Author: Татарский Б.Г.   Дудник П.И.   Ильчук А.Р.  

Tags: электротехника   радиолокация   радиотехника   учебное пособие   основы радиолокации  

ISBN: 978-5-358-00196-1

Year: 2007

Similar

Радиолокационные системы воздушной разведки, дешифрирование радиолокационных изображений

Радиолокационные системы авиационно-космического мониторинга земной поверхности и воздушного пространства

Авиационные системы радиовидения (3)

Радиовидение. Радиолокационные системы дистанционного зондирования Земли

Text 
                    Высшее образование
ДИОТЕХНИЧЕСНИЕ СИСТЕМЫ
МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ

УДК 621.396.9(075.8)
ББК 32.95я73
Д81
Авторы:
П. И. Дудник, А. Р. Ильчук, Б. Г. Татарский
Рецензенты:
кафедра радиосистем передачи информации и управления
Московского авиационного института
(зав. кафедрой д. т. н., проф. Р. Б. Мазепа);
д. т. н., проф. В. А. Сарычев (НПО «Радар ММС»)
Дудник, П. И.
Д81 Многофункциональные радиолокационные системы : учеб,
пособие для вузов / П. И. Дудник, А. Р. Ильчук, Б. Г. Татар-
ский ; под ред. Б. Г. Татарского. — М. : Дрофа, 2007. —
283, [5] с. : ил. — (Высшее образование. Радиотехнические
системы).
ISBN 978-5-358-00196-1
В учебном пособии рассматривается круг вопросов, связанных с дей-
ствием многофункциональных радиолокационных систем (МФ РЛС)
в различных режимах излучения и обработки радиолокационных сигна-
лов. Структурно пособие разделено на четыре части. В первой части рас-
сматриваются задачи, решаемые МФ РЛС, предъявляемые к ним требо-
вания, а также их режимы излучения и функционирования. Во второй
части излагаются вопросы обработки радиолокационных наблюдений,
особенности отраженных сигналов и помех, радиолокационных измере-
ний в различных режимах излучения, автоматическое сопровождение
воздушных целей при обзоре пространства и в режиме непрерывного
сопровождения. В третьей части уделено внимание формированию радио-
локационного изображения земной поверхности, селекции движущихся
целей, распознавания объектов наблюдения. В четвертой части приведе-
ны особенности структурного построения МФ РЛС.
Для студентов и аспирантов радиотехнических вузов и факульте-
тов, преподавателей, а также специалистов в области разработки
и создания современных РЛС.
УДК 621.396.9(075.8)
ББК 32.95я73
ISBN 978-5-358-00196-1
© ООО «Дрофа», 2007

ВВЕДЕНИЕ
История развития радиолокационных систем (РЛС) начи-
налась с создания простейших радиолокационных устройств,
которые обеспечивали решение какой-либо одной из задач ра-
диолокационного приема: обнаружения цели в зоне ответ-
ственности или измерения ее угловых координат либо даль-
ности до цели. Затем появились РЛС, с помощью которых ре-
шались как задачи обнаружения целей, так и измерения ее
угловых координат и дальности до нее. Однако одновременно
с развитием данных систем стали интенсивно разрабатывать-
ся альтернативные системы противодействия РЛС, т. е. систе-
мы радиоэлектронного подавления (РЭП). Это вынуждало раз-
работчиков радиолокационных систем искать новые принци-
пы их построения — появились когерентно-импульсные ра-
диолокационные системы (КИ РЛС) с устройствами селекции
движущихся целей (СДЦ). Но вскоре выяснилось, что простая
селекция целей, особенно для бортовых РЛС, сужает тактиче-
ские возможности КИ РЛС. Дальнейшее совершенствование
РЛС привело к созданию так называемых импульсно-допле-
ровских радиолокационных систем (ИД РЛС). В отличие от
КИ РЛС с СДЦ эти системы обеспечивают эффективное обна-
ружение воздушных целей как на фоне отражений от поверх-
ности Земли, так и в свободном пространстве с одновремен-
ным измерением, помимо дальности и угловых координат це-
ли, еще и радиальной скорости ее движения.
Ко времени появления КИ РЛС импульсно-доплеровского
типа был достигнут определенный прогресс в развитии борто-
вых вычислительных систем, что позволило обеспечить спект-
ральную обработку принимаемых сигналов в данных РЛС на
3

основе быстрых алгоритмов дискретного преобразования
Фурье.
Несмотря на прогресс бортовых РЛС класса «воздух—воз-
дух», при решении задач наблюдения наземных целей и кар-
тографирования поверхности Земли бортовые РЛС класса
«воздух—поверхность» продолжали разрабатываться по неко-
герентному принципу, хотя к этому времени уже существова-
ли серьезные научные исследования по организации когерент-
ного режима работы систем класса «воздух—поверхность».
Все сдерживалось отсутствием требуемого цифрового вычис-
лителя. Как только такой вычислитель появился, бортовые
РЛС класса «воздух—поверхность» также перешли на коге-
рентно-импульсные принципы построения. Это позволило в
одной бортовой РЛС объединить функции двух, возникли
РЛС, которые получили название многофункциональных
(МФ РЛС).
В предлагаемом учебном пособии систематизирован мате-
риал по МФ РЛС, в котором рассматриваются требования,
предъявляемые к данным РЛС в различных режимах работы,
особенности функционирования в различных режимах излу-
чения и обработки сигналов при решении задач «воздух—воз-
дух» и «воздух—поверхность». В основу учебного пособия
легли материалы лекций, которые в разное время читали
авторы по дисциплинам «Авиационные радиолокационные
устройства», «Авиационные радиолокационные системы»,
«Авиационные радиолокационные комплексы и системы» в
Военно-воздушной инженерной академии имени профессора
Н. Е. Жуковского.
Работа по написанию учебного пособия распределялась сле-
дующим образом: введение и заключение написаны Б. Г. Та-
тарским, главы 1—3, 7—10 совместно Б. Г. Татарским и
А. Р. Ильчуком, главы 4—6 совместно П. И. Дудником и
Б. Г. Татарским. Общее редактирование материала проведено
Б. Г. Татарским.
При написании учебного пособия была использована лите-
ратура, приведенная в конце учебного пособия. Авторы выра-
жают благодарность профессорско-преподавательскому кол-
лективу и научным работникам кафедры радиолокации и ра-
диоуправления Военно-воздушной инженерной академии
имени профессора Н. Е. Жуковского, материалы которых бы-
ли использованы при написании данного учебного пособия.
4

Глава 1
Назначение многофункциональных
радиолокационных систем и задачи,
решаемые ими
Эффективность применения летательных аппаратов (ЛА)
любого класса во многом зависит от возможностей и такти-
ко-технических характеристик не только самого носителя, но
и комплекса его бортового оборудования. Основу комплекса
бортового оборудования современного самолета составляет ра-
диоэлектронный комплекс (РЭК), который обычно включает
систему управления вооружением (СУВ) и пилотажно-навига-
ционную систему и служит для обеспечения решения задач
самолетовождения и поражения целей различного назначе-
ния в любых метеоусловиях и в любое время суток.
На СУВ в составе РЭК возлагается решение широкого круга
задач, связанных с применением бортового оружия самоле-
та-носителя по воздушным или наземным (морским) целям.
До непосредственного применения авиационных средств пора-
жения (АСП) СУВ должна обнаружить цель, провести ее опо-
знавание, выполнить прицеливание по выбранной цели (це-
лям), а также обеспечить формирование команд управления
носителем АСП. При применении управляемых АСП СУВ
обеспечивает целеуказание их головкам самонаведения (ГСН)
и формирует команды управления средствами поражения.
Процесс управления АСП зависит от типа их ГСН. В частнос-
ти, если АСП имеет полуактивную радиолокационную ГСН,
то после пуска средства поражения необходимо продолжать
облучать цель, обеспечивая так называемый «подсвет» цели.
При применении пушек, неуправляемых ракет и бомб СУВ
определяет условия отделения боеприпаса, при котором он,
двигаясь по баллистической траектории, должен достигнуть
цели.
5

Основным поставщиком информации СУВ о воздушной ли-
бо наземной обстановках является ее информационно-измери-
тельная система, в состав которой, как правило, входят радио-
локационные и оптико-электронные (лазерные, инфракрас-
ные, телевизионные, оптические) системы. Элементы инфор-
мационно-измерительной системы СУВ сопряжены с бортовой
цифровой вычислительной системой (БЦВС), которая обеспе-
чивает комплексную обработку полученной информации от
различных датчиков и реализует алгоритмы решения различ-
ных задач управления полетом самолета и применения АСП.
Применение в составе информационно-измерительной сис-
темы информационных датчиков, построенных на различных
физических принципах, а также дублирующих систем значи-
тельно повышает возможности РЭК по помехозащищенности,
надежности и точности измерения координат и параметров
движения объектов наблюдения, а также параметров самого
ЛА.
Основой же информационно-измерительной системы СУВ
современных ЛА являются радиолокационные системы. Эта
особая роль бортовых РЛС обусловливается их способностью
обнаруживать цели на значительно больших дальностях по
сравнению с оптико-электронными системами, а также полу-
чать радиолокационное изображение поверхности Земли и
обеспечивать наведение АСП днем и ночью в любых метеоро-
логических условиях.
Анализ боевого применения авиации в локальных войнах и
военных конфликтах последнего десятилетия показывает, что
объем задач, решаемых в ходе завоевания превосходства в
воздухе и нанесения ударов по наземным целям с помощью
бортовых авиационных комплексов, постоянно увеличивает-
ся. В этой связи возрастает роль и бортовой радиолокацион-
ной системы как основного всепогодного информационного
датчика СУВ летательного аппарата. Как правило, на борто-
вые РЛС в составе СУВ возлагается решение следующего кру-
га задач: поиск, обнаружение и опознавание как воздушных,
так и наземных целей; их разрешение и распознавание, изме-
рение координат, сопровождение и подсвет целей; обнаруже-
ние и сопровождение источников излучения; ведение развед-
ки; обеспечение маловысотного полета носителя; измерение
навигационных параметров и получение информации о метео-
рологической обстановке. Однако многие из существующих
бортовых РЛС не в состоянии выполнять все указанные зада-
чи из-за существенных ограничений, обусловленных принци-
6

пами их построения и тактико-техническими характеристи-
ками.
Опыт развития бортовой радиолокационной техники пока-
зывает, что основной тенденцией на ближайшие 10—15 лет
будет построение РЛС по многофункциональному принципу.
Такой подход основывается на следующих факторах развития
современных РЛС.
1.	При работе по воздушным целям (ВЦ) бортовые РЛС
строятся, как правило, как когерентно-импульсные РЛС, что
позволяет эффективно решать задачи обнаружения ВЦ на фо-
не мешающих отражений от поверхности Земли и увеличения
дальности обнаружения целей с малыми эффективными пло-
щадями отражения (ЭПО).
2.	При работе по наземным объектам современные борто-
вые РЛС строятся также как КИ РЛС, что позволяет получать
радиолокационное изображение (РЛИ) поверхности Земли с
высокой детализацией и, следовательно, обеспечивать высо-
кое разрешение наземных объектов и целей, а также эффек-
тивно решать задачу обнаружения наземных движущихся це-
лей.
3.	Принципы обработки сигналов при работе по воздушным
(режим «воздух—воздух») и наземным (режим «воздух—по-
верхность») целям являются общими и основываются на
спектральном анализе отраженных сигналов.
4.	Необходимость получения РЛИ на борту ЛА в реальном
масштабе времени заставляет в качестве основы алгоритмов
обработки радиолокационных сигналов использовать цифро-
вые алгоритмы спектрального анализа — дискретное (ДПФ) и
быстрое (БПФ) преобразование Фурье, что позволяет создать
универсальную систему обработки сигналов как при функци-
онировании в режимах «воздух—воздух», так и в режимах
« воздух—поверхность ».
Учитывая данную тенденцию, в дальнейшем будем рас-
сматривать лишь многофункциональные радиолокационные
системы. Под многофункциональной радиолокацион-
ной системой будем понимать РЛС, которая обеспе-
чивает одновременное или последовательное реше-
ние задач классов «воздух — воздух» и «воздух — по-
верхность». Из рассмотренного определения следует, что
МФ РЛС должна одинаково хорошо решать задачи, присущие
как бортовым РЛС самолетов-истребителей, так и бортовым
РЛС ударных самолетов. Однако тактико-технические требо-
вания к данным РЛС различны. Задача при создании МФ РЛС
7

соединить их воедино и обеспечить эффективную работу как в
режиме «воздух—воздух», так и в режиме «воздух—поверх-
ность» .
На многофункциональную РЛС современного ЛА возлага-
ется обеспечение решения следующих задач:
•	поиск, обнаружение и опознавание (совместно с системой
государственного опознавания) воздушных и наземных целей;
•	разрешение, измерение координат и параметров движе-
ния обнаруженных воздушных и наземных целей в различ-
ных режимах функционирования, а также прицеливание по
ним при использовании различных видов бортового вооруже-
ния;
•	формирование и выдача сигналов целеуказания, подсвета
и коррекции на управляемые средства поражения, подготовка
их к пуску и наведение на поражаемые цели;
•	измерение дальности до воздушных и наземных целей по
сигналам целеуказания от других информационных систем
СУВ;
•	картографирование поверхности Земли, в том числе и с
высоким разрешением, при ведении воздушной разведки и
выполнении поиска наземных целей;
•	распознавание типов и классов воздушных и наземных
целей;
•	самолетовождение при отсутствии визуальной видимос-
ти земной поверхности по радиолокационному изображению
поверхности Земли путем его сопоставления с реальной или
цифровой картой местности; коррекция данных навигацион-
ной системы по измеренным координатам выбранных ориен-
тиров, а также методом счисления пути на основе измерения
навигационных параметров (путевой скорости, угла сноса и
высоты полета);
•	предупреждение столкновений с объектами на поверхно-
сти Земли при полете на малых и предельно малых высотах;
•	предупреждение экипажа о метеорологической обстанов-
ке по трассе полета.
Тактико-технические характеристики МФ РЛС, структура,
алгоритмы обработки радиолокационных сигналов должны
соответствовать решаемой задаче и обеспечивать требуемую
эффективность при ее решении.
Так, например, при перехвате ВЦ важно обеспечить даль-
ность обнаружения целей, при которой возможно произвести
их уничтожение на безопасном расстоянии до прикрываемых
объектов. При этом требования к разрешающей способности

РЛС зависят от типа наблюдаемых целей, и в частности, они
намного ниже тех, которые требуются при наблюдении мало-
размерных наземных целей (НЦ) в режиме «воздух—поверх-
ность» .
При поиске ВЦ диаграмма направленности антенны (ДНА)
РЛС имеет, как правило, вид узкого иглообразного луча, пере-
мещающегося в зоне поиска по определенному закону. При
переходе в режим сопровождения и подсвета цели закон уп-
равления антенной РЛС изменяется, а при переходе в режим
картографирования земной поверхности возможно изменение
ДНА.
Для решения задачи перехвата низколетящих целей на фо-
не отражений от земной поверхности и пассивных помех ис-
пользуются когерентные сигналы с высокой и средней часто-
тами повторения, что требует раскрытия неоднозначности и
устранения «слепых» зон при измерении дальности и скорос-
ти движения целей.
При нанесении ударов по НЦ необходимо иметь однознач-
ное измерение дальности, что обеспечивается переходом к ре-
жиму излучения с низкими частотами повторения. Кроме то-
го, при поражении данных целей (особенно малоразмерных) и
ведении воздушной разведки повышаются требования к раз-
решающей способности РЛС. В данной ситуации РЛС должна
обеспечивать наблюдение деталей поверхности Земли и объек-
ты на ней, основными объектами наблюдения при этом будут
те (поверхность Земли и объекты на ней), которые при работе
РЛС в режиме «воздух—воздух» являются источниками пас-
сивных помех. Следовательно, система обработки сигналов
МФ РЛС в данном режиме должна быть иной и более слож-
ной. Кроме того, при наблюдении НЦ необходимо обеспечить
выделение подвижных объектов на фоне отражений от мест-
ности и их непрерывное сопровождение. Это требует введения
специальных устройств селекции движущихся целей, услож-
няющих системы обработки сигналов. Обзор пространства в
горизонтальной плоскости (в азимутальной плоскости) осу-
ществляется сканированием ДНА в заданном секторе, причем
для обеспечения широкой зоны обзора по дальности ширина
ДНА в вертикальной плоскости обычно значительно превы-
шает ее азимутальный размер.
Следует отметить, что излагаемый в дальнейшем материал
в полной мере относится как к наземным, так и корабельным
РЛС, в нем изложены современные подходы к построению и
алгоритмам работы радиолокационной техники, обеспечи-

вающие обнаружение низколетящих ВЦ. Эти подходы можно
распространить и на авиационные комплексы дальнего радио-
локационного дозора и наведения, предназначенные для обес-
печения решения задач обнаружения ВЦ на фоне мешающих
отражений от Земли на больших расстояниях, в том числе при
полете целей на малых и предельно малых высотах.
Контрольные задания
1.	Какие элементы комплекса бортового оборудования вхо-
дят в состав его информационно-измерительной системы?
2.	На чем основывается ведущая роль бортовой РЛС само-
лета-носителя в составе его информационно-измерительной
системы?
3.	Что понимается под многофункциональной РЛС?
4.	Что служит основой для реализации МФ РЛС?

Глава 2
Основные тактико-технические характеристики,
режимы излучения и функционирования
многофункциональных РЛС
2.1. Основные тактико-технические характеристики
Возможности МФ РЛС как любой технической системы за-
висят от ее характеристик, которые подразделяют на такти-
ческие и технические. Тактические характеристики дают
представление о функциональных возможностях МФ РЛС, а
технические характеризуют ее как техническую систему, т. е.
описывают основные параметры РЛС.
Тактические характеристики МФ РЛС
К основным тактическим характеристикам, как правило,
относят дальность действия, зоны обзора и поиска целей, вре-
мена обзора и поиска, разрешающую способность, точность
измерения координат и параметров движения целей, помехо-
защищенность и надежность.
Дальность действия (Р>макс) — это максимальное удале-
ние цели от РЛС, при котором еще обеспечивается ее функци-
онирование с требуемым качеством, например обнаружение
цели с требуемой вероятностью правильного обнаружения Рпо
при заданной вероятности ложной тревоги Рлт или измерение
координат и параметров движения с требуемой точностью.
Зона обзора (Г2обз) есть область пространства либо поверх-
ности, в пределах которой цель может быть обнаружена РЛС с
заданными показателями качества (вероятностями Рпо, Рлт).
Она определяется секторами обзора РЛС в горизонтальной
(азимутальной Таз) и вертикальной (угломестной Ч^) плос-
костях, максимальной (Р>макс) и минимальной (Р>мин) дальнос-
тями обнаружения целей.
11

Зона поиска Qn — область пространства (поверхности), в
пределах которой РЛС производит поиск целей в каждой
конкретной тактической ситуации, причем Qn о Qo63. Она так-
же характеризуется секторами поиска РЛС в горизонтальной
(азимутальной аз) и вертикальной (угломестной Тп ум) плос-
костях, максимальной (2)макс) и минимальной (1>мин) дальнос-
тями обнаружения целей.
Время обзора — время, в течение которого РЛС
осуществляет просмотр всей зоны обзора.
Время поиска (Тпк) — временной интервал, который
требуется РЛС для обнаружения цели, находящейся в зоне по-
иска.
Следует отметить, что при самостоятельном поиске цели,
т. е. при отсутствии команд наведения и целеуказания, жела-
тельно иметь максимально возможную зону поиска, что обыч-
но соответствует зоне обзора.
Под разрешающей способностью МФ РЛС понимается
возможность раздельного обнаружения или измерения коор-
динат и параметров движения одиночной цели на фоне других
целей или мешающих отражателей. Разрешающие способнос-
ти различаются по дальности 8D, скорости ЗУ и угловым коор-
динатам 3(рг в, где индексы «г» и «в» относятся к горизонталь-
ной и вертикальной угловым плоскостям.
Разрешающая способность по дальности — то ми-
нимальное расстояние между двумя целями, двигающимися с
одинаковыми радиальными скоростями и наблюдаемыми на
одинаковом угловом направлении, при котором сигналы, от-
раженные от данных целей, наблюдаются раздельно на выхо-
де приемника РЛС.
Разрешающая способность по угловой координа-
те — то минимальное различие в угловых направлениях на
две цели, двигающиеся с одинаковыми радиальными скорос-
тями и находящиеся от РЛС на одинаковом расстоянии, при
котором сигналы, отраженные от данных целей, наблюдаются
раздельно на выходе приемника РЛС.
Разрешающая способность по скорости — то мини-
мальное различие в радиальных скоростях движения целей,
находящихся от нее на одинаковых удалении и угловом на-
правлении, при котором сигналы, отраженные от данных це-
лей, наблюдаются раздельно на выходе приемника РЛС.
Точность измерения определяет способность МФ РЛС
осуществлять измерение координат и параметров движения
12

целей со среднеквадратической ошибкой о(/ не ниже заданно-
го уровня, где а — измеряемая величина.
Помехозащищенность характеризует способность МФ
РЛС сохранять свою работоспособность (заданные тактиче-
ские показатели) в условиях действия как активных, так и
пассивных помех.
Надежность — способность МФ РЛС сохранять свою ра-
ботоспособность в течение заданного времени. Данный проме-
жуток времени задается, исходя из возможностей самоле-
та-носителя, и в общем случае это время должно быть не мень-
ше, чем время пребывания ЛА в полете.
Технические характеристики МФ РЛС
К основным техническим характеристикам РЛС относят
мощность излучения, полосу пропускания и чувствительность
приемника, диаграмму направленности антенной системы,
частоту повторения и длительность зондирующих сигналов,
несущую частоту (длину волны) зондирующих колебаний.
Мощность излучения — мощность передатчика МФ
РЛС, передаваемая в антенную систему и излучаемая в про-
странство. Мощности излучения подразделяются на импульс-
ную Ри и среднюю Рср. Они связаны соотношением Рср= PH/Q,
где Q = Tn/tu = 1/(Ри£и) — скважность зондирующих импуль-
сов, Ти, Ри = 1/Ти — период и частота следования зондирую-
щих импульсов, £и — длительность зондирующего импульса.
Обычно импульсная мощность Ри передатчика МФ РЛС до-
стигает десятков киловатт, а средняя Рср — сотен ватт, еди-
ниц киловатт.
Полоса пропускания — максимально возможная полоса
частот приемного тракта МФ РЛС, в пределах которой обеспе-
чивается прохождение принимаемого сигнала без искажений.
Полоса пропускания, как правило, согласована с длительно-
стью зондирующего сигнала.
Чувствительность приемника определяет минималь-
но требуемую (пороговую) мощность одиночного сигнала на
входе приемного устройства МФ РЛС, при которой обеспечи-
вается требуемое качество ее функционирования. Чувстви-
тельность рассчитывается в соответствии с выражением
Р =kk Т Xf k
гсмин	прм^рзл’
где k = 1,38* 10 23 Дж/К — постоянная Больцмана; — ко-
эффициент шума приемника; А/прм — полоса пропускания
13

приемника РЛС; Т — температура окружающей среды в
Кельвинах; Арзл — коэффициент различимости, численно рав-
ный отношению минимальной мощности одиночного сигнала
на входе приемника РЛС к мощности шума, при котором обес-
печивается обнаружение цели с заданным качеством при на-
коплении энергии всего отраженного сигнала, т. е. обеспечи-
вается пороговое отношение сигнал/шум на выходе устройст-
ва обработки.
При проектировании МФ РЛС обычно стремятся обеспе-
чить высокую чувствительность приемного устройства, и, как
правило, ее величина колеблется в диапазоне 1016...1018 Вт.
Диаграмма направленности антенной системы
характеризуется шириной (0А) ее главного луга на уровне
0,5 от ее максимального значения по мощности и коэффици-
ентом направленного действия G, которые связаны соотноше-
ниями G = 4л£аД2, Sa = tccZ£/4, 0а = X/dA, где SA, dA — эф-
фективная площадь и протяженность апертуры антенны РЛС.
Значения ширины ДНА обычно составляют единицы граду-
сов, а значения коэффициента G находятся в диапазоне
3000...6000.
Значения величин РИ и £и выбираются исходя из конкрет-
ных режимов излучения МФ РЛС. При этом учитываются как
энергетические соображения, так и проблемы измерения
дальности и скорости движения цели.
Выбор же длины волны Z зондирующих колебаний осу-
ществляется с учетом следующих факторов: обеспечения
большой дальности действия и высокой разрешающей способ-
ности по угловым координатам, это и возможность измерения
малых радиальных скоростей движения целей, способности
радиоволн отражаться от различных объектов, а также их
прохождения в атмосфере. При учете всех указанных фак-
торов наиболее приемлемым для использования диапазо-
ном длин волн в бортовых МФ РЛС является сантиметровый,
а именно его начальный участок.
2.2. Режимы излучения и функционирования
многофункциональных РЛС
Многофункциональные РЛС могут работать с использова-
нием различных видов импульсных зондирующих сигналов.
При этом должно выполняться одно общее условие — сигналы
в пределах последовательности излучаемых импульсов долж-
ны быть когерентными. В настоящее время в МФ РЛС нахо-
14

дят применение следующие режимы излучения импульсных
сигналов: с высокой (ВЧП), средней (СЧП) и низкой (НЧП)
частотами повторений импульсов (ЧПИ). Выбор той или иной
ЧПИ обусловлен необходимостью наиболее эффективного ре-
шения возлагаемых на РЛС задач в заданных тактических ус-
ловиях.
Рассмотрим основные особенности применения различных
ЧПИ в МФ РЛС. В режиме излучения с ВЧП зондирующих
импульсов обеспечивается эффективное обнаружение воздуш-
ных целей, движущихся на встречных и встречнопересекаю-
щихся курсах, т. е. при атаках целей в переднюю полусферу
(ППС). Это обусловлено наличием в спектре сигналов, отра-
женных от поверхности Земли, «свободной» зоны, в пределах
которой находятся составляющие доплеровских смещений
частот сигналов, отраженных от ВЦ. В этом случае обнаруже-
ние осуществляется на фоне только внутренних шумов. При-
знаком, при котором приемлемо использование ВЧП импуль-
сов, является выполнение условия однозначного измерения
скорости цели в «свободной» зоне. Частота повторения им-
пульсов Ри в этом режиме излучения должна быть больше
максимально возможного доплеровского смещения частоты
сигнала, отраженного от цели /дпцмакс-
^и>2ЦмаксА,	(2.1)
где Уц макс — максимально возможная скорость сближения с
целью.
Для трехсантиметрового диапазона волн высокой является
ЧПИ, выбираемая из диапазона Ри = 100...300 кГц. Следова-
тельно, интервал однозначного измерения расстояний А2)одн
лежит в пределах от 500 до 1500 м. Это обстоятельство приво-
дит к появлению большой неоднозначности в измерении рас-
стояний до ВЦ. Кроме того, возникают так называемые «сле-
пые» участки дальности, в пределах которых цели не обнару-
живаются, так как момент прихода отраженного импульса
совпадает с моментом излучения очередного импульса пере-
датчиком. Такие «слепые» участки повторяются через каж-
дые 500... 1500 м. Для устранения указанных факторов в МФ
РЛС используются специальные методы обработки, позволяю-
щие выполнять однозначное измерение расстояний и раскры-
вать «слепые» дальности.
Следует отметить, что при атаке целей на догоннопересе-
кающихся курсах, т. е. в заднюю полусферу (ЗПС) режим из-
лучения зондирующих сигналов с ВЧП, как правило, не ис-
15

пользуется, так как эффективность обнаружения целей резко
падает вследствие того, что спектральные составляющие сиг-
нала, отраженного от цели, располагаются в области мешаю-
щих отражений (МО) от земной поверхности.
В режиме излучения с СЧП зондирующих импульсов
эффективно обнаруживаются ВЦ, движущиеся на догоннопе-
ресекающихся курсах. Для трехсантиметрового диапазона
волн средней ЧПИ соответствуют частоты повторения, выби-
раемые из диапазона е [10, 30} кГц. Особенностью режима
излучения с СЧП является неоднозначность измерений как
расстояний, так и доплеровских смещений частот, а также на-
личие «слепых» зон как по дальности, так и радиальным ско-
ростям движения целей (доплеровским смещениям частот
сигналов, отраженных от целей). Этими особенностями режи-
ма излучения с СЧП и определяются границы выбора ЧПИ,
которые задаются следующим неравенством:
2^цмаксА>^и>С/(2Лмакс).	(2.2)
Следует также отметить, что режим излучения зондирую-
щих импульсов с СЧП может быть использован и при атаке
целей в ППС, однако эффективность обнаружения целей в
этом случае, по сравнению с режимом ВЧП, ниже. В то же
время, если ракурс атакуемой цели неизвестен, то предпочти-
тельнее использовать режим излучения со средней ЧПИ.
Очевидно, что в режиме с СЧП импульсов также необходи-
мо применять специальные методы и алгоритмы для устране-
ния неоднозначностей измерения не только расстояний, но и
доплеровских смещений частот, а также для раскрытия «сле-
пых» зон как по дальности, так и по скорости.
В режиме излучения с НЧП импульсов осуществляется
однозначное измерение расстояний до цели. Однако измере-
ние радиальных скоростей движения целей (доплеровских
смещений частот) сопряжено с большой неоднозначностью.
Можно определить только так называемые «наблюдаемые»
частоты, которые не могут быть больше ЧПИ. Признаком
применения режима излучения с НЧП является выполнение
условия однозначного измерения расстояний:
^„<^/(2Рмакс).	(2.3)
Для трехсантиметрового диапазона волн к низким ЧПИ
обычно относят частоты до 2 кГц. Режим излучения с НЧП
импульсов при наблюдении ВЦ в свободном пространстве в
верхней полусфере (главный луч ДНА отклонен вверх относи-
тельно продольной оси ЛА) имеет наименьшие потери энергии
16

при обработке сигналов. Однако при наблюдении целей в
цижней полусфере (главный луч ДНА отклонен вниз относи-
тельно продольной оси ЛА) на фоне МО от Земли дальность об-
наружения ВЦ весьма мала. Поэтому, как правило, данный
режим излучения используется при формировании радиоло-
кационного изображения земной поверхности и выполнении
атаки по наземным либо морским целям, где основополагаю-
щим является однозначность измерения дальности.
При перехвате воздушных целей основными режимами
функционирования МФ РЛС являются режимы обзора про-
странства и автоматического сопровождения целей с
излучением зондирующих импульсов с ВЧП и СЧП.
В режиме «Обзор» осуществляется поиск, обнаружение и
опознавание целей в заданной области пространства. Размер
данной зоны зависит от дальности до перехватываемой ВЦ и
наличия целеуказания с пункта наведения (ПН).
Ширина луча антенны МФ РЛС при поиске воздушных це-
лей выбирается исходя из требований разрешения целей по
угловым координатам и во много раз меньше зоны поиска.
В настоящее время наибольшее распространение получил рас-
тровый способ обзора пространства, при котором осуществля-
ется последовательный построчный просмотр главным лучом
ДНА всех элементов разрешения в зоне поиска. В перспектив-
ных РЛС возможен параллельный или последовательно-па-
раллельный обзор. В этом случае облучение целей в заданной
зоне осуществляется широкой диаграммой направленности, а
для приема отраженных сигналов используется многолучевая
диаграмма направленности, перекрывающая эту зону. При
применении таких видов обзора значительно сокращается
время просмотра зоны поиска целей, но необходимо использо-
вать фазированные антенные решетки (ФАР) и многоканаль-
ный приемник.
Первоначально обнаружение цели в режиме «Обзор» осу-
ществляется с грубой оценкой ее координат. После этого про-
водится определение государственной принадлежности цели
для исключения атаки своих ЛА. Обычно опознавание ЛА вы-
полняется отдельным каналом радиолокационной системы,
синхронизация работы которой осуществляется ЦВМ РЛС.
В МФ РЛС для одновременного сопровождения нескольких
Целей по дальности, скорости и угловым координатам без вы-
хода из режима «Обзор», предусмотрен так называемый ре-
жим «Сопровождение целей на проходе» (СНП). В этом
случае сопровождение ВЦ осуществляется по фазовым траек-
2 - 6726
17

ториям обнаруженных целей, которые строятся в 3- или
4-мерном пространстве, задаваемом координатами обнару-
женных целей: дальностью — 2)ц, доплеровской частотой f ,
угловыми координатами в горизонтальной <рцг и вертикаль-
ной (рцв плоскостях. Точность измерения координат целей при
сопровождении траекторий повышается, поэтому появляется
возможность автоматического ранжирования сопровождае-
мых целей по степени опасности. В качестве критерия опас-
ности цели часто принимается критерий минимального вре-
мени полета истребителя до встречи с целью, определяемый
выражением: £встрмин = А/^сблр гДе Dt ~ дальность до i-й це-
ли; Усбл • — скорость сближения с i-й целью.
Данные об обнаруженных целях передаются в систему объ-
единенной индикации (СОИ), которые отображаются совмест-
но с пилотажно-навигационной информацией, необходимой
для управления ЛА, на ее экране. При этом в СОИ обычно
включаются индикаторы многофункционального назначения
и индикатор на лобовом стекле (ИЛС). Примерный вид экрана
индикатора в режиме «Обзор» представлен на рис. 2.1.
На этапе поиска и обнаружения целей их отметки обычно
отображаются в координатах «азимут—дальность» или «ази-
мут—скорость», однако возможно и цифровое указание ко-
ординат обнаруженных целей. Отображение отметок в коор-
динатах «азимут—скорость» йспользуется при перехвате вы-
сокоскоростных целей на малых дальностях, так как в этом
случае отметка цели практически не меняет своего положения
от одного обзора к другому. Погрешности управления ЛА в
•й плоскостях при наведении
его на цель по информации,
автоматически передаваемой
с ПН, как правило, отобража-
ются посредством отклоне-
ния директорной отметки от
неподвижного перекрестия.
При ранжировании целей по
степени опасности им могут
присваиваться номера, кото-
рые отображаются над каж-
дой отметкой цели. На экра-
не также отображаются ин-
формация о полусфере атаки
цели (ППС, ЗПС), положение
зоны поиска, строб захвата, а
вертикальной и
Шкала дальности
ППС
РЛ
Директорная
отметка
захвата
Рис. 2.1
Отметки
Положение целей
зоны поиска
18

также разовые команды, передаваемые с ПН. С помощью
строба захвата выделяется цель, назначенная для атаки: либо
по информации с ПН, либо наиболее опасная цель, либо вы-
бранная непосредственно самим летчиком.
Точность измерения координат целей в режимах обзора и
сопровождения на проходе составляет 1...5км по дальности,
1...2° по угловым координатам, 10...25 м/с по скорости. В об-
щем случае она недостаточна для применения в этих режимах
бортового оружия для поражения быстролетящих маневрен-
ных целей, поэтому возникает необходимость перехода МФ
РЛС в режим автоматического сопровождения одной
цели (СОЦ), который часто называют режимом непрерыв-
ной пеленгации (РНП), для решения задачи прицеливания.
Последний режим подразделяется на подрежимы «Захват» и
«Сопровождение».
Режим автоматического сопровождения цели, назна-
ченной для атаки, начинается с момента ее захвата РЛС.
Захват цели на автоматическое сопровождение может осу-
ществляться автоматически (при дальности до нее, равной
дальности пуска ракет) или по команде летчика. При перехо-
де в подрежим «Захват» луч ДНА РЛС устанавливается на вы-
бранную цель и включаются алгоритмы измерения координат
и параметров движения цели с высокой точностью, достаточ-
ной для прицеливания и применения оружия. В качестве на-
чальных условий для алгоритмов работы следящих систем ис-
пользуются измеренные координаты и параметры движения
цели, полученные в режиме «Обзор». В процессе захвата сни-
жаются ошибки измерения ниже заданного уровня и заверша-
ются переходные процессы в следящих системах.
Подрежим «Сопровождение» предназначен для точного
измерения координат и параметров движения одной цели и
ввода этих данных (целеуказания) в алгоритмы, с помощью
которых решаются задачи прицеливания.
Возможный вариант отображаемой информации на экране
индикатора в подрежиме «Сопровождение» представлен на
рис. 2.2. В отличие от режима «Обзора» на экране индициру-
ются три координаты сопровождаемой цели (дальность, ази-
мут и угол места), ошибки прицеливания в горизонтальной и
вертикальной плоскостях (Дг, Дв) (в виде отклонения подвиж-
ного прицельного кольца от неподвижного перекрестия по со-
ответствующим координатам), максимальная /)рмакс и мини-
мальная 2)рмин дальности разрешенных пусков (стрельбы), ин-
2*
19

Прицельное
кольцо
макс
р мин
Рис. 2.2
формация о скорости сближе-
ния с целью и др.
На этапе автосопровожде-
ния для устранения ошибок
прицеливания летчик пило-
тированием самолета совме-
щает прицельное кольцо
(рис. 2.2) с электронным пере-
крестием. При совмещении
прицельного кольца с пере-
крестием обеспечивается вы-
вод самолета в упрежденную
точку встречи с целью, МФ
РЛС формирует сигналы це-
леуказания для ракет и обес-
печивает их подготовку к пуску. При значениях дальности до
цели, соответствующих зоне разрешенных пусков, выдается
команда «Пуск разрешен» (ПР) и летчик производит пуск
ракет. Дальнейшее взаимодействие РЛС и ракеты зависит от
типа и характеристик ГСН последней. Если дальность пуска
ракет превышает дальность захвата цели ГСН ракеты, то РЛС
продолжает сопровождение цели и корректирует траекторию
полета ракеты. В случае полуактивной ГСН РЛС обеспечивает
подсвет цели, для чего сопровождение цели продолжается и
после захвата ее ГСН ракеты.
При входе истребителя в опасную зону в районе поражения
цели формируется команда «Отворот», а положение при-
цельного кольца характеризует рекомендованное направле-
ние выхода из атаки. При атаке цели ракетами с пассивными
или активными ГСН (без коррекции) команда «Отворот»
формируется после схода всех ракет. При наведении ракет с
коррекцией их траектории или с полуактивной ГСН команда
«Отворот» формируется по окончании времени, необходи-
мого для коррекции траектории ракеты и подсвета цели.
В перспективных МФ РЛС, как правило, режим автома-
тического сопровождения нескольких целей позволяет
выполнять одновременный пуск нескольких ракет по этим це-
лям, что достигается за счет точного измерения координат и
параметров движения ВЦ в данном режиме. Однако для обес-
печения заданной точности измерения требуется применение
более сложных алгоритмов сопровождения. При использова-
нии антенной системы с механическим управлением лучом
ДНА число сопровождаемых целей определяется допустимой
величиной периода обращения к данным целям. По длитель-
20

пости данного периода определяется точность измерения ко-
ординат и параметров движения целей, необходимая для эф-
фективного применения бортового вооружения. Наиболее
просто сопровождение нескольких целей реализуется в РЛС с
ФАР. В таких МФ РЛС при наличии многоканального прием-
ника возможно одновременное формирование независимых
ДН для одновременного непрерывного автоматического сопро-
вождения нескольких целей.
При ведении ближнего воздушного боя (дальность до цели
меньше или в пределе 20...25 км) также используется режим
автоматического сопровождения, однако, как правило, авто-
матически захватывается та цель, которая первой попала в зо-
ну поиска, связанную с продольной осью ЛА.
Для нанесения удара по наземным (морским) целям необхо-
димо решать несколько задач: самолетовождение при полете в
район цели и возврат на аэродром посадки, поиск целей и при-
целивание по ним. Решение этих задач невозможно без нали-
чия на борту ЛА изображения поверхности Земли и располо-
женных на ней объектов, что определяет основную задачу МФ
РЛС в этом случае — получение радиолокационного изображе-
ния (РЛИ) местности (картографирование поверхности Земли).
По РЛИ обеспечивается:
•	определение местоположения ЛА;
•	обнаружение целей и ориентиров;
•	опознавание (совместно с аппаратурой опознавания) и
распознавание типа или класса обнаруженных целей;
•	измерение координат и параметров движения ориентиров
и целей.
При решении задач самолетовождения помимо проведения
навигационных измерений необходимо обнаружение и опре-
деление координат гидрометеообразований, а также оценка
степени их опасности, а при выполнении маловысотного поле-
та — измерение параметров рельефа местности впереди ЛА.
В соответствии с изложенным при решении задач «воз-
дух—поверхность» МФ РЛС функционирует в следующих ре-
жимах:
•	картографирование с низкой, средней и высокой разре-
шающей способностью, обеспечивающей получение РЛИ
местности;
•	обнаружение и измерение координат целей и ориентиров;
•	обнаружение и измерение координат движущихся целей;
•	обеспечение полета на малых высотах;
•	измерение навигационных параметров;
•	оценка метеообстановки.
21

В режиме «Картографирование» обеспечивается получе-
ние РЛИ поверхности Земли, обнаружение и измерение коор-
динат ориентиров и атакуемых целей, решение прицельной
задачи и применение вооружения. Как и при атаке ВЦ, при
картографировании применяются два режима: обзор и прице-
ливание (сопровождение цели). Режим «Обзор» применяется
на этапе поиска и обнаружения целей и ориентиров. На экра-
не индикатора СОИ может отображаться РЛИ местности в
пределах всего сектора обзора или в секторе поиска (рис. 2.3).
Грубую оценку координат обнаруженных целей (ориентиров)
осуществляет летчик, используя электронные метки дальнос-
ти и азимута. Для повышения точности оценки координат
применяется подвижное перекрестие. Координаты цели (ори-
ентира), отмеченные подвижным перекрестием при нажатии
кнопки «Ввод» («Захват»), вводятся в ЦВМ, где могут ис-
пользоваться для коррекции навигационных систем или пере-
даваться в систему автоматического сопровождения целей в
качестве начальных условий.
Для повышения детализации изображения и точности из-
мерений предусматривается переход в режим «Обзорный мик-
роплан», в котором РЛИ местности отображается в виде усе-
ченного сектора (рис. 2.4). Этот режим включается летчиком,
например, путем наложения подвижного перекрестия на вы-
бранную цель (ориентир) или центр участка интересующей
его местности. В этом случае на индикаторе отображается
РЛИ выбранного участка местности размером 10...20 км по
азимуту и дальности. Для оценки координат цели (ориенти-
ра), как и в режиме «Обзор», используется подвижное пере-
крестие.
Для повышения точности измерения координат целей при
выполнении прицеливания по ним используется режим
«Прицельный микроплан» (ПМП). На экране СОИ в прямо-
угольной системе координат азимут—дальность отображается
РЛИ участка местности размером 0,5...1,5 км по азимуту и
Перекрестье
Рис. 2.3
дальности (рис. 2.5), причем изо-
бражение участка местности фор-
мируется неподвижным независи-
мо от изменения дальности до не-
го в процессе полета. Переход в
режим «Прицельный микро-
план» осуществляется по целе-
указанию из режима «Обзорный
микроплан». Летчик накладыва-
ет перекрестие на выбранную для
22

Рис. 2.4
Рис. 2.5
атаки цель и вводит ее координаты в ЦВМ, по алгоритмам ко-
торой выполняется автоматическое сопровождение цели. Из-
меряемые координаты вводятся в алгоритмы боевого приме-
нения, с помощью которых решается задача прицеливания и
выдается летчику информация о времени применения воору-
жения.
Размер участка местности, выводимой на экран СОИ, каче-
ство РЛИ, а также способность обнаружения малоразмерных
целей и измерения их координат с заданной точностью опре-
деляются разрешающей способностью РЛС. Обычно применя-
ются режимы картографирования с реальными лучом ДНА
(РДН) и с синтезированием апертуры антенны (РСА). В свою
очередь, среди режимов картографирования на основе синте-
зирования апертуры антенны различают: режим картографи-
рования с доплеровским обострением луча (ДОЛ) и режим
картографирования с фокусированной синтезированной апер-
турой (ФСА).
При картографировании реальным лучом ДНА антенны
РЛС (режим «Картографирование с РДН») просматрива-
ется наибольшая зона обзора (как правило, она ограничена
предельными углами отклонения антенны). Просмотр мест-
ности в зоне обзора осуществляется перемещением в горизон-
тальной плоскости узкой ДНА по азимуту. В пределах зоны
обзора по азимуту при наличии предварительного целеуказа-
ния могут формироваться зоны поиска меньших размеров
(±20°, ±30° и т. д.). Центр зоны поиска устанавливается в лю-
бое положение в зоне обзора по данным ЦВМ или по указанию
летчика (штурмана). В данном режиме МФ РЛС имеет низкую
линейную разрешающую способность по азимуту, которая оп-
ределяется шириной ДНА в азимутальной плоскости, равной,
как правило, 1...3°, и ухудшается с увеличением дальности.
Вследствие этого при картографировании с РДН на экране ин-
дикатора как при обзоре, так и при прицеливании наблюда-
23

ются отметки достаточно крупных объектов, и данный режим
применяется в основном для ориентирования на местности и
при атаке крупноразмерных целей или кораблей на море.
В режиме «Картографирование с ДОЛ» обеспечивается
искусственное обострение луча за счет использования зависи-
мости доплеровского смещения частоты отраженного сигнала
от углового положения отражающего элемента поверхности,
что позволяет разделять цели, находящиеся внутри ДНА. При
картографировании с ДОЛ удается получать РЛИ местности с
разрешающей способностью по азимуту 0,1...0,2°, т. е. на по-
рядок больше, чем при картографировании реальным лучом.
Однако, учитывая малую зависимость доплеровского смеще-
ния частоты при изменении углов впереди по курсу ЛА отно-
сительно вектора скорости в секторе от 0° до ±10°, в режиме
картографирования с ДОЛ имеется «слепая» зона размером
примерно ±(5...10)°. Обзор зоны поиска в данном режиме осу-
ществляется сканированием луча антенны в азимутальной
плоскости. Индикация и режимы обзора и прицеливания при
картографировании с ДОЛ в основном соответствуют карто-
графированию с РДН. Недостатком режима является ухудше-
ние азимутального разрешения при уменьшении отклонения
цели от вектора скорости ЛА и с увеличением дальности, при
этом не обеспечивается эффективное решение всех задач ра-
диолокационного наблюдения земной поверхности и прицели-
вания (особенно на больших дальностях).
Высокое разрешение по азимуту, не зависящее от дальнос-
ти, обеспечивается в режиме «Картографирование с ФСА»,
в данном режиме получаются РЛИ местности с расположен-
ными на ней объектами с высоким разрешением, близким по
качеству к аэрофотоснимкам. В этом режиме при азимуталь-
ном разрешении 2...5 м на дальностях 50... 100 км обеспечива-
ется эффективное обнаружение, прицеливание и применение
вооружения при уничтожении малоразмерных целей.
В режиме картографирования с ФСА, как и в режиме кар-
тографирования с ДОЛ, существует ограничение по сектору
обзора, соответствующее «слепой» зоне ±10° относительно
строительной оси ЛА в горизонтальной плоскости. Применя-
ются в основном два вида обзора: секторный и телескопи-
ческий. При секторном обзоре лучом антенны сканируется по
азимуту требуемый сектор и формируется кадр РЛИ местнос-
ти обычно размером 10...20 км по азимуту и дальности. Теле-
скопический обзор используется для получения РЛИ неболь-
шого участка поверхности с высоким разрешением по азиму-
24

ту. В этом случае управление лучом антенны осуществляется
таким образом, чтобы центр луча был постоянно направлен в
центр картографируемого участка, а РЛИ местности отобра-
жается в прямоугольной системе координат подобно режиму
«Прицельный микроплан» (рис. 2.5). Размер отображаемо-
го участка ограничен 2...5 км по дальности и азимуту.
Картографирование с использованием синтезирования
апертуры используется также при ведении воздушной развед-
ки. Обычно для этого применяется полосовой обзор местности
справа или слева от ЛА (луч антенны закрепляется неподвиж-
но под заданным углом к линии полета).
При атаке целей целесообразно применять последователь-
ную смену режимов картографирования, используя информа-
цию из режимов с низким разрешением для грубого определе-
ния координат целей (ориентиров) и целеуказания при пере-
ходе в режим с лучшим разрешением и более точным измере-
нием координат.
Режим «Обнаружение и сопровождение движущихся
целей» применяется для обнаружения наземных движущих-
ся целей в режиме картографирования. Для этого в процессо-
ре МФ РЛС выполняется раздельная обработка принятых сиг-
налов, позволяющая получить обычное РЛИ местности и
отметки движущихся целей. Отметки движущихся целей на
индикаторе могут налагаться на РЛИ местности для обеспече-
ния ориентации. При отсутствии такого наложения вид инди-
кации больше соответствует режиму обзор при перехвате воз-
душных целей. При решении задачи прицеливания на инди-
катор выносятся информация о текущих координатах цели,
ошибки прицеливания и время применения вооружения.
В режиме «Определение навигационных параметров»
на основе доплеровского метода производится измерение путе-
вой скорости и угла сноса ЛА. Луч антенны последовательно
занимает три или четыре положения в направлении поверхно-
сти Земли. После обработки принятых сигналов в ЦВМ вы-
числяются путевая скорость и угол сноса. Измеренные данные
могут использоваться для определения местоположения ЛА
методом счисления пути и коррекции инерциальной навига-
ционной системы.
Режимом «Маловысотный полет» с помощью МФ РЛС
обеспечивается безопасность полета на малой и предельно ма-
лой высотах. При обзоре земной поверхности получается ин-
формация о рельефе местности, находящейся впереди самоле-
та по траектории его полета, измеряется дальность, азимут и
25

рассчитывается высота препятствий. Информация о рельефе
местности и препятствиях отображается на индикаторе. Ма-
ловысотный полет ЛА с использованием МФ РЛС обычно ав-
томатизирован.
В режиме «Метео» для оценки метеообстановки в МФ
РЛС производится:
•	обнаружение и определение координат гидрометеообразо-
ваний;
•	оценка степени опасности гидрометеообразований.
Для обнаружения гидрометеообразований осуществляется
обзор воздушного пространства в передней полусфере ЛА. Ра-
диолокационное изображение представляет собой горизон-
тальный разрез воздушного пространства плоскостью полета
и дает возможность определять положение опасных гидроме-
теообразований. Опасными зонами являются те, протяжен-
ность которых велика (несколько десятков километров), так
как факт их обнаружения свидетельствует о сильной турбу-
лентности атмосферы в этих зонах.
При оценке степени опасности гидрометеообразований ана-
лизируется состояние облачности на удалении 40...60 км от
ЛА, что позволяет судить об интенсивности осадков и турбу-
лентности потоков в облаке.
2.3.	Обоснование тактических характеристик
многофункциональных РЛС
в режимах «воздух—воздух»
Дальность действия
Как было отмечено выше, одной из основных тактических
характеристик многофункциональных РЛС является даль-
ность действия, требования к которой в режиме «воздух—воз-
дух» определяются решаемыми задачами и конкретными ус-
ловиями функционирования РЛС.
Исходя из этого первоначально рассмотрим требования к
дальности действия РЛС при перехвате и уничтожении воз-
душных целей. В общем случае оценить данную величину
можно из анализа тех операций, которые должны быть вы-
полнены оператором (летчиком) и всем комплексом управле-
ния самолетом и средствами поражения в процессе обнаруже-
ния и перехвата воздушных целей (рис. 2.6).
Как правило, в процессе перехвата управление самоле-
том-носителем МФ РЛС осуществляется с наземного ПУ (ПН)
для вывода его в определенную область пространства (расчет-
26

Цель
ную точку наведения), в пределах которой возможно обнару-
жить перехватываемую цель с помощью РЛС. Таким образом,
первой операцией в процессе перехвата воздушных целей яв-
ляется операция обнаружения целей. После включения РЛС и
появления отраженных сигналов в виде условных отметок на
экране индикатора РЛС оператор (летчик) должен принять ре-
шение об обнаружении цели. Обычно цель считается обнару-
женной после появления первой отметки цели на экране инди-
катора. На практике для принятия решения об обнаружении
цели оператору (летчику) необходимо получение двух или трех
отметок цели подряд или получение второй отметки после пер-
вой не позднее чем через один или два интервала обращения к
ней (цикла обзора). Таким образом, на обнаружение цели тре-
буется (отводится) время £обн порядка нескольких секунд.
После обнаружения цели производится ее опознавание, за-
ключающееся в определении факта, относится ли цель к сво-
им вооруженным силам или к вооруженным силам противо-
борствующей стороны. Как правило, для решения задачи
опознавания используются специальные радиолокационные
системы, построенные на принципах активной радиолокации
с активным ответом, сопрягающиеся с РЛС. Время опознава-
ния ton зависит от режима функционирования системы опо-
знавания и в общем случае может варьироваться от десятых
Долей до единиц секунд.
27

После обнаружения и опознавания цели производится «за-
хват» цели на автоматическое сопровождение, после которого
начинается этап бортового наведения (самонаведения) самоле-
та-носителя МФ РЛС на цель. Основной задачей этого этапа
является вывод самолета-носителя МФ РЛС в такое положе-
ние относительно цели, при котором обеспечивается прицели
вание и применение средств поражения с учетом их характе
ристик. В процессе самонаведения самолет-носитель МФ РЛС
сближается с целью и выполняет маневрирование для устра-
нения возможных ошибок наземного наведения и обеспечения
движения по заданной траектории в соответствии с используе-
мым методом наведения и прицеливания. Общее время на «за-
хват» цели и выполнение маневрирования £ман может состав-
лять до единиц минут.
После завершения маневрирования и сближения с целью
производится прицеливание (атака) цели. Время прицелива-
ния £прц, отводимое на атаку, зависит от вида используемых
средств поражения, опыта летчика, маневренных возможнос-
тей самолета-носителя МФ РЛС, способа прицеливания и со-
ставляет обычно величину порядка нескольких секунд.
Последней операцией в процессе перехвата и уничтожения
воздушной цели является применение средств поражения.
Время полета tn ракеты или снаряда, если известна дальность
применения (пуска) Dn средств поражения и скорость полета
ракеты (снаряда) Ур, определяется выражением
t^DJVp.
Исходя из анализа описанных выше операций при перехва-
те и уничтожении воздушной цели, максимальная дальность
действия МФ РЛС при атаке целей в переднюю полусферу мо-
жет быть вычислена в соответствии с выражением
^макс ~ ^ЛА^обн + ^оп ^ман ^прц!
+ ^цГобн + *оп + *ман + *прц + М + -°п’	(2-4)
где УЛА — скорость самолета-носителя МФ РЛС (с учетом угла
визирования цели); Уц — скорость цели (с учетом угла визиро-
вания самолета-носителя МФ РЛС). При атаке целей в зад-
нюю полусферу знак скорости цели в (2.4) следует изменить
на противоположный.
Дальность обнаружения цели типа самолет-истребитель
современными МФ РЛС составляет 150...300 км при атаке це-
лей со стороны передней полусферы и 50... 150 км при атаке со
стороны задней полусферы.
28

Следует отметить, что дальность захвата цели на автосоп-
ровождение обычно оценивается с вероятностью 0,8...0,9 и со-
ставляет 0,6...0,8 от дальности обнаружения.
В режиме анализа метеообстановки дальность действия
МФ РЛС должна быть достаточной для принятия решения об
облете опасных метеообразований. Обычно в данном режиме
она составляет 100...200 км.
Зона обзора целей
В общем случае требования к размерам зоны обзора РЛС в
горизонтальной (по азимуту) и вертикальной (по углу места,
наклону) плоскостях определяются условиями обеспечения
радиолокационного поля обнаружения целей. Исходя из этого
при перехвате воздушных целей в идеальном случае размер
зоны обзора целей по азимуту должен быть 360°, а величина
зоны обзора в вертикальной плоскости должна обеспечить об-
наружение любых типов целей во всем диапазоне высот их по-
лета.
Однако, учитывая условия размещения МФ РЛС в носовом
отсеке, зона обзора в горизонтальной плоскости обычно со-
ставляет ±60...90°, а величина зоны обзора в вертикальной
плоскости, исходя из реальных значений диапазона высот по-
лета перехватываемых целей, равна ±60...70°.
Период обзора
Обзор пространства должен быть беспропускным, т. е. цель
по крайней мере один раз должна быть облучена. Если цель за
время обзора Тобз успеет пройти всю зону обзора, то луч антен-
ны (в наихудшем случае) не сможет облучить цель, следова-
тельно, не будет выполнено обнаружение цели. Таким обра-
зом, в качестве исходного условия можно потребовать, чтобы
время пролета цели данной зоны обзора было больше возмож-
ного периода обзора
^прц^^обз-	(2.5)
За основу берется наименьшее время пролета цели из двух
значений, соответствующих пролету в радиальном и в танген-
циальном направлениях. Соответственно время пролета цели
находим по формулам
^прЦРад = ^прЖЦРад + Ч)-	(2-6)
*пРцт = АТаз/«ц,	(2.7)
29

где ADnp — допустимое расстояние пролета цели в радиальном
направлении; A*Fa3 — допустимый угол пролета цели по ази-
муту; соц — угловая скорость линии визирования цели в систе-
ме координат самолета-носителя МФ РЛС. Величина соц скла-
дывается из угловой скорости абсолютного перемещения
линии цель—центр массы самолета-носителя МФ РЛС соцс и
угловой скорости вращения строительной оси самолета-носи-
теля МФ РЛС сос при маневрировании в горизонтальной плос-
кости. Угловая скорость
Юцс = 'Ицт/-Омакс’	(2-8)
где £>макс — максимальная дальность действия РЛС.
Следовательно,
ДЧ^.
inp ц т “ О) + Р ~/ТГ •
7С гцт/м
На практике время обзора составляет единицы секунд.
Зона поиска целей
В результате возможных ошибок измерения координат и
скоростей самолета-носителя МФ РЛС и цели наземными
пунктами наведения заданный курс самолета-носителя МФ
РЛС обычно не соответствует курсу, которым он должен ле-
теть. Кроме того, возможны ошибки пилотирования самоле-
та-носителя МФ РЛС, которые обусловлены недостаточной
точностью и разрешающей способностью индикаторов РЛС,
инструментальными ошибками пилотажных, навигацион-
ных приборов и систем управления самолетом. Курсовая
ошибка, как разность между истинным требуемым курсом и
действительным курсом, может достигать 20...25°. В среднем
можно считать, что курсовая ошибка лежит в пределах от 8 до
16°. Курсовая ошибка приводит к тому, что антенна РЛС бу-
дет установлена с отклонением относительно истинного поло-
жения цели. Для обеспечения надежного обнаружения цели
требуется вести поиск цели в горизонтальной плоскости (по
азимуту) в пределах сектора, который должен перекрывать
все возможные ошибки. Исходя из этого сектор поиска Ч/паз
^паз = 6оД(р,	(2.10)
где е>Д(р — среднеквадратическое значение курсовой ошибки
наведения самолета, а коэффициент 6 соответствует 99-про-
центной вероятности перекрытия возможного положения це-
30

дл при условии, что ошибки имеют гауссовский закон распре-
деления вероятностей.
Размер зоны поиска в вертикальной плоскости определяет-
ся в основном ошибками измерения собственной высоты поле-
та самолета-носителя МФ РЛС оДс и высоты полета цели оДц
относительно самолета-носителя МФ РЛС, и вычисляется по
формуле
+	(2-И)
ц мин
где Г>цмин— минимальная дальность, при которой обеспечи-
вается перехват цели.
В общем случае можно отметить, что размер зоны поиска
практически всегда меньше размеров зоны обзора. Однако
при автономном поиске целей самолетом-носителем МФ РЛС
в так называемом режиме «свободная охота» вследствие того,
что отсутствует наведение и целеуказание, размеры зоны по-
иска, как правило, должны соответствовать размерам зоны
обзора в горизонтальной и вертикальной плоскостях. Кроме
того, на практике предусматривается возможность управле-
ния зоной поиска в пределах зоны обзора РЛС. Так, при из-
вестной информации о дальности до цели (2)ц) и превышении
(принижении) цели относительно самолета-носителя МФ РЛС
(ДНЦ) центр зоны поиска в вертикальной плоскости устанав-
ливается на угол
= arcsin (ДЛЦ/£>Ц),
а центр зоны поиска в горизонтальной плоскости может сме-
щаться либо влево, либо вправо относительно строительной
оси самолета.
Зона автосопровождения целей определяется предельными
углами отклонения ДНА РЛС и, как правило, соответствует
зоне обзора.
Разрешающая способность
Основное требование к разрешающей способности при об-
наружении и прицеливании по воздушным целям — обеспече-
ние раздельного наблюдения одиночных целей в составе груп-
пы. Для этого линейные размеры элемента разрешения РЛС
по дальности и угловым координатам не должны превосхо-
дить линейных размеров одиночной цели в соответствующей
плоскости. Учитывая реальные размеры воздушных целей, их
боевые порядки и условия применения, МФ РЛС должна обес-
печивать разрешение по дальности 30...50 м, по скорости
2...10 м/с, по угловым координатам 20...30 минут. Так как в
31

самолетных РЛС трудно обеспечить требуемое разрешение по
угловым координатам за счет направленных свойств антенны,
то для решения указанной задачи необходимо использовать
методы доплеровской спектральной селекции сигналов, осно-
ванные на различии в угловом положении нескольких целей,
находящихся в пределах луча диаграммы направленности ан-
тенны, даже при равенстве их скоростей.
При решении задач распознавания воздушных целей ли-
нейная разрешающая способность МФ РЛС должна состав-
лять единицы метров.
Точность измерения координат и параметров движения цели
Точность измерения координат должна обеспечить пораже-
ние цели с заданной вероятностью, поэтому требования по
точности их измерения определяются характеристиками и ви-
дом применяемого вооружения класса «воздух—воздух».
При применении управляемых ракет с головками самона-
ведения требования по точности измерения дальности в основ-
ном зависят от метода применения ракеты. При атаках вдогон
измерение дальности необходимо только для определения мо-
мента пуска ракеты. Считается, что в этом случае ошибка из-
мерения может составлять 5... 10% от ширины зоны пуска по
дальности. Если ракета пускается в упрежденную точку, тре-
буется более высокая точность измерения дальности. Это объ-
ясняется тем, что измеряемая дальность используется при
расчетах угла упреждения цели. Кроме того, при пуске ракет
в упрежденную точку (атака на пересекающихся курсах) РЛС
должна с высокой точностью обеспечить измерение скорости
сближения с целью и угловой скорости линии визирования,
что обусловлено использованием указанных координат в алго-
ритмах наведения ракет.
Наиболее высокая точность измерения координат требует-
ся при применении неуправляемого оружия.
2.4.	Обоснование тактических характеристик
многофункциональных РЛС
в режимах «воздух—поверхность»
Дальность действия
Дальность действия Z)MaKC МФ РЛС в режимах «воздух—по-
верхность» зависит от выполняемой РЛС работы — навига-
ции, поиска целей или прицеливания. Поэтому рассмотрим
32

«Требования к дальности действия в зависимости от выбранно-
го режима.
В режиме «Навигация» дальность действия 1>макс должна
быть достаточной для обеспечения решения задач самолето-
вождения. Требуемая величина £>макс определяется районом
выполнения полета и типом выбранных ориентиров. Обычно в
качестве ориентиров выбираются крупные населенные пунк-
ты, большие реки, озера, границы моря и суши и т. п. Для
осуществления ориентировки необходимо одновременно на-
блюдать от 3 до 5 объектов. Считается, что в среднем расстоя-
ние между такими объектами составляет 50 км. Объекты в
пределах зоны обзора располагаются случайно, поэтому ли-
нейные размеры зоны обзора по дальности и азимуту должны
быть в пределе 150...250 км. Исходя из этого, требуемая DMaKC
в рассматриваемом режиме должна составлять 150...250 км.
Однако при определении требуемой дальности действия
МФ РЛС необходимо учитывать ограничение, обусловленное
дальностью прямой видимости
Л,акс“1307Й^
где ЛЛА — высота полета самолета-носителя, выраженная в
метрах.
В режиме «Поиск и прицеливание» при выборе требуе-
мой дальности действия необходимо учитывать следующие
условия. Во-первых, дальность обнаружения должна обеспе-
чивать применение оружия, имеющегося на борту самоле-
та-носителя, с максимально возможной дальности. Учитывая,
что наибольшей максимальной дальностью применения обла-
дают управляемые ракеты класса «воздух—поверхность», то
именно на этот класс оружия необходимо ориентироваться
при выборе величины Имакс в этом режиме. Во-вторых, даль-
ность обнаружения должна обеспечивать выбор ошибок выво-
да самолета-носителя в район цели, если цель запрограммиро-
ванная, либо выход на боевую траекторию на удалении до це-
ли, равном дальности действия применяемого оружия, если
цель незапрограммированная. Отсюда можно записать
N
D > D 4- V У t
^макс	макс у п i i’
где Dp макс — максимальная дальность пуска управляемых ра-
кет класса «воздух—поверхность»; Vn— путевая скорость
движения самолета-носителя; — время, затрачиваемое на
выполнение i-й операции при поиске цели и прицеливании по
ней. Всего таких операций пять: обнаружение, опознавание,
3- 6726
33

