряжение и проектируют выпрямитель, так как для каскадов предварительного усиления это напряжение будет вполне достаточным.
Пример 3.1. Рассчитаем однотактный транзисторный каскад мощного усиления в режиме А для рабочей полосы частот 90 2^ + 5000 гц, имеющий Л1И 1,5 дб, отдаваемую в нагрузку мощность РВых =1 вт и коэффициент гармоник кг <6%.
69
Каскад работает на нагрузку 7?н =3 ом через выходной трансформатор и предназначается для работы в комнатных условиях (Г окрмин = + Ю°С и Т окр макс = = +30°С). Напряжение источника питания задано и составляет 13 в.
Так как допустимый коэффициент гармоник велик, берем включение транзистора с общим эмиттером; ввиду того, что каскад трансформаторный, применяем эмиттерную схему стабилизации точки покоя. Для дополнительного сглаживания пульсаций источника питания в цепь делителя включаем фильтр С (рис 3 11).
Рис. 3.11, Принципиальная схема однотактного транзисторного каскада мощного усиления, к примеру 3.1
Определим мощность, которую должен отдавать транзистор, выбрав кпд выходного трансформатора равным 0,75 в соответствии с табл. 2.3:
Р~ = _ = -J— = 1,33 вт.
тд 0,75
При кпд каскада в режиме А порядка 0,45 подводимая к транзистору от источника питания мощность составит примерно
Полагая падение напряжения на сопротивлении первичной обмотки трансформатор г, порядка
0,1£к = 0,1 • 13=1,3 в
и задавшись падением напряжения на сопротивлении эмиттерной стабилизиции /?э , равным 0,09£к =0,09 13—1,2 в, получим напряжение питания цепи коллектор-эмиттер
С/кэ0 =13-(1,3+1,2) = 10,5 в.
Отсюда максимальное напряжение, которое должен выдержать транзистор, составит
= ~^= 26,25 «.
70
Подходящим для каскада является германиевый транзистор типа П202, меющий максимальную мощность рассеяния с дополнительным внешним радиа-11 оМ /’макс =Ю вт, допустимое напряжение коллектор-эмиттер при повышенной температуре Укэдоп =30 в, рмин =20, максимальное значение обратного ока коллектора 1 КНс =2 ма при С7кб <20 в н температуре коллекторного перехода уп =+70°С (из данных П201, имеющего те же обратные токи), тепловое сопротивление /?тт =3,5°С/вт, (грмнв=200 кгц.
Необходимое значение тока покоя цепи коллектора /к0 составит:
т Р~
1,33
= 0,284 а. 0,45 • 10,5 ’
IA °кэо
На семействе выходных статических характеристик транзистора для включения с общим эмиттером (рис. 3.12) отмечаем точку покоя 0 с координатами
Ькэо =10,5 в; Iкв =0,284 а и для сопротивления нагрузки коллекторной цепи переменному току
р .— а
№-----2р~
V 2кэе
2Р
10,52 /и о
ГГТзз=41’2™
проводим через нее нагрузочную прямую
/ Г, Е 22,2 Л 1 о I
7 0>538 4,2 ом]-
Полагая остаточное напряжение коллектор-эмиттер !7КЭ ост «0,5 в, минимальный ток коллектора /к мин =0,01 а, отметим крайние положения рабочей точки 1 и 6 на нагрузочной прямой и определим мощность сигнала, отдаваемую транзистором в выбранном режиме:
Р- = 0,125(/кмакс-/Кмин)2/?к~ =0,125(0,525-0,01)2 • 41,2=1,37 вт,
чт° Достаточно.
71
Ток смещения базы /бо , соответствующий найденной рабочей точке, при наихудшем транзисторе П202, имеющем [3 = 20, составит
Ло = ф- = - = 0,0142а = 14,2 ма.
Рмнн
Амплитуда переменной составляющей входного тока 7Вх т , которую должен обеспечить предыдущий каскад, при наихудшем транзисторе будет равна
▼ г макс /к мнн 0,525 0,01 in л „Л
= 1‘- = ------2ЕГ“- = 2.20 - 12'9 ма-
Находить амплитуду переменной составляющей входного тока по семейству выходных характеристик как разность значений <б для крайних положений рабочей точки 1 и 6 нельзя, так как приводимые в справочниках семейства выходных статических характеристик обычно не соответствуют транзистору, имеющему минимальное значение [5.
Рис, 3.13. Входная характеристика транзистора П202 для включения с общим эмиттером, к примеру 3.1
Так как в справочниках для транзистора П202 дана лишь статическая входная характеристика для <7кэ =5 в, значения (7бэО, Uвх т, Рвх.—< и R вх найдем приближенно по этой характеристике, перенеся на нее точки 1,0 и 6 нагрузочной прямой (рис. 3.13, точки Г, О' и 6'). Это даст
(7бэ0 = 0,36 в, 2Umm = 2£7бЭт =0,46 —0,2 = 0,26 в.
Следовательно, предыдущий каскад должен отдавать мощность сигнала
= 2£7бЭт 2 16т = 0,26 - 2 • 0,0129 ~0 00084 вт=0,84 мет. вх 8 8
72
Входное сопротивление
транзистора переменному току за период сигнала
равно
O1J р__________
тХвхоэ 9/ z'axm
_2^бЭт_ 24„,
0,26
2 • 0,0129
10,1 ом.
Коэффициенты усиления мощности и напряжения каскада прн этом составят:
= -р ~ 'вх~ __ E^Rk-
Е^бэт
К =
= Ь37 • 0,75
0,84 • IO"3 2dU’
(0,525-0,1) 41,2
2 * 0,13
= 81,5.
Расчет коэффициента гармоник кг можно производить только после выбора схемы н транзистора предыдущего каскада; сделаем это. Так как амплитуду тока входного сигнала /бт=12,9 ма можно снять непосредственно с коллекторной цепи транзистора П15А, — предыдущий каскад возьмем реостатным. Предположим, что его расчет дал значение Ёк =270 ом.
Для определения сопротивления источника сигнала /?ист (выходного сопротивления предыдущего каскада) рассчитаем делитель смещения Ri и R? на основании рекомендаций и формул § 1.6.
При замене транзистора в каскаде вследствие большого разброса значений |3 у отдельных экземпляров даже при эмиттерной стабилизации ток покоя цепи коллектора может сильно возрасти, что ухудшит кпд каскада, увеличит потребляемую усилителем мощность и размеры охлаждающего транзистор радиатора. Поэтому для повышения экономичности рассчитаем стабилизацию, источник питания и радиатор не на замену транзистора, а лишь на изменение температуры, но для наиболее неблагоприятного случая Рмакс =200, что встречается у транзисторов П202.
Прн установке в каскад транзистора с меньшим значением [3 (до [Змин=2О) сопротивление Ri берут меньшее, обеспечивающее 7Ко =0,284 а.
При падении напряжения Еэ иа сопротивлении Rs , равном 1,2 в, величина Rs составит
R = Е3_________________Еэ = 1,2
Ло мнн 7к0мнн 0,284
Значение R2 возьмем равным
/?2= (5-4-15)7? 0Х09 =7 • 10,1=70,7
= 4,22
ом.
ом
(берем стандартное сопротивление 68 ом, см. приложение 6).
Зададимся максимальной температурой коллекторного перехода на 15°С ниже максимально допустимой для выбранного транзистора (+85°С), т. е. равной +70°С; тогда прн UбэО =0,36 в, минимальной температуре перехода 7’пмнн = -7окрмин =10°С, максимальной температуре перехода Тп макс =+70°С максимальное и минимальное напряжения смещения составят;
^бэо макс = ^бэо + 0,0022 (20- Т’п мин) = 0,36 + 0,0022 (20 - 10) = 0,382 в, ^бэ0 мни = ^бэ0 - 0,0022 (Тп накс - 20) = 0,36- 0,0022 (70 - 20) = 0,25 в.
Максимальное значение начального тока коллектора в условиях эксплуатации Тп макс — Тс '°~70
7кнмакс ~ /кнс 2 10 =2 • 10“3 • 2 =2 ма.
Взяв падение напряжения на /?ф равным 2 в, получим напряжение, подводимое к делителю смещения Е'к =ЕК — Еф =13 — 2 = 11 в, которое и используем для расчета Ei и 7ко макс •
73
Необходимое значение R\ для транзистора с |3MdKC =200 равно о к ^бэОмакс) — А’э/кОмии |
* + рмакс
(/?э + Ад) Ломнн — /, С—
\1 + рмакс
R->
R\=
минТ?2 ^ЛээОмакс)
68
(П-0,382)-4,22 • 0,284
= 379,5 ом.
(4,22 + 68)0,284- ('р^оо") (°’284 ’ 68-0,382)
Берем стандартное сопротивление 360 ом При этом максимальное значение тока покоя коллектора при Т п ыакс = +70°С составит
(Нмакс
1 4“ Рмакс
*кОмакс= --------
мин(/?1+/?2)]+/кн макс [/?э ( /?1 + /?2 )+R1R 2 ]
R? (R1+R2) + т 77А2
1 ~г рмакс
i Н* 11 • 68-0,25 (68 + 360)] + 2 • 10~3 [4,22(68 + 360) +68.360] 1 - ZvV I
4,22(68 + 360) + -^-'^60
1 "t" ^ии
= 0,36 а.
Сопротивление источника сигнала RmT определим из выражения
где
^нст
Ак Адел
Rn + ^?дел
270 • 57,1
270 + 57,1
= 47,1 ом,
68 • 360 „
~ 68 + 360
ом.
р =
КдеЛ /?1 + /?2
Для точек 1, 2, 3, 4, 5, 6 нагрузочной прямой (рис 3 12) и соответствующих нм точек 1', 2', 3', 4', 5', 6' входной характеристики (рис 3 13) значения токов коллектора tK , токов базы tg , напряжений база — эмиттер мбэ и эдс источника сигнала и нет для Лист =47,1 ом сведем в табл 3 1
ТАБЛИЦА31
Номер точки 1 2 3 4 5 6
iK, ма 525 498 378 260 135 10
1б, ма 10,6 10 7,5 5 2,5 02
^бэ •> в 0,46 0,446 0,394 0,35 0,291 0,2
^ИСТ =11бэ “Нб^ИСТ > & 0,96 0,917 0,748 0,586 0,409 0,21
74
Построим по этим данным сквозную динамическую характеристику, изображенною на рис 3 14 Отметив на ней /к мин =10 ма, /Кмакс =525 ма н найдя казанным на стр 20—22 методом /2=129 ма, Iк0 =260 ма, /(=395 ма по 1\ам (1Ю), найдем гармонические составляющие коллекторного тока 1\ т = =260 4 ма, 12т = 3,73 ма, 13т=— 2,834 ма, Цт=— 0,83 ма, !ср =263,6 ма Значение кг при этом будет равно
V/22m + /23-n + /24m V3,732+ (-2,834)2+ (-0,83)2
/1СТ 260,4
= 0,0183= 1,83%,
что по условию допустимо
Определим теперь наибольшую мощность, выделяемую в транзисторе в режиме покоя,
— Рк "4“ Рэ — 7к® макс £ЛсэО “1“ До UбэО мин —
= 0,36 • 10,5+14,2 • 10~3 • 0,25 = 3,783 вт.
Рис 3 14 Сквозная динамическая характеристика каскада, к примеру 3 1
По найденному значению Р определим необходимую поверхность охлаждения радиатора, обеспечивающую Т п’ =+70°С * * макс
1200-+1500
«г —
*-*0X1 --- у----------- ---------------------------
1 П макс * окр макс rj р ЛТТ
1350 1 ПЛ 2
70 -30 -190 <^'
3,783
Коэффициент трансформации и активные сопротивления первичноц и вторичной обмоток выходного трансформатора найдем по формулам
75
П= ]/ +г /?к~ = 0,75 -41,2 =0>311’
ri = (1 ~ ^1т) = Л+Ж 41,2(1 “ °,75) = 3,86 °М’
г______1 р / 1-^т \ 1 nil-0,75 \ пмг
г2 — 1 4-г ------- = ~Г~,~л7" 3 I—Л т+ = 0,62оолг
i+c \ т]т / 1+0,6 \ 0,75 /
Значение с в соответствии с рекомендациями § 33 берем равным 0,6 Допу стимое значение Л1Ь + 1,5 дб распределим между цепями, вносящими искажения на низких частотах выходным трансформатором и блокировочным конденсате ром Сэ цепи стабилизации, взяв для трансформатора Л4нт [дб] =1 дб (Л1нт =1,12) и для конденсатора Мыз [дб] =0,5 дб (Л1пэ =1,06) Тогда необходимая индуктивность первичной обмотки трансформатора б>, дет равна
0,,159(/?,^rJ = 0,159(41.2 — 3,86) м (.1Л12,, - 1 90/1,12!-1
Ввиду того, что выходное сопротивление транзистора П202 ДВых оэ много больше допустимое значение индуктивности рассеяния трансформатора
Ls получится много больше действительного н его можно не рассчитывать, найдем коэффициент частотных искажений на высшей рабочей частоте, положив действительную индуктивность рассеяния трансформатора порядка 0,01 от Li, т е 0,01 • 0,131 = 1,3 • 10-3 гн
= + = /;+ 6.^rq~,,o„2.
V /хвыхоэ+гхк- V Ь00 + 41,2
Здесь /?выхоэ определено из наклона выходных статических характеристик рис 3 12 в рабочей точке и составляет примерно 600 ом, следовательно, каскад практически не будет вносить частотных искажений на верхних частотах Однако вследствие большой динамической входной емкости транзистора П202, опреде 1яемой ф-лой (15), значительные искажения на верхних частотах даст предыдущий каскад (см пример 4 1 § 4 2)
Для того чтобы коэффициент дополнительных частотных искажений /ИНэ от влияния Сэ не превысил 1,06 на низшей рабочей частоте =90 гц конденсатор Сэ должен иметь емкость не ниже
С = °’161/ (1+£эс/?э)2-Жэ
Э fKR3 V - 1
°-16 1 Г (1 + 3,514 • 4,22)2—1,062 ПП1П, 1ПППП ,
90 • 4,22 ]/ 1,062- 1 -0,019 ф~ 19 000 мкф,
что практически не может быть выполнено, здесь Сэе определено для транзистора с рмакС =200
е ___ 1 + P _ 1 +200 а
9С~ Яиет+Явхоэ “ 47,1 + 10,1 ’
76
Рассчитаем теперь значение Сэ для наиболее часто встречающегося значения Р У транзистора П202, равном 50
0,16 , / (1 + 0,891 4.22Ц-1,06! „„„ +
С, = -90 : 4,22 V !------ГОб^Г------------°-0056 ,?’ = 5600 яф'
где
с __ 1 +50 _ л on 1 а
5эс ~ 47,1 + 10,1 -0,891 в
Как видно из расчета, значение Сэ уменьшается с уменьшением статического коэффициента усиления транзистора по току Конденсатор Сэ следует взять на рабочее напряжение не ниже падения напряжения на й , т е 1,2 в Конденсатор такой большой емкости даже при малом рабочем напряжении имеет большие размеры и сильно увеличит размеры, вес н стоимость усилителя
Для уменьшения размеров и удешевления усилителя Сэ можно исключить из схемы, но это уменьшит коэффициент усиления каскада и потребует увеличения амплитуды входного сигнала и повышения мощности предыдущего каскада (см пример 5 1 § 5 3) В двухтактных схемах оконечных каскадов отсутствие Сэ не снижает усиления, а поэтому транзисторные каскады даже малой мощности часто делают двухтактными
Несмотря на синусоидальную эдс источника сигнала из-за нелинейности входной характеристики транзистора, напряжение сигнала на его входе оказывается несинусоидальным Поэтому для того чтобы крайние точки нагрузочной прямой остались бы на месте (первоначально выбранные точки 1 и 6 рис 3 12), точку покоя необходимо сместить Уточненное значение тока покоя цепи коллектора по сквозной динамической характеристике (рис 3 14) получилось равным 260 ма По нагрузочной прямой рис 3 12 этот ток соответствует напряжению питания цепи коллектор—эмиттер 17кэо =11,25 в
При напряжении источника питания £к =13 в и максимальном токе покоя колпектора /комакс =360 ма напряжение питания цепи коллектор — эмиттер составит
£Дэ0 — Ек — (Iко макс fl 4” До макс Дэ) ~ Ек (До макс^"i + До макс Дэ) = = 13-(0,36 • 3,86 + 0,36 • 4,22) = 10,12 в,
что меньше найденного выше уточненного значения 11,25 в Поэтому дли получения расчетной выходной мощности сопротивление нагрузки цепи коллектора Лк—, необходимо уменьшить до
10 122
Дк~ =41,2 «ЗЗолг,
что нетрудно сделать, изменив коэффициент трансформации выходного трансформатора п до
"=i/^SF=iA™ =°.348-
При этом окончательное значение тока покоя цепи коллектора будет равно
11 о*
До =260 - =289 ма,
1 и» 1 л
т е окончательно точка покоя цепи коллектора будет иметь координаты
77
/к0 =289 ма и t/кэО =10,12 в Ввиду малого расхождения напряжений остальной расчет в данном случае можно оставить без изменений При значительном же расхождении напряжений следует пересчитать другие величины, исходя из нового (уточненного) значения RK,____
После уточнения режима
ЦКЭт = ]/ 2Р~/?К~ = V2 • 1,37 . 33
^бэт ^6эт 0,13
3.4. Расчет двухтактного каскада мощного усиления в режиме А
Расчет двухтактного каскада в режиме А производят точно так же, как однотактного, по методике, рекомендациям и формулам, приведенным в § 3 3. Но мощность снимаемую с одного транзистора, определяют по ф-ле (2.2):
п Р вых
где Рвых — мощность, отдаваемая каскадом в нагрузку
Сопротивление нагрузки определяющее наклон нагрузочной прямой выходной цепи транзистора, находят так же, как для однотактного каскада; при расчете каскада учитывают, что два плеча отдают удвоенную мощность сигнала в нагрузку и потребляют от источника питания удвоенные ток и мощность
При расчете коэффициента гармоник двухтактного каскада, работающего в режиме А, учитывают компенсацию в нем четных гармоник, находя кг по ф-ле (1 12):
„ V (blzm)2 + 12зт+ (ЬЦт)2
Г 1
' \т
где b — коэффициент асимметрии транзисторов, использованных в плечах двухтактного каскада, зависящий как от способа включения транзистора, так и от отношения его входного сопротивления к сопротивлению источника сигнала и от схемы каскада. При включении с общей базой и сопротивлении источника сигнала, во много раз превышающем входное сопротивление транзистора, что обычно имеет место на практике, и неподобранных транзисторах в плечах каскада, значение b обычно не превышает 0,05ч-0,07, при малом сопротивлении источника сигнала значение b в этих 78
условиях может возрасти до 0,2-4-0,25 При включении с общим эмиттером, включении с общим коллектором из-за большого разброса статического коэффициента усиления тока -------------—
транзисторы в плечах двухтактного каскада следует подбирать п0 р, при разнице по р не более 30% значение Ь обычно не превосходит 0,14-0,15
Указанные значения коэффициента Ь относятся к двухтактным схемам без стабилизирующего сопротивления 7?э в общем проводе эмиттера; если же это сопротивление в схеме имеется, значение Ь обычно получается, по крайней мере, в два-три раза меньше указанных
При электрическом расчете выходного трансформатора для двухтактного каскада в формулах для расчета гь п, Liy Л4нТ вместо подставляют 2/?к^ .
Пример 3.2. Рассчитаем двухтактный транзисторный каскад мощного усиления в режиме А, имеющий fH = 100гц, fB =5000 гц, Л4П<С 1,5 дб (Л1Н 1,19), рвых =2 вт, л. г не более 5% Каскад работает на нагрузку 7?и =4 ом через выходной трансформатор и получает питание от выпрямителя, напряжение которого следует определить Диапазон изменений температуры окружающей среды от -10° до +40°С
Взяв кпд выходного трансформатора равным 0,8 для мощности в 2 вт в соответствии с табч 2 3, найдем мощность, которую должен отдавать один транзистор
р- = ^ = уЛйг =1'25em
Так как допустимый коэффициент гармоник достаточно велик, для увелнче ния коэффициента усиления мощности каскада включаем транзисторы с общим эмиттером
При кпд каскада с общим эмиттером в режиме А порядка 0,46 выделяющаяся в транзисторе при отсутствии сигнала мощность составит
р - Ь25 _272 бг
0 т]А ~ 0,46
Подходящим для каскада является германиевый транзистор типа П202, данные которого указаны в примере 3 1
Вследствие большого диапазона температур в рассчитываемом каскаде применим эмиттерную стабилизацию Для дополнительного сглаживания пульсаций источника питания в цепь делителя включаем 7?фСф , для уменьшения разбалансировки тока покоя в схему введем сопротивления Н'з и R" э , тогда принципиальная схема каскада будет иметь вид, изображенный на рис 3 15
Допустимое напряжение питания для транзистора П202 при включении с общим эмиттером и повышенной температуре перехода будет равно
икэ0 тл 0,35 икэюп =0,35 • 30= 10,5 в
Минимально допустимый ток покоя /к0 каждого из транзисторов равен
1 2'5
~0,258 а = 258 ма.
0,46 -10,5
/ко~------77---
U кэО
79
На семействе выходных статических характеристик транзистора П202 для включения с общим эмиттером отмечаем точку покоя (ПкэО = Ю,5 в, !кй =0,258 а) и для сопротивления коллекторной цепи переменному току
/?к~
10,52
2 • 1,25
=44 ом
проводим через нее нагрузочную прямую (рис 3 16) Из рис 3 16 видно, что остаточное напряжение t/кэост «0,5 в, пренебрегая остаточным током коллек-
2Р~ ~ 2Р ~
Рис 315 Принципиальная схема двухтактного выходного каскада, к примеру 3 2
тора и считая /КМнн ~0, отметим крайние положения рабочей точки (точки I и 4) на нагрузочной прямой
Мощность сигнала, отдаваемая транзистором в выбранном режиме, равна
Р~ = 0,125 (7кмакс - Лми„)2/?к~ =0,125(0,482-О)2 • 44=1,28 вт,
что немного превышает необходимую величину
Определим ток смещения базы /во , соответствующий найденной точке покоя при минимальном значении статического коэффициента усиления тока транзистора
1б0 = ^2- = =0,0129 а= 12,9 ма.
Рмии
Необходимая амплитуда переменной составляющей входного тока сигнала прн р мин =20 составит
г _____ j ____ /к макс Асмин 482 0
4хт - /бт - 2^ ~ 2 • 20 " 2,05 Ма'
Перенеся на статическую входную характеристику П202 для общего эмиттера точки 1 и 4 нагрузочной прямой (точки Г н 4’ на рис 3 17), определим требуемую амплитуду напряжения сигнала между базой и эмиттером
г г Кбэ макс Ибэ мни 0,45 0,2 _ 1О_
с/бэ т — х--------------- — х —0,125 в.
80
Как видно из рис 3 17, необходимое напряжение смещения Vбэо , соответствующее точке покоя О, составит 0,35 в Среднее за период сигнала входное сопротивление транзистора переменному току
, _ 2^7бэт
ВХ ОЭ - ОТ
2 • 0,125
2 • 12,05 • 10~3
= 10,4 ом
Рис 3 16 Построение нагрузочной прямой к примеру 3 2 расчета двухтактного каскада
Рис 3 17 Входная характеристика транзистора П202 включенного с общим эмиттером к примеру 3 2
Делитель смещения и цепь стабилизации для большей экономичности рассчитаем для заданного диапазона изменения температуры окружающей среды и наихудшего случая рМакс =200 без замены транзисторов, как и в примере 3 1 Пола-
6 Зак 2039.
81
гая напряжение источника питания £к с учетом падения напряжения на стабилизирующих сопротивлениях и первичной обмотке выходного трансформатора порядка
l,25t7 кэО — 1,25 • 10,5» 13 в,
найдем величину стабилизирующих сопротивлений схемы
„ (0,05-т-0,15)£к 0,1 13 ,
----------/^71-------~ “0358-
Сопротивления R's и R" з возьмем по 1 ом\ тогда сопротивление /?эо , стоящее в общем проводе эмиттеров, должно быть
Сопротивление делителя Ri выбираем по формуле
/?2= (5н-15)/?в:;оэ = 10 • 10,4 —100 ом.
Приняв минимальную температуру коллекторного перехода Т п мин = = Токрмин = —10°С, а максимальную температуру коллекторного перехода Гпмакс =+70°С, определим максимальное и минимальное значения напряжения смещения и максимальное значение начального тока коллектора:
i/бэо макс= £7бэо+ 0,0022 (20 - Тп М11Н)=0,35 + 0,0022(20 - (- 10) ]=0,416 в
t/бэОмин = t/бэо -0,0022(Т п макс -20) = 0,35-0,0022(70-20) = 0,24 в.
' 7 Пмакс 1 с 70—70
/кв макс — /кис 2 =2 • 10-3 • 2 =2 МО,.
Взяв падение напряжения на /?ф равным 2 в, получим напряжение, подводимое к делителю смещения, Е'к =ЕК — Еф =13—2=11 в, которое используем для расчета Rt и I к0 макс •
Определив значение сопротивления Ri по ф-ле (1.20) для Рмакс — =200, Е'к = 11 в, t/бэо макс =0,416 е, Rs =5ом, /?2=Ю0 ом, /КОмин =0,258 а, найдем, что оно должно быть равно 530 ом, что округляем до ближайшего стандартного в меньшую сторону, равного 510 ом. При этом значение /к0 макс > найденное по ф-ле (1.20) и соответствующее Тп макс =+70°С, (Змакс =200, UosO мин =0,24 в, 1кн макс =2 ма, /?2=100 ом, /?1 = 510 ом, Rs =5 ом составит 0,32 а. А мощность, выделяющаяся в трамзисторе при отсутствии сигнала, будет равна
Р = Рк~\~Рэ==1кО макс U кэО “I- /б0 /Л>эО мии =
= 0,32 • 10,5+12,9 • 10-3 • 0,24 — 3,36 вт
и необходимая поверхность радиатора
1200-=-1500
с _____________________________________
°ОХЛ 'р 'р
1 П макс * окр макс —
1350 ПСП 2
70-40 __ ~250 слг‘
3,36
82
Максимальная амплитуда входного напряжения сигнала с учетом напряжения отрицательной обратной связи, падающего на R' э и R "э , составит
^Лхт ‘ ^бэт IsmR э = Uisfji + 1вт (1 + Алин) R э =
= 0,125+12,05 • 10-3(1+20) • 1=0,378 в
и входное сопротивление одного
плеча каскада с учетом влияния R'a
> __ ^ВХ/П
ВХ — /
‘пт
0,378
12,05 • 10-3
= 31,4
ом.
Так как предыдущий каскад должен быть инверсным, а значение I(,т = 12,05 ма можно снять с коллекторной цепи транзистора П14, инверсный каскад можно взять реостатным, что упростит и удешевит усилитель. Если расчет инверсного каскада дал значение сопротивления в цепи коллектора RK =270 ом, то сопротивление источника сигнала RHCT , найденное по ф-ле (3.4), составит:
где
^?ист
RkRuza RK+Rдел
270 • 83,6
270 + 83,6
64 ом,
,дел
R1R2
/?1 + R2
100 • 510
100 + 510
= 83,6 ом.
По построенной обычным образом для этого значения RHCT сквозной динамической характеристике найдем / к мин =0, /2 = 0,119а, /к0 = 0,24ба, /1=0,364 а, /к макс =0,482 а. По ф-лам (1.10) найдем гармонические составляющие коллекторного тока /] т = 0,24233а-, 1гт = —0,0025 а; Цт =—0,001333а; /4яг =0,002166а, /ср =0,24133 а.
При значении коэффициента асимметрии 6 = 0,15 определим кг :
V (b/2my i\m + (b/imy
_ У[0,15( —0,0025)]2+ (-0,001333)2+ (0,15 • 0,002166)2 0,24233 ~
= 0,0146=1,46%,
что по условию допустимо. В действительности значение к г будет еще меньше вследствие компенсирующего действия отрицательной обратной связи, вносимой сопротивлениями R'a и R "э .
