РАДИО-
ПЕРЕДАЮЩИЕ
УСТРОЙСТВА
Допущено
Министерством высшего и среднего
специального образования СССР
в качестве учебника для специаль-
ное! ей «Радиоаппаратостроение» и
«Радиолокационные устройства*
Scan Pirat
МОСКВА
«ВЫСШАЯ ШКОЛА» 1981
ББК 32.848
Р15
УДК 621396.61(075)
Рецензенты:
доцент кафедры «Радиопередающие устройства» Московского
энергетического института канд. техн, наук Л. А. Белов;
преподаватель Московского техникума автоматики и телеме-
ханики К. Я. Стародуб
Радиопередающие устройства: Учебник для тех-
Р15 никумов / Шумилин М. С., Головин О. В., Севаль-
нев В. П., Шевцов Э. А. — Мл Высш, школа, 1981.—
293 с., ил.
В пер.: 85 к.
В книге даны основные представления о физических процессах, ко-
личественных соотношениях, характерных свойствах и областях при-
менения различных видов радиопередающих устройств, выполненных
на полупроводниковых приборах, генераторных лампах, клистронах,
лампах бегущей волны и др.; рассмотрены принципы амплитудной, час-
тотной, однополосной и импульсной модуляций, стабилизации частоты,
обеспечения устойчивости усилителей, изложены методы построения
радиопередающих устройств различного назначения и диапазона волн.
Предназначается для учащихся радиотехнических специальностей.
30404—247
р 001(01)—81 243~81	2402020000
ББК 32.848
6Ф2.12
© Издательство «Высшая школа», 1981
ПРЕДИСЛОВИЕ
Предлагаемый вниманию читателей учебник соответству-
ет программе курса «Радиопередающие устройства», ут-
вержденной МВ и ССО СССР.
Последние учебники по этому курсу были выпущены
7—8 лет тому назад. В настоящем издании делается по-
пытка создать учебник, отражающий современное состоя-
ние техники в данной области.
Материал учебника распределялся между авторами
следующим образом. М. С. Шумилиным написаны введе-
ние; §1.1—1.9, гл. 2, § 4.1 и 4.3, гл. 8, кроме § 8.4, § 9.1—
9.4, гл. 11, кроме § 11.1 и 11.5, § 12.2, 12.4, § 13.2, 13.3,
§ 14.2; гл. 15, кроме § 15.1; О. В. Головиным — гл. 6, кро-
ме § 6.4 и 6.5, гл. 7, § 11.1, 12.1, 13,1, 14.1, 15.1; В. П. Се-
вальневым — § 1.10—1.15, гл. 3, § 4.4, гл. 5, § 6.4, 6.5,
8.4, 9.5, 9.6, 11.5, 12.3, 13.4; Э. А. Шевцовым — гл. 10 и 16,
Севальневым В. П, и М. С. Шумилиным — § 4.2.
Авторы выражают благодарность научному редакто-
ру книги В. М. Розову, рецензентам канд, техн, наук
Л. А. Белову и преподавателю К. Я. Стародубу за заме-
чания и советы, которые были учтены при доработке ру-
кописи, а также зав. кафедры «Электронные и квантовые
приборы» МЭИС проф. Н. Д. Федорову за просмотр и об-
суждение гл. 10 и 16.
С предложениями по книге просим обращаться по ад-
ресу: Москва, 101430, Неглинная ул., д. 29/14, изд-во
«Высшая школа».
Авторы
ВВЕДЕНИЕ
ника питания передатчика
Рис. В.1
§ ВЛ. Основные понятия
Радио — эго способ передачи сигналов на расстояние с помощью
электромагнитных колебаний (радиоволн). Посредством радио осу-
ществляются связь (радиосвязь), вещание (радиовещание и телевиде-
ние), определение положения подвижного объекта в пространстве
(радиолокация), сигнализация, контроль, управление и др
Радиопередающим устройством (радиопередат-
чико.м или просто передатчиком) называют устройство для получения
(генерирования) электрических колебаний определенной частоты (ра-
диочастоты) и мощности, один из параметров которых (амплитуда,
частота) изменяется в соответствии с передаваемой информацией (ма-
нипуляция, модуляция).
Эти колебания с помощью антенн излучаются в пространство в
виде радиоволн.
Генерирование колебаний высокой час-
тоты представляет собой процесс преобразования энергии источ-
(электрическая сеть, гальванический эле-
мент, аккумулятор или др.) в энергию
электрических колебаний радиочастоты.
Ф\ нкциональная схема передатчика
(рис. В.1) состоит из генератора элек-
трических колебаний радиочастоты Г,
модуляционного устройства М, устрой-
ства питания (выпрямитель) В и систе-
мы охлаждения О.
Распространяющиеся в свободном
пространстве электромагнитные колеба-
ния достигают приемной антенны и
поступают в радиоприемное устрой-
ство, на выходе которого воспроизводится переданная информация.
В процессе преобразования передаваемой информации в электри-
ческий сигнал, а также при получении модулированных колеба-
ний радиочастоты в передатчике и обратном преобразовании сигна-
лов в приемнике происходит искажение передаваемой информации.
Кроме того, на любую радиосистему воздействуют различные радио-
помехи атмосферного происхождения, от других радиосистем, про-
мышленных электроустановок и др Потому при проектировании, про-
изводстве и эксплуатации любой радиосистемы необходимо обеспечить
ее работу в пределах допустимого уровня искажений и помех гак, чтобы
не создавались помехи дру1им сиегемам При этом система радиотеле-
фонной связи должна обеспечивать достаточную разборчивость пере-
4
даваемой речи, а система радиовещания должна воспроизводить чело-
веческий голос, музыку и другие звуки так, чтобы не терялось эсте-
тическое впечатление от услышанного.
§ В.2.	Основные характеристики
радиопередающих устройств
При расчете радиопередающих устройств различного назначения и
типа необходимо определить следующие основные характеристики:
а)	мощность на выходе Рвых, вычисляемую при расчете радиоли-
нии, т. е. в процессе выбора рабочих частот, учета условий их рас-
пространения и параметров передающей и приемной антенн, уровня
радиопомех и пр.; составляет от долей ватта до миллионов ватт;
б)	частоту f или диапазон частот ft—f2, определяемый в зависимо-
сти от назначения радиолинии, расположения пунктов передачи и при-
ема, международного распределения радиочастот, условий распро-
странения радиоволн и др.; составляет от 3 кГц до 3000 ГГц;
в)	допустимую степень отклонения частоты, г. е. абсолютное от-
клонение &f генерируемой частоты в реальных условиях /раб от за-
данной номинальной /вом (А/ = д1оч— /раб) или относительное от-
клонение частоты ь = Л///иом (для современных передатчиков е яз
« 10~в 4- 10~8, что для частоты, например, 10 МГц соответствует
А/ — 0,1 4- 10 Гн). Высокая стабильность частоты передатчика
(гетеродинов приемника) позволяет сузить полосу частот, выделяемую
для каждого канала связи, и разместить в данном диапазоне больше
каналов. Сужение полосы пропускания приемника пропорционально
уменьшает уровень шумов и помех, что улучшает качество приема
или позволяет снизить мощность передатчика, обеспечивает беспоис-
ковое вхождение в связь и бесподстроечное ведение связи. Поскольку
отклонение частоты от номинала, превышающее допустимое, неизбеж-
но приводит к возникновению помех друтим кандшм связи, существу-
ют международные рекомендации и «Общесоюзные нормы па допусти-
мые отклонения частоты радиопередатчиков всех категорий и назна-
чений».
Побочные и внеполосные излучения — гармонические составляю-
щие основной частоты, возникающие в результате нелинейных иска-
жений, создающие помехи другим каналам Они должны быть ослаб-
лены в соответствии с «Общесоюзными норм imh на уровни побочных
излучений передатчиков и ширину полосы частот для раз тттчпых клас-
сов излучений»;
г)	допустимый уровень искажений передаваемого сообщения, пре-
вышение которого нарушает работу системы Для радиотелефонных
передатчиков это полоса пропускаемых модулирующих частот и нерав-
номерность их воспроизведения (частотные искажения), глубина моду-
ляции и ее линейность (нелинейные искажения) Для передатчиков с
импульсной модуляцией это сохранение заданной формы импульса,
его амплитуды, длительности, фазы и др.;
д)	коэффициент полезного действия (полный или промышленный) —
отношение мощности на выходе передатчика Р аЫХ к полной мощности,
5
потребляемой от источника питания Рпит: vinpjM ~ Рвы^Рпит- Пе-
редатчик с большим к. п. д. потребляет меньше энергии питания, что
снижает денежные затраты на его эксплуатацию. При питании от галь-
ванических элементов, аккумуляторов и т. п. больший к. п. д. обеспе-
чивает большую продолжительность питания передатчика от данной
батареи, аккумулятора или позволяет уменьшить емкость батареи,
т. е. дополнительно снизить массу, габариты и стоимость Высокий
к. п. д. позволяет сделать более экономичной систему охлаждения,
а также увеличить надежность работы.
К передатчикам предъявляют также требования конструктивного,
эксплуатационного и экономического характера: меньшие габариты,
масса и стоимость; удобство эксплуатации и ремонта; высокая надеж-
ность; устойчивость к внешним воздействиям (изменению окружающей
температуры, влажности, давления, ударам, тряске), безопасность
обслуживающего персонала и др.
§ В.З.	Области применения
радиопередающих устройств
Практически все население Земли пользуется радиопередатчиками
звукового и телевизионного вещания. Это, как правило, передатчики
средней и большой мощности от единиц и десятков до сотен киловатт
и единиц мегаватт В диапазонах километровых, гектометровых и де-
каметровых волн звуковое вещание осуществляют методом амплитуд-
ной, а в диапазоне метровых волн — методом частотной модуляции.
Телевизионное вещание ведут в диапазонах метровых и частично де-
циметровых волн, в передатчиках изображения используют амплитуд-
ную, а в передатчиках звукового сопровождения — частотную моду-
ляцию.
Современные передатчики магистральной (дальней) связи мощ-
ностью от 1 до 100 кВт и более работают в диапазоне декаметровых
и частично гектометровых волн (от 1,5—3 до 25—30 МГп1. Такие пере-
датчики предназначены для создания 1—4 радиотелефонных каналов
методом однополосной модуляции. Предусматривается также радиоте-
леграфирование по одному или двум каналам методом частотной моду-
ляции. Каждый телефонный канал может быть использован для пере-
дачи с помощью специальной дополнительной аппаратуры до 15—20
телеграфных сообщений одновременно.
Передатчики магистральной радиосвязи входят в радиорелейные
линии прямой видимости (РРЛ), линии космической (спутниковой)
связи и линии связи, использующие явление рассеяния радиоволн
на неоднородностях тропосферы, — тропосферные линии. Такие ли-
нии работают в диапазонах дециметровых и сантиметровых волн,
осуществляя многоканальную радиотелефонную связь (с возможностью
вторичного уплотнения телефонных каналов телеграфными) и переда-
чу программ телевидения. Расположенные на спутниках передатчи-
ки-ретрансляторы имеют мощность около нескольких десятков ватт.
Мощность РРЛ составляет от единиц до десятков ватт, а мощность
тропосферных и наземных космических передатчиков 1—30 кВт.
6
На морских и речных судах используется радиосвязь в диапазонах
гектометровых, декаметровых и метровых волн. В первом случае до-
пускается только телеграфная работа, во втором — телеграфная и те-
лефонная методом однополосной модуляции, в последнем — телефон-
ная методом частотной модуляции. Мощности корабельных передатчи-
ков 10—300 Вт.
В гражданской авиации работают в гектометровом диапазоне волн
при мощности передатчиков 50—400 Вт и однополосной модуляции
и в метровом при мощности 5—20 Вт и амплитудной модуляции.
Широко используют радиосвязь в народном хозяйстве. В сель-
ском и лесном хозяйстве, геологоразведочных партиях применяют
декаметровые (коротковолновые) передатчики с однополосной модуля-
цией мощностью 0,5—300 Вт; на автомобильном транспорте и крупных
стройках, в карьерах по разработке полезных ископаемых и др. —•
метровые передатчики с частотной модуляцией мощностью 0,1—20 Вт.
В морском гражданском флоте радиолокаторы служат для безопас-
ности судоходства. Такие навигационные радиолокаторы работают
на волнах 3,2 см (9,4 ГГц) или 10 см (3 ГГц) при импульсной модуля-
ции. Мощность передатчика составляет от 5—7 до 50—85 кВт при дли-
тельности импульсов 0,1—1 мкс и частоте их следования 500—3000 Гц.
Бортовые авиационные метеонавигационные радиолокаторы, предназ-
наченные для определения координат наземных ориентиров, близле-
тящих самолетов, грозовых облаков и др., работают на волнах 3 см
п имеют мощность 10—75 кВт при длительности импульсов 2—4 мкс
и частоте следования 200—400 Гц. Обзорно-диспетчерские радиолока-
торы имеют передатчики с мощностью 50—200 кВт при длительности
импульсов 0,5—4 мкс, следующих с частотой следования 1000 —2000 Гц.
Длина волны передатчиков, располагаемых на поверхности земли и в
самолетах, 10—50 см.
Генераторы радиочастотных колебаний широко используют в тех-
нологических целях (для нагрева, закалки, сушки изделий и др ),
для зондирования глубин Земли и Мирового Океана, в измерительной
и испытательной аппаратуре.
§ В.4.	Структурная схема передатчика
Выполнение предъявляемых к современным передатчикам техниче-
ских требований оказывается сложной задачей, тем более что некото-
рые из этих требований взаимно противоречивы. Например, для полу-
чения высокого к. п. д. испоаьзуюг режимы со сложной формой токов,
что осложняет ослабление побочных излучений до допустимого уров-
ня. Для выполнения противоречивых требований приходится исполь-
зовать прием разделения функций между отдельными составными ча-
стями устройства так, чтобы каждая часть выполняла в полной мере
свою задачу в соответствии с установленными требованиями и не ме-
шала бы другим частям устройства столь же точно выполнять их функ-
ции.
Структурная схема современного радиопередающего устройства
показана на рис. В.2. Источником колебаний радиочастоты является
7
задающий генератор или генератор Г (генератор с самовозбуждением
или автогенератор), который должен обеспечить получение нужно!!
частоты при заданной стабильности для указанных внешних условий.
Генератор с высокой стабильностью частоты обычно имеет малую мощ-
ность: Par = 0,01	0,1 Вт. Для получения заданной мощности коле-
бания автогенератора приходится усиливать.
Число усилителей мощности радиочастоты (У/И) определяется
требуемым коэффициентом усиления, усилительной способностью и вы-
ходной мощностью каждой ступени. В качестве УМ используют элек-
тронные лампы и полупроводниковые приборы (транзисторы), пролет-
ные многорезонаторные клистроны, лампы бегущей волны и др. Ко-
Рис. В.2
эффициент усиления по мощности для триодов Кр ~ 7 ~ 20, для
тетродов Кр & 20 Ч- 100 и более; для ламп бегущей волны Кр 1000,
для многорезонаторных пролетных клистронов Кр 10 000. Таким
образом, в передатчике, за редким исключением, имеется несколько
ступеней усиления. Применение многоступенчатой структурной схе-
мы является единственным путем получения высокой стабильности
частоты мощного передатчика. Поскольку основные ступени, включая
самые мощные, являются усилителями, энергетические и многие ка-
чественные показатели передатчика (полезная мощность, промышлен-
ный к. п. д. и т. д.) определяются параметрами ступеней усиления. Д-я
УМ наряду с термином «усилитель мощности радиочастоты» применяют
следующие термины: «генератор с внешним возбуждением», «генера-
тор с независимым возбуждением» и «генератор с посторонним возбуж-
дением». Если по смыслу изложения не может возникнуть недоразу-
мения, для краткости используют термин «генератор».
Последняя, самая мощная, ступень усиления УМп определяет вы-
ходную полезную мощность, а следовательно, промышленный к. п. д.
передатчика. Эту ступень называют выходной или оконечной. УЛД,
УЛ13ит. д. считают промежуточными (предварительными), а <УЛ1П_3 —-
предоконечной ступенью усиления.
Для получения высокого к. п. д. большинство генераторов с внеш-
ним возбуждением (ГВВ) работают со сложной периодической формой
тока в выходной цепи, отличающейся от гармонической. Следователь-
8
но, спектр тока выходной цепи содержит как основную составл/.' цу-'
рабочей частоты f, так и гармонические составляющие частоты 2f,
3f, 4f, ... Кроме этих составляющих в составе спектра тока могут быть
и всевозможные комбинационные составляющие. Для того чтобы гар-
моники рабочей частоты и иные побочные составляющие не попали в
антенну и не мешали работе других радиолиний (чтобы уровень этих
составляющих не превышал допустимого), па выходе передатчика уста-
навливают выходную фильтрующую (колебательную) систему ФС,
т. е. фильтр, образованный несколькими (обычно 2—5) резонансными
колебательными контурами, пропускающий рабочие и ослабляющий
неосновные, гармонические составляющие спектра выходного тока
электронного или полупроводникового прибора.
Необходимость в сложной, громоздкой и дорогой многоконтурной
фильтрующей системе на выходе передатчика обусловлена использова-
нием негармонической формы тока для получения высокого к. п. д,
В передатчиках ОВЧ-, УВЧ-, СВЧ-диапазонов и более высоко-
частотных для обеспечения требуемой стабильности частоты целе-
сообразно применять автогенератор, работающий на частоте, в не-
сколько раз меньшей номинальной частоты передатчика. При этом
в состав тракта усиления мощности следует включать умножители ча-
стоты (на рис. В.2 не показаны), способствующие также уменьшению
влияния нагрузки передатчика и его мощных ступеней на работу гене-
ратора. Однако основной в ослаблении этого влияния является пер-
вая ступень усиления, называемая буферной.
Передаваемое сообщение, например сигнал звуковой частоты Q,
усиливается в модуляционном устройстве, которое также имеет не-
сколько ступеней усиления. Сигнал с последней ступени модуляцион-
ного устройства подается на одну из ступеней радиочастоты (указана
пунктиром), где происходит модуляция (амплитудная, частотная, им-
пульсная, однополосная или др.). Последнюю ступень называют моду-
лятором, а предшествующую — подмодулятором.
Кроме того, в состав мощного передатчика входят несколько вы-
прямителей, образующих систему питания (СП), система охлаждения
(СО), система управления, блокировки и сигнализации (УБС), обес-
печивающая установленный порядок включения и выключения пере-
датчика, безопасность обращения с ним для обслуживающего персо-
нала и сигнализирующая о неисправном состоянии передатчика.
§ В.5.	История изобретения
и развития радиопередающих устройств
Днем изобретения радио считается 7 мая 1895 г., когда А. С. Попов на за-
седании физического отделения Русского физико-химического общества проде-
монстрировал работу первого радиоприемника, названного им «грозоотметчик».
24 марта 1896 г. была публично осуществлена передача осмысленного текста.
В мае того же года опыты по радиосвязи переносятся па корабли, а летом даль-
ность связи между кораблями была доведена до 5 км. Так А. С. Попов — один
из передовых людей России того времени — откликнулся на насущную потреб-
ность в новых средствах связи для развивающегося флота.
К моменту открытия радио как средства связи человечество имело необ-
ходимые знания о природе электромагнитных процессов. Были изобретены со-
9
ставляющие части будущего радиоприемника и передатчика: конденсатор —
лейденская банка, вибратор Герца, «кохерер», катушка Румкорфа и др.
Все предшественники А. С. Попова видели в электромагнитных волнах
интересное физическое явление, но не думали о его практическом применении.
Только А, С. Попов увидел в лабораторных опытах неосознанные до него воз-
можности электромагнетизма, довел научное предвидение до практического во-
площения. С работ А. С. Попова начался «искровой» период радио. Вскоре вы-
яснилось, что искровые передатчики обладают многими недостатками: низкой
стабильностью частоты, невысоким к. п. д., трудностью получения больших мощ-
ностей колебаний, широким спектром излучения и др. Несмотря на многочислен-
ные усовершенствования, искровые передатчики не смогли обеспечить требуе-
мых энергетических и качественных показателей и просуществовали до
1916—1918 гг.
Уже с 1902 г. наряду с искровыми передатчиками применялись передатчики
с электрической (вольтовой) дугой. Хотя дуговые передатчики были совершен-
нее искровых, они также не удовлетворяли многим требованиям: работа дуги бы-
ла неустойчивой, стабильность частоты —- недостаточной, эксплуатация пере-
датчика — сложной и опасной. Дуговые передатчики использовали до 1920—
1925 гг.
Почти одновременно с дуговыми появились передатчики с электрически-
ми машинами высокой частоты Первые конструкции были созданы в 1908 г.
Такие передатчики имели постоянную амплитуду колебаний, достаточно вы-
сокую стабильность частоты и мощность до сотен киловатт, могли непрерывно
работать в течение длительного времени, были просты в эксплуатации. И тем
не менее они обладали рядом существенных недостатков: сложностью проекти-
рования и изготовления, невозможностью построения на частотах выше 10—50
кГц и др Эти передатчики использовались до 1930 г.
Первые ламповые передатчики были одноступенчатыми: единственная лам-
повая ступень — автогенератор — отдавала мощность радиочастотных колеба-
ний непосредственно в антенну причем первоначально такой передатчик имел
один-единственный колебательный контур, в состав которого непосредственно
входила антенна Такую схему связи передатчика с антенной называют простой.
Она обладала существенными недостатками: сильной зависимостью частоты ко-
лебаний от нестабильных параметров антенны и недостаточным подавлением из-
лучений на гармониках. Поэтому пришлось перейти к сложной схеме связи с ан-
тенной — двум колебательным контурам: анодному (промежуточному) и антенно-
му. При необходимости можно ввести еще один или несколько промежуточных
контуров и в любом случае обеспечить нужную степень подавления побочных
(гармонических) излучений.
Стабильность частоты одноступенчатого передатчика по сложной схеме так-
же была недостаточна. Более того, применение «сложной» схемы при сильной свя-
зи между контурами анодной цепи и антенны может привести к скачкообразным
изменениям частоты, соответствующим двум частотам связи между контурами.
Ослабление связи между контурами до величины, меньшей критической, лик-
видировало перескоки частоты, но существенно снижало к п. д. колебательной
системы и уменьшало полезную мощность передатчика.
Повышение стабильности частоты передатчиков, необходимое при разви-
тии и увеличении средств радиосвязи, было осуществлено путем перехода к мно-
гоступенчатым передатчикам
Построение ламповых передатчиков мощностью порядка десятков—сотен
киловатт стало возможным после изобретения в 1919 г. М А Бонч-Бруевичем
мощных 1енератсрных ламп с внешним анодом и принудительным охлаждением.
Изобретение Бонч-Бруевича определило путь развития генераторных ламп во
всем мире.
В настоящее время идет процесс интенсивного внедрения в радиопередаю-
щие устройства полупроводниковых приборов.
Применение транзисторов позволяет обеспечить мгновенную готовность
к работе передатчика после включения источников питания, повышает надеж-
ность работы аппаратуры, уменьшает ее габариты и массу. Вместе с тем тран-
зисторы еще не могут конкурировать с лампами в устройствах большой мощно-
сти (более 100 кВт) и уступают им по качественным показателям.
10
Первые типы разработанных в 1943 г. транзисторов из-за матой полезной
мощности и ограниченного диапазона рабочих частот не могли конкурировать в
радиопередающих устройствах с лампами Только после появления в 1964 —
1965 гг. мощных высокочастотных транзисторов с многоэмнттерной структурой
началось их использование в передатчиках.
Развитие техники и совершенствование технологии производства транзис-
торов позволяет создавать приборы с полезной мощностью до 200—400 Вт, ра-
ботающих на частотах в единицы мегагерц Приборы мощностью 100 —150 Вт
работают на частотах до 300—400 МГц При мощности 10—20 Вг максимальная
рабочая частота транзисторов достигает 1 ГГц и при мощности до 1 Вт — 4—
5 ГГц. Транзисторы эффективно используют в передатчиках малой мощности
(до 100—300 Вт), в диапазонах ВЧ, ОВЧ. Разработаны и внедрены в производст-
во полупроводниковые передатчики средней мощности (до 1 —10 кВт) в диапазо-
не ВЧ. Ведутся работы по созданию передатчиков мощностью до 1 кВт с рабочи-
ми частотами до 1 ГГц Столь существенное превышение выходной мощности пе-
редатчиков мощности единичного прибора достигается при использовании мосто-
вых устройств сложения мощности транзисторов.
Наряду с биполярными в последние годы в передающих устройствах на-
чинают применять полевые транзисторы и лавинно-пролетные диоды.
Достигнутый уровень конструктивной разработки и технологии изготов-
ления полевых транзисторов позволяет создавать передатчики, работающие в
диапазоне частот 4—8 ГГц при мощности в единицы ватт.
Полевые транзисторы, превосходя по качественным показателям биполяр-
ные, пока уступают им по максимальной выходной мощности, особенно в области
СВЧ. Наличие достаточно большого остаточного напряжения на коллекторе не
позволяет достичь высокого к. п. д. передатчика.
В последнее время полупроводниковые приборы начинают заменять микро-
схемами В радиопередающих устройствах микросхемы используют в маломощ-
ных ступенях, возбудителях, преобразователях частоты и др. Специально для
передатчиков выпускают микросхемы (серия 272) мощностью до 10 Вт с рабочи-
ми частотами до 250 МГц (типа 2УС721).
На всем протяжении развития передающих устройств происходило освое-
ние новых диапазонов волн, что требовало создания принципиально новых элек-
тронных приборов.
В 1926 г. А. А Слуцкий и Д С. Штейнберг создали магнетрон со сплошным
анодом, работающий на волне 50 см. В 1940 г. Н Ф. Алексеев и Д Е. Маляров
предложили конструкцию многорезонаторного магнетрона, который па некото-
рое время стал основным элементом передатчиков для радиолокационных стан-
ций
В настоящее время в передатчиках широко используют мощные пролетные
многорезонаторные клистроны, платинотроны, лампы бегущей волны и др.
11
Глава 1
ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЛАМПОВЫХ И ТРАНЗИСТОРНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ РАДИОЧАСТОТЫ
§ 1.1. Основные режимы и схемы усилителя
Полезная (колебательная) мощность Р± гене-
ратора определяется амплитудой тока рабочей частоты (первой гар-
моникой при сложной форме импульса тока) /а1 (/Ki) и амплитудой
переменного напряжения Ua на резисторе нагрузки
то —	U,А
или
= 0,5/а1
Мощность, потребляемая от источника п н-
т а н и я анодной цепи,
р — р т
‘ о — ТО 1 аО’
где Ев—напряжение источника питания (выпрямителя); /а0 — ток
источника питания, равный постоянной составляющей анодного (кол-
лекторного) тока.
Коэффициент полезного действия анод-
ной (коллекторной) цепи по первой гармо-
нике характеризуют отношением полезной мощности Pt к потреб-
ляемой от источника питания Ро:
111 ~ ^l/^o = ^а/^ао ^в)-
К. п. д. по первой гармонике показывает, какая доля мощности
источника питания преобразуется в полезную мощность и выделяется
на резисторе анодной нагрузки лампы.
Схема усилителя, аналогичная изучавшимся в курсе «Электронные
усилители», приведена на рис. 1.1, а, где изображены ламповые схе-
мы. Однако выводы, которые будут сделаны на их основе, имеют об-
щий характер.
Напомним, чго при режиме работы в классе А рабочая точка, опре-
деляемая постоянными напряжениями анода Еа и сетки £с, должна
находиться на середине линейной части характеристики лампы. При
этом амплитуда напряжения возбуждения Uo должна иметь такую ве-
личину, чтобы мгновенное значение напряжения сетки еи не выхо-
дило за пределы линейного участка. Форма анодного тока повторяет
форму напряжения сетки. Амплитуда переменной составляющей
угодного тока /а1< /ао 0,5tamax, где гаШах— амплитуда импуль-
са тока. Напряжение источника анодного питания Ек поступает на
анод лампы через резистор Ra, следовательно, напряжение анода тем
12
меньше, чем больше ток, т. е. переменное напряжение ано intoj цеш
и& сдвинуто по фазе на 180° относительно напряжения сетки ;,-с;
uG = U с cos со/;
ua = U а cos (tof + 180°) = — Ud cos (at.
Амплитуда переменного напряжения анодной цепи U& = IalRa <
<3 0,5£в, а
П1 <тцпред =	= 0,5_41_ = о,5.0,5-1 = 0,25,
Практически Tjj бывает существенно меньше. Причинами низкогс
значения к. п. д. усилителя, работающего в режиме класса А (рис. 1.1, а)
являются потери энергии на резисторе нагрузки и малая доля перемен
ной составляющей /а1 в анодном токе. В результате большая часть
энергии источника питания рассеивается на резисторе нагрузки и
аноде лампы.
Применение схемы рис. 1.1,6 с дросселем Др в анодной цепи ис-
ключает потери энергии за счет прохождения постоянной составляю-
щей тока через нагрузку RH, но тем не менее не приводит к значитель-
ному повышению к. п. д. усилителя.
В радиопередающих устройствах в качестве анодной нагрузки лам-
пы применяют колебательный контур (рис. 1.1, в), настроенный на
рабочую частоту ступени (передатчика в целом). Как известно, сопро-
тивление параллельного колебательного контура постоянному току
очень мало и в первом приближении его можно принять равным ну-
лю. Это означает, что потерями при прохождении по индуктивной вет-
ви контура постоянной составляющей анодного тока можно пренебречь.
В рабочей точке напряжение £а = £в, т. е. при заданной лампе
и известном значении максимально допустимого (номинального) на-
пряжения £а напряжение источника питания на схеме рис. 1.1, в
13
может быть снижено вдвое по сравнению со схемой рис. 1.1, а. Таким
образом, для усилителя на рис. 1.1, в
Шпред С~ = 0-5 >	= 0’5 ~~ -Т1- = °’5• 1 • 1 = 0’5-
/ао	'ао
Наличие колебательного контура, обладающего избирательными
свойствами, позволяет обеспечить гармонический характер напряже-
ния на нагрузке даже при негармонической форме тока в анодной це-
пи. Следовательно, можно применить режим усиления класса В и ис-
пользовать полностью эмиссионные возможности катода лампы, ис-
пользуя область верхнего загиба анодно-сеточной характеристики п
области сеточных токов лампы*. Спектр тока содержит много состав-
ляющих (/а1 cos at, /аз cos ...), напряжение на контуре в пер-
вом приближении — одну ((7а cos at). Полезная мощность лампы при
этом повышается. Как известно, в режиме класса В первая гармоника
тока /ai = 0,5z'amax, а постоянная составляющая /а0 == 0,32ta Юах«
Предельное значение к. п. д. анодной цепи
^ИпРед
 Р1 = о 5 U& /ai __ q g Uа \5г'атах 
Р о Ел Но Ел 0,32г’атах
0,5-1-1,57 ==0,783.
Как будет показано далее, реальные значения к. п. д. такого уси-
лителя могут составить = 0,65 ~ 0,7.
Высшие гармонические составляющие анодного тока /а2, 7а3,
1,14, ... не влияют на работу усилителя, если эквивалентное сопротив-
ление контура для них можно считать равным нулю.
В усилителе схемы рис. 1.1, в потери мощности происходят толь-
ко на аноде лампы, поэтому закон сохранения энергии позволяет за-
писать равенство Рп = Рг + Ра, где Ра — мощность рассеяния на
аноде лампы (на коллекторе транзистора). Покажем еще на одном при-
мере важность повышения к. п. д. Для каждой лампы в справочниках
указывают допустимую мощность рассеяния на аноде; для каждого
транзистора по указанной в справочнике допустимой температуре
р-п-перехода и выбранному теплоотводу можно также определить до-
пустимую мощность рассеяния. Полезную мощность находят из урав-
нения Ра = Ро - р1==^ — р рг
41	k 41 1
р^р,
а 1-П1
Предположим, что = 0,25. Тогда Рг = Ра/3. При rji = 0,75 Рг =
= ЗРА. Таким образом, от одного и того же электронного прибора
можно получить в девять раз большую полезную мощность, если уда-
ется реализовать т]г = 0,75.
* Следует отметить, что режим работы в классе В и другие режимы со
сложной формой анодного тока можно применить в резонансных ступенях пе-
редатчиков, построенных по одноактной схеме Широкополосные электронные
усилители звуковой частоты при работе в этом режиме должны быть обязатель-
но двухтактными и строиться по трансформаторной схеме.
14
Мощность рассеяния на аноде выделяется лишь в том случае, ког
да во время прохождения тока 1а на аноде имеется напряжение еа
1 2я
так как Ра — f za (со/) еа (со/) dot.
При ключевом режиме работы электронного прибора в момент
прохождения тока напряжение анода равно нулю; при больших на-
пряжениях анода ток отсутствует. Графики анодного тока и напря-
жения имеют форму прямоугольных импульсов («меандров»), сдви-
нутых относительно друг друга*.Ток и напряжение имеют составляю-
щие рабочей частоты и ее гармоники, следовательно, существуют и
мощности высших гармоник:
P2 = 0,5t/2/a2coscp2; P3 = 0,5t/g/a3coscpg; ...
В этом случае следует определить электронный к. п. д.
т]э, который показывает, какая доля энергии источника питания пре-
образуется в суммарную мощность всех гармоник, и позволяет оце-
нить мощность потерь на аноде (коллекторе) электронного прибора:
„ __ Ti4-P2 4-P3-f-•.. __ Ро—Ра .
Ро " Р0 ’
ра=рй-р1-р2-р3-...^р0(1-пэ).
Расчеты и практика показывагот, что электронный к. п. д. усили-
телей в ключевом режиме т]э > 0,9 (возможен тр, = 0,95 4- 0,98).
Следовательно, мощность рассеяния такого усилителя примерно в 10
раз меньше мощности рассеяния усилителя на схеме рис. 1.1, в. Для
исключения возможности излучения антенной в свободное пространст-
во высших гармонических составляющих применяют более сложную
фильтрующую систему (рис. 1.1, г). В нагрузку через фильтр нижних
частот проходят только колебания рабочей частоты (первая гармони-
ка). Все высшие гармонические составляющие через фильтр верхних
частот подводятся к балластному резистору и там рассеиваются
в виде тепла. Таким образом, к. п. д. усилителя по первой гармонике
1)1 < Лэ- Теоретически щ = 0,81, что ненамного лучше щ усилителя
в режиме класса В. На коллекторе транзистора усилителя в ключе-
вом режиме мощность рассеяния составляет 5—10% от потребляемой
мощности, а у усилителя в режиме класса В — 30 — 35%, что сущест-
венно для надежности их работы.
Реализация ключевого режима связана с определенными трудно-
стями, поэтому его применение ограничено для транзисторных уси-
лителей, работающих на низких частотах Этот режим непригоден
для усиления колебаний с меняющейся амплитудой.
Для ламповых ступеней некоторым приближением к ключевому
можно считать бигармонический режим. Режим лампы выбирают так,
чтобы кроме первой усилить одну из высших гармоник, вторую или
третью (рис. 1.1, д). В анодной цепи генератора имеется два колеба-
* Здесь упомянута только одна из нескольких разновидностей ключево-
го режима.
15
тельных контура: основной, настроенный на рабочую частоту /раб
и связанный с полезной нагрузкой; дополнительный, настроенный, на-
пример, на частоту 3/раб и ненагруженный. Формы тока и напряжения
анодной цепи получаются сложными. В то время, когда протекает
большой ток, напряжение анода остается небольшим. Практика по-
казала, что в мощных передатчиках НЧ- и СЧ-диапазонов удается
получить к. п. д. Т)! = 90 -у 95%, а промышленный к. п. д. передат-
чика с анодной модуляцией т)прОм = 65 4- 70%. Трудности реализа-
ции и настройки не позволяют использовать бигармонический режим
на более высоких частотах.
Таким образом, наиболее универсальной схемой усилителя мощ-
ности радиочастоты, обеспечивающей получение больших мощностей
с высоким к. п. д. как на лампах, так и на транзисторах в широком диа-
пазоне частот, вплоть до ОВЧ и УВЧ. является резонансная схема
рис. 1.1, в в режиме со сложной формой анодного тока (режим класса
В).
§ 1.2. Генераторные лампы
За 60 лет своего существования и развития генераторные лампы до-
стигли высокого совершенства и получили широкое распространение.
Основное достоинство таких ламп — их универсальность. Они ис-
пользуются в интервале частот от самых низких до ОВЧ и УВЧ. Лам-
пы обладают большой стойкостью к внешним воздействиям окружающей
температуры, давлению, механическим нагрузкам и большим коэффи-
циентом усиления по мощности, превосходя в этом отношении тран-
зисторы и уступая только лампам бегущей волны и пролетным много-
резонаторным клистронам. Промышленность выпускает генераторные
лампы мощностью от долей и единиц ватт до нескольких мегаватт
в одном приборе. Срок службы ламп 1—2 тыс. ч и больше; практиче-
ски большинство ламп работает до 5—10 тыс. ч. Следовательно, их
замену приходится производить 1—2 раза в год или реже. При нор-
мальной эксплуатации выход лампы из строя происходит из-за сни-
жения эмиссионной способности катода. Потеря эмиссии происходит
постепенно и легко выявляется по показаниям приборов передатчика.
Затраты мощности в цепи накала современных ламп с активированным
катодом невелики: для ламп НЧ-, СЧ-, ВЧ-диапазонов при мощности
в несколько киловатт — 4—5% от номинальной мощности, а для бо-
лее мощных — 2—3%
Анод и другие детали генераторных ламп необходимо охлаждать.
Лампы малой мощности (до 500 В г) могут иметь естественное конвек-
ционное и радиационное охлаждение анода: тепло удаляется потоком
воздуха в процессе естественной циркуляции и за счет лучеиспуска-
ния в световом и инфракрасном диапазонах. В лампах мощностью бо-
лее 100—500 Вт применяют принудительное охлаждение (воздушное,
водяное и испарительное). Системы принудительного охлаждения —
это сложные устройства, занимающие много места, потребляющие оп-
ределенное количество электроэнергии, требующие соблюдения пра-
вил их эксплуатации. Для ламп мощностью до 50—100 кВт исполь-
16
зуют наиболее простую воздушную систему охлаждения. Для более
мощных ламп чаще применяют испарительное охлаждение (рис. 1.2),
более эффективное и простое, чем водяное.
Представление о статических характеристиках генераторных ламп
дает рис. 1.3. Лампы работают при высоких напряжениях анодного
питания от 1 до 10 кВ и более. Анодный ток достигает нескольких де-
сятков ампер, крутизна анодно-сегоч-
ной характеристики—10—100 мА/В.
Для триодов проницаемость D « 0,01,
для тетродов/) = 0,001 4- 0,005. Форма
характеристик сложная: они нелиней-
ны, веерообразны. Анодно-сеточные ха-
рактеристики триодов в основном рас-
полагаются в области положительных
напряжений управляющей сетки, т. е.
имеют правые характеристики
(рис. 1.3, а, б); анодно-сеточные харак-
теристики тетродов — в области отри-
цательных напряжений сетки (рис. 1.3,
в. г). Генераторные триоды и тетроды
работают с большими токами управляю-
щей сетки и обладают большими между-
электродными емкостями; на ВЧ, ОВЧ,
УВЧ при больших мощностях обнару-
живается вредное влияние индуктивно-
стей выводов электродов.
Поскольку проницаемость D генера-
торных триодов мала, их анодные ха-
рактеристики по форме схожи с анод-
ными характеристиками тетродов и су-
щественно отличаются от анодных ха-
рактеристик триодов, служащих для
усиления звуковых частот (сравните
рис. 1.3, а и 1.3, в).
В настоящее время больше исполь-
зуют генераторные тетроды, так как их
проходная емкость Сас меньше, чем
у триодов, а коэффициент усиления по
мощности больше.
Рис. 1.2
Расчет режима генераторных ламп производят на основе характе-
ристик ламп. Поскольку реальные характеристики ламп имеют слож-
ную форму и их тпудно описать краткими, удобными для расчетов мате-
матическими выражениями, то характеристики заменяют идеализиро-
ванными, отражающими важнейшие свойства ламп и позволяющими
использовать простой математический аппарат. Расчет будет иметь
приближенный характер, но это не снижает ценности метода, так как
в процессе серийного производства лампы выпускают с отклонениями
их параметров от некоторой средней номинальной величины. Идеа-
лизированные характеристики анодного тока генераторного триода
показаны на рис. 1.4. Семейство анодных характеристик (рис. 1.4, а)
представляет собой ряд равноотстоящих параллельных прямых,
Чем больше напряжение управляющей сетки ес, тем больше ток
и тем выше проходит соответствующая анодная характеристика. Угол
наклона анодных характеристик к горизонтальной оси определяется
внутренним сопротивлением анодной цепи
&albea=l/Ri = SD,
где S — крутизна статической анодно-сеточной характеристики лам-
пы (рис. 1.4, б); D = | Дес/Дса| . Для каждого типа ламп характер
ным является величина напряжения сетки, при котором анодная ха-
рактеристика выходит из начала координат; это напряжение называют
сеточным напряжением приведения и обозначают Ес0. Для напряжения
анода, равного напряжению источника анодного питания £а, можно
по характеристикам определить соответствующее значение напряже-
ния сетки, при котором анодная характеристика начинается в точке
са = Да. Это напряжение при таком анодном напряжении называют
напряжением сдвига или запирающим и обозначают E'z. Напряжение
Дс0 всегда положительно; Е'с — отрицательно. Анодная характери-
стика для ес = 0 начинается в точке е& = Ея0, где Ем — анодное на-
пряжение приведения.
18
Область малых анодных напряжений, где реальные характеристи-
ки, постепенно сливаясь, сходятся в начале координат, на идеализи-
рованных характеристиках представлена отрезком прямой линии, вы-
ходящей из начала координат с углом наклона, определяемым
крутизной Srp. Эту линию называют линией граничного (критическо-
го) режима.
На анодно-сеточных характеристиках (рис. 1.4,6) линией гранич-
ного (критического) режима является пунктирная прямая, выходя-
щая из точки еа = Ес0; она разграничивает область, где анодный ток
зависит от ес (слева от линии), и область,
где анодный ток не зависит от е0 (справа
от линии).
Область анодно-сеточных характери-
стик, в которой ток ia зависит от напря-
жения сетки <?с, называют областью не-
донапряженных режимов, а область, где
га не зависит от ес, — областью перена-
пряженных режимов (рис. 1.4,6).
Из рис. 1.4, а следует, что на линии
граничного режима анодный ток
Рис. 1.5
/а — S[p еа	(1.1)
Произведем на рис. 1.5 геометрические построения, предложенные
3. И. Моделей и И. X. Невяжским. Нужно найти ток 1а1 для напряже-
ний ес1 и еа1 (точка Ъ). Крутизна статической анодно-сеточной харак-
теристики
g  А?а   bo '	_ ____?al____
Дес	ао ’ aO-f-Oc —£(.Д-ев1
Отсюда
га1 - S (ес1 — £с).
(1 2)
Проницаемость лампы D = — Аес/Аеа при ial = const. В нашем
случае Acc = bd = аО = — £с'; Аеа = <?а1 — следовательно,
E' = Dteal-Ea0).	(13)
Подставив (1 3) в (1.2), получим первую запись уравнения для
?ai в системе координат (га, <?с):
rai = S [<?ci + D (<?а1 — £а0Д	(14)
При еа = Еа и ес = Е'е ток ia = 0 (точка а на рис. 1.5). Подставив
еа = Еа в (1.3) и решив последнее выражение относительно DEa$,
найдем
DE„0 = Е'с-\- DEa.
Подставив выражение для DEaB в (1.4), определим вторую запись
уравнения для га1 в системе координат (га, ес):
ra = S[e0-E' + D(ea-Ea)].	(151
При ея = 0 и ес = Дс0 ток ia = 0 (точка О на рис. 1.4, а). Из
(1.4) вычислим Ес0 — £>£ао = 0 или DEaB = Ес0. Подставив послед-
нее выражение в (1.4), получим третью запись уравнения для (а в си-
стеме координат (га, еа);
ia = S(ec—EB0 + Dea).	(16)
Таким образом, получены три равноценных выражения для анод-
ного тока в области недонапряженных режимов, отличающиеся толь-
ко использованными в них параметрами ламп и позволяющие вычис-
лить га при тех или иных параметрах.
§ 1.3. Динамические характеристики анодного тока.
Коэффициенты разложения а и у
Рассмотрим работу лампового генератора с внешним возбужде-
нием, построенного по схеме рис. 1.1, в.
Напряжение возбуждения ис = UB cos at (рис. 1.6) подается от
предыдущей ступени передатчика на вход лампы. Для получения нуж-
ного режима в цепи сетки имеется источник постоянного напряжения,
создающий напряжение смещения Ев. Для ламп напряжение смещения
отрицательно, т. е. положительный полюс источника напряжения сме-
щения соединяется с катодом лампы и корпусом (землей) передатчи-
ка, а отрицательный через катушку связи или блокировочный дрос-
сель — с ее сеткой. Параллельно источнику смещения непосредствен-
но между выводом катушки связи и катодом лампы включают блоки-
ровочный конденсатор Свлг, образующий кратчайший путь для пере-
менных составляющих тока сетки лампы (с. В первом приближении
сопротивление блокировочного конденсатора для переменных состав-
ляющих тока сетки можно считать равным нулю (^сбЛ2 = 0)- Мгно-
венное напряжение между сеткой лампы и катодом
ес = Ес -f- Ua cos cot.	(1.7)
20
Источником тока сетки ia является источник возбуждения. Ток
ia проходит от катушки связи L, через участок сетка—катод лампы
и параллельно включенные блокировочный конденсатор и источник
напряжения смещения, после чего возвращается к катушке связи.
При Ua < \ЕВ |, т. е. при еа 0, получаем гс = 0.
В процессе работы энергия источника питания напряжением Е3
преобразуется в энергию колебаний радиочастоты. Анодный колеба-
тельный контур АКСК настраивается на рабочую частоту ираб> т. е.
'А ~	— ®раб-
Для первой гармонической составляющей тока /а1 эквивалентное
сопротивление колебательного контура
ЯЭ1> = QuКДЖ = Он 4 = Ь,(/[СК (г„ +
а для постоянной /а0 и высших гармонических 1Л1, /д3, ... состав-
ляющих в первом приближении А,н = 0, где — добротность кон-
тура с учетом влияния нагрузки; Zc = ]/~LKICK— характеристиче-
ское сопротивление контура; гк — сопротивление потерь в контуре;
^?вн = (®Л4СВ)2//?Н — сопротивление, вносимое в анодный контур
из цепи нагрузки 7?н; Л1ов — взаимная индуктивность контурной
катушки £к и катушки связи АСР Первая гармоника анодною тока
7ai создает на настроенном анодном контуре падение напряжения
Uк — lalRaK. Блокировочный конденсатор в анодной цепи СбЛ1 поз-
воляет создать кратчайший путь для переменных составляющих анод-
ною тока от катода лампы к контуру; в первом приближении Ас =
= 0. Следовательно, U3 — Uк. Напряжения Е., и UK включены по-
следовательно, причем Ua— падение напряжения на контуре, поэто-
му
ея = Еа — Ud cos &t.	(1 8)
Источником постоянной составляющей тока /а1) является источ-
ник анодного питания напряжением £а. Ток /а0 проходит от плюса
источника питания через катушку контура и лампу (от анода к катоду)
к его минусу. Переменные составляющие анодного тока лампы /а1,
/Э2. /аз, ••• возникают в лампе за счет преобразования энергии источ-
ника анодного питания пол действием напряжения сетки лампы.
В кыпуре, настроенном на частот возбуждения, первая гар1Моника
21
Рис. 1.7
тока /а1 проходит по цепи, образованной лампой, блокировочным кон-
денсатором СбЛ1 (ЛС(3л1 = 0) и контуром. Тогда
^ф.	~ Щф:= 1!^.®раб Q>
/а1 = ^к/^ок! Ilk = 1ск == Uk/XLr = UK/ZC = laX QH,
т. e. по обеим ветвям настроенного контура протекает контурный ток
в QH = 10 -т- 20 раз больший, чем 1а1 (см. векторную диаграмму на
рис. 1.6).
Высшие гармонические составляющие тока протекают по тому же
пути, что и /а1. При этом емкостная ветвь контура обладает для них
меньшим сопротивлением, а индуктив-
ная — большим, чем для первой гармо-
ники; например, для второй и третьей
гармоник
Хск = 1 /2®ра5 Ск; Хск = 1 /Зсораб Ск;
XL[t -	ЗсоАк, ...
Следовательно, в основном высшие
гармонические составляющие протекают
через Ск; в первом приближении малое
падение напряжения на контуре от выс-
ших гармоник не учитывают.
Анодный ток генератора с внешним возбуждением имеет сложную
форму. Аналитическое выражение анодного тока можно получить,
подставив в уравнения (1.1)—(1.6) выражения для мгновенных зна-
чений сетки и анода генератора (1.7) и (1.8). Воспользуемся соотноше-
ниями (1.2)—(1.6) для расчета недонапряженных режимов.
В выражение (1.5) подставим (1.7) и (1.8). После преобразования
получим
/а (со/) = S[£C— Е'с + (£/с —DUa) cos со/].	(1.9)
На рис. 1.7 показан график изменения во времени анодного тока
Ф («/).
Режим электронного устройства, при котором форма анодного
(коллекторного) тока повторяет форму напряжения возбуждения,
как в режиме класса А, называют режимом колебаний
первого рода.
Режим электронного устройства, при котором форма анодного то-
ка не повторяет форму напряжения возбуждения, называют режимом
колебаний второго рода.
Частным случаем режима второго рода является режим класса В,
где анодный ток существует в течение половины периода напряжения
возбуждения. В общем случае для различных режимов второго рода
ток может протекать в течение любой части периода. Время существо-
вания тока оценивают углом отсечки тока 0 (рис. 1.7).
Углом отсечки тока 0 (анодного, сеточного, коллектор-
ного) называют выраженную в угловой мере (градусах, радианах)
половину части периода, в течение которой существует ток,
22
В момент времени, когда анодный ток обращается в нуль, со/ = 0.
Подставив эти выражения в (1.9), получим
£е—£"с=—(Uc—Dt/a)cos0.	t.1.10)
Подставив (1.10) в (1.9), выведем еще одно удобное для расчета
тока генератора выражение:
/а (со/) = S (Ue — D Uа) (cos со/ — cos 0).	(1  11)
При СО/ = 0 ТОК 1а = г'атах-
Подставив это соотношение в (1.11), определим
сагаах- S (U с-DU а) (1- cos 0).	(112)
Поделив (1.11) на (1.12), найдем
. , ,,	. cos at—cos 0	,< ,
ta (co/) ta max	7	•	О 13)
1 —cos о
Выражения (1.9), (1.12) и (1.13) являются различными формами
записи анодного тока генераторной лампы в области недонапряжен-
ных режимов. Ток /а может протекать через лампу только в одном
направлении — от анода к катоду. Эти формулы справедливы при
ia 0, т. е. при со/ = — 0---Н 0 в течение каждого периода колеба-
ний. При других значениях со/ ток ta = 0.
Динамической (нагрузочной) характери-
стикой генератора называют линию на статических харак-
теристиках лампы, по которой перемещается рабочая точка за период
колебаний.
Можно показать, что построенный по выражениям (1.9), (1.12)
и (1.13) график на идеализированных характеристиках лампы явля-
ется отрезком прямой. Следовательно, для построения динамической
характеристики, т. е. линии /а (еа, ес), достаточно найти две ее точки
и по ним провести прямую линию.
Выполним эти построения (рис. 1.8), предположив известными ве-
личины Еа, Ес. Uc, Ua-
1.	При и/= 0
cos со/ = 1, га — in гаак, ес = Е а UG ®cmax>
Р  т Р    U г—• Р	.
а a са mln’
Выберем (при известных параметрах лампы и подаваемых напряже-
ниях) на характеристиках лампы положение точки А, для которой
-с бстах, ба £amln-
2.	При со/== 0,5л (со/= 90°)
cos со/ = 0; ес = Яо; е, = Ел,
т. е. на лампу действуют только постоянные напряжения (режим по-
коя). Возможны грг случая, а) Ес — Ес, б) Ес > Ес; в? Е,. < Её.
(Неравенства понимают в алгебраическом смысле например Ес —
~ — 100 В > Её = — 200 В ) При Ес > Её точке ес = Ео. е* = Е&
соответствует ток /а„ (точка В± на рис. 1.8), Для ес => Её тсч-
23
ка В., оказывается на горизонтальной оси; ia — 0. При Ес < Ес точ-
ка В3 располагается ниже горизонтальной оси и не имеет физического
смысла; можно лишь условно говорить о некотором «фиктивном отри-
цательном токе».
Положение динамической характеристики определяется точками
А и В. Точка А соответствует предельному значению еа = естах.
Динамическая характеристика совпадает с прямой Л В до пересечения
с горизонтальной осью.
3.	При at = л (at = 180°)
cos at 1, ес —	Uс = ес т|П,
р — Р -4- 11 —= р
° а	м а ° а шах*
Для 0 at 180° га — 0. Динамическая характеристика идет по
горизонтальной оси до точки еатах.
4.	При л о/ 2л рабочая точка проходит вдоль отрезков пря-
мых в обратном направлении. Таким образом процесс повторяется
каждый период колебаний.
Когда точка А находится правее граничной линии, режим называют
н едон а п р я ж енным (НИР).
Предельным случаем НИР является режим с Ua — 0, Такой ре-
жим возможен при коротком замыкании контура: Дэк = 0. Режиму
короткого замыкания соответствует случай сильной расстройки кон-
тура, когда ZaK < RSK (рис. 1.9, а).
Кроме того, предельным случаем НИР является режим, когда
точка А оказывается на пересечении статической характеристики
24
лампы при еа — естах <- линией граничного режима. Такой режи <
(рис. 1.9, б, в) называют граничным (критическим).
Поскольку динамическая характеристика 1а (ес, еа) — прямая ли-
ния, анодный ток i (at) повторяет форму напряжения возбуждения,
т. е. для — 0 дС at 0 (см. рис. 1.7)
^а Т mix ^OS at.
Как известно, периодическую последовательность импульсов слож-
ной формы (см. рис. 1.7) можно разложить на простые составляющие
(разложение в ряд Фурье):
1а (at) =/a0 + /alcos co/-|-/a2cos 2со/ + /а3 cos Зсо/ ф- ... +/дЛ cos nco/ +...
(1.14)
Коэффициенты разложения /ап (постоянная составляющая), /а],
/а2, /аз. (гармонические составляющие) вычисляют как интеграл
Фурье:
J «а (at) dat;
— Л
л
— л
л
/а2 = — С i, (со/) cos Baidal-,
(1 15)
1лп — — С (а (со/) cos natdat
Подставив в (1.15) выражение для ra (at) согласно (1.11), получим
/а0 — S (Uс — DUа) — (sin 0—0 cos 0) = S (Uc — DUa) Yo (0);
/al = S (Uc - DUa) J- (20 - sin 20) = S (Uc - DUa) Y1 (0);
2л
/а2 = S (Ue-DUa) JL sin8 0 = S (Uc-DUa) ?2 (0):
/аз = S (Uo-DUa) 4- sin8 0 cos 0 = S (Uc-DUa) ?3 (0);
tsn = S(Uc-DUa) J- f sin(n=^-°- - Jin±L±l)_e
a'I	'G	a' _ |	„ ।	11^
ПЛ. Ц	fl 1	1 -j- Л
^S(Uc-DUa)yn (0).
25
Коэффициенты yn (0),	(0), yn (0) называют коэффици-
ентами разложения импульса тока коси-
нусоидальной формы (коэффициентами Бер-
г а). Они являются коэффициентами пропорциональности между со-
ставляющими /а0) /а1» •••, /ап косинусоидального импульса тока га (со/)
и управляющим напряжением генератора Uo — DUa, умноженным на
крутизну характеристики лампы:
Тп (6) =
_____/ап____
S (Ua DUn)
Коэффициенты у зависят от угла отсечки тока 0. Они вычислены
и сведены в таблицы и графики (рис. 1.10, а). Следовательно, зная па-
Рис. 1.10
26
но вычислить значения составляющих анодного тока косинусоидаль-
ной формы при любом угле отсечки 0.
Для вычисления ia (out) воспользуемся формулой (1.13). После
интегрирования получим
,   .	sin 0 — 0 cos 0	.
а0 ~ 'a max “(1-cosH) ’ ~ 1я тах “° '
/ _•	20— sin 20
•'al Ч max Z ~	777 la max а1 W>
2л (1 —cos 0)
г ___.	2 sins 9	__ .	,дч
а2 “ 4 тах Зл(1—cosO) “ ‘а шах “2 '
j ___ . 2sin3 0cosO ______.	,д.
1 аЗ	га max „ ..	тах аз Щ/>
Зя (1 —cos 0)
(1.17)
1	Г sin (я — 1) 9
мл (1 —cos 9) I 1 —п
Коэффициенты разложения косинусоидаль-
ного импульса а0 (0), ссх (0), ..., ап (0) также зависят от
угла отсечки 0 и являются коэффициентами пропорциональности меж-
ду составляющими /а0, /а1../ап и амплитудой импульса тока 1ашах:
ап (0) = ^ап/1а max-
Значения а даны на графиках рис. 1.10,6.
Полезная мощность генератора
Рг = 0,5UA /а1 = 0,5Па ia шахК1 (0) = 0,5S (Пс-DUa) V1 (0).
Для получения максимума полезной мощности следует применять
режим работы генератора с таким углом отсечки анодного тока (0),
при котором а, (0) или yj (0) имеют максимальное значение. Коэффи-
циент (0) принимает наибольшее значение при 0 — 120° и соот-
ветствует а; « 0,54. Таким образом, для получения от лампы наиболь-
шей полезной мощности при заданном токе ianias выбирают 0 = 120°.
Если же требуется (например, в диапазонах ОВЧ, УВЧ и СВЧ) по-
лучить максимальную мощность при заданном напряжении возбуж-
дения Uc, выбирают 0 = 180°, так как у (0) при этом принимает
максимальное значение ушах — 1-
К. п. д. генератора по первой гармонике
Л1 = Л/^о = 0,5и, /а1/(Да /а0) = 0,5 ~~=
= 0,5^ (0)/ао (0) = 0,5ёу! (0)/уо (0) =	(0),
где В — UJEa — коэффициент использования
анодного напряжения. Полагаем g = const. Отношение
Д (9) = /ai//ao = а1 (0)^ао (0)1 = 71 (0)^То (0)1 называют коэффи-
циентом формы импульса. В общем случае
qn (9) = lajlao = “n (0) /(“о (0)1 = 71 (0)/1?о (0)1-
27
Максимальный к. п. д. возможен при 0 = 0. Очевидно противо-
речие: максимум Рг можно получить при 0 = 120° (cq = 0,54; q± =
= 1,27; Pi = 0,63б|) или при 0 = 180° (ух = 1; qt = 1; t|i = 0,5£),
а максимум к. п. д. — при 0 = 0, где qr (0) = 2, т. е. ть = Но
при этом импульс становится бесконечно узким (0 = 0), а мощности
и Рй принимают нулевое значение, т. е. режим с 9 = 0 не имеет
физического смысла. На практике целесообразно для заданного Отач
выбрать О<0<12О°, когда мощность Рх падает незначительно,
а к. п. д. приближается к максимальному: 60° < 0 < 120°. Чаще вы-
бирают 80° «С 0	90°. При 0 = 90° «! == ух = 0,5; а0 = Yo = 0,32;
сд = 1,57; PY ж 0,93Paiax; = 0,735.
§ 1.4. Нагрузочная характеристика
Рассмотрим зависимость режима работы генератора а внешним воз-
буждением, т. е. зависимость /а0, /а1.U&, Рх, Рй и к, п. д. от со-
противления анодной нагрузки Рл. Нагрузкой является анодный кон-
тур Pdb — LJCK (гк + А?вц). На практике /?а = /?эв устанавливают
путем регулировки связи контура с сопротивлением нагрузки Рв.
Будем считать, что питающие генератор напряжения Ея, Ес, Ue по-
стоянны. В результате работы генератора напряжение контура Uu =
~	~ ^а17?ак.
Различным значениям сопротивления в анодной цепи лампы соот-
ветствуют различные динамические характеристики (рис.1.11). По-
строение характеристик 1, 2 и 3 рассмотрено в § 1.3 (рис. 1.8, 1.9).
Рассмотрим, как строятся динамические характеристики для режи-
мов, выходящих за область недонапряженных.
Требуется построить динамическую характеристику 4 для ecraas =
= Ес + Ua и eaiulnJ<;ea8 = егр. Как и ранее, нужно искать точку
28
Д' на пересечении статической характеристики лампы (ес = естазг;
с вертикальной линией, соответствующей famine. Как видно из
рис. 1.11, точка Д' оказывается выше линии граничного режима лам-
пы в области, где анодного тока лампы но существует. Динамическая
характеристика генератора при напряжениях сетки от есюах до ест
сливается с линией граничного режима (участок A"F). От точки г
до точки С и далее до еатах динамическая характеристика совпадает
с линией 4 и горизонтальной осью. Импульс анодного тока 4 имеет
провал, начало которого соответствует верхнему углу от-
сечки тока со/ = Op Аналогично строят динамическую харак-
теристику и в том случае, когда
напряжение eamln имеет отрица-
тельное значение(характеристи-
ка 5). В области еа < 0 анодный
ток равен нулю, поэтому уча-
сток A!VO динамической харак-
теристики 5 сливается с горизон-
тальной осью. На участке ON
динамическая характеристика
совпадает с линией граничного
режима. На участке NC" и далее
до батах динамическая характеристика идет по линии 5 и горизонталь-
ной оси. Импульс анодного тока 5 имеет провал, делящий его на две
части. Момент прекращения тока соответствует второму ниж-
нему углу отсечки анодного тока со/ = 02.
Поскольку все отрезки динамической характеристики (для ха-
рактеристики 4 — A"F, FC', для характеристики 5 — AIV О, ON,
NC") являются отпезками прямой линии, то импульсы 5 и 4 образова-
ны отрезками косинусоид. Применяя принцип суперпозиции, можно
представить такие сложные импульсы в виде алгебраической суммы
двух или трех косинусоидальных импульсов определенной амплитуды
с углами отсечки 0, 015 02, ... и в результате вычислить составляющие
/ао, /at, /а2, ... ЭТИХ ИМПуЛЬСОВ
Режим анодной цепи генератора называют слабо перена-
пряженцы м, если импульс анодного тока имеет «провал« (им-
пульс 4 на рис. 1.11); режим анодной пепч считают сильно перс-
напряженные, если «провал» импульса анодного тока дости-
гает нулевого значения и появляется второй нижний угол отсечки
анодного тока (импульс 5 на рис. 1.11), а напряжение анода на неко-
торое время принимает отрицательное значение.
Анализ различных по степени напряженности режимов на
рис. 1.11 позволяет построить зависимость составляющих тока от
сопротивления анодной нагрузки (рис. 1.12, а, б). В первом прибли-
жении /а1 и /ап при увеличении сопротивления нагрузки уменьшаются.
При малых Na (в недокапряженном режиме) уменьшение тока опреде-
ляется углом наклона статических анодных, характеристик лампы и не-
которым уменьшением угла отсечки (см. рис. 1.11). В области перена-
пряженного режима уменьшение тока ускоряется вследствие возник-
новения «провала» в импульсе тока. Амплитуда переменного капряже-
29
ния анодной цепи Ua = IalRa. Следовательно, по мере роста Ra
напряжение Ua увеличивается. В области ННР рост Ua происходит
быстрее, а в области ПНР — тем медленнее, чем выше напряженность.
Мощность, потребляемая от источника питания анодной цепи,
Ро = Рц — const. Полезная мощность Pt в ННР по мере воз-
растания Ra растет при быстром увеличении Ua и малом уменьшении
/а1. В ПНР уменьшение тока, как указывалось, ускоряется, а рост
Ua замедляется. Следовательно, полезная мощность Рг имеет ярко
выраженный максимум, который совпадает с переломом в зависимо-
стях 7ai=f(Pa) 7ao = f(Pa)- Режим, соответствующий максимуму полез-
ной мощности, называют граничным (критическим).
К. п. д. анодной цепи в ННР мал (при /?а = 0	= 0); он растет
при увеличении напряженности. Максимум к. п. д. получают в слабо
перенапряженном режиме, близком к граничному. Характер изме-
нения к. п. д. в ПНР зависит от многих причин и не может быть опи-
сан в общем виде; в области ПНР к. п. д. несколько уменьшается.
Таким образом, основным преимуществом граничного режима яв-
ляется наибольшая полезная мощность при высоком, близком к мак-
симальному, к. п. д.
В граничном режиме (см. рис. 1.9, б, в; рис. 1.11 — характеристи-
ка 3) коэффициент использования анодного напряжения £ — §гр ~
= Ua!Ea (для мощных генераторных ламп £ = 0,85 4- 0,95). Следова-
тельно, в граничном режиме при 0 — 90° к. п. д. = 0,5^ (0) =
= 0,5 (0,85 4- 0,95) 1,57 = 0,66 4- 0,74.
В связи с указанными энергетическими преимуществами гранич-
ный или близкие к нему режимы часто используют на практике. Из
рис. 1.9, б, в и рис. 1.11 (характеристика 3) следует, что
И щах ~ ^iP еа mln гр = ^гр (Д& U& ip) “ ^гр Еа (1	^гр)>
откуда
irp=l—(1.18)
Таким образом, зная тип лампы, Srp, iamax и выбрав целесообраз-
ное напряжение анодного питания, по (1.18) можно вычислить £гр,
т. е. определить условие получения граничного режима генератора.
На практике чаще бывает задана полезная мощность лампы
Pi = 0,5L/a /а1 = 0,5U& ах (0) ia гаах.
Отсюда
4 max = ^Р1/^1 (0) Па] - 2РЛЯ, V0) £Еа].
Подставим значение гатах в (1.18):
Ь, =0,5 + 0,5 ]/|-	.	(1 19)
V	"Spp а1 (“)
Рассчитаем напряжение смещения, обеспечивающее получение
выбранного угла отсечки 0, и напряжение возбуждения, необходимое
для создания нужного /ашах или /а1.
30
В соответствии с (1.10)
£0 = Е'— (t7c-Wa)cos6.	(1.20)
Решив (1.12) относительно Uc, найдем
б/с =---2ил^_+оуа==—_Л1-----------------+ Wa. (1.21)
S (1—cos 9)	«! (0) 5 (1—cos 9)
Как следует из (1.21), меньшим углам отсечки 0 соответствует
большая амплитуда напряжения возбуждения Uc, более отрицатель-
ное (большее запирающее) напряжение смещения и соответственно
большее отрицательное напряжение ecmln =	— Uo, что затрудняет
использование малых углов отсечки (см. § 1.3).
§ 1.5. Расчет анодной цепи
Целью расчета режима генераторной лампы, в первую очередь режима
ее анодной цепи, является определение напряжений Ea, Ua, Eci, Е& Uc и то-
ков /а1, Iй0, /020, /с10, /С11, необходимых для получения заданной выходной
мощности РВЬ1Х при высоком к. п д; проверка допустимости таких напряжений
и токов, а также расчет мощностей рассеяния на электродах лампы.
Исходные данные для расчета анодной цепи генератора — заданная выход-
ная мощность ступени (передатчика) РВЬ1Х, рабочая (поминальная) частота f
или диапазон рабочих частот — f2, вид модуляции и др.
Как указывалось , на выходе передатчика включают фильтр, обеспечиваю-
щий подавление нерабочих составляющих спектра, прежде всего гармоник.
Сначала исходя из опыта работы существующих передатчиков, задаются воз-
можным значением к п. д фильтра i]j) = 0,5 4- 0,6 (в диапазонах ОВЧ и УВЧ
при мощности порядка единиц ватт) и т)ф = 0,954-0,98 (в диапазонах НЧ и СЧ)
при мощности в сотни киловатт С учетом т)ф полезная мощность PL = Рвых/Цф-
По этой мощности и высшей рабочей частоте выбирают тип лампы. Затем опре-
деляют параметры идеализированных характеристик лампы S, Srp; D, Еао; Ес0;
Ес, выбирают угол отсечки анодного тока 9 и находят ак (0). Напряжение анод-
ного питания в случае, когда полезная мощность Р, равна номинальной мощно-
сти лампы Р1аом; Еа = Еа ном Если в диапазонах ВЧ, ОВЧ, УВЧ и СВЧ Рх<
< Р] ном>’ то Еа. > Еа ном Pj^Pj ном Допустимы только стандартные значения
питающих напряжений, позволяющие использовать стандартные трансформа-
торы и другие детали*. Обычно расчет ведут для граничного режима
Коэффициент использования анодного напряжения вычисляют по (1.19).
Амплитуда переменного напряжения анодной цепи Ua = ^грЕа
Составляющие анодного тока /а1 = 2Pl/t/a, 1а) — laiao (9)/[оч (0)]1 4 max =
=	(0)]- Сопротивление нагрузки анодной цепи Ra = Ua/Ial Мощность,
потребляемая цепью от источника анодного питания, Ро = Е01а0 Мощность
рассеяния на аноде Ра = Ро — Р1 должна быть меньше допустимой для вы-
бранной лампы: Ра < Ра доп. К. п. д т)1 = Pi/Po Амплитуда напряжения воз-
буждения
(9) 5 —«os ©Л} + DUа.
Напряжение смещения
ЕС = ЕО' — (б'с— DUa) cos 0.
Мгновенные значения напряжений: ecmax = Е<з + Uc.< еа mln = Ес — Ua. По
реальным характеристикам лампы проверяют соответствие вычисленного по идеа-
лизированным характеристикам ia max реальному значению tamax-
* При расчете режима тетрода необходимо также выбрать напряжение пи-
тания экранирующей сетки Е02 Для расчетов следует использовать характери-
стики, соответствующие выбранному значению ЕС2.
31
§ 1.6.	Сеточная цепь
Статические характеристики сеточной цепи генераторной лампы
/с (+, еа) представлены на рис. 1.13 (сеточно-анодные) и на рис. 1.3, б
(сеточные).
Характеристики сеточного тока лампы нелинейны. В области малых
напряжений анода при е та ес или ел < ес (области граничного и пере-
напряженных режимов) сеточный
Piic. 1.13
относительно большом сеточном
ток возрастает по сравнению с то-
ком в области недонапряженных
режимов (ел > ес).
Как указывалось, генераторные
триоды ил1еют правые характери-
стики, т. е. большая часть анод-
ных характеристик соответствует
положительным значениям напря-
жения управляющей сегки (см.
рис. 1.3; 1.13). Поэтому в основном
генераторные лампы работают при
токе 1С. Путь прохождения тока
управляющей сетки показан на рис 1 6. Из статических характери-
стик сеточного тока и построений па рис. 1.14 следует, что сеточный
ток 1е имеет вид импульсной
последовательности с часто-
той следования, равной ча-
стоте возбуждения со, ампли-
тудным значением /стах и уг-
лом отсечки 6С. Угол отсечки
сеточного тока 0с всегда
меньше угла отсечки анодно-
го тока 0: 0С < 0. Импульс
сеточного тока приближается
по форме к отрезку косину-
соиды, но более заострен-
ный. Амплитуд; сеточного
тока определяют (рис. 1.15)
Рис. 1.14
по статистическим характе-
ристикам на основе вычис-
ленных значений ест<1 х и еат111 (см. §1.5). Периодическая
последова-
тельность импульсов сеючного юка может быть представлена рядо?л
Фурье:
i (at) = Ic0 A /cj cos at-'г Ic2 cos 2<d/+ ... +1cn cos nat-t-...	(1.22)
Для вычисления 0c воспользуемся выражением (1.7). При ес = О
/с = 0, at = 0С, следовательно,
cos9c= —£С/ДС.	(1.23)
Формула (1.23) имеет смысл при | Дс | + Uc, т. е. при естах =
= Ес д- Uc > 0. Если c(;rtiax + 0, т. е, |fc| > Uc, io сеючный ток
отсутствует и формула (1.23) теряет смысл.
32
Для расчета составляющих сеточного тока г'с (со/) определяют ко-
эффициенты разложения импульсов косинусоидальной формы ап (9)*:
сп ^с(Нс шах ао	0 24)
^cl = ^с1 Д ла >. а I (®с)	(1 25)
Эмпирические коэффициенты kca я» 0,65, /гс1 0.75 учитывают
отличие реального импульса сеточного тока от косинусоидального
(см. рис. 1.14).
Сеточный ток в лампе существует за счет мощности источника воз-
буждения, т. е. предшествующей ступени передатчика. Участок сет-
ка-катод лампы обладает односторонней проводимостью и при на-
пряжении возбуждения иа = UB cos <о/ в сеточной цепи протекает
импульсный ток tc (со/) (рис. 1.14), т. е. сеточная цепь работает как
выпрямитель напряжения возбуждения; появляется постоянная со-
ставляющая сеточного тока /с0.
Поступающая в сеточную цепь лампы мощность возбуждения от
предыдущей ступени
Рс1 = 0,51/с7с1.	(1.26)
Первая гармоника сеточного тока /С1 от источника тока преды-
дущей ступени сначала через участок сетка—катод лампы проходит
к общему проводу (корпусу), а затем через блокировочный конденса-
тор Сбл возвращается к источнику возбуждения (рис. 1.16). Постоян-
ная составляющая сеточного тока проходит по следующему пути:
промежуток сетка—катод лампы — катод — источник напряжения
* Так как сеточные характеристики нелинейны, расчет с помощью идеа-
лизированных характеристик дает большие ошибки. Величину (с тах опреде-
ляют по реальным характеристикам при естах и ^атт-
33	2 Зак. 2
смещения Ес — сетка лампы. Такое направление обусловлено прин-
ципом действия лампы: ток в лампе возникает вследствие движения
электронов от катода к другим электродам, в том числе к сетке, если
на ней есть положительный потенциал. За положительное направле-
ние тока принято направление движения условных положительных
носителей электрического заряда, противоположное направлению дей-
ствительного движения электронов.
Энергия источника возбуждения расходуется на ускорение элек-
тронов. попадающих на сетку, т. е. на нагрев сетки, и рассеивается на
источнике смещения, включенном встречно току /00. При этом в ис-
точнике смещения рассеивается часть
мощности источника возбуждения
Р00=БС/С0.	(1.27)
Поскольку для высших гармониче-
ских составляющих /02, /03, .... 1сп. ...
цепь сетки имеет малое сопротивление,
уравнение баланса мощности записы-
вают так:
Ля^со + Лз, (1-28)
где Рс— мощность рассеяния на управляющей сетке лампы. Мощ-
ность рассеяния Ра не должна быть больше допустимой: Ре < РСДОи-
Таким образом, потребляя от предыдущей ступени передатчика
мощность возбуждения Рс, ступень усиления ГВВ развивает в анод-
ной нагрузке полезную мощность Рг. Отношение этих мощностей
называют коэффициентом усиления лампы по
мощности:
Kp^PJPc1.
(1.29)
Коэффициент усиления по мощности ступени на генераторном три-
оде, выполненной по схеме рис. 1.6, называемой схемой с общим като-
дом (ОК), Кр = Ю 4- 15.
§ 1.7.	Расчет цепи управляющей сетки
Расчету цепи управляющей сетки предшествует расчет анодной цепи
(см. § 1.5), в процессе которого определяют значения Ea; Ес, Ua, Uc; ecmax, eamln
и др.
Сначала по реальным характеристикам лампы <с (еа, ес) (см. рис. 1.15)
для найденных значений «стах и еа min вычисляют амлитуду импульса сеточно-
го тока <0 тах (еа т1а; ес тах), затем рассчитывают cos 0с == — и по табли-
цам разложения импульса определяют коэффициенты а0 (0О), ах (0С).
Гармонические составляющие сеточного тока
^1“ го max ai (®с) *С1! /со = i0 max ао (9с) &со-
Мощность возбуждения, потребляемая от предыдущей ступени; PGi =
= 0,5t/0Zcl
Мощность, затрачиваемая на преодоление противо-э, д. с, смещения, Рсо =
«= ЕС1СО.
34
Мощность рассеяния на управляющей сетке Ра = PDl — Рс0. Должно выпол-
няться условие Рс <Z Ра доп-
Коэффициент усиления по мощности Кр = Pi/POi. Расчет производя! для
ес max > 0; в противном случае i0 = 0.
§ 1.8.	Особенности работы и расчета усилителя,
выполненного по схеме ОС
Рис. 1.17
Генераторы о внешним возбуждением в диапазонах ВЧ и ОВЧ при
использовании триодов обычно строят по схеме g общей сеткой (ОС) •
(рис. 1.17). Отличие этого способа построения генератора от рассмо-
тренного ранее (см. рис. 1.1,6; 1.6) состоит в том, что источник воз-
буждения Uc и анодный колеба-
тельный контур ЬКСК соединены
с сеткой лампы, т. е. общим
электродом для входной и вы-
ходной цепей генератора яв-
ляется сетка лампы.
В генераторе, работающем
по схеме ОС, переменная состав-
ляющая анодного тока проходит
от лампы через анодный контур,
блокировочные конденсаторы и
источник возбуждения к катоду
лампы. Таким образом, амплитуда напряжения контура 17к в ехеме
ОС равна сумме амплитуд напряжений анода и сетки лампы:

t7K=t/a + t70.
(1.30)
Через источник возбуждения Uo протекает сумма токов первых
гармоник /а1 и /с1. Следовательно, полезная мощность генератора
Лоо = 0,5UK 7а1 = 0,5 (l/a + Uc) /а1 = 0,5 £7а /а1 + 0,5По /а1 = Рг + Рпр.
(1-31)
Полезная мощность ступени по схеме ОС больше мощности ступени
по схеме ОК на величину Рир, называемую проходной мощ-
ностью:
Рпр = 0,5Пс/а1;
Т’хов = 0,5 (l/a + Uc) /а1 = 0,5 Ua /а1 (1 + UclUa) -
= 7\(1 + 7/сМ).
(1.32)
Так как (7С< Ua, то Ргос ~ Pi, т. е. увеличение полезной мощно-
сти генератора по схеме ОС незначительно, обычно меньше 10%. Со-
противление анодного контура
33
2*
Мощность, потребляемая генератором от возбудителя,
Л, = 0,5U г.‘ 1Д1 т /а) = 0,5U,. 1а1 + 0,5Uc /е1 = Р,т ± Рс1;
Рв = Pa f 1 + -Г1-) I Л1>^с1>
\	1С1 /
т. е. мощность Рв> Рс1.
Поскольку Р^сс Plt Рв> Рск то
/<р(Ч, = Рг/Р ~ 5-7.
(1.33)
(1-34)
Расчет ступени
1 Тины гамг .1
Ксструц । pi
И\ L ГН М< U 10
НС!.С1руЕЦИгГ'
? У1 ел от,
б>’ пь"ч|\ iiia
[с- (1 214 а
Ш И КСН 1 <111.1
Увеличен,
вают ввиду 1
4 Ко ,
женюо’'
с ОС проводит в такой mследовательнооти.