захват, целеуказание и маневрирование. Время, затрачивае-
мое на последнюю операцию, можно рассчитать из выраже-
ния
V Т
________	п азм
маневр  +1 ’
где Таз — величина сектора обзора по азимуту; пд макс — до-
пустимая максимальная перегрузка самолета-истребителя
при маневрировании; g — ускорение свободного падения. На
каждую из остальных четырех операций приходится в сред-
нем от 10 до 15 с.
В режиме «Маловысотный полет» требуемая дальность
действия МФ РЛС должна выбираться исходя из обеспечения
безопасности полета ЛА на малых высотах. Это значит, что
дальность действия должна быть такой, чтобы, маневрируя,
ЛА смог облететь или обойти препятствие при заданной ско-
рости полета. Если маневр совершается в вертикальной плос-
кости, дальность действия МФ РЛС выбирается из условия
^макс 2Do6h,
где 2)обн — дальность обнаружения препятствия, поскольку
для безопасного выполнения маневра необходимо наблюдать
не только первое, но и последующее препятствие (вершину
препятствия). При этом дальность обнаружения
^обн =	^вр)2^пр ~ ^-пр »
где =
& ( "д макс	1)
— радиус кабрирования ЛА;
И -
ВР g(n + 1)
О' ДМИН х '
радиус выравнивания ЛА;
Л — высота препятствия; g — ускорение свободного паде-
ния. Как правило J?K, Ввр » Лпр. Тогда выражение для Иобн
можно переписать в виде
Г»обн » J(RK + ЯВР)2ЛПР
и использовать при оценке 2)макс МФ РЛС при облете препят-
ствий.
При маневрировании в горизонтальной плоскости £>макс
должна быть
^макс ^обн -^обх’
34

где Do6x — расстояние от препятствия до точки начала без-
опасного маневра по его обходу при максимально допустимой
перегрузке;
2 У2
^обх ~	Г=2=======л ’
О- /п/	— 1
° N д макс
7?в — радиус виража.
Сектор обзора по азимуту
В режиме «Навигация» желательно, чтобы РЛС имела кру-
говой сектор обзора пространства. Однако, во-первых, обычно
при атаке наземных целей самолеты-носители выходят в рай-
он цели по заранее выбранному маршруту, поэтому нет необ-
ходимости вести обзор в пределах 360°. Во-вторых, круговой
обзор предполагает такое расположение антенны РЛС, когда
она выступает над поверхностью обшивки фюзеляжа, что сни-
жает аэродинамические характеристики ЛА, поэтому ее, как
правило, устанавливают в передней части фюзеляжа самоле-
та, ограничивая тем самым зону обзора передней полусферой.
Следовательно, в данном режиме необходимо использовать
секторный обзор с возможностью его смещения в пределах
±90°. При этом величина сектора обзора выбирается из усло-
вия
Ч'аз > 6°аз’
где оаз — среднеквадратическое значение ошибок вычислений
азимута ориентира по данным инерциальной системы.
На этапе поиска цели (режим «Поиск и прицеливание»)
выбор размера сектора обзора по азимуту зависит от того, за-
программирована цель или нет. Если цель является запро-
граммированной, то сектор обзора выбирается из тех же усло-
вий, что и при полете по маршруту (в режиме навигация). Ес-
ли же цель не запрограммирована, то к размеру сектора обзо-
ра предъявляются противоречивые требования, аналогичные
тем, которые были рассмотрены при обосновании тактиче-
ских требований РЛС в режиме «воздух—воздух». Обычно ве-
личину сектора обзора по азимуту выбирают в диапазоне
±40...±60°.
На этапе прицеливания (режим «Поиск и прицелива-
ние») положение цели известно, поэтому сектор обзора Таз
Можно уменьшить с тем, чтобы увеличивать темп поступле-
ния информации (частоту поступления отраженных от цели
3*
35

импульсов) и за счет этого повысить точность слежения за
целью. Вследствие этого желательно, чтобы сектор обзора был
равен ширине главного луча 0А антенны РЛС, т. е. Фаз = 0А.
Однако для решения задачи распознавания целей на фоне от-
ражений от земной поверхности необходимо обеспечить пре-
вышение просматриваемой полосы La3 по азимуту примерно в
10 раз по сравнению с линейными размерами элемента разре-
шения 3/аз по азимуту, т. е.
LJbl^ > 10-
Учитывая, что на большом расстоянии D цели от РЛС мож-
но считать La3 ~ Фаз2) и принимая во внимание, что 8/аз = Z)0A,
можно записать
Фаз = ios/a3.
В этом случае наземная цель распознается на фоне отраже-
ний от Земли с вероятностью Ррасп = 0,7...0,8.
В режиме «Маловысотный полет» сектор обзора по
азимуту выбирается с учетом предотвращения столкновения
самолета-носителя с соседним препятствием при выполнении
обхода впередистоящего препятствия, поэтому можно запи-
сать
sin Ф -----------—
ь±11 *аз П
макс
где А£пр — расстояние между вершинами наблюдаемых сосед-
них препятствий вдоль линии, перпендикулярной к линии
пути самолета-носителя, на удалении 1>макс от него. Как пра-
вило, величина Фаз лежит в пределах 45...85°.
При выполнении маневра в вертикальной плоскости необ-
ходима информация о перепадах высот препятствий непосред-
ственно впереди самолета-носителя. Следовательно, кроме об-
зора в азимутальном секторе РЛС должна обеспечивать на-
блюдение препятствий и в плоскости угла места, размер сек-
тора которого выбирается исходя из соотношения
^ум > 2 arctS ’
пр мин
где Д/гдоп — максимально допустимый перепад высот;
Т^прмин — минимальная дальность до препятствия. В этом слу-
чае РЛС будет выдавать информацию о впередилежащем
рельефе местности, которая позволит выполнить маневр в вер-
36

-текальной плоскости по облету препятствия при максимально
допустимом перепаде высот и минимальной дальности до пре-
пятствия без столкновения с ним.
Величина максимально допустимого перепада высот пре-
пятствий Д/гдоп зависит от маневренных свойств самолета-но-
сителя и приближенно может быть определена из соотноше-
НИЯ ДЛдоп < 2Rk. Обычно Тум < 40°.
Разрешающая способность
Разрешающая способность на этапах поиска и прицелива-
ния должна обеспечивать раздельное наблюдение одиночных
наземных целей в составе групповой цели либо при наличии
мешающих отражателей. В этом случае реальная разрешаю-
щая способность РЛС определяется величинами интервалов и
дистанций между одиночными наземными целями, которые
примерно равны линейным размерам самих целей. Для типо-
вых наземных целей (танков, самоходных артиллерийских
установок, ракетных установок и т. п.) их линейные размеры
/ц составляют 5...15 м. Следовательно, разрешающая способ-
ность как по дальности 8Z), так и по азимуту 3/аз (линейная
разрешающая способность) также должна соответствовать
5...15 м.
В режиме «Навигация» требования к разрешающей спо-
собности определяются исходя из необходимости распознава-
ния ориентиров. Для обеспечения вероятности Ррасп, равной
0,7...0,8, необходимо, чтобы в пределах объекта (ориентира)
по каждой из осей (азимуту и дальности) укладывалось
10...20 элементов разрешения. А так как линейные разме-
ры Zop ориентиров в среднем составляют 1,5...5 км, то требуе-
мые значения разрешающей способности по дальности и ази-
муту должны быть 8D < 150...500 м и Sep < 0,4...0,15° при
кс = 200 КМ.
В режиме «Маловысотный полет» требования к разре-
шающей способности определяются необходимой степенью де-
тализации изображения рельефа местности, а также необхо-
димостью обнаружения и измерения высоты искусственных
препятствий — опор линий передач, заводских труб и т. п.
В соответствии с этим величины элементов линейного разре-
шения по дальности 8D и азимуту (углу места) 8/аз ум должны
составлять единицы-десятки метров.
37

Точность измерения координат
В режиме «Навигация» допустимая точность измерения
определяется ошибками определения местоположения само-
лета-носителя после выполнения коррекции его текущих ко-
ординат по радиолокационному ориентиру. Среднеквадрати-
ческая ошибка определения местоположения самолета
амп =	+ ofa3,
где у Gi — дисперсии ошибок измерения дальности и ли-
нейной ошибки измерения азимута.
Если считать, что среднеквадратические ошибки измере-
ния дальности и азимута равновелики (<5^ = о,2 ), то можно
записать
где Z)op — дальность до радиолокационного ориентира в мо-
мент коррекции.
В режиме «Поиск и прицеливание» ошибки в определе-
нии координат цели будут приводить к смещению самолета-но-
сителя с заданной траектории при выходе в район цели. На
этапе прицеливания ошибки в определении координат приво-
дят к промаху. Следовательно, выполнение прицеливания по
наземным целям с помощью РЛС возможно тогда, когда ошиб-
ки в измерении их координат меньше, чем радиус поражения
применяемого оружия. В связи с этим требования к точности
зависят от типа применяемого оружия и способа его использо-
вания. Наиболее жесткие требования к точности измерения
координат целей предъявляются при применении неуправляе-
мого оружия. В этом случае допустимые ошибки прицелива-
ния определяются минимальным радиусом поражения приме-
няемого оружия /?мин с учетом ошибок вычисления требуемых
значений координат и ввода их в бортовой вычислитель
Дон ^пр ~~ л/^ИЗМ О'выч + ^ВВ ’
где о2зм , о2ыч , о2в — дисперсии ошибок измерения, вычисле-
ния требуемых значений и ввода координат и параметров дви-
жения НЦ. Если второе и третье слагаемые среднеквадратиче-
ской ошибки прицеливания отсутствуют, то требуемая точ-
ность измерения координат целей РЛС будет определяться
только исходя из величины /?мин.
38

в режиме «Маловысотный полет» требования к точ-
ности измерения координат элементов рельефа зависят от до-
пустимой ошибки управления самолетом-носителем по высо-
те. Полная же ошибка А/Г управления по высоте складывает-
ся из следующих независимых компонент: инструментальной
дЯи, которая зависит от точностных характеристик самолет-
ных информационных датчиков, методической АЬГМ, опреде-
ляемой несовершенством алгоритмов управления, и динами-
ческой А/Гдин, которая определяется динамическими характе-
ристиками контура управления и интенсивностью действую-
щих возмущений. Две последних составляющих ошибки не
связаны с результатами измерений, проводимых с помощью
МФ РЛС, поэтому рассмотрим требования к точности измере-
ния, опираясь на компоненту А/Ги.
Представим результат измерения высоты полета над впере-
дилежащем препятствии в виде
л
н = н,. + дли/,
где Н t — высота полета над некоторым f-м препятствием, на-
ходящимся на пути следования самолета; АЬГи, — инструмен-
тальная ошибка измерения высоты / го препятствия. Учиты-
вая, что при выполнении маловысотного полета углы наблю-
дения впередилежащих препятствий малы, можно записать
н = (Л + ДДЖ + др;),
где Dt, р. — дальность до i-ro препятствия и угол его наблюде-
ния в вертикальной плоскости; А£>,, Ар, — инструментальные
ошибки измерения дальности и угловой координаты f-го пре-
пятствия. Из данного выражения следует, что
А/£и, == р, AD, + AP,Z>,,
откуда относительная ошибка измерения высоты определяет-
ся как
АКИ _ AD, Ар,
~	+ К*
Учитывая реальные высоты полета, величина А//и JHi долж-
на быть в пределе 0,01...0,05. Наиболее трудно обеспечить вы-
сокую точность измерения угловых координат, поскольку при
выполнении маловысотного полета величина угла р, составля-
ет 1...20, т. е. даже при выполнении требования: «ошибка Ар,
Должна составлять 3% от р,», инструментальная ошибка из-
мерения угловой координаты £-го препятствия должна быть
ДМ 0,08°.
39

Помехозащищенность
Требования по помехозащищенности к МФ РЛС в режиме
«воздух—поверхность» аналогичны требованиям, предъяв-
ляемым и в режиме «воздух—воздух»: РЛС должна сохранять
свою работоспособность при воздействии основных видов как
активных, так и пассивных помех.
Надежность
Этим параметром определяется способность МФ РЛС сохра-
нять свою работоспособность в течение заданного времени.
Данный промежуток времени задается исходя из возможнос-
тей самолета-носителя, но в любом случае это время не дол-
жно быть меньше времени пребывания ЛА в полете.
Контрольные задания
1.	Перечислите характеристики МФ РЛС, которые относят-
ся к тактическим.
2.	Что определяют тактические характеристики МФ РЛС?
3.	Перечислите характеристики МФ РЛС, которые относят-
ся к техническим.
4.	Что определяют технические характеристики МФ РЛС?
5.	Какие режимы излучения используются в МФ РЛС при
решении задач класса «воздух—воздух»?
6.	Какие режимы излучения используются в МФ РЛС при
решении задач класса «воздух—поверхность»?
7.	Какие режимы функционирования используются в МФ
РЛС при решении задач класса «воздух—воздух»?
8.	Какие режимы функционирования используются в МФ
РЛС при решении задач класса «воздух—поверхность»?
9.	Из каких соображений выбираются требуемые показате-
ли разрешения МФ РЛС при наблюдении воздушных объек-
тов?
10.	Из каких соображений выбираются требуемые показа-
тели разрешения МФ РЛС при наблюдении наземных (мор-
ских) объектов?
11.	Из каких соображений выбирается требуемая даль-
ность действия МФ РЛС при работе по воздушным объектам?
12.	Из каких соображений выбирается требуемая даль-
ность действия МФ РЛС при работе по наземным (морским)
объектам?
40

Глава 3
Принципы построения устройств обработки
радиолокационных наблюдений
в многофункциональных РЛС
3.1. Оптимальные процедуры и устройства обработки
радиолокационных наблюдений
В теории радиолокации обычно радиолокационный сигнал
рассматривается в двух представлениях: временном и про-
странственно-временном. Первое, как правило, используется
при описании радиосигнала в цепях передатчика и приемника
РЛС, а второе — при описании процессов на входе ее антенной
системы или при распространении радиолокационного сигна-
ла в пространстве.
При временном представлении радиолокационный сигнал
рассматривается в виде квазигармонического узкополосного
колебания, описываемого математической моделью
s(O = А(Д) cos (2K/0t + у(0), t g [О, T],	(3.1)
где A(t), \|f(t) — медленноменяющиеся по сравнению c
cos (2л/*0О функции времени, характеризующие амплитудную
и угловую модуляции несущего колебания. Несущая частота
/0 определяет положение спектра сигнала на оси частот. Ин-
формация о цели, закладываемая в радиолокационный сиг-
нал при отражении от нее, может содержаться в любом из па-
раметров сигнала: в амплитуде, фазе, времени запаздывания
сигнала, доплеровском смещении несущей частоты. При ана-
лизе данного сигнала в цепях приемника РЛС его можно запи-
сать в виде
s(t) = aA(t - tD) cos (2n(f0 + fan)(t - tD) + y(t - tD) + <p0),
где tD — время запаздывания отраженного сигнала; ср0 — слу-
чайный фазовый набег, возникающий при отражении зонди-
рующего колебания от цели; а — коэффициент, учитываю-
щий ослабление сигнала в процессе распространения его до
Цели и обратно. Таким образом, отраженный сигнал отличает-
ся от излученного случайной амплитудой, временем запазды-
вания tD и доплеровским смещением несущей частоты /дп.
41

В связи с тем что радиолокационные сигналы, как прави-
ло, являются узкополосными, то за период высокочастотного
колебания l/f0 изменение его амплитуды A(t) и фазы \|/(Z) про-
исходит медленно. В этом случае при анализе сигнала удобно
исключать из рассмотрения несущую частоту. Поэтому при
описании процессов обработки сигналов в РЛС широко ис-
пользуется комплексная огибающая S(£) узкополосного ра-
диосигнала. Так, радиолокационный сигнал можно предста-
вить как действительную часть произведения комплексной
огибающей:
S(t) =A(t) exp (/4|/(0) = A(t) cos + jA(t) sin
и осциллирующего высокочастотного множителя exp
модуль которого равен единице:
s(£) = A(t) cos (2nfQt + v(f)) = Re {A(£) exp exP	=
= Re exp	=
= | |^S(£) exp (J2nf0t) + S*(t) exp (-j27r/oi)^	(3.2)
где S*(0 — комплексно-сопряженная функция к S(t).
В комплексной огибающей заложена вся информация о
структуре радиолокационного сигнала и его параметрах. Вы-
сокочастотное заполнение, используемое как переносчик ин-
формации о цели по радиолокационному каналу, исключает-
ся при детектировании сигнала после приема. Описание про-
цессов в РЛС с помощью комплексных огибающих, а не самих
радиосигналов удобнее, поскольку оно не связано с тригоно-
метрическими преобразованиями, а сигнал и его спектр при
этом описываются в общем случае одинаково — комплексны-
ми функциями. Комплексное представление является продук-
тивным и при рассмотрении радиолокационного сигнала в
пространственно-временной форме, т. е. как электромагнит-
ной волны (ЭМВ).
Как известно, источником информации в радиолокации яв-
ляется электромагнитное поле (ЭМП) отраженной от цели вол-
ны s(£, г), где г — пространственная координата. Извлечению
полезной информации из принимаемой волны мешают поме-
хи n(t, г), которые обычно подразделяют на аддитивные,
представляющие собой посторонние (по отношению к полез-
ному сигналу) ЭМП, и мультипликативные (искажающие
sOTp(f, г)), обусловленные распространением радиолокацион-
42

goro сигнала через статистически неоднородную среду, кото-
рой является окружающая атмосфера. В результате наблюде-
нию доступна не сама волна s (t, г), а электромагнитное ко-
лебание (ЭМК) г), называемое принимаемым колебанием
иди радиолокационным наблюдением, которое при отсутст-
вии мультипликативных помех имеет вид
£(/, г) = 8отр(/, г) + h(t, г), t G Т, г е R,	(3.3)
гдеТ, R — выделенные области наблюдения по времени и про-
странству, представляющие собой временной интервал наблю-
дения и раскрыв антенны. В дальнейших рассуждениях будем
полагать раскрыв плоским: г = (х, у), R = Е2, а ЭМП скаляр-
ным, т. е. рассматривать только составляющую поля, соответ-
ствующую поляризации антенны РЛС при приеме.
Принимаемая волна г) взаимодействует с апертурой ан-
тенны РЛС, которая является ее входной пространственной
характеристикой. Процесс данного взаимодействия показан
на рис. 3.1, где представлена линейная антенна, протяжен-
ность апертуры которой dA и амплитудно-фазовое распреде-
ление поля, по раскрыву (.функция раскрыва или апертурная
функция) А(х), причем |А(х)|макс = А(0) = 1. На апертуру ан-
тенны под углом у к нормали падает волна, отраженная от це-
ли, удаленной от РЛС на расстояние D. Фронт падающей вол-
ны считается плоским. В этой ситуации разность хода отра-
женной волны между центром раскрыва (т. 0) и произвольной
точкой апертуры М(х)
AD = х sin у = х cos = хих,
где их = cos й — направляющий косинус относительно оси X;
х — координата произвольной точки М на апертуре. Вслед-
ствие разности АВ возникает отно-
сительный фазовый сдвиг сигнала
. о АВ о х
Дф = 2тс— = 2ях их.
Это позволяет комплексную
амплитуду сигнала, воспринимае-
мого элементом dx апертуры в
точке М(х) (рис. 3.1), предста-
вить как
А(х) ехр (/ Аф) dx =
= А(х) ехр	dx,
Рис. 3.1
43

а полный сигнал, воспринимаемый всем раскрывом антенны с
направления их,
dK;2
F(ux) = J А(х) exp (их ] dx.	(3.4)
-dA/2	V	)
Выражение (3.4) представляет собой диаграмму направлен-
ности антенны (ДНА) с заданной апертурной функцией А(х),
т. е. входную пространственную характеристику РЛС. При
рассмотрении данной характеристики радиолокатора удобно
ввести в рассмотрение относительные координаты раскрыва:
= Ъу = у/К
которые называются угловыми пространственными частота-
ми, поскольку они характеризуют скорость изменения фазы
волны по угловым координатам (направляющим косинусам).
При рассмотрении скорости изменения фазы волны по на-
правлению х (или у) обычно используется другой параметр,
называемый пространственной частотой,
fx = cos йД = их/\ = sin уД.	|
В отличие от угловой пространственной частоты про- |
странственная частота является размерной и имеет размер-
ность м-1.
Известно, что между ДНА и функцией раскрыва А(х) су-
ществует связь через преобразование Фурье. Поэтому, исполь-
зуя введенные выше угловые пространственные частоты ,
для линейной антенны можно записать
F(ux) = J A(tyexp(j27t^uxWx,	(3.5)
А(6Х) = J J’(ux)exp(-j2n:dx«x)dux.	(3.6)
- оо
Прямое преобразование Фурье (3.6) называется угловым
пространственным спектром диаграммы направленности (по
аналогии со спектром сигнала). Для антенны с плоским рас-
крывом г = (х, у) выражения, аналогичные (3.5) и (3.6), име-
ют вид
F(ux, иу) = J J A(i^x, ^)ехр(у2л(^хих +
~+tyuy))d^xdby,	(3.7)
A(0x, 0y)= J J F(ux, uy)exp(-j2it(-dxux +
+ $yuy))dux duy,	(3.8)
44

где иу — направляющий косинус, отсчитываемый от оси у
плоскости апертуры антенны.
Соотношения (3.5)—(3.8) для апертуры антенны подобны
соотношениям Фурье для комплексной огибающей сигнала и
ее спектра. В то же время сигнал обычно ограничен по дли-
тельности, поэтому спектр его огибающей теоретически беско-
нечен. Однако антенна РЛС всегда имеет ограниченный рас-
крыв, следовательно, угловой пространственный спектр ДНА
имеет конечную ширину, а сама ДНА простирается в теорети-
чески бесконечных пределах.
Если не учитывать воздействие на РЛС организованных по-
мех, то г) можно интерпретировать как действующие на
раскрыв антенны внешний и внутренний шумы. Внешний
шум пвн(£, г) создается, как правило, случайным ЭМП, форми-
руемым волнами, которые приходят от источников шума, на-
ходящихся в различных точках пространства.
Внутренний шум nB(t, г), отнесенный к элементам аперту-
ры антенны с эффективной площадью SA, можно представить
как тгв0 = nB(^)/SA и, следовательно, он не зависит от коорди-
нат элемента раскрыва.
Если считать, что внешний шум имеет равномерную спект-
ральную плотность во всем диапазоне пространственных и
временных частот, меньшую, чем у внутреннего шума, также
равномерно распределенного по раскрыву, тогда h(t, г) =
= пв(£), и его можно трактовать как пространственно-времен-
ной белый гауссовский шум с известными статистическими
характеристиками, и рассматривать радиолокационное на-
блюдение (3.3) в виде функции от параметров принимаемой
волны.
При работе в дальней зоне фазовый фронт ЭМВ можно счи-
тать плоским и рассматривать волну как дельта-функцию на-
правления Ь(их, иу), обладающую равномерным пространст-
венным спектром, так как напряженность поля волны в плос-
кости ее фазового фронта постоянна.
При взаимодействии апертуры антенны с отраженной пло-
ской ЭМВ из равномерного пространственного спектра «выре-
зается» его часть, пропорциональная А(0х, О ). Для определе-
ния направления на цель по принятому пространственно-вре-
менному сигналу нужно воспроизвести функцию угла F(ux,
иу)9 т. е., как это следует из (3.5), (3.7), осуществить обратное
преобразование Фурье. Поэтому направление на цель по при-
нятому сигналу описывается уже не дельта-функцией &(их,
иу), а ДНА F(ux, иу), имеющей конечную ширину.
45

Рис. 3.2
Направление прихода вол-
ны относительно нормали Z
к раскрыву антенны и векто-
ра поля Е относительно плос-
кости раскрыва характе-
ризуется направляющим ко-
синусом и2 = ,/1 - их -	,
так как и? + и? + и? = 1. Рас-
X у Z
кривом же воспринимается
составляющая поля, пропор-
циональная этому направ-
ляющему косинусу (рис.
3.2). Учитывая, что воздействие поля волны на антенну с рас-
крывом R определяется функцией А(х, у), пространствен-
но-временной сигнал, формируемый в произвольной точке г е
g R раскрыва в момент времени t, без учета действия шумов,
можно представить как
s(t, г, а) = J1- и%- и* А(х, y)s0Tp(t, г, D),	(3.9)
где з0тр(£, г, D) — пространственно-временной радиолокацион-
ный сигнал (ЭМВ, отраженная от цели); а = (г, Z))T — вектор
информационных параметров, т — символ транспонирования.
Для определенности будем полагать, что цель является то-
чечной. Учитывая, что информационной составляющей сиг-
нала является его комплексная огибающая, запишем комп-
лексную амплитуду поля принимаемой волны в виде
SE(t, г, а) = J1 - «2 _ иу	- tj X
хехр^у2л(/дп< + ^(ux + uxt) + ^(uy + iiyt)^\, (3.10)
где E(t) — комплексный коэффициент отражения ЭМВ. Из
(3.10) видно, что связь пространственных (х, у, их, иу) и вре-
менных (/д, f ) параметров радиоволны осуществляется через
скорость изменения угловых координат цели (их, йу). В случа-
ях, когда угловое положение цели за время ее облучения мож-
но считать неизменным, приходящую волну можно рассмат-
ривать в виде произведения двух независимых функций:
SE(t, г, а) = Д - г/2 - U* А(х, z/)exp -р2л:( iux + иу х
х S(t - tn)exp{j2nfnnt}.	(3.11)
46

Совместно с отраженной ЭМВ, как отмечалось ранее, на
апертуре антенны действует шум п(7, г), комплексную ампли-
туду которого запишем как N(t, г). Тогда комплексную амп-
литуду принимаемого колебания ^(7, г) можно представить в
виде
г) - SE(t, г, а) + N(t, г).	(3.12)
Для оптимальной обработки радиолокационного наблюде-
ния, содержащего полезный сигнал (3.12), необходимо выпол-
нить следующие процедуры:
•	для каждой точки апертуры антенны и текущего момента
времени t принимаемое колебание E(f, г) умножить на опор-
ный сигнал S(f, г, осо);
•	получаемые произведения просуммировать (проинтегри-
ровать) в течение заданных интервалов наблюдения по време-
ни t е Т и пространству г е R.
Оптимальную процедуру обработки принимаемого ЭМК
пространственно-временного (ПВ) радиолокационного наблю-
дения можно представить в виде
Ф(а, а0) = JJ НС, r)S’(i, г, ao)dtdr,	(3.13)
R Т
где S*(t, г, ссо) — комплексно-сопряженная функция сигналу
(3.10); ао = (tDo, 7ДПО, ихо, иуо, йхо, йуоГ — вектор опорных па-
раметров пространственно-временного сигнала, на которые
настраивается приемное устройство РЛС.
В общем случае многомерный интеграл (3.13) зависит
как от разности реальных и опорных значений параметров:
Т = *D - Е>о> V =/дп - U VX = UX- Uxo, Vy = Uy~ uyo, VX = UX-
- uxo, vy = йу - й , так и их абсолютных значений. Однако по-
следние вносят лишь неизвестный множитель, характеризую-
щий начальную фазу, поэтому в дальнейшем величину Ф(*)
будем рассматривать как функцию разности Дос = ос ссо.
Представим выражение (3.13) в виде суммы сигнальной
Ч'ДАос) и шумовой ФДАос) составляющих:
Ф(Дос) = ТДАос) + ТДАос),	(3.14)
где
Ts(Aoc) = J j*S(7, г, oc)S*(7, г, осо) dtdr, (3.15)
R Т
47

ФДДа) = J JiV(£, r, a0) dtdr. (3.16)
R T
Поскольку, как отмечалось ранее, радиолокационные сиг-
налы обычно являются узкополосными (j\fs/fQ 1), то рас-
стройка в параметрах опорного и истинного колебаний будет
неодинаково сказываться на амплитудных и фазовых харак-
теристиках выходного сигнала. Так, расстройка по времени т
будет оказывать существенное влияние на сдвиг временной
составляющей, а остальные параметры расстройки будут су-
щественно влиять на фазовые характеристики выходного сиг-
нала. Поэтому сигнальную составляющую ПВ корреляцион-
ного интеграла можно записать в виде
Ts(Aa) =71 - и2 - u2 j J J |A(x,	~ "0 x
x expy27t^vi + (vA. + vxt) + (vy + vyt)^\dxdydt, (3.17)
а с учетом введенной ранее угловой пространственной часто-
той
Л, у
ФДАа) = ?Л/Г~п2 - и2 {И |A(dx, by)\2S(t)S\t - т) х
х exp j+ vxt) + ^y(vy + v^/)] \^d-&xd-&ydt. (3.18)
При нулевой расстройке (Дос = 0) интеграл (3.17) или (3.18)
является чисто вещественным и определяет полную энергию
принимаемого сигнала £>(•) с направления uz = JT-	:
3S = Э80л/Г~иГ^; Эч0 = 8АэфЕе = 0,53Аэф Ш)|2^-
максимальная энергия сигнала, воспринимаемого антенной
системой, когда направление приема совпадает с направлени-
ем нормали к раскрыву; 3Аэф = X2 J J |А(0х, $)\2d$x df)y —
эффективная площадь антенны; Д - п2 - и2 5Аэф— эффек-
тивная площадь антенны, видимая с направления и2. Эффек-
тивная площадь антенны связана с ее физической площадью
соотношением: 3Аэф = &ASA’ где = 0Л---0,8 — коэффици-
ент использования раскрыва антенны.
48

При этом учтено, что энергия аналитического (комплексно-
го) сигнала S равна удвоенной энергии вещественного сигнала
S:£s= |	|^.(0).
При представлении пространственно-временного сигнала в
виде двух независимых компонент сигнальную составляю-
щую Фч(Лос) выходной реакции оптимального фильтра можно
представить как
Ф,(Да) = X2 J J 9у)|2ехр{/2л(ОхУх + х
х J S(t)S:,(t - T)exp{j2nvt}d$xd$ydt. (3.19)
Таким образом, оптимальное устройство обработки про-
странственно-временных радиолокационных сигналов может
быть представлено в виде последовательно соединенных неза-
висимых пространственного и временного трактов. Причем
порядок обработки не имеет значения.
В случае, когда разделение ПВ-сигнала на две независимые
составляющие невозможно, обработка должна осуществлять-
ся одновременно как по времени, так и по пространственным
координатам, что не позволяет выделить независимые тракты
пространственной и временной обработки в приемнике РЛС.
Пространственная компонента комплексной амплитуды
принимаемого сигнала, как следует из (3.11), имеет вид
SE(x, у) = 71 “ “х “ иу У) х
Xexpjj27t[^ux+(3.20)
или (при переходе к относительным координатам 0х, $ рас-
крыва)
S£(0x, Оу) = Х71 - и2 - u2 А(ОХ, ^) X
х exp{j’2n(ilxux + Ьуиу)}.	(3.21)
Из последнего выражения видно, что пространственная
компонента принимаемого сигнала представляет собой уг-
ловой пространственный спектр ДНА. Для оптимальной об-
работки такого сигнала на фоне гауссовых шумов с равно-
мерным пространственным спектром согласованный прост-
ранственный фильтр должен иметь передаточную функцию,
4 - 6726
49

с точностью до постоянного множителя комплексно-сопря-
женную со спектром (3.20) или (3.21),
^) = А'-(1^, ^)ехр{-;2тс(дхих + 0^)}.	(3.22)
Следовательно, для оптимальной обработки сигнал (3.21) в
каждом элементе раскрыва должен умножаться на соответст-
вующие комплексные коэффициенты передачи. Произведение
величин SE(bx, Ьу) и Н(хЗх, $ ) дает пространственный спектр
выходного сигнала пространственного тракта радиолокацион-
ного приемника (без учета действия шума), как функцию рас-
строек
Gnp(vx, Vy) = Х2Д - и2х -	iy2 X
X exp{y2K(vx^x + v^)},	(3.23)
а сам выходной сигнал, как результат суммирования (интег-
рирования) результатов произведения (3.23), по всему рас-
крыву имеет вид
оо оо
*np(Vx, V.) = И a,.,(vv, Vy, ъх, Ьу) d$x, dby =
= X2J1-U2-U2 J J |A(0x, У2 X
— СЮ —ОС)
x exp{j’2n:(vxdx + vy$y)}dvx, dvy.	(3.24)
Выражение (3.24) представляет собой обратное преобразо-
вание Фурье от функции |А(0х, д^)|2 и, следовательно, описы-
вает некую результирующую диаграмму направленности ан-
тенной системы РЛС.
Выражение (3.24) описывает процесс пространственной со-
гласованной фильтрации, аналогичной временной согласован-
ной фильтрации. Однако обратное преобразование Фурье в
(3.24), происходящее при суммировании (интегрировании)
пространственного сигнала по всем координатам раскрыва ан-
тенной системы, является дополнительной операцией, что и
отличает пространственный тракт приемника РЛС от времен-
ного. Обратное преобразование Фурье выполняется и обычной
антенной, например зеркальной. Но она не является опти-
мальным пространственным фильтром, так как для оптималь-
ной пространственной обработки необходимо, как это следует
из (3.22), раздельное управление амплитудой и фазой сигнала
в каждой точке раскрыва, что при сплошном раскрыве не-
выполнимо. Однако если непрерывную функцию раскрыва
А(дх, t>^) заменить эквивалентной ей дискретной функцией
50

когДа интервал дискретизации не превышает
0,5?и, то можно построить пространственный оптимальный
фильтр. Отсюда следует, что оптимальный пространственный
согласованный фильтр или коррелятор можно построить толь-
ко на антенной системе в виде антенной решетки.
На рис. 3.3 приведены варианты оптимальных пространст-
венных трактов приемника РЛС, реализованных в виде согла-
сованного фильтра (рис. 3.3, а) и коррелятора (рис. 3.3, б).
Отличие между схемами состоит в том, что при реализации
пространственного тракта на основе коррелятора требуемые
для настройки фазовые сдвиги формируются в блоке фазовра-
щателей, управляемых гетеродинным напряжением частотой
/г, которое подается на смесители в каналах элементов решет-
ки. В результате настройка на заданное направление их у =
~ ихо уо осуществляется на промежуточной частоте, а не на
высокой /0, как имеет место в пространственном согласован-
ном фильтре.
Комплексная амплитуда временной компоненты полезного
сигнала (3.11) имеет вид
S(t, а) = S(t - iD)exp{;27i/flni},	(3.25)
где ос = (tD, /дП)т — вектор информационных параметров сиг-
нала. Оптимальной процедурой обработки, как это следует из
(3.19), является вычисление интеграла вида
Т = J S(t)S*(t - T)exp{j27tvf}d£.	(3.26)
Известно, что реализовать процедуру (3.26) можно либо с
помощью согласованного фильтра, либо корреляционного
приемника.
Структура фильтра, согласованного с сигналом (3.25), мо-
жет быть найдена по его спектру.
После замены переменной интегрирования на t' = t - tD по-
лучаем, что спектр комплексной огибающей принимаемого
сигнала имеет вид
SBX(j27if) = ехр{-/2тс/7дп} J S(Z')exp{-j2itft'}dt', (3.27)
гдеГ = /-/дп.
Из (3.27) видно, что спектр комплексной огибающей при-
нимаемого сигнала отличается от излученного тем, что,
но-первых, является смещенным по оси частот на величину
4*
51

a)

Рис. 3.3

f и, во-вторых, в аргументе функции SBX(j27if') появляется
дополнительный фазовый сдвиг ехр {-j2Ttf7}, обусловленный
запаздыванием tD принимаемого сигнала относительно излу-
ченного. Учитывая (3.27), комплексный коэффициент переда-
чи фильтра, согласованного с сигналом (3.25), можно предста-
вить в виде
НСФ(П =	= k0S*Jj2itf')exp{-j2itf'T},
где S**(J2nf') = SBX(-j2Ttf') — комплексно-сопряженная функ-
ция с SBX(J2Ttf'); kQ — коэффициент, учитывающий усилитель-
ные возможности согласованного фильтра; Т — время оконча-
ния наблюдения (накопления энергии сигнала) или
ИСФ(/') = kQS^2nf')exp{-j2nf\tD + Г)}.	(3.28)
Выражение (3.28) позволяет определить амплитудно-час-
тотную характеристику (АЧХ) фильтра, согласованного с сиг-
налом (3.25), которая описывается функцией вида
НСФ(2лЛ) = |ИСф(2^')1 = kQ\S*(j2nf')\.	(3.29)
Из (3.29) следует, что форма АЧХ согласованного фильтра
для принимаемого сигнала (3.25) совпадает с огибающей
спектра комплексной амплитуды сигнала (т. е. полностью оп-
ределяется видом излученного сигнала), но сам фильтр дол-
жен быть настроен по частоте на доплеровское смещение час-
тоты принимаемого сигнала /дпо = fдп.
Величина же запаздывания tD не сказывается на АЧХ со-
гласованного фильтра, что подтверждает выражение (3.28),
так как модуль exp{-j2nf'(tD 4- Т)} равен единице. Фазочас-
тотная характеристика (ФЧХ) согласованного фильтра
arg НСФ(]2пГ) = -arg S(ja') - со'Т	(3.30)
обеспечивает компенсацию фазовых сдвигов спектральных со-
ставляющих сигнала, что приводит к их одновременному сло-
жению в момент времени t = tD 4- Т, обеспечивая максимум
напряжения сигнала на выходе фильтра.
Согласованный фильтр является линейным фильтром, для
Которого справедлив принцип суперпозиции. При совместном
воздействии на него аддитивной смеси полезного сигнала и
Шума реакция фильтра на шумовое воздействие может быть
определена по аналогии с реакцией на сигнал.
53

Структура оптимального корреляционного приемника не-
посредственно вытекает из выражения (3.13), в соответствии с
которым приемник должен содержать перемножитель прини-
маемой аддитивной смеси полезного сигнала и шума на опор-
ный сигнал Son(t, ао) и интегратор, накапливающий результа-
ты произведений в течение времени Т действия (времени на-
блюдения) сигнала.
Из рассмотренного материала следует важное различие
корреляционного приемника и согласованного фильтра. Свой-
ства первого целиком определяются видом опорного сигнала,
а структура приемника сохраняется одинаковой для сигналов
любой формы. Напротив, у согласованного фильтра его свой-
ства определяются структурой самого фильтра, описываемой
функцией ЬГСф(/(о) или импульсной характеристикой h(t),
между которыми существует, как известно, связь через преоб-
разование Фурье:
Л(0 = J HC9(j(d)exTp{joit}d(a.	(3.31)
Поэтому изменение формы сигнала приводит и к измене-
нию структуры согласованного фильтра.
В то же время, как отмечалось ранее, реакция на выходе
согласованного фильтра не зависит от времени запаздывания
tD принимаемого сигнала, т. е. фильтр является инвариант-
ным ко времени прихода радиолокационного сигнала. Смеще-
ние же спектра принимаемого сигнала по частоте по сравне-
нию с излученным при согласованной фильтрации является
недопустимым. Так как отраженный сигнал от цели, как пра-
вило, имеет доплеровское смещение частоты /дп по сравнению
с излученным сигналом, то для оптимальной обработки тако-
го сигнала необходимо иметь радиолокационный приемник в
виде набора согласованных фильтров (рис. 3.4), где каждый
Рис. 3.4
/й согласованный фильтр должен быть на-
строен на отраженный сигнал со своим зна-
чением доплеровского смещения частоты
f .
' ДП !
Свойства же корреляционного приемника
определяются опорной функцией Son(£, ссо),
поэтому для оптимальной обработки сигна-
ла, отраженного от цели, приемник должен
быть настроен на ожидаемые время запазды-
вания tDo и доплеровское смещение частоты
/ 0 приходящего сигнала. Но поскольку за-
54

дш<Ом)
Рис. 3.5
ранее неизвестны дальность D до цели и ее скорость Уц движе-
ния, то, следовательно, заранее неизвестны и величины £ ,
f о, известен только диапазон возможных изменений данных
величин. Поэтому при корреляционной обработке необходимо
формировать несколько опорных функций Son(£, tDo, /дпо), по
числу которых определяется требуемое число каналов обра-
ботки по времени и частоте в оптимальном радиолокационном
приемном устройстве (рис. 3.5).
Общее число опорных значений tD oi и /дп 0- зависит обычно
от требуемого качества разрешения наблюдаемых целей, ко-
торое задается при проектировании РЛС и вытекает из такти-
ческих требований к ней.
Однако реализация системы корреляционной обработки
возможна и при использовании одного перемножителя и одно-
го интегратора. В этом случае опорная функция должна фор-
мироваться таким образом, чтобы можно было непрерывно из-
менять tDo и /дпо, осуществляя поиск значений tD и /дп, при
которых на выходе формируется максимальный сигнал.
Отметим, что при практической реализации согласованной
фильтрации в радиолокационных системах необходимо учи-
тывать спектральную структуру принимаемого сигнала, так
Как из (3.29) следует, что именно она определяет структурную
схему согласованного фильтра.
55

3.2.	Оптимальные устройства обработки типовых
радиолокационных сигналов, используемых
в многофункциональных РЛС
3.2.1.	Фильтр, согласованный с пачкой видеоимпульсов
В многофункциональных РЛС, как правило, используются
импульсные зондирующие сигналы и за время облучение £обт
цели в направлении на радиолокатор отражается пачка радио-
импульсов. Для достижения требуемых энергетических соот-
ношений при приеме сигналов должна обрабатываться вся
пачка отраженных импульсов. В зависимости от режима рабо-
ты РЛС пачка принимаемых сигналов может обрабатываться
как на радио-, так и на видеочастоте.
Предположим, что пачка состоит из N одинаковых видео-
импульсов длительностью £и с интервалом Ти между импуль-
сами (период следования). В этом случае комплексная амп-
литуда S(t) сигнала (3.1)
А(0- ^A.U^t-kTJ,	(3.32)
где [/(•) — функция, характеризующая закон изменения оги-
бающей отдельного импульса пачки; Ak — амплитуда fe-ro
импульса. В дальнейшем будем считать Ао = Аг = А2 = ... -
Длительность всей пачки, определяющая момент оконча-
ния наблюдения, Т = (N - 1)ТИ + £и. Если S(/cd) = S(co) —
спектральная плотность отдельного импульса, то спектраль-
ная плотность всей пачки Szl(jco) может быть найдена, основы-
ваясь на теореме запаздывания, согласно которой спектр &-го
импульса 8Дсо) = S(($)exp{~j№kTn}. Поэтому можно записать,
что
Sn(;co) = S(co)(l + е^'шТи + е-;2оэти + ... + е-ж- 1)соти) =
1
= S((D) X е^а)7Х	(3.33)
k = о
а комплексно-сопряженный спектр
= S*(ja) = S* Ve«.
56

В этом случае передаточная функция фильтра, согласован-
ного с пачкой из N импульсов, представляется в виде
ЯСФО) = ^S.Jexpf-jcoT) = k0S:'
Ъoexp(jo)feT и)
expQcoT) =
N - 1
= НСфоаш)^оехраи)кТи),
(3.34)
где ЬГСфо(у(о) = feoS*((o)exp(-jGrtH) — передаточная функция
фильтра, согласованного с одиночным видеоимпульсом.
Выражение (3.34) непосредственно определяет структур-
ную схему фильтра, согласованного с пачкой видеоимпульсов,
которая приведена на рис. 3.6 и состоит из фильтра, согласо-
ванного с одиночным видеоимпульсом, и линии задержки с
отводами. Задержка £зад i = Ти обеспечивается расстоянием
между отводами. Сигналы со всех отводов поступают в сумма-
тор. Максимальный отклик на выходе сумматора возникает
тогда, когда полезные сигналы от всех импульсов пачки ока-
жутся одновременно на всех его входах.
Если амплитуды импульсов в пачке изменяются от импуль-
са к импульсу, то в отводы линии задержки на рис. 3.6 долж-
ны быть включены усилители с коэффициентами усиления Ak
для обеспечения весового суммирования импульсов последо-
вательности. Необходимо заметить, что весовое суммирование
осуществляется в порядке, обратном импульсам пачки: им-
пульс, соответствующий задержке (А - 1)ТИ, умножается на
весовой коэффициент Ао, задержке (А - 2)ТИ — на Аг и т. д.
Таким образом, оптимальная обработка пачки видеоим-
пульсов в согласованном фильтре происходит в два этапа: сна-
чала осуществляется внутрипериодная обработка фильт-
ром, согласованным с одиночным импульсом, затем межпе-
риодная обработка в накопителе, реализованном на линии
задержки с отводами и сумматоре.
Из выражения (3.34) сле-
дует, что АЧХ фильтра, со-
гласованного с пачкой видео-
импульсов, имеет вид
Hn((o) = ЯСфо(ш)Ян(®), (3.35)
где Лн(<о) = |Нн(/Ю)| - АЧХ
Накопителя, передаточная
Функция которого

Рис. 3.6
57

sin(AcoT /2) f	Тиш 1
^h(CO) =	~ b <3-36>
откуда
#H((O) =
sin(AoTM/2)
sin(coTH/2)
(3.37)
Из (3.37) видно, что АЧХ накопителя является много-
лепестковой. Нули АЧХ соответствуют точкам, в которых
nNfT^ = kn или f = kTJN, где k — целое число, не равное О,
N, 2N, ..., так как в этих точках знаменатель также обра-
щается в нуль. Раскрывая неопределенность, получаем
Htt(nFJ = N, п = 09 1,2, ....
Таким образом, АЧХ содержит главные лепестки или
«зубья» шириной (на нулевом уровне) 2F^/N (кроме нулевого,
имеющего ширину FK/N), расстояние между которыми Fu, и
боковые лепестки шириной F^/N. Минимальная высота (амп-
литуда) зубьев соответствует точкам FJ2, 3FH/2, ..., что соот-
ветствует середине расстояния между зубьями. Нормирован-
ная к уровню ЬГН(О) АЧХ накопителя видеоимпульсов
. ^Н(Л _ 1 sin(7lWT\)
Нн(0) N 8Ш(Л/ТИ)
(3.38)
представлена на рис. 3.7.
Из (3.38) следует, что ширина главных лепестков на уровне
0,707
р	~	=	1
^0,7 N NTn'
По мере увеличения числа импульсов N ширина зубьев умень-
шается и при N —> оо величина AF0 7 —» 0, а боковые лепестки
исчезают.
FJN 2FJN
Рис. 3.7
58

f0-r r0-^w f0~FK f0 f0 + Fu /0 + 2Ги fo+± 1
и	Ги
Рис. 3.8
Из (3.35) следует, что для получения АЧХ Нсф(/) фильтра,
согласованного с пачкой видеоимпульсов, необходимо АЧХ
накопителя ЬГН(«) умножить на АЧХ фильтра ЬГСФо(/’), согла-
сованного с одиночным импульсом, которая определяется
функцией sin (л/£и)/(т1/7и). В результате получим АЧХ, приве-
денную на рис. 3.8, а, из которого видно, что структура
#сф(Л аналогична АЧХ накопителя. Однако амплитуда ле-
пестков АЧХ НСФ{/) меняется по закону sin (х)/х.
Следовательно, фильтр, согласованный с пачкой видеоим-
пульсов, является гребенчатым фильтром (ГФ) и приблизи-
тельно может быть выполнен в виде набора узкополосных
фильтров с полосой пропускания А/п0 7 ~ 1/(АТи). Число этих
фильтров может быть определено как Аф = 2/(fHFH) = 2ТИ/7И
Или = 2Q, где Q = TJt^ — скважность импульсов. Чем
59

больше скважность Q, тем больше число узкополосных
фильтров N(J), необходимых для реализации согласованного
фильтра.
3.2.2.	Согласованный фильтр для пачки радиоимпульсов
Учитывая, что спектр 5ри(со) последовательности радиоим-
пульсов является сверткой спектров двух сигналов: последо-
вательности видеоимпульсов и гармонического колебания
cos (соо/), то можно записать:
SpPI(co) = 0,5S,(со - со0) + 0,55,(03 + соо).
Из данного выражения следует, что переход от последова-
тельности видеоимпульсов к последовательности радиоим-
пульсов означает перенос спектра видеоимпульсов в область
высоких частот с одновременным уменьшением амплитуд
всех составляющих спектра вдвое. Поэтому АЧХ согласован-
ного фильтра НСФ (/) для последовательности радиоимпуль-
сов может быть получена путем переноса НСФ(Г) в область не-
сущей частоты, что позволяет записать:
нСФр1ДЛ = ^СФ(П^ари(/Ъ
где НСФ(Г) — АЧХ согласованного фильтра с одиночным ра-
диоимпульсом; ЬГнри(/) — АЧХ радиочастотного накопителя.
Следовательно, структура фильтра, согласованного с пач-
кой радиоимпульсов, состоит из последовательно соединен-
ных фильтра, согласованного с одиночным радиоимпульсом,
и накопителя импульсов на радиочастоте (радионакопителя).
Структура последнего аналогична накопителю видеоимпуль-
сов. Однако из-за жестких требований к линии задержки по
точности расположения ее отводов и стабильности параметров
линии технически реализовать радионакопитель сложно. Сле-
довательно, фильтр, согласованный с пачкой радиоимпуль-
сов, также является гребенчатым фильтром, АЧХ которого
имеет вид, приведенный на рис. 3.8, б.
Так как полосы прозрачности согласованного фильтра рас-
положены на частотах, кратных /0 ± то такой фильтр мож-
но назвать полосовым ГФ. В полосовом ГФ особенно нагляд-
но виден механизм оптимальной фильтрации: полосы проз-
рачности главных лепестков АЧХ, равные Д/н 0 7 ~ 1/(АТи),
пропускают составляющие сигнала, несущие основную часть
энергии спектра радиоимпульсов. Поэтому максимальная
амплитуда импульсов снижается к концу пачки незначитель-
60

мощность же помехи, которая обладает равномерным
спектром, существенно уменьшается, так как ее величина оп-
ределяется результирующей полосой пропускания согласо-
ванного фильтра.
3.2.3.	Корреляционно-фильтровая обработка
пачки радиоимпульсов
Как отмечалось, при технической реализации согласован-
ного фильтра с пачкой радиоимпульсов жесткие требования
предъявляются к характеристикам линии задержки, входя-
щей в состав накопителя импульсов. Снизить требования к
линии по стабильности ее параметров возможно, если исполь-
зовать совместно как корреляционную, так и фильтровую об-
работки пачки радиоимпульсов. Представим пачку из N ра-
диоимпульсов s(f), длительность которых £и, а период следо-
вания Ти, в виде произведения радиоимпульса 8г(^), длитель-
ностью, равной длительности пачки Т = (N - 1)ТИ + tK, и
61

периодической последовательности видеоимпульсов s2(t) с па-
раметрами и Ти (рис. 3.9, а—в). Тогда корреляционный ин-
теграл можно записать в виде
т	т	т
\y(t)s(t)dt = jyitys^tys^dt = jy^s^tjdt,
0	0	о
где y(t) = s(t) + n(t) — аддитивная смесь полезного сигнала
s(t) и внутренних шумов n(t) приемника РЛС; y2(t) = y(t)s2(t).
Отсюда видно, что оптимальная обработка последователь-
ности радиоимпульсов сводится к умножению принимаемого
колебания y(t) на последовательность видеоимпульсов s2(t),
т. е. к стробированию колебания y(t), с последующим пропус-
канием y(t) через фильтр, согласованный с сигналом
(фильтр с импульсной характеристикой h(t) = sr(T - £)).
Такая обработка называется корреляционно-фильтро-
вой. Структурная схема этой системы обработки приведена на
рис. 3.10. Фильтр, согласованный с сигналом s1(t), может
быть реализован приближенно в виде узкополосного полосо-
вого фильтра с полосой A/*n ~ 1/Т. Импульсы y2(t) растягива-
ются узкополосным фильтром и когерентно суммируются
(рис. 3.9, г, д). При этом шумы в промежутках между импуль-
сами из-за операции стробирования не накапливаются. Одна-
ко в данной схеме обрабатываться без потерь будут только те
сигналы, которые совпадают по времени со стробирующими
импульсами s2(t\ т. е. корреляционно-фильтровой схеме не
свойственна инвариантность по времени запаздывания tD.
В радиолокации время tD заранее не известно, поэтому ис-
пользование корреляционно-фильтровой обработки в РЛС
приводит к многоканальности ее приемника по дальности.
Неизвестное доплеровское смещение частоты f принимае-
мых сигналов приводит в каждом дальномерном канале к
многоканальности по скорости. Поэтому в каждом дальномер-
ном канале обычно используется набор узкополосных фильт-
ров, которыми перекрывается весь ожидаемый диапазон до-
плеровских смещений частот принимаемого сигнала.
При применении корреляционно-фильтровой системы об-
работки накопление энергии радиолокационного сигнала, как
правило, проводится не на высокой, а на промежуточной час-
Рис. 3.10
тоте. Для этого в предварительных
каналах РЛС осуществляется пре-
образование принимаемых сигна-
лов с переносом его спектра на про-
межуточную частоту.
62

3.2.4.	Фильтр, согласованный с импульсом,
имеющим линейную частотную модуляцию
(с ЛЧМ-импульсом)
При внутриимпульсной ЛЧМ сигнал (3.1) имеет вид
= [ Ао cos (2n/0f + bt*/2),	< Ts/2,
S *	[ О,	И > Тч/2,	(3.38)
Где b = AFM/TS — скорость (крутизна) изменения частоты;
— девиация частоты; Ts — длительность радиоимпульса;
Ао = const — амплитуда сигнала.
Из (3.38) следует, что комплексная огибающая сигнала s(£)
= J Ао exp (jbt2/2),	\t\ < Ts/2,
f | 0,	\t\ > Ts/2.	(3.39)
При больших значениях базы ЛЧМ-сигнала (В
= &FMTS ^>1) его амплитудный спектр S(cd) практически пос-
тоянен в пределах полосы Да) = 2л ДВМ с центром в точке а)0 и
можно считать
5(со)=Ао7л7&,	(3.40)
а фазочастотный спектр
Ф(ш) = - а)2/2Ь.
Учитывая данные замечания, передаточную функцию
фильтра, согласованного с ЛЧМ-сигналом, можно предста-
вить в виде
нсф(со) = Ао	exp	,
со g [-AjFm/2, AFm/2],	(3.41)
из которого следует, что АЧХ //лчм(о)) должна оставаться по-
стоянной, а фазочастотная характеристика фильтра
2
Флчм(®)=^ -	(3.42)
Изменяться по квадратичному закону в пределах полосы (а)0 ~
" Да)м/2; а)0 + Да)м/2). Первое, квадратичное слагаемое в (3.42)
обеспечивает компенсацию фазовых сдвигов между отдельны-
ми спектральными составляющими, а линейное второе обус-
63

ловливает запаздывание выходного сигнала как единого цело,
го на величину времени наблюдения, равного Т8.
Устранение фазовых сдвигов между отдельными компонен-
тами сигнала за счет ФЧХ создает эффект сжатия ЛЧМ-сигнгь
ла, так как все спектральные составляющие появляются одно-
временно на выходе согласованного фильтра в момент време-
ни t = Т8, т. е. осуществляется демодуляция ЛЧМ-сигнала.
Сигнал на выходе фильтра, согласованного с ЛЧМ-сигна-
лом, имеет вид
(bTs	А
А„Т8 su\~Ts)J
«вых = -V ~ЪТ----------- COS (“о(* " Г«))- (ЗЛЗ)
- Ts)
Из (3.43) видно, что огибающая выходного сигнала изменя-
ется по закону sin х/х. Ширина главного лепестка на нулевом
уровне
_ 4л _ 4л
вых “ AcoZ ~	’
М	S
т. е. является величиной обратно пропорциональной деви-
ации частоты. Отсюда коэффициент сжатия ЛЧМ-сигнала со-
гласованным с ним фильтром
СЖ ^вых 4л 4л
(3.44)
и пропорционален базе ЛЧМ-сигнала. Чем больше база В, тем
больше величина Ксж и тем сильнее сжатие сигнала. Для ап-
паратурной реализации фильтров, согласованных с ЛЧМ-сиг-
налами, обычно используются дисперсионные линии задерж-
ки, у которых время задержки £зад зависит от частоты сигна-
ла. Причем, как правило, согласованная фильтрация ведется
на несущей или промежуточной частоте.
3.2.5. Фильтр, согласованный с фазоманипулированным
сигналом (ФМ-сигналом)
Известно, что ФМ-сигнал представляет собой последова-
тельность примыкающих один к другому простых импульсов
одинаковой формы длительностью tH, начальные фазы высо-
кочастотного заполнения которых могут принимать заданные
дискретные значения. Будем считать число их возможных
значений р = 2, т. е. рассматривать бинарную фазовую мани-
64

луляцию. При длительности ФМ-сигнала, равной Т8, число
элементарных сигналов (дискретов) N = Ts/tn. Обычно диск-
реты ФМ-сигнала имеют форму, близкую к прямоугольной, и
равные амплитуды, а значения начальной фазы — Ойл.
В этом случае последовательность значений начальной фазы
высокочастотного заполнения дискретов {ф-, i = 1, TV} можно
определить через последовательность чисел {dt, i=l, N}, при-
нимающих значения 0 и 1: если <pz = 0, то dt = 0; если ф- = л, то
df=l.
Для простоты рассуждений будем считать амплитуду диск-
рета At = 1. Тогда комплексную огибающую ФМ-сигнала мож-
но представить в виде
S(t) = ,^U0[t -(i- l)iH]exp{j7tdJ,	(3.45)
где огибающая единичного импульса
Ц>(0 = ?’
[0, в остальных случаях.
Учитывая, что
f 1, dt = 0,
exp {jndt} = j d_ = x
выражение (3.45) можно переписать в виде
=	(3.46)
где 0Z= (-l)d‘.
Из (3.46) следует, что свойства ФМ-сигнала определяются
свойствами последовательности {0Z, t = 1, N}. Поэтому синтез
ФМ-сигнала обычно состоит в выборе последовательности {0J,
которую называют кодирующей, обладающей заданными
свойствами. А так как огибающая сигнала на выходе согласо-
ванного фильтра определяется корреляционной функцией
сигнала, на который он настроен, то определяющим при выбо-
ре кодирующей последовательности являются ее корреляци-
онная функция, которая должна обладать необходимыми
5 - 6726
65

a)
1110	0	10
 Ши
Рис. 3.11
свойствами, в частности, заданным уровнем боковых лепест-
ков и шириной главного лепестка корреляционной функции.
В качестве кодирующих последовательностей (или просто
кодов) могут использоваться коды Баркера или М-последова-
тельности (двоичные последовательности максимального пе-
риода или длины). В радиолокации наибольшее распростране-
ние получили коды Баркера, которые представляют собой
двоичные последовательности конечной длины.
Данные коды существуют только для последовательностей,
длина которых 7V = 3, 5, 7, 11, 13. Семиэлементный код Бар-
кера приведен на рис. 3.11, а, а соответствующая ему огибаю-
щая и ФМ-сигнал на рис. 3.11, б и в.
Фазоманипулированный сигнал можно интерпретировать
как когерентную последовательность радиоимпульсов, у кото-
рой Ти = tn, а фаза от импульса к импульсу меняется в соот-
ветствии с законом изменения аргумента огибающей (3.46),
т. е. в соответствии с кодирующей последовательностью {dj.
Поэтому по аналогии с частотным коэффициентом передачи
^СФри(О Для согласованного фильтра с пачкой радиоимпуль-
сов можно записать
^СФфмС/) =	(3.47)
где НСФ э(/) — коэффициент передачи фильтра, согласованно-
го с элементарным импульсом;	— частотный коэффи-
циент передачи накопителя импульсов, образованных коди-
рующей последовательностью.
66

Рис. 3.12
Структурную схему фильтра, согласованного с ФМ-сигна-
лом, можно составить аналогично структуре фильтра, согла-
сованного с последовательностью импульсов (см. рис. 3.6). Од-
нако в отличие от схемы на рис. 3.6 в отводы линии задержки
должны быть включены фазоинверторы, обеспечивающие фа-
зовый сдвиг на л. Для правильного функционирования кодо-
вого накопителя последовательность фазовых сдвигов {ср.}
должна представлять собой зеркальное отображение фазовой
последовательности исходного кода Баркера. Структурная
схема фильтра, согласованного с ФМ-сигналом, сформирован-
ным семиэлементным кодом Баркера, приведена на рис. 3.12.
Процесс оптимальной фильтрации ФМ-сигнала в согласо-
ванном фильтре приводит к сжатию исходного сигнала до
длительности £и элементарного импульса. Коэффициент сжа-
тия ФМ-сигнала можно определить из выражения
fBX Ts
=т =N-	(3-48)
Lвых ьи
Как видно из (3.48) коэффициент Ксж определяется числом
элементарных сигналов (дискретов), составляющих ФМ-сиг-
нал. Характерной особенностью ФМ-сигнала является то, что
уровень боковых лепестков сжатого сигнала остается постоян-
ным на интервале ±TS по обе стороны от главного лепестка,
а величина уровня зависит от произведения длительности на
полосу и равен 1/N.
Процедура сжатия ФМ-сигнала, сформированного семи-
элементным кодом Баркера, приведена на рис. 3.13. На
рис. 3.13, а условно изображены импульсы, поступающие с
отводов линии задержки на сумматор. Результат суммирова-
ния показан на рис. 3.13, б, а на рис. 3.13, в представлена
огибающая сигнала на выходе фильтра, согласованного с
ФМ -сигналом.
Для аппаратурной реализации устройств обработки
ФМ -сигналов чаще всего применяются элементы цифровой
Техники, с помощью которых данные устройства строятся до-
5*
67

статочно просто, либо используется программная реализация
фильтра сжатия в процессоре радиосигналов бортовой РЛС.
Контрольные задания и упражнения
1.	Что является пространственной входной характеристи-
кой МФ РЛС?
2.	В чем состоит суть оптимальной процедуры обработки
сигнала, отраженного от цели?
3.	При каких условиях возможно разделение процесса оп-
тимальной обработки принимаемого радиолокационного сиг-
нала на два самостоятельных последовательных этапа — про-
странственную и временную обработки?
4.	Какой фильтр называется согласованным с принимае-
мым радиолокационным сигналом?
5.	Изобразите структуру фильтра, согласованного с пачкой
видеоимпульсов.
6.	Изобразите структуру фильтра, согласованного с пачкой
радиоимпульсов.
7.	В чем состоит суть корреляционно-фильтровой обработ-
ки радиолокационных сигналов?
8.	Как связаны длительности сигналов на входе и выходе
фильтров, согласованных со сложными сигналами?
68

Глава 4
Структура отраженных сигналов и особенности
их обработки в многофункциональных РЛС
4.1.	Структура спектров отраженных сигналов
при высокой частоте повторения импульсов
и особенности их обработки
4.1.1.	Спектр отражений при облучении поверхности Земли
непрерывным сигналом
Как уже отмечалось, в МФ РЛС при обнаружении воздуш-
ных целей на встречных и встречнопересекающихся курсах в
качестве зондирующих сигналов применяются последователь-
ности радиоимпульсов с ВЧП. Скважность зондирующей по-
следовательности импульсов выбирается в пределах от двух до
четырех. Спектр такого сигнала можно рассматривать как пе-
риодическую структуру спектральных составляющих, распо-
ложенных относительно несущей частоты /0 по шкале частот,
через интервалы, равные Ри. Для лучшего понимания прин-
ципов работы МФ РЛС при обнаружении воздушных целей в
режиме излучения с ВЧП-импульсов рассмотрим в первую
очередь частотный спектр сигналов, отраженных от поверхно-
сти Земли и других мешающих объектов, а также от воздуш-
ных целей в зоне наблюдения.
Рассмотрение начнем со спектра отражений при непрерыв-
ном режиме излучения, считая, что облучение поверхности
Земли и воздушных целей осуществляется монохроматиче-
ским сигналом. Это соответствует случаю непрерывного режи-
ма излучения сигнала на несущей частоте, равной частоте
отдельной спектральной гармоники излученной последова-
тельности импульсов. На рис. 4.1 приведена типичная схема
расположения ДН антенны РЛС самолета, совершающего го-
ризонтальный полет. Там же показана цель Ц1, летящая на
Малой высоте на встречном курсе. Сигналы, отраженные от
поверхности Земли, поступают на вход РЛС как по основному
(главному) лепестку (ГЛ) ДНА, так и по боковым лепесткам
(БЛ). Частотные составляющие в спектре отраженного сигна-
ла имеют доплеровский сдвиг, который зависит от углового
Положения облучаемого участка на поверхности Земли по ази-
69

