Ю. М. Перунов
А. И. Куприянов

РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ БОРЬБА
В ИНФОРМАЦИОННЫХ КАНАЛАХ

Монография

Москва Вологда
«Инфра-Инженерия»
2021
УДК 621.396

ББК 32.84

П26

Рецензенты:

доктор технических наук, профессор Ю. М. Шабатура;
доктор физико-математических наук, профессор С. И Козлов

Перунов, Ю. М.

П26	Радиоэлектронная борьба в информационных каналах : монография / Ю. М. Пе-

рунов, А. И. Куприянов. - Москва ; Вологда : Инфра-Инженерия, 2021. - 452 с. : ил.,
табл.

18ВИ 978-5-9729-0718-2

Рассматриваются радиоэлектронные системы и средства, функционирующие в услови-
ях информационного противоборства, проблемы радиоэлектронного подавления информаци-
онных каналов систем различной структуры и функционального назначения, технические ре-
шения при построении средств радиоэлектронной разведки и радиопротиводействия, а также
методы оценки эффективности средств радиоэлектронной борьбы и тенденции развития этих
средств.

Для специалистов в области теории и техники радиоэлектронных систем, а также для
студентов и аспирантов, изучающих методы исследования и проектирования радиоэлектрон-
ных систем и комплексов, предназначенных для работы в условиях информационного кон-
фликта.

УДК 621.396

ББК 32.84

18ВИ 978-5-9729-0718-2

© Перунов Ю. М., Куприянов А. И., 2021

© Издательство «Инфра-Инженерия», 2021

© Оформление. Издательство «Инфра-Инженерия», 2021
СОДЕРЖАНИЕ

Список сокращений...........................................................7

Предисловие.................................................................9

Введение...................................................................10

Глава 1. Цели и задачи РЭБ.................................................13

1.1.	Краткая история развития РЭБ..........................................13

1.2.	Состав и задачи РЭБ...................................................19

1.3.	Оценки характеристик информационных каналов...........................22

1.4.	Основные математические соотношения и типы средств РЭБ................26

1.5.	Типы средств РЭБ ранжированные по целям и задачам применения..........31

1.5.1.	Средства РЭБ индивидуальной защиты............................32

1.5.2.	Средства РЭБ зональной защиты.................................33

Глава 2. Основные радиоэлектронные системы и средства как объекты РЭБ......36

2.1.	Радиолокационные станции..............................................36

2.1.1.	РЛС наземного базирования.....................................37

2.1.2.	РЛС воздушного базирования....................................46

2.1.3.	РЛС космического базирования..................................47

2.2.	Системы связи и передачи данных.......................................48

2.3.	Радионавигационные системы............................................49

2.4.	Радиометрические системы и средства пассивной радиотехнической разведки.50

Глава 3. Системы радио- и радиотехнической разведки........................51

3.1.	Обнаружение сигналов ИРИ средствами РРТР..............................52

3.2.	Определение координат ИРИ средствами РРТР.............................62

3.2.1.	Однокоординатные станции РРТР.................................63

3.2.1.1.	Поисковые методы определения пеленга..................63

3.2.1.2.	Моноимпульсные методы пеленгации на проходе...........67

3.2.1.3.	Беспоисковые однокоординатные методы пеленгации ИРИ.....70

3.2.2.	Двухкоординатные станции РРТР.................................73

3.2.2.1.	Сканирующие двухкоординатные станции РРТР.............73

3.2.3.	Определение местоположения ИРИ системами РРТР.................75

3.2.3.1.	Триангуляционный метод определения местоположения ИРИ...75

3.2.3.2.	Разностно-дальномерные системы определения
местоположения ИРИ..............................................78

3.2.3.3.	Фазовые методы определения угловых координат ИРИ......80

3.2.3.4.	Определение пеленга корреляционными	методами..........84

3.3.	Пространственно-распределенные системы РРТР...........................93

3.4.	Определение характеристик сигналов ИРИ................................97

3.4.1.	Определение несущей частоты сигналов ИРИ......................97

3.4.1.1.	Беспоисковые методы определения	частоты...............98

3.4.1.2.	Поисковые по частоте приемные устройства.............103

3.4.1.3.	Приемные устройства со сжатием сигналов ИРИ..........105

3.4.1.4.	Цифровые приемные устройства.........................107

3.4.2.	Измерение временных параметров сигналов ИРИ..................109
3.4.3.	Определение уровней и динамики изменения мощности сигналов ИРИ
на входе антенн станций РРТР.........................................110

3.4.4.	Определение поляризации сигналов излучения ИРИ...............112

Глава 4. Подавление информационных каналов РЛС активными помехами.........115

4.1.	РЛС как объекты РЭБ..................................................115

4.2.	Оценка информационного ущерба, наносимого РЛС средствами РЭБ.........118

4.3.	Маскирующие активные помехи..........................................125

4.3.1.	Прямошумовая помеха..........................................126

4.3.2.	Непрерывные шумовые помехи...................................130

4.3.3.	Модулированные шумовые помехи................................132

4.4.	Активные имитирующие помехи..........................................146

4.4.1.	Общие сведения...............................................146

4.4.2.	Пространственно-временные помехи.............................148

4.5.	Радиоэлектронное подавление многопозиционных РЛС.....................155

4.6.	Подавление взаимно-корреляционных радиолокационных систем............159

4.7.	Подавление РЛС авиационно-космического базирования
наземными средствами РЭБ...................................................164

4.7.1.	Средства РЭБ зонального прикрытия наземных объектов..........164

4.8.	Станции помех авиационного базирования................................171

4.8.1.	Зональное прикрытие средствами РЭБ авиационного базирования...171

4.8.2.	Авиационные станции помех индивидуальной защиты...............175

Глава 5. Подавление активными помехами информационных каналов спутниковых
радионавигационных систем.................................................180

5.1.	Сетевые спутниковые радионавигационные системы как объект радиоэлектронного
подавления................................................................180

5.2.	Радиоэлектронное подавление канала	обнаружения.......................184

5.3.	Подавление канала слежения за частотой принимаемого сигнала
и измерения скорости......................................................187

5.4.	Подавление канала слежения за задержкой навигационного сигнала
и измерения псевдодальности...............................................188

5.5.	Радиоэлектронное подавление канала	демодуляции.......................190

5.6.	Радиоэлектронное подавление приемника потребителя навигационной
информации узкополосной помехой...........................................191

5.7.	Радиоэлектронное подавление аппаратуры потребителей навигационной
информации имитирующими помехами..........................................191

5.8.	Уравнение РЭП для потребителей СРНС..................................192

Глава 6. Активное подавление каналов радиосистем передачи информации......197

6.1.	Подавление радиолиний связи и командного радиоуправления.............197

6.2.	Станции активных помех радиолиниям командного радиоуправления.........200

6.3.	Станции активных помех радиолиниям передачи информации................201

6.4.	Радиоэлектронное подавление цифровых линий связи и передачи данных....202

6.5.	Имитирующие помехи радиосистемам передачи информации.................208

6.6.	Основные технические характеристики станций помех подавления
информационных каналов систем передачи информации.........................212

Глава 7. Роботизированные системы ВВСТ как объекты РЭБ....................214

7.1.	Беспилотные летательные аппараты - объекты РЭБ.......................214

7.2.	Возможности обнаружения и нейтрализации ДПЛА.........................216

7.3.	Подавление информационных каналов комплексов ДПЛА.....................218

7.4.	Подавление информационных каналов управления суббоеприпасов...........221
Глава 8. Подавление информационных каналов радиовзрывателей.................225

8.1.	Принципы работы и построения радиовзрывателей..........................225

8.2.	Радиовзрыватели артиллерийских боеприпасов.............................225

8.3.	Радиовзрыватели зенитных ракет.........................................228

8.4.	Основные способы РЭП радиовзрывателей..................................229

Глава 9. Высокоточное оружие как объект РЭБ.................................232

9.1.	Структура и состав аппаратуры головки самонаведения ПРР................232

9.2.	Радиоэлектронное противодействие пассивным РГСН........................233

Глава 10. Функциональное поражение радиоэлектронных средств.................239

10.1.	Принцип действия и применения оружия функционального поражения........239

10.2.	Физические основы функционального поражения электронных средств.......240

10.3.	Воздействие мощного импульсного электромагнитного излучения
на элементы РЭС.............................................................241

10.3.1.	Воздействие ЭМП на металлы....................................241

10.3.2.	Воздействие ЭМП на диэлектрики................................242

10.3.3.	Воздействие сильных ЭМП на полупроводники.....................244

10.4.	Критериальные энергетические уровни функционального поражения РЭС.....248

10.5.	СВЧ ЭМИ функционального поражения РЭС.................................250

10.5.1.	Взрывомагнитные генераторы одноразового применения............250

10.5.1.1.	Физические принципы получения высокоэнергетических
электромагнитных полей..........................................250

10.5.1.2.	Электромагнитное оружие на основе ВМГ.................253

10.5.2.	Функциональное поражение РЭС станциями ФП
многоразового применения.............................................260

10.5.3.	СВЧ генераторы функционального поражения
многоразового применения.............................................263

10.5.4.	Видеосигналы ЭМИ для возможного функционального поражения РЭС.271

10.6.	Антенные системы сверхмощных генераторов..............................274

10.6.1.	Зеркальные антенны............................................275

10.6.2.	Активные фазированные антенные решетки........................277

10.6.3.	Эффективность АФАР от несинхронности излучения сигналов ЭМИ...280

10.7.	Лазерные средства функционального поражения...........................282

Глава 11. Станции активного радиопротиводействия............................287

11.1.	Передающие устройства.................................................287

11.2.	Приемные устройства...................................................291

11.3.	Система определения и воспроизведения частоты.........................294

11.3.1.	Системы кратковременного запоминания частоты используются
для формирования ретрансляционных помех..............................294

11.3.2.	Многоканальные по частоте СОВЧ................................301

11.3.3.	Матричные СОВЧ................................................302

11.3.4.	Цифровые системы определения и воспроизведения частоты........304

11.4.	Устройства определения временных параметров сигналов	РЛС..............308

11.5.	Системы управления станций помех......................................310

11.6.	Временные циклограммы и типы сигналов помех...........................312

11.7.	Автоматическая система контроля работоспособности станций помех.......315

Глава 12. Подавление информационных каналов РЭС пассивными
и пассивно-активными помехами...............................................318

12.1.	Общая характеристика пассивных помех..................................318

12.2.	Противорадиолокационные отражатели....................................323
12.3.	Аэрозоли..............................................................332

12.4.	Уравнение РЭП РЛС пассивными помехами.................................339

12.5.	Эффект усиления электромагнитного сигнала в аэрозольном облаке........351

12.6.	Эффективность подавления РЛС пассивными помехами......................356

12.7.	Активно-пассивные помехи..............................................360

12.8.	Энергетические соотношения при создании активно-пассивных	помех.......363

12.9.	Устройства создания пассивных помех...................................367

Глава 13. Снижение заметности первичного и вторичного излучения объектов....369

13.1.	Снижение ЭПР за счет выбора малоотражающей формы объекта..............369

13.2.	Применение противорадиолокационных покрытий...........................372

13.3.	Уменьшение радиолокационной заметности антенных систем................377

13.4.	Комплексное применение методов противорадиолокационной маскировки.....379

Глава 14. Электромагнитная совместимость информационных каналов
радиоэлектронных средств комплексов РЭБ.....................................382

14.1.	Непреднамеренные помехи и проблема электромагнитной совместимости
радиоэлектронных средств....................................................383

14.2.	Технические характеристики РЭС и проблема ЭМС.........................385

14.3.	Оценка электромагнитной совместимости РЭС. Уравнение ЭМС..............391

14.4.	Способы обеспечения электромагнитной совместимости РЭС................398

14.5.	Особенности обеспечения электромагнитной совместимости комплексов РЭБ
с радиоэлектронными комплексами и средствами другого назначения.............399

14.6.	Контроль выполнения технических и организационных мероприятий
по обеспечению ЭМС комплексов РЭБ с радиоэлектронными комплексами
и средствами другого назначения.............................................400

Глава 15. Эффективность средств и способов РЭБ..............................401

15.1.	Методы исследования эффективности комплексов РЭБ......................401

15.2.	Критерии боевой эффективности комплексов РЭБ..........................403

15.3.	Критерии технической эффективности комплексов РЭБ.....................413

15.4.	Стоимость комплекса РЭБ...............................................420

15.5.	Принципы разработки комплексов РЭБ....................................422

15.6.	Оценка средств РЭП по критерию «эффективность-стоимость»..............430

Глава 16. Тенденции развития средств РЭС и РЭБ..............................435

16.1.	Тенденции и направления развития информационных каналов РЭС...........435

16.2.	Тенденция развития средств радио- и радиотехнической разведки.........436

16.3.	Тенденция развития средств активного подавления РЭС...................437

16.4.	Тенденция развития пассивных средств РЭБ..............................437

16.5.	Тенденция развития систем противодействия иностранным
техническим разведкам.......................................................438

16.6.	Тенденция развития систем управления средствами РЭБ...................438

Глава 17. Системы управления средствами РЭБ.................................440

17.1.	Системы управления средствами РЭБ наземного базирования...............441

17.2.	Системы управления средствами РЭБ морского базирования................444

17.3.	Системы управления средствами РЭБ воздушного базирования..............446

Заключение..................................................................448

Литература..................................................................449
Список сокращений

АКФ
АМШ
АП
АРУ
АСД
АСЫ
АСС
АФАР
АЦП
БО
БКО
БР
БЧ
ВВСТ
ВМГ
ВУМ
ДНА
ДПЛА
ДРЛО
ЗРК
ИА
ИКО
ИРИ
ИРЭК
ИСЗ
КА
КББ
КВВ
КИМ
ККП
КП
КПУ
КР
КРУ
ЛА
ЛБВ
ЛБС
ЛЗ
ЛЦ
лчм
МПРЛС
мцк
МШУ
ОУ
ПАВ
ПВО
пз
пп

автокорреляционная функция
амплитудно-модулированная шумовая помеха
аппаратура потребителя

автоматическая регулировка усиления
автосопровождение по дальности

автоматическое сопровождение цели по направлению
автосопровождение по скорости

активная фазированная антенная решетка
аналого-цифровой преобразователь

блок обнаружения

бортовой комплекс обороны

баллистическая ракета

боевая часть

вооружение, военная и специальная техника
взрывомагнитный генератор

выходной усилитель мощности

диаграмма направленности антенны

дистанционно-пилотируемый летательный аппарат
дальнее радиолокационное обнаружение
зенитно-ракетный комплекс

истребительная авиация

индикатор кругового обзора

источник радиоизлучения

интегрированный радиоэлектронный комплекс

искусственный спутник Земли

космический аппарат

контрбатарейная борьба

кумулятивное взрывчатое вещество
кодово-импульсная модуляция
контроль космического пространства
командный пункт

командный пункт управления

крылатая ракета

командное радиоуправление

летательный аппарат

лампа бегущей волны

линия боевого соприкосновения

линия задержки

ложная цель

линейная частотная модуляция

многопозиционные радиолокационные системы
многоканальный цифровой коррелятор
малошумящий усилитель

оконечный усилитель

поверхностно-акустические волны
противовоздушная оборона

помехозащита

постановщик помех
ПРГС	- пассивная радиголовка самонаведения
ПРЛО	- противорадиолокация
ПРО	- противоракетная оборона
ПРР	- противорадиолокационная ракета
ПС	- прикрываемый самолет
ПУМ	- предварительный усилитель мощности
РВ	- радиовзрыватель
РГС	- радиоголовка самонаведения
РЛР	- радиолокационная разведка
РЛС	- радиолокационная система (сианция)
РНЦ	- разведка наземных целей
РПД	- радиопередающее устройство
РПМ	- радиоприемное устройство
РРТР	- радио и радиотехническая разведка
РСПП	- радиосистема передачи информации
РЭА	- радиоэлектронная аппаратура
РЭБ	- радиоэлектронная борьба
РЭП	- радиоэлектронное противодействие
РЭР	- радиоэлектронная разведка
РЭС	- радиоэлектронная система (средство)
САП	- станция (система) активных помех
СВЧ	- сверхвысокие частоты
свчо	- сверхвысокочастотное оружие
СКИРЛ	- сверхкороткоимпульсная радиолокация
СОВЧ	- система определения и воспроизведения частоты
СП	- сигнальный процессор
СРНС	- спутниковая радионавигационная система
СРРТР	- средства радио- и радиотехнической разведки
ССРНС	- сетевая спутниковая радионавигационная система
СУ	- система управления
СЭУ	- сильноточный ускоритель электронов
ТВД	- театр военных действий
ФАПЧ	- фазовая автоподстройка частоты
ФМШ	- фазово-модулированная шумовая помеха
ФП	- функциональное поражение
ФПВК	- функция пространственно-временной когерентности
ФЦО	- фоно-целевая обстановка
хип	- хаотическая импульсная помеха
чмш	- частотно-модулированная шумовая помеха
чпк	- череспериодная компенсация
ЭМБ	- электромагнитный боеприпас
эмв	- электромагнитные волны
эмо	- электромагнитное оружие
ЭМП	- электромагнитное поле
ЭМС	- электромагнитная совместимость
ЭПР	- эффективная поверхность рассеяния
ЭС	- электронные средства
ПРЕДИСЛОВИЕ

На протяжении многих лет, от зарождения радиотехники до совсем недавнего време-
ни, основным фактором и главной движущей силой развития систем, которые обслуживали
информационные потребности человечества (систем передачи и извлечения информации),
было преодоление помех естественного, природного происхождения. Природа, создающая
естественные помехи, «изощренна, но не злонамеренна». Она довольно слабо сопротивляет-
ся коллективному техническому гению инженеров - создателей информационных систем.
Но в настоящее время это положение изменилось. Сейчас информационным системам все
чаще противостоит изощренный разум человека. Не просто человека, но коллективного ра-
зума. Так складывается и проявляется информационный конфликт, или, точнее, конфликт
технических систем в информационном пространстве. Конфликтное взаимодействие радио-
электронных систем (РЭС), являющихся технологической базой практически для всех ин-
формационных систем, чаще всего называют радиоэлектронной борьбой (РЭБ) [15]. Емкое
синтетическое понятие РЭБ включает радиоэлектронное противодействие (РЭП), радиоэлек-
тронную разведку (РЭР), радиоэлектронную маскировку (РЭМ) а также защиту от средств
РЭП - помехозащиту (ПЗ). Ниже, в предлагаемой вниманию читателя книге, рассматривают-
ся аспекты построения и функционирования средств выявления и поражения информацион-
ных каналов РЭС.

Термином РЭБ, как видно, обозначают обширную предметную область. Тем не менее,
он вполне конкретен и позволяет в данной книге дистанцироваться от обсуждения и описания
различных не технических проявлений конфликтного взаимодействия в информационном про-
странстве. Главная цель книги виделась авторам в попытке систематизировать сведения, с ко-
торыми оперирует теория и техника РЭБ. Во-первых, рассмотреть содержание и направления
РЭБ, принципы построения систем и средств РЭБ, эффективность функционирования радио-
электронных систем в условиях РЭБ. Вторая цель, жестко связанная с первой, - иллюстриро-
вать конкретными примерами влияние технических решений и идей на эффективность
средств и способов РЭБ в разных ситуациях, складывающихся как в военное, так и в мирное
время.

В силу целого ряда известных причин, доступной литературы по вопросам радиоэлек-
тронной борьбы не много. Во всяком случае, много меньше, чем нужно, исходя из современ-
ных общественных потребностей. Авторы надеются, что предлагаемая книга в какой-то мере
восполнит этот пробел. Материал книги целиком основывается на монографической и учеб-
ной литературе, на публикациях в научной периодике.

Специфика сложной комплексной проблемы РЭБ такова, что далеко не все ее аспекты
могут излагаться с одинаковой степенью подробности в общедоступной литературе. Разуме-
ется, в настоящее время в силу изменений известных политических, экономических и соци-
альных факторов многие проблемы, задачи и технические решения с области РЭБ открылись
(или, скорее, «приоткрылись»). Многое стало обсуждаться в расширившихся кругах специа-
листов и вообще заинтересованных лиц. Но, тем не менее, в целом предметная область РЭБ
содержит еще много деликатных тем, которые не могут рассматриваться с одинаковой сте-
пенью подробности в книге, адресованной широкому кругу читателей. Авторы надеются, что
благосклонный читатель найдет это обстоятельство извинительным и не будет сурово осуж-
дать книгу за неполноту и непоследовательность. Авторы и не претендуют на всеобъемлюще
полное изложение всех разделов РЭБ - этой молодой, многообразной, бурно развивающейся
отрасли научного знания и технических возможностей.

Авторы считают своим приятным долгом поблагодарить уважаемых рецензентов
профессора С. И. Козлова и профессора Ю. М. Шабатуру. Отдельная благодарность всем,
кто принял участие на разных этапах подготовки предлагаемой читателю книги и способ-
ствовал улучшению качества ее формы и содержания.
ВВЕДЕНИЕ

Изобретение радио и внедрение в начале XX века в вооруженные силы радиоэлек-
тронных средств стимулировали разработку способов и создание средств радиоэлектронной
разведки и подавления радиопомехами этого нового для того времени класса информацион-
ных систем. Применение радиопомех потребовало защиты РЭС, т. е. создания средств и ме-
тодов радиоэлектронной защиты. Так как в начале из всего многообразия РЭС применялись
исключительно средства радиосвязи (прежде всего - в военно-морском флоте), то впервые
радиоразведка и радиопомехи были применены в боевых действиях на море экипажами рус-
ских военных кораблей в 1904 году во время русско-японской войны.

Современная история создания отечественной техники РЭБ начинается с двух круп-
ных событий. Первое - это подписанное И. В. Сталиным Постановление Государственного
Комитета Обороны (ГКО) от 16 декабря 1942 г. № ГОКО 2633сс «Об организации в Красной
Армии специальной службы по забивке немецких радиостанций, действующих на поле боя»
[1]. И второе событие - Постановление ГКО от 7 июля 1943 г. об образовании Совета по ра-
диолокации, в компетенции которого находились вопросы разработки техники радиопроти-
водействия (РПД) [39]. В том же году был основан центр по разработке средств РПД (по со-
временной терминологии - средств радиоэлектронной борьбы) - Всесоюзный научно-
исследовательский институт № 108 (ныне - Государственный центральный научно-
исследовательский радиотехнический институт (ГосЦНИРТИ)).

В локальных войнах и конфликтах в Корее, во Вьетнаме и на Ближнем Востоке ра-
диоэлектронная борьба велась всеми видами вооруженных сил воюющих стран, но наиболее
интенсивно ВВС и ПВО (достаточно сказать, что в США до 70 % материальных ресурсов,
предназначенных для развития и совершенствования РЭБ, поступают в авиацию [1]). Благо-
даря эффективной РЭБ потери в самолетах снизились в (3...7) раз [34]. Опыт локальных
войн свидетельствует: вкладывать деньги в развитие средств РЭБ сегодня очень выгодно. По
подсчетам специалистов на каждый доллар, вложенный в информационную войну, можно
ждать 10 долларов прибыли [34].

Не вдаваясь в подробности, следует отметить, что во время двух войн США в Ираке
(операции «Буря в пустыне», 1991 г. и «Шок и трепет», 2003 г.) силы и средства РЭБ до
начала удара создавали сильные помехи радиоэлектронным средствам Ирака, прежде всего
РЭС системы ПВО. Под прикрытием радиопомех, предваряя удары самолетов из эшелона
прорыва ПВО, были нанесены удары крылатыми ракетами (КР) морского базирования со
стороны Персидского залива и Красного моря. Прорыв системы ПВО Ирака был обеспечен
широким применением высокоточных КР «Томагавк» и большого числа управляемых ракет
«воздух-РЛС» (противорадиолокационных ракет - ПРР) в сочетании с сильными радиопоме-
хами радиоэлектронным средствам. В 1991 г. во время операции «Буря в пустыне» амери-
канское командование применило в Ираке и некоторые новые средства РЭБ. Так для повы-
шения эффективности информационной войны, ведущейся в интересах идеологической об-
работки гражданского населения, для подавления телевизионных передач в Багдаде в район
расположения телецентра была сброшена так называемая «электронная бомба», являющаяся
оружием функционального поражения радиоэлектронных систем. В результате взрыва спе-
циального заряда этой бомбы образовался мощный электромагнитный импульс, действие ко-
торого нарушило работу телецентра. Во время этой же операции ВМС США для подавления
радиоэлектронных систем управления и связи Ирака использовали в нескольких из 116 за-
пущенных ракет «Томагавк» боевые части (БЧ), создающие мощный электромагнитный им-
пульс. Примененная в ракете БЧ при взрыве излучала СВЧ-энергию мощностью 5 МВт [1].

Будущее техники РЭБ в значительной степени определяется двумя взаимосвязанными
научно-технологическими направлениями развития элементной базы современной радиоэлек-
троники: созданием разнообразных структур на базе микро- и нанотехнологии и расширением
возможностей цифровой обработки сигналов (ЦОС), обеспечивших преобразование сово-
купности средств РЭБ по существу в цифровые системы.

В 70-х годах прошлого века самолет, летящий на высоте 12000 м, облучался примерно
40 тысячами импульсов в секунду. В 80-х годах плотность облучения возросла до (1...2) мил-
лионов импульсов в секунду, а в начале нынешнего века прогнозируется увеличение этой
плотности до (10...20) миллионов импульсов в секунду. Справиться с селекцией, фильтраци-
ей и анализом поступающей информации в этих условиях может только специализирован-
ный процессор. Для примера, САП самолетов Р-15 различных модификаций АЬ() - 135 (V)
имеет 20 параллельно работающих процессоров. В начале 90-х годов прошлого века фирма
«Вестингауз» разработала сигнальный процессор, размещаемый в стандартном блоке
(14,6x16,0x1,5) см и имеющий быстродействие 3,3 млрд, операций в секунду. Такое быстро-
действие способно обеспечить адекватную реакцию средств и систем РЭБ на быстро меня-
ющуюся радиоэлектронную обстановку на театре военных действий (ТВД).

Современная РЭБ требует создания помех, прицельных по частоте, но с упреждением
по времени. Применяемые в качестве упреждающих широкополосные заградительные шу-
мовые помехи являются энергетически невыгодными. Однако с этим приходится мириться,
так как, только обеспечив упреждение, можно рассчитывать на исключение преимуществ,
которые имеют РЛС от изменения несущей частоты от импульса к импульсу или от пачки
к пачке импульсов.

Принципиальная возможность создания энергетически выгодных упреждающих при-
цельных по частоте помех появилась только после внедрения в системы РЭБ цифровых
устройств запоминания частоты перехватываемых сигналов на длительное время. Такие
устройства позволяют вместо заградительной шумовой помехи формировать «гребенку»
прицельных по частоте маскирующих шумовых помех. Спектр каждого «зубца» гребенки
сосредоточен в пределах минимально необходимой полосы около частоты, соответствующей
одной из множества дискретных составляющих запомненных, а затем воспроизведенных ча-
стот РЛС. При этом перестройка частоты, осуществляемая РЛС путем перехода скачком на
одну из конечного множества фиксированных частот, не защищает РЛС от такой помехи.

Важно подчеркнуть, что цифровое устройства обеспечивают запоминание не только
частоты, но и сигнала РЛС в целом. Это позволяет решить проблему формирования сигнало-
подобных помех в ответ на каждый импульс когерентным РЛС (импульсно-доплеровским и
со сжатием импульсов).

В запоминающее устройство ЭВМ системы РЭБ вводится библиотека параметров
всех известных РЛС и режимов их работы. Эта ЭВМ выявляет тип и степень угрозы, опреде-
ляет приоритеты и стратегию радиоэлектронного подавления, вид и мощность помехи на
каждую цель в порядке снижающейся приоритетности. Аналоговая ЭВМ с таким объемом
задач и такой степенью быстродействия справиться не в состоянии. Формирование (синтези-
рование) помех полностью цифровым способом посредством коммутируемой матричной ло-
гической структуры позволяет перепрограммировать весь процесс радиоэлектронного по-
давления, включая пространственно-временную модуляцию помеховых сигналов, настройку
по частоте, калибровку по мощности и момент излучения помехи. А это значит, что по мере
совершенствования средств ПВО и авиации потенциального противника нет необходимости
создавать новую аппаратуру РЭБ; достаточно изменять (обновлять) её математическое обес-
печение.

Комплекс РЭБ должен практически мгновенно реагировать на внезапно возникающие
угрозы. Реакция комплекса на угрозу не должна превышать (0,05...0,1) сек. Такую реакцию
способна обеспечить только цифровая техника. Только цифровые ЭВМ с высоким быстро-
действием и большим объемом памяти способны управлять ресурсами комплексов РЭБ,
включающими:

-	совокупность станций активных помех;

-	расходуемые средства создания помех: буксируемые активные ловушки; про-
тиворадиолокационные управляемые ракеты; передатчики помех одноразового
д	ействия; дипольные отражатели, подсвечиваемые помеховым сигналом; снаряды
с электромагнитной боевой частью;

-	средства функционального поражения РЭС (СВЧ и лазерное оружие функцио-
нального поражения);

-	набор видов помех и способов их боевого применения;

-	распределение энергетического потенциала станций активных помех для одно-
временного подавления нескольких РЭС;

-	способность быстрого изменения ориентации и ширины лучей диаграммы
направленности антенн (фазированных антенных решеток) станций активных по-
мех в заданных секторах пространства;

-	способность управления последовательностью временных интервалов создания
помех нескольким РЭС одной ведущей станцией активных помех.

Ныне наблюдается тенденция объединения многочисленных радиотехнических и
оптико-электронных средств на одном летательном аппарате (средств радиолокации, РЭБ,
госопознавания, радионавигации, передачи данных, лазерных, инфракрасных и других дат-
чиков информации) в единый интегрированный радиоэлектронный комплекс (ИРЭК). Такое
объединение возможно только при наличии централизованного управления с помощью циф-
ровой ЭВМ с большими ресурсами быстродействия и памяти.

Значительный рост возможностей, интенсивности и влияния РЭБ на боевые действия,
на все виды боевой работы информационной техники и оружия требует глубокого изучения
и учета исторического опыта, условий возникновения развития РЭБ, ее влияния на совре-
менные войны и вооруженные конфликты.

В мирное время все элементы РЭБ все элементы РЭБ не утрачивают своего значения.
Нападение и защита всегда были неразрывными составными частями информационного об-
щества. В примитивно организованном обществе большую роль в информационном проти-
водействии играют колдуны, шаманы, оракулы. При формировании общности людей в госу-
дарства начинают применяться технические средства РЭБ. Во многих исторических доку-
ментах, не исключая Библию, отмечаются случаи применения световых сигналов для пере-
дачи различных сообщений, в том числе ложных и пугающих.

Информационная борьба ведется на политическом, экономическом, военном и даже
на бытовом уровне. Средства информационной борьбы используют акустические и электро-
магнитные поля всех освоенных техникой диапазонов. Угонщики автомобилей применяют
электронную разведывательную аппаратуру для определения кодов противоугонных
устройств, а органы охраны правопорядка используют средства радиотехнической разведки
и РЭП для борьбы с ними. Радиотехнические устройства применяются для слежения за пе-
ремещениями поднадзорных лиц. Акустические средства используют для борьбы с пирата-
ми, террористами и толпами экстремистов. Имеются сообщения о разработке электронной
аппаратуры для воздействия на психику людей. И это уже не говоря о технических сред-
ствах, используемых для промышленного шпионажа и контршпионажа, совершения эконо-
мических преступлений и обеспечения экономической безопасности.

Непредвзятый анализ современного состояния РЭБ свидетельствует о состоявшемся
переломе качественной оценки влияния РЭБ на все стратегические направления развития со-
временного общества. Техника РЭБ бурно развивается, используя, с одной стороны, все но-
вейшие достижения науки, а с другой - способствует развитию наукоемких отраслей.

Организация РЭБ требует устойчивых знаний современной информационной техники,
высокого интеллекта и широкой системной эрудиции.

При подготовке книги авторы использовали открытые материалы по РЭБ и собствен-
ный опыт работы в некоторых научных и учебных учреждениях. Некоторые повторы и пояс-
нения приведены для облегчения понимания и усвоения материала специалистами, которые
стремятся ознакомиться лишь с отдельными составляющими проблем РЭБ. При этом авторы
не претендуют на всеобъемлющее изложение всех разделов РЭБ - этой молодой, многооб-
разной, бурно развивающейся отрасли научного знания и технических возможностей.
ГЛАВА 1
Цели и задачи РЭБ

1.1. Краткая история развития РЭБ

Изобретение российским ученым А. С. Поповым в 1895 году радио для беспроводной
передачи информационных сообщений с использованием электромагнитных волн нашло
применение прежде как новое средство боевого управления. Но низкая скрытность и под-
верженность внешнем помехам сделали радиосвязь уязвимым элементом системы управле-
ния, что позволило уже на ранних этапах развития радиотехники определить пути деструк-
тивного воздействия на информационные радиоканалы.

Так, в докладе Морского технического комитета, составленном еще в январе 1902 го-
да, прямо указывалось [4]: «Телеграфирование без проводов обладает тем недостатком, что
телеграмма может быть уловлена на всякую постороннюю станцию и, следовательно, про-
чтена и, кроме того, передаваемая телеграмма может быть перебита и перепутана посторон-
ними источниками электричества. Это несовершенство приборов приобретает особую важ-
ность во время войны, когда телеграмма может быть перехвачена неприятелем или спутана и
искажена им во время получения на нашем корабле».

Решающий шаг, позволивший перевести идеи радиоэлектронной борьбы в практиче-
скую область, был сделан в первые дни войны с Японией выдающимся русским флотовод-
цем и ученым вице-адмиралом С. О. Макаровым.

7	марта 1904 года адмирал издал исторический приказ № 27 - первый официальный
флотский документ в области радиоэлектронной борьбы, которым предписывалось принять
к руководству следующее.

«7	. Беспроволочный телеграф обнаруживает присутствие, а потому теперь же по-
ставить телеграфирование это под контроль и не допускать никаких отправительных де-
пеш или отдельных знаков без разрешения командира, а в эскадре - флагмана.

Допускается на рейдах, в спокойное время, проверка с 8 до 8.30 часов утра.

2.	Приемная часть телеграфа должна быть все время замкнута так, чтобы можно
было следить за депешами и, если будет чувствоваться неприятельская депеша, то тогда
же доложить командиру и определить, по возможности, заслоняя приемный провод, при-
близительное направление на неприятеля, и доложить об этом.

3.	При определении направления можно пользоваться маневром, поворачивая свое
судно и заслоняя своим рангоутом приемный провод, причем по отчетливости можно су-
дить иногда о направлении на неприятеля.

Минным офицерам предлагается произвести в этом направлении всякие опыты.

4.	Неприятельские телеграммы следует все записывать и затем командир должен
принять все меры, чтобы распознать вызов старшего, ответный знак, а если можно, то и
смысл депеш.

Для способных молодых офицеров - тут целая интересная область.

Для руководства прилагается японская телеграфная азбука».

В этом коротком и емком тексте воинского приказа есть все - и указание на организа-
цию радиоперехвата, и требование применить радиопеленгацию источников радиоизлуче-
ния, включая технические подробности того, как это можно сделать, и побуждение к науч-
ному поиску и изобретательству в новом для того времени и важном деле РЭБ. Есть и указа-
ния, выходящие за рамки технических инструкций и обращенные к пытливой молодежи, во-
лею судеб оказавшейся у истоков новой предметной области знания - радиоэлектронной
борьбы.
Приказ возымел скорое действие. Уже 11 апреля 1904 года была проведена первая опе-
рация радиоразведки. В этот день была перехвачена и расшифрована японская радиограмма.
Операцию осуществили радиотелеграфисты крейсера «Громобой». Тогда Владивостокский
отряд крейсеров под командованием вице-адмирала К. П. Иессена благодаря полученной
информации не только сумел избежать боевого столкновения с эскадрой японского вице-
адмирала Камимуры, но и уничтожил три японских судна, в том числе и войсковой транс-
порт «Кинсю Мару».

Значение документа - приказа С. О. Макарова для практической постановки радио-
электронной борьбы и радиоразведки в русском флоте неоценимо. В короткий срок практи-
чески на всех кораблях и судах флота было организовано несение вахт радиоразведки. Кроме
того, под Порт-Артуром к решению этой задачи привлекалась береговая радиостанция, рас-
положенная в районе Золотой горы.

2 (15) апреля 1904 года впервые в мировой истории был сделан практический шаг от
организации радиоразведки к ведению радиоэлектронной борьбы в боевых действиях на мо-
ре. В этот день японцы предприняли очередной обстрел Порт-Артура корабельной артилле-
рией, вошедший в историческую хронику обороны крепости под названием «третьей пере-
кидной стрельбы».

Официальный рапорт временно исполняющего должность командующего флотом Ти-
хого океана контр-адмирала П.П. Ухтомского содержит следующее сообщение: «В
9 час. 11 мин. утра неприятельские броненосные крейсера «Ниссин» и «Касуга», маневрируя
на зюйд-зюйт-вест от маяка Ляотешань, начали перекидную стрельбу по фортам и внутрен-
нему рейду. С самого начала стрельбы два неприятельских крейсера, выбрав позиции против
прохода Ляотешанского мыса, вне выстрелов крепости, начали телеграфировать, почему не-
медленно же броненосец «Победа» и станции Золотой горы начали перебивать большой ис-
крой неприятельские телеграммы, полагая, что эти крейсера сообщают стреляющим броне-
носцам о попадании их снарядов. Неприятелем выпущено более 60 снарядов большого ка-
либра. Попаданий в суда не было».

Схема организации радиоэлектронного противодействия третьей перекидной стрель-
бы иллюстрируется рис. 1.1.

Рис. 1.1. Первый случай радиоэлектронного противодействия
(постановка помех корректировщикам стрельбы при бомбардировке стоянки
Российского флота на рейде Порт-Артура)

Русско-японская война 1904-1905 годов дала и другие примеры РЭБ.

В ходе морского сражения в Цусимском проливе командиры крейсера «Изумруд»
и миноносца «Громкий» использовали корабельные радиостанции для создания помех ра-
диосвязи между японскими кораблями слежения за действиями русской эскадры (кстати, по
собственной инициативе, вопреки запрету адмирала 3. П. Рожественского). Это был первый
документированный случай применения радиопротиводействия в боевых условиях.

Сразу после окончания русско-японской войны причины и обстоятельства Цусимской
трагедии стали предметом особого рассмотрения специальной комиссии, созданной при
Главном морском штабе под председательством адмирала А. В. Колчака. При этом самым
внимательным образом анализировались и вопросы применения радиопомех.

Выводы комиссии в этой части были совершенно конкретны: «Адмиралу Рожествен-
скому надлежало, как только он был открыт японцами, сделать все возможное, чтобы нару-
шить радиотелеграфную связь между отрядами противника. Японцы, дабы не упустить
нашей эскадры, были принуждены рассеять свои силы по большому пространству, и радио-
телеграфная связь являлась существеннейшим элементом их сил. Нарушение этой связи ра-
диостанциями нашей эскадры, шедшей соединенно и поэтому не столь нуждавшейся в ра-
диотелеграфе, было тем преимуществом нашей эскадры, которым грех было не воспользо-
ваться. Это было бы ударом по слабому месту противника. Несколько мощных, умело при-
мененных радиотелеграфных станций на русской эскадре, нарушив связь между отрядами
[японцев], сделали бы большее дело, чем десятки пушек».

Эти выводы, и особенно последний из них, сравнивающий эффективность радиоэлек-
тронной борьбы и боевые средства флота, заслуживают высокой оценки даже с позиций ны-
нешнего времени.

1907-1914 годы характеризуются как период общего подъема радиотехники в Россий-
ском флоте. В полной мере этот подъем коснулся и вопросов радиоэлектронной борьбы.

Первым объектом радиоэлектронной разведки и первым средством постановки ра-
диопомех был искровой радиопередатчик рис. 1.2.

Рис. 1.2. Искровой радиопередатчик - первый объект радиоразведки
и первое средство создания радиопомех

При замыкании ключа конденсатор С заряжался от источника питания через повы-
шающий трансформатор. Когда напряжение на конденсаторе достигало потенциала пробоя
разрядника (при возникновении искры), замыкался колебательный контур ГС, в котором

, 1

возникали свободные затухающие колебания с частотой у =	> которые подводились

к антенне и излучались пачками. Радиоимпульсы в пачке следовали с частотой /напряжения
задающего генератора, а длительность пачки определялась временем замыкания ключа. При
амплитудном детектировании сигнала на приемной стороне выделялись пачки импульсов
тональной частоты и разной длительности, которые и принимались на слух. Таким образом,
передатчики искровых радиостанций излучали сигнал в виде последовательностей импуль-
сов с широким частотным спектром. Но для техники тех времен широкополосность еще
не могла использоваться как фактор повышения помехоустойчивости и помехозащищенно-
сти. Поэтому последовательность в виде коротких радиоимпульсов служила очень эффек-
тивной помехой для подавления линии радиосвязи с искровым передатчиком. А сам пере-
датчик в режиме формирования коротких импульсов мог служить постановщиком помех ра-
диосвязи. Тем более, что радиоприемная аппаратура того времени не отличалась особой спо-
собностью ни к частотной, ни к пространственной селекции сигналов на фоне помех.

В начале 1911 года статским советником А. А. Петровским, преподавателем Никола-
евской Морской академии и Минного офицерского класса, были выполнены первые теоре-
тические исследования в области радиоэлектронной борьбы, результаты которых он изложил
в своей статье под названием «При каких условиях возможно помешать противнику пользо-
ваться радиотелеграфом». Статья, представленная 29 марта 1911 года к опубликованию
в «Известиях Николаевской Морской академии», была направлена начальником академии
в адрес председателя Морского технического комитета и дала основание для проведения
в Российском флоте первых экспериментов в области радиоэлектронной борьбы.

Эксперименты под руководством А. А. Петровского состоялись летом 1911 года на
Черноморском флоте. В результате их проведения были впервые получены количественные
оценки допустимой расстройки помехи и сигнала при подавлении «слуховой» телеграфии.

В ходе этих экспериментов А. А. Петровский также использовал помехи в виде
сплошного тире, ряда точек и беспорядочно передаваемых знаков. Было установлено, что,
при прочих равных условиях, использование помехи в виде беспорядочных сигналов обеспе-
чивает заданную эффективность подавления при наименьшем соотношении интенсивности
помехи и сигнала. Таким образом, А. А. Петровский в результате своих экспериментов
1911 года вплотную подошел к одному из важных вопросов теории радиоэлектронного по-
давления - вопросу «оптимальной помехи».

В октябре 1911 года соответствующим циркуляром основные результаты эксперимен-
тов были доведены до специалистов на флотах и в последующем использовались при разра-
ботке способов радиоподавления и защиты от радиопомех, применяемых противником.

С 1913 года вопросы радиоэлектронной борьбы заняли прочное место в повседневной
практике боевой подготовки Российского флота. Особенно активно они отрабатывались на
Балтике.

Инструкцией по радиотелеграфу для тактической группы из трех и менее кораблей,
а также для одиночного корабля подавление радиосвязи предписывалось производить при-
цельной по частоте помехой путем передачи заранее заготовленного произвольного текста,
с короткими паузами для контроля за действиями подавляемой станции.

Для четырех и более кораблей, идущих в сомкнутом строю, наиболее целесообразным
считалось создание заградительной по диапазону частот помехи. Организация постановки
такой помехи предусматривала выделение каждому из кораблей своего поддиапазона, в пре-
делах которого им создавалась как бы скользящая по частоте помеха путем перестройки пе-
редатчика через каждые 15 секунд на новую частоту (длину волны), отстоящую от предыду-
щей на величину, не превышающую значения максимально допустимой расстройки.

Более интенсивно радиоразведка и радиопомехи начали применяться в ходе Первой
мировой войны. Радиопомехи создавались с целью нарушения радиосвязи между штабами
армий, корпусов и некоторых дивизий, а также между военными кораблями. Радиоразведка
получила значительно большее развитие, чем радиопомехи. Этот новый для того времени
вид военной разведки позволял без непосредственного соприкосновения с противником до-
бывать ценные сведения о его группировке, действиях и средствах управления. Радиоразвед-
ка в Первой мировой войне была организована в русской, английской, французской, герман-
ской и австро-венгерской армиях. В ходе войны радиоразведка оформилась в самостоятель-
ный вид военной и военно-морской разведки.

После окончания Первой мировой войны в некоторых странах, особенно в Вели-
кобритании и Германии, проводились мероприятия по дальнейшему развитию средств и спо-
собов ведения радиоразведки и создания радиопомех. Разрабатывались радиоприемники
с панорамным обзором, радиопеленгаторы. Формировались подразделения и части радиораз-
ведки. Начались исследования по созданию средств радиопомех.

В период между двумя мировыми войнами, учитывая возросшие возможности радио-
разведки, в вооруженных силах в СССР и развитых стран мира активно отрабатывались
и внедрялись способы ее обмана и радиомаскировки.

Создание радиоэлектронных средств и систем широкого применения в военной тех-
ники в 30-х годах. Угроза начала Второй мировой войны предопределила интенсивные раз-
работки средств РЭБ.

Начало и ход Второй мировой войны отмечалось непрерывным и упорным противо-
борством между силами и боевыми средствами радиоэлектронного подавления и защитой
радиоэлектронных средств (РЭС) воюющих сторон. Причем, если в Первую мировую войну
радиопомехи только начали применяться для эпизодического нарушения радиосвязи между
штабами соединений и объединений, то во Второй мировой войне они способствовали успе-
ху ряда сражений в воздухе, на море и на сухопутных театрах военных действий (ТВД). Цели
и способы ведения РЭБ на различных театрах войны имели характерные отличия, определя-
емые составом войск и особенностями боевых действий воюющих сторон [34]. Если на За-
падноевропейском ТВД РЭБ велась преимущественно для подавления работы средств ра-
диолокации и радионавигации, используемых в системах противовоздушной обороны
(ПВО), военно-воздушных и военно-морских силах, то на советско-германском фронте сред-
ства РЭБ в основном использовались для нарушения радиосвязи сухопутных войск.

Совместные усилия англо-американских научно-исследовательских и опытно-
конструкторских работ позволили создать средства РЭБ наземного, морского и воздушного
базирования, формирующих активные и пассивные помехи в виде дипольных отражателей
для подавления РЛС локации морских акваторий и ПВО. Потери самолетов в условиях при-
менения средств РЭБ уменьшилось более чем в два раза. Аналогичные методы и технологии
применялись и фашисткой Германией. В качестве пассивно-активных методов радиомаски-
ровки наземных объектов в Германии в 1944 г. были разработаны уголковые радиоотражате-
ли, обеспечивающие имитацию ложных наземных объектов при использовании Англии
и США самолетов бомбардировочной авиации, оснащенных радиолокационными бомбопри-
целами. Апробированные методы и технологии РЭБ в условиях боевых действий в Германии
широко применялись на Тихоокеанском ТВД в войне с Японией при защите кораблей от атак
японских авиационных торпедоносцев.

Следует отметить, что разработка американцами и англичанами средств радиоэлек-
тронного подавления во Второй мировой войне облегчилась тем, что ими были захвачены
в ходе боевых действий образцы немецкой и японской радиолокационной техники. После
ремонта эта техника изучалась в научно-исследовательских лабораториях, где определялись
ее уязвимые места, режимы работы и отрабатывались способы подавления пассивными и ак-
тивными помехами, т. е. отрабатывались методы разведки, обеспечивающие определение
технических характеристик радиоэлектронных средств и возможность последующего их по-
давление системами РЭБ.

Опыт боевых действий с массовым применением вооруженными силами США, Вели-
кобритании, Германии и Японии средств радиолокации, радиосвязи и радионавигации,
а также специальных средств воздействия на них в сочетании с маскировкой, дезинформаци-
ей и огневым поражением радиоэлектронных средств решающим образом повлиял на разви-
тие отечественной теории и практики радиоэлектронной борьбы, на организацию и ведение
ее объединениями, соединениями и частями Советской Армии в годы Великой Отечествен-
ной войны, особенно во втором ее периоде.

Во втором периоде Великой Отечественной войны, начиная со Сталинградской бит-
вы, радиоэлектронная борьба велась сухопутными войсками и военно-воздушными силами,
главным образом путем выявления средствами радиоразведки и нарушения помехами радио-
связи, создания пассивных помех РЛС ПВО, а также скрытия радиоэлектронных средств
от радиоразведки и защиты их от радиоэлектронного подавления противником [34].
С начала 1943 г. и до завершения разгрома фашистских войск радиодивизионы спец-
наз нарушали радиосвязь противника во всех основных операциях и сражениях Великой
Отечественной войны, в том числе в битве под Курском, в Смоленской, Корсунь-
Шевченковской, Белорусской, Восточно-Прусской, Висло-Одерской, Берлинской и других
операциях. В каждой операции созданию радиопомех предшествовала тщательная радиораз-
ведка средств и систем радиосвязи противника. Наибольшая эффективность в создании ра-
диопомех достигалась при нарушении радиосвязи окруженных группировок [34].

Для защиты бомбардировочной авиации от РЛС ПВО Германии помимо тактических
методов (полеты на малой высоте) применялись пассивные дипольные отражатели (ленты
алюминиевой фольги), что обеспечивало значительное снижение потерь от систем ПВО.

За годы войны была достигнута высокая мобильность и оперативность боевой работы
частей радиопомех и радиоразведки. В боевых действиях были разработаны и от операции к
операции совершенствовались способы нарушения помехами радиосвязи и радиолокации,
организация управления и взаимодействия сил и средств радиопомех и радиоразведки,
а также многие другие вопросы организации и ведения радиоэлектронной борьбы во фрон-
товых и стратегических операциях Великой Отечественной войны.

Опыт ведения РЭБ во второй мировой войне, широкое применение в послевоенные
годы в армиях капиталистических государств различных РЭС определили необходимость
развитию средств и методов радиоэлектронной борьбы в СССР.

Одной из главных задач РЭБ этого периода было радиоэлектронное подавление
средств и систем радиосвязи, радионавигации и радиолокации противника, а с появлением
авиационных РЛС - снижение эффективности боевого применения его радиолокационного
авиационного вооружения, что привело к необходимости создания средств активных помех
бортовым РЛС авиации, боевых кораблей, имеющих оружие с радиолокационными головка-
ми самонаведения. В результате того, что аналогичные задачи стояли и перед противником,
объективно возникла необходимость защиты своих РЭС от его радиоэлектронного подавле-
ния и взаимных радиопомех. С учетом этого Государственным Комитетом Обороны страны
были определены цели, задачи и приоритетные направления развития радиоэлектронной
борьбы в Вооруженных Силах СССР на первую послевоенную пятилетку (1946... 1950 гг.)
и дальнейшую перспективу.

В 1950 г. Приказом МО СССР была организована служба радиомешания, обеспечи-
вающая формирование программ и координацию проведения НИОКР, серийное производ-
ство средств радиомешания радиолокации, радионавигации, радиотелеуправления и радио-
связи противника, а также борьбы с радиопомехами. По результатам изучения опыта корей-
ской войны в 1953 г. на специальном совещании Политбюро ЦК КПСС было принято реше-
ние и вышло Постановление ЦК и СМ СССР по развитию средств радиопротиводействия
(РПД) противнику как особой государственной важности. В 1960 году служба РПД получила
название «Борьба с радиоэлектронными средствами противника» (БРЭСП), а с 1968 года как
«Радиоэлектронная борьба» (РЭБ). По современным взглядам РЭБ определяет комплекс ме-
роприятий и действий войск (сил), направленных на подавление радиоэлектронных средств
систем управления войсками оружием противника, противодействие его техническим сред-
ствам разведки и обеспечение устойчивой работы РЭС систем управления своими войсками
и оружием в условиях радиоэлектронной борьбы. Таким образом, термин «борьба с радио-
электронными средствами противника» заменен на термин «радиоэлектронная борьба», ко-
торая была определена как один из важнейших видов оперативного и боевого обеспечения
операций, боевых действий [15].

Для выполнения решений по развитию направления РЭБ был образован целый ряд
специализированных НИИ, КБ и заводов разработки и производства средств РЭБ - головной
ЦНИИ-108 (ЦНИРТИ им. академика А. И. Берга), а также в МО СССР Научно-
исследовательский испытательный центр (НИИЦ-21) как головная организация в Министер-
стве обороны СССР по вопросам радиопротиводействия с подчинением его заместителю
Министра обороны по радиоэлектронике.
В 1974 г. в составе Второго Главного управления Генерального штаба было создано
Управление радиоэлектронной борьбы, которое приобрело в 1977 г. самостоятельный статус
как УРЭБ ГШ [1].

Региональные войны и военные конфликты (Вьетнам, Египет, Сирия, Афганистан,
Югославия, Ирак, Ливия, Грузия, в настоящее временя Украина, Сирия) неоднократно под-
твердили необходимость создания многофункциональных систем и комплексов РЭБ назем-
ного, морского, воздушного и в будущем космического базирования, обеспечивающих обна-
ружение и подавление информационных каналов РЭС противника для защиты гражданских
и объектов вооружения, военной специальной техники (ВВСТ), что определило в 2009 году
создание войск РЭБ [1].

Рабочие диапазоны частот средств РЭБ должны обеспечивать обнаружение и подав-
ление информационных каналов ИРИ в освоенных и используемых диапазонах частот РЭС
с учетом перспективы их применения и развития.

Эффективность средств РЭБ, обнаруживающих и идентифицирующих ИРИ, опреде-
ляющих уровни их опасности, осуществляющих управление, наведение и формирование
адаптивных сигналов помех или огневого поражения РЭС должно определяться тенденция-
ми и перспективами развития информационных каналов. При этом должны учитываться тре-
бования повышения скрытности и помехозащищенности информационных каналов. Инфор-
мационные каналы современных и перспективных РЭС используют цифровые технологии
формирования и обработки сложных широкополосных сигналов. Такие сигналы расширяют
спектр за счет применения специальных видов модуляции и перестройки несущих частот.

Безусловно, технические характеристики средств РЭБ определяются задачами и так-
тикой применения, а также условиями их базирования на разных носителях для защиты кри-
тически важных гражданских объектов и объектов ВВСТ. Однако, информационные каналы,
формирующие поля сигналов систем разных классов и функционального назначения, имеют
близкие характеристики. Поэтому средства РЭБ, независимо от их назначения и способа ба-
зирования, используют общие методы, подобный состав и структуру аппаратуры, а также
технические технологические решения при создании конкретных образцов средств. Также
средства РЭБ создаются с учетом обеспечения необходимых значений критериев эффектив-
ности подавления (поражения) информационных каналов РЭС ИРИ.

1.2.	Состав и задачи РЭБ

Для эффективного решения задач обнаружения и подавления информационных кана-
лов систем РЭС в настоящее время определены и приняты основные составляющие системы
РЭБ как объекта ВВСТ.

Укрупненная структурная схема направления РЭБ, принятой в РФ представлена на
рис. 1.3 [36].

Структурная схема рис. 1.3 показывает, что РЭБ объединяет основные составные ча-
сти. Каждая часть решает конкретные задачи, направленные на обеспечение защиты объек-
тов ВВСТ исключая их обнаружение и поражение средствами противника, а именно:

1.	Станции, комплексы и системы радио- и радиотехнической разведки (РРТР) сигна-
лов источников радиоизлучения (ИРИ) таких, как средства связи, радиолокации, радионави-
гации и радиоуправления. Целевыми задачами систем РРТР являются обнаружение, опреде-
ление координат точки излучения и характеристик сигналов, а также идентификация и фор-
мирования банка данных о типах обнаруживаемых ИРИ. Эти системы контролируют поля
сигналов ИРИ в диапазоне освоенных рабочих частот радиоэлектронных средств и форми-
руют команды управления системами подавления ИРИ. Средства РРТР могут использоваться
как модули разведки в составе станций помех или как самостоятельные системы, решающие
задачи разведки и идентификации ИРИ. В составе группировок подразделений войск РЭБ и
станций помех средства РРТР используются для определения ИРИ, приоритетных для по-
давления.
Рис. 1.3. Укрупненная структурная схема направления РЭБ

2.	Станции, комплексы и системы радиоэлектронного подавления (РЭП) информаци-
онных каналов систем радиоэлектронной разведки, связи, управления и наведения оружия
поражения, включая высокоточное оружие. Подавление обеспечивается шумовыми или ими-
тирующими помехами приемной аппаратуры каналов связи и передачи данных, радиолока-
ции, радиовзрывателей, систем самонаведения, радионавигации, включая приемники потре-
бителей сигналов спутниковых радионавигационных систем. При этом средства РЭП могут
применяться как отдельно, в автономном режиме подавления обнаруженных информацион-
ных каналов ПРИ, так и составе группировок подразделений войск РЭБ при организации зо-
нального прикрытия и защиты объектов на определенной территории.

3.	Средства огневого поражения радиоэлектронных систем ракетами с пассивными
головками самонаведения (ПРГС) по сигналам ПРИ, а также средства функционального по-
ражения радиоэлектронных средств сверхмощным электромагнитными видео или СВЧ им-
пульсами. Эти средства обеспечивают с высокой вероятностью полное поражение аппарату-
ры ПРИ в условиях применения ракет с пассивными радиоголовками самонаведения (ПРГС),
а также потерю работоспособности радиоэлектронных компонентов аппаратуры при воздей-
ствии на них мощным ЭМИ.

4.	Средства пассивных помех, обеспечивающие защиту объектов от обнаружения за
счет воздействия на среду распространения сигналов информационных каналов противника.
Деструктивные воздействия на среду распространения сигналов предусматривают имитацию
объектов уголковыми отражателями и другими ложными целями, а также искажения свойств
среды распространения сигналов объемными радиопоглощающими образованиями (диполь-
ными отражателями, аэрозольными облаками). Тем же целям служат технологии снижения
заметности сигнатур первичного и вторичного излучения объектов с применением материа-
лов, поглощающих электромагнитные волны, а также посредствам конструктивного постро-
ения объектов (технологии ЕИеаГЙт).

5.	Средства противодействия иностранным техническим разведкам обеспечивают по-
давление информационных каналов выявления и передачи данных о защищаемых техниче-
ских характеристиках отечественных РЭС, а также формирование ложных сигнальных по-
лей, препятствующих разведке характеристик сигналов защищаемых РЭС.

В настоящее время информационные каналы создают поля сигналов ИРИ очень высо-
кой плотности. Для эффективного противодействия функционированию информационных
каналов должны использоваться группировки станций помех, снабженные многофункцио-
нальными системами управления и целераспределения, информационного обеспечения о це-
лях носителей ИРИ.

Конкретный состав и технические характеристики аппаратуры, формирующей пред-
ставленные выше составляющие средств РЭБ, определяются тактикой применения этих
средств в условиях обеспечения индивидуальной, групповой или зональной зашиты граж-
данских и военных объектов, а также требованиям и задачам носителей средств РЭБ назем-
ного, морского и воздушно-космического базирования и, безусловно, характеристиками поля
сигналов.

Информационные каналы, использующие электромагнитные поля, формируют мно-
гофункциональное поле сигналов. Специфическими особенностями обладают сигналы, ис-
пользуемые для радиолокации, радиосвязи, радиоуправления и наведения оружия огневого
поражения объектов, в том числе высокоточного, а также навигации с использованием сете-
вых спутниковых радионавигационных систем. При этом основные характеристики поля
сигналов (диапазоны рабочих частот, типы сигналов, пространственно-временные и энерге-
тические параметры, направленность и поляризация излучения) близки для ИРИ наземного,
морского и воздушно-космического базирования. Поэтому близки требования к формирова-
нию поля помех, а также и оценки эффективности подавления информационных каналов
в полях сигналов.

В табл. 1.1 приведены характеристики сигналов электромагнитного излучения, фор-
мирующих поле сигналов ИРИ [36].Электромагнитные волны с частотой излучения в диапа-
зоне 1 Гц...30 кГц имеют четыре поддиапазона, представленные в табл. 1.2.

Таблица 1.1

Характеристики сигналов электромагнитного излучения

Диапазон		Длина волны	Частота излучения	Область применения
Радиоволны	Сверхдлинные	10...3 км	30... 100 кГц	Атмосферные, и ионосферные и магнитосферные явления. Радиосвязь, радионавигация, в том числе космическая, радиолокация, в том числе загоризонтная
	Длинные	3... 1 км	100...300 кГц	
	Средние	1 км... 100 м	300 кГц...3 МГц	
	Короткие	100...Юм	3...30 МГц	
	Ультракороткие, сверхвысокочастотные	10 м... 1 мм	30 МГц...300 ГГц	
Инфракрасное излучение		1 мм...780 нм	300 ГГц...429 ТГц	Излучение молекул и атомов при тепловых и электрических воздействиях. Лазерная локация, оптические линии связи, дисплеи и индикаторы
Видимое (оптическое) излучение		780...380 нм	429...750 ТГц	
Ультрафиолетовое		380... 10 нм	7,51О|4...31О16 Гц	Излучение атомов под воздействием ускоренных электронов. Лазерная локация
Рентгеновские		10 нм...5 пм	31О16...61О19Гц	Атомные процессы при воздействии ускоренных заряженных частиц. Медицина, технологии не разрушающей дефектоскопии
Гамма		менее 5 пм	более 6-1019 Гц	Ядерные и космические процессы, радиоактивный распад. Медицина, технологии не разрушающей дефектоскопии
Таблица 1.2

Электромагнитные излучения частотой 1 Гц...30 кГц

Диапазон	Длина волны	Частота излучения	Область применения
Крайне низкие частоты (КНЧ)	3-Ю5... 104 км	Г..30 Гц	Ионо-магнитосферные процессы, волны Шумана, вторичное излучение ионосферы при воздействии мощным излучением стендами типа НААКР, сверхдальняя стратегическая связь
Сверхнизкие частоты (СНЧ)	1О4...1О3км	30. ..300 Гц	Вторичное излучение ионосферы при воздействии мощным излучением стендами типа НААКР, сверхдальняя стратегическая связь
Инфранизкие частоты (ИНЧ)	1О3...1О2км	0,3...3,0 кГц	Вторичное излучение ионосферы при воздействии мощным излучением стендами типа НААКР, сверхдальняя стратегическая связь
Очень низкие частоты (ОНЧ)	102...10км	3,0...30,0 кГц	Радионавигация, сверхдальняя стратегическая радиосвязь

Генерация электромагнитных волн в диапазоне 1 Гц...30 кГц является результатом
естественных или техногенных воздействий на среду.

Генерация волн Шумана происходит в сферическом резонаторе Земля-ионосфера
с накачкой электромагнитной энергией молниевых разрядов. Среднее значение первой гар-
моника частоты волн Шумана составляет примерно 7,83 Гц. Высшие гармоники соответ-
ственно вторая 14,1 Гц, третья 20,3 Гц, четвертая 26,4 Гц и пятая 32,4 Гц [37]. Спектральная
плотность колебаний 0,1 мВ/м. Разведка и определение вариаций изменения параметров волн
Шумана являются предметом исследований геофизических процессов в ионосфере.

Воздействие мощным электромагнитным излучением на ионосферу при определен-
ных пороговых уровнях удельной плотности мощности воздействия примерно 6-10-7 Вт/см2
позволяют управлять вторичным излучением ионосферы на частотах модуляции излучения
стенда. Этот эффект открыт в процессе проведения исследований на стенде СУРА (эффект
Гетманцева). Мощность вторичного излучения ионосферы в этих условиях может составлять
несколько киловатт в диапазоне частот единиц до десятков килогерц. И эти излучения могут
применяться в военных целях. В частности, для организации стратегической связи, в том
числе с погруженными подводными лодками. Кроме того, формирование ионосферных линз
(зеркал) позволяет переизлучать сигналы декаметрового диапазона в волноводный канал
между ионосферными слоями и ГУ За счет этого эффекта удается обеспечивать связь на
тысячи километров с небольшим затуханием сигнала. При этом за счет ракурсного рассеива-
ния возможна радиолокация земной поверхности.

Из имеющихся в мире шести нагревных стендов наиболее мощным и многофункцио-
нальным является стенд НААКР (США, Аляска), переданный с 2014 года в ведение В АКР А
для использования в военных целях [37].

Представленные в табл. 1.1 и 1.2 обобщенные оценки формирования и использования
информационных каналов по диапазонам рабочих частот определяют ранжирование каналов
по степени угроз безопасности и приоритетов по подавлению этих каналов средствами РЭБ.

1.3.	Оценки характеристик информационных каналов

Одной из наиболее важных характеристик сигналов источников радиоизлучения
(ИРИ) информационных каналов является мощность излучения передающих систем. Пере-
дающая система объединяет передатчик и передающую антенну. Мощность излучения ха-
рактеризуется энергетическим потенциалом:
где РпРд - мощность передатчика на входе антенны;

Стап - коэффициент усиления передающей антенны в направлении на приемное
устройство потребителя сигналов ИРИ (абонента).

Мощности передатчиков в зависимости от назначения ИРИ, диапазона рабочих ча-
стот информационных каналов может составлять от долей ватта, до мегаватт и более. Ко-
эффициенты усиления антенн по направлению главного лепестка излучения также зависят
от диапазона рабочих частот, типа и размеров антенн и могут составлять от 1,5 до 60 деци-
бел и даже больше.

Важный показатель эффективности информационных каналов - дальность или зона
действия. Дальность действия информационных каналов ИРИ систем связи и передачи дан-
ных при работе в свободном пространстве определяется как:

^из7?/ _ /^изАм7?/ _ /^пду^ап^шЛ 'ПУ

47гРпм V 4тгРпттм \	(4тг}2Р

пм V РПМ у / 1 рпм

где Риз= РпдуСтпду - энергетический потенциал передающего устройства ИРИ (1.1);

РПрм - эквивалентная чувствительность приемного устройства сигналов ИРИ, т. е. по-
роговый уровень сигнала, при котором обеспечивается требуемая точность передачи и
выделения сообщений;

Апм - эффективная площадь приемной антенны,

б™ - коэффициент усиления приемной антенны в направлении на ИРИ,

Ррпм - реальная чувствительность приемного устройства, обеспечивающая при задан-
ной вероятности обнаружение сигналов ИРИ, определяемая уровнем отношения сиг-
нал/шум на входе обнаружителя;

у - коэффициент совпадения поляризаций сигнала ИРИ и антенн приемного устрой-
ства;

2 - длина волны излучаемого сигнала:

Л 2

Ам=-т—,	(1-3)

4л:

где коэффициент &а= (2...4,1)-104 зависит от типа антенн (теоретическое максимальное зна-
чение коэффициента = 3602/2тг), Л/? и Ле - значения ширины главного лепестка диаграммы
направленности антенны приемного устройства по уровню половинной мощности в азиму-
тальной и угломестной плоскостях соответственно.

Также как и дальность действия, существенно важными показателями эффективности
ИРИ служат показатели скрытности от средств разведки противника, помехоустойчивости и
помехозащищенности, электромагнитной совместимости. Эти показатели определяется
дальностью действия и вероятностью несанкционированного доступа к каналу противником,
а также уровнем взаимных помех каналов друг на друга и устойчивостью к преднамеренным
помехам со стороны противника.

Выражение (1.2) для дальности действия информационного канала справедливо в усло-
виях распространения радиоволн в свободном пространстве. Практически имеет место затуха-
ние (потери) энергии радиоволны на трассе распространения в тропосфере и ионосфере. По-
этому реальная дальность действия относительно максимального значения определяется, как

П = Птах10’°’1гП”-,	(1.5)

где г - удельное (погонное) затухание волн в атмосфере дБ/км.
На рис. 1.4 представлена зависимость погонного затухания волн в атмосфере (кисло-
роде и водяных парах) от диапазона несущей частоты сигнала ИРИ.

Величина ослабления в значительной степени зависит от метеорологических факто-
ров, характеризующих состояние атмосферы (дождь, снег, пыль, туман). На рис. 1.5 пред-
ставлены графики зависимости погонного ослабления от интенсивности осадков, поэтому
при оценках реальной дальности действия ИРИ необходимо учитывать ослабление волн,
значение которого растет с увеличением частоты сигнала ИРИ.

Рис. 1.4. Погонное ослабление в кислороде и водяных парах на разных длинах волн

Рис. 1.5. Погонное ослабление от интенсивности осадков
на разных длинах волн сигналов ИРИ

Минимизация вероятности несанкционированного доступа средств разведки к ин-
формационным каналам ИРИ, исключения взаимных помех каналов друг на друга и высокой
устойчивости против преднамеренных помех противника обеспечивается за счет узкона-
правленного излучения, применения частотного и временного разделения информационных
каналов, а также обеспечения помехоустойчивости сигналов, переносящих информационные
сообщения.
Для средств пассивной радио- и радиотехнической разведки (РРТР) дальность обнару-
жения сигналов разведываемых ИРИ также определяется формулой (1.2). При этом средства
разведки должны с высокой вероятностью обеспечивать обнаружение, определение координат,
идентификацию, анализ параметров и информационного содержания сигналов ИРИ.

Уровень мощности сигнала, информативного для средств РРТР, определяется коэф-
фициентами усиления в боковых лепестках передающих антенн ИРИ. Поэтому при создании
образцов ИРИ разрабатываются и принимаются технические решения, способствующие мак-
симальному снижению уровней бокового излучения.

Теоретически для антенн с прямоугольным раскрывом /рХ/8 относительный уровень
боковых лепестков определяется диаграммой направленности





I Ч I (тс1
81И ~-^-8111/? 8Ш -------- 8Ш<?

2	2

2

-^81пД	—^81П<?

2	2

где /р и /е - значения ширины раскрывов антенны ИРИ в азимутальной плоскости и по уг-
лу места;

2 - длина волны сигнала ИРИ.

На рис. 1.6 представлены средние типовые зависимости уровней боковых лепестков
ДНА от уровня излучения в направлении главного лепестка, имеющего ширину диаграммы
направленности 1...2 градуса в азимутальной плоскости. Зависимости характерны для авиа-
ционных РЛС типа, систем управления оружием, многофункциональных РЛС (1), РЛС боко-
вого обзора (2) и РЛС дальнего радиолокационного обзора (ДРЛО) (3).

Рис. 1.6. Средние типовые значения уровней боковых лепестков ДНА РЛС
авиационного базирования:

1 - РЛС управления оружием, 2 - РЛС бокового обзора, 3 - РЛС ДРЛО

Как видно, значения уровней боковых лепестков определяются конструктивными
особенностями антенн, условиями размещения РЛС на носителях, а также назначением и
тактикой их применения.

Уровни боковых лепестков ДНА различных РЭС наземного, морского, воздушного и
космического базирования составляют порядка —30 дБ в секторе ±60° от направления главного
лепестка и (40...50) дБ в остальных углах излучения. При этом относительные уровни боко-
вых лепестков ДНА близки для логопериодических и зеркальных антенн, а также активных
фазированных антенных решеток (АФАР).

Для решения задач разведки и подавления характеристики информационных каналов
ИРИ должны, как отмечалось выше, определяться из условий тактики применения и разме-
щения на носителях средств РЭБ наземного, морского, воздушного и космического базиро-
вания, что определяет технические характеристики и состав аппаратуры конкретных стан-
ций, комплексов и систем РЭБ.

1.4. Основные математические соотношения и типы средств РЭБ

Тактика применения и задачи защиты объектов РЭС средствами РЭБ определили со-
здание нескольких типов средств, включающих станции, комплексы и системы индивиду-
альной, групповой, зональной и пространственно-распределенных станций помех.

Независимо от типов средств РЭБ имеет место представленные ниже соотношения,
определяющие основные характеристики составляющих войска РЭБ.

Уровень сигналов информационных каналов ИРИ на входе антенн приемных
устройств средств РЭБ составляет:

вх 4/Щ;’

(1-7)

где Ро - мощность передатчиков сигналов ИРИ;

Сто, - коэффициент усиления передающей антенны ИРИ в направлении приемных
устройств средств РЭБ;

Ро - дальность между ИРИ и приемными устройствами средств РЭБ.

Максимальная дальность (дальность прямой радиовидимости) обнаружения сигналов
ИРИ в километрах составляет:

Д)тах	+7^прм )’

(1-8)

или, с учетом рефракции в атмосфере

^Ошах ~ 4,2 ^^/^0 + ^^Прм) ’

где Ло - высота передающей антенны ИРИ в метрах;

ЛПрм - высота приемной антенны средств РЭБ в метрах.

В условиях размещения обнаружителя сигналов ИРИ на космических аппаратах
(спутниках) при размещении ИРИ на поверхности земли максимальная дальность прямой
видимости определяется:

^0 шах	д/^ка (^^ + Лка ),

(1.9)

где Лка - высота траектории полета космического аппарата-носителя приемного устрой-
ства средства разведки;

К ~ 6377 км - радиус Земли.

Эффективность обнаружения сигналов ИРИ определяется уровнем мощности на вхо-
де обнаружителя приемных устройств средств РЭБ



4^о	(М2/)2
Эквивалентная чувствительность приемного устройства определяется реальной чув-
ствительностью Рр и коэффициентом усиления антенны Сгсп как:

эк

(1-11)

Значение реальной чувствительности определяется уровнем предельной чувствитель-
ности Рпр и отношением сигнал/шум до на входе обнаружителя приемного устройства

Рр #0^пр*

(1.12)

Предельная чувствительность зависит от мощности шума на входе приемной аппара-
туры и определяется, прежде всего, мощность шума антенны и первого каскада приемника

(1.13)

где к = 1,38 -10-23 Вт/гр-Гц - постоянная Больцмана;

д/ - значение коэффициента шума антенны или первого каскада приемного устрой-
ства;

Т - рабочая температура приемного устройства в градусах Кельвина;

ДР - эквивалентная полоса пропускания обнаружителя, которая определяется полосой
пропускания входного усилителя и обнаружителя:

=	(1.14)

Подавление информационных каналов ИРИ обеспечивается станциями, (комплексам,
системами) помех. Эффективность подавления станцией помех РЛС определяется энергети-
ческим потенциалом станции помех, который равен:

= дУ^610"0’2^0’	(1Л5)

4л'(70/Г>0 Л^о/

где Рп - выходная мощность передающих устройств станций помех;

Стп - коэффициент усиления антенны передающих устройств станций помех;

Ро- мощность передающего устройства ИРИ (РЛС);

Сто - коэффициент усиления главного лепестка антенны РЛС;

- расстояние станция помех - подавляемая РЛС;

ДР„ - ширина спектра сигнала помехи;

27 - эффективная поверхность рассеивания (ЭПР) защищаемых объектов;

-	коэффициент подавления РЛС как отношение значений мощности помехи к мощ-
ности сигнала на входе приемных устройств подавляемой РЛС;

Со/ - уровень боковых лепестков РЛС, по которым обеспечивается подавление;

Во - расстояние РЛС - объект разведки;

ДРо- полоса пропускания приемных устройств РЛС;

у - коэффициент не совпадения поляризаций антенн РЛС и станции помех;

К - удельное затухание электромагнитных волн в среде распространения на трассе
протяженностью 1 км.

При подавлении приемного устройства информационных каналов ИРИ, являющиеся
каналами связи, энергетический потенциал станции помех:

(Рпвп) =	(1.16)

где Рп- выходная мощность передающих устройств станций помех;
-	коэффициент усиления антенны передающих устройств станций помех;

Ро - мощность передающего устройства канала связи;

Сто - коэффициент усиления главного лепестка антенны передающего устройства ка-
нала связи;

6пр - коэффициент усиления антенны приемника потребителя информационного ка-
нала ИРИ;

-	расстояние между станцией помех и подавляемым ИРИ;

ДКП - ширина спектра сигнала помехи;

-	коэффициент подавления ИРИ - отношение значений мощности помехи к мощно-
сти сигнала на входе подавляемых приемных устройств потребителей сигналов ИРИ;
Сто/ - уровень боковых лепестков антенн приемный устройств потребителей сигналов
ИРИ, по которым обеспечивается подавление канала связи;

Во - расстояние канала связи ИРИ - потребитель сигналов;

АРо- полоса пропускания приемных устройств ИРИ;

у - коэффициент несовпадения поляризаций антенн ИРИ и станции помех;

К - удельное затухание электромагнитных волн в среде распространения (в атмосфе-
ре) на одном километре трассы.

Коэффициент усиления антенны приемного устройства определяется эффективной
поверхностью антенны ИЭф и длиной волны 2 сигнала источника радиоизлучения. Коэффици-
ент усиления связан с шириной диаграммы направленности главного лепестка по уровню
половинной мощности по азимуту А/? и углу места Ле (угловые градусы):

_ 4я~Лэф _ Ка

св Л2

(1.17)

где К&- коэффициент, равный (2...3,6)-104 в зависимости от вида антенн (теоретическое,
максимальное значение этого коэффициента равно 3602/тг ~ 4,1254-104), практически
для зеркальных и рупорных антенн реальное значение коэффициента Ка = (2.. .3) -104.

Для многолучевых антенных систем или фазированных антенных решеток с возмож-
ностью сканирования в пределах угла Л/? по азимуту и Лс по углу места эффективная пло-
щадь антенны определяется как:

СгЛ2

4эф = 4ф СО8б,р СО!Ч = тусоЧС0!А

(1-18)

Для фазированных антенных решеток при т парциальных диаграммах направленно-
сти антенн, имеющих коэффициент усиления О/, значение коэффициента усиления главного
лепестка ФАР определяется как:

О^,=тО1.	(1.19)

Энергетический потенциал активной фазированной антенной решетки в условиях п
парциальных антенн с коэффициентом усиления С, и т передатчиков, каждый из которых
имеет выходную мощность Р7, равен:

(РС?)ф = тпС1Р]	(1.20)

или, при равенстве числа антенн и передатчиков, соответственно:



(1.21)
При необходимости электронного сканирования в пределах угла 0 необходимым
условием исключения формирования дифракционных лепестков АФ АР является обеспече-
ние шага решетки с размерами между центрами парциальных антенн:

Л,<----,	(1.22)

Ф 1 + 81п<?тах

где	Лтд - минимальная длина волны излучения АФ АР;

#	тах- максимальный угол отклонения от нормали главного лепестка АФ АР.

При этом зависимость энергетического потенциал от угла сканирования для обеспе-
чения необходимой эффективности подавления от угла сканирования определяется как

СО8 0рСО8б^

Коэффициент совпадения поляризаций сигналов ИРИ и антенн станций помех по
мощности определяет уровень возможного снижения вероятности обнаружения сигналов
ИРИ и эффективности подавления информационных каналов и определяется как:

/ = СО82/П,	(1-24)

где уп- угол различия поляризаций между сигналами ИРИ и антеннами станций помех.

На рис. 1.7 представлено изменение нормированных значений уровней сигналов ИРИ
и мощности подавления информационных каналов сигналами помех от угла поляризации в
условиях радиоконтакта ИРИ и станции помех главными лепестками антенн.

Рис. 1.7. Различие между поляризациями сигналов ИРИ и помехи

При индивидуальной защите объектов активными помехами, когда невозможно опре-
делить поляризацию сигналов ИРИ, практически устанавливается наклонная поляризация
антенн станций помех. Такая установка обеспечивает при любых поляризациях сигналов
ИРИ коэффициент поляризации равный у ~ 0,5.

При обеспечении приема и подавления информационных каналов ИРИ по боковым
и дальним лепесткам антенн ИРИ сигналами помех значения коэффициентов совпадения по-
ляризаций для всех поляризаций составляет у ~ 1. Уменьшение эффективности станций по-
мех вследствие несовпадения поляризаций минимальны, что исключает необходимость
определение поляризаций сигналов ИРИ и настройку совпадения поляризаций приемных
и передающих антенн станций помех.

Коэффициент подавления 0^ сигналов ИРИ определяет требуемой эффективностью
подавления информационных каналов противника и предусматривает необходимость увели-
чения энергетического потенциала станций помех в 0^ раз.

В условиях обеспечения зонального прикрытия гражданских и военных объектов ВВСТ
в большинстве случаев в качестве сигналов помех применяются прамошумовые прицельные
по частоте или заградительные по спектру помехи. Такие помехи наиболее универсальны для
подавления любых типов сигналов ИРИ. При этом коэффициент подавления определяется:
-	для подавления импульсных некогерентных сигналов РЛС 2 > 2;

-	для подавления импульсных когерентных сигналов РЛС, работающих с накопле-
нием сигналов по пачкам из А импульсов, 2 -	5

-	для сложных сигналов РЛС с частотной внутриимпульсной модуляцией и коэф-
фициентом сжатия А'сж соответственно > Ксж;

-	для сложных сигналов РЛС с фазокодовой манипуляцией при А'с| дискретных в
зондирующих сигналах соответственно

Аналогичные значения коэффициентов подавления имеют место при формировании
помех для подавления систем связи.

Для обеспечения индивидуальной защиты малоразмерных наземных объектов, само-
летов и кораблей, а также для формирования имитирующих однократных и многократных
помех коэффициент подавления в большинстве составляет ()<3.

Из (1.15), (1Л6) видно, что отношение значений спектров сигналов помех и сигналов
ИРИ также определяют энергетические потенциалы станций помех и, в этой части, при фор-
мировании прицельных по частоте помех, должно быть обеспечено в достаточной степени
равенство спектров помех и спектров сигналов информационных каналов ИРИ ЭКП~ А Со-

В [36] приведены оценки эффективности средств РЭБ в условиях подавления РЛС,
как отношения телесного угла по азимуту и углу места (ДЭп, прикрываемого помехой целей,
к общему телесному углу работы РЛС в зоне обзора (Ж)р:

(^)

э	(1.25)

(^)р

Эффективность подавления определяется назначением станции помех, обеспечиваю-
щей в условиях индивидуальной защиты объектов подавления - авиации, как правило, толь-
ко по главному лепестку приемных антенн РЛС и по боковым лепесткам при групповой за-
щите авиации.

Оценку (1.25) в равной степени можно применить и для определения эффективности
станций помех, создаваемых для подавления систем связи. Телесный угол подавления канала
связи (/?<0п определяется пределами возможного изменения углового положения станции по-
мех относительно приемного устройства подавляемого канала.

Очевидно, что значение (Ж)и определяется вероятностью правильного обнаружения
сигналов информационных каналов и зависит от отношения сигнал/шум на входах обнару-
жителей приемных устройств.

Для средств РЭБ принято считать достаточным уровень эффективности подавления
в телесном угле работы РЭС значение Эп > 0,85. Такая эффективность однозначно определя-
ется энергетическим потенциалом станций помех выражения (1.15) и (1.16). При этом, как
показывают теоретические исследования, полевые и летные испытания различных типов
станций помех наземного, морского и воздушного базирования для обеспечения высокой
эффективности - вероятности подавления информационных каналов ИРИ Эп > 0,85, при зо-
нальной защите необходимо обеспечить подавление по уровню не хуже -30 дБ по боковым
лепесткам антенн приемных устройств подавляемых РЭС в условиях реализации требуемых
значений ширины спектров и типов сигналов помех, а также коэффициентов подавления об-
наружителей и совпадения поляризации.

Эффективность средств противодействия определяется не только энергетическими
характеристиками, но и соотношениями временных циклограмм работы информационных
каналов ИРИ и станций помех средств РЭБ. При этом эффективность во времени помех ха-
рактеризуется коэффициентом скважности дТ'.

Т

От ~	’

тп + т0

(1-26)
где Тп - время излучения сигналов помех;

То - длительность пауз при излучении сигналов помех.

Максимальный коэффициент скважности соответствует непрерывному излучению
помех, когда время пауз равно нулю. Однако практическая реализация станций помех в
большинстве случаев исключают возможность использования непрерывных помех при одно-
временном приеме сигналов ИРИ. Это определяется следующими особенностями. Во-
первых, невозможно реализовать требуемые значения развязки между приемными и переда-
ющими устройствами. Минимальное значение развязки определяется как отношение излуча-
емой мощности передатчика к реальной чувствительности приемника у = Р^Р^ Так, напри-
мер, при мощности передатчика станции помех Рп = 1000 Вт и реальной чувствительности
приемника 10”9 Вт значение развязки должно быть не хуже 120 дБ. При наземном и морском
базировании за счет влияния земли, водной поверхности значение развязки составляет более
70 дБ. Во-вторых, при авиационном и возможно космическом базировании средств РЭБ и
при оптимальном размещении аппаратуры возможно реализовать развязку порядка
95... 100 дБ. На развязку в этом случае существенно влияют особенности конструкции кор-
пуса носителя станции помех и размещение антенн на носителе. В третьих, при морском и
авиационном (возможно космическом) базировании на циклограммы излучения сигналов
помех влияют другие РЭС, размещаемые на носителе. На эти системы могут воздействовать
излучения станции помех. Режим работы станции помех обеспечивается центральной систе-
мой управления РЭС носителя и скважность сигналов помех определяется приоритетами
условий работы РЭС на носителе.

Таким образом, в станциях помех в реальных условиях невозможно обеспечить требу-
емые значения развязок между приемными и передающими устройствами, что приводит
к необходимости вводить режимы раздельной работы на прием сигналов ИРИ и излучение
помех. При этом для обеспечения максимального значения скважности сигналов помех
в станциях помех определяются периоды Тс сигналов ИРИ и в ожидаемое время приема этих
сигналов формируется строб прекращения излучения сигналов помех на время до момента
обнаружения и определения характеристик сигналов ИРИ.

Очевидно, в этих условиях скважность сигналов помех будет равна:

Т — т

(1-27)

Следует отметить, что скважность является обобщенным показателем суммарной по-
требляемой мощности станций помех от первичной сети электропитания

Р =Р0+б/тРпрд,	(1.28)

где Ро - потребляемая мощность аппаратуры станции без передающего устройства;

РПрд - потребляемая мощность передающего устройства при излучении сигналов помех;
дт - скважность сигналов помех.

1.5. Типы средств РЭБ, ранжированные по целям и задачам
применения

Рассмотренные выше основные соотношения, позволяющие определять характери-
стики средств РЭБ, в значительной степени зависят от тактических задач применения и за-
щиты объектов ВВСТ, от возможности их обнаружения системами активной радиоэлектрон-
ной разведки, а также поражения управляемым и самонаводящимся, включая высокоточное
оружием.
В настоящий момент используются три основных вида тактики применения средств
РЭБ, обеспечивающих защиту объектов ВВСТ, а именно:

1.	Индивидуальная защита (самозащита) определяется размещением на объекте ВВСТ
средств РЭБ, которые обеспечивают защиту в основном только данного объекта.

2.	Групповая (зональная) защита обеспечивает защиту средствами РЭБ группы или не-
которой зоны с размещенными на ней объектами ВВСТ. При этом объекты ВВСТ не зависимы
от средств РЭБ. Для решения задач зональной защиты используются мощные станции помех.

3.	Пространственно-распределенные системы РЭБ также обеспечивают зональною
защиту объектов ВВСТ путем использования определенного количества маломощных
средств РЭБ. При определенных условиях средства индивидуальной защиты также могут
формировать взаимную пространственно-распределенную систему защиты объектов ВВСТ.

1.5.1. Средства РЭБ индивидуальной защиты

Объектами самозащиты средств РЭБ могут быть ударные вертолеты, самолеты такти-
ческой, дальней и стратегической авиации, корабли ВМФ, особоважные малоразмерные
наземные объекты, а также стратегические крылатые и баллистические ракеты. В перспекти-
ве носителями средств РЭБ самозащиты могут стать космические аппараты военного и двой-
ного назначения.

Особенностью решения задач самозащиты являются определение периодов времени
облучения защищаемого объекта главным лепестком диаграммы направленности РЛС. В
этих условиях станции помех должны обеспечивать формирования помех по главному ле-
пестку диаграммы направленности подавляемой РЛС. При этом имеет место совмещение и
равенство дальностей РЛС-объект и РЛС-станция помех (Ро = Рп)«

Энергетический потенциал станции помех индивидуальной защиты (выражение (1.15)
при подавлении РЛС по главному лепестку преобразуется как:

(РП6П) =^2о^п2Йю-°’2^о.	(1.29)

V п/инд 4^2^

Рис. 1.8. Самозащита объектов от РЛС:

а - схема взаимного размещения РЛС и объекта, б - помехи по главному лепестку
диаграммы направленности антенны РЛС
Время радиоконтакта (время формирование сигналов помех) станции помех и подав-
ляемой РЛС составляет:

I = ^-
рк а ’

(1-30)

где А/? - ширина диаграммы направленности антенн РЛС в плоскости сканирования по
азимуту;

П - угловая скорость сканирования в азимутальной плоскости антенны РЛС.

При индивидуальной защите однозначно обеспечивается подавление РЛС по дально-
сти в пределах главного лепестка антенны РЛС на время радиоконтакта станции помех и
РЛС (рис. 1.8).

На рис. 1.8 показано взаимное размещение РЛС и объекта в условиях самозащиты от
обнаружения его РЛС (а) и вид помехи по главному лепестку диаграммы направленности
антенны РЛС (б) в секторе А/? диаграммы направленности РЛС по уровню половинной мощ-
ности излучения.

Для возможности реализовать энергетический потенциал станции помех, обеспечи-
вающий подавление ИРИ по уровням первых (ближних) боковых лепестков, возможно по-
давление как по дальности, так и по угловым координатам в определенном секторе. Это осо-
бенно важно, в условиях защиты от наведения оружия огневого и самонаводящегося оружия.
На рис. 1.8, б условно показана возможность подавления ИРИ по ближним боковым лепест-
кам по уровню - 20 дБ.

1.5.2. Средства РЭБ зональной защиты

Защита гражданских объектов и объектов ВВСТ, пространственно-разнесенных в не-
которой зоне на местности, от обнаружения и огневого поражения управляемым и самонаво-
дящимся, в том числе высокоточным оружием, обеспечивается средствами зональной защи-
ты средствами РЭБ. В этих условиях средства РЭБ, как правило, размещаются в простран-
стве независимо от местоположения защищаемых объектов.

Схема формирования РЭБ зональной защиты на примере наземной системы представ-
лена на рис. 1.9, где станция помех прикрывает (защищает) объекты, разнесенные на некото-
рой площади. Для защиты требует формирование помех по боковым лепесткам антенн по-
давляемого РЭС (в нашем случае РЛС).

Рис. 1.9. Схема формирования станцией помех зонального прикрытия объектов

Для средств РЭБ морского и воздушного базирования применяется групповая и эс-
кортная защита. При этом один носитель средств РЭБ обеспечивает защиту группы самоле-
тов или кораблей, т. е. обеспечивает защиту некоторой зоны.
Специальные самолеты и вертолеты средств РЭБ, так называемые барражировщики,
также обеспечивают подавление в основном наземных РЛС ПВО в значительной зоне. Ис-
пользуемые этими средствами станции помех имеют высокий энергетический потенциал и
обеспечивают подавление наземных РЛС по боковым лепесткам их антенн.

Согласно (1.15) максимальное значение энергетического потенциала станций помех в
условиях защиты п объектов в основном определяется энергетическим потенциалом излуче-
ния РЛС, минимальной дальностью РЛС-объект, уровнем боковых лепестков антенн РЛС,
дальностью РЛС-станция помех и отношением спектров сигналов помехи сигналов излуче-
ния РЛС и, безусловно, значениями эффективной отражающей поверхности прикрываемых
объектов.

Как было рассмотрено выше, при подавлении приемных устройств РЭС по боковым
лепесткам антенн при уровне -30 дБ и менее коэффициент совпадения поляризаций практи-
чески равен единице.

Площадь местности при зональной защите определяется дальностью прямой радиови-
димости, эквивалентной чувствительностью приемной аппаратуры станций помех, сигнату-
рами (ЭПР) прикрываемых объектов и, безусловно, энергетическим потенциалом станции
помех. При достаточном энергетическом потенциале, определяемым выражением (1.15),
наземные станции помех обеспечивают подавление информационных каналов всех типов
РЛС воздушно-космического базирования зоны с радиусом = 200 и более километров от
центра местоположения станции помех. При этом решается задача подавления информаци-
онных каналов ИРИ по угловым координатам и по дальности. Обеспечивается возможность
противодействия обнаружению, идентификации объектов. Снижается вероятности их пора-
жения управляемым и самонаводящимся оружием.

Аналогично, станции помех воздушного базирования обеспечивают зональное подав-
ление РЛС наземного и морского базирования, обеспечивая прикрытие ударной тактической,
дальней и стратегической авиации.

Формирование систем РЭБ зональной защиты требует реализации высоких значений
технических характеристик станций помех по эквивалентной чувствительности, энергети-
ческому потенциалу, диапазону рабочих частот и, в определенной степени, по пропускной
способности. Это в значительной степени значительно усложняет разработку таких стан-
ций, применение узконаправленных антенн в станциях помех и последовательного поиска
по угловым координатам ИРИ, автосопровождение и подавления их. Для обеспечения эф-
фективного подавления поля сигналов ИРИ при зональной защите объектов необходимо
формирование системы (подразделений) станций помех, объединенной системой управле-
ния и целераспределения средств РЭБ, сопряженной с единой информационной системой
средств типа ПВО.

На рис. 1.10 показана типовая структурная схема системы РЭБ наземного базирования
зонального прикрытия наземных гражданских и объектов ВВСТ.

Для обеспечения прикрытия наземных объектов в заданной зоне от обнаружения их
РЛС воздушно-космического базирования, генерирующих поле сигналов информационных
каналов, за линией боевого соприкосновения (ЛБС) формируется наземная система РЭБ
в составе станций РРТР. Система обеспечивает обнаружение и определение характеристик
поля сигналов и идентификации их типов, а также выбор станций помех (СП), обеспечива-
ющих обнаружение и подавление приоритетных (наиболее опасных) РЛС.

Информация об обнаруженных целях передается в систему управления (СУ) - ко-
мандный пункт (КП) системы. На основании этой информации принимается решение по по-
давлению информационных каналов. По командам КП станции помех подавляют выбранные
цели в заданной зоне прикрытия наземных объектов. КП РЭБ имеет прямую и обратную
связь с вышестоящим командным пунктом (ВКП), что обеспечивает единство взаимодей-
ствия системы РЭБ с другими родами войск.

Работа систем РЭБ любого базирования обеспечивается практически в реальном мас-
штабе времени.
Наземная ситема РЭБ
I--------------------------------1

Рис. 1.10. Типовая структурная схема наземной системы РЭБ зонального прикрытия

Представленная структурная схема системы РЭБ может быть выполнена с использо-
ванием мощных станций помех, каждая из которых обеспечивает зональное прикрытие объ-
ектов, или пространственно-распределенной системой РЭБ, рассмотренной ниже, в главе 4.
Количественный и качественный состав системы РЭБ зональной защиты определяется раз-
мерами зоны защиты и задачами боевого применения средств РЭБ.
ГЛАВА 2

Основные радиоэлектронные системы и средства
как объекты РЭБ

Анализ современного состояния и наиболее вероятных путей развития, а также техни-
ческих характеристик, тактики применения РЭС, особенностей их базирования, определяют
следующий принцип ранжирования РЭС.

1.	Средства активной радиоэлектронной разведки. Это РЛС наземного, морского и
воздушно-космического базирования, работающие в широком диапазоне частот от единиц
мегагерц до лазерного. РЛС разведки обеспечивают обнаружение и идентификацию целей,
определение их траекторий.

2.	Средства пассивной радиоэлектронной разведки наземного, морского, воздушного
и космического базирования, использующие диапазоны волн от единиц килогерц до ультра-
фиолетового. Эти средства обеспечивают обнаружение сигналов информационных каналов
излучения, определяют пространственно-временные параметры их сигналов, пространствен-
ные координаты местоположения ИРИ. На основе множества определенных параметров сиг-
налов идентифицируются типы и образцы обнаруженных ИРИ.

3.	Средства связи и передачи данных наземного, морского, воздушного и космическо-
го базирования в диапазонах рабочих частот от килогерц до частот оптического. Информа-
ционные системы и сети обеспечивают формирование каналов передачи информации между
составляющими информационных систем оперативно-тактического, тактического, стратеги-
ческого и глобального назначения.

4.	Самонаводящиеся, самоприцеливающиеся и робототехнические объекты вооруже-
ния, включая беспилотные летательные аппараты, ракеты разных классов, а также высоко-
точного оружие, наземного, морского и воздушного базирования. Информационные системы
этих комплексов вооружения работают с использованием электромагнитных волн от метро-
вого радиодиапазона до оптического, обеспечивая обнаружение, сопровождение и огневое
поражение целей.

5.	Средства радионавигации и позиционирования, включая сетевые спутниковые си-
стемы позиционирования, служащие для определения координат и навигации мобильных
наземных, морских, воздушных и космических объектов.

Поле сигналов, формируемых ИРИ и используемых РЭС, характеризуется высокой
плотностью. Сигналы могут иметь мощности от милливатт до гигаватт, длительности от
наносекунд о квазинепрерывного. Все это определяет весьма высокую неопределенность, в
усло-виях которой вынуждены работать средства радиоэлектронной разведки и создания ра-
диопомех. Индивидуальные особенности сигналов РЭС различных типов и функционального
назначения дают возможность проводить их селекцию и формировать банки разведыватель-
ных признаков.

В последующих разделах данной главы рассматриваются характеристики типовых
РЭС, ранжированных по назначению и выполняемых ими задач. РЭС, являющихся объекта-
ми воздействия и средствами РЭБ.

2.1. Радиолокационные станции

По назначению и особенностям размещения на носителях РЛС делятся на стан-
ции наземного, морского, воздушного и космического базирования. При этом базирование,
характер и перечень решаемых задач существенно влияют на технические характерис-
тики РЛС. Основные технические характеристики - это диапазоны рабочих частот, типы
и мощности зондирующих сигналов, дальность и/или зона действия, уровнь помехозащи-
щенности и пропускной способности.

2.1.1.	РЛС наземного базирования

РЛС наземного базирования обеспечивают решение следующих задач:

-	обзорные РЛС большой дальности обнаруживают воздушные цели и обеспечива-
ют контроль воздушного движения;

-	системы загоризонтной радиолокации обнаруживают цели за пределами прямой
радиовидимости;

-	РЛС в составе комплексов ПВО определяют координаты местоположения воз-
душных целей, осуществляют наведение средств поражения этих целей зенитно-
ракетными системами, в том числе оснащенными активными и полуактивными
головками самонаведения;

-	РЛС траекторных измерений определяют параметры движения космических ап-
паратов, контролируют космическое пространство, обнаруживают и сопровожда-
ют боевые блоки стратегических ракет в составе систем противоракетной и про-
тивоспутниковой обороны, обеспечивают наведение и управление средствами по-
ражения стратегических ракет;

-	РЛС наблюдения за полем боя, обнаруживают и определяют местоположение ми-
нометно-артиллерийских батарей по засечкам траекторий полетов снарядов, мин
и ракет, а также бронетанковой техники и живой силы.

Наземные РЛС обзора воздушного пространства обеспечивают обнаружение и
контроль полетов авиации в воздушном пространстве страны, формируя в реальном масшта-
бе времени единую информационную систему контроля воздушного пространства.

Для обеспечения обнаружения воздушных и надводных целей на дальностях, превы-
шающих дальности прямой радиовидимости, разработаны и применяются загоризонтные
РЛС. Такие РЛС обеспечивающие обнаружение целей с использованием эффекта отражений
радиоволн декаметрового диапазона от В иЕ слоев ионосферы и от земной поверхности.

В табл. 2.1 представлены технические характеристики основных зарубежных заго-
ризонтных РЛС.

Высокие значения дальности обнаружения воздушных и надводных целей обеспечива-
ется одним или двумя скачками отражения зондирующих сигналов РЛС от слоев ионосферы
и поверхности Земли.

Использование КВ диапазона длин волн также обеспечивает дальности обнаружения за
счет увеличения эффективной отражающей поверхности целей и малых значений затуханий
волн этого диапазона в атмосфере.

Для обеспечения обнаружения воздушных целей на максимальной дальности прямой ра-
диовидимости, а также контроля и управления воздушным движением используются наземные
РЛС дальнего обнаружения, основные технические которых представлены в табл. 2.2.

Наземные и морские РЛС зенитно-ракетных комплексов обеспечивают обнаруже-
ние, наведение и управление ракетами земля-воздух для огневого поражения воздушных це-
лей.

Основные характеристики зарубежных РЛС ЗРК наземного и морского базирования
представлены в табл. 2.3.

Наземные, морские РЛС контроля космического пространства (ККП) обеспечи-
вают на постоянной основе обнаружение и определение координат космических аппаратов,
включая, в первую очередь, определение пусков стратегических ракет, их идентификацию,
определение траекторий полета, формирования целеуказаний для управления и наведения
противоракет.
Харакгеристикизагоризонтных РЛС

Параметр	Нострадамус (Франция)	Конус (США)	АК/ТР8-71 (США)	ДЖОРН (Австралия)
Диапазон частот, МГц	6-36	6-32	6-32	6-30
Мощность излучения зондирующих сигналов, кВт	100	250	100	250
Тип зондирующего сигнала, когерентные	Кодоимпульсный	Кодоимпульсный	Кодоимпульсный	Кодоимпульсный
Дальность обнаружения, км	2400	2200	2000	2500
Коэффициент усиления антенны, дБ	27	27	25	28
Уровень боковых лепестков первых/дальних, минус дБ	23/30	20/30	23/30	23/30
Поляризация	Вертикальная, круговая	Вертикальная, круговая	Вертикальная, круговая	Вертикальная, круговая
Сектор обзора, градусы	360	120	120	120

Таблица 2.2

Характеристики наземных РЛС дальнего обнаружения

Параметр	АК/ГР8-117 (США)	АК-327 (США)	ТК8-2230 (Англия)	СМ-400 (США)	АК/МРР-64 (США)
Диапазон частот, ГГц	1-2	1-2	2,9-3,1	2.9-3.3	8-10
Мощность излучения зондирующих сигналов, кВт	600	600	700	100	70
Тип зондирующего сигнала, когерентные	Кодоимпульсный	Кодоимпульсный	Кодоимпульсный	Кодоимпульсный	Кодоимпульсный
Дальность обнаружения, км	270	220	510	220	75
Коэффициент усиления антенны, дБ	34	30	33	33	30
Уровень боковых лепестков первых/дальних, минус дБ	23/35	20/30	23/35	23/35	23/35
Поляризация	горизонтальная	горизонтальная	горизонтальная	горизонтальная	горизонтальная
Сектор обзора, азимут, градусы	360	360	360	360	360
Скорость обзора, градусов в сек	5	5	10	10	180
Таблица 2.3

Характеристики РЛСЗРК наземного и морского базирования

Параметр	АК/МРР-65 США	АЖГРУ-2 США	АК/8Р8-49 США	МРОК-188 США
Диапазон частот, ГГц	4-6	8-11,5	0,85-0,95	15,35-17, 25
Мощность излучения зондирующих сигналов, кВт	800	1000	360	60
Тип зондирующего сигнала	Импульс, ЛЧМ	Импульс, ЛЧМ	Импульс, ЛЧМ	Импульс
Дальность обнаружения, км	380	1000	460	18
Коэффициент усиления антенны, дБ	АФАР, 30	АФАР, 38	28	35
Уровень боковых лепестков первых/дальних, минус дБ	25/35	25/35	25/35	25/35
Поляризация	Г оризонтальная	Г оризонтальная	Г оризонтальная	Г оризонтальная
Сектор обзора, азимут, градусы	360	±55	360	360
Скорость обзора, градусов в сек	в секторе ±55 АФАР, 10	в секторе ±55 АФАР	10	180

Основные характеристики зарубежных РЛС ККП и ПРО (США), размещенные на клю-
чевых позициях Земли представлены в табл. 2.4. Этот класс РЛС использует три рабочих диа-
пазона длин волн. РЛС метрового и частично дециметрового диапазона решают задачи даль-
него обнаружения космических аппаратов, контроля космического пространства и определе-
ния пуска стратегических баллистических ракет. РЛС сантиметрового и частично дециметро-
вого диапазона длин волн решают задачи ПРО по информации от РЛС дальнего обнаружения.
Они определяют текущие координаты боевых блоков стратегических ракет, производят их
идентификацию, наведение и управление противоракетами поражения боевых блоков.

РЛС данного класса в первую очередь оказываются объектами РЭБ в интересах защи-
ты своих стратегических ракет и космических аппаратов в условиях военных действий. За-
щита предусматривает реализацию технологий индивидуальной и зональной защиты. Эф-
фективность РЛС ККП зависит от поляризации сигнала и определяется уровнем боковых ле-
пестков ДНА. Оценки показывают, что поляризация сигналов излучения РЛС может быть
любой, уровни первых боковых лепестков антенн составляют минус 20...23 дБ, дальних и
фона минус 40... 50 дБ.

РЛС разведки наземных целей (РНЦ) обеспечивают:

-	разведку поля боя - определение мест дислокации и маршрутов движения средств
противника, отображение в реальном масштабе времени для всех уровней коман-
дования тактической обстановки в ходе выполнения боевой операции, корректи-
рование артиллерийского и минометного огня своих войск;

-	определение координат огневых (стартовых) позиций ракетно-артиллерийских
систем и распознавание их типов, обслуживание стрельбы (контроль и наведение
управляемых снарядов) своей артиллерии и ракет;

-	обнаружение и распознавание движущихся и неподвижных наземных целей,
определение их координат и обслуживание стрельбы своей артиллерии при пора-
жении вскрытых целей.

-	обеспечение операций местного значения (охраны важных объектов, как-то аэро-
дромов, складов, центров управления и т. и., а также сигнализацию о вторжении
по периметру охраняемых зон);

-	другие применения (помощь патрульным подразделениям в определении своего
местоположения, обеспечение быстрой передислокации своих сил).
Характеристики зарубежных РЛС ККП и ПРО (США)

Наименование	Диапазон рабочих ча- стот, МГц	Длительность импульса (Частота повторения)	Дальность действия, км	Мощность излучения (Антенна)	Разрешающая способность	Количество одновременно обслуживаемых целей	Наименование системы
АК/ЕРБ-85	437-447	1,0; 10; 250 мкс (20-1000 Гц)	9500 (40000)*	32 МВт (43 дБ)	1,3° - азимут 1,3° - угол места	150	РЛС ПРО системы РАУЕРАХУБ
АК/ЕРБ-79	432	1,0; 10; 250 мкс (20-1000 Гц)	9500 (40000)*	32 МВт (43 дБ)	1,3° - азимут 1,3°— угол места	150	РЛС ПРО системы РАУЕРАХУБ
АК/ЕРБ-108 (СоЬга Напе)	1215-1255	500-1500 мкс (30-400 Гц)	9500 (40000)*	15,4 МВт (65 дБ)	0,3 м - дальность, 0,01° - азимут 0,03° - угол места	150	РЛС ПРО системы РАУЕРАХУБ
АК/ЕРБ-117	432	1,0; 10; 250 мкс (20-1000 Гц)	9500 (40000)*	32 МВт (43 дБ)	1,3° - азимут 1,3° - угол места	150	РЛС ПРО системы РАУЕРАХУБ
АК/ЕРБ-120	420-450	10; 1,0 (124-2500 Гц	5555	8 МВт (38 дБ)	1,9° - азимут 1,9°- угол места		РЛС ПРО системы ВМЕХУБ
АК/ЕРБ-50	400-450	10; 1,0 (124-2500 Гц	4900	8 МВт (38 дБ)	1,9° - азимут 1,9° - угол места		РЛС ПРО системы ВМЕХУБ
АК/ЕРБ-123	420-450	10; 1,0 (124-2500 Гц)	7500	0,845 МВт (38 дБ)	1,9° - азимут  1,9° - угол места	100	РЛС ПРО системы ВМЕХУБ
АК/ЕРБ-126	420-450	10; 1,0 (124-2500 Гц)	4800	1 МВт (38 дБ)	1,9° - азимут  1,9° - угол места	800	РЛС ПРО системы ВМЕХУБ
АК/ЕРБ-132	420-450	10; 1,0 (124-2500 Гц)	5550	2,5 МВт (38 дБ)	1,9° - азимут 1,9° - угол места	800	РЛС ПРО системы ВМЕХУБ
АК/ЕРБ-129	1500-2500 6000-11500	0,1-1500 (124-2500 Гц)	7100  15800	2 МВт (45, 55 дБ)	0,36° - азимут 0,36° - угол места	150	РЛС ПРО ВМЕХУБ
АК/РРР-14	5400-5900	0,1-1500 (124-2500 Гц)	2550	0,7 МВт (50 дБ)	0,36° - азимут 0,36° - угол места		РЛС ПРО ВМЕХУБ
АК/РРР-15	5450-5900 8000-12500	10; 1,0 (124-2500 Гц)	3300	0,7 МВт (45, 55 дБ)	0,36° - азимут 0,36° - угол места	450	РЛС ПРО ВМЕХУБ
АК/РРР-16	420-445	(950-2500 Гц)	3300	2 МВт (50 дБ)	0,36° - азимут 0,36° - угол места	450	РЛС ПРО РАКСБ
Окончание таблицы 2.4

Наименование	Диапазон рабочих ча- стот, МГц	Длительность импульса (Частота повторения)	Дальность действия, км	Мощность излучения (Антенна)	Разрешающая способность	Количество одновременно обслуживаемых целей	Наименование системы
АХ/ТРТ-2	9000-10000	1-3500	6400	0,51-1,02	0,18° - азимут 0,18° - угол места	40	РЛС ПРО ТНААО
АХ/ТРТ-1	3100-3500	50,8; 25,4;  (1270; 740 Гц)	320 80-низколетящие	4-6 МВт (40 дБ)	1,7° - азимут  1,7° - угол места	128	трехкоординатная РЛС с ФАР системы «Иджис»
АХ/8РТ-1 (модификации 1А, 1В, Ю, 1Т, 1Г, 1К)	3100-3500	50,8; 25,4;  (1270; 640 Гц)	320 80-низколетящие	4-6 МВт (40 дБ)	1,7° - азимут 1,7° - угол места	250 - сопровождение, 20 - обстрел	Трехкоординатная РЛС ПРО обзора, сопровождения и наведения морского базирования
АХ/8РТ-4	2000-4000	50,8; 25,4;  (1270; 640 Гц)	1500	6-8 МВт (40 дБ)	1,7° - азимут  1,7° - угол места		В составе комплек- са АМОК
АХ/8РТ-3	8000-12000	50,8; 25,4;  (1270; 640 Гц)	1500	6-8 МВт (40 дБ)	1,7° - азимут 1,7° - угол места		В составе комплекса АМОК
(ЗВК-Р	8500-10500	1-450 (850-2400 Гц)	2200	0,6 МВт (55 дБ)	0,15° - азимут 0,15° - угол места		РЛС ПРО ТНААО
8ВХ	8000—12000	1-230 (150—2300Гц)	4500	2,4 МВт (55 дБ)	0,2 м по дальности		РЛС ПРО ТНААО
Огеепрше, блок В	8500-10500	1-3500  60-1500	6400	0,51-1,02 МВт (40 дБ)	0,18° - азимут 0,18° - угол места	40	РЛС ПРО ХЕЦ-2 Израиля
АНап	120-165  385-460	240—600 мкс (18-118 Гц)	6000  12000	10, 20 МВт (34, 42 дБ)	0,6° - азимут 0,6° - угол места	32	РЛС ККП
Тгабех	1310-1330  2930-2960	0,1-960 (18-118 Гц)	6000  12000	10 МВт (45, 53 дБ)	0,6° - азимут 0,6° - угол места	32	
Технические характеристики РЛС РНЦ ближнего действия

Параметр	КВ-12В  Франция	АК/РР8-15А  АК/РР8-15В  США	ТЖ-100  Болгария	1К-3 Югославия	АК/РР8-386 США		АК/ТР8-117	АК-327 США		АК/ЫК8-2230	АК/МРР-64  США	СМ-400  США
Диапазон частот, ГГц	16,1-16,4	101-20	101-20	101-20	101-20		16,11-16,4	101-20		101-20	101-20	1020
Мощность излучения зондирующих сигналов, Вт	о,з	0,05	од	0,1	0,1		о,з	0,05		0,1	0,1	0,1
Тип зондирующего сигнала, когерентные	Кодоимпульсный											
Дальность обнаружения, км человека/автомобиля	2,8/6,4	1,5/3	1,5/3	1,5/6	1,5/6	2,8/6,4			1,5/3	1,5/3	1,5/6	1,5/6
Коэффициент усиления антенны, ДБ	34	30	33	33	30	34			30	33	33	30
Уровень боковых лепестков первых/ дальних, минус дБ	23/35	20/30	23/35	23/35	23/35	23/35			20/30	23/35	23/35	23/35
Поляризация	Вертикальная, круговая	Вертикальная				Вертикальная, круговая			Вертикальная			
Сектор обзора, градусы	4,51-180	90	120	120	90	4,51-180			90	120	120	90
Скорость обзора, градусов в сек	9	5	5	5	5	9			5	5	5	5
В соответствии с классификацией НАТО, в основу которой положена дальность обна-
ружения наземных целей, РЛС РНЦ делятся на четыре основные класса:

-	ближнего действия (до 4 км);

-	малой дальности (до 10 км);

-	средней дальности (до 20 км);

-	большой дальности (20 км и более).

Основные технические характеристики типовых РЛС РНЦ ближнего действия пред-
ставлены в табл. 2.5 [43].

Как видно из табл. 2.5 в РЛС РНЦ ближнего действия используются когерентные
кодоимпульсные зондирующие сигналы малой мощности при доплеровских методах опре-
деления скорости движения обнаруженных целей. Массогабаритные характеристики по-
добных РЛС обеспечивают возможность их транспортирования РЛС вручную с размеще-
нием на боевых позициях, как правило, на треногах. Электропитание обеспечивается от ак-
кумуляторных батарей.

РЛС РНЦ малой дальности предназначены для наблюдения за полем боя и реше-
ние задач на дальностях до 20 км: определение местоположения артиллерийских и мино-
метных позиций противника, управление огнем своих артиллерийских батарей, разведка
пехотных и бронетанковых соединений противника, обнаружение и сопровождение низко-
летящих воздушных целей, а также обеспечение охранение выделенной зоны объектов
ВВСТ. Массогабаритными характеристиками определяют возможности транспортирования
дислокации РЛС вручную с размещением на боевых позициях, как правило, на треногах.
Электропитание обеспечивается от аккумуляторных батарей. Перекрытие указанного рабо-
чего диапазона частот обеспечивается формированием литерных станций вс диапазонах
частот порядка 300...500 МГц.

Основные технические характеристики типовых РЛС малой дальности представлены
в табл. 2.6.

Таблица 2.6

Технические характеристики РЛС РНЦ малой дальности

Параметр	ЕВ88  США	АК/РР8-25 США	АК88 Израиль	ВЕ8К Индия	БРИШЕ Г олландия
Диапазон частот, ГГц	15,1...16,5	8...12,5	8...12	10...20	8...20
Мощность излучения зондирующих сигналов, Вт	15	11	5	5	1
Тип зондирующего сигнала, когерентные	Кодоимпульсный				Непрерывный, ЛЧМ
Дальность обнаружения человека/ автомобиля, км	10/25	6/20	7/15	3/14	10/24
Коэффициент усиления антенны, дБ	34	34	33	30	27
Уровень боковых лепестков первых/дальних, дБ	-23/-35	-23/-35	-23/-35	-23/-35	-23/-35
Поляризация	Вертикальная	Вертикальная	Вертикальная	Вертикальная	Вертикальная
Сектор обзора, градусы	90	90	359	150	360
Скорость обзора, градусов в секунду	10	10	10	6	5
РЛС РНЦ средней и большой дальности действия предназначены для обнаружения,
определения координат, идентификации и сопровождения наземных и низколетящих воз-
душных целей, а также контрбатарейной борьбы на дальностях 0,5 до 100 километров.

Основные технические характеристики типовых РЛС РНЦ средней и большой дально-
сти представлены в табл. 2.7.

Таблица 2.7

Технические характеристики РЛС РНЦ средней и большой дальности

Параметр	КАТАС-8 Германия	АК/ТРф-36 США	Еф-36 США	СОВКА США	ЕЕ/М-2084 Израиль
Диапазон частот, ГГц	9,5	8-9	3-4	4-8	1—2
Мощность излучения зон- дирующих сигналов, кВт	7	800 АФАР	2000 АФАР	8000	10000
Тип зондирующего сигнала, когерентные	Кодоимпульсный				
Дальность обнаружения человека/ автомобиля	18/38	0/24	0/40	0/50	0/100
Коэффициент усиления антенны, дБ	36	29	27	27	27
Уровень боковых лепестков первых/ дальних, минус дБ	23/35	23/35	23/35	23/35	23/35
Поляризация	Вертикальная, круговая	Вертикальная	Вертикальная	Вертикальная	Вертикальная
Сектор обзора по азимуту, градусы	360-механика	90-АФАР  360-механика	90-АФАР  360-механика	90-АФАР, 270-механика	120-АФ АР 360-механика
Скорость обзора, градусов в сек	7,8	7-механика	7-механика	6-механика	5-механика

Представленные основные технические характеристики РЛС разведки наземных целей
в оперативно-тактических зонах позволяют с высокой вероятностью обнаруживать, иденти-
фицировать и определять состав и маневренность войск вероятного противника в условиях
вооруженных конфликтов.

РЛС контрбатарейной борьбы (КББ) обеспечивают засечку и определение коорди-
нат стреляющих огневых средств противника, мест падания боеприпасов и корректировку
огня своей артиллерии. Они вносят существенный вклад в исход боевых действий.

Принцип работы РЛС КББ основывается на засечке артиллерийских средств пораже-
ния на ранней стадии полета и проведении нескольких измерений текущего положения бое-
припаса для расчета его траектории. На основе пролонгации траектории и экстраполяции ко-
ординат определяются местоположение огневых средств и места возможного попадания этих
боеприпасов.

В табл. 2.8 представлены основные характеристики современных РЛС контрбатарейной
борьбы зарубежных государств.

Представленные в разделе 2.1.1 РЛС разведки наземных целей оперативной и опера-
тивно-тактической зоны являются объектами радиоэлектронной борьбы на линии боевого
соприкосновения они служат для исключения возможности обнаружения и поражения про-
тивником своих объектов ВВСТ.
Характеристики РЛС контрбатарейной борьбы

Параметр	АК/ТРр- 36(У)	АЫ/ТРр- 37(У)	ЕР-36	А1Ч/ТРр- 48(У)2А	«КОБРА»	«Артур»				ЕЕ/М-2084
						А	В	С	В	
Дальность обнаружения огневых позиций, км										
- минометов	3...18		0,5...20	10	20	30...35	30...40	35...40	16...40	до 10
- артиллерийских орудий	0,75-14,5	30	3-34		20	15-20	20-25	25-30	25-30	до 50
- РСЗО	8-24	50	5-60		50			45-60	45-60	100
- летательных аппаратов									100	350
Сектор обзора, град.										
- по азимуту	90...360	90...360	90 и 360	360	270	90	90	90	360	120
- по углу места	2,45-6,95	1,65-7,65	60	30						80
Количество одновременно сопровождаемых целей	10	10	50			8	8	8	8	200
Диапазон рабочих частот, ГГц	8...9	3...4	3...4	Г..2	4...8	5...6	5...6	5...6	5...6	Г..2
Количество рабочих частот	32	15								
Точность определения координат огневых позиций, проц.	1-2,5 от дальности	0,9  от дальности			о,з  от дальности					на дальности 50 км - 125-150 м
Точность определения координат огневых позиций, м:										
- при секторе обзора 90 град			30	75 (на дальности 5 км)						
- при секторе обзора 360 град			100...270							
Тип антенной системы	АФАР	АФАР	АФАР	АФАР	АФАР	АФАР	АФАР	АФАР	АФАР	АФАР
2.1.2.	РЛС воздушного базирования

РЛС воздушного базирования по своему назначению и выполнению боевых задач де-
лятся на:

-	РЛС дальнего радиолокационного обзора, обеспечивающие обнаружение воз-
душных, наземных и морских целей на максимальной дальности прямой види-
мости и формирование команд управления ударной авиацией и ракетами высо-
коточного оружия;

-	РЛС истребительной, тактической ударной, дальней, стратегической авиации,
решающие задачи поражения авиации противника совместно с ЗРК ПВО, а также
доставки, управления и огневого поражения наземных и морских целей в том
числе высокоточным оружием.

В табл. 2.9 представлены основные характеристики современных РЛС воздушного ба-
зирования дальнего радиолокационного обзора зарубежных стран.

Таблица 2.9

Характеристики РЛС ДРАО

Характеристики	АК/АРУ-1, 2 «АВАКС»	АХ/АР8-145 «ХОКАЙ»	АТГАРУ-3 «ДЖИСТАРС»
Диапазон рабочих частот, ГГц	2,8-4,0	0,43-0,46	8-10
Мощность излучения зондирующих сигналов, кВт	800	1000	10
Тип зондирующего сигнала	Когерентные, ЛЧМ	Когерентные, ЛЧМ	Когерентные, ЛЧМ
Дальность обнаружения, км	250—650 самолет, 600 корабль	400 самолет  480 корабль	50—250 танк
Коэффициент усиления передающей антенны, дБ	52 АФАР	32 АФАР	50 синтезиров.
Уровень боковых лепестков первых/ дальних, минус дБ	30/60	23/35	28/45
Поляризация сигналов	горизонтальная	горизонтальная	горизонтальная

В табл. 2.10 представлены основные характеристики современных многофункциональ-
ных РЛС воздушного базирования ударной авиации.

Таблица 2.10

Характеристики РАС воздушного базирования

Характеристики\тип РЛС	АК/АРУ-1, 2 «АВАКС»	АХ/АР8-145 «ХОКАЙ»	АТГАРУ-3 «ДЖИСТАРС»
Диапазон рабочих частот, ГГц	2,8-4,0	0,43-0,46	8-10
Мощность излучения зондирующих сигналов, кВт	800	1000	10
Тип зондирующего сигнала	Когерентные, ЛЧМ	Когерентные, ЛЧМ	Когерентные, ЛЧМ
Дальность обнаружения, км	250—650 самолет, 600 корабль	400 самолет  480 корабль	50—250 танк
Коэффициент усиления передающей антенны, дБ	52 АФАР	32 АФАР	50 синтезиров.
Уровень боковых лепестков первых/ дальних, минус дБ	30/60	23/35	28/45
Поляризация сигналов	горизонтальная	горизонтальная	горизонтальная
В табл. 2.11 представлены основные характеристики РЛС АК/АРО-78 миллиметрового
диапазонадлин ударных вертолётов типа АН-64Э (АрасЬе Ьоп§Ьоау)

Таблица 2.11

Миллиметровая РЛС ударных вертолетов

Наименование характеристики	Значение
Режимы работы	Обнаружение воздушных и наземных целей
Дальность обнаружения объектов, км:	0,5...16
Сектор сканирования, град.:  -	по азимуту  -	по углу места	15,30, 45, 90  -10...+3
Количество сопровождаемых целей	256
Разрешающая способность: - по направлению, град. - по дальности, м	0,11  0,5
Точность определения дальности, м	5
Точность определения азимута, град.	0,25
Диапазон рабочих частот, ГГц	35
Ширина спектра зондирующего сигнала, МГц	до 40
Импульсная мощность передающего устройства, дБ/Вт	27
Частота повторения импульсов, кГц	20...50
Длительность импульса, мкс	0,05...2
Коэффициент усиления антенны, дБ	45
Уровень боковых лепестков ДНА, дБ: - ближних  - дальних	-13...-20 40

Методы и средства радиолокации нашли широкое применение в авиации и в системах
автономного управления крылатыми ракетами при определении высоты полета. В большин-
стве случаев радиовысотомеры используют сантиметровый диапазон при мощности излуче-
ния до 100 Вт в импульсе. Так в системе наведения крылатых ракет типа «Томагавк» и «Гар-
пун» в качестве основой системы управления полетом и наведения ракет является радиоло-
кационный высотомер АК/АРР-194, обеспечивающая полет крылатых ракет на высотах по-
рядка 50 м. Радиолокационная карта рельефа местности, формируемая высотомером, в ре-
альном масштабе времени полета сравнивается с цифровой картой, хранящейся в памяти
бортового вычислителя. По результатам сравнения и определения рассогласования форми-
руются команды коррекции траектории полета к объекту поражения.

2.1.3.	РЛС космического базирования

Интенсивное развитие систем космического базирования определили создание средств
формирования информационных каналов разведки наземных объектов. Эти информационные
каналы принципиально являются приоритетными объектами воздействия для средств РЭБ.

В качестве средств активной радиоэлектронной разведки рассматриваются РЛС кос-
мического базирования, основные технические характеристики которых представлены
в табл. 2.12. Для повышения вероятности обнаружения, точности определения координат
и разрешающей способности в РЛС применяют оптимальные зондирующие сигналы и алго-
ритмы их обработки. Эти свойства и характеристики определяют возможность и технические
направления создания станций и комплексов средств обнаружения и подавления информа-
ционных каналов радиоэлектронной разведки.
Таблица 2.12

Характеристики РЛС космического базирования

Характеристики	Басгоззе США	Т8Х-8АК Германия	Кабаг 2000 Франция	АБО8 Япония	Кабагза! Канада
Диапазон рабочих частот, ГГц	9,5-10,5	9,65	19,6	1,275	5,263
Мощность излуче-ния зон- дирующих сигналов, кВт	10	4	1,5	1,3	5
Тип зондирующих сигналов	Когерентный ЛЧМ				
Высота орбиты, км	700	700	700	750	700
Коэффициент усиления пе- редающей антенны, дБ	53 АФАР	47	47	42 АФАР	48 АФАР
Уровень боковых/дальних лепестков, минусдБ	28/35	25/35	25/35	23/35	23/35
Разрешение по дальности, м	1	2	3	9	9
Поляризация	Линейная, круговая	Линейная, круговая	Линейная, круговая	Линейная, круговая	Линейная, круговая

2.2.	Системы связи и передачи данных

В настоящее время развитие систем связи и передачи данных определяется двумя со-
ставляющими:

-	средства связи оперативно-тактической и стратегической зоны, обеспечивающих
формирование информационных каналов связи земля-земля, земля-самолет, зем-
ля-корабль, при этом к наземным системам связи следует отнести средства и сети
мобильных телефонных сетей, которые принципиально являются системами
двойного использования и жестко связаны с космической глобальной системой;

-	информационные каналы, формируемые средствами космического базирования и
обеспечивающие создание глобальной системы связи гражданского и военного
назначения, передачи информации и команд управления объектами ВВСТ по ка-
налам связи земля-спутник, спутник-земля, спутник-спутник.

Безусловно, указанные информационные каналы однозначно являются объектами
воздействия средств РЭБ.

В табл. 2.13 представлены обобщенные технические характеристики стратегических,
оперативно-тактических и космических информационных каналов связи, как объектов РЭБ.

Таблица 2.13

Технические характеристики информационных каналов связи

Тип связи	Диапазон рабочих частот, МГц	Мощность передатчика, кВт	Тип сигнала	Антенны	Поляризация
Дальняя	0,06,3...32	10...250	Кодоимпульсный, шумоподобный	АФАР	линейная
Стратегическая	3...32	70	Кодоимпульсный, шумоподобный	АФАР	линейная
Оперативно- тактическая	0,03...970	0,1...2,0	Кодоимпульсный, шумоподобный	Вибраторы, Логопериодические	линейная
Окончание таблицы 2.13

Тип связи	Диапазон рабочих частот, МГц	Мощность передатчика, кВт	Тип сигнала	Антенны	Поляризация
Мобильная	800...2500	0,001...0,02	Кодоимпульсный	Зеркальные, спиральные, вибраторы	круговая
Земля-спутник	440...480, 8000...20000	1...50	Кодоимпульсный	Зеркальные	круговая
Спутник-земля	22000...24000  400003...46000	1,0...0,2	Кодоимпульсный	Зеркальные	круговая
Спутник-спутник	50000...60000	0,01	Кодоимпульсный	Зеркальные	круговая

2.3.	Радионавигационные системы

Требования обеспечения определения местоположения объектов ВВСТ, особенно мо-
бильных, обусловили необходимость создания систем позиционирования.

В настоящее время применяются два типа навигационных систем: наземная радиона-
вигационная система ГОКАМ (США, создана в шестидесятые годы прошлого века) и сетевые
спутниковые радионавигационные системы ОРЗ (США), ГЛОНАСС (Россия), ОаШео (ЕС) и
ВеШои (Китай).

Импульсно-фазовая разностно-дальномерная система ЕОЮАЫ-С работает на частоте
100 кГц и обеспечивает определение местоположения самолетов с точностью 150...300 м на
дальностях 1500...2000 км. После создания и развертывания спутниковых радионавигацион-
ных систем ГОКАМ переместилась (после некоторой модернизации) на уровень дополни-
тельной резервной систем радионавигации США и их союзниками.