и р<i гчее напоплМ'^ие выб щтот TdK, как изложено в § 1.7.
1 ва Гит, пригодно! । использования в схеме —
сенного вито v < обеспечивается кольцевой
о тока генерато, ,	, я 0 = 90J, так как при
1ся а 11,11	а,.!' — увеличивается UQ
, oi (132)], I е. и ’жаегся и без того иеболь-
ю„но)! дети за счет проходной мощности не учиты-
ЧТ 1ЫГОЛЯЯЮТ ДЛЯ Р-1 =. Рвых'ЛФ
лйппя 'шот .о напряжения вычисляют по выра-
г
—cos 6)
(1.35)
4 Мощное г, ,
пен ' опр1-щл 1 о; 1
I ,лее расчес а
сс I КН — в С001 Т(
। 1' . ' генератором от предыдущей сту-
1 усиления — по (1 34)
> on со1ласно § 1.5, а цепи управляющей
§ 1.9 Особенности работы усилителей
на лампах с экранирующей сеткой
Как известно ;.з курса ('Электронные приборы», четырехэлектродные
лампы — тшроды. у которых между управляющей сеткой и анодом
есть вторая сетка, называемая экранирующей, обладают существен-
ными преимуществами перед триодами. Основным достоинством тет-
родов является (в несколько десятков раз) меньшая паразитная ем-
кость между управляющей сеткой и анодом СасА* **. Малая проходная
емкость Сас позволяет использовать тетроды на частотах выше СЧ
и ВЧ в ГВВ, построенных по схеме ОК, т. е. получить больший ко-
эффициент усиления /<р (применение на таких частотах триодов в
схеме ОК нецелесообразно, а часто просто невозможно).
Тетроды имеют левые анодно-сеточные характеристики (см. рис.
1.3, <з, г) В сочетании с сильно недонапряженным режимом управ-
ляющей сетки (ecimax < £с2) такие характеристики позволяют пол-
нее использовать ла ты по анодному току при малых (по сравнению
* Выражение (1.19) для определения условий граничного режима при рас-
чете генератора по ехсме ОС приводит к заметной ошибке,
** Подробнее см. в § 8 2.
36
с близкими по мощности триодами) токах управляющей сетки Следо-
вательно,потребляемая от предыдущей ступени мощность возбуждения
у тетродов меньше, чем у триодов, а коэффициент усиления больше.
В некоторых случаях генераторные тетроды используют в режимах
без тока управляющей сетки, однако полезная мощность при этом по-
лучается на 20—40% меньше номинальной
Схема генератора с внешним возбуждением па тефоде приведе-
на на рис 1.18. Схема отличается от схем на рис. 1.1 би 1.6 наличи-
ем экранирующей сеи<и лампы, блокировочною конденсатора Сс
соединяющего по переменной со-
ciявляющей экранирующую сетку
с общим проводом (с корпусом,
«землей»), источника питания цепи
экранирующей сетки Егг.
Будучи соединенной с общим
проводом ступени, т е. имея нуле-
вой потенциал по переменной со-
ставляющей, экранирующая сетка
выполняет функции элекфосташ-
ческою экрана между входной и
Рис. 1.18
выходной цепями, ослабляя связь между пимч и уменьшая проход-
ную емкомь, что позволяет реализовать вью кии коэффициент уси-
ления
Характеристики генераторных [ефодов на рис. 1.3, б, г по своей
1 щме близки к характеристикам генераторных триодов на рис. 1.3, а, в.
1 [оложение статических характеристик тетрода зависит от напряжения
экранирующей сеюи Ес2: чем больше £с2, тем левее сдвигаются анод-
но сеточные характеристики, выше для тех же ес располагаются анод-
ные характеристики и больше минимальное напряжение на аноде
в граничном режиме earilin.
Большинство разрабатываемых в настоящее время ламп являются
тетродами. Полезная мощность генераторных тетродов в диапазоне
декаметровых волн (диапазон ВЧ) достигает сотен кило- и даже мега-
ватт; в диапазонах ОВЧ и частично СВЧ (до 1000 МГц) — 10 кВт и
более. Выполненные на таких лампах передатчики имеют меньшее чис-
ло ступеней, а следовательно, они проще, надежнее и дешевле.
Поскольку характеристики анодного тока тетродов ia (ес, еа, еС2)
близки по форме к характеристикам триодов, расчет анодной цепи
выполняют по методике, изложенной в § 1.5. Перед расчеюм ступени
выбирают величину напряжения питания экранирующей сетки.
Обычно £с2 = Пеаном Если фебуется получить большой коэффициент
Усиления Кр, то пцинимают ECi — ECinaa, г. е. максимальное до-
пустимое для выбранной лампы, при этом получается малый ток уп-
равляющей сетки. На приводимых в справочниках анодных характе-
ристиках тетродов часто не показана их начальная часть при малых
значениях еа (0 сф еа С Ес2), поэтому определение Srp и использо-
П'ние выражения(1.19) для расчета ^гр затруднено. Сначала по анод-
ным характеристикам выбирают eaniIn, обеспечивающее режим, близ-
кий к граничному, ити принимают eamin ~ Е^2, затем вычисляют
Uа = Es — eamln. Дальнейший расчет проводят аналогично расчету
в § 1.5.
Цепь управляющей сетки тетрода рассчитывают по методике
§ 1.7.
Дополнительно осуществляют расчет режима экранирующей сет-
ки по ее реальным характеристикам тока гс2 (е0, еа, ес2), чго позволяет
повысить точность расчета. Амплитуда импульса тока экранирующей
сетки достигает наибольшего значения t02max в момент времени,
когда ес1 = еС1шах; еа — eamin- Напряжение экранирующей сетки по-
стоянно: eci — Ec2 (рис. 1.19). Амплитуду импульса ^02тах («стат»
eamln, еС2) определяют по характеристикам /С2 (ес, еа, е02) аналогично
рис. 1.15.
Угол отсечки экранного тока зависит от положения характеристи-
ки t02 относительно ta. Если обе характеристики начинаются в од-
ной точке eci = £с> то 9с2 = G. Если же характеристика экранного
тока располагается правее анодной при е0 — Е'й, то угол отсечки тока
экранирующей сетки находят из выражения
cos9c2 —(До—£с)/Цо,	(1.36)
где Е"а — напряжение сдвига характеристики тока экранирующей
сетки.
Постоянная составляющая тока экранирующей сшки
^с2 = ^с2 ^с2таха0 (®с2)>	(137)
где Кс2 ~ 0,7 — эмпирический коэффициент, учитывающий отличие
импульса тока экранирующей сетки от усеченного косинусоидально-
ю импульса. Мощность рассеяния на экранирующей сегке
Р&. — Е&	(1.38)
38
Должно соблюдаться неравенство Рс2 < РС2доп, где Рсзяоп—
допустимая мощность рассеяния на экранирующей сетке.
Расчет переменных составляющих тока экранирующей сетки для
схемы ОК не приводится, так как они через Сс3 замыкаются нако-
ротко.
Для повышения устойчивости, т. е. дополнительного уменьшения
проходной емкости на ОВЧ и УВЧ, иногда тетроды включают по схе-
ме с двумя заземленными по высокой частоте сетками (рис. 1.20). Ге-
нератор, построенный по такой
схеме, по своим энергетическим
показателям Ръ Рвх, Кр ана-
логичен генератору, работающе-
му по схеме ОС (см. рис. 1.17).
Мощность, потребляемая от
предыдущей ступени таким ге-
нератором,
Рв = 0,5Дс (/al + /c?J + /с11).
(1.39)
Рис. 1.20
Мощность рассеяния на экранирующей сетке
?с2 — ^с2^с20 + 0,5 Uс 1 с21.
При этом должно выполняться условие
/c2i = 0,7кс2 шах (9сг).
(1.40)
^с2 <'~ ^сгдоп- Ток
(1.41)
§ 1.10. Устройство, эквивалентная схема
и параметры транзистора
По принципу работы и конструкции транзистор представляет собой
оригинальное устройство, работающее на основе сложных физиче-
ских законов твердого тела. Теория работы и расчет энергетического
режима транзистора создавались на основе физических процессов,
происходящих в структуре полупроводникового материала. Поэтому
знакомство с устройством современного мощного высокочастотного
транзистора и его эквивалентной электрической схемой облегчает
понимание таких вопросов, как расчет режима работы и особенности
схемного построения транзисторного усилителя мощности.
В радиопередающих устройствах применяют биполярные транзи-
сторы, у которых управление выходным сигналом (изменение выход-
ного тока) производят с помощью инжекции (введения) неосновных
носителей заряда в определенную область полупроводникового мате-
риала (активную область базы).
При разработке новых типов высокочастотных транзисторов ос-
новной задачей является повышение выходной колебательной мощно-
сти и максимальной рабочей частоты. Решение поставленной задачи
требует выполнения взаимно противоречивых требований. Так, для
увеличения максимальной рабочей частоты необходимо уменьшать
размеры транзистора. Минимальные размеры, возможные на практике,
39
определяются степенью совершенства технологии изготовления полу-
проводниковых структур, разрешающей способностью промышленных
установок, а также необходимое тою обеспечения заданных напряже-
ний питания Чтобы повысить колебательную мощность транзисю-
ров, следует увеличить ток коллектора, напряжение питания или го
и другое одновременно. В большинстве случаев максимальное напря-
жение ко: акторного перехода выбирают, исходя из условия обеспе-
чения заданных частотных свойств транзистора. Повысить ток коллек-
тора стремятся как за счет увеличения плотности гока через р-л-пе-
реход, так и за счет увеличения числа структур в транзисторе. Все
это приводит к увеличению площади эмиттерного п коллекторного ье-
Рис. 1.2!
рехолов и росту емкостей коллектор—эмиттер и коллектор— база,
которые ухудшают частотные свойства транзистора. Стремление мак-
симально уменьшить указанные емкости привело к созданию сложных
по конфигурации (многоэмитгерных  с труты ур, учитывающих эффект
вытеснения тока к краям р-/г-перехода при работе на высоких часто-
тах. В таких структурах обеспечивается при большом периметре ма-
лая площадь эмиттера.
Получили распространение три вида структур транзисторов: 1) ре-
шетчатая; 2) сетчатая; 3) гребенчата".
На рис. 1.21 показана схема многоэмиттерного транзистора гре-
бенчатой структуры. На низкоомный слой полупроводника 1, исполь-
зуемого в качестве вывода коллектора, нанесен слой того же полупро-
водника 2, имеющего большее активное сопротивление. Совокупность
слоев 1 и 2 образует коллектор Высокоомный слой полупроводника
необходим для увеличения пробивного напряжения и уменьшения ем-
кости коллекторного перехода. Слой 6 — это тк л у проводник базовой
области, имеющий иную проводимость, чем коллектор и эмиттер.
Область 4 является эмиттером. Между коллектором и эмиттером рас-
полагается достаточно тонкий, слой базовой области. Выводы областей
эмиттера 4 и базы 5 выполнены в виде металлических полосок, распо-
ложенных параллельно друг другу и чередующихся между собой.
Длина полосок 100—200мкм, ширина 20—40 мкм и толщина до 1 мкм.
Все эмиттерные и базовые полоски соединены общими шинами. В струк-
40
турах, имеющих большое число эмиттерных полосок (около 100 и бо-
лее), последовательно с каждой полоской включают пленочный рези-
стор 3 из нихрома. Резисторы сопротивлением 1—2 Ом выравнивают
токи, протекающие по каждой полоске, создавая равномерный тепло-
вой режим по всей структуре.
Рабочие параметры транзистора зависят от режима работы, темпе-
ратуры окружающей среды, рабочей частоты, поэтому расчет с ис-
пользованием статических характеристик приводит к большим ошиб-
кам, а теоретический анализ работы транзисторных усилителей сопря-
жен с большими трудностями.
Переход к эквивалентной схеме
транзистора, отражающей реаль-
ные физические процессы, про-
исходящие в структуре транзи-
стора, упрощает теоретический
анализ и не затрудняет расчета.
Широкое распространение
получила эквивалентная схема
транзистора, предложенная
Л. Джиаколетто. Схему перво-
начально использовали при ра-
боте с малым сигналом, при ко-
тором ее параметры не зависят
от амплитуды входного сигнала.
Впоследствии эту схему стали
применять для изучения работы
транзистора при большом сиг-
нале. Трудность проведения математического анализа заключается
в учете зависимости параметров эквивалентной схемы от напряжения
(тока) входного сигнала Особенно сильно изменяются параметры схе-
мы при переходе транзистора из активного режима работы в режим
отсечки и обратно. В случае кусочно-линейной аппроксимации за-
висимости заряда в области базы от напряжения на базо-эмиттерном
переходе параметры схемы для каждого режима усредняют. При этом
они скачкообразно изменяются при переходе из одного режима в дру-
гой.
Эквивалентная схема при включении транзистора по схеме ОЭ
приведена на рис. 1.22. Пунктирная область 1 объединяет элементы,
характеризующие работу собственно р-п-переходов транзистора (слу-
чай идеального транзистора). В базо-эмиттерном переходе в открытом
состоянии накапливается заряд неосновных носителей, что соответст-
вует работе конденсатора емкостью Сд (диффузионная емкость р-п-пе-
рехода в открытом состоянии). Некоторая часть неосновных носителей
рекомбинирует в области базы, вследствие чего появляется базовый
ток. Рекомбинация — это взаимная компенсация зарядов, противо-
положных по знаку. Рекомбинацию учитывают введением в схему со-
противления утечки Р-,. Параметры Сд и Rn зависят от величины за-
ряда в области базы, но их произведение CnRn = т(> есть величина
постоянная для данного типа транзистора, соответствующая средне-
41
му времени рекомбинации неосновных носителей заряда в
базе*.
В цепь коллектора включен генератор тока. Отношение изменения
токов коллектора и базы характеризуется коэффициентом усиления
по току 0, который зависит как от величины тока, так и от измеряемой
частоты. Состояния открытого и закрытого базо-эмиперного перехо-
дов отображены введением ключа и напряжения Ее, равного контакт-
ной разнице потенциалов на р-п-переходе.
Пунктирной областью 2 объединены элементы, учитывающие на-
личие барьерной емкости р-ге-перехода в закрытом состоянии и сопро-
тивление материала коллектора. Здесь гб, гк — объемное сопротивле-
ние материала полупроводника в базе и коллекторе; гэ — стабилизи-
рующее сопротивление в цепи эмиттера; Сбэ — барьерная емкость ба-
зо-эмиттерного перехода. При этом выходное сопротивление транзи-
стора в насыщении гнас = гк + гэ.
Область коллектора, расположенного непосредственно у эмитте-
ра (см. рис. 1.21), на эквивалентной схеме характеризуется емкостью
Ска. Влияние области коллектора, находящейся у базы, учтено введе-
нием емкости Скп, величина которой характеризует также емкость
между выводами коллектора и базы.
Эквивалентная схема области 2 достаточно точно характеризует
поведение транзистора на низких частотах, где можно пренебречь
влиянием индуктивностей выводов, которые указаны за пределами
этой области. На высоких частотах сопротивление индуктивностей вы-
водов оказывается соизмеримым с входным и выходным импедансами
транзистора и их необходимо учитывать при анализе и расчете тран-
зисторных схем. Эта эквивалентная схема может применяться до ча-
стот, равных 0,5/Гр.
Определим параметры, характеризующие свойства транзистора
и указываемые в справочной литературе.
Коэффициенты усиления по току а, 0 — отношение
тока коллекторной цепи транзистора к току входной цепи (ток эмит-
тера или ток базы):
для схемы ОБ
а « /к//э л? 0,9 Ч- 0,95;
для схемы ОЭ
010 Ч-100.
С ростом рабочей частоты из-за наличия инерционных свойств
транзистора коэффициент усиления по току уменьшается и приобре-
тает комплексный характер, т. е. изменение тока коллектора при из-
менении тока базы (эмиттера) происходит не одновременно, а с некото-
рым запаздыванием во времени. Выходной сигнал по фазе отстает от
входного сигнала. Частоту, на которой коэффициент а (0) по модулю в
раз меньше своего значения при постоянном токе а0, (0О), обоз-
начают соа (сор) или fa (fo).
* Более подробная эквивалентная схема диода приведена на рис. 12.11,
42
В тех случаях, когда не требуется высоко» точности вычислений,
коэффициент усиления по току определяют по следующим приближен-
ным выражениям:
а =----; 6 ------------.
1 + 1 + 1 №
Следует иметь в виду, что, хотя коэффициенты « и р уменьшаются
с ростом частоты, изменение а происходит медленнее изменения 0,
так как fa >/₽.
Граничная частота коэффициента переда-
чи тока /гр — частота, при которой модуль коэффициента пере-
дачи тока равен единице: |0| = 1. Из формулы, определяющей 0,
следует соотношение, позволяющее определить /гр с достаточной для
практических расчетов точностью: /гр « 0о/р-
Изменение напряжений питания и режима работы транзистора
приводит к изменению параметра 0О. Соответственно частота /гр яв-
ляется величиной переменной, зависящей от условий эксплуатации
транзистора.
Часто в справочниках указывают модуль коэффициента усиления
(обычно 2—3) и частоту, на которой проводились измерения /ИЗм.
Граничная частота в схеме с ОЭ в этом случае
/гр « Ризм fизм-
Максимальная частота генерации /тах — ча-
стота, на которой коэффициент усиления по мощности транзистора ра-
вен единице. Для большинства современных дрейфовых диффузион-
ных транзисторов в первом приближении /Шах » (1,6 4- 1,8) /гр.
Частота /тах определяет теоретический предел возможности ра-
боты транзистора в автогенераторе.
Допустимое напряжение коллектора £7КД0П
•— напряжение, превышение которого приводит к электрическому
пробою и выходу транзистора из строя. Различают два значения
£7КДОП: 1) ^кбдоп при замыкании базы на эмиттер; 2) £/кодоп при ра-
зомкнутой цепи базы. При этом £7К9ДОП ^кбдоп- В зависимости
от значения ивдои возможен электрический пробой между коллекто-
ром и базой при замыкании базы на эмиттер или между коллектором
и эмиттером при разомкнутой базе.
Превышение напряжения иклоа приводит к резкому увеличению
обратного тока через коллекторный переход и, как следствие, к элек-
трическому пробою коллекторного перехода. Уменьшение напряжения
на р-п-переходе устраняет пробой. Следует знать, что большой ток
коллектора приводит к быстрому нагреву коллекторного перехода,
в результате чего происходит дальнейшее увеличение тока; в конечном
итоге наступает тепловой пробой. Тепловой пробой, являясь вторич-
ным, вызывает необратимые физические изменения в структуре пере-
хода: транзистор полностью и окончательно выходит из строя.
Необходимо иметь в виду, что начальный ток коллектора снижает
допустимое напряжение коллектора. Зависимости допустимого напря-
43
жения котлектора от тока коллектора приведены на рис. 1 23. Обыч-
но напряжение Средой =	3- 120 в-
Допустимое напряжение базы U б,до„ —- запи-
рающее напряжение на базе, превышение которого приводи! к элек-
трическому пробою базо-эмиттерною перехода фанзистсра Механизм
пробоя аналогичен описанному ранее. Так как структура базо-эмит-
терного перехода мощных высокочастотных транзисторов отличается
от структуры базо-коллекторного перехода, то UC:lb01i — 1,5-4- & В.
Доп у с I имые токи коллектора /ьдои и базы
IбД011 зависят от перегорания перемычек, соединяющих поле провод-
никовые структуры с выводам!!
транзистора, или электрическою
пробоя указанных переходов из-за
локального перегрева Части полу-
проводниковой стру к Iуры.
Допустимая I ем пера-
ту р а переходов тран-
зистора — температура,
превыше! ие которой приводит к
р j зрушенлю полупроводниковой
структуры транзистора и выходу
ею из сфоя. С ростом телтпера гу-
ры ^идоп возрастает ток, протекаю-
щий через переходы, и увеличи-
вается возможность их теплового пробоя. Допустимую температуру
переходов указывают в справочниках. Для юрманисьых приборов
Ддол = 75-4- Ь5" С, для кремнистых Ддоп = 130 -4- 1оО°С.
Тепловое сопротивление переход — среда
Rac характеризует способность транзистора передавать тепло, выде-
ляющееся в коллекторном переходе, в окружай шею среду Его вели-
чина определяется суммой тепловых сопротивлении переход—корпус
Дпк и корпус — среда Дкс: Rnc = Дпк + Дьс. Дак как размеры кор-
пусов современных транзисторов невелики, то сопротивление Дь0
оказывается сравнительно большим и не позволяет использовать тран-
зистор полностью по току. Применение достаточно больших по пло-
щади радиаторов, имеющих малое тепловое сопротивление радиатор—
среда 7?ро а; 1,5-4-3° C/Вт, позволяет уменьшить Дкс и получить
режим с предельными токами и напряжением питания. При этом теп-
ловое сопротивление переход—среда
D П ID
где Дкр — тепловое сопротивление корпус—радиатор. При хорошем
конструктивном креплении транзистора к радиатору Дкр = 0,5 —
-4-1°С/Вт.
Зная ДП(, можно определить максимальную температуру перехо-
дов транзистора:
nimax 'ср i /xu.c 1 к 'и доп»
где /ср— температура окружающей среды, — мощность рассея-
ния в транзисторе.
44
§ 1.11. Схемы, характеристики и режимы работы
транзисторных усилителей
Рис. 1.24
Различают усилители, в которых транзисторы включены по схемам
ОЭ, ОБ и ОК. Иногда схемы включения транзистора по переменному
току не соответствуют схемам включения по постоянному току. В ра-
диопередающих устройствах происходит усиление только сигналов
переменного тока. Поэтому классификация схем дана для этих
сигналов.
Схема ОЭ. Входным током схемы является ток базы /б, а выход-
ным— ток коллектора 1 в (рис. 1.24). Ток базы меньше тока коллек-
тора, поэтому коэффициент уси-
ления схемы по току |30 на низ-
ких частотах существенно боль-
ше единицы: 0О = Д/к/А/б «
« 10	50.
Усилитель, собранный по та-
кой схеме, имеет наибольший
коэффициент усиления по мощ-
ности и находит широкое при-
менение в радиопередающих
устройствах.
Схема ОБ. Входным током схемы является ток эмиттера /8, а вы-
ходным— ток коллектора /к (рис. 1.25). Так как ток эмиттера пред-
ставляет собой сумму токов базы и коллектора, коэффициент усиления
по току
а =	« 0,9 4- 0,95.
Д/э Д/К+ДД '+₽
Усиление по мощности происходит только за счет усиления по на-
пряжению, поэтому величина Кр такой схемы меньше К.р схемы ОЭ.
Малое входное сопротивле-
ние транзистора Двх —
= £7бэ//э способствует устой-
"Ч чивой работе генератора во
всем диапазоне рабочих ча-
стот, но затрудняет согласо-
вание с предварительным уси-
лителем.
Генераторы ОБ применяют
в диапазоне СВЧ, где разли-
чие в коэффициенте усиления по мощности для схем ОБ и ОЭ неве-
лико. Некоторые типы транзисторов СВЧ разработаны специально для
схем. ОБ. У них базовый вывод транзистора соединен с корпусом. В диа-
пазонах ДВ, СВ, КВ и УКВ такие генераторы применяют редко.
Схема ОК. Входным током схемы является ток базы /б, выходным
током—ток эмиттера /э (рис. 1.26). Генератор имеет наибольший
коэффициент усиления по току.
Основной недостаток, ограничивающий применение такого гене-
ратора, — трудность построения цепи возбуждения из-за высокого
45
выходного напряжения эмиттера транзистора при малом напряжении
возбуждения между эмиттером и базой. Реализовать схему возбужде-
ния, которая осуществляла бы эффективную передачу напряжения
возбуждения при одновременном устранении влияния выходного на-
пряжения на входное, практически не удается. Поэтому такой способ
включения транзисторов используют редко, в основном в каскадах о
малым уровнем мощности. Разновид-
ностью генератора по схеме ОК яв-
ляется эмиттерный повторитель
(рис. 1.26), который имеет большое
входное и малое выходное сопротив-
ления ступени, что позволяет ему ра-
ботать без заметных искажений сигна-
ла па нагрузку, изменяющуюся по ве-
личине и характеру с течением вре-
мени. Недостатком ЭхМитверного повто-
рителя является существенное влия-
Рис- 1,2°	ние на его работу инерционных
свойств транзистора, приводящее на
высоких частотах к неустойчивой работе (склонность к самовозбуж-
дению). На практике такие повторители Применяют на частотах до
100 МГц.
Рассмотрим подробнее различные схемы включения транзистора
и определим связь статических характеристик с физическими парамет-
рами транзистору.
Статические выходные и проходные характеристики транзистора
при включении генератора по схеме ОЭ представлены на рис. 1.27, а, б.
Область
насыщения
Активная
область

икз
Область
отсечки.
а)
Рис. 1.27
В рабочем состоянии на коллекторный переход подается напряжение
питания, полярность которого обратна проводимости перехода. Кол-
лекторный и базовый токи появляются при подаче на базу отпираю-
щего напряжения (полярность напряжения соответствует проводи-
мости базового перехода), превышающего по величине напряжение
сдвига Е'б. Это напряжение является контактной разностью потенциа-
лов двух материалов, образующих р п переход.
11
Начальный участок характеристик 1 к = f (U6э) и /о = /(^бэ)
имеет нелинейный характер. Дальнейший рост токов /к и /б проис-
ходит почти линейно. Углы наклона статических характеристик опре-
деляют крутизны S и S6:
где гб — сопротивление материала базы; гэ — стабилизирующее со-
противление цепи эмиттера.
На выходных статических характеристиках (рис. 1.27, а) можно
выделить четыре рабочие области транзистора, отличающиеся раз-
личными состояниями коллек-
торного и эмиттерного перехо-
дов:
1)	область отсечки,
когда на коллекторном и эмит-
терном переходах действует за-
пирающее напряжение; токи ба
зы и коллектора равны нулю;
2)	активная область,
когда на эмиттерном переходе
возникает отпирающее напря-
жение, а на коллекторном переходе — запирающее; ток коллектора
зависит от тока базы;
3)	область насыщения, когда на эмиттерном и коллек
торном переходах создается отпирающее напряжение; ток коллек-
тора не зависит от тока базы и определяется только напряжением на
коллекторе. Эта область ограничена линиями насыщения при SHao =
= 1/гнас (прямая /) и линией критического режима при SKp « (0,3 4-
4- 0,5) SHac (прямая 2);
4)	инверсная область, когда на коллекторном перехо-
де действует отпирающее напряжение, а на эмиттерном — запираю-
щее, ток коллектора зависит от напряжения на эмиттерном и коллек-
торном переходах и имеет направление, противоположное току в ак-
тивной области и области насыщения. Данная область характерна
только для транзисторов, у электровакуумных приборов она отсутст-
вует. На рис. 1.28, а показан импульс анодного тока лампы, работаю-
щей в сильно перенапряженном режиме, а на рис. 1.28, б — импульс
коллекторного тока транзистора с заходом в инверсный режим.
Статические характеристики транзистора, включенного по схеме
ОБ, представлены на рис. 1.29, а, б. Напряжение коллектор—эмит-
тер UK3 есть сумма напряжений коллектор—база £7кб и база—эмит-
тер UПоэтому даже при отсутствии напряжения питания на кол-
лекторном переходе U ток коллектора не равен нулю и определяет-
ся напряжением Uбэ. Ток эмиттера больше тока коллектора на вели-
чину тока базы. В остальном характеристики схемы ОБ похожи на
соответствующие характеристики схемы ОЭ.
Статические характеристики транзисторов в схеме ОК (рис. 1.30, а,
б) аналогичны соответствующим характеристикам транзисторов в
47
время
Рис.
а также конечное
схеме ОЭ, но имеют несколько большую зависимость тока эмиттера
от напряжения коллектора и базы.
Общим для всех характеристик является зависимость параметров
транзисторов от температуры С ростом температуры полупроводни-
ковой структуры транзистора возрастают токи /э, /к и /б и уменьша-
ется напряжение сдвига £$. Характеристики описывают поведение
токов транзистора на очень низких частотах. На более высоких ча-
стотах собственные емкости и индуктивности транзистора (см. рис. 1.22),
ия неосновных носителей заряда
в области базы и коллектора
оказывают существенное влия-
ние на поведение токов. Опре-
деление их значений возможно
только на основе аналитических
расчетов с применением экви-
валентной схемы.
Режимы работы транзисто-
ров, как и ламп, различают по
напряженности и углу отсечки.
В §1.3 были даны определения
всех режимов ламповых усили-
телей мощности. Рассмотрим
применение каждого режима в
транзисторных усилителях мощ-
ности.
Недонапряженный режим
применяют при усилении ВЧ-
колебаний в тех случаях, когда
изменение амплитуды этих ко-
лебаний содержит информацию
о полезном (модулирующем) сиг-
нале, например в случае усиле-
характеризуется малым коэффи-
циентом полезного действия (0,2—0,4). Транзистор рабо1ает в ак-
тивной области и области отсечки характеристики.
Граничный режим обеспечивает хорошее использование транзи-
стора по мощности при высоком к. п. д. (0,6—0,7). Такой режим при-
меняют при работе транзисторов с мощностью, близкой к максималь-
ной, при усилении сигналов с постоянной амплитудой, например при
усилении ЧМ-колебапий.
В перенапряженном режиме транзистор работает последователь-
но в трех областях: отсечки, активной п насыщения. В этом режиме
сохраняется постоянство амплитуды ВЧ-колебаний на выходе усили-
теля при изменении амплитуды сигнала на входе. С увеличением на-
пряженности режима полезная мощность, к. п. д. и коэффициент уси-
ления по мощности падают. Этот режим используют редко.
В ключевом режиме транзистор работает в области отсечки илч
в области насыщения Вследствие малых потерь мощности на коллек-
торе в области насыщения обеспечивается высокий к. п. д. усилшеля
1.30
гия AM- пли ОМ-колебаний. Режим
43
(г] « 0,8 ч- 0,95 при 6 «j 90°) при хорошем использовании транзи-
стора по мощности. Режим применяют для усиления ВЧ-колебтний
с постоянной амплитудой. Коэффициент усиления по мощности мень-
ше, чем для критического режима. Частотный диапазон использова-
ния транзисторов самый узкий.
В ключевом режиме при полном использовании транзистора по
мощности угол оюечки коллекторного
Та!та = 2 (рис. 1.31). Такую по-
следовательное! ь прямоугольных им-
пульсов называют меандром Осо-
бенностью меандра является наличие
гармонических составляющих только
нечетного
тока равен 90°. В этом случае
порядка
Зи, 5со и
Рис. 1.31
Работа транзисторных усилителей
мощности в режимах классов А, АВ,
В и С аналогична работе ламповых
усилителей мощности (см. § 1.3). При работе в режиме класса D угол
отсечки коллекторною тока меньше 180°; транзистор большую часть
периода находится в области насыщения или отсечки.
Режим класса D используют для осуществления таких видов моду-
ляции, как широтно-импульсная (ШИМ), кодово-импульсная (КИМ),
время-импульсная (ВИМ) и т. д. При этом не удается полностью ис-
пользовать транзистор по полезной мощности.
§ 1.12. Транзисторный усилитель
с резонансной нагрузкой
в недонапряженном и критическом режимах
Работа транзисторного усилителя мощности с резонансной нагрузкой
аналогична работе лампового усилителя мощности при условии, что
транзистор работает в области низких частот, г. е. когда /раб Д' 0,3/р.
Отличие работы биполярного транзистора от работы лампы сос-
тоит в том, что управление током коллектора происходит при изме-
нении заряда неосновных носителей, вводимых в область базы из
области эмиттера, а перемещение этого заряда из области базы в об-
лашь коллектора — за счет диффузии. Скорость перемещения заряда
в транзисторе меньше скорости пролета электронов от катода к аноду
в лампе.
Применяемые схемы транзисторных усилителей мощности не поз-
воляют изменять величину заряда в базовой области в соответствии
с законом изменения напряжения возбуждения, например гармониче-
ского. В результате импульс коллекторного тока лишь в первом при-
ближении характеризуют отрезком косинусоиды.
Существующие схемы межкаскадной связи транзисторных усили-
телей мощности обеспечивают в базовой цепи с определенной степенью
точности наличие синусоидального тока (напряжения). При этом изме-
1ения напряжения i ри синусоидальном токе (тока при синусоидаль-
I ом напряжении) и заряда в базовой области не синусоидальны.
49
Схема, обеспечивающая напряжение возбуждения в цепи базы,
мало отличающееся от гармонического, представлена на рис. 1.32,
где Сь Llt С2 и Lit Ci — колебательные контуры в цепи базы и кол-
лектора/настроенные на рабочую частоту f; L2, L3, С3, С5 — блоки-
ровочные дроссели и конденсаторы, обеспечивающие требуемый ре-
жим работы транзистора по постоянному току. Выбор t2, ^з, С3 и Cs
производят таким образом, чтобы они не влияли на работу транзисто-
ра (не изменяли амплитуды или формы
переменных составляющих) на рабочей
частоте (см. гл. 4). Конденсатор С3
обычно выбирают так, чтобы его сопро-
тивление было существенно меньше
входного сопротивления транзистора
гб (| хс, | < г3). В результате колеба-
тельный контур в цепи. базы обеспечи-
вает синусоидальную форму напряже-
ния возбуждения на конденсаторе С2,
которое и является напряжением воз-
буждения в цепи базы. На низких
Рис. 1.32
Рис. 1.33
частотах, когда /раб -С 0,3/р, импульсы коллекторного и базового
токов представляют собой отрезки косинусоиды.
На рис. 1.33 изображены графики iK = f (и/) и t'e = f (ю0 при ра-
боте транзистора на частотах fpa6 < 0,3/р (кривые /).
С ростом рабочей частоты при постоянной амплитуде напряжения
импульсы коллекторного и базового токов изменяют свою форму (кри-
вые 2). При этом уменьшается амплитуда коллекторного тока и увели-
чивается запаздывание его по времени. Кроме того, искажается форма
импульса iK — растягивается начальная часть импульса и перемеща-
ется его максимум. Это происходит из-за конечного времени пролета
неосновных носителей заряда через область базы и высокоомную об-
ласть коллектора, наличия цепи обратной связи через емкость Ска,
в результате чего изменяются напряженность поля в базо-эмиттерном
переходе и распределение плотности неосновных носителей заряда в
области эмиттера к моменту начала действия отпирающего напряже-
ния на базо-эмиттерном переходе.
В импульсе базового тока появляется выброс обратной полярно-
сти, обусловленный наличием в области базы неосновных носителей
50
заряда, не успевших уйти в область коллектора и не рекомбинировав-
ших за время действия отпирающего напряжения на базе. В момент
изменения полярности напряжения возбуждения неосновные носите-
ли заряда выводятся из области базы через вывод базы. С ростом ча-
стоты обратный выброс тока базы увеличивается до тех пор, пока его
площадь не сравняется с площадью импульса прямого тока. Из этого
следует, что на высоких частотах (/раб >ЗД) базовый ток приобретает
чисто реактивный емкостный характер.
Математический анализ этих процессов сложен. Теоретические
исследования, проведенные И. П. Степаненко, И. А. Поповым, В. М.
Богачевым и другими учены-
ми, позволили выявить мате-
матическую взаимосвязь меж-
ду исходными начальными
условиями работы и гармони-
ческими составляющими им-
пульса коллекторного тока.
Наибольшее распростране-
ние получила графическая
форма отображения указан-
ной зависимости.
Обычно на низких часто-
тах (f/f$ -> 0) угол отсечки
импульса коллекторного тока
выбирают близким или
равным 90°. По графикам рис.
пульса коллекторного гока для
1.34 определяют угол отсечки 02 им-
любой рабочей частоты. Ввпомогатель-
ные коэффициенты, учитывающие инерционные свойства транзистора,
рассчитывают по следующим формулам:
У 1 + (сотэ)3 ,
(	1 4-(С0Т$)2
6 =	+ (сотэ)2 cos 9t,
где т$ = гб (Са + Сд); тэ == гб (Са + Ска); С., — емкость эмиттер-
ного перехода в закрытом состоянии; Сд — емкость эмиттерного пере-
хода в открытом состоянии.
Таким образом, может быть рекомендована такая последовательность рас-
чета транзисторного усилителя в критическом или недонапряженном режиме
по заданной мощности Pt. Сначала выбирают тип транзистора, рассчитанный для
работы в требуемом диапазоне частот и обеспечивающий полезную мощность не
менее заданной. Мощные транзисторы СВЧ-диапазона, имеющие /гр > 300 МГц,
не рекомендуют применять в устройствах, работающих на относительно низки»
частотах: /раб Д'- 30 4- 60 МГц. На низких частотах в таких транзисторах про.
исходит неравномерный локальный нагрев отдельных частей, что приводит к
выходу их из строя даже при заведомо меньшей мощности. Затем определяют на-
пряжение питания Ек < 0,5t7KдОП и высокочастотный угол отсечки 92.
Коэффициент использования транзистора по напряжению в критическом
режиме	_______________________
gKp = 0,5+ 0,5/1 - 8/Vlai (02)SKP	•
Для ННР I < gKP.
51
Амплитуда колебательного напряжения коллектора UK -- с1!0Ек, пли —
= %ЕК.
Амплитуда первой гармоники коллекторного тока /К1 = 4P^UK
Эквивалентное сопротивление резонансной системы в коллекторной цепи
Ren = U nJ IК1-
Вспомогательный коэффициент
а =]/'[! + (сотэ)2]/[1 +(WTS)2].
Коэффициент b определяют из графика рис. 1.34 по известным 02 и а.
Для низкочастотного угла от-
-1,0 -0,8 -0,6 -Ofr -0,2 0 0,2 Ofi 05 0,8 Ь
Рис. 1.35
-1,0 -0,8 -0,6 -Ofi -0,2 0 0,2 0,0- 0,6 0,8 b
Рис. 1.36
сечки
cos 0! = —----- — .
У1 +(<эт9)2
По графикам рис. 1.35 и 1 36
при заданных а по находят yj и yj,
соответствующие рабочей частоте и
параметрам транзистора. Теда по-
стоянная составляющая коллектор-
ного тока
Амплитуда импульса колтекюр-
ного тока
/ =________!”1__ /
;ктах .. /О'	доп-
Мощность, потребляемая кол-
лекторной цепью,
Ро = /ко Ек-
Коэффициент полезного дейст-
вия по коллекторной цепи
Лк = Р1/Не-
мощность рассеяния на кол-
лекторном переходе
P„ = P0-Pi.
Максимальная температура коллекторного перехода
t	t ' Р (р 4- RkC	<Г /
шахтер-Г'к АпкЗ- „	„ I < гп доп.
\	Ккс Т Ррс /
где ^р0 _ сопротивление радиатор—среда, выбираемое исходя из конструк-
тивных особенностей применяемого радиатора. Если радиатор отсутствует, то
tn max = Ар + Рк (.Rnn + Rkc) ^пдоп-
Коэффициент усиления по току
•	Ро
I В I =- - —
У1+№2‘
Амплитуда первой гармоники базового тока
^61 = /к1/Р-
Амплитуда управляющего напряжения базы
^61(гб + Ргэ)
и°~~'
52
Напряжение смешения на базе
'% =>	Uб cos 61 •
Максимальное обратное напряжение эмиттерного перехода
еб max	| Еб | < Щ дии.
/Мощность возбуждения на базе
Дс=0,5/б1 (7С.
Коэффициент усиления по мощности
КР = Р1/1\в.
При работе транзистора на ВЧ (coPd6>3«p) „а мощность воз-
буждения, подаваемую на базу, влияет наличие обратной связи в
транзисторе за счет коллекторной емкости транзистора Ск и индук-
тивности вывода эмиттера Д„ являющегося общим для входной и вы-
ходной цепей. Коллекторная емкость увеличивает амплитуду первой
гармоники базового тока, /мощность возбуждения с учетом влияния С\
PQl — 0,5/Г1 -р О/ссСф U}< /Г)] [гб + согр L, у, (0)].
фанзистора с синусоидальным
1.37. Для создания такою режима
Рис. 1.37
построения согласующих цепей
Необходимо отменить, чго предложенная методика расчета дает
расхождение с реальными результатами не более 30% лишь при ра-
боте на частотах ираб Д 0,5шгр Для расчета на более высоких ча-
стотах необходимо проводить измерения параметров транзисторов в
режиме, соответствующем рабочему.
Схема, обеспечивающая работу
током в цепи базы, показана на рис.
необходимо, чтобы внутреннее со-
противление источника тока было
больше сопротивления базо-эмит-
терного перехода как в открытом,
так и в закрытом состоянии. Чаще
всего это условие выполняется при
включении последовательно входу
транзистора индуктивной катушки,
которая одновременно является
контурной катушкой. Тогда ток в
Цепи базы будет контурным током
согласующей цепи. Подобные схемы
легко реализуются особенно на высоких частотах, когда сопротивле-
ния индуктивностей выводов определяют входное сопротивление тран-
зистора. При необходимости такую схему можно реализовать и на
низких частотах.
Работа транзистора при возбуждении от генератора тока в цепи
базы имеет ряд преимуществ по сравнению с работой транзистора при
возбуждении от генератора напряжения. В этом режиме базовый ток
задается источником тока и мало зависит от входного сопротивления
транзистора и напряжения сдвига Еф Коллекторный ток зависит ог
Коэффициента усиления транзистора потоку; его форма сохранявши
53
практически неизменной во всем рабочем диапазоне частот тран-
зистора. Отличием работы транзистора, возбуждаемого от генератора
тока, является необходимость подачи внешнего запирающего напря-
жения смещения ЕСм при угле отсечки коллекторного тока 0	90°.
Недостатком такой схемы является меньшая по сравнению со схемой
возбуждения от генератора напряжения устойчивость работы, свя-
занная с наличием последовательно включенной в цепь базы индук-
тивности Lj, которая совместно а
коллекторной емкостью Ск и ин-
дуктивностью контура L3 в цепи
коллектора образует схему автоге-
нератора индуктивной трехточки.
В результате могут возникнуть не-
желательные автоколебательные
процессы.
Рассмотрим особенности форми-
рования импульсов токов и напря-
жений в цепях базы и коллектора
транзистора при возбуждении от
генератора тока. Для упрощения
рассуждений полагаем, что рабо-
чая частота достаточно низкая и
можно пренебречь влиянием цепей
обратной связи через емкость Ск.
На рис. 1.38, а—г приведены гра-
фики токов и напряжений базы и
коллектора транзистора в функ-
ции со/.
Во внешней цепи базы проте-
кает гармонический ток от генера-
тора тока (рис. 1.38, а)' Во время
работы транзистора за счет реком-
бинации неосновных носителей за-
ряда в области базы возникает по-
стоянная составляющая тока базы.
Сопротивление базо-эмиттерного перехода в открытом состоянии
зависит от диффузионной емкости Сд, а в закрытом состоянии — от
барьерной емкости Сбэ, причем Сд > Сбэ. Так как сопротивление
Сазо-эмиттерного перехода имеет емкостный характер, то напряжение
на нем по фазе будет отставать от тока на 90°. Форма напряжения на
базо-эмиттерном переходе (Дбэ) представлена на рис. 1.38, б. Сле-
дует обратить внимание на существенное различие амплитуд напря-
жения, связанное с попеременным действием барьерной и диффузион-
ной емкостей. В тот момент времени, когда напряжение Ддэ совпада-
ет по величине с напряжением сдвига (Uбэ == Е'в), базо-эмиттерный пе-
реход открывается и через него протекает ток (рис. 1.38, в).
Некоторое смещение импульса тока, протекающего через эмит-
терный переход вверх относительно горизонтальной оси, связано с на-
личием постоянной составляющей гб0.
64
На внешних выводах входной цепи транзистора к напряжению
[/ добавляется напряжение, возникающее на сопротивлении материа-
ла базы Ur5- Оно сипфазно с управляющим током (рис. 1.38, б).
Результирующее напряжение на выводах базы и эмиттера имеет вид,
показанный на рис. 1.38, б шгрихпунктиром. Для обеспечения угла
отсечки коллекторного тока, равного или близкого к 90°, на базу
транзистора необходимо подавать внешнее запирающее напряжение
смещения £см.
Форма коллекторного тока определяется законом изменения вели-
чины заряда неосновных носителей в области базы Отметим, что им-
пульс коллекторного тока отличается по форме от косинусоиды
(рис. 1.38, г). Максимум импульса смещен влево. Такая форма им-
пульса наблюдается только в области низких и средних частот (/
3/р). В области высоких частот (/ > 3/р) импульс коллекторного
тока приобретает симметричную косинусоидальную форму Так как
время рекомбинации неосновных носителей заряда в базе превышает
период ВЧ-колебаний, ток в базо-эмиттерном переходе становится
чисто емкостным (пунктирная линия на рис. 1.38, в).
Огличие формы коллекторного тока от синусоидального мало влия-
ет на значения первой гармоники и постоянной составляющей. В ин-
женерных расчетах можно использовать коэффициенты Берга
(см. § 1.3), рассчитанные для синусоидального импульса тока Изме-
нение положения максимума импульса тока коллектора вызывает из-
менение фазы первой гармоники, что для усилительных каскадов не
имеет значения.
Расчет режима работы транзистора, возбуждаемого генератором тока,
отличается от расчета режима работы транзистора, возбуждаемого генератором
напряжения.
Вспомогательные коэффициенты не рассчитывают, так как можно считать
0Х = 02. Принимают а = 1, Ь = cos 9Г.
Амплитуда управляющего напряжения базы
,, 4б + Згэ) V1 + (®тэ)2	/б1(гб+(5гэ)	г————т—-—т-ть—
Уу=-------vж 6 + ж 6 
Напряжение смещения база
^СМ— £(5 — Чу
То (тс —0)
"|/1+(иТэ/
где
тэ = Чд 4- |3гэ) Сд.
При расчете максимального обратного напряжения эмиттерного перехода
может оказаться, что оно превышает предельно допустимое значение. В этом
случае рекомендуют искусственно увеличить емкость Сд путем включения на
входе транзистора дополнительного конденсатора С4 (показан пунктиром на
рис. 1.37). Емкость дополнительного конденсатора на нижней частоте
с _ с =_______________7б1?о(п—9)______________
4 диП (| Е g | 4|	доп |) <т>У1 (л— 0)
53
§ 1.13. Транзисторный усилитель
в ключевом режиме с резистивной нагрузкой
Работа транзистора в граничном или недонапряженном режиме сопро-
вождается потерями мощности в коллекторном переходе, составляю-
щими не менее (0,3 4- 0,4) Рист. В результате значительного нагрева
транзистора снижается надежность его работы, уменьшается полез-
ная мощность прибора.
В ключевом режиме транзистор работает в области насыщения или
в области отсечки В активной области транзистор работает в течение
очень короткого времени, вследствие чего мощность рассеяния сни-
жается до
(0,1 -у 0,05) Р„сг.
Полезная мощность транзистора при ра-
боте в ключевом режиме может быть
увеличена в 1,5—2 раза по сравне-
нию с полезной мощностью, полу-
чаемой в критическом режиме. Клю-
чевой режим характеризуется малой
чувствительностью к изменению пара-
метров транзистора (Е'б, гб, (3) и
уровню возбуждения, а также высо-
ким к. п.д. Указанные преимущества
способствуют использованию ключе-
вых режимов при работе транзисторов.
Одним из первых, нашедших практическое применение в радио-
передающих устройствах, является усилитель с резистивной нагруз-
кой. Принцип работы, форму напряжений и токов, а также энергети-
ческие показатели рассмотрим на примере усилителя, схема которого
представлена па рис. 1.39. Коллекторная цепь транзистора заменена
ключом К, который попеременно замкнут или разомкнут. Такая за-
мена возможна, так как транзистор находится или в закрытом состоя-
нии (выходное сопротивление велико), или в состоянии насыщения
(выходное сопротивление определяется сопротивлением насыщения
гнас и в первом приближении может не учитываться). Конденсатор С
и дроссель L являются блокировочными элементами. В установившем-
ся режиме (при постоянной скважности) можно считать, что напряже-
ние на обкладках конденсатора С равно Ек, а через дроссель L про-
текает ток /,!0 = const. В момент времени, когда транзистор открыт
и работает в области насыщения, через него протекает ток /к0 и ток
разряда конденсатора 1С = EK/RU. Когда транзистор закрыт (об-
ласть отсечки), юк /н0 протекает по цепи С, RH, восполняя потери
энергии конденсатора на предыдущем этапе. На резисторе RH падение
напряжения Е„ = lK0RH- Максимальный ток в области насыщения
Iкшах = /Ко + EK/RH — 2/к0. В области отсечки напряжение кол-
лектора равно 2ЕК. Форма токов и напряжений в схеме представлена
на рис. 1.40. Напряжение на нагрузке имеет прямоугольную форму
и амплитуду, равную Ек. Амплитуда напряжения основной частоты
UK1 = Ек, что соответствует мощности Рг = О,815Ро. Мощность выс-
ших гармонических составляющих равна О,185Ро- Разделение токов
66
основной частоты и высших гармонических составляющих производят
с помощью специальных
направляет ток основной
Рис, 1.40
фильтров. Фильтр нижних частот (ФНЧ)
частоты в нагрузку, а фильтр верхних ча-
стот (ФВЧ) направляет токи остальных
гармоник в балластный резистор
(рис. 1.41).
Следует отметить, что при выполне-
нии сделанных допущений мощность рас-
сеяния на коллекторе транзистора очень
мала, т. е. почти вся мощность источни-
ка постоянного тока преобразуется в
мощность ВЧ-колебаний. Поскольку сиг-
нал на выходе транзистора не гармони-
ческий, то для оценки эффективное”.!
работы транзистора в ключевом режиме
Рис. 1.41
ввели специальный параметр — электронный к. п.д. цэ, оцениваю-
щий эффективность работы транзистора при преобразовании мощ-
ности источника постоянного тока в мощность ВЧ-колебаний;
При этом мощность рассеяния на коллекторе транзистора
^pac = ^0 S ^п = Ро^ Чэ)*
п= 1
Следовательно,
1— Ррас/Л)-
Электронный к. п. д. не равняется к. п. д. по первой гармонике.
Для транзисторного усилителя с резистивной нагрузкой предельный
теоретический t]»= 1, а 41 = 0,815. На практике эти к. п. д. имеют
меньшие значения из-за потерь мощности в транзисторе, обусловлен
ных наличием выходного сопротивления транзистора, конечным
временем перехода из области отсечки в область насыщения и обраг-
57
но, а также коммутативными потерями из-за наличия коллекторной
емкости, емкости монтажа и индуктивности выводов.
Форма напряжения и тока на коллекторе принимает вид, указан-
ный на рис. 1.4Й. Наличие выходного сопротивления создает падение
напряжения при протекании тока через транзистор. При этом мощность
потерь
р	г
'нот (гнао)	ir.ax'uac
(Время перехода транзистора из области отсечки в область насыще-
ния и обратно зависит от изменения заряда барьерной емкости эмит-
терного перехода, емкостей коллектора п
монтажа:
^пеР Н-
сдс /0 == гgC*6s In ls/(s - l)]j = ГgC*1п X
х (1 + 1/s); /Ох == 2,1 (Ск + Сех) /?н, S —
= Р^бтах/^кшах —коэффициент насыщения
транзистора в цепи базы. На практике усили-
тели работают в режиме насыщения транзи-
стора при s» 24- 4.
Мощность потерь из-за конечного времени
перехода транзистора
Рщуг (^пер) г, Л; щах ^пеР fpa6‘
Коммутативные потери мощности вызваны наличием емкостей
коллектора Ск и монтажа См, заряженных до напряжения 2ЕК при
закрытом транзисторе. Переход транзистора в режим насыщения при-
водит к разряду емкостей через сопротивление гпао. Дополнительные
мощности потерь можно оценить по формуле
Рпот(с)«2/^(СМ + С„).
Эти мощности потерь возрастают с ростом рабочей частоты, поэтому
на частотах (0,1 4- 0,2) /гр энергетическая эффективность такого ре-
жима понижается до показателей обычного критического режима.
Схема с резистивной нагрузкой находит применение в транзистор-
ных передатчиках ДВ-, СВ- и КВ-диапазонов.
При расчете транзистора с резистивной нагрузкой в ключевом режиме пред-
полагаются заданными тип транзистора; полезная мощность в нагрузке и
рабочая частота f
Напряжение источника питания
Ек = 0,5йи доп,
где ku = 0,8 4 1 — коэффициент запаса по напряжению.
Выбранное напряжение питания должно соответствовать стандартному зна-
чению, определяемому ГОСТом.
Если напряжение источника питания задано, то должно выполняться уло-
вив 2ЕК < ku UK доп-
Амплитуда импульса коллекторною тока
.	Ек I .	1/1 гпас 1 1 |	.
'лп1И~	1 ~ I/ 1 ~ 8Ег < 'к доп-
"вао \ Г	к у
5§
Если выражение, находящееся под знаком корня, имеет отрицательное зна-
чение, то необходимо либо увеличить напряжение питания Ек, либо выбрать
другой тип транзистора, с меньшим гнас
Постоянная составляющая и первая гармоника тока коллектора таковы:
2
^ко = 0,5/к п1ах; /К1= ^кшах.
Амплитуда первой гармоники коллекторного напряжения
= “ (Ек — Д п1ах гнас).
Сопротивление нагрузки по первой гармонике
йк = ^ктах—гнас-
Мощность; потребляемая от источника питания;
Ро— До-.
Электронный к. п. д.
Рпот (гнае) + Рпот ( <перх + Рпот ГМ
К. п. д. по первой гармонике
Т]1=Р1/Р0'
Мощность рассеяния на коллекторе
Ррас — Ро 0 —Т]эР
Для базовой цепи определяют следующие параметры:
амплитуду тока базы
шах = S/KtTlax/P»
амплитуду напряжения в цепи базы
тах = ^б max г0 “Ь Рб1
коэффициент усиления по мощности
max гнас)
Р 5 (£б'Нб max гб,‘
Коэффициент усиления транзистора по мощности в ключевом режиме мень-
ше, чем в критическом.
§ 1.14. Транзисторный усилитель
в ключевом режиме с резонансной нагрузкой
Транзисторный усилитель в ключевом режиме с резонансной нагруз-
кой, как и рассмотренный ранее, является широкополосным и обеспе-
чивает т]1 = 1 (рис. 1.43). Схема такого генератора аналогична схеме
генератора (на рис. 1.39 только отсутствует фильтр верхних частот).
Нагрузка будет резистивной только для тока основной частоты, для
высших гармонических составляющих сопротивление нагрузки опре-
деляется сопротивлением фильтра нижних частот в области задержки.
Для получения высокого к. п. д. необходимо, чтобы сопротивление
фильтра для высших 1армонических составляющих стремилось к нулю,
59
т. е. схема ФНЧ должна начинаться с параллельно включенной ем-
кости. Фильтр обеспечивает синусоидальность тока и напряжения на
i агрузке (рис. 1.44). На входе ФНЧ также будет синусоидальное на-
1 ряжение в промежутке времени, когда транзистор закрыт (ключ ра-
зомкнут). В момент ьремени tlt
когда напряжение на коллекторе
транзистора равно иу но, транзи-
стор переходит в облаем насыще-
ния (замыкание ключа). Напряже-
ние на ключе остается равным
нулю (при условии отсутствия со-
г ротивлсния потерь), а ток пред-
ставляет собой сумму ПОСТОЯННОГО
тока источника пшапия, проте-
кающею через дроссель (£г), и то-
t а разряда конденсатора С2, имею-
щего на обкладках напряжение,
I авное напряжению источника пи-
тания В момент времени (2, когда
Рис. 1,44
Рис. 1.43
ток через ключ уменьшается до нуля, произойдет его размыкание,
ha коллекторе транзистора появится напряжение косинусоидальной
^ормы.
Преимуществом ключевого генератора являются высокие к. п. д.
рэ и th, которые при условии пренебрежимо малых активных потерь
в ключе стремятся к единице. Емкость коллекторного перехода явля-
емся составной частью емкости С3 фильтра нижних частот. Необхо-
димую фильтрацию высших гармонических составляющих тока можно
(беспечить увеличением числа звеньев фильтра и усложнением кон-
струкции звеньев.
Недостатком такого генератора является значительное превышение
максимального напряжения на коллекторе напряжения питания. Пик-
фактор напряжения для 0 = 90° Па = UKmax/EK = 3,18.
В заключение следует отметить, чго схемы ключевых генераторов
с фильтрующим контуром еще не нашли широкого применения в ра-
диопередающих уст рейс)вах.
Глава 2
ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
§ 2.1.	Схемы питания и возбуждения
В радиопередающих устройствах применяю! различные схемы пита-
ния и возбуждения. Основные принцип!,! нспроения схем состоят в
следующем.
В" устройстве должны существовать замкнутые пути (контуры) для
составляющих токов каждого электрода усилительною элемента. В
контуре необходим источник тока: гальванический элемент или вы-
прямитель — для постоянной составляющей анодного (коллекторного)
тока, анодная (коллекторная) цепь лампы (транзистора) — для пе-
ременных составляющих анодного (коллекторного) тока, источник на-
пряжения возбуждения — для переменной составляющей входного
тока. Для рабочей составляющей тока включают полезную нагрузку:
выходной контур — для анодного тока, входную цепь усилительного
элемента — для входного тока. Нерабочие составляющие тока долж-
ны замыкаться кратчайшим путем при сопротивлении цепи, стремя-
щемся к нулю. Источники питания, блокировочные детали, измери-
тельные приборы не должны шунтировать участки схемы генератора,
к которым приложены переменные напряжения радио- или звуковой
частоты.
Падение напряжения должно происходить на входных электродах
усилительного элемента, т, е. на участке сетка — катод лампы или
база—эмиттер транзистора и на анодной (коллекторной) нагрузке.
Вспомогательные элементы (измерительные приборы) следует
включать в точки схемы с нулевым потенциалом радиочастоты и по
возможности малым или нулевым потенциалом постоянного напряже-
ния.
Примеры построения схем генераторов с внешним возбуждением
(ГВВ) показаны на рис. 1.1, б — г; 1.6; 1.17; 1.18; 1.20.
Рассмотрим подробнее построение анодной и коллекторной цепей.
В состав анодной (коллекторной) цепи входят три основных элемента:
1) анодная цепь лампы — участок анод — катод (для транзистора—уча-
сток коллектор — эмиттер); 2) источник питания — гальванический
элемент, аккумуляторная батарея или чаще всего выпрямитель; 3) анод-
ная нагрузка — колебательный контур, связанный с полезной нагруз-
кой ступени. Практическое применение находят две схемы анодной
(коллекторной) цепи: схема последовательного питания (рис. 2.1, а) и
схема параллельного питания (рис. 2.1, б). Как следует из рис. 2.1,
а — в, в этих случаях мгновенные напряжения анода (коллектора)
описываются одним и тем же уравнением
еа — Е& + Ua cos at.
61
Во всех схемах источник питания включают в точки, где практиче-
ски нет переменного напряжения, т. е. непосредственно между общим
проводом («землей», корпусом) и другими частями схемы. При этом
большая выходная емкость источника питания относительно корпуса
передатчика («земли») не шунтирует цепи радиочастоты. Нельзя,
например, поменять местами источник питания и контур в схеме
рис. 2.1, а при заземленном катоде лампы.
При последовательном питании постоянная составляющая тока
/go проходит через индуктивную катушку колебательного контура, а
при параллельном — обходит контур через анодный дроссель Ьбл.
Рис. 2.1
Пути переменных составляющих тока примерно одинаковы: от лампы
(транзистора) через колебательный контур и вспомогательный конден-
сатор обратно к лампе (транзистору) (подробнее см. рис. 1.6). При ука-
занном прохождении токов становится ясным назначение вспомога-
тельных (блокировочных) элементов схемы. При последовательном
питании блокировочный конденсатор Сбл создает кратчайший путь
для переменных составляющих тока от контура к катоду лампы (об-
щему проводу, корпусу, «земле»). Этот конденсатор не должен созда-
вать сопротивление токам рабочей частоты, следовательно, его реак-
тивное сопротивление должно быть значительно меньше сопротивле-
ния анодной нагрузки /?а = т. е.
ХСбл=1ЛсоСбл)<Яа/(100 4- 200).
Падение напряжения на ССл составляет не более 0,5—1 % от £/а и в
первом приближении им можно пренебречь.
Конденсатор Ср в схеме параллельного питания служит для ис-
ключения короткого замыкания источника питания £а через колеба-
тельный контур, одной точкой непосредственно соединенный с «зем-
лей». Из-за наличия Ср на колебательном контуре не создается напря-
62
жения от источника питания Е&. Так как через Ср проходят перемен-
ные составляющие тока, то сопротивление конденсатора для рабочей
частоты должно быть меньше сопротивления колебательного контура:
ХСр R& = UJIat- Поскольку конденсатор Ср включен в точку схе-
мы с высоким потенциалом радиочастоты, его габариты должны быть
небольшими, чтобы его паразитная емкость относительно корпуса
передатчика не влияла на цепи радиочастоты. Обычно принимают
ХСр = 1/(йСр)< (0,05^0,1) Rd.
Анодный дроссель Ьбл в схеме параллельного питания необходим
для прохождения постоянной составляющей 7а0 и исключения корот-
кого замыкания по радиочастоте анодной цепи лампы. Реактивное со-
противление дросселя Хсбл = соАбл л> Ra = На/7а1; обычно -^ьбл >
(8-4-10) 7?а. Провод анодного дросселя рассчитывают на прохождение
постоянной составляющей /а0 и контурного тока, ответвляющегося
из-за параллельного включения контура и дросселя. Так как высо-
кочастотный ток через дроссель невелик, его не учитывают.
Дроссель Абл на рис. 2.1, а и конденсатор Сбл на рис. 2.1, б не
влияют на работу контура. При последовательном питании дрос-
сель Абл препятствует ответвлению переменных составляющих тока в
провода источника питания, которые рассчитывают только при посто-
янных токах и напряжениях; появление в них напряжений радиочасто-
ты и токов нежелательно. При питании от одного источника (выпрями-
теля) нескольких ступеней есть опасность паразитной связи между
ступенями через общий источник питания, что может привести к неу-
стойчивой работе передатчика. Назначение конденсатора Сбл на рис.
2.1, б — создать кратчайший путь к катоду лампы (общему проводу,
корпусу, «земле») переменному току радиочастоты, который проходит
через анодный дроссель, из-за конечного значения его реактивного со-
противления.
Схемы последовательного и параллельного питания коллекторной
цепи транзисторной ступени показаны на рис. 2.1, г, д.
Основное преимущество схемы последовательного питания заклю-
чается в том, что в ней параллельно колебательному контуру не вклю-
чены никакие вспомогательные элементы, т. е. добротность контура
не снижается.
Основное преимущество схемы параллельного питания состоит в
том, что контур изолирован от постоянного напряжения питания Еа,
следовательно, его изоляция упрощается.
Входная цепь ГВВ состоит из входной цепи лампы (транзистора),
источника возбуждения и источника смещения. Возможны две схемы
питания управляющей сетки: последовательная (рис. 2.2, а) и парал-
лельная (рис. 2.2, б, в). Чаще применяют схему параллельного пита-
ния, так как она не требует трансформаторной связи с предшествую-
щей ступенью.
Если поступающее от предшествующей ступени напряжение воз-
буждения соответствует расчетному Uc, то разделительный конденса-
тор Ср (рис. 2.2, б) осуществляет разделение соседних ступеней по
постоянной составляющей; емкость Ср выбирают так, чтобы падение
63
напряжения на Ср было мало по сравнению с напряжением возбуж-
дения:
Хср =	-^вх.л ~ -^вх.л ~ 1/(®Свхл).
Если поступающее от предыдущей ступени напряжение Пвх>1/С,
то конденсаторы и С2 с учетом входной емкости лампы Свх,а
(рис. 2.2, в) образуют делитель напряжения:
На практике берут С2 = 20ч-100 пФ; в маломощных ступенях кон-
денсатор С2 может отсутствовать (С2 = 0).
Рис. 2.2
Сеточный блокировочный дроссель Абл предназначен для предотв-
ращения замыкания источника возбуждения через цепи смещения;
реактивное сопротивление дросселя должно быть больше входного со-
противления лампы (транзистора):
= ®^-бЛ > ^ВХ.Л ~ ^ВХ.Л = 1/л)‘
Конденсатор Сбл служит для создания кратчайшего пути току вы-
сокой частоты, прошедшему через дроссель: %с5а С ^ьбл-
В качестве источника сеточного смещения ламп используют выпря-
митель (рис. 2.2, г, д). Поскольку ток выпрямителя во внешней цепи
протекает в одном направлении (от плюса источника к минусу), а ток
сетки — в противоположном, параллельно выпрямителю ставят ре-
зистор R (рис. 2.2, г). Сопротивление резистора выбирают так, чтобы
изменение постоянной составляющей тока сетки /с0 не вызывало су-
щественного изменения напряжения смещения;
/8 я» (5 4- 10) /сг;
G4
Резистор R можно использовать и для регулировки напряжения
смещения, сделав его переменным (рис. 2.2, д').
Автоматическое смещение (рис. 2.2, е) в ламповых ГВВ используют
редко, так как оно способствует увеличению термотока сетки, динат-
ронного эффекта и не всегда обеспечивает допустимый режим покоя
при снятии (аварийном пропадании) напряжения возбуждения. В
тех случаях, когда автоматическое смещение необходимо (например,
при анодной модуляции), сопротивление резистора автоматического
смещения /?см = ЕКПСО.
Применяют комбинированное смещение: частично от выпрямителя,
частично автоматическое.
Рис. 2.3
a)	5J
Автоматическое смещение за счет катодного тока, использующееся
в ламповых усилителях звуковой частоты, в генераторах радиочастоты
с внешним возбуждением не применяют, так как при этом расходует-
ся дополнительная энергия источника анодного питания и услож-
няется конструкция цепи питания катодов ламп прямого накала.
Отличие статических характеристик транзисторов от статических
характеристик электронных ламп (см. § 1.2 и 1.11) приводит к необ-
ходимости строить схемы питания цепи базы транзисторной ступени
с общим эмиттером следующим образом. Знак напряжения смещения
зависит от типа электропроводности транзистора. Различают отпи-
рающее и запирающее напряжения смещения. Меняя полярность ис-
точника напряжения смещения (рис. 2.3, а), можно получить как отпи-
рающее, так и запирающее напряжение смещения. В транзисторных
генераторах запирающее напряжение смещения часто создают путем
автоматического смещения за счет постоянной составляющей тока ба-
зы (рис. 2.3, б). Сопротивление резистора автоматического смещения
/?см = E(j/I6o. Во многих случаях практического использования тран-
зисторных генераторов необходимо напряжение смещения, близкое
к нулю. При этом применяют простую схему включения (рис. 2.3, в).
Для получения отпирающего напряжения смещения от источника кол-
лекторного напряжения применяют схему рис. 2.3, г; учитывая, что
в делителе напряжения RiR2 рассеивается большая мощность и к.п.д.
ступени снижается.
Назначение и расчет других элементов цепи базы транзистора ана-
логичны их назначению и расчету у лампового генератора.
65	3 За..,. 2
Рис. 2.4
Как известно из курса «Электронные приборы», для нормальной ра-
боты лампы с экранирующей сеткой (тетрода или пентода) экранирую-
щая сетка должна быть по высокой частоте соединена с общим прово-
дом («землей», корпусом). На сетку подается постоянное напряжение
£с2. Для заземления экранирующей сетки по переменной составляю-
щей тока применяют ВЧ-конденсаторы Сс2 с малой собственной индук-
тивностью (рис. 2.4). Соединительные провода должны иметь минималь-
ную длину. Поскольку напряжение Ес2 < Е3, питание экранирующей
сетки производят не от анодного выпрямителя рассматриваемой сту-
пени, а от выпрямителя с меньшим напря-
жением. Тогда в резисторе Rc2 потери мощ-
ности будут невелики.
Емкость конденсатора Сс2 выбирают
больше выходной емкости лампы Свых, ко-
торая примерно равна междуэлектродноп
емкости Сас2. Конденсаторы Сс2 и Сас2
образуют делитель напряжения. При
Сс2 )§> Сас2 яз Свых переменное напряжение
экранирующей сетки достаточно мало.
Обычно принимают Сс2 100 Свых.
Резистор Rc2 служит для получения требуемого напряжения Ес2
при заданном Ев. Кроме того, он является ограничителем тока экра-
нирующей сетки в случае аварийного его возрастания, например при
пропадании напряжения анодного питания пли резком повышении
напряженности режима. Сопротивление резистора
^с2= (ЕВ--с2о*
Третья, защитная, сетка пентода непосредственно соединяется с ка-
тодом лампы или общим проводом («землей», корпусом).
Генераторные лампы средней и большой мощности имеют катод
прямого накала, активированный из торированного карбидированного
вольфрама. Лампы малой мощности имеют подогревные (эквипотенци-
альные) катоды. Питание цепей накала производят переменным током
через понижающие накальные трансформаторы. В большинстве пере-
датчиков каждая лампа имеет индивидуальный трансформатор нака-
ла, что обусловлено большими токами накала. Индивидуальные тран-
сформаторы накала позволяют включать приборы для измерения тока
в цепи катода каждой лампы, применять специальные схемы для умень-
шения фона при питании цепи накала переменным током.
Для уменьшения уровня пульсации электронного потока в лампе
(уровня фона) из-за неэквипотенциальности катода прямого накала
применяют схему питания со средней точкой (рис. 2.5, а). При симмет-
ричном выполнении цепи питания накала точки катода, расположен-
ные симметрично относительно его середины, имеют одинаковый по ве-
личине и противоположный по знаку потенциал. При этом действие
участков катода с разным потенциалом на анодный (катодный) ток
выравнивается и фон уменьшается. В радиовещательных передатчи-
ках с амплитудной модуляцией применяют схему, позволяющую экс-
периментально осуществить симметрию цепи питания по минимуму
66
уровня фона (рис. 2.5, б). Конденсаторы в цепи накала Сн служат для
создания пути переменным составляющим катодного (анодного) тока.
Реактивное сопротивление XCji для рабочей составляющей тока, на-
пример /ai, должно быть во много раз меньше сопротивления анодной
нагрузки = U JIai - Хса — 1/(©Сн)	100 /?а. На ВЧ- и ОВЧ-диа-
пазонах Сп > (100-р 200) СВЬ!Х.Л, так как
выходная емкость лампы составляет боль-
шую часть емкости анодного контура и
через анодную цепь лампы к общему про-
воду протекает значительный емкостный
ток. Этот ток не должен создавать падения
напряжения на Сн. Сопротивление рези-
стора на схеме рис. 2.5, б рассчитывают по
выражению Ян « 2 C7H/(Za0 + /с2о + /Мо)(
обеспечивающему минимум мощности рас-
сеяния на резисторе.
В настоящее время в радиопередающих
устройствах используют новейшие генера-
торные лампы, имеющие высокоэффектив-
ный катод «чулочной» конструкции. При
построении цепей накала таких ламп сле-
дует учитывать, что один из выводов ка-
тода К имеет кольцевую конструкцию, соединен с катодом кратчай-
шим путем и потому обладает меньшей индуктивностью, чем вывод Я.
Схема питания цепи накала лампы «чулочной» конструкции показана
на рис. 2.6. Конденсатор С выравнивает напряжение радиочастоты
между выводами катода; обычно С — 20 н- 100 пФ.
Рис. 2.6
Рис. 2.7
Рис. 2.8
Лампы с подогревным катодом включают, как показано на
рис. 2.7.
На повышенных частотах используют схему ОС (см. рис. 1.17 и
1-18). Схема ОС отличается от схемы ОК тем, что катод лампы нахо-
дится по отношению к общему проводу (корпусу, «земле») передатчика
под напряжением Uc, а управляющая сетка по переменной составляю-
щей заземлена.
67
3*
Принципиальная схема ступени ОС на экранированной лампе при-
ведена на рис. 2.8. Конденсатор Сс1 обеспечивает заземление управ-
ляющей сетки по высокой частоте, т. е. создает нулевой (по возмож-
ности малый) потенциал относительно «земли». Реактивное сопротив-
ление конденсатора Хс должно быть мало по сравнению с реактив-
ным сопротивлением выходной емкости лампы, т. е. ХсС1 ХСвх,
Вторичная обмотка трансформатора накала обладает большой па-
разитной емкостью относительно «земли». Непосредственное подклю-
чение трансформатора накала к катоду в ступени с ОС приводит к за-
мыканию цепи возбуждения через паразитную емкость этого транс-
форматора. Для исключения замыкания в провода питания катода
между трансформатором накала и катодом включают катодные дрос-
сели LH. Индуктивное сопротивление катодных дросселей должно быть
достаточно большим по сравнению с входным сопротивлением лампы:
<о£н > (5-Г-Ю) t7c/(/al + /с2г + Лш)- Через катодный дроссель про-
1екают ток накала, постоянные составляющие тока анода, экранирую-
щей и управляющей сеток и небольшой гок высокой частоты, обуслов-
ленный наличием напряжения возбуждения и конечным реактивным
сопротивлением дросселя. Ток накала по величине превышает другие
токи. Для создания кратчайшего пути к корпусу протекающего через
дроссели переменного тока радиочастоты в схему вводят блокировоч-
ные конденсаторы Сбл2. На практике. Сбл2 = (Зн-9)-103 пФ. Конден-
сатор Са рассчитывают аналогично конденсаторам на рис. 2.2, б, -з.
При использовании лампы с «чулочным» катодом напряжение возбуж-
дения может подаваться на один из выводов катода (см. рис. 2.6). Схе-
мы питания анодной цепи и цепи экранирующей сетки в генераторе
с двумя заземленными сетками строятся так же, как и в генера-
торах ОК.
§ 2.2.	Совместная работа нескольких ламп
(транзисторов) в одной ступени
Совместное использование в одной ступени нескольких одинако-
вых ламп (транзисторов) необходимо для построения мощной ступени
с электронными приборами небольшой мощности. В насюящее время
этот способ применяют только для транзисторов, мощность которых
невелика. Генераторные лампы выпускают на очень большие мощности,
поэтому можно использовать в ступени заданной мощност одну лам-
пу. Применение вместо одной мощной лампы несколько менее мощных
необходимо для построения симметричных ступеней при четном числе
ламп (транзисторов). Совместное использование позволяет унифици-
ровать лампы нескольких ступеней и тем упростить эксплуатацию пере-
датчика.
Надежность ступеней с несколькими лампами (транзисторами) и
соответственно большим числом деталей ниже, чем ступени с одной
лампой.
При параллельном включении ламп (рис. 2.9) их одноименные элек-
троды по радиочастоте соединены параллельно. Совместная работа воз-
68
можна только для одинаковых ламп при одном и том же режиме и син-
фазном возбуждении. При этом на электродах ламп действуют равные
напряжения, протекают равные токи. В общих проводах токи скла-
дываются, следовательно, через анодный контур протекает суммарный
ток N параллельно включенных ламп SZal = NIal. Эквивалентное
сопротивление анодного контура /?эк = Uа/2/а1, т. е. вМ ,раз меньше,
Рис. 2.9
чем одной лампы (транзистора). При меньшем Rail легче обеспе-
чить высокий к.п.д. контура Полезная мощность ступени равна сумме
полезных мощностей ла.мп: Р1(бщ = NPt; к. п. д. и коэффициент уси-
ления по мощноеIи ступени равен к. п. д. и Кр одной лампы.
На практике лампы одной серии всегда отличаются друг от друга за
счет естественного разброса параметров при производстве; не удается
обеспечи гь строгого равенства и синфазности напряжений возбужде-
ния и т. д. Таким образом, полезный эффект при параллельном вклю-
чении большого числа ламп оказывается существенно меньше ожидае-
мого теоретически Поэтому обычно параллельно включают не более
Двух или трех ламп
При параллельном включении ламп (транзисторов) паразитные
емкости складываются, что способствует возникновению самовозбуж-
дения.
69
а)
Ia]coscot Ia2cos2at
Рис. 2.11
Схема последовательного (двухтактного) включения ламп (тран-
зисторов) представлена на рис. 2.10, а. Она как бы состоит из двух
обычных'схем (см. рис. 1.6), объединенных общим проводом (корпусом,
«землей») и получающих напряжение возбуждения со сдвигом фаз на
180°. Временнйе диаграммы напряжения на входе верхней и нижней
частей (плеч) двухтактной схемы показаны на рис. 2.11, а, б. Времен-
нйе диаграммы токов обоих плеч даны па рис. 2.11, в, г (угол отсечки
анодного тока 0 = 90°). Все гармонические составляющие импульсов
анодного тока имеют наибольшие
значения в момент времени, когда
мгновенное значение анодного тока
максимально, т. е. соответствует
выражению (см. § 1.3)
ia(coO = /ao + /al(OS®/ +
4~ /a2cos	/аз .os3w/' ]- ...
Следовательно, нечешые гармо-
нические составляющие анодного
тока /а1, /аз, /а5 и т. д. в плечах
двухтактной схемы сдвинуты отно-
сительно друг друга на 180° (про-
тивофазны), т. е. в одном плече
первая или любая нечетная гармо-
ническая составляющая имеет на-
правление от катода к аноду, в
другом плече она течет от анода к
катоду. Четные гармонические со-
ставляющие анодного тока /а2, /а4
и т. д. протекают по плечам двух-
тактной схемы синфазпо, т. е. в
какой-то момент времени гок вто-
рой, например, гармонической со-
ставляющей в обоих плечах проте-
кает от анода к катоду. Так как
нечетные гармонические составляю-
щие противофазны, то в общих
проводах двухтактной схемы они взаимно уничтожаются (вычитают-
ся), следовательно, можно говорить о последовательном протекании
нечетных гармонических составляющих анодного тока через лампы
обоих плеч и общий контур. Четные гармонические составляющие и
постоянная составляющая анодного тока, будучи синфазными, в об-
щих проводах складываются.
Плечи двухтактной ступени работают в противофазе, напряжения
на анодах (коллекторах) ламп в любой момент времени равны и про-
тивоположны по знаку. Поэтому двухтактную ступень называют
симметричной.
Четные гармонические составляющие синфазны и складываются в
общем проводе; для них должен быть замкнутый путь с малым сопро-
тивлением. Следовательно, средняя точка колебательного контора, сое-
70
диненпая с общим проводом, должна Сыть в емкостной ветви контура
(рис. 2.10). Как указывалось в § 1.3, емкостная ветвь колебательною
контура имеет существенно меньшее сопротивление для высших гар-
монических составляющих анодного тока, чем для основной. Только
при заземленной средней точке емкостной ветви колебательного кон-
тура можно получить малые напряжения четных гармонических сос-
тавляющих, которые можно не учитывать при расчете режима ГВВ по
двухтактной схеме. Попадая в антенну, они являются причиной по-
бочных излучений (особенно на второй гармонике) большей интен-
сивности, чем это допустимо по Общесоюзным нормам на уровни по-
бочных излучений. В этом отношении двухтактная ступень по схеме
рис. 2.10, а не имеет преимуществ по сравнению с однотактной сту-
пенью. Действительно, на обоих плечах двухтактной схемы создается
определенное напряжение четных гармоник, одинаковое по величине
и знаку, которое через конденсаторы связи CCD' поступает в фи-
дер, соединяющий передатчик с антенной. Следовательно, какая-то
мощность четных гармоник обязательно излучается в свободное
пространство.
