И. Я. Чудновский ЭЛЕКТРОННЫЕ И ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
Допущено Отделом кадров и учебных заведений Комитета по кинематографии при Совете Министров СССР в качестве учебного пособия для кинотехникумов
ИЗДАТЕЛЬСТВО «ИСКУССТВО» МОСКВА-1968
СФ2.12 4t-84
Книга представляет собой учебное пособие для кино технику мое по курсу «Усилительные устройства».
Автор излагает основы теории электронных (ламповых) и транзисторных усилителей низкой частоты, построение схем, выбор режимов работы электронных ламп и транзисторов, рассматривает физику процессов в схемах усилителей напряжения, тока и мощности, приводит математический анализ их работы. В книге дается методика и приводятся примеры расчета усилительных схем, излагаются вопросы использования обратной связи, регулирования^уровня громкости, коррекции частотных характеристик, построения входных цепей, требования к элементам усилительных схем (резисторам, конденсаторам, трансформаторам и др.). Анализ электронных и транзисторных усилителей в книге осуществлен принципиально общим подходом к различным усилительным схемам.
Может быть полезна подготовленным киномеханикам для повышения квалификации и учащимся техникумов других родственных специальностей.
Отзывы просим направлять по адресу". Москва, К-51, Цветной бульвар, 25, издательство «Искусство».
3-21-2
156-68
Глава 1
ОСНОВЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ПРОЦЕССОВ
§ 1. ЭЛЕКТРОНИКА
Современный кинематограф, характеризуемый такими его видами, как широкоэкранное, широкоформатное и панорамное кино со стереофоническим многоканальным звуковоспроизведе нием, базируется на многих отраслях техники, в числе которых одно из главных мест принадлежит технической электронике.
Электроника — область современной науки и техники, которая занимается изучением и применением электронных и ионных процессов, протекающих в вакууме, газах, жидкостях, твердых телах, плазме и на границах этих сред. Собственно наука электроника состоит из двух разделов: физической и технической (прикладной) электроники.
Современное разветвление технической электроники вызвало к жизни ряд областей техники специфически электронного направления. В связи с этим техническая электроника классифицируется по самостоятельным областям и подразделяется на радиоэлектронику промышленную, транспортную, медицинскую, ядерную, геологическую электронику и др.
Радиоэлектроника, являясь старейшей областью технической электроники, занимается вопросами использования электронных приборов, устройств и установок для передачи и приема электромагнитных колебаний в широком диапазоне частот (радиосвязь, радиовещание, телевидение и др.).
Рассматриваемые в этой книге электронные и полупроводниковые усилители низкой частоты следует отнести к радиоэлектронике, несмотря на то, что область использования таких усилителей иногда выходит за ее пределы.
Усилители низкой частоты применяются в процессе записи и воспроизведения фотографической, магнитной, механической, термопластической и других фонограмм при усилении напряжения, развиваемого микрофоном. Широкое применение находят усилители низкой частоты в системах дальней телефонии и провод
ной радиофикации. Каждый современный радиоприемник, телевизор, магнитофон, проигрыватель содержит в себе усилитель низкой частоты. Без применения таких усилителей невозможны ни запись, ни воспроизведение звука для большой аудитории. В медицине, в области слухового протезирования, усилитель низкой частоты также занимает одно из главных мест.
§ 2. УСИЛИТЕЛЬ- ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЭНЕРГИИ
Усилитель, в широком смысле этого термина,— прибор (или устройство), с помощью которого можно преобразовать постоянную энергию какого-либо источника в энергию того же вида, величина которой изменяется в соответствии с изменениями мало-
мощного управляющего сигнала.	*
Такое преобразование определяется, как правило, двумя вели-
чинами, одна из которых имеет смысл входного (или управляю-
Рис. 1. Скелетная схема усилителя:
щего) сигнала Рвх, а другая — выходного Р-ВЫХ‘
Действие любого усилителя в общем виде может быть представлено схемой, изображенной на рис. 1.
Любое усиление имеет смысл, если выходная мощность оказывается больше мощности входной:
Р > Р
1 вых 1 вх
(1-1)
1 — источник управляющего сигнала, расходующий на управление мощность Рвх; 2 — собственно усилитель-преобразователь; 3 — потребитель выходной мощности -Рвых— нагрузка усилителя ; 4 — постоянный источник энергии, расходующий во внешнюю цепь мощность Г’ист (электрическую, механическую или другую)
Такое условие может быть соблюдено в усилителе лишь тогда, когда мощность, расходуемая источником питания, будет превышать выходную мощность:
Рист Рвых-	(1-2)
Неравенство (1.2) объясняется тем, что собственно усилитель 2 (см.
рис. 1), каким бы он ни был, не может сам по себе обеспечить
выполнение условия (1.1), так как не может служить источником дополнительной энергии. Более того, любой прибор, аппарат, машина, в том числе и любой усилитель, является лишь дополни-
тельным потребителем энергии из-за определенных внутренних Потерь ^потерь-
Поэтому в лучшем случае
р
г вых
— Р ИСТ	Р потерь
(1-3)
Этим уравнением и определяется предел наибольшей мощности, которую можно получить на выходе усилителя. Фактический же расход мощности источника и, следовательно, фактическая вели
чина выходной мощности в любой момент времени определяются функциональной зависимостью:
P^ = f(P»P).	(1.4)
Иначе говоря, в любом усилителе входной сигнал Рвх управляет расходом мощности постоянного источника Рист, в результате чего на выходе усилителя возбуждается выходной сигнал I’bmx! пРи отсутствии входного сигнала будет отсутствовать и сигнал на выходе усилителя; при наличии сигнала на входе усилителя выходной сигнал должен его повторять по форме, а по мощности значительно превышать.
Если зависимость выходного сигнала от входного определяется линейной функцией, то выражение (1.4) можно переписать в виде
=	(1.5)
откуда
К=Р™*	(1.6)
* вх
Отношение (1.6) принято называть коэффициентом усиления, поскольку К Z> 1 *.
Подставив значение Рвых из (1.5) в (1.3), получим:
К‘Ръ-^ = РЪСт Р'ПЪтефЪ'>	(1*7)
ИЛИ
Рлст — К’ Рвх “Ь -^потерь •	(1-8)
При постоянстве величин К и РПОТерь любое изменение входного сигнала Рвх приводит к пропорциональному изменению мощности, расходуемой источником Рист, т. е., учитывая (1.3), к пропорциональному же изменению мощности выходного сигнала р вых •
§ 3.	КЛАССИФИКАЦИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ
Управление расходом мощности постоянного источника, описанное выше как общий случай усиления, может быть произведено различными способами, которые прежде всего зависят от вида преобразуемой энергии. В этом смысле различают усилители механические, электрические, гидравлические, пневматические, магнитные, молекулярные (или квантовые) и др.
На примере механического усилителя мощности, принципиальная схема которого приведена на рис. 2, легче всего объяснить смысл процесса усиления, скелетно рассмотренного в предыдущем параграфе.
* Как частный случай коэффициента передачи, о чем сказано ниже.
В такой схеме вращение выходного вала при неподвижном управляющем двигателе 2 невозможно, каким бы большим ни был вращающий момент двигателя 7, так как червячное колесо заторможено неподвижным червяком. Если же ротор двигателя 2 вращается, реализуя управляющий сигнал, то червяк растормаживает сцепленное с ним колесо, которое и передает движение на выходное звено такого усилителя. Скорость вращения выходного вала здесь в прямой зависимости от скорости вращения входного вала, хотя мощность на выходе Рвых в любой момент времени превосходит мощность на входе Рвх за счет запаса мощности 7эисТ.
Электрические усилители предназначаются для преобразования электрической энергии постоянного тока в электрическую же энергию переменного тока, частота и интенсивность колебаний которого зависят от частоты и интенсивности входного электрического сигнала*. Некоторые виды таких усилителей и являются предметом данной книги.
Эти усилители классифицируются прежде всего по типу используемого в них усилительного (активного) элемента. Здесь различают усилители электронные (или ламповые), где в качестве активного элемента используется электронная лампа, и усилители полупроводниковые (или транзисторные), в которых активным элементом служит полупро
водниковый триод (транзистор). Электронные и полупроводниковые усилители могут быть усилителями высокой частоты, низкой частоты или постоянного тока.
Усилители постоянного тока предназначены для усиления электрических колебаний как чрезвычайно низкой частоты (от нескольких единиц колебаний за несколько десятков секунд), так и более высокочастотных колебаний в пределах звукового диапазона. К числу усилителей низкой частоты обычно относятся такие, назначение которых — усиливать электрические колебания в пределах звукового диапазона частот от 16 4- 20 гц до 16 -4- 20 кгц.
К этой же категории усилителей можно отнести и такие, которые предназначены для усиления электрических колебаний ультразвуковой частоты (20 н- 30 кгц).
Рис. 2. Механический усилитель мощности:
1 — источник энергии — двигатель с большим вращающим моментом; 2 — управляющий двигатель с очень малым вращающим моментом (или ручное управление); 3 — самотормозя-щая червячная передача
* Под интенсивностью колебаний здесь и в дальнейшем подразумевается наибольшее отклонение от среднего значения, в частном случае, гармонических колебаний — их амплитуда.
Усилителями высокой частоты принято называть электронные и полупроводниковые усилители, в которых происходит усиление электрических колебаний в диапазоне частот выше 30 кгц, вплоть до десятков и сотен мегагерц (мггц) *.
Электронные и полупроводниковые усилители подразделяют еще и на такие две группы: апериодические (неизбирательные) и резонансные (избирательные) усилители.
Первая группа (апериодических) усилителей обеспечивает более или менее равномерное усиление электрических сигналов в относительно широком диапазоне частот. Для таких усилителей оправдывается условие
/макс /мин /мин,	(1-^)
где /Макс — наибольшая частота (верхняя граница диапазона);
/мин — нижняя частота (нижняя граница диапазона).
Например, усилитель, предназначенный для равномерного усиления электрических колебаний в пределах звукового диапазона от /Мин = 60 гц до /Макс = 12 000 гц, следует отнести к числу апериодических, поскольку в этом случае
/макс-/мин= 12 000-60 = И 940 » /мин.	(1.10)
Для другой группы усилителей — резонансных — должно оправдываться условие
/макс /мин < /МИН)	(1.11)
поскольку эти усилители предназначены для усиления электрических сигналов в пределах относительно узкого диапазона частот.
Примером резонансного усилителя может служить такой, у которого нижний предел диапазона ограничен, допустим, частотой /мин = 150 000 гц, а верхний /макс = 165 000 гц. Тогда
/макс-/мин = 165 000-150 000 = 15000 < /мин. (1.12)
И, наконец, любой электронный или полупроводниковый усилитель низкой или высокой частоты, как из числа апериодических, так и из числа резонансных, может быть либо усилителем мощности, либо усилителем напряжения, либо усилителем тока.
Дело в том, что каждый из них одновременно усиливает все эти три параметра электрических колебаний, однако усилитель мощности производит усиление мощности в значительно большей степени, чем усиление двух других параметров, а усилитель напряжения дает наибольшее усиление именно этого параметра сравнительно с остальными; усилитель тока в большей степени усиливает величину тока, чем напряжения и мощности.
* Заметим, однако, что устройства, предназначенные для усиления колебаний с частотами выше 30 мггц, называют усилителями СВЧ (сверхвысокочастотными).
В дальнейшем будут рассмотрены теоретические основы работы электронных и полупроводниковых апериодических усилителей низкой частоты, т. е. усилителей, предназначенных для усиления электрических сигналов с частотами в пределах звукового диапазона (20 4- 20 000 гц).
§ 4.	НАЗНАЧЕНИЕ И МЕСТО УСИЛИТЕЛЯ
В ТРАКТЕ ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ
При воспроизведении фотографической, магнитной или механической записи звука происходит многократное преобразование энергии.
В первом случае постоянный по величине световой поток, излучаемый источником света (звукочитающей лампой в проекторе),
Постоянный Колебания световой	светового
поток. потока.
Усилитель
Громкоговоритель
Электрические колебания (усиление)
Звуковые (механические) колебания
Рис. 3. Скелетная схема воспроизведения фотографической фонограммы
модулируется фонограммой. Как результат модуляции появляются колебания светового потока, частота которых равна частоте записи звука на фонограмме, а интенсивность пропорциональна интенсивности записи.
Модулированный световой поток попадает на фотоэлемент или фотоэлектронный умножитель, что приводит к появлению изменяющегося по величине электрического тока — электрических колебаний. Частота этих колебаний равна частоте колебаний модулированного светового потока и, следовательно, частоте записи звука на фонограмме. Интенсивность электрических колебаний пропорциональна интенсивности световых колебаний. Таким образом, световая энергия преобразуется в электрическую (рис. 3).
При воспроизведении магнитной фонограммы в обмотке магнитной головки индуцируется переменный ток, частота которого равна частоте записи на движущейся и соприкасающейся с голов-ко.й магнитной фонограмме, а интенсивность пропорциональна интенсивности записи. В этом случае происходит преобразование пульсирующего магнитного потока в переменный электрический ток — электрические колебания.
При воспроизведении грамзаписи механические колебания иглы также преобразуются в электрические колебания; и в этом случае частота возбужденных электрических колебаний будет равна частоте записи, и их интенсивность пропорциональна интенсивности записи.
Конечной целью всех дальнейших преобразований является получение механических колебаний излучающей поверхности громкоговорителя, а следовательно, и колебаний окружающего эту поверхность воздуха, т. е. звуковых колебаний.
Нормальная для человеческого уха громкость звучания в зале среднего кинотеатра создается при определенном звуковом давлении, которое возбуждается системами громкоговорителей, потребляющими мощность порядка 20 4- 40 вт. Существующие типы фотоэлектронных умножителей способны преобразовывать световые колебания в электрические мощностью порядка 0,25-10-9 вт. Очевидно, в цепи между источником входного сигнала и громкоговорителем требуется наличие дополнительного устройства, которое увеличивало бы мощность электрических колебаний, не изменяя их формы.
Применение в данном случае обычного трансформатора исключается, поскольку трансформатор, обладая способностью повышать напряжение, не увеличивает мощности трансформируемых им электрических колебаний.
Связующим звеном между фотоэлементом, магнитной головкой, микрофоном или звукоснимателем, с одной стороны, и громкоговорителем,— с другой, и является усилитель низкой частоты, увеличивающий мощность электрических колебаний.
Увеличение (усиление) напряжения и мощности электрических колебаний переменного тока, подаваемых на вход усилителя, происходит, как и указывалось выше, за счет расходования энергии источника постоянного тока.
§ 5.	УСИЛИТЕЛЬНОЕ ДЕЙСТВИЕ ЭЛЕКТРОННОЙ ЛАМПЫ
Известно, что в электронном триоде изменение напряжения сетки вызывает значительно большее изменение анодного тока, чем такое же по величине изменение напряжения анода. Это свойство электронной лампы позволяет использовать ее в качестве усилителя. Сетка в лампе является чувствительным регулятором анодного тока. Кроме большой чувствительности этот способ регулировки анодного тока является еще в определенных пределах и безынерционным, так как время пролета электронов внутри лампы исключительно мало и измеряется миллиардными долями секунды. При такой кратковременности процессов, происходящих в электронной лампе, можно считать, что в схемах усиления низкой частоты изменение анодного тока происходит практически одновременно с изменением напряжения сетки.
Рис. 4. Электронная лампа-усилитель:
1 — триод; 2 — сопротивление нагрузки Ка; 3 — источник питания анодной цепи, создающий определенную разность потенциалов между катодом и анодом; 4 — цепь накала лампы (для простоты схемы источник напряжения накала не показан); 5 — источник входного синусоидального напряжения
абсолютная величина этого
Для уяснения усилительного действия триода можно рассмотреть явления, происходящие в схеме рис. 4. Изменение напряжения сетки, создаваемое генератором 5, вызывает соответствующее изменение анодного тока. Весь процесс, происходящий при этом, удобнее всего проследить по графикам, характеризующим изменение напряжения сетки и связанное с ним изменение анодного тока.
Как видно из рисунка, напряжение сетки Uc, т. е. напряжение между управляющей сеткой лампы и ев катодом, будет всегда равно сумме векторов напряжения Ес и входного сигнала £7ВХ:	-	*
Uс — Ec-\-U вх.
Напряжение Ес, именуемое напряжением отрицательного смещения, необходимо для того, чтобы исключить возникновение сеточного тока, для чего потенциал сетки должен быть в любой момент времени ниже потенциала катода. Поэтому напряжения всегда выбирается боль
ше абсолютной величины амплитуды входного сигнала:
I S|o>|P|SI.
Тогда в положительный полупериод входного сигнала напряжение сетки Uc окажется равным (см. рис. 4 и 5, а)
Uс макс =	Ес 4~ UBXt
а в его отрицательный полупериод
^СМИН= ^С UBX'
На рис. 5, б дана анодно-сеточная характеристика триода в обычной для нее системе координат.
Для удобства построения кривая синусоидального сеточного напряжения и кривая анодного тока (см. рис. 5, в) отмечены моментами времени, пронумерованными от до i5.
Каждому значению напряжения сетки соответствует определенное значение анодного тока. Так, значению напряжения сетки, равному Ес (точки i1? ^з, is), соответствует анодный ток, равный по величине Za0; напряжению Uc макс (точка t2) — ток Za макс; напряжению Uc мин (точка i4) — ток 1а мин и т. д.
Отмечая для различных моментов времени величину Uc на характеристике рис. 5, а, можно найти значения анодного тока I а 10
(рис. 5, в), так как точки, соответствующие одним и тем же моментам времени, обозначены одинаково. Как видно из рис. 5, в-, анодный ток изменяется по своей величине, но не изменяется по
Рис. 5. Диаграмма усилительного процесса
направлению. Следовательно, переменное напряжение, приложенное к входу схемы, вызывает появление пульсирующего анодного тока. Всякий пульсирующий ток состоит из двух слагаемых: переменной и постоянной. При работе трехэлектродной лампы в качестве усилителя маломощных колебаний главную роль играет переменная слагаемая пульсирующего анодного тока, способы выделения которой рассмотрены ниже.
В чем же конкретно заключается усилительное действие электронного триода? Маломощные источники переменного тока, включаемые на вход усилителя (микрофон, звукосниматель, магнитная головка и др.), развивают весьма малое напряжение. Мощность, создаваемая в сопротивлениях нагрузки этими источниками, также очень мала. Но если сопротивление нагрузки включить в анодную цепь, а небольшое переменное напряжение, развиваемое маломощным источником, включить между катодом и сеткой триода (см. рис. 4), то в результате процессов, описанных выше, мощность, развиваемая на сопротивлении, включенном в анодную цепь, будет значительно больше той мощности, которая могла быть получена в случае непосредственного включения сопротивления нагрузки на клеммы источника 5.
Это может быть показано на простом примере. Пусть имеется триод, включенный по схеме рис. 4. Допустим, что маломощный генератор переменного тока 5 может развивать на нагрузке г = 10 000 ом переменное напряжение, амплитуда которого равна 2 в. При этом мощность, развиваемая на сопротивлении г, равна
' = (ут)Ч.	(1ЛЗ>
где Рген — мощность, развиваемая генератором;
U — действующее значение напряжения, развиваемого генератором;
С7М = 2 в — амплитудное значение этого напряжения.
Подставив в формулу (1.13) конкретные значения величин, получим:
Ргеп— (—7=)	=0,0002 6777 = 0,2 МвГП. (1.14)
V 1/2 '	10 000	’	’	4	'
Каков будет результат, если такое же по величине сопротивление включить в анодную цепь триода, а на сетку триода подать напряжение от генератора 5?
Допустим, что параметры данного триода таковы, что при напряжении сетки, равном Ес = — Зе, анодный ток равен 10 ма. С увеличением напряжения сетки от Ес = — 3 в до Uc ма1;с = = (—3) + (+2) = — 1 в анодный ток возрастет от 10 до 15 ма *. С изменением напряжения сетки от Ес = — 3 в до Uc мин = = (—3) 4- (—2) — — 5 в анодный ток уменьшается от 10 до 5 ма. Следовательно, если амплитуда колебания сеточного напряжения равна 2 в, то амплитуда пульсации анодного тока равна 5 ма.
Сопротивление нагрузки включено в анодную цепь последовательно, поэтому анодный ток, проходя по нему, вызовет падение напряжения, равное
U^ = Un = I&R&.	(1.15)
В состоянии покоя, когда напряжение сетки Ес = — 3 в, это падение напряжения равно
С7НО = 0,01-10 000 = 100 в.
При напряжении сетки, равном £/Смакс=( — 3) + ( + 2)= —-1 в ^нмакс = 0,015.10000 = 150 в.
При уменьшении сеточного напряжения до величины ?7Смин = = ( —3) + ( —2) = —5 в
UH мин = 0,005-10 000 = 50 в.
* В данном триоде крутизна характеристики S = 2,5 ма/в.
Таким образом, амплитуда колебания напряжения на сопротивлении нагрузки будет равна
С^нм — 50 в,
а мощность, развиваемая при этом на сопротивлении нагрузки, Рн=(уг)2'йЖ = 0’125 em=125
Как видно из этого элементарного примера, путем использования триода удалось получить усиление переменных колебаний по напряжению в 25 раз, а по мощности — в 252 = 625 раз.
Напряжение сетки триода, создаваемое маломощным источником, лишь управляет величиной анодного тока. Усиление происходит за счет энергии источника постоянного тока, питающего анодную цепь триода. Лампа в данном случае играет лишь роль безынерционного регулятора расхода энергии источника питания.
Чтобы поддерживать пульсации анодного тока, достаточно изменять напряжение сетки, а так как цепь сетки разомкнута (сеточный ток отсутствует), то расход энергии в цепи сетки весьма незначительный, и источник, создающий переменное напряжение сетки, может быть маломощным.
Естественно, что описанное усиление электрических колебаний с помощью электронного триода зависит не только от его (триода) параметров, но и от величины сопротивления нагрузки R а (см. рис. 4).
Так, если в приведенном выше примере уменьшить сопротивление нагрузки в 100 раз, т. е. сделать его равным Ra — 100 ом, то амплитуда изменения напряжения на выходе схемы окажется равной всего С7ИМ = 0,5 в, что в четыре раза меньше амплитуды управляющего (входного) сигнала. Увеличение сопротивления нагрузки вызывает увеличение (в определенных пределах) выходного напряжения такой схемы.
§ 6.	УСИЛИТЕЛЬНОЕ ДЕЙСТВИЕ ТРАНЗИСТОРА
Усилительное действие полупроводникового триода (транзистора), включение которого в схему усиления показано на рис. 6, можно было бы, в первом приближении, считать аналогичным усилительному действию электронной лампы (особенно для транзисторов типа п — р — п).
Сравнивая между собой схемы, приведенные на рис. 4 и 6, нетрудно убедиться, что в транзисторном усилителе эмиттер является аналогом катода электронной лампы, база — аналогом сетки, а коллектор — анода. Здесь (см. рис. 6) колебания напряжения базы вызывают появление пульсаций тока коллектора ZH,
который, проходя по сопротивлению нагрузки Z?K, создает на нем падение пульсирующего напряжения:
UH = UBblx = IKRK.	(1.16)
При определенном выборе величины напряжения Ек (рис. 6), параметров транзистора и величины сопротивления нагрузки 7?к можно добиться выполнения условия
U "> TJ и вых и вх
так же, как это имело место в описанном выше случае усиления с помощью электронной лампы. Несмотря на это кажущееся сходство, физические процессы, происходящие в транзисторных
Рис. 6. Транзистор-усилитель:
1 — полупроводниковый триод типа п — р—п; 2 — сопротивление нагрузки в цепи коллектора; 3 — источник питания коллекторной цепи, развивающий напряжение £?к; 4 — маломощный источник входного (управляющего) сигнала; Ug0 — начальное напряжение базы (напряжение смещения)
усилителях, принципиально отличаются от процесса усиления с помощью электронной лампЛ.
Цепь управляющей сетки электронной лампы в схеме рис. 4 можно считать разомкнутой; источник входного сигнала работает почти в режиме холостого хода*. При таких обстоятельствах напряжение на его зажимах почти не отличается от величины э. д. с., развиваемой этим источником.
В схеме усилителя на транзисторе (см. рис. 6) в цепи база — эмиттер всегда проходит ток в прямом направлении, создаваемый основными носителями эмиттер-ного слоя. В связи с этим входное
сопротивление такого усилителя мало — порядка нескольких сотен ом. В этом случае источник входного сигнала работает в режиме нагрузки и напряжение на его зажимах в значительной мере зависит от величины входного тока в цепи база — эмиттер. Но избавиться от входного тока невозможно, так как если создать условия 1ВХ — 1бэ = 0, то транзисторный эффект прекратится и усилитель работать не будет.
Дело в том, что анодный ток в электронной лампе изменяется при любом изменении напряжения управляющей сетки, независимо от того, имеет ли место в данный момент сеточный ток или он равен нулю. В отличие от этого свойства электронной лампы полупроводниковые триоды обладают таким свойством, что изменения тока коллектора будут происходить лишь под воздействием изменений тока базы, возникающих, в свою очередь, в результате
* Сопротивление Rc, как правило, настолько велико, что им можно в данных рассуждениях пренебречь.
изменений напряжения входного сигнала. Если же будут созданы условия, когда колебания напряжения входного сигнала не будут вызывать соответствующих колебаний тока в цепи база — эмиттер, т. е. если электронно-дырочный переход база — эмиттер будет заперт, то коллекторный ток уменьшится до своего минимального (так называемого начального) значения, что будет препятствовать изменению этого тока в сторону уменьшения. В результате коллекторный ток будет пульсировать лишь в течение положительных полупериодов напряжения входного сигнала, оставаясь равным своему постоянному минимальному (начальному) значению в течение отрицательных полупериодов. Описанное явление объясняется тем, что пульсации тока коллектора возможны лишь при соответствующих пульсациях тока базы, так как отсутствие этого тока равнозначно прекращению инжекции (впрыскиванию) положительных (в транзисторах р — п — р) или отрицательных (в транзисторах п — р — п) зарядов из эмиттерной области в область базы, в результате чего ток коллектора и уменьшается до своего начального значения Zkq.
Таким образом, напряжение смещения в схеме усиления на транзисторе играет роль, противоположную роли напряжения сеточного смещения Ес в ламповой схеме: в случае ламповой схемы напряжение смещения предотвращает появление сеточного тока при любых значениях напряжения входного сигнала, в то время как в транзисторных схемах напряжение смещения поддерживает наличие тока базы опять-таки при любых значениях £7ВХ *.
Отсюда вывод: если в ламповых схемах расход мощности во входной цепи практически близок к нулю, то в схемах усиления на транзисторах эта мощность имеет определенную, конечную, иногда весьма ощутимую величину.
* В транзисторных схемах важен ток смещения; здесь же речь идет о напряжении смещения лишь для поддержания аналогии со схемой, приведенной на рис. 5.
Глава 2
ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ УСИЛИТЕЛЕЙ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
§ 1. ВЕРНОСТЬ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ
В современной электронике широко используется теория информации. Под термином информация вообще принято подразумевать различные сведения, являющиеся объектом передачи, хранения или преобразования. Эти сведения могут быть выражены самой разнообразной формой — так называемым сообщением — текстом, речью, изображением, цифровыми данными, электрическими величинами и т. п. Одной из таких форм представления информации, т. е. одним из видов отображения сообщения, является электрический сигнал — изменяющаяся электрическая величина (напряжение, ток или мощность), подлежащая передаче или преобразованию.
Некоторые типы электронных устройств, в том числе и усилители, можно рассматривать как приборы (устройства), предназначенные для передачи и (или) преобразования электрических сигналов. Качественной оценкой действия таких приборов служит так называемая верность передачи информации. Под этим термином следует подразумевать степень соответствия принятого сообщения (в усилителях — выходного сигнала) переданному (в усилителях — входному). Количественная мера верности передачи информации для усилителей определяется причинами, порождающими различие между принятым и переданным (выходным- и входным) сигналами.
Это различие обуславливается, во-первых, искажениями, зависящими от некоторых свойств усилителя и выражаемыми теми или иными его характеристиками. Во-вторых, принятый (выходной) сигнал может отличаться от переданного (входного) вследствие действия случайных и закономерных помех. В первом случае верность передачи информации может характеризоваться количественно через величину тех или иных искажений; во вто
ром — косвенной характеристикой — относительным уровнем помех. В этой связи основные свойства и особенности усилителя низкой частоты: его применимость в той или иной области техники, соответствие техническим условиям, эксплуатационное состояние и, наконец, степень износа — все это определяется показателями работы усилителя — его характеристиками и параметрами.
Различают характеристики и параметры основные и второстепенные. К числу первых относятся такие, которые в какой-то мере влияют на качество работы усилителя, на его электроакустические свойства. Это — коэффициент усиления (коэффициент передачи), частотная и амплитудная характеристики, величины частотных и нелинейных искажений, выходная мощность, диапазон воспроизводимых частот, уровень помех, динамический диапазон мощности, чувствительность усилителя, стабильность работы и др. Второстепенные параметры характеризуют такие свойства усилителя, которые непосредственно не влияют на качество звуковоспроизведения. К числу последних можно отнести вес и габариты усилительного устройства, количество и назначение его различных узлов, конструктивные особенности, способы коммутации, методы контроля работы и наличие тех или иных контрольноизмерительных приборов, способы питания, напряжение и мощность питания и т. п.
Вопросы, рассматриваемые в этой главе, посвящены исключительно основным характеристикам и параметрам усилительного устройства, которые имеют отношение и ко всему устройству в целом и к отдельным его узлам и элементам.
§ 2. ЛОГАРИФМИЧЕСКИЙ МЕТОД СРАВНЕНИЯ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ УРОВНЕЙ
При изучении, анализе работы или расчете (конструировании) электронных и полупроводниковых усилителей всегда приходится иметь дело с различными по величине энергетическими (электрическими) уровнями. Чаще всего возникает необходимость сравнения двух различных уровней мощности: Pt и Р2. Такое сравнение производят либо измерением величин Р± и Р2 в разное время на одном и том же участке цепи (рис. 7, а), либо на различных участках цени (рис. 7, б, 7, в), где измерения и Р2 можно произвести и одновременно.
Определение (измерение) разности таких энергетических уровней производят или в отвлеченных числах, используя отношение
=	(2.1)
или в логарифмических единицах — белах (б), когда
i = lgtfp = lgA.	(2.2)
2 И. Я. Чудновский
17
а	£	6
Рис. 7. Измерение соотношения энергетических уровней на одном и том же (а) и на различных (бив) резисторах
ig -4
Логарифмический метод сравнения двух одноименных величин более удобен потому, что, во-первых, значительно расширяет диапазон измерений без большого увеличения числа единиц отсчета; во-вторых, именно логарифм отношения двух энергетических уровней характеризует наше восприятие такими чувствами, как зрение и слух; в-третьих, этот метод позволяет выбирать любой удобный для данного конкретного случая нулевой уровень отсчета *.
Из формулы (2.2) видно, что 16 — это единица отсчета, характеризующая отношение двух величин мощности, одна из которых больше другой в 10 раз, так как именно 1g 10 = 1; 2 6 определяют отношение К = 100, так как 1g 100 — 2; 36 свидетельствуют о том, что одна из величин мощности больше другой в 1000 раз (1g 1000 = 3); 4 б —в 10 000 раз (1g 10 000=4) и т. д.
В то же время запись
L =
^2 указывает не только на количественную сторону. Если Pi~ — 100Р2,то при выборе Р2 в качестве нулевого уровня отсчета получим в результате LY = 1g 100 = 2 6. Это значит, что мощность Pi выше нулевого уровня — мощности Р2 — на 2 6. В случае же выбора Pi в качестве нулевого уровня отсчета окажется, что ь2 = 1е-^ = 1в10-г=~2б-,
в этом случае говорят, что мощность Р2 на 2 б ниже условно избранного нулевого уровня отсчета (Р^.
На практике почти всегда пользуются не целой единицей — белом, а одной ее десятой долей — децибелом (дб):
L86=ioigA-(a>).	(2.3)
В табл. 1 приведены сравнительные величины отношения К и логарифмических единиц L, выраженных в децибелах.
При вычислении в логарифмических единицах отношения двух величин мощности не имеет значения, по какой схеме произведены измерения (см., рис. 7, а и 7, б). Иначе обстоит дело, если производят измерение и сравнение напряжений или токов. В случае
* В формуле (2.2) в качестве нулевого уровня избрана величина мощности Р2, как правило, величина, принимаемая за условный нулевох! уровень отсчета, записывается в знаменателе отношения. Тогда при Р± > Р% логарифм отношения (2.1) будет положителен, что соответствует, например, какому-то усилению, а при Рц < Р2 — отрицателен, что соответствует какому-то ослаблению.
Таблица i
Перевод отношений мощности в децибелы
	 Pi K--Pi	100=1	101	102	103	104	105	106
Z = 10 lg£l (йб)	0	10	20	30	40	50	60
рис. 7, а, когда измерения производятся в разное время, но на одном и том же участке электрической цепи, справедливы будут равенства
772
Pi=~-	(2.4)
и
(2.5)
Подставляя значения Pt и Р2 из формул (2.4) и (2.5) в формулу (2.3), получим:
L= 10 lg^-= Юlg (-^-)2 = 20lg-^- (дб).	(2.6)
Следовательно, если измерения производятся на одном и том же участке цепи или на разных участках, но с равными величинами сопротивлений, то отношение энергетических уровней, выраженное в децибелах, может быть определено либо логарифмом отношения мощностей (2.3), либо логарифмом отношения напряжений (2.6); в обоих случаях подсчеты дадут один и тот же результат.
Когда же измерения производятся на различных участках цепи, где действуют разные по величине сопротивления (рис. 7, б), тогда
772
Л = -^,	(2.7)
а
В этом случае, подставляя значения Р^ и Р2 из формул (2.7) и (2.8) в формулу (2.3), получим:
i=10Ig-^ = 101g(^l-/7L)2=201g-^-^(a6). (2.9)
Как видно из формулы (2.9), при таких обстоятельствах нельзя пользоваться для вычислений выражением (2.6); выражение (2.9) является более общим, пригодным для всех случаев, в то время как выражение (2.6) пригодно лишь в конкретном, частном случае, когда т\ = г2.
Небольшие преобразования (2.9) в конечном итоге приведут к более упрощенному его виду:
L = 20 1g + Ю 1g(дб),	(2.10)
^2
где второе слагаемое правой части обращается в нуль, если П = г2.
И, наконец, при измерениях, произведенных по рис. 7, в, когда
Л = Л"Ч,	(2.11)
а
/>2 = Дт2,	(2.12)
получим, в результате подстановки значений и Р2 из формул (2.11) и (2.12) в формулу (2.3):	ф
L = 10 lg = 1° 1g (-г- V—V=201g-1 Y— (^) (2.13)
& zir2 \ 12 r2 /	& i2 уГ2 v 7 v 7
или, после преобразования:
L = 20 lg-p-+ 10 lg— (дб).	(2.14)
12	Г2 '	'
В частном случае, когда т\ = г2, второе слагаемое правой части формулы (2.14) обращается в нуль и это выражение принимает вид:
Л = 20 1g-р1 (дб).	(2.15)
‘2
Заметим, что при определении логарифмического соотношения двух уровней напряжений или токов, в отличие от двух уровней мощности, разность в 10 дб (1 б) соответствует отношению:
•рр- = 3,16 или “Р"==3,16. ^2	72
Приводимая табл. 2 дает об этом наглядное представление.
Таблица 2
Перевод децибелов в отношения мощностей, напряжений и токов
L (дб)	1	2	3	10	13	20	30	40	50
Отношение Р1/?2	' 1,26	1,59	2	10	20	100	Ю3	104	105
Отношение UpU2 или h/h	1,12	1,26	1,41	3,16	4,47	10 '	31,6	100	316
Выше указывалось, что нулевой уровень отсчета при логарифмическом методе измерения (определения) энергетических соотношений может быть любым. Так, при определении соотношения Рх = 10 вт и Р2 — 0,1 вт можно избрать в качестве нулевого уровня Р2, тогда
Ц = 10 lg-^- = 10lg^ = 101gl00 = 20 дб.	(2.16}
Полученный результат (2.16) указывает на то, что уровень мощности Рх на 20 дб выше нулевого уровня (Р2)-
Если в качестве нулевого уровня отсчета избрать Pi — 10 вт, то относительный уровень Р2 окажется на 20 дб ниже нуля (Z\), так как
Ь2 = 10 lg = 101g= 10 lg IO"2 = -20 дб. (2.17}
Но можно в качестве условного нулевого уровня избрать и какую-то третью величину, не имеющую прямого отношения к указанным двум, например Р3 = 1 вт.
Тогда уровень мощности Pi относительно избранного условного нуля окажется равным
Ц = 10 1g-^- = 10 lg^- = 10 дб, i	=> j>3	° i
а уровень мощности Р2
£2 = 101g-^- = 101g-^ = 101gl0-1= -10 дб, "з	1
откуда видно, что Pi выше, а Р2 ниже условного нуля на 10 дб’, разность же между уровнями Рг и Р2 в любом случае выбора условного нуля осталась неизменной, равной 20 дб.
Во многих электронных схемах, в частности в усилителях низкой частоты, за нулевой условный уровень отсчета принята величина мощности Ро = 1 мет — 0,001 вт, выделяемой на сопротивлении величиной R0 = 600 ом\ действующее значение переменного напряжения в этом случае оказывается равным Uo = = 775 мв — 0,775 в при действующем значении тока /0 = 1,3 ма = = 0,0013 а. При таком определении какого-либо уровня используют условное обозначение дбм (один децибел относительно одного милливатта).
§ 3. УСИЛИТЕЛЬ-ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИК
Любой электронный или полупроводниковый усилитель можно представить как разновидность особой группы электрических приборов — четырехполюсников, условное обозначение которых в скелетном виде показано на рис. 8. Четырехполюсник потому так и называется, что имеет два входных и два выходных полюса.
У таких приборов на входе действуют входное напряжение С7ВХ, входной ток /вх и, следовательно, входная мощность Рвх,
а на выходе — соответствующие выходные величины: с7ВЫх, ZBbIX и Рвых; выходная мощность РВЪ1Х выделяется, как правило, на сопротивлении нагрузки ZH.
Теория четырехполюсников позволяет в случае необходимости рассматривать эти устройства в общем виде и, не вдаваясь в подробности их внутреннего
Рис. 8. Усилитель-четырехполюсник
строения, определять и рассчитывать их характеристики и параметры.
Все многообразие четырехполюсников может быть азделено на две существенно отличающиеся друг от друга группы. Для
первой из этих групп, именуемой пассивными четырехполюсниками, характерно отсутствие в них каких бы то ни было*дополни-тельных источников энергии. В таком случае всегда будет спра
ведливым условие
РВЫХ	^вх,
(2.18)
так как из-за наличия внутренних потерь
^вых = Р вх ^потерь-	(2.19)
К этой группе четырехполюсников относятся, например, такие широко известные электрические приборы, как трансформаторы.
Ко второй группе, активных, четырехполюсников относятся такие, в схеме которых имеется дополнительный источник энергии, вследствие чего для таких приборов (устройств) справедливо условие
/>вых>РВх,	(2.20)
так как при наличии дополнительного источника энергии р — р ___________________________р
1 вых — 1 ист 27 потерь»
а мощность источника может быть выбрана, исходя из условия
Рист Z> (Рвх + Дпотерь)»	(2.21)
К такой группе активных четырехполюсников относятся все разновидности электронных и полупроводниковых усилителей.
Указанные обстоятельства позволяют рассматривать нижеприводимые характеристики и параметры электронных и полупроводниковых усилителей как характеристики и параметры активных четырехполюсников.
§ 4. КОЭФФИЦИЕНТ ПЕРЕДАЧИ
Коэффициент передачи любого четырехполюсника характеризует его свойство передавать электрические колебания с входа на выход с той или иной степенью усиления или ослабления их интенсивности, а также с той или иной степенью верности пере
дачи информации. В несколько упрощенном, но вполне приемлемом для практики виде этот показатель может быть выражен отношением:
Величина К$ здесь выбрана потому, что именно передача мощности позволяет судить о свойствах того или иного активного четырехполюсника.
Выражение (2.22) вообще называется модулем коэффициента передачи мощности, а в частном случае активного четырехполюсника (усилителя), для которого справедливо условие (2.20), называемое коэффициентом усиления по мощности *.
Кроме указанного существуют еще и два других коэффициента передачи, модули которых определяются для напряжения:
Хи = -^Ь1Х	(2.23}
U вх и тока:
^. = 2pix 5	(2.24)
1 вх
которые при выполнении условия (2.20) принято называть коэффициентом усиления по напряжению (Kv) и коэффициентом усиления по току (Kt).
При анализе работы или расчете электронных и полупроводниковых усилителей чаще всего пользуются коэффициентом усиления по напряжению, именуя его для краткости просто коэффициентом усиления:
(2.25) U вх
Следовательно, коэффициент усиления — это число, показывающее, во сколько раз напряжение (мощность, ток) на выходе усилителя больше напряжения (мощности, тока) на его входе, в то время как коэффициент передачи — это число, определяющее отношение выходного параметра (/’вых, ^вых, /вых) к соответствующему входному (Рвх, UBX, 1ВХ) безотносительно того, какой из них больше. Значит, коэффициент усиления является частным случаем коэффициента передачи тогда, как хотя бы один из упомянутых выходных параметров усилителя больше, а другой (или оба других) не меньше соответствующего входного. Если же все эти выходные параметры четырехполюсника меньше соответствующих входных, ни о каком усилении не может быть речи и более уместным будет определение коэффициента передачи.
Такое определение имеет место как для одного усилителя, так и для нескольких, включенных один за другим.
* Строго говоря, любая форма коэффициента передачи — величина комплексная, имеющая активную и реактивную составляющие.
В таком случае общий для всей последовательной цепочки коэффициент усиления будет равен произведению коэффициентов усиления отдельных усилителей:
Ko^ = Kt-K2-K3 ... Кп.	(2.26)
Обозначим коэффициент усиления первого усилителя
второго —		U ВЫХ1 ^ВХ1
третьего —	к2 =	^вых2 U вх2
		_ ^выхЗ ^вхЗ
и т. д. вплоть до		
v- __Щ выхп
п вхп
»
Перемножив между уравнений, получим:
собой левые и правые
части приведенных
к^к2-к^
^ВЫХ1 ^ВХ1
Uвых2 . ^выхЗ
^вх2 ^Bx3i
^выхп U ВХП
Учитывая, что выходной сигнал первого усилителя подается на вход второго, выходной сигнал второго — на вход третьего, т. е. что Uвых1 = ^вх2> Uвых2 = Uвхз и т. д., получим:
КГК2'КГ - Кп = U™W-.	•	(2.27)
U ВХ1
Дробь, стоящая в правой части уравнения (2.27), есть не что иное, как общий коэффициент усиления всей последовательной цепочки усилителей:
F" _ ^выхп
л общ — 77
U ВХ1
В современных усилительных устройствах общий коэффициент усиления достигает величины порядка 104 4- 105 и более.
Человеческое ухо воспринимает изменение громкости звука пропорционально логарифму изменения звукового давления. Увеличение звукового давления, например в 100 раз, воспринимается человеческим ухом как увеличение громкости в два раза (1g 100 - 2).
Поэтому коэффициент усиления часто измеряют в логарифмических единицах — децибелах.
Усиление в децибелах L, исходя из уравнения (2.10), можно представить в виде
L = 201g-^-*.	(2.28)
U вх
Если коэффициент усиления отдельных усилителей в рассмотренной выше их последовательной цепочке выражается в децибелах, то общий коэффициент усиления всего устройства определяется как сумма этих отдельных коэффициентов.
Действительно
^-общ ~	' ^2 ’ ^3 " ' ‘ ^П'
Логарифмируя правую и левую части этого выражения и умножая полученный результат на 20, будем иметь:
20 1g Кобщ = 20 1g К, + 20 1g К2 +  • • + 201g Кп.
Так как
20 1g /Гобщ = -^общ>
20 1g =
20 lgA2 = L2;
20 1g К3 = L3;
201gKn = Ln, то
-^общ —	-|- L2 + L3 -|- • • • Ln.	(2.29)
Все сказанное относится к выраженному в децибелах коэффициенту усиления по напряжению. Аналогично, исходя из уравнения (2.14). определяется и коэффициент усиления по той у:
Ц = 20 lg +10 1g (дб),	(2.30)
в то время как коэффициент усиления по мощности:
£ =101g-^- (дб).	(2.31)
* РХ
Для всех указанных трех случаев справедливым будет равенство
т~п
Д>вщ = 2 ьт (дб),	(2.32)
т=1
* Выражение (2.28) будет справедливым лишь для случая равенства выходного и входного сопротивлений. При условии, когда /?вых /?вх, следует пользоваться выражением
£ = 20 lg + 101g	.
Uвх	^вх
где п — число последовательно соединенных усилителен в данном устройстве.
В некоторых довольно часто встречающихся случаях работу последнего в такой цепочке оконечного усилителя характеризуют величиной мощности, которую он должен отдать во внешнюю цепь, а также величиной добротности, определяемой по формуле:
Г) _ Рвых __ ^вых ( вт А
"Р~ UBX	U2 / ’
где РВых — величина выходной мощности;
С7ВХ — напряжение, которое необходимо подать на вход усилителя для получения на его выходе данной мощности.
Добротность усилителя, в частности его оконечного «каскада, выражаемая отвлеченным числом, характеризует степень его чувствительности по входному сигналу: чем выше добротность, тем при меньшей амплитуде входного сигнала можно получить заданную мощность на выходе (или при заданном напряжении входа — большую выходную мощность).
§5. АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
Усилители низкой частоты по причинам, изложенным ниже, усиливают переменное напряжение различной частоты в неодинаковой степени. Так, переменное напряжение частотой 20 4- 30 гц может усиливаться слабее или сильнее, чем напряжение частотой 1000 гц, и наоборот. График, показывающий зависимость коэффициента передачи любого четырехполюсника от частоты, принято называть его амплитудно-частотной (или частотной) характеристикой. Для усилителя этот график может быть представлен по-разному. На рис. 9 такая характеристика в простейшем ее виде
Я = Ч>(/)	. (2.33)
обозначена цифрой 2.
Так как
то частотная характеристика усилителя может быть представлена в виде
^вых = ф(/) при С7ВХ = const	(2.34)
или, что практически одно и то же, в виде
^вых = ф(/) при UBX = const.	(2.35)
Если бы зависимость (2.33) не имела места, т. е. если бы выполнялось условие
К = const,	(2.36)
то частотная характеристика такого усилителя имела бы вид прямой линии 1 (см. рис. 9). Однако такую строго прямолинейную характеристику усилителя получить невозможно. Большинство схем усилителей низкой частоты
создает некоторое уменьшение уси- д-ления как на высших, так и на низших частотах (см. график 2 на рис. 9).
Неравномерность усиления напряжений с различной частотой приводит к появлению так называемых частотных искажений. д
Частотные искажения приводят к искажению тембра звучания
Рис. 9. Частотные характеристики идеального (7) и реального (2) усилителей
основной тон, и при наличии
того или иного музыкального инструмента или человеческого голоса, так как обертоны, сопровождающие основной тон звучания, имеют большую частоту, чем
большого спада частотной характеристики
в области высших
частот, будут усиливаться слабее, а подчас не будут воспроиз
ведены вовсе.
В сложных музыкальных звуках (симфонический оркестр) обертоны достигают частоты порядка 14 000 4- 15 000 гц. Следовало бы требовать, чтобы наивысшая пропускаемая усилителем частота также находилась в этих пределах. Однако эти требования сужаются из-за целого ряда дополнительных факторов.
В звуковом кино основными обстоятельствами, ограничивающими воспроизведение таких высоких частот, являются сравнительно небольшая скорость движения фонограммы, ограниченная разрешающая способность эмульсии звуконосителя и малая ширина оптического штриха звукочитающей оптики (при воспроизведении фотографической фонограммы) или ширина магнитного зазора в головке воспроизведения магнитной фонограммы.
Чтобы количественно оценить частотные искажения, вносимые усилителем, пользуются так называемым коэффициентом частотных искажений. Коэффициент частотных искажений, обозначаемый буквой М, показывает, во сколько раз коэффициент усиления на средней частоте Ко больше или меньше коэффициента усиления для данной частоты Kf, и математически определяется отношением
Mf =
к0 Kt
(2.37)
Так, коэффициент частотных искажений для низшей граничной частоты будет равен
Мп
(2.38)
а для высшей граничной частоты
.	(2.39)
Лв
Коэффициент усиления Ко определяется, как правило, для частоты /0 — 1000 гц или /0 = 400 гц.
Из выражения (2.37) можно заключить, что если частотная характеристика усилителя имеет спад на какой-то частоте, то для этой частоты коэффициент частотных искажений будет больше единицы.	*
Если же, наоборот, частотная характеристика имеет (на какой-то частоте) некоторый подъем, т. е. если на этой частоте коэффициент усиления Kf будет больше коэффициента усиления на средних частотах Ко, то коэффициент частотных искажений будет меньше единицы.
Если частотная характеристика усилителя прямолинейна, то частотные искажения не имеют места (М = 1).
Для многоступенчатого усилителя коэффициент частотных искажений равен произведению этих коэффициентов для отдельных ступеней:
Л/Общ = м, • М2  Мг. •. Мп.	(2.40)
Действительно, если обозначить коэффициенты усиления отдельных ступеней усилителя на средней частоте через
#01, К02, Коз---Коп,
а коэффициенты усиления на частоте /, для которой определяются частотные искажения, через
К ft, Kf2, Kf3- • -Kfn,
то
м^^-, М2 = ^--, М3 = ^-;	=
А/!	Ау2	Л/з	Kfn
При этом произведение
М,.М2у--Мп = ^^-^---^ = Мо!т, ,	Kf3 Л-fn
откуда и следует формула (2.40).
Итак, видно, что если одни усилители в данном устройстве имеют М > 1, а другие — М < 1, то соответствующим подбором коэффициентов частотных искажений можно добиться получения более прямолинейной частотной характеристики всего усилительного устройства.
Этим обстоятельством широко пользуются при расчете и конструировании усилителей, применяя в случае необходимости даже специальные так называемые корректирующие узлы, посредством которых нейтрализуются частотные искажения, вносимые другими узлами устройства.
Строго говоря, указанная выше линейность частотной характеристики (рис. 9, прямая 1) обязательна лишь для всего тракта запись — воспроизведение в целом, скелетная схема которого представлена на рис. 10.
Каждый из узлов этого тракта, начиная от микрофона 2 и кончая громкоговорителем 5, обладает своей, ему лишь присущей
Рис. 10. Сквозная система запись — воспроизведение звука:
1 — Натуральный источник звука; 2 — микрофон; 3 — усилитель записи;
4 — звукозаписывающий аппарат; 5 — фонограмма; 6 — звукочитающее устройство; 7 — усилитель воспроизведения; 8 — громкоговоритель
частотной характеристикой. И если в какой-либо области частот один из узлов (например, фонограмма) имеет спад характеристики (М5 >> 1), то появляющиеся при этом частотные искажения могут быть компенсированы подъемом на этих же частотах характеристики другого узла (например, усилителя воспроизведения) — М7 < 1. Для наибольшего приближения воспроизводимого сигнала к его естественному звучанию, т. е. для обеспечения наибольшей степени верности передачи информации, необходимо, чтобы на любой частоте в пределах звукового диапазона произведение коэффициентов частотных искажений всех узлов такого тракта приближалось к единице:
МГМ2---М8^1.	(2.41)
Следовательно, далеко не всегда необходима прямолинейная частотная характеристика усилителя воспроизведения. В некоторых случаях она должна иметь отклонения в ту или другую сторону для компенсации отклонений частотной характеристики других узлов в противоположную сторону.
Отклонения частотной характеристики усилителя, как и любого другого узла тракта запись — воспроизведение, можно определять не только в отвлеченных числах, как это показано выше (2.37), но и в логарифмических единицах — децибелах.
Обозначим коэффициент усиления на средней частоте через Д, = 20 1g 4^+ 10 1g,	(2.42)
^Овх	“вых
а коэффициент усиления на частоте /, для которой определяется .коэффициент частотных искажений, через
В общем случае характеристики от ее
L^aoig^s+ioig-^ ы /вх	‘‘вых
для любой частоты отклонение частотной среднего уровня будет
\Lf = L0-Lf (дб),	(2.44)
логарифм отношения двух величин равен этих величин.
0 и из выражений (2.42)
(2.43)
так как М, = ~ , а разности логарифмов
Тогда, подставляя значения L
и (2.43) в выражение (2.44), получим:
AZy = 20 lg +10 lg -£*-U Овх	-‘‘вых
20 lg— lOIg^-^/вх	'‘вых
откуда, сокращая равновеликие члены с противоположными знаками:
AZ/ = 2Olg-^M-2Olg-^0^ , Овх	^/вх
т. е.
Л£у-20 lgKQ-2Q\gKf,
или окончательно:
АЛУ =20 (lgКо-lg^).	(2.45)
Из выражения (2.45) видно, что если отклонение частотной характеристики (на данной частоте) от среднего уровня, выраженное в децибелах, имеет положительный знак, т. е. если ALf >» 0, то частотная характеристика на данной частоте имеет спад. Если же это отклонение имеет отрицательный знак, т. е. AZ^ <Z 0, то частотная характеристика на данной частоте имеет подъем.
Когда AZ^ = 0, характеристика прямолинейна.
Сравнивая между собой выражения (2.37) и (2.45), нетрудно заключить, что
ALy = 201gM/ (дб).	(2.46)
На рис. 11 приведен график для перевода коэффициента частотных искажений в отвлеченных числах в коэффициент частотных искажений, вцраженный в логарифмических единицах — децибелах.
Во многих усилителях, применяемых в технике звукового кино (за исключением некоторых специфических случаев), отклонение частотной характеристики лежит в пределах
— 2 дб< AZz< + 1,8 дб.
Каждый конкретный тип усилителя рассчитан на определенную равномерность усиления переменного напряжения в пределах заданного диапазона частот.
Диапазоном частот, или полосой пропускания усилителя, называется та область частот, в границах которой коэффициент усиления изменяется в заданных пределах, обусловленных требованиями к усилителю. Так, усилитель, работающий в цепи дальней телефонной связи, назначением которого является усиление только человеческой речи, может обладать достаточно узким диапазоном частот, лежащим в пределах от 2004-300 до 2000 н- 3000 гц. Усилитель, работающий в тракте звуковоспроизведения
(в звуковом кино), задачей которого	'/М
является усиление не только человеческой речи, но и шумов и музыки, должен иметь более широкий диапазон частот, лежащий в пределах от 30 4- 40 до
10 000 — 12 000 гц.	Рис. График перевода
Диапазон частот имеет, как видно, соотношения отвлеченных две границы: низшую и высшую. Низшей чисел в децибелы границей, или низшей граничной частотой, называется самая низшая частота /н, пропускаемая данным усилителем в пределах допустимых отклонений коэффициента усиления. Аналогично определяется и высшая граница (высшая граничная частота /в).
0	103 ZOO3 з-ю3 ООО3 5-103 6-W3 ?Ю3 8-Ю3 9 Ю3 10*
I-------।---------।--------।---------।-------।--------।--------।--------।--------1--------
Z0	100	500	103 ООО3 5-ю3 10*
' ।-l-J —L. L. I I- 11-1-1 „I I I I III_|_Illi I III r
Рис. 12. Линейная (а) и логарифмическая (б) шкалы частотного диапазона
Диапазон частот усилителей низкой частоты можно условно разделить на три области: а) область низших частот (30 4- 300 гц)\ б) область средних частот (300 4- 1000 гц)\ в) область высших частот (1000 4- 10 000 гц).
Следует указать, что при построении частотной характеристики относительная величина коэффициента усиления, или усиление, выраженное в децибелах, откладывается по оси ординат в линейном или логарифмическом масштабе, а частота по оси абсцисс — в логарифмическом масштабе (рис. 12).
Если при построении частотной характеристики отложить частоту в линейном масштабе, то характеристика будет неудобна
для пользования, так как вся область низших частот будет сжата в самом начале оси абсцисс. Применение логарифмического масштаба исключает это неудобство, и частотная характеристика становится в этом случае более наглядной.
В заключение заметим, что частотная характеристика усилителя может быть изображена не только в виде (2.33), (2.34) или (2.35), но еще и в виде
M =	(2.47)
Д£ = Ф(/).	(2.48)
Рис. 13. Сложное колебание на входе усилителя (а) и его составляющие (б, в, г)
Во многих случаях отклонение частотной характеристики усилителя в ту или другую сторону от ее среднего значения (спад или подъем) характеризуется еще и так называемой крутизной спада (или подъема), выражаемой в децибелах на октаву *:
$ = (дб/окт), (2.49)
где Д£п — величина отклонения частотной характеристики в диапазоне п октав, выраженная в децибелах.
Положительные значения крутизны (4-S) указывают на подъем, а отрицательные (—5) — на спад характеристики, причем подъемом в данном случае считается любое возрастание, а спадом — любое уменьшение Д£ при увеличении t частоты сигнала.
§ 6. ФАЗОВАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
Одновременно с частотными
искажениями в усилителях возникают так называемые фазовые
искажения, появляющиеся
вследствие
того, что колебания раз-
личных частот претерпевают в процессе усиления разные по величине фазовые сдвиги.
Если бы фазовые сдвиги усилителем не вносились, то при подаче на его вход сложного колебания а (рис. 13), состоящего
* Под октавой подразумевается такой диапазон звуковых колебаний, в котором самая высшая частота в два раза больше самой низшей: /в — 2/н. Например, клавиатура рояля включает семь полных октав: нижнее «до» дает тон с частотой 32,64 гц, а верхнее — с частотой 32,64-27	4178 гц.
из трех составляющих: б, в, г, на выходе появилось бы усиленное по амплитуде сложное колебание, форма которого в точности соответствовала бы форме колебания, поданного на вход. Для этого должно соблюдаться условие
Ф1^Ф2 = Фз= • • * =Фп, (2.50) где ф — угол сдвига фазы первой, второй, третьей и т. д. гармонических составляющих сложного звукового сигнала.
Однако фазовые сдвиги не только существуют, но и имеют различную величину для различных частот. Как правило, величина фазовых сдвигов не пропорциональна частоте.
При этом форма сложного колебания на выходе уже не будет соответствовать форме колебания, поданного на вход, так как отдельные слагающие выходного напряжения будут находиться в ином фазовом взаиморасположении.
На рис. 14 показана форма напряжения на выходе (искаженная по сравнению с входным напряжением), полученная в предположении, что фазовый сдвиг для первой гармоники равен нулю, для второй гармоники — 90° и для третьей гармоники — 180° по отношению к соответствующим гармоникам напряжения на входе (см. рис. 13).
Описанные искажения, вносимые любым усилителем низкой частоты,
носят название фазовых искажений. Оценка величины фазовых искажений производится при помощи фазовой характеристики усилителя (рис. 15).
Для отсутствия фазовых искажений необходимо, чтобы фазовый сдвиг для всех составляющих сложного колебания был равен нулю или чтобы величина фазового сдвига для каждой составляющей была пропорциональна ее частоте:
Ф7г = я-Ф1,	(2.51)
где фп — сдвиг по фазе п-й гармоники;
Ф1 — фазовый сдвиг первой гармоники; п — номер гармоники.
3 И. Я. Чудновский	'	33
Рис. 14. Сложное выходное напряжение при наличии фазовых сдвигов
Это условие легко пояснить следующим примером. Пусть выходное напряжение составляющей с частотой Д (см. рис. 15) сдвинуто по фазе относительно той же составляющей входного напряжения на 90°. При выполнении второго условия сдвиг фаз между составляющей с частотой /2 — 2ft на выходе и составляющей с той же частотой на входе будет в два раза больше, т. е. 180°, а угол сдвига между составляющими с частотой/3 = ЗД составит 270°. Поскольку все это произойдет за одно и то же время, фазовое взаиморасположе-s.	ние гармонических составляющих
_____,	, сигнала на выходе окажется таким же, как и на входе,— фазовые искажения будут отсутствовать.
Следует отметить, что фазовые Рис. 15. Пример фазовой харак- искажения не оказывают замет-теристики	ного влияния на качество воспро-
изводимого звука, так как ухо человека на такие искажения почти не реагирует. Однако, как будет видно из дальнейшего, фазовые искажения оказывают существенное влияние на физические процессы, происходящие в усилителях.
§ 7.	АМПЛИТУДНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Кроме частотной и фазовой характеристик работа усилителя определяется еще так называемой амплитудной характеристикой.
Амплитудная характеристика усилителя — это график зависимости напряжения на выходе усилителя от напряжения, подаваемого на его вход, математически выражаемый в виде:
^вых = / (С^вх)*	(2.52)
Из вышеизложенного известно, что коэффициент усиления в любом случае зависит от частоты:
К =	= ф(/).
и вх
откуда следует, что
^вых-А17вх = Ф(/).
Приведенные выражения (2.25), (2.33), (2.34) показывают всю сложность происходящих в усилителе процессов. Даже при постоянстве величины входного напряжения
17вх = const	(2.53)
выходное напряжение С7Вых и связанный с ним коэффициент усиления К изменяются с изменением частоты, как это видно из выражения (2.34).
Однако условие (2.53) нельзя признать типичным для усилителей низкой частоты. Напротив, уровень входного сигнала в процессе работы усилителя непрерывно изменяется; изменяются в связи с этим и выходное напряжение и связанный с ним коэффициент усиления. Поэтому коэффициент усиления всегда будет зависеть, с одной стороны, от частоты, а с другой,—от амплитуды входного сигнала:
7Г = ср(/); K = q(UBJ.	(2.54)
С этой точки зрения идеальным усилителем является такой, у которого вторая из указанных зависимостей (2.54) определяется
Рис. 16. Амплитудные характеристики идеального (а) и реального (б) усилителей
прямой линией (рис. 16, а). Угол наклона такой характеристики указывает на степень усиления данного устройства, так как тангенс этого угла:
=	=	(2.55)
^ВХ
есть не что иное, как коэффициент усиления.
Прямолинейность этой характеристики говорит о линейной зависимости выходного напряжения от входного *.
При таких обстоятельствах форма выходного сигнала будет полностью соответствовать любой форме входного.
Реальная амплитудная характеристика (рис. 16, б) никогда не бывает линейной, хотя и может иметь определенной величины как бы прямолинейный участок. Вследствие этого коэффициент усиления в разных точках характеристики (т. е. при разных зна
* Как видно из рис. 16, а, чем больше угол наклона амплитудной характеристики, тем больше величина выходного напряжения t/BbIX при одной и той же величине входного Е7ВХ.
чениях величины t/BX) будет не одинаковым, а зависящим от угла наклона касательной, проведенной в данной точке. Так, коэффициент усиления в точке А (рис. 16, б) при величине входного сигнала t/BX будет больше коэффициента усиления в точке В (при величине входного сигнала С7ВХ), поскольку
к А = tg а2 > tg «1 = кв.
Этим и подтверждается вторая из зависимостей (2.54).
Как видно из рис. 16, б, начало реальной амплитудной характеристики не совпадает с началом координат. Величина напряжения С7ВЫХ мин, действующего на выходных зажимах усилителя, когда (7ВХ = 0, определяется внутренними и внешними помехами *.
Величина выходного напряжения £7Вых макс указывает на явление своеобразного насыщения, когда дальнейшее увеличение входного напряжения, после достижения величины Z7BX макс, уже не вызывает роста напряжения на выходе.
Такая характеристика (рис. 16, б) вследствие существования зависимости К — ср (/) определяет действие усилителя при условии подачи на его вход сигнала какой-то одной частоты (или группы сигналов в пределах очень узкой области частот). Следовательно, амплитудных характеристик может быть много, но для практики почти всегда оказывается достаточным наличие хотя бы трех (для трех различных областей частот): низших, средних и высших.
Как продукт нелинейности амплитудной характеристики в любом усилителе возникают так называемые нелинейные искажения, сущность которых в общих чертах заключается в том, что искажается форма усиливаемого синусоидального (гармонического) сигнала. Иначе говоря, при подаче на вход усилителя синусоидального напряжения выходное напряжение будет иметь форму несинусоидального* сложного колебания.
Всякое сложное (несинусоидальное) периодическое колебание можно представить в виде суммы гармонических (синусоидальных) колебаний. Искажение формы усиливаемого гармонического сигнала и вызывает появление на его выходе кроме колебаний основной частоты еще и целого ряда дополнительных колебаний — высших гармоник, которых не было во входном простом гармоническом сигнале.
Такое определение сущности нелинейных искажений является в определенной мере условным, так как в процессе реальной работы усилитёля на его вход подается, как правило, не простдй гармонический сигнал, а сигнал сложной, несинусоидальной, формы, содержащий несколько (подчас много) простых гармонических колебаний различной частоты. Если входной сложный
* Подробнее о помехах см. § 9 этой главы.
сигнал будет содержать всего лишь два гармонических колебания с частотами 04 и со2, то на выходе усилителя кроме колебаний с такими частотами появятся еще и дополнительные колебания — так называемые комбинационные тона — с частотами а>2 + (суммарные комбинационные тона) и <о2 — сщ (разностные комбинационные тона). При более сложной форме входного сигнала количество возникающих на выходе комбинационных тонов значительно возрастет.
Этими обстоятельствами и объясняются нелинейные искажения усиливаемого и воспроизводимого звука — искажается тембр звучания, а при достаточно больших нелинейных искажениях возникает своеобразный хрип — дребезжание звука, полная неразборчивость речи, значительное искажение звучания оркестра и отдельных музыкальных инструментов.
Нелинейные искажения возникают в любом, даже высококачественном исправном усилителе в силу того, что амплитудная характеристика в принципе не может быть строго линейной. Однако благодаря целому ряду мер, принимаемых при расчете и конструировании усилителей, вносимые ими нелинейные искажения сводятся к минимуму.
Вместе с тем нелинейные искажения могут увеличиваться в результате некоторых нарушений режима эксплуатации или естественного старения элементов схемы усилительного устройства.
К числу некоторых причин возникновения нелинейных искажений в усилителе можно отнести следующие: использование нелинейных участков характеристик электронных ламп или транзисторов, наличие электронного тока сетки электронной лампы, уменьшение или увеличение против нормы тока базы (основания) транзистора при неправильно выбранном режиме работы или возникающих в процессе эксплуатации неисправностях, перегрузка того или иного входа усилителя, встречающаяся иногда в процессе эксплуатации, когда 77вх > Z7BX макс (см. рис. 16, б), использование нелинейных участков кривой намагничивания магнитопроводов трансформаторов и дросселей, целый ряд нарушений режима эксплуатации усилителя и др.
Если количество и амплитуды высших гармоник, появляющихся в составе выходного сигнала, зависят от степени нелинейности амплитудной характеристики усилителя, то количество и амплитуды комбинационных тонов кроме этого зависят еще и от формы частотной характеристики усилителя, точнее — от ширины усиливаемого диапазона частот (полосы пропускания). Чем шире такой диапазон, главным образом в сторону высших частот, тем больше возможностей для возникновения в выходном сигнале комбинационных тонов. И, наоборот, сужение воспроизводимого диапазона частот уменьшает вероятность появления суммарных комбинационных тонов; разностные (со2 — coi) комбинационные
тона, к числу которых относятся и так называемые биения *, могут возникать и в узкополосных усилителях.
Величина возникающих в усилителе нелинейных искажений зависит еще и от амплитуды входного сигнала: чем больше амплитуда (интенсивность) напряжения входа, тем используется более широкий нелинейный участок амплитудной характеристики и, следовательно, повышается вероятность увеличения амплитуд высших гармоник и возникновения комбинационных тонов.
Нелинейные искажения, определяемые наличием высших гармоник в выходном сигнале при подаче на вход простого гармонического колебания, неодинаковы в различных областях звукового диапазона. В силу ряда причин, рассматриваемых ниже, на высших и, особенно, на низших частотах эти нелинейные искажения возрастают.
Для приближенной количественной оценки нелинейн&х искажений, вносимых усилителем, может служить коэффициент нелинейных искажений или коэффициент гармоник.
Коэффициент гармоник обозначается греческой буквой у и определяется как отношение корня квадратного из суммы квадратов амплитуд появившихся высших гармоник к амплитуде колебания основной частоты (предполагается, что на вход усилителя подается синусоидальное напряжение):
„ ^к+^Ьз+--- + Ук v=---------------------• (2-56)
Иначе говоря, коэффициент гармоник представляет собой отношение среднеквадратичного (действующего) значения напряжения всех высших гармоник к действующему значению напряжения первой гармоники. Если нагрузка усилителя носит активный характер, то амплитуды Напряжений в (2.56) могут быть заменены амплитудами соответствующих токов:
/^М вых 2 Н~^М вых 3 + ---+JM ВЫХП	/о Е'тх
Искаженный (сложный) выходной сигнал может быть либо симметричным (рис. 17, а), либо асимметричным (рис. 17, б). В первом случае в сигнале преобладают нечетные высшие гармоники: третья (/3 = 3/±), пятая (/5 = 5/±), седьмая (/7 = 7Д) и т. д., а во втором случае — четные: вторая (/2 = 2Д), четвертая (/4 == = 4/0, шестая (/6 = 6/4) и т. д.
Очень часто амплитуды всех высших гармоник, начиная с четвертой, бывают сравнительно с амплитудами более низких гармоник несоизмеримо малы, в связи с чем этими гармониками иногда
* Биения — разностные комбинационные тона, возникающие, когда со 2 и (01 очень близки друг к другу.
можно пренебречь. Тогда коэффициент гармоник по второй гармонике определяется отношением
?2 =
UМ вых 2
^М вых 1
(2.58)
по третьей гармонике — отношением
_ бм вых з ?з— ту------- ,
М вых 1
а общий — по второй и третьей гармоникам:
Р^М вых 2 ВЫХ 3 т / о 9
Т2-3 =--------------= V
(2.59)
(2.60)
Подобным же образом вычисляется общий для всего усилителя коэффициент гармоник уобщ, если известны коэффициенты гармо
^вых	Uвых
Рис. 17. Примеры искажений синусоидальной формы усиливаемого сигнала
ник каждого из его узлов (уь у2, у3 . . . уп):
Тобщ = Кт? + у 2 + • • • +	(2.61)
Коэффициент гармоник регламентируется ГОСТом (в частности, ГОСТом 5968—51).
Так, для радиовещательных усилителей и для усилителей звуковоспроизводящих устройств киноустановок он не должен превышать 6 %.
Нелинейные искажения вносятся в основном работой оконечного мощного усилителя. Это объясняется тем, что в целях получения наибольшей мощности на выходе такого усилителя на его вход подается напряжение со значительной амплитудой. Поэтому сеточная характеристика ламп, работающих в оконечном мощном усилителе, используется наиболее полно, включая иногда и криволинейные участки.
§ 8.	ВЫХОДНАЯ МОЩНОСТЬ. ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ, к. п. д.
Выходной мощностью усилителя Рвых принято называть полезную колебательную электрическую мощность, выделяемую на сопротивлении внешней нагрузки усилителя ZH.
Обозначив действующее значение падения напряжения на сопротивлении нагрузки как С7ВЫХ, а действующее значение тока через нагрузку как /вых, можно определить величину выходной мощности (в вольтамперах) одним из выражений:
Рвых = ^вЬх-Ъых =	= Ь2ь,х -Z„ («а).	(2.62)
Если допустить, что сопротивление нагрузки носит чисто активный характер и его величина не зависит от частоты, т. е.
Z„ = /?н = const,	(2.63)
то мощность Рвых, определяемая одним из выражений равенства (2.62), будет выражена в ваттах.
Во время работы усилителя низкой частоты на его вход непрерывно поступает сигнал сложной формы, интенсивность которого все время изменяется. Выше было показано, что при таком обстоятельстве будет изменяться действующее значение выходного напряжения С7Вых’ А это, в свою очередь, приводит к изменению и зависящей от UBblx величины выходной мощности Рвых.
Если предположить, что выполняется условие (2.63), то величину выходной мощности можно выразить отношением:
РВЫх = ^*	(2.64)
что позволяет воспользоваться рис. 18, где приведена кривая зависимости выходной мощности (кривая Рвых) и коэффициента гармоник (кривая у) от входного напряжения. Форма первого из этих графиков, совпадающая с формой графика, приведенного на рис. 16, б, указывает на то, что при увеличении напряжения входного сигнала одновременно увеличиваются и входная мощность Рвх и вносимые усилителем нелинейные искажения.
Наибольшая выходная мощность, какую может отдать усилитель (если не обращать внимания на появляющиеся при этом большие нелинейные искажения), называется максимальной мощностью. Так, при величине входного сигнала Z7MaKC нелинейные искажения достигают предельного, недопустимо большого значения (см. рис. 18); выходная мощность также становится наибольшей (Рмакс) и ПРИ дальнейшем увеличении входного напряжения (t/BX > ^макс) Уже не растет. Такое значение выходной мощности и является максимальным, а случай
(2.65)
перегрузкой усилителя со стороны входа. В связи с недопустимо большими нелинейными искажениями, возникающими в случае (2.65), возбуждение максимальной мощности в процессе эксплуатации усилителя не допускается.
Кроме максимальной различают еще номинальную, или паспортную, мощность. Это наибольшая мощность, которую отдает усилитель на выходе при условии, что нелинейные искажения, появляющиеся при этом, не будут превышать заданной конкретно
Р8ызЛ
Рис. 18. Зависимость выходной мощности и нелинейных искажений от входного сигнала
для данного усилителя величины. Поэтому ссылка на величину номинальной мощности всегда сопровождается указанием на соответствующую величину коэффициента гармоник; например: Рном — 40 вт при упом < 1,8%. Номинальная мощнос ть всегда меньше максимальной.
На рис. 18 показано, что номинальное значение выходной мощности Риом возбуждается на выходе усилителя при подаче на его вход соответствующей (номинальной) величины напряжения входного сигнала С7Н0М-
Мощность РПик, появляющаяся на выходе усилителя при кратковременных пицовых значениях напряжения на входе С7ПИК и при несколько повышенных, но все же допустимых * нелинейных искажениях, называется пиковой мощностью.
Как видно из рис. 18, пиковое значение выходной мощности всегда больше номинального, но меньше максимального:
Рмакс -Рпик Рном-	(2.66)
* В пределах ГОСТа или специально оговоренных в паспорте усилителей (см. на рис. 18 величину упик).’
Кроме максимального, номинального и пикового значения выходной мощности различают еще так называемую минимальную мощность (или мощность помех), о которой сказано ниже (см. § 9 этой главы).
Заметим лишь, что н арис. 18 это значение представлено величиной Рмин, возбуждаемой при ?7ВХ = 0.
Выходная мощность усилителя еще не полностью характеризует его эксплуатационные свойства.
Одна и та же величина выходной мощности в различных усилителях может быть получена при различных значениях входного напряжения. Может быть и так, что при одних и тех же величинах входного напряжения различные усилители развивают на выходе неодинаковую мощность. Это объясняется как неодинаковым количеством ступеней усиления, так и различными типами применяемых ламп и режимами их работы.
Чтобы дать более полное представление об эксплуатационных свойствах того или иного усилителя, пользуются понятием чувствительности.
Под этим термином понимается специальный параметр усилителя, характеризующий его способность воспринимать и усиливать слабые электрические сигналы. Номинальная * чувствительность количественно оценивается наименьшей величиной напряжения входного сигнала, при которой на выходе возбуждается номинальное значение выходной мощности Рном и измеряется в милливольтах.
Так, если какой-либо усилитель развивает номинальную мощность на выходе при подаче на вход переменного напряжения, амплитуда которого равна 8 же, это значит, что чувствительность данного усилителя равна 8 мв.
Современные звуковоспроизводящие устройства киноустановок оснащены усилителями, имеющими несколько входов с различной чувствительностью. Это необходимо для того, чтобы на выходе такого усилителя возбуждалась одна и та же величина номинальной мощности во всех случаях подключения на его входы различных источников сигнала: фотоэлектронного умножителя, магнитной головки, звукоснимателя, микрофона. В табл. 3 показаны приближенные величины действующего значения напряжений, развиваемых некоторыми типами источников входного сигнала.
Некоторое значение в работе усилителя имеет и такой эксплуатационный показатель его работы, как коэффициент полезного действия (к. п. д.).
Различают два вида к. п. д. усилителя: электрический и промышленный.
* Иногда в определении чувствительности слово «номинальная» опускается.
Таблица 3
Значения напряжений, развиваемых некоторыми источниками входного сигнала
Источник входного напряжения	U	jvte	Источник входного напряжения	
Фотоэлементы (в зву-	54-8	Динамический ми-	0,34-2
ковом кино) Фотоэлектронные	304-50	крофон Детекторный каскад	10004-3000
умножители (там же)' Магнитная головка (там же) Угольный микрофон Ленточный микрофон	0,4-41,0 14-5 0,2-41	радиоприемника Электромагнитный звукосниматель Пьезоэлектрический звукосниматель	804-150 100-4300
Электрический к. и. д. отдельной ступени усиления на электронной лампе или транзисторе определяется как отношение полезной мощности, развиваемой на сопротивлении нагрузки, к мощности, потребляемой от источника питания анодной цепи или цепи коллектора:
Пэ =	100 (%); ч, =	100 (%).	(2.67)
*а	"к
Под промышленным (или полным) к. п. д. подразумевается отношение полезной мощности к полной мощности, потребляемой от всех источников питания (анодная цепь, накал, цепь экранирующей сетки и др.):
Лир = s—100 %.	(2.68)
г ист
Поскольку в ступени усиления на транзисторе мощность источников питания расходуется только в цепи коллектора, постольку величины электрического и промышленного к. п. д. для такого усилителя будут равны. В усилителе на электронной лампе электрический к. п. д. всегда будет больше промышленного, так как при вычислении последнего учитывается потребление мощности не только в анодной, но и во всех других цепях.
Электрический к. п. д. всего усилителя в целом определяется как отношение номинального значения выходной мощности к величине мощности, потребляемой анодными цепями и цепями коллекторов всех ступеней:
р	*
п к — ^ном "Пэ общ 2ра + 2рк
Промышленный к. п. д. усилителя определяется как отношение номинального значения выходной мощности к мощности, потреб-
* Если усилитель только электронный или только .транзисторный, то из знаменателя правой части (2.69) исключается соответственно или 2Ра.
(2.69)
(2.70)
ляемой от всех источников питания (анодные цепи, цепи накала, цепи экранных сеток, цепи коллекторов и др.):
__________ -Рцом Чпр. Общ _ уп
лгист
Электрический к. п. д. отдельных усилителей колеблется, в зависимости от режима работы и типа усилительного элемента, в пределах от 30 до 70%. Промышленный к. п. д. бывает ниже (10 н- 40%) и зависит как от типа усилительного элемента, так и от экономичности катодов применяемых электронных ламп.
В связи с незначительной затратой мощности в предварительных усилителях, особенно если они транзисторные, к. и. д. усилителя (как электрический, так и промышленный) регламентируется главным образом оконечным каскадом (усилителем мощности).
§ 9.	ДИНАМИЧЕСКИЙ ДИАПАЗОН. ПОМЕХИ
Динамическим диапазоном называется специальный параметр любого четырехполюсника, характеризующий пределы возможного изменения интенсивности передаваемого сигнала. Максимальное значение этого сигнала обычно ограничивается наибольшей мощностью, возбуждаемой на выходе четырехполюсника, а минимальное — той наименьшей мощностью Рмин (см. рис. 18), которая регламентируется так называемыми внутренними и внешними помехами.
Минимальная мощность возбуждается на выходе усилителя и тогда, когда напряжение полезного входного сигнала равно нулю. Количественно динамический диапазон четырехполюсников принято оценивать отношением уровня сигнала к уровню помех, измеренных одинаковым способом, например по амплитудным, пиковым значениям или по мощности (последнее наиболее приемлемо): РМакс/^мин- Это отношение, получившее название отношения (или диапазона) сигнал/шум, удобнее всего выражать в логарифмических единицах, в частности в децибелах. Для усилителей эту величину можно с определенным допуском выразить fc/m=101g^ (дб),	(2.71)
гмин
поскольку верхний уровень воспроизводимого сигнала ограничи-вается величиной номинального значения выходной мощностиР11ОМ*.
Следовательно, отношение сигнал/шум (или диапазон мощностей на выходе усилителя от номинальной мощности до мощности помех) и следовало бы называть динамическим диапазоном.
* Если в паспорте усилителя не оговорено какое-либо другое условие, например определение динамического диапазона по пиковому значению этой мощности.
В действительности же динамический диапазон усилителей звуковых киноустановок всегда бывает на 6 н- 10 дб меньше величины, определяемой выражением (2.71):
^„ = 1018-^!-----6 (дб).	(2.72)
г помех
Это объясняется тем, что удовлетворительно различимый человеческим ухом интервал мощностей (громкостей) равен примерно 6 <96, вот почему наименьший уровень воспроизводимого сигнала и должен быть выше уровня помех не менее чем на эту величину, в противном случае этот минимальный полезный сигнал будет неразличим — он окажется замаскированным помехами. На рис. 18 и показано, что
ЯдИН = Dc/m-(6 <-10) дб.	(2.73)
Отношение сигнал/шум (29с/ш), как видно из (2.71), всегда будет положительно, поскольку Рпои > ^Рпомех- Это же отношение иногда выражают равной, но противоположной по знаку величиной,— так называемым уровнем помех:
bnoM„ = 101g^^- (дб)	(2.74)
Г1ЮМ
или, поскольку и Рном и РПомех измеряются на одном и том же сопротивлении нагрузки:
i„oMex=201g^®i (дб).	(2.75)
и ном
Эта величина показывает, на сколько децибел уровень помех на выходе данного усилителя ниже номинального значения его полезной выходной мощности.
Мощность на выходе усилителя изменяется пропорционально амплитуде напряжения, подаваемого на вход, т. е. пропорционально громкости воспроизводимого звука.
Многочисленные эксперименты в области акустики показали, что мощность звуковых колебаний может изменяться в очень больших пределах. Например, мощность при самом громком звучании большого симфонического оркестра примерно в 109 раз больше мощности тихого человеческого шепота. Нетрудно определить, что в логарифмических единицах это составит 10 1g 109= = 90 дб.
Очевидно, выходная мощность усилителя для сохранения естественности звукопередачи должна была бы также изменяться в этих пределах.
Однако создать усилитель с таким динамическим диапазоном (90 дб) почти невозможно (во всяком случае, используя современные, достаточно сильно шумящие электронные лампы, транзисторы и другие детали). Да в этом и нет особой необходимости.
Дело в том, что естественный динамический диапазон симфонического оркестра в составе до 100 музыкантов лежит в пределах 70 -4-80 дб; для очень точного воспроизведения человеческой речи необходим динамический диапазон не более 60 дб, в то время как более или менее удовлетворительное ее воспроизведение требует наличия динамического диапазона всего около 30 дб. Поэтому в звуковом кино и высококачественном (УКВ) радиовещании оказывается достаточным динамический диапазон порядка 60 дб, а, например, в телефонии — всего лишь 20 -4- 30 дб.
Нижний уровень динамического диапазона усилителя ограничен, как указано выше, помехами системы звуковоспроизведения, возникающими по разным причинам.
Попытка расширить динамический диапазон только за счет прямого увеличения выходной мощности ни к чему не приведет, так как при этом одновременно возрастет (иногда еще в*болыпей степени) мощность помех. Поэтому особое внимание уделяется обычно методам подавления помех как при расчете и конструировании усилителя, так и в процессе его эксплуатации. Помехи, в широком смысле этого термина,— это воздействия, искажающие передаваемые сообщения; они сказываются при передаче речи, музыки, изображений, команд управления и т. п. Различают помехи импульсные и флуктуационные *. Первые из них — это, в общем случае, беспорядочная последовательность отдельных импульсов произвольной формы и длительности, появляющихся в случайные моменты времени, причем интервалы времени между импульсами гораздо больше длительности самих импульсов. Такого рода помехи, возникающие в усилителях низкой частоты, прослушиваются (в громкоговорителе) в виде характерных отдельных потрескиваний или шорохов различной длительности и интенсивности.
Флуктуационные помехи, которые называют также гладкими, представляют собой непрерывный во времени случайный процесс. Слуховое восприятие флуктуационных помех подобно чуть приглушенному восприятию отдаленно шумящего водопада. Заметим, что характер помех зависит как от свойств их источников, так и от полосы пропускания (диапазона частот) усилителя. При прохождении импульсных помех может произойти наложение реакций от отдельных импульсов; при большом числе взаимных наложений эти помехи становятся флуктуационными. Поэтому приведенное выше деление помех на импульсные и флуктуационные условно; граница между этими видами помех не резка.
Помехи могут быть внутренние и внешние. Внутренние помехи, как и внешние, могут быть импульсными или флуктуационными. Импульсные внутренние помехи, возникая вследствие наличия
* Флуктуации — самопроизвольные, хаотические (носящие случайный характер) изменения какой-либо величины.
в схеме усилителя ненадежных электрических контактов, свидетельствуют о той или иной его неисправности. Причины флуктуационных внутренних помех, именуемых иногда шумами, заложены в физической природе материи, вследствие чего такие помехи — явление неизбежное. Они появляются за счет тепловых флуктуаций тока в проводниках и сопротивлениях (особенно с углеродистым токопроводящим слоем), за счет дробового эффекта в электронных лампах и полупроводниковых приборах (в частности, транзисторах), происходящего из-за случайного характера движения электронов. Эти помехи связаны с дискретной (прерывистой) природой электрического тока и представляют собой последовательность очень коротких и слабых электрических импульсов, появляющихся хаотически в большом количестве. Их спектральная плотность, т. е. количество импульсов на единицу ширины полосы пропускания (диапазона частот), допустим на каждую тысячу герц, одинакова в любой области частот. Поэтому чем шире диапазон частот усилителя, тем большей будет величина возникающих в нем внутренних флуктуационных помех (шумов).
Способность усилителя возбуждать внутренние помехи (шумы) той или иной интенсивности может быть охарактеризована специальным параметром — коэффициентом шума (или фактором шума — шум-фактором) Fm. Этот параметр количественно измеряется отношением полной мощности шумов на выходе четырехполюсника (в том числе и усилителя) к той ее части, которая обусловлена собственными шумами генератора (источника) входного сигнала, согласованного с данным четырехполюсником. Следовательно, шум-фактор показывает, во сколько раз отношение номинальной мощности сигнала к мощности помех на выходе усилителя больше такого же отношения на его входе:
р — &вых ном • ^*вх ном	(2 76)
Рвых помех Рвх помех
Коэффициент шума идеального (нешумящего) четырехполюсника равен единице; для реальных четырехполюсников, в том числе и для всех видов усилителей:
Лп>1.	(2.77)
Коэффициент шума, как и многие другие параметры усилителя, удобно выражать в логарифмических единицах — децибелах:
Fw = 101g КЪ (Лвх .помех. \2.	(2.78)
\ U вых помех /
Коэффициент шума двух смежных ступеней усиления (в отвлеченных числах) определяется формулой
Л>бщ«Л + ^-	(2-79)
Здесь:
^общ — общий для этих двух ступеней коэффициент шума;
Fy — коэффициент шума первой из ступеней;
F2 — коэффициент шума второй (последующей) ступени;
KY — коэффициент усиления первой ступени.
Из выражения (2.79) видно, что при достаточно большом коэффициенте усиления первого из двух усилителей Ki общий для них коэффициент шума ^общ определяется главным образом коэффициентом шума первого:
Аобщ ~ Fl при К{ » 1.	(2.80)
Поэтому для уменьшения общего шума усилителя необходимо на его входе использовать ступень с малым коэффициентом шума и большим коэффициентом усиления.
Внешние помехи разделяются на промышленные (индустриальные) и атмосферные. Первые из них создаются разнообразными промышленными электрическими установками, главным образом такими, где имеет место коммутация (разрыв и включение) электрических цепей, сопровождающаяся искрообразованием (работа коллекторных электродвигателей, электрической угольной дуги, электросварки, рентгенаппаратуры, работа электротранспорта и т. п.).
К числу этих же индустриальных внешних помех следует отнести действующие в пространстве, где расположен усилитель, всевозможные переменные электрические, магнитные и электромагнитные поля, частота изменения которых лежит в пределах звукового диапазона, а также образуемые сложением двух или нескольких высокочастотных полей биения — такие же поля с более низкой частотой колебаний. Атмосферные помехи, обусловленные главным образом молниевыми разрядами, на усилители низкой частоты почти никакого влияния не оказывают.
Способность усилителя противостоять внешним помехам характеризуется его помехозащищенностью и помехоустойчивостью.
Помехозащищенность — специальный параметр, определяющий способность усилителя правильно воспринимать и передавать полезный сигнал, несмотря на наличие в данном пространстве внешних помех; под этим подразумеваются все средства, в том числе и действие специальных устройств, защищающих вход усилителя от внешних помех.
Помехоустойчивостью усилителя принято называть его способность правильно передавать полезный сигнал, несмотря на наличие помех на входе. Поскольку в данном случае предполагается, что помехи уже проникли на вход, определением помехоустойчивости не охватывается действие тех устройств, которые защищают вход усилителя от проникновения внешних помех.
Если условно обозначить помехозащищенность усилителя через П3, его помехоустойчивость через /7У, а эффективность дей-
ствия устройств, защищающих вход усилителя от проникновения внешних помех через коэффициент защиты
К3 ^гюм вн ,	(2.81)
где t/пом вн — условное напряжение помех вне входа усилителя;
С/Пом вх — напряжение помех, проникших на его вход, то
Па = КяПу.	(2.82)
Помехозащищенность усилителя всегда выше его помехоустойчивости и будет равна последней лишь при Кл — 1, т. е. в случае, когда средства защиты входа усилителя не применены или действуют неэффективно.
Следовательно, если помехоустойчивость усилителя определяется его способностью в какой-то мере подавлять проникшие на вход внешние (и приведенные к входу внутренние) помехи, то помехозащищенность характеризует и это свойство усилителя и, кроме этого, еще его способность не допускать проникновения на вход внешних помех. Понятие помехозащищенности поэтому несколько шире понятия помехоустойчивости.
§ 10.	СТАБИЛЬНОСТЬ РАБОТЫ. НАДЕЖНОСТЬ
Стабильность (или постоянство) работы любого электронного устройства, в том числе и любого усилителя, сводится в идеале к неизменности его основных параметров во времени, главным образом в процессе эксплуатации. Разумеется, что все параметры любого устройства, в том числе и усилителя, с течением времени как-то изменяются.
Этот процесс постепенного и непрерывного изменения параметров усилителя (в частности его коэффициента усиления), вызываемый действием старения его узлов и элементов, а также и воздействием внешней среды, называется старением устройства. Но коэффициент усиления изменяется не только в результате старения, а и при замене электронных ламп, работающих в данном усилителе, при колебании анодного напряжения, напряжения накала ламп, напряжения коллектора в транзисторных схемах.
В результате в любом усилительном устройстве не бывает полной стабильности коэффициента усиления, а следовательно, имеют место некоторые изменения величин выходного напряжения и выходной мощности при неизменном значении амплитуды напряжения на входе.
Некоторая нестабильность усиления допускается в зависимости от назначения усилителя и условий его эксплуатации.
Под стабильностью усиления подразумевается не только определенная неизменность коэффициента усиления, но и неизменность
4 И. Я. Чудновский
49
(в определенных пределах) амплитуды выходного напряжения при возможных изменениях величины сопротивления нагрузки. Почти в любом усилителе низкой частоты, в том числе и в усилителях звуковой кинопроекции, величина сопротивления нагрузки не остается постоянной, а изменяется в зависимости от частоты усиливаемых колебаний и ряда других факторов. При таких изменениях сопротивления нагрузки изменяется и величина выходного напряжения, что приводит к нежелательным изменениям громкости звучания, искажающим характер воспроизводимого звука. Поэтому всегда стремятся к тому, чтобы напряжение на выходе усилителя зависело от величины сопротивления нагрузки в возможно меньшей степени. Идеальным случаем следует считать такой, когда напряжение на выходе усилителя при сбросе нагрузки (режим холостого хода) равно выходному напряжению при нормальной величине сопротивления нагрузки. Однако на практике в лучших случаях выходное напряжение холостого хода превышает величину выходного напряжения при нормальной нагрузке на 25-40%.
Стабильность работы усилителя, являясь одним из важных его свойств, может нарушаться как по определенным законам, так и непредвиденно. В этом смысле понятие стабильности работы тесно переплетается с понятием надежности, точнее, более узкое понятие стабильности работы электронного устройства (в частности усилителя) охватывается более широким понятием его надежности.
Надежностью любого устройства принято называть совокупность свойств этого устройства, определяющих степень его пригодности для использования по прямому назначению и связанных с возможностью появления неисправностей при его эксплуатации.
Надежность охватывает такие свойства усилителя, как его безотказность, долговечность и ремонтопригодность. Теория надежности, наука, изучающая вопросы максимальной эффективности использования различных устройств, устанавливает закономерности возникновения неисправности этих устройств (в том числе усилителей) и восстановления их работоспособности, рассматривает влияние внешних и внутренних воздействий на стабильность параметров, изыскивает способы повышения надежности при конструировании и изготовлении таких устройств, а также способы сохранения надежности в процессе их эксплуатации. Надежность любого вида электронной аппаратуры, в том числе и рассматриваемых ниже типов усилителей низкой частоты, зависит главным образом от надежности комплектующих эту аппаратуру элементов: электронных ламп, полупроводниковых приборов, резисторов, конденсаторов, моточных деталей (трансформаторов и дросселей), контактных групп (ламповых панелей, штеккерных разъемов, коммутационных панелей и пр.). При этом, чем большее количе
ство однотипных элементов используется в той или иной усилительной системе, тем меньше надежность всей системы в целом.
Количественно надежность можно оценивать одним из двух методов: 1) по количеству случаев полной или частичной утраты работоспособности (так называемых отказов системы) за определенный промежуток времени и 2) по времени от момента начала эксплуатации до момента возникновения первого же отказа (или по промежутку времени, прошедшему между двумя смежными отказами). Опыт показывает, что в разных экземплярах одной и той же марки усилительных устройств отказы возникают в различных узлах и в неодинаковые промежутки времени. Поэтому надежность той или иной марки усилительного устройства определяется вероятностными характеристиками, которые показывают, какова вероятность возникновения того или иного характерного отказа в течение определенного периода эксплуатации устройства.
Глава 3
МЕЖДУКАСКАДНЫЕ И ВНУТРИКАСКАДНЫЕ СВЯЗИ
§ 1. СКЕЛЕТНАЯ СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ
Обычно в усилителе используется несколько ламп или транзисторов, так как усиление, даваемое одним элементом, в ряде случаев недостаточно. Пусть, например, необходимо усилить переменное напряжение, равное £7ВХ — 0,005 в, до напряжения 10
^вых — Ю ei т- е- усилить входной сигнал в = 2000 раз, U
что соответствует общему коэффициенту усиления К, равному
#=-^- = -^--2000.
Овх 0,005
Предположим, что с помощью одной лампы (одного транзистора), или, как говорят, одной ступени (одного каскада) усиления, удается получить усиление напряжения в 40 раз (коэффициент усиления первого каскада Кх — 40). Для дальнейшего усиления напряжение с выхода первого каскада подается на вход следующего, второго каскада. Предположим, что его коэффициент усиления К2 также равен 40. Тогда общий коэффициент усиления обоих каскадов будет
А’общ = 40-40 —1600.
Для получения требуемого коэффициента усиления К = 2000 напряжение с выхода второго каскада надо подать на трети!! каскад, усиление которого К3 — 1,25.
Тогда общий коэффициент усиления усилителя окажется
#общ = КГК2К3 = 40-40-1,25- 2000.
Таким образом, для получения необходимой величины напряжения пришлось применить усилительное устройство, состоящее из трех каскадов усиления, в каждом из которых работает одна усилительная электронная лампа или один транзистор.
На рис. 19,а приведена так называемая скелетная схема рассмотренного трехкаскадного усилителя.
Количество каскадов в каждом отдельном случае определяется величиной общего коэффициента усиления, которую необходимо получить в данном усилительном устройстве, и параметрами применяемых в нем усилительных элементов (электронных ламп или транзисторов). Не следует, однако, делать вывод, что количество каскадов раз и навсегда определяет собой количество таких
Вход ^6х
K34,Z5
Выход Ввых
Рис. 19. Скелетная схема усилителя (а), непосредственная (б), емкостная (в), индуктивная (г), прямые связи