В табл. 2.14 представлены основные технические характеристики элементов спутни-
ковых радионавигационных систем, включая созвездия спутников и приемники потребите-
лей навигационной информации.

Максимальное время определения координат приемником потребителей может со-
ставлять 60 сек, при этом точность определяемых координат составляет не менее 0,15 м.

Таблица 2.14

Характеристики спутниковых радионавигационных систем

Характеристики	ГЛОНАСС	6Р8	СаШео	ВеМон
Диапазон рабочих частот, МГц	1602,5625 ...  1615,5	1176,45, 1227,6, 1575,4	1164...1591	1215...1710
Мощность излучения ИСЗ, Вт	60	60 ... 100	60	60
Тип сигнала	фазокодовый	фазокодовый	фазокодовый	фазокодовый
Идентификация ИСЗ	частотная	кодовая	кодовая	кодовая
Поляризация	круговая	круговая	круговая	круговая
Высота орбиты, км	19100	20145	23230	22000
Количество орбитальных плоскостей	3	6	3	3
Число ИСЗ в системе	24	32	27	25
Чувствительность приемников потребителей, Б/Вт	-164	-162	-162	-162
Поляризация приемников потребителей	линейная	линейная	линейная	линейная
2.4.	Радиометрические системы и средства пассивной
радиотехнической разведки

Радиометрическое информационные каналы нашли применение в системах прицели-
вания так называемых суббоеприпасов для поражения бронетанковой техники.

В этих системах радиометрическими датчиками определяются естественный фон из-
лучения земли в миллиметровом диапазоне длин волн в месте размещения объекта типа ав-
томобиля или танка. Если обнаруживается экранирование излучения Земли - потенциальная
«яма» в уровне земного излучения - формируется команда для выстрела суббоеприпасом и
поражение объекта.

Очевидно, в этих условиях радиометрические системы также являются объектами РЭБ.

Необходимость определения информационных радиоканалов противника потребовали
создания станций и систем пассивной радиоэлектронной разведки, обеспечивающих обна-
ружение, определение местоположения, идентификацию и характеристики сигналов инфор-
мационных каналов РЭС противника.

Следует отметить, что задачами пассивной радиоэлектронной разведки являются
определение характеристик информационных каналов для их нейтрализации. Средства пас-
сивной радиоэлектронной разведки также являются объектами РЭБ.

Средства пассивной радиоэлектронной разведки практически охватывают весь осво-
енный диапазон рабочих частот от единиц герц до сотен гигагерц. При этом, особенно в
мирное время, приоритетным для пассивной радиоэлектронной разведки является определе-
ние характеристик создаваемых новых образцов РЭС. На решение этой задачи направлены
усилия систем и средства иностранных технических разведок. И это, естественно, определяет
необходимость создания методов и средств защиты своих информационных каналов.

Безусловно, выбор и определение приоритетных информационных каналов, требую-
щих защиты средствами РЭБ определяется назначением и условиями применения этих ин-
формационных каналов.

Методы и технологии защиты средствами РЭБ рассмотрены в последующих главах
настоящей книги.

Технические характеристики рассмотренных информационных каналов радиоэлек-
тронных средств являются исходными данными для создания эффективных станций и си-
стем РЭБ. Методы нейтрализации средств пассивной радиотехнической разведки противника
определяются технологиями защиты своих информационных каналов, решением задач про-
тиводействия иностранным техническим радиотехническим разведкам.
ГЛАВА 3

Системы радио- и радиотехнической разведки

Выше, в главе 1, было показано место радио- и радиотехнической разведки (РРТР)
в структуре РЭБ. Во все времена без своевременной и достоверной информации, полученной
методами и средствами разведки, невозможно эффективно планировать и решать боевые зада-
чи. При этом системы и средства РРТР должны обеспечивать высокие вероятности обнаруже-
ния и точности определения параметров сигналов информационных каналов ИРИ в условиях:

-	высокой априорной неопределенности параметров и отсутствия сведений о назна-
чении информационных каналов ИРИ;

-	широких исследуемых диапазонов несущих частот сигналов, превосходящих де-
сятки гигагерц;

-	большого динамического диапазона сигналов - от микроватт до тераватт;

-	значительного разброса времени существования сигналов ИРИ в информацион-
ных каналах от наносекунд до квазинепрерывных;

-	неопределенности пространственных координат местоположения ИРИ.

По признакам использования результатов обнаружения сигналов ИРИ средства РРТР
относятся к следующим классам.

Исполнительная разведка, обеспечивающая в реальном масштабе времени обнару-
жение и определение основных параметров сигналов. На основании этих данных создаются
формуляры ИРИ, которые затем должны передаваться в систему анализа и принятия реше-
ния, прежде всего о воздействии на обнаруженные информационные каналы средствами
РЭБ. Средства исполнительной радиотехнической разведки не анализируют информацион-
ное содержание сигналов ИРИ. Исполнительная РРТР определяет пространственно-
временные параметры сигналов РЛС систем наведения и управления оружием, радионавига-
ционных систем, систем самонаведения, а также средств связи и передачи данных в опера-
тивно-тактической зоне.

Детальная разведка, обеспечивает, как и исполнительная, определение основных па-
раметров сигналов ИРИ, но, кроме того, производит детальный анализ и выявление инфор-
мационного содержания сигналов. Для этого сигналы ИРИ декодируются и дешифрируют-
ся. Слежение за сигналами и накопление переносимой ими информации производится дли-
тельное время ввиду высокой значимости и ценности ее для решения стратегических задач.

Детальная радиоразведка определяет информационные каналы тактических, опера-
тивно-тактических, оперативных и стратегических систем связи и передачи данных и
в большинстве случаев не входит в состав средств РЭБ.

Практически средства РРТР создаются как отдельные станции и системы наземного,
морского, воздушного и космического базирования, так и как модули (аппаратура) РРТР в
составе станций помех.

Независимо от конструктивного исполнения и базирования средств РРТР все они при
максимальной дальности работы должны обеспечивать:

-	обнаружение сигналов ИРИ с допустимыми значениями вероятностей правильно-
го обнаружения и ложных тревог при высокой пропускной способности;

-	пеленгацию ИРИ и определение дальности относительно размещения средств
РРТР, а также формирования трасс движения носителей ИРИ;

-	определение параметров сигналов излучения ИРИ в заданном диапазоне рабочих
частот, включая несущую частоту и ширину спектра излучения, длительность и
период следования импульсных сигналов, вид модуляции, а также диапазон пере-
стройки несущей частоты сигналов ИРИ;
-	уровень мощности сигналов на входе приемных устройств и динамики ее измене-
ния, на основании которой определение распределение характеристик и частоты
сканирования антенн ИРИ;

-	в отдельных случаях определение поляризации сигналов ИРИ.

Безусловно, конкретные технические решения и характеристики средств РРТР опре-
деляются задачами и в определенной степени условиями базирования на носителях.

Средства РРТР наземного базирования стационарного и мобильного исполнения со-
здают многофункциональную пространственную сеть, обеспечивающую постоянный кон-
троль и определение параметров поля сигналов ИРИ, формирование банка рабочих частот и
типов ИРИ в широком диапазоне.

Наземные средства радиотехнической разведки обеспечивают обнаружение и опреде-
ление характеристик сигналов РЛС воздушно-космического базирования, сигналов команд
управления и наведения оружия, в том числе высокоточного, а также сигналы управления
роботизированными объектами, включая беспилотные летательные аппараты.

Средства радиоразведки обнаруживают и определяют характеристики информацион-
ных каналов связи и передачи данных, особенно в оперативно-тактической зоне ведения бо-
евых действий, формируют исходные данные для создания сигналов помех для их подавле-
ния (где требуется) в реальном масштабе времени, выделяют сообщения, циркулирующие
в информационных каналах проивника.

Средства РРТР морского базирования начали впервые использоваться в русско-
японской войне, и в настоящий момент предназначены для ведения разведки поля сигналов в
акваториях, не доступных РРТР других базирований. Как и РРТР наземного базирования
РРТР морского базирования обеспечивают постоянный контроль поля сигналов и определе-
ние характеристик ИРИ воздушного и морского размещения.

Средства РРТР воздушного (авиационного) базирования высокомобильны. Они обес-
печивают обнаружение и определение характеристик поля сигналов ИРИ наземного и мор-
ского размещения. В качестве носителей РРТР воздушного базирования могут быть исполь-
зованы специальные самолеты, беспилотные летательные аппараты, а также ударные само-
леты тактической, дальней и стратегической авиации, попутно решающие задачи РРТР.

Средства РРТР космического базировании, используя специальные космические ап-
параты, обеспечивают (как и РРТР воздушного базирования) обнаружение и определение
характеристик сигналов ИРИ наземного, морского и воздушно-космического базирования
в интересах решения задач как стратегического, так и оперативно-тактического уровня. Раз-
витие космической РРТР направлено на формирование группировок космических аппаратов
для минимизации времени контроля полей сигналов на поверхности Земли.

Несмотря на имеющиеся различия конструктивного исполнения аппаратуры средств
радиоэлектронной разведки, базирующихся на разных платформах, структурное построение
и состав средств РРТР являются достаточно близкими, что определяется характеристиками
поля сигналов информационных каналов ИРИ, которые незначительно отличаются в услови-
ях их разведки средствами РРТР различного базирования.

В дальнейшем будут рассмотрены методы и оценки технических решений реализации
средств РРТР.

3.1. Обнаружение сигналов ИРИ средствами РРТР

Приемные устройства средств РРТР в реальных условиях работают в поле множества
сигналов информационных каналов ИРИ, а также источников побочных естественных и тех-
ногенных излучений. Это определяет высокие требования к РРТР по обеспечению достаточ-
ной эффективности разведки информационных каналов, а также необходимых значений ве-
роятностей обнаружения, определения местоположения, идентификации и определение дру-
гих информативных параметров сигналов ИРИ.
В соответствии с выражением (1.2) дальность обнаружения сигналов ИРИ средствами
РРТР определяется, как:

У (М2ррпм

10-О,5гЯо

(3.1)

где РпдуСгап - излучаемая мощность сигналов ИРИ, как произведение мощности передаю-
щего устройства на коэффициент усиления антенны передатчика в направлении на
средство РРТР;

бпм - коэффициент усиления приемного устройства РРТР в направлении на ИРИ,

2 - длина волны сигнала ИРИ;

Ррпм - реальная чувствительность входного усилителя приемного устройства РРТР,
обеспечивающая при заданной вероятности обнаружение сигналов ИРИ, определяе-
мой уровнем отношения сигнал/шум на входе обнаружителя;

ту - потери в антенно-фидерном тракте приемного устройства РРТР;

у - коэффициент совпадения поляризаций сигнала ИРИ и антенн приемного устрой-
ства РРТР;

г - удельное (погонное) затухание волн в атмосфере, дБ/км.

На рис. 3.1 представлена возможная схема взаимного расположения ИРИ и станции
РРТР. ИРИ 1 формирует информационный канал передачи сигналов на приемное устройство
системы ИРМ при наведении на него главного лепестка диаграммы направленности антенн
СтиРИ-

Рис. 3.1. Схема взаимного расположения ИРИ и станции РРТР антеннами

В процессе поиска в пространстве сигналов ИРИ по угловым координатам (азимуту и
углу места) главный лепесток ДНА совмещается с направлением на передатчик ИРИ. Веро-
ятность приема и обнаружения сигналов ИРИ определяется, прежде всего, значением мощ-
ности сигналов излучения в боковых лепестках антенн передающих устройств ИРИ. Коэф-
фициент усиления по боковым лепесткам антенн ИРИ Оа11.

Рассмотренная схема и ситуация обнаружения сигналов ИРИ складывается для любых
типов информационных каналов и количества ИРИ. При этом в случае обнаружения сигна-
лов ИРИ типа РЛС в качестве ИРМ выступает зондируемый РЛС объект.

Безусловно, эффективность обнаружений согласно (3.1) определяется параметрами
ИРИ и средств РРТР, но также зависит от количества информационных каналов ИРИ и воз-
действия возможных естественных и техногенных помех.
При формировании поля сигналов информационных каналов принимаются меры
обеспечения электромагнитной совместимости (ЭМС) сигналов ИРИ. Эти меры предусмат-
ривают такую регламентацию работ ИРИ, при которой они в минимальной степени будут
мешать друг другу. Т. е. сигналы всех ИРИ, совместно работающих в области конкретного
поля сигналов, должны быть взаимно ортогональны друг другу.

Разумеется, на практике условие ортогональности не может быть выполнено в полной
мере. Это приводит к появлению шумов неортогональности, увеличивая помеховый фон и
снижая качество и эффективность разведки. Снижение эффективности будет также в услови-
ях применения радиоэлектронного противодействия системе РРТР, когда для их подавления
применяют специально организованные активные помехи, маскирующие сигналы ИРИ.

С учетом перечисленных условий структура приемника, оптимального для обнаруже-
ния с распознаванием ортогональных сигналов (что и требуется от средства РТР), может
быть синтезирована на основе следующих соображений [37].

Вся доступная разведывательному приемнику информация о сигналах, присутствую-
щих на его входе, заключена в апостериорном распределении вероятностей. Поэтому самое
лучшее, что может предпринять приемник по наблюдениям входной аддитивной смеси сиг-
нала с помехами, сводится к следующей последовательности операций. Во-первых, прием-
ник должен вычислить апостериорные вероятности всех возможных сигналов. Во-вторых,
выбрать максимальное из вычисленных значений, вполне обоснованно предположив, что
именно этому максимуму соответствует наблюдаемый информативный для разведки сигнал.
И, наконец, сравнить выбранное значение с некоторым пороговым уровнем для принятия
решения о том, что в формировании наблюдаемого колебания принял участие сигнал, а не
только шум.

Апостериорная вероятность Р(2/о|*) параметра амплитуды сигнала 5/(7);	вы-

численная по результатам наблюдения реализации суммы сигнал плюс помеха равна
произведению априорной вероятности Р(2,о) и функции правдоподобия Р(х|До)«

Ло Iх)= ^(Ло )^(х| Ло)’	(з -2)

где к - несущественный для дальнейшей оценки постоянный множитель, нормирующий
Р(До|*) к единице.

В соответствии с (3.2) апостериорная вероятность Р(Ло|х) - это условная вероятность то-
го, что в наблюдаемой аддитивной смеси сигналов с помехами присутствует конкретный сигнал
5/(/). В реальных условиях, с достаточной степенью допущения, можно считать, что априорные
вероятности всех возможных сигналов мало отличаются друг от друга Р(5/) = соп§1(/). Поэтому
максимум апостериорной вероятности совпадает с максимумом функции правдоподобия
Р(5/|х), показывающей, какова вероятность реализации случайного входного колебания х(/)
при условии, что в ее формировании принимал участие сигнал 8/(/).

Максимум функции правдоподобия указывает на то, какой из возможных сигналов
5/(7) скорее всего (с наибольшей вероятностью) присутствует в данной конкретной реализа-
ции х(^). Совпадение экстремумов Р(х|5/) и Р(5/|х) позволяет утверждать, что приемник, при-
нимающий решение по максимуму апостериорной вероятности, эквивалентен приемнику
максимально правдоподобного сигнала.

В типичных условиях работы станций РРТР, когда можно пренебречь помехами из-за
неортогональности, сигналы наблюдаются на фоне нормального шума, стационарного на ин-
тервале наблюдения Т и имеющего постоянную спектральную плотность Л'ш во всей иссле-
дуемой полосе частот Л/ Поэтому вероятность (точнее - плотность вероятности) реализации
х(0, ^е[0; 7] совпадает с плотностью вероятности реализации шума п(1)\

Р(х|5/) = )Г(и) = ^(х-5/).	(3.3)
Все сведения о реализации шума п(/) длительностью Т со спектром, сосредоточенном
в полосе Д/ содержатся (в соответствии с теоремой В.А. Котельникова) в выборке дискрет-
ных по времени отсчетов	= к ЛГ). Объем выборки составляет Д/Т некоррелирован-

ных отсчетов. Поэтому плотность распределения вероятностей реализации процесса х(/) мо-
жет рассматриваться как совместная плотность распределения Д/Т независимых нормально
распределенных случайных величин имеющих математическое ожидание и дис-
персию, как у шума п$)\

о	4/7 г	12

[х(^/)-5г (^Л/)]2	_ у [х(^Л/)-5г (^/)]

^(х-5,) = П 1 1 е 2ЛГш = I 1 77Ге к=' 2ЛГ“ •	(3-4)

Множитель кх =--------——— в (3.4) не зависит ни от реализации х(0, ни от сигнала

5/(0- Это коэффициент, нормирующий плотность распределения	к единице.

А сумма в показателе экспоненты - это дискретная форма для вычисления интегральной за-
висимости

(3.5)

Поэтому плотность распределения (3.5) иначе можно представить соотношением

1 Т

Дх(/)-5/(/)]2<#

№(х-^ = кхе ш°

(3.6)

Преобразуя подынтегральное выражение в (3.6), можно получить

_ДД_

Щх-^) = кхе “о е “о еш° = к е 22'“ е2-.	(3.7)

1 Т
-----[х2(/)б//

где не зависящий от 5/(/) множитель е 0 включен в нормирующий коэффициент л4,

а

т

$ = р(Фг(0<*

о

коэффициент взаимной корреляции принятого колебания х(1) и сигнала д'//).

Хотя энергия ()/ (точнее - энергетическое соотношение сигнал/шум ) может
2

в некоторых случаях зависеть от 5/(^), основная операция при определении апостериорной
вероятности проводится в соответствии с (3.8).

Функция правдоподобия, как видно из (3.7), монотонно не убывает с ростом коэффи-
циента показателя степени % при экспоненте. Формально соотношение (3.8) определяет коэф-
фициент взаимной корреляции принятого колебания х(/) и сигнала 5/7). Поэтому выбор мак-
симально правдоподобного сигнала эквивалентен выбору такого сигнала, коэффициент кор-
реляции которого с принятым колебанием оказывается максимальным. Иначе говоря, оп-
тимальному приемнику достаточно вычислять не функцию правдоподобия, а ее логарифм.
Соответственно приемник, реализующий операцию (3.8), именуется оптимальным корреляци-
онным приемником.

Разумеется, для принятия решения о наличии сигнала в наблюдаемом на входе при-
емника колебании х(0, нужно, чтобы логарифм функции правдоподобия был бы не меньше
некоторого допустимого значения, т. е. превысил пороговое значение, определяемое приня-
тым критерием обнаружения.

Традиционно рассматриваемые модели параметрической неопределенности сигнала
(полностью известный сигнал, сигнал с неизвестной фазой и флуктуирующей амплитудой,
неизвестным временем прихода, неизвестной частотой) дают хорошее приближение при
описании работы обнаружителей в радиолокационных и радионавигационных приемниках,
в приемниках радиосистем передачи информации. На основе этих моделей можно построить
диаграммы обмена между вероятностями ошибок типа ложной тревоги и пропуска при раз-
личных соотношениях сигнал/шум в полосе обнаружителя. Но для средств радиоэлектрон-
ных разведок более характерен предельный случай ограниченности априорных данных
о подлежащем обнаружению сигнале - полное их отсутствие. В такой ситуации средство
разведки может выносить решение о наличии сигнала только на основании анализа его мощ-
ности Рс. Если мощность принимаемого колебания больше мощности собственного шума
приемника, обнаружитель выносит решение о том, что на входе имеется сигнал.

Оценка мощности входного процесса

1 Т

Р*=-\х\^	(3.9)

Т о

формируется устройством, выполненным по схеме рис. 3.2.

Рис. 3.2. Автокорреляционный (энергетический) обнаружитель априори
неизвестного сигнала

Входное колебание фильтруется в полосе Д/ш и подается на схему обнаружителя, по-
добного корреляционному обнаружителю полностью известного сигнала. От корреляцион-
ного обнаружителя известного сигнала (или сигнала с частично неизвестными параметрами)
схема рис. 3.2 отличается тем, что, не имея опорного образца сигнала, она в качестве опорно-
го сигнала коррелятора использует само принимаемое колебание

Всю информацию о входном процессе х(/) содержит выборка его дискретных значе-
ний, следующих через интервал времени А/ = —. Поэтому объем выборки равен Д/шТ.

В результате накопления в интеграторе формируется величина такая, что

при отсутствии на входе сигнала, когда ^(/) = О,

Ау	= Лу <А+^)2	1	(Л+^У

. Й (У1 ы Рш + Рс 1 + 9 Й Рш

при сигнале, когда ^(/) Ф О,

(З.Ю)

где пъ = /?(/ - кА!) и 8^ = 8(Д - кА!) - дискретные по времени отсчеты входного шума и сиг-
нала соответственно.
Плотность распределения нормированного процесса % на выходе интегратора и, соот-
ветственно, на входе решающего устройства имеет вид у2 с В = ДДТ числом степеней свобо-
ды:

		Д/щТ !	
		х 2 е 2	
где	ДДДД - гамма-функция:	('АГ Т} Р  2Г Уш  1 2  0	при х < 0,	(3.11)

(3.12)

Г(т?) = | х11 Хехск.
о

Если г/ - неотрицательное число, Г(г]) = (ту—1)!.

На рис. 3.3 представлены графики плотности распределения вероятностей квадратов

Рис. 3.3. Плотность распределения у2 с двумя, десятью и двадцатью степенями свободы

Как видно, распределение величины используемой для обнаружения сигнала при-
емником средства РРТР, существенно отличается от нормального для любых сколько-нибудь
реальных соотношений входной полосы и полосы усредняющего фильтра после квадратора в
энергетическом обнаружителе. Более детальный анализ показывает, что распределение у2
сходится к нормальному при с1/тТ = 30 (и, разумеется, более). Соответственно, рабочие ха-
рактеристики обнаружителя средства радиотехнической разведки должны рассчитываться с
учетом того, что распределение процесса на входе решающего устройства подчиняется не
нормальному закону, как в обнаружителе радиолокатора, а у2.

Относительно величины В = ДДТ необходимо принять следующие соглашения. По-
скольку ширина спектра процесса на входе множителя равна ДД его, отсчеты, следующие
через интервал времени Д/ = —некоррелированы, а для нормального шума - статистиче-
Д/ш

ски независимы. Тогда за время наблюдения этого процесса (за время интегрирования Т) бу-
дет накоплено В = ДДТ независимых отсчетов. И выборка объемом В этих отсчетов содержат
всю информацию о входном процессе. Поэтому, обрабатывая такую выборку, обнаружитель
может реализовать наилучшие рабочие характеристики. В этом смысле В - мера информаци-
онной емкости процесса, с которым работает энергетический обнаружитель.
Если на входе приемника совместно с шумом присутствует сигнал, то наилучшие
условия для обнаружения сложатся тогда, когда входная полоса обнаружителя точно совпа-
дет с его спектром («накроет» спектр сигнала, имеющего ширину А/), а время интегрирова-
ния после перемножителя точно совпадет с интервалом времени существования сигнала Т).
Если условия совпадения полос и времени не выполнены, часть энергии принимаемого сиг-
нала будет потеряна и характеристики обнаружения, естественно, будут хуже. Но по содер-
жательному смыслу произведение В = Д/Т - это база обнаруживаемого сигнала. Обычно в
задачах синтеза и анализа алгоритмов обработки сигнала база характеризует возможность
его сворачивания (сжатия) по времени и/или по частоте при когерентной обработке. В энер-
гетическом приемнике, естественно, когерентная обработка не предусматривается. Сигнал
рассматривается как чисто случайный процесс, а обнаружение происходит при сравнении
с порогом мощности (точнее - энергии), присутствующего колебания на входе. Таким обра-
зом, знание базы и несущей частоты ограничивает объем априорных для средства разведки
сведений о сигнале. Уменьшение объема этих сведений (неточность знания частоты, ширины
спектра и длительности сигнала) может только ухудшить характеристики обнаружения.
С другой стороны, дополнительные сведения о структуре сигнала, которые в принципе мог-
ли бы улучшить характеристики обнаружения, скорее всего, разведке недоступны. Характе-
ристики приемника, учитывающего при работе большой объем априорной информации
о структуре и параметрах сигнала, будут лучше, чем у энергетического, но только для того
сигнала, с которым он согласован. Поэтому такой приемник не будет универсальным и не
подойдет для использования в средствах РРТР. Возможная адаптация приемника к парамет-
рам обнаруживаемого сигнала требует времени. А потеря времени на адаптацию к неизвест-
ным структуре и параметрам сигнала снизит характеристики обнаружения.

Используя приведенную выше модель у2 для распределения вероятностей процесса на
входе решающего устройства энергетического обнаружителя, можно получить его рабочие
характеристики. Считается, что решение о наличии сигнала обнаружитель принимает по
критерию Неймана - Пирсона.

Порог обнаружения к определяется при заданном уровне вероятности ложных тревог
решением уравнения

оо	Л

Лт =_К(х’ ^Т}±с = \-\^х, Л/Т)с1х = 1-Еш(1г, ЦТ).	(3.13)

И	о

Откуда

/г = ^-1[(1-Рлт),А/Г],	(3.14)

где РТш(х, Л/Т) - плотность, а Рш(к, Л/Т) - интегральная функция распределения вероятно-
стей процесса на входе решающего устройства, соответствующая действию только
шума на входе обнаружителя;

/^(х, Д/Т) - функция, обратная Рш(х, Л/Т).

Вероятность правильного решения о наличии сигнала в полосе Л/на входе обнаружи-
теля будет при этом:

оо	Л

Рправ=/^с+ш(х,АД’)^ = 1-/17с+ш(х,ДД)Л = 1-^(7?, Д/Т),	(3.15)

к	О

где ^с+ш(х, Л/Т) и Тс+ш(Л, Л/Т) - соответственно плотность и интегральная функция услов-
ного распределения вероятностей процесса на входе решающего устройства, при
условии присутствия на входе обнаружителя сигнала вместе с шумом.
Поскольку считается, что обнаруживаемый сигнал не проявляет когерентных свойств,
в обнаружителе он проявляет себя так же, как и шум. Поэтому рабочая характеристика обна-
ружителя определяется также как и при шуме с использованием распределения у2 с Д/Т сте-
пенями свободы, но при другом параметре масштаба:

^с+ш(х, А/7) = ^ш А/Т

(3.16)

и

А	А л

/и;+и,(х,лл)А=Г—и^с+ш

I	о1 + ^

( х	А	1+?	( ь

-—, л/т л= | и;+и(г, лд)^=ги I -—, л/т

и+<7	)	о	и+<7

откуда

(к

^РаВ=1-Л„ ---, Л/П

+ д }

(3.17)

(3.18)

Численный расчет рабочих характеристик энергетического обнаружителя в соответ-
ствии с (3.16)...(3.18) позволяет построить график рис. 3.4 для Рлт= Ю'3 и Д/Т = 1. Для срав-
нения на тот же график нанесена рабочая характеристика оптимального обнаружителя пол-
ностью известного сигнала. Как видно, при очень малых отношениях сигнал/шум, оптималь-
ный энергетический обнаружитель может оказаться чуть-чуть лучше оптимального по тому
же критерию обнаружителя для полностью известного сигнала. Этот парадоксальный факт
можно объяснить тем, что при равенстве мощностей случайного и детерминированного
(полностью известного приемнику) сигналов, случайный с большой вероятностью будет
превосходить по уровню амплитуду детерминированного сигнала. Это видно из сравнения
плотностей распределения процессов на входе порогового устройства (нормального при
полностью известном сигнале и у2 при энергетическом обнаружении). Кстати, тот же эффект
наблюдается при сравнении рабочих характеристиках обнаружителей полностью известного
сигнала и сигнала со случайной федингующей амплитудой.

Рис. 3.4. Рабочие характеристики согласованного и энергетического обнаружителей
Число степеней свободы (параметр накопления В = Д/7) всюду на рис. 3.5 принят рав-
ным В = 1.

Увеличение значения параметра накопления повышает крутизну рабочих характери-
стик оптимального энергетического обнаружителя. Этот эффект иллюстрируется семейством
кривых на рис. 3.5.

Рис. 3.5. Зависимости рабочих характеристик энергетического обнаружителя
от числа степеней свободы процесса на входе решающего устройства - от базы
В = МТ при РЛт= Ю’3

Иногда удобнее сравнивать качество работы обнаружителей сигнала не по вероятно-
стям их ошибок, а по пороговым уровням мощностей сигналов, обнаруживаемых с заданны-
ми вероятностями. Для примера на рис. 3.6 приведены семейства зависимости проигрыша по
энергетике энергетического обнаружителя обнаружителю полностью известного сигнала.

Рис. 3.6. Проигрыш энергетического
обнаружителя корреляционному
в зависимости от параметра накопления

Рис. 3.7. Проигрыш энергетического
обнаружителя корреляционному
в зависимости от порога обнаружения,
определяемого вероятностью ложной

тревоги

На этом рис. 3.6 К - превышение соотношения сигнал/шум б/Э11 для энергетического
обнаружителя над соответствующим соотношением для корреляционного обнаружителя
полностью известного сигнала дк, при условии, что оба этих обнаружителя обеспечивают
одинаковые вероятности ошибок. Семейство кривых на рис. 3.7 получено для значения па-
раметра накопления Д/Г = 1; 2 и 5. Как видно, различие оптимального и энергетического об-
наружителей резко усугубляется с ростом требований к вероятности правильного обнаруже-
ния. Параметром семейства кривых на рис. 3.7 служит значение вероятности ложной трево-
ги, допустимое при работе обнаружителя.
Как видно из графиков при создании средств РРТР в зависимости от типов сигналов
ИРИ и требований реализации значений вероятностей правильного обнаружения и ложных
тревог устанавливается порог обнаружения в приемной аппаратуре станций РРТР.

Принимая во внимание, что в условиях работы станций РРТР обнаружения сигналов
ИРИ в многофункциональном поле сигналов, параметры которых не известны, в реальных
станциях РРТР устанавливается отношение сигнал/шум (порог обнаружения) 12... 14 дБ
(16...25 раз), обеспечивающий реализацию вероятности правильного обнаружения не менее
0,98 и ложной тревоги лучше 10”4.

Для обеспечения возможности обнаружения станциями РРТР сигналов ИРИ на мак-
симальной дальности необходима согласно (3.1) реализация соответствующей чувствитель-
ности приемного устройства станции РРТР.

Эффективность обнаружения зондирующих сигналов РЛС определяется уровнем
мощности сигналов ИРИ на входе приемных устройств станции РРТР, который будет равен:

^пду^ап^эф _ ^пду^ап^пм7^

(3-19)

Р 4^02	(4^)2В2

где Рпду- мощность передатчика ИРИ;

Сап - коэффициент усиления антенны ИРИ в направлении приемного устройства
станции РРТР;

ЛЭф - эффективная площадь антенны приемного устройства станции РРТР;

Спм - коэффициент усиления антенны приемного устройства станции РРТР;

2 - длина волны сигналов ИРИ;

у - коэффициент совпадения поляризаций антенн ИРИ и станции РРТР;

г/ - коэффициент потерь в антенно-фидерном тракте станции РРТР;

Во - дальность трассы распространения сигнала станция РРТР-ИРИ.

Возможность обнаружения сигнала ИРИ станцией РРТР определяется эквивалентной
чувствительностью приемного устройства, которая зависит от реальной чувствительности Рр
и коэффициента усиления антенны 6пМ:

Рзкв=^-	(3-20)

А значение реальной чувствительности, в свою очередь, определяется уровнем пре-
дельной чувствительности РПр и коэффициентом отношения сигнал/шум с/о на обнаружителе
приемного устройства РРТР:

^=<7<Лр-	(3-21)

Значение предельной чувствительности определяется уровнем мощности шума на
входе приемной аппаратуры (мощность шума антенны и первого каскада приемного устрой-
ства РРТР):

Рпр=кЯ!ЛГ,	(3.22)

где к = 1,38 -10-23 Вт/гр Гц - постоянная Больцмана;

д, - значение коэффициента шума первого каскада и антенны приемного устройства;

Т - рабочая температура приемного устройства градусах Кельвина;

ЛК - эквивалентная полоса пропускания обнаружителя в Гц, которая определяется
полосой пропускания входного усилителя и обнаружителя:

А^ = л/А7?вхЛ^обн-	(3.23)
Таким образом, для решения задач эффективной разведки сигналов ИРИ на макси-
мальной дальности средствами РРТР должна быть реализована эквивалентная чувствитель-
ность станций РРТР (3.20). Такая чувствительность обеспечивает обнаружение сигналов
ИРИ с заданными вероятностями пропуска и ложных тревог.

3.2.	Определение координат ИРИ средствами РРТР

Однозначность определения и идентификации информационных каналов в реальном
масштабе времени предусматривает селекцию по направлению (определение местоположе-
ния) ИРИ и селекцию по информационным характеристикам сигналов (по несущей частоте,
по ширине спектра, по виду модуляции и времени излучения).

В условиях ведения радиоэлектронной разведки сигналов ИРИ относительно стабиль-
ным являются координаты местоположения ИРИ. Эти координаты определяются одно, двух
и трех координатными станциями и системами РРТР [37].

Однокоординатные станции (системы) РРТР используют антенны с острыми ДНА
в азимутальной плоскости (по углу места). Эти антенны последовательно сканируют в за-
данном секторе. Угловые координаты ИРИ определяются по положению главного лепестка
ДНА в момент обнаружения сигналов ИРИ. Для сокращения времени поиска и обнаружения
сигналов ИРИ применяются антенны с многолучевыми ДНА и одно- или многоканальными
приемными устройствами.

Двухкоординатные станции (системы) РРТР определяют две угловые координаты
ИРИ - азимут Р и угол места в. Как и в однокоординатной станции разведки, определение
угла места возможно за счет:

-	сканирования по спирали узконаправленной диаграммой по азимуту и углу места;

-	формирования в угломестной плоскости многолучевой диаграммы направленно-
сти антенны и сканирования в азимутальной плоскости (такая организация пелен-
гации уменьшает время поиска сигнала и число парциальных диаграмм направ-
ленности);

-	использования антенн с многолучевыми диаграммами направленности, как в ази-
мутальной, так и в угломестной плоскостях (при такой организации возможно
мгновенное определение угловых координат ИРИ);

-	применения сканирующих по азимуту антенн, формирующих А'-лучевые диа-
граммы направленности, позволяющие сократить количество приемных каналов
при высокой точности и однозначности определения угла места.

Трехкоординатные станции (системы) РРТР определяют угловые координаты ИРИ
используя двухкоординатные станции и организуя на их основе пространственно-
распределенные системы, которые в своем составе объединяет несколько разнесенных в про-
странстве станций РРТР.

Исключение составляет так называемые «одноточечные» методы определения даль-
ности до ИРИ в КВ диапазоне длин волн за счет приема сигналов ИРИ, отраженных от иони-
зированных слоев ионосферы. Зная высоту этих слоев над поверхностью Земли и определяя
угловые координаты направления прихода сигналов ИРИ можно, решая триангуляционную
задачу, найти все три пространственные координаты источника излучения.

В настоящее время используются триангуляционные, разностно-дальномерные, фазо-
вые и корреляционные пространственно-распределенные системы, обеспечивающие обна-
ружение и определение координат местоположения ИРИ.

В триангуляционном методе определение координаты дальность обеспечивается
в условиях полученных значений угловых координат относительно расстояний между стан-
циями РРТР.

В разностно-дальномерном методе определение координат ИРИ обеспечивается
в условиях измерения времени прихода сигналов на станции РРТР. Этот метод находит при-
менение в обнаружении и пеленгации импульсных сигналов РЛС.
Фазовые и корреляционные пространственно-распределенные системы обеспечивают
определение угловых координат ИРИ, значение которых для определения дальности исполь-
зуется, как и в триангуляционном методе.

Необходимо отметить, что указанные методы могут применяться для РРТР наземного,
морского, воздушного и космического базирования. Применение конкретных методов и тех-
нологий создания аппаратуры РРТР определяется особенностями конструкции носителя и
тактикой его применения в реальных условиях работы. Поля сигналов, информативные для
средств РРТР, одинаковы для средств разведки, базирующихся на разных платформах. По-
этому ниже рассматриваются системы и методы обнаружения сигналов ИРИ применительно
к средствам наземного базирования. Результаты могут быть распространены и на средства
РРТР морского базирования.

3.2.1.	Однокоординатные станции РРТР

Системы РРТР работают, реализуя как поисковые, так беспоисковые методы обнару-
жения ИРИ.

Одним из важнейших показателей эффективности станций РРТР являются точность
определения угловых координат ИРИ в заданном секторе их обнаружения.

З.2.1.1.	Поисковые методы определения пеленга

Для реализации поисковых методов применяются механическое или электронное ска-
нирование ДНА и значение пеленга определяется по показаниям датчиком углового положе-
ния антенны в момент обнаружения сигнала ИРИ.

На рис 3.8 представлена структурная схема станции РРТР с электромеханическим
приводом (ЭМП) сканирующей антенны станции по азимуту. Электромеханический привод
обеспечивает сканирование и поиск сигнала ИРИ по азимуту в заданном секторе простран-
ства. Ширина ДНА по углу места определяется сектором разведки в угломестной плоскости.

Принятые антенной РРТР сигналы ИРИ усиливаются малошумящими усилителями
(МШУ) во входном блоке. Выходные усиленные сигналы поступают в блок обнаружения.
Обнаружение сигналов ИРИ производится в блоке анализа сигналов. В этот блок также по-
ступают сигналы от датчиков положения ДНА от ЭМП. Значения азимутального положения
главного лепестка ДНА в момент обнаружения сигнала формирует оценку азимута ИРИ.

Рис. 3.8. Структура однокоординатной станции РРТР

Результат измерения азимута ИРИ передается в систему управления, индикации и ре-
гистрации. Определение угла места в однокоординатной станции производится аналогичным
образом.

Для сканирования главным лепестком ДНА можно использовать как электромехани-
ческий привод, так и электронное управление положением луча в фазированных антенных
решетках (ФАР).

При сканировании на входе антенны на проходе ИРИ изменяется мощность сигнала,
т. е. уровень принимаемого сигнала модулируется диаграммой направленности антенны
станции разведки
(3-24)

где Рр - уровень мощности сигнала на входе блока усилителя сигналов ИРИ;

Рвх - уровень мощности сигнала на входе антенны;

- зависимость коэффициента усиления антенны от значения азимута /?;

Сто - коэффициент усиления в направлении главного лепестка диаграммы направлен-
ности антенны.

При такой аппроксимации коэффициента усиления антенны, зависимость мощности
принимаемого сигнала от пеленга на проходе будет такой, как на рис. 3.9.

А Р(^	Принятье

сигналы

/	\ Порог обнаружения

—^ггтт>/1|11	|||1ИП11Угт^----------

А А

Рис. 3.9. Изменение мощности сигналов ИРИ при сканировании по азимуту или углу места

Как показано на рис. 3.9, на выходе обнаружителя сигналов ИРИ в результате скани-
рования формируется пакет обнаруживаемых сигналов, начало и конец которого определя-
ются шириной диаграммы направленности антенны, скоростью изменения положения глав-
ного лепестка и уровнем порога обнаружения.

Следует отметить, что данный метод позволяет определять угловые координату как
импульсных, так и непрерывных сигналов излучения.

Пеленг ИРИ станцией разведки определяется как

д = А+А	(325)

Ошибка определения пеленга равна разности полученного значения /?с/ положения об-
наруженной пачки сигналов /-ой цели и значения угла /?о положения главного лепестка диа-
граммы направленности антенны станции разведки, определяемых датчиком привода скани-
рования:

<%=&,-&.	(3-26)

В реальных условиях работы происходят значительные флюктуации уровня мощности
сигналов ИРИ на входе антенн станции разведки. Этот эффект при обнаружении сигналов
ИРИ приводит в пределах главного лепестка ДНА к формированию части пачки (частичное
«заполнение» главного лепестка антенны) или даже формированию нескольких пачек (раз-
множение) от одной цели. При размножении цели дополнительными критериями идентифи-
кации могут служить характеристики сигналов излучения ИРИ.

Для оценки точности определения координат можно считать, что распределение /?с/ в
главном лепестке антенны станции разведки является равновероятным. Тогда экстремальное
значение ошибки определения пеленга

АДмах = ±0,5ДЛ,	(3.27)

будет пропорционально ширине диаграммы направленности главного лепестка антенны
станции РРТР и определяться уровнем порога обнаружения.
Среднеквадратичная ошибка (СКО) определения пеленга составит

с7/?=7<7с+<7оТ	(3-28)

где	сгс =—- СКО определения пеленга сигнала ИРИ,

6

оо - СКО датчика привода сканирующей антенны.

Таким образом, уменьшение ширины диаграммы направленности антенны решает две
задачи - повышения точности пеленгации и увеличения коэффициента усиления антенны.
Как следствие - увеличение эквивалентной чувствительности станции РТР и дальности раз-
ведки сигналов ИРИ.

Развитие технологий фазированных антенных решеток, в том числе пассивных, поз-
воляют применить в станциях РРТР электронное сканирование главным лепестком диаграм-
мы направленности в заданном секторе обнаружения сигналов ИРИ.

Структурная схема станции РРТР с использованием ФАР представлена на рис. 3.10.

Рис. 3.10. Структурная схема станции РРТР с ФАР

В состав станции входят антенна ФАР с п парциальными облучателями, ^-канальный
приемник с МШУ, диаграммообразующее устройство (ДОУ), ^-канальный коммутатор, об-
наружитель сигналов ИРИ, блок анализа сигналов ИРИ и определение угловой координаты
ИРИ азимута или угла места и система управления (СУ), индикации и регистрации обнару-
женных целей.

Значения угловой координаты ИРИ относительно станции РРТР определяется разно-
стью фаз (задержек) сигналов ИРИ, принимаемых элементами ФАР и зависят от отклонения
фронта волны сигнала ИРИ от нормали к плоскости апертуры ФАР (рис. 3.11).

Рис. 3.11. Схема размещения антенн ФАР и формирование задержки фаз <р(а),
изменение коэффициента усиления по главному лепестку ДНА ФАР (3(/3)
от угла прихода Р сигнала ИРИ (б)
Для обеспечения электронного сканирования в пределах угла #тах, необходимым
условием исключения формирования дифракционных лепестков ФАР является обеспечение
шага решетки с размерами между центрами парциальных антенн при минимальном значении
длины волны сигнала ИРИ:

—

1 + ЗШ^ах

(3.29)

При этом зависимость коэффициента усиления по главному лепестке ДНА ФАР от
угла сканирования в плоскости азимута (угла места) с достаточной точностью определяется
соотношением

СОЗ 6^

(3.30)

Значения уровней электрического (магнитного) поля сигналов на входе приемных ан-
тенн, размещенных в точках б/> = д/\, /е[-(я - 1)/2; (п - 1)/2] (рис. 3.11), в некоторый произ-
вольный момент I в условиях гармонической несущей излучения ИРИ будут соответственно
определяться соотношениями

50(/) = (70 8т(го0/ + ^0);

5;.(/) = (7,.8т(®0/ + ^0+^),

(3.31)

где Ц) и 17/ - амплитуды электрического (магнитного) поля сигнала ИРИ на входе опор-
ной Ао и А/ антенн ФАР;

сод = 2я/о - круговая частота излучения;

/о - несущая частота излучения;

^?о- начальная фаза сигнала излучения;

(р, - разность фаз сигналов ИРИ в точках размещения /-ой антенны относительно
опорной антенны Ад.

Разности фаз определяется разностью времени т, прихода сигналов ИРИ на эти антенны
и углом падения фронта электромагнитной волны В относительно положения апертуры ФАР:

б/7 зш В 2тск зш В

(р. =	4-----

с	л

(3.32)

где с - скорость распространения электромагнитных волн;

2 - длина волны сигнала ЭМИ источника;

б// = /2/д- координата положения размещения /-ой антенны относительно опорной Ад.

Как видно из (3.32), разности фаз сигналов в антеннах определяется пеленгом ИРИ
излучения и шагом решетки А/Х.

Из (3.32) следует, что пеленг ИРИ /3 определяется как

/2	’ С(Рг ’ С(Рг

р = агсзш—— = агсзш—.	(3.33)

со^А1 2тпА^

Таким образом, изменением значения задержки фаз (р1для каждой антенны ФАР обес-
печивается сканирование главным лепестком ФАР в секторе возможного обнаружения сиг-
налов ИРИ.

Шаг изменения задержки фазы при сканировании в секторе пеленгации определяется
шагом сканирования по угловым координатам. Обычно шаг по угловым координатам равен
ширине диаграммы направленности главного лепестка антенны ФАР /?д, а именно:
8ш В. 2лйк 8ш В

(р. =	------А =------4-----

с	л

(3.34)

Ширина диаграммы направленности главного лепестка антенны ФАР по углу @ равна

А=—,	(3-35)

п

где Дл - ширина диаграммы направленности главного лепестка антенн, составляющих
ФАР.

Максимальная ошибка определения угловых координат ИРИ при равновероятностном
законе распределения равна ±^В\.

Как видно из (3.33) и (3.35), точность определения пеленга определяется (кроме соот-
ношения сигнал/шум) определения точностью определения несущей частоты сигнала ИРИ и
точностью реализации конструкции ФАР - величин б/Д (точнее, расстоянием между фазовы-
ми центрами антенн).

На практике принимаются уровни уменьшения коэффициента усиления антенны ФАР
на уровне половины от максимума Отах (/?), т. е. пределы рабочего сектора обнаружения сиг-
налов ИРИ составляют ±60° от направления, ортогонального апертуре антенн ФАР, что тре-
бует для обеспечения пеленгации вкруговую (на 360°), как минимум, задействовать три ком-
плекта антенн ФАР.

Электронное сканирование сектора пеленгации может происходить практически
с любой скоростью. При этом максимальное значение скорости сканирования определяется
минимальным временем излучения сигнала ИРИ с тем, чтобы обеспечить высокую вероят-
ность обнаружения и пеленгации сигналов ИРИ.

Рассмотренные технологии ФАР с использованием методов измерения разностей фаз
сигналов в парциальных антеннах нашли применение в пространственно-распределенных
системах РРТР. Особенно в пеленгаторах на базе кольцевых ФАР в КВ и УКВ диапазонах
длин волн, обеспечивающих достаточно высокие точности определения угловых координат
ИРИ.

З.2.1.2.	Моноимпульсные методы пеленгации на проходе

Разработанные методы построения моноимпульсных систем автосопровождения и
наведения на цели по сигналам ИРИ также нашли применение в обзорных станциях испол-
нительной РРТР. Применение моноимпульсных методов сканирования в заданном секторе
обзора позволяют больше чем на порядок повысить точность пеленгации по сравнению
с рассмотренными ниже методами разведки ИРИ на проходе по пачке.

Структурная схема станции РРТР с моноимпульсным методом на проходе представ-
лена на рис. 3.12.

Антенная система станции формирует две диаграммы направленности, развернутые
на угол, равный ширине диаграмм направленности, таким образом, чтобы главные лепестки
пересекались на уровне 3 дБ.

На рис 3.13 представлена схема построения диаграмм направленности антенн станции
разведки и формирования пеленгационной функции в зависимости от значений угла скани-
рования.

При сканировании антенной системой станции разведки в секторе обнаружения сиг-
налов ИРИ уровни сигналов на входе блока измерения пеленга каждого канала будут соот-
ветственной равны для первого и второго каналов:

Р\р = К[Рвх,	(3-36)

Ргр= С2р К2Рвх,	(3.37)
где и К2 - коэффициенты передачи приемных каналов;

Рвх - уровень мощности сигналов на входе антенн.

Рис. 3.12. Структурная схема станции моноимпульсной пеленгации на проходе

Рис. 3.13. Размещение антенн станции разведки по угловым координатам (а)
и зависимость пеленгационной функции от угла сканирования (б)

Для обеспечения требуемого динамического диапазона приемной аппаратуры в ре-
альных станциях разведки используют нелинейные усилители с логарифмической амплитуд-
ной характеристикой. При этом разность выходных сигналов усилителей оказывается моно-
тонной неубывающей функцией отношения амплитуд (и мощностей) сигналов ИРИ, прини-
маемых антеннами. Значение пеленгационной функции от угла сканирования будет

Ф^) = 1^К}РВХ-^К2РВХ =

(3.38)

зависеть от уровня сигнала ИРИ и положения антенной системы станции РРТР относительно
угла пеленга ИРИ.
Одной из основных характеристик пеленгационной функции Ф(Р) является крутизна
б/ф(Д)

----—дБ/град. Значение крутизны определяется параметрами антенной системы станции
с1 /3

РРТР - шириной главного лепестка /?д и коэффициентом его усиления С. Пеленгационная
функция может быть линеаризована (пунктирная линия рис. 3.13, б).

При сканировании в секторе обнаружения целей (как правило, это 360°) вкруговую
с угловой скоростью О время наблюдения сигналов ИРИ составит гс =

Для импульсных сигналов, имеющих период следования Тс, число отчетов значений

пеленгационной функции Ф(р) будет равно /77 = — и тогда шаг квантования угла обнаруже-
но

ния ИРИ определяется, как:

Р§ = ПТС.	(3.39)

При сканировании на проходе угол пеленга ИРИ относительно равносигнального
направления для каждого /-го шага квантования равен

А=А)	(3.40)

где Т(Д5/, т/) - функция пеленга обратная пеленгационной функции;

Ф(Р) - значение угла пеленга относительно равносигнального направления, которое
определяется величиной номера шага квантования относительно значения равносиг-
нального направления антенной системы станции разведки (рис. 3.14).

Рис. 3.14. График зависимости угла пеленга (функции пеленга)
от пеленгационной функции моноимпульсного пеленгатора

В реальных станциях коэффициенты усиления в каналах могут отличаться, изменяясь
по частотному диапазону и во времени. Это приводит к ошибкам определения значений уг-
ловых координат ИРИ.

Из выражения (3.38) следует, что при К\ значение пеленгационной функции бу-
дет

ф(^) = 1ё-^- + 1ёДК,	(3.41)

где ДАТ = К\/К2 - относительная неидентичность коэффициентов передачи каналов усиле-
ния станции РРТР.

В окрестности равносигнального направления искажение пеленгационной характери-
стики вследствие неидентичности усиления в каналах ЛФ(Д) = 1§ДЛГ приведет к ошибке
оценка пеленга.
Практически в реальных станциях РРТР неидентичность коэффициентов передачи ка-
налов усиления составляет до 5 дБ. Для исключения влияния неидентичности в станциях
разведки используются формирование тестовых сигналов, обеспечивающих определение и
компенсацию различий значений коэффициентов передачи каналов.

Тестовые сигналы поступают на входы антенн или каналов усиления формируя сиг-
налы, имитирующие прием в равносигнальном направлении. Разность значений пеленгаци-
онной функции реального обнаруженного и тестового сигналов позволяют исключить ошиб-
ки из-за неидентичности коэффициентов передачи каналов усиления станции РРТР.

Применение моноимпульсного метода в сочетании со сканированием в секторе обна-
ружения сигналов ИРИ позволяет получать высокую точность определения угловых коорди-
нат и пространственное разрешение излучающих целей.

Недостатком метода сканирования для поиска по направлению сигналов ИРИ являет-
ся периодичность наблюдения и, следовательно, периодичность обнаружения сигналов ИРИ.

При этом период наблюдения цели (время обзора сектора) будет равен То =	, где /3$ сектор

сканирования.

Вероятность обнаружения цели р0 в одном периоде сканирования определяется веро-
ятностью нахождения цели в главном лепестке рс диаграммы направленности станции РРТР
и вероятности излучения цели рц в это время. Поэтому

^~Ц _

А2

(3.42)

где Гц - длительности излучения ИРИ.

Очевидно, что при т периодов сканировании вероятность обнаружения цели будет
определяться как:

р0 =1-(1-адГ-

(3.43)

Следует отметить, что при продолжительном времени излучения сигнала тц > То ИРИ
обнаруживается за один период сканирования сектора разведки.

Аналогичные характеристики точности определения координат ИРИ обеспечивают
моноимпульсные суммарно-разностные методы пеленгации.

З.2.1.З.	Беспоисковые однокоординатные методы пеленгации ИРИ

Беспоисковые однокоординатные методы пеленгации решают задачи обнаружения и
определение угловых координат ИРИ одновременно в заданном секторе обнаружения целей.
Для реализации беспоисковых методов применяются многоканальные антенные системы ти-
па «ромашка» или пассивные фазированные антенные решетки.

Структурная схема беспоисковой многоканальной станции РРТР с антенной системой
типа «ромашка» представлены на рис. 3.15 и рис. 3.16. В состав станции входят п антенн с
парциальными диаграммами направленности, малошумящие усилители сигналов ИРИ, блок
обнаружения с установленным порогом отношения сигнал/шум, блок расчета угла пеленга
ИРИ, аппаратура управления и индикации обнаруженных целей.

Для обеспечения сектора пеленгации в пределах углов /?тах - ^тт число антенн, име-
ющих ширину диаграммы направленности главного лепестка по уровню коэффициента уси-
ления 0,5/Д, должно составлять

_ Алах Алл

А
Рис. 3.16. Схема формирования сектора пеленга п канальной антенной системой

Однозначность определения угла пеленга сигнала ИРИ на стыках пересечения диа-
грамм направленности антенн обеспечивается блоком расчета угла пеленга ИРИ при сравне-
нии уровней значений мощности принимаемых сигналов ИРИ одновременно двумя канала-
ми. При этом максимальная ошибка угла пеленга составляет

#> = ±0,5^,	(3.45)

т. е. значение ошибки имеет тот же уровень, как при методе определения пеленга «пачки»
при сканировании на проходе.

Для повышения точности пеленгации возможно использование метода моноимпульс-
ной пеленгации. В этом случае при обнаружении целей вкруговую формируется п пелегаци-
онных функций для каждой пары антенн. По значениям каждой пеленгационной функции
определяются пеленг /-ого ИРИ относительно равносигнального направления, соот-
ветствующего нулю Ф(Д)о)

Д = ^о + ФОДо).	(3.46)

Ошибка оценки угла пеленга определяется суммой ошибок установки равносигналь-
ного направления, ошибки за счет неидентичности коэффициентов усиления приемных ка-
налов станции РРТР и, разумеется, влиянием шумов.

Калибровка коэффициентов усиления приемных каналов тестовыми сигналам и сни-
жает аппаратурную ошибку пеленгации до величин порядка 0, 1/?а-

При создании многоканальных беспоисковых и поисковых в секторе пеленгации си-
стем также используются технологии фазированных антенных решеток.

Структурная схема станции с антенной системой пассивной ФАР представлена на
рис. 3.17. В составе станции входят антенные блоки, формирующие ФАР, малошумящие
усилители, диаграммообразующее устройство (ДОУ), блок обнаружения с установленным
порогом отношения сигнал/шум, блок расчета угла пеленга ИРИ, аппаратура управления и
индикации обнаруженных целей.
Рис. 3.17. Структурная схема беспоисковой многоканальной станции РРТР с ФАР

Сигналы ИРИ принимаются ФАР, состоящей из п\ антенн, поступают на вход п\ ма-
лошумящих усилителей и после усиления в блок диаграммообразующего устройства (ДОУ).
В одном из П2 каналов на выходе ДОУ, являющейся фокусирующей линзой, в зависимости от
угла Р прихода сигнала ИРИ относительно плоскости апертуры ФАР формируется (фокуси-
руется) сигнал ИРИ. Номер пц канала ДОУ соответствует углу пеленга Д сигналов ИРИ,
определение значений которых выполняется в устройствах обнаружения и расчета углов пе-
ленга.

Каждый приемный канал после усиления передает в ДОУ принятый сигнал ИРИ, где
формируется сумма сигналов, принятых антеннами ФАР

"1

ХД (0 = Е ^ВХ/ (®(/ + <Ро + <Р/3,

1=1

(3-47)

где /7вх/ - значение уровня сигнала на выходе / -го канала усилителя;

соо- несущая частота сигнала излучения;

Ф& - начальная фаза и фаза сигнала, зависящая от угла пеленга и номера (положе-
ния) /-ой антенны ФАР.

В ДОУ решается такая же задача, что и в рассмотренной выше станции РРТР с элек-
тронным сканированием на базе ФАР, а именно - вводится задержка фазы сигнала /-го кана-
ла на величину, зависящей от пеленга Р и значения Д- = /б/д

= —Д- 81п Р = —/б7Л 8Ш р.
с	Л

(3.48)

На выходе ДОУ формируются П1 каналов приемных сигналов. Сигнал в каждом кана-
ле соответствует возможным углам пеленга сигналов ИРИ, на которые фокусируются этот
канал

"1

+	(3.49)

/=1

где к, - коэффициент потерь в ДОУ для /-го канала.

Значение угла пеленга определяется по максиму уровней сигнала в / и / ± 1 каналах
обнаружения станции.

Как видно из (3.49) эквивалентная чувствительность станции РРТР с использованием
пассивной ФАР в п\ раз выше эквивалентной чувствительности одного канала. При этом ко-
эффициент усиления ФАР Оф = С7/.

Количество и конструктивное размещение ы приемных каналов сигналов определяет-
ся требуемой точностью измерения пеленга ИРИ и равно отношению значения сектора
пеленгования к точности определения угловых координат П2 = АД/Д\. При этом число П2 мо-
жет быть меньше, больше или равно числу антенн ФАР станции разведки.

Сектор обнаружения АД, как и в одноканальной со сканированием станции на базе
ФАР, имеет ограничения вследствие зависимости коэффициента усиления главного лепестка
ФАР от угла пеленга. Практически сектор обнаружения составляет ±60° от направления, ор-
тогонального апертуре ФАР.

Аппаратурные ошибки пеленга ИРИ определяются так же, как и для станции со ска-
нированием на базе ФАР.

Точность измерения угловых координат ИРИ определяется неидентичностью фазовых
характеристик приемных каналов усиления ФАР. Повышение точности требует специальных
технических решений. Прежде всего, калибровки приемных каналов тестовыми сигналами.

Обнаружение т целей в секторе пеленгации возможно в условиях отсутствия одно-
временно сигналов одной несущей частоты разных ИРИ, что практически имеет очень низ-
кую вероятность.

3.2.2.	Двухкоординатные станции РРТР

Двухкоординатные станции РРТР определяют угловые координат азимута Д и угла
места 8 источников радиоизлучения.

К настоящему времени разработаны несколько методов определения азимута и угла
места координат ИРИ. Это сканирование узкой диаграммой направленности по азимуту и
углу места в секторе обнаружения, сканирование по азимуту многоканальной антенной в уг-
ломестной плоскости, сканирование в азимутальной плоскости А*-лучевыми антеннами. Воз-
можно также использование двухкоординатных ФАР, сканирующих и беспоисковых.

З.2.2.1.	Сканирующие двухкоординатные станции РРТР

Сканирование узконаправленной антенной по строкам и по столбцам в некотором те-
лесном угле может обеспечить поиск, обнаружение и определение двух угловых координат
ИРИ.

Структурная схема станции разведки со сканированием диаграмм направленности ан-
тенн с использованием электромеханических приводов представлена на рис. 3.18, где в отли-
чии от однокоординатной станции имеется два привода перемещения антенн станций в двух
плоскостях по азимуту и углу места.

Рис. 3.18. Структурная схема двухкоординатной станции РРТР

Точность измерения угловых координат ИРИ определяется, кроме прочих причин,
методом расчета среднего значения пачки обнаруживаемых сигналов ИРИ, как и в однока-
нальных станциях РРТР, рассмотренных выше.

Для сокращения времени поиска в секторе пеленгации по азимуту и углу места разра-
ботаны станции РРТР, использующие антенны с многоканальными (веерными) диаграммами
направленности по углу места, с заданным сектором одновременной работе етах, и однока-
нальные по азимуту рис. 3.19.
При сканировании в азимутальной плоскости такая антенная система позволяет опре-
делять угол места цели на проходе по номеру луча

= 0,5(2&± 1)Де,	(3.50)

где к - номер (0, 1,2...) парциального луча антенны по углу места относительно горизон-
та;

Де - ширина главного лепестка диаграммы направленности по углу места.

Очевидно, ошибка определения угла места равна ±0,5Де.

Рис. 3.19. Антенная система двухкоординатной станции РРТР

Формирование многолучевой диаграммы направленности возможно как за счет при-
менения многоканальных приемных устройств, каждое из которых соединено со своей ан-
тенной, так и при использовании ФАР. В радиолокации один из вариантов определения угла
места на проходе предусматривает формирование двух диаграмм направленности косеканс-
ного типа (V-лучевая антенна). Оси диаграмм образуют некоторый угол (обычно 45°). При
круговом обзоре сектора поиска угол места цели определяется по разности моментов време-
ни обнаружения в одной и второй ДНА РЛС при известной скорости обзора. Критерием
идентификации является значение дальности обнаруженной цели, что невозможно в станци-
ях РРТР.

Однако, применение для станций разведки РРТР трехлучевых антенн типа А*-луч,
(рис. 3.20) обеспечивает определение азимута и угла места сигналов ИРИ при сканировании
на проходе в секторе обнаружения.

Рис. 3.20. Схема формирования к-лучевой антенной системы станции РРТР
Конструкция антенной системы обеспечивает:

-	первая антенна А1 формирует диаграмму направленности О АВ ортогонально
плоскости горизонта;

-	вторая антенна А2 формирует диаграмму направленности ОСВ, смещенную отно-
сительно первой антенны на угол /1;

-	третья антенна АЗ формирует диаграмму направленности ОАО, смещенной отно-
сительно первой антенны на угол у 2.

Ширина диаграмм направленности в азимутальной плоскости минимизируется для
получения высокой точности пеленга по азимуту. Но эта же ширина ДНА обеспечивает точ-
ность определения угла места.

При обзоре по азимуту с угловой скоростью О последовательно обеспечивается обна-
ружение сигналов ИРИ тремя антеннами с интервалами времени = ^)- 7(ц и Ь = 7(з>- 7ц).

Значение угла места обнаруженного ИРИ

е = апЛё($^1С1ёУ1)	(3.51)

или

е = агс1§(1§ет - О/2с1§у2).	(3-52)

В реальных условиях работы станций РРТР обнаружение и пеленгация сигналов ИРИ
может происходить на фоне сигналов от других излучающих объектов. Это приводит
к неоднозначности определения угла места.

Для станций РРТР критерием идентификация угла места пеленгуемых целей при кру-
говом обзоре по азимуту А*-лучевой антенной служит соотношение времени обнаружения
сигналов / ой ИРИ тремя антеннами:

= О(/1гс1§у1 + ?2/СШ)-	(3-53)

Выполнение (3.53) однозначно определяет и 12 соответствующие значению угла ме-
ста конкретной 7-ой обнаруженной цели в условиях множества целей в секторе обзора стан-
ции разведки.

Практически конструкция антенных систем станций РРТР выполняется так, чтобы
У1 = /2 = 45°. При этом соотношения (3.51, 3.52 и 3.53) принимают вид:

8 = агс1§П71?	(3.54)

е = агс!§ (1%е„, - П12).	(3.55)

Ет= ОД, + /2;).	(3.56)

Ошибки фиксации момента времени обнаружения ИРИ определяются точностью
определения угловой координаты азимута. Эти ошибки рассмотрены выше при исследова-
нии однокоординатных сканирующих станций РРТР.

3.2.3.	Определение местоположения ИРИ системами РРТР

Местоположение ИРИ системами РРТР требует определения трех координат, включая
угловые координаты (азимут и угол места) и дальность. Для определения дальности в систе-
ме РРТР должна использоваться информация о пространственном размещении станций раз-
ведки, высоте полета носителя РРТР, высоты ионосферных слоев при работе по сигналам КВ
и УКВ диапазонов, отраженных этими слоями. Эта информация используется при реализа-
ции триангуляционных и разностно-дальномерных методов определения пространственных
координат ИРИ.

З.2.З.1.	Триангуляционный метод определения местоположения ИРИ

Дальность до ИРИ при триангуляционном методе определяются по результатам изме-
рения угловых координат ИРИ системой не менее двух станций разведки, разнесенных на
расстоянии (базу) б/. На рис. 3.21 представлены схемы размещения станций РРТР (приемных
модулей Пм) при формировании триангуляционной системы пеленгации в составе двух и
трех станций.

Рис. 3.21. Схема систем РРТР разведки ИРИ триангуляционным методом:
а - двухпозиционная система, б - система из трех станций

Используя теорему синусов, дальность до ИРИ может быть найдена как, например,
для станции разведки 1 (рис. 3.18 а)

о _	^т/?2а

01 8т(Да+/?2а)’

(3-57)

а для системы триангуляции в составе трех станций разведки (рис. 3.18 6)

б71281П/?21	б/138шД1
81П(Д2+А1)	8Ш(Д3+Д1)'
б71281П/?21	4/2381пД1
81П(Д2+А1)	8Ш(Дз+Д2)
б713 8ш /?13	б/23 8т^23
8Ш(Д3+Дз)	8Ш(/?23 + /?32 )

(3.58)

(3-59)

(3.60)

В условиях использования триангуляционного метода системы разведки в составе
двух станций могут образовываться ложные цели (Цель 2 на рис 3.18 а). При этом число
ложных ИРИ равно = С^ (д - количество ИРИ в зоне обнаружения системой РРТР). Для
парирования нежелательного эффекта размножения целей нужно использовать не менее трех
станций разведки. В многопозиционной системе пеленгации, объединяющей более двух
станций, также исключается эффект невозможности определения дальности для целей, пе-
ленги которых из двух позиций (когда Р । ~Р2 и знаменатель в (3.57) обращается в 0).

Из (3.58, 3.59, 3.60) критерий идентификации местоположения /-го ИРИ, определяет-
сяизмеренными значениями углов пеленга, в условиях одновременной пеленгации множе-
ства ИРИ:
81пАз,8тД1,8тД2, = 1

(3-61)

Из (3.61) следует, что при триангуляционном методе определения дальности относи-
тельная среднеквадратическая ошибка определения будет определяться суммой относитель-
ных среднеквадратичных ошибок, определяемых точностью определения угловых координат
и базы:

(3.62)

Составляющая СКО определения дальности за счет ошибки определения пеленга стр
равна

I Т2

СО8 л/2сг/? татл/ЗсгдИ—т------1

СГР =--------------------*-----------.	(3.63)

Р	СО8 Ор + 8Ш ОВС1$/3

Применение узконаправленных антенн в станциях РРТР триангуляционного метода
дозволяет реализовывать высокий уровень эквивалентной чувствительности и, следователь-
но, большую дальность обнаружения сигналов ИРИ. При этом обеспечивается значительная
пропускная способность РРТР и высокая пространственная селекция ИРИ. Пеленгация на
проходе позволяет обнаруживать практически все типы сигналов ИРИ, в том числе импульс-
ные и непрерывного излучения.

Триангуляционный метод успешно применяется для определения местоположения
неподвижных (малоподвижных) наземных объектов пеленгаторами, установленными на воз-
душных и космических носителях. Действительно, последовательно определяя пеленги из
разных точек траектории и зная координаты носителя в этих точках можно вычислить про-
странственные координаты ИРИ.

Так, на рис. 3.22 представлена схема определения местоположения наземного объекта
по пеленгам с борта самолета. Это метод обратной триангуляции.

Рис. 3.22. Обратная триангуляция для определения координат ИРИ

Аналогично определяются координаты ИРИ и с борта космического носителя сред-
ства РРТР. В качестве критерия идентификации ИРИ может использоваться условие (3.74),
учитывая также селекцию по параметрам сигналов ИРИ (несущей частоте, ширине спектра
сигнала, длительности излучения, вида модуляции, поляризации). Искомые координаты ИРИ
(х,у) на плоскости Оху, проходящей через точку расположения ИРИ и точки, которым соот-

ветствуют оценки пеленгов а\ и определяются как  _ б78нт2  1	8т(б/2-с^)  Поэтому искомые координаты ИРИ определяются как:	(3.64)
б/зтсгп СО86/1 х = Д созс^ =			  8т(сг2  .	б/81ГШэ81П(%  у = Д 81 п ал =			  8т(сг2 - а})  СКО определения пространственных координат ИРИ:	(3.65)
б/ зш а2 (соз + С08 а2) ^х ~	• 2/	\  81п (а2-ао  (Л зш сг2 (зш + ЗШ сг2)  —	’2/	\  зш (а2-ао	(3.66)

где сГф - среднеквадратическая ошибка оценки пеленга.

Пространственные координаты ИРИ в соответствии с (3.65) определяются в системе,
связанной с носителем средства разведки. При необходимости перехода в другую инерци-
альную систему координат следует воспользоваться стандартной процедурой.

З.2.З.2.	Разностно-дальномерные системы определения местоположения ИРИ

Разностно-дальномерные системы определяют местоположение ИРИ на основе изме-
рения временных задержек прихода сигналов на входы разнесенных в пространстве станций
разведки.

Пространственные координаты {х, у, г} объекта разведки О (рис. 3.23) определяются
на основе навигационных параметров - разностей дальностей до объекта от двух измери-
тельных пунктов.

Рис. 3.23. Поверхность положения равных разностей дальностей
На рис. 3.23 показаны два измерительных пункта ИП1 и ИП2, разнесенных в простран-
стве на расстояние б/ - базу системы. Координаты этих пунктов соответственно {х1,у1,Х1} и
{х2, У2, -2}- Разности дальностей А/) = А - Т>2, в свою очередь, измеряются по разностям за-
держек сигнала Ат= ъ- Т2 = О\/с -	распространяющегося между объектом разведки и

измерительными пунктами. Поверхность положения - геометрическое место точек, равно-
удаленных от ИП1 и ИП2 - двуполостный гиперболоид вращения с фокусами в точках рас-
положения измерительных пунктов.

Для определения трех координат объекта в пространстве нужно найти точку пересе-
чения трех поверхностей (гиперболоидов) положения. Поэтому система для определения
трех пространственных координат должна иметь четыре измерительных станции. Одна из
этих станций является центральным измерительным пунктом НПО, относительно дальности
до которого определяются три других разности дальностей рис. 3.24.

НПЗ

О{х^}

Рис. 3.24. Геометрия системы определения трех пространственных координат
по измерениям разностей дальности до объекта

В системе определяются три разности дальностей

АД = Д) “ Д ’
АД> = Д) “ Д ’
АД ~ Д) _ Д •

(3.67)

При расположении центрального измерительного пункта в начале координат, в точке
{0, 0, 0}, расстояние Во составит:

О0 = 7х2 + / + 22,	(3.68)

а остальные расстояния В/, г = 1, 2, 3 равны

Д = 7(х-х;)2 +(з,_л)2 +(2“2г)2-	С5-69)

Базовые линии б4, /=1,2,3, геометрически равные

(3.70)

должны измеряться средствами приемниками спутниковых систем радионавигации.
С учетом (3.68) ... (3.70) искомые координаты объекта и дальность до него связыва-
ются системой уравнений

х1х+У1У + ~	- Л7?) ?

х2х + у2у + 222-Я0АЯ2 =|(б/22-Дг22);

х3х + у3у + 737 - г0Лг3 = ^б/3 - Лг32);

2	2	2	2

го =Х +у +2 .

При известных (измеренных геодезическими методами или сетевых спутниковых
системах позиционирования) размерах баз <7/ и координатах измерительных пунктов
{х/,	2/}, а также при измеренных радиотехническими методами разностях дальностей

ДД, / = 1, 2, 3, решение системы (3.71) дает искомые координаты источника излучения
{х, у, г} и дальность Во-

Ошибки определения местоположения ИРИ разностно-дальномерным методом опре-
деляются ошибками измерения значений расстояний между пеленгаторами и ошибками
определения времени задержки принимаемых сигналов ИРИ. В реальных условиях работы
на равных дальностях разностно-дальномерная система имеет значения примерно такие же,
как и системы с триангуляционным методом определения местоположения ИРИ.

Недостатками разностно-дальномерного метода состоят в следующем:

-	для обеспечения одновременного приема сигналов ИРИ всеми пеленгаторами
необходимы широкие диаграммы направленности антенн, что приводит к сниже-
нию эквивалентной чувствительности и, как следствие, к уменьшению дальности
действия системы, особенно в условиях необходимости пеленгации в секторе по
азимуту 360°;

-	невозможно определять пространственные координаты по результатам пеленга-
ции ИРИ с сигналами непрерывного излучения;

-	для повышения реальной чувствительности приемных устройств пеленгаторов
в условиях обеспечения широкой полосы рабочих частот необходимо обеспечить
применение синхронного поиска по частоте приемных устройств пеленгаторов,
что практически исключает возможность определения местоположения ИРИ
в условиях перестройки несущей частоты сигналов ИРИ.

Указанные недостатки значительно ограничивают возможность использования раз-
ностно-дальномерных систем в РЭБ.

З.2.З.З.	Фазовые методы определения угловых координат ИРИ

Фазовые методы определения угловых координат нашли широкое применение в про-
странственно-распределенных системах пеленгации - интерферометрах.

Количество приемных устройств в системе радиоинтерферометра должно быть не ме-
нее двух, разнесенных на базовое расстояние б/ друг от друга.

Учитывая большие удаления источника радиоизлучения от мест размещения прием-
ных модулей, электромагнитную волну в месте приема с достаточной степенью приближе-
ния можно считать практически плоской. Это допущение приемлемо, если параллакс прием-
ной системы (угол между лучами, направленными из точки расположения ИРИ на приемные
антенны) незначителен. На рис. 3.25 показаны параллельные лучи, приходящие в точки рас-
положения приемных модулей Пм1 и Пм2.
Рис. 3.25. Схема определения угла прихода ЭМИ от ИРИ:

Р - угол прихода ЭМИ относительно базы размещения приемных модулей,
△ - расстояние, определяющее задержку прихода сигналов ЭМИ на приемные модули

Как видно из рис. 3.25, при наличии в составе радиоинтерферометра двух приемни-
ков, существует неоднозначность определения углового положения ИРИ относительно базы
(истинное направление показано сплошными линиями, ложное - пунктирными). При этом
положение источника излучения с равной вероятностью может находиться на поверхности
конуса с углом 2Д пропорциональным приходу фронта электромагнитной волны относи-
тельно базы б/ размещения приемников.

На рис. 3.26 представлены графики зависимости изменения уровня сигналов ЭМИ на
входе двух приемников от времени на примере синусоидального вида сигналов

^1 = Ц 3'ПИ;+(ро+^);

0'2 =Ц) 81П(«(/ + <%),

где Ц\ и - амплитуды электрического (магнитного) поля сигнала ЭМИ источника на
входе приемных модулей;

со = 2л/- круговая частота излучения ИРИ;

(ро - начальная фаза сигнала излучения;

(р, - разность фаз сигналов ЭМИ в точках размещения приемников.

Рис. 3.26. График изменения уровня сигналов на входе приемников

Значение разности фаз определяется разностью т =	- 6 моментов времени прихода

сигналов ЭМИ на приемники и углом падения электромагнитной волны / относительно по-
ложения базы (рис. 3.25)

/ ч со ВсоъВ с1

срт =со1/2 ~1\) =---= 2тг—соз/Л

(3.73)
где с - скорость распространения электромагнитных волн;

2 - длина волны сигнала ЭМИ источника;

Л и Г2 - соответственно значения моментов времени прихода сигналов ИРИ в точки
размещения приемников Пм1 и Пм2.

Количественное значение разности фаз, как видно из выражения (3.73), определяет-
ся отношением расстояния между приемниками и длинной волны сигнала ИРИ. Точнее -
масштабным множителем б/Д. Для б/ > 2 на расстоянии разности хода сигналов Д укладыва-
ется число длин волн, равное кратному целому значению отношения б/Д плюс некоторое
значение Д^?.

Обычно в реальных радиоинтерферометрах РРТР расстояния между приемниками
выбираются из условий X > <7, и это позволяет упростить решения задач определения угловых
координат сигналов ИРИ.

Из (3.73) следует, что значение пеленга угла приема электромагнитной волны @ опре-
деляется как:

с<рт	Л(рт

р = агссоз—- = агссоз—
юс1	2тг(1

(3-74)

Относительно положения базы двух приемных модулей угол р может располагаться в
пределах 0...3600. Соответственно соз/? будет принимать значения в интервале ±1 и значения
„ сф Аф г	, 1

отношении	- —— также будут в интервале ± 1.

сой 2лй

Максимальное значение разности фаз приема сигналов двумя приемными устрой-
ствами будет при углах приема электромагнитной волны 3 = 0, 180 и 360 градусов и соответ-
ственно равно:

_ сой _ 2тсй
С Л

(3.75)

Для остальных углов приема значения фт будет уменьшаться до нуля с увеличением
угла @ до 90°.

Таким образом, определяющим значением градаций (масштаба) отсчета фазы (рх явля-
ется отношение длины базы к длине волны принимаемого сигнала. Это условие устанавлива-
ет высокие требования к техническим характеристикам приемных устройств при определе-
нии пеленгов, особенно низкочастотных сигналов ИРИ.

В качестве примера на рис. 3.27 представлены результаты расчета максимальных зна-
чений фазы для различных значений баз от частоты принимаемых сигналов. Как видно из
графиков, даже при базе й = 100 км имеются значительные технические трудности прямого
измерения разности фаз принимаемых сигналов для определения пеленгов на частотах менее
100 Гц, что требует оптимизации значения базы с диапазоном рабочих частот пеленгаторов,
т. е. размещение приемных модулей из условий выполнения отношения й/А.

Решение задач однозначного определения пеленга ИРИ возможно при условии созда-
ния пространственно-распределенной системы из трех и более приемных модулей. Модули
размещаются на местности таким образом, чтобы обеспечить прием сигналов и определение
угловых координат азимута и угла места сигналов ИРИ в верхней полусфере. При этом воз-
можно формирование т баз, равных значению числа сочетаний т =	, где количество

приемников в составе радиоинтерферометра.

В качестве примера на рис 3.28 представлена топография размещения антенн радио-
интерферометра из шести произвольно размещенных на местности пространственно-
разнесенных приемных модулей. Каждые два приемных модуля образуют базу-пару, обес-
печивающую возможность определения времени задержки прихода сигналов и, следователь-
но, угловые координаты ИРИ. Для этого варианта радиоинтерферометра из шести приемных
модулей существует ряд из пятнадцати баз - пар (т =	): б/п, бАз, б/м, б/в, б/в, «Аз, ^24, <^25, ^16,

б/зд, 6/35, б/зб, 6/45, бДб, 6?5б.

Рис. 3.27. Результаты расчета максимальных значений фазы
от частоты принимаемых сигналов

Рис. 3.28. Вариант радиоинтерферометра из шести приемников

Следует отметить, что нет ограничений на условия размещения на местности прием-
ных устройств пеленгаторов. В частности в диапазоне КВ и УКВ длин волн применяется
кольцевое размещение пеленгаторов с центральным базовым пеленгатором, относительно
которого определяются фазовые соотношения и соответственно пеленг на ИРИ.

В приведенном варианте радиоинтерферометра на каждой из баз-пар антенн опреде-
ляется время задержки приема сигналов ИРИ, значения которых в совокупности однозначно
определяют угловые координаты источника излучения в условиях обработки информации
в системе анализа и управления радиоинтерферометра с использованием высокоточной си-
стемы синхронизации единого времени и временного маркирования сигналов ИРИ.

При этом только истинное угловое положение ИРИ обеспечивает для всех баз - пар
получение оценок величин задержек г//, (и фазы, определяемой соотношением (3.75)), кото-
рые соответствуют одному и тому же значению угла пеленга ИРИ, т. е. фактически форми-
руется главный лепесток ФАР радиоинтерферометра в направлении сигнала ИРИ. Ложные
пеленги имеют разные значения для всех тц и автоматически исключаются в процессе обра-
ботки информации, т. е. значение пеленга ИРИ (цели) тождественно равно:

_	с(ру	сср^	с(р.	с(рт

р ® агссоз—- = агссоз—— = агссоз—- =... = агссоз—(3.76)
о>б/2	оэс!т

Формирование диаграммы направленности ФАР в требуемом направлении угловых
координат обеспечивается путем установки фазовой задержки (рх для каждого /-го приемника
относительно опорного к-го модуля, находящихся на расстоянии с учетом пространствен-
ного ожидаемого направления прихода сигнала ИРИ.

Методы накопления и усреднения полученных в процессе обработки сигнальной ин-
формации т значений угловых координат ИРИ дают возможность повышения чувствитель-
ности и точности определения пеленгов ИРИ.

Недостатком фазового метода определения угловых координат сигналов ИРИ являет-
ся зависимость значений оценок координат от несущей частоты излучения сигналов ИРИ.

З.2.З.4.	Определение пеленга корреляционными методами

Рассмотренные выше методы определения местоположения источников радиоизлуче-
ния, прежде всего угловых координат, возможно при отношении сигнал/шум порядка 12...
14 дБ. Такой интенсивности сигнала соответствует вероятность ложной тревоги 10”5 при ве-
роятности пропуска сигналов ИРИ 10”4 (по критерию Неймана - Пирсона). Обеспечение ука-
занных выше соотношений сигнал/шум представляет значительные технические трудности,
особенно при обнаружении сигналов в коротковолновом и более низкочастотном диапазо-
нах. В частности, сигналов излучения стендов активного воздействия на ионосферу (типа
НААКР) и вторичного излучения возбуждаемой ионосферы, когда реальные отношения сиг-
нал/шум могут иметь значения до ^10 дБ.

Возможности обнаружения и пеленгации сигналов малого уровня открываются при
использовании цифровых методов анализа и обработки сигналов. Цифровые методы позво-
ляют реализовать вычисление взаимокорреляционных функций принимаемых сигналов раз-
несенными в пространстве приемными устройствами (модулями), формирующими радиоин-
терферометр.

Пусть имеются два сигнала 5|(/) и 52(7), принимаемых двумя приемными модулями,
разнесенными на некотором расстоянии б/. Сигналы имеют вид:

5^7) = 5(7)+ ^(7) и 52(7) = 5(7-т0) + и2(7),	(3.77)

где то - временная задержка некоторого полезного сигнала 5;

/?1 и /?2 - помехи, имеющие нормальное (гауссово) распределение.

Оптимальная процедура определения величины задержки Го предусматривает измере-
ние значения аргумента положения максимума взаимокорреляционной функции этих сигна-
лов относительно некоторого базового момента времени.

Традиционная схема корреляционной обработки приведена на рис. 3.29. Сигналы 51(7)
и 52(7) после фильтрации в полосе АС и после задержки одного из сигналов по времени на т
поступают на перемножитель. Вычисленное произведение подается на интегратор (сумма-
тор) с временем накопления Т. На выходе коррелятора получается оценка величины корре-
ляции сигналов Сп для данной задержки т. Изменяя величину т в требуемых пределах, мож-
но построить функциональную зависимость Сп= С12(т) от т. Максимум С12(7) приходится на
значение тд = т. При этом значение угла прихода сигнала (пеленг) относительно базы состав-
о	стд

ляет В = агссоз—

В
А С12	тахС12

Рис. 3.29. Корреляционная обработка двух сигналов:
а - функциональная схема; б - примерный вид корреляционной функции
для сигналов 31(0 и ЗДО

Если сигналы 51(0 и &(0 не периодические, то расстояние между приемными моду-
лями б/ может быть любым и не имеет ограничений, связанных с несущей частотой обнару-
живаемого сигнала, как при фазовых методах. Но, как видно из (3.77), предъявляет требова-
ния к точности определения времени то - задержки приема сигналов приемными модулями.

Как было показано выше, для фазового метода пеленгации, два приемных модуля не
позволяют однозначного определения пеленга ИРИ. Для исключения неоднозначности коли-
чество приемных модулей в системе должно быть больше двух.

На рис. 3.30 представлены геометрические соотношения структуры из трех приемных
модулей и показаны соответствующие времена задержки приема сигналов ИРИ этими при-
емными модулями. На этой схеме б/п, б/в, бЛз значения расстояний между приемными моду-
лями; /?12, $13 и $23 соответственно углы пеленга сигналов ИРИ относительно пар - баз.

Рис. 3.30. Схема размещения пассивного средства радиотехнической разведки
в составе трех приемных модулей
Угол пеленга ИРИ относительно направления на Север будет, с точностью до ошибок
измерения, равен

АиРИ - А) 12 “ А12 - А()13 “ А13 - Ао23 “ А?3’	(3.78)

где ^012, Диз и ^023 углы пеленга относительно направления Север с разных приемных мо-
дулей.

Очевидно, точность определения угловых координат ИРИ зависит от точности вычис-
лений значений аргументов максимумов автокорреляционных функций, т. е. от шумовой со-
ставляющей как сигналов ИРИ, так и от СКО маркирования принимаемых информационных
пакетов на каждом из приемных модулей РРТР.

Интервалы времени П2, ?1з и ?2з - это задержки прихода сигналов ИРИ для каждой па-
ры соответствующих модулей. В общем случае для приемных модулей / и у значение време-
ни задержки т/7 равны:

й?» соз Д

(3.79)

с

где дц - расстояния между приемными модулями г и у;

Д,- - угол прихода электромагнитной волны относительно соответствующей базы про-
тяженностью Д/.

В реальных условиях обнаружение сигналов ИРИ, идентификация и анализ парамет-
ров этих сигналов требуют решения задач определения угловых координат азимута и угла
места с последующим определением дальности относительно местоположения приемных
модулей радиоинтерферометра.

На рис. 3.31 представлена схема приема сигнала ИРИ в азимутальной и угломестной
плоскостях на примере двух приемных модулей. На схеме @ - угол азимута относительно ба-
зы б/в размещения приемных модулей и соответственно 8 - угол места прихода радиоволны
относительно азимутальной плоскости размещения базы.

Время задержки приема сигналов в условиях распространения к азимутальной плос-
кости под углом места 8 будет равно:

(З.И)
с

Рис. 3.31. Схема формирования временных задержек приема сигналов ИРИ
в условиях распространения радиоволны в верхней полусфере
Угол места ИРИ определяется как:

ТгС	Т8

г = агссоз—----= агссоз—.

б/ С08 Р	Тр

(3-81)

Следует отметить, что при любых положениях направления прихода электромагнит-
ной волны в верхней полусфере выполняется условие гр > те. Знак времени задержки опреде-
ляет квадрант, в котором находиться направление прихода радиоволны. При заданном зна-
чении азимутального угла возможного обнаружения сигнала рассчитывается значение тр
(априори принимается угол места 8 = 0). Измеренное значение времени задержки реального
сигнала те сравнивается с рассчитанным тр и согласно выражению (3.81) определяется угол
места. При обнаружении сигнала ИРИ значение пеленга по азимуту автоматически принима-
ется равным рассчитанному (установленному) значению пеленга ожидаемого обнаружения
сигнала ИРИ.

Значения ошибок измерения угла места определяются, как и для азимутального угла,
инструментальными ошибками измерения времени задержки прихода сигналов ИРИ.

В случае наличия трех приемных модулей (рис. 3.30) на систему обработки информа-
ции поступают три сигнала:^, 5г и 5з, имеющих следующий вид:

5Х = 5(7)+ 7^(7); 52 = 5(/-т1) + «2(0’	= *$(/+	(3.82)

где 5(6) - сигнал ЭМИ, пришедший из некоторого неизвестного направления;

т\ и ?2 - задержки этого сигнала, зависящие, как указано выше, от геометрии размеще-
ния модулей и направления прихода сигнала ЭМИ;

щ, ^2, пз - помехи на входе приемных модулей.

Система обработки для различных пар сигналов производит вычисление трех корре-
ляционных функций Си, Сзз и Сз1, изображенных на рис. 3.32.

С12

1 п

I

Рис. 3.32. Корреляционные функции и их положение по времени расчета относительно
приемного модуля ПМ-1
^2 (г) = у / МО •	- г12 И = у К5 (0 + «1 (ОН5 (? “ Г12 ) + и2 (0]	<3’83)

о	о

О>3 (г) = у / МО • 53 0 - г23 И = у / 0 - г12 ) + «2 (0] • [5 0 - г23 ) + й3 (0]	<3’84)

О	о

С31 (г) = У/5з(0’51 (0^ = у/[5(О + И1(0]-[50-гз0 + «з (0]^-	<3-85)

о	о

Произведя перемножение под интегралом, корреляционные функции можно предста-
вить в виде суммы четырех интегралов:

С12 (г) = — 15(/)5(/-г12)б// + —|5(/)я201М + —|^(/С_г12И(0^ + — |(3.86)

|	^2	| ^2	| ^2	| ^2

С23 (г) = —-т23р/+ —|5(/)/73(/)б// + —|5(/с-г23)т22(/1)^ + — |^(О^з^Ж (3.87)

|	^2	| ^2	| ^2	| ^2

С31 (г) = — 15(/)-5(/-г31)^ + —|5(/)я3(/)<^ + —15(/с-г31)т21(/1)^ + —|яДО^зС^Ж (3.88)

В радиоинтерферометре, состоящего из приемных модулей и имеющих т = пар
приемных модулей, для к-\л базы относительно к-го ведущего модуля корреляционная функ-
ция определяется как

сй (г) = у р* (?) • 8{(? - тк1)Ж = у/[^ (?) + пк (?)] • [5 (? - тк1) + и; (? - тк1)]Л (3.89)
о	о

или

ск> (г) = СДг) + С„„(г) + С„Дг) + СДг),	(3.90)

где

См (г) = у 18к (?) • 81 (? -	)бЙ, Ст1 (г) = у | Пк(?>,.(? - Тк.уц,

о	о

С„Дг) = Т |	(?)(?)}/?, С„; (г) = у 15(? - гк1)пк (№.

о	о

При базах, имеющих значения не более 10 длин волн пеленгуемого сигнала и высокой
идентичности характеристик приемных модулей можно с достаточной степенью приближе-
ния считать равными полезные сигналы в моменты I - в приемных модулях, как и значе-
ния сигналов помех. В этих условиях значение сигнала ведущего к-го приемного модуля
равно значению сигнала /-го модуля с запаздыванием (опережением) на относительно к-то
модуля 5^(Г) = 5(/ - ть).

Для условий обнаружения сигналов ИРИ нагревных стендов на входе приемного
устройства будет аддитивная смесь периодического детерминированного сигнала и шума,
которые являются стационарными процессами второго порядка и центрированы:
8х(1)= ЖО + ^(0 =	+ пк(1).	(3.91)

При условии независимости сигналов ИРИ и шума, которые в достаточной степени
приближения являются центрированными, корреляционные функции сигнал - шум СпЖт) и
С„/(т) равны нулю с точностью, определяемой временем интегрирования.

Корреляционная функция шума Спп(т) стремится к нулю, во первых, из-за отсутствия
когерентности шумов в аппаратуре приемных устройств и, во вторых, автокорреляционная
функция внешнего шума также стремится к нулю при увеличении значения задержки тк/. Чем
шире полоса частот шума, тем быстрее убывает автокорреляционная функция. При этих
условиях значение корреляционной функции аддитивной смеси сигнала и шума формула
(3.90) будет иметь вид:

Ск1 (г) = Си (г) + //(гй),	(3.92)

где //(т^) - ошибка, значение которой обратно пропорциональна времени интегрирования.

Преобразование Фурье автокорреляционной функции сигнала С55(т) является инте-
гральной мощностью спектра сигнала, т. е. равно квадрату Фурье-преобразования сигнала -
функции 8^1)9 при этом автокорреляционная функция содержит все частоты функции сигнала.

Отношение сигнал/шум по мощности до вычисления автокорреляционной функции на
входе к - го приемного модуля определяется, как:

ту2

<3-93)

где С4 - уровень сигнала на входе к - го приемного модуля;

<зк - уровень шума.

Отношение сигнал/шум по мощности в результате вычисления автокорреляционной

функции равно	и&т 2о2о.т  С) = (3.94)  24+4 |+2а  1 °к )

где О - полоса пропускания приемного модуля;

Т - время интегрирования принимаемого сигнала.

Увеличение отношения сигнал/шум по мощности в результате вычисления автокорре-
ляционной функции определяется как отношение:

п

4

( [/4

1 + —

1 т 2

I ак )

1 + 20/

(3-95)

Для случая обнаружения слабых сигналов ИРИ при отношении сигнал/шум 1,
с достаточной степенью приближения значение увеличения отношения сигнал/шум будет
равно:

ото}



(3-96)
Очевидно, что возможность увеличения отношения сигнал/шум 0 > 1 при автокорре-
ляционной функции будет при условии, когда:

207 >—.	(3.97)

О^п

Как показано в [36], увеличение отношения сигнал/шум возможно при последова-
тельном вычислении и накоплении вычисленных значений автокорреляционной функции.

Для М циклов вычисления автокорреляционной функции увеличение отношения сиг-
нал/шум определяется как

О	-1

Г>Л/=-^- = (2Й7’Сп)2	.	(3.98)

Из выражения (3.98) отношение сигнал/шум для М последовательности вычисления
автокорреляционной функции будет равно:

/	\2^-1

^8М=^Т)2 ‘б2 	(3.99)

При этом в каждом последовательном вычислении автокорреляционной функции со-
храняются все частоты исходной функции сигнала &(/) и в условиях более высоких отноше-
ний сигнал/шум.

Рассмотренное выше определение значений отношения сигнал/шум методам последо-
вательного вычисления корреляционной функции выполняется для всех баз-пар радиоин-
терферометра (3.95). При этом истинное значение пеленга ИРИ для каждой //-ой базы-пары
из (3.89) определяется соотношением

Д = агссоз	(3.100)

7	б/

т. е. вычисление корреляционной функции при конкретном времени задержки т/7 для этой ба-
зы - пары.

На рис 3.33 представлены в качестве примера результаты расчета зависимости изме-
нения отношения сигнал/шум от числа последовательностей вычисления автокорреляцион-
ной функции обнаружения сигнала на частоте 3 кГц при времени интегрирования 5 сек и от-
ношении сигнал/шум на входе приемного устройства 7-10-5, для которого в соответствии
с выражением (3.97) выполняется условие 3• 104 > 1,43-104.

Как видно, начиная с четвертой итерации для нашего примера вычисления последова-
тельности автокорреляционной функции, отношение сигнал/шум принимает значение боль-
ше единицы.

Очевидно, что при наличии полезных сигналов на входе приемных модулей отноше-
ние сигнал/шум которых после некоторых М последовательностей расчета корреляционная
функция становится больше единицы, имеется возможность определения уровня полезного
сигнала на входе приемного модуля в условиях известного значения уровня сигнал/шум,
определение которого в реальных условиях не представляет значительных проблем.

Из выражения (3.98) отношение сигнал/шум на входе к-го приемного модуля будет
равно

О =-----.	(3.101)

^77	2^-1	К 7
Рис. 3.33. Зависимость изменения отношения сигнал/шум от количества
итераций расчета корреляционной функции для сигнала частотой 3 кГц, времени
интеграции 5 с при отношении сигнал/шум на входе приемного устройства 7-10’5

При этом уровень мощности обнаруживаемого полезного сигнала с использованием
выражения (3.101) в условиях известного значения мощности шума величина которого,
как отмечалось выше, определяется в приемном модуле, будет равен

? лт2 2^/75

= ^2 = —„	.	(3.102)

оо	2 2 и ।

(2ОГ)Т^

Это особенно важно, так как априори в конкретных условиях размещения системы
радиоинтерферометра неизвестны точные значения отношения сигнал/шум на входе прием-
ных модулей. Исходными данными являются порядок ожидаемого уровня мощности и пара-
метры обнаруживаемых сигналов ИРИ, что определяет требуемую установку полосы рабоче-
го спектра и времени интегрирования при расчете корреляционной функции при измеренных
значениях мощности шума на входе приемного модуля, т. е. выполнения неравенства (3.102).

В рассмотренном выше примере предположим, что уровень измеренного шума на
входе приемного модуля составляет 10”8 Вт. Тогда при условиях определенных /И= 4 после-
довательности вычисления корреляционной функции отношение сигнал/шум составит
254= 4,62 и из (3.102), получается уровень сигнала на входе приемного модуля, равный
1,4-10-12 Вт на частоте 3 кГц.

Как было показано выше, в пространственно-распределенной системе радиопеленга-
ции (ПРСР) в составе /V приемных модулей имеется т = С2Х пар-баз. В этом случае рассмат-
ривается п значений времени задержки у -ых пар-баз т//, для которых в соответствии с рас-
смотренной выше методикой рассчитываются п значений корреляционных функций для об-
наружения ИРИ под углом пеленга ро, тождественно равный:

ст"12	ст у

Д = агссоз —— = —— = • • • = —-
с1д 'У с1д О	б/• •

(3.103)

Пеленгам других ИРИ соответствуют тождественно равные отношения времен за-
держки пар-баз к расстояниям между приемными модулями этих пар, что является критери-
ем идентификации обнаружения и определения угловых координат целей.
Максимальная ошибка определения угла пеленга для одной из любых баз-пар после
дифференцирования выражение (3.103) при скорости распространения электромагнитной
волны С = 3-108 м/с определяется как:

аг.	ГЛт тАб/

АД- = агсзш с------------—

11	I а	а1

(3.104)

С учетом того, что ошибки измерения расстояния между приемными модулями при
использовании РНС типа ОР8 или ГЛОНАСС составляют порядка десяти сантиметров, т. е.

тАб/ л	г

в реальных условиях «1, то с достаточной степенью приближения можно считать, что

ошибка определения значения пеленга равна:

А П	« С^Т

КВ-- ® агсзш---,

4 а

(3.105)

т. е. определяется ошибкой определения временной задержки сигналов между двумя парами
приемных модулей.

Среднеквадратичная ошибка определения пеленга с вероятностью 0,997 при этом
равна

. сАт . с(Ут

а о « агсзш-= агсзш—

р ва а

(3.106)

Принимая во внимание то обстоятельство, что для конкретного угла пеленга ИРИ
значения углов пеленгов принятых отчетов относительно направления на Север для каждой
из баз будут тождественно равны, то при баз среднее значение угла пеленга этого ИРИ бу-
дет равно

Ап*и “

сту

агссоз—- +
‘/у

(3.107)

и

= 1 у
лц у

Среднеквадратичная ошибка сгт определяется среднеквадратичной ошибкой подсисте-
мы единого времени, входящей в состав радиоинтерферометра и используемой при маркиро-
вании значений времени задержки прихода сигналов ИРИ между двумя приемными модуля-
ми со, дискретностью интервалов отчета положения максимумов корреляционной функции
оз и установкой значений времени задержки аи

= а/°0 + о/+о/-	(3.108)

Как видно из рассмотренных выражений, точность пеленгации не зависит от частоты
сигнала ИРИ, и определяются лишь инструментальными погрешностями аппаратных реше-
ний системы радиоинтерферометра.

Для примера, использование приемников сетевых спутниковых систем позициониро-
вания, формирующих импульсы отметок времени с периодом 1 с и СКО порядка 20 нс, поз-
воляет реализацию системы единого времени радиоинтерферометра, маркирование времен-
ных интервалов дискретности отчета положения максимумов корреляционной функции и
установки значений времени задержки. В этом случае при базе 200 м СКО определения пе-
ленга составит 3,1°, при базе 1 км - 0,6°, при базе 10 км - 0,06° и при базе 100 км - 0,006°.
Максимальная ошибка определения пеленга от неточности определения значений базы Аб/ =
0,1 м для базы 200 м составит 0,03°.

Если в составе радиоинтерферометра используются /V приемных модулей, то возмож-
но образование т = пар-баз. При вычислении корреляционных функций принимаемых
сигналов, которые являются в данном случае когерентными, а шум не когерентен, и после-
дующем суммировании этих сигналов, получим улучшение отношения сигнал/шум выраже-
ния (3.101) в условиях идентичности значений уровня шума в приемных модулях

где

о-Е„ = ^2 + О’!2, + сг24 • • + сг223 + сг224 • • + сг2 + • • +сг2(иЧ) = сг„	(3.110)

есть интегральный уровень шума при суммировании значений корреляционных функций
сигналов т баз-пар приемных модулей.

В этих условиях изменение отношения сигнал/шум по мощности пропорционально
числу баз-пар, входящих в состав радиоинтерферометра

(з.ш)
2сгп

Рассмотренный метод повышения отношения сигнал/шум при определении пеленга
является эффективным и единственным при выполнении условия 2ОТ > —, что особенно
актуально для КНЧ и СНЧ диапазонов рабочих частот, в которых, как отмечалось выше,
наблюдается повышенный уровень естественных и техногенных шумов.

3.3. Пространственно-распределенные системы РРТР

Пространственно-распределенные системы используют размещенных на опреде-
ленной площади пеленгаторов. Антенны каждого пеленгатора имеют широкую диаграмму
направленности, а приемники - чувствительность, обеспечивающей прием сигналов излуче-
ния по главному лепестку передающих антенн ИРИ.

На рис 3.34 представлен пример схемы пространственно-распределенной системы
РРТР в составе трех пеленгаторов.

При дальностях до ИРИ, значительно превосходящих размеры баз, справедливо при-
ближение

о = ^12	51П/?12	^1251п/712	(3 д 12)

281П^ 51п(А2-Г12) Л51п(А2-Г12)’

2 1

где - дальность до носителя ИРИ от первого пеленгатора;

б/п - расстояния (база) между первым и вторым пеленгатором;

ра - параллакс базы антенн пеленгатора из точки размещения ИРИ на пару пеленгато-
ров;

Рп~ угол пеленга на ИРИ относительно базы между первым и вторым пеленгаторами;

У12 - угол между базой первого и второго пеленгатора и основанием виртуального
равностороннего треугольника с биссектрисой Бь

Для обеспечения работы пространственно-распределенной системы ширина главного
лепестка диаграммы направленности передающего устройства ИРИ по уровню -3 дБ должна
быТЬ ДНТ> Ра-
В общем случае для любых пар / и у пеленгаторов значение дальности до ИРИ от /-го
пеленгатора определяется как

(3.113)

2 8Ш	( Ау — У у ) Ад	(Ау ~ Уу)

2 1

Рис. 3.34. Схема пространственно-распределенной системы
в составе трех пеленгаторов и системы управления (СУ)

Как видно из (3.112) и (3.113) для определения дальности до ИРИ необходимо иметь в
реальном масштабе времени значения следующих составляющих:

- базовые расстояния между пеленгаторами, определяемые по данным сетевых
спутниковых систем позиционирования;

— угол ра между пеленгами первого и второго пеленгаторов носителя ИРИ. В РЛС
воздушного и космического базирования для решения задач обнаружения целей
используют методы сканирования главным лепестком в азимутальной плоскости
и, следовательно, последовательное обеспечивается облучение пеленгаторов
главным лепестком с частотой сканирования □. Определяя разность моментов
времени прима сигналов ИРИ каждым пеленгатором можно получить значение
угла Д =О(/1-?2) = Пгд;

- угол уц между базой пеленгаторов и основанием виртуального равностороннего
треугольника со сторонами В/, который определяется по измеренным дальностям

и как

Ау

11

СОЗ—-
2

 ста

= аГС81П —— СО8—-

Ау

(З.П4)

2
где Т/у - время задержки зондирующих импульсов РЛС ИРИ, принятых /-м и /-м пеленга-
торами;

с - скорость распространения электромагнитных волн.

Из (3.113) и (3.114) дальности до ИРИ равны:

г . ст у	Ол 1	,

соз [агсзш —-соз—- + Огл]

Д = Д'---———-------

8ш(кд

ста

соз [агсзш —- + О гЛ ]

------4—

(3.115)

Поскольку	, из (3.114) следует, что

(3.116)

Значение азимута ИРИ относительно центра базы с1ц равно:

В: = — + агсзш —- соз------

1	2	л

О/а л . сти От-

—— « — + агсзш—-----------

2	2	б/..	2

(3.117)

^7

2

Как отмечалось выше, приближенные значения дальности и азимута из выражений
(3.116) и (3.117) справедливы при условиях Д » когда - ОгЛ и созОтл -1.

Среднеквадратические ошибки оценивания дальности и пеленга определяются, как:

(3.118)

где СКО измерений баз между антеннами пеленгаторов;

ат - СКО определения времени задержки принятых сигналов ИРИ;

ЯП - СКО определения частоты сканирования антенны ИРИ;

<	7ТД - СКО определения разности моментов времени приема сигналов ИРИ пеленгато-
рами.

СКО дальности до ИРИ определяются из (3.116):

(3.119)

Аналогично, из (3.117) определение значение СКО азимута ИРИ:

(3.120)

Как видно из (3.119) и (3.120), точность оценок пеленга и дальности определяются
техническими характеристиками пространственно-распределенной системы и параметрами
сигналов ИРИ.

В качестве примера ниже рассмотрены СКО определения координат ДРЛО АВАКС на
дальности 200 км от пеленгаторов пространственно-распределенной системы при возмож-
ных условиях технической реализации: = 2 км, = 10^ км; ст,/ = 1 км, сц = 10 8 с;
тЛ = 0,016 с, сгт= 10 7 с; О = 0,1 Гц, = 10 4 Гц. Используя исходные данные согласно (3.119)
и (3.120), СКО определения дальности составит ~6 км и СКО определения азимута ~0,36°.
Вся разведанная информация пеленгаторов в едином и реальном масштабе времени
передается системе управления пространственно-распределенной системы. На основании
этих данных производится расчет пространственных координат ИРИ.

Алгоритм работы системы предусматривает последовательное выполнение следую-
щих операций:

-	определяется период сканирования Т разведываемой РЛС и, соответственно, ча-
стоты Е = 1/ТГц;

-	фиксируется начало и конец обнаружения сигналов;

-	в условиях одновременного приема пеленгаторами импульсных сигналов ИРИ
определяется разность во времени приема зондирующих сигналов РЛС.

На рис. 3.35 представлены временные диаграммы обнаружения ИРИ парой пеленгаторов.

к ЕрЛС

Порог обнаружения

Рис. 3.35. Временные диаграммы работы пары пеленгаторов,
определяющие алгоритм работы пространственно-распределенной системы

Пространственно-распределенная система может объединять большое число пар пе-
ленгаторов. Пеленгаторы могут размещаться на значительных расстояниях друг от друга, а
информация обрабатывается в единой системе управления.

Значительным преимуществом пространственно-распределенной системы является
высокая пропускная способность за счет малого времени радиоконтакта ИРИ и пеленгато-
ров. Вероятность радиоконтакта определяется отношением времени приема сигналов ИРИ
пеленгаторами к периоду сканирования антенны ИРИ или значения ширины главного ле-
пестка диаграммы направленности к сектору сканирования ИРИ:

А = —

Рек

(3.121)

Если принять априори, что /-й пеленгатор будет обеспечивать обнаружение А?ого ИРИ
с вероятностью р, при по облучений им пеленгатора, вероятность разведки п ИРИ составит:

и
й=П
к=\

п0

1-ПО-а)

1=1

(3.122)
В случае равенства вероятностей обнаружения р = р^ вероятность обнаружения одно-
временно двух и более ИР на основании (3.122) может быть оценена как:



(3.123)

При реальных значенияхр,~ (0,006...0,030) обеспечивается высокая пропускная спо-
собность пространственно-распределенной системы пеленгации.

Используя методику сравнительной оценки вариантов построения систем РТР по со-
отношению эффективность/стоимость [28] применительно к триангуляционной или разност-
но-дальномерной систем пеленгации как базового аналога, и пространственно-разнесенной
системы, а именно ЛК/ = ДКа,	= Еда, можно получить значение крите-

риального показателя

у,

х -1пЪ

э	1

рпма

(3.124)

л

а у 1 рпм/ у

При отношении значений эквивалентных чувствительностей приемных устройств
триангуляционных или разностно-дальномерных систем и пространственно-распределенной
системы -35 дБ оказывается, что пространственно-распределенная система не менее чем
в 4,22 раза лучше указанных выше аналогов.

Значительным достоинством пространственно-распределенных систем является высо-
кая пропускная способность при обнаружении информационных каналов поля сигналов,
устойчивость к помехам и живучести в условиях боевых действий.

3.4.	Определение характеристик сигналов ИРИ

Эффективность исполнительной РРТР зависит, прежде всего, от точности и быстро-
действия определения характеристик сигналов ИРИ, необходимых для идентификации объ-
ектов разведки и решения задач управления станциями системы РЭБ.

К основным характеристикам сигналов ИРИ, информативным для РРТР, относятся:

-	несущая частота сигналов и пределы ее перестройки в полосе диапазоне рабочих
частот излучения ИРИ;

-	длительность и периоды излучения сигналов ИРИ;

-	ширина спектра и типы модуляции сигналов;

-	мощность сигналов ИРИ на входе приемных устройств РРТР и динамика ее изме-
нения за время контакта станции РРТР и ИРИ;

-	поляризация сигналов излучения ИРИ;

-	продолжительность времени контакта станции РРТР и ИРИ.

К настоящему времени разработано достаточно большое количество методов и апро-
бирование технических решений для реализации аппаратуры определения указанных харак-
теристик сигналов ИРИ. Современные средства РРТР обеспечивают селекцию, идентифика-
цию и формирования банка обнаруженных целей. При этом определение характеристик сиг-
налов ИРИ выполняются при условии превышения уровней сигналов порога ограничения в
обнаружителе станции РРТР.

3.4.1.	Определение несущей частоты сигналов ИРИ

В настоящее время разработаны поисковые и беспоисковые по частоте приемные
устройства, обеспечивающие обнаружение и определение несущей частоты сигналов ИРИ с
заданной точностью в рабочем диапазоне частот сигналов ИРИ.
3.4.1.1.	Беспоисковые методы определения частоты

Одним из вариантов беспоисковых методов определения частоты сигналов ИРИ яв-
ляются методы мгновенного определение частоты излучения сигналов ИРИ в рабочей полосе
станции РРТР, которые обеспечиваются многоканальными по частоте приемными устрой-
ствами, структурная схема которых представлена на рис. 3.36.

Рис. 3.36. Структурная схема без поискового по частоте приемного устройства

Беспоисковое приемное устройство включает:

-	АФУ - антенно-фидерное устройство, обеспечивающее прием и предварительное
усиление сигналов ИРИ в коэффициент усиления антенны;

-	МШУ - малошумящий усилитель обеспечивающий усиление принятых антенной
сигналов до уровней последующей их обработки и анализа;

-	Ф1 - Фа - частотно-избирательное устройство, включающее фильтры с полосой
пропускания Л/ обеспечивающее разделение рабочей частоты станции РРТР на к
полос, ширина каждой из которых определяется требуемым значением точности
определения несущей частоты сигналов ИРИ;

-	БО - блок обнаружения и определения частоты сигналов ИРИ, в котором уста-
навливаются пороги обнаружения сигналов в каждом из фильтров;

-	СУ - систему управления, которая обеспечивает режимы и алгоритмы работы ап-
паратуры определения частоты.

На рис. 3.37 представлены графики зависимости уровней сигналов на выходе частот-
но-избирательного устройства от несущей частоты сигналов ИРИ в полосе рабочих частот
ЛК К /7, станции РРТР.

с(/)

Рис. 3.37. Зависимость уровней сигналов на выходе многоканального
по частоте избирательного устройства от несущей частоты сигналов ИРИ

При такой схеме измерения значение частоты сигналов ИРИ определяется средней ча-
стотой фильтра, в котором был обнаружен сигнал. Очевидно, ошибка значения несущей ча-
стоты сигнала ИРИ определяется шириной полосы пропускания фильтров частотно-
избирательного устройства. При ширине полосы пропускания фильтров А/ среднеквадрати-

. А/
ческая ошибка оценки составит сг =	.

6

Число полосовых фильтров, необходимых для обеспечения перекрытия рабочего диа-
пазона А/7 станции РРТР равно:

^= —+ 1.	(3.125)

Для однозначного определения частоты в блоке обнаружения и определения несущей
сигналы, одновременно наблюдаемые в двух соседних фильтрах, сравниваются по уровню, и
несущая частота определяется фильтром, в полосе которого уровень сигнала больше. При
равенстве сигналов, когда частота сигнала оказывается на стыке частотных характеристик
фильтров, значение частоты определяется в соответствии с принятым правилом - устанавли-
вается четное или нечетное значения фильтра, в котором обнаружен сигнал ИРИ, или при-
нимается решение, что ширина спектра сигнала превышает полосу пропускания одного
фильтра.

Такой тип устройства определения несущей частоты не нашел широкого применения
в широкополосных станциях РРТР в связи с необходимостью большого количества полосо-
вых фильтров. Для примера, в станции РРТР диапазона рабочих частот 2... 18 ГГц при точ-
ности определения несущей частоты 3 МГц необходимо порядка 5340 полосовых фильтров.

Для сокращения количества фильтров многоканального по частоте избирательного
устройства в некоторых станциях РРТР применяется широкополосные полосовые фильтры в
сочетании с методом сравнения уровней сигналов ИРИ на выходе этих фильтров.

Если имеются к идентичных полосовых фильтров, частотные характеристики которых
^(К/) пересекаются по уровню половинной мощности, то на выходе /-го фильтра значение
уровня сигнала на/'-ой частоте составит

=	(3.126)

Соответственно зависимость от частоты логарифма отношения уровней выходных
сигналов двух смежных фильтров определяется как

(3127>

вх<^ \ у //+1

Частотные характеристики фильтров многоканального по частоте избирательного
устройства, представленные рис. 3.37, позволяют сформулировать правило для определения
несущей частоты наблюдаемого сигнала ИРИ. Из (3.127) значение несущей частоты сигна-
лов определяется:

^ = ^+Д,ЫГ7)],	(3.128)

где К/ - значение частоты стыка /-го и (/ + 1)-го фильтров многоканального по частоте из-
бирательного устройства;

А/[^(ЕД] - значение частоты, соответствующей настройкам /-го и (/ + 1)-го фильтров.

Очевидно, значение функции А/[^(Е})] равно ширине полосы пропускания фильтра А/
а точность определения частоты сигнала определяется точностью определения функции
А/[^(7?/)] (значением дискрета А/).

Число фильтров в многоканальном по частоте избирательном устройстве равно
к1 = АК/А/ф и, следовательно, выигрыш в количестве фильтров в избирательном устройстве
при равных точностях определения частоты сигналов ИРИ А/ составит = к/к ] = А/ф/А/
Например, при необходимости реализации точности определения частоты сигнала ИРИ
Д/= 3 МГц и при полосе пропускания фильтра многоканального по частоте избирательного
устройства Д/ф =100 МГц выигрыш в числе фильтров составит более 30 раз.

Как видно, беспоисковые методы определения несущей частоты сигналов ИРИ путем
сравнения сигналов двух фильтров аналогичны моноимпульсным методам определения уг-
ловых координат источников излучения. С учетом того, что оценка частоты является функ-
цией частот настройки сопряженных фильтров, как и при моноимпульсной пеленгации, ко-
гда угловые координаты ИРИ являются функцией сопряженных диаграмм направленности
антенн.

Вторым направлением беспоисковых систем определения несущей частоты сигналов
ИРИ являются многоступенчатые матричные приемные устройства, обеспечивающие опре-
деление частоты ИРИ мгновенно и с высокой точностью в широкой полосе частот. Эти
устройства позволяют также запоминать значения несущих частот обнаруженных сигналов
ИРИ и воспроизводить сигналы, например, помех, на этих обнаруженных частотах.

На рис. 3.38 представлена типовая структурная схема трехступенчатого матричного
приемника.

Рис. 3.38. Структурная схема трехступенчатого матричного приемника

Алгоритм работы матричного приемника определяется следующим:

1.	Антенно-фидерная система (АФУ) обеспечивает прием сигналов в диапазоне ра-
бочих частот А/7.

2.	Блок фильтров первой ступени определения частоты содержит к + 1 фильтр с поло-

сои пропускания Дд =---, столько же малошумящих усилителен, обнаружителей

к
сигналов ИРИ и смесителей для преобразования несущей частоты сигналов ИРИ в
первую промежуточную частоту Д/.

3.	Усилитель первой промежуточной частоты (УПЧ1) имеет ширину полосы про-
пускания Д/ь

4.	Блок фильтров второй ступени определения частоты, объединяет п фильтр
с полосами пропускания Д/ = Д/Д?, малошумящие усилители, обнаружители сиг-
налов ИРИ и смесители, преобразующие несущие частоты сигналов ИРИ
во вторую промежуточную частоту Д/.

5.	Усилитель второй промежуточной частоты (УПЧ2) имеет ширину полосы про-
пускания Д/.

6.	Блок третьей ступени определения частоты, включает т фильтров с полосой про-
пускания Д/ = Д///7? малошумящие усилители, обнаружители сигналов ИРИ.

7.	Блок гетеродинов формирует опорные сигналы для смесителей, обеспечивающих
формирование заданных значений промежуточной частоты приемных устройств
ступеней матричного приемника.

8.	Блок обнаружения сигналов ИРИ (БО) в каждой ступени матричного приемника
определяет значения номеров фильтров ступеней приемных устройств, в которых
обнаруживаются сигналы.

9.	Система анализа и управления обеспечивает однозначное определение несущей
частоты сигналов ИРИ и формирования режимов работы матричного приемника.

Таким образом, в рассмотренной схеме матричного приемника обеспечивается воз-
можность определения несущей частоты сигналов ИРИ с точностью Д/ = АЕ/кпт. При этом
число приемных устройств (фильтров, малошумящих усилителей и обнаружителей) равно
сумме (к + п + /??), а число смесителей и гетеродинов к + п.

Следует отметить, что практически имеется возможность создания матричного при-
емника с неограниченным числом б/ ступеней, число которых определяется требованиями
точности определения частоты сигналов ИРИ.

Очевидно, что минимальное число приемных устройств в каждой ступени матричного
приемника в составе б/ ступеней определяется как:

7 [лё

где Д/ - значение полосы пропускания приемных устройств в последней ступени мат-
ричного приемника, обеспечивающие требуемую точность определения несущей ча-
стоты сигналов ИРИ.

В реальных приемниках значение Д/? выбирается из возможной ширины спектра сиг-
нала ИРИ как Д/ > Д/с.

Значение частоты излучения сигналов ИРИ Ес определяется суммой значений средней
частоты (номеров) фильтров д ступеней матричного приемника, в которых одновременно
обнаруживаются сигналы, как:

гс= к/г + п/2 + т/3+...+	(3.130)

где к,, щ т,... д,- количество фильтров в ступенях матричного приемника;

/1,/,/,// - средние значения частоты фильтров в ступенях приемника.

При этом точность определения частоты излучения сигналов ИРИ определяется ши-
риной полосы пропускания фильтров последней ступени Д/.

Необходимым условием эффективной работы матричного приемника являются точ-
ность установки и стабильность частот гетеродинов, обеспечивающих однозначное преобра-
зование во всей рабочей полосе разведки сигналов ИРИ и перенос спектров этих сигналов
в полосу пропускания промежуточной частоты соответствующей ступени матричного при-
емника.

К техническим проблемами построения и применения матричных приемников отно-
сится обеспечение однозначности определения частоты в условиях появления сигналов ИРИ
на стыке смежных фильтров. При неправильном определении номера фильтра точность
определения частоты сигнала ИРИ ухудшится на величину полосы пропускания фильтра.

Значительным недостатком матричного приемника является также «размножение»
значений частоты при одновременном приеме двух и более сигналов ИРИ.

Число ложных частот при одновременном приеме двух и более сигналов ИРИ будет
равно:



(3.131)

где /V-, - число ложных частот определяемых на выходе матричного приемника;

Но - число частот истинных целей на входе матричного приемника;

д - число ступеней в матричном приемнике.

При обнаружении импульсных сигналов ИРИ (например - сигналов РЛС) вероятность
одновременного приема нескольких сигналов в течение Тр времени разведки определяется
как

Тр/Т^ Г	К о

^ = 1- * * * * * * ВП ^ПАо

1=1 У 1

(3.132)

где рю = т/о/Г/о - вероятность приема сигналов /-ой РЛС при длительности импульсов из-
лучения т/о, периода повторения Т/о и излучающих РЛС или

р^-а-р^р,

(3.133)

| М)

где	рц = — рю - среднее значение вероятность приема сигналов каждой из излу-

/=1

чающих сигналов ИРИ (РЛС);

1

V =---->— - среднее значение принятых импульсов ТУо излучающих РЛС, имею-

М) 1=1 ^0

щих периоды повторения Т/оза время Тр разведки этих РЛС.

Так, например, при разведке многофункциональных самолетных РЛС, имеющих ре-
жимы излучения с низкой частотой повторения порядка 3 кГц, средней частотой повторения

100 кГц и высокой частотой повторения 300 кГц при длительности зондирующих импульсов
0,4 мкс и времени разведки 1 с для трех РЛС, находящихся в диаграмме направленности ан-
тенн станции разведки, вероятность одновременного приема сигналов РЛС составит соответ-
ственно 6-10 6, ~0,998 и 1. Для двух РЛС вероятность одновременного приема сигналов со-
ставит 4-10 5, ~1 и 1.

Таким образом, при интенсивных потоках сигналов (в реальных условиях потоки сиг-
налов могут быть до 2 МГц/с) имеет место высокая вероятность одновременного приема
сигналов нескольких ИРИ, что приведет к неоднозначному определению параметров сигна-
лов излучения ИРИ.

В практических технических решениях создания матричных приемников для сниже-
ния вероятности ложных значений - «размножения» сигналов ИРИ разработаны методы
и алгоритмы определения энергетического «веса» частей сигналов в двух смежных фильтрах
и определение частоты сигнала в фильтре, «вес» сигнала в котором больше.
З.4.1.2.	Поисковые по частоте приемные устройства

Для повышения вероятности однозначного определения параметров медленно изме-
няющих по частоте сигналов ИРИ используются поисковые (сканирующие) по частоте при-
емные устройства. Применение таких устройств обеспечивает значительное уменьшение
мгновенной полосы приема сигналов за счет последовательного поиска и обнаружения сиг-
налов ИРИ во всей рабочей частотной области станции РРТР узкополосными фильтрами.
Основными показателями эффективности поисковых приемников радиоэлектронной развед-
ки являются точность определения частоты и быстродействие - время сканирования рабоче-
го диапазона частот станции РРТР.

На рис. 3.39 представлена структурная схема поискового по частоте приемного
устройства.

Рис. 3.39. Структурная схема поискового по частоте приемного устройства
с коммутацией полосовых входных фильтров

Сигналы ИРИ, принятые антенной системой и усиленные широкополосным малошу-
мящим усилителем (МШУ), фильтруются полосовыми фильтрами Фь..Ф^. Коммутатор
обеспечивает последовательное подключение выходов фильтров к блоку обнаружения сиг-
налов и последующей индикации. Система управления обеспечивает управление режимами
работы в условиях разведки сигналов ИРИ.

В качестве блока обнаружителя может быть использован матричный приемник, в ко-
тором синхронно с коммутацией входных фильтров коммутируются гетеродины первой сту-
пени приемника, соответствующие средней частоте фильтра. При этом для повышения веро-
ятности однозначного определения частоты возможен алгоритм работы, аналогичной работе
системы коммутации фильтров гетеродинов второй и последующих ступеней матричного
приемника.

Представленная структурная схема обеспечивает, в случае необходимости, изменение
полосы одновременного приема за счет параллельного включения нескольких частотных ка-
налов.

Точность определение частоты сигнала излучения ИРИ в этих приемниках аналогична
соответствующим характеристикам рассмотренных выше беспоисковых по частоте прием-
ников.

Требования к быстродействию (времени сканирования) поиска и обнаружения сигна-
лов ИРИ определяется временем излучения (существования) сигналов ИРИ.

Время сканирования всего рабочего диапазона частот приемником станции РРТР равно:

Гск = ИфТф<Тс,	(3.134)

где Яф - количество фильтров в приемнике станции разведки;

Тф - время разведки сигналов ИРИ в одном фильтре;

Тс - время излучения сигналов.
Для разведки импульсных сигналов по приему хотя бы одного импульса сигнала ИРИ
при периоде повторения Т/о время разведки сигналов ИРИ в одном фильтре должно быть:

тф>Т/0.	(3.135)

Выполнение условий (3.134) и (3.135) определяют состав, схемные решения построе-
ния и алгоритмы работы станции РРТР.

Развитие компонентной базы и цифровых технологий синтеза частоты для генерации
опорных сигналов гетеродинов обеспечили создание поисковых по частоте приемных
устройств станции разведки, работающих с высокой скоростью в широком диапазоне рабо-
чих частот.

Структурная схема поискового по частоте приемного устройства с перестраиваемым
гетеродином представлена на рис. 3.40.

Рис. 3.40. Структурная схема поискового по частоте приемного устройства
с перестраиваемым гетеродином

Антенна обеспечивает прием сигналов ИРИ, которые усиливаются малошумящим
широкополосным усилителем и преобразуются смесителем сигналов ИРИ к промежуточной
частоте. Усилитель промежуточной частоты (УПЧ), обнаружитель и блок индикации позво-
ляют фиксировать факт наличия сигнала на частоте, определяемой мгновенным значением
частоты гетеродина, изменяющейся во времени по закону, определяемому системой управ-
ления.

Для обеспечения приема сигналов ИРИ в полосе рабочих частот ЛКС полоса пере-
стройки гетеродина должна соответствовать полосе рабочих частот сигналов.

В большинстве случаев промежуточная частота выбирается как разность частоты ге-
теродина и сигнала ИРИ:/пР ~/с.

Изменение частоты сигнала гетеродина производится периодически с периодом Тг
в полосе рабочих частот, находящейся между верхним и нижним его значениями:

ДГг=/г/гн>АГс.	(3.136)

Мгновенное значение частоты гетеродина в /-ый момент периода сканирования равно
Л=/™+^Ч>	(3-137)

си

С
где = у г - скорость перестройки частоты гетеродина.

При ширине полосы пропускание фильтра промежуточной частоты Л/пР время воз-
можного обнаружения сигнала ИРИ будет равно:

Л/с=Упр_.	(3.138)
При этом спектр сигнала ИРИ изменится на величину у&ти, где ти длительность им-
пульса сигнала ИРИ с периодом повторения Тс.

Вероятность контакта с сигналом при обнаружении излучения ИРИ за один период
сканирования гетеродином в полосе рабочих частот равна произведению скважностей излу-
чения сигнала ИРИ и генерации сигнала гетеродина:

тстг '

(3.139)

При циклах перестройки частоты гетеродина вероятность обнаружения определяет-
ся как:

^=1-(1-^)Л'.	(3.140)

Из (3.140) число необходимых циклов сканирования сигналом гетеродина в приемном
устройстве при заданной вероятности обнаружения сигналов ИРИ определяется как:

У =	(з Д41)

тт
с^г 7

Типовой алгоритм работы сканирующего по частоте приемника предусматривает:

-	при обнаружении сигнала ИРИ перестройка гетеродина прекращается на частоте,
соответствующей обнаруженному сигналу;

-	проводится детальный анализ сигнала ИРИ;

-	после проведения анализа начинается новый цикл сканирования сигналом гетеро-
дина.

З.4.1.З.	Приемные устройства со сжатием сигналов ИРИ

Дальнейшим развитием приемных устройств являются приемные устройства со сжа-
тием сканирующих по частоте сигналов (ПСжИ).

По своей сути ПСжИ представляет из себя дисперсионный анализатор спектра. Вре-
менное положение главного лепестка сжатого импульса, величина которого зависит от зна-
чения несущей частоты входного радиосигнала, а длительность - от его ширины спектра.
Таким образом, задача определения частоты и ширины спектра в ПСжИ решается путем из-
мерения временного положения центра главного лепестка продетектированного сжатого им-
пульса относительно момента времени начала перестройки (свипирования) сигнала гетеро-
дина и длительности главного лепестка. Дискретность при определении указанных парамет-
ров определяется использованием цифровых методов определения времени задержки.

Для современных станций РРТР были разработаны и применены многопороговые об-
наружители, позволившие одновременно обрабатывать несколько отличающихся по частоте
и амплитуде сжатых импульсов. Для обеспечения равномерного уровня чувствительности
необходимо, чтобы полоса рабочих частот гетеродинной дисперсионной линии задержки
была шире полосы рабочих частот сжимающей дисперсионной линии задержки. На практике
в ЛЧМ гетеродине и каналах сжатия используют один и тот же тип дисперсионных линий
задержки, что приводит к некоторому (до 2 дБ) снижению чувствительности приемника на
крайних частотах каналов сжатия.

Обычно на практике приемное устройство со сжатием используется в качестве второй
ступени матричного приемника с полосой пропускания промежуточной частоты
250...500 МГц.