Ослабления излучения четных гармоник можно достичь при транс-
форматорной связи с нагрузкой и хорошей симметрии самой ступе-
ни (рис. 2.10, б). Плечи двухтактной ступени имеют одинаковое по
знаку (а в случае полной симметрии устройства — и по величине)
напряжение четных iармоник. Катушка анодного контура соединяет
точки схемы с равным напряжением и потому в ней отсутствует ток чет-
ных гармоник. Во вторичной обмотке катушки э. д. с. четных гармоник
не индуцируется и на нагрузке не выделяется мощность побочных из-
лучений четных гармоник. Нужно помнить, что идеальная симметрия
двухтактной схемы практически невозможна и между обмотками тран-
сформатора всегда есть паразитная емкостная связь. Следовательно,
даже при трансформаторной связи двухтактной ступени с нагрузкой
не происходит значительного подавления четных гармоник и прежде
всего наиболее интенсивной — второй. Основным средством борь-
бы с побочными излучениями являются фильтрующие системы
(см. гл. 3).
Двухтактная симметричная ступень удобна для построения выход-
ных ступеней мощных передатчиков, работающих на симметричную на-
грузку (на симметричный фидер, идущий к симметричной антенне).
Именно так выполняются коротковолновые радиовещательные и мощ-
ные (50—100 кВт и более) связные передатчики. Современные передат-
чики малой и средней мощности преимущественно строят по более про-
стой однотактной схеме. При необходимости работы несимметричных
передатчиков на симметричную нагрузку применяют симметрирую-
щие широкополосные ферритовые трансформаторы. При мощности
порядка единиц киловатт такие трансформаторы позволяют обеспе-
чить 4—5-кратную полосу частот, а при мощностях до 25—50 кВт —
2—3-кратную, т. е. однотактный передатчик магистральной связи мощ-
ностью 20 кВт и более при диапазоне рабочих частот 4—30 МГц необ-
ходимо снабжать по крайней мере двумя симметрирующими трансфор-
маторами.
71
§ 2.3.	Измерительные приборы в ГВВ.
Настройка ГВВ
Рис. 2.12
Измерительные приборы используют в каждой ступени передатчи-
ка. С их помощью осуществляют контроль питающих напряжений, на-
стройку резонансных цепей, выбор напряжения возбуждения и связи
с нагрузкой.
В числе стандартных приборов, выпускаемых промышленностью,
нет устройств для измерения переменных составляющих высокочас-
тотных токов /а1, /а2 и т. п. В условиях передающего центра затрудне-
но измерение переменных напряжений радиочастоты из-за силь-
ных наводок со стороны других
передатчиков и более мощных
ступеней данного передатчика.
Дополнительные трудности из-
мерения напряжений радиоча-
стоты обусловлены их негармо-
нической формой.
Чаще производят измерения
постоянных токов и постоянных
напряжений. Промышленность
выпускает широкий ассортимент
магнитоэлектрических прибо-
ров — вольтметров и ампермет-
ров. Такие приборы просты по
устройству, дешевы, точны, на-
дежны, не подвержены наводкам
от переменных токов.
Вольтметром снабжается каждый выпрямитель передатчика. Ам-
перметры устанавливают для измерения постоянных составляющих
токов электродов лампы или транзистора.
Приборы для измерения токов /а0, /с20, /с10 должны подключать
к точкам с нулевым потенциалом по переменной составляющей. Магни-
тоэлектрические приборы имеют большую паразитную емкость между
рамкой прибора и корпусом («землей»). Если прибор окажется под пере-
менным напряжением относительно «земли», через эту емкость будет
протекать большой переменный ток. В результате может нарушиться
режим работы устройства или перегореть рамка прибора.
Желательно устанавливать амперметры в точки схемы с малым или
нулевым постоянным напряжением, так как при этом упрощается кон-
струкция (не требуется изоляция прибора, рассчитанная на высокое
напряжение) и повышается безопасность обслуживания.
Все приборы на схеме рис. 2.12 находятся под нулевым потенциа-
лом переменного напряжения. Прибор для измерения /о]0 включен в
точку с небольшим постоянным напряжением Ео. Прибор для измере-
ния /с20 находится под потенциалом Ес2 = I — 2 кВ. Прибор для из-
мерения /020 приходится монтировать в корпусе передатчика на изо-
ляторе и наблюдать через застекленное окно. Такое размещение необ-
ходимо, чтобы исключить возможность прикосновения к прибору.
72
Прибор для измерения /ао можно включать как в точку 1, так
и в точку 2. В точке 1 действует напряжение £а, поэтому в эту точку
включают приборы только у маломощных ступеней, где Еа <7 500 В
В точке 2 постоянное напряжение отсутствует. Прибор показывает
сумму токов /а0 + 7с2О + /с10. Поскольку значения /с20 и /с10 извест.
вы, а преобладающим из этих токов является /а0, при пользование
прибором в точке 2 никаких трудностей
не возникает.
Для защиты рамок приборов от наво-
док переменных токов непосредственно
на их клеммы устанавливают блоки-
ровочные конденсаторы емкостью
(104-20)- 10я пФ.
Контурные токи измеряют термо-
электрическими амперметрами, внося-
щими дополнительные потери в контур.
Настройку колебательных контуров
в резонанс с частотой возбуждения про-
Рис. 2.13
изводят по показаниям приборов, изме-
ряющим постоянные составляющие то-

ков /ао и 1СО триода или /а0 и /о20 тетро-
да. Рассмотрим последовательность на-
стройки одиночного анодного контура
(рис. 2.12). Параллельный контур в состоянии резонанса имеет макси-
мальное эквивалентное сопротивление R3K. Комплексное эквивалент-
ное сопротивление расстроенного контура Z по модулю меньше, чем у
настроенного: !Z[<£3K. В момент настройки контура напряженность
режима генератора будет наибольшей. Динамическая характеристика
располагается наиболее полого, амплитуда импульса тока минималь-
на и возможен провал в импульсе (кривые 3, 4, 5 на рис. 1.11). При
расстроенном контуре 'динамическая характеристика принимает фор-
му, напоминающую вытянутый эллипс, большая 'ось которого вслед-
ствие малой величины модуля Z располагается примерно так же, как
кривые / или 2 на рис. 1.11. Амплитуда импульса анодного тока уве-
личивается. Следовательно, если контур настроен, то показание при-
бора для измерения 7ао минимально (рис. 2.13, а). Соответственно ток
управляющей сетки триода или ток экранирующей сетки тетрода .мак-
симален. На рис. 2.13, а по оси абсцисс отложен угол поворота ручки
настройки контура (рх, например, переменного контурного конден-
сатора; <р1р — положение, соответствующее состоянию резонанса.
Если подключив к усилителю рис. 2.12 второй (антенный) контур,
то его влияние па первый можно описать вносимым сопротивлением
ZBII = Xc2b/Z2, где ХСЕ — реактивное сопротивление связи между кон-
турами, Z2—сопротивление второго контура. При настройке второго
контура в резонанс с частотой возбуждения сопротивление, вноси-
мое им в первый, будет активным и максимальным по величине:
2КИ = /?ВП = Х®в/г2, где г2— активное сопротивление второго конту-
ра. Следовательно, эквивалентное сопротивление первого(анодного)
контура станет минимальным: R3 = LK/CK (/у + /?вн)- При настройке
73
второго контура показания прибора для измерения /а0 будут макси-
мальными, а /с0 или /с2о — минимальными (рис. 2.13, б). При подклю-
чении других контуров (третьего, четвертого) их настройке будут со-
ответствовать новые максимумы /а0 и минимумы /с0, отличающиеся
от предыдущих.
Первоначальная настройка каждого последующего контура выпол-
няется при слабой его связи с предшествующими. Подбор связи между
контурами проводят после завершения настройки всех контуров в ре-
зонанс. Связь между контурами оптимальна, когда токи /а0 и /00
триода или /а0 и /с20 тетрода достигают расчетных значений.
Глава 3
КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ
ВЫХОДНЫХ СТУПЕНЕЙ ПЕРЕДАТЧИКОВ
§ 3.1.	Простая схема
Выходная ступень создает необходимую мощность передатчика, кото-
рая поступает в нагрузку — антенну. Эффективность и качество ра-
боты выходной ступени определяют многие технические показатели
передатчика. При проектировании выходной ступени решают следую-
щие основные проблемы: повышение к.п.д. ступени; обеспечение тре-
буемого уровня линейности амплитудной и частотной характеристик
усилителя; осуществление фильтрации высших гармонических состав-
ляющих; согласование выходного сопротивления усилителя с нагруз-
кой.
Решение этих проблем взаимосвязано. Иногда решение одной про-
блемы противоречит решению другой. Так выполнение повышенных
требований к фильтрации высших гармонических составляющих вы-
нуждает использовать на выходе передатчика не один колебательный
контур, как рассматривалось в гл. 1, а
два, три или более, что приводит к сни- ________ рД,
жению к.п.д. ступени.	f |	А
Совокупность нескольких колебатель-	U А
ных контуров, электрически связанных	/И cS	А
между собой и определенным образом |	т А
настраиваемых, составляет колебатель- L J-
ную систему.
Колебательные системы передатчи-	Рис- 3,1
ков подразделяют на одноконтурные
(простая схема), с двумя (и более) контурами (сложная схема) и ком-
мутируемыми фильтрами.
При простой схеме колебательной системы антенну включают не-
посредственно в анодный (коллекторный) контур выходной ступени
(рис. 3.1). На рис. 3.1 Хл, Ra — реактивная и активная составляю-
щие сопротивления антенны; Хк — реактивное сопротивление, пред-
назначенное для настройки контура в резонанс на рабочую частоту;
Ra — сопротивление собственных потерь контура; Хов — реактивное со-
противление связи, обеспечивающее оптимальное эквивалентное со-
противление нагрузки Rati лампы.
При настройке контура в резонанс Хов + Хк + Хд = 0, откуда
^св = — (Хк + ХА).
Оптимальное эквивалентное сопротивление нагрузки ступени до-
стигается таким изменением реактивного сопротивления Хсв, при
котором
R	__ (^ + %А)2
М'	#u + #a	Лп + Лд
75
К.п.д. контура
= РА = РА  7к^А 
Рвх Р/^+Рц	^к(^а + ^п)	^а+^п
Простую схему в настоящее время практически не применяют, так
как наличие только одного контура в схеме не обеспечивает необходи-
мой фильтрации высших гармонических составляющих; настройка кон-
тура сложна вследствие взаимного влияния элементов связи и настрой-
ки друг на друга.
При обрыве антенны контур перестает работать и вся подводимая
к нему мощность рассеивается на анодах ламп или коллекторах тран-
зисторов, что приводит к их перегрев} и даже выходу из строя.
§ 3.2.	Сложная схема
При сложной схеме между лампой (транзистором) и антенной включа-
ют несколько связанных контуров. Максимум мощности в антенне
обеспечивается при выполнении тех же самых условий, чго и в про-
стой схеме, а именно: настройки всех контуров в резонанс и обеспе-
чении оптимального сопротивления связи нагрузки с лампой.
Введение дополнительных промежуточных контуров усложняет
системы, увеличивая ее габариты и сто-
имость. Реактивные элементы каждого
промежуточного контура имеют конеч-
ную добротность и, следовательно, по-
тери мощности. В результате к. и д.
сложной схемы оказывается меньше
к.п.д. простой схемы: т]кс = ПкРЬг.
где т]к1, т]ь2, ... — к. п. д. каждого кон-
тура схемы. Настройка такой схемы
сложна из-за большого числа регули-
руемых элементов.
К преимуществам сложной схемы от-
носятся возможность обеспечения любой
заданной фильтрации гармонических со-
ставляющих путем увеличения числа
промежуточных контуров; удобство в
эксплуатации, поскольку настройка кон-
конструкцию колебательной
туров в резонанс и регулировка связи почти не зависят друг от
друга; улучшение частотных характеристик каскада.
На рис. 3.2 приведены частотные характеристики одиночного кон-
тура (кривая а) и системы двух связанных контуров (кривая 6).
При одинаковой неравномерности частотно" характеристики система
двух связанных контуров имеет более широкую полосу пропускания
(Лв>/70) или при равной полосе частот обеспечивает меньшую нерав-
I омерность частотной характеристики и лучшее подавление гармони-
ческих составляющих. Это свойство системы контуров необходимо
при построении передатчиков широкополосных сигналов, когда полоса,
занимаемая спектром модулирующих частот, составляет 5—10% или
Рис. 3.3
больше рабочей частоты передатчика (/7//РпС ж 0,054-0,1). Примером
могут служить радиовещательные передатчики длинных и средних волн
[Жраб = 2 Fmax7pa6 =	= <0,2-^0,041 или телевизиои-
ные передатчики метровых волн 1/7//фаб = (50^900). ]qs =0,244-0,055].
В случае, когда колебательная система состоит из двух связан-
ных контуров, каждый контур имеет свое название: анодный и антен-
ный. В последний кроме антенны входят дополнительные элементы
для компенсации реактивной составляющей сопротивления антенны
Ха, т. е. настройки антенны в резонанс с рабочей частотой передатчи-
ка. Анодный контур служит для фильтрации гармонических составляю-
щих и согласования активного эле-
мента (лампы, транзистора) с на-
грузкой.
В ДВ- и СВ-диапазонах длина
антенн передатчиков малой и сред-
ней мощности меньше четверти
длины рабочей волны (/ <7 1раб/4),
т. е. реактивная составляющая со-
противления антенны имеет емкост-
ный характер. Вследствие этого ан-
тенный контур таких передатчиков
дополняется только индуктивной катушкой для компенсации емкости
антенны. На pre. 3.3 показана одна из возможных схем, применяемых
в передатчиках указанного диапазона. Для точной настройки в резо-
нанс в антенном контуре предусмотрена катушка с переменной индук-
тивностью Ь2. Поскольку емкости разных антенн на различных часто-
тах могут намного отличаться друг от друга» для расширения преде-
лов изменения индуктивности кагушки в цепь антенного контура вклю-
чают дополнительно несколько коммутируемых постоянных индуктив-
ных катушек L3. Связь между контурами, как указано в гл. 2, долж-
на быть индуктивной (трансформаторной или автотрансформаторной).
Вносимое из антенного контура в анодный сопротивление
X2	X2
ZA	ZA
где ZA = RA + jXA = RA + j (XL2 + Xl3 — XCA). При настройке
антенного контура в резонанс вносимое сопротивление будет чисто
активным: ZBI1 = RBll — X^K/RA. Эквивалентное сопротивление на-
грузки лампы
Z2
п _.	*
ЗК <? 4- R •
квп
В диапазоне декаметровых волн и выше реактивная составляющая
сопротивления антенны может быть как индуктивной, так и емкост-
ной, причем с изменением частоты характер реактивного сопротивле-
ния может изменяться. Активная составляющая сопротивления ан-
тенны также может изменяться в широких пределах от единиц до де-
77
сягков и сотен ом. Поэтому антенный контур обычно усложняют. Для
настройки антенны в резонанс используют как индуктивные катушки,
так и конденсаторы. При малом заданную мощность получают за
счет увеличения тока, протекающего по антенне, т. е. применяют по-
следовательную схему включения антенны в антенный контур. При
большом ток в антенне уменьшается, но увеличивается напряже-
ние, что соответствует схеме параллельного подключения антенны к
антенному контуру. Следовательно, схема антенного контура должна
предусматривать оба способа включения антенны. На практике пере-
ход от одной схемы к другой осуществляют при 7?д « (504-70) Ом.
Рис. 3.4
Двухконтурная колебательная система, предназначенная для работы
в диапазоне декаметровых волн, показана на рис. 3.4. Конденсаторы,
позволяющие реализовать параллельное включение антенны, имеют
дополнительное обозначение «пр», а конденсаторы для последователь-
ного включения — «пс». Выбирают ту схему включения антенны, ко-
торая обеспечивает наибольшую мощность в нагрузке. Если в ДВ- и
СВ-диапазонах применяют индуктивную связь между контурами, то bj
Рис. 3.6
Рис. 3.5
КВ-диапазоне используют емкостную связь. В передатчиках мощно-
стью до 1 кВт включают многопозиционный делитель, образованный
постоянными конденсаторами. При большей мощности ставят пере-
менный конденсатор. Наибольшее распространение получил особый
вид воздушного конденсатора, называемый дифференциальным, кото-
рый, сохраняя величину своей емкости в контуре (т. е. контур сохра-
няет свою настройку), позволяет изменять связь контура с последую-
щими цепями (рис. 3.5). Обкладки а и с неподвижны в пространстве и
подключены к контуру, обкладка b перемещается относительно них,
изменяя емкости конденсаторов Сг и С2. В результате связь контура с
последующими цепями изменяется (емкость С2 переменна), а общая ем"
78
кость конденсатора С=СгС21(С1 + С2) сохраняется постоянной. В по-
следние годы для настройки контуров мощных передатчиков и регули-
ровки связи используют вакуумные переменные конденсаторы.
В передатчиках большой мощности (более 50—100 кВт), работаю-
щих на одной фиксированной частоте или при небольшом их числе,
часто используют колебательные системы, содержащие несколько од-
нотипных Г-образных звеньев. Такие звенья образуют два (или более)
П-образных контура (рис. 3.6), которые обеспечивают требуемую
фильтрацию гармонических составляющих. Недостатком, ограничи-
вающим их применение в диапазонных передатчиках, является слож-
ность настройки в резонанс с рабочей частотой. Принцип настройки ко-
лебательных систем изложен в § 2.3.
Частотную характеристику системы, содержащей три контура и бо-
лее, рекомендуют проверять специальными приборами — характерио-
графами.
§ 3.3.	Колебательные системы
с коммутируемыми фильтрами
Использование мощных генераторных транзисторов в передаЮЩйХ уст-
ройствах позволяет простыми способами реализовать широкополос-
ные усилители мощности, работающие без дополнительных элементов
настройки в заданных диапазонах частот передатчиков, например
0,15—15 или 1,5—30 мГц и т. д.
Для таких устройств наиболее удобной признана схема выходной
цепи, содержащая коммутируемые полосовые октавные фильтры и сог-
ласующее антенное устройство (САУ). Структурная схема выходной
ступени передатчика с коммути-
руемыми фильтрами представ-
лена на рис. 3.7.
Рис. 3.7
Рис. 3.8
Фильтры Ф1, Фа, ..., Фп обеспечивают необходимую фильтрацию
высших гармонических составляющих на выходе передатчика. Их про-
ектируют на заданное входное сопротивление (со стороны усилителя
мощности) и выходное сопротивление нагрузки (со стороны САУ).
С помощью переключателей Пг и П2 в соответствии с рабочей частотой
передатчика производят включение требуемого фильтра. Полосы про-
пускания каждого фильтра выбирают таким образом, чтобы обеспе-
чивалось их некоторое взаимное перекрытие (рис. 3.8). Коэффициент
перекрытия полосы пропускания обычно составляет /2//\ = 1,5-4-1,8,
т. е. приближается к октаве (октава — двукратное изменение частоты
hifi = 2).
79
САУ обеспечивает компенсацию реактивной составляющей сопро-
тивления антенны и согласовывает активное сопротивление антенны с
заданным выходным сопротивлением фильтра. Настройку антенны про-
водят при пониженной мощности передатчика. Для контроля настрой-
ки и согласования в высокочастотную цепь включают датчики управ-
ления ДУ, контролирующие соотношения амплитуд напряжения и
тока (датчик сопротивления), а также фаз напряжения и тока (датчик
пазы) в цепи. Вырабатываемые датчиками сигналы управления посту-
пают в блок управления УУ, который с помощью электромоторов осу-
ществляет настройку согласующего устройства.
§ 3.4.	Фильтрация высших гармонических
составляющих
Фильтрация высших гармонических составляющих является одной из
основных функций колебательных систем, включенных на выходе пере-
датчика. Общесоюзные нормы на уровень побочных излучений пере-
датчиков всех категорий и назначений определяют допустимый уро-
вень средней мощности излучения, поступающий в антенну, в зависи-
мости от мощности передатчика и диапазона частот. Например, для
передатчиков мощностью менее 50 кВт на частотах ниже 30 МГц уро-
вень любого побочного излучения должен быть на 40 дБ меньше сред-
ней мощности передатчика, но не превышать 50 мВт. Для передатчи-
ков мощностью более 50 кВт эта норма повышается до 60 дБ при аб-
солютном уровне мощности не более 50 мВт. Для передатчиков малой
мощности (менее 5 Вт) эта норма понижается до — 30 дБ или 200 мВт.
В диапазоне частот 30—235 МГц допустимый уровень побочных из-
лучений составляет — 40 дБ, но не более 25 мкВт для передатчиков
мощностью до 25 Вт включительно, и — 60 дБ (1 мВт) для передатчи-
ков большей мощности.
Аналогичные требования предъявляют к передатчикам, работаю-
щим на более высоких частотах.
Исходя из норм на побочные излучения, можно определить, напри-
мер, допустимый ток любой гармонической составляющей в антенне:
hi доп = ]^2Рп доп/^Ап,
где Ддп — активная составляющая сопротивления антенны для п-й
гармоники.
Работа лампы (транзистора) с отсечкой анодного (коллекторного)
тока сопровождается появлением высших гармонических составляю-
щих. Уровень второй гармонической составляющей по сравнению с дру-
гими в большинстве случаев оказывается наибольшим. Коэффициент
ослабления гармонических составляющих колебательной систе?лы
(коэффициент фильтрации)
Ф ~ I ап/1 п доп>
где 1ап — ток п-й гармоники в анодной цепи.
В контуре, настроенном в резонанс с рабочей частотой, реактивное
сопротивление емкостной ветви равно сопротивлению индуктивной вет-
80
ви: Xl = Хс = ah, = 1/тС. Для второй гармонической составляю-
щей (2 и) Хс уменьшается, a XL возрастает в два раза, т. е. XL : Хс =
= 4:1. Для третьей гармонической составляющей это соотношение бу-
дет XL : Хс = 9:1, т. е, высшие гармонические составляющие тока бу-
дут в основном протекать через емкостную ветвь контура и лишь не-
значительная их часть — через индуктивную ветвь. Пусть в простой
схеме (см. рис. 3.1) Хсв имеет емкостный характер. Коэффициент
фильтрации такой схемы
ф = п2 О /1 — —— \
\ п2 /
где п — номер гармонической составляющей; O.t, = ZcKRK + 7?Л)
— добротность нагруженного контура; Zc — характеристическое со-
противление контура.
Увеличение числа емкостных ветвей, включенных параллельно на-
грузке, т. е. переход к сложной схеме, улучшает фильтрацию гармо-
ник. Для системы со сложной схемой, содержащей несколько П-образ-
ных контуров (см. рис. 3.6). коэффициент фильтрации
0 = «2W-1
где N — число емкостных элементов связи.
Таким образом, переход от параллельного одиночного контура к
П-образному контуру при постоянной добротности нагруженного
контура вдвое увеличивает коэффициент фильтрации, а переход к
двухзвенному П-образному контуру позволяет повысить коэффициент
фильтрации в четыре раза.
Глава 4
ПРОМЕЖУТОЧНЫЕ СТУПЕНИ ПЕРЕДАТЧИКОВ
§ 4,1.	Назначение и особенности работы
промежуточных ступеней
Как следует из § В.4, структурная схема современного передатчика
(см. рис. В,2), как правило, содержит между автогенератором (воз-
будителем) и выходной ступенью несколько промежуточных ступеней.
Основное назначение промежуточных ступеней состоит в усилении мощ-
ности колебаний, созданных возбудителем, до уровня, достаточного
для возбуждения выходной ступени. Кроме того, промежуточные сту-
пени защищают автогенератор от влияния изменяющихся параметров
антенны и режима выходной ступени на рабочую частоту автогенера-
тора. В этих ступенях производят (при необходимости) умножение
частоты возбудителя до заданной рабочей, осуществляют амплитуд-
ную или фазовую модуляцию или манипуляцию и т. д.
Мощность предшествующих ступеней меньше мощности последую-
щих; исключение составляют только варакторные умножители и пре-
образователи частоты, диодные модуляторы и те приборы, у которых
Кр < 1. Поэтому промежуточные ступени потребляют мало энергии.
Потребляемая мощность и промышленный к. п. д. передатчика в ос-
новном определяются параметрами последней, самой мощной, выход-
ной ступени. Следовательно, при выборе схемы, типа и режима элект-
ронного прибора в промежуточной ступени получение возможно боль-
шего к. п. д. не является основным требованием. Прежде всего необ-
ходимо, чтобы промежуточные ступени обеспечивали высокий коэф-
фициент усиления по мощности, простоту управления и об- служива-
ния, а при усилении модулированных колебаний (например, AM или
ОМ) — допустимый уровень искажений.
Сигнал на выходе промежуточной ступени должен быть близким к
гармоническому, однако специальных мер по подавлению нерабочих
гармонических составляющих не принимают, так как уровень побоч-
ных составляющих на выходе передатчика обсловливается в основ-
ном режимом выходной ступени и степенью фильтрации ее контуров.
К. п. д. анодной (коллекторной) цепи лампы (транзистора) определяет
ее (его) тепловой режим, от которого в значительной степени зависит
надежность ступени и передатчика в целом.
В промежуточных ступенях современных передатчиков применяют и
транзисторы. Небольшая мощность транзисторов не является сущест-
венным препятствием, а большой срок службы упрощает эксплуата-
цию. В таких ступенях используют широкополосные неперестраивае-
мые усилители, например ламповые усилители с распределенным уси-
лением (УРУ) или транзисторные с широкополосными трансформато-
рами. К.п.д. таких усилителей ниже, чем резонансных, но эксплуата-
82
ция передатчика с этими усилителями упрощается и повышается на-
дежность.
При работе с постоянной амплитудой колебаний режим выбирают
граничным (критическим) или слабо перенапряженным; в транзис-
торных ступенях целесообразно использовать ключевой режим. Такие
режимы обеспечивают постоянство напряжения возбуждения для по-
следующих ступеней при некотором изменении питающих напряже-
ний, старении электронных приборов и др. При усилении колебаний с
меняющейся амплитудой необходим недонапряженный режим.
§ 4.2.	Генератор с внешним возбуждением —
умножитель частоты
В передатчиках ОВЧ и более высоких частот частота автогенератора
faT, как правило, во много раз ниже рабочей частоты на выходе передат-
чика /раб- Частоту /аг доводят до рабочей с помощью умножителя час-
тоты. Рассмотрим работу генератора с внешним возбуждением в ре-
жиме умножения частоты. Как указывалось, анодный ток лампы, ра-
ботающей с отсечкой тока при напряжении возбуждения мс = Ас cosX
X ®/, .'содержит гармонические состав-
ляющие, кратные частоте возбуждения:
«а = 4о + /al C°S «/ + /а2 COS 2«/ +
+ /а3 cos 3®/
Ранее был разобран случай усиления
колебаний при настройке анодного кон-
тура на основную частоту, т. е. когда
на выходе выделяется составляющая
анодного тока, частота которой равна
частоте возбуждения. Аналогично воз-
можна работа генератора с внешним
возбуждением при настройке анодного
контура на частоту одной из высших
гармонических составляющих анодного
тока 2®, 3®, 4®, ..., па, ..., где п ~ 2,
3, 4,.... — коэффициент умножения ча-
стоты. При п = 2 генератор называют
удвоителем частоты или
просто удвоителем, при п = 3 — утроителем и т. д.
Режим работы генератора с внешним возбуждением — умножителя
частоты — несколько отличается от режима генератора — усилителя.
Частоты колебаний в сеточной и анодной цепи отличаются в п раз
(рис. 4.1). Для получения наибольшего значения нужной составляю-
щей анодного тока при полном использовании лампы по току угол от-
сечки выбирают с учетом положения максимумов графиков ап (0).
Оптимальный угол отсечки анодного тока при умножении частоты в п
раз 9„Opt = 120%, аП0р1 = 0,54/7i. Часто для удвоителя принимают
9 = 604-70°, для утроителя 0 — 404-50°. Так как уже а3 оказывается
много меньше ах, на практике применяются в основном удвоители и
83
строители. Из-за меньшей амплитуды второй или третьей гармони-
ческих составляющих полезная мощность и коэффициент усиления ум-
ножителя примерно в п меньше, чем усилителя.
К.п.д. анодной цепи умножителя также несколько меньше к. п. д.
усилителя при одинаковом коэффициенте использования анодного на-
пряжения
Амплитуда анодного напряжения умножителя UR2 или UR3 может
иметь то же значение, что и у усилителя. В умножителях частоты обыч-
но применяют граничный или слабо перенапряженный режим. Гранич-
ное значение сгр вычисляют по (1.19) с заменой ах (6) на ап (0).
Сопротивление анодного контура умножителя, необходимое для
того, чтобы при токе /ап получить переменное напряжение URn, RnKn =
= t/an//a;i. Поскольку Ian xt Ia-Jn. сопротивление анодного контура
7?ai;n в п раз больше, чем усилителя. При увеличении /?ак снижается
к. п. д. анодного контура.
Таким образом, энергетические показатели умножителя частоты
всегда хуже энергетических свойств усилителя. Поэтому режим ум-
ножения обычно используют в маломощных ступенях передатчика, низ-
кий к.п.д. которых практически не влияет на общий к. п.д. передатчи-
ка.
Схема умножителя соответствует схеме усилителя (см. рис. 1.6).
При комбинированном напряжении сеточного смещения обеспечивает-
ся лучшая стабильность режима при изменениях питающих напряже-
ний, что важно для многоступепиых передатчиков.
Поскольку умножители используют в маломощных ступенях пере-
датчика, а применяемые в них лампы (тетроды или пентоды) имеют не-
большие значения UR и малые О, расчет умножителей в первом прибли-
жении производят по формулам, приведенным в § 1.5, 1.7 и 1.9. При
этом в расчетных выражениях следхет принимать D —- 0, а для выб-
ранного угла отсечки ах (0) заменять на ап (0).
Работа транзисторных генераторов в качестве умножителей частоты
основана на использовании двух физических процессов: выделения
из импульса коллекторного тока нужной гармонической составляю-
щей и использования нелинейной зависимости коллекторной емкости
от напряжения на коллекторе транзистора.
Выделение из импульса тока (коллекторного или анодного) нуж-
ной гармонической составляющей является общим для ламповых и
транзисторных схем (см. § 4.2).
Расчет режима работы транзисторного умножителя частоты анало-
гичен расчету усилителя мощности (см. § 1.12), но вместо коэффициен-
тов разложения импульса коллекторного тока по первой гармонике
а1 (0) используют коэффициенты разложения по требуемой гармонике
ап (0). Напряжение смещения, обеспечивающее оптимальный или
близкий к нему угол отсечки коллекторною тока (0 = 1207л), пода-
ется на базу от внешнего источника смещения или создается сопротив-
лением автоматического смещения. Особенностью расчета и проектиро-
вания такого умножителя является учет максимально допустимого на-
пряжения на базо-эмиттерном переходе Так как у большинства
современных транзисторов ебодсш т7 4-у5 В, то в базовой цепи иегюль-
84
зуют схему возбуждения гармоническим напряжением. Оптимальный
угол отсечки коллекторного тока удается реализовать при работе на
низких частотах. С ростом рабочей частоты импульс тока расширяет-
ся и в области высоких-частот становится равным 180°, из-за чего рез-
ко снижается содержание высших гармоник в коллекторном токе.
На практике заметное содержание высших гармоник в импульсе на
блюпается при работе в области частот, не превышающих (34-10) сор ж
та 0,3 согр.
При работе на частотах, превышающих 0,5 <вгр, хорошие результа
ты лает применение параметрического умножения частоты за счет не-
линейности коллекторной емкости. В этом случае транзистор исполь-
Рис. 4.2
зуют как усилитель мощности основной частоты. Коллекторная ем-
кость транзистора работает в качестве емкости варакторного умножи-
теля частоты (подробнее см. гл. 9).
Транзисторные умножители частоты, использующие нелинейность
коллекторной емкости, работая в качестве удвоителей или утроителей
частоты, позволяют получать выходной сигнал с частотой, в 1,5—3 раза
превышающей частоту /гр транзистора. При этом коэффициент усиле-
ния по мошности Кр — 14-3.
На рис. 4.2 показана типичная схема транзисторного умножителя
частоты, работающего в области как низких, так и высоких частот.
Контур в цепи базы настроен на основную частоту и обеспечивает сог-
ласование входной цепи транзистора с предыдущим каскадом. В це-
пи коллектора включены полосовые фильтры, которые обеспечивают ко-
роткое замыкание наибольших по величине нерабочих гармонических
составляющих и выделение в нагрузке требуемой гармоники тока.
Возрастание коэффициента усиления транзистора с уменьшением
частоты приводит к необходимости подавления нерабочих гармоник.
Режекторные фильтры умножителя частоты способны обеспечить по-
давление на 25—30 дБ. Обычно после умножителя частоты ставят уси-
лительный каскад, в коллекторной цепи которого также включают по-
лосовой фильтр.
Кроме умножителей частоты на лампах и транзисторах в современ-
ных передатчиках встречаются умножители на варакторах. Эти умно.
85
жители частоты имеют коэффициент передачи по мощности меньше еди-
ницы; их применяют только в тех случаях, когда использование ламп
нецелесообразно, а транзисторов — невозможно из-за ограниченности
частотных свойств.
§ 4.3.	Широкополосные ламповые усилители
Усилитель с распределенным усилением (УРУ) представляет собой
устройство с несколькими (от 4 доЮ) одинаковыми лампами, соединен-
ными друг с другом с помощью искусственных длинных линий (рис.
4.3). Напряжение от предшествующей ступени UBX подается на сеточ-
ную линию (нижняя левая часть рисунка). По линии распростра-
няется бегущая волна (Абв = 1), так как ее нагрузкой является бал-
ластное сопротивление равное волновому сопротивлению сеточ-
ной линии 2С. Потерями в линии в первом приближении можно пренеб-
речь, тогда на сетках ламп создается одинаковое по величине напря-
жение Uc, сдвинутое по фазе в соответствии с временем задержки ячеек
линии. Входные емкости ламп СЕХ являются составной частью ис-
кусственной линии. Известно, что линия в режиме бегущей волны для

Рис. 4.3
широкого диапазона частот, вплоть до граничной частоты (частоты
среза) /гр, эквивалентна активному сопротивлению, равному волново-
му Zo. Таким образом, несмотря на наличие нескольких ламп, каждая
из которых обладает входной емкостью Свх, напряжение возбуждения
на сетках ламп не зависит от частоты.
Аноды ламп соединены между собой с помощью анодной линии
(верхняя часть рисунка), причем скорости распространения волны
вдоль анодной и сеточной линий должны быть равными, т. е. сдвиги
фаз каждой ячейки линии одинаковы. Выходная емкость лампы вхо-
дит в состав анодной линии. Анодная линия нагружена с обеих сторон
86
активными сопротивлениями, равными по величине волновому сопро-
тивлению Zo анодной линии. Ток каждой лампы распространяется
в обе стороны линии, так как участки линии справа и слева от лампы
в режиме бегущей волны обладают одинаковым сопротивлением Zc.
Токи ламп, текущие вправо, приходят к нагрузке 7?н синфазно и ариф-
метически складываются в нагрузочном сопротивлении. На нагрузке
УРУ напряжение
= 0,57а1 ZCN = 0,5$уг (0) Uc .V,
где N — число ламп УРУ; множитель 0,5 учитывает распространение
тока каждой лампы в обе стороны.
Поскольку анодная линия работает в режиме бегущей волны, на-
пряжение (мощность) на нагрузке мало зависит от частоты вплоть до
граничной частоты /гр. При частоте выше граничной эквивалентное со-
противление линии быстро убывает, соответственно уменьшается на-
пряжение на выходе, т. е. линия обладает некоторым фильтрующим
действием.
Гармонические составляющие тока отдельных ламп, распростра-
няющиеся в анодной линии в левую сторону, поступают на балласт-
ный резистор в разных фазах. При /V фо 4д-5 мощность рассея-
ния на балластном резисторе /Д Д 0,1 Рв и тем меньше, чем боль-
ше N.
Волновое сопротивление линии не может быть большим. Обычно
Zo = 50-е-200 Ом, Za = 754-500 Ом.
Особенностью работы УРУ является различный режим ламп. Пере-
менное напряжение анода лампы Лг (рис. 4.3) (7а1 = 0,5 /а1, Za и
зависит только от ее собственного тока. Переменное напряжение анода
лампы JIn определяется суммой токов N ламп: UaN = 0,5/а1, Z&N.
Если предположить, что лампа JIn работает в граничном режиме, как
бывает на практике, то режим других ламп будет педонапряженным
и тем менее напряженным, чем меньше номер лампы. Следовательно,
к. п. д. УРУ меньше, чем к. п. д. резонансных усилителей. На анодах
ламп, стоящих в начале УРУ, мощность рассеяния больше.
Для повышения к. п. д. и уменьшения мощности рассеяния на ано-
дах первых двух-трех ламп применяют анодные искусственные длин-
ные линии с меняющимся по длине волновым сопротивлением — неод-
нородные линии. В начале УРУ волновое сопротивление линии
делается возможно большим, а по мере приближения к концу—умень-
шается. Таким образом, для всех ламп УРУ обеспечивают режим,
близкий к граничному.
В УРУ малой мощности используются однородные анодные линии;
лампы работают, как правило, в режиме класса А при т] < 0,2. При
мощностях более 50—100 Вт лампы работают в режиме класса В, для
УРУ с однородными анодными линиями г] Д 0,3 а при неоднородных
Л С 0,4 4- 0,5.
Для упрощения конструкции УРУ, работающие в режиме класса А,
строят однотактными. При работе ламп в режиме класса В применяют
как однотактное, так и двухтактное построение. После однотактного
УРУ, работающего с отсечкой анодного тока, необходим фильтр для
87
выделения рабочей составляющей. Двухтактные УРУ, особенно при на-
личии выходного широкополосного трансформатора, даже при работе
с отсечкой тока создают выходное напряжение, близкое по форме
к гармоническому, поэтому после них не обязательно ставить фильтр.
Трансформатор бывает необходим для согласования сопротивления на-
грузки и волнового сопротивления линии.
Основным достоинством УРУ является возможность получения рав-
номерного большого усиления в широком диапазоне частот: отноше-
ние высшей и низшей рабочих частот fK/fH ж 10-3-20. УРУ обладают
повышенной надежностью к некоторым видам повреждений. Преды-
дущие рассуждения строились на основе согласования линий УРУ с на-
грузкой п балластными резисторами. Однако УРУ допускают сильное
рассогласование с нагрузкой. Как показывают теория и эксперимен-
тальная проверка, при рассогласовании анодной линии и нагрузки
(/<бв рд 0,5) УРУ сохраняет свою широкополосность, а неравномер-
ность выходной мощности в диапазоне частот не превосходит 20%.
Используя специальные лампы, можно достичь малых нелинейных ис-
кажений, что делает УРУ пригодным для использования в магистраль-
ных связных передатчиках.
Для обеспечения режима бегущей волны во входной (сеточной) ли-
нии и получения одинакового напряжения возбуждения лампы долж-
ны работать без токов в цепях управляющих сеток. Поэтому УРУ стро-
ят на экранированных лампах (тетродах или пентодах) при включе-
нии с общим катодом. Для получения высокого к.п.д. и большого ко-
эффициента усиления по мощности в широком диапазоне частот лам-
пы должны обладать малыми входными и выходными емкостями, боль-
шим током при нулевом напряжении управляющей сетки, высокой
крутизной статической анодно-сеточной характеристики, незначи-
тельным остаточным напряжением.
Искусственные длинные линии анодной и сеточной цепей УРУ ча-
ще всего собирают из цепочки Т-образных т звеньев — фильтров ниж-
них частот. Каждое звено образовано (рис. 4.4, а) двумя индуктивно
связанными катушками L и конденсатором С. Функции конденсатора
выполняет междуэлектродная емкость лампы, которая в обычных уси-
лителях ограничивает верхнюю рабочую частоту усилителя и коэффи-
циент усиления; здесь междуэлектродная емкость (Свх или Свых) яв-
ляется составной частью линии, чем и определяется широкополосность
УРУ. Волновое сопротивление линии Zc = т/(л/грС), где т — па-
88
раметр, определяющий частотные свойства звена. Для получения мак-
симального к. п. д. выбирают наибольшее Z, при С = Свы^л. Гра-
ничная частота /гр да 1,2 fmax. Для получения одинакового напряже-
ния возбуждения на сетках ламп рекомендуют принимать т да
да 1,2 4-1,4. Расчет индуктивности L и взаимной индуктивности А1
линии проводят по следующим выражениям:
j  2'с / m2 -I- 1 \	 Zc ! m2 ' - I
я/гр \ 4m )	лДгр \ 4m )
Фазовые скорости распространения волн анодной и сеточной линий
должны быть одинаковы, что обеспечивается выполнением условия
La/Ca = LJCc.
Для согласования линий с балластными и нагрузочными сопротив-
лениями используют согласующие звенья (рис. 4.4, б). Их элементы
рассчитываются следующим образом:
г __ Zcm ,	Z,. [1—(m')2] _
СОГЛ ,, С ’ согл	п ,	.	>
2лАгр	Лл/| рт
Ссогл = ^72^frp Zc; т' да 0,6.
Поскольку в УРУ лампы работают при разных режимах и выделяют
неодинаковые мощности, суммарная номинальная мощность ламп УРУ
Р1Пом N должна быть существенно больше, чем заданная мощность
на выходе УРУ Рвых. Должно выполняться неравенство
7= 2 РВы#Птр» где т]тр = 0,84-0,9 — к. п. д. согласующего трансфор-
матора.
По реальным характеристикам выбранных ламп рассчитывают ос-
таточное напряжение на аноде еаост и амплитуду импульса анодного
тока «а тах для граничного режима при напряжении на сетке ес^0
(рис. 4.4, в).
Амплитуда переменного напряжения анода последней лампы УРУ
Uа ~ 0,5(а тах (0) Zc N.
Минимально допустимое напряжение анодного питания £а^еаоет+
+ Не-
мощность рассеяния на аноде лампы в случае, когда Ua -> 0,
да Ро = /ао^а < Ра поп-
Напряжение возбуждения при D да 0 Uc = ia max/S.
Мощность, потребляемая УРУ от предшествующей ступени, Р вх =
= 0,5 Ul!Za\ коэффициент усиления Кр = Рвых/Рвх', к.п.д. анодной
ЦеПИ Т] Р вых/Ра^ао-
§ 4.4.	Транзисторные широкополосные усилители
На частотах ниже 60 МГц все большее распространение получают ши-
рокополосные усилители мощности (ШПУ), которые строятся преиму-
щественно по двухтактной схеме на транзисторах в режиме класса В.
В качестве согласующих устройств используют трансформаторы с фер-
ритовыми сердечниками.
89
Пршюпейпо ШПУ позволяет;
1)	упростить процесс настройки передатчика иа рабочую частот*’
за счет замены резонансных усилителей с перестраиваемыми элемен-
тами (индуктивными катушками, конденсаторами) на неперестраива-
‘смЫС;
2)	уменьшить время перехода с одной рабочей частоты на другую;
3)	повысить надежность работы передатчика путем уменьшения чис-
ла коммутируемых и подвижных контактов;
4)	обеспечить работу одновременно на нескольких различных час-
тотах или усиливать сигналы, имеющие широкий спектр частот (шумо-
подобные сигналы);
5)	облегчить создание полностью автоматизированных дистанцион-
но управляемых необслуживаемых передатчиков.
Широкополосные трансформаторные схемы усилителей отличает
простота настройки, технологичность изготовления и высокая надеж-
ность в работе. Однако из-за влияния внутренних индуктивностей и
емкостей транзисторов, элементов конструкции и соединений макси-
мальная рабочая частота обычно не превышает 30—60 МГц при мощ-
ности 100—200 Вт и 80—100 МГц при меньшей мощности
Работа транзисторов в широком диапазоне частот с высокой энер-
гетической эффективностью без резонансных цепей согласования обус-
ловлена малым сопротивлением нагрузки. Если для современных ламп
мощностью в десятки и сотни ватт сопротивление нагрузки 3—6 кОм,
а для ламп мощностью в десятки и сотни киловатт — 0,5—1 кОм,
то для мошных генераторных транзисторов сопротивление нагрузки
'6—-120м, При столь малой нагрузке сопротивления включенных парал-
лельно ей выходной емкости транзистора и емкости монтажа оказыва-
ются больше по величине н не шунтируют ее.
Согласование входа и выхода усилителя с другими ступенями и на-
грузкой обеспечивается с помощью высокочастотных широкополос-
ных трансформаторов (ШПТ). Иногда такие трансформаторы называют
трансформаторами типа длинной линии (ТДЛ) или трансформаторами
!%трофсЬа (по имени автора, впервые предложившего их для прак-
тического применения'!
По принципу действия ШПТ отличаются от обычных трансформа-
торов. В обычных трансформаторах используется только магнитная
связь между обмотками. Собственные межчитковые емкости Со и ин-
дуктивности рассеяния обмоток £рао ограничивают рабочую полосу
частот трансформаторов, не позволяя использовать их на радиочасто-
тах.
В ШПТ обмотки конструктивно выполняют так, чтобы межвитко-
вые емкости и индуктивности рассеяния создавали однородную элект-
рическую линию, в которой обеспечивается постоянство отношения
£.>Ж</Св. Как извести > из предыдущих курсов, это свойство присуще
линиям с распределенными параметрами: симметричным, коаксиаль-
ным, полосковым. Если такую линию нагрузить на сопротивление, рав-
ное ее волновому сопротивлению /<„ = XLvac/C0 (рис 4.5), то коэф-
фициент передачи линии будет близким к единице (п = 1) и неизмен-
на
ным в полосе частот от нуля до нескольких гигагерц. В ШПТ обеспе-
чиваются сильная электрическая и магнитная связи между обмотками.
При работе ШПТ токи, протекающие по линиям (обмоткам), обязатель-
но равны по величине и противофазны по направлению.
На практике обмотку ШПТ выполняют из равномерно скрученных
проводов, полосковой пли коаксиальной линии. Для сердечника ис-
пользуют высокочастотные ферритовые кольца с относительной маг-
нитной проницаемостью пг » 1000 -е- 2000 на частотах 100—1000 кГц
и нг ж 6004-200 на частотах 1—2 МГци выше. Чаще всего обмотку рав-
номерно размещают на сердечнике по окружности (рис. 4.6, а); иногда
для работы на высоких частотах (/^30 МГц) кольцевые сердечники
располагают на линии, как показано на рис. 4.6, б. Ферритовый сер-
Рис. 4.5
Рис. 4.6
дечиик необходим для создания требуемой индуктивности обмоток,
обеспечивающей работоспособность ШПТ на нижней рабочей частоте.
Эту индуктивность можно увеличить как за счет применения феррито-
вых колец с более высокой рг, так и путем увеличения числа витков
обмотки. В то же время при работе на верхних рабочих частотах, ког-
да из-за несоответствия сопротивления нагрузки волновому сопротив-
лению начинают сказываться резонансные свойства линии, используе-
мой для обмотки, следует ограничить длину линии Z. Обычно реко-
мендуют выполнять условие /	1/8 X, где X — длина волны в линии
на верхней рабочей частоте.
Используя простейшие типы ШПТ, можно реализовать согласую-
щие устройства с различными коэффициентами трансформации. На
рис. 4 7, а — д показаны некоторые варианты включения ШПТ. На
рис. 4 7, а применение трансформатора позволяет осуществить пере-
ход от симметричного выхода генератора к несимметричной нагруз-
ке. Коэффициент трансформации п— 1, г. е. выполняется условие /?г=
=Zt = RH. На рис. 4.7,6 трансформатор применен в качестве фазоип-
вертора, изменяющего фазу высокочастотного сигнала на 180°. Кроме
того, в такой схеме обеспечивается электрическая развязка по пита-
нию генератора и нагрузки.
Применяя два трансформатора, можно обеспечить л — 1:2 или
2:1 (рис. 4.7, в). При этом /?Р = 2 Zo = 4 /?„ Увеличивая число транс-
форматоров, можно получить п = 1:3, 3 1, 1.4, 4:1 и т д.
Возможности использования трансформаторов расширяются, если
увеличить число обмоток, например создать линию из трех (или более)
скрученных проводов, и соединись начало одной обмотки с концом
91
другой. На рис. 4.7, г приведена схема включения одного трансформа-
тора с двумя обмотками (одна двухпроводная линия), обеспечивающая
коэффициент трансформации п — 2:1. При этом Rv = yZ0 = ^- R„.
На рис. 4.7, д показана схема включения трехобмоточного трансфор-
матора для п = 3:2;	Zc = Ra.
Рис. 4.7
Коэффициент усиления по мощности транзистора зависит от рабо-
чей частоты (см. § 2.10). График изменения Кр в зависимости от рабо-
чей частоты дан на рис. 4.8 (кривая а). Это изменение нежелательно,
так как при постоянном уровне входного сигнала на различных рабо-
Рис. 4.9
чих частотах выходная мощность усилителя будет неодинаковой. Кро-
ме того, возможно изменение напряженности режима работы транзи-
стора и ухудшение качественных показателей передатчика. Меньшая
зависимость 1\Р от рабочей частоты (кривая Ь) достигается с помощью
корректирующих цепей, включаемых в цепь базы. Эквивалентная
схема корректирующей входной цепи транзистора с ОЭ приведена на
рис. 4.9. Последовательный контур, образованный корректирующей
емкостью С„ор, емкостью базо-эмиттерного перехода Сбэ и индук-
42
тивностью выводов L6, настраивается на верхнюю рабочую частоту.
Включением резистора /?кор обеспечиваются заданная добротность кон-
тура и выравнивание частотой характеристики в диапазоне частот.
Поскольку входное сопротивление корректирующей цепи изменяется
в диапазоне частот, для коррекции параллельно ему включают допол-
няющий двухполюсник (/?д, Сд, Лд).
Рис. 4.10
Корректирующие цепи повышают равномерность частотной харак-
теристики, но уменьшают /<р на низких частотах.
Двухтактная схема одного каскада транзисторного ШПУ представ-
лена на рис. 4.10. Трансформатор Tpt обеспечивает переход от несим-
метричного выхода источника возбуждения Г к симметричному входу
базовых цепей транзисторов. Трансформаторы Тр2 и Тр3 предназна-
'ены для создания цепей протекания четных гармоник токов базы и
коллектора. Дополнительно через обмотки Тр2 протекает постоянная
составляющая тока базы транзисторов. Транзистор Тр_, осуществляет
переход от симметричного выхода схемы к несимметричной нагрузке.
Приведенная схема является упрощенной. В ней отсутствуют коррек-
тирующие цепи, согласующие трансформаторы и не предусмотрено
включение источника смещения в цепь базы.
Глава 5
СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ ГЕНЕРАТОРОВ
§ 5.1.	Общие сведения
При проектировании новых или модернизации существующих систем
связи часто возникает необходимость создания передатчиков мощно-
стью, превышающей номинальную мощность имеющихся типов ламп,
транзисторов и т. п. Не всегда электронная промышленность в состоя-
нии за короткий срок разработать и освоить выпуск нового усилитель-
ного прибора требуемой мощности. К тому же стоимость разработки
нового прибора может превысить стоимость передатчика в целом. Из-
вестно, что на данной достаточно высокой частоте не удается получить
сколь угодно большую мощность. В связи с этим используют различ-
ные методы сложения мощностей генераторов (в общем контуре, ок-
ружают,см пространстве и т. д.). Кроме получения большой мощности
сложение мощностей позволяет повысить надежность работы передат-
чика. В случае отказа одного из генераторов передатчик сохраняет свою
работоспособность при пониженном уровне выходной мощности. В та-
ких областях, как телевидение, радиовещание, это требование иногда
оказывается решающим. Широкое распространение находят методы
сложения в транзисторных передатчиках для получения полезной мощ-
ности от десятков ватт до единиц и десятков киловатт.
Впервые метод сложения мощностей нескольких генераторов в вы-
ходном контуре был применен академиком А. Л. Минцем при строи-
тельстве 500-киловаттного длинноволнового передатчика имени Комин-
терна в 1933 г. В настоящее время такую схему не применяют из-за
присущих ей недостатков: изменения режима всех блоков при неис-
правности в одном, необходимости регулировки связи всех блоков при
отключении одного, взаимного влияния блоков и др.
§ 5.2.	Сложение мощности в пространстве
Сложение мощности в пространстве производят в тех случаях, когда
требуется на непродолжительное время увеличить напряженность
электромагнитного поля, излучаемого передатчиком в заданном на-
правлении. Обычно такая необходимость возникает при обеспечении
радиосвязи и вещания в диапазоне коротких волн на сверхдальние
расстояния в условиях плохого прохождения радиоволн. В последнее
время этот способ применяют в радиолокационных СВЧ-устройствах
фазированных антенных решеток (ФАР) с управляемой электрическим
способом диаграммой направленности. В авиации ФАР являются
чуть ли не единственным способом построения бортовых радиолока-
ционных устройств.
94
Сущность способа поясним на примере сложения мощности двух
передатчиков. Для работы в режиме сложения мощности в пространст-
ве рекомендуют применять однотипные передатчики /7j и П2 (рис.
5.1). Источником ВЧ-колебаний служит возбудитель Возбудитель
В2 другого передатчика является резервным. Каждый передатчик ра-
ботает на свою антенну А направленного действия. Чтобы иметь сла-
бую связь между выходными каскадами передатчиков, нужно разнести
антенны на возможно большее
жение антенн экономит место
на антенном поле, улучшает
их общую диаграмму направ-
ленности, повышает коэффи-
циент направленного дейст-
вия. Обычно расстояние меж-
ду антеннами составляет
(3/4) X. Для контроля диа-
граммы направленности сов-
местно работающих антенн
применяют измерители напря-
расстояние друг от друга, хотя сбли-
Рис. 5.2
женности поля, которые раз-
мещают на расстоянии не ме-
нее нескольких длин волн от
антенн. Подбирая соотноше-
ние фаз ВЧ-колебаний, питаю-
щих антенны, можно обеспе-
чить изменение направленно-
сти главного лепестка антенн
на ±10—20° и переместить
его в заданную зону обслужи-
вания. Регулирование фазы
ВЧ-колебаний осуществляют
с помощью управляемого фа-
зовращателя Ф, включенного на входе одного из передатчиков. Нали-
чие настраиваемых колебательных контуров, конечная стабильность
частоты возбудителя, а также большое число антенн (по две антенны
на каждое направление) усложняют подготовку оборудования к ра-
боте и требуют периодического контроля направления диаграммы на-
правленности антенн. Необходимо иметь в виду, что направленные ко-
ротковолновые антенны, например синфазные типа СГД, очень дороги,
хотя и весьма эффективны. По этой причине сложение мощности в про-
странстве почти не используют в коротковолновых передатчиках.
Сложение мощности в пространстве применяют в СВЧ-диапазоне в
устройстве вида ФАР. Упрощенная структурная схема ФАР изобра-
жена на рис. 5.2. Возбудитель совместно с устройством деления мощ-
ности и блоком управляемых канальных фазовращателей обеспечи-
вают канальные усилители синфазным высокочастотным напряжением
возбуждения. Блок управления фазовращателями представляет со-
бой небольшую ЭВМ, которая по определенной программе управляет
канальными фазовращателями и изменяет в тракте каждого каналь-
45
кого усилителя фазу высокочастотного напряжения, в результате чего
осуществляется изменение направления излучения ФАР в простран-
стве. Канальные усилители состоят из транзисторных усилителей мощ-
ности; в некоторых случаях сюда же входят варакторные умножите-
ли частоты. На выходе каждого усилителя включен полосовой фильтр,
обеспечивающий необходимое подавление побочных гармонических
составляющих вне рабочего диапазона частот. Каждый усилитель ра-
ботает на свою антенну. Обычно усилитель и антенну объединяют кон-
структивно в одно устройство, называемое модулем Системы ФАР
имеют от нескольких тысяч до десятков тысяч модулей. При таком боль-
шом числе усилителей ручной контроль работы каждого усилителя в
отдельности невозможен. Эту функцию выполняет автоматизированная
система контроля, которая отключает неисправные усилители;
кроме того, результаты контроля работы усилителей могут поступить
в ЭВМ блока управления фазовращателями.
Вследствие применения большого числа модулей, работающих не-
зависимо друг от друга, достигаются высокая надежность в работе и
возможность получения больших уровней излучаемой мощности в ди-
апазоне СВЧ. Основным условием эффективной работы ФАР является
обеспечение узкого' основного лепестка антенны и управление его на-
травленное гью в пространстве с высокой точностью. Как уже отмеча-
лось, эта задача решается с помощью специальной ЭВМ, размещенной в
блоке управления фазовращателями. Несмотря на сложность изготов-
ления и настройки, системы ФАР находят все большее применение в
радиолокационных системах.
§ 5.3.	Сложение мощности в мостовых устройствах
Мостовым устройством называют многополюсник, с помощью которого
обеспечивается совместная и взаимно независимая работа двух (и бо-
лее) источников ВЧ-колебаний на одну общую нагрузку. Взаимно не-
зависимая работа (взаимная развязка) позволяет сохранять постоян-
ным сопротивление нагрузки для всех усилителей при изменении ре-
жима работы любого из них (например, короткое замыкание или обрыв
цепи по любому входу мостового устройства).
Схемы мостовых устройств классифицируют по фазовым соотноше-
ниям суммируемых сигналов (синфазные, противофазные и квадратур-
ные), способу сложения (но току или напряжению), частотным свойст-
вам (узкополосные * и широкополосные), элементной базе (устрой-
ства на R-, L-, С-элементах, трансформаторные и т. д.).
Рассмотрим сложение мощности в мостовом устройстве на рис. 5.3.
Четыре резистора, включенные последовательно, образуют четырех-
полюсник, к точкам которого А — А' и В — В1 подключены источни-
ки ВЧ-колебаний генераторы Гх и Г2. Если	и
то мост называют сбалансированным. Он обеспечивает независимость
работы каждого генератора от условий работы другого. Кроме того,
необходимо, чтобы = Т?2 = R3 = Т?4.
Под узкополосными понимают устройства, у которых /тахпаб^/mln юаб<1 -3-
Предположим, чго напряжения генераторов действуют, как показа-
но на рис. 5.3. Направление токов генераторов показано стрелками.
Так как сопротивления резисторов равны между собой, то потенциалы
точек В и В' для генератора Гу будут одинаковыми (аналогично, по-
тенциалы точек А и А’ для генератора Г2). Следовательно, мост может
быть замкнут накоротко или разомкнут в точках В и В', между этими
точками может быть включен другой
источник ВЧ-колебаний. Нагрузка ге-
нератора Гу останется неизменной.
Если обеспечить равенство амплитуд
и синфазность напряжений генераторов
Гу и Д, то ток 1у будет равен по ам-
плитуде и синфазен току 12. Тогда в
резисторах Ry и R3 токи взаимно ком-
пенсируют друг друга, а в резисторах
R2 и Ry — суммируются. Резисторы Ry
и R3 называют баллашными, a R2
и Ry — нагрузочными. Вся полезная
мощность генераторов выделяется на
резисторах нагрузки 7<2 и R*
Определим, как изменятся мощность
в нагрузке и к. п. д. мостового устрой-
ства, если выходные напряжения генераторов окажутся различными
по амплитуде и фазе, т. е. если выполняется условие
U2 = kUy (cos ф + j sin ф),
где ф 0 — разность фаз напряжений, k =^= \ — коэффициент соот-
ношения амплитуд напряжений.
Сопротивление нагрузки каждого генератора равно R. Учитывая,
что ly = Uy/R, /2 = UJR, рассчитаем мощность, выделяемую в ре-
зисторах нагрузки и балластных резисторах:
Ра = (О.бД+ 0,3/2)2 27? = (Д +ДУ/2/?;
Рб = (0,5Л—0,5/2)2 2R = (Uy— Uz)2/2R.
После подстановки в полученные формулы значения U2, выражен-
ною через Uy, получим:
Д =-^-(1+^2 + 2^со5ф);
4/?н
Р5 = ——^—(1А:2— 2£созф).
0 4ЯН
Сумма мощностей на резисторах нагрузки и балластных резисторах
равна суммарной мощности генераторов. К.п.д. мостового устройства
равен отношению мощности в нагрузке к суммарной мощности генера-
торов:
1 -|- k? -р cos ф
~ Рн4-Рб ”	2(1 +*2)	'
97	4 Зак 2
Полученное соотношение позволяет определить уменьшение к. п. д.
мостового устройства в зависимости от различия амплитуд напряже-
ний генераторов (К) или разности их фаз (ф) (рис. 5.4 и 5.5). Как вид-
но из рисунков, допустимо достаточно большое различие между и
1/2 по амплитуде и фазе без существенного снижения к.п.д. мостового
устройства. На практике нагрузкой передатчика является сопротивле-
ние антенны. Существует большое разнообразие схем сумматоров мощ-
ностей мостового типа, работающих на одно сопротивление нагрузки.
Применение ШПТ позволяет перейти от схемы с двумя нагрузками к
схеме мостового устройства с одной нагрузкой (рис. 5.6).
В транзисторных передатчиках декаметровых волн мостовые уст-
ройства сложения мощности выполняют только с использованием ШПТ.
На рис. 5.7 показана схема мостового устройства, позволяющая
суммировать мощность генераторов Гх и Г2 с помощью ШПТ, Показав-
шие. 5.6
ное соединение обмоток обеспечивает сложение токов в резисторе на-
грузки (точкой отмечено начало обмоток). Резистор R,- обеспечивает
взаимную развязку генераторов, когда сопротивления и /?г выбра-
ны в определенном соотношении. Предположим, что генератор Г2 на-
ходится в аварийном состоянии и имеет короткое замыкание на выходе.
Эквивалентная схема нагрузки для генератора Гх представлена на
рис. 5.8. Нагрузкой является параллельное соединение и /?н, вклю-
98
ценных через трансформатор с коэффициентом трансформации п=
sa 4:1. При этом
о ____ ^б 47?н
^Г.К	„	,	, Г, •
7'6 + 47?н
При обрыве в цепи Г2 эквивалентная схема нагрузки для Гх примет
вид, изображенный на рис. 5.9. Нагрузка 1\ образована последова-
тельным соединением R6 и Ra и включена через трансформатор с
коэффициентом трансформации п = 1:4. Тогда
^г.х — У, + ~ ^б-
По условию работы мостового устройства
^г.х=^г.к=^г= const.
Подставляя в это уравнение значения Rr.x и Rr. к, получим =
= 4 RH. При этом нагрузка каждого генератора не зависит от режима
работы другого:
На рис. 5.10 показана схема устройства, позволяющего суммиро-
вать в общей нагрузке мощность трех генераторов и более. Рабочий
диапазон частот сумматора определяется в основном частотными свой-
ствами применяемых трансформаторов. Взаимная развязка генерато-
ров обеспечивается соответствующим выбором сопротивлений балласт-
ных резисторов Rs = RH/N. При этом каж-
дый генератор работает на активную нагруз-
ку Яг = Ян/У, где N = 3.
Рис. 5.8
Рис. 5.9
Рис. 5.10


Устройство на рис. 5.11 применяют для совместной работы лампо-
вых генераторов большой мощности в ДВ-, СВ- и КВ-диапазонах.
Каждый усилитель работает независимо от другого в том случае, когда
| XL | = | Хс,1 = RB = 0,5Яб = 0,51 Хс21.
В рабочем режиме при равенстве амплитуд и синфазности напряжений
на выходе ток через балластный резистор не протекает. Согласующие
звенья L и С\ обеспечивают сложение токов в нагрузке Ян-
99	4*
Рассмотрим механизм действия устройства, обеспечивающего в
аварийном режиме взаимную развязку работы генераторов. Пусть
напряжение U2 = 0 и точка b заземлена. Ток от 1\ проходит в точку
b по двум цепям. При прохождении по цепи R5 и С2 ток опережает
напряжение Ut по фазе на 45° в соответствии с условием R6 = | ХС21 .
При прохождении по цепи L, Clt RH, L ток отстает от напряжения на
135°. Таким образом, в цепи Г2 разность токов составит 180° и при со-
ответствующем выборе элементов схемы токи
взаимно компенсируют друг друга.
Такая схема является узкополосной, и
при смене рабочей частоты усилителей сле-
дует изменять параметры реактивных элемен-
тов мостового устройства.
Взаимную развязку работы двух генера-
торов за счет реализации двух цепей связи,
обеспечивающих разность фаз токов в 180°,
применяют и в диапазоне СВЧ (рис. 5.12).
Каждый генератор подключен к нагрузке
R„ через четвертьволновый отрезок линии.
Волновое сопротивление каждой линии Za = 2RH. При Rq = 2Ra
каждый генератор работает на нагрузку, равную Rn. Покажем, что
и в аварийной ситуации сопротивление нагрузки для работающего
генератора останется постоянным. Пусть в цепи генератора Г2 произо-
шло короткое замыкание. Зная из теории длинных линий, что вход.
he-Lfr-U
4 (90°)
Рис. 5.13
ное сопротивление четвертьволновой линии /?вх = Z^IR^, получим
бесконечно большое входное сопрошвление линии П в точке соедине-
ния с нагрузкой (точка <?). Входное сопротивление линий I RBX—
= (]/2/?п)2//?н == 2 RH. При учете включенного параллельно входу
линии 1 балластного резистора сопротивлением Ro = 2 Ra для гене-
ратора I\ Rr = RH.
Необходимо помнить, что полная взаимная развязка работы генера-
торов обеспечивается только на частоте, соответствующей четверть-
волновому отрезку линии. Изменение рабочей частоты приводит к по-
явлению взаимного влияния генераторов. Для сложения мощностей
большего числа генераторов в диапазоне СВЧ применяют последова-
тельное соединение, обеспечивающее совместную работу двух генера-
торов.
100
Общим для приведенных схем является наличие синфазно работаю-
щих генераторов. Позюму такие устройства называют мостовыми
устройствами синфазного типа. В диапазоне метровых и более корот-
ких волн применяют мостовые устройства, в которых разность фаз
суммируемых сигналов генераторов равна 90°. Такие устройства на-
зывают квадратурными мостами сложения (рис. 5.13). ВЧ-напряже-
ния генератора 1\ и Г2 равны по амплитуде и имеют разность фаз 90°.
Четыре отрезка четвертьволновых линий образуют кольцо. Легко за-
метить, чго ВЧ-напряжения (токи) генераторов оказываются синфазны-
ми в точке подключения нагрузки Rn и противофазны в точке подклю-
чения балластного резистора Rc Генераторы взаимно независимы и
имеют нагрузку сопротивлением Ra, если Rv = Ra = R6; Zc =
= /2RH.
Квадратурные мосты сложения используют в тех случаях, когда
необходимо устранить в нагрузке появление отраженных сигналов,
вызванных конечной степенью согласования сопротивления нагрузки
с сопротивлением мостового устройства. Действительно, при рассог-
ласованной нагрузке Rн =£ Zc/J/~2 в сумматоре появится отраженный
сигнал, который от нагрузки поступит на выходы генераторов и, от-
разившись вторично, попадет в нагрузку и балластный резистор. При
эюм разность фаз отраженных сигналов, вернувшихся в нагрузку от
генераторов, составит 180°, сигналы взаимно компенсируют друг дру-
га. В то же время в балластном резисторе они будут синфазны и мощ-
ность отраженных сигналов выделится в балластном резисторе. Квад-
ратурные мосты сложения применяют в телевизионных передатчиках
для борьбы с многоконтурностыо изображения, а также в передатчи-
ках СВЧ, работающих в режиме усиления импульсных сигналов и ис-
пользующих на выходе "сумма юры мощности.
Глава 6
ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ
§ 6.1.	Структурная схема автогенератора
Для передачи сообщения на большие расстояния в передающем уст-
ройстве осуществляется модуляция высокочастотного (радиочастот-
ного) колебания сигналом. Следовательно, в передатчике должен быть
предусмотрен источник ВЧ-колебания. Возбудителем такого колеба-
ния является задающий генератор, в качестве которого
используют генератор с самовозбуждением, или, как его называют,
автогенератор.
В простейшем случае ВЧ-колебание можно получить с помощью
обычного колебательного контура. Положим, контур получил неко-
торый первоначальный запас энергии. При этом в нем возникают сво-
бодные колебания. Если контур не имеет собственных потерь (идеаль-
ный контур), то колебания в нем длятся бесконечно долго. Однако
при подключении нагрузки даже к идеальному контуру колебания в
нем затухают. Учитывая к тому же, что реальный контур имеет соб-
ственные потери, затухание колебаний происходит еще быстрее.
Для того чтобы ВЧ-колебание, создаваемое колебательным кон-
туром в нагрузке, было незатухающим, необходимо все время попол-
нять запас энергии в контуре в процессе ее расходования. Для этого
требуется иметь источник энергии, возбуждающий в контуре вынуж-
денные колебания, синхронные и синфазные с собственными колеба-
ниями. Амплитуда этих вынужденных колебаний должна быть доста-
точной для компенсации потерь в контуре и нагрузке.
Для реализации такого источника вынужденных колебаний вклю-
чим контур, с которою снимается ВЧ-колебание, вместо нагрузки уси-
лительного каскада. Подавая на вход этого усилителя напряжение, по
частоте совпадающее с частотой свободных колебаний в контуре, можно
обеспечить на его выходе постоянное по амплитуде незатухающее ко-
лебание. Поскольку автогенератор является автономной колебатель-
ной системой, напряжение на вход усилительного каскада следует по-
давать не от внешнего источника сигнала, а создавать его в самом ге-
нераторе. Для этого нужно часть напряжения с выхода усилителя по-
дать на его вход, т. е. предусмотреть цепь обратной связи (ОС). В том
случае, когда сдвиг фаз, вносимый цепью ОС, обеспечит своевремен-
ное получение контуром энергии (синфазность вынужденных и свобод-
ных колебаний) и произойдет компенсация потерь энергии в контур^,
и нагрузке, колебания станут незатухающими. Поскольку усиление
происходит за счет источника постоянного напряжения, последний и
является источником энергии вынужденных колебаний.
Структурная схема автогенератора представлена на рис. 6.1. В со-
став автогенератора входят колебательная система; источник постоян-
102
кого напряжения; усилительный элемент, преобразующий энергию
источника постоянного напряжения в энергию ВЧ-колебаний; цепь
ОС, обеспечивающая передачу напряжения с выхода автогенератора
на вход усилительною элемента. В общем случае напряжение на вы-
ходе автогенератора не обязательно совпадает с напряжением на входе
цепи ОС. Поэтому в дальнейшем будем полагать, что коэффициент пере-
дачи цепи ОС учитывает и тот факт, что напряжение на ее входе может
составлять лишь часть напряжения /7ВЫХ.
Автогенератор, построенный по схеме рис. 6.1, генерирует посто-
янное по амплитуде колебание только при определенных условиях. Так,
напряжение, создаваемое цепью ОС
на входе усилительного элемента,
должно быть после усиления до-
статочным для компенсации потерь
в колебательной системе, т. с. сле-
дует обеспечить равенство (баланс)
между энергией вынужденных коле-
баний и энергией, которая тратится
контуром на потери в нем и на-
грузке. Для этого необходимы оп-
ределенные амплитудные соотноше-
ния, т. е. в автогенераторе должен
быть обеспечен баланс амплитуд.	Рис- 61
Кроме того, цепь ОС должна вы-
зывать такие сдвиги фаз, при которых в колебательную систему
вносится энергия в такт с собственными колебаниями в ней. Это озна-
чает, что в автогенераторе нужно выполнить определенные фазовые
соотношения, т. е. обеспечить баланс фаз.
Устройство на рис. 6.1 создает колебания только при одновремен-
ном выполнении баланса амплитуд и баланса фаз, что зависит от пра-
вильного выбора параметров цепи ОС.
§ 6.2.	Режимы самовозбуждения
Процесс возникновения и установления колебаний в автогенераторе
удобно пояснить с помощью амплитудных характеристик, определяю-
щих зависимость амплитуд напряжения на входе и выходе рассматри-
ваемой цепи. Все рассуждения приведены в предположении, что необ-
ходимые для работы автогенератора фазовые соотношения выполня-
ются.
При разрыве цепи ОС в сечении 1—1 автогенератор превращается в
усилитель с коэффициентом усиления АД = UBBIX/UBX, где СДых—
— амплитуда напряжения «вых на выходе автогенератора, UBX—
амплитуда напряжения ивх на входе усилительного элемента. Цепь
ОС имеет коэффициент передачи Кос = UBJUBliX. Положим, что уси-
литель линеен, т. е. его коэффициент усиления не зависит от ампли-
туды входного напряжения. В этом случае амплитудная характеристи-
ка усилителя — прямая линия (прямая / на рис. 6.2), проходящая че-
103
рез начало координат (полагаем, что уровень собственных шумов в уси-
лителе мал). Цепь ОС является линейной системой, поэтому ее ампли-
тудная характеристика также прямая линия (прямая И на рис. 6.2).
Для цепи ОС напряжение UВЪ1Х является входным, а напряжение
Uвх — выходным. Таким образом, амплитудная характеристика цепи
ОС — это зависимость Пвх = f (UBых). Следовательно, на рис. 6.2
аргумент функции, описывающей амплитудную характеристику усили-
теля и цепи ОС, отложен по разным осям. Для усилителя (прямая /)
аргумент отложен по оси абсцисс, а для цепи ОС (прямая //) — по оси
ординат.
Если прямая / (рис. 6.2) лежит выше прямой II, то амплитуда на-
пряжения па выходе автогенератора все время растет. Пусть на входе
усилительного элемента действует напря-
жение f7Bxl, тогда, согласно прямым
рис. 6.2, напряжение на выходе авто-
генератора равно ЦВых1- Это же напряже-
ние подается на вход цепи ОС, следова-
тельно, напряжение на ее выходе будет
Uвх2. Последнее означает, что амплитуда
напряжения на входе усилительного эле-
мента возросла, что приводит к увеличе-
нию напряжения на выходе генератора до
ЦВЫХ2 и т- Д- Если прямая I лежит ниже
прямой II, то амплитуда колебания на вы-
ходе автогенератора уменьшается, т. е. в
колебательной системе возможны только
затухающие колебания.
Прямые рис. 6.2 не соответствуют реальным характеристикам, гак
как из-за целого ряда факторов амплитудная характеристика усилите-
ля существенно отличается от линейной. Любой реальный усилитель не-
линеен. Одной из причин нелинейности усилителя является нелиней-
ность вольт-амперной характеристики усилительного элемента, а это
приводит к тому, что с увеличением амплитуды напряжения на входе
усилительного элемента ток на его выходе по форме все больше отли-
чается от синусоиды, содержание в нем первой гармоники, определяю-
щей напряжение на выходе, нелинейно зависит от амплитуды входно-
го напряжения. Напряжение на выходе усилителя увеличивается мед-
леннее, чем напряжение на его входе. Положим, что амплитудная ха-
рактеристика усилителя имеет вид кривой I, показанной на рис. 6.3.
Цепь ОС линейна, поэтому ее амплитудная характеристика — пря-
мая линия (прямая II).
Как следует из рис. 6.3, при некотором значении Цвх0 характери-
стики I к II пересекаются; в точке их пересечения выполняется ба-
ланс амплитуд. В колебательную систему автогенератора вносится
энергия, необходимая для компенсации потерь в системе.
Точка пересечения амплитудных характеристик на рис. 6.3 опре-
деляет устойчивое состояние автогенератора.
В этом состоянии (режиме) автогенератор самостоятельно сохраняет
амплитуду установившегося колебания. Пусть из-за внешних воздей-'
101
ствий амплитуда напряжения па входе усилительного элемента пре-
высила значение U вх0. После прекращения внешнего воздействия амп-
литуда напряжения на выходе автогенератора будет Uвых1. На входе
усилительного элемента (на выходе цепи ОС) амплитуда напряжения
станет меньше (/вх1, что приведет к уменьшению (7ВЫХ, а следователь-
но, и Uвх. Этот процесс будет про-
исходить до тех пор, пока ампли-
туда напряжения на входе усили-
тельного элемента не станет рав-
ной Uвхо, т- е- автогенератор не
придег в устойчивое состояние.
Аналогично рассуждая, можно по-
казать, что автогенератор возвра-
щается в устойчивое состояние,
если напряжение на входе усили-
тельного элемента становится
меньп в Uвхо-
Рис. 6.3
Характерным для автогенерато'
ра с амплитудными характеристи-
ками рис. 6.3 является то, что после включения он самостоятельно
достигает установившегося состояния. Достаточно появления очень
малой амплитуды напряжения на входе усилительного элемента,
всегда имеющейся в реальной схеме за счет флуктуаций носителей
заряда, чтобы колебания начали нарастать до значений, при которых
автогенератор придет в установившееся состояние.
Сначала колебания в автогенераторе нарастают по экспоненте
[время экспоненциального роста амплитуды может составлять замет-
ную часть времени установления (рис. 6.4)]. Затем процесс нарастания
1С5
колебаний убыстряется, а по мере приближения амплитуды выходного
напряжения к UsbIX0 опять замедляется.
Таким образом, напряжение на выходе автогенератора плавно на-
растает до некоторого установившегося значения. Такой режим коле-
баний называют мягким самовозбуждением. Реализо-
вать на практике этот режим можно путем соответствующего выбора
напряжения смещения на участке вольт-амперной характеристики
усилительного элемента с большой крутизной.
Пусть вольт-амперная характеристика усилительного элемента
= f (и) имеет вид, показанный на рис. 6.4. Зависимость входного
напряжения и выходного тока от времени иллюстрирует процесс уста-
новления колебаний в автогенераторе с
мягким режимом самовозбуждения. Из
рис. 6.4 следует, что в установившемся ре-
жиме напряжение на входе усилительного
элемента постоянно по амплитуде и имеет
синусоидальную форму. Поскольку угол
отсечки 0 и максимальное значение imax
выходного тока в установившемся режиме
постоянны; амплитуда первой гармоники
выходного тока, определяющая амплитуду
напряжения на выходе автогенератора,
также постоянна.
При мягком самовозбуждении баланс амплитуд выполняется в од-
ной точке. Однако баланс амплитуд может выполняться и не при одном
значении амплитуды напряжения на входе усилительного элемента.
Если амплитудная характеристика усилителя имеет вид, показанный
на рис. 6.5 (кривая 7), то амплитудные характеристики усилителя и
цепи ОС (прямая 77) пересекаются в точках 1 и 2. Эти точки соответст-
вуют амплитудам входного напряжения 77вхО и 77вх о.