усилительных элементов, работающих в данном усилительном устройстве. Как будет видно из дальнейшего, количество ламп или транзисторов, работающих в усилителе, может быть равно или больше количества каскадов усиления. Не следует также полагать, что все каскады усиления в одном и том же усилительном устройстве одинаковы по своему назначению, схеме и характеру работы. В рассмотренном выше трехкаскадном усилителе последний — третий — каскад может иметь назначение, несколько отличное от назначения первых двух.
Если на выходе последнего каскада должен быть включен громкоговоритель, для работы которого необходима, например, мощность 10 вт, то очевидно, что наиболее показательной величиной для характеристики свойств последнего каскада будет являться величина отдаваемой им мощности.
Для первого каскада величина мощности, развиваемой на его выходе, не является существенной для характеристики его свойств, так как второй каскад рассчитывается так, чтобы мощность, потребляемая его входной цепью, была ничтожно малой. Показательной величиной для оценки свойств первого каскада является величина выходного напряжения.
Поэтому и различают каскады усиления напряжения и каскады усиления мощности. Конечно, и те и другие усиливают мощность, но в каскадах усиления напряжения выходное напряжение всегда
больше входного, в то время как для каскадов усиления мощности это условие не обязательно. Действительно, если мощность на входе каскада усиления мощности равна
р _ Ubx
ГВХ — ~п 5 ^*ВХ
а мощность на его выходе
D ____ Uвых
*вых — "Б	,
/гвых
ТО
Р ВЫХ   U ВЫХ' ^вх
^вх ~ и2вх-ЯВЫх и
___________♦
^ВЫХ  | / Рвых'-^вых
ВХ	' Рвх'РвХ
Пусть, например:
^ВЫХ Ю
Рвх — 3 вт', х>Х	’
йвых == 5 OMj
Явх = 200000 ом.
Тогда
^£bix_ __10_ = ю ООО-
Рвх Ю~3	’
^ВЫХ __ 1 /	10-5 р £
Увх V 10-3.2-105 —
т. е. мощность увеличилась в 10 000 раз, а напряжение уменьшилось в два раза.
Каскады усиления напряжения в свою очередь разделяются на каскады предварительного усиления и так называемые предмощ-ные, или предоконечные, каскады. В задачу первых входит усиление напряжения, подаваемого непосредственно от источника сигнала (фотоэлемента, магнитной головки, микрофона, адаптера); предмощный каскад кроме усиления напряжения, полученного после усиления предварительными каскадами, доводит мощность до величины, необходимой для нормальной работы оконечного мощного каскада.
Таким образом, в каждом усилительном устройстве могут быть три типа каскадов усиления: предварительные каскады (или каскады предварительного усиления), предоконечный каскад и мощный оконечный каскад.
В некоторых случаях, когда напряжение входного сигнала достаточно велико, функции предварительного и предмощного
каскадов объединяются в одном каскаде усиления; это положение имеет место, например, в радиоприемниках. В тех случаях, когда величина входного сигнала мала, возникает необходимость применения нескольких каскадов предварительного усиления; тогда общее количество каскадов во всем усилительном устройстве доходит до четырех-пяти и более. Это имеет место, когда источником входного сигнала является фотоэлемент или малочувствительный микрофон, а также когда выходная мощность усилителя должна быть относительно большой, и для получения такой выходной мощности необходимо подать на сетку лампы мощного каскада достаточно большое по величине напряжение.
§ 2.	ПРЯМАЯ И ОБРАТНАЯ СВЯЗИ
Систему связи между отдельными каскадами усилителя, описанную в § 1 данной главы и характеризуемую тем, что выходной сигнал первого каскада подается на вход второго, выходной сигнал второго каскада — на вход третьего и т. д., можно условно назвать прямой связью.
В зависимости от назначения, схемы и свойств смежных каскадов и всего усилителя, прямая связь может быть: 1) непосредственной (или гальванической), когда выходной сигнал предшествующего каскада подается на вход последующего путем непосредственно электрического (гальванического) соединения выхода первого и входа второго (см. рис. 19,6); 2) емкостной, когда элементом связи между двумя смежными каскадами служит конденсатор (см. рис. 19,в); 3) трансформаторной, когда выходной сигнал предшествующего каскада поступает на зажимы первичной обмотки междукаскадного (согласующего) трансформатора, а сигнал на вход последующего каскада подается с зажимов вторичной обмотки этого трансформатора (см. рис. 19,г) *.
Понятие прямой связи, очень редко употребляемое в литературе, помогает, однако, выяснить сущность другого явления — обратной связи. Обратная связь — это воздействие выходной величины какой-либо системы (электрической, электронной, механической и др.) на входную величину этой же системы, вследствие чего результат действия такой системы оказывает существенное влияние на характер этого действия.
В усилителях низкой частоты (безразлично каких — электронных или полупроводниковых) под термином обратная связь понимают явление, когда часть выходного сигнала всего усилителя или его отдельного каскада поступает обратно на вход этого же усилителя или каскада. Если прямая связь — явление обязательное, специально создаваемое в усилителях, без которого немыслимо
* Все названные виды прямой междукаскадной связи подробно рассмотрены в последующих главах.
нормальное функционирование такого устройства, то обратная связь может быть явлением и желательным и нежелательным в том
смысле, что этот вид междукаскадной или внутрикаскадной связи может быть создан в определенных целях искусственным путем,
но может возникать и самопроизвольно.
В скелетном виде случай охвата усилителя (или отдельно взятого каскада) обратной связью представлен на рис. 20.
Элемент (или узел) обратной связи 2 в общем случае представляет собой какой-либо пассивный четырехполюсник, например в простейшем виде — делитель напряжения, состоящий из двух активных сопротивлений. Входным напряжением такого четырехполюсника будет служить выходное напряжение усилителя t7BbIX, а выходным — напряжение обратной связи Uр. Коэффициент передачи напряжения у такого четырехполюсника (обозначим его греческой букой |3) окажется в этом случае равным
2
6'пых
(3.1)
Рис. 20. Скелетная схема обрат-Hoii связи:
1 — усилитель (или каскад), охваченный обратной связью; 2 — элемент (или узел) обратной связи, с помощью которого оказывается возможным часть выходного напряжения ^вых передать обратно на вход этого же усилителя или каскада в виде напряжения обратной связи Up; UBX — напряжение входного сигнала, поступающее от внешнего источника или с выхода предшествующего каскада; U(.—напряжение возбуждения, действующее непосредственно на зажимах сетка — катод электронной лампы или база — эмиттер транзистора данного каскада (или первого каскада усилителя)
так как для любого четырехполюсника этот коэффициент определяется отношением выходного напряжения к входному.
Из предыдущего (см. главу 2, § 4) известно, что у пассивных четырехполюсников коэффициент передачи всегда меньше единицы, но больше нуля. Следовательно, и в рассматриваемом случае будет справедливо неравенство
(3.2)
Благодаря описанным обсто
ятельствам напряжение с выхода усилителя или отдельного каскада подается обратно на его вход неполностью. Величина |3, именуемая в данном случае еще и коэффициентом обратной связи и математически определяемая выражением (3.1), численно показывает, какая именно часть выходного напряжения усилителя (каскада) подается на его вход в качестве напряжения обратной связи:
(7в = ₽Щвых.	(3.3)
Как видно из (3.1), коэффициент обратной связи |3 может измеряться либо в отвлеченных числах, либо в процентах. Поскольку у пассивных четырехполюсников напряжение выхода меньше
напряжения входа, постольку для узла обратной связи всегда оправдывается условие
UВ Uвых-
(3.4)
Один из граничных случаев выражения (3.2), а именно [3 = = 0, соответствует переводу переключателя П на рис. 20 в положение 2, в результате чего = 0, a UC = UBX, что указывает на полное отсутствие обратной связи (нулевая обратная связь), в то время как второй граничный случай (|3 — 1) свидетельствует о 100%-ной обратной связи, т. е. о явлении, когда полностью все выходное напряжение используется в качестве напряжения обратной связи (С7р = £7ВЫХ).
§ 3.	ПОЛОЖИТЕЛЬНАЯ И ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗИ
Из скелетной схемы, приведенной на рис. 20, видно, что при положении ползунка переключателя П на контакте 1 вектор напря
Рис. 21. Фазовые сдвиги при положительной (а) и отрицательной (б) обратной связи
жения Uc будет всегда равен сумме векторов напряжения входного сигнала £7ВХ и напряжения обратной связи U
йс = йа + ие.	(3.5)
В области средних частот между напряжением выхода усилителя и его входным напряжением существует сдвиг фаз, определяемый одним из двух значений фазового угла:
(р =—0	(3.6)
или
ср = 180°.	(3.7)
Это значит (рис. 21), что выходной сигнал в этой области частот может либо совпадать по фазе с входным сигналом, когда ф = 0 (а), либо находиться в противофазе, когда ф =- 180°(б).
Напряжение обратной связи Uр, являясь частью выходного напряжения £7ВЫХ, совпадает, естественно, с ним по фазе. Вследствие этого на входе усилителя (каскада) может возникать одно
из двух явлений: арифметическое сложение напряжения обратной связи U р с напряжением входного сигнала £7ВХ (когда (р — 0) или такое же вычитание этих напряжений (когда ср = 180°).
Поэтому выражение (3.5) для первого случая (рис. 21, а) может быть переписано в виде
Uc = UBX-\-U^.	(3.8)
Такой случай, когда фаза напряжения обратной связи Uр совпадает с фазой напряжения входного сигнала £7ВХ, в результате чего напряжение Uc оказывается равным их сумме, принято называть позитивной (или положительной) обратной связью.
Для второго случая (рис. 21, б), когда (р = 180°, т. е. когда напряжение обратной связи Uр поступает на вход усилителя (каскада) в противофазе к напряжению входного сигнала UBX, справедливо будет записать выражение (3.5) в виде *
ис = иъх-и,.	(3.9)
Как видно из (3.9), теперь, при ф = 180°, напряжение Uc оказывается равным разности между напряжением входного сигнала иъх и напряжением обратной связи Uв результате чего такое явление и получило название негативной (или отрицательной) обратной связи.
По причинам, изложенным ниже, в усилителях низкой частоты широко применяется отрицательная обратная связь и совершенно не используется положительная.
§ 4.	ОСНОВНЫЕ ЗАКОНОМЕРНОСТИ
В главе 2, § 4 было показано, что коэффициент усиления по напряжению для одиночного каскада или всего усилителя в целом определяется отношением (2.23):
Если на рис. 20 перевести ползунок переключателя П в положение 2, то напряжение обратной связи Uр поступать на вход данного усилителя (или отдельного каскада) не будет и, следовательно, этот усилитель (каскад) не будет охвачен обратной связью, вследствие чего напряжение возбуждения на зажимах сетка—катод (или база — эмиттер) окажется равным напряжению входного сигнала: Uc = £7ВХ. Поэтому применительно к схеме рис. 20 выражение (2.23) для коэффициента усиления каскада (усилителя) без учета обратной связи может быть переписано в виде
# =	'	(3.10)
с
так как именно это отношение характеризует работу собственно усилителя (каскада), исключая влияние цепи обратной связи.
Если же перевести ползунок переключателя П в положение 1, т. е. если ввести отрицательную обратную связь, то коэффициент усиления этой же схемы с учетом влияния цепи обратной связи может быть записан в виде (см. рис. 20):
ке = -^.	(3.11)
и вх
В этом случае на входных зажимах усилителя действует разность между напряжением сигнала и напряжением обратной связи (являющимся частью выходного напряжения). При каком-либо увеличении выходного напряжения £7ВЫХ произойдет пропорциональное увеличение напряжения обратной связи U$ и, следовательно, уменьшение возбуждающего сигнала Uc. Это явление должно незамедлительно вызвать (и вызовет!) уменьшение начавшего было увеличиваться выходного сигнала. Если же произойдет какое-то уменьшение выходного сигнала, то одновременно уменьшится и напряжение обратной связи Uа напряжение возбуждения Uc увеличится, что вызовет незамедлительное увеличение выходного сигнала. Как видно из сказанного, любое изменение величины выходного напряжения в усилителе, охваченном отрицательной обратной связью, вызывает в конечном итоге действие противоположного характера: если выходное напряжение имело тенденцию к увеличению, то отрицательная обратная связь препятствует этому, вызывая уменьшение этого напряжения, и, наоборот, начавшее было уменьшаться выходное напряжение будет восстановлено (увеличено) до номинального значения. Все это означает, что применение отрицательной обратной связи стабилизирует выходной сигнал, делая его независимым от случайностей.
Для количественного определения величины коэффициента усиления каскада (усилителя), охваченного отрицательной обратной связью, воспользуемся ранее приведенным выражением (3.9) ис = ивх-и„
откуда величина напряжения входного сигнала
Подставляя получим	t7BX —t7c + ^(3-	(3.12) полученное значение £7ВХ из (3.12) в (3.11), =	(ЗЛЗ)
Известно, что напряжение обратной связи (3.3)
Поэтому	^|3 Р  UВых- к*-• <3-14)
Если и числитель и знаменатель выражения (3.14) разделить на одну и ту же величину Uc, то коэффициент усиления каскада
(усилителя), охваченного отрицательной обратной связью, окажется равным
=	(3.15)
Из выражения (3.15) видно, что поскольку произведение |3• К положительно, постольку (1	|3 • К) >> 1 и, следовательно,
коэффициент усиления каскада (усилителя), охваченного отрицательной обратной связью (переключатель П на рис. 20 находится в положении 7), всегда будет меньше коэффициента усиления этого же каскада (усилителя) К, имеющего место в случае, если цепь отрицательной обратной связи будет отсутствовать (переключатель П находится в положении 2). Значит, в любом случае охвата усилителя (или отдельного каскада) отрицательной обратной связью его коэффициент усиления будет» уменьшаться.
Определяя отношение двух коэффициентов усиления
1 + ря получим величину
4 =-! + £#,	(3.17)
называемую глубиной отрицательной обратной связи, которая в виде (3.17) показывает, во сколько раз уменьшается коэффициент усиления по напряжению для каскада (усилителя), охваченного отрицательной обратной связью.
Так, если до введения отрицательной обратной связи коэффициент усиления каскада был равен К = 100, то после охвата этого каскада 1%-ной (|3 = 0,01) отрицательной обратной связью его коэффициент усиления уменьшится в 1 4- [37Г = 1	0,01 • 100 =
= 2 раза и станет равным
iz _ К __ 1QQ —50
13	14 pz ’ 140,01-100
Глубина обратной связи А = 1 -% будет отвлеченным числом, если и коэффициент обратно!! связи [3 и коэффициент усиления К выражены тоже отвлеченными числами.
Но эту величину можно выражать и в децибелах:
Адб = 20 lg (1 + P7Q.	(3.18)
В таком случае глубина отрицательной обратной связи показывает, на сколько децибел уменьшится коэффициент усиления каскада (усилителя), если ввести отрицательную обратную связь. В приведенном выше примере такое уменьшение произойдет на
А = 20 1g 2 ^6 дб.
В случае положительной обратной связи напряжение на зажимах сетка — катод (или база — эмиттер) будет равно сумме напряжения входного сигнала и напряжения обратной связи (3.8):
U с — иъх + t/р, откуда
77вх = 77с-77р.	(3.19)
Подставляя значение 77вх для случая положительной обратной связи из (3.19) в (3.11), получим:
=	(3.20)
или, учитывая, что напряжение обратной связи (3.3)
U, — Р77вых, определим, что
Разделив числитель и знаменатель правой части уравнения (3.21) на одну и ту же величину С7с, получим в окончательном виде:
*» = Г^Г	(3.22)
Из полученного выражения видно, что коэффициент усиления Кр каскада (усилителя), охваченного положительной обратной связью, при определенных условиях может быть больше внутреннего коэффициента усиления этого же каскада (усилителя) К (для случая, когда обратная связь отсутствует). Это объясняется тем, что введение положительной обратной связи вызывает вследствие суммирования 77вх и Uр непрерывный и очень быстрый рост напряжения возбуждения Uc (см. рис. 20), под действием чего выходное напряжение так же быстро достигает своего максимального значения 77макс (см. рис. 16, б). Математически коэффициент обратной связи [3 и внутренний коэффициент усиления без обратной связи К могут быть только положительными числами, следовательно, их произведение в любом случае — величина положительная и поэтому, если <Z 1, то и знаменатель правой части уравнения (3.22) тоже будет положительным числом меньше единицы, в результате чего и имеет место неравенство
К^>К.	(3.23)
Заключая все изложенное выше, отметим, что если коэффициент усиления по напряжению каскада или усилителя, охваченного отрицательной обратной связью, уменьшается, то при введении положительной обратной связи происходит явление обратное — коэффициент усиления возрастает.
§ 5. КРИТЕРИЙ УСТОЙЧИВОСТИ. ГЕНЕРАЦИЯ
Из двух описанных выше случаев в усилителях низкой частоты может быть использована лишь отрицательная обратная связь. По многим причинам, часть из которых изложена ниже, положительная обратная связь, несмотря на заманчивость увеличения коэффициента усиления, в таких устройствах использована быть не может.
Применимость положительной или отрицательной обратной связи в усилителях низкой частоты определяется еще и устойчивостью коэффициента усиления каскада или усилителя, охваченного одним из указанных видов обратно!! связи. Под этим термином подразумевается степень зависимости коэффициента усиления от изменчивости параметров элементов, входящих в схему такого усилителя (или отдельного усилительного каскада), т. е. о^ изменчивости параметров электронных ламп, транзисторов, резисторов, конденсаторов и др., что имеет место в процессе эксплуатации любого электронного устройства, в том числе и усилителя низкой частоты.
Чтобы проанализировать устойчивость работы усилительного каскада или усилителя в целом, охваченного отрицательной обратной связью, достаточно определить относительное изменение его коэффициента усиления , вызванное относительным изме-
нением внутреннего коэффициента усиления -&, т. е. найти отно
шение
ААр ЛК
• к •
(3-24)
Чем меньшим будет это отношение, тем более устойчивой окажется работа усилителя или отдельного каскада, охваченного отрицательной обратной связью.
Если, например, отношение (3.24) окажется равным 0,8 (80%), то это значит, что изменение внутреннего коэффициента усиления (без охвата отрицательной обратной связью) на одну единицу вызовет изменение коэффициента усиления этого же усилителя, но охваченного отрицательной обратной связью только на 0,8 единицы; уменьшение этого отношения (3.24), например, до 0,4 (40%) увеличит устойчивость работы усилителя (каскада) по сравнению с предыдущим случаем в два раза.
В любом случае охвата усилителя или отдельного каскада отрицательной обратной связью оказывается, что
ЛК 1
Кр — К '14-рК'
(3.25)
Это значит, что относительное изменение коэффициента усиления в каскаде или усилителе, охваченном отрицательной обратной
связью , будет в (1 -f- 6АЭ раз меньше, чем относительное изменение внутреннего коэффициента того же каскада (усилителя) без учета обратной связи. Следовательно, чем больше глубина отрицательной обратной связи А = 1 -J- |ЗК, тем меньшими будут относительные изменения ТГр, т. е. тем большей будет устойчивость работы такого усилителя (каскада).
При условии Uc < £7ВХ глубина обратной связи будет, сравнительно с единицей, очень велика:
л=(1+т» 1,	(з.2б)
что равнозначно условию
$К » 1.	(3.27)
В этом случае коэффициент усиления каскада или усилителя, охваченного отрицательной обратной связью, становится равным
Ki~j.	(3.28)
так как в известном выражении (3.15)
/Г = & 1-|-₽.йГ
при выполнении условия (3.27) единицей в знаменателе правой части можно пренебречь.
Выражение (3.28) имеет очень важное значение, так как указывает на то, что при охвате усилителя или отдельного каскада достаточно глубокой отрицательной обратной связью коэффициент усиления такого усилителя (или отдельного каскада) становится зависимым только от коэффициента обратной связи и не зависимым от параметров всех остальных элементов схемы. Это значит, что коэффициент усиления даже при изменении параметров электронных ламп, транзисторов, сопротивлений, конденсаторов и других элементов схемы усилителя или отдельного каскада, что всегда наблюдается с течением времени эксплуатации, будет оставаться стабильным, поскольку стабильным будет коэффициент обратной связи
Г [J и вых
Последнее условие достаточно легко соблюдается схемными мероприятиями, в результате которых узел обратной связи 2 (см. рис. 20) становится четырехполюсником с фиксированными, стабильными параметрами. В качестве примера таких схемных мероприятий укажем на применение узла обратной связи, выполненного в виде делителя напряжения (коэффициент деления
К Дел= 0), состоящего из высокостабилизированных активных сопротивлений.
Совсем иначе обстоит дело, если усилитель в целом или хотя бы один из его каскадов окажется охваченным положительной обратной связью.
Выше уже указывалось, что в таком случае неизбежно увеличение выходного напряжения до максимальной величины, какую только способен возбудить на своем выходе такой усилитель. Из предыдущего (см. § 4 данной главы) известно, что коэффициент усиления усилителя (каскада), охваченного положительной обратной связью, равный
К?>	1-0#’
при соблюдении условия
0# < 1	* (3.29)
будет несколько больше коэффициента усиления этого же усилителя (каскада) без обратной связи:
к^к.
Такое увеличение коэффициента усиления может происходить лишь в небольших пределах, так как если произведение 07Г будет, увеличиваясь, стремиться к единице (07Г	1), то знаменатель
правой части выражения (3.22) будет стремиться к нулю:
(1 — р2Г) —> О
(3.30)
и, следовательно, коэффициент усиления каскада (усилителя), охваченного положительной обратной связью, будет в таком случае стремиться к бесконечности (К$ -> оо). В критическом случае, когда
0#=1,	(3.31)
знаменатель правой части выражения (3.22) будет
1 — ртг = о
и коэффициент усиления
^=^=4=°°-	<3-32)
Полученное выражение (3.32) требует подробного объяснения и анализа. Действительно, как понимать такой случай, когда коэффициент усиления каскада или усилителя равен бесконечности? Из предыдущего известно, что этот коэффициент для любого каскада или усилителя как охваченного обратной связью (положительной или отрицательной — безразлично), так и без обратной связи, равен
ZZ _ ^вых
~ ивх ‘
Это отношение, как и любое другое, может оказаться равным бесконечности в одном из двух случаев: 1) когда числитель (в данном отношении t/вых) равен бесконечности или 2) когда знаменатель (t/BX) равен нулю. В реально действующем усилителе выходное напряжение никогда не может быть равно бесконечности. Наибольшее значение этого напряжения ограничено максимально возможной величиной t/BHx макс (см. рис. 16, б), выше которой t/вых никогда не подымается, как бы ни увеличивать напряжение входного сигнала. Значит, выражение (3.32) означает не что иное, как случай, когда t/BX = 0. А это в свою очередь говорит о том, что если К = оо при условии, что t/BX = 0 и t/BHX = t/BbIX Макс> значит, усилитель (или каскад), охваченный положительной обратной связью, в случае, когда |ЗА = 1 (или даже (ЗА -+ 1) становится электронным (или полупроводниковым) генератором, так как только в таком генераторе возбуждается какое-то переменное напряжение на выходных зажимах без участия какого бы то ни было возбуждающего (входного) сигнала. Вполне понятно, что после возникновения описанной генерации усилителя напряжение выхода все время будет оставаться равным максимально возможному своему значению Авых. макс и окажется совершенно не зависимым от напряжения входного сигнала, в результате чего функциональная структура усилителя будет нарушена.
Вследствие описанного явления — паразитной генерации — положительная обратная связь в усилителях низкой частоты не только не используется, но при конструировании, изготовлении и эксплуатации таких усилителей принимаются радикальные меры для предотвращения такой обратной связи, могущей возникнуть самопроизвольно.
Заметим лишь, что каскад или усилитель, в котором положительная обратная связь возникла самопроизвольно, будет работать относительно устойчиво до тех пор, пока будет соблюдаться условие (3.29).
§ 6. КЛАССИФИКАЦИЯ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Широко используемая в современных усилительных устройствах низкой частоты отрицательная обратная связь классифицируется по трем главным признакам: по видам, схемам и способам подачи.
По видам различают отрицательную обратную связь активную и комплексную.
Под термином активной отрицательной обратной связи подразумевается такой ее вид, когда узел обратной связи состоит исключительно из активных элементов, в результате чего сопротивление этого узла и, следовательно, его коэффициент передачи напряжения (т. е. коэффициент обратной связи р) остаются величинами частотно независимыми. Примером такого вида может
э И. Я. Чудновский
65
служить скелетная схема, приведенная на рис. 22. Здесь в качестве узла обратной связи используется одноступенчатый делитель напряжения, состоящий из двух резисторов: и Н2. Для такой схемы справедливо будет соотношение
__ ^ВЫ1 2?1 —	+
откуда
U вых	^1 + ^2
(3.33)
(3.34)
Из полученного выражения (3.34) видно, что коэффициент обратной связи [3 в таком случае зависит только от величин активных сопротивлений и Н2 и,
Рис. 22. Активная отрицательная обратная связь
следовательно, не зависит от частоты.
А это означает, что во всем усиливаемом данным каскадом (усилителем) диапазоне частот коэффициент обратной связи будет оставаться постоянным.
Второй вид — комплексная отрицательная обратная связь — являет собой случай, когда узел обратной связи включает в себя не только активные сопротивления, но и емкостные и индуктив-
ные. Вполне понятно, что при таких обстоятельствах коэффициент обратной связи |3 становится величиной частотно зависимой. Так, для схемы, приведенной на рис. 23, а, можно записать соотношение:
(3.35)
(3.36)
откуда и видна частотная зависимость коэффициента обратной связи [3: если частота увеличивается, коэффициент обратной связи уменьшается. На рис. 23, б приведен другой, внешне похожий
пример схемы подачи комплексной отрицательной обратной связи, для которого справедливым будет уже другое соотношение:
(3.37)
или в развернутом виде:
t/вых	R + Xc
R
(3.38)
Теперь, как видно из (3.38), при увеличении частоты коэффициент обратной связи будет уже увеличиваться.
Схемы узлов обратной связи, приведенные на рис. 23, в и 23, г, показывают, что комплексный вид отрицательной обратной связи может быть при самых различных комбинациях активных, ем-
костных и индуктивных сопротивлений.
Так, для рис. 23, в величина коэффициента обратной связи определяется выра-
жением
U?> __ о _
СВых 1/Л2 + (С0£)2 ’
(3.39)
откуда видно, что если увеличивается частота, то растет и величина [3, так как частота со в знаменателе правой части выражения (3.39) входит как подкоренное
слагаемое, в то время как в числителе эта же величина (со) входит как сомножитель.
Из схемы на рис. 23,г видно, что для какой-то частоты
Рис. 23. Примеры схем комплексной обратной
f =	1
/РСЗ 2л ]/LC
(3.40)
связи
а
коэффициент обратной связи |3 будет иметь
наименьшее значение, так как на этой частоте в цепочке LC возникнет резонанс напряжений и величина Uр значительно уменьшится при неизменной величине 17вых. Все это говорит о том, что при комплексной отрицательной обратной связи возможно осуществление любой формы зависимости коэффициента обратной связи [3 от частоты, что широко используется в целях коррекции частотной характеристики усилителя (см. § 7 данной главы).
По схемам отрицательная обратная связь подразделяется на связи по напряжению и по току.
Отрицательной обратной связью по напряжению называется схема, в результате действия которой напряжение обратной связи Uр будет пропорционально выходному напряжению £/вых-См. рис. 22 (активная отрицательная связь по напряжению) и рис. 23 (комплексная отрицательная обратная связь по напряжению).
Характерная особенность этой схемы такова, что в случае осуществления отрицательной обратной связи по напряжению внутреннее (выходное) сопротивление каскада, охваченного такой связью гр, становится как бы меньше внутреннего сопротивления этого же каскада без обратной связи:
(3.41)
г₽ 1 + рЯ*
Не вдаваясь в подробности довольно сложного математического доказательства верности выражения (3.41), укажем лишь, что внутреннее (выходное) сопротивление любого источника переменного напряжения ограничивает величину напряжения на его зажимах при заданной величине сопротивления нагрузки:
Uвых = -^вых — Лзых • Г — ^вых — — ^вых (1 I D У • (3.42)
Между величинами напряжения выхода £/Вых и сопротивления нагрузки данного каскада Rn существует, как видно из (3.42), прямая зависимость. В каскаде, не охваченном отрицательной обратной связью и обладающем достаточно большим внутренним сопротивлением г, любое изменение сопротивления нагрузки Дн вызывает ощутимое изменение напряжения на выходе иъых: в случае увеличения 7?н выходное напряжение увеличивается, а в случае его уменьшения — уменьшается. Если теперь ввести указанную выше обратную связь, то величина напряжения выхода будет в определенных пределах стабилизирована. Допустим, что в результате увеличения RH выходное напряжение £7Вых приобрело тенденцию к увеличению. Тогда и напряжение обратной связи Up = (ЗСТвых тоже будет расти, а напряжение Uc = UBX — Up-— уменьшаться.
Но уменьшение величины £7С, являющейся в каскаде усиления входным напряжением, равнозначно уменьшению и его выходного напряжения (7ВЫХ, которое в начале наших рассуждений имело тенденцию к увеличению. Очевидно, что в таком случае рост выходного напряжения, вызванный увеличением сопротивления нагрузки 2?н, будет заторможен действием указанной схемы отрицательной обратной связи. Если же в результате уменьшения /?н напряжение выхода приобретает тенденцию к уменьшению, произойдут явления противоположного характера: напряжение обратной связи Uр = Р?7ВЫХ уменьшится, а напряжение Uc = = UBX — Up увеличится, что опять-таки затормозит начавшееся было уменьшение выходного напряжения £7ВЬ1х- Это явление стабилизации выходного напряжения при изменениях сопротивления нагрузки равнозначно кажущемуся уменьшению внутреннего (выходного) сопротивления усилительного каскада. Иначе говоря, внутреннее сопротивление любого усилительного каскада всегда физически будет зависеть от параметров его (каскада) составных
элементов. Но если в такой каскад ввести отрицательную обратную связь по напряжению, то результат ее действия помимо прочего будет равнозначен еще и какому-то уменьшению выходного (внутреннего) сопротивления этого каскада.
Свое название схема отрицательной обратной связи по напряжению оправдывает еще и тем, что вследствие уменьшения внутреннего (выходного) сопротивления каскад, охваченный такой схемой обратной связи, можно условно рассматривать как некий генератор напряжения С7ВЫХ, величина которого почти не изме
Рис. 24. Скелетная схема обратной связи по току
няется при изменении сопротивления нагрузки На.
Вторая схема — отрицательная обратная связь по току — представлена на рис. 24, откуда видно, что в этом случае напряжение обратной связи Uр будет пропорционально выходному току /вых-
U^IBblxR. (3.43)
В отличие от предыдущего случая действие отрицательной
обратной связи по току таково, что внутреннее (выходное) сопротивление каскада, охваченного такой схемой обратной связи, как бы возрастает:
Гъ = г + Н(Д + К).	(3.44)
Такое, опять-таки кажущееся, увеличение внутреннего (выходного) сопротивления каскада фактически является результатом стабилизации выходного тока /вых, т. е. определенной его независимости от изменений сопротивления нагрузки 2?н. Объясняется это явление следующими обстоятельствами. Выходной ток в любом случае определяется законом Ома:
/вых
^вых
(3.45)
Предположим, что в результате уменьшения величины сопротивления нагрузки 2?н выходной ток стремится к увеличению. Тогда начнет увеличиваться и напряжение обратной связи Uр, так как, согласно (3.43), оно находится в прямой зависимости от /Вых- В это же время при неизменном напряжении входного сигнала ?7ВХ начнется уменьшение напряжения Uc = UBX — Uр, действующего непосредственно на зажимах сетка—катод (или база—эмиттер). Последнее обстоятельство в связи с определенным постоянством величины К вызовет уменьшение выходного напряжения С7ВЫХ = UCK, которое, согласно (3.45), затормозит начавшийся было рост выходного тока и его величина /вых практически останется неизменной. Если же под влиянием увеличивающегося
Рис. 25. Скелетная схема параллельной обратной связи по напряжению
сопротивления нагрузки Ra выходной ток начнет уменьшаться, то это вызовет уменьшение напряжения обратной связи U $ = = /Вых#, увеличение напряжения Uc = Usx — U $ (при неизменном Z7BX) и, следовательно, увеличение выходного напряжения GBbIX = UCK, которое и будет препятствовать, согласно (3.45), начавшемуся было уменьшению /вых. И в этом случае произойдет известная стабилизация выходного тока. Таким образом, как бы ни изменялась величина сопротивления нагрузки 2?н, в каскаде, охваченном отрицательной обратной связью по току, выходной ток остается почти постоянным. А подобное явление наблюдается только у источников, обладающих высоким внутренним сопротивлением, что и подтверждает высказанное ранее положение.
В результате описанного эффекта усилительный каскад, охваченный отрицательной обратной связью по току, становится как бы
условным генератором тока /ВЬ1Х, величина которого почти не изменяется при любых изменениях сопротивления нагрузки.
По способам подачи различают также две разновидности отрицательной обратной связи: последовательную и параллельную.
Последовательная отрицательная обратная связь может быть проиллюстрирована рис. 20, 22 и 24, из которых видно происхождение такого названия: напряжение обратной связи Uр включено последовательно напряжению входного сигнала £7ВХ. Параллельное включение этих напряжений (£7р и Z7BX) приводит к появлению второго способа — параллельной отрицательной обратной связи (рис. 25).
Приведенная выше классификация отрицательной обратной связи по схемам и способам подачи может быть полностью исчерпана всего четырьмя возможными вариантами в виде отрицательной обратной связи:
1)	по напряжению с параллельной подачей;
2)	по напряжению с последовательной подачей;
3)	по току с параллельной подачей и
4)	по току с последовательной подачей.
Первый из этих вариантов принято именовать Y-связью (игрек-связыр) или параллельно-параллельной ООС *, второй — Н-связью (аш-связью) или параллельно-последовательной ООС, третий — G-связью (же-связью) или последовательно-параллельной ООС и четвертый — Z-связыо (зет-связью) или последовательнопоследовательной ООС.
* ООС — отрицательная обратная связь.
Разумеется, что любой из этих четырех вариантов может быть представлен либо активной, либо комплексной связью, из-за чего общее число возможных вариантов возрастает до восьми: комплексная Y-связь, активная Y-связь;
комплексная Н-связь, активная Н-связь;
комплексная G-связь, активная G-связь и комплексная Z-связь, активная Z-связь.
§ 7. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ И ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
Использование активной отрицательной обратной связи по напряжению позволяет спрямить частотную характеристику каскада или усилителя, охваченного такой связью, т. е. уменьшить вносимые этим каскадом (усилителем) частотные искажения. Это положение очень удобно доказать на конкретном примере. Пусть
Рис. 26. Спрямление частотной характеристики с помощью отрицательной обратной связи
частотная характеристика какого-то усилителя или отдельного каскада имеет вид, представленный на рис. 26 графиком 1, откуда видно, что на средней частоте /0 = 1000 гц коэффициент усиления Ко — 100, на низшей частоте /н = 100 гц Кп = 60 и на высшей частоте /0 = 5000 гц Кв = 50. Для такого усилителя коэффициенты частотных искажений будут равны: для низшей частоты
7ИН = и для высшей частоты
Мв
=	1 ее
Кп 60	’
О __ 100 _ п л
в “ 50
что свидетельствует о явно недопустимой величине вносимых усилителем частотных искажений.
Введем в схему этого усилителя активную отрицательную обратную связь по напряжению с коэффициентом fl = 0,01, т. е. создадим условия, при которых всего один процент выходного напряжения поступит обратно на вход усилителя в качестве напряжения отрицательной обратной связи. Тогда коэффициент усиления на средней частоте /0 уменьшится до величины
к _ Ко _	100	_ Ю0
р0~ 1 + р^о 1 + 100-0,01	2
Так как этот усилитель охвачен активной отрицательной обратной связью, то коэффициент (3 = 0,01 будет одинаков во всем диапазоне частот. Тогда коэффициент усиления на низшей частоте /н окажется равным
к _	_	60	_ 60 оо
₽н— 1 + Йн ~ 1 + 0,01-60 1,6	’
а на высшей частоте /в
______ Кв _	50	__ 50 ~ оо Л3в —1 + р^в~ 1 + 0,01-50 “ 1,5 ~
и частотная характеристика примет вид кривой 2 (см. рис. 26). Такое спрямление частотной характеристики указывает на значительное уменьшение коэффициентов частотных искажений, которые после введения указанной выше обратной связи оказались равными: для низшей частоты
и для высшей частоты
М, = ^+=+«1,53,
-“•В в	Зо
что значительно меньше первоначальных величин. Если ввести еще более глубокую связь, например с коэффициентом обратной связи [3 — 0,05, то произойдет еще большее спрямление частотной характеристики (см. кривую 3 на рис. 26), так как теперь
К' _	100	__ 100~1А-
Л₽о— 1 + 0,05-100~ 6 ~ 10;
К' -	60	--60— 15-
Л₽н —1 + 0,05-60 “ 4 _____	50	_ 50	, ЛРВ —1 + 0,05-50 “ 3+
Следовательно, чем более глубокой активной отрицательной обратной связью охвачен данный каскад или усилитель в целом, тем более прямолинейной будет его амплитудно-частотная харак
теристика, т. е. тем меньшими будут вносимые каскадом (или усилителем) частотные искажения, которые в таком случае могут быть охарактеризованы коэффициентами частотных искажений для низшей (М рн) граничной частоты /н:
Afe„ = AfH4±|^	(3.46)
и для высшей (Л/рв) граничной частоты /в:
М6в = мв|±|^,	(3.47)
где Мн, Мв, Ко и Кв — соответствующие параметры каскада (усилителя) без учета отрицательной обратной связи.
Совершенно иное влияние на форму частотной характеристики усилителя или отдельного каскада оказывает комплексная отрицательная обратная связь. В отличие от активной связи здесь [3 = ф (/). Следовательно, и глубина обратной связи А = 1 -[- [ЗА? будет различной на различных участках частотного диапазона. Пусть, например, узел комплексной отрицательной обратной связи имеет вид, представленный на рис. 23, а. Выберем величину емкости С такой, чтобы в области низших частот емкостное сопротивление было достаточно велико. Тогда и коэффициент обратной связи [3 и глубина обратной связи будут относительно большими, а коэффициент усиления
• ^p = iTR’
наоборот,— сравнительно малым. По мере перехода в область высших частот, т. е. по мере увеличения частоты, емкостное сопротивление, коэффициент обратной связи и глубина обратной связи будут уменьшаться. Коэффициент усиления при таких обстоятельствах будет возрастать, так как знаменатель правой части становится меньше (сравнительно с его величиной в области низших частот). Таким образом, комплексная отрицательная обратная связь по схеме рис. 23, а приводит к спаду частотной характеристики в области низших и подъему — в области высших частот. Если схема узла обратной связи будет соответствовать рис. 23, б, то возникающие при этом явления будут иметь противоположный характер. Коэффициент обратной связи в области высших частот возрастет, так как для такой схемы
R
v 1	*
а величина Хс = будет увеличиваться по мере уменьшения частоты. В области же низших частот коэффициент обратной связи будет уменьшаться, так как емкостное сопротивление Хс
будет теперь возрастать. Вследствие этого частотная характеристика будет иметь подъем в области низших и спад — в области высших частот.
Использование в качестве узла обратной связи схемы, приведенной на рис. 23, г, создает условия, при которых частотная характеристика усилителя, охваченного такой обратной связью, приобретает резонансный пик на какой-то частоте:
f —	1
Zpe3-2nVZc’
так как на этой частоте в цепочке LC возникает резонанс напряжений и напряжение обратной связи U а следовательно, и коэффициент обратной связи [3 —	- уменьшаются до минимума, что
и приводит к увеличению коэффициента усиления до йакого-то
максимального значения.
Можно привести еще множество примеров влияния комплексной отрицательной обратной связи на частотную характеристику усилителя и все они, как и вышеприведенные, будут свидетельствовать о том, что с помощью разнообразных способов применения комплексной отрицательной обратной связи можно придать частотной характеристике усилителя практически любую форму, необходимую в данном конкретном случае.
§ 8. ОБРАТНАЯ .СВЯЗЬ, НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ И ШУМЫ
Отрицательная обратная связь уменьшает вносимые каскадом (или усилителем), охваченным этой связью, нелинейные искажения. Из изложенного выше известно, что коэффициент гармоник у, в известной мере определяющий вносимые усилителем нелинейные искажения, зависит от величины выходного напряжения:
У — / (Uвых),
так как при увеличении входного и, следовательно, выходного напряжения он тоже увеличивается, а при уменьшении £7ВЫХ — уменьшается (см. главу 2, § 7).
Напряжение выхода каскада (или усилителя) без обратной связи
t/вых = ки^	(3.48)
после введения отрицательной обратной связи становится равным
t/вых = 7Tpt7BX,	(3.49)
т. е. уменьшается в (1 + (37Г) раз, поскольку
а напряжение входа UBX в обоих случаях остается неизменным. Функциональную зависимость у = / (?7вых) можно заменить
с учетом (3.48) равнозначным ей выражением:
y = f(KUBX\ (3.51) Но тогда коэффициент гармоник каскада (усилителя), охваченного отрицательной обратной связью, можно записать с учетом (3.49) в виде:
ур = /(г7вых) = /(адх), (3.52)
Рис. 27. Влияние обратной связи на уровень помех
так как характер этой функ-
ции остался без изменений, т. е. сам каскад, его элементы вносят те же нелинейные искажения, какие вносили и без обратной связи.
Подставляя значение К» из (3.50) и (3.52), получим:
<3-53»
Эти обстоятельства и позволяют сделать вывод, что и коэффициент гармоник после введения отрицательной обратной связи уменьшится в (1 2- |ЗК) раз сравнительно со своей первоначальной величиной и станет равным
У
1 + ₽7Г
(3.54)
Анализ выражения (3.54) указывает, что чем больше глубина отрицательной обратной связи, тем меньше нелинейные искажения, вносимые каскадом (усилителем), в котором связь введена.
Отрицательная обратная связь уменьшает и шумовое напряжение, снижает уровень помех как внутренних, так и внешних.
На рис. 27 представлена для примера скелетная схема двухкаскадного усилителя, охваченного отрицательной обратной связью. Предположим, что внешние и внутренние шумы, возникающие в этой системе, развивают условное напряжение С7Ш, условно приведенное ко входу второго каскада. Следовательно, коэффициент усиления до условного источника шума равен а после него — А2. Общий внутренний (без учета обратной связи) коэффициент усиления будет равен: К = К^-К2.
Общее напряжение на выходе устройства будет в таком случае (при наличии отрицательной обратной связи) состоять из суммы трех векторов:
^вых = К,К2й^ +	(3.55)
откуда после преобразования получим:
К
1 + ЗЛГ
U уа \
Кг ) ’
^ВЫХ
(Двх4
(3.56)
Анализ полученного выражения (3.56) показывает, что одновременно с уменьшением общего коэффициента усиления в (1 + раз, вызванным введением отрицательной обратной связи, уменьшается и выходное напряжение шума в Кл раз. Это означает, что при наличии отрицательной обратной связи, охватывающей все усилительное устройство, напряжение шума дополнительно уменьшается пропорционально внутреннему (без обратной связи) коэффициенту усиления той части устройства, которая предшествует реальному или условному месту подключения напряжения источника шума Um (см. рис. 27). А отсюда и еще один вывод: отрицательная обратная связь не может влиять на внешние помехи, проникающие в устройство до непосредственного входа усилителя; она может уменьшать лишь внутренние помехи, возникающие в границах действия такой связи, или внешние, проникающие в усилительное устройство в пределах тех же границ.
Глава 4
УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД И ЕГО РАБОТА
§ 1. ТРИ РАЗНОВИДНОСТИ УСИЛИТЕЛЬНЫХ СХЕМ
Выше было показано, что всякое усилительное устройство состоит из нескольких ступеней усиления, именуемых каскадами. В каждом каскаде работает, как минимум, один усилительный элемент — электронная лампа или транзистор. Существуют, однако, такие каскады, в частности каскады усиления мощности, в которых могут работать два и более усилительных элемента.
В любой усилительной схеме один из электродов лампы (или один из слоев транзистора) является общим для входной и выходной цепи, причем общий электрод (слой) обычно заземляется или соединяется с точкой нулевого потенциала по переменному току. В этом свете все многообразие схем усилительных каскадов можно сгруппировать в три принципиально различные группы, в зависимости от того, какой из электродов (слоев) оказывается заземленным (общим), куда, на какие электроды подается входной сигнал и откуда, с каких электродов снимается сигнал выходной. И у электронной лампы и у транзистора рабочих (главных) электродов (или слоев) три: катод, управляющая сетка и анод — у электронной лампы и, соответственно, эмиттер, база и коллектор — у транзистора.
Если входной сигнал подается между управляющей сеткой (базой) и катодом (эмиттером), а выходной сигнал снимается между анодом (коллектором) и катодом (эмиттером), то такая схема, относящаяся к первой из названных групп, называется схемой с общим (заземленным) катодом (эмиттером), так как этот электрод (слой) является действительно общим для входа и выхода схемы (см. рис. 29 и 31), а управляющим электродом, от изменения напряжения которого зависит изменение тока через сопротивление нагрузки, будет в этом случае сетка (или база). Такая схема является наиболее распространенной для усилителей низкой частоты, поэтому в данной главе речь идет именно о ней. Ко второй
группе можно отнести схему с общим (заземленным) анодом (или коллектором), ламповый вариант которой представлен на рис. 28, а. Из этого рисунка видно, что входной сигнал поступает между сеткой и анодом (сопротивлением источников постоянной э. д. с. Ес и Еа, близким к нулю, можно пренебречь), выходной сигнал снимается между катодом и анодом, анод остается общим (заземленным) электродом для входа и для выхода, а сетка —
Рис. 28. Усилитель с общим анодом (а) и с общей сеткой (б)
управляющим. Такая схема, как будет видно из дальнейшего, хотя и редко, но применяется в усилителях низкой частоты, в частности для усиления тока.
Третья группа представлена схемой на рис. 28, б, откуда видно, что входной сигнал поступает между катодом и сеткой (в транзисторном варианте — между эмиттером и базой), выходной сигнал снимается между сеткой и анодом (сопротивлениями источников Ес и Еа можно пренебречь), общим (заземленным) электродом оказывается сетка (в транзисторном варианте база), а управляющим — катод. Такая схема в усилителях низкой частоты не встречается вовсе, а используется только в некоторых видах высокочастотных усилителей и преобразователей, так как здесь легче отделить (экранировать) выходную цепь от входной внутри самой лампы, поскольку сама сетка может служить защитным экраном.
§ 2. СТУПЕНЬ УСИЛЕНИЯ НА ЭЛЕКТРОННОМ ТРИОДЕ
Схема наиболее распространенного типа одиночного усилительного каскада на электронном триоде с заземленным (общим) катодом и активной нагрузкой (резисторного каскада) приведена на рис. 29. Здесь последовательно с напряжением £7ВХ к сетке лампы подводится отрицательное напряжение относительно катода Ес (напряжение смещения). Величина Ес выбирается такой, чтобы при всех изменениях напряжения входного сигнала С7ВХ напряжение сетки относительно катода оставалось отрицательным. При
этом лампа работает без сеточного тока, что необходимо по ряду причин, рассмотренных ниже. Амплитуда и частота колебаний суммарного напряжения Uc = Ес -{- которое в дальнейшем называется еще возбуждающим напряжением, будут равны амплитуде и частоте напряжения входного сигнала £7ВХ. Возбуждающее напряжение Uc воздействует на анодный ток
лампы, вызывая равные по частоте и пропорциональные по
амплитуде пульсации этого тока, и через сопротивление анодной нагрузки Ra (см. рис. 29). Вследствие этого на сопротивлении Ra создается падение пульсирующего напряжения Un = IaRa, которое и будет, по существу, выходным напряжением схемы. Однако амплитуда пульсаций этого напряжения U^-m. будет значительно больше амплитуды пульсаций возбуждающего напряжения UCM и, следовательно,
проходящего через лампу
Рис. 29. Простейшая схема электронного усилителя:
Л — трехэлектродная электронная лампа; Е& — напряжение на зажимах источника питания анодной цепи; Ес — э. д. с. на зажимах источника постоянного отрицательного напряжения сетки; Rc — сопротивление сетки (сопротивление утеч-ки); Ra — сопротивление анодной нагрузки; UBX — напряжение входного сигнала

амплитуды входного напряжения UM вх. Это объясняется соответствующим выбором параметров лампы и величины сопротивления анодной нагрузки, так как амплитуда пульсации анодного тока зависит от параметров лампы, а падение напряжения UK = IaRa — еще и от величины Ra.
При неизменной амплитуде
пульсаций анодного тока величина
падения напряжения на сопротивлении анодной нагрузки будет тем больше, чем больше величина этого сопротивления, и наоборот,— уменьшение величины сопротивления анодной нагрузки приведет к уменьшению падения напряжения на нем. Если, напри-
мер, сопротивление анодной нагрузки равно нулю, то и величина падения напряжения на нем также равна нулю. В этом случае никакого усиления не будет. Если сопротивление анодной нагрузки равно бесконечности, то данный усилительный каскад работать не будет, так как это равнозначно разрыву анодной цепи. Для нормальной работы каскада должно быть включено сопротивление анодной нагрузки конечной величины, определяемой желаемыми параметрами этого каскада: типом лампы, коэффициентом усиления, величиной напряжения источника анодного питания
и др.
Переменная составляющая падения напряжения на сопротивлении анодной нагрузки является тем полезным напряжением, которое отдается данным каскадом усиления на внешнюю цепь
Рис. 30. Временная диаграмма анодного тока
или поступает на вход следующего каскада для дальнейшего, еще большего усиления.
Так как все напряжения и токи, действующие в усилительном каскаде, в процессе его работы изменяются, то, очевидно, следует различать их значения.
Чтобы облегчить понимание дальнейшего, в табл. 4 приведены условные обозначения различных токов и напряжений, действующих в каскаде усиления на электронной лампе, а на рис. 30 — временная диаграмма анодного тока с указанием всех его значений.
В дальнейшем во всех исследуемых схемах, во всех излагаемых соображениях и математических выкладках напряжение (потенциал) катода электронной лампы будет условно приниматься равным нулю; напряжение какого-либо электрода лампы (или точки схемы), величина которого окажется
выше этого условного нуля, будет помечено знаком плюс (+), а напряжение меньше (ниже) напряжения катода — знаком минус (—).
В усилительном каскаде, в зависимости от его назначения и желательных параметров, могут использоваться в качестве усилительных элементов не только электронные триоды, но и экранированные или лучевые тетроды и пентоды. В связи с этим в качестве условных положительных направлений токов всех электродов будут приниматься направления от данного электрода (сетки, анода и т. д.) к катоду.
Из схемы рис. 29 видно, что кроме электронной лампы источников питания и сопротивления анодной нагрузки 2?а в усилительном каскаде имеется еще и сопротивление утечки Rc. Это сопротивление выполняет по существу две функции: во-первых, через Rc отводится обратно на катод избыток электронов, накапливающихся на сетке в процессе работы лампы; во-вторых, сопротивление Rc является нагрузкой для источника входного сигнала. Поэтому выбор величины Rc зависит от двух противоречивых требований. Для облегчения утечки электронов с сетки лампы на ее катод Rс следует выбирать как можно меньшей величины (вплоть до нуля), но для обеспечения наибольшей величины входного напряжения £7ВХ величину Rc следует выбирать как можно большей, чтобы свести к минимуму ток в цепи источника входного сигнала (нагрузкой которого является 2?с) и тем самым уменьшить потери напряжения на внутреннем сопротивлении этого
Условные обозначения величин напряжений и токов (в схемах на электронных лампах)
Н
и
Чудновскпй
Таблица 4
Величина Значения данной величины	х.	Напряжение накала (подогревателя)		Ток накала (подогревателя		Напряжение анода		Ток анода		Напряжение сетки управляющей		Ток сетки управляющей		Напряжение сетки экранной		Ток сетки экранной		Падение напряжения на сопротивлении анодной нагрузки		Напряжение источника анодного питания
Индексы	Рус.	Лат.	Рус.	Лат.	О	Лат.	Рус.	Лат.	Рус.	Лат.	Рус.	Лат.	Рус.	Лат.	Рус.	Лат.	Рус.	Лат.	—
Действующее (эффективное)	Un	Uf	I п	If	Ua	иа	/а	1а	ис	ug	I с	1g	ид	U'g	I э	1g	U н	Ur	Еа
Наибольшее	—	—	—	—	Uа макс	и е £ е	la макс	Е £	Uс макс	Ug max	I с макс I		Ig max 		Uq макс	Ug max	Iq макс	хпш 81	Un макс	Ur max	—
Наименьшее	—	—-	—	—	нии Ну2	Uа min	la мин	1а min	Uс мин	Ug min	Iс мин	j	.	। J g min	нии	игш 8	Iq мин	Ig min	Ujj МИН	игш у д	—
Среднее	U по	Uf0	I по	//О	Uao	иа0	^ао	1ао	Ес	Eg	I со	I go	U до	U go	I эо	Igo	U но	Uro	Еа
Амплитудное	и пм	U fm	Ьш	Ijm	U ам	U ат	^ам	I ат	U ста	U gm	1ста	I gm	U эм	&gm	эм	I gm	U-hm	Ц Rm	—
Мгновенное	мп	uf	hi	ч	«а	иа	*а	^а	ис	ug	1с	lg	иэ	Ug	Ч	l’g	ин	UR	—
источника г о, так как из курса общей электротехники известно, что напряжение на зажимах любого источника электрической энергии равно
U = E—IrQ,	(4.1)
где Е — э. д. с. источника;
т Е
I =	----ток в цепи нагрузки;
г0 — внутреннее сопротивление источника, а
R — сопротивление нагрузки.
Поскольку в нашем случае сопротивлением нагрузки источника входного сигнала является 2?с, можно переписать выражение (4.1) в виде:
= Нйг То,
Нс4-г0	*
откуда, вынося Еех за скобки, получим:
г7вх = .Евх(1-—йг) ,	(4.2)
где Евх — э. д. с. источника входного сигнала.
Следует заметить, что величины Rc и Ra влияют еще и на форму частотной и амплитудной характеристик усилительного каскада, т. е. на величину вносимых каскадом частотных и нелинейных искажений, о чем подробно сказано ниже.
§ 3. СТУПЕНЬ УСИЛЕНИЯ НА ТРАНЗИСТОРЕ
На рис. 31 приведена наиболее распространенная схема каскада с общим эмиттером на полупроводниковом плоскостном триоде типа п — р — п. В таком триоде основной ток образован так же, как и в электронной лам-
пе, движением электронов, т. е. движением основных носителей эмиттерного слоя. Поэтому этот тип транзистора можно в определенной степени считать аналогом электронного триода, причем аналогом управляющей сетки будет являться база (или основание) транзистора, аналогом катода —
Рис. 31. Простейшая схема тран- эмиттер и аналогом анода —кол-зисторного усилителя	лектор. Все сказанное позволяет
рассматривать усилительное действие схемы, приведенной на рис. 31, аналогично такому же действию схемы, приведенной на рис. 29.
Напряжение возбуждения базы Uпоявляющееся между базой и коллектором в результате сложения векторов перемен
ного напряжения входного сигнала Е7ВХ и постоянного напряжения смещения Eq, вызывает пропорциональные этому напряжению по интенсивности и равные по частоте пульсации тока коллектора /к, проходящего через сопротивление нагрузки в цепи коллектора RK. В результате при соответствующем выборе параметров транзистора и величины сопротивления нагрузки RK интенсивность пульсаций падения напряжения на сопротивлении нагрузки
=	(4.3)
будет больше интенсивности напряжения входного сигнала.
Из выражения (4.3) видно назначение и роль сопротивления нагрузки в цепи коллектора RK: чем больше величина RK (при том же значении пульсаций тока коллектора ZK), тем большими будут и пульсации выходного напряжения С7Н. Так же как в каскаде на электронном триоде, где 0<; Ra<Z. оо, здесь должно быть соблюдено условие 0 <	< оо.
Назначение и роль сопротивления базы Rq (рис. 31) аналогичны назначению и роли сопротивления Rc в схеме усиления на электронном триоде (рис. 29).
В полупроводниковой схеме (рис. 31), аналогично схеме с электронным триодом, потенциал эмиттера условно принимается равным нулю. Следовательно, все напряжения, величина которых выше U3, должны отмечаться знаком плюс ( + ), а напряжения величиной меньше, чем U3,— знаком минус (—). В связи с этим и ток эмиттера будет всегда равен сумме векторов токов базы /б и коллектора 1К:
7э = ^б-[-/к.	(4.4)
Из курса электровакуумных и полупроводниковых приборов известно, что статические характеристики полупроводниковых триодов — это графики функций, связывающих между собой коллекторные и базовые токи и напряжения. Такие характеристики аналогичны статическим характеристикам электронных ламп: графикам функций, связывающим между собой анодные и сеточные токи и напряжения. Например, статические характеристики вида 1К = / (С7К) при Uq — const для плоскостного полупроводникового триода типа п — р — п аналогичны статическим анодным характеристикам электронного пентода, т. е. характеристикам вида Ia = f (Е7а) при Uc = const.
Все сказанное выше касалось схем с полупроводниковыми плоскостными триодами типа п — р — п. Триоды же типа р — п — р лампового аналога не имеют, поскольку основной ток здесь образован не электронами, а дырками — носителями поло' жительных зарядов.
Однако статические характеристики полупроводниковых триодов типа р — п — р качественно совпадают с характеристиками аналогичного триода типа п — р — п, если изменить знаки всех

Рис. 32. Транзисторный усилитель типа р — п — р
токов и напряжений на обратные, как показано на схеме, приведенной на рис. 32.
Следует лишь заметить, что наряду со сходством характеристик полупроводниковых триодов с характеристиками электронных пентодов между ними есть ряд существенных различий:
1)	при отрицательных напряжениях коллектора в триоде типа п — р — п или положительных — в триоде типа р — п — р коллекторный ток не становится равным нулю (подобно анодному току в электронной лампе при Ua < 0), а приобретает отрицательное значение (направление), причем абсолютная величина тока в этом случае очень быстро возрастает до недопустимо больших значений, что зачастую приводит к гибели транзистора;
2)	в пределах рабочих* областей характеристик полупроводникового триода ток его базы никогда не бывает равен нулю, в отличие от сеточного тока электронного триода, который в схемах усиления практически равен нулю;
3)	абсолютная величина тока коллектора не уменьшается до
нуля ни при каких значениях напряжения базы, поэтому статические характеристики при Uq = 0 и при [7б <Z 0 практически сливаются в одну, указывая тем самым на наличие какого-то минимального тока коллектора, именуемого начальным током 1К нач, остающегося практически неизменным при С7б<0*;
4)	при приближении напряжения базы к нулю ток базы меняет свое направление (знак) на обратное; поскольку статические характеристики базового тока при Uq <Z 0 практически сливаются со статической характеристикой этого же тока при Uq = 0, постольку и ток эмиттера 1Э = Iq 1К — 0 и, следовательно, = - /к;
5)	в отличие от схем с применением электронных ламп, схемы на полупроводниковых триодах испытывают большое влияние температуры внешней среды, так как изменение этой температуры на один-два десятка градусов значительно изменяет положение статических характеристик транзистора.
И все же указанные различия не мешают проводить определенные, правда ограниченные, параллели между работой аналогичных по схеме усилительных каскадов на электронных лампах
* Начальный ток коллектора образуется не основными носителями (например, электронами в транзисторах типа р — п — р), поток которых мало зависит от Uq.
Рис. 33. Временная диаграмма коллекторного тока
и на полупроводниковых триодах, что и производится в дальнейшем.
В связи с тем, что в процессе работы транзисторной схемы величины токов и напряжений изменяются почти по тем же законам, что и в схемах на электронных лампах, ниже приведена табл. 5 принятых в книге условных обозначений, а на рис. 33 в качестве примера дана временная диаграмма тока коллектора в транзисторе типа п — р — п.
§ 4. ДИНАМИЧЕСКИЙ РЕЖИМ
Динамическим режимом любой электронной системы, в том числе и усилителя, принято называть такой неустановившийся (нестационарный) или периодически изменяющийся (стацио
нарный) режим, при котором достаточно быстрое изменение одного какого-либо параметра системы вызывает изменение всех остальных ее параметров. Иначе говоря, в динамическом режиме работы электронной лампы (или транзистора) достаточно быстрое изменение хотя бы одной из действующих в схеме переменных величин, например Uc (Uq), приводит к существенному нарушению характерных для статического режима связей между параметрами, т. е. к изменению всех остальных электрических величин схемы.
Известно, что статический режим электронной лампы, в частности триода, регламентируется ее так называемыми статическими характеристиками: анодной (7а = / (С7а) при Uc = const) и анодносеточной (/а = / (С7с) при Ua = const).
Особенность такого режима, определяемого, в частности, второй из названных характеристик — 1а — / (С7с) при Ua = const,— состоит в том, что любые изменения напряжения сетки вызывают лишь соответствующие изменения анодного тока, в то время как напряжение анода остается постоянным. Это имеет место при отсутствии сопротивления нагрузки в анодной цепи.
Выше было установлено, что наличие сопротивления анодной нагрузки является обязательным для любого каскада усиления. При этом напряжение анода все время изменяется по своей величине.
Из схемы усилительного каскада (см. рис. 29) видно, что напряжение источника анодного питания Еа распределяется между падением напряжения С7Н на сопротивлении нагрузки Ra и напряжением анода лампы Ua.
Ea = U^Ua.	(4.5)
Условные обозначения величин напряжений и токов (в схемах на транзисторах)
Таблица 5
Значения данной величины	Величина	Напряжение базы (основания)	Ток базы	Напряжение эмиттера	Ток эмиттера	Напряжение коллектора	Ток коллектора	Падение напряжения на сопротивлении нагрузки	Напряжение источника питания коллектора	Напряжение смещения базы
Действующее (эффективное)		и б	/б	Е э	/э	t/K	Л<	U и		А б
Наибольшее		t/б макс	Л) макс	^э макс	^э макс	t/к макс	Iк макс	*/п макс	—	
Наименьшее		и б мин	Iб мин	Uэ мин	мин	Ец мин	Iк мин	^н мин	—	—
Среднее		С/бэ	/бо	t/эо	I эо	t/ко	I ко	t/но	Ек	Еб
Амплитудное		U бы	^бм	U эм	/эм	^км	I км	t^HM	—	—
Мгновенное		иб		иэ	^э	ик		мп	—	—
Величина падения напряжения на сопротивлении нагрузки
^н = /а2?а.	(4.6}
Следовательно
£”а = Za-^a 4“	(4-7)
откуда
Ua = Ea — IaRa.	(4.8)
Из полученного выражения (4.8) нетрудно заключить, что в случае изменения анодного тока на величину Д/а, вызванного изменением напряжения сетки ДС7с, изменяется и анодное напряжение на величину Д?7а. Причем
ДС7а = — Д[7Н= — Д/а1?а,	(4.9)
поскольку напряжение источника анодного питания Еа остается в процессе работы каскада неизменным.
Так как на сетку лампы поданы одновременно два напряжения: Ес и Uc, первое из которых постоянное, а второе — переменное, то в любой момент времени напряжение сетки равно геометрической сумме этих напряжений. Поскольку абсолютная величина постоянного напряжения Ес обычно несколько больше амплитуды входного сигнала, напряжение сетки все время будет отрицательным. Минимальное значение напряжения сетки
^смин——Ес — Ucn,	(4.10)
а максимальное значение
^смакс— Ec-\-Ucu.	(4.11)
При увеличении напряжения сетки анодный ток растет. Одновременно с ростом анодного тока увеличивается и падение напряжения на сопротивлении анодной нагрузки. Напряжение источника анодного питания всегда постоянно. Следовательно, с ростом анодного тока величина напряжения анода Uа уменьшится.
При уменьшении напряжения сетки величина анодного тока уменьшается, падение напряжения на анодной нагрузке также уменьшается, а величина напряжения анода возрастает.
Таким образом, напряжение анода изменяется в соответствии с изменением анодного тока, вызванного изменением напряжения сетки лампы, но противофазно ему, что и показано выражением (4.9).
Если в статическом режиме, когда сопротивление нагрузки отсутствует (Ra = 0), изменение напряжения сетки вызывает лишь изменение анодного тока, а анодное напряжение остается постоянным, то в динамическом режиме, при наличии’сопротивления нагрузки в цепи анода (2?а	0), любое изменение напря-
жения сетки вызывает одновременные изменения всех остальных напряжений и токов: Iа, £7Н,- Ua, кроме напряжения источ
ника анодного питания Еа, которое всегда должно оставаться постоянным.
Вследствие этого зависимость изменения анодного тока от изменения напряжения сетки определяется не статической характеристикой, где Uа = const, а какой-то другой — динамической характеристикой.
Анодный ток достигает своего максимального значения 1а макс тогда же, когда и напряжение сетки достигает своего наибольшего значения Uc макс, что соответствует точке А (рис. 34).
Рис. 34. Динамическая анодно-сеточная характеристика электронного триода
Он равен сумме постоянной 1а0 и амплитуды переменной /ам составляющих анодного тока:
/а макс =/ао /ам*	(4.12)
Напряжение анода в данном случае будет наименьшим:
^амин — Еа — (/ао + Дм) -^а-	(4.13)
Точка А лежит на статической характеристике лампы, соответствующей анодному напряжению, равному Uа мин. В процессе уменьшения напряжения сетки анодный ток будет уменьшаться и минимальное его значение станет равным разности между /а0 и амплитудой переменной составляющей анодного тока /ам:
/амин^/ао /ам-	(4.14)
Напряжение анода при этом возрастает и становится равным: ^амакс—^а (-^ао — Дш) 7?а.	(4.15)
Следовательно, точка В, характеризующая минимальное значение анодного тока, лежит на статической характеристике лампы, соответствующей анодному напряжению [7а макс.
Таким образом, анодный ток при изменении напряжения сетки лампы изменяется по линии АВ, проходящей более полого, чем любая статическая сеточная характеристика этой лампы. Эта линия и называется динамической характеристикой триода, построенной в системе сеточных координат.
Крутизна динамической характеристики 5ДИН определяется тангенсом угла наклона прямой АВ к осп абсцисс. Как видно из рис. 34, крутизна динамической характеристики может быть определена как отношение амплитуды переменной составляющей анодного тока к амплитуде пульсации напряжения сетки:
=	'	(4.16)
v CM
Наиболее просто построить динамическую характеристику в анодной системе координат.
Для этого из уравнения (4.8) находим анодный ток:
Полученная линейная зависимость /а от Ua является уравне нием динамической характеристики в анодной системе координат
Прямую, определяемую уравнением (4.14), называют нагрузочной прямой. Построение динамической характеристики производят, находя точки, в которых она пересекает ось абсцисс (га = 0) и ось ординат (иа—0). Из уравнения (4.17) видно, что пересечение оси абсцисс (точка А на рис. 35) происходит при Ua = Еа, а оси ординат (точка В на рис. 35) — при 1а = ~ . Прямая, проведен-•“а
ная через точки А и/?, является динамической характеристикой (нагрузочной прямой).
Для каждого значения ис величина иа определяется абсцис-
Рис. 35. Динамическая характеристика триода
сой, а величина ia — ординатой точки пересечения динамической характеристики с соответствующей данному значению ис статической характеристикой.
Угол наклона динамической анодной характеристики зависит от величины сопротивления Анодной нагрузки. Для одной и той же лампы и одного и того же значения напряжения источника питания Еа угол наклона динамической анодной характеристики тем больше, чем меньше значение Ra (рис. 36).
Угол наклона динамической анодной характеристики может при изменении Ra колебаться в пределах от 0 (при Ra = оо) до 90° (при Ла = 0).
Как видно из рис. 35 и 36, при изменении величины сопротивления анодной нагрузки Ra и неизменности величины Еа изменяется лишь угол наклона нагрузочной прямой к горизонтальной оси, который можно определить из отношения:
ctga=/Лъг-= ИЛИ =	=	(4.18)
Ла/ла	К а
*
Следовательно, чем больше величина Ra, тем положе проходит нагрузочная прямая.
Если же при неизменной величине Ra изменять напряжение источника анодного питания Еа, то нагрузочная прямая, оставаясь параллельной своему первоначальному положению, будет перемещаться влево вниз — при уменьшении Еа или вправо вверх — при его увеличении.
Динамическая сеточная характеристика в виде, приведенном на рис. 34, мало пригодна для производства расчетов или анализа работы схемы. Для таких надобностей построение динамической сеточной характеристики производят следующим путем: переносят соответствующие точки пересечения нагрузочной прямой со статическими анодными характеристиками из системы анодных координат в систему координат сеточных (рис. 37). Масштаб зна
чений напряжения Uc по горизонтальной оси может быть выбран произвольно, в то время как масштаб значений анодного тока 1а в системе сеточных координат должен быть равен этому же масштабу в анодных координатах.
Аналогично описанному выше строится нагрузочная прямая и динамическая характеристика полупроводникового триода типа п — р — п в случае его использования в усилительной схеме (рис. 38). Отличие заключается в том, что, во-первых, динамическая характеристика такого полупроводникового триода лежит в области положительных напряжений базы (у электронного
Еа2
Рис. 36. Семейство динамических характеристик
триода — в области отрицательных напряжений сетки); во-вторых, при значениях напряжения базы /б<0 величина тока коллектора остается почти неизменной и равной 1К нач (см.
Рис. 37. Построение динамической сеточной характеристики
рис. 38), как бы ни уменьшалось напряжение базы. Это значит, что изменения тока коллектора могут быть вызваны изменениями напряжения базы лишь при условии, что знак этого напряжения
Рис. 38. Нагрузочные характеристики транзистора
будет всегда оставаться положительным. Для транзисторов типа р — п — р все описанное выше происходит в противоположном порядке. Начальный ток коллектора 1к нач теперь имеет место при	Поэтому изменения тока коллектора могут быть
в этом случае вызваны лишь при условии, что знак напряжения базы (относительно эмиттера) должен всегда оставаться отрицательным.
§ 5. РАБОЧИЙ УЧАСТОК ДИНАМИЧЕСКОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ
На рис. 39 представлен развернутый график изменения токов и напряжений усилительной схемы в процессе ее работы, т. е. график динамического режима работы электронной лампы (в данном случае^ триода^ в такой схеме. В системе анодных координат (см. рис. 39, а) построена нагрузочная прямая, на которой отмечена исходная, или, как ее иначе называют, рабочая точка О. Исходной, или рабочей, точкой на динамической сеточной характеристике лампы называется точка на этой характеристике (точка О' на рис. 39, б), соответствующая заданной величине смещения Ес и определяющая ток покоя 7а0.
Рабочая точка динамической анодной характеристики соответствует рабочей точке динамической сеточной характери«тики; она определяется точкой пересечения нагрузочной прямой с той статической характеристикой, которая соответствует заданному значению напряжения смещения Ес. Рабочая точка всегда должна выбираться на прямолинейных участках как сеточной, так и анодной статических характеристик; в противном случае неизбежно возникновение нелинейных искажений, о чем подробно сказано ниже.
В режиме покоя, когда входной сигнал отсутствует, в схеме действуют лишь постоянные напряжения и токи, регламентируемые величиной напряжения источника анодного питания Еа (от которой зависит положение точки пересечения нагрузочной прямой с горизонтальной осью), напряжением смещения Ес (от которого зависит положение исходной точки О), и величиной сопротивления анодной нагрузки Ra (которая определяет угол наклона нагрузочной прямой к горизонтальной оси). Изменение хотя бы одной из этих величин (Еа, Ес или Ra) неизбежно приводит к тому или иному перемещению рабочей точки, т. е. к нарушению установленного режима покоя. Это влечет за собой изменение трех основных показателей этого режима: тока покоя 1ао, анодного напряжения покоя Uao и падения напряжения на сопротивлении анодной нагрузки в режиме покоя Uno (см. рис. 39), которые связаны между собой уравнением:
Uao = Ea-IaoRa.	(4.19)
Такой режим, согласно временной диаграмме изменения напряжения сетки (см. рис. 39, в), длится от t — 0 до когда напряжение сетки остается постоянным: Uc = Ес. В этот же промежуток времени остается постоянным и анодный ток (см. рис. 39, г). В случае поступления на вход схемы переменного напряжения сигнала напряжение сетки начинает пульсировать. Допустим, что в период времени от до t2 (первая четверть периода переменного синусоидального напряжения входного сигнала) напряжение
Рис. 39. График динамического режима электронной Лампы
ам11ам\
сетки растет, достигая в момент i2 своего максимума:
^смакс= —Ec-r-Ucvl.	(4.20)
Это равнозначно перемещению рабочей точки из О' в точку А' на динамической сеточной характеристике (см. рис. 39, б), или из точки О в точку А на динамической анодной характеристике (нагрузочной прямой). К моменту t2 анодный ток достигнет своего максимума (см. рис. 39, г):
Ai макс ~ ^ао Ч-^ам,	(4.21)
падение напряжения на сопротивлении нагрузки тоже станет наибольшим: С7Н макс = 1а макета (см. рис. 39, а и 39, д), а величина анодного напряжения уменьшится до минимума, так как
Ua мин = Ea Uмакс-	* (4.22)
В следующую четверть периода, т. е. от момента t2 до момента i3, напряжение сетки начнет уменьшаться и в момент i3 его величина окажется снова равной Ес\ это равнозначно возвращению рабочей точки из точки А' в точку О' на рис. 39, б (или из точки А в точку О на рис. 39,а).
Третья четверть рассматриваемого периода (от момента i3 до момента i4) характеризуется дальнейшим уменьшением Uc, которое в момент i4 становится наименьшим:
UCKsm=-Ec-Ucw.	(4.23)
Это равнозначно перемещению рабочей точки из положения О' в положение D' на рис. 39, б (или из О в D на рис. 39, а).
В этот момент i4 анодный ток уменьшается до величины /а мин (рис. 39, г), падение напряжения на нагрузке становится равным J7H мин = I & мин^а, а анодное напряжение возрастет до величины иa макс (рис. 39, д), так как
Uа макс = Еа f/н мин-	(4.24)
Заключительная, четвертая, четверть периода (от i4 до i5) характеризуется увеличением напряжения сетки от Uc мин до Ес, что сопровождается перемещением рабочей точки из D’ в О’ (из D в О), т. е. ростом анодного тока от 1а мин до 1ао, увеличением падения напряжения на нагрузке от мин до f7H0 и, следовательно, уменьшением напряжения анода от Ua макс до Uao. После момента времени t5 весь описанный колебательный процесс повторяется. Как видно из рис. 39, в таком колебательном процессе участвует не вся полностью динамическая сеточная характеристика, а лишь ее участок А' — D', что равнозначно использованию участка А — D нагрузочной прямой в системе анодных координат. Эти участки и принято называть рабочими участками, соответственно динамической сеточной характеристики и нагрузочной прямой (динамической анодной характеристики). Ширина
Рис. 40. График динамического режима транзистора
рабочего участка характеристики зависит от амплитуды (интенсивности) входного сигнала. Так, если бы в рассмотренном выше случае колебательного процесса амплитуда напряжения сетки была бы UCM = 2В, ширина рабочего участка оказалась бы меньше: В' — С' на рис. 39, б и В — С на рис. 39, а.
На рис. 40 приведен развернутый график динамического режима усилительного каскада на транзисторе типа п — р — п. Этот график в определенной мере аналогичен графику динамического режима электронной лампы (см. рис. 39). Существенным различием здесь является динамическая характеристика тока
Рис. 41. Зависимость формы динамической характеристики от сопротивления нагрузки
коллектора ZK = / (Uq), приведенная на рис. 39, б и построенная по точкам нагрузочной прямой (рис. 40, а). Эта характеристика лежит в области положительных значений напряжения базы для транзисторов типа п — р — п или отрицательных для транзисторов типа р — п — р, но в каждом из этих случаев надо добиваться того, чтобы в любой момент времени ток базы не был равен нулю.
В приводимом примере изменения напряжения базы, происходящие под действием синусоидального входного сигнала, вызывают одновременные изменения всех остальных параметров схемы: тока базы 1б, тока коллектора ZK, напряжения коллектора Е7К, падения напряжения на сопротивлении нагрузки UH, что, как указывалось выше, является характерным для динамического режима.
Заметим, что в этом случае, как и в случае усилителя на электронной лампе, пульсации напряжения коллектора будут находиться в противофазе с пульсациями напряжения базы, а ширина рабочего участка динамической характеристики будет определяться амплитудой напряжения входного сигнала (см. рис. 40).
И для усилителя на электронной лампе и для усилителя на транзисторе характерна одна общая особенность: чем шире рабочий участок, тем он более криволинеен, и наоборот,— уменьшение ширины рабочего участка делает его более линейным. Отсюда следует, что величина вносимых усилительным каскадом нелинейных искажений зависит от ширины рабочего участка, т. е. от амплитуды (интенсивности) напряжения входного сигнала: чем больше эта амплитуда, тем большие нелинейные искажения будет вносить усилительный каскад при всех прочих равных условиях. Кроме того, нелинейность динамических характеристик зависит еще и от того, насколько линейны статические характеристики усилительного элемента (электронной лампы или транзистора), и от величины сопротивления нагрузки (Яа или Як).
Это положение иллюстрируется, как пример, графиками, приведенными на рис. 41, где построены нагрузочные прямые (а) и по ним — динамические сеточные характеристики (б) для значений Ra: 1—75 ком, 2—100 ком, 3—150 ком, 4—300 ком и 5— 600 ком.
§ 6. ТОК СЕТКИ ЭЛЕКТРОННОЙ ЛАМПЫ
Выше указывалось, что чем больше амплитуда колебания напряжения сетки, тем большим будет рабочий участок характеристики. Как правило, рабочий участок динамической сеточной характеристики всегда должен находиться в области отрицательных значений напряжения сетки Uc. Если часть рабочего участка будет находиться в области положительных значений Uc, то это приведет к появлению нелинейных искажений за счет искажения формы кривой сеточного напряжения.
Когда абсолютная величина амплитуды колебаний напряжения сетки U'cm меньше абсолютной величины отрицательного смещения, т. е. когда при работе лампы напряжение сетки остается все время отрицательным, тока в цепи сетки не будет. Это значит, что сопротивление цепи сетка — катод бесконечно велико и источник переменного входного напряжения работает в режиме холостого хода. Почти никакой мощности в цепи сетки в этом случае не поглощается, поэтому переменное напряжение на сетку может быть подано от маломощного источника. Если же абсолютная величина амплитуды напряжения входного сигнала будет больше абсолютной величины отрицательного смещения и станет, например, равной U'cm, то это приведет к тому, что в течение некоторой части периода напряжение сетки будет положительным, что вызовет появление сеточного тока. В течение того промежутка времени, когда течет сеточный ток, сопротивление цепи сетка — катод становится достаточно малой величиной. В этом случае источник входного сигнала (например, предыдущий каскад усиления) нагружен и отдает в цепь сетки некоторую мощность.
7 И. Я. Чудновский
97
Если источник напряжения обладает большим внутренним сопротивлением, то напряжение на его зажимах уменьшится.
Напряжение на зажимах источника входного сигнала можно определить уравнением
Uc = Ec — Icr0,	(4.25)
где Uc — напряжение на зажимах;
Ес — э. д. с.;
г0 — внутреннее сопротивление источника, откуда видно, что, когда сеточный ток равен нулю, второй член правой части уравнения (4.25) равен нулю и Uc = Ес. В промежуток времени, когда протекает сеточный ток, второй член правой части выражения (4.25) не равен нулю и тогда напряжение сетки будет меньше э. д. с. источника. Следовательно, амплитуда переменного напряжения сетки будет в течение отрицательного полупериода больше, чем амплитуда этого же напряжения в течение положительного полупериода. При этом форма кривой переменного напряжения сетки искажается: положительная часть подаваемого на сетку синусоидального напряжения становится уплощенной. Очевидно, что при этом форма кривой анодного тока будет искажена так же, как и форма кривой напряжения сетки.
Если амплитуду подаваемого на сетку переменного напряжения еще больше увеличить, произойдет еще большая перегрузка источника входного сигнала и нелинейные искажения возрастут еще больше.
Такие искажения особенно ощутимы в том случае, когда внутреннее сопротивление источника входного сигнала велико. Если же мощность этого источника достаточно велика, т. е. если его внутреннее сопротивление относительно мало, то степень влияния сеточного тока на возникновение нелинейных искажений уменьшается. Поясним это на примере.
Пусть амплитуда э. д. с., развиваемой на зажимах источника переменного напряжения, равна 10 в, сеточный ток, появляющийся при положительном потенциале сетки, равен 0,3-10"3 а, а внутреннее сопротивление источника равно 30 000 ом. В этом случае во время такого полупериода, когда напряжение сетки отрицательно, сеточного тока нет и амплитуда переменного напряжения сетки равна амплитуде э. д. с. источника, т. е. 10 в. Во время положительного полупериода возникает сеточный ток; при этом амплитуда напряжения сетки окажется равной, исходя из выражения (4.25), 10 — 0,3-10"3-30 000 = 1 в. Форма кривой напряжения сетки в этом случае сильно исказится (рис. 42, а).
Если при всех прочих равных условиях внутреннее сопротивление источника будет значительно меньше, например 1000 ом, то амплитуда переменного напряжения сетки в течение положительного полупериода будет равна: 10 — 0,3-10"3-1000 = 9,7 в, т. е. почти равна амплитуде напряжения сетки в отрицательный
полупериод (рис. 42, б); искажения, вносимые током сетки, значительно уменьшатся.
Следовательно, степень нелинейных искажений, вносимых появлением сеточного тока, зависит от мощности источника, питающего цепь сетки переменным напряжением.
Как правило, источником переменного напряжения в многокаскадном усилителе является предыдущий каскад усиления или
а	5
Рис. 42. Искажения, вносимые током сетки
какой-либо источник напряжения на входе усилителя (например, фотоэлектронный умножитель). Обычно эти источники обладают большим внутренним сопротивлением (порядка десятков и сотен тысяч ом). Значит, даже при незначительных величинах сеточного тока эти источники переменного напряжения в положительные полупериоды входного сигнала будут перегружаться, что неизбежно приведет к появлению нелинейных искажений.
Для первых, предварительных каскадов усиления, работа в отрицательной области сеточной характеристики лампы обеспечивается достаточно просто. Это объясняется тем, что амплитуда переменного напряжения, подаваемого на сетки ламп предварительных каскадов, весьма мала (от тысячных долей вольта до целых единиц вольт), и поэтому сеточная характеристика лампы используется в весьма небольших пределах.
Иначе обстоит дело в мощных (оконечных) каскадах усиления,
а иногда и в последнем каскаде усиления напряжения, т. е. в предмощном каскаде. В этих случаях основной задачей является
усиление мощности, и поэтому желательно в целях максимального использования возможностей данной лампы подать на сетку
как можно большее
Рис. 43. Область использования динамической сеточной характеристики
^переменное напряжение — использовать почти полностью всю сеточную характеристику.
С этой точки зрения требование работы только в отрицательной области сеточной характеристики иногда очень сужает возможности более полного использования данной лампы. Поэтому в некоторых случаях в усилителе мощности допускают заход в положительную область* сеточной характеристики — область сеточных токов. Однако для того, чтобы избежать возникновения при этом больших нелинейных искажений, предыдущий каскад усиления (предмощный) делают достаточно мощным, т. е. выполняют его так, чтобы выходное сопротивление этого каскада было минимальным. А этого можно
достичь, если, например, охватить пред-оконечный каскад активной отрицательной обратной связью по напряжению (см. главу 3, § 6).
Учитывая все вышеизложенное, можно определить допустимые пределы ширины рабочего участка динамической характеристики
лампы.
Область использования динамической сеточной характеристики усилительной лампы может быть ограничена двумя линиями (рис. 43). Первая из них — вертикальная линия АА — ограничивает область сеточных токов; на участке сеточной характеристики, находящемся справа от этой линии, работать нельзя. Линия АА обычно проходит несколько левее оси ординат, так как у большинства усилительных ламп сеточный ток начинается при небольшом отрицательном напряжении сетки. Если сеточный ток возникает лишь при положительном напряжении сетки, линия АА совпадает с осью ординат. При использовании лампы в области положительных напряжений сетки (мощный каскад) линия А А может находиться правее оси ординат.
Вторая линия — ВВ,— ограничивающая область использования динамической сеточной характеристики, «отрезает» ее нижний сгиб, так как работа на нижнем сгибе, как и на всяком криволинейном участке характеристики, увеличивает нелинейные искажения. Линия ВВ проведена в предположении, допускающем небольшое использование участка нижнего сгиба (когда имеется
необходимость более полного использования характеристики; такое положение имеет место, например, в каскадах усиления мощности). Чем левее расположена линия ВВ, тем большую мощность можно получить от данной лампы, но тем большими будут и нелинейные искажения, вносимые лампой за счет работы на криволинейном участке сеточной характеристики.
Обе указанные линии (А А и В В) ограничивают допустимую ширину рабочего участка динамической характеристики лампы.
Из изложенного выше можно сделать следующие выводы о порядке выбора режима работы лампы для получения неискаженного усиления: 1) напряжение сетки, как правило, в любой момент времени должно оставаться отрицательным, за исключением некоторых особых случаев работы мощного каскада; 2) в связи с этим на сетку лампы необходимо подать постоянное отрицательное напряжение смещения; 3) абсолютная величина амплитуды переменного напряжения, подаваемого на сетку, не должна превышать абсолютной величины отрицательного напряжения смещения; 4) рабочий участок динамической характеристики лампы должен быть по возможности прямолинейным.
§ 7. ТОК БАЗЫ ТРАНЗИСТОРА
Выше указывалось, что одним из существенных отличий усилительного каскада на транзисторе от усилительного каскада на электронной лампе является обязательное наличие тока в цепи база — эмиттер. Дело в том, что при отсутствии такого тока базы ток в цепи коллектора будет равен своему начальному значению /к кач, определяемому наибольшей величиной обратного тока электронно-дырочного перехода коллектор — база. Больше этой величины ток коллектора при 1$ = 0 становиться не может, как бы не увеличивать напряжение коллектора. Чтобы ток коллектора хоть сколько-нибудь увеличился, необходима инжекция основных носителей * из области эмиттера в область базы, в результате чего часть из них будет рекомбинировать с основными носителями области базы, а часть перейдет в область коллектора, увеличивая тем самым ток коллектора ZK. Такая инжекция возможна лишь при наличии прямого тока базы, который возникает, когда к электронно-дырочному переходу эмиттер — база будет приложено напряжение в прямом направлении: плюс (-|-) к области р и минус (—) к области п. Отсюда напрашивается вывод, что если бы на вход схемы рис. 31 или рис. 32 подать входной сигнал при условии U6o — 0, то ток в цепи базы появлялся бы только в течение одного полупериода: положительного — для схемы рис. 31 (транзистор типа п — р — п) и отрицательного — для схемы
* Электронов в транзисторах типа п — р — п или дырок в транзисторах типа р — п — р.	.
рис. 32 (транзистор типа р — п — р). А значит, и ток коллектора увеличился бы только в эти, прямые по знаку, полупериоды, оставаясь равным своему постоянному начальному значению нач в течение противоположных полупериодов, обратных по знаку для электронно-дырочного перехода база — эмиттер. Такое явление привело бы, естественно, к недопустимо большим нелинейным искажениям из-за того^ что пульсации тока коллектора и, следовательно, выходного напряжения происходили бы с перерывами в полпериода.
Во избежание таких искажений в цепи база — эмиттер всегда должен проходить какой-то ток, пульсации которого соответствовали бы по форме и были равны по частоте пульсациям напряжения входного сигнала. Этого положения достигают, создавая в цепи база — эмиттер постоянный ток смещения величина которого, во избежание возможных нелинейных искажений, должна быть несколько больше амплитуды пульсаций: /б0 >> /бм. Этот ток смещения может быть создан различными методами, одним из которых является подача напряжения смещения £7б0 (см. рис. 31 и 32), под действием которого и возникает ток смещения:
§ 8. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ
Советский ученый М. А. Бонч-Бруевич в свое время показал, что любая принципиальная схема, включающая электронную лампу, в том числе и схема любого усилительного каскада, при анализе ее работы и в целях определения ее параметров может быть заменена упрощенной, эквивалентной ей схемой, где электронная лампа (вместе с постоянными источниками питания) рассматривается как некий условный эквивалентный генератор переменной э. д. с.
Эквивалентной схемой, именуемой иначе схемой замещения, принято называть схему, составленную из простых элементов электрической цепи, которая наглядно представляет сущность процессов, происходящих в замещаемой (реальной) схеме, и может быть применима для облегчения анализа происходящих в реальной схеме процессов и детального расчета ее параметров. Эквивалентная схема часто учитывает такие параметры реальных электрических и электронных схем, которые в обычных схемах не имеют отражения. Так, для конденсаторов может быть введено эквивалентное сопротивление, учитывающее потери в диэлектрике; для трансформаторов — сопротивления, учитывающие активные потери в проводах обмоток и реактивные, возникающие за счет основного магнитного потока и магнитных потоков рассеяния; для электронных ламп — потери за счет междуэлектродных емкостей; для полупроводниковых приборов (диодов и триодов) —
потери за счет емкости и сопротивления электронно-дырочных переходов, индуктивностей выводов и т. д. и т. п.
Применение эквивалентной схемы электронной лампы открыло широкие возможности использования простых и точных методов анализа, разработанных в области общей электротехники, и для анализа электронных схем.
Применительно к переменным составляющим напряжений и токов в анодных цепях электронных ламп, работающих в усилительных каскадах, пользуются так называемой теоремой об эквивалентном генераторе. Эта теорема гласит: электронная лампа в каскаде усиления может быть заменена для переменных составляющих эквивалентным генератором с э. д. с. на его зажимах, в ц раз большей переменного напряжения сетки лампы, и внутренним сопротивлением, равным внутреннему (дифференциальному) сопротивлению лампы в рабочей точке.
Пользуясь этой теоремой, можно в целях упрощения исследования любой каскад усиления, состоящий из усилительной лампы или транзистора и любой произвольной анодной нагрузки, заменить эквивалентной упрощенной схемой, состоящей из генератора переменной э. д. с. и такой же нагрузки.
Для доказательства справедливости теоремы об эквивалентном генераторе воспользуемся известным из курса электровакуумных и полупроводниковых приборов уравнением эквивалентного (управляющего) напряжения в триоде. Это напряжение, точнее именуемое действующим напряжением управляющей сетки, представляет собой такую разность потенциалов между катодом и воображаемой сплошной поверхностью, помещенной на место управляющей сетки, которая создает напряженность электрического поля в промежутке сетка — катод, равную напряженности, создаваемой в этом же промежутке всеми электродами лампы в реальных условиях. Математически это напряжение можно представить в виде
^экв = ^с + №а	(4.26)
ИЛИ
=	(4-27)
Г
1
где D =------проницаемость сетки. Поскольку напряжение анода
р,
влияет на изменение анодного тока в ц раз меньше, чем равное по величине изменение напряжения управляющей сетки, уравнение (4.27) можно заменить равнозначным ему уравнением:
^экв = U Л pi?7c.	(4.28)
В динамическом режиме любое изменение действующего напряжения сетки ДЕ/экв может быть вызвано лишь одновременным изменением анодного ДЕ/а и сеточного ДЕ/С напряжений:
ДЕ7экв = ДЕ/а + цДЕ/с.	(4.29)
Для удобства дальнейших выкладок разделим левую и правую части уравнения (4.29) на величину дифференциального (внутреннего) сопротивления лампы:
А^экв__А£7а ! AUC
я~ _яГ + и-яГ-	(4'du)
Из курса электровакуумных приборов известно, что дифференциальное сопротивление лампы
=	(4-31)
откуда
(4>32)
Подставим полученное значение Д/а из (4.32) в (4.30):
Д/а = ^ + и^-.	(4.33)
Из вышеприведенного выражения (4.9) известно, что
Д^а — —Д^а-^а?
или, в случае комплексной нагрузки:
Д U & =	ДТа^а»
С учетом (4.9) уравнение (4.33) примет вид:
дл=А^а+^[1	(4 34)
ИЛИ лг । АТа^а_____________________,, А(7С
откуда
М1+»=^-	<4-35’
Решая полученное уравнение (4.35) относительно Д/а, получим в окончательном виде:
Ab = J^-.	(4.36)
Бесконечно малые приращения (изменения) анодного тока Д/а и напряжения сетки ДС7с можно заменить какими-то конечными, имеющими определенную величину, изменениями (в частности амплитудами — наибольшими из изменений) в том случае, если используется какой-либо линейный участок динамической
сеточной характеристики лампы. Тогда уравнение (4.36) приобре-
тает вид:
7ам
см
+ ’
(4.37)
напоминающий известный из общей электротехники закон Ома для полной электрической цепи, состоящей из генератора и сопро
тивления нагрузки:
Е
^о + ^н
(4.38)
где Е — э. д. с. генератора;
Rq — его внутреннее сопротивление;
— сопротивление нагрузки;
I — величина тока в этой замкнутой электрической цепи.
Родство уравнений (4.37) и (4.38) и позволяет заменить реальную схему усилительного каскада эквивалентной схемой, в которой условный эквивалентный генератор (заменяющий электрон-
ную лампу вместе с постоянными источниками питания), обладающий внутренним сопротивлением 7?г, равным дифференциальному сопротивлению лампы, развивает на своих зажимах э. д. с., амплитуда которой равна Е ген —
На рис. 44, а изображена принципиальная схема простейшего каскада усиления, а на рис. 44, б—эквивалентная схема для отыскания переменных со
Рис. 44. Принципиальная (а) и экви-' валентная (б) схемы усилительного каскада
ставляющих, построенная на
основании уравнения (4.37) и состоящая из последовательно соединенных генератора, обладающего э.д.с. р,7/с, и сопротивлений Rt и Za. При сравнении рисунков видно, что в эквивалентной схеме вместо лампы включен эквивалентный генератор с э. д. с. р£7с и внутренним сопротивлением Rt (обведен пунктиром). Теорема, таким образом, доказана.
Уравнение (4.37) называют иногда законом Ома для переменной составляющей анодного тока в каскаде усиления, который гласит: амплитуда переменной составляющей анодного тока прямо пропорциональна статическому коэффициенту усиления лампы и амплитуде переменного напряжения сетки и обратно пропорциональна сумме внутреннего (дифференциального) сопротивления лампы и сопротивления анодной нагрузки.
Эквивалентные схемы можно строить не только для переменных составляющих напряжений и токов в анодной цепи лампы, но и для других ее цепей и других составляющих. Так, на рис. 45
Рис. 45. Эквивалентная схема для постоянной слагаемой анодного тока:
Еа — напряжение на зажимах источника анодного питания; 7?п— статическое сопротивление, определяемое сопротивлением лампы постоянному току в рабочей точке характеристики; 7?а — активная составляющая сопротивления анодной нагрузки
приведена эквивалентная схема для постоянной составляющей анодного тока. По ней можно определить некоторые параметры усилительного каскада в режиме покоя, т. е. при отсутствии входного сигнала. Другим примером может служить построение эквивалентной схемы входной цепи каскада (цепи управляющей сетки), о чем сказано в § 8 данной главы.
В некоторых случаях вместо описанной выше эквивалентной схемы усилительного каскада для переменных составляющих напряжений и токов анодной цепи, где применен генератор э. д. с. с последовательно включенным внутренним сопротивлением, применяют другую, так называемую параллельную эквивалентную схему.	«.
В параллельной эквивалентной схеме (рис. 46) применен генератор тока с параллельно включенным внутренним сопротивлением. Последовательную эквивалентную схему (см. рис. 44, б) называют схемой с эквивалентным генератором напряжения, а параллельную эквивалентную схему (рис. 46) — схемой с эквивалентным генератором тока.
Если генератор в последовательной схеме (см. рис. 44, б) развивает э. д. с., равную
то генератор в параллельной схеме (рис. 46) развивает ток, равный SUG, где S — крутизна статической анодно-сеточной характеристики лампы.
Падение напряжения, вызываемое этим током на двух параллельно включенных сопротивлениях: Rt и 7?а, равно:
Ua„=SUm^^-.	(4.39)
+
С другой стороны, напряжение С7НМ равно:
^нм —^ам^а*	(4.40)
Приравнивая друг к другу правые части выражений (4.39), (4.40), сокращая их на 7?а и учитывая, что SRt = ц, получим:
т __
ЯМ Rt+Ra •
Это выражение совпадает с выражением (4.37), что доказывает равноценность обеих схем.
Обычно параллельную эквивалентную схему (схему с эквивалентным генератором тока) применяют для анализа работы и расчета каскадов, работающих на лампах с очень большим дифференциальным сопротивлением. В этом случае сопротивление 106
su0
Рис. 46. Параллельная эквивалентная схема
нагрузки /?н оказывается значительно меньше внутреннего сопротивления источника: г0 > /?н, и любые изменения /?н практически не влияют на величину тока:
Е ~ Е_ ~ ra + Rn ~ г0 ’
почему ток и становится в такой схеме исходной стабильной величиной. Последовательную эквивалентную схему, наоборот, удобнее применять для ламп с малым дифференциальным (внутренним) сопротивлением.
Теперь уже напряжение становится исходной стабильной величиной и почти не изменяется при изменении сопротивления нагрузки, так как для случая, когда 7?н > го, внутренним сопротивлением источника г0 можно практически пренебречь. Тогда
U = E-Ir0^E,
так как г0 можно полагать стремящимся к 0.
Эквивалентные схемы усилительных каскадов на транзисторах также могут быть или последовательными, или параллельными, в зависимости от выбранного типа транзистора и характера нагрузки в цепи коллектора.
§ 9. УСИЛЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ,
ТОКА и мощности
Ни один усилительный каскад принципиально не может усиливать только напряжение, или только ток, или только мощность; усиление и напряжения, и тока, и мощности происходит одновременно. Суть лишь в том, что в зависимости от назначения каскада он может какой-либо из этих параметров усиливаемого сигнала выделять в большей степени, чем остальные два. В связи с этим и различают три вида усилительных каскадов: усилители напряжения, усилители тока и усилители мощности, хотя, как показано ниже, принципиальная схема усилительного каскада может внешне выглядеть одинаково для всех трех случаев. Чтобы показать это, обратимся к каскадам усиления напряжения.
Пользуясь теоремой об эквивалентном генераторе, можно вывести формулу коэффициента усиления по напряжению для каскада, принципиальная схема которого представлена на рис. 44, а.
Из ранее изложенного известно, что коэффициент усиления по напряжению для одиночного каскада равен отношению амплитуды переменной составляющей на выходе каскада £7Нм ~ ^ам к амплитуде переменной составляющей напряжения возбуждения UCM:
Kv = -^~.	(4.41)
и см
Амплитуда переменной составляющей напряжения на выходе каскада, как видно из схемы (см. рис. 44, б), равна.
t^HM —-^ам^а-	(4.42)
Используя закон Ома для переменной составляющей анодного тока, математически определяемый выражением (4.37)
г __
и подставляя значение 7ам из (4.37) в (4.42), получим:
U„ = в+7 ~Za-	<4'43>
-“г + ^а
Подставляя полученное значение амплитуды переменной составляющей напряжения на выходе каскада £7Нм из выражения (4.43) в уравнение (4.41), получим:
= <4-44>
Выражение (4.44) можно для удобства преобразовать, разделив числитель и знаменатель его правой части на величину
2
Отношение ~~ называется нагрузочным коэффициентом и обозначается греческой буквой а. Поэтому
=	(4.45)
Из (4.45) видно, что коэффициент усиления каскада по напряжению прямо пропорционален статическому коэффициенту усиления лампы, работающей в данном каскаде, и нагрузочному коэффициенту а. В этом смысле можно провести аналогию между усилителем напряжения и электрическим генератором напряжения любого типа: и в том и в другом случае напряжение на выходных зажимах будет тем большим, чем больше величина сопротивления нагрузки. Значит, чем больше величина Za при одном и том же значении дифференциального сопротивления Riy тем больше значение нагрузочного коэффициента а и тем больше коэффициент усиления данного каскада.
На рис. 47 приведен график зависимости отношения коэффициента усиления каскада по напряжению к максимально возможному его значению от величины нагрузочного коэффициента а:
— = /(«)•
&U макс
Как видно из этого графика, чем больше значение а, тем больше и величина отношения -^-Ки—, т. е. тем больше прибли-л U макс
жается величина коэффициента усиления каскада по напряжению к своему наиболее высокому значению, которого может достигнуть только при условии а = оо, так как
Кц _ а
Ки макс 1-f-a
С этой точки зрения в целях получения наиоолыпего усиления по напряжению следовало бы выбирать значение нагрузочного коэффициента а возможно большим. Однако первоначальное увеличение а в пределах его значений 0 <; а < 5 вызывает более быстрый рост коэффициента усиления Kv, чем при последующих значениях а >> 5. Так, при увеличении нагрузочного коэффициента в два раза в начале графика, допустим от а = 1 до а = 2,
коэффициент усиления по напряжению возрастает на 32 % (от Ki = 0,5 -ЙГмакс До К2 = 0,66 2Гмакс); при таком же увеличении нагрузочного коэффициента, но взятом в конце графика, допустим от сс — 4 до се = 8, коэффициент усиления возрастет всего лишь на 10% (от К/, =
= 0,8 7£макс ДО — 0,88 Рис. 47. Зависимость усиления на-
-^макс)-	пряжения от нагрузочного коэф-
В то же время увеличение на-	фициента
грузочного коэффициента связа-
но с ростом величины R а (или Za) при постоянстве R t, что неизбежно приводит к необходимости значительного увеличения напряжения источника анодного питания Еа до, подчас, недопустимо больших значений. Вследствие всего сказанного в каскадах усиления напряжения в целях получения оптимального * эффекта следует выбирать значение нагрузочного коэффициента в пре
делах:
2<а<5.
(4.46)
Это положение объясняется еще и тем, что, как будет видно из дальнейшего, увеличение нагрузочного коэффициента, т. е. рост сопротивления нагрузки Ra при неизменности дифференциального сопротивления лампы Rt, вызывает уменьшение усиления в области высших частот (увеличение коэффициента частотных искажений).
* Оптимальный — наилучший, наивыгоднейший в каком-либо конкретном случае.
Для получения наибольшего усиления напряжения следует еще использовать в схеме рис. 46, а лампу с наиболее высоким значением статического коэффициента усиления ц, что вытекает из (4.45).
Эта же схема (см. рис. 46, а) может быть использована и для усиления мощности. Известно, что мощность, отдаваемая усилительным каскадом во внешнюю цепь, равна мощности, выделяемой на сопротивлении анодной нагрузки и равной
। __/ам^а
н —	9
(4.47)
где Рн — мощность, отдаваемая каскадом усиления во внешнюю цепь;
ZaM — амплитуда пульсаций анодного тока;
Za — величина сопротивления комплексной нагрузки.
Подставляя значение амплитуды переменной составляющей анодного тока 1ам из приведенного ранее выражения (4.37) в уравнение (4.47), получим:
р _ H2L-2CMZa
н 2№ + Za)2
(4.48)
Для упрощения выражения (4.48) разделим числитель и знаменатель его правой части на Rj:
Заменяя после этого фициент а, получим:
2
отношение через нагрузочный коэф-
ц2	С/см а
Ri ’ 2	(1 + а)2 •
(4.49)
Учитывая, что ~~ = S, перепишем формулу (4.49) следующим образом:
Г’2
jy	Q СМ	СС
н —	-2~ •	•
(4.50)
Теперь видно, что мощность, развиваемая каскадом усиления, пропорциональна квадрату амплитуды возбуждающего напряжения сетки U2CM и добротности (ц5) применяемой лампы. Кроме того, мощность, отдаваемая каскадом во внешнюю цепь, зависит еще и от нагрузочного коэффициента а, т. е. от соотношения величин сопротивления анодной нагрузки и внутреннего сопротивления лампы.
Отдача максимальной мощности во внешнюю цепь является одной из основных задач каскада усиления мощности. В этих целях можно увеличить амплитуду входного сигнала. Однако увеличение амплитуды возбуждающего напряжения сетки может вызвать появление сеточного тока (заход в положительную область характеристики) или сдвиг рабочей точки на криволинейный участок сеточной характеристики. И то и другое неизбежно приведет к увеличению вносимых каскадом нелинейных искажений.
Поэтому пределом увеличения амплитуды возбуждающего напряжения сетки является максимально допустимый коэффициент нелинейных искажений.
Полезная мощность, выделяющаяся на сопротивлении анодной нагрузки, пропорциональна также квадрату амплитуды колебаний напряжения анода лампы.
Амплитуда переменной составляющей падения напряжения на нагрузке равна:
t/нм = ^ам^а = ^ам»
откуда
т нм
1	ам — ~
и полезная мощность
Лм^а _ ^ам Za _ Ul„
2	Z2a ’ 2 2Za •
(4.51)
Очевидно, с точки зрения получения наибольшей мощности желательно увеличить амплитуду переменной составляющей анодного напряжения, для чего следует увеличить и напряжение источника анодного питания. Однако пределом увеличения напряжения источника питания и, следовательно, напряжения анода лампы является максимально допустимое значение выделяемой на аноде электрической мощности (мощности рассеяния) для данного типа лампы.
Большое влияние на величину мощности, отдаваемой каскадом усиления во внешнюю цепь, оказываемое нагрузочным коэффициентом а, удобнее всего показать, определив предварительно величину коэффициента усиления по мощности Кр для рассматриваемой схемы (рис. 44, а).
Известно, что коэффициент усиления по мощности
что для данного случая может быть записано в виде:
ЛР = ^-,	(4.52)
‘с
мощность, расходуемая источником входного сигнала во входной цепи усилительного каскада, равная отношению квадрата амплщ туды входного напряжения к полному сопротивлению входа данного каскада.
Подставляя в (4.52) значение Рн из (4.50) и значение Рс из (4.53), получим
КР = [iSZBX _ра)2 •	(4.54)
При неизменности параметров лампы и величины входного сопротивления коэффициент усиления по мощности КР и, следовательно, абсолютная величина мощности, отдаваемой каскадом во внешнюю цепь, будут зависеть от величины отношения
а (1 + а)3 *	*
Простым арифметическим подсчетом нетрудно определить то значение величины а, при котором отношение _^aj2 в Ф°РмУле (4.54) максимально. Путем последовательной подстановки различных величин а получим соответствующие значения отноше-ния <табл- 6).
Таблица 6
„	а Значения — _|_а^ 2 ПРИ различных а	
-	а
	(1+а)2
0,0	0,00
0,5	0,22
1,0	0,25
2,0	0,22
3,0	0,19
Из этих данных видно, что наибольшее значение отдаваемой мощности получается при а = 1, т. е. когда Za = В этом случае КР КР макс-
На рис. 48 приведен график зависимости отношения коэффициента усиления по мощности КР к его наибольшему значению КР макс от нагрузочного коэффициента а при постоянном значении параметров лампы и сопротивления входа ZBX, откуда видно, что наибольшая отдача мощности будет при а = 1. И здесь напрашивается аналогия усилителя мощности с электрическим генератором, работающим в режиме отдачи максимальной мощности во внешнюю цепь. Это происходит, как известно из курса общей
электротехники, при условии равенства сопротивления нагрузки внутреннему сопротивлению генератора.
Величина максимальной мощности, отдаваемой каскадом усиления, в связи с этим будет равна:
,	Ц2£7см 1	__ Ц2?7см
н макс — 2R, ~  (1 + 1)2 “
(4.55)
По целому ряду причин нагрузочный коэффициент а в каска-
дах усиления мощности, работающих пах, выбирается меньше единицы.
Выше указывалось, что усиление тока в определенных пределах тоже можно получить при помощи схемы, приведенной на рис. 44,а.
Величину амплитуды переменной составляющей выходного тока, т. е. тока через сопротивление нагрузки Za, можно определить из закона Ома для переменной составляющей анодного тока:
на пентодах и лучевых лам-
т __ Ц^см
^аМ~д. + 2а’
так как ток через нагрузку в ме рис. 44, а и есть не что
Рис. 48. Зависимость усиления мощности от нагрузочного коэффициента схе-иное, как анодный ток лампы.
Величина амплитуды входного тока определяется выражением
__ Ссм
СМ 7 лвх
(4.56)
Следовательно, коэффициент усиления такого каскада по току
окажется равным:
1 вх
М-^см
^ам _ Д;Н~^а _ Р^вх
Iсм	Uал	Ri ^а
^вх
(4.57)
Разделив числитель и знаменатель правой части уравнения Z
(4.57) на одну и ту же величину получим (с учетом а = ^):
“z
-S--Zbx
или, в окончательном виде, поскольку -£- = S:
Ki
(4.59)
усиления тока от нагрузочного коэффициента
Выражение (4.59) показывает, что и коэффициент усиления по току зависит от величины нагрузочного коэффициента а (при неизменных, естественно, значениях крутизны характеристики лампы S и величины входного сопротивления каскада ZBX).
На рис. 49 выведен график зависимости	—-—= / (сс),
-*4 макс
из которого следует, что при всех прочих равных условиях наибольший коэффициент усиления по току получился бы при сс = 0, так как
Kj _	1	.
^гмакс 1-|-а
Как известно из курса общей электротехники, в работе любого электрического генератора наблюдается такое же явление: наибольший ток во внешнюю цепь будет отдан тогда, когда сопротивление нагрузки стремится к нулю.
Равенство а —	= 0 при существующих
реальных условиях, когда Н^оо, означает, что На = 0. В реальных усилительных каскадах такое условие, естественно, не может быть выполнено. Поэтому при использовании схемы рис. 44, а для усиления тока обычно соблюдают условие
Учитывая изложенное, можно сделать следующие справедливые для схемы рис. 44, а выводы:
1.	Для усиления напряжения необходимо выбирать лампы с возможно наибольшим значением статического коэффициента усиления ц, а величину нагрузочного коэффициента — в пределах 2<а<5.
2.	Для усиления мощности следует использовать лампу с наибольшим значением ее добротности D — а величину нагрузочного коэффициента а = 1.
3.	Для усиления тока лучше воспользоваться лампой с наибольшим значением крутизны характеристики S, а величину нагрузочного коэффициента выбирать из условия 0<а<1.
Кроме указанных условий, очевидно и то, что в случаях усиления мощности или тока входное сопротивление каскада ZBX должно быть достаточно велико и по возможности неизменно **.
Все приведенные выше условия касаются усиления напряжения, мощности и тока не только для каскадов усиления на элек-
* Практически для усиления тока используют схемы, отличные от приведенной на рис. 46, а (см. главу 7).
** Неизменность входного сопротивления играет роль и при усилении напряжения, о чем сказано ниже.
тронных лампах, но и для усилителей на полупроводниковых триодах (транзисторах) с учетом включения их по схеме с общим эмиттером (см. рис. 32).
В заключение заметим, что все три коэффициента усиления (по напряжению Kv, по мощности Кр и по току Ксвязаны между собой равенством:
KP = Ku^Ki,	(4.60)
или, что одно и то же:
Ku-Ki КР
свидетельствующим об их взаимной зависимости:
Ки =
Кр Ki
или
(4.61)
(4.62)
(4.63)
Действительно, если
_ Кр Ки '
1 + а
то их произведение
1 -|-а
SZbx	.. о</ а
у—	(1+а)3
КР,
а
чем и доказывается справедливость равенства (4.60). Кроме того, поскольку
откуда
Р ВЫХ _ ^ВЫХ^ВХ
Рвх ^вх^вых
(^ВЫХ \ 2 ZBx _ Т71 %вх Uвх / 2вых U ZBbIX
ZBX
ГЛ2	7	’
Ку	ЛВЫХ
Кривых ^ВХ
Аналогично можно определить, что
К PZBX ^вых
так как
Р вых   /bhxZbbix ^вх	JBxZBX
вх-
2 г ^вых ^вх
^вых ZBX
(4.64)
(4.65)
(4.66)
(4.67)
(4.68)
и
§ 10. ВХОДНОЕ И ВЫХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЯ
Входным сопротивлением вообще принято называть сопротивление электрическому току со стороны потребителя электроэнергии. Применительно к усилительному каскаду (или усилителю в целом) под входным сопротивлением следует подразумевать то электрическое сопротивление, которое оказывает входная цепь каскада (усилителя) переменному току.
Математически величина входного сопротивления определяется
отношением амплитуды переменного напряжения, подаваемого
Рис. 50. Составляющие входной динамической емкости и входного тока электронного триода:
Сас — проходная емкость лампы сетка — анод; Сск — входная емкость сетка — катод; /ас — емкостный ток в цепи анод — сетка, обусловленный наличием емкости Сас; /ск — емкостный ток в цепи сетка — катод, обусловленный наличием емкости Сск; /с — ток электронной проводимости между сеткой и катодом, обусловленный наличием активного сопротивления сетки (сопротивления утечки) i?c, а также другими активными составляющими; Гвх — суммарный ток входной цепи. (Везде подразумеваются амплитуды первых гармоник соответствующих токов.)
на вход каскада, к амплитуде первой гармоники тока, текущего во входной цепи:
=	* (4.69)
ВХ
поскольку ZBX является, как правило, величиной комплексной.
Величина входного сопротивления имеет большое значение для работы источника переменного напряжения, которое подается в качестве входного сигнала на сетку лампы или базу транзистора.
Выше было определено, что величина и характер анодной (коллекторной) нагрузки оказывают влияние на коэффициент усиления, частотную характеристику и другие параметры каскада усиления. Так как в любой паре смежных усилительных каскадов входное сопротивление последующего оказывается включенным параллельно нагрузке предыдущего, следует полагать, что величина ZBX
последующего каскада должна оказывать влияние на коэффициент усиления, частотную характе
ристику и другие параметры предыдущего каскада, а значит, и всего усилителя в целом.
Определение величины входного сопротивления каскада удобнее всего произвести по его обратной величине — входной про
водимости:
:	___ ^вх
вх	7	77
^вх	исм
(4.70)
На рис. 50 приведена несколько упрощенная схема усилительного каскада на электронном триоде с указанием действую
щих во входной цепи проводимостей и токов. Упрощение схемы сведено лишь к отсутствию источников постоянного напряжения Еа и Ес, так как для переменных составляющих токов их внутренние сопротивления несоизмеримо малы.
Общий суммарный ток в цепи может быть определен как геометрическая сумма трех токов:
•^вх = Тек ^ас Н- Iс-
Подставив это выражение в формулу (4.70), получим:
У = 7ск + /ас + /с , =	J^ = y .у уу (4.71)
(7СМ	Uсм О'см о см
где Уск = 2^- — проводимость, обусловленная входной емко-U см
стью (сетка — катод);
Уас ==	---проводимость, обусловленная проходной емко-
U см
стью (сетка — анод);
Ус =	---проводимость, обусловленная активным током 7е
Uсм (активная проводимость в цепи сетки).
Определим теперь отдельно каждую из указанных трех проводимостей.
Проводимость Ус, обусловленная током /с, является активной проводимостью и определяется отношением амплитуды первой гармоники этого тока к амплитуде напряжения сетки:
ус=-^-.	(4-72)
В большинстве случаев, как следует из ранее изложенного, лампа в усилительном каскаде должна работать при отсутствии сеточного тока. Поэтому с достаточной для практики степенью достоверности можно считать, что величина активного тока 1с определяется величиной сопротивления сетки Яс (сопротивления утечки). Тогда
Ус = -£.	(4.73)
Проводимость емкости Сск равна:
Ус„ = [<оСсв].	(4.74)
Чтобы определить проводимость, обусловленную проходной емкостью сетка — анод, нужно воспользоваться вторым законом Кирхгофа, поскольку в цепи, где имеется емкость Сас и проходит емкостный ток 7ас, действуют два напряжения: Uc и Uc-K (рис. 50).
Согласно этому закону можно написать:
.	0.75)
где К — коэффициент усиления данного каскада.	'
Разделив обе части уравнения (4.75) на С7см, получим:
1 + А=-^-Г—I , Сем L wCac -I
откуда
yac = ^ = <oCac-(l + K).	(4.76)
U см
Таким образом, учитывая выражение (4.71) и формулы (4.72), (4,74), (4.76), можно написать общее уравнение для входной проводимости каскада:	*
Увх=[^-]+[®Сек] + 1“Сае(1 + ^)1-	(4-77)
Следовательно, входную проводимость лампы можно представить как геометрическую сумму трех проводимостей, одна из которых (Ус) носит активный характер, а две другие (Уск и Уас) — емкостный:
Увх=[^]+®[Сск + Сас(1 + Х)].	(4.78)
Абсолютная величина (модуль) входной проводимости равна:
увх = / (^-)2 +	[Сок + Cao (1 + кур. (4.79)
Выражение, стоящее в квадратных скобках формулы (4.79), имеет размерность емкости, поэтому его можно заменить одной общей величиной емкости Свх, которая будет называться в дальнейшем входной динамической емкостью:
СвХ = СскН-Сас(1 + К).	(4.80)
Иначе говоря, входной динамической емкостью называется емкость такого эквивалентного конденсатора Свх, проводимость которого равна суммарной проводимости внутриламповых между-электронных емкостей Сас и Сск при работе лампы в динамическом режиме.
Учитывая формулу (4.80), можно записать выражение (4.79) в виде:
уВх=]/(^)2 + №,	(4.81)
откуда величина входного сопротивления