Спектр сигнала расширяется сигналом гетеродина до ширины полосы пропускания
усилителя промежуточной частоты.
На рис. 3.41 представлена схема приемного устройства со сжатием

Рис. 3.41. Структурная схема приемного устройства со сжатием

Принятый антенной ИРИ сигнал преобразуется в первой ступени матричного прием-
ника к промежуточной частоте и усиливается в УПЧ с шириной полосы пропускания Д/ь
Усиленный сигнал поступает на смеситель, где преобразуется в линейно-частотно модули-
рованное колебание за счет сигнала гетеродина. Время перестройки гетеродина тп в полосе
сканирования Л/!, равной полосе промежуточной частоты. Модулированный по частоте сиг-
нал ИРИ поступает на дисперсионную линию задержки, где происходит его сжатие в им-
пульс на частоте сигнала ИРИ. В блоке анализа и обнаружения определяются параметры
сигналов ИРИ, которые передаются на дисплей индикации и систему управления режимами
работы станции разведки.

На рис 3.42 представлены осциллограммы работы приемного устройства со сжатием:

Рис. 3.42. Осциллограммы преобразований сигнала при определении частоты
в приемнике со сжатием

Современные дисперсионные линии задержки могут обеспечить сжатие сигнала в
полосе 2500...500 МГц. При этом точность определения частоты составляет 1...2МГц.
Следует отметить, что имеет место улучшение отношения сигнал/шум в приемных устрой-
ствах пропорциональное корню квадратному из значения коэффициента сжатия.

Недостатком приемника со сжатием является неоднозначность определения частоты
в условиях одновременного наличия на входе линии задержки двух и более сигналов ИРИ.

З.4.1.4.	Цифровые приемные устройства

Как отмечалось выше, развитие цифровых технологий определили возможность со-
здания так называемых цифровых приемников, в которых методами преобразования анало-
гового сигнала в цифровую форму и применения соответствующих алгоритмов обеспечива-
ется обнаружение, анализ и определение параметров сигналов разведываемых ИРИ. Пре-
дельные возможности по частотному диапазону реализации цифровых приемников опреде-
ляются характеристиками аналого-цифровых преобразователей (АЦП). В настоящий момент
разработаны АЦП, работающие на частотах до 2 ГГц и выше.

Структурная схема аналого-цифровой станции разведки параметров сигналов ИРИ
представлена на рис. 3.43.

Принятый антенной сигнал ИРИ усиливается в малошумящем широкополосном уси-
лителе, поступает в блок преобразования частоты сигнала и усиливается в УПЧ с верхней
частотой пропускания Гв = 0,5Ктах, где Ктах максимальная тактовая частота квантование сиг-
нала ИРИ в АЦП. Сигнал промежуточной частоты преобразовывается в цифровую форму в
АЦП. Сигналы в цифровой форме далее поступают в блок обнаружения и анализа. Результа-
ты анализа отображаются на дисплее индикатора. Управление режимами работы станции
разведки обеспечивает система управления.

Рис. 3.43. Структурная схема аналого-цифровой станции разведки

Если частота сигналов ИРИ Ев < 0,5Ктах, то имеется возможность исключения из со-
става станции разведки блоков преобразования и цифровая форма сигнала ИРИ формируется
непосредственно после МШУ.

Цифровые технологии формирования и обработки сигналов в системах передачи ин-
формации, радиолокации, радионавигации и других областях предъявляют новые повышен-
ные требования к системам РРТР, поскольку применение цифрового формирования сигналов
ИРИ позволило повысить их скрытности.

Преимуществами цифровых методов является высокая точность и стабильность опре-
деления характеристик сигналов ИРИ, возможность запоминания, хранения и воспроизведе-
ния этих сигналов, что очень важно в условиях применения в средствах радиоэлектронного
подавления (РЭП).

Аналого-цифровое преобразование, необходимое при переходе к цифровой обработке,
предусматривает дискретизацию сигнала по времени и квантование по уровню принимаемых
сигналов ИРИ. Подвергающийся преобразованию входной сигнал яЦ) - это аддитивная смесь
сигналов разведываемых ИРИ и помех Используя известное представление процесса 5(/)
в виде огибающей и фазы или через две квадратурные компоненты [44, 22] можно получить

5 (7) = 5 (7)соз [ц/ - ^>(7)] = X (7) СО8 со^ + У (7)81П	(3.142)

где 5(0 и ф(0 соответственно огибающая и фаза процесса 5(0, Х(1) = 5(/)со8Щ)/ и
У(0 = 5(/)81пЩ)/ - квадратурные компоненты, связанные с огибающей и фазой сигнала
соотношениями

5(/) = Дг2(/) + К2(/);

ср(1) = агс!§

Щ)

-ЦО

(3.143)

Из (3.142) и (3.143) следует, что процесс на выходе линейной части разведывательно-
го приемника однозначно определяется огибающей и фазой {5(0 и ср(О} или квадратурными
компонентами {Х(1) и Ц/)}. Поэтому для такого преобразования процесса 5(0 в цифровую
форму, которое сохраняет всю информацию о нем, достаточно сформировать цифровые вы-
борки двух процессов: либо огибающей и фазы, либо квадратурных компонент.

Цифровая обработка сигнала позволяет для реализации многоканального приемника
применить процедуру вычисления дискретного преобразования Фурье. Действительно, для
вычисления преобразования Фурье сигнала 5(0, наблюдаемого на интервале времени

г

2

5(7) = | 5(7)ехр{-/ц#}Л
г

2

(3.144)

нужно диапазон частот 2я/е [щпп1; щпах] разбить на ТУ интервалов шириной 2яД/ = ———

X

таких, что Д/ > — ив точках соп = т?Дл/ не 1: ТУ вычислить

т_	У	У

2	2	2

5(о>/?) = | 5(7)ехр{-уТу,/}Л = | 5(7)со8{б»>/}б7г-/1 5(^8т{бУ^}б7о	(3.145)

т	т	т

~2	~2	~2

где 5(щ?) - значение спектральной плотности амплитуд сигнала на частотах соп.

Если сигнал представляет собой синусоиду с амплитудой 1УС и частотой 60е[щПП1; щпах],
из (3.145) можно найти

5(ч)=

. Г
81П ----------—

(3.146)

2Ц
(й>-й>„)Г

2

т. е. величина 5(щ?) равна при со = соп и убывает (хотя и не монотонно) с увеличением мо-
. ОТ

81П---

п
дуля расстройки □ = \ со- сол\, как —.

2
Зависимость



2
'со-со^Т
2

(3.147)

2тг
ЛО = 2—.

Т

можно считать эквивалентом частотной характеристики некоторого фильтра, настроенного
на частоту соп. В этом смысле процедура вычисления преобразования Фурье в ТУ дискретных
по частоте точках эквивалентна преобразованию сигнала в ТУ параллельных фильтрах. Кста-
ти, считая полосой пропускания каждого фильтра частотный интервал ДО между ближай-
шими точками обращения в нуль величины А*(О), из (3.147) можно определить

(3.148)

Самой эффективной и потому самой распространенной вычислительной процедурой
определения характеристик сигналов ИРИ является алгоритм быстрого преобразования
Фурье (БПФ). По результатам применения алгоритма БПФ определяются основные характе-
ристики сигналов ИРИ, включая несущую частоту, ширину спектра и тип модуляции.

Недостатки цифровых методов:

-	зависимость ширины частотного диапазона разведки от быстродействия цифро-
вых схем - максимальной частоты квантования, как 0,5К^> ЛК;

-	дополнительные погрешности, обусловленные шумами вычислений, аналого-
цифровыми и цифро-аналоговыми преобразованиями;

-	отсутствие возможности определения характеристик сигналов при одновремен-
ном приеме двух и более сигналов ИРИ.

3.4.2.	Измерение временных параметров сигналов ИРИ

Временные параметры импульсного сигнала - это период следования и длительность
сигналов излучения импульсов. Для измерения временных параметров используют метод
подсчета стандартных импульсов эталонной частоты - таймер времени. Работа таких изме-
рителей иллюстрируется блок-схемой рис. 3.44. Различаются измерители способами форми-
рования импульса, стробирующего ключ &.

Рис. 3.44. Блок-схема цифрового измерителя временных параметров сигнала

При измерениях периода формирователь использует усилитель-ограничитель
(рис. 3.45, а). Строб-импульс формируется Т-триггером (рис. 3.45, б), запускаемым в начале
периода измерений и сбрасываемым в конце. Также и при измерении задержки, с той лишь
разницей, что К8-триггер запускается эталонным импульсом начала отсчета времени и сбра-
сывается рабочим импульсом, временное положение которого измеряется рис. 3.45, в.

Определение начала и конца радиоконтакта станции РРТР и ИРИ обеспечивается ана-
логичной схемой определяющей в целом длительность обнаружения сигналов ИРИ.

Начало

измерения

Рис. 3.45. Схемы формирования строб-импульса
при оценке временных параметров сигнала

Точность оценок временных характеристик определяется периодом повторения стро-
бов, формируемых эталонным генератором импульсов, а длительность строба связана с ча-
стотой соо генерации этих импульсов:

8Т=—.	(3.149)

Частота (период повторения) эталонных импульсов стробов определяются минималь-
ным значением длительности импульсов сигналов ИРИ. На практике в станциях РРТР в
большинстве случаев дТ < 0,01ТИМп.

Так, например, при длительности сигналов ИРИ 0,1 мкс частота стробов эталонных
импульсов должна быть >1 ГГц.

3.4.3.	Определение уровней и динамики изменения мощности сигналов ИРИ
на входе антенн станций РРТР

При постоянных характеристиках станции РРТР уровень мощности на входе прием-
ных устройств определяется мощностью излучения передатчика, коэффициентом усиления
антенны ИРИ в направлении на станцию РРТР и дальностью ИРИ - станция РРТР. Очевид-
но, что диапазон изменения мощности на входе аппаратуры определения характеристик сиг-
налов ИРИ, определяющий требования к динамическому диапазону станции разведки
и обеспечению выполнения требуемого отношения сигнал/шум (2П при обнаружении, будет
составлять:
(Рпду^апПо)тах

(Рпду^апПо)тт2г

(3.150)

где РПДу и Спду - соответственно мощность передатчика и коэффициент усиления антенны
ИРИ;

Во - расстояние между станцией РРТР и ИРИ.

Основываясь на полученных в главе 2 обобщенных характеристиках радиоэлектронных
средств, возможных минимальных и максимальных дальностях обнаружения сигналов ИРИ,
а также на реальных дальностях действия станций РРТР, можно утверждать, что динамиче-
ский диапазон изменения мощности на входе обнаружителя (при отношении сигнал/шум
12... 14 дБ) должен составлять порядка (70... 100) дБ.

На рис. 3.46 представлена структурная схема устройства определения мощности сигна-
лов ИРИ на входе антенной системы станции РРТР.

Рис. 3.46. Структурная схема определения мощности сигналов ИРИ станции РРТР

Принятые антенной станции РРТР сигналы ИРИ мощностью Рс поступают в блок ло-
гарифмического усилителя. Усилителем формируются на выходе сигналы уровня Ср = 1§Р^.

Сигналы Ср поступает в блок обнаружения с установленными порогами обнаружения
определенными уровнями отношения сигнал/шум. Далее блок формирования полного
значения логарифма мощности сигнала ИРИ на входе антенны выполняет операцию Е1о§Рр.
Для получения динамического диапазона 100 дБ и более в блоке суммирования обеспечива-
ется «сшивание» отдельных составляющих полного динамического диапазона сигналов ИРИ,
представленных на рис 3.47.

Рис. 3.47. График формирования полного динамического диапазона 90 дБ
по схеме рис. 3.46
Полученные значения логарифма мощности сигналов ИРИ на входе антенн станции
РРТР поступают в блок расчета мощности, результаты расчетов передаются в систему
управления и индикации станции.

В примере (рис. 3.47) представлен результаты измерения реального динамического
диапазона 90 дБ приемного устройства станции РРТР с использованием трех логарифмиче-
ских усилителей, работающие с соответствующими уровнями минимаксных значений вход-
ных сигналов ИРИ. При этом определение входной мощности в представленной структурной
схеме обеспечивается по каждому принятому сигналу ИРИ, что позволяет оценить динамику
изменения мощности сигналов конкретного ИРИ и, следовательно, в определенной степени
идентифицировать обнаруженные цели

Точность определения значений мощности зависит от точности измерения выходного
напряжения и стабильности установленных минимаксных порогов.

В приведенном примере при требованиях определения значения мощности 1 %, до-
статочно определять выходное напряжение 1}р с точностью 0,09 В.

Следует отметить, что выходные значения сигналов, полученные в системе определе-
ния входной мощности, также используются для решения задач пеленгации сигналов ИРИ,
рассмотренных выше методов определения координат ИРИ.

Действительно, преобразование принятых сигналов ИРИ в логарифм мощности этих
сигналов значительно упрощает дальнейшую обработку сигналов ИРИ и определение их ха-
рактеристик.

3.4.4.	Определение поляризации сигналов излучения ИРИ

В большинстве случаев применения РРТР требуется определение поляризации сигналов
излучения ИРИ. Это особенно важно при обеспечении индивидуальной защиты объектов сред-
ствами радиоэлектронного подавления, когда для эффективности подавления целесообразно
обеспечивать максимальное совпадение поляризаций сигналов ИРИ и помеховых сигналов.

Определение поляризации сигнала основано на применении селективных антенн как
фильтров двух ортогональных поляризаций.

На рис. 3.48 представлена структурная схема определителя поляризации принимае-
мых сигналов ИРИ.

В качестве датчика определения поляризации используется антенна с поляризацион-
ным селектором А (условно показанного на рисунке), которая электромеханическим приво-
дом ЭМП вращается вокруг оси главного лепестка с частотой Сигнал ИРИ с неизвестной
поляризацией из антенны А поступает на вход блока логарифмического усилителя. За счет
вращения поляризационного селектора сигнал ИРИ будет модулирован по амплитуде с ча-
стотой &п. Этот сигнал далее поступает в блок расчета поляризации, где определяется поля-
ризация принятого сигнала ИРИ.

Рис. 3.48. Структурная схема устройства определения поляризации сигналов ИРИ
В блоке расчета поляризации на основании положения антенны уп датчика ЭМП опре-
деляется угол и тип поляризации сигнала ИРИ относительно принятого отсчета положения
горизонтальной поляризации.

Действительно, значение сигнала ИРИ с выхода блока логарифмического усилителя
определяется:

ЦС(О. п) = 1§рс8т(2лйг + у о),	(3.151)

где уо - начальный угол отсчета углового положения антенны станции РРТР.

В настоящее время в ИРИ применяются сигналы с линейной (горизонтальной, верти-
кальной, наклонной), круговой (правого или левого вращения) и хаотической поляризацией.

При определении линейной поляризации значение и тип поляризации определяется
при вращении облучателя антенны с частотой Од<ак Щ&п) шах.

При круговой или хаотической типах поляризаций имеет место Щ&п) сопзТ

На рис. 3.49 представлен вариант структурной схемы двухканального устройства бес-
поискового определения поляризации сигналов ИРИ.

В состав устройства входят два приемных канала, включающие антенны А1 и А2,
блоки логарифмических усилителей, блока расчета поляризации и системы управления
с блоком банка данных ИРИ.

Рис. 3.49. Структурная схема устройства беспоискового определения поляризации ИРИ

Антенны имеют облучатели с поляризационными селекторами, обеспечивающие се-
лекцию вертикальной А1 и горизонтальной А2 поляризаций. Принятые сигналя антеннами
А1 и А2 двух ортогональных составляющихся поляризаций усиливаются в логарифмических
усилителях и блоке расчета поляризации определяется тип и углы наклона вектора при ли-
нейных поляризациях относительно горизонтальной поляризации, (рис. 3.50).

Рис. 3.50. Соотношения составляющих вертикальной и горизонтальной поляризаций
сигналов ИРИ, Оп показано для первого варианта определения поляризации
Значение уровня мощности сигнала ИРИ определяется:

^(^с) = А21+^с2-

(3.152)

Значение угла поляризации сигнала ИРИус относительно горизонтальной поляризации
при этом будет равен:

. С1

=агс1§—

(3.153)

Тип поляризации определяется оценкой динамики изменения значения вектора поля-
ризации, а именно: при линейной поляризации положение и значения вектора стабильны, для
круговой или хаотичной поляризации угол ус не определяется (оценка размыта).

Угол ус между векторами поляризации сигналов ИРИ и антеннами РРТР, определяет
коэффициент несовпадения поляризаций сигналов ИРИ и поляризации антенн станции РРТР
(у = соз2ус). В этих условиях эффективность станций помех (особенно в станциях индивиду-
альной защиты) определяется, в том числе, несовпадением поляризаций сигналов ИРИ и ан-
тенн станций РЭБ.
ГЛАВА 4

Подавление информационных каналов РЛС
активными помехами

Объектами радиоэлектронного подавления являются информационные каналы, а
именно:

-	информационные каналы радиолокационных станций различной структуры и
функционально назначения наземного, морского, воздушного и космического ба-
зирования;

-	информационные каналы систем передачи информации: командных сообщений
систем управления оружием, тактической и стратегической радиосвязи также
наземного, морского, воздушного и космического базирования;

-	приемники потребителей навигационной информации в сетевых спутниковых си-
стемах позиционирования;

-	радиометрические датчики головок самонаведения средств высокоточного ору-
жия.

4.1.	РЛС как объекты РЭБ

Излучение зондирующих сигналов демаскирует радиолокационное средство, позволя-
ет определить его местоположение (пространственные координаты и параметры движения
носителя), основные исходные для организации радиопротиводействия характеристики ре-
жима работы: рабочую частоту, вид излучения (непрерывный, квазинепрерывный, импульс-
ный), поляризацию сигнала, вид и параметры модуляции, ширину спектра, длительность им-
пульса, частоту следования импульсов, излучаемую мощность. Измеренные характеристики
дают возможность определить тип и назначение РЛС, сформировать помеху в соответствии
с предусмотренным заранее алгоритмом РЭП и нарушить нормальную работу РЛС со всеми
вытекающими из этого последствиями. При этом основная задача РЭП может состоять в том,
чтобы за счет применения преднамеренных помех и других мер исключить (точнее - пре-
дельно затруднить) возможность извлечения полезной радиолокационной информации. То
есть, парализовать информационный канал, создаваемый радиолокатором как источником
информации.

Разумеется, методы создания той или иной помехи могут быть различными, обуслов-
ленными различиями подавляемых РЛС, тактической обстановкой в зоне ответственности
системы, в которую входит РЛС, количеством объектов, участвующих в РЭП.

Современные радиолокационные системы решают множество задач, связанных с об-
наружением радиолокационных объектов, определением их местоположения в пространстве
и оценкой параметров их движения. В соответствии с этим радиоэлектронное воздействие на
радиолокационную систему в большинстве случаев требует знания конкретных свойств и
функциональных характеристик аппаратуры РЛС. Наибольшего эффекта РЭП достигает то-
гда, когда организуется целенаправленно с учетом индивидуальных особенностей подавляе-
мой аппаратуры.

В табл. 4.1 представлены основные типы, характеристики базирования и назначения
современных РЛС.

На структурной схеме рис. 4.1 в довольно общем виде представлена радиолокацион-
ная станция, как объект РЭП.
Таблица 4.1

Характеристики базирования и назначения современных РЛС

Базирование РЛС	Тип РЛС	Назначение РЛС
Наземные	Противовоздушной обороны, включая обзорные, прицельные РЛС и РЛС наведение истребительной авиации	Обнаружение целей и целеуказания для поражения авиации и высокоточного оружия наземными ЗРК, а также наведение самолетов-перехватчиков
	Загоризонтные	Обнаружение и определение координат загоризонтных воздушных, морских и наземных объектов
	Контроля космического пространства	Обнаружение, идентификация и определение космических объектов
	Противоракетной обороны	Обнаружение, целеуказания и управление противоракетами для поражения баллистических ракет
Морские	Противовоздушной обороны	Обнаружение, опознавание и управление корабельными средствами ПВО
	Управление корабельным оружием	Обнаружение и опознавание надводных целей и управление оружием их поражения
	Навигационные и обеспечения безопасности судоходства	Обеспечение кругового обзора относительно корабля для обеспечения безопасного судоходства
Авиационные	Дальнего радиолокационного обзора и целеуказания	Обнаружение на дальностях прямой радио- видимости авиационных и морских целей, формирование целеуказания ударной авиации
	Разведывательных ударных комплексов	Обнаружение наемных объектов ВВСТ с приоритетом бронетанковой техники
	Ударной и истребительной авиации	Обнаружение наземных, воздушных и морских целей, управление оружием их поражения
	Радиокоординаторы активных головок самонаведения высокоточного оружия	Обнаружение, прицеливание и самонаведение на цели
	Автономной радионавигации	Определение высоты и скорости полета носителей
	Радиовзрыватели	Обеспечение подрыва заряда носителей на оптимальной дальности до цели
Космические	Обзора земной поверхности	Определение координат и идентификация объектов на земной поверхности с высоким разрешением

Приемная антенна РЛС, кроме приема сигналов, обеспечивает работу системы опре-
деления угловых координат цели, в том числе системы автоматического сопровождения цели
по направлению (АСН). Сигналы, принятые антенной от цели, усиливаются и селектируются
по частоте в приемном устройстве (ПРМ). Приемник снабжается системой автоматической
регулировки усиления (АРУ), позволяющей обеспечивать требуемый динамический диапа-
зон и устранять амплитудные искажения принимаемых сигналов, способных существенно
нарушить точность работы других подсистем. С выхода приемного устройства сигналы по-
ступают на индикатор.

За приемником обычно следуют подсистемы селекции по дальности и скорости, обеспе-
чивающие измерение дальности и скорости выбранной цели и работу систем автоматического
сопровождения выбранных целей по дальности (АСД) и скорости (АСС). С выхода системы
селекции целей сигналы поступают на угломерную систему, обеспечивающую работу систе-
мы АСН.

Помеха

Помеха

Помеха	Помеха Помеха

Рис. 4.1. РЛС как объект РЭП

Каждое из перечисленных устройств и подсистем может быть объектом РЭП. Так,
воздействие помех на антенную систему в совокупности с системой АСН может быть
направлено на срыв режима автосопровождения по направлению или существенное искаже-
ние угловых координат цели. Известен большой набор средств РЭП угломерным системам.
Часть из них рассчитана на подавление конкретных типов угломерных систем. При создании
таких помех обычно требуется информация о принципах организации работы и параметрах
системы АСН подавляемой РЛС. Но наряду с такими помехами известны и применяются
помехи более универсального характера, применимых к угломерным радиолокационным си-
стемам различных типов и не требующих при своей реализации знаний принципов и пара-
метров работы подавляемых РЛС. К таким видам помех относятся: поляризационные, коге-
рентные, мерцающие помехи; помехи, воздействующие по боковым лепесткам ДНА; перена-
целивающие на подстилающую поверхность, на активные или пассивные ловушки (выбра-
сываемые и буксируемые), на дискретные дипольные образования. Отсутствие данных о
конкретных параметрах подавляемых РЛС необходимо компенсировать повышением мощ-
ности угловых помех.

Приемное устройство РЛС можно рассматривать как объект воздействия помехи по
зеркальному каналу и двухчастотной помехи. В первом случае помеха создается на частоте,
смещенной относительно несущей частоты РЛС на удвоенную величину промежуточной ча-
стоты приемника подавляемой РЛС. Формируемая по сигналу зеркальной частоты пеленгаци-
онная характеристика неустойчива в направлении на источник помехи. Двухчастотная помеха
- это совокупность двух помеховых сигналов, разнесенных по частоте на величину промежу-
точной частоты подавляемого приемника. Механизм воздействия такой помехи связан с ее де-
тектированием в преобразователе частоты и формированием искаженной пеленгационной ха-
рактеристики, исключающей возможность определения угловых координат цели [51].

Система АРУ может быть объектом воздействия прерывистой помехи с изменяющим-
ся коэффициентом заполнения. При большом уровне мощности такая помеха может ввести
приемник в режим насыщения и нарушить передачу амплитудных соотношений принимае-
мых сигналов, что отрицательно скажется на работе угломерной системы, особенно моноим-
пульсного типа, поскольку нарушается амплитудно-фазовый баланс каналов.

Системы АСД и АСС предназначены для обеспечения слежения за выбранными це-
лями по дальности и скорости. Работа этих систем неразрывно связана с операциями селек-
ции интересующих целей. В соответствии с этим РЭП может быть направлено на создание
как маскирующих, так и имитационных (дезинформирующих) помех. Особую роль при РЭП
АСД и АСС играют имитационные (уводящие) помехи, способные вызвать срыв режима ав-
тосопровождения цели по дальности и/или скорости и перевод систем АСД и АСС в режим
сопровождения цели по помехе. В этом случае существенно облегчается создание угловых
помех. Анализ показывает, что большинство известных помех системе АСН требует значи-
тельного повышения мощности по сравнению с помехами другим системам РЛС. Комбини-
рование данных помех с уводящими помехами по дальности и скорости приводит к сниже-
нию требуемой для их реализации мощности до уровня мощности, необходимой при созда-
нии эффективной помехи системам АСД и АСС. В соответствии с этим значение помех си-
стемам АСД и АСС следует оценивать не изолированно от помех другим системам РЛС.

Подсистема индикации и регистрации обеспечивает получение и вывод информации
о радиолокационной обстановке в пространстве, составляющем зону ответственности радио-
локационной системы. Поэтому основная цель средств РЭП в отношении данного структур-
ного устройства РЛС состоит в том, чтобы нарушить возможность наблюдения за обстанов-
кой или исказить реальную картину этой обстановки. Первая цель может быть достигнута
с помощью активных, пассивных маскирующих помех, вторая цель - с помощью имитаци-
онных и комбинированных помех.

Проведенное рассмотрение РЛС как объекта РЭП свидетельствует о необходимости
комплексного, системного подхода к оценке возможностей и эффективности радиоэлектрон-
ного подавления. Изолированное рассмотрение функциональных систем, входящих в РЛС,
не позволяет в полной мере оценить эффективность РЭП. Так, например, подавление только
систем АСД и АСС еще не решает задачи РЭП: если работоспособность угломерной системы
не нарушена, РЛС может выполнить боевую задачу, обеспечивая полуактивное наведение
ракет.

4.2.	Оценка информационного ущерба, наносимого РАС средствами
РЭБ

Радиолокационные станции (РЛС), работающие в режиме обзора составляют основу
системы информационного обеспечения контуров целераспределения. Они же обеспечивают
информацией контуры дальнего наведения. Обычно РЛС, работающие в режиме обзора, тер-
риториально объединяются в системы и подсистемы, совместная работа которых создает ра-
диолокационное поле. В большинстве случаев РЛС работают в импульсном режиме. Обна-
ружение целей на малых высотах может обеспечиваться РЛС, работающими в режиме не-
прерывного излучения.

Любой показатель эффективности помех является монотонной неубывающей функци-
ей от соотношений мощностей помехи и сигнала. Но помеха может наносить заданный ин-
формационный ущерб лишь при условии

где - коэффициент подавления данного радиоэлектронного устройства заданным видом
помехи;

к - отношение мощности помехи Рп и сигнала Рс в полосе пропускания приемника.

Не следует смешивать коэффициенты к и кц. Первый из них определяет величину от-
ношения мощности помехи к мощности сигнала, получающуюся для заданного расстояния
между передатчиком помех и подавляемой РЛС. Второй же коэффициент определяет мини-
мально необходимую величину этого отношения, обеспечивающую определенный информа-
ционный ущерб.

Коэффициент к является функцией параметров станции помех и подавляемого радио-
электронного устройства, взаимного их расположения и некоторых других характеристик.

Для оценки эффективности помех необходимо установить зависимость отношения
мощности помехи к мощности сигнала (коэффициента к) от параметров станции помех и по-
давляемого устройства.
Будем считать, что два самолета (постановщик помех ПП и прикрываемый самолет-
цель) преодолевают ПВО противника (в данном случае одну РЛС) рис. 4.2.

Рис. 4.2. Вариант создания активных помех

Параметры, характеризующие систему, создающую помехи: Рп - мощность передат-
чика помех; Сп - максимальный коэффициент направленного действия антенны передатчика
помех с учетом к. п. д. фидера; ДКП - эффективная ширина спектра помехи; уп - коэффици-
ент, учитывающий различие поляризаций антенн передатчика помех и подавляемой РЛС;
сгц - эффективная площадь рассеяния прикрываемого самолета (цели); Ри, #п, (рп - полярные
координаты постановщика помех. Углы Зп, (рп отсчитываются в соответствующих плоскостях
от максимума диаграммы направленности антенны подавляемой РЛС (рис. 4.3);	- даль-

ность до прикрываемого объекта.

Рис. 4.3. Координаты постановщика помех ПП в картинной плоскости

Параметры, характеризующие подавляемое устройство: Рс - мощность подавляемой
РЛС с учетом КПД фидера; Сс - максимальный коэффициент направленного действия ан-
тенны подавляемой РЛС (произведение РсСтс часто называют энергетическим потенциалом
станции); Д^р - ширина полосы пропускания линейной части приемника подавляемой РЛС
(предполагается, что ДКП > Д^р); Р(3, (р) - функция, описывающая нормированную диаграм-
му направленности антенны подавляемой РЛС по полю; Аг - эквивалентная поверхность по-
глощения (поглощающая поверхность) антенны подавляемой РЛС, определяемая формулой

4тг

(4.2)

Зависимость коэффициента к (отношения мощности помехи к мощности сигнала) от
перечисленных параметров может быть определена следующим образом.

Плотность потока мощности помехового сигнала на входе антенны подавляемой РЛС
определяется формулой:

уу _ п। ф-0,1аОт
п“4^п2
где а - коэффициент, учитывающий затухание в атмосфере (дБ/км) при прохождении
сигнала только в одну сторону.

Мощность на входе приемника подавляемой РЛС:

Рп = ПпАгР2 (6»П,<рп )/п + Рш,	(4.4)

где Рш - мощность собственных шумов приемного устройства в полосе пропускания ли-
нейной части приемника Д^р

Рш=кТ^^,	(4.5)

где к = 1,38 -10 23 Вт/Град-Гц - постоянная Больцмана;

Т - абсолютная температура;

Мп - коэффициент шума приемника.

Обычно мощность помехового сигнала значительно превышает мощность собствен-
ных шумов приемника. Поэтому в большинстве случаев со вторым слагаемым в (4.4) можно
не считаться, т. е. полагать, что

Рп=ПпАР^пАРп)Уп-	(4-6)

Однако, при подсчете снижения дальности действия РЛС в условиях шумовых помех
необходимо учитывать собственные шумы приемника.

В приемник попадает только часть мощности помех, определяемая соотношением
ширины спектра помехи Д^ и полосы пропускания приемника подавляемой РЛС. В предпо-
ложении прямоугольной аппроксимации спектра помехи и амплитудно-частотной характе-
ристики линейной части приемника подавляемого устройства мощность помехи на входе
приемника в пределах полосы пропускания его линейной части определяется следующим
образом:

рпвх=япд^2(д,^п)7п^ =

7п	(4.7)

=	Д.Г2 (6»П, (рп) /п -^-1О-0’1"1’".

4^п2 г V п^пМп дл

Аналогичным образом для мощности полезного сигнала на входе приемника подавля-
емой РЛС можно записать

с вх

4л-7?2 4Л-Д2

Д1О-о’2“Дс

(4.8)

Подставляя (4.7) и (4.8) в (4.1), можно найти искомое выражение для отношения мощ-
ности помехи к мощности сигнала на входе приемника - коэффициент к:

=	т?2(б>п,^п)-^Р-/пЮ-0’1а(д^2Дс).	(4.9)

Ывх РСОС<7ЦВ2

Выражение (4.9) позволяет найти отношение мощности помехи к мощности сигнала
(коэффициент к) в зависимости от параметров подавляемой РЛС, станции помех и их взаим-
ного расположения.

На рис. 4.4 представлена качественная картина зависимости коэффициента к от и
параметров Ри, РПСП.
Рис. 4.4. Зависимость отношения помеха/сигнал (к) от дальности
до прикрываемого самолета (Ос)

Как следует из приведенных на рис. 4.5 графиков, при заданном энергетическом по-
тенциале станции помех РпСгп и постоянном расстоянии до постановщика помех Рп отноше-
ние помеха/сигнал на входе приемника РЛС уменьшается с уменьшением расстояния до
прикрываемого самолета-цели.

На некотором определенном удалении самолета-цели от подавляемой РЛС отношение
к уменьшится настолько, что помеха перестанет действовать. Граница, при приближении к
которой помеха становится неэффективной, определяется равенством

(4.Ю)

Уравнение (4.10) с учетом (4.9) называется уравнением радиолокационного подавле-
ния РЛС активными помехами. Оно позволяет оценить информационный ущерб, наносимый
РЛС станцией помех [10].

Область, в пределах которой к - кц (помеха является эффективной), называется зоной
подавления.

Зона подавления может быть найдена графически (рис. 4.5). Для этого на оси ординат
необходимо отложить величину кц и провести прямую, параллельную оси абсцисс. Точка пе-
ресечения этой прямой с кривой к = &(/)с) и определяет границу зоны подавления по одной
из координат (дальности).

Рис. 4.5. Зона подавления РЛС активными помехами

Как следует из (4.9), коэффициент к, а, следовательно, и границы зоны подавления
в значительной степени определяются диаграммой направленности подавляемой РЛС. Если
передатчик помех действует по основному лепестку диаграммы направленности, то, очевидно,
зона подавления будет иметь большую протяженность, чем в случае подавления по боковому
лепестку.

На рис. 4.6 изображены в полярной системе координат зоны подавления РЛС с задан-
ной диаграммой направленности.

Из рисунка видно, что при заданных энергетическом потенциале и расположении по-
становщика помех ПП относительно РЛС прикрываемый самолет ПС1 может приблизиться
(без опасности обнаружения) в створе с постановщиком помех (помехи действуют по основ-
ному лепестку диаграммы направленности) гораздо ближе, чем в случае, если бы ПС2 летел к
РЛС не в створе с постановщиком помех ПП (помехи действуют по боковым лепесткам).

Другими словами, дальность обнаружения первого прикрываемого самолета ПС1 бу-
дет меньше дальности обнаружения второго самолета ПС2 (Амин1 < Д^мий); однако в обоих
случаях она меньше табельной дальности действия РЛС (А мин 1 < Б с мин 2 < А макс)-

Увеличение энергетического потенциала станции помех приводит к смещению грани-
цы зоны подавления в сторону к РЛС.

Рис. 4.6. Зоны подавления РЛС передатчиком помех в полярной системе координат

При проведении практических расчетов по определению границ зон подавления важ-
но знать уровень боковых лепестков по отношению к основному лепестку диаграммы
направленности. Уровень боковых лепестков и их тонкая структура являются индивидуаль-
ной характеристикой РЛС и зависят от местоположения антенны. Для ориентировочных рас-
четов можно приближенно принять уровни первого и второго боковых лепестков соответ-
ственно на 20 и 30 дБ ниже уровня основного лепестка диаграммы направленности [5]. При
совмещении передатчика помех с прикрываемым самолетом А = А = Р (4.9) упрощается и
принимает вид:

^„4^ р2 А/пр	100,1аРп

рссс<т	д/п /п

С V 1Д	11

(4.П)

Если пренебречь поглощением электромагнитных волн в атмосфере (а = 0), то из (4.11)
можно получить формулу для минимальной дальности подавления, подставив в нее к = кп:

I

(4.12)
Иногда (4.12) называется формулой дальности действия передатчиков помех.

Минимальная дальность подавления в общем случае может быть найдена из (4.9).

По мере приближения передатчика помех к РЛС эффективность помех падает (отноше-
ние помеха/сигнал уменьшается). Это объясняется тем, что в процессе приближения самолета
с передатчиком помех к РЛС мощность сигнала, отраженного от самолета, возрастает быстрее,
чем мощность помехи на входе приемника РЛС. Действительно, мощность сигнала, отражен-
ного от самолета, обратно пропорциональна СН ? а мощность помехового сигнала -

Формулы (4.9) и (4.12) справедливы, если приемник не перегружается помехой.

Реальные приемники и индикаторные устройства имеют ограниченный динамический
диапазон, так что обычно существует некоторое значение мощности помехи Рп тах, при кото-
рой наступает перегрузка приемника, после чего он теряет возможность выполнять свои
функции по выделению поступающей информации. На рис. 4.7 изображены два случая уси-
ления аддитивной смеси сигнала и помехи. Случай (а) соответствует такому уровню помехи
Рп при котором перегрузки приемника нет. Сигнал уверенно наблюдается на фоне помех.
Случай (б) соответствует перегрузке приемника помехами большой интенсивности. И хотя
мощность сигнала значительно больше мощности помехи, сигнал на выходе приемника не
наблюдается.

Рис. 4.7. Перегрузка приемника помехами большой интенсивности:

1/п - напряжение помехи; 1/с - напряжение сигнала;
а - случай неперегруженного помехой приемника;

б - случай, когда приемник перегружен помехой

Рис. 4.8 качественно иллюстрирует зависимости абсолютных значений мощностей
помехи Рп и сигнала Рс, а также их отношение к от дальности (Рс = Р,,). На оси ординат
отложено значение коэффициента подавления кц и величина максимальной мощности Рп тах,
при которой происходит перегрузка приемника. Кривые рис. 4.8 соответствуют случаю, ко-
гда перегрузка приемника наступает при мощности помехи РПтах, большей той, которая
необходима для подавления при заданном коэффициенте подавления кц.
Рис. 4.8. Зоны подавления активными пометами РЛС
с ограниченным динамическим диапазоном приемника

Поэтому в интервале дальностей РП1 и РП2 приемник не будет подавлен. Однако,
начиная с дальности РП2 и до нулевых дальностей, он вновь будет подавлен, но уже за счет
перегрузки приемно-индикаторного устройства. В принципе возможен случай, когда
^)п2> ^пг Тогда эффективность помех на малых дальностях будет больше, чем на больших.

В настоящее время в РЛС принимаются меры для ослабления действия сильных по-
мех (ограничение, мгновенная автоматическая регулировка усиления и т. д. [28]), поэтому
при определении минимальной дальности подавления мин не следует особенно рассчиты-
вать на эффект перегрузки приемного устройства РЛС.

Понятие «зона подавления» относится к одной РЛС. Оно вводится для оценки дей-
ствия активных помех в статике. В действительности же при преодолении ПВО информация
о координатах цели поступает в центры управления (наведения) от нескольких РЛС, распо-
ложенных на различных позициях. Информация о целях и постановщиках помех в центрах
управления обрабатывается, данные одной РЛС дополняются и уточняются с использова-
нием данных от других. Поэтому в динамике боя область действия помех (область, прикры-
тая помехами), вообще говоря, не будет соответствовать зоне подавления.

Например, если данные о координатах постановщика помех (ПП) поступают от двух
РЛС, как на рис. 4.9, то в результате их сопоставления (обработки) можно определить поло-
жение ПП с большей точностью, чем в случае одной РЛС (при наличии двух РЛС может
быть применен базовый метод измерения дальности).

Для каждой из двух РЛС имеются зоны подавления, определяемые соответственно
площадями секторов 51 и 52. Сопоставление этих зон, кроме решения задачи измерения
дальности, позволяет в значительной мере увеличить разрешающую способность системы
радиолокационных станций в условиях помех.

Точность определения координат постановщика помех и прикрываемых им самолетов
зависит от площадей секторов 51, 52 и величины запаздывания в поступлении информации от
различных РЛС. При обработке данных от двух РЛС точность определения координат ПП
увеличится, но останется все же меньшей, чем в случае работы без помех. Таким образом,
наличие помех приводит к образованию вокруг постановщика помех некоторой области 5„,
называемой областью неопределенности. Размеры этой области определяют разрешающую
способность и точность системы РЛС в условиях помех.

Очевидно, что при наличии нескольких РЛС 5 < 51, 52, ..., 5„.

В частном случае одной РЛС область неопределенности совпадает с зоной подавле-
ния, т. е. 5„= 5.

Размеры областей неопределенности весьма приближенно могут быть найдены с по-
мощью (4.9), (4.10) и кривых, приведенных на рис. 4.5, 4.6, 4.8. Зная размеры областей не-
определенности и характер их изменения во времени, можно решать некоторые задачи ра-
диопротиводействия, а именно: определять минимальные дальности подавления; находить
безопасные участки маршрута в зоне ПВО; производить расчет нарядов сил и средств радио-
противодействия, необходимых для подавления данной системы РЛС.

Рис. 4.9. Область неопределенности, образующаяся вокруг постановщика помех

4.3.	Маскирующие активные помехи

Активными помехами называются радиосигналы, создаваемые специальными радио-
передатчиками и предназначенные для ухудшения или исключения нормальной работы ра-
диоэлектронных средств (РЭС) противника. Активные маскирующие помехи создают на
входе приемника подавляемого РЭС фон, который затрудняет обнаружение полезных сигна-
лов, их распознавание и определение параметров. Как правило, маскирующие помехи ли-
нейно суммируются с сигналом на входе приемника и поэтому называются аддитивными.

Активные маскирующие помехи можно разделить на три группы: непрерывные шу-
мовые помехи, хаотические импульсные помехи и регулярные последовательности импульс-
ных сигналов. Использование маскирующих помех любого типа приводит к уменьшению
вероятности правильного обнаружения полезного сигнала, увеличению вероятности ложной
тревоги и снижению точности измерения его характеристик. Так, в панорамной импульсной
РЛС с индикатором в качестве выходного устройства при приеме сигналов от одной цели и
отсутствии помех на экране образуется одна отметка (рис. 4.10, а). Помеха вызывает образо-
вание мерцающих (флуктуирующих) отметок вдоль всей развертки дальности, которые за-
трудняют обнаружение сигнала (рис. 4.10, б).

Рис. 4.10. Отметки на экране РЛС
а - при отсутствии помех; б - засветка экрана помехой

При использовании в РЛС системы автоматического слежения за целью по дальности
положение следящих импульсов дальномера однозначно определяется местонахождением
импульсных сигналов на временной оси. Наличие шумовой помехи нарушает нормальную
работу этой системы, так как случайное изменение амплитуды импульсных сигналов по всей
шкале дальности делает невозможным устойчивое расположение следящих импульсов даль-
номера в определенном положении.

Аналогичная картина имеет место при воздействии помехи на канал передачи радио-
телеграфных или радиотелефонных сигналов. Помеха, складываясь с полезными сигналами,
искажает последние на выходе приемника, что снижает вероятность правильного распозна-
вания переданных сигналов.

Эффективность маскирующих помех зависит от многих факторов, и, в первую оче-
редь, от временной и частотной структуры как помехи, так и сигнала, а также от энергетиче-
ского соотношения помехи и сигнала на входе приемника подавляемого РЭС.

4.3.1.	Прямошумовая помеха

Идеальная шумовая помеха с точки зрения информационного критерия, должна иметь
нормальную (гауссову) плотность распределения мгновенных значений и равномерный энер-
гетический спектр в заданной полосе частот А/п [28]. В наибольшей степени к такой помехе
приближается прямошумовая помеха, которая получается за счет прямого усиления колеба-
ний, создаваемых первичным источником высокочастотного шума (например, шумящего ге-
нератора), либо за счет переноса спектра шума, создаваемого источником низкочастотного
шума в заданную высокочастотную область диапазона радиоволн. Такой шум напоминает
гармонический сигнал, случайно модулированный по амплитуде и фазе:

Мп(0 = г7о(0С08[й,п? + ^п(0]’	(4ЛЗ)

где ^о(О и ср(О - медленно меняющиеся функции по сравнению с созльА

Реальные станции помех первого поколения содержали различные нелинейные
устройства, которые снижают качество помехи. Значительное влияние на маскирующее
устройство прямошумовой помехи оказывают ограничители, применяемые в САП для по-
вышения КПД выходных усилителей мощности.

Двустороннее ограничение шумов ухудшает как энтропийный, так и спектральный
коэффициенты качества [10].

На рис. 4.11,67 представлена осциллограмма неограниченных (пунктирная линия) и
ограниченных на уровне к шумов (сплошная линия). В случае предельного ограничения, ко-
гда эффективное напряжение помехи сгп существенно больше порога ограничения к (<уп » к\
помеха вырождается в меандровое напряжение, частота которого совпадает со средней ча-
стотой исходной (неограниченной) помехи (рис. 4.11, б).

Ограничение наиболее сильно влияет на энтропийный коэффициент качества помехи,
так как при этом искажается плотность вероятности мгновенных значений помехи. На
рис. 4.12 показан характер искажения плотности распределения выходного напряжения
ограничителя Х^вых) для трех характерных значений эффективного напряжения входного
шума ^7Вх(0-

Для случая сгп « к плотность распределения Х^вых) почти не искажается и выходной
процесс для гауссова входного шума имеет энтропию [28]:

явых= ^=16(72^).	(4.14)

При дальнейшем росте эффективного напряжения <уп искажение плотности распределе-
ния проявляется сильнее и при <уп » к. Форма /Х^вых) не имеет никакого сходства с гауссовой
кривой. Плотность распределения />з(^вых) вырождается в две симметрично расположенные
5-функции, что говорит об отсутствии случайного изменения напряжения помехи (рис. 4.12).
Такая помеха практически не обладает маскирующими свойствами, так как она вырождается
в импульсный сигнал меандрового типа.
' б)

Рис. 4.11. Ограничение шумов по уровню Ь

Рис. 4.12. Изменения плотности вероятностей прямошумовой помехи
при изменении уровня ограничения

Изучение зависимости энтропии выходного процесса от параметра ап/к позволяет
установить экстремальное значение 1/ВЪ1Х тах, которое имеет место при сгп = л/2й (рис. 4.13).

При сгп « к рост эффективного значения входного шумового напряжения, как это сле-
дует из (4.14), приводит к увеличению Нвых. При сгп > к из рис. 4.13 следует, что плотность
распределения р(Увъ^ начинает заметно искажаться. Поэтому рост энтропии помехи пре-
кращается. Когда наступает предельное ограничение помехи сгп » Л, процесс становится не-
случайным и энтропия резко уменьшается.

Таким образом, с учетом нелинейности выходного усилителя, прямошумовая помеха
С/п(0 имеет наилучшую маскирующую способность (по энтропийному критерию) при усло-
вии:

"	=\ 2к

п ор1	•

(4.15)

Ограничение входного процесса С4х(0 выгодно также и с точки зрения повышения
КПД передатчика помех. Если поставить задачу неискаженного усиления исходных шумов
/7вх(0, то необходимо так выбирать параметры усилительного тракта, чтобы порог ограниче-
ния к не был бы меньше пиковых значений С4х(0- Это условие может быть записано в виде
3<тп</г,

(4.16)

где

сгп - эффективное значение входных шумов

Рис. 4.13. Зависимость энтропии шумовой помехи от параметра Пг/Ь

Неравенство (4.16) эквивалентно соотношению

(4.17)

где &пик - коэффициент, носящий название пик-фактора.

Из равенства (4.17) следует, что неограниченная прямошумовая помеха имеет пик-
фактор, примерно равный &Пик~ 3.

Если выполняются соотношения (4.16) и (4.17), то это значит, что ограничиваются
лишь крайне редкие выбросы входного воздействия С4х(0, вероятность появления которых

Р (|^вых (/)|

>3<тп) = 0,0027.

(4.18)

Поэтому с полным основанием можно считать, что при выполнении условий (4.16) и
(4.17) усиление шумов происходит без искажений. Однако КПД усилителей будет очень низким.
Об этом свидетельствует хотя бы тот факт, что выбросы входного шума |г/вых (7)| > Зсгп появля-
ются с вероятностью р (|г/вых (7)| > 2сгп) = 0,04. Благоприятный энергетический режим передат-
чика прямошумовых помех создается при условии (4.15), когда р (|г/вых (7)| < 2сгп) = 0,8 . Следо-
вательно, только около 20 % выбросов ограничиваются оконечным усилителем. В то же вре-
мя, как это следует из рис. 4.12, плотность распределения/?(С4ых) искажается несущественно.

Ограничение шумов С4х(0 ведет к еще одному неприятному эффекту, связанному с
искажением спектральной плотности помехи 5пш(0- На рис. 4.14 изображены спектры пря-
мошумовой помехи на выходе первичного источника шума (рис. 4.14, а) и после ограниче-
ния (рис. 4.14, б).

тт	С	I

При отсутствии ограничения Ь =------> оо спектр имеет прямоугольную форму с ши-

I )

риной спектра Км и нормированной спектральной плотностью 5ПШ таЖУ) = 1 • Ограничение ис-
ходного процесса приводит к двум эффектам. Во-первых, появляются побочные излучения
(«хвосты») вблизи эффективной полосы шума. Во-вторых, часть энергии помехи после огра-
ничения распределяется на гармониках.
Рис. 4.14. Искажение спектральной плотности помехи при ограничении

В случае предельного ограничения Ъ =-----> 0 на гармониках теряется около 19 %

I )

полной мощности излучаемой помехи (рис. 4.15). Зависимость доли мощности Рг, теряемой
на гармониках, от уровня ограничения приведена на рис. 4.14, в (зависимость отношения
Р

где Рп - полная мощность помехи).

4.

Рис. 4.15. Зависимость доли мощности Рг, теряемой на гармониках, от уровня ограничения

Мощность помехи, приходящая на каждую из областей гармоник около 34, 54, 74,...,
распределяется точно так же, как и для детерминированного меандрового колебания: 8л2/9,
8л2/25, 8я2/49, ... Кроме того, при Ь = 0 дБ на побочные излучения («хвосты») расходуется 12
% всей мощности передатчика помех. Итоговые предельные потери составляют около 31%
(рис. 4.14, а).

Если в передатчике прямошумовых помех выдержан оптимальный ограничительный
режим Ъ = — = —, то потери на побочные и внеполосные излучения будут небольшими

(около 3 %), что также имеет большое значение при решении задач ЭМС.
При разработке САП большое значение имеет пиковая мощность помехи Рпик = г/^тах.
Ограничение заметно улучшает эффективность работы выходных устройств. Об этом гово-
р
рит зависимость отношения эффективной мощности помехи к пиковой мощности —— от
^пик
параметра Ъ (рис. 4.14, в). Здесь под эффективной мощностью понимается мощность помехи
в пределах ширины спектра. При оптимальном уровне ограничения Ъ = —^= пиковая мощ-
ность лишь примерно в 1,5 раза больше эффективной мощности помехи.

Энтропийный коэффициент качества прямошумовой ограниченной помехи составляет
7эн=0,7„.0,8.	(4.19)

Спектральный коэффициент качества т]сп определяется с помощью рис. 4.14 б.
с _с

77	= 1 = пшшах----пштт = 0 %	(4.20)

/сп о	, о

°пш тах °пш тт

Здесь учтена неравномерность спектра помехи лишь в пределах эффективной ширины
спектра /п < /п < /п +^~.

Из соотношений (4.19) и (4.20) можно получить результирующий коэффициент каче-
ства



(4.21)

Следовательно, выбор оптимального уровня ограничения приводит к сравнительно
небольшому снижению качества помехи (всего на 20—30 %). Однако КПД станции помех
значительно возрастает (в несколько раз), а внеполосные и побочные излучения имеют низ-
кий уровень (порядка 3 %).

4.3.2.	Непрерывные шумовые помехи

Радиолокационным станциям, работающим в режиме обзора, в принципе могут быть
созданы непрерывные шумовые помехи и/или импульсные помехи.

На рис. 4.16 и рис. 4.17 показан примерный вид экранов РЛС в случае воздействия на

них шумовых и импульсных помех.

Рис. 4.16. Вид экранов самолетной бортовой РЛС при воздействии шумовых помех
Рис. 4.17. Вид экранов самолетной бортовой РЛС при воздействии хаотических
импульсно-шумовых помех при перестройке несущей частоты сигналов РЛС
от импульса к импульсу

Рис. 4.16, а соответствует воздействию на РЛС слабой непрерывной шумовой помехи.
Наличие нескольких ярких секторов на экране объясняется воздействием активных помех по
боковым лепесткам диаграммы направленности данной РЛС.

Увеличение мощности помехи на входе приемника приводит к расширению засвечен-
ных секторов (рис. 4.16, б). Очень интенсивные помехи приводят к перегрузке индикаторно-
го устройства, в результате чего засвечивается почти весь экран индикатора РЛС рис. 4.17.
В пределах засвеченных секторов достаточно мощные помеховые сигналы исключают воз-
можность радиолокационного наблюдения целей.

Непосредственным результатом действия непрерывных шумовых помех является
маскировка полезных сигналов в некотором телесном угле и соответствующем интервале
дальностей. Вследствие этого существенно ухудшается разрешающая способность и снижа-
ется точность определения направления на цель. Измерение дальности с помощью РЛС мо-
жет быть вообще исключено в течение длительного времени.

На рис. 4.18 и рис. 4.19 представлены результаты обработки сигналов РЛС бокового
обзора с синтезированной диаграммой направленности в условиях подавления по уровню
боковых лепестков сигналами шумовыми и когерентными помехами.

Рис. 4.18. Вид результатов обработки сигналов РЛС бокового обзора с синтезированной
диаграммой направленности при подавлении шумовой помехой,
где для сравнения показана часть местности без помех

Как видно на скриншотах, по результатам подавления РЛС бокового обзора эффек-
тивность шумовой помехи выше когерентной, по возможностям прикрытия не только кон-
трастных объектов, но и протяженных объектов типа дорог, рек и больших площадных объ-
ектов, что не обеспечивается когерентными и многократными импульсными помехами.
Рис. 4.19. Вид результатов обработки сигналов РЛС бокового обзора с синтезированной
диаграммой направленности при подавлении сигнала когерентными помехами

Шумовые помеховые сигналы являются наиболее универсальными среди известных
к настоящему времени помеховых сигналов. Они обеспечивают принципиальную возмож-
ность маскировки полезных сигналов любой структуры и формы. Если помеховый сигнал
представляет собой белый гауссов шум, то вероятность правильного обнаружения полезного
сигнала в шумах на выходе оптимального приемника определяется только отношением энер-
гии сигнала Е к спектральной плотности шума С и не зависит от формы сигнала. Более того,
как показывает теория обнаружения сигналов в шумах, пороговое соотношение (Е/6%ор> со-
ответствующее заданной вероятности обнаружения при некоторой вероятности ложной тре-
воги, не зависит и от реализованного способа оптимальной обработки сигнала. Поэтому для
создания эффективных шумовых помех необходимо и достаточно обеспечить лишь опреде-
ленное значение отношения Е/Сг, соответствующее допустимому по условиям преодоления
ПВО значению вероятности правильного обнаружения полезного сигнала в шумах и задан-
ной вероятности ложной тревоги.

Под коэффициентом подавления шумовым помеховым сигналом импульсной РЛС,
работающей в режиме обзора, понимается такое значение отношения мощности помехового
сигнала Рп, в пределах полосы пропускания линейной части Д^р, к мощности полезного сиг-
нала Рс на входе оптимального приемника, при котором вероятность правильного обнаруже-
ния пачки из оказывается ниже допустимого уровня.

4.3.3.	Модулированные шумовые помехи

Амплитудно-модулированная шумовая (АМШ) помеха применялась в самых первых
САП. Для АМШ-помехи характерным является изменение амплитуды сигнала по случайно-
му закону:

Л(/) = Ц>+АС^(/),	(4.22)

где Со и Л17- среднее значение и девиация амплитуды;

- модулирующая случайная функция со спектром 5Дсо).

Мгновенное значение АМШ-помехи определяется выражением

г/ам(7) = Л(/)со8бд>/ = С0[1 + т(7)]со8цХ,	(4.23)

где	=	- случайный коэффициент модуляции, значение которого при не-

^0

искаженной модуляции (при отсутствии перемодуляции) изменяется в пределах

-1<да(/)<1.
Одномерная плотность вероятности АМШ-помехи определяется по формуле [28]

р^А}(1А

(4.24)

При гауссовой плотности вероятности модулирующего процесса выражение (4.24)
преобразуется к виду:

е 2<7°2

=—

’2 -И2

(4.25)

где

ГС.
Ц)’

у__ ^ам .

“ и ’

V > 0; V < г < со;

ст- эффективное значение модулирующих шумов

Н -г <4

На рис. 4.20 представлена плотность распределения р(У). Там же для сравнения пунк-
тиром изображена плотность распределения мгновенных значений квазигармонического
гауссового процессар(%) (прямошумовой помехи). Условия нормировки соблюдены.

Рис. 4.20. Плотность распределения модулирующих шумов

’ |^ам | < А-



1



%

Из рис. 4.20 следует, что АМШ-помеха не является гауссовой, так как ее одномерная
плотность р(У) двумодальная.

Так как плотность распределения мгновенных значений амплитудно-модулированной
шумовой помехи не является гауссовой, то маскирующие способности помехи не хуже, чем
прямошумовой. Энтропийный коэффициент качества помехи низкий г]ам = 0,3.

Вследствие наличия в реализации АМШ-помехи редких, но значительных выбросов
(пиков) неэффективно используются энергетические возможности выходных каскадов САП.
Из рис. 4.20 можно найти пиковое и эффективное значения случайной величины V:
^пик 2; (Уу Еэф 0,68.

V

Пик-фактор АМШ-помехи равен АИИ1< =	= 2,94, что свидетельствует об эквива-

Кф

лентности неограниченных прямошумовой и АМШ-помех по эффективности использования
выходных каскадов САП. Ограничение помех снижает кт1К9 однако одновременно ухудшает-
ся энтропийный коэффициент качества помехи г/эн ам.

Спектр амплитудно-модулированной помехи зависит от спектральных характеристик
модулирующего шума %(1). Если модулирующий шум является гауссовым процессом с рав-
номерной спектральной плотностью в диапазоне частот О...КМ, то ширина спектра излучае-
мой помехи А^ в два раза превышает ширину спектра модулирующих шумов А^ = 2КМ.

Особенностью высокочастотного спектра амплитудно-модулированных помех явля-
ется присутствие в нем дискретной составляющей на несущей частоте (рис. 4.14, в). Мощ-
ность Рп генератора помех распределяется между несущей и боковыми составляющими не-
равномерно, а именно

Рп = Рн + Рбок + кнбРн,	(4.26)

где	Рн, Рбок - мощности несущей и боковых составляющих;

р

кяб =~~ ~ коэффициент, учитывающий неравномерность спектра (рис. 4.14, в).

Л

Присутствие в спектре амплитудно-модулированных помех несущей значительно
ухудшает маскирующие свойства шумов, так как сама несущая маскирующим свойством не
обладает, а отбирает на себя большую часть излучаемой мощности.

Если модулирующие шумы не ограничены, то результирующий помеховый сигнал
имеет небольшую среднюю глубину модуляции, из-за чего мощность несущей значительно
превышает мощность боковых составляющих (&нб « 1)- Единственным путем увеличения
мощности боковых составляющих за счет мощности несущей является ограничение модули-
рующих шумов. Однако ограничение, как и любое нелинейное преобразование, ухудшает
маскирующие свойства модулирующего шума (огибающей), поэтому существует оптималь-
ное соотношение уровня ограничения к эффективного значения модулирующего шума сп,
при котором достигается наилучшее качество помехи.

Отношение мощности боковых составляющих спектра к мощности несущей пропор-
ционально квадрату эффективного коэффициента модуляции тЭф:

*нб=^ = "*эф-	(4-27)

При модуляции неограниченными шумами для исключения явления перемодуляции
выбирают /771пах = 3/77 )(|) < 1.

Поэтому в данном случае боковые составляющие имеют мощность Р^0К « Рп, что при-
водит к снижению качества АМ-помехи.

Ограничение шумов на оптимальном уровне позволяет получить &нб= 0,7...0,8.

Энергетический спектр АМШ-помехи имеет дискретную составляющую на частоте
/=/п со значительной спектральной плотностью. Поэтому для оценки спектрального коэф-
фициента качества г/спам применять формулу (4.20) нельзя.

Так как в маскировке сигнала участвуют только спектральные составляющие помехи,
то несущую можно считать «вредной» (с точки зрения РЭП) составляющей помехи, которую
в принципе противник может легко устранить (например, с помощью режекторного филь-
тра). Однако, на несущую расходуется значительная мощность передатчика помех, поэтому
оценка т/спам может быть проведена путем сравнения мощности боковых составляющих
с полной мощностью помехи:
^7сп ам

Лт Л.	^бок тэф

Рп	Рп	1+т2

(4.28)

Спектральный коэффициент неограниченных шумов чрезвычайно низок (//спам ~ 0,1),
так как тЭф~ 0,3.

Ограничение модулирующих шумов на оптимальном уровне сг - д/з/? позволяет по-
лучить - 0,7, чему соответствует г/С11 ам ® 0,4.

Из-за малых значений энтропийного коэффициента качества т/эн ам ~ 0,3 и спектраль-
ного коэффициента качества //спам « 0,3 результирующий коэффициент качества АМШ-
помехи имеет весьма низкое значение г/ам = т/энам^энам» 0,1, вследствие чего АМШ-помеха не
может считаться перспективной.

Улучшить качество АМШ-помехи возможно путем выбора экстремального закона
плотности распределения модулирующих шумов.

Оптимизационная задача получения на выходе модулятора помехового сигнала г/п(0
с заданной плотностью распределения т?(г/п), за счет выбора закона распределения модули-
рующей функции р^(%) может быть решена следующим образом.

Огибающая помехового сигнала представляется в виде 4(/) = Ло + ^(0-

Если под коэффициентом амплитудной модуляции т понимать т = ——, то АМ-
Л

помеха представляется в виде ип (?) =	[1 + т (/ )] сов со!.

В общем случае при известном распределении р(ип) можно определить плотность рас-
пределения амплитуды [28]

——- = |^1 (х)/0 (^х)^ >	(4.29)

А о

где х) = Г р^и^е^Ли^ - характеристическая функция;

Ло(г) - функция Бесселя нулевого порядка.

Зная р(А\ можно определить плотность распределения распределения р(^) модулиру-
ющей функции или т<Л).

В соответствии с процедурой преобразования законов распределения
р(от) = р[/гобр(от)][/г;бр(»г)],	(4.30)

где 7гОбрС4) - обратная функция преобразования /гобр(т) = Л = Л0(1 + т), /^бр(///) = 4().

Для получения нормального выходного процесса г/п(0 решение (4.30) приводит
к релеевскому распределению амплитуды

А2
л —2
р(А) = —е 2(7 приЛ>0.	(4.31)

(Т

Используя (4.30) и (4.31), можно получить

.	\	Ад(1+т)

, ч Л 1 + т) р~г~
=	2а .	(432)
Таким образом, искомое распределение модулирующего процесса не является ни
нормальным, ни релеевским (рис. 4.21). Это распределение асимметрично. Асимметрия тем
выше, чем меньше значение —. Особенностью данного распределения является то, что
А

относительное значение т(р) не может принимать значения т < -1. Этому соответствует
условие отсутствия перемодуляции.

Если модуляция осуществляется нормальными шумами, то наилучшим образом мож-
но удовлетворить условию получения экстремального закона р(т) при ограничении модули-
рующих шумов снизу. При этом плотность распределения ограниченных снизу шумов близ-
ка к экстремальной (рис. 4.22). Ограничение снизу более эффективно, чем двустороннее
ограничение. Это объясняется тем, что при двустороннем ограничении в моменты времени,
соответствующие ограничению сверху, передатчик помех излучает помеховый сигнал регу-
лярной структуры, не обладающий маскирующими свойствами. Маскирующие свойства
ограниченных снизу шумов приближаются к характеристикам квазигармонических шумов.

Рис. 4.21. Экстремальный закон р(т) при ограничении модулирующих шумов снизу

Рис. 4.22. Плотность распределения шумов, ограниченных снизу
Фазомодулированная шумовая (ФМШ) помеха - это высокочастотное колебание со
случайной фазой, модулированной шумом:

МО = ^осо8[<ч/+НО+^п1	(4-33)

где бУп - несущая частота; *//(/) =	(/),

<^(7) - модулирующий процесс с нулевым средним значением % (7) = 0 и дисперсией

- крутизна модуляционной характеристики.

В комплексной форме ФМШ-помеха представляется в виде

=	(4.34)

Среднее значение ФМШ-помехи

(Мф (0) = и0	(4.35)

Для стационарного и гауссова процесса х(1) справедливо соотношение [44]

Л2(о\

(еЖ‘)^ = е\ 2 /.	(4.36)

Используя (4.36) для среднего значения г/ф(О из (4.35) следует, что при ^=0

°ф

(и^)) = 170е~е^‘,	(4.37)

где Оф = к^аг - эффективный индекс фазовой модуляции.

Из (4.37) следует, что среднее значение (и^ (7)^ зависит от времени. Поэтому ФМШ-
помеха является нестационарным случайным процессом.

При исследовании нестационарных процессов в рамках корреляционной теории при-
меняют двойное усреднение - по множеству и по времени. Для рассматриваемого случая
корреляционная функция ФМШ-помехи

^фО)=(мф(ф(мф(ф’	<4-38)

где черта сверху означает усреднение по времени, а угловые скобки - усреднение по ан-
самблю.

Подставляя в (4.38) выражения для ^ф(^) и ^ф(^) из (4.33) и учитывая (4.36), можно
получить

кф (/) = рфе~^1~К^е^^	(4.39)

где	Рф = Ц) _ полная мощность ФМШ-помехи;  1Р (г) = 				— коэффициент корреляции модулирующего процесса.

Из уравнения (4.39) следует, что в общем случае энергетический спектр ФМШ-
помехи не является равномерным.
Мощность составляющей на несущей частоте

Рн=Щ^0) = РфГ1

(4.40)

Мощность боковых составляющих:

(4.41)

По формуле (4.20) спектральный коэффициент качества помехи определяется при

Рп ^ф-

^сп фм 1

(4.42)

Из (4.42) следует, что при Оф « 1 вследствие значительной неравномерности спектра
/7сп фм ФМШ-помеха имеет низкие маскирующие свойства. С ростом индекса фазовой моду-
ляции спектр расширяется, а мощность боковых составляющих спектра повышается за счет
«перекачки» энергии несущей в боковые полосы. При (Уф » 1 можно считать 7/Спфм= 1. Это
является одним из достоинств ФМШ-помехи.

На рис. 4.23 представлен спектр ФМШ-помехи для (Уф « 1 и Иф » 1. В данном случае
модулирующий процесс получен путем пропускания белого шума через низкочастотный КС
фильтр.

Спектр при (Уф « 1 подобен по форме спектру АМШ-помехи с эффективным коэффи-
циентом модуляции /7? )ф < 1. Ширина спектра ФМШ-помехи при (Уф » 1 равна фм =	.

Рис. 4.23. Спектр ФМШ-помехи

При (Уф » 1 ширина спектра ФМШ-помехи зависит от значения Оф:

д/ф =1,45Гм<тф.	(4.43)

Для определения энтропийного коэффициента качества ФМШ-помехи необходимо
установить зависимость плотности распределения мгновенных значений помехи от парамет-
ров модуляции. Одномерные плотности распределения помехи для сигнала со смешанной
амплитудной и фазовой модуляциями представлены на рис. 4.24.

г/фа = 170 [1 + т созО/1]со§(7)],	(4.44)

где у/(1) - стационарный нормальный процесс с нулевым средним и дисперсией Оф .

Вследствие нестационарности функции г/фа(О распределения Х^фа), зависят от време-
ни (рис. 4.24) и меняются от сплошной (О/1 = 0) до пунктирной (О/1 = л) кривой. Функция
7?(г/фа) является многомодальной. Степень искажения Х^фа) с уменьшением т увеличивается
и при т = 0 плотность распределения Х^фа) становится такой же, как у гармонического коле-
бания со случайной фазой:

р(г/ф) = <

м?
ф

при |мф|

(4.45)

при

О,

Рис. 4.24. Плотность распределения р(с/фа) при разных ИГ

Из рис. 4.24 видно, что Х^Фа) значительно отличается от гауссовой кривой. Поэтому эн-
тропийный коэффициент качества ФМШ-помехи получается весьма низким т/спфм « 0,1...0,2.
Итоговый коэффициент качества ФМШ-помехи имеет значение //спфм ~ 0,1.

Несмотря на низкий коэффициент качества т/спфм, фазомодулированная шумовая по-
меха находит практическое применение вследствие простоты реализации на СВЧ-приборах
(ЛБВ) и возможности получения достаточно равномерного спектра.

При частотной модуляции приращение несущей частоты помехового сигнала пропор-
ционально модулирующему процессу

®(/) = й>п+^чм^(/),	(4-46)

где кчм - крутизна модуляционной характеристики, Гц/В.

I

Мгновенное значение фазы равно =	, поэтому реализация частотно-

о

модулированной шумовой (ЧМШ) помехи записывается в виде

Мчм (0 = Ц С08

I

о

(4.47)

Начальная фаза, как и в предыдущих случаях, предполагается случайной и распреде-
ленной на интервале [-я; л}.

ЧМШ-помеху можно рассматривать как ФМШ-помеху, если считать, что модуляция
по фазе осуществляется процессом Х0, пропущенным через интегратор. Эта особенность
приводит к значительным отличиям статистических и спектральных характеристик ЧМШ-
помехи по сравнению с аналогичными характеристиками ФМШ-помехи.

Корреляционная функция ЧМШ-помехи находится по формуле:

^м(0 = (Мчм(0Мчм0 + 7)У

(4.48)
где

(4.49)

^чм(0 = /70 еХР17

Г

О

Подставляя (4.49) в (4.48), после статистического усреднения получается

С4 = Ам ехр{-<2м<т|	(0,4 -7^ (г,4]} е1("пГ,

(4.50)

где

ч 111+т	\ ч /11+т

=	= —(I I %(х-у)сМу

\о о	/ ^\о о	>

(4.51)

Из (4.50) следует, что &чм(^ г) характеризует нестационарность изучаемой ЧМШ-
помехи. Интегрирование в показателе экспоненты значительно усложняет исследование.

Для определения энергетического спектра используют преобразование Фурье корре-
ляционной функции с последующим усреднением по времени

5ПЧМ(®)= ( кчм(1,тУ^Т(1т.

(4.52)

Подробный анализ выражения (4.52) проведен в [28].

Характеристики энергетического спектра 5ПЧм, зависят главным образом от индекса
частотной модуляции тчм, плотности распределения мгновенных значений модулирующего
процесса ^(0 и спектральной плотности 5(/м).

1.	Малый индекс частотной модуляции

(4.53)

где Д^ - эффективное значение девиации;

/м - среднее значение частоты модулирующего процесса.

При /77.1М « 1 форма спектра зависит от спектра модулирующего процесса 5Д/м). Если
спектр $у(/м) имеет провал в области нулевых частот (рис. 4.25) и условие (4.53) выполняется
для всех спектральных составляющих, то для каждой /-ой спектральной составляющей
□/ = 2л/ помеховый сигнал может быть представлен в виде:

Ам (4 = Ц0 + тчм 8ШО/] =

= Е/о СОЗ

СО/ +—^-СОЗ
п 2

(4.54)

Наибольшую мощность имеет составляющая на несущей частоте (Со/2), боковые же

2

М о

составляющие выражены слабо Рбок =—— щ. Форма энергетического спектра аналогична

Ум

спектру амплитудно-модулированного колебания. Для других спектральных составляющих
модулирующего процесса ^(0 можно сделать аналогичные выводы.

Следовательно, при тчм « 1 и форме спектра 5^(/м), представленной на рис. 4.26,
спектр ЧМШ-помехи 5ЧМШ(/), имеет ярко выраженную спектральную составляющую на
частоте/п, а форма боковых составляющих определяется спектром модулирующего процесса
(рис. 4.25).

Рис. 4.25. Спектр модулирующего процесса ^(Г)

Рис. 4.26. Спектр ЧМШ-помехи 8ЧМ ш(0 ПРИ тчм « 1 при форме спектра модулирующего
процесса как на рис. 4.25

Ширина спектра ЧМШ-помехи равна: Д/™ш= 2Ктах.

Спектральный коэффициент качества ЧМШ-помехи определяется по аналогии
с (4.28). Значение его весьма низкое:

7?СП чмп

2

чм

« ^чм «	> °«

(4.55)

т

1 тчм

Для модулирующего процесса ^(/% имеющего равномерную спектральную плотность

8^(/м) в области нулевых частот рис. 4.27, предыдущие рассуждения несправедливы, так как

для области «нулевых» частот/м индекс частотной модуляции тчм

=	»1. С уменьшени-

ем частоты составляющей/м при модуляции возрастает число комбинационных составляю-
щих спектра, образованных биениями несущей с колебаниями спектра модулирующей функ-
ции За счет перекачки энергии несущей в область частот боковых составляющих получа-
ется более широкий и интенсивный спектр.



О

Рис. 4.27. Спектральная плотность модулирующего процесса 8^(ГМ) в области нулевых частот
При неизменной мощности ЧМШ-помехи увеличение мощности боковых составляю-
щих и одновременное расширение спектра (при 0) может происходить только за счет
перекачки мощности несущей в боковые полосы. Благодаря этому эффекту мощность со-
ставляющей на несущей ослабляется, а спектр в некоторой степени выравнивается. При ча-
стотной модуляции нормальным шумом с малым индексом частотной модуляции, когда
энергетический спектр модулирующего процесса простирается до нулевой частоты рис. 4.27,
спектр ЧМШ-помехи имеет гауссову форму рис. 4.28 независимо от конкретного вида спек-
тра для частот, отличающихся от несущей меньше чем на ширину спектра модулиру-
ющего процесса [28].

ш(0

Рис. 4.28. Гауссова форма спектра ЧМШ-помехи

На частотах / > /п + и / < /п - вид спектра по мере удаления от /п все боль-
ше и больше зависит от формы 5^(/м). В этом случае ширина спектра ЧМШ-помехи равна
Л/п-2Ятах.

Так как интенсивность спектра при / >/и±^я- снижается наполовину, то спек-
тральный коэффициент качества ЧМШ-помехи в этом случае равен:

7сп ЧМШ = °>7, отчм «1> ГтЬ > 0.	(4.56)

Существенно, что при фазовой модуляции на несущей всегда имеется конечная со-
ставляющая, тогда как при частотной модуляции дискретная составляющая на несущей пол-
ностью исчезает (когда Км тт = 0),

2.	Большой индекс частотной модуляции

"гчм= —»!	(4-57)

ЧМ	г	х /

Ум

соответствует медленному изменению частоты ЧМШ-помехи около частоты несущей. В от-
личие от предыдущего случая (тчм «1) здесь можно считать, что мгновенная частота ЧМШ-

помехи изменяется пропорционально модулирующей функции ^(0 в соответствии с законом

(4.47).	Поэтому для стационарных процессов ^(0 плотность вероятности мгновенного значе-
ния частоты ЧМШ-помехи пропорциональна плотности вероятности мгновенных значении

модулирующего шума />(/) = р (^) —.

Физический смысл вероятности, применительно к случайным процессам, представля-
ет собой относительное время пребывания случайной величины на заданном уровне. Следо-
вательно, спектральная плотность ЧМШ-помехи 5ЧМ ш(/) пропорциональна времени пребыва-
ния частоты в окрестности конкретного значения. Отсюда вытекает важный вывод о форме
спектра ЧМШ-помехи: при частотной модуляции несущей стационарным процессом с доста-
точно медленными изменениями частоты около несущей энергетический спектр ЧМШ-

помехи пропорционален плотности вероятности модулирующего процесса
^чмш(/) = ^(^	(4.58)

где к - коэффициент пропорциональности.

Таким образом, при тчм » 1 форма энергетического спектра ЧМШ-помехи не зависит
от спектральных характеристик модулирующего процесса, а определяется только формой
плотности распределения модулирующего процесса р(^). Если ^(7) является гауссовым про-
цессом, то и спектр 5чмш(/) будет иметь гауссову форму. Любые деформации р(^) приводят
к аналогичным изменениям функции 5ЧМШ(/)-

При /77,1М » 1 ширина спектра ЧМШ-помехи примерно равна:

Д/чмш=Ж’Шчм>3-	(4-59)

Путем подбора формы функции р(^) можно получить, достаточно равномерный
спектр ЧМШ-помехи и высокий спектральный коэффициент качества. Однако 77Энчмш= 0,1,
что объясняется (как и для ФМШ-помех) отсутствием случайности в распределении мгно-
венных значений помехи.

Смешанная амплитудно-частотная модуляция не улучшает качества помех, так как в
спектре помехи появляется дискретная составляющая на частоте несущей. Кроме того,
спектр помехи искажается и становится неравномерным.

Достоинства и недостатки частотно- и фазомодулированных помех, получивших
название помех с угловой модуляцией, состоят в следующем.

Достоинствами ЧМШ-, ФМШ-помех можно считать:

-	возможность получения достаточно равномерного спектра при /77.1Х1 » 1 и сгф » 1
(спектральный коэффициент качества имеет высокое значение т|С11 ~ 0,8...0,9);

-	простоту технической реализации в САП на СВЧ-приборах типа ЛБВ;

-	возможность использования потенциальных возможностей СВЧ-усилителей по
динамическому диапазону вследствие минимального значения пикфактора

К недостаткам ЧМШ- и ФМШ-помех следует отнести:

-	негауссов характер помех, вследствие чего энтропийный коэффициент качества
помех имеет весьма малое значение (г|эн ® 0,1), что свидетельствует о плохой их
устойчивости к контрмерам противника;

-	значительное влияние нелинейности модуляционных характеристик на форму
спектра (особенно для ЧМШ-помех) при тчм » 1.

Как уже отмечалось, особенностью ЧМШ- и ФМШ-помех является их нестационар-
ность. Это свойство помех с угловой модуляцией может быть использовано для повышения
устойчивости помех к контрмерам. Однако из-за отсутствия исследований в этой области
преждевременно делать какие-либо выводы.

Характеристики хаотических импульсных помех (ХИП) можно представить в виде
последовательности радиоимпульсов с заданной частотой заполнения. Амплитуды и дли-
тельности импульсов, а также интервалы между соседними импульсами изменяются случай-
ным образом. Практическая реализация таких помех затруднительна. Значительно проще ре-
ализовать последовательность радиоимпульсов, имеющих постоянную амплитуду и характе-
ризующихся случайным изменением длительности импульсов и временных интервалов меж-
ду ними. Принцип создания такой помехи поясняется схемой рис. 4.29.

Генерация высокочастотных колебаний заданной частоты происходит только в те мо-
менты времени, когда напряжение г/ш(0, поступающее от генератора шума, превышает порог
11о. Например, для управления высокочастотными колебаниями может быть использована
триггерная схема, которая переводится в одно устойчивое состояние при пересечении шумо-
вым напряжением порогового уровня снизу вверх и возвращается в первоначальное состояние
при пересечении этого уровня сверху вниз (с отрицательной производной). Если плотность
вероятности мгновенных значений шума подчинена нормальному закону со средним значени-
ем, равным нулю, то средние значения длительности импульсов 7ИТ, паузы между ними М\ и
числа пересечений порогового уровня в единицу времени могут быть определены с помо-
щью следующих формул [45]:

ехр

ехр

Е/2
__о_
2ст2

(4.60)



где

б/т2

р(т) - коэффициент корреляции шума генератора;

2 7	7

ф(у) = —= е~х с/х - интеграл вероятности;

2

сгш - дисперсия шума, создаваемого генератором.

Рис. 4.29. Принцип генерации хаотической импульсной помехи

Так, например, для широкополосного шумового напряжения, имеющего равномерный
частотный спектр в пределах диапазона ЛЕт = Ртах-Ртт, коэффициент корреляции равен:

81п(лА7?шг)

(4.61)

Изменяя Со, можно подбирать желаемое соотношение между МТ и М\. Среднее значе-
ние частоты следования помеховых импульсов определяется шириной спектра модулирую-
щего шума.

Выбором порогового уровня Со значения МТ и ТИд можно уравнять, т. е. сделать сред-
нюю скважность импульсов равной двум. При этом условии считается [45], что плотности
вероятностей для г и Д определяются экспоненциальным законом:

н’(г) = ^ср ехр(-#срг), Т > 0;
и'(А) = Л/'ср ехр(-^СрА), А > 0.

(4.62)
Спектральная плотность С(О) и функция корреляции Л(т) стационарной последова-
тельности независимых импульсов прямоугольной формы с постоянной амплитудой Согр и
Л7Т = ТИд равны

Г/2

Я(г)=|Сгрехр(-2ЛГср|г|).

(4.63)

Время корреляции тк, однозначно связанное с шириной спектра процесса, составляет
1

Могут быть созданы радиоимпульсы с заданной частотой заполнения, постоянными
амплитудой и длительностью, но со случайно меняющимся интервалом между импульсами
(ВИМ случайным процессом). В принципе для решения указанной задачи достаточно фикси-
ровать с помощью компаратора каждое пересечение шумовым напряжением порогового
уровня Ц)гр снизу вверх. После каждого такого пересечения компаратор выдает импульс
напряжения с определенными значениями амплитуды и длительности, который используется
для управления высокочастотными колебаниями.

Относительно высокочастотного заполнения импульсов ХИП следует заметить, что
имеются реальные возможности создания когерентных последовательностей помеховых им-
пульсов при использовании схем длительного запоминания частоты разведанного сигнала [28].

Хаотические импульсные помехи оказывают эффективное воздействие на командные
радиолинии управления (КРУ), линии радиосвязи, а также на некоторые типы радиолокаци-
онных станций. Применительно к работе КРУ хаотические импульсные помехи являются за-
градительными по коду. Они вызывают полное или частичное подавление передаваемых ко-
манд, изменение значений параметров модуляции поднесущих колебаний и образование
ложных команд. При оценке влияния помех, заградительных по коду, на работу КРУ одним
из важнейших показателей является среднее число помеховых импульсов, поступающих на
вход приемника в единицу времени (О,57УсР). Оптимальное значение Уср зависит от вида по-
лезного сигнала. Кроме этого, существенное значение имеет и отношение импульсных мощ-
ностей помехи и сигнала.

При подавлении цифровых линий связи и передачи данных для повышения эффек-
тивности ХИП также необходимо оптимальным образом подбирать средние значения дли-
тельностей помеховых импульсов и пауз между ними. Так, например, для подавления линии
телефонной радио связи, исходя из энергетического спектра русской речи, целесообразно
иметь среднее значение частоты следования импульсов помехи 300...400 Гц при скважности,
равной двум [28].

ХИП могут отличаться от полезных сигналов по ряду показателей. Различия могут
быть во временной структуре. Так, например, ХИП используются для подавления каналов
радиосвязи, которые используют непрерывный сигнал, в то время как помеха носит явно вы-
раженный импульсный характер. Могут иметь место различия в ширине спектра сигнала и
помехи. При организации защиты от помех одним из важных факторов является то, что зна-
чения средней частоты помехи и сигнала всегда различны. При создании активных помех
минимальная ошибка настройки передатчиков помех сопоставима с полосой пропускания
приемника подавляемой РЭС. Если в приемнике применяется, например, когерентная обра-
ботка сигналов, то различие частот сигнала и помехи может способствовать существенному
снижению эффективности помех.

Большое значение для защиты от ХИП может иметь также случайность положения
помеховых импульсов на временной оси: применение, например, схем череспериодного
суммирования может существенно улучшить отношение сигнал/помеха.
Примером помех, сформированных как последовательности детерминированных им-
пульсных радиосигналов являются многократные синхронные импульсные помехи, пред-
ставляющие собой серию радиоимпульсов, излучаемых в ответ на сигнал, принятый устрой-
ством радиопротиводействия от радиолокационной станции. Импульсы помехи по форме и
длительности соответствуют полезному сигналу. Существенным обстоятельством является
синхронность огибающих помеховых импульсов относительно начала отсчета времени
в РЛС. В то же время помеха имеют ряд отличий от полезных сигналов. Как правило, имеет
место существенное превышение помехи над сигналом по амплитуде (мощности). Следова-
тельно, большое значение для защиты от помех приобретает амплитудная селекция.

Импульсы помехи часто могут характеризоваться постоянством амплитуды и периода
следования, что указывает на возможность применения для борьбы с помехой, например,
схем череспериодной компенсации (ЧПК).

При борьбе с помехами рассматриваемого типа очень важно обеспечивать различие
частот сигнала и помехи; при использовании, например, когерентной об работки частота по-
мехи после фазового детектора может оказаться далеко за пределами полосы пропускания
его фильтра.

Существенное значение для ослабления эффективности помехи имеет изменение
в РЛС от периода к периоду частоты следования импульсов или высокой частоты сигналов.
При выполнении указанных условий помеха может маскировать лишь те области, которые
удалены от радиолокационной станции на расстояние, превышающее расстояние до источ-
ника помех.

4.4. Активные имитирующие помехи

4.4.1.	Общие сведения

Активные имитирующие помехи обычно предназначаются для внесения ложной ин-
формации в подавляемое радиоэлектронное устройство. Иногда под действием имитирую-
щей помехи происходит перегрузка соответствующих информационных каналов. В послед-
нем случае помехи приводят к тому, что радиоэлектронное устройство работает на пределе
пропускной способности, или, более того, аппаратурная пропускная способность канала ста-
новится не достаточной для передачи или выделения необходимой информации.

Чтобы исключить возможность фильтрации, помеховый имитирующий сигнал не
должен значительно отличаться от имитируемого сигнала по несущественным (сопутствую-
щим) параметрам. Например, при имитации ложной цели, находящейся ни одном пеленге с
действительной целью, но на иной дальности, помеховый сигнал должен иметь по крайней
мере одинаковую с полезным сигналом поляризацию и несущую частоту. Однако по инфор-
мационному параметру он отличается от полезного, т. е. в этом случае помеховые сигналы
излучаются по отношению к полезным с некоторой задержкой.

Информационные и сопутствующие параметры помехового и полезного сигналов
имеют между собой статистическую связь, которая в ряде случаев может переходить в функ-
циональную зависимость.

В соответствии с назначением подавляемого РЭС различают имитирующие помехи
для противодействия РЛС, линиям радиосвязи, командным радиолиниям управления, систе-
мам радионавигации и др.

Из большого разнообразия активных имитирующих помех РЛС можно выделить две
группы: первая предназначена для подавления РЛС, работающих в режиме обнаружения, а
вторая служит в основном для подавления РЛС, работающих в режиме автоматического со-
провождения.

Имитирующие помехи для подавления импульсных РЛС, работающих в режиме обна-
ружения создают на экране РЛС ложные отметки, не отличающиеся от отметок реальных це-
лей. При действии таких помех, которые, в свою очередь, подразделяются на многократные
и однократные ответные импульсные помехи, можно в значительной степени дезориентиро-
вать оператора и перегрузить систему обработки информации.

Многократная ответная импульсная помеха представляет собой серию радиоимпуль-
сов, излучаемых в ответ на принятый сигнал (рис. 4.30, а) подавляемой РЛС (рис. 4.30, б).
Радиоимпульсы помехи и полезного отраженного сигнала по форме, длительности и мощно-
сти идентичны. Различают синхронные и не синхронные по отношению к частоте следова-
ния зондирующих импульсов РЛС многократные ответные помехи.

Несинхронные импульсные помехи создаются излучением пачек радиоимпульсов в
произвольные моменты времени, в общем случае не связанные с временным положением
зондирующих импульсов. Несинхронные импульсные помехи могут создаваться для имита-
ции взаимных помех, чтобы усложнить общую радиотехническую обстановку и ввести в за-
блуждение лиц, ответственных за электромагнитную совместимость. Отличие несинхронных
импульсных помех и импульсного полезного сигнала по частоте повторения используется
при создании устройств помехозащиты.

Рис. 4.30. Подавляемый импульсный сигнал и ответные импульсные помехи:
а - подавляемый сигнал, б - многократная помеха, в - однократная помеха

Синхронные импульсные помехи формируются станциями многократных импульс-
ных помех, построенными по принципу многократной ретрансляции импульсных сигналов
подавляемой РЛС. На экранах РЛС многократные ответные помехи порождают серии отме-
ток, имитирующих несуществующие цели. Отметки могут быть впереди или сзади реальной
цели. Для создания упреждающих отметок время задержки помеховых импульсов имеет по-
рядок периода следования зондирующих импульсов.

Однократная ответная помеха (рис. 4.30, в) - это радиоимпульс, излучаемый в ответ
на принятый сигнал подавляемой РЛС с некоторой задержкой тз, изменяющейся в диапазоне
т3 тт - гз тах- Время задержки обычно изменяется так, чтобы создать на экране РЛС имита-
цию реально движущейся цели. Скорость изменения задержки соответствует скорости
Ж

движения имитируемой цели (танка, корабля, самолета). При достаточно большой мощности
передатчика помех за счет воздействия через боковые лепестки диаграммы направленности
антенны на экране РЛС создается несколько ложных отметок, перемещающихся с определен-
ной скоростью, что значительно осложняет работу оператора или вычислительной машины.
4.4.2.	Пространственно-временные помехи

При подавлении РЛС, как и любых других РЭС, стремятся синтезировать такие поме-
ховые сигналы, которые способны нанести противнику максимальный информационный
ущерб при минимальных затратах энергии источника помех. Эти два требования противоречи-
вы и поэтому на практике часто несовместимы. Простым примером некой «универсальной»
помехи может служить пространственно-временная помеха, создаваемая многочисленными
источниками белого шума, размещенными в каждом пространственном объеме разрешения.
Такая помеха решает первую проблему - нанесение РЛС максимального информационного
ущерба, так как пространственно-временная энтропия этой помехи имеет максимальное зна-
чение. Однако, создание такой «универсальной» помехи требует значительных организаци-
онных и энергетических затрат. Кроме того, возможность размещения многочисленных ис-
точников белого шума в значительных телесных углах весьма проблематична.

Настоящим свойством универсальности обладает сигналоподобная пространственно-
временная помеха, структура которой подобна структуре полезного отраженного сигнала,
а информационные параметры - временная задержка г, доплеровская частота Кд, угловые ко-
ординаты 0 и (р - необходимым образом изменены. С энергетической точки зрения сигнало-
подобная помеха является оптимальной, так как оптимальный приемник РЛС не может ее
селектировать ни по одному из измеряемых параметров (разумеется, при условии отсутствия
достоверной априорной информации). Создание универсальной пространственно-временной
помехи предъявляет особые требования к цифровым устройствам запоминания и воспроиз-
ведения сигнала и электромагнитного поля.

Любое РЭС извлекает полезную информацию путем обработки информационных па-
раметров. Применительно к РЛС наиболее информативными параметрами являются: ампли-
туда, частота, фаза (временная задержка) радиосигнала, а также угловые координаты. Поля-
ризационные параметры, как правило, являются сопутствующими и не используются для из-
влечения информации о цели.

Процедура измерения (оценки) информационных параметров радиосигнала в РЛС
может быть разбита на два этапа.

На первом этапе производится глобальная (грубая) оценка параметров, для чего инфор-
мационное пространство представляется в виде совокупности (матрицы) ячеек. Размеры каж-
дой из ячеек определяются разрешающей способностью измерителя того или иного параметра.

ст

При измерении только двух параметров: временной задержки т3 (дальности Лц =	и пелен-

га цели 6>ц - информационное поле (рис. 4.31) разбивается на прямоугольные ячейки разме-
ром	5 (ги - длительность импульса, 0^ - ширина луча антенны РЛС).

При измерении трех координат т3, 0Ц, Кд (Кд - доплеровский сдвиг частоты сигнала от
цели) информационное пространство состоит из множества ячеек, представляющих собой
прямоугольные параллелепипеды (рис. 4.32), у которых Д/^ - ширина полосы пропускания
доплеровского фильтра. Ячейка информационного поля (рис. 4.31) в которой наблюдается
отклик полезного (отраженного) сигнала, ниже называется сигнальной ячейкой.

На втором этапе производится локализация (уточнение) координат в пределах вы-
бранной ячейки и определяется локальная ошибка.

В процессе обработки возникают ошибки двух родов:

-	на первом этапе измерения возникают ошибки решения (ложные тревоги) из-за
неправильного выбора ячейки (процедура обнаружения);

-	на втором этапе измерения возникают ошибки, значения которых не выходят за
пределы выбранной ячейки.
Рис. 4.31. Информационное поле РЛС при глобальной оценке параметров т3 и О

Рис. 4.32. Элементарная информационная ячейка

Локальные ошибки измерения параметров сигнала могут повлиять лишь на процесс
сопровождения цели по какой-либо координате и, в целом, незначительно сказываются на
эффективности функционирования РЛС.

Больший информационный ущерб будет нанесен подавляемой стороне при наруше-
нии процесса глобальной оценки параметров, следствием которого является неправильный
выбор сигнальной ячейки. Помеховые сигналы, вызывающие глобальные ошибки, наносят
подавляемой стороне значительный информационный ущерб и, как следствие, негативно
влияют на принятие решения о способе боевых действий (применение оружия). Поэтому ни-
же рассматриваются помеховые сигналы, нарушающие работу РЛС в режиме глобального
оценивания (в режиме принятия решения о наличии полезного отклика - цели в той или иной
информационной ячейке).

Целесообразно подразделять сигналоподобные помехи на маскирующие и имитиру-
ющие. Маскирующие помехи порождают отклики в каждой ячейке некоторого информаци-
онного пространства (рис. 4.33) [28], а имитирующие помехи - только в некоторых ячейках,
удаленных от сигнальной ячейки на заранее выбранное расстояние. Например, на рис. 4.34
изображен полезный отклик, (выходной эффект) 1(0, г), наблюдаемый в центральной сиг-
нальной ячейке, и три помеховых отклика, порожденных сигналоподобной имитирующей
помехой. Для реализации различных комплексов помех (например, перенацеливающей по-
мехи) величины 0П и тп могут изменяться во времени.

Пространственно-временная помеха, маскирующая полезный отклик (цель) в задан-
ном угловом секторе А0М (рис. 4.35), может быть создана пространственно-распределенной
системой станций активных помех.
Рис. 4.33. Отклик на выходе пространственно-временного приемника РЛС
при воздействии маскирующих сигналоподобных помех

Рис. 4.34. Отклики на выходе приемника РЛС при создании имитирующих помех

Рис. 4.35. Пространственно-временная помеха, маскирующая полезный отклик (цель)
в секторе Дб^

Чтобы подавляемая РЛС не могла выделить сигнальную ячейку (0 = бу, отклики во
всех других ячейках должны иметь одинаковую интенсивность, для чего производится про-
странственная модуляция помехового поля, создаваемого системой пространственно-
распределенных САП с цифровым устройством запоминания и воспроизведения сигнала на
основе МАР, рис. 4.36.
При подавлении РЛС помеховое поле, создаваемое системой САП, негативным образом
повторяет структуру сигнального поля (например, в направлении главного лепестка ДНА РЛС
помеха не создается) в соответствии с формой ДНА РЛС. Поэтому такая пространственно-
временная маскирующая помеха называется негативной или инверсной [28]. При подавлении
РЛС со сканирующей антенной негативная помеха может быть создана из одной точки про-
странства. Помеховый сигнал, излучаемый САП, изменяет свою интенсивность негативным
образом по отношению к интенсивности принимаемого полезного сигнала.

Рис. 4.36. Система САП, создающих негативную (инверсную)
пространственно-временную помеху

Система САП

Формирование оптимального закона пространственной модуляции помехового поля
при создании негативной помехи однопозиционной РЛС иллюстрируется на рис. 4.37. Про-
странственно-временной отклик в данной РЛС формируется в плоскости изображения % ан-
тенной системы, имеющей линейный размер Сд.

Апертурная функция антенны имеет вид:

С(х) = ИДх) = С0(х)ехр(/^х),	(4.64)

где С0(х) - «замороженное» распределение поля (тока);

(^ха = сОдДО - пространственная частота настройки антенны, изменяющаяся по закону
СОдДО-

В общем случае С0(х) также меняется во времени. Например, в самонастраиваю-
щихся ФАР:

Со (х) = С' (х, 1)СМ (х, 0,	(4.65)

где СДх,/) - множитель, учитывающий распределение целей и их структуру;

Сл/(х,/) - модулирующая помеха, возникающая за счет нестационарного процесса
самонастройки.
Рис. 4.37. Формирование пространственного отклика РЛС

Аналогичная картина имеет место и в антенных устройствах с компенсаторами боко-
вых лепестков. В дальнейшем считается, чтоС0(х) «заморожено» на время обработки сигна-
ла Т. При входном распределении 8х(х) поле в плоскости изображения описывается выра-
жением:

+оо

5'л(й,х4«)= | С0(х)5ет(х+)ехр(у(У^х)472х.	(4.66)

Здесь, как и прежде, пределы интегрирования распространены на бесконечность, так
как С0(х) обладает «обрезающими» свойствами.

Дифференциал с/2х представляет собой элемент площади в прямоугольных коорди-
натах на плоскости раскрыва антенны с началом координат в центре раскрыва, а вектор X
изображает текущую точку раскрыва; &х^- двумерная пространственная частота, соответ-
ствующая максимуму ДНА (углу 0\).

Поля в плоскости антенны 5вх(х) = 8х(х) и в плоскости источника 5»\(х) связаны вы-
ражением вида:

5вх (*) = 8х (+) =	(*) ®	(4-67)

где к(х) - импульсная характеристика радиолокационного канала.

Поэтому из (4.65) и (4.67) следует выражение для интенсивности отклика:
/(®ха+)={5вх(Х)С(Х)) =
оо оо оо оо

= 1111 «0(х1)С;(х2)Р^2(^1,^2)А'(^3-гЖ^1’Х1)/г*(^1,х2)-	(4.68)

—оо —оо —оо —оо

• ехр(/бУхА, х1) ехр(-/бУхА, х2 )б/2^1б72^2б72х1б72х2,
где	охА = —зш 0А - «настройка» антенны;

Я

ЛГ(т3-т) - корреляционная функция временного сигнала;

т3 - задержка за счет распространения сигнала в радиолокационном канале;

* - знак сопряжения;

Гц20 - функция пространственно-временной когерентности (ФПВК) принимаемо-
го поля.

Индексом (^) отмечена принадлежность ФПВК Гц плоскости Далее считается
с

К(т3-т) = ЛГ(т), что допустимо при небольших размерах антенн и источников и при-« ТА

А/п

(с - скорость света). Выражение (4.68) представляет собой искомое уравнение связи /(щ^д) и

Т^12(^1, ^2). Дальнейшая задача состоит в упрощении этого уравнения.

После преобразования получается:

1

\5

«>Х1> ®Х2>) Я(®Х1 )Я’ («>х2 № («>Х1 - «>Х2 ) •

(4.69)

•Г/(«>х1-°>х2)^2 («% )ехр(/ог)б72|

Здесь преобразования Фурье от ФПВК, импульсной характеристики радиолокацион-
ного канала и «замороженного» распределения поля в раскрыве записаны в виде:

^12 (%,<%,«>) => ГЙ2(^Л2,г);

(4.70)

где

где

^12 (%,<%,«>) => ГЙ2(^Л2,г);

ГЙ2(ЙЛ2,г) = ГЙ2(й^2)ВД;

(4.71)

(4.72)

(4.73)

^а(оЭх) _ диаграмма направленности антенны РЛС.

Если сигнал создается пространственно-когерентным источником, то из (4.70)

А12	’ °»2 ) =	(«’Х! )^2 (<% )>

(4.74)

5^(сох) - пространственный спектр источника.

При этом

ДшхА,г) = Двых(г)

1
(2^7

+00

| у(о)д.)Я(о)д.)^д(о)Л.-о)дА)б/2о)

(4.75)

'(ОХ1б/2(ОХ2б/2(О.

2

где

^вых(т) - корреляционная функция выходного сигнала.

Точечный источник описывается спектральной характеристикой

5(юЛ = ехр(гю^0)

(4.76)

и, следовательно, имеет бесконечно широкий пространственный спектр. Теперь имеется
возможность проинтегрировать (4.75) методом стационарной фазы, что дает, с точностью до
несущественной постоянной С:
/(<охА,г)=сад^А2

(4.77)

. 20

Выражение (4.77) описывает интенсивность отклика 1(оэх,\, т) РЛС, работающей в пас-
сивном режиме (только на прием). Для случая активной радиолокации

4(^^) = 4тахВД^А

2^^ (§ш в - 8Ш вА)

где	Д тах - максимальное значение сигнального отклика (при т = 0 и 3 = 0д), определяемое

из уравнения радиолокации [6];

(4;г)2П4’

(4.79)

где А - эффективная площадь антенны РЛС;

(уц - эффективная площадь рассеяния цели;

В = з() - расстояние между целью и РЛС.

При радиоподавлении РЛС в случае самоприкрытия помеховый отклик можно опре-
делить с помощью (4.78)

1п(0) = К(т)ПпСк1% —(8щ0-8ш0А) ,
Л

(4.80)

где Ск - несущественный постоянный коэффициент;

П = РПСП - энергетический потенциал САП (системы САП);

где Рп - мощность передатчика помех;

6п - коэффициент усиления передающей антенны САП.

Суммарный отклик (выходной эффект) РЛС

4(0 = Ц0) + 1П(0) = ад[4тахК44(^^А) + 77пСкДА2(^^А)].	(4.82)

Чтобы интенсивность откликов была одинаковой во всех прикрываемых помехой
ячейках информационного поля (рис. 4.31), необходимо выполнить условие

4(0 = 4тах =С0П8Г.	(4.83)

Из (4.82) с учетом (4.83) можно получить оптимальный закон пространственной мо-
дуляции энергопотенциала САП (при т = 0)

I Г1-7^(6»)’|

Я (6>) = -Е22211--------1	(4.84)

Ск

На рис. 4.38 изображена качественная зависимость пространственной (угловой) моду-
ляции энергопотенциала САП при создании негативной пространственно-временной помехи
однопозиционной РЛС со сканирующей антенной, диаграмма направленности которой опи-
сывается функцией

При создании негативной сигналоподобной помехи системой САП, состоящей из А
станций помех (рис. 4.36), управление включением лучей МАР каждой САП, осуществляемое
системой управления СУ, должно соответствовать закону пространственной модуляции
77п(0, представленному на рис. 4.37. Необходимо отметить, что в направлении главного луча
антенны подавляемой РЛС помеховый сигнал у-ой ЦСАП не излучается. При создании нега-
тивной помехи одной САП (случай самоприкрытия) энергетический потенциал 77п изменяет-
ся во времени в соответствии с законом сканирования ДНА РЛС Р[6(0] негативным образом.

Рис. 4.38. Закон пространственной модуляции энергопотенциала САП
при создании негативной пространственно-временной помехи однопозиционной РЛС

Рассмотренные здесь примеры создания адаптивных пространственно-временных по-
мех демонстрируют широкие возможности применения цифровых устройств запоминания и
воспроизведения сигналов в комплексах РЭБ. Основное достоинство цифровых САП заклю-
чается в возможности практически мгновенного воспроизведения пространственно-
временной структуры принятого электромагнитного поля и одновременной деформации этой
структуры в соответствии с законами, задаваемыми подсистемой управления комплекса РЭБ.

4.5. Радиоэлектронное подавление многопозиционных РЛС

Многопозиционные радиолокационные системы (МПРЛС) могут объединять однопо-
зиционные, пассивные и двухпозиционные РЛС, расположенные в разных точках простран-
ства (на разных позициях).

Вариант реализации двухпозиционной РЛС приведен на рис. 4.39.

Передающая (Лрд) и приемная (Лрм) части РЛС разнесены на расстояние АР. Излуча-
емые радиолокационные сигналы после отражения от самолетов боевого порядка БП прини-
маются в пункте 77рМ, являющемся объектом РЭП. В соответствии с рис. 4.39 уравнение РЭП
выводится в результате следующей последовательности процедур:

(Рп)ВХ д п2 Лр^пр (^п^п)	(^пр’^пр)/п’

' с'вх 4яО2 &4л-/)22 р’

^ПР	(^пр^пр)

А/п



(4.85)

(4.86)

(4.87)
Рис. 4.39. Двухпозиционная РЛС

Полагая к = кп и разрешая (4.87) относительно произведения , можно получить

п2 л2 -

“ ^РЭП



(4.88)



где

4 =ЛД А<„ I *„<^БП

(4.89)

Из (4.88) следует, что зона подавления двухпозиционной РЛС может быть представ-
лена с помощью овала Кассини [28]. Если предположить, что точки расположения 77рд и 77рм
являются фокусами, то соответствующее уравнение овала имеет вид:

где

^2=^

б?2 —

д/^РЭП •

(4.90)

(4.91)

Параметр а, имеющий размерность длины, сопоставляется с величиной С, равной по-
ловине расстояния между фокусами /7рд и /7рм и (передающей и приемной антеннами):

2

(4.92)

Уравнение овала Кассини в декартовой системе координат представляется формой:

(х2+.у2) -2с1 (х1 -у2^ = я4 -с4.	(4.93)
В зависимости от величины отношения

(4.94)

изменяется и форма овала Кассини (рис. 4.40). Когда а > су/2, сохраняется типичная форма
овала (рис. 4.40, а). Если же а < 1, т. е. при малом произведении ^пу|крЭп и большом разно-
се пунктов приема и передачи, овал распадается на две окружности с центрами в фокусах -
точках расположения передающей и приемной позиций 77рд и 77рм (рис. 4.40, в). Из уравнений
(4.87) и (4.90) следует, что овал Кассини в данном случае представляет собой границу зоны
подавления, имеющей место при заданных пространственно-временных и электрических па-

раметрах.

Рис. 4.40. Формы овала Кассини

Уравнение овала Кассини в полярной системе координат (г, (р) непосредственно сле-
дует из (4.93) и имеет вид:

г2 = с2 соз 2ср ± Де4 соз2 2(р + (а4 - с4

о	_ а

В приведенной полярной системе координат, в которой г = ср и а = —, уравнение
с

(4.95) представляется следующим выражением:

(р2+1) -4р2 соз2 (р = а4.	(4.96)

Если помехи создаются индивидуальными средствами самолета или постановщиком
помех из достаточно плотного боевого порядка, то РС2 = и форма зоны подавления опре-
деляется в соответствии с уравнением:

(4-97)

В то же время необходимо иметь в виду, что при подавлении ракет с полуактивными
головками самонаведения из рассредоточенных боевых порядков может возникнуть необхо-
димость учета изменения формы зоны подавления, представляемой овалом Кассини.

Минимальная дальность подавления двухпозиционной РЛС определяется из (4.88),
если в ней положить Кпр(0п, #ъ) = 1- Тогда, в соответствии с (4.90) и (4.91)

тш^с2 = Дтд/^РЭП •	(4.98)

Анализ (4.98) и рис. 4.40 показывает, что вследствие разноса передающей и приемной
частей двухпозиционной РЛС ее подавление активными помехами из зон может быть реали-
зовано лишь с определенных направлений, допускающих возможность выполнения ряда
условий, непосредственно связанных с ДНА передающей и приемной антенн. Речь идет
об обеспечении условий запуска передатчика помех и достижении требуемой степени подав-
ления приемного устройства.

Таким образом, прежде чем принимать решение о конкретной реализации способа со-
здания помех двухпозиционной РЛС из зоны необходимо убедиться, что на всех этапах реа-
лизации выбранного маршрута указанные условия выполняются.

Практически эти условия выполняются при создании помех из боевых порядков.

Уравнение РЭП В случае создания активных помех из боевых порядков самолетов ра-
диолокационной головке ракеты с полуактивным самонаведением уравнение РЭП может
быть получено на основе следующих рассуждений.

На рис. 4.41 показан вариант создания преднамеренных активных помех РГС ракеты
класса «земля-воздух».

Рис. 4.41. Создание преднамеренных активных помех РГС ракеты класса «земля-воздух»

Боевой
порядок

РЛС подсвета цели облучает основным лепестком ДНА боевой порядок самолетов
БП. Отраженные сигналы поступают на РГС ракеты, самонаводящейся на БП. На нее же воз-
действуют помеховые сигналы, создаваемые средствами РЭП боевого порядка самолетов.
Определим отношение мощностей помехи и сигнала на входе РГС, отнесенное к полосе про-
пускания ее линейной части Д^гс-

(Л,)„ =

4тг2?РГС	А/ п

(р \	а 1

п'вх 4тгПс2 БП4тгЯ2гс РГС’

(4.99)

Предполагается, что боевой порядок достаточно плотный. Это позволяет считать
Л»гс (^п’^п)= 1-

Тогда

Рс

вх РГС

— Рп<^п Л^РГС п 2 тр2 / п \

~ рГ	^РГС^п^пД

А/п °БП

(4.100)

Полагая К = Кп, вводя обозначение АГрЭ11 и разрешая относительно /)сергс(#п, #ъ),
можно получить запись уравнения РЭП в виде

^с^ргс (^п’^п) = л/^рэп ’	(4.101)
где

;	РсСс А/п А>5п

РЭП	пл1 л / л

РпС„ А/пр 4л7п

(4.102)

Минимальная дальность подавления Рс т1-п будет равна

шт

рэп •

(4.103)

Таким образом, в рассматриваемом случае отношение мощностей помехового и по-
лезного сигналов на входе РГС определяется, кроме всего прочего, удалением боевого по-
рядка от РЛС подсвета цели и не зависит от дальности БП до РГС.

4.6. Подавление взаимно-корреляционных радиолокационных систем

Многопозиционные РЛС применяются для определения местоположения постанов-
щиков (станций) активных помех. Для определения координат САП вначале использовались
триангуляционные методы, сущность которых заключается в пассивном пеленговании ис-
точника помех несколькими пространственно-разнесенными РЛС. Триангуляционные мето-
ды дают хорошие результаты при пеленговании одной САП. При наличии же нескольких
САП образуются ложные пеленги. Если число действующих САП равно ТУ, то при двухпози-
ционном триангуляционном методе определения координат САП образуется большое число
ложных пересечений (ложных тревог):

.Ул = .У2 — .У =	— 1).	(4.104)

При большом числе ТУ возможно значительное число ложных тревог ТУ = ТУ2. Это явля-
ется существенным недостатком триангуляционного метода.

Число ложных отметок ТУЛ, может быть снижено при корреляционной пространствен-
ной обработке сигналов. Такой вид обработки сигналов используется в многопозиционных
активно-пассивных корреляционных системах.

Принцип действия активно-пассивных корреляционных систем основан на определении
местоположения постановщика помех разностно-дальномерным или угломерно-дальномерным
способом. Главной особенностью этих систем является измерение разности времени запаздыва-
ния помеховых сигналов, принимаемых разнесенными приемниками (рис. 4.42).

Время запаздывания сигналов щ(Т) и г/2(/), принимаемых антеннами А1 и А2, опреде-
ли	/

ляется специальным измерителем-коррелятором. Относительная задержка сигналов т3 = —
с
зависит от временного положения максимума (выброса) корреляционной функции (рис. 4.42)

Мвых(^Гз) = (М1(/ + Гз)М2^ + Гз))-	(4-105)

Расстояние Ьб между точками приема А1 и А2 называется базой. Реализованы актив-
но-пассивные и пассивные корреляционные системы двух видов: с большой и малой базами.
В первом случае Ц имеет значение десятков - сотен километров, во втором - от десятков
метров до нескольких километров. В дальнейшем для сокращения все разновидности рас-
сматриваемых многопозиционных РЛС назовем корреляционно-базовыми системами (КБС).

Корреляционно-базовые системы могут быть подавлены маскирующими и имитиру-
ющими помехами, создаваемыми с борта одного или нескольких ЛА. Маскирующие помехи
затрудняют обнаружение истинного выброса корреляционной функции, а имитирующие по-
рождают большое количество ложных отметок.
Рис. 4.42. Прием сигналов разнесенными приемниками многопозиционной системы

Маскирующие помехи могут быть созданы путем излучения пространственно-
некоррелированных помеховых сигналов. На ЛА устанавливаются несколько САП, излуча-
ющих некоррелированные помехи в разных секторах (рис. 4.42). Число секторов может
быть различным от А = 2. до А = 50. Если на антенны А1 и А2 помехи поступают от разных
передатчиков по разным лепесткам ДНА, то корреляционная обработка помеховых сигналов
приводит к появлению шумового маскирующего фона.

Если всего имеется САП, то на выходе корреляционного обнаружителя КБС фор-
мируется корреляционная функция:

= ^г/1(/)г/2(^ + т3)^,

(4.106)

где - т3), и //2(7) - помеховые сигналы на выходе антенн А1 и А2 КБС;

I

т3 =---временная задержка помехового сигнала в антенне А1 относительно помехи,

с

принимаемой антенной А2. В общем случае помеховые колебания на выходах антенн
А1 и А2 представляют собой аддитивные смеси высокочастотных сигналов, излучае-
мых передающими самолетными антеннами А„, не 1:А:

м1(?+гз) = Е«ш(^+^^/);	(4-107)

/=1

м2(' + г) = ХХФ + гз/>Р/)>	(4-Ю8)

7=1

где ип - помеховые сигналы в антеннах А1 или А2 от элементарных самолетных источни-
ков помех (/,/е 1 А);

(р- случайная фаза, распределенная на интервале [-я; л\.
Подставив формулы (4.107) и (4.108) в (4.106), можно получить

м м

=	+	М (( + Гз’<Р) )/•	<4-109)

/=1 7=1

Для прямошумовой помехи

ип (?) = Уп (?) /?(6*)со8[«0г +	(4.110)

где Щ7) - огибающая помехового колебания;

К(0) - диаграмма направленности /-й или/'-ой антенны.

Из выражений (4.109) и (4.110) следует, что

Аг(г,г3) = Рп2?(г-г3/)х

мм	(4.111)

ХЕЕ\СО5[®0^ +	+ <Р, (' + Тз, )]СО5+ <Р, (' + Л])’

/=1 у=1

где Рп - мощность помехи на выходе коррелятора;

/?(г) - нормированная корреляционная функция огибающей помехи.

Так как пространственный разнос источников помех незначителен (он не может быть
больше габаритных размеров ЛА), то огибающая корреляционной функции на входе обна-
ружителя для всех /’-ых или /'-ых принимаемых помеховых сигналов будет одинаковой.
Вследствие независимости высокочастотных фаз (р^) и (р^1) после статистического усредне-
ния, проводимого под знаком суммы в выражении (4.111), получается

Цг,Г3) = 0.	(4.112)

Следовательно, рассматриваемый способ создания активных помех затрудняет выде-
ление полезного выброса (пика) корреляционной функции. При действии на КБС помех вида
(4.110) на выходе коррелятора образуется маскирующий фон, действие которого приводит к
снижению вероятности правильного обнаружения полезного пика корреляционной функции
(при заданной вероятности ложных тревог).

Значительно уменьшить интенсивность полезного выброса функции корреляции
на выходе корреляционного обнаружителя можно за счет быстрого подключения выхода од-
ного передатчика помех последовательно ко входу разных бортовых антенн. Такой вид по-
мех получил название помехи с перемещающимся фазовым центром, что связано с истинным
перемещением фазового центра антенной решетки, составленной из множества бортовых ан-
тенн А1...АА. Если цикл перемещения фазового центра от антенны А1 до антенны АЛ' про-
водится за время Тф, меньшее времени интегрирования сигналов в интеграторе коррелятора
Т(Тф < Т), то по эффекту воздействия рассматриваемая помеха эквивалентна пространствен-
но-некоррелированной помехе, создаваемой из точек.

Имитирующие помехи могут быть созданы с борта одного или нескольких летатель-
ных аппаратов. В результате корреляционно-базовой обработки имитирующих помеховых
сигналов на выходе коррелятора образуется несколько ложных выбросов. Эффективность
воздействия имитирующих помех зависит от степени подобия ложных и истинных выбросов
корреляционной функции.

Известно несколько видов имитирующих помех:

-	одноточечная помеха с многопиковой функцией корреляции;

-	многоточечная помеха с многопиковой функцией корреляции. В первом случае
помеха формируется САП, установленной на одном ЛА, а во втором - САП, раз-
мещенными на нескольких летательных аппаратах.
Одноточечная помеха с многопиковой функцией корреляции создается помеховыми
излучениями с периодической структурой. Перспективными следует считать имитирующие
помехи, которые создаются путем строго периодической линейной частотной модуляции
(узкополосного) шума или путем суммирования квазигармонического шума, пропущенного
через несколько линий задержки.

При линейной частотной модуляции (ЛЧМ) приращение частоты помехи меняется по
закону

при I < кТ, к = 1, 2, ...;
при I = Т,

(4.ПЗ)

где - крутизна ЛЧМ в полосе частот Д/п.

Под действием ЛЧМ-помехи на выходе приемников Прм1 Прм2 (рис. 4.42), имеющих

полосу пропускания Д^р, образуются последовательности импульсов с длительностью

ги =^Ти периодом Т(рис. 4.43).

На выходе приемника образуется пачка импульсов, корреляционная функция которой
имеет вид:

1	1	М-1	1	М-1

Ф) = -^ЫФ-^Х^-0Мг + /Л+-^Х^-0Ыг + /Т) + -- (4-114)

м 7'1’

где Ту = — — число импульсов;

То - время действия помехи (или время обработки помехового сигнала в КБС);

Т - период частотной модуляции;

А^(т) - корреляционная функция одиночного импульса. Корреляционная функция по-
мехи на выходе приемников имеет (27У-1) пиков рис. 4.39. Интенсивность /-го пика
(при числе импульсов ТУ) равна:


А

(4.115)

где Р - интенсивность (пиковая мощность) «нулевого» пика (/ = 0); /е 1 :А-1.

Анализ выражения (4.114) и рис. 4.43 позволяет выявить недостатки рассматриваемой
помехи:

-	совпадение «нулевого» выброса (г - 0) с координатами постановщика помех (т. е.
постановщик помех «подсвечивает» себя самым мощным импульсом);

-	уменьшение интенсивности ложных выбросов с ростом номера ложной цели.

Если считать допустимым снижение интенсивности граничного (наиболее удаленно-
го) /-го пика примерно в два раза по сравнению с «нулевым», то необходимое число перио-
дов изменения частоты /н за время Т находится из соотношения

^-4 = 1

И 2

(4.116)

Т

Так как А = у-, то из соотношения (4.116) получается

н 2 2Т

(4.117)

С другой стороны, период изменения частоты Т должен удовлетворять условию

сТ = а.	(4.118)

где б/ - интервал между имитируемыми ложными целями.

Из (4.117) и (4.118) при заданных значениях б/ и /н можно определить период частот-
ной модуляции

_ 2б//п

7о _
с

(4.119)

Имитирующая помеха с многопиковой функцией корреляции может быть создана с
помощью суммирующего устройства с многоотводной линией задержки. На вход линии за-
держки (рис. 4.44) подается шумовая помеха Ц1) с корреляционной функцией А<(т). Выход-
ной сигнал 7/(0 имеет корреляционную функцию ^(т), описываемую выражением (4.114).
Отклик обнаружителя КБС имеет вид такой же, как и в случае воздействия ЛЧМ-помехи
(рис. 4.43). Отличие состоит лишь в огибающих отдельных выбросов, которые определяются
видом корреляционной функции исходного шума.

Рис. 4.44. Формирование имитирующей помехи с многопиковой функцией корреляции

Многоточечные имитирующие помехи могут быть двух видов:

-	помеха с тождественной модуляцией, создаваемая различнми САП путем излуче-
ния высокочастотных сигналов, модулированных по амплитуде одним и тем же
шумом;
-	помеха, создаваемая путем ретрансляции сигналов станциями помех, установлен-
ными на нескольких носителях.

В обоих случаях реализуется взаимная зашита самолетов за счет «размножения» кор-
релированных помех в рабочей зоне КБС. За счет действия помех образуется М2 отметок,
среди которых число ложных равно Ап = У(А-1).

Достоинствами такого способа создания помех являются:

-	одинаковые структура и интенсивность всех помеховых выбросов, что затрудняет
работу схем помехозашиты;

-	большое число ложных целей с кинематическими характеристиками, соответ-
ствующими истинным целям.

Для создания многоточечных помех могут применяться пассивные переизлучатели, пе-
реизлучающие антенные решетки, компактные облака противорадиолокационных отражателей,
участки водной и земной поверхности и другие способы. При облучении переизлучателей
активной помехой за счет отражения создаются многоточечные коррелированные помехи.

4.7.	Подавление РАС авиационно-космического базирования
наземными средствами РЭБ

Задачи подавления радиолокационных средств обзора земной поверхности воздушно-
космического базирования решаются двумя методами, а именно: обеспечения зонального
прикрытия наземных объектов ВВСТ на большой территории их размещения путем подавле-
ния РЛС по боковым лепесткам ДНА приемных антенн и индивидуальной защиты малораз-
мерных особоважных объектов от возможного их обнаружения и применение средств огне-
вого поражения, в том числе высокоточного оружия. При этом в условиях индивидуальной
защиты должны быть применены технологии РЭБ подавления систем управления и самона-
ведения огневых средств поражения.

4	.7.1. Средства РЭБ зонального прикрытия наземных объектов

Особенностью зонального прикрытия наземных объектов активными помехами со-
стоит в следующем. Станции радиоэлектронного подавления должны исключить возмож-
ность обнаружения и наземных объектов и предотвратить применение по этим объектам ог-
невых средств поражения.

На рис. 4.45 показана схема системы РЭБ, обеспечивающей прикрытие наземных объ-
ектов на некоторой площади (зоны) станцией активных помех (САП).

Как видно из рис. 4.45 авиационная РЛС обеспечивает последовательный обзор зем-
ной поверхности путем сканирования главным лепестком антенны с частотой в результа-
ты которой последовательно обнаруживаются наземные цели и принимается решение их по-
следующего поражения.

При сканировании с частотой П по азимуту станция помех последовательно обеспе-
чивает подавление РЛС с разными уровнями боковых лепестков, что приводит к разрывам
помех в подавляемой РЛС (рис. 4.45, б). Уровни этих разрывов, а, следовательно, эффектив-
ность помех зонального прикрытия объектов определяются значением энергетического по-
тенциала станции помех. Чем выше энергетический потенциал, тем ниже может быть уро-
вень боковых лепестков антенн, по которому обеспечивается подавление ИРИ. В этих усло-
виях подавление станцией помех РЛС обеспечивается по уровням боковых лепестков антен-
ны РЛС С/, а площадь прикрытия (при обеспечении необходимого значения энергетического
потенциала СП) определяется максимальным значением дальности прямой радиовидимости
подавляемой РЛС (рис. 4.45, а)\

5п=лг^.	(4.120)
ДНА РЛС

Рис. 4.45. Схема формирования зональной системы РЭБ защиты наземных объектов

Дальность прямой видимости готах можно рассчитать:

-	для РЛС авиационного базирования гОтах «(3,8 4-4,2)^^//^" + ^^ ), ко - высота
антенн РЛС (в метрах), /гПрМ - высота антенны СП (в метрах) над поверхностью
Земли;

-	для РЛС космического базирования гОтах = ^/^(27^ + /^) , где кка - высота орбиты
полета космического аппарата носителя РЛС, В ~ 6377 км - радиус Земли.

На рис. 4.46, рис. 4.47 представлены станции помех многофункциональных РЛС воз-
душно-космического базирования сантиметрового и метрового диапазона.

Рис. 4.46. Станции помех информационным каналам многофункциональных РЛС
воздушно-космического базирования сантиметрового диапазона
Рис. 4.47. Станции помех авиационных РЛС ДРЛО дециметрового и метрового диапазона

Эффективность СП при зональном прикрытии определяется техническими характери-
стиками станций. К основным характеристикам САП относятся:

-	энергетический потенциал;

-	эквивалентная чувствительность приемных устройств;

-	типы сигналов помех и адаптация их к сигналам излучения РЛС;

-	ширина полосы рабочих частот приемо-передающей аппаратуры;

-	обнаружения, идентификация и сопровождение подавляемых РЛС;

-	пропускная способность, число целей одновременного подавления.

Для обеспечения многофункциональности СП при их создании учитываются характе-
ристики и параметры подавляемых РЛС, а также характеристики и особенности рельефа зо-
ны защиты. При этом необходимо формирование непрерывных помех, обеспечивающих за-
щиту всех объектов на данной площади.

Пространственно-распределенные системы РЭБ

В 80-х годах XX столетия были разработаны теоретические основы и созданы опыт-
ные образцы пространственно-распределенных систем РЭБ зонального прикрытия наземных
объектов. Такие системы формировались на основе развития систем РЭБ индивидуальной
и зональной защиты объектов, для которых характерна высокая эффективностью подавления
поля сигналов информационных каналов.

На рис. 4.48 представлена схема формирования пространственно-распределенных си-
стем РЭБ подавления РЛС воздушного базирования. На площади позиционного района раз-
мещаются Мстанций помех (на рис. 4.48 - 7 СП), предназначенных для защиты объектов.
Особенностью пространственно-распределенных систем РЭБ является обеспечение обнару-
жения и подавления РЛС по уровню сигналов, излучаемых главными лепестками антенн
РЛС.

Радиоконтакт объектов ВВСТ и РЛС происходит эпизодически за счет сканирования
ДНА и движения носителей (рис. 4.48, а). Поэтому САП формируют сигналы помех на время
радиоконтакта, зависящее от ширины диаграммы направленности 3/ и скорости обзора О/,
как:

/□

7 = -^-.	(4.121)

Расстояния между станциями помех определяется необходимостью согласования зон
эффективности помех, создаваемых разными САП. Таким образом создается поле помех зо-
нального прикрытия (рис. 4.48, б).
Рис. 4.48. Схема пространственно-распределенной системы РЭБ

Эффективность наземных средств РЭБ, обеспечивающих прикрытие объектов ВВСТ
в некоторой зоне на площади 5о определяется отношением прикрываемой средствами РЭБ
площади 5П к необходимой площади прикрытия:

Р = ^-.	(4.122)

Очевидно, значение эффективности равно вероятности р прикрытия объектов, нахо-
дящихся наплощади 5о помехами станции помех.

Эффективность подавления информационных каналов РЛС определяется уровнем от-
ношения помеха/сигнал на входе обнаружителя приемного устройства РЛС. То есть зависит
от энергетического потенциала станции помех, параметрами сигналов помех и подавляемой
РЛС, а также взаимным расположением САП и РЛС.

В условиях обеспечения прикрытия объектов ВВСТ одной станцией помех значение
зоны защиты определяется сектором подавления по боковым лепесткам СИ антенн РЛС.

На рис 4.49 представлен график усредненной зависимости вероятности прикрытия за-
данной площади подавления сектора обзора авиационных РЛС управления оружием (УО) и
РЛС дальнего радиолокационного обнаружения (ДРЛО) от уровня боковых лепестков отно-
сительно главного лепестка, при которым обеспечивается условия выполнения необходимых
значений коэффициента подавления.

Как следует из выражения (4.122), значение требуемого энергетического потенциала
станции помех обратно пропорционально уровню боковых лепестков подавляемой РЛС. При
условии подавления только по главному лепестку энергетический ДНА потенциал может
быть уменьшен на (30.. .50) дБ.

Представляет интерес оценка пространственно-распределенной наземной системы
РЭБ по критерию эффективность/стоимость.
Как показывает анализ проведенных ОКР по разработки и производству наземных стан-
ций помех, стоимость образцов имеет степенную зависимость от основных характеристик -
энергетического потенциала, ширины полосы рабочих частот и пропускной способности.

Рис. 4.49. Средние значения вероятности прикрытия заданной площади (сектора обзора)
от уровня подавляемых боковых лепестков РЛС УО и ДРЛО

При известной стоимости некоторого аналога стоимость других станций помех опре-
деляется как:



(4.123)

где Сан - стоимость аналога станции помех;

РПСП, (РСц)ан - энергетический потенциал разрабатываемой станций помех и аналога,
п, пан - пропускная способность (количество подавляемых РЭС) разрабатываемой
станций помех и аналога ЛК;

ДКан - полоса рабочих частот разрабатываемой станций помех и аналога;

Кс - коэффициент изменения стоимости, в зависимости от схемно-конструктивных и
технологических решений при разработки и серийном производстве станций помех.
Среднее значение коэффициента Кс = 1,9.

При равенстве рабочих частот разрабатываемой станции помех выражение (4.123)
стоимость определится как:

(4.124)

В условиях формирования системы РЭБ в составе станций помех стоимость ком-
плекса составит

(РПСП) п

\ п п /ан ан

(4.125)
Если принять априори, что /-я станция помех будет обеспечивать подавление /-ой РЛС
с вероятностью р^ то эффективность подавления п РЛС будет равна

и

/=1

^ПО-а)

7=1

(4.126)

В случае равенства вероятностей подавления р эффективность подавления системой
РЭБ из (4.122) преобразуется как



(4.127)

Тогда критерий эффективность/стоимость применительно к полю помех наземной си-
стемы РЭБ и подавляющей поле сигналов из условий (4.124) будет

(4.128)

Выражение (4.128), позволяющее на практике сравнить различные варианты станций
помех по критерию эффективность/стоимость, не совсем удобно для определения оптималь-
ных характеристик пространственно-распределенного поля помех. Для оценки исследуемых
методов синтеза пространственно-распределенной наземной системы РЭБ целесообразно
провести сравнительный анализ проектируемой системы с некоторой гипотетической систе-
мой РЭБ, состоящей из одной станции помех, обеспечивающей подавление поля сигналов
в заданной зоне защиты объектов ВВСТ с вероятностью 1. Тогда нормированный критерий
эффективность/стоимость будет определяться как:

где л? = 1 ч- (л? — 1) /?, /Уд = 1 + (Лу -1) р, (3\(р) - значение функции распределения уровня бо-
ковых лепестков,

Си - значение уровня бокового лепестка, по которому обеспечивается подавление
РЛС,

б/ - скважность помехи.