Выясним, устойчивы или неустойчивы режимы работы автогенера-
тора в точках пересечения 1 и 2. Предположим, что по каким-то причи-
нам амплитуда напряжения на входе усилительного элемента стала
меньше U'вх0. При этом напряжение на выходе автогенератора
уменьшится, что приведет к снижению амплитуды напряжения на вхо-
де цепи ОС и, следовательно, и напряжения на входе усилительного
элемента. Последнее приведет к еще большему уменьшению напряже-
ния на выходе автогенератора, что вызовет затухание колебаний в сис-
теме. Процесс установится только тогда, когда колебания полностью
затухнут. Рассуждая аналогично, получаем, что при превышении ам-
плитуды напряжения на входе значения U'вх0 колебания будут на-
растать до тех пор, пока их амплитуда не достигнет значения 77вхо.
Таким образом, точка 7 хотя и отвечает условиям баланса амплитуд,
но не является устойчивой. Малейшие отклонения амплитуды напря-
жения Uвх относительно U'вх0 в ту или другую сторону приведут к
переходу автогенератора в одно из устойчивых состояний.
Процессы, происходящие в точке 2 (рис. 6.5), аналогичны процес-
сам, происходящим в точке пересечения амплитудных характеристик
рис. 6.3. В точке 2 система устойчива и амплитуда напряжения
196
U"вхо определяет амплитуду установившихся колебаний на входе
усилительного элемента. Таким образом, если система имеет амплитуд-
ную характеристику I (рис. 6.5), то в ней установится режим генери-
рования колебаний в случае, когда амплитуда напряжения на входе
усилительного элемента превысит значение U'вх0. Такую автоколеба-
тельную систему называют системой с жестким самовоз-
буждением.
Характерным для такой системы является то, что малые ко-
лебания на входе усилительного элемента не могут вызвать самовоз-
буждения автогенератора; самовозбуждение возможно только при
'W
ьвых
большой начальной амплитуде напряжения. На практике такой режим
работы автогенератора реализуется путем подачи на усилительный
элемент запирающего напряжения смещения, при котором малые амп-
литуды входного напряжения не могут вызвать тока в выходной цепи
этого элемента, т. е. не наступает процесса генерирования колебаний
(рис. 6.6).
Сравнивая автоколебательные системы с мягким и жестким само-
возбуждением, можно заметить, что система с мягким самовозбуж-
дением имеет неустойчивое, а система с жестким самовозбуждени-
ем — устойчивое состояние покоя. Форма выходного тока усилитель-
ного элемента также зависит от режима самовозбуждения. При мягком
самовозбуждении и малых амплитудах колебаний усилительный элемент
работает без отсечки, а при жестком — с огсечкой выходного тока. Та-
ким образом, можно сделать вывод о том, что мягкое самовозбуждение
Удобно для эксплуатации, поскольку автоколебания возникают и само-
стоятельно устанавливаются сразу после включения автогенератора.
Однако работать в установившемся режиме удобнее при малых углах
отсечки выходного тока усилительного элемента, так как при этом
107
можно получить более высокий к. п. д. и меньшие тепловые потери,
что влияет на стабильность работы автогенератора, а следовательно,
и на стабильность частоты колебаний на выходе передатчика.
Можно найти компромиссное решение, при котором в момент вклю-
чения автогенератор начинает работать сначала в режиме мягкого (по-
дача на усилительный элемент необходимого напряжения смещения), а
затем в режиме жесткого (изменение напряжения смещения в процессе
установления автоколебаний) самовозбуждения. Для изменения на-
пряжения смещения в автогенераторе
предусматривают специальную цепь ав-
томатического смещения. Постоянное на-
пряжение на выходе этой цепи исполь-
зуют в качестве напряжения смещения
усилительного элемента. При этом на-
пряжение смещения определяется ам-
плитудой напряжения на выходе авто-
генератора.
Цепью автоматического смещения в
схеме автогенератора может служить
/?С-цепрчка, напряжение на которой
создается постоянной составляющей тока
эмиттера или базы. Элементы R3, С 3
в цепи эмиттера транзистора (рис. 6.7)
создают автоматическое смещение на базу транзистора. Для по-
вышения эффективности автоматического смещения его выполняют
за счет постоянной составляющей тока базы, включая между дроссе-
лем п общей точкой резисторов Rt и R2 дополнительный резистор
автосмещения. Элементы R3, С3 при этом могут быть исключены.
§ 6.3.	Частота колебаний автогенератора
В § 6.1 отмечалось, что для получения незатухающих колебаний необ
ходимо в автогенераторе выполни 1ь определенные амплитудные и фа
зовые соотношения. Рассмотрим это положение более подробно. Со
гласно структурной схеме автогенератора (см. рис. 6.1), часть напря
жения с выхода усилителя через цепь ОС подается па его вход. При
разорванной цепи ОС усилитель имеет коэффициент усиления
/<у = ^дих = Лхх_ е'<Ц,	(5.1)
17вк б;вх
где UBbiJUBS — модуль коэффициента усиления усилителя; фу
учитывает сдвиг фаз между входным и выходным напряжениями уси-
лителя. При рабочей частоте, во много раз меньшей граничной в коле-
бательном контуре, настроенном на частоту входного сигнала, сдвиг
фаз фу яй 180°.
Напряжение на выходе усилителя создается на резонансной систе-
ме первой гармоникой выходного тока Пусть в качестве резо-
нансной системы используется одиночный контур. Тогда Цвых =*
= I, где Zah — моду ть сопротивления эквивалентного контура.
108
Амплитуда первой гармоники выходного тока связана с амплитудой
входного напряжения (7ПХ известным соотношением /ВЫХ1 = SUвх,
<де S — средняя крутизна вольт-амперной характеристики усилитель-
ного элемента. Это уравнение является приближенным, поскольку
оно не учитывает реакции выходной цепи, однако для практических
расчетов оно применимо. Средняя крутизна характеристики S зависит
от амплитуды входного напряжения Uвх. Так, при малых значениях
Свх крутизна характеристики S практически равна статической кру-
тизне в рабочей точке; при увеличении средняя крутизна характе-
ристики S уменьшается.
Подставляя значение /вых1 в уравнение для Пвых, получим
^6b.x=SZdKt/ux,	(6 2)
Подставляя (6.2) в (6.1), найдем
7<y = SZJK e't₽v.	(6.3)
Коэффициент передачи цепи ОС
Люс =	= ddi_ eivc,c = ког е/фос,	(6.4)
б'вых
где Кос — модуль коэффициента передачи цепи ОС; <рос — сдвиг фаз
в замкнутой цепи ОС.
При замкнутой цепи ОС результирующий коэффициент передачи
К = КуКос- Если в колебательной системе установятся синусоидаль-
ные колебания, то
f( = KyK0C =	(6.5)
^ВХ ^вых
Подставляя в (6 5) значения К? и Кос из (6,1) и (6.4), определим
Z< = 7<O(3SZ3Ke/(<py+'₽oc)= 1.	(6.6)
Это! уравнение распадается на два:
KocSZ3K=l;	(6.7)
<Ру + фос = 2л/г,	(6.8)
где п — 0, ±1, ±2, ...
Уравнение (6.7) определяет условие баланса амплитуд, согласно
которому цепь ОС должна иметь коэффициент передачи Кос =
= 1/(SZ3K). При выполнении этого условия амплитуда напряжения на
входе усилительного элемента равна такому значению, при котором
в контур резонансной системы автогенератора вносится энергия, необ-
ходимая для компенсации затухания. Если Кос >1/(SZJK), то колеба-
ния на выходе автогенератора нарастают до тех пор, пока вновь не вы-
полнится условие баланса амплитуд. Это условие выполняется из-за
того, что с ростом напряжения на входе усилительного элемента умень-
шается средняя крутизна S его вольг-амперной характеристики.
109
Уравнение (6.8) характеризует условие баланса фаз, согласно ко-
торому суммарный сдвиг фаз в цепях автогенератора должен быть ра-
вен нулю или целому числу периодов 2 л/г.Только при выполнении это-
го условия порции энергии, вносимые в контур, будут поступать в такт
с действующими в нем собственными колебаниями.
Из уравнения (6.7) находят амплитуду установившегося колеба-
ния. Из уравнения (6.8) определяют частоту колебаний автогенератора.
В радиотехнике распространено и другое объяснение самовозбуж-
дения колебаний в автогенераторе. Известно, что если от колебатель-
ного контура потребляется энергия (т. е. к контуру подключают на-
грузку, имеющую активное сопротивление), то это приводит к более
быстрому затуханию собственных колебаний в нем. Колебания в кон-
туре затухают быстрее тогда, когда увеличивается собственное сопро-
тивление потерь контура. Следовательно, при потреблении энергии от
контура в него вносится дополнительное положительнее сопротивле-
ние, увеличивающее потери в контуре.
Если же в контур вносится энергия, то потери в нем уменьшаются.
Следовательно, это эквивалентно внесению в контур сопротивления.
Так как это сопротивление уменьшает потери в контуре, оно должно
быть отрицательным. Таким образом, внесение в контур энергии соот-
ветствует внесению в него отрицательного сопротивления.
В колебательный контур автогенератора вносится энергия от уси-
лительного элемента (отрицательное сопротивление) и одновременно
потребляется цепью ОС и нагрузкой (положительное сопротивление).
Если знак вносимого результирующего сопротивления положителен,
то колебания в контуре затухают, если отрицателен, то потери в конту-
ре уменьшаются. Когда вносимое отрицательное сопротивление пол-
ностью компенсирует потери в контуре, колебания в контуре становят-
ся незатухающими.
Таким образом, условие самовозбуждения колебаний в автогенера-
торе можно сформулировать следующим образом. Самовозбуждение
в автогенераторе наступает в том случае, когда вносимое в контур за
счет цепи ОС и усилительного элемента отрицательное сопротивление
по абсолютной величине превысит сопротивление потерь контура или
станет равным ему.
В колебательный контур может вноситься отрицательное активное
сопротивление только в том случае, когда между первой гармоникой
выходного тока и выходным напряжением имеется сдвиг фаз, равный
180°. Для выполнения условия баланса фаз в соответствии с (6.8) Фос,=
*= 1803. Если эти условия выполняются, то в колебательный контур
вносится только активное сопротивление и частота колебаний автоге-
нератора соответствует собственной резонансной частоте контура
от0 = LC,	(6,9)
гд$ Ь и С — индуктивность и емкость эквивалентного резонансного
коцтура. Таким образом, при сделанных допущениях частота колеба-
нии автогенератора полностью определяется собственной резонансной
частотой <»о колебательного контура. Поскольку реальная цепь ОС со-
держит как активные, так н реактивные элементы, сдвиг фаз, создавае-
110
мый этой цепью, отличается от 180°. Для выполнения условия баланса
фаз <Ру =# 180°. При этом в колебательный контур вносится комплекс-
ное сопротивление, которое имеет помимо активной и реактивную со-
ставляющую. Наличие реактивной составляющей вызывает измене-
ние резонансной частоты контура, а следовательно, и частоты коле-
баний на выходе автогенератора. Существуют и другие причины по-
явления сдвигов фаз в цепях автогенератора, например на очень вы-
соких частотах может появиться сдвиг фаз между UBX и /вых1.
Следовательно, частота колебания на выходе реальных автогенера-
торов отличается от собственной резонансной частоты ®0 колебатель-
ной системы, что определяется характером реактивной составляющей
вносимого в колебательную систему автогенератора сопротивления.
§ 6.4.	Транзисторные автогенераторы
Автогенераторы на биполярных транзисторах в настоящее время по-
лучили широкое распространение в передатчиках, практически ыл-
теснив ламповые автогенераторы, несмотря на то что они обеспечига-
ют более высокую стабильность рабочей частоты при меньшем уровне
собственных шумов. Транзисторные автогенераторы обладают низким
уровнем собственных шумов, высокой стабильностью частоты и спо-
собностью изменять ее в широких пределах при воздействии внешних
управляющих сигналов. Такие автогенераторы применяют в качест-
ве опорных генераторов в возбудителях передатчиков и гетеродинов
приемников, частотных модуляторах радиорелейной и связной аппара-
туры, контрольно-измерительной аппаратуре и других устройствах.
Полезная мощность транзисторных автогенераторов составляет от не-
скольких милливатт до единиц ватт в зависимости от назначения. Мак-
симальная рабочая частота, определяемая частотой генерации приме-
няемых полупроводниковых приборов fr, может достигать /гоах =
= 5-уб ГГц. Конструктивно их выполняют с учетом требований мини-
мизации габаритов и обеспечения высокой механической стойкости к
внешним воздействиям (вибрациям, ускорению).
Простейшими по конфигурации автогенераторами являются автоге-
нераторы, работающие по трехточечной схеме. В таких автогенерато-
рах транзистор тремя своими выводами (эмиттером, базой, коллекто-
ром) присоединяют к трем точкам колебательного контура, состоящего
из трех реактивных элементов.
По величине и знаку реактивные элементы выбирают, исходя из
условия выполнения баланса фаз и баланса амплитуд (см. § 6.3). В за-
висимости от того, какие реактивные элементы количественно преобла-
дают в контуре, различают автогенераторы, построенные по схеме ин-
дуктивной (рис. 6.8, а) и емкостной (рис. 6.8, б) трехточки.
Обобщенная трехточечная схема автогенератора изображена на
Рис. 6.9. Реактивными элементами схемы Zx, Z2 и Z3 могут быть не то-
лько одиночные конденсаторы или индуктивные катушки, но и их со-
четания, образующие расстроенные колебательные контуры. В общем
случае в состав указанных элементов необходимо включать входную
ill
и выходную емкости транзистора, его проводимости, индуктивности
выводов. Для простоты понимания физических процессов работы ав-
тогенератора будем полагать эпементы схемы чисто реактивными, име-
ющими малые активные потери, т. е. Z, = Z2 = iX2\ Z3 = г‘Х3.
Транзистор выбирают так, чтобы он работал на частотах, соответ-
ствующих нижним рабочим частотам /раоАг С finax, где инерционные
свойства пренебрежимо малы и их можно не учитывать.
Рис. 6.8
Рис. 6.9
На основании сделанных допущений рабочая частота 1енерации бу-
дет равна резонансной частоте контура, при которой XL + Х2 + Х3=
=0. Как было показано, для выполнения баланса фаз необходимо
обеспечшь трое = — фу = 180°. С этой целью реактивные элементы
Х2 и Х3 должны иметь различные знаки Кроме того, должно выпол-
няться условие | Xs | > | Х21. Только в этом случае напряжение на Х2
будет отличаться по фазе на 180° от напряжения
тЛ
Рис. 6.10
денсаторами. По
Коэффициент передачи цепи ОС /<ос ~
= i/вх^вых = 0(Хг)1й (X,) = х2/хг
Таким образом, для возникновения автоколеба-
ний необходимо, чтобы 1) реактивные элементы
Xj и Хг имели одинаковые знаки, 2) реактивные
элементы Х2 и X3 были различны по знаку; 3) вы-
полнялось условие I Х3| > | Х2|.
Из-за конструктивных особенностей индуктив-
ные катушки более громоздки по сравнению с кон-
этой и ряду других причин схема емкостной трех-
точки получила преимущественное распространение при построении
автогенераторов.
Одной из особенностей автогенераторов является с1абильность ра-
бе чей частоты. Зависимость усилительных свойств транзистора, его
входной и выходной проводимостей от питающих напряжений, тем-
пературы окружающей среды, режима работы является одной из глав-
ных причин нестабильной работы автогенераторов. Более высокая ста-
бильность частоты достигается в модифицированной схеме емкостной
трехточки, известной как схема Клаппа (рис. 6.10). Введение конден-
сатора С3 уменьшает коэффициент включения транзистора в контур,
снижая дестабилизирующее влияние его параметров на частоту авто-
генератора. Схечу Кланга можно выполнить только на транзисторах,
С,Ф
L
112
так как уменьшение коэффициента включения активного прибора р
(транзистора, лампы) в контур приводит к снижению эквивалентного
сопротивления нагрузки (/?„ = р2 /?4К). В схемах транзисторных авто-
генераторов сопротивление нагрузки составпяет несколько сотен ом,
в то время как в ламповых автогенераторах оно повышается до несколь-
ких килтом В схеме Клаппа можно получить индуктивность контура
L такой величины, при которой достигается ее максимальная доброт-
ность на рабочей частоте. При этом избыточное сопротивление индук-
тивности компенсируется соответствующим подбором емкости конден-
сатора С3.
Автогенератор, собранный по схеме Клаппа, представлен на рис.
6.7. Колебательный контур автогенератора состоит из конденсаторов
Ср С,, С4 и пн туктивной катушки Ьг. Конденсатор С, служит для
регулирования связи генератора с нагрузкой. Катушки L2 и L3 пред-
назначены для разделения ВЧ-цепи и цепи питания по постоянному
току. Остальные элементы схемы обеспечивают заданный режим работы
транзистора по постоянному току {Rlt R2, R3) или являются блокиро-
вочными элементами (С3, Со).
§ 6.5.	Расчет транзисторных автогенераторов
Технический расчет транзисторных автогенераторов состоит из энер-
гетического расчета режима работы транзистора, включая цепь базы,
электрического расчета элементов ВЧ-части схемы, блокировочных
элементов и цепи стабилизации режима работы транзистора по по-
стоянному току.
Температурную стабилыюшь частоты и влияние питающих напря-
жений на генерируемую частоту не определяют из-за сложности рас-
чета и отсутствия сведений об изменении параметров транзистора в
диапазоне рабочих температур и питающих напряжений
При расчете транзисторных автогенераторов необходимо учитывать
такие факторы, как нелинейная зависимость тока коллектора от на-
пряжения базы, влияние входной и выходной проводимостей транзис-
тора на колебательную систему и запаздывание по времени импуль-
са коллекторного тока относительно напряжения возбуждения базы.
Нелинейность начального участка характеристики тока коллекто-
ра обычно не учитывают при расчете на мощность, близкую к макси-
мальной мощности транзистора В автогенераторах транзисторы не
полностью используют по мощности и работают на нелинейном началь-
ном участке. Применяемая при расчете усилителей мощности кусочно-
линейная аппроксимация характеристик в данном случае дает боль-
шую погрешность определения токов. Применение кусочно-параболи-
ческой аппроксимации характеристик юка коллектора (базы) в виде
Функции
=я (еб—£б)2 при еб> Е^,
/к= 0	при еб <£б
повышает точность расчета. Здесь Еб — напряж ение отсечки параболы;
о — квадратичная крутизна характеристики.
113
Для определения параметров а и Eq необходимо знать координаты
двух точек реальной характеристики тока коллектора транзистора.
Постоянную составляющую и первую гармонику тока коллектора на-
ходят по следующим формулам:
7ко = ^бТ^2,(0);	=
Рис. в.12
где у<2> (0), у*!2’ (0) — коэффициенты разложения импульсов коллек-
торного тока при кусочно-параболической аппроксимации. Аналогич-
ные формулы, но с другим значением парамет-
Йа а, используют при расчете токов базы.
1аксимальное значение тока коллектора
/к max —	COS0)“.
Расчет остальных параметров режима ра-
боты транзистора проводят по формулам, со-
ответствующим кусочно-линейной аппрокси-
мации характеристик. Отличительной особен-
ностью данной методики расчета является
учет изменения зависимости крутизны харак-
теристики первой! гармоники тока коллектора
от амплитуды напряжения возбуждения при
постоянном угле отсечки: — aU§4^ (0).
При кусочно-линейной аппроксимации крутиз-
на характеристики = const при 0 = const.
При расчете следует учитывать входную и
выходную проводимости транзистора. На
рис. 6.11 приведены упрощенная схема емкост-
ной трехточки и эквивалентная схема транзи-
стора. Как известно, коэффициент передачи
цепи ОС в идеализированном автогенераторе
Кос = Х)1Х2. Входная и выходная проводи-
мости транзистора включены параллельно
конденсаторам С\ и С2, что приводит к изме-
нению Кос как по величине, так и по фазе.
Влияние комплексного характера Кос ней-
трализуют соответствующей расстройкой кон-
тура автогенератора или введением дополнительной фазирующей це-
почки, которая компенсирует набег фазы ВЧ-напряжения в цепи ОС
и самом транзисторе.
При учете запаздывания по времени импульса коллекторного тока
относительно напряжения возбуждения на базо-эмиттерном переходе,
которое определяется инерционными свойствами транзистора и про-
является в области средних и высоких частот, крутизна характеристи-
ки коллекторного тока начиная с частот, превышающих 0,3 /р, ока-
зывается величиной комплексной:
= Sj e + ^s.
Фаза фз = - aictg (ю/соД
114
Компенсацию фазы <ps осуществляют соответствующей расстрой-
кой контура автогенератора или введением в схему дополнительной
фазирующей цепочки. Расстройка контура эффективна в тех случаях,
когда необходимо скомпенсировать фазовый набег не более 40—50°.
Резонансная частота контура при этом отличается от рабочей:
®р/®0 =
t? Фо
где фо = — фз-
Qi:
Как следует из этой формулы, увеличение добротности нагружен-
ного контура QK уменьшает различие между резонансной со0 и рабо-
чей сор частотами автогенератора, что позволяет повысить стабиль-
ность генерируемой частоты.
Компенсация больших по величине фаз фз 60° снижает ста-
бильность рабочей частоты, ухудшает ее спектральную чистоту ко-
лебаний. Кроме того, работа транзистора на расстроенный контур сни-
жает полезную мощность автогенератора и уменьшает его к.п. д. (Рг =»
= 0,5 IK1UK cos фо). В таких случаях для компенсации фз рекомен-
дуется вводить в схему дополнительный фазирующий элемент, кото-
рый включают последовательно по высокой частоте в цепь базы (рис.
6.12). Обычно функции фазирующего элемента выполняет конденса-
тор.
Применяемые на практике элементы автогенераторов (транзисто-
ры, конденсаторы, индуктивные катушки) имеют некоторый разброс
собственных параметров, который может привести в некоторых случа-
ях к неустойчивому режиму работы или полному отсутствию колеба-
ний в схеме автогенератора. Для этого чтобы устранить возможность
срыва генерации, рассчитанный коэффициент Кос увеличивают в
2—4 раза. Расчет элементов схемы, образующих цепь ОС, проводят о
учетом фактора регенерации.
Глава 7
СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ
§ 7.1. Причины нестабильности частоты передатчика
Для осуществления радиосвязи передатчик и приемник должны быть
настроены на определенную, фиксированную частоту. Однако из-за
целого ряда нежелательных факторов частота колебания на выходе
передатчика меняется во времени относительно требуемого значения.
Изменения частоты приводят к ухудшению качества воспроизводимого
при приеме переданного сообщения. Поэтому требования к постоянству,
т. е. стабильности, частоты колебания на выходе передатчика очень
высокие. Стабильность частоты передатчика является одним из важней-
ших показателей качества ею работы.
Стабильность частоты оценивает способность передат-
чика сохранять частоту выходного колебания постоянной в течение оп-
ределенного времени при воздействии дестабилизирующих факторов.
Под нестабильностью частоты передатчика понимают изменение
частоты выходного колебания при воздействии дестабилизирующих
факторов в течение определенного времени. В зависимости от длитель-
ности измерения различают долговременную (за длительный интер-
вал времени) и кратковременную (за короткий интервал гремени)
нестабильность частоты. Каждая из этих нестабильностей может быть
абсолютной пли относительной.
Под абсолютной нестабильностью А/ понимают
разность между фактической частотой колебания на выходе передат-
чика и ее номинальным значением: А/ = /110Ч — f Под относительной
нестабильностью А///Фом понимают отношение абсолютной нестабиль-
ности А/ к нормированному (номинальному) значению частоты на выхо-
де передатчика /,!ОМ. Автогенератор передатчика должен быть настро-
ен на/нон.
Одной из современных проблем радиосвязи является «теснота в эфи-
ре». Суть проблемы состоит в том, что в рабочих диапазонах частот стре-
мятся разместить по возможности большее число радиостанций. При
фиксированной ширине диапазона полоса частот, отводимая для одно-
го радиопередатчика, должна быть минимально допустимой, равной с
учетом небольшого запаса ширине спектра излучаемого передатчиком
колебания. При кратковременных изменениях во времени несущей час-
тоты передатчика результирующая ширина спектра излучаемого коле-
бания увеличивается. Этот приводит к необходимости сокращать чис-
ло радиостанций, работающих в данном диапазоне. Однако полосы час-
тот, отводимые для каждой из них в рабочем диапазоне, строго регла-
ментированы. Поэтому при отклонении частоты передатчика от за-
данного значения несущая частота приближается к частоте др\ того, со-
седнего, передатчика, что приводит к взаимным помехам при приеме.
1С-
При расширении результирующего спектра колебаний на выходе
передатчика в приемнике приходится также расширять полосу про-
пускания. Это ухудшает отношение сигнал/помеха на выходе приемни-
ка, так как при более широкой полосе пропускания возрастает уро-
вень помех, что снижает качество принимаемого сигнала. Прежнее
отношение сигнал/помеха на выходе приемника можно получить, если
использовать более мощный передатчик, который дороже и потребля-
ет больше энергии.
Если полоса пропускания приемника выбрана без учета нестабиль-
ности частоты передатчика, то изменение этой частоты создает расхож-
дение между частотой настройки приемника и частотой сигнала, что
приводит к ухудшению качества воспроизводимого сигнала, а то и к
Рис. 7.1
полному срыву радиосвязи. Этого можно избежать, если все время под-
страивать приемник на изменяющуюся частоту передатчика. Однако
ручная подстройка частоты приемника затрудняет его эксплуатацию,
введение же систем автоматической подстройки частоты повышает его
стоимость.
Для удобства эксплуатации аппаратуры и повышения надежности
радиосвязи желательно осуществлять беспоисковую и бесподстроеч-
ную радиосвязь, т. е. настроенный на частоту сигнала приемник дол-
жен принимать передаваемый сигнал сразу после его включения без
дополнительных подстроек. Однако реализовать такую радиосвязь
можно только при высокой стабильности частоты передатчика.
Долговременная стабильность частоты колебания на выходе пере-
датчика зависит от стабильности частоты задающего генераюра, оп-
ределяемой эквивалентными параметрами резонансной системы. Таким
образом, частота автогенератора, а следовательно, и частота колеба-
ния на выходе передатчика изменяются во времени при изменении эк-
вивалентных параметров резонансной системы автогенератора *.
В качестве резонансной системы в автогенераторе чаще всего ис-
пользуют одиночный контур, эквивалентные параметры которого
йа.,СЭк/?эк (рис. 7.1, а) определяются собственными параметрами нена-
груженного контура L, С, /?Ор и вносимыми в него комплексными со-
противлениями от усилительного элемента и цепи нагрузки. Вноси-
мое в контур комплексное сопротивление от усилительного элемента
автогенератора состоит из выходного сопротивления усилительного
элемента, образованного выходной емкостью Свых и внутренним со-
* Имеется в виду резонансная частота эквивалентного контура, а не коле-
бательной системы генератора.
, 117
противлением Rt (значения СВЪ1Х и /?г зависят от режима работы уси-
лительного элемента) и комплексного сопротивления ZBH = /?_+
+ J-Vbh, обеспечивающего условия самовозбуждения в автогенерато-
ре (см. § 6.3). Если эти условия выполняются, то вносимое в контур
сопротивление отрицательно, а характер и знак реактивной сос-
тавляющей сопротивления Хвн зависят от конкретной схемы автогене-
ратора. Будем условно трактовать Х8Н как емкость Свн, знак которой
определяется конкретной схемой. Если емкость Свн положительна,
то CaH увеличивается, если Свн отрицательна, то Сэк уменьшается.
Цепь нагрузки характеризуется входными параметрами Свх и 7?вх
каркада, На который работает автогенератор. Значения Си? и /?вх,
так жё как и Свых и /?;, зависят от режима работы усилительного эле-
мента.
Упрощенная схема эквивалентного контура автогенератора показа-
на на рис. 7.1, б. Усилительный элемент автогенератора и цепь нагруз-
ки подключены к контуру с учетом коэффициентов включения и
п т8. Тогда
Сэк= C + mi Свых + т? CBH-W Свх,
1	1	| т1	| т1	। тг	. I __ I
—— - "	I" ' " I" 1 —Г~ 1	> LqW — L, ,
Rsk	Roe Ri R- Rbx
Параметры эквивалентного контура автогенератора изменяются во
времени из-за дестабилизирующих факторов, что приводит к изменению
его резонансной частоты, а следовательно, и частоты колебаний гене-
ратора (см. § 6.3). Рассмотрим эти факторы более подробно.
Изменение состояния окружающей среды влияет на нестабильность
частоты передатчика. Так, от температуры окружающей среды зависят
размеры деталей автогенератора, диэлектрическая проницаемость ди-
электриков, магнитная проницаемость сердечников катушек и режимы
работы усилительных элементов. Например, повышение температуры
вызывает удлинение провода и размеров каркаса катушек (увеличи-
вает их индуктивности), а также расширение пластин конденсаторов
и изменение зазора между пластинами (изменяет их емкости). При из-
менении от температуры режима работы меняются входные и выходные
параметры усилительных элементов. Таким образом, изменения тем-
пературы вызывают изменения емкостей и индуктивностей колебатель-
ной системы и цепи ОС автогенератора, что приводит к отклонению час-
тоты колебаний на его выходе от номинала.
Причин изменения температуры окружающей среды много. Это и ко-
лебания температуры от времени суток и года, от местоположения пе-
редатчика, от ндгрёва деталей автогенератора за счет протекания через
них токов и т. д. Все эти изменения случайны, а следовательно, и вы-
зываемые ими отклонения частоты генератора от номинала носят так-
же случайный характер.
Влажность и давление воздуха изменяют диэлектрическую прони-
цаемость воздуха или диэлектрика конденсатора, а следовательно, и
егоемкусть.
.1.18
Для уменьшения нестабильности частоты передатчика за счет к '
лебаний температуры, влажности и давления окружающей среды сво-
дят к минимуму изменения параметров внешней среды. Для этого ав-
тогенератор помещают в специальное устройство, в котором поддерж"-
ваются постоянные температура и влажность. Такое устройство назы-
вают термостат ом.
Термостаты бывают двух видов. В термостатах первого вида рабочую
температуру выбирают выше максимально возможной температуры ок-
ружающей среды (50—70° С). При этом с изменением температуры ок-
ружающей среды увеличивают (уменьшают) нагрев камеры термоста-
та с помощью нагревателя, обеспечивая тем самым постоянство тем-
пературы. В термостатах второго вида рабочую температуру выбирают
ниже температуры окружающей среды. В таких термостатах помимо
нагревателя предусматривают и охладитель, работающий при темпера-
туре окружающей среды больше рабочей.
С увеличением токов и напряжений в деталях автогенератора рас-
тет мощность снимаемых колебаний. Само по себе это может быть по-
лезно, однако при этом возрастает нагрев деталей автогенератора (осо-
бенно усилительного элемента), что снижает стабильность его частоты.
По этой причине задающий генератор в передатчике, как правило, де-
лают маломощным и принимаются меры для стабилизации режима.
Для борьбы с температурными нестабильностями применяют дета-
ли с малыми температурными зависимостями. Разработана специаль-
ная технология изготовления конденсаторов и индуктивных катушек,
позволяющая свести температурные зависимости их параметров к
минимуму. Кроме того, используют всевозможные схемы компенса-
ции, учитывающие различный характер изменения емкости конден-
саторов от температуры. Так, у некоторых конденсаторов емкость с по-
вышением температуры уменьшается, а у других — увеличивается.
Применяя в колебательной системе автогенератора конденсаторы с про-
тивоположным характером зависимости емкости от температуры, мож-
но уменьшить температурную нестабильность частоты генератора.
Если при параллельном соединении двух конденсаторов одинаковой
емкости емкость одного из них с повышением температуры увеличива-
ется, а другого — уменьшается по тому же закону, то результирую-
щая емкость от температуры не зависит. Индуктивность контурной ка-
тушки с ростом температуры увеличивается, что необходимо учитывать
при выборе конденсаторов контура. Для уменьшения влияния измене-
ния температуры на индуктивность однослойной контурной катушки ав-
тогенератора ее изготовляют методом вжигания серебряного слоя в ке-
рамический каркас.
Для стабилизации частоты автогенератора осуществляют стабили-
зацию рабочей точки в усилительных элементах. Режим работы усили-
тельных элементов, а следовательно, и их параметры могут меняться
преднамеренно для выполнения тех или иных регулировок. По этой
причине в автогенераторе и в последующем буферном каскаде такие ре-
гулировки не производят. Так как режимы работы и параметры усили-
тельных элементов могут меняться и в результате их старения, в -авто-
генераторе используют усилительные элементы с большим сроком
119
службы, работающие в облегченном режиме при пониженных напря-
жениях, токах со стабилизацией режима.
Режимы работы усилительных элементов зависят от приложенного
напряжения источников питания. Если по каким-либо причинам на-
пряжение питания изменяется, то изменяются входные и выходные па-
раметры усилительных элементов, а следовательно, частота колеба-
ний автогенератора. Кроме того, изменение напряжения питания вы-
зывает изменение сдвига фаз между /ИХ1 и НЕЫХ, а также сопротивле-
ния ZBH, что приводит к изменению частоты автогенератора. По этой
причине в передатчиках используют высокостабильные источники пи-
тания автогенераторов.
Для уменьшения нестабильности частоты, вызванной деформа-
цией деталей автогенератора в результате механических сотрясений,
ударов и ускорений, применяют жесткую конструкцию индуктивных
катушек, конденсаторов, монтажа. Для уменьшения вибраций пере-
датчик крепят на амортизаторах.
Каскады, на которые работает автогенератор, могут через пара-
зитные связи создавать в его колебательной системе наведенные токи,
по фазе не совпадающие с основным током, что эквивалентно внесению
в контур комплексного сопротивления, изменяющего частоту автоко-
лебаний. Для ослабления этих воздействий автогенератор экранируют.
Кроме того, стремятся устранить связи через источник питания, для
чего задающий генератор иногда имеет отдельный источник питания.
Между усилительными каскадами и автогенератором включают бу-
ферные каскады, что уменьшает влияние нагрузки на автогенератор.
Усиление напряжения после автогенератора осуществляют на частоте,
отличной от его частоты, путем использования умножителей частоты.
Согласно эквивалентной схеме контура автогенератора, приведен-
ной на рис. 7.1, б, нестабильность частоты генератора во многом опре-
деляется изменениями во времени вносимых в контур емкостей Свых
Свх и Свн. Для уменьшения влияния изменения этих емкостей на ре-
зультирующую емкость эквивалентного контура Сэк нужно либо сни-
зить коэффициенты включения ту и т2, либо увеличивать емкость кон-
тура С. При выполнении этих условий пересчитанные в контур емко-
сти Слых, Свх и Свн составляют малую долю от результирующей ем-
кости Сэк. При этом можно повысить стабильность частоты генератора.
На практике коэффициенты включения тг и т2 выбирают как можно
меньше, но такими, чтобы при выбранных значениях выполнялись ус-
ловия самовозбуждения.
Способность контура фиксировать частоту автогенератора возрас-
тает с повышением его добротности. Известно, что сопротивление кон-
тура при резонансе, величина которого, как правило, бывает задан-
ной, /?Ое = ZCQ, гда Za = V L/C—характеристическое сопротив'
ление контура; Q — его добротность. С увеличением Q заданное зна"
чение /?Ое можно обеспечить при меньшем значении Zc, что дает воз-
можность использовать большую емкость С, а увеличение С, как от-
мечалось, повышает стабильность частоты генератора. Контур с боль-
шей добротностью имеет более крутую фазовую характеристику. Это
120
означает, что сдвиги фаз между /вых1 и £7ВЫХ вызовут меньшие измене-’
ния частоты контура, чем те же сдвиги у контура с меньшей доброт-
ностью. Таким образом, в контуре с большей добротностью вносимое
сопротивление Хвн в меньшей степени влияет на его резонансную час-
тоту.
По существующим международным нормам абсолютная нестабиль-
ность связных передатчиков для радиосвязи в декаметровом диапазоне
не должна превышать ±20 Гц, а радиовещательных — ±10 Гц. Одна-
ко во многих случаях абсолютная нестабильность современных пере-
датчиков существенно ниже.
§ 7.2.	Кварцевые резонаторы
Как было показано в § 7.1, для реализации высокой стабильности час-
тоты автогенератора его эквивалентный контур должен помимо вы-
сокой добротности обладать параметрами, мало изменяющимися во
времени при воздействии внешних дестабилизирующих факторов. Ав-
тогенераторы на LC-контурах не обеспечивают стабильности, требуе-
мой по современным нормам. Поэтому в современных передатчиках в
качестве высокостабильного генератора применяют генераторы с квар-
цевой стабилизацией. В качестве высокостабильной и высокодоброт-
ной колебательной системы в подобных генераторах используют квар-
цевые резонаторы.
Кварцевый резонатор представляет собой пластину,
вырезанную из кристалла кварца и помещенную между двумя метал,
лическими обкладками, называемыми электродами. Крепление квар-
Рис. 7.2
Цевой пластины осуществляют с помощью кварцедержателей. Кварц
является кристаллическим минералом естественного или искусствен-
ного происхождения. Характерным для кварца является постоянство
свойств, высокая упругость и большая твердость. Кристалл кварца по
форме близок к шестигранной призме, ограниченной сверху и снизу
Шестигранными пирамидами (рис. 7.2, а). У него различают следующие
оси (рис. 7.2, а, б): оптическую ZZ, проходящую через вершины пи-
рамид; три электрические XX, проходящие через противоположные
Углы шестиугольника сечения призмы, и три механические YY,
121
проходящие через середины противоположных сторон шестиуголь-
ника.
Свойства кварцевой пластины зависят как от ее размеров и формы,
так и от плоскости, в которой осуществляется ее срез (плоскости среза).
Срезы, при которых ребра пластины параллельны осям кристалла квар-
ца, называют прямыми. Преимущественное распространение получили
косые срезы, при которых ребра кварцевой пластины составляют с ося-
ми кристалла некоторый угол. В зависимости от этого угла различают
несколько типов пластин с косыми срезами, отличающихся друг от
друга температурными характеристиками.
Кварцевые пластины имеют различную форму. Их выполняют в ви-
де плоскопараллельных пластин (рис. 7.2, в), стержней или плоско-
выпуклых линз.
Электроды делают в виде токопроводящих пластин, расположен-
ных вблизи поверхности кварцевой пластины или пленки (обычно из
никеля, серебра или золота), контактирующей с ее поверхностью. Из-
готовление электродов с помощью металлизации кварцевой пластины
позволяет полностью избавиться от зазора между электродами и квар-
цем, что дает возможность повысить добротность резонатора.
Кварцедержатели изготовляют с помощью струн, припаянных к
металлизированным покрытиям, а также иголок и пружин. Для умень-
шения вносимого сопротивления точки подсоединения струн или
иголок должны совпадать с узлами механических колебаний.
Для защиты от воздействия влаги кварцевый резонатор помещают
в герметический балон. Для повышения добротности резонатора воз-
дух из баллона удаляется, чтобы он не оказывал сопротивление колеб-
лющейся кварцевой пластине. Однако при этом ухудшаются условия
отвода от него тепла, что сказывается на его стабильности. Для обес-
печения оптимальной температуры применяют термостатирование ре-
зонатора.
Кварцевые пластины обладают пьезоэлектрическим эффектом. При
деформации кварцевой пластины (в общем случае при каком-то меха-
ническом воздействии) на ее поверхности появляются электрические
заряды (прямой пьезоэлектрический эффект), при действии электри-
ческого поля в пластине возникают механические деформации (об-
ратный пьезоэлектрический эффект). Характер деформации пластины
зависит от полярности приложенного напряжения; если напряжение
переменное, то в пластине возникают механические (упругие) колеба-
ния. Таким образом кварцевая пластина преобразует подводимое к ней
электрическое колебание в механическое и, наоборот, механическое ко-
лебание в электрическое.
Кварцевая пластина, как всякое упругое тело, обладает резонанс-
ной частотой механических колебаний, зависящей от размеров пласти-
ны. Чем меньше размеры кварцевой пластины, тем выше резонансная
частота механических колебаний. Следовательно, можно подобрать та-
кие размеры кварцевой пластины, чтобы ее резонансная частота меха-
нических колебаний была близка к частоте переменного напряжения,
прикладываемого к пластине. Будучи включенным в электрически ю
цеп^ резонатор для электрических колебаний представляет собой обыч-
122
ё)
5)
Рис. 7.3
0
а)
образом. Положим,
ную резонансную систему, т. е. резонатор обладает свойствами колеба-
тельного контура.
Параметры такого контура отличаются от параметров ЛС-контура.
Во-первых, в таком контуре внешние воздействия мало влияют на ре-
зонансную частоту, во-вторых, контур обладает очень высокой доб-
ротностью, составляющей величину порядка 104 — 10е. Напомним,
что ЛС-контуры в диапазоне КВ имеют добротность не выше 200—
300, а в диапазоне СВЧ — до 104.
Электрический эквивалент кварцевого резонатора (рис. 7.3, а) с
электродами в виде пленки на кварцевой пластине, показанный на
рис. 7.3, б, представляет собой электрическую схему, которая имеет
такие же полные электрические сопротивления, что и кварцевый резо-
натор на частотах вблизи резонанса На этой схеме индуктивность
характеризует колеблющуюся массу
кварцевой пластины; емкость Ск — ве-
личину, обратную упругости пластины;
сопротивление гк учитывает потери на
трение, а также потери энергии при пре-
образовании механических колебаний в
электрические; емкость Со — это ем-
кость между выводами кварцевого резо-
натора на частотах, отличных от резо-
нансной.
Суть физических процессов, проис-
ходящих в электрической цепи с квар-
цевым резонатором, можно пояснить еле
что к электродам кварцевого резонатора подключили источник пере-
менного напряжения. Тогда ток в цепи этого источника возникает
за счет того, что: 1) кварцевый резонатор обладает свойствами обык-
новенного конденсатора, емкость которого Со определяется площадью
электродов, толщиной кварцевой пластины и диэлектрической про-
ницаемостью кварца; 2) появляется составляющая тока в цепи источ-
ника напряжения, обусловленная пьезоэлектрическим эффектом квар-
цевой пластины. Действительно, переменное напряжение, приложен-
ное к пластине, вызовет в ней механические колебания, которые, в свою
очередь, приведут к возникновению на кварцедержателях переменного
электрического напряжения. Это напряжение создает в цепи вторую
составляющую тока.
Если частота напряжения, приложенного к кварцевому резонато-
ру, совпадает с резонансной частотой механических колебаний пласти-
ны, то малое электрическое напряжение вызывает в пластине сильные
механические колебания. Э.д. с., появляющаяся за счет пьезоэлектри-
ческого эффекта, складываясь с напряжением внешнего источника, при-
водит к многократному увеличению тока. Таким образом, переменный
ток от источника ВЧ-колебаний преобразуется сначала в механические
колебания кварцевой пластины с требуемой резонансной частотой, а
затем обратно в увеличенный по амплитуде переменный ток. Значения
^к, Ск и Гц зависят от размеров кварцевой пластины, типа среза,
вида кварцедержателей, свойств кварцевого материала и т, д. На-
123
пример, для X = 20Ч-Ю00 м £„ = 16 — 6000 мГн; С„ — 0,0074-0,055
пф, Гк = 2-4140 Ом; Со = 54-50 пФ.
Если сравнить параметры эквивалентного контура кварцевой пла-
стины с параметрами ЛС-контура, то можно заметить существенное раз-
личие в их значениях. Так, гь и Lv эквивалентного контура больше гк и
Лк простого контура, а емкость Сн, наоборот, мала. Несмотря на боль-
шое гк, добротность эквивалентного контура кварцевой пластины по-
тучается очень высокой. Это объясняется тем, что при большой индук-
’ивности LK и малой емкости Ск получается очень большое характерис-
тическое сопротивление контура Zo = ]ЛГ„/СК, а следовательно, и доб-
ротность контура Q = ZclrK.
У кварцевых резонаторов высокостабильных генераторов доброт-
юсть может достигать нескольких миллионов.
Кварцевый резонатор в соответст-
вии со схемой рис. 7.3, б имеет две
резонансные частоты: частоту после-
довательного резонанса а>к =
= 1//L КСВ н частоту параллельного
резонанса
Поскольку емкость последовател! кого соединения Ск и Со мень-
ше емкости Ск, то ®0 > wK Однако Ск < Со и их последовательное
соединение в основном определяется емкостью Ск. Таким образом, соо«
Ооычно разность частот ю0—составляет величину порядка от
нескольких сотен до дв^х-трех тысяч герц. Отметим, что частота ю„
более стабильна, чем со0, так как ы0 зависит от изменяющейся емкости
кварцедержателей Со и внешних емкостей генератора.
Эквивалентное сопротивление контура кварцевого резонатора
(рис. 7.3, в) Zah = г8к + /Л'8К, где гяк и Хэк — активная и реактивная
составляющие эквивалентного сопротивления Z8K. Зависимости г8К
(со) и Х8К (со) показаны на рис. 7.4. Из этого рисунка видно, что при
частотах резонанса о>0 и ш[; сопротивление Х8К = 0. Кроме того, в ин-
тервале частот от <ак до сопротивление Х8К имеет индуктивный
характер, т. е. кварцевый резонатор представляет собой индуктив-
ность.
Поскольку емкость Со влияет на резонансную частоту и ее стабиль-
ность, к конструкциям металлических электродов и кварцедержателей
предъявляют ряд требований. Так, конструкция кварцедержателей
должна: 1) обеспечивать постоянство емкости Со (величина емкости
должна быть по возможности малой); 2) не затруднять механических
колебании кварцевой пластины, т. е. не увеличивать сопротивление
потерь гк эквивалентного контура; 3) не препятствовать охлаждению
кварцевой пластины
124
§ 7.3.	Кварцевые автогенераторы
Включение кварцевого резонатора в схему автогенератора повышает
стабильность его частоты при воздействии дестабилизирующих факто-
ров. По этой причине в современных передатчиках в качестве опорных
генераторов используют кварцевые автогенераторы.
Усилительным элементом в современных кварцевых автогенерато-
рах обычно является транзистор, что обусловлено его малыми габари-
тами и массой, небольшой потребляемой мощностью, высокой надеж-
ностью и мгновенной готовностью к работе.
Схемы кварцевых автогенераторов классифицируют в зависимости
от рабочей частоты (сок, ю0, сок — ю0), места включения в схему и ха-
рактера сопротивления (ин-
дуктивное, минимальное и
активное) кварцевого резона-
тора.
По характеру сопротнвле
ния резонатора схемы квар
цевых автогенераторов под-
разделяют на две группы.
К первой группе относят схе-
мы, в которых резонатор вы-
полняет функцию одного из
индуктивных сопротивлений
трехточечной схемы (см. § 6.4), ко второй — схемы, в которых резона-
тор включен последовательно в цепь ОС. При этом генератор ле! че всего
возбуждается на частоте, на которой резонатор имеет минимальное
активное сопротивление, что соответствует наиболее глубокой ОС.
Практикуется включение в колебательный контур генератора резона-
тора, работающего на частоте последовательного резонанса.
При построении генераторов первой группы (осцилляторных гене-
раторов) используют индуктивный характер сопротивления резонато-
ра в диапазоне частот от до (рис. 7.4), т. е. то что резонатор эк-
вивалентен катушке с высокой добротностью, индуктивность которой
сильно зависит от частоты. Следовательно, резонатором может быть за-
мещена одна из индуктивностей трехточечной схемы автогенератора
(ем. рис. 6.7). Резонатор можно включать между базой и коллектором
транзистора в автогенераторе, собранном по схеме емкостной трехточки,
а также между базой и эмиттером, коллектором и эмиттером в авто-
генераторе, собранном по схеме индуктивной трехточки. Практическое
применение нашли генераторы по схеме емкостной трехточки. Принци-
пиальная схема такого генератора по высокой частоте (без учета це-
пей питания) показана на рис. 7.5, а.
Отметим два момента, характерных для работы автогенератора схе-
мы рис. 7.5, а. Во-первых, неисправность или шунтирование резонато-
ра, а также обрыв в его цепи приводят к срыву генерируемых колеба-
ний, что само по себе полезно, поскольку исключается работа генера-
тора без кварцевого резонатора. Во-вторых, на резонаторе создается
Достаточно большое ВЧ-напряжепие, вызывающее его нагрев, что
125
2 и t\ 3. Гчонденсаторы
Рис. 7.6
снижает стабильность генерируемых колебаний. По этой причине
кварцевые автогенераторы выполняют по возможности маломощными.
Одна из возможных практических схем транзисторного кварцевого
автогенератора, собранного по схеме емкостной трехточки, показана
на рис. 7.5, б. Кварцевый генератор возбуждается на частоте, близкой
к частоте последовательного резонанса о>н. Для коррекции частоты
предусмотрена катушка Ь, включаемая последовательно с резонато-
ром. Рабочая точка транзистора определяется сопротивлениями
и Са совместно с резонатором Кр и катуш-
кой L образуют схему емкостной трех-
точки (рис. 7.5, а). Конденсаторы С3 и
С5 — разделительные.
При работе на частотах выше 15—
20 МГц резонатор имеет толщину ОД-
ОД мм, что трудно реализуемо и ограни-
чивает максимально возможную частоту.
На более высоких частотах резонаторы
могут работать на гармониках механиче-
ских колебаний кварцевой пластины.
Известно, что кварцевая пластина при
колебаниях по толщине может совершать
колебания на гармониках механических
колебаний. При этом можно получить
более высокую генерируемую частоту.
Установлено, что потери резонатора на
некоторых гармониках (третьей, пятой) меньше, чем потери на основ-
ной гармонике. Это означает, что добротность кварцевого резонатора
на третьей и пятой гармониках более высокая, что дает возможность
получить более высокую стабильность генерируемой частоты. Кроме
того, в автогенераторах с f <. 15 мГц можно обеспечить более точное
значение номинала генерируемой частоты, что особенно важно для эта-
лонных кварцевых генераторов.
Схема автогенератора, работающего на заданной механической гар-
монике кварцевой пластины, на рис. 7.6 аналогична схеме генератора
на рис. 7.5, б; отличием является включение в цепь между коллектором
и эмиттером транзистора колебательного контура, собственная частота
которого несколько ниже рабочей частоты резонатора. Для основной
частоты и гармоник более низких, чем заданная, контур ЬхС2 представ-
ляет собой индуктивное сопротивление. При этом условия самовозбуж-
дения не выполняются и колебаний в системе не возникает. Для задан-
ной частоты гармоники контур представляет собой емкостное сопро-
тивление; тогда схема генератора — емкостная трехточка. Для бо-
лее высоких гармоник условия самовозбуждения, как правило, не вы-
полняются. При работе резонатора на гармониках механических коле-
баний емкость Ск (см. рис. 7.3, б) эквивалентного последовательного
контура становится небольшой, при этом начинает сказываться шун-
тирующее действие емкости между выводами резонатора Со. Поэтому
для получения стабильных колебаний на очень высоких частотах не-
обходимо устранить влияние большой емкости Со. Для этих целей
129
в автогенераторах предусматривают цепь нейтрализации емкости Со,
которая создает в схеме ток, равный по величине и противоположный
по знаку току через Со. Этого можно достигнуть, например, включе-
нием параллельно кварцевому резонатору индуктивной катушки.
В схемах второй группы кварцевый резонатор включают последо-
вательно в цепь ОС. Автогенераторы самовозбуждаются на частотах,
близких к частоте сок, на которой полное сопротивление кварцевого
резонатора минимально. Характерным для рассматриваемых автогене-
раторов является то, что короткое замыкание резонатора не приводит
к срыву генерируемых колебаний; автогенераторы продолжают рабо-
тать в автоколебательном режиме на частоте резонансной системы. Ука-
занные автогенераторы называют фильтровыми. Существует две раз-
новидности таких автогенераторов.
К первой относятся авто!енерато-
ры, резонаторы которых включают
в цепь, соединяющую базу, эмиттер
или коллектор транзистора с коле-
бательной системой; ко второй —
автогенераторы, выполненные как
многокаскадные усилители, охва-
ченные положительной ОС, в цепь
которой включают резонатор.
Автогенераторы с резонатором в
базовой, эмиттерной или коллектор-
ной цепи транзистора можно реа-
лизовать по схеме емкостной либо
индуктивной трехточки. Наибольшую стабильность генерируемой час-
тоты имеет схема емкостной трехточки. Различные варианты включения
кварцевого резонатора в схему емкостной трехточки показаны на
Рис. 7.7, а — в. Автогенераторы с резонатором в цепи ОС могут рабо-
тать и на гармониках механических колебаний кварцевой пластины.
С ростом частоты генерируемых колебаний и увеличением номера
гармоники механических колебаний резонатора повышения стабиль-
ности частоты автогенератора можно достичь, применяя схемы нейт-
рализации емкости Со. Для нейтрализации емкости Со резонатор на
Рис. 7.8 включают в одно из плеч сбалансированного моста в цепи ОС,
127
образованного емкостями С4 и Св, нейтродинной емкостью Св и квар-
цевым резонатором. Нейтродинная емкость Сь компенсирует влияние
емкости Со. При этом участок база — эмиттер транзистора оказывается

1 Выход
Рис. 7.9
включенным в диагональ моста, сбалансированного на всех частотах,
кроме рабочей. Контур настраивается изменением индуктивности Lx.
Существуют схемы, в которых кварцевый резонатор и нейтродинная
емкость подключаются к индуктивной катушке коллекторного конту-
ра. Уменьшить влияние емкости Со можно применением в схеме авто-
генератора цепи компенсации [например, с помощью индуктивности
L = 1/(а>2С0), включаемой парал-
лельно кварцевому резонатору!.
Примером автогенератора, по-
строенного по схеме многокаскад-
ного усилителя с резонатором в
цепи ОС, может служить схема
Баглера (рис. 7.9) Первый кас-
кад собран на транзисторе Tlt
включенном по схеме ОБ, а вто-
рой — на транзисторе Т2, вклю-
ченном по схеме ОК. Контур
ЕУС3 настроен на рабочую ча-
стоту, равную основной частоте
пластины или ее гармонике. Наличие эмиттерного повтори-
позволяет обеспечить лучшее согласование активного со-


кварцевой
теля (ЭП)
противления резонатора с выходным сопротивлением ЭП и входным
сопротивлением каскада на транзисторе Тх. Включение катушки
компенсирует емкость Со Выходной контур [^Сз может быть вклю-
чен не только в коллекторную цепь транзистора 7\, по и в коллектор-
ную цепь транзистора ЭП. При этом, применяя одновременно и ре-
зонансный контур в коллекторной цепи транзистора 7\, можно полу-
чить умножение частоты. В автогенераторах, собранных по схеме Бат-
лера, можно создать колебания частотой до 90 МГц и стабильностью
ю-7 — ю-8.
§ 7.4.	Кварцевая стабилизация в диапазоне частот
Современные радиопередающие устройства, как правило, предназна-
чаются для работы не на одной фиксированной частоте, а в широ-
ком диапазоне частот. При этом на какой бы частоте ни работал пере-
датчик, он должен обеспечивать требуемую по техническому зада-
нию стабильность частоты.
Применение в возбудителях передатчиков диапазонных стабилизи-
рованных БС-генераторов не позволяет реализовать стабильность вы-
ше 10~*. В настоящее время в передатчиках высокостабильные воз-
будители выполняют на основе автогенераторов с кварцевой стабили-
зацией, реализуемых на современных усилительных полупроводнико-
вых приборах со сложными схемами термостатирования и с использо-
ванием кварцевых ВЧ-резонаторов. Эти задающие (опорные) генера-
торы позволяют реализовать стабильность 10~8—10’9. Такой высо-
128
нестабильный кварцевый опорный генератор (ОГ) совместно со схе-
мой термостатирования. генерирующий колебание одной частоты,
представляет собой достаточно сложное и дорогое устройство. Поэто-
му даже при небольшом числе фиксированных частот использование
в передатчике для каждой частоты отдельного ОГ приведет к увеличе-
нию как стоимости, так и габаритов возбудителя передатчика.
При небольшом числе фиксированных частот можно для каждой
рабочей частоты использовать не отдельный ОГ, а общий автогенера-
тор с переключением кварцевых
теле трудно получить стабиль-
ность выше 1 СТ5 из-за сложности
обеспечения качественного тер-
мсета ."ргвг л СГ.
резонаторов. Однако в таком возбуди-
Рис. 7.11
С увеличеньем числа рабочих частот такие схемы трудно реализо-
вать. Увеличить ширину диапазона частот высокоегабильных колеба-
ний на выходе возбудителя удается путем применения устройств, ос-
нованных на синтезе частот. Такое устройство включает в себя высо-
костабильный ОГ, генератор гармоник частоты ОГ (ГГ) и каскады син-
теза выходных частот (синтезатор С) (рис. 7.10). В простейшем возбу-
дителе, когда напряжение от ОГ подается на ГГ. напряжение на выходе
которого обогащается высшими гармоническими составляющими, син-
тезатор может отсутствовать. После ГГ ставится узкополосный фильтр,
выделяющий рабочую частоту. При этом частота колебаний на выхо-
де возбудителя всегда кратна частоте ОГ, а стабильность определяется
стабильностью частоты ОГ. Однако от возбудителя такого вида можно
получить ограниченное число рабочих частот.
Возбудитель передатчика, частота которого плавно меняется в диа-
пазоне частот, можно построить, используя интерполяционный метод
(рис. 7. 11). На смеситель См подают два колебания: одно — от вы-
сокостабильного ОГ с частотой for, другое — от интерполяционного
(перестраиваемого по частоте) генератора ИГ с частотой колебаний /иг-
На выходе См получают токи различных частот: for, fur, rnfor ±
± п/иг и т. д. Фильтр Ф на выходе См выделяет из всех частот одну
комбинационную частоту—суммарную или разностную. Пусть филыр
выделяет суммарную частоту. Тогда колебание на выходе Ф имеет
частоту f = for + f.ir- Поскольку частота ИГ плавно меняется от
минимального значения fHr min до максимального far max, то и частота
колебания на выходе возбудителя также меняется от fm!n = for -Г
+ for rnin ДО ftnax = for + /иг max-
В рассматриваемых возбудителях обычно for >> for- Частота ОГ
высокостабипьна, стабильность же частоты ИГ невысокая, так как
129
этот генератор плавно перестраиваемый. Поскольку far С for, неста-
бильность частоты ИГ мало влияет на общую нестабильность частоты
на выходе возбудителя. Действительно, относительная нестабиль-
ность возбудителя 8 = А/7/, где А/ = А/ог + А/иг. Частота колеба-
ния на выходе возбудителя f = for fa fur', с учетом for fa fai получа-
ем f for. Тогда
Л/ог + А/иг А/ог , д/иг /'иг , /иг „
Ц ~	~------ = —-----1----------- = СОг+-^--- С|,Г,
/ОГ	far /иг far	fal
где 8ог и еиг — относительные нестабильности частоты генераторов
ОГ и ИГ. Из этого выражения следует, что чем ниже частота /иг, тем
больше общая стабильность частоты на выходе возбудителя зависит от
стабильности частоты ОГ. Однако с понижением частоты ИГ уменьша-
ется диапазон частот, в пределах которого меняется частота возбуди-
теля, и труднее выделить фильтром нужную комбинационную часто-
ту. Это не позволяет выбрать частоту ИГ очень низкой, поэтому у воз-
будителей, построенных по схеме рис. 7.11, не удается реализовать вы-
сокой стабильности частоты [е а; (1 -у2) • 10-Б1.
Если в ОГ применять переключение кварцевых резонаторов, то
при соответствующем подборе их частот можно расширить диапазон
перестраиваемых частот возбудителя. При этом стабильность частоты
for уменьшается. Для получения ряда опорных частот от одного высо-
костабилизированного ОГ можно использовать генератор гармоник с
последующей узкополосной фильтрацией нужной частоты.
Стабильность возбудителя можно повысить, если в качестве ИГ ис-
пользовать кварцевый автогенератор, генерирующий ряд колебаний
(сетку частот), кратных основной частоте. Для этого в автогенераторе
осуществляют переключение кварцевых резонаторов или после одно-
частотного высокостабильного ИГ включают генератор гармоник с
фильтром на выходе. В таком возбудителе частота выходных колеба-
ний f = nfor ± mfar, где п и т — коэффициенты кратности частот от
ОГ и ИГ. При этом передатчик может вести передачу только на огра-
ниченном числе частот. Большее число фиксированных частот получа-
ют в возбудителях, использующих принцип многократной интерполя-
ции. Этот принцип состоит в том, что колебание с выхода фильтра Ф
(рис. 7.11) подается на последующие узлы, состоящие из смесителя,
интерполяционного генератора и фильтра.
Колебание требуемой гармоники частоты ОГ выделяется после ГГ
узкополосным фильтром. Фильтрация необходимой частотной состав-
ляющей осуществляется и на выходе возбудителя. К фильтрам предъ-
являют очень высокие требования. Это объясняется тем, что колеба-
ние на выходе возбудителя должно обладать высокой спектральной чис-
тотой. В результате преобразований опорного колебания в каскадах
возбудителя в спектре выходного напряжения появляются паразитные
составляющие, вызванные паразитной амплитудной и угловой моду-
ляцией. Попадание этих составляющих в тракт усиления мощности
передатчика может привести к «загрязнению» спектра выходного ко-
лебания (к ухудшению кратковременной стабильности), что снижает
130
помехоустойчивость линии связи. Спектральную чистоту выходного ко-
лебания повышают правильным выбором уровней сигнала, режима ра-
боты преобразовательных каскадов, необходимой фильтрации цепей
питания и т. д. Однако, несмотря на это, устранить причины, «загряз-
няющие» спектр, полностью не удается.
Выделить нужную гармоническую составляющую с помощью резо-
нансных систем простыми способами не удается, особенно при малом от-
носительном различии соседних гармоник по частоте. Если фильтрацию
осуществляют на одной частоте, то можно использовать кварцевый
фильтр. Для выделения частотной составляющей в широком диапазоне
частот применяют компенса-
ционные схемы или системы
фазовой автоматической под-
стройки частоты (ФАПЧ).
Принцип работы компен-
сационной схемы (рис. 7.12)
состоит в следующем. В Смг
все составляющие спектра
входного сигнала понижают-
ся. В зависимости от настрой-
ки генератора в фильтр Ф по-
падает нужная составляющая
спектра входного колебания
(для рассматриваемого слу-
чая — составляющая с часто-
той f2). Остальные составляю-
щие после преобразования
окажутся ослабленными
фильтром Ф. В См2 частота
нужной составляющей восстанавливается. Отметим две особенности
рассмотренной схемы: 1) фильтрация производится на частоте более низ-
кой, чем частота входною напряжения, что позволяет легче реализовать
узкополосный фильтр; 2) компенсация нестабильности частоты перест-
раиваемого генератора происходит за счет двукратного преобразования
частоты. Поэтому при такой схеме к генератору с плавным изменением
частоты не предъявляется высоких требований по стабильности.
Фильтрацию требуемой составляющей можно осуществить и с по-
мощью схемы ФАПЧ (рис. 7.13). Эта спектральная составляющая вход-
ного напряжения (с частотой f2) используется для синхронизации гене-
ратора Г. Перестройку фильтра осуществляют изменением частоты ге-
нератора. Входное напряжение и напряжение от Г подаются на фазо-
вый детектор ФД. Напряжение на выходе ФД определяется разностью
Фаз его входных напряжений. Если генератор Г оказывается расстроен-
ным относительно частоты f2 на малую величину Дф то между вход-
ным колебанием и колебанием от Г возникает нарастающий сдвиг фаз.
При этом на выходе ФД создается медленно меняющееся переменное на-
пряжение несинусоидальной формы, которое через фильтр низких
частот (ФНЧ) и управляющий элемент УЭ подстраивает генератор Г.
Как только напряжение с выхода ФД станет достаточно большим, про-
131	5 е
изойдет компенсация ухода частоты Г, т. е. наступит режим синхро-
низации. В этом режиме частота генератора Г равна частоте спект-
; альной составляющей входного напряжения, которую необходимо от-
с) ильтровать. При этом ФД вырабатывает постоянное напряжение, ве-
j ичина и полярность которого определяются величиной и знаком раз-
ности фаз входного колебания и колебания от Г.
В качестве УЭ используют варакторы, включаемые в колебатель-
ный контур. Отметим, что процесс установления режима работы систе-
мы ФАПЧ требует определенного времени, т. е. система ФАПЧ обла-
i ает значительной инерционностью.
Применение в возбудителях синтезатора позволяет существенно
увеличить число рабочих частот. При этом сетка выходных частот мо-
жет быть получена методами прямого и косвенного синтеза При исполь-
зовании метода прямого синтеза требуемая частота возбудителя может
быть получена из частоты одного высокостабильного кварцевого гене-
ратора путем ее простых преобразований — умножения, деления,
сложения и вычитания. В таких возбуди гелях могут применяться уст-
ройства одного типа или нескольких.
При косвенном синтезе (метод анализа) сетку выходных частот по-
лучают суммированием, умножением или делением гармоник частоты
ОГ с использованием вспомогательного генератора. Характерным яв-
ляется наличие системы ФАПЧ
Поясним принцип построения схем возбудителей для получения сет-
ки выходных частот методом прямого синтеза. Существуют много ва-
риантов построения таких возбудителей. Так. например, использ' я
принцип многократной интерполяции, можно создать возбудитель, в
котором вспомогательные частоты получают не от кварцевых ИГ, а от
одного ОГ, частота которого подвергается необходимым преобразова-
ниям. Широкое распространение нашли возбудители, основанные на
принципе декадного набора частот, который сводится к таким после-
довательным операциям:
1)	от ОГ с частотой for, кратной 10, получают ряд гармонических
составляющих;
2)	одну из гармонических составляющих выбирают декадным пере-
ключателем частоты, имеющим 10 положений (от 0 до 9);
3)	выбранную составляющую частоты складывают с уменьшенной в
9 раз частотой опорного колебания; при этом необходимо, чтобы первая
цифра числового выражения суммарной частоты соответствовала номе-
ру положения декадного переключателя;
4)	частоту суммарного колебанья делят па 10, что переводит вве-
денную цифру па порядок ниже;
5)	колебание с этой частотой используют как опорное для следую-
щего аналшнчпого блока (декады) возбудителя, в котором осуществля-
ются выбор своей гармонической составляющей ОГ и сложение ее с ко-
лебанием от предыдущей декады; при этом в новом суммарном колеба-
нии номер положения переключатетя данной декады соответствует пер-
гой цифре числовою значения суммарной частоты;
6)	частоту нового суммарного колебания опять делят на 10. пол”-
чеш.ое колебание используют как опорное для следующей декады, и т д.
132
В построенном по такому принципу возбудителе на выходе гол} ча-
ется колебание с частотой, значение которой совпадает с показателя-
ми декадных переключателей. На рис. 7.14 высокостабильный ОГ рабо -
тает на частоте /от- В магазине частот МЧ образуется 10 опорных час-
ют/0 —Л, кратных частоте/ог. Опорные частоты связаны с/от со-
отношением fn = Д + (п — 1) /ог, где я = 0, 1.2, .... 9. С помощью де-
кадных переключателей /7Х — Пк (в общем случае их может быть про-
Рис 7 14
извольное число k) можно подать на соответствующий смеситель час-
тоты См одну из частот f0 — f9. При этом номер переключателя должен
совпадать с номером частоты, которую он выбирает. Если переклю-
чатель П стоит в положении nh = 3, то это означает, что на его выходе
Действует напряжение с частотой f3, и. т.д. Напряжение с выхода П по-
дается на смеситель См. Туда же поступает и напряжение, которое для
Смг имеет частоту Д/9, а для См2 — Смк — частоту, соответствующую
частоте напряжения с выхода предыдущей декады. Полосовые фильт-
ры — фк выделяют суммарное по частоте напряжение с выхода сме-
сителей. После фильтрации частота выделенного напряжения делится
11а Ю и полученное напряжение используется как опорное дтя следую-
щей декады.
Частота колебания на выходе делителя Д1 первой декады равн
^9 + /ni) : Ю. С учетом значения /П1 получаем Ь -ы -1 /ог.
133
A th — I
На выходе Д2 второй декады частота колебания ~ + /ог( ДщГ” +
ZL — 1 \
———I. Аналогично, выходная частота возбудителя
for [^+^Дг + ... + <».-!)].	(7.1)
где k — число декад; nk = 0, 1,2,	9 — номер положения переклю-
чателя nh.
Положим, что такой возбудитель имеет пять декад, т. е. k = 5.
Для наглядности будем считать, что частоты Д = /Ог = 1 МГц, т. е.
на выходе МЧ действуют 10 гармоник ОГ — от первой до десятой. Тог-
да
f 106f—	+	(7.2)
'ВЬ1Х \ 9	104	103	1	102	10	)
Если переключатели установить в положение п = 1, то частота на
выходе возбудителя /вых = 1,1111 МГц, причеги ее значение совпадает
с номерами показаний переключателей. Если переключатели устано-
вить в положение п = 9, то /вых = 9,9999 МГц. Нетрудно показать,
что, устанавливая переключатели в любые положения от п = 1, до
п = 9, будем получать колебания на выходе возбудителя, значения час-
тот которых совпадают с положениями декадных переключателей.
В рассмотренном примере шаг перестройки частоты составляет 100 Гц.
В общем случае шаг перестройки частоты на выходе возбудителя, по-
строенного по схеме рис. 7.14, равен /ог’Ю*-*. Следовательно,с уве-
личением числа декад шаг перестройки уменьшается.
Преимуществами возбудителей, построенных по методу прямого
синтеза, являются теоретически неограниченная возможность умень-
шения шага перестройки частот за счет увеличения числа декад, а
также использование однотипных узлов и блоков, что снижает стои-
мость и упрощает настройку, ремонт и эксплуатацию.
Основной недостаток таких возбудителей — трудность получения
высокой спектральной чистоты выходного колебания. Это объясняет-
ся тем, что в возбудителях выполняют всевозможные преобразования,
приводящие к «загрязнению» спектра выходного колебания. Более вы-
сокую спектральную чистоту выходного колебания можно получить в
возбудителях, построенных по методу косвенного синтеза.
Возбудитель, построенный по методу косвенного синтеза, состоит
(рис. 7.15) из управляемого по частоте, перестраиваемого генератора
Г, частота колебаний которого определяет частоту колебаний на выходе
возбудителя. Поскольку на выходе такого возбудителя действует толь-
ко одно высокостабильное колебание от генератора Г, а частоты гар-
моник далеко отстоят от основной частоты, удается получить высокую
спектральную чистоту выходного колебания. Частота генератора Г
сравнивается с точностью до фазы с высокостабильной частотой вспо-
могательного генератора ВГ. Для сравнения используют фазовый де-
тектор ФД. включаемый в цепь ФАПЧ генератора Г. В общем случае
134
=д= fBr, поэтому в возбудителях рассматриваемого типа предусмат-
ривают тракт анализа частоты fr (ТАЧ), преобразующий частоту Г в
частоту ВГ. Такое преобразование можно осуществить двумя путями:
суммированием (вычитанием) и делением частоты /г- Умножение час-
тоты, как правило, не применяют, поскольку при этом уровень побоч-
ных составляющих возрастает. В соответствии с этим различают две
разновидности возбудителей, построенных методом косвенного синтеза.
Рис. 7.15
Начнем рассмотрение с простейшего случая, когда fr — (в г и
тракта анализа (преобразования) частоты не требуется. Так, в воз-
будителе на рис. 7.16 осуществляют прямой синтез частот с фильтраци-
ей с помощью типового кольца ФАПЧ. Возбудитель работает следую-
щим образом. Напряжения от Г с частотой fr и от ГГ с одной из час-
тот fx — fn, близкой или равной частоте /г, подается на ФД. В каче-
стве источника напряжения с частотой /вг используется ГГ (/вг рав-
Рис. 7.1б
няется одной из гармоник ОГ). При fr fn на выходе ФД появляет'
ся управляющее напряжение, которое после фильтра низких частот
ФНЧ поступает на управляющий элемент УЭ. УЭ вызывай) изменение
частоты генератора Г. Режим устанавливается (генератор 7 ьходит в
режим синхронизации), когда = fn Перестраивая генератор Г,
получаем на выходе возбудителя дискретную сетку частот [s — fn с п
Декадами. Недостатком такого возбудителя является ограничьччое
число колебаний на его выходе
Рассмотрим принцип построения возбудителя с вычитанием част
п тракте преобразования частоты /г фис. 7.17). По срщнению с воз-
135
будитслем, построенным по схеме рис. 7.16, добавлены смеситель См и
вспомогательный высокостабильный генератор ВГ. Частота генерато-
ра Г в установившемся режиме fr = fn 4- /вг» а частота колебания
на выходе См}г—[п = ?вг. При изменении частоты генератора Г часто-
та напряжения на выходе См становится отличной от fBr, появляется
напряжение на выходе ФД, которое через УЭ компенсирует расстройку
Рис. 7.17
генератора Г. Если использовать т гармоник частоты генератора ВГ,
то общее число частот, получаемых в возбудителе с одним преобразо-
вателем в кольце ФАПЧ, составит пт.
Увеличить число частот, получаемых па выходе возбудителя, мож-
но путем применения двукратного вычитания частоты (рис. 7.18).
Возбудитель работает аналогично возбудителю на рис. 7.17. В уста-
новившемся режиме fi + /вп + fur?' число возможных выходных
Рис. 7.18
частот равно nml, где I — число используемых гармоник частоты гене-
ратора В Г.,. Можно и дальше увеличивать чисто вычитаний в кольце
ФАПЧ, что приведет к возрастанию общего числа частот на выходе
возбудителя и уменьшению шага перестройки. Однако получение шага
меньше 100—200 Гц сопряжено с трудностями реализации возбудите-
ля.
Структурная схема возбудителя, построенного методом косвенног
синтеза с делением частоты в ТАЧ, показана на рис. 7.19. Эта схем..
135
отличается от типовой схемы ФАПЧ наличием делителя частоты с
переменным коэффициентом деления (ДПКД). ДПКД делит частоту
генератора Г в п раз; синхронизация наступает при частоте ОГ fc =
= fjn. Изменяя коэффициент деления п и одновременно перестраи-
вая Г, можно изменять частоту на выходе возбудителя. Коэффициент
деления п может принимать как целые, так и дробные значения.
В последнее время осуществляют построение возбудителей путем
использования элементов цифровой схемотехники. Возбудители такого
Рис. 7.19
типа называют цифровыми. В цифровых возбудителях, постро-
енных по методу прямого синтеза, для получения колебаний на выхо-
де применяют цифро-аналоговые преобразователи ЦАП, На вход ЦАП
подают двоично-кодированную последовательность импульсов, кото-
рая задается специальным программным устройством. Изменяя про-
грамму этого устройства, регулируют частоту аналогового напряже-
ния на выходе возбудителя.
Рис. 7.20
Схема возбудителя с кольцом импульсно-фазовой автоматической
подстройки частоты (ИФАПЧ) представлена на рис. 7.20. Она отли-
чается от схемы возбудителя с ДПКД в кольце ФАПЧ наличием специ-
альных формирующих устройств ФУг и ФУ2 для преобразования на-
пряжений ОГ и Г в однополярные последовательности импульсов с
частотами следования for и fr. Часто между ФГ\ и импульсным фа-
зовым детектором ИФД включают импульсный делитель частоты Д е по-
стоянным коэффициентом деления т, который понижает частот) О Г до
значения, при котором система работоспособна.
137
В ДПКД частота следования импульсов уменьшается в п раз,
полученные импульсы совместно с импульсами частотой for/m по-
ступают на ИФД. Сигнал ошибки с выхода ИФД через УЭ воздейству-
ет на генератор Г — кольцо ФАПЧ замыкается. Следовательно, час-
тота колебания на выходе Г ft- = -^-for. Таким образом частота может
изменяться регулировкой коэффициентов деления тип.
Возбудители, построенные по схеме рис. 7.20, иногда выполняются
на интегральных схемах, что упрощает их производство, облегчает
настройку и регулировку, повышает надежность. В последнее время
находят применение возбудители, построенные о использованием в
кольце ИФАПЧ делителя с дробным переменным коэффициентом деле-
ния. Подобные схемы позволяют реализовать малый частотный шаг и
небольшое время установления в одной петле регулирования.
Глава 8
УСТОЙЧИВОСТЬ РАБОТЫ
УСИЛИТЕЛЯ РАДИОЧАСТОТЫ
§ 8.1. Основные понятия
У ГВВ, так же как и у автогенератора, существует связь между вход-
ной и выходной цепями. Следовательно, нельзя исключать возмож-
ность превращения усилителя в автогенератор.
Устойчивостью работы ГВВ называют его способ-
ность работать только в качестве усилителя колебаний, поданных от
предшествующей ступени.
Если возникшие в ГВВ автоколебания близки по частоте к рабочей
частоте передатчика и определяются параметрами ГкСк-контура, то
считают, что произошло самовозбуждение усилителя. Если же часто-
та автоколебаний существенно ниже или выше рабочей частоты пере-
датчика, то возникшие колебания считают паразитными. Различают
«длинноволновые» паразитные колебания, при которых волна пара-
зитного колебания длиннее рабочей и «ультракоротковолновые»,
при которых длина волны короче рабочей.
Возникновение самовозбуждения или паразитных колебаний в
ступенях усиления передатчика недопустимо, так как приводит к на-
рушению их режима, появлению искажений, излучению нерабочих
составляющих спектра, перегреву электронных приборов и деталей
и даже сгоранию деталей ступени.
§ 8.2. Причины возникновения самовозбуждения
и паразитных колебаний. Прямое и обратное
прохождение энергии в усилителе
Различают следующие виды связи входной и выходной цепей ГВВ,
приводящих к самовозбуждению или паразитным колебаниям;
1)	электрические и магнитные;
2)	через общие провода и источники питания;
3)	через междуэлектродные емкости и индуктивности выводов
электронных приборов (ламп и транзисторов).
Первые два вида связи, приводящие усилитель к потере устойчи-
вости, могут быть исключены путем тщательной экранировки между
входными и выходными цепями ступеней и между ступенями, а также
при использовании развязывающих фильтров в цепях питания или
раздельных источников питания и др.
Для ослабления влияния третьего вида связи нужны специальные
меры.
В большинстве случаев влиянием индуктивно'’тей выводов (индук-
тивности вывода катода) в первом приближении можно пренебречь
139
На рис. 8.1, а показана простейшая типовая схема ГВВ. Пункти-
ром указана проходная емкость лампы Сас. За счет проходной емкос-
ти происходят прямое прохождение энергии из входной цепи в выход-
ную и обратная реакция выходной цепи на входную.
Проходная емкость влияет на работу схемы даже когда лампа за-
перта большим отрицательным напряжением смещения, снято анод-
ное напряжение или выключен накал лампы. На анодном контуре н на-
грузке ступени создается напряжение радиочастоты независимо от на-
личия анодного тока лампы (рис. 8.1. б). При прямом прохождении
энергии через емкость Сас у телеграфных или импульсных передатчи-
иаузах между импульсами, когда
они должны быть полностью за-
перты (см. гл. 14 и 15), а у ра-
диотелефонных оказывается не-
возможной стопроцентная моду-
ляция «вниз». Кроме того, пря-
мое прохождение энергии уве-
личивает нагрузку на предшест-
вующую ступень.