муту и углу места относительно вектора скорости УЛА самоле-
та. При рассмотрении вертикальной картинной плоскости
(рис. 4.1) доплеровские составляющие спектра зависят только
от угла 0:
z? 2Ула
/дп = -у-COS р.
(4.1)
Интенсивность этих доплеровских составляющих зависит
от углового положения отражателя относительно вектора ско-
рости полета самолета. Рассматривая спектральные состав-
ляющие для углов Р в диапазоне от 0 до 180°, получим спектр
отражений от поверхности Земли, показанный на рис. 4.2.
В общем случае в спектре отраженного сигнала от поверх-
ности Земли можно выделить пять характерных областей. Об-
ласть спектральных составляющих, принимаемых по главно-
Рис. 4.2
70

лу лепестку ДН антенны, — область 1 (рис. 4.2). Интенсив-
ность составляющих спектра в этой области мешающих отра-
жений обычно имеет значительную величину, примерно на
30...40 дБ больше, чем при приеме по боковым лепесткам. По-
ложение максимума спектральных составляющих в области 1
в спектре МО зависит от углового положения главного лепест-
ка ДН по наклону Ра и азимуту (ра, а также от скорости самоле-
та Кла» на которой установлена РЛС:
2УПД
/дпгл = -у- COS Ра COS Фа-	(4-2)
Ширина области отражений по ГЛ ДН зависит от ширины
ДН в соответствующей плоскости. Данную величину при
фа = 0 можно найти как разность доплеровских смещений час-
тот, соответствующих верхнему и нижнему краям ГЛ ДНА по
наклону на уровне 0,5 от максимума:
А/гл = 4ПВ - 4пи = [cos(f3a - )cos(pa +	)]. (4.3)
Выражение (4.3) можно преобразовать, используя извест-
ную из тригонометрии формулу вычитания косинусов. В ре-
зультате получим
2Гпа	Од
ЛЛ-Л = —у 2 sin Ра sin .	(4.4)
При относительно малой ширине луча ДН антенны 0ЛА
и при Ра > 0ЛА/ 2 можно записать
2УПА
^=-^eAsinPa.	(4.5)
Видно, что ширина спектра в области 1 зависит от угла ра и
ширины диаграммы направленности 0А. С увеличением Ра уве-
личивается и ширина области Д/*гл. При малых углах Ра шири-
на спектра главного луча определяется азимутальным поло-
жением луча (ра.
Область спектральных составляющих, принимаемых по бо-
ковым лепесткам ДН, которые направлены непосредственно
по перпендикуляру к поверхности Земли (под самолетом) —
область 2 (рис. 4.2). Эта область в спектре называется об-
ластью «высотных» или «альтиметровых» отражений. Цент-
ральная составляющая имеет нулевое доплеровское смещение
Частоты, т. е. совпадает с частотой /0. Так как отраженные
71

сигналы приходят от области поверхности, наиболее близкой
к РЛС, и облучение этой области происходит под углом 90°, то
интенсивность «высотных» спектральных составляющих до-
статочно большая, а ширина этой области соответствует ши-
рине первой зоны Френеля на поверхности Земли (под самоле-
том).
Граничные области спектра МО, отмеченные на рис. 4.2
как 4 и 4', соответствуют доплеровским смещениям частоты,
имеющим максимально возможное значение при данной ско-
рости полета самолета
,	_ 2ГЛА
' дп мо макс
(4.6)
Остальные участки спектра {области 3 и 5 на рис. 4.2)
соответствуют доплеровским смещениям частот сигналов,
принимаемым по боковым лепесткам ДН антенны, ориентиро-
ванным вперед и назад соответственно как в плоскости угла
места, так и азимута. В общем случае интенсивность состав-
ляющих спектра по боковым лепесткам ДН в области 5 не-
сколько меньше, чем в области 3, так как уровень боковых ле-
пестков в заднем направлении ([3 > 90°) обычно значительно
меньше, чем в передней области ([3 < 90°).
Сигналы, отраженные от низколетящей цели, занимают
область частот вблизи спектральной составляющей, смещен-
ную относительно /0 на величину
_ 2(Кла + Уц)
4пц X C0S
(4.7)

Наличие в спектре отраженного сигнала от ВЦ не одной
спектральной линии, а совокупности составляющих обуслов-
лено тем фактом, что реальная цель является многоточечной.
Поэтому каждая «блестящая» точка цели вносит свой вклад в
спектр доплеровских смещений частот отраженного сигнала.
При встречном движении цели (положение Ц1 на рис. 4.2)
спектральные составляющие отраженного сигнала от ВЦ на-
ходятся за пределами зоны МО. Следовательно, при выполне-
нии доплеровской селекции обнаружение целей будет вестись
только на фоне внутренних шумов. Таким образом, МО от
Земли не будут сказываться на эффективности обнаружения
целей.
В случае полета ВЦ попутным курсом (атака цели в заднюю
полусферу (ЗПС)) спектральные составляющие отраженного
сигнала от цели попадают в область МО по БЛ ДНА (положе-
72

Йие Ц2 на рис. 4.2). Наблюдение данной цели будет теперь
вестись на фоне интенсивных мешающих отражений, что су-
щественно скажется на эффективности решения задачи обна-
ружения ВЦ в данных условиях.
Часто участок спектра частот отраженного сигнала, соот-
ветствующий рис. 4.2, называют «парциальным» спектром.
4.1.2.	Спектр отражений при облучении
поверхности Земли импульсной последовательностью
при высокой частоте повторения
При излучении когерентной последовательности спектр из-
лученного сигнала состоит из совокупности частотных состав-
ляющих f е (f : /0 ± nF^, п = 0, 1, 2, 3, ...), где /0 — несущая
частота зондирующего сигнала. Огибающая спектра зависит
от формы излучаемого импульса и в случае использования
прямоугольных импульсов изменяется по частоте как функ-
ция sin (х)/х.
Очевидно, что отраженные сигналы, а также спектр при-
нимаемой последовательности являются периодическими.
В связи с этим, рассматривая каждую гармонику спектра как
некоторую несущую частоту непрерывного излучения, спектр
отраженного сигнала можно представить в виде совокупности
парциальных спектров (рис. 4.3).
Если ЧПИ выбрана достаточно большой (FH > 2/дп мо макс), то
в спектре сохраняется частотная область, свободная от спект-
ральных составляющих МО, и, следовательно, отмеченные ра-
73

нее условия обнаружения ВЦ сохраняются и при импульсном
излучении, что видно на рис. 4.3.
Иногда режим излучения с ВЧП зондирующих импульсов
называют «квазинепрерывным» излучением (КНИ), подчер-
кивая этим совпадение свойств сигналов при обнаружении це-
лей на встречных курсах с режимом непрерывного излучения.
Однако следует отметить, что «свободная зона», в отличие от
режима непрерывного излучения, при ВЧПИ является огра-
ниченной, ее размер определяется из следующего условия:
Л/свзн-^и 2/дпмомакс-	(4.8)
Выражение (4.8) позволяет решить задачу правильного вы-
бора ЧПИ при использовании режима излучения с ВЧП.
Необходимо заметить, что ВЦ, летящие на встречнопересе-
кающихся курсах при больших ракурсах наблюдения, для
МФ РЛС переходят в разряд малоскоростных. Доплеровское
смещение частоты сигнала, отраженного от таких целей, по-
падает в зону, приходящуюся на МО по ГЛ и боковые лепест-
ки ДНА. Расчеты показывают, что спектральная плотность
отражений по боковым лепесткам при ВЧП на 50...70 дБ мо-
жет быть больше спектральных составляющих отражений от
целей при высоте полета носителя РЛС менее 8... 10 км. А так
как обнаружить ВЦ можно только в том случае, когда сигнал
от цели превышает на 10...15 дБ суммарную мощность ме-
шающих отражений и внутренних шумов приемника МФ
РЛС, то становится очевидным, что при попадании спект-
ральных составляющих цели при ВЧП в область МО обнару-
жение их становится проблематичным, особенно если ВЦ об-
ладает малой величиной ЭПО. Попадание же доплеровских
спектральных составляющих сигнала, отраженного от ВЦ, в
область МО по ГЛ ДНА приводит к «ослеплению» МФ РЛС —
обнаружение ВЦ в этом случае невозможно из-за значитель-
ного превышения интенсивности спектральных составляю-
щих МО над спектральными составляющими сигнала, от-
раженного от цели. Обычно область спектральных состав-
ляющих МО, приходящихся на ГЛ ДНА, исключают из рас-
смотрения (вырезают или режектируют) при обработке
сигналов в приемнике МФ РЛС. Скорости движения ВЦ, при
которых доплеровские смещения частот отраженных сигна-
лов от них попадают зону МО по ГЛ ДНА, являются «слепы-
ми» для МФ РЛС.
74

4.1.3.	Особенности выбора частоты повторений импульсов
и время-частотные характеристики отражений от поверхности
Земли в режиме излучения с высокой частотой повторения
Выбор частоты повторений импульсов
Для однозначного определения скорости цели и сохране-
ния «свободной зоны» от спектральных составляющих МО не-
обходимо, чтобы ЧПИ удовлетворяли условию
F = f	+ f	(4 9)
и • дп мо макс 'дпцмакс’
где /Дп ц макс — максимальное значение доплеровского смеще-
ния частоты отраженного сигнала от цели, летящей на встреч-
ном курсе со скоростью Ицмакс (рис. 4.3). Здесь Цмакс — пре-
дельное значение максимальной скорости полета цели, обус-
ловленное тактическими характеристиками самолетов веро-
ятных противников. Левая граница области МО, относящейся
к спектральной составляющей /0 + (рис. 4.3), устанавлива-
ет предел увеличению /*дп ц при условии сохранения свободной
зоны. Используя формулы (4.7) и (4.9), получаем
2КЛЛ 2(Кла+Кцмак1.)
F- =	+ -------X------
ИЛИ
Ги = —+ 2VyuKC.	(4.10)
Из (4.8), (4.10) следует, что выбором ЧПИ можно менять
ширину свободной зоны Д/свзн. Выбор ЧПИ и размер свобод-
ной зоны зависят как от собственной скорости полета ПЛА, так
и от длины волны излучения. Расчеты по формуле (4.10) пока-
зывают, что при реальных скоростях полета самолетов веро-
ятного противника ЧПИ МФ РЛС в режиме ВЧП должна ле-
жать для 3-сантиметрового диапазона волн в диапазоне
150...300 кГц, а 10-сантиметрового — в диапазоне 40...
90 кГц.
Время-частотные характеристики отражений от поверхности Земли
Для более полного анализа свойств МФ РЛС при решении
задач «воздух—воздух» в режиме излучения с ВЧПИ целесо-
образно рассмотреть время-частотные характеристики отра-
жений от поверхности Земли. Наибольшие трудности для
РЛС при обнаружении ВЦ и измерении их координат созда-
ет отражения от поверхности Земли (от мешающих отражате-
лей — МО). На рис. 4.4 показано пространственное располо-
75

Рис. 4.4
жение самолетной РЛС и основные характерные участки отра-
жений на поверхности Земли — линии постоянного значения
расстояния (в виде полуокружностей, которые называются
«изодалиями») и линии постоянного значения доплеровской
частоты (в виде гипербол, которые называют «изодопами»).
Такое представление обусловлено тем, что в пространстве
поверхность равных доплеровских частот (постоянного значе-
ния /дп) имеет форму конусной поверхности. Ось конуса совпа-
дает с вектором скорости полета самолета УЛА, а угол при вер-
шине р соответствует углу отклонения линии визирования на
некоторую точку поверхности Земли относительно вектора
скорости. На поверхности Земли линии постоянной /дп образу-
ют гиперболы, которые являются линиями пересечения ко-
нусной поверхности с поверхностью Земли. Ширина гипербо-
лических полос определяется разрешающей способностью 8/
МФ РЛС по частоте (радиальной скорости).
В свою очередь, пространственной поверхностью равных
дальностей является сфера, центр которой расположен в точ-
ке расположения ЛА. Пересечение данной поверхности и по-
верхности Земли дает окружность. Однако, учитывая неод-
76

цозначность измерения расстояний в режиме излучения с
рЧПИ, будем иметь целое семейство таких окружностей (изо-
далий), располагаемых через интервал Д2)одн = сТи/2 (интер-
вал однозначности). Ввиду конечного размера элемента разре-
шения РЛС по дальности 8D изодалии также имеют вид поло-
ски. Здесь же на рис. 4.4 показано положение ГЛ ДНА в виде
его следа на поверхности Земли.
Типичное распределение МО в виде функции отражения
р(т, v), представляющей собой распределение интенсивности
отраженных сигналов по наблюдаемой поверхности, в плос-
кости Otv, показано на рис. 4.5, а пространственное представ-
ление данного распределения иллюстрируется на рис. 4.6.
Здесь переменная т обозначает временную ось (время запазды-
вания сигнала), а v — частотную (доплеровское смещение час-
тоты). На распределение р(т, v) наложено распределение ин-
тенсивности отраженного сигнала от точечной цели (точечно-
го отражателя ТО), имеющей определенную величину эффек-
тивной площади отражения, наблюдаемой на удалении /Эц и
перемещающейся со скоростью Уц.
Структура функции р(т, v) определяется формой ДН антен-
ны, высотой Т/ЛА и скоростью УЛА полета самолета. Характер-
ной областью является область отражений, приходящих по
главному лепестку ДН антенны, которая по оси v отстоит на
величину (2УЛА/X) cos ср, где (р — отклонение луча по азимуту.
Ширина этой области по оси v равна (2ИЛАД)0Ааз sin (р. Протя-
женность же ее по оси т зависит от высоты ЛА полета ЛА и
ширины луча 0лум по углу места. На трехмерном изображении
77

Рис. 4.6
показано изменение амплитуды (интенсивности) р(т, v) в зави-
симости от расстояния D (от времени запаздывания т). Как
видно, интенсивность МО при увеличении расстояния D
уменьшается как 1/Z)4. Полная протяженность МО по даль-
ности ограничена практически только радиогоризонтом. В то
же время заметим, что протяженность фигуры р(т, v) по оси
доплеровского смещения частоты (по оси v) ограничена и при
фиксированной длине волны X зондирующих колебаний, как
это следует из рассмотрения спектральных характеристик от-
раженного сигнала, зависит только от скорости полета УЛА са-
молета-носителя МФ РЛС: ±2Ула/Х.
При сканировании ГЛ ДНА в пространстве положение со-
ответствующей ему области на рис. 4.5 и 4.6 будет меняться в
пределах ±/дп мо макс по оси частот и от 2Г7ЛА/е до 22)рг/с по оси
дальности (времени запаздывания), где Dpr — дальность ра-
диогоризонта.
Для примера на рис. 4.5 приведены количественные значе-
ния ряда величин при следующих данных: высота полета Н =
= 10 км, скорость УЛА = 500 м/с, длина волны X = 3 см, шири-
на луча по азимуту и углу места 0А аз = 6Аум = 3°, луч отклонен
по азимуту на (р = 45°, а по наклону [3 = 5°.
4.1.4.	Неоднозначность измерений
и «слепые» зоны по дальности
Следует обратить внимание еще на одну важную особен-
ность при использовании ВЧПИ в МФ РЛС при рассмотрении
отраженных сигналов во временной области. Вследствие при-
менения в РЛС импульсного режима излучения на передачу
78

и прием используется одна и та же антенная система. В ре-
зультате существует вероятность того, что отраженный от ВЦ
сигнал придет в момент, когда приемник РЛС заперт. Это со-
здает «слепую» зону приема по времени (дальности). В свою
очередь, невыполнение условия Ти > 22)макс/е в режиме излу-
чения с ВЧПИ приводит к неоднозначности измерения даль-
ности до ВЦ. Для иллюстрации данных особенностей на
рис. 4.7 показаны временные диаграммы отраженных сигна-
лов для каждого излученного импульса и результирующий
сигнал, представляющий собой сумму отражений для отдель-
ных импульсов. На рисунке выбран вариант ЧПИ, когда пери-
од повторения Ти значительно меньше возможного макси-
мального времени запаздывания сигнала, отраженного от це-
ЛИ:	макс = 27)цМакс/£-
Определить положение отраженного импульса от цели
можно только по величине сдвига во времени относительно
ближайшего излученного импульса. Этот сдвиг £дн называют
«наблюдаемым» временем запаздывания, которое соответст-
вует «наблюдаемой» дальности Dцн. Очевидно, что величина
*дн не может быть больше Ти, а 2)цн е Д2)одн, гДе ^^одн — учас-
ток однозначности измерения по дальности (интервал одно-
значности).
79

Рис. 4.8
На рис. 4.8 показано изменение «наблюдаемой» дальности
1)цн при изменении истинного расстояния до цели 2)ц. Отме-
тим, что величина 2)ц может быть представлена как
(4-И)
где т — целое число участков однозначности (рис. 4.8). На
рис. 4.8 величина т = 3.
Отметим также, что в результирующем сигнале (рис. 4.7) в
пределах каждого периода повторения Ти присутствуют отра-
женные импульсы от всех целей, находящихся в зоне облуче-
ния, независимо от истинного расстояния 1)ц. Кроме того,
имеется участок в отраженном (принимаемом) сигнале, ко-
торый совпадает с моментом излучения очередного импульса.
В результате в приемник МФ РЛС сигналы, соответствующие
этим участкам совпадений, не поступают. Эти участки, как
отмечалось ранее, и называются «слепыми» зонами по време-
ни запаздывания т или по дальности D.
Помимо этого в результирующем сигнале наблюдается на-
ложение сигналов МО, относящихся к различным излучае-
мым импульсам. В зависимости от величины ЧПИ число та-
ких наложений различно, что определяет в конечном итоге
эффективность обнаружения целей на фоне МО.
4.1.5.	Сигналы на выходе приемника многофункциональной
РЛС при наблюдении воздушных целей на фоне мешающих
отражений. Мощность мешающих отражений в режиме
излучения с высокой частотой повторения импульсов
В качестве оптимального устройства обработки радиолока-
ционных сигналов (когерентной пачки радиоимпульсов) в МФ
РЛС нашли применение приемники корреляционно-фильтро-
80

Я
jjoro типа. Процесс обработки в данных приемниках осуществ-
ляется последовательным выполнением двух операций. Пер-
воначально проводится операция согласования опорного и
принимаемого сигналов во временной области (по оси даль-
ности) стробированием последнего видеоимпульсами, дли-
тельность которых соответствует разрешающей способности
доф РЛС по времени запаздывания 8т (по дальности 82)). За-
тем осуществляется согласование по доплеровским частотам
путем привязки сигналов, отраженных от ВЦ, к оси частот с
помощью набора узкополосных доплеровских фильтров, пере-
крывающих всю полосу анализа доплеровских смещений час-
тот отраженных сигналов. Каждый фильтр настроен на опре-
деленное значение доплеровского смещения частоты. Данные
фильтры выполняют роль интеграторов в корреляционном
приемнике. Полоса пропускания каждого фильтра Д/пдф вы-
бирается в соответствии с временем когерентной обработки tKH
(времени когерентного накопления):
А/пдф = 1Лкн.	(4.12)
Решение об обнаружении ВЦ МФ РЛС принимается в том
случае, если амплитуда сигнала на выходе какого-либо из до-
плеровских фильтров (доплеровских каналов фильтрации)
превысила установленный пороговый уровень, выбираемый в
соответствии с обеспечением требуемого уровня ложных тре-
вог — вероятностью Рпт ложной тревоги.
. Необходимо заметить, что спектральный анализ доплеров-
ских смещений частот отраженных сигналов от ВЦ обычно ве-
дется в пределах одной боковой полосы, равной (l...l,2) Fn, а
число временных каналов (каналов приема по дальности) оп-
ределяется значением скважности зондирующих импульсов.
Отраженные сигналы от земной поверхности на входе при-
емного устройства МФ РЛС можно представить в виде свертки
функции отражения р(ф, D) и зондирующего сигнала s(t):
оо оо
S (i)= J Jp(<p,P)8p-)dDd<p, (4.13)
0 0	v	7
где ф — угол отклонения линии визирования по азимуту отно-
сительно вектора УЛА (рис. 4.9).
Сигнал (4.13) поступает на вход приемного устройства МФ
РЛС. В результате на его выходе формируется сигнал вида
°°	2D
SBMK(ts, fs) = JSnpM(fr)S*(t - —s ; /о + fs )dt. (4.14)
6~6726	81

Учитывая, что информационной частью сигнала, как отме.
чалось в главе 3, является его комплексная огибающая, вы.
ходной отклик приемника (4.14) представлен через комплекс,
ные огибающие принимаемого и опорного сигналов. Здесь
символ «*» обозначает комплексное сопряжение.
В выражении (4.14) в качестве опорного сигнала выступа,
ет, как обычно, копия излученного сигнала S(t) с введенными
смещениями по дальности ts = 2Ds/c и доплеровскому смеще-
нию частоты fs. Подставив (4.13) в формулу (4.14) и выполнив
интегрирование по времени, получим
Звых(^ Л) = J J Р(Ф> D^S(D - Ds)dDd<p, (4.15)
О о
где
TS(D-Z>S) = JS(t-^;/0 + 4n)x
z 2D	\
xS^-—s;f0 + fsjdf,	(4.16)
корреляционная функция излученного сигнала.
Комплексная амплитуда 4/s(Z) - Dc) представляет собой ни-
что иное как функцию неопределенности (ФН) излученного
сигнала. Поэтому комплексную амплитуду выходного сигна-
82

да^вых^э’ А) можно записать в виде свертки функции отраже-
ния р(Ф’ D) и функции неопределенности излучаемого сигнала
SBblx(is, Л) = 1 /Р(Ф> D)4\(D - D4)dDdq>. (4.17)
О о
Следовательно, выходной сигнал приемника МФ РЛС при
действии на его входе отражений от Земли является результа-
том свертки двух функций — р(ф, D) и ФН.
При совместном воздействии на вход приемника МФ РЛС
сигнала МО и сигнала, отраженного от ВЦ, для нахождения
выходной реакции приемного устройства целесообразно опре-
делить мощность МО в области расположения цели на коорди-
натной плоскости (ф, D), заданной ее координатами (tD,
Для решения этой задачи первоначально найдем мощность
МО на выходе приемного устройства в общем случае:
^МовьЖ^.ч) = КЫх(С^.ч)|2 =
= J J J J р(ф, В)р"(ф', DyV fD' - Ds;(p'- Фч) X
X 4'(D - Ds; ср - qs)dD'dq'dDdq.	(4.18)
Однако для каждой точки (ts, fs) мощность Рмовьтх является
случайной величиной, поэтому найдем среднестатистическое
значение данной величины. Случайный характер Р^овых обус-
ловлен функцией отражения, которая представляет собой в
конечном счете суммарный эффект отражений от случайно
расположенных точечных отражателей, облучаемых к тому
же различными частотами (при движении носителя РЛС).
Запишем среднее значение мощности в виде
Рмо вь,х ер = Лио вых = £ J J J AZ{p(<.O, £>)р (ф', В')} X
X (D' - Ds; <р' - (ps)T(B - Ds; <р - фч) х
х dD'dy'dDdy.	(4.19)
В данной формуле М{р(ф, £>)р"(ф\ D')} — корреляционная
Функция МО. Обозначим данную функцию как i£V0(jD, D')
и представим ее в виде:
KM0(jD, jD') = о(ф, D)6(D - D\ ф - ф'),	(4.20)
6. как корреляционную функцию 8-коррелированного слу-
чайного процесса. Такое представление возможно, поскольку
пРи определении р(ф, D) исходили из независимости МО от од
б*
83

ной точки по дальности к другой. Функция о(ф, D), входящд^
в (4.20), есть ничто иное как распределение удельной ЭПО
поверхности (ф, D).
Используя представление (4.20), выполним интегрирова-
ние по переменным ф', 1У в формуле (4.19) и учтем фильтрую,
щие свойства 5-функции, получим:
Р (t ,f ) =
= 7 J о(ф, Z>)|TS(D - Ds; q> - <ps)\2dDdty. (4.21)
Функцию распределения удельной ЭПО о(ф, D) можно на-
звать функцией отражения поверхности Земли по мощности
и представить ее в виде квадрата модуля р(ф, D):
О(ф, D) = |р(ф, Z>)|2.	(4.22)
При определении мощ-
ности МО в области распо-
ложения цели необходимо
величины ts, fs в формуле
(4.16) приравнять коорди-
натам точки положения це-
ли ts = tD, fs = /дп. Это эк-
вивалентно наложению ФН
зондирующего сигнала на
распределение о(ф, D) та-
ким образом, что начало
координат т — 0, v = 0 для
ФН должно совпадать с по-
ложением цели. Известно, что ФН когерентной пачки им-
пульсов в картинной плоскости Otv на уровне 0,5 имеет вид,
приведенный на рис. 4.10. При наложении данной ФН на рас-
пределение о(ф, D) необходимо учитывать, что в режиме излу-
чения с ВЧПИ наблюдение ВЦ ведется в зоне однозначности
по доплеровскому смещению частоты отраженного сигнала.
Наблюдение же целей по дальности осуществляется в зоне су-
щественной неоднозначности. Наложение изображения ФН
на картинную плоскость распределения о(ф, D) приведет к ви-
ду, показанному на рис. 4.11.
На рис. 4.11 функция отражения поверхности Земли п(ф,
D) представлена не в полярных координатах ф, D, а в прямо-
угольных — tD, /дп. Переход к координатам tD, /дп осуществ-
лялся на основе известных соотношений для углового положе-
84

отражений по ГЛ ДНА по БЛ ДНА
Рис. 4.11
ния ф элемента отражения на поверхности Земли и величины
доплеровского смещения частоты fдп, а также времени запаз-
дывания и дальности до элемента отражения:
2УЛА
/дп =	COS <Р и = 2D/C-
Приведенная на рис. 4.11 ситуация соответствует случаю,
когда ВЦ двигается навстречу самолету-носителю МФ РЛС,
поэтому спектральные составляющие отраженного сигнала от
Цели располагаются вне зоны МО, воспринимаемых БЛ ДНА.
Если же ВЦ будет двигаться попутным курсом со скоростью,
близкой скорости самолета-носителя РЛС, то спектральные
Оставляющие сигнала, отраженного от цели, попадут в зону
МО по БЛ ДНА (рис. 4.12). Как видно из рис. 4.12, боковые
лепестки ФН охватывают области МО в левой части диаграм-
мы отражения / ), где интенсивность данных отраже-
ний особенно велика. Следовательно, обнаружение ВЦ в этом
случае ведется на фоне интенсивных МО от поверхности Зем-
ли, что существенно затрудняет решение задачи обнаружения
Наблюдаемой цели.
Необходимо также заметить, что на эффективность обна-
ружения ВЦ оказывают влияние боковые лепестки ФН ко-
герентной пачки импульсов, распределенные вдоль оси т
85

отражений
Рис. 4.12
(рис. 4.12), которые маскируют цель за счет большого количе-
ства составляющих отражений, приходящих по боковым ле-
песткам диаграммы направленности.
Наглядное представление о воздействии МО на решение за-
дачи обнаружения ВЦ на догонных курсах можно получить,
если рассмотреть наложение ФН на поверхность Земли в по-
лярной системе координат (рис. 4.13).
При ВЧПИ имеется много участков (полосок) дальности,
сигналы от которых одновременно поступают на вход прием-
ника МФ РЛС. Как отмечалось, ширина данных полосок опре-
деляется разрешающей способностью РЛС по дальности. За
счет доплеровской селекции на поверхности Земли выделяют-
Рис. 4.13
ся только те участки поверх-
ности, которые соответствуют
частоте настройки фильтра
обнаружения ВЦ. Эта поло-
ска, гиперболическая по фор-
ме, имеет ширину на поверх-
ности Земли, эквивалентную
ширине полосы пропускания
доплеровского фильтра A/n
При выполнении стробирова-
ния по дальности и селекций
по доплеровской частоте сиг-
86

gajiw МО от поверхности Земли на вход РЛС приходят только
участков пересечения гиперболических полосок и колец
дальности. Из рис. 4.13 видно, что таких участков при ВЧПИ
очень много. Общее количество участков пересечения можно
определить по формуле
^мо = 2Г>макс/Д2)одн,	(4.23)
где Диаке — максимальная дальность действия МФ РЛС при
наблюдении поверхности Земли, которая примерно равна
максимальной дальности обнаружения ВЦ.
Полная мощность мешающих отражений Рмодф в пределах
фильтра, настроенного на доплеровское смещение частоты
сигнала, отраженного от ВЦ, равна сумме мощностей МО,
приходящих от всех участков пересечения гипербол и колец
дальности, ввиду статистической независимости данных ве-
личин:
^модф“ z ?0Рмо /°мо I9	(4.24)
где рмо/ — плотность потока мощности отражения, зависящая
от расстояния до i-ro участка пересечения и характеристик
РЛС, а также от углового положения участка; омо/ — эффек-
тивная площадь отражения i-ro участка пересечения на по-
верхности Земли. Величина pMOf находится по известной из те-
оретических основ радиолокации формуле:
(4.25)
_ ЛрО^СРморФмо;)
PMOZ (4^Z>L
где £>мо . — расстояние до i-ro участка пересечения гиперболи-
ческой полосы и колец дальностей; F(pMO ; фмо ) — диаграмма
Направленности антенны (по мощности), являющаяся функ-
цией углового положения участков пересечения по углу места
PMoZ и азимуту фмо/; G и SA— коэффициент направленного
Действия и эффективная площадь антенны.
Подставив (4.25) в (4.24), получим расчетную формулу для
оценки Рмодф:
^*мо дф	. ?п*^мо ДРмо г’ Фмо. . 9Г4	• (4.26)
' ~ °	(4л)2Лмог
Вычисление по формуле (4.26) позволяет определить мощ-
ность мешающих отражений в пределах фильтра доплеров-
ской селекции при обнаружении воздушных целей.
87

4.2.	Структура спектров отраженных сигналов
при средней частоте повторения импульсов
и особенности их обработки
4.2.1.	Спектр отражений при облучении поверхности Земли
импульсным зондирующим сигналом
со средней частотой повторения
При переходе в режим излучения со СЧП импульсов струк-
тура спектра отраженного сигнала по сравнению с режимом
с ВЧП меняется незначительно. Однако количественные со-
отношения между максимальным доплеровским смещени-
ем частоты сигнала, отраженного от поверхности Земли
/дП мо макс’ и значением ЧПИ при СЧП создают существенные
изменения структуры результирующего спектра. Для лучше-
го понимания структуры результирующего спектра при СЧП
импульсов на рис. 4.14 приведены парциальные спектры, со-
ответствующие соседним гармоникам дискретного спектра
зондирующей последовательности радиоимпульсов. Данные
спектры приведены на верхних пяти диаграммах рис. 4.14.
Каждая из приведенных диаграмм аналогична спектру отра-
жений от поверхности Земли и цели в режиме непрерывного
излучения. На последней диаграмме показан результирую-
щий спектр. Как видно из рис. 4.14, результирующему спект-
ру присущи следующие основные особенности. Во-первых, в
отличие от режима излучения с ВЧП импульсов в спектре
полностью отсутствуют «свободные» зоны по доплеровской
частоте. Следовательно, наблюдение ВЦ независимо от на-
правления движения осуществляется на фоне МО. Во-вторых,
в пределах одного интервала, равного ЧПИ, расположены все
доплеровские спектральные составляющие отражений от це-
лей, летящих как на догонных, так и на встречных курсах
(цели Ц1 и Ц2 на рис. 4.14). Из-за неоднозначности измере-
ний дальности D и скорости V, присущих режиму излучения с
СЧПИ, определяемые значения доплеровского смещения час-
тоты соответствуют только «наблюдаемому» значению. Ис-
тинное же значение /дп ц может не соответствовать наблюдае-
мому значению /дпцн и зависит от скорости движения ВЦ, а
также ракурса ее наблюдения. В-третьих, в спектре отражен-
ного сигнала имеются «слепые» зоны, соответствующие уча-
сткам расположения спектральных составляющих отражений
по главному лучу ДНА РЛС. Интенсивность МО в этих зонах
значительно превышает интенсивность отражения от ВЦ, по-
88

этому обнаружение ВЦ в «слепых» зонах практически невоз-
можно. Интервалы же между спектральными составляющими
отражений по главному лучу ДНА равны частоте повторения
зондирующих сигналов. В-четвертых, в спектре имеются
области, соответствующие спектральным составляющим МО
большой интенсивности, приходящиеся на БЛ ДНА,
Расположенными под углами рБЛ = 90° («альтиметровые»
зоны). Как правило, данные области также затрудняют
обнаружение ВЦ на фоне Земли и исключаются из анализа.
89

Из проведенного анализа структуры спектра отраженны^
сигналов при СЧП импульсов следует, что основной путь ц0^
вышения эффективности МФ РЛС при обнаружении ВЦ на д0_
гонных курсах заключается в снижении уровня спектральной
плотности мощности МО в части спектра, соответствующей
области анализа составляющих доплеровских частот сигна-
лов, отраженных от ВЦ. Как видно из рис. 4.14, данная об-
ласть соответствует полосе частот
Д7?ф = (Fa - гл) - 4п гл = F« - 24п ГЛ-
Достигается это, как правило, или путем соответствующего
выбора ЧПИ, или введением специальных компенсаторов сиг-
налов, принимаемых по боковым лепесткам ДНА.
4.2.2.	Время-частотные характеристики отражений
от поверхности Земли
При переходе к режиму излучения со СЧП импульсов ме-
няется время-частотные характеристики отраженных сигна-
лов. Основное влияние на эффективность обнаружения ВЦ в
данном режиме оказывают МО, воспринимаемые боковыми
лепестками ДНА. Влияние же МО по главному лучу ДНА и
высотных отражений можно снизить. На рис. 4.15 показано
пространственное положение ЛА и характерные участки по-
верхности Земли, принимающие участие в формировании от-
раженного сигнала (сечения поверхностей равных дальностей
и равных доплеровских смешений частот земной поверхно-
стью). Переход к большим значениям скважности зондирую-
щих импульсов приводит к появлению дополнительных полос
равных доплеровских частот по сравнению с режимом излуче-
ния с ВЧП импульсов, которые располагаются через интервал
однозначности А^одн = Количество же зон неоднозначнос-
ти по дальности А2)одн снижается, а протяженность самих зон
увеличивается и составляет в зависимости от используемых
ЧПИ от 5 до 15 км.
Рассмотрим картинную плоскость распределения интен-
сивности МО от Земли (функцию отражения земной поверхно-
сти <j(£s, /дп)) с наложенной на нее ФН когерентной пачки им-
пульсов (рис. 4.16) (аналогично тому, как это выполнено в
разд. 4.1).
Из рис. 4.16 видно, что в приемник МФ РЛС одновременно
с сигналом, отраженным от ВЦ, поступают МО, принимаемые
по боковым лепесткам ДНА.
90

Рис. 4.15
Рис. 4.16

Рис. 4.17
Наиболее «опасные» з0_
ны МО (по главному лучу
ДНА и участки «высотных»
отражений) можно «обойти»
подбором ЧПИ. Исключение
из зон приема МФ РЛС чо
времени и частоте участков
МО по главному лучу ДНА,
а также «высотных» отра-
жений, позволит снизить
уровень мощности мешаю-
щих отражений и, следова-
тельно, повысить эффектив-
ность решения задачи обна-
ружения ВЦ, двигающихся
на догонных курсах.
Снижению мощности МО сопутствует также уменьшение
общего числа участков пересечений полос равных дальностей
и доплеровских смещений частот на поверхности Земли. Это
наглядно демонстрируется при рассмотрении картинной плос-
кости OcpD (рис. 4.17). Данное снижение обусловлено тем, что
переход к СЧП импульсов приводит к значительному умень-
шению зон неоднозначности по дальности (полуколец равных
дальностей). В то же время рост зон неоднозначностей по ско-
рости (доплеровскому смещению частоты) не очень значите-
лен по сравнению с режимом ВЧП импульсов.
Кроме того, необходимо учитывать, что на эффективность
решения задачи обнаружения ВЦ, двигающихся на догонных
курсах, оказывает влияние зона возможного приема МО по бо-
ковым лепесткам ДНА МФ РЛС.
Данная зона зависит от углового сектора по азимуту Афазбл,
который приходится на основную группу боковых лепестков
ДНА (обычно это 3—4 лепестка слева и справа относительно
главного луча ДНА). Рассмотренные факторы приводят к
снижению общего числа участков на земной поверхности Амо,
которые принимают участие в формировании суммарного
сигнала пассивных помех, действующих на входе приемни-
ка МФ РЛС. Определение же мощности Рмо МО при исполь-
зовании режима излучения со СЧП импульсов также долж-
но осуществляться в соответствии с формулой (4.26). При
этом можно ожидать значительно меньшую величину моЩ-
ности Р^„, чем это имеет место при использовании ВЧП им-
МО7	х
пульсов.
92

4.2.3.	Выбор частоты повторения
и мощность мешающих отражений
Конкретное значение ЧПИ в режиме излучения со СЧП им-
пульсов выбирается в зависимости от многих факторов, вли-
яющих на уровень спектральной плотности мешающих отра-
жений, на фоне которых обнаруживаются ВЦ. В первую оче-
редь, это высота полета самолета-носителя РЛС, структура по-
верхности Земли и соответствующие удельные значения ЭПО
данной поверхности, уровень боковых лепестков ДН антенны
и зона расположения наиболее интенсивных боковых лепест-
ков по азимуту относительно положения луча ДНА, угловое
положение наблюдаемой цели, а также ряд других факторов.
Из рис. 4.14, 4.16 видно, что для обеспечения участка до-
плеровских частот, свободного от МО по ГЛ ДПА, необходимо,
чтобы выполнялось условие
21%А
К	(4.27)
где А/дпгч— ширина зоны доплеровских спектральных со-
ставляющих МО, принимаемых по главному лучу ДН антен-
ны; фаз — угловое положение ГЛ ДНА в плоскости азимута;
0Ааз — ширина ДНА в азимутальной плоскости. Прием сигна-
лов от цели в зоне МО по главному лучу, как отмечалось ра-
нее, практически невозможен. Поэтому, чем больше частота
повторения Ри, тем больше зона, свободная от МО по главному
лучу.
В качестве параметра, характеризующего возможность на-
блюдения ВЦ, можно ввести величину QCB3, которая представ-
ляет собой отношение размера свободной зоны А/’(>в к ЧПИ (см.
рис. 4.16 и 4.18)
Ш . v..l: К-	(4.28)
где А/св — А/св1 4 А/св2 — протяженность суммарной области,
свободной от МО, в полосе Аи; А/св1, А/св2 — участки, свобод-
ные от МО по главному лучу ДНА, расположенные слева и
справа от них (рис. 4.18).
На рис. 4.19 показано, как изменяется параметр Qcb3 в за-
висимости от ЧПИ, скорости полета Цпл и углового положе-
ния ГЛ ДНА по азимуту. Видно, что величина QCB 3 при фикси-
рованном угле фаз увеличивается (фаз = 30°) от 13 до 80% при
Росте ЧПИ от 2 до 10 кГц. Изменение коэффициента QCB 3 при
Различных (раз объясняется зависимостью ширины зоны до-
плеровских смещений частот по главному лучу ДНА от значе-
^йя азимутального угла фазь (4.27).
93

Другим важным фактором при выборе ЧПИ в режиме СЧП
является влияние зоны высотных отражений на зону приема
отраженных сигналов по времени (дальности).
При попадании сигнала, отраженного от ВЦ, в зону «высот-
ных» отражений (альтиметровых) отражений происходит его
подавление МО от Земли. Для устранения данного влияния
необходимо исключить наложение боковых лепестков ФН ко-
герентной пачки радиоимпульсов на область высотных отра-
жений (см. рис. 4.16). Если ширину зоны высотных отраже-
ний по оси времени tc обозначить как AfB0, то очевидно, что
или
Ти > Д«во
(4.29)
(4.30)
94

где Яо — зона наиболее интенсивных высотных отражений
цо дальности. Величина ADBO может простираться по шкале
дальности до 2...3 км.
Ларис. 4.20 показано, как изменяется интенсивность отра-
женных сигналов Е7ирм от высотной области МО в зависимости
от расстояния D (времени запаздывания tn = 2D/с). Так как
при СЧП импульсов ADCHlH обычно больше высоты полета, то в
пределах Ти всегда наблюдается участок AtBO высотных отра-
жений с большой интенсивностью МО. При попадании сигна-
ла от ВЦ в область AtBO обнаружение цели практически невоз-
можно (также как и в области МО по главному лучу ДНА) и
возникает вторая «слепая» зона приема отраженных сигналов
по дальности. Выбором ЧПИ можно уменьшить коэффициент
«заполнения» слепой зоны в пределах периода Ти.
Спектральные составляющие МО, соответствующие «вы-
сотным» отражениям, при этом также подавляются (см.
рис. 4.16, 4.20).
Следующим фактором, влияющим на уровень мощности
МО, является размер сектора АТб1 в азимутальной плоскости,
приходящийся на боковые лепестки ДНА. Данный сектор
влияет на уровень мощности МО в пределах фильтра допле-
1-й излучающий 2-й излучающий 3-й излучающий
Рис. 4.20
95

ровских частот сигнала,
раженного от цели.
рис. 4.17 показаны зоны пе-
ресечений колец дальнос-
тей и полосок гипербол ддя
случая, когда зона боковых
лепестков охватывает сек-
тор по азимуту ±90°. Если
же сектор боковых лепест-
ков уменьшить до величи-
ны АТбл < 90°, то можно
число пересечений умень-
шить. Действительно, вы-
бирая ЧПИ так, чтобы в
сектор АТбл попадала бы
только одна изотопа, можно уменьшить количество пересече-
ний с полукольцами дальности (рис. 4.21). Чем меньше сек-
тор АТбл, тем меньшую ЧПИ можно выбрать в режиме СЧП.
Как видно из рис. 4.17, 4.21, наибольшая плотность гипербо-
лических полосок соответствует углам сраз, близким к 90°. Это
обстоятельство позволяет найти соотношение для определе-
ния граничного значения ЧПИ. Потребуем, чтобы разность
доплеровских частот, соответствующих краевым значениям
зоны боковых лепестков ДН антенны по азимуту (рис. 4.21),
была меньше ЧПИ
77 > f — f
и ‘ дп аз1 'дпаз2’
(4.31)
где /дп аз1, /дп аз2 — доплеровские смещения частот, соответст-
вующие краевым точкам БЛ ДНА (рг1 и (рг2.
Тогда
2V
F„ > —(cos фг1 - cos фг2).	(4.32)
Азимутальные углы (рг1 и (рг2 можно представить как
Фг1 > Фаз А - Д^бл/2,	(4.33)
Фг2 > Фаз А + Д^бл/2,	(4-34)
где фаз А — азимутальное положение максимума главного луча
ДНА.
Подставив (4.33), (4.34) в (4.32), получим
FH>^AT6jIsin9a3A.	(4.35)
96

^..формула (4.35) справедлива при АФбл < 30°. Из (4.35) сле-
что ЧПИ должна быть
УДА
(4.36)
Для того чтобы выбор ЧПИ не зависел от азимутального по-
ложения максимума ДНА, в формуле (4.35) необходимо рас-
сматривать значение синуса для граничного значения углово-
го положения sin сраз А = 1.
Таким образом, для выбора ЧПИ в режиме СЧП следует ру-
ководствоваться соотношениями (4.27), (4.30) и (4.36) в зави-
симости от конкретных условий полета самолета-носителя
РЛС и параметров РЛС.
4.2.4.	Неоднозначность измерений скорости в МФ РЛС
при использовании средней частоты повторения импульсов
В режиме излучения со СЧП импульсов, как отмечалось
ранее, не выполняется условие однозначности измерения как
скорости (доплеровского смещения частоты отраженного сиг-
нала), так и дальности (времени запаздывания). Поэтому, ес-
ли скорость полета цели такова, что f > F^ то во всех ин-
тервалах между спектральными линиями /0 ± nF^ возникнет
как бы новая составляющая с доплеровским смещением час-
тоты, изменяющимся от нуля до (см. рис. 4.14). Следова-
тельно, определить истинное доплеровское смещение частоты
сигнала, отраженного от ВЦ, в этих условиях практически не-
возможно. По степени отклонения (вправо) от ближайшей
спектральной линии излученного сигнала можно определить
только так называемую «наблюдаемую» доплеровскую часто-
’У/дпн
/дпн = /дпц-^и.	(4-37)
гДе щ — целое число, называемое «кратность неоднозначнос-
ти» (коэффициент кратности неоднозначности).
На рис. 4.22 показана диаграмма изменения наблюдаемого
Доплеровского смещения частоты /*дп н от его истинного значе-
ния ^дп’ ПРИ эт°м величина т выбрана равной 2. Из приведен-
ной зависимости следует, что однозначный отсчет частотного
смещения возможен только в том случае, когда величина f
Меняется в пределах от 0 до Ри.
7 " 6726	97

Рис. 4.22
В случае, когда движение ВЦ происходит с радиальными
скоростями Уцр = 1(кРи/2), где £ = 1,2,3,..., то наблюдаемое
доплеровское смещение частоты f = 0. В этой ситуации МФ
РЛС воспринимает движущуюся цель как неподвижную. Ско-
рость движения ВЦ в этом случае называют «слепой». При из-
вестных скорости полета УЛА носителя МФ РЛС и угле визи-
рования ВЦ Рц относительно направления движения радиаль-
ная скорость может быть определена как Цц)= ЦдА cos 0Ц. Это
позволяет определить углы рц, при которых образуются сле-
пые скорости движения цели:
Рцсл = arccos	i = 1’2’ 3’ •” '	(4-38)
Данное выражение может быть использовано для выбора
ЧПИ при атаке ВЦ в ЗПС в зависимости от ракурса ее наблю-
дения.
4.2.5.	Расположение «слепых» зон по дальности
и скорости при средней частоте повторения
Как и в режиме с ВЧП импульсов, при использовании СЧП
образуются «слепые» зоны по дальности. Однако в данном ре-
жиме излучения такие зоны обусловлены не только запирани-
ем приемника МФ РЛС на момент излучения зондирующего
сигнала, но и участками высотных отражений, располагаемы-
ми по оси дальности, начиная с 2НЛА/с и до 2НЛА/с +
4- (2...3) км.
«Слепые» же зоны по доплеровским смещениям частот (по
скорости движения ВЦ) обусловлены не только отмеченными
ранее причинами, но и наличием мешающих отражений по
главному лучу ДНА.
98

Для правильного выбора ЧПИ в режиме излучения со СЧП
необходимо знать положение «слепых» участков как на шка-
де дальности, так и шкале частот. Данный выбор может быть
Проведен на основе анализа распределения выходных сигна-
лов приемного устройства МФ РЛС при изменении tc и fc для
рассмотренной ранее функции неопределенности Ts(jDc, fc)
дачки когерентных импульсов. Используя данный подход,
ложно определить расположение «слепых» зон по дальности
П доплеровской частоте для всего возможного диапазона даль-
ностей и скоростей движения. На рис. 4.23 показано положе-
ние «слепых» зон для = 15 кГц. Интервал однозначности
до дальности при этом ДПодн =10 км, а по доплеровской часто-
теД/дподн= 15 кГц.
по дальности	зондирующих	по частоте
(«высотные» МО) сигналов	(скорости)
(МО по ГЛ ДНА)
Рис. 4.23
99

«Слепые» участки по дальности, возникающие из-за м0
ментов излучения зондирующих импульсов РЛС, имеют зца.
чительно меньшую протяженность и показаны на рис. 4.23
пунктиром. «Слепые» участки по доплеровскому смещении)
частоты показаны для случая отклонения максимума ДН ан-
тенны от вектора скорости на 60° (фаз А = 60°). Это соответствуй
ет /дп гл = 20 кГц (при скорости Vc = 600 м/с и X = 3 см). Высо-
та полета НЛА принята равной 5000 м.
Обнаружение ВЦ возможно только в свободных областях
на плоскости (fc, Dc). Одновременно можно отметить связь
расположения зон неоднозначности по дальности АГ>0ДН и до-
плеровской частоте А^одн. Например, наблюдаемое расстояние
до цели, расположенной на 18 км относительно РЛС, равно
8 км, а наблюдаемое доплеровское смещение частоты равно
10 кГц (если измерять ее относительно линии спектра 15 кГц)
или 5 кГц (если измерять ее относительно зоны главного мак-
симума А/ л), хотя истинная доплеровская частота цели рав-
на 25 кГц (см. рис. 4.22).
Таким образом, при использовании режима излучения со
СЧП импульсов возникают две достаточно сложные пробле-
мы: устранение неоднозначных измерений расстояний и до-
плеровских частот и устранение «слепых» зон как по дальнос-
ти, так и по доплеровским частотам.
4.3.	Структура спектров отраженных сигналов
при использовании зондирующих сигналов
с низкой частотой повторения импульсов
и особенности их обработки
4.3.1.	Спектр отражений при облучении поверхности Земли
импульсным зондирующим сигналом
с низкой частотой повторения
В режиме излучения с НЧП зондирующих сигналов в МФ
РЛС используются когерентные импульсные последователь-
ности с большой скважностью. Отношение ТИ/1И в этом режи-
ме может достигать сотен единиц.
В первую очередь данный режим используется для получе-
ния радиолокационного изображения земной поверхности в
режимах картографирования, обнаружения НЦ, в том числе
малозаметных и движущихся, а также применяется для на-
блюдения ВЦ в свободном пространстве.
100

Для того чтобы понять особенности функционирования МФ
рдС при использовании режима излучения с НЧП импульсов,
рассмотрим спектры отраженных сигналов при работе РЛС в
режимах «воздух—воздух» и «воздух— поверхность». Рас-
смотрение начнем с режима «воздух —воздух».
При переходе в режим НЧП импульсов спектральные со-
ставляющие зондирующего сигнала следуют через очень ко-
роткий интервал частот, поскольку частота повторения Fu в
этом случае составляет сотни герц — единицы килогерц.
Вследствие этого парциальные спектры от соседних спект-
ральных составляющих перекрываются. Формирование ре-
зультирующего спектра отраженного сигнала можно пояс-
нить, опираясь на диаграммы, приведенные на рис. 4.14. Од-
нако необходимо учесть, что ввиду близости спектральных
составляющих доминирующую роль в спектре отражений от
Земли играют области, приходящиеся на главный луч ДНА.
Области в спектре, занимаемые МО по боковым лепесткам
ДНА, образуются за счет наложения большого числа анало-
гичных областей от соседних парциальных спектров. Участки
между соседними областями МО по главному лучу ДНА име-
ют малую протяженность по оси частот, равную Fn. Наблюде-
ние спектральных составляющих сигналов, отраженных от
ВЦ, возможно только в пределах узкой полосы частот
приходящейся на МО по боковым лепесткам ДНА. Спектраль-
ные составляющие области МО по главному лучу ДНА имеют
более высокую интенсивность по сравнению с аналогичными
составляющими сигнала, отраженного от ВЦ, и поэтому мас-
кируют последние. Данные участки при наблюдении ВЦ для
МФ РЛС являются «слепыми» зонами приема по частоте.
Суммируя сказанное, структуру спектра отраженного сиг-
нала от поверхности Земли в пределах его главного лепестка
можно представить в виде, изображенном на рис. 4.24.
Анализируя приведенный спектр, а также предыдущие
рассуждения, видим, что при переходе МФ РЛС в режим рабо-
ты «воздух—воздух» с НЧП импульсов еще сильнее, по срав-
нению с режимом излучения со СЧП, обозначились проблемы
обнаружения ВЦ на фоне отражений от Земли. К имеющимся
Проблемам — отсутствию в спектре частотных участков, сво-
бодных от МО; сосредоточенности в пределах частотного ин-
тервала, равного F1( всех доплеровских спектральных состав-
ляющих отраженных сигналов от ВЦ, двигающихся как на
Встречных, так и на догонных курсах; наличию «слепых» зон,
°бусловленных МО по главному лучу ДНА, добавляются еще
101

S(f)
Рис. 4.24
две — высокая интенсивность МО по боковым лепесткам ДНА
и узкая частотная область А/Дф < Ри, в которой возможно на-
блюдение спектральных составляющих сигналов, отражен-
ных от ВЦ.
Режиму излучения с НЧП импульсов, также как и режиму
со СЧП, присуща неоднозначность измерения доплеровского
смещения частоты отраженного сигнала, поэтому в полосе
частот А/дф возможно определение только его «наблюдаемого»
значения.
При переходе МФ РЛС в режим работы «воздух—поверх-
ность» картина несколько меняется. Информационной частью
спектра (рис. 4.24) становится и область, приходящаяся на
главный луч ДНА. В этой области сосредоточены все спект-
ральные составляющие отражений от Земли, которые форми-
руют радиолокационное изображение ее поверхности в режи-
ме картографирования реальным лучом. В этой же части
спектра располагаются спектральные составляющие сигна-
лов, отраженных от неподвижных наземных объектов. Спект-
ральные же составляющие сигналов, отраженных от движу-
щихся НЦ, располагаются в части спектра, приходящейся на
боковые лепестки ДНА. В то же время для получения РЛИ с
высокой детализацией (с высоким разрешением) режим рабо-
ты с реальным лучом неприемлем. Для получения детальной
радиолокационной картины местности в МФ РЛС использу-
ются режимы работы с искусственным лучом (режимы синте-
зирования апертуры антенны, которые будут рассмотрены ни-
же в главах 7—9).
102

4.3.2.	Время-частотные характеристики отражений
от поверхности Земли при использовании низкой частоты
повторения импульсов. Мощность мешающих отражений
При переходе к режиму излучения с IIЧП импульсов вре-
^я-частотные характеристики отраженных сигналов меняют-
ся по сравнению с режимом СЧП импульсов. Основное влия-
ние на эффективность обнаружения ВЦ в данном режиме
оказывают МО, воспринимаемые главным лепестком ДНА.
Переход к еще более высокой скважности зондирующих им-
пульсов приводит к появлению дополнительных полос рав-
ных доплеровских частот по сравнению с режимом излучения
с СЧП импульсов, которые располагаются через интервал од-
нозначности AFO?[H - Fu. В режиме НЧП импульсов, как отме-
чалось выше, данный интервал значительно уже и составляет
сотни герц — единицы килогерц. Поэтому количество изодоп
велико. В то же время ввиду выполнения условия однознач-
ности измерения расстояний Тп - Ц маК( 2Пмаш,/с в данном
режиме излучения фиксированной дальности на поверхности
Земли соответствует только одна полоска равных расстояний.
Для более полного анализа свойств МФ РЛС при работе в
режиме излучения с НЧП импульсов рассмотрим функцию
отражения а((р, D) земной поверхности и наложим на нее ФН
когерентной пачки импульсов. При этом учтем, что при ис-
пользовании сигналов с НЧП наблюдение ВЦ ведется в зоне
существенной неопределенности по оси частот (рис. 4.25). На
рис. 4.25 приведена ситуация, когда ГИД расположена на рас-
стоянии 2)д е А7Э()ЧН и, следовательно, /- 2D ./с ' Ти* Видно,
отражений	по БЛ ДНА
Рис. 4.25
103

что в этом случае даже пр^
доплеровском смещении час.
тоты /дпц’ большем 2Vn^
цель маскируется отражу
ниями, которые соответствуй
ют боковым лепесткам ФЦ
распределенным по оси у.
В свою очередь, боковые ле-
пестки ФН по оси v также
« набирают » интенсивные
МО, главным образом, за
счет отражений по главному
лучу ДНА, которые на рис. 4.25 имеют протяженность прак-
тически на всю возможную дальность расположения целей.
Наглядное представление о воздействии МО на процесс об-
наружения ВЦ, как отмечалось ранее, также можно полу-
чить, рассмотрев наложение ФН когерентной пачки импуль-
сов на поверхность Земли в полярной системе координат OcpD
(рис. 4.26).
Из рис. 4.26 видно, что в связи с увеличением скважности
зондирующих импульсов имеется много участков пересече-
ний изодалий и изодоп. В результате в приемнике МФ РЛС в
пределах строба селекции по дальности собираются сигналы
МО со всех фильтров доплеровской селекции в полосе А/Дф. Об-
щее число участков пересечений Амо полос равной дальности
и равных доплеровских частот больше, чем в режиме излуче-
ния со СЧП. Поэтому можно ожидать увеличения мощности
Рмо мешающих отражений в режиме излучения с НЧП им-
пульсов. Для определения величины Рмо можно воспользо-
ваться выражением (4.26). Вычисление по данной формуле
при использовании различных частот повторения импульсов с
Рис. 4.27
104

vqeTOM рассмотренных особенностей для каждого режима из-
лучения позволяет получить график зависимости мощности
р мешающих отражений в пределах доплеровского фильтра
оТ ЧПИ. Качественный вид данной зависимости представлен
ца Рис- 4.27. Из приведенной зависимости видно, что сущест-
вует некоторый минимальный уровень мощности МО, кото-
рый приходится на диапазон средних ЧПИ.
При росте или уменьшении частоты повторения относи-
тельно диапазона СЧП наблюдается рост величины при
этом значения ее при НЧП и ВЧП импульсов достаточно вели-
ки. Показанная зависимость Рмо	подтверждает приве-
денные выше рассуждения относительно низкой эффектив-
ности решения задачи обнаружения ВЦ на фоне МО при ис-
пользовании режима излучения с НЧП импульсов.
4.3.3.	Неоднозначность измерения доплеровского смещения
частоты (радиальной скорости) при низкой частоте
повторения импульсов
В режиме излучения с НЧП импульсов, как и в режиме
СЧП, существует неоднозначность измерения доплеровского
смещения частоты отраженного сигнала (радиальной скорос-
ти движения цели). Это приводит к большому числу пересече-
ний гиперболических полосок (изодоп) и полуколец даль-
ности (изодалий) на поверхности Земли (см. рис. 4.26). По-
скольку для режима IIЧП характерно однозначное измерение
дальности, то имеется только одно кольцо дальности на рас-
стоянии, соответствующем положению цели. Тем не менее,
из-за неоднозначности по доплеровскому смещению частоты
число гиперболических полосок велико, что приводит к неод-
нозначным измерениям доплеровского смещения частоты /Д||
отраженного сигнала. Следовательно, как и в режиме с СЧП,
Можно вести речь только о наблюдаемой величине допле-
ровского смещения частоты. Максимальное доплеровское сме-
щение частоты отражений от поверхности Земли /дп мо макс
^ЗЕДд/Х, но это значение значительно больше, чем значение
самой ЧИП в режиме НЧП. Доплеровское смещение частоты
зависит от углового положения цели. Если считать, что ВЦ
летит на малой высоте (угломестное положение цели не учи-
тывается), то максимальное значение доплеровского смеще-
ния частоты от поверхности Земли соответствует азимуталь-
ному углу ф 0. На рис. 4.28 показано изменение наблюдае-
105

мого доплеровского смещения частоты в зависимости от угло-
вого положения наблюдаемого участка на поверхности Земли
по азимуту в предположении малой высоты полета носителя
РЛС.
Из рис. 4.28 видно, что доплеровскому смещению частоты
/ сигнала, отраженного от цели, соответствует большое
число угловых направлений сраз, где наблюдаемые частоты
одинаковы. Данный факт подтверждает неоднозначность из-
мерения величины / при использовании НЧП.
Зависимость f = /(Фаз)’ приведенную на рис. 4.28, можно
также представить в виде /дпн = /(Ри). В этом случае зависи-
мость наблюдаемого доплеровского смещения частоты от его
истинного значения будет иметь вид, аналогичный представ-
ленному на рис. 4.22. Из приведенных зависимостей видно,
что истинное доплеровское смещение частоты /дпц при ис-
пользовании НЧП связано с его наблюдаемым значением /дп нц
соотношением
f = mF + f .	(4.39)
• ДП	И 'ДПН	х**	'
В приведенной формуле, как и раньше, т — коэффициент
кратности неоднозначности. Данная величина в режиме НЧП
импульсов может составлять сотни единиц.
Таким образом, материал, приведенный в этой главе, дает
представление об особенностях спектрального состава отра-
женных сигналов в различных режимах излучения МФ РЛС и
позволяет получить представление о процедуре выбора ЧПИ
зондирующих последовательностей при решении задач «воз-
дух—воздух» и «воздух—поверхность».
106

Контрольные задания и упражнения
1.	Изобразите спектр отраженных сигналов от поверхности
Земли при использовании режима излучения с ВЧПИ.
2.	Изобразите спектр отраженных сигналов от поверхности
Земли при использовании режима излучения с СЧПИ.
3.	Определите протяженность области в спектре мешаю-
щих отражений от Земли, соответствующую главному лепест-
ку ДНА, если известны: скорость полета носителя МФ РЛС
1100 км/ч, диаметр зеркала антенны 90 см, несущая частота
зондирующих колебаний 3,2 см, угол отклонения основного
лепестка относительно вектора скорости носителя 60°.
4.	Для условий, соответствующих предыдущей задаче, оп-
ределите ширину парциального спектра мешающих отраже-
ний от Земли.
5.	Из каких соображений должна выбираться частота по-
вторения импульсов в режиме излучения с ВЧП?
6.	Из каких соображений должна выбираться частота по-
вторения зондирующих импульсов в режиме излучения с
СЧП?
7.	Изобразите спектр отраженных от поверхности Земли
сигналов при использовании режима излучения с НЧПИ.
8.	Из каких соображений должна выбираться частота по-
вторения зондирующих импульсов в режиме излучения с
НЧП?
9.	От каких факторов зависит величина мощности мешаю-
щих отражений от Земли в различных режимах излучения?