Следует отметить, что параметр скважности в условиях зонального прикрытия про-
странственно-распределенных объектов ВВСТ в значительной степени определяет эффек-
тивность подавления. Исключение составляют имитационные однократные и многократные
импульсные помехи.

Значение скважности квазинепрерывной помехи определяется как

АТ

4 = 1----2-,	(4.130)

где	А То - время выключения помех за время контакта станции помех с подавляемой РЛС

Тк.
На рис. 4.50 представлены расчетные значения критерия эффективность/стоимость
для разных значений вероятности подавления одной станции р, определяемые уровнем по-
давления боковых лепестков антенн РЛС, в зависимости от числа станций /V, формирующих
поле помех при изменении числа РЛС поля сигналов п.

Как видно из графиков, при формировании зональной зашиты распределенных на
площади объектов ВВСТ пространственно-распределенные системы согласно критерию эф-
фективность/стоимость значительно превосходят отдельные мощные и сверхмощные стан-
ции помех наземного базирования. Это также подтверждается сравнением внешнего вида и
параметров реальных образцов мощных станций помех (рис. 4.46, рис. 4.47) и приемно-
передающих модулей станции помех пространственно-распределенной системы РЭБ
(рис. 4.51).

Эффективность пространственно-распределенной системы увеличивается с ростом
количества подавляемых РЛС и обеспечением минимальных значение вероятности подавле-
ния РЛС - подавление только по главному лепестку диаграмм направленности антенн РЛС
одной станцией помех. Изменение значений критерия эффективность/стоимость от количе-
ства станций помех имеет максимум при оптимальном количестве станций помех в про-

Рис. 4.50. Зависимость значения критерия Ф от числа станций помех
и уровня подавления боковых лепестков антенн РЛС

Рис. 4.51. Приемно-передающий модуль пространственно-распределенной системы РЭБ
дециметрового диапазона длин волн
Преимущества пространственно-распределенных систем в составе маломощных стан-
ций помех определяются:

-	относительно низкой стоимости оптимального состава наземной системы РЭП;

-	высокой надежности системы за счет резервирования маломощных станций (вы-
ход из строя (5...7) % станций не значительно снижает эффективность системы);

-	автоматическая боевая работа станций помех, в условиях передачи команд от си-
стемы управления комплекса на включение (выключения) и контроля работоспо-
собности станций;

-	высокая пропускная способность системы без снижения эффективности РЭП;

-	практически полное исключение возможности поражения станций помех ракета-
ми с пассивными головками самонаведения;

-	отсутствие систем наведения антенн по направлению за счет применения широ-
ких диаграмм направленности;

-	малое потребление от первичной сети позволяют использовать автономные ис-
точники питания;

-	применение твердотельных электронных компонентов обеспечивает значительное
снижение массогабаритных характеристик.

Недостатком пространственно-распределенной системы являются вопросы эксплуа-
тации в войсках. Значительное число станций помех (например, для обеспечения защиты
объектов ВВСТ на площади 250x250 км2 необходимо порядка 50 станций) требует принятия
специальных мер по их размещению на местности, обслуживанию и защите от возможного
хищения.

Для обеспечения эффективности защиты объектов ВВСТ размещение приемо-
передающих модулей на местности должно быть организовано таким образом, чтобы было
обеспечено «сшивание» сигналов помех от каждой станции в условия сканировании по угло-
вым координатам антенн РЛС. Необходимая дальность размещения одной станции от другой
определяется характеристиками станций и зоной прикрытия объектов ВВСТ. При наличии
в прикрываемом районе мачт мобильных систем связи эти мачты могут быть использованы
для размещения приемно-передающих модулей станций помех.

4.8.	Станции помех авиационного базирования

Станции помех авиационного базирования предназначены для решения задач зональ-
ного и индивидуального прикрытия (защиты) авиационных объектов (самолетов, вертолетов)
от возможного их обнаружения и поражения системами ПВО наземного и авиационного ба-
зирования. Отдельная задача - зашита от поражения управляемым и самонаводящимся ору-
жием.

К особенности средств РЭБ авиационного базирования относится то, что ЭПР авиаци-
онных объектов, которые необходимо прикрывать помехами, на несколько порядков меньше,
чем наземных. Это предъявляет соответствующие требования к энергетическому потенциалу
станций помех уменьшить на эти значения.

Второй особенностью защиты помехами авиационных объектов является их высокая
скорость движения, мобильность и маневренность. Это требует формирования помех ин-
формационным каналам, использующим сложные сигналы и значительные доплеровские
смещения частот.

4.8.1.	Зональное прикрытие средствами РЭБ авиационного базирования

Зональное прикрытие ударной авиации носителями РЭБ воздушного базирования, как и
при РЭБ наземного базирования, обеспечивается в большинстве случаев методами формиро-
вания комбинацией помех. Комбинируются активные прицельные или заградительные шумо-
вые помехи, многократные имитационные помехи и пассивные помехи, формируемые при де-
структивном воздействии на среду, в которой функционируют информационные каналы.
Частный случай деформации среды распространения предусматривает использование ди-
польных отражателей.

Организация зонального прикрытия ударной авиации обеспечивается специальными
самолетами (вертолетами) - барражировщиками. Такие аппараты имеют на борту литерные
широкополосные станции помех с энергетическим потенциалом, обеспечивающий подавле-
ние наземных РЛС ПВО по боковым лепесткам их антенн. Работа всех средств РЭБ на борту
барражировщика координируется системой управления бортового комплекса, в состав кото-
рого включаются станции помех индивидуальной защиты носителя.

Для обеспечения большой зоны прикрытия используются несколько самолетов
в группе барражирования. При этом тактика применения средств предусматривает как бар-
ражирование в определенной зоне для защиты ударной авиации, так и специальные самолет-
ные эскорты.

На рис. 4.52 представлена структурная схема состава барражировщика, обеспечиваю-
щего зональное прикрытие авиационных объектов.

Рис. 4.52. Структурная схема состава средств РЭБ барражировщика

Для обеспечения эффективного и постоянного подавления наземных РЛС независимо
от положения барражировщика относительно линии боевого соприкосновения при барражи-
ровании на носителе возможно размещения комплексов станций помех правого (КСП ПБ)
и левого бортов (КСП ЛБ) в составе У литерных станций помех (С1Б7). Также барражиров-
щик имеет модуль постановки пассивных помех (МПП) и станции помех индивидуальной
защиты (СП ИЗ). Все станции помех комплексов управляются системой управления ком-
плекса (СУК). Для управления работой бортовых средств предусматриваются одно или не-
сколько рабочих мест операторов.

Для сокращения состава аппаратуры на барражировщике при возможности применя-
ются переключатели приемных и передающих антенн, размещенных на правом и левом бор-
тах. При этом объем аппаратуры уменьшается вдвое, но за счет увеличения длин трактов
снижаются чувствительность и энергетический потенциал станций помех.
Структурные схемы, варианты построения, основные технические параметры литер-
ных станций помех барражировщика, аналогичны станциям помех зонального прикрытия
наземного базирования, рассмотренных выше, в разделе 4.7.

Безусловно, отличие ЭПР авиационных и наземных объектов определяет требования к
энергетическому потенциалу бортовых станций помех барражировщика. Этот энергетиче-
ский потенциал определяется как

РОСБ=РОСН^,	(4.131)

^НО

где РСгсб - энергетический потенциал станции помех барражировщика;

РСнс - энергетический потенциал станции помех наземного базирования;

сгао - ЭПР авиационных объектов;

сгно - ЭПР наземных объектов.

При формировании заградительных или прицельных шумовых помех методы их син-
теза и типы сигналов помех аналогичны методам применяемых в станциях помех наземного
базирования.

Формирование эффективных многократных имитационных сигналоподобных помех
должны обеспечивать максимальное их соответствие сигналам, отраженным от реальных
авиационных объектов. Эти соответствия должны включать:

-	сопряжение несущей частоты и спектров сигналов РЛС с сигналами помех;

-	обеспечение амплитудно-фазовых флюктуаций сигналов помех, аналогичных
флюктуациям отраженных зондирующих сигналов РЛС;

-	энергетический потенциал станции помех должен обеспечивать возможность со-
здания помех по уровню не хуже 23 дБ от уровня боковых лепестков антенн РЛС;

-	при имитации множества пространственно-разнесенных целей с различными тра-
екториями возможность обеспечения для каждой имитируемой цели частотную
модуляцию несущей частоты помех с учетом доплеровского смещения, обеспечи-
вающего имитацию скорости полета имитируемых целей.

Все составляющие многократных имитационных помех задаются системами опреде-
ления и воспроизведения частоты станций помех и соответствующими алгоритмами времен-
ных циклов формирования сигналов помех, имитирующие воздушные цели.

Значение доплеровской частоты определяется, как:

27

Гд=—/о,	(4-132)

С

где Кд - значение доплеровского сдвига частоты сигнала, принимаемого РЛС;

7ц - скорость воздушной цели, зондируемой РЛС;

/о - значение несущей частоты зондирующих сигналов РЛС;

с - скорость распространения электромагнитных волн.

Принимая отраженные от целей зондирующие сигналы в приемном устройстве РЛС
определяются значение доплеровских частот и соответственно скорости обнаруженных це-
лей, а именно:

К. =77-	(4-133)

Средства оперативной РТР в составе помех могут определять основные характеристи-
ки зондирующих сигналов излучения РЛС, включая несущую частоту и ширину спектра,
длительности и периоды следования зондирующих импульсов, а также частоту сканирования
главным лепестком диаграмм направленности по угловым координатам сектора поиска
целей. Эта информация при синхронизации излучения импульсных имитирующих помех с
приемом зондирующих сигналов РЛС позволяет формировать имитацию целей и их траекто-
рии. На рис. 4.53, как пример, представлена циклограмма формирования многократных им-
пульсных имитационных помех.

На рис. 4.53, а представлены временные диаграммы формирования многократных им-
пульсных имитирующих помех, где на временной диаграмме 1 показаны принимаемые зон-
дирующие импульсы РЛС приемным устройством станции помех с периодом повторения
7с = С - С = /з-С-.., а на рис. 4.53, б показан возможный вид на экране РЛС отметок истинной
и ложных целей.

Как видно из временных диаграмм, для формирования ложных целей вводятся значе-
ния временных задержек или опережений сигналов, отраженных от истинной цели Ц. При
этом положение ложных целей относительно истинной по угловым координатам определяет-
ся возможностью подавления по боковым лепесткам антенн РЛС при знании частоты скани-
рования по угловым координатам антенн РЛС и соответствующей задержки 7} относи-
тельно главного лепестка РЛС.

При формировании ложных целей на заданных угловых координатах относительно
истинной цели время задержки определяется, как:



А
При имитации движения целей необходимо наделять сигналы доплеровским сдвигом
частоты, имитирующим отличную от истинной скорость движения, и связанную с имитиру-
емой скоростью измененную задержку сигнала:

Д7].=^Д
сЕ
с /д

(4.135)

Значения имитации расстояний 5/ не должны позволять идентифицировать имитируе-
мую цель как ложную. Поэтому параметры имитационных помех должны быть максимально
стабильны и соответствовать возможным скоростям реальных целей.

Как видно из временных диаграмм (рис. 4.53, а) сигналы имитационных помех долж-
ны быть синхронизованы с принимаемыми зондирующими сигналами РЛС. В этих условиях
с высокой степенью достоверности будет сформировано необходимое количество имитируе-
мых целей с характеристиками, не отличимыми от параметров реальных целей (рис. 4.49, б)

4.8.2.	Авиационные станции помех индивидуальной защиты

Средства РЭБ авиационного базирования индивидуальной защиты предназначены для
прикрытия от обнаружения летательных аппаратов наземными, морскими и авиационными
РЛС, а также защиты от огневого поражения ракетами с активными и полуактивными голов-
ками самонаведения.

Средствами РЭБ индивидуальной защиты оснащаются фронтовая, тактическая, стра-
тегическая авиация, а также военно-транспортная и специальная авиация радио- и радиотех-
нической разведки.

Особенностью средств индивидуальной защиты является размещение их на защищае-
мом носителе и обеспечение его эффективной защиты, а также возможность формирования
пространственно-распределенной системы РЭБ в условиях применения группы летательных
аппаратов, выполняющих единую боевую задачу.

Подавление РЛС при индивидуальной защите использует такие же технические реше-
ния при формировании кратковременных импульсных и квазинепрерывных помех. Энерге-
тический потенциал станций помех индивидуальной защиты при подавлении РЛС по глав-
ному лепестку диаграмм направленности антенн РЛС должен составлять

(РПСП) = А2о^п^21О-О,2го	(4.136)

V п'инд 4^2^

Значение энергетического потенциала станций помех индивидуальной защиты при
работе по главному лепестку ДНА подавляемой РЛС может быть примерно на 30 дБ меньше,
чем у станций зонального прикрытия при работе по боковым лепесткам.

Основной составляющей эффективности средств РЭБ индивидуальной защиты без-
условно является обеспечение защиты авиации от огневого поражения ракетами с активны-
ми и полуактивными головками самонаведения. В условиях полу активного наведения актив-
ные помехи должны приводить к разрыву контура управления, нарушая автосопровождение
цели и передачу команд управления на ракету. Срыв самонаведения ракеты возможен при
самозащите самолета или помехами из вынесенной точки при воздействии по боковым ле-
песткам антенны.

При этом энергетический потенциал станции помех определяется:

(Рр^^АР^2^

(^П^п)ИНд

(4.137)

где (РоСо)упр - энергетический потенциал передатчика канала управления ракетой;
ДРП - ширина спектра сигнала управления ракетой;
гп - дальность станция помех ракета;

-	коэффициент подавления приемного устройства управления ракеты;

боб - уровень боковых лепестков антенны хвостового приемника ракеты в направле-
нии на станцию помех;

Л Со - ширина спектра сигнала помех;

у - коэффициент несовпадения поляризаций.

Из (4.137) при наведении ракеты на цель значение дальности канала наведения изме-
няется от нуля до значения дальности до цели, при одновременном уменьшении дальности
станция помех-ракета. При этом имеет место зона с радиусом вокруг цели с высокой вероят-
ностью подавления канала управления, а именно:



(4.138)

При подавлении приемных каналов управления по боковым лепесткам необходимо
учитывать, что их уровень имеет уровень на 30 дБ ниже главного. Коэффициент поляризаци-
онных потерь может быть принят равным 1.

Индивидуальная защита авиационных объектов обеспечивается бортовым комплек-
сом обороны (БКО). Комплекс, включает:

-	станции радиотехнической разведки для предупреждения об облучении сигнала-
ми РЛС (обнаружения запросных сигналов РЛС);

-	станции активных помех;

-	средства пассивных помех;

-	системы выброса пассивных и активных ложных целей.

Структурная схема БКО представлена на рис. 4.54.

Рис. 4.54. Структурная схема бортового комплекса обороны
индивидуальной защиты самолета

Станции оперативной радиотехнической разведки - предупреждения об облучении
(СПО) самолета сигналами РЛС - обеспечивают обнаружение, идентификацию и предупре-
ждение экипажа об возможной угрозе безопасности полета в угловых секторах по азимуту
360° и углу места ±30° от горизонта во всех рабочих диапазонах длин волн РЛС ПВО, вклю-
чая РЛС головок самонаведения ракет.

В СПО используются моноимпульсные амплитудные или фазовые методы, с шириной
рабочей полосы приемной аппаратуры БКО, обеспечивающей радиотехническую разведку
всех типов РЛС ПВО по излучению в главном лепестке ДНА антенн этих РЛС. Среднеквад-
ратическая ошибка определения угловых координат РЛС в зависимости от диапазона частот
излучения РЛС составляет 2°...5°. При этом возможно определение координат дальности до
РЛС методами обратной триангуляции. По параметрам сигналов излучения определяются
типы и режимы работы РЛС и, как следствие, степень угрозы самолетам.

На основании разведанной информации об обнаруженных РЛС система управления
(СУ) БКО формирует команды управления станциями, излучающими активные помехи а пе-
редней и задней полусферах защиты (СП ППЗ и СП ЗПЗ) в угловых секторах по азимуту и
углу места порядка ±30° относительно оси направления полета самолета. Характеристики
формируемых сигналов помех - энергетический потенциал и вид помех определяется типами
РЛС и зондирующими сигналами, также как при формировании зонального прикрытия це-
лей.

Для повышения эффективности БКО по защите предусмотрены системы пассивных
ложных радиотехнических целей (РТЛЦ). Эти системы обеспечивают выброс дипольных и
уголковых отражателей, аэрозолей, а также буксируемых или одноразовых ложных радио-
технических ложных целей. Применяются также системы инфракрасных ложных целей
(ИКЛЦ) для от ракет с инфракрасными головками самонаведения. Эти системы позволяют
защищать авиационные объекты за счет перенацеливания головок самонаведения с реальных
целей на ложные.

При защите авиационных объектов от ракет с радиолокационными головками самона-
ведения используются пассивные и активные одноразовые и буксируемые ложные цели (ло-
вушки).

БКО при организации связи в группе самолетов может реализовать возможность вза-
имной групповой защиты, формируя пространственно-распределенную систему РЭБ.

На рис. 4.55 представлена схема возможного увода ракеты с активной головкой само-
наведения от самолета ложной целью.

Рис. 4.55. Схема защиты авиационных объектов от ракет
с активными головками самонаведения

При обнаружении пуска ракеты и захвата на сопровождения активной головкой само-
наведения самолета на дальности самолет-ракета несколько километров с самолета в момент
времени Т\ отстреливается ложная цель (ЛЦ). Цель может быть активной с излучением им-
пульсных ретранслируемых помех или пассивной с ЭПР близкой к значению ЭПР самолета.

Формирование ответной импульсной помехи приводит к захвату строба дальности
РЛС головки самонаведения сигнала ЛЦ. Для защиты самолета с вероятностью близкой
к единице ЛЦ совершает маневр, обеспечивая увод ракеты по угловым координатам на без-
опасное расстояние в момент времени Т2.

Время маневра ЛЦ не должно превышать времени возможного маневра ракеты Тм.

Для обеспечения захвата и сопровождение ложной цели головкой самонаведения
должно быть обеспечено соотношений ЭПР ложной цели и самолета олц > ос.Это требование
может быть обеспечено соответствующим энергетическим потенциалом станции помех ак-
тивной ложной цели при условии идентичности сигналов РЛС и ретранслированных ложной
целью помех

Р0С0

(4.139)

Из (4.139) следует, что эффективность увода ракет с головками самонаведения опре-
деляется энергетическим потенциалом станции помех на борту ложной цели. При этом время
отделения ложной цели от самолета носителя должно быть не более постоянной времени
контура управления ракетой с головкой самонаведения для исключения возможности потери
сигналов ложных целей и, как результат, перенацеливания ракеты и поражение самолета.

Рассмотренный метод защиты от ракет земля-воздух и воздух-воздух с радиолокаци-
онными головками самонаведения эффективен и широко применяется при защите самолетов
от ракет с инфракрасными головками. Для этого используются ложные тепловые цели, фор-
мирующие инфракрасное излучение, превышающее по уровню излучение авиационных объ-
ектов (рис. 4.56).

Рис. 4.56. Применение инфракрасных ложных целей для защиты самолета
от ракет с инфракрасными головками самонаведения

На рис. 4.57 представлена фотография ложных целей, создающих помехи в радио диа-
пазоне.

Рис. 4.57. Радиотехнические ложные цели

На рис. 4.58 представлена станция помех индивидуальной и групповой защиты, раз-
мещенная в контейнере на законцовках крыльев самолета.
Рис. 4.58. Станция помех индивидуальной и групповой защиты самолетов

Таким образом, станции помех авиационного базирования решают задачи зонального
прикрытия авиации специальными самолетами РЭБ из зон барражирования, обеспечивая за-
щиту авиации от возможного обнаружения наземными РЛС и огневого поражения средства-
ми ПВО. Также станции активных помех используются средствами РЭБ индивидуальной и
групповой защиты авиации бортовыми комплексами обороны РЭБ самолетов на фронтовой,
тактической, стратегической и транспортной авиации. Эти станции обеспечивают формиро-
вание эффективных помех для подавления наземных РЛС ПВО и авиационных РЛС истреби-
тельной авиации, а также РЛС головок самонаведения.
ГЛАВА 5
Подавление активными помехами информационных каналов
спутниковых радионавигационных систем

5.1.	Сетевые спутниковые радионавигационные системы как объект
радиоэлектронного подавления

Навигационные системы, с помощью которых потребители получают данные о коор-
динатах местоположения и параметрах движения, используют разные физические поля
и широкий спектр алгоритмов обработки сигналов. Но наиболее широкое применение в
настоящем получили глобальные сетевые спутниковые радионавигационные системы
(ССРНС), обеспечивающие получение высокоточной навигационной информации вне зави-
симости от географического района, метеоусловий и времени суток. В ближайшем будущем
монопольное положение ССРНС может только укрепиться. Точность определения координат
потребителями весьма высока. Настолько высока, что точность местоопределения превосхо-
дит требования собственно навигации. Поэтому в последнее время системы спутниковой
навигации все чаще именуются системами позиционирования.

ССРНС объединяют три основные комплекса (три сегмента) - сегмент управления
(СУ), космическую группировку навигационных ИСЗ (ИСЗ1...ИСЗ/...ИСЗ24) и сегмент по-
требителей навигационной информации (АП) рис. 5.1.

Рис. 5.1. Пространственная структура СРНС, формирующая навигационное поле

Сегмент управления обеспечивает определение параметров движения навигационных
ИСЗ и закладывает в память бортовых радиокомплексов эфемеридную информацию - дан-
ные о прогнозируемых положениях космических аппаратов (точнее - начальные условия для
решения уравнений движения навигационных космических аппаратов, дающие их координа-
ты на любой момент времени); формирует единое системное время и синхронизирует борто-
вые часы; контролирует и управляет функционированием космической группировки.

Космический сегмент ССРНС содержит группировку активных навигационных ИСЗ
на нескольких орбитах рис. 5.1. Конфигурация сети навигационных ИСЗ выбирается из
соображений обеспечения заданной кратности глобального покрытия зонами видимости,
требуемой точности местоопределения потребителями информации и некоторыми другими
соображениями. Наиболее выгодной конфигурацией считается система из 24 навигационных
ИСЗ, размещенных равномерно в шести круговых орбитах высотой примерно 20000 км
с наклонением 55° к экваториальной плоскости и разнесенных по долготе на 60°. Каждый
ИСЗ такой сети дважды в сутки пересекает экваториальную плоскость в направлении с юга
на север. При этом точки пересечения орбит с экваториальной плоскостью (узлы) сдвинуты
на 180°. Подспутниковая точка перемещается по замкнутой кривой, две волны которой охва-
тывают все долготы. Спутники в каждой плоскости следуют с интервалом в 1,5 ч, следы их
орбит пересекают экватор со сдвигом по долготе на 22,5°.

Все ИСЗ сети излучают сигналы одинаковой структуры, по которым потребители
определяют дальность и радиальную скорость. Индивидуальным для каждого ИСЗ является
содержание передаваемой им служебной информации. В различных ССРНС применяются
различные способы доступа к используемым сигналам.

В ССРНС ОРЗ предусмотрено применение двух различающихся кодированных сиг-
налов: Р-кода (ргеЫзюп - точный) и С/А-кода (Ыеагасцшзйюп - легко обнаруживаемый). Эти
сигналы обладают двойной ортогональностью. Ортогональность разных сигналов в группе
позволяет разделять на приеме сигналы от разных навигационных КА. Ортогональность
сдвигу (узкая автокорреляционная функция) обеспечивает точное и однозначное измерение
дальности (точнее - псевдодальности) от КА до приемника потребителя навигационной ин-
формации.

Р-код образуется псевдослучайной последовательностью с тактовой частотой
10,23 МГц и периодом повторения 7 суток. С/А-код формируется как псевдошумовая после-
довательность Голда. Он имеет тактовую частоту 1,023 МГц и период повторения 0,001 с.
Кроме того, для передачи служебной информации применяется двоичный код В (с!а1е - дан-
ные). Содержанием служебной информации являются поправка временной шкалы данного
ИСЗ и его эфемериды, и иная информация, повышающая точность и надежность навигаци-
онных измерений. Вся эта информация компонуется определенным образом в кадре.

Бортовые передатчики навигационных ИСЗ системы ОРЗ непрерывно излучают сиг-
налы на двух несущих частотах Г-диапазона: Г1 = 1575,42 МГц (длина волны 21 = 19 см) и
12= 1227,6 МГц (^2 = 24,4 см). Несущие колебания когерентны: они образуются умножени-
ем частоты бортового задающего генератора/= 10,23 МГц на 154 для формирования частоты
Д1 и на 115 для формирования Г2.

Сигнал на частоте Г1 состоит из двух квадратурных компонент, фазовый сдвиг между
которыми равен л/2. Первая модулируется сложенными по модулю 2 последовательностями
Р и В кодов Р®Р. Вторая - аналогичным образом сформированной последовательностью
С!А®Р. Таким образом, на несущей частоте Г1 передаются оба дальномерных кода, а также
сигналы системы передачи даны. На несущей Г2 передается дальномерный сигнал Р®Р. Ис-
пользование двух несущих позволяет, при совместной обработке принятых сигналов, исклю-
чить ионосферную ошибку. Таким образом, спектр сигнала, излученного с борта каждого
навигационного ИСЗ, примерно, как на рис. 5.2.

Ю /ОРСЛОВ

Рис. 5.2. Спектр сигнала навигационного ИСЗ

Для исключения ионосферной ошибки применяется двухчастотный способ измере-
ний. В связи с этим наряду с сигналом на частоте /1 предусмотрен когерентный ему сигнал
на частоте Д которая так же модулируется точным измерительным кодом Р, и кодом слу-
жебной информации В.

Формы спектров сигналов ССРНС разных систем иллюстрируются диаграммами
рис. 5.3. Активные прицельные по чистоте помехи работе ССРНС должны подавлять сигна-
лы в окрестностях несущих, указанных на рис. 5.3.

1191,795

1268,52

1575,42

Рис. 5.3. Спектры сигналов ССРНС разных национальных систем

Принимая сигнал /-го навигационного ИСЗ, приемник потребителя, по задержке сиг-
нала, определяет дальность К/ до этого КА (точнее - псевдодальность, поскольку задержка
измеряется относительно неизвестного заранее момента излучения сигнала бортовым пере-
датчиком навигационного ИСЗ):

(5.1)

где /с - момент времени излучения сигнала передатчиком навигационного спутника;

С/ - момент приема сигнала с борта /-го ИСЗ;

{х, у, г}- искомые пространственные координаты потребителя навигационной инфор-
мации;

{х/, у/, 2/} - координаты /-го навигационного ИСЗ на момент времени /с;

с - скорость света.

Как следует из (5.1), измеряемая дальность определяется четырьмя неизвестными -
тремя пространственными координатами потребителя навигационной информации {х, у, г} и
моментом времени излучения сигнала /с- Для определения этих неизвестных нужно совместно
решить систему из четырех уравнений типа (5.1). Левые части уравнений такой системы -
псевдодальности до четырех навигационных ИСЗ, образующих созвездие, по которым коор-
динаты потребителя навигационной информации {х, у, г} определяются наилучшим образом,
с максимальной достижимой точностью. Одновременно с координатами потребитель инфор-
мации получает возможность для определения четвертой переменной - системного времени С-

Решение системы четырех уравнений для неизвестных {х, у, з, 1С} зависят от трех па-
раметров - координат навигационного ИСЗ {х/, у/, г,}. Эти параметры сообщаются потреби-
телю по системе передачи данных с борта навигационного ИСЗ в информационном блоке В.
Точнее, по линии передачи данных сообщаются начальные условия для интегрирования
дифференциальных уравнений движения ИСЗ и, уже в результате интегрирования, опреде-
ления параметров системы (5.1) {х/,у/, 2/}, /е 1:4.

Совершенно аналогично определяются компоненты вектора скорости потребителя
навигационной информации по четырем результатам беззапросных измерений радиальной
скорости относительно четырех навигационных ИСЗ:

о	~ р с

1 л Ч

(5.2)

где /0 - несущая частота сигнала, излучаемого навигационным ИСЗ;

Кд/ - изменяемый приемником потребителя доплеровский сдвиг частоты принимаемо-
го сигнала;

с - скорость света.

Совместно решая четыре уравнения вида (5.2), можно определить не только три ком-
поненты вектора скорости потребителя навигационной информации, но и частоту системно-
го эталона частоты /о, с которым когерентны сигналы, излучаемые всеми навигационными
ИСЗ. Приближение в (5.2) не учитывает релятивистские поправки и дисперсионные поправ-
ки на изменение частоты при прохождении сигналом атмосферы.

Сегмент потребителей включает в себя комплекты аппаратуры (АП) и самих пользо-
вателей. АП принимает сигналы от нескольких КА; входящих в созвездие ССРНС, обраба-
тывает их, выделяет навигационные параметры, функционально связанные с псевдодально-
стями и псевдоскоростями, определяет на их основе координаты, составляющие скорости в
геоцентрической системе координат, поправку к местной шкале времени относительно си-
стемного времени, а затем пересчитывает результаты в систему геодезических координат.
Поступающие на вход АП навигационные сигналы имеют довольно низкий уровень по срав-
нению с собственными шумами приемников и для их выделения используются сложные ал-
горитмы. Эти алгоритмы распадаются на алгоритмы первичной и вторичной обработки ин-
формации. Поэтому структура АП может быть представлена схемой рис. 5.4 [38].

Рис. 5.4. Структура аппаратуры потребителя навигационной информации
Для обеспечения работоспособности системы независимо от пространственного по-
ложения ИСЗ во время сеанса позиционирования АП использует ненаправленную антенну
Ипрм с линейной поляризацией.

Сумма спутниковых сигналов от антенны подается на вход преобразователя частоты,
где переносится на промежуточную частоту. Затем суммарный сигнал фильтруется обычно
в полосовом фильтре на поверхностных акустических волнах (ПАВ). После этого возможно
повторное гетеродинирование и низкочастотная фильтрация. Далее осуществляется аналого-
во-цифровое двух-, трех- или четырехуровневое преобразование (АЦП). Дискретные выбо-
рочные значения сигнала с частотой дискретизации подаются на вход многоканального
цифрового коррелятора (МЦК), который так же использует трактующий сигнал с той же ча-
стоте дискретизации.

Вместе с сигнальным процессором (СП) МЦК образует петли слежения за фазами сиг-
налов промежуточных частот и фазами модулирующих кодов всех отслеживаемых спутников.

Линейный тракт приемника обеспечивает частотную селекцию и нормировку уровня
навигационного сигнала.

Устройство первичной обработки информации осуществляет поиск и обнаружение
сигналов; оценивание их информативных параметров (временного сдвига огибающей и до-
плеровского смещения частоты); демодуляцией декодирование навигационных сообщений.
Соответственно, в состав устройства первичной обработки информации входят: канал поиска
и обнаружения, канал слежения за частотой, канал слежения за задержкой и канал демодуля-
ции. Для повышения быстродействия АП при одновременной обработке сигналов от не-
скольких КА тракты первичной обработки делаются многоканальными. Для повышения по-
мехоустойчивости используется когерентная обработка принимаемых сигналов.

В устройстве вторичной обработки информации, которое реализуется на основе ис-
пользования специализированных процессоров, производится обработка результатов изме-
рений и расчет координат КА на момент сеанса позиционирования; определение координат
и вектора скорости потребителя; прокладка выбранных маршрутов перемещения потребите-
ля; контроль работоспособности отдельных устройств и АП в целом.

Сигнал с выхода устройства вторичной обработки может быть использован как сред-
ствами позиционирования, так и системами управления оружием. Например - крылатыми
ракетами.

Индикатор отображает состояние КА, находящихся в зоне видимости АП, измеренные
координаты и составляющие скорости потребителя. Он с большой точностью определяет ко-
ординаты потребителя на земном эллипсоиде.

В соответствии со схемой рис. 5.2, радиоэлектронное подавление приемника потреби-
теля навигационной информации может быть направлено на подавление канала обнаруже-
ния, канала слежения за частотой и задержкой, канала демодуляции сигналов, несущих нави-
гационные сообщения.

5.2.	Радиоэлектронное подавление канала обнаружения

Первичная обработка информации в приемнике аппаратуры потребителя начинается в
канале обнаружения, предназначенном для поиска навигационных сигналов на фоне гауссо-
вой стационарной помехи /?(/) и помех от других навигационных ИСЗ.

Типовая структура канала обнаружения приведена на рис. 5.5.

Структура аппаратуры потребителя (рис. 5.3) реализует циклический параллельно-
последовательный поиск навигационных сигналов. Параллельный поиск производится по
частоте навигационных сигналов, а последовательный - по задержке огибающей навигаци-
онных сигналов. На выходе линейной части приемника присутствует аддитивная смесь сиг-
налов всех навигационных ИСЗ 5/(0, собственного шума приемника п(1) и, в случае примене-
ния РЭП, активной помехи П(0:
х(0 = Хх/(/)+й(0+п(0’	<5-3)

/=1

где ТУ" - количество ИСЗ, находящихся в зоне видимости.

Рис. 5.5. Канал обнаружения приемника аппаратуры потребителя

Таким образом, обнаружение и прием каждого /-го навигационного сигнала происхо-
дит не только на фоне помех п(1) + 7/(7), но и перекрывающихся с ним по спектру навигаци-
онных сигналов. Эти сигналы являются в данном случае взаимными помехами.

На первом этапе решения задачи обнаружения применяется корреляционно-
фильтровая обработка, обеспечивающая свертку спектра принимаемого колебания с /-ым
опорным сигналом, формируемым генератором опорных сигналов в приемнике:

(5.4)

о

где ^(/) - процесс на выходе коррелятора,

- опорный сигнал, соответствующий /-му навигационному сигналу и
имеющий скользящую по времени огибающую,

Х0 - временной сдвиг огибающей опорного сигнала, изменяющийся в процессе поис-
ка по задержке.

В процессе поиска по задержке наступает момент совпадения принятого сигнала
с опорным. При этом корреляция /-го принятого сигнала с опорным максимальна, а осталь-
ные (7\7 — 1) сигналы, в силу взаимной ортогональности, дают, в среднем, нулевые отклики.
Поэтому на втором этапе обнаружения используется квадратурная обработка процессов.

Процессы ^(/) на выходе корреляторов образуются вследствие линейного инерцион-
ного преобразования детерминированного сигнала с неизвестными параметрами, наблюдае-
мого на фоне аддитивной нормальной случайной помехи. Помеха образуется как сумма соб-
ственного шума приемника и помехой, используемой для РЭП. Поэтому на втором этапе ре-
шения задачи обнаружения используется многоканальный некогерентный обнаружитель.
При этом на вход решающего устройства поступает сигнал

(5.5)
который сравнивается с порогом

Сигнал обнаружен

ЫТ)	Ло,

Сигнал не обнаружен

(5.6)

выбранным по критерию Неймана - Пирсона, т. е. так, чтобы минимизировать вероятность
пропуска сигнала при заданной вероятности ложной тревоги.

Для сигналов с флуктуирующей амплитудой и неизвестной фазой вероятности оши-
бок обнаружителя, использующего критерий Неймана - Пирсона, известны:

(5.7)

^0 М) ] .

2

где	Рлт и Рпр - вероятности соответственно ложной тревоги и пропуска сигнала;

()/- энергия /’-го сигнала;

Уо - спектральная плотность помехи на входе приемника;

Ло - пороговый уровень обнаружения, определяемый из уравнения (5.7) для заданного
уровня ложной тревоги.

Энергия сигнала собирается в канале обнаружения за время интегрирования Т в
устройстве квадратурной обработки и в полосе фильтра Д/ входящего в состав коррелятора.
Поэтому



(5.9)

где Ра- мощность /’-го сигнала в полосе линейного тракта навигационного приемника.

Помеха на входе решающего устройства складывается из двух составляющих: соб-
ственного шума приемника и помехи, организованной для подавления навигационного при-
емника. Поэтому спектральная плотность помехи



а/ А/-

(5.10)

Приближение в (5.10) учитывает, что мощность помехи Рп существенно превосходят
мощность собственного шума приемника Рш в его линейной части.

Учитывая (5.9) и (5.10), можно представить энергетическое соотношение через соот-
ношение мощностей сигнала и помехи в полосе линейной части приемника Д/

=	= аДГГ,	(5.11)

М, Л

где д/ - соотношение сигнал/шум по мощности для сигнала /’-го навигационного ИСЗ.

Уравнения (5.7) и (5.8) совместно определяют рабочие характеристики обнаружите-
ля - зависимости вероятности правильного обнаружения РПрав = 1 - 7% от соотношения сиг-
нал/шум при Рлт в качестве параметра. Для примера на рис. 5.6 приведены рабочие характе-
ристики обнаружителя некогерентного сигнала [37].

Зависимости рис. 5.6 позволяют определить коэффициент подавления кп по методике,
изложенной выше, в главе 4.
Рис. 5.6. Рабочие характеристики обнаружителя

Мощность помехи, обеспечивающей требуемый уровень вероятности подавления
навигационного приемника, можно выбрать из графиков рис. 5.6, учтя параметры обнаружи-
теля Д/Т.

В [25] показано, что энергетический потенциал станции шумовых помех, срывающей
обнаружение сигнала в навигационном приемнике, должен составлять

рп6п = 4,4-105 0-2/)2,	(5.12)

2

где сгп - дисперсия шумовой помехи;

К - расстояние между станцией помех и подавляемым приемником.

Примерно такое же действие, как и шумовая, может оказывать узкополосная помеха.
В корреляторе (рис. 5.4) такая помеха, некоррелированная с сигналом, а, следовательно, и
с опорным напряжением, будет разворачиваться в широкополосный случайный процесс,
способный срывать процесс обнаружения сигнала в навигационном приемнике.

5.3.	Подавление канала слежения за частотой принимаемого сигнала
и измерения скорости

Канал слежения за частотой принимаемого сигнала содержит коррелятор и систему
фазовой автоподстройки частоты. Структура канала слежения за частотой иллюстрируется
рис. 5.7.

На корреляторе происходит свертка принятого навигационного сигнала с восстанов-
ленной его модулирующей функцией. В результате формируется колебание промежуточной
частоты, подаваемое на систему фазовой автоподстройки (ФАПЧ). Система ФАПЧ обеспе-
чивает поиск, захват и слежение за средней частотой принимаемого навигационного сигнала.
Выходной сигнал управляемого генератора используется для формирования копии модули-
рующей функции принятого сигнала в генераторе опорных сигналов, и для измерения часто-
ты принятого сигнала, по которой определяется скорость движения потребителя навигаци-
онной информации. Этим же сигналом синхронизируются часы потребителя с эталоном си-
стемного времени СРНС.
Рис. 5.7. Канал слежения за частотой сигнала, принимаемого потребителем
навигационной информации

Действие шумовой помехи на входе приемника приводит к тому, что фаза колебания,
создаваемого управляемым генератором, будет флуктуировать. Дисперсия фазовых флуктуа-
ции составляет

ГГ2 = — =	/С 1 3)

<7 Л Л	'

где /V,, - спектральная плотность помехи, создаваемой средством РЭП на входе навига-
ционного приемника;

Мпп - спектральная плотность собственного шума приемника;

А/ш - шумовая полоса системы ФАПЧ.

Срыв слежения в системе ФАПЧ наступает при больших интенсивностях фазовых
флуктуациях, соизмеримых с протяженностью линейного участка дискриминационной ха-
рактеристики фазового детектора. Например, при Сф ~ 1 рад. Соотношение (5.13) позволяет
оценить требуемую спектральную плотность шумовой помехи, которая способна сорвать
слежение за частотой принимаемого сигнала. Расчет, приведенный в [25], показывает, что
при приеме навигационных сигналов с ожидаемым уровнем мощности на входе приемника
Рс~ 2,5-10'16 Вт мощность шумовой помехи и коэффициент подавления при А/ш = 250 Гц
должна составлять Рп = 2-10 12 Вт и кп = 2,5 -10 6, а при Д/ш = 5 Гц Рп = Ю 10 Вт.

5.4.	Подавление канала слежения за задержкой навигационного
сигнала и измерения псевдодальности

В канале слежения за задержкой оценивается временной сдвиг огибающей навигаци-
онного сигнала для последующего расчета псевдодальности между навигационным спутни-
ком и аппаратурой потребителя. Структура канала слежения за задержкой иллюстрируется
схемой рис. 5.8.

Эффективность системы слежения за задержкой можно оценить вероятностью срыва
слежения Рт и среднеквадратичной погрешностью оценивания задержки ст между принима-
емым навигационным сигналом и опорным напряжением, сдвиг фазы которого формиру-
ется генератором кода.

При радиоэлектронном подавлении системы слежения за задержкой выбор энергети-
ческого потенциала постановщика помех РпСгп должен обеспечить существенное увеличение
погрешности слежения за задержкой до порогового уровня ст Пор, при котором вероятность
срыва слежения за задержкой превосходит допустимый уровень Рт > Рт ПОр и использование
навигационных измерений становится невозможным.
Рис. 5.8. Канал слежения за задержкой сигнала, принимаемого потребителем
навигационной информации

При шумовой помехе, превосходящей по ширине спектра полосу пропускания прием-
ника, соотношение сигнал/шум на выходе канала слежения за задержкой (на выходе раз-
ностного коррелятора) составит



Ут = б'вх

Л/вх ’

(5.14)

где б/вх и Д4Х- соотношение сигнал/шум на входе приемника и полоса пропускания его
линейной части;

Д4 - эквивалентная полоса пропускания системы слежения за задержкой, определяе-
мая инерционностью следящей системы.

При соотношении сигнал/шум (5.14) точность определения задержки может быть
оценена формулой [19], которая, в наших обозначениях, имеет вид

,2 __ 1 АЛ

т

(5.15)

Предполагая, что флуктуации сигнала на выходе системы слежения за задержкой
имеют нормальный закон распределения, вероятность выхода ошибки за пределы интервала
допустимых значений ±5 около истинного значения составит

' _8_

Л =2\-/—е

2^с1х = 1-Ф

А/в/

АЛ )

(5.16)

1-Ф А^вх

где Ф(-) - интеграл вероятностей в форме

фЦ)=)-?=^2^.
0^

(5.17)

Расчет, выполненный с использованием (5.16), показывает, что при Рт> 0,5 и мощно-
сти принимаемого сигнала Рс = 2,5-10 16 Вт необходимо применить помеху с мощностью
1 75-Ю-10

Р = —--------Вт. При 1 Гц, что соответствует темпу съема отсчетов псевдодальности

дл
Тт = —
ДЛ

= 1 с мощность шумовой помехи на входе приемника аппаратуры потребителях

должна составлять Рп~ 1,75-10 10 Вт.

5.5.	Радиоэлектронное подавление канала демодуляции

Кроме навигационной информации аппаратура потребителей должна принимать, вы-
делять из помех и демодулировать сообщения, содержащие информацию о параметрах дви-
жения всех аппаратов, составляющих космическую группировку СРНС. Алгоритм демоду-
ляция сигнала иллюстрируется схемой рис. 5.9.

Рис. 5.9. Когерентный демодулятор навигационного приемника

Фильтры после перемножителя, демодулирующего принятый сигнал, согласуются
с сигналами «1» и «О». Компаратор восстанавливает символы передаваемых сообщений.

Эффективность канала демодуляции характеризуется вероятностью ошибочных ре-
шений приема каждого символа сообщения Р0Ш1-

Для радиоэлектронного подавления канала демодуляции необходимо, чтобы энерге-
тический потенциал помехи Рп6п обеспечивал уменьшение энергетического соотношения
сигнал/шум до уровня, обеспечивающего значительную вероятность ошибки приема каждого
символа информационного сообщения.

Вероятность ошибки приема символа в такой схеме составит

, =1

ОШ1 2

(5.18)

где б/ - соотношение сигнал/шум на входе приемника для сигнала навигационного ИСЗ,
В - база сигнала,

Ф(-) - интеграл вероятностей (5.17).

Прием навигационного сигнала с минимальным ожидаемым уровнем Р8 ~ 2,5-10 16 Вт
в штатном режиме функционирования СРНС, при наличии только шумов естественного про-
исхождения, обеспечивает очень малые вероятности ошибок. При постановке шумовой по-
мехи, подавляющей сигнал в канале демодуляции передаваемых данных, достаточно обеспе-
чить вероятность ошибки на символ порядка Р0Ш1 ~ 0,1. Такой вероятности ошибки при мощ-
ности сигнала Р8 ~ 2,5 -10 16 Вт отвечает мощность шумовой помехи Рш = 3-10 пВт.
5.6.	Радиоэлектронное подавление приемника потребителя
навигационной информации узкополосной помехой

Как было показано, широкополосные сигналы навигационных спутников принимают-
ся и обрабатываются корреляторами, которые сворачивают спектр сигналов, приводя их к
синусоиде, по которой работает подсистема слежения за частотой. Если совместно с широ-
кополосным сигналом действует некоторый набор узкополосных помех, то коррелятор пре-
образует их в широкополосные с шириной спектра того же порядка, что и у подавляемого
навигационного сигнала. Иначе говоря, узкополосные помехи превращаются коррелятором в
широкополосный шум. Разумеется, для борьбы с такими помехами в линейной части навига-
ционного приемника могут использоваться режекторные фильтры. Но адаптация таких
фильтров к априори неизвестным параметрам узкополосных помех представляет собой спе-
цифическую и довольно сложную техническую задачу.

5.7.	Радиоэлектронное подавление аппаратуры потребителей
навигационной информации имитирующими помехами

Имитирующие помехи, подобные сигналам и дезинформирующие потребителей нави-
гационной информации, могут быть прицельными и заградительными. Прицельные имити-
рующие помехи по форме повторяют сигнал /-го навигационного спутника, отличаясь от
сигнала временным и частотным сдвигом:

(5.19)

где Д// - частотное рассогласование, не выходящее из интервала допустимых частотных
расстроек |ДД < Етах;

Дт- временной сдвиг, не превосходящий некоторого допустимого Л < Ттах;

а, - коэффициент, учитывающий различие уровней /-го навигационного сигнала и
имитирующей его помехи.

Заградительная шумовая помеха имитирует набор навигационных сигналов

Яз/(5.20)

7

Прицельная сигналоподобная помеха, как показано в [28], эффективнее заградитель-
ной. Но ее применение связано с необходимостью получения и использования целеуказаний
для установки задержки и частотного сдвига в пределах допустимых значений. Заградитель-
ная помеха не требует целеуказаний, т. е. данных о пространственных координатах и скоро-
сти движения подавляемого абонента сетевой спутниковой радионавигационной системы.
Для обеспечения такой же эффективности, как у прицельной, естественно, требуется боль-
шая мощность.

Как и шумовые, имитирующие помехи способны затруднять обнаружение навигацион-
ных сигналов, срывать слежение за частотой и задержкой принимаемого сигнала, препятство-
вать демодуляции навигационных сообщений. Эффективность РЭП при использовании помех
того и другого типа можно оценивать, как вероятностью достижения цели (подавления систем
обнаружения, срыва слежения и внесения ошибок демодуляции), так и пороговой мощностью
помехи, обеспечивающей требуемую эффективность РЭП. Результаты детального сравнитель-
ного анализа эффективности РЭП аппаратуры потребителя представлены в табл. 5.1 [25].

Как следует из данных, приведенных в табл. 5.1, среди рассматриваемых помех
наименьшего энергетического потенциала требует заградительная сигналоподобная помеха.
Таким образом, для подавления аппаратуры потребителей навигационной информации целе-
сообразен переход от шумовых помех к помехам сигналоподобным, дезинформирующим
аппаратуру потребителей навигационной информации.
Таблица 5.1

Сравнительный анализ эффективности РЭП

Подсистема навигационного приемника аппаратуры потребителя	Тип помехи	Вероятность РЭП	Энергетический потенциал постановщика помех РпСп(дБВт)
Подсистема обнаружения	Широкополосная шумовая помеха	Рп = 0,5	8,5
	Узкополосная помеха	Рп=0,5	8,5
	Заградительная сигналоподобная помеха	Рп=0,67	9,5
Канал слежения за частотой	Широкополосная шумовая помеха	Рп=0,32	19,5
	Узкополосная помеха	Рп=0,32	24,4
Канал слежения за задержкой	Широкополосная шумовая помеха	Рп=0,5	10.4
	Узкополосная помеха	Рп=0,5	54
	Заградительная сигналоподобная помеха	Рп=0.67	9,5
Подсистема демодуляции	Широкополосная шумовая помеха	Рп=0,1	18,7
	Узкополосная помеха	Рп=0,1	18,7

5.8.	Уравнение РЭП для потребителей СРНС

Уравнение РЭП абонентам СРНС аналогично соответствующему уравнению для слу-
чая подавления радиолиний линий связи и передачи информации, рассмотренного в главе 4

где ~ 20 000 км = 2-107 м - удаление приемника потребителя навигационной информа-
ции от ИСЗ (дальность до ИСЗ в зените = 19 100 км, до пригоризонтного ИСЗ
24 000 км);

Рп - дальность САП-приемник потребителя;

- коэффициент подавления.

Особенностями подавления потребителя навигационной информации в СРНС являет-
ся большая дальность Рс и малая мощность сигнала, излучаемого с борта ИСЗ, а также очень
большая база сигнала. Принимая значение мощности бортового передатчика Рп = 15 дБВт, а
коэффициент усиления бортовой антенны навигационного ИСЗ С,,10 дБ, можно оценить
требуемый энергопотенциал САП, удаленной от потребителя на Рп~ 100 км, величиной

Г)2

-0,8-10-Х-	(5-22)

Даже если принять /г,,- 100 из (5.22) следует, что энергопотенциал должен составлять
всего лишь

Рп(7п=0,08Вт,

(5.23)

т. е. никак не более 0,1 Вт.
Зона подавления наземных потребителей представляет собой, в первом приближении,
полусферу радиуса, равного дальности прямой видимости. Качественная картина зоны
подавления навигационного приемника бортовой системы управления крылатой ракеты (КР)
представлена на рис. 5.10.

Рис. 5.10. Подавление навигационного приемника на борту крылатой ракеты

На рис. 5.10 начало декартовой системы помещено в точку расположения САП. При
малой высоте полета крылатой ракеты Н ~ 50... 100 м радиус полусферы зоны подавления
ограничивается дальностью прямой видимости

Г>тах^4,12(Тя + км,

где Н и к - соответственно высота полета КР и высота антенны САП в метрах. В первом
приближении Ртах <50 км. Если объект подавления находится на поверхности Земли,
при Н = 0,	= 4,12л//? . При размещении САП на автомобиле к ~ 2...3 м, поэтому

Ртах — 6... 7 КМ.

Коэффициент подавления сигнала СРНС на обнаружителе приемника потребителя
навигационной информации (ПП) определяется соотношением

к	(, 24,

где	РоСо - энергетический потенциал передатчика навигационного ИСЗ;

Спп- коэффициент усиления антенны приемника потребителя;

Д/п - ширина спектра помехи;

Д/о- ширина спектра сигнала излучения;

Р1 - расстояние от ИСЗ до постановщика помех;

у - коэффициент поляризационных потерь;

РпСп - энергетический потенциал станции помех;

Спп - коэффициент усиления бокового лепестка ДНА потребителя навигационной
информации в направлении на станцию помех;

Р2 - расстояние от приемника потребителя навигационной информации до станции
помех.

Учитывая, что основные потери мощности сигнала происходят в атмосфере и для по-
лезного сигнала ИСЗ определяется значением высоты атмосферы 30...40 км, с достаточной
степенью точности можно считать, что потери на трассах распространения сигналов ИСЗ -
ПП и ПП - ПП будут равны и могут не учитываться при расчетах.
Корреляционно-спектральная обработка сигналов в ПП обеспечивает улучшение от-
ношения сигнал/шум и определяется отношением ширины спектра входного сигнала (А/о)
к ширине спектра (А/^б) на выходе устройства обработки. При этом значение коэффициента
выигрыша в соотношении сигнал/шум определяется как:

п

_ А/о

О А Г

Л/об

(5.25)

Для случая Д/п > А/о имеют место энергетические потери помехи за счет превышения
ширины спектра подавляемого сигнала:

т=^-

А/о

(5.26)

При этом коэффициент подавления составит





Л)^0^ПП^2 /77лДо

(5.27)

При кп > 1, когда обеспечивается высокая вероятность подавления приемника потре-
бителя, работающего в штатном режиме, значение энергетического потенциала источника
помех определяется как:

-

Л)Ц)^ПП^2 т

&пп Д У

(5.28)

На графиках рис. 5.11 представлена зависимость уровня энергетического потенциала
станции помех в зависимости от дальности до приемника потребителя для С/А и Р/У сигна-
лов системы ОР8 и сигналов шумовых некогерентных помех при условии сопряжения спек-
тров сигналов ОР8 и помехи на одной рабочей частоте. Значения параметров, входящих
в (5.28), приняты следующими:

-	энергетический потенциал Ро^о= 240—750 Вт;

-	высота орбиты Р, = 20000 км;

-	коэффициент поляризационных потерь, определяемый несовпадением круговой
поляризации передатчика спутника и линейной поляризации антенны ПП у = 0,5;

-	для С/А сигналов А/о ~ 1,5 МГц, для Р/У сигнала А/о ~ 15 МГц, при этом ширина
спектра сигнала на входе устройства обработки для этих сигналов А/об ~ 0,25 Гц,
поэтому коэффициент выигрыша для С/А сигнала т?с/а = 6-10б и для Р/У сигнала
= 8' 107;

-	уровень боковых лепестков ДНА приемника потребителя в условиях стандартно-
го размещения, например, на самолете составляет Спп = 0,03 (-15 дБ), для углов
визирования источника помех.

Для подавления одновременно всех систем СРНС заградительной помехой в полосе
рабочих частот этих СРНС, энергетический потенциал станции помех должен быть больше
в соответствии с отношением интегрального спектра всех СРНС к сопряженному спектру
помехи, необходимого для подавления СРНС ОР8 на одной частоте. Отношение полосы
примерно 60... 105 МГц к 1,5... 15 МГц требует увеличение энергетического потенциала
станции помех в 7...40 раз.

Одним из направлений снижения энергетического потенциала источника помех явля-
ется использование когерентных ретрансляционных помех. При этом корреляционно-
спектральная обработка сигнала помехи в ПП будет определятся степенью когерентности
сигнала помехи. Значение коэффициента подавления при этом будет определяться выраже-
нием:
т, Лт^л^пп/Г1 а
/Срг	о 'I ?

а энергетический потенциал станции помех

р	а

Л Н17Н -	2 п

^ппА У

(5.29)

(5.30)

где 1 < а < 2 показатель степени, определяемый качеством когерентности помехи по
сравнению с полезным сигналом. При полной идентичности сигналов помехи и ОРЗ
а 1, при шумовой некогерентной помехе ^=2.

Рис. 5.11. Зависимость энергетического потенциала источника помех от расстояния
до приемника потребителя для С/А и Р/У сигналов ОРЗ

Формирование когерентных помех возможно в станциях ретрансляционных помех,
в которых принятый сигнал РЭС ретранслируется, как правило, без искажений. При этом
принципиально возможно снижение энергетического потенциала станции помех на два-три
порядка меньше, по сравнению с потенциалом станции помех в условиях излучения шумо-
вой некогерентной помехи.

Отличительной особенностью воздействия когерентных помех является «заморажи-
вание» информации о координатах положения ПП на время действия помехи. Координаты,
отображаемые на дисплее ПП, будут соответствовать координатам станции помех.

Значительными трудностями технической реализации станции помех ретрансляции
сигналов ИСЗ и формирования когерентных, имитирующих помех является обеспечение раз-
вязки между приемной и передающей аппаратурой станции, обеспечивающей без самовоз-
буждения ее работоспособность.

Так при мощности излучения передатчика станции помех 1000 Вт и необходимого при-
ема сигналов с уровнем -165 дБ/Вт, уровень развязки должен быть обеспечен более 195 дБ.
В условиях наземного размещения аппаратуры станции помех за счет влияния отражений от
поверхности земли невозможно получить развязку лучше 70...75 дБ. Применение методов
квантования в станциях помех (разведка - помеха) автоматически приводит к возрастанию па-
раметра г/до значений равных 2 и потере выигрыша в энергетическом потенциале.

Таким образом, единственным вариантом формирования сигналов помех является
шумовая помеха с шириной спектров, равных ширине спектров сигналов СРНС.

Принимая во внимание массовое применение ПП в ВВСТ в условиях боевых
действий, для эффективного подавления ПП необходимо формирования системы РЭБ,
обеспечивающей нейтрализацию ПП наземного, морского и воздушного базирования в опре-
деленной зоне защиты гражданских и военных объектов.

Формирование зоны подавления возможно путем создания мощной станции помех
энергетическим потенциалом более 105 Вт. Такая станция обеспечит подавление ПП с даль-
ности 100... 120 км. Другой вариант организации противодействия - использование мало-
мощных станций, пространственно-распределенных на местности таким образом, чтобы со-
здать необходимую зону подавления ПП.

Количество станций помех, достаточных для подавления ПП, размещенных на пло-
щади 5 для позиционного района прямоугольной формы должно составить 572/?2. В условиях
гексагонального размещения 5/ЗЛ2, где К дальность подавления ПП одной станции помех.
Например, при подавлении ПП на площади 200x200 км2 и дальности подавления станции
помех равной порядка 25 км с энергетическим потенциалом > 1 кВт при прямоугольной схе-
ме размещения в пространственно-распределенной системе РЭБ необходимо иметь ориенти-
ровочно 35 станций и для гексагональной схеме размещения 23 станции. При этом должна
быть обеспечена прямая радиовидимость между станциями помех и приемниками потреби-
телей сигналов спутниковой радионавигационной системы. Значение дальности прямой ра-
диовидимости определяется высотой размещения на местности станции помех и РЭС.

Так при подавлении ПП находящийся на наземном средстве высотой 1,5 м для обес-
печения радиовидимости на дальности 25 км с учетом дифракции радиоволн в соответствии
с известными соотношениями высота подъема станции помех должна составлять порядка
23 м.

На рис 5.12 представлена фотография передающего модуля пространственно-
распределенной системы РЭБ подавления приемников потребителей СРНС.

Рис. 5.12. Дистанционно управляемые передающие модули станции «Поле 21» помех
преемникам потребителей навигационной информации

Особенностью модулей пространственно-распределенной системы подавления сигна-
лов СРНС является отсутствие приемных устройств, модули являются автоматическими ге-
нераторами сигналов широкополосного шума. Передающие модули управляются дистанци-
онно с командного пункта. Характеристики антенн передающих модулей (ширина диаграмм
направленности по азимуту и углу места) определяются тактическими задачами подавления
приемников потребителей. Многофункциональность сигналов помех передающих модулей
позволяют подавление сигналов всех существующих в настоящее время спутниковых радио-
навигационных систем.
ГЛАВА 6

Активное подавление каналов радиосистем передачи информации

6.1.	Подавление радиолиний связи и командного радиоуправления

Командным радиолиниям управления и связи могут создаваться преднамеренные ак-
тивные помехи двух видов. Во-первых, маскирующие непрерывные шумовые и импульсные
помехи, снижающие качество приема сигнала. Во-вторых, имитирующие помехи, дезинфор-
мирующие получателя сообщений. Во всяком случае, помехи радиолиниям передачи инфор-
мации снижают скорость передачи информации, вплоть до предельных значений, близких к
нулю. При нулевой скорости передачи информации (пропускной способности) говорят, что
канал связи размыкается.

Применяемый набор маскирующих помех достаточно велик. Это и АМ, ЧМ - шумовые
помехи, ХИП и другие. Имитирующие помехи подобны полезным сигналам, но несут ложную
информацию. Эти помехи называют дезинформирующими и, иногда, диверсионными.

Подавление радиолиний управления и связи имеет ряд особенностей по сравнению
с подавлением РЛС:

-	приемники радиолиний в отличие от приемников РЛС используют прямой сигнал
передатчика;

-	диаграммы направленности передающих и приемных антенн радиолиний являют-
ся, как правило, малонаправленными;

-	применяется широкий набор мер помехозащиты (кодирование, кратковремен-
ность работы и др.).

Эти особенности необходимо учитывать при разработке САП и способов их боевого
применения. Прежде всего, сказанное относится к особенностям уравнения РЭП для случая
подавления радиосистем передачи информации (РСПП), объединяющим радиолинии управ-
ления и связи.

Рис. 6.1 иллюстрирует общий случай радиоэлектронного подавления РСПП, когда
прикрываемый самолет (цель Ц) и самолет-постановщик помех (ПП) не совмещены в про-
странстве.

Рис. 6.1. Радиоэлектронное подавление командной РСПИ
Передатчик РСПП (ПРД), имеющий антенну с ДНА 7^(0, <р), находится на удалении
Рц от подавляемого приемника самолета-цели или ракеты противника. Пользуясь рис. 6.1
можно сконструировать уравнение РЭП в соответствии с правилами и приемами, изложен-
ными в главе 4 (и. 4.2.1):

г\о,<р)уп^=кп,	(6.1)

ЛсДрД '/Ъ"А/П

где РСОС - энергетический потенциал приемника радиолинии;

Лтбп - энергетический потенциал САП;

Р(0, (р) - ДНА приемника подавляемой радиолинии (в частности, установленного на
самолете или на ракете).

При выводе (6.1) предполагалось, что максимумы ДНА передатчиков командной ра-
диолинии и САП направлены на объект подавления - ракету.

Для прицельной ко частоте и поляризации помехи, когда уп = 1; ДЛр = ДЛ из (6-1) сле-
дует выражение для оценки потребного энергетического потенциала САП:

(Р У 1

77сап=РпОп=РсОс	.	(6.2)

Р ^,ср)

Для линий радиосвязи можно считать антенну подавляемого приемника ненаправлен-
ной, т. е. р\0, (р) = 1, поэтому потенциал САП, предназначенной для подавления линий ра-
диосвязи, равен:

(6.3)

При подавлении командных радиолиний управления ракетами следует рассчитывать на
воздействие помех через боковые лепестки ДНА, поэтому необходимо принять 7^(0, ср) ~ 10 2.
Тогда из (6.1) следует, что

р \2

п =10“2РС? —
сап	сс о

п 7

(6.4)

Сравнение (6.3) и (6.4) показывает, что при одинаковых энергетических потенциалах
передатчиков линий связи и КРУ подавление бортовых приемников КРУ требует увеличения
на два порядка энергетического потенциала САП (при одинаковом отношении Ри/Рс). По-
давление линий радиосвязи, КРУ и систем ближней радионавигации имеет много общего,
поскольку они используют прямой, а не отраженный, как в РЛС, сигнал. Границы зоны по-
давления для случая подавления радиоприемника, расположенного на самолете (ракете) про-
тивника, определяются из рис. 6.1. Передатчик подавляемой радиолинии находится в точке
расположения станции управления ракетой П, являющейся началом декартовой системы ко-
ординат Оху г рис. 6.2.

Проекция точки положения самолета на земную поверхность 5 имеет координаты {х, у}.
Расстояние между передатчиком радиолинии и постановщиком помех ПП равно С. С помо-
щью рис. 6.1 и рис. 6.2 можно записать уравнение РЭП (6.1) в виде
где

РСОСА/Псо82^

4/пр^2	(р)Уп СО82 а

(6.6)

Рис. 6.2. Зоны подавления приемника КРУ на ракете

Так как и Д. = х2 + у2;	= х2 + (у-/>)2, то из (6.6) следует уравнение для определе-

ния границы зоны подавления:

\2	о

+ 2 _

“(1-^с)2’

(6.7)

Полезно рассмотреть три случая, соответствующие значениям кс> 1; кс< 1\кс = 1.

При Кс > 1 анализ (6.7) показывает, что граница зоны подавления представляет собой
окружность с радиусом

(6-8)
кс 1

Смещение окружности, относительно начала координат

с/2 = -АС.	(6.9)

^с-1

Зона подавления при кс < 1 представляет собой всю земную поверхность за исключе-
нием части плоскости 5НП внутри окружности радиуса В\ рис. 6.2.

При кс < 1 зона неподавления 5НП - это круг радиусом

в'=т$-	<61'”

Центр круга смещен относительно точки местоположения передатчика помех на рас-
стояние

ксЬ

1-^с
При Кс = 1 окружность вырождается в прямую, проводящую через центр базы Ь и
перпендикулярную оси у.

Анализ (6.7) и позволяют сделать следующие выводы:

-	при малом энергопотенциале САП (кс> 1) зона подавления располагается вокруг
САП, поэтому прикрытие объектов (например, самолетов от ракет с командным
наведением) возможно только при их расположении внутри области 5ПП;

-	при большом энергопотенциале САП (кс< 1), прикрытие возможно во всем приле-
гающем к постановщику помех пространстве, за исключением зоны неподавления
5нп, находящейся вблизи передатчика П подавляемой радиолинии.

6.2.	Станции активных помех радиолиниям командного радиоуправления

Объектом воздействия помех, создаваемых КРУ, является приемное устройство, уста-
новленное на борту ракеты или какого-либо ЛА. Активные помехи могут приводить к подав-
лению передаваемых команд к ЛГВХ или к созданию ложных команд, вызывающих существен-
ные ошибки наведения.

Различают два вида преднамеренных помех КРУ. Во-первых, это помехи, загради-
тельные по коду. Во-вторых - помехи, прицельные по коду.

Помеховые сигналы первого рода представляют собой непрерывные шумовые сигна-
лы (прямошумовые, АМ, ЧМ, ФМ-помехи) или хаотические импульсные помехи (ХИП). Во
втором случае помеховые сигналы имеют структуру, подобную сигналам подавляемой ра-
диолинии, и создаются, как правило, путем ретрансляции полезного сигнала с соответству-
ющей модуляцией.

Помехи, заградительные по коду, могут вызывать полное или частичное подавление
передаваемых команд; изменение параметров модуляции поднесущих колебаний (например,
случайные отклонения моментов возникновения импульсов принимаемого кода); образова-
ние ложных кодов.

В зависимости от интенсивности воздействующих помеховых сигналов различают
помехи малого и большого уровней. Помехи малого уровня вызывает только малосуще-
ственные изменения параметров модуляции поднесущих колебаний (кодов), что не может

Р
привести к заметным ошибкам наведения. Помехи большего уровня, для которых пвх > 1

вх
вызывают не только искажение сообщений на выходе подавляемой линии радиолинии, но и
ухудшение других ее характеристик. В частности, уменьшение коэффициента передачи кп.
р

При пвх > кп коэффициент передачи радиолинии управления уменьшается настолько, что
вх

линия как динамическое звено контура наведения размыкается.

В зависимости от вида помехи, вида и способа модуляции сигнала, структуры кода
команд и особенностей построения системы КРУ, воздействие помех может приводить
к двум качественно различным случаям проявления эффекта размыкания контура наведения.
Так, при симметричной линии, размыкание линии означает установку управляемых агрега-
тов (например - рулей ракеты) в нейтральное положение. Если же линия несимметрична, то
при размыкании линии управляемые агрегаты устанавливаются в крайнее положение. Уста-
новка рулей ракеты на упоры в крайние положения вызовет движение ракеты по криволи-
нейной траектории минимального радиуса, т. е. с максимально допустимой перегрузкой.

Существенным недостатком помех, заградительных по коду, является значительная
величина потребной средней мощности передатчика помех. Этот недостаток ограничивает
практическое применение рассмотренных помех.

Помехи, прицельные по коду, в принципе позволяют получить некоторый энергетиче-
ский выигрыш по сравнению с заградительными помехами.

Принцип создания помех КРУ иллюстрируется схемой рис. 6.3.
Рис. 6.3. Создание помех системе командного радиоуправления

Сигналы управления командной радиолинии управления принимаются приемной ан-
тенной станции помех АП1 и поступают на приемное устройство станции помех ПРМ САП и
в схему запоминания частоты, которая может быть многоканальной. После усиления и де-
тектирования сигналы кодов команды подаются на вход устройства управления, которое
преобразует принятые коды, так что на каждую посыпку сигнального кода формируется по-
сылка помехи (или помехового кода). Полученная последовательность помеховых сигналов
задерживается на время т3 и используется далее для модуляции высокочастотных колебаний
в усилителе У. После усиления в оконечном усилителе ПРД САП помеховый сигнал излуча-
ется передающей антенной ЛП2-В результате воздействия помехи происходят ложные сраба-
тывания дешифратора команд.

Необходимыми условиями создания прицельных по коду помех являются разведка
кодов, их параметров, порядка и периода следования кодированных команд, а также форми-
рование подобных помеховых кодов и их излучение в соответствующем порядке.

6.3.	Станции активных помех радиолиниям передачи информации

Подавление связных радиоприемников возможно маскирующими и имитирующими
помехами. К маскирующим помехам относятся АМ, ЧМ и ФМ-шумовые помехи и хаотиче-
ские импульсные помехи. Имитирующие помехи создаются путем излучения ложного сооб-
щения корреспондентам противника. К этим помехам предъявляются весьма жесткие требо-
вания к соблюдению принципа подобия помехи и полезного сигнала по информационным и
сопутствующим параметрам.

Структурная схема САП радиолиниям УКВ-радиосвязи представлена на рис. 6.4.

Основными устройствами САП являются разведывательный приемник, устройство
определения частоты подавляемого канала связи и настройки высокочастотного генератора,
пульты управления, блок управления, усилитель мощности, модулятор помех и блок защиты.

Высокочастотные сигналы УКВ-радиостаниий поступают через приемную антенну А\
в разведывательный приемник, где производится их предварительная селекция и усиление.
Разведывательный приемник осуществляет поиск сигналов в заданном участке диапазона.
Несущая частота и вид модуляции определяются в устройстве определения частоты, которое
имеет панорамный индикатор.

Несущая частота сигнала/^ запоминается и на нее автоматически настраивается высо-
кочастотный генератор с ошибкой д/(не более нескольких килогерц).

С помощью пульта управления и блока управления устанавливаются различные ре-
жимы работы приемопередающей и анализирующей аппаратуры САП.
Рис. 6.4. Структурная схема САП радиолиниям УКВ-радиосвязи

В состав САП входит блок защиты, предназначенный для обеспечения электромаг-
нитной совместимости (ЭМС) собственных РЭС. В САП для ЭМС развязки каналов приема
и передачи применяется частотно-временной принцип блокировки излучения помехи.

Управление САП может производиться как автономно, так и дистанционно с выне-
сенного пункта управления. Возможны следующие основные режимы работы САП: развед-
ка, создание непрерывной шумовой помехи, создание ответной шумовой помехи.

В режиме «разведка» ведется только обнаружение сигналов УКВ-радиостанций и
определение их параметров.

В режиме создания непрерывной шумовой помехи при включении передатчика помех
мгновенно создается помеха на частоте любой первой радиостанции, обнаруженной при па-
норамном поиске разведывательным приемником. Время излучения помехи Тизл может изме-
няться в соответствии с заданной программой.

В режиме создания ответной помехи САП подавляет шумовой помехой только те ра-
диостанции, которые назначены для подавления. Помеха представляет собой шумовые им-
пульсы с изменяемой длительностью Тизл. Шумовые импульсы накрывают сообщения про-
тивника в течение времени Тц, определяемого заданным циклом работы.

6.4.	Радиоэлектронное подавление цифровых линий связи и передачи
данных

Цифровые системы передачи информации (связи и передачи данных) используют
ограниченный набор стандартных сигналов, отображающих информационные символы 5/.
Вся совокупность возможных используемых сигналов составляет алфавит. Полное количе-
ство используемых символов, т. е. мощность множества, составляющего алфавит, равно т.
Количество информации по Шеннону связано с условием выбора конкретного символа из
алфавита /е 1: т

р (А

1	= |0§Утт=(х)-1оёЛг (А	<6-12)

ррЛ8)
где Ррг($1) - априорная вероятность передачи символа

Рр^1) - апостериорная вероятность того, что принятый сигнал соответствует именно
тому символу 51, который был передан. Если сообщение при передаче не искажено,
Рр8($) = 1 и / = -1о§РД,).

Источник информации может формировать различные сообщения, которым соответ-
ствуют цепочки из разных символов. Разные символы могут иметь разные априорные веро-
ятности. Поэтому кроме величины количества информации /(6.12) рассматривается среднее
количество информации на один символ, формируемый источником сообщений:

т

<613>
/=1

где т - объем алфавита символов 5/.

Величина Н в (6.13) называется энтропией источника информации и полностью опре-
деляется априорным распределением вероятностей на множестве символов, используемых
источником. Как видно, энтропия (6.13) - это математическое ожидание величины
—1о§Ррг(5/). Чем больше энтропия источника, тем больше, в среднем, степень априорной не-
определенности формируемого им сообщения.

После приема сообщения неопределенность уменьшается (во всяком случае - не уве-
личивается). Поэтому количество информации (6.12) может трактоваться как мера уменьше-
ния неопределенности. Энтропия, как следует из (6.13) неотрицательна, но равна нулю толь-
ко для вырожденного ансамбля, содержащего только одно сообщение, такое, что Рр§(5) = 1.
Кроме того, энтропия аддитивна: для совокупности источников энтропия равна сумме эн-
тропии каждого:

/V /я

НЫ = X Нп =	X РРГ ("«/ ) 10§ РРГ ("«/ )	<6-14>

А7=1	А7=1 /=1

Энтропия имеет ту же размерность, что и количество информации. Эта размерность зави-
сит от выбора основания логарифма в (6.12) и (6.13). Если логарифм берется по основанию 2,
информация и энтропия измеряются в двоичных единицах, или битах (Шпагу сй§1Т). Один бит
это количество информации, содержащееся в неискаженном при передаче сообщении, кото-
рое априори может принимать два равновероятных значения РРг(л'о) = Ррг(51) = 0,5. Действи-
тельно, из (6.12): / = -1о§20,5. Кратные одному биту величины количества информации:
1 байт = 23 = 8 бит, 1 Кбайт = 210 байт = 213 бит и т. д.

Другая важная для оценки информативности сообщений величина - взаимная инфор-
мация. Это информация, которую содержит один ансамбль относительно другого. Например -
ансамбль принятых сообщений относительно ансамбля сообщений переданных. Или ан-
самбль шифрованных сообщений относительно породившего его ансамбля сообщений от-
крытых. Пусть имеется два ансамбля А и В дискретных сообщений и 5/еВ. Совместная
вероятность сообщений а^пЪ]- это Р2(^,//). А совместная энтропия ансамблей А и В будет,
по определению, математическим ожиданием логарифма совместного распределения:

Я(А, В) = -М{1оёР2(^, Ь,)}.	(6.15)

Для условного распределения аналогичным образом можно определить условную эн-
тропию:

Я(А|в) = -М{1оёР(аА|^)} = -^^Р(аА|^)1оеР(аА|/>;).	(6.16)

&=1 7=1
Используя теорему Байеса

Р(а,Ь) = Р(а)Р(Ь\а) = Р(Ь)Р(а\Ь).	(6.17)

для (6.16) можно установить, что

Я(А,В) = Я(А)Я(В|А) + Я(В)Я(А|В).	(6.18)

Нетрудно также установить, что

0<я(а|в)<Я(А).	(6.19)

Равенство Н(А\В) = 0 выполняется тогда, когда ансамбль В содержит всю информа-
цию об ансамбле А. В другом крайнем случае Н(А\В) = Я(А) означает, что ансамбли А и В
содержат независимые сообщения, т. е. В не содержит информации об А.

Поскольку, как видно из (6.19), условная энтропия Я(А|В) никогда не бывает больше
//(А), можно утверждать, что знание В уменьшает (в среднем) априорную неопределенность
относительно А. Поэтому разность

я(а)-я(а|в) = /(а,в)

(6.20)

называется количеством взаимной информации, содержащейся в ансамбле В относительно А.

Используя определения энтропии (6.15), (6.16) и (6.20) нетрудно установить, что

/(А,В) = -м{1оё[р(аД]} + м{1о§[р(^|/>/)]}

М< 1о§

(6.21)

Если Р(ак\Ь]) - условная вероятность передачи символа при условии, что принят
символ Л/, а Р(ак) - априорная вероятность события а^еАто, ДА,В) показывает, сколько
в среднем информации передается по каналу, воспроизводящему на выходе сообщение из
ансамбля В.

Обозначив величиной Т среднее время передачи одного сообщения, можно оценить
скорость передачи информации от А к В:



(6.22)

С такой скоростью сообщения передаются по информационному каналу. Эта скорость
зависит как от свойств источника информации, так и от свойств самого канала. Максимально
достижимая скорость при заданном качестве передачи информации с = шахТДЛ, В) называет-
ся пропускной способностью канала передачи и является важнейшей характеристикой ин-
формационной системы. Радиоэлектронное подавление системы передачи информации озна-
чает создание таких условий, при которых скорость передачи информации стремится к нулю
или, во всяком случае, опускается ниже некоторого нижнего предела.

Для оценки пропускной способности можно привести следующие рассуждения. Пусть
по дискретному каналу передаются сигналы, содержащие по п символов каждый, и пусть эти
символы выбираются из алфавита, который содержит т символов (имеет объем т). Каждый
такой сигнал может принимать разных значений и, соответственно, способен переносить
информацию об разных сообщениях. Естественно, что

при п=\ М = т,

при п=2 21 =

(6.23)

при п ^ = тп.
Если все сигналы в информационной системе независимы (канал без памяти), равно-

вероятны (Ррг =

и принимаются без искажений (Рр8 = 1), а длительность передачи каждо-

го сигнала Т = тс равна сумме длительностей составляющих его символов, то скорость пере-
дачи информации составит:

п 1	1 1	1о§2т	1

7? = с = - =-1о§—= —2---= — 1о§2 т.

Т птс Р птс те

(6.24)

Для передачи символа (элементарного сигнала) длительностью тс канал передачи дан-
1 тх

ных должен иметь ширину полосы пропускания тг = —. Именно такую полосу частот зани-
тс

мает сигнал, длительностью тс. Поэтому для дискретного канала без памяти соотношение
(6.24) позволяет утверждать, что

с = и’1о§2 т.

(6.25)

Если условие неискаженной передачи не выполняется, в канале действуют помехи и,
вследствие этого, происходят ошибки с вероятностью Р, то апостериорная вероятность при
приеме каждого символа будет равна уже не единице, а

Г1-Р

Рр5=Р(Ъ1^ак) = <

т-\

при ак =/>,;

при ак фЪр

(6.26)

р

а входящая в (6.24) величина количества информации должна определяться согласно (6.26), с
учетом того, что //(А) энтропия источника сообщений не зависит от свойств канала, а услов-
ная энтропия

н (в| А) = -М {1о§2 (Ък ,а,)}= -Р 1оё2 - (1 - Р) 1оё2 (1 - Р).	(6.27)

Используя (6.24), (6.26) и (6.27) можно получить:

С = И’

1о§2т + Р1о§2 —Е- + (1-р)1оё2(1-Р) .

т — 1

(6.28)

Для важного частного случая двоичного симметричного канала, когда т = 2, а иска-
жения противоположных по значению символов при передаче равновероятны, что иллю-
стрируется графом на рис. 6.5, пропускная способность выражается соотношением

С = -ф + Р 1о§2 Р + (1 - Р) 1о§2 (1-Р)].

(6.29)

(1-Р)

Рис. 6.5. Граф изменений символов в двоичном симметричном канале
Зависимость удельной пропускной способности, нормированной к соотношению сиг-
нал/шум в двоичном симметричном канале, от вероятности искажения символа представлена

на рис. 6.6.

Как видно из (6.29) и графика рис. 6.6, при Р = 0,5 пропускная способность равна
с = 0. В содержательных терминах этот это означает, что при такой вероятности ошибки со-
общение можно и не передавать. Получателю сообщения можно просто выбирать его с рав-
ной вероятностью из двух возможных. Иначе говоря, с = 0 соответствует обрыву канала пе-
редачи информации. Такая ситуация возможна при использовании для РЭП шумовой помехи
достаточно большой мощности.

Рис. 6.6. Нормированная пропускная способность двоичного симметричного

информационного канала

Но скорость передачи информации по каналу максимальна с = шах не только при
Р = 0, что вполне естественно, но и при Р = 1. Ситуация Р = 1 характерна для применения
имитирующей помехи дезинформирующей получателя информации о передаваемых сооб-
щениях, когда все символы при передаче меняются на противоположные. Но такой зеркаль-
но отраженный сигнал содержит всю ту же информацию, что и исходный, не искаженный.

В обоих крайних экстремальных случаях Р = 0 и Р = 1 максимум пропускной способ-
ности (измеренной в бодах, 1 бод = 1 бит/с) не превосходит численного значения ширины
полосы пропускания информационной системы (в герцах).

Вероятность ошибки приема символа Р зависит как от вида и мощности помехи, так и
от способа передачи символов. Для оценки потенциально достижимой вероятности ошибки
можно принять следующие предположения и допущения относительно сигнала подавляемой
радиолинии.

1.	Подавляемая система использует сигнал с кодово-импульсной модуляцией (КИМ).
Сигнал подавляемой системы передачи информации представляет собой поток из статистиче-
ски независимых равновероятных двоичных символов 5о(О и (логические значения симво-
лов «0» и «1»); мощность сигналаРс, длительность символа тс, энергия символа Ох Рстс.

2.	Средство РЭП использует помеху в виде нормального стационарного шума п(1)\

х(7) = 5 (/)+ /?(/).	(6.30)

Спектральная плотность шума Но.

Оптимальный алгоритм работы приемника при сделанных предположениях сводится
к вычислению корреляционного интеграла от произведения принятого колебания х(/) с опор-
ным напряжением и сравнение значения этого интеграла с пороговым уровнем для принятия
решения о сигнале по каждому принятому символу [45]. Работу приемника в соответствии
с таким алгоритмом можно иллюстрировать структурной схемой рис. 6.7.
Рис. 6.7. Демодулятор сигнала с КИМ

Для сигнала с пассивной паузой (КИМ с амплитудной модуляцией несущего колебания)

= р(фопорн(г)б*>^.

(6.31)

Если выполняется верхнее неравенство, принимается решение о наличии на входе
сигнала 51(0, если нижнее - 5о(О-

Для сигнала с активной паузой, что характерно при фазовой или частотной модуляции
несущего колебания сигналом с кодово-импульсной модуляцией,

т	"1"

^ = р(0Мопорн(0Л<°-

(6.32)

Ошибки при этом случаются тогда, когда нормальная случайная величина оказыва-
ется ниже порога при наличии на входе приемника сигнала 50(1) и тогда, когда % меньше по-
рога, а на входе колебание содержит сигнал 51(0- Вероятность ошибки, определенная на
основе этих соображений, составляет

2

(6.33)

где Ф(-) - интеграл вероятностей в форме Ф(х) = —,= 1е 1 <7/;

7^ о

р5е[-1; 1] - коэффициент взаимной корреляции сигналов 51(0 и 5о(О-

(6.34)

Для сигналов с пассивной паузой и для сигналов с КИМ-ЧМ р8 = 0 (ортогональные
сигналы 51(0 и 5о(О), а Для сигналов с КИМ-ФМ р8 = со§<^, где ^9- индекс фазовой модуляции.

Таким образом, /?5 = -1 для противоположных сигналов, когда ср - — .

В (6.34) нужно учитывать, что при равновероятных символах 51(0 и 5о(О средняя
мощность сигнала с пассивной паузой в два раза меньше, чем у сигнала с активной паузой.

С учетом сказанного, на основании (6.33) и (6.34) можно получить зависимости веро-
ятностей ошибок оптимального приема символов сигнала с кодово-импульсной модуляцией
от соотношения сигнал/шум. Эти зависимости воспроизведены на рис. 6.8.

Разумеется, потенциальные оценки качества приема сигнала дают не больше, чем ориен-
тировочную нижнюю границу вероятности ошибки на символ, поскольку они определяются для
некоторых идеальных моделей сигналов, шумов и способов построения приемника. Реально
в приемниках средств подавляемых радиосистем передачи информации применяются методы
обработки, которые могут отличаться от оптимальных. Поэтому и ошибка приема символа,
навязанная системе передачи информации средством РЭП, будет не меньше Р.

Рис. 6.8. Вероятность ошибки приема символа

Зависимости вида рис. 6.8 могут использоваться для определения коэффициента по-
давления цифровых линий связи. Так, например, для КИМ-АМ, принимая пороговое значе-
ние вероятности ошибки на символ РОш = 0,05, получается ~5. Однако, опыт показывает,
что даже специальные цифровые линии связи и передачи данных, использующие серьезные
меры помехозащиты, могут считаться подавленными при больших вероятностях ошибки.

6.5.	Имитирующие помехи радиосистемам передачи информации

Активное противодействие радиосистемам передачи информации должно затруднять
прием сигналов. Более строго говоря, «затруднение приема», означает снижение пропускной
способности информационного канала. Если радиосистема передачи информации (РСПП) ис-
пользует сигнал с кодово-импульсной модуляцией (КИМ) - а это наиболее характерный слу-
чай для современных радиосистем рассматриваемого класса - пропускная способность основ-
ного канала передачи и канала утечки определяется одним и тем же соотношением (6.28)

С = Д/[1 + рош1°ё2Рош +(1-Рош)1°ё2(1-Лш)]>	<6-35)

где с - пропускная способность в двоичных единицах на символ КИМ;

7?Ош- вероятность ошибки приема символа КИМ.

С уменьшением вероятности ошибки пропускная способность монотонно растет,
стремясь к максимальной величине 1 дв.ед./символ. Минимальная вероятность ошибки до-
стигается при использовании приемником абонента РСПИ близких оптимальным методам
обработки сигнала. Предположение об оптимальности современных приемников сигнала
КИМ, видимо, не лишено оснований. При этом вероятность ошибки на символ равна:

рош= 0,5[1-Ф(#)],	(6.36)

где Ф() - интеграл вероятности в форме:

б/2-	(1 - рс) - энергетическое соотношение сигнал/шум;
0^ - энергия в одном символе сигнала мощностью Рс и длительностью Т (@с = РСТ);,
Но - спектральная плотность шума приемника, постоянная в полосе спектра сигнала:

Рш - мощность шумовой помехи, приходящаяся на полосу Д^;

рс - коэффициент взаимной корреляции противоположных символов КИМ.

Единственный путь снижения пропускной способности информационного канала -
применение активной маскирующей помехи. Если для активной маскировки ставится загра-
дительная шумовая помеха, ее применение не дает нового эффекта по сравнению со сниже-
нием соотношения сигнал/шум. Действительно, шумовая помеха снижает соотношение
2 О

б/ = —— в (6.36) за счет увеличения знаменателя 7\7о.

2/^о

Большего эффекта подавления РСПИ можно достичь при использовании имитацион-
ной помехи. Механизм действия такой помехи основан на других эффектах. Шумовая поме-
ха подобна естественному шуму приемных устройств. Но естественный шум создается при-
родой - таким противником радиоприемных устройств, который не ставит цели причинения
максимального вреда (максимального снижения пропускной способности или увеличения
вероятности ошибки). Более опасная для приемных устройств РСПИ помеха должна в боль-
шей мере, чем шум, использовать мощность постановщика помех для снижения пропускной
способности. С формальной точки зрения это означает, что вероятность ошибки приема сим-
вола должна сильнее зависеть от мощности помехи, чем от мощности (спектральной плотно-
сти ТМо) аддитивного шума. Иначе говоря, если соотношение (6.36) при б/2 > 3 (когда имеет
смысл говорить о пропускной способности канала передачи информации)	•> то для

эффективной помехи с мощностью Рп должно либо выполняться требование ~ /^помехи
при а > 1 / 2 , либо /20ш ~ Лтомехи- На практике перечисленные условия можно выполнить, если
постановщик помех будет расходовать мощность на дезинформацию приемника средства
разведки, то есть на создание таких излучений, которые, действуя на входе приемника
РСПИ, затрудняют для него принятие правильного решения. Затруднение принятия правиль-
ных решений можно обеспечить как за счет прямого навязывания неверных сведений, так и
за счет увеличения количества возможных альтернатив, из которых приемник подавляемой
РСПИ должен делать выбор при оценке принимаемого сигнала. Создание ложных сообще-
ний, которые, тем не менее, будут приняты получателем за истинные, требует некоторых не-
формализуемых действий, т. е. относится, скорее всего, к области искусства. Поэтому ниже
рассмотрение ограничивается только задачами дезинформации приемника относительно зна-
чений символов принимаемого двоично-кодированного сигнала и определяются оптималь-
ные параметры имитационной (дезинформирующей) помехи, наилучшей для снижения про-
пускной способности технического канала утечки информации, передаваемой при помощи
сигнала КИМ и модуляции несущей с активной паузой (КИМ-ЧМ или КИМ-ФМ).

Стратегии сторон в антагонистическом конфликте РСПИ и постановщика помех сво-
дится к следующему:

-	средство РЭБ выбирает помеху П(р Лп);

-	РСПИ принимает меры к нейтрализации действия этой помехи, для чего варьиру-
ет величину порога принятия решения по каждому символу или, что то же самое,
выбирает (формирует) и использует при обнаружении компенсирующую оценку
помехи /7* (7).

Функция выигрыша средства РЭБ и, соответственно, функция потерь РСПИ - это ме-
ра снижения пропускной способности технического канала утечки информации. Поскольку
пропускная способность (6.35) монотонно меняется с изменением вероятности ошибки на
символ /20ш, в дальнейшем именно /?Ош(77, 77*) принимается в качестве функции выигрыша.
Таким образом, задается игра

(6.37)
причем функция выигрыша /Лип определяется на прямом произведении множеств чистых
стратегий сторон 77(7)х/7*(7), то есть, на множестве ситуаций {77, 77*}, для которых выполня-
ются требования условия технической реализуемости системы активного радиопротиводей-
ствия.

Принципиально при компенсации действия помехи возможны два подхода. В соот-
ветствии с первым подходом приемник РСПП, формируя компенсирующую оценку /7* (7),
может исходить только из априорных сведений о структуре и способе применения активной
помехи П(1). Второй подход предполагает адаптацию приемника к способу применения ими-
тирующей помехи. При адаптивном подходе приемник РСПП должен оценивать помеху по
наблюдению ее реализации в смеси с сигналом и шумом, а затем использовать результат
оценивания для построения 77* (7) и компенсации тем самым действия П(1).

При всей кажущейся эффективности второго - адаптивного - подхода к контрпроти-
водействию, он довольно уязвим. Действительно хорошая (эффективная) помеха должна
имитировать маскируемый сигнал. Значит, она будет неразрешима с сигналом на интервале
длительности символа и, следовательно, символ помехи не может быть выделен на фоне
символа полезного сигнала (точнее, конечно, может быть выделен, но с вероятностью мень-
ше единицы). Если, кроме того, не различаются статистические характеристики потоков
символов помехи и сигнала, то приемник подавляемой системы не сможет разделить их и
при обработке записи длинной реализации сигнала с помехой и шумом на входе приемника.
Точно также представляется невозможным разделение помехи и сигнала на основе их семан-
тических различий, если помеха имитирует не только структуру сигнала, но и передаваемые
им сообщения. Такая помеха - дезинформирующая - должна отличаться от полезного сооб-
щения, но только в пределах его априорной неопределенности для приемника. Поэтому
в дальнейшем считается, что оценка помехи, дезинформирующей РСПП о значении каждого
символа сигнала 77* (7), компенсирующая действие активной помехи 77(7), конструируется
приемником РСПП на основе только априорных сведений.

Используя (6.36) и (6.37) можно установить, что цена игры, моделирующей конфликт
РСПП со средством РЭБ при использовании для противодействия имитирующей помехи,
равная вероятности ошибки приема символа, составляет

77эш1 — 2

(6.38)

2

где дп = и дс =	- соответственно энергетические соотношения сигнал/шум в

2/Уо 2^

каналах радиолиний активного противодействия и приема сигнала.

Функция выигрыша средства РСПП, определенная в соответствии с (6.38) иллюстри-
руется рис. 6.9.

Как видно, функция выигрыша - ядро игры /2Ош(77, 77*) симметрична относительно
центра квадрата 77 = 77*.
Рис. 6.9. Функция выигрыша РСПИ при использовании системой РЭБ
имитирующей помехи

Кроме того, ядро игры р0Ш(П,П*) выпукло по каждой из переменных П и 77*. Дей-
ствительно, из (6.38) следует, что

<?2рош (77,77*) ^Ош(77,77*)

дП2	дП*2	(	?

Из выпуклости р^т(П, 77*) также следует существование оптимальной чистой страте-
гии 77* у РСПИ. Соотношения (6.38), а также рис. 6.7 показывают, что ядро игры р^т(П, 77*)
достигает максимума по периметру квадрата, на котором оно определено, а именно

тахр(Ш1(/7’/7* = 0)-	(6-40)

Поэтому цена игры, равная минимаксу для РСПИ, соответствует выбору им 77* = 0, и
это есть оптимальная чистая стратегия РСПИ.

Оптимальная смешанная стратегия средства РЭБ, доставляющая максимум его мини-
мальному среднему выигрышу, должна содержать равновероятную смесь двух чистых стра-
тегий 77 = ±77тах, то есть

Е(г) = 0,5[Д-77тах) + ДЯтах)].	(6.41)

Полученные выводы можно иллюстрировать следующими качественными рассуждени-
ями. Пусть приемник РСПИ принимает стратегию, отличную от 77* = 0. Например, выбирая в
соответствии с некоторым распределением значения 77* ф 0 на сегменте ^-77^ах; 77^ах ] .
Это значит, что, наблюдая каждую реализацию смеси сигнала с помехой, он принимает реше-
ние на основе сравнения выходного эффекта оптимального приемника не с нулевым порогом,
а с некоторым смещенным. Предположим, что он угадал значение помехи и сместил порог так,
что вероятность ошибки уменьшилась. Может быть, она даже уменьшится до предельной
величины, равной вероятности шумовой ошибки (рОш)ш- Из-за нелинейности зависимости
(^ош)ш = /Л)1п(77(/) - 77*(/)) от разности уровней помехи и ее оценки, это увеличение вероятности
ошибки будет даже больше, чем ее уменьшение при отгадывании значения помехи. Но значе-
ние помехи выбирается постановщиком помех случайным неизвестным для приемника РСПИ
образом среди 77тах и 77т1-п. Вероятность угадывания значения помехи приемником РСПИ в
этом случае не больше 0,5. Значит, средняя вероятность ошибки в двух равновероятных ситуа-
циях - отгадывания и не отгадывания значения помехи и соответствующего выбора оценки
/7* (/) (или, что тоже самое, выбора порога различения символов сигнала) - будет
<Рош> 0,5рОш(1) + 0>5рош(0),	(6.42)

где 7?Ош(1) - условная вероятность ошибки приема символа при условии, что приемник
средства разведки отгадал значение помехи, то есть т?Ош(1) = (^ош)ш;

7?ош(0) - условная вероятность ошибки на символ при условии, что значение помехи
отгадано неверно т?Ош(0) > 2Оош- Оош)о);

7?Ош - вероятность ошибки на символ при оптимальной стратегии контрпротиводей-
ствия (Я* = 0);

(Рош)ш - вероятность шумовой ошибки (в отсутствии противодействия).

6.6.	Основные технические характеристики станций помех подавления
информационных каналов систем передачи информации

Помехозащищенность информационных каналов передачи информации оценивается
вероятностью [28]

^пз=1 -РоргЛЛд,	(6.43)

где Р0Рг - вероятность того, что радиопротиводействие вообще будет организовано;

Рп - вероятность того, что спектр помех при РЭП перекроет спектр подавляемого сиг-
нала и попадет в полосу приемного устройства РЭС;

Рпд - вероятность подавления РЭС, т. е. вероятность того, что мощность помехи РЭП
на входе приемного устройства РЭС будет превышать пороговое значение, достаточ-
ное для нарушения его работы.

Прицельная по частоте помеха может быть организована только при условии разведки
параметров сигнала. Если параметры сигнала, прежде всего - его несущая частота и ширина
спектра - скрыты от разведки, организация РЭП путем постановки прицельной помехи, пе-
рекрывающей спектр сигнала, невозможна. Поэтому вероятность организации прицельной
помехи связана с показателем скрытности сигналов подавляемой РЭС

Рп=1-Лкр.	(6.44)

С учетом (6.43), вероятность РПз в (6.44) можно представить в развернутом виде

Рпз = 1 - (1 - РСКр)РпдРорг,	(6.45)

связывающим основные составляющие вероятностного показателя помехозащищенности.

Из (6.45) следует, что помехозащищенность радиосистем связи и передачи данных,
прежде всего - командной информации, определяется скрытностью, количественной мерой
которой является вероятность Рскр, помехоустойчивостью, количественно определяемая ве-
роятностью Рпд, а также вероятностью организации радиопротиводействия Рорг. Но вероят-
ность Рорг зависит от того, как организована радиотехническая разведка, насколько надежно
она обнаруживает сигнал РТС и определяет параметры этого сигнала. Поэтому помехоза-
щищенность имеет две составляющие: скрытность и помехоустойчивость.

Обобщенная структурная схема конфликтного взаимодействия систем передачи ин-
формации и средств РЭБ представлена на рис. 6.10.

Показанная на рис. 6.10 подсистема радиотехнической разведки РТР для оперативной
поддержки РЭБ содержит аппаратуру обнаружения и определения параметров радиосигнала
(пространственных координат, рабочей частоты, ширины спектра и других). На основании
данных исполнительной радиотехнической разведки в системе определения и воспроизведе-
ния частоты станции помех формируются сигналы помех п(1) и, в отдельных случаях,
средств, модифицирующие среду распространения радиосигнала.

Объектами РЭБ могут быть все виды систем связи и передачи данных, такие как линии
подвижной и фиксированной связи, радиорелейные линии, спутниковые системы связи и пере-
дачи данных, системы сотовой связи. Также объектами РЭП могут быть и сети стационарной
кабельной (проводной) связи. С переходом на программно-управляемые коммутационные
станции резко возросла уязвимость систем передачи информации от блокирования базовой
телефонной станции преднамеренными помехами, дезорганизующими работу многих поль-
зователей сети на длительное время.

Трасса

Рис. 6.10. Структурная схема системы передачи информации, работающей в условиях РЭБ

Реализация эффективных помех в этих условиях возможна за счет применения следу-
ющих методов:

-	формирование широкополосных помех с шириной спектра, равной разведанной
полосе изменения несущей частоты сигналов подавляемой системы передачи ин-
формации, при этом энергетический потенциал станции помех должен быть соот-
ветственно увеличен пропорционально отношению ширины спектра помех к ши-
рине спектров сигналов системы передачи информации;

-	определение в процессе разведки значений несущих частот сигналов РЭС переда-
чи информации и формирование на этих частотах сопряженных по спектру помех,
при этом энергетический потенциал станции помех может быть меньше, чем при
использовании заградительных по спектру помех.

На рис 6.11 представлены станций помех, используемых для подавления информаци-
онных каналов связи в оперативно-тактических зонах боевых действий.

Рис. 6.11. Станции помех каналам связи оперативно-тактической зоны
ГЛАВА 7
РОБОТИЗИРОВАННЫЕ СИСТЕМЫ ВВСТ КАК ОБЪЕКТЫ РЭБ

7.1.	Беспилотные летательные аппараты - объекты РЭБ

Роботизированные системы получают распространение в разных технических и со-
циотехнических сферах. Средства ВВСТ не являются исключением. Боевые роботизирован-
ные системы действуют на поверхности Земли, в воздушной и водной средах. Естественно,
что роботизированные ВВСТ системы функционируют в условиях конфликта. Среди роботи-
зированных систем разного типа и назначения заметное по важности место занимают беспи-
лотные дистанционно пилотируемые летательные аппараты (ДПЛА). Именно ДПЛА являют-
ся объектами РЭБ.

В настоящее время очень трудно очертить границы областей применения ДПЛА. Со-
ответственно, весьма обширна номенклатура ДПЛА - от малоразмерных аппаратов самолет-
ного и вертолетного типа с относительно небольшим временем, дальностью и высотой поле-
та, до стратегических аппаратов самолетного типа.

Назначение ДПЛА определяется возможностями размещения полезной нагрузки, вре-
менем, скоростью и высотами барражирования. При этом все ДПЛА имеют близкую типо-
вую комплектацию аппаратуры, обеспечивающей управление и навигацию, а также выпол-
нение задач боевого применения. На рис. 7.1 и рис. 7.2 представлены гистограммы распреде-
ления ДПЛА по взлетной массе и скорости полета. Как видно, 80% ДПЛА имеют взлетную
массу до 300 кг и скорости барражирования до 250 км/ч. При этом с большой вероятностью
максимальная высота полетов этих ДПЛА не превышает 4500 метров.

ДПЛА среднего и большого класса используются, как правило, в боевых операциях
стратегического значения для ведения разведки (включая мирное время) на высотах до
10 000 м и имеют время барражирования до 24 часов. По тактико-техническим характери-
стикам такие ДПЛА близки к объектам пилотируемой авиации. Они могут поражаться сред-
ствами ПВО наземного и воздушного базирования.

Рис. 7.1. Распределение ДПЛА различного назначения по взлетной массе
скорость, км/час

Рис. 7.2. Распределение ДПЛА различного назначения по скорости

По своему назначению малоразмерные ДПЛА подразделяются на разведывательные
и ударные (последние не только одноразового применения) с массой полезной нагрузки до
20 кг . Именно малоразмерные ДПЛА в настоящее время представляют значительную угрозу
в условиях боевых действий и, безусловно, как инструмент проведения террористических
актов. К особенностям малоразмерных ДПЛА относится их сравнительно малая стоимость и,
как следствие, возможность массового производства и применения «роев» ДПЛА при реше-
нии боевых задач. Малая заметность ДПЛА обуславливают значительные трудности и низ-
кие вероятности их обнаружения и поражения фронтовыми и тактическими системами ПВО.
Так вероятность поражения малоразмерных ДПЛА одной ракетой фронтовых и тактических
ПВО составляет 0,07...0,1 [28]. Иначе говоря, чтобы поразить малоразмерный ДПЛА необ-
ходимо порядка 10—15 зенитных ракет. В этих условиях более рационально направить борь-
бу с ДПЛА на их обнаружение и нейтрализацию подсистем, определяющих штатную работу
ДПЛА, с использованием средств радиоэлектронной борьбы.

Малоразмерные ДПЛА характеризуются небольшими геометрическими размерами,
низкой тепловой контрастностью, и скоростью полета. Кроме того, эффективная поверх-
ность рассеяния (ЭПР) таких ДПЛА в большинстве своем составляет 0,001...0,01 м2. При
этом визуальная заметность менее 100 м (при идеальных погодных условиях), слышимость
15...50 м, малая ИК сигнатура (0,5 Вт/стер.) при высоте ведения разведки от 100 м до 1000 м.
Расчетные дальности обнаружения малоразмерных ДПЛА существующими РЛС комплексов
ПВО при различных значениях ЭПР ДПЛА составляют:

-	для РЛС метрового диапазона - 8...14 км для ДПЛА с ЭПР около 0,1м2 и
0,1... 1,5 км для ДПЛА с ЭПР, равной 0,01 м2;

-	для РЛС дециметрового диапазона - 9...16 км (ЭПР 0,1 м2) и 0,8—2,0 км (ЭПР
0,01 м2);

-	для РЛС сантиметрового диапазона - 12...25 км и 1,4—2,8 км соответственно.

Если расчетные и полигонные дальности обнаружения ДПЛА с ЭПР 0,1м2 практиче-
ски совпадают, то для ДПЛА с ЭПР 0,01 м2 фактические дальности обнаружения приближа-
ются к нулевым. Разрабатываемые перспективные РЛС, предназначенные для решения зада-
чи обнаружения ДПЛА, будут способны обнаруживать цели подобного класса на дальностях,
не превышающих 3 км на высотах их полета 100—300 м и 10—20 км на высотах порядка
1000 м.
На рис. 7.3 представлен типовой состав аппаратуры ДПЛА, среди которой выделены:

-	планер (корпус) ДПЛА, который является несущей конструкцией для размещения
всех компонентов ДПЛА, обеспечивает взлет, посадку, полет и маневрирование в
процессе выполнения полетного заданий;

-	двигательная установка с соответствующей энергетической системой (топливной
или электрической, аккумуляторной), обеспечивающая полет ДПЛА;

-	система навигации и управления полетом;

-	система передачи информации, обеспечивающая прием команд управления
«Пункт управления - ДПЛА» и передачи квитанций на управляющие команды и
телеметрии «ДПЛА - Пункт управления»;

-	полезная нагрузка в зависимости от назначения ДПЛА включающая системы те-
левизионной, инфракрасной, лазерной, радиолокационной разведки, радиоэлек-
тронной борьбы, а также средства огневого поражения, сбрасываемые с многоце-
левых ДПЛА, или поражение объекта ДПЛА, если он является элементом высоко-
точного оружия;

-	система передачи целевой информации, получаемой в процессе выполнения по-
летного задания.

Рис. 7.3. Типовой укрупненный состав аппаратуры ДПЛА

Все компоненты бортовых систем современного роботизированного комплекса борто-
вой аппаратуры ДПЛА определяют штатные режимы работы. Нейтрализация каждой из бор-
товых подсистем приводит к срыву выполнения полетного задания ДПЛА. Компоненты бор-
товых подсистем ДПЛА выполнены с широким применением микроэлектроники и цифровых
технологий. Представляется очевидным, что эффективным методом нейтрализации штатной
работы этих компонентов является подавление (поражение) информационных каналов переда-
чи командной информации, навигации и управления полетами ДПЛА с использованием спе-
циализированных средств РЭБ. Возможно также применение мощных импульсных помех для
деструктивного воздействия на бортовые цифровые вычислительные устройства, а также
сильных электромагнитных полей для функционального поражения бортовой электроники.

7.2.	Возможности обнаружения и нейтрализации ДПЛА

Беспилотные летательные аппараты способны наносить неприемлемый ущерб не
только при ударах по критически важным объектам инфраструктуры, но и в условиях ги-
бридной войны, выводя из строя системы связи, управления, технический персонал средств
вооружения, военной и специальной техники.

Критическими для средств обнаружения особенностями этого нового класса оружия ста-
ли не только малые и сверх малые значения ЭПР целей, возможность двигаться на высотах
в единицы метров, но и возможность изменения в широком пределе скоростей движения, ис-
пользование хаотичных траекторий. В существующей парадигме когерентно-доплеровских ра-
диолокаторов принципиальна связь величины элемента разрешения, глубины подавления
алгоритмами (устройствами) селекции движущихся целей (СДЦ) и уровня пассивной поме-
хи, определяемой условиями фоно-целевой обстановки (ФЦО).

Самым простым для разработчика РЛС является случай обнаружения цели в свобод-
ном пространстве. Необходимое условие обнаружения сводится к обеспечению энергетиче-
ского потенциала РПрДСа.

Следующий уровень сложности представляют условия наличия подстилающей по-
верхности непосредственно в луче радиолокатора (практически постоянный случай для об-
наружения низколетящих целей). Наибольшую сложность представляет обнаружение малых
и сверхмалых объектов на фоне отражений от местных предметов, зданий и сооружений,
например, промышленных объектов с ЭПР 1000 м2и более.

В настоящее время не существует принципиальных ограничений на обнаружение
ДПЛА в свободном пространстве. Существующие РЛС с успехом это демонстрируют. Ма-
лые значения ЭПР ДПЛА только ограничивают рубежи обнаружения. При этом для целей
такого класса никогда не будет рубежей обнаружения в десятки и сотни километров. Мало-
размерные и малозаметные цели, движущиеся на предельно малых высотах над пересечен-
ной местностью и антропогенной застройкой, с огибанием рельефа местности, исключают
возможность их прямого наблюдения на дистанциях свыше двух-трех километров. Учитывая
эти обстоятельства необходимо сформировать требования к радиолокатору, соотнося эти
требования с возможностями систем противодействия, организуя систему борьбы с ДПЛА
как сетевую. При решении задач обнаружения целей на малых дальностях ставятся очень
жесткие требования к времени обзора и количеству обращений к цели для определения па-
раметров ее движения и завязки траектории. В этих условиях необходимо для обнаружения
применять РЛС с использованием сигналов с однозначным измерением дальности, темпом
обзора пространства не более одной секунды.

Ключевой вопрос, определяющий возможность обнаружения малоразмерного объекта
в сложной и экстремально сложной (в условиях мегаполисов и промышленных объектов)
фоно-целевой обстановки (ФЦО) заключается в необходимости либо гораздо более глубоко-
го подавления алгоритмами и устройствами СДЦ помеховых отражений от местных предме-
тов (но эти возможности в настоящее время практически исчерпаны), либо сокращении
уровня помеховых отражений уже на входе алгоритмов (устройств) СДЦ за счет расширения
полосы зондирующих сигналов [6].

Мощность эхо-сигнала, отраженного от подстилающей поверхности прямо пропорци-
ональна площади элемента селекции. Этот факт подсказывает путь решения проблемы обна-
ружения малоразмерных целей. Расширение полосы частот зондирования, приводящее
к уменьшению площади облучаемого элемента поверхности, и снижение уровня боковых ле-
пестков функции селекции (и в общем случае всех побочных каналов приема) позволяет со-
кратить площадь элемента селекции и мощность помехового сигнала уже на входе устройств
СДЦ. Другим аспектом этого же эффекта является происходящее при улучшении простран-
ственного разрешения РЛС разделение сплошной области засветки от пассивной помехи, на
пораженные и свободные области (например, затененные).

Перечисленным требованиям и особенностям работы обнаружителя малоразмерных
объектов отвечают РЛС со сверхкороткими зондирующими импульсами (СКИРЛ). Под тех-
нологией СКИРЛ понимается генерирование, излучение, прием и обработка радиоимпульсов
длительностью 5... 10 нс с высокочастотным заполнением в диапазонах коротких сантимет-
ров и миллиметровых волн.

Свойства технологии СКИРЛ состоят в следующем:

-	малый импульсный объем обеспечивает разрешение объектов с большой разни-
цей в ЭПР в непосредственной близости друг от друга;
-	высокая помехозащищенность от пассивных помех за счет отсутствия боковых
лепестков у АКФ;

-	распознавание типов объектов по их дальностному портрету за счет высокого
разрешения по дальности и отсутствия интерференции между блестящими точка-
ми (отстоящими по дальности);

-	возможность работы с нулевой дальности (мертвая зона 5... 10 м);

-	высокая детализация радиолокационной карты местности и ее хорошее совпаде-
ние с топографической картой;

-	высокая электромагнитная скрытность от средств РТР (обеспечивается широкой
полосой, малой длительностью запросного сигнала и высокой скважностью);

-	хорошая электромагнитная совместимость с узкополосными системами и эколо-
гическая безопасность (обеспечивается низкой средней мощностью излучения).

Перечисленные специфические свойства предопределяют ряд новых потребительских
качеств, в числе наиболее значимых:

-	обнаружение с однозначным измерением координат малоразмерных объектов, в
том числе малоподвижных и неподвижных, на фоне интенсивных отражений от
подстилающей поверхности;

-	высокая (1,5...2 м) разрешающая способность по дальности и точность (20...
30 см) измерения координат по дальности;

-	обнаружение и измерение координат малоразмерных целей в непосредственной
близости (на расстоянии до 3... 5 м) объектов с большой ЭПР (перепад в ЭПР до
40...50 дБ);

-	возможность селекции целей в плотной группе за счет высокой разрешающей
способности по дальности;

-	распознавание типов (по габариту) и классов целей (по дальностному портрету);

-	обеспечение высоких показателей сопровождения целей из-за уменьшения флюк-
туаций ЭПР целей (слабее интерференция точек, т. к. часть из них разрешаются
по дальности);

-	повышенная электромагнитная скрытность;

-	возможность реализации режима радиовидения в сантиметровом и миллиметро-
вом диапазонах на ближних дальностях;

-	высокий контраст формируемых радиолокационных изображений.

7.3.	Подавление информационных каналов комплексов ДПЛА

Радиоканалы информационного взаимодействия с объектами ВВСТ, обеспечивающие
передачу команд управления и прием обратной информации датчиков робота, характерны
особенно для малогабаритных ДПЛА. В таких каналах применяются цифровые кодовые со-
общения с относительно большой длительностью при постоянных значениях несущих частот
сигналов управления конкретными устройствами. Для подавления таких каналов ведется
разведка сигналов и формируются прицельные помехи. При этом, достигается высокая веро-
ятность подавления информационного канала.

Представителем РЭБ подавления малоразмерных, массового применения БПЛА всех
типов является комплекс «Репеллент», обеспечивающий обнаружение, автосопровождение по
сигналам излучения БПЛА, формирования помех и подавления информационных каналов.

На рис. 7.4 представлена укрупненная структурная схема комплекса «Репеллент».

Как показано на рис. 7.4, структурный состав станции помех «Репеллент» аналогичен
рассмотренных выше типовому составу станций помех подавления каналов радиосистем пе-
редачи информации наземного базирования.
Рис. 7.4. Укрупненная структурная схема станции помех типа «Репеллент»

Сигналы каналов связи (СКС) БПЛА поступают на вход антенн моноимпульсного пе-
ленгатора и затем на входы малошумящих усилителей и смесителей (МШУ, СМ) (на схеме
представлена схема пеленгации только в азимутальной плоскости р, (в плоскости угла места
с схема аналогична). Эти сигналы усиливаются и преобразуются на промежуточную частоту
сигналами блока гетеродинов (БГ). Сигналы промежуточной частоты усиливаются в усили-
телях промежуточной частоты (УПЧ) с логарифмической характеристикой (ЛВУ). Усилен-
ные сигналы подаются в систему определения и воспроизведения частоты (СОВЧ) и в систе-
му анализа и управления (САУ). Система управления на основе анализа принятых сигналов
определяет угловые координаты пространственного положения источников радиоизлучения.
Результаты определения координат и анализа сигнальной обстановки отображаются на пуль-
те управления оператора (ПУО) и используются электромашинным приводом (ЭМП) наве-
дения антенн станции опорно-поворотным устройством (ОПУ Д е) для обеспечения автосо-
провождения по угловым координатам БПЛА. В СОВЧ восстанавливается несущая частота
сигнала в канале информационного взаимодействия с БИЛА с пунктом управления. Разве-
данное значение частоты сигнала, подлежащего подавлению, поступает на вход формирова-
теля помех (ФП). Параметры формируемых помех устанавливаются оператором или по алго-
ритмам адаптации к сигналам каналов связи. Режимы работы станции помех устанавливают-
ся оператором с пульта управления (ПУ О) по информации С АУ. В передающем модуле (ПМ
ОР8) формируются и через антенны излучаются сигналы помех подавления сигналов спут-
никовых радионавигационных систем типа ОР8.

На рис. 7.5 представлена схема возможного подавления информационных каналов
БПЛА и командного пункта управления (КПУ).

Дальность прямой радиовидимости в километрах определяется известным соотношением
Лз,8^4.2)(7л+Л7),

где к - высота приемо-передающей антенны командного пункта управления (КПУ);

Н - высота приемо-передающей антенны станции помех. Значения Ли Н измеряются
в метрах.
управления

Рис. 7.5. Схема подавления командного пункта управления и БПЛА

На рис. 7.5 указано, что комплекс БПЛА использует следующие информационные ка-
налы:

-	канал КПУ-БПЛА управления полетом, который в условиях прямой радиовиди-
мости может быть обнаружен и идентифицирован, при этом станцией помех мо-
гут быть определены также технические характеристики этого информационного
канала;

-	канал БПЛА-КПУ обратного контроля и телеметрии, который также обнаружива-
ется и идентифицируется станцией помех;

-	канал сигналов спутниковых радионавигационных систем, характеристики кото-
рых известны.

Решение задач подавления указанных информационных каналов БПЛА обеспечивает-
ся комплексом «Репеллент». Внешний вид комплекса, развернутого на боевой позиции,
представлен на рис. 7.6. При высоте подъема приемно-передающей аппаратуры мачты
18 метров разведка и подавление информационных каналов КПУ БПЛА возможна на даль-
ностях до 20 км при высоте антенны приемно-передающей аппаратуры КПУ порядка
1 метра. Комплекс подавляет информационные каналы управления БПЛА в метровом и де-
циметровом диапазонах длин волн.

Рис. 7.6. Комплекс «Репеллент» на боевой позиции
Результаты полевых испытаний подавления различных типов при интегральном по-
давлении информационных каналов БПЛА показали высокую эффективность комплекса
«Репеллент», обеспечивающий с вероятностью, близкой единице, исключение возможности
применения БПЛА, срыва выполнения ими боевых задач, прекращения полета или возврат в
точку вылета, а также невозможности оперативного получения КПУ информации, разведан-
ной датчиками БПЛА в процессе полета.

7.4.	Подавление информационных каналов управления суббоеприпасов

Создание разведывательно-ударных комплексов (РУК) типа, задача которых разведка,
обнаружение и огневое поражение бронетанковой техники на дальностях до 200 км опреде-
лили разработку, самоприцеливаюшихся кассетных суббоеприпасов, принципиально являю-
щие роботезированными объектами ВВСТ, которые обнаруживают, прицеливаются и пора-
жают наземные объекты прежде всего бронетанковую технику.

Доставка кассет суббоеприпасов в район размещения наземных объектов ВВСТ обес-
печивается ракетами или авиабомбами.

На рис. 7.7 представлена схема применения суббоеприпасов при огневом поражении
бронетанковой техники.

После раскрыва носителя кассетных суббоеприпасов, последние на парашютах спус-
каются в районе бронетанковой технику и в режиме самоприцеливания при обнаружении
танка или другого объекта за счет подрыва специального заряда формируется ударное ядро,
которое на гиперзвуковой скорости поражает сверху объекты.

Выстрел суббоепрппаса определяется техническими характеристиками и тактикой
применения их в боевых условиях при этом высота, на которой обеспечивается поражение
объекта ВВСТ составляет порядка 30... 120 м.

В качестве датчиков угловых координат положения цели относительно суббоеприпаса
используются приемные устройства мм диапазона длин волн, обеспечивающее прием и об-
наружение изменение естественное излучение поверхности Земли за счет экранирования
этого излучения объектом типа танка или автомобиля.

Как показано на рис. 7.7 при снижении суббоеприпаса на парашюте за счет специаль-
ной аэродинамики парашюта имеет место вращение вокруг оси снижения суббоеприпаса
с некоторой угловой скоростью □ (рис. 7.7, а).

Рис. 7.7. Схема применения суббоеприпасов

Диаграмма направленности приемного устройства последовательно сканирует пло-
щадь, которая определяется характеристиками антенн приемных устройств суббоеприпаса.
Соответственно определяется значениями ширины диаграмм направленности по уровням
половинной мощности по азимуту /А» и углу места 8о, а также высоты над поверхностью
земли Л, как

8ь=лк21§2/Зйе0.	(7.1)

В условиях нахождения на площади сканирования объекта ВВСТ в приемном устрой-
стве суббоеприпаса при проходе объекта за счет экранирования будет обнаружено падение
на 7... 10 дБ уровня мощности радиоизлучения земной поверхности (рис. 7.7, б), что одно-
значно определяет наличие объекта ВВСТ.

Очевидно, /-е значение радиуса окружности сканирования равно

<7.2)

а величина полосы разведки в азимутальной плоскости при этом составит

г7.=/гД.	(7.3)

При равных значениях ширины диаграмм направленности антенн суббоеприпаса
мгновенное значение площади разведки составит:

= о	(7.4)

Интегральный уровень мощности принимаемой антенной суббоеприпаса при удель-
ной мощности излучения поверхности Земли Руз/ в зависимости от высоты полета суббое-
припаса

Ро =	-^о = л’РузуЛу Д .	(7.5)

Учитывая, что Р = —, где Руз - удельная мощность излучения у поверхности

Земли, значение интегральной мощности излучения поверхности Земли составит:

Р^е2 РР2	РК РК

Р I = — = —---------® СОП81 или Р I = —— = —— ® СОГШ.	(7.6)

узу 4	4	Р7 46'я	46я

а	а

Значение интегральных уровней мощности поверхности Земли определяется опреде-
ляются удельной мощностью излучения и характеристиками приемных антенн аппаратуры
суббоеприпасов и являются практически постоянными при всех высотах полета.

При попадании в диаграмму направлении наземного объекта происходит резкое сни-
жение уровня мощности сигналов излучение поверхности Земли, что может быть сигналов
выстрела суббоеприпасом.

Для обеспечения высокой точности поражения и вероятности идентификации объекта
определяется оптимальная высота парашюта над землей, при которой происходит выстрел.

В программу алгоритма режимов работы суббоеприпаса закладываются примерные
значения габаритных характеристик объектов поражения, при сканировании которых с кру-
говой частотой (Ко частота сканирования Гц) время наблюдения приемной аппаратурой
суббоепрпасов потенциальной «ямы» уменьшения мощности излучения Земли, образованной
экранированием наземным объектом с линейными размерами Го в азимутальной плоскости,
составит:

2/г . А	. Р

=---— 81П —1^8- =---—8113 — ^,.

0 ОЛ0 2	‘ тгРЬ0 2	'

(7.7)
Как видно из (7.7) длительность наблюдения «ямы» в уровне мощности сигналов из-
лучения Земли пропорционально высоте спускаемого на парашюте суббоеприпаса при этом
поражаемый объект будет находиться по центру главного лепестка диаграммы направленно-
сти антенны приемного устройства суббоеприпаса при отчете времени 0,5 То, т. е. при вы-
стреле объект будет с высокой вероятностью поражен.

Как отмечалось выше, в процессе спуска обеспечивается за счет парашюта сканиро-
вание поверхности земли. При обнаружении «ямы», а следовательно и объекта в течение не-
скольких сканирований определяется время контакта с объектом и при условии снятия дру-
гих ограничений через время 0,5 То происходит выстрел и поражение объекта.

В этих условиях защита наземных объектов от поражения суббоеприпасами средства-
ми РЭБ должна быть направлена на исключение формирования «ям» объектами в сигналах
мощности излучения поверхности Земли.

На рис. 7.8 представлена упрощенная структурная схема станции помех подавления
суббоеприпасов.

Рис. 7.8. Структурная схема станции помех подавления суббоеприпасов



Защита объектов от суббоеприпасов станции помех решается формированием сигна-
лов помех на частоте сигналов, равной частоте сигналов излучения поверхности Земли. При
этом уровень мощности излучения сигналов помех однозначно должен отличаться не более
±1 дБ от уровня мощности излучения поверхности Земли.

При размещении станции помех на бронетанковой технике приемная антенна А1
направлена на поверхность Земли принимая сигналы естественного излучения. Принятые
сигналы усиливаются в малошумящем усилителе МШУ и далее передаются в блок обнару-
жения и определения уровня мощности сигналов излучения поверхности Земли ОУМ, значе-
ния которых поступают в систему управления СУ, где формируются команды управления
регулирования уровней мощности сигналов помех РУМ, где сигнал помехи модуля задаю-
щего генератора ЗГ нормируется (устанавливается) с учетом коэффициента усиления по
мощности выходного усилителя мощности УМ до уровней мощности сигналов излучения
поверхности Земли. Усиленный сигнал помехи излучается передающей антенной А1 направ-
ленной вверх для воздействия (подавления) на суббоеприпасы.

На рис. 7.9 представлены уровни мощностей сигналов излучения поверхности Земли
в условиях экранирования сигналов излучения объектом (7.9, а) и при формировании сигна-
лов помех, обеспечивающих выравнивание фона мощности излучения сигналов Земли путем
«закрытия ямы» как результаты экранирования объектом сигналов излучения Земли, что
приводит к высокому значению вероятности исключения обнаружения и поражения броне-
танковой техники самоприцеливающимися суббоеприпасами.

Рис. 7.9. Сигналы помех подавления суббоеприпасов
ГЛАВА 8

Подавление информационных каналов радиовзрывателей

8.1.	Принципы работы и построения радиовзрывателей

Точное попадание боеприпаса в цель весьма маловероятно. В боевых системах для
поражения цели на конечном участке траектории, когда боеприпас находится в ближайшей
окрестности цели, производится дистанционный подрыв боевой части (БЧ). Поражение - это
такое нарушение работы объекта, которое делает невозможным выполнение им тактической
задачи. Подрыв боевой части ракеты выполняется по сигналу неконтактного взрывателя. Ди-
станционный подрыв БЧ осуществляется специальной системой управления и по существу
является завершающим (терминальным) этапом управляемого полета. Специфика этого эта-
па- важность выполняемой задачи и относительно малая продолжительность. На этапе
наведения погрешности работы системы наведения можно скомпенсировать (хотя бы ча-
стично) на последующих этапах полета. Сам принцип дистанционного подрыва боеприпаса
предусматривает необходимость использования системы определения взаимного расположе-
ния боеприпаса и цели, а также автомата выбора оптимального момента подрыва БЧ (т. е.
оптимального значения фазовых координат взаимного положения, при котором максимизи-
руется вероятность поражения). Наличие указанных систем в комплексе управления боепри-
пасом указывает на обязательное использование информационного канала управления под-
рывом. Этот специфический информационный канал служит объектом для воздействия сред-
ствами радиоэлектронного противодействия.

Сигналы, которые распространяются в информационном канале радиовзрывателя, мо-
гут быть как непрерывными, так и импульсными. Соответственно принципам построения
радиовзрывателей организуется и работа систем радиопротиводействия их информационным
каналам.

Боеприпасы можно классифицировать [4] по способу воздействия на цель. В фугас-
ных боеприпасах на цель воздействует ударная волна. В осколочных - специально созданные
и надлежащим образом размещенные в боевой части поражающие элементы. Применяются и
боеприпасы, объединяющие осколочное и фугасное воздействие. Поражающее действие фу-
гасных боеприпасов пропорционально избыточному давлению вблизи цели. Поэтому удар-
ная волна, как фактор поражения, малоэффективна на больших высотах, т. е для ракет клас-
сов воздух-воздух и земля-воздух. Для этого класса боеприпасов наибольшее применение
нашли осколочные БЧ, в которых цель выводится из строя потоком осколков.

8.2.	Радиовзрыватели артиллерийских боеприпасов

Для повышения эффективности ракетно-артиллерийских боеприпасов эти боеприпасы
снабжаются радиовзрывателями, обеспечивающими подрыв снарядов и ракет залпового огня
в окрестности цели на расстояниях 5... 10 метров.

При реальной мощности излучения передающих устройств радиовзрывателей десятки
милливатт, для разведки сигналов их излучения станции помех должны размещаться на
местности совместно с защищаемыми объектами. Тогда энергетический потенциал станции
помех будет определяться, как:

Р0О0Д2А^п<тр<

4^/74ДР0у

где Р0С70 - энергетический потенциал радиовзрывателя;
ДКП- ширина спектра помех;

сгр - интегрированное значение ЭПР в диаграмме направленности антенны радиовзры-
вателя;

- коэффициент подавления информационного канала радиовзрывателя;

гп- расстояние от радиовзрывателя до цели;

го - дальность радиовзрыватель - поверхность Земли;

ДКо - ширина спектра сигнала радиовзрывателя;

у - коэффициент несовпадения поляризаций излученного и отраженного целью сигна-
ла.

Интегральное значение ЭПР поверхности Земли определяется значением удельной
ЭПР и площадью облучаемой поверхности антенной радиовзрывателя. Облучаемая поверх-
ность (рис. 8.1) зависит от ширины диаграммы направленности по уровню половинной мощ-
ности антенны 0а, а также высоты снаряда (носителя радиовзрывателя) над земной поверх-
ностью к и может быть определена:

(8-2)

а интегральное значение ЭПР соответственно

=	(8-3)

где оу - удельная ЭПР поверхности земли.

Рис. 8.1. Схема подавления радиовзрывателей станцией помех

Дальность радиовзрыватель-станция помех равна:

к

Гп=~----•

81П 8

(8.4)

Принимая значения ширины ДНА станции помех и радиовзрывателя АД ® АД и
Аб;, - Або, из (8.1), (8.2), (8.3) и (8.4) можно получить

п РоД^п<ту^2О,56»о ’

где 8 - угол места относительно станций помех положения подавляемых радиовзрывателей.
На рис. 8.2 представлены графики зависимости коэффициента подавления радиовзры-
вателей от угла места станции помех в направлении на радиовзрыватель 8 при фиксирован-
ных значениях ширины диаграммы направленности по уровню половинной мощности ан-
тенн радиовзрывателя 3.