—/ 1 --- •
V1+
(4.82)
Из полученного выражения (4.82) видно, что входное сопротивление ZBX — величина действительно комплексная, реактивная часть которой зависит от входной динамической емкости Свх.
Это положение наглядно иллюстрируется приведенной на рис. 51 эквивалентной схемой входной цепи усилительного каскада на электронной лампе. Показанная здесь входная динамическая емкость Свх, величина которой определяется главным образом проходной емкостью лампы Сас*, отрицательно влияет на частотную характеристику каскада, так как является причиной дополнительных частотных искажений.
Известно, что любое емкостное сопротивление зависит не только от величины емкости, но и от частоты переменного тока:
Рис. 51. Эквивалентная схема входа электронной лампы
На вход любого каскада усиления подается во время его работы не одна какая-либо частота, а целый комплекс частот. Если бы входное сопротивление каскада не зависело от частоты, то падение напряжения на входном сопротивлении было бы одинаковым для всех частот.
В действительности же входное сопротивление каскада для различных частот имеет различную величину из-за наличия емкостной составляющей (динамической входной емкости). Поэтому даже если генератор, включенный на вход каскада, будет развивать совершенно одинаковую величину э. д. с. на всем диапазоне частот, напряжение на входе каскада будет уменьшаться с увеличением частоты. В связи с этим величину входной емкости всегда желательно иметь возможно меньшей. Поскольку динамическая входная емкость в значительной степени зависит от величины проходной емкости сетка — анод, эффективным методом уменьшения динамической входной емкости может служить применение пентодов, у которых главная составляющая этой емкости — проходная емкость — весьма мала.
К статическим междуэлектродным емкостям лампы обычно еще прибавляется существующая в усилителе емкость между проводами и деталями, расположенными в цепях сетки и анода. В результате этого величина и действие динамической входной емкости увеличиваются.
На рис. 52 приведена схема усилительного каскада на транзисторе, в которой сделаны такие же упрощения (и на тех же основаниях), что и в схеме на рис. 50. Из этой схемы видно, что входной ток 7ВХ также состоит из двух составляющих: активной составляющей, представляющей собой сумму тока через сопротивление
* В связи с тем, что в формуле (4.80) при Сао стоит сомножителем 1 + К), чего нет при Сск.
US
^бк
Сбэ 1бк
*вх
1боЧ)3
!вх ^бк
Рис. 52. Составляющие входного тока транзистора
Сбк
в цепи базы /б и прямого тока через переход база — эмиттер /бо, и емкостной составляющей, равной сумме двух емкостных токов: база — эмиттер /бэ и база — коллектор 7бк> что аналогично схеме на рис. 50. По этой причине входное сопротивление каскада на полупроводниковом триоде (транзисторе), являясь также комплексной величиной, в принципе зависит от показателей, подобных рассмотренным выше показателям входного сопротивления каскада на электронной лампе:
ZBX = Дэк° . (4.83)
На рис. 53 приведена эквивалентная схема входной цепи усилительного каскада на транзисторе.
Как видно из выражения (4.83) и рис. 53, активная составляющая
к
Дэкв
входного сопротивления ZBX в данном случае определяется следующим эквивалентным сопротивлением: о _ Лб^бэ •^9кв~Лб + Лбэ’
(4.84)
рис. 31 и 32)
—*~1бх
Рис. 53. Эквивалентная схема входа транзистора
омент времени
заменяющим собой два включенных параллельно сопротивления: 7?б — активное сопротивление в цепи базы (см. и активную составляющую сопротивления перехода база — эмиттер при прямом напряжении этого перехода:
<4-85>
где Uq — переменное напряжение между выводами база — эмиттер;
Iq — прямой ток базы при данной величине напряжения Uq.
Выше было показано, что в процессе работы усилителя на транзисторе знак напряжения базы относительно эмиттера должен в любой м
соответствовать прямому напряжению электронно-дырочного перехода база — эмиттер. Это явление влечет за собой другое: даже самые малые изменения такого напряжения вызывают относительно большие изменения тока в цепи базы. Отсюда следует, что активная составляющая сопротивления перехода база—эмиттер Rq9, как видно из (4.85), будет невелика. В большинстве транзисторов R6a измеряется единицами сотен ом. По этой причине активную составляющую входного сопротивления /?экв можно приближенно считать равной активному сопротивлению перехода
база — эмиттер: 2?экв ~ ^?бэ, пренебрегая величиной сопротивле-
ния 7?б, поскольку Яб > 7?бэ-
Что же касается входной динамической емкости, то в этом случае она, по аналогии с (4.80), определяется выражением:
Св5 = Соэ + Сб„(1+Х),	(4.86)
где Сбэ — статическая емкость перехода база — эмиттер;
Сбк — статическая емкость перехода база — коллектор;
К — коэффициент усиления (по напряжению) данного каскада *.
Однако и здесь сказывается влияние активной составляющей сопротивления перехода база — эмиттер, так как по абсолютной величине
I ^бэ ] < I I •
I шьвх |
Отсюда напрашивается вывод о том, что в усилительном каскаде на транзисторе влияние входной динамической емкости Свх на частотную характеристику сказывается в меньшей степени, чем в усилительном каскаде на электронной лампе.
Под термином выходное сопротивление (применительно к каскаду усиления) принято под
Рис. 54. Эквивалентная схема выхода электронной лампы:
Ri — дифференциальное (внутреннее) сопротивление лампы в рабочей точке характеристики; Нн — активная составляющая сопротивления нагрузки (в частном случае йа); Свых-выходная емкость (анод — катод) лампы, работаюг щей в данном каскаде
разумевать полное внутреннее сопротивление переменному току Zt = ZBbIX данного каскада, рассматриваемого как источник переменного выходного напряжения: С7Н = ивых.
Определить выходное сопротивление усилительного каскада на электронной лампе можно по эквивалентной схеме, приведенной на рис. 54. Поскольку Rt и 2?н включены здесь параллельно, их общее сопротивление
Обозначив
<4-88’
получим
#обЩ =qRi-	(4.89)
Следовательно, выходное сопротивление можно определить из выражения
= Z, = qR‘ ,	(4.90)
Vi+^i^BbiX
* Все рассуждения ведутся здесь для схемы с общим эмиттером (см. рис. 52) и поэтому аналогичны выводам для схемы с электронной лампой (рис. 50).
так как общее сопротивление 2?Общ = qRi включено параллельно выходной емкости лампы CBbIx- Из полученного выражения (4.90) и рис. 54 видно, что по мере увеличения частоты увеличивается шунтирующее действие выходной емкости лампы, в результате чего выходное сопротивление каскада уменьшается. Это шунтирующее действие емкости Свых будет тем большим, чем больше величина qR^ зависящая как от дифференциального (внутреннего)
сопротивления лампы, так и от активной составляющей сопротивления анодной нагрузки 2?н (2?а). Выходное сопротивление каскада на транзисторе определяется аналогичным выражением:
^кэ
Рис. 55. Экви-
^вых —
^вых
где
^вых
Мкэ ^к + ^кэ
(4.91)
(4.92)

валентная схе- представляет собой эквивалент двух параллельно ма выхода тран- включенных сопротивлений: RK — сопротивления зистора нагрузки в цепи коллектора и /?кэ — сопротивления перехода коллектор — эмиттер, а Съемность этого перехода (см. эквивалентную схему на рис. 55). И в этом случае сказывается шунтирующее действие емкости Скэ так же, как и действие емкости СВЬ1Х в каскаде усиления на
электронной лампе, поскольку и здесь абсолютная величина активной составляющей выходного сопротивления /?вых оказывается соизмеримой с абсолютной величиной емкостного сопротивления . Это обстоятельство объясняется тем, что к электронно-дыроч-^^вых
ному переходу коллектор — эмиттер всегда приложено обратное (по знаку полярности) напряжение, в результате чего величина RK бывает порядка десятков килоом; такого же (или более) порядка выбирается и величина сопротивления нагрузки 7?к.
Глава 5
ПИТАНИЕ ЦЕПЕЙ УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА
§ 1. ВЫБОР ИСТОЧНИКОВ
Как известно из курса электровакуумных приборов, для нормальной работы электронного триода в усилительном каскаде необходимо обеспечить питание трех его электрических цепей: цепи анода, цепи накала (подогревателя катода) и цепи управляющей сетки. Питание цепи анода и цепи управляющей сетки должно производиться обязательно постоянным напряжением, питание же цепи подогревателя лампы может быть произведено напряжением как постоянным, так и переменным. Если в том или ином каскаде используется многоэлектродная лампа (пентод, лучевой тетрод), то кроме указанных требуется еще и источник питания цепи экранной сетки, напряжение на зажимах которого также должно быть постоянным. В транзисторном усилителе отсутствуют цепи накала и экранной сетки. Здесь необходимы всего два источника питания: в цепи коллектора и в цепи базы, причем напряжение на зажимах должно быть постоянным. Кроме требования постоянства напряжения на зажимах всех названных источников питания к ним предъявляются не менее важные требования достаточно высокой экономичности, стабильности работы, малых габаритов и веса, удобства эксплуатации, длительного срока службы и т. п.
По вполне понятным причинам нет смысла для каждой из названных выше электрических цепей усилительного каскада использовать самостоятельный источник питания. Тем более нет смысла делать это в многокаскадных усилителях. Поэтому всегда стремятся к тому, чтобы в каждом усилительном устройстве работал один универсальный источник, который бы обеспечивал питание всех цепей всех усилительных каскадов данного устройства. В подавляющем большинстве случаев таким источником является кенотронный, полупроводниковый или комбинированный выпрямитель с несколькими выходами выпрямленного напряжения,
снабженными соответствующими сглаживающими фильтрами. Естественно, что требования, предъявляемые каждому из выходов такого выпрямителя, отличаются друг от друга и зависят от того, какую цепь и в каком каскаде предназначен питать тот или иной выход универсального питающего устройства — выпрямителя. В некоторых случаях используется не один, а два или более выпрямителей, в зависимости от назначения и класса звуковоспроизводящего устройства.
§ 2. ПИТАНИЕ АНОДНОЙ ЦЕПИ ЭЛЕКТРОННОЙ ЛАМПЫ
В современных звуковоспроизводящих устройствах киноустановок питание анодных цепей и цепей экранных сеток ламп всех каскадов усилителя производится от одного и того же кенотронного или полупроводникового выпрямителя.	*
Такое положение определяет ряд требований, предъявляемых к подобным источникам питания выше названных цепей усилителя.
Прежде всего необходимо, чтобы фильтр выпрямителя хорошо сглаживал пульсации выпрямленного напряжения.
Если питать анодную цепь какого-либо каскада недостаточно сглаженным выпрямленным напряжением, то это приведет к возникновению дополнительных пульсаций анодного тока той же частоты, что и пульсации питающего напряжения. Иначе говоря, анодный ток лампы будет при этом изменяться не только под действием изменяющегося напряжения сетки, но и в результате действия изменяющегося (пульсирующего) напряжения источника анодного питания.
Как правило, для питания анодных цепей усилителей применяются кенотронные или полупроводниковые выпрямители, собранные по двухполупериодной или однофазной мостовой схеме. Частота пульсаций выпрямленного напряжения для таких схем составляет 100 гц (при частоте напряжения сети 50 гц). Следовательно, дополнительные пульсации анодного тока лампы в усилителе будут происходить с частотой 100 гц. При этом на выходе усилителя будет прослушиваться фон переменного тока с этой же частотой. При достаточно большом коэффициенте пульсации питающего напряжения фон переменного тока и связанное с ним уменьшение динамического диапазона и появление дополнительных нелинейных искажений делают невозможной нормальную работу усилителя.
Питание анодных цепей хорошо сглаженным напряжением особенно важно для первых каскадов усиления, так как появляющийся в первых каскадах фон переменного тока претерпевает дальнейшее усиление последующими каскадами. Нелинейные искажения, вызываемые пульсациями питающего напряжения, также в большей степени сказываются в первых каскадах, так как здесь амплитуда пульсаций напряжения анодного питания 124
А- К длоду последующего каска-а да усиления
А
дополнитель-фильтра
Рис. 56. Включение ного анодного
может оказаться соизмеримой с амплитудой переменной составляющей напряжения на выходе каскада (£7НМ).
В последующих же каскадах (особенно в оконечном) амплитуда переменного напряжения на выходе (£7Нм) намного превосходит амплитуду пульсаций питающего напряжения, и действие этих пульсаций тем самым в значительной мере маскируется.
Как правило, коэффициент пульсации анодного напряжения в первых каскадах не должен превышать 0,01 н- 0,02%. В оконечных каскадах усиления мощности допускается коэффициент пульсации анодного напряжения до 0,1 4- 0,15%.
Чтобы уменьшить пульсации анодного напряжения в первых каскадах, кроме основного фильтра выпрямителя применяются еще и дополнительные, так называемые анодные фильтры. Эти фильтры, получившие название развязывающих фильтров, кроме дополнительного сглаживания пульсаций питаю
еще и предотвращают возникновение некоторых разновидностей паразитных связей между отдельными каскадами, о чем подробно сказано ниже (см. главу 10, §4). Принципиальная схема включения такого фильтра приведена на рис. 56. Анодный фильтр представляет из себя Г-образный реостатно-емкостный фильтр, состоящий из сопротивления 7?ф и конденсатора Сф. Сглаживающее действие такого фильтра определяется его коэффициентом фильтрации:
(5-1) где $ — коэффициент пульсации питающего напряжения (до фильтра);
S' — коэффициент пульсации напряжения после фильтра (на зажимах конденсатора Сф).
Как правило а$<1, причем сглаживающее действие фильтра будет тем больше, чем меньше величина коэффициента фильтрации. Для такого рода фильтров коэффициент фильтрации может быть определен из выражения:
___	__ ___1_________1	/К Ф S Аю’Яф “]/1со2^ ’
Еао
напряжения в
цепи анода
где Еао — постоянная слагаемая напряжения на зажимах источника питания;
/а0 — ток покоя в цепи анода лампы;
увеличение этого сопротивления
Рис. 57. Питание экранной сетки пентода (лучевого тетрода)
co — угловая частота пульсаций питающего напряжения; Тф =	— постоянная времени фильтра, измеряемая
в секундах, если R$ выражено в омах, а Сф — в фарадах. При двухполупериодном выпрямлении со = 628 Нсек.
Из выражения (5.2) видно, что чем больше постоянная времени фильтра Тф = В.фСф, тем меньше коэффициент фильтрации Пф, т. е. тем лучше сглаживающее действие фильтра. Следовательно, для уменьшения Пф следует прежде всего увеличивать емкость Сф.
Что касается величины сопротивления 7?ф, то, с одной стороны, также увеличит сглаживающее действие фильтра, но, с другой, — увеличение 7?ф приводит к увеличению потерь постоянной составляющей» напряжения питания (1а0Кф), что вызывает необходимость пропорционального увеличения напряжения источника питания Еа.
Если известны коэффициент пульсации напряжения до фильтра (s) и максимально допустимый для данного каскада
коэффициент пульсации питающего напряжения (s'), то можно определить по формуле (5.1) необходимую величину коэффициента фильтрации Оф.
Затем, задавшись значением величины Еф*, определить из выражения (5.8) необходимую величину Тф и емкости конденсатора фильтра Сф.
В свете изложенного выше напряжение на зажимах источника анодного питания должно быть равно:
Еа — Uao + Uao Сф0.
(5.3)
Напряжение анода ламп в различных каскадах усиления бывает в пределах 50в <Z Ua0 <Z 250 в, падение напряжения на сопротивлениях анодной нагрузки — в пределах 150 >» £7^ >50 в и падение напряжения на сопротивлении развязывающего фильтра — порядка 30 4- 80 в. Следовательно, напряжение на зажимах источника анодного питания должно быть порядка Еа — (300 4-400) в.
В каскадах усиления, где применяются лучевые тетроды и пентоды, необходимо подать питание еще и на экранные сетки этих ламп.
* Учитывая имеющуюся величину напряжения Еа и необходимую величину напряжения питания анодной цепи данного каскада.
В большинстве случаев величина напряжения экранной сетки должна быть несколько меньше величины напряжения анода. Для этого в цепь экранной сетки включают добавочное сопротивление 7?э (рис. 57).
Необходимую величину сопротивления Ra нетрудно определить, если известны напряжения источника анодного питания Еа, необходимая величина напряжения экранной сетки Ua и величина тока экранной сетки 1а при выбранном режиме:
=	(5.4)
* э
Как видно из рис. 57, экранная сетка соединяется через конденсатор Са с катодом и отрицательным полюсом источника анодного питания.
Дело в том, что изменение напряжения управляющей сетки (при подаче усиливаемого сигнала) вызывает пульсации не только анодного тока, но и тока экранной сетки. При отсутствии конденсатора Сэ это привело бы к тому, что напряжение экранной сетки изменялось с изменением напряжения управляющей сетки так же, как и напряжение анода при динамическом режиме работы лампы. При уменьшении анодного тока и тока экранной сетки напряжение Ua возросло бы и тем самым способствовало увеличению анодного тока. Наоборот, при увеличении анодного тока и тока экранной сетки напряжение U а уменьшалось бы и, следовательно, вызывало уменьшение анодного тока.
Иначе говоря, действие экранной сетки в этом случае противоположно действию управляющей сетки на анодный ток, что приводит к уменьшению коэффициента усиления каскада, т. е. к возникновению своеобразной внутриламповой отрицательной обратной связи.
Это комплексная отрицательная обратная связь, глубина которой зависит от емкости конденсатора Са и частоты усиливаемого сигнала: чем больше емкость Са и выше частота сигнала со, тем меньше глубина обратной связи, и наоборот,— уменьшение емкости, равно как и уменьшение частоты входного сигнала со, приводит к увеличению глубины обратной связи, т. е. к уменьшению усиления данного каскада. Этим свойством иногда пользуются, выбирая емкость Са такой небольшой величины, чтобы подчеркнуть воспроизведение для колебаний высших и ухудшить (снизить) усиление для колебаний низших частот.
В большинстве же случаев наличие пульсаций напряжения экранной сетки — явление нежелательное. Чтобы избежать этого, включают конденсатор Са достаточно большой емкости (порядка 0,1 4- 0,5 мкф), который поддерживает постоянство напряжения Ua: при увеличении тока экранной сетки конденсатор Са заряжается, а при его уменьшении — разряжается, причем и заряд Са и его разряд происходят через сопротивление Ra (см. рис. 57).
§ 3. ПИТАНИЕ ЦЕПИ НАКАЛА ЭЛЕКТРОННОЙ ЛАМПЫ
Питание накала (подогревателей катодов) ламп в усилителях современных звуковоспроизводящих устройств производится как
переменным, так и постоянным током, хотя применяемые в таких
Рис. 58. Питание по-
догревателя переменным током
усилителях лампы имеют подогревный катод.
Известно, что в принципе накал электронных ламп с подогревным катодом можно питать переменным током. Однако такой способ питания цепей накала вызывает иногда появление достаточно сильно ощутимого фона переменного тока (особенно в первых каскадах усилителя).
Одна из причин появления фойа — пло
хая изоляция между выводами подогревателя и сетки на цоколе лампы или. в ламповой
Рис. 59. Включение потенциометра параллельно подогревателю
панели и конечная величина сопротивления изоляции между цепями подогревателей и управляющих сеток ламп в схеме усилителя. Вследствие этого между одним из выводов подогревателя и сеткой создается некоторое сопротивление утечки Яут, благодаря чему по сопротивлению Rc. включенному на входе, потечет переменный ток утечки ZyT (рис. 58) с частотой, равной частоте напряжения питания накала (50 гц).
Под действием этого тока на сопротивлении Rc упадет определенное напряжение, которое, будучи усилено данным и последующими каскадами, вызовет значительный фон переменного
тока на выходе усилителя. Чтобы избежать этого явления, иногда
параллельно источнику питания накала включают переменное сопротивление R, движок которого заземляют (рис. 59,а). В этом случае между выводом а подогревателя и сеткой (точка в) появится сопротивление утечки г1? а между выводом б и сеткой — сопротивление утечки г2, как это показано на эквивалентной схеме (см. рис. 60). Пусть движок потенциометра будет установлен в какой-то точке г. При этом между точками а и г появится напряжение t7i, а между точками б и г — напряжение £72, причем U\ -|-+ и2 = ип.
Под действием напряжения через сопротивление утечки Rr и сопротивление Rc потечет ток Ч- Наличие напряжения U2 вызовет появление тока г2, проходящего через сопротивление R(. и сопротивление утечки г2.
Рис. 60. Эквивалентная схема к рис. 59, а


тока.
Как видно из эквивалентной схемы (рис. 60), направление токов К и i2, проходящих по сопротивлению Rc, противоположно. Следовательно, падение напряжения на сопротивлении Rc под действием этих токов пропорционально их разности (С — i2). Можно подобрать такое положение движка потенциометра (точка г), при котором оба тока будут равны (К = г2). При этом фон переменного тока будет сведен практически к нулю. Во многих усилительных устройствах вместо применения потенциометра R производят заземление средней точки обмотки силового трансформатора, предназначенной для питания накала, или заземление одного из выводов подогревателя (см. рис. 59, б).
Другой причиной появления фона из-за питания накала переменным током является несовершенство изоляции катода от подогревателя. При достаточно высокой температуре накала изоляционные свойства фарфора или алундовой массы снижаются, что приводит к появлению дополнительных пульсаций тока эмиссии катода, вызывающих появленг
Подобный эффект наблюдается и за счет емкости между катодом и подогревателем, а также за счет электронной эмиссии самого подогревателя.
Если концы подогревателя обладают некоторой электронной эмиссией, то появляются дополнительные пульсации тока эмиссии.
Весьма рациональной мерой защиты в этом случае оказывается понижение напряжения накала на 8-4- 10% от номинальной величины, что и применяется в первых каскадах некоторых типов усилителей.
В связи с тем, что, как было показано выше, фон переменного тока наиболее сильно проявляется при питании таким током накала ламп первых каскадов, это питание желательно осуществлять током постоянным. В некоторых случаях такой способ питания становится обязательным. К таким случаям относится в числе прочих питание накала ламп первых каскадов усилителей, на вход которых поступает сигнал от магнитной головки или микрофона. Уровень такого сигнала чрезвычайно мал (0,4 ч- 1,5 мв), и поэтому колебания анодного тока лампы первого каскада, вызываемые входным сигналом, становятся соизмеримыми по интенсивности с паразитными колебаниями того же тока, происходящими в связи с питанием цепи накала данной лампы переменным током. В результате описанного явления отношение сигнал—шум, а следовательно, и динамический диапазон усилителя значительно сокращаются.
§ 4. ПИТАНИЕ ЦЕПИ КОЛЛЕКТОРА В ТРАНЗИСТОРНЫХ СХЕМАХ
Главные требования к источнику питания коллекторной цепи транзисторных усилителей остаются такими же, как и для источника питания анодной цепи электронных ламп: постоянство напряжения во времени, стабильность и надежность работы. Так же как и в схемах с электронными лампами, малейшие пульсации питающего напряжения, особенно в первых, ближайших к входу усилителя каскадах, вызывают паразитные пульсации тока коллектора. Эти паразитные пульсации значительно сужают динамический диапазон за счет увеличения уровня помех при неизменном уровне полезного сигнала.
В силу специфики физических процессов, происходящих в транзисторе, величина напряжения на зажимах источника питания коллекторной цепи Ек (см. рис. 31 или 32) бывает значительно меньше, чем величина напряжения источника питания анодной, цепи электронных ламп Еа (см. рис. 28), и колеблется в пределах от З-ь-4 до 15-4—20 в. Из графика, приведенного на рис. 40, видно, что в режиме покоя
Еи = Uli0 4- ип0.	(5.5)
Эта сумма падения напряжения на сопротивлении коллекторной нагрузки UI10 и обратного напряжения коллекторно-базового перехода UK0 должна оставаться неизменной и в колебательном режиме, т. е. тогда, когда
£гк = Uк макс ^н мин	(5.6)
и когда
Ex = UK мин Un макс-	(5-7)
Амплитуда напряжения выходного сигнала, представляющая собой амплитуду переменной составляющей падения напряжения на сопротивлении коллекторной нагрузки
Uнм — Uк макс	^но,	(5.8)
в среднем бывает равна (см. рис. 40): ТТ _ _ макс б"н мин	(5.9)
и нм	2 Из выражения (5.9) вытекает, что	
2^нм = Un макс t/н мин! откуда	(5.10)
t/н макс — 2С/Нм A мин-	(5.11)
Подставляя полученное значение £7НМакс и3 (5.11) в лучим:	(5.7), по-
^К — UК МИН “Ь 27/нм “Г 7/н мин •	(5.12)
В целях экономии напряжения источника питания можно допустить, что минимальное значение падения напряжения на коллекторной нагрузке Un мин близко к нулю. Минимальное напряжение коллектора UK юин может быть выбрано в пределах одного вольта. Тогда
Ек мин 2U11№ 1 (в).	(5.13)
Следовательно, номинальная величина напряжения на зажимах источника питания коллекторной цепи определяется удвоенной амплитудой напряжения выходного сигнала. Если это условие не соблюдается, то возникают достаточно большие нелинейные искажения за счет уплощения кривой напряжения выходного сигнала. Такое уплощение может быть как в течение одного, так и в течение обоих полупериодов. Эти явления могут возникнуть в случае чрезмерно длительной эксплуатации таких часто используемых источников питания коллекторной цепи транзисторов, как батарея электрохимических элементов или батарея аккумуляторов. К таким же результатам приведет и резкое уменьшение напряжения питающей цепи в случае питания цепи коллектора от специального выпрямителя.
С учетом того, что коэффициент усиления по напряжению для любого усилительного каскада математически может определяться отношением амплитуд выходного и входного напряжений, выражение (5.13) можно переписать в виде:
Ек мин > 2KUQk +1,	(5.14)
где Uqm — амплитуда сигнала. Отсюда следует, что, с одной стороны, при неизменной величине входного сигнала минимальная величина Ек зависит от коэффициента усиления данного каскада; с другой стороны, при установленной величине Ек увеличение амплитуды входного сигнала против нормы приведет к описанному выше явлению, возбуждающему дополнительные нелинейные искажения, так как может оказаться, что Ек <С 2-К-Uqk 4- 1.
Если транзисторный усилитель имеет два и более каскада, то напряжение питания последующего (допустим, второго) каскада должно быть намного выше, чем первого, так как
£К2 >-2К2С7НМ11 •	(5.15)
Но
Eui 2?7HMi -j- 1.	(5.16)
Следовательно:
'	Ек2 EKi,
так как
Ец2 Ек1 = 2(7hmi (Х2— 1).	(5.17)
Следовательно, чем больше число каскадов в транзисторном усилителе, тем большим должно быть напряжение на зажимах общего источника питания коллекторных цепей. В связи с этим
возрастает и напряжение коллектора последнего каскада, создавая подчас угрозу электрического пробоя электронно-дырочного перехода коллектор—база. Последнее обстоятельство ограничивает среди прочих причин количество каскадов в усилителе с однотипными транзисторами.
§ 5. НАПРЯЖЕНИЕ СМЕЩЕНИЯ В КАСКАДЕ С ЭЛЕКТРОННОЙ ЛАМПОЙ
Выше была доказана необходимость отрицательного напряжения смещения в цепи управляющей сетки электронной лампы. Абсолютная величина этого напряжения Ес должна быть в любой момент времени больше абсолютной величины напряжения входного сигнала Еъх:
I Е. | >| Z7BX|.	. (5.18)
В противном случае в течение некоторого промежутка времени, когда | £7ВХ | >> | Ес |, напряжение сетки окажется выше нуля
и в цепи сетки и источника входного сигнала потечет ток; возникнут нелинейные искажения.
Существуют способы подачи отрицательного напряжения смещения, три из которых наиболее распространены.
Первый из этих способов получил название фиксированного (или независимого) смещения. Заключается он в том, что напряжение отрицательного смещения Eg поступает в цепь
Рис. 61. Пример кенотронного выпрямителя для смещения
управляющей сетки от самостоятельного постороннего источника постоянного тока, в результате чего величина Ес остается всегда постоянной и независимой от физических процессов, происходящих в данном усилительном каскаде. Рабочая (исходная) точка на динамических характеристиках остается при этом в строго фиксированном положении, которое не изменяется, как бы не изменялся входной сигнал или другие напряжения, определяющие режим: напряжение анода, экранной сетки или напряжение накала.
Источниками фиксированного смещения могут служить как батареи электрохимических элементов или аккумуляторов, так и различные выпрямители. С эксплуатационной точки зрения наиболее целесообразно использовать для такой цели выпрямитель. Именно такой метод нашел достаточно широкое распространение. На рис. 61 приведена простая схема выпрямителя, используемого для подачи фиксированного смещения в многокаскадном усилителе.
Наличие делителя напряжения на выходе такого выпрямителя
позволяет получить несколько различных по величине напряже-
ний и обеспечить подачу отрицательного напряжения смещения в цепи управляющих сеток всех каскадов. Как видно из рис. 61, (5.19)
что в данном случае обеспечивает подачу напряжения смещения
на сетки трех ламп. Чтобы удовлетворить требованию постоянства
напряжения смещения, необходимо еще снабдить выпрямитель хорошим фильтром, который обеспечил бы наличие минимальных пульсаций (0,1 ~ 0,01 %) выпрямленного напряжения .
Для этого во всех случаях использования фиксированного смещения источник такого напряжения шунтируется конденсатором достаточно большой емкости.
Второй способ подачи отрицатель
Рис. 62. Схема автоматического смещения
ного напряжения смещения носит
название автоматического смещения. Для его осуществления в цепь катода лампы включается сопротивление RK (рис. 62), зашунтированное конденсатором Ск.
В режиме покоя через сопротивление 7?к проходит анодный ток покоя Iа0, под действием которого на этом сопротивлении
падает напряжение:
Ес — I&oRk-
(5.20)
В результате потенциал катода оказывается выше потенциала общего (заземленного) провода схемы на величину Ес, а это равнозначно понижению потенциала сетки относительно катода на ту же величину Ес, так как между сеткой и общим (заземленным) проводом схемы в режиме покоя никакое другое напряжение не действует. Следовательно, напряжение Ес и является напряжением отрицательного смещения.
Если под действием каких-либо причин (например, в результате изменения Еа) анодный ток покоя изменится, то автоматически изменится и величина напряжения смещения. Как видно из (5.20), изменение абсолютной величины (Ec) произойдет е ту же сторону, в какую изменится /а0.
Необходимую величину сопротивления 7?к, именуемого сопротивлением автоматического смещения, можно определить из (5.20):
=	(5.21)
ао
(5.22)
или, в случае пентода или лучевого тетрода: О _________________________ * *
	к ” /ко “ /ао + /эо *
* В случае пентода или лучевого тетрода это выражение принимает вид: Ес = /к0-7?к = (/а0 + /эо) /?К)'гДе /эо — ток покоя экранной сетки.
В случае подачи входного сигнала (колебательный режим) напряжение возбуждения Uc, действующее непосредственно на зажимах сетка—катод, будет равно сумме векторов UBX и Ес: йс = Ёс + йвх	(5.23)
и при соблюдении условия (5.18) знак этого напряжения относительно катода будет всегда оставаться отрицательным.
Однако в колебательном режиме пульсирующее напряжение
возбуждения Uc вызовет появление пульсаций анодного тока.
4
Режим I __ Колебательный * по коя ^1* режим ’
Рис. 63. Пульсации напряжения смещения
Если бы конденсатор Ск (см. рис. 62) оказался отключенным от схемы, то напряжение Ес, возникающее на зажимах сопротивления /?к под действием пульсирующего анодного тока, тоже было бы пульсирующим *. На рис. 63, где приведены временные диаграммы напряжения сетки (б) и анодного' тока (я), видно, что в режиме покоя (от момента времени i0 до ix) напряжение Ес остается постоянным, так как в это время анодный ток /а = /а0 не изменяется. Допустим, что в промежуток времени от ДО h напряжение возбуждения Uc под воздействием входного сигнала начинает увеличиваться (см. кривую 1 на рис. 63,6) и к моменту i2 достигает своего наибольшего значе-
ния Uс макс. Тогда анодный ток в этот же промежуток времени
также растет, достигая максимума в тот же момент i2. Очевидно, что и абсолютная величина падения напряжения (Ес) на сопротивлении 2?к в этот период тоже будет увеличиваться, что представлено кривой 2 на рис. 63. В промежуток времени от i2 до i3 напряжение возбуждения Uc и анодный ток 1& уменьшаются до начальных величин Uс — Ес и /а = Iа0. В последующее время от t3 до в результате продолжающегося уменьшения Uc до значения Uc мин величина анодного тока также уменьшается до минимального значения I& — I& мип; при этом абсолютная величина напряжения смещения (Ес) достигает своего
* Предполагается, что при использовании пентода или лучевого тетрода ток экранной сетки остается всегда постоянным.
минимального значения. Как видно из всего изложенного выше, напряжение отрицательного смещения Ес в колебательном режиме, при отключенном конденсаторе Ск, остается не постоянным, а изменяется в противофазе к напряжению возбуждения Uc, т. е. в противофазе к входному сигналу £7ВХ*. Это напряжение (Е'с) фактически является частью выходного напряжения, так как оно образовано действием выходного тока. Поэтому в схеме автоматического смещения без конденсатора Ск будет иметь место активная отрицательная обратная связь по току с последовательным способом подачи.
Если учесть, что амплитуду переменной составляющей напряжения выхода можно определить как произведение амплитуды изменения анодного тока /ам на сумму сопротивлений Ra 4- 7?к:
^вЫх = /ам(Яа + Як),	(5.24)
а напряжение обратной связи U& (см. рис. 62) —как произведение:
С/е = /амЯк,	(5.25)
то коэффициент обратной связи будет в этом случае равен:
о _	__ /ам-^к _____ Дк	/г
1 “	“ /ам (Яа + Як) ~ /?а+Лк '	1	}
Так как в реальных усилительных схемах величина сопротивления автоматического смещения 7?к несоизмеримо меньше величины сопротивления анодной нагрузки 7?а, то ею можно пренебречь в знаменателе (5.26), сохранив достаточную для технических расчетов степень точности. Тогда
Р~ъ~	(5.27)
ла
и глубина возникшей отрицательной обратной связи
А = 1 + [^К	К.
«а
(5.28)
Как видно из (5.28), уменьшение усиления произойдет при этом в тем большей степени, чем больше величина сопротивления смещения 7?к сравнительно с сопротивлением анодной нагрузки 7?а, так как в описанном случае
___________ гЯа
* Напряжение возбуждения Uc всегда, при любых условиях, совпадает по фазе с напряжением входа t/Bx.
Далеко не всегда желательно наличие такой отрицательной обратной связи в случае использования автоматического смещения. Поэтому параллельно 7?к включают блокирующий конденсатор Ск сравнительно большой емкости. В таком случае коэффициент обратной связи становится равным
В' Р Ла ’
(5.30)
где
о 1
(5.31)
|
полное сопротивление параллельной цепи, состоящей из сопротивления смещения RK и блокирующего конденсатора Ск* Так как для переменной слагаемой анодного тока
(5.32)
то величиной в знаменателе формулы (5.31) можно пренебречь (ОСК
и тогда
ZK =
7? 1
ЯК
или
Zk
(5.33)
(5.34)
1
Тогда коэффициент обратной связи R' ~	~---L_ .
Р ~ 7?а ~ <0б?к2?а
Если емкость блокирующего конденсатора выразить в микрофарадах, а сопротивление анодной нагрузки — в омах, то
1 ~ шС„Яа
Как видно из (5.34), теперь уже возникает комплексная (частотно зависимая) отрицательная обратная связь, глубина которой при всех прочих равных условиях будет тем больше, чем ниже частота колебаний входного сигнала со. Чтобы избавиться от заметного снижения коэффициента усиления в области низших частот, надо значительно увеличить емкость конденсатора Ск, доводя ее до нескольких десятков микрофарад. При уменьшении емкости конденсатора увеличивается коэффициент (а следовательно, и глубина) обратной связи на данной частоте, или, что по сути одно и то же, данная величина (У имеет место на более высокой частоте.
В некоторых случаях используется третий способ подачи отрицательного напряжения смещения, получивший название комбинированного смещения. Суть такого способа заключается в некотором объединении свойств фиксированного и автоматического смещения. Один из вариантов схемы комбинированного смещения представлен на рис. 64. Напряжение смещения в этом случае создается за счет падения напряжения на сопротивлении Я1; за счет прохождения по нему двух постоянных токов: анодного тока покоя 1а0 (или, в случае пентода или лучевого тетрода,— /ко = /ао + /эо) и тока /дОб, протекающего в цепи добавочного сопротивления /?ДОб (см. рис. 64):
Ес — /?к (/ао ~г /доб)-	(5.35)
Таким образом, напряжение смещения в подобной схеме создается благодаря комбинации фиксированного смещения (за счет
постоянного, независимого от параметров усилительной схемы тока /ДОб) и автоматического смещения (за счет анодного или катодного токов покоя).
Комбинированное смещение помимо всего прочего дает возможность значительно уменьшить отрицательную обратную связь по току, возникающую в схеме автоматического смещения. Это — результат того, что посто
Рис. 64. Комбинированное смещение
янная слагаемая суммарного тока, проходящего через сопротивление (рис. 64), пропорционально увеличена относительно амплитуды переменной слагаемой за за счет независимого постоянного тока /ДОб- Следовательно, для получения заданной величины Ес ’величина /?к может быть, согласно (5.35), выбрана меньше, а значит, напряжение обратной связи Uа = /ам/?к и ее глубина А = 1+ъ^ К будут меньшими,
чем при аналогичных условиях в схеме автоматического смещения. Отсюда и необходимость меньшей величины емкости блокирующего конденсатора Ск, или большая степень защиты от возникновения внутрикаскадной отрицательной обратной связи по току при той же величине емкости Ск.
§ 6. ТОК СМЕЩЕНИЯ В КАСКАДЕ С ТРАНЗИСТОРОМ
Выше было показано (см. главу 4, § 7), что каскад усиления с общим эмиттером, выполненный на транзисторе, в принципе не может работать без наличия постоянного тока смещения в цепи база—эмиттер. Если в ламповых схемах напряжение отрицатель-
ного смещения сетки необходимо для предотвращения сеточного тока, то показанное на рис. 31, 32 и 40 напряжение Uq0 подается между базой и эмиттером в прямом направлении специально для возбуждения тока смещения в этой цепи. Этот ток 7д0 чрезвычайно мал — порядка нескольких десятков или сотен микроампер. Поэтому для его возбуждения требуется настолько малое напряжение Uq0, что нет смысла на практике подавать его от
Рис. 65. Фиксированное смещение в транзисторной схеме
эмиттера), чем транзисторные
отдельного источника так, как это показано, например, на рис. 31 и 32.
В практически выполняемых транзисторных схемах питание цепи коллектора и цепи базы производится от одного и того же источника. Ток смещения задается одним из двух способов: 1) с йомощью делителя напряжения и 2) с помощью добавочного сопротивления.
Из предыдущего известно, что знаки напряжения коллектора и базы должны быть в таких схемах одинаковыми (относительно схемы отличаются от ламповых, где
знаки напряжений управляющей сетки и анода противоположны. Это обстоятельство и позволяет использовать первый из указанных способов, представленный на рис. 65, откуда видно, что
Сбо__
(5.36)
или
UeQ-EK Д1^д2 
(5.37)
Если известна необходимая величина тока смещения то напряжение смещения
U6o — /бо^б-э,
(5.38).
где 7?б-э — активное (омическое) сопротивление электроннодырочного перехода база—эмиттер в прямом направлении.
Сопоставляя выражения (5.37) и (5.38), получим:

(5.39)
т ____	Ri
бо~Яб-Э'Я1 + Я2 ’
Величины Ev, IGo, Rq-^ являются обычно заданными. Поэтому найти 7?! и /О можно, если учесть допустимый расход тока от источника Ег. через Rr + /О:
=	(5.41)
Щ ~Г-П2
Показанный на рис. 65 конденсатор Ci необходим для того, чтобы, с одной стороны, не допустить прохождение постоянного тока от источника Е1; через цепи источника входного сигнала
и, с другой,—отделить переменную слагаемую входного сигнала от постоянной ее слагаемой (если такая в составе сигнала имеется).
В последнем смысле назначение конденсатора С2 аналогично назначению Сг (см. рис. 65).
Такой способ осуществления смещения не всегда удобен, особенно в случаях большой величины Ек, когда сопротивление
*дов
Рис. 66. Автоматическое смещение в транзисторной схеме
становится несоизмеримо малым
сравнительно с Т?2. При таких обстоятельствах трудно создать достаточно точный делитель напряжения и, тем более, поддерживать постоянство его коэффициента деления во времени.
В таких, а также и в других случаях используется второй способ осуществления тока смещения (способ добавочного сопротивления), принципиальная схема которого представлена на рис. 66. Этот способ проще и в осуществлении и в расчете. Вместо двух сопротивлений делителя в схеме рис. 65 здесь (рис. 66) используется только одно добавочное сопротивление 7?ДОб, величина которого и ограничивает в основном ток смещения:

б°	Яб-э + ^доб
(5.42)
Так как сопротивление электронно-дырочного перехода база — эмиттер в прямом направлении бывает порядка нескольких десятков или сотен ом, оказывается, что
7?доб 7?б—э-	(5.43)
Это условие (5.43) дает возможность пренебречь величиной /?д-э в знаменателе формулы (5.42) и записать ее в виде:
(5.44)
Лдоб
Отсюда и определяют обычно искомую величину ВЯОб при заданных значениях Ек и /бо:
Лд»в = ^.	(5.45)
1 бо
В качестве примера рассчитаем величину 7?ДОб для случая, когда Е1( = 9 в, а требуемая величина тока смещения Гбо = = 0,2 ма = 0,0002 а:
7?доб =	— 45 000 ом = 45 ком.
Назначение конденсаторов и С2 в схеме рис. 66 аналогично, соответственно, назначению одноименных конденсаторов в схеме рис. 65.
§ 7. ТЕМПЕРАТУРНАЯ СТАБИЛИЗАЦИЯ ТРАНЗИСТОРНЫХ СХЕМ
Одна из важных особенностей всех полупроводниковых приборов — сравнительно большая зависимость их параметров и характеристик от температуры. Это объясняется основным физическим свойством полупроводников — отрицательным температурным коэффициентом. По мере повышения температуры в слое того или иного полупроводника высвобождается все большее и большее количество основных носителей данного слоя (электронов или дырок), в результате чего электрическое сопротивление такого полупроводника падает.
В полупроводниковых триодах (транзисторах) повышение температуры как окружающей среды, так и самого транзистора сказывается в том, что во всех его трех слоях—эмиттере, базе и коллекторе — увеличивается концентрация основных носителей: дырок — в слоях типа р и электронов — в слоях типа п. В результате этого количественно увеличивается рекомбинация пар дырка — электрон на р — ^-переходах и, как следствие, возрастает ток через переход. Причем такое заметное увеличение тока через р — ^-переход происходит при неизменных величинах основных напряжений, питающих схему: напряжения питания коллекторной цепи Ек и напряжения смещения базы С7бо. Этими явлениями и объясняется то обстоятельство, что повышение температуры вызывает увеличение начального тока коллектора 1К нач, под действием чего все выходные (коллекторные) характеристики транзистора вида ZK — / (t7K) ПРИ = const смещаются вверх при абсолютной неизменности всех питающих напряжений.
На рис. 67, б приведены три выходные (коллекторные) характеристики транзистора, снятые в условиях нормальной температуры (4-20° С) для трех различных значений напряжения базы: Z761 < 0, Uq2 = 0,2 в и t/63 = 0,4 в.
Эти характеристики построены в системе координат ZK — j (U^, где горизонтальной осью служит линия ОА, а вертикальной — линия ОВ. В этой же системе координат проведена нагрузочная прямая 1 (сплошная линия ad) с учетом того, что напряжение на зажимах источника питания коллекторной цепи равно Е1{ (см. рис. 67,6). Исходной (рабочей) точкой выбрана точка Ь, что
определяется величиной напряжения смещения Uq0 — 0,2 в; при этом ток покоя в цепи коллектора оказывается равным I1(Of а начальный ток — /к Нач (см. рис. 67, а).
Предполагается, что для рассматриваемого случая амплитуда синусоидального входного сигнала равна U бм = 0,2 в. Тогда наибольшее значение тока коллектора будет соответствовать
Рис. 67. Влияние температуры на работу транзисторного усилителя
точке а на прямой Z, а наименьшее его значение — точке с на этой же прямой. Если во время паузы через коллекторную цепь (в том числе и через сопротивление нагрузки) проходит постоянный ток /к0 (см. рис. 67, а), то при1 подаче указанного выше сигнала на вход схемы ток коллектора начнет колебаться с амплитудой /кМ — в течение одного, положительного, полупериода и с амплитудой /км — в течение другого, отрицательного, полупериода входного сигнала. Как видно из рис. 67, а, на котором приведена временная диаграмма коллекторного тока, обе амплитуды между собой почти равны, а форма колебаний этого тока очень близка к синусоидальной. Это позволяет говорить о весьма малых нелинейных искажениях, вносимых транзистором в таком случае.
Если по каким-либо причинам температура окружающей среды (а следовательно, и транзистора) повысилась, то, как было показано выше, все значения постоянных составляющих токов возрастут и выходные характеристики транзистора как бы переместятся вверх. Это явление графически равнозначно перемещению вниз горизонтальной оси системы координат /к — / (Uh), что и показано на рис. 67,6 пунктирной горизонтальной осью О'А'. Иначе говоря, в случае повышения температуры транзистора форма его характеристик не изменится, но те же характеристики займут новое положение в системе координат, где горизонтальной осью (осью напряжения коллектора 77к) служит линия О'А', а вертикальной (осью коллекторного трка /к) — линия О'В.
Рис. 68. Пример схемы температурной стабилизации
кого тока, из которой видно, что
Так как величина напряжения на зажимах источника питания коллекторной цепи Ек и сопротивление нагрузки RK остались неизменными, то угол наклона нагрузочной прямой также не изменился и она теперь займет положение пунктирной прямой 2 (см. рис. 67, б). Напряжение смещения С7бо — 0,2 в и амплитуда входного сигнала Uqm = 0,2 в тоже остались неизменными. Значит, теперь, при новом положении характеристик (см. рис. 67, б), наибольшее значение коллекторного тока будет определяться точкой а' на нагрузочной прямой 2, ток покоя /'ко — точкой Ь' и минимальное значение, равное начальному току /ь нач,— точкой с'.
Как видно из рис. 67, б, из-за повышения температуры в работе транзистора используются и криволинейные участки его выходных характеристик, а начальный ток коллектора /« Нач в значительной мере увеличивается.
На рис. 67, в приведена новая временная диаграмма коллектор-при повышенной против нормы
температуре амплитуды колебания этого тока в противоположные полупериоды не равны между собой и форма кривой значительно отличается от синусоидальной. Последнее обстоятельство реально свидетельствует о заметном повышении нелинейных искажений.
Чтобы эти нелинейные искажения в какой-то мере компенсировать или даже полностью подавить, в транзисторных схемах применяются различные методы стабилизации положения рабочей точки, которые можно подразделить на две группы: 1) способы термостабилизации режима и 2) способы термокомпенсации. И при первых и при вторых способах поддержание постоянства режима, т. е. неизменности положения исходной (рабочей) точки в случае изменения температуры, достигается введением отрицательной обратной связи по постоянному току. Но если при первом способе (термостабилизация) обратная связь осуществляется с помощью активных линейных сопротивлений, то при втором способе (термокомпенсация) в цепи обратной связи используются нелинейные термочувствительные элементы, например термисторы или полупроводниковые диоды.
На рис. 68 приведена в качестве примера наиболее простая схема термостабилизации, в которой положение исходной (рабочей) точки стабилизируется за счет последовательной отрицательной обратной связи по постоянному току.
С помощью делителя, состоящего из сопротивлений Ri и 1?2, на базу транзистора задается напряжение смещения Z7g0, под
действием которого в цепи база—эмиттер проходит постоянный ток смещения Iq0 (см. рис. 68).
В цепи эмиттера включено сопротивление обратной связи Вос, через которое фактически проходит сумма токов базы и коллектора:
Л = /б + /к.	(5.46)
Но, учитывая, что /к > Iq, можно допустить, что At, т. е-предположить, что через сопротивление обратной связи Вос в паузе проходит ток /ко, создавая на нем определенной величины падение напряжения U Как видно из рис. 68, полярность постоянных напряжений £7 p и Uq0 противоположна, поэтому действующее напряжение смещения будет всегда равно разности этих напряжений:
и1б0 = иб0-и&.	(5А7)
При повышении температуры начнется увеличение начального /к нач и среднего /ко значений тока коллектора. Это значит, что коллекторные (выходные) характеристики начнут перемещаться вверх так, как показано на рис. 67, б в системе координат ВО'А' (вместо начального положения в системе координат ВО А); соответственно начнется относительное перемещение нагрузочной прямой влево вниз и, следовательно, рабочей точки из положения b в положение Ь'. В результате описанных явлений начнет повышаться и напряжение обратной связи по постоянному току:
U^IKOBOC.	(5.48)
Действующее напряжение смещения Uq0 будет в этом случае уменьшаться согласно (5.47). Но среднее значение тока коллектора 7КО находится в почти прямой зависимости от тока смещения /б0, который при уменьшении действующего напряжения смещения тоже начнет уменьшаться. Последнее обстоятельство и будет препятствовать начавшемуся было увеличению тока коллектора, и положение нагрузочной прямой, а следовательно, и рабочей точки останется прежним. Такой способ температурной стабилизации имеет реальное действие в ограниченных пределах изменения температуры — не более чем на +10 + 15° С.
Этот предел зависит от глубины вводимой отрицательной обратной связи по постоянному току, т. е. практически от величины сопротивления обратной связи Вос. Чем большей выбрана величина Вос, тем большей будет глубина обратной связи и, следовательно, более широкими допустимые пределы колебания температуры. Заметим, однако, что значительное увеличение сопротивления 7?ос не только ограничено величиной напряжения на зажимах источника питания коллекторной цепи Ек, но и подчас не имеет смысла, так как с увеличением глубины обратной связи допустимый интервал изменения температуры растет только
Рис. 69. Пример схемы температурной компенсации
Рис. 70. Характеристика термистора
лишь до определенных значений, после чего остается уже неизменным.
Показанный на схеме рис. 68 конденсатор С2 включен параллельно сопротивлению обратной связи 7?ос для предотвращения отрицательной обратной связи по току для переменной составляющей, которая могла бы вызвать ненужное ослабление коэффициента усиления по напряжению. Однако в некоторых случаях, когда такая обратная связь желательна, конденсатор С2 в схеме отсутствует.
Наиболее простая схема температурной компенсации приведена на рис. 69. Сопротивлений Bi и В? составляют вместе делитель
напряжения, служащий для подачи смещения на базу транзистора. Напряжение смещения Ибо снимается с нижнего плеча этого делителя и будет равно:
С7б0=Е„д4тГ-	(5.49)
~f- Zl-Ji	'
Это выражение (5.49) в связи с тем, что 7?т < Bi, может быть заменено практически равнозначным:
(5.50)
которое показывает, что схема, приведенная на рис. 69, ничем не отличается от обычной схемы подачи смещения на базу транзистора с помощью делителя напряжения (см. рис. 65). Но в схеме рис. 69 Bi— активное сопротивление, т. е. обычный резистор, в то время как 7?т является термистором — полупроводниковым сопротивлением с отрицательным температурным коэффициентом. На рис. 70 приведена характеристика зависимости сопротивления термистора Вг от температуры, из которой видно, что повышение температуры вызывает уменьшение сопротивления термистора.
Если в такой схеме в случае повышения температуры окружающей среды начнется увеличение тока коллектора,
то в то же самое время произойдет уменьшение сопротивления 7?т, вызванное тем же самым перепадом температуры. В соответствии с (5.50) начнется одновременное уменьшение напряжения смещения Uq0, которое, в свою очередь, приведет к уменьшению тока
смещения 1б0. Последнее обстоятельство и приостановит начавшееся было увеличение коллекторного тока /ко, так как вели-
чина последнего находится в зависимости от тока смещения.
Заметим, однако, что схема термокомпенсации в таком виде, в котором она приведена на рис. 69, практического распространения почти не получила, так как трудно подобрать термистор, характеристика которого в точности соответствовала бы поставленной задаче. В связи с этим практи
Рис. 71. Схема включения термистора
ческие схемы термокомпенсации
более сложны (рис. 71). В такой схеме, подбирая величины активных сопротивлений Т?2 и 7?3, можно корректировать характеристику термистора и тем самым обеспечить более точную
термокомпенсацию.
§ 8. ПИТАНИЕ АНОДНЫХ И КОЛЛЕКТОРНЫХ ЦЕПЕЙ МНОГОКАСКАДНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Наиболее удобным источником питания любых цепей электронного усилителя постоянным током является выпрямитель. В некоторых видах промышленных установок бывает целесообразным использовать выпрямитель и для питания постоянным током цепей транзисторных усилителей, хотя большое распространение получили используемые для таких целей малогабаритные батареи электрохимических элементов и аккумуляторов. Кроме некоторых специальных случаев, когда питание накала ламп электронных усилителей осуществляется постоянным током, основными потребителями такого тока являются анодные цепи и цепи экранных сеток электронных и коллекторные цепи транзисторных усилителей *.
Выше были определены главные черты требований, предъявляемых к источникам питания анодных и коллекторных цепей отдельно взятых усилительных каскадов.
По вполне понятным технико-экономическим причинам нет никакого смысла осуществлять питание этих цепей в каждом усилительном каскаде от отдельного, самостоятельного источника. В связи с этим, хотя указанные выше требования остаются справедливыми и в случае питания всех анодных или коллекторных цепей многокаскадного усилителя от одного общего источника постоянного тока, к такому источнику предъявляется еще одно, очень важное требование.
* В дальнейшем под питанием анодных цепей будет подразумеваться одновременно и питание цепей экранных сеток электронных ламп.
На рис. 72 приведена несколько упрощенная, но вполне реальная принципиальная схема трехкаскадного усилителя на электронных триодах, анодные цепи которых питаются от одного и того же общего источника. Сопротивления 7?3 и R5 (нечетные) служат в качестве сопротивлений утечки соответственно первой, второй и третьей ламп. Сопротивления Т?4 и 7?6 (четные) являются сопротивлениями анодных нагрузок этих же ламп. Конденсатор Ci — разделительный (переходной) между первым и вторым
Рис. 72. Трехкаскадный усилитель
каскадами; С2 — то же между вторым и третьим каскадами и С3 — то же на выходе усилителя. Узлы автоматического смещения не обозначены, так как в дальнейших рассуждениях роли не играют.
В этой схеме при подаче напряжения входного сигнала Квх начнется известный из предыдущего процесс усиления, в результате которого выходное напряжение Квых окажется равным:
^ВЫХ = А^обЩ  UЪХ1	(5.51)
где
КО^ = КХ.К2.К3-	(5.52)
общий для усилителя коэффициент усиления по напряжению, равный произведению отдельных коэффициентов усиления всех каскадов.
Пульсирующий анодный ток лампы третьего, оконечного, каскада проходит и через внутреннее сопротивление источника питания Rq. Переменная составляющая этого тока создает на зажимах источника питания падение переменного напряжения, обозначенного на рис. 72 символом |3-£7ВЫХ. Величина амплитуды этого напряжения определяется из закона Ома:
Р^вых = ^ам^о"	(5.53)
Именно это переменное напряжение попадает в анодные цепи ламп двух предыдущих каскадов и Л2} одновременно с пода
ваемым в эти цепи постоянным напряжением питания (см. рис. 72), откуда через соответствующий разделительный конденсатор (С\ и С2) часть этого переменного напряжения попадает на вход ламп соответствующих последующих каскадов (Л2 иЛ3). В результате описанных явлений два последних каскада этого усилителя оказываются охваченными обратной связью по напряжению с параллельным способом подачи. Из предыдущего (см. главу 4, §4) известно, что каждая лампа поворачивает фазу усиливаемого сигнала на 180°. Поэтому фаза напряжения обратной связи р?7вых оказывается такой же, как и фаза входного напряжения лампы второго каскада Л2 и противоположна фазе входного напряжения лампы Л3. Последнее обстоятельство, свидетельствующее об охвате третьего каскада отрицательной обратной связью, существенного значения не имеет из-за чрезвычайно малой глубины этой связи.
Иное дело — положительная обратная связь, возникающая из-за совпадения фазы напряжения обратной связи |EL/Bbix и напряжения входного сигнала лампы второго каскада Л2. Известно (см. главу 3, § 5), что самопроизвольно возникающая положительная обратная связь в усилителях низкой частоты может вызвать генерацию, т. е. является связью паразитной.
Если бы в схеме, представленной на рис. 72, отсутствовала лампа Л± со всеми сопутствующими ей дополнительными элементами, то такая самопроизвольная паразитная связь не могла бы возникнуть, так как напряжение обратной связи (3-£7Вых в таком двухкаскадном усилителе поступало бы с выхода только лишь на вход последнего каскада (через анодную цепь предоконечного) в противофазе к входному сигналу. А это значит, что возникшая связь через общий источник питания анодных цепей будет отрицательной.
В трехкаскадном усилителе такая паразитная связь может возникнуть легко, так как напряжение обратной связи в этом случае совпадает по фазе с входным напряжением второго каскада (см. рис. 72). Мало подвержен опасности таких паразитных связей четырехкаскадный усилитель. Несмотря на то, что при четырех каскадах выходное напряжение четвертого каскада совпадает по фазе с входным напряжением третьего, а выходное напряжение третьего — с входным напряжением второго, паразитная генерация в этом случае может и не возникнуть. Объясняется это тем, что напряжение обратной связи |3-/7ВЫХ в обоих указанных случаях оказывается несоизмеримо малым сравнительно с напряжением соответствующего входного сигнала и, следовательно, соблюдается условие < 1, при котором стабильность работы усилителя может и не нарушаться.
В случае пяти и более каскадов возможность возникновения паразитной генерации из-за связи через общий источник питания резко увеличивается, так как выходное напряжение оконечного, например пятого, каскада совпадает по фазе с входным напря
жением не только четвертого, но и второго каскада, в результате чего может легко оказаться, что > 1, и стабильность работы усилителя нарушится.
Выходное напряжение UBb!X усилителя, схема которого представлена на рис. 72, можно рассматривать как падение напряжения на сопротивлении анодной нагрузки Я6 лампы третьего (оконечного) каскада. Это падение напряжения происходит под действием той же переменной составляющей пульсирующего анодного тока 7аз, которая проходит и через внутреннее сопротивление источника 7?0. Величина амплитуды выходного напряжения будет в таком случае равна:
и вых — I ам (7?аз 4“ ^о) = -^ам (7?в + ^о)-	(5.54)
Но так как в любом усилителе оправдывается условие /?а > > 7?0, то величиной Во в выражении (5,54) можно пренебречь. Тогда
^вых = 1аМЯаЗ = ЛМЯб*.	(5.55)
Определив отношение двух напряжений — напряжения обратной связи |3£7вых и выходного напряжения £7ВЫХ, значения которых взяты соответственно из (5.53) и (5.55), — получим:
(5.56) сВых	-ОмЩаЗ «аЗ
Выражение (5.56) есть не что иное, как коэффициент обратной связи, от величины которого зависит устойчивость работы усилителя. Из предыдущего (см. главу 3, § 5) известно, что коэффициент усиления по напряжению для усилителя, охваченного положительной обратной связью
будет устойчивым лишь при условии, когда
₽А-«1,
т. е. тогда, когда произведение стремится к нулю:
(5.57)
Подставив в (5.57) значение р, взятое из (5.59), получим выражение
(5.58) rta3
которое является условием устойчивости работы многокаскадного усилителя, анодные (или коллекторные в транзисторных усили
* В целях некоторого упрощения, не нарушающего, однако, необходимую для данного случая степень точности, влиянием емкости конденсатора Сз можно пренебречь.
телях) цепи которого питаются от одного общего источника постоянного тока. В этом выражении величина —общий коэффициент усиления напряжения для всего усилителя без учета коэффициента усиления первого каскада:
К^ = К2К3... Кп.	(5.59)
Поскольку в выражении (5.59) величина не может стремиться к нулю, равно как и величина Каз не может стремиться к бесконечности, постольку устойчивость работы описываемого многокаскадного усилителя будет тем большей, чем ближе к нулю величина внутреннего сопротивления 7?0, общего для всех каскадов источника питания анодных цепей.
С целью уменьшения внутреннего сопротивления такого источника для переменной составляющей его выходные зажимы, как правило, шунтируют конденсатором достаточно большой емкости (см. конденсатор Со на рис. 72). Тогда опасность возбуждения паразитной генерации на высших и средних частотах, на которых
1
емкостное сопротивление чрезвычайно мало, значительно (ВС о
уменьшается. Но на низших частотах, где это сопротивление остается еще достаточно большим, опасность генерации остается. Поэтому паразитную генерацию усилителя, возникающую из-за общего источника питания анодных цепей, легко распознать на слух по характерным звукам чрезвычайно низкого тона, напоминающим булькание воды, выливаемой из полного графина.
Чтобы предотвратить возможность такой генерации, прежде всего увеличивают емкость конденсатора Со так, чтобы соблюдалось условие
Zo «	,	(5.60)
вытекающее из (3.38):
« 1; p =	; A /yv « 1; Z0K2 <g Яаз,
ла,з на3
где Zo — полное сопротивление параллельно включенных внутреннего сопротивления 7?0 и емкостного сопротивления конденсатора -4т- (см. рис. 72).
юс о
Кроме того, в тех же цепях используются еще дополнительные так называемые развязывающие 7?С-фильтры, сопротивление которых включается последовательно сопротивлениям анодных нагрузок предварительных каскадов (рис. 73). Действие этих фильтров аналогично действию описанных выше анодных фильтров (см. § 2 данной главы), используемых для дополнительного сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения, питающего анодную цепь электронной лампы. Довольно часто функции такого анодного
Рис. 73. Развязывающий фильтр
третьего и 2) с выхода
фильтра и дополнительного — развязывающего — объединяются в одном и том же 7?С-фильтре.
Развязывающие фильтры могут быть однозвенными, двухзвенными (рис. 73) или многозвенными, в зависимости от количества усилительных каскадов, анодные цепи которых питаются от общего источника. Чем больше каскадов в таком усилителе, тем больше и количество звеньев развязывающих фильтров. Такая закономерность вполне объяснима. В трехкаскадном усилителе паразитная обратная связь через общий источник анодного питания имеет лишь один канал: с выхода третьего каскада — на вход второго (см. рис. 72). В четырехкаскадном усилителе таких каналов оказывается уже два (рис. 74): 1) с выхода четвертого каскада — на вход третьего — на вход второго. А в пяти
каскадном усилителе таких каналов появляется уже четыре: 1) с выхода пятого — на вход четвертого; 2) с выхода четвертого — на вход третьего; 3) с выхода третьего — на вход второго; 4) с выхода пятого — на вход второго.
Рис. 74. Обратная связь через общий источник анодного питания
Естественно, что в пятикаскадном усилителе количество звеньев развязывающих фильтров должно быть больше, чем в четырехкаскадном; и еще больше, чем в трехкаскадном усилителе.
В многокаскадных транзисторных усилителях питание коллекторных цепей всех каскадов от одного общего источника тоже может служить причиной возникновения паразитной низкочастотной генерации, меры защиты от которой полностью аналогичны описанным выше мерам защиты от такой генерации в электронных усилителях.
Глава 6
УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
§ 1.	ОБЩИЕ ТРЕБОВАНИЯ
Источники входного сигнала — фотоэлектронный умножитель, магнитная головка, микрофон или звукосниматель — развивают настолько слабый сигнал, что он не в состоянии возбудить усилитель мощности, и поэтому предварительное усиление напряжения становится настоятельно необходимым в любом усилительном устройстве, входящем в состав комплекта аппаратуры звуковоспроизведения.
Главными требованиями, предъявляемыми к усилителям напряжения, можно считать следующие четыре: 1) возможно большее значение коэффициента усиления по напряжению, 2) соответствие формы частотной характеристики заданным конкретным условиям, 3) высокая степень помехозащищенности и помехоустойчивости и 4) достаточная степень эксплуатационной надежности и стабильности работы.
Входной сигнал, поступающий на усилитель напряжения, сравнительно невелик, в связи с чем используется лишь небольшой, следовательно, близкий к линейному участок динамической характеристики лампы. А это значит, что нелинейные искажения, вносимые электронной лампой в таком каскаде, сами по себе незначительны. Однако в некоторых случаях требование наименьших искажений становится и для усилителя напряжения одним из главных.
Выше указывалось, что любой усилительный элемент — электронная лампа или транзистор — может быть включен по одной из трех схем, принципиально отличающихся друг от друга: по схеме с общим катодом (или эмиттером), по схеме с общим анодом (или коллектором) или по схеме с общей сеткой (или базой). Наиболее подходящей именно для усиления напряжения является схема с общим катодом (или эмиттером), которая и применяется во всех усилителях напряжения. По этой причине принципиаль
ные схемы различных каскадов усиления напряжения отличаются друг от друга лишь характером нагрузки в анодной (коллекторной) цепи и некоторыми второстепенными деталями.
По типу нагрузки каскады усиления напряжения могут быть трех различных видов: 1) реостатный (или резисторный) каскад, когда в качестве анодной (коллекторной) нагрузки используется обычный резистор, обладающий активным сопротивлением; 2) дроссельный каскад, в котором сопротивлением нагрузки служит дроссель — катушка индуктивности и 3) трансформаторный каскад, у которого в анодной (коллекторной) цепи включена первичная обмотка межкаскадного трансформатора. По причинам, которые станут ясными из дальнейшего, именно реостатный каскад получил наиболее широкое распространение как усилитель напряжения. Поэтому в последующем ему уделяется главное внимание.
♦
§ 2.	РЕОСТАТНЫЙ КАСКАД
На рис. 75 приведена простая принципиальная схема двухкас
кадного усилителя напряжения — двух смежных реостатных каскадов (встречается еще равнозначный термин резисторный каскад). В этой схеме использованы электронные триоды и Л2.
Резистор 7?с, включенный в цепь сетки первого из них, служит
одновременно сопротивлением нагрузки источника входного сиг-
Рис. 75. Токи и напряжения в реостатном каскаде
нала и сопротивлением утечки, через которое стекает на катод избыток накапливающихся на сетке электронов.
Узел в цепи катода лампы Лсостоящий из резистора В'к и конденсатора С'к, равно как и аналогичный узел 7?к и С" в цепи катода лампы Л2, являются узлами автоматического отрица
тельного смещения соответствующих ламп.
Резисторы 7?а и Ba, включенные в анодные цепи триодов Л1 и Л2, являются сопротивлениями анодных нагрузок, назначение которых известно из предыдущего (см. главу 4, § 2).
Резистор Вс, включенный в цепь сетки лампы последующего каскада Л2, служит в качестве ее сопротивления утечки и, как будет видно из дальнейшего, является частью комплексного сопротивления анодной нагрузки лампы Лг.
Назначение конденсатора связи С'с — отделять переменную* составляющую усиленного первым каскадом сигнала от его постоянной составляющей — подробно рассмотрено ниже.
Анодные цепи обоих рассматриваемых каскадов питаются от источника постоянного тока, напряжение на зажимах которого равно Еа. Чтобы не усложнять схемы, питание цепей подогревателей катодов ламп на схеме рис. 75 не показано. В цепи сетки первого триода (Л1) на зажимах резистора Вс создается падение переменного напряжения входного сигнала UBK. Это напряжение, складываясь с постоянным напряжением отрицательного смещения Ес*, создает пульсирующее напряжение возбуждения U'c, под действием которого и возбуждаются колебания анодного тока I а лампы Лх вокруг его среднего значения — тока покоя 1ао. Частота пульсаций анодного тока равна частоте входного сигнала, амплитуда этих пульсаций — 1ам — пропорциональна амплитуде изменения напряжения возбуждения, а их форма приближается к форме входного сигнала. Степень этого приближения зависит от формы динамической характеристики лампы и амплитуды входного сигнала. Чем ближе форма этой характеристики к прямой линии и чем меньше амплитуда входного сигнала, тем в большей степени форма пульсаций анодного тока будет соответствовать форме входного сигнала, и наоборот,— чем криволинейнее динамическая характеристика лампы и больше амплитуда входного сигнала, тем меньше будет походить форма пульсаций анодного тока на форму входного сигнала. В последнем случае вносимые лампой нелинейные искажения будут несравненно больше, чем в первом.
Амплитуда пульсаций анодного тока /ам при любых обстоятельствах должна оставаться меньше величины тока покоя 1а0. Несоблюдение этого условия (7ам <5 Zao) вызывает дополнительные нелинейные искажения за счет уплощения формы'кривой пульсирующего анодного тока в отрицательные его полупериоды.
Анодный ток лампы как видно из рис. 75, проходит и через резистор В'а, создавая на его зажимах падение напряжения U'a. Форма этого напряжения, в связи с линейностью сопротивления этого резистора (В'а), строго соответствует форме колебаний анодного тока. Напряжение источника питания Еа остается всегда постоянным. Поэтому колебания напряжения на нагрузке U'a влекут за собой возникновение колебаний анодного напряжения U'a. Амплитуда этих колебаний U'ay[ будет равна амплитуде колебаний напряжения на нагрузке ?7нм- Форма колебаний анодного напряжения U'a в основе своей совпадает с формой колебаний напряжения U'a, но оба протекают противофазно: когда падение напряжения на сопротивлении анодной нагрузки U'n увеличивается,
* В схеме рис. 75 задается автоматически.
Рис. 76. Временные диаграммы напряжений и токов в реостатном каскаде
анодное напряжение 77а уменьшается, и наоборот,— уменьшение U'u влечет за собой увеличение U'&.
Характерной особенностью каскадов усиления напряжения, в принципе отличающей их, например, от каскадов усиления мощности, является то обстоятельство, что их нагрузкой в подавляющем большинстве случаев служит входная цепь последующего усилительного каскада.
В рассматриваемой схеме (см. рис. 75) нагрузкой первого каскада, работающего*на лампе 77\, служит не только резистор 2?а, но и входная цепь лампы Л2, состоящая из разделительного (переходного) конденсатора С'с, резистора утечки сетки лампы Л2 — R"c И других пассивных элементов, о которых речь пойдет ниже.
В режиме покоя, когда через анодную цепь лампы Л^ проходит постоянный анодный ток ПОКОЯ 7ао (см. графики на рис. 76, в от t = О до t = Н), устанавливается определенное динамическое равновесие потенциалов в точках А и Б, с одной стороны, и в
точках Б и В — с другой. Под действием постоянного напряжения Z7ao конденсатор С'с приобретает определенной величины постоянный заряд, полярность которого показана на рис. 75 между точками А (+) и Б (—). При таком положении ток в цепи, состоящей из Сс и Вс, не проходит (см. рис. 76, е, время от t = 0 до t = it) и, следовательно, напряжение U'c между сеткой и катодом лампы Л2 будет постоянным, равным напряжению отрицательного смещения Ес (см. на рис. 76, з, время от t = 0 до t = Н)-
В первую четверть положительных полупериодов входного сигнала (от t = П до t = t2), когда растет значение анодного тока
I'a, увеличивается напряжение U'B и уменьшается анодное напряжение U'a (см. рис. 76, а — &). Это значит, что потенциал точки А, т. е. потенциал анода Ли относительно потенциала точки Б понижается. В цепи, состоящей из конденсатора С'с и резистора 2?с, начинает проходить ток /разр (см. пунктирные стрелки на рис. 75). Это ток частичного разряда конденсатора С'с (см. рис. 76, е, время от t = С до t — t2), под действием которого на зажимах резистора R'c создается падение напряжения UBX. Полярность этого напряжения в течение времени от t — С до t — t2 такова («4-» в точке В и «—» в точке Б), что оно арифметически складывается с напряжением отрицательного смещения Ес. В результате напряжение сетки U'c второй лампы Л2 к концу первой четверти положительного полупериода входного сигнала 77вх, т. е. к моменту времени t2, достигает своего минимального значения U'c мин (см. рис. 76, ж и з, время от t = tx до t = t2).
В течение последующей (второй) четверти положительного полупериода входного сигнала U'sx, что соответствует на графиках рис. 76 промежутку времени от t = t2 до t ~ t3, напряжение сетки первой лампы U'c будет уменьшаться, под действием чего анодный ток /а тоже начнет уменьшаться и к моменту времени t3 (рис. 76, в) достигнет первоначального значения тока покоя 1ао. Очевидно, что в этот же промежуток времени (от t — t2 до t = £3) падение напряжения U'a на резисторе 2?а тоже будет уменьшаться, а напряжение анода U'a— увеличиваться (см. рис. 76, г и д, время от t = t2 до t = t3).
К моменту времени t3 оба эти напряжения (U’a и 77а) примут значения, имевшие место в режиме покоя (77но и 77ао); потенциалы в точках А и В динамически уравновесятся, т. е. конденсатор С'с окажется к моменту времени t3 заряженным так же, как это было и в течение времени от t = 0 до t = tx', разрядный ток, начавший уменьшаться в момент t2, к моменту времени t3 станет равным нулю (см. рис. 76, е).
От момента времени t3 до момента t4 протекает третья четверть периода — первая четверть отрицательного полупериода. Как видно из рис. 76, а — в, в течение этого промежутка времени знак напряжения входного сигнала U'BX меняется на обратный, напряжение возбуждения U'c уменьшается, принимая в момент £4 наименьшее значение UB мин, и анодный ток вследствие этого тоже уменьшается, становясь в момент t4 равным своему минимальному значению 7а мин (см. рис. 76, а — в). Уменьшение анодного тока вызывает и уменьшение падения напряжения на сопротивлении нагрузки U'H, которое в момент £4 будет наименьшим — Ua мин (рис. 76, г). Естественно, что в этот же промежуток времени — от t = t3 до t — £4 — анодное напряжение U'a будет расти, принимая наибольшее значение U'a макс в момент времени U (рис. 76, д).
Установившееся было в момент t3 динамическое равновесие потенциалов в точках А и Б (см. рис. 75) начинает нарушаться — потенциал в точке А теперь уже становится больше потенциала в точке Б и через цепь, состоящую из конденсатора С'с и резистора R'c, начинает проходить зарядный ток /зар (сплошные стрелки на рис. 75), величина которого постепенно растет и к моменту времени U становится наибольшей (рис. 76, е). Как видно из рис. 75, напряжение входного сигнала второй лампы U"BX под действием зарядного тока /зар меняет в эту четверть периода свой знак на обратный (см. рис. 76, ж). Полярность этого напряжения (« +» в точке Б и «—» в точке В) оказывается противоположной полярности напряжения отрицательного смещения Ес, в результате чего напряжение возбуждения второго каскада U'c постепенно увеличивается, принимая в момент времени свое наибольшее значение U'c макс (см. рис. 76, з).	*
На протяжении четвертой заключительной части периода напряжение входа первого каскада U'BX, постепенно увеличиваясь, становится к концу периода (t = t5) равным нулю; напряжение возбуждения этого же каскада U'c достигает своего среднего значения U'c = Е'с, а анодный ток — величины тока покоя. К этому моменту (i = t5) все действующие в обоих каскадах напряжения и токи приобретают те же значения, которые они имели в момент времени К, после чего все описанные выше явления снова повторяются в течение второго и последующих периодов синусоидального колебательного процесса.
При несинусоидальной форме входного сигнала С/ах все зависящие от него напряжения и токи (U'c, Га, UB, U'a, Zaap, U'BX и т. д.) будут также иметь несинусоидальную форму, степенью отклонения которой от формы U'BX и определяются вносимые усилителем искажения.
Все сказанное выше позволяет сделать три важных вывода.
Во-первых, напряжение входа второго каскада U'BX, в отличие от пульсирующего напряжения U'H на зажимах резистора анодной нагрузки /?а, оказывается переменным (см. рис. 76, г и ж); конденсатор С'с позволяет выделить на резисторе RB переменную составляющую напряжения U'a, снимаемого с анода лампы Лх.
Во-вторых, пульсации напряжения возбуждения второго каскада U'c находятся в противофазе с пульсациями напряжения возбуждения предшествующего каскада U'c (рис. 76, б и з).
И, в-третьих, между двумя смежными каскадами усиления нельзя провести четко выраженной границы по той причине, что резистор R'c относится и ко второму каскаду, являясь сопротивлением утечки лампы Д2, и к первому — в качестве части полного сопротивления нагрузки по переменной составляющей анодного тока лампы Лх.
Заметим, что при отсутствии последующего каскада в схеме предшествующего должен остаться резистор R'q. Иначе будет затруднено выделение переменной составляющей выходного напряжения.
§ 3.	РЕЖИМ РАБОТЫ
Под режимом работы любого усилительного каскада, в том числе и реостатного, принято подразумевать всю совокупность и взаимосвязь действующих в нем напряжений и токов: напряжения источника анодного питания Е&, напряжения анода Uа,
Рис. 77. Динамическая анодная характеристика реостатного каскада
напряжения отрицательного смещения Ес, напряжения возбуждения 7/с, напряжения экранной сетки U3 (в случае использования пентода), тока анода 7а, тока экранной сетки 1Э, падения напряжения на сопротивлении анодной нагрузки С7Н. Напряжение и ток подогревателя катода лампы тоже являются определенными параметрами режима работы каскада, поскольку и от них в конечном итоге зависят некоторые из вышеназванных величин.
Взаимосвязь и взаимодействие этих напряжений и токов достаточно сложны, характер их, зависящий от многих причин, частично рассмотрен выше (см. § 2 данной главы).
Но в основе своей режим работы усилительного каскада определяется местоположением исходной (рабочей) точки на динамй-ческой характеристике лампы и шириной рабочего участка этой характеристики. Методика построения динамической характеристики была рассмотрена ранее (см. главу 4, § 4 и 5). На рис. 77
представлена динамическая анодная характеристика — нагрузочная прямая, построенная на базе статических анодных характеристик электронного триода. Такая динамическая характеристика строится не только в процессе расчета и проектирования нового реостатного усилителя, но и с целью анализа работы действующего. Как построение при расчете, так и анализ работы производятся для двух различных случаев, первый из которых носит название режима покоя, а второй — колебательного режима. Режим покоя характерен отсутствием входного сигнала и поэтому постоянством во времени всех указанных выше напряжений и токов.
Опорными величинами, определяющими режим покоя,, являются: напряжение на зажимах источника питания анодной цепи А'а, сопротивление резистора анодной нагрузки Ra и напряжение отрицательного смещения Ес. Откладывая по горизонтальной оси (см. рис. 77) отрезок, равный Еа, получают одну крайнюю точку нагрузочной прямой, вторая точка которой находится на вертикальной оси, на расстоянии от нуля, равном отношению ~. Положение исходной (рабочей) точки О определяется точкой «а пересечения нагрузочной прямой с той статической анодной характеристикой, которая соответствует величине напряжения отрицательного смещения Ес, выбранной для проектируемого усилителя, или действующей в готовом, анализ работы которого производится. Таким образом, положение исходной (рабочей) точки оказывается в зависимости от угла наклона нагрузочной прямой (величина которого определяется величиной сопротивления анод-1 \
ной нагрузки tg а =-н- и от величины напряжений: источника Ла/
анодного питания Еа и отрицательного смещения Ес. От положения рабочей точки зависят все остальные параметры режима покоя: анодный ток покоя /ао, анодное напряжение покоя Uao и падение напряжения на зажимах резистора анодной нагрузки в режиме покоя 7/но (см. рис. 77).
В целях уменьшения расхода энергии источника питания анодной цепи, расход электрической мощности которого в режиме покоя равен:
Pq ИСТ ~ Еа • I&O, всегда стремятся сместить нагрузочную прямую, а вместе с ней и рабочую точку влево вниз (см. рис. 75). Этого можно достичь одним из трех способов: либо увеличением сопротивления 2?а (рис. 75), тогда при неизменных величинах Еа и Ес уменьшится угол наклона нагрузочной прямой и рабочая точка сместится влево вниз; либо уменьшением величины Еа, тогда при неизменных 2?а и Ес нагрузочная прямая переместится параллельно своему первоначальному положению тоже влево вниз (а вместе с ней —
и рабочая точка О); либо, наконец, варьируя в определенной степени изменением всех трех опорных величин — Еа, Ес и R&-
При всем этом в каждом конкретном случае режим покоя должен быть обязательно согласован с условиями колебательного режима. Под вторым случаем подразумевается совокупность явлений, возникающих в усилительном (в том числе и реостатном) каскаде при подаче сигнала на его вход. Как видно из рис. 77, в колебательном режиме постоянными остаются лишь два напряжения: источника анодного питания Еа и отрицательного смещения Ес. Все остальные напряжения и токи изменяются соответственно изменениям входного сигнала. Напряжение возбуждения Uс, изменяясь в течение одного периода в пределах от Uc макс = = — Ес /7СМ до Uc мин = — Ес — £7СМ, вызывает изменения анодного тока в тот же период в пределах от /а макс = /ао -|-+ /ам до /а мин = Лао — Лм- Анодный ток, проходя через рези-стор анодной нагрузки Яа, возбуждает на его зажимах падение напряжения t7H, которое за тот же один период колебания входного сигнала изменяется в пределах от 7/н макс = ^по + 77ам ДО, Ua мин = и1Ю — Z7aM. Эти изменения напряжения Ua в связи с постоянством величины £а (см. рис. 77) вызывают аналогичные колебания анодного напряжения в пределах от Ка мин = Uao —
Uам ДО Uа макс — UUам. Все это наглядно показано в табл. 7, согласованной с рис. 77.
Все сказанное выше позволяет сделать вывод, что выбор того или иного режима работы каскада зависит от типа применяемой лампы, амплитуды напряжения входного сигнала, величин напряжения источника анодного питания и сопротивления резистора анодной нагрузки.
График режима работы каскада, построенный по образцу рис. 77, позволяет приближенно определить внутренний коэффициент усиления по напряжению как отношение:
Ки=^-.	(6.1)
Как будет видно из дальнейшего, этот коэффициент может быть определен подобным образом только для колебаний одной частоты, чаще всего для так называемой средней частоты. Объясняется это тем, что при построении нагрузочной прямой в режиме покоя учитывается только активная составляющая сопротивления анодной нагрузки 2?а, в то время как в колебательном режиме нагрузкой в анодной цепи, кроме Ка, являются еще и разделительный конденсатор С’с (см. рис. 75), сопротивление резистора утечки R'c и входная динамическая емкость лампы последующего каскада.
Если пренебречь емкостными сопротивлениями конденсатора С'с и динамической входной емкости ,С'вХ, то общее сопротивление
Напряжения и токи реостатного каскада в колебательном режиме
Таблица 7
Фазы входного сигнала	Напряжение возбуждения	Анодный ток	Падение напряжения на сопротивлении нагрузки	Анодное напряжение	Напряжение на зажимах источника питания
0	Ес=-Ес -	4а — 4ао	С7н^но	С/а = ^ао	Еа ~ Еао -|- Е1Ю
Л ~2~	Uс макс ~	Ес 4“ Есм	4а макс = 4ао “4 4ам	4^н макс = ^но 4~ Еам	Еа мин — Еао Ua№	Еа — Еа мин 4" Еа макс
л	С7с = -£с	4а = 4а0	U-я — Ен0	Uа — U ао	Еа = Е^ао 4~ Еа0
Зл ~2Г	Uс мин ~ ^с исы	Т	— Г 	 I" 1 а мин —1 ао 1 ам	ТТ		ТТ  ТТ" и н мин и по и ам	Еа макс = ^4ао4“^ам *	ЕаЕа макс 4~ Uя мин
2л	Ес-~ -Ес	4а = 4а0	^н=^но	Е а — Еао	Еа~-Еао4- £7НО
нагрузки лампы состоящее из параллельно включенных сопротивлений R'a и R’c, окажется равным:
В реальных схемах реостатного каскада по причинам, изложенным ниже, обязательно соблюдается условие:	•
Rc > R'a,	(6.3)
в результате чего выражение (6.2) может быть заменено приближенным:
^общ Ra,	(6.4)
так как в знаменателе правой части (6.2) можно при выполнении условия (6.3) пренебречь величиной Ла-
Но конденсатор С'с и динамическая входная емкость лампы последующего каскада Л2 делают полное сопротивление нагрузки реостатного каскада в колебательном режиме зависимым от частоты. А это значит, что при таких условиях, когда полное сопротивление нагрузки каскада
2а-Ф(П,	(6.5)
коэффициент усиления будет изменяться при изменении частоты колебаний входного сигнала.
§ 4.	НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Описанный выше режим работы реостатного каскада относится к группе режимов так называемого класса А. Совокупность различных режимов, относящихся к этому классу, обладает одной общей особенностью: абсолютная величина амплитуды колебаний анодного тока должна всегда оставаться меньше абсолютной величины тока покоя:
I ^ам I | Сао |.	(6.6)
Нарушение этого условия приводит к недопустимо большому возрастанию нелинейных искажений. Следовательно, неправильно выбранный режим или существенные нарушения режима определяют увеличение вносимых каскадом нелинейных искажений.
Если динамическая характеристика лампы, работающей в реостатном каскаде, выбрана так, что используются прямолинейные участки статических характеристик и сеточный ток отсутствует, то амплитудная характеристика данного каскада усиления будет почти линейной; величина коэффициента гармоник будет незначительной.
Поскольку реостатный каскад применяется в большинстве случаев в качестве каскада предварительного усиления, выполнение этих условий не представляет особых трудностей. Действительно, амплитуда переменного напряжения, подаваемого на
вход каскада предварительного усиления, весьма мала. Это позволяет выбрать в качестве рабочего участка прямолинейным участок сеточной характеристики лампы и одновременно избежать возникновения сеточного тока, что уменьшает коэффициент нелинейных искажений, вносимый реостатным усилителем.
Все это в достаточной степени справедливо для первого каскада, где амплитуда входного сигнала действительно мала. В последующих же каскадах следует учитывать нелинейность статических и динамических характеристик лампы, которая приводит к появлению ощутимых нелинейных искажений. В этих случаях приходится определять величину коэффициента нелинейных искажений, для вычисления которого существуют два метода: аналитический и графический. Аналитический метод, т. е. метод математического анализа, из-за своей громоздкости применяется редко.
По этой причине мы остановимся на упрощенном графическом методе определения нелинейных искажений. Заметим предварительно, что коэффициент нелинейных искажений обычно определяют для реостатного каскада только по второй гармонике, так как из-за несимметричности выходного сигнала в его составе явно выражены только четные гармоники, а все гармоники выше третьей бывают, как правило, чрезвычайно малы.
На рис. 78 представлен график колебательного режима реостатного каскада с достаточно криволинейной динамической анодно-сеточной характеристикой.
Входной сигнал, представляющий собой гармоническое (синусоидальное) колебание (рис. 78, а), возбуждает в результате нелинейности динамической анодно-сеточной характеристики (рис. 78, б) несинусоидальные (асимметричные) колебания анодного тока (рис. 78, в). Эта асимметричность, выраженная в данном случае тем, что /ам > /ам, и определяет собой повышенные нелинейные искажения, в результате которых резко выделяется вторая гармоника. Такие условия работы реостатного каскада сопровождаются еще, как видно из рис. 78, в, и увеличением среднего значения (постоянной составляющей) анодного тока за период /а ср? которое в режиме покоя равно току покоя /ао.
Не приводя достаточно сложных математических выкладок, укажем лишь, что амплитуда первой (основной) гармоники анодного тока определяется выражением:
Г 4- Г г ам“2ам Jal— 2
а амплитуда второй гармоники:
Г —Г г хам ам Ja2— 4
(6-7)
Эти значения анодного тока (/ам и /ам) хорошо видны на графиках рис. 77 и 78, при построении которых они и определяются.
Коэффициент нелинейных искажений по второй гармонике, вносимых реостатным каскадом, можно с учетом (6.7) и (6.8) определить отношением:
= -И- = 4 	• 100 (%)-	(6-9)
Уа1	7ам-г/ам
Из графика, приведенного на рис. 77, видно, что величина /ам есть не что иное, как катет прямоугольного треугольника Л СО, а величина /ам является соответствующим катетом прямоугольного же треугольника ODB. Оба эти треугольника подобны.
Рис. 78. Динамическая сеточная характеристика реостатного каскада
Поэтому величины амплитуд анодного тока /аМ и /ам в выражении (6.9) можно заменить величинами гипотенуз соответствующих треугольников: АО = а и ОВ = в, каждая из которых является
частью рабочего участка динамической анодной характеристики (нагрузочной прямой). Эти отрезки (а и в на рис. 77) могут быть измерены в любом масштабе и тогда выражение (6.9) может быть заменено равноценным ему выражением:
Тг = Т'Ьг10°(%)-	(6Л0)
Величину вносимых реостатным каскадом нелинейных искажений можно определить еще и другим способом, с помощью так называемого коэффициента нелинейности (см. рис. 78):
Г —Г	I"
J ам J ам л ам	/<? л л ч
п —---р----= 1—р—.	(6.11)
ам	*ам
Этот показатель особенно применим именно в реостатном каскаде, где нелинейные искажения не очень велики, так как он обладает почти в четыре раза большей чувствительность!) сравнительно с коэффициентом гармоник:
n = 2IT^«4V2-	(6.12)
Справедливость выражения (6.12) нетрудно доказать, если разделить величину п, взятую из (6.11), на величину у2, взятую из (6.9):
п  (^ам ^ам)'2 (^ам-!-^ам)  ^^ам + ^^ам  , 4/ам  ^g
V2	^ам (^ам ^ам)	^ам	^ам
Для тех же целей определения нелинейных искажений, вносимых реостатным каскадом,' можно воспользоваться еще и третьим способом, являющимся в определенной мере производным от первого — коэффициента гармоник.
Из курса общей электротехники известно, что среднее значение (постоянная составляющая) пульсирующего ^гока за период, если эти пульсации происходят по закону простого гармонического колебания, равно полусумме его наибольшего и наименьшего значений. Это значит, что в рассматриваемом случае (см. рис. 78) среднее значение пульсирующего анодного тока за период может быть, с известной степенью приближения, определено как
Zaср = макс + ./амин .	(6.]4)
Как видно из графика, приведенного на рис. 78, амплитуда колебаний анодного тока в положительный полупериод может быть выражена в виде:
^ам=^амакс -/ао,	(6.15)
а в отрицательный полупериод — в виде:
-/ам = 7ао /"а мин-	(6.16)
Подставляя полученные значения Гам и Гам из (6.15) и (6.16) в (6.9), получим:
7а макс ^ао ^ао 4~ 7 а мин   Iа макс ~ ^а мин 2Zao
2 ^амакс -^аоЦ-^ао мин 2(/амакс /амин)
Разделив числитель правой части выражения (6.17) на два, получим, с учетом (6.14):
7а макс “5/а мин т
~	2	1 ао 7а ср —
?2	г ______ т	т	_
-'а макс -'амин -'а макс
-р— .	(6.18)
* а мин
Но знаменатель правой части (6.18) есть не что иное, как сумма амплитуд колебаний анодного тока в положительный и отрицательный полупериоды (см. рис. 78):
а макс
Iа мин
" — 2 Т ам — ам-
(6.19)
В таком случае выражение (6.18) приобретает окончательный вид:
7,4^°-	(6.20)
-*ам
в котором (или в виде 6.18) и может быть использовано для определения и главным образом для измерения коэффициента гармоник по второй гармонике.
§ 5. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА
Выше (см. главу 4, § 8) было показано, что для анализа работы любого усилительного каскада его полную принципиальную схему можно заменять схемой эквивалентной. Таких схем существует два типа: последовательная с генератором неизменной э. д. с., равной ц77с (см. рис. 44), и параллельная с генератором неизменного тока, равного SUC (см. рис. 46). Первая из этих эквивалентных схем используется при анализе принципиальных схем таких усилительных каскадов, в которых работают усилительные элементы с относительно малым дифференциальным (внутренним) сопротивлением, т. е. для случаев, когда Ra > Rt. Вторую — параллельную — эквивалентную схему целесообразнее использовать тогда, когда Ra < Rt, т. е. в таких каскадах, в которых используются усилительные элементы с относительно большим дифференциальным сопротивлением.
В реостатном каскаде, служащем для усиления напряжения, желательно иметь коэффициент такого усиления
Т^вых ___
Е7ВХ 1 + а
Ла
Ц ^ + 7?а
Рис. 79. Полная эквивалентная схема реостатного каскада
возможно большим. Это становится возможным при условии 7?а > Ri- Следовательно, для анализа работы реостатного каскада на электронном триоде удобнее всего пользоваться последовательной эквивалентной схемой (с генератором напряжения) в виде, приведенном на рис. 79. Здесь \dJ'c— э. д. с. условного эквивалентного генератора, нагруженного сложной электрической цепью, состоящей из активной составляющей сопротивления анодной нагрузки первого каскада Ra, выходной емкости первой лампы Свых, конденсатора междукаскадной связи С'с, сопротивления утечки второй лампы Ra и динамической входной емкости второй лампы СвХ.
Сравнивая принципиальную схему реостатного каскада (см. рис. 75) с его эквивалентной схемой, приведенной на *рис. 79, можно убедиться в их соответствии: лампа здесь заменена условным эквивалентным генератором, развивающим на своих зажи
мах э. д. с., равную \RU'C, и обладающим внутренним сопротивлением, равным Rt. В эквивалентной схеме (рис. 79), так же как и в принципиальной (см. рис. 75), сопротивление анодной нагрузки Ra оказывается включенным последовательно по отношению к зажимам генератора. Переменное напряжение снимается с эквивалентного генератора и подается через разделительный конденсатор С'с на сопротивление утечки R"c второго каскада, т. е. на вход этого каскада. Параллельно сопротивленйю Ra включен конденсатор С'вх, представляющий собой входную емкость второго каскада. Следует заметить, что во всех расчетах к величине входной емкости необходимо добавлять емкость монтажа (емкость между проводами, деталями и т. п.).
Анализ эквивалентной схемы может быть произведен на основании законов общей электротехники.
Основной целью анализа работы реостатного каскада является определение коэффициента усиления и зависимости его от частоты приложенного напряжения U'BX. Поскольку величина приложенного напряжения UBX задана, все сводится к определению величины напряжения UBX, так как коэффициент усиления каскада
К = ~.	(6.21)
вх
Пользуясь основными законами электротехники (закон Кирхгофа, закон Ома для переменного тока и т. и.), можно определить величину напряжения UBX на выходе схемы и тем решить поставленную задачу.
§ 6. АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
Коэффициент усиления реостатного каскада на первом электронном триоде принципиальная схема которого приведена на рис. 75, а эквивалентная — на рис. 79, можно определить из отношения (6.21).
Если даже предположить, что при любой частоте колебаний входного сигнала амплитуда напряжения входа первой лампы UBX будет оставаться неизменной, то напряжение выхода схемы UBBIX будет изменяться с изменением частоты, поскольку в схеме нагрузки эквивалентного генератора имеются элементы с частотно зависимым сопротивлением — Свых, С'с и С"вХ. Это значит, что коэффициент усиления, определенный выражением (6.21), будет иметь различные значения при разной частоте колебаний входного сигнала, т. е. что в реостатном каскаде коэффициент усиления по напряжению находится в зависимости от частоты:
* = <₽(/)-	(6.22)
Для отыскания этой зависимости произведем вначале некоторое упрощение полной эквивалентной схемы реостатного каскада, представленной на рис. 79.
Прежде всего определим эквивалентную э. д. с. между точкой а и точкой б, которая имела бы место в случае отключения всех элементов, находящихся правее сопротивления 7?а- Эта э. д. с. (обозначим ее Е') может быть определена в виде падения напряжения на сопротивлении Ra при отключенной правой части схемы (рис. 79):
E' = IRa.	(6.23)
Условный ток I определяется из закона Ома для полной замкнутой цепи:
Тогда величина новой эквивалентной э. д. с. определится выражением:
(6'25)
Заменив часть выражения (6.25) условным символом:
R’a q ^+-Ra
(6.26)
в окончательном виде получим:
(6.27)
В качестве второго упрощения следует два раздельных сопротивления — сопротивление анодной нагрузки Ra и дифференциаль
ное сопротивление лампы Ri~ заменить одним общим — эквивалентным сопротивлением 7?Экв- Поскольку R’a и Rt включены между собой параллельно, их общее сопротивление равно:
R'Rt
^«" = <^7-	<6'28)
Заменив, как и в предыдущем случае, часть выражения (6.28) условным символом:
— а
Ri^R'a ~ 1 + а ’
получим упрощенное выражение для эквивалентного сопротивления:
R^^qRi.	• (6.29)
Это есть сопротивление между точками а и б (см. рис. 79) при закороченной э. д. с. ц U'sx и условно отключенной той части