Глава 5
Измерение расстояний и скорости сближения
с целью в многофункциональных РЛС
при обзоре воздушного пространства
5.1.	Измерение дальности до цели и устранение
«слепых» зон по дальности при обзоре воздушного
пространства в режиме излучения с высокой частотой
повторения импульсов
Использование импульсных сигналов с ВЧП приводит к то-
му, что интервал однозначного измерения расстояний АЦ)ДН
становится весьма малым по сравнению с максимально воз-
можным значением дальности обнаружения £>макс целей. Для
исключения этого противоречия при определении действи-
тельного расстояния до цели в данном режиме излучения при-
ходится использовать специальные методы измерений. Наи-
более часто в таких ситуациях применяют метод перебора
ЧПИ. Однако в режиме излучения с ВЧП импульсов при ис-
пользовании данного метода необходимо учитывать ряд осо-
бенностей. Кроме того, что диапазон однозначного измерения
дальности до ВЦ в этом режиме мал, существуют еще «сле-
пые» зоны по дальности. Данные обстоятельства приводят к
тому, что при переборе ЧПИ присутствует большая вероят-
ность потери сигнала, отраженного от цели. Поэтому для оп-
ределения расстояний и устранения неоднозначности измере-
ния дальности в МФ РЛС в режиме ВЧП нашел применение
метод линейной частотной модуляции (ЛЧМ) несущей часто-
ты импульсной зондирующей последовательности. При его
использовании несущая частота /0 в пределах длительности
i-ro зондирующего импульса принимает некоторое фиксиро-
ванное значение fOi е [fOm, /0 максЬ но от импульса к импуль-
су изменяется по линейному закону в диапазоне частот &F м =
= макс - /о мин’ где 4 макс’ 4 мин ~ максимальное и минималь-
ное значения несущей частоты в процессе ее модуляции. Учи-
тывая вышесказанное, можно определить изменение наблю-
даемого доплеровского смещения частоты в зависимости от
расстояния до ВЦ.
108

Диже остановимся на ряде особенностей, которые возника-
ет при обработке отраженных сигналов в МФ РЛС при ис-
пользовании метода ЛЧМ в импульсной когерентной последо-
вательности.
При наблюдении ВЦ возникающие изменения несущей
частоты, обусловленные эффектом Доплера, приводят к появ-
лению существенных ошибок в измерении расстоянии, если
применить только частотную модуляцию несущей. Для устра-
нения влияния данного эффекта на процесс измерения рас-
стояний применяют комбинированный режим работы МФ
рДС при излучении и приеме пачек когерентных импульсов.
Весь интервал времени наблюдения ВЦ, выделенный для про-
ведения измерения, делится на несколько тактов (подынтер-
валов). Обычно таких подынтервалов может быть два или три.
На первом подынтервале Т} не применяется изменение несу-
щей частоты зондирующих сигналов по линейному закону.
Данный интервал используется только для определения до-
плеровского смещения частоты /'Д11 п сигнала, отраженного от
цели. На втором подынтервале Т2 (или на втором и третьем) в
зондирующую последовательность импульсов вводится ЛЧМ
и решается задача устранения неопределенности по дальнос-
ти. На рис. 5.1 приведены временные диаграммы, позволяю-
щие уяснить суть данного способа устранения неоднозначнос-
ти измерения дальности до ВЦ. В частности, на рис. 5.1, а по-
казано изменение во времени частот зондирующего /пзч, отра-
женного /прм и гетеродинного Д сигналов; на рис. 5.1, б —
зондирующая последовательность радиоимпульсов, а на
рис. 5.1, в - изменение промежуточной частоты для двух
подынтервалов и Т2.
Как видно из рис. 5.1, на первом подынтервале (временном
такте) 7Л1 частотная модуляция несущей частоты зондирую-
щей последовательности импульсов не применяется. На вто-
ром такте Т2 несущая частота изменяется но линейному зако-
ну с крутизной
К’.М = АД,/7Д	(5.1)
гДе AjFm — девиация частоты на интервале Т2.
Частота местного гетеродина fv в приемнике МФ РЛС тай-
нее изменяется в соответствии с изменением несущей частоты
/изл. За счет движения ВЦ в от раженном сигнале возникает
Доплеровское смещение частоты. В результате	чго
отражено на временном такте 7\ рис. 5.1, а пунктирной лини-
109

ей /прм1. На втором такте Т2 изменение частоты /прм происхо-
дит под действием следующих факторов:
•	запаздывания сигнала, отраженного от ВЦ;
•	введения ЛЧМ и запаздывания отраженного сигнала от
ВЦ;
•	доплеровского эффекта.
Изменение частоты /прм, обусловленное дальностью до ВЦ и
введением ЛЧМ, на рис. 5.1, а обозначено как fD (дальномер-
ная частота).
Опираясь на диаграммы рис. 5.1, а, запишем изменение
несущей частоты /изл во времени на втором такте Т2:
/изл 2(0 = /о + t е [Тр Т2 + TJ,	(5.2)
где /0 — несущая частота зондирующей последовательности
на первом такте, /изл j = f0.
110

В свою очередь, гетеродинный сигнал на первом такте име-
ет частоту fl} = Уг0, а на втором —
/•.(/) /•„	А'../.	(5.3)
Частота отраженного сигнала от ВЦ на первом Т} и втором
f2 тактах
А,Рм 1 = А) + .г	(5-4)
Афм 2 ~~ Awi 2^	11)) /"дпц,	(5.5)
где /дП ц — доплеровское смещение частоты сигнала, отражен-
ного от цели (в рассмотренном на рис. 5.1, а примере / ц > О,
что соответствует встречному движению ВЦ); tD = 2Dц/с —
время запаздывания принимаемого сигнала.
Опираясь на выражения (5.1)—(5.5), после переноса при-
нимаемых радиолокационных сигналов в приемнике МФ РЛС
на промежуточную частоту получим:
на первом временном такте
А,Р . - А.РМ1 - А 1 - А, и - А о = А.р о + А.,. .3 О-б)
на втором временном такте
f пр 2 f прм 2 f'г 2 f изл 2^ Aj) Аш 2 А 2
= /о + к at - а + /дп ц fv 0 кчм/ f{) - () 4 /д]г ц - кчм^д =
-/up<J (4пц-^мМ-Ал)о+/^	(5.7)
где fD = /дпц - K4yitD -- наблюдаемая частота.
Сравнивая (5.6) и (5.7), видим, что промежуточные часто-
ты Aip 1 и Aip 2 на первом и втором временных тактах отличают-
ся на величину равную дальномерной частоте flr
- fD - K4MtD - 2K4MDJc.	(5.8)
Вычитая частоты /пр t и /пр 2 одну из другой, устраним
влияние эффекта Доплера (доплеровского смещения частоты
/дПЦ сигнала, отраженного от ВЦ):
^7р = а 1 Aip 2=
= /'прО + Адп ц ~ Дгр 0 “ Аы ц + ^чмА) =	= fD-	(5-9)
Необходимо обратить внимание, что в приемнике МФ РЛС
обнаружение ВЦ осуществляется по факту превышения поро-
гового уровня выходным сигналом одного из фильтров, входя-
щего в набор фильтров доплеровской селекции. Все фильтры
Настроены на различные значения доплеровского смещения
Частоты f g Г/ , f 1, где f . f — ми-
• дп ц L/дццмин’ • дп ц маке-1’ 'дпцмин’ • дп ц макс
111

нимальное и максимальное значения доплеровского смеще>>
ния частоты сигнала, отраженного от ВЦ, обусловленные
радиальной минимальной и максимальной скоростями
жения. Поэтому на первом такте обнаружение ВЦ будет
осуществляться в доплеровском фильтре (ДФ), настроенном
на частоту /дпц. На втором же тактовом интервале Т2 обнару,
жение ВЦ осуществляется ДФ, настроенным на частоту f'D =
= (/дПЦ “ /*£)). Этот фильтр расположен левее основного фильт-
ра, настроенного на доплеровское смещение частоты /дп на
величину частотного сдвига, равного fD. Следовательно, опре-
делить расстояние 1)ц до ВЦ можно по смещению «звенящего»
ДФ на втором временном такте Т2, сравнив его со «звенящим»
ДФ на такте Tv
На рис. 5.2 показано расположение спектральных состав-
ляющих сигнала, отраженного от ВЦ, на первом (рис. 5.2, а)
и втором (рис. 5.2, б) тактах обнаружения. Если на первом
такте обнаружения Т\ доплеровское смещение частоты fдп1
112

Журнала, отраженного от ВЦ, соответствует ДФ с номером
т0 на такте Т2 факту обнаружения ВЦ будет соответство-
вать ФИЛЬТР с номером Аф2, расположенный левее по оси час-
Тогда значение /дП1, выраженное через номер ДФ на такте
можно записать в виде
I	4ni = 4пц = 4пс + Д4ф + (А'ф1 - Wp.b, (5.10)
где /Дпс =:= 2ЦдА/А,— максимальное доплеровское смещение
частоты, соответствующее границе спектра МО; Vc — скорость
полета носителя, Д/бф — буферный (защитный) частотный ин-
тервал, исключающий попадание составляющих МО от Земли
- в полосу пропускания 1-го ДФ; А/рф — частотный разнос меж-
: ду частотами настройки ДФ, входящих в набор (обычно Д/рф <
< Д/дф, где Д/дф — ширина полосы пропускания ДФ).
У На такте Т2 доплеровское смещение частоты /дп, соответст-
 рующее «звенящему» фильтру ТУф2 (рис. 5.2, б),
4п2 = /дПе + А/бф + (^ф2-1)А/рф.	(5.11)
Очевидно, что разность частот /дп1 (5.10) и /дп2 (5.11)
4п1 - 4п2 = fD = 2*чмВц/с = (АГф1 - N^) Д/рф (5.12)
и характеризует дальномерную частоту fD, которая пропорци-
ональна дальности Оц до ВЦ. Отсюда
А, = с(ЛГф1 - ^2)А/рф/(27Счм).	(5.13)
Заметим, что представленный способ определения 2)ц имеет
недостаток, заключающийся в том, что измерение расстояния
до ВЦ становится дискретным. Величина дискрета ДГ)Ц опре-
деляется разностью двух соседних доплеровских фильтров,
которая равна Аф(/ + Х) - Аф z = 1. Вследствие этого
АГ»Ц = с А/рф/(2^чм).	(5.14)
Например, если Д/рф = 200 Гц и 2ГЧМ = 5 МГц/с, получаем
АОц = 6 км. Такая довольно большая дискретность может
быть допустимой при работе МФ РЛС в режиме обзора про-
странства, когда необходимо получение информации о распо-
ложении ВЦ по дальности в зоне наблюдения. Однако для це-
леуказания ГСН управляемых АСП и для задания начальных
условий алгоритмам непрерывного сопровождения ВЦ данная
«точность» измерения явно недостаточна.
Для повышения точности измерения дальности при ис-
пользовании ЛЧМ несущей частоты зондирующей последова-
8 - 6726
113

тельности, как видно из (5.14), можно увеличить крутизну
частотной модуляции в пределах измерительного такта
(временного подынтервала Т2). Однако значение Хчм не может
быть выбрано сколь угодно большим. Основное ограничение
заключается в следующем. Максимальное значение дально-
мерного смещения частоты / должно находиться в диапазоне
изменений частоты в наборе ДФ, т. е. не должно выходить за
пределы полосы доплеровской селекции (фильтрации). Или,
другими словами, разность номеров ДФ при измерениях на
первом и втором тактах не должна превышать допустимую
для данной скорости ВЦ величину (А^ф1 - 2Уф2).
Рассмотренный метод ЛЧМ несущей частоты зондирую-
щей последовательности имеет еще один недостаток. Если
в пределы строба селекции по дальности одновременно попа-
дут сигналы, отраженные от нескольких ВЦ (хотя и имею-
щих различные скорости, т. е. различные доплеровские сме-
щения частот), то возникает неопределенность в измерении
расстояния до конкретной ВЦ. При таком варианте в наборе
ДФ на первом и на втором тактах появляется несколько «зве-
нящих» фильтров, а не один. В результате возникает неопре-
деленность в измерении расстояний из-за ряда ложных со-
четаний составляющих доплеровских смещений частот, от-
носящихся к различным целям. Для устранения этого недос-
татка в МФ РЛС применяют несколько дополнительных
временных тактов, в каждом из которых обеспечивается
ЛЧМ несущей частоты /0 зондирующей последовательности
импульсов с различными значениями крутизны частотной
модуляции Кчм.
Для устранения «слепых» зон по дальности в режиме излу-
чения с ВЧП импульсов в МФ РЛС используется метод перебо-
ра ЧПИ, суть которого сводится к тому, что за счет вариации
частот повторения обеспечивается максимально возможная
зона «прозрачности» приема по дальности. Поясним это с по-
мощью временных диаграмм, приведенных на рис. 5.3, при
использовании вариации из трех ЧПИ. На трех верхних диаг-
раммах рисунка показано расположение импульсов запуска
передатчика (ИЗП) и запирания приемника (ИЗ ПРМ) МФ
РЛС для трех различных ЧПИ — FH1, Fh2 и Fh3. Как правило,
выбор данных ЧПИ осуществляется исходя из базового пери-
ода повторения импульсов То, который в свою очередь выби-
рается из условия однозначного измерения дальности до ВЦ:
TQ > 22)макс/е. В пределах данного периода То первоначально
114

изп,
ИЗ ПРМ
«Слепые» зоны
по дальности
ИЗП,
СЗсум
ИЗ ПРМ
о
D
Рис. 5.3
излучается последовательность зондирующих импульсов с
ЧПИ FH1. Период данной последовательности в несколько раз
меньше То. В последующий временной интервал Т() излучает-
ся вторая пачка импульсов с ЧПИ Fh2, которая отличается от
FKi и не является ей кратной, затем — последовательность с
частотой Fh3, которая отличается от первых двух ЧПИ и так-
же не является кратной Fh2. Зондирующие последовательнос-
ти излучаются последовательно во времени, но для большей
наглядности на рис. 5.3 показано как бы одновременное их
излучение. Из рис. 5.3 видно, что при изменении периода сле-
дования (ЧПИ) зондирующей последовательности положение
«слепых» зон на шкале дальности D смещается. Выбором
Конкретного значения ЧПИ обеспечивается такое положение
8*
115

«слепых» зон на шкале Z), при котором отсутствует их одно-
временное перекрытие при использовании каждой из частот
повторения FH1, Fh2, Fh3, или число участков перекрытия
«слепых» зон минимально. В этом случае имеется возмож-
ность обеспечить «прозрачную» зону приема по дальности
(времени запаздывания) при совместном использовании трех
ЧПИ. Результирующая слепая зона (СЗсум) при использова-
нии зондирующих импульсных последовательностей с ЧПИ
FH1, ^и2’ ^из приведена на нижней диаграмме рис. 5.3. Из дан-
ной диаграммы видно, что СЗсум состоит только из одного уча-
стка, располагающегося после первого ИЗП, с протяженно-
стью, равной участку, приходящемуся на ИЗ ПРМ. Остальная
часть временной шкалы (шкалы дальности) свободна для
приема сигналов, отраженных от воздушных целей, т. е. яв-
ляется «прозрачной».
5.2.	Измерение дальности до цели и устранение
«слепых» зон по дальности при обзоре воздушного
пространства в режиме излучения со средней частотой
повторения импульсов
5.2.1.	Измерение дальности до цели
При использовании импульсных сигналов с СЧП импуль-
сов диапазон Д1Эодн однозначного измерения дальности суще-
ственно возрастает по сравнению с режимом высоких ЧПИ и
на порядок больше, чем протяженность «слепой» зоны по
дальности. Эти обстоятельства позволяют для устранения не-
однозначности измерения дальности в данном режиме излуче-
ния использовать метод перебора ЧПИ.
Обычно за время облучения цели в режиме СЧП излуча-
ется несколько когерентных пачек импульсов с фиксиро-
ванными ЧПИ в каждой пачке. В типовых ситуациях частот
может быть от 5 до 10 в виде некоторого, так называемо-
го «программного», набора ЧПИ. Конкретный набор ЧПИ
в программе зависит от многих факторов. Например, от раз-
мера зоны изменения дальностей и доплеровских смещений
частот, в пределах которой необходимо устранять «слепые»
участки; от введенных ограничений на минимальные и мак-
симальные скорости движения целей и ряда других фак-
торов.
116

Поскольку обнаружение цели в приемнике МФ РЛС осу-
 ществляется по факту превышения порога сигналом на вы-
ходе одного из ДФ, то для большей надежности (высокой ве-
; роятности правильного обнаружения Рпо) решение об обнару-
жении обычно принимается за несколько пачек импульсов.
Например, по трем пачкам из восьми. Если сигналы, отражен-
ные от ВЦ, не попадают в «слепые» зоны, то возможно приня-
тие решения и при использовании только двух пачек импуль-
сов с различными ЧПИ. Рассмотрим данный вариант более
Детально.
Пусть имеется базовый период повторения импульсов То.
В течение данного периода То излучаются последовательно
зондирующие импульсы с ЧПИ Ри1 и Ри2 (рис. 5.4), равные
^1 = «Л^и2 = ^о-	(5.15)
где величины п1 и п2 не кратны и не имеют общего делителя.
Из рис. 5.4 видно, что положение отраженных импульсов
относительно ближайшего (слева) излученного импульса (им-
пульса запуска передатчика (ИЗП)) при Ри1 и Ри2 различно.
117

Для ЧПИ-1 (2?и1) эта величина равна £Вн1, а Для ЧПИ-2 «на-
блюдаемое» время запаздывания — ^н2. Здесь же на рисунке
показаны «слепые» зоны по оси t. Видно, что при изменении
ЧПИ положение «слепых» зон также меняется. Это позволяет
одновременно с устранением неоднозначности измерения
дальности в режиме излучения со СЧПИ «раскрывать» и «сле-
пые» зоны по данной координате. Если при излучении зонди-
рующей последовательности с одной из ЧПИ цель попадает в
«слепую» зону, то при переходе к другой ЧПИ импульсы, от-
раженные от цели, «выходят» из этой зоны. Из рис. 5.4 также
следует, что использование двух ЧПИ позволяет определить
истинное время запаздывания tD отраженного сигнала от ВЦ
(положение отраженного импульса относительно «своего» из-
лученного). Для нахождения величины tD следует определить
совпадающие отраженные сигналы (например, импульсы I и j
на диаграмме) при последовательном излучении импульсных
зондирующих сигналов с ЧПИ FH1 и Fh2, а затем рассмотреть
временные соотношения, соответствующие заданным сигна-
лам. Моменты совпадения можно определить, совместив вре-
менные диаграммы приема сигналов рис. 5.4. Совпадающим
по временному положению будет только один импульс в пре-
делах периода То в каждой принимаемой пачке импульсов.
Положение совпадающих импульсов относительно излучен-
ных (i-ro или j-го) соответствует истинному времени запазды-
вания tD и, следовательно, однозначному расстоянию £)ц до
цели. На практике выявление такого совпадения может быть
осуществлено как аппаратными, так и программными средст-
вами.
На рис. 5.5 приведены зависимости изменения «наблюдае-
мых» времен запаздывания ^н1 и £Dh2 как функции от истин-
ной величины tD для двух ЧПИ.
Опираясь на данный рисунок, можно составить систему из
двух уравнений, устанавливающих соответствия между вели-
чинами £Dh1, £Dh2 и истинным временем запаздыванием tD сиг-
нала, отраженного от ВЦ:
^£)ц =	+ ^DhI’	(5.16)
= П^и2 + ^Х>н2’	(5.17)
где тип — коэффициенты кратности неоднозначности, ука-
зывающие, сколько целых периодов Ти1 и Ти2 укладывается в
пределы интервала истинного времени запаздывания tDu^ при
использовании каждой из ЧПИ и Fh2. Если умножить обе
118

Рис. 5.5
части равенств (5.16), (5.17) на размерный коэффициент с/2,
то получим аналогичные соотношения для дальностей
£>ц = zn Д£>одн1 + DH1,	(5.18)
£)ц = п ДИодн2 + ^н2’	(5.19)
где ДИодн1 и А£)одн2 — интервалы однозначности измерений
«наблюдаемых» дальностей и DH1 и Dh2:
Д^одн1 = ^и1/2; Д£>одн2 - ^и2/2.	(5.20)
«Наблюдаемым» величинам £Вн1 и tDH2 соответствуют даль-
ности
^Hl-^Hl/2; ^н2	С^Г>н2/2-	(5.21)
В общем случае система уравнений (5.16), (5.17) обычными
алгебраическими методами не решается, так как число неиз-
вестных (tDv, т и п) превосходит число уравнений системы.
Однако при некоторых условиях (при заданных т и п) воз-
можно однозначное решение системы (5.16), (5.17) (определе-
ние tDu). Один из тривиальных вариантов решения заключа-
ется в прямом переборе коэффициентов т и п, в результате
которого находится пара (т, п), обеспечивающая равенство
левых частей уравнений (5.16), (5.17).
Возможен и другой способ выбора коэффициентов тип,
основанный на предположении о фиксированной величине
Их различия. В частности, выбирая ЧПИ, предположим, что
значения тип отличаются между собой не более, чем на ед и-

ницу во всем диапазоне измерения дальностей. Тогда можно
записать, что Ти1 = Ти; Ти2 = Ти1 + Д£, а соответствующие им
интервалы однозначности
АЛадн1 = АЛ.ДН;	АЛ>дн + AZ)- (5-22)
Зададим величину ошибки представления дальности (диск-
рет по дальности). Как правило, на практике данную величи-
ну ДЛ выбирают так, чтобы отношение ДЛодн/ДИ было целым
числом. Обозначим данное отношение как
Qd = ДПодн/ДД = TJM.	(5.23)
Будем считать, что все величины ДЛодн, Ти, ДЛ, Д£, входя-
щие в (5.23), являются целыми числами. Тогда, подставив
(5.22) в систему (5.18), (5.19) и приравняв правые части урав-
нений системы, получим:
™ А^одн + ЯН1 = п(ДПодн + ДП) + Пн2. (5.24)
Пусть максимально возможная дальность радиолокацион-
ного наблюдения МФ РЛС равна £)макс и кратна интервалам
ДЛодн1 и ДЛодн2. Тогда справедливо соотношение:
^макс — ^макс ^^одн! — ^макс А^одн2’	(5.25)
где тмакс и пмакс — максимальные количества интервалов од-
нозначности, которые «укладываются» в пределах £)макс при
использовании ЧПИ Ли1 и Ли2 соответственно.
Перепишем (5.25) с учетом соотношения (5.23):
Тумаке А^одн ^макс(А^одн2 Д-Р)«
Тогда, опираясь на (5.23), получим
^макс ~ ^макс^ Qd ~ ^макс^	(5.26)
ИЛИ
(^макс ~ ^макс)^Г> — ^макс*	(5.27)
Предположим, что тмакс - ммакс = 1, тогда получим
Пмакс = Qd’ Шмакс =	+ 1 •	(5.28)
Преобразуем выражение (5.24) с учетом отношения (5.23)
। (	^н1	^н2 А I т.	/е-
т = п 4-	---- = п 4- /?,	(5.29)
V	^^одн 7
120

k — коэффициент, равный
,	( п ^>н1 — ^н2 \
k =	75- - --т-уг----	= т - П.
<Qd Л^одн )
(5.30)
При т = тмакс и п = пмакс выражение (5.29) также справедли-
во, так как тмакс - пмакс = k = 1. Следовательно, величина k
(5.30) может принимать значения либо 1, либо 0. Из соотно-
шения (5.30) можно также определить, как соотносятся меж-
ду собой величины п и (DH1 - 1)н2):
(^н1 — "^н2 А
n = kQD+( н1дп }	(5.31)
Обозначим второе слагаемое в (5.31) как
(5.32)
Данную величину можно рассматривать как некоторую от-
носительную «наблюдаемую» разность величин DH1 - Dh2. За-
метим, что при выбранных величинах А£>одн и AD параметр QH
всегда равен целому числу, не равному нулю, так как при лю-
бом расстоянии £)ц < £)макс величины DH1 и Db2 не могут быть
равными.
Подставив (5.32) в выражение (5.31), получим соотноше-
ние для определения величины п:
n = kQD + QB.	(5.33)
Для выбора величины k воспользуемся следующими логи-
ческими рассуждениями. Поскольку текущее произвольное
значение п всегда меньше QD (5.30), (в предельном случае п =
= пмакс - Qd)9 то при QH > 0 или ПН1 - Db2 > 0 величина k в
формуле (5.33) должна быть равна нулю (k = 0). Доказательст-
во этого факта проведем от противного. Предположим k = 1,
тогда из (5.33) получим, что
n = QD + QB.	(5.34)
Однако это не удовлетворяет условию п < QD при величине
QH > 0. Следовательно, k = 0.
В том случае, когда QH < 0, из (5.32) при k = 1 приходим к
(5.33), что удовлетворяет неравенству п < QD. Следовательно,
fe= 1.
Таким образом, можно составить алгоритм простого опре-
деления величины п при выполненных измерениях DH1 и Dh2,
Позволяющий однозначно определить расстояние до цели £)ц

Рис. 5.6
(рис. 5.6). Операция взятия целой части числа (ent), введен-
ная в данный алгоритм вычисления на 4-м шаге выполнения
(рис. 5.6), появилась в связи с тем, что результат деления
AZ)H/AZ) (где AZ)H = Z>H1 - Z>h2) не всегда является целым чис-
лом. Поэтому требуется его округление до целой части. Ос-
тальные вычислительные операции в алгоритме рис. 5.6 рас-
смотрены при получении формул (5.18)—(5.34).
122

5.2.2.	Устранение неоднозначности измерения дальности
до целей и «слепых» зон по дальности
Для повышения точности измерения дальности до ВЦ целе-
сообразно использовать не две, а несколько зондирующих им-
пульсных последовательностей с разными ЧПИ. В этом случае
возможно заранее выполнить некоторые необходимые расче-
ты по определению соответствия между «наблюдаемыми»
дальностями 1)н1, Du2 и истинной дальностью 1)ц до ВЦ. Пред-
варительные результаты расчетов обычно оформляются в виде
таблицы, которая может быть заранее записана в постоянное
запоминающее устройство (ПЗУ) цифровой системы обработ-
ки (ЦСО) МФ РЛС. Данную таблицу называют матрицей на-
блюдений, поскольку ее элементами являются значения «на-
блюдаемых» дальностей до ВЦ, полученные при использова-
нии i-й ЧПИ из используемого набора частот FH — {Ри: Fn/, I
= 1, т} при условии, что цель находится на дальности D(U е
е[0, /)макс] (табл. 5.1). Здесь Имакс — максимальная дальность
действия МФ РЛС. Размерность матрицы наблюдений 1)н 
=	зависит от общего числа т используемых ЧПИ и
i	•' J (т х п)
конечного числа п дискретного представления дальности до
ВЦ. Число дискретных значений D дальности, входящих
в набор [0, 79макс], зависит от величины шага дискретизации
Д2) по шкале дальности (дискрета по дальности), который оп-
ределяет погрешность представления дальности до ВЦ:
п = 1)макс/А1). Величина AD выбирается так, чтобы значение п
было целым числом. Таким образом, отдельный j-й столбец
Ицу матрицы наблюдений DH представляет собой набор рас-
считанных значений «наблюдаемых» дальностей до ВЦ, нахо-
дящейся на удалении -, полученных при использовании пг
импульсных зондирующих последовательностей с ЧПИ из на-
бора FM
123

Таблица 5.1
Dn/FB	Ai	A 2				A„"
At	Au	12		Ij		In
^2	21			2j	...	a2„ '
	...			...	...	
	An	^Hi2		A,7		in
			...			
F»m	ml	m2	...	mj		run
При обработке отраженных сигналов от ВЦ в МФ РЛС фор-
мируется вектор-столбец Z) • измеренных значений «наблю-
даемых» дальностей по результатам зондирования воздушно-
го пространства т импульсными последовательностями с
ЧПИ z g FH. Для разрешения неопределенности и нахожде-
ния однозначной дальности до ВЦ необходимо сравнить век-
тор измеренных значений DHij с векторами Рц. матрицы
DH и найти один из них, ближайший к вектору Номер j
такого столбца матрицы наблюдений позволит определить од-
нозначную дальность до ВЦ как £>ц = j AZ), где j g [1, тг].
Выбор ближайшего к D\ вектора-столбца D^k может быть
осуществлен по любому критерию, но наиболее часто на прак-
тике используют минимум квадрата разности, который в век-
торно-матричной форме записи имеет следующий вид:
е7 = 1Шп/у(Рц.-Р;.)Ч1)ц.-Ц.).	(5.35)
Для исключения совпадающих векторов в матрице наблюде-
ний Z>H необходимо, чтобы ЧПИ, входящие в набор FH, не бы-
ли кратны один другому.
Рассмотренный способ измерения дальности £>ц позволяет
получить высокую точность оценки расстояния до ВЦ, что
обусловлено возможностью выбора сколь угодного малого ша-
га \D дискретного представления дальности при составлений
матрицы наблюдений DH. В то же время, как видно из (5.35),
точность данного метода ограничена_точностью измерения
«наблюдаемых» дальностей D^k , j =1, т .
124

: Необходимо заметить, что данный способ может быть при-
еден также в режиме излучения с ВЧП импульсов, если МФ
IC располагает временем на излучение большого числа па-
ек импульсов с различными ЧПИ.
5.3.	Особенности измерения доплеровского смещения
частоты отраженного сигнала и радиальной скорости
I движения цели в режиме излучения сигналов
со средней частотой повторения импульсов
В режиме излучения со СЧП импульсов наблюдается неод-
>значность в определении доплеровского смещения частоты
гнала, отраженного от ВЦ, а также имеются «слепые» зоны
> частоте в его спектре. Для разрешения неоднозначности из-
;рения доплеровского смещения частоты и устранения «сле-
>1Х» зон применяется метод, основанный на переборе ЧПИ.
ня этого, как и при разрешении неоднозначности по даль-
>сти, последовательно излучаются несколько зондирующих
шульсных последовательностей с различными ЧПИ. «На-
едаемое» доплеровское смещение частоты /дпн в приемнике
Ф РЛС определяется по номеру ДФ, входящего в набор
фильтров доплеровской селекции системы обработки сигна-
лов. Данный набор ДФ устанавливается по оси частот в преде-
Вх интервала фильтрации, обычно равного частоте повторе-
я импульсов. На рис. 5.7 приведены зависимости «наблю-
даемого» доплеровского смещения частоты /дпн от его истин-
ного значения /дп ц при использовании двух ЧПИ для случая
сближения с ВЦ.
Рис. 5.7
125

Опираясь на приведенные диаграммы, можно составить
следующую систему уравнений:
/дпц =	+	(5.36)
fдп ц П ^и2 + fдп н2>	(5.37)
где т* и и* — целые числа, указывающие, сколько интерва-
лов однозначных измерений AFOflH «наблюдаемых» доплеров-
ских смещений частот укладывается в диапазоне [0, /дп ].
Данные интервалы АР0ДН количественно соответствуют часто-
там повторения Ful и Fh2.
По внешнему виду система уравнений (5.36), (5.37) соот-
ветствует системе (5.18), (5.19), составленной для определе-
ния истинного расстояния 2)ц до ВЦ по результатам неодно-
значных измерений, поэтому способы решения системы
(5.36), (5.37) аналогичны рассмотренным при разрешении не-
определенности по дальности. На основании этого в дальней-
шем остановимся только на особенностях решения указанной
задачи с учетом спектральной обработки отраженных сигна-
лов.
Наряду с раскрытием неопределенности по доплеровскому
смещению частоты (радиальной скорости движения ВЦ) изме-
нение ЧПИ в режиме излучения со СЧП позволяет раскры-
вать и «слепые» зоны по доплеровским частотам. В частности,
из рис. 5.7 видно, что если «наблюдаемое» доплеровское сме-
щение частоты при одной из ЧПИ (например, FH1) равна нулю
(совпадает со «слепой» зоной, кратной ЧПИ), то при переходе
к другой ЧПИ (Fh2) «наблюдаемое» смещение выходит из
«слепой» зоны и становится не равным нулю.
При обработке отраженных сигналов в приемнике МФ РЛС
зону анализа доплеровских смещений частот АРдф (зону
фильтрации) выбирают между спектральными составляющи-
ми МО по главному лучу ДНА, поскольку зона МО по ГЛ яв-
ляется «слепой» для обнаружения ВЦ. Такой выбор зоны
фильтрации позволяет полностью использовать все ДФ, пред-
назначенные для спектрального анализа отраженных сигна-
лов и обнаружения ВЦ. Однако при этом возникают некото-
рые особенности в методике устранения неоднозначностей по
доплеровским смещениям частот сигналов, отраженных от
ВЦ.
Для иллюстрации на рис. 5.8 приведены примеры спектров
отраженных сигналов для режима излучения со СЧП для двух
ЧПИ, равных Ри1 = 15 кГц и Ри2 = 18 кГц. На рис. 5.8, а пока-
зан парциальный спектр отраженного сигнала для одной из
126

Рис. 5.8
спектральных составляющих излученного сигнала, соответст-
вующий частоте /0. Как видно из рисунка, составляющие МО
По главному лучу ДНА отстоят от частоты /0 на величину
/дпМогл = 35 кГц. Положение на оси частот спектральных со-
ставляющих сигналов, отраженных от ВЦ, зависит от конк-
ретной тактической ситуации. На рис. 5.8, а показаны спект-
127

ральные составляющие, соответствующие двум целям — Цд и
Ц2. Одна из целей (Ц1) движется на встречном курсе, а вторая
(Ц2) — на догонном. Численные значения доплеровского сме-
щения частоты /дпц сигналов, отраженных от 1- и 2-й целей
равны 60 кГц и 12 кГц.
На рис. 5.8, б и в представлены спектры отраженных сиг-
налов для рассмотренных выше условий наблюдения Вц
при излучении импульсных зондирующих последовательнос-
тей с ЧПИ, равными и Fh2. Как видно, «наблюдаемые»
доплеровские смещения частоты отраженных сигналов от
целей Ц1 и Ц2 при использовании частоты FH1 отличается
от аналогичных для частоты Fh2. Численные значения дан-
ных смещений частот при Ри1 равны /дп н1 = 9 кГц (для цели
Ц1) и /' н2 = 6 кГц (для цели Ц2), а при использовании Ри2 —
6 кГц и 12 кГц.
Изменение «наблюдаемых» доплеровских смещений частот
в зависимости от истинного его значения при использовании
ЧПИ и Ри2 показано на рис. 5.8, г, д. При изображении
данных зависимостей предполагалось, что положение зоны
фильтрации фиксировалось «правее» основной составляю-
щей МО по ГЛ ДНА. В рассматриваемом случае система урав-
нений, связывающая наблюдаемые величины /дпн1, /дПн2 и ис“
тинное значение доплеровского смещения частоты /дпц, мо-
жет быть представлена в виде:
Ц = ГЛ + т + 4п Н1>	(5-38)
/дпц = Лпгл+"Л2 + /дпН2.	(5.39)
где nf — коэффициенты кратности неоднозначности, в об-
щем случае они могут быть как положительными, так и отри-
цательными целыми числами. Для ситуации, которая изобра-
жена на рис. 5.8, коэффициенты = 1, nf = 1 при наблюде-
нии цели Ц1 и mf = -2,	= -2 при наблюдении цели Ц2.
Из системы (5.38), (5.39) истинное доплеровское смещение
частоты /дпц можно определить методом перебора величин
rtf. Для этого необходимо рассмотреть возможные вариан-
ты сочетаний mf е [0, ±w/MaKC], nf е [0, ±и/макс], где т/макс =
= Цмакс/А^дн! "Маке = Гг макс/ДК>дн’ ДУодн = XFnl/2’ ЛС<
= XFh2/2 — диапазоны однозначного измерения радиальной
скорости цели при использовании ЧПИ FH1 и Fh2; Ицмакс-"
максимально возможная скорость движения наблюдаемых
ВЦ. Перебор заканчивается при нахождении таких коэффи-
128

Ии^нтов mf и Пр при которых обеспечивается равенство пра-
lELr -частей уравнений (5.38), (5.39) (совпадение величин /дпц,
вычисленных по уравнениям системы). Ниже рассмотрим ме-
Яь перебора применительно к ситуации, приведенной на
Мде. 5.8, т. е. для случая наблюдения двух ВЦ, двигающихся
.Жвстречном и догонном курсах.
* ‘Для наглядности результаты перебора mf9 nf = 0, ±1, ±2, ...
ягоедставим в виде табл. 5.2, где на пересечении строк и столб-
Ярв приведены значения ц, вычисленные в соответствии с
сравнениями (5.38), (5.39), в столбцах — «наблюдаемые» до-
!&еРовские смещения частот сигналов, отраженных от целей
||ц и Ц2 при использовании ЧПИ FH1 и Fh2, а в первой
||фоке — значения величин mf, nf. Как видно из таблицы,
^впадение значений /Ц11Ц при использовании ЧПИ FH1 и Ри2
|я цели Ц1 происходит при т? = 1 и = 1 и равно 60 кГц.
ея цели Ц2 совпадение происходит при т? = -2 и nf = ~2,
о соответствует /дпц = 12 кГц. Но данные значения /дпц, как
дно из рис. 5.8, а, в точности соответствуют доплеровским
^ещениям частот сигналов, отраженных от Ц1 и Ц2, кото-
<|№ie двигаются на встречном и догонных курсах.
Таблица 5,2
mf, nf/ //дпн	-3	-2	-1	0	+ 1	+2	+3
^и1 = 15кГЦ							
^дпи1 = 9 кГц	...	15	30	45	60	75	
^Дп н2 == 6 кГц	...	12	27	42	57	72	...
^и2 = 18 кГИ							
Г ' ДП Н1 = 6 кГц		6	24	42	60	78	
Г' ' дп н2 , =12 кГц **			12	30	48	66	84	...
9-6726	129

В реальных условиях для разрешения неопределенности ц0
/дПЦ требуется большее число ЧПИ (здесь две), поскольку вОз
можны случаи попадания «наблюдаемых» доплеровских сме.
щений частот сигналов, отраженных от ВЦ, в «слепую» зону
приема по частоте при изменении ЧПИ. В этом случае требу,
ется применять третью ЧПИ для совместного решения задач
устранения «слепой» зоны и определения истинного допде.
ровского смещения частоты.
В современных МФ РЛС при работе в режиме «воздух—воз-
дух» с излучением импульсных зондирующих последователь-
ностей со СЧП задача разрешения неопределенности по даль-
ности (времени запаздывания) и скорости (доплеровскому
смещению частоты) решается одновременно, для чего требует-
ся от 6 до 10 и более ЧПИ. Отметим также, что, используя
ЧПИ из заданных наборов, в течение времени облучения цели
одновременно с перечисленными выше решаются задачи рас-
крытия «слепых» зон приема по дальности и скорости.
Контрольные задания
1.	Почему возникает неоднозначность измерения дальнос-
ти и скорости в МФ РЛС при работе по воздушным объектам?
2.	Каким образом в МФ РЛС обеспечивается устранение не-
однозначности измерения дальности до цели в режиме излу-
чения с ВЧПИ?
3.	Каким образом обеспечивается устранение неоднознач-
ности измерения дальности до цели в режиме излучения с
счпи?
4.	Как обеспечивается устранение неоднозначности измере-
ния радиальной скорости движения цели в режиме излучения
с СЧПИ?
5.	Поясните физический смысл понятия «слепая» даль-
ность.
6.	Поясните физический смысл понятия «слепая» ско-
рость.
7.	Как обеспечивается устранение «слепых» зон по даль-
ности и скорости в МФ РЛС?
8.	Поясните суть термина «матрица наблюдений».
9.	Что означает термин «неоднозначная дальность»?
10.	Что означает термин «неоднозначная скорость»?

Глава 6

Автоматическое сопровождение
воздушных целей
в многофункциональных РЛС
Л 6.1. Автоматическое измерение координат
Щи параметров движения воздушных целей в режиме
В обзора воздушного пространства
Ж 6.1.1. Обнаружение траекторий воздушных целей
Л' В современных МФ РЛС наряду с решением таких основ-
ных задач радиолокационного наблюдения, как обнаружение
Iразрешение воздушных целей, решаются также и задачи из-
ерения их координат и параметров движения. Данные изме-
вния используются в алгоритмах, обеспечивающих прицели-
вшие и применение бортового вооружения. Обычно точное из-
ерение координат и параметров движения целей осуществ-
ляется в режиме автоматического сопровождения, который
Жасто называют режимом непрерывной пеленгации
®РНП). Помимо данного режима в современных бортовых МФ
gWlC имеется и режим одновременного автоматического со-
провождения нескольких ВЦ в процессе обзора пространства,
.gjSacTo называемый в литературе режимом сопровождения
^№на проходе» (СНП). В этом режиме МФ РЛС наряду с обзо-
3|юм пространства и обнаружением ВЦ осуществляет сопро-
вождение траекторий целей. Рассмотрим этот режим более
{Подробно.
Ш Для того чтобы обеспечить процесс сопровождения ВЦ «на
Йроходе», необходимо решить две задачи:
< • обнаружить цель и завязать траекторию ее движения в
J Пространстве измеряемых координат;
• обеспечить слежение за обнаруженной траекторией цели.
Исходной информацией для решения задачи автоматиче-
ского сопровождения ВЦ «на проходе» служат координаты и
Параметры движения, полученные на этапе их обнаружения.
^Учитывая, что точность измерения координат и параметров
Движения на данном этапе, как правило, невысока, считает-
ся, что на этапе обнаружения формируются грубые оценки
5 Данных величин.
«•
131

Обнаружение траектории
Рис. 6.1
Для простоты изложения предположим, что при обнаруже-
нии ВЦ получают грубые оценки двух их координат хц, г/
Тогда однозначное положение обнаруженной цели в так назы-
ваемом фазовом пространстве координат OXY может быть за-
дано точкой Ц (хц, г/ц). В дальнейшем данную точку будем на-
зывать отметкой цели.
Итак, предположим, что в процессе одного из тактов обзора
воздушного пространства обнаружена ВЦ с координатами х ,
г/ц и сформирована отметка данной цели в пространстве OXY
(рис. 6.1). Полученная отметка Ц (хц, г/ц) принимается в каче-
стве начальной точки формируемой фазовой траектории цели.
Далее будем считать, что известны максимальная Умакс и ми-
нимальная Умин скорости движения ВЦ. Тогда на следующем
такте обзора вторую отметку, принадлежащую обнаруженной
ВЦ, следует искать в области Пг (рис. 6.1), которая на плос-
кости OXY представляет собой фигуру в виде разности пло-
щадей двух прямоугольников со сторонами 2УхминТобз,
2^Мин^Обз И ^хмакс^обз’ 2Vy макс^обз’ ГДе Гобз ~ ПерИОД обзора
МФ РЛС. Область Пг называют стробом первичного за-
хвата.
На следующем после обнаружения ВЦ такте обзора, в строб
первичного захвата может попасть несколько отметок от це-
лей как истинных, так и ложных. Но каждая из этих отметок
должна быть проверена на предмет возможной принадлежноС'
ти к траектории обнаруженной ВЦ. На рис. 6.1 показано, что
в строб первичного захвата Пг попали две отметки. Для про-
верки принадлежности их к фазовой траектории обнаружен-
132

^ой ВЦ на следующем такте обзора формируются стробы П2,
Ф-горые обычно называют стробами отождествления.
причем для уменьшения ошибок в принятии решения по об-
наружению фазовой траектории ВЦ размеры стробов II2
Уменьшаются по сравнению со стробом ПР Положение цент-
ров каждого из стробов П2 определяется на основе информа-
ций о направлении и величине скорости движения целей (от-
меток целей), попавших в строб первичного захвата. Данная
информация позволяет определить ожидаемые (экстраполи-
рованные) координаты хц;), г/цэ целей на очередной такт обзо-
ра, они принимаются за координаты центров стробов П2. На
рис. 6.1 центры стробов отображаются в виде закрашенных
треугольников. В частности, если координаты целей (отметок
целей), попавших в строб Пр обозначить хц], i/nl и хц2, цц2, то
можно записать
ГЛ	Лп1	Тг	*Л1,1 У Ik	1 X
1 .и х -	; Щ ч — -	О• В
обз	обз
л- -	v -	.	(6.2)
обз	обз
Тогда, предполагая, что цели двигаются прямолинейно,
и используя выражения (6.1), (6.2), координаты центров стро-
бов П2 (экстраполированные координаты целей) можно запи-
сать в виде
.. - к * Ц| Л-Цйз; уц1.. - Уц * К, ,Т)Оз-	(6.3)
Хн2 • > = Х.1	= Уц + К2 -Хб.Г	(6-4)
Вычисления по формулам (6.3), (6.4), как правило, прово-
дятся в процессоре обработки данных, который входит в со-
став цифровой системы обработки (ЦСО) МФ РЛС.
После установки стробов отождествления П2 в положения,
соответствующие координатам (6.3), (6.4), проверяется попа-
дание в них отметок целей. Если отметка цели попадает в
строб П2 и на втором после обнаружения ВЦ такте обзора, то
она считается принадлежащей обнаруживаемой фазовой тра-
ектории цели. Окончательное решение об обнаружении фазо-
вой траектории ВЦ, как правило, принимается при использо-
вании логического критерия «к из п». Здесь к — коэффици-
ент, показывающий, в скольких тактах обзора произошло
обнаружение отметки цели; п — общее число следующих под-
ряд тактов обзора, выделенных на принятие решения по обна-
133

ружению траектории ВЦ. В примере, приведенном
рис. 6.1, решение об обнаружении фазовой траектории прин^
мается в соответствии с критерием «3 из 3».
После принятия решения об обнаружении траектории
вершается первый этап автосопровождения ВЦ «на проходе>>
и осуществляется переход ко второму этапу — сопровожде-
нию траектории (правая часть рис. 6.1).
Из рассмотренной процедуры следует, что процесс обнару.
жения фазовой траектории включает следующие операции:
•	стробирование и селекцию отметок в стробе;
•	формирование экстраполированных значений координат
*цэ> */цЭцелей;
•	проверку выполнения критерия принятия решения «k из
п» об обнаружении траектории.
Все перечисленные операции выполняются процессором
обработки данных.
6.1.2.	Сопровождение фазовых траекторий целей
Суть процесса сопровождения фазовой траектории цели за-
ключается в последовательной от такта к такту привязке к
ней вновь обнаруживаемых отметок целей и в уточнении па-
раметров самой траектории. Для выполнения данной про-
цедуры требуется совершить следующие операции:
•	уточнить параметры фазовой траектории целей;
•	экстраполировать параметры траектории на очередной
такт обзора;
•	стробировать зоны возможного положения новых отме-
ток целей;
•	провести селекцию отметок в стробах отождествления.
В процессе автосопровождения фазовой траектории цели в
строб отождествления может попасть несколько отметок от
целей. Это приводит к разветвлению сопровождаемой траек-
тории на следующем такте обзора: траектории 1 и 2 на
рис. 6.1. Для выявления истинной траектории ВЦ слежение
должно осуществляться за каждым разветвлением. При этом
выбор одной из отметок, как принадлежащей истинной траек-
тории цели, наиболее часто осуществляется по критерию ми-
нимума квадрата разности расстояния между центром строба
и попавшими в него отметками целей. Необходимо заметить,
что слежение за траекториями должно продолжаться даже
в том случае, когда на очередном такте обзора в строб отож-
дествления не попадает отметка цели. В этом случае слежение
134

«пропавшей» траекторией ведется по экстраполированным
^ординатам хп:), <р рассчитанным на соответствующий
^аКТ обзора. Продолжительность такого слежения, как прави-
до, определяется по аналогичному логическому критерию «kr
03 #!»> где — число тактов обзора, на которых произошел
Пропуск отметок целей; п1 — число последовательных тактов
обзора, выделенных на принятие решения для прекращения
(сбрасывания) траектории. В приведенном на рис. 6.1 случае
сброс траектории осуществляется по критерию «1 из 2».
Обычно, если слежение ведется по экстраполированным коор-
динатам целей, то размеры строба от такта к такту увеличива-
ются для того, чтобы учесть ошибки экстраполяции. Заметим,
что в реальных условиях функционирования МФ РЛС фазовое
пространство, в котором решается задача сопровождения тра-
екторий целей, имеет размерность более двух, так как сопро-
вождение должно вестись по всем измеряемым координатам и
параметрам движения ВЦ. В связи с этим размерности как
строба первичного захвата, так и строба отождествления
должны соответствовать числу измеряемых координат.
Таким образом, на этапе сопровождения сказовой траекто-
рии цели решаются практически те же операции, что и при
обнаружении траектории, а именно:
•	стробирование ожидаемой области нахождения отметки
цели;
•	селекция и идентификация отметок в стробе;
•	фильтрация и экстраполяция параметров траектории.
Перейдем к более подробному рассмотрению последних из
перечисленных операций.
6.1.3.	Фильтрация и экстраполяция параметров
сопровождаемой траектории
При сопровождении траекторий ВЦ, как правило, считает-
ся известным закон изменения параметров траектории во вре-
мени. В общем случае динамика движения цели может быть
описана стохастическим линейным дифференциальным урав-
нением (ЛДУ) вида
dX(t)/dt = F(OX(t) 4- Nx(£), ХЦ0) = Хо, (6.5)
гДе Х(Ц — ^-мерный вектор состояния динамической систе-
мы; F(f) — матрица динамических коэффициентов, размер-
ности (п х n); МХЦ) — n-мерный вектор возмущающих белых
гауссовских шумов (БГШ) с известными характеристиками;
135

X(t0) = Xo — вектор начальных условий. Учитывая, что Мф
РЛС работает в импульсном режиме работы, целесообразно
динамику движения (траекторию) рассматривать в дискрет,
ном времени tL. Поэтому от (6.5) перейдем к его дискретному
аналогу:
1х, -r+ NXP	(6.6)
где Ф- z _ г = Ф(^, tt _ J — фундаментальная матрица решения
линейного дифференциального уравнения, связанная с матри-
цей динамических коэффициентов F(£) системы (6.5) соотно-
шением
Ф = L Ч[р1 - F]”1};	(6.7)
р — оператор Лапласа; L1 — идентификатор обратного преоб-
разования Лапласа; I — единичная матрица;
Nx;= J Ф(^> t)Nx(t) </т	(6.8)
Г,- 1
— последовательность независимых гауссовских векторных
случайных величин, имеющих нулевое математическое ожи-
дание и корреляционную матрицу
К
= M{NX= J Ф(«р Т)МО(Т)ФЧ*;, т) dr, (6.9)
No — матрица интенсивностей возмущающих шумов Nx(t),
Т = ~ - 1-
Размерность вектора состояния Xz при сопровождении це-
лей «на проходе» зависит от числа измеряемых МФ РЛС коор-
динат и параметров движения ВЦ. Чаще всего компонентами
вектора Xz при радиолокационных измерениях являются
дальность Z), угловые координаты фг, фв и скорости их измене-
ния D', ф', ф'. Ранее уже отмечалось, что фазовая траектория
ВЦ строится по результатам грубых измерений координат и
параметров движения, полученным на этапе обнаружения.
Данные наблюдаемые измерения позволяют провести оценку
и экстраполяцию параметров траектории. Общую форму пред-
ставления наблюдения можно описать с помощью уравнения
вида
^Z = HZXZ + N„Z,	(6.Ю)
где — r-мерный вектор наблюдений, г < п; Hz — матрица на-
блюдений; NIlZ — r-мерный вектор шумов измерений, компо-
136

I. которого обычно являются белыми гауссовскими шу-
1ми с известными статистическими характеристиками. Как
гдно из (6.10), размерность вектора наблюдений может не
^падать с размерностью вектора состояния Х-, так как часть
фаметров траектории может быть выражена через другие
о	тл	dD
фаметры. В частности, радиальная скорость Ир это есть ,
'	, d<Pr , d<PB
кже и угловые скорости срг =	, срв =	. Следовательно,
(Т необходимости измерять величины У, ср', фв, их можно
^числить. Задача, описанная выражениями (6.5)—(6.10),
>едставляет собой ничто иное как задачу линейной филып-
щии в дискретном времени. Для оценок параметров фа-
вой траектории цели, например оценки вектора состояния
в соответствии с теорией дискретной линейной фильтра-
|||;ии можно записать
I xz = Фм _ Д _ г + кд, - ЦФ, L _ Д _ j, (6.11)
|где
I	Kz-= P3ZHT[HZP3/HT-Ь N^]"1	(6.12)
матрица коэффициентов усиления;
I	Рэ/ = Ф/,/-1Рэ/-1ФЬ-1 + ^	(6.13)
S— корреляционная матрица ошибок экстраполяции парамет-
ров фазовой траектории (компонент вектора X.); Ng — матри-
ца интенсивностей шумов измерения NH;
Р, Р,, К,Н,Р>, [I - К;Н;]РЭ/	(6.14)
— корреляционная матрица ошибок фильтрации параметров
Мфазовой траектории; — символ, используемый для обозна-
чения оценки параметра (вектора).
Выражения (6.11)—(6.14), как известно, описывают рекур-
рентные алгоритмы работы линейного дискретного фильтра
(фильтра Кал мана).
Из соотношения (6.11) следует также алгоритм определе-
ния экстраполированных координат целей (координат цент-
ров стробов отождествления) следующего вида:
Хэ/	(6.15)
137

Соотношения (6.11)—(6.15) обеспечивают получение оце
нок параметров фазовой траектории при сопровождении Вц
«на проходе» в текущий момент времени tt и их экстраподя,
цию на следующий такт обзора ti + I =	+ Т’обз- Решение дЭц.
ной задачи осуществляется с использованием априорных
знаний о динамике движения цели (6.11) и текущих наблю.
дений (вектор £.). В каждый текущий момент времени t. ре_
зультаты предсказания параметров траектории сравниваются
с результатами текущих наблюдений. Итогом данного сравне-
ния является формирование вектора-столбца невязки (£. -
- Н-Ф. . _ jXz _ который позволяет во взвешенной форме (че-
рез умножение на К-) уточнить имеющиеся знания о парамет-
рах траектории на момент tt (6.11). Из (6.12)—(6.14) видно,
что при известных и неизменных матрицах интенсивностей
N*, No шумов наблюдений NH • и возмущений Nxi, матрица К.
коэффициентов усиления фильтра Калмана, а также корреля-
ционная матрица Р- ошибок фильтрации могут быть рассчита-
ны заранее для каждого момента времени t. и заложены в па-
мять цифровой системы обработки МФ РЛС — в постоянное
запоминающее устройство.
В частном случае, когда фазовую траекторию цели можно
считать линейной, чаще всего используются упрощенные ал-
горитмы фильтрации, для которых требуются меньшие объ-
емы памяти ЦСО. Снижение затрат обеспечивается за счет ис-
пользования постоянных коэффициентов усиления в фильтре
Калмана, которые выбираются заранее исходя из возможных
ошибок оценивания, но при этом не учитываются текущие из-
менения дисперсии ошибок фильтрации параметров фазовой
траектории цели при ее отслеживании.
Обозначим невязку - Н-Ф- - _ хХ-„ г входящую в (6.11)?
через АХ. Тогда уравнение фильтрации можно записать в виде
X. = ХЭ +КАХ,	(6.16)
где X. = (хр х', х", ..., x/n"1) J — вектор оценок параметров
фазовой траектории цели (динамической системы); (п - 1)
обозначение производной (п ~ 1)-го порядка; К — матрица по-
стоянных коэффициентов усиления;
138

7Л (п 1)
л обо
(П - 1)1
7Л(//	2)
1 обз
ПГ^2у
(6.17)
х{/г
^вектор-столбец экстраполированных значений параметров
фазовой траектории цели. В частном случае, когда размер-
ить вектора состояния X- п 3, уравнения (6.16), (6.17)
можно представить в виде
Х1		' 1	Хоз Пз/2]				’ Xi 1
	=	0	1	Г,Г)3		X	X, 1
л		0	0	1			
х”)							. X, 1
		^11		0	0			
		0		k2., 0	хДХ,.		
		0		(С Хз			
(6.18)
На практике часто компоненты матрицы К представляют в
виде kn = a, k22 = |3/То6з, k33 = у/Т^бз, а векторно-матричное
представление (6.18) в этом случае называют алгоритмами а-,
Р-, у-фильтрации. При п 2 систему (6.18) называют алгорит-
мами а-, [3-фильтрации. Коэффициенты а, [3, у обычно под-
бирают на стадии разработки алгоритмов фильтрации с уче-
том требований точности и устойчивости синтезируемого
фильтра.
Рассмотренные алгоритмы фильтрации служат основой
Для решения задач оценки параметров фазовой траектории
в текущем такте обзора и экстраполяции их на следующий
обзорный такт при сопровождении ВЦ «на проходе».
6.2.	Функционирование многофункциональной РЛС
в режиме захвата цели на автосопровождение
6.2.1.	Захват целей на автосопровождение
Из всех целей, сопровождаемых МФ РЛС в режиме СНП,
захвату подлежит, как правило, одна из них, которая счита-
йся наиболее опасной. Критерием выбора наиболее опасной
139

цели чаще всего служит отношение Урц/1)ц. Автоматическому
захвату с последующим переходом в РНП подлежит та
них, для которой это отношение максимально. Обычно на эк
ране СОИ наиболее опасная цель выделяется каким-либо мар
кером. Возможен также и ручной захват цели на автосопро
вождение летчиком. В этом случае на автосопровождение мо- 5
жет быть взята любая из сопровождаемых целей в режиме
СНП, в том числе и наиболее опасная. Для этого строб захвата
накладывается на выбранную для атаки цель и нажимается
кнопка «ЗАХВАТ». С этого момента начинается первая фаза
режима автосопровождения цели, называемая ЗАХВАТОМ.
На этом этапе уточняется угловое положение выбранной для
атаки ВЦ: используя грубые измерения угловых координат !
фГц и срвц, как целеуказание центра области подпоиска, антен-
на МФ РЛС совершает обзор пространства в узкой области от-
носительно данного центра. В случае повторного обнаруже-
ния выделенной ВЦ в указанной области начинается настрой-
ка следящих каналов по дальности и скорости на ожидаемые
значения 1)цэ и Урцэ, где индекс «э», как и ранее, относится к
экстраполированному (предсказанному) значению дальности
и скорости. После повторного обнаружения цели антенна пре-
кращает сканирование в узкой зоне. Запоминается номер ДФ,
в котором произошло обнаружение, и происходит возврат к
той частоте повторения зондирующих импульсов, при ис-
пользовании которой была обнаружена цель. После этого, как
и в режиме обзора, выполняется измерение дальности до ВЦ
и измеренная дальность сравнивается с дальностью, на кото-
рой установлен строб захвата. Если различие в сравниваемых
дальностях больше, чем протяженность строба захвата AZ>3XB,
то процесс сканирования антенны в узкой зоне возобновля-
ется. Если повторного обнаружения ВЦ не происходит, то
МФ РЛС переходит в режим обзора воздушного пространст-
ва в пределах первоначально заданной зоны обзора про-
странства.
Учитывая, что при обзоре пространства в режиме излуче-
ния с ВЧП импульсов при грубом измерении координат обна-
руженных ВЦ не обеспечивается требуемая точность измере-
ния, необходимая для создания начальных условий каналам
автосопровождения, рассмотрим, каким образом решается за-
дача обеспечения необходимых начальных условий алгорит-
мам сопровождения.
140

6.2.2.	Обеспечение необходимых начальных условий
для алгоритмов автосопровождения воздушной цели
Поскольку точность измерения дальности до цели на этапе
обзора в режиме ВЧП нмнулычж нуис ;,а ; ж лк ввода ка
цала дальности в режим сопровождения, необходимо умень-
шить оп:' ~ ' *	vr; -ir-n	”.
гается исниль.юваяисм шыир'но/и	н.внг ржоо дало
цости.
Известно, что в режиме ВЧП импульсов дальность до цели
измеряется неоднозначно. При этом данную величину
можно представить в виде
ЖЛДЖ +	(6.19)
где 27кр, АРоцн, - кратность неоднозначности, интервал од-
нозначного измерения и наблюдаемая дальность.
Разобьем весь диапазон измеряемых дальностей [0, £>маке]
на участки равной протяженности AD по дальности. В резуль-
тате получим сетку опорных дальностей Dm]l е [0, 2\аке]
(рис. 6.2, а). Величина А£), как правило, выбирается не боль-
ше среднеквадратической ошибки обп измерения дальности
в режиме обзора, т. е. oDo6lI A AD.
Выберем фиксированный набор частот повторения импуль-
сов из диапазона 100...300 кГц, который, как известно, со-
ответствует диапазону ВЧП. Для каждой опорной дальности
DOni = i i- е [1. Art], где -= DMaKe/AD, и для каждой часто-
ты повторения Fn к М(} вычислим неоднозначные дальности
наблюдения Dou П1 (опорные неоднозначные дальности) с уче-
том (6.19) по правилу
-ent[NKp//AZ)(WI//	(6.20)
AD
б) ।--------Ч----------------1------Ф------1--------1-----1
0 П(Ш 01 -^оп 02 **' Яп It ^А,н '**	Ян А'З
Рис. 6.2
141

где NKT)ip А2)однщ Dvij— кратность неоднозначности, интер,
вал однозначности и неоднозначная наблюдаемая дальности
для i-й опорной дальности и у-й ЧПИ набора Мо; ent [.] — це
лая часть числа.
Пусть общее число ЧПИ в наборе равно N2. Тогда можно
составить матрицу наблюдений DH, размерностью (N\ х N )
»н (^оп н х Лг2)’	(6.21)
Из выражения (6.19) видно, что при известных значениях
дальности до цели 7)ц и значении ЧПИ FK коэффициент
^кр = ent [^ц/А^оДН]>	(6.22)
и, следовательно, можно найти неоднозначную дальность Dh
при используемой j-й ЧПИ. Опираясь на грубую оценку даль-
ности 7)ц, полученную в режиме обзора, можно определить
измеренную неоднозначную дальность 2)цн при использова-
нии каждой из ЧПИ Ри е М(). В результате получим вектор
DH3M = (Ьцн 1, Зцн2, Рцн„2 у. Если теперь сравнить элемен-
ты вектора DH3M с элементами строк Don Hi, i = 1, матрицы
DH, то можно найти элемент £>опн.у, который по своему значе-
нию наиболее близок к значению одного из элементов 2)цну
вектора DH3M. Это позволит в соответствии с (6.19) определить
истинную дальность до цели. При неподвижной цели совпаде-
ние значений 7)опн-у и 1)цн у было бы полным. Для уточнения
значения 7)оп н z нужно повторить операцию сравнения эле-
ментов вектора DH3M и строк матрицы DH при использовании
ЧПИ е 7И0 при следовании их в обратном направлении, —
от большего номера ЧПИ к меньшему. Обозначим выбранный
элемент матрицы DH при использовании набора 7И0 = {FH: Fn у,
у = 1, N2} при изменении номера j от 1 до N2, как .у, а в
случае изменения номера ЧПИ от N2 к 1, как 7)2пн.у. Тогда,
если	значение неоднозначной опорной даль-
ности
D* -(D1	- D2 )/2,	(6.23)
ЦН ' ОП Н IJ	ОП Н 1]'> ’	'
142

Противном случае в числитель (6.23) необходимо подставить
разность D;yjn// ^('лн/г Измеренное же значение дальности
до ВЦ определяется как 1)ц = ^иДс/(2К)] + где F„ =
(F*j +	z-)/2; F]ia F^ f — частоты повторений из набора М{),
При которых получены £)’я| и /1Уп ивходящие в выражение
(6.23). Указанное значение используется для повышения точ-
ности измерения 7)ц на втором этапе (рис. 6.2, б), который за-
ключается в поиске элемента матрицы наблюдения D^, наибо-
лее близко расположенного к /Эцн, но на шкале дальности с
более мелким шагом дискретизации \1)\ Для этого, приняв
точку за опорную, шкалу дальности разбивают на N3 =
= &D/(5r) t точек, где t — точность измерения дальности в ре-
жиме автоматического сопровождения цели по дальности.
Точки располагаются слева и справа относительно £)цн, пере-
крывая ДО и образуя опорные дальности 1У(т /?, /г = 1, 7V3. Для
каждой опорной дальности, как и на первом шаге, при ис-
пользовании другого набора ЧПИ М Y е [100, 300] кГц форми-
руется матрица наблюдений DJf. Пусть общее число в набо-
ре 7И1 равно ^1, т. е. М} {Fl}: FhZ, I 1, Тогда матрицу
наблюдения Df] можно представить в виде:
К <а., ...К	(6.24)
Элементы строк Оои к1 матрицы сравниваются с векто-
ром измерений ГУпм, который формируется аналогично векто-
ру DH3M’ но для частот повторения из набора Mv Набор час-
тот повторений TV/ р как и на первом шаге, используется дваж-
ды. Первоначально при изменении номера ЧПИ от 1 до N4,
а затем — от N4 до 1.
В результате сравнения элементов матрицы и вектора
Измерений D^3m находятся неоднозначные дальности ГУ н z при
Использовании набора Мг. Соответственно вычисляются даль-
ности до цели
D1 . - Ли Д1)1 . + О1 ,,
D2 . = N'2 Л1У2 , + Ь2 ,,
ц I кр I одн I нн
143

где верхние цифры 1 и 2 — индексы, соответствующие
пользованию набора ЧПИ Мх при увеличении номера I часто
ты повторения с 1 до N4 и уменьшении I с N4 до 1.
Результаты вычислений D1^ и Ь^1 сравниваются. Если
модуль разности данных значений дальностей удовлетворяет
условию
1^ц/-£>2ц/1<Д2)зхв’	(6.25)
где Д2)зхв — протяженность строба захвата по дальности, то
полагают, что £>ц = t и осуществляется переход МФ РЛС
в режим автоматического сопровождения цели по дальности.
В противном случае вычисление 2)ц продолжается. Порядок
перебора наборов ЧПИ и значений Ри в каждом наборе опреде-
ляется алгоритмами, заложенными в памяти вычислителя
цсо.
В виду того, что при работе в режиме излучения со СЧП им-
пульсов точность измерения дальности до ВЦ, как правило,
удовлетворяет условиям перехода к автоматическому сопро-
вождению по дальности, то рассмотренная процедура уточне-
ния дальности £>ц обычно не используется.
6.3.	Автоматическое сопровождение воздушных целей
по дальности
6.3.1.	Сопровождение воздушных целей
по дальности в режиме излучения зондирующего сигнала
с высокой частотой повторения импульсов
При измерении дальности МФ РЛС в режиме непрерывной
пеленгации и использовании сигналов с ВЧП импульсов, воз-
никают особенности, обусловленные:
•	неоднозначностью отсчета дальности до цели;
•	наличием «слепых» зон по дальности, возникающих
из-за бланкирования (запирания) приемника РЛС на время
излучения зондирующего импульса;
•	низкой импульсной мощностью отраженного сигнала.
Рассмотрим, как указанные особенности влияют на струн'
ТУРУ канала автосопровождения по дальности.
Для исключения «слепых» зон по дальности и устранения
неоднозначности ее измерения в процессе сопровождения ВИ>
144