Рис. 8.2. Графики зависимости коэффициента подавления радиовзрывателей

Оценки проведены при коэффициенте несовпадения поляризаций у = 0,5, т. к. поляри-
зация сигналов радиовзрывателей круговая, поляризация антенн станции помех линейная, а
также при условиях, что значения мощности передающих устройств и ширины спектров сиг-
налов станции помех и радиовзрывателей равны и удельная ЭПР поверхности земли <7У = 1.

Эффективность подавления информационных каналов радиовзрывателей определяет-
ся при условии кп> 1. Из (8.5) и рис. 8.2 видно, что для получения требуемого коэффициента
подавления необходимо обеспечить реализацию технических характеристик станции помех в
части мощности излучения передающих устройств и сопряжения спектров сигналов помех и
радиовзрывателей, а также учет реальных значений удельной ЭПР поверхности земли.
Внешний вид станции помех радиовзрывателям артиллерийских боеприпасов иллюстрирует-
ся рис. 8.3.

Рис. 8.3. Станция помех информационным каналам радиовзрывателям «Ртуты
8.3.	Радиовзрыватели зенитных ракет

Основные поражающие элементы (ПЭ), используемые в ракетах класса земля-воздух, -
это осколки. Направления и скорости разлета ПЭ определяются конструкцией БЧ, размеще-
нием взрывчатых веществ и ПЭ внутри БЧ, способом их подрыва, а также величиной и
направлением вектора скорости ракеты. Область пространства, в которой при подрыве БЧ
формируется поток ПЭ такой плотности и энергии, который обеспечивает поражение данно-
го вида целей с максимальной вероятностью, называется областью поражения цели.

Различают статическую и динамическую области возможного поражения целей
(рис. 8.4). Форма статической области определяется характеристиками БЧ и уязвимостью це-
ли с данного направления атаки, а форма динамической области, кроме перечисленных фак-
торов, зависит еще и от параметров относительного движения цели и ракеты.

Рис. 8.4. Статическая и динамическая области поражения цели

На рис. 8.4 показано построение динамической области возможного поражения цели.
Угловые границы областей определяются: статической - вектором Уо, а динамической - век-
торами Уд = Ур + Уо, где Ур - вектор скорости ракеты.

Область возможного поражения цели называют изотропной, если она имеет форму
сферы. В этом случае к системе наведения ракеты предъявляются наименее жесткие требо-
вания, но ресурсы боевой части ракеты расходуются расточительно. Более эффективны БЧ с
анизотропной формой области возможного поражения цели. Но при анизотропной форме
диаграммы разлета осколков при управлении инициализацией боевой части нужно учиты-
вать форму разлета.

На рис. 8.5 показано сечение диаграммы разлета осколков и ДНА приемо-передающей
антенны радиовзрывателя. После момента обнаружения цели команда подрыва должна пода-
ваться с некоторой задержкой на время, за которое цель должна достичь области максималь-
ной вероятности поражения. В этой области обеспечивается максимальная пространственная
плотность поражающих элементов.

Практически во всех радиовзрывателях формирование команды на подрыв БЧ прово-
дится на основе сравнения расстояния от цели до ракеты с радиусом срабатывания взрывате-
ля [40]. Для этого в состав аппаратуры взрывателя включается дальномер. Структурная схе-
ма радиовзрывателя показана на рис. 8.6.

Сигналом передатчика облучается цель. Отраженный целью сигнал обрабатывается
приемником и подается вместе с запросным сигналом передатчика в измеритель информаци-
онного параметра сигнала (задержки, частоты, мощности). В решающем устройстве опреде-
ляется необходимая задержка команды на подрыв БЧ после момента обнаружения цели.
Время задержки зависит от расстояния до цели, от скорости сближения ракеты с целью и от
скорости разлета поражающих элементов. В радиовзрывателях применяют дальномеры, ра-
бота которых основывается на разных принципах. Могут применяться как импульсные, так и
доплеровские измерители взаимного положения и взаимных скоростей движения ракеты и
цели [40].

Сечение диаграммы
разлета осколков

Рис. 8.5. Согласование диаграммы разлета осколков и ДНА радиовзрывателя

Рис. 8.6. Структурная схема радиовзрывателя

Существенно, что при любом принципе технической реализации радиовзрывателя его
работа происходит при излучении запросного и приеме отраженного сигнала. Информаци-
онные каналы, по которым распространяются запросные и ответные сигналы, создают усло-
вия для организации активного противодействия работе радиовзрывателей.

8.4.	Основные способы РЭП радиовзрывателей

Целью создания помех РВ является обеспечение условий, при которых происходит
либо преждевременный подрыв РВ на расстояниях, превышающих дальность поражения це-
ли осколками БЧ ракеты, либо при пролете ракетой цели РВ вообще не срабатывают
(нейтрализация РВ). Для создания таких условий необходимо ретранслировать сигнал или
создавать шумы на несущей частоте передатчика РВ или переизлучать сигнал с амплитудой,
которая компенсирует потери из-за воздействия через боковые лепестки ДНА, когда ракета
еще удалена от цели. При этом передатчик помех может находиться как на защищаемой
цели, так и на другом летательном аппарате. Последний случай предпочтительнее, так как
при этом весьма вероятна ситуация, когда сигнал помехи с вынесенного объекта попадет
в главный луч ДНА РВ и вызовет превышение установленного амплитудного порога сраба-
тывания РВ.

В то же время, наряду с переизлучением сигнала передатчика РВ, в ретранслируемый
сигнал можно вносить дополнительный сдвиг частоты в сторону уменьшения доплеровского
смещения до нуля для имитации пролета цели ракетой. При этом создаются условия для
преждевременного подрыва БЧ.

Таким образом, если РВ использует оба признака для своего срабатывания (амплитуд-
ный и доплеровский), то с помощью ретранслятора, обеспечивающего необходимое усиление
принимаемого сигнала передатчика РВ и внесение соответствующего доплеровского сдвига,
возможно вызвать преждевременное срабатывание. Если сдвигать частоту ретранслируемого
сигнала таким образом, чтобы пересечение нулевой доплеровской частоты не происходило при
пролете ракетой цели, то можно предотвратить срабатывание РВ, т. е. вызвать его нейтрализа-
цию. Однако при этом нужно обеспечить условия при которых сигнал с истинным доплеров-
ским сдвигом частоты будет не обнаружен.

Имитирование доплеровского сдвига может быть осуществлено, например, посред-
ством модуляции переизлучаемого ретранслятором сигнала одной меняющейся или несколь-
кими фиксированными частотами. Каждая модулирующая частота соответствующих амплитуд-
ных модуляций образует от двух (верхняя и нижняя) до нескольких пар боковых полос, соот-
ветствующих широкополосной ЧМ. Другой метод - пилообразная фазовая модуляция (ФМ) -
применяется для сдвига частоты выходного сигнала ретранслятора на заданную величину вверх
или вниз. В результате на выходе такого модулятора можно получить спектр с одной домини-
рующей составляющей и сравнительно малого уровня составляющими на несущей и боковых
частотах. Количество составляющих спектра, которое нужно использовать для создания
наиболее эффективной помехи доплеровскому РВ, зависит от особенностей обработки сигна-
ла в решающем устройстве РВ.

Исследование траектории полета зенитных ракет показывает, что эффективная поста-
новка помех РВ возможна при поступлении сигнала помехи по боковым лепесткам ДН антенны
РВ. В связи с этим уровень мощности передатчика помех, необходимый для преждевременного
подрыва РВ за пределами зоны эффективного действия боевой части ракеты, должен достигать
100 Вт и более, а коэффициент усиления ретранслятора должен превышать 100 дБ. При недо-
статочной величине развязки между передающей и приемной антеннами ретранслятора, когда
коэффициент усиления ретранслятора превышает величину этой развязки, образуется положи-
тельная обратная связь и возникает генерация; блокирующая переизлучение непрерывного сиг-
нала РВ. Для предотвращения обратной связи применяется метод коммутации коэффициента
усиления ретранслятора, в основе которого лежит задержка СВЧ-сигнала в цепи ретранслято-
ра, которая может быть естественной, например, при применении в тракте ретрансляции ЛБВ,
или специально вводимой.

Если длительность открытого состояния коммутатора на выходе приемной антенны не
превышает задержку в ретрансляторе, а интервал закрытого состояния равен или превышает
задержку, генерация в ретрансляторе не возникает.

В данном случае ЛБВ используется не только для усиления сигналов, но и для ФМ
пилообразным сигналом с целью имитации изменения доплеровской частоты, характерного
для пролета ракеты на минимальном расстоянии от цели.

Потенциально наиболее эффективным средством против РВ всех типов являются ло-
вушки (активные или пассивные). Радиовзрыватель будет реагировать на такую ловушку, ими-
тирующую ЭПР цели, как на реальную цель. Располагая ловушки между целью и атакующей
ракетой можно обеспечить надежную защиту от поражения ракетой. В качестве активных ло-
вушек могут использоваться выстреливаемые в направлении приближающейся ракеты пере-
датчики помех одноразового действия, например, ретрансляционного типа. Полный коэффи-
циент усиления выходной мощности ретранслятора ловушки определяется имитируемой ЭПР,
энергопотенциалом передатчика РВ, чувствительностью его приемника, уровнем боковых
лепестков ДН антенны РВ, через которые на ловушке принимается сигнал РВ и через кото-
рые сигнал помехи воздействует на РВ.

Для случая РЭП активного РВ полный коэффициент усиления ретранслятора ловушек
равен

(8.6)
Л

где Л^сгпер и соответственно уровни боковых лепестков диаграмм направленности пе-
редающей и приемной антенн РВ;

ап - пороговое отношение помеха-сигнал на входе приемника РВ;

су - ЭПР защищаемого летательного аппарата;

X - длина волны.

Так как ловушка с ретранслятором на борту находится между защищаемым объектом
и приближающейся зенитной ракетой, уровень сигнала ретрансляционной помехи на входе
его приемника по мере сближения возрастает, достигая максимума, когда доплеровское
смещение частоты помехи приближается к нулю. Если на РВ к этому моменту были сняты
все ступени предохранения взрывателя, то произойдет его срабатывание.

Несмотря на кажущуюся простоту ретрансляционного способа РЭП активным РВ, его
реализация наталкивается на необходимость решения таких проблем, как построение много-
каскадных усилителей с очень высоким коэффициентом усиления и обеспечения их устой-
чивости при недостаточной развязке между приемной и передающей антеннами на ловушке.

Активные ловушки могут успешно применяться также для преждевременного срабаты-
вания полуактивных РВ, работающих по отраженному от цели сигналу РЛС подсвета цели. Если
ловушка находится одновременно в главном луче ДНА РЛС подсвета и ГСН ракеты, то суще-
ственно снижаются требования к коэффициенту усиления ретранслятора, так как АаПер ~ 1 •

Наряду с ловушками ретрансляционного типа могут использоваться также ловушки с
передатчиками помех генераторного типа, нарушающими селекцию цели по дальности и/или
скорости. При таком воздействии РВ (ГСН) переходят в режим работы по сигналу маскиру-
ющей помехи.
Глава 9

Высокоточное оружие как объект РЭБ

9.1.	Структура и состав аппаратуры головки самонаведения ПРР

Работа радиоэлектронных систем и средств сопровождается излучением электромаг-
нитных полей. Причем эти поля создают не только передающие антенны. Непреднамеренно
излучают передающие устройства, элементы фидерных трактов, гетеродины приемников,
вычислительные и многие другие устройства. И работе передающих антенн сопутствуют по-
бочные излучения в направлениях, отличных от направления главного лепестка диаграммы
направленности. Все эти излучения, как основные, так и побочные и непреднамеренные, мо-
гут использоваться для огневого поражения РЭС противника оружием, прежде всего - ра-
кетным. В комплексах (системах) таких ракет для наведения и самонаведения используются
бортовые радиоэлектронные средства. В контурах управления высокоточными ракетами,
наводящимися на источники радиоизлучения, используются специальные системы опреде-
ления координат целей. Традиционно такие системы - радиокоординаторы - именуются го-
ловками самонаведения.

Исторически первыми объектами, против которых были применены самонаводящиеся
ракеты с пассивными радиоголовками, были РЛС в составе зенитно-ракетных комплексов.
Видимо поэтому за таким оружием закрепилось название «противорадиолокационные раке-
ты» (ПРР). Но нет сомнения, что отработанные конструктивные и схемотехнические реше-
ния, методы наведения противорадиолокационных ракет инвариантны относительно функ-
ционального назначения объектов поражения. Лишь бы эти объекты излучали в радио диапа-
зоне, а приемники головок самонаведения обладали достаточной чувствительностью для
приема этого излучения.

Основной поражающий фактор ПРР - ударная волна и осколки, которые выводят из
строя, прежде всего, антенное и кабельное хозяйство РЭС. Именно эти устройства в составе
РЭС наиболее уязвимы и именно их труднее всего защитить от поражения: антенны нельзя
поместить в подземные укрытия или закрыть бронеколпаками, а кабели вынужденно имеют
немалую протяженность. Рис. 9.1 иллюстрирует результат применения ПРР [27].

Оптимальный алгоритм управления движением по траектории должен удовлетворять
целому ряду противоречивых требований. Но прежде всего оптимальный алгоритм управле-
ния должен минимизировать промах ПРР. Требование минимума промаха совершенно есте-
ственно для оружия вообще и для высокоточного оружия в особенности.

Существенно важным требованием к наилучшему алгоритму управления движением
по траектории служит условие минимума интеграла от квадрата нормального ускорения
на всем участке самонаведения. В содержательных терминах минимизация 1означает

минимизацию затрат энергии на управление движением ракеты по траектории. Энергетиче-
ские затраты на управление компенсируются, в конечном счете, за счет мощности маршевого
двигателя ракеты. Поэтому минимизация расхода энергии означает увеличение длительности
этапа самонаведения, т. е. увеличение дальности действия ПРР. Это очень важно, поскольку
ПРР должны применяться с максимально больших дальностей, превосходящих радиус зоны
ответственности системы ПВО, в составе которой используются радиолокаторы - цели ПРР.

Современные комплексы управления ПРР предусматривают реализацию метода про-
порционального наведения в мгновенно упрежденную точку. При этом минимизируется угло-
вая скорость вращения линии визирования цели в процессе движения ПРР по траектории. В
радиотехнических системах самонаведения могут применяться различные способы измерения
составляющих угловой скорости линии визирования в плоскостях управления. Наиболее ти-
пичные способы основываются на применении стабилизированной антенны, антенной си-
стемы со следящим гироприводом, автоследящей антенны, установленной на корпусе раке-
ты, и гироскопических датчиков угловых скоростей. В ГСН ПРР используются приборные
аналоги пеленгов и угловой скорости, т. е. напряжения, пропорциональные угловой ошибке
& и ее производной Э- = —. Если измерение угловой ошибки & необходимо, в основном, на

первом этапе наведения, то измерение угловой скорости & является основной задачей ГСН
на втором этапе - самонаведении ПРР на цель. Это особенно важно при наведении на манев-
рирующий объект. Например, на самолетную РЛС.

после применения противорадиолокационной ракеты

Рис. 9.1. Антенная кабина РЛС

Для радиоэлектронного противодействия системам неведения ПРР применяют много-
точечные помехи, излучаемые из разнесенных в пространстве точек.

9.2.	Радиоэлектронное противодействие пассивным РГСН

Пространственно-разнесенные или, иначе, многоточечные помехи эффективнее дру-
гих помех для радиоэлектронного противодействия (РЭП) угломерным системам головок
самонаведения, в частности.

Помехи, излучаемые из разнесенных в пространстве точек, изменяют ориентацию фа-
зового фронта электромагнитной волны, приходящей на раскрыв антенны радиопеленгатора.
При этом создаются ложные пеленги (имитируются ложные цели). Пространственно-
временные параметры ложных целей сильно отличаются от соответствующих параметров
целей истинных. В частности, отличаются и пеленги.
С точки зрения физических принципов воздействия на РЭС различают следующие
классы пространственно разнесенных помех.

1.	Маскирующие шумовые пространственно разнесенные помехи. Если в любую,
смещенную относительно позиции защищаемой РЭС, точку пространства поместить излуча-
тель интенсивных шумовых помех, то помеха, воздействуя на канал приема ГСН, может
маскировать обнаружение и слежение за целями, сосредоточенными в определенной зоне
пространства (это случай так называемой зонной маскировки).

2.	Ложные цели. Любая вынесенная точка с независимым передатчиком или ретранс-
лятором может служить ложной целью с координатами (в том числе угловыми), отличными
от координат истинной цели - защищаемой РЭС. Как правило, ложные цели снабжаются ап-
паратурой имитационных помех, подобных по структуре и параметрам сигналам РЭС, за-
щищаемых от поражения противорадиолокационными ракетами.

3.	Перенацеливающие пространственно разнесенные помехи навязывают радиопелен-
гатору ГСН ошибку в определении координат истинной цели. В качестве промежуточной
операции при перенацеливании нужно использовать увод следящих систем сопровождения
по угловым координаторам с пеленга истинной цели в сторону цели ложной. Иногда сред-
ства создания перенацеливающих помех комплексируют с ложными целями. При этом огра-
ничиваются мерами, обеспечивающими срыв слежения за истинной целью, рассчитывая, что
в дальнейшем, в процессе реализации поисковой процедуры, ГСН автоматически захватит
ложную цель.

Известно много тактических приемов использования пространственно разнесенных
помех для защиты РЭС от поражения ракетами с пассивными ГСН [40]. Наиболее эффектив-
ная защита предусматривает дезинформацию пеленгатора ГСН об истинном пространствен-
ном положении защищаемой РЭС. Разумеется, дезинформирующая помеха должна быть по-
добной по структуре и параметрам сигналу защищаемой РЭС, т. е. имитировать этот сигнал.
Для имитации цели и создания дезинформирующей помехи, перенацеливающей ракету
с пассивной ГСН, могут использоваться когерентные и некогерентные помехи из вынесен-
ной точки [10, 27].

Защита РЛС от ПРР активными помехами из вынесенной точки иллюстрируется чер-
тежом 9.2.

Рис. 9.2. Наведение ПРР на РЛС, маскируемую активной помехой
Пространственное разнесение двух точек - истинной цели (защищаемой РЛС) и цели
ложной (постановщика помехи) задается вектором с1, модуль которого

|а| = |ц - п| = ^[хц(г)-хп(о]2 + [л(0-уп0)]2 +[2ц(0-гп0)]2,	(9.1)

где Ц(хц, у , 2 ), П(хп, уп, 2П) - векторы пространственного положения истинной и лож-
ной целей.

При организации противодействия наведению ПРР посредством помехи из вынесен-
ной точки нужно, чтобы постановщик помехи (ложная цель) всегда находился в главном ле-
пестке ДНА радиопеленгатора ГСН. Для этого нужно управлять разностным вектором
с!п = Ц - П, заданным своими проекциями

Лг=(хц-хп); Ау=Цц-Уп); Лг=(2ц-2п)	(9-2)

и при этом обеспечивать превышение помехи над некоторым пороговым уровнем, связанным
с уровнем сигнала в точке мгновенного положения ГСН

( Р

Ну >^пор-	(9.3)

V с /вход рпг

Этих условий обычно достаточно для того, чтобы радиопеленгатор ГСН сопровождал
истинную цель с ошибкой, или перенацеливался на ложную цель, после срыва слежения за ис-
тинной. Именно создавая условия для перенацеливания ГСН, РЭС защищается от поражения.

Имеются некоторые особенности применения имитационных помех против ГСН со
следящими измерителями. Эти особенности в том, что в процессе сближения ракеты с целью
(истинной или ложной) изменяются геометрические соотношения - величины г = г (у) и
О = 0(у) на рис. 9.2. В результате изменяется положение фазового фронта и, как следствие,
ошибка пеленга, вносимая помехой из вынесенной точки.

Любой пеленгатор в качестве направления на источник излучения определяет ориен-
тацию нормали к фазовому фронту падающей волны. Искажение фазового фронта обяза-
тельно вызовут ошибку пеленга. В том случае, когда пеленгатор используется ГСН ракеты,
искажения фазового фронта принимаемой им волны приводит к ошибке наведения. Этот эф-
фект может использоваться для защиты РЭС от ПРР. Исказить ориентацию фазового фронта
можно помехами, когерентными сигналу защищаемой РЭС. Ситуация, складывающаяся при
защите РЭС постановщиком имитирующих когерентных помех, иллюстрируется тем же
рис. 9.2. Пусть защищаемая РЭС на рис. 9.2 излучает колебание их(у\ а постановщик помех -
когерентное ему колебание г/2(0:

^(^^{ВДе74'};	(9.4)

где (// - разность фаз колебаний и^(1) и г/2(0-

Аддитивная смесь помехи и сигнала принимается бортовым моноимпульсным сум-
марно-разностным пеленгатором ПРР на две идентичные антенны, имеющие ДНА
Л =/(^-^) И /2 = /(0+г) рис. 9.3.

Равносигнальное направление, формируемое бортовым пеленгатором, смещается от-
носительно направления на центр базы между РЭС и постановщиком помех (ПП) на величи-
ну угловой ошибки г9. Это смещение и обусловлено действием на пеленгатор когерентной
помехи. Естественно предположить, что дальности и, г2 от постановщиков помех до антенны
пеленгатора отличаются от го примерно на одну и ту же величину. Пеленги целей, отсчитыва-
емые относительно равносигнального направления пеленгатора, как видно из рис. 9.3, равны

0х = (б>+«9); 02 =(б> —6«),	(9.5)

где 0- истинный пеленг центра базы защищаемая РЭС - постановщик помех.

Постановщик РСН РЭС

Рис. 9.3. ДНА пеленгатора, развернутые на 2а относительно РСН

Диаграммы направленности антенн пеленгатора имеют максимумы по направлениям
0- 8 и 0+ ^соответственно. Поэтому, учитывая (9.4) и (9.5), можно представить комплекс-
ные огибающие сигналов, создаваемых парным излучателем в антеннах А1 и А2

ЁС1 (?) =	(0 - е + ,9) +

е^1-^/(6 + 8 + .9);

’	(9.6)

Д,2 (Г) =	+ 8-&) +

+Е2е-м‘-^е-^е^(г-А,)

Радиопеленгатор будет следить за точкой В, смещенной относительно середины базы
между целями на величину <9, которая может быть определена из условия

КН4| = О.	(9.7)

С учетом (9.6) условие (9.7) после упрощения принимает вид

|/(0-^ + 19) + /(0 + ^ + 19)|-

I	I	(9.8)

-10/(0 - г - <9) +	/{0 + г - <9)| = О,

где

Р = ^-	(9-9)

Трансцендентное уравнение (9.8) можно решить, если конкретизировать форму ДНА
пеленгатора ГСН. Но в малых окрестностях точек 0 ± 8 можно гладкие ДНА представить
степенным рядом, ограничившись всего двумя членами разложения:

/(^±б-) = /(6*)±0.5/"(6')б-2.	(9.10)
Использование в (9.8) такой аппроксимации ДНА позволяет получить решение
в виде [10]:

(1 + 2/?со8^ + Д2)

(9.11)

Формула (9.11) справедлива при малых углах <9, когда 1§г9 ~ г9. Если когерентная по-
меха синфазна с сигналом защищаемой РЭС ^/= 0, то из (9.11) следует, что

5 = 4^.	(9.12)

При = 0 и Д = 1, <9=0. Это значит, что пеленгатор ГСН следит за центром базы (ам-
плитудным «центр тяжести» системы, образованной двумя источниками одинаковых по ам-
плитуде и фазе колебаний). При /3 ф 1 равносигнальное направление пеленгатора следит за
некоторой точкой внутри базы. Но если когерентные помехи и сигнал РЭС противофазны
^/= л то из (9.12) получается

=	(9.13)

т. е. ошибка г9 резко возрастает при /3	1 и может превзойти угловой размер (параллакс) ба-

зы, на которую разнесены излучатели сигнала и когерентной ему помехи.

Проведенный анализ исходил из того, что сигналы защищаемых от ПРР систем и ко-
герентные этим сигналам помехи - гармонические колебания. Совершенно аналогичные ре-
зультаты имеют место для амплитудно- и фазомодулированных когерентных помех. Для эф-
фективности противодействия при помощи такой помехи нужно, чтобы оба источника излу-
чения - и защищаемая РЭС и постановщик помех находились в главном лепестке ДНА ра-
диопеленгатора. В противном случае есть большая вероятность разрешения радиопеленгато-
ром обоих источников по отдельности и сопровождения одной из двух целей.

Для защиты РЭС от поражения ПРР может применяться и некогерентная помеха. Если
несущая частота помехи расстроена относительно частоты сигнала на величину □, это зна-
чит что разность фаз этих колебаний меняется линейно со временем у/ = НА В соответствии
с этим будет изменяться и ошибка пеленга, формируемого ГСН ракеты. В соответствии
(9.81) в этом случае мгновенное значение ошибки

Е------(1~^ )------	(9.14)

(1 + 2^созО? + /?2)

будет изменяться периодически с частотой □. При медленных изменениях ошибки пеленга,
навязанной помехой, антенная система ГСН будет раскачиваться с частотой □. Такие коле-
2/Т

бания возникнут при условии, что	т- е- в том случае, когда период колебания раз-

ностной частоты сигнала и помехи меньше постоянной времени пеленгатора ГСН Тп. В
2ТГ

противоположном случае, когда -^->ТП, инерционная система управления антенной пе-
ленгатора будет усреднять изменения пеленга, вызванные помехой. Установившееся зна-
чение ошибки при этом можно определить, усредняя 3(1) за период колебаний разностной
частоты □:
о

^2) =

1 + 2ДсозО/ +Д2

(9.15)

Но угол е - это не что иное, как полуширина рабочего участка дискриминаторной ха-
рактеристики пеленгатора ГСН. Действительно, из рис. 9.3 видно, что только в пределах ±6*
пеленгатор способен следить за целью, принимая ее сигнал обеими антеннами. Отклонение
равносигнального направления, формируемого пеленгатором ГСН, от направления на сере-
дину базовой линии (на точку О на рис. 9.29) на величину е означает, что пеленгатор будет
ориентировать ракету на один из двух источников излучения. Скорее всего, на тот, излуче-
ние которого более интенсивно. Поэтому мощность помехи должна быть больше той мощно-
сти, которую излучает защищаемая система в боковых лепестках ДНА. Для гарантированно-
го перенацеливания ПРР на излучатель помех может быть применен очевидный и традици-
онный прием защиты: выключение излучения защищаемой системы при обнаружении ракет-
ной атаки. Но прекращение работы на излучение не защищает РЭС от ракет, система управ-
ления которых снабжена пролонгатором. Только использование перенацеливающей помехи
из вынесенной точки совместно с выключением работы на излучение парирует действие
пролонгатора в бортовом комплексе ПРР.
ГЛАВА 10

Функциональное поражение радиоэлектронных средств

10.1.	Принцип действия и применения оружия функционального
поражения

Нарушение работы электронных средств различного назначения (радио- и оптоэлек-
тронных средств, компьютеров, взрывателей боеприпасов и др.) может быть осуществлено
тремя способами:

-	путем создания им преднамеренных помех во всем диапазоне ЭМВ;

-	путем физического их поражения оружием с обычным взрывчатым веществом
(ВВ);

-	функциональным поражением РЭС мощным электромагнитным излучением.

Первые два способа РЭБ применяются многие десятилетия. Технические и тактиче-
ские принципы применения этих способов РЭБ хорошо изучены. Достижения науки и техни-
ки в области радиоэлектроники и в военном деле привели к созданию нового направления
РЭБ, использующего мощное электромагнитное излучение (ЭМИ) высокого уровня.

Особенностью функционального поражения ЭМИ являются необратимые значитель-
ные снижения характеристик электронных компонентов РЭС при воздействии на них уров-
нем сигналов ЭМИ, превышающих критическое значение мощности воздействия для кон-
кретных компонентов и схемно-конструктивных решений РЭС. При этом физические разру-
шения объектов поражения носителей РЭС практически отсутствуют [23].

Исторически идея реализации функционального поражения РЭС появилась по резуль-
татам испытаний ядерного оружия (особенно вне атмосферных взрывов), при которых фор-
мировались мощные электромагнитные импульсы, поражающие РЭС.

На рис. 10.1 представлены формы ЭМИ высотных ядерных взрывов (США), которые
формируют сигналы ЭМИ длительностью порядка 20 мкс с передним фронтом 1...5 нс, где
слева на осях ординат показаны значения напряженности электического полполя Вольт/м в
районе взрыва, а справа на дальности от эпицентра 5400 км.

Анализ и оценки воздействия на РЭС такого типа и мощности ЭМИ определили усло-
вия необходимости создания целого ряда генераторов и средств функционального поражения
РЭС, эффективность которых может значительно превышать эффективность действия обыч-
ных фугасных и осколочных боеприпасов малого и среднего калибров,

Значение эффективности ЭМИ определяется уровнем мощности, типами сигналов
ЭМИ, а также отсутствием надежной защиты от воздействия мощных ЭМП радиоэлектрон-
ных цепей от наведенных импульсных токов чувствительных полупроводниковых элемен-
тов, самым уязвимым местом которых являются р-п переходы транзисторов и интегральных
схем микроэлектронной схемотехники.

Возможность необратимого поражения полупроводниковых приборов возрастает
вследствие исключительно высокой и непрерывно увеличивающейся плотности их интегра-
ции в микросхемах - чипах. Электромагнитный импульс сравнительно легко проходит не
только через полимерные защитные материалы, но и сквозь металлические экраны, за счет
щелей, люков, технологических отверстий в защитных кожухах приборов, через разъемы и
цепи питания.

Конструкционные углеродистые материалы также не являются препятствием для про-
никновения ЭМИ в электронные приборы. Измерения электрического поля внутри фюзеляжа
ЛА, облучаемого мощным СВЧ-излучением, показали, что самое низкое значение эффективно-
сти экранирования испытываемых ЛА составило 0 дБ. А в ЛА с фюзеляжем из непроводящих
материалов наблюдался эффект повышения напряженности поля за счет отражений и резо-
нансов [23].

10.2.	Физические основы функционального поражения электронных
средств

В физике свойства и структуру любого вещества принято описывать фазовым состоя-
нием. Фазовое состояние вещества определяется характером взаимного расположения атомов
в молекуле. В частном случае под фазовым состоянием вещества могут пониматься агрегатные
состояния: газ, жидкость, твердое тело. При исследовании воздействия сильных электромаг-
нитных полей (ЭМП) на электронные устройства наибольший интерес представляют фазовые
состояния, характеризующие электромагнитные свойства диэлектриков, ферро-, пара- и диа-
магнетиков, полупроводников. Для характеристики изменений свойств радиоматериалов,
находящихся в разных фазовых состояниях, вводится понятие фазовых превращений.

Фазовые превращения - это переходы вещества из одной фазы в другую, например,
полупроводника в проводник или проводника в сверхпроводник. При действии сильного
ЭМП первоначальное равновесное фазовое состояние (например, полупроводника) наруша-
ется с ростом плотности потока энергии П (Дж/м2) и в некоторой критической точке П = 77Кр
происходит лавинообразное формирование новой устойчивой фазы (например, проводника).

На рис. 10.2 представлена качественная картина фазового перехода диэлектрика
в проводник при воздействии на вещество электрического поля. Степень фазового превра-
щения характеризуется значением удельной электропроводности ст (Ом-1м-1). Лавинообраз-
ное необратимое фазовое превращение диэлектрика в проводник наблюдается в критической
точке Е = Б'кр ~ 107 В/см, когда происходит пробой (электрический или тепловой) диэлектри-
ка. Вследствие фазового перехода (пробоя) необратимо изменяется на много порядков про-
водимость вещества от сц — 10 11 до сгщ~ 105 (Ом-1 см-1).

Один из лучших диэлектриков - кварц имеет 10 11 (Ом-1 см-1), а проводник - медь -
о-ш-7 4 05 (Ом-1см-1).
Условием фазового перехода является не только критическая напряженность электри-
ческого поля Б'кр, но и время воздействия ЭМП г, которое должно быть т> 10 7 с [23].

Рис. 10.2. Фазовое превращение диэлектрика (I) в проводник (III); II - переходная фаза

Причиной фазового превращения может быть не только воздействие сильного ЭМП,
но и высокие или сверхнизкие температуры, высокое давление, другие физические воздей-
ствия. Время фазового перехода из состояния I (диэлектрик) в состояние III (проводник) ха-
рактеризуется временем существования переходной фазы и составляет гц~ 10 9... 10 8 с.

10.3.	Воздействие мощного импульсного электромагнитного излучения
на элементы РЭС

Функциональное поражение (ФП) РЭС является результатом взаимодействия мощно-
го ЭМП с веществом поражаемых элементов. Это взаимодействие порождает ряд процессов,
классифицируемых как нелинейные явления в средах (веществах). В отличие от хорошо раз-
работанной линейной теории волн нелинейная теория еще далека от завершения. Поэтому
выявление закономерностей функционального поражения (подавления) РЭС представляет
фундаментальную проблему исследований.

Основной элементной базой современных РЭС служат твердотельные приборы, в со-
став которых входят металлы, диэлектрики и полупроводники. Наиболее стойкими к воздей-
ствию сильных ЭМП являются металлы и диэлектрики. В полупроводниках фазовые пре-
вращения происходят при сравнительно небольших критических значениях плотности пото-
ка энергии 77кр< Ю 6 Дж/см2. Главным фактором фазовых превращений является поглощение
энергии ЭМВ. При этом происходит переход энергии электромагнитных волн в другие виды
энергии.

10.3.1.	Воздействие ЭМП на металлы

Основной особенностью металлов, типичным представителем которых являются медь
(Си) и серебро (А§), является малая поглощающая способность. При падении электромагнит-
ных волн на металлическую поверхность большая часть энергии (более 99 %) отражается в
широком диапазоне частот (в радио- и оптическом диапазонах). Именно этот эффект обуслав-
ливает характерный металлический блеск. Волна затухает в тонком слое (скин-слое) толщи-
ной 10...20 мкм вследствие наличия в металлах большого количества свободных электронов
(~1023 см 3), слабо связанных с атомами. Под влиянием падающего на поверхность металла
ЭМП эти электроны возбуждаются и излучают вторичные волны, которые, складываясь, по-
рождают электромагнитную волну. Взаимодействие этой внутренней волны с кристалличе-
ской решеткой металла влечет за собой передачу ей лишь небольшой части энергии падаю-
щей волны и быстрое затухание падающей волны. Большая часть энергии ЭМП переходит
в отраженную волну. При увеличении частоты /ЭМВ начинают играть заметную роль кван-
товые эффекты, в первую очередь фотоэффект. При длине волны 2 = — < 0,4 мкм (ультра-
фиолетовая область) наблюдается фазовый переход типа металл-диэлектрик. В этом случае
резко уменьшается коэффициент отражения (А*Отр ~ 10 2) и металл становится для этих волн
«прозрачным».

Металлы имеют малое удельное сопротивление /ЭуД~ 10 2 Оммм2/м и, соответственно,
большую удельную проводимость 107 Ом 'м \ При сверхнизких температурах, близких
к абсолютному нулю (Т ~ 0 К), коэффициент поглощения падает до нуля и металлы стано-
вятся сверхпроводниками (/уд~ 0, сг^> оо). Для справки: медь при температуре Т ~ 4 К имеет
удельную проводимость сг= 1021 Ом 'м \ что на ~14 порядков выше ее проводимости при
температуре Т= 300 К.

Теоретически рассматривая воздействие средств ФП на металлические элементы ра-
диоустройств, можно рассчитывать на фазовый (агрегатный) переход типа твердое тело-
жидкость, т. е. на тепловое разрушение (плавление) металла. В принципе изменение агрегат-
ного состояния металла может привести к необратимым отказам электровакуумных прибо-
ров за счет теплового повреждения электродов (например, может расплавиться спираль при-
емно-усилительной ЛБВ). Однако для этого плотность потока энергии электромагнитной
волны должна быть чрезвычайно высокой. Например, учитывая критическую температуру
плавления спирали ЛБВ Т « 3000 К и, используя закон Стефана - Больцмана, можно опреде-
лить необходимую плотность потока энергии ЭМП при ФП в соответствии с

П = сттТ\	(10.1)

где	от = 5,7• 10 12 Вт-см 2Трад 4 — постоянная Стефана - Больцмана,

Т- абсолютная температура.

При Т= Ткр= 3000 К из (10.1) следует, что Пкр~ 460 Дж/см2.

Полученное таким образом критическое значение 77Кр на несколько порядков выше
возможностей современных и перспективных источников сильных ЭМП. Однако нельзя ис-
ключить создание в будущем таких сверхмощных источников электромагнитных волн. И то-
гда следует иметь в виду возможность возврата к «ламповой» концепции построения важ-
нейших узлов РЭС в качестве контрмеры, направленной на защиту радиоэлектронных
средств от электромагнитного оружия.

10.3.2.	Воздействие ЭМП на диэлектрики

Диэлектрики широко применяются в радиотехнических и оптоэлектронных устрой-
ствах (в антеннах, линиях передачи, оптических элементах и т. п.). На основе диэлектриков
создают, в первую очередь изоляционные материалы с весьма низкой электропроводностью
(сг~ 10 9... 10 10 Ом-1см-1). Диэлектрическими свойствами обладают также и полупроводни-
ки. В диэлектриках может существовать весьма сильное электрическое поле (Е ~ 106 В/см и
выше). Диэлектриками могут быть вещества, находящиеся в трех различных фазовых состо-
яниях: газообразном, жидком и твердом.

Фазовый переход, характерный для эффективного воздействия сильного ЭМП, связан
с явлением пробоя диэлектрика, когда он теряет свои диэлектрические свойства и переходит
в месте пробоя в новое фазовое состояние проводника рис. 10.1.

Механизмы пробоя в твердых телах, жидких и газообразных диэлектриках связаны с
образованием проводящих каналов (шнуров). Электропроводность диэлектриков при пробое
резко возрастает (на много порядков) и достигает значений 1О5...1О6 Ом-1 см-1. Критиче-
ское значение напряженности поля Б'кр, при котором происходит пробой (фазовый переход)
называется электрической прочностью диэлектрика. Для твердых диэлектриков характерной
является величина Е,<р = 107... 108 В/см.

В сильных ЭМП ток /, проходящий через диэлектрик, не подчиняется закону Ома. В
слабых полях с ростом напряженности электрического поля Е ток I вначале растет, а затем
при Е > Б'кр, когда наступает пробой диэлектрика, ток увеличивается скачком рис. 10.3.

Рис. 10.3. Пробой в диэлектрике:

/ - ток в диэлектрике (А); р - удельное сопротивление (Ом-см); 7° - температура

В твердых диэлектриках могут наблюдаться две формы пробоя - тепловая и электри-
ческая.

Тепловой пробой обусловлен повышением количества тепла в объеме диэлектрика
при росте напряженности поля Е. Вместе с ростом Е увеличивается и температура диэлек-
трика Т°. Для диэлектриков при слабых ЭМП (Е < Екр) повышение напряженности поля Е
влечет за собой рост электропроводности материала. Удельное сопротивление р (Ом-см)
уменьшается по экспоненциальному закону (рис. 10.3) [23]

Р = Р0е~ЪТ,	(10.2)

где Т° - температура в градусах Цельсия;

Ъ - постоянный коэффициент;

ро - удельное сопротивление диэлектрика при Т° = 0 °С (фазовое состояние I).

Так как удельное сопротивление диэлектрика с ростом напряженности ЭМП умень-
шается (проводимость возрастает), ток/растет.

Стационарное фазовое состояние / возможно до тех пор, пока тепловыделение не пре-
вышает скорости отвода тепла. При Е = Е1<р ~ Ю7 В/см температура диэлектрика достигает
критического значения Т° = Т°Кр, при котором диэлектрик разрушается и переходит в новое
фазовое состояние III, которое характеризует его как проводник с весьма малым удельным
сопротивлением /?11р ~ 10 5 Ом-см. Тепловой пробой может наступить в любом диэлектрике
независимо от его удельного сопротивления ро.

В отличие от теплового пробоя электрический пробой не является следствием нару-
шения теплового равновесия диэлектрика. Электрический пробой порождает нарушения ста-
ционарного (равновесного) состояния вещества. Причиной этого является туннельный пере-
ход носителей электрического заряда из валентной зоны в зону проводимости кристалла или
ударная ионизация атомов свободными (возбужденными) электронами.
При Е < в диэлектрике наблюдается стационарное фазовое состояние /, т. к. процесс
ионизации уравновешивается процессами рекомбинации. При Е = Е^ ударная ионизация при-
водит к резкому, лавинообразному, увеличению концентрации электрических зарядов в зоне
проводимости и наступает электрический пробой, для которого характерным является скачко-
образное нарастание температуры диэлектрика. В некоторых случаях при снятии напряжения
свойства диэлектрика могут восстанавливаться, т. е. наблюдается обратное фазовое превраще-
ние вида проводник-диэлектрик. При тепловом пробое, как правило, обратное превращение не
наблюдается. Продолжительность переходной фазы пробоя II (рис. 10.3) составляет тц~ 10 7 с.
Это время определяет минимальную длительность ЭМИ тЭМи при функциональном пораже-
нии электронных средств кратковременным излучением. Поражение будет надежным при
соблюдении двух условий: Е > Е^ и тэми > йь

При функциональном поражении в процессе фазового перехода диэлектрика (I) в про-
водник (III) при воздействии сильного ЭМП решающую роль играет электрическая состав-
ляющая поля Е, ибо диэлектрики не восприимчивы к магнитному полю Н. При различных
энергетических расчетах напряженность магнитного поля Н не учитывается, и плотность по-
тока энергии ЭМП, под действием которого происходят фазовые превращения, определяется
по формуле

Дж

’ Ом • м2 ’

(Ю.З)

где

- волновое сопротивление диэлектрика;

ц и в - соответственно магнитная и диэлектрическая проницаемости вещества.

Для диэлектрика относительная магнитная проницаемость равна [л = 1, поэтому
1,257-10 6 [Гн/м]. Ориентировочное значение диэлектрической проницаемости ди-
электрика = ВД)~ 10.8,654-10 12 = 4,44,10 11 [Ф/м].

Волновое сопротивление свободного пространства равно



/—=120я Ом.

(Ю.4)

Так как усредненное значение относительных диэлектрической и магнитной проница-
емостей диэлектрических материалов равны = 5 и //г = 1, то волновое сопротивление ди-
электрика равно

цу

IV =	0 =170 Ом.

(10.5)

10.3.3.	Воздействие мощных ЭМП на полупроводники

Особый вид радиоматериалов представляют собой полупроводники. Именно внедре-
ние полупроводников в электронную технику позволило созданием высокопроизводитель-
ных цифровых вычислительных устройств, различных сверхвысокочастотных радиотехниче-
ских устройств таких, как линии передачи СВЧ-сигналов, генераторов, усилителей, оптико-
электронных и лазерных и других устройств.

Полупроводниковые приборы и интегральные схемы (ИС) практически вытеснили
из радиотехнических устройств электровакуумные приборы и изменили весь облик РЭС.
Удельный вес полупроводниковых элементов в современных РЭС составляет более 80 %.
Поэтому изучение возможностей ФП полупроводниковых устройств сильными ЭМП при-
обрело в настоящее время особый интерес как с точки зрения качественного повышения
эффективности действия электромагнитного оружия РЭБ, так и изыскания способов защи-
ты от ФП.

Полупроводники обладают как магнитными, так и электрическими свойствами, ос-
новными из которых, интересными с точки зрения воздействия на них сильных ЭМП, явля-
ются [23]:

-	весьма высокая чувствительность к внешним воздействиям (нагреву, облучениям
ЭМП и другим);

-	отрицательные температурные коэффициенты электропроводности при нагреве
(при росте температуры удельное сопротивление полупроводника падает);

-	весьма широкий разброс электронной проводимости даже при стандартной (ком-
натной) температуре (удельное сопротивление различных полупроводниковых
материалов может принимать значения в интервале от 10 3 до 106 Омсм).

Работа всех полупроводниковых приборов основана на использовании электронно-
дырочного перехода, гетероперехода или перехода, образованного в результате контакта
между металлом и полупроводником (перехода Шотки).

В диоде с р-п переходом или с гетеропереходом кроме выпрямляющего перехода
имеются два омических перехода, через которые р- и ^-области диода соединены с вывода-
ми. В диоде с выпрямляющим электрическим переходом в виде контакта между металлом и
полупроводником всего один омический переход.

Обычно полупроводниковые диоды имеют несимметричные р-п переходы. Поэтому
при прямой полярности внешнего напряжения, когда происходит понижение потенциального
барьера в р-п переходе, т. е. при прямом направлении для р-п перехода, количество носите-
лей заряда, инжектированных из сильнолегированной в слаболегированную область, значи-
тельно больше, чем количество носителей, проходящих в противоположном направлении.

Толщина пленок, образующих проводники и легированные полупроводящие области
очень мала, порядка нескольких микрон и даже долей микрона. Вследствие незначительной
толщины слоев легированных полупроводящих п- и ^-областей, фазовые превращения полу-
проводника в проводник (пробой) происходят при очень малых значениях напряженности
поля Б'кр, что делает микросхемы исключительно слабозащищенными против воздействия
оружия ФП.

Ток в полупроводнике при пробое увеличивается лавинообразно и плотность тока
быстро стремится к насыщению. Типичная кривая зависимости тока I от напряженности
электрического поля Е в германии (Ое) при Т° = 4,2°К приведена на рис. 10.4.

Рис. 10.4. Зависимость плотности тока от напряженности электрического поля
в германии при Т° = 4,2 К
Пробой наступает при Е,<р = 5 В/см. При этом ток в диэлектрике сразу возрастает на
десять порядков. В данном случае при низкой температуре имеет место электрический про-
бой, не связанный, со сколько-нибудь, значительным нарушением теплового равновесия
в веществе.

Время рекомбинации носителей зарядов (время переходных процессов) т ~ 10'9 с.
Критическое значение плотности потока энергии в рассмотренном примере может быть
определено с помощью (10.3). Подставляя в (10.3) соотношение (10.5) можно получить

г ^Ф=Дф^ = ^_^^1510-1 Дж
кр 1УД 1У0	120 л-	см2

(10.6)

Обобщенные данные критических значений плотности потока энергии для различных
значений плотности потока энергии для различных полупроводниковых приборов свиде-
тельствуют об очень низкой электрической прочности полупроводниковых компонентов,
применяемых в антенных решетках, приемных устройствах, СВЧ-линиях передачи сигналов,
вычислительных устройствах и других электронных приборах.

В отличие от диэлектриков и металлов, полупроводниковые материалы обладают зна-
чительной поглощающей способностью. Поглощение сильных ЭМП является главной при-
чиной фазовых превращений полупроводников.

При воздействии сильных электромагнитных полей (ЭМП) температура р-п перехода
возрастает и ток, текущий через переход, вследствие термогенерации увеличивается, что
приводит к тепловому пробою и полупроводник переходит в новое фазовое состояние - ста-
новится проводником. Происходит необратимый отказ электронного прибора.

Поглощения электромагнитных волн при распространении их в полупроводнике про-
исходит в результате взаимодействия ЭМП с веществом. В результате такого взаимодей-
ствия энергия ЭМП преобразуется в другие ее виды. Амплитуда плоских электромагнитных
волн в веществе затухает экспоненциально в зависимости от глубины проникновения х:

Е(х) = Ейе~ах,	(10.7)

где Л() - напряженность поля на поверхности кристалла полупроводника;

«-коэффициент затухания;

а	1 - имеет смысл длины, на которой интенсивность электромагнитных волн затухает
в е раз.

Вклад в значение а дают различные механизмы поглощения, каждый из которых су-
щественен в определенном диапазоне волн. Можно выделить следующие основные процес-
сы, ответственные за поглощение электромагнитных волн на частотах/> Ю12 Гц:

-	поглощение при переходе носителей зарядов (электронов и дырок) на различные
энергетические уровни;

-	поглощение колебаниями атомной решетки;

-	поглощение примесями.

Поглощение может приводить к нагреву и пробою вещества или вызывать вторичное
(индуцированное) излучение.

Наиболее сильно в полупроводниках поглощаются волны оптического диапазона
(10 2...102) мкм. Электромагнитные волны радиодиапазона (миллиметрового и сантиметро-
вого) поглощаются, главным образом, за счет нелинейного преобразования спектра падаю-
щих волн различными микро- и макронеоднородностями полупроводниковых материалов.

В оптическом диапазоне волн основной вклад в механизм поглощения вносят составля-
ющие спектра инфракрасного и видимого диапазонов. Поглощение волн с длиной Л> 1 мкм не-
значительно и тонкие полупроводниковые пластинки становятся прозрачными. На рис. 10.5 для
кремниевого полупроводника (81) схематично показаны те области длин волн 2, для которых
действуют различные указанные выше механизмы поглощения [23].
Рис. 10.5. Поглощение в 81 в разных диапазонах электромагнитных волн:
1 - поглощение свободными носителями; 2 - кристаллической решеткой;

3 - поглощение примесями

Из рис. 10.5 видно, что преобладающим является первый механизм, связанный с по-
глощением энергии фотонов свободными носителями заряда.

При нагревании полупроводника, происходящем под воздействием сильного ЭМП,
выделяется энергия. Спектральная плотность мощности излучения абсолютно черного тела
(как тепловой модели полупроводника) описывается законом излучения Планка (в единич-
ном интервале частот)

(Ю-8)

ехр —-I

{кТ

М

Эрг-с - постоянная Планка;

Эрг

------- постоянная Больцмана;
градус

где к = 1,054- 10 м Дж-с = 1,054 10 27
с - скорость света;

/- частота, Гц;

к = 1,3810 23	= 1,38-10 16

градус

Т - температура °К.

В величина П(/) в (10.8) рассматривается как отношение спектральной плотности из-
лучения любого нагретого тела к его коэффициенту поглощения (закон излучения Кирхго-
фа), поэтому закон (10.8) с точностью до постоянного коэффициента представляет зависи-
мость плотности излучения от температуры Т и частоты /для любого нагретого полупровод-
ника.

Для радиочастот, когда Л/ «кТ, из (10.8) следует, что

П(/) = ^/2кТ.	(10.9)

С

В оптическом диапазоне при к/»кТ справедлив закон Вина

Я(/) = ^/2ехрМЛ.	(10.10)

С	\ К7 у
Из (10.9) следует, что в оптическом диапазоне имеет место резонансная зависимость
плотности потока энергии от длины волны 2 = —. Для каждого значения температуры Т су-
ществует максимальное значение 77(2 = с!/) = 77тах(2тах), которому однозначно соответствует
значение длины волны

.	3000

Алах — г^о ’ МКМ •

(10.11)

Из (10.11) следует, например, что при 7 500...400 К основное излучение происходит
в ИК - диапазоне на частотах 2 = (4...8) мкм. Анализ кривых позволяет сделать вывод
о необходимости выбора оптимальной частоты электромагнитных волн для функционально-
го поражения полупроводниковых приборов.

Представленные зависимости дают также возможность решения обратной задачи: при
заданной критической температуре полупроводника Ткр, при которой происходит пробой р-п
перехода, предъявить требования к плотности потока сильного ЭМП, при которой достигает-
ся эффект функционального поражения. Так при температуре Ткр = 500 К необходимо создать
в районе полупроводникового прибора критическое значение плотности потока энергии 77кр ~
20 Дж/см2. Длину же волны генератора следует выбирать в пределах 2 = 4...8 мкм. Такой ва-
риант оптического квантового генератора наиболее рационален. Требования к выходной
энергии луча могут быть определены из уравнения функционального поражения.

10.4.	Критериальные энергетические уровни функционального
поражения РЭС

Создание генераторов сигналов функционального поражения РЭС, близких по вре-
менным характеристикам ЭМИ высотных ядерных взрывов и обеспечения необходимой эф-
фективности поражения РЭС определяются критериями энергетических уровней сигналов
ЭМИ.

В различных работах приводятся значения энергии 77кр, при которых имеет место
функциональное поражение различных типов полупроводниковых приборов составляет
лкр= 5-10 10...10‘4 Дж/см2.

При формировании сигналов ЭМИ видео или СВЧ импульсы длительностью, напри-
мер, ти = 1 нс уровень мощности в импульсе функционального подавления должен быть

Я

^пф=—	(10.12)

ГИ

и составлять 0,5... 105 Вт/см2.

На рис. 10.6 представлены средние значения критериальных уровней мощности ЭМИ
функционального поражения полупроводников при длительности импульсов ЭМИ 1 нс, где
1 - интегральные схемы; 2 - маломощные транзисторы; 3 - переключающие транзисторы;
4 - германиевые транзисторы; 5 - тиристоры; 6 - мощные транзисторы.

Очевидно, для обеспечения функционального поражения РЭС на дальности 7)пф мощ-
ность передающего устройства (энергетический потенциал) станции функционального пора-
жения определяется или уровень мощности на поражаемом РЭС, как:

РА = 4^пфЛф или Лф = /"Й	<1013)

Из (10.13) видно, что для обеспечения функционального поражения на даже на сред-
них дальностях требуется генерация гигантских уровней мощности. Так при обеспечении
уровня мощности функционального поражения 2 Вт/см2 на 10 км дальности поражения энер-
гетический потенциал станции должен быть не менее 2,5-1011 Вт, а на 100 км соответственно
2,5-Ю15 Вт.

Рис. 10.6. Критериальные уровни функционального поражения транзисторов

. _2_

'свч _

1

в

Реализация таких уровней энергетических потенциалов в станциях требует создания
генераторов мощных и сверхмощных значений мощности ЭМИ.

Следует отметить, что использование, как отмечалось выше, за счет широкого спектра
импульсных видео и СВЧ сигналов:

(10.14)

позволяет проникать через технологические отверстия в аппаратуру РЭС и таким образом
обеспечивать функциональное поражение электронных компонентов.

Следует также отметить, что эффективность функционального поражения зависит от
характеристик сигналов ЭМИ, таких как длительность, количество воздействующих сигна-
лов ЭМИ на РЭС, а для СВЧ ЭМИ и от центральной несущей частоты сигнала излучения.

В настоящее время уровень имеющихся технических решений создания передающих
устройств станций функционального поражения по массогабаритным характеристиками и
потребления электроэнергии от первичных источников питания практически ограничивает
реальное создания станций функционального поражения с значениями энергетических по-
тенциалов порядка 1012 Вт при генерации близких по энергетическим потенциалам станций
излучения видео или СВЧ сигналов ЭМИ.

Реализация такого уровня мощности сигналов ЭМИ функционального поражения
определяет тактику возможного применения станций функционального поражения на даль-
ностях до 15 км, например, для поражения многофункциональных РЭС беспилотных лета-
тельных аппаратов, датчиков систем самонаведения высокоточного оружия, приемно-
передающих средств оперативно-тактической связи, РЛС наблюдения за полем боя, прием-
ников потребителей сигналов спутниковых радионавигационных систем, фотоприемников
инфракрасного, видео лазерных диапазонов и др.

Необходимо отметить, что применение непрерывных сигналов ЭМИ не эффективно
при непрерывном излучении в рассмотренных выше значениях критериальных уровней
энергии ЭМИ из-за практически нулевой возможности воздействия непрерывных сигналов
малой и средней мощности на аппаратуру РЭС.
10.5.	СВЧ ЭМИ функционального поражения РЭС

В настоящее время станции функционального поражения СВЧ ЭМИ в соответствии
с тактикой их применения и типов генераторов сигналов излучения делятся на средства од-
норазового и многоразового применения.

В станциях одноразового применения в качестве генераторов СВЧ ЭМИ применяются
взрывомагнитные генераторы (ВМГ)

В станциях функционального поражения многоразового применения в качестве гене-
раторов СВЧ ЭМИ могут быть использованы электровакуумные приборы такие, как импуль-
сные усилительные клистроны, СВЧ тиратроны, череенкковские генераторы, гиротроны,
сверхмощные плазменные генераторы, виркаторы, лазеры.

10.5.1.	Взрывомагнитные генераторы одноразового применения

Основной составляющей одноразовых средств функционального поражения являются
взрывомагнитные генераторы, предложенных в 1951 году академиком А. Д.Сахаровым, в ко-
торых СВЧ ЭМИ формируется путем сжатия магнитного потока под действием сверхвысо-
ких давлений, образующихся при детонации взрывчатых веществ (ВВ).

Среди всех типов генераторов импульсов ВМГ имеют наилучшие массогабаритные
показатели и высокие значения мощности и возможность функционального поражения мно-
гофункциональных РЭС.

10.5.1.1.	Физические принципы получения высокоэнергетических
электромагнитных полей

Для понимания сути физических явлений, порождаемых работой ВМГ, достаточно
воспользоваться вторым уравнением Максвелла, записанным в дифференциальной форме

го/1 Е =---,	(10.15)

с1

где Е = Е(х, у, 2, I) - напряженность электрического поля в пространственно-временном
представлении, в координатах х, у, 2, Г,

В = В(х, у, 2,I) = //Н(х, у, 2,I) - магнитная индукция;

Н - напряженность магнитного поля;

]и = дд) - абсолютная магнитная проницаемость вещества;

до = 1,2574О-6 Гн/м - магнитная постоянная (магнитная проницаемость вакуума);

д. - относительная магнитная проницаемость. В вакууме д.= 1, у диэлектриков д-< 1,
в парамагнетиках д. > 1, у ферромагнетиков д.» 1.

В правой части выражения (10.15) стоит производная, отражающая скорость измене-
ния во времени магнитной индукции В (напряженности магнитного поля Н), а в левой части
под знаком дифференциального оператора го! содержатся только пространственные произ-
водные компонентов вектора напряженности электрического поля Е

хо Уо Ч

А А А
дх ду дх
Ех Еу Е2

(10.16)

где	| • | - знак определителя матрицы размером 3x3;

хо, уо, 2о - единичные векторы координатных осей.

Уравнение (10.16) отображает важную физическую связь магнитного поля и электриче-
ского поля: любые пространственные изменения электрического поля Е вызывают изменения
поля магнитного В = //Н, и, наоборот, пространственные изменения поля В влекут за собой
изменения напряженности поля Е. Последнее утверждение вытекает из первого уравнения
Максвелла

г^Н =-----+ ],	(10.17)

д1

где ] - плотность тока,

Б - электрическая индукция (электрическое смещение).

Оба фундаментальных уравнения электродинамики (10.16) и (10.17) взаимосвязаны.

Из (10.17) следует, что если электрическое поле отсутствует, т. е. Е = 0, и поэтому
го1Е = 0, то это значит, что магнитное поле В = //Н (в отсутствие электрического) может
быть только постоянным, т. к.

— =0.	(10.18)

д1

5В	г

Однако всякое изменение магнитного поля во времени, когда 0, неизбежно вы-
зывает возникновение электрического поля, так как в этом случае левая часть уравнения
(10.18) отлична от нуля.

Вполне удовлетворительные качественно-количественные характеристики ЭМП, ге-
нерируемого ВМГ, могут быть получены при анализе второго уравнения электродинамики
(10.18), записанного в интегральной форме:

<^Ед1 =-—|вдв,	(10.19)

где 5 - поверхность, ограниченная контуром Ь.

В такой форме второе уравнение Максвелла совпадает с законом электромагнитной
индукции Фарадея.

Поток вектора В через поверхность 8 называется магнитным потоком

Ф = $Вск,	(10.20)

5

где векторный дифференциал (18 понимается как произведение обычного (скалярного) диф-
ференциала поверхности бА на единичный вектор нормали по, т. е.

с1$ = п0б75.	(10.21)

ЭД С, наводимая в контуре Ь (рис. 10.7) связана со скоростью изменения магнитного потока
б/Ф
---соотношением

Ж

б/Ф
Л

(10.22)

поэтому закон Фарадея (10.19) математически может быть записан в другой форме:

<$Ес11 = -

I

5Ф

— & .

д1

(10.23)

Знак минус в формулах (10.22) и (10.23) имеет важный физический смысл, а именно,
ток индукции /, наводимый в контуре Ь переменным магнитным полем В, равен
(10.24)

где К - сопротивление металлического контура Ь.

Рис. 10.7. К закону Фарадея: контур 1_ (проволочное кольцо)
в переменном магнитном поле Н

Этот ток, в свою очередь, вызывает магнитное поле В, противодействующее измене-
нию магнитного потока Ф через контур Ь. Эффект, возникающий при первичной электро-
магнитной индукции, противодействует причине, которая его вызывает. Этот вывод, называ-
емый правилом Ленца, т. к. он указывает на стремление сохранить неизменным магнитный
поток Ф, проходящий через кольцо Д при любом изменении напряженности магнитного по-
ля Н = В///. Правило Ленца соответствует принципу «противодействие равно действию».

Т-. ЛФ	с	+	т е

Если ---= сопзЕ то с = соп81, ток I = — = сопзТ, и никакой электромагнитной волны

ж	к

не будет. Для формирования ЭМВ необходимо, чтобы = уаг . Именно ЭМП, воздействуя

Ж

на электронные устройства, может вызвать их ФП.

Из (10.23) следует, что изменение магнитного потока, приводящее к возникновению
ЭМП, может быть вызвано следующими причинами:

-	движением или деформацией контура Д в магнитном поле, при котором обеспечи-
ЛФ
вается-------ф сопз! ;

-	изменением во времени или в пространстве напряженности электрического или
магнитного поля

— = В, ф(г) = |в(/)дв;

(10.25)

-	одновременным изменением всех перечисленных факторов.

В нашем случае наиболее важной является возможность формирования сильного
ЭМП за счет сжатия контура Д. Именно этот принцип лежит в основе создания ВМГ.

Для этого необходимо сначала в замкнутом объеме V создать магнитное поле с
напряженностью Н и затем очень быстро сжать объем V до минимальных размеров. При
быстром сжатии V в соответствии с правилом Ленца в сжимаемом объеме магнитный поток
Ф стремится сохраниться неизменным. Следовательно, напряженность магнитного поля Н
(плотность силовых линий магнитного поля) быстро увеличивается, а это, в соответствии с
(10.23) приводит к лавинообразному нарастанию тока в контуре Ь. Контур Ц таким образом,
становится мощным генератором ЭМП.

10.5.1.2.	Электромагнитное оружие на основе ВМГ

26 марта 2003 года в ходе войны в Ираке США применили новый вид оружия - гене-
раторы ЭМИ на базе ВМГ для поражения РЭС, носителем которых были крылатые ракеты и
управляемые авиационные бомбы [1]. Параметры ВМГ не сообщаются, но по результатам их
применения известно, что уже сейчас построены ВМГ, у которых ток в индуктивной нагруз-
ке составляет ~108 А, мощность выделения энергии ~Ю10...Ю13 Вт, коэффициент преобразо-
вания энергии ВВ в энергию ЭМИ до 20 %, удельные характеристики на тонну конструкции
ВМГ составляют порядка 100 МДж и 1012 Вт [20].

Для анализа и определения потенциальных возможностей накопления и использова-
ния энергии магнитного поля Эм в интересах ФИ РЭС можно выделить некоторую замкну-
тую область Г, ограниченную прочной внешней оболочкой рис. 10.8.

Рис. 10.8. Схема накопления и использования энергии магнитного поля в ВМГ:

/_ - катушка соленоида стоком /; ВВ - взрывчатое вещество; V, Увн - внутренняя и внешняя
области; 8 - внутренняя оболочка; О - внешняя защитная оболочка; / - усредненный
линейный размер внутреннего объема; Р - сила давления продуктов взрыва;

К1 и К2 - ключи; И - источник постоянного тока

В выделенную область V помещен соленоид Г, который с помощью ключа К2 (ключ
К1 нормально разомкнут) подключен источник постоянного тока И. Через некоторое время
ключ К2 размыкается, а ключ К1 замыкает соленоид Г накоротко. В результате в соленоиде
начинает циркулировать постоянный ток I. Постоянный ток в цепи не способен вызвать
электромагнитного излучения, и поэтому всю запасенную в объеме V энергию содержит
магнитное поле

Э = Э" =-^Н2с1У,
V

(10.26)

где Н- напряженность соленоидального (внутри соленоида Г) магнитного поля.
Пусть в момент I энергия, заключенная в объеме V, равна Э(7). При этом возможны
две ситуации:

или ^>0.

(10.27)

б/Э(/)

При -----— > 0 энергия в области возрастает, что может быть связано с притоком

б//

энергии извне. В нашем случае приток энергии прекращается и при I = 0 в объеме V оказы-
вается накопленной энергия

э(г=о) = эм.

(10.28)

Взрыв боеприпаса ВВ в области Евн, ограниченной прочной стенкой О, приводит к
воздействию на внутреннюю поверхность 5 силы взрыва Г. Под действием этой силы внут-
ренний контур 5 сжимается, густота силовых линий магнитного поля увеличивается, ток I
в катушке Ь растет и после разрыва внутреннего контура 5 энергия Э в объеме V убывает
б/Э(7)

---— < 0. А это означает, что область V начинает работать в режиме отдачи, излучая волны
(11

в окружающее пространство.

Энергия, запасенная в объеме V, уменьшается со скоростью уэ, соответствующей ско-
рости распространения ударной волны ууд, которая, в свою очередь, зависит от мощности
взрыва, определяемой тротиловым эквивалентом. Скорость ууд больше скорости звука и из-
меняется в пределах Еуд = 1... 10 км/с.

Так как модуль вектора Умова - Пойнтинга р по определению равен энергии ЛЭ, про-
ходящей через площадку Л5 в единицу времени, то можно записать

г . лэ
р= 11Ш 1-------,

Л^о ЛЯД/

А/—>0

(10.29)

где ] - единичный вектор, указывающий направление движения энергии.

Если известна скорость движения энергии ЭМП уэ, то можно определить вектор Умо-
ва - Пойнтинга [5]

|р| = г^=1уэ//н2,	(10.30)

где //Н2 = Ж - объемная плотность энергии в пространстве, Дж/м3.

Необходимо отметить, что входящая в (10.37) величина уэ - это скорость движения
энергии ЭМП, вызванного взрывной волной. Скорость уэ существенно меньше скорости рас-
пространения электромагнитной волны уэ« с = 3-108 м/с.

Знание вектора Умова - Пойнтинга и энергии как функции координат позволяет найти
скорость ее движения в любой точке пространства, а также и длительность ЭМИ, порожденно-
го взрывным схлопыванием заряженного объема V. Естественно предположить, что сразу по-
сле взрыва заряда ВВ во внешней области Увн уменьшение энергии Э во внутренней области
в течение малого интервала времени (11 пропорционально длительности этого интервала, ско-
рости истечения энергии и самой энергии

б/Э = -а\\Э(11,	(10.31)

где ос - коэффициент пропорциональности, за который можно принять величину, обрат-
ную среднему линейному размеру 1 внутреннего объема ВМГ рис. 10.10
а = р	(10.32)

После разделения переменных и подстановки (10.39) в (10.38) это уравнение приво-
дится к виду

^ = -сггэЛ.	(10.33)

Интегрирование (10.40) при начальных условиях Э = Эм при I = 0 дает

Э(г) = Эме^.	(10.34)

Решение (10.34) показывает, что запас энергии, накопленный во внутреннем объеме V
(в соленоиде), является убывающей функцией времени (рис. 10.9).

Рис. 10.9. ЭМИ при различной скорости ударной волны,
распространяющейся после взрыва ВВ в ВМГ (уЭ1> Уэ2)

Длительность ЭМИ, образованного при взрыве ВВ, можно определить из (10.34) на

уровне

1

При ориентировочных линейных размерах внутренней области V (рис. 10.8) I = 1м
коэффициент ос равен а = | = 1, м-1.

Если принять скорость взрывной волны г, = 1...10 км/с, то предельная длительность
излучаемого ЭМИ примерно равна = 0,1... 1 мкс.

Следует заметить, что полученное значение тэми лишь оценивает возможность суще-
ствования импульса, определяемого скоростью движения энергии уэ. Реальная длительность
излучаемого радиоимпульса ти, сформированного в результате взрыва, может быть гораздо
меньше, т. е. ги « тЭМи, поскольку она зависит от скорости изменения тока сП/с/1 в обломках со-
леноида, разлетающихся во все стороны и являющихся излучателями (антеннами) ЭМИ или
определяется параметрами СВЧ-генератора, для которого ВМГ служит источником питания.
Величина тэми характеризует лишь потенциально возможную максимальную длительность из-
лучения, которая может состоять из серии коротких импульсов. На рис. 10.10 представлена
осциллограмма ЭМИ, полученного в результате взрыва ВМГ совместно с СВЧ-излучателем
[28]. На осциллограмме, называемой на жаргоне разработчиков «рыбой», хорошо видно, как
изменяется интенсивность ЭМИ. Во многом форма ЭМИ совпадает с законом, определяемым
соотношением (10.41). Метки времени соответствуют 5т 2-НГ6 с. Из рис. 10.10 видно, что
радиосигнал имеет ярко выраженную частотную модуляцию. Можно предположить, что рост
мгновенной частоты излучения объясняется равноускоренным движением осколков солено-
ида после взрыва.

~10“5 с

^эми

г-=2.10-6с

Рис. 10.10. Осциллограмма ЭМИ, полученного при взрыве ВМГ

Как видно из рис. 10.10 длительность сигнала ЭМИ ВГМ составляет порядка 10 мкс
с частотной модуляцией импульса в пределах ~ 0,5—12 МГц

Процесс функционирования ВМГ можно представить в виде трех последовательно
выполняемых циклов рис. 10.11.

а загрузка энергии

б хранение
энергии

формирование ЭМИ
(первая стадия)

Рис. 10.11. Циклы функционирования ВМГ:

ВВ - взрывчатое вещество; С - соленоид; И - источник постоянного тока;

К1 и К2 - ключи; V, 8 - объем и поверхность внутренней области, в которой находятся
соленоид с запасом энергии Эм; О - внутренняя оболочка ВМГ

Цикл первый - загрузка (рис. 10.11, а). Ключ К1 разомкнут, ключ К2 - замкнут. Внеш-
ний источник постоянного тока И подключается к катушке соленоида С, находящейся
во внутреннем объеме V в оболочке 5. Источником тока И может служить аккумулятор, за-
ряжающий конденсатор большой емкости. Он находится вне ВМГ и подключается к нему
с помощью ключа К2. Источник И должен иметь малое внутреннее сопротивление и обеспе-
чивать ток 103 А. Загрузка ВМГ происходит в течение короткого времени, определяемого
постоянной времени тк контура
гк=|,	(10.36)

Л

где Г - индуктивность катушки соленоида (Ю,1 Г);

К - сопротивление цепи (Л~1 Ом).

Ориентировочное время загрузки составляет Т3агр = Зтк < 1 с. По истечении времени
Т3агр ключ К2 размыкается, а ключ К1 замыкается. Процесс загрузки закончен, и во внутрен-
ней области V запасается энергия магнитного поля

г/2

9^= — .	(10.37)

Цикл второй - хранение энергии (рис. 10.11, б). После завершения цикла загрузки
внешний источник И убирается, во внутреннем электрическом контуре начинает циркулиро-
вать ток I, поддерживающий запас энергии Эм, запасенной в первом цикле (10.52). ВМГ го-
тов к боевому применению.

Энергия магнитного поля Эм в объеме V может сохраняться долго, во всяком случае в
течение времени доставки снаряженного ЭМБ в район расположения объекта поражения
(цели). Если внутри накопительного объема V была создана температура, близкая к абсолют-
ному нулю, то запас магнитной энергии Эм сохранится теоретически бесконечно долго.

Цикл третий - взрыв (рис. 10.11, в). ЭМБ выполняется в виде бомбы, ракеты, снаряда
или мины. Носитель ЭМБ, например самолет, направляет его на цель, используя прицельные
системы. ЭМБ может быть доставлен к объекту поражения (радиолокатору, узлу связи, теле-
центру, радиостанции и т. и.) и диверсионной группой.

В момент взрыва на первой стадии внутренняя оболочка ВМГ после сжатия, элементы
соленоида и оболочки разлетаются во все стороны. Радиус разлета продуктов взрыва равен [28]

К = Ку[с,	(10.38)

где К - приведенное расстояние;

с - тротиловый эквивалент заряда ВВ.

Из-за малой мощности заряда радиус разлета К ~ 10 м, а энергия ударной волны мала.
Поэтому степень физических разрушений незначительна, в то время как РЭС может быть
функционально поражен при промахах от 100 до 1000 м.

При взрыве ВМГ на второй стадии вокруг эпицентра образуются металлические
осколки (обрывки проволоки, элементы оболочки и другие), в которых в самый начальный
момент содержится большой ток (до 107 А). Эти осколки в самом первом приближении мо-
гут быть представлены элементарными магнитными излучателями (рамками) и диполями
Герца (рис. 10.12).

Так как при взрыве линии тока проводимости I в катушке соленоида внезапно разры-
ваются, то в соответствии с законами электродинамики появляется сторонний ток /стор (ток
смещения), который изменяется со скоростью у в элементарном диполе. Каждый диполь ста-
новится элементарным излучателем ЭМП.

Другие источники ЭМП (магнитные диполи и рамки, отрезки проводов и т. п.) также
вносят свой вклад в общее суммарное поле, которое в итоге может рассматриваться в про-
странственно-временном смысле как частично когерентное [23].

Полное и адекватное исследование процессов, происходящих в результате взрыва
ВМГ, требует привлечения теории взаимодействия заранее заряженных магнитных накопи-
телей с плазмой и продуктами химических реакций, происходящих при взрыве. Развитая
максвелловская теория электромагнетизма в данном случае дает не точные решения, т. к. она
предполагает стационарность однородных процессов и не учитывает взаимосвязи всех видов
материи, возникающей при взрыве ВМГ. Полное описание процессов, происходящих в ВМГ,
ждет дальнейших исследований.

Рис. 10.12. Образование продуктов взрыва ВМГ в виде большого числа
элементарных диполей с током:

С - разрушенный соленоид; р - вектор Умова - Пойнтинга;

ЭМИ - электромагнитный импульс, ЭД - элементарный диполь

Конструктивно принципы формирования ЭМИ ВМГ могут быть реализованы по раз-
ному [14]. Но практически во всех конструкциях основными элементами являются два схло-
пывающихся проводника. В спиральных ВМГ рис. 10.13 такими элементами служат непо-
движная спираль и концентрический с ней цилиндрический металлический лайнер.

Рис. 10.13. Конструкция спирального ВМГ

Лайнер расширяется при разлете продуктов детонации кумулятивного взрывчатого ве-
щества (КВВ), инициируемого с торца прибора, и поочередно замыкает витки спирали. Вытес-
нение магнитного потока в нагрузку происходит вдоль витков спирали. По сравнению
с остальными конструкциями, спиральный ВМГ обладает наибольшей начальной индуктивно-
стью, что позволяет усиливать начальную энергию на несколько порядков.

В плоском ВМГ рис. 10.14 сжатие и перемещение магнитного потока происходит меж-
ду плоскими токонесущими шинами.

Геометрически плоский генератор можно представить как «развернутый» и вытянутый
в одну линию спиральный генератор.

Конструкция коаксиального ВМГ представляет собой два концентрических цилиндра,
внутренний из которых заполнен КВВ. Известны два режима работы такого генератора: режим
скользящей детонации рис. 10.15, в котором он работает аналогично плоскому и спирально-
му, и режим осевого инициирования рис. 10.16, когда КВВ инициируется одновременно по всей
оси генератора, а сжатие потока производится сразу всей поверхностью лайнера. Второй ре-
жим позволяет существенно снизить время компрессии потока и сформировать импульс тока
с более коротким временем нарастания.

Рис. 10.14. Конструкция плоского ВМГ

Рис. 10.15. Коаксиальный ВМГ со скользящей детонацией

Рис. 10.16. Коаксиальный ВМГ в режиме осевого инициирования

Из известных других конструкций быстродействующих ВМГ на рис. 10.17 изображен
дисковый ВМГ, в котором поток сжимается двумя соосными дисками, перемещаясь от центра
к внешней окружности дисков.

ВМГ являются уникальными устройствами для одноразовой генерации мощных сигна-
лов ЭМИ СВЧ.

Для повышения значений генерируемых мощностей могут быть использованы двух и
более каскадные ВМГ.

На рис. 10.18 представлен генерируемый импульс двухкаскадным МВГ.

Принимая во внимание что ВМГ в конкретных конструкциях может генерировать
только один сигнал ЭМИ СВЧ носителями ВМГ являются артиллерийские снаряды, мины,
авиабомбы, оперативно-тактические ракеты, включая залпового огня. ВМГ как генераторы
сигналов функционального поражения также могут применяться в наземном базировании
для организации защиты гражданских и военных объектов от высокоточного оружия типа
крылатых ракет. Размещение ВМГ должно быть на дальностях, исключающих функциональ-
ное поражение своих РЭС.

Рис. 10.17. Дисковый ВМГ

Следует отметить, что в условиях применения в качестве генератора сигналов СВЧ
ЭМИ взрывомагнитный генератор энергетический потенциал устройства определяется толь-
ко значением мощности, генерируемой ВМГ равно направленной относительно размещения
ВМГ, и повышения энергетического потенциала за счет антенн практически не возможно, а,
следовательно, не возможно направленное излучение на поражаемое РЭС (рис. 10.12 ).

10.5.2.	Функциональное поражение РЭС станциями ФП
многоразового применения

Основные задачи многоразового применения средств функционального поражения
РЭС в условиях воздействия на РЭС импульсными сигналами ФП определяются:

-	функциональным поражением РЭС на дальностях, соответствующих энергетиче-
скому потенциалу станции ФП;

-	возможностью воздействия на программное обеспечение и штатную работу вы-
числительных средств путем внедрения ложных бит информации импульсными
сигналами станций ПФ;

-	возможностью создания импульсных широкополосных помех в общей системе
РЭБ формирования поля сигналов помех.

Как отмечалось выше, практическая реализация энергетического потенциала станции
функционального поражения (СФП) при современных генераторах может быть порядка 1012 Вт,
значение которого с вероятностью близкой к единице позволяет в соответствующих зонах
решения задач РЭБ (рис. 10.19).
Рис. 10.19. Зоны действия многоразовой станции ФП

Действительно, как представлено на рис. 10.20, изменения значений удельной мощно-
сти Вт/см2 на подавляемом РЭС в зависимости от дальности станция ФП-РЭС при энергети-
ческом потенциале 1012Вт (зависимость 1) и соответственно необходимые значения энерге-
тического потенциала станции ФП (зависимость 2), обеспечивающих уровни удельной мощ-
ности 1...2 Вт/см2, т. е. при этом энергетическом потенциале функциональное поражение
РЭС возможно на дальностях до 10... 15 км.

Рис. 10.20. Зависимость удельной мощности ФП от дальности до РЭС

Принимая во внимание, что обеспечение многоразового режима работы станции ФП
определяется излучением серии импульсов ЭМИ длительностью ТЭми с периодом повторения
Тэми имеют место зависимости значения критериальных уровней функционального пораже-
ния от количества сигналов п импульсов ЭМИ в серии, воздействующих на РЭС (рис. 10.21),

как:
(10.39)

Рис. 10.21. Изменение критериального уровня ФП от количества сигналов ЭМИ

Зависимость значения уровня мощности ФП от количества сигналов, воздействующих
на РЭС согласно (10.19) позволяет в условиях определенного времени воздействовать на
РЭС количеством сигналов снижать энергетический потенциал станции ФП заданной даль-
ности действия станции или увеличивать дальность ФП при имеющемся энергетическом по-
тенциале станции ФП,

Используя выражения (10.13) и (10.39) дальность ФП при постоянном энергетическом
потенциале станции ФП РПСП (Вт) и заданном критериальном уровне ФП Рф (Вт/см2) будет
определяться:

^фп^НАг^	<10-4°)

V 4я7ф

Учитывая, что период повторения излучения сигналов ЭМИ ФП ТЭми и время воздей-
ствия (поражения) Тп на РЭС определяют количество импульсов воздействия Тп/Рэми из
(10.40) время поражения может быть определено:

/	п \3

.	(10.41)

П ЭМИ	7Э	4	7

к 1 п<7п /

Из выражений (10.40) и (10.41) имеется возможность в соответствии с требованиями
функционального поражения варьировать и выбирать оптимальные параметры станций ФП.

Так при периоде повторения излучения сигналов ФП 1 кГц и необходимости умень-
шить энергетический потенциал станции ФП в 10 раз при прочих условиях поражения РЭС
целесообразно обеспечить воздействие станции ФП на РЭС не менее 10 с.

Для зоны возможного функционального поражения цифровых вычислительных средств
РЭС (рис. 10.18) импульсные сигналы нс длительности станций ФП на дальностях порядка
50 км в условиях прямой радио видимости обеспечивают мощность на РЭС в импульсе
~ 0,05...0,1 Вт, что через технологические отверстия даже при затухания до 30 дБ позволяют
внедрять ложные биты в цифровые блоки информационных каналов ЦВМ, математическое
программное обеспечение и функциональное поражение режимов штатной работы РЭС.
В третьей зоне более 50 км при возможных значениях энергетические потенциалы
1012 Вт станции ФП могут создавать достаточные уровни импульсных широкополосных
с шириной ЛК = 2/ти спектра помехи на входе антенн информационных каналов РЛС, связи
и другим РЭС при формировании зонального прикрытия объектов.

Однако, как показано в главе 4 настоящей книги, эффективность помех зонального
прикрытия определяется значением скважности помех как отношение времени помех к сум-
ме времени помех и паузы или к периоду излучения сигналов ЭМИ:

т +Т Т

П ОП	ЭМИ

Для станций ФП практическая скважность при длительностях сигналов ЭМИ от 0,5 нс
до 1 мкс составляет от 5-10 7 до 10 3, которая определяет вероятность защиты объектов.

Кроме того, частотная селекция сигналов приемными устройствами РЭС приводит к
дополнительным потерям мощности ЭМИ СВЧ из-за не совпадения спектров сигналов ЭМИ
и полосы пропускания приемных устройств РЭС, при этом суммарные потери сигналов ЭМИ
СВЧ будут определяться, как:

к = АЯрэсЛт =	.	(10.43)

11	А Т—Т	ГТ1	Г /-Ч ГТ1	х	х

А7"эми7 ЭМИ	27 ЭМИ

С учетом изменения значения мощности сигнала ЭМИ от дальности выражение
(10.13), эффективность использования сигналов станций ФП для формирования помех зо-
нального прикрытия объектов практически равна нулю.

Это определяет основное назначение мощных сигналов СВЧ ЭМИ как функциональ-
ное поражение многофункциональных РЭС в ближней зоне 10... 15 км и возможно цифровых
систем РЭС.

10.5.3.	СВЧ генераторы функционального поражения
многоразового применения

Для обеспечения возможности создания станций функционального поражения, как
отмечалось выше, были разработаны образцы генераторов вакуумных технологий, генери-
рующих мощные СВЧ ЭМИ.

Рис. 10.22. Схема магнетрона
Магнетроны нашли широкое применение в различных типах РЭС, как генераторы
непрерывных и импульсных сигналов в диапазонах от метрового до мм диапазонов длин
волн при мощности излучения импульсных магнетронов до 20 МВт, длительности импуль-
сов десятые доли мкс и периода повторения до 5 кГц. Достоинством магнетрона, схема кото-
рого представлена на рис. 10.22, является высокий КПД и относительно малые массогаба-
ритные характеристики.

Очевидно, при формировании необходимого энергетического потенциала 1012 Вт при
максимальной мощности магнетрона 20 МВт необходимо применение антенны с коэффици-
ентом усиления 5-105 (57 дБ), что является значительными техническими трудностями реали-
зации передающей аппаратуры для средств РЭБ. Значительным недостатком использования
магнетронов является возможность их применения в многоканальных с отдельными генера-
торами АФАР в связи невозможности обеспечения синхронизации и когерентности генери-
руемых сигналов в пространстве.

Возможностью повышения мощности сигналов излучения приборов магнитронного
типа было создание экспериментальных образцов релятивистских магнетронов гиговаттной
мощности и КПД до 30 %, которые по ряду технических и технологических причин даль-
нейшего развития не нашли.

Амплитроны являются усилителем М-типа, в котором, как в магнетроне, имеется ци-
линдрический катод. Замедляющая система гребенчатого типа амплитрона, устройство кото-
рого показано на рис. 10.23, является разомкнутой и имеет два вывода для подачи входного
сигнала и съема усиленной мощности этого сигнала.

При подаче входного сигнала в замедляющей системе появляется бегущее СВЧ-поле
на обратной пространственной гармонике, которое взаимодействует с электронами. При вы-
полнении условия синхронизма в пространстве взаимодействия образуются «спицы» про-
странственного заряда, которые вращаются вокруг катода и приходят к началу (входу) за-
медляющей системы.

Особенность амплитрона состоит в том, что устойчивые спицы пространственного за-
ряда не формируются до подачи некоторой критической мощности входного сигнала, а при
Рвх > Рвх.кр И выходная мощность амплитрона практически не зависит от входной мощности и
амплитрон всегда работает в режиме насыщения, мощность которой определяется мощно-
стью источников питания прибора.

В амплитроне нет принципиальных ограничений для выходной мощности. На практи-
ке указанное ограничение определяется эмиссионной способностью катода и допустимой
температурой замедляющей системы, бомбардируемой электронами. В непрерывном режиме
выходная мощность амплитронов достигает 500 кВт, а в импульсном - 10 МВт. КПД
амплитрона определяется как ту = (РВых - РвхУЛт и обычно составляет 55...60 %, достигая у
отдельных образцов 75...85 %. Коэффициент усиления амплитрона составляет 8... 10 дБ, что
является существенным недостатком при создании станции ФП с требуемыми значениями
мощности сигналов ЭМИ. Как усилительный СВЧ сигналов амплитрон может успешно при-
меняться в станциях с АФАР.

Триоды и тетроды СВЧ диапазона частот, как усилители с выходной со средней
и большой мощностью имеют определенные преимущества перед другими приборами за
счет отсутствия внешнего магнитного поля, нестабилизированных источников питания и до-
статочно простой конструкции и условий эксплуатации.

Современные материалы и технологии позволяют значительно повысить электронную
инжекцию многолучевых катодов и анодных напряжений, что при коэффициентах усиления
по мощности этих приборов порядка 35 дБ позволяют реализовывать мощность импульсных
сигналов на выходе до МВт. Высокая идентичность амплитудно-фазовых характеристик
триодов (тетродов) обеспечивает их применение в станциях ФП с АФАР.

Гиротроны, как и магнетроны, являются приборами генераторного типа, основанны-
ми на взаимодействии пучка быстрых электронов, инжектируемые под некоторым углом к
оси круглого волновода, со скрещенным электромагнитными полями приводит к движению
электронов по спиральным траекториям с продольной и поперечными циклотронными ско-
ростями [32]. При больших значениях внешних полей возникает релятивистский эффект,
формируя электроны в сгустки соответствующей генерации СВЧ сигнала, значение мощно-
сти которых определяется анодным (коллектарным) напряжением, а частота напряженно-
стью внешнего магнитного поля.

Рис. 10.24. Схема гиротрона и распределение магнитного поля по его длине

Разработанные экспериментальные образцы гиротронов в дециметровом диапазоне
длин волн обеспечивали мощность излучения 1 ...2,5 ГВт, но как и магнетроны не могут
быть использованы станциях ФП с технологиями АФАР.

Клистроны являются узкополосными усилительными приборами с широким диапа-
зоном, включая большие значения выходных мощностей сигналов СВЧ. Особенностью кли-
стронов (рис. 10.25) является наличие входных и выходных объемных резонаторов, имею-
щих равные частотные характеристики.

Так в двухрезонаторном клистроне инжектированный катодом (электронной пушкой)
электронный пучок и усиленный электрическим полем катод-анод, проходит через входной
резонатор, в котором при наличии входного сигнала с частотой равной резонансной частоте
объемного резонатора происходит группирование пучка электронов.

Электрические поля катод-резонаторы, катод-коллектор равные и больше поля катод-
анод обеспечивают движение группированного пучка электронов через трубку дрейфа, где
под действием магнитного поля обеспечивается повышения плотности групп и образование
электронных сгустков, которые в выходном резонаторе возбуждают СВЧ поле.
Рис. 10.25. Двухрезонаторный клистронный усилитель

В целях повышения эффективности клистронов созданы многорезонаторные и много-
лучевые клистроны с выходной импульсной мощностью до 10 МВт.

Достоинством клистронов являются высокий 45...60 дБ коэффициент усиления, КПД
45...65 %, возможность применять в станциях с АФАР.

Виркаторы являются генераторами сигналов СВЧ диапазона частот путем формиро-
вания виртуального катода (ВК) - большого объемного заряда вокруг «прозрачного» (сетча-
того) анода.

Рис. 10.26. Модификация виркаторов

Конструктивно виркаторы создаются в трех модификациях. Во-первых, собственно
виркаторы, в которых отрицательный импульс подается на катод, а анод заземляется, как на
рис. 10.26, а - собственно виркатор; виркатор рефлексного триодного типа рис. 10.26, б, в
котором импульс положительной полярности подается на анод, а катод заземляется и вирка-
тор в виде редитрона, отличающегося от собственно виркатора тем, что в нем вместо сетча-
того используется массивный анод с прорезью рис. 10.26, в.

Процесс генерации СВЧ сигналов обеспечивается разгоном, торможением и обратным
движением электронов в поле анода и последовательным формированием сгустков электро-
нов, соответственно установления сложного колебательного процесса и генерации электро-
магнитных волн. Несущая частота сигналов СВЧ определяется взаимодействием и характе-
ристиками резонатора камеры виртуального катода, электрическими полями и инжектируе-
мого тока пучка электронов (рис. 10.26)

По сравнению с другими релятивистскими генераторами виркаторы при генерации
сигналов СВЧ длительностью до нескольких мкс и мощностью гигаваттных уровней обла-
дают целым рядом достоинств:

-	отсутствует замедляющая система, а конструкция их предусматривает использо-
вание довольно простой камеры волноводного типа;

-	нет фокусирующего магнитного поля, что позволяет снизить массу и энергопо-
требление прибора;

-	соизмеримы длины области взаимодействия потока частиц и высокочастотного
поля в резонаторе с длиной волны излучения;

-	высокие пробойные напряженности;

-	возможность изменения несущей частоты генерируемых СВЧ сигналов в преде-
лах до О,4Ко.

Рис. 10.27. Зависимость частоты генерируемых колебаний виркатора оттока пучка

Рис. 10.28. Мощность и длительность импульса излучения виркатора

Недостатком виркаторов является невозможность их применения в станциях ФП
с АФАР.
Временная компрессия СВЧ сигналов позволяет за счет уменьшения длительности
импульсов повышать значения мощности импульсов и, следовательно, эффективность воз-
действия на РЭС.

Принцип работы компрессии СВЧ сигналов основан на накоплении энергии в
высокой добротности объемных резонаторов с последующим ее выводом за время, меньшее
постоянной времени резонатора накопителя бегущей или стоячей волны. Временное сжатие
СВЧ импульсов осуществляется путем накопления электромагнитной энергии в высоко-
добротном резонаторе в течение времени /н = (З...5)тр, где: тр = ()ъ1а>ь - постоянная времени
резонатора, - нагруженная добротность резонатора, соо - круговая резонансная частота
с последующим быстрым ее выводом в нагрузку при изменении связи за время Л «гр.

РК

Контроль Рвх

Рис. 10.29. Структурная схема временной компрессии СВЧ сигналов

Из задающего генератора СВЧ сигналы мощностью Рвх поступают на вход
накопительного резонатора (НР) компрессора, где осуществляется резонансное накопление
высокочастотной энергии в течение длительности близкой к длительности СВЧ входных
импульсов. На выходе накопительного резонатора установлен интерференционный
переключатель с волноводным разрядником (РК).

После окончания процесса накопления энергии в резонаторе к искровому разряднику
поступает импульс поджига. Это приводит к зажиганию искрового разряда, ультрафиолетовая
подсветка, от которого обеспечивает инициирование коммутирующего СВЧ разряда,
изменяющего электрическую длину короткозамкнутого плеча тройника в результате этого
накопленная энергия из резонатора «вытекает» в выходной волноводный тракт в виде
короткого СВЧ импульса длительности значительно меньше длительности входного сигнала с
пиковой мощностью больше, чем мощность СВЧ импульса, поступающего на вход резонатора.
В резонансном импульсном компрессоре осуществляется временное сжатие относительно
длинных входных СВЧ импульсов в более короткие с большей пиковой мощностью в
раз, где: 7/н - КПД накопления, 7/в - КПД вывода, - время накопления, - время вывода.
Параметры выходных СВЧ импульсов (длительность, пиковая мощность и форма импульсов)
в основном зависят от параметров входных СВЧ импульсов, добротности накопительного
резонатора, его связи с волноводным тройником и электронной плотностью СВЧ разряда.
Короткие СВЧ импульсы поступают через направленный ответвитель (НО2) в выходной
волноводный тракт для излучения.

На рис. 10.30 показана осциллограмма выходного импульса длительностью 5 нс
мощностью порядка 1 ГВт в результате сжатия входного импульса мощностью 1 МВт
в 1000 раз.

Период повторения сигналов ЭМИ в устройствах временной компрессии должен быть
не менее длительности первичных импульсов.

Для повышения коэффициента сжатия применяются многоступенчатые системы ком-
прессии последовательного соединения накопительных резонаторов.
АР ГВт

Рис. 10.30. Выходной СВЧ сигнал временной компрессии

Метод временной компрессии СВЧ сигналов не позволяет применять в станциях

АФАР.

Черенковские СВЧ генераторы основаны на идеях С.И.Вавилова и П.А.Черенкова,
когда излучение сигналов СВЧ ЭМВ появляется при движении заряженных частиц (электро-
нов) в веществе со скоростью Уе, превышающих фазовую скорость света:

(10.44)

где Уе - скорость электронов пучка;

оэ! - частота и длина волны черенковского излучения;

Уф - фазовая скорость волны черенковского излучения в направлении скорости уе.

В результате взаимодействия заряженных частиц и среды, играющей роль замедляю-
щей структуры, образуется тонкий пучок электронов, порождающий на выходе генератора (в
антенне) мощное СВЧ-излучение [32].

На рис. 10.31 представлен конструктивная схема многоволноводного черенковского ге-
нератора, где С - напряжение, подаваемое на катод с высоковольтного генератора импульсов;
1 - катододержатель; 2 - отражатель; 3 - катод; 4 - коллимирующая диафрагма; 5 - замедля-
ющая структура первой секции волновода; 6 - дрейфовая труба; 7 - замедляющая структура
второй секции волновода; 8 - соленоид с катушками коррекции; 9 - несимметричный магнит;
10 - рупорная антенна; И - выходное окно; 12 - излучаемая электромагнитная волна.

Электродинамическая структура генератора состоит из двух секций сверхразмерного
(Оу/2»1) диафрагмированного волновода с одинаковыми периодами замедляющей струк-
туры (Гс ДС| СС2). Секции соединяются трубой дрейфа того же диаметра

Трубчатые электронные пучки диаметром 2гв = 5... 11 см и током 1В = 6...35 кА фор-
мировались в коаксиальном диоде с магнитной изоляцией катода и взрывной эмиссией элек-
тронов. Диод помещен в неоднородное магнитное поле с напряженностью Во = 7...31,5 кГс
при напряжении на катоде 11 = 0,8...2,5 МВ. Длительность импульса напряжения на катоде
диода 1 мкс при длительности переднего фронта 0,3...0,15 мкс. Давление остаточного газа
в электродинамической структуре не превышало 7-10 3 Па.

Экспериментальный черенковский генератор обеспечивал генерацию СВЧ мощности
порядка 1,5 ГВт при длине волны сигнала 1 = 3,15 ± 0,1 см и длительности сигнала СВЧ
ЭМИ 60 нс. Рупорная антенна при телесном угле главного лепестка диаграммы направлен-
ности 60° имеет коэффициент усиления ~ 8,4 дБ (7 раз), что определяет возможный энерге-
тический потенциал ~ 8 ГВт.
Рис. 10.31. Экспериментальный многоволновый черенковский СВЧ-генератор

На рис. 10.32 представлен спектр сигнала СВЧ ЭМИ экспериментального образца че-
репковского генератора.

9,84	9.68	9.52	9 38	9.23	9.09 Р, ГГц

Рис. 10.32. Спектр сигнала излучения черенковского генератора:
Ро - максимальное значение мощности на резонансной частоте,
Рл - мощность на / -ой длине волны, частоте

Несмотря на возможность реализации требуемых значений энергетического потенци-
ала с одним черенковским генератором высокие МВт уровни напряжений и кА токов, а так-
же значительные массогабаритные характеристики не нашли в настоящий момент примене-
ния в станциях ФП.

Таким образом, из рассмотренных выше многоразового применения приборов излу-
чающих большой мощности СВЧ сигналы практически только усилительного типа могут ис-
пользоваться в станциях АФАР, обеспечивающих необходимый энергетический потенциал.
При использовании приборов генераторного типа реализация требуемого потенциала может
быть обеспечена антеннами с высокими коэффициентами усиления порядка 40...60 дБ.

Другие типы приборов, генерирующие мощные, сверхмощные СВЧ сигналы малой
длительности такие, как: черенкпорядка овские СВЧ генераторы, релятивистские плазменные
генераторы, релятивистские магнетроны, релятивистские приборы О типа, магнитоизолиро-
ванные линейные генераторы, трансформаторы Тесла по массогабаритным характеристикам,
характеристикам надежности и готовности серийного производства не могут в настоящее вре-
мя быть использованы при создании станций ФП и в настоящей книге не рассматривались.

10.5.4.	Видеосигналы ЭМИ для возможного функционального поражения РЭС

Вторым направлением формирования сигналов ЭМИ функционального поражения,
близких по временным параметрам к ЭМИ высотных ядерных взрывов, являются ЭМИ сиг-
налы видеоимпульсов, формирование которых обеспечивается накоплением в конденсаторах
или индуктивностях с последующим через коммутаторы передача энергии на нагрузку, схе-
ма которых представлена на рис. 10.33.

Рис. 10.33. Емкостная и индуктивная схемы формирования видеоимпульсов:
По - напряжение источника питания, Р - сопротивление источника питания,
С - накопительная емкость, 1_ - накопительная индуктивность,
К± и К2 - ключи, Ян - сопротивление нагрузки

Последовательное включение-выключение ключей К1 и К2 позволяют формирование
на нагрузке значения напряжений

С'н =6'оехр

(10.45)

где тп - постоянные времени соответственно равные для емкостной схемы СКН и для емкост-
ной схемы Д//?,, , при этом сопротивление источников питания К в первом случае опреде-
ляет период следования при установленных значениях напряжения видеоимпульсов, ко-
торое не может быть больше напряжения источников питания, то в индуктивной схеме
значение тока накачки индуктивности определяет уровень напряжения видеоимпульса на
нагрузки, который может быть больше напряжения источника питания.

Для повышения уровня напряжения на нагрузки в емкостных схемах применяются
емкостные схемы умножения (рис. 10.34) в которых после накопления энергии в каждом па-
раллельно соединенным конденсаторам емкостью С ключами К соединяются последовательно
и подключаются к нагрузке, при этом уровень выходного напряжения на нагрузке увеличи-
вается в количество М раз, равному количеству конденсаторов. Значение постоянной време-
ни будет тп = 7?НС/7У.

Значение напряжения на каждом /-ом из К конденсаторов определяется:

(10.46)
Рис. 10.34. Схема емкостного умножителя напряжения

Из (10.46) очевидно, что для обеспечения заряда всех емкостей с напряжениями не ме-
нее 0,95 от напряжения источника питания время заряда емкостного умножителя должно
быть I, > которое определяет минимальное период излучения сигналов ЭМИ.

В качестве формирователей напряжения источников питания умножителей применяют-
ся трансформаторные схемы повышающие напряжения первичных источников питания для
емкостных умножителей и понижающие для индуктивных накопителей с последующим де-
тектированием переменного напряжения.

Для обеспечения сверхбыстрого подключения к нагрузкам в емкостных накопителях
с большими значениями напряжения и длительностью менее наносекунды в качестве ключей
применяются искровые разрядники, помещенные в атмосферу, например водорода или азота,
высокого давления, что позволяет получать сигналы ЭМИ до 100 и более кВ.

На рис. 10.35 представлен сигнал ЭМИ на выходе рупорной антенны, формированный
емкостным накопителем с искровым разрядником, генерирующий длительность сигнала
ЭМИ порядка 0,3 нс.

Рис. 10.35. Сигнал ЭМИ емкостного накопителя высокого уровня напряжения

При максимальном пиковом значении напряжения 90 кВ/м (излучаемая мощность в
импульсе порядка 30 МВт), что безусловно не достаточно для функционального поражения
РЭС. Имеющие место осцилляции поля сигналов ЭМИ определяются индуктивно-
емкостными характеристиками антенно-волноводного тракта.

Значительным недостатком емкостных накопителей являются массогабаритные ха-
рактеристики и относительно небольшой ресурс работы искровых разрядников до 106, что
при периоде повторения 1 кГц обеспечивает время непрерывной работы 1000 с.

Развитие твердотельных - транзисторных технологий определило создание ключей на
базе диодов с накоплением заряда [32] и в дальнейшем дрейфовые диоды с резким восста-
новлением (ДДРВ) на основе структур р + р-п-п + структур [32].
Диапазон рабочих напряжений ДДРВ составляет 0,5—1,77 кВ, соединение последова-
тельно ДДРВ позволяет формировать напряжения до 100 и более киловольт длительностью
сигналов излучения от 0,2...2 нс.

На рис. 10.36 представлена электрическая схема генератора сигналов ЭМИ наносе-
кундной длительности.

Рис. 10.36. Схема высоковольтного ДДРВ генератора сигналов
ЭМИ наносекундной длительности

Основным элементом генератора (рис. 10.36) является блок последовательно соеди-
ненных ДДРВ. Формирование необходимых для функционирования ДДРВ импульсов пря-
мого и обратного тока производится с помощью трехступенчатой транзисторной схемы.

Первая ступень, собранная на транзисторах 7\а, служит для предварительного за-
ряда двух одинаковых накопительных конденсаторов С2а, С26 до напряжения, удвоенного по
отношению к напряжению источника питания. Время заряда С2 составляет —500 нс.

Спустя ~1 мкс после выключения транзисторов Ть, Т\в осуществляется включение
транзисторов Т2а, Т26 второй ступени. В результате: конденсаторы С2 разряжаются до нуля, а
шесть конденсаторов С3(а_е) (С2 = ЗСз) быстро (100 нс) заряжаются до напряжения, близкого
к исходному напряжению заряда С2, по цепям, включающим индуктивности 1.2(а-е), Ьз(а-е) и
блок ДДРВ. Протекающий через ДДРВ в прямом направлении ток обеспечивает накопление
в диодах заряда.

В момент окончания тока заряда конденсаторов Сз(а-е) включаются шесть транзисто-
ров Т3(а.е) и конденсаторы С? начинают перезаряжаться через индуктивности Дз и блок ДДРВ.
Ток через ДДРВ в обратном направлении нарастает до максимального значения за 20 нс. К
этому моменту базовые области ДДРВ полностью освобождаются от накопленного ранее за-
ряда. Прерванный ток, протекающий через ДДРВ, переключается на нагрузку Лн. Уровень
генерируемого напряжения определяется одним диодом ДДРВ и их количеством в сборке.

На рис. 10.37 представлен сигнал ЭМИ высоковольтного ДДРВ, имеющий сборку из
30 ДДРВ и генерирующий видеоимпульсы длительностью по уровню 0,5 одну наносекунду
напряжением 50 кВ при мощности импульса на нагрузки 50 Ом порядка 50 МВт.

Генераторы на ДДРВ по сравнению с рассмотренными выше генераторами сигналов
ЭМИ имеют значительно меньшие массогабаритные характеристики, возможность рабо-
тать до 10 кГц частот периодов повторения, длительности импульсов 0,2—1,5 нс при пико-
вом напряжении сигналов излучения до 100 кВ, при возможной мощности на нагрузке
50 Ом до 200 МВт.

Следует отметить, что значение критериального уровня ФП для видеосигналов ЭМИ
зависит от длительности сигнала. Рис. 10.38 иллюстрирует относительное изменение мощно-
сти ФП при ти = 0,05 нс от длительности видеосигналов ЭМИ.
Рис. 10.37. Выходной импульс видеосигнала ЭМИ генератора на ДДРВ

Рис. 10.38. Зависимость уровня мощности ФП от длительности видеосигнала ЭМИ

Но как практически у всех возможных генераторов мощных сигналов ЭМИ для реали-
зации требуемых значений энергетического потенциала станций функционального пораже-
ния РЭС необходимо дополнительное усиление сигналов ЭМИ на 40...60 дБ.

10.6. Антенные системы сверхмощных генераторов

Обеспечение требуемых уровней энергетического потенциала станций функциональ-
ного поражения при ограниченных мощностях генераторов сигналов ЭМИ возможно путем
применения антенных систем с высокими значениями коэффициента усиления. Антенно-
фидерные системы исходя из характеристик сигналов ЭМИ должны обеспечивать:

-	передачу от генераторов сигналов ЭМИ к излучателям антенн больших уровней
импульсных мощностей;

-	исключение пробоя напряженности электромагнитного поля сигналов ЭМИ на
раскрывах антенн в условиях возможного изменения параметров среды распро-
странения волн;

-	излучать наносекундной и менее длительности импульсы с допустимым ограни-
чением их спектра;

-	быстрое изменение положения главного лепестка диаграммы направленности в
угловом секторе работы станции ФП.

В качестве антенн, обеспечивающих излучение сигналов ЭМИ ФП, могут быть при-
менены зеркальные, рупорные и активные фазированные антенные решетки.
В фидерных трактах передачи сигналов ЭМИ от генераторов к облучателям антенн
используются коаксиальные кабели с высокими значениями пробивных напряжений и широ-
кой полосой пропускания частот.

Высокие уровни мощностей сигналов ЭМИ, излучаемых антеннами, формирует на
раскрывах антенн значительные напряжения электрических полей, превышение значений
которых над порогом пробоя, приводят к резкому снижению излучаемой антеннами мощно-
сти.

Значение порога пробоя в атмосфере (воздухе) зависит от состояния атмосферы,
прежде всего от влажности и может изменяться в пределах 1 — 10 кВ/см, значение порога об-
ратно пропорционально влажности. Вероятность пробоя равна нулю при длительностях сиг-
налов ЭМИ ти< 10'8 с.

10.6.1.	Зеркальные антенны

Зеркальные антенны обеспечивают направленное излучение сигналов ЭМИ путем фо-
кусирования и отражения от зеркал излучаемых сигналов облучателями антенн, представля-
ющей параболоид вращения, рис. 10.39.

Рис. 10.39. Схемы зеркальных антенн

На рис. 10.39, а представлена симметричная с параболоидным зеркальным отражате-
лем 30 с облучателем О, размещенным в фокусе, антенна. Рис. 10.39, б иллюстрирует схему
антенны с зеркальным отражателем, вынесенным из площади зеркала облучателем, что поз-
воляет повысить КПД и получить низкие уровни боковых лепестков, а также мобильность
свертывания-развертывания антенных систем.

При необходимости создания длиннофокусных антенн применяются антенны системы
Грегори (рис. 10.39, в иг) с контррефлекторами КР, в которых сигнал облучателя переизлу-
чается контррефлектором на основное зеркало отражателя.

Из выражения (10.14) при ширине спектра импульсного сигнала ЛК центральные ча-
стоты сигналов ЭМИ будут равны

для видео сигнала Ев = —и сигнала СВЧ ЭМИ Есвч = —

2г	т

и	и
Коэффициент усиления антенны видеосигналов ЭМИ

2я~4ф .. к.

(10.47)

и для сигналов СВЧ ЭМИ

,	ка

СВЧ г2с2 ~Д/7-ДГ

(10.48)

где ИЭф - эффективная площадь антенны, составляющей 0,5...0,7 реальной площади ан-
тенны;

с - скорость распространения радиоволн;

Ка - коэффициент, зависимости от вида антенн (теоретическое, максимальное значе-
ние равно 3602/тг ~ 4,1253• 104), практически для зеркальных и рупорных антенн реаль-
ное значение коэффициентаКа = (2...3)-104;

Л/? и Ле - ширина диаграммы направленности по азимуту и углу места (угловые гра-
дусы) главного лепестка антенны по уровню половинной мощности.

При Л/? = Де значение телесного угла главного лепестка диаграммы направленности
антенны определяется для видео сигналов ЭМИ:

М (ЛС ) =	(4.49)

У2лЧф

и соответственно при излучении сигнала СВЧ ЭМИ:

А/?свч (Л<?свчв) = тис. г. 7 •	(4.50)

При излучении широкого спектра сигналов ЭМИ на К/ частоте, а следовательно,
длине волны 2/ при постоянном значении эффективной площади антенны, имеет место изме-
нение коэффициента усиления антенн, что приводит к искажению сигналов ЭМИ и сниже-
нию эффективности функционального поражения РЭС.

Для обеспечения стабильности параметров антенно-фидерного тракта необходимо
в допустимых пределах обеспечить

=	(10.51)

Л2 с2

Обеспечение выполнения условий (10.51) решается включением в СВЧ тракт частотно
зависимых элементов или покрытием отражающих зеркал также частотно зависимыми материа-
лами.

При использовании многоразовых генераторов с мощностью импульсов излучения
0,2... 1 ГВт (виркаторы, черенковские генераторы, сжатие импульсов) для обеспечения тре-
буемых значений энергетического потенциала функционального поражения 1012 Вт коэффи-
циент усиления антенны должен быть порядка 40 дБ.

Так при излучении сигнала ЭМИ длительностью 1 наносек сигналов СВЧ ЭМИ со-
гласно (10.48) эффективная площадь антенны должна быть не менее 72 м2, а и при коэффи-
циенте использования 0,7 реальная площадь составляет порядка 100 м2, т. е. диаметр зеркала
должен быть не менее 11,3 м. Телесный угол главного лепестка диаграммы направленности
по уровню половинной мощности будет 0,5°.
Как видно из полученных оценок основных технических параметров станции ФП по-
следняя имеет значительные массогабаритные характеристики и при очень узких диаграммах
направленности имеют место значительные трудности обнаружения подавления, сопровож-
дения и функционального подавления объектов, особенно подвижных.

Возможность применения рупорных антенн в качестве излучения сигналов ЭМИ ФП
по массогабаритным характеристикам будут аналогичными характеристикам зеркальных ан-
тенн, имея те же недостатки.

10.6.2.	Активные фазированные антенные решетки

АФАР являются антенными системами, у которых энергетический потенциал станции
РЭБ определяется суммированием значений мощности передающих устройств согласно
(1.26), как:

= птС^Рр	(10.52)

где п - количество антенн с коэффициентом усиления С, и т - количество передатчиков,
каждый из которых имеет выходную мощность 7).

При п = т соответственно:

(РО)эф=т2О,.Р7.	(10.53)

Из (10.52) и (10.53) видна возможность формирования принципиально любого значе-
ния энергетического потенциала станций РЭБ.

Процесс суммирования мощностей отдельных передающих устройств может быть
в свободном пространстве распространения радиоволн, в фидерных (волноводных) трактах
или сочетании первых двух методов, представленных на рис. 10.40.

Рис. 10.40. Структурные схемы суммирования мощности передающих устройств

На схеме (рис. 10.40, а) схема станции ФП, где количество передающих устройств
равно количеству антенн и энергетический потенциал станции определяется (10.53) при этом
суммирование сигналов излучения происходит в пространстве распространения радиоволн и
значение телесного угла главного лепестка АФАР будет в >/п раз меньше телесного угла /-
ой антенны АФАР.

На схеме (рис. 10.40, б) при одной антенне суммирование т передающих устройств
обеспечивается в выходных СВЧ фидерных трактах на антенный фидер, при этом энергетиче-
ский потенциал определяется коэффициентом усиления антенны зеркального типа (рис. 10.39)
и соответственно т передающими устройствами.
На схеме (рис. 10.40, в) представлена смешанная структура АФАР, в которой количе-
ство антенн меньше количества передающих устройств, частичное суммирование мощности
которых обеспечивается в СВЧ фидерных трактах.

На схеме (рис. 10.40, г) представлена также смешанная структура АФАР, в которой
количество антенн больше количества передающих устройств, каждое из которых путем
синфазного деления запитывает блоки из пк антенн при количестве блоков, равных количе-
ству передающих устройств.

На всех представленных схемах суммирования мощности сигналов ЭМИ на вход пе-
редающих устройств (УП) поступают сигналы от одного задающего усилителя (УЗ) или
устройств формирования сигналов ЭМИ, что обеспечивает синфазное суммирование выход-
ной мощности передающих устройств и энергетический потенциал станции РЭБ, включая
станции функционального поражения, определяется выражением (10.52).

Одним из основных условий эффективности станций помех в том числе функцио-
нального поражения являются, как показано в разделе 4.1.2.1, обеспечение при суммирова-
нии сигналов в пространстве или в фидерных трактах синфазности и синхронности сигналов
ЭМИ, а также при суммировании п антеннами обеспечение конструктивное размещение ан-
тенн согласно (4.17) на расстоянии между центрами излучателей антенн:

—а ,	(10-54)

1 + 81п6»тах

где лпип - минимальная длина волны излучения АФАР,

#тах - максимальный угол отклонения от нормали (сканирование) главного лепестка
АФАР.

На рис. 10.41 представлен вид апертуры антенн АФАР гексагональной структуры в
составе 19 излучателей.

Рис. 10.41. Апертура 19 излучателей антенны АФАР

На рис. 10.42 показаны расчетные характеристики диаграмм направленности АФАР
с гексагональным размещением излучателей рис. 10.41 при равенстве расстояний между цен-
трами излучателей и длиной волны сигнала ЭМИ (рис. 10.42, а) и при условии расстояния
2б/ф = 2 (рис. 10.42, б) и 5бф = 2 (рис. 10.42, в).

Как видно из структур диаграмм направленности АФАР уже при удвоенном расстоя-
нии между облучателями по сравнению с длиной волны появляются дифракционные боко-
вые лепестки -7 дБ, а при разнице в пять раз главный лепесток антенны АФАР вырождается
в дифракционные боковые лепестки.

Вторым основным условием эффективности АФАР является синфазность и синхрони-
зация излучения сигналов ЭМИ передающими устройствами и, соответственно, фидерными
трактами и антеннами. Уровень влияния антенн и фидерных трактов практически обеспечи-
вается схемно-конструктивными решениями в конкретных станциях путем максимальной
идентичности их. При высокой идентичности усилителей мощности в передающих устрой-
ства достаточный уровень синфазности автоматически решается при одном или нескольких
задающих усилителях (раздел 4.1.2.1).

Рис. 10.42. Зависимости диаграмм направленности АФАР отношения сУф/Л

Значительные проблемы синфазности и синхронизации проявляются при условиях
формирования сигналов ЭМИ независимыми генераторами этих сигналов, особенно при
условии использования генераторов видеосигналов ЭМИ наносек длительности, например,
генераторов на базе ДДРВ.

На рис. 10.43 представлена структурная схема станции ФП с использованием переда-
ющих модулей на базе т генераторов на ДДРВ.

Рис. 10.43. Структурная схема станции ФП на базе генераторных модулей ДДРВ

Каждый передающий модуль имеет антенны, которые формируют АФАР с энергети-
ческим потенциалом, определяемым (10.53). Синфазность и синхронность видеосигналов
ЭМИ обеспечивается блоком синхронизации путем формирования сигналов запуска каждого
модуля. В процессе излучения в блок синхронизации через направленные ответвители (НО)
сигналы ЭМИ поступают в блок синхронизации, где в временном дискриминаторе опреде-
ляются значения времени несинхронности относительно выбранного ведущего передающего
модуля и, соответственно, путем изменения времени запуска ДДРВ таким образом, чтобы
несинхронность была бы равной нулю.
Особенностью передающих устройств с генераторами на ДДРВ является наличие джит-
тера видеосигнала ЭМИ, определяющего изменение времени формирования генерируемого
сигнала ЭМИ, а также длительности сигнала как от времени и температуры элементов схем,
так и от импульса к импульсу из-за физических процессов блока ДДРВ генератора.

10.6.3.	Эффективность АФАР от несинхронности излучения сигналов ЭМИ

В условиях штатной работы станции функционального поражения обеспечивается из-
лучение сигналов ЭМИ длительностью т с частотой периода повторения Т при этом, допус-
кая с достаточной степенью приближения П-образную форму импульсов ЭМИ и разлогая
сигналы в ряд Фурье, имеет место линейчатый широкополосный спектр вида:

/('И

т 2^1. Окт

—+ — > — 81П-

Т тг^к 2

(10.55)

где _ максимальное значение напряжения сигнала;

т - длительность импульса ЭМИ;

= 2л/Т- круговая частота периода следования;

Т - период следования импульсов сигналов ЭМИ;

к - номер гармоники частоты периода следования импульсов сигналов ЭМИ.

Член т/Т определяет постоянную составляющую сигнала излучения, второй член - ли-
нейчатый спектр к гармоник.

Очевидно, в процессе суммирования сигналов излучения т модулей значение уровня
сигналов АФАР определяется:

т
./'(О. = 1^«,
/=1

. кО-Т:

81П---—1-

2

к

(10.56)

Для оценки эффективности суммирования в пространстве сигналов ЭМИ в АФАР
рассмотрим первые два члена гармоник выражения (10.56), остальные гармоники сигналов
ЭМИ строго привязаны и когерентны с первой гармоникой и их суммы аналогичны, что и
для первых гармоник.

Сумма сигналов ЭМИ первых гармоник для двух передающих модулей равна:

/(Ц=Ц	+ - СО8—-Ь

у 72	1 Т, л 2

+ ^2

т2

—+ —СО8 2 12

71	2

(10.57)

Замена синусов на косинусы правомочна, изменив фазы сигналов на тг/2, тогда (10.57)
преобразуется:

Ж =2^0

т 2

— Н---СО8

Т п

ГЛ ^7 I

----- СО8

Г 7

(10.58)



Исключая постоянную т/Т, как имеющей крайне низкий уровень и условия

О/ = Ог = —~0 при —«ел- — , преобразуя (10.58), получим значение суммарного сигнала
Т	Т т

ЭМИ излучения передающими модулями от джиттера (^ = Л - С), как:

/2 (0 ~	^СО82	(10.59)

п т
На рис. 10.44 представлен график зависимости относительного изменения суммарных
значений напряжения (кривая графика Ц) и мощности (кривая графика Р) сигналов от двух
модулей относительно сигнала одного модуля от относительного значения времени несин-
хронизации (джиттера) к длительности импульса излучаемого сигнала как:

А/(0 =	~ 2 СО82 .

(10.60)

Как видно из графика рис. 10.44 зависимости суммарного сигнала АФАР видно, что
при допустимом СКО снижении суммарного сигнала на 10 % значение джиттера ДЗЛП пе-
редающих модулей должен быть не более 0,03, при этом изменение суммарной мощности
пропорционально квадрату изменения суммарного напряжения:

А/(0Р -

/(02
ЛОо

.	4 ТГА’

4со§4—

Рис. 10.44. Зависимость суммарного сигнала ЭМИ в АФАР от джитера

(10.61)

Как видно из графиков при относительной несинхронности больше 0,25 суммарное
значение сигнала ЭМИ АФАР становится меньше одного передающего модуля, и, следова-
тельно, для обеспечения снижения эффективности АФАР (мощности энергетического потен-
циала) не более 0,1 значение джиттера должно быть < 0,05 - длительности видеосигнала
ЭМИ.

В передающих модулях АФАР, в которых в качестве генераторов используются ДДРВ
в значение джиттера вносят также изменение длительности генерируемых сигналов ЭМИ,
что, как и несинхронность излучения, снижает эффективность АФАР

Используя выражение (10.57) в условиях рассмотренных выше допущений получим
значение суммарного сигнала от двух передающих модулей, имеющих разные длительности
сигналов ЭМИ:

4Е/0	... ...

---— СО8 ---Н-----СО8

711	711

711	711

(10.62)





где и и ?2 - соответственно длительности сигналов ЭМИ первого и второго модулей.

При относительной разницы длительности импульсов ЭМИ модулей 8 - ——— и

И

условии I = п сумма сигналов в АФАР от двух модулей будет равна:

^2(г)~ С08

'тг(2 + 3)'
1 + 8

СО8

ТгЗ

Т + 7
Относительное изменение напряжения поля суммарного сигнала ЭМИ АФАР относи-
тельно одного модуля определяется, как:

= 2со§

я(2 + ^)'

1 + <У

СО8

лЗ
Т+7

(10.64)

и соответственно изменение мощности суммарного сигнала ЭМИ АФАР:

- 4СО82

л(1 + 3^

1+^

СО82

лЗ
Т+7

(10.65)

На рис. 10.45 представлен график зависимости относительного изменения суммарных
значений напряжения (кривая графика Ц) и мощности (кривая графика Р) сигналов ЭМИ
АФАР двух модулей от разницы длительностей сигналов.

Рис. 10.45. Зависимость суммарного сигнала ЭМИ АФАР
от относительной их длительности

Как видно из рис. 10.45 при допущении снижения эффективности (мощности энерге-
тического потенциала) не более 0,1 длительности импульсов сигналов ЭМИ в АФАР должны
отличаться не более, чем на 0,07.

Рассмотренные выше оценки эффективности АФАР от характеристик видеосигналов
ЭМИ генераторов на ДДРВ справедливы для всех типов генераторов, сигналы которых при-
меняются в реализации методов суммирования как пространстве, так и в фидерных трактах.

10.7. Лазерные средства функционального поражения

Лазер, являющийся оптическим квантовым генератором ЭМВ, способен формировать
в весьма узком телесном угле сильное ЭМП с высокой плотностью энергии. Свойство очень
узкой направленности луча и высокая энергетическая плотность излучения позволяют
в принципе применять лазер в качестве средства ФП радио- и оптоэлектронных средств
управления войсками и оружием [26].

Лазеры способны генерировать ЭМВ в широком оптическом диапазоне, однако, как
средства ФП, практический интерес представляют оптические квантовые генераторы, рабо-
тающие в так называемых «окнах прозрачности» атмосферы, которым соответствуют волны
оптического диапазона X = 0,10...2 мкм, за исключением «непрозрачных» участков X = 0,95;
1,15; 1,3...1,5 мкм

Сформированное лазером ЭМП обладает высокой степенью пространственно-
временной когерентности.

Временная когерентность поля достигает значения тког — 0,1 с, благодаря чему удается
получить сигнал с узким спектром (А/~ 10 Гц). Практическая монохроматичность излучения
обеспечивается тем, что усиливаться и излучаться может только ЭМВ с частотой /о, удовле-
творяющей равенству

/о~ \	(10-66)

п

где	Й = 6,6252-10'34 Вт-сек2 - постоянная Планка;

(^2 - Ер - энергия, уносимая испускаемым фотоном при переходе атома активной
среды с более высокого энергетического уровня 2 на более низкий уровень 1.

Высокая степень пространственной когерентности позволяет с помощью простых оп-
тических устройств концентрировать энергию поля в весьма узком телесном угле. Простран-
ственная расходимость луча лазера (телесный угол), как значение ширины диаграмм направ-
ленности определяется выражением:

п КА2

=	,	(10.67)

^Аэф

где	/3 и в - угловые размеры луча (ширина луча) по азимуту и углу места в градусах;

Ка - коэффициент использования апертуры излучателя лазера (для лазера ~ 2 -104);

2 - длина полны сигнала излучения;

ЛЭф - эффективная площадь апертуры излучателя.

При Р = 8 значение телесного угла луча сигнала ЭМИ лазера равен этим значениям, да-
лее обозначается как р.

Коэффициент усиления апертуры излучения лазера равен:

Ст _4^ф^А-а

Л2 А?

(10.68)

Очевидно, при значении энергии Е излучения лазера плотность потока энергии на по-
ражаемом РЭС от дальности лазер - РЭС составит:

ГТ _ ^Эф ~ ЕКд

у Л2 К2 ^П2/Зе'

(10.69)

Так при Е = 200 Дж, А = 60 см2, и длине волны х = 1,15 мкм, что при = 2-104
Д = 8 = (10...20)" и на дальности К = 10 км из (10.69) можно получить удельную плотность
воздействия /7—1 Дж/см2, но что может быть достаточным в определенных случаях доста-
точной для поражения РЭС.

Значительными трудностями применения лазеров, как средств функционального по-
ражения, являются очень малые значения телесных углов излучения сигналов ЭМИ и соот-
ветственно связанные с этим задачи наведения, обнаружения и сопровождения поражаемых
РЭС. Это определяет создание систем, обеспечивающих комплексное решение задач приме-
нения лазеров при функциональном поражении.

Например, в секторе возможного обнаружения РЭС 10°х10° с последующим их пора-
жении при телесном угле луча лазера 20" необходимо выполнить 3-106 последовательных
шагов поиска с шагом значения телесного угла.

В условиях равновероятного поиска и обнаружения РЭС количество поисков:

-А>)

1§(1-Р/)’

(10.70)

где ро - заданное значение вероятности обнаружения;
^/-вероятность /’-го шага обнаружения.
При приведенных выше условиях для обеспечения вероятности обнаружения ро = 0,95
количество шагов будет порядка 9-106.

Сокращение количества шагов поиска требует применения высокоточных систем об-
наружения и наведения или увеличение телесного угла луча лазера.

Вторым недостатком лазеров как генераторов сигналов ЭМИ является сильная зави-
симость дальности действия от состояния атмосферы (туман, осадки, пыль).

Диапазоны несущих частот сигналов ЭМИ лазеров оптического диапазона составляют
(2...3,15)-1014 Гц, которые практически не могут проникнуть в экранированной аппаратуре
до схем устройств, содержащие транзисторные электронные компоненты.

Исходя из вышеизложенного, излучение лазеров нашло применение теплового, вплоть
до разрушения (прожига) объекта поражения.

Эффективность такого поражения зависит от тепловой устойчивости и температуро-
проводности материалов объектов.

Коэффициент температуропроводности % имеет размерность см2/с и показывает, за
какое время Т прогревается слой материала толщиной б/

=	(10.71)

Коэффициент х - величина, производная от плотности, теплопроводности и теплоем-
кости материала:

(10.72)

где Лт - коэффициент теплопроводности;

Ср - удельная теплоемкость;

р - плотность материала поражаемого объекта.

Результаты воздействия сигналов ЭМИ лазеров зависят от длительности лазерного им-
пульса, при т» Т происходит нагрев объекта, и если т« Г, то имеет место импульсный удар.

Для некоторых веществ, входящих в материалы ракетной и авиационной техники, па-
раметры температуропроводности приведены в табл. 10.1.

Итак, пусть эффективная толщина поглощения энергии в материале обечайки, под-
вергающейся воздействию лазерного облучения д г/см2, а плотность потока падающей энер-
гии Е Дж/см2 достаточно большая, так что удельный энерговклад

$ д’ Г

(10.73)

существенно выше теплоты испарения.

Таблица 10.1

Материал	Плотность р г/см3	Теплоемкость Ср Дж/г °К.	Коэффициент теплопроводности Дж/смс°К	Коэффициент температуро- проводности, х см2/с
Алюминий	2,7	0,9	2	0,830
Магний	1,74	1,0	1,0	0,57
Титан	4,5	0,5	0,2	0,86
Медь	8,9	0,83	4,0	1,15
Углерод	2,25	0,71	1,0	0,625
Созданный в результате испарения вещества газовый слой распространяется в окру-
жающем пространстве, передавая поверхности ракеты удельный импульс

''“Л-	<|ОИ>

В результате материал обечайки приобретает некоторую скорость.

Допустимая скорость (не превосходящая порога разрушения) должна составлять ма-
лую часть скорости звука в веществе материала (предел 1 %). При длительности импульса
лазера г ~ 10 8 с (10 нс) эффективная толщина зоны поглощения лазерного излучения
Р =	. Для алюминия это 3,10^ Г/см2. Для других материалов - примерно столько же.

Скорость распространения звука в алюминии Гзв = I— «6-103 м/с (здесь - модуль упру-
V Р

гости, р- плотность).

Для толщины корпуса объекта 3 ® 1 г/см2 предел ударной прочности составляет при-
мерно 10 кДж/см2. Удельный энерговклад д такого импульса существенно выше теплоты ис-
парения (для того же алюминия 12 кДж/г).

При импульсе г ~ 10‘6 с (1 мкс) порог поражения снизится до 1 кДж/см2, но при этом
удельный энерговклад будет близок к теплоте возгонки материала. Иначе говоря, порог
ударного поражения мощным лазерным импульсом поверхности корпуса объекта должен
быть не ниже порога теплового поражения.