ков появляется излучение энергии в
Рис. 8.1
Обратная реакция возникает
только при переменном напря-
жении в анодной цепи Ua =
= lai Как, Т. е. при нормаль-
ной работе лампы (рис. 8.1, в).
Во входной цепи за счет обратной реакции появляется дополнитель-
ное напряжение величина и фаза которого зависят от настройки
анодного контура и его параметров, емкости Сас, рабочей частоты,
эквивалентного сопротивления между сеткой и катодом лампы Znx
рассматриваемой ступени с учетом как ее собственной сеточной цепи,
так и выходного сопротивления предшествующей ступени.
Различают обратную реакцию на рассматриваемую ступень и об-
ратную реакцию на предшествующую ступень (возбудитель).
При обратной реакции на сетку ГВВ в результате векторного сло-
жения напряжения обратной реакции А£/с с напряжением Г',. проис-
ходит изменение напряжения между сеткой и катодом лампы (рис. 8.1,
а). При этом меняется режим рассматриваемой ступени. Если Д/7С
имеет большую величину и совпадает по фазе с Uc, то может произой-
ти самовозбуждение усилителя (см. гл. 6).
Наличие Д/7С на входе усилителя эквивалентно изменению его
входного сопротивления Znx. Входное сопротивление рассматривае-
мой ступени, пересчитанное в анодную цепь предшествующей ступени,
влияет на эквивалентное сопротивление анодной нагрузки предшест-
вующей ступени, меняя ее режим. В результате меняется напряжение
возбуждения рассматриваемой ступени Uc. Если предшествующей сту-
пенью является автогенератор, то из-за обратной реакции па автоге-
нератор (возбудитель) может измениться частота передатчика.
Т-аким образом, даже если самовозбуждение или паразитные коле-
бания из-за связей между входной и выходной цепями уел,’ чтеля не
возникает, то тем не менее наличие этих связей нарушав! ; .,'оту ГВВ.
140
§ 8.3.	Способы ослабления влияния
проходной емкости в ламповых ГВВ
Для ослабления влияния проходной емкости в ламповых ГВВ приме-
няют:
1)	лампы с малой проходной емкостью — лампы с экранирующей
сеткой (тетроды и пентоды);
2)	схемы ОС, обеспечивающие наименьшую проходную емкость;
3)	схемы нейтрализации;
4)	расстройку входной и выходной цепей ступени относительно
друг друга (режим умножения частоты);
5)	увеличение сопротивления проходной емкости путем настрой-
ки проходной цепи в параллельный резонанс.
Из перечисленных способов ослабления влияния Сас основным яв-
ляется первый (см. § 1.2 и 2.1). Преимущества тетродов и пентодов по
сравнению с триодами общеизвестны: меньшая (в 30—40 раз) про-
ходная емкость при одинаковой полезной мощности, более левые анод-
но-сеточные характеристики и соответственно больший коэффициент
усиления по мощности, возможность работы без сеточного тока и др.
Малая проходная емкость ламп с экранирующей сеткой обусловли-
вается экранирующим действием второй
менной составляющей сетка перехваты-
вает электрические силовые линии, иду-
щие от источника возбуждения к аноду
лампы и от анодной цепи к сетке
(рис. 8.2, а). Для этого вывод экрани-
рующей сетки должен иметь минималь-
но возможную индуктивность (кольце-
вая конструкция вывода). Вывод сетки
кратчайшим путем соединяют с общим
проводом (корпусом передатчика) с по-
мощью высокочастотного конденсатора
с малой собственной индуктивностью
(см. рис. 2.4). Ступень на тетроде или
пентоде (рис. 8.2, а или 2.4) эквивалентна
двухконтурной электрической схеме
(рис. 8.2, б), в которой связь между
входным и выходным контурами отсутствует из-за замыкания то-
чек С3 и К- Из сеточного контура с источником напряжения в анодный
контур никакая э. д. с. не попадает, так же как анодная цепь не влия-
ет на сеточную.
В настоящее время генераторные триоды применяются в диапазоне
частот до 30 МГц в ступенях мощностью до 500 кВт. Для такой большой
мощности сложно изготовить падежный тетрод из-за трудностей ох-
лаждения экоанирующей сетки. Триоды выпускаются па частоты до
1000 МГц и выше, где трудно обеспечить малое индуктивное сопро-
тивление вывода экранирующей сетки. Вынужденное применение три-
одов при больших мощностях или высоких частотах заставляет отка-
заться от включения лз.-тп по схеме ОК, обладающей наибольшим ко-
сетки: заземленная по пере-
Рис. 8.2
141
эффициентом усиления по мощности, и приводит к необходимости
включения ламп по схеме ОС для ослабления влияния проходной ем-
кости Сас.
Схема ОС, предложенная М. А. Бонч-Бруевичем в 1929 г., получила
широкое распространение после разработки конструкций генератор-
ных ламп с малой индуктивностью вывода управляющей сетки. В сту-
пени усиления по схеме ОС проходной емкостью является Са1!. По-
скольку заземленная (общая) управляющая сетка выполняет функции
электростатического экрана между входной (катодно-сеточной) и
выходной (анодно-сеточной)
цепями усилителя, проходная
емкость ступени оказывается
в 20—30 раз меньше проход-
ной емкости той же лампы,
включенной по схеме ОК.
Повышению устойчивости
ступени по схеме ОС способ-
ствует также ее малое вход-
ное сопротивление Дпх =
- П0/(7а1 + /с1).
Как отмечалось в гл. 1,
недостатками ступени усиле-
ния по схеме ОС являются
небольшой коэффициент уси-
ления по мощности (/<р^10),
а также необходимость изоля-
ции по высокой частоте об-
щего провода (корпуса, «зем-
ли») от катода лампы (см.
рис. 1.20 и 2 8).
повышенных частотах (диапа-
зон ОВЧ) тетрод включают по схеме с двумя заземленными сетками
(см рис. 1.20 и 2.8). Устойчивость такого усилителя получается высо-
кой.
Принцип нейтрализации влияния проходной емкости состоит в
следующем. Допустим, ламповый усилитель построен по схеме ОК.
Необходимо устранить явление, например, прямого прохождения
энергии через Сас. Подадим в анодную цепь дополнительное напряже-
ние, равное и противофазное напряжению прямого прохождения Эго
напряжение и напряжение прямого прохождения скомпенсируют
(нейтрализуют) друг друга, следовательно, влияние Сас будет уст-
ранено.
Полнее принцип нейтрализации реализуется в двухтактной схеме
(см. § 2.2), где соответствующие напряжения плеч противофазны друг
другу. Для ослабления влияния проходной емкости в цепь сетки лам-
пы каждого плеча вводят равное и противофазное напряжение из анод-
ной цепи другого плеча (рис. 8.3, а). Введение дополнительных цепей
е конденсаторами C.v, емкость которых равна Сас, устраняет прямое
ip вхождение и обратную реакцию.
142
Если изобразить схему рис. 8.3, а, как показано на рис. 8.3, б,
становится очевидным, что введение нейтродинных конденсаторов Сы
привело к образованию мостовой схемы из четырех конденсаторов:
двух Сас и двух Cn. Входная и выходная цепи усилителя находятся
в разных диагоналях моста и при выполнении условия Сас1 = Сас2 =
= Cvi = Cn2 не влияют друг на друга.
Мостовую нейтрализацию применяют и в однотактных ступенях, но
такой полной нейтрализации, как в двухтактных, не получают. Ней-
трализация влияния проходной емкости имеет в современных пере-
датчиках ограниченное применение.
Более высокая устойчивость умножителя частоты (см. § 4.2) по
сравнению с ГВВ объясняется тем, что входная и выходная цепи ум-
ножителя настроены на различающиеся в два или три раза частоты.
Поэтому анодная цепь, настроенная на частоту пел, имеет для тока пря-
мого прохождения частотой со практически нулевое сопротивление.
Аналогично объясняется отсутствие обратной реакции в умножителе
частоты,
§ 8.4.	Устойчивость работы транзисторных усилителей
Обеспечение устойчивого режима работы транзисторов является одной
из основных задач при проектировании усилительных ступеней. По-
явление паразитных колебаний чрезвытайно опасно, так как они мо-
гут ухудшить качественные и энергетические показатели ступени или
даже вызвать разрушение полупроводниковой структуры транзисто-
ров.
Причиной неустойчивости работы транзисторного усилителя может
быть;
1)	внутренняя обратная связь за счет емкости коллектора Ск;
2)	внешняя обратная связь, определяемая индуктивной и емкост-
ной связями во внешних цепях усилителя;
3)	нелинейная зависимость емкости коллектора или эмиттера от
напряжения на переходе;
4)	тепловая неустойчивость в полупроводниковой структуре тран-
зистора;
5)	появление отрицательного сопротивления или проводимости из-
за инерционных свойств, лавинного умножения тока коллектора или
базы и т. д.
Поведение транзисторного усилителя мощноети на различных час-
тотах можно отобразить с помощью диаграммы рис. 8.4, где области
возможного самопроизвольного возбуждения транзистора заштрихо-
ваны Частотные диапазоны транзчстора нормированы относительно
характеристической частоты F — f/frp.
В области А возможность появления паразитных колебаний вызы-
вается тепловой неустойчивостью работы транзистора. 'Механизм воз-
никновения низкочастотных колебаний зависит от имеющейся обрат-
ной связи между температурой полупроводниковой струкщ, ры и коллек-
торным током. Температура полупроводниковой структуры, в свою
143
огередь, зависит от коллекторного тока и рабочей частоты. Этот эф-
фект проявляется редко, чаще в схемах ОБ.
Область В соответствует устойчивому состоянию работы транзис-
тора, так как тепловая инерционность велика и нет обратных связей
из за большого сопротивления цепей обратной связи.
Работа усилителя в области С может сопровождаться возникнове-
нием паразитных колебаний. При этом коэффициент усиления тран-
зистора по мощности еще достаточно велик (КР 3> 1), а сопротивле-
ния элементов в цепи обратной связи приобретают такие значения,
при которых уже нельзя пренебречь влиянием внутренней и внешней
обратной связи.
Области D соответствует устойчивый режим работы транзистора.
При работе в области L возможно возникновение паразитных коле-
баний на гармониках или чаще на субгармониках рабочей частоты из-
А I
да-5 7(Г4
____L-
1и~3	Ю'1
L Е
। \////////л________
10°	101
f.p	ъ
в с
Рис. 8.4
за нелинейности емкости коллекторного перехода. Колебание на суб-
гармонике— это колебание с частотой, меньшей рабочей в кратное
число раз. Обычно /пар = 0,5 fpa6.
На более высоких частотах (область Е) коэффициент усиления тран-
зистора по мощности уменьшается до единицы. На частотах выше
Апах транзистор ведет себя как пассивный четырехполюсник.
Существует несколько способов обнаружения паразитных колеба-
ний в усилителе, общих для транзисторов и ламп: визуальный конт-
роль по экрану осциллографа формы огибающей радиочастотных коле-
баний на выходе и сравнение ее с формой огибающей на входе; иссле-
дование спектра выходного сигнала; наблюдение скачков постоянной
составляющей тока коллектора при плавном изменении возбуждающе-
го напряжения ог нуля до максимума.
Иногда для возникновения паразитной генерации достаточно на
базу транзистора подать отпирающее напряжение (£б > EQ.
§ 8.5.	Паразитные колебания
Особенностью паразитных колебаний является то, что контурные токи
протекают по проводам п элементам ступени, не предназначенным для
больших токов радиочастоты (по соединнтельньш проводам, выводам
-ламп, дросселям и т. п.). Если, например, дроссель, рассчитанный на
прохождение постоянной составляющей анодного тока, при возникно-
вении длинноволновых паразитных колебаний станет элементом коле-
бательного контура, настроенного на частоту этих колебаний, то из-
144
за большого контурного тока возможен сильный его нагрев и даже его
выход из строя.
Меры борьбы с самовозбуждением, рассмотренные в § 8.3, как пра-
вило, не устраняют паразитных колебаний. Более того, иногда сред-
ства, препятствующие самовозбуждению, способствуют возникновению
паразитных колебаний. Так, введение в схему усилителя дополнитето-
них нейтродинных конденсаторов (см, рис. 8 3) увеличивает возмож-
ность возникновения длинноволновых паразитных колебаний.
Для длинноволновых паразитных колебаний элементами колеба-
тельного контура, определяющими его частоту, являются прохедпал
емкость Сас, анодный и сеточный дроссели, блокировочные и кон-
турные конденсаторы. Такие колебания называются также дросеель-
Рис. 8.5
ними. Простейшая схема усилителя, аналогичная рассмотренным ра-
нее, и ее эквивалентная схема для длинноволновых паразитных коле-
баний приведены на рис. 8.5, а, б. Дроссельные паразитные колебания
возникают в том случае, когда выполняются условия самовозбужде-
ния для эквивалентной индуктивной трехточечной схемы рис. 8.5. в.
Если составить аналогичную эквивалентную схему для усилителя с
нейтрализацией (см. рис. 8 3), то окажется, что реактивное сопротив-
ление между анодом и управляющей сеткой образуется параллельным
соединением двух Сас и двух Cn, т. е. суммарная емкость увеличива-
ется, ее сопротивление уменьшается и обратная связь возрастает (вдвое,
больше, чем без нейтрализации).
Для уменьшения вероятности возникновения длинноволновых пара-
зитных колебаний при определенной величине Сас необходимо увели-
чивать индуктивность анодного и уменьшать — сеточного (в преде-
лах, определенных в § 2.1) дросселя. При этом уменьшается коэффици-
ент обратной связи для паразитного колебания. Кроме того, можно
шунтировать дроссели или их части специальными корундовыми или
силитовым-1 антипаразитными резисторами, которые снижают экви-
валентное сопротивление контура паразитного колебания.
Ультракоротковолновые паразитны> колебания чаще всего возни-
кают в ступенях с параллельны я включением нескольких эпект - г-
чых приборов (см. рис. 2.9) Элементами, определяющими частоту '-лих
Колебаний, является проходная емкость индуктивность выво. “ж h
монтажных протоков, собственны. емкости электродных прибора? и
паразитная емк,с;ь монтажа.
115
Схема лампы с междуэлектродными емкостями и индуктивностями
выводов изображена на рис. 8.6, а. От этой схемы легко перейти к
двухконтурной схеме рис. 8.6, б и эквивалентной емкостной трехточеч-
ной схеме автогенератора (рис. 8.6, в).
Для снижения вероятности возникновения ультракоротковолно-
вого паразитного колебания монтаж стремятся выполнять с минималь-
Рис. 8.6
ной длиной соединительных проводов. В провода, по которым может
протекать контурный ток паразитного колебания, включают антипа-
разитные резисторы, прежде всего в цепь управляющей сетки. Для
уменьшения коэффициента обратной связи увеличивают емкость меж-
ду сеткой и катодом, для чего непосредственно около лампы ставят ВЧ-
конденсатор (см. рис. 2.2, в).
Предугадать возможность возникновения паразитных колебаний не
удается, поэтому в процессе проектирования и производства старают-
ся исключить их появление. При первом включении передатчика вы-
являют устойчивость работы его ступеней и при необходимости осу-
ществляют дополнительные меры обеспечения устойчивости данного
передатчика.
Глава 9
УСИЛИТЕЛИ И АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ДИАПАЗОНОВ ОВЧ И УВЧ
§ 9.1. Особенности работы диапазонных ОВЧ и УВЧ
Диапазоны очень высоких (ОВЧ) и ультравысоких (УВЧ) частот ох-
ватывают интервалы 30—300 и 300—3000 МГц. Применяющиеся в
этих диапазонах электронные приборы отличаются от рассмотренных
ранее, относящихся к частотам ниже 30 МГц Диапазоны ОВЧ, УВЧ и
более высокочастотные позволяют иметь большое число каналов свя-
зи и передавать широкополосные сигналы (например, сигналы теле-
визионного изображения), а также использовать широкополосные спо-
собы модуляции (например, частотную модуляцию).
Радиоволны короче 10 м (частоты выше 30 МГц) распространяются
прямолинейно. Они практически не могут огибать поверхность Земли
и не претерпевают отражений от ионосферы *. Вследствие этого пере-
датчики ОВЧ и УВЧ обеспечивают радиосвязь на ограниченной площа-
ди в пределах прямой видимости антенн (с учетом их диаграмм направ-
ленности). Следовательно, одинаковые рабочие частоты могут исполь-
зоваться несколькими системами радиосвязи или локации при неболь-
шом территориальном удалении друг от друга. Этому способствует
также малый размер антенн в рассматриваемых диапазонах, позволяю-
щий построить антенны с высокой направленностью излучения.
Для диапазонов ОВЧ и УВЧ характерен малый уровень атмосфер-
ных радиопомех.
По мере уменьшения длины рабочей волны и увеличения РЧ-мощно-
сти ступени, размеры радиодеталей, выводов электронных приборов
и соединительных проводов становятся геометрически соизмеримыми
с длиной волны и их уже нельзя рассматривать как элементы с сос-
редоточенными параметрами. В этом случае особенно острой является
проблема укорочения соединительных проводов; в качестве колеба-
тельных контуров целесообразно использовать отрезки длинных линий.
В диапазоне УВЧ и частично ОВЧ время пролета электронов в лам-
пах оказывается соизмеримым с периодом колебаний радиочастоты.
Лампы приходится рассматривать как прибор, обладающий определен-
ной инерционностью.
Повышение частоты увеличивает потери РЧ-мощности в диэлектри-
ках и колебательных системах, а также потери на излучение энергии
соединительными проводами и контурными катушками. Из-за поверх-
ностного эффекта (скин-эффекта) увеличивается сопротивление про-
водов.
* Напряженность электромагнитного поля в зоне дифракции радиоволн за
счет тропосферного, ионосферного и метеорного рассеяния меньше, чем в зоне
прямой видимости.
147
§ 9.2. Особенности работы ламп
на повышенных частотах
При повышении частоты ухуд’пается работа ламп и на определенных
частотах их применение становится невозможным или нецелесообраз-
ным. Причины ухудшения заключаются в следующем. Уже в диапазо-
несредпих волн начинают сказываться междуэлектродные емкости лам-
пы и прежде всего проходная, приводящая к возникновению самовоз-
буждения и паразитных колебаний (см. гл. 8). В диапазоне высоких час-
тот входная п выходная емкости лампы оказываются соизмеримыми с
емкостями колебательных контуров Через выводы и электроды лам-
пы начинают протекать большие токи радиочастоты, приводя к их до-
полнительному нагреву. Междуэлектродные емкости лампы вместе с
емкостью монтажа определяют минимально допустимое значение ем-
кости колебательного контура. На повышенных частотах это приво-
дит к снижению характеристического сопротивления контура Zc =
= КДГСк и уменьшению его к.пл.: = 1—7?OK/(ZCQX). Кроме того,
снижение к. п. д. контура происходит из-за увеличения мощности по-
терь в диэлектриках лампы и потерь в контуре на излучение, а также
поверхностного эффекта. Возрастание потерь снижает добротность
Qx и эквивалентное сопротивление контура ДЭ1!, в результате чего
может снизиться напряженность режима лампы и к.пл. анодной цепи.
На частотах 500—1000 МГц начинает проявляться инерцион-
ность работы лампы. Как известно, скорость движения электронов
в электрическом поле и определяется зарядом электрона е, его массой
т и напряжением Е, вызвавшим движение электронов- v = У2еЕ!т.
Полагая среднюю скорость оср движения между электродами лампы
равной половине ее значения в конце пути, получим время проле-
та электронами t расстояния между электродами d:
t = d/ycp = 2d/v = 3,3-10-8 d/УЁ.
Для d = 0,03 см E = 100 В, t л? 10-10 с. Сравним это время с пе-
риодом Т колебаний двух различных частот f:
1) для f = 10 МГц (А = 30 м)	Г = 1// = Ю-7, т. е. t = 0,001 Г;
2) для f = 1000 МГц (X = 30 см) Т = 10~9, т. е. t = 0J Т.
В первом случае влиянием времени пролета электронов можно пре-
небречь, во втором (и во всех случаях, когда /^0,1 Г) с влиянием
инерционности лампы приходится считаться. При /^з0,25 Т нельзя
пользоваться статическими характеристиками лампы для расчета ее
режима.
Большое время пролета электронов (/ > 0,1 Т) увеличивает мощ-
ность возбуждения, изменяет форму импульса анодного тока (по срав-
нению с областью более низких частот импульс становится ниже и ши-
ре). уменьшается содержание первой гармоники тока /а1 в импульсе,
проявляется сдвиг фаз между Uc и /а1. Часть электронов не успевает
за псемя положительного напряжения дойти до анода и возвращается
На катод, вызывая его дополнительный нагрев.
148
Таким образом, при работе па повышенных частотах у лампового
усилителя мощности оказываются уменьшенными коэффициент усиле-
ния по мощности, к. п. д. и полезная мощность. Одновременно увели-
чивается нагрев лампы.
Ламповый автогенератор кроме отмеченных недостатков из-за
сдвига фаз между Ь'с и /а1 имеет пониженную стабильность частоты.
На частотах выше 1—2 ГГц, где лампы теряют свои усилительные
свойства, применяются специальные электронные приборы: клистро-
ны, магнетроны, лампы бегущей и обратной волн, диоды Ганна, лавин-
но-пролетные диоды и др. (см. гл. 10).
Рис. 9.1	Рис. 9.2
Теория работы лампы с учетом влияния времени пролета электро-
нов очень сложна. В упрощенном варианте она изучается в курсе
«Электронные и полупроводниковые приборы». В современных радио-
пеоедающих устройствах для диапазонов ОВЧ и УВЧ используют спе-
циальные генераторные лампы (типа ГИ и ГС), в которых ослаблено
влияние времени пролета электронов. У них уменьшены индуктивнос-
ти выводов и междуэлектродные емкости, снижены потери в диэлект-
рике.
Внешний вид металлокерамических ламп серий ГИ и ГС показан
на рис. 9.1, а, б, а схема их конструкции — на рис. 9.2.
Особенностями таких ламп являются: короткие выводы электро-
дов, прежде всего управляющей сетки; дискообразная управляющая
сетка и кольцевой или цилиндрический вывод С; цилиндрические ка-
тод и анод, рабочие поверхности — торцы цилиндров; размещение вы-
водов катода и анода К и А с противоположных сторон лампы; не-
большие площади электродов, что уменьшает междуэлектродные ем-
кости; небольшие расстояния между электродами лампы, уменьшаю-
щие время пролета электронов; высокое (по возможности) анодное на-
пряжение; высокоэффективный активированный катод косвенного
Накала, необходимый для получения заданной мощности при малой
площади катода; керамический корпус лампы Я(специальная радио-
1 ю
частотная керамика); минимальный объем керамики; отсутствие внут-
ри лампы других изоляторов.
Конструкция металлокерамических ламп разработана специально
для использования в усилителях, работающих по схеме ОС. Чаще всего
такие лампы применяют в сочетании с колебательными контурами из
отрезков коаксиальных длинных линий (см. § 9.4).
В последнее время появилось большое количество видов металло-
керамических тетродов, работающих на частотах до 1000 МГц и соз-
дающих в непрерывном режиме мощность до 10 кВт. По конструкции
тетроды аналогичны триодам.
§ 9.3. Колебательные системы
с распределенными параметрами
Колебательный контур, образованный катушкой и конденсатором,
является системой с сосредоточенными параметрами в том случае,
когда размеры катушки, конденсатора и соединительных проводов
меньше 0,1 X. По мере повышения рабочей частоты и увеличения мощ-
ности ступени передатчика размеры колебательного контура стано-
вятся соизмеримыми с длиной волны, т. е. контур становится систе-
мой с распределенными параметрами.
На повышенных частотах катушка контура вырождается в один ви-
ток, в качестве емкости контура используются между электродные
емкости и емкость монтажа. Добротность Q и волновое сопротивле-
ние Zc такого контура невелики, следовательно, к. п. д. контура ни-
зок.
Для получения достаточно высокого к. п. д. контура и анодной
цепи лампы в диапазоне ОВЧ переходят к контурам (рис. 9.3, а, б) из
отрезков длинных линий (двухпроводных и коаксиальных). При боль-
ших мощностях (100 кВт и более) отрезки длинных линий используют
начиная с частот 20—30 МГц.
Колебательные контуры из отрезков длинных линий обладают сле-
дующими преимуществами перед контурами с сосредоточенными пара-
метрами: отсутствие соединительных проводов; особенно удачно соче-
таются металлокерамические лампы с коаксиальными контурами;
настройка колебательной сишемы в широких пределах путем измене-
ния длины линии; мало активное сопротивление проводов двухпровод-
ных и коаксиальных линий токам радиочастоты, т е. высокая доброт-
ность. Наибольшей добротностью обладают замкнутые системы с рас-
пределенными параметрами (коаксиальные, тороидальные и др.), так
как в них отсутствуют потери на излучение энергии в окружающее про-
странство.
Недостатком контуров с распределенными параметрами (рис. 9.4, а)
является их способность к резонансу при данной длине на многих час-
тотах (рис. 9.3, в, а; 9.4,6, в). Конструкция контуров из отрезков длин-
ных линий обычно сложнее.
В основном применяются короткозамкнутые отрезки линий, так
как их резонансная длина на основной частоте вдвое короче, чем у от-
резков разомкнутых линий (рис. 9.3, в, г) Кроме того, они излучают
15С
меньше энергии в пространство. Реактивная составляющая входного
сопротивления длинной линии, разомкнутой на конце (рис. 9.3, в),
Хэк = jZc tg (2 л(/А), а замкнутой (рис. 9.3, а) Хэк = — jZc ctg (2 nZ/A).
Короткозамкнутая линия эквивалентна колебательному контуру при
резонансе для I = 0,25 К +	'	_______________ -
4- п • 0,5 А, где п = 0, 1,2,	[~Ц~ 	 jZD
рчс. 9.3
Рис. 9.4
При наличии дополнительной емкости (рис. 9.4, а) длина линии в
состоянии резонанса уменьшается. Для короткозамкнутой линии в со-
четании с емкостью С резонансная длина /реэ=А/[2 л arctg (1/р®
+ п • 0,5 А. Эквивалентное сопротивление такого контура
= Zc Qxq> (2л//А). Функция = f (2 л //А) (рис. 9.4, а), предложенная
С. И. Евтяновым, учитывает зависимость потерь в проводах линии от
п, т. е. от характера распределения тока вдоль линии (например, см.
рис. 9. 4, б, где п = 0, и рис. 9.4, в, где п = 1).
Наибольшее значение эквивалентного сопротивления 7?эк получа-
ется при / = 0,25 А. Допустимо использовать I = (0,124-0,25) А.
Добротность колебательного контура, образованного отрезком длин-
ной линии и междуэлектродной емкостью лампы, зависит от активного
сопротивления в местах соединения лампы и линии, от сопротивления
Деталей лампы, которые изготовляют из тугоплавких материалов (мо-
либден, тантал и др.) и обладают большим по сравнению с медью
^Дельным сопротивлением, а также от потери энергии в органах насг-
151
ройки — поршнях. Практически добротность контура с двухпроводной
пинией Qx = 150-4-250, что на 50—75% больше, чем у контуров с со-
средоточенными параметрами. Это объясняется большим сечением про-
водов линии и меньшими потерями в диэлектрике изолирующих кон-
струкций. Коаксиальные резонаторы в сочетании с лампами имеют
Qx = 300-4-500, так как они являются замкнутыми системами и не
излучают энергию в окружающее пространство.
Волновое сопротивление двухпроводных длинных линий Zc =
= 276 1g (2 Did—1), а коаксиальных Zc — 138 lg (Did). Наиболь-
шую добротность контура получают при Zc = 100-4-150 Ом для двух-
проводных линий и при Zc = 50-4-75 Ом для коаксиальных.
§ 9.4.	Генераторы на металлокерамических лампах
с коаксиальными резонаторами
Для того чтобы не использовать соединительные провода между элект-
родами лампы и элементами колебательных контуров ступени, гене-
раторы строят на металлокерамических лампах с колебательными кон-
турами как в выходной, так и во входной цепи. Различают два вида
двухконтурных генераторов: с двусторонним (рис. 9.5, а) и с односто-
ронним (рис. 9.5. б) расположением резонаторов. Первая конструк-
ция проще, позволяет выбирать размеры резонаторов независимо друг
от друга. Недостатками конструкции являются трудность охлаждения
анода, расположенного внутри конструкции; необходимость переме-
щения одного из резонаторов для
смены лампы; большая длина кон-
струкции. Вторая конструкция
сложнее, так как резонаторы объ-
единены в единую систему. Выбор
диаметра одного резонатора осу-
ществляют с учетом диаметра дру-
гого. Преимуществом односторон-
ней конструкции является рас-
положение анода лампы около
одной из наружных стенок резо-
натора, что облегчает принуди-
тельное охлаждение анода и смену
лампы.
Диаметры резонаторов D nd вы-
бирают с таким расчетом, чтобы ре-
зонаторы непосредственно соединялись с соответствующими вывода-
ми электродов лампы (рис. 9.5, а, б). Для того чтобы в резонаторах ие
возникали волны высших порядков, необходимо выполнение усло-
вия (D — rf) С V4. Расстояние (D — d)/2 не должно быть слишком ма-
ло, чтобы не возникал электрический пробой. Допустимая напряжен-
ность поля в полости резонатора 500—750 В/мм. Наибольшее напря-
жение в резонаторе при п = 0 получают в месте соединения лампы и ре-
.ьнатора, где Uл — Ua Uc (см. рис. 9. 4, б; 1.17; 2.8). Если же кон-
152
тур используют на «обертонах», т. е. при п = 1, 2, то наиболыьнм
окажется напряжение в пучности (см. рис. 9.4, «).
Резонаторы и другие элементы конструкции выполняют из элект-
ротехнической меди, латуни, бронзы, инвара. Для уменьшения ак-
тивного сопротивления поверхности резонаторов, по которым проте-
кают токи радиочастоты, полируют, а для защиты от окисления по-
крывают тонким слоем серебра.
Настройку резонатора в широких пределах Производят путем изме-
нения длины резонатора I. Для этого коро1козамыкающую стенку ре-
зонатора делают в виде поршня.
§ 9.5.	Транзисторные усилители ОВЧ
Схемы транзисторных усилителей дизп.т’она ОВ’1 аналогичны схемам
ламповых усилителей. В отличие от ламповых усилителей транзистор-
ные имеют малые входные и выходные сопротивления, что предопреде-
ляет особенности построения их входной и выходной согласующих
целей.
Если в диапазоне декаметрогых волн схемы с колебательным кон-
туром в коллекторной цепи находят ограниченное применение, в ос-
новном в маломощных передатчиках (Р дб 1 -у- 5 Вт), работающих на
одном или несколысйх фиксированных частотах, то па частотах выше
60 МГц они являются основными при построении транзисторных усили-
телей мощности.
Резонансная согласующая цепь позволяет компенсировать влияние
ин дуктивкосгей выводов и соединений транзистора, его входной и вы-
ходной емкостей, а также емкости чштажа, обеспечивая усилителю
резистивную нагрузку на рабочей частоте. Потоса рабочих частот
усилителя определяется добротностью нагруженных согласующих
цепей и составляет обычно 10—30% от рабочей частоты.
В качестве согласующих цепей применяют П-контуры
Малые габариты транзистора и низкие сопротивления контурных
катушек и конденсаторов позволяют создавать компактные конструк-
ции усилителей, уменьшая до минимума длину соединительных про-
водников.
Колебательные системы диапазона ОВЧ, как правило, строят на
сосредоточенных элементах — индуктивных катушках и конденса-
торах. Обычно контурные катушки имеют малые размеры и состоят
из нескольких витков (2—8), поэтому их перестройка в широких пре-
делах сложна. Настройку контуров и согласование с нагрузкой осу-
ществляют переменными воздушными подстроечными конденсаторами
(рис. 9 6). Настройку контуров в цепях базы и коллектора на рабочую
частоту и согласование входа и выхода усилителя с внешними цепями
выполняют конденсаторами Clt С2 и С4, С5. Резонансная цепь колтск-
тсра представляет собой П-контур, особенностью которого на высскнл
радиочастотах является использование в качестве входной емкогги
коьтекюрней емкости транзистора (на схеме коллекторная емкость
С1( показана пунктиром).
153
На частотах выше 300—400 МГц в транзисторных усилителях для
реализации цепей согласования и фильтрации применяют несиммет-
ричные полосковые линии. Они позволяют упростить изготовление
РЧ-части усилителя, уменьшить потери энергии согласующих звень-
ев, ослабить влияние паразитных индуктивностей выводов, поскольку
транзисторы, предназначенные для работы на частотах выше 400 МГц,
имеют специальную конструкцию корпуса с полосковыми выводами
базы, эмиттера и коллектора, приспособленного для сопряжения с
полосковыми колебательными системами. На рис. 9.7 показана схема
конструкции однокаскадного усилителя мощности, собранного по
схеме рис. 9.6. Радиочастотную
часть усилителя выполняют на пла-
те из фольгированного с двух сто-
рон фторопласта или полиэтилена.
Рис. 9.6	Рис. 9.7
В качестве проводника используют медную фольгу с нанесенным на
ее поверхность слоем серебра. Ширину полосковой линии выбирают,
исходя из волнового сопротивления Zc. Чем шире линия, тем меньше
Zc. Для дросселей используют узкие полосковые линии с высоким
Zc, а для контурных катушек — более широкие полосковые линии с
меньшим Zc. Для согласования сопротивлений на входе и выходе полос-
ковой линии рассчитывается ее длина.
Конденсаторы представляют собой короткие и широкие отрезки
линий, близко расположенные друг от друга. Чем больше площадь
линий и чем ближе они расположены к подложке платы, тем больше
емкость конденсатора.
Геометрические размеры конструкции зависят от рабочей частоты.
На частотах выше 700—800 МГц конструкция будет компактной, на
более низких частотах размеры конструкции получаются значитель-
ными. Для уменьшения габаритов конструкции переходят на элемент-
ную базу с сосредоточенными параметрами. Верхняя рабочая ча-
стота, на которой возможно применение элементов со сосредоточенны-
ми параметрами, зависит от соотношения их геометрических размеров
и длины волны. Когда длина волны становится сопоставимой с их раз-
мерами, они начинают излучать энергию в пространство. Размеры дис-
кретных элементов не должны превышать 1/100Х на рабочей частоте.
Например, на частоте 400 МГц (Л = 75 см) внешний диаметр типовой
154
индуктивной катушки не должен превышать 2,5 мм; на частоте 2 ГГц
(X = 15 см) этот размер должен составлять не более 1,3 мм. Реализо-
вать дискретные элементы столь малых размеров можно только на ос-
нове фотолитографических методов
обработки, применяемых при про-
изводстве транзисторов.
Развитие этих методов привело
к созданию усилителей, все эле-
менты которых вместе с кристаллом
транзистора размещают на единой
подложке. Геометрические размеры
таких устройств лишь незначитель-
но превышают габариты выпускае-
мых в настоящее время дискрет-
ных транзисторов.
Примером таких функционально
законченных блоков являются уси-
лители типа 2УС721 и 2УС723 мощ-
ностью от 0,5 Вт (2УС721) до 10 Вт
(2УС723), работающие в частотных
диапазонах шириной 10 МГц на
частотах от 175 до 450 МГц. Схема
Рис. 9.8
таких усилителей и их конструкция
приведены на рис. 9.8, а, б. Назна-
чение элементов и принцип работы схемы аналогичны ранее рассмот-
ренным схемам. Функциональная законченность усилителя обеспе-
чивается одинаковыми входными и выходными сопротивлениями и
возможностью собирать на их основе многокаскадные усилители
мощности без дополнительных элементов настройки и согласования.
§ 9.6.	Варакторные умножители частоты
Умножители частоты, использующие нелинейную емкость р-л-пере-
хода полупроводникового диода, называемого варактором, применяют
в передатчиках УВЧ- и СВЧ-диапазонов на частотах, где работа тран-
зисторных умножителей частоты уже не эффективна. Нижняя рабочая
частота таких умножителей 0,5—1 ГГц, верхняя — 8 — 12 ГГц (огра-
ничена частотными свойствами варикапа). Верхняя рабочая частота
примерно в 10—12 раз ниже граничной частоты, на которой доброт-
ность емкости варактора становится равной единице.
Варакторы предназначены для работы при больших амплитудах
РЧ-сигнала и размещены в корпусах с хорошим теплоотводом.
Эффект умножения частоты варакторным умножителем объясняет-
ся нелинейной зависимостью тока, протекающего через варактор, от
напряжения на емкости р-н-перехода. Известно, что ток и напряжение
на конденсаторе связаны следующим соотношением: / = Uc/X-c =
= U>CUc. Так как емкость варактора зависит от напряжения на
P-n-переходе, т. е. Св — f (Uc), то при подаче на варактор синусо-
идального напряжения ток, протекающий через нею, будет несинусо-
155
идальным, т. е. появятся высшие гармонические составляющие то-
ка. При протекании через варактор синусоидального тока несинусо-
идальным становится напряжение на варакторе. Уровень высшн;
гармонических составляющих тока или напряжения возрастает, если
работа варактора будет сопровождаться заходом в область открытого
р-п-перехода. При этом к нелинейной емкости закрытого р-п-перехода
(барьерная емкость) добавляется емкость открытого р-п-перехода
(диффузионная емкость), которая по
величине на несколько порядков боль-
ше барьерной емкости, но имеет мень-
Рис. 9.10
шую добротность. На рис. 9.9 приведена зависимость емкости варак-
тора и тока через него от напряжения смещения и показано, как при
этом изменяется величина заряда р-п-перехода.
Как видно из рисунка, переход из закрытого состояния в открытое
и обратно приводит к увеличению нелинейного изменения заряда
р-га-перехода в зависимости от диффузионной емкости. При этом не-
линейное изменение заряда, определяемое барьерной емкостью, не-
существенно. По этой причине у существующих и вновь разрабаты-
ваемых варакторов степень нелинейности барьерной емкости мала
(у 0,3) и имеется тенденция к ее снижению до нуля.
На практике применяют две схемы построения умножителей, от-
личающиеся включением варактора. При параллельном включении
барактора (рис. 9.10) используют последовательные контуры
и C3L3), настроенные на основную частоту со и требуемую гармонику
псо. Через емкость варактора протекают контурные токи основной
частоты и требуемой гармоники.
При параллельном включении один из выводов варактора оказы-
вается под нулевым потенциалом (точка а на рис. 9.10), вследствие чего
его можно размещать на большом радиаторе, улучшая тепловой ре-
жим и повышая полезную мощность. Недостатком, ограничивающим
применение такой схемы, является возможность появления паразитных
резонансов, обусловленных наличием индуктивности выводов и емкости
корпуса варактора и монтажа.
При последовательном включении варактора (рис. 9.11) параллель-
ные контуры CjZ.^2 иС3£3 настроены на основную частоту и требуе-
мую гармонику. На емкости варактора создается напряжение двух
частот: <о и «со. Индуктивности выводов и емкость корпуса являются
156
составной частью колебательной системы варакторного умножителя,
поэтому такая схема варактора работает более устойчиво в верхней
части рабочего диапазона частот по сравнению со схемой параллель-
ного включения. Ее недостатком является сложность охлаждения кор-
пуса варактора в процессе работы. Наличие на выводах корпуса РЧ-
напряжения не позволяет применять больших ио размеру радиаторов,
так как при этом увеличивается паразитная емкость на корпус и сни-
жается амплитуда ВЧ-иапряжения па емкости варактора.
Риг. 9.11
Преобразование мощности сигнала одной частоты в мощность сиг-
нала другой частоты происходит при определенном напряжении сме-
щения емкости р-м-перехода. Требуемое напряжение смещения можно
получить как от внешнего источника смещения £CV1 (вне хе фикси-
рованное смещение), так п за счет резистора /?см, через 1- ,рый про-
текает ток утечки варак ора (автоматическое смещение).
Оптимальное напряжение внешнего фиксированного с- тщпия со-
ответствует условию максимального преобразования мощности в ва-
ракторе для одного заданного уровня сигнала па входе. При измене-
нии уровня сигнала на входе эффективность работы умножителя ухуд-
шается. Автоматическое смещение изменяет напряжение смещения на
емкоста варактора таким образом, что оптимальные условия работы
сохраняются даже при изменении сигнала на входе. При отсу гствии
РЧ-сигнала на входе напряжение смещения на р-п-переходе уменьша-
ется до нуля, что приводит к увеличению Сп, а следовательно, к рас-
стройке входного контура умножителя.
Варакторные умножшели частоты, как правило, строят для удво-
ения или утроения частоты. При необходимости более высокой крат-
ности умножения частоты применяют цепочки из нескольких последо-
вательно включенных умиожитетей с кратностью умножения два или
три. Коэффициент передачи мощности умножителя есть отношение
мощности требуемой гармоники на выходе (Рп(0) к мощности основной
частоты на входе (Ри): Кр = PnaiPw
У правитьно спроектированных и лцательно настроенных варак-
торных утшожителей частоты при умножении на два Кр — 0,7 -у 0,85,
пРи умножении на три Кр -= 0,5 -у- 0,7, а при умножении на четыре
= 0,3 -у- 0,-1. Таким образом, умножитель па четыре имеет более
низкий кезфе  циегт пеоедачи мощности, чем два удвоителя частоты,
включенные г.сс тдсзатсльно: Кр = (0,7 у- С,'ё)2 лз 0,3 у- с,7.
Глава 10
УСИЛИТЕЛИ И АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ДИАПАЗОНА СВЧ
§ 10.1.	Приборы для усиления
и генерирования колебаний диапазона СВЧ
В радиопередающих устройствах диапазона СВЧ применяют как элек-
тровакуумные, так и полупроводниковые приборы. К электровакуум-
ным приборам относятся приборы типа О [клистроны, лампы бегущей
(ЛЕВО) и обратной (ЛОВО) волн] и типа М [магнетроны, митроны, пла-
тинотроны, лампы бегущей (ЛБВМ) и обратной (ЛОВМ) волн].
Клистроны бывают пролетные и отражательные. Пролетные кли-
строны в зависимости от назначения подразделяют на усилительные,
генераторные и умпожигельные. Последние предназначены для умноже-
ния частоты Кроме того, клистроны классифицируют и по числу ре-
зонаторов (двух-, трех- и четырехрезона торные). Если в клистроне
число резонаторов больше двух, то его называют многорезонаторным.
Чаще встречаются усилительные пролетные многорезонаторные кли-
строны, применяемые в промежуточных и выходных каскадах радио-
передающих устройств. Отражательные клистроны — маломощные
генераторы СВЧ-колебаний, применяемые в схемах задающих генера-
торов. В настоящее время удельный вес отражательных клистронов
в аппаратуре быстро уменьшается.
Л Б ВО представляют собой более широкополосные усилители СВЧ-
диапазона по сравнению с клистронами. Их применяют не только в
оконечных и промежуточных каскадах радиопередающих устройств,
но и во входных каскадах радиоприемных устройств (маломощные ма-
лошумящие ЛЕВО)
ЛОВО могут быть усилителями и генераторами СВЧ-колебаний-
Наиболее часто встречаются генераторные ЛОВО — широкодиапазон-
ные маломощные генераторы СВЧ с электронной перестройкой часто-
ты, в которых частота генерации зависит от электрического режима-
Магнетрон предназначен для генерирования колебаний средней
и большой мощности. Большинство магнетронов работают в импульс-
ном режиме.
Мшпрон — генераторный прибор магнетронного типа, частота ко-
лебаний которого управляется изменением анодного напряжения. До-
стоинством митрона является линейность характеристики перестрой-
ки частоты.
К платинотронам относятся амплитроны — магнетронные усили-
тели и стабилотроны — генераторы стабильных СВЧ-колебаний боль-
шой мощности.
ЛБВМ и ЛОВМ представляют собой мощные усилитель и генера-
тор СВЧ-колебаний с электронной перестройкой частоты.
158
Из полупроводниковых приборов в радиопередающих устройствах
СВЧ-диапазопа для усиления и генерирования колебаний наибольшее
распространение получили биполярные (БТ) и полевые транзисторы
(ПТ), лавинно-пролетные диоды (ЛПД), диоды Ганна (ДГ). Для пре-
образования и умножения частоты применяю! варакторные диоды.
В последнее время особенно быстро проводится разработка новых
типов полевых транзисторов. На частоте 8 ГГц получена мощность
2,5 Вт. В ближайшие годы ожидается появление транзисторов с выход-
ной мощностью, составляющей единицы ван на частоте 20 ГГц.
ЛПД и диоды Ганна — полупроводниковые приборы, обладающие
в динамическом режиме отрицательным сопротивлением. На их основе
построены маломощные СВЧ-генераторы, работающие на частотах
выше 100 ГГц.
Полупроводниковые приборы СВЧ уже применяют в маломощных
передатчиках радиорелейных линий и передатчиках портативных ра-
диолокационных станций малой дальности.
Наибольшей мощностью обладают пролетные клистроны Несколь-
ко уступают им амплитроны и магнетроны Однако последние обладают
более высоким к. п. д. Полупроводниковые приборы обеспечивают
меньшие уровни мощности, соизмеримые с уровнями мощности отра-
жательных клистронов и ЛОВО
Развитие электроники СВЧ происходит в двух направлениях. Пер-
вое — совершенствование имеющихся приборов- увеличение выход-
ной мощности, к. п. д , надежности, срока службы, продвижение в
область более высоких частот. Второе направление связано с разработ-
кой новых принципов построения приборов. Оно особенно важно для
генерирования, преобразования и усиления колебаний в диапазонах
волн короче 1 см.
§ 10.2.	Двухрезонаторные пролетные клистроны
Клистронами называют электровакуумные приборы СВЧ,
в которых модулированный по плотности электронный поток передает
кинетическую энергию электронов сверхвысокочастотному полю резо-
натора. Взаимодействие электронов с полем СВЧ происходит в тече-
ние короткого времени.
На рис. 10.1 показана упрощенная схема усилительного двух резо-
наторного пролетного клистрона. Внутри вакуумной колбы располо-
жены подогреватель 1, катод 2, коллектор 5, входной и выходной ре-
зонаторы 3 и 4 с подключенными к ним входной и выходной коаксиаль-
ными линиями, пролетная труба 6. Каждый резонатор, являющийся
колебательным контуром СВ1!-диапазона, образован двумя сетками
(показаны пунктирными линиями) и замкнутой полостью прямоуголь-
ного сечения. Между сеткам!! концентрируется электрич ^кое поле
Сетки образуют конденсатор колебательного контура В полостях воз-
никает высокочастотное магнитное поле Эти полости образуют свое-
образные витки, соединяющие сетки, и выполняют функцию тндуктив-
ности. Пространство, заключенное между сетками резонатора, назы-
вают пространством взаимодействия Здесь происходит взеичс,епш-
159
вие электронного потока с высокочастотным полем резонатора. Про
странство, расположенное между входным и выходным резонаторам,
(в пролетной трубе 6), представляет собой пространство дрейфа и. ’
I руппирования. Источник постоянного высокого напряжения Е
ьключен между коллектором, резонаторами и катодом.
Рассмотрение принципа действия клистрона начнем со случая, ког
да возбуждение не подано и поле СВЧ во входном резонаторе отсутст-
вует. Электроны от разсл ретого катода двигаются в сторону резонато
ров и коллектора под действием приложенной разности потенциалок
Ей. В пространстве, заключенном между катодом и входным резон .
тором, происходит у скорение электронов; потенциальная энергия поля
Рис. 10.2
источника пшания преобразуется в кинетическую энергию электро-
нов. Далее элек!ропы перемещаются по инерции в направлении кол-
лектора с постоянной скоростью. В результате электронной бомбарди-
ровки происходит надевание коллектора: кинетическая энергия элек-
тронов переходит в тепловую.
Предположим, что к входному резонатору подключен источник гар-
монических колебаний частоты <в, совпадающей с собственными ча-
стотами резонаторов 3 и 4. Возбуждение создает ВЧ-напряжение
между сетками входного резонатора. Силовые линии электрического
голя СВЧ перпендикулярны плоскости сеток и совпадают с направле-
нием движения электронов. Электрическое поле в зависимости от его
знака пог временно осуществляет ускорение или замедление движения
электронов, пролетающих пространство взаимодействия входного ре-
зонатора. Происходит модуляция скорости электронного потока. В
пространстве дрейфа электроны, обладающие большей скоростью, до-
юняют электроны, идущие с меньшей скоростью, и образуют электрон-
ные группы. Для иллюстрации процесса группирования воспользуем-
ся пространственно-временной диаграммой на рис. 10.2. Напряжение
между сетками входного резонатора обозначим Ult а напряжение
гыходного резонатора — Uz Пусть положительные полупериоды сину-
соиды соответствуют ускоряющему полю, отрицательные — тор-
г озящему полю. На пространственнЪ-временнбй диаграмме изображе-
ны графики движения электронов, взаимодействующих с поле'1
160
входного резонатора в различные моменты времени. Графики пред-
ставляют собой прямые линии, поскольку в пространстве группирова-
ния электроны двигаются с постоянной скоростью. Угол наклона пря-
мых определяется скоростью электронов, покидающих входной резо-
натор. Чем больше скорость, тем больше угол наклона прямой к оси
абсцисс. Электроны, пролетающие входной резонатор в моменты вре-
мени 2, 2', 4, 4', т. е. в моменты нулевого поля*, в пространстве дрей-
фа имеют одинаковые скорости п0; их движение изображают параллель-
ными прямыми. Скорость v0 зависит от разности потенциалов Ео.
Электроны в моменты времени 1, Г на-
ходятся в замедляющем поле, их ско-
рость уменьшается по сравнению с v0.
Электроны в моменты времени 3,3' оказы-
ваются в ускоряющем поле и увеличи-
вают свою скорость. В результате часть
прямых пересекается в сечении г3. Элек-
троны, прошедшие линию отсчета в мо-
менты времени /, 2, 3,1', 2' и 3', обра-
зуют в сечениях г3 и г4 группы. Вместе
с тем электроны, вылетевшие в моменты
времени 4, 4' и в другие моменты
(например, в моменты времени между 3
и /'), не участвуют в процессе группи-
рования. Группирование электронов
привело к образованию электронных
сгустков и появлению пульсаций элек-
тронного потока и тока коллектора с
частотой и Осциллограммы тока элек-
тронного луча i в сечениях гъ г2, г3
и г4 показаны на рис. 10 3. В сечении г, плотное!ь электронов
еще не зависит от времени и ток I остается постоянным; в сечении г2
появляются небольшие изменения тока, в сечении г3, где пересе-
каются графики движения **Z(Z), плотность электронов и ток в импуль-
се максимальны, а длительность импульсов тока минимальна. В сече-
нии г4 электроны расходятся, длительность импульса увеличивается,
в импульсе электронного тока появляется характерный провал.
В спектре тока электронного луча, пульсирующего с частотой &,
содержится много гармоник. Сгруппированный электронный поток
наводит в выходном резонаторе токи с частотами гармоник со. Так
как выходной резонатор усилительного клистрона настроен на ча-
стоту возбуждения со, в нем возникает высокочастотное ВЧ-поле
тотько частоты первой гармоники. Электронные группы должны
приходить в выходной резонатор в момент времени, когда электриче-
ское поле в пространстве взаимодействия оказывается тормозящим.
* Для упрощения рассуждений время пролета между сетками резонатора
предполагается бесконечно малым
*' При этом описании не учитывается влиянии пространственного заряда,
к°горь,й не изменяет качественной картины.
Ь Зак з
В противном случае ВЧ-поле, образованное за счет наведенных заря-
дов, не могло бы существовать. Электроны тормозятся этим полем и
передают ему свою кинетическую энергию.
Проследим, как преобразуется энергия в двухрезонаторном кли-
строне. Электроны, летящие в пространстве, расположенном между
катодом и входным резонатором, получают энергию от источника с на-
пряжением Ео и отдают часть своей кинетической энергии ВЧ-по-
лю выходного резонатора. Остаток кинетической энергии выделяется
на коллекторе. Электрическое поле СВЧ входного резонатора, осу-
ществляя скоростную модуляцию электронного потока, управляет пе-
редачей энергии от мощного источника с напряжением Ео в нагрузку,
подключенную к выходному резонатору. Покажем, что мощность, по-
требляемая входной цепью клистрона, невелика. Электроны, прохо-
дящие входной резонатор в полупериоды тормозящего поля, умень-
шают скорость и передают кинетическую энергию полю. Электроны,
проходящие резонатор в полупериоды ускоряющего поля, увеличи-
вают скорость и получают кинетическую энергию за счет энергии ис-
точника возбуждения (см. рис. 10.2). Поскольку через входной резона-
тор проходит примерно одинаковое число электронов за время тормо-
жения и ускорения, средняя скорость электронов за период при вы-
ходе из резонатора равна начальной скорости п0. Отсюда следует, что
на процесс модуляции скорости энергия не расходуется. При конеч-
ном времени пролета часть электронов, влетевших в пространство
взаимодействия, в конце полупериода торможения попадает в уско-
ряющее поле. Число электронов, увеличивающих скорость, станет не-
сколько больше, чем число электронов, замедляющих скорость В ре-
зультате средняя скорость электронов за период возрастет по сравне-
нию с v0 и увеличится расход энергии от источника возбужения. Нуж-
но также учитывать, что часть мощности возбудителя расходуется на
потери во входном резонаторе. Эти потери энергии малы, поскольку
резонатор обладает высокой добротностью. Таким образом, в клистро-
не получается достаточно большое усиление мощности.
§ 10.3.	Многорезонаторные пролетные клистроны
Па рис. 10.4 приведена упрощенная схема усилительного пролетного
трехрезонаторного клистрона. Названия электродов совпадают с на-
званием электродов двухрезонаторного пролетного клистрона, пред-
ставленного на рис. 10.1. Новым элементом является холостой резо-
натор, расположенный в промежутке между входным и выходным ре-
зонаторами, к которому не подключены никакие волноводы. Холо-
стых резонаторов может быть несколько. Все резонаторы обычно на-
страивают на одинаковые или близкие частоты. В пространствах,
заключенных между сетками резонаторов, происходит взаимодействие
электрического ВЧ-поля с электронными потоком. Пространство груп-
пирования находится между входным и выходным резонаторами и
включает пространство взаимодействия холостых резонаторов. Дви-
жение электронов в отсутствие ВЧ-возбуждения происходит так
же, как в двухрезонаторном клистроне.
162
Для предотвращения электронной бомбардировки и нагревания эле-
ментов резонаторов и пролетных труб, которое может привести к из-
менению параметров или выходу из строя клистрона, применяют фо-
кусировку электронного потока продольным магнитным полем элек-
тромагнита или системы постоянных магнитов (на рис. 10.4 не показа-
ны).
Для пояснения принципа действия многорезонаторною клистрона
представим трехрезонаторный клистрон как совокупность двух последо-
вательно включенных двухрезонаторных клистронов с общим электрон-
Рис. 10.4
ным потоком. Холостой резонатор од-
новременно будет выходным резонато-
ром «нижнего» и входным резонатором
«верхнего» двухрезонаторного клист-
Рис. 10.5
рона. Проведя рассуждения, аналогичные приведенным в § 10.2,
можно показать, что происходит усиление мощности СВЧ.
Однако из-за существования общего электронного потока процесс
группирования в трехрезонаторном клистроне может отличаться от
процесса группирования в двухрезонаторном. Пульсирующий электрон-
ный поток возбуждает в холостом резонаторе ВЧ-поле, которое влияет
на скорость пролетающих электронов и, следовательно, на процесс
группирования в пространстве за холостым резонатором. На рис. 10.5
представлена пространственно-временная диаграмма трехрезонатор-
ного клистрона. Как и в двухрезонаторном клистроне, в пространстве
между входным и холостым резонаторами в процессе группирования
участвуют не все электроны (не участвуют электроны, находящиеся в
резонаторе между моментами времени 3 и /' и аналогичными). В про-
странстве, расположенном выше холостого резонатора, характер диа-
граммы изменяется, электроны сильнее группируются и большее чис-
ло электронов приходит к выходному резонатору в полупериод тор-
можения, т. е. большее число электронов передает энергию полю вы-
ходного резонатора при той же мощности, потребляемой от ис-
точника. Следовательно, применение одного или нескольких холостых
Резонаторов позволяет увеличив содержание первой гармоники элек-
тронного тока, увеличить к. п д и коэффициент усиления клистрона.
При этом уменьшается нагрев коллектора.
163	6’
§ 10.4.	Применение усилительных клистронов
Возможность применения клистронов в том или ином устройстве за-
висит от их параметров и характеристик. К основным параметрам кли-
стронов относятся диапазон частот усиливаемых колебаний, ширина
полосы усиления, максимальная выходная мощность, к. п. д., коэффи-
циент усиления. Из характеристик наиболее важными являются ам-
плитудная и амплитудно-частотная.
Диапазон частот усиливаемых колебаний учитывает возможность
перешройки прибора.
Ширину полосы пропускания определяют без учета перестройки.
Таким образом, в клистронах, у которых возможность перестройки от-
сутствует, определения диапазона частот
рвых/рвыхтах	и полосы пропускания совпадают. Ши-
рина полосы пропускания связана с
видом амплитудно-частотной характери-
/ / / \ \ \ стики (рис. 10.6). Если резонаторы кли-
/	/ /	\	\	\	строка настроены на	одну частоту (син-
/	I	\	\	\	хронпая настройка),	то форма частот-
J7	2 //	\	]	ной характеристики	получается такой
/	\ же, как у обычного колебательного ко-
f	нтура (кривая 1 на	рис. 10.6). Ширина
полосы пропускания ограничивается
Рис- !0-6	добротностью и числом резонаторов.
Чем больше резонаторов в клистроне,
тем меньше ширина полосы пропускания. Следовательно, мно-
горезонаторный клистрон обладает более узкой полосой пропуска-
ния, чем двухрезонаторный; относительная ширина полосы про-
пускания (отношение ширины полосы пропускания к ее средней
частоте) составит доли процента Однако в многорезонаторном клис-
троне резонаторы часто настраивают на близкие частоты (кривые 2 и
3 па рис. 10.6). При этом ширина полосы возрастает, а форма частот-
ной характеристики становится более сложной: появляются «горбы»
и «провалы». Подбирая расстройку холостых резонаторов, удается по-
лучить достаточно малую неравномерность частотной характеристики
в пределах полосы пропускания, которая может составлять единицы
процентов (кривая 3 на рис. 10.6). Перестройка может осуществляться
различными способами: деформацией гибкой стенки резонатора (на
2—3%), применением подвижной стенки со скользящими контактами
(10—15%). Удобной в процессе эксплуатации могла бы быть одновре-
менная перестройка резонаторов, но при этом трудно обеспечить ста-
бильность формы частотной характеристики. В некоторых современ-
ных клистронах применяют программные механизмы перестройки,
рассчитанные на несколько фиксированных настроек (каналов).
Выходная мощность современных клистронов находится в пределах
от долей ватта до 100 МВт. В дециметровом диапазоне импульсные кли-
строны^ малой мощности обладают выходной мощностью до 10 кВт,
средней мощности — от 10 кВт до 1 МВт, мощные — от 1 до 100 МВт,
сверхмощные — более 100 МВт. У клистронов непрерывного действия
164
выходная мощность составляет от единиц ватт до сотен киловатт. Зна-
чения требуемого питающего напряжения £0 для клистронов макси-
мальной мощности должны быть выше. Верхний предел устанавливают
с учетом возможной вторичной эмиссии электронов от элементов кон-
струкции резонаторов, приводящей к появлению паразитной обратной
связи и потере устойчивости усилителя. В мощных клистронах значе-
ние Ео составляет десятки и сотни киловольт.
На рис. 10.7 приведены амплитудные характеристики многорезона-
торного клистрона. С изменением входной мощности Рвх изменяется на-
пряжение между сетками входного и холостых резонаторов. При этом
меняются глубина модуляции скорости электронного потока, угол на-
клона графиков движения электронов (см.
рис. 10.5), форма импульсов электронного	”
тока и содержание в нем первой гармони- -	|	/
ки. Максимальную выходную мощность
получают'при определенном входном на-
пряжении, соответствующем максималь-
ному содержанию первой гармоники тока
электронного луча в сечении выходного
резонатора. Угол наклона амплитудной
характеристики определяет величину коэф-
фициента усиления. Максимальный коэф-
фициент усиления получают при синхрон-
ной настройке (кривая а на рис. 10.7). Если определенным об-
разом расстроить предпоследний резонатор многорезонаторного кли-
строна (в сторону более высоких частот), то удается увеличить мак-
симальную мощность и к. п. д. на 15—20% (кривая b на рис. 10.7).
Коэффициент усиления при этом снйжается примерно на 10 дБ. Увели-
чение максимальной мощности и к. п. д. объясняется характером груп-
пирования, при котором увеличивается содержание первой гармоники.
Максимальный к. п. д. анодной (коллекторной) цепи достигается
в режиме максимальной выходной мощности. К. п. д. двухрезонатор-
ного клистрона невелик, поэтому чаще применяют многорезонаторные
клистроны. Увеличение числа холостых резонаторов сопровождает-
ся улучшением группирования и ростом к. п. д., однако с добавлением
каждого нового резонатора относительное увеличение к. п. д. стано-
вится все меньше. Наибольшее распространение получили четырехре-
зонаторные клистроны, у которых имеется два холостых резонатора.
Иногда дополнительное увеличение к. п. д. получается за счет сниже-
ния напряжения на коллекторе. В этом случае для питания коллек-
тора применяют отдельный источник. Электроны перед коллектором
попадают в тормозящее постоянное поле, уменьшают свою скорость,
и меньшая часть их кинетической энергии превращается в тепло. Про-
исходит рекуперация энергии — возвращение энергии в источник,
сопровождаемое уменьшением мощности, потребляемой анодной це-
пью, Ро. К. п. д. мощных клистронов составляет до 40%.
Коэффициент усиления клистрона — отношение выходной мощ-
ности к входной, выраженное в децибелах. Различают коэффициент
Усиления по падающей и проходящей мощности. Первый определяют
165
как отношение выходной мощности к падающей входной, второй — как
отношение выходной мощности к проходящей входной (равной раз-
ности мощностей падающей и отраженной волн). Различия между ними
нет лишь в случае идеально согласованной входной цепи. Максималь-
ный коэффициент усиления получают при малых входных сигналах
и синхронной настройке резонаторов (кривая а на рис. 10.7). Он бу-
дет тем больше, чем эффективнее процесс группирования. Процессу
группирования электронов препятствуют силы взаимного отталкива-
ния электронов — силы пространственного заряда. Особенно сильно
сказывается действие пространственного заряда в двухрезонаторном
клистроне, в котором велико расстояние между резонаторами. Здесь
коэффициент усиления по падающей мощности
не превышает 15 дБ. Действие поля холостых
резонаторов улучшает группирование. Добавле-
ние каждого холостого резонатора увеличивает
коэффициент усиления примерно на 20 дБ.
Поэтому для клистрона, содержащего N резо-
наторов, коэффициент усиления
К « 15 + 20 (N — 2),
где К — в дБ.
Сдвиг фаз между переменными напряжения-
ми на выходе и входе клистрона велик и может
достигать сотен или тысяч градусов. Вид фазочастотной характери-
стики клистрона, т. е. зависимости изменения сдвига фаз Дгр от
изменения частоты усиливаемых колебаний А/* (рис. 10.8), опреде-
ляется формой фазочастотной характеристики резонаторов и зависит
от их настройки. Линейность характеристики сохраняется в преде-
лах малых А/. На величину А<р влияют напряжение Ео и входная
мощность.
Напряжение Ео влияет на сдвиг фаз между и U2 (см. рис. 10.5).
С увеличением Ео растут скорость движения электронных сгустков
в клистроне и угол наклона прямых к оси t. В результате уменьшается
сдвиг фаз между Ut и U2 на входном и холостом резонаторах. Эти рас-
суждения можно повторить и для последующих резонаторов. Таким
образом, с ростом анодного напряжения уменьшается вносимый уси-
лителем сдвш фаз. Сдвиг фаз возрастает на 6—12° при уменьшении Ео
на 1 %.
Уровень входной мощности влияет на среднюю скорость движения
электронов. В § 10.2 было показано, что средняя скорость движения
электронов после входного резонатора незначительно возрастает, на
что расходуется энергия ВЧ-поля. Чем больше напряжение между
сетками резонатора, тем выше средняя скорость движения электронов
и тем меньше вносимый сдвиг фаз.
Рассмотрим особенности эксплуатации клистронов.
При усилении гармонических колебаний и сигналов с фазовой или
частотной модуляцией мощность возбуждения выбирают с учетом полу-
* Изменение частоты А/ при синхронной настройке соответствует абсолют-
ной расстройке резонаторов относительно их собственной частоты f0:	— f — fa-
166
чения максимума выходкой мощности и к. п. д. Усиление АМ-колеба-
ний происходит на линейном участке амплитудной характеристики,
где не достигается максимальный к. п. д. В отсутствие возбуждения
коллектор клистрона нагревается наиболее сильно.
Искажения сигналов в клистроне возникают из-за неравномерно-
сти амплитудно-частотной, нелинейности фазочастотной и амплитуд-
ной характеристик, а также амплитудно-фазовой конверсии* — зави-
симости сдвига фаз от входной мощности. При усилении АМ-колебаннй
эта зависимость приводит к возникновению паразитной угловой моду-д
ляции и, следовательно, к до-
полнительным нелинейным
искажениям.
Амплитудная и фазовая
модуляции в усилительных
клистронах осуществляются
изменением напряжения Ео.
Импульсный режим работы
создается при импульсной мо-
дуляции в цепи резонаторов.
При изменениях напряжения
Ео изменяется сопротивление,
вносимое электронным пото-
ком во входной резонатор, а
Рис. 10.9
также входное сопротивление
клистрона и согласование
входной цепи. Во избежание
нежелательного влияния отраженной мощности на работу преды-
дущего каскада предусматривают развязку каскадов с помощью фер-
ритового вентиля.
Особое внимание при конструировании усилителя на мощном кли-
строне уделяется согласованию клистрона с линией и линии с нагруз-
кой. Плохое согласование может не только уменьшить мощность в на-
грузке, но и привести к росту напряженности электрического поля и
возникновению разряда вблизи фланца выходного волновода или ок-
на** клистрона. Разрушение диэлектрика в окне приводит к потере
вакуума и выходу клистрона из строя.
Напряжения и режим охлаждения клистрона устанавливают в со-
ответствии с рекомендациями завода-изготовителя. На рис. 10.9 по-
казана упрощенная схема подключения источников питания к четы-
рехрезонаторному*** клистрону. Фокусировку электронного луча
осуществляют с помощью внешнего электромагнита ЭМ (фокусировка
продольным магнитным полем) и фокусирующего электрода (электро-
статическая фокусировка). Питание фокусирующих цепей происходит
от источников с напряжениями £эм и £ф. Резонаторный блок прибора
* Конверсия — преобразование
** Клистрон является электровакуумным прибором. В выходном волноводе
клистрона находится окно, закрытое диэлектриком и препятствующее проник-
новению воздуха внутрь баллона
*** Цифра 2 указывает число холостых ре^очл^ров.
1G7
(резонаторы и пролетные трубы) вместе с высокочастотным трактом
заземляется для создания условий безопасной работы. Высокое на-
пряжение Ео прикладывают между катодом и корпусом. В цепи пи-
тания подогревателя мощного клистрона (цепи накала И) предусма-
тривают ограничение тока в момент включения цепи какала, так как
сопротивление холодного подогревателя мало. С помощью источника
напряжения Ео постепенно увеличивают постоянное напряжение на
резонаторах. Стабильность напряжений источников питания фоку-
сирующих цепей должна быть высокой, чтобы поддерживать относи-
тельно малый ток в цепи резонаторов или ток корпуса 7кор, вызван-
ный оседанием электронов, и не допустить перегрева элементов блока.
В схему включают устройства блокировки и защиты клистрона.
Устройство защиты отключает анодное напряжение при отклонении
напряжений и токов фокусирующих цепей £ф, /ф от заданных зна-
чений или увеличении тока /кор, ухудшении условий охлаждения,
большой напряженности ВЧ-поЛя или возникновении газового раз-
ряда в выходном волноводе. Последовательность включения питаю-
щих напряжений также обеспечивает защиту клистрона. В частности,
в клистроне нельзя допустить бомбардировки электронам^ сеток ре-
зонаторов и сеток пролетных труб. Поэтому придерживаются такой
последовательности включения источников питания: сначала вклю-
чают цепи охлаждения и фокусировки, затем подают напряжение на
подогреватель, после чего постепенно создают на резонаторах напря-
жение Ео. Выключение клистрона происходит в обратной последова-
тельности.
§ 10.5.	Механизм и способы усиления поля СВЧ
в приборах бегущей волны типа О
ЛЕВО и ЛОВО основаны на длительном взаимодействии электрон-
ного потока с полем СВЧ. Пусть вдоль некоторого волновода в направ-
лении г одновременно распространяются электромагнитная волна
(ЭМВ) и электронный поток (ЭП).
В волноводах могут существовать различные типы волн. Допустим,
что электрическое СВЧ-поле бегущей волны имеет продольную состав-
ляющую (направленную параллельно г), в’шяющую на скорость элек-
тронов. Если ее направление противоположно направлению оси г,
то поле ускоряет движение электронов, если ее направление совпадает
с осью г, ю поле тормозит движение электронов
Пусть скорость движения электронов у0. Движение ЭМВ харак-
теризуют фазовой и групповой скоростями. Фазовой скоро-
стью называют скорость перемещения фазы или состояния поля.
Например, существует скорость перемещения состояния, в котором
напряженность тормозящего поля максимальна Групповая
скорость — скорость распространения энергии.
В процессе взаимодействия бегущей ЭМВ и ЭП может произойти
усиление поля. Для того чтобы выяснить механизм и условие получе-
ния усиления, определим характер движения электронов в поле при
168
различных значениях и0. Воспользуемся пространственно-временпбй
диаграммой, построенной в системе координат, двигающейся вдоль
оси г с фазовой скоростью уф. Очевидно, что наблюдатель, переме-
щающийся со скоростью г?ф, будет воспринимать картину поля не-
подвижной. На рис. 10.10, а показана пространственно-временная
диаграмма для случая, когда до взаимодействия с ВЧ-полем щ
По оси абсцисс отложена преобразованная пространственная коорди-
ната г , по оси ординат — время t и продольная составляющая на-
пряженности электрического ВЧ-поля $г. Положительный полупери-
од синусоиды условимся считать
полупериодом ускоряющего поля, от-
рицательный —• полупериодом тормо-
зящего поля. Пунктирными линиями
показаны кривые движения электро-
нов без учета влияния поля, сплош-
ными линиями — кривые движения
электронов, находящихся под дейст-
вием поля §z. В отсутшвие ВЧ-поля,
когда щ = Цф, электроны не изме-
няют своего положения относительно
движущегося наблюдателя с течением
времени. Пунктирные линии парал-
лельны оси ординат. Под действием
ускоряющего поля скорость движения
электрона 7 увеличивается и он посте-
пенно догоняет электрон 2, оказав-
шийся в нулевом поле. Электрон 3 на-
ходится в замедляющем поле, его ско-
рость уменьшается, он приближается
к электрону 2 Произошла модуля-
ция скорости электронов, которая г
течением времени вызывает группи-
рование электронов в области, где напряженность поля g2 равна
нулю. Средняя скорость и кинетическая энергия электронов при
этом не изменяются и усиления поля не происходит.
Рассмотрим случай, когда начальная скорость электронов немного
меньше фазовой (рис. 10.10,6). В отсутствие ВЧ-поля электроны,
обладающие скоростями меньшими, чем у системы координат (v0 <
< Уф), перемещаются в направлении, противоположном оси г'. Па-
раллельные пунктирные линии наклонены влево. Под действием ВЧ-
поля большинство электронов оказалось в ускоряющем поле. ЭМВ
ускоряет движение электронов и увеличивает их кинетическую энер-
гию за счет энергии поля. В результате получается ослабление СВЧ-
поля.
На рис. 10.10,6 приведена пространственно-временная диаграмма
Для случая, когда v0 немного больше Без ВЧ-поля электро-
ны несколько опережают наблюдателя. Пунктирные параллельные
линии наклонены вправо. Группирование электронов происходит в
тормозящем поле. Средняя скорость и кинетическая энергия электро-
169
нов уменьшаются. Энергия электронного потока затрачивается на
усиление колебаний*.
Если скорости а0 и пф отличаются значительно, го электроны попе-
ременно. попадают то в ускоряющее, то в тормозящее поле. При этом
энергия электронного потока в среднем не изменяется и не происходит
усиления ЭМВ. Следовательно, необходимым условием усиления поля
в приборах типа О является условие ц,« пф, которое называют усло-
вием примерного синхронизма.
Выполнить условие синхронизма, увеличивая скорость движения
электронов до скорости, превышающей скорость света невозможно.
Рис. 10.11
Поэтому для достижения синхронизма уменьшают фазовую скорость
ЭМВ в замедляющих системах.
Рассмотрим взаимодействие ЭП с полем замедляющей системы.
В качестве замедляющей системы используем волновод, составленный
из двух плагин, изогнутых, как показано на рис. 10.11. Пусть энер-
гия электромагнитного поля распространяется слева направо Ско-
рость распространения энергии поперечной ЭМВ между пластинами
такая же, как в свободном пространстве. Однако в направлении г
она будет меньше, так как часть времени ЭМВ движется в направле-
нии, перпендикулярном оси г (в точках /, 2). Размеры колен могут
обеспечивать любое требуемое замедление поля вдоль оси г. ЭП, на-
правленный вдоль оси г, проникает внутрь волновода через отверстия
в плоскости аа На рис. 10 11 показано мгновенное распределение
поля. Вектор напряженности электрического поля <§ перпендикуля-
рен поверхности пластин. Предполагается, что длина волны в колен-
чатом волноводе намного превышает длину колена. Взаимодействие
ЭП и поля происходит периодически внутри волновода. Направленное
вдоль оси г поле может вызвать торможение или ускорение ЭП. Если
размеры колен подобрать так, чтобы сумма времени перемещения фазы
поля из точки / в точку 2 и половины периода колебаний равнялась
времени движения электронов (между теми же точками), то электроны,
перемещаясь в точки 2, 3 и т. д., будут заставать поле в одном и том
Усиление «ожег быть и при ином исходном соотношении скоростей (но
при Пф), так как в процессе взаимодействия ВЧ-поля с электронным пото-
ком фазовая скорость оф изменяется,
170
же состоянии, т. е. в одной фазе. Добавление в качестве слагаемого по-
ловины периода колебаний учитывает изменение направления электри-
ческих силовых линий в соседних коленах. Электроны, первоначально
оказавшиеся в тормозящем поле, испытывают торможение при каждом
последующем взаимодействии с полем. Электромагнитное поте усили-
вается при выполнении условия синхронизма между движением элек-
тронов и фазой бегущей волны.
Приведенные рассуждения относятся к случаю, когда направле-
ние распространения энергии и групповой скорости ЭМВ совпадает
с направлением оси z. Движение электронов и усиление поля проис-
ходит вдоль этой оси. Способ
взаимодействия ЭП с полем
бегущей волны, при котором
совпадают направпения уси-
ления и движения электронов,
-----^^Ф	~
~
а) 5)
Рис. 10.12
---------------------------z
в)
Рис. 10.13
называют способом прямой волны. На рис. 10.12, а
показана взаимная ориентация групповой пгр и фазовой »ф скоростей
волны, а также скорости электронов v0, характерная для этого способа.
Пусть направление перемещения энергии в коленчатом волноводе
изменилось на обратное. Все проведенные рассуждения справедливы
и для такого случая. Если скорость электронов выбрана так, что элек-
троны вновь и вновь тормозятся полем, то произойдет усиление коле-
баний СВЧ. Необходимым условием усиления и здесь является усло-
вие синхронизма. Усиление происходит при перемещении энергии
поля в сторону, противоположную оси z. Способ взаимодействия ЭП
с полем бегущей волны, где направления усиления и движения элек-
тронов противоположны, называют способом обратной
волн ы. Взаимное расположение скоростей пгр, пф и п0, характер-
ное для данного способа, показано па рис. 10.12, б*
На практике для замедления поля применяют более простые
структуры. Замедляющая система «встречные штыри» (рис. 10 13, а)
аналогична по принципу действия коленчатому волноводу. Взаимо-
действие поля и ЭП происходит либо с одной, либо с двух сторон за-
медляющей системы. Распространенной в ЛБВ, особенно в широкопо-
* При взаимодействии электронного потока с бегущей волной поля спосо-
бами прямой и обратной волн направления движения электронов и фазовой ско-
рости поля должны всегда совпадать.
171
лооных, является спиральная линия (рис. 10.13, б). Электромагнитное
поле проходит по виткам спирали за одно и то же время больший путь,
чем вдоль оси г. ЭП чаще всего направлен вдоль оси спирали. В мощ-
ных ЛБВ иногда используют замедляющую систему, состоящую из
связанных резонаторов (рис. 10.13, в). Каждая ячейка этой системы на-
поминает клистронный резонатор. Связь между резонаторами проис-
ходит через широкие щели в стенках. ЭП направлен так же, как в
клистронах. Уменьшение скорости передачи энергии поля вдоль оси г
вызвано конечным временем по-
очередного возбуждения колеба-
ний в резонаторах.
Характер взаимодействия по-
ля с ЭП в коленчатом волноводе
и реальных замедляющих си-
стемах аналогичны. В первом
случае взаимодействие происхо-
дит периодически в те интерва-
лы времени, когда электроны
и встречаются с полем. Во втором
Источник
поля
СВЧ
Замедля-
ющая
система
Нагрузка.
гр
<р
»
Рис.
Ф
10.14
волновода
движутся внутри
случае взаимодействие также происходит периодически, так как
сами структуры и форма поля периодичны в пространстве. На равном
расстоянии расположены штыри и стенки резонаторов. Как показывает
анализ, в таких замедляющих системах может существовать лишь не-
синусоидальное пространственно-периодическое поле, которое может
быть представлено с помощью ряда Фурье в виде бесконечной суммы
пространственных гармоник. Такие гармоники представляют собой
гармонические во времени и пространстве волны, обладающие различ-
ными фазовыми скоростями и амплитудами, но единой групповой ско-
ростью. Различают прямые (ПГ) и обратные (ОГ) гармоники. Фазо-
вые скорости ПГ совпадают по направлению с групповой скоростью.
Фазовые скорости ОГ направлены в противоположную сторону
(рис. 10.14). Изменяя направление ЭП и выбирая значения скорости
электронов из условия синхронизма с ПГ или ОГ, можно получить
усиление поля способами прямой и обратной волн Оба способа нашли
широкое применение, в частности способ прямой волпы исполь-
зуют в ЛБВ, а способ обратной волны — в ЛОВ.