В, Ь'
?	Рис. 6.3
Как и в режиме обзора, необходимо менять период повторения
Ти зондирующих импульсов. Вследствие низкой мощности от-
раженного сигнала необходимо накопить его энергию за боль-
шой временной интервал. Обычно это осуществляется с по-
мощью накопителей энергии сигнала, роль которых выполня-
ют узкополосные фильтры. Однако применение узкополосной
фильтрации в канале обработки разрушает импульсную
структуру отраженного сигнала, не позволяя проводить изме-
рение дальности до ВЦ. Выходом из данной ситуации может
служить переход к многоканальным измерителям дальности в
РНП. На рис. 6.3 приведена структурная схема канала авто-
сопровождения МФ РЛС по дальности, учитывающая данные
; особенности.
f Сигнал, отраженный от ВЦ воспринимается антенной сис-
темой (АНТ) и через антенный переключатель (АП) поступает
в широкополосную часть приемника (ПРМ) МФ РЛС. С выхо-
да ПРМ сигнал частоты /пр 4- /дп подается на три селектора
• Дальности (СД1—СДЗ). Положение отраженного импульса от-
носительно импульса запуска передатчика (ИЗП), как было
Показано выше, характеризуется неоднозначным временем
запаздывания tDn («наблюдаемой» величиной времени запаз-
(6.26)
(6.27)
145
-Дывания), а полная же дальность до цели
-	= ^кр^и +
D = ctD/2,
I- J0 — 6726

Рис. 6.4
где NKp — кратность неоднозначности, которая, как и ранее,
показывает сколько целых периодов Ти зондирующих им-
пульсов укладывается в истинном времени запаздывания сиг-
нала, отраженного от цели.
На вторые входы селекторов дальности из устройства рас-
становки стробов поступают сигналы С7стр1, С/стр2 и ^СтРз
(рис. 6.4). Строб (7стр2 смещен относительно ИЗП на величину
предсказанного значения «наблюдаемого» времени запазды-
вания tDH3, которое вычисляется в ЦВМ МФ РЛС
^Dh э = 2£>э/с, tDn э = tD э -	(6.28)
где D3 — экстраполированная (прогнозируемая) дальность до
ВЦ. В начале слежения в качестве Dg используется значение
дальности до цели, полученное на этапе захвата цели.
Как видно из выражения (6.28), величина tD э, состоит из
двух слагаемых
«пэ = NKpTa + tDH3,	(6.29)
где tDn э — экстраполированное неоднозначное время запазды-
вания. Временное положение стробов С7стр1 и С7стр3 жестко
связано с положением строба 17стр 2.
146

f.
иИЗП
I иБЛ
ИЗП
«Слепые» зоны
Зона приема
ИЗП
t
(Зона «прозрачности»)
Рис. 6.5
Величины NKp и tDH3, входящие в (6.29), выбираются та-
!|сим образом, чтобы строб С7стр2 располагался вблизи центра
так называемой зоны «прозрачности» приема по дальности
<рис. 6 .5). Для выполнения этого условия величина Ти долж-
на изменяться, если в процессе сопровождения цели по D воз-
никает рассогласование (рис. 6.4):
К-
| Длительность принимаемых импульсов, отраженных от це-
ли, после селекторов СДХ и СД3 зависит от величины Ат. При
Дт = 0 выходные длительности сигналов одинаковы. В случае,
когда Ат * 0, длительность выходных импульсов зависит от
степени перекрытия принимаемого сигнала со стробами (7стр }
и U Q.
стр 3
| Сигналы с выходов селекторов СДХ—СД3 (см. рис. 6.3) по-
ступают на смесители СМХ—СМ3 и далее на узкополосные
’фильтры УФ1—УФ3. Преобразование принимаемых сигналов
в смесителях СМ. осуществляется для того, чтобы не менять
настройку узкополосных фильтров при изменении доплеров-
ского смещения частоты принимаемых сигналов, обусловлен-
ного взаимным перемещением ВЦ и самолетом-носителем
J РЛС. Для этого на второй вход СМХ—СМ3 поступают гетеро-
|Динные сигналы, частота которых изменяется таким образом,
чтобы преобразованный сигнал всегда попадал в полосу про-
пускания УФ-, т. е. частота /уг гетеродинного сигнала изменя-
ется в соответствии с изменением доплеровского смещения
'.’Частоты /дпц принимаемого сигнала. Полосы пропускания
фильтров УФ- одинаковы и лежат в пределах 1...2 кГц. В ре-
зультате сигнал на выходе фильтров теряет импульсную
^структуру и растягивается в непрерывное гармоническое ко-
лебание. Амплитуды этих колебаний пропорциональны степе-
10*
147

ни перекрытия принимаемого радиоимпульса с соответствую
щим стробом селектора дальности. Таким образом, временно^
различие Ат преобразуется в различие амплитуд сигналов
выходах УФ,, i = 1, 2, 3. Сигналы с выхода узкополосных
фильтров подаются далее на амплитудные детекторы (Дх—
и затем на некогерентные накопители (Нг—Н3). Накопители
представляют собой интеграторы со сбросом. Момент оконча-
ния накопления (сброс) определяется тактовыми импульсами
С7Т, которые следуют с тактом работы ЦВМ Тт. Величина Т
Ти, поэтому накопление происходит за большое число пе-
риодов повторения импульсов Ти. Необходимость применения
дополнительно к когерентному накоплению, осуществляемо-
му УФ/, некогерентного накопления обусловлена тем, что вре-
мя когерентного накопления tKH = 1/А/уф существенно мень-
ше периода Тт такта работы ЦВМ (здесь А/УФ — полоса про-
пускания УФ). В частности, если А/уф = 1 кГц, то £кн = 1 мс.
Тактовая же частота работы ЦВМ обычно составляет десятки
герц и, следовательно, период Тг — десятки миллисекунд. Та-
ким образом, значительная часть этого периода может быть
использована для некогерентного накопления сигнала, отра-
женного от ВЦ, и, следовательно, для повышения величины
отношения сигнал/шум, необходимого для достижения тре-
буемой точности измерения дальности до цели. На выходах
каждого из трех каналов обработки образуются сигналы по-
стоянного тока С7д1, С7д2, С7д3, которые в момент действия так-
товых импульсов С7Т подаются на аналого-цифровой преобра-
зователь (АЦП), на выходе которого формируются двоичные
коды данных напряжений DI, D2, 7)3. Дальнейшая обработ-
ка информации при слежении за дальностью воздушной цели
осуществляется в ЦСО МФ РЛС.
Двоичные коды 7)1, 7)2 и 7)3 отображают значения напря-
жений на выходе каждого из каналов и характеризуют взаим-
ное положение отраженного от цели импульса (сигнала часто-
ты 4р + /дпц) и стробов (7СТР1, Z7CTp2, С7стр3. На основе цифро-
вых кодов 7)1 и 7)3 реализуется временной различитель, алго-
ритм работы которого имеет вид:
к ^изп(г)	Гб 30)
Д£>(0 - Df(jj+7)3(ij ацп>	(6•
где tM3n(i) — длительность импульса запуска передатчика [7изП
в i-м такте обработки; ТГАцП = 1/А7) — коэффициент передачи
линеаризованного АЦП; АТ) — величина, численно равная
расстоянию, соответствующему цене единицы младшего раз-
148

мК^да цифрового кода. Величина первого сомножителя в (6.30)
1И^пяктеризует относительное рассогласование. Умножение
на дискрет дальности 0,5с£изп(0 дает рассогласование AJD
'Sn дальности, а последующее умножение на А"АцП осуществ-
перевод данной величины в цифровой код AjD(Z). Полу-
|ЯЬенное значение A7)(i) затем используется в алгоритмах
мкильтрации дальности, «зашитых» в процессоре обработки
Дмкяттных ЦСО, для получения текущей оценки дальности.
|Ц 6.3.2. Формирование оценки текущей дальности
J| до воздушной цели и выбор периода следования
|Ц	зондирующих импульсов
III Обычно оценка текущей дальности осуществляется с по-
®М0Щью алгоритмов а-, |3-, у-фильтрации. В частности, при
^Использовании алгоритмов а-, Р-фильтрации, измеренное зна-
*Й4ение дальности D до цели будет вычисляться в соответствии
со следующими правилами:


D(i) = D3(i) + а А7У(0, £>(0) = Do,
B3(i) = D(i-l)+TTD'(i-l),
D'(i) = D'3(i) + £ ДГ>(0, Ь\0) = D'Q,
= D'(i - 1),
(6.31)
(6.32)
(6.33)
(6.34)
где D(i), D(i - 1), D'(i - 1)— измеренные значения
(оценки) дальности и ее производной по времени на i-м и (f -
В ~ 1)-м тактах обработки; D3(i) — экстраполированное на i-й
такт значение дальности до цели, сформированное по полу-
ченным на предыдущем (i — 1)-м такте значениям D и D'.
В качестве начальных условий (для работы на нулевом
. такте измерений) используются грубые значения величин D
и Х>', полученные в режиме захвата (на первом этапе режима
автосопровождения). Измеренное значение дальности D затем
используется для формирования требуемых кодов задержки
стробов с/стр1, L7CTp2, ^СТрЗ’ периода следования зондирующих
импульсов Ти, а также импульса запуска передатчика £изп. Ко-
ды Uстр1, 1/стр2, *7стр3 поступают в устройство расстановки
стробов. Туда же поступает и код Ти. На основании данной ин-
149

формации в устройстве расстановки стробов формируются
сигналы управления стробами Е/стр1, J7CTp2, ^стрз Для Уланов-
ки их на временные позиции, обеспечивающие равенство ну-
лю сигнала рассогласования AD.
Код Ти поступает также в синхронизатор передатчика, ку-
да одновременно подается код £изп. Данные величины управ-
ляют периодом следования и длительностью зондирующих
импульсов. В результате, во-первых, сохраняется постоянной
средняя мощность передатчика и, во-вторых, обеспечивается
выбор периода повторения для наилучших условий наблюде-
ния отраженного сигнала в центре «прозрачной» зоны приема
по дальности. Рассмотрим более подробно методику выбора
периода следования зондирующих импульсов Ти.
В режиме излучения с ВЧП период следования Ти импуль-
сов, как отмечалось выше, выбирается из условия наилучше-
го совпадения прогнозируемого положения импульса цели в
следующем такте обработки данных с центром зоны приема
(зоны «прозрачности»), которая располагается между бланки-
рующими импульсами. На рис. 6.6 представлены в укрупнен-
ном масштабе временные диаграммы с выхода широкополос-
Рис. 6.6
150

ЛОЙ части приемника (для одного периода следования), соот-
ветствующие импульсам запуска передатчика (7и;ш, бланки-
руюгцим импульсам приемника t/6jl (рис. 6.6, а), стробам
U 1’ ^стР2’ ^етрз (Рис- 6-6, б—г) и отраженному от цели им-
пульсу Ц1р (рис. 6.6, г?). Обычно длительность Ц;ш импульсов
запуска передатчика меньше длительности бланкирующих
импульсов. Это необходимо для более падежного исключения
попадания в приемник сигналов передатчика.
В прогнозируемое положение цели в зоне приема устанав-
ливается С/(.тр2 (Рис- 6.6, в). Временное положение его опреде-
ляется величиной t1)n 3, которая отсчитывается от фронта
[7стр2- Строб t/CTp2 оказывается в центре зоны приема, если
f = 6,6ТИ. При произвольной скважности Q импульсов и
различных отношениях С, - £Г)Ч/Ц31|, оптимальную величину
^Рнэ можно рассчитать по формуле
/,,0.575.11 j.	(6.35)
Расчет требуемого периода повторения Тн начинается с оп-
ределения ожидаемой величины времени запаздывания
tD = D3 сигнала, отраженного от ВЦ, в следующем такте изме-
рений. Представим 11)3 в виде относительной величины
Q, -= NK] J Q ..	(6.36)
1 л
где QH3 tJ)u JTU — относительное неоднозначное экстраполи-
рованное время запаздывания. При известной величине Q;)
число NKV находится из соотношения ;Viq) ent [QJ. Тогда
ent [QJ	(6.37)
В процессе перебора периодов повторения импульсов из не-
которого, наперед заданного, массива ./И", необходимо найти
такой, при котором относительная задержка Qu) наиболее
близка к оптимальной величине QonT, равной 0,6. Поэтому в
ЦВМ МФ РЛС на каждом такте работы следящего дальномера
формируется модуль разности
AQ	(6-38)
Для всех Ти е М': и затем определяется период следования,
Ври котором величина AQ является минимальной. После оп-
ределения периода Ти тр по заданной скважности импульсов
151

QCK определяется требуемая длительность импульса запуск^
передатчика
^изп ^итр/^ск’	(6.39)
что, как отмечалось ранее, необходимо для сохранения сред-
ней мощности передатчика при выбранном Титр.
Длительности стробов (7стр1, Сгстр2, f7CTp3 обычно одинако-
вы и равны длительности £изп. Для того чтобы расставить эти
стробы в зоне «прозрачности», помимо расчета £Пнэ необхо-
димо еще определить время задержки первого строба £з1 отно-
сительно ИЗП и величину смещения Д£3 стробов 17стр 1 и t/CTp3
относительно С7стр2 (рис. 6.6, б и г). Данные величины также
определяются ЦВМ.
Задержка At3 определяется степенью перекрытия стробов
£7стр1 и t7CTp3 со стробом 17стр2- Если, например, они не пере-
крываются, как это показано на рис. 6.6, то
Аналогичные выражения можно получить и для других
вариантов перекрытия стробов. Величина же задержки f31
первого строба определяется из соотношения
Т
*з1 = «опЛ “	= «опт^и ~
ИЛИ
2Q Q - 1
,з1 = Ги--^ ... .	(6.41)
Рассмотренные процедуры выбора временных параметров
выполняются в каждом такте работы ЦВМ, обеспечивая на-
стройку селекторов дальности и передатчика МФ РЛС на но-
вые условия функционирования и замыкая, таким образом,
контур слежения РЛС по дальности в режиме непрерывной
пеленгации.
6.3.3. Автоматическое измерение дальности до воздушной цели
в режиме излучения зондирующего сигнала
со средней частотой повторения импульсов
Структура следящего дальномера при переходе к режиму
излучения с СЧП импульсов не меняется и соответствует схе-
ме, представленной на рис. 6.3. Однако существуют отличия
152

боре периода повторения импульсов Ти и длительности
ульса запуска передатчика £изп.
О При функционировании МФ РЛС в режиме СЧП выбор пе-
эда повторения должен проводиться с учетом особенностей
>аботки сигналов как во временной, так и частотной облас-
При работе со СЧП, во-первых, в спектре отраженных
алов отсутствуют зоны, свободные от мешающих отраже-
ний, и, во-вторых, зона приема отраженных сигналов по вре-
и значительно шире, чем в режиме ВЧП, причем в ней
еются участки, приходящиеся на альтиметровые отраже-
на (рис. 6.7). Поэтому выбор периода повторения Ти должен
оиться таким образом, чтобы исключить попадание стра-
нного сигнала от ВЦ в «слепую» зону и в область альтимет-
зых отражений по временной шкале, а также исключить
падание спектральных составляющих полезного сигнала по
але частот в области мешающих отражений по главному
У ДНА.
Условия, исключающие попадание импульса цели в «сле-
» зону, как видно из рис. 6.7, можно записать в виде
Ди<^нэ<7’и-Д^	(6.42)
ж
изп
Д£зщ — протяженность защитных интервалов слева и спра-
от импульса запуска передатчика. Условие (6.42) можно за-
сать в относительных величинах
0Л < Q < 1 -
^нэ
Qa = ДГЗЩ/ТИ — относительная величина длительности за-
тного интервала.
(6.43)
изп
аг
Зона приема
Т.
Альтиметровые зоны
Д*зщ
4>нэ
t
«Слепые» зоны
7>нэ
t
В
Рис. 6.7
153

Величина QH э вычисляется в ЦВМ МФ РЛС в соответствии
с выражениями (6.35)—(6.38) по измеренной экстраполиро,
ванной дальности D3 для каждого периода Ти е М**, где М**
массив периодов повторений импульсов для режима СЧП
хранимый в ПЗУ ЦСО. В результате вычислений на каждое
такте выбирается тот период повторений Ти, который удовлет-
воряет условию (6.43).
Для исключения попадания сигнала L7np, отраженного от
ВЦ, в зону альтиметровых отражений необходимо также вы-
полнить следующее условие:
tDa3>tDa3 + ^	(6-44)
где tD аз — время запаздывания альтиметрового сигнала;
А£аз — протяженность во времени альтиметрового сигнала
(альтиметровой зоны). В относительных величинах условие
(6.44) имеет вид
QK3>Qa3 + Q^3>	(6-45)
где Qa3 = tDsLJTu — относительная задержка альтиметрового
сигнала; QAa3 = А£аз/Ти — относительная длительность альти-
метровой зоны.
Объединяя (6.43) и (6.45), получаем систему условий
QA<QH3<Qa3,	(6.46)
Qa3 + QAa.3<QH3<l-QA>	(6-47)
которая позволяет определить так называемый «прозрачный»
период повторения Ти импульсов при СЧП, т. е. такой период
Ти, при котором сигнал £7пр не попадает в область альтиметро-
вых отражений, а также в «слепые» зоны по дальности.
При работе со СЧП импульсов необходимо выбранный пе-
риод Ти проверить еще и на обеспечение условий наблюдения
спектральных составляющих сигнала (7пр в области фильтра-
ции доплеровских частот. Основное условие — обеспечение
несовпадения «наблюдаемых» доплеровских смещений частот
сигнала, отраженного от ВЦ, с /дпгл. Неоднозначное доплеров-
ское смещение частоты
f = f - kfF ,	(6.48)
' дп н ' дп гл f и’	v
где kj = ent [/дпгл/^и] — кратность неоднозначности.
Величина /дпн, как видно из рис. 6.8, принадлежит ин-
тервалу [О, Ри]. Целесообразно данный интервал разбить на
три области: 1 — область частот f е \kF^ + А/зщ1, (k + 1)^и "
- А/зщ J = AJ\, где А/зщ! — протяженность защитного интер-
154

1
да
”1S(f)
AR
(k - 1)R]
(£ +
Рис. 6.8
а, величина которого обычно составляет единицы кило-
ерц; 2 — область частот f е [kFn, kF^ + Д/31Ц J = AF2; 3 — об-
ласть частот f е [(/г + 1)FH - Л/зщ р (k + 1)ГИ] = AF3.
Тогда условия расположения /дпн в областях интервала [О,
Ц?и] можно записать в следующем виде:
ДЛщ1</дпн<-₽’И-АЛщ1’
^дп и ' зщ I’
/дпн^и-АЛщР
Ж
s
fe AFp
f e af2;
/e AF3.
(6.49)
(6.50)
(6.51)
Ц На основании выражений (6.49)—(6.51) условия несовпаде-
Цйия спектральных составляющих мешающих отражений по
^лавному лучу ДНА и прогнозируемых частот отраженного
Сигнала от цели можно записать в виде
0</дп нэ</?дпн-АЛщР
^дпн ААзщ 1 АдП НЭ
^ДП НЭ < ^ДП H +	зщ 1 ’
^ДП НЭ > АдII Н	ААзщ 1 ?
Ц; Введя относительные величины

1
f
! ДП H
f
' ДП H
f
‘ ДП H
e
e
AFi
AF2,
AF3.
f /F
' ДП НЭ' 1
(6.52)
(6.53)
(6.54)
(6.55)
Q/н =
Qf НЭ
^^дан/^и и Фд/1 = ^fam,i/Fn’ условия (6.52)—(6.55) можно
Представить следующим образом:

0 < Qf < Qf ~ Qwi, ^/нэ ^/н	^Д/1’	
QfR + ^А/1	< Q/нэ <
^/нэ < QfR.	+ 1 -
^/нэ > ^/н	“ 1 + Qvi-
(6.56)
(6.57)
(6.58)
(6.59)
IHa основании системы (6.56)—(6.59) процедура выбора
пРозрачной» частоты повторения Fn при работе со СЧП им-
155

пульсов сводится к следующему. Из массива ЧПИ М** после,
довательно извлекаются коды Ри и для каждого из них, цри
известной величине /дпэ, проверяется выполнение условий
(6.56)—(6.59). В результате перебора всех ЧПИ Еи е М** обра.
зуется область ЧПИ Ри е Мл cz М**, которая удовлетворяет
сформированным условиям. В качестве «прозрачной» 41 щ
выбирается центральная частота самой широкой области
«прозрачных» частот. Если не будет выявлена «прозрачная»
частота, дальномер переходит в режим работы по «памяти».
При выявлении «прозрачной» частоты повторения определя-
ются £изп и длительности стробов (7стр1, ^стр2, ^стр3 в соответ-
ствии с выражением (6.39), а также задержка первого строба
£з1 по (6.41) и смещение At3 между стробами по выражению
(6.40). Коды указанных величин подаются в синхронизатор и
устройство расстановки стробов (см. рис. 6.3), замыкая кон-
тур слежения по дальности в РНП.
6.4. Автоматическое сопровождение воздушных целей
по скорости и угловым координатам
6.4.1. Сопровождение воздушных целей по скорости
В режимах излучения с ВЧП и СЧП импульсов имеется
возможность осуществлять узкополосную доплеровскую
фильтрацию сигнала, отраженного от цели. В результате
фильтрации обеспечивается когерентное накопление полезно-
го сигнала и подавление мешающих сигналов, отраженных от
поверхности Земли и ложных целей, а также решается задача
непрерывного сопровождения целей по доплеровским часто-
там (радиальной скорости движения цели).
Структурная схема канала сопровождения воздушной цели
по скорости представлена на рис. 6.9. Импульсные сигналы
Рис. 6.9
156

у промежуточной частоты с выхода широкополосчюи части
приемника (IIPIV1) РЛС подаются на селектор дальности, ко-
торый открывается’ стробом Ц„гр, совпадающим по времени
с селекторным импульсом йгстр2 дальномера, т. е. в момент
наличия сигнала от сопровождаемой цели. В остальное время
селектор закрыт. (>] роб Ц.гр формируется в устройстве рас-
становки стробов, как и стробы t/r,ip j? Uг.1р2, ^г(.-|р2 дальномер-
goro канала.
Выходной сигнал С/,1р широкополосной части приемника
имеет частоту + /д|1 ц, где fvi ц - 2V'(.-,/л --- доплеровское
смещение частоты сигнала, отраженного от цели. На второй
вход смесителя (СМ) поступает гетеродинный сигнал с управ-
ляемого гетеродина (УГ), частота которого изменяется в соот-
ветствии с выражением
ЩД- АЛ А,.„
где /УФ - частота настройки узкополосного фильтра (УФ);
f — экстраполированное значение доплеровского смещения
частоты полезного сигнала. Изменение /,1Ь ,, а следовательно,
и /уГ происходит под воздействием кода fVi р формируемого в
ЦВМ. В результате преобразования сигналов с частотами /*нр !
+ f ц и /\т, на выходе СМ образуется сигнал с частотой
А, 1 Ли, „ - </иГ - !~УФ '' /дп J " А	(6.61)
где A/r /тнн /,1И -- разность доплеровских смещений час-
тот сигналов, отраженного от цели и его экстрашшированпого
значения, которая затем поступает на УФ. Полоса крону ека-
ния А/*уф данного фильтра обычно составляет сотни герц -
единицы килогерц и определяет разрешающую способность
МФ РЛС при сопровождении ВЦ по скорости: 51	0,57 А/‘уф.
Сигнал на выходе УФ имеет вид непрерывного синусоидаль-
ного сигнала с частотой /р. Если /,11[ и / fр то частота сигнала
на выходе УФ будет отличаться от частоты настройки данного
фильтра па величину А/цп.
Выходной сигнал УФ поступает на частотный дискримипа-
ТоР (ЧД), который преобразует j.ыссюгласование АЦП в напря-
жение постоянного тока Uна основе соотношения
У,^УЧЛЛ/Д!!,	((162)
гДе Кчд коэффициент передачи ЧД (крутизна дискримина-
ционной характеристики ЧД). Для того чтобы на крутизну ЧД
116 оказывала влияние амплитуда принимаемого сигнала.,
°бычно осуществляют ограничение его амплитуды перед пода-
15 7

чей сигнала с выхода УФ на ЧД (ограничитель на схе^е
рис. 6.9 не показан). Выходным каскадом аналоговой части
устройства слежения, как и в канале сопровождения по даль-
ности, является интегратор со сбросом (накопитель (Н)), уп_
равляемый тактовыми импульсами ит ЦВМ. В результате
дополнительного некогерентного накопления выходной ана-
логовый сигнал можно записать в виде
= ^Н^/ = ^ЧД ^дп’	(6.63)
где Кн — коэффициент передачи некогерентного накопителя-
К'чд = 2Гн2ГЧд — приведенная крутизна дискриминационной
характеристики ЧД.
Сигнал (6.63) преобразуется в АЦП в цифровую форму
и далее обрабатывается в ЦВМ. Обозначим цифровой код дан-
ного сигнала как
и^) = Кциги^	(6.64)
где 2СцП f =	— коэффициент передачи АЦП; Ду — величи-
на, численно равная единице младшего разряда цифрового ко-
да
Последующая фильтрация доплеровского смещения часто-
ты / осуществляется в ЦВМ по алгоритмам а-, Р-, у-гфильт-
рации, аналогичным каналу дальности. При использовании
алгоритмов а-, Р-фильтрации алгоритм формирования рассог-
ласования Д/(0 можно представить в виде
Д/
АДО = ----f—	(6.65)
АДСчд
Остальные уравнения фильтрации аналогичны уравнениям
(6.31)—(6.34), в которые вместо D(i),	D3(i) и AD(i) нуж-
но подставить соответственно /дп(0, /'п(9, /ДПэ(0 и Коэф-
фициенты усиления а, р, как и в уравнениях фильтрации
дальности, выбираются постоянными. Для ускорения «втяги-
вания» канала сопровождения по частоте в режим слежения
на этапе захвата коэффициент а целесообразно делать макси-
мальным, а коэффициент Р = 0. При переходе же в режим сле-
жения изменять их значения скачком до оптимальных вели-
чин. Данные изменения позволят на этапе захвата расширить
полосу системы слежения, а затем сузить ее для повышения
качества фильтрации.
158

Досле завершения i-го такта вычислений по алгоритмам а-,
о фильтрации формируется экстраполированное значение) до-
0деровского смещения частоты на (/ 4 Г)-й такт работы:
/д,.Л + 1) = /Д1.(о + г,Д|,(о.	(6.66)
Код частоты /дпэ(/ + 1) изменяет частоту сигнала У Г, по-
даваемого на СМ, обеспечивая настройку канала слежения на
ожидаемое значение доплеровского смещения частоты сигна-
ла, отраженного от ВЦ (рис. 6.9).
При кратковременном пропадании сигнала, отраженного
от цели, канал сопровождения работает в режиме «памяти».
Величина Д/Ц) в уравнениях фильтрации /ди(/), /дп(/) в этом
случае устанавливается равной нулю, поэтому частота бу-
дет меняться по линейному закону. Скорость изменения /\г
определяется величиной /дп(0, которая найдена в предыду-
щих тактах до момента пропадания сигнала, отраженного от
цели.
6.4.2. Сопровождение воздушных целей
по угловым координатам
Необходимо отметить, что если в режиме обзора для извле-
чения информации о воздушных целях используется только
суммарный канал моноимпульсной антенной системы, то в ре-
жиме автоматического сопровождения целей включаются в
работу еще и разностные каналы, поскольку именно в разно-
стных каналах содержится информация об угловых координа-
тах ВЦ.
В современных МФ РЛС при измерении угловых координат
Целей используется метод сравнения, который реализуется
Моноимпульсным угломерным устройством. Процесс непре-
рывного слежения за угловыми координатами цели сводится
к отслеживанию положения цели равносигнальным направле-
нием (РСН) моноимпульсной системы. Система слежения
Формирует сигнал управления антенной таким образом, что
Угловое рассогласование Де между положением РСН и линией
визирования (ЛВ) цели было равно нулю. Здесь Э — простран-
ственный угол, характеризующий угловое положение ВЦ.
В процессе сопровождения цели по угловым координатам
Измеряются углы пеленга цели в вертикальной (рв и горизон-
тальной фг плоскостях, составляющие угловой скорости
159

Рис. 6.10
сов - фв и сог = ф' линии визирования в тех же плоскостях, а
также угол поворота антенны по крену уа и угловая скорость
соу в канале крена.
Для выявления особенностей измерения угловых коорди-
нат ВЦ при ее автоматическом сопровождении рассмотрим
процесс слежения за ней в одной из координатных плоскос-
тей, например в вертикальной плоскости (рис. 6.10).
Подвижная система координат ОХ0У0 связана с самолетом.
Центр ее (точка О) находится в центре масс ЛА, а ось Хо па-
раллельна поверхности Земли. Положение ВЦ (точка Ц на
рис. 6.10) в данной системе координат определяется дально-
стью до цели Рц и углом ев между линией визирования и осью
ОХ0. Угловое положение цели относительно оси самолета
ОХ1 определяется углом фв. Угловое положение равносиг-
нального направления (оси ОХант) в вертикальной плоскости
отсчитывается относительно продольной оси самолета OXV а
положение самой оси ОХТ определяется углом тангажа ко-
торый отсчитывается от горизонтальной оси ОХ0 подвижной
системы координат ОХ0У0.
Обычно измеренное значение угла места фв равносигналь-
ного направления снимается с угловых датчиков антенной
системы и принимается за угловое положение цели. Очевид-
но, что значение фв отличается от истинного углового ВЦ
фв = Ев - г"} на величину погрешности Дв. В связи с этим для оп-
ределения угловой скорости сов ЛВ цели нельзя пользоваться
непосредственным определением производной фв = -j— от угл<*
160

Фв’
поскольку на значение (пь оказывает влияние скорость из-
менения й7 угла тангажа
- К  ’Т
(6.67)
В процессе полета угол тангажа О меняется случайным об-
разом в доволыкюпироком диапазоне. Следовательно, изменя-
ется и скорость 1У, что позволяет считать второе слагаемое в
(6.67) шумом тангажа, снижающим точность измерения угло-
вой скорости о),,. Уменьшить шум тангажа можно, скомпенси-
ровав второе (‘латаемое в (6.67). Для этого гироскопическими
датчиками измеряется угол й и вычисляется его производная,
которая и является компенсан,ионной поправкой.
Аналогичная проблема существует и при измерении угло-
вой скорости в горизонтальной плоскости е)г. Здесь для ком-
пенсации шумов рыскания необходимо измерять курсовой
угол Т и угол крена у. Поэтому структурная схема следящего
угломера наряду с радиоэлектронными элементами и устрой-
ствами до лж на в к л ючать и ги роек о и ичес к ие да тч и к и, и зме-
ряющие углы о и у, а программное обеспечен и е ЦВМ МФ
РЛС должно включать алгоритмы, формирующие компенса-
ционные поиравки.
Для непрерывного слежения за ВЦ по угловым координа-
там помимо измерения угловой скорости JIB (составляющих
Юг и сов), необходимо обеспечить и запоминание ее значения в
случае кратковременного пропадания сигнала, отраженного
от цели. Это позволит сопровождать цель по угловым коорди-
натам, используя запомненные данные (в режиме «памяти»).
Реализация «памяти» возможна, если следящий угломер бу-
дет обладать астатизмом второго порядка, т. е. угломер в сво-
ем составе будет иметь два интегратора. Роль одного из интег-
раторов обычно выполняет двигатель приводя антенны, вто-
рой же интегратор должен быть реализован программно.
После данных замечаний рассмотрим вариант структурной
схемы канала сопровождения цели по угловым координатам в
Мф РЛС (рис. 6.11). Структурную схему угломера можно раз-
делить на следующие части: 1 - угловой датчик (моноим-
Пульсная антенна с суммарно-разностным преобразователем и
Модулятором); 2 - каналы обработки радиолокационного
сигнала - элементы приемного устройства, начиная от смеси-
телей (СМД до вычитающего устройства (ВУ) включительно;
— устройство выделения сигнала ошибки и фильтрации уг-
11 - 6726
161

Рис. 6.11

довых координат (фазовые детекторы и ЦВМ); 4 — управляю-
щее устройство (устройство отработки). Угловой датчик, кана-
дЫ обработки радиолокационного сигнала и ФД образуют пе-
денгационное устройство угломерного канала.
При приеме антенной системой (АС) сигнала, отраженного
от цели, на ее выходах получаем соответственно суммарный
[/2и два разностных сигнала UЛ[ и 17Д[? (рис. 6.11), которые ха-
рактеризуют напряженности электромагнитного поля в вол-
новодах и соответствуют взаимному пространственному поло-
жению ВЦ и носителя МФ РЛС. При точном совпадении РСН
с положением цели в пространстве сигналы U= U= 0. Для
снижения числа каналов обработки сигналы UXl, и пода-
ются на модулятор, где происходит модуляция данных сигна-
лов сигналом низкой частоты QM. Процесс модуляции обеспе-
чивается перемещением (вращением) волноводной секции мо-
дулятора с помощью двигателя модулятора (ДВ. М). Синхрон-
но с этим двигателем вращается ротор генератора опорных
напряжений (ГОН), который обеспечивает формирование
опорных напряжений для фазовых детекторов.
После модуляции образованный единый разностный Uх и
суммарный Ux сигналы подаются на суммарно-разностный
(L- А) преобразователь — (L - А)-устройство. На его выходах
образуются два сигнала (СД - СД) и	которые посту-
пают далее в двухканальный приемник для последующей об-
работки. Каждый приемный канал выполнен по единой схе-
ме. В рассматриваемой схеме угломера используется логариф-
мическая нормировка обрабатываемых сигналов. Первичное
преобразование и усиление принимаемых сигналов осуществ-
ляется в смесителях СМ] и усилителях промежуточной часто-
ты УПЧ каждого из каналов. Селекторы дальности СД откры-
ваются стробом С/СТ[), который совпадает с временным положе-
нием строба L/CTn 2 дальномерного канала. Селекторный им-
пульс Czc,n) управляется устройством расстановки стробов УРС
(см. рис. 6.9). В смесителях СМ2 осуществляется второе преоб-
разование принимаемых сигналов - СД) и (СД + Uд). В ка-
честве гетеродинного напряжения для СМ2 используется сиг-
нал управляемого гетеродина УГ, частота которого изменяет-
ся при изменении доплеровского смещения частоты сигнала,
отраженного от ВЦ, в соответствии с выражением (6.60). Да-
лее выполняется узкополосная фильтрация принимаемых
сигналов в фильтрах УФ. Селекторы дальности СД и узкопо-
лосные фильтры УФ обеспечивают выделение сигнала, отра-
н*
163

женного от ВЦ, взятой на сопровождение в режиме захвата
по дальности и доплеровской частоте. Последующая обработ’
ка сигналов осуществляется логарифмическими усилителя,
ми ЛУС и амплитудными детекторами Д. Применение лога,
рифмических усилителей позволяет обеспечить нормировку
сигнала рассогласования (составляющих Дг и Дв) по отноще.
нию к амплитуде отраженного сигнала, и устранить влияние
флуктуаций его амплитуды на результат угловых измерений.
После вычитания обрабатываемых сигналов в вычитающем
устройстве ВУ образуется гармонический сигнал UA с часто-
той и амплитудой, пропорциональной углу рассогласова-
ния Д между линией визирования цели и РСН. Фаза <рА данно-
го сигнала, отсчитываемая от некоторого опорного направле-
ния, указывает сторону отклонения.
Фазовые детекторы ФД, стоящие после ВУ, разделяют об-
щий сигнал ошибки UA на две ортогональные составляющие
Дг = iQ\cos((pA);	(6.68)
Дв = 7ГдДзт((рд),	(6.69)
где КА — коэффициент пропорциональности.
Опорными сигналами для ФД являются сдвинутые по фазе
на л/2 синусоидальные напряжения, формируемые генерато-
ром опорного напряжения ГОН. При достаточно точном со-
провождении цели по угловым координатам значения напря-
жений Дг и Дв пропорциональны углам отклонения цели от
РСН в горизонтальной и вертикальной плоскостях.
Последующая обработка сигналов рассогласования осу-
ществляется в ЦВМ. С этой целью сигналы Дг и Дв подаются на
АЦП, где преобразуются в цифровую форму и цифровые коды
Дг(0 и Дв(0 сигналов Дг и Дв, обрабатываются в соответствии
с алгоритмами, которые обеспечивают:
•	формирование интегрирующего звена, обеспечивающего
повышение астатизма следующей системы угломера;
•	введение компенсационных поправок от гироскопиче-
ских датчиков;
•	вычисление угловой скорости ЛВ;
•	функционирование следящей системы в режиме памяти;
•	определение управляющих воздействий для устройства
обработки.
Полный перечень уравнений, с помощью которых решают-
ся перечисленные задачи при управлении пространственным
положением антенны, достаточно громоздкий. Для уяснения
164

сути работы алгоритмов ЦВМ при решении задачи слежения
за угловыми координатами цели будем привязываться, как и
ранее, к вертикальной плоскости. Считаем, что самолет летит
без крена с нулевым курсовым углом, а воздушная цель пере-
мещается в вертикальной плоскости, как это показано на
Р0С. 6.10. Тогда уравнения, обеспечивающие процесс слеже-
gjiH за ВЦ, можно записать в виде:
А,(/) = А1(/-1) +Д,Т, А„(П;	(6.70)
М'> АДрЛв(/);	(6.71)
Го(/) - \,(/) + \..( z);	(6.72)
ДО'К ,/ А',.|0(7) t>(/	1)];	(6.73)
um(i) = ЕД') - Д('),	(6.74)
где Д — длительность такта работы БЦВМ.
Уравнение (6.70) описывает функционирование интеграто-
ра, а (6.71)— цепи его коррекции, повышающей устойчи-
вость контура автосопровождения. Уравнение (6.72) связыва-
ет процесс формирования сигнала на выходе интегратора с
цепью коррекции. Выражение (6.73) характеризует формиро-
вание компенсирующего сигнала (6.67), а (6.74) выходного
сигнала на устройство отработки. Помимо этих выражений,
обеспечивающих непосредственное управление антенной сис-
темой, формируется цифровой код угловой скорости ЛВ
<’>(/) = к^ии,(/),
(6.75)
где Ко — коэффициент передачи измерителя угловой
скорости.
Измеренное значение угла пеленга цели фв снимается с уг-
лового датчика антенны, преобразуется АЦП и в виде цифро-
вого кода фп(7) поступает либо в ЦВМ, где может осуществ-
ляться его дополнительная фильтрация, либо без преобразова-
ний передаваться другим потребителям.
Структура уравнений (6.70)—(6.75) в общем случае меняет-
ся при различных режимах работы. Так, при захвате цели же-
лательно иметь следящую систему с астатизмом первого по-
рядка, что сокращает время переходных процессов, однако
Увеличивает полосу пропускания системы. При кратковре-
менном пропадании сигнала, отраженного от ВЦ, запоминает-
ся угловая скорость линии визирования (код 6%(i)). Антенна
165

при этом будет перемещаться с постоянной угловой скоро^
стью, т. е. следящий угломер МФ РЛС переходит в режим сле-
жения по «памяти».
Приведенный в этой главе материал дает представление об
алгоритмах работы МФ РЛС в режимах автоматического из-
мерения координат и параметров движения ВЦ и может слу-
жить основой для приближенной оценки параметров каналов
сопровождения целей. Рассмотренные схемные решения яв-
ляются примерами реализации каналов сопровождения.
Практическая же реализация может отличаться от данных
схемных решений, поскольку все определяется разработчи-
ком конкретной МФ РЛС.
Контрольные задания
1.	Из каких этапов состоит процесс сопровождения воздуш-
ных целей «на проходе»?
2.	В чем суть нониусного метода измерения дальности и за-
чем необходимо его использовать в МФ РЛС?
3.	Каким образом осуществляется захват цели на сопро-
вождение в режиме РНП при использовании зондирующих
сигналов с ВЧПИ?
4.	Приведите структурную схему устройства сопровожде-
ния цели по дальности в режиме излучения с ВЧП.
5.	В чем состоят особенности сопровождения целей по даль-
ности в режиме излучения со СЧП?
6.	Приведите структурную схему устройства сопровожде-
ния цели по скорости.
7.	Приведите структурную схему устройства сопровожде-
ния цели по угловым координатам.

Глава 7
..
g Формирование радиолокационного
Ц изображения земной поверхности в режиме
f	«воздух—поверхность»
f 7.1. Принципы формирования радиолокационного
Ц изображения земной поверхности
при картографировании реальным лучом диаграммы
направленности антенны
 Современные МФ РЛС при работе в режиме «воздух—по-
верхность» обеспечивают:
•	наблюдение поверхности Земли на большом удалении от
самолета-носителя РЛС;
•	обнаружение наземных объектов, невидимых в оптиче-
ском диапазоне волн (например, замаскированные металличе-
ские объекты);
•	выделение (селекцию) движущихся наземных объектов
на фоне местности в любых метеоусловиях, днем и ночью.
Принцип получения радиолокационного изображения
(РЛИ) наблюдаемого участка поверхности Земли, выносимо-
го на экран СОИ МФ РЛС, основывается на том, что различ-
ные участки земной поверхности и объекты на ней отражают
радиоволны. Интенсивность отраженного сигнала зависит от
отражающей способности элементов поверхности Земли. Ко-
личественно отражающая способность поверхности Земли ха-
рактеризуется коэффициентом отражения или удельной эф-
фективной площадью отражения (ЭПО).
Характер отражения радиоволн от земной поверхности за-
висит, в первую очередь, от электродинамических свойств,
степени неровности (шероховатости) поверхности, а также от
Длины волны, поляризации и угла падения зондирующих
электромагнитных волн.
При облучении поверхности Земли энергия падающего
Электромагнитного поля частично поглощается почвой, рас-
тительностью, водной поверхностью и наземными объектами,
а частично отражается. Чем выше электрическая проводи-
мость объектов отражения, тем больше коэффициент отраже-
ния земной поверхности. Например, увлажненные участки
167

поверхности Земли отражают электромагнитные волны силы
нее, чем сухие. По интенсивности отраженного сигнала мож»
но, например, судить о влажности сельскохозяйственных уг0_
дий и степени зрелости зерновых культур. От гладких участ-
ков земной поверхности, размеры которых значительно пре-
восходят длину волны зондирующих колебаний, радиоволны
отражаются зеркально. Отражения же от шероховатой по-
верхности носят диффузный характер. При этом только не-
большая часть энергии падающей электромагнитной волны
возвращается обратно к МФ РЛС. Яркость получаемого радио-
локационного изображения пропорциональна отражающей
способности облучаемых наземных объектов.
Радиолокационное изображение искусственных сооруже-
ний и объектов сложной формы (корабль, самолет, мачты вы-
соковольтных линий и т. п.) формируются совокупностью от-
ражений от отдельных участков поверхности объектов, внося-
щих основной вклад в отраженный сигнал, или так называе-
мых «блестящих» точек наземных целей. «Блестящие» точки
образуются участками поверхностей объектов, расположен-
ными перпендикулярно к направлению падающих электро-
магнитных колебаний, а также элементами конструкции, об-
разующими гладкие вогнутые или выпуклые поверхности.
Радиоконтраст (интенсивность отражения) наземных объек-
тов зависит от ориентации характерных элементов их поверх-
ности относительно направления облучения.
Населенные пункты на РЛИ отображаются в виде больших
совокупностей ярких засветок, дороги, взлетно-посадочные
полосы, рулежные дорожки — в виде темных линий или по-
лос значительной протяженности с характерной конфигура-
цией пересечений, железные дороги — в виде светлых полос с
плавными закруглениями. Мосты и переправы имеют высо-
кую интенсивность отражения и индицируются в виде свет-
лых отрезков на темном фоне водной поверхности.
Как правило, МФ РЛС в режиме обзора земной поверхнос-
ти осуществляет секторный обзор пространства. Угловой раз-
мер сектора обзора, как следует из гл. 2, определяется такти-
ческими требованиями к МФ РЛС и обычно составляет не ме-
нее ±60°. Радиальный же размер сектора определяется из ус-
ловия однозначного измерения дальности РЛС 2)макс =
где Ти — период повторения зондирующих сигналов РЛС. Ве-
личина 2)макс обычно определяется дальностью действия РЛС
по типовой наземной цели. При работе в режиме «воздух—по-
168

>хность» величина Fn = 1/Ти = 400...2000 Гц, т. е. £>макс е
75...375] км.
Обзор земной поверхности осуществляется последователь-
зондированием участков поверхности в радиальном на-
авлении за счет естественного распространения зондирую-
IX электромагнитных колебаний и сканирования антенны
РЛС в заданном секторе по азимуту. За время смещения
тенны по азимуту на ширину главного луча ДНА проходит
сколько циклов излучения зондирующих и приема отра-
дных сигналов, что позволяет некогерентно накапливать
Несколько десятков и даже сотен отраженных импульсов. По-
му получаемое РЛИ имеет слабую зернистость и хорошую
шифрируемость. Данному перемещению луча ДНА на ра-
юлокационном изображении, выносимом на экран СОИ, бу-
соответствовать радиальная линия, яркость которой в
аждой ее точке определяется типом подстилающей поверх-
ности, попадающей в главный луч ДНА (в «след» ДНА).
Для сравнения на рис. 7.1 представлены два изображения
одного и того же участка земной поверхности — оптическое
(рис. 7.1, а) и соответствующее ему радиолокационное
(рис. 7.1, б). Там же на оптическом изображении выделены
четыре направления зондирования. При зондировании перво-
го направления яркость полоски на РЛИ будет сначала слабой
из-за зеркальных отражений от водной поверхности, а затем
она усилится при отражении от земной поверхности. Для вто-
рого и третьего направлений на РЛИ будут наблюдаться яркие
точки, соответствующие мосту через реку, кораблю на водной
169

поверхности и строениям. Для четвертого направления Яр
кость будет переменной: более яркие отражения от остров^
леса, а менее яркие — от водной поверхности. Самую малую
яркость на РЛИ будет иметь водная поверхность. Другим^
словами РЛИ представляет собой негативное отображение оц.
тического изображения. Дополнительным эффектом является
наличие «радиотени». Данный эффект возникает вследствие
того, что РЛИ является плоским отображением наблюдаемой
поверхности. Реальные же объекты имеют и высоту.
Как отмечалось раннее, режим обзора земной поверхности
при котором формируется ее РЛИ, называют режимом кар-
тографирования, Рассмотренный вариант получения РЛИ
является режимом картографирования обычным или реаль-
ным лучом.
Режим картографирования реальным лучом (РЛ) характе-
ризуется невысоким разрешением по угловой координате, ко-
торое определяется шириной 0а главного луча ДНА РЛС. Как
правило, в данном режиме осуществляется некогерентная об-
работка принимаемого сигнала, хотя зондирующий сигнал
современных МФ РЛС представляет собой когерентную после-
довательность радиоимпульсов. Режим РЛ обычно использу-
ется для быстрого просмотра участка местности с максималь-
ной скоростью сканирования антенны, поиска крупных ра-
диолокационно-контрастных объектов, коррекции местополо-
жения самолета-носителя и целеуказания оружию или
предварительного целеуказания самой МФ РЛС для использо-
вания режимов ее работы, обеспечивающих формирование
изображение выбранного участка местности с более высоким
разрешением (более высокой детализацией). Обычно в режиме
картографирования реальным лучом обеспечивается линей-
ное разрешение по азимуту порядка 3...5 км при формирова-
нии РЛИ на удалениях 200...300 км.
Для уменьшения зернистости радиолокационного изобра-
жения однородных участков поверхности (уменьшения так
называемого спекл-эффекта) дополнительно выполняется не-
когерентная обработка принимаемых сигналов. Физическая
сущность зернистости РЛИ обусловлена различием амплитуд
отраженных сигналов от участков поверхности Земли, соот-
ветствующих соседним элементам разрешения. Амплитуда
сигнала, отраженного от участка поверхности, приходящего-
ся на элемент разрешения, является результатом сложения
сигналов элементарных отражателей в пределах данного эле-
мента.
170

При когерентной же обработке сигналы элементарных от-
а^сателей могут (‘ложиться при любом соотношении фаз:
в фазе, в противофазе и т. д.
Это зависит от пространственного распределения и взаим-
ного положения одного сигнала относительно другого. Эти по-
ложения меняются в процессе наблюдения случайным обра-
зом. При переходе от одного элемента разрешения к другому
амплитуда флуктуирует, вследствие чего проявляется зернис-
тость изображения при когерентном приеме. Для снижения
зернистости при когерентном приеме отраженного сигнала
осуществляется некогерентное накопление принимаемых па-
чек импульсов, а суммирование принимаемых импульсов про-
изводят после детектирования. Однако такая процедура обра-
ботки приводит к некоторому уменьшению отношения сиг-
нал/шум.
Для обеспечения высокой разрешающей способности МФ
РЛС по дальности используются сложные зондирующие
сигналы — чаще всего зондирующие сигналы с линейной час-
тотной модуляцией или фазокодовой манипуляцией (ФКМ).
Структурную схему системы обработки радиолокационного
сигнала МФ РЛС при формировании РЛИ можно представить
в виде, приведенном на рис. 7.2. Принимаемый антенной сис-
темой сигнал поступает в высокочастотный приемник
ВЧ ПРМ и затем, после предварительного преобразования, в
блок фазовых детекторов, где происходит разложение сигнала
на две квадратурные составляющие и перенос его спектра на
видеочастоту.
Далее преобразованный сигнал поступает в блок анало-
го-цифрового преобразования АЦП и в процессор обработки
радиолокационных сигналов. В АЦП сигнал подвергается
квантованию по амплитуде (уровню) и дискретизации по вре-
мени. Выбор шага дискретизации М по шкале времени опре-
деляется разрешающей способностью МФ РЛС по времени за
паздывания (по дальности) и обычно составляет 1,5 —
2 отсчета на элемент разрешения по дальности. В этом случае
сигналы от любого элемента разрешения не будут пропущены.
Число уровней квантования (разрядность АЦП) должно быть
согласовано с динамическим диапазоном входного сигнала.
Рис. 7.2
171

Рис. 7.3
При наблюдении наземных объектов, как показывают экспе-
риментальные исследования, динамический диапазон по
мощности составляет 60. ..80 дБ. При этом для цифрового
представления сигнала достаточно 14 разрядов АЦП. Учиты-
вая, что разрядность двоичных слов выбирается в соответст-
вии со степенью 2Z, на практике необходимо использовать
16-разрядные АЦП. Дополнительные разряды цифрового сло-
ва преобразователя отводятся на знаковую и служебную ин-
формацию.
После АЦП сигнал представляет собой дискретный про-
цесс, каждая выборка которого определяет сигнал, отражен-
ный от m-й полоски дальности для n-го зондирующего им-
пульса, точнее, его квадратурную и синфазную составляю-
щие. Поясним сказанное рисунком. Для этого разобьем на-
блюдаемую поверхность Земли на дискреты по дальности и
азимуту в заданном секторе сканирования (рис. 7.3).
Общее число каналов MD по дальности можно определить
ИЗ соотношения _/V7Q	( ^^макс Л-иЖ где Dмакс’ ^мин
максимальная и минимальная дальности действия МФ РЛС,
5D — разрешающая способность РЛС по дальности. Число
дискретов по азимуту из соотношения = 2(рм/5(р, где
<рм — максимальная величина отклонения главного луча ДНА
172

Тцосительно биссектрисы сектора сканирования 8ф—
а3решающая способность МФ РЛС по азимуту. Тогда рас-
стояние до наземной цели, находящейся в m-м канале даль-
ности, можно представить как Dl4 rndlJ, а угловое положе-
ние главного луча ДНА, соспжютчжукидее I.мд нагфавлению
на цель, в виде <р; = /<мр. При нахождении наземной цели на
удалении т\. ::	Д т	’ ’ Д/до-
Принята пачка импульсов, каждый элементарный сигнал ко-
торой и преобразуется с помощью пары «блок фазовых детек-
торов — АЦП» в цифровой вид.
В процессоре обработки сигнала (ПОС) преобразованный в
цифровую форму сигнал обрабатывается в соответствии с ал-
горитмом функционирования МФ РЛС в конкретном режиме.
Результат обработки отображается на экране СОИ и использу-
ется системами управления самолетом и оружием для реше-
ния навигационных или прицельных задач.
При оптимальной процедуре обработки отраженного сигна-
ла от наземных отражателей в секторе наблюдения алгоритм
формирования РЛИ в ПОС при функционировании МФ РЛС в
режиме картографирования земной поверхности реальным
лучом ДПА можно представить в следующем виде:
’ I
О, пТ / ,
J(z,m)-	J	^Dnl пТи
"	!	„У	V
i Р N<p, m е Mn,	(7.1)
где J(Z, /??.) — отсчет РЛИ, соответствующий пг-му каналу
дальности и Сй угловой позиции ДПА в заданном секторе
сканирования; п . номер импульса обрабатываемой пачки,
Длительность которой N -- общее число импульсов, при-
нимаемых МФ РЛС’ за время облучения точечной цели в пре-
делах главного луча ДНА; N(p [1, Агф]; MZ) -- [1, Вы-
ражение под знаком модуля в (7.1) определяет операцию
согласованной фильтрации принимаемого сигнала в пределах
Длительности импульса пачки, равного /(1.
Скорость сканирования антенны в режиме картографиро-
вания определяется заданным временем обзора, которое обыч-
но составляет 1...2 с, а время обзора - требуемым временем
Формирования РЛИ. Основным критерием этого выбора явля-
йся следующее: в течение времени наблюдения цели она не
Должна выходить из наблюдаемого сектора на поверхности
173

Земли вследствие перемещения как носителя РЛС, так и
мой цели.
В соответствии с (7.1) ПОС формирует двумерный масслв
значений РЛИ J(i, т) (для каждой из квадратурных состав-
ляющих), в котором i определяет азимутальное направление
(положение) реальной ДНА, а т — положение элемента РЛЦ
по дальности (канал дальности). Как правило, массив значе-
ний РЛИ из ПОС передается в процессор системы отображе-
ния информации. В режиме картографирования местности ре-
альным лучом РЛИ формируется в полярных координатах
«дальность—азимут» и имеет вид сектора (см. рис. 7.1,6).
При этом для обнаружения целей с заданной вероятностью
правильного обнаружения требуется обеспечить в элементе
разрешения необходимое отношение мощности сигнала, отра-
женного наземной целью, к суммарной мощности внутреннего
шума приемника и мощности фона (сигнала, отраженного от
подстилающей поверхности). Обычно данная величина лежит
в пределах 10...20 дБ. Для обеспечения наблюдения целей,
размеры которых меньше элемента разрешения, необходимо
уменьшать мощность сигнала фона местности. Это можно осу-
ществить за счет уменьшения размера элемента разрешения
до размеров цели, т. е. повышения разрешающей способности
МФ РЛС.
7.2. Принципы формирования радиолокационного
изображения поверхности Земли
при картографировании в режиме синтезирования
апертуры антенны
Получение радиолокационного изображения поверхности
Земли по детальности, соизмеримого с оптическим
изображением, возможно при использовании режимов работы
МФ РЛС с синтезированной апертурой антенны. Принцип по-
лучения изображения основан на формировании узкого луча
по азимуту некоторой искусственной апертурой, возникаю-
щей вследствие движения самолета-носителя, с записью отра-
женных сигналов и последующей их когерентной обработкой.
Физической основой синтезирования является зависимость
доплеровского смещения частоты сигнала, отраженного эле-
ментарным отражателем, от его углового положения на по-
верхности Земли. Принципиально важным является движе-
174

jjjie носителя. Есть движение — есть синтезирование. Синте-
зирование возможно и за счет движения цели. Тогда говорят
об инверсном (обратном) синтезировании. По аналогии синте-
зирование за счет эффекта движения носителя РЛС называет-
ся прямым. Далее будем рассматривать лишь прямое синтези-
рование апертуры антенны.
Предположим, что передатчик МФ РЛС излучает немоду-
дированное гармоническое колебание s(t) = Re {А()ехр(72л/’О^)},
где Ао, f() — амплитуда и несущая частота зондирующего ко-
лебания. Информационной частью отраженного сигнала
snpM(0 = {A(t)exp[j27ifQ(t ~ ^7>(0)]} от точечной цели являет-
ся его комплексная огибающая
S(t) -= A(t)exp[j2nf(jtl)(t)],	(7.2)
где tD(t) 2D(t)/c — время запаздывания сигнала, отражен-
ного от наземной цели в процессе движения носителя МФ
РЛС. Опираясь на (7.2), комплексную огибающую сигна-
ла, принимаемого от /‘-го точечного отражателя поверхности
Земли, учитывая, что фазовые искажения, обусловленные не-
однородностями среды распространения и нестабильностями
приемопередающего тракта МФ РЛС, отсутствуют, можно
представить в виде:
ДО = Щ;,(0ех1ф^ D,(t) j,	(7.3)
где А- — случайная комплексная амплитуда сигнала, отра-
женного от i го точечного отражателя на поверхности Земли
(точечной наземной цели); X — длина волны зондирующего
колебания; G^t) — нормированная функция, учитывающая
модуляцию принимаемого сигнала диаграммой направленнос-
ти реальной антенны (на передачу и прием), которая, в свою
очередь, определяется текущими угловыми положениями
объекта и ДНА; D (t) — текущее удаление от f-го, точечного
отражателя.
Для уяснения процессов формирования РЛИ важным явля-
ется взаимное пространственное положение носителя МФ
РЛС и точечной наземной цели (точечного отражателя на по-
верхности Земли). Пусть имеется нормальная земная система
Координат OqXYZ (рис. 7.4). Местоположение носителя в
Данной системе координат задано точкой О. С носителем МФ
РЛС связана нормальная система координат OX}lYnZ, центр
Которой совпадает с центром масс носителя (т. О). Фазовый
175

центр антенны (ФЦА) МФ РЛС будем считать совмещенным с
началом координат OXHYHZ, а начальный момент излучения
t = 0 зондирующих колебаний — совпадающим с положением
носителя РЛС в точке О. Для упрощения представления сиг-
нала, воспринимаемого МФ РЛС в процессе движения носите-
ля на траектории (траекторного сигнала), и алгоритма форми-
рования РЛИ будем рассматривать процесс синтезирования
апертуры в так называемой наклонной плоскости Оху, т. е. в
плоскости, содержащей линию визирования «ФЦА—точеч-
ная НЦ». Эту плоскость Оху в общем случае можно предста-
вить как плоскость OXHYH нормальной системы координат
OXHYHZ, повернутую на угол ф- в горизонтальной плоскости и
на угол у. в вертикальной, где фр у. — азимут и угол места то-
чечного объекта (наземной цели). Если строительная ось носи-
теля РЛС, летящего на высоте НЛА, совпадает с осью Хн, то
такой поворот соответствует также повороту антенны для сов-
мещения максимума ДНА с линией визирования наземной це-
ли. Ось х рассматриваемой в дальнейшем прямоугольной сис-
темы координат Оху образуется в результате пересечения на-
клоненной плоскости OXHYH с вертикальной плоскостью
O0XZ нормальной земной системы координат O0XYZ, а пере-
сечение этой же плоскости с горизонтальной поверхностью
176

Земли (плоскостью О(И¥У) об-
разует координатную ось ази-
мута ось /, которая, в свою
очередь, перпендикулярна ли-
аии визирования «ФЦА- то-
чечная ИЦ» (прямотт наклон-
ной дальности /Д).
В большинстве случаев тра-
ектория самолета-нос и теля	у
у[ф РЛС' относительно дели на
участке синтезирования может быть представлена прямоли-
нейной траекторией (рис. 7.5). При этом малые отклонения от
заданной траектории будем рассматривать как траекторные
нестабильноеги. При прямолинейном движении по траекто-
рии, совпадающей с осью х наклонной системы координат
Оху, и постоянной путевой скорости полета носителя Пн теку-
щее расстояние L),(i) от РЛС до точечной наземной пели с ко-
ординатами хр у1 можно представить в виде:
/>,(<) J(x,  X(t))2 I X ,
(7.4)
где x(t) Vt - текущее положение ФЦА на оси х; про-
екция скорости полета носителя Ц, (ФЦА) на ось х;
V= Vn cos (eg); (у - угол между осями Хн и х в плоскости
O0XY земной системы координат, который в общем случае ра-
вен arctg {tg (yz) cos ((у)}. При выполнен и и условия I)i
(что имеет место в большинстве практических случаев при
функционировании МФ РЛС в режиме «воздух -поверх-
ность»), оу -э 0, и, следовательно, F Vn.
Пусть в момент времени t О МФ РЛС находится в начале
координат Оху, а наземная цель наблюдается под углом [3- к
оси х в центре ДН реальной антенны (совпадает с направлени-
ем максимума ДНА МФ РЛС) (рис. 7.5). 1'’еку1цее время t из-
меняется в пределах от -Тс/2 до I Т./2, где Т{. — время коге-
рентной обработки траекторного сигнала (временной интервал
синтезирования). В общем случае угол |3, определяется угло-
вым положением точечной наземной цели в плоскостях ази-
мута ф. и угла места р, = arctg {tg (ф,) cos (у)}. При T)j 77,1А
(т. е. yz 0) можно считать, что ф;.
Предположим, что флуктуации траектории движения но-
сителя МФ РЛС являются небольшими. Тогда, опираясь на
Разложение (1 ± z)1/2 = 1 4 ? - z2 1 А	спра-
Z Z * '4	Z * 4 * О
' ~	 7 2 ••
177

ведливое при |з| < 1, и учитывая, что xi/Di = cos теку1цее
расстояние DL(t) до точечной НЦ можно представить в виде
^) = Z>.-Wcos(pz) +
V2£2sin2(pz)
щ
V3£3sin2(p.)cos(p.)
(7.5)
2Df
где Dt = Jxf + yf — наклонная дальность до наземной цели в
начальный момент времени t = 0. Обычно используемая сте-
пень аппроксимации текущего расстояния (7.5) зависит
от допустимой величины фазового набега Дф(£) на краях син-
тезированной апертуры (в момент времени t = Тс/2), протя-
женность которой определяет линейное разрешение 5/аз по
азимуту МФ РЛС в данном режиме. В частности, если до-
пустимой величиной фазового набега считается ДфЦ = Тс/2) =
= ti/4, то квадратичная аппроксимация оправданна, когда
8/аз = ^D^g^/2 .
В дальнейшем будем считать, что условие использования
квадратичной аппроксимации текущего расстояния между
ФЦА и целью выполняется. Тогда фаза траекторного сигнала
(7.3) будет изменяться по закону:
ф,«) = (v'teosllS,) - ^-sin!(P,)]+4>m-
(7'6)
где Vpi = V cos (pz); api = V2sin2(P-)/Z). — радиальная скорость
и ускорение движения ФЦА относительно цели при t = О,
Ф(и =	- 4uZ>z/X — постоянная начальная фаза.
Доплеровское смещение частоты траекторного сигнала
1 с/ф,Ц)	21/ • 2а ni
Т^г) 2л dt к X 1	1
и зависит от радиальной скорости движения ФЦА по отноше-
нию к НЦ, которая, в свою очередь, зависит от азимутального
положения цели (угла [3-). Как видно из (7.7), частота траек-
торного сигнала меняется по линейному закону. Причем крУ'
тизна линейной частотной модуляции (второе слагаемое в
178

(7,7)) зависит от расстояния до НЦ. Чем больше величина
меньше крутизна ЛЧМ.
Если в зоне обзора МФ РЛС будет не одна, а две точечных
наземных цели (точечных отражателя), находящихся на оди-
наковом удалении от РЛС (в одном канале дальности), но
имеющих разное азимутальное положение и |32), то измене-
ние доплеровского смещения частоты сигнала, отраженного
от каждой наземной цели, будет также определяться выраже-
нием (7.7). Однако графики этих изменений во времени будут
смещены один относительно другого А/’Д11	|(Fcos([3|)
-Fcos(|32)) (рис. 7.6, а). Следовательно, для разрешения на-
земных точечных целей по азимуту необходимо разрешить по
доплеровскому смещению частоты сигналы, отраженные от
данных целей, предварительно устранив ЛЧМ сигналов. Пос-
ле данной операции частоты сигналов остаются постоянными
и отличаются только смещением частот, обусловленным ази-
мутальным различием в положении наземных отражателей
(рис. 7.6, б).
Для получения РЛИ с высоким разрешением по азимуту
необходимо обеспечить согласованную обработку траекторно-
го сигнала, отраженного от наземной цели, по правилу
С/2	,
J -= j	dl .	(7.8)
- Д./2	I
где h(t) — опорная функция, формируемая системой обработ-
ки траекторного сигнала МФ РЛС; «*» — символ комплексно-
го сопряжения. Максимальное значение выходного сигнала
(7.8) системы обработки, как известно, достигается в случае,
когда опорная функция является комплексно сопряженной
сигналу, отраженному от одиночной точечной цели
4 тс
/ДО = ехр /Т/Р(/) .	(7.9)
<5)	,	0(0
; 0.(0	0 Р. ,
|	"	и	!
' ОЛ)		L
-Т(./2 О	Т(./2
t
Рис. 7.6
12*
179