Порог теплового поражения можно существенно повысить, если покрыть поверхность
объекта веществом с низкой температуропроводностью (это абляционное покрытие). Такими
свойствами, кстати, должны обладать антирадиолокационные покрытия. С учетом влияния
покрытия обычно считается, что пороговая величина теплового поражения лазерным излу-
чением равна Ео « 20 кДж/см2. Для эффективности поражения оружие должно обеспечивать
Е>Е0.

Имеют место физические ограничения на телесный угол луча лазерного излучения,
минимально достижимое значение расходимости луча определяется известным дифракцион-
ным пределом =----- (отношением длины волны излучения к апертуре излучателя, которая

Вфз

П

равна диаметру фокусирующего зеркала /)ф3 = 2 Д—). То есть если луч фокусируется в
точку на поверхности мишени, то вместо точки в фокальной плоскости образуется пятно на
Аг

объекте воздействия с поперечным размером Роб =---, где г - фокусное расстояние зер-

Ц)з

кальной системы.

Самый крайний благоприятный для атакующей стороны случай - когда размер пятна
минимален, то есть расстояние до объекта равно фокусному расстоянию зеркальной систе-
мы. При расфокусировании размер пятна может только возрастать:

где	—— степень расфокусировки;

г

Аг - «глубина резкости».
Если не менять фокусное расстояние (не фокусировать луч на мишень), то нельзя сде-
лать диаметр пятна на поверхности мишени меньше минимального расчетного.

Для обеспечения максимальной эффективности сигнала ЭМИ лазера целесообразно
обеспечить г = РфС, из (10.75) можно определить предельно возможную дальность (радиус)
поражения лазерного оружия данного типа (с данной длиной волны излучения X) независимо
от его мощности

(10.76)

Зависимость требуемого диаметра зеркала от заданной дальности поражения пред-
ставлена на графике рис. 10.46. Параметром семейства кривых на рис. 10.46 служит длина
волны лазерного излучения.

Рис. 10.46. Связь диаметра зеркала и дальности поражения

Но указанная предельная дальность действия - это лишь геометрически наиболее вы-
годное условие для обеспечения эффективности поражения. В реальных условиях работы
для действительного поражения требуется, чтобы плотность энергии на поверхности мишени
была бы не ниже некоторой пороговой. Плотность энергии в районе расположения мишени

Рт

Я2/?2’

(10.77)

где Р - мощность источника излучения;

т- длительность импульса (выстрела);

К - расстояние до объекта {/3 = 8).

В условиях Е = Е'о (энергетический порог поражения)

р -__—__

(10.78)

Необходимо заметить, что полученная оценка поражающего действия лазера справед-
лива для ФП объектов в свободном (космическом) пространстве. Применение лазера как
оружия РЭБ в земной атмосфере требует учета поглощения генерируемых ЭМВ в реальной
среде (туман, дождь, дымы, пыль).
ГЛАВА 11

Станции активного радиопротиводействия

11.1.	Передающие устройства

Передающие устройства определяют один из самых важных показателей - энергети-
ческий потенциал станции активных помех, который определяется как произведение мощно-
сти, подводимой к передающей антенне, на коэффициент усиления в направлении максиму-
ма излучения. Передающие устройства должны обеспечивать работу в широком диапазоне
(октава и больше). Поэтому в передающих устройствах используют широкополосные СВЧ
приборы - ЛБВ или транзисторные усилители. Требованиям широкополосности и большой
выходной мощности удовлетворяют передающие устройства, выполненные по схеме, пред-
ставленной на рис. 11.1. В схеме усиление мощности и формирование диаграммы направ-
ленности осуществляется элементами фазированной антенной решетки (АФАР).

6)

Рис. 11.1. Структурные схемы вариантов передающих устройств станций помех
Передающее устройство (рис. 11.1, а) использует широкополосный усилитель боль-
шой мощности на ЛБВ. Усилители в блоках выходных усилителей мощности (ВУМ) рабо-
тают на однолучевую антенну (А) с коэффициентом усиления Стп. На вход предварительного
усилителя мощности (ПУМ) поступает сигнал помех, сформированной в системе определе-
ния и воспроизведения частоты (СОВЧ). Для обеспечения работы выходных блоков переда-
ющего устройства на общую антенну и повышения выходной мощности возможно суммиро-
вание мощностей в СВЧ трактах. На схеме рис. 11.1, а показано суммирование выходных
сигналов двух усилителей мощности. Наведение главного лепестка антенны по угловым ко-
ординатам обеспечивается электромеханическим приводом (ЭМП). (СУ) - система управле-
ния режимами работы передающего устройства станции. Энергетический потенциал станции
помех равен произведению излучения мощности выходных усилителей на коэффициент уси-
ления передающей антенны станции помех РПСП.

Передающее устройство (рис. 11.1, б) для формирования помехи использует в составе
АФАР т выходных усилителей мощности. На входы усилителей поступают сигналы с диа-
граммообразующего устройства (ДОУ), формирующего требуемые значений фаз (задержек)
помеховых сигналов на входах ВУМ для синтезирования главного лепестка диаграммы
направленности АФАР. Управление формированием фронта волны на выходе и, соответ-
ственно, положением главного лепестка диаграммы направленности АФАР определяется
СВЧ коммутатором. Коммутатор имеет п выходов и управляется блоком управления комму-
татором (БУК). Формирование фронта волны диаграммообразующим устройством иллю-
стрируется рис. 11.2.

Рис. 11.2. Схема формирования фронта СВЧ волны и положения главного лепестка АФАР

На вход СВЧ коммутатора с выхода предварительного усилителя мощности (ПУМ)
поступает сигнал помехи от системы СОВЧ. Блоки источников питания (ПП) обеспечивают
необходимые напряжения и токи для работы ВУМ и ПУМ. В целом режимы работы станции
помех обеспечиваются по командам системы управления (СУ).

Энергетический потенциал станции помех, использующей АФАР, равен:

(ТО)Ф. = ™«.Л-

(11.1)

где т - количество выходных усилителей мощности;

п - число возможных направлений по угловым координатам - азимуту и углу места -
направления максимума главного лепестка диаграммы направленности АФАР, фор-
мируемого ДОУ.
Коэффициент усиления парциальной диаграммы направленности передающего
устройства составит Стп = пО/. Если использовать дополнительную зеркальную антенну с ко-
эффициентом усиления к, коэффициент усиления парциальной диаграммы АФАР составит
= пкС,. В этих условиях при коэффициенте антенн Ка = 2,5-104 ширина парциальных диа-
грамм направленности составит:

А/? = Аб' ~

160 _ 802

7^ А/?Л>Ф'

160	802

7ОТ?М>Ф'

(Н-2)

или А/3 —

Необходимость работы станции помех в широком диапазоне частот определяет усло-
вия реализации конструкции раскрыва излучателей АФАР, исключающей формирования
дифракционных лепестков, т. е. требует обеспечения условий расстояний между центрами
излучателей парциальных антенн:

Лт!п

1 + 81п6,тах

(П-3)

где лпип - минимальная длина волны излучения АФАР;

#тах - максимальный угол отклонения от нормали (угол сканирования) главного ле-
пестка АФАР.

При этом требуемое значение энергетического потенциала от угла сканирования по
азимуту и углу места определяется относительно потенциала без сканирования как

(РС)= — 2»—
У 9 СОЗ вр СОЗ 9,

(Н-4)

При суммировании СВЧ мощности помеховых сигналов в антенно-фидерном тракте
или в пространстве распространения радиоволн потери мощности СВЧ определяются не-
идентичностью фаз и уровнем мощности каналов усиления передающих устройств. В общем
случае при суммировании помеховых сигналов на примере двух каналов суммарный сигнал
будет определятся как:

(ц?) = 1/п соз(ц#) +	+ А^) = 2Е/П со8

СО8—~

2

(11.5)

где со - круговая частота сигнала помех;

А^ — значение фазовой неидентичности каналов передающего устройства.

Из (11.5) коэффициент относительного значения суммы напряжений на выходе двух
каналов передающего устройства от значения фазовой не идентичности при I = 0 будет равно:

^(^) = СО82^.

(Н-6)

При этом коэффициент относительного значения суммарной мощности на выходе
двух каналов передающего устройства значения фазовой неидентичности будет определять-
ся как:

= СО84-^-.

(П-7)

На рис. 11.3 представлены графики, иллюстрирующие влияние неидентичности фазо-
вых характеристик двух каналов передающего устройства на результат суммирования сигна-
лов помех. На графиках приведены зависимости относительных значений суммарного
напряжения и суммарной мощности Р(р двух колебаний при среднеквадратическом раз-
бросе фазовых характеристик усилителей.

Рис. 11.3. Зависимость суммарного СВЧ сигнала от неидентичности каналов передающего
устройства по уровню напряженности поля и мощности сигналов помех

Суммарная среднеквадратичная фазовая неидентичность каналов АФАР зависит от
числа каналов передатчика как:

&(рт

(11.8)

что требует соответствующего снижения значений фазовой неидентичности каждого из т
каналов относительно заданных значений суммарной не идентичности, т. е.

_ (рт

' 1<Р ~ /
у/т

Так, например, при АФАР в составе 36 ВУМ для снижения мощности вследствие не-
идентичности фазовых характеристик до уровня порядка 0,95 фазовая неидентичность долж-
на быть не хуже 30°. При этом среднеквадратическое значение разброса двух любых каналов
должна быть не хуже 5°.

При формировании энергетического потенциала станции помех путем суммирования в
фидерном или волноводном тракте отдельных каналов ВУМ (как правило с использованием
3 дБ Т-мостов) имеет место снижение суммарной мощности на величину РПот~ 0,5(Р1— Р2), т. е.
на половину разности излучаемых мощностей каналов ВУМ. Это требует принятия мер
обеспечения высокой идентичности каналов ВУМ.

Таким образом, энергетический потенциал станций помех определяется задачами
станций в части обеспечения зональной, групповой или индивидуальной защиты наземных
объектов от обнаружения и огневого поражения, в том числе высокоточным оружием. Зна-
чения энергетических потенциалов станций помех определяются конкретными характери-
стиками прикрываемых объектов и подавляемых РЛС.
При этом решение задач подавления определяется условиями обнаружения и опреде-
ления параметров зондирующих сигналов РЛС приемными устройствами станций помех.

11.2.	Приемные устройства

Приемные устройства определяют эффективность станций помех в части обнаруже-
ния, идентификации, сопровождения по угловым координатам и определения параметров
сигналов РЛС, а также формирования сигналов помех.

При этом дальность обнаружения сигналов подавляемых РЛС приемными устрой-
ствами станции помех, определенная в главе 4, составляет

где	Рр пит? - реальная чувствительность приемного устройства станции помех;

Спмп - коэффициент усиления антенны приемного устройства станции помех;

т/п - потери в антенно-фидерном тракте приемного устройства станции помех.

Значения дальности обнаружения целей определяются эквивалентной чувствительно-
стью приемных устройств СП как РЭкв= Рр пмп/СрМп.

Рассмотренные выше два варианта передающих устройств однолучевые с электроме-
ханическим приводом и АФАР определяют структуру схемного построения приемных
устройств станции помех.

На рис. 11.4 представлены варианты типовых структурных схем приемных устройств
станций помех. Рис. 11.4, а - структурная схема приемного устройства, соответствующая
однолучевому передающему устройству, рис. 11.4, б - структурная схема приемного устрой-
ства, соответствующая передающему устройству с АФАР.

Рис. 11.4. Варианты структурных схем приемных устройств станций помех:
а - приемное устройство, соответствующее однолучевому передающему устройству;
б - приемное устройство, соответствующее передатчику с АФАР

В станциях помех с применением однолучевого передающего устройства для
обеспечения возможности сопровождения по зондирующим сигналам РЛС воздушно-
космического базирования в приемных устройствах (рис. 11.4, а) в большинстве случаев
применяются моноимпульсные пеленгаторы ИРИ. Принятые антенной системой станции
помех сигналы РЛС поступают на входы четырех малошумящих логарифмических усилите-
лей. Усиленные сигналы подаются на входы каналов пеленгатора. Моноимпульсный пеленга-
тор, используя четыре ДНА (две в азимутальной плоскости и две в угломестной) формирует
равносигнальное направление. Эти диаграммы пересекаются по уровню 3 дБ. Отклонения
ИРИ от равносигнального направления формируют сигналы управления электромеханиче-
ским приводом, который осуществляет автосопровождение источника излучения.

Значения функций пеленга по азимуту и углу места при условии, что на выходе лога-
рифмических МШУ значения напряжения = /^С/Л^РВх, определяются:

Ф(^) = 1оёС1^1Рвх-1оёЗДРвх =1оё^-;	(11.10)

^3/3К3

Ф(^) = 1о§о2л2/’вх -1о§о4ЛЛх =10ётНг’	(1111)

где	Рвх - уровень мощности сигнала РЛС на входе приемных антеннстанции помех;

64 3, Стзр - значения коэффициентов усиления приемных антенн в направлении приема
сигналов РЛС в азимутальной плоскости;

623, Ст4з - значения коэффициентов усиления приемных антеннв плоскости угла места;

АГ1, АГз, К2, К4 - соответствующие коэффициенты передачи каналов пеленгации.

Рис. 11.5 иллюстрирует процесс формирования сигналов управления для сопровожде-
ния РЛС по угловым координатам при приеме зондирующих сигналов.

Равносигнальное направление, формируемое четырьмя антеннами пеленгатора, сов-
мещается с максимумом ДНА антенны 5 канала, используемой подсистемой определения
параметров зондирующих сигналов РЛС.

Рис. 11.5. Формирование сигналов автосопровождения РЛС моноимпульсным
пеленгатором станции помех

Зона обнаружения и возможность взятия на автосопровождение РЛС определяются
установленным порогом обнаружения по азимуту и углу места как:

Д(/?)=Д-Д иД(^) = ^4-^2.	(11.12)
При отсутствии сигналов в одном из каналов приемных антенн формируется макси-
мальный сигнал управления ЭМП для перевода антенн в линейную область равносигнальной
зоны и автоматической отработки значений	> 0.

Из (11.10) и (11.11) видно, что при неидентичности коэффициентов передачи прием-
ных каналов имеет место смещение равносигнального направления относительного истинно-
го значения:

=	— = 1о§

^3

(11-13)

К	>

где	8Кз = К3-К1.

Суммарная среднеквадратическая ошибка автосопровождения РЛС определяется так-
же ошибками привода наведения антенн по угловым координатам как:

о-(А^) =	,	(11.14)

1, Г,
где сгж =-1о§ 1—.

6	Л з )

Реальные значения среднеквадратических ошибок автосопровождения составляют
0,05—0,07 от ширины главного лепестка диаграммы направленности антенны парциального
луча.

Полученные значения пеленгов - сигналов управления передаются в систему управ-
ления и в дальнейшем на ЭМП для наведения и автосопровождения целей.

В варианте станции помех одноканального передающего устройства пятая антенна
(рис. 11.5, я) обеспечивает формирование канала приемного устройства для системы опреде-
ления и воспроизведения частоты (СОВЧ) принимаемых сигналов РЛС. ДНА антенны этого
канала, как и антенны передающего устройства сопряжена с положением равносигнального
направления.

В станциях помех с применением АФАР (рис. 11.5, б) приемные устройства должны
обеспечивать мгновенное обнаружения угловых координат РЛС в рабочем телесном угле
сектора станции и формирование помех в сопряженном по направлению парциальном луче
передающего устройства.

В большинстве случаев формируется многолучевая антенная система с количеством
парциальных лучей, равному числу парциальных лучей АФАР предающего устройства, при
этом значение коэффициента усиления парциальных лучей зависит от отклонения его от орто-
гонального положения раскрыва облучателя приемной антенны по азимуту и углу места, как

Ц = Сшахсо8/?со8^.	(11.15)

На рис. 11.6 представлена зависимость изменения коэффициентов усиления парци-
альных диаграмм направленности антенн приемного устройства (сплошные линии) и сопря-
жения их с диаграммами направленности антенн АФАР передающего устройства станции
помех (пунктирные линии).

Принятые парциальными антеннами сигналы РЛС поступают в многоканальное при-
емное устройство. Сигналы, усиленные малошумящими логарифмическими усилителями
(МШУ), поступают в блок обнаружения. Обнаруженные сигналы - в блок коммутаторов. Ин-
формация об обнаружении поступает в систему управления (СУ), где формируется команды
подключения канала обнаружения к системам определения угловых координат РЛС и системе
определения и воспроизведения частоты. В данном варианте обеспечивается беспоисковое об-
наружение и определение угловых координат РЛС и параметров сигналов их излучения.
Рис. 11.6. Схема сопряжения диаграмм направленности парциальных антенн приемных
и передающих антенн станции помех с АФАР

Рабочий телесный угол по азимуту и углу места определяются допустимым уровнем
снижения коэффициента усиления парциальных антенн. Коэффициент усиления снижается
на 3 дБ при отклонении по азимуту и углу места на ±60° относительно нормали к раскрыву
антенны. Очевидно, число парциальных антенн приемных устройств должно соответствовать
числу п = п$хп& парциальных диаграмм АФАР передающих устройств. При пересечении диа-
грамм направленности приемных антенн по уровню 3 дБ значения ширины каждой диаграм-
мы будут равны и должны соответствовать значениям парциальных диаграмм передающих
устройств:

ЩЗ = — и Дб' = —,

где и п& число парциальных лучей по азимуту и углу места.

Коэффициент усиления парциальной диаграммы направленности будет составлять

В отдельных случаях решается задача определения поляризации принимаемых сигналов.

Дальность обнаружения сигналов РЛС определяется эквивалентной чувствительно-
стью парциальных каналов приемного устройства.

11.3. Система определения и воспроизведения частоты

Системы определения и воспроизведения частоты (СОВЧ) обеспечивают определение
параметров сигналов РЛС и формирование эффективных сигналов помех.

В настоящий момент создано значительное число типов СОВЧ, решающих задачи
кратковременного и долговременного определения и запоминания параметров сигналов РЛС
с использованием аналоговых и цифровых технологий. К числу информативных для станций
помех относится несущая частота сигнала, ширина спектра, длительность и периоды следо-
вания зондирующих сигналов, типы модуляции, пределы и скорости перестройки несущей
частоты. Важна информация об уровне мощности сигналов РЛС на входе приемных антенн
станций помех. На основании указанных данных обеспечивается формирование эффектив-
ных помеховых сигналов.

11.3.1. Системы кратковременного запоминания частоты используются
для формирования ретрансляционных помех

Упрощенная структурная схема станции формирования ретрансляционных помех
представлена на рис. 11.7 и включает приемную антенну, входной малошумящий усилитель
(МШУ) сигналов РЭС, формирователь сигналов помех (ФП), выходной усилитель мощности,
систему управления и модуляторы формирования сигналов помех выходного усилителя
мощности.

Рис. 11.7. Структурная схема станции ретрансляционных помех

Принятые сигналы усиливаются МШУ и поступают на формирователь сигнала помех
и через детектор в систему управления. Детектор управляет модуляторами формирования
сигналов помех и выходным усилителем мощности передающего устройства станции помех.
Усиленные по мощности сигналы излучаются передающей антенной.

Основным техническим параметром станции ретрансляционных помех является ко-
эффициент усиления ретрансляционного тракта, который равен:

4^оД/„
Спм6пдЛ2Д/ог2 ’

(Н-17)

где о - эффективная поверхность рассеивания цели;

2 - длина волны зондирующего сигнала РЛС;

Д^ Д/о - ширина полосы сигналов помех и РЛС;

С™, Спд - коэффициенты усиления приемных и передающих антенн станции помех;

у - коэффициент поляризационных потерь.

Как видно из (11.17) коэффициент усиления ретрансляционного тракта определяется
характеристиками объекта индивидуальной защиты и диапазоном рабочих длин волн подав-
ляемой РЛС. Так при индивидуальной защите самолета с ЭПР 5 м2 и при секторе защиты
90x60 градусов в диапазоне длин волн 3 см и коэффициенте поляризационных потерь 0,5 при
примерно равных значениях ширины спектров сигналов РЛС и помех коэффициент усиления
ретрансляционного тракта должен быть не менее 41 дБ.

Максимальное значение энергетического потенциала станции при минимальной даль-
ности РЛС-цель определяется как:



(Л^Хах

(11.18)

Максимальный энергетический потенциал при требуемом коэффициенте усиления ре-
трансляционного тракта можно реализовать только при необходимой развязке между прием-
ным и передающим устройствами станции помех. Уровень развязки определяется как отно-
шение мощности передающего устройства Рпрд к реальной чувствительности приемного
устройства Рпрм:

прм

(11.19)

Очевидно, возможность работы станции в режиме так называемого незабиваемого
приема возможно при выполнении условий превышения коэффициента развязки по сравне-
нию с коэффициентом усиления ретрансляционного тракта V > Кр.

Реальные значения развязки могут составлять 90—130 дБ, что представляет значи-
тельные трудности при размещении станций помех на носителях.
Для снижения требований к высокой развязке при необходимости иметь высокий ко-
эффициент усиления ретрансляционного тракта применяются методы коммутации приемных
устройств при излучении сигналов помех. Уменьшить коэффициент усиления ретрансляци-
онного тракта, как видно из (11.19), можно за счет применения приемных и передающих ан-
тенн с высокими коэффициентами усиления, т. е. за счет пространственной селекции подав-
ляемых РЭС. Реализация пространственной развязки обеспечивается многолучевыми антен-
нами системами с механической или электронной коммутацией парциальных узконаправ-
ленных диаграмм направленности с высоким коэффициентом усиления. Эффективны для
пространственной развязки также антенные решетки Ван-Атта, показанные на рис. 11.8.

Рис. 11.8. Структурная схема станции помех ретрансляции с решеткой Ван-Атта

В состав станции помех ретрансляции с решеткой Ван-Атта (рис. 11.8, а) входит
идентичных каналов приемных и передающих антенн и усилителей ретрансляционных трак-
тов сигналов РЭС. Сигналы РЭС, фронт которых приходит под некоторым углом 0 относи-
тельно плоскости раскрыва решетки, усиливаются в идентичных по амплитудно-фазовых ха-
рактеристиках и излучаются аналогичной передающей решеткой. При идентичных каналах
ретрансляции передающей решетки фронт излучения электромагнитной волны сигналов по-
мех относительно плоскости раскрыва передающих антенн будут соответствовать ориента-
ции фронта излучения приятых сигналов РЭС.

При этом как показано на рис. 11.8, б значение суммарной диаграммы направленности
решетки соответствует значениям парциальных диаграмм, ширина которых определяется
поуровню половинной мощности как Д^пм.

В передающем устройстве с решеткой В ан-Атта за счет фазирования сигналов парци-
альных каналов формируется АФАР. При этом уменьшается ширина суммарной диаграммы
направленности пропорционально числу парциальных каналов по азимуту и углу места, а
также увеличивается энергетический потенциал Рп. При этом направление фронта электро-
магнитной волны излученных помех соответствует направлению фронта принимаемого сиг-
нала излучения РЭС.

К недостаткам решетки Ван-Атта относятся низкая эквивалентная чувствительность,
трудность обеспечения идентичности парциальных каналов трактов ретрансляции, а также
значительные массогабаритные характеристики. Последнее особенно важно для авиацион-
ных носителей станций помех. Перечисленные недостатки ограничивают применение реше-
ток Ван-Атта в системах РЭБ.

Для увеличения длительности излучения сигналов ретрансляционных помех были
разработаны методы и технологии рециркуляции сигналов РЭС.

Реализация метода рециркуляции обеспечивается усилительными схемами с положи-
тельной обратной связью. Типовая, хотя и упрощенная структурная схема рециркуляции в
станции помех представлена на рис. 11.9.

Рис. 11.9. Структурная схема СОВЧ рециркулятора и временные диаграммы
формирования сигнала помех

Основным элементом СОВЧ рециркуляторного типа является широкополосный уси-
литель с коэффициентом усиления Ку охваченный положительной обратной связью через
направленный ответвитель (НО) с коэффициентом передачи А'но- Сигнал РЛС мощностью Рс
с выхода парциальной антенны приемного устройства поступает на вход МШУ с установ-
ленным порогом обнаружения. При превышении порога про детектированный сигнал посту-
пает в систему управления (СУ) и через сумматор на вход усилителя. С выхода усилителя
принятый усиленный сигнал поступает на в формирователь сигнала помех (ФП) и через
направленный ответвитель на линию задержки ЛЗ с коэффициентом передачи Кп. Время за-
держки т3 может изменяться.

Необходимыми условиями работы СОВЧ рециркуляторного типа являются равенство
или превышение коэффициента усиления усилителя над значением потерь в канале обратной
связи:

Ку>КноКи.	(11.20)

При этом рециркулятор является генератором и в нем должен быть обеспечен баланс
амплитуд и фаз:

КЛ(Ц, й))Кж(а>) = 1,	(11-21)

где АГЛ(С, со) - коэффициент передачи цепи, включающей усилитель, направленный ответ-
витель и линию задержки как функция амплитуды входного сигнала и частоты;

ЛГос(со) - коэффициент усиления цепи обратной связи.

В условиях постоянного времени задержки ЛЗ могут иметь место два режима работы
СОВЧ рециркуляторного типа:

-	длительность сигнала тс меньше времени задержки (тс < т3), рис. 11.9, а;

-	длительность сигнала тс больше времени задержки (гс> т3), рис. 11.9, в.

В первом случае (тс < т3) на выходе устройства запоминания частоты в ответ на каж-
дый входной импульс сигнала РЭС 5с(0 образуется последовательность импульсов, пред-
ставляющая собой пачку копий входного сигнала 5с(0

мв(0 = Х5с(?-^з), * = 0,1, 2, ...ЛГ,	(11-22)

&=0

где к - номер копии в последовательности;

- число копий в пачке.

Число задается устройством управления станции помех с учетом того, чтобы к при-
ходу очередного импульса сигнала РЛС СОВЧ была готова к его запоминанию и воспроиз-
ведению. Для этого через интервал времени несколько меньший чем период повторения им-
пульсов подавляемого РЛС производится принудительное прерывание текущей последова-
тельности копий.

Во втором случае (гс > т3) усилитель переходит в режим автогенерации и запомина-
ние сигнала (его частоты) возможно на длительное время, если выполняются условия балан-
са амплитуд и фаз (рис. 11.25, г). На выходе СОВЧ в этом случае образуется непрерывный
высокочастотный сигнал

МВ(>) = (7-С08(<УВ/ + <Р0),	(11.23)

к к

где а>ъ=2л/ъ=27г /с±— , к = 0,1, 2,..^.

I 2М

Условие баланса фаз будет выполнено, если время задержки т3 кратно периоду высо-
. 1

кочастотных колебании Т = —:

в ,

У в
т = кТ или Т = —=	(11.24)

3 в в /в [ 3 2 3 п ]

Отсюда следует многочастотность рассматриваемой системы. Теоретически автоко-
лебания в устройстве могут возникать на собственных частотах генерации

Л=-.	(11-25)

^3

Практически из-за неравномерности амплитудно-частотной характеристики усилите-
ля, в установившемся режиме автоколебания возникают и поддерживаются преимуществен-
но на одной или нескольких частотах, соответствующих наибольшим значениям коэффици-
ента усиления. В качестве усилителей может использоваться ЛБВ, амплитудно-частотная ха-
рактеристика /<(/) которой обычно неравномерна (рис. 11.9, д). Сразу после прихода запоми-
наемого импульса возбуждение ЛЗ происходит непосредственно на несущей частоте этого
импульса. Затем наблюдается постепенный уход частоты («сваливание») на ближайшую к/с
собственную частоту генерации устройства с запаздывающей обратной связью.

Таким образом, в случаях, когда на входе усилителя Ку текущий запаздывающий сиг-
нал накладывается во времени на принятый или на предшествующий ему запомненный сиг-
нал, частота выходного сигнала усилителя в процессе рециркуляции будет стремиться к од-
ной из соседних с собственных частот и, после нескольких циклов, станет равной этой ча-
стоте. На какой конкретно частоте произойдет запоминание зависит от ее близости к/с и от
неравномерности АЧХ устройства запоминания и воспроизведения сигнала (УЗВС) в целом.

На рис. 11.9, д кружочками со стрелкой обозначены те участки частотного диапазона,
где возможно запоминание частоты в течение длительного времени. Чтобы обеспечить дли-
тельное запоминание сигнала на частоте/ф, близкой к частоте входного сигнала, необходимо
иметь ЛБВ с равномерной амплитудно-частотной характеристикой.

Из выражений (11.24), (11.25) и результатов экспериментов следует, что точность за-
поминания частоты равна

3/ «2-.	(11.26)

2г3

Следовательно, для достижения высокой точности воспроизведения необходимо
иметь высокочастотные линии задержки, обеспечивающие значительную величину т3. Так,
если необходимо получить 5/= 1000 Гц, то задержка должна быть т3 = 10 Зс.

Из рассмотренных устройств собственно запоминание и воспроизведение сигналов
обеспечивает только рециркулятор, и только для коротких импульсов ги < т3. Для создания
помех, имитирующих импульсные сигналы большой длительности (десятки - сотни микро-
секунд) нужно создавать именно копии самих сигналов, а не сигналы с более или менее точ-
но запомненной средней частотой.

Коаксиальные линии задержки

Скорость распространения волн в коаксиальных кабелях V ~ 170—220 м/мкс. Поэтому
для задержки на время т3 нужен кабель длиной I = Рт3. Понятно, что кабельные линии задерж-
ки на время, превышающее доли микросекунд применять нецелесообразно из-за их громоздко-
сти и значительной массы. В особенности это относится к бортовым устройствам летательных
аппаратов. К тому же в кабелях имеет место значительное затухание волн, возрастающее с по-
вышением частоты передаваемых по ним сигналов. Если 5/ - затухание в кабеле, измеряемое
в децибелах на метр его длины, то общее затухание Л/ = /5/. Известно, что на частоте/= 1 МГц
5/= 0,01 дБ/м, а на/= 100 МГц оно увеличивается до 5/ = 0,1 дБ/м. Большие потери ограничи-
вают диапазон частот тех волн, которые могут быть переданы по кабелю.
Расширение полосы частот передаваемых сигналов обеспечивается применением
в линиях задержки полосковых линий и миниатюрных коаксиальных кабелей с центральным
проводом из сверхпроводящего материала.

Уменьшение длины кабеля при заданной задержке решается за счет использования
специальных конструкций со спиральной намоткой внутреннего провода на полиэтиленовый
цилиндр. Такая конструкция обеспечивает снижение скорости распространения волн
до 7= 0,5... 10 м/мкс, т. е. в 20...400 раз по сравнению с обычным кабелем. Однако такие
спиральные кабели не годятся для воспроизведения высокочастотных сигналов. На частотах
/> 2... 10 МГц наблюдается существенное изменение скорости распространения волн, а зна-
чит заметное искажение формы коротких (или широкополосных) импульсов.

Для получения значительных задержек радиосигналов (десятки, сотни микросекунд)
могут быть использованы линии задержки на поверхностных акустических волнах (ПАВ)
или волоконно-оптические линии.

Линии задержки на акустических волнах

Линии задержки на акустических волнах способны обеспечить задержку от единиц
микросекунд до нескольких миллисекунд. В них используются распространение упругих
волн в твердом теле (например, в кристалле кварца, в керамике, в магниевых сплавах). Ско-
рость распространения акустических волн в твердой среде в 104...105 раз меньше скорости
света (в среднем Г~ ЗЛО'3 м/мкс, а весь диапазон скоростей от 10'3 м/мкс до 10'2 м/мкс). За-
тухание акустических волн обычно невелико. Приемлемую величину затухания можно обес-
печить надлежащим выбором материала пластины (подложки). Такие линии используют
объемные или поверхностные акустические волны.

Оптические линии задержки

Развитие технологий линий связи передачи сигналов в оптическом диапазоне длин
волн определили возможности создания оптических линий задержки обеспечивающих зна-
чительное сокращение массогабаритных характеристик рециркуляторов.

На рис. 11.10 представлена структурная схема СОВЧ рециркуляторного типа с ис-
пользованием оптической ЛЗ.

Рис. 11.10. Структурная схема СОВЧ рециркулятора на базе оптической линий задержки

Принятый и усиленный малошумящим усилителем сигнал РЛС, ограниченный по
спектру рабочей полосы в антенне, при превышении установленного уровня обнаружения
поступает на входы блока определителя длительности и периода следования принимаемых
импульсов (БОДП), а также наоптический модулятор (ОМ), где обеспечивается модуляция
оптического сигнала, генерируемого генератором оптического диапазона (ГОД), несущей
частотой сигналов РЛС. Модулированный оптический сигнал поступает через сумматор на
вход оптического усилителя (УОД) и после усиления на оптический демодулятор (ОДМ) и
линию задержки оптического диапазона (ЛЗ ОД). В оптическом демодуляторе восстанавли-
вается СВЧ сигнал РЛС как сигнал помехи. Управление режимами работы СОВЧ рециркуля-
тора обеспечивается системой управления (СУ).
Рассмотренная схема рециркулятора на базе волоконно-оптических линий задержек
позволяют формировать сигналы с достаточно большим (сотни, тысячи) циркуляций с высо-
кой точностью запоминания сигналов РЛС и решают задачи формирования однократных им-
пульсных помех.

Для обеспечения длительного запоминания несущей частоты сигналов РЛС и форми-
рования квазинепрерывных помех используются (как уже отмечалось выше) частотно-
многоканальные, матричные и цифровые СОВЧ.

11.3.2.	Многоканальные по частоте СОВЧ

Многоканальные по частоте СОВЧ используют гребенку из Р фильтров, перекрыва-
ющих рабочий диапазон станции помех ЛК = Р2 - Еь Каждый из фильтров имеет полосу
пропускания Д/ф (рис. 11.11).Частотные характеристики фильтров сопрягаются по уровню -
3 дБ При этом эквивалентная полоса приема сигналов РЛС, определяющая реальную чув-
ствительность приемного устройства, оказывается равной Д/р = ^ДЕДД.

Рис. 11.11. Схема размещения фильтров частотно-многоканального СОВЧ

На рис. 11.12 представлена структурная схема частотно-многоканальной СОВЧ в ре-
жиме приема и обнаружения сигналов РЛС.

Принятые антенной приемного устройства сигналы РЛС проходят через фильтр рабо-
чей полосы ДЕ станции помех поступают на вход МШУ-ограничителя. Ограничение необхо-
димо для сжатия динамического усилителя, после второго каскада усиления (УС2), в кото-
ром имеется модуль определения длительности и периода следования зондирующих импуль-
сов РЛС, принятый сигнал поступает на вход коммутатора прием-передача (К1). В режиме
приема через коммутатор К1 сигнал РЛС поступает через разветвитель на коммутатор К2,
который обеспечивает подключение к входным усилителям всех фильтров многоканальной
СОВЧ.

Фильтры имеют полосу пропускания Д/ф. На выход каждого фильтра подключен об-
наружитель (детектор). Обнаружители фиксируют попадание несущей частоты принятого
сигнала РЛС в полосу пропускания соответствующего фильтра. Номер фильтра и, следова-
тельно, значение несущей частоты принятого и обнаруженного сигнала РЛС определяются в
системе анализа и управления станции. Такая схема СОВЧ позволяет одновременно опреде-
лять и запоминать практически любое количество принятых сигналов на разных несущих
частотах.

В режиме воспроизведения и формирования сигналов помех по командам системы
управления станции через коммутатор К1 к разветвителю подключается генератор ГШ, фор-
мирующий шумовое колебание с шириной спектра, равной ширине рабочей полосы станции
помех. При этом система управления коммутатором К2 подключает на передающее устрой-
ство те частотные каналы (фильтры), в которых обнаружены сигналы РЛС. Таким образом
обеспечивается сопряжение несущих частот принятых сигналов РЛС и сигналов помех. Од-
нозначность определения несущей частоты сигналов РЛС определяется методами энергети-
ческого сравнения уровней сигналов в соседних каналах фильтров. При равенствах сигналов
возможно включение при формировании сигналов помех одновременно двух каналов. До-
стоинством частотно-многоканальной СОВЧ является также возможность одновременного
формирования помех на нескольких частотах с любой шириной спектра. Ширина спектра
формируемых помех перестраивается с шагом, равным ширине полосы пропускания филь-
тра. Недостаток такой СОВЧ - необходимость использования значительного числа фильтров.

АГ

Всего число фильтров равно М =----1-1. Уменьшение числа фильтров в гребенке ограничи-

Д/ф

вает точность определения несущей частоты и ухудшает сопряжение спектров сигналов РЛС
со спектрами сигналов помех. Действительно, уменьшение числа фильтров требует, для пе-
рекрытия рабочей полосы АГ, расширения их полос пропускания А/ф, но при этом ширина
спектра сформированных помех может превысить ширину спектра сигнала подавляемой
РЛС. Это приводит к снижению эффективности подавления.

устройство

Рис. 11.12. Структурная схема частотно-многоканальной СОВЧ станции помех

Многоканальные по частоте СОВЧ нашли применение при формировании помех РЭС,
имеющих относительно небольшой рабочий диапазон частот.

11.3.3.	Матричные СОВЧ

Матричные СОВЧ обеспечивают беспоисковое обнаружение и запоминания сигналов
с использованием последовательного преобразования и восстановления несущей частоты
РЛС.

На рис. 11.13 представлена структурная схема трехступенчатой матричной СОВЧ,
в состав которой входит два блока - блок обнаружения и определения несущей частоты, дли-
тельности и периода следования сигналов РЛС и блок восстановления несущей частоты и
формирования сигналов помех.
Рис. 11.13. Структурная схема матричного СОВЧ
Схема обеспечивает определение несущей частоты РЛС с точностью до ширины пропус-
кания фильтров последней ступени матричного приемника <ЗЕП1. Частота сигнала определяется
по номеру того фильтра, в полосе которого обнаруживается несущая принятого сигнала.
Значение несущей частоты сигнала РЛС будет равно

Рс = к/х + и/2 + '«/з,	(11 -27)

где к» щ т,- номера фильтров в ступенях матричного приемника;

/ь/2,/з- средние значения частоты настройки фильтров в ступенях приемника.

Для формирования сигналов помех определенные номера фильтров, смесителей и ге-
теродинов поступают в блок управления. По командам из этого блока формируется сигнал
помехи с шириной спектра, равной полосе пропускания фильтра третьей ступени блока об-
наружения.

Сигнал помехи третьей ступени фильтра (Ф Зт) поступает на смеситель (СМ Зи). Но-
мера смесителей блока восстановления несущей аналогичны номерам смесителей блока
определения несущей частоты. На смеситель второй ступени (СМ 2п) поступает тот же сиг-
нал гетеродина, что и на соответствующий смеситель блока определения несущей частоты.
Это приводит к переносу спектра сигнала помехи на частоту усилителя промежуточной ча-
стоты (УПЧ 3). Сигнал с выхода УПЧ 3 поступает на смесители (СМ 4к), аналогичные сме-
сителям первой ступени (СМ куда поступает колебание частоты гетеродина соответ-
ствующего номера. Таким образом восстанавливается несущая частота сигнала РЛС. Коле-
бание этой частоты модулируется сигналом помех генератора шума (ГШ). Тип сигнала по-
мех, сформированного генератором, определяется параметрами сигнала РЛС и задачами
станций помех.

К техническим проблемам матричных СОВЧ относятся:

-	выбор сетки частот гетеродинов, исключающей зеркальные каналы при работе
СОВЧ, особенно в широком диапазоне частот;

-	обеспечение высокой относительной стабильности сигналов гетеродинов, которая
должна быть не хуже 107, нестабильность гетеродинов приводит к формированию
сигналов помех, не совпадающих с несущей частотой сигналов РЛС;

-	однозначное определение номера фильтра при сигналах РЛС, несущие частоты
которых попадают на стыки сопряженных фильтров;

-	«размножение» значений частоты при одновременном приеме двух и более сиг-
налов ИРИ, когда число ложных частот оказывается равным Ул =	-Л^, где

/V-, - число ложных частот определяемых на выходе матричного приемника; Уо -
число частот истинных целей на входе матричного приемника; с/ - число ступеней
в матричном приемнике.

Указанные недостатки матричных СОВЧ предъявляют требования к техническим ре-
шениям при разработке методов и алгоритмов определения энергетического «веса» частей
сигналов в двух смежных фильтрах и определение частоты сигнала в фильтре, «вес» сигнала
в котором больше.

11.3.4. Цифровые системы определения и воспроизведения частоты

Развитие цифровых технологий преобразования и обработки сигналов позволили в
значительной степени снизить недостатки аналоговых устройств СОВЧ.

На практике применяются следующие основные методы реализации цифровых СОВЧ:

Первый метод основан на запоминании последовательности дискретизированных по
времени и квантованных по уровню отсчетов мгновенных значений радиосигнала 5(0-

Второй метод - амплитудно-фазовый - предполагает цифровое представление ампли-
туды (огибающей) 5С(/) и фазы (рс(/) радиосигнала.
Третий метод - спектральный - предполагает представление входного сигнала я(7)
в виде его спектрального образа 5(щ) и дальнейшую его цифровую обработку. При этом ши-
роко используются алгоритмы быстрого прямого и обратного преобразования Фурье (БПФ,
ОБПФ). В отличие от двух предыдущих способов, в память ОЗУ записываются цифровые
образы спектральной плотности 5о(щ) сигнала, а восстановление аналоговой копии входного
сигнала осуществляется устройством обратного БПФ.

В САП применяются одноканальные и двухканальные однобитовые СОВЧ. Однока-
нальные однобитовые СОВЧ достаточно просты в разработке и дешевы в производстве. Од-
нако известные технические решения таких устройств имеют ряд недостатков, главным из
которых является заметное искажение аналоговой копии восстановленного сигнала. Это свя-
зано с влиянием различных шумов и паразитных излучений на эффективность функциониро-
вания СОВЧ. Более устойчивы к воздействию помех двухканальные СОВЧ квадратурного
типа, в которых реализуется квазиоптимальная цифровая обработка сигналов.

Обобщенная структурная схема цифровой СОВЧ представлена на рис. 11.14.

Радиосигнал 5(0, принятый приемником ПРМ, поступает на смеситель См1, куда так-
же подается сигнал г/г(0 внутреннего гетеродина Г, частота которого щ близка к средней ча-
стоте щ принятого сигнала 5(0- Частота сигнала понижается до значения бУпр.с = а>с - а>г,
обеспечивающего работу цифрового устройства. Если быстродействие цифровых блоков
цифровой СОВЧ реализует обработку сигналов на частоте а>с, то понижение частоты необя-
зательно.

АЦП производит цифровое кодирование аналогового сигнала 5спр(0 или его спек-
тральной плотности 5(0. После очищения цифровой копии сигнала от паразитных гармоник
в цифровом фильтре ЦФ, цифровой образ сигнала 5цЦ) или его спектральной плотности 5ц(0
запоминается в ОЗУ. Цифровые слова 5цЦ), или 5ц(0, списываемые из ячеек ОЗУ, преобразу-
ются в цифровом аналоговом преобразователе ЦАП в аналоговый сигнал 5прЦ). Средняя ча-
стота восстановленного сигнала 5прв(0 равна сопр, поэтому для восстановления точной копии
входного радиосигнала 5(0 с помощью смесителя См2 и местного гетеродина Г спектр низ-
кочастотного сигнала 5прв(0 смещается на частоту щ1рс =	Аналоговый фильтр Ф

устраняет паразитные гармоники, порожденные смесителем См2. В результате на его выходе
формируется копия 5в(0 исходного сигнала $(1).

Работой АЦП, ОЗУ и ЦАП управляет контроллер УУ.

Основной задачей цифровых систем определения и воспроизведения частоты всех ти-
пов, в том числе цифровых СОВЧ станций помех, является определение несущей частоты
сигналов РЛС. Поэтому для таких систем нет необходимости определения уровня сигнала и
допустимо ограничение амплитуд принимаемых сигналов РЛС.

На рис. 11.15 приведена структурная схема одноканальной однобитовой цифровой
СОВЧ, в которой принятые приемным устройством ПРМ радиосигналы 5(0 достаточно
сильно ограничиваются в усилителе-ограничителе У О, который преобразует квазигармони-
ческий (узкополосный) радиосигнал в биполярное напряжение прямоугольной формы.

Ограниченный сигнал принимает лишь два значения +^7ПОр, - Цюр- Он поступают на
смеситель См1 преобразователя частоты, который с помощью гетеродина Г понижает частоту
спектра до полосы рабочего диапазона СОВЧ со значением ^р. Сигналы с выхода смесителя
См1 каждый со своей промежуточной частотой/пРС поступают на вход фильтра нижних частот
Ф1, имеющего полосу пропускания О...24Р. Это делается для того, чтобы исключить гармони-
ки высшего порядка и другие паразитные сигналы, возникающие при ограничении сигнала и
взаимодействии в См1 гармоник ограниченного сигнала и сигнала гетеродина СЦ7)-

Рис. 11.15. Структурная схема однобитовой цифровой СОВЧ

После преобразования к промежуточной частоте ограниченный входной сигнал ^пр(0,
близкий по форме к прямоугольному (рис. 11.16, а), управляет срабатыванием триггера за-
держки. Триггер срабатывает по фронтам и срезам меандровых импульсов, чем обеспечивает
перевод их амплитуд в рабочий диапазон компаратора К. Компаратор обеспечивает сравне-
ние измеряемой величины с эталоном и формирует напряжение некоторого стандартного
уровня если эталонный порог выходным импульсом триггера достигнут, и нулевого
уровня, если этого не произошло. Таким образом компаратор действует подобно однораз-
рядному (однобитовому) АЦП.

Рис. 11.16. Идеально ограниченный сигнал
Вырабатываемое компаратором напряжение стробируется тактовыми импульсами,
поступающими из устройства управления (УУ). Эти импульсы производят дискретизацию
по времени. В результате такого стробирования образуются продукты интермодуляции меж-
ду каждой из гармоник меандрообразной последовательности и спектральными составляю-
щими последовательности тактовых импульсов.

Последовательность отсчетов (выборок), сформированная под воздействием тактовых
импульсов, с выхода компаратора поступает на ОЗУ, представляющее собой сдвигающий
регистр. Под воздействием управляющих импульсов записи УИ, поступающих с периодом
Туи, из устройства управления УУ, в память ОЗУ записывается последовательность выбороч-
ных значений сигнала 0 и 1. Длительность каждого импульса выборки равна тд, а длитель-
ность промежутков между импульсами (Тд - тд). Частота следования этих импульсов равна
частоте следования тактовых импульсов и удвоенной промежуточной частоте устройства
Кд=2/пр. Тем самым удовлетворяются условия дискретизации, определяемые теоремой от-
счетов.

Воспроизведение аналогового сигнала г/пр(0 производится путем считывания инфор-
мации из ОЗУ с частотой Ед. Сигналы из ОЗУ поступают в усилитель-сумматор У-С. В филь-
тре Ф2 с полосой пропускания О...КД отфильтровываются паразитные гармоники. С помощью
второго смесителя См2 и того же гетеродина Г восстанавливается сигнал 5в(0 на частоте,
примерно равной сос. Необходимая структура помехового сигнала г/п(0 формируется в око-
нечном усилителе ОУ путем соответствующей модуляции восстановленного сигнала 5в(0-
Модулирующая функция формируется на выходе модулятора М. Восстановленный сиг-
нал 5в(0 может модулироваться как по амплитуде, так и по фазе.

Кроме недостатка однобитовых СОВЧ, связанного с искажением спектра восстанов-
ленного сигнала 5в(0, крупным недостатком этого СОВЧ является значительная его чувстви-
тельность к воздействию внутренних и внешних шумов. Эти шумы искажают сигнал на вы-
ходе компаратора К, что приводит к случайному блужданию (джиттеру) передних и задних
фронтов входного сигнала прямоугольной формы, и даже к его дроблению (рис. 11.32, б).
Такие блуждания являются причиной заметного искажения восстановленного сигнала.

Значительные усовершенствования как в отношении точности воспроизведения ча-
стот, так и по уровню паразитных помех, были достигнуты в результате перехода к цифро-
вым СОВЧ на базе «двойной бинарной техники».

На рис. 11.17 изображен вариант структурной схема цифровой СОВЧ, обеспечиваю-
щей запоминание и воспроизведение сигнала, представленного квадратурными составляю-
щими и 5§(^). Рассматриваемая схема работает в полосе частот ±125 МГц. На вход СОВЧ
подается высокочастотный сигнал со средней частотой /с ~ 1 ГГц. Предполагается, что спек-
тральные составляющие входного сигнала лежат в полосе частот 1±0,125 ГГц.

Рис. 11.17. Двухканальное квадратурное устройство запоминания
и воспроизведения сигнала
Входной сигнал 5Свх(0 путем преобразования частоты с помощью местного гетеродина
Г разделяется на пару квадратурных составляющих яс§(7), и ^§§(0, которые образуются на вы-
ходе смесителей См1 и См2. Спектральные составляющие этих сигналов попадают в полосу
частот от 0 до 125 МГц. В фильтрах, подключенных к выходу См1 и См2, устраняются пара-
зитные гармоники, возникающие на выходе смесителей в процессе гетеродирования.

С выходов фильтров низкочастотный сигнал преобразуется в АЦП. Дискретизация
непрерывного сигнала 5с(0 проводится под воздействием импульсов дискретизации ИД, вы-
рабатываемых управляющим устройством УУ. Цифровой код сигнала 8К(1) сохраняется в ре-
гистрах памяти ОЗУ.

Для воспроизведения сигнала, запомненные в ОЗУ данные преобразуются ЦАП. На
выходе ЦАП образуются аналоговые копии квадратурных составляющих входного радио-
сигнала 5С5х(0, и суммируются и переносятся на частоту/;.

Вариант структурной схемы двухканальной цифровой СОВЧ запоминания и воспро-
изведения сигналов амплитудно-фазового типа, в котором радиосигнал может быть пред-
ставлен не только своими квадратурными компонентами и ^(7), но также амплитудой и
фазой показан на рис. 11.18.

Рис. 11.18. Цифровая СОВЧ амплитудно-фазового типа

Принятый сигнал 8 (Г) = 5(г)соз[б»сГ-^с (7)] обрабатывается в приемнике 77рм и по-
ступает на смеситель См1, где с помощью местного гетеродина Г понижается его несущая
частота до значения/пР « 100 МГц. Далее сигнал обрабатывается в цифровых устройствах:
устройстве запоминания амплитуды УЗА 5св(0 и устройстве запоминания фазы УЗФ ^св(0-
Эти данные используются для формирования иС8(^) в устройстве формирования помехи УФП,
сигналы которой переносятся на несущую частоту РЛС смесителем См2.

В рассмотренных цифровых СОВЧ полоса рабочих частот не превышает половины
частоты квантования аналого-цифровых преобразователей и составляет несколько ГГц.
Большинство станций помех подавления авиационно-космических РЛС, имеющих рабочий
диапазон частот десятки ГГц, трансформируют частоту входного сигнала в полосу усилителя
промежуточной частоты. Промежуточная частота равна половине частоты дискретизации
сигнала в АЦП.

11.4. Устройства определения временных параметров сигналов РАС

Типовые устройства определения временных параметров импульсных сигналов РЛС -
длительности и периода следования - используют методы подсчета числа стандартных им-
пульсов эталонной частоты - таймера времени.
Работа таких измерителей длительности импульсов иллюстрируется блок-схемой
(рис. 11.19), где принятые импульсы формируются путем ограничения по уровню порога об-
наружения в П-образные видеоимпульсы, длительность которых определяется числом
условно заполненных импульсами эталонного генератора счетчика в период начало-конец
импульсов, как:

Гс=^ = ЛГиЛг,	(11.28)

Э иг

где ТУим - число посчитанных импульсов генератора таймера за время длительности им-
пульса РЛС;

- частота генератора таймера или Тиг - период следования импульсов генератора
таймера.

Рис. 11.19. Блок-схема цифрового измерителя длительности импульсов сигналов

Измерение длительности обеспечивает стробирующий ключ &, управляемый приня-
тыми импульсами РЛС.

При измерениях периода следования импульсов формирователь содержит усилитель-
ограничитель (рис. 11.20). Строб-импульс формируется триггером, запускаемым первым им-
пульсом в начале периода измерений и сбрасываемым вторым импульсом. Определение пе-
риода следования вычисляется, как и при измерении длительности импульса сигнала.

Рис. 11.20. Блок-схема цифрового измерителя периода повторения импульсов
Относительная точность определения длительности импульсов и периода следования
сигналов РЛС определяется частотой или Тим периодом следования импульсов генератора
таймера для длительности импульса

8т=^№=2™.	(1129)

^им /иг

и для периода следования

Т	<

	 ИГП	_	с/ ИМИ_____________________________/ ] ] 20)
ИМ_____________________________________________гр	г *	\ '	7

1 ИМИ 7ИГП

Из (11.29) и (11.30) видно, что для получения точности не хуже 5 % необходимо, что-
бы периоды следования импульсов генераторов таймера были не менее чем в 20 раз меньше
длительности и периодов следования зондирующих импульсов РЛС.

11.5.	Системы управления станций помех

Системы управления станций помех обеспечивают анализ обнаруженных сигналов
РЛС, определение их характеристик и угловых координат источника излучения, идентифи-
кацию, включая сравнение обнаруженных целей с сигнатурами целей из банка данных, а
также оценку работоспособности аппаратуры станции автоматической системой контроля
(АСК).

По результатам анализа принятых сигналов РЛС в соответствии с алгоритмами режи-
мов работы станций помех принимается решение оператором, на основании выведенной ин-
формации на дисплей рабочего места, или автоматически о формировании сигналов помех
и подавлении обнаруженной РЛС.

На рис. 11.21 представлена обобщенная блочная схема станции помех, в состав кото-
рой входят:

-	рабочее место оператора с пультом управления и дисплеем визуализации инфор-
мации обнаруженных РЛС и режимов работы станции помех;

-	аппаратура передачи данных (АПД) и приема команд управления по каналам свя-
зи с вышестоящим командным пунктом;

-	цифровая вычислительная машина (ЦВМ), обеспечивающая обработку информа-
ции от устройств станции;

-	подсистема определения угловых координат и формирования команд наведения и
автосопровождения по сигналам излучения РЛС с использованием информации
о положении антенн и датчиков опорной поворотного устройства (ОПУ);

-	устройство определения несущей частоты и ширины спектра зондирующих сиг-
налов РЛС, а также скорости и пределов перестройки несущей частоты сигналов
сопровождаемых РЛС, включая перестройку от импульса к импульсу;

-	устройство определения длительности и периода повторения зондирующих сиг-
налов РЛС;

-	банк данных известных типов РЛС, пополняемый в процессе работы станции;

-	блок анализа и контроля работоспособности устройств станции помех, получен-
ных от датчиков распределенной АСК, а также формирующий нормированные
тест-сигналы проверки соответствия технических устройств аппаратуры;

-	главный процессор ЦВМ, который на основании данных, принятых от перечис-
ленных подсистем и устройств, формирует команды для обеспечения режимов
работы станции помех, которые подаются на рабочее место оператора, и при при-
нятии решения оператором - на подавление обнаруженных РЛС автоматически и
в соответствии с алгоритмами режимов работы станции помех обеспечивают
формирование сигналов помех и подавление выбранной цели.
Импульс	СОВЧ	Пеленгатор

На 6по<и

/16
ам^

На аппаратуру
=-СК

Рис. 11.21. Обобщенная блочная схема системы управления станций помех
Оператор с рабочего места имеет возможность устанавливать и управлять режимами
работы станции. Работа станций помех осуществляется с использованием программного
обеспечения (МПО) и определяется алгоритмами режимов работы, адаптированными к ди-
намике изменения поля сигналов РЛС. При этом имеет место два основных режима работы
станций помех - режим разведки и режим подавления информационных каналов РЛС.

Режим разведки включает следующие подрежимы.

1.	Поиск сигналов излучения РЛС по командам оператора или вышестоящего КП в
заданных угловых секторах по азимуту и углу места. В условиях обнаружения РЛС космиче-
ского базирования системой наведения станций помех отрабатывается угловые координаты
местоположения носителя РЛС на траектории полета.

2.	При обнаружении излучения РЛС система пеленгации принимает РЛС на автосо-
провождение. В случае прекращения излучения РЛС экстраполируются угловые координаты
РЛС. Через заданное время станция переходит в поиск сигнала.

3.	Определение параметров принятых сигналов РЛС, включая несущую частоту излу-
чения, длительность и периоды следования излучаемых сигналов, уровень мощности приня-
тых сигналов на входе антенн станций помех, частоту сканирования антеннами обнаружен-
ной РЛС по угловым координатам, а также угловые координаты и время начала обнаружения
сигналов. В отдельных случаях при наличии в составе станций помех соответствующей ап-
паратуры определяется поляризация принимаемых сигналов.

4.	В условиях, когда в диаграммах направленности приемных антенн станций помех
оказывается группа целей, станциями помех определяются параметры сигналов всех ИРИ.

5.	Определение характеристик принятых сигналов. Результаты передаются в главный
процессор, где формируется формуляр источника излучения, который сравнивается с форму-
лярами из банка данных и определяется тип обнаруженного источника или фиксируется по-
явление нового типа.

6.	Принятие решения о подавлении сигнала источника излучения. Решение принима-
ется оператором или командным пунктом.

Продолжительность работы в режиме разведки в зависимости от условий боевых за-
дач и реальных боевых действий может составлять от нескольких периодов принятых сигна-
лов РЛС, до любого практически непрерывного. При этом станции помех не демаскируют
себя своим излучением, обеспечивая на постоянной основе разведку характеристик поля
сигналов противоборствующей стороны.

Режим подавления станций помех включает следующие подрежимы.

1.	Включение источников питания передающих устройств и проверка рабочего состо-
яния аппаратуры в целом.

2.	Формирование сигналов помех, обеспечивающих с максимальной эффективностью
подавление информационных каналов в условиях изменения их характеристик, а также од-
новременное подавление сигналов нескольких источников излучения.

3.	Усиление мощности сформированных сигналов помех в передающих устройствах
до необходимого уровня.

4.	Формирование и наведение диаграмм направленности передающих антенн станций
помех на подавляемые источники излучения. Наведение осуществляется электромеханиче-
скими приводами при зеркальных антеннах или электронными системами АФАР.

11	.6. Временные циклограммы и типы сигналов помех

При излучении помех имеет место воздействие сигналов помех на приемные устрой-
ства станции из-за недостаточных уровней развязок между приемными и передающими
устройствами.

Необходимое значение развязки для станций помех определяется как отношение мощ-
ности передающего устройства Рпд к реальной чувствительности приемного устройства Рпм-
пм

(11-31)

Из (11.31) возможный уровень сигнала помех на входе приемного устройства будет
равен:

Р

Р > пд

ГПМ —

V

(11.32)

Так в реальных станциях помех при мощности передатчика порядка 1 кВт и чувстви-
тельности -90 дБ/Вт значение развязки должно быть не хуже 120 дБ. Все это однозначно
определяет необходимость иметь независимые приемные и передающие антенны, принимать
меры по размещению экранов между этими антеннами и разделять циклы работы приемных
и передающих устройств.

Однако, реально для наземных станций помех значение развязки ограничивают отра-
жения от поверхности земли. В этих условиях развязка составляет в среднем 70 дБ.

Циклограмма работы станции помех прием-передача определяется коэффициентом
скважности с{\:

Я/ ~

к
тп+т0’

(11.33)

где Тп - время излучения сигналов помех,

То - время пауз при излучении сигналов помех.

Для повышения помехозащищенности РЛС могут применять перестройку несущей
частоты от импульса к импульсу. В этих условиях для подавления РЛС время излучения сиг-
налов помех должно быть равно периоду повторения зондирующих сигналов. В пределе
время пауз в излучении помех должно быть равно длительности сигналов РЛС, а с учетом
исключения влияния отраженных от земли сигналов помех (обеспечения развязки) время па-
узы после прекращения сигналов помех достаточно иметь порядка 40...50 мкс.

При обнаружении сигналов РЛС, как правило, по первым 3...5 принятым импульсам
определяются длительность и период следования зондирующих импульсов и формируются
временные стробы в сигналах помех на время приема сигналов РЛС. При приеме в стробах
сигналов при выявлении изменения характеристик сигналов РЛС соответственно изменяют-
ся и параметры сигналов помех.

На рис. 11.22 представлена типовая циклограмма формирования сигналов помех. На
графике рис. 11.22, а показан пакет зондирующих импульсов РЛС на входе устройства опре-
деления длительности и периода следования станцией помех с соответствующими началь-
ными значениями несущей частоты Р\ и после воздействия сигналами помех изменившие не-
сущую частоту на Е1.

В соответствии с алгоритмом работы при принятии средствами разведки сигналов
РЛС как минимум трех зондирующих импульсов и идентификации РЛС формируется сигнал
помехи (рис. 11.22, б) на время длительности определенного периода следования сигналов
РЛС. В условиях, когда возможно изменение несущей частоты сигналов РЛС на частоту Р2
формируется помеха на один или больше периодов на двух частотах и при необнаружении на
последующих периодах первой несущей частоты сигнал помехи излучается на новой частоте
р2. Данный режим распространяется на все время подавления РЛС.

Возможен вариант формирования так называемой прицельно-заградительной помехи,
обеспечивающей одновременное формирование сопряженных по спектру помех со всеми не-
сущими частотами сигналов РЛС (рис. 11.22, в). При отсутствии перестройки несущей часто-
ты сигналов РЛС сигнал помехи излучается непрерывно некоторое время на обнаруженной
несущей частоте с последующим циклом разведки (рис. 11.22, г).
Рис. 11.22. Циклограмма формирования сигналов помех

Время излучения сигналов помех определяется периодом времени возможной пере-
стройки несущей частоты излучения зондирующих сигналов РЛС, что составляет не более
2...3 с.

В качестве усилителей мощности передающих устройств станций помех в большин-
стве случаев применяются ЛБВ. В таких усилителях за счет неравномерности амплитудно-
частотной характеристики имеет место подавление одних сигналов другими до уровня 20 дБ
и более. При этом прицельно-заградительной режим формирования сигналов помех является
эффективным при подавлении одновременно нескольких РЛС, излучающих на разных несу-
щих частотах и находящихся в главном лепестке диаграмм направленности антенн станций
помех. В конкретный момент времени излучается только одна частота.

Время излучения элементарного импульса помехи на одной частоте определяется пе-
реходными процессами и быстродействием блоков автоматической регулировки усиления
(АРУ) приемников РЛС. При равновероятном законе распределения этого времени среднее
время случайной задержки должно составлять 0,5... 3 мкс.

Среднее значение сигналов помех будет равно:

Р	(11.34)

ср

Тем не менее, мощность передатчика элементарного импульса сигнала помех на кон-
кретной частоте будет максимальным, что при равновероятном законе распределения дли-
тельности интегрально обеспечивает достаточную эффективность подавления сигналов РЛС.
При этом на несущей частоте каждой подавляемой РЛС формируется хаотическая импульс-
ная помеха со случайными изменениями длительности и временных интервалов между им-
пульсами.

Как было рассмотрено выше, основная задача наземных средств РЭБ состоит в обес-
печении зонального прикрытия наземных гражданских объектов и объектов ВВСТ. В каче-
стве универсального типа сигналов помех используется нормальный шум - прямошумовая
помеха с шириной спектра, близкой к ширине спектра зондирующего сигнала подавляемой
РЛС, и необходимым энергетическим потенциалом станции помех. Формирование этого ти-
па сигналов помех возможно путем усиления сигналов задающего шумового генератора или
при использовании случайного закона модуляции гармонического несущего колебания по
амплитуде и фазе, как показано в главе 4.
При формировании зонального прикрытия гражданских и военных объектов могут
формироваться импульсные многократные ответные и непрерывные (квазинепрерывные)
шумовые помехи. При этом для обеспечения эффективного подавления и прикрытия необхо-
димой зоны энергетический потенциал станций помех должен обеспечивать подавление РЛС
по уровню боковых лепестков их приемных антенн.

Многократные имитационные помехи имеют форму импульсов длительностью до
6 мкс при скважности 0,1...0,15. Импульсы синхронизируются с принимаемыми зондирую-
щими импульсами РЛС и, таким образом, формируется к сигналов помех с параметрами,
близкими к параметрам сигналов, отраженным от реальных целей.

Вероятность выделения пп истинных целей на фоне множества имитирующих по-
меховых сигналов может быть подсчитана как:



(11.35)

Следует отметить, что имитационные многократные импульсные помехи неэффек-
тивны при подавлении РЛС со сложными зондирующими сигналами большой длительности.
В особенности при подавлении РЛС бокового обзора.

Таким образом, помеха типа нормального гауссовского шума является многофункци-
ональной при подавлении всех типов РЛС воздушно-космического базирования в условиях
создания зональной защиты объектов ВВСТ.

11	.7. Автоматическая система контроля работоспособности станций
помех

Контроль состояния работоспособности станций помех, как и в целом сложных РЭС
обеспечивается автоматической системой контроля (АСК) путем формирования тестовых
сигналов, при проходе которых через аппаратуру РЭС датчиками АСК определяется соот-
ветствие отдельных модулей, блоков и устройств техническим требованиям.

Обычно число датчиков контроля определяется числом сменных модулей и блоков.

На рис. 11.23 представлена укрупненная типовая структурная схема станции помех, ил-
люстрирующая формирование и прохождения тестовых сигналов и сигналов датчиков АСК.

НО1

Рис. 11.23. Обобщенная структурная схема АСК станции помех
В состав АСК в большинстве случаев входят два блока: блок генераторов тестовых
сигналов (ГТС) и блок анализа работоспособности систем и устройств станции помех. Блок
ГТС формирует в рабочем диапазоне частот импульсные тестовые СВЧ сигналы последова-
тельно на выбранных частотах, которые через направленные ответвители (НО1) поступают
на вход приемного устройства (МШУ).Уровень мощности этих тестовых сигналов устанав-
ливается на 2...3 дБ выше реальной чувствительности приемного устройства. Параметры те-
стовых сигналов устанавливаются в максимальной степени подобными сигналам в подавля-
емых информационных каналах. Тестовые сигналы, проходя устройства системы формиро-
вания помеховых сигналов и подвергаясь соответствующим преобразованиям, воспринима-
ются датчиками АСК. Параметры и характеристики сигналов датчиков передаются в блок
анализа АСК, где определяется их соответствие техническим условиям. При отклонении по-
казаний датчиков АСК от значений, определенных техническими условиями (ТУ) формиру-
ется сигнал о неисправности с определением неисправного блока или модуля.

Тестовые сигналы, как и сигналы РЛС, в СОВЧ формируют сигналы помех, уровень
которых через направленные ответвители НО2 и НОЗ поступают в блок анализа АСК опре-
деляя работоспособность передающего устройства. Аналогично тестируются вторичные ис-
точники питания, система управления, ЦВМ с алгоритмами режимов работы станции помех.

Алгоритм работы станций должен предусматривать автоматическую проверку рабо-
тоспособности систем и аппаратуры станции в целом.

При тестовой проверке по определению рабочего состояния станции практически ис-
ключается возможность приема и формирования сигналов помех. Это время может состав-
лять десятки миллисекунд. Поэтому частота и продолжительность периодов тестирования
должны оптимизироваться по комплексному критерию, учитывающему как необходимость с
высокой вероятностью обнаружения неисправности, так и требуемое значение показателя
надежности станции формирования помех.

В соответствии с ОСТ 4Г 0.012.242-84 - «Аппаратура радиоэлектронная. Методы рас-
чета показателей надежности» комплексный показатель надежности - коэффициент опера-
тивной готовности А'огЦб.р.) определяется как:

^ог(^б.р.) = Л'б.р.Жг,	(11.36)

где РЦб.р.) - вероятность безотказной работы комплекса за время ^.Р.;

Кг - коэффициент готовности станции;

/б.р - продолжительность цикла боевого применения станции.

Значение вероятности безотказной работы Р(/б.р.) равно

4'б.Р.) = ехР Мг к	С11-37)

I уо ]

где То - среднее время наработки на отказ станции помех.

Значение среднего времени наработки на отказ станции помех определяет периодич-
ность работы АСК.

Вероятность определение неисправности аппаратуры станции с использованием АСК
определяется, как:

Раск ~1_

А^АСК ”|^АСК

(11.38)

1

где Адск = Т)/Таск число проверок АСК тестовыми сигналами, как отношение среднего вре-
мени наработки станции на один отказ к периоду формирования тестовых сигналов АСК.
На рис. 11.24 представлен график зависимости вероятности определения состояния
работоспособности станций помех от числа периодов формирования тестовых сигналов кон-
троля среднего времени наработки станции на один отказ.

Рис. 11.24. Зависимость вероятности определения состояния работоспособности
станций помех от периода работы АСК в течение среднего времени наработки
на один отказ станции

Как видно из графика, для обеспечения 100 % вероятности определения работоспо-
собности станций помех период формирования тестовых сигналов должен быть Тдск< 0,1 То.

На практике принимается, что период проверки работоспособности станции помех
должен составляет не менее 0,02 полного времени работы. Т. е. число формирований тесто-
вых сигналов за среднее время наработки на один отказ должно быть не менее 50. Так при
средней наработке на отказ станции помех, например, 200 часов, период работы АСК и про-
верка работоспособности должно быть не меньше 4 часов.
ГЛАВА 12
Подавление информационных каналов РЭС пассивными
и пассивно-активными помехами

12.1. Общая характеристика пассивных помех

Пассивные помехи образуются на входах подавляемых радиоэлектронных устройств в
результате изменений условий распространения электромагнитных волн искусственно со-
зданными объектами, применяемыми в массовых количествах. Такими объектами могут
быть противорадиолокационные отражатели (ПРЛО), рассеивающие электромагнитные вол-
ны, аэрозольные облака, средства ионизации локальных областей пространства.

Особенностью ПРЛО, применяемых для создания пассивных помех, являются их ма-
лые массогабаритные характеристики. Для подавления РЛС требуется огромное число отра-
жателей. Число отражателей в одном облаке может достигать Ю10—1015 штук при концен-
трации от десятых долей до десятков отражателей в кубическом метре.

В качестве ПРЛО широко применяются длинные металлизированные провода или не-
большие тонкие диполи, длина которых имеет порядок половины длины волны излучения
подавляемой РЛС рис 12.1. Толщина ПРЛО очень мала - около одного микрона. Вследствие
малой массы и небольших габаритов имеется возможность размещать на борту ЛА значи-

Рис. 12.1. Образцы пачек пассивных дипольных отражателей

Основными характеристиками отражателей, применяемых для создания пассивных
помех, являются эффективная площадь рассеяния (ЭПР), ширина спектра сигнала, отражен-
ного от облака отражателей, временные параметры: время образования облака, время сниже-
ния отражателей.

ЭПР дипольных отражателей зависит от их размеров, ориентации относительно пере-
дающей и приемной антенн РЛС и поляризационных характеристик антенн РЛС.

Максимальное значение ЭПР равно:

сгтах =0,86Л2.	(12.1)

Среднее значение ЭПР полуволновых отражателей, случайным образом ориентиро-
ванных в пространстве, определяется следующим образом. При подавлении однопозицион-
ных РЛС:
о-п =0,1722;

при подавлении двухпозиционных РЛС:

сгп = —= 0,0622.

11	3

(12.2)

(12.3)

Снижение ЭПР диполей в последнем случае объясняется значительным влиянием на
среднюю ЭПР диаграммы переизлучения отражателя. Для двухпозиционных радиолокаци-
онных систем вероятность направления нуля диаграммы переизлучения отражателя на при-
емную или передающую антенны РЛС значительно возрастает по сравнению со случаем по-
давления однопозиционной РЛС.

ЭПР длинных проводов равна [5]:

(12.4)

где I - длина провода;

а - радиус сечения провода;

X - длина волны (для частот, кратных резонансной частоте провода).

Из (12.4) следует, что при увеличении длины провода его ЭПР возрастает. В реальной
атмосфере длинные провода скручиваются, поэтому использование формулы (12.4) для
определения ЭПР приводит к ошибкам, поэтому на практике ЭПР длинных проводов опре-
деляется экспериментально.

Клубки, образованные из спутанных длинных проводов, имеют изрезанную многоле-
пестковую диаграмму переизлучения с шириной лепестка

*Я,~урад,	(12.5)

где С - средний размер поперечника клубка.

ЭПР такого клубка примерно равна

лТ2

•	(12-6)

Подбором С и числа витков можно получить диаграмму переизлучения, форма кото-
рой близка к диаграмме переизлучения прикрываемого ЛА. Это свойство клубков может
быть использовано для создания ложных целей. Однако следует иметь в виду невозможность
получения кинематического подобия ЛЦ и имитируемых ЛА вследствие малой скорости
движения клубков в атмосфере.

Дипольные отражатели и длинные провода укладываются в различные упаковки: па-
троны, пачки, коробки, катушки, бандероли. Каждый тип упаковки имеет свою маркировку.
Для него приводится среднее значение ЭПР.

Ширина спектра сигнала, отраженного облаком диполей, зависит от типа ПР ЛО и ме-
теофакторов. Ориентировочно ширина спектра равна:

4 ст

А/пп=^	(12-7)

Л

где аг - среднеквадратический разброс радиальных скоростей движения ПРЛО относи-
тельно РЛС.
Время образования (развертывания) облака имеет порядок ^разв= 1... 5 с. Время жизни
облака определяется скоростью снижения (падения на землю) отражателей, которая пример-
но равна V ®1 м/с.

При проведении оперативно-тактических расчетов используется уравнение РЭП, ко-
торое для случая создания пассивных маскирующих помех записывается в виде

<тр=^п<7-ц,	(12.8)

где сур - ЭПР отражателей, заполняющих объем разрешения подавляемой РЛС Гр,

(Уц - ЭПР летательных аппаратов (группы ЛА), находящихся в объеме разрешения Гр;

- коэффициент подавления РЛС пассивными помехами.

Объем разрешения РЛС определяется линейной разрешающей способностью РЛС в
азимутальной и угломестной плоскостях и по дальности

ст

Гр=^О0о^5,	(12.9)

где ти - длительность импульса (для сложных сигналов под ти понимается длительность
«сжатого» импульса);

В - дальность от РЛС до рассматриваемого элементарного объема разрешения;

#о,5 и 5 - ширина луча диаграммы направленности антенны подавляемой РЛС в азиму-
тальной и угломестной плоскостях (для РЛС с синтезированной антенной под 6Ь,5 и
понимается ширина луча синтезированной ДНА в соответствующих плоскостях).

Объем разрешения РЛС с непрерывным излучением примерно равен объему четырех-
угольной пирамиды с высотой, равной дальности действия РЛС /)рлс и сторонами основания
Р>&0,5 И <^0,5:

У=±Я30О5Я<рО5.	(12.10)

5

ЭПР ПРЛО, находящихся в объеме разрешения, находится по формуле

<7р =яо-1ГПп,	(12.11)

где п - средняя концентрация диполей (диполь/м3);

су 1 - среднее значение ЭПР одного диполя;

Гпп - объем облака отражателей, попадающих в объем разрешения РЛС:

Гпп=Г0ФГр,	(12.12)

где Го - полный объем облака;

Ф - символ, обозначающий операцию пересечения областей Г) и Гр.

Коэффициент подавления РЛС пассивными помехами к^ - определяется как мини-
мальное отношение мощности пассивной помехи Рпп к мощности сигнала Рс на входе прием-
ника подавляемой РЛС, в пределах полосы пропускания линейной части приемника, при ко-
тором имеет место заданный эффект подавления. Значение кпп может быть выражено через
коэффициент подавления РЛС белым шумом Сое помощью соотношения:

*пп=—,	(12-13)

7пп

где 7/пп = ?7эн пп т/сп пп - коэффициент качества пассивной помехи;

77эн пп - энтропийный коэффициент качества пассивной помехи;

77сп пп - спектральный коэффициент качества пассивной помехи.
Энтропийный коэффициент качества пассивной помехи, как известно, зависит от сте-
пени приближения плотности распределения мгновенных значений помехи Рпп(^пп) к гауссо-
вой плотности распределения.

Суммарный помеховый сигнал, образованный за счет отражения зондирующего сиг-
нала РЛС от большого числа отражателей (п » 1), перемещающихся в пространстве случай-
ным образом, можно записать в виде
и

мш(0=ЕССО8(<нГ+^)-	<12-14)

У=1

Так как пассивная помеха г/пп(0 образуется как результат сложения большого числа
элементарных сигналов вида Ц-соз(б# + фД то для определения плотности распределения
Т’ппС^пп) можно использовать центральную предельную теорему теории вероятностей, со-
гласно которой при п > 20 можно считать, что случайная величина подчиняется нормальному
закону распределения. Следовательно,

7энпп=1-	(12-15)

Спектральный коэффициент качества пассивной помехи г|Сппп зависит от формы спек-
тра зондирующих сигналов РЛС, скорости относительного перемещения облака помех и РЛС
и разброса доплеровских частот сигналов, отраженных от отражателей. Каждая спектральная
линия зондирующего сигнала подвергается следующим изменениям (рис. 12.2):

-	сдвигается на доплеровскую частоту Кдп, определяемую средней относительной
скоростью перемещения ПР ЛО;

-	расширяется за счет хаотического движения отражателей, движения РЛС и других
факторов.

Рис. 12.2. Изменение спектра зондирующего сигнала

Расширение спектральных линий полезного сигнала характеризуют шириной спектра
пассивной помехи Д/лП, определяемой из (12.7). Спектр пассивных помех 5ПП(/) при импульс-
ном зондирующем сигнале является неравномерным (рис. 12.2). Он состоит из элементарных
спектров (гребенок), сдвинутых относительно спектральных линий полезного сигнала на
частоту ДКдп. Так как в сантиметровом диапазоне Д^п ~ 100 Гц, ДКД11~ 10000 Гц, то пассивная
помеха имеет незначительную устойчивость к частотным методам борьбы с ней. Примене-
ние в РЛС схем СДЦ и оптимальной пространственно-частотной обработки сигналов прак-
тически полностью исключают воздействие пассивных помех.

Спектральный коэффициент качества может быть определен по формуле

Т/сппп-^осл’	(12.16)

где А;Осл - коэффициент ослабления пассивных помех в РЛС.

В современных РЛС коэффициент ослабления А0о весьма мал (&Осл ~ 10 3...10 5), по-
этому 7/сп пп ~ 10 3...10 5. Следовательно, результирующий коэффициент качества пассивных
помех в соответствии с (12.15) и (12.16) можно полагать примерно равным нулю:

7пп=7энпп7сппп-0-	(12-17)

Исключительно низкое значение коэффициента качества пассивных помех свидетель-
ствует о необходимости пересмотра традиционных способов создания пассивных помех РЛС
нового поколения. Повышение эффективности применения ПР Л О может быть достигнуто за
счет использования экранирующего эффекта облаков с высокой концентрацией отражателей
и использования ПРЛО в качестве вторичных источников активных помех (активно-
пассивные помехи). Эффективность пассивных помех может быть повышена за счет специ-
альных маневров ЛА.

Основные достоинства пассивных помех:

-	для создания пассивных помех не требуется расхода энергии специальных пере-
датчиков;

-	отношение помеха/сигнал на входе приемника подавляемой РЛС зависит от даль-
ности в меньшей степени, чем в случае создания активных помех;

-	для облаков отражателей небольших размеров, попадающих в объем разрешения
РЛС, отношение помеха/сигнал не зависит от дальности, а определяется только
концентрацией отражателей;

-	энергетический потенциал РЛС не влияет на степень подавления РЛС пассивны-
ми помехами;

-	для применения пассивных помех не требуется высокоточной разведки несущих
частот РЛС и определения параметров их сигналов. Это связано с относительно
большой широкополосностью ПРЛО, достигающей 10—20 % от несущей частоты,
что составляет в сантиметровом диапазоне 100—1000 МГц;

-	пассивные помехи являются прицельными во всем рабочем диапазоне РЛС;

-	пассивные помехи могут быть эффективными при подавлении РЛС с перестрой-
кой несущей частоты от импульса к импульсу;

-	простота и дешевизна отражателей способствуют накоплению больших запасов
различных ПРЛО, которые следует рассматривать как средство РЭБ быстрого ре-
агирования на неожиданное появление новых РЭС с высокой степенью помехо-
защиты от активных помех.

Можно также отметить недостатки пассивных помех.

-	низкое значение коэффициента качества пассивных помех (г|пп « 0,1) свидетель-
ствует о незначительной устойчивости к контрмерам, поэтому традиционные
приемы применения пассивных помех требуют критического анализа;

-	ПРЛО являются расходуемыми средствами и для создания пассивных помех не-
обходим определенный запас отражателей, который в процессе выполнения бое-
вого задания не пополняется;
-	местоположение облака (полосы) отражателей постоянно изменяется и за счет
снижения последних существуют ограниченное время, что накладывает достаточ-
но жесткие ограничения на способы применения пассивных помех;

-	за счет ограниченного размера облаков (полос) ПРЛО области маскировки целей
имеют локальный характер, поэтому объекты (самолеты), находящиеся вне обла-
ков ПРЛО, не прикрываются.

12.2. Противорадиолокационные отражатели

Исторически дипольные помехи (станиолевые ленты) - это самые первые средства,
которые начали использоваться для радиоэлектронной маскировки. Тем не менее, их с успе-
хом применяют до сих пор. В настоящее время диполи длиной кА/2 (к - целое число) изго-
тавливают из диэлектрика с проводящим покрытием. Но возможно применение и поглоща-
ющих («черных») диполей с графитовым покрытием. Диполи разных длин собираются в
пачки и рассеиваются в пространстве, где распространяются сигналы. Облака рассеянных
диполей отражают сигналы в широкой полосе частот Д/7/0 = (5...15) %. Для поддержания
большой эффективной отражающей поверхности (ЭПР) развернутой пачки (пдо » ала), их
сбрасывают достаточно часто с небольшим разносом по времени. Полученные дипольные
облака (рис. 12.3) создают яркие засвеченные секторы на экранах индикаторов РЛС и долго
висят в среде распространения радиолокационного сигнала, создавая помехи как РЛС обна-
ружения, так и РЛС комплексов управления оружием. Толщина диполей обычно мала (де-
сятки микрон), при ее выборе учитывают лишь поверхностный эффект и механическую
прочность.

Рис. 12.3. Развертывание пачки диполей

Очень важен для тактики применения пассивных дипольных помех вопрос о динами-
ке развертывания дипольного облака. Летательный аппарат (рис. 12.3, а) выбрасывает по хо-
ду полета пачку диполей. Процесс развертывания пачки в спутной струе двигателя ЛА явля-
ется нестационарным случайным процессом. Ширина облака по оси х(1) является случайной
величиной с плотностью вероятности Р(х\Т). Эффективная ширина плотности распределения
/(Г), естественно, зависит от времени.

На рис. 12.4 представлено изображение экрана ИКО импульсной РЛС, подавляемой
пассивными помехами, а на рис. 12.5 изображен тот же индикатор при воздействии дискрет-
ных пассивных помех.

Полосы пассивных помех, создаваемых двумя самолетами, могут иметь протяжен-
ность более 50 км.

Во времени облако диполей постоянно расширяется, размер 1(Т) увеличивается, пока
не достигнет величины к в конце развертывания всей пачки. Парциальные скорости каждого
диполя Уо случайны, так как диполи тормозятся встречным потоком воздуха. В результате
скорость ЛУ/ = V, - Уо, в среднем У, со временем уменьшается и, как правило, к концу раз-
вертывания пачки ЛТ величина У - У = ДУ достигает наибольших величин.
Рис. 12.4. Экран ИКО импульсной РЛС, подавляемой пассивными помехами

Рис. 12.5. Экрана ИКО импульсной РЛС, подавляемой дискретными пассивными помехами

Общее число ТУ диполей, попадающих в единичный объем пространства у = 1, при
рассеянии пачки из АД, со временем меняется. В результате к окончанию момента времени
ДТ пространственная плотность диполей пк(у) в облаке будет различной (рис. 12.2).

Теория дипольных помех [28] оперирует с ЭПР одиночного полуволнового диполя
рис. 12.6:

(<?) = сг1тах соз4 3 = 0,8622 соз4 3.

(12.18)

Ппад

Рис. 12.6. Полуволновой дипольный отражатель

Для определения среднего значения ЭПР диполя в единице объема надо учесть
элемент поверхности б/ОДрис. 12.7).
Рис. 12.7. К расчету ЭПР дипольного облака

Поляризация всех отражений от диполей одинакова. Вероятность того, что диполь
очутится в пределах элементарного угла б/О:

^71

(12.19)

Среднее значение ЭПР одного диполя, положение и ориентация которого случайны и
равновероятны, определится усреднением:

71171	• т

Ы = /<т1(0)р(0)Ж = / |	=	= 0,1722.	(12.20)

о	о о 4;г	5

Если в пачке содержится Лу диполей, их полная ЭПР в объеме Гу (рис. 12.4) после
полного развертывания составит

<тЕ =^(о-1) = 0,1722^.

(12.21)

Обычно учитывают КПД ту диполей (часть диполей слипаются, ломаются) так, что

сгЕ =0,17Л27^.

(12.22)

Иногда требуется знать ЭПР диполя для случая пространственного разнесения точек
излучения и приема сигнала рис. 12.8.

Рис. 12.8. К расчету ЭПР диполя при разнесении точек приема и передачи

В [28] указано, что эта величина равна

(у) = 0,17Л2 соз21// + 0,11Л2 8Ш2

V’ |ф|-

(12.23)
Максимальная мощность рассеивания соответствует углам 0 и а минималь-
ная - л/2и Зл/2, что примерно в 0,65о1тах раз меньше. При /г ЭПР диполей суще-
ственно возрастает [28]. Чтобы подсчитать ЭПР диполей в объеме у(0 в момент времени I,
надо знать количество (в процентах от полного количества Л^) диполей в единичных объе-
мах в различное время.

Как уже отмечалось, парциальная скорость диполя V, - величина случайная и зависит
от ряда причин: от турбулентности атмосферы; от аэродинамических характеристик дипо-
лей; от особенностей движения под воздействием ветра; от скорости снижения диполей под
влиянием силы тяжести; от влияния спутной струи двигателя ЛА.

Кроме того, флюктуации отраженного сигнала вызываются собственным вращением
диполей, неравномерностью диаграммы направленности антенн РЛС, а также рядом других
причин. При этом различают «быстрые» и «медленные» диполи, вращающиеся при сниже-
нии как на рис. 12.9. Вследствие этого эффекта функция распределения скоростей Р(У) ока-
зывается двухмодальной и ее график имеет вид, примерно, как на рис. 12.10.

Рис. 12.9. Быстрые и медленные диполи

Рис. 12.10. Двухмодальное распределение скоростей диполей

Медленные диполи стремятся сориентироваться горизонтально. В быструю группу
собираются дефектные диполи, имеющие зазубрины и деформации, которые делают их по-
хожими на аэродинамические рули с вертикальной ориентацией. Опытные данные свиде-
тельствуют о преимущественной горизонтальной ориентации диполей.

Изучение спектра флюктуации гармонических сигналов [28], отраженных от диполь-
ного облака, показывают, что спектр хорошо описывается гауссовой кривой (квадратичной
экспонентой) показанной на рис. 12.11.

в (К) = ехр

= ехр

16|У|2_’

(12.24)

^222

где |у|- модуль полной скорости движения диполя, имеющей своими составляющими
скорость снижения под действием силы тяжести, а также скорость перемещения под
действием ветра и турбулентностей.
Рис. 12.11. Ширина спектра флуктуации сигналов, отраженных диполями

Эффективная ширина спектра флуктуации из (12.24)

АГЭ« 2— Гц.	(12.25)

Л

Для длины волны 2 = 3 см расширение спектра составляет примерно 70 Гц.

Если считать, что элементарный объем облака площадью 8= 1 м2 и толщиной г/х рас-
сеивает энергию пропорционально своей эффективной отражающей поверхности:

=	(12.26)

где Р - мощность сигнала, падающего на элементарный объем;

(аэо) _ удельная ЭПР диполей, распределенных в единице объема, имеющая размер-
ность [м2/м3].

Можно показать [10], что коэффициент ослабления электромагнитной волны

/? = 0,73л2й,	(12.27)

где п - среднее число диполей в единице объема.

Таким образом, мощность электромагнитной волны, прошедшей через облако толщи-
ной х, в одном направлении, составит

Р=1(Г01/Л.	(12.28)

Если предположить, что дипольное облако является экраном для сигнала РЛС, ослаб-
ляя мощность электромагнитной волны в 10 раз, можно подсчитать требуемую для этого
концентрацию диполей. Так, для облака толщиной х = 1 км требуется п ®15 диполей/м3. Это
очень большая концентрация диполей.

Основной эффект от применения дипольных отражателей состоит в маскировке, экра-
нировании, когда облако, располагаясь между целью и РЛС, ослабляет проходящие через не-
го зондирующие и отраженные сигналы. Вследствие этого эффекта РЛС, обнаруживающая
цель, измеряющая дальность и пеленг, лишается возможности наблюдать сигнал за облаком.
Условием эффективности применения дипольных отражателей является создание должной
концентрации диполей в единице объема, т. е. в итоге определяется числом сброшенных па-
чек. Импульсный объем РЛС рис. 12.12 определяется соотношением

(|2 29)

где	ЛйиЛ^а- эффективные ширины луча ДНА РЛС;

ти - длительность импульса РЛС.
Рис. 12.12. Импульсный объем РЛС

В этом объеме должно оказаться столько диполей п , чтобы ЭПР объема составила

СГУ =	= пГ>Д0аД% у (сп) =

(12.30)

где = 0,1722 соз4 0 - усредненная ЭПР одного диполя,

- коэффициент подавления;

сгц - ЭПР цели.

Эффективность дипольных отражателей будет достаточной, если <тг » сгц. В процессе
динамического развертывания облака <тг постоянно меняется. Это надо учитывать при расче-
тах. Рассматривая задачу обнаружения точечной цели на фоне дипольного облака, сигнал,
рассеянный и переотраженный облаком, уподобляют внешнему гауссовскому небелому шу-
му со спектральной плотностью (рис. 12.10). Поэтому теория обнаружения цели среди
дипольных отражателей не отличается от классической теории обнаружения точечной цели
на фоне небелого шума.

На основе теории обнаружения можно подсчитать эффективную ширину Хэ области,
маскируемой дипольной помехой [10]. На рис. 12.13 показано отношение мощности помех
(отраженных от дипольных отражателей) к мощности сигнала РЛС в зависимости от пеленга
0 цели.

Высокая концентрация диполей в облаке (случай 1) дает эффективную ширину мас-
кируемой области Д1, т. е. линейное расстояние, внутри которого сигнал не виден ни при ка-
ком пеленге. Для облака с меньшей концентрацией (случай 2) эта область меньше.

Размер маскируемой области подсчитывается по формуле [10]

4=пдб>а+/пэ,

(12.31)

где /пэ - эффективная ширина облака дипольных отражателей рис. 12.10.

Рис. 12.13. Сигналы и помехи, отраженные диполями
Современные РЛС с непрерывным сигналом когерентного типа непосредственно из-
меряют скорость движения цели и следят за изменениями этой скорости с помощью автома-
тических систем сопровождения по скорости (АСС). Поскольку облака дипольных отражате-
лей быстро тормозятся встречным потоком ветра, они, несмотря на большой отраженный
сигнал (ЭПР облака много больше ЭПР цели), быстро уходят из следящего строба АСС, и
пассивные помехи от диполей быстро теряют эффективность. Поэтому применение диполь-
ных отражателей против РЛС с непрерывным излучением малоэффективно, если не приме-
няются специальные виды маневра.

Отражения от диполей имеют резонансный характер, так что ЭПР диполя в зависимо-
сти от длины, имеет вид как на рис. 12.14.

Рис. 12.14. Резонансы диполей

На величину ЭПР диполя, сброшенного с самолета, влияет множество случайных
факторов: эффект слипания и перемешивания диполей; динамика их развертывания; поляри-
зация падающей волны; методы рассеяния дипольных отражателей; влияние окружающей
атмосферы; экранирующий эффект; скорость падения диполей и т. д. Поэтому многие мето-
ды расчета, изложенные выше, дают лишь приближенные данные для планирования меро-
приятий РЭП с применением дипольных отражателей.

Пачки диполей разбрасываются с таким темпом, чтобы расстояние между дипольны-
ми отражателями соседних пачек было меньше разрешающей способности РЛС по дальности
Ж и по углу 56. При постановке облаков дипольных отражателей надо рассчитывать количе-
ство пачек, приходящихся на импульсный объем РЛС. Обычно отношение мощностей, отра-
женных от цели и от облака внутри импульсного объема РЛС больше 3 дБ. При расчетах
надо учитывать, что только 30 % диполей в пачке участвуют в образовании ЭПР. При раз-
вертывании диполей следует также учитывать полное время развития облака из пачки от де-
сятых долей секунды до нескольких секунд, в зависимости от типа диполей и атмосферных
условий (в верхних слоях атмосферы развитие происходит быстрее). В среднем скорость па-
дения диполей составляет немногим более 1м/с (для тонких диполей ленточного типа).
Обычно в одну пачку умещается много сотен тысяч диполей из металлической фольги или
миллионы диполей на диэлектрической основе. Совокупность нескольких развернутых пачек
диполей называется облаком, а последовательность перекрывающихся облаков - полосами
длиной в несколько километров.

Следует учитывать, что помимо эффекта слипания диполей («гнездования») наблюда-
ется эффект экранирования, когда более отдаленные от РЛС диполи отражают слабее, ибо на
них падает меньше энергии электромагнитной волны. Для усиления экранирующего эффекта
дипольных отражателей (увеличение коэффициента затухания в облаке р) могут применять-
ся специальные диполи из других материалов, поглощающих электромагнитные волны.

При рассеивании облака диполей с летательного аппарата рис. 12.15 ширина полос
в горизонтальной Д, (рис. 12.15, а) и вертикальной Св (рис. 12.15, б) плоскостях составляет
примерно (400... 1000) м. Поперечное сечение облака (рис. 12.15, в) имеет колокольную фор-
му.
Рис. 12.15. Рассеивание облака диполей

Для расчета объемной плотности развернутой пачки Р(м2/км3) существует эмпириче-
ская формула:

где р - количество сбрасываемых пачек за 1 мин;

V- скорость самолета, выбрасывающего диполи;

Хг и Хв - соответственно ширины полос дипольных отражателей (рис. 12.13);

сп - ЭПР облака, образуемого из одной пачки диполей.

Например, если р = 30 пачек/мин, сгп = 100 м2, 7= 750 км/ч, Д, = 0,360 км, Св = 0,93 км
имеем Б = 720 м2/км3. Таким образом, для создания полосы длиной 186 км самолет за 15 мин
должен сбросить 450 пачек.

Существует несколько методов разбрасывания дипольных отражателей: рассеяние пу-
тем ввода пачек в обтекающий воздушный поток из бункера на транспортерную ленту; рас-
сеяние путем инжекции диполей в дымовую трубу корабля; рассеяние воздушным потоком
диполей, уложенных на бумагу, свернутую в рулон; нарезка диполей непосредственно перед
рассеянием; отстреливание с помощью пиропатронов, выстреливаемых из пневматической
установки; отстреливание с помощью ракет с диполями, запускаемых в переднюю полусфе-
ру; сбрасывание с помощью авиационных бомб; отстреливание с помощью минометов и ар-
тиллерийских снарядов и т. д.

Обычно количество выбрасываемых дипольных отражателей тщательно рассчитыва-
ется и планируется. Дипольные облака и полосы ставят, обычно, по направлению ветра,
с таким расчетом, чтобы ударные летательные аппараты все время находились под их экра-
нирующим действием. Типовой размер полос Д, 500 м, Св = 1,5 км. Протяженность полос от
единиц километров до 100 км. Диапазон частот при подавлении РЛС обнаружения должен
составлять (250... 8000) МГц.

Дипольные помехи могут применяться для маскировки головных частей баллистиче-
ских ракет (БР), преодолевающих рубежи ПРО [12]. Примерная схема преодоления ПРО
с использованием дипольных отражателей для модификации свойств среды распространения
радиолокационного сигнала вдоль траектории МБР показана на рис. 12.16.

Облако дипольных отражателей может накрывать одну или несколько головных ча-
стей, а также ложных целей, маскирующих МБР от обнаружения и сопровождения средства-
ми ПРО.

Полагая, что ширина луча РЛС а /3 1,2°, длительность сжатого импульса ги = 1 мкс,
размеры облака составляют 370 и 900 км (диполи распределены равномерно), а 0,1м2
(при длине диполя 40 см), то в соответствии с (12.30) в импульсном объеме РЛС на расстоянии
1300 км, соответствующем минимальной дальности порыва антиракет, будет содержаться
примерно 80 дипольных отражателей с общей ЭПР 0,8 м2. Для средней ЭПР головной части
со стороны носа ~ 0,001 м2 соотношение сигнал/помеха составит —30 дБ, что делает не-
возможным распознавание головных частей радиолокационными станциями в составе ком-
плексов противоракетной обороны.

Рис. 12.16. Защита диполями головных частей МБР на траектории

Первоначально конструкции дипольных отражателей были очень просты. Они пред-
ставляли собой металлические или металлизированные полуволновые вибраторы, комплек-
туемые в пачки и выбрасываемые в огромных количествах для формирования облаков или
протяженных завес.

Интенсивное развитие методов и средств постановки пассивных помех привело к со-
зданию дипольных отражателей более сложных и оригинальных конструкций, придающих
этим средствам радиомаскировки новые качества. Во-первых, диполи стали делать из тон-
ких, прочных и упругих нитей (стекловолокна, майлара, углепластика) покрытых слоем ме-
талла. Такие нити плотнее упаковываются в пачки и меньше спутываются и рвутся. В ре-
зультате каждая пачка может создать облако с большей ЭПР, чем пачка станиолевых поло-
сок. Во-вторых, были разработаны специальные формы и конструкции, позволяющие дипо-
лям дольше плавать в атмосфере. Для этого созданы диполи из очень тонких (диаметром по-
рядка 1 мм) металлизированных трубок, наполненных легким газом. Трубка герметизирова-
на, а ее длина примерно равна половине рабочей длины волны РЛС. При нормальном атмо-
сферном давлении дипольный элемент частично сложен. На высоте, где его вес равен весу
вытесняемого им воздуха, он полностью раздувается давлением газа внутри трубки. Исполь-
зуя это техническое решение, можно создавать диполи, остающиеся во взвешенном состоя-
нии на различной высоте над землей в условиях стандартной атмосферы. Были также созда-
ны диполи, которые медленнее опускаются за счет авторотации. Конструкция таких диполей
представлена на рис. 12.17.

Диполь выполняется из тонкой металлизированной пленки. Два стабилизатора, раз-
мещенные на конце диполя, отогнуты относительно друг друга на 45°. При выбросе диполей
с ЛА в больших количествах каждый отдельный диполь будет вращаться относительно своей
центральной оси. Малая масса отдельных диполей в сочетании с вращательным движением
позволяет им оставаться практически на одной и той же высоте в течение относительно
большого интервала времени. Кроме того, вращение стабилизирует вертикальную ориента-
цию диполя в любой момент времени и способствует доплеровскому расширению спектра
отраженного сигнала, препятствуя селекции движущейся цели на фоне отражений от ди-
польных облаков.

Рис. 12.17. Вращающийся диполь

Дипольные отражатели, используемые для прикрытия головных частей баллистиче-
ских ракет, должны работать в условиях гиперзвуковых скоростей, не разрушаться на участ-
ке спуска в атмосфере вплоть до очень малых высот и двигаться в атмосфере по траектории,
подобной траектории спуска головной части МБР. Кроме того, диполи должны ориентиро-
ваться поперек луча РЛС. Необходимые аэродинамические, баллистические и электродина-
мические характеристики обеспечиваются у диполей, выполненных в виде плоских кон-
струкций с клиновидными концами, один из которых длиннее другого. Это позволяет сме-
стить центр тяжести диполя вперед. У задней кромки делают отверстие, чтобы сместить
центр тяжести относительно центра приложения аэродинамических сил. Диполи могут иметь
различную толщину по длине. Тонкая удлиненная конфигурация обеспечивает низкое сопро-
тивление и высокий баллистический коэффициент. Изменяя угол атаки, под которым от-
дельные диполи будут стабилизироваться в полете, можно задать высоту, на которой они из-
менят ориентацию. Изменение углов атаки обеспечивается отогнутыми частями с разными
углами и площадью отгиба. Эти конструктивные приемы иллюстрируются рис. 12.18.

Таким образом, конструкции, материалы, технологические схемы изготовления и так-
тические приемы применения дипольных отражателей - старейшего вида пассивных помех -
постоянно совершенствуются.

Рис. 12.18. Специальные формы самостабилизирующихся
и самоориентирующихся дипольных отражателей

12.3. Аэрозоли

Аэрозольная маскировка - это способ снижения величины контраста яркости (Ко)
объекта маскировки ниже уровня минимальной контрастной чувствительности зрительного
анализатора (порога контраста яркости объекта Ео = (ЛГПОр шт) за счет создания искусственно-
го замутнения среды на «линии визирования» между объектом обнаружения и наблюдате-
лем.

Известные исследования в области радиолокации и РЭП практически не рассматри-
вают замечательное свойство локальных аэрозольных образований, которое заключается в их
способности при определенных условиях усиливать помеховый сигнал, если САП подсвечи-
вает аэрозольное образование.
Контрастная чувствительность зрительного анализатора характеризуется способно-
стью анализатора лучистой энергии обнаруживать малые различия яркости объектов - ис-
точников отраженного или испускаемого света.

Нейтральные аэрозоли могут применяться в виде маскирующих аэрозольных завес [28].
Боевое применение маскирующих аэрозолей заключается в образовании в воздухе искусствен-
ных завес, представляющих собой коллоидно-химические системы: дымы, пыли и туманы, обра-
зованные из мельчайших, свободно плавающих в воздухе твердых и жидких частиц.

Применение маскирующих аэрозолей позволяет во многих случаях осуществить один
из важнейших принципов действий в бою - внезапность и неожиданность нападения, а также
способность деморализовать противника. Маскирующие аэрозоли являются средством лишь
снижающим на некоторое время эффективность огня противника. После рассеяния аэрозоль-
ной завесы противник целиком восстанавливает свою боеспособность. Как показывает опыт
войн, маскирующие аэрозоли являются в основном средством наступательного боя, защиты
наземных и надводных объектов фронта и тыла.

Задача маскирующих аэрозолей в наступлении заключается прежде всего в снижении
до минимума эффективности огня или исключении возможности его ведения обороняющим-
ся противником.

Исключительно важное значение имеет возможность применение аэрозолей для за-
щиты бронетанковой техники от противотанковых средств как наземного, так и воздушного
противника, а для авиации - возможность ослепления зенитных комплексов ПВО малой
дальности как на маршруте полета над территорией противника, так и у объекта поражения.
Заблаговременно обнаружить и своевременно подавить огневые точки противника противо-
танковой и противовоздушной обороны является делом весьма трудным, а порой и невоз-
можным из-за неопределенности их местоположения (координат), ибо рассматриваемые
средства не ведут огня до появления объектов поражения на эффективной дальности; между
тем как маскирующие завесы, ослепляя системы наведения и управления оружием против-
ника, маскируют объекты (танки, боевые машины пехоты, самолеты, вертолеты и т. д.), со-
здают условия, мешающие ведению прицельной стрельбы, и резко сникают эффективность
огня противника.

Кроме наступления, аэрозоли применяются при выходе из боя и переправе через вод-
ные преграды (препятствия). Однако постановка маскирующей завесы перед передним краем
обороны невыгодна (за исключением индивидуальной защиты), т. к. она, лишая наблюдения,
ослабляет и дезориентирует обороняющегося, обеспечивая тем самым противнику беспре-
пятственное наступление. Маскирующие аэрозольные завесы для целей обороны могут быть
использованы в период артподготовки и подхода боевого порядка противника для ослепле-
ния его воздушных и наземных наблюдательных пунктов, артиллерийских батарей, а также
во время борьбы внутри оборонительной полосы для прикрытия контрудара своих частей.

В морском бою аэрозольные завесы широко применяются для обеспечения тактиче-
ского маневра и нанесения коротких ударов противнику.

Маскирующие аэрозольные завесы применяются для защиты тыловых объектов (же-
лезнодорожных узлов и станций, военных и военно-промышленных объектов, аэродромов)
от ударов авиации противника. Здесь необходимо заметить, что желаемого эффекта можно
достигнуть лишь при создании крупномасштабной маскирующей завесы, если же цель будет
прикрыта малой завесой, то последняя будет служить только ориентиром для воздушного
противника и принесет больше вреда, чем пользы.

Таким образом, свойство нейтральных аэрозолей проявляется через пассивное сред-
ство защиты объекта, воздействующее на уровень информационности оптико-визуальных,
оптоэлектронных и других средств разведки, наблюдения и наведения оружия противника
с целью снижения эффективности их применения.

Поскольку аэрозольная завеса является пассивным средством защиты, то ее маскирую-
щее и ослепляющее свойства следует рассматривать одновременным явлением по отношению
как к объекту маскировки, так и к наблюдателю (противнику). Это обстоятельство можно
объяснить следующим образом: аэрозольная завеса, обеспечивающая эффективную маски-
ровку объекта, в одно и то же время может стать ослепляющей, если она скрывает атакую-
щего противника от наблюдения собственными средствами обороны (например, в процессе
атаки воздушным противником наземной цели). В случае же постановки аэрозольной завесы
в районе расположения противника - ослепляет средства обороны и маскирует объект пора-
жения, тем самым может исключить эффективное применение собственного оружия, но
обеспечивает условия маскировки. В обоих случаях, если не принимать определенных так-
тических мер по постановке завес для обеспечения наиболее благоприятных для себя усло-
вий ведения боевых действий, она становится маскирующей как для защищающегося объек-
та, так и для противника. Поэтому при рассмотрении оптоэлектрических свойств аэрозоль-
ных завес целесообразно говорить о них все же как о маскирующих, т. к. при постановке за-
вес для скрытия своих объектов и в районе расположения противника ее проявление осу-
ществляется посредством действия пассивной маскирующей помехи.

Вместе с тем при решении конкретной задачи с использованием аэрозольных завес
следует различать и определять конкретное предназначение завесы, и при этом использовать
термины «маскирующая», либо «ослепляющая» и рассматривать ее положение только отно-
сительно того, кто ставит завесу [28].

Маскирующие (защитные) завесы предназначены для прикрытия действия своих
войск (на земле, в воздухе и на море) или для маскировки наземных целей.

Детализируя основные задачи, решаемые с применением аэрозолей, следует отметить
следующие частные цели их применения:

-	маскировка фронта наступления и прикрытие наступающих подразделений и ча-
стей с флангов от эффективного огня обороняющегося противника;

-	прикрытие войск при выходе из боя;

-	скрытие путей следования и районов сосредоточения и развертывания подразде-
лений и частей;

-	защита летательных аппаратов в зовах действия ПВО малой дальности, на марш-
руте полета и в районе цели;

-	защита летательных аппаратов, кораблей и наземных целей от эффективного огня
воздушного противника.

Маскирующие завесы, поставленные с учетом метеоусловий, подстилающей поверх-
ности и рельефа местности, лишают противника возможности вести разведку и исключают
эффективное применение оружия.

Маскирующие завесы могут быть «подвижными» и «неподвижными» в зависимости
от способа их постановки.

Подвижная завеса прикрывает двигающиеся объекты и производится аэрозольными
средствами, находящимися в движении, соответственно движению маскируемого объекта.
В целях обеспечения эффективной маскировки объектов такие завесы должны создаваться
с упреждением по времени с фронта или с флангов относительно движения объекта, либо
группы объектов, например, самолетов, кораблей и наземных целей.

Неподвижная завеса производится с одного или последовательно с нескольких непо-
движных рубежей и прикрывает преимущественно неподвижные объекты, хотя в некоторых
случаях ее можно использовать и для прикрытия перемещающихся (движущихся объектов.

По своему положению относительно линии фронта, состоянию объекта или их группы
маскирующая завеса может быть:

-	фронтальной вертикальной (отсечной), если она находится перед фронтом под-
разделения, части, соединения своих войск и прикрывает от огня противника с
фронта;

-	фланговой вертикальной (отсечной), когда она находится на фланге (или на флан-
гах) боевого порядка и прикрывает его от флангового огня и наблюдения против-
ника;
-	площадной горизонтальной (приподнятой над землей, водой), если она находится
над подразделениями, соединениями своих войск, наземными (надводными) объ-
ектами тыла и фронта и прикрывает их от огня и разведки воздушного противни-
ка. Такие завесы могут быть сплошными или очаговыми;

-	упреждающей площадной горизонтальной, если она находится под боевым по-
рядком подразделения (например, боевой порядок летательных аппаратов в зоне
действия войсковой ПВО малой дальности) и устанавливается с упреждением в
целях прикрытия его от фронтального и флангового огня наземного противника.

Такого рода завесы могут устанавливаться перед боевыми порядками авиации как
сплошными, так и с разрывами (интервалами), обеспечивающими эффективное применение
летательных аппаратов в зависимости от времени реакции зенитных комплексов ПВО и ряда
других факторов.

Аэрозольные завесы могут с успехом применяться для защиты баллистических объектов.

Ослепляющие завесы имеют целью оказать непосредственное помеховое воздей-
ствие на визуальные и оптоэлектронные каналы информации огневых точек и наблюдатель-
ных пунктов противника.

Ослепление, с точки зрения оптического явления, - это способ создания помехи в эф-
фективном поле зрения наблюдателя или в угловом размере поля поиска оптоэлектронной
системы по мощности светового излучения, превосходящего максимальный порог световой
чувствительности зрительного анализатора или приемного устройства системы лучистой
энергии. Что же касается аэрозольной завесы, то она сама по себе, без специального подсве-
та, не способна излучать свет такой силы.

Сущность постановки ослепляющей аэрозольной завесы сводится к тому, что аэрозо-
ле образующее вещество (состав) с помощью специального устройства (технического сред-
ства) перебрасывается к противнику. Аэрозольная завеса в этом случае образуется или в са-
мом расположении противника, или непосредственно перед его фронтом. Образовавшаяся
завеса, покрывая расположения противника и его огневые точки, «ослепляет» его, лишает
возможности наблюдения и снижает эффективность его огня.

Разнообразные системы, состоящие из мельчайших частиц, взвешенных в газовой
среде, носят название аэродисперсных систем или аэрозолей. К аэрозолям относятся, помимо
маскирующих аэрозолей: гидрометеориты, т. е. естественные туманы и облака, все продукты
загрязнения атмосферы, атмосферная пыль, газовые ионы, космическая пыль, дымы, полу-
ченные в результате неполного сгорания топлива на фабриках, заводах, моторном транспор-
те, отходящие газы, выделяющиеся при химических процессах, пыль, образующаяся при ме-
ханической обработке материалов в каменоломнях и т. п., словом, все то, что называется ту-
маном, дымом, пылью, копотью, облаком, мглой и т. д.

В основу классификации аэрозолей положено два принципа: величина частиц и агре-
гатное состояние дисперсной фазы.

Прежде всего, аэрозоли делятся на дымы и туманы, являющиеся истинными коллоид-
ными системами с частицами, меньшими 10 3 см (10 мкм), и пыли, или грубые суспензии,
частицы которых больше 10 3 см.

Дымами называются истинные коллоидно-химические аэрозоли с твердой дисперсной
фазой, а туманами - аэрозоли, дисперсная фаза которых состоит из капелек жидкости.

Классификация аэрозолей по агрегатному состоянию не всегда возможна, ибо аэрозоль-
ные системы могут являться смесью твердых и жидких частиц. Кроме того, поведение истинно
коллоидных аэрозольных систем определяется во многом не агрегатным состоянием дисперс-
ной фазы, а размерами аэрозольных частиц. Последнее обстоятельство играет весьма суще-
ственную роль особенно для маскирующих аэрозолей. От размера частиц зависят маскирующие
свойства завес - способность отражать (рассеивать) и поглощать электромагнитное излучение
определенной длины волны. И наконец, от радиуса частиц зависит важнейшее свойство аэро-
зольных образований - их устойчивость в приземном слое атмосферы, подверженному
наибольшей турбулентности. Время эффективного существования маскирующих завес (пе-
риод времени, с момента образования аэрозольной завесы, в течение которого она сохраняет
свои маскирующие свойства) является одним из определяющих показателей эффективности
маскирующего действия аэрозолей. Следовательно, соответствующим образом выбрав ради-
ус частиц, можно разделить аэрозоли на стабильные системы, не разрушающиеся в течение
продолжительного времени, и системы, в которых частицы дисперсной фазы оседают под
действием силы притяжения. Исходя из всего этого дымами называют коллоидно-
химические аэрозоли с размерами частиц от 10 5 см до 10 7 см, а туманами - аэрозоли оседа-
ющие с размерами частиц от 10 3 см до 10 5 см, лежащие между пылью и дымом.

Следовательно, вещества, служащие для образования аэрозоля, называются аэро-
золеобразными составами (АОС), а происходящие при этом процессы - процессами аэрозо-
леобразования. Искусственно созданные коллоидно-химические системы в процессе ведения
боя - маскирующие аэрозольные завесы (АЗ).

Одной из задач исследования аэрозолей является выяснение свойств отдельных ча-
стиц, другой задачей - изучение свойств аэрозолей как систем.

Исследование свойств индивидуальных частиц дало много ценных данных, особенно
для понимания процессов образования аэрозолей, их движения, диффузии, оптических и
электрических свойств. Однако нередко аэрозоли приходится рассматривать как системы,
аналогичные газам, особенно - при изучении атмосферных аэрозолей и турбулентной диф-
фузии аэрозолей. Объектами исследования оптических свойств аэрозолей, например, при
маскировке объектов аэрозольными завесами, также служат не только отдельные частицы,
но нецелые системы частиц.

Образование аэрозолей при конденсации паров и в результате газовых химических
реакций - примеры процессов, к которым были успешно применены основные физико-
химические законы. Это относится и к испарению капель, и к росту гигроскопических частиц
за счет поглощения ими пара. Для достаточно мелких частиц нужно также учитывать эффек-
ты крутизны поверхности частиц и их заряда.

Переход твердого или жидкого вещества в аэрозольное состояние сопровождается не-
которым изменением его свойств. Причиной этих изменений является, прежде всего то, что в
аэрозольном состоянии материя, находясь в виде огромного числа отдельных мелких частиц,
обладает большей удельной поверхностью. Представление об этой поверхности может дать
расчет Гиббса [28]. Суммарная или удельная поверхность одного кубического сантиметра
вещества равна 6 см2. Если его разделить на 1000 кубиков объемом 1 мм3, то поверхность
каждого вновь образованного кубика равняется 6 мм2, а суммарная поверхность вещества -
60 см2. Если далее каждый кубический миллиметр разделить на 1000 кубиков с ребром в
0,1 мм, то суммарная поверхность будет равна 600 см2. После трех подобных дроблений по-
лучается 10 частиц со стороной в 10 см и суммарной поверхностью в 600000 см2.

Благодаря столь большей площади огромное число молекул диспергированного веще-
ства находится во внешнем поверхностном слое, что вызывает повышение химической ак-
тивности вещества и ускорение физических процессов.

Скорость реакций в аэрозольном состоянии приближается к скорости газовых реак-
ций. Ряд реакций, протекающих в обычных условиях достаточно медленно, в аэрозольном
состоянии заканчивается весьма быстро. Этим объясняется взрывчатость зажженной тонкой
пыли сахара, крахмала, угля и других веществ; самопроизвольное воспламенение мелко раз-
дробленных свинца и железа, а также быстрое наступление равновесного состояния между
дисперсной фазой аэрозолей, представляющих собой растворы кислот, и парами воды.

Обладая большой удельной поверхностью, аэрозоли поглощают некоторое количество
газовых ионов и молекул, образующих на поверхности частиц абсорбированную пленку.

Следующим, не менее важным обстоятельством, является дисперсность или величина
аэрозольных частиц. Вполне понятно, что свойства частиц, приближающихся по своим раз-
мерам к размерам молекулы, окажутся иными, чем свойства большого агрегата материи. Об-
ладая рядом особенностей как вещества в твердом или жидком состоянии, с одной стороны,
так и свойствами индивидуальных молекул - с другой, аэрозольные частицы вместе с тем
имеют и ряд своих, специфических особенностей.

Благодаря соизмеримости с размерами газовых молекул аэрозольные частицы, под-
вергаясь ударам молекул, совершают непрерывное беспорядочное движение во всех направ-
лениях, известное под названием броуновского движения.

Соизмеримость размеров аэрозольных частиц с длинной волны электромагнитного
излучения (видимого света, ИК-излучения и т. и.) в сочетании с огромной удельной поверх-
ностью аэрозольной системы (облака, аэрозольной завесы) является причиной ряда оптиче-
ских явлений, в результате которых аэрозольное облако приобретает маскирующие свойства.

Особенность оптических свойств коллоидных систем определяется их основными
признаками: гетерогенностью и дисперсностью.

Гетерогенность, или наличие межфазной поверхности, обусловливает изменение
направления (отражение, преломление) световых, электронных, ионных и других лучей на
границе раздела фаз и неодинаковое поглощение (пропускание) этих лучей сопряженными
фазами. Лучи (лучистая энергия), направленные на микрогетерогенные и грубодисперсные
системы, падают на поверхность частиц, отражаются и преломляются под разными углами,
что обусловливает выход лучей из системы в разных направлениях. Прямому прохождению
лучей через дисперсную систему препятствуют также их многократные отражения и прелом-
ления при переходах от частицы к частице. Очевидно, что даже при отсутствии поглощения
интенсивность лучей, выходящих из дисперсной системы, будет меньше первоначальной.
Уменьшение интенсивности лучей в направлении их падения тем больше, чем больше неод-
нородность и объем системы, выше дисперсность и концентрация дисперсной фазы. Увели-
чение дисперсности приводит к дифракционному рассеянию лучей (опалесценции).

Специфические особенности аэрозольного состояния приводят к тому, что в отличие
от макроскопических гетерогенных систем, для характеристики аэрозольных образований,
так же как и для остальных коллоидных систем, не применяется правило фаз Гиббса.

Как известно, в правиле фаз Гиббса в качестве независимых переменных, определяю-
щих свойства гетерогенной системы, рассматриваются температура, давление, химический
состав или концентрация. В макроскопических гетерогенных системах сознательно исклю-
чают действие сил тяжести, влияние электрических полей, величину поверхностной энергии
и т. и., как не оказывающих какого-либо заметного влияния на равновесие, существующее
между различными фазами.

В отличие от макроскопических систем, характеристика аэрозольного образования не
может быть однозначно определена температурой, давлением и концентрацией дисперсной
фазы. При соблюдении всех этих условий можно получить аэрозольные образования, обла-
дающие совершенно различными маскирующими свойствами, неодинаковой устойчивостью
и т. и. Для характеристики аэрозольных образований необходимо, кроме концентрации, тем-
пературы и давления, принимать во внимание размер и электрические свойства частиц дис-
персной фазы. Так, например, упругость высоко дисперсного водяного тумана зависит; по-
мимо давления и температуры, от размеров частиц и величины их электрического заряда.
Степень дисперсности определяет и важнейшее свойство аэрозольных образований - ско-
рость их разрушения.

Однако в ряде случаев для полной характеристики аэрозольного образования недоста-
точно и знание степени дисперсности. Особенно это относится к маскирующим свойствам и
характеру устойчивости аэрозольного образования. Поэтому более правильной является ха-
рактеристика аэрозольного образования вместо концентрации и размеров частиц, более ши-
роким понятием - физическая структура.

Под физической структурой аэрозольного образования понимается весовая (фактиче-
ская массовая) и части - весовая (т. е. число частиц) концентрации, абсолютная величина,
форма, плотность и структура частиц дисперсной фазы и процентное содержание частиц
определенных размеров в общем количестве.
Физическая структура аэрозольного образования зависит как от химического состава
дисперсной фазы, так и от способов образования самого аэрозоля. Варьируя способы образо-
вания, можно легко получить аэродисперсные системы, обладающие неодинаковыми свой-
ствами, и различной физической структурой. Помимо химического состава дисперсной фазы,
физическая структура аэрозольного облака определяется природой дисперсной среды.
В маскирующем аэрозолеобразовании, когда воздух является дисперсной средой, влияние
природы последней на образование аэрозоля не будет сказываться. Однако ряд свойств дис-
персной среды, в частности степень ее загрязнения и ионизации, все же повлияют как на фи-
зическую структуру аэрозольного образования, так и на характер ее изменения.

На рис. 12.19 представлены фотографии фрагментов нитевидных структур объемных
радиопоглощающих образований (ОРПО), формируемых средствами защиты в оптическом,
инфракрасном и радио-диапазонах частот. Нитевидные конфигурации частиц при диаметре
до 0,1 мкм имеют длину более 1 см.

При плотности ОРПО 0,32 г/см3 значения затуханий от частоты сигналов информаци-
онных каналов представлены на рис. 12.20.

Представленные значения характеристик ОРПО позволяют формирование эффектив-
ных аэрозолей защиты практически всех типов объектов ВВСТ.

Рис. 12.19. Фотографии фрагментов нитевидных структур ОРПО

Рис. 12.20. Зависимость затуханий в ОРПО от частоты сигнала информационного канала

На рис. 12.21 представлена фотография формирования дымовой завесы по защите ко-
рабля.
Рис. 12.21. Аэрозоль дыма защиты кораблей от оптического наблюдения

Применение маскировки во флоте широко распространено и для прикрытия аэрозо-
лями дымовыми завесами соединений кораблей. При этом размеры зоны аэрозольной завесы
может составлять десятки квадратных километров.

На рис. 12.22 представлено формирование аэрозоли дымовой завесы защиты назем-
ной техники от возможного обнаружения прицельного поражения.

Рис. 12.22. Аэрозоль дыма защиты наземных объектов ВВСТ

При определенных условиях аэрозольные образования могут применяться для имита-
ции целей, а также для защиты самолетов и вертолетов от ПЗРК.

12.4. Уравнение РЭП РЛС пассивными помехами

Лучшими маскирующими свойствами обладают неизвестные противнику помехи, т. е.
случайные колебания, обладающие высокой энтропией. В рассматриваемом случае помехо-
вый сигнал образуется отражателями, попадающими в элемент разрешения подавляемой
РЛС. Помеховый сигнал будет пропорционален ЭПР диполей этого элемента сгио. В свою
очередь сгио определяется импульсным объемом (объемом элемента разрешения) уио и удель-
ной ЭПР отражателей сгио. ЭПР дипольных отражателей, находящихся в любом произволь-
ном выбранном элементе разрешения подавляемой РЛС представляет собой случайную
величину, полученную в результате линейного преобразования исходной случайной величи-
ны сгио с плотностью вероятности р(у, I), определяемой выражением (12.19). Следовательно,
плотность вероятности случайной величины <лИо является гауссовой.

Приведенные соображения дают основание рассматривать в фиксированный момент
времени ЭПР элементов разрешения сгиоо подавляемой РЛС, в данном облаке отражателей,
как совокупность гауссовых некоррелированных случайных величин. Иными словами, по-
тенциально облако отражателей обладает информационно устойчивыми к контрмерам мас-
кирующими свойствами.

Потребное количество отражателей, обеспечивающее заданную степень подавления
РЛС, определяется на основании уравнения радиоэлектронного подавления, связывающего
отношения мощностей помехового и полезного сигнала с критериальными нормами, а также
параметрами РЛС прикрываемого объекта и средства подавления.

По аналогии с активными помехами уравнение РЭП можно записать следующим
образом:

(12.33)

где (Рп)вх и (Рс)вх - мощности помехового и полезного сигналов на входе приемника по-
давляемой РЛС;

Кп- коэффициент подавления.

В соответствии с рис. 12.23:

Рис. 12.23. ЭПР дипольных отражателей в импульсном объеме разрешения РЛС

(12.34)

(12.35)
Таким образом, в случае пассивных помех уравнение РЭП может быть записано в ви-
де

<ТИО=^П<ТС.	(12.36)

В качестве поясняющего примера выводится уравнение РЭП для случая, когда
= ^пэу >	= ^пэу >а объектом подавления является РЛС, находящаяся в створе с постановщи-

ком помех ПП и прикрываемым боевым порядком БП. Как следует из (12.30), удельная ЭПР
ст

сгу, в рассматриваемых условиях, будет определяться элементом разрешения 1т =	, где тс

- длительность импульса. Соответственно

^и0=^ГИ0=<7//г,	(12.37)

ИО

V т
г пггп

(12.38)

Уравнение (12.36) преобразуется к виду

^ппгп

4 -

(12.39)

где (У§п - средняя ЭПР боевого порядка самолетов, прикрываемых помехами.

Зная сг§п и Кп, из уравнения (12.39) можно определить с каким интервалом тп и какое
количество пачек отражателей нп необходимо сбрасывать, чтобы обеспечить условия подав-
ления, рассматриваемой РЛС.

Соотношение (12.39), в частности, показывает, что потребное количество дипольных
отражателей увеличивается обратно пропорционально длительности импульса подавляемой
РЛС. Отсюда следует, что при прочих равных условиях, требуемая степень подавления ши-
рокополосной РЛС, база сигнала которой равна В, будет достигнута, если удельная ЭПР ис-
ходной полосы отражателей сгап будет увеличена не менее, чем В раз. Под исходной в дан-
ном случае понимается полоса дипольных отражателей, ЭПР которой была достаточна для
подавления сигнала с базой В = 1.

В первом приближении коэффициент подавления Кп может быть определен на осно-
вании только энергетических соотношений без учета тонкой структуры сигнала, отраженно-
го от летательного аппарата. Такой подход справедлив для некогерентных РЛС, не имеющих
схем селекции движущихся целей. Опираясь на результаты первого приближения, можно
определить коэффициент подавления Кп и в более общем случае [28]. Исходя из энергетиче-
ских соотношений решение об обнаружении полезного сигнала, может быть принято в соот-
ветствии с критерием Неймана - Пирсона путем сопоставления отношения правдоподобия с
некоторым пороговым значением До. Основанием для такой постановки вопроса является
установленная возможность представления ЭПР элемента разрешения сгио в виде гауссовой
случайной величины, плотность вероятности которой р(<уио) зависит от того, какая из двух
альтернативных гипотез имеет место, а именно: гипотеза Но- вэлементе разрешения только
дипольные отражатели; гипотеза П\ - в элементе разрешения наряду с дипольными отража-
телями имеется некоторый объект с ЭПР сгБП.

Гипотеза Но соответствует плотность вероятности

где дисперсия случайной величины ст.
Гипотезе П\ соответствует плотность вероятности

(12.41)

В последующем предполагается, что сгио - случайная величина с математическим
ожиданием (сгио^, если имеет место гипотеза Яо и (сгио^ + сгБП в случае справедливости гипо-
тезы Я1, ЭПР боевого порядка сгио предполагается постоянной и известной величиной.

Отношение правдоподобия

Л= ^^ио)	(12.42)

РоКо)

преобразуется к следующему виду

Л = ехр 2<7ио^д +		(12.43)

Решение об обнаружении в данном элементе разрешения боевого порядка БП прини-
мается на основе сравнения Л с некоторым пороговым значением отношения правдоподобия
Ло.

Если Л > Ло, принимается решение об обнаружении БП, в противном случае Л < Ло и
полагается, что в элементе разрешения имеются только дипольные отражатели. Выражение
(12.43) достаточно сложно. Учитывая свойства экспоненциальной функции, вместо отноше-
ния правдоподобия Л можно использовать взаимно однозначно связанную с ней достаточ-
ную статистику

<? = ^бп	(12-44)

и принимать решение на основании сравнения О с некоторой пороговой статистикой

Со = 0.|пЛо -|<ти20.	(12.45)

Как следует из (12.44), статистика С является гауссовой случайной величиной и пол-
ностью определяется двумя первыми моментами распределения М(Сг) и Рс.

В случае гипотезы Но

М(О) = 0,	(12.46)

Если справедлива гипотеза Н\, то

М(С) = <т2п, /)с=а2пРа.	(12.47)

Плотности вероятностей, соответствующие гипотезам Но,и П\ записываются следую-
щим образом:

1

А)(С)= / ехр -	2	,	(12.48)

Р|(с)=Т2^;ехр|“	& аБП)	2	(12.49)
			
Задаваясь пороговым значением Оо9 можно определить вероятности ложной тревоги
Рлт и правильного обнаружения

(12.50)

2	^БП^ио

1	(	А

Лбн=Т-Фо	•	(12.51)

2	I	)

При фиксированном уровне ложной тревоги Рлт из (12.51) определяется коэффициент
подавления С, равный отношению —, при котором вероятность правильного обнаружения
^ио

Робн не превышает заданного значения.