§ 10.6. Лампы бегущей волны типа О
На рис. 10.15 показано устройство ЛБВО. Подогреватель 1, катод
2, фокусирующий или управляющий электрод 3, первый 4 и второй 5
аноды входят в состав электронной пушки Конструкция электрон-
ной пушки обеспечивает возможность предварительной электроста-
тической фокусировки электронного луча, а также регулирования
его тока изменением напряжения между катодом 2 и управляющим
электродом 3. Фокусировка ЭП предотвращает попадание электро-
нов, движущихся с большой скоростью, на элементы замедляющей
системы 6 (спираль) и ее нагревание. Кроме того, фокусировка улуч-
шает эффективность взаимодействия ЭП с ВЧ-полем. Последующая
172
фокусировка электронного луча осуществляется продольным маг-
дишым полем, создаваемым с помощью внешнего электромагнита
(соленоида С), или периодическим магнитным полем системы постоян-
ных магнитов, установленных заводом-изготовителем внутри лампы.
В последнем случае ЛБВ называют пакетированной. Поскольку в
процессе работы коллектор 8 подвергается электронной бомбардиров-
ке, следует обеспечить отвод тепла от него. Охлаждение коллектора,
Рис. 10.15
соединенного с внешним радиатором, может быть воздушным или жид-
костным Замедляющая система 6 уменьшает фазовую скорость поля
до значения, равного скорости ЭП. Усиление поля $г в направлении
оси г достигается способом прямой волны. В этом же направлении в
результате процессов группирования уве-
личивается амплитуда первой гармоники
в токе Л (рис. 10.16) При взаимодействии
электронов с полем за счет влияния элек-
тронного луча изменяются параметры за-
медляющей системы, что приводит к ее
рассогласованию и появлению отраженной
волны. Такие волны могут возникнуть и в
результате плохого согласования замед-
ляющей системы с линией и линии с на-
грузкой. Поле, движущееся в направле-
нии, противоположном оси г, может вновь
отразиться от начала замедляющей системы
Таким образом в ЛВВ возникает об-
и попасть на вход усилителя.
ратная связь, которая может вызвать самовозбуждение усилителя.
Для уменьшения вероятности самовозбуждения служит поглотитель
СВЧ-поля 7 (см рис. 10.15). Поглощающее графитовое покрытие на-
носится на кварцевые стержни, поддерживающие спираль.
Выбор типа ЛБВ осуществляют по следующим электрическим па-
раметрам: рабочему диапазону частот, выходной мощности, к. п. д ,
коэффициенту усиления и напряжению на электродах.
173
Рабочий диапазон частот и ширину полосы пропускания опреде-
ляют при тех же условиях, что и для усилительного клистрона
(см. § 10.4). Ширину полосы пропускания находят по амплитудно-
частотной характеристике (рис. 10.17, а). Изменение частоты возбуж-
дения обусловливает изменение фазовой скорости рабочей пространст-
венной гармоники (рис. 10.17, б). Усиление поля возможно при уота
та Уф внутри области допустимого рассинхронизма (заштрихована
на рисунке). При изменении ускоряюще-
го напряжения £0. влияющего на ско-
рость v0, иногда происходит электрон-
ная перестройка рабочего диапазона ча-
стот: изменяется положение интервала
частот, в пределах которого выполняется
условие допустимого рассинхронизма.
В широкополосных лампах, где зави-
симость Уф от частоты мала, электрон-
ной перестройки не происходит, а ши-
рина полосы пропускания зависит от
качества согласования замедляющей си-
стемы с волноводным трактом. Относи-
тельная ширина полосы пропускания
для спиральной замедляющей системы
не превышает 30%. В мощных лампах,
где в качестве замедляющей системы ис-
пользуют связанные резонаторы, нерав-
номерность частотной характеристики
получается больше, а ширина полосы
пропускания — в два-три раза меньше.
Амплитудная . характеристика
ЛБВО—зависимость выходной мощно-
сти Лвых от входной мощности Рвх
(рис. 10.18) — аналогична амплитудной
характеристике усилительного клистро-
на. С ростом Рвх увеличивается напря-
женность поля, осуществляющего группирование и торможение элек-
тронов, растет энергия, передаваемая полю, а также выходная мощ-
ность, При больших значениях выходной мощности группирование
электронов и уменьшение их средней скорости происходят настолько
быстро, что в конце замедляющей системы (в плоскости выходного вол-
новода) не выполняется условие синхронизма для поля первой гар-
моники (у0 < Уф). Большая часть электронов оказывается в ускоряю-
щем поле; электроны увеличивают свою скорость и отбирают энергию от
поля СВЧ. При этом на выходе лампы уменьшается мощность пер-
вой гармоники и возрастает содержание высших гармоник.
На рис. 10.18 римскими цифрами обозначены области: максималь-
ного усиления (область /), максимальной мощности (область //) и
нелинейного режима (область III). Значения выходной мощности,
указываемые для импульсных ЛБВ и ламп непрерывного действия, со-
ответствуют обласш //. Существуют и двухрежимные ЛБВ, предна>
174
лаченные для работы с большим уровнем мощности в импульсном ре-
жиме и с меньшим — в непрерывном режиме. Максимальные выход-
ные мощности ЛБВО достигают единиц киловатт в непрерывном ре-
жиме и единиц мегаватт — в импульсном.
К. п. д. т] = Р„ых/Р0. Так как мощность Ро не зависит от уровня
возбуждения, режимы максимальной выходной мощности и максималь-
ного к. п. д. совпадают. Изменение входной мощности сопровождает-
ся перераспределением энергии электронов, идущей на усиление поля,
нагревание коллектора и замедляющей системы. Даже в режиме мак-
симальной мощности и к. п. д. основная часть энергии электронов за-
трачивается на нагревание коллекто-
ра. К- п. д. ЛБВО оказывается ма- f$i/x
лым. За счет использования преци-	/ \
знойных фокусирующих систем и сек-	/	\
ционированных замедляющих систем*	/	I
удалось получить т] = 40 4- 50%.	/	I
Некоторое увеличение к. п. д. может	/	\
быть достигнуто, так же как ив	/	\
клистронах (см. § 10.4), путем пони-	*—И---z
жения потенциала коллектора. При	00Pt е
этом электроны перед коллектором	Рис. 10.19
попадают в постоянное тормозящее
поле, уменьшают скорость и отдают часть своей кинетической энер-
гии, что снижает мощность, потребляемую коллекторной цепью
Коэффициент усиления ЛБВ максимален при малой мощности воз-
буждения (режим / на рис. 10.18). В этом случае
АД = 47,3 СА — 9,5,
где А = 20 -у- 25 — электрическая длина замедляющей системы, вы-
раженная в числе длин волн; Ку — в дБ Параметр усиления
з __________
С = ]//0/?св/(4£0),
где А?св — сопротивление связи, зависящее от относительной ампли-
туды рабочей пространственной гармоники, Ео — ускоряющее напря-
жение, при котором выполняется условие синхронизма на рабочей
пространственной гармонике. Для мощных ЛБВ указывают коэффи-
циент усиления в режиме максимальной мощности, определяемый по
амплитудной характеристике (рис. 10.18). Ом может составлять де-
сятки децибел.
Большое влияние на выходную мощность Рвых и коэффициент
Усиления оказывает выбор ускоряющего напряжения Ед (рис. 10.19).
Изменение Еа вызывает изменение скорости электронов v0. Максималь-
ная выходная мощность соответствует оптимальному напряжению
* Между изолированными секциями замедляющей системы типа «диафраг-
мированный волновод» устанавливают значения потенциала, увеличивающиеся
8 направлении от катода к коллектору, чем компенсируется уменьшение ско-
рости vg в процессе усиления поля.
175
£0opt, при котором выполняется условие эффективной передачи энер-
гии от электронов полю: н0 «з v$ (условие синхронизма).
Сдвиг фаз между напряжениями на входе и выходе ЛБВ велик и
может составлять тысячи градусов. Причиной этого является прежде
всего большая электрическая длина замедляющей системы (20—25
длин волн). Сдвиг фаз зависит от ускоряющего напряжения Ео и
входной мощности РЕХ. Влияние ускоряющего напряжения является
очень сильным: изменение его на 1% (А£о/£о = 1%) вызывает изме-
нение сдвига фаз Дер на десятки градусов*. Информация о фазе вход-
ного сигнала в лампе распространяется по электромагнитному полю
и электронному потоку, поскольку электронные сгустки наводят поле
в различных сечениях замедляющей системы. При увеличении £0
увеличивается скорость электронов, уменьшается сдвиг фаз, вносимый
лампой (рис. 10.20). Увеличение входной мощности приводит к уве-
личению напряженности электрического поля, осуществляющего тор-
можение электронов, уменьшению скорости движения электронов и,
следовательно, росту сдвига фаз (рис. 10.21). В результате в ЛБВ,
так же как и в многорезонаторном клистроне, появляется амплитудно
{(азовая конверсия (см. §10.4).
Рассмотрим некоторые особенности эксплуатации этих ламп.
Мощность возбуждения при усилении модулированных сигналов
выбирают с учетом формы амплитудной характеристики (см. рис. 10.18),
так же как в усилительном клистроне (см. § 10.4). Причины искаже-
ния сигналов в ЛБВ аналогичны причинам искажений в клистронах.
Коэффициент стоячей волны (КСВ) источника возбуждения и на-
грузки должен быть низким. Плохое согласование ВЧ-тракта вызы-
вает уменьшение выходной мощности, к. п. д. и может привести к са-
мовозбуждению усилителя.
Питающие напряжения устанавливаются в соответствии с рекомен-
дациями завода-изготовителя. Стабильность напряжения источника
Ео должна быть высокой, чтобы не изменялись выходная мощность
и сдвиг фаз, вносимый усилителем. Источник напряжения Еа делают
регулируемым для установки паспортного режима данной лампы. Тре-
* Эта зависимость позволяет применить ЛЕВО в качестве СВЧ-фазовраща-
теля.
176
бования к стабильности напряжения отдельного источника питания
коллектора существенно ниже. Нестабильное;ь управляющего или фо-
кусирующего напряжения вызывает колебания тока электронного лу-
ча и ухудшение качества фокусировки. Расфокусировка ЭП, в свою
очередь, приводит к nepeipeey замедляющей системы в резуль-
тате электронной бомбарди-
ровки.
На рис. 10.22, а—в пока-
заны несколько схем питания
мощной ЛБВ, в которой фо-
кусировка осуществляется
системой постоянных магни-
тов. Простейшая схема пи-
тания представлена па
рис. 10.22, а. Так же как в
других приборах СВЧ, элек-
троды, соединенные с трактом
СВЧ, заземляются для обес-
печения безопасной работы.
В данном случае заземлена
замедляющая система, а ми-
нус высокого напряжения под-
ключен к катоду лампы. Па
управляющем или фокуси-
рующем электроде по отноше-
нию к катоду создается отри-
цательный потенциал, изме-
няя который можно регули-
ровать ток луча Когда для
увеличения к. п. д. исполь-
зуют рекуперацию энергии
См. § 10.4), источники высо-
ких напряжении включают
последовательно (рис. 10.22,6)
или параллельно (рис. 10.22. в). При последовательном включении
необходима высокая стабильное'.ь £, и £2, при параллельном включе-
нии требования к стабильности напряжения отдельного коллектор-
ного источника (Ек) снижаются.
Ток в цепи замедляющей системы (ток корпуса), вызываемый осе-
данием электронов, меньше тока в цепи коллектора. Ток корпуса за-
висит от качества фокусировки ЭП; его величина в мощных ЛБВ мо-
жет изменяться в несколько раз при изменении мощности и частоты
источника возбуждения. Схема питания должна обеспечивать постоян-
ство напряжения между замедляющей системой и катодом. В некото-
рых режимах работы увеличение напряжения замедляющей системы
сопровождается уменьшением тока корпуса. Появление в питающей
Цепи отрицательного сопротивления, взаимодействие между источни-
ками питания в схемах с рекуперацией энергии могут вызвать неже-
лательные низкочастотные автоколебания.
177
Порядок включения питающих напряжений должен обеспечивать
защиту замедляющей системы от перегрева, минимальный ток корпу-
са и отсутствие низкочастотных колебаний в питающих цепях. Сна-
чала запирающее напряжение управляющего электрода устанавливают
больше рабочего значения, чтобы ток пучка был минимальным или
равным нулю. Затем включают систему охлаждения, источник питания
соленоида, если фокусировка пучка происходит с помощью внешнего
электромагнита, цепь питания подогревателя, источники напряжений
коллектора и замедляющей системы. После этого устанавливают рабо-
чее значение напряжения на управляющем электроде. Выключение
напряжения происходит в обратном порядке.
Для обеспечения необходимого порядка включения напряжений
и защиты ЛБВ используют специальные схемы, в которых предусма-
тривают отключение питающих напряжений при прекращении охлаж-
дения, исчезновении магнитного фокусирующего поля (при фокусиров-
ке электромагнитом) и значительном возрастании тока корпуса. Так
же как в клистронах, в мощных ЛБВ при рассогласовании волновод-
ного тракта и возрастании 1<СВ может произойти растрескивание
изолятора в выходном окне. Непосредсчвенной причиной выхода изо-
лятора из строя является образование дугового разряда или возрас-
тание потерь в окне, связанное с росгом напряженности поля. Поэтому
как только образуется дуга, автоматически на короткое время (де-
сятки микросекунд) снимается возбуждение. Если разряд просущест-
вует некоторое время, из-за вызванного им рассогласования тракта
произойдет самовозбуждение усилителя. В этом случае разряд может
существовать даже при отсутствии возбуждения.
§ 10.7.	Генераторная лампа обратной волны типа О
Схема конструкции генера горной ЛОВ типа О показана на рис. 10.23.
Электронная пушка, формирующая пучок электронов, состоит из подо-
! ревателя 1, катода 2, управляющего или фокусирующего электрода
3, первого и второго анодов 4 и 5 Дополнительная электронная фоку-
сировка осуществляется продольным магнитным полем длинной внеш-
ней катушки (соленоида С) или системы постоянных магнитов. Сфоку-
сированный электронный поток проходит вблизи замедляющей системы
6, поглотителя поля СВЧ 7 и попадает на коллектор 8. Обычно коллек-
тор, замедляющая система и первый анод соединены между собой.
Замедляющая система предназначена для замедления фазовой ско-
рости электромагнитного поля с целью обеспечения взаимодействия
электронного потока с бегущей волной. На рис. 10.23 показана за-
медляющая система типа «встречные штыри», в которой относительно
велики амплитуды обратных пространственных гармоник. В ЛОВ
также могут использоваться гребенчатые замедляющие системы, за-
медляющая система типа «спираль» или «двойная спираль».
Усиление энергии поля СВЧ в ЛОВ происходит способом обратной
волны (см. § 10.5). Пусть в замедляющей системе в направлении, про-
тивоположном оси г, распространяется электромагнитная волна. Если
скорость электронов равна фазовой скорости обратной пространствен-
178
ной гармоники (v0 « иф), электроны группируются в тормозящем
электрическом ВЧ-поле (рис. 10.10, в) и передают часть своей кине-
тической энергии бегущей волне. Остальная кинетическая энергия
тратится на нагревание коллектора и замедляющей системы. Продоль-
ная составляющая напряженности электрического поля СВЧ
возрастает в направлении распространения энергии поля, противопо-
ложном оси г. В то же самое время группирование электронов и рост
Рис. 10.23
первой гармоники в электронном юке происходят по мере движения
электронов вдоль оси z (рис. 10.24). Поскольку направления усиления
поля СВЧ и движения электронов противоположны, информация о фазе
колебаний на выходе усилителя (меньшие значения г) передается сгруп-
пированным электронным потокам в сторо-
ну входа усилителя (большие значения г).
Следовательно, в ЛОВ существует обратная
связь по электронному потоку. Всегда най-
дется такая частота, для которой суммар-
ный сдвиг фаз, вносимый электромагнит-
ным полем и электронным поюком, кратен
2л и ОС положительна. Тогда в ЛОВ воз-
никают автоколебания. Так как усиление
поля и ОС возрастают по мере увеличения
тока электронного луча, генерация насту-
пает при достаточно большой величине
этого тока, превышающей пороговое значение пускового тока. Если
ток луча меньше пускового, возможно лишь усиление колебаний*. Ге-
нерируемая СВЧ-мощность через выходной волновод поступает в на-
грузку.
В конце замедляющей системы установлен аттенюатор — поглоти-
тель прямых волн 7, предназначаемый для уменьшения влияния на-
* Усилительные ЛОВО, работающие при малых токах электронного луча,
обеспечивают низкие выходные мощности,
179
грузки на работу ЛОВ. Когда натрузка плохо согласована с волновод-
ным трактом, отраженная волна через выходной волновод поступает
в замедляющую систему и далее движется к поглотителю 7, где и рас-
сеивается. Часть энергии в силу неидеальности поглотителя может
вновь отразиться от конца замедляющей системы. Вторично отражен-
ная волна, перемещаясь в направлении, противоположном z, будет
Рис. !0.25
усиливаться совместно с основным
колебанием и интерферировать (скла-
дываться) с ним.
На рис. 10.25 приведены основные
характеристики ЛОВО. С изменением
ускоряющего напряжения Ео проис-
ходит электронная перестройка — из-
менение частоты генерации fnil
(рис. 10.25, а). При существовании
положительной ОС колебания возни-
кнут на частотах, для которых уси-
ление достаточно для компенсации
потерь. Усиление имеет место при вы-
полнении условия синхронизма v0 к
та Пф. Известно, что фазовая скорость
обратных пространственных гармоник
возрастает с частотой. По мере роста
ускоряющего напряжения увеличива-
ется скорость движения электронов г0,
условие синхронизма выполняется на
более высоких частотах, частота ге-
нерации увеличивается.
Изменение частоты в широких пределах вызывает рассогласование
замедляющей системы с выходным волноводом и изменением средней
выходной мощности (пунктирная кривая на рис. 10.25, б). Пульсация
выходной мощности, соответствующей различным ускоряющим напря-
жениям (сплошная линия на рис. 10.25, б), вызвана интерференцией
основной и вторично отраженной (от поглотителя) волн. На различ-
ных частотах эти волны складываются в разных фазах. На характер
зависимости выходной мощности от ускоряющего напряжения влияют
отражения от неоднородностей волноводного тракта, нагрузки, уст-
ройства вывода энергии и поглотителя. Те же причины могут вызвать
волнистость кривой электронной перестройки. Для уменьшения пре-
делов изменения выходной мощности стремятся улучшить качество
согласования элементов тракта. Хорошие результаты могут быть по-
лучены в системе электронной стабилизации выходной мощности.
Необходимый уровень мощности поддерживается специальной элек-
тронной схемой, регулирующей ток электронного луча. Уменьшить
колебания выходной мощности ЛОВ можно, подключив к ее выходу
ЛБВ, работающую в режиме максимальной мощности (область //
на рис. 10.18).
Основными параметрами ЛОВ являются рабочий диапазон час-
тот, крутизна электронной перестройки и выходная мощность.
180
Рабочий диапазон частот — диапазон частот генерации, получен
ный с учетом электронной перестройки, в пределах которого выходная
мощность изменяется в заданных пределах. Этот диапазон характери-
зуется значениями максимальной и минимальной частот генерации
/max и /min. Коэффициент перекрытия диапазона 6П = /шах//mln:
относительный коэффициент перекрытия
/max /min nw,
0=2 -----—------100%.
Стах ‘ 'min
Для волноводного и коаксиального выхода бп = 1,5 4- 2.
Крутизна электронной перестройки определяется по кривой элек
тронной перестройки (рис. 10.25, а):
= А /ген/(А^о)-
Крутизна электронной перестройки изменяется в пределах рабо<
чего диапазона частот и составляет единицы и десятки мегагерц нг
вольт.
Схемы питания и порядок включения питающих напряжений у
ЛОВ с магнитной фокусировкой те же, что у ЛБВ. Чтобы исключит!,
электронную бомбардировку замедляющей системы, последним вклю
чают напряжение первого анода. Выходная мощность ЛОВО обычно
составляет до сотни милливатт.
§ 10.8.	Механизм усиления поля СВЧ
в приборах типа М
К приборам типа М относятся приборы со скрещенными постоянными
электрическим и магнитным полями. В процессе взаимодействия н
полем бегущей волны потенциальная энергия электронов преобразует-
ся в энергию поля СВЧ.
Рассмотрим механизм усиления колебаний на примере приборов
с инжектированным электронным потоком: ЛБВ и ЛОВ типа М. Для
этого определим характер движе-
ния электронов в плоском диоде
(рис. 10.26), в котором имеются
скрещенные электрическое и маг-
нитное поля. Векторы напряженно-
С1и анодного поля <^а и магнитной
индукции В показаны на рисунке.
Вектор <^а направлен от анода А к
катоду К, вектор В перпендикуля-

Рен плоскости рисунка и направлен
в сторону от читателя. Электрическое поле создает силу, равную eSk
(е—заряд электрона) и направленную по оси у, магнитное поле -
Силу, равную еВи (и — скорость движения электронов), действующую
под прямым углом к векторам В и скорости v. Направление этой сил!
определяют по правилу «буравчика»: оно соответствует перемещению,
буравчика, вр’ащаемого от В к v (с учетом отрицательного заряда элек
Дона). Предположим, что начальная скорость электрона, находящего
181
ся на поверхности катода, равна нулю. Тогда у катода на электрон будет
девствовать лишь сила электрического поля Fg, заставляющая его
двшаться к аноду. Как только возникает движение к аноду (вектор v
направлен к аноду), появится сила магнитного поля FM, направленная
вдоль оси г (сила Лоренца). Она искривляет траекторию движения
электрона, находящуюся под некоторым углом к оси у. В результате
изменятся направление силы Лоренца и направление скорости, ко-
торое через некоторое время совпадет с осью г. Тогда сила Еы будет
направлена к катоду, что приведет к возвращению электрона на ка-
тод. После этого он вновь начнет двигаться к аноду под влиянием си-
лы и все рассуждения можно повторить сначала. Таким образом,
движение электронов в плоскости yz происходит по сложной циклои-
А
К
Рис. 10.28
дальней траектории (рис. 10.27). Циклоидой называют кривую, об-
разованную точкой окружности радиусом Я, катящейся без скольжения
вдоль оси г. Скорость движения центра изображающей окружности
принимают за скорость переноса электрона оп = $JB, R =	/
/ (еВ2), где т—масса электрона. Скорость движения электронов все
время изменяется, скорость переноса является средней скоростью
электронов в направлении г.
Предположим, что электроны поступают в плоский диод слева по
оси z Пусть начальная скорость электронов va равна скорости перено-
са vn. В этом случае силы Fa и F№ направлены к аноду -и катоду соот-
ветственно и равны по абсолютной величине:
= eBvlt - еВ ~e8a=F3.
Траектория движения электрона представляет собой прямую ли-
нию, параллельную оси z
Заменим анод плоского диода замедляющей системой (рис. 10.28).
В пространстве между анодом А и катодом К распространяется элек-
трическое поле, фазовая скорость которого направлена вдоль оси г.
Подберем значения анодного напряжения, магнитной индукции и
параметры замедляющей системы таким образом, чтобы выполнялось
равенство ц0 =	Тогда в отсутствие ВЧ-поля сила Fg, на-
правленная к аноду, уравновесит силу FM, направленную к ка-
тоду. Если по какой-либо причине скорость движения электронов
вдоль оси г изменится, то изменится и сила Ем; сумма рассмотренных
сил станет отличной от нуля и электроны начнут двигаться, смещался
в сторону катода или анода. Такой случай может возникнуть при вза-
имодействии электронов сбоущим полем СВЧ. На рис. 10.28 пока-
182
зана электрическая силовая линия ВЧ-поля. Пэле в каждой дочке
пространства может быть представлено как сумма продольной, (на-
правленной вдоль оси г) и поперечной (направленной вдоль оси у)
составляющих-.
Под действием продольной составляющей электрического СВЧ-
поля электроны замедляют или ускоряют (в случае, рассмотрен-
ном на рис. 10.28, электроны уменьшают скорость вдоль оси г) свое
движение. Тогда сумма Fa и FM уже не равна нулю; появляется дви-
жение электронов к аноду или катоду (на рис. 10.28 — к аноду)
Рис. 10.29
Как только появится поперечная составляющая скорости, на электро
ны начнет действовать дополнительная сила магнитного поля FM а^а
(рис. 10.29), вызывающая либо ускорение (рис. 10.28 и 10.29, а),
либо замедление (рис. 10.29, б) движения в продольном направлении.
Таким образом действие дополнительной силы FMaoa способствует
восстановлению скорости движения электронов вдоль оси г; при этом
изменяется размещение электронов
в пространстве между анодом п
катодом.
На скорость переноса электро-
нов вдоль оси г влияет поперечная
составляющая электрического ВЧ-
поля направленная против
(рис. 1'0.30, а) или по (рис. 10.30,6)
направлению толя $ В первом
случае происходит уменьшение, а
Рис. 10.30
во втором — увеличение напряжен-
ности электрического поля. Изменение напряженности вызывает из-
менение поперечных сил электрического поля при постоянной попе-
речной силе магнитного поля В результате сумма сил, действующих
в вертикальной плоскости, будет направлена в первом случае к ка-
тоду, а во втором случае — к аноду. Возникает движение электронов
в поперечном направлении, которое приводит к появлению дополни-
тельных сил ^мдоп, вызывающих уменьшение (рис 10.30, а) или уве-
личение (рис 10 30, б) скорости движения электронов вдоль оси г.
Таким образом, в отличие от клистронов и ЛБВ типа О именно по-
перечная составляющая электрического ВЧ-поля изменяем скорость
электронного потока.
183
Учтем одновременное действие продольной и поперечной состав-
ляющих электрического ВЧ-поля. На рис. 10.28 справа от пунктир-
ной линии поперечная составляющая ВЧ-поля противоположна на-
правлению поля между анодом и катодом, слева — совпадает с на-
правлением этого поля. Следовательно, слева происходит увеличение
скорости движения электронов по сравнению с н0, справа — ее умень-
шение. Таким образом, электроны группируются вблизи пунктирной
линии, где продольное тормозящее поле СВЧ максимально, а попереч-
ное электрическое поле СВЧ равно нулю. Когда направление продоль-
ного ускоряющего поля противоположно указанному на рис. 10.28,
слева от пунктирной линии произойдет уменьшение скорости движе-
ния электронов, а справа — увеличение. Следовательно, электроны
группируются в тормозящем и разгруппировываются в ускоряющем
продольном поле. Поэтому число электронов, движущихся вместе
с замедляющим полем, по мере группирования увеличивается.
Рассмотрим собственно механизм передачи энергии электронов
полю СВЧ, т. е. механизм усиления. Проведем рассуждения для боль-
шинства электронов, которые движутся синхронно с тормозящим про-
дольным полем (vn = Нф). Под действием этого поля происходит
уменьшение скорости движения электронов вдоль осп г и, следова-
тельно, кинетической энер1ии электронов. Кинетическая энергия элек-
тронов преобразуется в энергию ВЧ-поля, и происходит его усиление.
Сумма поперечных сил F;, и FM не равна нулю и направлена в сторону
анода. Происходит перемещение электронов в сторону анода (см.
рис. 10.29, а) и уменьшение их потенциальной энергии. Самой большой
потенциальной энергией электроны обладают на катоде, самой ма-
лой — на аноде Снижение потенциальной энергии сопровождается
увеличением скорости продольного движения электроноь за счет до-
полнительной силы ГИД1П и восстановлением кинетической энергии.
Увеличение скорости происходит до скорости и0 = и„, при которой
сумма поперечных сил обращается в нуль, т. е. прекращаетея попереч-
ное движение. Таким образом, уменьшение кинетической энергии элек-
тронов, связанное с усилением поля СВЧ, компенсируется за счет
потенциальной энергии. Электронный поток осуществляет непосредст-
венное преобразование потенциальной энергии электрического поля
между анодом и катодом в энергию колебаний СВЧ. Необходимым ус-
ловием усиления является условие синхронизма движения электронов
и электромагнитной волны: рп = Цф. Это равенство не нарушается в
процессе взаимодействия электронного потока и волны СВЧ. Электро-
ны, движущиеся синхронно с тормозящим полем и прошедшие путь
от катода до анода, преобразуют всю потенциальную энергию, запасен-
ную в анодном поле, в энергию колебаний СВЧ. К. п. д. в этом случае
составляет 100%. В действительности к. п. д. получается меньше*,
в частности потому, что существуют электроны с иными начальными
скоростями и электроны, двигающиеся в ускоряющем поле и отбираю-
щие энергию от поля СВЧ. К тому же некоторые электроны, движу-
щиеся в замедляющем поле, попадают на анод, обладая некоторой
* Но больше, чем у приборов типа О.
184
поперечной скоростью. Тогда часть энергии расходуется на нагрщ?
анода, который является коллектором для электронов. При рабо'.с
на ВЧ, когда размеры анода (замедляющей системы) малы, возникают
трудности с отводом тепла. Возможности теплоотвода ограничивают
среднюю мощность приборов сантиметрового и особенно миллиметро-
вого диапазонов. В приборах типа О и клистронах, где есть отдельный
коллектор, который может быть любых размеров, такое ограничение
отсутствует. Поэтому максимальные уровни средней мощности на
ВЧ, достигнутые с помощью клистронов и их гибридов*, существенно
выше, чем для приборов типа М.
Таким образом, приборы типа М, потенциально обладая высоким
к. п. д. и сравнительно малыми габаритами, уступают клистронам по
максимальным значениям средней выходной мощности.
Схема взаимодействия электронного потока и поля СВЧ в ЛБВ
и ЛОВ типа М представлена на рис. 10.28. Усиление поля в ЛБВ
происходит способом прямой волны вдоль оси z, усиление поля в ЛОВ—
способом обратной волны в направлении, противоположном оси г
(см. § 10.5). В последнем случае из-за ОС по электронному потоку
(см. § 10.7) генерируются колебания СВЧ.
§ 10.9.	Многорезонаториые магнетроны
Многорезонаторный магнетрон (рис. 10.31) представляет собой мощ-
ный генератор СВЧ-колебаний. Основными его частями являются
цилиндрический катод / (в импульсном магнетроне — оксидный, в
магнетроне непрерывного действия — торированный), вся поверх-
ность которого эмигтирует электроны,
и медный анодный блок 2. Цилиндриче-
ские отверстия в анодном блоке вместе
со щелями, связывающими их с простран-
ством между катодом и анодом, образуют
резонаторы 3. Число резонаторов в маг-
нетроне четное, вместе они образуют зам-
кнутую замедляющую систему. В прибо-
ре имеется магнитное поле внешнего по-
стоянного магнита, перпендикулярное
плоскости рисунка. Когда приложено
Рис. 10.31
анодное напряжение, электроны движут-
ся между анодом и катодом по сложным траекториям и взаимодейст-
вуют с полем СВЧ, распространяющимся по кольцевой замедляющей си-
стеме. Первоначально это поле возникает вследствие шумов электрон-
ного потока. Замкнутая замедляющая система обеспечивает ОС по
электромагнитному полю, которая на некоторых частотах может быть
положительной. Усиление колебаний получается за счет потенциаль-
* В гибридных приборах комбинируют элементы, характерные для ЛЕВО
и многорезонаторных клистронов. Так, например, в твистроне предваритель-
ное группирование электронов производится с помощью резонаторов, как в кли-
строне, а передача энергии от электронов полю СВЧ происходит вблизи замед-
ляющей системы, как в ЛЕВО,
185
пой энергии электронов, запасенной в анодном поле, при выполнении
условия синхронизма vn — vltl (см. § 10.8). Так как условие синхро-
низма выполняется в кольцевой системе для поля прямых и обратных
гармоник, усиление поля осуществляется способами прямой и обрат-
ной волн или двумя способами одновременно. Происходит преобра-
зование энергии источника анодного напряжения в энергию колеба-
ний СВЧ. Мощность СВЧ выводится в линию с помощью устройства
связи.
Рассмотрим траектории движения электронов в статическом ре-
жиме, когда отсутствуют колебания СВЧ. Мысленно развернем за-
анода. Такой режим
медляющую систему магнетрона. Тогда
траектория движения представляет со-
бой циклоиду (см. рис. 10.27) с радиусом
изображающей окружности 7? — теА/
1(еВг) и скоростью движения центра ок-
ружности (скоростью переноса электро-
нов) оп = $Я!В. Обозначим расстояние
между анодом и катодом магнетрона d,
а анодное напряжение — Еа. Если диа-
метр изображающей окружности 2R = d,
то электронная траектория коснется
называют критическим Критический режим
характеризуется критическими значениями анодного напряжения и
магнитной индукции £акр и BKV:
27? = 2-^^=2	е
акр 2/п кр
(Ю.1)
Кривая, отражающая связь между Еакр и Вкр, является парабо-
лой критического режима. Парабола изображена на диаграмме, где
по осям отложены произвольные значения Е& и В (рис. 10.32). Если
точка диаграммы, характеризующая режим (при данных Ея и В),
лежит левее параболы (точка Л!), то имеет место докритический ре-
жим (ДР), когда все электроны достигают анода (2R >d), и в анодной
цепи существует ток. Если точка диаграммы принадлежит параболе
(точка Д2), то устанавливается критический режим (КР) (27? = d).
Если точка диаграммы (точка Д8) находится правее параболы, то име-
ет место закритический режим (ЗР), при котором все электроны воз-
вращаются на катод (2R < d). В отсутствие поля СВЧ при ЗР в анод-
ной цепи магнетрона тока нет. Траектории движения электронов по-
казаны на рис. 10.33. Кривые а, Ь, с соответствуют докритическому,
критическому и закритическому режимам*.
Рассмотрим особенности усиления поля в магнетроне. В отсутствие
ВЧ-поля в ЗР электроны движутся по циклоидальным траекториям
(пунктирная кривая на рис. 10.34). В момент выхода из катода элек-
* При заданном анодном напряжении Еа кр (рис 10.32) критический режим
наступает при В — Вкр, докритический — при В < Вкр, закритический — при
В> ВКр В реальных приборах из-за разброса скоростей электронов, вылетаю-
щих из катода, небольшой ток анода будет и в закритическом режиме.
186
троны обладают нулевой скоростью, их кинетическая энергия равна
нулю, а потенциальная энергия максимальна (точка 1 на рис. 10.34).
В процессе движения к аноду электроны приобретают большую ско-
рость, вследствие чего на них действует все увеличивающаяся сила
магнитного поля, искривляющая траекторию движения. В точке 2
кинетическая энергия электрона максимальна, а потенциальная —
минимальна. С этого момента электроны движутся в сторону катода
ц запасенная кинетическая энергия преобразуется в потенциальную.
Следовательно, анодное поле в среднем не тратит энергии на такое дви-
жение электронов.
Определим траекторию движения электронов с учетом электриче-
ского ВЧ-поля. Средняя скорость переноса электронов равна фазовой
скорости электромагнитной волны. Попав в тормозящее поле, электро-
ны будут двигаться вместе с ним. В тормозящем поле (траектория—
сплошная линия па рис. 10.34) скорость электронов уменьшается,
запас кинетической энергии расходуется. Прежнее значение потен-
циальной энергии не может быть восстановлено, электроны не могут
вернуться на катод. Циклоидальная траектория электронов приобре-
тает наклон в сторону анода. При каждом витке циклоиды разница по-
тенциальных энергий в начале и конце витка связана с преобразова-
нием энергии постоянного анодного поля в энергию поля СВЧ. Пос-
ле каждого торможения электронов полем, когда они приблизились
к аноду, скорость переноса вдоль оси г восстанавливается за счет дейст-
вия дополнительной силы Fyl доп (см. § 10.8). В процессе взаимодей-
ствия электронного потока и поля условие синхронизма не нарушает-
ся.
Однако не вся потенциальная энергия анодного поля преобразует-
ся в энергию поля СВЧ. Часть энергии от поля СВЧ отбирают элек-
троны, попавшие в ускоряющее поле и движущиеся к катоду. Их ско-
рость при возвращении на катод будет больше начальной. Получен-
нУю энергию они потратят на нагрев катода. Часть энергии анодного
поля электроны, движущиеся в тормозящем поле, расходуют на на-
тревание анодного блока из-за наличия поперечной составляющей
скорости при соударении с анодом. Величина отдаваемой энергии за-
висит от разности потенциалов между начальной и конечной точками
последнего витка Д£а (рис. 10.34). В начале каждого витка попереч-
ная составляющая скорости обращается в нуль В процессе движения
к аноду она сначала увеличивается, а затем несколько уменьшается.
Ч ростом магнитной индукции ДЕа уменьшается, следовательно, сни-
187
жаются затраты энергии, идущей на нагрев анода. При этом возрас-
тает к. п. д. Если магнитная индукция становится очень большой,
электронные траектории статического режима располагаются вблизи
катода. Предшествующее возбуждению колебаний поле флуктуаций
не сможет оторвать электроны от катода, т. е. процесс преобразования
энергии анодного поля в энергию поля СВЧ не начнется, колебания не
возникнут. Поэтому магнетроны обычно работают при магнитной ин-
дукции немного больше критической.
Большое влияние на работу магнетрона оказывает пространствен-
ный заряд электронов. При взаимодействии электронов с полем СВЧ
происходит группирование электронов в области тормозящего про-
дольного поля и их разгруппирование в обла-
«Л	сти ускоряющего поля (см. § 10.8). Поскольку в
бегущей волне области замедляющего и уско-
ряющего полей следуют друг за другом, движу-
ц/“Ч щиеся синхронно с полем СВЧ группирующиеся
r\^J электроны создают специфические образования
пространственного заряда — спицы. Спицы
J перемещаются вместе с полем, подобно якорю
синхронного электродвигателя. Электроны, по-
ь	павшие в ускоряющем поле, создают слой объ-
Рис 10 35 емкого заряда около катода.
и ' '°	Режим работы магнетрона зависит от задан-
ных значений анодного напряжения Еа и магнит-
ной индукции В. Определим режимы работы, в которых происходит
возбуждение колебаний СВЧ. Необходимыми условиями самовозбуж-
дения являются существование положительной ОС и усиление поля
СВЧ.
Ограничимся рассмотрением ОС по электромагнитному полю, воз-
никающей за счет замкнутой кольцевой замедляющей системы. На
рис. 10.35 показана схема кольца ОС. Электромагнитное поле непре-
рывно вращается по кольцу и усиливается. Если ВЧ-поле, распростра-
няющееся из точки А, обойдя всю замедляющую систему длиной /,
вернется в эту точку в той же фазе, то колебания поля буду г поддержи-
ваться. ОС положительна на тех частотах, где суммарный сдвиг фаз
Фе на длине I кратен 2л:
Фе = 2ли,
где п ~ целое положительное число, принимаемое в дальнейшем за
ш<_ скс впда 1Олебаний. В свою очередь,
й i =’• —== 2л и; (coj
иф («„)
СОтЧ
2л п
Та: как фазовая скорость рабочей пространственной гармоники Цф
зависит от частоты*, каждому значению индекса п соответствует своя
частота <оп, на которой происходит самовозбуждение (рис. 10.36).
В магнетронах чаще всего используют вид колебаний л, у которого
* Вид этой а 1. < о очастною.,, определяется настройкой резонаюров.

индекс п равен половине числа резонаторов. Колебания этого вида
наиболее стабильны.
Усиление поля СВЧ происходит при yn = v&. Скорость переноса
электронов
vB = $a/B = Ea/(dB).
Приравнивая значения скоростей оп и получим
Д'а 	в
dB 2лп ’ а 2яп
(Ю.2)
Полученное выражение представляет собой аналитическую связь
между значениями Еа и В, при которых выполняются необходимые
условия самовозбуждения.
Рассмотрим режим работы магнетрона с помощью диаграммы на
рис. 10.37. Каждая точка диаграммы характеризуется независимыми
значениями Еа и В и определяет режим магнетрона На диаграмме ра-
бочих режимов строят параболу критического режима в соответствии
с (Ю.1) и пороговые прямые по (10.2). Последние представляют собой
геометрические места точек (режимов магнетрона), в которых возмож-
но самовозбуждение колебаний. На диаграмме можно выделить три
области: I, 11 и III. В области / существует ДР, при котором вся
энергия электронов тратится на нагревание анодного блока. В области
II колебания возбуждаются только на пороговых прямых. Возникает
ЗР, когда электроны при взаимодейст-
вии с тормозящим продольным полем
СВЧ достигают анода по наклонной
Рис. 10.37
f
I) /	*2 J п
Рис. 10.36
Циклоидальной траектории (сплошная линия на рис. 10.34), преобразуя
энергию анодного поля в энергию СВЧ-колебаний В области ///,
гДе индукция много больше критической, колебаний не возникает.
Рассмотренная диаграмма рабочих режимов относится к простейшей
идеальной модели магнетрона. В реальном приборе существует раз-
брос начальных скоростей электронов, пространственный заряд, а
также взаимное влияние электронного потока на поле и наоборот.
Появление электронов, покидающих катод со скоростью, отличной
Ог нуля, приводит к возникновению анодного тока в области //,
к°гда отсутствуют колебания СВЧ. Взаимное влияние скоростей элек-
тронов и фазовой скорости электромагнитной волны приводит к пре-
вращению пороговых прямых в пороговые области.
189
На основе диаграммы (рис. 10.37) можно построить вольт-ампер,
ную характеристику идеальной модели магнетрона (сплошные линии
на рис. 10.38), т. е. зависимость анодного тока /а от анодного напря-
женин £а при постоянной магнитной индукции Во. При анодных на-
пряжениях, соответствующих точкам пересечения пороговых прямых
с прямой постоянной индукции Во, когда возникают колебания СВЧ,
появляется анодный ток. В остальных случаях, относящихся к ЗР,
электронные траектории располагакугся вблизи катода (кривая с на
Рис. 10.38
Рис. 10.39
рис. 10.33) и анодный ток равен нулю. При больших значениях анод-
ного напряжения наступает ДР, колебания отсутствуют, но анодный
ток не равен нулю. В этом случае все электроны достигают анода по
криволинейным траекториям (кривая а на рис. 10.33). Дальнейшее
увеличение анодного напряжения приводит лишь к уменьшению на-
Рис. 10.40
клона электронных траекторий, но не
влияет на величину тока, если эмиссия ка-
тода остается постоянной. Вольт-амперная
характеристика реального магнетрона
(пунктирная линия на рис. 10.38) отра-
жает перечисленные особенности, а также
зависимость тока эмиссии катода от анод-
ного напряжения. Возникновение колеба-
ния СВЧ на частотах различных видов
колебаний сопровождается увеличением
анодного тока.
Очень часто используют рабочие харак-
теристики магнетрона, построенные для
области колебаний одного вида, рекомен-
дованного заводом-изготовителем. К ним
относятся вольт-амперная рабочая характеристика, нагрузочная ха-
рактеристика и кривая электронного смещения частоты.
Вольт-амперную рабочую характеристику строят при различных
значениях магнитной индукции (рис. 10.39). Она может быть объясне-
на с помощью диаграммы рабочих режимов: рост магнитной индукции
увеличивает пороговое напряжение данного вида колебаний.
Нагрузочные характеристики (рис. 10.40) размещают на диаграмме
полных сопротивлений. Каждая точка диаграммы характеризует зна-
190
t.einic сопротивления нагрузки, приведенное к какому-либо определен-
ному сечению линии, обычно к плоскости фланца выходного волново-
да. На диаграмме полных сопротивлений указывают значения мощности
и частоты генерации, соответствующие различным нагрузкам. Точки,
в которых мощности и частоты одинаковы, соединяют. Кривые по-
стоянной частоты показаны на рисунке пунктиром, кривые постоян-
ной мощности — сплошные. Пользуясь нагрузочной характеристикой,
по заданному значению модуля и фазы коэффициента отражения,
а также кривым постоянной мощности и частоты находят частоты и
мощности генерации.
Кривая электронного смещения частоты представляет собой зави-
симость частоты генерации юген от анодного тока /а (рис, 10.41).
При увеличении анодного напряжения и
анодного тока возрастает скорость переноса
электронов, электронные спицы несколько
смещаются относительно поля СВЧ. Появ-
ляется сдвиг фаз, вносимый электронным
потоком.
Частота генерации определяется из ус-
ловия баланса фаз В баланс фаз входи г
как сдвиг фаз, вносимый электронным по-
током, так и сдвиг фаз системы резона-
торов (замедляющей системы). Первый
связан со скоростью переноса электронов, второй — с фазовой ско-
ростью поля СВЧ, которая зависит от частоты. Следовательно, при
различных значениях анодного напряжения в режиме автоколебаний
баланс фаз выполняется на разных частотах. Электронное смещение
частоты — явление, нежелательное для многих случаев применения
магнетронов. Поэтому стараются работать при анодных токах, соот-
ветствующих минимальному значению крутизны электронного смеще-
ния частоты 5ЭСЧ = Д/ген/(А/а).
Основными параметрами магнетрона являются рабочая частота
(для неперестраиваемого магнетрона) или диапазон генерируемых
частот (для перестраиваемого магнетрона), выходная мощность,
к п. д., крутизна электронного смещения частоты. Границы диапазона
генерируемых частот соответствуют оговоренному изменению выход-
ной мощности колебаний определенного вида. Перестройка частоты
происходит механически на 5—10% путем изменения параметров резо-
наторов, собственная частота которых регулируется при деформации
подвижной стенки. Выходная мощность импульсных магнетронов на-
ходится в пределах от 10 Вт до 10 МВт, а в режиме непрерывной гене-
рации — от долей ватта до нескольких десятков киловатт; к п. д.
До 70%.
При проектировании магнетронных передатчиков необходима вы-
сокая стабильность анодного напряжения В динамическом режиме
магнетроны обладают низким сопротивлением по цепи питания: не-
большие изменения анодного напряжения могут привести к значитель-
ным колебаниям тока и мощности, а также изменениям частоты Не-
сколько большие изменения напряжения вызывают скачки частоты,
Рис. 10.42
связанные со сменой индекса п и сопровождающиеся скачками мощ-
носги, а иногда и срывом колебаний.
Амплитудную и частотную модуляции СВЧ-колебаний осущест-
вляют путем изменения анодного напряжения, причем изменение ам-
плитуды всегда сопровождается изменением частоты. Поэтому наибо-
лее распространенной является импульсная модуляция. Импульсы мо-
дулирующего напряжения, формируемые в модуляторе или в подмо-
дуляторе, поступают в анодную цепь магнетрона. Такие импульсы
должны обладать по возможности правильной прямоугольной формой:
иметь плоскую вершину, малое время нарастания и спада. Неидеаль-
пость плоской ’ вершины вызывает измене
ние частоты и амплитуды колебаний внутр
радиоимпульсов, что приводит к нежел:
тельному расширению рабочего спектр -
Большое время нарастания напряжени
может быть причиной кратковременного
возбуждения колебаний, соответствующих
относительно низким напряжениям и при-
водящих к нестабильности времени начала
радиоимпульсов основного колебания, а
следовательно, и расширению спектра частот. Уменьшение длитель
пости нарастания и спада импульсов снизит время работы-магнетрона
в неустойчивом режиме.
Стабильность частош автоколебаний зависит от постоянства анод-
ного тока в процессе генерации, рабочей температуры магнетрона и
условий нагрузки. Обычно требования высокой стабильности частон [
и максимальной выходной мощности оказываются несовместимым!
При построении магнетронных передатчиков уделяется большое
внимание качеству взаимного согласования элементов волноводиог)
тракта. Появление отражений в линии может привести к возникнове-
нию газового разряда и преждевременному выходу из строя прибора
из-за разрушения диэлектрика в вакуумном окне.
Схема подключения источников питания к магнетрону показана на
рис. 10.42. Обычно анодный, блок магнетрона для обеспечения условий
безопасной работы соединяют с корпусом установки и заземляют.
Порядок включения магнетрона следующий: сначала включают сис-
тему охлаждения (если требуется), затем источник питания подогрева1
теля, потом анодное напряжение. В мощных магнетронах после пуска
напряжение накала снижают. Дополнительный нагрев катода проис-
ходит за счет энергии поля СВЧ в результате его электронной бомбар-
дировки. Выключение магнетрона происходит в обратной последова-
тельности. В схемы передатчиков входит ряд узлов автоматики, обес-
печивающих правильный порядок подачи питающих напряжений ч
защиту магнетрона.
Контроль за работой импульсного магнетрона осуществляется с
помощью анализатора спектра СВЧ или осциллоскопа, воспроизводя-
щего форму огибающей радиоимпульсов Расширение рабочего спектра
частот, изменение амплитуды и формы импульсов огибающей свидеюль-
ствуют о неустойчивой работе магнетрона.
192
§ 10.10.	Лавинно-пролетные диоды.
Принцип действия генератора СВЧ на ЛПД
Лазчнно-пролетиые диоды (ЛПД) являются разновидностью полупро-
водниковых СВЧ-диодов с отрицательным дифференциальным сопро-
тивлением. Отрицательное сопротивление получают в динамическом
режиме при электрическом пробое и дрейфе носителей заряда в полу-
проводнике. Конструкция прибора должна обеспечивать достаточную
величину отрицательного сопротивления в диапазоне частот и эффек-
тивный отвод тепла. На рис. 10.43, а показана одна из возможных
структур ЛПД. Обозначения р+ и п+
соответствуют увеличенным концентра-
циям акцепторной и донорной примесей
в полупроводнике. Распределения кон-
центраций доноров ЛД и акцепторов Л'а
(числа атомов донорной и акцепторной
примеси в единице объема полупровод-
ника) представлены на рис. 10.43, б, в.
В «-области содержание донорной при-
меси ниже, чем в «^-области; г-область—
область собственного полупроводника.
Участки структуры р+ и п+ обладают
высокой электро- и теплопроводностью.
Самая малая электропроводность у
i-слоя. Лавинный пробой возникает в
р-п-переходе при обратном включении.
Распределение напряженности электри-
ческого поля S показано на рис. 10.43, г.
Наибольшая напряженность поля полу-
чается на границе р+- и «-слоев. Имен-
но здесь возникает электрический про-
Рис. 10.43
бой, начинается лавина. При этом резко возрастает число носителей
заряда — электронов и дырок. Носители заряда перемещаются в элек-
трическом поле, взаимодействуют с атомами кристаллической решетки
полупроводника и образуют все новые пары свободных электронов
и дырок. По мере движения носителей заряда в области сильного по-
ля происходит рост числа пар, что вызывает постепенное возрастание
лавинного тока. Взаимодействие носителей заряда, движущихся с
большими скоростями, с кристаллической решеткой обычно сопровож-
дается нагреванием полупроводника. Отвод тепла от лавинной обла-
сти 1 осуществляется через /?+-слой. Рядом с лавинной областью на-
ходится область дрейфа или пролета электронов 2, включающая и i-
слой. Здесь под действием электрического поля происходит дрейф
электронов в сторону «+-слоя. Размеры i-слоя в основном определяют
время пролета электронов и связаны с рабочим диапазоном частот
прибора. Данная структура обладает единственной областью дрейфа
и называется однопролетной. Существуют также двухпролетные
структуры, в которых две области дрейфа: область дрейфа электронов
и область дрейфа дырок. Слой л1' является своеобразным коллекто-
193
7 Зак. 2
ром электронов: электроны теряют свою скорость, что сопровождает-
ся нагревом полупроводника. Ог того, насколько эффективным явля
ется отвод тепла от структуры, зависит верхний предел мощности кс
лебаний.
ЛПД обычно изготовляют на основе кремния, германия пли арсе-
нида галлия. Диодная структура размещается либо в корпусе, либо
имеет бескорпусное оформление. Возможно включение ЛПД в коак-
сиальную или полосковую линию,
Одна из возможных схем СВЧ-генераторз на ЛПД показана на
пис. 10.44. В схеме диод Д с отрицательным сопротивлением помещен
в колебательную систему СВЧ — в резонатор Р. Перестройку резона-
Рис. 10.44
Рис. 10.45
юра производят с помощью плунжера П. Связь с нагрузкой осуществ-
ляют через выходной волновод. Питающее напряжение подается через
внутренний и наружный проводники коаксиальной конструкции.
Обычно в цепи питания диода устанавливают фильтр нижних частот
(на рис. 10.44 не показан). Полярность напряжения Ео соответствует
обратному включению диода.
Для объяснения механизма возникновения отрицательного сопро-
тивления в ЛПД воспользуемся упрощенной схемой СВЧ-генератора
на рис. 10.45. Предположим, что в генераторе уже существуют коле-
бания СВЧ. Напряжение диода ил складывается из постоянного на-
пряжения источника питания Ео и переменного напряжения на коле-
бательной системе КС Ь'кс (рис. 10.46, а). Мгновенное значение нап-
ряжения диода периодически превышает пробивное напряжение EBV,
соответствующее началу электрического пробоя. Как было показано,
лавинный ток нарастает постепенно. Поэтому ток в лавинной области
/л опаздывает относительно моментов превышения пробивного напря-
жения на Тз. Время запаздывания зависит от напряженности электри-
ческого поля в лавинном слое и изменяется по мере роста амплитуды
колебаний вплоть до установления стационарной амплитуды. На
рис. 10.46, б время т3 превышает четверть периода колебаний, а им-
пульсы тока в лавинном слое начинаются в момент изменения знака
* На рис. 10.46, б показана упрощенная форма импульсов тока лавинного
слоя. В действ 1телыксти л'вшныл ток возникает в моменты ид > Ев , Пер-
воначально скорость увеличения тока мала, по мере развития лавины она ста-
новится все болпше и больше. Для упрощения рассуждения произведена замена:
вместо реальных экспоненциальных импульсов изображены прямоугольные им-
пульсы, эквивалентные по площади,
194 '
ВЧ-яапряжения колебательной системы Длительность импульса то-
ка /п, наведенного во внешней цепи, характеризуется временем
пролета электронов тп в области дрейфа. Величина тп зависит от раз-
меров области дрейфа и определяет пролетную частоту /пр = 1/ (2тп).
Таким образом, во внешней цепи диода появилась последовательность
импульсов наведенного тока, запаздывающих относительно моментов
превышения пробивного напряжения на г, и имеющих длительность
тп. Поскольку первая гармоника Д оказалась в противофазе с пере-
менным напряжением диода (рис. 10.46, а), ЛПД для внешней цепи об-
ладает отрицательны:.! сопротивле-
нием. При достаточной величине от-
рицательного сопротивления, когда
компенсируются все потери в схеме,
в схеме устанавливаются автоколе-
бания.
В данном случае частота колеба-
ний оказалась равной пролетной ча-
стоте. Однако ЛПД может обладать
отрицательным сопротивлением в ши-
роком диапазоне частот. Изменение
частоты генерации происходит при
перестройке резонатора. Ограничение
диапазона перестройки вызвано зави-
симостью отрицательного сопротивле-
ния от частоты. При перестройке ре-
зонатора могут изменяться амплитуда
ВЧ-напряжения и время запаздыва-
Рис. 10.46
ния лавинного тока, а также фазовые соотношения между пере-
менным напряжением и первой гармоникой тока в цепи диода.
Кроме того, приходится учитывать влияние параметров корпуса
диода (емкости патрона и индуктивности ввода). Таким образом,
отрицательное сопротивление для внешней цепи появляется в ограни-
ченном диапазоне частот. Частота генерации при перестройке резона-
тора может изменяться почти в два раза, т. е. в пределах октавы. В
генераторах на ЛПД существует также возможность электронной пе-
рестройки частоты с помощью СВЧ-варикапа или путем изменения
тока в цепи диода. В последнем случае частота генерации изменяется
незначительно: диапазон электронной перестройки составляет деся-
тые доли процента.
Рассмотренный режим работы называют пролетным. Максималь-
ный к. п. д. т] = 20%. Существует более эффективный режим работы,
так называемый режим с захваченной плазмой, где к. п. д. достигает
60%. Генерирование колебаний происходит в более сложной схеме на
частотах, много меньших пролетной. Колебательную систему делают
многочастотной, что позволяет получить на диоде переменное напря-
жение сложной формы, состоящее из нескольких гармоник. Подбирая
амплитуды и фазы напряжений гармоник, можно так повлиять на про-
цессы внутри диода и форму импульсов тока в диодной цепи, чтобы от-
носительное содержание первой гармоники в спектре тока увеличилось.
195
7*
Основными параметрами, указываемыми в паспорте ЛПД, являются
частота и мощность генерируемых колебас,:й, напряжение пробоя,
рабочий ток и тепловое сопротивление. Значение мощности колебаний
приводят на определенной частоте для одной схемы генератора. На-
пряжение пробоя и рабочий ток определяют режим прибора. Напря-
жение диода, устанавливаемое в процессе работы, практически равно
пробивному, составляющему десятки вольт. Ток в цепи диода не дол-
жен превышать указанного в паспорте значения во избежание выхода
прибора из строя. При этом используют схемы стабилизации тока.
Тепловое сопротивление (град/Вт) позволяет определить, на сколько
изменится температура структуры при увеличении подводимой мощ-
ности.
Генераторы на ЛПД работают на частотах от единиц до сотни ги-
!агерц. В пролетном режиме работы в диапазоне 8,2—12,4 ГГц достиг-
нуты следующие значения мощности: 2.7 Вт при непрерывной генера-
рации на кремниевом диоде, 4 Вт при непрерывной генерации на
ЛПД из арсенида галлия, 10 Вт в импульсе на диоде из кремния.
В режиме с захваченной плазмой на частотах 1—2 ГГц получе-
на импульсная мощность 0,5 кВт на генераторе с кремниевым диодом.
§ 10.11. Диоды Ганна. Принцип действия
генератора СВЧ на диоде Ганна
Диоды Ганна, так же как ЛПД, обладают отрицательным сопротив-
лением в динамическом режиме. В 1963 г. при исследовании проводи-
мости образцов из арсенида галлия н-типа Ганном был обнаружен эф-
фект регулярной пульсации тока. По мере увеличения постоянного
напряжения образца ток во внешней цепи возрастал, после чего начи-
нались пульсации тока. Период^следования импульсов тока равнялся
времени пролета носителей заряда через образец и соответствовал час-
тоте диапазона СВЧ. Как было установлено позже, эффект регуляр-
ных пульсаций тока был вызван объемной неустойчивостью, появляю-
щейся в полупроводнике при относительно большой напряженности
электрического поля (порядка 105 В/м).
Диод Ганна (рис. 10.47) представляет собой образец однородного
полупроводника, чаще всего арсенида галлия (GaAs) н-типа (концен-
трация свободных носителей заряда 1013—1016 см-3), с металлическими
контактами Д.
Простейшая схема генератора СВЧ, использующего эффект Ган-
на, совпадает с рассмотренной ранее схемой генератора на ЛПД
(рис. 10.44; 10.45). Колебательную систему, в цепь которой включен
диод Ганна, настраивают на частоту первой гармоники пульсаций то-
ка.
Специфичной для арсенида галлия, фосфида индия (материалов,
где наблюдается эффект Ганна) является зависимость средней скоро-
сти дрейфа электронов удр от напряженности электрического поля S
(рис. 10.48). Коэффициент пропорциональности между значениями
цдр и & называют дрейфовой подвижностью р = v^JS. В тех случа-
ях, когда нарушается пропорциональность между дрейфовой скоро-
198
стью и напряженностью электрического поля, используют дифферен-
циальную подвижность рд = dvnv/d$. Из графика рис. 10.48 следует,
что при малой напряженности поля & в полупроводниковом материа-
ле наблюдается самая большая подвижность электронов. Участку за-
висимости идр от <?, где увеличение напряженности электрического
поля вызывает уменьшение скорости дрейфа, соответствует отрицатель-
ная дифференциальная подвижное 1Ь (заштрихованная область). От-
рицательная дифференциальная подвижность может привести к объ-
емной неустойчивости в полупроводнике, вызывающей пульсации
тока. Покажем, что в схеме рис. 10.45 в цепи диода Ганна действитель-
на могут возникать регулярные пульсации тока.
Рис. 10.47
Рис. 10.48
Пусть источник питания напряжением Ео создает в диоде Ганна
среднюю напряженность электрического поля $п, соответствующую
участку с отрицательной дифференциальной подвижностью (рис. 10.48),
и вызывает дрейф электронов со скоростью цдр 0. В первом приближении
считаем поле в образце равномерным. Однако в какой-то части струк-
туры может встретиться неоднородность плотности носителей тока,
вблизи которой появится небольшой скачок напряженности электри-
ческого поля. На рис. 10.49 показано возможное распределение на-
пряженности поля <5 в направлении г, перпендикулярном плоскости
контактов, около неоднородности. Изменение напряженности поля
S у неоднородности вызовет изменение скорости дрейфа электронов. В
данном случае большей скоростью обладают электроны на участке с
меньшей напряженностью S.
Предположим, что неоднородность вместе со скачком поля переме-
щается по образцу со скоростью идр0 в направлении г. Определим рас-
пределение электрических зарядов вблизи движущейся неоднородно-
сти. Для этого воспользуемся изображенной на рис. 10.50 пространст-
венно-временной диаграммой, перемещающейся со скоростью идр0
вдоль оси г*. Обозначим преобразованную пространственную коор-
динату г', по оси ординат отложим время t и напряженность поля S.
Очевидно, что распределение напряженности поля с? остается посто-
янным относительно координаты г'. Точками на оси абсцисс показаны
* Диаграмма на рис. 10 50 напоминает рассмотренную ранее пространствен-
но-временную диаграмму для приборов бегущей волны типа О (рис. 10.10).
197
начальные положения дрейфующих вместе с полем электронов. Элек-
троны, у которых одр > одр0. с течением времени станут обгонять сис-
тему координат. Их графики движения на пространственно-временной
диаграмме смещаются вправо. Электронам, обладающим меньшей ско-
I остью дрейфа (одр < одр0) и отстающим от системы координат, соот-
ветствуют отклоняющиеся влево кривые. Происходит группирование
VAp>VAPO
I _________________________
О	z
Рис. 10.49
Рис. 10.50
__।__i___,
/ в2
Рис. 10.51
электронов и увеличение отрицательных зарядов у скачка поля в се-
чении А. В сечении В, где наблюдается разгруппирование электронов,
появляются нескомпенсированные положительные заряды ионов до-
норов. В результате вблизи скачков поля, движущихся со скоростью
одр0. образуется двойной слой объемного
заряда, называемый доменом.
Существование домена, в свою очередь,
влияет на мгновенное распределение по-
тенциала (рис. 10.51. а), определенного
относительно катода, и напряженности
электрического поля (рис.10.51, б) внутри
образца. Пунктирными линиями на
рис. 10.51 показано распределение U и S
в отсутствие домена. Из-за пространствен-
ного заряда потенциал точек в сечении В
должен возрастать, а потенциал точек в
сечении А — уменьшаться. График напря-
женности поля (рис. 10.51, б) представляет
собой график производной потенциала
(рис. 10.51, а). Зависимость напряженности
поля $ от координаты г около домена
совпадает с зависимостью, изображенной на рис. 10.49. Следователь-
но, вблизи домена появляется распределение поля, способствующее
поддержанию домена, т. е. домен — образование устойчивое. Необхо-
димым условием появления и существования домена является опре-
деленное соотношение скоростей дрейфа (см. рис. 10.49), соответствую-
щее отрицательной дифференциальной подвижности. Движущаяся
неоднородность плотности носителей тока связана с перемещением
домена.
198
Домен может появиться около любой неоднородности структуры
полупроводника. Самой большой структурной неоднородностью яв-
ляются контакты: катодный и анодный. Существуют неоднородности
и в объеме полупроводника, связанные с дефектами кристаллической
решетки. Под действием приложенного к образцу поля домен начина-
ет двигаться в направлении г от катода к аноду. При этом происходят
группирование электронов и ионов вокруг сечений Л и В (см. рнс. 10.50)
и возрастание плотности пространственного заряда. Постепенный рост
пространственного заряда сопровождается изменением потенциалов
точек, расположенных на границах домена (рис. 10.51, а): уменьша-
ется потенциал точек сечения А, увеличивается потенциал точек сече-
ния В. В результате уменьшается угол наклона кривой распределения
потенциала за пределами домена, сип-
жается напряженность электрического
поля (рис. 10.51,6). Напряженность
поля вне сформировавшегося домена
может достигнуть значений, при которых
не существует отрицательной диффереп- 0
циальной подвижности (см. рис. 10.48);
условия существования доменов огсут-	Рис. 10.52
ствуют. Внутри диода Ганна может на-
чаться рост нескольких доменов. По мере развития они конкури-
руют друг с другом, после чего формируется только один домен.
Чаще всего образуются катодные домены. Появившись у катодного
контакта, они проходят в образце самый большой путь. Достигнув
анодного контакта, домен должен прекратить свое существование. Тог-
да напряженность электрического поля внутри образца станет соот-
ветствовать отрицательной дифференциальной подвижности и произой-
дет рождение следующего катодного домена. Рассмотренный процесс
повторяется.
Осталось выяснить причину возникновения регулярных пульсаций
тока во внешней цепи диода Ганна. Периодическое существование и
исчезновение доменов изменяет сопротивление образца. В отсутствие
домена кривая потенциала (пунктирная линия на рис. 10.51, а) вбли-
зи контактов наклонена под большим углом к оси г, что соответству-
ет самому большому току во внешней цепи и самому малому сопротив-
лению образца. Когда существует домен, угол наклона кривой потен-
циала к оси г (сплошная линия на рис. 10.51, а) около анодного и ка-
тодного контактов уменьшается, что соответствует меньшему току и
большему сопротивлению образца. Таким образом, ток в цепи диода
Ганна непрерывно изменяется во времени (рис. 10.52). Частота пов-
торения импульсов тока зависит от времени дрейфа тдр « А0бр/Удро-
Следовательно, чем больше длина образца Ьобр, тем больше тдр и тем
меньше частота повторения импульсов тока.
Рассмотренный принцип действия генератора на диоде Ганна отно-
сится к пролетному режиму, существующему, когда напряжение на
колебательной системе 6';;с не влияет на процессы, происходящие в
полупроводнике. Частота автоколебаний в пролетном режиме равна
пролетной частоте /вр = 1/тдр. Напряжение диода Ганна склады-
199
вается из пос гоя нт го напряжения £а и прре' енг.ого напряжения
Ц!С Дм. рис. 10.46, а). При большом чапрятошич И!;с суммарное на-
пряжение диода в некоторые интервалы времени может уменьшиться
до значений, при которых напряженность электрического поля в об-
разке не соответствует отрицательной дифферентов тьной подвижно-
сти. Если напряжение диода стадо ниже пороговом? в момент времени,
когда домен уже достиг анодного контакта, то происходит задержи 1
появления нового домена. Частота пульсаций тока уменьшится Если
установилось напряжение С/д ниже порогового во время дрейфа до-
мена внутри объема образца, то возникает преждевременный соыв до-
мена, а частота пульсаций тока увеличивается. Таким образ " часто-
та повторения импульсов приближается к частоте переменного напря-
жения колебательной системы. Собственная частота рсюпагора и час-
тота генерации может быть как выше, так и ниже чютоты пульсаци '
гока, характерной для пролетного режима. В первом случае возника-
ет режим с подавлением домена, во втором случае — режим с задержке’,
домена.
В рассмотренных режимах, связанных с существованием доменов,
скважность импульсов тока в цепи диода оказывается достаточно вы-
сокой, а содержание первой гармоники в спектре тока низкой. При
постоянном напряженки диода, существенно превышающем пороговое,
большой амплитуде переменного напряжения (используется высоко-
добротная колебательная система) и резонаторе, нжтрто,тчом на час-
тоту в несколько раз выше пролетной, время нах тждения рабочей точ-
ки диода на участке с отрицательной двффзоепциальпой подвижностью
может оказаться недостаточным для формирования домтоа Именно
здесь удается получить более высокое содержание топзей i рлю'шкл
в спектре тока и более высокий к. п. д. Соотгеттовугщпй этю.у слущто
эффективный режим работы называют режимом ограничены то нгк'п-
ления объемного заряда (ОНОЗ). Если в пролетном режиме к п. д.
г; = 44-6%, то в режиме ОНОЗ р = 25(,Ф.
Генераторы на диодах Ганна обла щюг высотой стабильно' и ’: чр'-
тоты. Напряжение Ео оказывает незначительное ваиянп" ш 
руемую частоту. Скорость электронной перестройки ш;ь гетик:
(1.8 ГГц/1 мкс). Изменение частоты генерации в шир- . пусхелах
(до двух раз) производят с помощью резонатора Перед xv ус toito
тора могут осуществлять механически или электричес фая элект-
рического управления частотой генераторов Ганна применяют спе-
циальные ферритовые резонаторы, собственная частота кото; ых ре-
гулируется изменением тока подмагничивания.
Максимальная мощность генераторов часто ограничивается эф-
фектами, связанными с нагреванием полупроводника. Достигнутые
значения выходной мощности в режиме непрещтошЛ генерации мень-
ше, чем в генераторах на ЛПД. В режиме ОНОЗ получена импульс-
ная мощность 6 кВт на частотах 1—2 ГГц.
Для диода Ганна обычно приводят следующие параметры: частота
и мощность генерации (в определенной схеме генератора), пороговое
напряжение, соответствующее возникновению регулярных пульсаций
тока', и сопротивление образца диода по постоянному току.
200
Глава 11
ПЕРЕДАТЧИКИ С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
§ 11.1. Общие сведения
Для осуществления радиосвязи необходимо использовать электромаг-
нитные колебания высокой (радио) частоты (см. § 1.1). Однако спектр
сигнала, подлежащего передаче (отображающий передаваемое сооб-
щение), расположен, как правило, в области низких (например, зву-
ковых) частот. Следовательно, для реализации радиосвязи необходи-
мо каким-то образом изменять один из параметров радиочастотного
колебания в соответствии с передаваемым низкочастотным сигналом,
т е. перенести спектр передаваемого сигнала в область радиочастот.
Это достигается с помощью модуляции РЧ-колебания. Модуляцию
осуществляют в специальном устройстве (рис. 11.1), называемом м о-
дуляторомУИ. На один вход модулятора подается ВЧ-напряже-
ние несущей частоты и„ (I) от возбудителя В, на другой — низкочас-
тотный передаваемый сигнал иа (t) от источника сигнала (ИС). На вы-
ходе модулятора получают модулированное ВЧ-колебание и (/).
Известно, что гармоническое колебание вида
и = U cos («/ + ср)	(И-1)
характеризуется амплитудой напряжения U, частотой f — ®/2л и на-
чальной фазой ф. Для строго синусоидального колебания параметры
U, со и ф постоянны, г. е. не меняются во
времени. При модуляции один из параметров
гармонического колебания меняется во вре-
мени в соответствии с передаваемым сигна-
лом. Так, при амплитудной модуляции (AM)
такому изменению подвергается амплитуда
гармонического ВЧ-колебания.
Положим, что передаваемый сигнал пред-
ставляет собой функцию времени ua(t)
(рис. 11.2, а). Тогда при AM амплитуда на-
пряжения U ВЧ-колебания на выходе моду-
Рис. 11.1
лятора должна меняться во времени в соответствии с передаваемым
сигналом (рис. 11.2, б):
U (/} = иа+и-^	(11.2)
где UH — амплитуда немодулированного ВЧ-колебания ия (/)
(рис. 11.2, в).
С учетом (11.2) выражение для AM-колебания примет вид
и (0 = [Ua на (/)] cos (®а i -р ф0\	(11.3)
201
где <он — несущая частота АМ-колебания; <р0 — начальная фаза (в
дальнейшем считаем ф0 = 0).
Характер изменения колебания (11L3) дан на рис. 11.2, г. Пунктир-
ной кривой показана огибающая АМ-колебания. Математически оги-
бающая описывается выражением (11.2). При AM без искажений оги»
бающая изменяется по закону, совпадающему с изменением переда-
ваемого сигнала. В отсутствие
AM, т. е. при U = UB, режим
работы передатчика называют
режимом молчания
(телефонным режимом или ре-
жимом не! ущей частоты).
Для проектирования как пе-
редатчика, так и приемника
нужно знать количественные па-
раметры, характеризующие
AM-колебание вида (11.3). Неко-
торые из этих параметров опре-
деляются видом передаваемого
сигнала. Поэтому дадим крат-
кую характеристику сигналам.
Передаваемые сигналы можно
'разделить на непрерывные и им-
пульсные. Непрерывные сигналы
[к ним относятся, например, те-
лефонные (речь, музыка), теле-
визионные и фототелеграфные]
характеризуются непрерывным,
плавным изменением напряже-
ния или тока сигнала во време-
ни. Импульсные сигналы исполь-
зуют при передаче дискретной
информации.
Реально передаваемые непре-
рывные сигналы представляют
собой непериодические процессы,
Рис. 11.2
непрерывно меняющие во време-
ни свое значение по случайному закону. Известно, что спектр такого
колебания сплошной, т. е. имеет составляющие всех частот в занимае-
мой полосе. Поскольку сигнал случаен, то и интенсивность различных
спектральных составляющих меняется по случайному закону. Если
производить оценку интенсивности не каждой спектральной составляю-
щей, что при случа11ном сигнале сложно, а всех спектральных состав-
ляющих в узкой полосе частот (например, 1 Гц) за длительное время,
то можно оценить среднюю мощность [спектральную плотность Р (/)],
которой обладает сигнал в этой полосе частот. Если произвести оценку
спектральной плотности во всей занимаемой сигналом полосе частот,
то ^Ожно построить спектральную диаграмму случайного сигналй
(рн& 11.3, а). Как следует из этого рисунка, реальный сигнал имеет
20$
бесконечно широкий шшкгр Поэтому для высококачественного вос-
пооизвсдения сигнала нужен канал связи с очень широкой полосой
пропускания Однако основная энергия сигнала сосредоточена в уз-
кой полосе часгоц что дает возможность сузить полосу пропускания
канала связи без заметных искажений передаваемого сигила. Так,
для радиотелефонии мо?кно ограничиться полосой 300—3)00 Гц, а для
высококачественного в-щзния — полосой 50—15 000 Гц При огра-
ничении полосы чалог возникают искажения, ксяорые нс должны пре-
вышать требуемой нормы Так, например, в радиовещании и телеви-
дении следует учитывать особенности человеческого слуха н зрения,
особенности приела и стоимость
аппаратуры. Поэтому ширина
спектра реального сигнала огра-
н тчивается допустимыми часто-
тами Гш1пдоиИ Гтахдоп> при этом
искажения воспроизводимого
сигнала находятся в заданных
допустимых пределах Ширина
спектра модулирующего сигнала
и допустимый уровень частотных
искажений определяются соот-
ветствующими стандартами на
каналы связи, вещание, передат-
чики и приемники; для радиоле-	Рис- 11,3
кации — требованиями к системе.
Анализировать прохождение сигнала со сплошным спектром через"
радиоканал математически сложно, поэтому приближенно счита-
ют, что спектр сигнала в пределах /,’,nIanou — Гтахдоп дискретен
(рис. 11.3, б), т. е. состоит из конечного ряда гармонических состав-
ляющих. Чем большее число таких составляющих учитывают, тем
точнее соответствует дискретный спектр спектру реального сигнала.
В простейшем случае вместо многих гармонических составляющих
рассматривают лишь одну гармоническую составляющую частотой
F = й/2л, находящуюся в пределах от Ртщдоп Д° ^тахдоп- Резуль-
таты рассмотрения колебания с одной частотой можно затем распро-
странить на весь диапазон частот от FmInnon до ^тахдоп- В данном
случае сигнал имеет вид гармонического колебания (рис. 11.4, а):
на (0 = Ua cos Q t.
(Н.4)
Тогда согласно уравнениям (11.3) выражение для АМ-колебания
при модуляции колебанием с одной частотой Й примет вид
и (/) = и cosюн t = UB (1 -l-mcosQ^ cos®H t. г (11.5)
Минимальное и максимальное значения амплитуды U;
Umax — Ua (1 “h W)j Umin — Uв. (1
(И.6)
203
Коэффициент модуляции
^max ^mln
^rnax "Ь ^mln
(117)
характеризует относительное изменение амплитуды АМ-колебания.
На рис. 11.4, б—г показан возможный вид AM-колебаний с раз-
личным коэффициентом модуляции. На рис. 11.4, г симметричность
модуляции нарушается и огибающая модулированного колебания уже
Рис. 11.4
не соответствует по форме передаваемому сигналу, что приводит к ис-
кажению при приеме. Для отсутствия перемодуляции (искажений) не-
обходимо ОбеСПеЧИТЬ	Дотах.
На практике выбираются /п< 1. Это объясняется тем, что уро-
вень реального модулирующего сигнала может меняться в значитель-
ных пределах и при больших пиковых значениях возможна перемоду-
ляция, т. е. возникновение искажений.
Воспользуемся формулой (11.5) для определения спектрального
состава АМ-колебания. Учитывая cos Qt cos => 0,5 [cos (®u -т
+ Q) t + cos (o)H — Й)/], получим
и чг) — (Д ссзсьД 4- 0,^niUtlcos (®„ |-Q) г'-|-0,5тДнсоз(®11 — Й) t. (118)
204
Как следует из (11.8), AM колебание состоит из трех составляю-
щих-. колебания с несущей частотой сон и амплитудой Uн, и двух коле-
баний с частотами ©н + Q и сои — Й и амплитудами 0.5mUн. Час-
тоты ®я 4-й и ®н — й называют боковыми. Спектр модулирующего
гармонического колебания показан па рис. 11.4, д, спектры АМ-коле-
баний при различных т — на рис. 11.4, е—з.
В более общем случае передаваемого сигнала со сложным спектром
(рис. 1L5, о) спектр AM-колебания будет иметь вид, показанный на
рис. 11.5, в. На рис. 11.5, б дан спектр несущего колебания. Согласно
рис. 11.5,в, при AM с обеих сторон от спектральной составляющей
Рис. 11.5
Рис. 1 1.6
п^-мщсй частоты появляются боковые полосы, каждая из которых соот-
ветствует спектру модулирующего сигнала uq (/). Ширина полосы час-
тот AM-колебания равна удвоенной максимальной частоте модуляции:
(fв ~Ь ^mas) (/и Fmax) ~ 2Стах.
Согласно (11.8), AM-колебание при модуляции гармоническим сиг-
налом представляет собой сумму трех гармонических колебаний с час-
тотами <он, (о„ 4-й и ®н — й. Следовательно, геометрически (в век-
торной форме) это колебание можно представить суммой трех векторов
(рис. 11.6): вектора несущей частоты длиной Uu, вращающегося с уг-
ловой скоростью <вн, и двух векторов боковых частот, каждый из ко-
торых имеет длину 0,5т17н, вращающихся один с угловой скоростью
<в„ 4- й, а другой — со скоростью юн — й.
Таким образом, векторы боковых частот вращаются относительно
вектора несущей в противоположные стороны с угловой скоростью
й. Их сумма в любой момент времени дает вектор, совпадающий по
направлению с вектором несущей частоты. Поэтому результирующий
вектор AM-колебания вращается с постоянной угловой скоростью сон,
а его длина меняется периодически с частотой Й.
В режиме молчания мощность на выходе модулятора, создаваемая
на резисторе нагрузки R,
Ptl = U‘,/(2R).	(11.9)
205
Максимальная и минимальная мощности на нагрузке Р выделяют-
ся в моменты времени, koi та амплитуды АМ-колебания максималь-
на или минимальна:
Р' — ^1ах _ i^II О_ п /1 Lm.2-
' max------;	। т >
Р’ ~	=	11 тт>:’ р (1
mtn	2R	HV
Если при этом обеспеч нзается и максимальный коэффициент моду-
ляции /nmax> т0 передаваемая мощность станет максимально возмож-
ной:
Р
г max
[Сн (l+^trntx)]2
'R
= Р„(1 + /Птах)2.