Рис. 80. Упрощенная эквивалентная схема реостатного каскада
между выходной емкостью
схемы, которая находится правее линии точек а и б, т. е. внутреннее сопротивление нового эквивалентного генератора.
Третье упрощение относится к выходной емкости С'вых лампы Лг и к входной динамической емкости С'вх лампы Л2- Величина емкости разделительного конденсатора С'с значительно больше суммы емкостей СвыхЧ- Gx- Значит, емкостное сопротивление разделительного конденсатора, находящегося в схеме рис.79 первой лампы Сдых и входной дина
мической емкостью BTopoii лампы С"ъх, значительно меньше емкостного же сопротивления суммы двух названных емкостей (Свых и С"вХ). Это обстоятельство позволяет обе названные емкости объединить в одну:
ВЫХ
ЬСх + Сы,
(6.30)
где См— емкость монтажа в реальном усилителе, т. е. емкость, образуемая соединительными проводами, контактными и другими элементами входной цепи лампы Л2-
В результате произведенных преобразований полная эквивалентная схема реостатного каскада приобретает вид, представленный на рис. 80.
В этой схеме действуют два участка цепи: первый, состоящий из последовательно соединенных сопротивления qRt и емкости С'с, и второй, состоящий из параллельно соединенных сопротивления R'c и емкости Со.
Полное сопротивление первого участка обозначим через Z1? а второго — через Z2. Между собой оба эти участка, как видно из рис. 80, соединены последовательно.
Под действием переменной э. д. с. эквивалентного генератора, равной </[1?7вх, по цепи, состоящей из последовательно соединенных Zt и Z2, потечет какой-то величины переменный ток I. Этот ток, проходя через полное сопротивление второго участка эквивалентной схемы, возбудит на его зажимах падение напряжения:
tf;x=/z2,	(6.3i)
которое и является выходным напряжением анализируемой схемы.
Величина переменного тока i (см. рис. 80) определяется в данном случае законом Ома для полной замкнутой цепи:
 _
+ Z2
Подставив значение этого тока из (6.32) в (6.31), получим:
Z/2.
(6.32)
(6.33)
TJ" —______
вх Zi+Z2
Для определения величины коэффициента усиления реостатного каскада разделим, согласно (6.21), левую и правую части выражения (6.33) на одну и ту же величину — UBX:
U'BX (Z1 + Z2)^x-
Тогда окажется, что коэффициент усиления реостатного каскада по напряжению
(6.34)
'вх _ ?|1Z2
~ ^Z2
(6.35)
или
(6.36)
1+I1- 
выражений (6.35) и (6.36) видно, входного сигнала, в какую бы сто-
Из рис. 80 и полученных что любое изменение частоты рону оно ни происходило, обязательно вызовет изменение величины сигнала выходного ЬТх, даже в том случае, если величина входного сигнала гщТТх (рис. 80) будет все время оставаться абсолютно стабильной.
Рассмотрим это положение несколько подробнее. В области низших частот по мере уменьшения частоты колебаний входного сигнала будут одновременно увеличиваться емкостные сопротив-1 1 ления и конденсатора связи ------ и эквивалентной емкости —.
(ОнСс	whQ)
Но эквивалентная1 емкость включена параллельно выходным зажи
мам схемы, т. е. параллельно резистору 7?с, и ее сопротивление оказывается в несколько раз больше сопротивления этого резистора. Следовательно, в области низших частот безусловно оправ-
дывается условие —> I 7?с I и в этом случае полное сопро-I ®н^0 I
тивление разветвленной части (параллельного участка) рассматриваемой эквивалентной схемы Z2 можно считать приближенно равным сопротивлению резистора R'c. Это значит, что полная эквивалентная схема реостатного каскада (рис. 80) может быть заменена частичной эквивалентной схемой для области низших частот (рис. 81, в). Конденсатор связи Сс из этой частичной экви-
Рис. 81. Частичные эквивалентные схемы реостатного каскада:
а — для высших; б — для средних ив — для низших частот
валентной схемы не может быть исключен, так как он включен последовательно выходным зажимам схемы и по мере увеличения его сопротивления, вызванного уменьшением частоты колебаний входного сигнала, полное сопротивление последовательного участка Zi будет увеличиваться, а напряжение выхода схемы U'^x будет уменьшаться. В области высших частот по мере увеличения частоты колебаний входного сигнала емкостные сопротивления
1 1
---- и —7г- будут одновременно уменьшаться. Конденсатор связи Сс ювСс wBC0
обладает сравнительно большой емкостью и его сопротивление для колебаний высших частот становится близким к нулю. Так как этот конденсатор включен последовательно сопротивлению qRt (см. рис. 80), то для области высших частот можно считать, что Zt qRi и конденсатор Сс для этого случая можно исключить. Тогда частичная эквивалентная схема реостатного каскада для области высших частот примет вид, приведенный на рис. 81, а. Емкость Со из этой схемы не может быть исключена, так как она включена параллельно резистору R'c (параллельно выходным зажимам схемы), и поэтому по мере уменьшения ее сопротивления, вызванного увеличением частоты колебаний входного сигнала, будет все больше и больше шунтировать сопротивление резистора R'c, уменьшая тем самым величину выходного напряжения t/вых при неизменности величины входного напряжения qpRJ'BX.
Из сказанного следует, что частотная характеристика реостатного каскада должна иметь спад в области низших частот, обусловленный конечной величиной емкости конденсатора связи С'с, и спад в области высших частот, зависящий от емкости Со: чем больше эта емкость, тем более крутым будет и спад характеристики. Значит, наибольшим усилением реостатный каскад должен обладать где-то в области средних частот, для которой должна быть пригодной частичная эквивалентная (схема рис. 81, б).
Чтобы убедиться в справедливости приведенных предварительных рассуждений, произведем математический анализ эквивалентной схемы реостатного каскада (см. рис. 80).
Полное сопротивление последовательного участка Zi может быть представлено комплексной величиной:
_ (6-37)
а такое же сопротивление параллельного участка Z2— другой комплексной величиной:
Я'с--Д-
Z2 =-----(6.38)
Дс + -4г-с /юС0
или в другом виде:
Подставляя в формулу (6.36) значения Zt и Z2, взятые из (6.37' и (6.39), получим:
Обычно С0 < С'с и < 1, значит, этим отношением в знаме-Сс
нателе формулы (6.40) можно пренебречь.
Если затем помножить числитель и знаменатель формулы
R”
(6.40) на , д„- , то получим:
qVRc
qRiR"C г..	1
qRi+Rnc о+/(о№+я")с;
Для удобства дальнейших преобразований введем понятно эквивалентного сопротивления реостатного каскада.
Таким сопротивлением принято называть величину
qRtR"	RiR'aR'r
т> _	7 1 С _________i а с_____ //? /пу
9 qRi + R'i ~ R^+RiR'^R'^ ’	'
Во многих электротехнических схемах, в том числе и в подавляющем большинстве усилительных схем, очень часто встречаются участки электрических цепей с последовательно или параллельно соединенными между собой активным сопротивлением R и емкостью С. На таком участке цепи время полного заряда (или полного же разряда) емкости С через активное сопротивление R находится в прямой зависимости от этих величин и мо^ет быть вычислено (в секундах) с помощью выражения
x = RC,
(6.43)
если сопротивление здесь выражено в омах, а емкость — в фарадах.
Основным параметром такой цепочки RC является так называемая постоянная времени, которая и определяется формулой (6.43).
Произведение
qRtR"
't С f D f qRi + R^ Со-^эКВЬо,
стоящее в знаменателе времени. Его принято и обозначать
выражения (6.41), тоже имеет размерность называть постоянной времени цепи анода
Та^ЯэквСо-	(6.44)
Аналогично этому постоянной времени цепи сетки принято называть произведение (qRt + Rc) С'с, которое обозначается
Xc=-(qRi^rR"c)Cc.
(6.45)
С учетом выражений (6.26), (6.42), (6.44), (6.45) уравнение коэффициента усиления реостатного каскада (6.41) может быть переписано в виде:
(6.46)
Откуда модуль коэффициента усиления реостатного каскада
равен:
На рис. 82 представлен график зависимости величин сота
1
и ---- от угловой частоты входного сигнала со, который пока-
(0Тс
зывает, как изменяется произведение сота (кривая 7) и част-
1 ное ----- (кривая 2) при
(0Тс
Если частота входного сигнала со увеличивается, начиная от нуля, то естественно, что и произведение сота тоже будет, начиная от нуля, увеличиваться. Но при таком же (от нуля) увеличении частоты входного сигна-
1 -ла частное	будет
уменьшаться от бесконечности (при со 0), асимптотически приближаясь к нулю (при со -> оо). При таких обстоятельствах
изменении частоты входного сигнала.
от частоты
существует какая-то угловая частота входного сигнала (обозначим ее соо), при которой имеет место равенство
—
1 ®оТс
(6.48)
Из этого равенства (6.48) можно определить такую так называемую среднюю угловую частоту:
<оо = _	,	(6.49)
v татс
откуда
При поступлении на вход усилителя сигнала с такой частотой (со0- 2л/0) окажется, что подкоренное выражение в знаменателе выражения (6.47) будет равно единице и, следовательно, формула (6.47) для такого случая примет вид:

Р
Ri , Ri_
7?а	7?с
(6.51)
Сравнивая между собой выражения (6.51) и (6.47), можно сделать вывод, что коэффициент усиления каскада Ко на частоте со0 имеет наибольшее значение. При всех других частотах коэффициент усиления меньше Ко, так как подкоренное выражение
в знаменателе (6.47) оказывается больше единицы во всех случаях, кроме случая, когда со = со0, т. е. при всех частотах, кроме
средней, поскольку частота/0 = лежит обычно в области сред-Z ОТ
них частот (500 -4- 2000 гц).
Рассматривая полную эквивалентную схему реостатного каскада (см. рис. 79), можно заключить, что напряжение, снимаемое с резистора R'a, падает на конденсаторе С'с и резисторе 7?с, причем падение напряжения на резисторе 7? с равно напряжению на выходе схемы Uax— величине, особо нас интересующей.
В целях получения возможно большей величины Uax, т. е. возможно большего коэффициента усиления, необходимо, чтобы абсолютная величина емкостного сопротивления конденсатора С'с была меньше абсолютной величины активного сопротивления 7?с, т. е. чтобы было соблюдено условие
I 1
I соСс
< | 7?"|.
(6.52)
Чем меньше частота входного напряжения, тем большей будет величина емкостного сопротивления конденсатора С'с. Поэтому соблюдение условия (6.52) становится особо важным на низших частотах. Но если это условие будет соблюдено на низших частотах, то тем более оно будет выполнено на средних и высших частотах, так как емкостное сопротивление конденсатора С'с с ростом частоты уменьшается. Это обстоятельство позволяет учитывать действие конденсатора связи С'с только в области низших частот и пренебречь сопротивлением этого конденсатора на средних и высших частотах.
Допускаемая при этом ошибка, ничтожна и лежит ниже пределов точности обычных технических расчетов. Следовательно, полную эквивалентную схему реостатного каскада, приведенную на рис. 79, можно упростить и представить для области высших частот в виде частичной эквивалентной схемы, приведенной на рис. 81, а.
Для средних частот эквивалентная схема может быть еще более упрощена. Действительно, на средних частотах сопротивление емкости Со становится достаточно большим и по своей абсолютной величине значительно превосходит величину В'й:
(6.53)
Эквивалентная емкость Со = СДых + Сах + См, как видно из рис. 80, включена параллельно сопротивлению Нё- Поэтому, поскольку на средних частотах действует условие (6.53), емкостное сопротивление эквивалентной емкости Со оказывает незна-
чительное влияние на общее сопротивление параллельной ветви схемы рис. 80. Следовательно, на средних частотах влияние емкости Со можно не учитывать без особых погрешностей для точности технического расчета, и эквивалентную схему реостат-
ного каскада для средних частот
можно представить как частич-
ную в виде, приведенном на рис. 81, б.
Если условие (6.53) выполняется для средних частот, то оно тем более справедливо для более низших частот, так как с уменьшением частоты емкостное сопротивление эквивалентной емкости Со увеличивается и, следовательно, влияние этой емкости на низших частотах будет еще меньше, чем на средних; при расчетах, производи
Рис. 83. Частотная характеристика реостатного каскада
мых для низших частот, эту
емкость практически можно также не учитывать. Однако на низших частотах большое влияние оказывает емкость конденсатора связи С'с. Очевидно, что эта емкость должна быть учтена в частичной эквивалентной схеме реостатного каскада для низших частот, и вся схема может быть представлена в виде, приведенном на рис. 81, в.
Итак, весь диапазон частот в данном случае можно разделить на три области: область низших частот, охватывающую полосу частот от 30 -4- 40 до 350 4- 500 гц; область средних частот (500 -4- 2000 гц) и область высших частот (от 2000 до 10 000 -4- 12 000 гц). Каждому из этих условных под
диапазонов соответствует одна из названных выше частичных
эквивалентных схем реостатного каскада, из которых видно, что в области низших частот по мере уменьшения частоты коэффициент усиления реостатного каскада уменьшается; в области средних частот напряжение на выходе схемы, а следовательно, и коэффициент усиления в определенных пределах остаются неизменными; в области высших частот с увеличением частоты коэффициент усиления также уменьшается.
Таким образом, максимальное значение коэффициента усиления реостатного каскада имеет место на средних частотах. На низших частотах коэффициент усиления каскада уменьшается за счет наличия конденсатора связи С'с. Уменьшение коэффициента усиления на высших частотах происходит за счет влияния емкости (70.
На рис. 83 приведена примерная частотная характеристика реостатного каскада, построенная на основании вышеизложенных соображений. Как видно из этой характеристики, переход
из одной области частот в другую происходит плавно: коэффициент усиления изменяется в зависимости от частоты не скачками на границах отдельных областей частот, а постепенно.
Собственно говоря, разделение всего диапазона частот на три области (низших, средних и высших) частот производится условно и является вспомогательным приемом для удобства анализа работы каскада усиления.
Чтобы численно определить коэффициент усиления для различных частот и величину вносимых данных каскадом частотных искажений, следует прежде всего обратиться к области средних частот, для которых справедлива формула (6.51):
Как видно из этой формулы, коэффициент усиления на средних частотах прямо пропорционален коэффициенту усиления лампы ц, сопротивлению анодной нагрузки данного каскада R'a, сопротивлению утечки сетки последующего каскада 7?с и обратно пропорционален дифференциальному сопротивлению Поэтому с точки зрения увеличения коэффициента усиления каскада величины 7?а и 7?с следует выбирать возможно большими.
Однако пределом увеличения сопротивления анодной нагрузки R'a являются возникающие при этом частотные искажения на высших частотах и ограниченная величина напряжения источника анодного питания. Пределом увеличения сеточного сопротивления последующего каскада R'c является его наибольшее допустимое значение для каждой в отдельности марки электронной лампы. Эти значения обычно лежат в пределах 7?с<(0,1 -4- 1,0) -106 ом.
В случае увеличения значений R'a и R'c коэффициент усиления реостатного каскада увеличивается, все больше приближаясь к величине статического коэффициента усиления лампы ц. Однако при любых значениях этих величин всегда будет существовать неравенство: Ко < ц. Поэтому при желании получить возможно больший коэффициент усиления каскада следует применять лампу с большим статическим коэффициентом усиления ц.
Чтобы определить коэффициент усиления данного каскада на низших частотах, воспользуемся уравнением (6.47), переписанным с учетом (6.51) в виде:
К= , К°---------------	(6.54)
Как видно из эквивалентной схемы для области низших частот (см. рис. 82, в) и из графика, приведенного на рис. 81, в этой области частот эквивалентная емкость Со не оказывает влияния на величину выходного напряжения каскада, поскольку в обла-
сти низших частот и особенно на самой низшей граничной частоте оправдывается условие
ынта < —.	(6.55)
Это обстоятельство позволяет пренебречь в знаменателе выражения (6.54) величиной произведения сонта, в результате чего формула для определения коэффициента усиления в области низших частот, вытекающая из (6.54), приобретает вид:
Кп = —^2^= .	(6.56)
1/ 1+4,
Выражение (6.56) является уравнением частотной характеристики реостатного каскада в области низших частот. Из этого уравнения следует, что с уменьшением частоты при всех прочих равных условиях коэффициент усиления реостатного каскада уменьшается.
Итак, полученное математическое выражение полностью подтверждает сделанные ранее выводы, основанные на чисто физическом анализе эквивалентной схемы рассматриваемого каскада.
Анализируя выражение (6.56), можно сделать вывод, что для какой-либо одной частоты, лежащей в области низших частот, коэффициент усиления Ан будет тем меньшим, чем меньше величина постоянной времени цепи сетки тс, и, наоборот,— чем большей будет эта постоянная, тем в большей степени величина коэффициента усиления в области низших частот будет приближаться к наибольшей величине усиления реостатного каскада Ко. Постоянная времени цепи сетки будет:
тс —	+ Л,) Сс-
Значит, для увеличения тс с целью лучшего воспроизведения низших частот надо увеличить сопротивление утечки лампы последующего каскада R'c, или емкость конденсатора связи С'с, или сопротивление анодной нагрузки лампы данного каскада /	R' R} \
поскольку qRi =	- , или все эти величины одновременно.
Но так как обычно
д	(657)
Ла + Й!
то можно ограничиться в этом случае лишь максимально возможным увеличением сопротивления утечки сетки последующей лампы и емкости разделительного конденсатора, учитывая, что
Тс RcCc.
12 и. Я. Чудновский
(6.58)
177
Частотные искажения, вносимые реостатным каскадом в области низших частот, количественно определяются выражением
(6.59)
Если задана допустимая величина коэффициента частотных искажений на низших частотах, то из формулы (6.59) легко определить необходимое значение постоянной времени цепи сетки:
<он /м2н-1 ’
или по имеющейся величине постоянной времени вычислить низшую граничную частоту:
/„ =----*	.(6,60)
2лтсКМн-1
Для определения коэффициента усиления реостатного каскада в области высших частот может быть также использована формула (6.54), дающая общее выражение для коэффициента усиления реостатного каскада.
В области высших частот, особенно для высшей граничной частоты сов, как видно из графика, приведенного на рис. 83, выполняется условие
0)вТа ’ (6-61)
ШВ 1С
1 в результате чего членом----, стоящим под корнем уравнения
®вгс
(6.54), можно пренебречь. При этом коэффициент усиления каскада в области высших частот определится формулой:
к, =	= Ки-«М.	(6.62)
Л в
Таким образом, коэффициент усиления реостатного каскада в области высших частот зависит от параметров схемы (7?'а, Rt, R'c и Со), с одной стороны, и от частоты входного сигнала — с другой. Чем выше частота сигнала, тем меньше величина коэффициента усиления реостатного каскада в области высших частот.
Увеличение постоянной времени цепи анода та, как видно из (6.62), приводит к уменьшению Ks, т. е. к ухудшению воспроизведения колебаний высших частот, и наоборот,— чем1 меньше та, тем в большей степени коэффициент усиления Къ в области высших частот будет приближаться к наибольшему значению Ко.
Постоянная времени цепи анода
Г Н
_ __ о _____________RjRgRc_______ р
а экв °~ /?г7?;+т?г/?с+адс ’ °’
Значит, чтобы уменьшить эту постоянную для улучшения воспроизведения колебаний высших частот, надо выбирать величины 7?^, или 7?или 7?с, или Со, или все вместе взятые как можно меньшими *. Но тогда, как видно из (6.59) и (6.45), может ухудшиться воспроизведение низших частот в связи с уменьшением Кн.
В этом заключается основное противоречие свойств реостатного каскада, решение которого и связано с выбором оптимальных для всего диапазона частот величин.
Количественно коэффициент частотных искажений в области высших частот определяется выражением
[Mb = ^ = /1+<o2btL	(6.63)
Лв
Если задано значение допустимого для высшей граничной частоты коэффициента частотных искажений, то, пользуясь выражением (6.63), можно определить максимально допустимую величину постоянной времени анодной цепи:
Ум1-1
Та<--------
сов
или по известному значению та определить верхнюю граничную частоту:
 <6-64>
Очевидно, чем выше верхняя граничная частота, тем меньше должно быть, с точки зрения частотных искажений, эквивалентное сопротивление 7?экв, а следовательно, и сопротивление анодной нагрузки (при данной величине 7?г).
Увеличение же сопротивления анодной нагрузки влечет за собой увеличение коэффициента усиления каскада на средних частотах и одновременное уменьшение коэффициента усиления на высших частотах.
Следовательно, расширение диапазона пропускаемых частот может быть произведено (при условии определенной прямолинейности частотной характеристики на всем диапазоне) только за счет уменьшения коэффициента усиления каскада. Поэтому широкополосные каскады усиления (например, применяемые в телевидении) обладают весьма низким коэффициентом усиления.
В реостатном каскаде существует определенная связь между полосой пропускания (диапазоном частот) и коэффициентом усиления каскада на средних частотах.
* Уменьшение постоянной времени цепи анода необходимо еще и потому, что от этой величины зависит дополнительный фазовый сдвиг между выходным и входным сигналами: чем больше та, тем больше и этот фазовый
+ г 1
сдвиг, так как tg Gi —сота-----.
Учитывая, что ц = SRi, формулу (6.51) можно переписать следующим образом:
K°=s 'J?* 	(6-65>
На Rc
Так как
Ri ______ RiRaRc ____________ d
1+4 + 4“ RaRc + RiRc + RiRa
Ra Rc
окончательно получим:
X0 = S7?BKB.	(6.66)
Из формулы (6.44) имеем:	*
7?SBB = >.	(6.67)
Таким образом:
Я„ = -^-та.	(6.68)
с0
Из формулы (6.68) следует, что чем больше величина постоянной времени цепи анода (при всех прочих равных величинах), тем больше коэффициент усиления на средних частотах.
Подставляя в (6.68) значение та, определяемое формулой (6.64), получим:
л0 = 77---------•	(6.69)
Со (Од
Из уравнения (6.69) можно сделать два вывода:
1) для получения наибольшего коэффициента усиления на средних частотах и одновременного расширения диапазона частот (в сторону высших частот) необходимо выбирать лампы с наибольшей крутизной и наименьшей входной емкостью, т. е. с наибольшей величиной отношения ~ ;
со
2) расширение диапазона частот (в сторону высших частот), т. е. увеличение значения сов, находится в обратной зависимости с коэффициентом усиления на средних частотах.
Для увеличения коэффициента усиления в области низших частот желательно выбирать емкость разделительного конденсатора С'с возможно большей. Однако беспредельно увеличивать емкость этого конденсатора нельзя. Во-первых, увеличивающийся при этом ток утечки конденсатора С'с, проходя через резистор Rc, создает на нем достаточно большое постоянное напряжение, полярность которого противоположна полярности напряжения смещения; величина отрицательного смещения на сетке при этом
* Такими лампами являются, например, пентоды.
не только уменьшается, но и становится зависимой от атмосферных условий (под действием которых изменяется ток утечки конденсатора С'с), что может привести к значительному увеличению нелинейных искажений.
Во-вторых, постоянная времени тс ж R”C'c не должна превышать величины порядка 0,01 -4- 0,02 сек, так как в противном случае перезаряд конденсатора С'с будет запаздывать сравнительно с изменениями входного сигнала, что вызовет своеобразные искажения воспроизводимого звука, который в таких случаях приобретает характерный булькающий оттенок.
§ 7. РЕОСТАТНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ПЕНТОДЕ
Выше было показано, что у пентодов величина отношения 77-со значительно больше, чем у триодов. Отсюда следует, что в некоторых случаях, когда по тем или иным соображениям необходимо
с помощью одного усилительного каскада получить достаточно
высокий коэффициент усиления по напряжению при одновременно широком диапазоне частот, имеет смысл использовать реостатный каскад на пентоде.
Принципиальная схема такого усилительного каскада приведена на рис. 84. Эта схема внешне отличается от схемы реостатного каскада на триоде лишь двумя дополнительными пассив
ными элементами: резистором
в цепи экранной сетки 7?э и ^ис- ^4. Схема реостатного каскада г	„	на пентоде
конденсатором экранной сет-
ки Сэ. Назначение и принципы
выбора величин этих элементов подробно рассмотрены выше (см. главу 5, § 2). Назначение всех остальных элементов такой схемы
полностью совпадает с назначением соответствующих элементов реостатного каскада на триоде (см.§ 2 данной главы). На вопросах же выбора величин этих элементов, в частности сопротивления резистора анодной нагрузки, следует остановиться подробнее.
Реостатный каскад, как и любой другой тип каскада усиления напряжения, работает наиболее эффективно, когда величина нагрузочного коэффициента лежит в пределах
2<а<5.
(6.70)
Это касается и каскада на триоде и каскада на пентоде. Но в последнем случае условие (6.70) оказывается почти невыполнимым.
На рис. 85 приведены типовые статические анодные характеристики пентода, на базе которых построена нагрузочная прямая 1.
Эта прямая — динамическая анодная характеристика — построена с учетом оптимального значения напряжения источника анодного питания Е'& (не превышающего на практике величины порядка 300 -4- 320 в) и наименьших нелинейных искажений. В пользу последнего свидетельствует почти равная величина отрезков «х и рабочего участка этой динамической характеристики. Но при таком выборе режима работы лампы в реостатном
каскаде на пентоде оказывается, что сравнительно большой угол наклона рассматриваемой прямой (Pi на рис. 85) определяете?! такой относительно малой величиной сопротивления анодной нагрузкиRal, при которой нагрузочный коэффициент оказывается значительно меньше единицы:
Рис. 85. Динамические характе- Если попытаться довести зна-ристики реостатного каскада на чение нагрузочного коэффициента пентоде	до величины, предусмотренной
условием (6.70), что можно сделать для той же лампы лишь увеличением сопротивления анодной нагрузки, то нагрузочная прямая 2 при неизменной величине напряжения питания Е'а пройдет значительно положе, под углом |32 (см. рис. 85).
Но при таких условиях работа будет проходить в области резко криволинейных участков статических характеристик лампы, в результате чего значительно возрастут вносимые лампой нелинейные искажения. Это подтверждается тем, что величины отрезков рабочего участка динамической характеристики 2 не равны между собой:
^2?
а значит, коэффициент гармоник (по второй гармонике), определяемый выражением
V=4^'100 (%),	(6.10)
будет в последнем случае значительно больше, чем в предыдущем.
Чтобы исключить возможность возникновения таких повышенных нелинейных искажений и вместе с тем удовлетворить условие (6.70), надо переместить нагрузочную прямую из области резко криволинейных участков статических характеристик в область
их относительно прямолинейных участков, не изменяя при этом угла наклона 02. В таком случае новая нагрузочная прямая — динамическая анодная характеристика — должна занять положение 3 (см. рис. 85). Но тогда величина напряжения на зажимах источника анодного питания должна быть доведена до значения Е"а, т. е. почти удвоена, что никак недопустимо.
Все сказанное выше приводит к выводу, что в реостатном каскаде на пентоде соблюдение условия (6.70) невозможно. Однако в этом и нет особой необходимости. Дело в том, что коэффициент усиления реостатного каскада на пентоде даже при а = 0,2 4- 0,4 (что в среднем и имеет место на практике) будет больше, чем коэффициент усиления такого же каскада на триоде при а = 2 4- 5.
Для подтверждения этого произведем элементарный прики-дочный расчет коэффициента усиления:
для двух случаев: а) для лампы 6Н9С (один триод), у которой S = 1,6 ма!в, ц = 70 и Ri = 42 ком и б) для пентода 6Ж7, у которого S = 1,2 ма!в, ц = 1440 и Rt = 1200 ком.
В первом случае, при а=3, получим:
7^ = 70 4^ = 52,5, а во втором, при а = 0,3:
^„, = 14405^5» 333.
Несмотря на то, что во втором случае нагрузочный коэффициент был в десять раз меньше, чем в первом, коэффициент усиления каскада на пентоде оказался в 333 : 52,5 = 6 раз больше, чем у каскада на триоде *.
Величина дифференциального сопротивления пентодов намного превышает величину этого параметра триодов. Если, несмотря на изложенные выше обстоятельства, все же выбрать для реостатного каскада на пентоде величину нагрузочного коэффициента а соответственно условию (6.70), то при этом сопротивление анодной нагрузки должно будет достигнуть значения нескольких мегом. Из выражения (6.42) видно, что эти обстоятельства вызовут значительное увеличение эквивалентного сопротивления каскада:
г) __	RiRaRc
ЭКВ ~ RiRa + RiRc + RaRc ’
* Происходит такое явление за счет более высокого значения статического коэффициента усиления ц, которым обладает большинство пентодов.
что, в свою очередь, повысит величину постоянной времени цепи анода (6.44):
= #3kbG)-
Увеличение же постоянной времени та, как видно из (6.62), вызовет уменьшение коэффициента усиления в области высших частот:
ZZ _	*0
L*- в   _  - .
Высказанные положения указывают на своеобразное противоречие, возникающее в реостатном каскаде на пентоде. G одной стороны, пентод обладает тем достоинством при использовании его в реостатном каскаде, что имеет весьма малые значения величин междуэлектродных емкостей, в частности проходной емкости Сас, существенно влияющей на динамическую входную емкость данного каскада, и особенно выходной емкости Свых, входящей в состав эквивалентной емкости Со (см. рис. 79 и 80). Это обстоятельство и позволяет получить достаточно широкую полосу пропускания за счет сравнительно малого значения постоянной времени цепи анода та = ЯЭквС0, так как одна и та же величина коэффициента усиления в области высших частот К{, может быть, как видно из (6.62), достигнута при малом значении та для более высокой граничной частоты сов.
С другой стороны, повышение величины коэффициента усиления такого каскада за счет выбора нагрузочного коэффициента а согласно условию (6.70) приводит к противоположным результатам — сужению диапазона частот, так как при этом, как показано выше, увеличивается постоянная времени цепи анода та.
Это еще одна причина того, что в реостатном каскаде на пентоде нагрузочный коэффициент выбирают, исходя из условия а < 1, а точнее, из условия
0,1<а<0,4.	(6.71)
В связи с тем, что дифференциальное сопротивление у подавляющего большинства марок пентодов чрезвычайно велико, для анализа работы реостатного каскада на пентоде в большей мере подходит эквивалентная схема с генератором тока (параллельная эквивалентная схема), изображенная на рис. 46. Исходя из условия (6.71), т. е. из того положения, что в таком каскаде
-Яа < Rb	(6.72)
можно допустить, что ток эквивалентного генератора проходит через общее сопротивление:
-	(6.73)
создавая на зажимах этого сопротивления падение напряжения Un = t/вых — 7^ген7?а.	(6-74)
Но так как в параллельной эквивалентной схеме ток, развиваемый условным генератором, равен
I ген — SU с, то падение напряжения на сопротивлении нагрузки, равное напряжению выхода, будет:
Un = U^ = SUcR&.	(6.75)
Разделив выражение (6.75) на величину напряжения входного сигнала 77вх = Uc, получим выражение для определения усредненного значения коэффициента усиления реостатного каскада на пентоде:
Kc» = SRa,	(6.76)
из которого следует вывод о том, что усиление, создаваемое таким каскадом, зависит главным образом от крутизны характеристики лампы безотносительно других ее параметров. Заметим, однако, что выражение (6.76) дает лишь приближенное, прикидочное значение величины коэффициента усиления в области средних частот.
§ 8. РЕОСТАТНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ТРАНЗИСТОРЕ
Простая принципиальная схема реостатного каскада на транзисторе приведена на рис. 86. В режиме покоя, при отсутствии входного сигнала, через резистор R'a, включенный в цепи эмиттера, проходят два тока: ток покоя коллектора (обратный ток) 1К0 и ток смещения /см = /д0. Проходя от положительного полюса источника питания -|-£’к, °ба эти тока после резистора 7?э в базовом слое транзистора как бы разветвляются: ток смещения проходит дальше через резистор смещения RCM, а коллекторный ток — через резистор нагрузки 7?к. Через резистор в цепи базы R'6 постоянная составляющая тока незначительна в связи с тем, что, как правило, Rq > /?э, а сопротивление эмиттерно-базового перехода в пря
мом направлении измеряется единицами ом. Резистор R’^ служит для осуществления внутрикаскадной отрицательной обратной связи по постоянному току в целях температурной стабилизации рабочей точки (см. главу 5, § 7). Конденсатор С'э, шунтируя резистор R's во всем диапазоне частот, предотвращает возникновение отрицательной обратной связи по переменному току (в колебательном режиме). Конденсатор Сд служит для защиты источника входного сигнала от воздействия постоянного
Рис. 86. Схема реостатного транзисторного усилителя
напряжения Ек, которому этот источник мог бы быть подвергнут через резистор /?см (см. рис. 86).
При подаче на вход схемы рис. 86 переменного синусоидального напряжения — входного сигнала — величина тока базы /б начинает пульсировать. На рис. 87, б показана входная динамическая характеристика транзистора, т. е. график функциональной
Рис. 87. Динамическая характеристика транзисторного усилителя
зависимости Iq = f (Uq). При наличии предварительно заданного тока смещения Iq0 рабочая точка оказывается в положении О. Синусоидальные колебания входного сигнала, график которых приведен на рис. 87, а, вызовут в этом случае пропорциональные колебания тока базы, график которых показан на рис. 87, в. Необходимость наличия тока смещения ясно видна из рис. 87, так как его отсутствие привело бы к недопустимо большим искажениям — в отрицательные полупериоды входного сигнала ток базы оставался бы равным нулю (см. рис. 87, г).
Поэтому, в отличие от реостатного каскада на электронной лампе, в транзисторном варианте такого усилительного каскада задание рабочего режима входной цепи удобнее осуществлять по току, регламентируя величиной сопротивления /?см величину тока смещения, а не напряжения (как в лалновых схемах).
Выше было показано, что в транзисторах ток коллектора прямо пропорционален току базы. Следовательно, указанные пульсации 186
тока базы около его среднего значения Iq0 вызовут пропорциональные пульсации тока коллектора около его среднего значения 7К0. Под действием пульсирующего коллекторного тока на зажимах сопротивления нагрузки выделится пульсирующее напряжение, переменная слагаемая которого через конденсатор связи Сб будет передана на вход последующего усилительного каскада.
В этом смысле реостатный усилитель на транзисторе аналогичен такому же усилителю на электронной лампе. Но совершенно отличный от электронных ламп механизм передачи тока в транзисторах вносит свои особенности в анализ и расчет таких схем.
Как видно из вышеизложенного, входная цепь реостатного усилителя на транзисторе потребляет ток, что переводит работу источника входного сигнала в режим нагрузки в отличие от режима холостого хода, в котором такой источник работает в ламповых схемах. Указанный расход мощности во входной цепи транзисторного реостатного каскада ограничивает как выбор источника входного сигнала, так и величину амплитуды (интенсивности) напряжения входа. В этой связи следует заметить, что наиболее полно характеризует реостатный каскад на транзисторе его коэффициент усиления по мощности:
Если амплитуду выходного напряжения обозначить через амплитуду тока, проходящего по сопротивлению нагрузки (тока коллектора),— через /км, амплитуду входного напряжения — через U6М и, наконец, амплитуду входного тока (тока базы) — через 7бм, то выражение (6.77) может быть переписано в виде:
Но так как отношение амплитуды (изменения) тока коллектора к соответствующей амплйтуде тока базы может быть охарактеризовано коэффициентом усиления транзистора по току, обозначаемого
^бм
то выражение (6.78) может быть переписано так:
(6.79)
КР = №и,
(6.80)
так как отношение — есть не что иное, как коэффициент усиле-и бм
ния по напряжению.
В отличие от электронной лампы, у транзистора существует внутренняя обратная связь по току между выходными и входными цепями. Эта связь возникает за счет распределенного сопротивления базового слоя гб. По этой причине эквивалентная схема рео
Рис. 88. Упрощенная эквивалентная схема транзисторного усилителя:
Гд— распределенное сопротивление базы; гэ— сопротивление эмиттерного перехода; г— сопротивление коллекторного перехода; Р — коэффициент усиления транзистора по току; Rr — сопротивление нагрузки; Rq и Rq — сопротивления в цепи база — эмиттер соответственно данному и последующему каскадам; Cq и Cq— разделительные конденсаторы в цепи базы данного (Cq) и последующего (Сд) каскадов
ном усилителе ограничивается,
статного каскада на транзисторе, в отличие от ламповой, имеет более сложный вид, представленный на рис. 88.
Рассмотренный выше (см. главу I, § 6) принцип усиления с помощью транзистора характерен так называемым транзисторным эффектом — своеобразной передачей тока в процессе усиления. Этот эффект частично, а иногда и полностью свя зан с процессом диффузии носителей электрических зарядов (электронов и дырок) на участках электронно-дырочных переходов. По этой причине высшая граничная частота диапазона усиливаемых электрических колебаний в транзистор-как правило, не паразитными
емкостями, как в ламповом варианте, а зависящим от этого диффузионного процесса временем пролета носителей зарядов тпр, от которого, в свою очередь, зависит так называемая критическая частота транзистора fa. Но поскольку эта критическая частота для современных типов транзисторов лежит в пределах
106 гц < fa < 108 гц,
(6.81)
постольку для усилителей низкой частоты можно считать, что верхняя граница частотного диапазона свойствами транзистора практически не ограничивается.
Иначе обстоит дело с нижней границей диапазона частот. Из предыдущего (см. § 6 данной главы) известно, что низшая граничная частота в реостатном каскаде на электронной лампе регламентируется постоянной времени цепи сетки:
тс « ЩС'с,
так как
2лтс]АИн — 1
Это же положение справедливо и для реостатного каскада на транзисторе с той лишь разницей, что в последнем случае нижняя граничная частота определяется постоянной времени цепи базы:
/„ =------*.-= - .	(6.82)
2лтб ]ЛИн-1
Как видно из выражения (6.82), при заданных значениях коэффициента частотных искажений Мн на низшей граничной частоте /н эта граничная частота будет тем ниже, чем больше величина постоянной времени цепи базы, и, наоборот,— чем меньше будет значение постоянной времени цепи базы, тем выше будет смещаться низшая граничная частота, постепенно (при дальнейшем уменьшении Тб) приближаясь к области средних частот.
Постоянная времени цепи базы в схеме реостатного каскада на транзисторе, как видно из его эквивалентной схемы (см. рис. 88), может быть с достаточной степенью приближения определена как произведение величины сопротивления в цепи базы на величину емкости конденсатора связи (см. рис. 88):
тб 2?бСб.	(6.83)
Сопротивление в цепи базы транзистора по своей величине во много раз меньше аналогичного сопротивления в ламповом варианте схемы — сопротивления утечки Rc:
Re < /?с.	(6.84)
Если в транзисторном варианте реостатного каскада использовать конденсатор связи, величина емкости которого была бы того же порядка, что и в ламповом варианте, то постоянная времени цепи базы Тб оказалась бы настолько малой, что низшая граничная частота была бы порядка нескольких сот герц, т. е. находилась бы уже в области средних частот. Воспроизведение низших частот при таких обстоятельствах резко ухудшается и звук приобретает неприятный, звенящий, как говорят, «металлический» оттенок. Чтобы этого избежать и уменьшить низшую граничную частоту, переместив ее в область первых десятков герц, повышают значение постоянной времени цепи базы за счет увеличения емкости конденсатора связи. В транзисторном варианте реостатного каскада в качестве таких конденсаторов используются электролитические, чего никак нельзя допустить в ламповых схемах.
Как известно из курса электровакуумных и полупроводниковых приборов, время движения носителей электрических зарядов (электронов и дырок) через область базы хотя и чрезвычайно мало, но все же ограничено какой-то конечной величиной. Это обстоятельство в определенной мере обусловливает некоторое запаздывание сигнала в реостатном усилителе на транзисторе. Чем выше частота входного сигнала, тем в большей степени будет сказываться такое запаздывание, определяющее в конечном счете сдвиг фаз между выходным и входным сигналами. В ламповом
варианте такой дополнительный фазовый сдвиг обусловлен, как известно из предыдущего (см. § 6 данной главы), постоянной времени цепи анода та = R3KBC0, т. е. цепочкой, состоящей из актив
ного сопротивления и емкости, и в принципе не может превышать 90°. В реостатном же усилителе на транзисторе сдвиг фаз между выходным и входным сигналами за счет указанного выше
постоянного запаздывания монотонно растет с увеличением частоты. Этот рост угла фазового сдвига с увеличением частоты,
Рис. 89. Фазовые сдвиги в транзисторном усилителе
во-первых, происходит в транзисторном варианте сильнее, чем в ламповом, и, во-вторых, ничем не ограничен. Вместе с тем, как видно из рис. 89, существенное различие между фазовыми характеристиками лампового (кривая 1) и транзисторного (кривая 2) вариантов наблюдается лишь после увеличения частоты сигнала свыше значения критической частоты транзистора.
Добротность реостатного усилителя на транзисторе, определяемая, как и для лампового варианта, произведением коэффициента усиления на
высшую граничную частоту, может быть при сравнительно малых
значениях величины сопротивления нагрузки выражена в виде: ^0/в = /а-	(6-85)
Отсюда, с учетом (6.81), можно сделать вывод, что при
< 100 верхняя граничная частота} реостатного каскада на транзисторе будет лежать в пределах
< /в< Ю^,	(6.86)
что более чем достаточно для усилителей низкой частоты.
Очень существенной особенностью реостатного усилителя на транзисторе, как, впрочем, и любого другого транзисторного усилителя, является значительное ограничение интервала рабочих температур. Это ограничение вызвано большой зависимостью электропроводности полупроводниковых материалов от температуры. Чтобы расширить интервал рабочих температур в транзисторных вариантах, обязательно используются методы температурной стабилизации и компенсации (см. главу 5, § 7).
В заключение заметим, что транзисторный вариант реостатного каскада имеет некоторые преимущества перед ламповым: малый вес и габариты, малую потребляемую мощность, большой срок службы и, в связи с этим, высокую степень эксплуатационной надежности, почти мгновенную готовность к действию после включения питающего напряжения (из-за отсутствия тепловой инерции подогревателя катода электронных ламп).
§ 9. МЕТОДИКА ЭЛЕМЕНТАРНОГО РАСЧЕТА РЕОСТАТНОГО'КАСКАДА НА ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМПАХ
Несмотря на существенное различие между характеристиками и параметрами электронных триодов, с одной стороны, и пентодов — с другой, общие методы расчета реостатного каскада на этих типах электронных ламп в принципе одинаковые. В то же время результаты расчета, некоторые опорные данные, исходные величины и частные условия могут быть, естественно, различными.
Как результат расчета реостатного каскада должны быть определены условия работы электронной лампы как в режиме покоя, так и в колебательном режиме, а также величины всех пассивных элементов схемы. Определение режима работы лампы производится, как правило, графически — путем построения динамических характеристик лампы; расчет величин пассивных элементов схемы ведут аналитически. Хотя обе указанные операции кажутся отличными одна от другой, они, как будет видно из дальнейшего, взаимосвязаны.
Опорные величины и исходные данные, задаваемые при расчете реостатного каскада, могут быть самыми различными, в зависимости от его назначения и условий, которым он должен удовлетворять. Но в большинстве случаев тот или иной рассчитываемый реостатный каскад, поскольку он предназначается в качестве усилителя напряжения, должен обладать определенным значением коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот.
Как правило, расчет такого каскада ведется в процессе общего расчета усилителя низкой частоты и почти никогда реостатный каскад не рассчитывается как отдельный, самостоятельный, изолированный узел. В этом аспекте заранее всегда должны быть известны характер и параметры источника входного сигнала, а также характер и параметры потребителя усиленных данным каскадом электрических колебаний. Если источники входного сигнала в таких случаях могут быть самыми различными (предыдущий усилительный каскад, микрофон, звукосниматель, магнитная головка, фотоэлектронный умножитель и т. п.), то потребителем выходного сигнала служит, как правило, входная цепь последующего усилительного каскада.
В связи с этим к основным опорным величинам при расчете реостатного каскада следует отнести: 1) амплитудные или действующие значения входного UBX и выходного UBblx напряжений в области средних частот или коэффициент усиления по напряжению на средних же частотах KQ; 2) высшую /в и низшую /н граничные частоты; 3) допустимые отклонения частотной характеристики (коэффициенты частотных искажений) на высшей Мв и низшей Мв граничных частотах и 4) максимально допустимый коэффициент нелинейных искажений ума1{С. В задании для расчета могут быть указаны и некоторые другие регламентирующие
условия, например специальная форма частотной характеристики, ограничение в части выбора типа или даже марки электронной лампы, заданная или ограниченная определенными пределами величина напряжения источника анодного питания, расширенный или, наоборот, суженный частотный диапазон и т. п.
Если тип или марка электронной лампы не оговорены в условиях расчетного задания, то прежде всего необходимо ее выбрать. Выбор типа электронной лампы триода или пентода зависит от заданного или предварительно определенного коэффициента усиления для средних частот:
=	(6.87}
и вх
Из предыдущего известно, что в случае выбора триода величину коэффициента усиления Ко можно прикидочно определитьчьз выражения
^0 = 1-1^,	(6.88)
а в случае выбора пентода — из формулы
K(i^SR.A.	(6.89)
Из (6.88) можно сделать вывод, что минимально необходимая величина статического коэффициента усиления триода
необходимая быть опреде-
(6.92)
нагрузочный
должна находиться в пределах
<1* <-S-A70,	(6.91)
если нагрузочный коэффициент выбирать, как это рекомендуется для реостатного каскада на триоде, в пределах
2<а<5.
Из выражения (6.89) вытекает, что минимально величина крутизны характеристики пентода может лена из
с__ Kq _ Ко
7?а — aRt ’
Но так как для реостатного каскада на пентоде коэффициент выбирают, исходя из условия
0,1 <сс<0,4,
то пределы выбора крутизны характеристики пентода будут ограничены значениями
2,5ф-<5< Ю ф •	(6.93)
В соответствии с (6.90), (6.91), (6.92) и (6.93) производят выбор сперва типа, а затем и конкретной марки лампы. Заметим лишь, что пентод выбирают чаще всего тогда, когда необходимо получить коэффициент усиления порядка 2^о>1ОО.
После выбора лампы и ориентировочного определения нагрузочного коэффициента а = можно приступить к расчету пассивных /l j
элементов схемы, который обычно начинают с уточнения величины 2?а.
Для каскада усиления напряжения желательно выбирать сопротивление резистора анодной нагрузки возможно большим. Это способствует тому, что коэффициент усиления на средних частотах увеличивается.
Однако пределом увеличения этого сопротивления является максимально допустимая величина коэффициента частотных искажений в области высших частот Мв. С увеличением 2? а увеличивается шунтирующее действие емкости Со, что приводит к спаду частотной характеристики на высших частотах, т. е. к увеличению коэффициента частотных искажений.
Для определения оптимального значения сопротивления 22 а существуют два способа. Первый из них — наиболее простой, но требующий большого количества повторяющихся операций,— заключается в следующем: предварительно задаются ориентировочной величиной 2?а, в три-пять раз превращающей величину дифференциального сопротивления лампы2?г. Зная величины2?а и2?г, определяют приближенное значение эквивалентного сопротивления:
р _____ Rafti
/ГЭкв-да + д. , величину емкости Со и постоянную времени:
= ^экв^о1
Затем подсчитывают величину коэффициента частотных искажений на высших частотах Мв. Если полученная при этом величина не превышает заданной, то принятое ранее значение сопротивления анодной нагрузки приемлемо. Если же величина Мъ окажется больше заданной, то сопротивление 2?а следует уменьшить и повторить расчет для новой проверки коэффициента частотных искажений. Если величина Мв будет меньше заданного значения, сопротивление анодной нагрузки можно увеличить.
Второй способ, определяющий величину 2?а по заданным значениям напряжения источника анодного питания и коэффициента частотных искажений в области высших частот, приведен ниже.
Порядок расчета реостатного каскада может быть предложен следующий. Заданными величинами кроме указанных должны быть еще и следующие: 1) междуэлектродные емкости лампы последующего каскада Сск и Сас; 2) коэффициент усиления последующего каскада (на средних частотах) К'в;
В результате производимого расчета необходимо определить: 1) сопротивление резистора анодной нагрузки 2) ток покоя лампы 7а0; 3) сопротивление резистора утечки сетки лампы последующего каскада R'c, 4) емкость конденсатора связи С'с, 5) максимально допустимую амплитуду переменной составляющей напряжения управляющей сетки лампы данного каскада (7см’, 6) напряжение смещения £с; 7) коэффициент усиления данного каскада для средних частот Ко\ 8) сопротивление резистора автоматического смещения RK‘, 9) емкость блокирующего конденсатора Ск. Производство расчета сводится в общих чертах к нижеследующему. Определяют эквивалентную емкость Со:
Со ~ Сек £ас (1 “Ь Ко) + Свых + См, где Сек и Сас — междуэлектродные емкости лампы последующего каскада;	*
К'о — коэффициент усиления последующего каскада; Свых — выходная емкость лампы данного каскада;
См — емкость монтажа (20	40Пф)-
Производят подсчет необходимого напряжения отрицательного смещения. Из предыдущего известно, что абсолютная величина этого напряжения должна быть несколько больше амплитуды напряжения входного сигнала:
Ес —	[(7СМ -j- (0,5 -г-1)] в.
Если по каким-либо причинам амплитуда входного сигнала неизвестна и подлежит определению в дальнейшем, величину напряжения смещения определяют, пользуясь заданной величиной (7см и предполагая ориентировочно, что Ко = 0,8 р;
E»=-[w+(0’5^1)]e-
Определяют максимально допустимое значение 2?экв:
*экв< ывС0 ’
Зная 2?экв, уточняют значение нагрузочного коэффициента а. Для этого вначале приближенно определяют сопротивление резистора анодной нагрузки R’a из формулы
о _ RaRi *
откуда п' ДэквДг
Jia — о Б • 71 г 71 эк в
Тогда
„ __ Да __ Дэкв
Дг Дг Дэкв
* Полагая, что Яс > Да > Дг.
Пользуясь известными величинами Ес, R'a & а, строят динамическую характеристику (нагрузочную прямую) в системе анодных координат. Определяют рабочую точку на динамической характеристике и ток покоя 1ао. Построение такой прямой зависит от того, задано ли напряжение источника анодного питания Еа или оно подлежит выбору. В первом случае, когда рассчитывается реостатный каскад на триоде при заданном напряжении источника анодного питания, на горизонтальной оси откладывают величину Еа
Рис. 90. Графики расчета усилительного каскада на пентоде (а) и на триоде (б)
на вертикальной — величину-р-«а
и полученные две точки соединя-
ют прямой линией. Такое построение представлено линией 1
на рис. 90, б.
После этого следует обязательно проверить, не проходит ли
эта нагрузочная прямая через области резко криволинейных участков статических анодных характеристик лампы. Если это будет иметь место, необходимо изменить или угол наклона нагрузочной прямой (изменением /?а), или заданную величину Еа, или, наконец, и то и другое вместе, если одно из этих изменений
само по себе не приведет к желательным результатам.
Во втором случае, когда при расчете каскада на триоде величина Еа не является заданной и подлежит определению, а также в обоих случаях расчета реостатного каскада на пентоде (при заданном или заранее неизвестном Еа), сперва рассчитывают угол наклона нагрузочной прямой (3.- Несмотря на кажущуюся лег-
кость, с которой можно произвести этот расчет аналитически, определив угол наклона нагрузочной прямой с помощью исходной формулы
|3 = arctg—(6.94) 7?а
эту операцию проводят исключительно графическим путем. Объясняется это тем, что масштаб осей анодного тока и анодного напряжения на графике статических анодных характеристик различен, а равный масштаб выбрать просто невозможно *. При графическом расчете угла наклона нагрузочной прямой на горизонтальной оси откладывают произвольно выбранное значение ЕА (см. рис. 90), а на вертикальной оси — частное от деления этой произвольно выбранной величины на ранее рассчитанное сопротивление резистора анодной нагрузки Н'&. Соединив полеченные две точки прямой линией (см. прямые 2 и 4 на рис. 90), получают графически заданный наклон нагрузочной прямой. Для того чтобы отыскать окончательное положение этой прямой, ее перемещают в ту или иную сторону (но не изменяя угла наклона!) так, чтобы удовлетворить условиям в части расхода энергии источника анодного питания и использования прямолинейных участков статических анодных характеристик лампы.
Для того чтобы выполнить эти условия, нагрузочную прямую располагают так, чтобы она, с одной стороны, проходила как можно ниже и левее (в целях экономии энергии источника анодного питания), но, с другой стороны, лежала бы в области более прямолинейных участков статических анодных характеристик лампы.
Для сравнения на рис. 90 показаны прямые 3 и 5, первую из которых уже нельзя переместить левее и ниже, так как она будет при этом пересекать резко криволинейные участки статических характеристик, а вторую нет смысла перемещать правее и выше, потому что это вызовет неоправданно излишний расход энергии источника анодного питания.
После уточнения положения нагрузочной прямой расчетная величина напряжения источника анодного питания определяется в масштабе расстоянием от начала координат до точки пересечения этой прямой с горизонтальной осью.
Выбрав статическую характеристику, соответствующую ранее рассчитанной величине Ес, отмечают на ней исходную (рабочую) точку в месте пересечения этой характеристики с нагрузочной прямой (см. точки О на рис. 90) и по положению этой точки определяют величину тока покоя /ао.
* Поскольку 7?а выражено в омах, напряжение £7а по горизонтальной оси отложено в вольтах, а ток /а по вертикальной оси — в миллиамперах.
После этого определяют сопротивление резистора автоматического смещения из формулы
d __ I Ес I к Ло ‘
Затем находят сопротивление Rc последующего каскада из выражения
Rq <С Rq макс?
где Rc макс — максимально допустимое сопротивление резистора утечки для данной марки лампы.
Подсчитывают постоянную времени цепи сетки последующего каскада:
1
«н VMl-i ’
На основании полученного результата определяют емкость конденсатора связи:
тс =
С ~ 1с Сс ~ 7?с ’
Подсчитывают коэффициент усиления на средних частотах:
К ~_______________
•zl-o	р	р
+ На нс
В случае необходимости определяют амплитуду переменного напряжения на входе данного каскада:
и СМ
Подсчитывают емкость блокирующего конденсатора узла автоматического смещения (если такое используется в рассчитываемом каскаде):
106
Исходя из известных значений амплитуды напряжения входного сигнала, определяют на графике ширину рабочего участка динамической анодной характеристики (см. отрезки АВ и А 'В' на рис. 90). По проекциям на горизонтальную ось отрезков рабочего участка а и b (рис. 90, б) или, соответственно типу лампы, а' и Ь' (рис. 90, а) определяют амплитуды пульсаций анодного напряжения в положительный (t/ам) и отрицательный (Z7aM) полупериоды входного сигнала, а по величине самих отрезков, измеренных в любом, но одном и том же масштабе,— коэффициент гармоник по второй гармонике:	1 а_ъ
^ = у^+ь^00<%)-
Зная определенное графическим путем значение амплитуды колебания анодного напряжения, можно проверить расчет коэффициента усиления данного каскада:
Если по каким-либо причинам окажется необходимым ввести в рассчитываемый каскад отрицательную обратную связь, то расчет, естественно, усложняется. Такое условие может быть либо специально оговорено в задании, либо самостоятельно предусмотрено исполнителем перед началом расчета, но может возникнуть и в самом конце расчета, когда выяснится практическая невозможность рассчитать каскад с параметрами, удовлетворяющими задание без применения отрицательной обратной связи.
В первом случае, если указаны необходимое значений коэффициента усиления каскада, охваченного активной отрицательной обратной связью К$, и желательная величина коэффициента обратной связи р, подсчитывают прикидочно, каким должен быть коэффициент усиления каскада без учета отрицательной обратной связи, исходя из формулы
откуда]
К =-----— .
После этого рассчитывают реостатный каскад так, как описано выше, и как финал расчета вводят по той или иной схеме активную отрицательную обратную связь с заданным коэффициентом р.
Во втором случае предварительно определяют необходимую глубину, а по ней и коэффициент отрицательной обратной связи Р, исходя из тех поправок, которые надо внести в расчетные параметры каскада. Для этого можно воспользоваться одним из выражений:

или
1+РЛ ’
(3.64)
в зависимости от того, какие искажения следует уменьшить в рассчитываемом каскаде — частотные, нелинейные или и те и другие *.
* В последнем случае останавливаются на наибольшем из полученных значений коэффициента обратной связи р.
Если, например, возникла необходимость скорректировать с помощью активной отрицательной обратной связи повышенные против заданных значений частотные искажения в области низших частот, то, воспользовавшись выражением (3.46), можно путем несложных математических преобразований получить уравнение:
Мрн + РнМрн/fo = Мн + рн^н^н,	(6.95)
откуда
- М н = (Зн (МаКа - М^КО).	(6.96)
Из выражения (6.96) можно определить необходимое для компенсации значение коэффициента обратной связи:
— мн
(6'97)
Но так как коэффициент частных искажений
то выражение (6.97) может быть переписано в виде:
Л1рн—Мн
Рн~Х0 (1-Мрн)'
(6.98)
В этой (и предыдущих) формуле:	— коэффициент частот-
ных искажений на низшей граничной частоте, вносимых рассчитываемым каскадом после введения активной отрицательной обратной связи, т. е. величина, заданная условиями расчета, которой не удалось достичь без применения обратной связи; Мя — величина коэффициента частотных искажений на той же частоте, полученная в результате расчета каскада без применения отрицательной обратной связи; Ко — внутренний коэффициент усиления рассчитываемого каскада на средней частоте без учета дей-^Вн
ствия отрицательной обратной связи; Рн=7т-----коэффициент
U вых- н
обратной связи, необходимый для компенсации повышенных частотных искажений на низшей граничной частоте.
Поскольку с помощью активной отрицательной обратной связи удается только лишь спрямить частотную характеристику рассчитываемого каскада, постольку всегда будет в рассматриваемых случаях иметь место неравенство
Мн>МРн>1.	(6.99)
Это значит, что в формуле (6.98) числитель и знаменатель правой части будут каждый в отдельности числами отрицательными, а коэффициент обратной связи 0 — всегда числом положительным.
Аналогичным путем может быть найден и коэффициент обратной связи |3В, необходимый для компенсации повышенных частотных искажений на высшей граничной частоте:
’В = ^о (1- Мрв) ’
(6.100)
где Л/р и Л/рв — коэффициенты частотных искажений, соответственно, до (Л/в) и после (Л/рв) введения отрицательной обратной связи; Ко — коэффициент усиления на средней частоте без учета действия обратной связи.
Если оба коэффициента (|3Н и Рв) окажутся равными или хотя бы близкими друг к другу, то применение активной отрицательной обратной связи может быть оправданно.
Если же разница между значениями этих коэффициентов будет велика, то следует использовать комплексную (частотно зависимую) отрицательную обратную связь, схема которой определяется конкретными результатами расчета.
Из выражения (3.54) можно определить то значение коэффициента активной отрицательной обратной связи, которое необходимо для компенсации повышенных нелинейных искажений.
Так как
ур (1 + роАо) = у, то
У/з + 7/зРо-^о = У,
откуда
=	(6.101)
Здесь у — коэффициент нелинейных искажений до введения обратной связи (расчетная величина);
ур — тот же коэффициент, но после введения обратной связи (желательная или заданная величина);
Ко — внутренний коэффициент усиления каскада без учета действия отрицательной обратной связи.
Вводить активную отрицательную обратную связь можно по одной из схем: а) по напряжению с помощью делителя напряжения, состоящего из активных сопротивлений; б) по току, используя узел автоматического смещения без блокирующего конденсатора.
В первом случае, когда используется делитель выходного напряжения, коэффициент обратной связи (3 определяется (или задается) исходя из выражения
₽=А’	(6ЛО2)
где 7?! — сопротивление верхнего, a R2 — нижнего плеч делителя, так как
R-
Р ' ^вых ’ ____^вых 7?1 R1-JrR2
Во втором случае, при использовании резистора автоматического смещения, незаблокированного конденсатором в качестве узла отрицательной обратной связи, коэффициент обратной связи приближенно определяется выражением
(6.103)
71 а
где 7?к — сопротивление автоматического смещения;
7?а — сопротивление анодной нагрузки.
Комплексная частотно зависимая отрицательная обратная связь по напряжению может быть введена по необходимости в рассчитываемый каскад, но с той разницей, что сопротивление как минимум одного из плеч делителя напряжения в цепи обратной связи должно быть зависимым от частоты. Эта зависимость подбирается так, чтобы удовлетворить требованиям расчета. Так, если окажется, что |3Н >> (Зв, то это значит, что коэффициент и, следовательно, глубина отрицательной обратной связи должны увеличиваться по мере уменьшения частоты. В таком случае при условии включения в верхнем плече делителя активного сопротивления в качестве нижнего плеча делителя имеет смысл использовать конденсатор, сопротивление которого как раз и увеличивается с уменьшением частоты. В случае же, если, например, |3Н < |3В, такой конденсатор можно использовать в качестве верхнего плеча делителя, включив резистор в нижнее его плечо.
Комплексная отрицательная обратная связь по току может быть задана путем соответствующего подбора величины емкости блокирующего конденсатора Ск лишь тогда, когда требуется выполнить условие
рн>рв,	(6.104)
так как при отсутствии такого конденсатора отрицательная обратная связь становится активной, частотно-независимой (|3Н = |30 = = Рв), а подключение конденсатора даже самой малой емкости уменьшает сопротивление узла автоматического смещения прежде всего на высших частотах.
§ 10. ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ КАСКАД
У реостатного каскада коэффициент усиления никогда не может быть больше коэффициента усиления лампы: Ко < ц.
В трансформаторном каскаде существует возможность получения коэффициента усиления, превышающего величину коэффициента усиления лампы. Это объясняется возможностью использова
Рис. 91. Схема трансформаторного усилителя
Рис. 92. Нагрузочные характеристики трансформаторного усили-' теля
ния повышающего трансформатора, первичная обмотка которого включена в цепь анода данного, а вторичная — в цепь сетки последующего каскада (рис. 91).
Основными достоинствами трансформаторного каскада кроме указанной выше возможности получения большого коэффициента усиления по напряжению (до нескольких сотен) являются: а) возможность получения высокого значения выходного напряжения (до 70—80% от напряжения источника питания); б) возможность осуществления так называемого симметричного выхода, когда потенциалы зажимов вторичной обмотки трансформатора одинаковы относительно общего нулевого провода схемы; в) в трансформаторном каскаде можно допустить меньшую величину напря-
жения анодного питания; г) трансформаторный каскад усиления может дать подъем частотной характеристики в области высших частот, что имеет значение в случае необходимости компенсировать спад характеристики в этой области частот, вызываемый другими каскадами данного усилительного устройства.
Наряду с этими преимуществами каскад усиления с транссвязью обладает рядом недостатков, к числу основных из которых следует отнести сложность конструкции, большой вес, габариты и стоимость трансформатора, сравнительно большие частотные искажения и чрезвычайно большие фазовые сдвиги, достигающие в области высших частот значений даже 300° и более и тем самым затрудняющие применение отрицательной обратной
следует отнести и большую чувствительность трансформаторного каскада к воздействию внешних переменных магнитных полей.
Выбор режима работы лампы и определение рабочей точки в каскаде с трансформаторной связью производятся почти так же, как и в реостатном каскаде.
Но построение нагрузочной прямой производится в этом случае отличным от предыдущего образом: на графике откладывают
связи. К числу недостатков
Рис. 93. Эквивалентная схема трансформаторного усилителя
две прямые: первую — для постоянной, вторую — для переменной слагаемых анодного тока в области средних частот.
Угол наклона [3 первой из названных прямых (см. 1 на рис. 92) зависит от активного сопротивления первичной обмотки трансформатора, которое значительно меньше ее полного сопротивления переменному току в области средних частот. Поэтому угол наклона второй прямой (см. линию 2 на рис. 92) 8 < J3. Обе эти прямые обязательно проходят через точку О, которая соответствует требуемой величине отрицательного смещения сетки и будет в данном случае рабочей точкой, определяющей величину тока покоя /ао.
Величина напряжения отрицательного смещения сетки лампы определяется в данном случае так же, как и для реостатного каскада.
Отличие трансформаторного каскада заключается в отсутствии
разделительного конденсатора Сс. Исключение разделительного конденсатора возможно потому, что между первичной обмоткой трансформатора, включенной в анодную цепь, и вторичной его обмоткой, включенной в цепь сетки, нет гальванической связи. В некоторых случаях параллельно вторичной обмотке трансформатора включается резистор 2?ш в качестве шунта (на рис. 91 показан пунктиром).
На рис. 93 приведена полная эквивалентная схема каскада усиления с трансформаторной связью, где — дифференциальное сопротивление лампы данного каскада; 7?! — активное сопротивление первичной обмотки трансформатора; — индуктивность первичной обмотки трансформатора; R'2 — активное сопротивление вторичной обмотки трансформатора, пересчитанное в первичную обмотку:
W.
R2 = R2-n2, если п = у~,
где W2 и W\ — соответственно числа витков вторичной и первичной обмоток; — сопротивление шунта, пересчитанное в цепь первичной обмотки трансформатора:
R'm^Rm-n2.
Эквивалентные индуктивности LS1 и L's2 = Ls2-n2 характеризуют собой индуктивность рассеяния трансформатора. Эквивалентная емкость
Типовые частотные характеристики трансформаторного каскада приведены на рис. 94. Спад частотных характеристик на низших
частотах объясняется тем, что с уменьшением частоты уменьшается и индуктивное сопротивление первичной обмотки трансформатора:
JCl — (oHZ/p
Как видно из рис. 94 (кривая 7), трансформаторный каскад может дать в области высших частот некоторый подъем частотной
характеристики, так как на определенной частоте возникает резонанс напряжений в контуре, состоящем из индуктивности рассея-
Рис. 94. Частотные характеристики трансформаторного усилителя
ния трансформатора и эквивалентной емкости Со (см. рис. 93). Известно, что при таком виде резонанса напряжение на элементах контура значительно возрастет. Поскольку напряжение на конденсаторе Со' является выходным напряжением схемы, рост этого напряжения приводит к росту коэффициента усиления каскада.
Одной из эффективных мер сглаживания частотной характеристики в области высших ча-
стот является включение шунта параллельно вторичной обмотке трансформатора. При этом сопро-
тивление шунта, пересчитанное в первичную обмотку трансформатора оказывается включенным па-
раллельно эквивалентной емкости С'о. Известно, что напряжение на конденсаторе при резонансе напряжений может быть уменьшено, если параллельно конденсатору включить активное сопротивление.
Включение шунта приводит к уменьшению напряжения на выходе схемы в момент резонанса и, следовательно,
Рис. 95. Схема реостатнотрансформаторного усилителя
сглаживает резонансный пик: чем меньше тем меньше и резонансный пик.
В трансформаторном каскаде нетрудно обеспечить работу на прямолинейном участке характеристики лампы. Следо-
вательно, существует возможность уменьшить до минимума нелинейные искажения. Однако нелинейные искажения, вносимые трансформаторным каскадом усиления, возникают не только благодаря нелинейности характеристики лампы; причиной увеличения нелинейных искажений в данном каскаде является нелинейная зависимость между магнитным потоком в сердечнике трансформатора и вызывающим его током, проходящим через обмотку.
Величина нелинейных искажений, вносимых трансформатором, зависит от амплитуды переменного магнитного потока и от соотношения индуктивного сопротивления первичной обмотки трансформатора и внутреннего сопротивления лампы. Чем меньше величина приложенного напряжения, тем меньше амплитуда переменного магнитного потока и тем, следовательно, меньшими будут нелинейные искажения, вносимые трансформатором, Увеличение напряжения приводит к увеличению нелинейных искажений, так как при этом используется значительный участок криволинейной характеристики намагничивания часто даже с заходом в область насыщения. В последнем случае нелинейные искажения особенно велики.
Постоянная составляющая анодного тока, проходящая через первичную обмотку трансформатора, способствует увеличению нелинейных искажений, вносимых трансформатором, так как при этом создается дополнительное постоянное намагничивание магнитопровода, и работа трансформатора происходит в более криволинейной части характеристики намагничивания.
Кроме рассмотренных выше трех типов каскадов усиления напряжения применяются еще так называемые реостатно-трансформаторные каскады. Принципиальная схема такого каскада приведена на рис. 95.
Как видно из схемы, здесь через первичную обмотку трансформатора проходит только переменная составляющая анодного тока, так как последовательно с первичной обмоткой включен разделительный конденсатор Сс. Постоянная составляющая анодного тока проходит через резистор 7?а, включенный параллельно первичной обмотке трансформатора. Вследствие того, что постоянная составляющая анодного тока не проходит через первичную обмотку трансформатора, в сердечнике трансформатора отсутствует постоянное подмагничивание; это способствует уменьшению нелинейных искажений, вносимых трансформатором, а также уменьшению его габаритов, так как при отсутствии постоянного подмагничивания необходимая индуктивность первичной обмотки может быть получена при меньшем числе витков и меньших габаритах магнитопровода.
К числу недостатков реостатно-трансформаторного каскада следует отнести некоторое общее уменьшение усиления по сравнению с трансформаторным каскадом, увеличение габаритов и общей стоимости каскада, увеличение напряжения источника анодного питания.
Глава 7
УСИЛИТЕЛИ ТОКА
*
§ 1. НАЗНАЧЕНИЕ И ОСОБЕННОСТИ
Из предыдущего известно, что основная задача большинства усилителей низкой частоты — возбуждение на выходе достаточно большого значения колебательной мощности. Поэтому в составе любого усилительного устройства имеются в основном два типа каскадов: усилитель мощности и предшествующие ему усилители напряжения, роль которых рассмотрена выше (см. главу 6, § 1). Вместе с тем по причинам, изложенным ниже, существует необходимость использования в некоторых случаях еще и усилителей тока. Под этим термином подразумеваются такие усилительные каскады, с помощью которых достигается усиление мощности электрических колебаний за счет значительного усиления тока при незначительном усилении напряжения или даже при его ослаблении.
Кажущаяся парадоксальность действия такого усилителя сразу же рассеивается, если учесть следующее обстоятельство. Каждый усилитель потому и является усилителем, что мощность электрических колебаний на его выходе больше мощности на входе. Но если, как это имеет место в работе усилителей тока, выходной ток значительно больше входного, а напряжение на выходе не только не больше, но зачастую меньше напряжения на входе, то это значит, что выходное сопротивление усилителя тока 7? вых всегда оказывается меньше входного сопротивления RBX, так как
р ^вых .. р ивх	..
“ВЫХ = “у-- 2> “ВХ =	-- •	('.!)
"вых	"вх
Это обстоятельство играет большую роль в определении места и назначения усилителей тока в общем комплексе усилительного устройства низкой частоты.
Из общего курса электротехники известно, что характеристики и параметры любой более или менее сложной электрической цепи, 206
включающей в себя источник (генератор) электрической энергии и ряд различных потребителей, зависят от того, насколько правильно в каждом случае согласованы между собой полное сопротивление цепи потребителя (сопротивление нагрузки 1?н) с внутренним сопротивлением источника R^ Так, при необходимости получить наибольшее значение напряжения на нагрузке безотносительно величины выделяемой на ней мощности, создают условия, при которых 7?н > при желании получить наибольшую отдачу мощности величину полного сопротивления нагрузки выбирают равной внутреннему сопротивлению источника: 7?н = наибольшее значение тока в нагрузке получают при Rn <£. Ri-
В комплексе усилительного устройства входная цепь каждого последующего каскада служит частью нагрузки предыдущего, который при таких обстоятельствах можно' рассматривать как источник электрической энергии переменного тока. Но далеко не всегда входное сопротивление последующего каскада или какого-либо другого узла схемы, играющего роль нагрузки, легко согласуется с выходным (внутренним) сопротивлением предыдущего. Очень часто, например, возникает такое противоречие, когда сопротивление нагрузки оказывается значительно меньше выходного (внутреннего) сопротивления предшествующего усилительного каскада (7?н< Ri), в то время когда необходимо получить наибольшее значение выходного напряжения, что возможно лишь при условии 7?н >> Ri. В подобных случаях, чтобы согласовать сравнительно малое сопротивление нагрузки с относительно большим выходным (внутренним) сопротивлением предшествующего каскада усиления напряжения, и применяют каскады усиления тока. Обладая большим входным и малым выходным сопротивлением, такие каскады, играя роль своеобразных электронных трансформаторов, хорошо согласуют большое выходное сопротивление предшествующего каскада с малым сопротивлением нагрузки.
Вследствие этого в усилителях низкой частоты каскады усиления тока самостоятельного значения не имеют: они играют лишь роль вспомогательных, буферных каскадов. Но значение их от этого нисколько не уменьшается.
Наиболее распространенным каскадом усиления тока и, пожалуй, единственным в смысле практического его использования является описанный ниже каскад с катодной нагрузкой, иначе именуемый еще катодным повторителем. В транзисторном варианте этот каскад носит название эмиттерного повторителя, или каскада с нагрузкой в цепи эмиттера.
Описанный в § 5 данной главы усилитель постоянного тока в общем виде непосредственного отношения к каскадам усиления тока не имеет, хотя некоторые разновидности такого усилителя, обладая описанными выше свойствами, могут быть причислены к разряду усилителей тока.
§ 2. КАТОДНЫЙ повторитель
Выше (см. главу 5, § 1) было показано, что из трех возможных схем включения электронной лампы — с общим катодом, с общим анодом и с общей управляющей сеткой, которые аналогичны соответствующим вариантам транзисторных схем (с общим эмиттером, общим коллектором и общей базой),— наиболее подходящей для усиления тока является схема с общим анодом (общим коллектором).
Такая схема на электронном триоде, получившая название усилителя с катодной нагрузкой (или катодного повторителя),  в простейшем ее виде представ
Рис. 96. Катодный повторитель:
Л — электронный триод, вместо которого, в случае необходимости, может быть использован и другой тип электронной усилительной лампы; Rc — сопротивление сетки (сопротивление утечки), назначение которого в данной схеме полностью аналогично назначению такого резистора в описанных выше типах усилителей напряжения на электронных лампах; Еа— напряжение на зажимах источника анодного питания, требования к которому приведены в § 2 главы 5;	— сопротивле-
ние катодной нагрузки, роль которого и выбор его величины детально рассмотрены ниже; Ср— разделительный (переходной) конденсатор, служащий в качестве элемента межкаскадной связи и обеспечивающий разделение переменной и постоянной слагаемых выходного сигнала
лена на рис. 96.
В случае использования триода, учитывая, что электронный ток сетки в любой момент времени должен быть равен нулю, можно безошибочно считать, что ток катода 71: будет всегда, в любом режиме — покоя или колебательном — равен току анода IK = /а. Это касается не только величины, но и формы этих токов.
В режиме покоя, при отсутствии входного сигнала, анодный ток покоя 1ао, проходя через анодную цепь лампы и резистор катодной нагрузки 2?к, создает на последнем падение постоянного напряжения
Ес = IK0RK = Zao2?K, (7.2) которое служит, как и в описанных выше усилительных каскадах, напряжением отрицатель-
ного смещения.
Напряжение источника питания анодной цепи каскада с катодной нагрузкой при всех прочих равных условиях будет всегда меньше, чем такое напряжение в каскадах с нагрузкой в цепи анода (каскады с общим катодом). Объясняется это тем, что при одинаковом выборе режима одной и той же марки лампы напряжение анода Ua окажется одинаковым в обоих рассматриваемых случаях; но в каскадах с общим катодом, например в усилителях напряжения (с узлом автоматического смещения)
£a = /7H + ^a + ^c,
в то же время как в каскаде с катодной нагрузкой (с общим анодом)
Е& = + Ес.
Напряжение отрицательного смещения Ес в обоих случаях должно быть одинаковым, поскольку рассматриваются равнозначные режимы; следовательно, для питания анодной цепи каскада с катодной нагрузкой потребуется напряжение меньшее, чем напряжение, например, реостатного каскада, на величину
UH0 ~ IаоЕа.
Из выражения (7.2) следует, что величина сопротивления катодной нагрузки должна быть равна
Як=-^-.	(7.3)
7ао
Так как абсолютная величина напряжения отрицательного смещения сравнительно невелика, то и сопротивление катодной нагрузки оказывается в большинстве случаев тоже небольшим. Это обстоятельство оказывает определенное влияние на выбор практической схемы каскада с катодной нагрузкой для работы в реальных условиях, о чем сказано ниже.
В колебательном режиме на вход каскада поступает переменное напряжение входного сигнала Uax (см. рис. 96), которое, складываясь с постоянным напряжением отрицательного смещения Ес, создает пульсирующее напряжение возбуждения Uc. Пульсации этого напряжения вызывают соответствующие пульсации анодного тока, частота и фаза которых совпадают с частотой и фазой напряжения возбуждения, а амплитуда оказывается пропорциональной амплитуде этого напряжения.
Под действием пульсирующего анодного тока, проходящего и через сопротивление катодной нагрузки, на зажимах последнего создается падение пульсирующего напряжения, переменная слагаемая которого, выделяемая с помощью разделительного конденсатора Ср, и является выходным напряжением схемы. Естественно, что частота напряжения выхода всегда будет равна частоте входного сигнала, а их амплитуды между собой пропорциональны. Так как кроме этого фаза выходного напряжения совпадет с фазой пульсирующего анодного тока, а фаза последнего — с фазой входного сигнала, то выходной сигнал, совпадая по своей фазе с входным, повторяет форму последнего. Отсюда второе название данного каскада — катодный повторитель. Вместе с тем, как видно из рис. 96, вектор напряжения на сопротивлении катодной нагрузки, переменная слагаемая которого обозначена как Uнаправлен встречно относительно напряжения входного сигнала Uax. Когда потенциал в точке А увеличивается (относительно точки С), растет и анодный ток, увеличивается и потенциал в точке В относи
тельно той же точки С, являющейся общей для обоих напряжений, и наоборот — уменьшение потенциала в точке Л вызывает уменьшение анодного тока, что в свою очередь приводит к одновременному уменьшению потенциала в точке В (относительно той же общей точки С). Значит, увеличение и уменьшение потенциала в точках Л и В относительно общей точки С происходит одновременно. Поэтому напряжение возбуждения Uc в любой момент времени будет равно разности между напряжением входного сигнала и переменной слагаемой падения напряжения на сопротивлении катодной нагрузки Uр:
£7С = £7ВХ —С7р.	(7.4)
Точнее говоря, во входной цепи катодного повторителя имеет место геометрическое (векторное) сложение переменного напряжения входного сигнала Z7BX с пульсирующим напряжением (£с -}- £7р), аналогичное описанному выше явлению, возникающему в случае отсутствия блокирующего конденсатора в узле автоматического смещения (см. главу 5, § 5). Это значит, что каскад с катодной нагрузкой будет всегда автоматически охвачен активной отрицательной обратной связью с последовательным способом подачи.
Из предыдущего (см. главу 3, § 4) известно, что в случае охвата какого-либо каскада или усилителя отрицательной обратной связью коэффициент усиления по напряжению такого каскада уменьшается до значения (3.15)
2Z К
которое зависит в числе прочего от коэффициента обратной связи (3.1):
₽=-Н-
и вых
В схеме катодного повторителя, как видно из рис. 96, напряжение обратной связи равно напряжению выхода:
= Е7ВЫХ,
вследствие чего коэффициент обратной связи Р — 1. Значит, коэффициент усиления по напряжению рассматриваемого каскада всегда будет равен
<7-5)
Из предыдущего (см. главу 4, § 8 и 9) известно, что внутренний коэффициент усиления ламповой схемы без учета действия отрицательной обратной связи равен
Дк
JC =
! + « 1 + ^'
Но так как p. = <S7?j, то
Zlw
SRi~R[ SRK
В катодном повторителе сопротивление нагрузки в цепи катода значительно меньше дифференциального сопротивления лампы:
значит с достаточной степенью точности можно считать, что
K — SRK, так как
В таком случае коэффициент усиления по напряжению в схеме катодного повторителя будет, с учетом (7.5), равен:
<7-6)
Из полученных выражений (7.5) и (7.6) нетрудно сделать вывод, что для катодного повторителя, принципиальная схема которого приведена на рис. 96, коэффициент усиления по напряжению будет хотя и очень близок к единице, но всегда меньше нее:
кё<л.
По этой причине коэффициент в данном случае уместнее называть коэффициентом передачи напряжения.
Учитывая, что внутренний коэффициент усиления этого каскада без учета действия отрицательной обратной связи
К» 1,
можно с достаточной степенью достоверности полагать, что для схемы, изображенной на рис. 96, коэффициент передачи напряжения практически будет приближенно равен
или, что, по сути, одно и то же: UВЫХ	t^BX
Коэффициент усиления каскада с катодной нагрузкой по току в общем виде определяется отношением:
=	(7.7)
-* вх
Величина тока во входной цепи может быть определена, согласно закону Ома, из выражения
так как при условии правильного выбора величины напряжения отрицательного смещения сеточный ток будет отсутствовать в течение всего времени и, следовательно, источник входного сигнала будет нагружен полным сопротивлением входной цепи (см. илаву 4, § 10), равным
у __Др
Но входная.динамическая емкость рассматриваемого нами каскада с катодной нагрузкой значительно меньше аналогичной емкости усилительных каскадов с общим катодом (реостатного, дроссельного и др.).
Объясняется это следующими обстоятельствами. В реостатном, например, каскаде входная статическая емкость Сск подвержена действию только одного напряжения — £7ВХ, а проходная емкость лампы Сас находится под действием двух напряжений, включенных последовательно:
ит + иът =	+ U„K = и„ (1 + К),	(7.9)
в то время как в каскаде с катодной нагрузкой эта емкость (см. рис. 96) подвержена действию только одного напряжения а входная статическая емкость лампы Сск оказывается здесь уже под действием двух напряжений, опять же включенных последовательно:
иВ1-иСЫ1^иех-ие=ис=ит-иехк=им(1-к').
(7.10)
Сравнивая выражения (7.10) и (7.9), нетрудно заключить, что если в случае реостатного каскада входная динамическая емкость оказывается равной
С'вх — Сек Ч- Сас (1 4“
то для катодного повторителя
Свх — Сас д- Сск (1 — К).	(7.11)
Величину выходного тока — тока в цепи нагрузки 7ВЫХ — можно приближенно вычислить, исходя из того же закона Ома, по формуле:
Тогда коэффициент учитывая (7.7), (7.8) и
_ J ___ ^вых
~Б 1 ВЫХ — Б
•“к	/<к
усиления катодного повторителя по току,
(7.12),	можно записать в виде:
^вых
^ВЫХ   Дк  ^вых^вх
-^вх	^вх	^вх-^к
%вх
(7-12)
(7.13)
Но так как
^вых и ВХ
то
 ^вх и Дк 
(7.14)
Выше было показано, что у катодного повторителя коэффициент усиления по напряжению хотя и меньше единицы, но при достаточной величине К очень близок к ней. Поэтому выражение (7.14) можно без особых погрешностей переписать в виде:
К,*?*-.	(7.15)
Из полученного выражения следуют два важных вывода:
1. Коэффициент усиления рассматриваемого каскада по току достаточно велик, так как на практике, как правило, всегда соблюдается условие
|ZBX|»/?„.	(7.16)
Это значит, что выходной ток в каскаде с катодной нагрузкой может значительно превосходить ток во входной цепи.
2. Коэффициент усиления по току также должен был бы являться параметром частотно зависимым, так как величина ZBX, как видно
* Строго говоря, выходным напряжением каскада следует [считать переменную слагаемую падения напряжения на сопротивлении катодной нагрузки U$, а полным сопротивлением нагрузки — величину
ZH= 1/ (7?к4-7?н)2-)---------.
£1	/	\	£\ I ££/ i о
г	(»2Ср
Тогда величина выходного тока окажется равной
7вых
]/ (^к + Дн)2 + ^2сГ
^вых
Однако в наших рассуждениях, не преследующих точность расчета, можно ограничиться приведенным выражением (7.12).
из (4.82), зависит от частоты. Это положение в еще большей степени подтверждается примечанием к выражению (7.12).
Но очень глубокая активная отрицательная обратная связь, которой охвачен рассматриваемый каскад, значительно спрямляет «го частотную характеристику, практически приближая ее к линейной.
Большой коэффициент усиления катодного повторителя по току свидетельствует о его малом выходном сопротивлении сравнительно с входным. Отсюда характерное свойство катодного повторителя в качестве буферного каскада — хорошо согласовывать малое сопротивление нагрузки на своем выходе с большим внутренним (выходным) сопротивлением источника сигнала на своем входе.
В связи с тем, что сопротивление нагрузки в цепи катода значительно меньше дифференциального сопротивления лампы, можно допустить, что динамическая сеточная характеристика Штампы, работающей в катодном повторителе, почти совпадает с ее аналогичной статической характеристикой. Тогда переменная слагаемая анодного тока, которая и является, по существу, выходным током каскада, может быть определена как
/вых^^вх.	(7.17)
Но выше было показано, что
^ВХ»
тогда
/вых^Жых.	(7.18)
Из выражения (7.18) нетрудно определить численное значение выходной проводимости каскада с катодной нагрузкой:
=	(7.19)
'-'вых
или обратную ей величину — численное значение выходного сопротивления такого каскада:
£вМ=-гД—«4--	<7-20)
X вых
Из полученного выражения (7.20) видно, что с целью уменьшения выходного сопротивления желательно применять лампу « возможно большей крутизной характеристики.
Каскад с катодной нагрузкой обладает еще одним свойством — он допускает значительное повышение уровня входного сигнала (разумеется, в определенных пределах) без угрозы перегрузки каскада со стороны входа. Это явление объясняется опять-таки наличием глубокой отрицательной обратной связи, при которой в рассматриваемом каскаде напряжение возбуждения
С7с = /7вх-^вых.	(7.21)
Разделив левую и правую части выражения (7.21) на одну и ту же величину Uc, получим:
Л _ ^ВХ ^вых
ис ис
(7.22}
Введем условный коэффициент т, показывающий во сколько раз напряжение возбуждения Uc меньше напряжения входного сигнала UBXi
т =	(7.23)
U с
Тогда выражение (7.22) может быть переписано в виде: или
7п = 1 + -^^-.	(7.24)
U с
Но так как отношение выходного напряжения <7Вых к напряжению возбуждения Uc есть не что иное, как внутренний коэффициент усиления данного каскада (без учета действия отрицательной обратной связи):
= К ^SRK,	(7.25)
U с
ТО
m=l + SRK.	(7.26)
Анализ полученного выражения (7.26) приводит к следующему выводу. Обычно в каскадах, не охваченных отрицательной обратной связью, перегрузка усилителя со стороны входа наступает тогда, когда величина амплитуды входного сигнала в процессе своего увеличения становится равной абсолютной величине напряжения отрицательного смещения или, тем более, превышает его. В таких случаях возникающий в положительные полупериоды входного сигнала сеточный ток вызывает дополнительные нелинейные искажения (см. главу 4, § 6 и главу 5, § 5).
Это положение справедливо и для каскада с катодной нагрузкой, но не относительно напряжения входного сигнала £7ВХ, а по отношению к напряжению возбуждения Uc, от амплитуды которого исы зависит выбор абсолютной величины напряжения отрицательного смещения^с (см. рис. 96). До тех пор, пока будет соблюдаться условие | UCM | < | Ес [, перегрузка такого каскада со стороны входа не возникнет. Но в рассматриваемом случае, как следует из (7.23) и (7.26), напряжение возбуждения может быть в т = 1 -f- SRK раз меньше напряжения входного сигнала. А это значит, что в каскаде с катодной нагрузкой напряжение входного сигнала может изменяться от своего наименьшего значения /7ВХ.МИН = 0 до наибольшего:
Е/вх. макс =	(7.27)
оез угрозы возникновения перегрузки этого каскада со стороны входа, т. е. что напряжение входа может в (1	<S7?K) раз превышать
максимально допустимую величину напряжения возбуждения. Значит, чем больше крутизна характеристики лампы, с одной стороны, и чем больше сопротивление катодной нагрузки — с другой, тем выше будет находиться верхняя граница изменения уровня входного сигнала, и наоборот,— уменьшение сопротивления катодной нагрузки, равно как и уменьшение крутизны характеристики лампы, сужает допустимый диапазон изменений входного сигнала.
§ 3. ПРАКТИЧЕСКАЯ СХЕМА КАТОДНОГО ПОВТОРИТЕЛЯ
Выше было показано, что от сопротивления катодной нагрузки в схеме рис. 96 во многом зависят свойства катодного повторителя. Так, величина влияет на напряжение отрицательного смещения: чем больше это сопротивление, тем большей будет, при всех прочих равных условиях, абсолютная величина напряжения отрицательного смещения. Коэффициент усиления катодного повторителя по току тоже зависит от величины /?к, но уже в обратной пропорции: чем больше сопротивление катодной нагрузки, тем меньше коэффициент усиления по току. Наконец, диапазон изменений уровня входного сигнала будет тем шире, чем больше величина этого сопротивления, и наоборот — уменьшение величины 7?к, при всех прочих равных условиях, сужает указанный диапазон.
Такое широкое влияние сопротивления нагрузки на параметры катодного повторителя очень часто приводит к возникновению противоречивых требований к выбору его (сопротивления) величины. Так, желание повысить коэффициент усиления по току приводит к необходимости при неизменном входном сопротивлении уменьшить сопротивление катодной нагрузки до такого значения, при котором абсолютная величина напряжения отрицательного смещения становится недопустимо малой. В другом случае оказывается, что абсолютная величина напряжения отрицательного смещения возрастает до недопустимо больших значений при желании увеличить сопротивление нагрузки в целях, например, расширения диапазона изменений уровня входного сигнала.
Чтобы в какой-то мере разрешить такие и подобные противоречия, практические схемы катодного повторителя выполняются в виде, несколько отличном от схемы рис. 96. Один из вариантов таких практических схем представлен на рис. 97. Эта схема отличается, на первый взгляд, лишь немногим: сопротивление нагрузки состоит из двух частей: 7?к = Ri + R21 верхняя из которых может быть в некоторых случаях зашунтирована конденсатором большой емкости. Но это уже существенно влияет на основные параметры такого каскада. Например, абсолютная величина напряжения отрицательного смещения в схеме рис. 97 зависит от величины
тока покоя 1а0 и сопротивления /?! (по существу, сопротивления резистора автоматического смещения):
| £с| =Л0Л1.	(7.28)
Это значит, что сопротивление резистора автоматического смещения в такой схеме можно выбирать независимо от желательных значений других параметров каскада, исходя лишь из заданной
или необходимой величины напряжения отрицательного смещения. Этотрезистор может быть, как и в любом другом случае автоматического смещения, заблокирован конденсатором с целью стабилизации величины Ес в колебательном режиме. Но конденсатор (\ может и отсутствовать. В последнем случае сопротивление нагрузки =	+	(7-29)
Выходное напряжение, сни-
Рис. 97. Практическая схема катодного повторителя
маемое с этого полного сопротивления, будет ему пропорционально напряжение обратной связи Uр
так же, как пропорционально величине сопротивления R%,
Рис. 98. Эмиттерный повторитель:
Rq— резистор в цепи базы; Щ— резистор в цепи эмиттера; Ср— разделительный (переходной) конденсатор; ЯСм— резистор смещения, сопротивлением которого регламентируется ток смещения; RH и Сн— сопротивление и распределенная емкость нагрузки, на которую работает данный каскад; Иг —внутреннее сопротивление источника входного сигнала, развивающего входное напряжение 17вх; 17вых— напряжение выхода схемы
с зажимов которого это напряжение снимается.
Подключение блокирующего конденсатора С{ параллельно резистору автоматического смещения Ri изменяет описанные выше условия. Теперь сопротивлением нагрузки по переменной составляющей анодного тока будет служить только величина Rz, так как именно для переменной составляющей сопротивление участка между точками А — Б (см. рис. 97) близко к нулю. А это значит, что и напряжение выхода и напряжение обратной связи снимаются в таком случае с одних и тех же точек (Б — В на рис. 97), т. е. что они равны между собой. Коэффициент обратной связи становится равным
Р = 1, и, следовательно, параметры схемы рис. 97 будут такими же при всех прочих равных условиях, как и параметры схемы рис. 96.
Но если в первоначальной схеме (рис. 96) невозможно регули-
ровать постоянное напряжение отрицательного смещения, не
изменяя других условий, то в схеме рис. 97 это становится возможным.
В заключение заметим еще одно свойство практической схемы катодного повторителя. Коэффициент передачи напряжения такой схемой всегда будет меньше единицы. Причем, чем меньше сопротивление катодной нагрузки
ЯК = Я1 + Я2,	(7.30)
тем меньшим будет и упомянутый коэффициент передачи. В некоторых случаях использования схемы катодного повторителя желательно, чтобы коэффициент передачи напряжения был возможно более близок к единице. Это можно осуществить тогда, когда внутренний коэффициент усиления каскада (без учета действия внутрикаскадной отрицательной обратной связи)
* (7.31) поскольку
^ = 1^-	(7.32)
Но так как
К=-^-,	(7.33)
= +	(7.34)
(см. рис. 97), то выполнение упомянутого условия становится возможным лишь при значительном увеличении сопротивления Т?2, с тем чтобы
2?к = 2?1 + 2?2>7?г.	(7.35)
Однако такое увеличение сопротивления катодной нагрузки недопустимо. Раз это сопротивление находится в цепи анодного тока, то его увеличение уменьшит максимальное значение этого тока (при заданном значении напряжения источника анодного питания), что вызовет уменьшение его пульсаций в колебательном режиме, т. е. сузит динамический диапазон такого каскада. Значит, для сохранения достаточно широкого динамического диапазона необходимо одновременно с увеличением сопротивления катодной нагрузки увеличивать и напряжение на зажимах источника анодного питания, что, однако, далеко не всегда оказывается возможным, так как возрастающее при этом анодное напряжение иногда превосходит допустимую величину для данного типа лампы.
С этой точки зрения некоторый интерес вызывает так называемый каскодный вариант катодного повторителя (см. главу 9, § 5).
* Чтобы не нарушить установленную величину отрицательного напряжения смещения, увеличивать сопротивление Ri нельзя.
§ 4. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ВАРИАНТЫ
По аналогии с каскадом с катодной нагрузкой на электронной лампе в транзисторных усилителях используется схема каскада с нагрузкой в цепи эмиттера — так называемая схема с общим коллектором. Такой каскад называют еще эмиттерным повторителем (по аналогии с катодным повторителем).
Эмиттерный повторитель, так же как и каскад с катодной нагрузкой на электронной лампе, имеет высокое входное и низкое выходное сопротивления при неизменной фазе выходного сигнала относительно входного. Коэффициент усиления такого каскада по напряжению всегда меньше единицы. По этим причинам эмиттерный повторитель используется, как правило, в качестве буферного каскада в тех случаях, когда надо согласовать малое сопротивление нагрузки с относительно большим выходным сопротивлением предшествующего усилительного каскада или другого источника сигнала.
Принципиальная схема такого каскада представлена на рис. 98. В отличие от аналогичной схемы на электронной лампе в транзисторном варианте нет необходимости в напряжении смещения. Для работы на линейном участке характеристики здесь задается ток смещения. Этот ток ограничивается, как известно, резистором 7?см, который практически не связан с резистором нагрузки и 7?э < 7?см; величина последнего определяется совершенно самостоятельно, независимо от выбора величины 2? э. Это значит, что оптимальный режим работы эмиттерного повторителя по постоянному току может быть предварительно выбран безотносительно последующего определения величины сопротивления нагрузки в цепи эмиттера*.
По этой причине нет особо острой необходимости в разнообразии вариантов таких транзисторных схем: для практики оказывается вполне достаточным этот основной вариант (см. рис. 98).
Входное сопротивление рассматриваемого каскада — это сопротивление, оказываемое его входной цепью переменному току, генерируемому источником входного сигнала.
Строго говоря, полное входное сопротивление схемы, представленной на рис. 98, состоит из двух параллельных ветвей. Одна из них — сопротивление в цепи базы Дб**.
Вторая параллельная ветвь находится правее условной граничной линии А Б.
* Все это справедливо лишь для ограниченных, сравнительно небольших значений величины 7?э, так как по мере увеличения На, в связи с тем, что через это сопротивление проходит постоянный ток смещения, возникает отрицательная обратная связь по постоянному току, существенно изменяющая режим покоя (режим работы каскада по постоянному току), что, однако, может быть учтено при расчете величины RCJA.
** Емкость конденсатора Св обычно настолько велика, что его сопротивлением практически можно пренебречь.
В подавляющем большинстве случаев величина сопротивления оказывается значительно больше сопротивления второй параллельной ветви, вследствие чего под входным сопротивлением и следует понимать сопротивление между точками А — Б при как бы отключенном сопротивлении R&. Это сопротивление может быть определено приближенным соотношением:
Rae — гб + -^общ + ₽Лобщ,	(7.36)
R R
где /?общ = -77—7?— общее сопротивление в цепи выхода схемы, гб — сопротивление базы, а |3 — коэффициент усиления транзистора по току в схеме с общим эмиттером.
Последнее слагаемое правой части выражения (7.36) требует некоторого пояснения. Дело в том, что изменения выходного тока рассматриваемого каскада (тока в цепи коллектор — эь!иттер), как известно из курса электровакуумных и полупроводниковых приборов, в |3 раз больше изменений тока во входной цепи (где (3 — коэффициент усиления транзистора по току). Можно предположить, что этот ток, его величина, как бы регламентируется в числе прочего еще и сопротивлением нагрузки /?общ- Но коль скоро в выходной цепи протекает достаточно большой ток, регламентируемый сравнительно малым сопротивлением /?общ, можно допустить, что явление это равнозначно тому, что во входной цепи условно протекает достаточно малый ток, в |3 раз меньший выходного тока, регламентируемый сравнительно большим сопротивлением (в (3 раз больше общего сопротивления в цепи выхода схемы /?общ). В таком случае оказывается, что полное сопротивление той части входной цепи, которая находится правее условной линии АБ (см. рис. 98), можно представить состоящим из трех последовательно соединенных сопротивлений, как это и видно из выражения (7.36), из которого следует, что
Rbx = гб 7?Общ (1 -j- Р)-	(7.37)
Выражение (7.37) позволяет сделать два существенных вывода. Первый — в связи с тем, что сопротивление базы, т. е. сопротивление электронно-дырочного перехода база —эмиттер зависит от входного напряжения; входное сопротивление этой, как и любой другой транзисторной схемы, становится зависимым от уровня входного сигнала: чем больше напряжение входа, тем меньше величина гб и, следовательно, входного сопротивления. Эта зависимость в данном случае будет тем большей, чем меньше коэффициент усиления по току |3 у транзистора, используемого в данной конкретной схеме, и чем меньше величина общего сопротивления нагрузки в цепи выхода 7?Общ- Отсюда напрашивается второй вывод — желательность выбора достаточно большой величины общего сопротивления нагрузки /?общ с целью увеличения входного сопротивления каскада и уменьшения степени его зави
симости от уровня входного сигнала. Но увеличение этого сопротивления затрудняет нормализацию режима по постоянному току (в связи с необходимостью увеличения /?э) и значительно сужает возможности и область применения эмиттерного повторителя, рассчитанного как раз на работу с весьма малым сопротивлением нагрузки. Это обстоятельство свидетельствует о явном преимуществе катодного повторителя на электронной лампе, входное сопротивление которого никак не зависит от сопротивления нагрузки.
Входное сопротивление рассматриваемого каскада, зависящее еще и от частоты входного сигнала со, уменьшается с увеличением этой частоты:
/вх
(7.38)
оза	n2t а
где о)в « -^ =	,
/а — критическая
частота транзистора
в схеме с общим эмиттером (см. главу 6, § 8); а |3 — коэффициент
усиления транзистора по току.
Выходное сопротивление эмиттерного повторителя можно приближенно представить в виде:
Д.ых = гэ+	,	(7.39)
1 —J— р
где гэ — сопротивление эмиттерного перехода. Отсюда видно, что большое внутреннее сопротивление источника входного сигнала (при сравнительно малом значении |3) увеличивает выходное сопротивление схемы, и наоборот, как видно из (7.39), — наименьшего своего значения выходное сопротивление рассматриваемого каскада достигает в случае, когда уменьшается внутреннее сопротивление источника входного сигнала Rr и увеличивается коэффициент [3.
В электронном варианте рассматриваемой схемы один из основных ее параметров — коэффициент усиления по току — зависит от величин выходного и входного сопротивлений: чем больше входное и меньше выходное сопротивления, тем больше названный коэффициент. В этом смысле в схеме эмиттерного повторителя возникают некоторые противоречия.
Не приводя достаточно громоздких математических выкладок, укажем, что коэффициент усиления по току для эмиттерного повторителя определяется выражением
а его же коэффициент усиления по напряжению
(1 + Р)Яэ
дг + гб + /?э (1 + р) •
(7.40)
Из выражения (7.41) следует вывод, что коэффициент усиления по напряжению в рассматриваемом каскаде сильно зависит от внутреннего сопротивления источника входного сигнала 7?г, которое при /?г	7?б в большей степени шунтирует последнее.
Наибольшего значения этот коэффициент достигает при Rq -> О и наименьшего — при 2?б -> оо.
Как видно из выражений (7.37), (7.39) и (7.40), если с целью уменьшения выходного сопротивления 7?ВЬ1Х (для повышения коэффициента усиления каскада по току или с другой целью) уменьшить величину 7?г, то это действие может и не вызвать желаемого увеличения коэффициента усиления по току.
Как видно из (7.40), чтобы увеличить коэффициент усиления каскада по току Кь надо выбирать транзисторы с возможно большим значением |3, чем, собственно, можно достигнуть одновременно высокого значения входного и низкого — выходного сопротивлений каскада при других равных условиях.
Из этого же выражения (7.41) можно сделать вывод, что наибольшего значения коэффициент усиления по току в таком каскаде достигает при 7?г > RBX. Тогда
---——ж 1
^г + -^вх
и, следовательно:
^ = Р + 1.
Из приведенных выражений (7.40) и (7.41) можно определить коэффициент усиления эмиттерного повторителя по мощности:
К = К К О + Р)дэ Дг(1 + Р)	(1 + Р)2Дэ
Р Jyu I /?г + гб+/?э(1 + р) */?г+Явх	Яг + гб+ (1 + Р)/?э 
(7.42)
Как видно из (7.42), числитель в его правой части всегда будет больше знаменателя; Это значит, что коэффициент усиления такого каскада по мощности всегда будет больше единицы, в связи с чем он может быть использован (и практически иногда используется) в качестве усилителя мощности, о чем сказано ниже.
§ 5. УСИЛИТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Под усилителем постоянного тока принято подразумевать такой одиночный усилительный каскад (или серию одинаковых каскадов), который предназначен и способен усиливать постоянные или медленно изменяющиеся напряжения и токи.
Дело в том, что встречаются случаи, когда в процессе усиления желательно сохранить имеющиеся во входном сигнале соотношения между его переменной и постоянной слагаемыми. Это значит, что такой усилитель должен обладать со стороны низших частот нулевой граничной частотой (/н = 0). Но в таком слу
чае ни один из реактивных элементов связи — разделительный конденсатор или межкаскадный трансформатор — не может быть использован: первый — по причине возрастания его емкостного сопротивления до бесконечности, а второй — из-за невозможности трансформации тока с нулевой или очень близкой к нулю частотой.
В этом смысле усилитель постоянного тока имеет еще одно название — усилитель с непосредственной связью. Наибольшее применение усилители постоянного тока получили в области измерительной техники, автоматики, телемеханики, но с успехом используются и в некоторых разновидностях усилительных устройств низкой частоты.
Рис. 99. Скелетная схема усилителя постоянного тока с преобразованием: 1 — генератор синусоидальных колебаний с постоянными значениями амплитуды и частоты, именуемой несущей частотой и лежащей, как правило, в области нескольких десятков или сотен килогерц; 2 —преобразователь-модулятор; 3— усилитель высокой частоты; 4 — преобразователь-демодулятор
Усилители постоянного тока выполняются как на электронных лампах, так и на транзисторах.
Различают два принципиально различных вида усилителей постоянного тока: а) с преобразованием, б) прямого действия. Первый тип таких усилителей, используемых главным образом в области измерительной техники, работает сообразно скелетной схеме, представленной на рис. 99.
Постоянное или медленно изменяющееся напряжение С7ВХ (или аналогичный ток) воздействует в схеме преобразователя-модулятора 2 на амплитуду переменного напряжения несущей частоты, поступающего от генератора 1 на второй вход преобразователя-модулятора 2. В результате амплитуда колебаний несу
щей частоты изменяется во времени в точном соответствии с медленными изменениями входного сигнала. Модулированные входным сигналом высокочастотные колебания поступают на вход усилителя высокой частоты 3, где и происходит собственно усиление. Схема такого усилителя может быть, например, обыкновенной реостатной или резонансной с частотой резонанса, равной несущей частоте. Усиленные модулированные колебания с несущей частотой поступают с выхода усилителя 3 на вход второго преобразователя-демодулятора 4, действие которого противоположно действию преобразователя 2. В этом, втором, преобразователе происходит выделение медленных колебаний напряжения t/вых, амплитуда которых оказывается значительно больше амплитуды входного сигнала (7ВХ за счет усиления, имевшего место в усилителе 3.
В усилительных устройствах низкой частоты, в некоторых системах автоматики и телемеханики, в измерительной технике получили достаточно широкое распространение усилители постоянного тока второго вида — прямого действия. В таких усилителях предусмотрено непосредственное воздействие постоянного или медленно изменяющегося электрического сигнала на входную цепь усилительного элемента, в результате чего в выходной цепи этого элемента возбуждается такой же по форме, но значительно больший по интенсивности выходной сигнал.
В усилителях постоянного тока прямого действия могут быть использованы схемы, аналогичные, например, усилительным схемам реостатного каскада. Но из предыдущего известно, что для хорошей работы реостатного усилителя необходимо, чтобы в рабочем диапазоне частот сопротивление разделительного конденсатора было мало по сравнению с сопротивлением, включенным в цепь управляющей сетки лампы следующего каскада. С уменьшением частоты выполнение этого условия становится все более затруднительным, а при частотах в десятые и сотые доли герца практически невозможным, так как для пропускания таких низких частот пришлось бы чрезмерно увеличивать емкость разделительного конденсатора. Трансформатор здесь также непригоден, так как для таких низких частот его сопротивление близко к нулю. Поэтому и усиление схемы равно нулю.
В отличие от частотных характеристик обычных усилителей, имеющих спад на низших частотах, частотные характеристики усилителей постоянного тока должны идти горизонтально от нулевой частоты.
Для того чтобы обеспечить такую форму частотной характеристики, следовало бы исключить из схемы разделительный конденсатор Сс. Однако при этом неизбежно попадание на сетку лампы последующего каскада большого постоянного положительного напряжения и, следовательно, появление сеточного тока большой величины.
Для целей усиления медленно изменяющихся напряжений может быть применена простейшая схема усилителя постоянного тока, приведенная на рис. 100. В^такой схеме элементом между-каскадной прямой связи служит источник постоянного напряжения сетки, развивающий на своих зажимах э. д. с., равную Е"с. По своей полярности этот источник включен встречно относи
тельно полярности анодного напряжения лампы предшествую щего каскада. Абсолютная ве-
личина Eq выбирается с таким расчетом, чтобы напряжение сетки лампы Л2 оставалось отрицательным при наибольшем заданном напряжении входного сигнала.
Действие такой схемы происходит следующим образом. Медленно изменяющийся входной сигнал геометрически складывается с напряжением отрицательного смещения Е'с, абсолютная величина которого выбрана так, чтобы при любом
Рис. 100. Усилитель постоянного тока с гальванической связью
заданном значении напряжения
входного сигнала потенциал сетки относительно катода оставался отрицательным. В результате этого сложения образуется медленно же изменяющееся напряжение возбуждения U'c (см. рис. 100). Воздействуя на анодный ток лампы это напряжение вызывает его изменения, соответствующие изменениям
входного сигнала.
Проходя по сопротивлению анодной нагрузки /?а, медленно изменяющийся анодный ток создает на зажимах этого сопротивления падение напряжения:

(7-43)
Так как величина анодного напряжения в любой момент времени равна
(7.44)
U а — Еа
то даже самые медленные изменения анодного тока вызовут при постоянстве Е& пропорциональные изменения анодного напряжения первой лампы Л^ Это напряжение вычитается из постоянного во времени напряжения Е'с и тем самым создает напряжение возбуждения на входе второго каскада U'c-
Абсолютная величина напряжения Е'с выбирается с таким расчетом, чтобы она в любой момент времени превышала абсо-
15 И. Я. Чудновский
225
лютную величину наибольшего напряжения анода U'a макс, в моменты наименьшего уровня входного сигнала
| Е’о\>| Г;ианс )•.
Тогда с учетом полярности этих напряжений разностное напряжение возбуждения Щ всегда будет отрицательно. Это напряжение возбуждения в свою очередь воздействует на анодный ток лампы Л2, в схеме анодной цепи которой повторяется описанный выше процесс, но уже со значительно большей интенсивностью. Таким образом, схема, приведенная на рис. 100, будет усиливать постоянное или медленно изменяющееся напряжение. Коэффициент усиления (по напряжению) для каждого отдельно взятого каскада этой схемы будет равен
. <7-45’ при условии, что
Ea^-Ua ном + Uн макс»	(7.46)
где ц — статический коэффициент усиления лампы;
Ra— сопротивление резистора анодной нагрузки;
— дифференциальное сопротивление лампы;
Ua ном— номинальное для выбранного режима покоя значение анодного напряжения лампы;
UB макс— наибольшая величина падения напряжения на сопротивлении анодной нагрузки, возникающая при максимальной величине входного сигнала.
Существенным недостатком схемы рис. 100, во многом ограничивающим область ее использования, является необходимость в отдельном для каждого каскада источнике постоянного напряжения Ес, который служит элементом междукаскадной связи.
Вариант другой разновидности схемы усилителя постоянного тока прямого действия — усилителя с непосредственной связью— представлен на рис. 101.
В отличие от схемы рис. 100, здесь используется один общий источник питания анодных и сеточных цепей всех ламп, для чего вход такого источника нагружен делителем, состоящим (в данном случае) из четырех резисторов, разных по своему сопротивлению: 2?! . . . /?4. Действие этой схемы таково. Предположим, что наибольшее положительное значение медленно изменяющегося напряжения входного сигнала С7ВХ = 5 в. Резистор R^ рассчитывается так, чтобы падение напряжения на нем было, например, 6<?. Тогда напряжение возбуждения первой лампы
	Uс = — Ес ± Usx
* В моменты наибольшего уровня входного сигнала анодный ток достигает максимума, падение напряжения на сопротивлении нагрузки тоже становится максимальным и анодное напряжение вследствие неизменности Еа уменьшается до минимума.
будет всегда оставаться отрицательным, изменяясь в полном соответствии с изменениями входного сигнала.
Допустим, что для нормальной работы лампы требуется анодное напряжение покоя U'a0 = 90 в, а коэффициент усиления первого каскада рассматриваемой схемы — 4. Значит, наиболь-
шее значение анодного напряжения Лампы Лi Uа макс = 90 + + 5-4= НО в, а наименьшее значение U'a мин = 90 — 5 • 4 — = 70 в.
Анод лампы непосредственно соединен с сеткой лампы Л2 и поэтому потенциалы этих двух электродов, равные между собой, будут положительны. Во избежание сеточного тока в лампе Л2 ее катод со
единен с точкой делителя R\ . . . Рис. 101. Усилитель постоянного . . . потенциал в которой тока с дополнительным смещением несколько больше (+115 в) мак-
симально возможного положительного напряжения анода Лх (110 в). Это обстоятельство обеспечивает отрицательное значение напряжения возбуждения U'c в любой момент времени. Так,
при наименьшем значении анодного напряжения лампы Лх (^амии = 70 в) напряжение возбуждения лампы Лг окажется
U"c = ( + 70)-( + 115)= -45 в,
а при наибольшем значении (СДмакс = И0 в)
£7g = ( + 110) —( + 115)= -5 в.
Следовательно, напряжение возбуждения второй лампы будет изменяться так же и в тех же пределах, что и анодное напряжение лампы Лх, оставаясь все время отрицательным относительно ее катода. В схеме второго каскада описанные явления повторяются, но с большей интенсивностью изменений анодного тока, анодного напряжения, напряжения выходного сигнала.
В некоторых вариантах схем усилителей постоянного тока прямого действия в качестве элементов непосредственной между-каскадной связи используются различные газоразрядные приборы тлеющего разряда, в частности неоновая лампа. В такой схеме при изменении напряжения анода лампы Лх происходит изменение напряжения только на зажимах резистора R’c, поскольку изменение величины тока через неоновую лампу (в определенных пределах) не изменяет величины падения напряжения на ней. Соответствующим подбором типа газоразрядного прибора и сопротивлений резисторов Rc и R"K добиваются, чтобы напряжение сетки лампы Л2 (относительно ее катода)’было все время отрицательным.
Глава 8
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
*
§1	НАЗНАЧЕНИЕ И ОСОБЕННОСТИ
Усилитель мощности, как следует из его названия, предназначен для того, чтобы выделять на нагрузке электрические колебания заданной мощности.
Главной особенностью усилителя мощности является его способность обеспечить сравнительно высокий уровень напряжения на зажимах относительно низкоомного сопротивления нагрузки, т. е. создать значительную мощность сигнала на своем выходе, что необходимо, например, для нормальной работы электродинамических громкоговорителей. Количество каскадов предварительного усиления напряжения в общей схеме усилителя низкой частоты может быть самым различным — от одного до пятишести, а иногда и больше. Каскад же усиления мощности в таком устройстве всегда один. По существу, этот каскад является основным каскадом усилителя низкой частоты, определяющим назначение, область применения усилителя и существенно влияющим на его основные параметры.
Каскад усиления мощности в усилительном устройстве низкой частоты является последним, оконечным каскадом, или, как его еще называют, выходным, работающим на ту или иную нагрузку. Работу такого каскада рассматривают иначе, чем работу предварительных каскадов усиления напряжения. Нагрузкой, на которую работает любой каскад предварительного усиления, является, как правило, сеточная цепь лампы последующего каскада, в подавляющем большинстве случаев обладающая весьма большим сопротивлением. Такую работу предварительных каскадов можно с определенной степенью приближения считать работой в режиме холостого хода и оценивать по усилению напряжения. Задача предварительных каскадов усиления в том и заключается, чтобы в необходимой степени усилить напряжение, подводимое ко входной цепи каскада усиления мощности.
В отличие от каскадов усиления напряжения оконечный каскад усиления мощности работает не в режиме холостого хода, а на полезную нагрузку, поэтому его следует рассматривать не как генератор напряжения, а как источник полезной мощности. В связи с этим коэффициент усиления по напряжению не является величиной, характеризующей работу оконечного каскада.
Для оценки работы усилителя мощности особое значение приобретают нелинейные искажения, вносимые каскадом и возрастающие с увеличением амплитуды колебаний выходного напряжения (тока). Поэтому под наибольшей полезной мощностью подразумевают мощность, при которой коэффициент нелинейных искажений не превосходит допустимой величины.
Оконечный мощный каскад рассчитывается на максимальную мощность колебаний на выходе, т. е. на верхний предел динамического диапазона.
В зависимости от схемы оконечного каскада и типа лампы (или ламп), работающей в нем, для получения одинаковой полезной мощности на выходе требуется различное напряжение на его входе. Лучшим, очевидно, будет тот каскад, который, отдавая в нагрузку определенное значение мощности, требует мейыпего напряжения на входе. Для количественной оценки этого свойства оконечного каскада существуют понятия чувствительности и добротности каскада.
Наибольшая добротность имеет место в случае применения пентодов; наименьшая — в случае применения триодов.
В том случае, когда оконечный каскад усиления мощности работает без сеточного тока, вопрос о мощности предпоследнего, пред-мощного каскада почти не играет никакой роли, так как входное сопротивление оконечного каскада на средних частотах является очень большим и входная цепь потребляет незначительный ток.
В некоторых случаях, когда выходная мощность усилителя имеет значение порядка нескольких десятков ватт, может иметь место такой режим работы лампы (или ламп) оконечного каскада, когда используется и область сеточных токов. Чтобы избежать могущих возникнуть при этом больших нелинейных искажений, мощность предоконечного каскада уже не может быть выбрана произвольно малой, а определяется величиной сеточных токов ламп оконечного каскада и допустимой величиной коэффициента нелинейных искажений. Предоконечный каскад должен работать в этом случае в режиме усиления тока.
Если оконечный каскад работает без токов сетки, то мощность, отдаваемая предоконечным каскадом, должна составлять примерно 1 % от выходной мощности усилителя. При наличии сеточного тока в лампе (или лампах) мощного каскада минимальная мощность предоконечного каскада должна составлять не менее 5—8% мощности на выходе усилителя. Чем большую мощность развивает предоконечный каскад, тем меньше его внутреннее
Рис. 102. Усилитель мощности с реостатным (а) и трансформаторным (б) выходами
значительной величине последней.
сопротивление и тем меньшие нелинейные искажения возникают в цепи сетки мощного каскада из-за наличия сеточного тока.
К основным показателям работы оконечного каскада усиления мощности следует отнести: а) чувствительность по мощности (добротность); б) минимальное и пиковое значения выходной мощности; в) к. п. д. каскада; г) частотные и нелинейные искажения, вносимые каскадом; д) динамический диапазон и е) уровень собственных помех.
Обычный каскад усиления, где лампа включена по схеме с общим катодом (рис. 102, а), а сопротивление внешней нагрузки находится непосредственно в анодной цепи, не может быть использован как усилитель мощности при сколько-нибудь объясняется это тем, что,
во-первых, в таком случае мощность непроизводительных потерь, обусловленная тем, что постоянная слагаемая анодного тока будет проходить и через сопротивление нагрузки, имеет большую величину и тем самым снижает к. п. д. каскада. Во-вторых, для схемы рис. 102, а требуется очень большое напряжение источника анодного питания Еа опять-таки из-за потерь на сопротивлении нагрузки. В-третьих, чисто активная внешняя нагрузка в условиях работы усилителей низкой частоты встречается крайне редко и даже в этих редких случаях почти никогда не обладает оптимальной величиной, которая обеспечила бы наибольшую отдачу выходной мощности при наименьших нелинейных искажениях. И, наконец, в-четвертых, в силу специфики работы в условиях звуковых киноустановок нагрузка (звуковые катушки громкоговорителей) вынесена далеко за пределы конструкции усилительного устройства. В связи с этими обстоятельствами на выходе оконечного мощного каскада включен, как правило, так называемый выходной трансформатор, согласующий, в целях наиболее эффективного действия этого каскада, его внутреннее сопротивление с сопротивлением нагрузки (см. рис. 102, б).
Такой трансформаторный выход оконечного каскада (т. е. выход данного усилительного устройства) может быть симметричным или несимметричным (асимметричным).
Первый из них характеризуется тем, что при отсутствии сигнала в режиме покоя электрические потенциалы обоих выходных зажимов относительно общего нулевого провода данного усилительного устройства («земли») будут одинаковы. Пример такого сим
метричного выхода приведен на рис. 103, а, из которого видно, что благодаря заземлению средней точки вторичной обмотки выходного трансформатора оба выходных зажима оказываются под действием одного и того же уровня электрического потен
циала.
Асимметричный выход характеризуется тем, что один из выход ных зажимов в отличие от второго обладает электрическим потенциалом (в режиме покоя), равным нулю, благодаря соединению
с общим нулевым проводом — «землей» (см. рис. 103, б).
В силу целого ряда причин, которые станут ясными из дальнейшего, в усилителях низкой частоты, используемых в звуковоспроизводящих устройствах киноустановок, преобладают, как правило, выходы асимметричные.
Работа мощного каскада, как показано ниже, сопряжена со значительным выделением тепла на работающем в таком те — электронной лампе или
Рис. 103. Симметричный (а) и асимметричный (б) выходы каскаде усилительном элемен-транзисторе. Количество выде-
ляемого тепла находится в прямой зависимости от полезной колебательной мощности и в обратной — от к. п. д. мощного каскада: чем больше выходная мощность (при том же значении к. п. д.), тем в большей степени разогревается усилительный элемент; чем больше к. п. д. (при той же величине колеба-
тельной мощности), тем в меньшей степени разогревается электронная лампа или транзистор. Из курса электровакуумных и полупроводниковых приборов известно, что повышение температуры отрицательно сказывается на параметрах и работе тран
зисторов.
Если учесть, что выходная мощность современных усилительных устройств киноустановок исчисляется несколькими десят
ками ватт, то станет ясным, что использование транзисторов в мощных каскадах таких усилителей не всегда представляется возможным. По этой причине ниже рассматривается только мощный каскад на электронных лампах.
§	2. КОЛЕБАТЕЛЬНАЯ МОЩНОСТЬ,
ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ и к.п.д
Выше было показано, что полезная колебательная мощность, выделяемая на выходе усилительного каскада, т. е. в анодной цепи, работающей в данном каскаде лампы, зависит от ее параметров (статического коэффициента усиления ц и крутизны харак-
теристики 5), амплитуды переменной слагаемой напряжения возбуждения 77см и величины нагрузочного коэффициента а =	:
ттг
Р _  Q . см а ^вых-И^ 2 '(1 + а)2-
Наибольшая отдача колебательной мощности в нагрузку при неизменных параметрах лампы и одинаковом уровне входного сигнала будет иметь место в том случае, когда частное ,. f6   т
(1 -j- (X) стоящее в правой части выражения (4.50), примет наибольшее из всех возможных своих значений:
77-^5 = 0,25,
(1 + ос)2 ’ «
что имеет место в случае а = 1, т. е. тогда, когда сопротивление анодной нагрузки и дифференциальное сопротивление лампы равны между собой:
Однако в силу целого ряда причин нагрузочный коэффициент а не всегда принимается равным единице; возможны и отклонения в ту или другую сторону. Как видно из рис. 48 (см. главу 4), если изменять величину нагрузочного коэффициента в пределах 0,5<а< 2,
то коэффициент усиления по мощности и, следовательно, выходная мощность (при неизменной входной) будут изменяться относительно своего максимального значения не более чем в пределах
0,9 <
“вых. макс
Если принять эти условия, а они в большинстве случаев работы мдщного каскада на электронном триоде вполне приемлемы, то выражение (4.50) может быть переписано в виде:
РВЫХ — ЗЛр.б'Ксм •
или в виде:
Р вых = ЛцЖм,	(8.1)
где
(1 + а)2’
Разделив левую и правую части выражения (8.1) на одну и ту же величину — квадрат амплитуды переменной слагаемой напряжения возбуждения Z/см, получим:
=	(8.2)
см
Размерность отношения, стоящего в левой части полученного выражения (8.2), такая же, как и размерность его правой части, где фактически записана величина добротности лампы (с постоянным безразмерным коэффициентом Л): ватт на вольт в квад-(вт \ •
По этой причине указанное отношение можно по аналогии назвать добротностью мощного каскада:
п &
=	•	(8-3)
° см
Как видно из (8.2) и (8.3), добротность мощного каскада зависит при неизменном значении нагрузочного коэффициента от типа применяемой лампы и будет тем большей, чем выше добротность последней.
Из понятия добротности мощного каскада вытекает понятие его чувствительности. Под этим термином принято подразумевать ту выраженную в вольтах величину амплитуды переменной слагаемой напряжения возбуждения мощного каскада, при которой на его выходе возбуждается заданное значение колебательной мощности.
Математически значение чувствительности можно получить, решая относительно С7см выражение (8.3):
С/ом=1/^.	(8.4)
Но так как с учетом (8.2) Dp — Лр5, то при соблюдении условия а = 1, когда Л = 0,25, чувствительность мощного каскада определяется выражением:
I / ^вых V Лцб’
^СМ —
Р вых 0,25 цб”
(8-5)
а при любом другом значении нагрузочного коэффициента, т. е. в общем виде, как следует из выражения (4.50):
' - 1/2Рвых(1 + а)2
см V pSa
(8-6)
Из полученных выражений (8.5) и (8.6) видно, что заданное значение колебательной мощности на выходе каскада можно получить при различных величинах амплитуды напряжения возбуж-
* Аналогичным выражением можно характеризовать добротность по мощности не только оконечного, но и любого другого усилительного каскада, а также и всего усилительного устройства в целом; следует лишь под Рвых подразумевать выходную мощность такого каскада (или усилителя в целом), а под {/см — амплитуду сигнала на входе того же каскада (или усилителя).
дения (т. е. амплитуды входного сигнала), выбор которой зависит от добротности лампы, работающей в данном каскаде. Чем выше добротность используемой лампы, тем при меньшей величине амплитуды входного сигнала возбуждается заданное значение выходной мощности (при всех прочих равных условиях), и наоборот — если использовать лампу с низкой добротностью, то для возбуждения такой же величины выходной мощности потребуется большее значение входного сигнала. Значит, и чувствительность мощного каскада будет тем лучшей, чем больше добротность лампы.
Но, как вытекает из (8.6), чувствительность зависит еще и от нагрузочного коэффициента а, точнее, от отношения
2 (1 + сс)2 __ 2
а А *	«,
стоящего под корнем правой части уравнения (8.6). Величина амплитуды входного сигнала, т. е. амплитуды напряжения возбуждения, будет тем меньшей, а, следовательно, чувствительность каскада тем лучшей, чем меньшим будет это отношение. Это происходит опять-таки при а = 1.
Таким образом, как для получения наибольшей величины выходной колебательной мощности, так и для улучшения чувствительности мощного каскада нагрузочный коэффициент следовало бы выбирать равным единице. Но, как будет видно из дальнейшего, это оказывается не всегда возможным, особенно если в мощном каскаде используются лучевые тетроды или мощные пентоды, дифференциальное сопротивление которых значительно выше, чем у аналогичных по выходной мощности триодов.
Особое значение в общей оценке работы мощного каскада приобретает такой его параметр, как к. п. д. Он в данном случае, как и во всех других, определяется выраженным в процентах отношением полезной (колебательной) мощности, возбуждаемой на выходе каскада, к мощности, расходуемой источником питания. Во всех случаях к. и. д. прежде всего определяет собой экономичность какого-либо устройства, машины, аппарата и т. и. Но для мощного каскада этот параметр играет еще одну очень важную роль. Дело в том, что если рассматривать электрический к. и. д. анодной цепи лампы, работающей в обычном усилительном каскаде, то окажется, что мощность, потребляемая этой цепью, примерно в два-три раза больше полезной колебательной мощности, отдаваемой в нагрузку.
Это значит, что в среднем 70 4- 80% электрической мощности, поступающей от источника питания анодной цепи усилительного каскада, расходуется на так называемые собственные нужды и лишь 20 4- 30% выделяется в виде полезной колебательной мощности в нагрузку. Это обстоятельство определяет степень экономичности такого каскада. Но значительная часть мощности,
расходуемой на собственные нужды,— более 60-4-80% — выделяется в конечном счете в виде тепла, разогревая анод лампы, ее баллон и другие электроды. Если такой нагрев превысит допустимый для данного типа лампы, то это значительно уменьшит ее долговечность. Значит, стремление повысить к. и. д. мощного каскада связано не только (и даже не столько!) с экономичностью его работы, сколько с необходимостью нормализовать физические условия работы лампы в таком каскаде.
Численно к. и. д. анодной цепи мощного каскада определяется отношением:
n =	(8.7)
*ИСТ
Подразумевается, что в этой формуле полезная колебательная мощность, выделяемая в нагрузку, определяется как
Ршш = 12Л = ‘-^ ,	(8.8)
где 1а— действующее (эффективное) значение переменной слагаемой анодного тока, a ZaM = 1а 2 — величина ее амплитуды.
Полное значение электрической мощности, потребляемой анодной цепью каскада, т. е. отдаваемой в эту цепь источником, можно представить как произведение напряжения на зажимах источника анодного питания Еа на величину среднего значения анодного тока за период 1а ср:
Ртлст: = Еа’ 1а Ср.	(8.9)
Подставляя значения РПол и Рист из выражений (8.8) и (8.9) в ранее приведенное (8.7), получим:
_ ^ам^а . Г Т — ^ам^ам^а	/о ,|Л\
Л——о— •'C'aJacp —"от-----
а ср-0а
Но стоящее в числителе правой части формулы (8.10) произведение
^ам7?а = ^нм	(8.11)
есть не что иное, как амплитуда пульсаций напряжения на нагрузке, численно равная амплитуде пульсаций анодного напряжения:
Uнм ~ Uам-
В таком случае выражение (8.10) приобретает вид:
	(8.12)
ср^-а
Для упрощения (8.12) введем понятие коэффициента использования анодного напряжения
1 =	(8.13)
который показывает, какую часть напряжения источника питания анодной цепи составляет амплитуда колебаний напряжения анода. Тогда выражение, определяющее к. п. д. анодной цепи мощного каскада, приобретает окончательный вид:
Т| = 4-?Г^--	(8.14)
1 а ср
Из полученного выражения (8.14) следует, что о величине этого коэффициента можно судить (при всех прочих равных условиях) по отношению амплитуды переменной составляющей анодного тока к его среднему значению за период. Чем больше это отношение, тем большим будет и к. п. д. мощного каскада.
§ 3. РЕЖИМ РАБОТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМП
В УСИЛИТЕЛЯХ мощности
Выше было показано, что под режимом работы электронной лампы в усилительном каскаде подразумевается вся совокупность действующих в таком каскаде напряжений и токов как в режиме покоя, так и в колебательном режиме. Различных вариантов этой совокупности при условии, что изменения всех напряжений и токов в усилительном каскаде взаимосвязаны, может быть бесчисленное множество. По этой причине все принципиально возможные варианты разнообразнейших режимов классифицируются по группам — так называемым классам усиления. Таких классов насчитывается четыре: три основных и один производный. Обозначаются классы усиления первыми тремя прописными буквами латинского алфавита: А, В, С и АВ. Первые три класса (А, В и С) считаются основными, а класс АВ — производным, хотя в мощных каскадах усилителей низкой частоты он используется значительно чаще основных. Это объясняется целым рядом его достоинств и особенностей, которые станут ясными из дальнейшего.
Во всех случаях применения электронной лампы в качестве усилителя возможно получение двух видов колебаний анодного тока: колебаний первого рода, характеризуемых прохождением анодного тока через лампу в течение всего периода изменения напряжения сетки, и колебаний второго рода, когда анодный ток проходит через лампу в течение только определенной части периода, а в течение остальной его части равен нулю. В последнем случае лампа как бы «отсекает» анодный ток, прекращая его прохождение в течение какой-то части периода. Такая работа элек
тронной лампы называется работой с отсечкой, характеризуемой углом отсечки. Под этим термином принято подразумевать половину той части периода, выраженного в угловой мере, в течение которой через лампу проходит анодный ток. Угол отсечки поэтому может быть в пределах 0<9<л. Граничное условие 9 = 0 соответствует запиранию лампы, а второе граничное условие 9 = л — отсутствию отсечки. Работа лампы с отсечкой или без нее зависит от местоположения исходной (рабочей) точки на динамической сеточной характеристике лампы и от соотношения между амплитудой пульсаций напряжения возбуждения UCM и абсолютной величиной напряжения отрицательного смещения Ес.
Анодно-сеточная динамическая характеристика электронной лампы имеет линейный и нелинейные участки. Поэтому, в зависимости от напряжения входного сигнала, рабочий участок может находиться в пределах линейности или выходить за эти пределы. Это и зависит от выбора местоположения исходной точки, которая может в принципе находиться в одной из пяти областей динамической сеточной характеристики: 1) на ее середине; 2) в начале характеристики; 3) в любом месте между серединой и началом; 4) выше середины; 5) за пределами характеристики — левее ее начала.
К режимам класса А относятся такие, при которых в анодной цепи лампы возбуждаются колебания анодного тока первого рода. Это становится возможным в том случае, когда исходная (рабочая) точка находится точно на середине прямолинейного участка динамической сеточной характеристики лампы, а амплитуда колебаний напряжения возбуждения не превышает абсолютной величины напряжения отрицательного смещения. График такого режима представлен на рис. 104, из которого видно, что в таком случае и амплитуда колебаний анодного тока /ам не будет превышать величины тока покоя /а0.
Для режима класса А характерно сравнительно небольшое (по абсолютной величине) напряжение отрицательного смещения и, следовательно, достаточно высокое значение тока покоя.
Это положение облегчает использование автоматического смещения, так как чем меньше необходимая величина напряжения отрицательного смещения Ес при достаточно большом значении тока покоя Га0, тем меньшим окажется требуемое сопротивление резистора смещения:
^см = ^ (о-м), 7ао
для шунтирования которого можно использовать конденсатор сравнительно малой емкости (см. главу 5, § 5).
В то же время большой ток покоя — свидетельство достаточно низкого к. п. д. каскада, лампа которого работает в режиме класса А.
Из рис. 104 видно, что амплитуда колебаний анодного тока равна полуразности его максимального и минимального значений:
ам
Та макс 7а мин
2
(8.15)
а величина тока покоя—сумме минимального и амплитудного значений:
^ао =-^а мин -^ам-	(8.16)
Подставляя значение 1ам из (8.15) в (8.16), получим:
г __ т । Та макс 7а мин___7а макс Та мин	/о л п\
1	ао — 1 а мин Д	2--------------2----- *	1')
Чтобы определить к. п. д. анодной цепи каскада, лампа которого работает в рассматриваемом режиме, воспользуемся выражением (8.14), подставив в него значения амплитуды колебаний
анодного тока и его тока покоя *, взятые соответственно из выражений (8.15) и (8.17):
^а макс Та мин
2	Та макс + Та мин
(8.18)
* Так как в данном случае среднее значение анодного тока за период равно величине тока покоя: /а ср = /а0.
Из^ло л ученного выражения (8.18) следуют как минимум два вывода. Во-первых, к. п. д. лампы, работающей в режиме класса А, будет чрезвычайно низким, так как в числителе правой части (8.18) стоит разность, а в знаменателе — сумма одних и тех же величин. Во-вторых, чем больше максимальное и чем меньше минимальное значения анодного тока, тем выше к. п. д. такого режима; наибольшего своего значения к. п. д. достигает при I а мин — 0, когда амплитуда колебаний анодного тока становится равной току покоя: /ам = Iа0 (см. рис. 104), и следовательно:
Лмакс = ~2 В-	(8.19)
Значит, выбирая режим класса А, надо стремиться к уменьшению минимального значения анодного тока, что становится возможным тогда, когда исходная точка смещается несколько ниже, а амплитуда входного сигнала приближается к абсолютной величине напряжения отрицательного смещения. Но в таком случае обязательно используется нелинейный участок нижнего изгиба анодно-сеточной характеристики лампы, что приводит к значительному повышению величины вносимых каскадом нелинейных искажений.
Использование в режиме класса А только линейного участка динамической анодно-сеточной характеристики лампы дает гарантию наименьших сравнительно со всеми другими режимами нелинейных искажений. Это обстоятельство делает такой режим универсальным, применимым в любой схеме усилительного каскада любого назначения.
График режима класса В представлен на рис. 105, из которого видно, что такой режим определяется положением исходной точки в точке пересечения динамической ано дно-сеточной характеристики лампы с горизонтальной осью. Это осуществляется выбором величины напряжения отрицательного смещения, равной напряжению запирания лампы. Такой режим вызывает появление колебаний анодного тока второго рода, когда лампа работает
(ГС \
~2) '
Это значит, что анодный ток проходит лишь в течение одной половины периода, когда напряжение сетки становится (с учетом его знака) больше напряжения запирания (см. рис. 105). В течение другой, противоположной по знаку половины периода анодный ток через лампу не проходит. Все это приводит к таким недопустимо большим нелинейным искажениям, вызванным резким искажением формы усиливаемых колебаний, что режим класса В оказывается возможным применять лишь в специальных, так называемых двухтактных схемах. В обычных, описанных выше усилительных каскадах такой режим неприменим.
Вследствие того, что ток покоя лампы, работающей в режиме класса В, равен нулю, узел автоматического смещения при таком режиме абсолютно неприменим; в таких случаях возможно использование лишь метода фиксированного смещения от постороннего независимого источника.
Вместе с тем отсутствие тока покоя приводит к тому, что среднее значение анодного тока за период при таком режиме сравнительно мало и определяется как
/аор = ^.	(8.20)
Но тогда к. п. д. каскада, лампа которого работает в режиме класса В, сравнительно велик и будет определяться выражением, исходя из (8.14) и (8.20):
<8-21>
-* ам •
Это выражение показывает, что, во-первых, к. п. д. каскада, лампа которого работает в режиме класса В, будет значительно
больше, чем если бы она работала в режиме класса А *, и, во-вторых, что величина к. п. д. в этом случае зависит от коэффициента использования анодного напряжения, т. е. от амплитуды его колебаний.
Третий из режимов (класса С), так же как и режим класса В, вызывает колебания анодного тока второго рода. Но угол отсечки в этом случае, как видно из рис. 106, меньше 90°. Это происходит
потому, что исходная точка в таком режиме размещается за пределами анодно-сеточной характеристики (см. рис. 106), что достигается соответствующим выбором величины напряжения отрицательного смещения. Хотя к. п. д. такого режима очень высок, он в усилителях низкой частоты абсолютно неприменим из-за чрезвычайно больших нелинейных искажений, вносимых лампой, работающей в таком режиме, и невозможностью какой бы то ни было их компенсации. Такой режим может быть использован
* Точнее, в 3,14 раза, так как даже в случае максимального значения к. п. д. в режиме класса А
Пв
ПА
а!
— j
2 5
16 и. Я. Чудновский
= л = 3,14.
241
в специальных (в частности, импульсных) радиотехнических схемах.
Наибольшее распространение в усилителях мощности низкой частоты получили самые разнообразные варианты производного промежуточного режима класса АВ. Лампа в таком режиме тоже работает с отсечкой, т. е. колебания анодного тока в этом случае также будут иметь характер колебаний второго рода. Но угол отсечки в режиме класса АВ
90°<©<180°.
Следовательно, режим класса АВ в одном из граничных случаев, когда угол отсечки близок к 90°, приближается по своим свойствам к режиму класса В (жесткий, или глубокий, режим АВ), а в другом, когда угол отсечки близок к 180°,— к режиму^класса А (мягкий режим АВ).
Рабочая точка в режиме класса АВ выбирается где-то между местоположениями рабочих точек в режимах классов А и В, в зависимости от желательных параметров усилительного каскада. Жесткий (или глубокий) режим АВ, когда исходная точка размещается ближе к началу анодно-сеточной характеристики лампы, характеризуется большой величиной к. п. д., но и большими нелинейными искажениями, в то время как мягкий режим АВ (исходная точка ближе к середине линейного участка) дает возможность уменьшить нелинейные искажения, но при одновременном уменьшении к. п. д. анодной цепи каскада. В связи с тем, что полностью устранить повышенные нелинейные искажения, вносимые лампой, работающей в. режиме класса АВ, не представляется возможным, такой режим может быть использован (и как правило используется) лишь в специальных двухтактных схемах.
Применение узла автоматического смещения, не возможное в жестком (глубоком) режиме АВ, становится возможным в случае мягкого режима, когда выполняется условие
т -^ам ^ао^-3- .
т. е. когда величина тока покоя будет не меньше одной трети амплитуды колебаний анодного тока.
Каждый из режимов классов А, В и АВ подразделяется на две группы — первую и вторую: Aj и А2, Bi и В2, ABi и АВ2.
Принадлежность данного конкретного режима к первой или второй группе того или иного класса усиления зависит от того, имеет ли место сеточный ток в данном случае или его нет. При отсутствии сеточного тока, что соответствует условию
| УемК Це |,
данный конкретный режим относится к первой группе соответ-242
ствующего класса, а при наличии сеточного тока, который появляется при выполнении условия
| ^СМ I | Ес |
ко второй. Так, при выборе исходной точки где-то в области нижнего изгиба анодно-сеточной характеристики и отсутствии сеточного тока будет иметь место режим класса АВЬ а в том же случае, но при наличии сеточного тока,— режим класса АВ2.
§ 4. ОДНОТАКТНАЯ СХЕМА
Принципиальная схема так называемого однотактного каскада усиления мощности приведена на рис. 107 и внешне почти ничем не отличается от схемы каскада усиления с трансформаторной связью. Если каскад усиления напряжения, собранный по схеме с трансформаторной связью, рабо
тает на нагрузку, имеющую очень большое сопротивление (цепь сетки последующего каскада), то нагрузкой однотактного каскада усиления мощности является, как правило, звуковая катушка громкоговорителя, обладающая весьма малым сопротивлением — порядка нескольких единиц или десятков ом.
Выходной трансформатор с правильно выбранным коэффициентом трансформации дает возможность
Рис. 107. Трансформаторный выход
добиться наиболее рационального режима работы лампы при заданном сопротивлении внешней нагрузки (звуковой катушки громкоговорителя).
Найдем величину необходимого коэффициента трансформации п, если заданы величины сопротивления нагрузки Zn дифференциального сопротивления лампы и нагрузочного коэффи
циента а.
Приведенное сопротивление нагрузки, т. е. сопротивление, пересчитанное в первичную обмотку трансформатора, равно:
7' __ %п
(8.22)
В данном случае под термином коэффициент трансформации понимается отношение числа витков вторичной обмотки выходного трансформатора W2 к числу витков его первичной обмотки W\:
С другой стороны, если учесть, что нагрузочный коэффициент 2'п а—, окажется, что
Zn = a7?f.	(8.23)
Приравнивая друг к другу правые части выражений (8.22) и (8.23) и решая полученное уравнение относительно п, получим:
<8-24)
Рассмотрим конкретный пример. Пусть в оконечном каскаде работает триод, дифференциальное сопротивление которого равно
= 800 ом. Если предположить, что нагрузочный коэффициент а = 2 и сопротивление нагрузки (сопротивление звуковой катушки громкоговорителя) ZH = 10 ом, то коэффициент трансформации выходного трансформатора
ге=/гж«°-079-
Из полученного результата видно, что коэффициент трансформации п <Z 1, т. е. выходной трансформатор является понижающим.
Необходимость применения понижающего выходного трансформатора объясняется следующим: поскольку величина сопротивления внешней нагрузки относительно невелика, для возбуждения в ней достаточно большой мощности необходимо, чтобы по сопротивлению нагрузки протекал значительный ток. Так как усилительная лампа обладает большим дифференциальным (внутренним) сопротивлением, то переменная слагаемая анодного тока сравнительно мала, поэтому возникает необходимость применения понижающего выходного трансформатора, ибо величина тока, протекающего в его вторичной обмотке (с малым числом витков), будет в п раз больше величины тока, протекающего в анодной цепи лампы, т. е. в первичной обмотке трансформатора (число витков которой в п раз больше числа витков вторичной обмотки). При этом амплитуда переменного напряжения на зажимах вторичной обмотки трансформатора будет в п раз меньше амплитуды напряжения на его первичной обмотке.
Иначе говоря, применение выходного понижающего трансформатора необходимо для того, чтобы согласовать между собой величины сопротивления нагрузки и дифференциального сопротивления лампы, работающей в оконечном каскаде, как этого требует величина выбранного нагрузочного коэффициента.
Отсутствие такого согласования приводит к нарушению установленного колебательного режима работы лампы и к значительному уменьшению полезной мощности, отдаваемой оконечным каскадом во внешнюю цепь.
Чтобы яснее представить себе зависимость полезной мощности, отдаваемой однотактным каскадом от режима работы лампы, обратимся к анодным характеристикам лампы (в данном случае триода), работающей в этом каскаде.
Рис. 108. График динамического режима усилителя мощности
На рис. 108 представлено семейство анодных характеристик триода и нагрузочная прямая 1—1. Угол наклона Р этой прямой зависит от сопротивления анодной нагрузки, причем
1 *
1а
где 7?а =	— пересчитанное в первичную обмотку выходного-
трансформатора сопротивление нагрузки (подключенной к вторичной обмотке).
Показанная на рис. 108 пунктирная прямая 4—4 является нагрузочной прямой для постоянной слагаемой анодного тока.
* Это выражение приведено лишь для увеличения наглядности. Надо обязательно иметь в виду, что оно может быть справедливо лишь тогда, когда масштаб оси напряжений, выраженный в вольтах, и масштаб оси токов, выраженный в амперах, будут одинаковыми, чего в практике использования характеристик электронных ламп не бывает.
Угол наклона (3Z этой прямой зависит от активного сопротивления первичной обмотки выходного трансформатора. Тангенс этого угла равен:
Полезная мощность, отдаваемая лампой, может быть определена в виде:
(8.25)
так как ее величина равна произведению действующих значений переменных слагаемых анодного тока и напряжения анода: Pi — Ua’I&i которые связаны с амплитудными значениями этих величин:	*
С7а = и /а = ^ .
1/2 а 1/2
Из рис. 108 видно, что амплитуда пульсаций анодного напряжения выражается в принятом масштабе размером горизонтального катета COt прямоугольного треугольника АССС, а амплитуда пульсаций анодного тока — размером его вертикального катета АС. В таком случае выражение (8.25) указывает, что* полезная колебательная мощность, выделяемая в анодной цепи лампы, будет определяться площадью треугольника АО^С (см. рис. 108). В рассматриваемом нами случае
^ам = ИС = 6 ма = 0,006 а,
U'^ = СО, = 80 в.
Следовательно, мощность, отдаваемая лампой, в данном случае равна:
р\ = 1-80-0,006 = 0,24 вт.
Чем больше величина напряжения источника анодного питания Еа, тем больше мощность, отдаваемая лампой во внешнюю цепь. Поясним это на примере той же лампы.
Допустим, что напряжение питания анодной цепи уменьшилось. Если при этом величина отрицательного смещения Ес, амплитуда входного напряжения UCM и приведенное сопротивление нагрузки JCa остались прежними, то рабочая точка займет, допустим, положение О2, а нагрузочная прямая, переместившись параллельно своему первоначальному положению,— положение 2—2. При этом, как видно из рис. 108:
•^ам = 4,5 ма — 0,0045 а; £7"м = 65 в.
Выходная мощность в этом случае также уменьшится и станет равной
Р\ = ±.65-0,0045 = 0,14 вт.
Если напряжение анодного питания уменьшить в еще большей степени, то выходная мощность также значительно уменьшится. Поэтому при желании максимально увеличить выходнукг мощность (при прочих равных условиях) следовало бы работать при очень больших значениях напряжения Еа.
На рис. 108 приведен еще и третий случай, когда это напряжение увеличено, нагрузочная прямая занимает положение 3—3, а рабочая точка — положение О3. При этом
7ам = 7,5 лш = 0,0075 а; £7"'м = 90 в;
Pf = -1-90-0,0075 = 0,337 вт.
Однако в этом режиме лампа быстро откажет, так как выделяемая на аноде электрическая мощность Ра превысит максимально* допустимую (для данной лампы Ра макс = 3,2 вт).
Действительно, мощность Ра, выделяемая на аноде, равна:
Р& = I&oU ао>
где Iа0 — постоянная составляющая анодного тока;
Ua0 — постоянная составляющая напряжения анода.
Таким образом, в рассматриваемом случае
Р£ = 0,02-310 = 6,2 вш>Рамакс.
В первом из рассмотренных выше случаев эта мощность была равной:
Ра = 235-0,011 = 2,85 вт<Рамакс,
а во втором случае:
р; = 175-0,006 = 1,05 <Рамакс.
Из изложенного очевидно, что в целях повышения выходной мощности анодное напряжение следует увеличивать. Однака пределом увеличения анодного напряжения и вызываемого этим увеличения Pj является максимально допустимое значение выделяемой на аноде электрической мощности для каждого конкретного типа лампы. Рабочая точка должна всегда находиться ниже линии Ра Макс (см. рис. 108), определяющей максимально допустимую величину этой мощности. В противном случае неизбежен перегрев анода лампы и очень быстрый ее отказ.
Дело в том, что откачка газа из баллона электронной лампы производится при разогретых до , определенной температуры ео
электродах. Это необходимо для того, чтобы одновременно откачать адсорбированный электродами газ, который при их нагревании выделяется в область баллона, а при охлаждении снова ими поглощается. Чем выше температура нагрева электрода, тем большее количество адсорбированного газа он выделит в окружающее пространство. Если в процессе работы электронной лампы ее инод будет разогрет до температуры, превышающей ту, при которой производилась откачка газа, то количество и давление газа внутри баллона увеличатся (за счет дополнительного выделения инодом адсорбированного газа), установленный для данной марки лампы вакуумный режим нарушится и появившиеся в результате положительные ионы будут бомбардировать катод лампы, очень быстро разрушая его. Увеличение мощности Ра сверх ее максимально допустимого значения Ра макс приводит к дополнительному разогреву анода лампы.	*
Таким образом, максимально допустимая величина выделяемой на аноде электрической мощности является параметром, ограничивающим величину полезной мощности, которую можно получить о помощью данного типа лампы.
Чтобы добиться получения необходимой величины колебательной мощности, отдаваемой однотактным каскадом во внешнюю цепь, применяют иногда так называемое параллельное включение ламп; для этого, не изменяя принципиальной схемы каскада, используют в нем не одну, а две и более лампы, соединяя электрически между собой одноименные их электроды.
Такое соединение ламп производят в тех случаях, когда мощность, которую способна отдать одна лампа, недостаточна. Включение т ламп в параллель позволяет получить мощность в т раз большую той, которую в данных условиях может дать одна лампа.
Включать в параллель можно только лампы, обладающие одинаковыми параметрами. Статические суммарные параметры группы ламп, включенных в параллель, отличаются от параметров отдельной лампы. Если на параллельную работу одновременно включено т ламп, то параметры такой группы ламп будут определяться следующим образом (при условии, что параметры отдельных ламп одинаковы):
а)	дифференциальное сопротивление группы ламп будет в т раз меньше дифференциального сопротивления каждой отдельно взятой лампы:
б)	крутизна характеристики группы ламп будет в т раз больше крутизны характеристики каждой лампы в отдельности:
*^общ = IT^S,
в)	коэффициент усиления всей группы ламп будет равен коэффициенту усиления одной лампы, т. е. останется неизменным:
Цобщ ~ ^общ-^г общ = mS -С- — SIR ~ [Л.
Рис. 109. Схема усилителя мощности на лучевом тетроде вопросе, укажем лишь, что
Как указывалось выше, чувствительность, добротность и выделяемая в нагрузку полезная колебательная мощность будут значительно выше, если в оконечном каскаде усиления мощности применить вместо электронного триода электронный лучевой тетрод или мощный пентод.
В таком случае принципиальная схема каскада приобретает вид, приведенный на рис. 109. Сравнивая эту схему со схемой мощного каскада на триоде (см. рис. 107), можно обнаружить два дополнительных элемента: резистор в цепи экранной сетки и конденсатор в этой же цепи С9.
Назначение и выбор величины этих пассивных элементов схемы, действие которых аналогично действию подобных же элементов в схеме реостатного каскада на пентоде, рассмотрены выше (см. главу 5, § 2 и главу 6, § 7). Поэтому, не останавливаясь на этс
очень часто в схемах однотактных усилителей мощности оба эти элемента могут отсутствовать.
В таком случае экранная сетка соединяется непосредственно с положительным полюсом источника питания анодной цепи,, напряжение экранной сетки становится равным напряжению на зажимах этого источника и, следовательно, несколько больше напряжения анода лампы (обычно на 4-? 8 е), а надобность в резисторе экранной сетки 7? э и сглаживающем пульсации конденсаторе Сэ отпадает (см. пунктирную линию на рис. 109, электрически соединяющую между собой точки А и Б).
Применение такой схемы объясняется тем, что увеличением напряжения экранной сетки в лучевых тетродах и мощных пентодах можно в определенных пределах повысить крутизну их анодносеточной характеристики S при одновременном уменьшении дифференциального сопротивления и почти неизменной величине статического коэффициента усиления лампы ц. Возрастающая при таком положении добротность лампы увеличивает добротность и, следовательно, чувствительность всего усилительного каскада в целом. А это в свою очередь позволяет получить то же значение выходной мощности при меньшей величине амплитуды входного сигнала или при том же значении входного сигнала — увеличенную выходную мощность. В связи с этим большинство
выпускаемых отечественной электровакуумной промышленностью лучевых тетродов и мощных пентодов рассчитано на то, что напряжение экранной сетки будет такого же порядка, что и напряжение анода *.
Но использование в мощном каскаде лучевого тетрода или мощного пентода взамен триода — это не только схемный вопрос. Форма статических характеристик лучевых тетродов и пентодов в корне отлична от характеристик триодов. Это обстоятельство вынуждает в целях уменьшения нелинейных искажений, вносимых лампой, выбирать режим работы, нагрузочный коэффициент и другие условия для каждого из рассматриваемых случаев по-разному.
§ 5.	ЧАСТОТНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Эквивалентная схема и частотная характеристика ^каскада усиления мощности отличаются от эквивалентной схемы и частотной характеристики трансформаторного
Рис. НО. Эквивалентная схема усилителя мощности: Ri — дифференциальное (внутреннее) сопротивление эквивалентного генератора, развивающего на своих зажимах э. д. с., равную г, — активное сопротивление первичной обмотки выходного трансформатора; Lsi —индуктивность рассеяния первичной обмотки; Во — сопротивление, эквивалентное активным потерям в магнитопроводе; Щ — полная индуктивность первичной обмотки; n2Lsz — приведенная в первичную индуктивность рассеяния вторичной обмотки; п2г2 — приведенное в первичную активное сопротивление вторичной обмотки; J?Hn2— приведенное сопротивление нагрузки
теристика имеет спад
каскада усиления напряжения.
Если нагрузкой трансформаторного каскада усиления напряжения является цепь сетки последующего каскада, обладающая определенной входной емкостью, то мощный оконечный каскад работает на низкоомную нагрузку, ничтожной величиной емкости которой можно свободно пренебречь.
Полная эквивалентная схема однотактного каскада усиления мощности с трансформаторным выходом представлена на рис. 110.
В трансформаторном каскаде усиления напряжения на определенной частоте, лежащей в области высших частот, в цепи, состоящей из индуктивности рассеяния и эквивалентной емкости С0, возникает резонанс напряжений, вследствие чего частотная характеристика такого каскада имеет подъем в указанной области частот.
В однотактном каскаде усиления мощности, наоборот, частотная харак-в области высших частот. Это объяс
няется тем, что распределенная емкость трансформатора и пересчитанная в первичную обмотку емкость соединительной
* Практически при расчете такой схемы величину напряжения анода подбирают сообразно той величине напряжения экранной сетки, которой соответствует данное семейство анодных характеристик лампы.
линии громкоговорителя в этом каскаде столь малы, что резонанс наступает на очень большой частоте, лежащей за пределами диапазона звуковых частот.
Спад же частотной характеристики в области высших частот возникает потому, что индуктивности рассеяния ZS1 и включены последовательно нагрузке, и поэтому при увеличении частоты происходит увеличение падения напряжения на индуктивном сопротивлении сов (Lsl 4- n2LsZ) и уменьшение падения напряжения на приведенном сопротивлении нагрузки.
В области низших частот по мере уменьшения частоты уменьшается полное сопротивление параллельной цепочки, состоящей из 2?0 и Li (см. рис. НО), в результате чего возрастает шунтирующее действие этой цепочки относительно приведенного сопротивления нагрузки и напряжение на зажимах последнего уменьшается.
Следовательно, частотная характеристика однотактного каскада усиления мощности имеет спад как в области низших, так и в области высших частот.
Коэффициент частотных искажений, вносимых трансформаторным каскадом в области низших частот, определяется формулой:
(8.26)
справедлш с трансфер	зои и для однотактного каскада усиления мощности шаторным выходом, если учесть, что в данном случае: (/?; 4“г14~ Го) R’„ R Z '	<8-27> Kj_rrl_rr2-r-rtH
где п2г2 —	r' — активное сопротивление вторичной обмотки выходного трансформатора, пересчитанное в первичную обмотку;
п2Лп =	— пересчитанное в первичную обмотку сопротивление нагрузки.
Миним< обмотки L	зльно допустимая величина индуктивности первичной t мин вычисляется по формуле: L, мин >	4"° - •	(8.28) сон]/АРн-1	7
(8.29)
Коэффициент частотных искажений для области высших частот определяется отношением:
в |/ 1 ‘ (7?B4--R'H)2
Из выражения (8.29) можно найти величину максимально допустимой индуктивности рассеяния:
(0в • в
Сравнивая между собой уравнения (8.26) и (8.29), можно «заключить, что для расширения диапазона воспроизводимых частот необходимо увеличивать индуктивность первичной обмотки выходного трансформатора Lr и уменьшать значение индуктивности рассеяния Ls.
Тогда даже на самой низшей граничной частоте полное сопротивление параллельной цепочки Ro 4- (см. рис. 110) окажется больше величины приведенного сопротивления нагрузки /?н = = ИцП2 и не будет его шунтировать, а на самой высшей граничной частоте полное сопротивление суммарной индуктивности рассеяния окажется несоизмеримо малым сравнительно с тем же приведенным сопротивлением нагрузки. Однако эти тре-д бования противоречат друг друру: увеличение (т. е. увеличение числа витков первичной обмотки и сечения сердечника) неизбежно приводит и к увеличению индуктивности рассеяния.
Частичное преодоление этого противоречия осуществляется путем применения так называемых секционированных трансформаторов, в которых секции вторичной обмотки размещаются между секциями
Рис. 111. Секционирова- первичной обмотки (рис. 111). Таким мето-ние обмоток выходного дом удается уменьшить рассеяние выход-трансформатора ного трансформатора. Секционирование обмоток выходного трансформатора может производиться двумя способами: слоевым и дисковым. При слоевом секционировании (рис. 111, а) наматывается вначале один слой (одна секция) первичной обмотки; поверх нее наматывается одна секция вторичной обмотки; затем снова секция (слой) первичной обмотки и т. д. При дисковом секционировании (рис. 111, б) отдельные секции первичной и вторичной обмоток наматываются на специальном каркасе, перегородки которого делят всю обмотку на отдельные диски; расположение секций первичной и вторичной обмоток при этом также чередуется.
Из-за невозможности полного разрешения указанного выше противоречия диапазон воспроизводимых частот в каскаде усиления мощности с трансформаторным выходом сравнительно невелик.
Частотные искажения в мощном каскаде усугубляются еще и характером самой нагрузки, на которую он работает. Нагрузкой такого каскада является звуковая катушка электродинамического громкоговорителя, обладающая определенной индуктивностью. Поэтому полное сопротивление звуковой катушки громкоговорителя изменяется с изменением частоты усиливаемого сигнала. Это приводит к увеличению частотных искажений. Немаловажное влияние на частотные искажения, вносимые трансформаторным 252
выходом, оказывает и качество магнитопровода выходного трансформатора. Так, ферромагнитный материал с большой гистерезисной петлей неприменим для такой цели. В случае применения подобного материала быстрое перемагничивание магнитопровода будет затруднено, что может значительно увеличить частотные искажения в области высших частот. Для изготовления магнитопроводов выходных трансформаторов применяются ферромагнитные материалы с узкой гистерезисной петлей.
§ 6.	НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
В любом усилителе низкой частоты наибольшие нелинейные искажения возникают в каскаде усиления мощности. Это вызы
вается многими причинами.
В оконечном каскаде значительно более полно используются
характеристики лампы. Для полезной мощности на вход оконечного каскада подается сравнительно большое напряжение, в результате чего рабочий участок характеристики значительно расширяется. При этом становится неизбежным использование ее криволинейных участков и, следовательно, увеличение нелинейных искажений, определение величины которых в однотактном каскаде усиления мощности производится принципиально так же, как и в реостатном
получения необходимой величины
Рис. 112. График изменения нагрузки мощного каскада на триоде
каскаде (см. главу 6, § 4).
Если в мощном однотактном каскаде используется триод, то
вносимые им нелинейные искажения в основном ограничиваются указанными обстоятельствами, а возможное изменение величины сопротивления нагрузки в сравнительно больших пределах не вносит дополнительных нелинейных искажений. Это иллюстрируется рис. 112, из которого видно, что при увеличении сопротивления нагрузки (нагрузочная прямая 2—2) или при его уменьшении (прямая 3—3) соотношение отрезков АО и ОВ рабочего участка характеристики, которым определяются вносимые лампой нелинейные искажения, почти не изменяется сравнительно с подоб
ным соотношением в случае первоначального, оптимального значения сопротивления нагрузки (нагрузочная прямая 1—Г). Это свойство мощного однотактного каскада на триоде, определяемое формой статических анодных характеристик последнего, а также
его сравнительно небольшое дифференциальное сопротивление позволяют выбирать величину сопротивления нагрузки, исходя из условия наибольшей отдачи каскадом полезной колебательной мощности во внешнюю цепь:
Но кроме триодов в каскадах усиления мощности современных усилительных устройств широко применяются мощные пентоды или лучевые тетроды. Это объясняется их более высокой, чем у триодов, чувствительностью по мощности (большой добротностью).
В то же время эти типы ламп обладают рядом недостатков, основными из которых являются: большее, чем у триодов, дифференциальное сопротивление и большая степень нелинейных искажений.
Неправильно, однако, противопоставлять пентоды и лучевые тетроды триодам, и наоборот. Каждый из этих типов ламп применим в различных случаях. В усилителях высококачественного воспроизведения или специального назначения (например, в измерительных усилителях), когда экономичность эксплуатации не играет особой роли, в каскадах усиления мощности применяют триоды. В тех же случаях, когда необходимо получить большую мощность на выходе при одновременной высокой экономичности эксплуатации, в оконечных каскадах применяются пентоды или лучевые тетроды.
Выбор режима работы оконечного пентода или лучевого тетрода в однотактном каскаде сводится в основном к выбору оптимальной величины сопротивления анодной нагрузки, так как при других его значениях возрастают нелинейные искажения, что объясняется особенностью статических анодных характеристик таких ламп (рис. ИЗ).
С изменением сопротивления нагрузки угол наклона динамической анодной характеристики изменяется: она как бы поворачивается вокруг рабочей точки. При некотором значении сопротивления анодной нагрузки динамическая характеристика окажется в положении 2—2, при котором нелинейные искажения будут наименьшими, а кривая переменной составляющей анодного тока — симметрична. Если увеличить сопротивление нагрузки, то динамическая характеристика займет положение 3—3. Из рис. 113 видно, что в этом случае симметрия анодного тока нарушится, нелинейные искажения возрастут. То же примерно будет и при уменьшении сопротивления анодной нагрузки (по отношению к положению 2—2), когда динамическая характеристика примет положение 1—1.
Следовательно, минимальные нелинейные искажения, вносимые оконечным пентодом и лучевым тетродом, будут только при 254
одном определенном значении сопротивления анодной нагрузки, которое всегда оказывается в несколько раз меньше дифференциального сопротивления данной лампы.
В силу этого обстоятельства, в случае применения в мощном каскаде лучевого тетрода или выходного пентода выполнить
Рис. ИЗ. График изменения нагрузки мощного каскада на пентоде и лучевом тетроде
условие наибольшей отдачи мощности (а — 1) не представляется возможным. Нагрузочный коэффициент в таких случаях оказывается лежащим в пределах
0,1 < а < 0,4.
Несмотря на это, абсолютное значение выходной мощности у каскадов, работающих на лучевых тетродах, оказывается, при всех прочих равных условиях, выше, чем у мощных каскадов на триодах, так как добротность лучевых тетродов и мощных пентодов несравнимо выше, чем у триодов того же класса.
Нагрузкой лампы, работающей в оконечном каскаде, является пересчитанное в первичную обмотку выходного трансформатора сопротивление звуковой катушки громкоговорителя ZB, имеющее индуктивный характер. Поэтому величина сопротивления нагрузки зависит от частоты, что вызывает увеличение нелинейных искажений на граничных низшей и высшей частотах, когда сопротивление нагрузки соответственно уменьшается или возрастает и наклон нагрузочной прямой увеличивается или уменьшается; оптимальную величину сопротивление нагрузки имеет только в области средних частот.
По этой причине различают коэффициент нелинейных искажений на средней (уср), низшей граничной (ун) и высшей граничной (ув) частотах.
Как правило,
Тн ?ср и ?в ?ср*
Нелинейные ности вносятся
искажения в однотактном каскаде усиления мощ-еще и работой выходного трансформатора по тем
Рис. 114. Нелинейные искажения, вносимые выходным трансформатором:
а — форма кривой магнитного потока при отсутствии постоянного подмагничивания магнитопровода; б — форма кривой магнитного потока при наличии постоянного подмагничивания магнитопровода
же причинам, что и в трансформаторном каскаде усиления напряжения (см. главу 6, § 11). Причем, поскольку постоянная составляющая анодного тока в мощном каскаде имеет значительную величину, увеличиваются и нелинейные искажения, вносимые трансформатором за счет увеличения постоянного подмагничивания его магнитопровода.
Если постоянного подмагничивания нет, то переменный магнитный поток в магнитопроводе может изменяться в достаточно широких пределах: от нуля до насыщения. При этом происходит наиболее полное использование характеристики намагничивания материала магнитопровода. При наличии постоянного подмагничивания использование этой характеристики в той или иной степени сужается, так как изменение переменного магнитного потока начинается уже не от нуля, а от величины постоянного подмагничивания.
В связи с этим форма кривой переменной составляющей магнитного потока искажается — появляются нелинейные искажения (рис. 114).
Одним из способов уменьшения вредного влияния постоянного подмагничивания является создание в цепи магнитопровода немагнитного зазора (воздушного промежутка, картонной прокладки и т. п.). В этом случае постоянная индукция в магнитопроводе снижается за счет увеличения длины средней силовой линии, сопротивление изменению магнитного потока увеличивается и переход к области насыщения происходит более плавно (см. рис. 114). Безгранично увеличивать зазор в магнитопроводе выходного трансформатора нельзя, так как это приведет к значительному уменьшению индуктивности первичной обмотки и одновременному увеличению индуктивности рассеяния, что увеличивает частотные искажения в области высших частот.
§ 7.	НАГРУЗКА. ВЫХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ
Большое внутреннее сопротивление пентодов и лучевых тетродов отрицательно влияет на работу оконечных каскадов, также увеличивая нелинейные искажения.
Дело в том, что при сравнительно большом дифференциальном сопротивлении лампы даже относительно небольшие изменения сопротивления нагрузки (звуковой катушки громкоговорителя), вызываемые изменением частоты воспроизводимого сигнала, приводят к значительным изменениям выходного напряжения. Если же дифференциальное сопротивление лампы оконечного каскада относительно мало, то изменение сопротивления нагрузки влияет на выходное напряжение в гораздо меньшей степени.
Дело в том, что от величины дифференциального сопротивления лампы зависит и внутреннее (выходное) сопротивление каскада, в котором она работает: чем больше 7?j, тем большим будет и выходное сопротивление /?ВЫх, и, наоборот,— при использовании лампы с малым значением дифференциального сопротивления выходное сопротивление каскада также будет небольшим.
По этой причине и оказывается, что в первом случае, при большом Ri, такой каскад обладает высоким выходным сопротивлением 7?вых и его можно уподобить генератору тока с большим
17 И. Я. Чудновский
257
выходным сопротивлением, а во втором, когда Рц мало,— генератору напряжения с малым же выходным сопротивлением.
Если предположить, что при отключенной нагрузке (в режиме холостого хода) на выходных зажимах каскада возбуждается э. д. с. Е'вых, то в режиме нагрузки (при подключенном внешнем сопротивлении) напряжение на выходных зажимах будет равно разности между указанной э. д. с. и величиной падения напряжения на внутреннем (выходном) сопротивлении каскада: С7ВЫХ = = ЕВых — Аых--йвых- А это значит, что одни и те же изменения выходного тока /ВЫх, происходящие как результат изменения сопротивления нагрузки, вызовут при малой величине Явых незначительные изменения выходного напряжения С7ВЫХ, в то время как при большом выходном сопротивлении каскада изменения выходного напряжения при изменении нагрузки пропорционально возрастают.
По этой причине в оконечном каскаде следует применять лампы с малым дифференциальным сопротивлением или, в случае применения пентодов и лучевых тетродов, добиваться уменьшения искусственным путем. Одним из таких искусственных путей уменьшения выходного сопротивления усилительного каскада является применение отрицательной обратной связи по напряжению, о чем сказано выше (см. главу 3, § 4 и 6).
Работа оконечного каскада на пентодах и лучевых тетродах отличается еще одной способностью. Пересчитанное сопротивление нагрузки R'H очень мало:
z?;=(o,i--o,4)z?f.
Это обстоятельство приводит к тому, что при случайном сбросе нагрузки (выключении Ян) амплитуда переменной составляющей анодного напряжения лампы резко возрастет, что иллюстрируется рис. 113. Здесь линия 2—2 представляет собой нагрузочную прямую при нормальной работе каскада (2?н включено). При этом амплитуда переменной составляющей анодного напряжения равна При сбросе нагрузки произойдет резкое увеличение сопротивления, действующего в анодной цепи лампы, в результате чего нагрузочная прямая может занять положение 4—4 или пройдет даже еще более полого. Если подача входного сигнала при этом не прекращена, амплитуда переменной составляющей анодного напряжения резко возрастет до значения t/ам (см. рис. ИЗ), которое оказывается в несколько раз больше величины t/ам-
Подобное явление в большинстве случаев приводит к пробою ламповой панели, секций первичной обмотки трансформаторов, отказу лампы в результате пробоя между ее электродами или выводными проводниками и т. и.
Следовательно, выключать громкоговоритель при работающем оконечном каскаде нельзя. В случае необходимости отключения 258
громкоговорителя следует одновременно включать на выход оконечного каскада эквивалентное сопротивление, равное сопротивлению звуковой катушки громкоговорителя на средних частотах.
Уменьшению опасности повреждений при сбросе нагрузки оконечного каскада способствует применение достаточно глубокой активной отрицательной обратной связи по напряжению, которая, как известно (см. главу 3, § 4 и 6), стабилизирует выходное напряжение, делая его мало зависимым от изменения сопротивления нагрузки, в том числе и в случае отключения последнего.
Как видно из всего изложенного выше, однотактный каскад усиления мощности обладает рядом существенных недостатков, основными из которых являются следующие: а) невозможность применения экономичных режимов классов В и АВ; б) малый коэффициент использования анодного напряжения и, следовательно, малый к. п. д. каскада; в) относительно большие нелинейные искажения, вносимые лампой; г) увеличение нелинейных искажений за счет наличия постоянного подмагничивания магнитопровода выходного трансформатора; д) относительно большие частотные искажения.
§ 8. ДВУХТАКТНАЯ СХЕМА
Очень часто требуемая величина выходной мощности усилителя превышает ту, которую может отдать во внешнюю цепь выбранная лампа при работе в обычной однотактной схеме. В таких случаях возможно (см. § 4 данной главы) параллельное включение двух или нескольких ламп. Но при включении в параллель тп-ламп величина их суммарного тока покоя, проходящего через первичную обмотку выходного трансформатора, увеличится в такое же число раз. А это обстоятельство приведет либо к возрастанию нелинейных искажений, вносимых выходным трансформатором из-за повышенного постоянного намагничивания его магнитопровода (см. § 6 данной главы), либо к значительному увеличению габаритов и веса выходного трансформатора.
Чтобы избежать этого и уменьшить вносимые лампой мощного каскада сравнительно большие нелинейные искажения и одновременно воспользоваться такими высокоэффективными режимами, какими являются режимы классов В и АВ, в мощных оконечных каскадах широко используют так называемые двухтактные схемы.
Пример такой схемы, выполненной на электронных триодах, приведен на рис. 115. Каждая из ее половин — верхняя или нижняя — представляет собой однотактный каскад усиления мощности, состоящий из одной лампы, сопротивления утечки, одной из половин первичной обмотки выходного трансформатора и источников питания анодной (Еа) и сеточной (Ес) цепей, общих для обеих частей схемы.
Рис. 115. Двухтактная схема
Оба эти каскада, или, как принято их называть, оба плеча, своеобразно соединенные в одну общую двухтактную схему, должны быть электрически симметричны. Это значит, что, во-первых, обе лампы должны быть не только одной и той же марки, но и с одинаковыми параметрами и, во-вторых, обе половины первичной обмотки выходного трансформатора должны быть идентичны; симметричность питания, т. е. равенство напряжений питания обоих плеч, обеспечивается тем, что оба плеча питаются от одних и тех же источников.
В процессе работы такой двухтактной схемы в любой момент времени в магнитопроводе выходного трансформатора будут действовать два магнитных потока: Ф' и Ф", создаваемых за счет анодного тока первого плеча:	4
Ф'= A^i'a (8.31)
и за счет анодного тока второго плеча:
Ф" = Л2Га.	(8.32)
Коэффициенты пропорциональности Ai и Л 2 в обоих приведенных выражениях зависят от числа витков соответствующей половины первичной
обмотки выходного трансформатора и свойств его магнитопровода. Поскольку магнитопровод — общий для обеих половин первичной обмотки, а число витков в каждой из них можно сделать одинаковым, постольку оба эти коэффициента тоже будут равны между собой
А1 — Л2 — Л.
(8.33)
Как видно из рис. 115, анодные токи ламп обоих плеч проходят каждый через свою половину первичной обмотки выходного трансформатора, так что создаваемые ими в магнитопроводе магнитные потоки Ф' и Ф" всегда будут противоположны по направлению.
Это значит, что суммарный магнитный поток, действующий в магнитопроводе выходного трансформатора, будет в любой момент времени равен разности между магнитными потоками, создаваемыми каждым плечом в отдельности, и направлен в сторону большего из них:
ф = ф'_ф".	(8.34)
Отсюда следует, с учетом (8.31), (8.32) и (8.33), что суммарный магнитный поток в магнитопроводе всегда, в любой момент вре-260
мени, будет пропорционален разности мгновенных значений анодных токов обоих плеч:
Ф = ЛЙ-Га),	(8.35)
так как
Ф — Ф —Ф = А^а—A2ia~A(ia— га).
В режиме покоя, когда входной сигнал в каждом плече отсутствует, в цепи анода каждой из ламп проходят только их постоянные токи покоя Га0 и /а0, каждый из которых создает в магнитопроводе постоянный же магнитный поток. В таком случае, как следует из (8.35), общий постоянный магнитный поток, возбуждаемый в магнитопроводе выходного трансформатора в режиме покоя, будет равен:
Фо = А(Гао-Гао).	(8.36)
Если будет соблюдена полная симметрия плеч, т. е. если при всем прочем и токи покоя обеих ламп будут между собой абсолютно равны, то, как видно из (8.36), постоянный магнитный поток в магнитопроводе выходного трансформатора двухтактной схемы будет равен нулю, что в обычной однотактной схеме мощного каскада с трансформаторным выходом последовательного питания добиться невозможно.
Только лишь одно это обстоятельство уже создает преимущества двухтактной схемы перед однотактной, так как позволяет существенно уменьшить габариты и вес выходного трансформатора, нисколько не ухудшая его эксплуатационных параметров.
Заметим еще, что в режиме покоя величина тока, потребляемого анодными цепями ламп обоих плеч, равна сумме токов покоя: /а0 4~ 1'ао, а при их равенстве, в случае симметрии плеч,— удвоенной величине любого из них:
Гао + ГаО = 21ао.	(8.37)
Значит, через источник анодного питания в режиме покоя проходит постоянный ток, равный /исТ = 2 /а0.
Чтобы выяснить другие свойства двухтактной схемы, предположим, что на вход каждого из двух плеч поданы два одинаковых по амплитуде и совпадающих между собой по фазе переменных синусоидальных напряжения входа, мгновенные значения которых равны:
Пвх = WBX = UBX. макс (i)t.
Тогда напряжение возбуждения каждого плеча, появляющееся между сеткой и катодом каждой лампы за счет сложения векторов ггвх и Ес, будет равно:
нс ~ ис — Eq UBX. макс sin (ot.	(8.38)
Как результат такого действия, в анодных цепях обеих ламп возникнут синфазные (совпадающие между собой по фазе) и рав
ные по амплитуде пульсации анодного тока, мгновенные значения которых, в свою очередь, будут равны:
ia = i'a = ia = Za0 + Лм sin tot.	(8.39)
Нетрудно заметить, что и в таком случае, как вытекает из (8.35), суммарный магнитный поток в магнитопроводе выходного трансформатора будет оставаться равным нулю, так как он пропорционален разности мгновенных значений анодных токов обеих ламп, а эти значения, как следует из (8.39), между собой равны. Это значит, что при подаче на каждый из двух входов (на вход каждого из двух плеч), равных по амплитуде (интенсивности) и синфазных переменных напряжений, двухтактная схема работать не будет.
Двухтактная схема будет нормально функционировать лишь в том случае, когда на оба ее входа (на вход каждого*из двух ее плеч) будут поданы два сигнала, равные по интенсивности (амплитуде), но обязательно противофазные.
Тогда мгновенное значение напряжения возбуждения лампы первого плеча Лг будет равно:
Wq = Eq -{- С7ВХ. макс sin	(8.40)
а мгновенное значение такого напряжения для лампы второго плеча Л2:
и'с = — йс + ^вх. макс sin (со£ + л),	(8.41)
так как сдвиг фаз между входными сигналами составляет угол л = 180°.
Значит, и пульсации анодных токов обоих плеч тоже будут противофазны. Мгновенное значение анодного тока первого плеча будет равно:
i'a = Zao + /aMsinCOZ,	(8.42)
а второго плеча:
ia = Zao +/ам Sin (CDi 4- л).	(8.43)
Из элементарного курса тригонометрии известно, что sin (а 4* л) = — sin а. В связи с этим выражение (8.43) может быть переписано в виде:
i'a = Zao — Z'aMsino)Z.	(8.44)
Для определения суммарного магнитного потока, возбуждаемого в магнитопроводе выходного трансформатора двухтактной схемы в рассматриваемом случае, воспользуемся известным выражением (8.35), подставляя в него мгновенные значения анодных токов первого и второго плеч, взятые соответственно из (8.42) и (8.44). Тогда
Ф = Л (г’а — fa) = -4 l(Za0-r-Z;Msin(oO--(Zao —Z;Msin®^)]. (8.45)
Но так как плечи в двухтактной схеме должны быть симметричными, то токи покоя и амплитуды пульсаций анодных токов обоих плеч должны быть между собой соответственно равны:
Zao = Zao==Aio И -Ам — -Ам = Ам«
Тогда выражение (8.45), после раскрытия круглых скобок, примет вид:
Ф = А [ Ао + Ам Sin (i)t — Ao + Ам sin co/], или, после преобразования, в окончательном виде:
Ф— Л2/ам sin со/.	(8.46)
Наиболее важным, вытекающим из полученного выражения (8.46) обстоятельством является то, что в рассматриваемом случае нормальной работы двухтактной схемы постоянная слагаемая магнитного потока в магнитопроводе выходного трансформатора отсутствует в любой момент времени, а амплитуда переменной слагаемой пропорциональна удвоенной амплитуде пульсаций анодного тока любой из ламп. Это значит, что двухтактная схема в виде, представленном на рис. 115, способна отдать во внешнюю цепь полезную колебательную мощность, не меньшую, чем отдают две такой же марки лампы, включенные в параллель в однотактной схеме. Но в последнем случае однотактного каскада значительно (в два раза!) возрастает постоянное подмагничивание магнитопровода выходного трансформатора, которое в двухтактной схеме отсутствует.
Выражение (8.46) свидетельствует о том, что в колебательном режиме при подаче на вход двух противофазных, но равных по амплитуде напряжений, через первичную обмотку выходного трансформатора будет проходить только переменный ток. Физически этот процесс может быть представлен в следующем виде. В режиме покоя, как указывалось выше, через каждую из половин первичной обмотки проходят равные по величине токи покоя, создающие в магнитопроводе два равных по величине, но противоположных по направлению магнитных потока. Следует полагать, что и напряжения анодов обеих ламп в режиме покоя будут между собой равны. Это значит, что потенциалы анодов обеих ламп относительно общей нулевой (заземленной) точки (см. рис. 115) будут одинаковыми. Когда же будут поданы на вход схемы два противофазных переменных напряжения равной интенсивности (амплитуды), потенциалы анодов обеих ламп будут также противофазно изменяться. Предположим, что в первую четверть периода, от момента — 0 до t2 = у , напряжение сетки (напряжение возбуждения) первой лампы Л± растет, а второй лампы Л2, следовательно, уменьшается. Тогда и анодный
ток лампы увеличивается, а лампы Л2 уменьшается. Эти изменения в случае полной симметрии плеч будут одинаковыми: если ток первой лампы увеличился на какую-то величину Aza, то ток второй лампы уменьшится на ту же величину. К концу первой четверти периода анодный ток лампы первого плеча возрастет до своего максимального значения: /а макс = /ао -|~ /ам, под действием чего анодное напряжение этой лампы и, следовательно, потенциал ее анода относительно нулевой (заземленной) точки уменьшатся до своего минимума: U& ЫШ! =	— U'avi.
В этот же самый момент уменьшающийся анодный ток второй лампы Л2 достигнет своей минимальной величины: /а мин = = /а0 — /ам, вследствие чего анодное напряжение этой лампы, т. е. потенциал ее анода относительно общей нулевой точки, увеличится до своего максимума: U'i макс = ^ао + U"an.
Потенциалы анодов обеих ламп в режиме покоя были одинаковы относительно общей нулевой (заземленной) точки и равны: U'a0 = U’ao = Uao; значит, разность потенциалов между анодами в начальный момент была равна нулю и тока между анодами не было. В колебательном режиме к концу первой четверти периода, как видно из изложенного выше, потенциал анода первой лампы уменьшится на величину амплитуды пульсаций анодного напряжения С/ам, а потенциал анода второй лампы на ту же величину возрастет. Следовательно, разность между потенциалами анодов обеих ламп окажется равной:
Uа макс Uа Мин = (^ао + ^ам) — (^ао— Uам) = С7ам + ^ам ~ 2^7ам-
Под действием этой разности потенциалов, которая в начальный момент была равна нулю, а к концу первой четверти периода возросла до максимального значения 2£/ам, между анодами ламп потечет какой-то уравнительный, так называемый суммарный ток Iаа (см. сплошные стрелки на рис. 121). Этот ток, равный нулю в начальный момент, проходя из точки с большим потенциалом (анод лампы Л^ через обе половины первичной обмотки выходного трансформатора в точку с меньшим потенциалом (анод лампы Л^, все время будет возрастать и к концу первой четверти периода достигнет своего положительного максимума:
/аа — /а макс /а мин = (/ао 4“ /ам) (/ао /ам) — /ам “Ь /ам = 2/ам.
В течение второй четверти периода, от момента t2 = у до i3 = л, анодный ток первой лампы, постепенно уменьшаясь, достигнет к концу второй четверти (£3 = л) своего среднего значения — тока покоя /а0; анодный ток второй лампы, постепенно увеличиваясь в этот же промежуток времени, тоже достигнет к его концу своего среднего значения — тока покоя /а0.
Поскольку оба анодных тока к концу второй четверти периода снова уравнялись, анодные напряжения (потенциалы анодов 264
относительно общей нулевой точки) тоже станут одинаковыми, а разность потенциалов между ними окажется равной нулю. Это значит, что суммарный ток между анодами, уменьшавшийся в течение второй четверти периода, станет к его концу равным нулю.
В течение третьей четверти периода анодный ток первой лампы уменьшается, а ее анодное напряжение возрастает; в то же время анодный ток второй лампы растет, а ее анодное напряжение — уменьшается. К концу третьей четверти периода (в момент = = — л) анодное напряжение первой лампы станет наибольшим:
U а макс = U а0 -J- Uам,
а анодное напряжение второй лампы — наименьшим:
тт” — TJ" ___тт"
а мин — ао ам-
Значит, разность потенциалов между анодами обеих ламп мин Uа макс = (^ао ^ам) (Uа0 ~r Uам) = Uам Ug^— 2£7ам окажется по величине равной этой же разности потенциалов, имевшей место к концу первой четверти периода (момент t2 = = ~ ) , а по знаку — ей противоположной.
При таких обстоятельствах суммарный ток между анодами 1аа в самом начале третьей четверти периода меняет свое направление и, проходя теперь уже от анода первой лампы через те же обе половины первичной обмотки выходного трансформатора к аноду второй лампы (см. пунктирные стрелки на рис. 121), постепенно увеличивается, достигая к концу третьей четверти периода своего отрицательного максимума:
?аа = Jа мин Iа макс = (-^ао 1ам)	ао “Ь Iам) =
= Дам ^ам =	2/ам.
В течение четвертой, последней, четверти периода суммарный ток между анодами 1аа постепенно уменьшается, достигая к концу периода нулевого значения.
Описанные явления позволяют заключить, что при подаче на вход двухтактной схемы двух равных по интенсивности, но противофазных сигналов, в анодной цепи этой схемы возбуждается как бы колебательный процесс: между анодами обеих ламп возникают колебания тока и напряжения, в то время как напряжение и ток источника анодного питания остаются постоянными.
Выше указывалось, что в режиме покоя величина тока, проходящего через источник питания, равна 2/ао. В колебательном режиме в любой момент времени этот ток будет равен сумме мгновенных значений анодных токов обеих ламп:
-^ист = ia ^а-	(S-47)
Подставляя в выражение (8.47) значения i'a и ia, взятые соответственно из выражений (8.42) и (8.44), получим:
Iист ~ (/ао + /ам sin coZ) + (Га — Гау1 sin (Щ)
или, с учетом того, что Гао = ГаГ) = 1ао и Гам = Гам = 1а^.
/ист = /ао + /ам sin ой + Iao — ZaM sin at = 2Zao. (8.48)
Этот результат, совпадающий с выражением (8.37), свидетель
ствует о том, что ток, проходящий через источник питания анодной
цепи двухтактной схемы, всегда будет током постоянным *, величина которого определяется суммой токов покоя обоих пл$ч (удвоенным значением тока покоя одной лампы).
Такое свойство двухтактной схемы имеет большое значение, так как уменьшает возможность возникновения паразитной генерации усилительного устройства из-за связи через общий источник питания анодных цепей (см. главу 5, § 8).
Все сказанное выше иллюстрируется графиками, приведенными на рис. 116, где показаны временное диаграммы (для обоих плеч): напряжения возбуждения Uc (рис. 116, а), анодного тока /а (рис. 116, б), суммарного тока между анодами 1аа (рис. 116, в) и тока, проходящего через источник питания анодной цепи/исТ (рис. 116, г).
К числу достоинств двухтактного каскада относится также и его способность уменьшать нелинейные искажения по сравнению с однотактным каскадом при одной
и той же полезной мощности, отдаваемой во внешнюю цепь. В одно-
тактном каскаде при полном использовании сеточной динамической
* Конечно, при условии полной симметрии плеч.
характеристики появляется искажение формы кривой анодного тока примерно такое, как показано на рис. 117. Аналогичное искажение формы кривой анодного тока появляется и в каждой лампе двухтактного каскада в отдельности. Однако вследствие того, что анодные токи обеих ламп двухтактного каскада сдвинуты по фазе на 180°, форма кривой суммарного тока обеих ламп не искажается и остается почти синусоидальной (рис. 118). Этим достигается уничтожение четных гармоник. Коэффициент
нелинейных искажений по второй гармонике у2 при симметричной схеме двухтактного каскада практически равен нулю. Однако в двухтактном каскаде имеет место выделение нечетных гармоник, главным образом третьей гармоники, что следует учитывать.
Полная компенсация нелинейных искажений в двухтактном каскаде по второй гармонике происходит в том случае, если плечи каскада абсолютно симметричны.
Добиться полной симметрии плеч двухтактного каскада практически невозможно. Объясняется это многими факторами, влияющими на симметрию плеч. Во-первых, трудно найти две одинаковые по параметрам лампы из-за существующего разброса параметров. Во-вторых, трудно добиться абсолютной симметрии обеих половин первичной обмотки выходного трансформатора. Наибольшая симметрия обеих половйн первичной обмотки выход-
ного трансформатора будет в случае применения так называемого комбинированного секционирования (дискового совместно со слоевым). При таком способе секционирования обмоток выходного трансформатора достигается наилучший эффект не только из-за улучшения симметрии обеих по-
Рис. 118. Компенсация вносимых лампой нелинейных искажений в двухтактной схеме
ловин первичной обмотки и уменьшения индуктивности рассеяния, но такое секционирование уменьшает еще и распределенную собственную емкость обмоток.
Несимметрия усугубляется еще и трудностью достижения абсолютного равенства входных напряжений обоих плеч.
В случае использования в двухтактном каскаде автоматического смещения узел смещения может быть как индивидуальным
Рис. 119. Раздельное автоматическое смещение в двухтактной схеме
для каждого плеча, так и общим для обоих плеч. В первом случае (рис. 119) напряжение отрицательного смещения создается индивидуально для каждой из ламп за счет прохождения катодного тока лампы через соответствующее сопротивление смещения. Чтобы избежать возникновения внутри плеча отрицательной обратной связи по току, каждое из двух сопротивлений автоматического смещения должно быть, как и в любом однотактном каскаде, заблокировано конденсатором достаточно большой емкости. Во втором случае, когда используется один общий узел
Рис. 120. Общее для двух плеч автоматическое смещение в двухтактной схеме
автоматического смещения для обоих плеч (рис. 120), такая блокировка сопротивления смещения не всегда обязательна.
Как видно из рис. 120, через сопротивление смещения в такой схеме проходит суммарный катодный ток обеих ламп: 1^ = 7ИСТ — = С + ^а- Но, как было показано выше, этот суммарный ток, при условии полной симметрии плеч, всегда будет током постоянным (см. рис. 116, г), в связи с чем и отпадает надобность в сглаживающем действии блокирующего конденсатора. Однако в промышленных схемах такой конденсатор имеется из-за невозможности достичь абсолютной симметрии плеч.
Двухтактный каскад усиления мощности обладает еще и тем преимуществом перед однотактным, что при питании анодных цепей от выпрямителя можно допустить наличие относительно больших пульсаций анодного напряжения. Допустим, что анодные цепи обеих ламп двухтактного каскада питаются от одного и того же выпрямительного устройства, отдающего выпрямленное напряжение с достаточно большим коэф
фициентом пульсации. Очевидно, и напряжение анодов ламп будет обладать такими же пульсациями, что вызовет наличие пульсаций анодного тока с частотой, равной частоте пульсаций выпрямленного напряжения. В обычной однотактной схеме это привело бы к появлению мешающего фона переменного тока в громкоговорителе; в двухтактной схеме такой фон отсутствует.
В противоположность изменениям анодных токов ламп, происходящим при подведении переменного напряжения к входу схемы, пульсация анодного напряжения вызывает одновременное (синфазное) увеличение или уменьшение анодных токов обеих ламп: сдвига фаз при этом между анодными токами обеих ламп не будет. Следовательно, эти токи будут создавать равные по величине, но противоположные по направлению магнитные потоки помех в магнитопроводе выходного трансформатора, т. е. никакого изменения магнитного суммарного потока из-за влияния пульсаций анодного напряжения не произойдет. В результате этого во вторичной обмотке трансформатора не будет индуцироваться напряжение помех, хотя анодные токи каждой лампы в отдельности будут иметь определенные пульсации, вызванные пульсациями анодного напряжения.
При питании цепи накала ламп переменным током, в случае применения ламп с прямым накалом, происходит периодическое разогревание и охлаждение катода. Это вызывает изменение (пульсацию) анодного тока с частотой, равной удвоенной частоте
напряжения питающей сети. Поскольку накал обеих ламп в двух-
тактном каскаде производится от одного и того же источника, пульсации анодного тока будут равны между собой по величине и совпадать по фазе. Следовательно, мешающий фон на выходе двухтактной схемы, вызванный питанием подогревателей ламп переменным током, прослушиваться не будет. Это позволяет при-
менять в двухтактных схемах лампы с непосредственным накалом и питать нити этих ламп переменным током.
В двухтактных схемах промышленных усилителей мощности очень широко используются лучевые тетроды и реже мощные пентоды. Это объясняется теми же мотивами, что и использование таких ламп в однотактных схемах (см. § 4 и 6
Рис. 121. Двухтактная схема данной главы). В таком случае двух-на лучевых тетродах тактная схема приобретает вид, представленный на рис. 121. Здесь, как и в подобных однотактных каскадах, напряжение экранной сетки будет несколько (на 4 4- 8 в) выше напряжения анода.
Все сказанное о частотных и нелинейных искажениях, выборе величин нагрузочного коэффициента, выходном сопротивлении
и других показателях однотактного каскада на лучевом тетроде или мощном пентоде в равной степени касается в отдельности
каждого плеча двухтактного каскада, в котором используются такие лампы.
В заключение можно отметить, что двухтактный каскад усиления мощности обладает следующими преимуществами по сравнению с однотактным каскадом: 1) отсутствием постоянного подмагничивания магнитопровода выходного трансформатора, что облегчает его расчет и изготовление и уменьшает нелинейные искажения, возникающие в трансформаторе; 2) общим уменьшением нелинейных искажений и почти полным отсутствием четных гармоник анодного тока; 3) уменьшением чувствительности схемы к фону переменного тока при питании анодных цепей выпрямленным током с большим коэффициентом пульсаций; 4) возможностью применения ламп с непосредственным накалом и питанием нити накала этих ламп переменным током; 5) возможностью получения удвоенной полезной мощности при значительно меныпих нелинейных искажениях, чем в случае параллельного включения двух ламп в однотактном каскаде.
Однако этим не исчерпываются положительные качества двухтактной схемы. Использование ее позволяет применять такие высокоэкономичные режимы работы ламп (класса В, классов АВ), которые неприменимы в однотактных каскадах.
§9. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ДВУХТАКТНОГО КАСКАДА
Все рассуждения, приведенные в предыдущем параграфе главы, касались случаев использования в двухтактной схеме ламп, работающих в режиме класса А. Продолжая рассматривать двухтактный каскад, работающий в таком режиме, обратимся к его эквивалентной схеме. На рис. 122, а представлена
Рис. 122. Эквивалентные схемы двухтактного каскада:
и iiUq—э. д. с., развиваемые на зажимах двух генераторов, условно заменяющих лампы соответствующих плеч; Щ и — дифференциальные сопротивления этих ламп; 1аа — суммарный переменный ток между анодами ламп обоих плеч
схема, являющаяся прообразом полной эквивалентной схемы двухтактного каскада, из которой видно, что сопротивление, действующее между анодами ламп (приведенное сопротивление нагрузки В'н = Baa), можно вычислить, если известна величина сопротивления нагрузки Ян и количество витков вторичной (W2) и первичной (Ж1) обмоток выходного трансформатора:
7?аа.-_(Г1) 7?н.	(8.49)
Выше было показано, что переменный суммарный ток Zaa проходит только между анодами ламп обоих плеч; в цепи источника анодного питания, т. е. между средней точкой первичной обмотки выходного трансформатора и общей точкой катодов обеих ламп (см. рис. 115, 121, 122, «), проходит только постоянный ток. Эти обстоятельства позволяют заменить схему, приведенную на рис. 122, а, полной эквивалентной схемой двухтактного каскада (см. рис. 122, б). Поскольку выше было оговорено, что интенсивность (амплитуда) входных сигналов обоих плеч одинакова, постольку два последовательно включенных в схеме рис. 122, б условных эквивалентных генератора могут быть заменены одним, э. д. с. на зажимах которого будет равна удвоенной э. д. с., а его внутреннее (дифференциальное) сопротивление — удвоенному же значению внутреннего сопротивления любого из заменяемых условных эквивалентных генераторов. Тогда полная эквивалент-
ная схема Двухтактного каскада может быть еще более упрощена и представлена в таком виде, как изображено на рис. 122, в. В этом случае величину тока между анодами можно определить так:

аа
(8.50)
н
Тогда полезная колебательная мощность, выделяемая на сопротивлении нагрузки, будет равна:
Р — Т2 R —
г вых — J аа-“аа —
(8.51)
В данном случае, так же как и в любом другом (см. главу 4, § 9), наибольшая величина полезной колебательной мощности будет отдана во внешнюю цепь лишь при условии равенства между величинами сопротивления нагрузки и внутреннего сопротивления эквивалентного генератора:
(^)2Яя = 2Я(.	(8.52)
Если выражение (8.51) упростить, разделив числитель и знаменатель его правой части на 22, то оно примет вид:
Это означает, что в двухтактном каскаде теоретически как бы использована одна лампа, обладающая дифференциальным сопротивлением, в два раза меньшим, чем у любой из реальных ламп двухтактного каскада; лампа, которая способна в однотактной схеме отдать во внешнюю цепь такую же мощность, как и заменяемая данной эквивалентной реальная двухтактная схема, при условии, что входной сигнал в обоих случаях будет одинаковым.
§ 10. РАБОТА ДВУХТАКТНОГО КАСКАДА
В РАЗЛИЧНЫХ РЕЖИМАХ
Одно из главных достоинств двухтактной схемы — возможность использования в работе ламп не только универсального (в смысле применимости) режима класса А, но и таких высокоэкономических режимов, как режимы классов В и АВ.
Чтобы проанализировать работу такого каскада в различных режимах, воспользуемся графиками так называемых суммарных характеристик (характеристик суммарного тока между анодами). Эти характеристики базируются на обычных динамических харак-272
теристиках электронной лампы, рассмотренных выше (см. главу 4, § 4 и 5). Но при рассматривании двухтактной схемы, поскольку в процессе ее работы переменный ток между анодами ламп пропорционален разности мгновенных значений анодных токов каждого из плеч, характеристики ламп удобно размещать так, чтобы
направления вертикальных осей анодных токов были противоположны. Тогда горизонтальные оси анодного напряжения (в семействе анодных, или напряжения управляющих сеток — в семействе анодно-сеточных характеристик) будут также направлены в противоположные стороны. Какое бы семейство характеристик — анодных или анодно-сеточных — ни рассматривалось, необходимо, чтобы исходные (рабочие) точки на динамических характеристиках обеих ламп находились на одной вертикальной прямой.
В связи с изложенным на рис. 123 приведено графическое изображение работы ламп двухтактного каскада в режиме класса А. Здесь линия 1 представляет собой динамическую сеточную характеристику лампы первого плеча, а линия 2 — такую же характеристику лампы второго плеча; точка О' является исходной (рабочей) точкой первой лампы, а точка О" — второй.
Если на вход каскада подать переменное напряжение с амплитудой Z7CM, то в случае полной симметрии плеч амплитуды пере-
18 и. Я. Чудновский
273
менных составляющих анодных токов обеих ламп будут равны между собой:
г __ т" т
ам — -* ам — -* ам'
Поскольку анодные токи i'& и i"& ламп находятся в противофазе, амплитуда суммарного тока Iаа в этом случае равна (см. рис. 123):
^ам + /ам = 2/ам-
В режиме класса А, как известно из вышеизложенного (см. § 3 данной главы), исходная (рабочая) точка выбирается на середине динамической сеточной характеристики лампы. Поэтому вносимые лампой каждого плеча нелинейные искажения незначительны. Тем более незначительными будут суммарные нелинейные искажения, вносимые в целом двухтактным каскаде^, работающим в режиме класса А. Однако такой режим в практике работы двухтактных оконечных каскадов усиления мощности встречается крайне редко из-за его низкой экономичности, в связи с которой выходная мощность никак не может превышать той величины, какую способны отдать во внешнюю цепь такие же две лампы, но работающие в однотактной схеме.
Наиболее экономичным режимом является, как было показано в § 3 данной главы, режим класса В, который применим только в двухтактных схемах.
Рассмотрим несколько подробнее работу двухтактного каскада в таком режиме. Пусть в схеме, приведенной из рис. 115, напряжение смещения Ес выбрано так, что оно равно напряжению запирания лампы. Это значит, что рабочая точка находится на пересечении горизонтальной оси и сеточной динамической характеристики лампы.
В этом случае, при отсутствии на входе схемы переменного напряжения, токи покоя обеих ламп равны нулю — лампы заперты. Если же на выход схемы подавать переменное напряжение, работа каскада будет протекать следующим образом.
В течение одной половины периода, когда напряжение сетки первой лампы Л^ будет выше напряжения запирания, через анодную цепь этой лампы пойдет анодный ток, форма которого должна соответствовать форме одного полупериода напряжения на входе схемы (рис. 124). Поскольку напряжение сетки лампы Л2 в этот промежуток времени ниже напряжения запирания, анодный ток через эту лампу не пойдет, и она останется запертой. В течение второй половины периода произойдет обратное явление: анодный ток пройдет в цепи лампы Л2 и будет отсутствовать в цепи лампы Л±.
Анодный ток первой лампы проходит через первичную обмотку выхо'дного трансформатора в направлении, противоположном направлению анодного тока второй лампы. Поэтому в магнитопроводе выходного трансформатора магнитный поток в течение
одной половины периода создается анодным током лампы а в течение второй половины периода — анодным током лампы Л2. Вследствие этого суммарный ток и суммарный магнитный поток
Рис. 124. График работы двухтактного каскада в режиме класса В
будут переменными (рис. 124) и вызовут переменный же ток во вторичной обмотке трансформатора и в сопротивлении нагрузки (звуковой катушке громкоговорителя).
Таким образом, если к входу двухтактного каскада, лампы которого работают в режиме класса В, подведено переменное напряжение, то во вторичной обмотке выходного трансформатора индуцируется переменная э. д. с. Нелинейные искажения должны отсутствовать, несмотря на то, что анодный ток каждой лампы в отдельности несинусоидальный.
Но несмотря на то, что двухтактная схема в принципе компенсирует нелинейные искажения, вносимые каждой лампой в отдельности в случае использования режима класса В, такие искажения все же будут иметь место. Дело в том, что симметричность двухтактной схемы обеспечивает и симметричность формы выходного сигнала относительно оси времени. Это имеет место при работе ламп в любом режиме — А, В или АВ,— в связи с чем в выходном сигнале двухтактного каскада значительно подавляются или даже полностью' отсутствуют четные гармоники
(вторая, четвертая, шестая и т. д.). Но нечетные высшие гармоники (третья, пятая и т. д.) могут иметь достаточно большую амплитуду и тем самым определять известную величину вносимых каскадом нелинейных искажений. Такое явление наиболее ощутимо в случае работы ламп двухтактного каскада в режиме класса В. Как видно из рис. 124, несмотря на то, что форма входного сигнала синусоидальна, форма каждой из двух полуволн выходного сигнала несколько искажена. Объясняется это использованием нижних, особо криволине11ных участков анодносеточных динамических характеристик ламп, которые имеют место в режиме класса В. Как будет видно из дальнейшего, такое же явление имеет место в пределах каждого плеча и в режиме класса АВ. Но в последнем случае (режим АВ) ток покоя не равен нулю, как в режиме класса В. А это значит, что в режиме класса В форма каждой из полуволн выходного сигнала определяется, в отличие от случаев использования режимов класса А и класса АВ, формой пульсаций анодного тока только одной ; лампы.
Это положение иллюстрируется тем же рис. 124, где приведены динамические характеристики первой и второй ламп: О' и О" — рабочие точки на динамических характеристиках первой и второй ламп; t7CM— амплитуда переменного напряжения, подаваемого на сетки ламп.
Сравнивая графики работы двухтактной схемы в классе В (рис. 124) с аналогичными графиками режима класса А (рис. 123), нетрудно заметить, что для получения одинаковых амплитудных значений суммарного тока амплитуда переменного напряжения, подводимого к сеткам ламп, должна быть при режиме класса В в два с лишним раза больше, чем при режиме класса А.
Исходя из этого, можно охарактеризовать работу двухтактного каскада в режиме класса В следующими особенностями: а) ток покоя каждой лампы равен нулю, поэтому мощность, выделяемая на анодах ламп, сравнительно невелика, расход энергии источника питания мал; б) для режима класса В можно допустить более высокое анодное напряжение и тем самым увеличить полезную мощность, отдаваемую каскадом; в) чтобы получить от каскада, работающего в режиме класса В, такую же полезную мощность, какую отдает каскад, работающий в режиме класса А, необходимо, чтобы амплитуда напряжения возбуждения была в два раза больше; г) применение автоматического смещения в режиме класса В невозможно, так как ток покоя равен нулю; д) в режиме класса В можно применять лишь лампы, сеточные характеристики которых имеют очень малый криволинейный участок нижнего загиба.
В связи с отмеченными особенностями режим класса В почти не применяется в усилительных устройствах звукового кино.
В каскадах усиления мощности широкое распространение получили двухтактные схемы, лампы которых работают в режи
ме, промежуточном между классами А и В, т. е. в режиме класса АВ.
График работы ламп двухтактного каскада в режиме класса АВ! приведен на рис. 125.
В приводимом примере имеет место мягкий режим АВЪ вследствие чего лампы работают без отсечки. Несмотря на это, каждая
Рис. 125. График работы двухтактного каскада в режиме класса АВ:
1 и 2 — динамические сеточные характеристики ламп первого и второго плеч; О' и О"—рабочие точки; га и га—мгновенные значения соответственно анодных токов первой и второй ламп; Т — суммарный ток между анодами
из ламп в отдельности вносит сравнительно большие нелинейные искажения, определяемые асимметрией формы анодного тока каждой лампы, т. е. наличием высших четных гармоник. Но формирование каждой из полуволн выходного сигнала происходит за счет лишь положительных полуволн анодного тока каждой лампы, которые образовались в результате использования линейной части динамической сеточной характеристики лампы. Значит, в двухтактном каскаде, лампы которого работают в режиме каскада АВ, подавляются (или полностью уничтожаются) высшие четные гармоники и, кроме того, значительно уменьшаются амплитуды высших нечетных гармоник. А это приближает такой режим в части уменьшения нелинейных искажений к режиму класса А. Но при режиме класса АВ к. п. д. каскада больше,
чем при режиме класса А, хотя и меньше, чем при режиме класса В. Для получения одной и той же величины полезной мощности в режиме класса АВ требуется амплитуда напряжения возбуждения большая, чем при режиме класса А, но меньшая, чем при режиме класса В. Ток покоя при режиме класса АВ имеет величину, значительно меньшую, чем при режиме класса А, что дает возможность повысить анодное напряжение без опасения превысить допустимую величину выделяемой на аноде мощности. В то же время наличие тока покоя при режиме класса АВ создает возможность применения автоматического смещения, хотя это и не желательно.
Дело в том, что в жестком (или глубоком) режиме класса АВ, близком к режиму класса В, ток покоя очень мал, а среднее значение анодного тока за период в колебательном режиме изменяется в значительных пределах. При этом изменяется и напряжение отрицательного смещения.
Если выбрать рабочую точку в режиме класса АВ так, чтобы она приближалась к рабочей точке режима класса А, то при этом чок покоя возрастет, среднее значение анодного тока за период в колебательном режиме будет изменяться в меньшей степени и применение автоматического смещения станет возможным.
Критерием применимости автоматического смещения в двухтактном каскаде, лампы которого работают в режиме класса АВ, служит соотношение величин максимального импульса анодного тока в колебательном режиме и тока покоя. Считается, что автоматическое смещение может быть применено тогда, когда величина максимального импульса анодного тока превосходит величину тока покоя не более чем в три раза, т. е. когда
^аам ’С 3Zao>
где ^аам — амплитуда суммарного тока.
В противном случае (при 1ао < —) сопротивление резистора автоматического смещения будет чрезвычайно большим, не поддающимся шунтированию даже очень большой емкостью блокирующего конденсатора. Кроме того, среднее значение анодного тока за период будет при таких обстоятельствах изменяться в довольно больших пределах. А это, в свою очередь, усложняет режимы работы ламп в мощном каскаде и источника питания его анодных цепей.
На работу лампы в классе АВ влияет также характер внешней характеристики источника анодного питания.
В колебательном режиме среднее значение анодного тока за период изменяется в границах каждого отдельно взятого плеча в довольно широких пределах.
Если в режиме класса А среднее значение тока за период равно току покоя, то в режиме класса АВ (и тем более класса В)
среднее значение тока больше тока покоя иногда в весьма значительной мере. Чем глубже (жестче) режим класса АВ, т. е. чем ниже на динамической сеточной характеристике расположена исходная (рабочая) точка, и, следовательно, чем ближе такой режим подходит к режиму класса В, тем в большей мере среднее значение анодного тока за период превосходит величину тока покоя. В таком случае среднее значение тока зависит уже не столько от величины тока покоя, сколько от амплитуды изменения пульсирующего анодного тока. Но раз интенсивность входного сигнала во время работы усилителя все время изменяется, будут изменяться и амплитуда пульсаций анодного тока и его среднее значение за период. Анодные цепи выходного каскада служат нагрузкой источника анодного питания. Значит, в рассматриваемом случае нагрузка этого источника будет также сильно изменяться во времени.
Если применять источник анодного питания с круто падающей внешней характеристикой, то напряжение на зажимах такого источника будет резко изменяться. Применение источника анодного питания с более пологой внешней характеристикой в определенной степени устраняет это влияние и облегчает работу ламп в режиме класса АВ.
В заключение рассмотрим еще одно важное обстоятельство. В § 6 данной главы было показано, что в некоторых случаях нагрузочный коэффициент в мощном каскаде нельзя выбирать больше, чем 0,1 -н 0,4, под угрозой сильного возрастания вносимых лампой нелинейных искажений. В то же время усилительный каскад отдает во внешнюю цепь мощность не менее 90% от максимально возможной при условии, что нагрузочный коэффициент не будет выходить за пределы 0,5 < ос < 2.
Если в однотактном мощном каскаде приходится жертвовать в таком случае величиной выходной мощности, снижая нагрузочный коэффициент в целях уменьшения нелинейных искажений, то в двухтактном каскаде нагрузочный коэффициент можно выбирать, исходя лишь из соображений отдачи каскадом наибольшей выходной колебательной мощности. Возникающие внутри каждого плеча нелинейные искажения компенсируются в таком случае самим процессом работы двухтактной схемы, как это показано выше, особенно если ее лампы работают в режиме класса АВ.
§ 11. МЕТОДИКА ЭЛЕМЕНТАРНОГО РАСЧЕТА ДВУХТАКТНОЙ СХЕМЫ
Произвести расчет оконечного каскада усиления мощности — это значит по заданным техническим условиям выбрать тип лампы, схему каскада, определить наивыгоднейший режим работы лампы, рассчитать все величины деталей, входящих в схему каскада, включая и выходной трансформатор. Методика расчета оконеч
ного каскада во многом зависит от схемы каскада (однотактная или двухтактная), типа применяемых ламп (триод, пентод, лучевой тетрод) и режима работы лампы (класс А, В или АВ).
Ограниченность рамок настоящей главы не дает возможности рассмотреть методы расчета всех видов и схем каскадов усиления мощности.
Поскольку в усилительной аппаратуре звукового кино в большинстве случаев применяется двухтактная схема оконечного каскада, работающего на лучевых тетродах в режиме класса АВ15 остановимся на методике расчета такого каскада.
Заданными величинами при расчете оконечного каскада обычно являются: РВых — выходная мощность; умакс — максимально допустимый коэффициент нелинейных искажений; Ян — сопротивление нагрузки каскада; /н и /в — низшая и высшая границы воспроизводимого диапазона частот; Мн — максимально допустимый коэффициент частотных искажений на низшей граничной частоте; Мв — максимально допустимый коэффициент частотных искажений на высшей граничной частоте.
Порядок расчета двухтактного каскада усиления мощности на пентодах или лучевых тетродах в режиме класса ABj может быть выбран следующий:
1.	Прежде всего следует определить колебательную мощность, которую должны развивать лампы. Поскольку выходной трансформатор вносит потери, колебательная мощность в анодной цепи ламп должна быть равна:
р1 = Авь1х?	(8.54)
11тр
где т]тр = 0,8 4- 0,9 — к. п. д. выходного трансформатора.
2.	Тип лампы выбирается из соображений максимально допустимой мощности, выделяемой на аноде Ра доп.
При работе ламп в двухтактной схеме в режиме класса АВХ такая максимальная мощность Ра макс будет иметь место тогда, когда каскад развивает номинальную мощность. При этом мощность, отдаваемая источником питания Ро, расходуется на разогрев анодов ламп обоих плеч и на нагрузке в виде полезной колебательной мощности:
Ро = 2Рамакс + Л,	(8.55)
откуда
(8.56)
К. п. д. каскада равен:
Pi
откуда
Ро=^-	(8-57)
Чк
Подставляя значение Ро из (8.57) в (8.56), получим:
^~Pi
'Ч '=4=(А_1).	(8.58)
К. п. д. каскада, работающего на пентодах или лучевых тетродах в режиме класса АВЬ колеблется в пределах
0,3< т]к< 0,4.
Зная величину максимальной мощности, выделяемой на аноде каждой лампы, можно выбрать и конкретный тип лампы, исходя из условия:
Ра доп <С. Ра маис-	(8.59)
3.	По семейству анодных характеристик выбранной лампы графическим путем находят наивыгоднейшпй режим работы. Для этого определяется наклон нагрузочной прямой, при котором полезная мощность, отдаваемая лампой, максимальна.
Рис. 126. Определение наивыгоднейшего наклона нагрузочной прямой
Это производится следующим образом. Продолжая прямолинейные участки статической анодной характеристики, снятой при Uс = 0 до их пересечения, определяют условную точку К (рис. 126). Из точки К проводят прямую КС так, чтобы она проходила ниже граничной линии Р& доп. нигде не пересекая ее. Площадь полученного треугольника АВС определяет величину наибольшей полезной мощности, а отрезок АВ — амплитуду суммарного тока Iаа.
Может оказаться, что полученная мощность будет больше необходимой. В этом случае нагрузочная прямая может быть проведена ниже или угол ее наклона может быть увеличен. И в том и в другом случае необходимо выбрать меньшую вели-
чину Еа. Можно также переместить точку А на статическую анодную характеристику, снятую при небольшом отрицательном напряжении управляющей сетки.
Если полученная в результате графического определения полезная мощность окажется меньше заданной, то необходимо построить указанную на рис. 126 диаграмму на базе семейства анодных характеристик, снятых при большем напряжении экранной сетки.
При этих расчетах необходимо иметь в виду, что полезная мощность
Рис. 127. Определение напряжения смещения
должна быть на 10 4- 15% больше величины, полученной подсчетом по формуле (8.54). Это необходимо потому, что в случае прймене-ния автоматического смещения полезная мощность окажется меньше графически определенной величины.
Из графика, приведенного на рис. 126, определяются также величины Zaa, С7ам, Еа (приближенно) и величина приведенного -сопротивления анодной нагрузки для суммарного тока:
^=4^-	<8-60)
Jaa
4.	Для того чтобы определить наивыгоднейшее напряжение отрицательного смещения, при котором характеристика суммарного тока будет наиболее прямолинейной, а нелинейные искажения наименьшими, строится статическая сеточная характеристика при Ua = Ua0. На этой статической характеристике проводится касательная к прямолинейному участку до пересечения с горизонтальной осью (рис. 127). Отрезок Ес равен (в масштабе) величине напряжения смещения. Восстановив в точке М перпендикуляр до пересечения со статической характеристикой, определяют рабочую точку О, величину тока покоя 1а0 и, перенося рабочую точку на график семейства анодных характеристик, уточняют напряжение анодного питания Еа.
Для наиболее широкого использования характеристики лампы величину
амплитуды пульсирующего напряжения возбуждения принимают равной UCW<Z<Z | Ес |, если при предварительном построении нагрузочной прямой (см. рис. 126) точка А выбиралась на харак-282
теристике, снятой при Uc — 0. В противном случае амплитуду этого напряжения определяют по формуле
UСК — [Eq Uci ] ,
где Uci — напряжение управляющей сетки, при котором снималась та анодная характеристика, где находится точка А (см. рис. 126).
5. Полученные данные позволяют произвести уточнение диаг-
принимает вид, приведенный на рис. 128. По этой диаграмме графически определяются уточненные значения /аа, 7а0, £/ам, Ua0. и вспомогательные величины /_0)5 и /+0)5, необходимые для дальнейших расчетов.
6.	Коэффициент нелинейных искажений определяется по формуле
Т =	(8.61)
где у2 и уз — коэффициенты нелинейных искажений по второй и по третьей гармоникам.
Если предположить, что асимметрия схемы отсутствует, то форма кривой суммарного тока Iаа будет симметричной и, как известно из изложенного выше, четные гармоники будут отсутствовать.
При симметрии схемы можно ограничиться определением коэффициента нелинейных искажений только по третьей гармонике:
1 2 (/+0,5 I_о,э) /аа	/о
Г^-1^ + 1^ 	<8'62>
Однако добиться полной симметрии схемы двухтактного каскада трудно. Поэтому при расчете коэффициента нелинейных искажений следует учитывать так называемый коэффициент
асимметрии X, определяемый как отношение разности анодных токов обоих плеч к меньшему из них:
Х=Гт~Гт или Х = 1'™~Г™ .	(8.63)
ао	^ам
Коэффициент асимметрии схемы практически колеблется в пределах
0,2<Х<0,3.
Наличие асимметрии кривой суммарного тока приводит к появлению второй гармоники. В этом случае определяется и коэффициент нелинейных искажений по второй гармонике:
л Т' ____ Т"
1 ам ам
V  Т' I т"
& /ам|7ам
(8.64)
Заменяя необходимые соотношения в выражении (8.64) через коэффициент асимметрии, получим:
<8-65)
Коэффициент нелинейных искажений по третьей гармонике при асимметрии схемы равен:
1 2(/+0,51 + х) /аа
(8.66)
Общий коэффициент нелинейных искажений определяется в этом случае по формуле (8.61).
7.	По уточненным данным производится проверка мощности, выделяемой на аноде каждой лампы в режиме покоя:
Рао МЛ»,	(8.67)
и в режиме максимального сигнала:
Ра макс = UaoIso Рр	(8.68)
где Zs0 = 0,25Zaa (1	2	— среднее значение суммарного
\	* аа/
тока при максимальном сигнале;
Р[ = ~ — полезная мощность, отдаваемая одной лампой.
В обоих случаях мощность, выделяемая на аноде каждой лампы, не должна превышать допустимую.
8.	Выбирается тип смещения, рассчитывается (если это необходимо) сопротивление резистора автоматического смещения, уточняется к. и. д. каскада и рассчитывается ряд других величин.
Как указывалось выше, автоматическое смещение в режиме
класса АВ может применяться, когда импульс анодного тока превышает ток покоя не более чем в три раза, т. е. когда
(8.69)
В противном случае следует применять подачу отрицательного смещения от постороннего источника. При расчете сопротивления резистора смещения нужно учитывать не только среднее значение суммарного тока, но и ток экранной сетки:
Величина напряжения источника анодного питания может быть окончательно уточнена только после расчета выходного трансформатора, когда будет известна величина активного сопротивления его первичной обмотки. Однако приближенно уже сейчас можно определить Аа для двух случаев:
а)	при наличии независимого смещения
E& = Uao^Iao^- ,	(8.71)
б)	при использовании автоматического смещения
E^Uao + IaJ±+\Ec\,	(8.72)
где п — активное сопротивление первичной обмотки выходного трансформатора *.
После этого уточняется к. п. д. каскада:
р
где Ро = 21аоЕа.
Затем определяются параметры лампы в рабочей точке.
9.	Производится электрический расчет выходного трансформатора, в результате которого определяются коэффициент трансформации тг, активное сопротивление первичной и вторичной обмоток rt и г2, наименьшая допустимая индуктивность первичной обмотки (по заданной величине 7ИН) и наибольшая допустимая индуктивность рассеяния Ls (по заданному Ма).
В двухтактной схеме, работающей в режиме АВ, сопротивление нагрузки между анодами равно:
Baa = 7?i + ri + r;,	(8.73)
где R'a = —| — пересчитанное сопротивление нагрузки;
п+г'г^ Г. +
— полное активное сопротивление обмоток трансформатора.
* Для приближенного расчета можно считать, что
-^=10.4- 20 в.
Допустим, что в первичной обмотке трансформатора протекает переменный ток звуковой частоты, действующее значение которого равно Ц. Тогда полезная мощность, выделяемая на пересчитанном сопротивлении нагрузки, будет равна:
а мощность потерь в трансформаторе
Ри = 1\(г, + г'2).
В этом случае к. п. д. трансформатора равен:
-	= Дн
Р1 + Рп	Ra + ^4-г.;	п2даа ’
откуда
----Б-- •
Лтр^аа
(8.74)
Активные сопротивления обмоток трансформатора обычно выбирают так, чтобы потери в них были равны/При этом
74 = 74 = 7-; 74 + ^ = 2г.
Из выражений (8.73) и (8.74) определяется величина
Г1 = г = Л»_(1_Пгр).	(8.75)
Величина активного сопротивления вторичной обмотки определяется по формуле:
r2 = rln2.	(8.76)
Индуктивность первичной обмотки выходного трансформатора определяется, исходя из заданного значения Мн:
«н КМн-1
(8.77)
Эквивалентное сопротивление Rs примерно равно:
7?,»«аа,
поскольку в случае применения пентодов или лучевых тетродов Ri аа Э* 7?аа.
Наибольшая допустимая величина индуктивности рассеяния определяется, исходя из заданной величины Мв:
Ls<R^ + R,^	(8.78)
(0в
Глава 9
СПЕЦИАЛЬНЫЕ ВИДЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ СХЕМ
§ 1. РАЗНОВИДНОСТИ СПЕЦИАЛЬНЫХ СХЕМ
В общей структуре почти каждого усилительного устройства встречаются кроме описанных выше еще и такие, специального назначения ламповые и транзисторные схемы усилительных каскадов, для которых усиление напряжения, тока или мощности является либо задачей второстепенного порядка, либо вовсе не входит в их функцию. Иногда такие каскады выполняют роль своеобразного буфера между смежными узлами усилительного устройства; иногда же выполняют какую-либо специальную функцию, которая связана с фактом усиления входного сигнала лишь как с сопутствующим явлением второстепенного порядка. Так, например, если оконечный каскад усиления мощности выполнен по двухтактной схеме, то в задачу предшествующего ему так называемого предоконечного каскада входит прежде всего возбуждение двух равных по интенсивности, но противофазных напряжений, без чего двухтактная схема работать не сможет.
Из всего многообразия усилительных каскадов специального назначения ниже рассматриваются лишь некоторые виды пред-оконечных и буферных усилительных схем, в частности фазоинверсные и каскодные, поскольку такие схемы получили широкое распространение в звуковоспроизводящих устройствах.
Предоконечным, или управляющим, каскадом называется каскад, предшествующий усилителю мощности и работающий на его сеточную цепь.
В качестве таких могут быть использованы различные типы усилительных каскадов: реостатный, трансформаторный, катодный повторитель и др. Применение того или иного вида предоконечного каскада зависит от схемы и характера работы оконечного усилителя мощности.
Так, если в однотактном усилителе мощности лампа работает в режиме класса (без токов сетки), -то в качестве предоконечного
может быть использован реостатный каскад, рассчитанный таким образом, чтобы обеспечить необходимое напряжение возбуждения
на входе мощного каскада.
В случае необходимости (при ограниченном количестве предварительных каскадов усиления напряжения и относительно большой величине напряжения на входе мощного каскада) может быть применен трансформаторный каскад. Однако в современных усилительных устройствах такой тип предоконечного каскада не применяется из-за вносимых им больших частотных и нелинейных
искажений. Таким образом, если оконечный каскад собран
Рис. 129. Трансформаторный вход двухтактного каскада
по обычной однотактной схеме и его лампа (или лампы) работает в режиме класса Аь то в качестве предоконечного каскада может быть использован практически любой тип каскада усиления напряжения.
Но если лампа оконечного однотактного каскада работает в режиме класса А2, т. е. при наличии сеточного тока в течение какой-то части периода, то предшествовать такому каскаду должен уже не усилитель напряжения, а усилитель тока. Возникновение сеточного тока вызывает
достаточно ощутимые нелинейные искажения, величина которых тем больше, чем выше значение внутреннего (выходного) сопротивления источника входного сигнала, т. е. в данном случае предоконечного каскада. Усилители тока (в частности, катодный повторитель), в отличие от усилителей напряжения, как раз и обладают малым выходным сопротивлением. Значит, именно такой каскад должен предшествовать мощному оконечному, если его лампа работает с сеточными токами.
И, наконец, еще иначе обстоит дело, если оконечный каскад усиления мощности работает по двухтактной схеме.
В этом случае задача усложняется тем, что на вход каждого
плеча двухтактного каскада нужно подать напряжения, равные по величине, но сдвинутые по фазе одно относительно другого на 180°. Для выполнения указанных условий в простейшем случае может быть применена схема, приведенная на рис. 129, когда предоконечный каскад является трансформаторным.
Входной трансформатор оконечного каскада Тр-1 имеет, как видно из рис. 129, вывод от средней точки своей вторичной обмотки. Входной сигнал каждого плеча снимается с соответствующей половины вторичной обмотки Тр-1. Так как средняя точка этой обмотки соединена с катодами обеих ламп двухтактного каскада, то полярность напряжения на ее концах (т. е. полярность напряжения управляющих сеток обеих ламп) будет в любой момент
времени взаимно противоположной. Этим и обеспечивается про-тивофазность входных напряжений, равенство которых определяет одинаковое число витков в каждой из половин вторичной обмотки Тр-1. Недостатком описанной схемы является наличие входного трансформатора Тр-1 (см. рис. 129), который одновременно служит выходным трансформатором предоконечного каскада.
Не говоря уже о громоздкости, значительной стоимости и сложности изготовления такого трансформатора, наличие его приводит, как известно, к сужению диапазона частот, воспроизводимых усилителем, и к появлению дополнительных нелинейных искажений, возникающих за счет постоянного намагничивания магнитопровода.
Существуют, однако, специальные схемы предоконечных каскадов, называемые фазопереворачивающими (инверсными) схемами, позволяющие получать сдвиг по фазе на 180° между напряжениями на сетках ламп двухтактного каскада без применения трансформатора. Такие схемы перехода от однотактного каскада к двухтактному получили очень большое распространение, в особенности в широкополосных усилителях, т. е. в усилителях, где прямолинейность частотной характеристики должна быть соблюдена в достаточно широком диапазоне частот.
Любая из рассмотренных ниже фазоинверсных схем включает в себя один или два усилителя напряжения, т. е. обладает достаточно высоким значением выходного сопротивления. По этой причине в случаях, когда лампы оконечного двухтактного каскада работают в режиме класса В2 или класса АВ2, когда сеточные цепи обоих плеч такого каскада потребляют в течение какой-то части периода значительный ток, использовать фазоинверсный каскад в качестве предоконечного, непосредственно предшествующего мощному, не представляется возможным, так как при таких обстоятельствах во много раз возрастают нелинейные искажения, вызываемые токами управляющей сетки. Значит, и в таких случаях между двумя выходами фазоинверсного каскада и обоими входами двухтактного надо поместить какое-то буферное устройство, которое уменьшало бы выходное сопротивление предоконечного каскада. Таким устройством может, например, быть понижающий трансформатор, число витков каждой из половин вторичной обмотки которого будет в п раз меньше числа витков первичной. Тогда выходное напряжение предоконечного каскада уменьшится в п раз, а его выходное сопротивление — в п2 раз. Но использование трансформатора мало целесообразно по рассмотренным выше причинам. Более целесообразно в таких случаях воспользоваться какими-либо усилителями тока (например, катодными повторителями), поместив по одному такому каскаду в качестве буфера между выходом фазоинверсного и соответствующим входом двухтактного каскадов.
19 и. Я. Чудновский
289
§ 2. ПРОСТЫЕ ФАЗОИНВЕРСНЫЕ СХЕМЫ
Фазоинверсный каскад предназначен, как показано выше, для получения на входе двухтактного оконечного каскада двух равных по амплитуде напряжений, но сдвинутых по фазе одно относительно другого на 180°. Наиболее распространенной схемой фазоинверсных каскадов, используемой в большинстве звуковоспроизводящих устройств (как стационарных, так и передвижных), является так называемая простая (классическая) фазоинверсная схема
Рис. 130. Простая фазоинверсная схема с отдельным делителем
Рис. 131. Простая фазоинверсная схема с делителем в цепи сетки
с делителем в цепи сетки последующей или в цепи анода данной лампы. Оба варианта этой схемы приведены на рис. 130 (с делителем в анодной цепи) и на рис. 131 (с делителем в цепи сетки последующей лампы). Фазоинверсный каскад такого типа состоит из двух частей — двух плеч: основного и фазоинверсного. В основном плече работает первый (левый по схеме) триод лампы Л, а в фазоинверсном — второй (правый) триод. Оба плеча в принципе представляют обычные реостатные каскады усиления напряжения на триодах. Так, в основном плече (см. рис. 130 и 131) Ri — резистор в цепи сетки (сопротивление утечки) левого триода/, Т?2 и Ci.— узел автоматического отрицательного смещения; /?4 — резистор анодной нагрузки, С3 — разделительный (переходной) конденсатор. Во втором (фазоинверсном) плече Т?7 — резистор в цепи сетки (сопротивление утечки) правого триода II; Я3иб2 — узел автоматического отрицательного смещения; R5 — резистор анодной нагрузки; С4 — разделительный (переходной) конденсатор. Оба триода лампы Л обладают, естественно, одинаковыми значениями параметров (S, Rif ц).
Другие элементы обоих плеч (резисторы автоматического смещения, анодной нагрузки и т. п.) также могут быть выбраны соответственно равных величин. Электрический режим питания обоих триодов тоже одинаков. В результате, как правило, показатели 290
работы обоих реостатных каскадов (обоих плеч фазоинверсного каскада) имеют почти одни и те же значения. Это относится и к такому показателю, как коэффициент усиления по напряжению (коэффициент передачи). Заметим, однако, что абсолютного равенства соответствующих показателей работы обоих плеч, в том числе и их коэффициентов передачи, не удается добиться. Это объясняется определенным разбросом параметров используемых триодов и других элементов схемы (резисторов конденсаторов). В то же время, как будет видно из дальнейшего, разность величин соответствующих показателей работы обоих плеч данного каскада в пределах 10% практически не оказывает влияния на работу схемы в целом. Работа такого каскада протекает следующим образом.
Сигнал с выхода предварительного усилителя напряжения поступает на вход основного плеча фазоинверсного каскада (UBX на рис. 130 и 131). Основное плечо усиливает этот сигнал в Ki раз и одновременно поворачивает его фазу на 180°. Свойством такого поворота фазы усиливаемого сигнала обладает любой реостатный каскад, работающий на электронной лампе. Дело в том, что напряжение источника анодного питания Еа распределяется так, что одна его часть падает на сопротивлении анодной нагрузки (£7Н), а вторая — между анодом и катодом лампы (Z7a):
Ea = Un + Ua.
Падение напряжения Z7H на сопротивлении нагрузки 7?а зависит и от величины анодного тока:
£/ = /а/?а.
Следовательно:
Еа = I aRa -j- Ua, откуда
U а — Еа — I aRa.
Напряжение источника анодного питания Еа практически всегда остается постоянным. Если в один из полупериодов пульсирующего входного сигнала напряжение сетки будет увеличиваться, то это вызовет увеличение анодного тока; падение напряжения UH — IaRa будет увеличиваться, а напряжение анода Ua — уменьшаться. В другой полупериод произойдет обратное явление: напряжение сетки будет уменьшаться (что приведет к уменьшению анодного тока), а напряжение анода — увеличиваться. Следовательно, когда напряжение сетки (входное напряжение) увеличивается, напряжение анода (по сути, напряжение выхода схемы) уменьшается. Таким образом, пульсации выходного и входного напряжений реостатного каскада оказываются противофазными.
Переменная составляющая пульсирующего напряжения анода основного триода I через разделительный конденсатор С3 поступает во входную цепь первого плеча оконечного двухтактного каскада
усиления мощности (U'c на рис. 130 и 131). Резистор Т?8 является сопротивлением утечки лампы этого плеча. Одновременно это же напряжение подается на делитель	через второй (допол-
нительный) разделительный конденсатор С5 (см. рис. 130). Нижнее плечо делителя Я7 играет еще и роль сопротивления утечки сетки правого триода II, работающего в фазоинверсном плече каскада. Коэффициент деления выбирается так, чтобы он был равен коэффициенту усиления фазоинверсного плеча:
Я64--К7 _
R7 “Л2-
В результате этого напряжение U'c сперва уменьшается делителем в К2 раз, а затем усиливается триодом II тоже в К2 раз.
Таким образом, амплитуда пульсаций выходного напряжения фазоинверсного триода II оказывается равной амплитуде пульсаций напряжения на выходе основного триода I данного каскада, но по фазе эти пульсации будут противоположны, так как триод II поворачивает фазу усиливаемого им напряжения еще на 180°. Коэффициент деления делителя 7?6 — Т?7 выбирается обычно небольшим, чтобы легче было осуществить этот делитель применением непроволочных резисторов, имеющих разброс параметров до ± 10%. Поэтому и коэффициент усиления каждого плеча фазоинверсного каскада тоже должен быть небольшим, в связи с чем в таких схемах используются обычно триоды.
Усиленное фазоинверсным плечом напряжение подается через разделительный конденсатор С3 на вход второго плеча оконечного двухтактного каскада усиления мощности (U'c на рис. 130).
Таково же в принципе и действие схемы с делителем в цепи сетки (см. рис. 131), с той лишь разницей, что делитель 7?6 — R7 является одновременно сопротивлением утечки сетки лампы первого плеча двухтактного каскада (К8 = Re + -й7)« Нижнее плечо делителя R7 и в данном случае служит сопротивлением утечки сетки фазоинверсного триода II.
Схема с делителем в анодной цепи (рис. 130) используется тогда, когда лампы оконечного каскада работают в жестком режиме АВ и отрицательное смещение на их сетки подается от постороннего, независимого источника. Использование в таком случае простой фазоинверсной схемы с делителем в цепи сетки невозможно, так как большое по величине напряжение отрицательного смещения оконечных ламп попадало бы и на сетку фазоинверсного триода, в результате чего этот триод оказался бы запертым. Такая схема может быть использована лишь при работе ламп оконечного двухтактного каскада в режиме класса А или очень мягком режиме класса АВ, т. е. тогда, когда оказывается возможным использование автоматического способа подачи отрицательного напряжения смещения индивидуально для каждого каскада.
Из изложенного вытекает, что напряжение входа первого плеча двухтактного каскада (см. рис. 130 и 131)
и'с = исК.,	(9.1)
где Uc — напряжение возбуждения первого (основного) триода простой фазоинверсной схемы; а — его динамический коэффициент усиления.
Учитывая, что в обоих вариантах схемы напряжение возбуждения второго (фазоинверсного) триода, уменьшаемое сравнительно с Uc с помощью делителя R§ — R7, будет равно:
можно определить напряжение входа второго плеча двухтактного каскада:
<9-2>
Но для нормальной работы двухтактного каскада необходимо, чтобы выполнялось условие
U"c=U'c.	(9.3)
Это значит, что
(9-4)
или, что по сути одно и то же:
=	(9.5)
Отсюда вытекает, что нарушение равенства (9.5) неизбежно приведет к нарушению условия (9.3), к асимметрии входных напряжений двухтактного каскада. А это, в свою очередь, вызовет повышенные нелинейные искажения.
Поддержание равенства (9.5) в процессе эксплуатации усилителя зависит как от неизменности параметров резисторов, из которых изготовлен названный выше делитель напряжения, так и от стабильности динамического коэффициента усиления второго, фазоинверсного триода рассматриваемых схем. С целью достаточно высокой степени стабилизации величины К2 резистор автоматического смещения фазоинверсного триода 2?3, как правило, не шунтируется блокирующим конденсатором С2 (см. рис. 130 и 131), чем вводится внутрикаскадная активная отрицательная обратная связь по току с последовательным способом подачи. Такой вид связи, как известно из главы 3, § 4, делает коэффициент усиления более стабильным, уменьшая его зависимость от изменчивости параметров триода, работающего в этом плече фазоинверсного каскада. Но от нарушения равенства входных сигналов
двухтактного каскада, вызванного изменчивостью величин сопротивлений 7?6 и Т?7, указанный способ не избавляет, что является определенным недостатком обоих вариантов простой (классической) фазоинверсной схемы.
§ 3. АВТОБАЛАНСНЫЕ ФАЗОИНВЕРСНЫЕ СХЕМЫ
Указанный выше недостаток простой (классической) фазоинверсной схемы отсутствует в так называемой автобалансной (или самобалансирующейся) инверсной схеме, в качестве примера которой на рис. 132 приведен один из ее вариантов — наиболее
Рис. 132. Автобалансная фазоинверсная схема'
Л — двойной триод, первая (I) половина которого работает в основном, а вторая (II) — в фазоинверсном плече; R2 и Ci, R3 и С2 — узлы автоматического смещения основного и фазоинверсного плеч; Н4 — резистор анодной нагрузки первого, а В6 — второго плеч; С3 и С4 — разделительные (переходные) конденсаторы; Re и R2 — последовательно соединенные между собой резисторы, выполняющие функции со-
простой, достаточно распространенный и удобный для анализа.
Принци]# переворачивания фазы в этой схеме использован тот же, что и в простой фазоинверсной схеме. Однако действие автобалансной схемы отличается от действия простой.
Резистор R д, называемый еще балансиру-
противления утечки лампы первого плеча двухтактного каскада; Я, -J- R$ — сумма сопротивлений резисторов, представляющая собой сопротивление утечки лампы второго плеча двухтактного каскада
ющим, соединен одним концом с общим нулевым проводом («землей») усилителя (точка г на рис. 132), а другим
концом — с сеткой триода II лампы Лис общей точкой резисто-
ров Rq и Т?7 (точка б). Таким образом, напряжение на сетку инвертирующего триода II
лампы Л подается с балансирующего резистора /?9. Переменная
составляющая анодного тока триода I проходит частично через резистор анодной нагрузки этого триода и частично че-
рез цепочку, состоящую из конденсатора С3 и резисторов R& и Я9.
При подаче на выход усилителя напряжения сигнала на резисторе Т?9 произойдет падение напряжения под действием переменной составляющей анодного тока триода I, которое и будет подано на вход инвертирующего триода II лампы Л. В результате этого в анодной цепи триода II сразу же появятся колебания анодного тока. Переменная составляющая анодного тока триода II также частично пройдет через резистор Т?5 анодной нагрузки этого триода
и частично через цепочку, состоящую из конденсатора С4 и резисторов Т?7 и /?9.
Следовательно, на резисторе /?9 произойдет падение напряжения еще и под действием переменной составляющей анодного тока триода II. Таким образом, на одном и том же балансирующем резисторе /?9 происходит падение напряжения как под действием переменной составляющей анодного тока триода I (обозначим это падение напряжения через {7иНВ), так и под действием переменной составляющей анодного тока триода// (£7иНВ)- Напряжение {7иНВ всегда несколько больше напряжения £7инВ-
Это объясняется тем, что сопротивление резистора /?6 на 10 4-4-20% меньше сопротивления резистора /?7. Поскольку входные напряжения ламп двухтактного оконечного каскада U'c и U"c, т. е. напряжения между точками а и г, с одной стороны, и точками виг — с другой, должны быть равны между собой, а сопротивление резистора /?6 меньше сопротивления резистора /?7, напряжение £7иНВ больше напряжения UBHB.
Переменные составляющие анодных токов триодов I и II сдвинуты по фазе один относительно другого на 180°. Вследствие этого и напряжение С/иИВ также сдвинуто по фазе на 180° относительно напряжения £7иНВ, т. е. результирующее напряжение на резисторе/?9 равно:
UHBB = U^B-U'^B.	(9.6)
Оно совпадает по фазе с входным напряжением лампы первого плеча двухтактного каскада U'c.
Напряжение {7ИНВ является входным напряжением инвертирующего триода // лампы Л.
Допустим теперь, что по каким-либо причинам входное напряжение первого плеча двухтактного каскада U'c несколько увеличилось. Это немедленно вызовет пропорциональное увеличение напряжения €^1НВ, являющегося частью входного напряжения первого плеча; одновременно с этим, согласно (9.6), произойдет пропорциональное увеличение разностного напряжения ?7ИНВ, т- е-увеличение входного напряжения инвертирующего триода //, что, в свою очередь, приведет к пропорциональному же увеличению напряжения на выходе этого триода, к увеличению входного напряжения лампы второго плеча двухтактного каскада U’c. В конечном итоге этих мгновенно происходящих процессов входное напряжение второй лампы U’c возрастет до уровня входного напряжения первой лампы U’c — схема автоматически сбаланси-руется.
При случайном уменьшении входного напряжения U'c пропорционально уменьшатся: напряжение Z/инв, напряжение Z7HHB, выходное напряжение инвертирующего триода // и входное напряжение U’c- Схема снова автоматически сбалансируется. Нетрудно доказать, что автоматическая балансировка такой схемы будет
происходить и при изменении входного напряжения второго плеча двухтактного каскада U’c. Если, допустим, это напряжение начнет уменьшаться относительно входного напряжения U'c, то напряжение t/инв также пропорционально уменьшится, а разностное напряжение Z7HHB увеличится, что приведет к автоматическому увеличению начавшего было уменьшаться входного напряжения U"c. При увеличении входного напряжения U'c произойдет обратное явление.
Для нормальной работы автобалансной инверсной схемы весьма важно поддерживать заданное соотношение сопротивлений R& и Т?7, которое должно быть согласовано с коэффициентом усиления инвертирующего триода II. В противном случае возможна разбалансировка схемы — нарушение равенства входных напряжений ламп оконечного двухтактного каскада.
В описываемой автобалансной фазоинверсной схеме* нет особой необходимости охватывать второй (инвертирующий) триод отрицательной обратной связью с целью стабилизации его динамического коэффициента усиления. Объясняется это описанными выше физическими явлениями, происходящими в автобалансной схеме при уменьшении входного напряжения второго плеча ?7ВХ, что равнозначно уменьшению динамического коэффициента усиления инвертирующего триода II, которое может возникнуть с течением времени, например, из-за старения электронной лампы.
Один из существенных недостатков описываемой автобалансной схемы, аналогичный подобному же свойству варианта простой фазоинверсной схемы с делителем в цепи сетки последующей лампы,— это невозможность использования ее в том случае, когда лампы оконечного двухтактного каскада работают в режиме класса В или жестком (глубоком) АВ. Такая работа двухтактного каскада вынуждает использовать подачу отрицательного напряжения смещения на управляющие сетки его ламп от постороннего источника (фиксированное смещение), поскольку в таком случае невозможно, по известным причинам, использовать способ автоматического смещения. Чтобы осуществить такой вид отрицательного смещения, можно, например, включить источник постоянного напряжения смещения в разрыв цепи между точками 1—2, соблюдая указанную на рис. 132 полярность. В таком случае между катодом и управляющей сеткой каждой лампы оконечного двухтактного каскада окажутся последовательно включенными постоянное напряжение отрицательного смещения Ес и переменное напряжение входа соответствующего плеча — Uc или U'c. Этими обстоятельствами и обеспечивается независимость такого способа смещения от работы всей схемы в целом.
Но, как видно из рис. 132, этот же источник одновременно окажется включенным последовательно резистору Я9, т. е. между сеткой и катодом второго (инвертирующего) триода II. В связи с тем, что амплитуды входных напряжений обоих плеч оконечного 296
может быть использован другой вариант
К сетке лампы первого --------► плеча,
*10 Е.
'[/('ката-—*^3ам оконечных ламп К сетке ------^лампы второго
_ - плеча.
La
Рис. 133. Дифференциальная фазоинверсная схема
каскада достаточно велики, абсолютная величина напряжения Ес должна быть настолько большой, что второй триод II может оказаться запертым,— вся схема нормально работать не сможет.
Чтобы избежать этого явления в тех случаях, когда в оконечном двухтактном каскаде используется фиксированное отрицательное смещение от постороннего источника, в качестве схемы предоконечного каскада автобалансной фазоинверсной схемы, так называемой дифференциальной схемы, пример которой приведен на рис. 133.
В такой схеме назначение и действие всех основных элементов — электронной лампы Л, резисторов от Rt до /?9 и конденсаторов от (\ до (\ включительно — полностью равнозначны назначению и действию соответствующих элементов в схеме рис. 132. Различие между этими двумя схемами заключается в следующем. В автобалансной схеме (рис. 132) узел, состоящий из трех резисторов — 1?6, Л7 и Л9, — выполняет одновременно несколько функций: Л6 + Л9 — сопротивления утечки лампы первого плеча двухтактного каскада, Л7 ф Т?9— сопротивления утечки лампы второго плеча, Л9 — сопротивление утечки фазоинверсного триода II, весь узел в целом — сложного делителя напряжений с целью получения разностного балансирующего напряжения Линв на зажимах Л9. В дифференциальной разновидности автобалансной схемы (см. рис. 133) указанные функции разделены (дифференцированы) между несколькими узлами. Так, резистор Л10 выполняет лишь функцию сопротивления утечки лампы первого, а резистор — лампы второго из плеч двухтактного каскада. В связи с этим узел, состоящий из R6, R7 и /?9, в данной схеме играет только роль делителя. Лишь резистор Т?9 по-прежнему выполняет функцию сопротивления утечки фазоинверсного триода, являясь одновременно частью делителя напряжений. Дополнительный, сравнительно со схемой рис. 132, конденсатор С5 препятствует подаче на сетку фазоинверсного триода II высокого (по абсолютной величине) напряжения отрицательного смещения, которое от постороннего независимого источника Ес (рис. 133) подается (через и 7?и) на управляющие сетки обеих ламп двухтактного оконечного каскада. Благодаря такому различию и оказывается возможным использовать дифференциальную разновидность автобалансной фазоинверсной схемы (рис. 133)
в тех случаях, когда лампы оконечного двухтактного каскада работают в режиме класса В или в жестком (глубоком) режиме класса АВ, вследствие чего напряжение отрицательного смещения может быть подано лишь от постороннего независимого источника.
§ 4. ФАЗОИНВЕРСНАЯ СХЕМА С РАЗДЕЛЕННОЙ НАГРУЗКОЙ
Некоторое распространение получила одноламповая фазоинверсная схема, так называемая схема с разделенной нагрузкой, которая состоит из одного триода (см. рис. 134, а) и двух резисторов: Ri и R2, первый из которых включен в цепь анода, а второй — в цепь катода лампы.
Кроме этих в рассматриваемой схеме имеются еще и другие* элементы: Rc — резистор в цепи сетки триода Л; RK — резистор,
и
П1	К сетке лампы
“Р"*” первого плеча
f К катодам оконеч-
Г-*" ныт ламп .
й' * л
К сетке лампы
* второго плеча
-2
Рис. 134. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы каскада с разделенной нагрузкой
а Ск - конденсатор узла автоматического смещения; СД и С2 — разделительные (переходные) конденсаторы. Назначение и функции этих второстепенных элементов данной схемы аналогичны назначению и функциям соответствующих элементов любой из рассмотренных выше усилительных схем.
Действие фазоинверсной схемы с разделенной нагрузкой может быть представлено в следующем виде. Через резисторы Л2 и лампу всегда будет проходить один и тот же ток, так как все эти три элемента включены между собой последовательно.
Предположим, что в режиме покоя, когда сигнал на входе схемы отсутствует и в анодной цепи рассматриваемой схемы проходит постоянный ток покоя /а0, установилось определенное равновесие напряжений (рис. 134, а):
=	=	=	(9.7)
т. е. что падение напряжения на резисторе анодной нагрузки
Ua6 = JaoRi=Uo,	(9.8)
падение напряжения на резисторе катодной нагрузки
Ue3 = IaoR2 = Uo	(9.9)
и напряжение анода лампы будут между собой равны *.
иа=ибв = и0.
Это значит, что в таком случае и потенциалы обеих сеток ламп двухтактного каскада относительно общего нулевого («заземленного») провода схемы (относительно катодов этих ламп) будут одинаковы.
В связи с тем, что напряжение на зажимах источника питания анодной цепи всегда остается постоянным и равным
Е& = иаб-]-иа-]-ивг, анодное напряжение будет в любой момент времени равно:
Ua = Ea-(Ua6 + Ues).	(9.10)
При подаче входного сигнала в колебательном режиме напряжение сетки и, следовательно, анодный ток будут пульсировать, причем пульсации их будут синхронны и синфазны. В течение первой четверти периода, когда напряжение сетки растет, будет увеличиваться и анодный ток, достигая к концу этой четверти своего максимального значения 1а макс.
В связи с этим падение напряжения на резисторе анодной нагрузки Ri увеличится тоже до своего наибольшего значения:
^об макс =-^а макс-^1»	(9.11)
т. е. возрастает на величину
иаб макс- и0 = MJa6.	(9.12)
Так как электронная лампа обладает сопротивлением нелинейным, то полученные выражения (9.10), (9.11) и (9.12) означают, что потенциал в точке б (см. рис. 134, а) и, следовательно, потенциал сетки первой лампы двухтактного каскада (относительно общего нулевого провода схемы) понизились сравнительно с начальным моментом на величину \Ua6-
В то же самое время к моменту окончания первой четверти периода колебаний входного сигнала потенциал в точке в (см. рис. 134, а) и, следовательно, потенциал сетки второй лампы двухтактного каскада (относительно той же нулевой точки) повысятся на какую-то величину Д£7вз. Произойдет это потому,
* Падением напряжения на резисторе RK, ввиду его малости, можно в данном случае пренебречь, чтобы не усложнять рассуждений.
что R2 — сопротивление линейное, и поэтому возросший до своего максимума анодный ток, проходя через это сопротивление, создаст на его зажимах наибольшее падение напряжения
Uвг макс — макс-^2»	(9.13)
которое будет выше своей начальной величины на
^вгмакс Uo = \Uez.	(9.14)
Итак, благодаря возрастанию анодного тока, вследствие чего повысилось падение напряжений на резисторах 2?i и потенциал сетки первой лампы двухтактного каскада уменьшился, а сетки второй — увеличился (относительно катодов этих ламп) сравнительно с начальными значениями этих потенциалов в режиме покоя.
К концу первой четверти периода анодное напряжение уменьшится до величины
Uа мин ~ Е& (Uаб макс ~Ь Uвг макс) — Еа 1а макс {Ri 4" Т?2)- (9.15)
В течение второй четверти рассматриваемого периода анодный ток будет уменьшаться, под действием чего потенциал сетки первой лампы двухтактного каскада будет увеличиваться, а второй — уменьшаться; к концу второй четверти периода потенциалы обеих сеток снова уравняются.
В течение третьей четверти периода, к концу которой анодный ток, постепено уменьшаясь, достигнет своего минимального значения, падение напряжения на Ri будет уменьшаться до своего минимума:
иаб мин = ^амин-^1>	(9.16)
вследствие чего потенциал анода лампы и, следовательно, потенциал сетки первой лампы двухтактного каскада возрастут на величину
а6 — Uо Uаб мин — Ri {Jао -^а мин)-	(9.17)
В то же время, в связи с уменьшением падения напряжения на резисторе R2, потенциал в точке в и, следовательно, потенциал сетки второй лампы оконечного каскада будет уменьшаться, достигая своего наименьшего значения к концу рассматриваемой четверти периода колебательного процесса.
К концу четвертой, последней четверти периода потенциалы сеток обеих ламп двухтактного каскада снова уравняются.
Рассмотренные явления свидетельствуют о противофазности. входных напряжений U'c и U"z, равенство которых также необходимо для нормальной работы двухтактного каскада.
На рис. 134, б представлена эквивалентная схема рассматриваемого фазоинверсного каскада. Переменная слагаемая анодного тока, протекающего в последовательной цепи этой схемы, может
быть определена, исходя из закона Ома, для переменной слагаемой анодного тока в виде:
(9.19)
Ь = с, 	(9.18)
Тогда падение напряжения на сопротивлении анодной нагрузки (первое выходное напряжение схемы)
Т1' _ Т D _
Uc	Яг+Я!+Я2 ’
а падение напряжения на сопротивлении катодной нагрузки (второе выходное напряжение схемы)
Uc = /аТ?2 =	•	(9-20)
Оба эти напряжения должны быть между собой равны: и’с=щ.
Значит:

_________
+	" яг + Ях + Я2 ’
откуда следует единственно возможное условие:
X^X^R,	(9.21)
необходимое и достаточное для того, чтобы обеспечить указанное равенство выходных напряжений.
Фазоинверсная схема с разделенной нагрузкой обладает существенным достоинством, заключающимся в том, что любое изменение параметров используемого в этой схеме триода никак не влияет на симметрию выходных напряжений. Это свойство станет понятным, если снова обратиться к проведенному выше анализу эквивалентной схемы. Изменение любого из параметров лампы — ц, Ri или 5 — приводит, как видно из (9.18), к соответствующему изменению переменной слагаемой анодного тока 1а (рис. 134, б). Но этот ток одновременно проходит через оба последовательно соединенных сопротивления нагрузки: и Х2 —- и любые его изменения вызовут равнозначные изменения обоих падений напряжений на этих сопротивлениях, т. е. обоих выходных напряжений схемы.
Как видно из рис. 134, а, рассматриваемая схема приближается к схеме усилительного каскада с катодной нагрузкой, в связи с чем она охвачена достаточно глубокой отрицательной обратной связью по току. В замкнутой электрической цепи, какую представляет величина
собой эквивалентая схема рассматриваемого каскада, э. д. с. равна сумме падений напряжений (см. рис. 134, б):
= I a {Ri + Ri + ^2)5
одно и то же:
или, что
у 	№ + ^1 + ^2)
М
С учетом (9.21), выражение (9.22) преобразуется:
,	ис = I4Ri+2R>) ,	(9.23)
Величина любого из двух выходных напряжений схемы будет, с учетом (9.21), равна:
UBblx = I&R.	(9.24)
Тогда коэффициент усиления по напряжению для рассматриваемой схемы
/z   ^вых  	_ М-Д	/п п г х
Uc ~Ш + 2Й)	R^2R '
Разделив числитель и знаменатель правой части (9.25) на одну D	Л 1
и ту же величину — произведение р/? — и учитывая, что = у , получим в окончательном виде:
Kv = —Ц-.	(9.26)
1+2яГ
Так как в любом случае отношение ~ >> 0, то Kv <Z 1. Это значит, что для рассматриваемой схемы, как и для каскада с ка-тодной нагрузкой (см. главу 7, § 2), коэффициент усиления по напряжению будет меньше единицы, что является своеобразным свойством такого фазоинверсного каскада. Кроме того, выходные сопротивления обоих плеч такого каскада не равнозначны между собой.
§ 5. КАСКОДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Такое название получили специального вида усилительные схемы, кардинально отличающиеся от всех обычных типов. В отличие от всех рассмотренных ранее схем, каждая из которых состоит из активного элемента (электронной лампы или транзистора) и нескольких пассивных элементов — конденсаторов и резисторов (а иногда и моточных деталей — дросселей, трансформаторов), в схеме каскодного усилителя одновременно работают кроме упомянутых пассивных обязательно два активных элемента, включенных таким образом, что по переменной слагаемой анодного тока один из них служит нагрузкой для другого. Следствием этого, как будет видно из дальнейшего, являются такие особые, сравнительно со всеми другими усилительными схемами, свойства каскодного усилителя, как, например, увеличенное входное сопротивление, высокоустойчивый, малозависимый от изменений параметров лампы, коэффициент усиления, малый уровень собственных шумов и др.
Каскодные усилители имеют множество разнообразных вари
антов схем, которые отличаются тером и типом используемого г ципиальными особенностями соединения обоих активных и всех пассивных элементов между собой.
По типу применяемых активных элементов чаще всего встречаются каскодные схемы на электронных и полупроводниковых триодах. По принципу использования этих активных элементов наибольшее распространение получили такие каскодные усилители, в которых один из активных элементов включается по схеме с общим катодом (общим эмиттером), а второй — по схеме с общей сеткой (общей базой). Именно такой принцип построения каскодной схемы и дает возможность получения высокого коэффициента усиления по напряжению (что свойственно в основном усилительным каскадам на пентодах) при одновременном очень низком уровне собственных шумов (что характерно для каскадов усиления на триодах).
В то же время использование
друг от друга не только харак-гивного элемента, но и прин-
Рис. 135. Последовательное (а) и параллельное (б) включение ламп в каскодных схемах
этого принципа может встречать-
ся в двух вариантах, упрощенные принципиальные схемы которых приведены на рис. 135. Первая из этих схем (см. рис. 135, а)характерна тем, что оба активных элемента, в данном случае электронные триоды, включены по постоянному току последовательно; через оба триода в любой момент времени проходит один и тот же анодный ток. Вторая схема (рис. 135, б) отличается от первой параллельным включением активных элементов по постоянному току. По целому ряду причин каскодная схема с параллельным включением (рис. 135, б) встречается крайне редко. Поэтому в дальнейшем рассматривается действие, параметры и особенности каскодной схемы с последовательным включением электронных триодов по постоянному току (рис. 135, а).
В такой схеме напряжение возбуждения UC1 действует на входе схемы — между сеткой и катодом триода анодной нагрузкой которого служит входное сопротивление триода Л2. Нагрузкой
второго триода Л2 служит обычный резистор Я2. Напряжение отрицательного смещения триода в схеме рис. 135, а задается от постороннего источника £с, но в принципе может быть задано и автоматически, включением соответствующего ЯС-узла в цепь катода Л^ Для второго триода Л2 это напряжение задается с помощью делителя Я3— Я4. Соотношение этих сопротивлений выбирается так, чтобы потенциал в их общей точке (потенциал сетки Л2) был относительно общего нулевого провода ниже потенциала анода первого триода Л1 на величину необходимого напряжения отрицательного смещения.
По переменному току сетка Л2 заземлена конденсатором С2. Значит, напряжение этой сетки относительно общего нулевого провода постоянно. Отсюда следует, что в режиме покоя, при отсутствии входного сигнала С7с1, изменения потенциала катода Л2 и, следовательно, анода Лх будут отсутствовать. При подаче входного сигнала в колебательном режиме возникнут колебания анодного тока Zai, проходящего через лампу Лг.
Как известно из курса электровакуумных приборов, для электронного триода справедливо уравнение
I^suc + -^ua,	(9.27)
где 7а, Uc и U& — переменные слагаемые анодного тока, напряжения сетки и напряжения анода; S — крутизна характеристики триода и Ri — его дифференциальное сопротивление.
С учетом (9.27), можно записать уравнение переменной слагаемой анодного тока первого триода Лъ работающего в каскодной схеме в виде:
/af=SA14-^-^al.	(9.28)
*41
Пульсирующий анодный ток лампы Л1 вызовет в колебательном режиме пульсации напряжения ее анода, переменная слагаемая которых Uбудет служить входным сигналом лампы Л2, приложенным, как видно из рис. 135, а, к ее катоду.
Пульсирующий под влиянием изменений С7а1 анодный ток второго триода 1а2 вызовет одновременные, равные между собой, но противофазные пульсации: падения напряжения на сопротивлении R2 и анодного напряжения U а2. Так как напряжение источника питания анодной цепи всегда постоянно и в рассматриваемой схеме равно
Е& = ^а2^2 + Ua2 Ц- Uа1,
то взятое отсюда напряжение анода второго триода окажется равным:
Ua2 = Ea-(Ia2R2 + Ual).	(9.29)
Но напряжение Еа не имеет переменной слагаемой и благодаря этому не оказывает влияния на величину и характер изменения анодного тока. В дальнейшем же рассматриваются лишь перемен
ные слагаемые токов и напряжений. Поэтому выражение (9.29) может быть заменено равнозначным ему (для переменных слагаемых):
U-A2 = — (^а2^2 ~Г Uа1).
Учитывая это, можно записать уравнение анодного тока лампыЛ2 в виде, соответствующем (9.27):
I&2 — —S2Ual-----r— (Ia2R2 + ^al) *•	(9.30)
Из выражения (9.28) можно определить значение 77а1, которое с учетом того, что анодные токи обоих триодов между собой равны (^ai = I&Z = ^а), будет равно:
(9.31)
Подставив значение Uai из (9.31) в (9.30), получим с учетом того, что Zal = Za2 = Za:
Ц = S2 (StUetRi, - IJhJ -	+ raR„ - SPcRi,). (9.32)
Решая полученное уравнение относительно переменной слагаемой анодного тока обоих триодов, получим:
т	(^2-^22+1) ^С1	/п О9\
й~ R2 + R^S2Ri2 + l) + Ri2 '
Известно, что для триода справедливо уравнение взаимосвязи между его параметрами р = SRc, с учетом которого можно преобразовать выражение (9.33) так:
т __ Hl (Н2+1) ^С1	ZQ qz\
&	л2+лг1(ц2+1)+лг.2 •
Из предыдущего (см. главу 4, § 8) известно математическое выражение закона Ома для переменной слагаемой анодного тока в усилительной схеме:
т __
1&-Ra + Rt ’
сравнивая которое с выражением (9.34), можно прийти к выводу, что одна часть последнего, а именно стоящее в числителе произведение р! (р2 + 1), аналогична какому-то эквивалентному статическому коэффициенту усиления:
Р-экв — Pi (р-2 ~г 1),	(9.35)
а вторая его часть, записанная в знаменателе,— какому-то эквивалентному дифференциальному сопротивлению:
7?гэкв =	(р2	1) + Z?j2-	(9.36)
* Знак минус поставлен перед первым слагаемым потому, что входной сигнал триода Л2, являющийся выходным сигналом Л^ приложен к катоду Л2, а не к ее сетке.
20 и. я. Чудновскпй
305
Но, как правило, в каскодных схемах используются двойные триоды. У таких ламп параметры обоих триодов идентичны. Тогда эквивалентный статический коэффициент усиления
Нэкв = Ц (И + 1) = М2 + М ~
(9.37)
а эквивалентное дифференциальное сопротивление
Riэкв = Ri (и +1) + Ri = pRi + Ri + Ri = Ri (и + 2)	.	(9.38)
G учетом выражений (9.37) и (9.38) можно, используя известное уравнение взаимосвязи между параметрами триода, определить эквивалентную крутизну характеристики:
“Sa кв
М-экв М2
Ri экв
~Ri
S.
(9.39)
*
Таким образом, можно считать доказанным, что в каскодной схеме эквивалентная крутизна характеристики остается равной крутизне характеристики одного из ее триодов, эквивалентное дифференциальное сопротивление возрастает сравнительно с этим параметром одного из триодов в ц-раз, а эквивалентный статический коэффициент усиления оказывается равным квадрату этого параметра любого из триодов.
Последнее обстоятельство и указывает на то, что с помощью каскодной схемы можно получить значительное усиление по напряжению, поскольку, как известно из предыдущего (см. главу 4, § 8 и 9),
’ __ Нэкв-^а V Ri экв Н- R&
___Мэкв Rj ЭКВ I Л
R& ф
(9.40)
откуда видно, что, при выполнении условия 7?а= R2 > 7?гэкв, коэффициент усиления каскодной схемы будет близок к эквивалентному статическому коэффициенту: ц9кв ж ц2. Так, если в описанных выше условиях использовать двойной триод марки 6H8G, статический коэффициент усиления которого ц 20, то коэффициент усиления такого каскодного усилителя может оказаться порядка 250 4- 350.
(§6. КАСКОДНЫЙ ВАРИАНТ КАТОДНОГО ПОВТОРИТЕЛЯ
Кроме описанной схемы достаточное распространение получил и другой вид рассматриваемого усилителя — так называемый каскодный вариант катодного повторителя, простейшая принципиальная схема которого приведена на рис. 136. Как видно из этого рисунка, второй триод Л2 играет в такой схеме роль катодной нагрузки основного триода Л^. Дело в том, что в обычной схеме катодного повторителя (см. главу 7, § 2 и 3) его коэффици-
Рис. 136. Каскодный вариант катодного повторителя
ент передачи напряжения меньше единицы (иногда значительно), что вызывает потерю усиления в случае использования такого каскада в качестве буферного. Приближение же коэффициента передачи к единице возможно в случае большого увеличения сопротивления катодной нагрузки. Но увеличение последнего приводит к необходимости значительного повышения напряжения источника анодного питания или, в противном случае, к резкому сужению динамического диапазона. Объясняется это тем, что линейное активное сопротивление, используемое в обычной схеме катодного повторителя в качестве сопротивления нагрузки, имеет одинаковую величину как для постоянного, так и для переменного тока.
Использование же в таких целях нелинейного элемента, каким является электронная лампа или транзистор, лишает катодный повторитель указанного недостатка. В таком, каскодном, варианте этой схемы катодная нагрузка — электронный триод — оказывает сравнительно малое сопротивление постоянной слагаемой и достаточно большое дифференциальное сопротивление переменной слагаемой пульсирующего (в колебательном режиме) анодного тока. С этой точки зрения очень выгодно применять в качестве катодной нагрузки электронный пентод, обладающий, как известно, очень высоким дифференци
альным сопротивлением. Статическое же сопротивление * этой лампы можно соответствующим подбором режима сделать сравнительно малым.
Тогда благодаря низкому статическому и высокому дифференциальному сопротивлению лампы, используемой в качестве катодной нагрузки, будут одновременно удовлетворены два условия. Во-первых, величина напряжения источника анодного питания окажется сравнительно небольшой, равной в случае применения двойного триода или двух других однотипных ламп удвоенному значению анодного напряжения покоя любой из них. Во-вторых, увеличение сопротивления катодной нагрузки в колебательном режиме приближает значение коэффициента передачи напряжения к единице, который в каскодном варианте катодного повторителя может быть выражен так:
__________ ТГ2-Р1 ~
* Статическое сопротивление электронной лампы — ее сопротивление постоянному току.
в отличие от выражения этого коэффициента, имеющего место при обычной схеме каскада с катодной нагрузкой:
K+i <
Большим достоинством рассматриваемого каскодного варианта катодного повторителя является еще и высокая линейность его амплитудной (выходной) характеристики. Дело в том, что у большинства триодов величина статического коэффициента усиления ц остается при постоянстве анодного тока почти независимой от анодного напряжения. Значит, пульсации последнего не будут в известных пределах влиять на коэффициент передачи напряжения, если в качестве катодной нагрузки использовать элемент, стабилизирующий величину анодного тока. Таким элементом и является электронная лампа, особенно пентод, у которого, как ^известно, анодный ток зависит от анодного напряжения (при постоянстве напряжений управляющей и экранной сеток) в весьма малой степени. Следовательно, выдерживая постоянным напряжение управляющей сетки (а в случае пентода и экранной) у электронной лампы, используемой в каскодном варианте катодного повторителя в качестве сопротивления катодной нагрузки, можно добиться высокой линейности всей схемы, т. е. получить постоянное значение коэффициента передачи при достаточно большом диапазоне изменений напряжения входного сигнала.
Эта стабилизация как раз и имеет место потому, что, как видно из рис. 136, напряжение управляющей сетки лампы Л2 (используемой в качестве катодной нагрузки) будет всегда постоянным и независимым от каких бы то ни было изменений входного сигнала. Величина этого напряжения фактически определяется при установленном значении тока покоя обеих ламп величиной сопротивления (см. рис. 136).
Заметим еще, что описываемый каскодный вариант катодного повторителя обладает еще и высокой экономичностью. Объясняется это тем, что в обычном варианте такой схемы как в режиме покоя, так и в колебательном режиме на линейном активном сопротивлении катодной нагрузки расходуется достаточно большое, одинаковое для обоих режимов количество энергии. В рассматриваемом же каскодном варианте этот расход сокращается за счет того, что в связи с малым статическим сопротивлением лампы — катодной нагрузки — уменьшаются и выделяемая на аноде этой лампы мощность и падение постоянного напряжения между ее анодом и катодом.
§.7. МЕТОДИКА ЭЛЕМЕНТАРНОГО РАСЧЕТА ФАЗОИНВЕРСНОЙ СХЕМЫ
Каждое плечо любой из описанных выше фазоинверсных схем, за исключением схемы с разделенной нагрузкой, представляет собой ту или иную разновидность реостатного каскада. Поэтому
и расчет такого плеча, т. е. выбор режима работы лампы и определение величин пассивных элементов, производится в основном так же, как и соответствующие разделы расчета реостатного каскада (см. главу 6, § 9). К особенностям же расчета фазоинверсного каскада относятся выбор лампы и расчет делителя напряжения (в вариантах простой фазоинверсной схемы) и сопротивления балансирующего резистора (в автобалансной схеме).
В фазоинверсном каскаде работают обычно две лампы. Поэтому желательно в целях экономии места применять сдвоенные триоды. Учитывая, что задачей предоконечного каскада является небольшое (по сравнению с первыми каскадами) усиление напряжения, в фазоинверсных схемах применяются в большинстве случаев двойные триоды типов 6Н2П, 6НЗП, 6Н8С и др.
При расчете простой фазоинверсной схемы (см. рис. 130 и 131} требуется рассчитать делитель, состоящий из резисторов 2?6 и Т?7.
При этом должно быть соблюдено условие
Я6 + Я7 = Я8.	(9.41)
Для нормальной работы простой инверсной схемы необходимо, чтобы
— К2,	(9.42}
отсюда
/?6 = /?7(#2-1).	(9.43)
По этим формулам и производится расчет делителя в простой фазоинверсной схеме.
Сопротивление балансирующего резистора в автобалансной схеме можно определить из выражения:
,	(9.44)
где 7?с — расчетная величина сеточного сопротивления лампы оконечного каскада, определяемая из допустимых частотных искажений;
2?с макс “ наибольшая допустимая величина сеточного сопротивления для данной марки лампы (обычно ^смакс 0,5 Мом).
Расчет фазоинверсного каскада с разделенной нагрузкой сводится кроме выбора лампы и определения ее режима, производимых так же, как и в любом другом случае расчета усилительной схемы, еще и к подбору двух равных между собой сопротивлений нагрузки, о чем достаточно подробно сказано выше (см. § 4 данной главы).
Глава 10
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ УСИЛИТЕЛЕЙ
*
§ 1. КЛАССИФИКАЦИЯ ВХОДНЫХ ЦЕПЕЙ
Одним из важных узлов любого усилительного устройства, в том числе и усилителя низкой частоты, от параметров и исправного действия которого во многом зависят параметры и исправность действия всего устройства в целом, является его вход, его входная цепь.
Под входом, или входным устройством, любой радиоэлектронной схемы принято подразумевать такое четырехполюсное электрическое устройство, которое воспринимает и в случае необходимости соответственно преобразует входной сигнал. Главными требованиями, предъявляемыми к любому входному устройству, являются: точность передачи воздействия входного сигнала и достаточно высокое входное электрическое сопротивление. В зависимости от конкретных типа и назначения входного устройства, к нему могут быть предъявлены еще и другие, дополнительные требования. Например, к входному устройству усилителя, предназначенному для воспроизведения фотографической записи звуковых сигналов, может быть предъявлено (и обычно предъявляется) дополнительное к главным требование достаточно высокой точности преобразования колебаний интенсивности пульсирующего светового потока в электрические колебания. В связи с этим входное устройство такого усилителя оказывается более сложным, чем входное устройство другого усилителя, предназначенного, например, для усиления переменного напряжения, непосредственно поступающего от пьезоэлектрического звукоснимателя (адаптера).
В усилителях низкой частоты входной сигнал может поступать от микрофона, звукоснимателя, магнитной головки или фотоэлектронного умножителя. Эти источники отличаются друг от друга по своим основным параметрам, вследствие чего для сигнала, поступающего от каждого из них, должно существовать свое, 310
специально рассчитанное и конструктивно оформленное входное устройство. По этой причине входные устройства, классифицируемые по своему назначению, подразделяются на четыре группы: 1) вход фотоэлектронного умножителя, 2) вход магнитной головки, 3) вход микрофона и 4) вход звукоснимателя.
Классификация входных устройств производится еще и по двум видам: 1) вход симметричный и 2) вход асимметричный. Симметричный вход отличается тем, что, во-первых, ни один из его двух зажимов не соединен непосредственно с общим нулевым проводом («землей» или корпусом) данной усилительной схемы, и, во-вторых, оба зажима такого входа в режиме покоя должны обладать одинаковым электрическим потенциалом относительно того же нулевого общего провода усилителя. Асимметричный вход потому так и называется, что один из его входных зажимов или имеет непосредственное электрическое соединение с общим нулевым проводом усилителя, в результате чего его электрический потенциал отличается от электрического потенциала второго зажима, или электрический потенциал обоих зажимов такого входа неодинаков относительно того же общего нулевого («заземленного») провода. Как будет видно из дальнейшего, в усилительных устройствах звукового кино используются обе эти разновидности входных схем.
Каждый электрический входной сигнал состоит в общем случае из полезной составляющей, которая используется в дальнейшем для возбуждения усилителя, и шума (или помехи), который должен быть устранен. Поэтому одной из важных задач, стоящих перед каждым входным устройством, и является помимо всего прочего еще и задача выделения полезной составляющей из общего суммарного входного сигнала. С этой точки зрения большую роль в нормальной работе любого входного устройства играет его помехоустойчивость и помехозащищенность, по степени которых тоже можно их классифицировать, условно разделяя на подгруппу высокой, средней и низкой помехозащищенности и (или) помехоустойчивости.
И, наконец, все входные устройства можно классифицировать по принципиальным схемам, подразделив их по этому признаку на три группы: 1) непосредственный вход, 2) реостатно-емкостный вход и 3) трансформаторный вход. К первой из этих групп относятся такие входные четырехполюсные устройства, у которых между парой входных и парой выходных зажимов существует непосредственная гальваническая связь. Такие устройства могут быть использованы лишь в том случае, когда в электрическом входном сигнале отсутствует постоянная слагаемая. Ко второй группе относятся устройства, где связь между выходными и входными зажимами реостатно-емкостная.
Такая схема входа применима и в том случае, когда электрический входной сигнал имеет кроме переменной еще и постоянную
слагаемую. Конденсатор, включенный последовательно в цепь такого входа, разделяет переменную и постоянную слагаемые пульсирующего входного сигнала.
Третья группа включает в себя все случаи использования обычных трансформаторов, как повышающих так и понижающих, в качестве четырехполюсных входных устройств. В таком случае входной сигнал может быть как чисто переменным, так и пульсирующим, так как трансформации в любом из этих случаев будет подвержена лишь переменная слагаемая.
§ 2. ВХОД ФОТОЭЛЕКТРОННОГО УМНОЖИТЕЛЯ
Такая схема входа (см. рис. 137) применяется в случае воспроизведения фотографической фонограммы, когда источником входного электрического сигнала служит фотоэлектронный умножитель. Рассматриваемая схема относится к числу асимметричных высокоомных реостатно-емкостных входных цепей (встречается еще
равнозначный термин резисторно
Рис. 137. Схема включения фотоэлектронного умножителя
емкостный вход). Ее отличительными особенностями являются, во-первых, то обстоятельство, что фотоэлектронный умножитель, размещаемый, как правило, в кинопроекторе, соединен с остальными элементами данного входного устройства достаточно длинным соединительным кабелем и, во-вторых, то, что здесь происходит преобразование колебаний светового потока в электрические.
В технике звуковой кинопро-
екции используются, как правило, однокаскадные фотоэлектронные умножители марок ФЭУ-1 и ФЭУ-2. Для нормальной работы таких приборов напряжение анода должно быть порядка 180—250 в, а напряжение вторичноэлектронного катода — около 130—170 в. Подача этих напряжений осуществляется в рассматриваемой схеме от общего источника питания анодных цепей данного усилителя, напряжение на зажимах которого отмечено на рис. 137 знаком Еа.
Развязывающий фильтр — С г уменьшает напряжение вторично-электронного катода до необходимой величины и стабилизирует его, делая независимым от пульсаций как тока этого
электрода, так и тока анода.
В процессе работы такой схемы на катод фотоэлектронного умножителя падает излучаемый звукочитающей лампой световой поток, который предварительно проходит сквозь фотографическую фонограмму.
Когда в паузе катод фотоэлектронного умножителя освещен постоянным световым потоком Фо, в его анодной цепи протекает постоянный же ток покоя /ф0 в направлении, указанном на на рис. 137 стрелкой 1$. Величина этого тока покоя прямо пропорциональна величине указанного постоянного светового потока и чувствительности фотоэлектронного умножителя Н:
1<Ьо=Н-Фо.	(10.1)
В процессе воспроизведения записанного на пленке звукового сигнала фотографическая фонограмма модулирует этот постоянный световой поток, превращая его в пульсирующий. Амплитуда (интенсивность) пульсаций светового потока Фм не может быть больше его постоянной слагаемой, так как в противном случае неизбежны большие нелинейные искажения. Иными словами, отношение амплитуды пульсаций светового потока к его постоянной слагаемой должно быть всегда меньше единицы или в крайнем случае равно ей:
>- = «<1.	(10.2)
Аналогично определению с помощью (10.1) тока покоя фотоэлектронного умножителя можно определить и амплитуду (интенсивность) его пульсаций /фМ, возникающих при воспроизведении записанного на фотографической фонограмме звукового сигнала, т. е. тогда, когда на катод фотоэлектронного умножителя попадает пульсирующий с амплитудой Фм световой поток:
/фм = Я-Фм.	(10.3)
Отношение амплитуды (интенсивности) пульсаций тока анода фотоэлектронного умножителя к току покоя, именуемое коэффициентом фотоэлектрической отдачи фонограммы, окажется с учетом (10.1) и (10.3), равным:
^Фм _ НФМ
-^фо НФ0