В качестве примера определим коэффициент подавления РЛС пассивными помехами,
при котором вероятность правильного обнаружения не превышает 0,1. Вероятность ложной
тревоги фиксируется на уровне Рлт = Ю 3. Из (12.50) находится Хо = 3,1. Полагая в (12.51)
Робн=0,10, можно получить -^п. = о,77. Коэффициент подавления Кп=-^^- = 1,3. Необхо-
^ио	°БП

димо подчеркнуть, что это значение получено без учета спектрального коэффициента каче-
ства помехи т|сп « 1.

Полученные в первом приближении энергетические критериальные нормы подавле-
ния пассивными помехами некогерентных РЛС не учитывают возможности ослабления по-
мехового воздействия при обработке принятых сигналов. Ослабление помехового воздей-
ствия достигают, используя различие в детерминированных параметрах сигналов и помех.
В частности, можно использовать детерминированное изменение во времени фазы отражен-
ного сигнала, обусловленное движением летательного аппарата. Селекция сигнала от дви-
жущихся объектов на фоне отражений от малоподвижных дипольных отражателей применя-
ется в импульсно-когерентных РЛС.

Известны три основных вида импульсно-когерентных РЛС, а именно - с низкой, вы-
сокой и средней частотой следования импульсов.

Импульсно-когерентные РЛС с низкой частотой следования импульсов являются ши-
рокополосными. Селекция движущихся целей (СДЦ) в них осуществляется путем череспе-
риодной компенсации (ЧПК) помеховых сигналов, отраженных от неподвижных и малопо-
движных объектов.

Импульсно-когерентные РЛС со средней и высокой частотой следования импульсов
являются узкополосными. Селекция целей осуществляется в них за счет фильтрации допле-
ровских частот сигналов, отраженных от движущихся объектов. Последнее дает основание
называть эти РЛС импульсно-доплеровскими или РЛС с квазинепрерывным излучением
(КИИ). Путем фильтрации доплеровских частот полезных сигналов помеховое воздействие,
порождаемое дипольными отражателями, ослабляется на много десятков децибел. И это, по
существу, исключает возможность подавления импульсно-доплеровских РЛС пассивными
помехами, применяемыми традиционными методами. Практически, пассивными помехами
могут быть подавлены широкополосные импульсно-когерентные РЛС. Потребная степень
увеличения объемной плотности дипольных отражателей может быть определена путем ко-
личественной оценки степени ослабления помехового воздействия в схеме ЧПК.

На рис. 12.24 приведена упрощенная схема импульсно-когерентной РЛС с однократ-
ным череспериодным вычитанием.

Модулятор формирует короткие импульсы для управления высокочастотным генерато-
ром передатчика (ПРД) и длинные импульсы для запуска когерентного гетеродинана время Г,
несколько меньшее периода следования импульсов зондирующего сигнала. Длительность Т
выбирается несколько меньшим периода, чтобы дать возможность затухнуть собственным
колебаниям когерентного гетеродина к началу очередного цикла работы. Когерентный гете-
родин синхронизируется по фазе высокочастотным импульсом генератора передатчика.
Этим обеспечивается когерентность сигнала гетеродина и излученного сигнала на время,
примерно равное Т.

Рис. 12.24. Блок-схема импульсно-когерентной РЛС
с однократным череспериодным вычитанием

Следующий новый высокочастотный импульс вновь осуществляет фазирование коге-
рентного гетеродина. Вследствие большой скважности, широкополосности и малого времени
когерентности рассматриваемый вариант импульсно-когерентных РЛС называют псевдо-
или квазикогерентными.

Отраженный (полезный) сигнал и сигнал когерентного гетеродина после преобразо-
вания в смесителях 1 и 2, на которые также подаются сигналы от местного гетеродина, по-
ступают на усилители промежуточной частоты УПЧ 1 и УПЧ 2 и далее на фазовый детектор
ФД. С выхода фазового детектора импульсные сигналы подаются на схему ЧПК, включаю-
щую линию задержки ЛЗ со временем задержки Т и схему вычитания (компенсации).

Результирующий сигнал на выходе идеально работающей квазикогерентной РЛС г/Вых
будет равен нулю, если отражающий объект неподвижен, и отличен от нуля, если объект
движется с радиальной скоростью, не совпадающей с так называемой слепой скоростью. При
слепой скорости движущегося объекта за время, равное периоду следования импульсов Г, он
(объект) пройдет в направлении на РЛС путь, равный половине длины волны РЛС. Эффект
компенсации можно иллюстрировать примерами.

Предположим, что на вход подавляемого приемника воздействуют полезный и поме-
ховый сигналы. Отношение их мощностей на входе
Помеховый сигнал на входе приемника в данном случае на ограниченном интервале
времени можно представить в виде квазигармонического колебания

«п(О = С/п(Ос°8[й,о? + ^п(О]’	(12.53)

где Щ/) и <^п(7) - огибающая и начальная фаза - медленно меняющиеся по сравнению с
СО8Щ)/ случайные процессы;

бУо- частота несущего колебания.

Средняя мощность (дисперсия) помехового сигнала по определению равна

(Рп)вх=^).	(12.54)

Соответственно, полезный сигнал на входе представляется в виде гармонического ко-
лебания, начальная фаза которого изменяется во времени, вследствие поступательного дви-
жения самолета или другого объекта

ис(г) = С7сео8[й>0Г + <рс(/)],	(12.55)

где

□д =2тг—- доплеровский сдвиг частоты принятого сигнала относительно частоты
излученного;

гр- радиальная составляющая скорости объекта (самолета) относительно антенны по-
давляемой РЛС;

X - длина волны зондирующего сигнала РЛС;

Сс - огибающая полезного сигнала.

По определению мощность полезного сигнала на входе и его амплитуда связаны со-
отношением

^с=72Сс)вх-	(12-57)

Можно записать следующие выражения для напряжений полезного и помехового сиг-
налов на выходе фазового детектора. Полезный сигнал:

(Лфд(')=^пАС0М')’	(12-58)

где АГПр - коэффициент передачи всей схемы обработки.

Помеховый сигнал:

^пфд(0=^п(0=^пСО^п(0-	<12-59)

Оба колебания - и сигнальное и помеховое - являются импульсными. Наблюдаемой
реализации (пачке) из п импульсов соответствует временной интервал

Тп=пТ.	(12.60)

где	Т- период следования импульсов.
Напряжения Д^7с(0 полезного сигнала на выходе ЧПК, имеющие место при прохож-
дении (п — 1)-го и 7?-го импульсов будет

(„.!) (О = V {СО3 К (" - 9 И - соз [ОдлгГ]} =

= К 2Ц 81П^^-81П

пр с 2

йдГ п—- у

Ч 2)

(12.61)

Таким образом, напряжение полезного сигнала на выходе ЧПК представляет собой
О Т

гармоническое колебание с частотой Од и огибающей, равной 211 с зт . Соответственно,
мощность полезного сигнала на выходе ЧПК (Рс)вых с учетом (12.57) и (12.61), может быть
представлена следующим образом:

(Рс) = 4Л'2(/’С) 8ш2-2д.	(12.62)

X С /ВЫХ	пр \ с /вх	2	4	7

С помощью (12.61) можно уточнить определение слепой скорости движущегося объ-
екта, относительно конкретной РЛС с ЧПК. Огибающая в (12.61) или мощность в (12.62) бу-
дет равна нулю при условиях

О Т

Д = тл, т=0;1;...	(12.63)

С учетом (12.56) из (12.63) следует, что

урТ = ~т-	(12.64)

Полезный сигнал на выходе ЧПК равен нулю, если за период следования импульсов Т
обнаруживаемый объект в направлении РЛС пройдет путь урТ, кратный целому числу полу-
волн.

Процесс турбулентной диффузии атмосферы развивается сравнительно медленно и в
течение времени, равном периоду следования импульсов РЛС, облако отражателей можно
считать стационарным. Это позволяет учетом (12.59) помеховый сигнал на выходе одно-
кратной ЧПК представить в следующем виде:

Д^(/) = ^ПР[^(Г)-^(Г + Т)].	(12.65)

Мощность помехового сигнала на выходе ЧПК при однократном вычитании опреде-
ляется выражением

(л, = к. (')]’=(л, )„ [1 -'Н, 	<1

где (Рп)вх- мощность помехового сигнала на входе приемника;

г(Т) - нормированная корреляционная функция огибающей помехового сигнала, вы-
численная для значения т Т.

При этом в (12.66) учитывалось, что

К(<=Чп(0]2-	<12-67)

В силу стационарности помехового сигнала нормированную корреляционную функ-
цию можно представить следующим образом:
_Цп^Цп^т)

^п(0

(12.68)

Черта сверху означает операцию усреднения по времени. С помощью (12.66) и (12.62)
искомое отношение мощностей помехового и полезного сигналов определяется как

И1) (Рп)ВЫх (рп)вх 1-^(4
вь,йи ’(Пх251п^'
2

(12.69)

Пусть = КВт^ - минимально необходимое отношение мощностей помехового и
полезного сигналов на входе индикаторного устройства, при котором достигается требуемая
степень подавления РЛС. Этой величине КВтт соответствует некоторое значение отношения
(Рп)

помеха/сигнал на входе К = , п^вх , которое при этих условиях будет также минимально не-
Ис)вх

обходимым для подавления РЛС. Следовательно, для РЛС с однократным вычитанием ко-
эффициент подавления определяется выражением

2§1п2 —

:---7^--	(12-70)

9 От?

2 8Ш2 ——
п

В (12.70) величина?^ =----- < 1 - это спектральный коэффициент качества пас-

!-г(Г)

сивной помехи.

Минимально необходимое отношение помеха/сигнал на выходе подавляемого прием-
ника в случае некогерентной РЛС практически равно ее коэффициенту подавления пассив-
ными помехами АГпо, определяемому заданными значениями вероятностей ложной тревоги и
правильного обнаружения. Сказанное позволяет записать (12.62) в виде

9

2§1п2 —

Х’п=А?п0—------2-.	(12.71)

!-г(Т)

Применение в РЛС двукратного вычитания несколько повышает потребные нормы
расхода дипольных отражателей. Мощность помехового сигнала на выходе схемы двукрат-
ного вычитания будет равна

Рп2=[а(2Ч(^)]2-	(12-72)

В силу принципа функционирования схемы двукратного вычитания

А(2)ип (?) = А(1)ип (?) - А(1)ип (1 + Т),	(12.73)

следовательно,

И2)) =2Р'вых-2а(%п(/)Ап(? + Т).	(12.74)

\	/ вых
Отсюда по аналогии с (12.74)

=4Рпвых[1-г(Г)][1-/2)(Г)].	(12.75)

где /2)(7) - нормированная функция корреляции случайного процесса А(1)ип(0> вычислен-
ная для значения т= Т.

Соответственно при /77-кратном вычитании выходная мощность (7^) равна
\	/ вых

(42))вых =4Тпвых[дНМп(0]2 =2'иТпвыхП[1-г«(7’)].	(12.76)

Нормированная корреляционная функция в схемах с двукратным вычитанием /2)(Т)
может быть вычислена на основании сравнения (12.74) и (12.75). Непосредственное вычис-
ление корреляционной функции случайного процесса Д^г/п(О дает

дММп(?)дИМп(? + г) = Рпвь1х[2г(г)-г(г-Г) + г(г + Г)].	(12.77)

откуда следует, что

(2),. 2г(Т)-г(2Т)-1

г^> (/) = —V----Ни—	(12.78)

у ’	2[1-г(Т)

Подставляя (12.70) в (12.67), можно определить

^ь?х=2Рпвх[3-4г(Т) + г(2Т)].	(12.79)

В схеме СДЦ с двукратным вычитанием полезного сигнала выходное напряжение
определится как разность

А^г/С (и) = Аг/С (и) - Дг/С (я +1).	(12.80)

С помощью (12.61) из (12.80) можно получить

д(2)г/с (т?) = 4^прг/с (и)81п2 ^^С08ггОдТ.	(12.81)

Амплитуда колебания на выходе схемы двукратного вычитания равна

Л(2Ч (й) = ЧцЛ (фт2	(12.82)

Соответственно при /77-кратном вычитании амплитуда колебаний на выходе ЧПК со-
ставит

А«Мс (п) = 2”Чприс (и)5тт	(12.83)

Отношение мощностей помехового и полезного сигналов на выходе схемы с двукрат-
ным вычитанием равно

(Р	(Р	3-4г(Т) + г(2Т)

=^™=1у_|	. о г •	(12-84)

\ с /вых	\ с /вх 88Ш —-—

2
Коэффициент подавления РЛС с двукратным вычитанием равен

88Ш4РЛ

к = ъ- ________2

п 1,0 3-4г(Т) + г(27’)'

(12.85)

Нормированная корреляционная функция, входящая в (12.71) и (12.85), может быть
определена по известной спектральной плотности 5(К) как обратное преобразование Фурье:

= |5(7?)со8(2^7?7-)б7г, К > О,
о

(12.86)

где

8 (К) = ехр

/	\2

0,84К

ч	У

(12.87)

После подстановки (12.87) в (12.86) получается

^(г) =	5 ехр(-1,43^2?Г025).

(12.88)

Значение нормированной корреляционной функции в момент т = Т. После нормиров-
ки и соответствующей подстановки

г(Г) = ехр -14(^О5Т)2 .

(12.89)

Формулы (12.71) и (12.86) определяют величину коэффициента подавления в предпо-
ложении идеальной работы схемы селекции движущихся целей. В действительности на каче-
ство работы схемы СДЦ в существенной мере сказываются нестабильности частоты коге-
рентного и местного гетеродинов, частоты импульсов, собственное движение антенны. Все
это вместе взятое может быть, в известной мере, учтено эквивалентным расширением спек-
тра помехового сигнала примерно в 1,5...2 раза. С учетом сказанного для оценок первого
приближения можно полагать

г(Г) = ехр -5О(^О5Т)2 .

(12.90)

В современных импульсно-когерентных РЛС для устранения слепых скоростей часто-
та следования импульсов и период следования меняются в пределах одной пачки импульсов.
При подавлении системы РЛС, входящих в АСУ войсками ПВО, курсовые углы подавляе-
мых объектов меняются в широких пределах. Это позволяет, за исключением отдельных
специальных случаев, при определении Кп в формуле (12.71) ориентироваться на осреднен-
2 О Т

ное значение §ш , равное 0,5. Как уже отмечалось ранее, кпо можно полагать равным 1.

Сказанное позволяет выражение (12.71) записать в следующем виде



(12.91)

Если ширина спектра помехового сигнала Ко,5 мала и 5О(Ко,57) « 1, то кп можно опре-
делять по приближенной формуле
5О(^о/Т

(12.92)

Например, если Т = 2 мс, Ко,5= 25 Гц, то Кп = 8.

Формулы (12.91) и (12.92), справедливы, если спектральная плотность флуктуации
огибающей помеховых сигналов может быть аппроксимирована кривой Гаусса (12.87).

Одним из основных способов преднамеренного снижения коэффициента подавления
пассивными помехами является расширение спектра помехового сигнала путем увеличения
эффективной ширины полосы диполей в вертикальной плоскости (по углу места в пределах
#0,5), при одновременном обеспечении достаточного уровня удельной ЭПР облака диполей
Су. В этом случае расширение спектра помехового сигнала имеет место вследствие градиента
скоростей ветра по высоте. В предположении ее линейного изменения в пределах данного
диапазона высот АН максимальная разность скоростей диполей, переносимых ветром как
единое целое, Дун будет составлять [28]

А

Ау = р-----, м,

н 100

(12.93)

где	Р - коэффициент изменчивости скорости ветра по высоте, который равен изменению

скорости ветра на участке А// 100 м, р = -^2-.

Спектр огибающей помехового сигнала будет определяться доплеровской частотой

где &унх ~ осредненная составляющая разности скоростей ветра в направлении X

Расширение спектра огибающей помехового сигнала в данном случае обусловлено не
турбулентной диффузией атмосферы, а наличием перемещений с различными скоростями
компактных группировок отражателей с достаточно высокими ЭПР в пределах элемента раз-
решения (импульсного объема) РЛС. Чтобы определить коэффициент подавления, в данном
случае необходимо ориентироваться на формулу (12.70) и величину г(Т) находить с помо-
щью выражений (12.65) и (12.66), понимая под напряжением на выходе фазового детектора
величину

^фд п =	(0 = кприп (г)со8[од/ + р(г)].

Соответственно, по аналогии с (12.68), можно получить

{7п(7)со8	+	Е/п(7 + Т)со8 Од (7 + Т) + (р(7 + Т)

(12.95)

(12.96)

{^п(0со81А?-М0]}2

Полагая <рп(0 « фп(^ + 7), можно определить искомые величины:

г(К) = СО8—— , К =----7---т

4 У	1-СО8 ——

I 2 )

0Д =2я^.
д 2

(12.97)

Ширина спектра огибающей отраженного сигнала, обусловленная только турбулент-
ной диффузией атмосферы Ко,5в, в соответствии с проведенными измерениями [10] опреде-
ляется формулой
увх

Р°’5В~ 42’

(12.98)

где увх - осредненная составляющая скорости ветра в пределах элемента разрешения РЛС
в направлении луча ее антенны.

На рис 12.25 приведена нормированная спектральная плотность огибающей помехо-
вого сигнала при различных значениях осреднениях скоростей ветра в элементе разрешения
подавляемой РЛС.

Рис. 12.25. Нормированная спектральная плотность огибающей помехового сигнала

Полученные методы расчета коэффициента подавления являются приближенными.
Тем не менее, для практических целей их точность может быть достаточной, поскольку ис-
ходные данные не всегда достоверны. ЭПР пачек отражателей может заметно отличаться от
номинала. ЭПР самолета существенно различается в зависимости от курсового угла подавля-
емой РЛС, приближенными являются метео данные. Предлагаемые формулы позволяют сде-
лать оценки первого приближения. Во многих случаях этого бывает достаточно для принятия
решения.

12.5.	Эффект усиления электромагнитного сигнала в аэрозольном облаке

Аэрозоли могут применяться для повышения эффективности традиционных активных
помех, создаваемых в оптическом и миллиметровом диапазонах электромагнитных волн.
В радиодиапазоне как эквивалент аэрозолей могут выступать противорадиолокационные от-
ражатели (диполи, клубки длинных проводов и другие проводники).

Если на пути распространения ЭМВ находится аэрозольное облако, как на рис. 12.26,
то при определенных условиях, которые будут сформулированы ниже, наблюдается значи-
тельное увеличение плотности потока мощности в прямом направлении распространения,
т. е. в направлении на подавляемую РЛС.

Рис. 12.26. Рассеяние ЭМВ на облаке аэрозолей
1 = 2а - размер облака; 1 и 2 - частицы аэрозолей
Эффект усиления наблюдается и в случае приема эхо-сигнала, если цель находится
в облаке аэрозолей.

Усиление ЭМВ обусловлено двумя факторами.

Во-первых, интенсивность ЭМВ, рассеянных одиночной частицей в направлении па-
дения волн, во много раз превышает интенсивность волн, рассеянных в других направлени-
ях. Явление значительного увеличения ЭПР частицы в направлении падения волн называется
эффектом Ми [28].

Во-вторых, при оптимальных размерах облака за счет использования эффекта коге-
рентного рассеяния волн частицами, находящимися в так называемой доминантной области,
может быть получено значительное усиление помехового сигнала в десятки и сотни раз.

Оба эти эффекта необходимо учитывать при проведении энергетических расчетов и
организации операций с учетом применения активных и пассивных средств РЭБ. Но для та-
кого учета требуется:

-	определить зависимость ЭПР сг|(0) одиночной частицы применяемых аэрозолей
от угла падения

-	определить число когерентно рассеивающих частиц Уког и ЭПР облака сгоб(0).

Зависимость су 1(0), называемая индикатрисой рассеяния, определяется путем решения
задачи дифракции ЭМВ на частицах, размер которых а соизмерим с длиной волны 2. Эта за-
дача весьма сложна, поэтому, отказавшись от строгого решения, в дальнейшем ограничимся
качественными рассуждениями, приводящим к некоторым наиболее характерным оценкам
СТ1(О) для сферических (каплеобразных) рассеивающих частиц.

Форма и параметры индикатрисы рассеяния ЭМВ на инородных частицах зависят от
размеров частиц а и направления падения облучающей волны (ориентации вектора Пойнтин-
га П). Небольшие частицы, для которых а « X, переизлучают волны в соответствии с зако-
ном Релея (рис. 12.27).

а«к

Рис. 12.27. Индикатриса рассеяния ЭМВ на аэрозольных частицах

При увеличении размеров частицы а индикатриса рассеяния вытягивается вдоль
направления падения волны и ЭПР частицы СГ1(0 = 0) увеличивается в К> 1 раз по сравнению
с ее значением, соответствующем обратному распространению [П1(0= 0) » СГ1(^= 180°)].

В табл. 12.1 приведены значения нормированного значения интенсивности волн /н(0,
рассеянных диэлектрическими сферами с коэффициентом преломления п = 1,25 от параметра
<зг/Х[91]. Нормировка проведена по отношению к интенсивности обратного рассеяния (0= 180°)
Я о

при а = —. Верхняя строка таблицы характеризует относительный размер частицы.

Таблица 12.1

Значения интенсивности волн, рассеянных диэлектрическими сферами

9	Относительный размер частиц (а/Л)						
	1,6-10"3	1,610"2	8-Ю"2	0,16	0,32	0,80	1,30
0°	5-Ю14	5-Ю14	1,2-10-3	0,25	4,3	980	7500
90°	2,5-10"14	2,5-10-8	5-Ю’14	0,036	0,25	2,70	7,10
180°	5-Ю’14	5-Ю’14	4,9-Ю"8	0,019	0,02	1,30	0,90
Из таблицы видно, что наблюдается очень быстрый рост интенсивности переотражен-
ных волн с увеличением размеров а частицы в прямом направлении (0 = 0°). Особенно быст-
рый рост происходит, когда размер частиц становится соизмеримым с длиной волны (а » 2).
Так, сравнение величины интенсивности в первом (а « Л) и последнем (а~Л) рядах иллю-
стрирует рост интенсивности на несколько порядков. Интенсивность обратного излучения,
соответственно, на несколько порядков ниже.

Интенсивность рассеиваемой энергии достигает максимума в направлении, совпада-
ющем с направлением падающей волны, и имеет минимум в плоскости симметрии (0 = 90°).
Когда а > Л индикатриса рассеяния становится многолепестковой. При некотором значении
^излучение в обратном направлении (0 = 180°) может отсутствовать вовсе. Все эти особен-
ности необходимо учитывать при создании активно-пассивных помех.

Усиление полезного сигнала, прошедшего через облако рис. 12.21, определяется чис-
лом когерентно рассеивающих частиц Уког. Общее число частиц в облаке

^об=^ког+^нек?	(12.99)

где	пУ\

п - концентрация частиц, м 3;

V - объем облака, м3;

Упек - число некогерентно рассеивающих частиц.

Практический интерес представляет такой сценарий РЭП, при котором в результате
подсвета облака активной помехой достигается наиболее выгодное соотношение

^об«^ог.	(12.100)

А интегральная ЭПР переизлучающего облака составляет

(12-101)

В первом приближении (без учета вторичного излучения) рассеянное поле в апертуре
антенны подавляемой РЛС (рис. 12.22) представляется в виде

Е = Е^е^'”,	(12.102)

т-1

где Е\ - поле, рассеянное одной частицей, расположенной в центре облака;

гт - случайная координата /77-ной частицы;

д = 2кзт — - пространственно-волновой параметр;

со 27г

к = — =-----модуль волнового вектора (волновое число);

с Л

О- угол между направлением падения и рассеяния волн.

Усредняя (12.102) по положению частиц, можно получить среднее значение поля, рас-
сеянного всеми частицами

/ д/	\

Е5(г)= Е}(^е п'"‘ \ = Е^^е~]“гЩг)с13г = Е^/^,	(12.103)

\т=1	/	у

где /1(^) - характеристическая функция одночастичного распределения:

/](<?)=	(12.104)

РК1(г) - одночастичная плотность вероятности случайной величины г.
Интенсивность когерентной составляющей

;ог=|^| = |^|2№|/1(<7)|2.

(12.105)

Когерентная составляющая, характеризующая усиление поля, отличается от интен-
сивности поля, рассеянного одной частицей, множителем. Поэтому эту величину можно
назвать эффективным числом когерентно рассеивающих частиц

(12.106)

Для равномерного распределения частиц в объеме шарового облака радиуса а плот-
ность распределения РГДг) равна

(12.107)

Используя (12.104) в (12.107) с помощью (12.106) можно получить

м = ЗЛ/

ког , чз

|зтад-адС08а#|.

(12.108)

При рассеянии вперед (0 = 0), после раскрытия неопределенности в (12.108), получа-
ется Л'1<ог- /V, т. е. когерентно переизлучают все частицы облака.

При рассеянии под углом О > 0 величина АКог резко уменьшается, поскольку характе-
ристическая функция сравнима с единицей только при дг ~ 0, или, что то же, при углах рас-
сеяния 0, лежащих внутри конуса . В этом случае АКог убывает пропорционально (ад)2.

При гауссовом распределении частиц в облаке характеристическая функция равна

/1(^) = ехр

(12.109)

Для равномерного распределения

(</) = 81ПС(7Г<2^).

(12.110)

Следовательно, при рассеянии назад, когда 0- л, д ~2к, следует Л^ог= 0, и эффект ко-
герентного рассеяния исчезает.

Можно достаточно наглядно пояснить, почему при рассеянии назад число когерентно

рассеивающих частиц уменьшается с ростом —, а ЭПР облака равна сгоб =	.

Я

В тонком слое облака толщиной I « Л все частицы переизлучают волны некогерентно.
Однако для каждого такого слоя можно подобрать другой такой же слой, переизлучающий
волну в противофазе и гасящий в точке приема волну от первого слоя. Такие парциальные
волны складываются некогерентно, в результате Аког = 0, а АОб = Анек-

А

Анализ выражения (12.108) показывает, что при ад» 1, т. е. при 0> —, величина Аког
а

убывает пропорционально а2 (при <9 соп§1). Практический интерес представляет определе-
ние предельного размера облака Ттах = 2ятах, при котором когерентное рассеяние преоблада-
ет над некогерентным, т. е. Аког > Анек. Определить Ттах = можно, исходя из следующих про-
стых рассуждений.
Пусть аэрозольное облако находится в зоне Фраунгофера, поэтому можно считать, что
облако облучается плоской волной (рис. 12.22). Поперечный размер облака Ь = 2а. Можно
полагать, что степень когерентности ЭМВ, переизлучаемых облаком, достигает вполне при-
емлемых значений, если электрические векторы Е1 и Е2 поля, порождаемого центральной и
периферийной частицами 1 и 2, сдвинуты по фазе на величину \ф = —, т. е.

А^=Т(/“Пс)=Т

Так как I « Рс, можно принять

2,2

1 _	111 ах

4Д2

(12.111)

(12.112)

После подстановки (12.112)в(12.111) можно получить

Ап ах

(12.113)

Выражение (12.113) определяет максимально допустимый поперечный размер облака
Ттах, при котором еще реализуется усиление активной помехи, что необходимо учитывать
при организации РЭБ.

Предельные размеры когерентно рассеивающего аэрозольного облака определяются
геометрией доминантной области [28]. Эта область имеет форму эллипсоида вращения с фо-
кусами в точках Ап и Ас расположения источника помех и подавляемой РЛС. На рис. 12.28
представлена форма сечения этого тела в декартовой системе координат

х2 у2

^+4 = |’	<12-114)

А п

где А и В - полуоси эллипса

(12.115)

В пределах доминантной области (эллипсоида) фронт волны плоский, а амплитуда по
фронту волны практически не меняется.

Рис. 12.28. Доминантная область радиолинии
Ас, Ап - фокусы
Облако аэрозолей рассеивает ЭМВ когерентно, если оно вписывается в границы до-
минантной области. Следовательно, продольный размер облака Д,,р ограничивается расстоя-
нием К (СПр ~ К) Существенной при этом является зависимость допустимого максимального
поперечного сечения облака Ттах = у! ЛК . В пределе наибольший эффект усиления помехо-
вого сигнала достигается, если аэрозольное облако заполняет всю доминантную область.

В оптическом диапазоне за счет острой (игольчатой) направленности луча лазера до-
минантная область может создаваться даже в весьма протяженных облаках (полосах) аэрозо-
лей, если выполняется условие

Ка<4лК.	(12.116)

Л

где а =------расходимость луча лазера;

б/

б/- размер апертуры (антенны) источника ЭМВ.

Луч лазера «вырезает» в облаке доминантную область с поперечным размером

Ь = аК.	(12.117)

Предельное удаление Лтах аэрозольного облака от САП определяется из соотношения

= = (12Л18)
а

откуда

а2

Л™х~'	(12И9)

А

Из (12.119) видно, что максимальное удаление Лтах облака с минимальным сечением
Лтах = д/^^тах в сильной степени зависит от размеров б/ выходной оптической системы (ан-
тенны). Так, при б/= 4 см, 2	1 мкм получается, что Лтах = 1,6 км. В длинноволновом диапа-

зоне (Л > 1 мкм) при малом сечении луча лазера б/ реализация преимуществ активно-
пассивной помехи затруднительна

При локации целей в замутненной атмосфере может наблюдаться эффект усиления
эхо-сигнала по сравнению с тем, что наблюдается в однородной среде [28].

Для моностатической локации, когда приемная и передающая антенны совмещены в
пространстве, эффект усиления эхо-сигнала наблюдается, если на пути распространения
волны располагается облако инородных частиц искусственного или естественного проис-
хождения (пары воды, пыль). В монографии [28] указывается на усиление интенсивности
эхо-сигнала более, чем в 2 раза. Такое усиление происходит при локации целей, находящих-
ся в замутненной атмосфере.

12.6.	Эффективность подавления РАС пассивными помехами

Основными показателями эффективности подавления РДС пассивными помехами яв-
ляются наносимый ими информационный ущерб системе РЛС, а также потребное количество
отражателей, обеспечивающее достижение требуемой по оперативно-тактическим соображе-
ниям степени подавления.

В зависимости от решаемых задач, а также применяемых способов и тактических
приемов, степень подавления и потребное количество дипольных отражателей могут быть
различными. Одним из основных способов применения пассивных помех является создание
значительных по протяженности полос отражателей. Такие полосы исключают возможность
радиолокационного обнаружения боевых порядков самолетов, вертолетов, кораблей и иных
объектов.

Чтобы определить потребное количество отражателей, необходимо знать протяжен-
ность маршрутов, на которых требуется прикрыть пассивными помехами необходимую по
условиям навигационного обеспечения ширину полосы отражателей, а также потребное ко-
личество постановщиков помех.

Определение потребного количества дипольных отражателей может быть проведено
в следующей последовательности. Первоначально определяется удельный расход дипольных
отражателей, измеряемый количеством пачек, расходуемых на километр пути (япу пачек/км)
при подавлении РЛС, требующей, при прочих равных условиях для достижения заданной
степени подавления, наибольшего расхода отражателей. Как правило, такими объектами по-
давления являются РЛС, находящиеся, в створе с постановщиком помех и прикрываемым
боевым порядком.

Размеры элемента разрешения РЛС, в данном случае, определяются длительностью
импульса. Если количество пачек отражателей, сбрасываемых в элемент разрешения
ст

1Т = —, то удельное количество пачек определяется в первом приближении из выражения:

%

1000 пачек

км

(12.120)

Количество пачек ипь расходуемых одним постановщиком помех на весь маршрут
протяженностью Лм, будет равно

«п1 =Д,«.,>'ПачеК-

(12.121)

Суммарный расход дипольных отражателей составит

»пЕ=^пп»п1=^ппипГ/)м.	(12.122)

Повышение информационной устойчивости (уровня радиоэлектронной защиты) со-
временных импульсно-когерентных РЛС требует значительного увеличения удельного рас-
хода отражателей /71П, что далеко не всегда реализуемо. Применение пассивных помех тради-
ционными способами в интересах подавления импульсно-доплеровских РЛС фактически не
эффективно. К настоящему времени определилось три направления, обеспечивающих сохра-
нение, а в ряде случаев и повышение эффективности как пассивных, так и активных помех.
К ним относятся: дискретное сбрасывание дипольных, отражателей, создание облаков отра-
жателей с высокой удельной ЭПР аг для ослабления плотности потока излучения РЛС,
вследствие его рассеяния в полосе отражателей, сочетание активных и пассивных помех.

Приоритетными объектами подавления, в случае дискретного сбрасывания диполь-
ных отражателей являются импульсно-когерентные РЛС с череспериодной компенсацией
(ЧПК) помех. Основная идея дискретного способа сбрасывания сводится к обеспечению
условий подавления РЛС при ограниченном количестве отражателей путем значительного
увеличения удельной плотности диполей, сбрасываемых в отдельных дискретных областях
пространства с одновременной рандомизацией временных интервалов между сбрасывания-
ми. Фотография экрана ИКО РЛС, подавляемой дискретно сбрасываемыми отражателями,
представлена выше, на рис. 12.5. Некоторое снижение маскирующих свойств дискретной по-
лосы отражателей компенсируется увеличением количества постановщиков помех. Количе-
ство одномоментно сбрасываемых дипольных отражателей выбирается с таким расчетом,
чтобы обеспечить преодоление помеховым сигналом, отраженным от облака диполей, схемы
ЧПК. В рассматриваемых условиях наибольшая неопределенность помеховой обстановки
имеет место при равномерной плотности вероятности временных интервалов сбрасываниями
отражателей. Средний интервал сбрасывания Тсп в этом случае может быть определен из
анализа рис. 12.29.
Рис. 12.29. К определению средних интервалов сбрасывания пачек диполей

На рис. 12.29 Ттш и Ттах максимальный и минимальный интервалы сбрасывания.
Средний интервал сбрасывания в этом случае равен

Т +Т 

-г _ тах тт
ср-	2

При достаточно большой численности постановщиков помех (ПП) дискретное сбра-
сывание может оказаться не менее эффективным, чем непрерывное, и может привести к
нарушению централизованного управления силами ПВО, вследствие срыва радиолокацион-
ного слежения за траекториями как боевых порядков, так и отдельных самолетов.

Потребное количество отражателей, сбрасываемых одновременно в один элемент раз-
решения (импульсный объем) подавляемой РЛС, может быть определено из уравнения РЭП,
записанного в виде выражения (12.39). Коэффициент подавления РЛС с однократным чере-
спериодным вычитанием в зависимости от реализуемой схемы формирования дискретных
полос отражателей определяется по формуле (12.91) если не предусмотрено эшелонирование
дискретных полос по высоте, или по формуле (12.92), если такое эшелонирование преду-
смотрено.

Определенные особенности имеют место в случае дискретного сбрасывания отража-
телей в интересах индивидуальной защиты самолетов (вертолетов) [28]. Основная задача
здесь состоит в том, чтобы облако сброшенных диполей сформировалось на достаточно ма-
лом расстоянии от прикрываемого объекта. Это расстояние должно быть соизмеримым
с элементом разрешения объекта подавления.

Дискретное сбрасывание отражателей особенно эффективно в сочетании с маневром
прикрываемых целей.

Ослабление плотности потока радиоизлучения р в полосе дипольных отражателей
обусловлено рассеянием излучения отражателями. Можно считать, что рассеяние излучения
диполем изотропно и пропорционально его осредненной ЭПР. Рассеянные диполями поля
некогерентны и плотность потока мощности суммарного рассеянного поля равно сумме по-
токов мощностей отдельных переизлучателей.
В соответствии со сказанным величина Ар пропорциональна плотности потока мощ-
ности приходящей волны р(х), а также суммарной ЭПР диполей элементарного объема тол-
щиной Ах, равной

жгДх = сг.Ах,	(12.123)

где о-у- осредненная удельная ЭПР облака отражателей,

- осредненная ЭПР произвольно ориентированного диполя.

Следовательно,

Др = р(х)сгуАх.	(12.124)

После перехода к пределу получим следующее дифференциальное уравнение для
определения искомой степени ослабления плотности потока мощности в полосе отражателей
протяженностью Д,,

— = -оу&.	(12.125)

Р

Граничное условие: х = О, Р(0) = Ро- Интегрируя уравнение (12.125), можно получить

/? = /?оехр(-сгДг).	(12.126)

Степень ослабления плотности потока мощности в децибелах определяется выраже-
нием, непосредственно вытекающим из (12.126)

/? = р01(Г0’1“п/'п,	(12.127)

где

ап=4,3сгу,—.	(12.128)

м

Если пассивные помехи непосредственно применять для снижения дальности обна-
ружения РЛС, то требуемая степень ослабления в децибелах плотности потока мощности
может быть определена из (12.127) после увеличения в два раза Еп.

В качестве примера определим потребную объемную плотность и протяженность по-
лосы дипольных отражателей, при которых имеет место снижение дальности действия в
10 раз трехсантиметровой РЛС. Соответственно, степень ослабления плотности потока мощ-
ности сигнала РЛС должна составить ^10дБ. Используя (12.126) с учетом необходимости
удвоения получим уравнение, определяющее потребное значение произведения 0СуЕп:

40 = 8,6сгуРп.	(12.129)

Или

<тА=4,6.	(12.130)

Если Еп = Ю4м, то потребная удельная ЭПР составит

2

о\Хп = 4,6-1(Г4, Д-.	(12.131)

м

Такая удельная ЭПР в трехсантиметровом диапазоне имеет место, если объемная
плотность отражателей составит 3 диполя/м . Это достаточно высокая и трудно реализуемая
концентрация. Подавление в той же степени РЛС десятисантиметрового диапазона требует
значительно меньшую, примерно на порядок, объемную плотность, но и такую плотность
трудно реализовать. Возможности силового подавления РЛС возрастают в случае сочетания
активных и пассивных помех.

12.7.	Активно-пассивные помехи

Активно-пассивной помехой называется радиоэлектронная помеха, создаваемая энер-
гией радиоэлектронного средства и энергией, внешней по отношению к источнику активно-
пассивной помехи. На практике активно-пассивная помеха создается путем облучения обла-
ков ПРЛО, подстилающих поверхностей и других неоднородностей электромагнитным по-
лем станции активных помех. Активно-пассивная помеха сочетает в себе достоинства актив-
ной и пассивной помех.

Источник активно-пассивной помехи (например, облако ПРЛО, подсвеченное САП),
порождает случайное электромагнитное поле, воздействующее на РЛС как пространственно-
временная помеха. По информационному критерию пространственно-временная помеха име-
ет наилучшую маскирующую способность и наиболее устойчива к контрмерам противника.
Чтобы установить достоинства активно-пассивной помехи по сравнению с активной или пас-
сивной помехами, воспользуемся информационным описанием помеховых сигналов.

В соответствии с теоремой отсчетов любой сигнал, спектр которого не содержит со-
ставляющих с частотой выше Аах может быть определен на интервале времени Т конечным
числом отсчетных значений

АС = 1 + 2/ Т = 2/ Т.	(12.132)

При сравнении высокочастотных узкополосных сигналов, имеющих одинаковые не-
сущие частоты и представленных в комплексной форме, достаточно определить характери-
стики огибающих (амплитуд). Если ширина спектра сигнала А/с, то можно определить необ-
ходимое число точек отсчета для воспроизведения огибающей

^=А/СГ	(12.133)

Распространяя теорему отсчетов на пространственно-временной сигнал, создаваемый
пространственно-протяженным источником случайного электромагнитного поля, можно по-
казать, что для описания реализации случайного электромагнитного поля необходимое число
пространственно-временных отсчетов равно:

АГ = ДМУпр,	(12.134)

где АПр - число пространственных отсчетов, равное:

^пр=(1 + 2АтаЛ)(1 + 2/УтахГ);	(12.135)

Атах, Атах - максимальные пространственные частоты источника электромагнитного
поля в ортогональных азимутальной и угломестной плоскостях;

А Е - протяженность источника электромагнитного поля в ортогональных плоско-
стях.

Если необходимо учитывать и поляризационные характеристики поля, то число от-
счетов возрастает.

Максимальные пространственные частоты /\тах и /утах определяются наименьшими
размерами деталей (неоднородностей) источника активно-пассивной помехи. Если наимень-
ший размер деталей (неоднородностей) равен Ах и Ду, то

_±.г -А

шах А ’ 7 Утах А
Ах
Подавляемая РЛС не может выявить неоднородности, размеры которых меньше ее
линейной разрешающей способности 8х, в соответствующих ортогональных плоскостях.
Поэтому необходимо принять Дх = 8х, Ду = и записать (12.136) в виде

е ’ -/Ушах с

О.	Ол

(12.137)

С учетом (12.133), (12.135) и (12.137) выражение (12.134) запишется в виде

।	9 У

^А/СТ 1 + —

(12.138)

При удалении источника активно-пассивной помехи от РЛС на расстояние Р

$х - ^^0,5 ’ $у - ^$0,5 •

(12.139)

Подставляя (12.139) в (12.138), получаем

Х = А/СЛ 1 + ^М

I ^о,5 Д

2ЛО

у

(12.140)

где	Д^9 и Д0- размеры источника помех	5; А# = — > 0О 5.

К ’ К

Обычно = 1 и	= 1, поэтому выражение (12.140) упрощается

^0,5	$0,5

.У = 4Л/;^^
^0,5 $0,5

(12.141)

Число ТУ можно назвать информационной емкостью пространственно-временного
сигнала.

Полезный сигнал, порождаемый реальными источниками (самолетами, вертолетами),
имеет следующие информационные характеристики: А/с ® Д/^; Д#> = (р$у,	^5. Время

наблюдения Т равно времени накопления (обработки) сигнала в РЛС Т = То. Поэтому из
(12.141) информационная емкость полезного сигнала выражается в виде

Х = 4А/сГ0=4А/прГ0.

(12.142)

Рассуждая подобным образом, можно найти информационную емкость активной помехи

АУл =4А/п70

(12.143)

Пассивная помеха, создаваемая облаком отражателей с угловыми размерами Д<у = <рпП;
Д0 = йш имеет информационную емкость

А' = АГПрГ 1 +

2А^ППУ1 । 2А^П/

%,5 Д $0,5 у

(12.144)

Информационная емкость активно-пассивной помехи, создаваемой путем облучения
того же облака отражателей активной помехой, равна:

Х = А/пг( 1 + 322™.

V ^0,5

2А$ПП
$0,5
Определим пространственно-временную маскирующую способность различных помех
как отношение информационной емкости помехи Л'а11, Мш или Л'а1111 к информационной емкости
полезного сигнала 1УС с учетом качества временной реализации помех г/ап, г/п11 или г/аш1’.

Чш =%п —= 7ап^;	(12.146)
М =г) ^- = п А^пп А^пп   Л'с	А%,5 М.5	(12.147)
ду _ „ Мшп _ „	Д/п Ду’пп А^пп  7И/апп '/апп	'/апп	а	а /а *  4/пр М,5 М,5	(12.148)

Потенциальные маскирующие возможности активных, пассивных и активно-
пассивных помех могут быть выявлены путем сравнения коэффициентов Мап, Мпп, 7ИШП.С по-
мощью (12.146), (12.147) и (12.148) можно получить

^апп _ ^апп А^пп А^пп	р

Мап	7ап А<А),5 А<90,5

Маш1 _ 7апп Д/п |

Мап 7ап Д/пр

(12.149)

(12.150)

Соотношения (12.149) и (12.150) указывают на значительные преимущества активно-
пассивных помех перед всеми другими при решении задач маскировки целей.

Ограниченные возможности активных и пассивных помех «значительные преимущества
активно-пассивных помех можно показать на примере маскировки полезного сигнала в про-
странстве с координатами «частота-угол 0». Схема подавления РЛС представлена на рис. 12.30.

Для пассивных помех потенциальная область маскировки Д^п определяется шириной
спектра пассивных помех 5ПП(Д и угловым размером облака отражателей Д0 (рис. 12.31).
Площадь маскировки равна: 5ПП= Д^шАЙ

Активная помеха с шириной спектра А/аШ маскирует область 5ап = А/аПА0. В данном
случае считается, что облако отражателей отсутствует.

Вследствие малых значений Л^п (сотни герц) и 6^,5 (градус, несколько градусов) обла-
сти маскировки 5ПП, 5ап имеют малые площади.
Рис. 12.31. Потенциальная область маскировки пассивными помехами

Активно-пассивная помеха, создаваемая облаком ПРЛО, подсвеченным станцией ак-
тивных помех САП, способна маскировать цели в области 5апп, площадь которой значитель-
но Превышает 5ап И 5пп (*$апп ^ап, ^апп » ^пп)-

12.8.	Энергетические соотношения при создании активно-пассивных
помех

При подавлении РЛС активно-пассивными помехами на входе подавляемого прием-
ника образуются следующие сигналы (рис. 12.32): полезный сигнал мощностью Рс; пассив-
ная помеха мощностью Рпп, порожденная переотражением зондирующего сигнала РЛС обла-
ком ПРЛО; активная помеха мощностью Рап, действующая в прямом направлении САП-РЛС;
активно-пассивная помеха мощностью Рапп, образованная за счет подсвета облака отражате-
лей станцией активных помех; активно-пассивная помеха мощностью Рапц, образованная за
счет подсвета цели Ц (например, прикрываемого самолета)станцией активных помех.

Для схемы радиоподавления, изображенной на рис. 12.32, отношение помеха/сигнал
на входе подавляемого приемника равно [28]
где

1	р	к ^с^сап1 л -п^Ь.  пп ^сап /	ч2	’  (4^ц)	(12.152)
рш-		(12.153)
Лпп	_	^пП а ^пр у	.  - 44О2 440;	(12.154)
Лпц	_	^пП А	у	.  - 44О2 440;	Л/„ /"	(12.155)
Л	_ 2*2' „ А	(12.156)
	(4л-Г>ц)	А	

Рсвс - энергетический потенциал РЛС;

РцСтц - энергетический потенциал САП;

сгпь ^пп - ЭПР отражающего объема облака отражателей при однопозиционном и
двухпозиционном рассеянии;

<Тц - средняя ЭПР одного диполя при однопозиционном и двухпозиционном рас-
сеянии;

<Тц|, сгцп- ЭПР прикрываемого самолета Ц при однопозиционном и двухпозиционном
рассеянии;

Рц, Рп, Р> - расстояния Ц-РЛС, САП-РЛС, САП-цель Ц;

Ь = 2г -диаметр облака ПРЛО;

Р\0, (р) - диаграмма направленности антенны РЛС;

Апр

^сдц - коэффициент ослабления пассивной помехи схемами СДЦ: А;сдц =-;

^пп

&пп - коэффициент подавления РЛС пассивной помехой;

кпо - коэффициент подавления РЛС белым шумом.

Определим условия, при которых активно-пассивная помеха энергетически выгоднее
активной и пассивной помех.

При подавлении импульсно-когерентных РЛС коэффициент ослабления пассивных
помех весьма малАСП1~ 10 . Кроме того, необходимо учесть, что реально (Уцп « (УцьПоэтому
в правой части выражения (12.151) можно пренебречь первым и четвертым слагаемыми. В
результате имеем

р _ ап । апп

(12.157)

Активно-пассивная помеха будет более эффективна, чем активная помеха, если

(12.158)

Из формул (12.154) и (12.155) следует, что

2
___^пП^п__ -ЯСТд/,
4тгД^С2(^)
При достаточно широкой ДНА передатчика САП, когда подсвечивается все облако
отражателей, ЭПР отражающего объема равна рис. 12.26:

°пП ® /уРц#0 5(^0 5ясгп.

(12.160)

где 0,	- ширина луча ДНА РЛС в угломестной и азимутальной плоскостях.

Выражение (12.159) с учетом (12.160) преобразуется к виду

ЛГ>псгп^05^05	-ь

п =----------------— ё?

(12.161)

Отношение Ъ = апп имеет
Лп

максимум при некоторой оптимальной концентрации от-

ражателей

1

/7ор1 — — т

(12.162)

Подставляя (12.162) в (12.161), можно получить
у _	^11^0,5^0,5

тах"4^2^2(0^)'

(12.163)

Из (12.163) следует, что для рассматриваемой схемы создания помех рис. 12.32 опти-
мальная концентрация отражателей зависит только от размеров облака Ь и средней ЭПР од-
ного диполя. Подставляя в (12.162) значение сгп из (12.3), можно найти

102

”ор(" 6Ы2

диполей
м3

(12.164)

Если Л = 10 см и Ь = 103...104 м, то концентрации ПРЛО получаются практически
приемлемыми Л7ор1= 0,1... 1 диполей/м3.

Преимущества активно-пассивных помех по сравнению с активными помехами ил-

люстрируются графиком (рис. 12.33), где представлены зависимости /?тах

апп

ап

от

шах

отношения .

И

Вследствие того, что по тактическим соображениям активно-пассивная помеха
имеет энергетические преимущества перед активной помехой (5тах> 1) только в случаях по-
давления РЛС с антенными системами, имеющими ДНА с низкими уровнями боковых ле-
пестков Г2 (0,	О-3... 10-5. Такими являются практически все современные РЛС. При

подавлении активно-пассивными помехами РЛС по боковым лепесткам при - 10 можно

получить энергетический выигрыш на один-два порядка.

При создании активных помех по главному лучу К2 = 1 антенны РЛС активно-
пассивная помеха в энергетическом смысле проигрывает в 100—1000 раз.
Рис. 12.33. Область эффективности активно-пассивных помех по сравнению с активными

Для определения требований к энергетическому потенциалу САП, осуществляющей
подсвет облака ПРЛО, необходимо исходить из уравнения РЭП

(12.165)

Из (12.165) с учетом (12.154), (12.156) и (12.160)определяется значение энергетиче-
ского потенциала САП

рпвп=кпрсвс

<5%,5^пА/прГА

(12.166)

При оптимальной концентрации отражателей в облаке выполняется соотношение
(12.164), поэтому

(РПСП) . = гкпРсСс,
\ п п / ГП1П	п с с'

(12.167)

где



(12.168)

Для типовых примеров V = 10 6...10 8, поэтому реализация активно-пассивных помех
не вызывает трудностей.

Благоприятным случаем подавления РЛС является подсвет облака ПРЛО в направле-
ниях, близких к прямому. На рис. 12.32 этому случаю соответствует угол 3\ ~ 180°. При под-
свете облаков ПРЛО в прямом направлении {в\= 180°) двухпозиционной ЭПР отражателей
увеличивается во много раз [28]. Кроме того, эффективность активных помех возрастает за
счет эффекта когерентного (коллективного) рассеяния электромагнитного поля в направле-
нии на РЛС. При широкой диаграмме направленности антенне САП из (12.168) вытекает ре-
комендация размещать САП как можно ближе к облаку ПРЛО.
12.9.	Устройства создания пассивных помех

Современные устройства выброса средств РЭБ универсальны. Они используются не
только для создания облаков и полос ПРЛО, но и для выбрасывания тепловых ловушек и пе-
редатчиков активных помех одноразового применения. Устройства выброса (УВ) устанавли-
ваются на всех типах ЛА: самолетах, вертолетах, аэростатах, беспилотных самолетах, раке-
тах. Применяются они и для защиты военных объектов в других видах Вооруженных Сил (на
кораблях, танках и др.).

Для создания локальных образований ПРЛО (облаков, полос) применяются УВ раз-
личного типа: пневматические, механические и пиротехнические. Широкое распространение
получили пиротехнические УВ, работа которых основана на отстреле специальных патронов,
снаряженных либо противорадиолокационными отражателями, либо тепловыми ловушками.

Перспективные устройства выброса имеют модульную конструкцию, что позволяет
включать их в состав комплексов РЭБ различных ЛА. Структурная схема универсального
многофункционального устройства выброса средств РЭБ представлена на рис. 12.34.

Блок сопряжения обеспечивает связь системы управления комплекса РЭБ с устрой-
ством выброса, входящим в систему исполнительных устройств. В автоматическом режиме
работы решение о программе отстрела и параметрах программы принимается в СУ после
анализа радиоэлектронной обстановки и наличия расходуемых средств РЭБ.

Блок формирования программ предназначен для изменения программы работы УВ в
соответствии с управляющими командами, поступающими из СУ в блок сопряжения в виде
цифровых кодов. Блок формирования программ устанавливается в кабине или в доступном
месте специального отсека. Параметры программы могут изменяться на земле или в полете.

Рис. 12.34. Структурная схема универсального многофункционального устройства
выброса средств РЭБ

Команды на отстрел патронов в соответствии с выбранной программой поступают
в блок переключений, который на каждую команду формирует последовательность импуль-
сов. Серия импульсов с помощью коммутаторов распределяется по соответствующим кон-
тактам кассет, входящим в состав блока выброса.

Блок выброса состоит из кассетного держателя и набора кассет с гнездами для патро-
нов. Общее число блоков на борту ЛА может быть различным. Даже на одном типе ЛА могут
устанавливаться различные блоки выброса, чем достигается адаптация комплекса РЭБ в со-
ответствии с боевой задачей.

Кассеты позволяют устанавливать в них как противорадиолокационные патроны
(ПРЛП), так и тепловые ловушки (ТЛ). Прогрессивным является выполнение кассет в виде
прямоугольных сотовых конструкций. При этом достигается существенная экономия места,
число патронов в кассете увеличивается.

Пульт управления и другие органы управления УВ размещаются в удобном для лет-
чика месте. Кнопки отстрела патронов могут устанавливаться на ручке или штурвале управ-
ления ЛА. С помощью пульта управления можно экстренно изменить режим работы устрой-
ства выброса и выбрать тип отстреливаемых патронов.

Устройство выброса может работать в автоматическом и ручном режимах. При пере-
воде в ручной режим работы программа автоматического выброса прерывается до тех пор,
пока программа ручного управления не будет выполнена. Блок формирования программ
обеспечивает работу У В по приоритетам. Высшим приоритетом обладают команды на оди-
ночный или залповый отстрелы, затем идут отстрел патронов по программе в ручном режиме
и отстрел патронов по программе в автоматическом режиме.

Основными параметрами программы отстрела патронов являются (рис. 12.35): вре-
менной интервал между последовательно отстреливаемыми патронами в очереди (ТД; про-
должительность серии (Тс); число очередей в серии (т); число патронов в очереди (п).

Противорадиолокационный патрон может иметь форму цилиндра или параллелепипе-
да. На вооружении ЛА имеется несколько типов цилиндрических патронов, отличающихся
калибром и массой. Американские ПРЛП имеют форму параллелепипеда с габаритными
размерами 25x25x210 мм и массой около 150 г.

Противорадиолокационный патрон может быть сложным или простым.

Рис. 12.35. Программа отстрела патронов

Сложный патрон состоит из нескольких галет отражателей разной длины. Вышибной
заряд воспламеняется при подаче на электрический капсюльный воспламенитель. После вы-
броса отражателей образуется облако, имеющее ЭПР порядка ст 50...500 м2 в значительном
диапазоне частот.

Простой противорадиолокационный патрон имеет одну галету с отражателями одной
длины. Достоинством такого патрона является возможность получения облаков отражателей
с высокой концентрацией. Недостаток простого патрона - низкая эффективность в широком
диапазоне частот из-за использования одинаковых отражателей.
ГЛАВА 13

Снижение заметности первичного
и вторичного излучения объектов

13.1. Снижение ЭПР за счет выбора малоотражающей формы объекта

Заметность объектов для средств радиолокационной разведки принято оценивать ве-
личиной эффективной поверхности рассеяния (ЭПР) [6]:

сг0 = Д_21Е=5 V рас =5Р(бг,Д)^,	(13.1)

где [0; 1] - коэффициент деполяризации рассеянного целью поля (^);

Ротр - мощность отраженного, а Ррас - полная мощность рассеянного радиолокацион-
ной целью сигнала;

771 - плотность потока мощности радиолокационного сигнала в окрестности точки
расположения цели;

Р(а,/7) - значение диаграммы обратного рассеяния (ДОР) цели в направлении на ра-
диолокатор;

5 - полная площадь рассеяния цели.

Физически ЭПР представляет собой размерный коэффициент пропорциональности
между мощностью отраженного радиолокационной целью сигнала и плотностью потока
мощности электромагнитного поля, созданного антенной радиолокатора в окрестности точки
расположения цели [46]. Очевидно, что оь имеет размерность м2 и зависит от формы, разме-
ров и электрических свойств материала поверхности цели. Объекты радиолокационной раз-
ведки - радиолокационные цели - имеют весьма сложную форму и рассеивают электромаг-
нитные волны не изотропно. Значения ЭПР для каждого конкретного направления (сс, /3) мо-
гут сильно различаться.

Решить электродинамическую задачу рассеяния электромагнитного поля на реальных
телах очень трудно. Но такая задача решается для многих тел несложной формы. Некоторые
результаты решений представлены в табл. 13.1 [41], где указаны значения ЭПР простейших
поверхностей, из которых формируются сложные поверхности летательных аппаратов и дру-
гих технических объектов.

Как видно из табл. 13.1, плоские поверхности имеют большую ЭПР только при
направлениях облучения, близких к нормали. По всем другим направлениям ЭПР плоских
поверхностей гораздо меньше. То же справедливо и для цилиндрических поверхностей, если
они облучаются с направления, нормального к образующей. Малоотражающими формами
являются клин и конус при облучении со стороны вершины. При одинаковых размерах
наибольшими значениями ЭПР обладают трехгранные уголковые отражатели с углом при
вершине 90°.

Из-за того, что реальные рассеивающие объекты имеют сложную форму, в точке при-
ема наблюдается интерференционная картина парциальных сигналов, отраженных от раз-
личных частей, разными элементарными отражателями. Сравнение величины ЭПР различ-
ных элементарных отражателей, имеющих примерно равные значения площадей проекций
на плоскость, нормальную направлению наблюдения, показывает, что их ЭПР может отли-
чаться на 30...40 дБ, а ширина главного лепестка ДОР изменяться в большом диапазоне. По-
этому ЭПР реальных сложных объектов существенно зависит от формы их наружной по-
верхности, образованной набором элементарных отражателей.
Вид цели

Металлический шар
г» 2Х
г« 2Х

Плоский лист

Диск

Выпуклая поверхность с
радиусами кривизны
Р1 и р2

Уголковый отражатель с
прямоугольными
гранями

Биконический
отражатель

Конус (вдоль оси)

Цилиндр

Поверхность оживальной
формы

Конус со сферическим ос-
нованием

Конус - цилиндр

ЭПР геометрических объектов

Форма цели

ЭПР цели

Таблица 13.1

сто - лг ;

7Г5Г6 ;

<70 - 144	' сго - сго тах - сго

Л,

л 2 г
^Отах- 4ТГ — .

<3()тах- ЛрхРт..

^Отах— 12Я 9 •
Аг



Сто тах=лЛ§2а;

п г/2

<Л() тах-2Я

_ Л 4а

<Ло тах- —— Ц7 "о-
16л-
Зависимость ЭПР от габаритных размеров выражена гораздо слабее. Кроме того,
большое влияние на ЭПР оказывает угловое расположение элементарных отражателей и
направление облучения. Так, при облучении диска под углом 10° к нормали его ЭПР на
28 дБ меньше ЭПР трехгранного отражателя, а при нормальном падении волны на диск его
ЭПР на 3 дБ больше, чем у того же уголкового отражателя.

ДОР отдельных элементов поверхности объекта существенным образом влияет на
формирование результирующей диаграммы. Например, если в образовании суммарного от-
раженного сигнала участвуют элементы с широкими ДОР, то результирующая ДОР будут
иметь большее число и большую ширину лепестков, чем в случае, когда отдельные элемен-
тов имеют узкие ДОР. Объяснить этот эффект можно тем, что при изменении взаимного рас-
положения элементов относительно приемной антенны изменяются не только фазы сигна-
лов. При формировании совокупности элементов с узкими ДОР резче изменяются амплиту-
ды парциальных сигналов. Кроме того, в последнем случае результирующая интерференци-
онная картина вторичного поля формируется в более узком угловом секторе пространства.
Таким образом, исключение широконаправленных отражателей из архитектуры объекта при-
ведет к увеличению дисперсии величины ЭПР, что, в свою очередь, уменьшит вероятность
обнаружения отраженного сигнала и, соответственно, улучшит радиолокационную незамет-
ность объекта. Если же число элементов с узкими ДОР окажется настолько большим, что их
диаграммы будут совмещаться, то при любом угловом положении объекта всегда найдутся
такие элементы, сигналы от которых будут складываться. Действительно, за счет интерфе-
ренции сигналов от двух одинаковых элементарных отражателей с ЭПР ст у каждого, сум-
марная ЭПР будет в пределах от 0 до 4 ст, имея в среднем значение 2 ст. Таким образом, нали-
чие элементов с одинаковой ЭПР увеличивают радиолокационную заметность.

На основе приведенных соображений можно сформулировать ряд принципов, кото-
рым нужно следовать при создании облика малоотражающего объекта.

1.	Для повышения радиолокационной незаметности объекты нужно компоновать из
элементов с минимальной шириной ДОР.

2.	При создании малозаметных для РЛС объектов следует использовать элементы с
минимальными значениями ЭПР и минимизировать число самих этих отражателей. Прежде
всего, следует избегать использования взаимно перпендикулярных поверхностей, которые
образуют уголковые отражатели.

3.	Взаимное расположение элементов, из которых состоит сложный объект, должно
минимизировать число направлений, на которых могут совмещаться главные лепестки ДОР.
А если такого совмещения избежать не удается, нужно минимизировать ЭПР элементов по
этим направлениям.

Эти принципы, в частности, лежат в основе технологии 8ТЕАБТН.

Для иллюстрации практического применения этих принципов на рис. 13.1 приведена
компоновочная схема одной из модификаций малозаметного высотного самолета воздушной
разведки 8К-71. На рисунке видно, что нижняя поверхность планера делается максимально
плоской. Поэтому самолет будет иметь значительную ЭПР только относительно РЛС, распо-
ложенных непосредственно под ним. Хвостовое оперение не имеет ортогональных друг дру-
гу поверхностей. Для этого применяют два отклоненных от вертикали стабилизатора. Такая
конфигурация создает заметную ЭПР только со стороны РЛС, расположенных выше плоско-
сти траектории полета.

Резкие изломы поверхности и кромки, имеющие большие ЭПР, в основном распола-
гаются так, чтобы они экранировались фюзеляжем от излучений РЛС, расположенных ниже
самолета. Носовая часть самолета близка к конической с малым углом при вершине. Очень
большой вклад в ЭПР дают резкие переходы и изломы поверхностей в узлах крепления
наружных подвесных контейнеров и средств вооружения. Для улучшения радиолокационной
незаметности избегают использовать подвесные элементы на пилонах и стремятся к внутри-
фюзеляжному расположению всего дополнительного оборудования.
Рис. 13.1. Малозаметный для радиолокационной разведки самолет

Головным частям (ГЧ) баллистических ракет придают малоотражающие формы вроде
тех, что изображены на рис. 13.2 [12].

Рис. 13.2. Малоотражающие формы ГЧ МБРР

Основная задача при выборе формы головной части - добиться малой ЭПР на тех ра-
курсах, под которыми могут располагаться радиолокационные средства противоракетной
обороны. Для этого поверхности ГЧ придают форму, объединяющую несколько поверхно-
стей вращения. Носик головной части имеет форму конуса или полусферы (коническое или
оживальное окончание). При этом уменьшается вторичное излучение, обусловленное ди-
фракцией на заостренном конце поверхности объекта. Коническая боковая обечайка может
сопрягаться с другими коническими или цилиндрическими поверхностями. Торцевая (дон-
ная) часть может иметь форму сегмента, сфероида, полусферы или усеченного конуса. Фор-
ма головных частей в донной части определяется необходимостью установки двигателей.
Головную часть обычно стабилизируют на траектории, чтобы она ориентировалась на РЛС
минимальной ЭПР.

При изменении ориентации объекта относительно РЛС его заметность тоже изменяет-
ся вместе с изменением ЭПР. При этом удобно считать, что мощность сигнала, отраженного
объектом, флюктуирует случайным образом. Но вероятность правильного обнаружения
флюктуирующего сигнала меньше, чем вероятность обнаружения детерминированного сиг-
нала при той же средней мощности. Значит, для увеличения незаметности следует не только
снижать среднее значение ЭПР радиолокационных целей, но и увеличивать дисперсию ее
флюктуаций. Иначе говоря, ДОР малозаметного объекта должна иметь многолепестковую
форму с большим различием между уровнями лепестков.

Опыт приименения технологических принципов 8ТЕАГТН в авиации определил
возможность строительства военных кораблей с использованием этих технологий.

13.2. Применение противорадиолокационных покрытий

Применение радиопоглощающих (РПГ) материалов и покрытий - мощный резерв
снижения радиолокационной заметности. При взаимодействии электромагнитного поля с
материалом, покрывающим поверхность радиолокационной цели, наблюдается поглощение,
рассеяние и интерференция волн. Поглощение ослабляет поле падающей волны за счет пере-
хода электромагнитной энергии в тепло вследствие диэлектрических и магнитных потерь.
Рассеяние происходит в результате преобразования распространяющегося в материале пото-
ка электромагнитной энергии определенного направления в потоки по различным направле-
ниям, в том числе и по таким, которые не достигнут приемных антенн средств разведки. Ин-
терференция падающих на поверхность цели и отраженных радиоволн характеризует отра-
жательную способность радиопоглощающего материала защитного покрытия в направлении
наибольшего вторичного излучения от его поверхности.

По конструктивному применению обычно различают радиопоглощающие материалы,
которые наносятся на поверхность защищаемого объекта (противорадиолокационные покры-
тия) и радиопоглощающие конструкционные материалы, используемые для создания мало-
заметных объектов. Независимо от типа, радиопоглощающие материалы должны обеспечи-
вать минимальное отражение радиоволн от защищаемой поверхности, максимальное погло-
щение электромагнитных волн, широкий частотный диапазон поглощаемой энергии. Они
также должны иметь высокую прочность, способность работать в широком интервале меха-
нических и температурных воздействий, стойкость к агрессивным средам, надежность и дол-
говечность, возможно меньший удельный вес и стоимость.

В интерференционных покрытиях создаются такие условия, при которых падающая и
отраженная волны взаимно компенсируют друг друга. Материал поглощающих покрытий
выбирается из условия максимального преобразования в нем падающей электромагнитной
энергии в тепловую за счет наведения вихревых токов, магнитногистерезисных и(или) высо-
кочастотных диэлектрических потерь.

И, наконец, в зависимости от электрических и магнитных свойств радиопоглощающие
материалы можно разделить на диэлектрические и магнито диэлектрические.

Маскирующее действие радиопоглощающих материалов эффективно лишь в случаях,
когда линейные размеры плоских поверхностей защищаемых объектов или же радиусы кри-
визны их поверхностей значительно превышают длину волны в материале покрытия

-у5»1,	(13.2)

где 5 - площадь поперечного сечения объекта.

Если длина волны превышает максимальный размер объекта, наблюдается релеевское
рассеяние примерно одинаковое у объектов с конечной и с бесконечной проводимостью.
Вследствие этого покрытие с конечной проводимостью ведет себя как идеальный проводник,
и падающая электромагнитная энергия им не поглощается.

Поглощающий материал соответствует своему назначению в том случае, когда в нем
отсутствует отражение электромагнитной волны от внешней кромки поверхности, а энергия,
проникающая внутрь материала, полностью им поглощается. Выполнение этих условий до-
стигается соответствующим подбором электрических свойств материала, в первую очередь
комплексной диэлектрической проницаемости и комплексной магнитной проницаемости.

Отражение электромагнитной волны от бесконечной идеально проводящей поверхно-
сти, покрытой радиопоглощающим веществом, иллюстрируется рис. 13.3.

Комплексный коэффициент отражения плоской волны от границы раздела двух сред -
свободного пространства и поверхности покрытия - зависит от различия волновых сопро-
тивлений и равен [49]

А? = 2п~2о =	-1,	(13 3)

2п+7о У^7Х+1
где

= 120тг - волновое сопротивление свободного пространства,



- волновое сопротивление материала покрытия;

, г	, ц

е =—	и // = — - относительные значения соответственно диэлектрической и

^0

магнитной проницаемости материала покрытия.

Рис. 13.3. Радиопоглощающее покрытие

Для того, чтобы покрытие полностью поглощало энергию падающих на него радио-
волн, нужно выполнить условие К = 0. Материал с такими свойствами, как следует из (13.3),
должен иметь е' = у!. Таким условиям удовлетворяют покрытия, в состав которых входят
вещества с достаточно большими потерями. Структуру таких покрытий образуют частицы
ферромагнетика, сцементированные изоляционным материалом из немагнитного диэлектри-
ка. Однослойные покрытия этого типа достаточно эффективны в диапазоне метровых и де-
циметровых волн. Эффективность действия покрытия повышается, если оно неоднородно и
его коэффициент поглощения постепенно увеличивается от наружной поверхности покрытия
к поверхности защищаемого объекта.

Для поглощения волн сантиметрового диапазона используют многослойные покрытия
с изменяющимися от слоя к слою параметрами, так что проницаемость диэлектрика а' воз-
растает от наружной поверхности вглубь. Каждый слой таких покрытий образуется ком-
паундом на основе пенополистирола или каучука, а поглотителем служит углерод (графит
или сажа). Концентрация поглотителя от слоя к слою меняется. Для согласования покрытия с
внешним (свободным) пространством относительная диэлектрическая проницаемость долж-
на равняться единице, т. е. = бо, а мнимая составляющая (тангенс угла диэлектрических
потерь) должна быть близкой к нулю. Резкое изменение параметров 8 и у от слоя к слою не-
допустимо, поскольку это приводит к увеличению коэффициента отражения от границы раз-
дела двух слоев.

Для уменьшения остаточного отражения применяют покрытия, наружная поверхность
которых представляет собой рельефную геометрическую неоднородность, состоящую из пе-
риодически повторяющихся неровностей в виде пирамидальных или конических шипов
рис. 13.4.

Чтобы увеличить число отражений между шипами и, следовательно, снизить отраже-
ние от поверхности покрытия, угол при вершине 0 выгодно делать небольшим.

Если в поглощающих покрытиях большая часть энергии превращается в тепло прежде
чем электромагнитные волны достигнут отражающей поверхности защищаемого объекта, то в
интерференционных покрытиях уменьшение отражения от маскируемого объекта происходит
в результате интерференции двух радиоволн: отразившейся от поверхности объекта и от по-
верхности покрытия рис. 13.5.

Рис. 13.4. Рельефная поглощающая поверхность

Рис. 13.5. Интерференционное защитное покрытие

Падающая волна многократно отражается от границы раздела двух сред «покрытие-
объект» и поглощается в веществе покрытия. Естественно, что при этом расстояние между
отражающими поверхностями (толщина покрытия) должно быть таким, чтобы обеспечива-
лось сложение радиоволн в противофазе.

Отсутствие отражения от интерференционного покрытия достигается при условии

еотр=Хе,=0,

/=1
где Е/ - составляющая отраженной волны от границы раздела «свободное пространство-
покрытие» и «покрытие-объект».

Напряженность поля, отраженного в направлении источника падающей волны равна
нулю, если выполняются условия

= 1пД,/ = (2/-1)^-,/ = 1;2...	(13.5)

|г| у ’ 4

где Р - коэффициент затухания волны за одно прохождение поглощающего покрытия в
прямом и в обратном направлениях;

| г| - модуль коэффициента отражения покрытия;

I - общая толщина покрытия;

1	о

лп - длина волны в веществе покрытия с параметрами 8 и = г— ;

Ло - резонансная длина волны.

Интерференционные покрытия тоньше поглощающих. Однако, как следует из прин-
ципа их действия, они более узкополосны, и это зачастую ограничивает возможности их
применения. По-видимому, наиболее перспективными являются комбинированные много-
слойные покрытия.

Чтобы интерференционное покрытие обладало еще и поглощающими свойствами,
в его состав вводят ферромагнетики и компаунды на основе различных пластмасс или каучу-
ка с примесями сажи или порошка графита в качестве поглотителя. Достоинством интерфе-
ренционных покрытий является их значительная механическая прочность, гибкость, сравни-
тельно малая толщина и небольшая масса.

Эффективность действия интерференционных покрытий зависит также от угла паде-
ния электромагнитной энергии на их поверхность. Минимальное отражение достигается при
нормальном падении радиоволн. При других углах падения коэффициент отражения резко
возрастает. Таким образом, покрытие интерференционного типа представляет собой резо-
нансный поглотитель, состоящий из слоя диэлектрика, наложенного на защищаемый металл.
Толщина слоя диэлектрика, его диэлектрическая постоянная и тангенс угла диэлектрических
потерь могут быть выбраны такими, что коэффициент отражения на некоторой, наиболее ве-
роятной длине волны, будет равен нулю. При этом наибольшее отклонение частоты падаю-
щей волны от резонансной частоты поглощаемого излучения не должно превышать ±5 %.
Иначе значительно понижается эффективность поглощения энергии падающего электромаг-
нитного поля. Для того, чтобы покрытия сохраняли эффективность в более широкой полосе
частот и, соответственно, были бы более универсальными, их делают многослойными.

Поглощающая способность многослойных интерференционных покрытий и их диапа-
зонность существенно зависят от количества и толщины слоев, а также от электрических па-
раметров используемых материалов. При соответствующем подборе значений проводимости
и диэлектрической проницаемости можно считать, что каждый слой согласован с колебани-
ями в узкой полосе около одной частоты, а несколько слоев обеспечивают малое значение
коэффициента отражения в широком диапазоне.

С использованием современных материалов удается в широкой полосе частот (до 30 %
от средней рабочей частоты)снизить коэффициент отражения на величину до 20 дБ и более.

Малоподвижные или стационарные объекты и сооружения для радиолокационной
маскировки могут покрываться специальными накидками из поглощающих материалов, ра-
ботающих по тем же принципам, что и радиопоглощающие материалы покрытия летатель-
ных аппаратов. Для уменьшения ЭПР зданий и сооружений используются специальные объ-
емно поглощающие строительные материалы (бетоны с примесями порошков проводящих
материалов и ферромагнетиков).
13.3.	Уменьшение радиолокационной заметности антенных систем

Значительный вклад в радиолокационную заметность объектов, содержащих и ис-
пользующих РЭС, вносят антенные системы. Так, самолет в зависимости от типа и назначе-
ния может нести на своем борту до 100 и более антенн бортового радиоэлектронного ком-
плекса. В состав комплекса входят радиолокационный прицел, радиолокатор бокового обзо-
ра, автономные средства радионавигации (радиовысотомеры, доплеровский измеритель ско-
рости и угла сноса) и средства ближней, дальней и спутниковой радионавигации, системы
передачи информации и связи, радиолокационный визир, средства радио- и радиотехниче-
ской разведки, активные средства радиопротиводействия. На борту ракет могут работать си-
стемы радиоуправления и радиосистемы автономной навигации, радиовзрыватели, радиоте-
леметрические системы. В еще большей степени радиоэлектронными средствами насыщены
морские корабли, а также наземные мобильные и стационарные объекты. Все эти средства и
системы используют как передающие, так и приемные антенны. А антенны увеличивают ра-
диолокационную заметность. По имеющимся оценкам вклад антенн бортовых радиоэлек-
тронных комплексов в ЭПР самолетов составляет от 10...20 % до 40...50 %. У ракет с голов-
ками самонаведения в наиболее опасном секторе углов облучения в передней полусфере
ЭПР антенны составляет примерно от 30 % до 90 % общей ЭПР. У крылатых ракет этот по-
казатель составляет 50...60 %. При этом вклад различных типов антенн в общую ЭПР лета-
тельного аппарата неодинаков: наибольшую ЭПР имеют зеркальные антенны большой апер-
туры (антенны радиолокационного прицела, радиолокационного визира и т.п.), а также плос-
кие антенные решетки. Однако такие антенны имеют узкую диаграмму обратного рассеяния.
Подобных антенн с большой ЭПР на борту ЛА немного, как правило, - единицы (1...5).
Остальные антенны имеют в основном небольшую ЭПР (от 0,01 до 1 м2), но обладают боль-
шой (до 360°) шириной ДОР.

Относительный вклад антенных систем в заметность наземных и морских объектов
меньше, чем у летательных аппаратов. Тем не менее и для них возникает насущная проблема
разработки методов и средств уменьшения радиолокационной заметности антенн. В настоя-
щее время известны три основные направления исследований и разработок, направленных на
уменьшения радиолокационной заметности антенн.

Первое направление предусматривает такие комплексные подходы к проектирова-
нию радиоэлектронных средств, согласно которым минимизируется общее число антенн, ис-
пользуемых радиоэлектронными средствами различного функционального назначения и
структуры. Этого можно достичь, используя на борту ЛА универсальные многофункцио-
нальные антенные решетки, которые одновременно могут обслуживать радиолокационные
средства, средства радиоэлектронного противодействия, средства предупреждения о нападе-
нии ракет противника, опознавания «свой - чужой», радиосвязи и передачи данных и т. п.
Уменьшить общее число антенн при сохранении объема необходимой текущей информации,
получаемой на борту ЛА, можно и в том случае, когда такая информация поступает от дру-
гих источников, например от спутниковых навигационных систем и систем обнаружения,
распознавания и сопровождения целей, разведывательно-ударных комплексов и комплексов
дальнего радиолокационного обнаружения. При этом приемные антенны можно размещать
в местах, удобных для приема поступающей информации (например, с ориентацией ДНА
в верхнюю полусферу для приема сигналов, поступающих от спутниковых систем). В ре-
зультате эти антенны не будут влиять на ЭПР ЛА в нижней полусфере, наиболее опасной
при наблюдении ЛА наземными и воздушными радиолокационными системами.

Второе направление связано с разработкой методов и средств уменьшения заметно-
сти каждой из антенн радиоэлектронного комплекса.

Поле, рассеянное антенной, по характеру своего возникновения разделяется на две со-
ставляющие. Первая из них появляется в результате приема и последующего переизлучения
энергии падающего электромагнитного поля. Вторая составляющая не связана с антенной
спецификой и появляется в результате дифракции падающей волны на внешних элементах
антенны. Обе составляющие существуют одновременно, но в направлении главного лепестка
ДОР и вблизи него второй составляющей можно пренебречь. В направлениях, значительно
отклоняющихся от максимума главного лепестка, пренебрежимо малой становится первая
составляющая.

Применение радиопоглощающих материалов и покрытий для снижения радиолокаци-
онной заметности антенн невозможно: поглощая электромагнитное излучение РЛС против-
ника, такие покрытия одновременно нарушают нормальное функционирование антенн в их
рабочих диапазонах длин волн.

Возможные методы и средства уменьшения ЭПР антенн можно условно разделить на
три основные группы. Во-первых, непосредственно в антеннах используются частотно-
селективные и поляризационно-селективные структуры с неизменяемыми во времени пара-
метрами. Такие структуры радиопрозрачны или отражают, как металл, на рабочих частотах и
поляризациях антенны и непрозрачны или сильно поглощают на всех других частотах и по-
ляризациях. Во-вторых, ЭПР антенн уменьшают за счет ухудшения характеристик антенн в
нерабочие промежутки времени (между излучением и приемом сигналов РЛС или в то вре-
мя, когда не работают системы передачи информации). Для изменения характеристик антенн
используются электрически управляемые во времени среды или электрически поворачивае-
мые металлические экраны. В рабочие промежутки времени характеристики антенн восста-
навливаются. В-третьих, невидимые для РЛС зеркальные антенны получаются, если раскрыв
антенны прикрыть экраном, отражающим падающую на него из внешнего пространства вол-
ну в направлениях, не совпадающих с направлением прихода. Такие экраны создаются на
основе радиопрозрачных плоскослоистых сред, образованных прилегающими друг к другу
слоями диэлектрических материалов. Исследования показывают, что использование таких
селективных экранов способно уменьшить ЭПР зеркальной антенны на 10...30 дБ.

Для управления радионезаметностью линейных антенн КВ и УКВ диапазонов на ме-
таллические стержни, из которых изготавливается антенна, наносится слой радиопоглощаю-
щего материала, несильно ослабляющего сигнал на рабочей частоте. Слой поглотителя уве-
личивает поперечное сечение проводника, что приводит к увеличению ЭПР антенны, но од-
новременно уменьшает его длину, необходимую для обеспечения резонанса на рабочей ча-
стоте. Но в сантиметровом радиолокационном диапазоне ЭПР таких антенн становится за-
метно меньше (примерно на 15 дБ).

Требования сохранения рабочих характеристик на основной частоте и минимальной
радиолокационной заметности противоречат друг другу. В общем случае для разрешения
противоречия между этими требованиями конструкцию антенн приходится оптимизировать
по комплексному критерию, учитывающему и эффективность работы антенны, и ее радиоло-
кационную заметность.

Третье направление предполагает методы уменьшения заметности, предусматрива-
ющие миниатюризацию антенн при сохранении их основных рабочих характеристик. Есте-
ственно, что за счет уменьшения габаритов антенн мощность вторичного излучения суще-
ственно уменьшается. Исторически миниатюризация была обусловлена не требованиями
уменьшения радиолокационной заметности, а необходимостью уменьшения габаритных
размеров антенных систем. Первым техническим решением по этому направлению было со-
здание ферромагнитных антенн. При той же действующей высоте ферритовые приемные ан-
тенны имеют на рабочей частоте в //д раз меньшую площадь, где /л - действующая проница-
емость ферромагнетика. При уменьшении длины волны действующая проницаемость магни-
топровода падает, а потери в нем растут. Поэтому магнитные антенны в сантиметровом диа-
пазоне имеют существенно меньшие значения ЭПР, чем антенны других типов, при заданной
действующей высоте.

Известны и другие инженерные методы уменьшения ЭПР антенн.
13.4.	Комплексное применение методов противорадиолокационной
маскировки

В последние годы комплексные исследования и разработки методов снижения веро-
ятности обнаружения объектов вооружения и военной техники именуются собирательным
термином «технология ЗТеаШл». Прежде всего, программа 81еа1Нт объединила исследователь-
ские, конструкторские и технологические направления, ставящие целью снижение радиоло-
кационной и тепловой заметности объектов за счет совершенствования форм их наружной
поверхности, устранения блестящих точек и применения специальных конструкционных ма-
териалов.

Снижение радиолокационной заметности прямо связано с уменьшением ЭПР объекта.
В рамках программы 81еа1Нт была поставлена задача снизить ЭПР самолетов до
0,001...0,01 м2. При этом имеются теоретические и практические основания для достижения
такого уровня ЭПР. А это позволяет создать самолет, практически невидимый для моноста-
тических РЛС. Кроме того, технология 81еа1Нл может решить проблему создания аннигили-
рующей помехи и. 4.8.

Принципы компоновки малоотражающего объекта, на которых основывается техно-
логия 81еаШт, вкратце сводятся к следующим.

-	для существенного снижения ЭПР уголковых отражателей, образуемых пересе-
кающимися аэродинамическими и другими поверхностями летательного аппара-
та, подбирают соответствующие углы и материалы радиопоглощающего покры-
тия таким образом, чтобы на разных поверхностях были нанесены покрытия с
разными импедансами, причем использовались тупые углы пересечения поверх-
ностей, при которых не возникают отражения высоких порядков (выход в обрат-
ном направлении многократно переотраженных волн);

-	для максимальной эффективности применения противорадиолокационных покры-
тий выделяют основные, доминирующие механизмы рассеяния и подбирают со-
ответствующие поверхностные сопротивления в требуемом угловом секторе;

-	основные компоновочные решения и применение покрытий взаимно дополняют
друг друга и это позволяет весьма существенно снизить ЭПР не только отдельных
элементов конструкции, но и всего объекта в целом.

Применение сформулированных конструктивных принципов иллюстрируется приме-
ром рис. 13.6.

Для уменьшения вклада, вносимого антеннами в ЭПР маскируемого объекта, техно-
логия 81еа111т предусматривает применение антенн, малоотражающих в главных лепестках
диаграммы направленности. Предусматриваются также выдвижные антенные системы.

Основные технические проблемы, которые решаются в процессе проектирования и
компоновки самолетов по технологии 81еа111т: размещение двигателей внутри элементов кон-
струкции самолета; уменьшение площади поперечного сечения самолета; внутренняя под-
веска оружия; ликвидация вертикального оперения; создание адаптивной многофункцио-
нальной антенной системы с управляемым минимумом диаграммы направленности. При
этом единая антенная система должна совмещать несколько функций: работать в составе
глобальной системы навигации, объединенной системы распределения тактической инфор-
мации, радиолокационных систем, средств РЭБ и системы опознавания «свой-чужой».

Усредненная по разным ракурсам ЭПР самолета, внешний вид которого изображен на
рис. 13.6, составляет примерно 0,001...0,01 м2.

Совершенно иная идеология программы 81еаГЙт используется при построении малоот-
ражающих надводных кораблей. Морские корабли невозможно сделать невидимыми для
средств радиолокационной разведки. Поэтому их радиолокационную заметность стремятся
снизить до такого уровня, чтобы обеспечивалась достаточная маскировка искусственно со-
здаваемыми помехами и надежная зашита от оружия, оснащенного радиосистемами самона-
ведения.
б)

Рис. 13.6. Самолет, выполненный по технологии 81еа111т
а - внешний вид, б - схема компоновки;

1 - экранирующая сетка воздухозаборника; 2 - кили с наклоном внутрь;

3	- внешняя конструкция, разделенная на грани для уменьшения отражений;

4	- защищенное от отражений электромагнитных волн сопло двигателя;

5	- центральный киль для рассеивания горячих выхлопных газов двигателя;

6	- задняя кромка крыла с обратной стреловидностью

При проектировании современных кораблей на основе технологии 81еаГЙт использу-
ются низкосидящие корпуса выпуклой формы рис. 13.7. Надстройкам придают форму про-
стых архитектурных образований (усеченные пирамиды с наклоном стенок 8... 10°, конусы
и т. п.). Вооружение встраивают под обводы корпуса и надстроек. Применяют многофункци-
ональные информационные системы, оснащенные фазированными антенными решетками.
Избегают использовать уголковые образования на переходах от плоских к криволинейным
поверхностям, фокусирующим вторичное излучение в узких секторах и в заданных направ-
лениях. Широко применяются как стационарные, так и съемные радиопоглощающие матери-
алы и покрытия. Все эти принципы и приемы в совокупности позволяют снизить ЭПР «неза-
метного» для РЛС корабля на порядок по сравнению надводными кораблями аналогичных
классов.
Рис. 13.7. Корвет проекта 20385, выполненный с применением технологии 31еа11Н

В конструкциях межконтинентальных баллистических ракет также учитываются при-
веденные выше принципы и приемы снижения радиозаметности. В значительной степени
боевые блоки ракет последнего поколения изменили свои геометрические очертания
(рис. 13.2), что позволило в комплексе с другими новыми достижениями в области РЭБ
успешно решать проблему преодоления противоракетной обороны.
ГЛАВА 14
Электромагнитная совместимость информационных каналов
радиоэлектронных средств комплексов РЭБ

Обеспечение электромагнитной совместимости - важная составляющая комплекса ме-
роприятий по обеспечению устойчивой работы радиоэлектронных средств и систем в условиях
ведения противником радиоэлектронной борьбы и взаимного влияния РЭС. Радиоэлектронная
защита является составной частью радиоэлектронной борьбы (РЭБ). Примером пренебрежи-
тельного отношения к ЭМС, и даже игнорирования основных требований ЭМС может служить
эпизод, имевший место 4 мая 1982 г., во время конфликта у Фолклендских островов, когда ар-
гентинской управляемой противокорабельной ракетой был потоплен английский эсминец
«Шеффилд». Корабельные РЛС эсминца были выключены и по этой причине не обнаружили
атаки аргентинских самолетов. Приказ на выключение РЛС последовал вследствие сильного
влияния взаимных помех со стороны РЛС на работу линий радиосвязи.

Любое радиоэлектронное средство работает в условиях воздействия на него различ-
ных радиоэлектронных помех. В зависимости от природы возникновения принято подразде-
лять радиопомехи на преднамеренные и непреднамеренные. Преднамеренные помехи созда-
ются специально разработанными устройствами, предназначенными для целенаправленного
подавления того или иного радиоэлектронного средства. Непреднамеренные помехи не со-
здаются специально для подавления конкретных РЭС. Они возникают, как правило, вслед-
ствие несовершенства отдельных радио- и электротехнических устройств и неучета объек-
тивных закономерностей функционирования РЭС как элементов сложных систем. Интенсив-
ность непреднамеренных помех в последние годы непрерывно возрастает вследствие значи-
тельного роста количества эксплуатируемых РЭС.

В развитых странах число эксплуатируемых РЭС примерно удваивается за каждые
5 лет [50]. Количество же источников непреднамеренных помех растет еще быстрее. Значи-
тельно увеличилась плотность источников помех, создаваемых средствами военного назна-
чения. Так, на современном самолете устанавливается 25...30 отдельных РЭС. Не менее
плотно сгруппированы радиоэлектронные средства на борту морского судна. На поле боя на
одном квадратном километре площади может быть несколько десятков РЭС [50].

Большое количество РЭС породило «тесноту в эфире», усугубляющую непреднаме-
ренные помехи. Любое современное РЭС работает в сложной помеховой обстановке, так как
освоенный радиочастотный диапазон в настоящее время загружен настолько, что без приня-
тия специальных мер никакое РЭС не может обеспечить функционирование с заданной на
этапе проектирования надежностью.

Высокая концентрация РЭС и их несовершенство породили проблему электромагнит-
ной совместимости (ЭМС), под которой понимается способность РЭС одновременно функ-
ционировать в реальных условиях эксплуатации с требуемым качеством при воздействии на
них непреднамеренных помех и не создавать недопустимых радиопомех другим радиоэлек-
тронным средствам.

В [50] электромагнитная совместимость определяется как совокупность таких свойств
РЭС (и их составных частей) и условий работы, при которых не возникают нежелательные
электромагнитные связи (недопустимые непреднамеренные радиопомехи), нарушающие ра-
боту других РЭС и в то же время обеспечивается функционирование РЭС в условиях эксплу-
атации с требуемым качеством.

Количественно эффективность мероприятий по РЭЗ может быть оценена вероятно-
стью 7?Рэз выполнения радиоэлектронными средствами (или комплексом РЭС) своих задач в
условиях создания преднамеренных и непреднамеренных помех [28]:
/’рэз	(14-1)

где рп - вероятность воздействия на РЭС преднамеренных помех;

р^рг- вероятности успешного решения своих задач рассматриваемым РЭС при усло-
вии, что на него наряду с полезными сигналами воздействуют преднамеренные и не-
преднамеренные помехи или только непреднамеренные помехи.

Приведенное выражение (14.1) показывает, что эффективность РЭЗ характеризуется
помехозащищенностью, которая, в свою очередь, является количественным показателем по-
мехоустойчивости РЭС (при отсутствии и наличии преднамеренных помех) а также скрыт-
ности работы РЭС и эффективности работы средств РТР противника.

Ниже рассматриваются некоторые технические и организационные пути решения
проблемы ЭМС применительно к непреднамеренным помехам, создаваемым только радио-
техническими устройствами.

14.1.	Непреднамеренные помехи и проблема электромагнитной
совместимости радиоэлектронных средств

Непреднамеренные помехи подразделяются на взаимные, индустриальные и контакт-
ные.

Взаимные помехи связаны с излучением радиосигналов не только в рабочей полосе
частот, но и на других частотах вне рабочего диапазона РЭС - источника помех. Термин
«взаимные помехи» подчеркивает возможность взаимного влияния одного РЭС на другое.
Однако в силу сложившейся традиции этот термин применяется и в тех случаях, когда имеет
место одностороннее («вентильное») воздействие одного РЭС на другое.

Индустриальные помехи создаются различными электрическими устройствами, вхо-
дящими в состав любого оборудования военного или гражданского предназначения. Мощ-
ными источниками индустриальных помех являются различные генераторы, двигатели, ли-
нии электропередач и т. д.

Контактные помехи порождаются нелинейными и нестационарными нагрузками за
счет взаимодействия в них электромагнитных полей, создаваемых излучателями различного
типа. Так, при облучении электромагнитным полем металлических предметов, на поверхно-
сти которых имеются окислы металлов, спектр переизлучаемого поля обогащается за счет
нелинейного преобразования исходного поля (примерно так же, как это имеет место в кри-
сталлических смесителях). Интенсивность контактных помех возрастает при движении носи-
теля РЭС.

Каждое РЭС (в том числе и приемное устройство) при своей работе может создавать
непреднамеренные помехи другим РЭС. Практика показывает, что основное влияние на сте-
пень ЭМС различных РЭС оказывают взаимные помехи, поэтому ниже индустриальные и
контактные помехи не рассматриваются.

Важнейшими задачами, решаемыми в интересах ЭМС, являются:

-	изучение причин возникновения взаимных помех;

-	определение восприимчивости к помехам РЭС на любом «жизненном» цикле их
развития (на стадиях НИР, ОКР, разработки серийных образцов, эксплуатации и
боевого применения);

-	прогнозирование ЭМС радиоэлектронных средств;

-	разработка эффективных методов защиты РЭС от взаимных помех;

-	разработка норм и ограничений на технические характеристики РЭС по ЭМС;

-	разработка организационных мероприятий обеспечения ЭМС радиоэлектронных
средств;

-	контроль за соблюдением норм и ограничений на технические характеристики
РЭС по ЭМС.
Анализ ЭМС может проводиться на трех различных структурных уровнях:

-	низшем, в звене единичное, «обособленное РЭС»;

-	среднем, в звене «многофункциональный комплекс» (в том числе летательного
аппарата);

-	высшем, в сложной системе РЭС (например, группы самолетов) или совокупности
РЭС на конкретном ТВД.

При последовательном рассмотрении проблемы ЭМС в низшем, среднем и высшем
звеньях объем задач ЭМС значительно возрастает. Наиболее сложно решаются задачи ЭМС
в высшем звене, когда приходится изучать совместимость сотен и тысяч РЭС различного
назначения.

В качестве низшего звена структуры РЭС, исследуемой на электромагнитную совме-
стимость, может быть рассмотрена станция активных помех [28]. На рис. 14.1 пунктирными
линиями показаны возможные пути воздействия взаимных помех, порождаемых отдельными
устройствами САП.

Рис. 14.1. Станция активных помех - низшее звено структуры РЭС,
исследуемой на электромагнитную совместимость

Наиболее вредное влияние на функционирование приемной и анализирующей аппара-
туры САП оказывают модуляторы, схема запоминания частоты, высокочастотные усилители
и передающая антенна. Паразитные внутрисистемные связи вызывают много трудностей при
решении проблемы размещения аппаратуры РЭБ на летательном аппарате.

На рис. 14.2 и 14.3 схематично и упрощенно представлены возможные источники вза-
имных помех и пути их воздействия в среднем и низшем звеньях структуры РЭС: в мно-
гофункциональном радиоэлектронном комплексе летательного аппарата (рис. 14.2) и в си-
стеме РЭС авиационной и наземной группировок войск (рис. 14.3).

Рис. 14.2. Возможные источники взаимных помех

Проблема ЭМС обусловлена рядом различных причин, к числу которых следует отне-
сти большую плотность РЭС на местности, перегрузку частотного диапазона, увеличение
энергетического потенциала передатчиков РЭС и чувствительности приемников, а также не-
оптимальность (несовершенство) структуры РЭС.

Группа самолетов № 1

РЛС
управления
оружием

РЛС	Радионавигационный

обнаружения	центр

Станция
активных
помех

Рис. 14.3. Пути воздействия помех в среднем и низшем звеньях структуры РЭС

Техническое несовершенство РЭС в отношении ЭМС связано прежде всего с нежела-
тельным излучением передатчиков в широком диапазоне частот за пределами необходимой
рабочей полосы и вне минимально необходимого значения телесного угла. Неоптимальность
структуры приемных устройств приводит к тому, что прием сигналов ведется вне основной
полосы пропускания приемника, определенной в соответствии с критериями оптимального
приема радиосигналов.

Остановимся на технических характеристиках РЭС, существенно влияющих на ЭМС.

14.2.	Технические характеристики РЭС и проблема ЭМС

Рассмотрим технические характеристики передающих и приемных устройств, влия-
ющие на ЭМС РЭС.

Спектральный состав радиосигналов, генерируемых передающими устройствами,
весьма богат различными составляющими. Принято считать, что излучение передатчика де-
лится на основное и неосновное (рис. 14.4). Мощность современных передатчиков распреде-
ляется между основными и неосновными спектральными составляющими сигнала.

Основное излучение характеризуется шириной спектра частот Д/оСН рис. 14.5, необхо-
димой для обеспечения передачи информации с заданным качеством и скоростью передачи.

Основное излучение - это лишь доля (не всегда большая) всего излучения, которое
согласно рекомендации Международного консультативного комитета по радио (МККР) ха-
рактеризуется шириной полосы излучения (ШПИ) [50].

Шириной полосы излучения А/7 называется такая часть частотного диапазона, в пре-
делах которой сосредоточено (100 - /3) процентов излучаемой мощности (рис. 14.6).

Значение параметра /3 имеет порядок /? ~1% и может изменяться в зависимости от
конкретного вида излучения. При определении ШПИ предполагают, что 0,5/7 мощности из-
лучаемого сигнала приходится на полосу частот, лежащих выше верхней границы ШПИ, а
0,5Р - на полосу частот, расположенных ниже нижней границы ШПИ.
Рис. 14.4. Излучения передатчиков

▲ ЭД

Паразитное
излучение

Основное излучение

Излучение на
субгармониках

Внеполосное
излучение

Излучение на гармониках

Интермодуляционное
излучение

0,25/^

Рис. 14.5. Спектр излучения передатчика

Комбинационно
излучение

Рис. 14.6. Ширина полосы излучения передатчика
Если ШПИ равна ширине спектра частот основного излучения Д^сн (А/~ А/осн) то та-
кое распределение спектра называется совершенным. Любое другое распределение спектра -
несовершенное.

Все излучения на частотах, расположенных за пределами полосы частот основного
излучения, называются неосновными, которые, в свою очередь, подразделяются на внепо-
лосные и побочные (рис. 14.4).

Внеполосные излучения характеризуются спектром частот, примыкающим к полосе
частот основного излучения. Структура внеполосного излучения определяется главным об-
разом типом модуляции передающего устройства и видом модулирующей функции.

Большую долю неосновного излучения составляют так называемые побочные излуче-
ния. Основными видами побочного излучения являются (рис. 14.4, 14.5):

-	излучения на гармониках основной частоты;

-	излучения на субгармониках основной частоты;

-	комбинационные излучения;

-	интермодуляционные излучения;

-	межгармонические излучения;

-	паразитные излучения.

Излучения на гармониках основной частоты /о имеют ярко выраженные спектральные
составляющие на частотах, кратных несущей частоте:/гаР= т/$ (т = 2,3...). Побочные излуче-
ния на частотах возникают из-за нелинейных явлений в генераторах СВЧ. Реально генери-
руются сигналы, форма которых отлична от синусоидальной. Спектр таких колебаний обога-
щен составляющими на частотах, кратных основной (несущей) частоте.

Излучения на субгармониках основной частоты характеризуются значительными
спектральными плотностями в полосах частот, примыкающих к частотам = /о/т. Излуче-
ния на субгармониках особенно велики, если в передатчике используются умножители ча-
стоты.

Комбинационные излучения на частотах ^Ом возникают в тех передающих устрой-
ствах, где для формирования основного сигнала применяются нелинейные преобразователи
сигналов от двух и более вспомогательных генераторов. Так, если в передатчике основное
излучение на частоте /о формируется за счет преобразования трех вспомогательных сигналов
на частотах/о,/1,У2, то комбинационные составляющие спектра могут возникнуть на частотах

Ркоы=тп^ + п/2±к^,

где т = 0, 1,2...;

л? = 0, 1,2,...;

О, 1,2,...

Интермодуляционные излучения образуются при работе разнотипных передатчиков
на одну общую антенну, а также в тех случаях, когда передающие антенны различных РЭС
расположена весьма близко друг от друга и не приняты эффективные меры по их развязке.
Мощный сигнал частоты одного из передатчиков, проникая через антенную систему (или
общие фидерные линии) в выходные каскады другого передатчика, взаимодействует в нели-
нейных элементах передатчика с генерируемым сигналом частоты/^.В результате такого не-
линейного взаимодействия образуется интермодуляционное излучение на частоте

Рпт=т/х + п/2.

Межгармоническими излучениями называются такие, спектр которых расположен
в участках диапазона, находящихся вне характерных отрезков диапазона, занятых излучени-
ями на гармониках.

Паразитными излучениями считаются все те излучения, которые нельзя отнести к
перечисленным выше неосновным. К паразитным излучениям относятся также случайным
образом возникающие излучения за счет резких изменений питающих напряжений, электри-
ческих пробоев в высокочастотных приборах, изменений режимов работы, различных пере-
ключений и др.
Все неосновные излучения обусловлены несовершенством передающих устройств.
Они не используются для передачи полезной информации и являются вредными. Мощность
неосновных излучений может быть значительной, поэтому эти излучения являются одной из
главных причин электромагнитной несовместимости РЭС при рассмотрении проблемы ЭМС
на всех уровнях.

При изучении вредных (нежелательных) излучений РЭС нельзя не отметить излуче-
ния гетеродинов приемных устройств. Вредное излучение гетеродинов проникает в прием-
ники через близкорасположенные элементы антенно-фидерного тракта, металлические кон-
струкции блоков питания и коммутации. Излучение гетеродина имеет особую опасность из-
за огромного числа работающих приемников. Если гетеродин одного работающего приемни-
ка порождает взаимную помеху с незначительной, часто ничтожно малой мощностью, то
многие тысячи приемников являются источниками весьма интенсивных помех, с которыми
нельзя не считаться.

Остановимся теперь на технических характеристиках приемных устройств, которые
влияют на ЭМС радиоэлектронных средств.

Важнейшими характеристиками любого приемника являются чувствительность, изби-
рательность, полоса пропускания и рабочий диапазон частот. Однако для оценки степени
ухудшения работы приемника при воздействии взаимных помех этих характеристик стано-
вится недостаточно. Например, чувствительность приемника характеризует некоторое поро-
говое значение мощности (напряженности поля) сигнала на входе основного канала прием-
ника, при которой обеспечивается заданное качество воспроизведения информации (в соот-
ветствии с определенным критерием).

Чувствительность не может достаточно полно характеризовать работу приемника
в условиях непреднамеренных помех, которые в большинстве случаев не являются белым
шумом. Внешние помехи любого вида могут изменять качество приема полезного сигнала,
но они не могут изменить важнейший показатель качества функционирования приемника -
его чувствительность, т. е. способность принимать слабый полезный сигнал при отсутствии
внешних помех.

Поэтому для анализа ЭМС пользуются характеристикой восприимчивости приемника
[50].

Под восприимчивостью приемника понимается способность приемника выполнять
свои функции при определенной интенсивности помех в заданной полосе частот Л/

При решении задач ЭМС с помощью специальных измерительных приемников и кон-
трольных (эталонных) источников помех получают зависимости восприимчивости ро($ и
мощности помехи рп(/) (в дБ/Вт) от частоты (рис. 14.7). Измерения мощностей Ро и Рп прово-
дятся в полосе частот, которая выбирается из условия Л=Л^Р.

При измерении восприимчивости Ро на вход приемника подается полезный сигнал, мощ-
ность которого Р фиксируется на уровне чувствительности приемника. На вход приемника
подается также помеха от контрольного (эталонного) источника помех, перестраиваемого
в широком диапазоне частот	Мощность помехи Рп изменяется, и восприимчи-

вость Ро(/) на частоте / определяется как пороговое значение мощности помехи Рп на входе
приемника, при котором приемник еще выполняет свои функции с заданной эффективно-
стью.

Анализ зависимости восприимчивости приемника от частоты Ро(/) позволяет выявить
опасные участки диапазона, где наблюдается воздействие взаимных помех. С помощью за-
висимости Ро(/) определяются основные и неосновные каналы приема. Так, в соответствии
с рис. 14.7 опасным является участок диапазона, примыкающий к частоте/?. Определяющим
электромагнитную несовместимость каналом служит неосновной канал приема № 4. Основной
канал для данной помехи имеет восприимчивость Ро шт, лучшую, чем канал № 4. Однако, как
следует из рис. 14.7, помеха через основной канал не воздействует, так какРп(/"=/1) < Ротт-

Основной канал приема предназначен для приема полезных сигналов в полосе частот
Л/ф, примыкающей к несущей частоте полезного сигнала /о- Частотная характеристика ос-
новного канала, как правило, согласована со спектром основного излучения своего передат-
чика рис. 14.8.

Рис. 14.8. Частотная характеристика основного канала приема

Наряду с основным каналом каждый приемник имеет несколько неосновных каналов
приема. Их число и характеристики зависят от несовершенства применяемых высокочастот-
ных фильтров, гетеродинов, усилителей, смесителей и других элементов приемника.
Наибольшее влияние на восприимчивость приемника по неосновным каналам оказывают
различные нелинейные устройства. Современные приемники могут иметь несколько десят-
ков неосновных каналов приема. Принято подразделять неосновные каналы приема на со-
седние и побочные.

Соседний канал имеет полосу приема, примыкающую к полосе пропускания основно-
го канала. Образование этого канала связано с недостаточной избирательностью фильтров и
резонансных усилителей, формирующих основной канал приема, а также с различными не-
линейностями приемного устройства.

Побочные каналы приема делятся на комбинационные, интермодуляционные и пара-
зитные. Настройка этих каналов иногда значительно отличается от настройки основного ка-
нала. Побочный канал приема может находиться даже в другом диапазоне частот приемника
(по отношению к используемому в данный момент).

Комбинационные каналы приема образуются за счет взаимодействия взаимных по-
мех и колебаний гетеродина в смесителе приемного устройства. При воздействии на прием-
ник одного помехового сигнала комбинационный канал будет существовать, если выполня-
ется следующее равенство:
।	।	д/.

(14.2)

где /к - частота взаимной помехи;

р - частота гетеродина;

/Т - средняя частота настройки УПЧ (промежуточная частота);
т = 1,2,3...,

п = 0,1,2...

На рис. 14.8 комбинационные каналы имеют настройку

У-   Г! . Г   ГН, Г   ГП!
п — Л ’ /п — Л ’ /п — / •

Из комбинационных каналов особенно опасными являются так называемые соседние
каналы, имеющие сравнительно небольшую расстройку относительно основного канала. Со-
седние каналы возникают, если в уравнении (14.2) выполняются условия:

т = /7 = 1;

777 = 77 = 2;
т = 1; п = 0 .

(14.3)

(14.4)

(14.5)

Условия (14.3), (14.4) и (14.5) определяют образование следующих каналов: зеркаль-
ного /п = Уз, полузеркального = /пз, Л = /з, и канала приема на промежуточной частоте
= УпР- Большая роль зеркального и полузеркального каналов по сравнению с другими по-
бочными каналами объясняется тем, что их настройка близка к резонансной частоте основ-
ного канала. Поэтому помехи, проникающие через данные каналы, ослабляются преселекто-
ром в недостаточной степени. В соответствии с (14.3), (14.4) и (14.5) рассматриваемые кана-
лы имеют настройку:

(14.6)

(14.7)

(14.8)

При воздействии на приемник нескольких помеховых сигналов за счет взаимодей-
ствия их с сигналом гетеродина и между собой образуются так называемые интермодуляци-
онные каналы. Частоты настройки интермодуляционных каналов определяются из уравне-
ния

\т^+т7/^+... + тк/^\ = /упч,	(14.9)

где 77 = 0,1,2,...

В данном случае предполагается воздействие помеховых сигналов.

Из (14.9) получим частоту настройки/-го интермодуляционного канала

Л; =~|Лпч ±т\.к\	±«/г| •

Наиболее опасными взаимными помехами считаются интермодуляционные помехи,
частоты которых/п2;/п2 удовлетворяют следующим соотношениям рис. 14.9 и рис. 14.10:

|/п1±/п2|=Л;	(14-ю)
|/п1±/п2| = Лпч;	(14.11)
|2/п1±/п2| = /с;	(14.12)
/п1±/п2 =Л;	(14.13)
/п1-/п2 =/с-	(14.14)

^п1 Ъ 'с

Рис. 14.9. Интермодуляционные помехи на частотах ГП1

Рис. 14.10. Интермодуляционные помехи на частотах ГП2

Здесь/; и/ - частоты настройки основного и зеркального каналов.

Паразитные каналы не связаны с каким-либо взаимодействием помеховых сигналов
друг с другом и сигналом гетеродина. Они образуются за счет паразитных излучений само-
возбуждающихся усилителей и других не рассмотренных здесь причин.

14.3.	Оценка электромагнитной совместимости РЭС. Уравнение ЭМС

Можно отметить следующие основные пути воздействия взаимных помех на РЭС:

-	воздействие основного и неосновного излучений через главный лепесток диа-
граммы направленности антенны (ДНА) источника взаимных помех и через глав-
ный лепесток ДНА приемной антенны на основной или неосновной канал приема;

-	воздействие основного излучения источника помех через боковые лепестки ДНА
передатчика и через главный лепесток приемной антенны на основной канал при-
ема;
-	воздействие основного излучения через главный лепесток ДНА источника помех
и через боковые лепестки ДНА на основной канал приема;

-	воздействие основного излучения через главный лепесток ДНА источника помех
и через главный лепесток кроссполяризационной диаграммы направленности
приемной антенны на основной канал приема;

-	воздействие основного излучения через боковые лепестки ДНА источника помех
и через главный лепесток кроссполяризационной диаграммы направленности
приемной антенны на основной канал приема.

Условно рассмотренные ситуации воздействия взаимных помех изображены на
рис. 14.11.

Рис. 14.11. Ситуации воздействия взаимных помех

Наиболее просто задачи ЭМС решаются для дуэльных ситуаций, когда изучается воз-
можность работы двух РЭС, называемых ниже РЭС1 и РЭС2 без взаимных помех. В данном
случае решаются две основные задачи:

-	ЭМС РЭС1 и РЭС2 при известных характеристиках этих РЭС, расположении на
местности и заданных ограничениях на характеристики и режимы работы РЭС,
обусловленные особенностями боевого применения;

-	определяются характеристики пространственно-частотного (или пространствен-
но-частотно-временного) разноса РЭС1 и РЭС2, при которых обеспечивается их
нормальное функционирование.

При решении этих задач ЭМС необходимо знать мощность взаимных помех на входе
приемного устройства РЭС.

Рассмотрим ситуацию одностороннего воздействия на РЭС2 взаимной помехи, созда-
ваемой РЭС1 рис. 14.12. Определим энергетический спектр взаимной помехи на выходе при-
емной антенны РЭС2 (влиянием внутренних шумов пренебрежем).

Рис. 14.12. Одностороннее воздействие на РЭС2 взаимной помехи, создаваемой РЭС1
Если энергетический спектр взаимной помехи на входе пере дающей антенны РЭС1
характеризуется функцией А1(/1^о), то на выходе приемной антенны РЭС2 (на входе прием-
ника) получим

^2(/и/о) = ^1;(о)Ц(/)Л(/)Г12(^1,Ф1/)7?2(^Ф2/)//,	(14.15)

где К - расстояние между РЭС 1 и РЭС2;

/о- несущая частота сигнала, излучаемого передатчиком РЭС 1;

64(/) - значение коэффициента усиления передающей антенны РЭС1 на частоте /;

^2(/) - эффективная площадь антенны РЭС, определяемая формулой

С) =	С) ’	(14-16)

где Ст2(/) -значение коэффициента усиления приемной антенны на частоте /;

с - скорость света;

К1(^1, Ф1,/), 7^^, Ф2,/) - функции, описывающие нормированные диаграммы направ-
ленности антенн РЭС 1 и РЭС2 по полю на частоте /;

#1, Ф1, Ф2 - угловые координаты РЭС1 и РЭС2 (углы отсчитываются в со ответ-
ствующих ортогональных плоскостях от максимума диаграммы направленности ан-
тенны РЭС1 и РЭС2 и характеризуют угловое положение РЭС или РЭС относительно
максимума ДНА);

у - поляризационный коэффициент, учитывающий несоответствие поляризационных
характеристик передающей и приемной антенн;

у = /(Л,/ /ц, Л) -коэффициент, учитывающий ослабление интенсивности помехи при
распространении помеховой волны в реальной среде, он зависит от дальности Л, ча-
стоты / высоты подъема передающей и приемной антенн Л,и Л2, а также и других
факторов (для свободного пространства % = 1); значение коэффициента может быть
определено с помощью специальных графиков или таблиц, приводимых в учебниках
и учебных пособиях по радиолокации и распространению радиоволн.

Мощность помехи на выходе приемника РЭС2 равна:

ММ)ф2(М)ШЖ	(14-17)

о

где	^ (/, /с) = |л?прм (/2л-/)|2;

|лГпрм (/)| -амплитудно-частотная характеристика приемника в широкой полосе
частот (с учетом неосновных каналов приема);

/с - частота настройки основного канала приемника РЭС2 (запись \к (/, /с )| означает
возможную зависимость формы амплитудно-частотной характеристики приемника от
частоты настройки/Д; РЭС1и РЭС2 считаются совместимыми, если выполняется сле-
дующее условие:

^пвых^ппор,	(14.18)

где Рппор - пороговое (максимально допустимое) значение мощности взаимной помехи на
выходе приемника, при котором еще не нарушается нормальное функционирование
радиоэлектронного средства, (в соответствии с заданным критерием).

Значение РППОр определяется для каждого типа приемного устройства и зависит от ви-
да полезного сигнала и взаимной помехи. Как правило, РППОр определяется опытным путем.
Величина может быть пересчитана ко входу приемника. Пороговое значение мощности поме-
хи на входе приемника, при котором еще обеспечивается электромагнитная совместимость
РЭС1 и РЭС2, называется допустимой входной мощностью помехи и обозначается Рпдоп.

При определении пороговых значений мощности помехи на входе или выходе прием-
ника Рпдоп и Рппор необходимо всегда задаваться полосой частот, в которой проводятся изме-
рения.

С помощью (14.15)...(14.18) запишем предельные условия электромагнитной совме-
стимости пары радиоэлектронных средств

(4л79) 0 у

Х^22(^2,Ф2,/)г(/)^(/)# = Рппор

Или, в другой форме,

с2 гЩ/о)
(4^Р>)2 Рппор Ь Р

^(/,Л)С1(/)С2(/)Р12р1,Ф1,/)х

(14.20)

хГ22(02,Ф2,/)Ц/)Д/)# = 1

Здесь для упрощения не указана зависимость коэффициента % от параметров /?2.

Уравнение (14.20) называется уравнением электромагнитной совместимости двух ра-
диоэлектронных средств (РЭС1 и РЭС2). Иногда (14.20) называют односторонним уравнени-
ем ЭМС, имея в виду то, что не учитывается воздействие РЭС2 на РЭС 1.

Как следует из (14.20), задача определении ЭМС двух радиоэлектронных средств сво-
дится к решению интегрального уравнения. Это решение может быть найдено, если заданы
некоторые функции, стоящие под знаком интеграла.

Задача оценки ЭМС двух радиоэлектронных средств может быть сформулирована
следующим образом.

Дано:

функция /о), описывающая распределение спектра помехи в рассматриваемой
полосе (диапазоне) частот Л^;

частотная характеристика приемника /<(/) в полосе частот Л^;

значения коэффициентов усиления передающей и приемной антенн РЭС1, РЭС2 и
зависимости их от частоты Сп(/) и6\(/);

функции Ф, У) и К2(0, Ф, /), описывающие нормированные диаграммы
направленности антенн РЭС1 и РЭС2, учитывающие изменение формы диаграм-
мы направленности в диапазоне частот Л^;

зависимость поляризационного коэффициента у от частоты у(/);

зависимость коэффициента % от частоты и дальности/^ Л);

пороговое (допустимое) значение мощности взаимной помехи на входе или выхо-
де приемника в рассматриваемой полосе частот Рпдоп или РППор-

Требуется определить:

-	нормы частотного разноса РЭС1и РЭС2, т. е. необходимую частотную расстройку
Д/эмс=/о_/с, ПРИ которой обеспечивается устойчивая работа РЭС2;

-	нормы пространственного разноса РЭС1 и РЭС2 ЛЭМс, т. е. удаление РЭС1 от
РЭС2, при котором обеспечивается устойчивая работа РЭС2;

-	пространственное расположение и размеры рабочих телесных углов сканирования
(ориентации) антенн РЭС1 и РЭС2, при которых они совместимы (положение и
размеры рабочих телесных углов характеризуются параметрами 0\,	Ф1-
Как следует из постановки задачи ЭМС, даже при всех известных характеристиках
РЭС1 и РЭС2 ее решение связано с решением интегрального уравнения (14.20), содержащего
шесть неизвестных:Д/ Р,	Ф2, 02. Поэтому для определения искомых параметров необ-

ходимо задавать пять из них и, варьируя их значениями, находить допустимые границы
(нормы) области изменения одного из исследуемых параметров.

Например, задают параметры Ф^ 02, Ф2 и при изменении Р в интервале Рт™ < Р <
< Ртах определяют границы изменения расстройки Л/* = /о - /с, в пределах которых РЭС1 и
РЭС2 совместимы.

Во многих случаях решения практических задач ЭМС уравнение (14.20) можно суще-
ственно упростить, вводя соответствующие аппроксимации функций, входящих в подынте-
гральное выражение. Рас смотрим возможные аппроксимации и упрощения.

Спектральная плотность взаимной помехи 7У1(Л/о) и частотная характеристика прием-
ника аппроксимируется в широкой полосе частот отрезками прямых линий, которые
на рис. 14.13 показаны пунктиром.

Рис. 14.13. Спектральная плотность взаимной помехи Л/1(Л /о)
и частотная характеристика приемника К(/д, С)

Анализ зависимостей М(^/о) и К (^/с)> приведенных на рис. 14.13, позволяет устано-
вить опасные значения расстройки Д/ = /о -/с, при которых имеет место несовместимость
РЭС1 и РЭС2.

Так как полосы пропускания основного и неосновного приемных каналов (Д/пР,
Л4ф1,..., Л/прП)имеют значения, не превышающие десятков мегагерц, то в уравнении (14.20)
можно полагать функции Сп(/), Ст2(/), 7^1(61, Фц Д 7*2(02, Ф2, Д у(Д %(/) не зависящими от па-
раметра интегрирования/и равными (в пределах полосы пропусканияу-того канала):

О1(/)«61(/с]);О2(/)«О2(/с]) = О2;	(14.21)

Л « Л (^Ф.,4) = Р\ (М);	(14.22)

^(^,Ф2,/)-^(^2,Ф2,/с1) = ^2(^25Ф2)-	(14-23)
Здесь	- частота настройки у-го приемного канала, влияние которого на ЭМС в дан-

ном случае изучается.

Аппроксимации	и А(//), приведенные на рис. 14.13, позволяют записать

спектральную плотность помехи и частотную характеристику приемника в виде

М(Л/о) = Мтах^о(Л/о)	(14.24)

К(/,/0) = Кт^К0(/,/0),	(14.25)

где А1 тах - максимальное значение спектральной плотности взаимной помехи, которой
соответствует частота />;

Атах - максимальное значение коэффициента усиления приемника по мощности на
частоте/^;

Ао(/) - нормированная (относительно максимального значения Ктах) зависимость
спектральной плотности помехи от частоты:

(14.26)

чпах

Ко(/) - нормированная (относительно максимального значения ЛГтах)частотная харак-
теристика приемника:

Ко(/) = ^-.	(14.27)

^шах

При оценке электромагнитной совместимости РЭС в диапазоне частот Л/* = / - / по-
ступают следующим образом:

-	фиксируют частоту/> и изменяют настройку приемника/;

-	определяют относительное расположение характеристик А1(/)и Ц/)на рис. 14.13,
при котором наблюдается потенциальная возможность воздействия помехи на ка-
кой-либо у-й канал приема (на рис. 14.13 этот канал помечен стрелкой);

-	устанавливают пределы интегрирования в соотношении (14.20)

(|4.28)

где // - частота настройки соответствующего «опасного» у-го канала приема, подвержен-
ного воздействию помехи;

Д/ф/ - полоса пропусканияу-го канала рис. 14.14;

-	находят другие «опасные» приемные каналы и определяют пределы интегрирова-
ния аналогично (14.28);

-	решают уравнение (14.20) с учетом упрощающих предположений (14.21).. .(14.23).

Если «опасных» приемных каналов несколько (/ = 0,/,..., /), то с помощью соотно-
шений (14.21)...(14.28) уравнение (14.20) можно записать в виде:

22

------3-------М т^с2г2 (МЩ2 (02,Ф2)п(О)х

(4^) Л доп

(14.29)

и 2

ХЕ I ЛГо(/-/оХо(/-/о-А/И = 1

1 г А/Пр

А) 2~
интегрирования

Рис. 14.14. Определение «опасных» каналов приема

Так как в пределах интегрирования величины (/, Уо), /о, А/) постоянны, то
(14.29) упрощается:

^0^2



IX (Л, -/о)^о(Л; “/о -Л/)Д/пр; = 1

7=1

(14.30)

В уравнении (14.30) в соответствии с постановкой задачи все характеристики и пара-
метры, кроме К и известны. Поэтому решение уравнения (14.30) позволяет найти искомые
зависимости К = Л(Д/) или Д/= Д/(7?).С помощью которых устанавливаются нормы простран-
ственно-частотного разноса РЭС1 и РЭС2.

На практике довольно часто имеется возможность ограничиться анализом воздей-
ствия одного пика спектральной плотности помехи М(/) на какой-либо один канал приема
(рис. 14.13 и рис. 14.14). Тогда уравнение (14.20) преобразуется и принимает вид, который
приводится в руководствах по обеспечению ЭМС:

22С,С?Х(й,Ф|)Л2(6'2,Ф2)	„	/ „х /	„ л

-------~7-----V------------------ ЛГА/пр^о (4 - То X (Лу - То - Л/) = 1	(14.31)
А/п(4яП)2Рпдоп-----------------------------------------------------К

Здесь учтено, что

Мтах= —»	(14.32)

1таХ 44

где Рп- мощность передатчика РЭС;

Д/п - эквивалентная ширина спектра помехи:

а/п= ——/М/И-	(14-33)

шах о

Уравнение (14.31) использовано в некоторых каталогах норм разноса частотно-
территориального радиоэлектронных средств для построения номограмм частотно-
территориального разноса потенциально несовместимых РЭС.
14.4.	Способы обеспечения электромагнитной совместимости РЭС

Обеспечение ЭМС радиоэлектронных средств различного назначения является со-
ставной частью мероприятий по радиоэлектронной защите своих РЭС управления войсками
и оружием (в том числе и средств РЭБ). Различают технические и организационные способы
обеспечения ЭМС.

Технические мероприятия обеспечения ЭМС проводятся на всех жизненных этапах
разработки и эксплуатации РЭС: на этапах научно-исследовательских работ, разработки
опытных и серийных образцов, эксплуатации и боевого применения.

На этапе разработки РЭС определяющее значение имеет задание тактико-технических
требований по ЭМС с учетом безусловного выполнения норм и стандартов по ЭМС. В настоя-
щее время такие стандарты разработаны для ряда технических характеристик передатчиков,
приемников и антенн РЭС. К числу подлежащих нормированию характеристик относятся:

-	стабильность частоты передатчика;

-	ширина полосы излучения на определенных уровнях;

-	интенсивность побочных излучений;

-	чувствительность основного канала приема;

-	чувствительность внеполосных и побочных каналов;

-	полоса пропускания УПЧ и УВЧ на различных уровнях;

-	относительная нестабильность частоты гетеродина;

-	уровни боковых лепестков диаграмм направленности антенн.

Для обеспечения ЭМС радиоэлектронных средств большое значение имеют техниче-
ские мероприятия, проводимые в интересах повышения помехоустойчивости РЭС.

Помехоустойчивость характеризует способность РЭС выполнять свои функции
в условиях воздействия взаимных и преднамеренных помех.

Все методы повышения помехоустойчивости РЭС основаны на различии структуры
полезного и помехового сигналов. Это отличие проявляется в статистических характеристи-
ках информационных и сопутствующих параметров сигналов и помех, рассматриваемых как
функции пространственных координат и времени. Полное знание характеристик полезного
сигнала и взаимной помехи в принципе позволяет освободиться от помехового воздействия.

Радиоэлектронная защита РЭС от взаимных помех достигается компенсацией радио-
помех, адаптацией, первичной, вторичной и функциональной селекцией, предотвращением
перегрузки приемников, а также комплексным использованием информации от различных
РЭС [50].

Ослабление влияния взаимных помех на работу РЭС за счет адаптации приемопере-
дающих устройств предусматривает изменение структуры РЭС, подверженного воздействию
помех. В процессе адаптации происходит измерение основных характеристик воздействую-
щих помех. Параметры и структура передатчика и приемников РЭС изменяются так, чтобы
максимальным образом ослабить воз действие помехи и повысить качество функционирова-
ния РЭС. Примером адаптивных РЭС могут служить линии радиосвязи с автоматической ре-
гулировкой интервала квантования передаваемых сообщений по уровню и коэффициента пе-
редачи измерителей в зависимости от интенсивности действующих помех.

Первичная селекция полезного сигнала предусматривает использование различий ос-
новных параметров полезного и помехового электромагнитных полей: амплитуды, фазы, по-
ляризации, частоты и направления прихода радиоволн. Первичная селекция подразделяется
на амплитудную, частотную, фазовую, поляризационную и пространственную.

Вторичная селекция полезного сигнала (сообщения) производится за счет использова-
ния неинформационных (сопутствующих) параметров сигнала, которыми полезный сигнал
наделяется на передающей стороне специально для повышения помехоустойчивости РЭС.
Например, в радиолинии связи излучаемые передатчиком сигналы кодируются с таким расче-
том, чтобы числовые коды имели информационную избыточность, которая используется для
исправления ошибок, возникающих при действии помех.
14.5.	Особенности обеспечения электромагнитной совместимости
комплексов РЭБ с радиоэлектронными комплексами
и средствами другого назначения

Обеспечение ЭМС комплексов РЭБ с радиоэлектронными комплексами, и средствами
другого назначения видов Вооруженных Сил и гражданских ведомств является сложной
проблемой.

Основными причинами взаимных помех являются:

-	использование нами и противником одних и тех же диапазонов частот для радио-
электронных средств, что приводит к непреднамеренным помехам со стороны
комплексов РЭБ (КРЭБ) при решении задач радиоэлектронной борьбы;

-	ограниченный частотный ресурс используемых диапазонов и вытекающая из это-
го необходимость размешать в одних и тех же полосах частот РЭС связи, навига-
ции, прицеливания, разведки и средства РЭБ;

-	техническое несовершенство радиоэлектронных средств.

Организационные способы ЭМС делятся на две группы.

К первой группе относятся организационные способы, проводимые на этапах разра-
ботки КРЭБ и РЭС летательных аппаратов. Это - планирование использования РЧС (радио-
частотный спектр), разработка норм частотно-территориального разноса, стандартизация
технических характеристик, определяющих электромагнитную совместимость РЭС.

Ко второй группе относятся организационные способы обеспечения ЭМС, проводи-
мые при боевом применении и эксплуатации РЭС.

Основными организационными способами обеспечения ЭМС радиоэлектронных
средств являются:

1.	Рациональное распределение и назначение рабочих радиочастот. Способ обеспече-
ния ЭМС - оперативный, однако из-за высокой насыщенности РЭС на небольшой площади
разносы между рабочими частотами необходимо брать большими до 20... 100 МГц, что при-
водит к сокращению частотного ресурса.

2.	Применение частотно-территориального разноса. Способ наиболее эффективный и
часто реализуется в войсках. Правильное размещение ударных самолетов (вертолетов) и по-
становщиков помех в боевых порядках с учетом норм частотно-территориального разноса
позволяет исключить взаимное влияние РЭС. Нормы частотно-территориального разноса
разрабатываются и доводятся до исполнителей в виде Каталогов норм. Однако недостатком
способа является противоречие с оперативно-тактическими требованиями и требованиями
эффективного применения комплексов РЭБ.

3.	Временной разнос. Способ реализуется введением и строгим соблюдением времен-
ных ограничений на работу РЭС. Способ предусматривает:

-	выключение РЭС летательного аппарата после выхода из зоны действия тех
наземных систем, с которыми осуществляется, взаимодействие;

-	включение РЭС для работы на излучение только в тех случаях, когда это необхо-
димо и на строго ограниченное время, отводимое для выполнения задачи;

-	работа комплексов РЭБ на излучение только после выхода на рубеж обнаружения
РЛС ПВО противника;

-	использование временной регламентации работы комплекса РЭБ и бортовых РЭС
по заранее разработанной программе.

На основе временной регламентации разработаны и действуют рекомендации по при-
менению потенциально несовместимых средств РЭБ и РЭО. Рекомендации предусматривают
временное регламентирование работы всех РЭС в том числе и средств РЭБ, на этапах выпол-
нения боевого полета.