Рис. 7.7
При смодулированном
При смещении наземной
ли по какой-либо из координат
относительно опорного значе-
ния выходной сигнал уменьша-
ется по амплитуде, что и обес.
печивает пространственную се-
лекцию наземных объектов.
Чем быстрее уменьшается вы-
ходной сигнал (7.8) при увели-
чении смещения, тем выше раз-
решающая способность Мф
РЛС в режиме синтезирования,
зондирующем сигнале выходной
сигнал (7.8) системы обработки имеет следующий вид:
Тс/2
J Дехр(;^ехр(-;^D0(t)^dt
(7-Ю)
где D0(t) — опорное значение дальности до наземной цели, на
которое настроена система обработки МФ РЛС.
Изменение фазы опорного сигнала формально можно выра-
зить через закон изменения расстояния до опорной точки
Z>0(f) (Рис- 7.7), в качестве которой чаще всего используется
центр облучаемого участка поверхности Земли (центр кадра
РЛИ) с координатами [З- = р0, Z>0 = DL:
Фо(О = X (vtcos(p0) - -^sin2(3o)] =
4л
т
(*7-
2D0
(7.11)
Здесь Ур = V cos (|30), Vt = V sin (р0) — радиальная и танген-
циальная составляющие скорости движения носителя МФ
РЛС относительно опорной точки (центра зоны обзора). С уче-
том того, что |3. = Ро + 0, а также выражения (7.6) выходной
сигнал (7.10) системы обработки можно представить в виде:
Тс/2
е/(0) =
J Дехр{ДфД) - ф0(г)]}с/Д
-Тс/2
Т(. / 2
J ДехрЫ^УД + Ф0Лс/«
-Тс/2	И л	Д
sinf^yerj
\ А Г 7
2тс
TViGT,
.(7.12)
180

Выражение (7.12) позволяет определить разрешающую
способность МФ РЛС по азимуту S9 в режиме синтезирования
jjq длительности выходного сигнала (по ширине функции
де)) на заданном уровне. В частности, на уровне 0,7 получа-
ем, что
80 - Х/(2ЦТ,.).	(7.13)
Линейное же разрешение по азимуту определяется как
5/ = 800.
Из сравнения выражений (7.6) и (7.11) видно, что в резуль-
тате умножения траекторного сигнала на опорную функцию,
соответствующую сигналу от точечной наземной цели, нахо-
дящейся на расстоянии Do, и азимутальном направлении [3; =
= ро + 6, осуществляется демодуляция (компенсация ЛЧМ)
выходного сигнала, что обеспечивает устранение квадратич-
ного набега фазы. Кроме того, спектр отраженного сигнала пе-
реносится на нулевую частоту, чем обеспечивается устранение
линейного набега фазы. Затем следует накопление результа-
тов перемножения в течение времени синтезирования 7\, (опе-
рация интегрирования в (7.12)) и вычисление модуля для уст-
ранения влияния на РЛИ случайной начальной фазы траек-
торного сигнала S^t). Рассмотренный алгоритм обработки
траекторного сигнала с предварительной компенсацией изме-
нения частоты сигнала и последующей доплеровской фильт-
рацией называется фокусированной обработкой или режи-
мом фокусированной синтезированной апертуры
(ФСА).
Результаты, приведенные в данном параграфе, получены
без учета действия внутренних шумов приемного устройства
МФ РЛС, т. е. рассматривалась только «сигнальная» состав-
ляющая выходного сигнала. Влияние шумов (и других помех)
приведет к ухудшению разрешающей способности.
7.3. Формирование радиолокационного изображения
поверхности Земли при использовании
импульсных зондирующих сигналов
в режиме синтезирования апертуры антенны
Рассмотренные в разд. 7.2 закономерности при формирова-
нии РЛИ в режиме синтезирования при произвольном угле
визирования наземной цели и непрерывном режиме излуче-
ния сохраняются и при работе радиолокатора в импульсном
Режиме излучения. Однако существуют особенности в обра-
181

ботке траекторного сигнала МФ РЛС, которые будут рассмот»
рены ниже.
В общем случае наблюдение траекторного сигнала s(t)
дется на фоне внутренних шумов n(t) приемника МФ РЛС, ц0_
этому сигнал на входе системы обработки для одного элемента
разрешения по дальности 6D (канала дальности) можно пред,
ставить в виде аддитивной смеси вида:
tyt) = s(t) + n(t).
Полезный сигнал s(t) является суперпозицией сигналов
элементарных отражателей, расположенных в пределах ДЦ
реальной антенны и данного элемента разрешения по даль-
ности
8(0=	(7.14)
где st(t) — сигнал от точечного отражателя, находящегося на
удалении DHl и азимутальном направлении |3Н/ = 0НО + 0.
(рис. 7.8). Здесь 0НО — угол наблюдения (азимут) центра зоны
обзора относительно оси х, который обычно связан с направ-
лением максимума реальной ДН; 0? — угловая координата от-
ражателя относительно направления на центр зоны обзора.
При квадратичной аппроксимации дальности Dn(t) комплекс-
ная огибающая траекторного сигнала от i-ro отражателя
[ 4 л (
S;(t) = ДД.(/)ехрр-£ [Wcos(eHO + 0г) -
V212	\	!
- 2n“Sin2(0Ho + 0/))+>(Poi| >	(7-15>
182

где <Ро/ — случайная начальная фаза траекторного сигнала от
точечной цели.
Внутренний шум ri(t) приемника, как правило, аппрокси-
мируется стационарным белым гауссовским шумом (БГШ) с
рулевым математическим ожиданием и корреляционной
функцией	~ 7VO6(^j /2), где N{} ~ спектральная
плотность внутренних шумов.
Как и в случае непрерывного зондирующего колебания,
для получения высокого качества РЛИ необходимо обеспе-
чить согласованную обработку траекторного сигнала. При на-
блюдении полезного сигнала на фоне БГШ n(t) правило обра-
ботки сводится к реализации алгоритма
Т./2
ле,) =
j £(ПЛ'(/,91Ю4 e,)dt
Т -2
(7.16)
где h(t, 0Ш) + 0/) - опорная функция системы обработки.
Как следует из (7.16), обработка сигналов основывается на
согласовании опорной функции с траекторным сигналом от
одиночной точечной цели, расположенной в центре элемента
разрешения 5D, для которого формируется РЛИ. Для этого
опорная функция должна быть комплексно сопряжена с сиг-
налом от одиночной точечной цели с точностью до начальной
фазы ф/0:
4 л
ж 0Ш) +	= W)exp	,	(7.17)
где W(t) — действительная весовая функция опорного сигна-
ла, от вида которой зависит, прежде всего, уровень боковых
лепестков синтезированной ДН. При квадратичной аппрокси-
мации дальности до отражателя опорная функция имеет вид
h(t, е,ю + е,) = ЮОехр./Г X
х (w cos (6Н0 + 0,.) - sin2(0HO + 0,); •	(7-18)
Для устранения случайной начальной фазы ф0 L траекторно-
го сигнала необходимо использовать квадратурную обработку.
В этой связи комплексный траекторный сигнал ^(t) представ-
ляется в виде суммы двух сигналов:	= ^с(0 + Д.ДО (в виде
сУммы косинусной и синусной составляющих). Опорная
Функция (7.18) также представляется двумя квадратурными
183

составляющими: h(t, 0НО 4- 0Z) = hc(t, 0HO 4- 0Z) 4- jhs(t, 0Ho e.j
Поэтому в (7.16) умножение сигнала на опорную функцию
h(t, 0НО 4- 0Z) разбивается на 4 операции умножения и 2 опера,
ции суммирования:
0НО 4- 0Z) = {^(f) +	ено 4- 0Z) - jhs(t, 0НО + 0Z)}
= <( W*, ено 4- 0Z)] 4- &s(t)hs(t, 0НО 4- 0,)]} 4-
4- Ж>( W*, Эно 4- 0Z)] -	0НО + 0Z)]},
а сам алгоритм согласованной обработки сигнала (7.16) может
быть представлен в виде
j(e/) = |z1 + /z2| =	+ zf ,
где
Zj = I шW*. ено + ОЛ + ено + e^dt,
-TJ2
z2 = j	°но + 0Л -	0НО + W}dt.
-Т(/2
Структура канала квадратурной обработки траекторного
сигнала для одного элемента разрешения, формирующего
синтезированный луч в направлении 0НО 4- 0р приведена на
рис. 7.9, где ФД — фазовый детектор; ФВ — фазовращатель
на 90°; ОПФ — опорная функция. Назначение остальных эле-
ментов схемы следует из рассмотренных ранее алгоритмов.
Рис. 7.9
184

Сравнение (7.15) и (7.18) показывает, что, как и ранее, ум-
цоЖ^ние траекторного (toгнала от точечного отражателя, на-
ходящегося на азимутальном направлении (Зи/ 011о Н 0; и рас-
положенного в элементе разрешения 6ZJ и дальности DH/, на
опорную функцию приводит к демодуляции (устранению
дЧМ) выходного сигнала (устранению квадратичного набега
фазы) и сдвигу его спектра на нулевую частоту (устранение
линейного набега (разы). После этого происходит накопление
результатов произведений в каждом из квадратурных каналов
в течение времени 7Д (операция интегрирования в (7.16)) и
взятие модуля для устранения зависимости РЛИ от случайной
начальной фазы траекторного сигнала. Поскольку в импульс-
ном режиме излучения траекторный сигнал также является
периодическим, то значения опорной функции (7.18) необхо-
димо определять в дискретные моменты времени t пТ,}, где
п — номер зондирующего импульса. При этом для согласован-
ной обработки импульсного траекторного сигнала в опорную
функцию ВВОДЯТ функцию X L\f - пТч - -------I КОТО-
/I 1	\	г	/
рая описывает операцию стробирования принимаемого сиг-
нала в /нм канале дальности. Роль интегратора на рис. 7.9
выполняет накопитель (сумматор) когерентной последова-
тельности импульсов. Время накопления равно времени син-
тезирования.
Следовательно, длительнос/гь обрабатываемой когерентной
последовательности радиоимпульсов равна Тс. Данной дли-
тельности сигнала, как известно, соответствует разрешающая
способность МФ РЛС по доплеровскому смещению частоты
8/ = 1/Тс. Учитывая, что перед когерентным накоплением от-
раженных сигналов у них снимается ЛЧМ несущей частоты,
то величину 5/ можно связать с линейным разрешением 8Zrt3 по
азимуту следующим образом.
Пусть имеются две близко расположенные наземные цели,
Находящиеся на удалении D; от РЛС, угловые координаты ко-
торых 0и , и 0Л t 7 89. Для разрешения данных наземных целей
по азимуту необходимо, чтобы ширина синтезированной апер-
туры 0Д = 80. Однако 0Д — Х/2ХД где ХД Xpsin6„. — протя-
Ценность апертуры синтезированной антенны (путь синтези-
рования), видимая с направления 0П/, Хс VTC— интервал
(путь) синтезирования при строго боковом обзоре.
185

Ширина синтезированной апертуры 0*а определяет разре
шающую способность РЛС по азимуту
__	h
Р 2FTcsin(0Hf) 2Xcsin(0Hf) ’
и, следовательно, линейное разрешение по азимуту
= ^Dai= 2VT sin(0„z) = 2Х sin(0 J ’	<7’19)
Из (7.19) следует, что время синтезирования должно быть
согласовано с линейным разрешением МФ РЛС по азимуту
~ 2F8Za3sin(0H ;) •	(7’2°)
Отсюда следует, что разрешающая способность по допле-
ровскому смещению частоты
2P8Za3sin(0H z)
щп
пропорциональна линейному разрешению по азимуту. Чем
выше должно быть линейное разрешение по азимуту, тем вы-
ше должно быть разрешение по доплеровскому смещению час-
тоты.
Учитывая, что при реализации МФ РЛС разрешение по 5/
определяется полосой пропускания фильтра доплеровской се-
лекции А/дф, из набора которых образуется спектроанализа-
тор приемного устройства данной РЛС, то для обеспечения
высокого линейного разрешения по азимуту необходимо
иметь соответствующий набор узкополосных фильтров с поло-
сой Д/дф =1/7’с.
Из (7.18) и (7.20) следует, что полоса доплеровских смеще-
ний частот сигнала, обрабатываемых в одном канале, напри-
мер настроенном на угловое направление 0Hf, определяется
как
2F2sin2(0Hi) Vsin(0Hi)
= —щ-—	= • §газ  •	(7J1J
Из (7.21) следует, что полоса А/обр возрастает с увеличением
путевой скорости, угла наблюдения и повышением линейной
разрешающей способности МФ РЛС по азимуту. Следует отме-
тить, что произведение полосы обрабатываемых частот на вре-
мя синтезирования не зависит от путевой скорости и угла на-
блюдения.
186

Для получения высокой разрешающей способности по
дальности используются сложные зондирующие сигналы, на-
пример зондирующие сигналы в виде периодической последо-
вательности ЛЧМ либо ФКМ радиоимпульсов. Комплексную
огибающую траекторного сигнала от точечной наземной цели
а этом случае можно предста вить в следующем виде:
S,(t) = LА,(ЦпТи )U(t - пТи т,(пТ„)) <
п
X exp ./1-
О,)	, А
(//7\Т ) ./<<_ .(7.22)
где Aj— функция, описывающая огибающую зондирующего
импульса; тДф - время запаздывания огибающей отраженно-
го импульса; п номер зондирующего импульса. При углах
наблюдения |3Z, близких к 9(Г, или при линейном азимуталь-
ном размере облучаемой поверхности реальной ДНА значи-
тельно меньшей дальности до нее влиянием радиальной ско-
рости на квадратичный член фазы траекторного сигнала мож-
но пренебречь.
Следует помнить, что для обеспечения однозначного опре-
деления доплеровского смещения частоты при импульсном
режиме излучения необходимо, чтобы частота повторения Fn
была больше ширины спектра сигнала, отраженного от под-
стилающей поверхности. В то же время частота повторения
импульсов в режимах работы «воздух поверхность» должна
быть небольшой и обеспечивать однозначное определение
дальности
(7.23)
Когда максимальное изменение дальности до наземной це-
ли на интервале синтезирования, обусловленное квадратич-
ном членом разложения в (7.5), меньше половины разреше-
ния по дальности о!)
можно считать, что время запаздывания огибающей изме-
няется линейно в пределах интервала синтезирования, т. е.
тДО - 2(Dn, Feos (ДЮ/А.	(7.25)
При несоблюдении условия (7.24) в законе изменения вре-
запаздывания огибающей сигнала необходимо учиты-
187

вать и квадратичные члены выражения (7.5). Алгоритм фОр
мирования РЛИ в m-м канале дальности описывается выра
жением
J
т
TJ2
J S(t)Z^-|(Pm-Vpt)-nTH]x
-TJ2 п Vе	7
[ 4л (	Vtt2 \]
х W(t)exp^ [(Ур + V,0)t + ^- pt
(7.26)
где Vp = V cos (Р;), Vt = sin (Pz) — радиальная и тангенциаль-
ная составляющие скорости движения.
Учитывая, что за время длительности излучаемого импуль-
са изменение огибающей импульса и закона изменения фазы
траекторного сигнала вследствие движения носителя МФ РЛС
относительно опорной точки мало, выражение (7.26) можно
представить в виде
+^nTJ + t
I 4л/	у?(пТЛ
х ТУ(пТи)ехр]р рр + VtQ)nTn +	2^и
(7.27)
ИЛИ
т
N	\ 4л (	У2(пТя)2 v
пЕУДпТи)Ж(пТи)ехр]7т [урпТи +  ^-р-и- х
[ Л -гг	1
ХеХР]7’ТУ(0ПГи[
(7.28)
где N = Тс/Ти — число обрабатываемых импульсов на интер-
вале синтезирования; тт(пТи) = 2(Dm - V^nT^/c — время за-
паздывания, соответствующее m-му каналу дальности. Интег-
S(0
Рис. 7.10
188

д в (7.27) обеспечивает согласованную фильтрацию элемен-
тарногО сложного сигнала (алгоритм сжатия импульса) дли-
тельностью tn и задержанного на время тт. Результат данной
обработки обозначен в (7.28) как У(/гРи). Структурная схема
алгоритма показана на рис. 7.10.
Цз выражения (7.28) следует, что алгоритм обработки
представляет собой ничто иное, как дискретное преобразова-
ние ФуРье (ДПФ) над произведением
4 д /	V' Ц п Т С \!
J,„	(7.29)
где fj = 2УД//Х - доплеровское смещение частоты сигнала,
отраженного от 1й точки земной поверхности (от /го точечно-
го отражателя), наблюдаемой под углом 0; относительно на-
правления на опорную точку (центр кадра РЛИ) области син-
тезирования. Таким образом, частота спектрального отсчета
РЛИ однозначно соответствует азимутальному положению от-
ражателя.
Для получения изображения участка земной поверхности
по всей полоске (каналу) дальности или ее части необходимо
обеспечить многоканальный (равный числу элементов разре-
шения по азимуту или по доплеровской частоте) спектраль-
ный анализ. Считая, чго анализ производится с дискретом
2У,80/Х - 1/Тс (поскольку 60 ~ Л/(2Тф7л()), выражение для
ьго азимутального отсчета изображения в т-м канале даль-
ности имеет вид
-/. (/,	/2-.; /ггЛ
= !z4„,OT„)exp-/2n^ И ф-Ц],	(7’30)
гДе I = AFM/(28/), zkFM девиация частоты отраженного сиг-
нала.
Таким образом, РЛИ представляет собой двумерный мас-
сив амплитуд сигналов, отраженных соответствующими эле-
ментами разрешения. Дальность и скорость сближения до
конкретного элемента РЛИ определяется его номером т по
Дальности и по частоте (азимуту) /:
= Dq 4 mW; ft = fanQ + W,
189

где Dq — дальность до опорной точки зоны обзора (кадр
синтезирования); т = -М/2...М/2; М = AD/6D (AD — размер
зоны приема по дальности (рис. 7.8); /дпо — доплеровск0е
смещение частоты, соответствующее опорной точке зоны об
зора.
Алгоритм (7.30) реализуется в ПОС, как правило, на основе
быстрого преобразования Фурье (БПФ), который позволяет
значительно уменьшить требуемые вычислительные затраты
на его реализацию в ПОС. Количество комплексных операций
сложения и умножения для алгоритма БПФ равно N log2 Д7? в
то время как вычислительные затраты для ДПФ — N2. Про-
цессор обработки сигналов формирует двумерный массив зна-
чений (кадр) РЛИ J(i, т), в котором i определяет доплеров-
ское смещение частоты (азимутальное положение синтезиро-
ванной ДНА), ат — канал дальности элемента РЛИ.
7.4.	Формирование радиолокационного изображения
поверхности Земли в режиме доплеровского обострения
луча диаграммы направленности антенны.
Выбор зоны обзора при синтезировании
7.4.1.	Доплеровское обострение луча ДНА
в режиме синтезирования апертуры антенны
Как отмечалось в разд. 7.2, 7.3, компенсация ЛЧМ траек-
торного сигнала перед его накоплением называется фокуси-
ровкой, а соответствующий данной процедуре обработки сиг-
нала режим синтезирования — фокусированным. Если в
системе обработки МФ РЛС при формировании РЛИ не учи-
тывается изменение частоты сигналов, отраженных от эле-
ментарных участков поверхности Земли (в фазовой характе-
ристике опорной функции (7.18) отсутствует квадратичная
составляющая), то такой режим синтезирования называется
несфокусированным. Часто данный режим работы МФ РЛС
называется доплеровским обострением (или обужением)
луча (ДОЛ). При этом в соответствии с (7.16) и (7.18) обработ-
ка также сводится к спектральному анализу траекторного
сигнала в течение времени Тс с последующим вычислением
модуля сигнала в каждом фильтре. Однако теперь на изме-
нение частоты сигнала за время синтезирования налагает-
ся условие: за время Тс данное изменение не должно пре'
вышать разрешающей способности МФ РЛС по частоте, т. е*
190

< 5/ = 1/Т . Отсюда, с учетом (7.20), (7.21), получим пре-
Д/обр	'
едьное время синтезирования в режиме ДОЛ:
Д
Т,- -С 7/ЪД2уЛйГ(Ц).
(7.31)
Подставив найденное значение Т в (7.19), получим вели-
ЧИНУ разрешения в режиме ДОЛ:
6/,	/./<, 2.	(7.32)
Таким образом, в режиме ДОЛ предельное линейное разре-
шение по азимуту зависит только от дальности до объекта
И от длины волны Л излучения. В частности, при л 3 см и
ря=100 км в режиме ДОЛ можно обеспечить разрешение не
лучше 40 м, т. е. на РЛИ в данном режиме можно будет выде-
лить НЦ, линейные размеры которых больше либо равны
40 м. В ряде случаев такая детальность изображения является
достаточной для решения задач навигации и прицеливания по
радиолокационным контрастным ориентирам.
7.4.2.	Выбор размеров зоны обзора при синтезировании
Из анализа траекторного сигнала следует, что для полу-
чения РЛИ всех объектов, расположенных в пределах зоны
обзора, определяемой реальной ДН, в соответствии с алго-
ритмом (7.16) система обработки МФ РЛС должна учитывать
различие параметров сигналов (времени запаздывания оги-
бающей и скорости ее изменения, среднего доплеровского сме-
щения частоты и крутизны ЛЧМ) в зависимости от координат
объектов. Система обработки при этом становится многока-
нальной, для ее упрощения целесообразно для всех сигналов
в полосе обзора использовать единый алгоритм обработки.
В большинстве случаев это возможно только при ограничении
полосы обзора как по дальности, так и по азимуту. При этом
всю заданную зону обзора следует разбить на ряд полос, в
Каждой из которых использовать постоянный алгоритм обра-
ботки сигналов.
Изменение фазы и времени запаздывания огибающей сиг-
нала, отраженного от наземной цели, расположенной в центре
Полосы обзора, с координатами 9Н0 и DH0 определяются сле-
дующим образом:
(ПГМ	/а ч 2дУ^2 .	.	...	F£cos(0HO)
<p(t) = V tcos(0HO) - T -g— siir(9„„), T(t) = T„„ ----,
Г^е bo = 2DHO/c — начальное время запаздывания огибающей.
191

При изменении координаты наземной цели по наклонно<-
дальности на величину Ad (см. рис. 7.8) изменяется начально^
время запаздывания огибающей тно и крутизна ЛЧМ. фа3а
траекторного сигнала в этом случае
Ф(о = т Vt cos (ено) - т
а фазовый набег на краях синтезированной апертуры относи-
тельно ее центра
Л _ 2лу2(Гс/2)2 ( 1	1	nKAd
Ф() "X Ко Z>HO + Ad J~ 8(8/аз)2 ‘
Если допустимым значением фазового набега считать
Аф = л/4 и учесть возможность отклонения дальности относи-
тельно DHO в обе стороны, то ширина полосы обзора по даль-
ности, в пределах которой можно использовать одну и ту же
опорную функцию,
AD = 2Ad = 4(8/аз)2/Х.	(7.33)
Например, при значениях 8/аз = 3 м и 1 = 3 см получим
AD= 1200 м.
Изменение линейного азимутального положения наземной
цели по координате I на величину А/ приводит к изменению
его дальности относительно дальности Dm на величину
AZ2/2DH/ и азимута на величину АО =	При этом макси-
мальное значение AZ ограничено линейным размером ширины
реальной ДН на дальности DhZ, т. е. А/ < 0о2)н./2 (см. рис. 7.8).
Вследствие изменения начальной дальности наземной цели
начальная задержка сигнала изменяется на Атн/ = A/2/2DH/, к
тому же скорость изменения задержки огибающей будет зави-
сеть от азимутальной координаты 0..
Для упрощения системы обработки целесообразно для сиг-
налов от всех наземных целей независимо от их азимута ис-
пользовать при обработке единый закон изменения задержки
огибающей. В соответствии с (7.25) это требует изменения на-
чала момента стробирования в соответствии с выражением:
2VnТ cos(0HJ
✓ ГУ7 \	И v Н17
и* \минО	£	’
где тмин 0 — задержка ближайшего строба относительно зонди-
рующего импульса в момент t = 0. Однако ширина зоны обра-
ботки сигналов по азимуту AL в этом случае будет ограничена.
Если допустить, что при изменении азимута наземной цели
192

аздичие во времени запаздывания отраженного сигнала от
отражателя, расположенного в центре зоны обзора, и на краю
--------// гг oi .... ....превышать величину, соответ-
разрешения по дальности, то
алертуры (I Т../2) не должно
дующую половине элемента
можно записать
3/(-Т./2)- ги(Т/2)-
2 Г VTC	\ Т
=-[-^-cos(e„(1)- -У-
7 Vj Л/М ... (>Dc
Г лг ж
Тогда допустимая ширина зоны обработки сигналов по
азимуту при слежении по дальности с помощью селекторных
импульсов (стробов)
ЛЕ - 2 М - 25/азбЛ/л.	(7.34)
Для значений 6D = 5/аз 3 м и 3 см получим ЛЕ 600 м.
При отсутствии слежения стробами в алгоритме обработки
траекторного сигнала необходимо учитывать процесс перехо-
да отраженного сигнала из строба в строб при известном зако-
не движения носителя МФ РЛС.
Для объектов, смещенных по азимуту, изменяется также
фазовая структура отраженных сигналов (среднее доплеров-
ское смещение частоты и крутизна ЛЧМ). Изменение допле-
ровского смещения частоты траекторного сигнала можно за-
писать в виде:
С. <'• жЩ	\/ \ 2 Г 7 .	М , i -.«....’"'X- » )
= A cos (он j	,.	(О,,,,) ,,	„  «ПГ1Ц...1 
но	но
В этом выражении первый член характеризует смещение
среднего доплеровского смещения частоты сигнала любого на-
земного отражателя на величину средней доплеровской часто-
ты сигнала цели, расположенной в центре зоны обзора. Эта
частота при значении 9ио / л/2 устраняется путем гетеродини-
рования сигнала. Второй член выражения показывает откло-
нение среднего доплеровского смещения частоты при смеще-
нии отражателя по азимуту. Он пропорционален азимуту
наземного отражателя и именно за счет этого члена осуществ-
ляется разрешение отражающих элементов по азимуту (часто-
Те)- Третий член показывает ЛЧМ сигнала, отраженного от
13 — 6726
193

наземной цели, располагающейся в центре зоны обзора, а по-
следний — изменение частотной модуляции при смещении
цели по азимуту.
При ограничении ширины зоны обработки AL по азимуту
изменение крутизны ЛЧМ частоты траекторного сигнала при
его обработке можно не учитывать. Тогда фазовый набег, воз-
никающий на краю синтезированной апертуры, вследствие
рассогласования алгоритма
2лУ2(Тс)2	д/
Аф=	sin(2eHO)g-.
/vxyH0	^но
Если допустимо Дер = л/4, то ширина зоны обработки по
азимуту
W2 2(8Z )2
al -2 4/  ~ <7-з5>
Например, для тех же значений 8D = 8/аз = 3 м и X = 3 см
при 0НО = 30° величина AL = 350 м. В зависимости от парамет-
ров МФ РЛС значение AL определяется либо по (7.34), либо по
(7.35).
Таким образом, для получения кадра РЛИ при обработке
всех сигналов, отраженных от наземных отражателей в поло-
се обзора, в общем случае требуется многоканальная система
обработки. При этом каналы должны отличаться по началь-
ной задержке огибающей сигнала (дальности), скорости изме-
нения задержки, средней частоте сигнала (азимуту) и по кру-
тизне его частотной модуляции.
Благодаря уменьшению зоны обработки сигнала по азиму-
ту и дальности требования к многоканальности можно суще-
ственно ослабить. Так, в ограниченной зоне обзора \D х Д£,
определяемой выражениями (7.33)—(7.35), опорную функ-
цию (7.18) можно представить в виде
h(t, 0НО + 0;) = h(t, 0HO)expVt sin (0но)0^,	(7.36)
где h(t, 0НО) — опорная функция, которая осуществляет ком-
пенсацию средней доплеровской частоты сигнала и фокуси-
ровку изображения объекта, расположенного в центре зоны
обзора:
h(t, 0НО) = WVJexpy-^- (-W cos (0НО) +
V2/2	У
+ _£3ш2(0но)^.	(7.37)
194

Подставив (7.36) в (7.16), получим следующий алгоритм
обработки
<7(9,)
2
/2
ено) exp {-/2n:/(e,.)Z} dt
(7.38)
где W = ~2V sin (9ИО)9-/Х — изменение доплеровского смеще-
ния частоты сигнала от НЦ с координатой 9, относительно до-
плеровского смещения частоты сигнала от отражателя в цент-
ре зоны обзора. Из выражения (7.38) видно, что сигнал РЛИ
представляет собой модуль преобразования Фурье от произве-
дения принятого сигнала и опорной функции, которая рассчи-
тывается для центра зоны обзора размером АВ х АВ.
Таким образом, при ограниченной зоне обзора система об-
работки может быть многоканальной только по дальности и
азимуту. В каждом канале такой системы, отличающемся
временем запаздывания и средней частотой, осуществляется
обработка ЛЧМ сигналов с одинаковой крутизной изменения
частоты. Каналы по дальности формируются стробированием
по времени. Разнос соседних каналов определяется разрешаю-
щей способностью по дальности 5D. При этом начальная за-
держка строба в каждом канале изменяется за время обработ-
ки по линейному закону. Каналы по азимуту формируются
путем спектрального анализа сигнала в пределах полосы час-
тот, определяемой азимутальным размером зоны обзора АВ
л . 2V	AL \ 2V (а АВ \
д/= х cos е110 --р- - -у- cos ено +	=
/v \	^но /	v	но 7
2V . ,о. AL
(7.39)
Если ширина ДН меньше, чем возможный размер зоны об-
зора, т. е. 90В>НО < AL, то
2V	2V
A/=^sin(e„o)0o = ^sin(eHO),
где d — размер антенны. Разнос соседних каналов по частоте
определяется временем синтезирования (5/ = 1/Вс), которое в
свою очередь зависит от заданного разрешения РСА по азиму-
ту (7.20).
Контрольные задания
1.	В чем состоит принцип получения РЛИ поверхности
Земли при картографировании реальным лучом диаграммы
Направленности антенны?
13*
195

2.	Поясните суть метода синтезирования апертуры антен-
ны.
3.	В чем состоит алгоритм обработки траекторного сигнала
при синтезировании апертуры антенны?
4.	Определите угловое разрешение целей по азимуту Мф
РЛС в режиме синтезирования при боковом и переднебоковом
обзорах, если угол отклонения главного луча ДНА от вектора
путевой скорости 30°, скорость полета носителя МФ PJIC
300 м/с, время синтезирования 0,1 с, а ширина ДНА реальной
антенны 2,5°.
5.	Определите линейное разрешение по азимуту МФ РЛС
при синтезировании в режимах ДОЛ и ФСА, если дальность
до цели 50 км, ширина реальной апертуры антенны 1,2 м,
скорость полета носителя 250 м/с, несущая частота 10 ГГц,
а угол отклонения главного луча ДНА 45°.
6.	Определите частоту повторения зондирующего сигнала
для обеспечения однозначности в режиме синтезирования, ес-
ли ширина ГЛ ДНА 3°, а скорость полета носителя МФ РЛС
200 м/с.
7.	Какие ограничения накладываются при разрешении це-
лей по угловым координатам в различных режимах синтези-
рования при боковом полосовом обзоре, при переднебоковом
секторе, превышающем ДНА, при телескопическом обзоре?
8.	В чем состоит особенность синтезирования при импульс-
ном зондирующем сигнале?

Глава 8
Особенности обработки
траекторного сигнала
в режиме синтезирования
при различных видах обзора
8.1.	Особенности обработки траекторного сигнала
при различных видах обзора
Число каналов в системе обработки зависит от способа фор-
мирования РЛИ при обзоре пространства. При формировании
РЛИ по кадрам число лучей, формируемых в результате обра-
ботки траекторного сигнала на каждом интервале синтезиро-
вания, должно обеспечивать получение РЛИ без пропусков во
всей зоне обзора AL (см. рис. 7.8), максимальная величина
которой равна линейному размеру ДН А£макс = 0oDHO, гДе % =
.•« k/d — ширина диаграммы направленности реальной антен-
ны размером d. В частности, при d = 1,2 м, к = 3 см и DH =
= 80 км получим ALMaKC = 2000 м. Таким образом, при покад-
ровом алгоритме формирования РЛИ в каждом канале даль-
ности необходимо иметь Na3 = ka AL/dla3 азимутальных кана-
лов, где 8/аз — линейное разрешение МФ РЛС по азимуту
(вдоль оси /); ka = 1...2 — коэффициент перекрытия элементов
разрешения по азимуту. Например, при ka = 1 и 8/аз = 5 м для
перекрытия зоны обзора размером AL = 2000 м требуется
Na3 = 400 азимутальных каналов.
При использовании в системе обработки траекторного сиг-
нала только одного канала обзор заданной зоны AL осуществ-
ляется за счет перемещения носителя МФ РЛС от одного ин-
тервала синтезирования к другому с формированием одного
Луча на каждом интервале синтезирования. При этом направ-
ление синтезированного луча совпадает с направлением
дна — ен (т. е. 0Z = 0), а сама ДНА неподвижна относительно
Направления движения ЛА (0Н = const). Максимальный шаг
смещения апертуры Ах не превышает размера элемента разре-
шения по оси х: Ах = bla3/ka sin (0Н). При ka = 1 и при боковом
197

обзоре (0Н = 90°) Ах = 8/аз, а при уменьшении угла наблюден^
до 30° значение Ах увеличивается в 2 раза. Такой алгоритм
получения РЛИ называют «скользящим» или построчные
В зависимости от конкретной решаемой тактической зада-
чи, требуемой величины зоны обзора и времени обзора в Мф
РЛС могут быть использованы следующие виды обзора по-
верхности Земли:
•	полосовой обзор участка поверхности Земли — передне-
боковой обзор (ПВО);
•	обзор участка поверхности Земли в виде сектора — сек-
торный обзор (СО);
•	обзор участка поверхности Земли в окрестности выбран-
ного (указанного) ориентира — телескопический обзор (ТО).
Другие возможные виды обзора являются либо частными
случаями одного из трех указанных выше (например, боковой
обзор (ВО)), либо их комбинацией.
Вид обзора при однолучевой ДНА влияет на потенциаль-
ную разрешающую способность МФ РЛС по азимуту, а следо-
вательно, и на качество формируемого РЛИ. Это в свою оче-
редь предъявляет различные требования к системам обработ-
ки траекторного сигнала при выбранном режиме обзора зем-
ной поверхности. Вместе с тем тот или иной вид обзора может
быть применен лишь при определенных ограничениях на ма-
неврирование носителя МФ РЛС. Для реализации какого-ли-
бо вида обзора выбираются соответствующие ему закон управ-
ления диаграммой направленности реальной антенны и вид
опорной функции. Использование многолучевых диаграмм
направленности эквивалентно параллельной работе несколь-
ких МФ РЛС в режиме синтезирования с однолучевой ДН.
Переднебоковой обзор. При ПВО ось реальной ДНА в горизон-
тальной плоскости ориентируется под заданным углом наблю-
дения 0Н к линии пути (рис. 8.1), причем 0Н = const в течение
всего времени формирования РЛИ заданной зоны обзора.
Угол наклона антенны также постоянен в течение всего време-
ни обзора и определяется высотой полета ЛА и дальностью до
центра зоны обзора. Формирование РЛИ участка поверхности
Земли осуществляется либо построчно по мере пролета кар-
тографируемой местности, либо в виде отдельных кадров, ко-
торые стыкуются («склеиваются») между собой.
При построчном (скользящем) картографировании систе-
ма обработки на каждом интервале синтезирования обеспечи-
вает формирование только одной строки фокусированного
198

Ъ;;
Изображения в направлении максимума реальной ДН. Для
этого в каждом канале дальности принимаемый сигнал умно-
жается на опорную функцию
h(n) = W(n)expjj^ [-УпТисоз(ен) +
У2М2Т2	-,1
+ “2BTsin (Мг	(8,1)
и далее накапливается в течение времени Тс, т. е. формирует-
ся только один синтезированный луч. Так как обзор по азиму-
ту осуществляется за счет движения носителя МФ РЛС, то
для получения РЛИ без пропусков расстояние между сосед-
ними интервалами синтезирования не должно превышать
размера элемента разрешения по направлению полета: 8х =
= £a3/sin (0Н). При большой полосе обзора А£>обз по дальности
приходится учитывать зависимость опорной функции от даль-
ности. Для этого диапазон от Имин до £>макс разбивают на не-
сколько поддиапазонов шириной AJD и для каждого из них
формируют опорную функцию вида (8.1).
При формировании изображения в виде кадров для траек-
торного сигнала, записанного в течение времени Тс, в системе
обработки с помощью опорной функции (8.1) компенсируется
Постоянная средняя частота и ЛЧМ траекторного сигнала в
Направлении максимума ДНА и далее производится спект-
ральный анализ в пределах полосы частот сигнала Д/, соответ-
ствующей ширине кадра AZ (7.39).
199

Максимальная величина интервала синтезирования прц
ПВО ограничена отрезком пути, на котором принимается от-
раженный сигнал от одного и того же участка местности и огн
ределяется шириной ДН: Хс = 0oZ>H/sin (0Н). Максимальное
линейное разрешение по азимуту в этом случае, как это следу,
ет из (7.19), /азмакс = Х/20о = d/2 (здесь d — линейный размер
антенны в горизонтальной плоскости). Так, при d = 1,2 м
макс = М*
dw 1YL <Х ль V»
Секторный обзор. Он применяется для просмотра за заданное
время Тобз участка поверхности Земли, большего, чем сектор,
занимаемый главным лучом реальной ДНА, т. е. £обз > 0OD
Для этого антенна МФ РЛС непрерывно или дискретно скани-
рует по азимуту в секторе 0СК углов от Рмин до Рмакс в течение
времени Тобз (рис. 8.2). Полный кадр РЛИ разделяется на пар-
циальные кадры, изображение каждого из которых формиру-
ется при обработке траекторных сигналов на соседних интер-
валах синтезирования. Затем парциальные кадры объединя-
ются в один полный кадр РЛИ.
В этом случае закон управления ДН при непрерывном ска-
нировании имеет вид
Ра(О = РаО + J Qa(T)
О
где Ра0 — начальный угол установки (ориентации) ДНА; Qa —
угловая скорость вращения ДНА. Сектор сканирования 0СК
200

^рределяется шириной зоны обзора по азимуту: 0СК =
Цз 2 arctg (Lo63/2Z>H). Обычно сектор сканирования составляет
|з...1О)0о.
: Для обеспечения постоянного разрешения во всем секторе
углов сканирования с уменьшением угла Ра(0 необходимо уве-
личивать время синтезирования и, следовательно, снижать
скорость вращения ДНА. Это связано с тем, что участок по-
верхности размером AL, соответствующий отдельному парци-
альному кадру РЛИ, должен непрерывно облучаться в тече-
ние времени синтезирования. Из (7.20) следует, что отноше-
ние максимального и минимального времени синтезирования
(а следовательно, максимальной и минимальной скорости
вращения ДНА) определяется минимальным углом наблюде-
ния Рмин и размером сектора
—-	с макс/ мин sin(P
МИН + ^ск )/sin(p
мин)*
В частности, если 0СК = 1О0о = 101/d, 1 = 3 см, d = 1 м
И Рмин = 30°’ ТО Тс макс/Тс мин = 1’35*
При постоянном интервале синтезирования скорость вра-
щения ДНА также постоянна и выбирается исходя из задан-
ного времени обзора и размера сектора Оа = ©ск/Т/бз, отсюда
максимальное время синтезирования
Тс = AL/DHQa = A£To63/DH0CK = Д£Тобз/£обз.
Если размер парциального кадра AL имеет максимальное
значение, определяемое шириной ДНА: AL = Z>H0O, то Тс =
== ^обз^о/^ск* Например, при 0СК = 1О0о и Тобз = 1с получим,
что Т(. = Тобз/10 = 0,1 с, а соответствующее ему линейное раз-
решение МФ РЛС по азимуту для Z>H = 80 км, 1=3 см,
V = 300 м/с и 0Н = 30° составляет 80 м.
Таким образом, при СО время синтезирования ограничено
шириной зоны обзора и временем обзора и обычно бывает не-
велико. В связи с этим при СО достаточно часто осуществляет-
ся нефокусированная обработка траекторного сигнала (режим
ДОЛ), при которой в опорной функции не учитывается ЛЧМ
Данного сигнала, но рассчитывается она для каждого интерва-
ла синтезирования:
Г 4 тт	'I
йк(п) = W(n)exp -№VnTK cos (0Нк) ,	(8.2)
I	J
гДе 0нк — угол наблюдения на к-м интервале синтезирования.
201

Предельное время синтезирования в режиме ДОЛ опред^
ляется выражением (7.31), а разрешающая способность Мф
РЛС выражением (7.32) и оказывается невысокой. Например
при Z = 3 см и DH = 100 км максимальное разрешение по ази-
муту составляет величину, примерно равную 40 м.
Телескопический обзор. Он применяется при необходимости
многократного наблюдения одного и того же участка поверх-
ности Земли, например, при выполнении задачи прицелива-
ния. При этом участок поверхности, представляющий инте-
рес, должен полностью помещаться внутри реальной ДНА, а
его РЛИ формироваться при обработке траекторного сигнала
на одном интервале синтезирования. При телескопическом
обзоре РЛИ представляется в виде отдельного кадра в окрест-
ности выбранной точки О', координаты которой задаются
дальностью DH к и азимутом 0Н к относительно центра интерва-
ла синтезирования (рис. 8.3). На данном рисунке главный луч
ДНА отслеживает точку О' в течение одного или нескольких
интервалов синтезирования. При этом закон управления ДНА
по азимуту определяется правилом
₽а(0 = arctg {У0/(Х0 “ Vt)}-
Разложив функцию Pa(t) в окрестности точки 0НО в ряд Тей-
лора и ограничившись двумя членами разложения, получим
Pa(i) = 0HO + Vtsin (0HO)Z)HO,
202

где 0Но’ — угол наблюдения и наклонная дальность до точ-
О' на интервале синтезирования к 0.
Для объекта, смещенного на угол 1б-|	90/2, изменение уг-
лового положения
0,(0 - е„о + a, I- Vt sin (0„о + о,)/ц„.
Так как разность углов практически не изменяется за вре-
мя синтезирования:
Р,Ш/2) - Ра(Т„/2) е, I VT„ cos О1((1)Н()/2П)Ю 0„
то при ТО, в отличие от ИБО и СО, отсутствует модуляция сиг-
нала, связанная с изменением положения ДНА.
Опорная функция при ТО изменяется от одного интервала
синтезирования к другому по мере изменения угла визирова-
ния и дальности до центра участка местности (точки О'):
hK(n) == W(n)exp ,/У i VnTtl cos (0H ,.) +
V2n2T2 „
4 2/> i	,, i •	(8.3)
Для получения кадра РЛИ на каждом интервале синтези-
рования после умножения сигнала на опорную функцию (8.3)
выполняется спектральный анализ в пределах области частот
(7.39). При такой обработке вследствие применения одной
опорной функции зона обзора (размер кадра) определяется
выражениями (7.34) или (7.35) и обычно меньше максималь-
ной, определяемой шириной реальной ДН антенны МФ РЛС.
Для получения кадра РЛИ с максимальным размером Д£макс
= DH60 для каждого элемента разрешения в кадре РЛИ необ-
ходимо применять оптимальный алгоритм (7.16), однако это
ведет к усложнению системы обработки МФ РЛС в режиме
синтезирования.
Разрешающая способность при ТО может быть весьма высо-
кой, так как максимальное время 77(1 ограничено только вы-
числительными возможностями системы обработки и фазовы-
ми искажениями траекторного сигнала.
Среди комбинированных режимов обзора наибольшее при-
менение находит секторно-телескопический обзор. при
Котором в течение одного интервала синтезирования обеспе-
чивается ТО, после поворота ДИ на величину AL/Dn (или на
Ширину луча при AL — DH0O), вновь обеспечивается ТО и так
203

далее. Полученные при таком обзоре парциальные кадрЬ1
РЛИ стыкуются между собой на индикаторе.
8.2.	Некогерентное накопление сигналов
радиолокационного изображения
Радиолокационным изображениям, сформированным Мф
РЛС в режиме синтезирования, как и всякому изображению
полученному с помощью когерентной системы, присущи осо-
бенности, связанные со спекл-шумом. Данный эффект прояв-
ляется в яркостной пятнистости (зернистости) изображения
даже для статистически ровных поверхностей. Получаемое в
режиме синтезирования РЛИ при однократном обзоре пред-
ставляет собой пространственный шум, дисперсия которого
изменяется в соответствии с отражающими свойствами объек-
тов фона, а интервал корреляции равен разрешающей способ-
ности.
Спекл-шум возникает из-за того, что случайные по харак-
теристикам и расположению элементарные отражатели, пред-
ставляющие шероховатую поверхность объектов и фона в эле-
менте разложения изображения, определяемого величинами
разрешения МФ РЛС при синтезировании 5D х 5Za3, образуют
случайное поле переизлучения. Следствием этого является
случайная величина ЭПО участка поверхности, соответствую-
щая площадке 5D х 5Za3.
Пятнистость изображения может заметно снизить вероят-
ность обнаружения объектов и другие характеристики МФ
РЛС в режимах синтезирования. Влияние спекл-шума ослаб-
ляется дополнительным некогерентным накоплением (сложе-
ния) нескольких независимых РЛИ одного и того же участка
местности. Для формирования некоррелированных между со-
бой изображений могут использоваться различные методы:
•	параллельная работа РЛС на нескольких разнесенных не-
сущих частотах;
•	работа с излучением и приемом сигналов различной поля-
ризации;
•	разбиение всей полосы частот зондирующего сигнала на
ряд примыкающих к друг другу полос, ширина которых опре-
деляется требуемым разрешением по дальности;
•	разбиение всего траекторного сигнала длительностью То
на примыкающие к друг другу участки, размер Тс которых
определяется требуемым разрешением по азимуту.
204

Преимущество последнего метода состоит том, что траек-
рный сигнал практически всегда имеет информационную
збыточность (То >> Тс) и для некогерентного накопления не-
)ходимы лишь дополнительные устройства в системе обра-
□тки сигналов. Величина TQ представляет собой общее время
блучения (наблюдения) объекта. При переднебоковом обзо-
* оно определяется шириной диаграммы направленности ре-
льной антенны и скоростью полета носителя МФ РЛС, при
екторном обзоре зависит, кроме того, от угловой скорости
ащения антенны по азимуту, а при телескопическом — те-
ретически не ограничено. Время корреляции спекл-шума
элементе разрешения на выходе системы обработки равно
емени синтезирования Тс, поэтому максимально возможное
ело некогерентных выборок изображения на всем интерва-
ie наблюдения объекта = Т^/Тс = Х0/Хс.
Некогерентное накопление проще всего осуществить при
телескопическом обзоре. В этом случае необходимо сложить
Jr кадры РЛИ, полученные на последовательных интервалах
синтезирования. При большом числе некогерентно накапли-
|Г ваемых изображений необходимо учитывать изменение систе-
Ц мы координат изображений при изменении угла наблюдения.
Ц- Число лучей, формируемых на каждом интервале синтези-
J рования при ТО и одном отсчете РЛИ на элемент разреше-
ния по азимуту (&а = 1), определяется отношением ширины
зоны обзора AL к величине линейного разрешения по азимуту:
«Л


NJl = kL/Ы^. Если зона обзора определяется шириной ДН, то:
= ^>н/(^аз >< <0*	(8.4)
Таким образом, число лучей при ТО не зависит от числа не-
когерентных накоплений. При d = 1,2 м, DH = 100 км, X = 3 см
и 8/аз = 5 м получим Nn = 400.
Рассмотрим алгоритм некогерентного накопления РЛИ
при переднебоковом обзоре. Максимальный размер синтези-
рованной апертуры Хо = 0oDH/sin (0Н), а размер апертуры при
синтезировании Хс = 2iDH/[2SZa3 sin (0Н)]. При этом максималь-
ное число некогерентных накоплений изображений одного и
того же объекта, которое может быть сформировано при ПВО
и использовании всего траекторного сигнала:
^HMaKC = ^o/^c = 28Za3/d.	(8.5)
Например, для 8Za3 = 3мис/=1м, получим NH макс = 6.
205

Луч	Кадр
с некогерентным	с некогерентным
накоплением	накоплением
а)	б)
Рис. 8.4

При построчном формировании РЛИ одним синтезирован-
ным лучом каждый объект наблюдается за время обзора толь-
ко один раз, когда синтезированная ДН совпадает с направ-
лением на объект, т. е. некогерентное накопление сигналов
изображения отсутствует. Поэтому для обеспечения неко-
герентного накопления Nu некоррелированных изображений
в пределах Хо требуется при каждом положении апертуры
формировать АД синтезированных лучей, разнесенных по ази-
муту на размер синтезированной апертуры Хс. Сигналы изо-
бражения в каждом луче запоминаются на соответствующее
время, пропорциональное Тс, и складываются (рис. 8.4, а).
В результате сложения образуется как бы один синтезирован-
ный луч, в котором выполнено АД некогерентных накопле-
ний.
При формировании РЛИ по кадрам при ПВО изображения
кадров смещены на размер синтезированной апертуры, по-
этому для получения РЛИ без пропусков необходимо NJt =
= Хс/5х = XDi|/[2(5/аД2] азимутальных лучей. Однако каждый
объект в этом случае наблюдается только один раз, поэтому
для некогерентного накопления необходимо, чтобы кадры
РЛИ перекрывались, т. е. в кадре формировалось
АД - АДХс/5х - X JDH/[2(6/a3)2]	(8.6)
лучей (рис. 8.4, б). Подставляя в (8.6) значения АД = Хи макс из
(8.5), получим, что число лучей такое же, как и при ТО. Это
объясняется тем, что для максимального некогерентного на-
копления при ПВО число азимутальных каналов в кадре дол-
жно обеспечивать перекрытие всей зоны облучения, опреде-
ляемой шириной диаграммы направленности реальной ан-
тенны.
8.3.	Компенсация траекторных нестабильностей
при функционировании многофункциональной РЛС
в режиме синтезирования
8.3.1.	Траекторные нестабильности и сравнительный анализ
алгоритмов автофокусировки РЛИ
Для обеспечения высокой разрешающей способности МФ
РЛС по азимуту при функционировании ее в режиме синтези-
рования необходимо с достаточно высокой точностью знать
Параметры траектории движения фазового центра антенны
₽ЛС. Линейные отклонения от заданной траектории не долж-
207

ны быть больше длины волны зондирующих колебаний. Опре-
деление параметров траектории с требуемой точностью может
возлагаться на штатные или специализированные инерциаль-
ные навигационные системы (ИНС), которые измеряют такие
параметры движения носителя МФ РЛС, как скорости и уско-
рения по осям нормальной системы координат. Следует отме-
тить, что требования к точности измерения датчиков в дейст-
вительности выше требований к точности измерения парамет-
ров траектории ФЦА — радиальной скорости Ур и радиально-
го ускорения а , что обусловлено наличием дополнительных
ошибок, связанных с пересчетом навигационных параметров
от места установки датчиков к точке расположения ФЦА.
Кроме того, необходимо провести согласование полосы про-
пускания измерительных датчиков со спектральными харак-
теристиками траекторных нестабильностей (TH). Создание та-
ких датчиков является достаточно сложной технической про-
блемой, часто требования к датчикам ИНС не могут быть вы-
полнены. В этом случае для измерения фазовых искажений
траекторного сигнала используется другой подход, который
основан на том, что сам траекторный сигнал или радиолока-
ционное изображение являются носителями информации о
фазовых нестабильностях. Такой подход связан с дополни-
тельной обработкой траекторного сигнала, что, конечно, при-
водит к увеличению вычислительных затрат. Однако сегод-
няшний уровень развития вычислительной техники позволя-
ет решить данную проблему. Кроме того, при данном подходе
имеется возможность компенсации фазовых флуктуаций,
обусловленных траекторными нестабильностями, а также не-
стабильностями аппаратуры МФ РЛС и среды распростране-
ния радиоволн.
Обычно информация, извлеченная из траекторного сигнала
или самого РЛИ, о фазовых искажениях используется для по-
вышения резкости получаемого изображения. Поэтому про-
цесс повышения качества РЛИ, основанный на данном подхо-
де, называют автофокусировкой.
Ошибки навигационных датчиков приводят к появлению
фазовых искажений траекторного сигнала. При этом постоян-
ная ошибка АИ по радиальной скорости Vp вызывает линей-
ный набег фазы траекторного сигнала, что является причиной
сдвига всего изображения по азимуту и не влияет на ухудше'
ние разрешения МФ РЛС в режиме синтезирования (расфоку-
сировку РЛИ). Наиболее заметное воздействие на качество по-
лучаемого РЛИ оказывают ошибки измерения Аар радиально-
208

ускорения пр. Низкочастотный характер данных ошибок
позволяет считать их в большинстве случаев практически
достоянными на интервале синтезирования (в течение време-
йй Тс)’ ПОЭТОМУ соответствующие им искажения фазы сигнала
0ОСЯТ квадратичный характер и могут быть описаны как
. /. 4 л	/2
Квадратичные фазовые искажения влияют в основном на
расфокусировку РЛИ (расширение изображения точечного
объекта), что приводит к ухудшению разрешающей способ-
ности МФ РЛС в режиме синтезирования и проявляется в сни
ясении резкости изображения. Кроме того, происходит по
нижение контрастности РЛИ - уменьшение максимума изо-
бражения точечного объекта и увеличение уровня боковых
лепестков. Поэтому в дальнейшем под автофокусировкой
будем понимать процесс устранения нескомиенсированного
квадратичного набега фазы траекторного сигнала, которое ос-
тается после умножения сигнала на опорную функцию (после
предварительной фокусировки). При этом источником инфор-
мации о фазовых искажениях выступает сам траекторный
сигнал.
Квадратичный фазовый набег, оставшийся после предвари-
тельной фокусировки, обусловлен ошибками датчиков ИНС и
приводит к ЛЧМ траекторного сигнала. Так как ошибки ИНС
значительно меньше истинных значений измеряемых пара-
метров, то девиация частоты сигнала после предварительной
фокусировки невелика. В случае, если она больше, чем разре-
шение МФ РЛС по частоте в режиме синтезирования, то РЛИ
точечного объекта «размазывается > на несколько элемен тов
разрешения или, как говорят, расфокусируется. Целью авто-
фокусировки является повышение разрешающей способности
МФ РЛС в условиях реального полета при ограниченных
ошибках измерения ИНС (ограниченном микроиавигацион-
НОМ обеспечении). Поскольку фазовые искажения оценивают
ся непосредственно по принимаемому сигналу, то в процес-
се автофокусировки имеется возможность скомпенсировать
и набеги фазы, обусловленные неоднородностями тропосферы
и нестабильностями приемопередающего тракта МФ РЛС.
Методы компенсации фазовых искажений траекторного
сигнала, в том числе и автофокусировки, можно разбить на
Две группы.
14' 6726
209

При использовании методов первой группы в качеств
корректирующего сигнала используются сигналы одиноч
ных наземных точечных отражателей (ориентиров), которые
располагаются в районе наблюдаемого участка поверхности
совместно с наземной целью. При большом отношении сиг-
нал/шум траекторный сигнал ориентира имеет те же фазовые
искажения, что и траекторный сигнал цели, расположенной в
районе ориентира. Эти искажения измеряются тем или иным
способом и затем компенсируются в траекторном сигнале на-
земной цели.
Достоинством такого подхода является возможность ком-
пенсации всех видов искажений, в том числе быстроизменяю-
щихся в полосе частот до 10...20 Гц. Недостатком метода яв-
ляется необходимость наличия ориентиров в районе нахожде-
ния наземной цели.
При применении методов второй группы для выполнения
процедуры фокусировки используются траекторные сигна-
лы от всех объектов и фона от поверхности Земли в диаграмме
направленности антенны. При этом фазовые искажения тра-
екторного сигнала наземной цели можно оценить, измеряя
изменение среднего доплеровского смещения частоты (СДЧ)
траекторного сигнала. Наличие в траекторном сигнале СДЧ
приводит к смещению выходного сигнала системы обработки
(рис. 8.5). Оценивая данное смещение /сдч по положению мак-
симума спектра траекторного сигнала, можно определить
величину СДЧ. Для проведения измерения СДЧ весь интервал
синтезирования разбивается на несколько подынтервалов,
на каждом из которых допустимо предположение о линейной
аппроксимации траектории движения ФЦА.
210

При этом измерители СДЧ на данных подынтервалах явля-
йся только частью канала компенсации искажений траек-
fOpHoro сигнала, который в свою очередь может быть разомк-
нутого или замкнутого типа.
При использовании канала компенсации разомкнутого ти-
ПН до оценкам СДЧ (или радиальной скорости Пр), получен-
ЛЫМ на каждом подынтервале, проводится коррекция сигна-
лов во всех каналах дальности МФ РЛС. В канале компенса-
ции замкнутого типа осуществляется оценивание прирагце-
пня СДЧ за время Т между двумя последовательными
измерениями. Это приращение вызвано радиальным ускоре-
нием, так как Ур(/) V]y{i - 1) + а^Т. В результате суммирова-
ния всех приращений на выходе получается текущее значение
СДЧ, которое используется для коррекции траекторного сиг-
нала.
Необходимость усреднения частоты за определенный ин-
тервал наблюдения (траектории) приводит к сужению полосы
частот измеряемых траекторных нестабильностей, поэтому
такой метод позволяет компенсировать только медленные не-
стабильности. Кроме того, большие ошибки в процесс измере-
ния СДЧ вносят неоднородность отражающей поверхности
Земли и участки или объекты на Земле, создающие мощный
отраженный сигнал. Для уменьшения данных ошибок прово-
дится усреднение значений СДЧ, измеренных в нескольких
каналах дальности.
Изменение СДЧ между двумя подынтервалами синтезиро-
вания, вызванное наличием ошибки измерения по радиально-
му ускорению, можно также оценить по взаимному сдвигу
РЛИ на этих подынтервалах. Для оценки пространственного
сдвига между РЛИ на различных подынтервалах использует-
ся измеритель корреляционного типа. При таком способе из-
мерения, как и в предыдущем случае, компенсируются толь-
ко медленные нестабильности. Учитывая, что на оценку сдви-
гов РЛИ в корреляционном устройстве влияет спекл-эффект.
Уменьшение его воздействия проводится усреднением оценок,
Полученных по нескольким каналам дальности.
Преимущество такого способа оценки изменения СДЧ со-
стоит в отсутствии ограничений на вид отражающей поверх-
ности: появление отраженного сигнала от объекта улучшает
Оценку параметров, а его отсутствие не вызывает срыва фоку-
сировки. Однако при отсутствии точечного объекта даже при
больших отношениях сигнал/шум не происходит полной ком-
пенсации квадратичных фазовых искажений. Она достигает-
14*
211

Рис. 8.6
ся только при наличии точечного отражателя и соотношении
сигнал/шум более 30 дБ.
При высоком разрешении в зоне обзора обычно всегда на-
ходятся несколько наземных ориентиров (точечных назем-
ных отражателей), по которым можно провести компенсацию
траекторных нестабильностей, поэтому наибольшее примене-
ние находит первый метод автофокусировки РЛИ. Структур-
ная схема устройства автофокусировки РЛИ, полученного
МФ РЛС в режиме синтезирования, по сигналу точечного на-
земного отражателя представлена на рис. 8.6. Если сигнал,
отраженный от объекта, намного превышает суммарный от-
раженный сигнал от других наземных целей и участка по-
верхности Земли в пределах одного элемента разрешения по
дальности и ширины диаграммы направленности реальной
антенны, то он может быть выделен из общего сигнала путем
стробирования по дальности. В этом случае селектор опорного
сигнала представляет собой селектор отраженного сигнала от
элемента разрешения по дальности, в которой находится
опорный объект.
Такая система автофокусировки является инвариантной к
фазовым искажениям сигнала, поскольку опорная функция в
оптимальном алгоритме получения изображения (7.16) при
любых условиях функционирования должна представлять со-
бой комплексно-сопряженный сигнал от одиночного точечно-
го объекта. Если зона одновременного обзора ограничена в со-
ответствии с выражениями (7.34), (7.35), то квадратичный на-
бег фазы сигнала, обусловленный полетом носителя МФ РЛС
по заданной траектории, для всех объектов в зоне обзора мож-
но считать одинаковым. Однако фазовые флуктуации отра-
женных сигналов от различных объектов будут отличаться
вследствие разности времен запаздывания данных сигналов.
Максимальная величина данной разности определяется ши-
риной зоны обзора по дальности Атмакс = с AD/2. В свою оие-
212

реДЬ время корреляции линейных и угловых колебаний носи-
теля МФ РЛС зависит от типа ЛА и турбулентности атмосфе-
ры и составляет величину от долей секунды до нескольких се-
кунд, что значительно больше Атмакс. Время корреляции
тропосферных нестабильностей фазы сигнала также превы-
шает Атмакс. Фазовые флуктуации приемопередающего тракта
ДОФ РЛС имеют различную природу и обычно подразделяются
яа медленные, время корреляции которых тп л> Атмакс, и быст-
рые, для которых тп <А АтмаК(.. Быстрые флуктуации имеют ма-
лую дисперсию и могут не учитываться. Таким образом, в те-
чение периода повторения зондирующего сигнала МФ РЛС
фазовые флуктуации отраженных сигналов от любых назем-
ных целей в зоне обзора обладают сильной корреляционной
связью.
Вышеизложенное позволяет сделать вывод о том, что сиг-
нал, отраженный от отдельного наземного точечного отража-
теля, можно использовать для проведения компенсации фазо-
вых искажений сигналов, отраженных от всех объектов, рас-
положенных в зоне одновременного обзора МФ РЛС. При этом
устраняется влияние не только траекторных нестабильностей,
но и тропосферных нестабильностей и нестабильностей при-
емопередающего тракта. При непосредственном использова-
нии отраженного сигнала выбранной наземной цели в качест-
ве опорного сигнала для системы обработки положение лю-
бого другого объекта на РЛИ будет пропорционально ази-
мутальному положению этого объекта, которое отсчитывается
от аналогичной координаты наземной цели, выбранной в ка-
честве опорной. Кроме того, если ЭПО опорной наземной це-
ли, сравнимо с ЭПО фона участка поверхности Земли в пре-
делах того же элемента разрешения по дальности и ширины
Дн реальной антенны, то качество автофокусировки будет
ухудшаться за счет сигнала, отраженного от фона участка по-
верхности, и потребуются специальные меры при формирова-
нии опорного сигнала.
8.3.2.	Процесс автофокусировки РЛИ по сигналам,
отраженным от точечных наземных отражателей
Рассмотрим один из возможных методов процесса автофо-
Нусировки РЛИ, в частности, при использовании сигналов,
отраженных от наземного точечного отражателя. Сигнал um(t)
213

на выходе фазового детектора, сформированный в результат
предварительной обработки траекторного сигнала от какого,
либо канала дальности при наличии в нем точечных объектов
представляет собой сумму сигналов от фона участка поверхно.
сти Земли в пределах элемента разрешения по дальности ц
ширины диаграммы направленности реальной антенны Зф(£)
и от наземных объектов S-Ц), искаженный мультипликатив-
ной помехой цЦ) и внутренними шумами n(t) приемника
РЛС, которые полагают белыми гауссовскими. Поэтому мож-
но записать
um(t) = 5ф(0 + (. 2^/(0 )ехр{дА(О} + n(t),	(8.7)
где t = пТи — дискретное время; Ти — период повторения зон-
дирующих импульсов; п — номер периода зондирования;
NOT — число отражателей (точечных объектов) в пределах эле-
мента разрешения по дальности (полоски дальности);
5ф(0 = J 1^(0)G(0, f)exp{-j^Z>(0, t)p0,	(8.8)
S^t) = A-G(0., Цехр Jp7^D(0.,	(8.9)
— сигналы, отраженные от фона местности и i-ro точечного
объекта; д(0) — комплексная функция отражения в пределах
полоски дальности в азимутальном направлении 0, отсчиты-
ваемого от положения центра диаграммы направленности в
момент времени t = 0; G(0, t) — значение диаграммы направ-
ленности реальной антенны в направлении 0 для момента вре-
мени t; D(0, t) — расстояние от элементарного отражателя,
находящегося на направлении 0, до ФЦА в момент времени t
при полете носителя МФ РЛС по расчетной траектории; Д,
0Z — комплексная амплитуда отраженного сигнала от i-ro объ-
екта и его азимутальное положение относительно центра зоны
обзора соответственно.
Изменение дальности до любого наземного отражателя в
зоне обзора будем аппроксимировать квадратичной зависимо-
стью
D(t,e) = -Vvt + apt2/2 + Vfit,	(8.И)
где И, Vt, ар — радиальная и тангенциальная скорости и ра-
диальное ускорение движения ФЦА по отношению к центру
214

3оНЫ обзора. Значения Ир и на борту носителя МФ РЛС вы-
числяются по данным ИНС. Поэтому на выходе инерциальной
сцстемы имеются оценки данных величин, которые могут
б^ть использованы при формировании опорной функции сис-
деМЫ обработки. Для оптимальной обработки сигнала (8.7) не-
обходимо его умножить на опорную функцию
h(t) =- W(t) exp	+ a^/2 ,
где W(t) — действительная весовая функция, Ир и б/р — оцен-
ки радиальной скорости Ир и радиального ускорения <2р, затем
сложить (проинтегрировать) полученные произведения в те-
чение времени обработки. Учитывая аддитивное вхождение
сигналов, отраженных от фона и точечных объектов, можно
записать
S(|)(t)= j c?(0)G(0, t)W(t)exp ./’."i j)/ </0.	(8.12)
4 я	!
s,(t) = Д(?(е„ t)W(t)exp -j—Vftt-. (8.13)
Тогда фазовый набег, вызванный отклонениями носителя
от расчетной траектории (ошибками ИНС), а также неста-
бильностями среды распространения радиоволн и приемопе-
редающего тракта МФ РЛС
0(0 = -у [(Ц - ЦК + («р - ар)С/2 | +
Таким образом, сигнал любого из точечных наземных от-
ражателей содержит информацию о фазовых искажениях
траекторного сигнала и может использоваться для автофоку-
сировки РЛИ во всех каналах дальности МФ РЛС. В качестве
точечных отражателей могут выступать малоразмерные объ-
екты, уголковые отражатели и т. п. Так как практически
всегда в зоне обзора может быть найден элемент разреше-
ния по дальности, в котором есть одиночный радиоконтраст-
Ный малоразмерный объект, то в дальнейшем будем полагать,
Ито для осуществления автофокусировки используется эле-
мент разрешения, в котором имеется точечный отражатель
^от = 1).
Если величина ЭПО опорного наземного отражателя значи-
тельно превышает ЭПО с}юна в том же элементе дальности, то
н качестве устройства выбора опорного сигнала может быть
215

использован селектор дальности, соответствующий данному
элементу разрешения. Сигнал с выхода селектора иоп(£)
но непосредственно использовать в качестве опорного сигнала
для системы обработки (рис. 8.6). Другим вариантом является
измерение фазы этого сигнала
ц(0 = arctg [Im {uon(t)}/Re {uon(£)}]
для формирования фокусирующей опорной функции h(t) =
= exp {-ц(£)}. В этом случае снижается влияние амплитудных
флуктуаций опорного сигнала на качество РЛИ. Непосредст-
венное измерение фазовых нестабильностей более предпочти-
тельно перед оценкой коэффициентов линейного и квадратич-
ного фазовых набегов, так как позволяет устранить фазовые
набеги более высоких порядков. Качество фокусировки в та-
кой системе определяется среднеквадратическим значением
(J ошибки измерения фазы ц(£) по сигналу опорного объекта,
которая при большом отношении фон/шум зависит от отноше-
ния мощности сигнала Р , отраженного от наземной цели, к
мощности сигнала Рф, отраженного от окружающей цель зем-
ной поверхности (мощности фона) и принимаемого в пределах
диаграммы направленности реальной антенны и строба даль-
ности: о2 = Рф/Рнц = 1/q, Допустимое значение определя-
ется величиной допустимых искажений РЛИ. Так, при оц =
= л/12: q = 1/Оц доп ~ 15. Для равномерного фона и телескопи-
ческого обзора величина q зависит от ЭПО онц наземной цели,
удельной ЭПО о0 фона и площади, соответствующей элементу
разрешения по дальности в пределах главного луча ДНА,
Р	о
___ НЦ _ HII
q ~	~ Оо^н0О5П ’
где DH — дальность наблюдения; 0О — ширина диаграммы на-
правленности реальной антенны; 8D — величина элемента
разрешения по дальности. Из (8.14) следует, что величина бнд
должна быть больше произведения <7допп0 6O8D. Так, напри-
мер, при наблюдении степной поверхности в летнее время го-
да (о0 = -22 дБ) на удалении DH = 50 км, при ширине ДНА
0о = 1,8° и 60 = 3 м необходимо, чтобы онц > 500 м2.
Реальные точечные объекты имеют значительно меныпУ10
ЭПО, поэтому для проведения процесса автофокусировки в ка-
нале дальности с опорной наземной целью необходима допоЛ"
(8.14)
216


11]) я мое I
БПФ j
Фи л ьтра ци я спектра
отражателя

Обратное
БПФ
Рис. 8.7
йцтельная селекция сигнала от объекта на фоне отражений от
подстилающей поверхности.
Процесс автофокусировки состоит в выделении из помех
искаженного сигнала точечного объекта щ(0	S-(J) ехр {.щ(0}
путем фильтрации сигнала в частотной области. Структурная
схема варианта фильтрации представлена на рис. 8.7. После
умножения траекторного сигнала на вычисленную по
навигационным данным опорную функцию в течение времени
Тс с помощью прямого БПФ обеспечивается получение спект-
ра траекторного сигнала (искаженного РЛИ). Затем с по-
мощью фильтра с амплитудно-частотной характеристикой
(АЧХ), согласованной с сигналом щ(А), выделяется спектр
сигнала точечной НЦ (изображение опорного объекта). Для
получения оценки сигнала и ДО выполняется обратное БПФ
(ОБПФ). Этот сигнал непосредственно используется в качест-
ве фокусирующего опорного сигнала или определяется его фа-
за ц(0 для формирования опорной функции /?(/) ехр { н(7)}.
При этом
ц(7) - arctg [Im {u,(f)[/Re (г/,(/)}].	(8.15)
Как отмечалось раннее, второй способ является предпочти-
тельным, так как при этом уменьшается влияние амплитуд-
ных флуктуаций опорного сигнала на РЛИ. Получаемое изо-
бражение оказывается сдвинутым на величину доплеровской
частоты сигнала опорного объекта. Для обеспечения незави-
симости изображения от положения опорного объекта спектр
сигнала на выходе фильтра перед ОБПФ обычно сдвигают
К нулевой доплеровской частоте.
Контрольные задания
1.	Какие виды обзора пространства используются в МФ
*>ЛС при синтезировании?
2.	В чем причина спекл-эффекта и каковы методы борьбы с
Данным явлением?
217

3.	В чем суть метода автофокусировки?
4.	Рассчитайте возможное число некогерентных накоплю
ний изображений одного и того же объекта, которое может
быть сформировано, если линейное разрешение по азимуту
3 м, а ширина реальной апертуры 1 м.
5.	В чем суть процесса фокусировки РЛИ при использова-
нии сигналов, отраженных от наземного точечного отражате-
ля?
6.	Рассчитайте необходимое число азимутальных каналов в
каждом канале дальности при покадровом алгоритме форми-
рования РЛИ, если ширина полосы 2000 м, линейное разре-
шение по азимуту 5 м, а коэффициент перекрытия 2.