Так как выходной трансформатор должен обеспечить сопротивление нагрузки цепи коллекторов переменному току 2RK,_,=2X44=88 ом, при сопротивлении
нагрузки вторичной обмотки /?и =4 ом необходимый коэффициент трансформации составит
7]т 2 7?к ~
V 0,8 • 2 • 44
= 0,238.
Найдем величину активных сопротивлении обмоток трансформатора, взяв значение с=0,6, так как в первичной обмотке трансформатора имеется значительная постоянная составляющая тока:
П =-£-2^(1-^) = —М- 2 • 44(1-0,8) =6,6 ом, 1 ~j"- t' 1 “j V,О
1 / 1~'+ \ 1 / 1-0,8 \
'° = T+-+-(-^-4 = Т+бУГ 4 (-0^) =ад25“‘-
6*
83
Взяв М иТ = Л4Н к а с к = 1,19, определим необходимую индуктивность перви ной обмотки трансформатора
, ~ 0,159(2Як~— г,) _ 0,159(88-6,6)
100У1,192—1
Уточненное значение тока покоя цепи коллектора /ко , определенное по сквозной динамической характеристике, получилось равным 0,246 а, уточненное значение напряжения питания цепи коллектор-эмиттер найдем из рис 3.16, откуда получим и'кэО =10,8 в Требуемое напряжение источника питания каскада Ек должно быть равно
— U кэО Ч~ АсО макс “g Ч- -^эО макс э 4“ 2/эо макс ^э0
кэО И- А.0 макс ~2 Ч- АсО макс А? э Ч- 2/ко макс А?э0 ~
= 10,8 + 0,32 ^-+0,32 • 1+2 • 0,32 • 2= 13,46 в.
Пример 3.3. Рассчитаем трансформаторный двухтактный каскад мощного усиления в режиме А с транзисторами, включенными с общей базой, имеющий следующие данные (н =80гч, )в=7000гч, Л1 н < 1 дб (МНС 1,12), Р8ЫХ =60 мет, ++3%, сопротивление нагрузки А’н =10 ом Каскад должен работать в диапа зоне изменения температуры окружающей среды от +5° до + 30';С при установке в него любого исправного экземпляра транзистора.
Определим мощность, которую должен отдавать один транзистор, выбрав кпд выходного трансформатора равным 0,73 в соответствии с табл. 2 3
Р 60 • 10~3
Р, = 'У =0,0411 em = 41,l мет.
2т]т 2 • 0,73
При кпд каскада в режиме А порядка 0,48 выделяемая в транзисторе при отсутствии сигнала мощность составит
„ Р- 41,1
₽" = ~ = W85’6 вт-
Подходящим для рассчитываемого каскада является германиевый транзистор типа П14А, имеющий максимальную рассеиваемую мощность Рм а к с =150 мет, ₽мнн =20, Рмакс =40, наибольший ток коллектора в режиме усиления 20 ма, наибольшую температуру коллекторного перехода Тцлоп = +85°С, тепловое сопротивление от перехода к окружающей среде /?тт —0,2°С/мет, наибольшее напряжение коллектор—база Дкбдоп =20 в, максимальное значение начального тока коллектора /КНс =10 мка
Для стабилизации режима при изменении температуры и замене транзисторов используем в каскаде эмиттерную стабилизацию Так как транзисторы каскада включены с общей базой, предыдущий каскад берем трансформаторный инверсный В этом случае делитель подачи смещения можно взять общий и схема каскада примет вид, изображенный на рис 3 18 Возьмем подводимое к транзистору напряжение питания коллектор — база ДКбо ориентировочно равным «0,3 UКб дОп =0,3X20=6 в Для нахождения положения точки покоя определяем необходимый ток покоя
р 60 . IO-3
/ко ~ ъ---2^7— = -Q—П7о—г = °>°143 а = 14,3 ма.
27]а-*1т (Ткбо 2 • 0,48 • 0,73 . 6
На семействе выходных статических характеристик транзистора П14А для включения с общей базой отметим точку покоя (С/кбо =6 в, /ко = 14,3 ма) и про-84
рм через нее нагрузочную прямую. При полном использовании транзистора' веД п0 току, так и по напряжению нижняя точка нагрузочной прямой будет ле--кзк *
Рис 318 Принципиальная схема двухтактного выходного каскада, к примеру 3 3
Рис 3 19 Выходные характеристики транзисторов П13—П16А для включения с общей базой, к примеру 3 3
жать на горизонтальной оси при £/кб=2/7кб0 =12 в, а верхняя точка — нг-вертикальной оси при /к=2/кО=28,6 ма (рис 3 19). Отсюда сопротивление на--грузки цепи коллектора составит
п Е 12
/ 28,6 . 10~3
85
Ток смещения эмиттера /эо , соответствующий точке покоя, при рмин =20 'будет равен
/ко = /ко (1 + Рмин) = 14,3(1 + 20)
амии ₽мин 20
Возьмем амплитуду тока входного
сигнала /вх т равной 0,98/эо
Уэймане
Рис 3 20 Входная характеристика транзисторов П13—П154 для включения с общей базой, к примеру 3 3
п ____о 2С4бщ 2/Э7И
^вх~ • 8
= 1,54 • 10-3
/Вхт = /эот =0,98 • 15= 14,7 ма
Отметим крайние положения рабочей точки на нагрузочной прямой (точки 1 и 7) для 1эт =14,7 ма и найдем мощность сигнала, отдаваемую одним транзистором,
Р~ = 0,1 25 (/кмакс—/кмин)2 /?к~ = = 0,125(28,3-10-3 — 0,3-10-3)2 .
• 420= 41,15 • IO-3 вт.
В нагрузку каскад отдаст мощность
РВЬ1Х = 2Р~т]т =2 • 41,15 • • 0,73 = 60,2 мет,
1то достаточно По статической входной характеристике П14А, для включения с общей базой (рис 3 20), перенеся на нее точки 1, 4 и 7 нагрузочной прямой, найдем
2^Ах»г ~ 2^/эб т ~ ^эб макс
— «эбмин =0,288-0,078 = 0,21 в.
Необходимая входная мощность цля двух транзисторов каскада составит
о 0,21 • 2 - 14,7 • 10~3
8 ~
вт= 1,54 мет.
входное сопротивление одного плеча каскада переменному току' равно
р _ 2 U-збт _ ______________0,21_______
Рвх°б 2/эт 2 - 14,7 • 10~3 7’ 4
Коэффициент усиления мощности каскада составит
Д' р~ р J вх^_
60,2
1,54
= 39.
Предположим, что расчет инверсного каскада дал значения
/?вых оэ1 ~ ком' = 300 ом, г2п = 0,9 ом, пп = 0,05;
86
т0ГДа его выходное сопротивление будет равно
(^?вых0Э1 + /"1)и2п (ЯВХ об2 + ^Г2п) _
(Явыхоэ! + /'i)re2n + (^?Bxo62 + 2r2n)
(50 • 103 + 300) • 0,052 . (7,14 + 2 • 0,9)
- (50 • 103 + 300) • 0,052+(7,14 + 2 . 0,9) ~8’<i5o4t
Для значения /?ист =8,35 ом строим сквозную динамическую характеристику, которая приведена на рис 3 21 Таблица расчетных данных (3 2) для этой харак-
Рис 3 21 Сквозная динамическая характеристика, к примеру 3 3
теристики приведена ниже Так как сопротивление источника сигнала в данном' случае оказалось малым, порядка входного сопротивления самого транзистора, сквозная характеристика получилась сильно криволинейной.
Имея значения /к мии =0,3 ма, /к макс =28,3 ма, определим по сквозной динамической характеристике /2 = 3,25 ма, /ко =9,2 ма, Ц = 18,12 ма, пе ф-лам (1 10)
ТАБЛИЦА 32
Номер точки 1 2 3 4 5 6 7
2 к , М 28,3 23 8 19 14,3 9,6 5 0,3
1э , ма 29,7 25 20 15 10 5 0,3
изб , в 0,287 0 278 0,266 0,25 0,226 0,186 0,077
иНСТ=иэб + 1э/? ИСТ> в 0,535 0 487 0 433 0,375 0,31 0,23 0 08
87
найдем значения: Л m= 14,29 ла, /2т=2,55ла, 13т = — 0,29 ма, Цт = — 0,14 ма, /ср =11,89 ма. Коэффициент гармоник каскада рассчитываем, положив коэффициент асимметрии 6 = 0,06
. V (&/гт)2 + ^2Зт+ (&Лт)2 К Г — Г --
Чт
V(0,06 • 2,55)2 + (— 0,29)2 + [0,06 (— 0,14) }2
14,29
= 0,023 = 2,3%,
что по условию допустимо.
Из рис 3.19 найдем, что уточненное значение напряжения питания коллектор—база t/'кбо , соответствующее уточненному току покоя /ко =9,2 ма, составляет 8,3 е, тогда
г /ко(1+₽мин) _ 9,2(1+20)
/эо —------д-------- —------пп-------у,ои ма
Рмин и t/эво =0,225 в.
Так как выходной трансформатор должен обеспечить сопротивление нагрузки цепи коллекторов 2/?к.—• =2X420=840 ом, необходимый коэффициент трансформации составит
п V
ю
0,73 -2-420
= 0,0128.
Взяв значение с=0,6, так как в первичной обмотке трансформатора имеется значительная постоянная составляющая тока, найдем сопротивление обмоток:
г1 = Т-Г72^~(1—6т)=-г^- • 2 - 420(1-0,73) =85,2 ом,
1 "П 6 1 -f- и,о
1 /1-т]т\ 1 /1- 0,73 \
Г2 = И17 / = 1+0,6 ‘ 1о\ 0,73 ) = 2’314 ом-
Необходимая индуктивность первичной обмотки трансформатора составит
0,159(2/?к~-г1) _ 0,159(840-85,2)
L т । !» » » “ ~ У»4 <3 2 И •
/нУЖт-1 80V1.122—1
Задавшись падением напряжения на Ra , равным Еэ =0,1 • U'кбо =0,83 в, •найдем величину R3 , учитывая, что через него течет удвоенное значение тока покоя эмиттера:
_ Еэ Еэ _ 0,83
2/э0 ~ 2/к0 2 9,2 - 10-3 45 °М
(стандартное значение 43 ом, см. приложение 6).
В рассчитываемом каскаде делитель смещения не шунтирует входную цепь; поэтому для улучшения стабилизации его сопротивление можно взять небольшим, исходя из допустимого расхода мощности на делитель Для получения //эбо =0,225 в падение напряжения на сопротивлении /?2 должно быть равно
Е2 Еэ + иэ60 =0,83 + 0,225= 1,055 в.
Задавшись током через R3, равным 0,3 1Э ср , найдем
р = ~ ^2 __ ______1,055__________
- 0,3/эо ~ 0,3/ко 0,3 • 9,2 10-3 382
•(стандартное сопротивление 360 ом).
88
Схему стабилизации рассчитаем на изменение температуры и заданном диапазоне н смену транзисторов; определим максимальное и минимальное напряжения смещения и максимальное значение начального тока коллектора: t/эбо макс = t/эбо + 0,0022(20— Гп мин) = 0,225 + 0,0022 (20 - 5) = 0,258 в, £/эбомин = t/эбо—0,0022(7'п макс—20) =0,225 —0,0022(60 —20) =0,137 в,
Тп макс-Л: 60~20
1Л
/кн макс ~ /кгс • 2 =10-2 = 160 мка,
полагая повышение температуры перехода на 30°С относительно Гокрмакс*. т q Т П макс =30°+ 30°=6О°С.
Найдем учитывая, что делитель является общим для двух транзисторов н полагая напряжение источника питания
г 85 2
£к Ж и'кбо + Е2 + /ко =8,3+1,055 + 9,2 - 10'3 «ю в.
Включив в цепь делителя цепочку фильтра Сф/?ф, как и в примере 3 2, и положив падение напряжения на /?ф равным 1 в, получим напряжение на делителе Е'к =£к —£ф=10—1=9 в, которое подставим в формулы для и I ко макс >
/+ Т£рН---------(Е'к — 7/эб0 макс) — /?Э 2/ко мин
МИИ
(7?э "Г /?г) 2/кО мин
мии
-В гмин
2 £/эб0 макс)
360 ’ 1Ч2~б~ <9~°>258)-43 * 2 • 9,2 • IO-/ 20 1
(43 + 360)2-9,2.10-3- 1(2-9,2.10-3-360-0,258)
= 1990 ом
(стандартное сопротивление 1800 ом).
Максимальное значение тока покоя коллекторов составит
Ъ---к/?2~77эбо МН„(7?1 + /?2] + /к„макс[/?э(7?1 + 7?2) + -ftl-fo]
О, 1 + Рмакс
кОмакс=----------------------------------г, D
/?э(/?1 + /?2)+-ГЦр-
1-ГРмакс
40
[9-360-0,137(1800+360)] -1-160-10~6[43 (1800 + 360) +1800-360]
43(1800 + 360)+
= 28 ма.
При этом мощность, выделяющаяся в одном транзисторе при отсутствии сиг-, нала, будет равна
Р — Рк “I- Рэ = /к0 макс £7 кб0~/б0 макс 1-ЕбО мин=/ко макс £7 кбО +~
+ J^L-U960 мин = к . ю-з . 8,3+ -^4^- • 0,137=0,116 вт,
Рмакс
ЧТО допустимо.
Повышение температуры перехода прн этом составит
д7п = Р/?тт =0,116 • 0,2 • 103 = 0,0232 • 103 = 23,2°С,
что даже немного меньше, чем предположенное повышение температуры перехода на ЗО°С; поэтому максимальный ток коллектора и выделяемая в транзи-сторе мощность будут меньше найденных.
Требуемое напряжение источника питания каскада должно быть равно
Ек — С^кбО -|- Ломакс +(2/э0 макс Ra
-|- £Дбо) —
— J-J к60 4“ /кОмакс
9
= 8,3+14-1 (Г 3^^ 4
2 (^кОмакс Л<п макс, Рмакс
(14-10-3-160-10-6) (1+40) 40
U эбО
36+ 0,225
= 10,14 в.
3.5. Расчет двухтактного каскада мощного усиления в режиме В
В режиме В плечи двухтактной схемы работают поочередно, каждое в течение полупериюда сигнала; полпериода каждое из плеч как бы отключено от схемы. Для упрощения расчета трансформаторного каскада в режиме В удобно рассчитывать одно плечо схемы вместе с половиной первичной обмотки выходного трансформатора и всей его вторичной обмоткой, так как вторая половина обмотки и второе плечо во время работы первого плеча можно считать отключенными.
При этом расчет каскада производят для половины периода сигнала по обычным семействам статических характеристик транзистора, включенного в одно плечо схемы, получая при этом данные, относящиеся ко всему каскаду за период.
Расчет каскада начинают с определения мощности сигнала р
Р__=——, которую должен отдавать один транзистор, выбрав
^т
кпд выходного трансформатора i]T в соответствии с указаниями табл. 2.3.
На основании полученных данных и указаний стр. 43—44 выбирают транзистор, способ его включения, схему подачи смещения и составляют принципиальную схему каскада.
Напряжение питания выходной цепи (70 в режиме В берут не выше (0,35н-0,4) Uвыхлоп , где Uвыхлоп — максимальное допустимое напряжение между выходными электродами для выбранного способа включения, взятое из справочных данных.
Нагрузочную прямую строят для одного полупериода сигнала на семействе статических выходных характеристик. Сопротивление нагрузки одного плеча выходной цепи переменному току находят из выражения
R Zn 0,5 , (3.26)
где Uocr — остаточное напряжение.
90
При включении с общей базой /7ОСТ~0; щим эмиттером и общим коллектором выходных характеристик транзистора для
эмиттером (рис. 3.22) для максимального значения выходного то ка, ориентировочное -
торого определяют
I вых
°р ~ 0,5 U 0
значение ко-по
формуле
(3.27)
значения
Для полученного
/? „ на семействе статических выходных характеристик транзистора проводят нагрузочную прямую через точку Uo на горизон-
„ г
тальнои оси и точку / = =-----на
г\ ,—,П
вертикальной оси (рис. 3.23).
При включении с общей базой верхним положением рабочей точки, определяющим максималь-
при включении с об-с находят по семейству включения с общим
lop
Uocrrr
18x3
>8x2
>8x1
ивых
Рис. 3 22. Определение (Дет по, ориентировочно найденному максимальному току /Ор (к расчету каскада в режиме В)
ное значение выходного тока
/'макс, является пересечение нагрузочной прямой с вертикальной осью семейства выходных характеристик, в этом случае
Рис. 3 23. Построение нагрузочной прямой для трансформаторного каскада мощного усиления в режиме В
9%
u0 R^n
J макс —
. При включении с общим эмиттером или общим
коллектором верхним положением рабочей точки является пересечение нагрузочной прямой с линией отсечки ОК (рис. 3 23). Максимальное значение выходного тока не должно превышать максимально допустимого тока для выбранного типа транзи
стора.
Отдаваемую каскадом мощность проверяют по формуле
Р~ = 0,5//2максК^п = 0.5(0Вь,хо-и0ст)//Макс . (3.28)
Если мощность недостаточна, то уменьшают R _^,п. Максимальную мощность, выделяемую на коллекторе транзистора, при работе каскада в режиме В с изменяющейся амплитудой сигнала находят из выражения
А=О,318ГыаксПо-О,25Г2максК~п=О,2ОЗ/'макс U— 0,1015К2м?ксК~п,
(3.29)
ГДе I ^макс = 0,637 / макс •
Необходимые напряжения, ток и мощность входного сигнала находят, как и в режиме А, по входной динамической (или статической) характеристике. Для уменьшения нелинейных искажений при слабых сигналах на базу транзистора относительно эмиттера в режиме В подают небольшое напряжение смещения (Дхо от делителя с малым сопротивлением. Величину смещения берут такой, чтобы ток покоя выходной цепи транзистора /</ при отсутствии сигнала составлял (0,05-4-0,1) I'ViKC . При таком смещении нелинейные искажения при слабых сигналах получаются небольшими и их можно не учитывать. Для германиевых транзисторов при комнатной температуре обычно необходимое напряжение смещения составляет 0,154-0,25 в, для кремниевых 0,5 в и выше.
При работе каскада транзистор нагревается, и поэтому необходимое напряжение смещения получается ниже, чем найденное указанным способом для комнатной температуры Если желательно получить точное значение напряжения смещения для нагретого транзистора, его величину нужно уменьшить на 2 мв на каждый градус повышения температуры перехода относительно 20°С
Отметив положение точки покоя на перпендикуляре к горизонтальной оси, восстановленном из точки на семействе выходных статических характеристик (рис. 3.23), и найдя /вх0 переносят на входную характеристику верхнюю точку Н нагрузочной прямой (точка Н' рис. 3.24) и точки ее пересечения с статическими выходными характеристиками (точки 1, 2). Амплитуду входного сигнала Овхмакс определяют как разность входных напряжении, соответствующих точке покоя и точке Н' входной характеристики.
Далее по точкам на входной и выходной характеристиках строят обычным образом сквозную динамическую характеристику,
92
тмечают на ней точку, соответствующую половине амплитуды дс, и находят ток Г\ в этой точке (см. пример 3.4).
Для расчета коэффициента гармоник двухтактного каскада в ежиме В с учетом асимметрии плеч находят /маКс, I\, /о, /2, о формулам:
Лмакс — (1+6)/' макс
= +
I<s — (1 + b) I'o — (1 — b) 1''о — <2Ы'й
(3.30)
Z2= — (1 —
/мин— (1 Ь) I макс J
Значения коэффициента b берут указанные на стр. 79. Амплитуды первых четырех гармонических составляющих выходного тока /ют, Лт, /зт, hm находят по ф-лам (1 10); среднее значение гока, потребляемое каскадом от источника питания, при максимальном сигнале определяют из выражения /ср =0,637 /'макс и рассчитывают коэффициент гармоник по формуле
__ V/ 2m + / 3m + / 4m / Q Q11
Kv — - . (0.01)
' Im
При хорошем использовании транзистора коэффициент гармоник в режиме В получается значительно выше, чем в режиме А; особенно сильно он воз
растает при включении с общим эмиттером, достигая десятков процентов, что иногда заставляет отказываться от такого включения. Делитель смещения в режиме В вносит дополнительные нелинейные искажения из-за снижения р при больших амплитудах сигнала. Чем меньше сопротивление делителя, тем эти искажения меньше. В режиме В включение с общим эмиттером дает меньший выигрыш, по мощности входного сигнала, чем в режиме А, ввиду сильного падения р при больших токах. Наименьший коэффи
Рис. 3 24 Входная характеристика транзистора (к расчету каскада в режиме В)
93
циент гармоник, как и в режиме А, дает включение с общим кол-чектором при условии невысокого выходного сопротивления предыдущего каскада.
Амплитуду входного тока сигнала находят для транзистора с наименьшим статическим коэффициентом усиления тока:
Г _ j 7 к макс
вх макс — *б макс — п-----------
Р мин
г _ г ________ к макс
вх макс — Js макс — ------------ }•
амин
> _, __ 1 э макс
вх макс — /б макс — 1 , Q-------
* гРмин
(3.32)
— первая из формул относится к включению с общим эмиттером, вторая — к включению с общей базой, третья — к включению с общим коллектором.
Сопротивление R2 делителя, задающего смещение на вход каскада (рис. 3.6, 3.7), рассчитывают, задавшись постоянной составляющей тока /дел в этом сопротивлении при отсутствии сигнала порядка (0,54-2) /б макс , где /б макс — максимальное значение тока базы за период при максимальном расчетном сигнале
D U вхО
Къ — 7
дел
(3.33)
Сопротивление R\ делителя находят, исходя из падения напряжения на нем и постоянной составляющей тока, протекающего через это сопротивление при отсутствии сигнала.
п ___ Рк U вхО
1 /дел 7'2/б0
Необходимая входная мощность сигнала с учетом делителя смещения для такого каскада определится выражением
(3.34)
(3.35)
р ВХ/ХУ — 0,5/ вх макс ( О вх макс + /б макс /?г)
и входное сопротивление каскада с учетом влияния делителя
/7 вх макс
макс R 2
вх макс
Радиатор, охлаждающий транзистор при включении с общей базой, рассчитывают, исходя из максимальной мощности Р, выделяющейся в транзисторе:
Rbk~
(3.36)
Р = Л + Рэ=0,203/'макс Z70—0,1015 Г2макс R,
0,5/' вх макс 17 вх макс 2
(3.37)
94
где макс представляет собой найденное по входной статической характеристике входное напряжение, соответствующее /'вхмакс = ₽ 0,637 / вх макс При включении с общим эмиттером и об'щим коллектором Р~Рк-
Коэффициент трансформации выходного трансформатора ®2
Лп=—активное сопротивление половинки первичной обмотки
/ активное сопротивление вторичной обмотки г2, необходимую индуктивность половинки первичной обмотки Л1П находят из выражений:
«п = 1/
Г Р~ п
fin = 0,58(I — т;т)
1 - 71т
г2 = 0,42/?„---
7jT
т 0,159(/?^п ~г1П) 1П Л ]/>„т - 1
(3.38)
индуктивность всей первичной обмотки Е составит 4Лщ. Формула для расчета частотной характеристики каскада в области нижних частот имеет вид
Л1Н ~
0,159 (/?~п — Лп) 2
/н Ат
(3.39)
Допустимую индуктивность рассеяния здесь также рассчитывать не нужно, так как ее действительное значение будет много меньше допустимого и частотные искажения на верхних частотах у выходного трансформатора практически отсутствуют.
Требуемое напряжение источника питания Ек для каскада мощного усиления, работающего в режиме В, определяется выражением
Ек — Uo 7 оГ1П ~ Uo , (3.40)
так как произведение Л/Лп обычно много меньше, чем Uo. Источник питания каскада, работающего в режиме В (выпрямитель, сухая батарея, аккумулятор) должен иметь низкое выходное сопротивление; изменение напряжения источника питания при изменении входного сигнала от нуля до максимального расчетного значения не должно превышать 10-4-15%.
Пример 3.4. Рассчитаем каскад мощного усиления в режиме В с транзисторами, включенными с общей базой, имеющий- РВЫх =20 вт,/?„ =180 ом, fH =50 гц, /в=10ООО гц, Л4Н<:1,19, кг< 6%, 7окрмакс =+40°С Источник питания каска-
95
да — выпрямитель с выходным напряжением 20 в и малым внутренним сопротивлением.
Взяв кпд выходного трансформатора 0,85 для мощности 20 вт, получим
р _______ ‘ вых
7]^.
20 0,85
= 23,5
вт.
Применим в каскаде транзисторы типа П4А, имеющие: максимальную мощность рассеивания с дополнительным внешним радиатором Ркмакс =20 вт, /к доп =5 а, t/кбдоп =60 в при 7П< 50°С; максимальное значение обратного тока коллектора /кнс=0,5 ма при 20°С, ₽мнн =5 I аМин=——=0,833 'j , _ X 1+Рмин /
^Пдоп=90°С,/?тт=2°С/ет.
Принципиальная схема рассчитываемого каскада приведена иа рис. 3.25. Задавшись максимальной температурой перехода в рабочих условиях 7'Пмакс =^0°С, найдем допустимое напряжение питания выходной цепи
Рис. 3.25. Принципиальная схема каскада, к примеру 3.4
так как допустимое напряжение для транзисторов П4 должно снижаться на 8% на каждые 10°С повышения температуры перехода сверх 50°С. Таким образом, заданное напряжение выпрямителя, равное 20 в, является допустимым.
Найдем сопротивление нагрузки для одного плеча выходной цепи, пренебрегая падением напряжения от тока покоя на первичной обмотке трансформатора
~ 0 5 (U60 - ^оет)2 =0,5-^ = 8,5 ом, к 11 23,5
так как Пост =0 для включения с общей базой. Максимальная амплитуда тока сигнала в цепи коллектора
г/ — ^Кб° — 20 _пЧг.
i к макс — я — и,
Лк~п 8,5
что для П4А допустимо. На семействе выходных статических характеристик П4А, включеииого с общей базой, строим нагрузочную прямую одного плеча двухтакт-96
ной схемы для /?к^п ==8,5 ом, £/кбо =20 в (рис. 3.26). Отдаваемая каскадом мощность равна
= 0,5//2КМакс /?к~п =0,5 • 2,352 • 8,5 = 23,52 вт,
Рис. 3.26. Выходные характеристики транзистора П4А, включенного с общей базой, к примеру 3.4
что достаточно. Возьмем ток пок.'Я цепи коллектора
1'ко = О.Об/'кмакс = 0,05 • 2,35^0,12 а~/э0
для этого значения /эо на входной статической характеристике, находим U эбо— =0,17 в. Перенеся верхнюю точку (точку 6) нагрузочной прямой на входную характеристику, найдем амплитуду напряжения входного сигнала иа транзисторе Пэб макс =0,44 в (рис. 327).
Предположим, что расчет инверсного каскада дал значения /?Вых оэ1 =300 ом. аюп
Г] = 10 ом, Пц = —=0,08, тогда сопротивление источника сигнала для оконечного каскада составит
R ист ~(-^?выхоэ1 Ч- г 1) — (300+ 10) 0,082~2 ом.
Для этого значения Лнст рассчитываем данные для ряда точек сквозной характеристики (табл. 3.3) и строим эту характеристику (рис. 3.28), откуда находим для половины амплитуды эдс /'1 = 1,15 а.
7 Зак. 2039. Q7
Рис. 3 2'7. Входная характеристика транзистора
П4А., включенного с общей базой, к примеру 3 4
Рис. 3.28. Сквозная динамическая характеристика, к примеру 3.4.
98
ТАБЛИЦА 3.3
Номер точки 1 2 3 4 5 6
/к , а 0 0,49 0,98 1,46 1,92 2,35
1э j Л 0 0,5 1 1,5 2 2,45
изб , в 0,07 0,285 0,38 0,465 0,543 0,61
^ИСГ ~Иэб4“/э ^?ист, в 0,07 1,285 2,38 3,465 4,543 5,51
Так как /?ист невелико и такого же порядка, как и входное сопротивление транзистора, берем для включения с общей базой коэффициент асимметрии 1=0,12, тогда:
/Макс= (1 + Ь)/\маКс = (1+0,12) • 2,35=2,628а, /1=(1+6)/1'=(1 + 0,12) • 1,15=1,288 а, 70 = 26/0' = 2 • 0,12 . 0,12 = 0,0288 а,
/2 = - (1 -6)//=-(1 -0,12) . 1,15= — 1,012 а.