(11.10)
Из (11.10) при т nax = 1 Ртах = 4Р„, т. е. максимальная переда-
ваемая мощность ь четыре раза больше мощности в режиме молчания.
Таким обраюм, передатчик должен
проектироваться на максимальную
мощность.
На рис. 117, а показана диа-
грамма передаваемого АМ-сигнала.
Изменение передаваемой мощно-
сти Р во времени при передаче
АМ-колебания для т = 1 иллю-
стрируется с помощью графика
рис. 11.7, б
Мощность одной боковой со-
ставляющей спектра AM колеба-
1	(mU-ц \2
ния равна (—> d мощность
обеих боковых составляющих
г. / tnU,,	1
<11.11)
Полезная информация о переда-
ваемом сигнале заключена именно
в боковых составляющих, поэтому с точки зрения эффективности при-
ема мощность Pq является определяющей.
Отношение
Pmax 2(>+mrnax)2
максимально при т =» /иmax = 1. Тогда Рентах 1/8. Следователь-
но, доля мощности боковых составляющих в общей мощности АМ-ко-
лебания незначительна и не подвышает даже в предельном случае
12,5% от макси >нчьной м лцпости, которую может развить передатчик.
Как следует из (И 9) и (11.11), при т = 1 мощность, затрачивае-
мая на излучение несущей частоты, превышает не менее чем в два раза
полезную мощность обеих боковых составляющих,
203
Таким образом, п-1 остатками AM являются низкая эффективность
использования юцтощи установленных в передатчике электронных
приборов, штрэкая потока частот, занимаемая модулированным ко-
лебание I, вдзоэ презышзоцая ширин’ г ‘игра модул ipy одето сиг-
нала Однахо приел АЧ колебаний о1/и^ствляо’ сравнпгльно про-
стыми по констэукци I п манниками чю обусловливает ш покое при-
менение AM в массовом рад юзещачил
В настоящее время ампптудную модулпцию исполъасют главным
образом в радиовещательных системах длинных, средни и коротких
волн, а также для передачи сигналов изображения в тел о тзионных
радиоста щиях метровых и дециметровых волн В радио плафонной
связи а шлитудную модуляцию при юняот только для блтктей ра-
диосвязи в гражданской авиации (118—136 /МГц)
В передающих устройствах используют несколько способов полу-
чения амят!тудчой модулями. В ламповых передатчиках реализуют
мэдуляцио на управляющую сетку напряжением смещен in или напря-
жением всыбужденля, на зацитную или экранирующую сетку, на
анод (имеется несколько модификаций вклютая аиодно экранную).
В транзисторных передатчиках осуществят от мэдуляци о из базу на-
пряжением возбужденна или смещения, а также коллекторную моду-
лчцчо Во всех типах передатчиков возможна амплитудная модуля-
ция изменением свтзт с нагоузкой В современных переда г тиках встре-
чаются следу ощие способы модуляция напряжением возбуждения,
анодная и коллекторная, в телевизионных передатчиках также-при-
меняют модуляци о на управляющую сетку напряжением смещения.
§ 11.2.	А^одуляция изменением напряжения
смещения управляющей сетки
Амплитудная модуляция изменением напряжения смещения ГВВ* *
состоит в изменении напряжения Ес при постоянных Еа; UB, Со-
ответственно изменяются амплитуда ianm, угол отсечки импульса
анодного тока 0 и первая гармоника анодного тока /а1. В качестве пе-
ременной составляющей напряжения смещения используют напря-
жение передаваемого сигнала — модулирующее напряжение Uq
(рис. 11.8, а, б)
В области ННР (рис. 11.9) импульс анодного тока сохраняет форму
отрезка косинусоиды По мере запирания лампы амплитуда импульса
и угол его отсечки уменьшаются, соответственно убывает и первая гар-
моника анодного тока /ai- Аналитически зависимость /а1 = f (Ев)
можно представить следующим образом. Из § 1.3 известно, что
/al = S(t/c-D(7a)T1(e);
Ua /al Ъб /al = S (Ue-D/al Ra) V1 (0).
Решив последнее равенство относительно /а1, получим
 /ai = SUCK <е>/[ 1 + SDRa Т1 (0)] « SUD Ъ (0).
* Рассматривается только характерный для передатчиков случай работы
с 9 < 180°,
20/
Аналогично,
!a^SUoy0(QW, J-SD/?iYo(0)].
Таким образом, при D та 0 зависимость 1Я1 и /а0 от Ес определяет-
ся зависимостью и у0 от Ес.
al
Рис. 11.8
В § 1.3 была рассмотрена зависимость и у0 от 0. Напряжение сме-
линейно связано с cos 9: cos 9 = (Её — Ес)1ио. Поэтому не-
обходимо от графиков рис. 1.10 перейти к рис. 11.10: (cos 0). Ли-
нейность соблюдается только при 0.5 > cos 0 '> —0,5, т. е. пои
6 '’* < 0 <_ 120°. Следовательно, при идеальных линейных характерис-
тиках лампы модуляция изменением напряжения смещения управ-
ляющей сетки сопровождается нелинейными искажениями.
В целях повышения линейности модуляции и величины к. п д.
область характеристики — 0,5 < cos 6 < —1 (120° < 9< 180°) не
используется. На практике применяют 0тах — 904-110°. Для получе-
ния 100%-ной амплитудной модуляции необходимо, чтобы/а1т1п = 0,
когда cos 0 т1п = 1 или 0т1п = 0. При этом заходят в нижний нелиней-
ный участок характеристик, следовательно, неизбежны линейные
искажения. У реальной лампы с реальными статическими характерис-
тиками нелинейные искажения дости-
гают 10—15%.
Статическая модуляционная ха-
рактеристика, т. е. зависимость /а1,
/а0 от Ео, представлена на
рис. 11.11, а.
В точке, где мощность максималь-
на, для получения высокого к. п. д.
Рис. 11.11
Рис. 11.10
режим должен быть граничным. При переходе к перенапряжен-
ному режиму в импульсе анодного тока появляется «провал», а а
верхней части статической модуляционной характеристики возника-
ет излом, т. е. возникают нелинейные искажения.
Режим молчания (режим телефонной точки) соответствует середи-
не статической модуляционной характеристики:
7all ~ 51 а 1 max \ 7аог	0,57ао max J 7?ст 9,5 (Eq m|n 4" До max )•
Для упрощения энергетического анализа режима будем считать,
что статическая модуляционная характеристика линейна (пунктир-
ные линии на рис. 11.11, а). Зависимости мощности и к. п. д. для это-
го случая показаны на рис. 11.11, б. График Ро = Еа7а0 = f (Ес)
повторяет ход графика 7ао = f (Ее), так как Ea = const; зависимость
Pi = 0,57а17?а имеет квадратичный характер (7?а = const); Р1Т «
я» 0,25Р1тах, так как 7а1т та 0,57а1тах. Выбор лампы производят
по мощности Р1тах ; Рном > Р1тах. При 5гр = 0,84-0,95 наибольшая
мощность потерь на аноде Ра = Ро = Рх будет вблизи режима мол-
чания. К. п. д. т)а = РJРq меняется линейно от максимального зна-
чения в точке максимальной мощности (т)тах = 0,654-0,75) до нуля
Е точке минимальной мощности. В режиме молчания г)т та 0,5ртах «д
я» 0,34-0,35. Поскольку в человеческой речи и музыке преобладают
209
паузы и звуки малой и средней громкости, к. п. д. ступени с сеточной
модуляцией будет небольшим.
Как следует из рис. 11.9 и 11.11, а, графики сеточного тока на ста-
тических модуляционных характеристиках расположены несимметрич-
но относительно £ст. Причиной этого является смещение характерис-
тики сеточного тока лампы (см. рис. 11.9) относительно анодно-сеточ-
ных характеристик на величину Её. При | ZT0 J UB сеточный ток от-
сутствует, Следовательно, при модуляции токи /с1, /с0 нелинейно свя-
заны с Ес. Считают, чго при модуляции изменением напряжения сме-
щения модулятор работает на нелинейное сопротивление сеточной це-
пи генератора, что является еще одной причиной нелинейных искаже-
ний.
Для уменьшения искажения необходимо проектировать модулятор
с малым внутренним сопротивлением; наилучшие результаты дает ка-
тодный повторитель.
Напряжение управляющей сетки описывается выражением ес =
=£с + Uc cos <ot + Ua cos Q.t. Графики напряжения сетки и анодного
тока приведены на рис. 11.12.
Редкое использование модуляции изменением напряжения смеще-
ния в современных передатчиках определяется плохими ее энергети-
ческими и качественными показателями: Риом Pimaxl Л Д 30-4-35%;
да 10-415%.
Для рассмотренного способа AM используют лампы с экранирую-
щей сеткой (тетроды, пентоды), так как они обладают меньшим током
управляющей сетки, что позволяет снизить уровень нелинейных иска-
жений.
В усилителе низкой частоты (модуляторе) частотные искажения
при модуляции изменением смещения возникают из-за наличия вход-
ной емкости модулируемого генератора Свх — Сдл + Свхл + См-
Небольшие дополнительные частотные искажения создает колебатель-
ный контур.
210
§ 11.3.	Усиление модулированных колебаний
Усиление AM-колебаний широко используется в современных передат-
чиках, так как часто бывает целесообразно сначала произвести моду-
ляцию при малом уровне мощности, а затем модулирование колебания
усилить. По такому принципу строят некоторые маломощные веща-
тельные и связные передат-
чики.
Для усиления АМ-колеба-
ний на управляющую сетку
лампы подают промодулиро-
ванное напряжение радиоча-
стоты при постоянных Еа, Ее
и /Д. При этом амплитуда
первой гармоники анодного
тока /а1 определяется измене-
нием амплитуды импульс-
ного анодного тока 1ата1
(рис. 11.13). Кроме того, при
Ев > Е'а и Ес < Её и измене-
нии UB меняется угол 0 (на
рис. 11.13 показан более ти-
пичный случай Ео < Ео) и со-
ответственно oq (9); а0 (0).
При Ес = Ео 9 = const,
И) (9) = const, а0 (9) = со 1st.
Рассмотрим аналитиче-
скую связь /а1 с Uo. Известна
зависимость /а1 = S (С/о —
— DU а)уг (9) или /а1 = S X
X (L/c — DIaRa)y (0), откуда
l^SU^AQ)/
/{l+SDR, V1 (9)].
Линейная зависимость /а1
от UB возможна только при
71(9) = const, что в свою оче-
редь соблюдается при ЕВ = Е'В
(рис. 11.13 и 11.14, а, б).
Таким образом, при уси-
лении AM-колебаний и 9 =
= 90° возможна линейная модуляция возбуждением. При Ео < Е'3
или Ев > Е’. одновременное изменение iamax и 9 приводит к нели-
нейной зависимости /а1 от Uo (рис. 11.14, в, г). Кроме того, при
Ее Е'в происходит изменение коэффициента глубины модуляции
в анодной цепи тл по сравнению с сеточной цепью тв: при
>ЕС' та < пгв, при Ео >Е( та >тс. Последнее обстоятельство
иногда используется для углубления модуляции, однако нелинейные
искажения при этом возрастают,
211
Зависимости /д1 и /а0 от UB называют статическими модуляцион-
ными характеристиками (рис. 11.14, а, в). Для случая Ес = Е'в на
рис. 11.14, б приведены также зависимости мощностей Ро и Рг от £7С.
Эти графики по виду близки к зависимостям мощностей Рп и Р± от Ес
при модуляции напряжением смещения (см. рис. 11.11,6). Следова-
тельно, энергетические показатели модуляции на управляющую сет-
ку напряжением смещения и возбуждения одинаковы. Преимуществом
усиления AM-колебаний является возможность достижения малых
нелинейных искажений. Для достижения более высокой линейности
применяют тетроды или пентоды, имеющие меньший ток управляющей
сетки. Наилу’шая линейность достигается в режимах без тока сетки.
Поскольку на вход ступени подаются только радиочастотные коле-
бания с меняющейся амплитудой, схемы ступеней усиления АМ-коле-
баний не отличаются от схем ГВВ, рассмотренных в гл. 2. Так как по
тдепям питания анода и сеток протекают токи, содержащие составляю-
щие звуковой частоты, источники питания, должны иметь и для этих
токов малое внутреннее сопротивление.
Частотные искажения определяются только колебательных! кон-
туром ступени и обычно невелики.
§ 11.4.	Анодная модуляция
При анодной модуляции модулирующим фактором является напря-
жение анодного питания ступени £а. При этом сопротивление анодной
нагрузки Ra и напряжение возбуждения U,. постоянны
Практическое применение имеют устройства, в которых лампа ра-
ботает в ПНР, так как при этом удается обеспечить полное использо-
вание лампы по мощности,
высокий к. п. д. анодной цепи
и т = 1 Аналитическое ис-
следование ПНР затруднено,
поэтому ограничимся только
рассмотрением его качествен-
ной картины (рис. 11 15) При
изменении напряжения пита-
ния динамическая характери-
стика ГВВ перемещается па-
раллельно самой себе (см.
§ 1.3 и рис. 1.8, 1.9). В обла-
сти ННР импульс анодного
тока сохраняет форму отрезка
косинусоиды; амплитуда п
угол отсечки импульса ме-
няются незначительно вслед-
ствие наклона характеристик (О >0). Первая гармоника анодного
тока /а1 мало зависит от Еа (при D — 0 /а1 не зависит от Еа.). В об-
ласти ПНР по мере уменьшения Е& импульс анодного тока дефор-
мируется; амплитуда становится меньше, «провал» — глубже, угол
отсечки — меньше. При Еа — 0 анодный ток прекращается. Следо-
12
вательно, при уменьшении Еа начиная с критического (граничного)
режима /а1 и /а0 уменьшают до нуля, т. е. возможна стопроцентная
амплитудная модуляция. Как показывают теория и практика, при фик-
сированном напряжении смещения статические модулированные ха-
рактеристики /а1 = f (Еа), /а0 = f (Еа) нелинейны (пунктирные ли-
нии на рис. 11.16, о), следовательно, неизбежны значительные нели-
нейные искажения. Кроме того, анодная модуляция при фиксирован-
ном Ев сопровождается большим током управляющей сегки, так как
в ПНР при постоянных Ев и UB
с уменьшением анодного увеличи-
вается сеточный ток. В результате
возникает опасность перегрева сет-
ки, увеличивается необходимая
мощность возбуждения.
Рис. 11.17
На практике в ступенях с анодной модуляцией применяют автома-
тическое смещение за счет постоянной составляющей тока сетки:
Ес = Дзо^с- При правильном подборе сопротивления автоматического
смещения удается достичь высокой линейности статической модуляци-
онной характеристики (сплошные линии на рис. 11.16, а) и облегчить
тепловой режим сетки. Коэффициент нелинейных искажений пере-
датчиков с анодной модуляцией Л’г = 2-?4%. Схема ступени с анод-
ной модуляцией, автоматическим смещением и модулятором, пригод-
ным для работы в режиме класса В, приведена на рис, 11.17.
Поскольку генератор при анодной модуляции работает в ПНР, сле-
дует ожидать высокого к. п. д. анодной цепи. Действительно, мощно-
сти Рг = 0,5/а21/?а и Ро = EaIaB = kEl меняются по квадратичному
закону (рис. 11.16, б), т. е. их отношение остается постоянным и рав-
ным к. п. д. в критическом режиме: т]а = РрРв = 0,6-4-0,75 = const,
В отличие от рассмотренных ранее способов модуляции при анодной
нагрев анода в режиме молчания для малых и средних значений коэф-
фициента амплитудной модуляции (тср = 0,3) получается небольшим.
Большие значения глубины модуляции встречаются редко и бывают не-
213
продолжительными, поэтому и при т = 1 не следует опасаться пере-
грева анода
Напряжение анода лампы при анодной модуляции описывается
выражением еа — £ат + Uq cos Ш— 1'г cos со/ (рис. 11.18). Боль-
шие напряжения анода появляются только при т -> 1 и существуют
кратковременно. Как показал। практика, при анодной модуляции
воьтшжио превышение установленною для лани пределоцсго значения
гостояннсго напряжения анодного питания. Правила эксплуатации
ламп допускают в режиме молчания ЕРТ = £аиом. Тогда напряжение
анодного ни>алия в максимальной точке
£а max — Т"а . 11 Ф" Ш) — 2£ат.
В режиме максимальной мощности лампа развивает кратковремен-
но полезную мощность, вдвое превосходящую ее паспортную номи-
нальную мощность Pih0Vl. Следовательно, лампу (лампы) модулируе-
мой ступени можно выбирать на мощное!^ Р1Я0М = (1 + т^Р^ —
= 2Р1Т =- 0,5Р1Д1ах, т. е. мощность ламп, устанавливаемых в ступень
радиочастоты при анодной модуляции, вдвое меньше, чем при сеточ-
кой.
Таким образом, основны ш достоинствами аноднг 1 модуляции яв-
ляются меньшая мощность ламп при той же полезной мощности пере-
датчика, вдвое болыций к. п. д. анодной цепи, высокие линейность мо-
дуляционной характеристики и эксплуатацией ая устойчивость. Ано-
дную модуляцию применяет в тех случаях, тс. >а режим амплитудной
модуляции является Основным, напрцмер в : одних радиовещатель-
ных передатчиках или в передатчиках ближнем авиационной радио-
телефонной связи.
Особенностью анодной модуляции является необходимость мощ-
ного модулятора. Действительно, для получения т — 1 амплитуда
модулирующего напряжения звуковой частоты Ua = ЕЛ1 (рис 11.19).
214
Амплитуда тока звуковой частоты /<_> = /аот. Мощность, потребляе-
мая от модулятора анодной цепью, Ра = 0,5Дй/й = 0,5£а т/а вт -=
= 0,5РОт = 0,5?!г/т] ж (0fi5-i-Q,75)Plv, где РОт — мощность, потреб-
ляемая анодной цепью в режиме молчания.
Мощность модулятора соизмерима с мощностью, потребляемой
анодной цепью модулируемого генератора. Именно за счет мощности
модулятора в модулируемой ступени формируются боковые полосы
модулированного колебания.
Так как ступени радиочастоты при анодной модуляции имеют вы-
сокий к. п д., анодную модуляцию в современных передатчиках про-
изводят в выходной ступени.
Применение анодной модуля-
ции в промежуточных ступе-
нях нецелесообразно, так как
следующие ступени должны
будут работать в режиме уси-
ления модулированных коле-
баний с низким к п. д (см.
§ П.З). Чтобы передатчик в
целом имел высокий к. п. д ,
нужно обеспечить высокий
к. п. д. модулятора. Для этого
модулятор должен работать в
режиме класса В Усилитель
звуковой частоты, чтобы ис-
ключить нелинейные иска-
женпя, должен работать в режиме класса В и иметь двухтактное
построение (см. рис. 11.17).
Поскольку анодный ток генератора линейно зависит от модулирую-
щего напряжения, нагрузкой модулятора является входное сопротив-
ление анодной цепи по посюянпому току: Rr = Uq/Iq — const. По-
стоянство /?г способствует достижению малых нелинейных искажений.
Применение современных тетродов в передатчиках с анодной мо-
дуляцией ограничено из-за недостаточной мощности рассеяния на эк-
ранирующей сетке. Действительно, при анодной модуляции в ступе-
ни на тетроде при £с2 = const ток экранирующей сетки оказывается
большим и мощность рассеяния Рс2 превышает допустимую мощность
Рс2доп. Поэтому в ступенях на экранированных лампах применяют
комбинированную анодно-экранную модуляцию (рис. 11.20, а). При
этом модулирующее (звуковое) напряжение подается синфазно как
в цепь анода, так и в цепь экранирующей сетки: Да = д-
+ (7ай cos fit; Ес2 — Есгт + УС2Т cos Ш. При синфазном измене-
нии напряжений питания анода и экранирующей сетки степень напря-
женности режима по экранирующей сетке практически не меняется,
перераспределения тока между анодом и экранирующей сеткой не
происходит (рис. 11.20, б). Анодный и экранный токи изменяются про-
порционально напряжениям £а и Ес2 вследствие изменения положе-
ния статических характеристик лампы. Режим при анодно-экранной
Модуляции может быть любым: ГР, слабо НИР или слабо ПНР. В
215
(вязи с постоянством напряженности режима на статических модуля-
" тонных характеристиках анодно-экранной модуляции нет перелома
(ср. рис. 11.18,6; 11.15, а; 11.13, а, в; 11.10, а).
Рис. 11.20
Частотные искажения при анодной (анодно-экранной) модуляции
определяются главным образом модулятором с учетом его работы на
нагрузку 7?г, шунтированную емкостью Сбл + Свх1 + См.
§ 11.5.	Коллекторная модуляция
Коллекторную модуляцию осуществляют изменением напряжения пи-
тания коллекторной цепи транзистора, рабошющею в критическом,
перенапряженном или ключевом режиме. К достоинствам коллектор-
ной модуляции относится возможность получения линейной модуля-
ционной характеристики при высоком к. п. д.
Основные расчетные соотношения, определяющие энергетические
показатели модулируемого каскада и модулятора, аналогичны рас-
четным соотношениям при анодной модуляции и здесь не приводятся.
Рассмотрим особенности коллекторной модуляции. На рис. 11.21
представлена типичная схема осуществления коллекторной модуля-
ции (КМ) в выходных каскадах передатчика.
При КМ нельзя форсировать режим работы по напряжению и мощ-
ности рассеяния, так как превышение максимального напряжения
коллектора приводит к выходу транзистора из строя. Напряжение пи-
тания выбирают из условия	(7Кдоп- Обычно при т =1
£ к ~ 0,25(7НДОП.
Коллекторную модуляцию в основном осуществляют в связных
передатчиках, где требования к линейности модуляционной характе-
21 б
rrcTFKH невелики (Л'г <' 10°6). По этой причине в большинстве слу-
чаев напряжен питания подается через вторичную обмотку моду-
1ЯЦИОПНОГО трансформатора Прохождение постоянного тока по об-
мотке вызывает подмагничивание сердечника трансформатора и, сле-
довательно, некоторое у геш.чение уровня нелинейных искажений. В
го же время введение в схему модуляционного дросселя в цепь пита-
ния коллектора устраняет подмагничивание сердечника трансформа-
тора и уменьшает уровень не-
линейных искажений, одно-
временно увеличивая габари-
ты и массу передатчика
Рис. 11.21
Если не прим.пять подмодуляцию в предыдущем каскаде, напря-
шость режима транзистора изменяется в больших пределах (мо-
'.<"Т возникнуть сильный ПНР). В некоторые моменты времени при
дсс’агочно малом напряжении коллектора происходит отпирание кол-
м .торного перехода в прямом направлении. В результате колебания
ЬЧ из базовой цепи поступают непосредственно в коллекторную цепь
через малое сопротивление коллекторного перехода. Модуляционная
: -рактеристика для этого случая соответствует кривой 1 на рис. 11.22.
Введение в предыдущем каскаде подмодуляции с т <Z 1 выравнивает
напряженность режима работы транзистора и улучшает линейность
модуляционной характеристики (кривая 2 на рис. 11.22).
Глава 12
ПЕРЕДАТЧИКИ С ЧАСТОТНОЙ
И ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
§ 12.1.	Основные понятия
Частотная и фазовая модуляции (ЧМ и ФМ) являются разновидностя-
ми угловой модуляции. При ЧМ и ФМ изменяется частота и фаза ВЧ-
колебания пропорционально мгновенному значению передаваемого
сигнала.
При ЧМ и ФМ амплитуда модулированного колебания постоянна
и не зависит от передаваемого сигнала. Колебание с постоянной ампли-
тудой можно представить в общем виде:
и (/) = Ua cos ф (0,	(12.1)
где <р (t) — мгновенная фаза колебания и (t). Выражение для ср (1)
можно записать в следующем виде:
Ф (/) = и t + ф0,	(12.1а)
где со — частота колебания; ф0 — начальная фаза. При ЧМ и ФМ
<о и <р (0 меняются во времени по сложному закону. При отсутствии
модуляции колебание (12.1) является гармоническим и его фаза меня-
ется во времени по линейному закону: ф (/) =
= й>п/ + Фо, где сон — несущая частота гармони-
ческого колебания.
На рис. 12.1 колебание вида (12.1) представ-
лено вектором, длина которого равна амплитуде
напряжения 17н. Вектор (7а вращается с угловой
скоростью со, увеличивая мгновенную фазу ф (t)
(угол, на который поворачивается вектор). Если
колебание и (t) гармоническое, то вектор 11 н вра-
щается равномерно с постоянной угловой скоростью
®н. Пунктиром показано положение вектора в мо-
мент отсчета, когда ф (t) = ф0.
При ЧМ вектор UH вращается с переменной угловой скоростью,
мгновенная фаза ф (t) растет не по линейному, а по сложному закону.
Следовательно, ЧМ ВЧ-колебания сопровождается фазовой модуля-
цией этого колебания и наоборот.
Из (12.1а) следует, что частота <о связана с мгновенной фазой ф (1)
колебания соотношением
(0 = М	(12.2)
dt
Если известна частота со, то мгновенная фаза колебания'
t
Ф (0 = <о dt-{~ ф0.,	(12.3)
о
Рис. 12.1
218.
Пусть необходимо передать сигнал uQ (I), тогда при ЧМ частота
ЕЧ-колебання должна меняться по закону передаваемого сигнала:
. “о (О
и = ан + ащвих--------- ,	(12.4)
I uil тах|
где |«ятах| — абсолютное максимальное значение сигнала, при кото-
ром обеспечивается максимальное отклонение частоты при модуляции
А®тах; Дсошах — девиация частоты.
При ФМ фаза ВЧ-колсоания меняется по закону передаваемого
сигнала;
«о (А
ф = ®u Н Фо + Афп-зх у-2—- ,	(12.5)
I UQ maxi
где Дфтах— девиация фазы.
Составим аналитические выражения для ЧМ- и ФМ колебаний
при модуляции одним гармоническим колебанием с чаиоюй Q. При
Э1 ом
«о (П UQ cos Q t
------- = —:-------= COS Q t.
I UQ max |
При ЧМ одним гармоническим колебанием частота модулирован-
ного ВЧ колебания
CD =®н +Дейтах COS ЙС	(12.6)
Из-за изменения частоты в ЧМ-колебании меняется и мгновенная
фаза этого колебания:
cpf/) = f (cDn-l-AcDmaxCOSQO^ Г Фо = t + Фо 4--~----31П Ш. (12.7)
О
Сравнивая (12.6) и (12.7), можно сделать вывод, что при изменении
частоты ВЧ-колебаиия по косинусоидальному закону фаза такого ко-
лебания меняется по синусоидальному закону. При этом ЧМ с девиа-
цией частоты А®п>ах эквивалентна ФМ с девиацией фазы:
Афтах = Асотах/П.	(12.8)
Для ЧМ ВЧ-колебания с учетом (12.1) и (12.7) можно записать
= (?а cos ср (0 = ия cos ^(вн^4-Ат™к sinQ/ -Woj> (12.9)
где (Acomax/Q) = Афшах — индекс ЧМ.
При ФМ одним гармоническим колебанием фаза модулированного
Колебания изменяется по закону
ф (/) = (0н t -|- фо ф- Афтах COS Qf.	(12. Ю)
21)
Девиация фазы Дфтах зависит только от амплитуды модулирую-
щего колебания и не зависит от его частоты. Тогда для ВЧ-колебания
при ФМ можно записать
и = ии COS (ин t + <Ро + Афтах COS Qt).	(12.11)
Частота такого колебания меняется по закону
И = d---- =сои —Афтахй siiiQ t.	(12.12)
dt
Сравнивая (12.10) и (12.12), можно заметить, что косинусоидаль-
ное изменение фазы ВЧ-колебания вызывает синусоидальное измене-
ние его частоты. При этом ФМ с девиацией фазы Афтах сопровожда-
ется ЧМ с девиацией частоты:
Аитах = НДфгаах.	(12.13)
Таким образом, общим для ЧМ и ФМ является то, что модуляция
одного из параметров ВЧ-колебания неизбежно вызывает изменение
другого параметра. Различие между ЧМ и ФМ состоит в том, что при
гармонической ЧМ девиация фазы, как следует из (12.8), обратно про-
порциональна частоте модулирующего колебания; а при гармоничес-
кой ФМ девиация частоты по (12.13) прямо пропорциональна частоте
модулирующего колебания. При ЧМ девиация частоты зависит толь-
ко от амплитуды модулирующего колебания, а девиация фазы зависит
и от его амплитуды и от его частоты. При ФМ девиация фазы зависит
только от амплитуды модулирующего колебания, а девиация частоты
щщисит как от его амплитуды, так и от частоты. Следовательно, су-
в.
шествует возможность к
кого получения ЧМ-колебания из Ф”.
Для этого модулирующее
юбанге сначала подают на интегрирую-
щею нс-пь, а затем на фа ни модулятор.
Сделанные выводы можно пояснить с помощью диаграмм рис. 12 2.
На рис- 12.2, а изображено модулирующее гармоническое коле-
бание, на рис. 12.2,6 — из-
менение фазы ВЧ-колебакия
при ФМ, на рис. 12.2, е — за-
висимость частоты от времени
ф/А-колебания. Зависимости
фазы и частоты от времени
при ЧМ гармоническим коле-
банием показаны соответст-
венно на рис. 12.3, а—в.
Для пояснения различий
между AM, ЧМ и ФМ па
рис. 12.4, а—г показаны вре-
менньте диаграммы модулиро-
ванных колебаний при моду-
ляции гармоническим колеба-
нием (рис. 12.4, а). На
рис. 12.4, б приведена диа-
грамма AM-колебания, на
рис. 12.4, в — ЧМ-колебания,
а на рис. 12.4, г — ФМ-коле-
бания. Из диаграмм можно
установить, что при макси-
мо.тьнсм мгновенном значении
модулирующего колебания у
колебаний с ЧМ период мини-
мален (частота колебаний
максимальна), а у колебаний
с ФМ отклонение фазы макси-
мально относительно немоду-
лврованной несущей. На диа-
грамме рис. 12.4, г пункти-
ром показан случай немоду-
лированной несущей. Ампли-
туды ЧМ- и ФМ-колебаний
Рис. 12.4
ПОСТОЯННЫ.
Математический анализ ЧМ- и ФМ-колебаний вида (12.9) и (12.11)
показывает, что ширина их спектра теоретически бесконечна. Даже
при модуляции гармоническим колебанием с частотой F спектр ЧМ-
и ФМ-колебаний содержит не две боковые составляющие, как при AM,
а бесконечное число боковых частот, отстоящих друг от друга на рас-
стоянии, равном частоте модуляции F. Однако на практике за ширину
спектра колебаний с угловой модуляцией принимают полосу частот,
Б которую не входят лишь составляющие спектра, амплитуда которых
Ис превышает 1—3% от амплитуды несущей в режиме молчания.
221
На рис. 12 5 показаны спектры ЧМ- и ФМ-колебаний при различ-
ных индексах частотной модуляции Асртах и постоянной частоте мо-
дуляции F ~ Q/ (2л). Различные значения А<ртах соответствуют
различным девиациям частоты А^тах = A<pmaxF при ЧМ и девиациям
фазы Асртах при ФМ. При небольшой девиации частоты (индекс моду-
ляции мал) в спектре значительны только составляющая с несущей
частотой и две боковые составляющие. Поэтому ширину спектра ЧМ-
н ФМ-колсбаний при Д<ртах < 0,5 можно считать, как и в случае
ДМ, равной удвоенной частоте модуляции 2F. С увеличением
Дфтах спектр, образуемый значительными по амплитуде составляю-
щими, расширяется. При Афшах 1 ширина спектра модулирован-
ного колебания примерно равна удвоенной девиации частоты 2Д/Пах.
На рис. 12.6 изображены спектры ЧМ-колебаний при различных
частотах модуляции, но при одинаковой частотной девиации Д/д-ах-
С уменьшением частоты модуляции число спектральных составляющие
в спектре увеличивается, однако ширина спектра модулирование го
колебания, особенно Для Афтах 1, практически остается постоян-
ной. Таким образом, при ЧМ для Acpmax (у 1 ширина спектра модули-
рованного колебания не зависит от спектра модулирующего сигнала,
а определяется лишь девиацией частоты А/Шах. В этом основное раз-
личие между спектрами ЧМ- и AM-колебаний. Как было показано
в § 11.1, при AM ширина спектра модулированного колебания равня-
222
ется удвоенной высшей частоте модулирующею котебапия и не зави-
сит от уровня низкочасютною напряжения; при Ч'Л ширина спектра
зависит от девиации частоты, а следовательно, она прямо пропорцио-
нальна амплитуде модулирующею колебании.
Ширина спектра ФМ-колебаний при Лещ 1 равна йДфп,,,,./7,
ПОСКОЛЬКУ Д/max = ДуГта'Л 1- В. ЗаВПСИГО1 . ЮДу Ыр _,2.1 ЧИСТОТЫ.
П 'следнее определяет разли-
чие пожду спектрами ФМ и
ЧМ-колсбаний.
При Д/max Д* F (Д<р1рэv )>>
I) модуляцию называют
широкополосной ЧМ, а при
Afmax < F (Дфтах < 1) уз-
кополосной. При узкополос-
ной ЧМ Д/тах меньше наи-
высшей модулирующей часто-
ты Fn'ax> ПРИ этом ширина
спектра ЧМ-колебания при-
мерно равна 2Fmax. При ш г-
рОКОПОЛОСНОЙ ЧМ Afmax />
Z4 ^тах И Ширину Спектра
модулированною колебания
считают равной 2Д/шах. Узко-
полосную ЧМ применяют в
служебной п низовой радио-
связи, широкополосную
ЧМ — при высококачествен-
Рис. 12.6
ном радиовещании и для зву-
кового сопровождения теле-
визионьых передач.
Угловая модуляция имеет ряд преимуществ по сравнению с AM.
При AM амплитуда несущей частош в спектре модулированных коле-
баний всегда больше амплитуд боковых частот и с изменением глуби-
ны модуляции остается постоянной. Поэтому при AM из-за изменения
амплитуд боковых частот изменяется во времени излучаемая передат-
чиком мощность. Это не позволяет полностью использовать выходную
мощность усилительных приборов и реализовать наиболее оптималь-
ные режимы работы Этою недостатка лишена ЧМ. Действительно,
ври ЧМ излучаемая передатчиком мощность зо времени постоянна. В
режиме молчания вся мощность затрачивается на излучение несущей
частоты. При модуляции происходит перераспределение мощности —
часть мощности идет на излучение боковых частот; при определенных
индексах модуляции несущая вообще не излучается.
Достоинством угловой модуляции по сравнению с AM является ее
более высокая помехоустойчивость. Известно, что в месте приема по-
мимо полезного сигнала, излучаемого передатчиком, действуют все-
возможные помехи. Складываясь с принимаемым сигналом, помехи
вызывают его искажения (появляются паразитные амплитудная и уг-
ловая модуляции). Поясним эю на примере. Пусть напряжение по-
223
лезного сигнала в радиоканале меняется по закону и = Uа cos ю?, д
напряжение помехи — по закону иа = Uа cos conf. Частота помехи
юп близка к частоте сигнала со, Uк > (7П. При сложении этих двух
колебаний, как следует из векторной диаграммы рис. 12.7, амплитуда
результирующего колебания будет меняться во времени от величины
Uа + Uа до Ua — Uа с разностной частотой от — соп. Помимо изме-
нения амплитуды помеха вызывает и «качание» вектора результи-
рующего колебания Их относилельно вектора напряжения сигнала
UH, т. е. приведет к появлению паразитной фазэ-
вой (а следовательно, и частотной) модуляции с де-
I/	виацией фазы Афц. Как видно из рис. 12.7, макси-
малыше значение А(рц л'2.
J f	Эффект явным средством борьбы с паразитной
/щ- AM за счет действия помех при угловой модуляции
*" сингала является применение амплитудных огра-
/ /	ничителеи. Для ослабления действия паразитной
Д/	угловой модуляции на качество радиосвязи необ-
у \	ходимо, чтобы девиация фазы полезного сигнала
—г_ 3________ Афшах была во много раз больше девиации фазы
за счет паразитной модуляции А<рп. Этого можно
Рис 12.7 достичь увеличением мощности передатчика, т. е.
выполнением условия Uн	Ua, поскольку при
этом величина Афп уменьшается. Действие помехи можно осла-
бить также увеличением девиации фазы полезного сигнала Афгаах.
Поскольку Афп не превышает лД, для ослабления действия помехи
необходимо выполнять условие Афтах л/2.
При утловой модуляции Афгаах можно увеличить и при выполне-
нии условия Афтах л/2 действие помех существенно, ослабляется.
Следовательно, при угловой модуляции можно ослабить вредное дей-
ствие помех без повышения мощности передатчика. Однако нужно пом-
нить, что с увеличением Афтах растираются спектр модулированною
колебания и полоса частот, занимаемая каналом.
§ 12.2. Методы получения частотной модуляции.
Структурные схемы передатчиков с ЧМ
Из рассмотренных двух вариантов угловой модуляции на практике
основное применение имеет ЧМ. Различают два способа получения
ЧМ: прямой и косвенный.
Прямой метод получения ЧМ состоит в том, что модулирующее ко-
лебание воздействует непосредственно на автогенератор и меняет его
[,астоту. Структурная схема передатчика с прямым методом получения
ЧМ приведена на рис. 12.8, а. Модуляция производится в генераторе
Г с помощью управляемого реактивного элемента УРЭ. Для полу-
чения ЧМ с допустимо малыми линейными искажениями используют
автогенератор с £С-кон1уром, работающий на частотах 1—10 МГн.
г ри малых девиациях частоты. Для увеличения девиации и получения
заданной рабочей частоты применяют несколько ступеней умножения
юстоты'У. Затем следует тракт усиления мощности радиочастоты.
224
Автогенератор с АС-контуром имеет низкую стабильность частоты.
При подключении к автогенератору УРЭ стабильность ухудшается.
Для обеспечения необходимой высокой стабильности частоты применя-
ют системы автоматической подстройки среднего значения (несущей)
частоты передатчика (рис. 12.8, б). ЧМ-колебания из тракта усиления
передатчика сначала подают на делитель частоты Д для уменьшения
индекса ЧМ и увеличения уровня средней частоты ®0, затем они по-
ступают на фазовый детектор ФД, где сравниваются с частотой высо-
Рис. 12.8
костабильного кварцевого опорного генератора ОГ. При равенстве
средней частоты ЧМ-колебания и частоты опорного генератора for на
выходе ФД получают постоянное напряжение, величина которого за-
висит от разности фаз напряжений на входах ФД. Если частоты не рав-
ны, то на выходе ФД появляется переменное напряжение, частота и
фаза которого определяются величиной и знаком разности частот
„ — for. Это напряжение подается на УРЭ в такой полярности, чтобы
средняя частота ЧМ-генератора изменилась в сторону сближения час-
тот. Таким образом происходит подстройка средней частоты ЧМ-гене-
Ратора по частоте for- Фильтр нижних частот ФНЧ в тракте автопод-
стройки частоты предназначен для исключения отрицательной обрат-
ной связи (ООС) по модулирующему колебанию. Фильтр пропускает
только постоянную составляющую и очень низкие частоты, но не про-
пускает частоты, соответствующие полосе модулирующего сигнала.
Для получения повышенной стабильности средней частоты при ЧМ
ез автоматической подстройки иногда применяют ЧМ-автогенератор,
225	8 Зак. 2
стабилизированный по частоте кварцевым резонатором (см. гл. 7). Од-
нако при этом стабильность частоты получается ниже, чем у кварце-
вою оператора без ЧМ, девиация частоты — небольшой и нелиней-
ные искажения — около 10%, что делает такой автогенератор пригод-
ным только для простейших систем низовой связи.
Наиболее просто высокая стабильность средней частоты достига-
ется при использовании косвенного метода получения ЧМ (рис. 12.9).
В таком передатчике автогенератор не подвергают модуляции и по.
этому может быть достигнута высокая стабильность частоты. В одной
из последующих ступеней передатчика производятся ФМ-колебания
генератора. Поскольку индекс ФМ обычно не превышает 0,5—1 рад
(30—60°), что соответствует при заданной частоте модулирующего
звукового напряжения F3B малой девиации радиочастоты Kf = A<pF3B,
в тракт передатчика с ФМ приходит-
ся вводить умножители частоты (зна-
чительно больше, чем в передатчи-
ках, использующих прямой метод по-
лучения ЧМ).
Для того чтобы при использова-
нии ФМ получить на выходе передат-
чика радиочастотное напряжение,
закон изменения частоты которого
соответствует ЧМ, перед модулято-
ром ставят корректирующее устрой-
ство КУ, представляющее собой ча-
стотно-зависимый делитель напряже-
ния — интетрирующую цепочку. Чем
выше модулирующая частота, тем
меньший уровень напряжения подает-
ся с его помощью на ФМ.
при косвенном методе осуществляется
ЧМ как при прямом, так и
в маломощных ступенях передатчика. После модулятора ставятся
несколько ступеней умножения частоты и усиления мощности (см-
гл. 1 и 2). Чтобы избежать нелинейных искажений при усилении ЧМ-
колебаний, усилители и умножители должны иметь постоянный ко*
эффициент усиления Ку и линейную фазовую характеристику во всей
полосе частот, соответствующей практической (действующей) ширив6
226
полосы спектра ЧМ-колебаний (рис. 12.10). Собственная частота кон-
тура должна быть равна средней частоте ЧМ-колебаний.
Поскольку ЧМ-колебания имеют постоянную амплитуду, нелиней-
ность характеристик ламп и транзисторов не приводит к нелинейным
искажениям.
§ 12.3. Частотная модуляция с помощью варикапа
Частотная модуляция с помощью управляемой емкости запертого
p-n-перехода варикапа находит все большее применение в передатчиках
низовой радиосвязи, УКВ ЧМ радиовещания, звукового сопровожде-
ния телевидения и радиорелейных станций.
Использование варикапов для осуществления ЧМ определяется
такими их свойствами, как высокая механическая и электрическая на-
дежность работы, малые габариты, большая добротность емкости (бо-
лее 100 на частотах 50—100 МГц), возможность получения широкопо-
лосной ЧМ Дг 0,1) с уровнем нелинейных искажений, не презы-
' /о	'
шающим нескольких процентов.
Эквивалентная электрическая схема р-п-перехода представ,тепа па
рис. 12.11, где гп — сопротивление материала полупроводника; Сб —
барьерная емкость закрытого р-п-перехода, составляющая несколько
_____||А_
И
Рис. 12.11
десятков—сотен пикофарад; Сд — диффузионная емкость открытого
р-п-перехода, превышающая на несколько порядков барьерную емко-
сть; А?б—сопротивление утечки, определяемое рекомбинацией неос-
новных носителей заряда. По величине А?0 составляет единицы—де-
сятки мегаом и практически не влияет на работу гарикапа на рабочих
частотах.
На радиочастотах электрические параметры р-/г-перехода зависят
только от С0 и гп.
Изменение запирающего напряжения на р-/г-переходе изменяет
барьерную емкость. Вольт-фарадная характеристика представлена
На рис. 12.12. При есм < 0 характеристика может быть представлена
®налитически в виде выражения
Сб = Д хеом + ф)~¥,
гДе А — постоянный коэффициент; ср = 0,5 В — контактная разность
Потенциалов; у—показатель степени нелинейности характеристики.
227	8*
Варикапы с у и 0,3 называют варикапами с плавным п-р-перехо-
дом, варикапы с. у та 0,5 — варикапами с резким /i-р-переходом, ва-
рикапы су >0,5 — варикапами со сверхрезким п-р-переходом.
Первоначально промышленность освоила выпуск варикапов с плав-
ным р-п-переходом. Применение их для осуществления ЧМ не позво-
ляло получить устройства, имеющие малый уровень нелинейных ис-
кажений. Впоследствии были разработаны и выпущены варикапы
с резким п-р-переходом. На их основе созданы частотные модуляторы
с уровнем нелинейных искажений в несколько процентов. Варикапы
со сверхрезким переходом, выпуск которых осваивается промышлен-
ностью, позволяют понизить уро-
вень нелинейных искажений до до-
лей процентов.
Схема транзисторного автогене-
ратора с варикапом для осущест-
вления ЧМ приведена на рис. 12.13.
Резисторы /?1( R2 и Rs обеспечи-
вают режим работы транзистора по
постоянному току (см. гл. 6). Дрос-
сели L2, L3, L4 и конденсаторы
С3 — С-, — блокировочные. Автоге-
нератор представляет собой емкост-
ную трехточку, содержащую эле-
менты схемы Сх, С2 и Ll. ЧМ осу-
ществляют варикапом С8, включен-
По цепи С4, Л4 на /i-р-переход по-
дается модулирующее напряжение, а по цепи Rit — напряжение
смещения. Напряжение смещения выбирают таким, чтобы р-п-переход
всегда находился в закрытом состоянии, т. е. чтобы выполнялось
условие | £ом | > Ua + Ua.
Кроме того, максимальная величина обратного напряжения на ва-
рикапе не должна превышать пробивного напряжения |£см| + U№ +
+ Uq< U-цоп- Девиация частоты и уровень нелинейных искажений
определяются нелинейностью Характеристики барьерной емкости вари-
капа и влиянием емкости варикапа на резонансную частоту контура
автогенератора. Варикапы с более высокой крутизной вольт-фарадной
характеристики позволяют при прочих равных условиях изменять
рабочую частоту автогенератора в больших пределах при меньшем
уровне нелинейных искажений.
Нелинейность характеристики варикапа проявляется как для
модулирующего напряжения, так и для напряжения рабочей частоты
автогенератора. В результате протекания ВЧ-тока через нелинейную
емкость возникают высшие гармонические составляющие, кратные ос-
новной частоте: 2®, 3® и т. д. Для уменьшения уровня гармонических
составляющих четного порядка иногда применяют встречное включе-
ние варикапов по высокой частоте (рис.'12.14). Напряжение высокой
частоты приложено к варикапам С4 и С2 противофазно. В результате
токи четных гармоник, возникающие за счет нелинейных свойств
емкостей диодов, имеют разность фаз 180°. При полной идентичности
228
Рис. 12 14
Рис. 12.15
параметров варикапов и режимов работы токи четных гармоник пол-
ностью компенсируют друг друга. Для модулирующего напряжения
Ua варикапы включены параллельно, т. е. такая схема не уменьшает
уровня нелинейных искажений при модуляции.
В ряде счучаев варикапы применяют для управления частотой
кварцевых автогенераторов передатчиков низовой радиосвязи. При
этом удается получить относительную девиацию частоты при ЧМ
до 1 % (-^^0,01 V с нелинейностью модуляционной характеристики
7 0	'
не ниже 10% и стабильностью частоты 10
Введение варикапа в схему кварцевого автогенератора ухудшает
стабильность частоты на один-два порядка. Для передатчиков низовой
радиосвязи малой мощности стабильность соответствует нормам на
допустимую нестабильность частоты.
Одна из возможных схем осуществления ЧМ в кварцевом автоге-
нераторе показана на рис. 12.15. Варикап включен последовательно о
кварцевым резонатором. Индуктивность ЛуПр обеспечивает работу ге-
нератора вблизи частоты последовательного резонанса кварцевого ре-
зонатора. Цепочка из последовательно включенных емкости варика-
па, кварца и катушки индуктивности £упр имеет индуктивное сопро-
тивление определенной вели-
чины (Подробнее о парамет-
рах кварца см. в гл. 7 )
§ 12.4. Фазовый
модулятор
Для получения ФМ можно
использовать фазовую харак-
теристику контура одной из
Маломощных ступеней усиле-
ния передатчика (рис. 12.16).
° качестве конденсатора кон-
тУра используют варикап
Рис. 12.16
229
8В За< 2
Рис. 12.17
(см. § 12.3). При подаче на ва-
рикап напряжения смещения Евт
контур настраивается на частоту
возбуждения. Напряжение зву-
ковой частоты вызывает измене-
ние емкости варикапа и рас-
страивает контур Фаза колеба-
ний на выходе усилителя меняет-
ся по закону
<р = arctg (со2/со о — 1) Q =
= arctg (QA///0),
т. е. происходит ФМ. Резонанс-
ная частота колебательного кон-
тура <в0 = 1/]/ЕкСк. Одновременно
меняется
и амплитуда колеба-
ний на контуре, так как коэффициент усиления расстраиваемой сту-
пени зависит от настройки контура:
В таком устройстве удается получить девиацию фазы в пределах
Афтах < 30° (0,5 рад) при нелинейных искажениях /<г « 7-н10%.
Для получения более глубокой ФМ включают последовательно не-
сколько слабо связанных контуров с варикапами (рис. 12.17). Для
трех контуров удается достичь Асршах т 100% при малых нелинейных
искажениях.
Глава 13
ПЕРЕДАТЧИКИ С ОДНОПОЛОСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
§ 13.1. Особенности однополосной модуляции
При рассмотрении в § 11.1 особенностей передачи сигналов о AM были
отмечены два основных недостатка AM — низкая эффективность ис-
пользования мощности радиопередатчика и достаточно широкая поло-
са частот, занимаемая модулированным колебанием. Первый недос-
таток является следствием того, что мощность боковых полос спектра
ДМ-колебания, в которых заключена информация о передаваемом
сигнале, составляет в предельном случае только % от максимальной
мощности, отдаваемой передатчиком [см выражение (11.12)].
Второй недостаток связан с тем, что ширина спектра AM колебания
в два раза больше ширины спектра передаваемого сигнала. Расшире-
ние спектра модулированного колебания приводит к уменьшению чис-
ла радиостанций, работающих в определенном частотном диапазоне,
что при «тесноте в эфире» само по себе является большим недостатком.
Кроме того, для качественного приема модулированных колебаний
приемник должен иметь ширину полосы пропускания, равную ширине
спектра этого колебания. А чем шире полоса пропускания приемника,
тем больше сказываются всевозможные помехи приему, что приводит
к снижению качества воспроизводимого сигнала, т. е. к ухудшению
его помехоустойчивости.
Отмеченные недостатки передачи с AM в значительной степени уст-
раняются при использовании однополосной модуляции (ОМ). Дейст-
вительно, если полезная информация полностью содержится в любой
из двух боковых полос AM-колебания, то для передачи сигнала можно
осуществить передачу не всего спектра AM-колебания, а только одной
боковой полосы. При этом ширина спектра излучаемого передатчи-
ком колебания уменьшается вдвое (становится равной ширине спект-
ра передаваемого низкочастотного сообщения), а исключение из спект-
ра сигнала составляющей несущей частоты позволяет лучше исполь-
зовать мощность передатчика.
Передачу, при которой передатчик излучает только одну из боко-
вых полос AM-колебания, называют передачей с ОМ.
При ОМ колебательную мощность передатчика используют для
передачи только того колебания, которое содержит полезную инфор-
мацию. В результате уровень боковой полосы можно поднять до
Уровня несущей, т. е. получить выигрыш по мощности примерно в че-
тыре раза.
Сужение полосы пропускания приемника при ОМ кроме увели-
чения числа работающих в данном диапазоне частот передатчиков
Улучшает отношение сигнал/помеха. От этого отношения зависит
Качество воспроизводимого сигнала; чем больше по уровню сигнал
231	8В*
относительно помехи, тем легче воспроизвести его с заданным качест-
вом. Поэтому в системе передачи с ОМ из-за улучшения отношения
сигнал/помеха можно обеспечить заданное качество воспроизведения
переданного сигнала при меньшей мощности передатчика. Кроме того,
в узкополосной системе в меньшей степени проявляются селективные
замирания, что уменьшает искажения сигнала, а следовательно, дает
возможность воспроизвести его с лучшим качеством Все это обеспечи-
вает выигрыш по мощности передатчика еще примерно в четыре раза.
а)
^АМ

иом
ан~^тах ^и^тах
в)
Рис. 13.1
Таким образом, общий выигрыш по мощности передатчика в систе-
ме с ОМ достигает примерно 16 (реальный выигрыш несколько мень-
ше: 8—12).
Несущая частота может быть восстановлена при приеме с помощью
вспомогательного генератора. Включение в приемник такого генера-
тора приводит к усложнению его конструкции, что является недостат-
ком передачи с ОМ. Поскольку составляющая несущей частоты долж-
на восстанавливаться в приемнике с высокой точностью, к таким вспо-
могательным генераторам, как и к задающему генератору передатчи-
ка, предъявляют жесткие требования по стабильности частоты. Для
обеспечения соответствия частоты вспомогательного генератора ча-
стоте несущей в приемниках используют высокостабильньге генера-
торы с дискретной сеткой частот или предусматривают систему
автоматической подстройки частоты по пилот-сигналу, который излу-
чается передатчиком и составляет примерно 10% от максимальной
амплитуды несущего колебания. Суть ОМ можно пояснить с помощью
рис. 13.1, а—в. На рис. 13.1, а показан спектр передаваемого НЧ-ко-
лебания, на рис. 13.1, б — спектр АМ-колебания, на рис. 13.1, е—-
232
спектр ОМ-колебания. Как видно из рис. 13.1, при ОМ происходит
перенос (транспонирование) спектра передаваемого колебания из низ-
кочастотной области в область высоких частот.
Возможность реализации радиосвязи с ОМ рассмотрим на приме-
ре модуляции одним гармоническим колебанием с частотой F = О/ (2л).
Передавая вместо полного спектра AM-колебания одну боковую
частоту (например, верхнюю), получим на выходе передатчика
й на входе приемника колебание верхней боковой частоты нвб =«
- U„в cos (сон + О)/. В приемнике от ме-
стного внутреннего генератора восстанав-
ливается колебание несущей ин •=	/I
₽ ин cos иnt.	/
Для демодуляции ОМ-колебаний в	1^/X"
приемниках используют синхронный детек-	7/
тор—перемножитель. Напряжение на вы- Лф 7/^н
ходе такого детектора нвых = kURUv6, ^7/
где k — коэффициент передачи детектора. 77*
Подставляя в это выражение U R и U вв,
получим
«Bblx(O = 4t/„ t7B6[cos(2to,, + QH + cosQ/]. Рис‘ ,3’2
В детекторе происходит подавление всех ВЧ составляющих, т. е.
Пвых(0==-|-Пн ПвбсозЙЛ	(13.1)
Как следует из (13.1), напряжение на выходе синхронного детек-
тора соответствует переданному НЧ-сигналу.
Прием ОМ-колебаний можно осуществить и линейным АМ-детекто-
ром, используемым для приема AM-сигналов. В этом случае восстанов-
ленное колебание несущей складывается в приемнике с принятым ко-
лебанием боковой частоты:
U2 = нвд -)-	= UЦо cos (toH -|- й) t Uн cos tou t.
Спектр суммарного колебания имеет только две, а не три, как при
AM, составляющие — одну с частотой несущей, другую с частотой
®н + И. Результирующее колебание и%, как следует из векторной
Диаграммы рис. 13.2, оказывается модулированным как по амплитуде,
так и по фазе. Поскольку в приемнике используется амплитудный де-
тектор, то напряжение на его выходе изменяется по закону изменения
амплитуды результирующего колебания:
Us Ш + U^ + 2ПН UB6 cos Й t,
Или
+	fl+ 2-^- cosQ/
\	1 + /П2
(13.2)
где m = UBrJUn.
В приемнике обычно выполняется условие UH (ф Ub5. Тогда т 1
в
Uy « U„(\ -TmcosQZ).	(13.3)
Как следует из (13.3), амплитуда результирующего колебания, а
следовательно, и напряжение на выходе детектора, прямо пропорцио-
нальны коэффициенту модуляции т и меняются с частотой Й. Посколь-
ку коэффициент т пропорционален амплитуде передаваемого колеба-
ния, то и амплитуда результирующего колебания меняется в соответ-
ствии с законом изменения передаваемого низкочастотного сигнала.
Системы связи с ОЛА нашли широкое применение. ОМ используют
в подвижных радиостанциях низовой радиосвязи в КВ-диапазоне,
магистральных линиях и многоканальных системах связи, а также для
дальней передачи программ радиовещания.
ОМ получают из AM методом многократной балансной модуляции
с последующей фильтрацией. Известно несколько фазовых и балансно-
фазовых устройств для формирования колебаний с ОМ, но все они пока
не обеспечивают нужного для радиосвязи качества формирования и
редко применяются на практике. В ближайшем будущем можно ожи-
дать внедрения и цифровых методов формирования колебаний с ОМ.
§ 13.2. Формирование однополосного сигнала
методом многократной балансной модуляции
с последующей фильтрацией
Однополосный сигнал получают из AM-колебания путем устранения
(подавления) из спектра колебаний несущей частоты и нерабочей боко-
вой полосы. Для подавления несущей применяют балансные модулято-
ры. Балансный модулятор состоит из двух одинаковых амплитудных
модуляторов, работающих в одинаковом режиме- и включенных так,
что напряжение несущей частоты подаетсг на них синфазно, напря-
жение модулирующей частоты — противофазно, а напряжение на вы-
ходе зависит от разности токов обоих модуляторов. Поскольку напря-
жение несущей приложено к модуляторам синфазно, а напряжение на
выходе ПВЫх пропорционально разности их токов и t2, несущая ча-
стота со на выходе балансного модулятора отсутствует. Действительно,
пусть один амплитудный модулятор создает на своем выходе ток
Б = / (1 + т cos Qt) cos со/ = / cos со/ + mJ cos Q.t cos co/,
а другой —
i.2 = / (1 — m cos Q/) cos co/ = / cos co/ — ml cos Q/ cos co/.
Тогда напряжение на выходе балансного модулятора
,-х- = Я (R — i2) = 2RmI cos й/ cos со/ =
= Rml I cos (co + Q)/ -I- cos (co — Q)Z]
В современных однополосных передатчиках используют баланс-
ные модуляторы на полупроводниковых диодах. Простейшая схема
балансного диодного модулятора приведена на рис. 13.3, а. В спектР6
234
Рис. 13.3
колебаний на выходе балансного модулятора кроме боковых состав-
ляющих с частотами со + й, со — й «остатка» несущей, обусловлен-
ного некоторой асимметрией модулятора, будут еще некоторые нера-
бочие составляющие: составляющая с модулирующей частотой, высшие
гармонические составляющие пй, /гео, /гео ± й, где п = 2, 3, .. При
современных требованиях на степень подавления нерабочих состав-
ляющих спектра следует применять более сложный кольцевой моду-
лятор, обладающий более чистым спектром. Кольцевой модулятор
(рис. 13.3, б) состоит из двух одинако-
вых балансных модуляторов со встреч-
ным включением диодов по ВЧ. Такой
модулятор представляет собой симмет-
ричный мост (рис. 13.3, в). В спектре
кольцевого модулятора отсутствуют
(значительно ослаблены) нерабочие со-
ставляющие й, пй, 2со ± й и другие
четные составляющие (рис. 13.3, в).
В реальных условиях такой модулятор
обеспечивает подавление несущей на
30 дБ. Коэффициент передачи модули-
рующего сигнала меньше единицы (ос-
лабление около 10 дБ) Уровень несущей
частоты должен быть в 10—100 раз вы-
ше уровня модулирующего напряжения.
Составляющая с нерабочей боковой
частотой подавляется фильтром. Рас-
смотрим случай формирования ОМ для
радиотелефонной связи. Стандартная
полоса частот для телефонной связи со-
ставляет 300—3400 Гц (рис. 13.4. а).
Следовательно, необходимо подавить на
60 дБ составляющую спектра, отстающую
от рабочей на 600 Гц (рис. 13.4, б) для магистральных передатчиков
в диапазоне рабочих частот — 4—30 МГц, для низовых 1,6—8 МГц.
Таким образом, необходимо создать перестраиваемый в широком диа-
пазоне РЧ-фильтр с крутизной ската амплитудно-частотной характе-
ристики 0,1 дБ/Гц (рис. 13.4, в); коэффициент затухания фильтра в
рабочей полосе частот d = 0.5-4-1 дБ. Создать такой фильтр пока
нельзя.
Поэтому, во-первых, отказываются от перестраиваемого фильтра,
во-вторых, выясняют, какими фильтрами и на каких несущих частотах
можно подавить в нужной степени (60 дБ) отстоящую на 600 Гц нера-
бочую составляющую. Практика показывает, что многозвенные LC-
фильтры можно применить лишь на частотах ниже 60 кГц. Пьезоэлек-
трические кварцевые фильтры могут быть использованы до частоты
300 кГц, магнитострикционные электромеханические фильтры (ЭМФ) —
4° 0,5—1,0 МГц. ЭМФ обладают большим затуханием и неравномер-
ностью коэффициента передачи напряжения в рабочей полосе и частот,
а также большей зависимостью от температуры. Габариты и стоимость
235
ЭФМ меньше, чем у кварцевых. В настоящее время в магистральны
пе; едатчиках широко используют кварцевые фильтры на частота
около 100 кГц, а в низовых — электромеханические на частотах околс
500 кГц.
Таким образом, применив кольцевой модулятор и фильтр, можно
получить однополосный сигнал на вспомогательной фиксированной
частоте /пр « 100 кГц с кварцевым фильтром и /пр лз 500 кГц с ЭМФ
Рис. 13.4
(рис. 13.4, г). Для переноса информации в диапазон рабочих частот
потребуется еще одно или несколько преобразований. Теперь на вто-
рой балансный модулятор воздействует модулирующий сигнал с ча-
стотой от /пр + 300 Гц до /Пр + 3400 Гц (рис. 13.4, д). Фильтр должен
выделить одну из двух боковых полос, отстоящих друг от друга на
2 (/„у + 300 Гц), т. е. более чем иа 200 кГц в первом случае и более
1 МГц — во втором. Это можно осуществить при использовании прос-
тых фильтров, которые при необходимости могут быть и перестраивае-
мыми (рис. 13.4, е).
В передатчиках иизовой связи обычно имеют место два преобра-
зования. Первый фильтр должен быть ЭМФ, второй — многозвенным
£С-фильтром (рис. 13.5, а). В передатчиках магистральной связи го*
пользуют три преобразования и более, Первый фильтр — неперестраи-
236
ваемый кварцевый фильтр, последний — перестраиваемый (полосовой
LC-фильтр).
Таким образом, устройство формирования однополосного сигнала
получается сложным, к. п. д. многих узлов формирования не может
быть сделан большим. Поэтому осуществляют формирование ОМ на
малом уровне мощности (доли ватта). Обычно устройство формирования
конструктивно объединяют с возбудителем. Последующие ступени пе-
редатчика работают в режиме усиления мощности однополосного сиг-
нала—сигнала с меняющейся амплитудой (см. §11.3).
Как указывалось при ОМ в декаметровом диапазоне возможна мно-
гоканальная работа. Структурная схема передатчика с двумя незави-
симыми телефонными каналами дана на рис 13.5, б. После первых
преобразователей один фильтр выделяет верхнюю, а другой — ниж-
нюю боковую полосу Боковые полосы от двух различных каналов
связи можно сложить, что позволит вести преобразование аналогично
рассмотренному ранее. При этом все последующие фильтры следует
рассчитывать на удвоенную полосу телефонного канала.
Вместо одного телефонного сообщения через однополосный пере-
датчик можно с помощью специальной аппаратуры уплотнения пере-
давать до 20 телеграфных сообщений одновременно. При многоканаль-
ной работе в передатчике и приемнике предъявляют повышенные тре-
бования к линейности преобразования и усиления.
§ 13.3. Усиление мощности однополосных колебаний
Формирование ОМ-колебания производят на малом уровне мощности;
заданную мощность получают в режиме усиления ОМ колебаний (см.
§11.3).
Отличие ОМ-колебания от AM состоит в том, что при отсутствии
Модулирующего сигнала ОМ-колебание принимает нулевое значение.
237
В процессе передачи сигнала уровень ОМ-колебания меняется и в мо-
менты наибольшей громкости огибающая ОМ-колебания достигает сво-
его наибольшего значения. Таким образом, для усиления ОМ-коле-
баний необходимо обеспечить линейность нижней части статической
модуляционной характеристики /а1 = f (UB). Как известно, именно
в нижней части модуляционной характеристики наблюдается отступ-
ление от линейности при Е,. Ei и вследствие нелинейности реаль-
ных статических характеристик ламп Поэтому для усиления ОМ-ко-
лебаний промышленность выпускает
Рис. !3.6
специальные лампы например лампы
ГУ-69Б—ГУ-77Б
Определение коэффициента гармо-
ник, использующегося для оценки
нелинейных искажений усилителей
звуковой частоты в однополосных
передатчиках, невозможно, так как
при искажении гармонического коле-
бания U cos ®/ возникающие нера-
бочие составляющие U2 cos 2®/,
6'., cos 3(о/, ... не попадают в полосу
пропускания приемника, настроенно-
го на частоту со.
Для оценки степени линейности однополосных передатчиков и их
отдельных ступеней чаще всего используют двухтоновой метод. Ис-
пытательный (измерительный) сигнал состоит из двух равных по ам-
плитуде колебаний близких частот, лежащих в полосе телефонного
канала F.,d — F\ 15004-2000 Гц (рис. 13.6, а). При прохождении
измерительного сигнала через передатчик или отдельную ступень
в результате неизбежных нелинейных искажений в спектре РЧ-коле-
баний на выходе появятся дополнительные составляющие: n®t; ma>t
и rtWj ± Высшие гармонические и многие комбинационные сос-
тавляющие оказываются за пределами полосы пропускания передат-
чика и, что более важно, вне полосы принимаемых частот приемника,
следовательно, не повлияют на его работу. Комбинационные состав-
ляющие вида 2®! (оа. 2со2 — ®1; 3(Щ — 2®2 и 3®2 — 2®х располо-
жены в непосредственной близости от измерительного сигнала на рас-
стоянии Д® =* ®з -- ®! (рис. 1'3.6, б). Такие составляющие, оказав-
шись в полосе телефонного канала, воспринимаются как нелинейные
искажения; за пределами рабочей полосы частот канала комбинацион-
ные составляющие являются помехами соседним каналам. Величина
нелинейных искажений при двухтоновом методе оценивается отноше-
нием напряжения любой комбинационной составляющей UK на выхо-
де передатчика к напряжению составляющей измерительного сигнала
U. = U, :	= 20 1g (f/K/(A).
Если лампа имеет линейные статические характеристики ia =
= а0 + ate, то при Ес = Е£ в ННР модуляционная характеристика
также линейна (/а1 = kUe). Реальные статические характеристики
ламп нелинейны и могут быть описаны степенным рядом
«а = ао + е + аг^ + «з т ...
238
Амплитуды токов комбинационных составляющих с частотами
и т«2 зависят от величины коэффициентов при четных степенях ряда;
токов с частотами 2(itL — и 2а>2 — oj, — от величины коэффициента
при члене с третьей степенью; с частотами 3®2 — 2со2 и Зсо2 — 2©! —
при члене с пятой степенью и т. д. Следовательно, если не удается сде-
лать характеристики ламп строго линейными, можно проектировать
их так, чтобы в описывающем их степенном ряду отсутствовали или
по крайней мере были предельно малы составляющие нечетных сте-
пеней: третьей, пятой и т. д. Именно так и
проектируются лампы для линейного уси-
ления мощности ОМ-колебаний.
Поскольку лампы для линейного усиле-
ния имеют нижний нелинейный («квад-
ратичный») участок характеристики
(рис. 13.7, а), трудно установить нужное
значение напряжения смещения. Как по-
казывают теория и практика, коэффициент
нелинейных искажений Кк зависит от на-
пряжения смещения Еа (рис. 13.7, б).
У каждой лампы данного типа при опреде-
ленных напряжениях питания Еа, Ес экс-
периментально (путем измерения ЛД при
различных Ес) можно определить напряже-
ние смещения, при котором получаются
наименьшие искажения.
Поскольку положение статических ха-
рактеристик и соответственно оптимальное
напряжение смещения зависят от питающих
напряжений, в однополосных передатчиках
применяют стабилизацию напряжений пи-
тания.
При изменении напряжения возбуждения от нуля до максимума
меняется входное сопротивление лампы: при Uc <Z | Ес | сеточный ток
отсутствует (/?вх » °°); при Ес > | Ео | ток сетки нелинейно зависит
от Uc (RBX <Z оо). Нелинейность входного сопротивления приводит
к искажению формы огибающей напряжения возбуждения, т. е. к не-
линейным искажениям, которые не учитываются статической моду-
ляционной характеристикой. Для уменьшения искажений из-за не-
линейности /?,!Х лампа должна работать без захода в область сеточных
токов: (7стах С | £с1- В качестве ламп для линейного усиления мощ-
ности используют тетроды или пентоды, у которых номинальная мощ-
ность в линейном режиме может быть получена без захода в облавть
токов управляющей сетки.
§ 13.4. Особенности работы транзисторов
при усилении ОМ-колебаний
В транзисторных передатчиках с ОМ-модуляцией особое внимание
Уделяется обеспечению линейности амплитудной модуляционной ха-
рактеристики. Для этого транзисторы в промежуточных каскадах
239
работают в ННР с 9К — 180° (режим работы класса А). В оконечных
и предоконечных каскадах передатчиков для повышения к. п. д, уси-
лителей мощности выбирают 9К = 90° (режим работы класса В).
Амплитудная модуляционная характеристика транзистора, рабо-
тающего в ННР, отличается от линейной в области малых и больших
токов коллектора (рис. 13 8, а). Нелинейность нижнего участка харак-
теристики /К1 — f(Iб1) определяется изменением усилительных свойств
транзистора (см. § 1.10) в области нижнего загиба его статических ха-
рактеристик. Нелинейность в верхней части характеристики обуслов-
лена падением коэффициента усиления по току Р в схеме ОЭ при уве-
личении тока коллектора /н1, а также постепенным переходом в режим
насыщения. В схеме ОБ коэффициент усиления по току а изменяется
Рис. 13.9
в меньших пределах и поэтому нелинейность верхней части характе-
ристики меньше, если /б < /к. Нелинейность амплитудно-фазовой
характеристики транзисторного усилителя мощности (рис. 13.8, б)
отражается на качественных показателях ОМ-колебаний.
Зависимость фазы коллекторного тока от его амплитуды и коллек-
торного напряжения обусловлена тем, что в биполярном транзисторе
выходная цепь влияет на входную.
Уменьшение нелинейности начального участка модуляционной ха-
рактеристики осуществляют подбором начального напряжения сме-
щения. Для схемы ОЭ при возбуждении от источника напряжения
внешнее смещение должно удовлетворять условию Есм = Е&. При из-
менении температуры такое условие нарушается из-за зависимости
Ев от температуры р-и-переходов. В тех случаях, когда в транзистор-
ных усилителях мощности требуется обеспечить очень малый уровень
искажений (менее —30 дБ для третьего порядка), напряжение смеще-
ния делают температурно зависимым. Для этой цели используют спе-
циальный диод, размещенный в корпусе транзистора в непосредствен-
ной близости от коллекторного перехода.
В тех случаях, когда в корпусе транзистора нет встроенного дио-
да, применяют диод, имеющий напряжение сдвига Е' — Ев и разме-
щаемый на радиаторе в непосредственной близости от корпуса тран-
зистора. При этом эффективность действия температурной компенса-
ции Дб уменьшается.
В большинстве случаев источник возбуждения имеет большое внут-
реннее сопротивление (см. § 1.11), вследствие чего импульсы коллек-
210
торного тока имеют несимметричную форму (кривая 1 на рис 13.9, а).
При усилении сигналов с ОМ возникают сильные нелинейные искаже-
ния, для уменьшения которых добиваются симметричной формы им-
пульсов iK путем шунтирования предварительного каскада резисто-
ром /?дОб- Дополнительной мерой снижения искажений является авто-
матическое смещение, обеспечиваемое резистором смещения в цепи
базы /?2, а иногда в цепи эмиттера На рис 13.9, б приведена схема
построения входной цепи транзистора, обеспечивающая минимальный
уровень нелинейных комбинационных искажений при усилении ОМ-
колебаний. Назначение и выбор элементов схемы не отличаются от
рассмотренного ранее (см. гл. 2). Источник смещения в цепи базы про-
ектируется на напряжение 3—5 В.
В современных транзисторных усилителях мощности с трудом
удается получить уровень комбинационных искажений третьего поряд-
ка 30—35 дБ. Развитие теории и разработка новых схем ООС, вероят-
но, позволит в ближайшем будущем иметь более высококачественные
показатели транзисторных усилителей мощности.
Глава И
РАДИОТЕЛЕГРЛФИРОВАН И Е
§ 14.1. Принципы телеграфной манипуляции
В § 11.1 указывалось, что сигналы подразделяют на непрерывные и
дискретные. Дискретные сигналы имеют ограниченное число значений.
К таким сигналам прежде всего можно отнести двоичные (бинарные)
сигналы. Бинарные сигналы могут принимать одно из двух значений:
нуль или единицу, быть отрицательными или положительными. В пер-
вом случае эти сигналы имеют вид однополярных, а во втором —двух-
полярных импульсов. На рис. 14.1, а показан возможный вид бинар-
ных сигналов, представляющих собой последовательность импульсов
положительной и отрицательной полярностей
Передача дискретных сигналов реализуется с помощью радиоте-
леграфной связи, отличительной особенностью которой является ко-
дирование сообщения. Каждый отдельный передаваемый символ (бук-
ва алфавита, цифра или знак) имеет свою кодовую комбинацию эле-
ментарных сигналов. Элементарный сигнал может принимать различ-
ное число значений, определяющее основание кода, например поло-
жительное или отрицательное, характеризоваться посылкой или пау-
зой и т. д. Если элементарный сигнал принимает два значения, то код
имеет основание, равное двум. Длительность элементарного сигнала —
фиксированная. Системы радиотелеграфной связи с основанием кода,
равным двум, нашли в настоящее время широкое применение.
Каждая кодовая комбинация, характеризующая передаваемый сим-
вол, может иметь одинаковое или различное число элементарных
сигналов (длину кодовой комбинации). Коды с различной длиной ко-
довых комбинаций называют неравномерными, а с одинаковой дли-
ной — равномерными. Примером неравномерного кода является код
Морзе, в котором каждому передаваемому символу соответствует оп-
ределенная комбинация коротких и длинных посылок, разделенных
паузами. Длительность короткой посылки равна длительности эле-
ментарного сигнала, длительность длинной посылки — длительности
трех элементарных сигналов, длительность паузы между посылками
одного слова — длительности трех, а между словами — длительности
пяти элементарных сигналов. Код Морзе в настоящее время применя-
ют лишь в низовой радиосвязи с ручной передачей и слуховым при-
емом. Это объясняется тем, что использование кода Морзе для букво-
печатающей связи не дает возможности реализовать высокую скорое г о
передачи и приводит к созданию сложной оконечной аппаратуры.
При автоматической телеграфии с буквопечатанием применяют пя-
тизначный код, все кодовые комбинации которого состоят из пяти эле-
ментарных сигналов.
?42
Таким образом, закодированное сообщение представляет собой по-
следовательность определенного числа элементарных сигналов (на-
пример, плюсов и минусов), В реальных условиях эти последователь-
ности могут состоять из различных комбинаций посылок: от комбина-
ции одних посылок (рис, 14.1 б) до непрерывной последовательности
чередующихся посылок и пауз равной длительности (рис. 14.1, в).
При расчете радиотелеграфных систем модель телеграфного сигна-
ла представляют в виде непрерывно чередующихся плюсов и минусов.
Длительность одной посылки (паузы) равна т. Под скоростью
телеграфной передачи
понимают число элементарных
сигналов, передаваемых в секунду,
т. е. ум = 1/т. За единицу скорости
принят бод, соответствующий переда-
че одного элементарного сигнала в
секунду.
Проектирование радиотелеграф-
ной линии связи требует знания ши-
рины спектра модулирующих теле-
графных сигналов. Передаваемые те-
леграфные сигналы (рис. 14.1, а—в)
имеют прямоугольную форму, и их
спектр содержит бесконечное число
гармоник Первая гармоника прямо-
уготьных импульсов, называемая ос-
новной частотой телеграфной мани-
пуляции, Fa = 1 / (2т) = иы/2.
Рис. 14.1
Если спектр телеграфных сигналов ограничить только значением
частоты Ем, то форма телеграфных импульсов будет резко отличаться
от прямоугольной (пунктирная кривая на рис. 14.1, в). Чем более вы-
сокие гармоники учтены в спектре после его ограничения, тем ближе
форма телеграфных импульсов к прямоугольной.
Для передачи по каналу связи закодированное сообщение преоб-
разуется в ВЧ-сигнал путем манипуляции колебания передатчика.
В отличие от передачи непрерывных сигналов модуляцию при переда-
че дискретной информации называют манипуляцией. В за-
висимости от параметра, который подвергается манипуляции, разли-
чают амплитудную, частотную и фазовую манипуляции.
При амплитудной манипуляции — амплитудной телеграфии (АТ) —
один элементарный сигнал кода соответствует излучению полной энер-
гии передатчика (посылка), а другой сигнал—отсутствию этого излу-
чения (пауза).
Характер изменения амплиту дно-мани пу лированного сигнала при
манипуляции телеграфным сигналом вида рис. 14.2, а показан на
рис. 14.2, б. При передаче посылки (плюс) на выходе передатчика
имеется незатухающее ВЧ-колебание постоянной амплитуды, при пере-
даче паузы (минус) передатчик заперт и ВЧ-колебание на его выходе
от<-\ тствует.
Рис. 14.2
Амплитудную манипуляци’ • можно рассматривать как частный
случай стопроцентной амплитудной модуляции. Как известно, с уве-
личением коэффициента модуляции увеличивается уровень боковых
составляющих спектра модулированного колебания, несущих полез-
ную информацию, что позволяет увеличить дальность радиосвязи. По-
скольку при телефонной работе с AM средний коэффициент модуляции
составляет около 30%, а при
АТ — 100%, дальность связи
при телеграфии увеличивается,
что является преимуществом те-
леграфной работы. Кроме того,
при телеграфной работе объем
передаваемой информации мень-
ше, чем при телефонии. Поэтому
ширина спектра излучаемого пе-
редатчиком манипулированного
колебания уже, чем при теле-
фонной работе. Это позволяет
сузить полосу пропускания ка-
нала связи. Однако узкая по-
лоса пропускания приводит к
искажению телеграфных посы-
лок, а широкая — к возраста-
нию действия помех. Следова-
тельно, полосу пропускания
можно определить по допусти-
мым искажениям телеграфных
посылок или из условия полу-
чения максимального отношения
сигнал/помеха.