(10.4)
Этот коэффициент зависит только лишь от фотографических свойств фонограммы: степени ее модуляции, контрастности, вуали и др.
Из полученного выражения (10.4) можно вывести значение амплитуды пульсаций тока анода фотоэлектронного умножителя:
/фм — О-Н Фо,
(10.5)
Если абстрагироваться от влияния всех остальных, кроме Bi, элементов схемы рассматриваемой входной цепи, то можно определить амплитуду пульсаций напряжения, падающего на сопротивлении нагрузки под воздействием пульсирующего тока:
ЯфМ = 7фмЯ1 = аЯФ0Я1.	(10.6)
В современных звуковоспроизводящих устройствах амплитуда входного сигнала при воспроизведении фотографической фонограммы бывает порядка 30 4- 50 мв (0,03 4- 0,05 в), чувствительность используемых для этой цели фотоэлектронных умножителей — в среднем около 300 мка]лм (3-10-4 а/лм), величина коэффициента фотоэлектрической отдачи средней по качеству фонограммы — порядка 0,5 4- 0,7, постоянная слагаемая падающего на катод фотоэлектронного умножителя светового потока — около (4—5)-10”5 лм и связанная со всем этим величина сопро-
Рис. 138. Эквивалентная схема входа фотоэлектронного умножителя
тивления нагрузки в цепи анода фотоэлектронного умножителя — порядка (3 4- 10) • 106 ом (3 4- 10 мгом).
Но переменная слагаемая тока анода фотоэлектронного умножителя проходит не только через резистор Rlf а и через другие элементы схемы (в частности, через Ci и 7?3). Поэтому для нее в этой схеме дей
ствует какое-то полное сопротивление Z. С учетом этого обстоятельства выражение (10.6) может быть переписано в виде:
Щм = аНФ^,
(Ю.7)
откуда следует, что амплитуда (интенсивность) переменного напряжения сигнала, поступающего на вход первой лампы, прямо пропорциональна коэффициенту фотоэлектрической отдачи воспроизводимой фонограммы, чувствительности используемого в данной •схеме фотоэлектронного умножителя, постоянной слагаемой падающего на его катод светового потока и, наконец, величине полного сопротивления входной цепи. Как видно из приведенной на рис. 138 эквивалентной схемы рассматриваемого входа, на величину этого полного сопротивления Z будут оказывать влияние активные сопротивления 7?из, и /?3 и емкостные сопротив-111
ления —я- , и —я—. Это свидетельствует о частотной зависи-соСр ’ coCj соСвх	J
мости входного сопротивления и, следовательно, о способности рассматриваемого входа вносить частотные искажения (см. § 5 данной главы). Кроме этого, указанные обстоятельства свидетельствуют о зависимости сопротивления Z, а значит, и амплитуды напряжения входного сигнала от сопротивления параллельно включенных резисторов 7?из, Ri и 7?3, первый из которых представляет собой сопротивление изоляции между проводами соединительного кабеля. Значит, чтобы существенно не уменьшать уровень входного сигнала, надо обязательно выполнять условие

(10-8)
которое становится особенно важным, если учесть приведенное выше высокое значение сопротивления Ri (порядка до 10 МОм). В противном случае, при соизмеримости сопротивлений изоляции (Лиз) и нагрузки (Ri), первое из них будет шунтировать второе, в результате чего полное сопротивление Z уменьшится и уровень напряжения входного сигнала понизится.
К еще более нежелательным результатам может привести периодическое изменение величины сопротивления изоляции, так как уровень входного сигнала становится при подобных обстоятельствах зависимым от таких изменений.
Шунтирующее действие оказывает и распределенная емкость кабеля. Если она постоянна, то это вызывает известное, но стабильное во времени уменьшение полного сопротивления входной цепи в области высших частот и связанное с этим уменьшение уровня входного сигнала.
Этим вносятся определенные частотные искажения, но постоянные во времени. Самопроизвольное же изменение величины этой емкости делает такие частотные искажения нестабильными. Все сказанное вызывает повышенные требования к качеству соединительного кабеля.
§ з. вход магнитной головки
Для воспроизведения магнитной фонограммы используются магнитные головки различных типов, которые в аппаратуре звуковой кинопроекции размещены на некотором, сравнительно большом расстоянии от входной цепи усилителя. Это вынуждает и в данном случае использовать достаточно длинный соединительный кабель.
Не говоря о целом ряде принципиальных различий между способами воспроизведения фотографической и магнитной фонограмм, укажем лишь, что в последнем случае на выходе магнитной головки возбуждается сигнал, в составе которого отсутствует постоянная слагаемая. Это обстоятельство делает возможным применить в электронном усилителе любую из двух наиболее простых схем входа — непосредственную или трансформаторную. Необходимость использования достаточно сложной реостатноемкостной входной цепи остается лишь для транзисторных усилителей, о чем сказано ниже. Непосредственный вход (рис. 139, а) является входом асимметричным. Трансформаторный вход может быть как асимметричным (рис. 139, б), так и симметричным (рис. 139, в). Все три указанные варианта входной цепи, работающей от магнитной головки, используются в практических схемах промышленных электронных звуковоспроизводящих устройств почти в равной мере.
Во всех этих трех вариантах основным сопротивлением нагрузки магнитной головки является Rc— сопротивление утечки сетки лампы первого каскада. В схеме непосредственного входа
(рис. 136, а) это сопротивление используется как нагрузка в своей полной номинальной величине; в трансформаторном входе (рис. 139, бив) нагрузкой служит приведенная величина этого сопротивления:
(ю.9)
W 2	V V	V	V
где п —	— коэффициент трансформации входного трансфор-
матора Тр.
Магнитная головка возбуждает входной сигнал очень малой интенсивности, который, кроме всего прочего, зависит от геометрической ширины магнитной фонограммы: чем шире фонограмма,
Рис. 139. Непосредственный (а), трансформаторный асимметричный (б), трансформаторный симметричный (а) и реостатно-емкостный (г) входы магнитной головки
тем выше уровень возбуждаемого ею в магнитной головке сигнала. Амплитудное значение э. д. с., развиваемой на зажимах магнитных головок в аппаратуре звуковой кинопроекции, лежит в связи с этим в пределах от 0,4 до 1,0 мв. Такое обстоятельство вынуждает делать вход магнитной головки более чувствительным, чем вход, например, фотоэлектронного умножителя.
Выходное (внутреннее) сопротивление магнитной головки весьма мало — порядка нескольких сот ом. Это позволяет уменьшить сопротивление входной цепи, сделав ее низкоомной. При таких обстоятельствах сопротивление изоляции и распределенная емкость соединительного кабеля уже практически не будут шунтировать сравнительно небольшое сопротивление нагрузки (Rc на рис. 139) и тем более малое выходное сопротивление магнитной головки. В связи с этим к соединительному кабелю в такой схеме предъявляются менее жесткие требования в части сопротивления
изоляции и распределенной емкости, чем в схеме входа фотоэлектронного умножителя.
Сравнивая между собой схему непосредственного входа (рис. 139, а), с одной стороны, и схемы трансформаторного входа (рис. 139, б и 139, в) — с другой, можно заключить, что в случае применения повышающего входного трансформатора Тр последние два из названных вариантов могут оказаться более чувствительными, чем первый.
В то же время трансформаторные варианты входа магнитной головки вносят, из-за действующих в такой цепи индуктивностей, более ощутимые частотные искажения, чем схема непосредственного входа.
Реостатно-емкостная схема входа магнитной головки используется лишь в случае транзисторных усилителей (рис. 139, г). Наличие резистора смещения R2 в схеме такого усилителя создает условия, при которых в случае отсутствия конденсатора Ci через обмотку магнитной головки будет проходить постоянный ток. Создаваемое при этом постоянное намагничивание магнитопровода головки существенно изменит ее параметры и может вызвать дополнительно большие нелинейные искажения. Во избежание таких явлений и включается разделительный конденсатор Ci, который может быть и электролитическим, поскольку в этой цепи есть постоянная слагаемая (напряжения питания). Резистор Ri (см. рис. 139, г) служит нагрузкой магнитной головки, без чего работа схемы протекала бы нестабильно.
Описываемая схема входа также является асимметричной.
§ 4.	ВХОД МИКРОФОНА И ЗВУКОСНИМАТЕЛЯ
Из большого числа различных типов самое массовое распространение получили микрофоны электродинамические. По некоторым из своих основных показателей они родственны магнитным головкам. Так, например, выходное (внутреннее) сопротивление таких микрофонов тоже сравнительно мало (200 или 600 ом), а возбуждаемый ими электрический сигнал, как и сигнал от магнитной головки, свободен от постоянной слагаемой. Это позволяет использовать для электродинамического микрофона такие же схемы входных цепей, как и для магнитной головки; непосредственный или трансформаторный вход (см. рис. 139). Следовательно, принцип действия и параметры входной цепи для электродинамического микрофона аналогичны освещенным в предыдущем параграфе принципу действия и параметрам этой цепи для магнитной головки. Заметим лишь, что средний уровень выходного напряжения электродинамического микрофона (порядка 14-3 мв) в три-шесть раз выше уровня сигналов, развиваемых магнитными головками, что учитывается при расчете чувствительности рассматриваемой входной цепи.
Вход звукоснимателя у электронных усилителей, как правило, непосредственный. Это объясняется двумя обстоятельствами. Во-первых, в составе электрического сигнала, развиваемого на зажимах пьезоэлектрического звукоснимателя, нет постоянной слагаемой. Во-вторых, уровень выходного напряжения современных пьезоэлектрических звукоснимателей очень высок — порядка 0,15 4- 0,3 в. Это позволяет отказаться от применения повышающего входного трансформатора и использовать непосредственный вход с чувствительностью худшей, чем у всех рассмотренных выше входных цепей. Больше того, в некоторых случаях так называемых комбинированных входов, когда сигнал на вход одной и той же лампы или транзистора поступает поочередно от двух разных источников, одним из которых является пьезоэлектрический звукосниматель, последний включается обязательно с помощью делителя напряжения. Это необходимо для того, чтобы снизить уровень сигнала, развиваемого звукоснимателем, до уровня сигнала, поступающего от второго источника. В транзисторных же усилителях по причинам, изложенным в предыдущем параграфе, вход звукоснимателя обязательно реостатноемкостный.
Выходное (внутреннее) сопротивление пьезоэлектрического звукоснимателя хотя и значительно меньше, чем, допустим, фотоэлектронного умножителя, но несоизмеримо выше выходного сопротивления магнитной головки или электродинамического микрофона. К тому же это сопротивление в определенной мере зависит от температуры и влажности воздуха (в непосредственной близости от звукоснимателя). Такое обстоятельство вынуждает повысить требования, предъявляемые к соединительному кабелю, в части величины и стабильности его сопротивления изоляции и распределенной емкости сравнительно с требованиями к кабелю магнитной головки или электродинамического микрофона.
§ 5.	ИСКАЖЕНИЯ, ВОЗНИКАЮЩИЕ ВО ВХОДНОЙ ЦЕПИ
В любой схеме входной цепи, как и в других цепях усилительного устройства, могут возникнуть различные искажения, в том числе частотные и нелинейные. Нелинейные искажения вносятся нормально работающей входной цепью неощутимо и незначительно благодаря малому уровню сигнала на этом участке тракта звуковоспроизведения. Частотные же искажения могут вноситься входными цепями достаточно ощутимой величины. Это объясняется прежде всего характером действия таких источников входного сигнала, как магнитная головка, электродинамический микрофон, электромагнитный и пьезоэлектрический звукосниматели *.
* Фотоэлектронный умножитель, являясь вакуумным электронным прибором, сам по себе не вносит никаких частотных искажений, во всяком случае в диапазоне звуковых частот.
Действие всех этих источников входного сигнала, за исключением пьезоэлектрического звукоснимателя, основано на принципе возбуждения э. д. с. в проводнике, пересекаемом магнитным потоком.
Так, в магнитной головке и электромагнитном звукоснимателе неподвижный проводник (катушка) пересекается переменным магнитным полем, возбуждаемым в первом случае магнитной фонограммой, а во втором — колебаниями жестко связанного с иглой ферромагнитного якоря в постоянном магнитном поле. В электродинамическом микрофоне, наоборот, подвижная катушка пересекает постоянный магнитный поток.
Величина переменной э. д. с., возбуждаемой в подвижном электрическом проводнике, пересекающем постоянное магнитное поле, определяется, как известно из курса общей электротехники, выражением
е= sin а,	(10.10)
из которого видно, что она прямо пропорциональна магнитной индукции В, длине проводника I, скорости перемещения проводника в магнитном потоке v и углу а между направлениями магнитного поля и движения проводника. Величины I, В и sin сс во всех рассматриваемых случаях можно считать постоянными, так как они зависят от конструкции. Скорость же пересечения проводником магнитного потока будет зависеть от частоты воспроизводимого звукоснимателем или воспринимаемого микрофоном сигнала: чем выше частота, тем больше и упомянутая скорость. В процессе работы звуковоспроизводящей магнитной головки изменяется величина выходящего из звуконосителя (магнитной фонограммы) магнитного потока Ф. Если предположить, что при воспроизведении синусоидального сигнала амплитуда этого магнитного потока Фм не зависит от частоты, а число витков катушки магнитной головки равно п, то мгновенное значение индуцируемой в такой катушке э. д. с. окажется равным:
I = ШдФм cos (Щ,	(10.11)
а ее амплитуда, соответственно:
8м = тг(0фм*.	(10.12)
Из всего сказанного видно, что частотные характеристики воспроизводящей магнитной головки, электромагнитного звукоснимателя и электродинамического микрофона имеют различный по крутизне, но достаточно большой спад в области низших частот. Воспроизведение высших частот в этих случаях также ограничено, но по причинам, зависящим от характеристики звуконосителя, фонограммы и (или) конструкции того или иного источника сигнала.
* Так как е = п — = п Фм sin wf = п(йФм cos wf. dt dt	. M
Частотная характеристика пьезоэлектрического звукоснимателя имеет, наоборот, достаточно крутой спад в области высших частот. Объясняется это сравнительно высоким значением собственной емкости пьезокристалла и его достаточно большими геометрическими размерами.
Каждую из приведенных выше схем входной цепи можно рассматривать как определенного вида пассивный четырехполюсник. Чтобы судить о величине вносимых таким четырехполюсником искажений, надо знать как минимум два коэффициента частотных искажений: на низшей Мн и высшей Мв граничных частотах. В обоих случаях эти коэффициенты равны отношению коэффициента передачи напряжения данной входной цепью (пассивным четырехполюсником) в области средних частот Ко к такому же коэффициенту на низшей Кв или высшей Кв граничных частотах.
Рассмотренные выше схемы непосредственного и реостатноемкостного входов могут быть представлены одной, общей для обоих случаев эквивалентной схемой, приведенной на рис. 138, на которой: е — э. д. с. условного эквивалентного источника сигнала, — его выходное (внутреннее сопротивление), 7?из и Ср — соответственно сопротивление изоляции и распределенная емкость соединительного кабеля, — сопротивление нагрузки, Ci— разделительный конденсатор, 7?3— сопротивление утечки первой лампы усилителя и Свх— ее входная динамическая емкость.
Но если для реостатно-емкостного входа эта схема должна рассматриваться в полном своем виде, то при рассмотрении свойств непосредственного входа надо исключить из схемы рис. 138 сопротивление нагрузки Ri и разделительный конденсатор Сг.
Сравнивая данную эквивалентную схему с полной эквивалентной схемой реостатного каскада (см. рис. 79), нетрудно обнаружить их полную идентичность при условии замены выходной емкости Свых в схеме рис. 79 распределенной емкостью соединительного кабеля Ср (см. рис. 138) и учета действия сопротивления изоляции кабеля 7?из-
В таком случае формулы, определяющие частотные искажения, вносимые реостатной усилительной схемой, будут справедливы и для рассматриваемых случаев.
Так, для реостатно-емкостной схемы входа фотоэлектронного умножителя коэффициент частотных искажений на высшей граничной частоте /в может быть выражен в виде:
=	=	(10.13)
Входящая в эту формулу величина
Т-ВХ “ Т?9КвСэкв	(10.14)
называется постоянной времени входной цепи.
Из рис. 138 видно, что входящие в состав этой постоянной времени эквивалентное сопротивление


(10.15)
и эквивалентная емкость
Сэкв - ^ВХ ~1 Ср
(10.16)
существенным образом влияют на ход частотной характеристики реостатно-емкостной входной цепи в области высших частот. Дело в том, что высокое значение дифференциального (внутреннего) сопротивления фотоэлектронного умножителя вынуждает увеличивать и нагрузочное сопротивление, чтобы поддержать уровень входного сигнала в пределах заданного. Но тогда требуется еще большая величина сопротивления изоляции, которое в противном случае сильно зашунтирует эти два сопротивления, и уровень входного сигнала резко снизится. Значит, в такой схеме входа величина эквивалентного сопротивления чрезвычайно высока. А это понуждает принимать меры для радикального уменьшения распределенной емкости соединительного кабеля, так как в противном случае возрастают, согласно (10.13), вносимые таким входом частотные искажения в области высших частот.
Для схемы непосредственного входа коэффициент частотных искажений на высшей граничной частоте определяется тем же выражением (10.13), лишь с учетом того, что в таком случае эквивалентное сопротивление будет равно:
При использовании схемы непосредственного входа, особенна при сравнительно небольшом внутреннем сопротивлении таких источников входного сигнала, как магнитная головка или электродинамический микрофон, требования к соединительному кабелю могут быть несколько снижены. В таком случае нагрузкой источника служит сопротивление 7?3 (сопротивление утечки сетки первой лампы), которое в связи с малой величиной 7?г может быть выбрано также небольшим. Это значит, что и сопротивление изоляции соединительного кабеля может быть снижено, что допускает увеличение в известных пределах его распределенной емкости.
Однако если внутреннее сопротивление источника входного сигнала, как, например, у пьезоэлектрического звукоснимателя, велико, то и в случае схемы непосредственного входа требования к соединительному кабелю возрастают по тем же высказанным выше причинам.
21 И. Я. Чудновский
321
Коэффициент частотных искажений реостатно-емкостной входной цепи на низшей граничной частоте /н определяется, по аналогии с реостатным каскадом, выражением
Здесь, как и в схеме реостатного каскада, постоянная времени цепи сетки (рис. 138)
тс^7?3С1,	(10.19)
что особых комментариев не требует.
Заметим еще, что частотные искажения в области низших частот, вносимые схемой непосредственного входа, значительно ниже, чем в случае реостатно-емкостного, за счет отсутствия разделительного конденсатора Ср
Эквивалентную схему трансформаторной входной цепй можно считать идентичной эквивалентной схеме трансформаторного усилителя напряжения (см. рис. 93), если под емкостью С' подразумевать сумму входной динамической емкости первой лампы и распределенной емкости соединительного кабеля, т. е. эквивалентную емкость, описанную выражением (10.16).
Нелинейные искажения электрической частью входных цепей почти не вносятся благодаря использованию незначительных по ширине рабочих участков нелинейных характеристик лампы и других элементов схемы. Это объясняется чрезвычайно малой величиной амплитуды (интенсивности) входного сигнала.
Но в некоторых случаях нарушения режима эксплуатации может возникнуть перегрузка усилителя со стороны входа, которая приводит к весьма заметному увеличению нелинейных искажений. Такая перегрузка возникает тогда, когда амплитуда (интенсивность) входного сигнала превышает номинальную для данного конкретного входа величину. В таких случаях напряжение входных сигналов всех усилительных каскадов, за исключением первого, может оказаться (и часто оказывается) больше абсолютной величины напряжения отрицательного смещения. Появляющийся при этом электронный ток управляющей сетки и вызывает в каждом из перегруженных каскадов повышенные нелинейные искажения. В первом от входа усилительном каскаде такая перегрузка возникнуть не может из-за достаточно большого запаса отрицательного напряжения смещения.
§ 6.	ПАРАЗИТНЫЕ СВЯЗИ
В любом усилительном устройстве между его выходными и входными цепями может, как указывалось выше, самопроизвольно появиться паразитная обратная связь. Такая связь, приводящая обычно к возникновению паразитной генерации, может быть емкостной, индуктивной или механической (акустической).
Емкостная паразитная обратная связь появляется чаще всего и действие ее более интенсивно, чем двух других указанных видов. Она возникает за счет емкости, всегда имеющей место между проводами и элементами входной цепи, с одной стороны, и проводами и элементами выходной цепи усилителя пли выходных цепей отдельных его каскадов — с другой. На рис. 140 приведена схема, поясняющая действие емкостной паразитной обратной связи. Из-за
наличия паразитной емкости Спар и входом данного «-каскадного переменный ток /Пар- Этот ток, проходя через сопротивление утечки сетки (например, первой лампы), создаст на нем падение напряжения:
^=/парЯс, (10.20)
которое и представляет собой напряжение обратной связи, так как является частью выходного напряжения «-го каскада (см. рис. 141).
Действительно, напряжение
(рис. 140) в цепи между выходом усилителя потечет паразитный
Рис. 140. Паразитная емкостная связь
выхода этого каскада, т. е. на-
пряжение между точками А и В в схеме рис. 140 с помощью делителя, состоящего из <7Пар и Вс, делится на две части, одна из которых — Uз— и подается обратно с выхода «-го каскада на вход, допустим, первого. Если бы усилитель был однокаскадным, самопроизвольно возникшая обратная связь была бы отрицательной, так как пульсации анода электронной лампы всегда будут противо-фазны пульсациям напряжения ее управляющей сетки. Но уже в двухкаскадном усилителе такая связь будет положительной, так как пульсации анодного напряжения второй лампы будут совпадать по фазе с пульсациями сеточного напряжения первой.
В трехкаскадном усилителе паразитная связь может возник
нуть еще и между выходом третьего и входом второго каскадов; в четырехкаскадном усилителе кроме указанных двух каналов паразитная емкостная обратная связь возникнет еще между выходом четвертого и входом третьего каскадов и, кроме того, между выходом этого же четвертого каскада и входом первого (рис. 141). Следовательно, чем больше каскадов в данном, расположенном на одном и том же шасси усилителе, тем больше вероятность возникновения таких самопроизвольных емкостных паразитных связей.
Величину паразитного переменного тока можно, исходя из условий схемы рис. 140, определить в виде:
Г ____ ^вых
пар ~ V
Л с пар ~г пс
(Ю.21)
Но так как сопротивление утечки сетки любой из ламп несоизмеримо мало сравнительно с емкостным сопротивлением обычно очень малой паразитной емкости, то выражение (10.21) может быть переписано в виде:
г _ ^вых _ тг г<
1 пар— v —и выхш’-пар* Л с пар
(10.22)
Тогда напряжение паразитной обратной связи будет равно, учитывая (10.20) и (10.22):
^^^выхЮСпар^с.	(Ю.23)
Коэффициент обратной связи может быть в этом случае выражен как
₽ = -^- = <оСпар7?с.	(10.24)
и вых
Из предыдущего (см. главу 3, § 5) известно, что положительная (в данном рассматриваемом случае — емкостная паразитная)
Рис. 141. Влияние паразитной емкостной связи
обратная связь не будет вызывать генерации, т. е. усилитель будет работать устойчиво тогда, когда произведение коэффициента обратной связи |3 и коэффициента усиления по напряжению данного усилителя будет значительно меньше единицы (^А < 1). А это значит, что в рассматриваемом случае устойчивая работа усилителя, не сопровождающаяся возникновением паразитной генерации, возможна лишь при выполнении условия
соСпар/?сА < 1,	(10.25)
откуда вытекает, что
Спар «	.	(10.26)
Анализируя полученное выражение (10.26), можно сделать несколько выводов.
Во-первых, при неизменном значении паразитной емкости и всех прочих равных условиях опасность возникновения пара-
Рис. 142. Экранировка без заземления (а) и с заземлением (б)
зитной генерации возрастает в области высших частот, т. е. увеличивается по мере увеличения частоты колебаний входного сигнала. Математически это объясняется тем, что увеличение угловой частоты, стоящей в знаменателе правой части (10.26), уменьшает максимально допустимую величину паразитной емкости, которая фактически в действующем усилителе постоянна. С физической точки зрения это увеличение частоты уменьшает сопротивление паразитной емкости, увеличивает паразитный ток и тем самым напряжение положительной обратной связи.
Во-вторых, по тем же причинам возникновение паразитной генерации тем более возможно, чем большими будут величины коэффициента усиления всего усилителя или рассматриваемой его части и сопротивления утечки сетки данной лампы.
Чтобы объяснить третий вывод, вычислим (примерно) максимально допустимую величину паразитной емкости для случая, часто встречающегося, когда коэффициент усиления К — 1000, а сопротивление утечки сетки 7?с = 100кол^. Вычисления будем вести для высшей граничной частоты /в = 10 000 гц. Тогда
1012
Г ____________-_________
пар "	6,28-101-105.103 —
= 6^8
Это значит, что в рассчитываемом случае наибольшее значение самопроизвольно возникающей паразитной емкости не должно превышать 0,16 пф — величины чрезвычайно малой. Никакой конструкцией невозможно сделать эту емкость столь малой. Поэтому в реальных условиях емкостная паразитная связь устраняется экранированием отдельных деталей, соединительных проводов и даже каскада в целом металлическими экранами.
На рис. 142, а приведена принципиальная схема двухкаскадного усилителя.
Между анодной цепью второго и сеточной цепью первого каскадов возможно наличие паразитной емкости (на рис. 142, а показана пунктиром), которая является причиной паразитной связи и генерации усилителя. Чтобы ликвидировать влияние
этой паразитной емкости, первый каскад усилителя можно заключить в металлический экран. В этом случае паразитная емкость Спар разделяется как бы на две емкости: СП1— емкость между анодной цепью оконечного каскада и экраном и Сп2— емкость между экраном и входной цепью усилителя (рис. 142, а).
Если, однако, металлический экран изолирован от всех цепей усилителя, то его введение не только не уменьшит, а увеличит паразитную емкость. Произойдет это потому, что каждая из емкостей (Cni и G12) сама по себе увеличится из-за достаточно большой поверхности экрана. И несмотря на то, что они соединены последовательно, общая величина емкости будет больше, чем величина паразитной емкости без наличия экрана.
Чтобы избежать этого, металлический экран обычно электрически соединяют с общим нулевым проводом схемы —«заземляют» (рис. 142, б). При этом паразитный емкостный ток проходит только по экрану, минуя емкость экран — вход усилителя; этим и подавляется емкостная паразитная связь между цепями выхода и входа усилительного устройства.
Подобное экранирование входных цепей производится во всех промышленных типах усилительных устройств звукового кино.
Возникновение паразитной индуктивной связи между выходом и входом усилителя (каскада) может произойти лишь тогда, когда в усилителе (каскаде) имеются трансформаторы на выходе и на входе. Некоторая часть потока рассеяния выходного трансформатора может пересекать витки обмоток входного трансформатора, если они расположены достаточно близко друг от друга. При этом часть энергии с выхода передается на вход усилителя, т. е. возникает паразитная обратная связь, при которой в усилителе может возникнуть генерация.
Устранение индуктивной связи производится применением экранов из ферромагнитных материалов, в которые заключаются входные трансформаторы. В промышленных типах усилительных устройств иногда применяют одновременную экранировку как входных, так и выходных трансформаторов.
Рассмотренные выше типы паразитной обратной связи относятся к числу электрических. Однако генерация усилителя может произойти и по причине механической, в частном случае — акустической обратной связи. Если, например, громкоговоритель, включенный на выходе усилителя, находится на достаточно близком расстоянии от последнего, то при особенно громких звуках вибрации воздуха вызовут соответствующие вибрации деталей усилителя, в частности ламп, работающих в первых каскадах. В результате таких вибраций ламп возможно появление периодического изменения расстояний между их электродами, что приведет к такому же изменению анодного тока, т. е. в конечном итоге к положительной обратной связи: усилитель будет генерировать.
Но вибрации элементов схемы первого, наиболее чувствительного каскада могут возникнуть и при значительном удалении громкоговорителя от входных цепей, как это имеет место на всех киноустановках. Такие вибрации могут быть вызваны нерациональным креплением, например, выходного трансформатора и другими причинами.
Мерами борьбы с паразитной механической (акустической) обратной связью являются удаление громкоговорителя на большое расстояние от входа усилителя и механическая защита деталей входа от вибрации, в частности амортизация крепления ламп.
Выше указывалось, что в усилителях, охваченных отрицательной обратной связью, может возникнуть паразитная генерация на сверхзвуковых частотах. Как меру борьбы с подобного рода паразитной генерацией применяют резкое снижение усиления за высшей границей воспроизводимого звукового диапазона. Для этой цели шунтируют, например, вход оконечного или предоконечного каскада конденсатором малой емкости (20 4- 50 пф). Включение такого конденсатора незначительно сказывается на воспроизведении высших частот звукового диапазона, но приводит к уменьшению коэффициента усиления на сверхзвуковых частотах, поскольку емкостное сопротивление конденсатора для сверхзвуковых частот будет невелико.
Во многих схемах промышленных усилителей для среза частотной характеристики за высшей границей воспроизводимого диапазона частот применяют реостатно-емкостные фильтры, включаемые в цепь сеток ламп оконечного каскада. Такие фильтры образуются сравнительно небольшим по величине сопротивлением, включенным последовательно со входной динамической емкостью лампы. Поскольку входная динамическая емкость лампы относительно мала (20 4- 50 пф), а величина такого сопротивления выбирается порядка нескольких десятков килоом, то постоянная времени такого фильтра имеет порядок 10“5 -F 10~6 сек.
При такой малой величине постоянной времени этот фильтр не препятствует воспроизведению сигнала, частота которого лежит в пределах звукового диапазона и отфильтровывает лишь напряжение, частота которого находится в области сверхзвуковых частот (выше 10 000 -у 12 000 гц).
§ 7. ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТЬ
И ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ ВХОДНЫХ ЦЕПЕЙ
Выше указывалось, что входной сигнал в любом случае состоит из полезной составляющей и помехи (или помех). Поэтому каждая входная цепь помимо всего прочего должна еще обладать высокой степенью помехозащищенности и помехоустойчивости. Выпол-нецие первой задачи связано с усилением таких свойств входной цепи, которые, задерживая помеху (или помехи), свободно
пропускают полезную слагаемую входного сигнала; вторая задача высокой помехоустойчивости сводится к подавлению в схеме входной цепи уже проникшей в нее или случайно зародившейся в ней помехи (или помех).
Входные цепи большинства типов усилителей низкой частоты, особенно усилителей, обладающих высокой чувствительностью,
какими являются усилители, используемые в аппаратуре звуковой кинопроекции, заключают в специальные электростатические
Рис. 143. Схема емкостных наводок на вход усилителя
экраны. Это необходимо не только для подавления самопроизвольной паразитной емкостной связи, но и для усиления помехозащищенности входных цепей. В пространстве, где работают такие усилители, действуют многочисленные переменные электрические, магнитные и электромагнитные поля, которые могут воздействовать на элементы входных цепей. Появляющееся в результате этого во входных цепях паразитное напряжение усиливается усилителем и соз
дает на его выходе довольно сильные помехи, заглушающие подчас основной сигнал. Даже малые значения паразитного фона приводят иногда к большим искажениям формы воспроизводи
мого сигнала.
Чтобы рассмотреть указанное явление несколько подробнее, обратимся к рис. 143, на котором приведена элементарная схема входной цепи усилителя. Сплошными линиями А, В и С на нем показаны провода отдельных фаз промышленной силовой электросети переменного тока, пунктирной линией О — нулевой
провод.
В промышленной электросети, как правило, производится соединение нулевого провода с землей. Такое же заземление корпуса, а вместе с ним и общего нулевого провода производится^ в усилителях *.
Если входные цепи усилителя, особенно соединительный кабель фотоэлемента, микрофона или звукоснимателя, не заэкранировать (оставить «открытыми»), то между фазными проводами промышленной электросети и незаземленными проводами и деталями входной цепи будет существовать какая-то паразитная емкость Спар (см. рис. 143). Эта емкость тем больше, чем длиннее соединительные провода входной цепи и чем ближе они располо
* Даже если и не заземлять корпус усилителя специально, то все равно он окажется соединенным с землей через большее или меньшее сопротивление подставки, кронштейна или другого держателя.
жены к линиям промышленной электросети. Благодаря паразитной емкости под действием фазного напряжения по проводам и деталям входной цепи потечет паразитный емкостный ток /пар-Поскольку этот ток пройдет и через сопротивление утечки лампы первого каскада 7?с, на концах сопротивления упадет напряжение С7пар. Величина этого напряжения, несмотря на незначительную величину тока /Пар (порядка десятых и сотых долей микроампера), может оказаться соизмеримой с величиной напряжения полезного сигнала, подаваемого на вход усилителя. Действительно, пусть величина паразитной емкости равна 0,5 пф. Допустим также, что величина фазного напряжения £7фаз = 127 в, а его частота / = 50 гц. Тогда сопротивление емкости будет равно:
^Спар“ соСпар “314-0,5 ~ 6’4'I0 ОМ-
При этих условиях через сопротивление утечки лампы первого каскада потечет емкостный паразитный ток величиной
т = Л^-7Г4^ = 20-10-9н*.
Хсплр 6,4-109
Под действием такого тока на концах сопротивления 2?с, величину которого выберем равной Вс = 0,1 Мом, упадет паразитное напряжение С7Пар, равное
Z7nap = /пар7?с - 20 -10-9 -105 = 2 -10-3 в = 2 мв.
Если учесть, что напряжение входного сигнала бывает также порядка нескольких милливольт, то станет ясным, что незначительные, на первый взгляд, емкостные наводки на входные цепи делают подчас совершенно невозможной нормальную работу усилителя. Для устранения таких и подобных емкостных наводок провода и детали входных цепей необходимо заключать в металлические экраны и эти экраны обязательно соединять с корпусом усилителя (заземлять). Возникающие при этом явления аналогичны рассмотренным выше (см. § 6 данной главы).
Подобное экранирование входных цепей производится во всех промышленных типах усилительных устройств.
Лампу первого каскада усилителя стараются применять с металл: ическим баллоном, чтобы избежать необходимости использования дополнительного экрана. Входные соединительные кабели заключают в гибкий металлический шланг.
Иными словами, помехозащищенность входных цепей создается их тщательной электростатической экранировкой.
Плохая изоляция проводов соединительного кабеля также вызывает увеличение помех, но уже внутренних. Это объясняется
* Величину 7?с можно не учитывать, так как она в сотни раз меньше пар-
тем, что сопротивление изоляции не является постоянной величиной. Изменение сопротивления между проводами кабеля (при плохой изоляции) вызывает изменение токов утечки, что и способствует появлению помех (характерного шума). Большое влияние на качество звуковоспроизведения оказывает механическая устойчивость проводов в соединительном кабеле: если провода плохо укреплены, механические вибрации проектора вызывают вибрации проводов, что приводит к периодическому изменению сопротивления изоляции и распределенной емкости между ними, в результате чего на входе усилителя появляется мешающее дополнительное напряжение, частота которого равна частоте механических вибраций проектора,— в громкоговорителе будет прослушиваться характерный шум работы проектора.
&
Глава 11
РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ
§ 1. НЕОБХОДИМОСТЬ И МЕТОДЫ РЕГУЛИРОВКИ
Работа усилителя в составе аппаратуры звуковой кинопроекции характерна тем, что даже при стабильности параметров применяемых фотоэлектронных умножителей или магнитных головок амплитуда входного сигнала может колебаться в определенных пределах в зависимости от качества воспроизводимой фонограммы.
Но средний уровень входного сигнала может также изменяться в довольно широких пределах в зависимости от режима работы и качества источника (фотоэлектронного умножителя, магнитной головки, микрофона, звукоснимателя). Вместе с тем полезная мощность, отдаваемая усилителем на его выходе, должна оставаться не меньше определенной величины даже в том случае, когда на вход подается минимальное напряжение. Это обстоятельство приводит к необходимости рассчитывать предварительные каскады усиления напряжения, исходя из минимальной амплитуды переменного напряжения, подаваемого на вход усилителя. Чтобы предотвратить перегрузку усилителя в случае увеличения напряжения на входе, необходимо применять регулировку усиления.
Необходимость регулировки усиления подтверждается еще и рядом других обстоятельств.
Допустим, что усилитель предназначен для работы поочередно от двух источников входного сигнала: фотоэлектронного умножителя и звукоснимателя. При конструировании такого усилителя трудно добиться, чтобы уровень входного сигнала был абсолютно одинаков как в одном, так и в другом случае. Это зависит не только от разных уровней напряжения, развиваемого указанными источниками, и возможного разброса их параметров, но еще и от качества и стабильности работы элементов входной цепи данного усилителя.
Поэтому, чтобы получить в обоих случаях примерно одинаковый уровень мощности на выходе, тоже потребуется регулировка усиления.
Уровень громкости в закрытом помещении зависит не только от акустической мощности, излучаемой громкоговорителем, т. е. от подводимой к нему с выхода усилителя электрической мощности, но еще и от объема данного помещения.
Для поддержания определенного уровня громкости в зрительном зале относительно малого объема потребуется меньшая мощность, чем для поддержания такого же уровня громкости в зрительном зале большего объема.
Даже в одном и том же зрительном зале требуется различная мощность на выходе усилителя для поддержания одинакового уровня громкости в зависимости от загрузки зала: при* пустом зале — меньшая, при заполненном — большая.
Таким образом, и в этом случае требуется устройство, при помощи которого можно регулировать степень усиления усилителя и, следовательно, мощность на его выходе.
Регулировка усиления, необходимая не только в усилителях звуковой кинопроекции, но и в любых других усилителях низкой частоты, осуществляется при помощи специальных устройств, получивших название регуляторов усиления (или регуляторов громкости).
Из предыдущего известно, что мощность на выходе усилителя
(11Л)
можно изменять, изменяя одно из трех: хотя бы один из параметров электронной лампы, величину нагрузочного коэффициента или амплитуду входного сигнала. Наиболее удобно пользоваться третьим способом — изменением уровня сигнала, подаваемого на вход оконечного мощного каскада.
Первый способ — изменение крутизны характеристики — встречается в схемах автоматического регулирования, для чего применяются специальные типы ламп — с переменной крутизной. Способ регулирования выходной мощности изменением величины нагрузочного коэффициента не нашел применения в практике.
Значит, наиболее простым устройством для регулирования усиления может быть делитель напряжения с переменным коэффициентом деления.
Такое устройство должно обеспечивать достаточную плавность регулировки при неизменности частотной характеристики усилителя во всех положениях регулятора и минимальном уровне помех.
Чтобы удовлетворить последнему требованию, регулятор громкости следовало бы разместить в одном из последних каскадов усиления, где амплитуда полезного сигнала значительно больше
напряжения помех и, следовательно, помехи сказываются в меньшей степени. Этот способ размещения регулятора громкости не применяется потому, что оказывается возможной перегрузка
первых каскадов усиления.
На рис. 144 приведена простейшая схема регулировки усиления, в которой использован переменный делитель напряжения. Принцип действия такого регулятора весьма прост. Переменное напряжение Uc, развиваемое источником входного сигнала —
предыдущим каскадом усиления,— подается на зажимы регулятора R. Напряжение U'c, подаваемое на сетку лампы данного каскада, снимается либо полностью со всего сопротивления R, либо с какой-нибудь его части/?', в зависимости от положения ползунка П. Разность уровня выходного сигнала, возникающую между двумя смежными положениями ползунка П и выражаемую в децибелах, называют ступенью регулировки.
Разность максимального и минимального уровней этого же сигнала, т. е. разность выходного напряжения при крайних
Рис. 144. Схема включения регулятора громкости
положениях ползунка П, называют глубиной регулировки, которая также измеряется в децибелах. Обычно глубина регулировки £п = 35 н- 45 дб.
Рассмотрим действие регулятора усиления несколько подробнее. При крайнем верхнем положении ползунка П (см. рис. 144) все напряжение Uc подано на вход лампы Л.
При перемещении ползунка П вниз напряжение Uq, подаваемое на вход данной лампы, уменьшается.
В этом случае изменение величины входного напряжения лампы Uс и, следовательно, напряжения на выходе усилителя происходит по линейному закону, пропорционально углу поворота пере
ключателя.
Но согласно закону слухового восприятия, изменение громкости не прямо пропорционально изменению звукового давления (или, что почти равнозначно, изменению напряжения на выходе усилителя), а пропорционально логарифму изменения давления, развиваемого громкоговорителем (или пропорционально логарифму изменения выходного напряжения). Графически этот закон может быть представлен в виде логарифмической кривой, изображенной на рис. 145.
Здесь по горизонтальной оси отложено выходное напряжение усилителя t/вых (в вольтах), а по вертикальной оси — соответствующие уровни воспринимаемой человеческим слухом громкости звучания (в децибелах) при условии, что за нулевой уровень отсчета принята мощность Uo ВЫх — 1 в.
Как видно из приведенного графика, одни и те же по величине изменения выходного напряжения вызывают неравные по величине изменения уровня громкости: изменение напряжения на 1 в (АЛ\) при малых уровнях вызывает изменение уровня громкости на 2 дб (ALj); такое же изменение напряжения (At72) при относительно больших уровнях вызывает изменение уровня громкости АЛ2 — 0,6 дб (совершенно не ощутимое на слух).
Для того чтобы при относительно больших уровнях получить
изменение громкости на АЛ3
= 2 дб, необходимо, как это видно из рис. 145, изменить напряжение на выходе не на 1 в, а на At73 — 3 в. Из курса акустики известно, что как раз такое изменение громкости (АЛ<2* дб) не ощутимо на слух.
Следовательно, для получения равномерного и плавного изменения громкости необходимо вначале при малых уровнях увеличивать выходное напряжение медленнее (меньшими приростами), чем при больших уровнях гром-
Рис. 145. График изменения уров- кости.
ня громкости в зависимости от Поэтому для равномерного напряжения выходного сигнала увеличения громкости звучания напряжение на выходе усилителя необходимо увеличивать не равномерно, не по линейному закону, а по так называемому закону показательной функции.
Напряжение на выходе усилителя пропорционально входному напряжению. Следовательно, для получения равномерного изменения громкости звучания громкоговорителя необходимо, чтобы напряжение сетки лампы менялось по показательному закону.
§ 2.	УСТАНОВОЧНЫЕ
И ВЫНОСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ГРОМКОСТИ
Регуляторы усиления (громкости) могут быть размещены как в самом корпусе усилителя, так и вне его в виде отдельного узла, связанного с усилителем специальным соединительным кабелем. Первые называются установочными или внутренними, а вторые — выносными (или внешними) регуляторами усиления.
Такое подразделение 'имеет не только формальный смысл. Выше указывалось, что для поддержания одинакового уровня громкости требуется различная мощность: наибольшая — при полностью загруженном зрительном зале и наименьшая — при пустом. В связи с этим от сеанса к сеансу, в зависимости от загрузки зрительного зала (не говоря уже и о других обстоя
тельствах), необходимо производить оперативную регулировку громкости. Такая регулировка не может быть обеспечена персоналом аппаратного комплекса, так как этот комплекс акустически изолирован от зрительного зала. Удобнее всего производить опе
ративную регулировку с помощью размещенных непосредственно
в зрительном зале выносных регуляторов громкости.
Установочные регуляторы используются для поддержания
среднего для данного зрительного зала уровня громкости в тече
ние длительного периода с целью защиты первых каскадов от возможной перегрузки и для других описанных ниже нужд.
С целью экономии места в корпусе усилителей, а также с целью получения плавной регулировки в усилителях звуковой кинопроекции в качестве установочных регуляторов громкости применяются непроволочные переменные резисторы.
В соответствии с различным назначением переменные резисторы выпускаются с различными характеристиками изменения своей величины
в зависимости от угла поворота: Рис- 146. Изменение сопротив А —с прямолинейной характеристи- ления переменных регуляторов кой, Б — с логарифмической харак-
теристикой и В — с показательной характеристикой (рис. 146). В качестве регуляторов громкости должны применяться резисторы типа В с показательной характеристикой.
Тогда, если учесть, что слуховое восприятие происходит по логарифмическому закону, изменение уровня громкости будет
происходить прямо пропорционально углу поворота рукоятки
переменного резистора, используемого как регулятор громкости.
Действительно, если учесть, что через все сопротивление регулятора проходит переменный, зависящий от уровня входного сигнала ток I (см. рис. 144), то изменение напряжения, снимаемого с нижнего плеча такого переменного делителя, будет равно: AU'c = hR,	(11.2)
где АТ? — изменение сопротивления, происходящее при повороте рукоятки переключателя на какой-то угол а.
Это изменение величины сопротивления, имеющее место в случае использования в качестве регуляторов громкости переменных резисторов с характеристикой типа В (см. рис. 146), будет зависеть от угла поворота ползунка:
AT?=7Va,	(11.3)
где N — постоянная величина, зависящая от конструкции.
Но изменение громкости, как показано выше, пропорционально логарифму изменения напряжения:
АЛ = 20 lg At/;.	(11.4)
Следовательно, учитывая выражения (11.2) и (11.3), можно записать:
AL=201g//Va, откуда
АЛ = 20 (1g/ + lg/Va)
или
АЛ = 20 (lg I + a 1g /V).	(11.5)
«
В полученном выражении (11.5) величины lg I и lg N постоянны в любой момент времени и практически зависят только от уровня входного сигнала в данный момент и конструкции регулятора. Это значит, что изменение громкости в рассматриваемом случае будет прямо пропорционально углу поворота рукоятки регулятора.
В случае использования для рассматриваемых целей переменного резистора с характеристикой типа А (см. рис. 146) окажется, что
АЯ = /Уа,	(11.6)
так как между изменением сопротивления и углом поворота его ползунка в данном случае существует линейная зависимость. Но тогда
АЛ = 20 lg INa, откуда
АЛ = 20 (1g J-р lgTV4-1gа).	(11.7)
В этом случае, так же как и в предыдущем, величины lg I и lg N можно считать постоянными. Однако несмотря на это, в случае использования в качестве регуляторов переменных резисторов с характеристикой типа А изменение громкости, как видно из (11.7), будет пропорционально логарифму угла поворота рукоятки регулятора. Это значит, что в начале шкалы регулятора громкость при изменении угла поворота будет изменяться в большей мере, чем при повороте рукоятки на такой же угол, но произведенном в конце шкалы.
Еще хуже в этом смысле сказывается применение переменных резисторов с характеристикой типа Б (см. рис. 146), когда в начале шкалы малейшее изменение угла поворота рукоятки вызывает резкие изменения уровня громкости, в то время как в конце шкалы даже поворот рукоятки на достаточно большой угол вызывает почти незаметные на слух изменения громкости.
В связи с тем, что выносной регулятор громкости включается в цепь сетки такого каскада, где уровень сигнала все еще недостаточно велик, экранировка относительно длинного соединительного кабеля является строго необходимой.
Если бы выносной регулятор был включен на входе первого каскада, где уровень входного сигнала еще меньше, то экранировка соединительного кабеля должна была быть еще более тщательной и длину кабеля пришлось бы намного уменьшить. В противном случае (при плохой экранировке и большой длине соединительного кабеля) значительно увеличился бы уровень помех.
§ 3.	ЧАСТОТНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ, ВНОСИМЫЕ РЕГУЛЯТОРАМИ ГРОМКОСТИ
Описанный способ регулировки громкости вносит своеобразные и достаточно заметные частотные искажения. Проявляются эти искажения в том, что хорошее воспроизведение низших частот имеет место лишь при максимальном уровне громкости. По мере вызванного необходимостью уменьшения громкости, т. е. по мере перевода рукоятки регулятора (см. рис. 146) из крайнего верхнего (по схеме) положения в нижнее, воспроизведение низших частот будет ухудшаться. Из предыдущего (см. главу 6, § 6) известно, что уровень воспроизведения низших частот реостатным каскадом зависит от его коэффициента усиления по напряжению на низшей граничной частоте (6.56):
который, в свою очередь, зависит от постоянной времени цепи сетки (6.58):
Тс НсСс‘
Отсюда видно, что чем больше эта постоянная, тем выше значение коэффициента усиления на низшей граничной частоте и, следовательно, тем лучше сравнительно со средними будут воспроизводиться низшие частоты, и, наоборот,— уменьшение постоянной времени цепи сетки влечет за собой ухудшение воспроизведения низших частот вследствие имеющего при этом место уменьшения Ки.
Из приведенной на рис. 144 схемы видно, что часть сопротивления регулятора громкости, находящаяся между ползунком и нижним (по схеме) концом этого регулятора, служит одновременно и сопротивлением утечки сетки лампы данного каскада.
При высоких уровнях громкости, когда ползунок переменного резистора — регулятора громкости — находится в верхнем (по схеме) положении, величина сопротивления утечки, а следова
тельно, и величина постоянной времени цепи сетки будут достаточно велики. Коэффициент усиления на низших частотах в таком случае наибольший. По мере уменьшения громкости, вызываемого перемещением регулятора из верхнего положения в нижнее (см. рис. 144), величина сопротивления утечки и связанная с ней величина постоянной времени цепи сетки будут уменьшаться. Это и приведет, как видно из (6.56), к уменьшению величины Кн, т. е. к ухудшению воспроизведения низших частот.
Такие искажения в промышленных образцах усилителей частично компенсируются применением отрицательной обратной связи. И все же в процессе их эксплуатации это свойство описанных выше регуляторов громкости следует учитывать.
Необходимо выбирать для данного объема зрительного зала звуковоспроизводящее устройство с таким номинальным значением выходной мощности, чтобы нормальный уровень громкости мог быть достигнут при положении рукояток регуляторов громкости примерно в конце второй трети шкалы.
Кроме описанных частотных искажений в области низших частот выносные регуляторы увеличивают еще и частотные искажения в области высших частот. Это их свойство связано с тем, что такие регуляторы, размещаемые иногда на достаточно большом расстоянии от усилителя, соединяются с последним сравнительно длинным кабелем.
Чем длиннее такой соединительный кабель, тем больше его распределенная емкость, которая в итоге суммируется с входной динамической емкостью лампы, работающей после выносного регулятора громкости, в результате чего увеличивается и емкость Со. (см. рис. 80). Но увеличение этой емкости вызывает пропорциональное увеличение постоянной времени цепи анода лампы, предшествующей регулятору громкости (6.44):
— RqkbCq.
С этим связано уменьшение коэффициента усиления этого каскада на высшей граничной частоте (6.62):
что иногда значительно ухудшает воспроизведение высших частот.
Чтобы эти частотные искажения свести к минимуму, надо предотвратить такое сильное увеличение постоянной времени цепи анода та, которое возникает при увеличении емкости Со в случае применения достаточно длинного соединительного кабеля.
Из выражения (6.44) видно, что если желательно уменьшить величину постоянной времени та, то в случае роста величины емкости Со надо уменьшать эквивалентное сопротивление /?экв в еще большей степени.
Это необходимо для того, чтобы уменьшить в общей сложности постоянную времени цепи анода и тем самым улучшить воспроизведение высших частот.
Но эквивалентное сопротивление 2?экв, как известно из предыдущего (см. главу 6, § 6), состоит из параллельно включенных между собой выходного сопротивления усилительного каскада, предшествующего выносному регулятору громкости
ДВЫХ=	,	(11.8)
“г + “а
и сопротивления утечки лампы данного каскада (то есть — сопротивления выносного регулятора громкости):
^вых^с
^ЭКВ р । р •
“вых “Г-°C
(11.9)
Значит, добиться общего уменьшения величины эквивалентного сопротивления можно лишь уменьшением величин как выход
ного сопротивления каскада, предшествующего выносному регу
лятору, так и полного сопротивления самого регулятора.
Тогда при большом значении величины емкости Со, но сравнительно малой величине эквивалентного сопротивления /?экв
постоянная времени цепи анода может оказаться в пределах, обеспечивающих достаточный уровень воспроизведения высших частот. В противном случае при сравнительно больших значениях выходного сопротивления, предшествующего регулятору каскада, и сопротивления самого регулятора постоянная времени та может оказаться настолько большой, что воспроизведение высших частот будет сравнительно со средним значительно ухудшено.
На рис. 147 изображена упрощенная эквивалентная схема включения выносного регулятора громкости. Анализируя эту эквивалентную схему, нетрудно прийти к выводу, что шунтирующее действие распределенной емкости будет тем больше, чем больше величины этой емкости, выходного сопротивления 7?ВЫх и полного сопро-
^вх
Рис. 147. Эквивалентная схема выносного регулятора:
^вых — выходное напряжение каскада, предшествующего выносному регулятору громкости; Нвых — его выходное (внутреннее) сопротивление; Ср — распределенная собственная емкость соединительного кабеля; Нс — полное сопротивление выносного регулятора громкости; Uвх — входное напряжение последующего каскада
тивления регулятора Rc.
Это объясняется обратной зависимостью емкостного сопротивления от величины самой емкости (для определенной частоты переменного тока): чем больше значение распределенной емкости кабеля, тем меньше величина его емкостного сопротивления и, следовательно, тем в большей степени будут шунтироваться
выходное сопротивление предшествующего каскада и полное
сопротивление генератора.
При неизменных величинах сопротивлений 2?вых, Rc и распределенной емкости шунтирующее действие последней будет возрастать по мере увеличения частоты воспроизводимого сигнала, в результате чего и будет снижаться уровень входного сигнала последующего каскада на высших частотах.
Значит, для уменьшения шунтирующего действия распределенной емкости соединительного кабеля необходимо, как и было показано выше, чтобы выходное сопротивление усилительного каскада, предшествующего регулятору громкости, и полное сопротивление самого регулятора были сравнительно малы. Во всяком случае должны соблюдаться условия Rc <С | Хс | и 1?вых < | Хс | .
В промышленных усилительных устройствах для этой цели используют в качестве предшествующих регуляторам ^аскадов катодные повторители и применяют в качестве таких регуляторов переменные резисторы, сопротивление которых не превышает 30 ком. Это дает возможность применять соединительные кабели с распределенной емкостью порядка нескольких тысяч пикофарад.
§ 4.	РЕГУЛИРОВАНИЕ ГРОМКОСТИ ИЗМЕНЕНИЕМ ГЛУБИНЫ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Чтобы избежать описанные выше частотные искажения, в про-
мышленных усилительных устройствах регулирование громкости
иногда осуществляется путем изменения глубины отрицательной
Рис. 148. Регулирование громкости изменением отрицательной обратной связи
обратной связи, которой охватываются один или два смежных каскада усиления напряжения.
Для этих целей обычно используется активная отрицательная обратная связь по напряжению с последовательным способом подачи. Регулирование глубины обратной связи можно, например, производить с помощью переменного сопротивления 7? 1, включенного на выходе каскада через дополнительный разделительный конденсатор Ср (см. рис. 148).
Коэффициент усиления каскада, охваченного отрицательной обратной
связью, определяется, как известно из вышеизложенного (см. главу 3, § 4), выражением (3.15):
К - К
Л|3	14-рх *
Из схемы рис. 148 видно, что коэффициент обратной связи
для рассматриваемого примера
__ Щ ~ R2
^вых -^2 ~
(11.10)
Если перевести ползунок переменного резистора в верхнее1 (по схеме рис. 148) положение, то окажется, что Uр — £7ВЫХ и р — 1. Тогда наименьший коэффициент усиления данного каскада окажется равным:
Т^МИН ~ \-\-K ~	(11.11)
Наибольшее значение этот коэффициент будет иметь при переводе ползунка Ri в крайнее нижнее положение (см. рис. 148). Конкретная величина наибольшего коэффициента усиления зависит от соотношения величин Rr и R2. Так, например, при их равенстве окажется, что
jz' __ К 2К
^-макс	if ’ 9 । Tf ?
так как в этом случае коэффициент обратной связи оказывается равным
о _ R2 R2 _ 1 р R2 + R2 2R2	2 *
При условии Ri~ 27?2 К ЗК
Лмакс-	- 3 + к
3
поскольку теперь R2 __ R2 _ 1
Р R2f2R2 3R2	3	’
При выполнении условия Н2 = 3/?2
jz	А _ 4А
Амане- R + К
1+Т
И т. д.
В общем виде:
к — пК
Лмакс nf К ' где
(И. 12}
(11.13)
Метод регулировки усиления изменением глубины отрицательной обратной связи исключает возникновение частотных искажений в области низших частот. В случае же использования этого метода в работе выносных регуляторов распределенная емкость соединительного кабеля будет оказывать такое же действие, как и при обычных методах регулировки,— уменьшать
усиление на высшей граничной частоте. Объясняется это обстоятельство тем, что распределенная емкость кабеля оказывается включенной параллельно выносимому за пределы корпуса усилителя переменному резистору l?i. В таком случае в области высших частот сопротивление верхнего плеча делителя уменьшается, коэффициент обратной связи увеличивается и, следовательно, коэффициент усиления становится меньшим.
Заметим еще, что в отличие от обычных регуляторов описываемый метод регулирования не позволяет уменьшать громкость до нуля. Это связано с тем обстоятельством, что коэффициент усиления каскада, охваченного такой переменной отрицательной обратной связью, никогда не может стать равным нулю, даже лри случае Р— 1, как это видно из приведенного выше выражения (3.15).
Глава 12
КОРРЕКЦИЯ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК
§ 1. ВИДЫ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК.
Выше было показано, что наименьшие частотные искажения вносятся усилителем тогда, когда он усиливает интенсивность электрических колебаний всех частот в равной мере. Для этого необходимо, чтобы его амплитудно-частотная характеристика была параллельна горизонтальной оси в заданном диапазоне частот. Ни одна из описанных выше схем не может в принципе обладать такой строго прямолинейной характеристикой. Так, частотная характеристика реостатного усилителя имеет спад в области низших и в области высших частот; частотная характеристика трансформаторного усилителя напряжения имеет спад в области низших и резонансный пик в области высших частот;, у мощного усилителя с трансформаторным выходом частотная характеристика также имеет спад в областях низших и высших частот.
Все это говорит о необходимости исправления (коррекции) амплитудно-частотной характеристики усилителя.
Было бы, однако, неверным подразумевать под коррекцией частотной характеристики только ее спрямление. В принципе это понятие более широкое. Под коррекцией частотной характеристики, в широком смысле этого термина, принято подразумевать любое вызванное той или иной необходимостью изменение формы частотной характеристики данного усилителя, т. е. придание ей такой формы, какая необходима в данных конкретных условиях работы.
В практике эксплуатации звуковоспроизводящих устройств часто встречается не только необходимость спрямления их частотных характеристик или придания им некоторого подъема в областях низших и высших частот, но ц необходимость резкого спада частотной характеристики после определенной граничной частоты.
Это, например, обусловлено для каждого звуковоспроизводящего устройства стремлением к уменьшению уровня помех.
Приведенное к входу усилителя напряжение возникающих в самом усилителе флуктуационных помех может быть приближенно определено выражением
С72 = С-А/.	(12.1)
Величина С в этом выражении зависит от свойств * применяемых в данном усилителе ламп, типов и количества резисторов, средней рабочей температуры всего устройства и др.
Как видно из (12.1), напряжение помех будет тем большим, чем шире полоса пропускания (диапазон частот) данного усилителя А/. Так как нижняя граница диапазона частот почти для всех видов усилителей низкой частоты обычно не бывает менйпе 40— 30 гц, то полоса пропускания А/ ограничивается лишь верхней граничной частотой данного конкретного усилителя /в.
Следовательно, в целях уменьшения напряжения помех желательно до возможного предела уменьшить высшую граничную частоту воспроизводимого диапазона. Иными словами, в каждом усилительном устройстве низкой частоты желательно создать достаточно крутой спад частотной характеристики сразу же после высшей граничной частоты, которая диктуется наибольшей частотой колебаний, возбуждаемых источником входного сигнала.
Выше было показано (см. главу 2, § 5 и рис. 10), что прямолинейной должна быть лишь сквозная амплитудно-частотная характеристика полностью всего тракта записи — воспроизведения звука. Частотные же характеристики отдельных узлов этого тракта могут иметь различную форму, как зависящую от тех или иных свойств данного узла, так и специально создаваемую для компенсации (уравновешивания) противоположных свойств другого узла данного тракта.
В частности, форма частотной характеристики того или иного устройства, входящего в тракт воспроизведения звука, зависит от свойств используемого источника входного сигнала, главным образом от его амплитудно-частотной характеристики, с которой она и должна быть согласована.
В этом смысле частотная характеристика усилителя должна иметь форму одного из видов (при обязательном во всех случаях крутом спаде после верхней граничной частоты): 1) совершенно прямолинейную во всем заданном диапазоне частот, 2) прямолинейную в области низших и средних частот с последующим подъемом в области высших, 3) прямолинейную в области средних и высших с подъемом в области низших частот и 4) прямолинейную в области средних с одинаковыми или различными по крутизне подъемами в областях низших и высших частот.
* В частности, от интенсивности так называемого дробового эффекта.
Так, частотная характеристика усилителя, работающего в комплексе узкопленочной (16-лкм) кинопроекционной аппаратуры, должна иметь подъем, начинающийся с 1500—2000 гц, с максимумом усиления на частоте порядка 4500 гц и крутым спадом после 5000 гц (рис. 149). Подъем частотной характеристики усилителя указанного типа необходим для того, чтобы компенсировать спад высоких частот, создаваемый самой фонограммой узкого фильма. На фотографической фонограмме 16-мм фильма практически невозможно записать колебания с частотой выше 5000 гц из-за относительно малой скорости движения такого фильма. Поэтому необходим резкий спад частотной характеристики усилителя после указанной частоты. При воспроизведении механической записи звука (грампластинки) тоже нет надобности
в наличии полосы пропускания усилителя свыше 5000 гц, так как и здесь носитель фонограммы не может обеспечить записи более высоких частот; в этом случае также необходимо наличие крутого спада частотной характеристики усилителя выше 5000 гц.
Магнитная фонограмма склонна к образованию достаточно крутого спада своей частотной характеристики в области низших частот (см.
Рис. 149. Пример частотной характеристики
главу 10, § 1 и 3). Поэтому частотная характеристика усили-
теля, предназначенного для усиления сигнала, поступающего от воспроизводящей магнитной головки, должна иметь в области низших частот пропорциональный подъем. Если скорость
движения магнитного звукоснимателя ограничена, как это, например, имеет место при демонстрации 16-мм фильмокопий, то отдача магнитной фонограммы на высших частотах может также оказаться недостаточной и ее частотная характеристика приобретет спад и в области высших частот. В подобных случаях частотная характеристика усилителя должна иметь подъем еще и в области высших частот.
Поскольку частотная характеристика фотографической фонограммы 35-мм фильма имеет спад в области высших частот, особенно крутой после 7000—8000 гц, постольку звуковоспроизводящее устройство, предназначенное для воспроизведения такой фонограммы, должно иметь частотную характеристику с достаточной крутизны подъемом в области высших частот (в пределах от 2000 4- 3000 до 7000 ч- 8000 гц) и очень крутым спадом после 8000 гц.
Если универсальное звуковоспроизводящее устройство предназначено для воспроизведения различных указанных выше фонограмм, то все сказанное свидетельствует о необходимости
специальных видов коррекции, с помощью которых можно было •бы каждый раз придавать частотной характеристике этого устройства такую форму, какая необходима для воспроизведения данной фонограммы.
Вид частотной характеристики усилителя зависит также от акустических свойств зрительного зала того или иного кинотеатра. Поэтому в усилителях, применяемых в аппаратуре звуковой кинопроекции, должна быть предусмотрена специальная коррекция, с помощью которой можно согласовать частотную характеристику усилителя с аналогичной акустической характеристикой зрительного зала.
Частотная коррекция усилителя необходима еще и для того, чтобы компенсировать частотные искажения, вносимые отдельными деталями усилителя и его узлами (соединительными кабелями, кабелем выносного регулятора громкости, самим «устройством регулировки громкости и т. п.). В процессе эксплуатации частотная коррекция необходима еще и при воспроизведении изношенных, сильно шумящих фонограмм. Резкий срез частотной характеристики в области высших частот уменьшает такой шум, поскольку он, как правило, содержит в себе колебания высокой частоты.
§ 2. ПРИНЦИП КОРРЕКЦИИ
Выше было показано, что общий коэффициент усиления всего усилительного устройства равен при данной частоте произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов:
^ОбЩ К-2’ К-3 • • • Кп.
Если изготовить, например, трехкаскадный усилитель, у которого все каскады будут работать по реостатной схеме, то общая частотная характеристика такого усилителя будет иметь
либо усилительное устройство подобную приведенной на рис.
спад в областях низших и высших частот.
Такой усилитель не может удовлетворить требованию прямолинейности частотной характеристики, при наличии которого возникает необходимость коррекции частотной характеристики всего усилительного устройства с целью спрямления ее в заданном диапазоне частот.
Принцип коррекции частотной характеристики заключается в следующем. Допустим, что какое-имеет частотную характеристику, 150 (кривая а). Тогда коэффициент
частотных искажении в ооласти высших частот в этом случае окажется:
Пусть в данном случае требуется спрямление частотной характеристики в области высших частот. Это значит, что коэффициент частотных искажений в этой области частот должен быть равен единице. Такого положения можно достичь, если в данное усилительное устройство включить, например, дополнительный каскад, коэффициент усиления которого в области высших частот К'ъ будет во столько раз больше коэффициента усиления в области средних частот К'о, во сколько раз коэффициент усиления данного усилителя в области высших частот меньше коэффициента усиления в области средних частот (рис. 150, кривая б).
Математически это условие может быть записано так:
К'
-— = т^ тв — Мв,	(12.2)
ло
где К'в — коэффициент усиления дополнительного корректирующего каскада в области высших частот;
К'о — коэффициент усиления этого каскада в области средних частот;
т — коэффициент коррекции.
Иными словами, частотная характеристика корректирующего каскада должна иметь подъем на той частоте, где основная характеристика усиления имеет спад, и наоборот,— иметь спад в той области частот, где основная характеристика имеет подъем. Тогда суммарная частотная характеристика будет прямолинейна (рис. 150, кривая в).
Аналогичным путем можно добиться и любого другого видоизменения частотной характеристики.
Так, при необходимости подъема частотной характеристики в области высших частот (допустим, на частоте 4000 4- 5000 гц) нужно, чтобы коэффициент коррекции на этой частоте был больше коэффициента частотных искажений, вносимых усилителем на этой же частоте.
Таким образом, принцип частотной коррекции усилителя можно свести к следующему: коэффициент коррекции корректирующего каскада на данной частоте т{ должен быть равен частному от деления величины имеющего место коэффициента частотных искажений для данной частоты Mf (до введения коррекции) на желательный коэффициент частотных искажений M'f.
(12-3)
Для осуществления частотной коррекции нет необходимости всегда применять специальный корректирующий каскад; в боль-
таинстве случаев оказывается достаточным использование отдельных корректирующих элементов или узлов с частотно-зависимым •сопротивлением, форма частотной характеристики которых выбирается по тому же принципу, что и форма частотной характеристики корректирующего каскада.
гр
Рис. 151. Скелетная схема коррекции с помощью обратной связи
ления, но одновременно тем
§ з. коррекция с помощью ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
В современных усилительных устройствах наиболее распространенной является коррекция с помощью отрицательной обратной связи. Объясняется это очень широкими возможностями такого метода коррекции. Применением отрицательной обратной связи можно придать частотной характеристике усилителя практически любую заранее заданную форму.
Наиболее простой по осуществлению и наиболее устойчивой в работе является активная отрицательная обратная связь. Как известно из вышеизложенного (см. главу 3, § 7), такой вид обратной связи спрямляет частотную характеристику. Чем больше глубина связи, тем больше эффект спрям-геныпе коэффициент усиления по
напряжению. Правильное, рациональное разрешение этого противоречия в каждом конкретном случае — основная задача при расчете активной отрицательной обратной связи.
Но когда, например, надо осуществить резкий подъем или спад частотной характеристики в определенной, но достаточно узкой области частот, активная отрицательная обратная связь не дает нужного эффекта. В таких случаях применяется комплексная отрицательная обратная связь, т. е. такая связь, в цепи которой включены кроме активных еще и реактивные элементы (емкость, индуктивность), сопротивление которых зависит от частоты. Корректирующие свойства комплексной отрицательной обратной связи достаточно подробно были рассмотрены выше (см. главу 3, § 7).
В дополнение к этому поясним основной принцип коррекции частотной характеристики с помощью такого вида обратной связи, воспользовавшись скелетной схемой, приведенной на рис. 151.
С помощью делителя напряжения, состоящего из резисторов и R2, часть выходного напряжения подается обратно на вход в противофазе к входному напряжению С7ВХ. Напряжение Uc,
приложенное к входным зажимам каскада (усилителя), при этом равно:
ис = и^-и^
В цепи комплексной отрицательной обратной связи (см. рис. 151) включен реактивный элемент, сопротивление которого Zp изменяется с изменением частоты. В таком соединении элементы 20, Я2, Zp, и 7?3 составляют двухступенчатый делитель. Напряжение, снимаемое с нижнего плеча (Т?2) первой ступени, поступает на вторую ступень (Zp — Я3), с нижнего плеча которой (Яз) и снимается напряжение обратной связи 27р.
Допустим, что в качестве реактивного элемента Zp использован конденсатор, сопротивление которого переменному току определяется формулой:
Тогда увеличение частоты входного сигнала вызовет уменьшение сопротивления конденсатора, что приведет к увеличению напряжения обратной связи U
Наоборот, уменьшение частоты усиливаемого сигнала приведет к увеличению значения Zp = Хс и, следовательно, к уменьшению напряжения обратной связи Uр.
Таким образом, глубина отрицательной обратной связи будет увеличиваться с увеличением частоты и уменьшаться с уменьшением частоты. Поэтому частотная характеристика каскада (усилителя) приобретает спад в области высших частот и подъем в области низших частот.
Выбирая величину емкости С, можно осуществить коррекцию на заданных частотах.
Предположим теперь, что в качестве реактивного элемента в цепи комплексной обратной связи применена катушка индуктивности, полное сопротивление которой переменному току равно:
Zp = ]//Р + со2Л2 ,
где R — активное сопротивление провода, а
L — индуктивность катушки.
В этом случае увеличение частоты усиливаемого сигнала вызывает увеличение полного сопротивления катушки индуктивности, что приводит к уменьшению падения напряжения на резисторе Я3, т. е. к уменьшению напряжения обратной связи Uр.
Уменьшение частоты вызывает в этом случае уменьшение величены Zp и увеличение напряжения обратной связи Uр.
Следовательно, частотная характеристика каскада (усилителя) приобретает подъем в области высших частот и спад в области низших частот.
Описанные двумя случаями и схемой, приведенной на рис. 151, далеко не исчерпываются разнообразные методы коррекции частот-
ной характеристики каскада (усилителя) с помощью комплексной отрицательной обратной связи.
Если, например, в той же схеме поменять местами резистор 7?з и реактивный элемент Zp, то при наличии конденсатора будет осуществлен подъем частотной характеристики в области высших частот и спад ее в области низших частот; включение в этом случае катушки индуктивности приведет к обратным результатам: подъему в области низших частот и спаду в области высших.
Если в качестве частотно-зависимого элемента Zp использовать резонансный контур LC, состоящий из последовательно или парал-
лельно соединенных индуктивности и емкости, то можно создать резонансного характера подъем (пик) или спад (провал) частотной характеристики в заданном участке частотного диапазон^.
Ширина этого участка, конкретное значение резонансной частоты, равно как и крутизна подъ-
А
Рис. 152. Скелетная схема коррекции с помощью параллельной отрицательной обратной связи