7кмиН = -(1-&)/'кмаКс = -(1-0,12) . 2,35=—2,068 а.
При этих значениях /к макс , Л, /о, 1г, /кмин расчет гармонических составляющих выходного тока и коэффициента гармоник по формулам пяти ординат дает: Цт =2,332 а, /2т = 0,123а, 13т =0,016а, Цт =—0,031 а и кг=5,48%, что допустимо. Наибольшая амплитуда входного тока сигнала составит
Г —1 — ^кмакс — _ ПО9Л
•* вх макс — макс — — л о о о” —Z,O.4 и.
Ямин 0,ооо
Задавшись /дел =/бмакс , рассчитаем сопротивления делителя подачи смещения:
п ___ __ ^эбО ______ ЦэбО ИИ____17 • 5 _п ОЛ1
А 2 — —7---- — —7----- — “77------- — on-— —U,ОО1 ОМ>
•*дел j б макс 1 к макс
п ___ ^ЛбО ______ 20 0,17 _„„ „
/дел+2/бо ~ , 9 /'о “ 2,35 0,12 38,30 •
1 б макс г ~о г “Г с
Рмин
2,35
.. Мощность, потребляемая делителем, будет равна Рдел^/дел Ек = —g—20= =9,4 вт, что сильно снизит кпд усилителя и заставит увеличить мощность источника питания. Поэтому, несмотря на то, что в схеме с общей базой величина )мин не имеет существенного влияния на работу каскада, для уменьшения мощности, потребляемой делителем смещения, желательно иметь рМин возможно
7*
99
более высоким; например, если для рассчитываемого каскада взять транзистор П4Б, имеющий ₽Мин =15, сопротивление делителя возрастет в три раза, а следовательно, втрое уменьшится потребляемая им мощность.
Среднее значение тока, потребляемое рассчитываемым каскадом от выпрямителя, при максимальном сигнале и транзисторах П4А составит
9 45
Zcp - 0,637 I'K макс + /дел —0,637 . 2,35+ = 1,97 а.
о
Необходимая входная мощность сигнала с учетом делителя
Рвх__ ~ 0,5/э макс (t/эб макс |“ 7б макс /?2) 0,5-2,82/ 0,44 +
и входное сопротивление каскада с учетом влияния делителя 9 35
,7 । т п 0,44 + -^ 0,361
р _____ <-✓ эб макс /б макс *\2 __ °
Авх - — 7 — пТо
•* э макс Z,OZ
Максимальная мощность, выделяемая на коллекторе транзистора, составит
смещения
-^0,361) = о /
= 0,86 вт
= 0,216 ОМ.
/’к — 0,203/'к макс U к 60—0,1015/'2к макс #к~П =
= 0,203 • 2,35 • 20-0,1015 • 2,352 . 8,5 = 4,775 вт.
Радиатор для каждого из транзисторов рассчитываем, исходя из взятой ранее Тп макс =+70°С:
р _ р _|_ р ____ р । 0,5/ э макс U эб макс _
. ___ , 0,5 • 0,637 • 2,82 • 0,34 . оо
= 4,775+ — -----------х----------- =4,93 вт.
2
где (У'эб макс =0,34 я, найденное по входной статической характеристике рис. 3.27 для Г э макс --0,637 / э макс =0,637 • 2,82= 1,8 а.
•^охл
1200-4-1500
Гц макс Токомаке п --------_------------/<ТТ
1350 ,
70 — 40 ; ~33° СМ •
4,93 2
Выходной трансформатор должен иметь электрические данные:
п, =='\/Г----— = 1/~ —4 99
' V V 0,85-8,5 ’ У’
л, и - 0,58 /?к~п (1-т(Т) = 0,58 • 8,5(1-0,85) =0,738 ом,
I 1 -- т]т \ /1 -0,85 \
г2 = 0,42/?„ ----— =0,42 • 180 —п-г-~ =13,35 ом,
\ / \ 0,8.т I
_ 0,159 ( п - г, и) 0,159 (8,5 - 0,738) _
Л]П -----7--7TZT-, 1.-тг—- — -------===:------- —V,VOo4 сН.
/н ]/ Л+„т1 50yi,192— 1
Пример 3.5. Рассчитаем трансформаторный транзисторный каскад мощною усиления в режиме В для усиления радиовещательной передачи, имеющий сле
100
дующие данные: РВЫх =50 вт, Uвых =60 в.эфф, кг <8%, Гокр макс = +40“С. Источник питания каскада — выпрямитель с малым внутренним сопротивлением.
При т]т =0,9 для мощности 50 вт отдаваемая каскадом мощность составит
А- = = -^- = 55,5 вт.
т)т 0,9
Так как допустимый коэффициент гармоник достаточно велик, для увеличения коэффициента усиления мощности каскада используем включение транзисторов с общим эмиттером. Попробуем применить в каскаде два транзистора типа П210А, имеющие- Ркмакс =60 вт, /клоп = 12 а, Окэдоп =60 в, при Лб-^Юо-** в интервале температур коллекторного перехода от —60 до +85'“С, Т п макс = = +85°С, /?тт = ГС/вт, рмин = 15, / кн макс =8 ма при 20сС.
Рис. 3.29. Принципиальная схема двухтактного выходного каскада, к примеру 3.5
При трансформаторном инверсном каскаде и общем делителе подачи смещения схема каскада примет вид, изображенный на рис. 3.29. Допустимое напряжение питания выходной цепи составит
(Лэо ~ 0,35 икэ доп =0,35 • 60 = 21 в.
Сопротивление нагрузки одного плеча выходной цепи
А п ~ 0,5 (LZk3° ~ U°c^2 =0,5 (21Т^)2 =3,68 ОМ, ~ Р~ 55,5
С7ост —0,75 в найдено по семейству выходных статических характеристик транзистора П210А для включения с общим эмиттером (рнс. 3.30) при ориентировочном значении максимального выходного тока:
. Р~ _ 55,5 ~_„
1ор ~ 0,5UK3O 0,5 . 21 а'
Отложив на вертикальной оси семейства выходных статических характери- £УкэО 21 /о •
стик ток /=^—п=368 = 5,7 а’ СТРОИМ нагрузочную прямую плеча (рис. 3.JU), из чертежа находим /'к макс =5,5 а, что не превышает /к доп =12 а. Отдаваемая каскадом мощность составит
А. = 0,5/'2к макс R к~ п =0,5 • 5,52 . 3,68 = 55,5 вт,
101
что достаточно. Максимальная мощность, выделяемая при этом на коллекторе транзистора, будет равна
Рк = 0,203 U кэ0 - 0,1015/Л м .к= Я>~п -=
= 0,203 • 5,5 . 21-0,1015 • 5,52 • 3,68=13,2 вт,
что допустимо.
Допустимое значение тока покоя каждого из транзисторов /'ко должно лежать в пределах (0,05—0.1) /'к макс =(0,05—0,1) 5,5 = 0,2754-0,55 а. Возьмем ток покоя /'к.. =0,35 а, что соответствует статической характеристике для =5 ма и напряжению смещения по входной статической характеристике (рис 331) (7бэО=О,2в
Рис. 3 30. Выходные характеристики транзистора П210А, включенного с общим эмиттером, к примеру 3 5.
Перенеся на входную статическую характеристику точку 7, соответствующую Г к макс , найдем амплитуду напряжения сигнала между базой п эмиттером
бэ макс =0,81-0,2 = 0,61 в.
При включении транзистора инверсного каскада с общим эмиттером Дист , рассчитанное по ф-ле (3 5), будет иметь величину порядка 25 ом. Для такого значения Диет в табл. 3 4 приведены данные для точек 1—7 нагрузочной прямой, по которой построена сквозная характеристика, изображенная на рис. 3.32
102
103
ТАБЛИЦА 34
Номер точки 1 2 3 4 5 6 7
»к > а 0 1,22 1,98 3,06 3,82 4,46 5,5
«б , а 0 0,025 0,05 0,1 0,15 0,2 0,31
ибэ , в 0,15 0,34 0,428 0,545 0,63 0,696 0,81
Иист ==Нбэ +*б Я ист > в 0,15 0,965 1,68 3,05 4,38 5,7 8,56
Найдя из сквозной динамической характеристики /',=3,8 а и взяв для включения с общим эмиттером при подборе транзисторов в плечах коэффициент асимметрии 6=0,15, найдем: /макс =6,32а, /]=4,37 а,/о=О,1О5 а, /2= — 3,23 а, /мин = = —4,68 а. Гармонические составляющие выходного тока, найденные по ф-лам (1.10), будут равны: Г1т =6,2а, /2т=0,3575 а, 13т=— 0,7 а, /4т=—0,191а, что даст значение кг =13%.
Так как значение коэффициента гармоник не должно превышать 8%, для снижения к г до допустимой величины в каскаде можно применить отрицатель ную обратную связь или включить транзисторы каскада мощного усиления с общим коллектором (см. пример 3.6). Снизить коэффициент гармоник каскада можно также, включив транзистор инверсного каскада с общим коллектором; при этом сопротивление источника сигнала /?ист составит примерно 1,5 ом. Для этого значения /?Ист сквозная динамическая характеристика на рнс. 3.32 изображена пунктиром; значение кг каскада в этом случае составляет 7,46%, что по условию допустимо.
Расчетная амплитуда тока входного сигнала составит
г _______ т _______ I к макс ____ 5,5 __ _
'вхмакс — 'бмакс — о — ir —и,ОО/ U
Рмии Ю
Взяв /Дел=/бмакс , рассчитаем сопротивления делителя подачи смещения и потребляемую нмн мощность:
р — U вхО ^бэО 0’2 П СИ К пи
А 2 ^дел макс 0,367 ”0’515 ом'
п ^к вх 0 /дел + 2/б0 __ U бэ 0 _ 21-0-2 503 ом
7 1 9 ко *б макс “Г ~ q гмин t\ nr Оль, 0,367 + 2 -И?-10
Рдел=« 4ел ^к =0,367 • 21 = 7,7 вт.
Ток, потребляемый каскадом от выпрямителя прн максимальном сигнале, и требуемое напряжение источника питания составят
/ср=0,637Гкмакс+/дел = 0,637 • 5,5 + 0,367 = 4,14 а; Ек~ Uкэ0 = 21 в.
104
Яг) = вт,
Входная мощность сигнала н входное сопротивление плеча каскада с учетом делителя смещения;
^вх ‘ 0,5 /<5 Макс ( U бэ макс ’4* А) макс =0,5 • 0,367(0,61+0,367 • 0,545) =0,149
п ______ бэ макс + ^6 макс ^2
Л»х---------------- —
1 б макс 0,61+0,367 • 0,545 =----------0^67----------- =2’21 ОМ-
Радиатор для каждого из транзисторов рассчитываем, мальной температурой перехода Тп макс =80°С: „ 1200-+1500
'Г
* П макс •* окр макс о
--------р----------Ктт
задавшись максн-
= 670 СМ2.
производится ДЛЯ
1350
80-40 .
13,2
Расчет электрических данных выходного трансформатора
„ эфф 603
ки= —----------- "gQ* =72 ом; расчет не приводим, так как он аналогичен преды-
дущему примеру.
Пример 3.6. Для иллюстрации расчета каскада мощного усиления в режиме В с общим коллектором пересчитаем каскад с данными примера 3.5 на включение транзисторов с общим коллектором. Схема двухтактного каскада в режиме В с общим коллектором и общим делителем подачи смещения дана на рис. 3.7.
Так как отдаваемая каскадом мощность Р_____остается равной 55,5 вт, ис-
пользуем в каскаде те же транзисторы типа П210А. Ввиду того, что для П210А при включении с общим эмиттером н общим коллектором 1/кэдоп =60 в, напряжение питания С7кэО останется равным 21 в. Определив тем же методом, как и в примере 3 5, (7ост=0,75 в, найдем, что R3_п останется равным 3,68 ом. Нагрузочную прямую плеча для 1/кэ0=21 в и R3______;П=3,68 ом проводим на семействе вы-
ходных характеристик П2ЮА, для включения с общим эмиттером (рнс. 3.30). Максимальное значение тока выходной цепи определяется так же, как в примере 3.5, и остается равным 5,5 а; но это уже не ток коллектора, а ток эмиттера /'э макс . Отдаваемая каскадом мощность Р,^_, и максимальная мощность, выделяемая на коллекторе транзистора Рк , определяются, как и в примере 3.5, и останутся равными 55,5 вт и 13,2 вт соответственно. Ток покоя цепи коллектора /'ко практически равный току покоя эмиттера Г эо , оставим равным 0,35 а; поэтому напряжение смещения I/бэО и амплитуда напряжения база—эмиттер Uba макс составят по-прежнему 0,2 в и 0,61 в. Расчетная амплитуда тока входного сигнала при включении с общим коллектором, составит
=01344 °' 1 -д- |лмии 1 + 1о
Расчет делителя подачи смещения при Iдел =/б макс , проведенный так же, как и в примере 3 5, даст: Р2=0,582 ом, P[=53,3oai н Рдел =Лел£к =0,344-21 = = 7,22 вт. Входная мощность сигнала и входное сопротивление плеча с учетом делителя подачн смещения при включении с общим коллектором выражениями:
Рви ~ — 0,5 7g М8КС ( U бэ макс 7g макс Т?2 Ч- 7 э макс Ра ~ = 0,5 • 0,344(0,61+0,344 . 0,582 + 5,5 - 3,68) =3,62 п ____________ Uba макс + /б макс г 4~ 7' э макс __
л вх~ т
*6 макс
0,61 + 0,344 • 0,582 + 5,5 . 3,68
г ___ г ________ * э макс
вх макс — ‘ 6 макс — л . а
определятся
п) = вт,
0,344
= 61,2 ом.
105
При такой мощности входного <. игнала инверсный трансформаторный каскад целесообразнее сделать двухтактным Если в нем применить транзисторы Г1202 в режиме А включенные с общим эмиттером, то сопротивление источника сигнала /?ист для рассчитанного каскада составит примерно 800 ои
Сквозную характеристику строим для тех же семи точек нагрузочной пря мой, как и в примере 3,5 (табл 3 4), но для /?ист = 800 о и, расчет коэффициента гармоник по этой характеристике даст значение кг =14% Такой коэффициент гармоник получился бы при включении транзисторов с общим эмиттером, при включении же с общим коллектором обратная связь снизит коэффициент гармоник до величины
ок
оэ
। । I ч макс R э— П
Uбэ макс + /б макс ^2
ист 4“ вх —
14
5,5 • 3,68
0,61-0,344 • 0,582
61,2
800 +-61,2
= 5,04%,
что по условию допустимо
Такой высокий коэффициент гармоник прн включении с общим коллектором получится пэтому чго сопротивление источника сигнала R ист (выходное сопро тивление предыдущего каскада) во много раз превысило входное сопротивление плеча /?вх—, Однако коэффициент гармоник рассчитанного каскада легко снизить, включив на половинки вторичной обмотки входного трансформатора шун тирующие сопротивления, если, например, эти сопротивления взять по 400 о и, то Rmci уменьшится до 1Ь0 ои Входная мощность сигнала при этом возрастет лишь до 4,73 вт, а коэффициент гармоник как нетрудно найти по приведенной выше формуле, снизится до 1 78%
Расчет тока, потребляемого каскадом от источника питания напряжения источника питания, радиатора и расчет электрических данных выходного тран сформатора производятся так же как в примере 3 5
3.6. Бесгрансформаторные двухтактные каскады мощного усиления
Включение нагрузки непосредственно в выходную цепь транзисторов без выходного трансформатора позволяет устранить вносимые последним частотные, фазовые и нелинейные искажения, уменьшить размеры, вес, объем и стоимость каскада, повысить его кпд и избавиться от нелинейных искажений, вызывае мых отсечкой тока в режиме В
Однако в обычных схемах непосредственное включение на грузки оказывается невозможным из-за прохождения через на грузку постоянной составляющей тока, вызывающего резкое уменьшение отдаваемой каскадом мощности и его коэффициента полез ного действия
Прохождение постоянной составляющей тока через нагрузку и связанное с этим снижение кпд, а также вносимые трансформатором искажения и потери отсутствуют в схемах бестрансфор-маторных двухтакных каскадов, имеющих несколько разновидностей Одной из таких разновидностей является бестоансформа-торный двухтактный каскад с параллельным (несимметричным)
106
>ыходом, два варианта схемы которого изображены на рис 3 33 для упрощения рисунка цепи подачи смещения на управляющие электроды транзисторов здесь не показаны Напряжения сигнала, !мсщенные по фазе на 180°, как и в обычной двухтактной схеме, додаются во входные цепи транзисторов Т} и Т2 от инверсного каскада Питание коллекторных цепей транзисторов в варианте
Рис 3 33 Схемы бестрансформаториых двухтакт ных каскадов с пара тле пьиым (несимметричным) выходом а) с двумя источниками питания (или одним ис точником со средней •’очкой), б) с одним источни ком питания без средней точки, по с разделитель иым конденсатором
рис 3 ЗЗп производится от двух одинаковых источников, соеди ценных последовательно, или ог одного источника со средней точ кои Если два источника питания использовать нежелательно, применяют схемд, рис 3 336, имеющую один источник питания без средней точки, с удвоенным напряжением, нагрузку здесь включают через ра з делительный конденсатор Ср Для тою чтобы разделительный конденсатор не влиял на частотную характера «.тику каскада, сопротивление этою конденсатора на низшей рабочей частоте до тжно быть в 3 5 раз меньше сопротивления нагрузки При одинаковых верхней и нижней половинках схемы рис 3 33а постоянная составляющая тока через нагрузку /?н, вклю чснную в средний провод источника питания, не про тодит, так как средние значения токов питания пдеч /ср1 и IС|,2, равные по величине, в этом проводе пзправ юны в противоположные стороны, а поэтому взаимно уничтожаются Переменные составляющие токов плеч /^i и / _ проходят через нагрузку в одном иаиравле нии и складываются
В схемах рис 3 33 транзисторы по отношению к источнику (или источникам) питания, т е по постоянному току, включены последовательно, а по отношению к нагрузке (или по переменному току) — параллельно, последнее снижает расчетную величину
107
сопротивления нагрузки и приближает ее к сопротивлению обычных электродинамических громкоговорителей.
Бестрансформаторные каскады могут работать как в режиме А, так и в режиме В; сопротивлением нагрузки каждого из транзисторов при работе каскада в режиме А является сопротивление 2^н, а при работе в режиме В — сопротивление RH.
Напряжение питания и режим работы каскада выбирают такими, чтобы заданная величина сопротивления нагрузки /?н обеспечивала полное использование транзисторов как по току, так и по напряжению. В транзисторных бестрансформаторных каскадах, работающих на громкоговоритель, так подбирают напряже ние питания Ек и режим работы каскада, чтобы сопротивление стандартного громкоговорителя оказалось равным расчетному сопротивлению коллекторной нагрузки.
Бестрансформаторные двухтактные каскады наиболее часто применяют в режиме В; в цепи эмиттеров здесь иногда включают небольшие сопротивления R3 , стабилизирующие работу плеч каскада и создающие в нем отрицательную обратную связь.
Для бестрансформаторных каскадов, как и для обычных двухтактных, желательно в плечах подбирать транзисторы, мало отличающиеся по величине р, так как в противном случае максимальная выходная мощность каскада снижается и растет коэффициент гармоник.
В качестве инверсного каскада для бестрансформаторных двухтактных схем типа рис. 3.33 можно использовать как трансформаторный, так и реостатный инверсный каскады, например инверсный каскад с разделенной нагрузкой.
Еще более простым по устройству является бестрансформатор-ный двухтактный каскад с параллельным выходом и параллельным входом, два варианта схемы которого даны на рис. 3.34; цепи
Рис. 3.34 Схемы бестрансформаторных двухтактных каскадов с параллельным входом и параллельным выходом:
а) с двумя источниками питания, б) с одним источником питания н разделительным конденсатором
108
подачи смещения здесь также не показаны. В таком каскаде используют транзисторы с одинаковыми параметрами и характеристиками, но противоположным характером проводимости; в одном плече — транзистор типа р-п-р, в другом — транзистор типа п-р-п. Питание выходных цепей, как и в предыдущем случае, здесь можно производить от двух последовательно соединенных источников, одного источника со средней точкой, или источника без средней точки с разделительным конденсатором. В схемах рис. 3.34 так же, как и в схемах рис. 3.33, выходные цепи транзисторов по постоянному току включены последовательно, а по переменному — параллельно. Каскад с параллельным выходом и параллельным входом не нуждается в инверсном каскаде, так как транзисторы в его плечах имеют противоположную проводимость, а поэтому и противоположную полярность питающих напряжений; при подаче одного и того же напряжения сигнала на управляющие электроды обоих плеч ток в одном плече растет, а в другом падает, и схема работает как двухтактная. Поэтому в качестве предыдущего каскада для такой схем,ы применяют обычный несимметричный каскад.
Способ включения транзисторов в бестрансформаторных двухтактных каскадах может быть любым, однако далеко не всегда просто получить любое включение. Для того чтобы на предварительные каскады не поступало выходное напряжение бестранс-форматорпо! о каскада и не нарушалась симметрия схемы, общий провод предварительных каскадов, а также инверсного, если последний имеется, следует подключать к точке А (рис. 3.33, 3.34); это позволяет также использовать для питания предыдущих каскадов все напряжение источника питания. Если предыдущий каскад выполнить реостатным, то при питании его от полного напряжения источника питания транзисторы схем рис. 3.34 оказываются включенными с общим коллектором и па вход оконечного каскада приходится подавать напряжение сигнала, превышающее напряжение сигнала на нагрузке. Столь большое напряжение сигнала обычный реостатный предыдущий каскад не может отдать даже при питании от полного напряжения источника, в результате напряжение питания бестраисформаторного каскада оказывается недоиспользованным, и кпд последнего получается низким.
Для устранения этого недостатка верхний конец сопротивления R к предыдущего реостатного каскада присоединяют к нижнему концу сопротивления нагрузки оконечного, как это сделано па рис. 3.35; эго увеличивает амплитуду напряжения питания предварительного каскада примерно в 1,5 раза, так как на сопротивлении /?н имеется полное выходное напряжение сигнала, приближенно равное половине напряжения источника питания. Это дает возможность полностью использовать напряжение питания и транзисторы оконечного каскада. На рис. 3.35 изображена полная принципиальная схема двухкаскадного усилителя, имеющего бестрансформаторный двухтактный выходной каскад с па
109
раллельным выходом и параллельным входом, работающий в режиме В, и реостатный каскад предварительного усиления, работающий в режиме А. Напряжение смещения, необходимое для устранения нелинейных искажений оконечного каскада при рабо-
те его в режиме В и слабых сигналах, здесь снимается с делителя из сопротивлений /?2, Rs, Rt и Rs; конденсаторы С2 и С3 устраняют падение напряжения сигнала на сопротивлениях R3 и Rt. В предварительном каскаде сопротивление Ri осуществляет коллекторную стабилизацию точки покоя и рассчитывается обычным образом. Ток покоя коллектора транзистора этого каскада должен быть немного больше необходимой ам-
Рнс. 3.35. Двухкаскадный бестран-сформаторный усилитель с оконечным каскадом по схеме 3 346, работающий в режиме В
плитуды входного тока оконечного бестрансформаторного каскада; при этом сопротивление RK предварительного каскада берут таким, чтобы падение напряжения питания на нем в точке покоя составляло примерно 0,5 Ек.
При известном сопротивлении нагрузки /?„ бестрансформаторного двухтактного каскада и заданной мощности сигнала в нагрузке Рвых для полного использования напряжения питания и получения высокого кпд питающее напряжение должно быть строго определенным. Необходимую величину напряжения источника питания Ек и максимальное значение тока коллектора /'макс для бестрансформаторного двухтактного каскада, работающего в режиме В, можно найти по формулам:
Ек —2 [уЗРвых RH + U ост]
(3.41)
Остаточное напряжение Еа„ при включении транзисторов с общим эмиттером или коллектором находят по статическим выходным характеристикам выбранного транзистора для включения его с общим эмиттером; при включении транзисторов с общей базой его считают равным пулю. Значение не должно превосходить максимально допустимый ток коллектора взятого транзистора; полученное значение Ек не должно превышать 0,8-^-0,9 максимально допустимого напряжения между выходными электрода
ми. Расчет остальных данных каскада производят- так же, как для обычного двухтактного каскада в режиме В.
Пример 3.7. Выберем транзисторы и напряжение, питания для бестрансфор-маторного каскада с параллельным выходом, собранного по схеме рис. З.ЗЗб; сопротивление звуковой катушки электродинамического громкоговорителя, являющегося нагрузкой бестрансформаторного двухтактного каскада, задано равным 10 ом, отдаваемая в нагрузку мощность должна составлять 4 вт.
Подставив заданные значения RH и Рр1а в ф-лу 3 41, найдем максимальное значение тока коллектора
Г~~2Р /*9 . 4
Л.акс= V = у "йг
Подходящими в данном случае являются транзисторы типа П201; если транзисторы каскада включены с общим эмиттером (или общим коллектором), то при /'м<ни =0,895 а остаточное напряжение UоСТ , как нетрудно найти по семейству статических выходных характеристик этого транзистора для включения с общим эмиттером, составит примерно 1 в В этом случае необходимое напряжение источника питания каскада будет равно
^к=-2[ 4 U ост 1 -2 [ V2 • 4 • 10 + 1] - 20 в,
что не превосходит допустимого напряжения между выходными электродами II201.
Ток. покоя транзисторов, как и в обычном двухтактном каскаде, в режиме В берем равным
Гкп = (0,05 4-0,1)/' макс «0,07 • 0,895 « 0,0Ь2 а.
Напряжение Пвх0 находим по статической входной характеристике для полученного значения /'ко ; делители подачи смещения рассчитываем обычным образом, исходя из полученного значения Пвх0 Величину емкости разделительного конденсатора Ср определяем из выражения
Ср (2~3)Л,/?Н " ТПоб'ТГо' =500 мкф'
если низшая рабочая частота каскада /н равна 100 гц.
Различные варианты схем бестрансформаторных двухтактных каскадов мощного усиления и каскадов предварительного усиления к ним можно найти в специальной литературе [Л. 1, стр. 285— —302].
Создание бестрансформаторных двухтактных каскадов с применением транзисторов типа р-п-р и п-р-п на большую мощность в настоящее время осложняется отсутствиехм мощных транзисторов типа р-п-р и п-р-п с одинаковыми параметрами. Однако трудности, с которыми приходится встречаться при выборе напряжения коллекторного питания предварительного реостатного каскада (см. пояснения к схеме рис. 3.35) в мощных усилителях, собранных по схеме рис. 3.34, практически отпадают, так как в этом случае оказывается целесообразным использовать трансформаторный предоконечный каскад
4
Расчет каскадов предварительного усиления
4.1. Задачи расчета
Назначением каскадов предварительного усиления является усиление сигнала до величины, необходимой для подачи на вход мощного усилителя. При расчете транзисторных каскадов предварительного усиления удобно пользоваться не коэффициентом усиления напряжения, а коэффициентом усиления тока у __[выхт
А? г
*вх т
Для уменьшения количества каскадов коэффициент усиления каждого из них должен быть наибольшим при заданной частотной характеристике. Поэтому в каскадах предварительного усиления применяют транзисторы с высокими значениями 0 и включают их с общим эмиттером.
Реостатный каскад является основным типом каскада предварительного усиления ввиду простоты, дешевизны, малых размеров и хорошей частотной характеристики.
Трансформаторный каскад также применяют для предварительного усиления сигнала, несмотря на более высокую стоимость и худшую частотную характеристику; он дает более высокий коэффициент усиления и позволяет переходить от маломощных транзисторов к мощным. Если каскад мощного усиления двухтактный, то предварительный каскад делают инверсным — трансформаторным или бестрансформаторным (каскад с разделенной нагрузкой, каскад с эмиттерной связью и др.). Для расчета транзисторного каскада предварительного усиления необходимо знать: схему и данные последующего каскада, являющегося нагрузкой для рассчитываемого; полосу рабочих частот и допустимые частотные искажения; диапазон колебаний температуры окружающей среды; напряжение источника питания Ек и данные используемого транзистора.