4.	Пространственный разнос. Применение пространственного разноса предполагает
регламентацию направлений секторов работы передающих устройств комплексов РЭБ и
накладывает ограничение на использование комплексов в боевом порядке.
5.	Строгое соблюдение установленных режимов работы РЭС. Способ является эф-
фективным и не позволяет возникать новым источникам непреднамеренных помех в ходе
боевой подготовки и выполнения боевых задач.

Однако организационные способы обеспечения электромагнитной совместимости не
позволяют в полной мере максимально использовать возможности бортового прицельно-
навигационного, разведывательного и связного оборудования и комплексов РЭБ при их сов-
местном применении в ходе боевых действий.

Для повышения эффективности организационных способов обеспечения электромаг-
нитной совместимости РЭС, большое значение имеет правильная техническая политика,
проводимая при создании комплексов РЭБ и РЭС летательных аппаратов, обеспечение точ-
ности и достоверности расчетов норм частотно-территориального разноса и соблюдение си-
стем стандартных требований к характеристикам РЭС, влияющих на электромагнитную сов-
местимость.

14.6.	Контроль выполнения технических и организационных
мероприятий по обеспечению ЭМС комплексов РЭБ
с радиоэлектронными комплексами и средствами другого
назначения

Контроль за работой РЭС с целью обеспечения их электромагнитной совместимости
представляет собой комплекс мероприятий и действий, направленных на обеспечение вы-
полнения штабами и войсками установленного порядка использования РЭС и предусмотрен-
ных для них частотных, пространственных и временных режимов работы, а также для уста-
новления фактов воздействия на РЭС непреднамеренны помех, оперативного выявления ис-
точников и устранения причин возникновения этих помех:

Основными задачами контроля являются:

-	контроль соблюдения частотных назначений для РЭС;

-	пресечение нарушений мер защиты РЭС от непреднамеренных помех, установ-
ленных руководящими документами;

-	контроль выполнения временных запретов (ограничений) на использование РЭС
при проведении особо важных работ и мероприятий, вводимых Генеральным
штабом.

Порядок контроля за выполнением мероприятий по обеспечению ЭМС РЭС преду-
сматривает плановые и внеплановые проверки, а также проверки по оперативным заявкам в
связи с проведением особо важных мероприятий и выявлением источников непреднамерен-
ных помех РЭС.

Контроль выполняется документальными и инструментальными методами с исполь-
зованием технических средств контроля.

В ходе осуществления контроля проверяются:

-	знание и выполнение личным составом, осуществляющим планирование и экс-
плуатацию средств связи и РТО, прицельно-навигационных и разведывательных
комплексов, комплексов РЭБ, ограничений в работе РЭС в мирное и военное вре-
мя;

-	соблюдение частотных назначений, соответствие режимов работы, видов излуче-
ния и его параметров техническим условиям, установленным на каждое РЭС;

-	порядок учета сведений о дислокации и условиях обеспечения ЭМС радиоэлек-
тронных средств;

-	порядок учета и обобщение случаев непреднамеренных помех РЭС и принятие
мер по их исключению.

Результаты контроля, перечень вскрытых нарушений и предложения по их устране-
нию (принятые меры) докладываются по подчиненности.
ГЛАВА 15
Эффективность средств и способов РЭБ

15.1.	Методы исследования эффективности комплексов РЭБ

При решении задач оценки эффективности комплексов РЭБ, прежде всего, задают-
ся некоторыми критериями (показателями) их эффективности. Значительная сложность
решения подобных задач, связанная с многообразием средств РЭБ и условий их боевого
применения, делают невозможным проводить оценку их эффективности по какому-либо
одному единственному критерию. Поэтому приходится пользоваться несколькими пока-
зателями в зависимости от поставленной цели исследования. Общая характеристика кри-
териев дана в главе 1. Здесь более подробно рассматриваются различные группы крите-
риев применительно к научно-практическим задачам разработки и боевого применения
средств и комплексов РЭБ.

Для исследования эффективности комплексов РЭБ используются как теоретические,
так и экспериментальные методы.

Получение достоверных теоретических оценок эффективности средств РЭБ обычно
наталкивается на непреодолимые трудности. Это связано с невозможностью точно опреде-
лить адекватную математическую модель комплекса, поскольку нельзя учесть все многооб-
разие условий его работы в динамично меняющейся обстановке боевых действий. Несмотря
на весьма большие возможности современных средств и методов исследований, до сих пор
не разработаны математические модели даже многих простейших средств РЭБ (например,
САП). Однако, применение теоретических методов, основанных на использовании упрощен-
ных математических моделей, позволяет осмыслить проблему в целом и получить хотя бы
приближенные оценки эффективности комплексов РЭБ, функционирующих в заданных
условиях. А это очень важно, поскольку в процессе исследований выявляются наиболее об-
щие закономерности, зачастую приводящие к неожиданным результатам.

Боле детальные характеристики эффективности средств РЭБ получаются в результате
имитационного математического моделирования, которое предусматривает решение уравне-
ний, описывающих функционирование комплексов РЭБ в противоборстве с противником.
Такие модели всегда оказываются стохастическими, что связано со случайным характером
параметров всех систем, входящих в комплекс и участвующих в конфликтном взаимодей-
ствии. Это порождает дополнительные трудности при исследованиях. Но, несмотря на тру-
доемкость математического моделирования, исследования эффективности комплексов РЭБ
с использованием имитационных моделей, реализуемых на основе мощных современных
вычислительных средств, находят применение на всех этапах разработки и эксплуатации
комплексов РЭБ.

Экспериментальные методы исследований предусматривают использование лабора-
торные и летные испытания.

Лабораторные испытания проводятся на стендах (установках), состоящих из комплек-
са РЭБ, физических моделей объектов РЭБ и контрольно-измерительного комплекса. Как
правило, при лабораторных (стендовых) испытаниях анализируется качество функциониро-
вания отдельных устройств и подсистем комплекса, проверяется правильность принятых при
проектировании технических решений и определяются пути совершенствования комплекса.

Наиболее эффективны лабораторные испытания, которые проводятся методом полу-
натурного моделирования. Сущность этого метода сводится к частичному использованию
реальной аппаратуры комплекса, функционально соединяемой с ЭВМ, которая имитирует
работу отдельных устройств комплекса, работающих в реальной боевой обстановке. Прежде
всего, имитируется внешняя среда, в которой работает комплекс РЭБ, и устройства объектов
радиоэлектронного поражения, физические модели которых недоступны. На полунатурных
моделях весьма успешно проводится ситуационное (игровое) моделирование, позволяющее
оценивать эффективность подавления разнообразных РЭС комплексами активных и пассив-
ных помех, создаваемых совокупностью (системой) комплексов РЭБ. Полунатурное модели-
рование не требует больших затрат времени и материальных ресурсов. Результаты модели-
рования доступны широкому кругу специалистов и могут детализироваться в зависимости от
интересов испытателя.

Возможны различные варианты построения полунатурных моделей [28]. Близкой
к действительности является модель системы самонаведения, в структуру которой включает-
ся реальная аппаратура головки самонаведения (ГСН), станции активных помех (САП) и ге-
нераторы, имитирующие сигналы цели рис. 15.1.

Модель
кинематического

МО

О

6

движения цели

Рис. 15.1. Полунатурная модель самонаведения ракеты

Измерительный
комплекс

Программный комплекс модели имитирует кинематику движения ракеты и цели (ки-
нематическое звено замкнутого контура управления), автопилот и ракету. Результаты реше-
ния системы уравнений движения ракеты и цели преобразуются в фазовые координаты
ф, 3, 3} перемещения подвижной платформы, соответствующие действительным пере-
мещениям ракеты под действием сигнала и помех. Платформа имеет три степени свободы.
Напряжения, пропорциональные линейным перемещениям центра масс ракеты хр(^) и цели
хс(/% используются математической моделью кинематического звена, на выходе которого
формируются напряжения, имитирующие перемещение системы «ракета-цель». Эти напря-
жения управляют движением динамического стенда, на платформе которого располагается
антенна имитатора сигнала. Мощность полезного и помехового сигналов, создаваемых соот-
ветственно имитатором цели и реальной САП, изменяется по программе в соответствии с
изменениями дальности до ракеты. При необходимости изменяются и пространственно-
временные параметры помехи, имитируя движения постановщика помех (САП). Угловые
ошибки сопровождения цели и все другие параметры, необходимые для оценки эффективно-
сти помех, измеряются и фиксируются приборами измерительного комплекса.

Наиболее затратны летные и полевые испытания. К ним привлекаются весьма квалифи-
цированные специалисты, различная авиационная и наземная техника. Летные испытания про-
водятся на заключительном этапе создания КРЭБ и на всем протяжении жизненного цикла
функционирования комплексов: на учениях, полигонных, аэродромах, ремонтных заводах.
Однако, из-за ограниченности времени и допустимых затрат не удается получить всесторон-
нюю оценку эффективности комплекса. Главным образом - вследствие того, что в качестве
объекта РЭБ используются собственные РЭС, характеристики которых часто не совпадают
с соответствующими характеристиками РЭС-аналогов противника.

15.2.	Критерии боевой эффективности комплексов РЭБ

Значительная сложность задачи большое многообразие форм боевого применения
КРЭБ не позволяют оценить их эффективность одним критерием (показателем). По этой
причине в зависимости от поставленных целей исследования применяются различные крите-
рии эффективности РЭБ, которые в главе 1 были сведены в три группы: боевые, технические
и экономические.

Самолетный комплекс групповых и индивидуальных средств РЭБ при прорыве ПВО
противника может вывести из строя соответствующие РЭС противника двумя способами:
путем уничтожения РЭС или основных жизненно важных элементов (например, антенной
системы); путем поражения или радиоэлектронного подавления РЭС.

Эффективность уничтожения РЭС различными видами оружия, в том числе и ракета-
ми класса «воздух - РЭС», оценивается известными методами теории вероятностей, радио-
управления и боевой эффективности [28]. При оценке эффективности радиоэлектронного
подавления РЭС противника пользуются обобщенными (общими) и частными оперативно-
тактическими критериями.

Обобщенные критерии применяются для оценки эффективности мероприятий по РЭБ
в боевых действиях авиационных соединений и частей. На практике применяются следую-
щие обобщенные критерии: степень снижения надежности (вероятности) управления вой-
сками и оружием ПВО противника, вероятность выполнения группой самолетов (звено, эс-
кадрилья, полк ит. д.) боевого задания Рб3, число атак истребителей, пусков ракет, прицель-
ных или эффективных выстрелов на заданном участке маршрута полета т, среднее число по-
давленных РЭС противника М в полосе прорыва. Обобщенные критерии могут применяться
для оценки боевых возможностей комплексов РЭБ.

Частные оперативно-тактические критерии применяются для оценки эффективности
отдельных мероприятий по РЭБ, эффективности комплексов и средств РЭБ, способов РЭБ.
Основными частными критериями являются: вероятность поражения самолета (группы са-
молетов) оружием средств ПВО, промах ракеты (снаряда), число эффективных обстрелов и
др. При оценке эффективности боевого применения авиационных комплексов и средств РЭБ
следует различать три степени дезорганизации работы РЭС: срыв, нарушение и затруднение
управления (наведения).

Срыв управления (наведения) - это степень подавления (дезорганизации), при которой
противник теряет управление войсками и не может эффективно применять управляемое ору-
жие. Срыв достигается снижением надежности (вероятности) управления примерно, что обес-
печивается поражением (выводом из строя) не менее половины наиболее важных пунктов
управления и РЭС, а также радиоэлектронным подавлением большинства оставшихся РЭС.

Нарушение управления - это степень дезорганизации, при которой противник перио-
дически теряет управление войсками и оружием в отдельных звеньях управления и на от-
дельных направлениях действий своих войск. Нарушение достигается снижением надежно-
сти управления, что обеспечивается поражением не менее значительного количества наибо-
лее важных РЭС и радиоэлектронным подавлением большинства сохранившихся РЭС.

Затруднение управления - это степень дезорганизации, при которой имеют место пере-
бои в управлении войсками и оружием, сокращается обмен информацией в различных звеньях
и нарушается централизованная работа систем управления противника. Затруднение управле-
ния достигается снижением надежности управления. Это обеспечивается поражением до
наиболее важных РЭС и радиоэлектронным подавлением до половины оставшихся РЭС.
Вероятность выполнения группой самолетов боевого задания равна

р — р р р р

бз ПВО обн пор Н’

где Рпво - вероятность прорыва ПВО;

Робн - вероятность выхода на цель и ее обнаружения;

Аюр - вероятность поражения цели;

Рн - надежность комплексов РЭБ.

В общем случае вероятности РОбн и РПор - являются условными, однако из-за слабой
вероятностной связи рассматриваемых событий (прорыв ПВО, выход на цель, поражение це-
ли, надежность комплекса РЭБ) перечисленные вероятности можно рассматривать как без-
условные.

Разработка, эксплуатация и боевое применение комплекса РЭБ, должны быть направ-
лены на повышение вероятности Р§3.

Увеличение РПво достигается путем уничтожения и радиоподавления РЭС управления
войсками и оружием ПВО. На этапе поиска, обнаружения и поражения цели самолетные
средства РЭБ снижают эффективность РЭС (в том числе и средств РЭБ), за счет чего возрас-
тают Робн и Рпор. Совершенствование эксплуатационных характеристик комплексов РЭБ,
проводимое инженерно-авиационной службой (ПАС), увеличивает Р§3 за счет повышения
надежности комплекса.

Критерий (15.1) или отдельные его составные части РОбн, Лор и Рн могут применяться
для оценки боевой эффективности комплекса групповых и индивидуальных средств РЭБ.
Показатели эффективности, связанные с определением среднего числа атак истребителей,
пусков ракет, прицельных или эффективных выстрелов ш, среднего числа подавленных РЭС
М применяются главным образом для оценки эффективности комплексов групповых средств
РЭБ. Однако в ряде случаев эти показатели могут быть успешно применены и для оценки
эффективности комплексов индивидуальных средств РЭБ.

Эффективность комплексов индивидуальных средств РЭБ оценивается с помощью
частных оперативно-тактических критериев: вероятности поражения (непоражения) самоле-
та Рн пор, промаха ракеты или снаряда Л или а.

На каждом этапе исследования комплекса РЭБ (проектирование, испытание, эксплуа-
тация, боевое применение) обосновывается необходимость применения того или иного кри-
терия и устанавливается функциональная связь выбранного критерия с техническими и опе-
ративно-тактическими характеристиками комплекса: Р§3 = Рб3(а, Р),	= /л(а, Р), Лор(«, Р)

и т. д. Установим такие связи для некоторых оперативно-тактических критериев.

Вероятность прорыва ПВО РПво определяется как вероятность несбития прикрывае-
мого самолета за время / при пролете зон действия ЗРК, ЗАК и ИА:

^пво=(1-Лрк)(1-Дак)(1-^иа)-	(15-2)

где Рзрк, Лак, Ла - вероятности сбитая самолета в зонах действия ЗРК, ЗАК и ИА.

Вероятность поражения нашего самолета, например, истребительной авиацией про-
тивника определяется средним число ш атак и вероятностью поражения самолета за одну
атаку Л:

Риа(т) = 1-(1-Р1)т,	(15.3)

где т - число атак.

Если предположить, что в процессе преодоления ПВО поток атак или обобщенных
выстрелов является стационарным и пуассоновским, то вероятность того, что за время / по
цели будет произведено ровно т атак, равна:
(^Г л/

Рщ	•	<15-4)

т\

или

ат

РЛ^^—,е~а^	(15.5)

т\

где X - математическое, ожидание числа атак за единицу времени;

а = М - математическое ожидание числа атак за промежуток временя А

Считая поражение пели в первой, второй и т. д. атаках ИА как несовместные события,
в соответствия с теоремой сложения вероятностей можно получить

ОО

Ла=Х^(0РиаМ-	(15-6)

т-1

Рш=1-е-рр1.	(15.7)

В (15.7) учтено, что

ОО т

ех=1 + ^ —•	(15.8)

т=1т'-

Вероятность того, что самолет не будет сбит за время I

Р^=^~Рт=е-Р^.	(15.9)

Определяя аналогичным образом вероятность того, что самолет не будет сбит в зонах
действия. ЗРК, ЗАК и ИА, с помощью (15.2) и (15.9) можно найти

^0=^°',	(15.10)

где Хпво - средняя плотность обобщенных выстрелов (атак истребителей, пусков ракет)

=	(15-и)

/=1

X/ - средняя плотность воздействия /-го средства ПВО (средняя скорострельность);

Р1/ - вероятность поражения нашего самолета /-ым средством ПВО на заданном
участке маршрута;

п - число зон ПВО.

Формулы (15.10) и (15.11) важны для понимания роля групповых и индивидуальных
средств РЭБ. Они показывают каким образом проявляется действие помех при подавлении
РЭС управления войсками и оружием ПВО.

Математическое ожидание числа, обобщенных выстрелов за единицу времени X/ харак-
теризует качество работы систем обнаружения, целераспределения, целеуказания, т. е. РЭС
управления войсками. Снижение ХПво может быть достигнуто либо за счет применения мощ-
ных станций маскирующих помех, подавляющих РЭС УВ по боковым лепесткам диаграммы
направленности антенн, либо за счет применения большого числа пространственно-
распределенных маломощных станция активных имитирующих помех. Мощные САП могут
размешаться только на специальных самолетах и вертолетах-постановщиках помех. Они обес-
печивают поражение большого числа самолетов и поэтому составляют основу комплекса
групповых средств РЭБ. Маломощные станция имитирующих помех имеют малые габариты
и массы. Поэтому могут размещаться на всех самолетах, в том числе и ударных. Поиск оп-
тимальных соотношений между высокопотенциальными групповыми САП и маломощными
индивидуальными САП является важной и не решенной пока проблемой.

Вероятность поражения самолета одним обобщенным выстрелом может быть сниже-
на за счет применения индивидуальных средств РЭБ, воздействующих на РЛС управления
оружием (бортовые РЛС, радиолокационные головки самонаведения и т. д.).

Таким образом, выражение (15.10), кроме использования по прямому назначению
(для определения боевой эффективности комплекса РЭБ), позволяет определять общую кон-
цепцию построения бортовых комплексов РЭБ. Из (15.10) и (15.11) вытекает необходимость
разработки комплексов как групповых, так и индивидуальных средств РЭБ. Важной задачей
является определение оптимальных соотношений между групповыми и индивидуальными
средствами РЭБ.

Для определения вероятности поражения ЛА ракетой с контактным взрывателем
необходимо знать характеристику уязвимости самолета и закон рассеивания снарядов. Ха-
рактеристика уязвимости (живучести) ЛА описывается координатным законом Сг(т\ кото-
рый представляет собой условную вероятность поражения ЛА очередью независимых вы-
стрелов при условии, что в самолет попало ровно т снарядов [24]

С(/Н)=1-(1-Р|)"'.	(15.12)

где р\ - вероятность поражения цели одним снарядом, попавшим в нее.

Для поражения ЛА необходимо попадание в него определенного числа снарядов со.
Среднее необходимое число попаданий со зависит от типа ЛА и калибра снаряда.

При заданном значений вероятности р\ можно найти среднее необходимое число по-
паданий [24]

0) = — .	(15.13)

Р\

Из уравнений (15.12) и (15.13) следует

С?(т) = 1-|1-—| .	(15.14)

Полная вероятность поражения (сбитая) цели при стрельбе по ней очередью из и сна-
рядов

т-1

где рт,п - вероятность попадания в цель ровно т снарядов при стрельбе очередью из и
снарядов.

Вероятность рт,п равна

рт,п=с:р1т(1-р1)п-т,	(15.16)

Ст

п - число сочетании из п по т;

Р\ - вероятность попадания одного снаряда.

Подставляя выражения (15.16), (15.14) в (15.15), после преобразований получается, что

( р у1

Лор =1-1-—	(15-17)

со)
Вероятность попадания снаряда в контур цели 5Ц (в картинной плоскости А7,}7) опреде-
ляется законом рассеяния снарядов Р(ДХ,ДУ)

(15.18)

где Лх, Ду - промахи, порождаемые действием помех;

5Ц - проекция самолета на картинную плоскость.

При малых размерах самолета по сравнению с размерами области рассеяния снарядов

р\

---—ехр

лЕЕ

-р2

\2Х

т-2 + г2
К.

(15.19)

где 7?х= 0,68 сгх;

0,68сгу - главные вероятные отклонения вдоль главных осей эллипса рассеяния;
суу - среднеквадратические значения промахов;

Р = 0,477;

Ах, Лу - математические ожидания промахов.

Если установлены зависимости Е. = К (а, 3) и Л. = Л.(а,0), то с помощью формулы
(15.19) можно оценить эффективность комплекса РЭБ по борьбе с зенитно-артиллерийскими
комплексами (ЗАК) и определить оптимальные параметры (характеристики) комплекса.

При отсутствии систематических ошибок = 0, Лг = 0) выражение (15.16) упроща-

ется:

/> = ~

лЕкЕу 2жтхсгу

(15.20)

Анализ (15.20) показывает, что при нулевом математическом ожидании промахов
наиболее эффективны те помехи, которые приводят к росту сгх и сгу. В более общем случае,
когда радиопомехи вызывают изменение математических ожиданий Ах, Ау и дисперсий
промахов и увеличение стх и сту может быть нежелательным.

В некоторых случаях можно положить Ах = Ау = А, сух = суу = су. Тогда, учитывая, что
Е =	, из (15.19) следует, что

Л2>
^ехр-----

Е

р -____Ц_

г\ ~

2 лег

При а = А вероятность Р[ достигает максимального значения

5Ц
р'тах~2^ёл'

(15.21)

(15.22)

Следовательно, наиболее неблагоприятными для РЭБ являются такие помехи, кото-
рые вызывают промахи с одинаковыми эффективным значением и математическим ожида-
нием ст = А . Более целесообразно выбирать такие помехи, которые приводят к промахам
с а » А или А » ст.
При Лх = Лх = Л и Ех = Еу = Е и представлении зоны поражения в виде круга с радиу-
сом Лпор, равным радиусу поражения, вероятность поражения

Лк.р =1-ехр

Р2С

Е1

(15.23)

Формула (15.23) применяется для проведения грубых оценок эффективности средств
РЭБ, против РЭС ЗАК, использующих для стрельбы по воздушным целям снаряды большого
калибра, когда можно считать /ц=1.

Вероятность поражения ЛА ракетой с неконтактным взрывателем равна [28]:

Агор =Я^(Дх,Ду)Р(Дх,Ау)^Ау,

(15.24)

где Л>(АХ, Ау) - условная вероятность поражения цели при заданных значениях ошибок
наведения Лх, Лу (координатный заР(Лх, Лу) - закон рассеивания ракеты, характеризу-
ющий двумерную плотность вероятности промахов Лх, Лу;

5 - область интегрирования, соответствующая площади, .ограниченной проекцией
контура цели в картинной плоскости X У.

Точность наведения ракет с неконтактными взрывателями характеризуются эффек-
тивным радиусом поражение цели ЛЭф. Выраженная через ЛЭф условная вероятность пораже-
ния цели

= ехр

А^+А^

24 у

(15.25)

Для гауссовского закона распределения
А =Д =0

ошибок наведения ракеты ДЛ- и Дг при

А1 + А^л

,

1

----ГехР "

2ясг

(15.26)

где сгд = сгх = Оу - среднеквадратические отклонения промахов.

Подстановка (15.26) в (15.24) приводит к простому выражению для искомой вероят-
ности поражения [28]

1

АюР=--------(15-27)

л . ^А

При интегрировании уравнения (15.24) учтено, что — оо < Лх< оо и —оо < Аг< оо.

В общем случае при Дх 0, Ау 0 и наличии взаимной корреляции ошибок наведе-
ния ракеты для вычисления/?11ор необходимо использовать формулу (15.24).

Описанные выше способы количественной опенки эффективности средств РЭБ спра-
ведливы, когда ошибки наведения, порождаемые помехами, значительно превышают есте-
ственные ошибки системы, вызываемые непреднамеренными помехами.

Вероятность наведения истребителя противника может быть определена на основе
следующих соображений. Истребитель противника может поразить цепь Ц, если сам он
выведен в зону, где его бортовая РЛС обнаружит цель Ц, создающую радиопомехи рис. 15.2.
В предположении возможности всеракурсной атаки с дальностей, соответствующих дально-
сти обнаружения цели бортовой РЛС РОбн вероятность поражения цели равна [28]:

/Л юр РнавР1 ’

(15.28)

где т?нав - вероятность наведения истребителя на цель;

р\ - условная вероятность сбитая прикрываемого самолета.

Рис. 15.2. Наведение истребителя

Т^нав - это вероятность того, что ошибка наведения (промах) Д не превышает допу-
стимого значения Д < Ддоп. При известном законе распределения промахов /?(Д) вероят-
ность т?нав равна

/^нав

^обн

| р(Л)б7Л

—^обн

При нормальном законе распределения промахов /?(Д) с математическим ожиданием
Д и дисперсией сгд

/^нав

^обн-АЛ

(15.29)

2



где

2 х 7

ф(х) = —1= Г е 1 б# - функция Лапласа.

71 о

Значение Робн в случае самоприкрытия зависит от характеристик бортового комплекса
обороны (БКО) а. и р. При подавлении бортовой РЛС активными помехами Робн равна ми-
нимальной дальности подавления [36]:

^обн тш

^РЛС°~цД/п

(15.30)
где Кп - коэффициент подавления;

77рлс> ^сап - энергетические потенциалы бортовой РЛС и САП;

Д/п - ширина спектра помехи;

Л^р - полоса пропускания подавляемого приемника;

(уц - ЭПР самолета-цели;

у- поляризационный коэффициент.

Можно считать, что а = (А,,, сгц, А/п, 77Сап, /)•

Математическое ожидание и среднеквадратическое значение ошибки наведения ис-
требителя на цель зависят от характеристик комплексов РЭБ аг, рг-

=Маг’Рг);	(15.31)

Д = Д(аг,рг).	(15.32)

Функциональные зависимости (15.31) и (15.32) могут быть определены для каждой
конкретной задачи.

Таким образом, соотношение (15.29) с учетом уравнений связи (15.0)...(15.32) дает
возможность применять оперативно-тактический критерий /?Нав для решения различных задач
по оценке эффективности комплексов РЭБ. Вероятностьр\ в формуле (15.28) зависит от вида
применяемого оружия и характеристик БКО. Способы определенияр\ были описаны выше.

Под эффективным обстрелом понимается выстрел (пуск ракеты), поражающий ЛА с
вероятностью />ПОр- Для определения числа эффективных обстрелов /?эф летательного аппара-
та, преодолевающего зоны обстрела средств ПВО, местоположение которых известно, ис-
пользуется формула:

т0 //	т0

^эф ~ I ! Рпотр Ц —	, Аф / ’	(15.33)

/=1 7=1	/=1

//

где иэф1 = А’пор у - число эффективных обстрелов, совершаемых /-ым средством ПВО;

7=1

Рпору - вероятность поражения ЛА /-ым средством ПВО при/-ом обстреле;

то - число типов оружия, применяемого противником при перехвате (обстреле) ЛА;

/1 - число обстрелов, совершаемых /-ым средством ПВО.

Если количество средств ПВО большое и координаты их точно не известны, то для
определения /?эф при пролете ЛА к зон ПВО используется выражение

к	т	кт

Аф — ^2 ^эф ] —^2 ^эф 1 —^2 ^2 ^У	^пор / ’	(15.34)

7=1	7=1	7=1 7=1

т

где /77.)(|) / = У^уАРу/^рпор 1 - число эффективных обстрелов на каждом участке маршрута
7=1

(всего А; участков) всеми типами средств ПВО;

т

тэф 1 ~ /?1 юр / ^2 Ру]АР 1 ~ число эффективных обстрелов, совершаемых /-ым сред-
7=1

ством ПВО (всего средств т штук) на всем маршруте;

Еу - ширина зоны обстрела /-го комплекса ПВО на /-ом участке (при общем числе ти-
пов /7?);

р7у - плотность комплексов ПВО / -го типа на каждом/-ом участке маршрута;
А/)] - длина отрезков маршрута, проходящего через зону ПВО, обслуживаемую ком-
плексом ПВО /-го типа на каждом/-ом участке;

Аир - вероятность поражения ЛА при обстреле его комплексом /-го типа.

Ожидаемые потери самолетов, преодолевающих зону ПВО при нарушенном, целе-
распределении:

^эф

^пот=^бп

1-е

^бт

(15.35)

где Ж - число самолетов боевого порядка.

Число эффективных обстрелов при использовании средств РЭБ зависит от характери-
стик средств РЭБ аир.

Эффективность средств РЭБ может быть оценена с помощью абсолютного и относи-
тельного снижения числа обстрелов

Р ) — ^эф рэб ( Р ) ’

^эф

где т?Эф - число обстрелов при отсутствии средств РЭБ. Аналогично определяется сниже-
ние числа потерь.

Оптимизация характеристик комплекса РЭБ сводится к минимизации числа эффек-
тивных обстрелов [28].

^эф рэб — <^ор1 ’ Р — Рор1) — (^эф РЭБ )т1-п ‘

Пример использования рассмотренного критерия (яЭф рэб)л/л приводится далее, при оп-
тимизации БКО с ограниченной массой.

Математическое ожидание числа подавленных РЛС М является важной характе-
ристикой боевой эффективности комплексов и систем РЭБ. Значение М зависит от многих
характеристик комплекса или системы РЭБ: от числа станций активных помех их энерге-
тического потенциала 77сап, вида помех, качества помеховых сигналов, параметров системы
разведки и АСУ и некоторых других.

Определим зависимость М от числа САП в системе РЭБ М и вероятности подавления
РЛС т?под- Предполагается, что подавляемая система ПВО имеет М однотипных РЛС, а си-
стема РЭБ - У однотипных САП рис. 15.3. Задача решается для системы РЭБ с АСУ и без
нее.

Вероятность подавления каждой /-ой РЛС одной/-ой САП равна:

Рпод у ~ РуРХу •>

где ру - вероятность действия (наведения) /-ой САП на /-ю РЛС (при наличии АСУ РЭБ
р-у = 1, если же АСУ РЭБ отсутствует, то ру< 1);

р\у- условная вероятность подавления /-ой РЛС/-ой станцией помех.

Вероятность подавления /-ой РЛС системой РЭБ, состоящей из М штук САП, равна:

Люд “ 1 “ ГК1 ~~ РуР^У )

7=1
Математическое ожидание числа подавленных РЛС М определяется как сумма веро-
ятностей

Рис. 15.3. Подавляемая система ПВО имеет М однотипных РЛС,
а система РЭБ - однотипных САП

При подавлении однотипных РЛС, когдар\п= р\\2=.. .р\у=.. .=рмп=р\, получим

м

(15.36)

Математическое ожидание числа подавленных РЛС Мт системой РЭБ, состоящей из
однотипных САП и имеющей систему АСУ, можно получить, если в (15.36) положитьр^ = 1:

и

(15.37)

Здесь учтено, что с вероятностью р^ = 1 на каждую подавляемую РЛС наводится
_ № — - —
М =— штук САП. Если А не является целым числом (или А<1), то величина А пред-
М

ставляет собой математическое ожидание числа САП, обслуживающих /-ю РЛС.

При отсутствии АСУ РЭБ или при ее подавлении можно положить, что САП распре-
деляются на все подавляемые РЛС с равной вероятностью. Полагая в формуле (15.36)



можно получить математическое ожидание числа подавленных РЛС 7ИП системой

РЭБ без АСУ:
7ИП =М

(15.38)

Как следует из анализа выражений (15.37) и (15.38), боевая эффективность системы
РЭБ, имеющей АСУ, оценивается зависимостью (15.37), не совпадающей с эффективностью
(15.28) второй системы РЭБ, не имеющей АСУ. По показателю эффективности М вторая
система РЭБ проигрывает первой (Мц< М) при малом числе САП (А< 10).

15.3.	Критерии технической эффективности комплексов РЭБ

Критерии технической эффективности определяют степень технического совершен-
ства как комплекса РЭБ в целом, так и отдельных средств РЭБ, входящих в его состав. Они
применяются для оценки качества выполнения средствами РЭБ (комплексами РЭБ) своих
целевых функций по поражению РЭС противника, по радиоэлектронному подавлению РЭС,
по радиоэлектронной защите собственных средств и т. д. На практике нашли широкое при-
менение две основные группы критериев, которые связаны с информационными и энергети-
ческими характеристиками средств РЭБ.

Информационные критерии используются для сравнительной оценки качества поме-
ховых сигналов и их способности нанесения противнику наибольшего информационного
ущерба. Перспективным считается применение информационных критериев для оценки ка-
чества функционирования систем информационного обеспечения, систем принятия решения,
систем контроля надежности и боевой эффективности комплексов РЭБ.

Информационный критерий характеризует совокупность различных технических ха-
рактеристик комплекса РЭБ по наносимому информационному ущербу. По информацион-
ным критериям можно судить о том, насколько эффективен комплекс РЭБ и насколько он
устойчив к контрмерам противника.

В настоящее время информационные критерии разработаны для оценки качества мас-
кирующих и имитирующих помех [28].

Энергетические критерии предназначены для оценки энергетических возможностей
комплексов РЭБ по подавлению РЭС противника. С помощью энергетических критериев
оценивается эффективность использования энергетического ресурса, отводимого для ком-
плекса РЭБ, в интересах радиоэлектронной борьбы с РЭС противника [28].

Информационные и энергетические критерии применяются на стадии проектирова-
ния, испытаний, эксплуатации и боевого применения комплексов РЭБ.

Информационные критерии для оценки качества маскирующих помех. Любое
РЭС противника работает в условиях неопределенности. Мера неопределенности - энтропия
Н. Для систем связи - это неопределенность принимаемого сообщения. Для РЛС - это про-
странственно-временная неопределенность положения целей.

В теории информации конечную задачу РЛС представляют как выбор конкретного
элементарного объема Гц, содержащего цель, из всего рабочего объема Со, обслуживаемого
РЛС рис. 15.4.

Рис. 15.4. Рабочий и обслуживаемый РЛС объемы




Объем Кц определяется пространственно-временной разрешающей способностью
РЛС. Весь рабочий объем Го можно разбить на элементарные объемы Р] пронумеровать их
(т. е. сделать их различными / - 1, 2, 3,..., М), а затем каким-либо методом произвести выбор

объема Гц из всей совокупности объемов Го =	.

При действии радиопомех обнаружение цели Ц, находящейся в объеме Гц, потребует
от противника переработки большого количества информации, которое при отсутствии
априорных данных, равно логарифму числа выборов:

/ = бит.

Например, при = 8 необходимы три ответа на вопрос: «Есть ли цель в объеме Г?»
(Выбор половины, выбор четверти, пары и ответ: Гц У±).

Преобразование параметров цели в сигнал, несущий информацию о них, осуществля-
ется самим объектом. Оно отражает параметры состояния объекта: координаты, скорость и
другие. Отраженный от цели сигнал несет полную информацию о состоянии пели

8 = 8(1, г, к, а),

где г - радиус-вектор, характеризующий местоположение цели;

X, а - векторы измеряемых и неизмеряемых параметров полезного сигнала (например,
задержка сигнала, мощность и др.).

Маскирующие и имитирующие помеховые сигналы характеризуются аналогичным
образом:

п = п({, гпдп,ап),

где гп - радиус-вектор, характеризующий местоположение САП;

Хп, ап - векторы измеряемых и неизмеряемых параметров помехи.

Одной из важнейших теорем теории информации является следующая [3]: если
1) сигнал 5(0 и помеха п(1) независимы и 2) принимаемый сигнал Ц1) является их суммой

(^(^,Г,ГП,Х,ХП,ОС,(ХП)—

то количество информации на один отсчет (или на единицу времени) равно

/(?,5) = Я(?)-Я(и).	(15.39)

где Я(0 и Н(п) - энтропии принимаемой смеси ДО, г, гп, X, Хп, а, ап) и помехи, п(1, гп, Хп, ап).

Из формулы (15.39) следует, что необходимо обеспечивать увеличение энтропии по-
мехового сигнала гп, Хп, ап), так как это приводит к росту неопределенности сообщения.
Неопределенность в данном случае определяется лишь многомерной плотностью случайного
процесса ДО, г, гп, X, Хп, а, ап).

В теории РЭБ наилучший маскирующий сигнал определяется, исходя из принципа
максимума энтропии, согласно которому из множества помеховых сигналов выбирается тот,
энтропия которого выше (при одних и тех же ограничениях, наложенных на помеховые сиг-
налы) [28]. Распределения вероятностей случайной величины (амплитуды, частоты, фазы),
позволяющие получить максимальное значение энтропии, называются экстремальными. При
постоянной средней мощности максимальной энтропией обладает гауссов процесс и в этом
смысле прямошумовая помеха имеет наилучшие маскирующие свойства.

Достоинством энтропии как характеристики качества маскирующих помех является
возможность оценки потенциальной маскирующей способности помех без рассмотрения
конкретных особенностей обработки сигналов в подавляемом устройстве. Маскирующий
помеховый сигнал, синтезированный по критерию максимума энтропии, является наилуч-
шим среди всех видов маскирующих помех только в том случае, если в процессе синтеза не
задаются конкретной структурой подавляемого РЭС. Когда структура подавляемого РЭС из-
вестна, можно подобрать помеху, наилучшим образом маскирующую полезный сигнал, ис-
ходя из других критериев (например, по критерию минимума вероятности правильного об-
наружения цели при заданном значении ложной тревоги).

Энтропия помехи п(1) является основной характеристикой ее маскирующей способно-
сти. С помощью энтропии помехи Н(п) определяется коэффициент качества маскирующей
помехи п, являющийся функцией энтропии 77 = г/[Н(п)].

Коэффициент качества маскирующей помехи может быть представлен в виде

7 = 7эн7сП?	(15.40)

где т/эн - энтропийный коэффициент качества, учитывающий степень отличия плотности
распределения мгновенных значений помехи р(п) от гауссовой;

т/сп - спектральный коэффициент качества, учитывающий неравномерность спектра
помехи 5ДД Энтропийный коэффициент качества определяется выражением

е2н(т)

2леРп ’

(15.41)

где Рп - средняя мощность помехи.

Спектральный коэффициент качества находится с помощью формулы

7СП

ехр

1 4/п

-Т7- ( '"«.(Ж

4/п о

1 А/п

Ч/п о

(15.42)

где

Д/п - ширина спектра помехи.

В качестве грубой опенки г|сп можно принять

_ 1 _ °птах °птт

/сп	С . С

°п тах ~ °п тт

(15.43)

где 5П тах, 5П тт - соответственно максимальное и минимальное значения спектральной
плотности помехи.

Информационные критерии для оценки качества имитирующих помех. Имити-
рующие помехи действуют на РЭС двояким образом. Они затрудняют выделение (обнаруже-
ние) полезных сигналов на фоне подобных им имитирующих помех и, кроме того, вносят
случайные и детерминированные ошибки при оценке информационных параметров X полез-
ного сигнала и пространственных координат г источника полезного сигнала.

Исходя из особенностей воздействия имитирующих помех на РЭС, необходимо оце-
нивать эффективность действия помех по изменениям тех характеристик РЭС, которые
определяют их тактико-технические возможности. Такими характеристиками РЭС являются
способность опознавания полезного сигнала в помехах, а также точность и разрешающая
способность.

Для оценки степени устойчивости имитирующей помехи к мерам противника, направ-
ленным на ее распознавание, вводится информационный критерий подобия (ИКП).

Эффективность имитирующей помехи с точки зрения ухудшения точности и разрешаю-
щей способности подавляемой РЭС оценивается информационными критериями ошибок (ИКО).
Информационный критерий подобия (ИКП) оценивает, в вероятностном смысле, сте-
пень отличия имитирующей помехи от полезного сигнала.

В качестве ИКО применяется разность многомерных условных энтропии некоторого
параметра сс^ (например, мощности) имитирующей помехи и полезного сигнала АН (ИП/С).

Для помех, имитирующих полезные сигналы 5(^,у) в пространстве параметров V, слу-
чайно изменяющихся во времени V = (VI(О, уДО,... уп(0) разность многомерных условных
энтропий А// (ИП/С) определяется по формуле [28]

ДНу(Я77/С) = Нй(гу)-ЯДгу),

где	- условные многомерные энтропии имитирующей помехи и полезного

сигнала по параметру у,- (при условии, что опознавание ведется по параметру уД
Информационный критерий ошибок (ИКО) дает возможность количественно опреде-
лить степень ухудшения точностных характеристик РЭС, работающих в условиях РЭП. Кро-
ме того, с помощью ИКО может быть произведена оценка ухудшения разрешающей способ-
ности РЭС.

Полное и достоверное описание информационного ущерба, наносимого помехами,
может быть достигнуто путем изучения статистических характеристик достаточной стати-
стики, под которой понимается некоторая функция оцениваемого случайного параметра V.
При исследовании особенностей радиоподавления РЛС под достаточной статистикой пони-
мается отклик РЛС как реакция на воздействие полезного сигнала и помехи.

Отклик РЛС, представляющий собой выходной эффект РЛС, при пространственно-
временной обработке суммарного случайного электромагнитного поля может быть записан в
виде

^(уЛс’уп)= / /$-(^У,Ус,Уп,х)РГ(^Ус,х)й&й?2х,	(15.44)

«А Т

где

V, Ус, Уп, X) = 8С(1, V, Ус, х) + 5П«, у, уп, х) + п(1, V, х);	(15.45)

8с(/\у,ус,х) и 8п(^у,уп,х) _ сигнальные и помеховые поля в апертуре антенны РЛС;
тД7,у,х); - приведенные внутренние и внешние шумы;

V = (VI, У2, ...Уп) - вектор информационных параметров, измеряемых РЛС;

ус и уп - истинные значения рассматриваемых информационных параметров сигнала и
помехи;

х - радиус-вектор точки области интегрирования 5д, занимаемой антенной;

- элемент интегрирования области 5д;

РГ(1, ус, х) - весовая функция РЛС, описывающая особенности обработки простран-
ственно-временного сигнала во всем приемном тракте, включая антенну (ус - «нас-
тройка» РЛС, определяющая, например, направление максимума диаграммы направ-
ленности антенны РЛС или положение временного строба приемника);

Т - время обработки сигнала в РЛС.

В соответствии с формулой (15.44) выражение для отклика (15.45) можно представить
в виде трех слагаемых:

Я(V, '’с,УП) = 4С (V, ус ) +	(V, уп ) +	,	(15.46)

где дс(У,Ус) и дп(У,Уп) - соответственно отклики на полезное и помеховое воздействия;

дш - составляющая, порожденная приведенным естественным шумом (в дальнейшем
при большом отношении помеха/сигнал не учитывается).
На рис. 15.5 пунктирными пиниями изображены отклики РЛС на воздействие полез-
ного сигнала и помехи. Предполагается, что энергия помехового отклика дп(у, Уп) значитель-
но превышает энергию полезного отклика дс(у, Ус). Помеховый и полезный отклики имеют
максимумы соответственно в точках V = уп и V = ус. Суммарный отклик РЛС д(у) принимает
максимальное значение при V - V,,.

В рамках теории оценок качество имитации и вносимая в измерительную систему
РЛС ошибка могут быть оценены средним смещением и средней шириной отклика ту и ох. •

(15.47)

(15.48)

Смешение максимума суммарного отклика Ду относительно положения максимума по-
мехового отклика ул носит случайный характер и зависит от ширины помехового отклика (Уу-
Если Ду = 0, то вносимая помехой ошибка полностью определяется значением ту (рис. 15.5).

Рис. 15.5. Отклики РЛС на воздействие полезного сигнала и помехи

Для определения Ду разложим выходной отклик д(у) в ряд Тейлора в окрестности
экстремума у = уп:



+КМ

(15.49)

У=УТ
Уравнение правдоподобия в линейном приближении имеет вид [19]:

^с(^п) ! <(уп) !	г	= 0

б/у б/у б/у2	б/у2

(15.50)

Так как в соответствии с принципами оценивания по максимуму функции правдопо-
б/^п (У)
добия при большом отношении помеха/сигнал должно выполняться условие -------= 0 при

б/у

V = уп, то из уравнения (15.50) получим выражение для случайной ошибки (без учета знака)

Ду =

б/у

АпУп)

. Ас (у)

(15.51)

При большом отношении помеха/сигнал можно пренебречь вторым слагаемым в зна-
менателе (15.51), поэтому

А у =

<7у

И

Л. ,2

В общем случае, как следует из рис. 15.5, —0 при V = уп, поэтому Ду Ф 0.
б/у

На практике для оценки среднего смещения Дуг/; применяют, формулу

Ду

(15.52)

Для гауссовой аппроксимации отклика дп(у)

АпМ\ =А.

/ ст2

1	' |,=1'п

(15.53)

где (Уу определяется формулой (15.48);

Еп - энергия имитирующей помехи.

Подставляя формулу (15.53) в (15.52) можно получить
где Ес - энергия полезного сигнала;

дсн(у) - нормированный отклик РЛС на действие полезного сигнала.

Как следует из (15.54), имеет место квадратичная зависимость Дуср - от ширины по-
мехового отклика, что приобретает важное значение при определении требований к структу-
ре помехи.

Физически формула (15.54) характеризует положение «центра тяжести» отклика РЛС
на суммарное воздействие помехи и сигнала. При значительном отношении помеха/сигнал
(Еп/Ес » 1) Дуср = 0 и вносимая помехой ошибка в определении истинной оценки (координат
цели) полностью характеризуется средним смещением значение которого можно найти с
помощью соотношения (15.47).

В качестве критерия эффективности детерминированных имитирующих помех, широ-
ко применяемых для подавления следящих систем, можно использовать среднее значение
ошибки, т. е. усредненное смещение ту , определяемое с помощью (15.47).

Выражения (15.47), (15.48) с учетом (15.46) позволяют при заданных характеристиках
полезного сигнала 5с(/\ V, ус, х) и весовой функции РЛС Ж//, ус, х) найти оптимальную про-
странственно-временную структуру помехи, которая при фиксированном отношении помеха/
сигнал вызывает наибольшую погрешность оценки координат цели при определении ее типа.
Так, при необходимости получения максимального смещения ту тах следует применять по-
мехи, порождающие отклики с минимальной шириной, определяемой соотношением (15.48).
Следует заметить, что методы определения ту и могут быть различными. Так, при иссле-
довании динамических систем для определения ту и могут быть использованы методы
определения точности систем радиоуправления, радиоавтоматики, радиосвязи и т. д.

Энергетический критерий служит для определения необходимого энергетического
потенциала САП, значений параметров ложных целей, средств создания пассивных помех и
других средств РЭБ, применение которых дает возможность нанести противнику заданный
информационный ущерб.

В качестве энергетического критерия в теории и практике РЭБ широко используется
коэффициент подавления кп, под которым понимается минимальное отношение мощности
помехи Рп к мощности полезного сигнала Рс, при котором имеет место заданный информа-
ционный ущерб. Мощности Рп и Рс измеряются в пределах полосы пропускания Д/пР подав-
ляемого приемника. Характер информационного ущерба и степень подавления РЭС опреде-
ляются боевой задачей, видом помехи и типом подавляемого РЭС.

Коэффициент подавления кп может быть определен теоретически и эксперименталь-
но. В обоих случаях задаются парой «подавляемое РЭС - САП» и для конкретной помехи
определяют кп.

При теоретическом определении кп используются различные зависимости, характери-
зующие функциональную связь показателей качества функционирования РЭС с отношением
помеха/сигнал. Применительно к РЛС обнаружения для определения кп используют кривые
обнаружения. Задаваясь значениями вероятности правильного обнаружения рпо и ложной
тревоги рлТ, находят пороговое значение отношения мощности помехи к мощности сигнала
кп. Для определения кп при подавлении связных радиоприемников в качестве исходных рас-
сматривают зависимости разборчивости речи от отношения помеха/сигнал. Коэффициент
подавления каналов автоматического сопровождения целей по скорости, дальности и углу
определяется с помощью кривых срыва слежения или зависимостей ошибок слежения от
энергетических параметров помехи и сигнала.

Значение кп во многом определяется характеристиками помехового сигнала: плотно-
стью распределения мгновенных значений, спектральной плотностью, шириной спектра
и др. Обычно имеются оптимальные параметры помехи а7 оръ при которых коэффициент по-
давления минимален. Однако оптимизация помехового сигнала по минимальному значению
коэффициента подавления может быть проведена только для конкретной пары «РЭС - САП»
и не может распространяться на широкий класс помех (маскирующих, имитирующих),
предназначенных для подавления нескольких типов РЭС. Оптимальные параметры помехи,
определенные для одного РЭС, могут быть неоптимальными для другого РЭС.

Для экспериментального определения кц необходимо иметь макет подавляемого
РЭС, станцию активных помех, имитатор полезного сигнала и измеритель мощности. На
вход приемного устройства РЛС подается полезный сигнал и фиксируется его мощность
Рс вх- Затем туда же подводится помеха, мощность которой увеличивается до тех пор, по-
ка не будет достигнут заданный информационный ущерб. Пороговое значение Рп пор заме-
ряется. Отношение (Рп пор/^с вх) является искомым коэффициентом подавления. Когда по
условиям эксперимента нет возможности изменять мощность помехи, варьируют мощно-
стью полезного сигнала.

Значение кп имеет большое практическое значение для проведения оперативно-
тактических расчетов. Помеховые сигналы станций помех одного и того же комплекса РЭБ
однотипных самолетов могут иметь различные значения коэффициента подавления кп, за-
данной РЛС. Поэтому при эксплуатации необходима паспортизация кп по отношению к ти-
повым РЛС противника.

Изменения кп должны немедленно доводиться до начальников РЭБ частей и учиты-
ваться ими при проведении оперативно-тактических расчетов.

Коэффициент подавления не может быть принят в качестве обобщенного энергетиче-
ского критерия, способного оценивать качество маскирующего или имитирующего сигнала
по подавлению РЭС различного назначения.

Нельзя по значению кп однозначно определять степень помехозащищенности каких-
либо РЭС. Иными словами, если, например, для одного типа РЭС кп окажется больше, чем
для РЭС другого типа, то при одной и той же помехе это еще не значит, что РЭС первого ти-
па имеет большую степень помехозащиты.

15.4.	Стоимость комплекса РЭБ

Авиационная радиоэлектронная аппаратура военного назначения имеет стоимость,
соизмеримую со стоимостью планера и двигателя ЛА. Поэтому уменьшение стоимости ком-
плекса РЭБ является актуальной проблемой.

Стоимость комплекса РЭБ зависит от его состава и характеристик систем и устройств,
входящих в комплекс. На стоимость влияют следующие основные факторы [3]:

-	принципы (концепция) разработки комплекса РЭБ;

-	принципы пространственно-временной обработки информации (принципы синте-
за приемопередающих устройств, систем принятия решения и т. д.);

-	принципы обеспечения надежности;

-	элементная база;

-	конструктивные и технологические особенности производства комплекса;.

-	время, отпускаемое на разработку комплекса;

-	методы, используемые при проектировании комплекса;

-	принципы эксплуатации комплекса;

-	принципы боевого применения комплекса.

Принципы (концепция) разработки комплексов РЭБ оказывают главное влияние на
стоимость комплекса. Они определяют назначение и целевые функции комплекса РЭБ. На
основании сложившейся концепции РЭБ формируется облик комплекса и разрабатываются
тактико-технические требования (ТТТ) к комплексу. От степени «жесткости» и сложности
ТТТ находятся в прямой зависимости стоимость комплекса РЭБ.

Принципы пространственно-временной обработки определяют прежде всего характе-
ристики приемопередающих устройств и антенных систем комплекса РЭБ. Применение до-
стижений современной теории пространственно-временной обработки сигналов позволяет
существенно повысить помехозащищенность радиотехнических систем РЭБ. Однако опыт
показывает, что повышение уровня оптимизации радиотехнических систем на базе теории
пространственно-временной обработки случайных электромагнитных полей влечет за собой
необходимость применения сложных многоканальных многопозиционных приемопередаю-
щих систем РЭБ, что приводит к значительному удорожанию комплекса РЭБ.

Из (15.1) следует, что надежность комплекса РЭБ прямым образом влияет на эффек-
тивность всех мероприятий по РЭБ. В процессе проектирования и эксплуатации комплекса
РЭБ необходимо использовать наиболее прогрессивные методы увеличения надежности,
обеспечивающие заданную надежность при минимальных или допустимых затратах.

Состав элементной базы, конструктивные и технологические особенности производ-
ства комплексов РЭБ, методы, используемые при проектировании, в значительной степени
влияют на стоимость комплекса как за счет непосредственного воздействия на стоимость со-
ставных частей комплекса, так и косвенно - за счет влияния рассматриваемых факторов на
стоимость носителя комплекса РЭБ, эксплуатацию и боевое применение комплекса РЭБ.

При различных исследовательских задачах, связанных с оценкой эффективности ком-
плексов РЭБ, необходимо определить основные закономерности, определяющие стоимость
отдельных устройств комплекса РЭБ.

Основными устройствами, в наибольшей степени влияющими на стоимость ком-
плекса РЭБ, являются передающие устройства САП (особенно выходные каскады - ЛОВ,
ЛБВ и др.); передающие и приемные антенные системы, особенно ФАР и другие остро-
направленные многолучевые и сканирующие антенны; системы информационного обес-
печения (станции РТР, теплопеленгаторы и др.); устройства запоминания и воспроизве-
дения сигнала; автоматизированные системы управления РЭБ, в том числе - ЭВМ, вхо-
дящие в состав комплекса РЭБ.

На стоимость систем и комплексов РЭБ влияют следующие параметры: число САП
и станций РТР, входящих в состав комплекса или систем РЭБ; пропускная способность САП,
станций РТР (в частности, число подавляемых РЭС противника); рабочая длина волны; ши-
рина рабочего диапазона волн САП или станции РТР; энергетический потенциал САП (мощ-
ность, коэффициент усиления антенны); коэффициент качества маскирующих и имитирую-
щих помех; чувствительность приемников; кратность резервирования отдельных устройств;
точность измерения пространственно-временных параметров сигналов.

Стоимость передатчиков, приемников и антенн САП оценивается следующими
формулами [3, 24];

С
^пер

пер а

прм

прм а

(15.55)

(15.56)

(15.57)

где	Спер а, Са а, Спрм а - стоимости предыдущих аналогов передатчиков, приемников и антенн;

РСр, 7%р а - мощности рассматриваемого передатчика и его аналога;

5а, 8а а - площадь раскрыва рассматриваемой антенны и ее аналога;

Тш, Спа - шумовая температура рассматриваемого приемника и его аналога.

Безразмерные коэффициенты ос, Р, у определяются путем статистического анализа
имеющихся данных о стоимости изучаемых устройств. Они имеют порядок 1...3. Чем шире
диапазон возможных изменений параметров РСр, 8а, Тш, тем грубее будут аппроксимации
(	15.55), (15.56) и (15.57). Полезными являются некоторые соотношения, устанавливающие
зависимость стоимости средств РЭБ от их массы Л7 и объема V:

Сы=схма\	(15.58)

Су = С2Г2 ;	(15.59)

У = С3Ма\	(15.60)

где См, Су - стоимость аппаратуры РЭБ, имеющей массу Л7 и объем Г;

щ, ^2, с3, «1, б?2, аз - положительные коэффициенты, определяемые опытным путем, их
значения зависят от уровня развития науки и техники. В современных условиях для
грубых оценок можно принять а\ = 0,5... 1; <72 ~ 1; аз = 0,5... 1.

15.5.	Принципы разработки комплексов РЭБ

Задача синтеза комплекса РЭБ возникает при разработке нового комплекса. Синтез
комплекса РЭБ может производиться и в процессе эксплуатация на основе имеющихся
средств РЭБ.

При разработке нового комплекса РЭБ или при определении состава и характеристик
оптимального комплекса для решения конкретной боевой задачи неизбежно сталкиваются с
проблемой выбора одного или нескольких вариантов. Во всех случаях возникают следующие
главные вопросы:

-	какую часть полезной нагрузки самолета (топливо, вооружение, оборудование)
должны составлять средства РЭБ?

-	какими техническими и оперативно-тактическими характеристиками должны об-
ладать эти средства для достижения заданная эффективности?

-	какова стоимость комплекса РЭБ?

При решении данных вопросов необходимо учитывать следующие важнейшие факторы:

-	назначение летательного аппарата;

-	ограничения, накладываемые конструкцией, массой, габаритами летательного ап-
парата;

-	ограничения, накладываемые экипажем;

-	степень связи характеристик комплекса с его эффективностью;

-	объем априорных сведений об объектах РЭБ, тенденции их развития и тактики
применения;

-	взаимосвязь характеристик комплекса со способами боевого применения самолета;

-	состояние элементной базы;

-	отпускаемые на создание комплекса средства;

-	сроки разработки.

Степень влияния перечисленных факторов на разработку комплексов может быть раз-
личной. Так, стоимость комплекса иногда не так важна, если стоит вопрос о весьма срочной
разработке нового комплекса в качестве ответной меры на качественное изменение оружия
противника. При проектировании комплексов групповых средств РЭБ их массогабаритные
характеристики не так ограничиваются, как в случае разработки БКО.

Проектирование начинается с оценки различных способов РЭБ и различных вариан-
тов построения комплексов. Обосновывается функция эффективности комплекса РЭБ, под
которой понимается мера целесообразности того или иного комплекса и выигрыша от его
применения. В качестве функции эффективности может быть использован показатель отно-
сительной стоимости-эффективности

Э(а,р) = Рб(а,Р\	(15.61)

У ’ С(а,р)
где а = (ось 0С2, .. .ос/?) - вектор технических признаков средства РЭБ;

Р = (Р1, Р2, ...рл) - вектор оперативно-тактических признаков средства РЭБ. В соот-
ветствии с (15.61)

Э = Э(^1?б/2...б^, Д,/?2.../?т)	(15.62)

Из всех возможных разновидностей комплексов выбирают те, для которых функция
эффективности превосходит некоторый заданный порог, определяемый потребной боевой
эффективностью комплекса

Этах>Эпор.	(15.63)

Это первое главное ограничение.

Следующая группа ограничений связана с ограничениями, накладываемыми на неко-
торые параметры комплекса РЭБ, например, на массу и габариты. Обоснование ограничений
проводится при постановке задачи на оптимизацию комплекса или средств РЭБ.

Решение задачи создания оптимального комплекса РЭБ или выбора рационального
варианта комплекса проводится по следующей схеме:

1.	Определяется функция эффективности (15.63)

Э — Э ( , ОС 2 • • •	, /?2 • • • Рт ) •

2.	Определяется пороговое значение этой функции ЭПОр.

3.	Задаются ограничения на некоторые параметры комплекса а\,	/3\^

4.	Определяются максимальное (или минимальное) значение функции эффективности
Этах и оптимальные параметры комплекса аор1 и роръ на которые ограничения не накладыва-
лись.

5.	Производится сравнение значения Эмах с порогом ЭПОр. Отбираются только те вари-
анты, для которых

^шах (аор1’Рор1) — ^пор '	(15.64)

Наиболее сложным является задание функции эффективности Э(а, 0).

Подбор подходящей аппроксимации функции эффективности производится на осно-
вании физических соображений и опыта. В процессе решения задачи выражение для
Э(а, р) итерационно уточняется. При этом используется так называемый метод «последо-
вательных уступок». Суть этого метода заключается в «замораживании» значений некоторых
параметров комплекса РЭБ в некотором интервале «разумных» значений, близких к опти-
мальным. Интервал «разумных» значений для некоторых параметров комплекса может уста-
навливаться методом экспертных оценок.

В общем случае поставленная задача принадлежит к классу вариационных задач
определения условного экстремума функции с конечным числом степеней свободы.

Рассмотрим методику решения задачи оптимизации двух параметров комплекса РЭБ -
«1, «2 при наличии всего одного ограничения на массу 7Изад. Параметрами «1, «2 могут быть,
например, мощность передатчика помех и коэффициент усиления передающей антенны.

Итак, предполагается, что известны функциональные связи эффективности Э и массы
ТИ комплекса с параметрами а\ и

Э = Э(б/19б/2);	(15.65)

М = 7И(б/19б/2).	(15.66)
Так как функции Э((Х1, 0С2) и ЛДа,, 0С2) известны, то для решения задачи необходимо
рассмотреть и сравнить функцию эффективности Э((Х1,0С2) только для тех точек в плоскости
СС1 ,(Х2, которые расположены на кривой

М(а1,а2) = Мзад.	(15.67)

На рис. 15.6 изображены линии равной эффективности Эц Э2, Эз, Эд функции (15.65),
имеющей безусловный экстремум в точке Этах. На этом же рисунке пунктирная линия Т со-
ответствует уравнению (15.67). Следуя по линии Т, в точке А подходим к линии равной эф-
фективности Эз, затем переходам на меньшие значения Эд (точка В) и в точке С получаем
условный максимум (в точке В - условный минимум). Точке С соответствуют оптимальные
параметры сцорс и с^орс

Рис. 15.6. Линии равной эффективности комплекса РЭБ

Имеются три пути определения условного экстремума.

Во-первых, использование правила определения безусловного экстремума (аналити-
ческое решение). Если из уравнения связи (15.67) можно выразить 0С2 через ссд

а2 =у(а1),	(15.68)

то, подставляя (15.68) в (15.65), получаем

Э = Э[а1?у(а2)] .	(15.69)

Как следует из (15.69), экстремум этой функции находится по правилам определения
безусловного экстремума, ибо условие (15.68) учтено.

Первый путь решения задачи является самым легким и к нему необходимо по воз-
можности стремиться, выражая зависимости (15.69) в удобном виде путем различных ап-
проксимаций уравнения связи (15.66).

Во-вторых, графическое определение условного экстремума. В координатах «1, «2
производится построение топографических сечений функции Э(сц, с^)- На плоскости «1, «2
наносится график функции (15.67) - линия Г (рис. 15.6). Производится поиск условного экс-
тремума функции Э(сц, 6/2). На рис. 15.6 условному экстремуму соответствует точка С, по-
ложение которой определяет оптимальные параметры комплекса «1, и «2-

Графический метод поиска условного экстремума удобно проводить с помощью со-
временных ЦВМ, которые дают возможность быстро определять экстремальные точки на
топографических семействах кривых Э(сц, «2) = соп§1, изображаемых на дисплеях.
В третьих, метод неопределенных множителей Лагранжа. Этот метод применяется,
когда никакими преобразованиями из уравнения связи (15.67) невозможно получить явную
зависимость (15.68). Однако рассматриваемый метод предполагает, что зависимость (15.69)
имеется, хотя нам в явном виде и неизвестна. Следовательно, функция эффективности фор-
мально может быть записана в виде (15.64). По правилам отыскания экстремума этой слож-
ной функции необходимо найти производную

_^2_ = э' у

(1ах (у у (1ах 9

(15.70)

где	—— производная неявной функции 0С2=у((Х1), заданная уравнением (15.67). Так как

с/а}

М(а1,а2)-Мзаа = 0,

то можно записать

К1+м;=о.

Отсюда

ф _ ч
М'у

Подставив (15.72) в (15.73), можно получить

<7Э	М'

— = Э' + Э'-^.

с1а} 1 у Му

Для определения экстремума решается уравнение

=_Т_

Ч м'у’

или

Ч=Х.

Му Эу

В теории вариационного исчисления отношение

2 =	= Эу

к ч

называется множителем Лагранжа.

Из уравнений (15.74) и (15.77) для точки условного экстремума следует, что

э;+2ти;=о.

(15.71)

(15.72)

(15.73)

(15.74)

(15.75)

(15.76)

(15.77)

(15.78)

(15.79)
Обозначив

Э* (а^у^Л) = Э(а1,у) + 2Л/(а1,у),	(15.80)

можно получить уравнение относительно функции Лагранжа Э*(а1?у,2). Соотношение
(15.80) позволяет упростить уравнения (15.78) и (15.79):

дЭ*(а},у,Л) дЭ* (а},у,Л)

----1,Л’ >. = 0; --------1,Л’ >- = 0.	(15.81)

дах-------------------ду

Уравнения (15.81) вместе с уравнением связи (15.66) образуют систему трех уравне-
ний с тремя неизвестными:

ЭЭ* (а^а2,Л)

----1 2	— 0;	(15.82)

дах

дЭ* (аъа2,Л}

----1 2 7 = О ;	(15.83)

7И(«1,а2)-Л^зад =°-	(15.84)

Здесь учтено, что в соответствии с (15.74) у ) = а2.

Решение системы уравнений (15.82), (15.83) и (15.84) дает возможность определить
оптимальные параметры сцоръ с^орь

Рассмотренная процедура определения условного экстремума может быть применена
для любого числа переменных а\,	... ап, /3\,	...{Зт и любого числа связей типа (16.66).

Пусть определяется экстремум функции эффективности Э = Э(«1, «2, завися-
щей от п технических параметров комплекса РЭБ при наличии трех, ограничений (на массу
7И3ад, объем Г3ад и качество помехи г|зад):

М(а\. а2,...ап) = Мзт;	(15.85)

^-2? ...С1ГП) — Р^ад,	(15.86)

«2, ...ап) = 7зад,-	(15.87)

Для определения оптимальных параметров а = аор( аналогично (15.80) находится без-
условный экстремум функции

Э*(а1,а2,...ап) = Э(а1,а2?---^п) +Л^(а1’а2’---ап) +

+Л17(а1,а2,...ап) + Л1^(а1,а2,...ап),

где 21, ^2, 2з - неизвестные: (неопределенные) множители Лагранжа.

Необходимые условия экстремума функции (15.88) имеют вид:

б/Э* п

----= 0,	(15.89)

(1с^

где 7=1,2 ,..., п.

Таким образом, полученные п уравнений вида (15.89) и три уравнения связи(15.85),
(15.86) и (15.87) дают п + 3 уравнений для определения п + 3 неизвестных: «1, «2, ... «п , 21,
22, 2з.
Пример. Определить оптимальные параметры комплекса РЭБ, функция эффективно-
сти которого задана в виде

100

(15.90)

где а\ - мощность передатчика САП;

«2 - объем САП;

«з - качество помехи.

Масса САП ЛУ 4сс1 + 2ос2 + аз- Имеется всего одно ограничение на массу САП:

		(15.91)
Уравнение связи	4б/1 + 2сг2+ «з= 15	(15.92)
Функция Лагранжа	Э = 1 2 3 + 2 (+ 2а? + о,).  100	V 1	2	3/	(15.93)
Производные	с1ах 100	(15.94)
	<79*  —	+ 2Л ,  с1а2 100	(15.95)
	б7Э * _ ала2 + б7сг3 100	(15.96)

Из выражений (15.92)...(15.96) получаются искомые оптимальные параметры ком-
плекса

= 4.	=12-	=22

ор1 $ ’ ^2 ор1 ’ ^3 ор1 ।

Подставляя полученные значения параметров (Х10Р1, ос2Оръ «зоР1 находим условный мак-
симум функции эффективности Этах. Если это значение удовлетворяет условию (15.64), то
решение задачи заканчивается. Если же получается неудовлетворительный результат, то, ис-
пользуя метод последовательных уступок, изменяют ограничения и решают задачу вновь.

Оптимальная структура комплекса РЭБ самолета при ограничениях на массу

Синтезируем оптимальную структуру комплекса РЭБ самолета, преодолевающего си-
стему ПВО. Силы и средства ПВО определяются на основании разведданных и наносятся на
карту.

Учитывая общие принципы разработки комплексов РЭБ, изложенные в разделе 15.5,
можно в качестве критерия оценки эффективности комплекса РЭБ принять число эффектив-
ных обстрелов т?Эф.

В соответствии с выбранным маршрутом по формуле (15.33) можно вычислить число
эффективных обстрелов в каждой зове действия ИА, ЗРК, ЗАК и полное число эффективных
обстрелов т?Эф при пролете зов ПВО. Накладывается всего одно ограничение на массу ком-
плекса М\
ах=М = М^.	(15.97)

Основное уравнение оптимизации комплекса РЭБ записывается в виде

Э = «эф(^,₽),	(15.98)

где 7И=7И3аД;

Р - вектор признаков оперативно-тактических характеристик исследуемого комплекса.

В рассматриваемой задаче Р определяет состав комплекса:

где - число, характеризующее у-ый вариант комплектации комплекса РЭБ; например,
/3\ = 1 характеризует комплекс РЭБ, состоящий всего из одной САП; при 1 в со-
став комплекса РЭБ входит САП и устройство выброса средств РЭБ и т. д.

Предполагается, что любой вариант комплекса РЭБ состоит из конечного числа
средств РЭБ, связи между которыми осуществляются также конечным числом способов.
Необходимо выбрать такой вариант, который при 7И=7Изад удовлетворяет условию

«эф (^₽) = «эфгшп ;	(15.99)

^эфтт — ^эфзад’	(15.100)

где	т?Эф эад - заданное пороговое значение функции эффективности.

Методика определения оптимальной структуры комплекса РЭБ конкретного типа ЛА
базируется на основных положениях теории морфологического анализа оптимальных вари-
антов комплексов [24]. Она включает следующие этапы:

1.	Сначала из всего заданного массива средств РЭБ формируется полное множество
альтернативных вариантов, которое включает все мыслимые варианты комплекса

Р - (А? А?....А/) •

2.	Затем полученное полное множество «фильтруется» путем удаления из него «не-
жизненных» вариантов, не обеспечивающих выполнение комплексом РЭБ заданных задач.
Оставшиеся варианты исследуются в соответствия с формулами (15.99) и (15.100).

3.	В зависимости от выполняемой боевой задачи определяются положение зон об-
стрела по маршруту полета и типы ударных средств ПВО, обстреливающих боевые порядки
самолетов. Определяется число эффективных обстрелов яЭф без применения средств РЭБ.
Если /7эф > /7эф зад, то переходят к следующему этапу исследования.

4.	Задаются различные варианты построения (комплектации) комплекса РЭБ /%.
Определяется масса каждого варианта Му Для каждого варианта находится иЭф>.

5.	После осуществления четвертого этапа строится морфологическая табл. 15.1, в ко-
торой для каждого варианта указывается масса, число эффективных обстрелов каждым ти-
пом средства ПВО и итоговое число эффективных пусков.

6.	С помощью морфологической таблицы с учетом условий (15.99) и (15.100) опреде-
ляется оптимальный вариант комплекса РЭБ, состоящего из САП, устройств выброса
средств РЭБ (УВСРЭБ) и т. д.

7.	При необходимости строятся зависимости числа эффективных обстрелов яЭф от
массы комплекса М. Для располагаемой массы 7Изад определяется структура комплекса, кото-
рая обеспечивает наибольшее снижение Л2эф и оцениваются ожидаемые потери при использо-
вании комплекса данного типа.
Таблица 15.1

Вариант комплекса	Состав комплекса	Масса комплекса	Число эффективных обстрелов одиночными средствами ПВО			Итоговое число обстрелов
			ИА	ЗРК	ЗАК	
01	САП	м	«ИА1	«ЗРК1	«ЗАК1	«эф 1
02	САП + УВСРЭБ	м	«ИА2	«ЗРК2	«ЗАК2	«эф2
						
						
0,	САП1 + САП2 + + УВСРЭБ	м]	«ИЛ/	«ЗРК у	«ЗАК у	«эф у
						
						
Ра	САП! + САП! + + САП3 + + УВСРЭБ		«ИА А	«ЗРК А	«ЗАКА	«эф А

Логический алгоритм синтеза комплекса средств РЭБ представлен на рис. 15.7.

Рис. 15.7. Логический алгоритм синтеза комплекса средств РЭБ
15.6.	Оценка средств РЭП по критерию «эффективность-стоимость»

В современных условиях актуальной становится проблема системного подхода к ор-
ганизации РЭП, обеспечивающей подавление поля сигналов с заданной эффективностью.
Эффективность подавления РЭС определяется мерой разрушения полезной информации, по-
ступающей на вход обнаружителя РЭС путем формирования энергетической суммы полез-
ного сигнала и помехи. Реализация определенных энергетических соотношений помехи и
сигнала на входе подавляемого РЭС требует решения сложнейших технических и тактиче-
ских вопросов, связанных с созданием высокоэффективных станций помех и их управлением
в системе РЭП. Сложность решения проблемы эффективности системы РЭП определяется
тем, что в конкретных условиях достижение требуемого значения эффективности может
быть осуществлено множеством вариантов. Очевидно в этом множестве вариантов имеет ме-
сто оптимальный вариант, соответствующий минимуму затрат на его реализацию. В соответ-
ствии с этим перед разработчиками средств РЭП возникает актуальная проблема, связанная
выбором системы РЭП, которая при заданном (требуемом) значении эффективности имела
бы наименьшую стоимость, т. е. возникает необходимость оценки средств РЭП по критерию
«эффективность-стоимость». Ниже рассматриваются энергетические характеристики систе-
мы РЭП, определяющие эффективность радиопротиводействия, и методика использования
критерия «эффективность-стоимость» на примере подавления самолетной РЛС обзора зем-
ной поверхности и управления оружием (ОЗП УО) с помощью наземных станций помех
(СП).

Критерий «эффективность-стоимость» может быть применен для минимизации затрат
на создание системы РЭП.

Прикрытие наземных объектов и зоны местности от наблюдения их бортовыми РЛС
противника - одна из важнейших задач систем ПВО. Примем априори, что на некоторой
местности площадью 5 имеется У объектов для поражения и имеет место налет средств воз-
душного нападения (СВН), оснащенных РЛС обзора земной поверхности, излучение кото-
рых образует поле сигналов, информация которого используется противником для выполне-
ния поставленных перед СВН боевых задач.

Перед организаторами РЭП ставится задача создания поля помех, обеспечивающего с
заданной вероятностью разрушение поля сигналов путем подавления информационного ка-
нала РЛС и, как следствие, невыполнение боевых задач СВН.

Ранее были предложены и получены выражения для определения количественных значе-
ний эффективности системы РЭП. Очевидно, что число СП, образующих систему РЭП, обеспе-
чивающих подавление конкретного множества РЛС с заданной эффективностью, определяется
ТТХ СП, реализация которых, в свою очередь, определяет схемно-конструктивную сложность
СП и, следовательно, ее стоимость, и стоимость системы в целом.

В этой ситуации критерий эффективность-стоимость является универсальной мерой
оптимальности системы. Он позволяет разработчикам систем РЭП и тем, кто их эксплуати-
рует, решить актуальную задачу получения эффективности не ниже заданной при минималь-
ных затратах на создание и эксплуатацию этих систем.

Очевидно, реализация системы РЭП будет оптимальной при условии максимизации
отношения эффективность-стоимость

Э

Т= — -н> тах .	(15.101)

Для принятой модели прикрытия объектов от поражения их п средствами воздуш-
ного нападения, создание поля помех, как уже указывалось, можно представить множеством
способов. Каждому способу будет соответствовать свое значение критерия 4х и, очевидно,
значение 4х = Ч'щах множества вариантов будет соответствовать оптимальному.
Множество способов создания поля помех определяется:

-	типами применяемых помех (имитирующие однократные, многократно-
импульсные, шумовые, ответные, квазинепрерывные, прицельные, заградитель-
ные и, возможно, другие);

-	энергетическими характеристиками СП;

-	пропускной способностью СП;

-	пределами работы СП по направлению в полярной системе координат;

-	быстродействием наведения помех по направлению и частоте;

-	количеством по СП, участвующих в создании поля помех;

-	принципами управления СП при их работе в комплексе поля помех.

Реализация совокупности способов создания поля сигналов с заданной эффективно-
стью определяется техническими характеристиками СП, конкретными схемно-
конструктивными решениями отдельных устройств и систем аппаратуры, которые, в конеч-
ном итоге, определяют стоимость системы РЭП в целом.

Таким образом, эффективность поля помех через схемно-конструктивные решения
аппаратуры связана с затратами на реализацию этих помех. Сравнивая варианты по крите-
рию эффективность-стоимость можно выбрать оптимальный вариант, соответствующий мак-
симальному значению этого критерия. При этом можно определить оптимальные техниче-
ские характеристики конкретной СП и их число щ в системе РЭП, обеспечивающие макси-
мальное значение критерия оценки эффективность-стоимость.

Очевидно, стоимость СП определяется суммой затрат на разработку, куда входит сто-
имость схемно-конструктивной разработки аппаратуры, изготовления и испытания опытного
образца, на серийное изготовление и ее эксплуатацию при боевом использовании. Безуслов-
но, прямой расчет стоимости СП является весьма трудоемким и зависит от множества фак-
торов. Приходится прибегать к аналогам СП.

Опыт показывает, что стоимость СП, отличающихся друг от друга основными харак-
теристиками, может быть оценена по стоимости известного аналога СП, пересчитанной с
учетом различий исследуемой СП и СП-аналога по значениям энергетических потенциалов,
полос рабочих частот и количества одновременно подавляемых целей (пропускным способ-
ностям) в соответствии с выражением [28]:

+1п2иМдг-^.
иан	Ср ан

(15.102)

где Сс.ан - стоимость известного аналога СП;

п, пли - число подавляемых целей исследуемой СП и СП-аналогом, т. е. их пропускная
способность;

РпСп/(РпСп)ан - относительное изменение энергетического потенциала исследуемой
СП по сравнению с потенциалом аналога;

Кс - коэффициент изменения стоимости, зависящий от схемно-конструктивно-
технологических решений при создании и серийном производстве СП, от элементной
базы, сложившихся цен на комплектующие изделия;

А/7

Кх/ =----- - относительное изменение полосы рабочих частот исследуемой СП по

сравнению с аналогом;

Рср, Рср.ан - средняя рабочая частота исследуемой СП и СП-аналога соответственно.
Если принять, что все исследуемые СП и СП-аналоги имеют одинаковые рабочие
диапазоны частот, то стоимость СП по сравнению с аналогом будет определяться как:

1п. П1; +1п———
(р1^п)ан ”ан

с.ан
Очевидно, стоимость всех по СП, входящих в систему РЭП, будет равна сумме стои-
мости каждой СП:

7=1

(15.104)

При идентичности СП, применяемых в системе РЭП, суммарная стоимость этих СП
составит

Ч)^с.ан

1п-——+1п------

(Лт(-'п)ан ”ан

(15.105)

Аналогично оценивается стоимость станций радиотехнической разведки (СРТР), вхо-
дящих в систему РЭП или отдельно применяемых в войсках:

1п—+1п Рэкв +1п КЛЕ-
о
экв.ан

ср

ср.ан

(15.106)

где Рэкв, ^экв.ан - эквивалентная чувствительность приемного устройства исследуемой
СРТР и СРТР-аналога соответственно.

Полученные зависимости стоимости СП и СРТР показывают, что стоимость СП опре-
деляется стоимостью некоторой СП, принятой за аналог, и экспоненциальной зависимостью
отношений энергетических потенциалов, пропускной способности и ширины диапазона ра-
бочих частот исследуемой СП и, СП-аналога. С увеличением значений этих характеристик
стоимость СП растет.

Стоимость исследуемой СРТР определяется стоимостью аналога и экспоненциальной
зависимостью отношений эквивалентных чувствительностей, пропускных способностей и
ширины рабочих частот исследуемой СРТР и аналога.

Полученные оценки стоимости позволяют с достаточной степенью точности прогно-
зировать стоимость разработки и эксплуатации средств системы РЭП в зависимости от тех-
нических характеристик и конкретных условий технической реализации СП и системы
управления.

Очевидно, варьирование этих характеристик дает возможность изменять стоимость
системы РЭП, отыскивая приемлемый (оптимальный) вариант построения ее с точки зрения
стоимостной оценки. При этом изменения характеристик системы РЭП однозначно приведут
к изменению ее эффективности при подавлении конкретного поля сигналов. Система РЭП,
оптимальная по параметру стоимостной оценки, может оказаться не оптимальной по своей
эффективности или наоборот, оптимальной по эффективности, но не оптимальной по стои-
мостной оценке. Поэтому оптимизацию следует проводить одновременно и по эффективно-
сти и стоимости.

Оценку эффективности подавления поля сигналов полем помех более целесообразно
проводить частными методами для конкретных случаев организации РЭП. При этом эффек-
тивность системы РЭП можно определить двумя составляющими: вероятностью (эффектив-
ностью) подавления бортовых РЛС Э1 и вероятностью (эффективностью) наведения СП на
бортовые РЛС Э2:

Э = Э1Э2.	(15.107)

Если принять априори, что /-я СП поля помех обеспечивает подавление /-й РЛС с не-
которой вероятностью р, то эффективность подавления всех бортовых п РЛС полем помех по
СП системы РЭП определится как:
(15.108)

В частном случае, когда вероятности подавления /-й РЛС СП равны, а также равны
количества РЛС и СП, (15.108) преобразуется к виду

э^-а-рГ]",

(15.109)

где по и п - число СП и РЛС.

Поскольку наведение у-й СП на /-ю РЛС будет осуществляться с некоторой вероятно-
стью Р/н, эффективность наведения поля помех на поле сигналов РЛС составит

(15.110)

В частном случае, оговоренном выше и описываемом соотношением (15.108), выра-
жение (15.107) преобразуется к виду:



(15.111)

Таким образом, в соответствии с (15.105) и (15.111), критерий эффективность-
стоимость, применительно к полю помех, образуемых СП и подавляющих поле сигналов, как
мера оценки оптимальности построения системы РЭП, будет выражаться в виде

(15.112)

Для условий, определяемых соотношениями (15.105) и (15.109),

1П---2-^--+1П--

тп С	"С|)аи "ан

^О^с.ан^с

(15.113)

Учитывая, что у рассматриваемых вариантов построения системы РЭП при конкрет-
ных неизменяемых характеристиках поля сигналов в части диапазона рабочих частот и про-
пускной способности стоимость системы СРТР будет постоянной, при оценке системы РЭП
по критерию эффективность-стоимость можно не учитывать станцию РТР.

Поскольку а^ъ =Ъ^а, из (15.112) следует окончательное значение критерия эффек-
тивность-стоимость для рассматриваемых условий в виде:

"о

Сс.анХ

- 1п7^с

РА "

п^п )ан ^ан _
В случае идентичности используемых СП в системах РЭП, а также равенства для всех
СП и подавляемых РЛС вероятностей подавления и наведения, критерий эффективность-
стоимость будет определяться выражением



(15.115)

Выражения (15.114) и (15.115) при оценке оптимальности выбора принципов постро-
ения и организации систем РЭП неудобны для практических вычислений. Анализ показыва-
ет, что более целесообразна сравнительная оценка исследуемых систем при фиксированных
параметрах с некоторой гипотетической системой, состоящей из одной СП, удовлетворяю-
щей подавлению поля сигналов с заданной эффективностью независимо от числа РЛС.

Приведенная зависимость критерия 4х дает возможность, используя оценку эффек-
тивность-стоимость и варьируя параметрами и количеством СП в составе системы РЭП, об-
разующей поле помех, найти оптимальный вариант построения этой системы в соответствии
с требованиями противодействия полю сигналов РЛС.

Интересно отметить, что анализ выражения (15.115) показывает, что при малой эф-
фективности подавления РЛС р ® 0,1 оптимальное число САП примерно равняется числу по-
давляемых РЛС (п « по) при по > 10.

Описанная методика оптимизации системы РЭП по критерию эффективность-
стоимость может быть использована для различных вариантов систем РЭП.
ГЛАВА 16

Тенденции развития средств РЭС и РЭБ

16.1.	Тенденции и направления развития информационных каналов
РЭС

История более чем векового развития методов подавления информационных каналов
средствами РЭБ, применения средств РЭБ в войнах и локальных конфликтах демонстрирует
одну из важных составляющих средств вооружения, военной и специальной техники
(ВВСТ), обеспечивающей достижение успеха боевых действий.

Безусловно, создание и развитие направления техники РЭБ однозначно определялась и
определяется развитием радиоэлектронных средств, формирующих информационные каналы
широкого спектра применения. Задача информационных каналов - доносить до потребителей
информационное содержание передаваемого сообщения с максимальной достоверностью.

В этих условиях задача РЭБ - минимизация вероятности достоверного воспроизведе-
ния сообщения на выходе радиоканала путем создания и применения помех. Помехи должны
обеспечивать исключение или, по крайней мере, существенное затруднение использования
информационных каналов.

Анализ развития систем и средств РЭБ невозможен без оценки возможного развития
основных направлений использования информационных каналов, а именно:

1.	Развитие информационных каналов РЛС наземного, морского и воздушного и кос-
мического базирования направлено на повышение помехоустойчивости, дальности действия
и точности определения координат радиолокационных целей.

Для достижения этих целей предусматривается освоение и использование: новых диа-
пазонов рабочих частот (включая оптическое излучение); сложных широкополосных сигна-
лов с вобуляцией длительности и периода излучения; адаптивного изменения уровней мощ-
ности зондирующих сигналов; высокой скорости перестройки несущей частоты от импульса
к импульсу; наносекундной длительности зондирующих сигналов; активных фазированных
антенных решеток с низким уровнем боковых лепестков; методов и технологий снижения
уровня помех при приеме сигналов антеннами с компенсацией боковых лепестков; измене-
ния поляризации излучения и приема зондирующих сигналов; технологий активной и пас-
сивной радиолокации средств самонаведения и самоприцеливания для создания высокоточ-
ного оружия поражения наземных, морских, воздушных и космических целей; бистатиче-
ских систем радиолокации; дальнейшей модернизации единой системы сбора и обработки
информации поля сигналов РЛС.

2.	Развитие информационных каналов систем передачи информации так же, как и
комплексов РЛС, прежде всего, направлено на реализацию высокой помехоустойчивости и
достоверности передаваемой по каналам связи информации. Развитие и совершенствование
систем передачи информации предусматривает: использование диапазонов рабочих частот
от единиц герц до лазерного излучения; применение сложных кодированных сигналов на ба-
зе цифровых технологий; формирование глобальных информационных сетей с интенсивным
развитием космических сегментов; создание и интенсивное развитии каналов управления
роботизированными комплексами ВВСТ, включая беспилотные летательные аппараты; со-
здание новых и модернизацию имеющихся центров приема, распределения и управления ре-
гиональными и глобальными каналами передачи данных информационных систем.

3.	Принимая во внимание высокую эффективность средств РЭБ в перспективе следует
ожидать проведение исследований по разработке методов и созданию средств противодей-
ствия системам и комплексам РЭБ, в том числе исследований, направленных на снижение эф-
фективности РЭБ за счет формирования ложных информационных каналов, приводящих к
информационной перегрузке систем анализа и формирования помех.
Парирование и обеспечение высокой эффективности РЭБ в условиях реализации от-
меченных выше возможных направлений развития информационных каналов РЭС определя-
ет тенденции развития средств РЭБ.

16.2.	Тенденция развития средств радио- и радиотехнической разведки

Направления перспективного развития средств РРТР, структура и основные техноло-
гии которых в составе системы РЭБ рассмотрены в главе 3 настоящей книги, базируются на
следующих принципах:

1.	Разведка должна работать во всех диапазонах, используемых в информационных ка-
налах РЭС, включая диапазоны инфракрасного, оптического и ультрафиолетового излучений.

2.	Максимальное значение реальной чувствительности приемных устройств станций
РРТР должно обеспечивать вероятность ложной тревоги и пропуска сигналов РЭС не хуже 10'5.

3.	Разведка должна обеспечивать определение поляризации сигналов излучения и ви-
дов модуляции сигналов РЭС, включая внутриимпульсную модуляцию сложных сигналов, а
также временные значения и пределы изменения характеристик сигналов. Относительная точ-
ность определения несущей частоты сигналов излучения РЭС должна быть не хуже НГ4, а
точность определения длительности и периодов следования сигналов РЭС ~ 10 3.

4.	Станции РРТР должны определять траекторию движения носителя РЭС и обеспе-
чивать динамический диапазон изменения уровня мощности входных сигналов более 70 дБ.
Среднеквадратические ошибки определения координат местоположения РЭС по азимуту и
углу места 0,1° и относительной дальности 0,01.

5.	Максимальное значение секторов разведки станций РРТР по угловым координатам:

-	наземного и морского базирования: верхняя полусфера над поверхностью земли
при дальности разведки РЭС наземного базирования в пределах прямой радиови-
димости, РЭС воздушного базирования до 300—500 км (при прямой радиовиди-
мости), РЭС космического базирования до 3000 км;

-	воздушного и космического базирования: в основном нижняя полусфера от траек-
тории полета носителя станции при дальности разведки РЭС в пределах прямой
радиовидимости; траекторий их возможного движения - в соответствии с такти-
ко-техническими требованиями к станции.

6.	Многофункциональные станции РРТР должны определять дальности до РЭС с ис-
пользованием сочетаний триангуляционных, разностно-дальномерных и пространственно-
распределенных моноимпульсных (квазимоноимпульсных) методов пеленгации.

7.	Время определения характеристик и координат местоположения РЭС должно со-
ставлять не более трех периодов принятых сигналов РЭС. Пропускная способность станций
РРТР должна составлять не менее 300 излучаемых РЭС за 1 с.

8.	Идентификация разведанных РЭС и определение типов их носителей должно про-
изводиться на основе данных, сохраняемых в динамично пополняемом банке данных.

9.	Станции РРТР должны работать в составе информационной сети, управляемой из
единого командного пункта.

В условиях пеленгации РЭС с квазинепрерывним излучением станции радиоразведки
решают такие же задачи обнаружения и определения параметров сигналов РЭС, что и при
работе с импульсными сигналами.

С учетом изложенного, следует считать, что тенденции развития систем радио- и ра-
диотехнической разведки, предусматривают разработку многофункциональных станций
РРТР наземного, морского и воздушного и космического базирования, объединенных в про-
странственно-распределенную систему, которая обеспечивает обнаружение, определение ко-
ординат местоположения РЭС и траектории движения их носителей, характеристики сигна-
лов информационных каналов, их идентификацию и передачу формуляров обнаруженных
РЭС потребителям.
16.3.	Тенденция развития средств активного подавления РЭС

Направления и тенденция перспективного развития средств радиоэлектронного по-
давления и поражения РЭС, структура и основные технологии которых в составе системы
РЭБ рассмотрены в предыдущих главах настоящей книги, определяются реализаций следу-
ющих основных параметров:

1.	Обеспечение разведки вплоть до максимальной дальности во всем диапазоне рабо-
чих частот возможного применения в информационных каналах РЭС, включая каналы, ис-
пользующие инфракрасное, оптическое и ультрафиолетовое излучения. Каналы, которые мо-
гут быть использованы для обнаружения объектов ВВСТ, наведения и управления оружием
поражения объектов. Реальная чувствительность приёмных устройств должна быть не хуже
приёмных устройств станций РРТР.

2.	Определение, идентификация, взятие на автосопровождение разведанных РЭС в ав-
тономном режиме или по командам от КП. Определение РЭС, приоритетных для подавления.

3.	Использование в станциях помех цифровых подсистем для запоминания сигналов
РЭС. Адаптация формируемых помех к параметрам обнаруженных и запомненных сигналов
для обеспечения максимальной эффективности подавления РЭС.

4.	Реализация значений энергетического потенциала станций помех для подавле-
ния информационных каналов РЭС при зональном прикрытии объектов ВВСТ по уровню
боковых лепестков антенн РЭС не более -35 дБ и, соответственно, при пространственно-
распределенной системе РЭБ и в условиях индивидуальной защиты объектов ВВСТ по
уровню главных лепестков антенн порядка -5 дБ, т. е. на 30 дБ меньше чем при зональ-
ном прикрытии.

5.	Прием и подавление сигналов информационных каналов РЭС станциями помех в
условиях зонального прикрытия на кроссполяризации, в пространственно-распределенных
системах и при индивидуальной защите.

6.	Применение в станциях зонального прикрытия объектов ВВСТ с большими зна-
чениями энергетического потенциала и широкополосных активных фазированных антен-
ных решеток с электронным сканированием луча диаграммы по азимуту и углу места
в секторах до ±60°.

7.	Одновременное подавление станциями помех зонального прикрытия в рабочем секто-
ре станций до 6... 8 РЭС, а при пространственно-распределенной системе до 300 и более РЭС.

8.	Реализация возможности применения близких по параметрам сигналов информа-
ционных каналов РЛС и РСПП, что определяет необходимость создания многофункциональ-
ных станций РЭП, особенно РЭС воздушно-космического базирования и роботизированных
объектов ВВСТ.

9.	Нейтрализацию роботизированных объектов ВВСТ, что определяют необходи-
мость дальнейшего развития высокоточных и широкополосных пассивных радиолокацион-
ных головок самонаведения ракет для огневого поражения излучающих РЭС, а также созда-
ние средств РЭБ функционального поражения электронных компонентов РЭС мощным элек-
тромагнитным излучением.

10.	Обеспечение высоких показателей электромагнитной совместимости со своими
РЭС и исключение их подавления за счет использования технических методов селекции и
идентификации РЭС.

11.	Создание систем РЭБ, интегрированных в единую многофункциональную ком-
плексную систему родов войск.

16.4.	Тенденция развития пассивных средств РЭБ

Направления и тенденция перспективного развития пассивных средств РЭБ, струк-
турный состав и технические решения которых рассмотрены в главе 6 настоящей книги,
определяется следующим:
1.	При зональном прикрытии формируются области «непрозрачности» для сигналов
информационных каналов РЭС. Эти области создаются путем воздействия на среду распро-
странения сигнала, например, созданием облаков дипольных отражателей. Повышение эф-
фективности таких методов предусматривает расширение полосы рабочих частот средств
прикрытия объектов ВВСТ и увеличение длительности существования зоны прикрытия.

2.	Развитие методов и технологий создания ложных целей с характеристиками, мак-
симально приближенными к сигнатурам реальных объектов ВВСТ в радио, инфракрасном и
оптическом диапазонам длин волн.

3.	Проведение глубоких теоретических научных исследований в области снижения
заметности ВВСТ (в том числе с использованием маскирующих завес, ложных целей, защит-
ных покрытий) с последующим использованием результатов этих исследований в конструк-
циях облика разрабатываемых объектов ВВСТ. Обеспечение значительного снижения их за-
метности в радио и оптическом диапазонах длин волн, а также уменьшения до минимума
инфракрасного излучения работающих объектов.

4.	Создание легких, устойчивых к внешним воздействиям широкополосных радиопо-
глощающих материалов для покрытия и снижения на несколько порядков эффективной по-
верхности рассеивания существующих и перспективных объектов ВВСТ.

16.5.	Тенденция развития систем противодействия иностранным
техническим разведкам

Направления и тенденция развития систем противодействия иностранным техниче-
ским разведкам (ПД ИТР), представленных в главе 7, определяется требованиями создания и
проведения натурных испытаний новейших образцов ВВСТ. Особенно в части касающихся
демаскирующих признаков, проявляющихся при работе этих образцов РЭС. Основные тен-
денции и перспективы развития средств ПД ИТР сводятся к следующим.

1.	Формирование высокоэффективных помех и методов их применения для обеспече-
ния прикрытия технических характеристик информационных каналов перспективных РЭС и
подавления приемников технических разведок. При этом необходимо учитывать, что помехи
техническим средствам разведки обязательно оказываются помехами и системам, защищае-
мым от средств разведки.

2.	Развитие методов и технологий высококачественного экранирования излучений в
информационных каналах РЭС.

3.	Развитие методов дезинформации технических средств разведки относительно па-
раметров сигналов в информационных каналах защищаемых РЭС относительно сигнатур
ложных объектов ВВСТ.

16.6.	Тенденция развития систем управления средствами РЭБ

Направления, тенденция развития и эффективности применения средств РЭБ и управ-
ления ими предусматривают:

1.	Оптимизацию структурного состава систем и алгоритмов управления станциями
помех. Определение оптимальных структур и состава подразделений наземного базирования
средств РЭБ проводится до батальона и выше. Совершенствование структур, решающих за-
дачи обеспечения прикрытия требуемых зон размещения гражданских и военных объектов
от обнаружения и огневого поражения их высокоточным оружием.

2.	Развитие наземных структур РЭБ путем их интеграции до уровней полков, армий
единой системы РЭБ страны, сопряженных в информационной системе с другими родами
войск.

3.	Модернизация и разработка командных пунктов управления средствами РЭБ
наземного, морского, воздушного и возможно космического базирования.

4.	Разработка эффективных алгоритмов анализа обнаруженных информационных ка-
налов, определение наиболее опасных РЭС, формирование и передача команд управления
режимами работы станций помех для подавления выбранных и назначенных к подавлению
информационных каналов РЭС в условиях зонального или индивидуальной защиты объектов.

5.	Применение методов и технологий, обеспечивающих максимальную автоматиза-
цию управления средствами РЭБ в части установки зон ответственности подавления и типы
РЭС, а также режимы работы станций РРТР и постановки помех.

6.	Обеспечение в режиме реального времени приема и анализа телеметрической ин-
формации, а также данных обратного контроля выполнения команд управления станциями
радио- и радиотехнической разведки и постановки помех. Оперативный анализ состояния их
работоспособности.
ГЛАВА 17

Системы управления средствами РЭБ

Все радиоэлектронные системы и средства наземного, морского и аэрокосмического
базирования формируют поля информационных сигналов. При этом диапазоны рабочих ча-
стот и обобщенные характеристики сигналов, а также тактика применения информационных
каналов зависят от типов объектов ВВСТ, на которых размещены РЭС и которые используют
информационные каналы. Интенсивность поля сигналов определяется как количеством РЭС,
так и характеристиками сигналов: шириной полосы около несущей частоты, длительностью,
периодами следования, типом поляризации, уровнем мощности, а также быстродействием
изменения этих параметров и режимов боевой работы.

Формирование универсальных и одновременно эффективных помех для подавления
всех информационных каналов поля сигналов представляет значительные трудности при по-
пытке создания одной некоторой гипотетической станции помех, решающей все задачи. Та-
кая станция принципиально не в состоянии обеспечить подавление полей сигналов, как не-
возможности разведки, обнаружения, анализа и идентификации, так и формирование требу-
емых значений энергетических потенциалов для каждого сигнала из множества информаци-
онных каналов.

Оптимизация состава РЭБ в этих условиях возможна только при создании мно-
гофункциональной системы РЭБ, включающей специализированные средства радио и радио-
технической разведки, средства активных и пассивных помех а также системы управления.
При этом каждый род войск (Сухопутные, Военно-морские и Воздушно-космические) имеет
свои особенности по составу и защиты объектов ВВСТ, что определяет задачи и алгоритмы
управления средствами РЭБ в условиях боевых действий.

Обобщенная структурная схема системы управления средствами РЭБ показана на
рис. 17.1.

Рис. 17.1. Обобщенная структурная схема системы РЭБ

В состав рассматриваемой системы входят: станций радио-, радиотехнической раз-
ведки, М станций радиопомех (СП), командный пункт (КП) системы управления, средства
для организации связи и передачи данных в вышестоящий штаб и средства для организации
взаимодействия с другими системами управления РЭБ или системами РРТР. Система управ-
ления предназначена для формирования команд управления на применение станций помех
на основе данных станций РРТР и данных приемных средств, входящих непосредственно
в состав СП. Кроме того, в ходе боевой работы осуществляется постоянное тестирование со-
стояния работоспособности как станций разведки и помех в целом, так и отдельных блоков
этих станций. Для упрощения в состав рассматриваемой системы на рис. 17.1 не включены
станции (комплексы, подсистемы, блоки), обеспечения и обслуживания.

Для решения задач подавления бортовых РЛС вероятного противника командный
пункт системы управления РЭБ должен иметь связь с вышестоящим командным пунктом
(ВКП) и единой информационной системой ПВО (ИС ПВО) или отдельными РЛС, обеспечи-
вающими обнаружение объектов ВВСТ противника. Связь с ВКП и ИС ПВО дает возмож-
ность организации взаимодействия и координации действий нескольких систем РЭБ для ре-
шения поставленных задач в условиях ведения боевых действий.

Порядок решения конкретных оперативно-тактических задач и алгоритмы работы
КПСУ определяются техническими характеристиками станций разведки и помех, а также
местом размещения каждой станции и, соответственно, необходимостью формирования по-
мех таким образом, чтобы обеспечить зональное или индивидуальное прикрытие граждан-
ских и военных объектов. При этом решения по управлению режимами работы средств РЭБ
(боевое применение) обусловлены согласованием с работой систем управления каждого от-
дельного средства, входящих в систему РЭБ конкретного типа.

17.1.	Системы управления средствами РЭБ наземного базирования

Основным назначением системы РЭБ наземного базирования является подавление
информационных каналов управления, разведки, связи и наведения воздушных и наземных
объектов ВВСТ в оперативной и оперативно-тактической зонах боевых действий. Одновре-
менно также решаются задачи подавления информационных каналов РЛС воздушно-
космического базирования.

Для решения поставленных задач необходима реализация определенных алгоритмов
работы командного пункта управления средствами РЭБ, один из вариантов которых пред-
ставлен на рис. 17.2.

Рис. 17.2. Обобщенный алгоритм работы командного пункта системы управления РЭБ
наземного базирования
КПСУ имеет четыре информационных канала связи: с ВКП, ИС ПВО, СРРТР и СП.
На основании информационных сообщений, получаемых по этим каналам, оперативно ре-
шаются задачи подавления информационных каналов противника и оптимизируются резуль-
таты решения при ограничениях на имеющиеся ресурсы средств РЭБ. Исходные данные для
оптимального решения задач управления включают в себя:

1.	Формуляры информационных сообщений высшего командного пункта: требуемые
площади зоны защиты гражданских и военных объектов данной системой РЭБ, типы РЭС с
ранжированием по приоритетам их подавления, ожидаемые секторы полетов авиации про-
тивника, степень готовности и возможное время начала боевых действий.

2.	Информационные сообщения от единой информационной системы ПВО или от-
дельных РЛС о воздушных целях, имеющих РЛС, которые необходимо подавлять станциями
помех, и траекториях их полетов.

3.	Информационные сообщения от станции радиотехнической разведки содержащие ин-
формацию об обнаруженных сигналах каналов связи и зондирующих сигналах РЛС, их характе-
ристики и траектории движения носителей радиоэлектронных средств, а также телеметрические
данные о режимах работы и состоянии работоспособности станций РРТР.

4.	Информационные сообщения от станций помех: типы и технические характеристи-
ках РЭС, предназначенных для подавления, угловые координаты их местоположения, а так-
же режимы работы и состояние работоспособности станций помех.

Принятые информационные сообщения об объектах, подлежащих подавлению стан-
циями помех, поступают в блок банка целей, где в реальном масштабе времени проводится
их ранжирование по типам на основании характеристик сигналов излучения РЭС и траекто-
рий движения их носителей. По этим данным создается формуляр каждой цели. При поступ-
лении новых сообщений о целях обеспечивается уточнение или создание новых формуляров
раннее неизвестных целей.

Данные формуляров целей передаются в блок целераспределения, где для каждой от-
дельной станции помех выделяются конкретные цели для подавления на основании команд
ВКП и состояния работоспособности СП.

При решении задач целераспределения используются следующие критерии:

-	установленная на ВКП приоритетность подавления (РЛС бокового обзора воз-
душного или космического базирования, многофункциональные РЛС управления
оружием, РЛС обеспечения полета на малой высоте, РЛС дальнего радиолокаци-
онного обзора, др. РЛС);

-	назначенный сектор ответственности (телесный угол по азимуту и углу места) и
приоритетность подавления типов целей для конкретной станции помех;

-	пространственное размещение на местности станций помех и связанное с этим
взаимное положение цели и станции помех, при этом назначение СП осуществля-
ется на те цели (как для однотипных целей, так и для целей ранжируемых по при-
оритетам важности), для которых дальность от станции помех до целии курсовой
угол цели относительно направления на станцию помех или защищаемый объект
имеют минимальные значения;

-	автономный или централизованный режимы работы станций помех.

На рис. 17.3 представлен возможный вариант централизованного режима работы
в условиях целерспределения в КПСУ станций помех системы РЭБ наземного базирования
при подавлении авиационных целей. В представленном варианте налета авиации, как при-
мер, условно показан самолет с РЛС бокового обзора (ЦЗ) и шесть целей ударной авиации,
оснащенных многофункциональными РЛС.

В соответствии с критериями целераспределния на приоритетную цель с РЛС боково-
го обзора ЦЗ воздушно-космического базирования при имеющихся возможностях использо-
вания больше одной СП и повышения эффективности подавления приоритетных РЛС в дан-
ном случае назначены на эту цель две станции помех СП2 и СП4.
Из шести целей ударной авиации цели Ц1, Ц2 и Ц5 являются групповыми, подавление
которых определено станциями помех СП1, СПЗ и СПб, которые согласно критерию макси-
мизации эффективности подавления имеют минимальные значения как дальности от станций
помех до целей Р/?,, Р/?з и Р/?5, так и курсовых углов относительно станций помех 3\, Зз и З5.

На основании этого критерии групповая цель Ц4 исключается из списка целей подав-
ления, как имеющая значение курсового угла относительно станций помех больше 90° и не
опасная и уходящая из зоны защиты объектов системой РЭБ.

Аналогично по данному алгоритму обеспечивается целераспределение всех станций
помех.

Рис. 17.3. Вариант целераспределения станций помех на авиационные цели
при централизованном режиме работы

В условиях автономного режима работы станций помех, каждой станции помех опре-
деляется зона автономного поиска сигналов излучения целей и согласно установленным
приоритетам обеспечивается подавление обнаруженных целей.

Прекращение подавления Д-ой станцией помех Д-цели определяется или выходом
целей из зоны ответственности станции помех или по командам КПСУ.

Управление станциями радио- и радиотехнической разведки предусматривает уста-
новку для них зон и режимов разведки, в том числе значения секторов разведки и скорость
обзора заданных секторов, а также временные интервалы начала и конца боевой работы
станций РРТР.

Рассмотренные выше основные операции алгоритма работы КПСУ относится к ис-
полнительному уровню комплекса РЭБ - уровня роты РЭБ, из которых далее могут форми-
роваться батальоны РЭБ и возможно более высокие уровни систем управления.

При штатном составе батальона из трех рот РЭБ, алгоритм работы командного пункта
батальона в основном соответствует алгоритму КПСУ, а именно, предусматривает:

-	при формировании определение зон ответственности и защиты объектов каждой
роте;

-	определение приоритетов подавления целей;

-	установку степени готовности средств РЭБ и ожидаемое время начала боевых
действий.
Батальонной структуры комплексе РЭБ возможно и целесообразно замкнуть средства
РРТР на командный пункт батальона (КПБ).Это позволяет сократить количество станций
РРТР без существенного снижения общей эффективности комплекса РЭБ наземного базиро-
вания. Состав и укрупненные алгоритмы работы ротного уровня системы РЭБ на примере
подавления РЛС воздушно-космического базирования в достаточной степени соответствуют
структуре командных пунктов управления средствами РЭБ с информационными каналами
систем связи.

На рис. 17.4 представлена фотография командного пункта системы управления сред-
ствами РЭБ - автоматизированного пункта управления роты (батальона).

Рис. 17.4. Автоматизированный командный пункт управления ротой (батальоном)

17.2.	Системы управления средствами РЭБ морского базирования

Отличие систем РЭБ морского базирования от наземного состоят в условиях разме-
щения средств РЭБ. При формировании системы РЭБ наземного базирования средства РЭБ
размещены на площади зоны защиты гражданских и военных объектов. Поэтому электро-
магнитная совместимость с другими наземными радиоэлектронными средствами решается за
счет использования пространственного разнесения средств и рельефа местности. Но при
морском базировании средства РЭБ размещаются непосредственно на кораблях. Это, есте-
ственно, приводит к необходимости решения проблем штатной работы РЭС в диапазонах
рабочих частот, совпадающих с диапазоном рабочих частот станций помех.

В этих условиях в составе системы управления РЭБ имеются станции помех индиви-
дуальной защиты кораблей. При этом формирование однократных или многократных шумо-
вых помех осуществляется с длительностью немного большей длительности отраженных от
корабля зондирующих сигналов подавляемой РЛС противника.

Для исключения возможного воздействия сигналов станций помех на РЭС корабля из-
за недостаточного уровня развязки (электромагнитной совместимости) в системе единого
времени корабля формируются блокирующие сигналы, исключающие на определенное вре-
мя излучения станций помех.

На рис. 17.5 представлены циклограммы формирования помех при подавлении РЛС
противника, а именно:

-	при обнаружении приемными устройствами сигналов РЛС противника (рис. 17.5, а)
и определении параметров этих сигналов формируются сигналы помех;

-	по известным габаритным характеристикам защищаемого корабля с высокой сте-
пенью достоверности оцениваются максимальные значения длительности отра-
женных от корабля зондирующих сигналов тс(рис. 17.5, б);

-	на основании максимальных значений длительности отраженных от корабля сиг-
налов РЛС формируются однократные, многократные или непрерывные помехи,
которые излучаются в направлении подавляемой РЛС, обеспечивая защиту ко-
рабля от обнаружения и применения ракет с активными головками самонаведения
(рис 17.5, в, г);

-	при необходимости на определенное время исключается возможность воздей-
ствия на РЭС корабля сигналов помех и в единой системе управления РЭС кораб-
ля формируются блокирующие импульсы заданной длительности Тк, исключаю-
щие излучение передающих устройств станций помех (рис. 17.5, Э).

Рис. 17.5. Циклограммы формирования сигналов станциями помех
морского базирования

Безусловно, метод временного блокирования излучения помеховых сигналов в опре-
деленной степени снижает эффективность РЭБ. Минимизация этого снижения требует
оптимизации временных соотношений излучения сигналов помех и их блокирования. Одним
из таких методов является частотная селекция сигналов помех и РЭС, обеспечивающая ис-
ключение формирования сигналов помех в рабочей полосе частот РЭС. Это позволяет бло-
кировать не весь рабочий диапазон станций помех, а только полосу спектра сигналов РЭС.
Учитывая независимость временных параметров приема, обнаружения и формирова-
ния сигналов помех и сигналов блокировки эффективность РЭБ при методе блокирования
передающих устройств определяется вероятностью подавления РЛС:

А,=1-(1-—(17.1)

1 П ' 1 К

где Тп - среднее время подавления РЛС при одном контакте станции помех и РЛС;

Тк- среднее время блокировки передающих устройств станции помех;

1Уп - количество контактов станции помех и РЛС.

При методе частотной селекции эффективность РЭБ, как вероятность подавления
определяется:

где ДКк - ширина спектра сигналов помех, которые исключаются согласно спектру сигна-
лов РЭС корабля;

ДКП - значение ширины рабочей полосы станций помех.

В реальных станциях помех применяются оба метода управления режимами боевой
работы станций помех в зависимости от электромагнитной обстановки и характеристик РЭС.

Необходимо отметить, что в большинстве случаев в походах и боевых действиях
формируются эскадры, в состав которых входят корабли различного класса, оснащенные
средствами РЭБ индивидуальной защиты. Совокупность средств индивидуальной защиты
позволяет создавать пространственно-распределенные системы РЭБ.

Максимальная эффективность пространственно-распределенной системы РЭБ реали-
зуется при организации централизованного управления. Командный пункт размещается на
одном из кораблей - флагмане эскадры. За счет формирования информационных каналов
связи, обеспечивающих передачу команд управления станциями помех индивидуальной за-
щиты кораблей, а также каналов обратного контроля состояния работоспособности и режи-
мов работы станций помех, обеспечивается взаимная групповая защита кораблей эскадры.

Алгоритмы работы средств РЭБ как единой системы аналогичны алгоритмам системы
управления средств РЭБ наземного базирования.

17.3.	Системы управления средствами РЭБ воздушного базирования

Формирование системы управления средствами РЭБ индивидуальной защиты, разме-
щенных на боевых самолетах, аналогично формированию системы управления средствами
РЭБ индивидуальной защиты морского базирования. Также важно и обеспечение электро-
магнитной совместимости станции помех и РЭС самолета.

Функции системы управления станциями помех при индивидуальной защите решают-
ся системой управления. Станция обеспечивает формирование и излучение помех в соответ-
ствии с полетным заданием, а также определением угроз самолету по результатам радио-
электронной разведки. Данные разведки формируются средствами самолета или получаются
по каналам передачи данных наземного КП.

В условиях полета группы (звена, эскадрильи) самолетов возможно формирование
индивидуально-взаимной защиты. Для этого, как и при защите ордера кораблей, должны ис-
пользоваться информационные каналы связи в группе самолетов с ранжированием в группе
на ведущих и ведомых. Станции помех ведущего самолета выполняют функции командного
пункта системы управления средствами РЭБ группы.

При зональном прикрытии объектов ВВСТ средствами РЭБ воздушного базирования
командный пункт системы управления станциями помех, размещенных на специальных воз-
душных носителях, барражирующихся в зонах прикрытия, как правило, является наземным
(рис. 17.6).Как и в системе РЭБ наземного базирования, командный пункт обеспечивает пла-
нирование и подготовку полетных заданий барражировщикам, определяющие зоны барра-
жирования и типы РЭС - объекты подавления. В ходе боевых действий в реальном масштабе
времени командный пункт корректирует режимы работы средств РЭБ.

Рис. 17.6. Вариант зонального прикрытия объектов ВВСТ барражировщиками

Представленная на рис. 17.6 схема варианта подавления информационных каналов
РЭС противника на линии боевого соприкосновения (ЛБС) при зональном прикрытии объек-
тов ВВСТ барражировщиками показывает три барражировщика (Б1, Б2 и БЗ). Траектории
полетов барражировщиков (ТПБ) выбираются так, чтобы обеспечить защиту зенитно-
ракетных комплексов (ЗРК), самолетов ударной авиации (УА) и других объектов ВВСТ от
возможного их обнаружения наземными РЛС дальнего обнаружения и РЛС ЗРК, авиацион-
ными РЛС дальнего радиолокационного обнаружения (ДРЛО) и РЛС ударной авиации про-
тивника (У АП).

Наземный командный пункт системы управления средствами РЭБ в данном случае
барражировщиками, а в случае необходимости и отдельными группами - ударной авиации
(УА), решает следующие основные задачи:

-	определения зон ответственности и траекторий полета барражировщиков;

-	определения приоритетов, на основании которых формируются команды целеука-
заний каждому барражировщику, включая методы и типы помех (активные поме-
хи или пассивные дипольные отражатели);

-	начала и окончания временных интервалов подавления РЭС противника;

-	приема в реальном масштабе времени информации обратного контроля от средств
обнаружения РЭС противника, а также режимах работы средств РЭБ барражи-
ровщиков и ударной авиации.

Эффективность систем РЭБ наземного, морского и воздушного базирования опреде-
ляются выбранными вариантами алгоритмов управления, которые реализуются командным
пунктом системы управления средствами радиоэлектронной борьбы. Разумеется, эффектив-
ность зависит от количества станций помех, зоны прикрытия и дислокации объектов ВВСТ в
этой зоне. При этом важны оценки уровней угроз и целей противника. Команды КПСУ в ре-
альном масштабе времени корректируются с изменениями структуры и параметров поля
сигналов РЭС противника.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Развитие средств РЭП идет в тесном взаимодействии с развитием техники радиоэлек-
тронных систем и характеризуется их постоянным конфликтным взаимодействием. Любое со-
вершенствование информационной техники, связанное с повышением ее эффективности,
надежности и помехоустойчивости (а радиоэлектроника составляет технологическую базу ин-
формационных систем), вызывает ответную реакцию в области РЭП. Разрабатываются новые
методы и технические средства, нацеленные на компенсацию или полное устранение преиму-
ществ прогрессивной техники радиоэлектронных систем. И успех в этом направлении дости-
гается, но он оказывается временным. Разработчики радиоэлектронной техники, в свою оче-
редь, предпринимают соответствующие меры и совершенствуют свою технику таким образом,
что эффективность новых методов и средств РЭП снижается или сводится к нулю. И этот про-
цесс развития и борьбы противоположностей идет непрерывно, взаимно обогащая обе области
техники.

В динамике развития средств, систем и методов РЭБ просматриваются как медлен-
ные, эволюционные изменения, так и быстрые, революционные трансформации. Эволюции
связаны с развитием элементной базы и совершенствованием частных технических решений
при построении средств радиоэлектронной борьбы. Скачкообразные революционные изме-
нения касаются концептуальных положений. Так, появление новых комплексных методов
обеспечения радиоэлектронной незаметности («технологии 81еаГЙт») выдвинуло в ряд основ-
ных и перспективных пассивные совмещенные и вынесенные активные средства РЭБ. Пер-
спективные радиоэлектронные системы снабжаются средствами искусственного интеллекта,
позволяющими в процессе работы анализировать сигнальную и помеховую обстановку и вы-
рабатывать оптимальные решения в отношении организации режимов работы. Искусствен-
ный интеллект применительно к средствам и методам РЭБ будет автоматически менять ал-
горитмы работы, адаптируя их к обнаруживаемым изменениям действий подавляемых РЭС.

Серьезные качественные изменения в технику РЭС вносят современные возможности
создания и применения единых антенн для выполнения функций многих датчиков (например,
бортовых средств навигации, радиолокации и радиотехнической разведки). Такие антенны могут
работать в пассивном режиме, позволяя сопровождать постановщик помех по его излучению, не
используя собственного излучения. Для средств РЭБ такие антенны создаются на базе ФАР,
обеспечивающих гибкость формирования ДН в реальном масштабе времени и высокоскорост-
ное управление лучом при работе по нескольким целям одновременно. Они также позволяют
формировать провалы в ДН в направлениях на источники помех, снижая их эффективность.
Скоростное управление лучом, особенно по случайному закону, лишает систему РЭП возмож-
ности предсказания последующих положений луча антенны подавляемой РЭС, необходимых
при реализации ряда методов РЭП.

Поскольку формирование эффективной помехи зависит от достоверной информации
о режиме работы подавляемых РЭС, о параметрах сигналов и алгоритмах управления их из-
менениями, перспективы развития и средств РЭБ предусматривают совершенствование
средств и методов оперативной радиотехнической разведки. Использование данных опера-
тивной разведки открывает возможности для применения дезинформирующих помеховых
излучений, что требует разработки соответствующих методов и средств.

Разумеется, анализ перспектив развития и совершенствования радиоэлектронной
техники, происходящих в конфликте средств РЭС и РЭБ, довольно сложен и не может быть
очень обстоятельным, как и большинство футурологических исследований. Поэтому в книге
рассмотрены, как представляется авторам, все или почти все, заслуживающие внимания ме-
тоды и приемы из арсенала средств разработчика средств РЭБ. Средств и методов, характер-
ных для современного состояния конфликта РЭС и средств РЭБ, но актуальных и для обо-
зримого будущего.
ЛИТЕРАТУРА

1.	110 лет радиоэлектронной борьбы. Основные этапы развития и совершенствования.
Воронеж: 2014. - 435 с.

2.	А. Крупников. Радиолокационные станции контрбатарейной борьбы основных за-
рубежных стран Зарубежное военное обозрение. - 2010. - № 12. С. 32—41.

3.	Абчук В. А. и др. Справочник по исследованию операций. М.: Воениздат, 1970. 368 с.

4.	Акиншин Р. Н. и др. История создания и тенденции развития современных боепри-
пасов и взрывателей. - М.: Изд-во МГТУ им. И. Э.Баумана 2013. - 204 с.

5.	Антенны и устройства СВЧ. / Под ред. Д. И.Воскресенского. - М.: Изд-во МАИ,
1006.-376 с.

6.	Бакулев И. А. Радиолокационные системы. Учебник для вузов. - М.: «Радиотехни-
ка», 2004, 320 с.

7.	Беляев А. Ф. Взрывы // Физический энциклопедический словарь Т. 1. - М.: Совет-
ская энциклопедия, 1960. С. 258—259.

8.	Березин Л. В., Вейцель В. А. Теория и проектирование радиосистем. - М.: Сов. ра-
дио, 1977. 448 с.

9.	В. А. Борисов, В. В. Калмыков, Я. М. Ковальчук и др. Радиотехнические системы
передачи информации: Учебное пособие для вузов / Под.ред. В. В. Калмыкова. - М.:
Радио и связь, 1990. - 472 с.

10.	Вакин С. А., Шустов Л. Н. Основы радиопротиводействия и радиотехнической раз-
ведки. М.: Сов. радио, 1968. -448 с.

11.	Вартанесян В. А. Радиоэлектронная разведка. — М.: Воениздат, 1991. 254 с.

12.	Великанов В. Д. и др. Радиотехнические системы в ракетной технике. - М.: Воен-
издат, 1974. 340 с.

13.	Вентцель Е. С. Введение в исследование операций. М.: Советское радио, 1964. 360 с.

14.	Взрывные генераторы мощных импульсов электрического тока/Под ред. В. Е. Фо-
ртова. - М.: Наука, 2002 - 399 с.

15.	Военный энциклопедический словарь. Председатель Гл. ред. комиссии С. А. Ахро-
меев - М.: Воениздат, 1986. - 863 с.

16.	Воздействие ракетно-космической техники на окружающую среду / Под ред.

В. В. Адушкина, С. И.Козлова, М. В.Синельникова. / М.: ГЕОС, 2016 - 795 с.

17.	Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы. Часть II - М.: Сов.радио, 1967. -
327 с.

18.	ГОСТ 4Г 0.012.242-84 - Аппаратура радиоэлектронная. Методы расчета показате-
лей надежности.

19.	Гуткин Л.С. Проектирование радиосистем и радиоустройств. М.: Радио и связь,
1986-286 с.

20.	Диденко А. Н. СВЧ энергетика. Теория и практика. - М.: Наука, 2003 - 446 с.

21.	Диденко А. Н., Григорьев В. П., Усов Ю. П. Мощные электромагнитные пучки и их
применение. - М.: Атомиздат. 1977. - 277 с.

22.	Добыкин В. Д., Куприянов А. И, Пономарев В. Г., Шустов Л. Н. Радиоэлектронная
борьба. Цифровое запоминание и воспроизведение радиосигналов и электромагнитных
волн. - М.: Вузовская книга, 2009 - 360 с.

23.	Добыкин В. Д., Куприянов А. И, Пономарев В. Г., Шустов Л. Н. Радиоэлектронная
борьба. Силовое поражение радиоэлектронных систем. - М.: Вузовская книга, 2007. -
486 с.

24.	Дубов Ю. А. и др. Многокритериальные модели формирования и выбор вариантов
систем. М.: Наука, 1986. - 296 с.

25.	Дятлов А. П., Дятлов П. А., Кульбикян Б. X. Радиоэлектронная борьба со спутни-
ковыми радионавигационными системами. - М.: Радио и связь, 2004. - 226 с.
26.	Космическое оружие: дилемма безопасности / Под ред. Велихова Е. П., Сагдеева Р. 3.,
Кокошина А. А. М.: Мир, 1986 - 256 с.

27.	Куприянов А. И. Радиоэлектронная борьба. Ракеты против РЛС. - М.: Вузовская
книга, 2016.- 182 с.

28.	Куприянов А. И., Шустов Л. Н. Радиоэлектронная борьба. Основы теории. - М.:
Вузовская книга, 2011 - 800 с.

29.	Леонов А. И., Фомичев К. И. Моноимпульсная радиолокация. - М.: Сов. радио,
1970-392 с.

30.	Магнитокумулятивные генераторы - импульсные источники энергии Т. 1. / Под ред.
В. А. Демидова, Л. Н. Пляшкеаича, В. Д. Селемира - РФЯЦ-ВНИИЭФ, 2011. - 439 с.

31.	Мартынов В. А., Селихов Ю. И. Панорамные приемники и анализаторы спектра /
Под ред. Г.Д. Заварина. - 2-е изд., перераб. и доп. М.: Сов. радио, 1980 - 254 с.

32.	Месяц Г. А. Генерирование мощных наносекундных импульсов. - М.: Наука, 1974. -
256 с.

33.	Осипов В. Ю., Ильин А. П., Фролов В. П., Кондратюк А. П. Радиоэлектронная
борьба. Теоретические основы. Петродворец, ВМИРЭ им. А.С.Попова. 2006 - 301 с.

34.	Палий А. И., Куприянов А. И. Очерки истории радиоэлектронной борьбы. М.: Ву-
зовская книга, 2006. - 284 с.

35.	Пенин П. И. Системы передачи цифровой информации. - М.: Сов.радио, 1976.

36.	Перунов Ю. М., К. Фомичев К. И., Юдин Л. М. Радиоэлектронное подавление си-
стем управления оружием М.: Радиотехника, 2008. - 416 с.

37.	Перунов Ю. М., Куприянов А. И. Радиоэлектронная борьба: радиотехническая раз-
ведка. - М.: Вузовская книга, - 2016. - 190 с.

38.	Поваляев А. А. Спутниковые радионавигационные системы - М.: Радиотехника,
2008.-328 с.

39.	Постановление Государственного Комитета обороны от 16 декабря 1942 г.
№ ГОКО 2633 сс, г. Москва «Об организации в Красной Армии специальной службы
по забивке немецких радиостанций, действующих на поле боя».

40.	Радиосистемы управления: учебник для вузов / Под ред. В. А. Вейцеля - М.: Дро-
фа, 2005.-404 с.

41.	Сколник М. Справочник по радиолокации, Т. 1.. .Т. 4 - М: Сов. радио, 1976.

42.	Соловьев Ю. А. Системы спутниковой навигации. - М.: Экотрендз, 2000, 268 с.

43.	Столетие радиоэлектронной борьбы. Независимое военное обозрение, № 13, 2003.

44.	Тихонов В. И. Статистическая радиотехника. М.: Сов. радио, 1966. - 677 с.

45.	Тихонов В. И. Оптимальный прием сигналов. - М.: Радио и связь, 1983 - 320с.

46.	Уфимцев П. Я. Теория дифракционных волн в электродинамике. - М. БИНОМ,
2007.-366 с.

47.	Фалькович С. Е. Оценка параметров сигнала. М.: Советское радио, 1971. 616 с.

48.	Цветков А. Г. Принципы количественной оценки эффективности радиоэлектрон-
ных средств. М.: Советское радио, 1971. 200 с.

49.	Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и непреднамеренные
помехи. Составитель Дональд Р. Ж., Уайт Джермантаун, Мериленд, 1971-1973. Вып. 1.
Общие вопросы ЭМС. Межсистемные помехи. Сокращ. пер. с англ., под ред. А. И. Сан-
гина. Послесловие и комментарии А. Д. Князева. - М.: Советское радио, 1977.

50.	Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств / Под ред. Н. М. Царь-
кова. - М.: Радио и связь, 1985. - 272 с.

51.	Уап Вгип! Е. В. АррНеб ЕСМ.1пс, И8А, 1978. - 973 р.
Книги почтой

Заказ можно сделать на сайте издательства
итгн>Лп/га-е.ги

№ п/п	Наименование книги	Кол- во
1	Аппараты с машущими движителями и их природные аналоги	
2	Введение в ракетно-космическую технику (в двух томах)	
3	Дистанционно-кибернетическое оружие - альтернатива оружию ядерному? Приглашение к размышлениям и поиску решений	
4	Конструктивные элементы военно-автомобильных дорог	
5	Космос и человек. Приглашение к размышлениям о гуманитарных аспектах результатов космической деятельности человека	
6	Кибероружие и кибербезопасность.  О сложных вещах простыми словами	
7	Космические услуги: экономика и управление	
8	Летательные и подводные аппараты с машущими движителями	
9	Методы и средства радиоэлектронной борьбы	
10	Моделирование физических процессов в авиации	
И	Моделирование устойчивости и управляемости летательных аппаратов	
12	Надежность технических систем военного назначения	
13	Основные характеристики смесевых ракетных твердых топлив и области их применения	
14	Работоспособность воспламенительного устройства крупногабаритного РДТТ с позиций теории критических ситуаций	
15	Радиоэлектронная борьба: функциональное поражение радиоэлектронных средств	
16	Радиоэлектронная борьба в информационных каналах	
17	Стратегическое оружие будущего	
18	Траекторные измерения	
19	Удивительная космонавтика	
20	Экология и космос: введение в экологию космической деятельности	
21	Электромагнитный импульс высотного ядерного взрыва и защита электрооборудования от него	
Научное издание

Перунов Юрий Митрофанович
Куприянов Александр Ильич

РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ БОРЬБА
В ИНФОРМАЦИОННЫХ КАНАЛАХ

Монография

Подписано в печать 28.02.2021

Формат 70x100/16. Бумага офсетная.
Гарнитура «Таймс».

Усл. изд. листов 26,3. Тираж 600 экз.

Издательство «Инфра-Инженерия»
160011, г. Вологда, ул. Козленская, д. 63
Тел.: 8 (800) 250-66-01

Е-шаП: Ьоокт§@тГга-е.гп

Ы1р8://тГга-е.ги

Издательство приглашает
к сотрудничеству авторов
научно-технической литературы