Глава 9
Селекция движущихся наземных целей
9.1. Селекция движущихся наземных целей путем
доплеровской фильтрации сигнала
Селекция движущихся целей (СДЦ) в МФ РЛС в различ-
ных режимах ее функционирования производится по разли-
чию доплеровских смещений частот сигналов, отраженных от
неподвижных и движущихся целей. При этом выделение
спектральных составляющих сигналов, отраженных от дви-
жущихся целей, осуществляется с помощью узкополосных
доплеровских фильтров (фильтров доплеровской селекции).
Основой выделения сигналов, отраженных от движущихся
наземных целей (ДНЦ), является сравнительный анализ
спектрального состава отражений от поверхности Земли (фона
местности или помеховых отражений) и движущихся целей.
Ниже рассмотрим спектральные характеристики сигнала
ДНЦ и помехи.
Пусть самолет движется прямолинейно и равномерно вдоль
оси х со скоростью У. Главный луч ДНА направлен под углом
9Н относительно вектора путевой скорости У Обзор поверхно-
сти Земли осуществляется в телескопическом режиме
(рис. 9.1).
Сигнал, отраженный от участка поверхности Земли, за-
ключенного в пределах главного луча ДНА и элемента разре-
шения по дальности 5D удаленного от МФ РЛС на расстояние
-О, воспринимается антенной РЛС. Данный сигнал формиру-
ется совокупностью отражений от ДНЦ и земной поверхно-
сти. В приемнике МФ РЛС к данному совокупному сигналу
Добавляется внутренний шум, который, как отмечалось ра-
нее, можно аппроксимировать белыми гауссовскими шумами
с известными статистическими характеристиками. После
Предварительного преобразования принятого сигнала, связан-
ного с переносом его спектра на более низкую промежуточную
219

частоту и его усилением, сигнал с выхода УПЧ приемника
РЛС можно представить в виде
y(t) = S^t) + Sn(t) + n(t) =
r	V2t2
= Ац17(О<?(ец)ехр^2Л(Кр + Урц + у,ец)/ + jk-^- +
+ ;2x/npz[ + J e(eW)G(0)exp{j2/?y(0Z}d0 x
J —co
r	V2t2	1
x ехрр2/?РрЦ + ]k-^~ + j2nf^ + n(t),	(9.1)
где V — радиальная скорость движения наземной цели; Ур,
Vt — радиальная и тангенциальная составляющие скорости
движения V самолета-носителя МФ РЛС; Ац = Ацехр{/ср}; Ац и
ср — случайные амплитуда и фаза сигнала, отраженного от це-
ли; U(t) — функция, описывающая огибающую радиосигна-
ла; k = 2л/Х — волновое число; /пр — промежуточная частота;
е(0) — комплексная удельная функция отражения полоски
дальности; n(t) — комплексный белый гауссовский шум с
корреляционной функцией K(t 19 t2) = (7V0/2)8(£2 - и спект-
ральной плотностью Nq.
Обобщенную структурную схему системы обработки сигна-
лов в режиме СДЦ можно представить в виде, приведенном на
рис. 9.2. Ее структура соответствует схеме алгоритма обработ-
ки траекторного сигнала. Сигнал с выхода УПЧ подается на
вход блока фазовых детекторов ФД, где раскладывается на
220

Рис. 9.2
два ортогональных сигнала (две квадратуры). На второй вход
блока ФД подается сигнал когерентного гетеродина
SK,(O^exp{	। 4г ) ’	(9-2)
который является опорным сигналом.
При формировании сигнала (9.2) для компенсации квадра-
тичного фазового набега kVjt^/D и линейного набега фазы
2kVvt , вызванного радиальной составляющей скорости сбли-
жения носителя с центром зоны обзора, используется инфор-
мация о векторе скорости носителя и положении центра зоны
обзора (центра формируемого РЛИ).
Сигналы с выхода блока фазовых детекторов поступают да-
лее в блок АЦП, где осуществляется стробирование по капа
лам дальности и преобразование в цифровой код. После этого
оцифрованные сигналы подаются в блок цифровой обработки
(БЦО).
Представим принимаемые сигналы па входе блока ФД в
комплексном виде
//(О =	+ щк) +
< J e(0)C;(0)exp(-/2/?V,0Z} М 4 n(t).	(9.3)
Для нахождения спектральных характеристик сигналов,
отраженных от цели и помеховых отражений, определим пер-
воначально корреляционные функции данных сигналов. Дей-
ствуя по определению, запишем корреляционную функцию
сигнала, отраженного от цели в виде
^ц(т)-<«ц(Ц)^(/2)>^
- РцС-Ц0ц)ехр{/2/ДПрц а ПДДт},	(9.4)
221

где <*> — операция статистического усреднения; Рц = <j2
= <АЦА*> — мощность сигнала, отраженного от цели; т
= t2 - tv
Корреляционную функцию помехового сигнала £Ц)
= S^t) 4- n(t) запишем в предположении, что модель отраже-
ния от Земли представима в виде пространственного белого
шума, у которого 02) = <е(02)е*(01)> = РПО3(02 - ei)- Тогда
/ВД = <Sn(t1)Sl(t2)> = П<е(01)еЧ02)>С(01)С(02)ехр{-72/г^ х
х (02t2 ~ 01^1)}dO2d01 + <n(t2)7iA(t1)> =
= Рпехр{-4л V2 Д02Т2Д2} + дгф/(28(т)),	(9.5)
где Рпо = о211О — удельная мощность сигнала, отраженного от
подстилающей поверхности в пределах элемента разрешения
по дальности 8Р> (рис. 9.1), приходящаяся на единицу угла;
Рп = Рпо90Р> — мощность сигнала, отраженного от фона мест-
ности.
Поскольку спектральная плотность и корреляционная
функция по соотношению Винера—Хинчина связаны между
собой через преобразование Фурье, то, выполнив преобразова-
ния Фурье от корреляционных функций (9.4) и (9.5), найдем
спектральные плотности сигналов, отраженных от цели и по-
мехи в следующем виде:
вц(Л = РцС?2(0ц)8(Гдпц);	(9.6)
Sn(fl = exp{-7T( Wn)2} +	,	(9-7)
где Рц — мощность сигнала, отраженного от цели; А/п ~
= 2Т^0ОД — ширина спектра помехи от фона местности; /дпц^
= 2(^рц 4- И^0ц)/Х, — доплеровское смещение частоты сигнала
ДНЦ, обусловленное ее движением и угловым положением в
главном луче ДНА, G(0) = exp^-g^g-J р — функция, аппрок-
симирующая ДНА. Графики спектральных плотностей цели и
помехи с учетом импульсного характера сигнала приведены
на рис. 9.3. Анализ выражений (9.6), (9.7) и рис. 9.3 показы-
вает, что спектральная плотность сигнала ДНЦ смещена отно-
сительно плотности помехи на величину, пропорциональную
222

s(f)
Рис. 9.3
доплеровскому смещению частоты /Д11 ц. Движение носителя
МФ РЛС приводит к расширению спектральной плотности по-
мехи (отражений от поверхности Земли) пропорционально ве-
личине Vt.
Таким образом, для движущихся наземных целей, ради-
альная составляющая скорости которых удовлетворяет усло-
вию
• о„) i; Г (0„ О ).
значения доплеровского смещения частоты отраженных от
них сигналов соответствуют полосе частот в спектре мощности
помехового сигнала A/tl(|/\uJ ' А/п). Полоса частот Д/у обус-
ловлена отражениями от поверхности Земли, которые воспри-
нимаются главным лепестком ДНА. Поэтому сигналы, спект-
ральные составляющие которых находятся вне диапазона
частот, приходящегося на главный лепесток ДНА, можно
идентифицировать как отраженные от движущихся целей.
Возможность наблюдения ДНЦ на фоне отражений от под-
стилающей поверхности определяется соотношением мощнос-
тей сигналов, отраженных от движущейся цели и неподвиж-
ных отражателей. Спектральная плотность принимаемых сиг-
налов после их доплеровской фильтрации (спектрального
анализа) определяется в соответствии со следующими выра-
жениями:
S™4f) = |K())(D|2S,y); S«b,x(/) -	(9.8)
гДе K^(f) = exp < -|^^y^j r — коэффициент передачи систе-
мы узкополосной фильтрации траекторного сигнала (фильтра
Доплеровской селекции); /ф — частота настройки фильтра;
223

Д/ф = 1/TC — ширина полосы пропускания узкополосног0
фильтра доплеровской селекции на уровне 0,7.
Известно, что мощности сигналов на выходе линейной час-
ти системы обработки сигналов при их известных спектраль.
ных плотностях можно определить, опираясь на выражения
рвых = J SBbix(fjdf. рвых = J S™*(f)df.
-оо	—сю
Можно записать
Р-х = РцС2(0ц)ехр{-л(/дпц - /ф)2Тс2};
овых-	\ ГЩ ) No
ДТ<Т2ехр1 Л1+ДГП2ТС21 2ТС
Рп ' fiT? I No
“ ;i+tf2/xpVi+Afn2rc4 + ‘2'л/ф’
(9.9)
(9.10)
где 7ГСЖ = 0о/8О = 2Т^Тс90/Х — коэффициент сжатия ДНА МФ
РЛС в режиме синтезирования.
Анализируя (9.10), видим, что мощность помеховых отра-
жений от поверхности Земли на выходе системы обработки
траекторного сигнала уменьшается в Ксж раз. Данное сниже-
ние обусловлено существенным повышением разрешающей
способности МФ РЛС по азимуту 89 в режиме синтезирования
апертуры антенны, что, в свою очередь, приводит к умень-
шению площади участка поверхности Земли, который фор-
мирует помеховый сигнал. Отношение мощности сигнала,
отраженного от ДНЦ (/дц = /ф = 2(Т^9ц + Vрц)/Х), к мощности
помеховых отражений на выходе линейной части системы об-
работки qc/n = Р®ых/Р®ых определяется соотношением
=	9с/шО2(9ц)	= __________<7с/шО2(9ц)_________
7с/п J Li f
^ф/шехР| лду2 Д/2 |	1 ^ф/шехР| 71	02 _|_ 302 j
(9.П)
2Р
где qc/ul =	— отношение мощности сигнала, отраженно-
го от цели, к мощности внутренних шумов приемника (отно-
2РП
шение сигнал/шум по мощности); о,/ттт =--.	= — от
Ф/Ш
224

Шипение мощности фоновых отражений (отражений от под-
сылающей поверхности), соо'гветствующих элементу разре-
шения в режиме синтезирования, к. мощности внутренних
шумов п р и е м н и к а.
Как следует из (9.1 1), выходное отношение еигнал/номеха
I слстемы обработки зависит от соотношения между шириной
ДНА 0П и отношением Ср и/Бг При	0о знаменатель
(9.И) стремится к 1 и г/С1) - Когда доплеровское смеще-
ние частоты сигнала, отраженного от ДНП,, превышает значе-
ние частоты, соответствующее отражениям, приходящим с
направлений, соответствующих боковым лепесткам ДНА, об-
наружение (4игнала цели происходит наиболее эффективно.
При этом минимальная радиальная составляющая скорости
Наблюдаемой цели определяется мощностью отражений от
подстилающей поверхности, тангенциальной скоростью носи-
теля МФ РЛС и шириной ДНА. Чем меньше тангенциальная
скорость носителя, тем уже спектр мощности помеховых отра-
жений, и, следовательно, при меньшей величине радиальной
скорости цели отраженный от нее сигнал будет наблюдаться.
Для снижения минимальной радиальной скорости селекти-
руемой (обнаруживаемой) движущейся цели необходимо так-
же уменьшать ширину 90 ДН реальной антенны.
В фильтровых системах СДЦ сигналы, отраженные от дви-
жущихся целей, селектируются вне области частот, соответст-
вующих отражениям по главному лучу ДНА. Такая обработка
реализуется БЦО (рие. 9.2).
Рассмотрим вариант, когда в БЦО выполняется обработка
трае к т о р н о го с и г н а л а л i е / п од о м г ар л ? он и чес к о г о a i / а л и за.
Парциальный кадр изображения, формируемого в режиме
синтезирования (строка дальности РЛИ), образуется в резуль-
тате одного цикла обработки на одном интервале синтезирова-
ния. При этом спектральный анализ отраженных сигналов в
области частот, соответствующей спектральным отражениям
от подстилающей поверхности, принимаемым основным лу-
чом ДНА, определяет изображение неподвижных объектов, а
в области частот, соответствующей боковым лепесткам
ДНА, — изображение1 движущихся целей (рис. 9.3).
Если РЛС осуществляет переднебоковой обзор, то процесс
Получения РЛИ движущихся целей описывается соотноше-
нием:
! Т Л
zC J y{t T)/2(z)c//|.	(9.12)
i Т 2	'
'5-6726	225

в котором опорная функция h(t) помимо квадратичного фазе
вого набега учитывает доплеровское смещение частоты, обус.
ловленное движением цели
[	/ Vft2 х]
h(t) = W)exp^27t(4nZ +	,	(9.13)
где Dm — удаление, соответствующее w-му каналу дальности.
Частота / выбирается таким образом, чтобы направление лу-
ча синтезированной ДНА (направление на точку фокусиров-
ки) соответствовало боковым лепесткам реальной ДНА PJIC
или первым нулям ДНА — /дп бл = ±2У(0блА. Здесь 0бл — угло-
вое направление первого нуля ДНА (между главным и боко-
вым лепестками ДНА, рис. 9.4). При этом отражения от под-
стилающей поверхности ослабляются боковыми лепестками
ДНА, в то время как сигнал, отраженный от движущейся це-
ли, принимается синтезированным лучом.
Как правило, одновременно формируется РЛИ подстилаю-
щей поверхности (неподвижных объектов). Для этого парал-
лельно выполняется обработка принимаемого сигнала с ис-
пользованием опорной функции с параметром /дп = 0 (при
этом направление синтезированного луча соответствует на-
правлению главного луча реальной антенны).
Индикация движущейся цели на экране СОИ может быть
выполнена либо цветовой окраской, либо мерцающей подсвет-
226

^ой отметки движущейся цели. При этом отметка движущей-
сЯ цели смещена относительно своего истинного азимутально
го положения на величину 0.1в -	которая превышает
щирину диаграммы направленности реальной антенны 0о. По-
этому для привязки отметки ДНЦ к РЛИ неподвижных объ
ектов угловое положение цели измеряется антенной МФ РЛС.
Так как точность определения угла невысока (соответствует
ширине ДНА 0О), то возможно использование логической об-
работки, в процессе которой осуществляется идентификация
ga изображении неподвижных объектов дорог, магистралей и
т. п. и привязка близлежащих отметок ДНЦ к данным объек-
там.
Таким образом, алгоритм функционирования МФ РЛС в
режиме селекции движущихся целей с использованием про-
цедуры доплеровской фильтрации аналогичен алгоритму по-
лучения РЛИ неподвижных наземных объектов в обычном ре-
жиме синтезирования (в режиме картографирования), когда
осуществляется обработка сигналов в полосе частот, соответ-
ствующих отражениям, приходящим по главному лучу ДНА.
Отличие заключается в обработке сигналов, доплеровские
смещения частот которых лежат вне пределов спектра отра-
жений от неподвижных объектов Л/у - Ц0о/А.
Методы селекции движущихся целей, используемые МФ
РЛС в режиме синтезирования и основанные на выделении
полезного сигнала в области частот, соответствующих зоне
свободной от помеховых отражений, позволяют обнаруживать
и селектировать ДНЦ, имеющие радиальную составляющую
собственной скорости движения, превышающую 10... 20 м / с.
9.2. Селекция движущихся целей при использовании
методов моноимпульсной пеленгации
Как следует из предыдущего параграфа, методы СДЦ, осно-
ванные на доплеровской фильтрации, не позволяют селекти-
ровать движущиеся цели с малыми радиальными скоростями,
поскольку частоты отраженных от них сигналов накладыва-
ются на спектр отражений, соответствующий неподвижным
отражателям, т. е. отражениям от поверхности Земли.
Расширение диапазона обнаружения радиальных скорос-
тей наземных движущихся целей может быть достигнуто оп-
тимизацией совместной обработки принимаемого поля в про-
странстве и во времени. При совмещении движущейся и непо-
движной целей в пространстве сигналы, отраженные от них,
15*	227

Неподвижная
цель	Максимум
Рис. 9.5
разнятся величиной доплеровского смещения частоты и, на-
оборот, при равенстве доплеровских смещений частот отра-
женных сигналов цели различаются своим пространственным
положением (направлением прихода отраженных от них элек-
тромагнитных волн).
Исходя из указанного, рассмотрим прежде всего вопрос на-
блюдения неподвижной и движущейся целей (на экране инди-
катора) в соответствии с ситуацией, представленной на
рис. 9.5, где <разнц < О0— азимутальный угол расположения
неподвижной цели относительно максимума ДНА, фаздц —
азимутальный угол расположения движущейся цели относи-
тельно максимума ДНА.
В этом случае истинное значение доплеровской частоты
сигнала, отраженного от неподвижной цели, определяется со-
отношением
fдп нц	COS	+ Фаз нц)
= -y- {cos 0Н cos ф - sin 0 sin ф }.	(9.14)
A v	И	। do пЦ	Н	। do пЦ'
Так как cpQQTJTT < 0П, то можно положить cosq)nQHn ~ 1»
Т (13 НЦ	V'	1 do till,
sin фаз нц = фаз нц. В этом случае получаем
, 2V	2V .	/о 15)
Лпнц = X C0S °н ~ X Sm °н	(9‘
ИЛИ	4пнц = 4пен-/'дп(раз’	(9Д6)
228

ГД^ /дп е и — величина доплеровского смещения частоты сигна-
ла, соответствующего максимуму ДНА; /дп ф аз — величина до-
плеровского смещения частоты сигнала, соответствующего
положению неподвижной цели относительно максимума
ДНА, отображаемая в узкополосных доплеровских фильтрах
зоны картографирования (рис. 9.6)
2 У
f/w Фаз =	6"-	(9Л7)
В общем случае для любой неподвижной цели (отражателя)
в пределах ДНА можно записать
Д, ф аз = Уи,Фазац-	0-18)
7C(ll = 2Vsin0,A	(9-18)
где величина КДГ] — крутизна характеристики, связывающей
/дпфаз и Фаз нц- Положение неподвижной цели определяется по
положению соответствующего фильтра (рис. 9.6) в зоне допле-
ровской фильтрации.
По аналогии с (9.14) можно записать значение доплеров-
ской частоты для движущейся цели с радиальной скоростью
oV	2V
h ... T-cos(0H + (pa:iflB)+ -у.	(9.19)
229

Используя допущения, принятые при преобразовании вц
ражения (9.14), получим
. 2V „ 2V . п , 2Уц
/дпдв = XCOS0H~ Х(разлв81П0н+	(9.20)
Два последних слагаемых можно рассматривать как неко-
торое эквивалентное соотношение, определяющее положение
движущейся цели в доплеровских фильтрах картографирова-
ния (рис. 9.6). Тогда
2V . 2УЦ
fдп дв эк ~	^аз Дв sin X *	(9.21)
Если ввести эквивалентную азимутальную позицию для
движущейся цели фаздвэк, получим
2V Г	Е ~|
Лпдвэк “ Х" sin ^н^Фаздв Vsin0H J’	(9.22)
или
2V
^дп дв эк	sin ®нФаз дв эк’	(9.23)
где
Рц
Фаз дв эк Фаздв Vsin0H *	(9.24)
Смещение положения изображения движущейся цели
Дф^-J^.	(9-25)
Тдв Vsm0H
Таким образом, при наличии в зоне наблюдения движу-
щейся цели, ее изображение (азимутальное положение ФаздвЭк)
смещается относительно истинного азимута цели фаздв на ве-
личину Дфдв, зависящую от отношения скорости цели Уц и
своего самолета V,
При радиальном встречном движении цели (V > 0) изобра-
жение движущейся цели смещается влево, при Уц < 0, т. е.
при радиальной скорости в направлении удаления, изображе-
ние смещается вправо. Различить в наборе доплеровских
фильтров в пределах главного луча неподвижные объекты и
движущиеся цели невозможно.
Для обнаружения в главном луче движущихся целей, т. е.
решения задачи СДЦ, существуют моноимпульсный и интер-
ферометрический способы, а также метод остановленного Фа'
зового центра антенны. С их помощью можно не только обна-
230

ружить движущуюся цель, но и определить ее положение на
экране индикатора МФ РЛС.
Рассмотрим сущность моноимпульсного метода обнаруже-
ния и селекции движущейся цели. При этом методе устанав-
ливается однозначное соответствие истинного углового поло-
жения движущейся цели и ее местоположение в пределах эк-
рана индикатора МФ РЛС. Как было показано выше, положе-
ние движущейся цели на экране индикатора МФ РЛС не
соответствует истинному положению цели на поверхности
Земли. В то же время, если имеется возможность независимо
определить угловые координаты движущейся цели, то можно,
во-первых, установить наличие движущейся цели, обнару-
жить и распознать ее, и, во-вторых, ввести поправку на поло-
жение цели на экране индикатора МФ РЛС.
При моноимпульсном методе СДЦ используется известное
соотношение амплитуд сигналов суммарного Ux и разностного
[7Д каналов:
" Fv«pa;1) '	АчхФаз’
(9.26)
где — истинное угловое положение объекта наблюдения на
поверхности Земли; 7Ц(фаз) и Рх(фаз) — ДНА разностного и
суммарного каналов МФ РЛС; F’X'Pq) — производная ДНА ан-
тенны на равносигнальном направлении; К1[Х — крутизна пе-
ленгационной характеристики.
В соответствии с(9.18)
<1Пнц = УшФазНц’	О-27)
тогда измеренное угловое положение цели
m	— ^ДП (обн)	/Q ООЧ
Фаз изм ЪГ *	(9.2о)
дп
Однако по измеренным амплитудам сигналов в доплеров-
ском фильтре в суммарном канале и аналогичном фильт-
ре разностного канала (СЦ) можно оценить угловое положение
Цели
Фа;
(9.29)
На рис. 9.7 показано расположение фильтров доплеровской
селекции в суммарном и разностном каналах, а также выход-
ные отклики при наблюдении неподвижной и движущихся
231

целей. Там же приведены амплитудные характеристики ДНА
для суммарного и разностного каналов (FL и FA).
Таким образом, используя представленную структуру мо-
ноимпульсной системы в сочетании с доплеровской фильтра-
цией, можно решить две задачи, характерные для СДЦ,
выделение движущейся цели и точное определение ее углово-
го положения на местности.
Для подавления мешающих отражений от поверхности
Земли и выделения движущейся цели воспользуемся алгорит-
мом, основанным на соотношениях (9.28) и (9.29). Введем ре-
232

|ающую функцию Веди Для принятия решения о движущей-
[ цели в виде разности фазизм (9.28) и фаз (9.29)
t	*СДц(/дп) = Фаз изм - Фаз =	~	• О-ЗО)
g Очевидно, что для неподвижных целей -КСдц = 0, а Для дви-
жущейся цели Всдц Ф 0. Тогда алгоритм подавления МО и вы-
еления движущихся целей заключается в следующем.
...^фильтрах доплеровских частот в суммарном и разностном
х^саналах, где обнаружен сигнал выше заданного порога, изме-
няются амплитуды	и Uд. Все измеренные величины позво-
ляют вычислить для каждого фильтра значение функции
/?Сдц(/дП)- Те фильтры, где величины ЯСДц = 0, бланкируются,
информация о сигналах с выхода данных фильтров не пода-
ется на экран индикатора МФ РЛС (не поступают радиоло-
. кационные данные о неподвижных целях и фоне местности).
В то же время сравнение выражений (9.30) и (9.25) показыва-
ет, что величина -^едц фактически определяет смещение угло-
вого положения движущейся цели Асрдв, а именно
Выражение (9.31) позволяет определить вводимую поправ-
, ку на положение отметки движущейся цели, выносимой на
zq экран индикатора МФ РЛС. При необходимости можно опре-
делить и радиальную скорость цели.
Таким образом, после выявления в каком-либо фильтре до-
плеровской селекции сигнала от движущейся цели определя-
ется величина ^?Сдц (9-31) и вносится коррекция в изображе-
ние на экране индикатора МФ РЛС. Обычно процедура фор-
мирования РЛИ выполняется в МФ РЛС в два этапа. На пер-
вом этапе формируется РЛИ поверхности Земли и всех
; неподвижных целей. На втором этапе выполняется СДЦ и
коррекция углового положения цели. Изображение движу-
щихся целей каким-либо образом маркируется (например,
Цветом) и накладывается на РЛИ от подстилающей поверхно-
сти.
Контрольные задания
1.	Что понимается под селекцией движущихся целей МФ
>. РЛС при наблюдении поверхностных целей?
233

2.	К чему приводит движение поверхностной цели при фОр^
жировании РЛИ?
3.	При каких условиях возможно применение селекции
движущихся наземных целей путем доплеровской фильтра
ции сигнала?
4.	Определите ширину спектра помеховых отражений, при,
нимаемых по основному лучу диаграммы направленности но-
сителя МФ РЛС, если длина волны зондирующих колебаний
4 см, ширина луча диаграммы направленности реальной ан-
тенны МФ РЛС 3°, путевая скорость носителя 300 м/с, откло-
нение луча диаграммы направленности относительно линии
пути 30°.
5.	Определите доплеровское смещение частоты сигнала, от-
раженного от движущейся навстречу носителю МФ РЛС на-
земной цели с радиальной скоростью 20 м/с, при условиях ра-
диолокационного наблюдения, соответствующего условиям
предыдущей задачи.
6.	В чем заключается суть метода селекции движущих-
ся наземных целей с использованием моноимпульсных уст-
ройств пеленгации целей?
7.	Как влияет крутизна пеленгационной характеристики
моноимпульсного устройства на точность определения угло-
вой координаты наземной движущейся цели?
8.	Какими факторами определяется выбор необходимого
алгоритма селекции движущейся наземной цели в МФ РЛС?

Глава 10
Структура многофункциональной
радиолокационной системы
10.1.	Обобщенная структурная схема
многофункциональной РЛС
(Обобщенную структурную схему современной МФ РЛС
ожно представить в виде, приведенном на рис. 10.1. Основ-
ыми элементами данной структуры являются: приемопере-
^дающий (ПРМ—ПРД) тракт и цифровая электронно-вычисли-
тельная система (ЭВС) МФ РЛС. В состав последней могут вхо-
^ить несколько самостоятельных ЦВМ, предназначенных для
^правления элементами РЛС и обработкой радиолокационной
^Информации и данных.
i Все основные режимы работы МФ РЛС задаются с пульта
f управления (ПУ). Команды управления блокам МФ РЛС пере-
даются по цифровой магистрали, являющейся, как правило,
рединой для всей бортовой системы управления вооружением
(СУВ) самолета-носителя, элементом которой является МФ
jRJIC. Для управления внутренними элементами МФ РЛС мо-
|Ькет быть использована внутренняя цифровая магистраль (на
||pиc. 10.1 не показана). Элементами управления, на которые
воздействуют команды управления, являются алгоритмы вы-
бора режимов работы, синхронизации и управления МФ РЛС.
По принятым командам в процессоре радиолокационных
Цданных (ПРЛД) формируются команды выбора режима рабо-
|ты, устанавливаются виды сигналов (СЧП, ВЧП и т. п.), ко-
| Манды управления антенной, подключается процессор радио-
локационных сигналов (ПРЛД) для выполнения соответст-
вующей обработки принимаемых сигналов и данных. По ко-
мандам от ПРЛД в блоке синхронизатора сигналов (СС) и
| задающего генератора (ЗГ) формируются требуемые сигналы
| И опорные гетеродинные и низкочастотные напряжения.
f Передатчик радиолокационной станции (ПРД), как прави-
t Ло, выполняется в виде усилителя мощности, который усили-
235

Рис. 10.1
вает сигналы, поступающие от ЗГ, и передает их в антенную
систему (АС), луч которой устанавливается в нужном направ-
лении и управляется в соответствии с выбранным режимом
работы РЛС (обзор, сопровождение целей и т. п.) от системы
управления антенной (СУ АНТ). Система управления антен-
ной может рассматриваться как составная часть ЭВС МФ
РЛС, поскольку при использовании антенной системы в виде
фазированной антенной решетки (ФАР) либо активной ФАР
(АФАР) представляет собой цифровой управляющий процес-
сор.
Антенная система, как правило, включает в свой состав ан-
тенны основного (АНТ) и компенсационного (АКК) каналов.
Антенна основного канала обычно реализуется в моноим-
пульсном варианте построения, когда на передачу в режиме
излучения формируется один канал (суммарный), а при прие-
ме сигналов — два (суммарный и разностный). Суммарный
канал используется для приема сигналов в режиме обзора и
обнаружения целей, а два разностных канала — для формиро-
вания сигналов управления антенной в азимутальной и угло-
местной плоскостях. Формирование суммарного и разностных
сигналов осуществляется моноимпульсным преобразовате-
лем—управителем ДНА (МИ ПР—УПР ДНА).
Антенна компенсационного канала является входным эле-
ментом компенсационного канала, который применяется для
подавления мешающих отражений, принимаемых по боко-
236

|®ым лепесткам диаграммы направленности основной антенны
|ШдФ РЛС. Кроме этого, компенсационный канал используется
|ямля борьбы с активными помехами, создаваемыми средствами
I Радиоэлектронного подавления (РЭП) противника, при дейст-
|Шии их по боковым лепесткам ДНА.
I® В высочастотном приемнике (ВЧ ПРМ) осуществляется
I ^предварительное усиление и преобразование сигналов на про-
(Жмежуточные частоты последующим преобразованием прини-
|вмаемых сигналов в цифровую форму с помощью АЦП.
|.Ж Процессор радиолокационных сигналов ПРЛС осуществля-
|®ет основные операции по обнаружению целей, спектральному
Г||анализу принимаемых сигналов и другим действиям, связан-
Шным с обработкой сигналов. С выхода ПРЛС полученные дан-
жные поступают на ПРЛД. В этом процессоре выполняются
|Жоперации по обнаружению фазовых траекторий целей и сле-
Шлсения за ними при сопровождении «на проходе», фильтрация
^параметров отраженных сигналов в процессе слежения за це-
Идями по угловым координатам, дальности и доплеровским
[Жсмещениям частот в режиме РНП. Кроме того, как уже отме-
|®чалось, на ПРЛД возлагаются все операции по управлению
«блоками РЛС в различных режимах.
® В систему объединенной индикации (СОИ) данные поступа-
Иют с выхода ЭВС МФ РЛС либо непосредственно, либо по циф-
ЯЬровой магистрали ЛА. В СОИ может входить свой процессор
Жобработки, обеспечивающий предварительную обработку пос-
Жтупающей информации для приведения ее в стандартную фор-
Ж му. Помимо радиолокационной информации в СОИ по цифро-
ll вой магистрали поступает также информация и от других эле-
Ж ментов СУВ ЛА.
ж 10.1.1. Структурная схема когерентного приемопередающего
ж	тракта многофункциональной РЛС
w Структурные схемы МФ РЛС ЛА зависят от уровня разви-
Я тия элементной базы, тактических требований к РЛС и дру-
Ж гих факторов. Однако можно составить типовую структурную
Ж схему, разновидности которой в той или иной степени будут
ж характерными для любой современной МФ РЛС, построенной
в по когерентно-импульсному принципу. Важным элементом
ж такой РЛС является приемопередающий (ПРМ—ПРД) тракт.
К В качестве примера рассмотрим гипотетическую структур-
11 Ную схему когерентного ПРМ—ПРД тракта типовой РЛС
237

Рис. 10.2
(рис. 10.2), которая отражает основные особенности, харак-
терные для любой МФ РЛС.
Передающий тракт включает в свой состав задающий
генератор стабильных литерных частот (ЗГЛЧ), который фор-
мирует сигналы на относительно низких частотах /нч. Все
формируемые в МФ РЛС зондирующие сигналы имеют несу-
щие частоты, являющиеся преобразованиями частоты основ-
ного опорного генератора (ООГ), обладающего высокой ста-
бильностью генерируемых колебаний. Чаще всего высокая
стабильность данного генератора обеспечивается за счет ис-
пользования кварцевой схемы стабилизации. Сигналы литер-
ных частот с ЗГЛЧ поступают на умножитель частоты (УМ), с
выхода которого затем поступают на генератор СВЧ сигналов
238

|Г*СВЧ. Данный генератор работает в режиме усиления. В ряде
Едучаев умножитель частоты совмещается с генератором СВЧ,
(работающим по схеме генератора на диодах Ганна.
|| Сигнал с выхода генератора СВЧ используется в качестве
напряжения местного гетеродина (МГ) с частотой /мг. Следует
|>тметить, что при необходимости может быть введена частот-
ная модуляция несущих литерных частот и, следовательно,
частотная модуляция (ЧМ) сигналов местного гетеродина. Это
необходимо, например, при реализации метода измерения
расстояния с использованием ЧМ в режиме излучения с
ВЧПИ. Для выполнения указанной операции в схему вклю-
чен ГЧМ — специальный генератор ЧМ.
Для формирования несущей частоты зондирующего сигна-
ла /0 выполняется гетеродинирование сигнала частоты /мг в
смесителе СМ сигналом опорного кварцевого генератора (ОКГ)
промежуточной частоты /пр. На выходе смесителя СМ форми-
руется СВЧ сигнал с частотой /0 = /мг + f . Этот сигнал подает-
ся или непосредственно на импульсный модулятор (ИМ), где
из непрерывного сигнала частоты /0 формируется последова-
тельность когерентных СВЧ импульсов с ВЧП, СЧП или НЧП,
либо поступает через схему фазовой манипуляции (ФМ).
Последнее выполняется, если необходимо увеличить энер-
гетический потенциал либо получить высокое разрешение по
Ц дальности в режимах работы МФ РЛС. Для фазовой манипу-
Жляции на схему ФМ подаются коды фазы манипулированного
IIсигнала, которые формируются схемой синхронизации и фор-
Ц мирования кодов (С- и Ф-кодов).
М Когерентные СВЧ импульсы с выхода ИМ поступают на
||-выходной генератор СВЧ большой мощности, который работа-
Цет, как правило, в режиме усиления мощности (УМ). Выход-
Ц ные генераторы СВЧ УМ могут быть выполнены на различных
в типах электронно-вакуумных приборов: клистронных генера-
Жторах, лампах бегущей волны (ЛБВ) и т. п. Выбор их опреде-
Жляется предъявляемыми требованиями по стабильности час-
II'тоты, величине генерируемой мощности, весогабаритным
||: параметрам и т. п.
|| С выхода генератора СВЧ (УМ) сигналы большой мощности
В Поступают через волноводный циркулятор, антенный пере-
11 ключатель (АП) на основную антенну МФ РЛС (АНТ) по кана-
Е. лу формирования суммарного сигнала (Z) моноимпульсного
В преобразователя МИ X — АПР.
239

Антенная система МФ РЛС обычно формирует иглооб-
разный луч. Для его формирования находят применение ан-
тенные системы различных типов:
•	зеркальные параболические антенны;
•	двухзеркальные кассегреновские антенны;
•	плоские щелевые антенные решетки;
•	ФАР либо АФАР.
Плоские щелевые решетки имеют определенные преиму-
щества по сравнению с обычными антеннами. В плоских ан-
тенных решетках можно получить меньший уровень боковых
лепестков ДН антенны, так как легче создать необходимое
распределение поля по апертуре антенны. Кроме того, для
плоских решеток труднее создать кросс-поляризационные по-
мехи, так как в раскрыве антенны нет параболических и сфе-
рических поверхностей.
Фазированные антенные решетки с электронным сканиро-
ванием и управлением лучом ДН позволяют получить ряд до-
полнительных преимуществ: возможность формирования не-
скольких лучей и изменения их формы, а также высокой ско-
рости изменения положения луча в пространстве. Однако
ФАР, и особенно АФАР, более сложны в технологическом
плане. Кроме того, сложным является управление лучом ДН
такой антенны и обеспечение стабилизации антенны по
крену.
Как правило, в антенную систему МФ РЛС входит антенна
компенсационного канала. Назначение данного канала состо-
ит в подавлении мешающих отражений от поверхности Земли
и других объектов, не попадающих в пределы главного луча
ДНА (рис. 10.3). Обычно это важно при работе МФ РЛС в ре-
жиме излучения со СЧП импульсов, когда наблюдение воз-
душных целей ведется на фоне мешающих отражений. Кроме
того, компенсационный канал применяется и для подавления
активных радиоэлектронных помех, создаваемых противни-
ком с направлений боковых лепестков ДНА. Принцип подав-
ления (компенсации) мешающих сигналов состоит в следую-
щем. Сигналы, принимаемые главным лучом диаграммы
направленности основной антенны, и диаграммы направлен-
ности компенсационного канала имеют различные амплиту-
ды. Кроме того, АКК имеет более широкую ДН антенны и
малую направленность (рис. 10.3). После предварительной
обработки сигналы основного и компенсационного каналов
в приемном тракте сравниваются по амплитуде в процессоре
радиолокационных сигналов. В случае, если по основному ка-
240

Рис. 10.3
налу амплитуда сигнала больше, чем по компенсационному,
то считается, что этот сигнал находится в главном луче ДН и
поступает на дальнейшую обработку (направление «РЛС—
цель», А на рис. 10.3). При превышении амплитудой сигнала
компенсационного канала амплитуды сигнала основного ка-
нала (направление «РЛС—МО» В на рис. 10.3) считается, что
объект находится вне ГЛ ДНА и дальнейшая обработка сигна-
ла в ПРЛС не выполняется, а принятый сигнал исключается
из массива меток, предназначенных для индикации.
Приемный тракт МФ РЛС выполняется по традицион-
ной схеме супергетеродинных приемников. Принимаемые ос-
новной антенной (АНТ) РЛС сигналы поступают на моноим-
пульсный преобразователь (МИ Е А ПР, см. рис. 10.2), где
формируются суммарный сигнал X и два разностных сигнала:
по азимуту Даз и по углу места Дум (наклону). В режиме обна-
ружения и обзора пространства работает только суммарный
канал приемника, а также при необходимости — компенсаци-
онный канал приемника.
На входе приемника МФ РЛС устанавливается широкопо-
лосный усилитель высокой частоты ПУВЧ (см. рис. 10.2), на-
пример параметрического типа на диодах Ганна или на высо-
кочастотных транзисторах на арсениде галлия. Первый сме-
16 - 6726
241

ситель (СМ2 в основном канале или СМ1 в компенсационном
канале) обеспечивает понижение частоты принимаемого сиг-
нала, перенося его спектр на первую промежуточную частоту.
После прохождения коммутаторов «обзор/РНП» сигналы
поступают на УПЧ, которые имеют полосу пропускания, обес-
печивающую передачу всего спектра принимаемого сигнала.
Частота настройки УПЧ соответствует промежуточной часто-
те / . Очевидно, что принимаемые сигналы по сравнению
с зондирующим имеют сдвиг по частоте при наблюдении дви-
жущихся объектов, обусловленный эффектом Доплера. В при-
емниках возможно применение нескольких преобразований
частот для понижения промежуточной частоты. В рассмат-
риваемом варианте сигналы с выхода УПЧ поступают на
когерентные детекторы (КГД), которые формируют ортого-
нальные (квадратурные) сигналы в каждом из каналов на ви-
деочастоте. Опорным сигналом для КГД служит сигнал управ-
ляемого генератора, частота которого может отличаться от
промежуточной /пр на величину, которая устанавливается от
ПРЛС. Например, в режиме излучения со СЧП импульсов ну-
левая частота видеосигналов на выходе КГД обычно выбирает-
ся в соответствии с доплеровским смещением частоты сиг-
налов мешающих отражений, воспринимаемых по главному
лучу ДНА. В режиме излучения с ВЧП импульсов частота сиг-
налов УГ может быть равна f .
Дальнейшая процедура обработки сигналов в приемнике
заключается в преобразовании аналоговых сигналов видео-
частоты в цифровую форму. Для этого с выхода КГД сигналы
поступают на аналого-цифровые преобразователи и далее
цифровые сигналы поступают в буферное оперативное запо-
минающее устройство (БОЗУ), а затем — в процессор радиоло-
кационных сигналов (на рис. 10.2 не показан). В современных
МФ РЛС в данном процессоре осуществляются все необходи-
мые операции, связанные с обнаружением целей и измерени-
ем их координат. На ранних этапах развития МФ РЛС после
УПЧ сигналы обычно поступали на аналоговое приемное уст-
ройство, где выполнялись все предварительные операции,
связанные с селекцией принимаемых сигналов по дальности и
доплеровскому смещению частоты.
В режиме непрерывной пеленгации (РНП) работа приемно-
го тракта практически не изменяется. Отличие заключается в
том, что предварительно происходит уплотнение разностных
каналов с помощью коммутатора уплотнения (КОМ УПК).
После данной операции сигналы разностного выхода обраба-
242

тываются в компенсационном канале приемника аналогично
^сигналам суммарного канала, а именно, усиливаются в УПЧ
И далее преобразуются в цифровую форму.
110.2. Структурная схема алгоритмов работы процессора
\ радиолокационных сигналов в режиме обзора
при высокой частоте повторения импульсов
I Все операции в процессоре радиолокационных сигналов
выполняются в цифровой форме. Однако последовательность
I этих операций и их функциональную суть, которая определя-
i ется заложенными в процессор алгоритмами работы, можно
Ц представить в виде некоторой структурной схемы, приведен-
J ной на рис. 10.4. Прежде чем перейти к рассмотрению элемен-
тов данной структуры, уточним суть выполняемых ПР Л С опе-
Ц раций, связанных с решением задачи обнаружения целей.
| Для этого представим оптимальную процедуру когерентной
I обработки наблюдаемой реализации в комплексной фор-
1 т
z = g j	dt, t e [О, Т].	(10.1)
Z 0
Выражение (10.1), учитывая комплексное представление
функций = Re£(0 + ylm^(^), s(t) = Res(£) + j Im s(t), а так-
же, что s*(£) =Re s*(t) + /Im s*(t) = Re s(t) - jlm s(t), можно за-
писать в виде
		Re z(t) + j Im z(t) =		
_ 1 ’ 2	Т	'	Г	. j Re^(0R-e s*(t)dt - J Im^(f)Ims*(0°^ °	0		+	
+4	-r	r J Re^(f)Im s*(t)dt + J ImJ;(£)Re s*(t)dt °	0			(10.2)
или				
z(t) =	1 2	-т	T J ReJ;(£)Res(f)df + j Im^(t)Ims(f)di _°	0		+
16*
243

Для принятия решения об обнаружении сигнала, отражен-
ного от цели, а следовательно, и самой цели необходимо найти
модуль z = |г| комплексного сигнала z и сравнить его с порогом
обнаружения.
Формирование квадратурных составляющих = Re ^(t)
и и2 = 1т£,Ц) колебания £Ц) осуществляется с помощью КГД
(см. рис. 10.2). Данные операции выполняются с выходными
сигналами УПЧ как основного, так и компенсационного кана-
лов. Составляющие и} = Re^(t), и2 = (выходные сигна-
лы КГД) перед подачей их для последующих преобразований
в ПРЛС приводятся к цифровому виду с помощью АЦП. В ре-
зультате на выходе АЦП получаем цифровые коды синфазной
иА и квадратурной и2 составляющих x(i, k) и x±(i, k). Число
разрядов I цифрового представления x(i, k) x±(i, k) зависит от
разрядности АЦП и при известном динамическом диапазоне
АС7т аналоговой части приемника МФ РЛС может быть опре-
делено в виде I = ent (log2At7m), где ent (•), как и ранее, целая
часть числа.
Если цифровые коды синфазной и квадратурной составля-
ющих опорного сигнала представить в виде %(i, k) и X±(i, k) и
учесть, что при переходе к дискретному времени (после диск-
ретизации с помощью АЦП) интеграл переходит в сумму Е, то
алгоритм (10.2) можно записать в следующем виде:
z(i, k) = | [Zx(f, fe)/(f, k) -	/?)X±G,	+
+ |Ех(г, /e)x±(i, k) + Zx±(i, Ze)].	(10.4)
Тогда операция взятия модуля сигнала z(i, k) может быть
представлена в виде
k) = \z(i, k)\ = J(Rez(i,k))2 + (Imz(i,Z?))2 =
= | |^Sx(i, k) - Lx±(i, fe)x±(i, &)} +
/	42-|0,5
+ f Sx(f, /?)x±(i, k) + Zx±(i, Z?)xG> J •	(10.5)
Выражение (10.5) и представляет собой суть работы про-
цессора радиолокационных сигналов МФ РЛС в процессе об-
244

Основной канал
(£)
Компенсационный
канал
Рис. 10.4
работки когерентных сигналов при обнаружении цели. В про-
цессорах сигналов современных МФ РЛС реализация алгорит-
ма (10.5) (вычисление когерентных сумм) осуществляется пу-
тем фильтрации в частотной области с использованием
алгоритмов быстрого преобразования Фурье.
Представленная гипотетическая структура соответствует
работе ПРЛС в режиме обзора и обнаружении ВЦ при излуче-
нии зондирующих импульсов с ВЧП. В каждом канале даль-
ности, максимальное число которых при ВЧП равно Q - 1
(Q — скважность зондирующих импульсов), в первую очередь
осуществляется выделение одной боковой полосы частот в об-
ласти свободной от МО (рис. 10.5). Данная задача решается
с помощью цифрового фильтра «свободной» зоны. Полоса
245

S(f)|
АЧХ
фильтра
Рис. 10.5
2ГдаА 80 кГц
160 кГц
фильтрации в общем случае
может изменяться в зависи-
мости от скорости полета
УЛА самолета-носителя Мф
РЛС. Уровень подавления
мешающих отражений на
границах зоны должен быть
установлен не менее 35 дБ.
Управление границей сре-
за полосы фильтра и изме-
рение скорости носителя
Киа осуществляется в соответствии со значением доплеровско-
го смещения частоты /дпгл мешающих отражений, принимае-
мых по главному лучу.
Следующим этапом является установление необходимого
числа отсчетов сигналов синфазного и квадратурного каналов
для выполнения последующей доплеровской фильтрации
(спектрального анализа) методом быстрого преобразования
Фурье. Данная фаза обработки осуществляется узлом «ОЗУ и
предварительное суммирование». Число используемых отсче-
тов должно быть равно числу фильтров доплеровской селек-
ции, формируемых при БПФ. Например, если время облуче-
ния ВЦ равно 40...50 мс, то на доплеровскую фильтрацию и
измерение расстояния методом ЛЧМ можно выделить три
такта по = 15... 16 мс. Следовательно, полное число незави-
симых отсчетов принимаемого сигнала при высокой частоте
повторения зондирующих сигналов F™ = 160 кГц
АГ = ^ь/^чп =	= 160 х 103 х 15 х IO 6 = 2400,
где Т®чп — период следования зондирующих импульсов при
использовании режима излучения с ВЧП. Поскольку число
отсчетов БПФ А^БПф должно быть кратно 2, выбираем А^БПф
= 2048. В этом случае получаем, что число фильтров допле-
ровской селекции при ВЧП для данного примера равно 2048.
Расстройка по частоте А/ между соседними фильтрами в этом
случае должна быть равна Д/ф = ^чп/^Бпф = 78 Гц.
После операции БПФ осуществляется формирование моду-
ля выходного сигнала фильтров доплеровской селекции. Вы-
полнение данной операции осуществляется блоком формиро-
вания модуля в соответствии с алгоритмом (10.5).
246

Далее решается задача обнаружения. Для этого с выхо-
да блока формирования модуля сигналы поступают на поро-
говую схему. Уровень порога обнаружения выбирается в зави-
 симости от допустимого значения вероятности ложных тре-
вог. В ряде МФ РЛС уровень порога устанавливается автома-
тически в зависимости от среднего уровня мешающих сиг-
налов и шумов при усреднении их по каналам дальности и
; частоты.
При применении компенсационного канала (например, при
действии активных преднамеренных помех) обработка сигна-
лов в целом не отличается от описанной ранее и выполняемой
в основном канале. Однако алгоритм компенсации («логика
компенсации») позволяет не учитывать те отсчетные значе-
ния на выходе пороговой схемы, которые по модулю в основ-
ном канале меньше, чем в компенсационном.
Выходные узлы ПРЛС — это блоки оценки доплеровского
смещения частоты /дпц («оценка /дпц») и дальности до цели
Рц («оценка Рц»). Значение /Д11ц и соответствующая ей ско-
рость ВЦ определяются по номеру фильтра доплеровской се-
лекции, а дальность Рц — по алгоритмам, которые были рас-
смотрены ранее.
Для повышения точности оценки доплеровского смещения
частоты может быть использован метод «трех фильтров».
Суть данного метода состоит в том, что если наблюдаемые от-
счеты попадают в три рядом стоящих фильтра, то путем оцен-
ки первого момента суммы отсчетов можно получить более
точное значение частоты /дпц. На рис. 10.6 в качестве приме-
ра показано, что в трех соседних фильтрах с номерами (k -
- 1), k, (k + 1) получены отсчетные значения амплитуд спект-
ральных составляющих одной цели. Спектр сигнала, отра-
женного от цели, описыва-
ется функцией	Вид-
но, что ни одно из значений
отсчетов Uk _ р Uk, Uk + г не
соответствует центральной
частоте /дпц. Следователь-
но, имеется погрешность
отсчета доплеровского сме-
щения частоты, обуслов-
ленная дискретностью на-
стройки фильтров допле-
S(f)
J7 (f) — спектр сигнала,
Т7 отраженного от цели
и k	/
I Фильтр
1 Ц доплеровской
\ /V \ селекции
k i
i\
k+i
fk-1 fk fk+1
f
Рис. 10.6
247

ровской селекции при выполнении БПФ или при других спо-
собах формирования набора доплеровских фильтров.
В качестве оценки доплеровского смещения частоты f
будем использовать первый момент квадрата функции U (f)
(среднее значение центральной частоты сигнала С7Ц(/)):
Л i. = k + 1	i = k I- 1
/ср = . Z Ш/. Z Щ	(10.6)
llk ]	I = k ~ 1
или
; _^2-Л-1 + ^ + ^2 + 1^+1	п__ч
r'v ui__l + ui + ui + 1	•	( u-7)
Детальные расчеты по формулам (10.6), (10.7) показывают,
что точность оценки доплеровского смещения частоты сигна-
ла, отраженного от воздушной цели, в этом случае существен-
но выше, чем оценка по номеру фильтра, примерно в
5...10 раз, т. е. от 1/5 до 1/10 от дискретного значения на-
стройки фильтров доплеровской селекции: А/ф = fk - fk _ Р
Выходные радиолокационные данные алгоритмов ПРЛС
поступают в процессор радиолокационных данных, в кото-
ром, как отмечалось, решаются задачи сопровождения, при-
целивания или наведения на цель либо формирование сигна-
лов для системы индикации.
10.3. Структурная схема алгоритмов работы процессора
радиолокационных сигналов в режиме обзора
при средней частоте повторения импульсов
Последовательность операций, выполняемых ПРЛС в про-
цессе обработки радиолокационных сигналов в режиме излу-
чения со СЧПИ при обзоре пространства и обнаружении ВЦ,
представлена на рис. 10.7. Как видно из приведенной структу-
ры, она отличается от рассмотренной ранее структуры для
случая ВЧП импульсов. Принципиальные отличия в структу-
ре алгоритмов обработки сигналов при ВЧП и СЧП импульсов
связаны с решением ряда важных задач, которые необходимо
решать при переходе в режим излучения со СЧП импульсов.
Во-первых, это раскрытие неоднозначностей измерений по
дальности и доплеровскому смещению частоты и получение
оценок дальности до цели и радиальной скорости ее движе-
ния.
248

Основной канал
Компенсационный
Рис. 10.7
Во-вторых, обработка сложных сигналов в виде импульсов
с ЛЧМ или ФКМ (фазокодовой манипуляцией), которые при
ВЧП не применяются. Дело в том, что средняя мощность из-
лучения при СЧП обычно существенно меньше, чем при ВЧП,
так как импульсная мощность применяемых генераторов
СВЧ, как правило, не изменяется при переходе от ВЧП к
СЧП. В свою очередь, длительность импульсов также должна
быть одинаковой для обеспечения требуемого разрешения це-
лей по дальности. Указанные факторы и обусловливают при-
менение сложных сигналов для увеличения средней мощнос-
ти излучения радиолокационных сигналов. При переходе от
ВЧП к СЧП частота повторения уменьшается примерно в
249

10...20 раз. Следовательно, в такое же число раз следует уве-
личить длительность принимаемого сигнала (до его сжатия во
времени). Например, решить указанную задачу может ис-
пользование в качестве зондирующего сигнала фазокодомани-
пулированного сигнала (ФКМ-сигнала) с манипуляцией фазы
кодирующей последовательностью в виде 13-элементного ко-
да Баркера, что и показано на схеме рис. 10.7.
В-третьих, при СЧП из-за неоднозначностей по дальности и
доплеровскому смещению частоты в зоны фильтрации по час-
тоте и стробирования по дальности (во времени) могут попасть
сигнальные составляющие наземных как неподвижных, так и
движущихся воздушных целей (ДВЦ), сигналы которых, как
правило, воспринимаются боковыми лепестками ДН антенны.
Кроме того, обнаружение ВЦ во всех случаях применения ве-
дется на фоне мешающих отражений от поверхности Земли.
Указанные обстоятельства и приводят к необходимости введе-
ния специальных алгоритмов обработки сигналов в режиме
СЧП импульсов.
Отличие в первых блоках структуры алгоритма при СЧП
по сравнению с ВЧП, в основном количественное. Во-первых,
число каналов дальности (селекции по дальности) при СЧП
существенно увеличивается, поскольку скважность импуль-
сов QC4n в данном режиме значительно больше. В частности,
при средней ЧПИ, равной 15 кГц, длительности импульса ти =
= 1 мкс число каналов дальности
Nd = Т-"/ти = 1/(ти2^") = 1/(15 х 103 х 10 «) = 66.
В каждом канале дальности выполняется фильтрация по
доплеровским смещениям частот с использованием быстрых
алгоритмов ДПФ (БПФ на рис. 10.7). Обычно основная частот-
ная составляющая, соответствующая мешающим отражениям
по главному лучу, выставляется на нулевую частоту путем по-
дачи на когерентные детекторы сигнала опорной частоты, со-
ответствующей f (как это отмечалось ранее). По этой при-
чине зона фильтрации располагается от нулевых значений до
частоты F£4n (рис. 10.8). Число фильтров доплеровской селек-
ции соответствует числу независимых отсчетов радиолокаци-
онного сигнала за время облучения цели. Например, если вре-
мя облучения ВЦ равно 40 мс, то в течение этого времени не-
обходимо излучить и затем принять несколько пачек импуль-
сов АГЧПИ с различными ЧПИ, выбранными для раскрытия
250

неопределенности по D и V.
Например, пусть выбрано
восемь ЧПИ. Тогда время
когерентной обработки,
включающее и выполнение
БПФ, Ткго = *облЖшИ =
Рис. 10.8
= 40/8 = 5 мс. За данное
время можно получить от-
счетов Nmc = Ткг0/Т«чп =
= TKI.0F«"n = 5 х 10 3 х 15 х
х 103 = 75, где Т™, F™ —
период и частота следова-
ния зондирующих импульсов при СЧП.
Число отсчетов 7V0TC должно быть кратно 2", поэтому число
отсчетов БПФ может быть выбрано либо 64 (с недостатком),
либо 128 (с избытком). Выбирая число отсчетов БПФ Л^БПФ =
= 64, получим число фильтров доплеровской селекции при
СЧП для данного примера равно 64. Дискретность расстанов-
ки этих фильтров (фактически полоса пропускания фильтра
доплеровской селекции Д/фБПФ) Д/ФБПф = F™n/NBiw = 15 х
х 103/64 = 234 Гц.
Часть из этого набора фильтров не используется для реше-
ния задачи обнаружения воздушных целей, а применяется
для измерения доплеровского смещения частоты /дпгл.
Число отсчетов, используемых алгоритмом сжатия
ФКМ-сигнала, зависит от длительности кодирующей последо-
вательности. В частности, при использовании 13-элементного
кода Баркера алгоритм сжатия выполняется по 13 отсчетам с
выхода алгоритма БПФ по 13 каналам дальности. Так как фа-
зовый код сохраняется и в фазах отсчетов доплеровских со-
ставляющих в этих каналах, то результирующий «сжатый»
отсчет в 13 раз больше отсчета в одном канале дальности.
Дальнейшая обработка сигналов в режиме излучения со
СЧП импульсов (до алгоритма логики компенсации) анало-
гична режиму с ВЧП импульсов. Основная особенность струк-
туры алгоритмов ПРЛС при СЧП импульсов — это наличие
блока раскрытия неоднозначностей по дальности и доплеров-
ским смещениям частоты. После раскрытия неоднозначнос-
тей сигналы поступают в процессор радиолокационных дан-
ных и на индикацию.
251