4.2. Расчет реостатного каскада предварительного усиления
Расчет транзисторного реостатного каскада предварительного усиления начинают с выбора принципиальной схемы, удовлетворяющей заданным условиям. При этом решают вопрос о при-112
1енении той или иной схемы стабилизации, необходимости «ведения цепочки фильтра Сф/?фи т. д. Один из употребительных «ариантов схемы реостатного каскада изображен на рис. 4.1; здесь 7о — емкость, нагружающая каскад, /?вх сл — входное сопротив-
[ение следующего каска-(а с учетом цепей сме-цения.
После выбора схемы юдбирают транзистор, юдходящий по гранич-юй частоте и току покоя соллектора. Граничную [астоту транзистора же-тательно иметь ^гр„Иноб^> >3/в рСр . Максимальное юпустимое значение то-са коллектора применяемого транзистора /кОмакс холжно быть больше или хавно расчетному току юкоя цепи коллектора /к0 . Расчетное значение
Рис 41 Принципиальная схема транзисторного реостатного каскада с развязывающим фильтром и эмиттерной стабилизацией
тока покоя коллектора До должно обеспечить с достаточным запасом как по нелинейным искажениям, так и с точки зрения изменения положения точки покоя при колебаниях температуры окружающей среды и замене транзистора максимальную расчетную амплитуду переменной составляющей входного тока транзистора следующего каскада /вхт сл.
При наличии в каскаде стабилизации режима обычно достаточно иметь / ко—(1,34-1,7) /ИЯ1Сл, или более точно:
Ло== (1,054-1,2) 1кт,
(4-1)
где /кт — сумма амплитуд переменной составляющей входного тока /ВХтсл и переменных составляющих токов, протекающих по другим цепям каскада (см пример 4.1). Если полученное значение /ко очень мало, его повышают до величины, обеспечивающей нормальный коэффициент усиления тока транзистора (обычно до Iко= 1 ма). Для выбранного /ко определяют смещение по входным характеристикам транзистора для включения с общим эмиттером.
Сопротивления RK , /?ф,Ёв рассчитывают, задавшись на них падением питающего напряжения:
Еф — (0,14-0,2) Ек 4
R* = (0,34-0,6) Ек /к0 (4.2)
/?э = (0,14-0,3) £к ~ / эО - (Q.1-^-о.з) £к /кО
Я Зак 2039.
113
где Ек —напряжение питания рассчитываемого каскада;
/ф—постоянная составляющая тока, текущего через /?ф; в схеме рис. 4.1 ток /ф равен току через сопротивление Ri. Значения коэффициентов при Ек в формулах для RK и R3 выбирают такими, чтобы напряжение коллектор—эмиттер UK30, равное разности Ек и падений напряжения на указанных сопротивлениях, составляло (0,3-4-0,4) £к . Величина Ек не должна превышать £/КЭдоп Для примененного транзистора. Сопротивления и /?2 рассчитывают по указаниям стр. 30—33 и, если необходимо, проверяют работу схемы стабилизации. Коэффициент усиления каскада по току находят по выражению
хтмин = Рми„ -АЛК~ (4 3)
1 вх Тр сл
где 7?вхтРс1 — входное сопротивление переменному току транзистора следующего каскада; — сопротивление нагрузки переменному току цепи коллектора рассчитываемого каскада, равное параллельному соединению RK , ЯвхТрсл и других сопротивлений, включенных по переменному току параллельно /?ВхтРсч • Значение Кт можно найти и более простым способом, как отношение / вх т ст К /вх гп — р рассчитываемого каскада. Расчетную амплиту-гмпн
ду входного напряжения сигнала находят по формуле
U В\ “ /в\ т R в\ Тр (4.4)
значение /?вхтР определяют но касательной, проведенной к точке покоя на входной статической характеристике транзистора рассчитываемого каскада для включения с общим эмиттером. Коэффициент усиления напряжения К, если он нужен, можно найти из выражения
к = _ (4 5)
С/ в\ т
Емкость конденсатора межкаскадной связи Сс рассчитывают по формуле
“/..(Квых ^вхсд) УЖс- 1 ’
исходя пз допустимых частотных искажений М|1С, вносимых им на низшей рабочей частоте. При этом считают:
О — ТР^ ' ~ р р _ Тр . Л дел ел 7,
А вых — о , ~Кк, «имт — —„ , (4./)
вых Iр к *'в\Трсл 1 летел
тле /?вых — выходное сопротивление каскада,
Rвых гр — выходное сопротивление транзистора рассчитываемого каскада,
Лим»—входное сопротивление следующего каскада с учетом его цепей смещения и стабилизации.
114
Если в схеме имеется конденсатор Сэ, его емкость и вносимые IM частотные искажения на нижних частотах определяют по >-лам (3.23) и (3.24). Полный коэффициент частотных искажений каскада на нижних частотах определится в этом случае совместим воздействием Сс и Сэ ; Л411Каск=Л4нс7ИцЭ . Коэффициент часто-тих искажений Л1НС на нижней рабочей частоте fn можно рассчи-•ать по формуле
^=1/1 + 'ТС (R 1 R } <4-8)
у J н t вых /\вхсл/
Расчет коэффициента частотных искажений каскада на верх-1ей рабочей частоте fB производят по формуле
= 1 = Vl + (6,28fBC0^KB)\ (4.9)
‘ в
Полагая нагружающую каскад емкость Со равной:
Со = Свычо, |- Сэдс1 . (4.10)
Значения Свь,ХОэ и Сэди находят по ф-лам (1.5) и (1.7), одпа-со обычно Сьь.хоэ<< Сэдсл и можно считать С0~Сэдсл . Значение ? экв представляет собой параллельное соединение /?ВыхтР и Rk.^, ; эднако в обычных случаях /?ВыхтР > R и можно считать R эка ~ R к,—. •
Пример 4.1. Рассчитаем транзисторный реостатный каскад предварительного усиления для однотактного каскада мощного усиления примера 3 I со следующими данными (н-90 гц, fB = 5000 гц, Л1 ,,с '' 1,06, Л4нэ 1,12, М„ << 1,26, Гокр макс =4-ЗО°С, Токр. мин = + 10°С, напряжение питания каскада Ек = Ив, коэффициент усиления желательно иметь наибольшим Каскад должен нормально эаботать при установке в него любого исправного экземпляра транзистора выбранного типа. Данные каскада мощного усиления и использованного в нем транзистора П202 таковы /вхт<л =12,9 ма, Uвх т 1Л =0,13 в, /?в\ТрС1 =10,1 ом, Йцл = “777 = 73,3, /Гп мин об =200 кгц, С к макс =500 пф, RB^ < б ст =0,288 ом,
ибэт к
/?1С । =360 ом, R2c i =68 олт
Так как каскад должен быть рассчитан на установку в него любого экземпляра транзистора, применим эмиттернуго схему стабилизации режима, дтя развязки и дополнительного сглаживания пульсации источника питания в цепь делителя включаем развязывающий фильтр Сф Яф . Схема рассчитываемого каскада изображена на рис 4.2 Найдем значение /кт , просуммировав токи сигнала, (текущие через сопротивление /?вхтРсЛ , /?2сл, /?гст, RK '
Г г т сл \ / U т СЛ \ кт — т сл । 1 n 1 1 1 n 1 \ л 2 сл / ' Л1 L.1 / _р9. ю-.+ АД .. 0Д....Д1 1.-,^ 1U -Г i OQQ / fl \ t | ° вх т сл I \ ор / - 15,7 ЛШ,
8*
115
где ориентировочное значение ' находим, положив падение напряжении на нем равным 0,4 Ек :
р 0,4Ак 0,4-11 _
<кор ’ /ко 1,5/вхтсл 1,5 • 12,9 . 10-3 '
Рис. 4 2 Схема реостатного каскада к примеру 4 1
Таким образом, минимальный ток покоя коллектора (рапзистора реостатного каскада составит
/ко= (1,05ч-1,2)/ьт = 1,1 • 15,7«17 ма.
Выбираем для каскада транзистор ГП5Л, для которого:
/Комакс=2О^а,₽МП||=-5О(аМИ1|=О,98),рм.1К(.- 100(aM!1Kf=0,99), £/КЭД01| = 15с,
/п,мин = 2 Мгц, /Е1,С"Ю мка, RTx~-Q,2°C/Mem, Ск=50 пф.
По граничной частоте транзистор П15А подходит, так как
Z-pM)11io6 = 2 Мгц У 3/„рср = 3 • 5000 . 75=1,13 Мгц.
Найдем Rk и /?э взяв падение напряжения на них равными 0,4 Ек и 0,2 £ к соответственно:
RK = R3 ~ 0,4£к _ / к0 0,2£„- /|<0 0,4 • И = 259 ом (стапд. 270 ом = 129 ом (станд. 130 ом
17 • IO”3 0,2 • 11
’7 • 10-3
При этом
(Укэ0 ^£'к-/ко/?к-/ко/?э = 11-17 • 10-3 -270- 17 • 10 3 • 130 = 4,2 в.
Для Uкэо —4,2 в и /ко =17 ма по статическим выходным и входной характеристикам П15А находим UбэО =0,24 в, Rm^ =258 ом (рис. 4.3, точка /).
Взяв падение напряжения па R ф равным 1,5 в, получим напряжение, подводимое к делителю смещения Е'к = 11 — 1,5 = 9,5 в, которое и используем для расчета R\ и /|,0м,-с . Максимальную температуру коллекторного перехода считаем равной
Тп макс « макс -|- /К9 Vк,0 Rтт = + 30 + 17 • 10-3 • 4,2 • 0,2 • 103 = 45°С
116
Задавшись значением /?2 = 6/?вхоэ =1356 ом (станд. 1300 ом) и найдя но jj-лам (1.16) и (1.17) U бэо макс = 0,262 в, (УбэОмип = 0,185в, /кн макс = 56,4мк<1, эпределим, что Ад = 2960 ом (станд. 3000 ом). Расчет /ко макс и (Укэо мин дает 'значения 19,5 ма и 3,2 в, что допустимо.
Рис. 4.3. Входная характеристика транзисторов П13—П15А, включенных с общим эмиттером, к примерам 4.1, 4.2 и 4.3
Сопротивление нагрузки цепи коллектора переменному току равно
ц _________________^к^?дел сл Кях Тр СЛ_____ ____
R к дел сл + RKRaxT рсл “h R дел сл^?вх Трсл 270 • 57,1 • 10,1 о
- 270 • 57,1+270 • 10,1+57,1 • 10,1 °М’
п - - 68 • 360 - g7 1 ом
Яделсл #1+Я2 68 + 360 57’
Амплитуда входного тока сигнала и коэффициент усиления каскада составят;
I 15 7
Кхт = h,n = = -^=0,314 ма,
Рмин
/ 12 9
Д7- /вх тс.1 ^^.... =41
Т /бт 0,314 4i-
Амплитуда напряжения входного сигнала и коэффициент усиления напряжения каскада равны:
/-/х т “ ^бэ т ~ Аж т R вх тр = /бтц/?вх оэ ~ 0,314 -10 3 • 258 — 0,078 в, is_____________________ //вх т сл _ 0,13 _ „„
Д ибзт 0,078 1,ЬУ-
117
Емкость конденсатора связи Сс найдем по формуле
, = _________0,159___________=_________0,159________
'С~ АС^вых + ^вхсл)]/^3^ ~ 90 . 278,5 • уТбб^Ч — 1,81 • 10~5 0=18,1 мкф,
где
^?вх Тр сл^
R вых Г^вхсл
3000 • 1300 3000+1300
3900 • 906
3900 + 906 'ib °М
„ - „ = 270+ =278,5 ом.
^вхТрсл'1 Лделсл *0,1 + О /,1
Конденсатор берем электролитический с емкостью не менее найденного значения и рабочим напряжением не ниже 13 в. Сопротивлением источника сигнала для рассчитываемого каскада /? 11ст является выходное сопротивление предыдущего каскада, соединенное параллельно с сопротивлениями Rt и /?2 делителя смещения данного каскада:
о — .
R,+R2 '
п ____ Rk 7?дел
ИСТ' Rk+R^
(+ к определяется в примере 4.2).
Необходимая емкость блокировочного конденсатора С, составит:
”906 ом,
с 0’16 1 /(1+адэ)2-А12нэ _ 0.16 Г (1 +о,1 -130)2- 1,122_
37„0Э У 7И2нэ-1 90-130Р 1,122—1
= 0,00038 0 = 380 мф,
где ,9 __LL22P—. яаО 1 ale
д эс Rнетч- А-нхоэ 735 + 258 UJ</-
Конденсатор Сэ берем электролитический с емкостью не менее найденного значения и рабочим напряжением не ниже падения напряжения на R=, . Емкость, нагружающая рассчитываемый каскад предварительного усиления, и его коэффициент частотных искажений па высшей рабочей частоте равны
Со~сэ^л<----------------Г ск„(1 1-Ксл) =
Угр МИН Авхобсл
= 9то4?Дп^Г + 500 • Ю-12(1 +73,3) =2,82 • 1О а0 = 2,82 мкф, 2UU UUU • U,400
тогда
< -= ~ --- УТЦ6,28/ВСО /?;кв)2 «
J в
VI + (6,28 • 5000 2,82 • 10~ь . 8,31)2 =1,24,
что не превосходит заданного значения.
Пример 4.2. Рассчитаем реостатный каскад предварительного усиления для каскада примера 4.1 с транзистором того же типа (П15А) и теми же условиями эксплуатации, имеющий: [„ =90 гц, fa =5000 гц, М нс < 1,03, Миэ < 1,06, напряжение питания каскада Ек =9,5 в.
118
Так как условия работы рассчитываемого каскада те же, что и в примере 4.1, ею схема не будет отличаться от схемы рис. 4.2.
Значение /к т для рассчитываемого каскада составит
„0.3,4 . 10-з + -^
0,078
3000
0,078 806
~0,5 ма,
к ор
0,4 Ек /ко
0-4£к
1,5 /|1Х т сл
0,4 . 9,5
1,5 • 0,314 • 10 3
= 806 ом.
Расчетный ток покоя цепи коллектора равен
/к0= (1,05-+1,2)/„,„= 1,1 • 0,5 = 0,55 ма.
Так как полученное значение тока покоя меньше рекомендуемою минимального тока коллектора, равного 1 ма для транзистора П15Л, берем 1м =1 ма.
Тогда Рк , /?э и U кэо составят:
0 4Е 0 4.95
-у’ =3800 ом (станд. 3900 ом),
/К() 1 • 10
о 2F 0 9 . Q 5
-= - 1900 ом (станд 1800 ом),
/ к() 1 • 1 и
/4эо~ /,«,/?„-/„о^з =9,5-1 10“3- 3900- 1 -10 3- 1800 = 3,8 в.
Для Uks<> = 3.8 в и /ко =1 ма по статическим выходным и входным характеристикам П15А. для включения с общим эмиттером находим (Убэо =0,13 в, Rux <>э =1170 ом (рис. 4.3, точка 2). При падении напряжения на /?ф , равном
1,5 в, подводимое к делителю смещения напряжение Е'к =9,5—1,5=8 в, которое н используем для расчета Р, и /ко шы . Максимальная температура коллекторного перех'ода равна
7’п-„:,;с=«/'окрМ.кс I /,«>^,^=30+1 . 10 3 • 3,8 • 0,2 . 103~30сС.
Задавшись значением + - 10 R В\ <>э = 10 • 1170= 11 700 ом (станд 12000 o.w), также, как и в примере 4.1, найдем: l/бэо макс =0,152 в, t/бэО М1Ш =0,108 в, /кн макс =20 мка, /?,=32200ол (станд. ЗЗОООолт). Значение Rt округляем в большую сторону, так как ток /ко взят с запасом Расчет I к<> макс и Uкэо м11ц да-сг значения 1,18 ма п 2,8 в, что допустимо Сопротивление нагрузки дени коллектора переменному току равно
р _ _________________R к R чел сл R их Трет _____ ____
RkR лс.1 сл ~ R kRu\ Тр сд "1 R дел сл^В\ 1 р сл
3900-906.258 „
3900 • 906 + 3900 • 258 + 906 • 258 ~ °М'
где
D R)R, 3000 . 1300 nnr
Яделел /?i+/?2 - 3000+1300 90 > °М'
По тем же формулам, что и в примере 4.1, найдем: 1бт =0.01 ма. Кг =31,4, 4/бэш --0.0117 в- 11,7 лш, К =6,65 Для найденного значения (Rnuc +Rnxci ) = = 4100 ом нахо (им емкость конденсатора связи С,- =1,74 мкф. Конденсатор берем электролитический с емкостью не менее расчетной и рабочим напряжением
119
не ниже 13 в. Если сопротивление источника сигнала для рассчитываемого каскада Лист =860 ом, Sac =0,05 а/в (для Рмакс =100), то необходимая емкость блокировочного конденсатора Сэ составит: Сэ =0,000258 ф=258 мкф.
Емкость Со, нагружающая рассчитываемый каскад, и его коэффициент частотных искажений на высшей рабочей частоте М в , найденные по тем же формулам, что н в примере 4.1, равны 0,024 мкф и 1,01 соответственно (в расчете Со значение Лвхобсл =3.5 ом определено по входной статической характеристике транзистора П15А, включенного с общей базой для /эсл ~/кОсл =17 ма).
4.3. Расчет трансформаторного каскада предварительного усиления
Расчет транзисторного трансформаторного каскада предварительного усиления начинают с выбора принципиальной схемы, удовлетворяющей заданным условиям. При этом решают вопрос о необходимости применения той или иной схемы стабилизации, введения цепочки фильтра т. д.; транзистор для такого каскада берут маломощный (П6, П13, П15 и т. д.) и обычно включают его с общим эмиттером, так как это позволяет получить от каскада наибольшее усиление
Режим работы транзистора выбирают экономичный (ток покоя коллектора /ко порядка 1 ма, напряжение коллектор—эмиттер Uкэо — порядка 5ч-7 в в зависимости от типа транзистора и напряжения питания). У транзисторных трансформаторных каскадов предварительного усиления звуковой частоты коэффициент усиления обычно зависит от размеров трансформатора, возрастая с увеличением размеров последнего. Поэтому при расчете такого каскада исходят из размеров сердечника допустимых в проектируемом усилителе. Выбрав по нормали или спроектировав сердечник допустимых размеров, рассчитывают размещающееся на нем количество витков первичной обмотки coi, ее индуктивность L\ и ее активное сопротивление rt [см. ф-лы (7.7) и (7.20)], отведя на эту обмотку около 0,75 полезной площади окна и беря для нее провод не тоньше 0,05 мм с эмалевой изоляцией (из соображений механической прочности и устойчивости против коррозии). После этого определяют /?эн по формуле:
/?эн = 6,28/н Ц У/И2..т -Е (4.11)
находят Rt транзистора в рабочей точке по семейству статических выходных характеристик и определяют необходимый коэффициент трансформации трансформатора по выражению
__ 1 / 1? вх сл ( ~Ь Г1 /?эн) /л |2) И /г^эи+^эн-Зг^.-ЗГ!2 •
Частотная характеристика каскада в области нижних рабочих частот может быть рассчитана по формуле
Мн = "К _ ]/ 1 + (“6,28/,, £/) ’ (4‘13)
120
а в области верхних рабочих частот (при активной нагрузке трансформатора, что нередко имеет место) по выражению
+ <414>
где
п ___1 — ЗГ!2
*К~~4Г,+ R^-Rb*
и Ls — индуктивность рассеяния трансформатора, найденная из конструктивного расчета.
Пример 4.3. Рассчитаем трансформаторный инверсный каскад предварительного усиления, имеющий следующие данные: fH = 100 гц, fB =5000 гц, Л1пт< 1,12, ЛТнэС 1,06, Ек =10 в, каскад предназначен для работы в комнатных условиях (Гокрмин = + 10°С, Токр макс =+30°С). Нагрузкой рассчитываемого каскада служит входная цепь оконечного двухтактного каскада, работающего в режиме А (рис. 3.18), аналогичного рассчитанному в примере 3.3, и имеющая входное сопротивление плеча переменному току, равное 10 ом (/?Вхсл =2-10=20 о.ч), Рвх^сл =0,5 мег.
В соответствии с указаниями § 4.3 и условиями задания, выбираем схему каскада (рис. 4.4); схему стабилизации применим комбинированную. Для однотипности применим в рассчитываемом каскаде транзистор П14А, данные которого приведены в примере 3.3; напряжение коллектор—эмиттер UкэО возьмем равным 5 в, что вполне допустимо, так как 1/КВдоп Для П14А составляет 30 в-Минимально допустимый ток покоя цепи коллектора найдем, полагая кпд каскада Ча в режиме А, при включении с общим эмиттером, порядка 0,45 и кпд трансформатора ч т =0,7:
б^кэо
ЛсО мин
*^А UкэО
=3,18 • 10~4 = 0,318 ма. 0,45 • 0,7 -5
Так как ток покоя получился много меньше рекомендуемого минимального значения в 1 ма, это показывает, что каскад следует рассчитывать не как каскад
мощного усиления, а как кас-
кад предварительного усиления, что и делаем, взяв /ко — = 1 ма.
По семейству выходных и входной статическим характеристикам П14А для включения с общим эмиттером находим напряжение смещения (7бэо = =0,16 в, Е вх оэ =770 ом (рис-4,3, точка 3) и Явыхоэ = =30 ком. Расчет трансформатора производим, исходя из максимально допустимого раз
Рис. 4.4. Схема трансформаторного инверсного каскада предварительного усиления, к примеру 4.3
мера сердечника, считая таковым Ш-4Х6, имеющий: у\ = = 4 мм, у2=6 мм, уз=2,5 мм, fc=14 мм, Ь — 5 мм, q =0,21 см2, /с =3,9 см, /0=3,6см (см. прн-
ложение 8) Использовав для сердечника 454-50% пермаллой толщиной 0,3 мм, применим для первичной обмотки медиый провод марки ПЭЛ с диаметром без изоляции 0,05 мм (dH3 =0,065 мм), что допустимо с точки зрения механической
121
прочности и устойчивости от коррозии (см стр 160) Для сердечника .Ш-4 Х6 сечение намотки Q составляет примерно 52 мм2 (расчет сечения намотки см в гч 7), отведя для первичной обмотки 0,75 сечения намотки, найдем уменьшающееся на каркасе число витков первичной обмотки.
' 0,75 • Q • к, 0,75 • 52 • 0,53
a>i =-------------------- --------------- =4900 витков,
a2UJ 0,Обо2
где к3—коэффициент заполнения первичной обмотки, равный 0,53 для намотки в разброс проводом 0,05 мм с бумажными прокладками (см табл 7 5). Активное сопротивление первичной обмотки г, составит
г1 = ж1/ого = 49ОО • 3,6 • 10~2 • 8,92 = 1580 ом,
где 10 — средняя длина витка для Ш-4Х6;
г0 — сопротивление 1 м выбранного провода, равное 8,92 ом.
Найдем ампер-витки постоянного подмагничивания на 1 см длины сердечника
awo —
I ко® 1
/с
1 • 10-3 . 4900
При этом согласно рис 7 5 магнитная проницаемость цэн 45% пермаллоя равна 1000 гс/э, и индуктивность первичной обмотки Lt и значение Лэи составят.
1,26ц<7сил2 _ 1,26 • 1000 . 0,21 • 49002
108/с 108 • 3,9 Ь’3 гН’
Яэн = 6,28 /н L, ]/ЛРнт - 1 =6,28 • 100 . 16,3 =5130 ом.
Коэффициент трансформации трансформатора и числа витков вторичной обмотки определим из выражений-
V НЯ.п+^т-Зг^-Згг
л/ 2 . 10"(300б0+1580^5130) '
|/ 30000• 5130 + 4 • 1580 • 5130-3 • 1580 • 30 000 —3-15802 ~0,12,
да2 = nwx -- 0,12 • 4900 -= 588 витков.
Диаметр провода вторичной обмотки подбирают таким, чтобы в оставшееся свободное место на каркасе уместилось найденное число витков Падение напряжения на Лф возьмем равным 1 в, тотда падение напряжения на Лэ составит
£3=^-/7КЭ()—/к0Г1 = Ю —5 -1-1 • 10-3 • 1580~2,4 в.
Величины Лф , Лэ , Л2 найдем из выражений-
£ф 1 Е3 Е3 2,4
Яф = " ГпГ7^1000 ом> 77 77 " ГГо~3=24О° °'''
i
/?2= (5-+Ю)/?ВХ0Э = 7 • 770 = 5390 ом (станд. 5100 ом)
122
Комбинированною стабилизацию рассчитаем на смену транзистора при мак-спмальной температуре коллекторного перехода
7Пма-.<с" 7'окр'< •>.<-• +Л<о^кэо/?гт =30+1 . 10-3 • 5 • 0,2 • 1О3^ЗО°С,
Днмакс=20 • 10~еа = 20 мка; по ф-лам (1.17) найде.м ибэомаКс =
= 0,182 в,
А^бэомин 0,138 в и
R 2 [“мин (7?к ~ U бэо макс ) (R э 4 R ф) /ко мин] >
/? 1 =
( /?э ~1 /кОмиН > 411111 макс + 7?э /ко мин) “мни (/ко мин R 2 &бэО макс) 5100 [0,952 (10-0,182)-(2400+1000) • 1 • 10~3]->
(2400 + 5100)- 1 • IO-3->
-1000(0,952-0,182 + 2400-1-IO-3) _nQr_ . lnnnn . ->-0,952(1 • IO 3 • 5100-0,182) 98о° Ом <ставд- ЮОООол),
где
j амакс(£к^?2 В бэо мин) "I макс
/ко макс — д п п —
А — амакс К1 /?2
0,976(10 • 5100— 16 100 - 0,138)+94 740 000 . 20 • 10~6
94 740 000-0,976-10 000 • 5 100 “ ’ ЛШд
Л=/?э(/?1 + /?2 + /?ф) + /?2(/?j + /?ф) =2400(10000 + + 5100 + 1000) + 5100 (10 000 + 1000) = 94 740 000,
В = R, + R2 + R ф = 10 000 + 5100 + 1000 = 16 100,
п Г7 г „ /комакс /кн макс/ п , п । R э /?<|Д /?ф „,
о КОМИН —Ск—/КО макс/1— ~ I Лэ Г«фТ — - -7т-С'бэ0мии=
“макс \ R'i I R->
I 1 . ю-з_90 . 10”61
= 10-1,1 . IO-3 • 1580- -------- п --------—I 2400+ 1000 +
0,976
ЮДОП13о и сс 5i06-°’138==4’56 8'
2400 • 1000
5100
что вполне достаточно. Необходимую емкость конденсатора Сэ рассчитывают по ф-ле (3 23) так же, как и в примере 3 1, расчет конденсатора Сф производят, исходя из необходимого сглаживания и развязки; он рассмотрен в гл. 6.
Бестрансформаторные инверсные каскады, как, например, каскад с разделенной нагрузкой, инверсный каскад с эмиттерной связью, являющиеся каскадами предварительного усиления, в которых имеет место отрицательная обратная связь, рассмотрены в счедующей главе.
5
Обратная связь в транзисторных усилителях
5.1. Применение отрицательной обратной связи
Отрицательная обратная связь применяется в транзисторных усилителях для тех же целей, что и в усилителях с электронными лампами. Она уменьшает нелинейные искажения, улучшает частотную характеристику, увеличивает отношение сигнала к помехам, стабилизирует усиление усилителя, изменяет входное и выходное сопротивления. Однако в ’ранзисторных усилителях использование отрицательной обратной связи затруднительнее, чем в ламповых, так как вследствие худших частотных и фазовых характеристик на верхних частотах транзисторные усилители с обратной связью более склонны к самовозбуждению, чем ламповые. Поэтому обеспечение устойчивости транзисторного усилителя сложнее, чем лампового. В транзисторных усилителях, как и в ламповых, отрицательная обратная связь осуществляется введением части выходного сигнала во входную цепь. Обратная связь здесь разделяется на связь по напряжению, связь по току, последовательную и параллельную, так же как и в ламповых схемах.
Отрицательную обратную связь в транзисторных усилителях можно разделить на две группы:
а) имеющую место в самой схеме каскада,
б) намеренно вводимую в усилитель для изменения его свойств
При введении отрицательной обратной связи в усилитель для изменения его свойств необходимую глубину обратной связи он ределяют, исходя из нужного изменения свойств усилителя (входного и выходного сопротивлений, коэффициента гармоник, стабилизации усиления и др.).