ема или спада характеристики будут определяться в таком случае параметрами указанного кон тура и его схемой. Так, парал
лельное соединение индуктивности и емкости на участке Zp (см рис. 151) создаст на резонансной частоте
2л ~]/LC
пиковый (резонансный) подъем частотной характеристики, так как полное сопротивление параллельного резонансного контура на такой частоте резко увеличится, в связи с чем произойдет пропорциональное этому уменьшение напряжения обратной связи Uр.
Использование в качестве Zp последовательного резонансного контура приведет к противоположному результату. На резонансной частоте /р, определяемой как и для предыдущего случая, полное сопротивление такого контура резко уменьшится, напряжение обратной связи Uр в связи с этим увеличится и частотная характеристика на резонансной частоте приобретет провал — своеобразную седловину. Иногда для компенсации спада частотной характеристики в области высших частот, вызываемого действием распределенной емкости входного соединительного кабеля, используют комплексную отрицательную обратную связь по напряжению с параллельным способом подачи. Тогда такая схема приобретет вид, представленный в скелетной форме на рис. 152 (здесь Ср — распределенная емкость кабеля). В области высших 350
частот по мере увеличения частоты уменьшается емкостное сопротивление распределенной емкости. Это влечет за собой уменьшение полного сопротивления параллельно включенных Ср и Н3, с зажимов которых снимается напряжение сигнала Uc. Значит, по мере увеличения частоты входного сигнала его напряжение должно уменьшаться, что приведет к спаду частотной характеристики в этой области частот.
Но, как видно из рис. 152, при параллельном способе подачи напряжение обратной связи Uр тоже снимается с этих точек (АБ на рис. 152), поскольку параллельно соединенные Ср и 2?3 являются одновременно еще и нижним плечом второй ступени делителя напряжения в цепи обратной связи. Следовательно, и напряжение обратной связи тоже будет уменьшаться (и в той же пропорции!) при увеличении частоты входного сигнала. А это значит, что по мере роста частоты коэффициент усиления данного каскада будет увеличиваться. Таким образом, если в области высших частот уменьшается уровень входного сигнала, то одновременно с этим пропорционально увеличивается коэффициент усиления каскада в этой области частот, в результате чего частотная характеристика в определенных пределах спрямляется.
Во всех случаях использования комплексной отрицательной обратной связи в цепях частотной коррекции коэффициент обратной связи
о
Р и
и вых
оказывается величиной частотно-зависимой.
С другой стороны, выбор этой величины для достижения нужной степени компенсации тех или иных частотных искажений зависит от необходимого для данного конкретного случая коэффициента коррекции:
Mf
Учитывая, что =	— коэффициент частотных искажений
К'
усилителя до введения коррекции, a Mf = —г— тот же коэффи-Kf
циент, но уже после введения корректирующей частотно-зависимой обратной связи, это выражение можно записать в виде
Л0Л/ т'=~к^-
(12.4)
Коэффициент усиления на средней частоте после введения коррекции, т. е. после охвата усилителя комплексной отрицательной обратной связью, оказывается равным:
г- Ко
0	1 + f^o
а коэффициент усиления на данной частое / (тоже после введения
коррекции):
K't =
Kf
i+Wf *
(12.6)
Подставляя значения К'о и Kf соответственно из (12.5) и (12.6) в (12.4), получим:
К	Kf
_ 0	1-ЦЗТГу	_	1 + рТГу
f к	К(>	1	+	‘
f 1 + Р^о
Из полученного выражения (12.7) вытекает, что о_ 1—mf
Р“ nifKQ — Kf '
и то же:
или, что, по существу, одно
*
(12.7)
(12.8)
mf — 1
KQ — mfKf
(12.9)
Значит, для данной частоты величина коэффициента обратной связи регламентируется необходимой степенью коррекции и первоначальными значениями' Ко и Kf.
Приведенные выше примеры далеко не исчерпывают очень широких возможностей комплексной отрицательной обратной связи, благодаря которым она, с целью коррекции частотной характеристики, широко используется в современных усилительных устройствах звуковой кинопроекции.
§ 4. ПЕРЕМЕННАЯ ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ
В некоторых случаях работы звуковоспроизводящих устройств необходимо, в зависимости от конкретной надобности, изменять частотную характеристику усилителя: сужать или расширять его полосу пропускания, осуществлять подъем или спад в той или иной области частот, заграждать прохождение колебаний какой-то узкой полосы частот или, наоборот, подчеркивать интенсивность таких колебаний.
Все эти и подобные им действия, связанные с тем или иным изменением формы частотной характеристики действующего усилителя в процессе его эксплуатации, принято называть переменной частотной коррекцией.
Переменная частотная коррекция может быть осуществлена как в области низших, так и в области высших частот. Принципиально такой вид коррекции сводится к тому, что в схему каскада (или усилителя) включается корректирующий элемент, частотную характеристику которого можно изменять в процессе работы. В соответствии с изменением частотной характеристики корректи-
Рис. 153. Схема переменной ступенчатой коррекции
рующего элемента будет изменяться и частотная характеристика всего усилителя.
Переменная частотная коррекция может быть ступенчатой и плавной. В первом случае то или иное изменение формы частотной характеристики осуществляется скачкообразно — ступенчатым изменением одного из параметров корректирующего элемента. Второй случай (плавной коррекции) потому так и называется, что параметр корректирующего элемента, а вместе с ним и форма частотной характеристики усилителя изменяются плавно.
Одной из разновидностей ступенчатой схемы переменной частотной коррекции в области высших частот является схема, приведенная на рис. 153.
Если переключатель П находится в положении О (крайнее левое на рисунке), то корректирующий элемент выключен. При переводе переключателя П в положение/ конденсатор Ct и рези
стор R оказываются включенными параллельно входу лампы второго каскада. Поскольку с увеличением частоты полное сопротивление цепи RCi уменьшается, то напряжение на входе и коэффициент усиления каскада тоже будут уменьшаться —-появится спад частотной характеристики в области высших частот.
Если величина емкости конденсатора С2 больше емкости конденсатора Ct, то при переводе переключателя П в положение 2 спад частотной характеристики начнется на более низкой частоте, чем в предыдущем случае.
Если С3 >> С2 >> Ci, то при переводе переключателя в положение 3 спад начнется на еще более низкой частоте.
Итак, наличие такого элемента переменной коррекции позволяет сужать воспроизводимый диапазон со стороны высших частот, что необходимо, например, при воспроизведении изношенных фонограмм с целью уменьшения их собственного шума, лежащего в области высших частот.
Несколько видоизмененный, но подобный предыдущему способ переменной коррекции в области высших частот приведен на рис. 154.
Здесь изменение полного сопротивления корректирующего элемента производится изменением сопротивления резистора R, а не изменением емкости конденсатора, как было в предыдущем случае.
Сужение диапазона частот со стороны низшей частоты применяется довольно редко.
Изменение ширины полосы пропускания приводит, как /известно, к изменению тембра звучания отдельных музыкальных инструментов и человеческого голоса. Поэтому элементы переменной
частотной коррекции, изменяющие полосу пропускания усилителя,
Рис. 154. Схема переменной плавной коррекции
называют иногда еще и регуляторами тембра.
Переменная частотная коррекция может быть осуществлена и с помощью переменной комплексной отрицательной обратной связи.
В качестве примера такого способа переменной частотной коррекции рассмотрим схему, приведенную на рис. *155, где показана в несколько упрощенном виде принципиальная схе-
ма одного каскада усилителя, охваченного переменной отрицательной комплексной обратной
связью по напряжению.
Как видно из данной схемы, напряжение обратной связи снимается с зажимов резистора Я12, служащего в качестве сопротивления утечки последующей лампы.
В цепь отрицательной обратной связи входят переменный
резистор /?9, конденсатор С8 и постоянный резистор Я5.
Напряжение входного сигнала £7ВХ подается между точками виг (см. рис. 155), т. е. падает на зажимах последовательно включенных резисторов R5 и Я6. Напряжение обратной связи Кр падает на резисторе Т?5. Напряжение возбуждения Uc между сеткой и катодом лампы при этом равно:
тт _тт ___тт
с u вх u 6-	Рис. 155. Схема переменной коррек-
m	с - ции с помощью обратной связи
1аким образом, глубина об-
ратной связи и, следовательно,
коэффициент усиления первого каскада зависят от соотношения величин С7р и С7ВХ, а при постоянстве напряжения только от величины напряжения обратной связи С7р.
В свою очередь, величина Uр зависит от положения ползунка П переменного резистора Т?9. Его сопротивление совместно с сопротивлением резистора Т?5 образует делитель напряжения обратной связи: выходное напряжение каскада делится пропорционально
величинам Я9 и Я5; напряжение Uр снимается с сопротивления Я5. Величина Uр и, следовательно, коэффициент обратной связи могут быть найдены из выражения:
Й	_ Д5
^вых ^5 'Т-^9
Указанное соотношение справедливо, когда переключатель П находится в точке б (см. рис. 155), т. е. когда конденсатор С8 замкнут накоротко. При этом данный усилительный каскад охвачен активной отрицательной обратной связью, глубина которой не зависит от частоты усиливаемого сигнала.
Если перевести переключатель П в точку а, то каскад окажется охваченным комплексной отрицательной обратной связью.
Емкостное сопротивление конденсатора С8 шунтирует активное сопротивление Т?9. Чем выше частота усиливаемого сигнала, тем меньше величина емкостного сопротивления конденсатора С8 и полного сопротивления узла между точками а и б. Поэтому с ростом частоты падение напряжения на данном узле уменьшится, а напряжение обратной связи Uр возрастет. Следовательно, при положении переключателя П в точке а глубина обратной связи увеличивается с ростом частоты, коэффициент усиления каскада уменьшается, частотная характеристика приобретает спад в области высших частот. Крутизна спада и частота, после которой он начнется, определяются соотношением величин сопротивления Т?9 и емкости С8.
При постоянных значениях Я9 и С8, что имеет место в данном каскаде, величина спада и частота его начала определяются положением переключателя П: чем ближе переключатель к точке б, тем меньше величина спада частотной характеристики в области высших частот и тем выше частота сигнала, после которой начинается спад. Естественно, что в зависимости от положения переключателя П переменного резистора будет изменяться тембр звучания воспроизводимого сигнала: если он находится в точке а, то высшие частоты будут значительно срезаны *.
Переменная коррекция частотной характеристики с помощью комплексной отрицательной обратной связи может быть осуществлена в самых разнообразных вариантах. Однако в работу всех схем положен один и тот же принцип: в цепь отрицательной обратной связи включаются реактивные элементы, величину полного сопротивления которых можно по необходимости плавно или скачкообразно изменять в ту или другую сторону.
* В такое положение переключатель устанавливается, например, при воспроизведении грамзаписи или старой, изношенной фотографической фонограммы.
/
Глава 13
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ СХЕМ
*
§ 1. КОНДЕНСАТОРЫ
Все параметры и характеристики любого электронного или полупроводникового устройства, в том числе и усилителя низкой частоты, зависят не только от применяемых в нем активных элементов — электронных ламп или транзисторов,— но и от свойств, параметров и характеристик используемых пассивных элементов. К числу таких элементов следует отнести конденсаторы, резисторы, моточные детали (трансформаторы, дроссели) и различные контактные элементы: ламповые панели, штеккерные разъемы, расшивочные панели, соединительные кабели и пр.
Любой конденсатор, как известно из курса общей электротехники,— это два проводника или две системы из нескольких проводников (обкладок), отделенных одна от другой тонкими, сравнительно с габаритами обкладок, слоями диэлектрика. Взаимная электрическая емкость между этими двумя обкладками (или системами обкладок) конденсатора во много раз больше емкости каждой из них относительно, например, земли. В связи с этим свойством конденсаторы и используются в качестве сосредоточенной, иногда достаточно большой электрической емкости.
Диэлектриком в конденсаторах служат газы, жидкости или твердые диэлектрические вещества с диэлектрической проницаемостью в пределах от е = 1 (различные газы) до в = 104 (сегне-токерамика). В усилителях низкой частоты используются, как правило, конденсаторы с твердыми диэлектриками. В таких конденсаторах обкладки выполняются в виде тонкой металлической (чаще всего алюминиевой) фольги или тонкого слоя металла, наносимого непосредственно на диэлектрик испарением в вакууме или методом вжигания. Иногда, наоборот, тонкий слой твердого диэлектрика (например, оксид металла или слой изоляционного лака) наносится тонким слоем на поверхность проводника — обкладки. Второй обкладкой в таких случаях служит тонкая
металлическая пленка, наносимая тем или иным способом поверх диэлектрика, или электролит, которым пропитывается губчатый материал, прикладываемый к первой обкладке поверх нанесенного на нее электроизоляционного слоя.
О применимости для тех или иных целей, главных свойствах и об эксплуатационных особенностях конденсаторов судят по их параметрам и характеристикам, к числу которых следует прежде всего отнести следующие:
Номинальную емкость конденсатора (Сном)- Этот параметр определяется величиной сосредоточенной емкости данного конденсатора, которая зависит от площади рабочей поверхности обкладок, толщины и диэлектрической проницаемости используемого диэлектрика. Измеряется номинальная емкость в фарадах (1 ф), микрофарадах (1 мкф = 10“6 ф) или пикофарадах пф = = 10’6 мкф = 10~12 дб).
Рабочее напряжение конденсатора (£7Раб)- Под этим термином подразумевается выраженное в вольтах электрическое напряжение, которое, будучи приложено к зажимам конденсатора (т. е. между его обкладками) в течение очень длительного времени (не менее 10 000 рабочих часов), не вызовет электрического пробоя его диэлектрика. При одних и тех же свойствах диэлектрика рабочее напряжение будет тем больше, чем меньше номинальная величина емкости и, наоборот,— чем больше емкость конденсатора, тем, при всех прочих равных условиях, его рабочее напряжение будет меньше.
Объясняется это тем, что при подключении конденсатора к источнику постоянного напряжения £7раб на его обкладках накапливается электрический заряд пропорциональной величины,' а в диэлектрике создается электрическое поле, величина энергии которого определяется выражением:
= у С’ном^раб*	(1^.1)
Эта энергия выражается в джоулях, если номинальная емкость будет выражена в фарадах, а рабочее напряжение — в вольтах.
Каждый (определенных габаритов) диэлектрик способен выдержать без электрического пробоя какую-то постоянную величину приложенной к нему энергии. Значит, как видно из (13.1), если в разных по величине номинальной емкости конденсаторах используются одинаковые по свойствам и размерам диэлектрики, то при большей емкости рабочее напряжение должно быть меньшим, так как, исходя из (12.1), можно получить:
^ра8=/^.	(13.2)
г ° ном
Испытательное напряжение конденсатора (?7исп), выраженное тоже в вольтах, представляет собой такую величину электриче
ского напряжения, которое, будучи приложено к зажик/ам (между обкладками) конденсатора в течение непродолжительного времени (не более 1 мин), не вызовет электрического пробоя диэлектрика. Испытательное напряжение в принципе, пропорциональное рабочему, обычно превышает последнее в два-три раза.
Сопротивление изоляции конденсатора (ЯИз), измеряемое обычно в мегомах (Мом) или килоомах (кол), представляет собой параметр, характеризующий в прямом смысле степень электрической изоляции между зажимами конденсатора и косвенно величину постоянного тока утечки /ут, поскольку
Л-т=Ф-~.	(13.3)
“из
Этот параметр зависит как от свойств диэлектрика и конструкции конденсатора, так и от величины его емкости. Чем больше величина диэлектрической проницаемости и геометрическая толщина слоя диэлектрика, тем большим при одинаковой емкости будет и сопротивление изоляции. Но чем больше номинальная емкость конденсатора, тем меньшей будет величина сопротивления изоляции. По этой причине очень часто пользуются производным параметром — постоянной времени конденсатора, которая определяется произведением величин сопротивления изоляции и номинальной емкости:
тиз = ^из^ном	(13-4)
и измеряется в секундах (или Мом • мкф).
Угол диэлектрических потерь (6) представляет собой выраженный в геометрических градусах угол, дополняющий до 90° угол сдвига фаз между приложенным к зажимам конденсатора переменным напряжением и проходящим через этот конденсатор емкостным током. Если такой угол сдвига фаз обозначить через
ср = arc cos дС  ,	(13.5)
“ИЗ
то угол диэлектрических потерь
6 = 90 —tp.	(13.6)
Этот параметр косвенно определяет выделяемую в конденсаторе активную мощность:
Рас = 2пРраб/Сном tg 6,	(13.7)
где / — частота приложенного переменного напряжения, а следовательно, и температуру его перегрева Ai° (в градусах Цельсия) сравнительно с температурой окружающей среды:
д о _ Рас _ аб/сном tg 6
~ Sat ~ Sat
где at — коэффициент теплоотдачи, выраженный в вт-град-см2, S — выраженная в квадратных сантиметрах поверхность охлаждения конденсатора.
Температурный коэффициент емкости (ТКЕ) — специальный параметр конденсатора, характеризующий стабильность величины его номинальной емкости при изменении температуры. Определяется этот коэффициент в виде
ТКЕ-^ —	(13.9)
1	106
и измеряется в или чаще всего в , поскольку величина емкости в (13.9) будет выражена в микрофарадах. Температурный коэффициент емкости может иметь и положительный (Ц-) знак, и отрицательный (—), так как при увеличении температуры емкость может в одном случае увеличиваться (-]-ТКЕ), а в другом — уменьшаться (—ТКЕУ.
Кроме температурного свойства того или иного конденсатора определяют еще два коэффициента: коэффициент точности АС к и коэффициент сохранности АСг. Первый из этих коэффициентов (AGv) выражается в процентах и определяет возможное максимальное отклонение величины емкости данного конденсатора от номинального значения:
ьс„=	(13Л0)
Здесь Сфакт — фактическая величина емкости данного конкретного экземпляра конденсатора, для марки которого в серии определена номинальная емкость Сном-
Коэффициент сохранности АСг указывает на относительное изменение фактической величины емкости конденсатора (сравнительно с номинальным значением), возникающее при длительном его хранении без употребления (безразлично — включенным или не включенным в схему). Этот коэффициент тоже измеряется в %.
Кроме приведенных выше основных параметров те свойства конденсаторов можно охарактеризовать еще второстепенными, как, например, удельная емкость, энергия, удельная активная мощность и др.
Так, удельная емкость определяется выражением С' ______________________^ном ( Ф \
УД~ V к см3 / ’ удельная энергия — выражением ту _ Сном^раб / дж \ ИУД— 2V к см3 ) ’ а удельная активная мощность D _________________________ ^ас ( вт \
а. уд — у { см3 J ’
или иные и такими удельная
(13.11)
(13.12)
(13.13)
где V — выраженный в кубических сантиметрах геометрический объем конденсатора.	z
Классификация конденсаторов производится по нескольким признакам. Во-первых, по возможности изменения фактической величины емкости различают конденсаторы постоянные, переменные и полупеременные. В усилителях низкой частоты, как видно из материала, изложенного выше, используются исключительно конденсаторы постоянные, емкость которых нельзя изменять в процессе эксплуатации. Во-вторых, конденсаторы различаются по конкретному типу диэлектрика. В этом смысле различают конденсаторы воздушные, газонаполненные, вакуумные, слюдяные, стекло-эмалевые, керамические, полистирольные, бумажные, электролитические и сегнетокерамические.
Граничные усредненные значения некоторых параметров конденсаторов упомянутых типов приведены в табл. 8. В усийителях низкой частоты используются лишь некоторые из типов конденсаторов с твердым диэлектриком (в табл. 8, начиная со слюдяного и ниже).
Сведения о величине коэффициента точности даны для лучших образцов данного типа; температурный коэффициент емкости не указан для бумажных, электролитических и сегнетокерамиче-ских конденсаторов, поскольку у них изменения емкости с температурой очень велики и, главное, нелинейны; постоянная времени дана лишь для конденсаторов с номинальной емкостью 104 пф и выше, так как для конденсаторов меньшей емкости гарантируется сопротивление изоляции не ниже нескольких тысяч Мом.
Из многочисленного количества различных типов конденсаторов с твердым диэлектриком, выпускаемых отечественной промышленностью, чаще всего применяются в усилителях низкой частоты, в том числе и в усилителях звуковой кинопроекции, конденсаторы слюдяные, бумажные и электролитические.
Слюдяные конденсаторы выпускаются двух типов: КСО (конденсатор слюдяной, опрессованный в пластмассу) и КСГ (конденсатор слюдяной, герметизированный).
Устройство этих конденсаторов одинаково: каждая секция состоит из тонкой пластинки слюды, с обеих сторон которой находятся обкладки из свинцовооловянной фольги; все секции соединены параллельно.
В связи с большой электрической прочностью слюды такие конденсаторы включаются в наиболее ответственные цепи (например, в качестве разделительного конденсатора).
Конденсаторы типа КСО выпускаются четырех классов точности: класса 0 с отклонением от номинальной величины емкости ±2%; класса I — с отклонением ± 5%; класса II и III — с отклонением соответственно ±10 и ±20%.
Емкость рассмотренных нами типов конденсаторов бывает от 10 до 50 000 мкмкф.
Таблица 8
Характеристика основных типов конденсаторов постоянной емкости
Наименование типа конденсатора	Максимальный предел рабочего напряжения, в	Пределы номинальной емкости, пф	Коэффициент точности ДСдГ> %	Коэффициент сохранности ДС^, %	Температурный коэффициент емкости (ТКЕ), 106 град	Угол диэлектрических потерь tg 6, tgfi -104	Постоянная времени тиз=йи.?х хСном-Моммкф
Воздушный	102 — 103	10 — 103	± (0,1—1)	0,01—0,1	+ (30-100)	0,1—5	—
Газонаполненный	104 — Ю5	102 — 104	± (0,1—1)	0,01—0,1	+ (50—100)	0,5-1	—
Вакуумный	103—104	10 — 103	±2	0,01—0,02	+ (20-30)	0,1—1	—
Слюдяной	102—Ю4	10 — 105	± (0,1—2)	0,01—0,5	± (50—100)	5—10	103
Стекло-эмалевый	1Q2 —ЮЗ	10 — 103	±2	0,01—0,2	+140	10—15	—
Керамический	102 — Ю4	1—104	±2	0,01-0,02	— 1500+150	10—12	—
Полисти рольный	102—104	102—106	± (0,5-1)	0,1—0,2	—150	5-10	105 — 106
Бумажный	Ю2—105	103—108	± (5—10)	1—2	—	30—100	103 — 104
Электролитический	(5-6) —102	105—109	±20	5-10	—	1000—1500	10-Ю2
Сегнетокерамический	102—103	103 — 105	±20	10—20	—	100—400	102 — 103
СО 2							
Кроме слюдяных выпускаются еще и бумажные конденсаторы типов МКВ и КБГ, отличающиеся особой формой корпуса и повышенной влагоустойчивостью. Диапазон емкостей конденсаторов МКВ — от 0,1 до 8,0 мкф.
Конденсаторы КБГ выпускаются в различных вариантах внешнего оформления, а именно: КБГ-И — с корпусом из керамики или стекла, КБГ-М и КБГ-М2 —
Рис. 156. Конденсаторы: а КБГ-И; б — КБГ-Ml; в — КБГ-М2; г — КБГ-МН; д — МКВ
Устройство таких конденсато
с цилиндрическим корпусом из металла; КБГ-МН — с металлическим корпусом прямоугольной формы. На рис. 156 приведен внешний вид конденсаторов.
Диапазон4 емкостей конденсаторов типа КБГ лежит в пределах от нескольких сотен шйюфарад до 10 мкф.
Конденсаторы КБГ выпускаются трех классов точности: I класс ±5%; II класс ±10% и III класс ±20% отклонения от номинальной величины емкости,
ров довольно простое — они изготовляются путем намотки длинных тонких лент диэлектрика (специальной конденсаторной бумаги) и двух слоев тонкой алюминиевой фольги. Полученные таким образом отдельные секции
пропитываются парафином, после чего заключаются в корпус, соответствующий марке конденсатора.
В усилителях низкой частоты достаточно широкое применение находят электролитические конденсаторы.
Диэлектриком в таком конденсаторе служит тончайший слой окиси алюминия (оксида), нанесенного на алюминиевую ленту, которая является одной из обкладок конденсатора (анод). Роль второй обкладки конденсатора играет густой электролит, пропитывающий ленту из непроклеенной бумаги или ткани. Контакт с электролитом обеспечивается при помощи второй, неоксидированной алюминиевой ленты, называемой катодом. Эти ленты закатываются в рулон, который помещается в цилиндрический алюминиевый кожух и заливается сверху асфальтовым компаундом, поверх которого обычно укладывается пертинаксовый или эбонитовый диск с электрическим выводом в центре его. Корпус конденсатора соединяется с алюминиевой фольгой, не покрытой оксидной пленкой (катодом), а центральный вывод конденсатора — с лентой фольги, покрытой слоем оксида (анодом).
Электролитические конденсаторы обладают определенной полярностью («+» на центральном выводе и «—» на корпусе), которая объясняется односторонней проводимостью оксидной пленки. Поэтому электролитический конденсатор может нормально работать лишь тогда, когда при включении его в схему соблюдена указанная полярность. Электролитические конденсаторы могут нормально работать лишь при наличии постоянной слагаемой действующего на их зажимах напряжения, вследствие чего их нельзя включать в цепь переменного тока.
Таблица 9
Данные конденсаторов КЭ-1 и КЭ-2
	Рабочее напряжение, в									
Группа	8	12	20	30	50	150	300	400	450	500
	Номинальная емкость, мкф									
ОМ							—	5	5	5		
м	—	—	—	—	—	—	5	5	5	5
ом	—	10	10	10	10	10	10	10	10	—
м	—	—	—	—	10	10	10	10	10	10
ом	—	20	20 .	20	20	20	20	20	20	 
м	—	—	20	20	20	20	20	20	20	20
ом	—	30	30	30	30	30	30	—		III >»»
м	—	30	30	30	30	30	30	—	—	—
ом	50	50	50	50	50	—	—	—	—.	—
м	—	50	50	50	50	—	—	—	—.	—
ом	100	100	100	100	100	—	—	—	—	—
м	—	100	100	100	100	—	—	—	—	—
ом	500	500	500	500	—	—	—	—	—.	—
м	—	500	500	500	—	—	—	—	—	—
Таблица 10
Данные конденсаторов КЭ-3
	Рабочее напряжение, в								
Группа	8	12	20	30	50	150	300	400	450
	Номинальная емкость, мкф								
ОМ						.						2	2	2
ом	—	—	—	—	—.	4	4	4	—
м	—	—	—	—	—.	—	4	4	4
ом	—	—	—	—	8	8	8	—	—
м	—	—	—	—	—	8	8	8	8
ом	—	20	20	20	20	—	—	—	—
м	—	—	—	—	20	20	20	—	—
ом	50	50	50	50	—.	—	—	—	—
м	—	—	50	50	50	—	—	—	—
ом	100	—	—	—	—.	—	—	—	—
м	—.	100	100	—	—	—	—	—	—
Преимуществом электролитических конденсаторов перед бумажными является то, что они обладают значительно большей (до 30—50 раз) удельной емкостью, так как оксидная пленка (диэлектрик) во много раз тоньше конденсаторной бумаги.
Основной недостаток электролитических конденсаторов — наличие значительного тока утечки из-за малого сопротивления изоляции. Особенно малым это сопротивление становится после
Рис. 157. Электролитические конденсаторы
долгого срока хранения. Если такой долго хранившийся без употребления конденсатор включить в работающую схему, то в первые 3—4 мин работы через него пройдет большой ток утечки, который постепенно будет уменьшаться и по истечении 5—6 мин после включения достигнет своего минимального значения.
Электролитические конденсаторы по диапазону рабочих температур делятся на две группы: группа М (морозостойкие) и группа ОМ (особоморозостойкие). Диапазон рабочих температур для конденсаторов группы М лежит в пределах от -]-60 до —40° С, для группы ОМ — от -4-60 до —60° С.
Наша промышленность выпускает большое количество разнообразных типов электролитических конденсаторов, как низковольтных так и высоковольтных, в различных вариантах конструктивного оформления (рис. 157).
§ 2. РЕЗИСТОРЫ
Резисторами называются специального назначения пассивные элементы электронных и полупроводниковых схем, обладающие активным сопротивлением. Такое сопротивление электрическому току вызывает необратимый процесс преобразования электрической энергии в тепловую. Отсюда главное требование, предъявляемое к резисторам: их конструкция и материал, из которого они изготовлены, должны быть такими, чтобы выделение тепла в окружающую среду происходило как можно быстрее, не вызывая сильного перегрева самих резисторов.
Основными параметрами резисторов всех типов являются следующие:
Номинальное сопротивление резистора (7?), выраженное в омах, килоомах или мегомах, его электрическое сопротивление постоянному току при температуре iH0M = 20 + 5° С. Номинальное сопротивление резисторов всех типов и назначений стандартизовано (см. ГОСТ 2825—60). Оно может быть лишь в соответствии с рядами величин, приведенных в табл. 11.
Коэффициент точности сопротивления резистора (А7?к) показывает максимально допустимое (или гарантированное заводом-изготовителем) отклонение фактической величины сопротивления резистора от его номинального значения:
\Rn = Дф^т~Д . 100 (%).	(13.14)
Коэффициент точности может быть как с положительным (-]-), так и с отрицательным (—) знаком. Первый случай свидетельствует о превышении фактического сопротивления данного резистора над его номинальным сопротивлением; во втором случае (— ARN) фактическое сопротивление оказывается меньше номинального.
Резисторы разделяются по своим коэффициентам точности на три класса. К первому классу относятся резисторы с коэффициентом точности ARN = ±5%, ко второму — с = +10% и к третьему — с &RN = ±20%.
В связи с этим обстоятельством ГОСТ 2825—60 предусматривает различные для каждого класса номинальные величины сопротивлений, как это и указано в табл. 11, где каждое из чисел может быть выражено в омах, килоомах или мегомах.
Мощность рассеяния (РНом)- Этот параметр определяет выраженную в ваттах максимально допустимую величину мощности, рассеиваемой на данном резисторе, при условии непрерывной нагрузки и температуре самого резистора, не превышающей номинального значения:
(13.15)
Мощность рассеяния — важный параметр резистора, ограничивающий его область применения. С этим параметром тесно связано понятие предельно допустимого рабочего напряжения (С7раб) и предельно допустимого рабочего тока (Iзначения которых вытекают из выражения (13.15):
u^ = Vp^R-, 1^=-/-^--	(13.16)
Превышение рабочего напряжения или рабочего тока против установленных для данного резистора значений равнозначно превышению допустимой мощности рассеяния. Выпускаются резисторы с мощностью рассеяния 0,1; 0,25; 0,5; 1; 2; 5; 20 вт и более.
Рабочая температура резистора (£раб) — наибольшее допустимое значение выраженной в градусах цельсия температуры резистора, при которой величина его сопротивления не выходит за цре-делы коэффициента точности, установленного для данного типа (или группы) резистора. Этот параметр очень тесно связан с мощностью рассеяния, так как превышение последней в условиях эксплуатации неизбежно вызывает |и превышение допустимой рабочей температуры. Для большинства резисторов, используемых в усилителях низкой частоты, рабочая температура бывает в пределах от -|-40 до -|-60о С, в некоторых случаях — до 4-120° С и более.
Таблица 11
Шкала номинальных значений сопротивления резисторов
Коэффициент точности			Коэффициент точности				*	 Коэффициент точности		
±20%	±10%	±5%	±20%	±ю%	±5%	±20%	±10%	±5%
1,0	1,0	1,0	10	10	10	100	100	100
		1,1			И			110
	1,2	1,2		12	12		120	120
		1,3			13			130
1,5	1,5	1,5	15	15	15	150	150	150
		1,6			16			160
	1,8	1,8		18	18		180	180
		2,0			20			200
2,2	2,2	2,2	22	22	22	220	220	220
		2,4			24			240
	2,7	2,7		27	27		270	270
		3,0			30			300
3,3	3,3	3,3	33	33	33	330	330	330
		3,6			36			360
	3,9	3,9		39	39		390	390
		4,3			43			430
4,7	4,7	4,7	47	47	47	470	470	470
		5,1			51			510
	5,6	5,6		56	56		560	560
		6,2			62			620
6,8	6,8	6,8	68	68	68	680	680	680
		7,5			75			750
	8,2	8,2		82	82		820	820
		9,1			91			910
Собственный шум резистора — вносимая каждым резистором аддитивная помеха, обусловленная тепловыми флуктуациями молекул и атомов в его токопроводящем слое.
Собственный шум зависит от свойств токопроводящего слоя данного резистора, величины его номинального сопротивления, температуры и ряда других факторов. Измеряется косвенным
показателем — среднеквадратичным значением напряжения флуктуаций (напряжением шума):
(13.17)
где К = 1,37-10-23 вт-сек! град — постоянная Больцмана; Т (абс. град) — фактическая температура резистора; R (ом) — его номинальное сопротивление; А/ (гц) — диапазон частот того электронного устройства, в котором данный резистор используется.
Все разновидности резисторов классифицируются по двум главным признакам. По возможности изменения величины сопротивления в процессе эксплуатации резисторы подразделяются на постоянные и переменные; по материалу изготовления — на проволочные и непроволочные.
Из числа постоянных резисторов в усилителях низкой частоты используются выпускаемые отечественной промышленностью типы: ВС, МЛТ, МТ, ОМЛТ, УЛМ, УЛС, ОПЭВЭ, ПЭ, ПЛ, РПЛ и др.
Резисторы типа ВС выполнены в виде различного диаметра и длины фарфоровых цилиндриков, на поверхность которых нанесена особая углеродистая масса (токопроводящий слой). Величина сопротивления такого резистора определяется составом этой массы, ее толщиной и технологией обработки. Поверх активной массы резистор типа ВС покрыт особым лаком (обычно зеленого цвета). Данные о номинальной величине сопротивления, коэффициенте точности и мощности рассеяния нанесены на поверхность лакового слоя. Для подпайки в схему служат два плоских облу-женных металлических лепестка. В зависимости от мощности рассеяния резисторы типа ВС подразделяются на шесть групп: ВС-0,25; ВС-0,5; ВС-1; ВС-2; ВС-5 и ВС-10 (цифры указывают мощность рассеяния в ваттах).
Резисторы типа МЛТ — металлизированные, лакированные (защищенные эмалевым, обычно красного цвета, покрытием), теплостойкие. Эти резисторы характеризуются малыми габаритами и высокой рабочей температурой — до -4-120° С. Благодаря эмалевому покрытию могут работать в условиях высокой влажности воздуха (до 98%). Токопроводящим слоем, наносимым на керамическую трубку, служит специальное металлическое покрытие. Выпускаются трех типов: МЛ Т-0,5 (мощность рассеяния 0,5 вт), МЛ Т-1 (1 вт) и МЛТ-2 (2 вт).
Резисторы типа ОМЛТ (особые, металлизированные, защищенные лаковым — эмалевым — покрытием, теплостойкие) представляют собой разновидность типа МЛТ повышенной надежности.
Особую группу представляют сверхмалогабаритные резисторы типов УЛМ (углеродистые, лакированные, малогабаритные), УЛС (то же, специальные) и УЛИ (то же, измерительные). Все они выпускаются с мощностью рассеяния до 0,5 вт и представляют собой покрытый углеродистой массой сплошной фарфоровый цилиндрик, защищенный влагостойким лаком. Рабочая температура — до
+ 40° С. Резисторы типа УЛИ предназначены для использования в измерительных целях и поэтому изготовляются (сравнительно с УЛМ) с высоким коэффициентом точности (±2,5%) и повышенной стабильностью.
Резисторы типа ОПЭВЭ (особые, проволочные, эмалированные, влагостойкие, повышенной надежности) изготовляются в виде трубчатого керамического каркаса, на который намотана проволока ил сплава с высоким удельным сопротивлением (манганин, нихром,
Рис. 158. Переменные непроволочные резисторы
константан и др.). Выводы гибкие по краям трубки. Весь-резистор покрыт слоем влаго - и теплостойкой эмали. Выпускаются резисторы ОПЭВЭ с мощностью рассеяния от 2,5 до 100 вт. Рабочая температура — до ±300° С.
К этой же группе следует отнести и резисторы типа ПЭ, оформляемые почти так же, как и ОПЭВЭ, и выпускаемые с номинальной мощностью рассеяния от 7,5 до 150 вт.
Переменные резисторы — элементы с регулируемой величиной сопротивления — обычно выпускаются в виде непроволочных модификаций. Наиболее распространены типы СП, ВК, ТК, СПО. Конструкция этих переменных резисторов (резисторов с переменной величиной сопротивления) в принципе одинакова. На полукруглую подковку 4 (рис. 158) из изоляционного материала * нанесен слой токопроводящей углеродистой массы, металлизированные концы 5 которой электрически соединены с двумя крайними монтажными лепестками (6 и 8) резистора. С этим токопроводящим слоем надежно электрически контактирует подвижной ползунок 2, имеющий контакт с третьим, средним по расположению, монтажным лепестком 7. Этот ползунок может быть установлен в любой точке токопроводящей подковки поворотом оси 3, на ко-
* Обычно — пластмасса. В резисторах типа СПО токопроводящий слой нанесен в виде полукруглой подковки на цилиндрическое фарфоровое основание.
•торой он жестко укреплен. Вся конструкция переменного резистора, размещенная на основании 10, заключена в металлический корпус 1, предохраняющий резистор от механических повреждений, внешнего атмосферного воздействия и от влияния помехообразующих электрических и электромагнитных полей. Корпус 1 имеет, как правило, монтажный лепесток для подключения к заземляющей точке электронной схемы. Крепится такой переменный резистор с помощью гайки 11 и винтовой нарезки 9. Переменные резисторы типа ТК изготовляются совмещенными с дополнительным выключателем, управление которым производится той же вращающейся осью 3.
Мощность рассеяния переменных резисторов разных марок различна. Резисторы типа СП выпускаются с номинальными значениями мощности рассеяния 0,5, 1,0 и 2,0 ет;типов ТК и ВК — с мощностью рассеяния 0,2, 0,4 и 0,5 вт.; типа СПО — 0,1, 0,5 и 1,0 вт.
По закону изменения величины активного сопротивления при повороте оси, т. е. закону происходящего при этом изменения сопротивления между центральным и одним из крайних монтажных лепестков, переменные резисторы подразделяются на три группы: А — с линейной зависимостью, Б — с логарифмической зависимостью и В — с показательной зависимостью. Графики этих зависимостей приведены на рис. 146 *.
Маркировка переменных резисторов указывается на крышке их корпуса. В ней обозначается номинальная величина сопротивления, мощность рассеяния и тип характеристики (А, Б или В).
Кроме описанных выпускаются еще и другие виды переменных резисторов: сдвоенные с общей осью, сдвоенные с раздельными осями, малогабаритные, особо точные и др.
£§ 3. МОТОЧНЫЕ ДЕТАЛИ
Моточными деталями принято называть используемые в усилителях низкой частоты дроссели и трансформаторы.
Дроссели, представляющие собой катушку индуктивности с каким-либо сердечником или без него, подразделяются на высокочастотные и низкочастотные. Первые из них, выполняемые без сердечника или с ферритовым сердечником, обладают индуктивностью в пределах от единиц микрогенри до единиц миллигенри и предназначены для использования в усилителях высокой частоты. В усилителях низкой частоты такие дроссели применяются достаточно редко, лишь для специальных видов частотной коррекции.
Дроссели низкой частоты имеют значительно большее число витков и магнитопровод (сердечник) из специальных сортов
* Резисторы марки СПО выпускаются только типа А.
так называемой трансформаторной стали. Индуктивность таких дросселей значительно выше, чем у дросселей высокой частоты, и доходит иногда до единиц генри. Конструкция дросселей низкой частоты бывает различной, в зависимости от их назначения. В некоторых случаях в магнитопроводе дросселя создается воздушный зазор, чтобы избежать уменьшения магнитной проницаемости, вызываемого проходящей по обмотке дросселя постоянной слагаемой тока.
Используемые в рассмотренных выше усилительных схемах трансформаторы низкой частоты предназначены для преобразова-
стоты, выбор типа которой зависит от данного трансформатора, определяется провода и расположением обмоток.
ния переменных напряжения и тока в диапазоне звуковых частот, т. е. в пределах от единиц герц до 15—20 кгц.
По своему назначению трансформаторы низкой частоты подразделяются на входные, межкаскадные и выходные.
Конструкция трансформатора низкой ча-конкретного назначения структурой его магнито-
Магнитопровод собирается из отдельных пластин Г-образной (рис. 159, а) или Ш-образной (рис. 159, б) формы в пакет толщиной у2-Пластины Г-образной формы образуют магнитопровод трансформатора стержневого типа, обмотки которого могут быть располо
жены как на одном стержне, поперечное сечение которого равно (см. рис. 159, а)
8С = У1У2,	(13.18)
так и на обоих.
Магнитопровод, собранный из пластин Ш-образной формы, образует основу трансформатора броневого типа, обмотки которого располагают, как правило, на среднем стержне. Площадь попереч-
ного сечения этого стержня также определяется произведением (13.18). Для обоих указанных типов пластин обязательно условие ^ = 2у3,	(13.19)
которое строго соблюдается во всех стандартных типах (марках).
Просвет между стержнями, площадь которого равна
=	(13.20)
принято называть окном магнитопровода. Площадь окна заполняется медью обмоток, изоляцией провода, прокладками и каркасом. Часть окна остается незаполненной.
Указанной на рис. 159 пунктирной линией 1С определяется средняя длина пути магнитного потока в магнитопроводе (длина средней магнитной силовой линии).
У трансформаторов низкой частоты встречаются обмотки двух типов: дисковые (рис. 160, а) и цилиндрические (рис. 160, б). Каждая из этих обмоток может быть еще и сек-
ционированной. В последнем случае секции различных обмоток (например, первичной и вторичной) чередуются в своем расположении.
По характеру укладки обмоток трансформаторы низкой частоты могут быть каркасными и бескаркасными. В последнем случае окно трансформатора используется более эффективно.
Основными параметрами трансформаторов низкой частоты являются следующие:
Коэффициент трансформации (п) — величина, характеризующая отношение напряжений, токов и сопротивлений в цепях его каких-либо двух обмоток, одну из которых принято называть первичной (индекс 7), а другую—вторичной (индекс 2)‘.
п— W2 _	— Л	/jO 2П
15
15
Рис. 160. Виды обмоток трансформаторов: а — дисковая; б —цилиндрическая
Коэффициент полезного действия (цтр) —
величина, показывающая отношение выходной (вторичной) мощности к мощности, подводимой к его первичной обмотке:
„ __ Рг _ UIR. _ ЦР2 1тр Pi U{R2 ~ l[Ri ’
(13.22)
К. п. д. трансформаторов низкой частоты современных звуковоспроизводящих устройств бывает в среднем порядка 0,6—0,85.
Мощность на выходе трансформатора меньше мощности, подводимой к его первичной обмотке, на величину возникающих в нем потерь:
P2 = Pi-kP.	(13.23)
Потери в какой-либо из вторичных обмоток могут быть определены уравнением:
&P2 = IlpllWl vv?_vi ,	(13.24}
где 12 — действующее значение тока в цепи данной обмотки; р — удельное сопротивление материала провода этой обмотки;
lM — средняя длина витка;
W2 — число витков всей обмотки;
V — общий объем меди всех обмоток;
V2 — объем меди данной обмотки.
Максимально допустимый ток обмотки трансформатора (/Макс)-Этот параметр, зависящий от сечения провода данной обмотки, регламентирует величину наибольшего тока, который можно неограниченно долго пропускать через обмотку без ощутимого •ее перегрева.
Предельно допустимое напряжение (С7Макс)- Такой параметр ограничивает эффективную величину переменного напряжения, длительно прикладываемого к зажимам данной конкретной обмотки трансформатора. Другая разновидность этого параметра — предельно допустимое напряжение между двумя какими-либо обмотками или между какой-либо из обмоток, с одной ечороны, и магнитопроводом — с другой.
Индуктивность первичной обмотки (Li) — один из наиболее важных параметров любого трансформатора низкой частоты, особенно выходного. Выраженная в генри величина этой индуктивности зависит от начальной магнитной проницаемости материала магнитопровода для переменной слагаемой магнитного потока числа витков первичной обмотки Wt, площади поперечного сечения магнитопровода 5С и средней длины пути магнитного потока в магнитопроводе Zc:
<13-25)
Как видно из (13.25), индуктивность первичной обмотки будет тем большей, чем больше начальная магнитная проницаемость материала магнитопровода, число витков первичной обмотки и площадь поперечного сечения магнитопровода. С увеличением же средней длины пути магнитного потока этот параметр трансформатора уменьшается.
Индуктивность рассеяния (Ls) характеризуется магнитным потоком рассеяния и определяется обычно в виде суммы индуктивности рассеяния первичной обмотки LSI и приведенной в первичную индуктивности рассеяния вторичной обмотки:
Ls = Lsi-V L's2\	L's2 = niLs2-	(13.26)
Для случая цилиндрических обмоток индуктивность рассеяния может быть определена из выражения:
Ls =	.	(13.27)
* Для трансформаторов с магнитопроводом без воздушного зазора.
Здесь Ks — постоянный конструктивный коэффициент, который бывает порядка 0,8—0,9 (большее значение — для меньшего напряжения на зажимах первичной обмотки); ZM — средняя длина витка провода обмоток (сж); W\ — количество витков первичной (основной) обмотки (cat); h — высота окна трансформатора в сантиметрах (см. рис. 168); 26 — сумма толщин всех прокладок между секциями всех обмоток (см. рис. 169), выраженная в сантиметрах, которая заменяется толщиной прокладки между вторичной и первичной обмотками в случае, когда обмотки не секционированы;	выраженная в сантиметрах сумма толщин всех
секций первичной обмотки (или толщина первичной обмотки при бессекционном изготовлении); 2«2 — т0 же для вторичной обмотки (см. рис. 160).
Коэффициент рассеяния (р). Этот параметр, математически определяемый отношением:
а = + ,	(13.28)
показывает, какую часть полной индуктивности первичной обмотки составляет индуктивность рассеяния. С учетом выражений (13.25) и (13.27) можно показать, что коэффициент рассеяния
(25 +	+	)	(13.29)
будет прямо пропорционален средней длине витка обмоток, средней длине пути магнитного потока в магнитопроводе, толщине обмоток и прокладок между ними и обратно пропорционален начальному значению магнитной проницаемости, высоте окна и площади поперечного сечения магнитопровода.
При о = 0,01 и более конструкция трансформатора низкой частоты получается наиболее простой с точки зрения технологии его изготовления. Чем меньше коэффициент рассеяния, тем лучше качественные показатели усилителя, в котором используется такой трансформатор, в частности, тем лучше воспроизводятся колебания выс
ших частот. Создать трансформатор с коэффициентом рассеяния меньше 0,001 практически невозможно, если пользоваться описанными выше конструктивными схемами. Только у тороидальных трансформаторов, схема конструкции которых изображена на рис. 161, коэффициент рассеяния может быть меньше
Рис. 161. Тороидальный трансформатор
указанной величины. Магнитопровод такого трансформатора 1 (см. рис. 161) представляет собой кольцо, свитое из тонкой длинной ленты трансформаторной стали. Намотка таких трансформаторов производится на специальных станках, так как для выполнения каждого витка приходится пропускать челнок с проводом внутрь кольцевого магнитопровода.
Пакет пластин магнитопровода любого трансформатора должен быть жестко стянут во избежание вибраций, которые вызывают посторонний мешающий звук (трансформатор «поет») и уменьшают к. п. Д. трансформатора за счет поглощаемой такими вибрациями энергии.
Трансформаторы низкой частоты обычно заключаются в сплошные, с достаточной толщиной стенок экраны из ферромагнитных материалов. Эта экранировка не только защищает данный трансформатор от влияния внешних паразитных переменных»магнит-ных полей, но и ослабляет влияние переменного магнитного потока, возбуждаемого этим трансформатором, на другие элементы и узлы схемы усилительного устройства.
§ 4. КОНТАКТНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
Немаловажную роль в работе любого звуковоспроизводящего устройства играют так называемые контактные элементы, к числу
Рис. 162. Ламповые панели: а — октальная пластмассовая; б — октальная керамическая; в — девятиштырьковая
которых относятся ламповые панели, штеккерные и ножевые разъемы, монтажные плато, соединительные кабели специального назначения, расшивочные панели и др.
Ламповые панели бывают нескольких разновидностей. На рис. 162 представлены: пластмассовая панель для электронных ламп с нормальным восьмиштырьковым (октальным) цоколем (рис. 162, а), керамическая панель для таких же ламп (рис. 162, б) и керамическая девятиштырьковая панель для безцокольных (пальчиковой серии) электронных ламп, снабженная металлическим экраном (рис. 162, в). Крепление первой из них к шасси (корпусу) усилителя осуществляется с помощью специального металлического пружинного кольца, входящего в крепежную канавку этой панели. Керамическая октальная панель крепится с помощью специальной металлической обоймы и двух болтов (или винтов). Девятиштырьковая керамическая панель имеет металлическую оправку, сквозь которую проходят два крепежных болта или винта.
Угловые размеры между всеми гнездами октальной панели одинаковы. Чтобы осуществлять правильное включение штырьков лампы в гнезда панели, в последней предусмотрен вырез со шлицем для ключа цоколя лампы. Нумерация гнезд панели начинается от шлица и проводится против движения часовой стрелки, если смотреть на панель сверху.
Наиболее важным качественным показателем любой ламповой панели (кроме ее конструктивных особенностей) является сопротивление изоляции между гнездами. Это сопротивление, измеряемое между каждой парой рядом расположенных гнезд, не должно быть меньше установленных норм.
Большую роль играет также и величина сопротивления контакта между штырьком лампы и гнездом панели, которое должно быть стабильным во времени и не превышать нескольких сотых долей ома.
Для соединений между отдельными узлами (внутри одного комплекта) в звуковоспроизводящих устройствах достаточно широко используются соединительные кабели, снабженные штек-керными разъемами.
Любой соединительный кабель представляет собой одну или несколько токопроводящих, изолированных друг от друга жил, заключенных в общую оболочку. В зависимости от назначения, различают кабели силовые (или сильноточные) и низкочастотные (или слаботочные). Структура сильноточных кабелей однотипна почти во всех случаях: медные или алюминиевые жилы покрыты изоляцией из резины, пропитанной хлопчатобумажной ткани или гибкой пластмассы и заключены в общую резиновую или пластмассовую оболочку. Используются такие кабели для передачи переменного тока промышленной частоты и могут быть двух-, трех- и четырехжильными.
Слаботочные (низкочастотные) кабели бывают многожильными и коаксиальными. Многожильные слаботочные кабели отличаются от таких же сильноточных качеством изоляции и малой распреде
ленной емкостью, величина которой зависит от структуры кабеля и материала изоляции. Некоторые виды слаботочных многожильных кабелей заключены в металлический (из алюминия, меди или мягкого железа) сетчатый гибкий экран, поверх которого иногда имеется тонкий слой гибкой пластмассы. Количество токонесущих жил в многожильных слаботочных кабелях может быть самым различным, но не менее двух (исключая металлический экран).
В звуковоспроизводящей аппаратуре киноустановок используются двух-, трех- и пятижильные экранированные кабели.
Коаксиальные кабели отличаются по своей структуре от многожильных: внутри наружной жилы, выполненной в виде гибкого, сплетенного из тонких медных проволочек трубчатого экрана, находится внутренняя токонесущая жила, изолированная от наружной и проходящая точно по ее геометрической оси. Царужная токонесущая жила-экран покрыта изоляционным слоем гибкой пластмассы.
Коаксиальные кабели, применяемые, как правило, в высокочастотных цепях или в некоторых видах входных цепей звуковоспроизводящих устройств, характеризуются величиной так называемого волнового сопротивления, определяемого выражением:
где — полная, или погонная (приходящаяся на 1 ж длины), индуктивность кабеля (гн), Ск — его полная или погонная распределенная емкость (дб) и ек — диэлектрическая проницаемость материала изоляции, заполняющей пространство между внутренней и наружной жилами.
Стандартные типы коаксиальных кабелей (РК-1, РК-5, РК-20) и др.) имеют волновое сопротивление одной из трех величин: 50, 75 или 100 ом.
Низкочастотные (слаботочные) кабели характеризуются распределенной индуктивностью, распределенной емкостью и сопротивлением изоляции *.
Под распределенной принято подразумевать индуктивность, создаваемую достаточно длинными токонесущими жилами кабеля и равномерно распределяемую по всей его длине. Распределенная индуктивность измеряется в виде, приведенном к 1 пог. м кабеля и бывает очень малой — порядка десятых долей микрогенри на 1 пог. м. Такая малая величина не оказывает сколь-нибудь заметного влияния на работу звуковоспроизводящих устройств.
* Последний параметр характеризует также и силовые кабели.
Значительно большее, весьма ощутимое влияние оказывает распределенная емкость кабеля. Это — емкость, создаваемая близко расположенными друг к другу и достаточно длинными токонесущими жилами кабеля, которая распределена практически равномерно по всей длине кабеля и поэтому находится в прямой от нее зависимости. Чем длиннее кабель и чем меньше расстояние между его жилами, тем больше распределенная емкость, которая в соединительных кабелях звуковоспроизводящей аппаратуры киноустановок бывает от нескольких сотен до нескольких десятков тысяч пикофарад.
Сопротивление изоляции соединительных кабелей измеряется не только между токонесущими жилами (отключенными от схемы), но и между жилами и экранной оплеткой кабеля (при ее наличии). Требования к соединительным кабелям с точки зрения их сопротивления изоляции характеризуются табл. 12.
Таблица 12
Наименьшие допустимые значения сопротивления изоляции соединительных кабелей
Назначение соединительного кабеля
Наименьшее допустимое сопротивление изоляции
Силовой (кабель питания)
Кабель фотоэлектронного умножителя
Кабель магнитных головок
Кабель громкоговорителя
Кабель переходной от предварительного усилителя к оконечному
Кабель выносного регулятора громкости
1000 ел на каждый вольт напряжения между токонесущими жилами 50 000—100 000 ком
200—300 ком
50—100 ком
1000—2000 ком
1000—2000 ком
Параметры каждого соединительного кабеля, используемого на том или ином участке тракта звуковоспроизводящего устройства, строго согласованы с параметрами соединяемых им узлов и элементов.
Поэтому замена любого кабеля может быть произведена только лишь кабелем однотипным, равной длины. В противном случае неизбежно рассогласование характеристик соединяемых таким кабелем узлов, что влечет за собой отклонение от норм характеристик всего звуковоспроизводящего устройства.
Концы соединительных кабелей, равно как и соответствующие выводы соединяемых узлов звуковоспроизводящего устройства, армируются штеккерными или ножевыми разъемами. Такие разъемы бывают двух-, трех- и многоконтактными. Каждый разъем состоит из двух частей: матричной, в которой размещены гнезда, и штеккерной.
25 и. Я. Чудновский
377
Для того чтобы обеспечить правильное во всех случаях соединение обеих частей разъема, штеккеры и гнезда размещены на своих изоляционных панелях асимметрично. В некоторых случаях для этой цели делают один из симметрично расположенных штек-керов (и соответствующее гнездо) большего диаметра, чем остальные. Иногда на внутренней стороне металлического корпуса-экрана матричной части имеется паз, а на наружной стороне корпуса штеккерной части — соответствующий выступ или впа-
Рис. 163. Примеры штеккерных разъемов
дина, что также обеспечивает безошибочность включения даже при симметричном расположении штырьков (и гнезд) равного диаметра.
На концах кабеля, как правило, укрепляются штеккерные части разъемов, а на соединяемых узлах — матричные.
В наиболее простых штеккерных разъемах плотность соединения штеккерной и матричной частей обеспечивается фрикционным сцеплением между штеккерами и гнездами. Примеры таких разъемов приведены на рис. 163, б (трехконтактный разъем соединительного кабеля фотоэлектронного умножителя) и на рис. 164, а (двухконтактный разъем с разрезным гнездом).
Более надежное и плотное соединение обеспечивается разъемами, имеющими еще и резьбовое соединение металлического корпуса-экрана. Примерами таких конструкций могут служить трехконтактный штеккерный разъем соединительного кабеля фотоэлектронного умножителя (см. рис. 163, а) и пятиконтактный — соединительного кабеля между предварительным и оконечным усилителями звуковоспроизводящего устройства (см. рис. 164,6).
На рис. 164, в приведен пример шестнадцатиконтактного ножевого разъема, получившего свое название из-за плоской (ножевой) формы штеккеров, входящих при соединении в гнезда
матричной части соответствующей формы.
Внутри корпуса усилительного устройства находятся различные по назначению, габаритам, конфигурации и материалу контактные элементы и группы, играющие вспомогательную роль. Это прежде всего разного рода монтажные панели, на которых расположены входящие в схему усилителя резисторы, конденсаторы и другие мелкие пассивные элементы. На рис. 165, б показана такая монтажная панель.
Монтажная панель имеет четное число латунных лепестков-контактов, расположенных один против другого по обеим сторонам панели. Ширина панели выбирается такой, чтобы между каждой парой контактов мог уместиться резистор или конденсатор наибольшего размера из числа подлежащих укреплению на данной монтажной панели. Соединение выводных проводников резисторов и конденсаторов производится горячей пайкой (оловянным припоем) к
Рис. 164. Двухконтактный (а), пятиконтактный (б) штеккерные и шестнадцатиконтактный ножевой (в) разъемы
внутренним частям латунных лепестков, к наружным частям которых припаиваются монтажные провода, соединяющие между собой соответствующие точки схемы данного усилителя.
Рис. 165. Примеры вспомогательных панелей
На монтажную панель в месте крепления каждого пассивного элемента наносятся краской индекс этого элемента и его порядко-
вый номер, согласно спецификации к принципиальной и монтажной схемам данного усилителя.
Контактные элементы могут иметь и другое назначение. Например, изображенный на рис. 165, а трехгнездный контактный эле-
мент предназначен одновременно для механического крепления фотоэлектронного умножителя ФЭУ-2 и электрического соединения его со схемой усилителя.
Рпс. 167. Пример расположения элементов схемы на печатном плато
В . усилителях и других} электронных устройствах массового производства вместо метода проводного монтажа с помощью описанных монтажных панелей применяется метод так называемого печатного I монтажа, заключающийся в следующем. На одной из поверхностей гетинаксового основания — монтажной платы — особыми технологическими приемами создается электропроводящая схема из латунной фольги (рис. 166, б), соединяющая между собой в нужном виде выводы активных и пассивных элементов данного устройства, размещенных на другой стороне этой же гетина-ксовой платы (рис. 167). Соединения выводов всех элементов схемы, 380
пропущенных через отверстия, пробитые в гетинаксовой плате в соответствующих местах, тоже осуществляются горячей пайкой, которая при .описанном одностороннем методе расположения активных и пассивных элементов может быть в условиях массового производства механизирована и даже автоматизирована.
В случае, когда элементы схемы по тем или иным конструктивным соображениям размещены по обе стороны платы печатного монтажа, пайка производится вручную.
В зависимости от технологии производства схема печатного монтажа может быть одного из двух видов, изображенных на рис. 166, первый из которых (а) служит примером печатной платы малогабаритного транзисторного радиоприемника, а второй (б) — малогабаритного двухкаскадного транзисторного усилителя.
Глава 14
ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
ЗВУКОВОСПРОИЗВОДЯЩИХ УСТРОЙСТВ
*
§ 1.	ОДНОКАНАЛЬНОЕ ШИРОКОПОЛОСНОЕ ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЕ
Под термином канал в современной электронике принято подразумевать совокупность устройств и физических сред, передающих те или иные сигналы. Какой-либо канал может не только передавать соответствующие по виду и форме сигналы из одной
Рис. 168. Скелетная схема широкополосного усиления:
1 — источник входного сигнала (фотоэлектронный умножитель или магнитная головка), размещаемый на кинопроекторе; 2 — предварительный усилитель (или каскады предварительного усиления напряжения); 3 — установочный и 4 — выносной регуляторы громкости; 5 — оконечный усилитель (или каскад); 6 — широкополосный громкоговоритель; 7 — узел (или устройство) питания
Наиболее простой по
точки пространства в другую, но и одновременно преобразовывать их и (или) смещать во времени при том или ином способе хранения передаваемой или преобразуемой информации.
Количество и характер информации, передаваемой по тому или иному каналу, могут быть самыми различными, в зависимости от назначения и свойств данного канала. По одному каналу запись—воспроизведение звука может быть одновременно передан только один смысловой сигнал. Такой канал характеризуется тем, что дает возможность передачи звукового сигнала из студии звукозаписи в зрительный зал киноустановки с одновременным многократным его преобразованием и смещением во времени, структуре и выполняемой функции
является схема одноканального широкополосного звуковоспроизведения, представленная в скелетном виде на рис. 168.
Как и указывалось выше, в таком случае может быть одновременно преобразован и воспроизведен в виде звукового только
один смысловой сигнал, записанный на какого-либо вида одноканальной фонограмме.
Основная особенность звуковоспроизводящего устройства, построенного по такой функциональной схеме,-— широкополосное усиление и звуковоспроизведение. Это значит, что предварительный и оконечный усилители (или каскады) усиливают, а головка (или головки) громкоговорителя (одного или двух однотипных) воспроизводит колебания полностью всего частотного диапазона, на воспроизведение которого рассчитано устройство данной конкретной марки (типа).
Такая функциональная схема широко используется в звуковоспроизводящих устройствах передвижного типа, у которых к тому же предварительный усилитель, оконечный усилитель и узел питания объединены в единой конструкции — собственно усилителе,— а выносной регулятор громкости отсутствует.
§ 2.	ОДНОКАНАЛЬНОЕ
ДВУХПОЛОСНОЕ ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЕ
Эта функциональная схема тоже предназначается для воспроизведения только лишь одноканальных фонограмм и в наиболее простом виде представлена на рис. 169.
От рассмотренной выше (см. рис. 168) она отличается наличием разделительного фильтра и двух узкополосных громкогово
рителей вместо одного широкополосного.
Усиление входного сигнала производится широкополосными предварительным и оконечным усилителями, а усиленный сигнал с выхода оконечного усилителя поступает на вход разделительного фильтра 6, который имеет два выхода: высокочастотный и низкочастотный.
Еще больший эффект в смысле расширения частотного диапазона и уменьшения нелинейных искажений создается в случае использования функциональной схемы с частичным двухполосным усилением и полностью двухполосным воспроизведением звука, пример которой приведен на рис. 170. В этой
Рис. 169. Широкополосное усиление с двухполосным воспроизведением звука:
1 — источник входного сигнала; 2 — предварительный усилитель (или каскады предварительного усиления напряжения); 3 — установочный регулятор громкости;
4— выносной регулятор громкости; 5 — оконечный усилитель (или каскад);
6 — разделительный фильтр; 7 — высокочастотный рупорный громкоговоритель;
8 — низкочастотный диффузорный громкоговоритель; 9 — устройство (или узел) питания
схеме входной сигнал посту-
пает от источника 1 на вход предварительного широкополосного усилителя 2, так как создание усилителя напряжения с достаточно
Рис. 170. Двухполосное усиление мощности
широкой полосой пропускания не представляет особых трудностей. Иное дело — усилитель мощности с трансформаторным выходом, в котором используются значительно более широкие и, следовательно, более криволинейные рабочие участки характеристик ламп. Это значит, что в таком усилителе в случае использования его как широкополосного намного увеличивается возможность возникновения комбинационных частот. Кроме того, выходной трансформатор, как известно из предыдущего, резко ограничивает диапазон частот воспроизводимых колебаний. По этим причинам в рассматриваемой функциональной схеме широкополосный сигнал поступает с выхода предварительного усилителя 2 на вход разделительного фильтра 5, с выходов которого два узкополосных сигнала — низкочастотный и высокочастотный — поступают на входы двух соответствующих оконечных усилителей: высокочастотного 6 и низкочастотного 9 (см. рис. 170).
Поскольку каждый из этих усилителей предназначен для усиления колебаний сравнительно узкой полосы частот, постольку такие усилители можно называть полосовыми. На выходе каждого из этих полосовых конечных усилителей включен соответствующий узкополосный громкоговоритель: высокочастотный рупорный 7 и низкочастотный диффузорный 8. Оба регулятора громкости — установочный 3 и выносной 4 — в такой функциональной схеме могут быть связаны только с предварительным широкополосным усилителем. В случае применения двух выносных регуляторов, каждый из которых был бы связан с одним оконечным полосовым усилителем, может возникнуть разбалансировка уровней выходных сигналов — низкочастотного и высокочастотного,— что равнозначно определенному искажению тембра воспроизводимого звука. Питание всех усилителей в рассматриваемой функциональной схеме может быть как общим для всех узлов, так и автономным для каждого в отдельности (во всяком случае, для каждого из оконечных полосовых усилителей).
§ 3.	РАЗДЕЛИТЕЛЬНЫЕ ФИЛЬТРЫ
В обеих функциональных схемах, рассмотренных в предыдущем параграфе (см. рис. 169 и 170), могут быть использованы разделительные фильтры в принципе одного и того же типа. Пример принципиальной схемы такого фильтра приведен на рис. 171.
Входные зажимы фильтра 2 и 2 соединяются с выходными зажимами широкополосного усилителя (оконечного — в схеме рис. 169 и предварительного — в схеме рис. 170). Низкочастотная полоса электрических колебаний снимается с фильтра 2 и 3, а высокочастотная — с зажимов 3 и 4. Элементарное объяснение этому заключается в том, что токи низших частот, для которых индуктивности Lr и L2 представляют значительно меньшее сопротивление, чем емкости и С2, пройдут по пути: входной зажим! — индуктивность Lv— выходной зажим 2 — через низкочастотный громкоговоритель или входную цепь низкочастотного оконечного полосового усилителя до выходного зажима 3 — через индуктивность L2 до входного зажима (в следующий полупериод колебания) — в обратном направлении. Для токов высших частот, наоборот, емкости (\ и С2 представ-
выходных зажимов этого
-0 2,
03
Рис. 171. Разделительный фильтр
5 и таким же путем
/ 0—
к
50—J—1|-
±3-4--0Ц
R
ляют меньшее сопротивление, чем индук-тивности Lr и L2. Вследствие этого путь ? &--------т——^2, токов высших частот будет: от входного
зажима 1 через емкость С\ до выходного |	зажима 3 — через высокочастотный гром-
5 &--ПОПГ,-jг	1
коговоритель (или входную цепь высоко-с	а частотного оконечного усилителя) до вы-
1	&__|/	_______ходного зажима 4 — через емкость С2 до
II	у	ВХОдНОГО зажима 5 и в следующий полу-
£•	период — в обратном направлении по
$ &________1	и___0 ц тому же пути. Переменный резистор R
$	(см. рис. 171) бывает включен в выходную
цепь высокочастотной полосы для регули-
Рис. 172. Низкочастотная (а) и высокочастотная (б) части разделительного фильтра
рования величины тока и, следовательно, выходного напряжения фильтра в этой полосе. Это дает возможность дополнительной частотной коррекции звуковоспроизведения в области высших частот.
Схема разделительного фильтра, приведенная на рис. 171, может быть разделена на две части: фильтр нижних частот (рис. 172, а) и фильтр верхних частот (рис. 172, б). Оба эти фильтра относятся к категории так называемых электрических фильтров типа К. К числу фильтров типа К относятся такие, у которых последовательные и параллельные участки (плечи) представляют собой взаимно обратные по характеру действия реактивные сопротивления. Так, у фильтра нижних частот типа К (рис. 172, а) последовательное плечо представляет собой индуктивное сопротивление, а параллельное плечо, — емкостное; у фильтра верхних
частот этого же типа (рис. 172, б), наоборот,— последовательное плечо образуется емкостным сопротивлением, а параллельное — индуктивным.
Для обоих видов таких электрических фильтров справедливым является равенство:
ZiZ2 = R2,	(14.1)
где Zi и Z2— полные сопротивления соответственно последовательного и параллельного плеч. Величина
(14.2)
имеет размерность сопротивления и является для данного конкретного фильтра величиной постоянной.
Фильтр нижних частот (рис. 172, а), являющийся частью рассматриваемого разделительного фильтра (см. рис. 171), должен пропускать переменные токи с частотами от нулевой до какой-то средней частоты /с. Значит, в его последовательном плече должен быть включен элемент, пропускающий постоянный ток, т. е. дроссель (индуктивность), а в параллельном плече — противоположный по реакции элемент — конденсатор (емкость). Верхняя граница полосы пропускания данной части разделительного фильтра (фильтра нижних частот) определяется выражением:
Эта же частота оказывается нижней границей полосы пропускания второй части рассматриваемой схемы разделительного фильтра — фильтра верхних частот (рис. 172, 6), с той лишь разницей, что если в схеме фильтра нижних частот (рис. 172, а) суммарная индуктивность L = Li-^ L2, а суммарная емкость С ~ С\, то в схеме фильтра верхних частот (рис. 172,6) суммарная индуктивность будет равна L = Ь2, а суммарная емкость С =	
+
В этом случае последовательное плечо представляет собой емкость, а параллельное — индуктивность. По этой причине верхняя частота такого фильтра не ограничена, как не ограничена (вплоть до нулевой) нижняя частота фильтра нижних частот.
Верхнюю границу полосы пропускания низкочастотной части разделительного фильтра, являющуюся одновременно и нижней границей полосы пропускания его высокочастотной части, принято называть частотой разделения. Обычно эта частота лежит в области средних частот (500—850 гц).
Вполне понятно, что частотные характеристики как фильтра нижних, так и фильтра верхних частот, составляющих в своей совокупности частотную характеристику рассматриваемого разделительного фильтра, не могут иметь резких, прямолинейных 386
Рис. 173. Частотная характеристика разделительного фильтра
спадов и подъемов. Наоборот, с ростом частоты одна из этих характеристик плавно опускается по мере приближения к частоте разделения (у низкочастотной части разделительного фильтра), а вторая— плавно подымается по мере удаления от частоты разделения (у высокочастотной части) так, как это показано на рис. 173.
На участке частотного диапазона от /i до /2 крутизна спада частотной характеристики фильт
ра нижних частот всегда должна быть и обычно бывает равной крутизне подъема характеристики фильтра верхних частот.
Иногда те или иные фильтры (нижних или верхних частот,
разделительные и др.) включаются непосредственно в схему
усилителя. В этих случаях предпочтение отдают безындукционным 7?С-фильтрам, примеры которых представлены на рис. 174 (фильтр нижних частот а, фильтр верхних частот би разделительный фильтр в).
В схемах а и б резисторы и конденса
а
Z
6 А ^2 гк
5 0.---------1---------0 If
s и, ----------------------03
5 0—Л----------1|-----$-1/
торы последовательных плеч показаны для удобства включенными в одной линии, что, по существу, ничего не меняет сравнительно с полной принципиальной схемой разделительного фильтра такого типа (в).
Верхнюю границу полосы пропускания такого фильтра нижних частот, равно как и нижнюю границу полосы пропускания фильтра верхних частот, можно приближенно определить по формуле:
Ус 2л/?С ’
(14.4)
где R = 7?! R2— общее активное сопротивление последовательного плеча в фильтре нижних частот (или R — R2 в фильтре верхних частот), а С = С\— емкость параллельного плеча в фильтре нижних частот
€1^2
^1 + ^2
(или С =
в фильтре верхних частот).
Рис. 174. Низкочастотная (а), высокочастотная (б) части и полная схема (в) реостатно-емкостного разделительного фильтра
Этим же выражением (14.4) определяется частота разделения для рассматриваемого безындукционного разделительного фильтра (см. рис. 174, в).
§ 4. МНОГОКАНАЛЬНОЕ ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЕ
Для осуществления стереофонической звукопередачи используются многоканальные звуковоспроизводящие устройства с четырьмя, шестью или девятью одновременно работающими каналами.
При четырехканальной системе громкоговорители трех основных каналов — левого, среднего и правого — устанавливаются
Рис. 175. Образец функциональной схемы четырехканального усилительного устройства
за экраном, в^местах, соответствующих названиям этих каналов, а громкоговорители четвертого — канала эффектов — по периметру боковых и задней стен зрительного зала.
Пример упрощенной функциональной схемы четырехканального звуковоспроизводящего устройства приведен на рис. 175. Такие устройства предназначаются, как правило, для воспроизведения четырехканальной магнитной или одноканальной фотографической фонограммы. В связи с этим рассматриваемая схема
предусматривает пять каналов предварительного усиления напряжения и четыре — оконечного усиления мощности. Четыре предварительных усилителя: Л, С, П и Э, обозначенных на рис. 175 еще и маркой УП (усилитель предварительный), предназначены для усиления напряжения сигналов, поступающих от воспроизводящих магнитных головок соответствующих каналов: левого (МГЛ), среднего (МГС), правого {МГП) и эффектного (МГЭ).
Пятый предварительный усилитель (Ф) служит для усиления сигнала, поступающего от фотоэлектронного умножителя ФЭУ при воспроизведении фотографической фонограммы.
Как правило, в схемах всех пяти предварительных усилителей предусмотрены установочные регуляторы громкости РГУ и регуляторы уровня усиления высших частот РВЧ. Воспроизводящие магнитные головки (МГ) конструктивно оформлены в едином блоке (БМГ), укрепляемом на каждом кинопроекторе. Количество блоков магнитных головок в данном звуковоспроизводящем устройстве соответствует количеству проекторов (два или три). В некоторых функциональных схемах промышленных устройств выходы магнитных головок одноименных каналов запараллелены и подключены на вход предварительного усилителя того же канала. Это создает известные неудобства при осуществлении перехода работы с одного кинопроектора на другой. В других функциональных схемах подобного типа подключение выходов магнитных головок на входы предварительных усилителей одноименных каналов осуществляется через контактные группы специальной релейной системы (будем называть ее первой). Обмотки электромагнитов этой системы могут быть включены под напряжение или обесточены с помощью тумблеров, находящихся на кинопроекторах, или с помощью полуавтомата перехода типа УПП. Такая релейная система производит поочередное подключение того или другого блока магнитных головок на входы предварительных усилителей соответствующих каналов при осуществлении перехода работы с одного кинопроектора на другой.
Выходные сигналы предварительных усилителей каждого из трех основных заэкранных магнитных каналов (левого, среднего и правого) поступают на входы оконечных усилителей одноименных каналов через переключающие контакты второй релейной системы. При обесточенных обмотках электромагнитов второй системы переключающие контакты находятся в верхнем (по схеме) положении, замыкаясь с контактами М (см. рис. 175), чем и обеспечивается указанное поканальное прохождение сигналов.
Выходной сигнал предварительного усиления канала эффектов поступает на вход оконечного усилителя этого же канала через специальное устройство — блок управления {БУ на рис. 175). Дело в том, что загрузка канала эффектов составляет не более 10—15% времени киносеанса. Все остальное время прохождение сигналов по этому каналу должно быть прекращено, чтобы доста-
точно большой уровень его собственного шума не маскировал основную звукопередачу заэкранных каналов. Включение и выключение прохождения сигналов по каналу эффектов и осуществляется блоком управления. Для подачи команд о включении или отключении этого канала на вход блока управления подается специальный управляющий сигнал (незатухающие колебания с частотой 12 кгц), записанный на фонограмме канала эффектов в тех же местах, где записан и подлежащий воспроизведению звуковой сигнал. Принципиальные схемы блоков управления могут быть различными, но все эти схемы предусматривают включение канала и, следовательно, прохождение сигнала звуковой частоты в течение всего времени поступления на его вход управляющего сигнала (с частотой 12 кгц) и отключение этого канала (прекращение прохождения каких бы то ни было сигналов) в течение времени, когда управляющий сигнал отсутствует, т. е. в паузах.
Выходные сигналы оконечных усилителей трех основных заэкранных каналов поступают через разделительные фильтры Ф (см. рис. 175) на соответствующие воспроизводящие головки — высокочастотные ВЧ и низкочастотные НЧ — двухполосных громкоговорителей, а выходной сигнал оконечного усилителя канала эффектов — через согласующий автотрансформатор АТС на всю группу широкополосных громкоговорителей зала (канала эффектов), количество которых зависит от размеров и конфигурации данного зрительного зала.
При воспроизведении фотографической фонограммы выходной сигнал предварительного усилителя Ф поступает в рассматриваемой функциональной схеме на запараллеленные входы оконечных усилителей У О трех основных заэкранных каналов: Л, С и П. Включение входов этих усилителей на параллельную работу осуществляется переключающими контактами второй релейной системы, которые в этом случае оказываются замкнутыми на контакты Ф (нижнее положение по схеме рис. 175). Включение второй релейной системы подачей напряжения на обмотки ее электромагнитов PC осуществляется как одновременно с подачей питания на звуке читающую лампу ЛП, так и автономно. В случае необходимости воспроизведения фотографической фотограммы только одним средним заэкранным каналом С питание оконечных усилителей левого (Л) и правого (П) каналов может быть отключено.
Каждый канал четырехканального звуковоспроизводящего устройства может быть выполнен по схеме широкополосного усиления и двухполосного воспроизведения звука (см. рис. 175) по схеме сквозного двухполосного усиления и звуковоспроизведения или по схеме частичного двухполосного усиления (только по оконечным усилителям) и двухполосного же воспроизведения звука.
Регулирование громкости в подобной и других функциональных схемах многоканальных звуковоспроизводящих устройств, 390
осуществляемое как установочными (РГУ), так и выносными (ВРГ) регуляторами громкости, имеет свои существенные особенности, о которых сказано ниже (см. § 6 данной главы).
В кинотеатрах универсального типа, где предусматривается возможность демонстрации кинофильмов трех различных категорий — широкоформатных, широкоэкранных и обычных,— используются, как правило, шестиканальные звуковоспроизводящие
Рис 176. Расположение каналов звуковоспроизведения в широкоформатном кинотеатре
устройства. Такие устройства обеспечивают воспроизведение шести- и четырехканальных магнитных и одноканальной фотографической фонограмм.
Функциональные схемы шестиканальных звуковоспроизводящих устройств строятся в принципе так же, как и схемы четырехканальных, с той лишь разницей, что у первых из них имеется пять заэкранных каналов вместо трех и такой же один канал эффектов. Расположение громкоговорителей всех шести каналов показано на рис. 176. При воспроизведении широкоформатного фильма работают все шесть каналов. Для воспроизведения четырехканальной магнитной фонограммы широкоэкранного фильма используются только второй (в качестве левого), третий (средний), четвертый (правый) заэкранные и шестой (эффектный) каналы, а каналы 1 и 5 в этом случае отключают. Фотографическая одноканальная фонограмма воспроизводится либо одним средним заэкранным каналом (5), либо, при необходимости повышенной мощности, оконечными усилителями трех заэкранных каналов: 2, 3 и 4, на запараллеленные входы которых подается один и тот же выходной сигнал предварительного усилителя канала фотографической фонограммы.
Каждый из каналов шестиканального звуковоспроизводящего устройства может быть выполнен по одной из трех рассмотренных выше схем: по схеме широкополосного усиления с двухполосными громкоговорителями, по схеме сквозного двухполосного усиления и звуковоспроизведения или по схеме частичного двух-полосного усиления. Это зависит от конкретных задач, выполняемых таким устройством той или иной марки.
Девятиканальные звуковоспроизводящие устройства, применяемые в немногочисленных панорамных кинотеатрах и кинотеатрах круговой кинопанорамы, имеют пять заэкранных каналов (1,2,3, 4 и 5), громкоговорители которых размещены так же, как и у шестиканального устройства (см. рис. 176), и четыре канала эффектов (6, 7, 8 и 9), громкоговорители которых размещаются на правой (канал 6), задней (канал 7) и левой (канал 8) стенах и на потолке (канал 9). Такие устройства предусматривают возможность воспроизведения кроме девятиканальной еще и четырехканальной магнитной и одноканальной фотографической фонограмм. Каждый из каналов такого устройства выполняется, как правило, по схеме сквозного двухполосного усиления и воспроизведения звука. Встречаются и другие девятиканальные устройства, каждый из каналов которых выполнен по схеме широкополосного усиления при условии воспроизведения звука двухполосными громкоговорителями. Регулирование громкости в рассматриваемых устройствах производится установочными и выносными регуляторами (см. § 6 данной главы).
§ 5. БЛОЧНАЯ СИСТЕМА ЗВУКОВОСПРОИЗВОДЯЩИХ УСТРОЙСТВ
Наиболее прогрессивным методом компоновки функциональных схем звуковоспроизводящих устройств массового типа является так называемая блочная система, суть которой заключается в том, что разнообразные по назначению и основным характеристикам звуковоспроизводящие устройства создаются в результате той или иной компоновки отдельных усилительных блоков ограниченного числа типов.
Все звуковоспроизводящие устройства отличаются в принципе друг от друга по следующим трем главным признакам.
По назначению такие устройства могут быть кроме кинотеатральных еще и клубными (условно обозначим их буквой К) специально для узкопленочных (16-лл) киноустановок (У) и для зрелищных предприятий многоцелевого назначения, например для больших дворцов культуры (Д).
По количеству каналов звуковоспроизведения могут быть устройства, как известно из вышеизложенного, одно-, четырех-и шестиканальные. Этим обеспечивается воспроизведение практически любой монофонической и стереофонической фонограммы,
за исключением лишь девятиканальной магнитной фонограммы панорамного фильма, требующей специального оборудования.
По номинальной выходной мощности такие устройства могут быть самыми различными, в зависимости от количества каналов, назначения и др. Вместе с тем выходная мощность в одном канале может быть порядка одной из трех величин: 25, 50 или 100 вт (на каждый канал), что обеспечивает нормальную громкость звучания в зрительных залах вместимостью до 1000 человек.
Чтобы иметь возможность компоновки достаточно многочислен-
ной линейки звуковоспроизводящей аппаратуры, оказывается достаточным наличие всего 11 типов различных блоков: четырех
усилителей, трех типов оконечных уси-
Рис. 177. Блок-схема усилителя УП-25
типов предварительных лителей, трех типов узлов питания и одного типа звукоконтрольного устройства *.
Первый тип предварительного усилителя (обозначаемого условно
УП-25) рассчитан на работу от фотоэлектронного умножителя для воспроизведения фотографической фонограммы 35-лж фильма, от микрофона и от звукоснимателя.
Блок-схема этого усилителя чрезвычайно проста (рис. 177): чувствительность его входов порядка 0,28 мка — для входа фотоэлектронного умножителя, 250 мв — для входа звукоснимателя и 1 мв — для микрофонного входа.
Второй тип такого усилителя (УП-27) предназначен для подключения на его входы воспроизводящих магнитных головок. Он имеет два трансформаторных (с ферритовыми сердечниками) входа (рис. 178), к одному из которых (1) подключается магнитная головка одного из каналов, находящаяся в блоке магнитных
головок первого кинопроектора, а ко второму (2) — магнитная головка того же канала, но из блока головок второго кинопроектора. Таким образом, каждая магнитная головка имеет свой предварительный усилитель, снабженный собственным установочным регулятором громкости (РГУ-1 и РГУ-2 на рис. 178) и собственным же регулятором уровня воспроизведения колебаний высших частот (РВЧ-1 и РВЧ-2), включенным в охватывающую первый каскад цепь отрицательной обратной связи. Общими для обоих
входов являются последующие каскады усиления на лампах 6Ж32П и 6НЗП. Чувствительность каждого из входов этого усилителя не ниже 0,5 мв.
Назначение третьего типа предварительного усилителя (У-17) — дополнительное усиление при воспроизведении фотографической и магнитной фонограмм 16-лж фильма.
*, Не считая, конечно, других вспомогательных стандартных элементов (релейных систем, регуляторов громкости, кабелей, разъемов и т. и.).
26 и. Я. Чудновский
393
Четвертый тип (УП-21) — специальный микрофонный предварительный усилитель для театральных, клубных и залов многоцелевого назначения.
Оконечные усилители, однотипные по своей структуре, по используемым электронным лампам и общему построению принципиальной схемы, отличаются друг от друга номинальной
Рис. 178. Блок-схема предварительного усилителя магнитного канала УП-27
выходной мощностью. Первый тип (обозначаемый условно УО-11) обладает мощностью на выходе Рпом = 25 вт, второй (УО-13) — 50 вт и третий (УО-15) — 100 вт.
Частотный диапазон каждого из этих блоков — от 40 до 12 000 гц. Номинальное выходное напряжение — 60 в при номинальных величинах сопротивления нагрузки 144 ом (блок 25 вт), 72 ом (блок 50 вт) и 36 ом (блок 100 вт). Во всех трех случаях коэффициент гармоник не превышает 0,8—1,0%.
Оконечные блоки всех трех типов имеют по два самостоятельных входа, каждый чувствительностью 0,775 в (0 дб). В качестве ламп оконечного каскада усиления мощности используется двойной лучевой тетрод марки 6P3G, работающий в режиме класса АВр В блоке УО-11 (25 вт) работает одна такая лампа, в блоке УО-13 (50 вт) — две и в блоке УО-15 (100 вт) — три лампы. Приведенная на рис. 179 блок-схема справедлива для всех указанных трех типов оконечных усилителей.
Три узла (блока) питания отличаются друг от друга назначением и, следовательно, своей схемой и параметрами. Один из них (10В-19) предназначен для питания звукочитающих ламп и подогревателей электронных ламп предварительных усилителей многоканальных вариантов, второй (10В-23) — для этих же целей в одноканальных вариантах и третий (20В-89) — для питания предварительных усилителей в шестиканальных вариан
тах компоновки функциональной схемы звуковоспроизводящих устройств.
Звукоконтрольный блок (блок контрольного усилителя УК-19) предназначен для осуществления слухового контроля работы и используется во всех случаях компоновки в одном и том же варианте.
В табл. 13 приведены в качестве примера возможные варианты компоновки звуковоспроизводящих устройств из описанных выше типовых блоков в зависимости от назначения.
Рис. 179. Блок-схема оконечного усилителя
На рис. 180 приведена ориентировочная функциональная схема звуковоспроизводящего устройства типа «Звук-4-25» (см. графу 4 в табл. 13).
На трех кинопроекторах установлены по одному четырехканальному блоку магнитных головок и по одному фотоэлектронному умножителю.
Фотоэлектронные умножители всех трех кинопроекторов соединяются со схемой данного звуковоспроизводящего устройства тремя штеккерными разъемами: Ш-З, Ш-4 и Ш-5, в результате чего они оказываются параллельно включенными между собой и подсоединенными к входу предварительного усилителя УП-25 «Фото». Этот усилитель предназначен для предварительного усиления сигнала, поступающего от одного из трех фотоэлектронных умножителей в случае воспроизведения фотографической фонограммы. Включенные в цепи вторично-электронных катодов переменные резисторы 7?ь Т?2 и -^з позволяют регулировать напряжение этих электродов, добиваясь одинакового уровня сигнала, поступающего поочередно со всех трех фотоэлектронных умножителей.
Магнитные головки двух рабочих проекторов соединяются при помощи штеккерных разъемов Ш-1 и Ш-2 с четырьмя предварительными усилителями УП-27 так, что на один вход такого усилителя поступает сигнал от магнитной головки данного канала, находящегося в комплекте проектора № 1, а на второй — проектора № 2 (того же канала).
Штеккерная часть такого разъема кинопроектора № 3 может быть включена в любую из двух матричных частей — Ш-1 или Ш-2 — взамен отключенной штеккерной части разъемов кино-
проекторов № 1 или № 2. При переходе работы с одного проектора на второй срабатывает одна из двух релейных систем — Р-1 или Р-2 (см. рис. 180). Контактные группы сработавшей релейной системы замыкают на корпус усилителя выходы тех входных каскадов каждого предварительного усилителя УП-27 (см. рис. 178), входы которых соединены с магнитными головками неработающего в данное время кинопроектора. Вследствие этого дальнейшее прохождение по соответствующим каналам будут иметь лишь сигналы, поступающие от магнитных головок работающего кинопроектора.
Эти сигналы подаются через соответствующие выносные регуляторы громкости и контактные группы третьей релейной системы \Р-3 на рис. 180) на первые входы оконечных усилителей УО-11 одноименных каналов. С выходов этих оконечных ^усилителей сигналы поканально поступают на громкоговорители.
Релейная система Р-3 служит для перевода работы данного устройства с воспроизведения четырехканальной магнитной фонограммы на воспроизведение одноканальной фотографической, и наоборот. При обесточенных обмотках электромагнитов релейной системы Р-3 ее переключающие контакты находятся в верхнем (по схеме рис. 180) положении, чем и обеспечивается поканальное прохождение всех четырех сигналов. При подаче напряжения на обмотки релейная система Р-3 срабатывает, в результате чего ее переключающие контакты переходят в нижнее положение, в котором находятся все время до момента отключения этого напряжения.
Как видно из рис. 180, в этом случае происходит следующее: первый вход оконечного усилителя канала эффектов (УО-11 Э) оказывается замкнутым на корпус, в результате чего этот канал отключается; на вход оконечного усилителя среднего канала (УО-11 С) поступает сигнал с выхода предварительного усилителя УП-25 «Фото», на входе которого включены фотоэлектронные умножители; этот же сигнал, но частично ослабленный дополнительным установочным регулятором РД (см. рис. 180), поступает на параллельные входы двух других оконечных усилителей заэкранных каналов — левого (УО-11 Л) и правого (УО-11 П).
Это значит, что срабатывание релейной системы Р-3, которое, например, может происходить при включении звукочитающей лампы любого из кинопроекторов, переводит описываемое звуковоспроизводящее устройство в состояние, предназначенное для воспроизведения одноканальной фотографической фонограммы; отключение звукочитающей лампы вызывает отпускание этой релейной системы, в результате чего все устройство возвращается в состояние воспроизведения четырехканальной магнитной фонограммы.
Вторые входы оконечных усилителей трех заэкранных каналов постоянно включены параллельно друг другу. Переключателем П2, 396
ГромкогоВорит. ГромкогоВорит. Громкоговоритет фойе	зала	зазкранные
Рпс. 180. Функциональная схема устройства «Звук-4-25»
398
Таблица 13
Возможные варианты компоновки звуковоспроизводящих устройств из типовых блоков
Назначение	Условная марка	Количество каналов	Выходная мощность, вт	Наличие входов	Примечание
1	2	3	i	5	6
Для киноустановок с малой эксплуатационной нагрузкой и зрительными залами вместимостью до 200 человек	«Звук-1-25»	1	25	Для фотоэлектронного умножителя, микрофона, звукоснимателя и магнитофона	В одинарной комплектации
Для кинотеатров с большой стационарной эксплуатационной нагрузкой и зрительными залами вместимостью до 300 человек	«Звук-2-25»	2	2X25	Для фотоэлектронного умножителя, микрофона, звукоснимателя и магнитофона	В двойной комплектации	с целью резервирования или удвоения	мощ- ности
Для киноустановок со стационарной 16-жм кинопроекционной аппаратурой и зрительными залами вместимостью до 200 человек	«Звук-1-25-У»	1	25	Для фотоэлектронного умножителя, магнитной головки, микрофона, звукоснимателя и магнитофона	В одном комплекте с 16-льч кинопроекторами «Черноморец--0,5» и «Черноморец-1»
Для кинотеатров со зрительными залами вместимостью до 600 человек и большой стационарной эксплуатационной нагрузкой	«Звук-4-25»	4	4x25	Для фотоэлектронного умножителя, четырехканальпого блока магнитных головок, микрофона, Звукоснимателя и магнитофона	
66£
Назначение	Условная марка	Количество каналов
1	2	3
Для широкоформатных (универсальных) кинотеатров со зрительными залами вместимостью до 800 человек	«Звук-6-50»	6
Для звукофикацпи обычных театров со зрительными залами вместимостью до 800 человек	«Звук-6-50-Т»	6
Для широкоформатных (универсальных) кинотеатров со зрительными залами вместимостью до 1200 человек	«Звук-6-100»	6
Для звукофикацпи обычных театров со зрительными залами вместимостью до 1200 человек	«Звук-6-100-Т»	6
Продолжение табл. 13
Выходная мощность, вт	Наличие входов	Примечание
4	5	6
6x50	Для фотоэлектронного умножителя, четырех- и шестиканального блока магнитных головок, звукоснимателя, магнитофона и двух микрофонов	
6X50	То же плюс четыре дополнительных микрофонных входа	
6X100	Для фотоэлектронного умножителя, четырех- и шестиканального блоков магнитных головок, звукоснимателя, магнитофона и двух микрофонов	
6x100	То же плюс четыре дополнительных микрофонных входа и устройство простейшей перезаписи звука	
переводя его в положение «Экран», можно подать на эти входы выходной сигнал второго предварительного усилителя УП-25 («Микрофон»), предназначенного для предварительного усиления сигналов второстепенных источников (микрофона и звукоснимателя), или при переводе переключателя П3 в соответствующее положение — сигнал от магнитофона или радиотрансляционной сети (радиоприемника).
То обстоятельство, что этот сигнал поступает на указанные входы, минуя поканальные регуляторы громкости (установочные и выносные), позволяет производить смешивание его с основными сигналами, поступающими на первые входы этих оконечных усилителей. Если переключатель П2 перевести в положение «Зал», то выходной сигнал предварительно микрофонного усилителя будет поступать на второй вход оконечного усилителя канала эффектов (У0-11 Э) и воспроизводиться соответствующими громкоговорителями.
Вход звукоконтрольного устройства УК-13, на выходе которого подключены контрольные громкоговорители КГ (см. рис. 180), может быть поочередно с помощью переключателя подключен на выход любого из оконечных усилителей (Л, С, П или Э) или же отключен.
Переключателем П5 выходной сигнал оконечного усилителя канала эффектов (УО-11 Э) может быть подан на громкоговорители либо основные этого канала (громкоговорители зала), либо расположенные в фойе кинотеатра или в любом другом месте.
§ 6. РЕГУЛИРОВАНИЕ ГРОМКОСТИ В МНОГОКАНАЛЬНЫХ УСТРОЙСТВАХ
Выше (см. главу 11, § 2) было показано, что регулирование громкости звучания воспроизводимого сигнала осуществляется установочными и выносными регуляторами громкости. Каждый из этих регуляторов, поскольку действие их одинаково, может влиять на уровень громкости независимо от другого и в равной мере, если только другой в это время не находится на своей нулевой отметке. Значит, при любом неизменном (кроме нулевого) положении установочного регулятора уровень громкости можно изменять поворотом рукоятки выносного и, наоборот,— при неизменном положении выносного — поворотом рукоятки установочного.
Все это справедливо и имеет место только в случае эксплуатации одноканальных звуковоспроизводящих устройств, когда в данный момент времени воспроизводится какой-либо один монофонический сигнал. Использование при таких обстоятельствах любого из указанных регуляторов громкости приводит к равнозначным результатам и по сути не влияет на смысловое содержание воспроизводимого фрагмента фильма.
В отличие от этого стереофоническое воспроизведение звука, осуществляемое с помощью многоканальных звуковоспроизводящих устройств, характеризуется одной существенной особенностью. Заключается эта особенность в том, что в любой момент времени между уровнями громкости сигналов, воспроизводимых громкоговорителями различных каналов, должна существовать определенная, характерная именно для данного момента взаимосвязь. Эта взаимосвязь, регламентирующая количественное соотношение уровней громкости звуков, воспроизводимых всеми действующими каналами, определяет качественные показатели стереофонического звучания в данный момент времени. Естественно, что это количественное соотношение, продиктованное соображениями творческого порядка, должно быть строго и неизменно зафиксировано в процессе производства фильма и в дальнейшем никакому изменению не подлежит. Любое, даже самое незначительное отклонение от предусмотренного авторами фильма соотношения уровней громкости между отдельными каналами может не только изменить, но и подчас полностью исказить стереофонию и даже смысловое содержание воспроизводимого фрагмента фильма.
Указанная фиксация соотношения уровней, производимая в процессе записи стереофонической фонограммы, особенно важна для заэкранных каналов: трех — в четырехканальной и пяти — в шестиканальной системах стереофонического звуковоспроизведения. Произвольное изменение уровня громкости по каналу эффектов не оказывает особого влияния на качество стереофонии и смысловое содержание воспроизводимого фрагмента фильма.
По этим причинам выносные регуляторы громкости всех каналов многоканального звуковоспроизводящего устройства механически связаны между собой так, что при повороте их общей рукоятки на какой-то угол во всех каналах происходит одновременное и прямо пропорциональное изменение уровня громкости в одну и ту же сторону. Этим обеспечивается сохранение предусмотренной авторами фильма и зафиксированной на многоканальной фонограмме стереофонии в данный момент, независимо от общего уровня громкости в зрительном зале, которая, как известно из вышеизложенного, зависит от многих факторов, в том числе и от степени заполнения зала зрителями.
В некоторых типах многоканальных стереофонических звуковоспроизводящих устройств предусмотрена возможность еще и автономного регулирования громкости отдельно по каналу эффектов. В таких устройствах имеется специальный переключатель, с помощью которого регулирование громкости по этому каналу переключается либо на этот автономный регулятор, либо на тот, который механически связан с регуляторами заэкранных каналов.
Установочные регуляторы громкости в многоканальных устройствах не могут и не должны использоваться для оперативного регулирования громкости в процессе демонстрации кинофильма. Такие регуляторы размещены обычно на шасси предварительных усилителей каждого канала и, естественно, механически между собой не связаны. Если в процессе воспроизведения стереофонической многоканальной фонограммы повернуть рукоятку установочного регулятора громкости предварительного усилителя одного из основных каналов на какой-то угол, то это вызовет определенной величины изменение уровня громкости звучания говорителей только этого канала; зафиксированное на многоканальной фонограмме соотношение поканальных уровней громкости нарушится, что приведет к нарушению стереофонии данного звукового фрагмента и, может быть, к его смысловому искажению.	*
Установочные регуляторы громкости предназначены в многоканальных звуковоспроизводящих устройствах для другой цели. С их помощью производится так называемая поканальная калибровка — предварительное выравнивание уровней выходных напряжений всех каналов при условии подачи на их входы сигналов равной интенсивности.
Дело в том, что в процессе массового производства в связи с существующим разбросом параметров у любой марки всех активных и пассивных элементов усилительных схем оказывается практически невозможным создать многоканальное устройство с абсолютно равными у всех каналов коэффициентами передачи. В процессе эксплуатации это положение еще больше усугубляется в результате изменчивости параметров этих элементов по причине их естественного старения или вынужденной замены. Зафиксированное же на многоканальной фонограмме соотношение уровней предусматривает неизменность во времени и равенство между собой коэффициентов передачи всех каналов стереофонического звуковоспроизводящего устройства, так как предусмотреть заранее время, характер и степень изменения этих коэффициентов невозможно.
Возникающее противоречие и разрешается периодически производимой поканальной калибровкой. Такая калибровка, осуществляемая в процессе наладки нового устройства и через определенные равные промежутки времени его эксплуатации, производится следующим образом. В звуковую часть кинопроектора заряжается кольцо с многоканальной фонограммой, соответствующей по типу калибруемому звуковоспроизводящему устройству. На всех каналах этой фонограммы записаны гармонические колебания средней частоты (400-Д-1000 гц) и равной амплитуды. После запуска кинопроектора к выходным зажимам поочередно каждого канала подключается измерительный прибор (вольтметр), показания которого уравниваются по всем каналам 402
поворотом в ту или другую сторону рукояток установочных регуляторов громкости. После этого положение всех установочных регуляторов фиксируется специальными стопорными винтами или контргайками.
Аналогичным образом калибруются все каналы многоканального устройства по уровню воспроизведения высших частот. Для этого в звуковую часть проектора заряжается многоканальная фонограмма с записью гармонических колебаний высокой частоты (7000—8000 гц), а нивелировка выходных уровней производится регуляторами высших частот {РВЧ на рис. 175 и 178), которые после этого также неподвижно фиксируются стопорными приспособлениями.
ЛИТЕРАТУРА
1.	Автоматизация производства и промышленная электроника, т. 1—4, М., изд-во СЭ, 1962—1965.
2.	Б а й д а Л. И., Электронные усилители постоянного тока, *М. — Л., Госэнергоиздit, 1953.
3.	Б о с ы й Н. Д., Электрические фильтры, Киев, Гостехиздат УССР, 1955.
4.	В о й ш в и л л о Г. В., Усилители низкой частоты на электронных лампах, изд. 2-е, М., Связьиздат, 1963.
5.	Козинцева Л. П., Усилители на полупроводниковых триодах, М., «Высшая школа», 1965.
6.	К р и з е С. Н., Усилители напряжения низкой частоты, М. — Л., Госэнергоиздат, 1953.
7.	Ложников А. П.,Сонин Е. К., Каскодные усилители, М. — Л., «Энергия», 1964.
8.	Нанавати Р. П., Введение в полупроводниковую электронику, М., «Связь», 1965.
9.	Полупроводниковые приборы, терминология, выпуск 62, М., изд-во АН СССР, 1962.
10.	Р и з к и н А. А., Основы теории и расчета электронных усилителей, М., «Энергия», 1962.
11.	С и г о р с к и й В. П., Анализ электронных схем, Киев, Гостехиздат, УССР, 1960.
12.	С т е п а н е н к о И. П., Основы теории транзисторов и транзисторных схем, М. — Л., Госэнергоиздат, 1963.
13.	X в и л и в и ц к и й С. И., М е д я к о в а Л. В., Расчет и проектирование усилителей низкой частоты, М., «Искусство», 1958.
14.	Цы кин Г. С., Трансформаторы низкой частоты, М., Связьиздат, 1958.
15.	Ч у д н о в с к и й И. Я., Усилительные и выпрямительные устройства, М., Госкиноиздат, 1949.
16.	Чудновский И. Я., Электровакуумные приборы и усилители, М., «Искусство», 1955.
17.	Чудновский И. Я., Устранение неисправностей в усилителях, М., «Искусство», 1965.
18.	Чудновский И. Я., Л а ке тк о В. И., Вороняк И. Г., Орлов Б. П., Шнайдерман Д. X., Койчу Д. М., Справочник по кинотехнике, Киев, «Техника», 1964.
19.	Электротехника. Электроника, терминология, выпуск 59, М., изд-во АН СССР, 1962.
20.	Эрглис К. Э., Степаненко И. П., Электронные усилители, М., Физматгиз, 1961.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Глава 1. Основы усилительных процессов.............................................. 3
§	1.	Электроника . . . .'. 3
§	2.	Усилитель — преобразователь энергии . 4
§	3.	Классификация усилителей................................................ 5
§ 4.	Назначение и место усилителя в тракте звуковоспроизведения .....................................................................   8
§	5.	Усилительное действие электронной лампы................................. 9
§	6.	Усилительное действие транзистора...................................... 13
Глава	2.	Характеристики и параметры усилителей низкой частоты 16
§	1.	Верность передачи информации .......................................... 16
§ 2.	Логарифмический метод сравнения энергетических уровней .......................................................................... 17
§ 3.	Усилитель-четырехполюсник........................."	21
§	4.	Коэффициент передачи................................................... 22
§	5.	Амплитудно-частотная характеристика.................................... 26
§	6.	Фазовая характеристика................................................. 32
§	7.	Амплитудная характеристика. Нелинейные	искажения 34
§	8.	Выходная мощность. Чувствительность. К. п.	д........................... 40
§	9.	Динамический диапазон. Помехи.......................................... 44
§ 10.	Стабильность работы. Надежность........................................ 49
Глава 3.	Междукаскадные и внутрикаскадные связи................................. 52
§	1.	Скелетная схема усилителя.............................................. 52
§	2.	Прямая и обратная связи................................................ 55
§	3.	Положительная и отрицательная обратная связи ....	57
§	4.	Основные закономерности................................................ 58
§	5.	Критерий устойчивости. Генерация....................................... 62
§	6.	Классификация отрицательной обратной связи............................. 65
§	7.	Обратная связь и частотная характеристика.............................. 71
§	8.	Обратная связь, нелинейные искажения и шумы ....	74
Глава 4. Усилительный каскад и его работа.......................................... 77
§	1.	Три разновидности усилительных схем.................................... 77
§	2.	Ступень усиления на электронном триоде................................. 78
§	3.	Ступень усиления на транзисторе........................................ 82
§	4.	Динамический режим..................................................... 85
§	5.	Рабочий участок динамической характеристики ....	92
§	6.	Ток сетки электронной лампы............................................ 97
§	7.	Ток базы транзистора.................................................. 101
§	8.	Эквивалентные схемы................................................... 102
§	9.	Усиление напряжения, тока и мощности.................................. 107
§ 10.	Входное и выходное сопротивления...................................... 116
Глава	5.	Питание цепей усилительного каскада.................... 123
§	1.	Выбор источников.................................................................................... 123
§	2.	Питание анодной цепи электронной лампы......... 124
§	3.	Питание цепи накала электронной лампы............................................................... 123
§	4.	Питание цепи коллектора в транзисторных схемах	.	.	.	130
§	5.	Напряжение смещения в каскаде с электронной лампой	132
§	6.	Ток смещения в каскаде с транзистором. 137
§	7.	Температурная стабилизация транзисторных схем	.	.	.	140
§ 8.	Питание анодных и коллекторных цепей многокаскадных усилителей........................................... 145
Глава 6. Усилители напряжения........................................................................................ 151
§	1.	Общие требования......................................................................................... 151
§	2.	Реостатный каскад........................................................................................ 152
§	3.	Режим работы.............................. 157
§ 4.	Нелинейные искажения .......................... . .	161
§	5.	Эквивалентная схема.................................................................... 165
§	6.	Амплитудно-частотная характеристика.................................... 167
§ 7.	Реостатный усилитель на пентоде...................	181
§ 8.	Реостатный усилитель на транзисторе...................................................................... 185
§ 9.	Методика элементарного расчета реостатного каскада на электронных лампах.................................... 191
§ 10.	Трансформаторный каскад............................................ 201
Глава 7.	Усилители тока.......................................................................................... 206
§ 1.	Назначение и особенности................................................................................. 206
§ 2.	Катодный повторитель..................................................................................... 208
§ 3.	Практическая схема катодного повторителя................................................................. 216
§ 4.	Транзисторные варианты..................................................................................  219
§ 5.	Усилитель постоянного тока............................................................................... 222
Глава 8.	Усилители мощности....................................................................................... 228
§ 1.	Назначение и особенности................................................................................. 228
§ 2.	Колебательная мощность, чувствительность и к. п. д. 231
§ 3.	Режим работы электронных ламп в усилителях мощности ................................................... 236
§	4.	Однотактная схема ....................................................................................... 243
§	5.	Частотные искажения...................................................................................... 250
§	6.	Нелинейные искажения .................................................................................... 253
§	7.	Нагрузка. Выходное сопротивление......................................................................... 257
§	8.	Двухтактная схема........................................................................................ 259
§	9.	Эквивалентная схема двухтактного каскада................................................................. 271
§	10.	Работа двухтактного каскада в различных режимах 272
§	11.	Методика элементарного расчета двухтактной схемы 279
Глава. 9.	Специальные виды усилительных схем....................................................................... 287
§	1.	Разновидности специальных схем........................................................................... 287
§	2.	Простые фазоинверсные схемы.............................. 290
§	3.	Автобалансные фазоинверсные схемы.............................. 294
§	4.	Фазоинверсная схема с разделенной нагрузкой.................... 298
§	5.	Каскодные усилители.............................. 302
§	6.	Каскодный вариант катодного повторителя .......................... 306
§	7.	Методика элементарного расчета фазоинверсной схемы 308
Глава 10. Входные цепи усилителей.................................................................................... 310
§	1.	Классификация входных цепей.............................. 310
§	2.	Вход фотоэлектронного умножителя.............................. 312
§	3.	Вход магнитной головки.............................. 315
§	4.	Вход микрофона и звукоснимателя.............................. 317
§	5.	Искажения, возникающие во входной цепи.............................. 318
§ 6.	Паразитные связи....................................... 322
§ 7.	Помехозащищенность и помехоустойчивость входных цепей .................................................. 327
Глава 11. Регулировка усиления..................................... 331
§ 1.	Необходимость и методы регулировки ... ................ 331
§ 2.	Установочные и выносные регуляторы громкости ....	334
§ 3.	Частотные искажения, вносимые регуляторами громкости 337
§ 4.	Регулирование громкости изменением глубины обратной связи........................................................ 340
Глава 12. Коррекция амплитудно-частотных характеристик . . .	343
§	1.	Виды частотных характеристик........................ 343
§	2.	Принцип коррекции................................... 346
§	3.	Коррекция с помощью отрицательной обратной связи 348
§	4.	Переменная частотная коррекция...................... 352
Глава 13. Пассивные элементы усилительных схем......................356
§	1.	Конденсаторы................................... 356
§	2.	Резисторы...................................... 364
§	3.	Моточные детали .................................... 369
§	4.	Контактные элементы............................ 374
Глава 14. Функциональные схемы звуковоспроизводящих устройств ......................................................... 382
§	1.	Одноканальное широкополосное звуковоспроизведение	382
§	2.	Одноканальное двухполосное звуковоспроизведение	.	.	383
§	3.	Разделительные фильтры ..............................384
§	4.	Многоканальное звуковоспроизведение............ 388
§	5.	Блочная система звуковоспроизводящих устройств .	.	.	392
§	6.	Регулирование громкости в многоканальных устройствах	400
Литература .....................................................  .	404
и.я.Чудиовскиа
ЭЛЕКТРОННЫЕ И ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