10.4.	Структурная схема алгоритмов работы процессора
радиолокационных сигналов в режимах
«воздух—поверхность»
При переходе в режим «воздух—поверхность», как отмеча-
лось раннее, используется режим излучения зондирующих
сигналов с НЧП импульсов, который позволяет решать задачи
картографирования земной поверхности как в режиме реаль-
ного луча ДНА, так и при синтезировании апертуры антенны,
осуществлять обнаружение движущихся наземных целей, а
также обеспечивать решение задач прицеливания по назем-
ным целям (в том числе малоразмерным). При этом необходи-
мо заметить, что определяющими при выборе характеристик
ЦСО МФ РЛС являются требования, задаваемые в режимах
работы «воздух—поверхность» и, в первую очередь, при
функционировании РЛС в режимах синтезирования.
Рассмотрим ниже особенности построения МФ РЛС и ре-
ализации алгоритмов обработки радиолокационных сигналов
при функционировании ее в режимах «воздух—поверхность»
с использованием методов синтезирования апертуры антенны.
10.4.1.	Пути реализации систем обработки сигналов
Как следует из глав 7 и 8, в которых рассмотрены алгорит-
мы обработки траекторного сигнала МФ РЛС в различных ре-
жимах синтезирования, система обработки радиолокационно-
го сигнала в данных режимах должна включать устройство
запоминания сигналов, полученных с выхода когерентного
(фазового) детектора, устройство взвешивания и фокусировки
(умножения сигнала на опорную функцию) и суммирующее
устройство. При этом возможны различные методы запомина-
ния и обработки сигналов (как аналоговые, так и цифровые).
Выбор той или иной системы обработки определяется задача-
ми, которые возлагаются на МФ РЛС при работе в режиме
«воздух—поверхность», а также возможностями элементной
базы, которая может быть использована при ее создании.
В большинстве случаев обязательным требованием к МФ
РЛС является получение РЛИ на борту носителя в реальном
масштабе времени с минимальной задержкой. В этой ситу-
ации удовлетворить данным требованиям можно только при
использовании цифровой системы обработки (ЦСО) траектор-
ного сигнала. Обобщенная структурная схема МФ РЛС в этом
252

обработки (ЦСО)
Рис. 10.9
|случае может быть представлена в виде, приведенном на
|рис. 10.9.
J В ЦСО видеосигналы с выхода фазового детектора ФД в
( каждом периоде повторения подвергаются дискретизации по
I времени и квантованию по уровню (амплитуде) и преобразу-
I ются с помощью быстродействующего АЦП в цифровые сиг-
I налы, которые записываются в оперативное запоминающее
I устройство ОЗУ. Полученные данные от всех элементов разре-
I шения в зоне обзора по дальности запоминаются на участке
траектории, равном синтезированной апертуре (в течение ин-
; тервала времени Тс), на время выполнения алгоритма обра-
ботки. Цифровой процессор ЦП осуществляет обработку циф-
ровых сигналов, хранящихся в ОЗУ и поступающих из вычис-
лителя опорной функции. Алгоритм процессора определяется
способом обработки траекторного сигнала при синтезиро-
вании апертуры и сжатии сигнала по дальности. Вычисли-
тель опорной функции снабжает процессор требуемыми опор-
ными сигналами для данного алгоритма обработки (режима
работы) с учетом данных, поступающих из инерциальной на-
вигационной системы ИНС. В результате на выходе процессо-
ра формируется массив цифровых сигналов, соответствующих
амплитуде (или мощности) сигналов, отраженных от каждого
разрешаемого элемента в зоне обзора МФ РЛС в режиме син-
тезирования, или, другими словами, цифровое изображение
участка поверхности Земли и объектов на ней, которое затем
передается в цифровую систему индикации (в СОИ).
Главными параметрами ЦСО, определяющими ее произво-
дительность, являются разрядность и быстродействие АЦП и
процессора, а также объем памяти ОЗУ. При этом требования
к ЦСО, а также к вычислителю опорной функции зависят не
только от параметров МФ РЛС в режиме синтезирования, но
и от способа выполнения алгоритма обработки процессором.
253

Наряду с цифровой системой обработки сигналов, обеспе-
чивающей получение РЛИ просматриваемого участка поверх-
ности Земли в реальном масштабе времени, на борту носителя
используют систему цифрового управления, с помощью кото-
рой обеспечиваются широкие возможности по оперативному
изменению разрешающей способности МФ РЛС при синтези-
ровании, по виду обзора, дальности и угла наблюдения. Кроме
того, при цифровой обработке и управлении проще решаются
задачи компенсации искажений сигналов, селекции движу-
щихся целей и появляется возможность синтезирования апер-
туры антенны при маневрировании носителя РЛС.
10.4.2.	Варианты реализации цифровых систем обработки
сигналов при функционировании многофункциональной РЛС
в режимах синтезирования
На вход ЦСО поступают квадратурные составляющие тра-
екторного сигнала с выхода ФД. В ЦСО данные составляющие
сигнала в каждом периоде повторения преобразуются в циф-
ровые сигналы с помощью АЦП и записываются в запоминаю-
щее устройство ОЗУ. Требование к АЦП по быстродействию
(частоте дискретизации ^дцп) определяется шириной спектра
зондирующего сигнала, которая непосредственно влияет на
разрешающую способностью МФ РЛС по дальности 87): ^АцП=
= kDc/2bD, где kD — число отсчетов сигнала на элемент разре-
шения по дальности. Обычно выбирают kD = 1...2, например
при kD = 1, 87) = 3 м получим FA1jn = 50 МГц.
Число разрядов цифрового сигнала (длина двоичного сло-
ва) после АЦП /ацп определяется требуемым динамическим
диапазоном сигнала РЛИ, под которым понимается число
уровней квантования Акв = 2Z, используемых для цифрового
представления аналогового сигнала изображения. В этом слу-
чае динамический диапазон в логарифмическом масштабе
&Um = 20 1g (7VKB) ~ 6Z дБ, т. е. добавление одного разряда рас-
ширяет динамический диапазон цифрового сигнала на 6 дБ.
Обычно 4...8 разрядов АЦП считаются оптимальными для
обеспечения заданного динамического диапазона при мини-
мальных шумах квантования.
Запись цифрового сигнала в ОЗУ в каждом периоде зонди-
рования ведется по вертикальной строке дальности (по столб-
цу). По мере полета самолета-носителя МФ РЛС вдоль линии
пути информация в памяти ЦСО накапливается. Считывание
254

траекторного сигнала из ОЗУ для последующей обработки в
процессоре производится по азимуту (по строке). При этом
длина строки цифровой памяти по азимуту (число отсчетов
сигнала Nc) определяется интервалом синтезирования: Nc =
== TJT^ = TCFH, и» следовательно, требуемой разрешающей
способностью МФ РЛС по азимуту (7.19). С учетом запомина
ния информации по всем каналам дальности необходимый
объем памяти ОЗУ М = 27VJVnLITn- Здесь 2Vrr = D^JbD — чис-
ло каналов по дальности, а коэффициентом «2» учитывается
наличие двух каналов обработки — синфазного и квадратур-
ного. Подставив значение Nc и N , получим
М =
^обз j? j
ysin(0H)8/a3 W ^ацп-
Важной особенностью этапа записи траекторного сигнала
является необходимость двухканальной системы для получе-
ния квадратурных составляющих. При этом предъявляются
высокие требования к идентичности каналов — ФД и АЦП.
Возможно также использование одноканальной системы за-
писи на поднесущей частоте. В этом случае требуется один ФД
и АЦП, но при этом частоту выборок траекторного сигнала не-
обходимо увеличить в 2 раза. При использовании промежу-
точной поднесущей частоты зондирующего сигнала требуется
дискретизация по времени запаздывания (дальности) в 2 раза
чаще и, следовательно, в 2 раза более быстродействующий
АЦП. Частоту повторения РЛС увеличивать при этом не тре-
буется.
В цифровом процессоре ЦП реализуются математические
операции, связанные с процессом синтезирования апертуры
антенны, которые были рассмотрены в предыдущих главах.
При этом на требуемое быстродействие процессора оказывает
влияние выбранный способ обработки сигнала. Например,
для формирования кадра РЛИ в реальном масштабе времени
при непосредственной реализации выражения (7.16) за время
синтезирования Тс необходимо выполнить ^2Ус7Ул/?а комп-
лексных операций умножения сигнала на опорную функцию,
где Ал — число формируемых лучей в зоне обзора; — число
отсчетов РЛИ на элемент разрешения по азимуту. Кроме того,
необходимо выполнить столько же операций сложения и опе-
рации вычисления модуля комплексных чисел. Следует отме-
тить, что операция умножения комплексных чисел значи-
тельно более сложна, чем их сложение. Поэтому часто быстро-
255

числа некогерентных накоплении
%АЛобзПн
2 ТА Q J	и ’
действие ЦСО оценивается в числе комплексных операций
умножений в секунду без учета операций сложения и вычис-
ления модуля. Таким образом, при ПВО и формировании РЛИ
по кадрам, когда число лучей определяется выражением (8.6),
требуемое быстродействие
.	^Обз^н
Следовательно, в случае, когда 8D = 8Za3, требуемое быстро-
действие изменяется обратно пропорционально третьей степе-
ни от разрешающей способности МФ РЛС в режиме синтези-
рования. Причем чем выше требования к разрешающей спо-
собности МФ РЛС при синтезировании, тем большее быстро-
действие требуется от ЦСО. В случае ka = 1 и реализации
максимально возможного
(8.5) NH = 28Za3/d получим
Q =
'“'*'аз
где 0О = k/d — ширина ДН реальной антенны размером d.
Обычно в практических случаях величина Q* составляет де-
сятки миллионов операций в секунду.
Основным шагом на пути снижения требований к ЦСО МФ
РЛС служит переход к двухэтапной системе обработки
траекторного сигнала. В этом случае снижение требований к
быстродействию процессора и объему ОЗУ обусловливается
введением дополнительного предварительного фильтра (ПФ),
который позволяет уменьшить частоту отсчетов входного сиг-
нала.
Частота повторения входного сигнала выбирается из усло-
вия устранения неоднозначности по азимуту, т. е. из условия
передачи без искажения всего спектра доплеровских частот
траекторного сигнала, имеющего ширину Д/трс, которая опре-
деляется шириной диаграммы направленности реальной ан-
тенны (рис. 10.10, а):
2V	2V
Fn > Д/тр с = -у eosin(eH) = sin(6H).
Однако значение Ри ограничено условием однозначного оп-
ределения дальности: РИ < с/(2Лмакс), где Рмакс — максималь-
ная дальность действия МФ РЛС в режиме синтезирования.
Поэтому полоса частот траекторного сигнала, которую необхо-
256

S(f)k
Рис. 10.10
димо обработать с заданным разрешением и некогерентным
накоплением, обычно меньше F .
7	и
При покадровом алгоритме формирования РЛИ требуемая
полоса обрабатываемых частот траекторного сигнала опреде-
ляется числом лучей, формируемых в зоне обзора: А/обр =
=	= NJTC. При ТО число лучей зависит от соотношения
ширины зоны обзора AL и линейного разрешения по азимуту
8/аз и не зависит от числа некогерентных накоплений, так как
оно осуществляется сложением полных кадров РЛИ одного и
того же участка местности, полученных на соседних интерва-
лах синтезирования. Если зона обзора по азимуту определяет-
ся шириной ДН (т. е. AL = ЛН0О), то Д/обр = Д/трс. При ПВО
число лучей зависит от числа некогерентных накоплений
ЛГН (8.6), поэтому
2VHVsin(0H) NH
обр ~~ я/ ~ Ту	с’
^аз	’ н макс
где tV = XeVJX„ ~ 2&/d — максимально возможное чис-
ло некогерентных накоплений, которое зависит от отношения
Максимально возможного размера синтезированной апертуры
^с0 (определяемого шириной ДН 0О) и размера апертуры Хс,
*7-6726	257

необходимого для получения заданного разрешения по азиму-
ту. При выполнении максимально возможного числа некоге-
рентных накоплений при ПВО получим, что А/обр = А/трс.
При скользящем алгоритме формирования РЛИ при ПВО
на каждом интервале синтезирования формируется 7УЛ лучей,
разнесенных по азимуту на размер синтезированной апертуры
Хс0 (см. рис. 8.4, а). При этом максимальное значение полосы
обрабатываемых частот (при максимально возможном числе
некогерентных накоплений (8.5)), как и при покадровом алго-
ритме равно ширине спектра всего траекторного сигнала
А/ , так как в этом случае синтезированные лучи должны
перекрывать зону одновременного обзора, определяемую ши-
риной ДН реальной антенны.
Таким образом, используя ПФ для ограничения шири-
ны спектра траекторного сигнала полосой частот А/обр
(рис. 10.10, б) на выходе такого фильтра можно брать выбор-
ки сигнала с частотой Fno, которая меньше, чем что сни-
жает требования к объему памяти и быстродействию ЦП.
Допустимая частота выборок преобразованного траектор-
ного сигнала на выходе ПФ будет определяться выражением
^ПФ = ^ПФ А/*обр = ^ПФ^л/^с’
где /?ПФ — коэффициент запаса по частоте выборок, который
определяется допустимым уровнем перекрытия боковых ле-
пестков спектра сигнала на выходе ПФ (рис. 10.10, б). Форма
отдельных участков спектра преобразованного сигнала и уро-
вень их перекрытия будут различными в зависимости от
сложности фильтра и вида весовой функции. Коэффициент
/?Пф обычно изменяется в пределах 1...2 при уровнях пере-
крытия (-30...-50) дБ. В простейшем случае обработка сигна-
ла в ПФ может сводиться к простому суммированию отсчетов
в течение времени ТПФ = 1/^ПФ’ ПРИ этом число суммируемых
отсчетов А^пф = Tn<)FH = ^и/^пф- Если интервалы времени,
в течение которых происходит накопление сигнала, не пере-
крываются, то ПФ называется одноканалъным. Такое сум-
мирование позволяет понизить частоту отсчетов траекторного
сигнала при сохранении однозначности РЛИ по азимуту.
Простое суммирование возможно до тех пор, пока не требу-
ется учитывать квадратичное изменение фазы сигнала в тече-
ние времени суммирования ТПФ. Если допустимым считать
изменение фазы на краях интервала Г11ф м (по сравнению с его
258

серединой) на я/4, то минимальную частоту РПфм можно най-
ти из соотношения
4л F2sin2(0H)/Тпфмч2 _ л
X 2DH < 2 J 4 '
Отсюда -РПфм = l/T’noM = 72y2sin2(eH)/(^-E>H) • Заметим,
что ТПФ м соответствует предельному времени синтезирования
при нефокусированной обработке сигнала (7.31) — режиму
ДОЛ. Для дальности Лн = 100 км и угла наблюдения 0Н = 30°,
V = 250 м/с, X = 3 см значение 7гПфм составляет 3,2 Гц. Если
Д/обр = АЛрс» Т0 ПРИ ЙПФ = 1 получим
_ 2Vsin(0H)Oo _ 2Vsin(0H)
^пф д/тРс	х	а
которое в 0О ж раз больше, чем Fn<I)M. В дальнейшем будем
полагать, что как для ТО, так и для ПВО с максимально воз-
можным некогерентным накоплением А/обр = А/ , поэтому
^Пф = ^Лрс- Значение Fno зависит от угла наблюдения. В ча-
стности, при V = 250 м/с, d = 1 м частота следования сигнала
на выходе полосового фильтра Fno = 250 Гц при 0Н = 30° и
= 500 Гц при 0Н = 90°. Число же отсчетов, накапливаемых
в ПФ,
_	_ F„d
Пф ^пф 2Vsin(eH)0o 2rsin(0H) ’
а число отсчетов на выходе ПФ
что соответствует максимально возможному числу лучей в зо-
не, размер которой определяется шириной диаграммы на-
правленности реальной антенны.
Работа одноканального ПФ для одного элемента разреше-
ния по дальности показана на рис. 10.11. Цифровой сигнал
и(п) с выхода АЦП поступает в ПФ с частотой FH. В ПФ реали-
зуется операция
^ПФ
ыПФ<у) = „? iU[(v ~ 1)^пф + п]>
где мпф(у) — цифровой сигнал на выходе ПФ. Необходимо
иметь в виду, что накопление сигнала должно проводиться од-
новременно в синфазном и квадратурном каналах.
17*
259

Для повышения качества изображения может исполь-
зоваться двухканальный ПФ. В таком ПФ реализуются, по
существу, два одноканальных фильтра со сдвигом по интер-
валам накопления сигнала. Иногда в целях улучшения изо-
бражения накопление сигнала в ПФ сопровождается умноже-
нием каждого импульса на специальную весовую функцию.
Таким образом, процесс обработки сигналов оказывается
разделенным на два этапа. На первом этапе в ПФ производит-
ся накопление сигналов, сопровождающееся уменьшением их
частоты следования в Л^ПФ раз. Задачей второго этапа являет-
ся получение РЛИ. С учетом того, что число отсчетов траек-
торного сигнала и опорной функции снижено, требования к
объему памяти и быстродействию на втором этапе снижаются,
а следовательно, снижаются требования к данным парамет-
рам ЦСО в целом.
Часто оказывается возможным снизить скорость обработки
сигналов и на первом этапе. Обычно ширина зоны обзора по
дальности оказывается значительно меньше максимально воз-
можной по условию однозначности отсчета дальности. Это оз-
начает, что период повторения зондирующих сигналов значи-
тельно больше времени приема сигнала, отраженного от за-
данной зоны обзора. Запись сигналов в систему памяти ЦСО в
каждом периоде повторения производится только в течение
малого интервала времени приема, а считывание может про-
изводиться в течение всего периода. При этом частота считы-
вания снижается во столько раз, во сколько раз период зонди-
рования больше времени приема сигнала, отраженного от зо-
260

Рис. 10.12
ны обзора. Однако это требует введения дополнительной быст-
родействующей буферной памяти между АЦП и ПФ.
Структурная схема МФ РЛС в режиме синтезирования с
двухэтапной ЦСО приведена на рис. 10.12. Цифровой траек-
торный сигнал в каждый период зондирования запоминается
в буферном ЗУ (БЗУ) до прихода нового сигнала в следующем
периоде зондирования. Емкость БЗУ ТИБЗУ = 2Ад/АцП, а ско-
рость записи в БЗУ определяется частотой выборок АЦП
РАЦП, частота же считывания равна N^FU.
В ПФ накапливается АПФ отсчетов сигнала в каждом кана-
ле дальности. В состав ПФ входят сумматор X и блок памяти
ЗУ ПФ, в котором накапливается и хранится сигнал. Емкость
ЗУ ПФ (МПФ) определяется конкретным типом ПФ. Для одно-
канального ПФ: МПФ = 2А^пф/пф, где /Пф — число разрядов
двоичного представления сигналов на выходе ПФ.
Накопление сигнала в ПФ приводит к расширению дина-
мического диапазона цифрового сигнала на 20 1g (А^ПФ), что
требует увеличения разрядности представления цифрового
слова 20 1g (АГПФ)/6: /Пф = /АЦП + 20 1g (АгПФ)/6. Элементы сис-
темы обработки БЗУ, ЗУ ПФ и сумматор обеспечивают выпол-
нение первого этапа обработки траекторного сигнала. Для уст-
ранения среднего доплеровского смещения частоты обрабаты-
ваемого сигнала часто перед ПФ устанавливается цифровой
смеситель СМ, на который с цифрового гетеродина ЦГ подает-
ся сигнал с /д ср = 2V cos (9Н)/Х. Значение /д ср рассчитывается в
вычислителе опорной функции по данным о скорости носите-
261

ля V и положении зоны обзора 0Н (главного луча диаграммы
направленности реальной антенны). В этом случае частота
ГПФ при 0Н 90° не повышается, но при формировании опор-
ной функции на втором этапе обработки не учитывается ли-
нейное изменение фазы, связанное с наличием у сигнала сред-
него доплеровского смещения частоты. Выходной сигнал Пф
запоминается в ЗУ на интервале синтезирования для дальней-
шей обработки на втором этапе. Число отсчетов сигнала каж-
дого канала дальности, хранящееся в блоке ЗУ, равно Nn. Да-
лее в ЦП проводится формирование РЛИ. Опорная функция,
поступающая в ЦП, определяется по данным, которые посту-
пают в вычислитель данной функции от ИНС, в зависимости
от режима работы МФ РЛС при синтезировании. С выхода ЦП
РЛИ поступает в цифровую систему индикации ЦСИ, входя-
щую в СОИ. Некогерентное накопление изображений может
осуществляться как в ЦП системы обработки, так и в ЦСИ.
Элементы системы обработки ОЗУ и ЦП реализуют операции
второго этапа обработки.
Объем памяти, которую образуют элементы первого этапа
обработки БЗУ и ЗУ ПФ, составляет незначительную часть об-
щей оперативной памяти двухэтапной ЦСО. Поэтому объем
памяти второго этапа обработки обычно рассматривается как
требуемая память ЦСО в целом. При оценке объема памяти
второго этапа обработки (7Изу) необходимо учитывать увели-
чение требуемого числа разрядов после накопления сигнала в
ПФ:
МЗУ = 2ЛГДЛ^ПФ = 2АГдАГс(/ацп + 20 1g (ЛГПФ)/6) =
= 2побзвне0(/АЦП + 20 1g (Nn<p)/6)/(SD х 8Za3).
Требования к ЦСО по быстродействию также уменьшают-
ся. При одноканальном ПФ с равномерной весовой функцией
на первом этапе в течение периода повторения должно быть
выполнено N комплексных операций (одно сложение и одно
вычитание). При этом скорость поступления данных с выхода
фильтра на процессор определяется частотой выборок РПФ-
Быстродействие второго этапа уменьшается благодаря умень-
шению числа обрабатываемых отсчетов с Nc до Nn = Nc/NпФ'
Так, при ka = 1
Qnc = (N.N^NJT^/N^ = ^7VnAVTc.
Заметим, что при Fno = Д/тр с число отсчетов сигнала на вы-
ходе ПФ Nn = Ул, поэтому при покадровом алгоритме и таком
262

»ыборе полосы ПФ требование по быстродействию ЦП, в кото-
)ом непосредственно реализуется алгоритм (7.16), может
ibiTb записано в виде
_	_ АПоб<3 еопн 2Уып(ен)е0
Тс	gZa3 х
Таким образом, введение двухэтапной обработки позволяет
!низить требования к ЦСО МФ РЛС в режиме синтезирования
(ля формирования РЛИ в реальном масштабе времени при
обеспечении высокого разрешения по дальности МФ РЛС
I широкой полосе обзора по данной координате.
10.4.3.	Способы обработки траекторного сигнала
при синтезировании апертуры антенны
в цифровой системе обработки
Как уже отмечалось выше, требования к ЦСО определяют-
ся способом обработки траекторного сигнала в процессоре.
В настоящее время известно три способа обработки сигналов
при работе МФ РЛС в режиме синтезирования: прямая
свертка, быстрая свертка и гармонический анализ.
Рассмотрим особенности каждой из данных процедур обра-
ботки.
Способ прямой свертки заключается в непосредствен-
ном вычислении выражения (7.16) для каждой точки карто-
графируемого участка поверхности Земли, в которой опреде-
ляется значение РЛИ. При равномерном прямолинейном дви-
жении носителя РЛС выражение (7.16) переходит в уравнение
типа свертки, что и дает название данному способу обработки.
Например, при ПВО опорная функция изменяется при пере-
ходе от одного интервала синтезирования к другому, поэтому
(7.16) при скользящем (построчном) алгоритме и формирова-
нии одного синтезированного луча в направлении наблюдения
0Н можно записать в виде
J(X) =
Тс/2 .
f £(t + T])W, 6H)d*
-TJ2
где Т| = X/V, X — временной и пространственный сдвиг теку-
щего интервала синтезирования относительно начала системы
координат (см. рис. 7.4). Величина X в этом случае является
координатой РЛИ по оси х.
263

Запись 12 3	..
Рис. 10.13
Как следует из (7.16), этот способ обработки сигнала явля-
ется вариантом реализации корреляционного приема. Дан-
ный способ может быть использован при любом виде обзора и
обеспечивает высокое качество получаемого РЛИ, но при по-
кадровом формировании РЛИ требует дополнительных затрат
на вычисление опорной функции для каждого элемента разре-
шения. Поэтому он используется в основном при ПВО с по-
строчным (скользящим) формированием РЛИ.
Структура алгоритма для формирования одного синтезиро-
ванного луча при ПВО показана на рис. 10.13. Сигнал с выхо-
да ПФ записывается в ЗУ, которое можно представить в виде
матрицы размерности N& х Nn. Здесь, как и ранее, N^, Nn —
общее число каналов обработки по дальности и азимуту. За-
пись, как отмечалось ранее, ведется по столбцам, а считыва-
ние — по строкам. После считывания вычисляется в дискрет-
ном виде аналог выражения (7.16) для 6- = 0, при этом опор-
ная функция (8.1) определяется значениями 6Н и DH. Для ре-
ализации алгоритма (7.16) в состав схемы на рис. 10.13
включены умножитель и сумматор комплексных сигналов.
При поступлении с выхода ПФ нового отсчета сигнала в поло-
ске дальности первый отсчет в ЗУ «стирается», все остальные
сдвигаются в сторону первого, поступивший отсчет записыва-
ется в освободившуюся ячейку и вычисляется новый отсчет
РЛИ. Таким образом, по мере полета носителя РЛС формиру-
ется РЛИ полосы участка поверхности Земли (рис. 10.14), где
Ах < 8/аз.
Для получения одного отсчета РЛИ во всех каналах даль-
ности необходимо выполнить Nnc =	комплексных
264

операций умножения. Для форми-
рования РЛИ в реальном масштабе
эти операции должны выполнять-
ся за интервал времени между пос-
туплениями отсчетов с ПФ: ТПФ =
== 1/Fno. Поэтому требуемое быст-
родействие
Qnc = ^пс/тпф =	=
= А^лТс7^ф.
С учетом того, что при скользя-
щем алгоритме число лучей
Рис. 10.14
равно числу некогерентных накоплений получим, что
в случае Fno = Afo6p
Q = N N Т F2,
™ ПС д н с пф
А^обз „ 2Psin(eH)e0
8П И 8Za3 X
При реализации максимально возможного числа некоге-
рентных накоплений NH = 2VHMaKC = 28Za3/d, а ГПФ = Д/трс, тог-
да
_ АПобз 0ОПН 2Vsin(9H)0o
^пс 8D d X '
В данном случае требуемое быстродействие больше, чем
при обработке сигнала способом ПС при покадровом алгорит-
ме в тех же условиях = Д/трс), что обусловлено наличием
NH = 2blaJd лучей, разнесенных в пространстве на размер
синтезированной апертуры и перекрывающих зону обзора, оп-
ределяемую шириной ДН. Если некогерентное накопление
при скользящем алгоритме отсутствует (формируется один
луч в направлении, совпадающем с максимумом реальной
ДН), а полоса пропускания ПФ остается прежней (Fno =
= А/‘трс), то
Qne =	/Л =
^обз бо^н 2Vsin(0H)9o
8D 8Za3 X
(10.8)
что совпадает с требуемым быстродействием при покадровом
алгоритме и числом лучей, перекрывающих всю зону обзора,
определяемую шириной реальной диаграммы направлен-
ности.
265

Однако при использовании скользящего алгоритма с од-
ним лучом полоса ПФ может быть снижена до полосы спектра
сигнала, обрабатываемого в одном канале (7.21): 1?Пф =
= V sin (9H)/8Za3. Тогда требуемое быстродействие ЦСО можно
определить из соотношения
О = N Т F2 = А2)°б3
^ПС 7V Д7 С ПФ	2(8Za3)3
Как видно из приведенной формулы, при обработке сигна-
ла способом прямой свертки и скользящем алгоритме с одним
синтезированным лучом (без некогерентного накопления) тре-
буемое быстродействие растет пропорционально третьей сте-
пени от линейного разрешения МФ РЛС по азимуту. Однако
при уменьшении значения Fno оно может быть снижено.
В случае формирования одного луча расстояние между от-
счетами РЛИ по оси х: Дх = УТПФ = 8Za3/sin (9Н). В частности,
при боковом обзоре Дх = 8Za3. Напомним, что при отсутствии
ПФ Дх = VTn < 8Za3. Следовательно, применение ПФ с полосой
пропускания Fno = V sin (9H)/8Za3 при скользящем алгоритме
позволяет обеспечить необходимый дискрет при формирова-
нии РЛИ.
Способ быстрой свертки представляет собой реализа-
цию способа прямой свертки в частотной области. Способ ос-
нован на том, что в соответствии со свойствами преобразова-
ния Фурье свертке двух функций ® h(t) во временной об-
ласти соответствует произведение спектральных функций от
данных сигналов (преобразований Фурье данных функций в
частотной области F{I(X)} = F{^(t + X)} х F{h(t, 9Н)}), где ® —
символ, обозначающий операцию свертки двух функций;
F{ •} — идентификатор прямого преобразования Фурье. Сле-
довательно, при обработке траекторного сигнала способом бы-
строй свертки (БС) необходимо вычислять прямое преобразо-
вание Фурье входного сигнала + X) и опорной функции в
пределах интервала синтезирования. Полученные в результа-
те этих преобразований спектры перемножаются, после чего
результирующий спектр подвергается обратному преобразова-
нию Фурье. Модуль обратного преобразования Фурье являет-
ся сигналом, определяющим РЛИ.
Все перечисленные преобразования в ЦСО представляют
собой дискретное преобразование Фурье, которые обычно ре-
ализуются на основе алгоритмов быстрого преобразования
Фурье, поэтому свертку в частотной области называют высо-
266

коскоростной или быстрой. Однако эффективность быстрой
свертки достаточно высока лишь в том случае, если соотноше-
ние (7.16) сводится к преобразованию типа свертки, поэтому
способ БС целесообразно использовать при ПБО и равномер-
ном прямолинейном движении носителя МФ РЛС.
Для реализации алгоритма (7.16) в частотной области при
цифровой обработке сигналов должна быть использована так
называемая линейная свертка, в которой необходимое число
отсчетов как траекторного сигнала, так и опорной функции,
строго говоря, должно быть бесконечно большим. Реально же
в ЦСО обрабатывается конечное число отсчетов. Произведение
ДПФ двух функций с конечным числом отсчетов соответству-
ет так называемой кольцевой свертке. Одно из свойств коль-
цевой свертки состоит в том, что при NQ отсчетах входного
сигнала лишь один выходной отсчет соответствует линейной
свертке (N6 = 1), т. е. является «правильным», а все осталь-
ные — «неправильные». Для того чтобы с помощью кольце-
вой свертки получить N6 > 1 «правильных» отсчетов, число
отсчетов входного сигнала необходимо расширить до величи-
ны No + (N6 - 1).
Число отсчетов опорной функции также должно быть уве-
личено до той же величины добавлением нулевых по значе-
нию отсчетов. В отличие от обработки сигналов способом пря-
мой свертки при БС в ЗУ накапливается не Nn отсчетов, а на
(N6 - 1) больше. После считывания [7Vn + (N6 - 1)] отсчетов
сигнала они поступают в процессор БПФ (рис. 10.15), на вы-
ходе которого формируется столько же отсчетов ДПФ. Опор-
ная функция, дополненная (N6 - 1) нулевыми отсчетами, за-
ранее преобразуется с помощью процессора БПФ в [7Vn + (N6 -
— 1)] отсчетов ДПФ и хранится в постоянной памяти (ПЗУ) в
виде комплексных коэффициентов. Затем ДПФ траекторного
сигнала и опорной функции перемножаются. Далее над про-
изведениями выполняется обратное БПФ (ОБПФ) и вычисля-
ется модуль комплексного сигнала. Причем из [7Vn + (N6 - 1)]
267

отсчетов выходного сигнала ОБПФ только лишь первые N6 от-
счетов являются «правильными», т. е. сигналом РЛИ и толь-
ко эти отсчеты поступают в систему индикации. После образо-
вания группы из N6 отсчетов по мере полета самолета-носите-
ля вдоль линии пути новые N6 отсчетов сигнала «вытесняют»
из ЗУ такое же число устаревших отсчетов и цикл обработки
повторяется. Таким образом, при быстрой свертке РЛИ фор-
мируется по кадрам.
Для выполнения БПФ или ОБПФ требуется 0,57V log2 (TV)
операций комплексного умножения, причем N = 2п, где тг —
число итераций при выполнении БПФ. Потребное число опе-
раций
^бс =	- l)(log2 (N п + N5 - 1) + 1)).
Заметим, что для выполнения БПФ и ОБПФ должно вы-
полняться условие Nn + (N6 - 1) = 2п. Эти операции необходи-
мо выполнить в течение времени 7УбТПф, поэтому требуемое
быстродействие:
Збс = Nn(Nn + N6 - l)(log2 (Nn + N6 - 1) + 1)^ПФЖб.
Так как при обработке сигнала способом быстрой свертки
РЛИ формируется по кадрам в N6 отсчетов, то N6 представля-
ет собой не что иное, как число формируемых лучей ЛГЛ. При
этом сдвиг кадров по оси х равен Дх = УР?бТПф. Если кадр
РЛИ должен перекрывать всю зону обзора, определяемую ши-
риной реальной диаграммы направленности, то число пра-
вильных отсчетов равно максимальному числу лучей внутри
диаграммы направленности N6 = NJ{ = Z)H90/5Za3, а полоса про-
пускания ПФ Fn(I) = Д/тр с. Так как в этом случае N6 = NA (а ра-
нее было показано, что при Fno = Д/трс число отсчетов на вы-
ходе ПФ 7Vn также равно то N6 = Nn. Поэтому сдвиг кад-
ров по оси х составляет: Дх = У1^пТПФ = VTC = Хс, а требуемое
быстродействие
_yA2yn(log2(2^) + l) _
^бс	т
с
^обз 4Vsin(0H)Oo г /2Вне0ч -1
= ~5D -----X----) + Ч- (1°-9)
При выводе (10.9) учтено, что
+ Nr, = 2?/„ = 2Nn = 2DH0o/3Za3 » 1.
268

Заметим, что при N6 Nn величина Q6c значительно воз-
растает. В то же время необходимо заметить, что при обработ-
ке траекторного сигнала способом БС существует такое зна-
чение числа «правильных» отсчетов N6 из всех отсчетов на
выходе алгоритма ОБПФ, превысив которое в процессе обра-
ботки можно добиться менее жестких требований к быстро-
действию ЦСО, чем при обработке сигналов способом прямой
свертки. Так, в частности, при N6 = Nn потребное быстродей-
ствие способа БС оказывается значительно ниже.
Способ гармонического анализа (ГА) представляет со-
бой реализацию соотношения (7.16) с помощью многофильт-
ровой системы. Этот способ основан на том, что азимутальное
положение любого отражателя на поверхности Земли одно-
значно связано со средним доплеровским смещением частоты
отраженного от него сигнала. При ГА опорная функция рас-
считывается лишь для центра зоны обзора, выбранной в соот-
ветствии с выражениями (7.33), (7.34) и (7.35):
f Дуг /	V2t2	У
h(t, 0н) = W(t)exp^T (-Ftcos(9H) + sin2(6H)
Это позволяет осуществить компенсацию среднего допле-
ровского смещения частоты от центра зоны обзора и фокуси-
ровку изображения (компенсацию ЛЧМ). Сигнал РЛИ в каж-
дом канале дальности представляет собой модуль преобразо-
вания Фурье от произведения принятого сигнала и опорной
функции

Гс/2.	.	[ 4	1
J ^(t +T\)h*(t, 9н)ехрЪ^Д Vsin(9-)£ >dt
-Тс/2	I Л	J
В результате такой обработки формируется РЛИ элемента
разрешения по дальности (полоски дальности) парциального
кадра.
Независимо от того, имеется ли в ЦСО ПФ или нет, процесс
обработки сигнала способом ГА заключается в следующем.
В ЗУ записывается NnN^ (при отсутствии ПФ NCN^) отсчетов
сигнала, относящихся к одному интервалу синтезирования
(рис. 10.16). Как и при других способах обработки сигнал в ЗУ
записывается по столбцам формируемой матрицы, а считыва-
ется по строкам.
Считанный сигнал умножается на опорную функцию, и ре-
зультат перемножения поступает в процессор, выполняющий
БПФ. Комплексный сигнал с выхода процессора БПФ направ-
269

Опорная
функция
Рис. 10.16
ляется в устройство вычисления модуля, на выходе которого
формируется 7Vn отсчетов сигнала РЛИ. В результате обработ-
ки сигналов всех каналов дальности формируется парциаль-
ный кадр с N строками. Затем хранимые в памяти отсчеты
сигнала полностью обновляются, и в результате обработки
сигнала на другом интервале синтезирования образуется но-
вый парциальный кадр и далее процесс повторяется.
Каждый отсчет сигнала изображения в парциальном кадре
соответствует определенному доплеровскому смещению часто-
ты демодулированного сигнала. Расстояние между фильтрами
БПФ по частоте определяется длительностью сигнала df =
= 1/Тс и соответствует шагу по шкале частот в преобразова-
нии (7.38). Расстояние между отсчетами РЛИ по пространст-
венной координате равно разрешающей способности МФ РЛС
при синтезировании (7.19) и в отличие от способа прямой
свертки нет принципиальной необходимости в применении
ПФ для обеспечения надлежащего шага по РЛИ при ПБО. Од-
нако применение ПФ снижает требование к быстродействию
процессора.
Полоса частот, обрабатываемых процессором БПФ, опреде-
ляется частотой повторения входного сигнала, поэтому при
отсутствии ПФ и значении частоты повторения зондирующих
импульсов большем, чем ширина спектра доплеровских час-
тот принимаемого сигнала, на выходе процессора БПФ име-
ются избыточные отсчеты РЛИ вне ширины диаграммы на-
правленности реальной антенны. Применение ПФ устраняет
избыточные отсчеты.
Иногда при обработке сигналов способом ГА требуется по-
лучить больше одного отсчета сигнала РЛИ на элемент разре-
шения по азимуту, т. е. обеспечить ka > 1. Для этого достаточ-
но дополнить число отсчетов сигнала на входе процессора
БПФ No = (ka - 1)/Ап нулевыми отсчетами. Добавление нуле-
вых отсчетов не связано с расширением памяти, однако повы-
шает требования к быстродействию процессора. Следует отме-
270

тить, что в любом случае число отсчетов сигнала на входе про-
цессора БПФ должно соответствовать степени 2П, поэтому до-
бавление нулевых отсчетов применяют и тогда, когда N 2П.
Требуемое число комплексных операций умножения для
получения всего кадра РЛИ при ka = 1
Nra = AW0,5 log2 (Nn) + 1).
Для получения кадров РЛИ в реальном масштабе времени
данные операции необходимо выполнить в течение времени
Тс, а поскольку при ГА число лучей Nn = Nu, то при макси-
мальном значении N = DJbJbL,* имеем
Л	Н V' du
_ AyVn(0,51og2(2Vn) +1) _
^га	Т*
х с
АГ»обз 2Vsin(0H)eor ,Оив0
= -85-------X----L0’51Og2KT +11
(10.10)
В связи с тем, что при ГА используется одна опорная функ-
ция, качество РЛИ по сравнению со способом прямой свертки
несколько снижается, так как правильно сфокусированным
оказывается только центр кадра. Кроме того, все азимуталь-
ные каналы (лучи) имеют одинаковую весовую обработку, ко-
торая осуществляется с помощью функции W(t) при умноже-
нии траекторного сигнала на опорную функцию h(t, 9Н), по-
этому подстройка алгоритма обработки для каждого канала в
процессе БПФ невозможна. Вместе с тем, поскольку при ГА
снижаются требования к многоканальности системы обработ-
ки и используется БПФ, то обработка сигнала может прово-
диться с высокой скоростью, что особенно важно для получе-
ния РЛИ в реальном масштабе времени. В то же время необхо-
димо заметить, что при высоком разрешении способ ГА имеет
преимущества по быстродействию перед остальными способа-
ми, особенно перед способом ПС.
Рассмотренные способы обработки можно обобщить и на
случай, когда синтезирование апертуры МФ РЛС ведется при
произвольном движении носителя, отличном от случая пря-
молинейного его полета с постоянной скоростью. Необходи-
мым условием в этой ситуации является определение опорной
функции для каждого интервала синтезирования.
Таким образом, реализация алгоритмов работы МФ РЛС в
режимах синтезирования определяется, с одной стороны, про-
изводительностью ЦСО и требуемыми характеристиками раз-
решения по путевой дальности, которые необходимо иметь
271

для обеспечения решаемых задач в режимах «воздух—по-
верхность». С другой стороны, чем выше требования к разре-
шению, тем большей производительностью должна обладать
ЦСО.
Контрольные задания
1.	Перечислите основные элементы структурной схемы
МФ РЛС. Каково их назначение?
2.	Как обеспечивается когерентность приемопередающего
тракта МФ РЛС?
3.	Какие операции выполняются в процессоре радиолока-
ционных сигналов МФ РЛС?
4.	В чем состоит суть обработки сигналов в процессоре ра-
диолокационных сигналов МФ РЛС при использовании зон-
дирующих сигналов с ВЧПИ?
5.	В чем состоит суть обработки сигналов в процессоре ра-
диолокационных сигналов МФ РЛС при использовании зон-
дирующих сигналов с СЧПИ?
6.	Какие требования возлагаются на систему обработки ра-
диолокационных сигналов МФ РЛС при работе ее в режиме
формирования РЛИ земной поверхности?
7.	В чем состоит суть обработки сигналов в процессоре ра-
диолокационных сигналов МФ РЛС при получении РЛИ зем-
ной поверхности?
8.	Какие варианты обработки траекторного сигнала могут
быть реализованы при получении РЛИ земной поверхности
в режимах синтезирования?
9.	Какие требования предъявляются к производительнос-
ти процессора радиолокационных сигналов МФ РЛС при раз-
личных вариантах обработки траекторного сигнала?

ЛИТЕРАТУРА
1.	Дудник П. И., Чересов Ю. И. Авиационные радиоло-
кационные устройства. — М.: ВВИА им. проф. Н. Е. Жуков-
ского, 1986.
2.	Тихонов В. И, Оптимальный прием сигналов. — М.:
Радио и связь, 1983.
3.	Сосулин Ю. Г. Теоретические основы радиолокации и
радионавигации. Учеб, пособие для вузов. — М.: Радио и
связь, 1992.
4.	Ширман Я. Д., Манжос В. Н. Теория и техника обра-
ботки радиолокационной информации на фоне помех. — М.:
Радио и связь, 1981.
5.	Герасимов А. А., Колтышев Е. Е., Кондратен-
ков Г. С. и др. Радиовидение / Под ред. Г. С. Кондратенко-
ва. Учеб, пособие. — М.: ВВИА им. проф. Н. Е. Жуковского,
1997.
6.	Илъчук А. Р., Татарский Б. Г. Авиационные радио-
локационные комплексы и системы. Обработка радиолокаци-
онных наблюдений. Учеб, пособие. — М.: ВВИА им. проф.
Н. Е. Жуковского, 2003.
7.	Герасимов А. А., Дудник П. И., Татарский Б. Г,
Авиационные радиолокационные комплексы и системы. Им-
пульсно-доплеровские радиолокационные системы. Учеб,
пособие. — М.: ВВИА им. проф. Н. Е. Жуковского, 2003.
8.	Илъчук А. Р., Татарский Б. Г. Авиационные радио-
локационные комплексы и системы. Измерение координат и
1 8 __
273

параметров движения целей. Учеб, пособие. — М.: ВВИА
им. проф. Н. Е. Жуковского, 2003.
9.	Сарычев В. А., Анцев Г. В. Режимы работы много-
функциональных бортовых РЛС гражданского назначения. —
Радиоэлектроника и связь, 1992, № 4.
10.	Многофункциональные импульсно-доплеровские ра-
диолокационные системы управления оружием истребите-
лей. — Научно-информационный центр, 1987, № 1.
11.	Горгонов Г. И. Автоматическое сопровождение целей
в бортовой радиолокационной станции с ЭВМ. Учеб, посо-
бие. — М.: ВВИА им. проф. Н. Е. Жуковского, 1988.

ОСНОВНЫЕ СОКРАЩЕНИЯ
АС — антенная система
АСП — авиационные средства поражения
АФАР — активная ФАР
АЧХ — амплитудно-частотная характеристика
БГШ — белый гауссовский шум
БЛ — боковые лепестки ДНА
БО — боковой обзор
БПФ — быстрое преобразование Фурье
БЦВС — бортовая цифровая вычислительная система
БЦО — блок цифровой обработки
ВЧП — высокая частота повторения
ВЦ — воздушная цель
ГЛ — главный лепесток ДНА
ГОН — генератор опорных напряжений
ГСН — головка самонаведения
ГФ — гребенчатый фильтр
ДВЦ — движущаяся воздушная цель
ДНА — диаграмма направленности антенны
ДНЦ — движущаяся наземная цель
ДОЛ — доплеровское обострение (обужение) луча
Дпф — дискретное преобразование Фурье
ЗПС — задняя полусфера
ИД РЛС — импульсно-доплеровская радиолокационная сис-
тема
18*
275

ИЗ ПРМ — импульс запирания приемника
ИЗП — импульс запуска передатчика
ИЛС — индикатор на лобовом стекле
ИНС — инерциальная навигационная система
КИ РЛС — когерентно-импульсная радиолокационная сис-
тема
КНИ — квазинепрерывное излучение
ЛА — летательный аппарат
ЛВ — линия визирования
ЛДУ — линейное дифференциальное уравнение
ЛЧМ — линейная частотная модуляция
МО — мешающий объект (мешающие отражения)
МФ РЛС — многофункциональная РЛС
Н — накопитель
НЧП — низкая частота повторения
НЦ — наземная цель
ПВО — переднебоковой обзор
ПВ — пространственно-временной
ПЗУ — постоянное запоминающее устройство
ПМП — прицельный микроплан
ПН — пункт наведения
ПОС — процессор обработки сигналов
ППС — передняя полусфера
ПРМ — приемник
РДН — реальная ДН
РЛ — реальный луч
РЛИ — радиолокационное изображение
РЛС — радиолокационная система
РНП — режим непрерывной пеленгации
РСА — РЛС с синтезированием апертуры
РСН — равносигнальное направление
РЭК — радиоэлектронный комплекс
РЭП — радиоэлектронное подавление
СДЦ — селекция движущихся целей
СДЧ — средняя доплеровская частота
СМ — смеситель
СНП — сопровождение цели на проходе
276

CO — секторный обзор
СОИ — система объединенной индикации
СОЦ — сопровождение одной цели
СУВ — система управления вооружением
СЧП — средняя частота повторения
TH — траекторные нестабильности
ТО — точечный отражатель
УГ — управляемый гетеродин
УФ — узкополосный фильтр
ФАР — фазированная антенная решетка
ФД — фазовый детектор
ФКМ — фазокодовая модуляция
ФН — функция неопределенности
ФСА — фокусированная синтезированная апертура
ФЦА — фазовый центр антенны
ФЧХ — фазочастотная характеристика
ЦСО — цифровая система обработки
ЧД — частотный дискриминатор
ЧПИ — частота повторения импульсов
ЭМВ — электромагнитная волна
ЭМК — электромагнитное колебание
ЭМП — электромагнитное поле
ЭПО — эффективная площадь отражения

ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение......................................... 3
Глава 1. Назначение многофункциональных
радиолокационных систем и задачи, решаемые ими..	5
Глава 2. Основные тактико-технические
характеристики, режимы излучения и функционирования
многофункциональных РЛС......................... 11
2.1.	Основные тактико-технические характеристики . ... 11
2.2.	Режимы излучения и функционирования
многофункциональных РЛС......................... 14
2.3.	Обоснование тактических характеристик
многофункциональных РЛС
в режимах «воздух—воздух»....................... 26
2.4.	Обоснование тактических характеристик
многофункциональных РЛС в режимах «воздух—
поверхность».................................... 32
Глава 3. Принципы построения устройств обработки
радиолокационных наблюдений в многофункциональных
РЛС............................................. 41
3.1.	Оптимальные процедуры и устройства обработки
радиолокационных наблюдений..................... 41
3.2.	Оптимальные устройства обработки типовых
радиолокационных сигналов, используемых
в многофункциональных РЛС....................... 56
3.2.1.	Фильтр, согласованный с пачкой видеоимпульсов 56
3.2.2.	Согласованный фильтр для пачки
радиоимпульсов................................ 60
3.2.3.	Корреляционно-фильтровая обработка пачки
радиоимпульсов................................ 61
278

3.2.4.	Фильтр, согласованный с импульсом, имеющим
линейную частотную модуляцию
(с ЛЧМ-импульсом)........................ 63
3.2.5.	Фильтр, согласованный с фазоманипулированным
сигналом (ФМ-сигналом)........................ 64
Глава 4. Структура отраженных сигналов
и особенности их обработки в многофункциональных
РЛС.............................................. 69
4.1.	Структура спектров отраженных сигналов
при высокой частоте повторения импульсов
и особенности их обработки................... 69
4.1.1.	Спектр отражений при облучении поверхности
Земли непрерывным сигналом.................... 69
4.1.2.	Спектр отражений при облучении поверхности
Земли импульсной последовательностью
при высокой частоте повторения........... 73
4.1.3.	Особенности выбора частоты повторений
импульсов и время-частотные характеристики
отражений от поверхности Земли в режиме
излучения с высокой частотой повторения..	75
4.1.4.	Неоднозначность измерений и «слепые» зоны
по дальности.................................. 78
4.1.5.	Сигналы на выходе приемника
многофункциональных РЛС при наблюдении
воздушных целей на фоне мешающих отражений.
Мощность мешающих отражений в режиме
излучения с высокой частотой повторения
импульсов................................ 80
4.2.	Структура спектров отраженных сигналов
при средней частоте повторения импульсов
и особенности их обработки................... 88
4.2.1.	Спектр отражений при облучении поверхности
Земли импульсным зондирующим сигналом
со средней частотой повторения........... 88
4.2.2.	Время-частотные характеристики отражений
от поверхности Земли.......................... 90
4.2.3.	Выбор частоты повторения и мощность
мешающих отражений............................ 93
4.2.4.	Неоднозначность измерений скорости в
многофункциональных РЛС при использовании
средней частоты повторения импульсов.......... 97
279

4.2.5.	Расположение «слепых» зон по дальности
и скорости при средней частоте повторения .... 98
4.3.	Структура спектров отраженных сигналов
при использовании зондирующих сигналов с низкой
частотой повторения импульсов и особенности их
обработки.........................................100
4.3.1.	Спектр отражений при облучении поверхности
Земли импульсным зондирующим сигналом
с низкой частотой повторения...................100
4.3.2.	Время-частотные характеристики отражений
от поверхности Земли при использовании низкой
частоты повторения импульсов. Мощность
мешающих отражений.............................103
4.3.3.	Неоднозначность измерения доплеровского
смещения частоты (радиальной скорости)
при низкой частоте повторения импульсов........105
Глава 5. Измерение расстояний и скорости
сближения с целью в многофункциональных РЛС
при обзоре воздушного пространства................108
5.1.	Измерение дальности до цели и устранение «слепых»
зон по дальности при обзоре воздушного пространства
в режиме излучения с высокой частотой повторения
импульсов.........................................108
5.2.	Измерение дальности до цели и устранение «слепых»
зон по дальности при обзоре воздушного пространства
в режиме излучения со средней частотой повторения
импульсов.........................................116
5.2.1.	Измерение дальности до цели..............116
5.2.2.	Устранение неоднозначности измерения
дальности до целей и «слепых» зон
по дальности...................................123
5.3.	Особенности измерения доплеровского смещения
частоты отраженного сигнала и радиальной скорости
движения цели в режиме излучения сигналов
со средней частотой повторения импульсов..........125
Глава 6. Автоматическое сопровождение воздушных
целей в многофункциональных РЛС...................131
6.1.	Автоматическое измерение координат и параметров
движения воздушных целей в режиме обзора
воздушного пространства...........................131
280

6.1.1.	Обнаружение траекторий воздушных целей .... 131
6.1.2.	Сопровождение фазовых траекторий целей .... 134
6.1.3.	Фильтрация и экстраполяция параметров
сопровождаемой траектории.....................135
6.2.	Функционирование многофункциональной РЛС
в режиме захвата цели на автосопровождение...139
6.2.1.	Захват целей на автосопровождение.......139
6.2.2.	Обеспечение необходимых начальных условий
для алгоритмов автосопровождения воздушной
цели..........................................141
6.3.	Автоматическое сопровождение воздушных целей
по дальности.....................................144
6.3.1.	Сопровождение воздушных целей по дальности
в режиме излучения зондирующего сигнала
с высокой частотой повторения импульсов.......144
6.3.2.	Формирование оценки текущей дальности
до воздушной цели и выбор периода следования
зондирующих импульсов.........................149
6.3.3.	Автоматическое измерение дальности
до воздушной цели в режиме излучения
зондирующего сигнала со средней частотой
повторения импульсов..........................152
6.4.	Автоматическое сопровождение воздушных целей
по скорости и угловым координатам................156
6.4.1.	Сопровождение воздушных целей по скорости . . 156
6.4.2.	Сопровождение воздушных целей по угловым
координатам...................................159
Глава 7. Формирование радиолокационного
изображения земной поверхности в режиме
«воздух—поверхность».............................167
7.1.	Принципы формирования радиолокационного
изображения земной поверхности при
картографировании реальным лучом диаграммы
направленности антенны...........................167
7.2.	Принципы формирования радиолокационного
изображения поверхности Земли
при картографировании в режиме синтезирования
апертуры антенны.................................174
7.3.	Формирование радиолокационного изображения
поверхности Земли при использовании импульсных
281

зондирующих сигналов в режиме синтезирования
апертуры антенны..............................181
7.4.	Формирование радиолокационного изображения
поверхности Земли в режиме доплеровского
обострения луча диаграммы направленности антенны.
Выбор зоны обзора при синтезировании.............190
7.4.1.	Доплеровское обострение луча ДНА в режиме
синтезирования апертуры антенны................190
7.4.2.	Выбор размеров зоны обзора
при синтезировании.............................191
Глава 8. Особенности обработки траекторного
сигнала в режиме синтезирования при различных видах
обзора............................................197
8.1.	Особенности обработки траекторного сигнала
при различных видах обзора.......................197
8.2.	Некогерентное накопление сигналов
радиолокационного изображения....................204
8.3.	Компенсация траекторных нестабильностей
при функционировании многофункциональной
РЛС в режиме синтезирования...................207
8.3.1.	Траекторные нестабильности и сравнительный
анализ алгоритмов автофокусировки РЛИ..........207
8.3.2.	Процесс автофокусировки РЛИ по сигналам,
отраженным от точечных наземных
отражателей...............................213
Глава 9. Селекция движущихся наземных целей. ... 219
9.1. Селекция движущихся наземных целей путем
доплеровской фильтрации сигнала...............219
9.2. Селекция движущихся целей при использовании
методов моноимпульсной пеленгации.............227
Глава 10. Структура многофункциональной
радиолокационной системы..........................235
10.1.	Обобщенная структурная схема
многофункциональной РЛС..........................235
10.1.1.	Структурная схема когерентного
приемопередающего тракта
многофункциональной РЛС........................237
10.2.	Структурная схема алгоритмов работы процессора
радиолокационных сигналов в режиме обзора
при высокой частоте повторения импульсов.........243
282

10.3.	Структурная схема алгоритмов работы процессора
радиолокационных сигналов в режиме обзора
при средней частоте повторения импульсов........248
10.4.	Структурная схема алгоритмов работы процессора
радиолокационных сигналов в режимах «воздух—
поверхность»....................................252
10.4.1.	Пути реализации систем обработки сигналов . . 252
10.4.2.	Варианты реализации цифровых систем
обработки сигналов при функционировании
многофункциональной РЛС в режимах
синтезирования................................254
10.4.3.	Способы обработки траекторного сигнала
при синтезировании апертуры антенны
в цифровой системе обработки..................263
Литература......................................273
Основные сокращения.............................275

Учебное издание
Дудник Павел Иванович
Илъчук Анатолий Ростиславович
Татарский Борис Григорьевич
МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
Учебное пособие для вузов
Зав. редакцией Б. В. Панкратов
Ответственный редактор Г. С. Лонъ
Художественное оформление И. М. Казеева
Технический редактор И. В. Грибкова
Компьютерная верстка Г. В. Климушкина, Т.М. Дородных
Корректор Г. И. Мосякина
Санитарно-эпидемиологическое заключение
№ 77.99.02.953.Д.006315.08.03 от 28.08.2003.
Подписано к печати 30.08.06. Формат 60 х ЭО1/^.
Бумага типографская. Гарнитура «Школьная». Печать офсетная.
Усл. печ. л. 18,0. Тираж 3000 экз. Заказ № 6726.
ООО «Дрофа». 127018, Москва, Сущевский вал, 49.
По вопросам приобретения продукции издательства «Дрофа»
обращаться по адресу: 127018, Москва, Сущевский вал, 49.
Тел.: (495) 795-05-50, 795-05-51. Факс: (495) 795-05-52.
Торговый дом «Школьник».
109172, Москва, ул. Малые Каменщики, д. 6, стр. 1А.
Тел.: (495) 911-70-24, 912-15-16, 912-45-76.
Магазины «Переплетные птицы»:
127018, Москва, ул. Октябрьская, д. 89, стр. 1.
Тел.: (495) 912-45-76;
140408, Московская обл., г. Коломна, Голутвин,
ул. Октябрьской революции, 366/2.
Тел.: (495) 741-59-76.
Отпечатано с готовых диапозитивов в ОАО ордена «Знак Почета»
«Смоленская областная типография им. В. И. Смирнова».
214000, г. Смоленск, пр-т им. Ю. Гагарина, 2.

КНИГИ ИЗДАТЕЛЬСТВА «ДРОФА»
Одно из ведущих в России издательств учебной литературы
предлагает вашему вниманию
литературу для средних специальных
учебных заведений.
Г. И. Рощин, Е. А. Самойлов, Н. А. Алексеева и др.
ДЕТАЛИ МАШИН И ОСНОВЫ КОНСТРУИРОВАНИЯ
Пособие для вузов
В учебнике сжато изложены основы теории, расчетов и
конструирования деталей и механических узлов, которые
используются в машиностроении. Дополнительно включе-
ны разделы: приводы, динамика машин, основы триботех-
ники, корпусные детали, рычажные передачи и др. Учтены
последние изменения нормативных документов, методик
расчета и конструирования, приведены примеры конструк-
ций современных механизмов и деталей. Использован опыт
научно-исследовательских институтов и конструкторских бюро. Приведены мате-
риалы, связанные с достижениями авиационной и космической техники в обеспече-
нии высоких показателей надежности и КПД, снижения массы и габаритов, стойко-
сти к различным воздействиям, что в перспективе применимо в самых различных
отраслях машиностроения. Содержание учебника соответствует типовой програм-
ме Министерства образования РФ.
Для студентов технических университетов и вузов машиностроительных спе-
циальностей, а также для аспирантов, преподавателей и специалистов в облас-
ти машиностроения.
В. А. Вейцель, А. С. Волковский, С. А. Волковский и др.
РАДИОСИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ
Учебник для вузов
В учебнике излагаются вопросы теории и техники си-
стем радиоуправления движением летательных аппаратов.
Рассматриваются структурные схемы систем радиоуправ-
ления, вопросы теории и инженерного проектирования ра-
диоэлектронных средств, используемых в подобных сис-
темах. Анализируются ошибки управления при воздейст-
вии помех. Особое внимание уделяется способам радио-
управления орбитальными аппаратами различного назна-
чения, командным радиосистемам с цифровыми методами
выделения сигналов, самонаведению и автономному ра-
диоуправлению.
Для студентов вузов, обучающихся по специальности «Радиоэлектронные
системы» направления подготовки дипломированных специалистов «Радио-
техника». Может быть полезен специалистам, занимающимся проектировани-
ем и эксплуатацией радиоустройств систем управления и навигации.

Я. Н. Фельд, Л. С. Бененсон
ОСНОВЫ ТЕОРИИ АНТЕНН
Пособие для вузов
Книга
выходит
в
2 0 06
году
В пособии изложены вопросы общей теории антенн,
такие как основные теоретические соотношения, диаграм-
мы направленности простейших излучателей и решеток
излучателей, общие методы расчета полей антенн, в том
числе антенн сверхвысоких частот, диаграммы направлен-
ности плоских раскрывов, основы теории щелевых антенн.
Изложены методы геометрической оптики, основы теории
линзовых антенн. Характер изложения фундаментальных
сведений отличается ясностью и доступностью.
Для студентов вузов, обучающихся по специальностям 200700 «Радиотехни-
ка», 200900 «Сети связи и системы коммутации», 201000 «Многоканальные
телекоммуникационные системы», 201100 «Радиосвязь, радиовещание и теле-
видение», 201200 «Средства связи с подвижными объектами», 071700 «Физика
и техника оптической связи», а также для аспирантов радиотехнических, радио-
физических и связных специальностей.
Э. Г. Атамалян
ПРИБОРЫ И МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ВЕЛИЧИН
Пособие для вузов
Изложенный в пособии материал соответствует програм-
ме дисциплины «Основы метрологии и электрические изме-
рения». Подробно освещены базовые положения теории
измерений и погрешностей, методы и средства измерения
электрических величин, обработка результатов измере-
ний, применение микропроцессов в измерительной техни-
ке, структура построения информационно-измерительных
систем.
В 3-м издании (2-е — 1989 г.) многие главы существенно
дополнены сведениями о новых разработках в области электроники, радиотехники и
автоматики, описаниями современных приборов, а также информацией о метрологи-
ческой службе России. Введена глава, посвященная анализаторам спектров частот.
Особый интерес представляет новая глава о виртуальных приборах — измерительных
устройствах, реализуемых на базе компьютеров, с широкими возможностями перепро-
граммирования и оптимизации, автоматизации измерений и проведения физических
экспериментов.
Для студентов высших технических учебных заведений. Пособие будет полезно
также для разработчиков измерительной аппаратуры и физиков-экспериментато-
ров.

0. М. Алифанов, А. Н. Андреев, В. Н. Гущин и др.
БАЛЛИСТИЧЕСКИЕ РАКЕТЫ
И РАКЕТЫ-НОСИТЕЛИ
Пособие для вузов
БАЛЛИСТИЧЕСКИЕ РАКЕТЫ
И РАКЕТЬЬНОСИТЕЛИ
Пособие написано в соответствии с программой для
студентов вузов, обучающихся по специальностям «Раке-
тостроение» и «Космические летательные аппараты и раз-
гонные блоки» направления подготовки специалистов «Ра-
кетостроение и космонавтика».
Изложены инженерные методы решения проектно-
конструкторских задач ракетно-космических технологий.
Рассматривается ряд вопросов проектирования и раз-
работки конструкций с единой методической позиции с
учетом системотехнических представлений. Приводятся примеры решения соответ-
ствующих задач, в которых используются в основном новые и перспективные ме-
тоды.
Для студентов вузов, обучающихся по аэрокосмическим специальностям.
Е. А. Федосов, В. И. Червин и др.
АВИАЦИЯ ВВС РОССИИ
И НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКИЙ ПРОГРЕСС
Боевые комплексы и системы вчера, сегодня, завтра
Монография
В книге, написанной ведущими специалистами науч-
но-исследовательских институтов и ОКБ России, главным
образом ГосНИИАС, освещаются вопросы применения
ударной авиации России и научно-технические достиже-
ния в разработке образцов авиационной техники, воору-
жения и авиационных систем. Данная монография явля-
ется органическим продолжением предыдущей, посвящен-
ной авиации ПВО.
В ней описаны конкретные достижения, реализован-
ные в ударных комплексах армейской (вертолеты «Ми» и «Ка»), фронтовой (само-
леты «Су» и «Миг») и дальней (самолеты «Ту») авиации и касающиеся в первую
очередь их боевого применения, боевых возможностей и интеллектуального уровня
борта летательного аппарата (ЛА) и ракет в решении боевых задач. Рассматрива-
ется оружие, применяемое на указанных типах ЛА, системы управления вооружени-
ем и системы наведения оружия на цель с высокой точностью.
Для научной общественности, специалистов, студентов и преподавателей
авиационных вузов, военных, а также для всех, интересующихся отечествен-
ной военной авиацией.

Заметным препятствием в преподавании теории
и техники радиолокации служит дефицит соответствующей
учебном литературы. Восполнением его является данная книга,
подготовленная преподавателями кафедры радиолокации
и радиоуправления Военно-воздушной инженерной академии
имени профессора Н. Е Жуковского.
Книга написана на высоком научном уровне, содержит обширный
материал, который дает достаточно полное представление
о задачах, решаемых многофункциональными РЛС,
предъявляемых к ним требованиях, используемых ими режимах
функционирования. Подробно рассмотрены вопросы обработки
радиолокационных наблюдений, характерные особенности
отраженных сигналов и помех, методы селекции движущихся
наземных целей и формирования радиолокационных
изображений земной поверхности, а также особенности
структурного построения многофункциональных РЛС.
ISBN 978-5-358-00196-1
9*785358 001961