Рассмотрим наиболее часто встречающиеся схемы каскадов, в которых имеет место отрицательная обратная связь: каскад с коллекторной стабилизацией, каскад с деблокированным сопротивлением /?э , эмиттерный повторитель, инверсный каскад с разделенной нагрузкой, инверсный каскад с эмиттерной связью и ДР 124
5.2. Каскад с коллекторной стабилизацией
В каскаде с коллекторной стабилизацией (рис. 5.1) имеет место параллельная по входу отрицательная обратная связь п0 напряжению, уменьшающая входное и выходное сопротивле-
Рис. 5 1. Схема транзисторного каскада с коллекторной стабилизацией
ния, коэффициент гармоник, коэффициент усиления тока. В таком каскаде
/. , г г , (^кэт 1 Абэт
вх т — ' бт R — 1бт Г ~ ~
Вследствие этого входное сопротивление каскада уменьшается: п / R вх~
А вх--- 75 Т~,
. . А вх— / « | О КЗ tn
Уменьшение входного сопротивления снижает напряжение сигнала между базой и эмиттером Uбэп до величины С" бэт . Коэффициент гармоник такого каскада определяется через коэффициент гармоник обычного каскада к, следующим образом: z А бэ tn
К г — Кг
Uбэ т
Коэффициент усиления тока нием
каскада определяется
(5.1)
(5.2)
(5-3)
выраже-
rsr Л>ых т /кт I К Т 1и\ т 1б т + /
I А< т Uкэ щ Uбэ т R I /б т ~\~ Укэ nt ~\' Uбэ tn
(5.4)
5.3. Каскад с неблокированным сопротивлением R3
Включение в цепь эмшгсра транзистора сопротивления эмиттерной стабилизации /?, , деблокированного конденсатором (рис 52), создает в усилительном каскаде последовательную
125
отрицательную обратную связь по току, уменьшающую коэфф циент усиления каскада, его коэффициент гармоник к г п] неизменной выходной мощности, динамическую входную емкость СВхд ; входное и выходное сопротивления каскада при этом воз-
Рис 5 2 Схема транзисторного каскада с небло-кированной емкостью сопротивлением , к примеру 51
растают. Вследствие уменьшения входной динамической емкости частотная характеристика предыдущего каскада на верхних частотах улучшается.
Так как в таком каскаде
вх яг — 6/бэяг И Uэт — U бэт 4~ 1зт Rb , (^б)
то перечисленные выше показатели изменяются следующим образом:
/с' — ^СР
Лср Ц-5Д /?э
/ К г
Кт~ l+S^R3
__ Свх1 , (5.6)
1 + 0 + 0)
вх о в
R'bx '-Rbx о э + ( 1 + 0) А’э
R вых R вых о э (1+5д-/?э)
где 5Л и 5С — динамическая и сквозная крутизны характеристики эмиттерного тока соответственно, определяемые через статический коэффициент усиления тока 0 при включении с общим эмиттером формулами
здесь /?нст — сопротивление источника сигнала для рассчитываемого каскада.
При введении в эмиттер одного из каскадов транзисторного усилителя сопротивления R„ нешунтированного большой емко-
126
,ью, напряжение сигнала на выходе усилителя снижается лишь g l + ScA’a раз, что во столько же раз заставляет увеличивать уси-пение усилителя, хотя коэффициент усиления напряжения каскада с нешунтированным R* падает сильнее, а именно в 1+-5х/?э раз. Сказанное обьясняется тем, что введение в эмиттер нешунтирован-ного емкостью сопротивтения R3 увеличивает входное сопротив
ление транзистора, в результате чего напряжение сигнала на его 1 в тл
входе возрастает в—- а' р— раз Из вышесказанного следует, что * 4~Ос/\ э
блокировочный конденсатор Сэ не всегда может оказаться необходимым, так как потеря усиления (вместе с предыдущим каскадом) может быть и не столь уж значительной.
Пример 5.1. Пересчитаем реостатный каскад предварительного усиления примера 4 1, работающий на мощный каскад примера 3,1, при условии отсутствия блокировочной емкости С в в цепи эмиттера мощного каскада Схему каскада предварительного усиления оставим без изменений
В этом случае коэффициент Усилении мощного каскада Аср от влияния Rs уменьшается в (1+£л/?э ) раз, т е в (1+2,08 • 4,22) --=9,78 раза, так как для мощною каскада примера 3 1
1+Р ^вх оэ
1+20
10,1
= 2,08
а
в
Однако, для получения от каскада прежней выходной мощности коэффициент усиления предварительного усилителя потребуется увеличить только в (l+StAS ) = =-2,56 раза При неизменной выходной мощности амплитуда тока сигнала во входной цепи мощною транзистора при включенном Ri потребуется та же, т е 12,9 ма, а входное сопротивление транзистора переменному тэку возрастет до /?'ВХОэ
R'vm^ /?вхоэ + (1 + р)Я э = 10,1+ (1 + 20) 4,22 --98,7 ом, 98,7
т е в —^=9,78 ра<а Амплитуда входного напряжения сигнала t/BXm потребуется в 9 78 раза больше
1/'вхт = 0,13 9,78=1,27 в
Тот же результат получим, определив Umm по ф-ле (5 5)
-- Ubam + ItmR* =0,13 + 0 271 • 4,22= 1,27 в, так как
(1+Р) = 12,9 • 10~3( 1 +20) =0,271 а
Используя ф-лы (5 6), найдем чтс при отсутствии конденсатора С» в каскаде мощного усиления его коэффициент гармоник и входная динамическая емкость уменьшается до значений
где
к' - Кг - 1 ОО ’° - 0 71 ^°/а
г 1+£с/?э 1+0,369-4,22 ’ /и’
s ~ 1+₽ 1+20 —0 369 а
/?ИСТ “ ВХОЭ ” 47,1 + 10,1 в '
с ’-'вхд 2,82 • IO-6
/? 4 99
l + d + P)-^- 1 + (1+20)—
= 0,288 • 10-6^ = 0,288 мкф.
127
Рассмотрим, как изменятся данные реостатного каскада предварительного усиления, работающего на мощный каскад. Значение /к т при отсутствии С составит
= 12,9 • 10-3+ I 1,27 \ + /2’-- ) +
\ /?юор / \ 68 / \ 360 /
/ 1 27 \
+ - . =40,7 • 10~3 (z = 40,7 ма,
\ 288 /
а необходимый ток покоя коллектора транзистора реостатного каскада
/к0= (1,05-4-1,2)/™= 1,1 • 40,7 = 44,7 ма.
Определим Rk , взяв падение напряжения на нем так же, как и в приме
ре 4.1, равным 0,4Ек :
_ 0,4£к 0,4 11 . . п .
#к= -у— = 7 .~jo~з = 98>5 ом (станд 100 ом).
Так как найденное ранее Rk op сильно отличается от полученного значения Rk , необходимо уточнить значения 1кт и Iко :
, / 1,27 \ , / 1,27 \ , / 1,27 \ ._о 3
+ ___| + ___I 4- _! I =47,8 10~3а = 47,8 ма,
\ 68 / \ 360 / \ 100 /
/к0=( 1,054-1,2)/™= 1,1 • 47,8 = 53 ма.
Здесь транзистор П15А уже непригоден и в каскаде придется использовать более мощный транзистор с максимальным током коллектора больше 53 ма (например, 1Т403)
Рассчитаем коэффициент частотных искажений рассчитыйаемого реостатного каскада на верхних частотах, определив сначала RK :
Rk /?делсл ^вхТрсл
Rk Rneji сл + Rk /?вхТрсл + Rдел сл ^вх Тр сл
100 • 57,1 • 98,72
100 • 57,1 + 100 . 98,72 + 57,1 - 98,72 Ь’ °М’
1 _____________________________
Л1В = = V 1 + (6,28/в Со • Яэкз)2 <
* В
< V 1 + (6,28 • 5000 • 0,288 . 1Q-6 • 26,6)2 = 1,03, следовательно, частотные искажения в области верхних частот у каскада предварительного усиления при отсутствии Сэ в каскаде мощного усиления сильно уменьшились.
Расчет остальных данных каскада предварительного усиления производится так же, как и в примере 4 1.
Можно при отсутствии С э в каскаде мощного усиления и не применять в предыдущем каскаде более мощный транзистор, а использовать в нем транзистор типа П13—П15, но предыдущий каскад в этом случае придется сделать трансформаторным, рассчитав его на выходную мощность-
/\ых~=0,5£' сл/вх/гасл = 0,5- 1,27-12,9-10-з = 8,2- 10~3e/n = 8,2 мет.
128
5.4. Эмиттерный повторитель
Эмиттериый повторитель представляет собой каскад с последовательной (по входу) отрицательной обратной связью по напряжению, увеличивающей входное сопротивление, уменьшающей выходное сопротивление, входную динамическую емкость и коэффициент гармоник каскада. Эмиттериый повторитель обычно применяют в качестве входного каскада усилителя в тех случаях, когда входное сопротивление каскада с общим эмиттером оклывается недостаточным.
Входное сопротивление транзистора /?вч ок , его динамическая входная емкость С,л ок , выходное сопротивление RBb,x 1>к , коэффициент усиления тока /\т и напряжения К, коэффициент гармоник кт о,, для эмиттерпого повторителя с достаточной точностью можно найти по следующим приближенным формулам:
ЯВХОк « I Ах
с ~ °’16 I С" ~ °’16 ! с Л X
Сэ,Ок~/>р(^об+^~) 1 Ш ~ /.₽(/? вх об ' Н( •’
П ~ ^ВХ ОЭ г R ИС1 гз 1 О f 1 Ч
/\вы\ ок ~ ~ Авх об I Лист 1,1 а)
1-9 ' I .
к L.
Т~‘-“ ЯвхТрсх
К « I V «
оэ-В /?Э~ ( i 1 ₽) ^вхоб! /?э~
__ R ист 4" R вх оэ __ ( R ист+ R вх оэ) (I я)
Г "" ~ Кг I /?вхоэ г/?э~(1+₽) ~ Кг ( R „ст-F /?вх оэ) (1-а)+ Яэ~
(5.8) где аир — статические коэффициенты усиления тока
для включения с общей базой и общим эмиттером,
R вх оэ и /?вхоб — входные сопротивления транзистора переменному току в точке покоя при включении с общим эмиттером и общей базой;
и Си •— сопротивление нагрузки эмиттерной цепи переменному току и емкость нагрузки цепи эмиттера, равная Свх д следующего за повторителем каскада;
#,[СТ и кг — сопротивление источника сигнала переменному току с учетом цепи подачи смещения и коэффициент гармоник транзистора в том же режиме, ио при включении с общим эмиттером,
^?вхтРсл — вводное сопротивление транзистора следующею каскада.
9 Зак 2039
129
При использовании эмиттсрного повторителя в качестве входного каскада для повышения входного сопротивления и снижения уровня шумов (что важно в каскадах с малым уровнем сигнала) напряжение коллектор— эмиттер /Азо берут не более 2—3 в, а ток покоя коллектора — меньше рекомендуемого в § 4.2 значения в 1 ма.
Делитель подачи смещения эмиттерной стабилизации, обычно имеющийся в эмпттерном повторителе (сопротивления R< и R2 на рис. 5.3), рассчитывают как и в обычном каскаде с общим эмиттером. Этот делитель, мало влияющий на входное сопротивление каскада с общим эмиттером, обычно не позволяет реализовать высокое входное сопротивление транзистора эмиттсрного повторителя. Для повышения входного сопротивления эмиттерного повторителя можно увеличить сопротивление делителя, но это ухудшит стабильность точки покоя; повысить входное сопротивление можно также, уменьшив ток покоя коллектора до 0,3—0,5 ма (при низкочастотном транзисторе). Дальнейшее снижение тока покоя сильно уменьшит р0.
Для расчета частотной характеристики эмиттерного повторителя и вносимых им искажений па низших и высших рабочих частотах пригодны ф-лы (4.8) — (4.10). В усилителях звуковой частоты при использовании эмиттерного повторителя в качестве входного каскада в ф-лах (4.8) — (4.10) полагают:
R вых
R экв
R вых ок Rs R вых ок । - R э
R вых R вх Г 3 Rbnx ~|~ R ВХ ст
(5.9)
Вследствие очень низкого выходного сопротивления эмиттер-пого повторителя значение Rskb у пего получается много ниже, чем у обычного реостатного каскада с общим эмиттером, а его частотная характеристика на верхних частотах оказывается очень хорошей.
Для снижения напряжения между выходными электродами или защиты выходной цепи эмиттерного повторителя от паразитной связи через источник питания в его выходную цепь иногда включают сопротивление /?ф с конденсатором Сф ; такая цепочка, корректирующая в обычном реостатном каскаде низкие частоты, в повторителях вносит дополнительные частотные искажения на нижних частотах.
Пример 5.2. Рассчитаем эмиттерныи повторитель, имеющий следующие данные f н —90 гц, (в - 5000 гц, Л1„ 1,04 Т охр мин —л 10 С Т окр мже — 1-30 С
Напряжение питания каскада Ек -8 в Нагрузкой jmiiiTepuoiо ноигоршеля служит входная цепь каскада предварительного усиления (на транзисторе ГИг’Л), рассчитанная в примере 4 2
Схема эмнттерною повторителя изобра/кена на рис 5 3 Для о цютиппости применяем в нем транзистор 1I15A, данные которою привезены в примере 4 1 Согласно сказанному в § 5 4 берем U кэО -^2.5 в, / ко - на Для згого положе-
130
ния точки покоя по статическим характеристикам П15А для включения с общим -миттером находим Убэо =0,12 в, /?Вхоэ =1800 ом (рис. 4,3). Сопротивление /?э эмиттерного повторителя равно ,
п ___ Ек Укзо ______ 8—2,5 __.. - - -
R*~ /эо ~ 0,5 . 10~3 -11 000 ол<-
Рис 5 3 Схема эмиттерного повторителя, к примеру 5 2
Опредетим сопротивление нагрузки цепи эмиттера переменному току: п R3 дел сл /?вх Тр сл ,
Л э /\ дел сл п- 1\э К вх Тр сл Т А дел сл А вх Тр сл
11 000 • 8800 • 1170 лег
11 000 • 8800+11 000 • 1170 + 8800 • 1170 УЬ5 °М‘
где
п __________ /?1с, /?2сл
Т'ДСЛ СЛ Р , р
Г' 1сл “Г ^2сл
33 000 • 12 000
33 000+12 000
= 8800 ом.
Входное сопротивление транзистора в эмнттерном повторителе составит
р ______ /?вхоб + 42 + 965
Rb\ об — , — "г n on — 50 300 ом,
1 — «м.ш 1-0,98
де RBx б , равное 42 ом, найдено по входной статической характеристике II15A для включения с общей базой и /кО~/эО =0,5 ма Если сопротивление источника сигнала /?Ист Для рассчитываемого каскада равно 50 ком, то выходное сопротивление транзистора в эмиттерном повторителе равно
/?вых ок ~ вх об /?ист (1 амин)= 42 + 50 000 (1 — 0,98) = 1042 ом,
а коэффициенты усиления тока и напряжения составят:
1
1
/?э-
R вх Тр сл
_______ — 41 ОЦ
1-0,98 1170 ’ ’
к
R вх об 4” /?Э—
965
42 + 965
= 0,959.
Входное напряжение сигнала UBX т равно.
// 117- 10~3
I] _ °вхщсл _ IV — too . 1П-з а
к ~ 0>959 -12,2- 1U в.
9*
131
Расчет стабилизации проведем с учетом замены транзистора, задавшись зна чением R2.
R2— (3-ь 10)/? вх ок = 7 • 50 300=352 100 ом (станд. 0,33 Л1ом).
Так же, как и в примере 4 2, для Т п макс и (1 17) найдем t/бэОмакс =0,142 в, UбэО мнн =82 000 ом Расчет/комакс и 1/кэО /?к=0, в результате получаем /кОмакс мо Емкость конденсатора связи Сс и R вх сл
«ТокР макс =30°С по ф-лам (1 = 0,098 в, /кн макс =20 мка, = мнн производим по ф-лам (1 20), полагая =0,665 ма, иКэ0 мин =0,835 в, что допусти-находим по ф-ле (4 6), рассчитав /?вых эп
п /?э/?ВЫХОК
гхвыхЭП п , р
ПЭ + А вых ок
15 /?вх оэ дел сл
г-вхсл ~ р । р
Г\вх оэ "Г Гудел сл
11 000-1042 псо
ТТооо+кй? =952 °я’
1170-8800
1Т70 + 880(Г = 060
ом.
Значение Мнс в расчете Сс берем равным 1,03, оставив на конденсатор входной цепи М„ =1,01, что дает Сс =14,25 мкф Конденсатор Сс берем электролитический с емкостью, не менее рассчитанной Емкость, нагружающая эмит-терный повторитель, и его коэффициент частотных искажений на высшей рабочей частоте равны.
Со « Сэдсл < —--------------------- + Сксл (1 + /Гел) =
Угр МНН ''ВХ об СЛ
0,16
2 • 106
(здесь R вх об сл стора П15А при мв = 4- = * в
_ +50 • 10~12(1 +6,65) =2,9 • 10~90 = 2900 пф
9 о 1,0
определено по статической входной характеристике транзи-включении с общей базой н /эО^/к0^1 ма);
V 1+(6,28/вС0/?экв)а <]/1 + (6,28 • 5000 • 2,9 • 10~;’Х
где
X 500)2= 1,001,
R экв
R ВЫХ ОК
R ВЫХ ОК~Ь №э
1042 - 965 _пл
1042 + 965 ~500 °М'
Таким образом, рассчитанный эмиттериый повторитель имеет входное сопротивление
п /?вх ок /?дел ЭП
Авх ЭП — р ~
Г-вх ок I -'делЭП
50 300 • 65 600 посла 50300 + 65 600 = 28500“-
входное напряжение сигнала Unm
= 12,2 мо н входной ток сигнала
7вхт
^вктп /?вх ЭП
12 2- 10~3
985бГ" ^°’43 ' 10~6а = 0-43 • 10-3 ма-
Рассчитаем емкость входного конденсатора С и частотные искажения на верхних частотах входной цепи эмиттерного повторителя
с______________0,159__________ _______________0,159_____________ =
“ /..( /?„ых+/?вхсл) УЖ -1 90(50 000 + 28 500) У 1,012- 1 ~
= 0,159 1О~60,
132
где
Явы* — Я вел —50 000 ОЛ£, Я цел ЭП — D D —
Al + А2
82 000 • 330 000 c__nn п о ООС.ЛЛ
“ 82 000+330 000 ~65 600 0М’ ~Rb* эп -28500 ом ^B=yi+(wBC0/?,KB)2 = У 1 + (6,28-5000 - 133-10-12- 18 150)2 ~ 1,002, где
0,16
Со «г Сэд — д . ,+Сн(1 а)
1гр\^вхоб |
= 2 "wf+965)' + 2900(1-0,98) =0,133 ’ Ю-9ф=133пф И
^ист ^ВХ сл
^ЭКВ Р I о А ИСТ “Г А ВХ сл
50 000-28 500 1О1СЛ 50066+ 28500"
5.5. Инверсные каскады с разделенной нагрузкой и эмиттерной связью
Среди транзисторных бестрансформаторных инверсных каскадов одним из наиболее распространенных является каскад с разделенной нагрузкой. В таком каскаде половина нагрузки транзистора включена в цепь коллектора, другая половина — в цепь эмиттера. Выходной сигнал, снимаемый между коллектором и общим проводом, здесь имеет противоположную полярность с сигналом между эмиттером и общим проводом. Так как нижнее плечо схемы представляет собой эмиттерныи повторитель, в котором имеет место глубокая отрицательная обратная связь, коэффициент усиления напряжения такого каскада К = т— — mi всегда меньше единицы. Входное сопротивление, коэффициенты усиления тока и напряжения, коэффициент гармоник и динамическая входная емкость такого каскада определяются практически теми же выражениями, что и для эмиттерного повторителя. Сопротивления /?к и Яэ в таком каскаде рассчитывают, задавшись допустимым падением на них напряжения питания, как и в обычном реостатном каскаде Ток покоя цепи коллектора определяют, исходя из необходимой переменной составляющей коллекторного тока, обеспечивающей работу следующего каскада так же, как и в реостатном каскаде Емкости конденсаторов связи Сс здесь рассчитывают обычным образом, исходя из допустимых частотных искажений на низшей рабочей частоте, остальные детали инверсного каскада с разделенной нагрузкой рассчитывают так же, как в обычном реостатном каскаде.
Пример 5. 3. Рассчитаем транзисторный инверсный каскад с разделенной нагрузкой, работающий на двухтактный каскад мощного усиления со схемой, ана
133
логичной каскаду примера 3.2, но с транзисторами типа П201А. Данные каскада мощного усиления таковы: (7бэ т сл =0,12 в, /вх тел =6 ма, (7вх т ел =0.36в и /?вх,—,сл =60 ом (с учетом обратной связи через /?'э ), /?2сл =200 ом, /?1С1
= 1000 ОМ, R дел ел =167 ом, Дел ~ (J х tn frp мин = 200 К2Ц, С к макс = 500 пф;
Д вх об = 0,3 ОМ.
Инверсный каскад должен нормально работать при установке в него любого исправного экземпляра транзистора выбранного типа и иметь следующие данные: |ц — 100 гц, fB = 5000 гц, Al Нс-^ 1,06, 7’<>крмин =— 10°С, Гокрмакс = +40JC. Напряжение питания каскада Ек = 11 в. Схема каскада изображена на рис. 5 4
Рис. 5 4. Схема инверсного каскада с разделенной нагрузкой, к примеру 5.3
Положив падение напряжения на /?к и /?э по 0,37?к , найдем ориентировочное значение Дкор и необходимую величину /кт :
, __ 0,3 Ек _ 0,3 Ек __ 0,3 11
кор~ /«о ~ 1,5/вхслт ~ 1,5 • 6 • 10-3 ~36/ 0Л‘
-а т-з^ /°-36 \ > /°’36\ , /0,36 \ О1. _,л
6 ' ° + \ 200 / + ( ЮОо) + ( 367 / 9’-4 ’ 10 ~9, 4 ма'
Минимальный ток покоя коллектора инверсного каскада составит
/ко= (l,05-rl,2)/Km=l,l • 9,14= 10 ма.
Применим в каскаде транзистор П14, имеющий (5Мцц =20 (аЧИн =0,952), Рмакс =40, /кО макс =20 ма. Р макс =150 МОТ, /кне =10 мка, Дтт —0,2‘С/.ин.
Необходимые значения /?к и Rs -составят:
п п 0,3 Ек 0,3 -11
Ек — Ез = ~ q . 1 о~3 = 330 ом (стандартное).
При этом напряжение коллектор — эмиттер будет равно
Ек эо — Ек /ко 7?к ~ /эО-^’ ~ Ек — IkC)Rk — /к0 /?э —
= 11 — 10 • 10-3 • 330-10 • 10-3 • 330 = 4,4 в,
что вполне допустимо, так как U кэдоп для П14 равно 15 в. По статическим характеристикам транзистора П14 для Пкэо=4,4в. и /ко=!Ола находим /,'бэо = = 0,263 в и R вх оэ = 125 ом (рис. 4 3). Найдем сопротивление нагрузки цепи эмит-
134
тера переменному току и входное сопротивление транзистора инверсного каскада:
r _____ ____________7? э 7?де д сл 7? вх— сл________
7?э R дел сл ~Г" 7?э /?вх—сл "И /?дел сл Т^вх^-сл
330 • 167 • 60 _оо
~ 330 • 167+330 • 60+167 • 60 0М'
п _________ 7?вх об-|- Rb~ 5,6 + 38 __„„„ пи
=5,6 ом найдено по входной статической характеристике Ш4 для с общей базой прн /к0=/э0 =10 ма и i/кэо —5 в (рнс. 3.20, точка 5'). для рассчитываемого каскада
где R вхоб включения
Если сопротивление источника сигнала /?ист для рассчитываемого каскада равно 5 ком, то выходное сопротивление нижнего плеча каскада с разделенной нагрузкой будет равно
7?вых Тр инв ~ 7?Вх об + 7?нст (1—амнн) =5,6 + 5000(1— 0,952) —246 ом,
а коэффициенты усиления тока и напряжения составят:
1 1 38
1-0,952 '60 = ’ ’
зДзз -°'87-
1 амин 7?Вх~сл
7?Э~
к
Т^вхоб F 7?э~
Входное напряжение сигнала 17Вхт
г, _____ Uexmcn
сувх т —
равно:
0,36
0,87 0,414 в'
Расчет стабилизации проведем с учетом замены транзистора, задавшись значением /?2:
/?2= (Зч-10)/?ВхТри>1в =7 • 930 = 6510 ом (станд. 6800 ом).
Для максимальной темпера; уры коллекторного перехода
тп макс ~ т;кр макс + 7к0 и«э0/?тт =40-1-10-10 -3 • 4,4 • 0,2 • 103 « 50°С
по ф-лам (I 16) п (1.17) найдем: U бэОмикс =0,329 в, (7бэ0 мин =0,219 в, ош чак с =80 мка, /?1 = 68Г>|> ом (станд. 6800 ом). Расчет 1кО маке и t/кэО мин производим по ф-лам (1.20) что дает значения, /ко макс =13,2ма, t/кэО мин •— =2,21 в, что допустимо.
Емкость конденсатора связи Сс находим по ф-ле (4.6), рассчитав /?ВЫх инВ И Risk. сл :
RbRbuk Тр пив 330 • 246
/?э+/?в.«Тр,‘,.Г ” 3304-246“ ^141олг'
7?вх***сл 7?дел сл 60 - 167
1 = —р------аГо------- = " р'п , 1Г7 =44,2 ом,
7\вх~сл+ 7\дел сл 60 г 167
что дает =25,б мкф. Конденсатор Сс берем эчектролитпческим с ем-'Осп.ю, не менее рассчитанной. Л11и- можно рассчитать по ф-ле (4.8). Емкость,
135
нагружающая плечо инверсною каскада R эки и коэффициент частотных пека жепий на высшей рабочен частоте равны
0,16
'-о— -z — । сл1 1 г Лсл7
J I Р К ВХ об С I
200ОбЬ16- 0,3" + 500 ' 10~‘2( 1+29’5) ~2>68 • 10+/; = 2,68 мкф
С рг '-Э 1 ( л И — 1'г | | Овх,„<л l Ьэ/исл Uбэ сл Г) /^ВЫХ Тр ИНН Кэкв ~ п i П АиыхТрипв 1 2,68 • 10 6 nQO , , 036 — 0,12 J"“'' 0,12 24G • 38 ——-—77—= 32,1 ом, 246 + 38
,, 1____________________________________
М. -р- - Vi-;-(6,28fBc0/?31ai)^ <
1 в
< УН-(6,28 • 5000 • 0,89 • 10~6 • 32,1)2 «1,34.
Большой коэффициент частотных искажений на верхних частотах в данном случае объясняется тем, что инверсный каекад работает на цепь база — эмиттер транзистора П201А, имеющею 0мин=4О, frp = 200 кгц, а следовательно, грапич пую частоту при включении с общим эмиттером
, f (У У /гр 200 000
/р оэ ' frp (1 ®«пн) р ^0 5000 гц.
В транзисторном инверсном каскаде с разделенной нагрузкой в нижнее плечо, имеющее очень низкое выходное сопротивление, ншлда включают последовательно добавочное сопротивление для выравнивания выходных сопротивлении плеч, так как их неравенство при работе каскада па нелинейную нагрузку может сильно увеличить нелинейные искажения
В инверсном каскаде с эмиттерной связью (рис. 5.5) в общий эмиттериый провод двух транзисторов Т{ и Т2 включено сопротив-
Рис 5 5 Схема инверсного каскада с эмнт-терпой связью
ление эмиттерной связи /?э, создающее в каскаде обратную связь. Достоинствами инверсного каскада с эмиттерной связью являются малый коэффициент гармоник и малая чувствительность к пульсациям питающих напряжений, а также хорошая частотная характеристика
К недостаткам каскада относятся, необходимость применения двух
транзисторов и неполная симметрия выходных токов плеч на среД'
них частотах
У инверсного каскада с эмнгтериои связью коэффициент уси ленпя тока не отличается от коэффициента усиления тока рсос
136
татпого каскада с общим эмиттером; входное сопротивление транзистора в таком каскаде равно удвоенному входному сопротивлению транзистора с общим эмиттером в том же режиме, а динамическая входная емкость вдвое меньше динамической входной емкости реостатного каскада с общим эмиттером и теми же данными.
Необходимую величину сопротивления эмиттерной связи /?э определяют по допустимому коэффициенту асимметрии q (при одинаковых сопротивлениях нагрузки коллекторных цепей ведущего и ведомого плеч):
__ R вх оэ
~ (1 + р)(9-1)
(5.10)
где Явх оэ — входное сопротивление транзистора ведущего плеча в рабочей точке при включении его с общим эмиттером.
Сопротивления в коллекторных цепях и другие детали схемы здесь рассчитывают так же, как в реостатном каскаде с общим эмиттером, частотную характеристику рассчитывают по формулам реостатного каскада.
Рассмотренные схемы бестрапсформаторных инверсных каскадов не пригодны для подачи сигнала на оконечные каскады, работающие в режиме В, так как конденсаторы межкаскадной связи Сс, имеющиеся в стих схемах, препятствуют прохождению постоянной составляющей входного тока транзисторов оконечного каскада В этом случае целесообразно применять трансформаторные инверсные каскады, рассмотренные в § 4.3.
137
6
Общие вопросы проектирования усилителя
6.1. Регулировка усиления
В транзисторных усилителях, так же как и в ламповых, широко используются схемы регулировки усиления и тембра' Ввиду того что транзисторные усилительные каскады, в отличие от ламповых, имеют низкое входное сопротивление, используемые схемы регулировки усиления являются в основном регуляторами тока, а не напряжения, как в ламповых усилителях
Одной из распространенных схем регулировки усиления является схема потенциометрической регулировки, изображенной на рис. 6.1. Такая регулировка не изменяет режима работы трапзпето-
Рис 61 Регулировка усиления потенциометром
ров и при использовании в качестве сопротивления Т?2 переменного сопротивления типа В (с показательным законом изменения сопротивления от угла поворота рукоятки) позволяет получить достаточно плавную регулировку уситения с диапазоном 304-40 дб, что достаточно для большинства практических случаев.
Величину сопротивления /?2 (сопротивление регулятора) выбирают, как обычно, по рекомендациям, данным в § 1.7 для расчета 138
схемы эмиттерной стабилизации. При такой схеме регулировки усиления частотные искажения на нижних частотах, вносимые конденсатором межкаскадной связи Сс, максимальны в нижнем положении регулятора, поэтому емкость конденсатора Сс рассчитывают по ф-ле (4.6), положив в ней Д„хсл^-0. Частотные искажения на верхних частотах, имеющие место от влияния СО~СЭД, также максимальны при нижнем положении регулятора; поэтому коэффициент частотных искажений на верхних частотах Л1„ каскада с транзистором рассчитывают по ф-ле (4.9), считая в ней Ram =-^вхсл (/?вхсл равно сопротивлению параллельного соединения R ВХ >Э С1 , /?2слИ /?1С1).
Необходимую емкость конденсатора Сэ каскада с транзистором Т2 здесь рассчитывают обычным образом, как для каскада без регулировки усиления, так как этот конденсатор вносит наибольшие частотные искажения на верхних частотах при верхнем положении рукоятки регулятора.
Другая схема регулировки усиления изображена на рис 6 2. Такая схема позволяет получить как малую глубину регулировки (5—10 до) при использовании переменного сопротивления типа А с линейным законом изменения, так и большую (304-40 дб) при использовании переменного сопротивления типа В. Расчет необходимой величины сопротивления регулятора /?р здесь производят, исходя из необходимого диапазона регулировки усиления
R р > др (-; ДпхсО , (6.1)
|Де Др — необходимый диапазон регулировки усиления, выраженный в относительных единицах, /?„х (1 равно сопротивлению параллельного соединения входного сопротивления транзистора RM<>3ci , Ргм и Д1С1 , /?вых —сопротивление параллельного соединения вы-хощого сопротивления транзистора Т} и сопротивления RK в цепи его коллектора
Рис 6 2 Регулировка уынения переменным <.о противлением
В схеме рис 6 2 наибольшие частотные искажения на нижних частотах имеют место при закороченном сопротивлении регулятора (ползунок в крайнем левом положении) Поэтому емкости
139
конденсаторов Сс и Сэ рассчитывают обычным образом, как в каскадах без регулировки. Частотные искажения на верхних частотах здесь максимальны при крайнем правом положении ползунка, а поэтому их рассчитывают по ф-ле (4.9), полагая в ней R ЭКВ R ВХ сл , как и для схемы рис. 6.1.
На рис. 6.3 приведена схема регулировки усиления отрицательной обратной связью. Здесь в качестве регулятора усиления используется сопротивление эмиттерной стабилизации R3 , которое рассчитывают обычным образом, исходя из допустимого падения напряжения на нем. Глубина регулировки усиления такого регулятора определяется выражением
Др = 1 + /?вхоб4 U-a) /?нст ’ (6,2)
где Rbxоб — входное сопротивление транзистора в рабочей точке для включения с общей базой; R„CT — сопротивление источника
сигнала, равное параллельному соединению выходного сопротивления предыдущего каскада и сопротивлений делителя Ri и /?2- Глу-
Рис. 6 3. Регулировка усиления отрицательной обратной связью по ТОК'
бина регулировки усиления у такого регулятора обычно невелика (не более 204-30 дб), так как определяется рассчитанной из условий стабилизации рабочей точки величиной сопротивления R3- Наибольшие частотные искажения как в области нижних, так и в области верхних частот здесь имеют место при верхнем положении ползунка регулятора усиления, а поэтому конденсаторы Сэ и Сс рассчитывают обычным образом, как для каскада без регулировки усиления. Коэффициент частотных искажений в области верхних частот Мв
рассчитывают так же, как в обычном каскаде без регулировки усиления. В качестве регулятора при регулировке обратной связью обычно применяют непроволочные сопротивления типа А с линей-
ным законом изменения сопротивления.
6.2. Регулировка тембра
Для плавного изменения частотной характеристики в области нижних или верхних частот используют схемы регуляторов тембра. Одна из схем регулировки тембра, позволяющая плавно поднимать частотную характеристику на нижних ч штотах, без изменения усиления в области средних частот и его частотные характеристики для различных положений регулятора изображены на
140
рис. 6.4. Расчет элементов схемы такого регулятора производят по выражениям:
Як
Ян = (74-10)Яэ ~ 0,054-0,1
Н /н R вх об 0,025 Ct2 '“'Н J н
(6.3)
где Rk____— сопротивление нагрузки коллекторной цепи транзи-
стора переменному току,
Ун макс — относительное усиление на низшей рабочей частоте (подъем усиления),
— низшая рабочая частота.
Рис. 6.4. Рсчулятор тембра, поднимающий усиление на нижних частотах (а), и его частотные характеристики при различных положениях регулятора (б)
Сопротивление в цепи коллектора RK , конденсатор связи Сс, делитель смещения и стабилизация рассчитываются по обычным формулам реостатного каскада. А коэффициент усиления на средних частотах рассчитывают как для реостатного каскада с небло-кированным сопротивлением R3 в цепи эмиттера (§ 5.3). Сопротивление источника сигнала для каскада с таким регулятором тембра должно быть, по крайней мере, в несколько раз меньше входного сопротивления транзистора в рабочей точке при включении с общим эмиттером.
Простейшая схема регулятора тембра, позволяющая плавно снижать усиление на верхних частотах, и его частотные характеристики для различных положений регулятора даны на рис. 6.5.
141
Рис. 6.5. Регулятор тембра, снижающий усиление на верхних частотах (а) и его частотные характеристики при различных положениях регулятора (б)
Расчет элементов такого регулятора тембра производят по фор-
мулам:
(6.4)
где Ув макс—наибольшее значение относительного усиления на верхних частотах (при полностью введенном сопротивлении R„ );
ft — частота, на которой регулятор начинает снижать усиление (снижает усиление на 1 дб).
Расчет остальных элементов схемы и данных каскада производят обычным образом.
6.3. Требования к источнику питания
Питание всех цепей многокаскадного транзисторного усилителя обычно производят от одного источника постоянного тока (выпрямителя, сети постоянного тока, батареи). Основным требованием, предъявляемым к источнику питания усилителя, являются необходимые для питания всех транзисторов ток и напряжение. Так как отдельные каскады усилителя обычно подключают параллельно к источнику питания, то потребляемый усилителем ток Л на который рассчитывают источник питания, находят из выражения
I = cpl + /К ср2 + • • + /дел , (6.5)
где ЛссР1, /к ср2~ средние значения коллекторного тока первого, второго и т. д. каскадов за период сигнала;
/1ел —ток делителей напряжения и сопротивлений, на-гру/кающих источник питания.
142
При работе в режиме А средние значения токов можно считать равными току покоя.
Необходимое напряжение выпрямителя, питающего коллекторные цепи многокаскадного усилителя, определяется его оконечным каскадом, обычно требующим наибольшего напряжения, питания. Дтя транзисторного усилителя с однотактным трансформаторным выходным каскадом в режиме А по схеме рис. 3.2, необходимое напряжение питания определится выражением
Ек = /Лэо -!-ЛоП г Us , (6.6)
где UKso — постоянная составляющая напряжения между коллектором и эмиттером оконечного каскада,
/«о —максимальное значение тока покоя коллектора,
Uв —падение напряжения на стабилизирующем сопротивлении в цепи эмиттера; для двухтактного каскада, работающего в режиме А, г{ заменяют гщ .
При включении транзисторов оконечного каскада с общей базой (рис. 3.18) в ф-лу (6.6) вместо UK3o подставляют расчетное напряжение коллектор — база оконечного каскада /4бо , a U3 заменяют суммой U3 + (/оэО .
Для двухтактного оконечного каскада, работающего в режиме В, при отсутствии стабилизирующего сопротивления в цепи эмиттера необходимое напряжение питания определяют также по ф-ле (6.6), полагая в ней U3 =0, заменив гх сопротивлением Гщ и подставив в качестве /«о максимальное значение тока покоя коллектора одного плеча схемы при отсутствии сигнала. Так как произведение /когщ в этом случае обычно получается много меньше //кэо , практически можно считать Ек ~ 17 KJo (для включения с общим эмиттером) и Ек ~ U heo + Ем (для включения с общей базой).
Внутреннее сопротивление источника питания усилителя с двухтактным выходным каскадом, работающим в режиме В, как постоянному, так и переменному току должно быть мало. При отсутствии сигнала на входе каскада напряжение источника питания должно повышаться не более чем па 10-4-15%, что и определяет его максимальное допустимое сопротивление постоянному току. Сопротивление источника питания переменному току для низшей рабочей частоты усилителя в этом случае не должно превышать (0,2-4-0,25) /?к^.
Внутреннее сопротивление переменному току источника питания усилителя с однотактным выходным каскадом, работающим в режиме А, на низшей рабочей частоте не должно превышать (0,2-4-0,3)/?к^_; сопротивление источника питания постоянному току в этом случае особой роли не играет.
Внутреннее сопротивление источника питания усилителя с двухтактным выходным каскадом, работающим в режиме А, не ограничивается как для постоянного, так и для переменного тока.
143
Колебания напряжения источника питания не должны выходить за пределы, допустимые для усилителя. Если они превышают допустимую величину, источник питания должен быть стабилизирован.
6.4. Расчет допустимой пульсации источника питания
При питании усилителя от выпрямителя амплитуда напряжения пульсации Епт на выходе выпрямителя не должна превосходить допустимой величины, так как напряжение пульсации, попадая через элементы межкаскадиой связи в питаемые цепи, вызывает появление фона переменного тока на выходе усилителя. Напряжение пульсации, попадающее па первые каскады усилителя, усиливается последующими каскадами, поэтому первый каскад усилителя допускает наименьшее напряжение пульсации, а последний (оконечный)—наибольшее. Для упрощения и удешевления усилительного устройства источник питания (выпрямитель) делают с напряжением пульсаций, допустимым для выходной цепи оконечного каскада, а дальнейшее сглаживание пульсаций производят цепочками Сф Дф в цепях питания каскадов предварительного усиления. Цепочки Сф /?ф одновременно являются развязывающими фильтрами усилителя, ослабляющими паразитную межкаскадную связь через общий источник питания.
Для усилителя с однотактным трансформаторным выходным каскадом, работающим в режиме А, а также для усилителя с двухтактным бестрансформаторным каскадом в режиме А по схеме рис. 3.336 амплитуда допустимого напряжения пульсации выпрямителя определяется выражением
р — Ц (Двых Тр LК~) ,, TR 71
^-лВ ~ц l-'вих т , у ° ' )
где тр — выходное сопротивление транзистора в точке покоя,
RK^,— сопротивление нагрузки в выходной цепи транзистора переменному току,
U иихт — максимальная расчетная амплитуда напряжения сигнала в выходной цепи,
Дс — динамический диапазон сигнала, который для широковещательных усилителей, магнитофонных усилителей и усилителей воспроизведения грамзаписи можно считать равным 100 (40 дб).
Для усилителя с двухтактным трансформаторным выходным каскадом Или бестрансформаторным, работающим в режиме В, в ф-ле (6.7) RK_ заменяют RK и , а под Д|1Ь|Х Тр понимают выходное сопротивление транзистора при выходном токе, равном примерно 0,0 / ых макс•
Для усилителя с двухтактным трансформаторным выходным каскадом, работающим в режиме А, и для усилителя с двухтакт-144
HbiM бестрансформаторным каскадом в режиме А по схеме рис. 3.33а амплитуду допустимого напряжения пульсаций берут в 3—5 раз больше найденной по ф-ле (6.7), так как в этих случаях напряжение пульсаций источника питания компенсируется.
Для усилителя с однотактным реостатным оконечным каскадом в режиме А допустимое напряжение пульсаций выпрямителя находят из выражения
(0,3-1) (7?+ Як) .
ф — ------д %------ U вых т , (Ь.о)
где
Я пых Тр Як
ЯвыхТр |“ Як
Амплитуду напряжения пульсации выпрямителя пе следует допускать более 0,05 Ек , даже если расчет ее допустимой величины по ф-лам (6.7) и (6.8) дает большее значение, так как в противном случае появляется паразитная модуляция сигнала, увеличивающая вносимые каскадом нелинейные искажения, а также уменьшается выходная мощность усилителя.
6.5. Расчет фильтров усилителя на сглаживание пульсаций
Допустимая амплитуда напряжения пульсаций для любой цепи усилителя определяется выражением
Еп доп = (0,3-1) , (6.9)
где Um — расчетная амплитуда напряжения сигнала в данной цепи,
рм — коэффициент передачи напряжения пульсации от зажимов источника питания к рассматриваемой цепи.
Необходимый (всех последовательно включенных цепочек ЯфСф) коэффициент сглаживания дополнительных сглаживающих фильтров для любого каскада усилителя определяется выражением
& =-д^В • (6.10)
При расчете последовательно включенных цепочек Сф в многокаскадном усилителе по ф-ле (6.10) находят значения фс для каждого из каскадов, за исключением последнего, получая, таким образом, фС[ для первого каскада, фс2 для второго каскада н т. д Так как при последовательном включении фильтров их коэффициенты сглаживания перемножаются, необходимый коэффициент сглаживания каждой из цепочек ф\ определяется как отношение
10 З..к 2039. 145
найденных из (6.10) значений фс для данного и следующего каскадов:
, ф'с2 = &L. и т д.
Фс2 ФсЗ
По известному коэффициенту сглаживания ф'с цепочки Сф емкость фильтра можно найти из формулы
_ Ф’.
ф“ 6,28Г„/?ф 6,28Г„/?ф 1
где fn=mfc — основная частота пульсации выпрямителя, равная произведению числа фаз (полупериодов) выпрямителя т на частоту питающей сети fc.
Величину сопротивления Яф определяют, исходя из допустимого падения напряжения Еф на нем;
/<ф = -А- , (6.12)
Л|>
где /ф — суммарная постоянная составляющая тока, протекающего через /?ф .
6.6, Расчет фильтров усилителя на развязку
Так как фильтры усилителя (цепочки Сф /?ф ) должны ослаблять паразитную межкаскадную обратную связь через общий источник питания до допустимой величины, при которой она практически не будет влиять на свойства усилителя, необходимый для всех последовательно включенных цепочек Сф/?ф коэффициент развязывания для любого каскада усилителя определится выражением
, (0,3 4- 0,5) [Зч /вых т ,с ,о\
в//вхтс,(/И„- 1) ’ 1 •' '
где Л!.. — коэффициент частотных искажений на низшей рабочей частоте каскада, для которого рассчитывается значение фр;
{/,)ЧЯ1сл— амплитуда напряжения входного сигнала следующего каскада;
С„ — выходная емкость фильтра выпрямителя;
Д, — низшая рабочая частота;
/вы,™ — амплитуда переменной составляющей выходного тока оконечного каскада усилителя.
При расчете цепочек Сф/?фмногокаскадного усилителя на развязку по ф-ле (6.13) находят значения фр для каждого из каскадов, за исключением последнего, получая в результате фР1 Д-1Я первого каскада, фр2 для второго каскада и т. д. При последова
146
тельном соединении цепочек Сф Дф их коэффициенты развязывания перемножаются, а поэтому необходимый коэффициент развязывания каждой из цепочек ф'р определяется как отношение найденных из (6.13) значений фр для данного и следующего каскадов:
,, $pi ,, Фрг
ф р1 ~ ~Ф^ ’ ф р2 = "Ж'и т’ Л'
По известному коэффициенту развязывания ф'р цепочек Сф /?ф емкость фильтра находят из формулы
ф ~ 6,28/н/?ф ~ 6,28/н/?ф '
(6-14)
Определив значение емкости Сф каждой из цепочек из условия сглаживания [ф-ла (6.11)] и из условия развязки [ф-ла (6.14)] останавливаются на большем значении емкости.
1
6.7. Схемы транзисторных усилителей
В качестве практических примеров построения схем многокаскадных транзисторных усилителей ниже приведено несколько схем.
На рис. 6.6 изображена принципиальная схема четырехкаскадного усилителя звуковых частот для воспроизведения грамзаписи, предназначенного для работы на электродинамический гром
Рис 6 6 Принципиальная схема усилителя маковых ча юг для воспро
изведеиия грамзаписи
коговоритель (с выходной мощностью порядка нескольких ватт) Для обеспечения высокого входного сопротивления усилителя, необходимого при работе его от пьезоэлектрического звукоснимателя, в первом каскаде использован эмиттериый повторитель с коллекторной стабилизацией рабочей точки, а транзистор второго
Ю* 147
каскада имеет в эмиттере небольшое сопротивление Re, не блокированное емкостью для повышения его входного сопротивления.
Цепочка на входе усилителя корректирует частотную характеристику звукоснимателя па высших частотах, сопротивление R2 является регулятором усиления, а цепочка C2R3 осуществляет регулировку тембра на низких частотах.
Во втором каскаде для получения наибольшего усиления транзистор включен с общим эмиттером, в нем, как и в последующих каскадах, применена эмиттерная схема стабилизации. Цредоконеч-ный каскад — реостатный, инверсный — с разделенной нагрузкой. Двухтактный трансформаторный оконечный каскад работает в режиме А, транзисторы и Т5 включены с общим эмиттером; отрицательное смещение на них подается с делителей Ri& и Rn, R]& и Rig. Небольшие сопротивления R22 и R23 в цепях эмиттеров включены для уменьшения разбалансировки токов покоя плеч (после прогрева или старения схемы). Цепочки R^C? и R20C3 являются развязывающими и сглаживающими фильтрами.
Рис. 6 7. Принципиальная схема усилителя звуковых частот, работающею от микрофона
На рис. 6.7 приведена принципиальная схема четырехкаскад-пого усилителя звуковых частот, предназначенного для работы от электродинамического микрофона на громкоговорители. Для получения высокого коэффициента усиления транзисторы первых трех каскадов включены с общим эмиттером; для стабилизации рабочей точки в этих каскадах применена эмиттерная стабилизация. Первые два каскада являются реостатными каскадами предварительного усиления, третий каскад — трансформаторный инверсный, работает в режиме А и представляет собой первый каскад мощного усиления. Четвертый каскад усилителя — двухтактный, работает в режиме В и является вторым каскадом мощного усиления. Для обеспечения малого коэффициента гармоник
148
усилителя и возможности установки любых экземпляров транзисторов в оконечном каскаде транзисторы Т4 и Т5 включены с общей базой. Необходимое напряжение смещения на транзисторы Т4 и подается от делителя из сопротивлений RtsRis', диод Д\ стабилизирует ток покоя каскада при изменении температуры. Для уменьшения потребления мощности делителем смещения оконечного каскада питание предварительного усилителя осуществляется параллельно сопротивлению Д16.
Цепочки C2R5, C3R6, CSR12 являются развязывающими с сглаживающими фильтрами. Сопротивление Re выполняет роль регулятора усиления.
На рис. 6.8 приведена принципиальная схема усилителя для мегафона. Здесь первые два каскада, как и в схеме рис. 6.7, реостатные, имеют эмиттерную стабилизацию; третий каскад —
Рис. 6.8. Принципиальная схема усилителя для мегафона
инверсный трансформаторный, также с эмиттерной стабилизацией и имеет две одинаковые вторичные обмотки. Четвертый (оконечный) каскад усилителя — двухтактный, бестрансформаторный, с общим эмиттером, работает в режиме В. Сопротивления смещения Rn и Rvs выполнены переменными для выравнивания режима работы плеч.
Оконечный и предоконечный каскады для уменьшения нелинейных и частотных искажений через сопротивление R^ охвачены параллельной по входу отрицательной обратной связью по напряжению. Сопротивление Ri осуществляет регулировку усиления.
На рис. 6.9 приведена схема высококачественного бестрапс-форматорного усилителя звуковых частот [Л 1, стр. 299, 300] с выходной мощностью 6 вт при коэффициенте гармоник не более 5%. Весь усилитель питается от общего источника питания с напряжением 27 в.
149
Рис 6 9 Схема выскокачесгвснчо!о мчншем бег трансформаторов с lwxodioh мощностью 6 иг
Выходной двухтактный бестрансформаторный каскад на транзисторах Тб и Т& собран по схеме с параллельным (несимметричным) выходом и работает в режиме В. Громкоговорители, являющиеся нагрузкой усилителя, подключаются к выходному каскаду через разделительный конденсатор С]2.
Применение транзисторов типа п-р-п. и р-п-р в предоконечном каскаде, выполненном на транзисторах Т$ и Т7 позволяет обойтись без входного трансформатора для выходного каскада и без инверсного каскада вообще. Полупроводниковый диод Д\ в четвертом каскаде с транзистором Г4, включенном с общим эмиттером и эмиттерной схемой стабилизации, используется для температурной стабилизации транзисторов Т5, Г6, Т7, Ts.
Частотные и нелинейные искажения в усилителе уменьшаются сильной отрицательной обратной связью, подведенной от выходного каскада к базе транзистора Т4.
2 и 3-й каскады с транзисторами Т2 и Т3, включенными с общим эмиттером, также имеют эмиттерную стабилизацию.
Для увеличения входного сопротивления усилителя входной каскад на транзисторе собран по схеме эмиттерного повторителя. Потенциометр ГЦ является регулятором усиления, потенциометр П2 во втором каскаде изменяет частотную характеристику усилителя на низких частотах, а потенциометр П3 — на высоких частотах.
Цепочки R-OC2, /?2бС1о являются развязывающими фильтрами в 1, 2 и 3-м каскадах соответственно.
15!
7 Конструктивный трансформаторов иягтлтн
Конструктивный расчет ! низкой частоты
7.1. Выбор сердечника для трансформатора
Рис 71 Трансформатор броневой конструкции
Конструктивный расчет трансформаторов, предназначенных для трансформирования электрических сигналов — сигнальных трансформаторов — производят по данным, полученным из электрического расчета (индуктивности первичной обмотки, индуктивности рассеяния, омическому сопротивлению обмоток, коэффициенту трансформации и т. п.). В конструктивный расчет входят: выбор конструкции трансформатора, выбор маг-, нитного материала для его сердечника, выбор или расчет размеров сердечника, расчет числа витков обмоток н выбор провода для них, расчет размещения обмоток. После конструктивного расчета обычно производят уточнение электрических данных трансформатора по данным конструктивного расчета.
Для трансформаторов транзисторной аппаратуры обычно используются трансформаторы броневой конструкции (рис. 7.1). Сердечник трансформатора обычно собирают из пластин,
штампованных из специальных магнитных материалов (специальной трансформаторной стали, пермаллоя). Сердечник трансформатора выполняют прямоугольного сечения, собирая его из пластин определенной формы и размеров (на пример, из Ш-образпых пластин и перекрышек, см. рис. 7.2). Если немагнитный зазор в сердечнике не нужен, то сборку пластин производят вперекрышку, вставляя Ш-образную пластину поочередно то с одной, с другой стороны катушки трансформатора. Заполнив все отверстие катушки при сборке из пластин двух типов, вставляют в оставшиеся щели второй тип пластин.
При сборке сердечника с немагнитным зазором, необходимым при постоянном подмагничивании сердечника в несколько ампервитков на сантиметр и выше, в катушку с одной стороны встав-
152
Рис 7 2 1 Iji.h 1 ппы дли (борки сердечника броневою транс форматора а) Ш обра имя пластина и перекрышка, б) две одинаковые Ш обратно пластины
пяют пластины одного типа, а с другой стороны прикладывают пластины другого типа, проложив между обеими частями сердечника и юляциоииую прокладку, устанавливающую нужную вели чину немагнитного зазора.
Среднюю длину машитпои силовой линии сердечника входящую в формулы конструктивного расчета трансформатора, можно рассчитать но следующим формулам-
для броневого сердечника с неодинаковым сечением вдоль магнитной силовой липни (//3>0,5//,, рис 7 3)
/С«Л+ (0,56 + 6+1,18//5 + О,19//|),
У;
(7.1)
для броневого сердечника с одинаковым сечением вдоль магпитпон снловои линии (//з = 0,5//1)
Рис 7 3 Обозначения ртзмс ров броневою сердечник!
l^2h + 26+1,57//,. (7 2)
В трансформаторах транзисторной аппаратуры изолировать пластины сердечника друг от друга нет необходимости.
Чистое сечение ма/нишо/о материала сердечника в катушке трансформатора //,, также входящее в формулы конструктивного расчета, при прямоу/ольпом сечении сердечника определяют но формуле
7с //!'//<, (7 3)
153
где fec — коэффициент заполнения площади сечения сердечника магнитным материалом, зависящий от толщины материала, его прокатки и других факторов.
Средние значения коэффициента заполнения kc сечения сердеч ника магнитным материалом при наборе его из неизолированных пластин даны в табл 7.1.
ТАБЛИЦА ’1
Толщина пластины без изоляции мм Значение для ьшнитных материалов
горя «ей прокатки (стать Э42 и др ) холодной прокаткн (пермаллой стать Э310 и др)
0,5 0,93 0,97
0,35 0 89 0,95
0,2 0,82 0,93
Для трансформаторов малой мощности (десятые или сотые то ли ватта и ниже) малогабаритной или переносной аппаратуры, i те необходим наименьший вес и размеры трансформатора, при отс\т ’ ствии постоянного подмагничивания сердечника (т е в отсутствие постоянной составляющей тока в обмотках) наилучшим материл лом для сердечника является пермаллой марок Н80ХС, Н79М4 и др , обладающий наивысшей магнитной проницаемостью из всех магнитных материалов
Для таких же трансформаторов, но работающих с постоянным подмагничиванием сердечника (с постоянной составляющей тока в одной или обеих обмотках), наилучшим материалом для сердечни ка является пермаллой с содержанием никеля 40—50% (напри мер, пермаллой марок Н45, Н50ХС и др), имеющий наивысшую магнитную проницаемость из употребительных магнитных мате риалов при наличии постоянного подмагничивающею поля
Для трансформаторов малой мощности стационарной аппара туры, где необходима наименьшая стоимость трансформатора а не его вес и размеры, при отсутствии постоянною иотмаитпчп вания сердечника наилучшим материалом является кремнистая трансформаторная сталь с высокой машитиои проницаемостью в слабых полях марки Э46 Немкою худшие результаты для та ких трансформаторов дает применение холоднокатаных статей марок Э310—ЭЗЗО При отсутствии указанных сталеп здесь мож но использовать и обычную высококачественную трансформатор ную сталь марок Э42 ити Э43, но при этом размеры трансформ? тора, а также его вес и стоимость будут немного больше
Для таких же трансформаторов, работающих с постоянным подмаышчивапием сердечника, почти равноценными в отношении 154
стоимости трансформатора, оказываются холоднокатаные стали марок Э310—ЭЗЗО и трансформаторные стали марок Э42 и Э43
Для трансформаторов средней и большой мощности (выше нескольких ватт) во всех случаях наименьшие размеры, вес и стоимость обычно имеют место при использовании для сердечника холоднокатаной стали марок Э310—ЭЗЗО Применение для таких трансформаторов сталей Э42 и Э43 допустимо, но при них вес и стоимость трансформатора немного возрастают и увеличивается индуктивность рассеяния
Для трансформаторов звуковых частот с сердечником из трансформаторной стали и низшей рабочей частотой не выше 100—200 гц толщину пластин берут порядка 0,35—0,5 мм, при более высокой низшей рабочей частоте толщину пластин берут меньше В трансформаторах звуковых частот с сердечником из пермаллоя толщину пластин обычно берут от 0,2 до 0,35 мм
Размеры сердечника для трансформатора звуковой частоты выбирают по коэффициентам A, D, находимым по формулам Для трансформатора, работающего в режиме А
А (1 ' c)Ai р 1 Г /Зв,.х...__ (74>
[ХГ1 ’ Д,Ш1/Н \ с Г(т (1 - Г|Г) ’’
Для трансформатора с первичной обмоткой, работающей в режиме В, и вторичной, работающей в режиме А (выходные трансформаторы каскадов мощного усиления, работающих в режиме В)
_ 3,41 А1П __ 1 । 1,4НГ Г Р„ых
Iх ПН ’ Bmnfn V '|Г 0 ~ riT )
Для трансформатора с первичной обмоткой, работающей в режиме А, и вторичной, работающей в режиме В (входные трансформаторы транзисторных каскадов мощного усиления, работающих в режиме В).
_ 241/. р Ml Т)Т /— Л„ч p-fl Bmnfu У (1 ~~ )
(7 6)
В ф-лах (7 4) — (7 6) L\ и гц — индуктивность и омическое сопротивление первичной обмотки трансформатора, Ди и г1П — индуктивность и омическое сопротивление половины первичной обмотки, с—отношение гц к г2', входящее в ф лы (3 17), т]т —кпд трансформатора, Р !)Ь„ — мощность, отдаваемая трансформатором в нагрузку, Вт„ и f„ — амплитуда переменной составляющей магнитной индукции в сердечнике при максимальном сигнале и низшей рабочей частоте (в гауссах) и низшая рабочая частота трансформатора (в гц), ц — магнитная проницаемость материала сердечник для переменной составляющей магнитного потока
155
Затем по таблице нормализованных сердечников (см. приложение 8) выбирают сердечник наименьшей стоимости или наименьшего веса (в зависимости от предъявленных к рассчитываемому усилителю требований), имеющий как А, так и D, равное или больше найденного.
При расчете А по ф-лам (7.4) — (7.6) значение р. для трансформаторов малой мощности без подмагничивания сердечника берут равным начальной магнитной проницаемости примененного материала |iH , указанной в табл. 7.2. Для трансформаторов средней и
ТАБЛИЦА 72
Материал
Трансформаторные стали горячего проката марок Э42 и Э43
То же, холодного проката марок Э310—ЭЗЗО
Трансформаторная сталь с повышенной проницаемостью марки Э46
Низконикелевын пермаллой (45—50% никеля) толщиной 0,2— 0,35 мм
То же, толщиной 0,1—0,15 мм
Высоконикелевый пермаллой (78—80% никеля) толщиной 0,15—0.35 мм
400
500
600
2 500
2 000
10 000—15 000
большой мощности (несколько ватт и выше), работающих без подмагничивания, значение ц берут из графика на рис. 7.4 для
Рис. 7.4 Зависимость магнитной проницаемости от индукции для различных трансформаторных сталей
156
динамического диапазона сигнала; значение Втп берут из табл. 7.3. Для трансформаторов малой, средней и большей мощности, работающих с подмагничиванием сердечника, в ф-лы (7.4) — (7—6) вместо ц подставляют приближенное значение экви-
таблица 73
Материал сердечника и мощность трансформатора В , гс тн
Трансформатор малой мощности с сердечником из высонике-
левого пермаллоя 1000—1500
То же, с сердечником из низконикелевого пермаллоя 2000—3000
Трансформатор с сердечником из трансформаторных сталей
марок Э42—Э43:
при мощности порядка 1 вт 5000
» » » 10 вт 7000
» » » 100 вт 9000
Примечание. Для трансформаторов с сердечником нз холоднокатаных сталей масок Э310—ЭЗЗО значение В допустимо на 15 % выше, чем для сталей Э42—Э43. г тн
валентной начальной проницаемости цэн пр с учетом оптимального немагнитного зазора, найденное из графика на рис. 7.5 по рассчитанной предварительно величине произведения Ы20, где L — индуктивность, гн, а /0 — постоянная составляющая тока обмотки, вызывающей подмагничивание сердечника, а.
Рис, 7 5 Приближенное значение эквивалентной начальной магнитной проницаемости от произведения /./20 для различных магнитных материалов
157
При расчете значения D по ф-лам (7.4) —(7.6) величину Вт берут из табл. 7.3, а значения с и ц, подставляют принятые при электрическом расчете трансформатора. Для трансформаторов очень малой мощности (0,01 вт и ниже) значение D можно не находить и выбирать сердечник нужного типа по таблице нормализованных сердечников, имеющих А, равное или немного больше найденного.
7.2. Расчет числа витков обмоток и выбор провода для них
Число витков первичной обмотки трансформатора рассчитывают как по необходимой ее индуктивности Li [ф-ла (7.7а)], так и по допустимой переменной составляющей индукции в сердечнике на низшей частоте Sm„ [ф-ла (7.76)]:
да, =8,92 • 103 ]/ .
</<-
1,59 • 10777lm(/?~ — г,)
Bninfutfe R ~
(7.7а)
(7.76)
остановившись на большем числе витков, обеспечивающем необходимую индуктивность первичной обмотки, так и допустимую индукцию в сердечнике. В ф-лах (7.7) и qc — средняя длина магнитной силовой линии (в сантиметрах) и чистое сечение магнитного материала (в квадратных сантиметрах), взятые из таблицы нормализованных сердечников для выбранного сердечника; U\m — максимальная расчетная амплитуда напряжения сигнала на первичной обмотке трансформатора.
Значения ц и ВШ|1 в ф-лы (7 7) подставляют применявшиеся для расчета А и D. При расчете трансформатора с первичной обмоткой, работающей в режиме В, в ф-лах (7.7) W\, /у, Ц, V\m и заменяют Ш] п, Пп, i-in , L'lmri и R,^u и рассчитывают число витков половины первичной обмотки. '
Если большее число витков получено по ф-ле (7.7а) и трансформатор работает с постоянным подмагничиванием, то найденное число витков уточняют, для чего определяют ампер-витки постоянного подмагничивания на сантиметр длины сердечника из
выражения
где Шпр —приближенное число витков первичной обмотки, найденное при подстановке в ф-лу (7.7а) значения p9ll пр } /0 — постоянная составляющая тока обмотки, вызывающей подмагничивание, а;
—средняя длина магнитной силовой линии сердечника, взятая из таблицы нормализованных сердечников или рассчитанная по ф-лам (7.1) — (7.2), см;
п —коэффициент трансформации подмагничивающей обмотки.
158
Если подмагничивание вызывает первичная обмотка, то п полагают равным единице. По найденному значению aw0 из графиков на рис. 7.6 (а и б) определяют точное значение эквивалент-ной начальной магнитной проницаемости р.Эц и величину опти-
Рис. 7.6. Зависимость эквивалентной начальной проницаемости (а) и оптимального немагнитного зазора (б) от постоянного подмагничивания для различных магнитных материалов
мального немагнитного зазора Z в процентах от /с. Подставив точное значение ЦэнВ ф-лу (7.7а) вместо цЭцпр находят точное число витков первичной обмотки; толщину немагнитной прокладки между обеими частями сердечника определяют из уравнения
Число витков вторичной обмотки (или ее половины) находят по известному числу витков первичной и коэффициенту трансформации-
ш2 = од • п, w2 = Wi и tin, w2ii=®i«n. (7.10)
Первая из этих формул относится к трансформатору, работающему в режиме А, вторая — к трансформатору, с первичной обмоткой, работающей в режиме В, и вторичной — в режиме А, и третья — к трансформатору с первичной обмоткой, работающей в режиме А, и вторичной — в режиме В.
Обмотки трансформатора обычно наматывают из медного провода круглого сечения с эмалевой изолинией марки ПЭЛ (провод с эмалевой лакостойкой изоляцией) или ПЭВ (провод с эмалевой высокопрочной изоляцией). Расчет диаметров провода об
159
моток d (мм) без изоляции производят по найденному из элск трического расчета омическому сопротивлению обмотки г (в ом), числу се витков w и средней длине витка обмоток трансформатора /0, см:
</=0,015 Y. (7.11)
Среднюю длину витка обмотки /о, входящую в ф-лу (7.11), берут пз таблицы нормализованных сердечников для выбранного сердечника; если же сердечник взят не из таблицы, то /0 рассчитывают для броневого сердечника по формуле
10^2у1-^2у2 + 8дк + 2,5Ь. (7 12)
гдс,бк — толщина гильзы катушки несущей обмотки.
Найдя по ф-ле (7.11) диаметры провода обмоток, подбираю! по стандарту па обмоточные провода (см. приложение 7) бли жайшие стандартные диаметры провода, которые применяют д.и намотки обмоток.
Для трансформаторов транзисторной аппаратуры, работающи' в комнатных условиях при напряжении между обмотками в не сколько вольт или десятков вольт, наименьшим допустимым дна метром провода можно считать 0,03 мм. При работе трансформа тора в тяжелых условиях (большие изменения температуры, высо кая влажность, пониженное атмосферное давление и т. п.) при мепсние провода тоньше 0,05 мм возможно лишь при герметиза ции трансформатора.
7.3. Расположение обмоток и расчет их размещения
Обмотки трансформатора обычно располагают одну над дру гой или одну внутри другой (рис. 7.7а, б). Намотка одной обмоткн внутри другой уменьшает индуктивность рассеяния трансформато
Рис 7 7 Расположение одноп обмотки над друг oil («) и расположение одной обмотки внутри другой (б)
ра примерно в четверо по сравнению с трансформатором, имею щнм одну обмотку над другой. В трансформаторах транзисторно! аппаратуры с точки зрения электрических характеристик обычне безразлично, какую обмотку располагать сверху (рис. 7.7а) ил!
160
вматывать внутрь (рис. 7.76), и поэтому выбор расположения обмоток производят с точки зрения механических соображений, конструктивного удобства и стоимости.
В двухтактных трансформаторах транзисторных усилителей для получения симметрии половинок двухтактной обмотки, а также для практического уничтожения индуктивности рассеяния
между ее половинами, что важно при работе в режиме В, работающую в режиме В обмотку следует наматывать в два провода. Соединив после намотки конец одного провода с началом другого, получают среднюю точку обмотки; оставшиеся
Конец, пробода й-М.
Конец прол бода а^
начало у'’ прободай ;
Начало про вода а
начало и конец являются
Рис. 7.8. Намотка двухтактной обмотки
крайними выводами двух- в два провода для уничтожения индук-, , тивности рассеяния между половинка-
-тактнои обмотки (см. рис. ми обмотки, работающей в режиме В
7.8). При использовании
провода с высокопрочной эмалевой изоляцией (марки ПЭВ, ПЭМ) такой способ намотки вполне пригоден для напряжений, имеющих
место в транзисторных каскадах; большая собственная емкость обмотки не влияет на свойства трансформатора вследствие малого сопротивления его нагрузки. Уничтожение индуктивности рассеяния между половинами первичной обмотки выходного трансформатора не только устраняет повышение коэффициента гармоник каскада на верхних частотах при работе в режиме В, но также резко
снижает перенапряжения, появляющиеся из-за устанавливающихся процессов, что облегчает работу транзисторов и уменьшает возможность их пробоя.
Обмотки трансформатора обычно наматывают на каркас из изоляционного материала (пластмассы, прессшпана и т. п.); минимальную толщину гильзы каркаса и его щек выбирают в соответствии с размерами трансформатора (табл. 7.4).
ТАБЛИЦА 7 4
Тип сердечника Толщина гильзы каркаса, ин Толщина крайних щек, мм
От Ш-3 до Ш-5 0,3-0,5 0,7-1,2
От Ш-6 до Ш-9 0,5—0,7 1,2-1,8
От Ш-10 до Ш-16 0,6-1 1,3-2
От Ш-19 до Ш-30 0,8 — 1,2 1.5-2,5
Намотку обмоток трансформатора производят правильными рядами - виток к витку или беспорядочно — вразброс. Намотка
|1 Зак 2039 1 61
виток к витку (в слой) дает лучшее заполнение сечения обмоток проводом и при введении после каждого слоя изолирующей бумажной прокладки имеет высокую надежность. Однако намотка в слой требует аккуратности и отнимает значительное время, а при тонком проводе (0,1 мм и тоньше) и прокладках через каждый слой занимает больше места. Поэтому при диаметре провода 0,1 мм и ниже намотку обычно производят вразброс.
При проводе с обычной эмалевой изоляцией (марок ПЭ, ПЭЛ) и намотке вразброс для уменьшения возможности образования короткозамкнутых витков, снижающих кпд и коэффициент усиления и искажающих частотную характеристику трансформатора, в обмотки вводят по нескольку прокладок из тонкой бумаги. При проводе с высокопрочной эмалевой изоляцией (марки ПЭВ, ПЭМ) прокладки в' обмотки можно не вводить.
При диаметре провода 0,3 мм и выше намотку производят в слой, так как при толстом проводе это не представляет затруднений.
Между обмотками трансформатора обычно имеется напряжение источника коллекторного питания. Для предотвращения возможности короткого замыкания источника питания между обмотками вводят изоляционную прокладку из двух-трех слоев бумаги, пластмассы или лакоткани; толщина этой прокладки б и зависит от размеров трансформатора, толщины провода обмоток и обычно лежит в пределах от 0,05 до 0,3 мм.
Для проверки, поместятся ли обмотки в окне сердечника, рассчитывают место, занимаемое обмотками, гильзой и изоляцией. При намотке вразброс определяют занимаемую каждой из обмоток площадь Q:
1 — т , — т
Лз1 лз2
(7-13)
где d„3 — диаметр провода обмотки с изоляцией;
w — число витков обмотки;
k;3 — коэффициент заполнения площади сечения обмотки проводом, зависящий от диаметра провода, его натяжения при намотке, формы сечения гильзы, на которую наматывают обмотки, и других факторов.
Среднее значение k3 при намотке на гильзу прямоугольного сечения и различных диаметрах провода даны в табл. 7.5.
Толщину намотки обмоток а находят, поделив площадь сечения обмотки Q на чистую высоту намотки hH (расстояние между щеками, рис. 7.7):
= (714)
162
ТАБЛИЦА 7.5
Диаметр провода бея изоляции мм при намотке вразброс
без прокладок с прокладками из тонкой бумаги
0,03 0,65 0,5
0,05 0,68 0,53
0,1 0,72 0,62
0,1 0,75 0,7
0,3 0,8 0,75
Толщину катушки а0 определяют как сумму толщины обмоток, толщины гильзы каркаса бк и толщины междуобмоточной изоляции би :
Оо = а1 + а2+бк + д„ . (7.15)
При намотке в слой находят число витков первичной и вторичной обмоток в слое из выражения:
Ш1СЛ = , г^сл = -Д— , ('-16)
^1из ^2нз
а затем определяют число слоев первичной р\ и вторичной р2 обмоток:
V}y W2 /7 1-74
Pi = ----— , Р2 = —— , (7.17)
Wlc-l
где W{ и w2 — число витков первичной и вторичной обмоток.
Толщину обмоток при намотке в слой рассчитывают по формулам:
Ц] “ (1,2— 1,4)[р 1 d 1 из + б।пр (pi 1)] 1 (718)
«2= (1,2-?-1,4)[Р2^2из +Й2ПР (.Р2— 1)] j
гДе б1пр и бгпр — толщина бумажных прокладок между слоями первичной и вторичной обмоток, которую берут порядка 0,2 диаметра провода обмотки, но не тоньше 0,01 и не толще 0,15 мм (при намотке без прокладок бпр считают равным нулю).
Числовой коэффициент в простых скобках ф-лы (7.18), учитывающий выпучивание провода на плоской стороне гильзы, берут от 1,2 при толстом проводе и квадратном сечении сердечника до 1,4 при тонком проводе, и у2>у\. Найдя и а2 по ф-ле (7.15), так же, как и при намотке вразброс, рассчитывают толщину катушки а0.
Если найденная из ф-лы (7.15) толщина катушки лежит в пределах от 0,7b до 0,9 b, то сердечник выбран правильно. Если толщина катушки превышает (0,9—0,95) Ь, то следует взять сердеч
11*
163
ник большего размера, вновь рассчитать число витков обмоток, диаметр провода и размещение обмоток, добиваясь того, чтобы толщина катушки лежала в указанных выше пределах. Если же толщина катушки получается меньше указанной, то сердечник велик, его следует заменить меньшим и вновь рассчитать обмотки, добиваясь их нормального размещения.
7.4. Определение индуктивности рассеяния и индуктивности первичной обмотки трансформатора по конструктивным данным
Индуктивность рассеяния трансформатора (в гн) по данным конструктивного расчета можно найти, используя выражение
. __ fe/0^i2(ai + a2+3A„) ]Q.
L‘коистр ~ 108(Й1 + Й2) ’ (
где k — числовой коэффициент, равный 0,7 при намотке одной обмотки поверх другой (рис. 7.7а) и равный 0,2 при расположении одной обмотки внутри другой (рис. 7.76);
/0 — средняя длина витка трансформатора, см, взятая из таблицы сердечников для выбранного сердечника или рассчитанная по выражению (7.12);
Аи — суммарная толщина междуобмоточных изоляционных прокладок в направлении ширины окна, см;
ht и h2 — высота первичной и вторичной обмоток в направлении высоты окна h, см.
При конструктивном расчете трансформатора вначале берут более простое и дешевое в производстве нечередующееся расположение обмоток типа рис. 7.7а. Если при этом конструктивная индуктивность рассеяния трансформатора, найденная по ф-ле (7.19), оказывается значительно больше допустимой индуктивности рассеяния Ls, найденной из электрического расчета, трансформатор делают с чередующимся расположением обмоток (рис. 7.76), разделив одну из обмоток на две равные половины и поместив другую обмотку между ними. Это уменьшает конструктивную индуктивность рассеяния в 3—4 раза. Убедившись в необходимости применения чередующейся намотки, снова проверяют размещение обмоток и рассчитывают конструктивную индуктивность рассеяния.
После окончания расчета размещения обмоток можно уточнить омическое сопротивление обмоток, найдя точные значения средней длины витка первичной и вторичной обмоток по эскизу разреза катушки трансформатора перпендикулярно к ее оси, вычерченному в масштабе. При построении частотной характеристики и расчете коэффициентов частотных искажений на высшей и низшей рабочих частотах для каскада с рассчитанным конструктивно трансформатором пользуются значениями Li коистр и Ls К011СТр , найденными по конструктивным данным; величину LsK0HQ?p нахо-164
дят по ф-ле (7 19), пользуясь эскизом разреза катушки, a констр (в гн) определяют по выражению
_ ^бц?^2
Ь1коистр — |Q8^ , (/.ZU)
в которое все размеры подставляют в сантиметрах; значение и берут то, которое использовалось для расчета числа витков первичной обмотки.
Пример 7.1. Произведем конструктивный расчет выходного трансформатора ня транзисторного двухтактного оконечного каскада стационарного уси тптеля звуковых частот с выходной мощностью РВЫх =20 вт, работающего в режиме В (пример 3.4)
Электрические данные каскада и трансформатора следующие напряжение питания £к=20 в, амплитуда выходного напряжения плеча Ulmn= 17кб макс = = 20 в; омическое сопротивление плеча первичной обмотки Г1П =0,738 ом, омическое сопротивление вторичной обмотки г2= 13,35 ом, кпд трансформатора 4=0,85, коэффициент трансформации плеча пг] =4,99, сопротивление нагрузки плеча Rk,_,п =8,5 ом, низшая рабочая частота )‘и =50 гц\ необходимая индук-
тивность половины первичной обмотки £1г1 =0,0384 гн; индуктивность рассеяния между половинами первичной обмотки для снижения перенапряжений на транзисторах должна практически отсутствовать
Так как трансформатор двухтактный и постоянного подмагничивания не имеет (согласно рекомендации § 7 1), берем для сердечника трансформаторную сталь марки Э310, Э320 или ЭЗЗО толщиной 0,35—0,5 мм Согласно табл. 7 3 для мощности 20 вт при сталях Э42—Э43 допустима максимальная индукция в сердечнике Втн —7500 гс; для стали Э310—ЭЗЗО, как это рекомендовано на стр. 157, возьмем индукцию на 15% выше, т е. 7500X1,15 = 8600 гс. Полагая для звуковой передачи динамический диапазон сигнала Дс =100 (40 дб), найдем, что индукция на низшей рабочей частоте при минимальном о 8600 сигнале составит =86 гс, из графика рис. 7 4 находим, что стали
Э310—ЭЗЗО при Вт =86 гс имеют р=1370.
По ф-лам (7 5) определяем конструктивные постоянные А и D
А= = 3 41. 0.0384 . ,
р/^п 1370 • 0,738
1 + 1,417] Г 71 + 1,41-0,85
Втп/Я V 8600-50 Х
Х 0,85(1-0,85) =6,39 ’ 10’"
Так как усилитель стационарный, сердечник для трансформатора берем наименьшей стоимости Из приложения 8 находим, что подходящим как по А, так и по D является сердечник Ш-22ХЗЗ, имеющий А =34,1 • IO-5, D=6,5 • 10~5; Яс =6,39 см2, 1с = 12,4 см, /0=15,2 с .и; Л = 39 мм, й = 14 мм
При этом сердечнике необходимое число витков первичной обмотки, согласно ф-л (7.7) для получения £|П не менее 0,0384 гн составит
о по ши / ^-1П /с о пп / 0,0384 • 12,4
win-8,92 - 10 у —— -8,92 • 10 |/ 1370 . 6,39 -
= 67,8 — 68 витков
165
и для того чтобы максимальная индукция в сердечнике Втн не превысила
8600 гс:
_ 1,59 • 107U 1ОТП(/?К~П-г1п) 1,59 • 107 • 20(8,5-0,738)
1П BmafKqe А>к~п = 8600 • 50 -6,39 • 8,5 =
= 105,8—106 витков.
Для того, чтобы выполнялись оба указанные выше условия, останавливаемся на большем значении витков первичной обмотки (равном 106) и находим число витков вторичной обмотки
и)2 = ®1п«п =106 • 4,99 — 529 витков.
Диаметр провода первичной и вторичной обмоток определяем по ур-нию (7.11):
л nnicl/ ®У1П/0 „ , /'106-15,2
di =0,015 I/ ------— =0,015 1/ -»=0,7 мм,
V Лп V 0,738
Л ПЛ1Г1/ W2^0 АА1С 1 / 529 • 15,2 п „„„
d2 = 0,015 1/ --------=0,015 1/ -----,,,— = 0,368 л/л.
V Г2 V 13,35
Из сортамента стандартных обмоточных проводов (см. приложение 7) для первичной обмотки трансформатора берем ближайший стандартный медный обмоточный провод круглого сечения диаметром 0,69 мм с высокопрочной эмалевой изоляцией марки ПЭВ-1, имеющий максимальный диаметр с изоляцией diH3 =0,74 мм. Намотку первичной обмотки произведем параллельно в два провода (см. рис. 7.8) для уничтожения индуктивности рассеяния между ее половинами, что уменьшает перенапряжение и дополнительные искажения, вносимые трансформатором при работе в режиме В Для вторичной обмоткн выбираем также провод марки ПЭВ-1 диаметром 0,38 мм, имеющий максимальный диаметр с изоляцией d2 из =0,42 мм.
Рис. 7.9. Размещение обмоток в окне сердечника
Ш-22ХЗЗ, к конструктивному расчету выходного трансформатора примера 7 1
При длине каркаса на 1 мм меньше высоты окна А и толщине щек 8щ =2 мм чистая высота намотки (рис. 7.9) составит
йи =39-1-2 • 2 = 34 мм.
166
Определим число витков в слое первичной обмотки wt сл ив слое вторичной И12 с л при намотке в слой:
= “ W =46 В“1КОВ’И!" =
и число слоев первичной р, и вторичной рг обмоток:
7-777—80 витков 0,42
_ W1 Pl Ш1СЛ 2-Ю6 . с с —77— = 4,6—5 слоев, 46
W2 Й2 — ... сл 529 с„ _ = =6,6«7 слоев. оО
Бумажные прокладки между слоями при таком малом напряжении питания и провода ПЭВ не нужны, а поэтому толщину первичной at и вторичной аг обмоток найдем согласно ф-лам (7.18), приняв толщину прокладок равной ну лю, и числовой коэффициент, учитывающий выпучивание обмоток, равным 1,3:
<21 — 1,3 • 5 • 0,74 = 4,81 мм, а2—1,3 • 7 • 0,42 = 3,82 мм.
При толщине гильзы каркаса в 1 мм и толщине междуобмоточной изоляции 0,3 мм, что вполне достаточно в данном случае, получим полную высоту, занимаемую катушкой в окне сердечника
<х0 = ок Ч- 8„ -j- <Z| -j- — 1 4” 0,3 4” 4,81 4” 3,82 = 9,93 мм,
что составляет 0,716, следовательно, выбранный сердечник для трансформатора подходит.
Однако, так как в данном примере заполнение окна близко к нижнему рекомендуемому пределу, можно попытаться использовать для рассчитанного трансформатора ближайший по значению D в меньшую сторону сердечник Ш-19Х38.
Более тонкую вторичную обмотку разместим внутри, так как это уменьшит расход более дорогого тонкого провода; более толстая первичная обмотка, расположенная сверху, будет предохранять тонкую обмотку от механических повреждений.
Индуктивность половины первичной обмотки рассчитанного трансформатора и его индуктивность рассеяния найдем из ф-л (7.19) и (7.20):
г kl0 W2, п (fll 4-<224-Зби) _
snK0HCTp ~ 103(Л,4-Л2)
0,7 • 15,2 • 1 Об2 (0,4814-0,382 4-3 • 0,03)
~ 108(3,44-3,4) ~
= 0,168 • 10-3 г« = 0,168 мгн,
1,26И<7с^1П _ 1,26 • 1370 • 6,39 • 1062 _nnQQS МПкоистр — . 1Q8 . 12,4 ~и.иУУО гн.
Частотные искажения, вносимые трансформаторам иа низшей рабочей частоте, и частотная характеристика каскада на нижних частотах определяется найденным значением Ц п . Так как Т-пкоистр больше заданного в условии значения £i п , равного 0,0384 гн, то коэффициент частотных искажений на низшей рабочей частоте окажется значительно меньше заданного при электрическом расчете трансформатора.
Частотные искажения, вносимые трансформатором на высших частотах,' практически будут отсутствовать ввиду малого значения £sn коистр .
167
ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИЕ КОНДЕНСАТОРЫ
Помина пь Группа Номинальное рабочее
мкф стойкости 8 12 20 30 50
5 ОМ, ПАА
м, н — — — — —
10 ом, пм —_ — 16X28 19X28 21X35
м, н — 16X28 16X28 16X28 19X28
20 ом, пм — 19X28 21X35 21X35
м, н — — 26X28 16X28 19X28
30 ом, пм — — 21X35 21X35 26X60
м, н —- 16X28 16X28 19x28 21X35
40 м, н
40 + 40 н — — — — —
50 ОЛА, ПМ —- 21X35 26X60 34X65
м, н 19x28 19X28 19X28 21X35 26X60
80 н — — — — —
100 ом, пм —. 26X60 34X65 34X114
м, н 19X28 21X35 21X35 26x60 34X65
120 н — — — — —
150 н — — — — —
150 + 30 н — — — — —
150+150 н — — __ — —
00 ом, пм — — 34x65 34X114 —
м, н 26X60 26X60 26X60 34X90 —
500 ом, пм —. 34X114 50X114 —
м, н 34XJ55 34X65 34X90 34X114 —
1000 ом, пм — 50X114 —
м, н 34X114 34X114 50X114 — —
2000 м 50X114 50X114 50X114 — —
Примечание Первое число показывает диаметр, второе — высоту корпуса в
Н — неморозостойкие
168
П риложение 1
ТИПОВ КЭ-1 и КЭ-2
напряжение, в
150 200 250 300 350 400 450 500
26X60 .26X60 34X65
— — ।— 21X35 — 21X35 26X60 26X60
26X60 — — 26X60 — 34X90 34X90
21X35 — — 26X60 — 26X60 26X60 34X65
26X60 — — 34X65 34X114 34X114
21X35 — 26X60 — 26X60 34X65 34X90
34X65 — г—- 34X90
26X60 — t 26X60 — — — —
— —. .— — — — 34X114
— 34X65 — — — — — —
— — — — — —
— — >— — — .— — —
__ — — — — 34X114 —
— — '— — — — — —
— — 34X114 — — — —
- 34X90 — — — — — —
— — — — 34X106 — — —
— — 34X106 — — — __
— — — — — — —
— — — — — — —
— — — — — — — —
ММ 054 особо морозостойкие, ПМ — повышенной морозостопкости, М — морозостойкие,
169
ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИЕ КОНДЕНСАТОРЫ ТИПА ЭГЦ
Номинальная емкость мкф Группа морозостойкости Номинальное рабочее
6 8 10 12 20 30 40
2 ом
м — — — -— — — —
5 ом — — — . — .
м — — — •— — — —
10 ом — — . —
м — '— — •— — — —
15 ом — >— — .— — 16X44
— — —’ •— — — —
20 ом — — —' 16X44 16X44 /
30 ом — — 16X44 16X44
— — — 16X44 — — •—
40 м 16X44 — 16X44 — — — 16x44
50 ом — — 19X47 19X47
м — 16X44 — 16X44 16X44 16X44 —
100 ом — — . 26X60 26X60 .
м — 16X44 — 16X44 19X47 19X47 —
200 ом - — — 34X65 34X65
м -— 16X44 — 19X47 19X47 21X60 —
500 ом , — 34X90 34X90 .
м — 19X47- — 21X60 26X60 34X65 —
700 м 19X47 — — — — — —
1000 ом *— — 34X114 50X114
м — — — 26x60 34X65 34X90 —
2000 ом — 50X114
м 34X65 34X90
Примечание Первое число показывает диаметр второе — высоту корпуса в
170
Приложение 2
(ГЕРМЕТИЗИРОВАННЫЕ ЦИЛИНДРИЧЕСКИЕ)
напряжение, в
50 125 150 2С0 300 400 450 500
1 16X44 19X47 19X47
— — — — — — 16X44 19X47
16X44 — 16X44 — 21X60 26X60 26X60
— — 16X44 — 19X47 21X60 21X60 26X60
16X44 — 19X47 — 26X60 34X65 34X65
— — 16X44 — 19X47 26X60 26X60 34X65
16X44 21X60 — 34X90 —
— — 16X44 — 21X60 26X60 34X65 —
19X47 21X60 — 34X65 34X114
16X44 — 16X44 — 26X60 26X60 34X65 34X90
21X60 21X60 —
16X44 — 19X47 19X47 26X60 — — —
— 19X47 — — — — —
21X60 26X60 34X90
19X47 — 21X60 — 34X65 — — —
26X60
21X60 — — — — — — —
34X65
26X60 — — — — — — —
— — — — — — — —
— — — — -— — — —
— — — — — — — —
— — — — — — — —
— — —’ — — — — —
— — — — — — — —
мм. ОМ — особо морозостойкие, М — морозостойкие
171
Приложение 3
МАЛОГАБАРИТНЫЕ ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИЕ КОНДЕНСАТОРЫ
Электролитические конденсаторы типа К50-6 разработаны для транзисторной аппаратуры в трех конструктивных вариантах: I и II с проволочными выводами— предназначены для печатного монтажа, а конденсаторы варианта III с лепестковыми выводами — устанавливают в аппаратуре путем крепления корпуса. Конденсаторы рассчитаны на работу в интервале температур от —10° до + 70°С при относительной влажности не более 98% (при температуре не выше + 40°С) и атмосферном давлении 720—780 мм рт. ст.
Нонин. Номин. Размеры, мм Вес, г Конструк-
нне, в емкость мкф D ' Л а Ния
50 7,5 13 0,5 1,4 I
100 10,5 15 0,5 2,5 I
6 200 14 16 0,5 5,5 11
500 18 18 0,8 8,5 II
10 6 13 0,5 0,8 I
20 7,5 13 0,5 1,4 I
50 10,5 15 0,5 2,5 I
100 12 16 0,5 4 II
10 200 16 18 0,8 6,5 II
500 18 25 0,8 12 II
1000 18 45 0,8 25 11
2000 24 - 47 — 40 III
4000 30 47 — 60 III
1 4 13 0,5 0,6 I
5 6 13 0,5 0,8 I
10 6 13 0,5 0,8 I
20 7,5 13 0,5 1,4 I
30 7,5 13 0,5 1,4 I
15 50 10,5 18 0,5 3,5 I
100 12 18 0,5 4,5 II
200 16 18 0,8 6,2 II
500 18 25 0,8 12 II
1000 21 45 0,8 35 11
2000 26 62 — 55 III
4000 30 62 — 70 III
172
Продолжение приложения 3
Номин. напряжение, в Номян. емкость, мкф Размеры, мм Вес, г Конструкция
D 1 И ! d
1 4 13 05 0,6 I
5 7.5 13 0,5 1,4 I
10 7,5 13 0,5 1,4 1
20 10,5 15 0,5 2,5 1
50 14 18 0,5 6 II
25 100 16 18 0,8 6,5 II
200 18 18 0,8 8,5 II
500 18 45 0,8 25 II
1000 30 47 —— 60 III
2000 30 62 — 70 III
4000 34 80 __ 120 III
1 6 13 0,5 0,8 I
2 6 13 0,5 0,8 I
5 7,5 13 0,5 1,4 I
50 10 10,5 15 0,5 2,5 I
20 12 16 0,5 4 II
50 18 18 0,8 8,5 II
100 18 25 0,8 12 II
200 18 45 0,8 25 II
1 6 13 0,5 0,8 I
2 6 18 0,5 1,2 I
100 5 7,5 18 0,5 2 I
10 12 18 0,5 4,5 II
20 14 18 0,5 5,5 II
1 6 18 0,5 1,2 I
160 2 7,5 18 0,5 2 I
5 12 18 0,5 4,5 II
10 16 18 0,8 6,5 н
Примечание Здесь D и h — диаметр н высота цилиндрического корпуса конденсаторов типа К50-6; d — диаметр проволочных выводов конденсаторов I и II вариантов.
173
Приложение 4
МЕТАЛЛОБУМАЖНЫЕ КОНДЕНСАТОРЫ МБМ НА НОМИНАЛЬНОЕ НАПРЯЖЕНИЕ 160 в
Номинальная емкость, мкф Размеры мм Вес, г
диаметр цилиндрического корпуса полная длина корпуса, не более длина цилиндрической части корпуса
0,05 6 22 17 2
0,1 8,5 22 17 3
0,25 8,5 22 17 5
0,5 11 22 17 8
1,0 14 36 30 10
174
П риложение 5
ТАБЛИЦА ПЕРЕВОДА М (дб) В ОТНОСИТЕЛЬНЫЕ ЗНАЧЕНИЯ
(дб) At (дб) At А1 (дб) А1
0 1,0000 1,3 1,161 3,6 1,514
0,005 1,0006 1,4 1,175 3,7 1,531
0,01 1,0012 1,5 1,189 3,8 1,549
0,02 1,0023 1,6 1,202 3,9 1,567
0,03 1,0035 1,7 1,216 4,0 1,585
0,04 1,0046 1,8 1,230 4,1 1,603
0,05 1,0058 1,9 1,245 4,2 1,622
0,06 1,0069 2,0 1,259 4,3 1,641
0,07 1,0081 2,1 1,274 4,4 1,660
0,08 1,0093 2,2 1,288 4,5 1,679
0,09 1,0104 2,3 1,303 4,6 1,698
0,1 1,012 2,4 1,318 4,7 1,718
0,2 1,023 2,5 1,334 4,8 1,738
0,3 1,035 2,6 1,349 4,9 1,758
0,4 1,047 2,7 1,365 5,0 1,778
0,5 1,059 2,8 1,380 5,1 1,799
0,6 1,072 2,9 1,396 5,2 1,820
0,7 1,084 3,0 1,413 5,3 1,841
0,8 1,096 3,1 1,429 5,4 1,862
0,9 1,109 3,2 1,445 5,5 1,884
1,0 1,122 3,3 1,462 5,6 1,905
1,1 1,135 3,4 1,479 5,7 1,928
1,2 1,148 3,5 1,496 5,8 1,950
5,9 1.972
175
П риложение 6
ШКАЛА НОМИНАЛЬНЫХ ЗНАЧЕНИЙ СОПРОТИВЛЕНИЙ
Шкала точности Класс точности
I 1 п I III
10 10 10
11
12 12 —
ом X 10п 13 —
15 15 15
16 —
18 18 —
20
омХ 10я 22 24 22 22
27 27 —.
30
33 33 33
ом X 10п 36
39 39 —
43
омХ 10я 47 - 47 47
51
омХ 10я 56 56 —
62
омХ 10я 68 68 68
ом X 10п 75 — —
омХ 10я 82 82
омХ 10я 91 — —
Примечания I Указаны две первые цифры номинальных значении
2 Максимальное значение п зависит от типа сопротивления
3 Классы точности сопротивлении определяют допустимые отклонения величины сопротивлений ог номинальной (для класса I точности — ±5%, для класса П —±10% , для класса Ш — ±20 % ).
176
Продолжение приложения 6
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ НЕПРОВОЛОЧНЫХ ПОСТОЯННЫХ СОПРОТИВЛЕНИЙ ТИПА МЛТ (МЕТАЛЛИЗИРОВАННЫЕ, ЛАКИРОВАННЫЕ, ТЕПЛОСТОЙКИЕ) и ТИПА УЛМ (УГЛЕРОДИСТЫЕ, ЛАКИРОВАННЫЕ, МАЛОГАБАРИТНЫЕ)
*1 HI! Номииа ть-нзя мощность вт Пределы номинальных значений величины сопротивлении^ Допускаемые отклонения от номинального значения, % .Макси мальное напряжение, в Размеры, им
диаметр длина (без выводов)
МЛТ-0,25 0,25 100 ом—3 Мом 250 3,0 7,0
МЛТ-0,5 0,5 100 ом—5,1 Мом 350 4,2 10,8
МЛТ-1 1,0 100 ом—10 Мом 5; 10, 20 500 6,6 13,0
МЛТ-2 2,0 100 ом—\0Мом 750 8,6 18,5
УЛМ 0,12 27 ом— 1 Мом t 5; 10; 20 100 2,5 6,5
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ НЕПРОВОЛОЧНЫХ ПЕРЕМЕННЫХ СОПРОТИВЛЕНИЙ ТИПА СП (СОПРОТИВЛЕНИЯ ПЕРЕМЕННЫЕ)
Тип Номиначьная мощность, вт Труп-па Номинальные значения величины сопротивлений или нх пределы Допускаемые отклонения от номинала, °0 Максимальное рабочее напряже мне, в Размеры кор пуса, мм
диаметр высота
СП1) СП1) 0,5, 1,2 0,25, 0,5, 1 А Б, В 500 ом—5 Мом2) 5 ком—2,5 Мом2) 20, 30 20; 30 400 400 29 —
Ь Выпускаются также в сдвоенном варианте
2) Промежуточные значения согласно ряду 0,5; 1,0. 2,5, 5; 10 и т д
Примечание По характеру изменения своей величины в зависимости от угла поворота подвижного контакта переменные сопротивления разделяются на сопротивления с линейной (группа А), логарифмической (группа Б) н обратной логарифмической зависимостями (группа В).
12 Зак 2039
177
Приложение 1
ДАННЫЕ НЕКОТОРЫХ МЕДНЫХ ОБМОТОЧНЫХ ПРОВОДОВ
Диаметр провода без изоляции, мм Сопротивление 1 км провода при 20° С, ом Вес 1 км провода без изоляции, А2 Максимальный диаметр провода с изоляцией, мм
ПЭЛ । ПЭВ-1 ПЭВ-2
0,03 24700 0,0063 0,04 —
0,04 13900 0,0112 0.05 — —
0,05 8920 0,0175 0,065 — —
0,06 6200 0,0252 0,075 0,085 0,09
0,07 4550 0,0343 0,085 0,095 0.10
0,08 3480 0,0448 0,095 0,105 0,11
0,09 2750 0,0567 0,105 0,115 0,12
0,10 2230 0,0700 0,12 0,125 0,13
0,11 1840 0,0847 0,13 0,135 0,14
0,12 1550 0,101 0,14 0,145 0,15
0,13 1320 0,118 0,15 0,155 0,16
0,14 1140 0,137 0,16 0.165 0,17
0,15 990 0,158 0,17 0,18 0,19
0,16 871 0,179 0,18 0,19 0,20
0,17 772 0,202 0,19 0,20 0,21
0,18 689 0,227 0,20 0,21 0,22
0,19 619 0,252 0,21 0,22 0,23
0,20 558 0,280 0,225 0,23 0,24
0,21 506 0,309 0,235 0,24 0,25
0,23 421 0,370 0,255 0,27 0,28
0,25 357 0,438 0,275 0,29 0,30
0,27 306 0,510 0,31 0,31 0,32
0,29 265 0,589 0,33 0,33 0,34
0,31 232 0,673 0,35 0,35 0,36
0,33 205 0,762 0,37 0,37 0,38
0,35 182 0,857 0,39 0,39 0,41
0,38 154 1,01 0,42 0,42 0,44
178
Продолжение приложения 7
Диаметр провода без п>оляиин. M И Сопротивление 1 км провода при 2(Г С ом Вес 1 км иро-водз без изоляции, кг Максимальный диаметр провода с изоляцией, мм
пэл ПЭВ 1 ПЭВ-2
0,41 133 1,18 0,45 0,45 0,47
0,44 115 1,36 0,49 0,48 0,50
0,47 101 1,55 0,52 0,51 0,53
0,49 92,9 1,68 0,54 0,53 0,55
0,51 85,7 1,82 0,56 0,56 0,58
0,53 79,2 1,97 0,58 0,58 0,60
0,55 73,7 2,12 0,60 0,60 0,62
0,57 68,6 2,28 0,62 0,62 0,64
0,59 64,0 2,44 0,64 0,64 0,66
0,62 58,0 2,69 0,67 0,67 0,69
0,64 54,4 2,86 0,69 0,69 0,72
0,67 49,7 3,14 0,72 0,72 0,75
0,69 46,8 3,33 0,74 0,74 0,77
0,72 43,0 3,63 0,78 0,77 0,80
0,74 40,7 3,83 0,80 0,80 0,83
0,77 37,7 ' 4,15 0,83 0,83 0,86
0,80 34,8 4,48 0,86 0,86 0,89
0,83 32,4 4,82 0,89 0,89 0,92
0,86 30,2 5,17 0,92 0,92 0,95
0,90 27,5 5,67 0,96 0,96 0,99
0,93 25,8 6,05 0,99 0,99 1,02
0,96 24,2 6 45 1,02 1,02 1,05
1,00 22,3 7,00 1.07 1,08 1,11
1,04 20,6 7,57 1,12 1,12 1,15
1,08 19,1 8,16 1,16 1,16 1,19
1,12 17,8 8,78 1,20 1,20 1,23
1,16 16,6 9,41 1,24 1,24 1,27
1,20 15,5 10,1 1,28 1,28 1,31
1,25 14,3 10,9 1,33 1.33 1,36
1,30 13,2 11,8 1,38 1,38 1,41
1,35 12,2 12,8 1,43 1,43 1,46
1,40 11,4 13,7 1,48 1,48 1,51
1,45 10,6 14,7 1,53 1,53 1,56
1,50 9,90 15,8 1,58 1.58 1,61
12*
179
Приложение S
ДАННЫЕ БРОНЕВЫХ СЕРДЕЧНИКОВ И ТРАНСФОРМАТОРОВ, СОБРАННЫХ ИЗ Ш-ОБРАЗНЫХ ПЛАСТИН (РАССЧИТАНЫ ДЛЯ СЕРДЕЧНИКОВ ИЗ ТРАНСФОРМАТОРНОЙ СТАЛИ С КОЭФФИЦИЕНТОМ ЗАПОЛНЕНИЯ kc =0,88)
1. Сердечники для трансформаторов наименьшей стоимости
Размеры сердечника, ММ Данные трансформатора с этим сердечником
Тип сердечника У1 \2 /I b "с См- 1 с СМ 1 см А 1 • ю~5 D 1 ю-6 Вес г
Ш-10Х10 10 10 6,5 18 6,5 0,88 5,66 5,85 4,4 5,8 75
Ш-10Х15 10 15 6,5 18 6,5 1,32 5,66 6,85 5,5 8 108
Ш-10Х20 10 20 6,5 18 6,5 1,76 5,66 7,85 6,25 9,9 141
Ш-12Х12 12 12 8 22 8 1,27 6,74 7 6,97 9,7 136
Ш-12Х18 12 18 8 22 8 1,9 6,74 8,2 8,65 13,2 195
Ш-12Х24 12 24 8 22 8 2,54 6,74 9,4 9,8 16,2 253
Ш-14Х14 14 14 9 25 9 1,73 7,92 8,24 9,15 14 206
Ш-14Х21 14 21 9 25 9 2,59 7,92 9,64 11,5 19,2 295
Ш-14Х28 14 28 9 25 9 3,45 7,92 11 13,1 23,6 385
Ш-16Х16 16 16 10 28 10 2,25 9,03 9,28 12,4 19,8 298
Ш-16Х24 16 24 10 28 10 3,38 9,03 10,9 15,3 27 426
Ш-16Х32 16 32 10 28 10 4,5 9,03 12,5 17,2 33 554
Ш-19Х19 19 19 12 33,5 12 3,18 10,6 11 19,6 32,2 515
Ш-19Х28 19 28 12 33,5 12 4,68 10,6 12,8 24,3 43,4 733
Ш-19Х38 19 38 12 33,5 12 6,35 10,6 14,8 27,6 54 952
Ш-22Х22 22 22 14 39 14 4,26 12,4 13 27,6 47,7 825
Ш-22ХЗЗ 22 33 14 39 14 6,39 12,4 15,2 34,1 65 1170
Ш-22 X 44 22 44 14 39 14 8,52 12,4 17,4 38,3 79,5 1710
Ш-26 X 26 26 26 17 47 17 5,95 14,7 15,4 41,5 75,5 1430
Ш-26 X 39 26 39 17 47 17 8,92 14,7 18 52 103 2030
Ш-26 X 52 26 52 17 47 17 11,9 14,7 20,6 59,3 127 2620
Ш-30 X 30 30 30 19 53 19 7,92 16,9 17,6 55,5 108 2110
Ш-30 X 45 30 45 19 53 19 11,9 16,9 20,6 68,8 147 2980
Ш-30Х60 30 60 19 53 19 15,8 16,9 23,6 76,8 180 3850
180
Продолжение приложения 8
2. Сердечники для трансформаторов наименьшего веса
Размеры сердечника, ММ Данные трансформатора с этим сердечником
Тип сердечника У1 Vj Уз Л b 9с 1 с см 10 см А 1. 1(Г5 D 1 • 10“6 Вес г
Ш-ЗХЗ 3 3 2 10 4 0,079 2,79 2,5 0,58 0,45 4,5
Ш-ЗХ4.5 3 4,5 2 10 4 0,119 2,79 2,8 0,76 0,63 6
Ш-ЗХ6 3 6 2 10 4 0,158 2,79 3,1 0,89 0,78 7,5
Ш-4Х4 4 4 2,5 14 5 0,14 3,9 3,2 1,08 0,96 10,4
Ш-4Х6 4 6 2.5 14 5 0,21 3,9 3,6 1,4 1,34 13.9
Ш-4Х8 4 8 2,5 14 5 0,28 3,9 4 1,63 1,66 17,4
Ш-5Х5 5 5 3,5 17 6 0,22 4,5 3,9 1,84 1,69 20,9
Ш-5Х7 5 7 3,5 17 6 0,31 4,5 4,3 2,3 2,24 26,7
Ш-5Х10 5 10 3,5 17 6 0,44 4,5 4,9 2,78 2,94 35,5
Ш-6Х6 6 6 4 20 7 0,32 5,44 4,5 2,79 2,76 34,3
Ш-6Х9 6 9 4 20 7 0,475 5,44 5,1 3,57 3,8 46,3
Ш-6Х12 6 12 4 20 7 0,63 5,44 5,7 4,08 4,68 58,2
Ш-9х9 9 9 4,5 31,5 9 0,71 7,7 6,3 4,73 6,37 73,8
Ш-9Х13 9 13 4,5 31,5 9 1,03 7,7 7,1 5,95 8,60 97,2
Ш-9ХТ8 9 18 4,5 31,5 9 1,43 7,7 8,1 7 И 126
Ш-12Х12 12 12 6 30 12 1,27 10,3 8,5 9,17 13,7 182
Ш-12Х18 12 18 6 30 12 1,9 10,3 9,7 11,8 19 246
Ш-12Х24 12 24 6 30 12 2,54 10,3 10,9 13,5 23,5 307
Ш 16X16 16 16 8 40 16 2,25 13,7 11,1 18,1 29,5 443
Ш-16Х24 16 24 8 40 16 3,38 13,7 12,7 23 40,9 592
Ш-16Х32 16 32 8 40 16 4,5 13,7 14,3 26,4 50,5 741
Ш-20X20 20 20 10 50 20 3,52 17,1 13,8 29,6 52,8 878
Ш-20 X 30 20 30 10 50 20 5,28 17,1 15,8 37,8 73 Ц75
Ш-20X40 20 40 10 50 20 7,04 17,1 17,8 43,1 90,2 1464
Ш-25 X 25 25 25 12,5 62,5 25 5,5 21,4 17,4 47,5 93,5 1755
Ш-25Х37 25 37 12,5 62,5 25 8,13 21,4 19,8 60,3 128 2310
Ш-25Х50 25 50 12,5 62,5 25 11 21,4 22,4 69,9 160 2900
181
Литература
1 Будинский Я. Усилители низкой частоты иа транзисторах. Связь-издат, 1963.
2. Л о у А. и др. Основы полупроводниковой электроники. Изд. «Советское радио», 1958.
3. Ц ы к н н Г. С. Электронные усилители. Связьиздат, 1960 и 1965.
4. Цыкин Г. С. Усилители электрических сигналов. Госэнергоиздат, 1961.
5. Справочник под общей редакцией Николаевского И. Ф. Транзисторы и полупроводниковые диоды. Связьиздат, 1963.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие .......................................................... 3
ГЛАВА [.ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
1.1. Способы включения транзистора и их свойства........................4
1.2. Статические характеристики транзисторов............................7
1.3. Эквивалентные схемы входной и выходной цепей транзистора • . 12
1.4. Динамические характеристики транзисторного каскада................17
1.5. Питание цепей транзисторов........................................23
1.6. Неустойчивость положения рабочей точки............................26
1.7. Расчет схем стабилизации рабочей точки.......................... 28
1.8. Собственные шумы усилителя........................................38
ГЛАВА 2. ВЫБОР БЛОК-СХЕМЫ И ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЯ
2.1. Требования, предъявляемые к усилителю............................41
2.2. Последовательность расчета усилителя.............................42
2.3. Выбор схемы оконечного каскада, транзистора для него, режима работы и способа включения..............................................43
2.4. Выбор принципиальных схем каскадов предварительного усиления, транзисторов для них и способа их включения...........................46
2.5. Распределение по цепям и каскадам усилителя заданных частотных и нелинейных искажений................................................48
2.6. Пример составления блок-схемы и принципиальной схемы усилителя звуковой частоты ............................................... 50
Г Л А В А 3. РАСЧЕТ КАСКАДОВ МОЩНОГО УСИЛЕНИЯ
3.1. Задачи расчета....................................................55
3.2. Трансформаторные каскады мощного усиления........................57
3.3. Расчет однотактного каскада мощного усиления в режиме А . . • 64
3.4. Расчет двухтактного каскада мощного усиления в режиме А . . . 78
3.5. Расчет двухтактного каскада мощного усиления в режиме В ... 90
3 6. Бестрансформаторные двухтактные каскады мощного усиления . • 106
Г ЛА В А 4. РАСЧЕТ КАСКАДОВ ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО УСИЛЕНИЯ
4.1. Задачи расчета...................................................112
4.2. Расчет реостатного каскада предварительного усиления . . . .112
4.3. Расчет трансформаторного каскада предварительного усиления . . .120
ГЛАВА 5. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
5.1. Применение отрицательной обратной связи..........................
5.2. Каскад с коллекторной стабилизацией..............................
5.3. Каскад с неблокированным сопротивлением R3 ......
5.4. Эмиттерный повторитель...........................................
°-5. Инверсные каскады с разделенной нагрузкой и эмиттерной связью .
124
125
125
129
133
183
ГЛАВА 6 ОБЩИЕ ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ УСИЛИТЕЛЯ
6 1 Регулировка усиления 13g
6 2 Регулировка тембра 140
6 3 Требования к источнику питания 142
6 4 Расчет допустимой пульсации источника питания 144
6 5 Расчет фильтров усилителя на сглаживание пульсаций 145
6 6 Расчет фильтров уситителя на развязку 146
6 7 Схемы транзисторных усилителей 147
ГЛАВА 7 КОНСТРУКТИВНЫЙ РАСЧЕТ ТРАНСФОРМАТОРОВ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
7 1 Выбор сердечника для трансформатора . 152
7 2 Расчет числа витков обмоток и выбор провода для них 158
7 3 Расположение обмоток и расчет их размещения 160
7 4 Определение индуктивности рассеяния и индуктивности первичной
обмотки трансформатора по конструктивным данным 164
Приложение 1 Электролитические конденсаторы типов КЭ-1 и КЭ-2 168 Приложение 2 Электролитические конденсаторы типа ЭГЦ 170
Приложение 3 Малогабаритные электролитические конденсаторы 172
Приложение 4 Металлобумажные конденсаторы МБМ 174
Приложение 5 Таблица перевода М (дб) в относительные значения 175
Приложение 6 Шкала номинальных значений сопротивлений и основные
данные непровоточных постоянных и переменных сопро тивленнй 177
Приложение 7 Данные некоторых медных обмоточных проводов 178
Приложение 8 Данные броневых сердечников и трансформаторов, еоб
ранных из Ш образных пластин (рассчитаны для сердечников из трансформаторной стали с коэффициентом за потнения kQ =0 88) 180
Литература 182
Анна Васильевна Цыкина ПРОЕКТИРОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
Рсиктор М 11 Носов, Гс и рсдакюр С Ф Романова Корре г >р В Н Ь\
I I I И Н I k |Н II !i 1 \ К) КНИК 4 Н Vl d К I И М О Н I С I I1IO и I 1бир 2b/\ I'M 1 1 1 1-1ПИ1
по в ini и ’\ 1'NiB । Ь рм । б\м in Ы) Ч(|/]1 11 э ill । И пр 1 ।
ИЦ I 1! 1 (BIH Гпр ж I )О 0 )) (2 нищ >()<))! 1(И)0Ю) 31 ин 1ГГ 3 к тин 20 е’
Нии 1 он
Г И ПО1 р |фю II I В I I -J 11 11 1 К I 1ИНИН1 Р I i к 1Я lip I I г Ктннингр)Д (обл ) ул Карла М ipi < i lb
ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