При АТ минимально допу-
стимая ширина полосы пропу-
скания равна удвоенной часто-
те FM (из-за необходимости
пропустить верхнюю и ниж-
нюю боковые полосы ВЧ-колебания). Однако при такой узкой по-
лосе телеграфные посылки искажаются, что уменьшает устойчивость
приемника к помехам. Кроме того, с изменением комбинации телеграф-
ных посылок в реальных телеграфных сигналах появляются сдвиги
начала и конца импульсов, что также приводит к ошибкам при вос-
произведении сообщения. По этой причине полоса пропускания кана-
ла связи для амплитудно-манипулированного сигнала должна быть
больше 2FM. Обычно ширину полосы пропускания ВЧ-трактов прием-
ника при приеме замирающих амплитудно-манипулированных сиг-
налов выбирают из условия пропускания третьей или пятой гармони-
ки спектра модулирующего телеграфного сигнала:
Лат =2-5Ам .= 5ум.
(14.1)
244
Так, при им = 50 бод Пдт = 250 Гц, а при уч = 300 бод 77дт =
= 1500 Гц. На радиолиниях без замираний сигнала полосу пропус-
кания можно сузить до 6 Гм.
Ширина спектра излучаемого колебания зависит от скорости мани-
пуляции. Самая низкая скорость манипуляции реализуется при руч-
ной телеграфной работе, когда оператор может передать в минуту до
25 стандартных слов, что соответствует гк = 10 Гц. При этом 77дт =
= 100 Гц, что в десятки раз меньше ширины спектра АМ-колебания.
Следовательно, при ручной работе
могут быть достигнуты высокие по-
мехоустойчивость п дальность ра-
диосвязи. Спектр амилитудно-ма-
нипулированного сигнала на
рис. 14.3, а получается линейча-
тым, т. е. состоящим из ряда ди-
скретных составляющих.
Иногда производят амплитуд-
ную манипуляцию тонального сиг-
нала с последующей амплитудной
модуляцией колебания несущей ча-
стоты. Такой способ телеграфии
(АТ и а поднесущей) выгоден при
слуховом приеме телеграфных сиг-
налов.
При частотной манипуляции —
частотой телеграфии (ЧТ) — пере-
датчик все время излучает одну и
ту же энергию, но каждому элемен-
5)
0,5	$
0Л АТ
0Ш 0,005
_______11—
0,224
0,576
0,353
ЧТ
0,128
\0,033
ФТ
±180а
’н им
066



4
тарному сигналу кода соответствует	Рис. 14.3
колебание своей частоты. Принято
считать, что колебанию с более высокой частотой соответствует пе-
редача позитивной посылки (нажатие), а колебанию с нижней часто-
той — передача негативной посылки (отжатие). Характер изменения
напряжения на выходе передатчика при частотной манипуляции пока-
зан на рис. 14.2, в.
Позитивной посылке соответствует частота нажатия flt а негатив-
ной — частота отжатия f2. Разность частот нажатия и отжатия на-
зывают разносом частот &fp = — f2. Девиация частоты A/max>
т. е. макеимальное отклонение частоты от среднего значения /0 =
== 0,5	+ /2), равна половине разноса частот: &fmax = 0,5Afp. В на-
стоящее время в декаметровом диапазоне частот используют следующие
значения разноса частот: 125, 250, 500 и 1000 Гц. Частотную ма-
нипуляцию можно осуществить, например, скачкообразным измене-
нием емкости контура задающего генератора по закону передаваемого
телеграфного сообщения.
Спектр ВЧ частотно-манипулированного колебания зависит как
от частоты Гм, так и от девиации частоты Обычно 1,5ГМ $6
m А/max С 3,4fu. Воспроизведение телеграфных сигналов без су-
шественных искажений можно осуществить при ширине полосы про-
пускания ВЧ-трактов линии связи:
/74T«2,6Afmax + l,lFM.	(14.2)
Сравнивая (14.1) и (14.2), можно заметить, что при небольшом разносе
частот (Д/'р С 3,4ум) для ВЧ-тракта приемника ЧТ нужна меньшая
ширина полосы пропускания, чем для приемника АТ.
Подобный вывод можно сделать, сравнивая спектр частотно-ма-
нипулированного колебания на рис. 14.3, б со спектром амплитудно-
^анипулированного колебания на рис. 14.3, а. При ЧТ амплитуды
составляющих спектра боковых колебаний с большими номерами убы-
вают быстрее, чем при АТ, что свидетельствует о более узкой ширине
спектра и позволяет сузить полосу частот, занимаемую передатчиком
ЧТ, и соответственно полосу пропускания приемника. Последнее оп-
ределяет одно из важнейших преимуществ ЧТ по сравнению с АТ. ЧТ
позволяет реализовать с меньшим числом ошибок прием замирающих
сигналов в присутствии помех, т. е. обеспечить более высокую поме-
хоустойчивость приема.
При фазовой манипуляции происходит скачкообразное (дискрет-
ное) изменение фазы колебания передатчика в соответствии с переда-
ваемой последовательностью импульсов телеграфного сигнала. По
сравнению с манипулированными по амплитуде и частоте сигналами
фазоманипулированный сигнал имеет одну существенную особенность.
При приеме сигналов как с амплитудной, так и с частотной манипуля-
циями возможно точное измерение и амплитуды и частоты излучаемо-
го передатчиком колебания, т. е. в любой момент времени по измерен-
ному значению амплитуды (при АТ) или частоты (при ЧТ) колебания
на выходе передатчика можно точно определить, какой элементарный
сигнал передается — посылка или пауза. При фазовой манипуляции
возможно только относительное измерение фазы колебания по фазе
опорного колебания или по фазе того же колебания, но на другом ин-
тервале времени. В первом случае получают систем}' с фазовой
телеграфией (ФТ), во втором — систему с относи-
тельной фазовой телеграфией (ОФТ). При ФТ пере-
датчик непрерывно излучает колебание на одной и той же частоте.
Причем нажатию соответствует излучение колебания с одной фазой,
а отжатию — излучение несущего колебания со сдвигом фаз 180е. Вре-
менная диаграмма такого фазомаиипулированного колебания показана
на рис. 14.2, г. Упрощенная схема фазового манипулятора приведена
на рис. 14.4, а. На этом рисунке генератор Г является источником на-
пряжения несущей частоты и,Л. фазовую манипуляцию осуществляет
реле Р. Временнйе диаграммы напряжений в различных точках схе-
мы рис. 14.4, а показаны на рис. 14.4, б.
Спектр фазоманипулированного колебания, как и спектр ампли-
тудно-манипулированного колебания, содержит в общем случае поми-
мо несущего колебания ряд боковых составляющих, расположенных
симметрично относительно несущей и отстоящих друг от друга по час-
тоте на FM. При манипуляции фазы на ±180° несущее колебание в
спектре (см. рис. 14.3, в) полностью исчезает (при передаче телеграф-
246
пых точек) и спектр становится аналогичным спектру амплитудно-ма-
нипулированного колебания с подавленной несущей и увеличенным
уровнем всех боковых составляющих в два раза. Следовательно,
при ФТ энергия боковых составляющих, несущих информацию, воз-
растает, что приводит к повышению помехоустойчивости приема.
Сравнивая спектры амплитудно- и фазоманипулированных колебаний
(см. рис. 14.3, а, в) можно отметить,
что ширина спектров у обоих ко-
лебаний примерно одинакова.
Преимуществами ФТ являются:
более высокая помехоустойчивость,
эквивалентная увеличению мощно-
сти передатчика по сравнению с АТ
в четыре раза и по сравнению с ЧТ
в два раза; возможность передачи
двух независимых сообщений на
одной несущей частоте без расшире-
ния полосы частот канала связи.
Основной недостаток ФТ — воз-
никновение «негативной работы»
при случайном скачке фазы опор-
ного колебания на 180°. От этого
недостатка свободна система ОФТ,
предложенная Н. Т. Петровичем.
При ОФТ изменение фазы сигнала
при переходе от одной элементар-
ной посылки к другой происходит
только в том случае, когда следую-
щая передаваемая посылка нега-
тивна. Так, при нажатии фаза ВЧ
элементарного сигнала совпадает
с фазой предыдущего, а при отжатии — противоположна ей (см.
рис. 14.2, 6).
Для более эффективного использования оборудования и увеличе-
ния пропускной способности при всех системах манипуляции исполь-
зуют уплотнение радиотелеграфных линий. Наи-
большее распространение получили временное и частотное уплотне-
ние.
При временном уплотнении сигналы от нескольких источников пе-
редаются поочередно. Например, при работе от нескольких буквопе-
чатающих аппаратов сначала передается сигнал от первого аппарата,
затем от второго и т. д. Передача каждого сигнала от каждого аппара-
та происходит за время тк более короткое, чем длительность элемен-
тарного сигнала т при одноканальной передаче. Если линия уплот-
няется N каналами, то тк — т/А/.
Выход многоканального приемника при приеме сигнала каждого
канала с помощью специального переключателя коммутируется за
время тк на соответствующий канал. При приеме сигнала от первого
аппарата напряжение s выхода приемника подается в первый канал,
247
при приеме сигнала от второго аппарата —во второй канал и т, д.
Отличительной особенностью временного уплотнения является тс,
что сигналы от различных источников, передаваемые в общем канале
и имеющие перекрывающиеся спектры, занимают одну и ту же поло-
су частот.
Использование временного уплотнения позволяет обеспечить в
радиотелеграфных системах максимальную скорость передачи. Так,
например, в декаметровом диапазоне максимальная скорость состав-
ляет 200 бод. Однако скорость работы распространенных на практике
буквопечатающих аппаратов (телетайпов) равна всего 50 бод. При этом
максимальную скорость передачи можно получить при временном уп-
лотнении радиолинии четырьмя одновременно работающими телетай-
пами. При четырехкратном временном уплотнении от всех телетайпов
поступают поочередно импульсы с длительностью т/4, так что за 1 с
передается 200 имп. Ширина полосы частот приемника при четырех-
кратном временном уплотнении в случае АТ ПАТ = 5ПМ == 5 • 200 =
= 1000 Гц. Таким образом, полоса частот излучения при телеграфной
связи занимает лишь небольшую часть полосы, выделяемой для ли-
нии радиосвязи на декаметровых волнах (16 кГц). Это дает возмож-
ность использовать другие методы уплотнения телеграфных линий
К таким методам относится двухканальное телегра-
фирование- частотное — ДЧТ, фазовое — ДФТ и относительное
фазовое — ДОФТ. При ДЧТ передатчик может излучать колебание
на одной из четырех частот. Колебанию каждой из этих частот соответ-
ствует одна из всех возможных комбинаций телеграфных посылок
(табл. 14.1). При ДФТ каждой комбинации телеграфных посылок со-
ответствует один из четырех скачков фазы (в табл. 14 1 приведен один
из возможных вариантов изменения фаз). При этом в каждом из двух
каналов систем ДЧТ или ДФТ могут работать несколько телеграфных
аппаратов с временным уплотнением.
Таблица 14.1
Ь шалы		Частота сигнала при ДЧТ	Скачок фазы при ДФТ, град	Каналы	Частота chi нала при ДЧТ	Скачок фазы при ДФГ, град
1	2			1 | 2		
.—			/1	180	—	/з	—90
-4-	—	А	90	+ +	А	0
Таким образом, для передачи двух каналов в системе ДЧТ требует-
ся четыре частоты. Столько же частот потребовалось бы и для переда-
чи двух независимых каналов. Однако при этом передавались бы од-
новременно два сигнала с различными частотами и мощность передат-
чика делилась бы поровну между этими двумя колебаниями. При ДЧТ
вся мощность передатчика концентрируется на передаче колебания
одной частоты, что приводит к росту отношения сигнал/помеха на вхо-
де приемника, а следовательно, и увеличению помехоустойчивости
приема. Одинаковая помехоустойчивость в телеграфных каналах в
248
случае ДЧТ по сравнению с ЧТ обеспечивается при увеличении мощ-
ности передатчика на 22%, т. е. при затрате дополнительной мощности
на 22% можно удвоить пропускную способность радиолинии.
Увеличить пропускную способность радиолинии можно также ис-
пользовав частотное уплотнение, состоящее в переносе частотных
спектров сигналов таким образом, чтобы спектр каждого сигнала за-
нимал в общей полосе радиолинии определенное место.
Однако в такой системе передатчик излучает колебание не одной
частоты, а нескольких частот,
каналов ЧТ. В рассмотренном
примере это число равно че-
тырем. При сложении эти ко-
лебания образуют биения со
сложно меняющейся амплиту-
дой и передатчик работает в
режиме, близком режиму те-
лефонной AM, коюрый, как
известно, мало эффективен с
точки зрения использования
мощности передатчика
Ранеесчи1алоеь, что мани-
пулированный телеграфный
сигнал имеет прямоугольную
огибающую (рис. 14.5, а).
Однако в реальных условиях
огибающая телеграфного сиг-
нала на выходе передатчика
отличается от прямоугольной,
т. е. имеет место искажение
телеграфного сигнала. Причи-
нами искажений являются:
ограниченность полосы пропу-
скания каскадов передатчика,
число которых равно числу отдельных
Рис. 14.5
непостоянство напряжения источника питания, переходные процессы
в сглаживающих фильтрах и т. д. Так, из теории известно, что при
прохождении телеграфного сигнала через радиотехническое устройство
прямоугольная огибающая может быть получена только при бесконеч-
но широкой полосе пропускания. Поскольку полоса пропускания
реальных каскадов передатчика ограничена, огибающая телеграфного
сигнала на его выходе отличается от прямоугольной (рис. 14.5,6).
Причину искажения телеграфного сигнала при его прохождении
через резонансный контур можно пояснить и иначе. Пусть на входе кон-
тура действует телеграфный сигнал с прямоугольной огибающей. Это
означает, что в определенный момент времени на входе контура появ-
ляется скачок напряжения. Однако в момент появления напряжения
на входе напряжение на выходе контура равно нулю, так как колеба-
ния в контуре не могут сразу возникнуть или исчезнуть. Поэтому
напряжение на выходе контура при скачкообразном изменении напря-
жения на его входе нарастает постепенно, т. е. возникает переходный
2Ю
процесс. При этом происходит искажение фронта телеграфной посыл-
ки. Аналогична причина искажения спада посылки.
Причиной искажений огибающей телеграфного сигнала при АТ
является непостоянство напряжения источника питания в течение
длительности телеграфной посылки вследствие изменения нагрузки
па источник питания за время действия телеграфной посылки. Поэто-
му в начале телеграфной посылки напряжение источника питания мак-
симально, а к концу посылки уменьшается. Это приводит к тому, что
амплитуда телеграфного сигнала в течение длительности посылки па-
дает, а следовательно, искажается огибающая телеграфного сигнала.
Если учесть только этот вид искажений, то форма телеграфного сиг-
нала на выходе передатчика имеет вид, показанный на рис. 14.5, в.
Этот вид искажений можно существенно уменьшить повышением мощ-
ности источников питания и применением балластных резисторов.
Причиной искажений огибающей телеграфного сигнала являются
переходные процессы в сглаживающих фильтрах источников питания
(рис. 14.5, г). При манипуляции ток в манипулируемом каскаде ме-
няется скачком, а резкое изменение тока питания вызывает в сглажи-
вающем фильтре появление а. д. с. самоиндукции дросселя. Из-за это-
го в фильтре возникают свободные затухающие колебания, анодное
напряжение меняется, что приводит к паразитной амплитудной моду-
ляции сигнала. Для снижения этих искажений дроссель шунтируют
небольшим резистором. При передаче сигналов ЧТ и ФТ искажения
из-за переходных процессов в фильтре источника питания отсутст-
вуют.
Существуют и другие причины искажений телеграфного сигнала—
неправильный выбор постоянных времени цепей автоматического се-
точного смещения и т. д
Таким образом, существует большое разнообразие видов радиоте-
леграфии. Согласно рекомендациям МККР, в отечественной и между-
народной практике приняты следующие обозначения видов радиоте-
леграфии: амплитудная манипуляция несущей —41, амплитудная
манипуляция при передаче тональной телеграфии — А2, частотная
манипуляция несущей — А1, двойное частотное телеграфирование —
F6, амплитудная или частотная манипуляция для многоканальной те-
леграфии — <47 и т. д.
§ 14.2. Схемы телеграфной манипуляций
В большинстве современных передатчиков телеграфную манипуляцию
осуществляют в возбудителях В (рис. 14.6, а) Амплитудная манипу-
ляция может производиться и в тракте усиления мощности У передат-
чика П путем, например, подачи запирающего напряжения смещения
от манипулятора М в одну или две (для уменьшения сигнала в паузе)
промежуточные ступени (рис. 14.6, б).
Однополосные передатчики (см гл. 13) позволяют произвести пе-
редачу по каждому телефонному каналу нескольких (до 20) телеграф-
ных сообщений методом комбинированного частотного и временного
250
I /7 	 "i | А
' Входы радиотелеграф-
ных каналов
Рис. 14.6
запирающее напряжение смещения
уплотнения АУ с помощью не
входящей в состав передатчиков
стандартной аппаратуры (рис.
14.6, в).
Амплитудные, частотные, фа-
зовые манипуляторы, входящие
в состав современных возбуди-
телей, достаточно сложны и не
могут быть рассмотрены в от-
рыве о г устройства конкретного
возбудителя, что выходит за
рамки учебника Примерами
реализации АТ, ЧТ, ФТ могут
быть следующие простейшие
устройства
При АТ (рис. 14 7) в цепь
смещения транзистора Tlt яв-
ляющегося усилителем мощно-
сти радиочастоты, включены ис-
точник питания цепи смещения
£в, делитель напряжения RXR2
и электронный ключ транзистор
Т2 Выходная цепь транзисто-
ра Т2 (коллектор-эмиттер) и ре-
зистор /?2 включены параллель-
но Источник питания Ев создает
для 7\. Необходимое для запирания транзистора напряжение
£'б = £бзап подбирается изменением сопротивлений резисторов
и R2 при запертом Т2. Полезная мощность на выходе усилителя от-
сутствует.
При нажатии телеграфного ключа К на базу Т2 поступает отпираю-
щее напряжение. Транзистор Т2 переходит из закрытого состояния
в состояние насыщения; его выходная цепь своим малым сопротивле-
нием в состоянии насыщения гнас шунтирует резистор R., Напряже-
Рис. 14.7
Рис. 11.8
251
Рис. 14.9
ние смещения на базе 7\ уменьшается до £о==О, что обычно требуется
в ГНВ на высоких частотах для 0 = 90°. На выходе усилителя выде-
ляется выходная мощность.
При ЧТ (рис. 14.8) в контур автогенератора (см. § 6.4) включают
варикап. При нажатом телеграфном ключе на варикаи поступает не-
которое напряжение, которому соот-
ветствует определенная емкость ва-
рикапа Снаж. Рабочая частота гене-
ратора (Онаж = 1/]/ТкГк. При нажа-
тии ключа
= на)К
= ________С] _____________
С\ C2 + Ci Снан, + С2 ^'на>ь
При отпущенном телеграфном
ключе на варикап поступает другое
напряжение, варикап приобретает другую емкость, частота автогене-
ратора соОТ)К зависит от СКотЯ!.
При ФТ (рис. 14.9) подача иа телеграфный вход фазового мани-
пулятора телеграфных посылок разной полярности позволяет откры-
вать диоды Дъ Д2 или Да, Д^ В первичную обмотку трансформатора
Тр2 напряжение радиочастоты от трансформатора Трг подастся в од-
ной или противоположной полярности Напряжение радиочастоты на
выходе (7ВЫХ проманипулировано по фазе; сдвиг фаз составляет 180°.
Схема на рис. 14.9 соответствует схеме рис 14.4, а, в которой вместо
реле применяются четыре диода Дх — Д8 и трансформатор Тр2.
Глава 15
ПЕРЕДАТЧИКИ С ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
§ 15.1. Основные характеристики импульсной
модуляции
импульсов немодулированной («не*
Для передачи НЧ-сигнала можно использовать периодическую после-
довательность прямоугольных импульсов, показанную на рис. 15.1, а.
Эга последовательность импульсов описывается высотой импульсов /ц
длительностью т; частотой следования Qcu = 2п/Т, где Т — период
повторения импульсов; положением модулированных импульсов во
времени относительно положения
сущей») последовательно-
сти — фазой импульсов.
Изменяя один из парамет-
ров в соответствии с модули-
рующей функцией, можно
осуществить четыре вида им-
пульсной модуляции: ампли-
тудно-импульсную (АИМ),
широтно-импульсную (ШИМ),
частотно-импульсную (ЧИМ)
и фазоимпульсную (ФИМ).
Кроме того, изменяя последо-
вательность импульсов в груп-
пе, получают кодово-импульс-
ную модуляцию (КИМ). На
рис. 15.1, б показано модули-
рующее НЧ-колебание. Если
в соответствии с этим коле
банием изменяют высоту h
исходной последовательности
импульсов, то реализуют АИМ
(рис. 15.1, в), если изменяют
длительность импульсов, то
получают ШИМ (рис. 15.1, г);
если изменяют частоту следо-
вания импульсов, то образуют
ЧИМ (рис. 15.1, 5); если про-
исходит смещение импульсов
относительно его исходного положения, то имеют ФИМ (рис. 15.1, е).
На диаграммах рис. 15.1, а—е вертикальными пунктирными линиями
(тактовые точки) отмечены исходные положения немодулированных им-
пульсов.
253
Частоту следования импульсов выбирают ниже, чем несущую час-
тоту, на которой осуществляется радиосвязь, т. е. Рмод < Гоа fn,
поэтому для осуществления радиопередачи необходимо выполнить вто-
ричную модуляцию синусоидального ВЧ-колебания модулированной
импульсной последовательностью. Структурная схема передатчика с
импульсной модуляцией представлена на рис. 15.2, где ИГ — генера-
тор последовательности прямоугольных импульсов; ИС — источник
передаваемого НЧ-сигнала;
ИМ — импульсный модулятор,
в котором осуществляется один
из видов импульсной модуля-
ции; ЗГ — задающий генератор
ВЧ, на которой происходит ра-
диосвязь; М — модулятор, обес-
печивающий вторичную модуля-
цию ВЧ-колебания модулиро-
ванной последовательностью им-
пульсов. Работа такого передат-
чика поясняется с помощью диа-
грамм рис. 15.3. На рис. 15.3, а
Рис. 15.2
Рис. 15.3
показана последовательность импульсов на выходе ИГ. Одна из воз-
можных реализаций НЧ-сигнала на выходе ИС показана на рис. 15.3, б.
В случае АИМ напряжение на выходах ИМ и М изменяется в соответ-
ствии с рис. 15.3, в, г.
Спектры колебаний в различных точках структурной схемы пере-
датчика показаны на рис. 15.4. Спектр последовательности прямо-
угольных импульсов на выходе ИГ — линейчатый (рис. 15.4, а), а его
форма зависит от длительности импульсов т и от частоты повторения
FCH. При модуляции периодической функцией около каждой спектраль-
ной линии появляется спектр боковых частот (рис. 15.4, б), структура
которого зависит от вида модуляции. После вторичной амплитудной
модуляции спектр колебания на выходе М показан на рис. 15.4, в.
С уменьшением т расширяется участок спектра с составляющими
наибольших амплитуд (между Д fs — 1/т и /3 = /н + 1/т). Таким
образом, от длительности т и частоты следования /%и импульсов
зависит ширина спектра излучаемого передатчиком колебания.
Импульсную модуляцию используют в многоканальной связи с
временным уплотнением. Каждое передаваемое сообщение модулирует
254
свою последовательность импульсов, при этом импульсы в последова-
тельностях различных каналов разнесены во времени и не перекры-
ваются. При объединении каналов в общем радиотракте в промежутках
между импульсами одного канала размещаются импульсы других ка-
налов. Передатчик после вторичной модуляции импульсов передает
сначала импульс первого канала, затем импульс второго канала и т. д.
Рис. 15.4
до последнего, после чего цикл повторяется. Если передается п сооб-
щений (п каналов), то передатчик за период следования импульсов из-
лучает в эфир п независимых ВЧ-импульсов.
При многоканальной связи стремятся увеличить число передавае-
мых каналов. Этого можно достичь двумя путями: увеличением перио-
да повторения импульсов в последовательности каждого канала или
уменьшением длительности импульса. Однако с уменьшением т рас-
ширяется спектр излучаемого передатчиком колебания (см. рис. 15.4),
увеличивается требуемая для качественного воспроизведения ши-
рина полосы пропускания передатчика и приемника. Если ограни-
чить ширину спектра П излучаемого передатчиком колебания толь-
ко областью наибольших амплитуд (между fa — 1/т и /и 4- 1/т на
рис. 15 4, в), то П а? 2/т. Например, при т = 1 мкс /7 = 2 МГц. Та-
ким образом, при малых т практическая реализация радиосвязи за-
255
труднена. Кроме того, с уменьшением т из-за переходных процессов
в резонансных системах передатчика и приемника оказывается иска-
женной форма принимаемых импульсов, что также ограничивает ми-
нимально допустимую длительность. На практике используют импуль-
сы с т = 0,14-2 мкс. При этом П = 1-4-20 МГц.
Определим причины, по которым нельзя резко увеличивать пе-
риод повторения импульсов. Положим, что необходимо передать инфор-
мацию вида рис. 15.1, б. Для неискаженного приема необходимо, что-
бы за период НЧ-сигнала было передано значительное число импуль-
сов. Однако с увеличением числа импульсов уменьшается период их
следования, что приводит к уменьшению возможного числа каналов
при многоканальной связи. Считают допустимым, если период повто-
1ения импульсов в 3—10 раз меньше периода НЧ-сигнала. Поскольку
сигнал в реальных системах имеет сложную форму (например, в ра-
диосвязи спектр реального сигнала включает частоты от 200—300 до
3000—4000 Гц), необходимо, чтобы период повторения импульсов был
в 3—10 раз меньше, чем период самой высокочастотной сошавляющей
передаваемого сигнала Тв. Если принять Тв •= (2,54-3,5) • 10’4 с,
то допустимый период следования импульсов Тса = (З-у-10) • 10-5 с.
Проведем краткое сравнение различных видов импульсной модуля-
пии. Радиосвязь с использованием АИМ имеет низкую помехоустой-
1 ивость, поэтому этот вид импульсной модуляции нашел на практике
ограниченное применение.
При ШИМ в зависимости от передаваемого сигнала меняется дли-
.ельность импульса. Периодической последовательности импульсов
разной длительности соответствует различная ширина спектра. Рас-
пет ширины полосы пропускания передатчика и приемника выполняют
по самому узкому импульсу, полоса пропускания при этом получается
Iесьма широкой. С расширением полосы пропускания линия радио-
связи в большей степени подвергается действию всевозможных помех,
чго приводит к снижению ее помехоустойчивости. Однако если срав-
нить помехоустойчивость связи при ШИМ и АИМ, то при ШИМ легче
получить более высокую помехоустойчивость, так как в приемнике
ШИМ можно поставить амплитудный ограничитель, обеспечивающий
срезание помех. Различают два вида ШИМ: двустороннюю, когда ши-
рина импульса изменяется в соответствии с модулирующим сигналом
симметрично относительно тактовых точек, и одностороннюю, когда
ширина импульса меняется при модуляции только за счет смещения
фронта или спада импульса.
Более высокой помехоустойчивостью обладает связь с ЧИМ и ФИМ.
Однако схемные реализации для связи с ЧИМ оказываются более слож-
ными, чем для связи с ФИМ. Поэтому на практике нашли наибольшее
распространение системы связи с ФИМ. Сейчас все большее распро-
странение в еистемах связи находит КИМ.
Импульсную модуляцию используют в современных системах ра-
диосвязи и радиотехнических системах. В основном применяют систе-
f ы с прямоугольными короткими импульсами длительностью от долей
до нескольких десятков (реже сотен) микросекунд в диапазонах УВЧ,
34 и белее высокочастотных.
256
Кроме того, импульсную модуляцию осуществляют в радиорелей-
ных системах с временнйм уплотнением и малым числом каналов
(до 50) Длительность прямоугольного импульса в связных системах
составляет 0,5—3 мкс. Мощность передатчиков — единицы или десят-
ки ватт. Частота следования импульсов около 10 кГц.
В радиолокационных системах длительность импульсов бывает от
одной десятой до нескольких десятков и сотен микросекунд. Частота
следования импульсов примерно
500—2000 Гц. Мощность в импуль-
се от 10 кВт до 10 МВт.
Рассмотрим подробнее работу
радиолокационного передатчика, в
котором используется простейший
вид импульсной модуляции Из-
вестно, что задача радиолокации
состоит в определении расстояния
от передатчика до цели Передат-
чик излучает периодическую после-
довательность импульсов СВЧ с
прямоугольной огибающей и по-
стоянными параметрами. Импуль-
Рис. 15.6
Рис. 15.5
сы, дойдя до цели, отражаются от нее и принимаются приемником
РЛС. В приемнике переданный и принятый импульсы сравниваются
между собой. По времени задержки принятого импульса относительно
переданного и скорости распространения радиоволн можно опреде-
лить расстояние до цели. В передатчике РЛС (рис. 15.5) для вто-
ричной модуляции ВЧ-колебания используют последовательность не-
модулированных импульсов.
На рис. 15.6, а показана последовательность импульсов на
выходе ИГ, на рис. 15.6, б — ВЧ-колебание на выходе ЗГ, а на
рис. 15.6, в — периодическая последовательность импульсов СВЧ на
выходе радиолокационного передатчика. Диаграммы рис. 15.6 приве-
дены для идеализированного случая, когда искажения в передатчике
отсутствуют.
В радиолокации применяются и сложные виды модуляции, напри-
мер импульсная модуляция с частотной или фазовой модуляцией
Внутри каждого импульса.
25'/
§ 15.2. Особенности импульсной работы
электронных приборов
Электровакуумные электронные приборы (лампы, клистроны, ЛБЗ
и др.) в импульсном режиме имеют параметры, отличающиеся от их
значений в условиях непрерывного режима Приборы могут выдержи-
вать большие импульсные напряжения, кратковременно (.задавать
большие токи. Поведение ламп и приборов СВЧ в импульсном режима
описывается импульсными характеристиками, параметры которых
отличаются от параметров характеристик в непрерывном режиме.
В импульсном режиме полезная мощность электровакуумных при-
боров больше, чем в непрерывном: Р1ИМП > /’игепр
Если напряжение питания анодной цепи лампы, коллексзра клис-
трона или ЛБВ имеет вид импульсов малой длительности (с •< 100 мкс),
а интервалы между импульсами больше длительности импульсов
(Т /р? 100т), то процесс ионизации и нарастания лавины, имеющий мед-
ленный характер, не успевает развиться за короткое время наличия
высокого напряжения и пробоя прибора не происходит. При больших
интервалах между импульсами (Т — т) т происходит полная нейт-
рализация всех появившихся областей ионизации. Этим объясняется
повышенная электрическая прочность электровакуумных приборов
в импульсном режиме.
Из курса «Электронные приборы» известно, что активированные
катоды, особенно оксидные, обладают способностью кратковременно
создавать токи, во много раз превышающие токи в непрерывном режи-
ме, например при 10 мкс и Т/т > 100* импульсный ток в 50—100
раз превышает ток в непрерывном режиме.
Большим значениям тока лампы соответствует и большая крутиз-
на статической характеристики.
Из-за высокого импульсного (ускоряющего) напряжения питания
электроны в лампах движутся быстрее, уменьшается время их проле-
та через междуэлектронные промежутки, в меньшей степени проявля-
ются инерционные свойства ламп. Увеличение напряжения питания
(например, при граничном режиме) приводит к росту амплитуды пе-
ременных напряжений электродов лампы, а следовательно, и токов
через междуэлектродные емкости.
Массивные металлические детали ламп (электроды), прежде всего
анод, обладают значительной теплоемкостью, и поэтому их темпера-
тура определяется средней мощностью рассеяния на этих деталях
за длительный интервал времени, превышающий не только длитель-
ность импульса т, ио и период следования импульсов Т : Ра ср =
= f Pa (f)dt/T. При передаче прямоугольных импульсов мощность
о
рассеяния на аноде равна Раимп- В паузах между импульсами лампа
заперта и мощность на ее электродах не рассеивается: Ра = 0. Тогда
средняя мощность рассеяния Раср = ^аимиЕТ = ^аимп^- Так как
* Скважность последовательности импульсов q = (Т — т)/т. Если Т > Е’
то q Т/т.
258.
q > 1 (7 « 500 4- 2000), то средняя мощность рассеяния сравнитель-
но мала. Это позволяет упростить конструкцию ламп и других импуль-
сных электронных приборов, уменьшить габариты ламп и передатчи-
ков, облегчает задачу проектирования систем охлаждения.
Вследствие принципиальных отличий полупроводниковых прибо-
ров от электронно-вакуумных транзисторы и другие полупроводни-
ковые приборы не могут развивать в импульсном режиме мощность
больше, чем в непрерывном. Тепловой режим транзисторов опреде-
ляется средней мощностью рассеяния, но интервал усреднения следу-
ет выбирать короче, поскольку детали транзисторов имеют очень ма-
лые размеры и очень малую теплоемкость. Охлаждение транзисторов
из-за их малых размеров и невысокой допустимой температуры за-
труднено. Поэтому и в тепловом отношении импульсный режим полу-
проводниковых приборов практически не отличается от непрерывного.
Различают два способа импульсной модуляции в устройствах на
электровакуумных приборах, анодный и сеточный.
При анодной импульсной модуляции импульсное напряжение Еима
подается на анод лампы (Еа = £аимп), коллектор клистрона или ЛБВ
(£у = £имп). Именно в этом случае возможна подача импульсного
напряжения питания, величина которого больше напряжения, допус-
тимого в непрерывном режиме. При этом от электронного прибора
может быть получена наибольшая мощность. Анодную импульсную мо-
дуляцию производят в выходной ступени передатчика путем управле-
ния напряжением источника питания (у ламп — анодного, у клистро-
нов и ЛБВ — коллекторного), мощность которого определяется за-
данной мощностью передатчика и обычно велика. В состав передат-
чика приходится вводить сложное устройство большой мощности —
импульсный модулятор.
При сеточной импульсной модуляции запирание и отпирание элек-
тронных приборов осуществляют изменением напряжения на каком-
либо управляющем электроде: напряжением смещения управляющей
сетки лампы, напряжением управляющего электрода клистрона или
ЛБВ и т. п. Анодное или ускоряющее напряжение электронных при-
боров в этом случае оказывается постоянно приложенным к прибору,
а его величина равна напряжению в непрерывном режиме. Выигрыш
в полезной мощности при сеточной модуляции определяется только
большим током в импульсном режиме по сравнению с током непрерыв-
ным.
В усилителе с сеточной модуляцией существует опасность перегре-
ва анода лампы за счет термотока сетки. Сетка лампы при работе всегда
нагрета и есть вероятность излучения нагретой сеткой небольшого коли-
чества электронов (явление термотока сетки). Эти электроны ускоряют-
ся анодным напряжением и образуют постоянный ток /т, протекающий
от сетки к аноду и далее через цепи питания Еа и Ес обратно к сетке.
В нормальных условиях термоток сетки мал по сравнению с рабочими
токами лампы и не влияет на полезную мощность и нагрев электродов.
В импульсном режиме в паузах между импульсами лампа заперта, ра-
бочие токи в ней отсутствуют и происходит охлаждение электродов.
Если же из-за плохого качества лампы или некоторого перегрева сет-
259
ки появляется термоток, то он будет существовать как во время им-
пульса, так и между импульсами независимо от управляющего напря-
жения сетки. Мощность рассеяния на аноде за счет термотока сетки
Рт =	(£а + £с). Поскольку /т протекает в течение всего времени
работы лампы, мощность Рт может оказаться соизмеримой со средней
мощ1 остью рассеяния Раср = Ра atto/q или даже превысить ее, а
анод будет дополнительно нагрет.
Сеточную модуляцию применяют редко и преимущественно как
вспомогательный вид управления колебаниями при анодной мод} ляции
в промежуточных ступенях многоступенчатых импульсных передат-
чиков. Мощность модулятора, необходимая для получения сеточной
модуляции, меньше, чем для полу-
чения анодной модуляции той же
лампы.
При использовании импульсов,
форма которых близка к прямо-
угольной, получают следующие
преимущест ва:
1) точную фиксацию времени
прихода импульса к индикаторно-
му устройству приемника (дости-
гается лучшая временная селекция
импульсов);
2) постоянство режима электронного прибора в пределах дли-
тельности импульса;
3) наибольшую энергию импульсов при заданной их амплитуде,
т. е. наибольшую дальность действия системы связи или локации.
Вследствие этого отклонение формы импульсов от прямоугольной
расценивается в импульсных передатчиках как одна из форм иска-
жений. Степень отклонения от идеальной формы характеризуется
(рис. 15.7) длительностью фронта тф и среза тс, неравномерностью
вершины \U. У идеального импульса тф = тс = О, = 0.
Реальный импульс определяется амплитудой 17юах, длительностью,
отсчитываемой чаще на уровне 0,9Птах или 0,5(7тах, реже на уровне
0,Штах, а также тф, тс и &U.
Перечисленные параметры импульса относятся как к «ви-
деоимпульсу» (рис. 15.6, а), так и к огибающей «радиоимпульса»
(рис. 15.6, а).
§ 15.3. Импульсные модуляторы для передатчиков
с малой и большой скважностью
Назначение импульсного модулятора состоит в том, чтобы подклю-
чать на время прохождения импульса источник питания к анодной
цепи генератора РЧ. Простейшая схема подобного устройства пред-
ставлена на рис. 15.8, а. Источник питания (выпрямитель) с помощью
электронного ключа К на время действия импульса т подключается к
анодной цепи модулируемого генератора радиочастоты (ГРЧ). Управ-
ляющие (модулирующие) импульсы управляют работой ключа. При
26Q
замкнутом ключе напряжение выпрямителя Ев и импульсное на-
пряжение питания генератора ЕаИмп, а также ток выпрямителя /в и
постоянная составляющая анодного тока в импульсе /аоимп равны.
Следовательно, мощность, на которую следует рассчитывать выпрями-
тель Рв = ЕВ1В, должна быть равна мощности, потребляемой анод-
ной цепью ГРЧ в импульсе Роимп = ^аимп/аоимп- Однако ГРЧ рабо-
тает только во время действия импульса т. Между импульсами на про-
тяжении времени Т — т ГРЧ не работает и не потребляет энергии от
источника питания, т. е. в паузах между импульсами мощный выпрями-
тель не используется. В импульсных передатчиках для многоканаль-
ной радиосвязи скважность невелика, полезная мощность не превос-
ходит нескольких десятков или сотен
ватт, поэтому такое нерациональное
использование выпрямителя в какой-
то мере допустимо.
В радиолокационных передатчиках
скважность q = (Т — х)/х = 500 4-
4- 2000, а полезная мощность пере-
датчиков Р1имп = ОД -г Ю МВт.
Выпрямитель при напряжении 10—
30 кВ и мощности порядка 100—
10000 кВт имеет большие габариты,
массу и стоимость, потребляет много
энергии в режиме холостого хода.
Следовательно, использование схемы
рис. 15.8, а в радиолокационных пере-
датчиках нецелесообразно. В таких передатчиках применяют импульс-
ные модуляторы с накопителями энергии (рис. 15.8,6). В паузах между
импульсами в течение интервала времени Т — тхТ происходит заряд
накопителя энергии И от выпрямителя (ключ К в положении 1 —
заряд). Когда приходит управляющий импульс, электронный ключ
быстро переходит в положение 2 (разряд). Накопитель энергии ока-
зывается подключенным к анодной цепи ГРЧ и за короткое время
т </ Т отдает ему накопленную энергию. Если пренебречь потерями
энергии в накопителе и ключе, то энергия, полученная накопителем
от выпрямителя, Wa = EBIB (Т — т) равна энергии, отданной нако-
пителем генератору, Wp = EamiuIаимпт. Если предположить, что
Ев = Еаимп, то ток выпрямителя
Iа0 имп т/(Г т) = Iа0 ИМ11/</.
Следовательно, при использовании накопителя энергии мощность
выпрямителя может быть меньше мощности, потребляемой анодной
цепью ГРЧ в импульсе: Рв = EBI3 = P0BUO/q.
Практическая реализация модулятора с накопителем оказывается
сложнее, чем устройства без накопителя, но тем не менее существенно
дешевле. Габариты и масса модуляторов с накопителями и выпрями-
телями при больших значениях q меньше, чем в устройствах без нако-
пителей. Из-за более сложных переходных процессов в модуляторах
с накопителем форма импульса в большей степени отличается от пря-
261
моугольной, чем в устройствах без накопителя, но может быть полу-
чена достаточной для практики,
В качестве накопителей энергии используют устройства, обладаю-
щие способностью накапливать большую энергию в единице объема,
малыми потерями энергии в течение долей секунды, а также способ-
ностью кратковременно создавать большие токи. Чаще всего в совре-
менных устройствах накопителем энергии является электрический
конденсатор. Иногда применяют индуктивные накопители.
В качестве электронных ключей обычно применяют специальные
электронные и ионные приборы — импульсные модуляторные лампы,
рассчитанные на большие напряжения, действующие на анодах ламп
длительное время, а также на пропускание больших токов в течение
малого времени (единицы микросекунд). Габариты таких ламп неве-
лики, многие из них не нуждаются в принудительном охлаждении, не-
смотря на большие импульсные мощности. Вакуумные импульсные
модуляторные лампы длительно выдерживают напряжения до 25 —
30 кВ при токах до 100 А. Импульсные ионные приборы (водородные
тиратроны) рассчитаны на постоянные напряжения до 12—16 кВ и
импульсные токи до 500 А и выше. Для удержания тиратрона в запер-
том состоянии достаточно нулевого напряжения на его сетке, в то вре-
мя как вакуумные лампы нуждаются в большом запирающем напря-
жении (до 1000 В). Для открывания тиратрона необходим короткий
импульс с амплитудой напряжения до 150—200 В, тогда как для ва-
куумных ламп требуется запускающий импульс прямоугольной фор-
мы с амплитудой, значительно превосходящей напряжение смещения.
Длительность импульса анодного тока вакуумных ламп определяется
длительностью запускающего импульса. У открытого (зажженного;
тиратрона сетка теряет свое управляющее действие и для прекраще-
ния тока в анодной цепи необходимо довести напряжение анода до ну-
ля. Управляющий импульс на сетке тиратрона определяет только вре-
мя начала действия импульса анодного тока; длительность импульса
зависит от специального формирующего устройства в анодной цепи
модулятора.
§ 15.4. Импульсные модуляторы с частичным разрядом
накопительной емкости
Как известно, разряд конденсатора на резистор (рис. 15.9, а) про-
исходит по экспоненциальному закону
__t
Uc— UС max 6 CR ,
где е — основание натурального логарифма; t—-время, отсчитывае-
мое от момента начала разряда. График изменения напряжения на кон-
денсаторе в зависимости от времени представлен на рис. 15.9, б. На-
пряжение на конденсаторе и резисторе меняется непрерывно от ис-
ходной величины до нуля. Следовательно, для формирования на на-
грузке импульсного модулятора импульса, приближающегося по фор-
ме к прямоугольному, нельзя использовать полный разряд кондедса-
262
тора. Если задаться допусшмой величиной изменения напряжения в
импульсе АДС (рис. 15.9, в), то можно подобрать емкость накопитель-
ного конденсатора такой величины Сн, чтобы за время разряда, равное
длительности формирующего импульса
в допустимых пределах: АНС — Uc max —
— Uc rrm- Тогда
r _	т	т
In (UC max/UCtnin)	/?HP
MJC
ГДе В = T,	Rh~ Ец имп^аоимп
UC max
сопротивление, создаваемое анодной
цепью модулируемого радиочастотно-
го устройства для импульсного модуля-
тора.
Такой режим формирования импуль-
са называют режимом частичного разря-
да накопительного конденсатора. При
малой величине АНС можно получить им-
пульс, очень близкий к прямоугольному.
Для этого потребуется накопительный
т, напряжение изменилось
в нем энергия Wc = 0,5017с
конденсатор большой емкости. Записанная
используется при каждом разряде лишь частично:
AIEc = 0,5Сн ( Не та . —Не min).
Для формирования импульса заданной длительности необходимо
в определенные моменты времени начинать и прекращать разряд на-
копителя, следовательно, в качестве электронного ключа импульсно-
го модулятора необходимо использовать электронную лампу (импульс-
ную модуляторную лампу типа ГМИ), позволяющую с помощью на-
пряжения сетки открывать анодную цепь и прекращать анодный ток.
Одна из простейших схем импульсного модулятора с частичным
разрядом накопительной емкости, используемая в магнетронных пере-
датчиках, приведена на рис. 15.10. Накопительный конденсатор Са
в паузах между импульсами (лампа модулятора Лм заперта большим
263
отрицательным напряжением смещения £с) заряжается небольшим
током i3 /аоимп от выпрямителя с напряжением £„ (рис. 15.11, а).
Ток заряда проходит от выпрямителя через резистор Rlt накопитель-
ный конденсатор Сн и резистор R2 к выпрямителю. Резистор R1 пред-
R2 необходим для создания пути
Рис. 15.11
назначен для исключения короткого замыкания выпрямителя через
малое сопротивление RiM анодной цепи лампы Лм в ее открытом со-
стоянии (во время прохождения импульса анодного тока ia). Резистор
'	зарядному току, так как лампа мо-
дулируемого генератора радиоча-
стоты Лррч не пропускает ток в
направлении, в котором должен
проходить ток заряда i3. За срав-
нительно длительный отрезок вре-
мени Т —х накопитель должен за-
рядиться почти до напряжения Е в.
Временные диаграммы тока заряда
i3 и напряжения на конденсаторе
приведены на рис. 15.11, б.
Когда на сетку модуляторной
лампы Лм подается отпирающий
импульс (рис. 15.11, а), лампа
открывается, появляется анодный
ток и создается цепь разряда
накопителя Сн: от положительно
заряженной пластины конденса-
тора Сн (точка А на рис. 15.10)
через анодную цепь лампы Лм,
общий провод устройства («зем-
ля») и анодную цепь лампы ЛГрч
к другой пластине конденсатора
(точка В на рис. 15.10). Проис-
ходит частотный разряд накопителя; часть запасенной энергии преоб-
разуется в анодной цепи ГРЧ в энергию радиочастотных колебаний,
которые подводятся к антенне и излучаются. Проходя через анодную
цепь Лгрч, ток разряда ip создает на лампе напряжение Еавмп. Вре-
менное диаграммы напряжения на нагрузке модулятора, т. е. на ано-
де лампы ГРЧ, еагр и тока разряда ip, равного току модуляторной
лампы iM, и постоянной составляющей анодного тока ЛГРч в импульсе
/аоимп приведены на рис. 15.11, а.
При рассмотрении прохождения тока ip следует учесть ответвле-
ние части тока через резистор R2, включенный параллельно ЛРРч;
сопротивление R2 выбирают достаточно большим:	=
= -Ёаимп/^аоимп, чтобы основная часть тока 1р проходила через ЛГРч.
Так как RL > R1M, можно считать, что выпрямитель не участву-
ет в формировании тока разряда накопителя ip.
Приведенный анализ процессов в импульсном модуляторе являет-
ся приближенным, так как не учитывает переходных процессов, обус-
ловленных наличием паразитных емкостей деталей модулятора: вы-
ходной емкости лампы Лм, емкости относительно корпуса передатчи-
264
ка большого по размерам конденсатора Си, входной емкости лампы
Лгрч, емкости вторичной обмотки трансформатора канала относи-
тельно корпуса, емкости монтажа и др. Условно можно считать часть
паразитных емкостей подключенными к точке А—СА (см. рис. 15.10),
т. е. параллельно Лм> часть — к точке В—Св, т. е. параллельно Лррч.
К моменту окончания заряда накопителя, непосредственно перед от-
крыванием лампы Лм, паразит-
ная емкость С а оказывается за-
ряженной до Ев, а Св — разря-
женной практически до нуля.
Для того чтобы напряжение на-
копительного конденсатора ока-
залось приложенным к анодной
цепи ГРЧ, емкость СА должна
разрядиться, а Св—зарядиться.
Время разряда Сд и заряда Св
определяется их емкостью и
внутренним сопротивлением лампы Л№. Следовательно, напряжение
на ГРЧ возрастает постепенно; импульс ЕаиМп имеет длшельность
фронта (см. рис. 15.7)
Тф « (СА + Св ) Riu In /-4-
1—
\ Riw ^ам
К моменту окончания действия импульса tpa3 паразитная емкость ’
Сд оказывается разряженной практически до нуля, а Св — заряжен-
ной до Еаимп= B'cmin- По окончании действия управляющего импульса
на сетке Лм (рис. 15.11, а) анодный ток модулятора прекращается, но
напряжение на аноде ЛГРч, обусловленное зарядом Св, сохраняется.
Лампа продолжает работать за счет энергии, запасенной в Св, т. е.
несмотря на прекращение управляющего импульса. Следовательно,
импульс имеет срез длительностью тс, обусловленной разрядом емко-
сти Св на сопротивление, которое образовано резисторами R2 и Rr =
= ^аимп/Люими, включенными параллельно; Ё2 > Rr- Пока ГРЧ ра-
ботает, происходит интенсивный отбор энергии от Св и напряжение
на ЛГрч и Св быстро уменьшается. При некотором напряжении ГРЧ
прекращает работать, т. е. ток /а0 = О (Дг = оо). Дальнейший раз-
ряд Св происходит медленнее через резистор /?,. Следовательно, дли-
тельность спада импульса оказывается больше длительности фронта:
*С Ьф.
Иногда большая длительность разряда Св приводит к нежелатель-
ным последствиям, например в некоторых магнетронах возникают па-
разитные колебания во время спада импульса (см. гл. 10). Для умень-
шения длительности тс применяют схемы модуляторов с дросселем Др
вместо R2 (рис. 15.12).
Дроссель Др создает путь для тока заряда i3. Для того чтобы в
дроссель не ответвлялась большая часть тока формируемого импульса
265
9 Зак. 2
/др <0,1 ip = 0,1 /аоимп, его индуктивность должна быть достаточно
большой:
L
Еъ
—____*L т
ДР ,
'ДР
Еа
0, Ир
т.
Дроссель Др вместе с паразитной емкостью Св ооразует колеба-
тельный контур. К моменту окончания импульса емкость заряжена
До Um-n, а через дроссель протекает ток /др, т. е. и в емкости и в ин-
дуктивности запасена некоторая энергия. Когда закрывается лампа
Лм и прекращается ток 1р, в
туре, процесс затухания колебаний
контуре АдР Св начинается
процесс медленно затухающих
свободных колебаний (кривая
2 на рис. 15.13). Скорость из-
менения напряжения на Св
(на аноде лампы Лгрч) при
колебательном процессе боль-
ше, чем при апериодическом
разряде через R2 у модуля-
тора, построенного по схеме
рис. 15.10 (кривая 1 на
рис. 15.13).
Из-за большой доброт-
ности и достаточно большой
энергии, запасенной в кон-
получается длительным. При
этом в паузах между импульсами появляются выбросы положи-
тельного напряжения на аноде ЛГрч (кривая 2 на рис. 15.13), что
недопустимо. Для предотвращения этого в состав модулятора вво-
дят демпфирующий диод Д. При прохождении рабочего импульса ди-
од заперт, так как для него это напряжение является отрицательным.
При появлении в точке В положительного напряжения диод откры-
вается и своим малым внутренним сопротивлением шунтирует контур
/.дрСв, превращая процесс его разряда в апериодический (кривая 3
на рис. 15.13). Вся запасенная в контуре энергия рассеивается па ано-
де диода Д. Для обеспечения апериодического процесса при открытом
диоде его внутреннее сопротивление // < 0,5]/ЬЯДСВ. Собственная
емкость диода Ся входит в состав суммарной паразитной емкости Св.
Модуляторы, построенные по схемам рис. 15.10 и 15.12, используют
в импульсных передатчиках малой и средней мощности до мощности
/Димп’С 500 кВт. Если требуется получить напряжение, большее Ев,
или необходимо изменить полярность выходного напряжения, приме-
няют выходной импульсный трансформатор, первичная обмотка кото-
рого выполняет функцию зарядного дросселя. Следует иметь в виду,
что любой трансформатор вносит в форму импульса дополнительные
искажения.
По мере повышения мощности растут емкость накопительного кон-
денсатора Сн и напряжение Ев, что приводит к увеличению габаритов
конденсатора Са и, следовательно, его паразитной емкости относитель-
265
но корпуса передатчика, т. е. к увеличению тф и тс. К п. д анодной
цепи модуляторной лампы из-за большого остаточного напряжения
на аноде в открытом состоянии (eamln = 1-4-2 кВ) не удается получить
более 75—80%. Потери энергии происходят в цепи заряда, в резисто-
рах 7?!, Rz и диоде Д. Общий к п. д. модуляторов с частичным разря-
дом накопительной емкости обычно не превышает 70—75%.
В импульсных передатчиках большой мощности применяют моду-
ляторы, где в качестве емкостного накопителя энергии используют
искусственную длинную линию, а в качестве ключа — импульсный
водородный тиратрон.
§ 15.5.	Импульсные модуляторы с полным разрядом
накопителя в виде искусственной длинной линии
Известно, что прямоугольный импульс можно получить при разряде
длинной линии на активное сопротивление, равное ее волновому со-
противлению.
На рис. 15.14, а показана длинная двухпроводная электрическая
линия с волновым сопротивлением Zc. Линия заряжена от внешнего
источника до напряжения Е; в распределенной емкости линии запасе-
на энергия W = 0,5С£2, где С — суммарная емкость линии длиной I.
На рис. 15.14, б изображен график
начального распределения напряже-
ния вдоль липни.
Если в некоторый момент времени
R замкнуть ключ К и подключить за-
ряженную линию к резистору сопро-
тивлением R — Zc, то начнется про-
цесс разряда линии на сопротивление,
согласованное (равное) с Zc. На ре-
зисторе R появится напряжение, рав-
ное 0,5 Е, и потечет ток I. В первый
момент времени разрядится ближай-
ший к резистору элементарный уча-
сток линии и в нем установится ток /;
в следующий момент разряд распро-
странится на соседний участок и т. д.
(рис. 15.14, в, г). Скорость распро-
странения разряда равна скорости
распространения электрических коле-
баний в линии данной конструкции,
т. е. скорости света в среде, окружаю-
щей провода линии (для воздуха
v « 300 000 км/с). К моменту времени
t = Ни (рис. 15.14, д,е) вся линия
разрядится до напряжения 0,5£ и по
ней будет протекать ток I. Далее рас-
пространение разряда будет происхо-
дить в обратную сторону, т. е. в ту
Рис. 15.14
267
9*
сторону, где находится резистор R. Последовательно участки ли-
нии разряжаются и в них прекращается ток (рис. 15.14, ж, з).
В момент времени te линия разрядится полностью, ток в резисторе
и напряжение на нем обращаются в нуль. Вся запасенная в линии
энергия V7 оказывается рассеянной на резисторе R. За время от
до /2, пока процесс разряда проходит от одного конца линии до
другого и обратно, т. е. путь 21, на резисторе существует напряже-
ние 0,5£. В момент замыкания ключа это напряжение мгновенно
появляется в момент окончания разряда и мгновенно исчезает
(рис. 15.15), так как нагрузкой является активное сопротивление R,
а линия, нагруженная на согласован-
„------------------ ное сопротивление R — Zc, эквивалент-
I на активному сопоставлению Zc.
Рис. 15.15	Рис. 15.16
Таким образом, длинная линия, разряжающаяся на согласован-
ное сопротивление, формирует прямоугольный импульс. Момент на-
чала импульса определяется временем замыкания ключа tlt а его дли-
тельность — длиной линии I и скоростью распространения электро-
магнитного процесса v: t2 —	= т = 21/v. Для формирования импуль-
са длительностью 1 мкс линия должна иметь длину I = 150 м.
Двухпроводные, коаксиальные или какие-либо другие линии, не-
обходимые для формирования импульсов длительностью в единицы
и десятки микросекунд и работающие при напряжениях в десятки
киловольт, обычно требующихся для импульсных передатчиков, —
это громоздкие, тяжелые и дорогостоящие устройства. На практике
их не применяют. Вместо таких линий используют искусственные ли-
нии. Переход от реальной линии к искусственной можно представить
как замену бесконечно большого числа бесконечно малых распреде-
ленных емкостей и индуктивностей реальной линии конечным числом
ячеек (звеньев) с конечными емкостями и индуктивностями искусст-
венной линии. Обычно применяют цепочечные линии (рис. 15.16). На-
копление энергии в таких линиях производят во всех конденсаторах,
которые для источника заряжающего напряжения считают включен-
ными параллельно, т. е. W ~ 0,5Е2Сгп, где С — емкость каждого из
конденсаторов линии; т — число конденсаторов.
Расчет искусственной линии можно осуществить по следующим приближен-
ным соотношениям.
Длительность импульса: х = 21\Г]/LC, где N—число ячеек линии.
Волновое сопротивление линии Zc = "[/L/C. Целесообразно выбирать
Ze = 50 -т- 80 Ом. Малые значения затрудняют согласование линии с высоко-
омным входным сопротивлением генератора Rr = Еапчп//а оимп. При боль-
ших 2С требуются малые С, соизмеримые с паразитными емкостями устройства;
268
соответственно небольшой будет и запасаемая в i: о lencaropax С '>норгчя.
Большие значения индуктивности L приводят к большим потер,nt в литот По-
скольку выбор Zc ограничен, расчет элементов ячейки следует проводить ш> ни
ражениям C^x/2NZc, L as T,Za!2N Как показывает практика, при что,,
Тф ~ 0,4т/N; тг « 2тф
Чем больше число ячеек N, тем в большей степени форма импульса приолг
жается к прямоугольной, но линия получается более громоздкой. На практике
принимают N = 3 -у 8.
Поскольку приведенные расчетные формулы являются приближенными,
приходится искусственные линии отрабатывать на моделях и настраивать в ап
пар ату ре.
Рассмотрим одну из наиболее характерных и простых схем моду-
ляторов (рис. 15.17).
В качестве электронного ключа в модуляторах применяют водо-
родный импульсный тиратрон, поскольку накопитель энергии разря-
жается полностью и напряжение анода на некоторое время становится
равным нулю, что обеспечивает погасание тиратрона по окончании
действия импульса. Тиратрон обладает малым падением напряжения
анода в открытом состоянии: для импульсных водородных тиратро-
нов типа ТГИ eamlI1 = 150-6-200 В. Падение напряжения на тиратро-
не примерно в 10 раз меньше падения напряжения на вакуумной им-
пульсной модуляторной лампе (см. § 15.4), следовательно, к. п. д. мо-
дулятора с тиратроном выше, а нагрев анода тиратрона меньше. Для
удержания тиратрона в запертом состоянии достаточно нулевого на-
пряжения сетки, что в схеме
рис. 15.17 обеспечивается вклю-
чением резистора Rc. Для отпира-
ния тиратрона достаточно импуль-
са напряжения с крутым фронтом
и амплитудой ,170—200 В.
В модуляторе на схеме рис. 15.17
запускающий импульс на сетке
тиратрона определяет начало дей-
ствия импульса, который форми-
руется при разряде линии ИЛ
через анодную цепь тиратрона и
Рис. 15.17
первичную обмотку импульсного
трансформатора (ИТ). Трансформатор является необходимым элемен-
том, так как модулятор может работать при условии согласования
волнового сопротивления линии с сопротивлением нагрузки Аф =
— Лаопмг/^доимп, большим Zo. Коэффициент трансформации п подби-
рают так, чтобы пересчитанное в первичную обмотку трансформатора
сопротивление нагрузки Rr = RJn2, = Zc. Следует иметь в виду, что
коэффициент трансформации трудно сделать больше п = 3-/-4.
Заряд накопительной линии чаще всего производят от высоковольт-
ного выпрямителя. Широкое распространение имеет резонасный спо-
соб заряда накопителя энергии. Напомним, что в конце процесса фор-
мирования импульса линия разряжается полностью и на ней (а также
на аноде тиратрона) создается нулевое напряжение. Тиратрон гаснет.
Процесс заряда в рассматриваемой схеме происходит по известным за-
269
конам заряда конденсатора через индуктивную катушку от источника
постоянного напряжения. Ток заряда 13 проходит от выпрямителя на-
пряжением £в через зарядный дроссель Др к конденсаторам искусст-
венной линии, которые можно считать включенными параллельно, так
как индуктивность ячеек линии мала (L С £др), и далее обратно к ис-
точнику, выпрямителю. Добротность цепи заряда делается достаточно
Рис. 15.18
Наличие диода Дг позволяет
большой: Q > 10. По окончании
предыдущего импульса и погасания
тиратрона напряжение на конден-
саторах линии сил начинает нара-
стать по гармоническому закону
(рис. 15.18, а), соответственно ме-
няется ток заряда i3 (рис. 15.18, б).
К моменту времени 4 напряжение
на конденсаторах достигает величи-
ны, равной £в, а рост тока 13 пре-
кращается. Поскольку ток в конту-
ре, содержащем катушку, не может
прекратиться сразу, заряд конден-
саторов продолжается за счет энер-
гии, запасенной в дросселе Др, и
' напряжение на конденсаторах в
момент времени t2 достигает вели-
чины 2£в. В этот момент ток 13 = 0.
Наличие в цепи заряда диода Дх
не позволяет току i3 изменить на-
правление. Этот диод можно не
ставить, но тогда для получения
напряжения на конденсаторах, рав-
ного 2£в, потребовалось бы откры-
вать тиратрон строго в момент вре-
мени t2. Следовательно, в радио-
локационной системе оказалось бы
невозможным изменение частоты
следования импульсов (пунктир-
ные линии па рис. 15.18, а, б).
сделать интервал между импульсами
(0—ts) несколько больше полупериода цепи заряда (0—t2), т. е. дает
возможность менять частоту следования импульсов, что расширяет
тактические возможности РЛС (рис. 15.18, в—е).
Поскольку из-за наличия диода Дг ток в цепи заряда не может из-
менить направление, в течение времени t2—ts напряжение на линии
не меняется. Если в момент времени t8 приходит запускающий им-
пульс, то начинается разряд линии.
Конструктивно импульсный модулятор с накопителем энергии в
виде искусственной линии сложнее модулятора с частичным разрядом
накопительного конденсатора. Однако его к. п. д. выше и может дости-
гать 75—80%, так как к. п. д. тиратрона и импульсного трансформа-
тора больше к. п. д, вакуумной импульсной модуляторной лампы и рав-
270
няется 85- 90%. Кроме того, кпд. зарядной пеги; при резонансном
заряде несколько выше к. п. д. при апериодическом заряде через ре-
зне юры.
Часто в импульсных передатчиках используют магнетрон. В маг-
нетроне может возникать кратковременный пробой — «искрение», при
котором сопротивление магнетрона для модулятора становится равным
нулю. В этом случае после окончания разряда на линии возникает на-
пряжение, равное первоначальному 2Вв, но имеющее противополож-
ный знак. Действительно, при отсутствии в цепи разряда активного со-
противления нагрузки (малым сопротивлением тиратрона и соедини-
тельных проводов в первом приближении можно пренебречь) энергия
не расходуется и начинается колебательный процесс, аналогичный рас-
смотренному в цепи заряда. Через интервал времени т, за который раз-
ряд распространится по линии от одного конца до другого и обратно,
на линии создается напряжение —2£в. На этом процесс разряда за-
канчивается, так как тиратрон не пропускает ток в противоположном
направлении. Тиратрон выключается; начинается заряд линии Те-
перь ток в цепи заряда обусловлен суммой напряжений выпрямителя
Ев и перезаряженной линии 2£в (мысленно поменяйте полярность
напряжения ИЛ на рис. 15.17). Зарядный ток увеличится, и на линии
появляется напряжение, большее 2£в. Такое нарастание напряжения
происходит все время, пока сопротивление нагрузки равно нулю, до
пробоя изоляции модулятора. Чтобы предохранить модулятор от пе-
ренапряжений в случае искрения магнетрона, параллельно ИЛ ставят
защитный диод Д2 и резистор. Диод Д2 закорачивает ИЛ в случае по-
явления на ней напряжения противоположной полярности, и вся за-
пасенная в линии мощность рассеивается на диоде и резисторе. Вре-
мя разряда ИЛ через Д, должно быть мало по сравнению с временем
заряда линии 0—/2.
§ 15.6.	Магнитные импульсные модуляторы
Коммутирующим элементом магнитного импульсного модулятора яв-
ляется дроссель, трансформатор или автотрансформатор с ферритовым
сердечником. Кривая наматничивания сердечника (петля гистерезиса)
имеет вид, показанный на рис. 15.19, а. Ферритовые материалы харак-
теризуются абсолютной магнитной проницаемостью р = \В!\Н, где
В — магнитная индукция в сердечнике; И — напряженность магнит-
ного поля. У ферритовых материалов при малом намагничивании
(В < Внас) р велико, а при большом (В>Виас)— мало: рвас =
= (0,01 4-0,001 )р. Следовательно, индуктивность дросселя при нена-
сыщенном сердечнике В больше, чем при насыщенном £аао: £нас =
= (0,01 -4- 0,001 )L. В магнитных модуляторах используют режим глу-
бокого насыщения Н	поэтому кривую гистерезиса можно
упрощенно представить в виде ломаной линии (рис. 15.19, б). Индук-
тивность катушки с сердечником L = ti№Sfe/Z, где N — число витков
катушки; S — площадь поперечного сечения магнитного сердечника;
I — длина средней магнитной линии, k — коэффициент пропорциональ-
ности. Для того чтобы кацшка с ферритовым сердечником выполня-
271
ла функции ключа и при этом не сильно нагревалась, необходим фер-
рит (например, пермаллой) с узкой и близкой к прямоугольной петлей
гистерезиса.
На электрических схемах дроссели или трансформаторы, у которых
проявляются нелинейные свойства ферритовых сердечников, обозна-
чают, как показано на рис.
15.19, в.
В магнитных импульсных мо-
дуляторах в качестве накопите-
лей электрической энергии при-
меняют как конденсаторы, так
и искусственные длинные линии,
причем конденсаторы исполь-
зуют в режиме полного разряда.
В модуляторах импульсных
передатчиков создают несиммет-
ричный режим магнитного клю-
ча, при котором насыщение сер-
дечника достигается один раз за
период питающего модулятор пе-
ременного напряжения. При
этом модулятор формирует по-
следовательность импульсов од-
ной полярности. Такой режим
достигается специальным подмагничиванием сердечника постоянным
током от вспомогательного источника (рис. 15.20, а).
Обычно напряжение питания на магнитные модуляторы поступает
от источника переменного напряжения. Частота следования импуль-
Рис. 15.20
сов зависит от частоты напряжения питания (в частном случае равна
ей). Для литания модулятора от источника постоянного напряжения
необходим немагнитный управляющий ключ. В качестве такого до-
полнительного ключа используют полупроводниковые приборы (тран-
зисторы, тиристоры). Частота следования формируемых модулятором
импульсов определяется частотой управляющих импульсов, воздей-
ствующих на немагнитный ключ. Ток через управляющий немагнит-
272
Q = 400 Гц, как это
ныи ключ оказывается меньше, чем ток через ключ в модуляторах, рас-
смотренных в § 15.4; 15.5.
Основным элементом любого магнитного модулятора является зве-
но (рис. 15.20, а, б). Звено содержит накопительный конденсатор Снак
и дроссель L (трансформатор, автотрансформатор) с ферритовым сер-
дечником. На сердечнике имеется дополнительная обмотка для его
подмагничивания током /п. Нагруз-
кой звена является Ra или последую-
щие звенья модулятора.
Энергия поступает в накопитель-
ный конденсатор Снак от источника
питания (U на рис. 15.20, а, Е на
рис. 15.20, б) через зарядный дрос-
сель L3. При питании от источника
постоянного напряжения в цепь за-
ряда включают управляющий ключ R.
Таким образом, на рис. 15.22, а, б
изображены схемы однозвенных мо-
дуляторов. Дроссель Тел исключает
влияние цепи постоянного тока под-
магничивания на импульсные цепи
модулятора.
Анализ работы даже однозвенного
модулятора сложен, поэтому ограни-
чимся приведением временнйх диа-
грамм, иллюстрирующих процессы,
происходящие в модуляторе по схеме
рис. 15.20, а. Гармоническое напря-
жение питания е = U sin Ш показано
на рис. 15.21, а. Для питания магнит-
ного модулятора целесообразна элек-
трическая сеть повышенной частоты, например
бывает на кораблях и самолетах. При резонансном режиме заряда
накопителя Снак ток заряда i3 повторяет форму напряжения питания;
ток i3 невелик, так как время заряда t3 Q,6IF3 т.
Рассмотрим установившийся режим в модуляторе с момента вре-
мени, когда закончился разряд накопителя Снак, а напряжение пита-
ния проходит через нулевое значение. Ток i в нелинейной индуктив-
ности отсутствует; ток подмагничивания /п обеспечивает магнитную
индукцию, несколько меньшую — Внас (точка 1 на рис. 15.19, б; точ-
ка t = 0 на рис. 15.21, а—г); индуктивность L велика.
По мере увеличения напряжения питания источника еист происхо-
дит заряд емкости Сиак (рис. 15.21, б). В первом приближении можно
считать, что напряжение на конденсаторе еснак приложено и к катуш-
ке L, так как падение напряжения на Дн при этом невелико. В резуль-
тате через L протекает ток i и изменяется степень намагниченности
сердечника (рис. 15.21, в). Поскольку напряжение питания перемен-
ное, напряжение на конденсаторе меняет знак; намагниченность сер-
дечника сначала изменяется от —В (точка 1 на рис. 15.19, б) до +Д
273
(точка 2 на рис. 15.19, б; 15.21, в), затем через — В до —В > —В„ао
(точка 3 на рис. 15.19,6; 15.21, в). Намагниченность —— Внас,
так как соответствующее ей напряжение (/снак примерно вдвое боль-
ше, чем напряжение точки 2. В точке 4 сердечник катушки L насыща-
ется, индуктивность катушки резко уменьшается в 100—1000 раз; на-
чинается быстрый разряд конденсатора Снак через индуктивность
Лнас и нагрузку Дн. Напряжение на нагрузку имеет форму короткого
импульса (рис. 15.21, г). Энергия, запасенная в конденсаторе к мо-
менту насыщения сердечника W = 0,5(/снакСнак, полностью пере-
дается в нагрузку.
Рис. 15.22
Как показывает теория, стремление получить от однозвенного маг-
нитного модулятора короткий импульс приводит к большому объему,
массе и стоимости ферритового сердечника дросселя и низкому к. п. д.
модулятора. Поэтому на практике магнитные модуляторы делают мно-
гозвенными (3—4 звена и более); каждое звено сжимает импульс при-
мерно в 20—30 раз. На рис. 15.22 приведена схема трехзвенного маг-
нитного импульсного модулятора, у которого £нас1 >Ьнас2 >^насЗ-
Для приближения формы импульса к прямоугольной в состав модуля-
тора вводят формирующую искусственную линию.
Достоинствами магнитных импульсных модуляторов являются не-
медленная готовность к работе (не требуется предварительный нагрев
тиратронов); неограниченный срок службы; повышенная надежность,
возможность питания переменным напряжением небольшой величины.
Магнитные модуляторы могут быть построены на большие мощности
при хорошем к. п. д.; их габариты несколько меньше, чем у модуля-
торов, рассмотренных в § 15.4 и 15.5.
К недостаткам таких модуляторов можно отнести сложность, боль-
шое число деталей, в том числе дросселей, трансформаторов и доро-
гостоящих ферритовых материалов, трудность изменения частоты
следования импульсов при питании переменным напряжением, недо-
статочную стабильность положения фронта импульса, сложность про-
цессов и многообразие возможных режимов.
274
§ 15.7.	Структурные схемы импульсных передатчиков
Простейшим примером импульсного передатчика является магнетрон
ный (см. гл. 10). Его структурная схе.ма (рис. 15.23, а) содержит толь
ко три узла — магнетронный генератор радиочастоты ГРЧ, импульс
ный модулятор ИМ и источник
питания (выпрямитель) В.
Импульсные передатчики с
высокой стабильностью частоты
строятся по многоступенчатой
схеме. В выходных ступенях та-
ких передатчиков могут исполь-
зоваться пролетные многорезо-
наторные клистроны, лампы бе-
гущей волны, платинотроны и
др., в промежуточных — ЛБВ,
металлокерамические лампы,
транзисторы, варакторные умно-
жители, преобразователи часто-
ты и др.
В многоступенчатых передат-
чиках модулирующее напряже-
ние подается на ускоряющий
электрод электронного прибора:
анод лампы, коллектор клистро-
на и т. д. В некоторых случаях,
Рис. 15.23
например при использовании
ламп, в паузах между импульсами во входной цепи ступени рассеи-
вается недопустимо большая мощность. Поэтому практикуется допол-
нительная импульсная модуляция нескольких ступеней, непосредст-
венно предшествующих выходной. Для дополнительной импульсной
модуляции может использоваться метод сеточной модуляции
(рис. 15.23, б).
Если передатчик располагается в непосредственной близости от
приемника, как это бывает в РЛС, приходится в паузах между импуль-
сами запирать все ступени, работающие на выходной частоте передат-
чика или на частоте, в целое число раз более низкой, чтобы не было
помех для приема (рис. 15.23, в). Автогенератор с частотной модуля-
цией (АГ с ЧМ) служит для осуществления внутриимпульсной частот-
ной модуляции.
Глава 16
КВАНТОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
§ 16.1.	Виды квантовых приборов
и области их применения
Квантовые приборы основаны на взаимодействии электромагнитного
поля с веществом. В отличие от электронных приборов, где в рабочем
процессе участвуют свободные или почти свободные электроны, в кван-
товых приборах используются связанные микрочастицы: атомы, мо-
лекулы, ионы.
Существующие приборы обеспечивают возможность усиления и
генерирования колебаний от СВЧ до ультрафиолетового диапазона
волн. По рабочему диапазону частот они подразделяются на мазеры
и лазеры. К первым относят приборы диапазона СВЧ: квантовые па-
рамагнитные усилители и квантовые стандарты частоты, ко вторым —
генераторы и усилители оптического диапазона: лазеры. Наиболее
распространены лазеры-генераторы. В зависимости от агрегатного
состояния рабочего вещества различают твердотельные, в частности
полупроводниковые, газовые и жидкостные лазеры. Твердотельные
лазеры, построенные на основе диэлектриков, обладают самой высокой
выходной импульсной мощностью, которая часто ограничивается эф-
фектами, связанными с нагреванием рабочего вещества. Полупровод-
никовые лазеры имеют намного меньшую выходную мощность по срав-
нению с диэлектрическими лазерами, направленность их излучения
невелика. Некоторые полупроводниковые лазеры необходимо охлаж-
дать до температуры жидкого азота, а некоторые работают при ком-
натной температуре с малой выходной мощностью. Преимуществами
полупроводниковых лазеров являются относительно высокий к. п. д,,
простота получения модулированных колебаний, малые габариты.
Большинство выпускаемых промышленностью газовых лазеров имеют
малую выходную мощность* и работают в непрерывном режиме. Для
газовых лазеров характерны малая ширина спектра генерируемых
колебаний и высокая направленность излучения. Жидкостные лазе-
ры являются перспективными приборами для генерирования колеба-
ний большой мощности. В единице объема жидкости содержится боль-
ше активных частиц веществ, чем в газе. В процессе работы жидкость
л ожчо пропускать через теплообменник и охлаждать.
Пэсле появления первого лазера в 1960 г. были начаты разработки
систем с их использованием. Достоинствами лазеров, определяющими
области применения, являются высокая частота, большая мощность
и направленность излучения. На высокой несущей частоте (1013—
10“ Гц) можно разместить огромное число каналов связи и передать
* Исключение составляют мощные лазеры па углекислом газе.
275
значительный объем информации в единицу времени. С помощью ла-
зеров удалось методом голографии произвести запись и качественное
воспроизведение объемных изображений, осуществив оптическую
обработку сигналов, измерить очень малые деформации предметов.
Достигнутый высокий уровень мощности позволил использовать ла-
зеры в технологических процессах, осуществить сварку и испарение
частиц материалов. Высокая направленность излучения (можно сфор-
мировать луч с расходимостью менее десятка угловых секунд) позволи-
ла с помощью лазерных локационных устройств точно определять ко-
ординаты объектов и производить скрытую передачу информации с
малыми затратами энергии. Одним из важных направлений примене-
ния лазеров являются оптические линии связи. На пути их создания
и развития возникает немало трудностей, например могут отсутство-
вать элементы, удовлетворяющие требованиям системы (модуляторы,
детекторы и т. п.). Более существенными являются ограничения, свя-
занные с затуханием лазерного луча в атмосфере. Дождь, туман, сне-
гопад, загрязнения атмосферы вызывают заметное ухудшение про-
хождения лазерного луча. Наибольшая дальность связи может быть
получена в космическом пространстве. Наземные атмосферные опти-
ческие линии связи могут найти лишь ограниченное применение и обес-
печить связь, при подходящих условиях, на небольшие расстояния
(до 10—20 км). Связь может происходить через искусственную среду-
световод. Применение световодов уменьшает влияние метеорологиче-
ских условий и дневного света на качество связи. Имеется несколько
возможностей распространения лазерного излучения вдоль криволи-
нейной земной поверхности: с помощью труб со стеклянными или ди-
электрическими линзами, а также стекловолокна. Наибольший инте-
рес представляет возможность передачи оптических сигналов по стек-
ловолокну. Разработаны волокна с затуханием в несколько децибел
на километр. По мере совершенствования технологии производства
стекловолокна его стоимость может оказаться меньше стоимости вол-
новодной линии или даже кабеля дальней связи.
В оптических локационных системах и дальномерах чаще всего
используют импульсные твердотельные лазеры: лазеры на рубине и
полупроводниковые лазеры с р-п-переходом или гетеропереходом*.
В атмосферных линиях связи применяют газовые лазеры: гелий-не-
оновый лазер и лазер на углекислом газе. Для волоконных оптичес-
ких линий связи используют полупроводниковые лазеры и светодиоды.
Область применения мазеров значительно меньше. Квантовые па-
рамагнитные усилители** обладают рекордно низким уровнем собст-
венных шумов; их использую: во входных каскадах некоторых радио-
приемных устройств СВЧ. На основе мазеров построены источники
высокостабильных колебаний, квантовые стандарты частоты. Кван-
товые приборы наилучшим образом удовлетворяют основному требо-
ванию, предъявляемому к стандартам частоты, — требованию высо-
* Переход, образованный двумя разными полупроводниками, отличаю-
щимися шириной запрещенной зоны
Активным элементом является кристалл парамагнитного материала
(рубина или рутила).
277
кой абсолютной воспроизводимости частоты. Рабочая частота кван-
тового прибора зависит о г расстояния между энергетическими уроз-'
ними вещества и определена самой его природой. Существуют пассив-
ные и активные стандарты. В пассивных стандартах частота подстра-
ивается по спектральной линии поглощения вещества, в активных
сравнивается с частотой квантового генератора СВЧ и подстраивается
по ней. Наиболее распространенными являются пассивные стандарты
с оптической накачкой, использующие рубидий или цезий, и стандар-
ты с цезиевой атомно-лучевой трубкой. В активных стандартах часто-
ты применяют квантовые генераторы на пучке молекул водорода и ам-
миака,
§ 16.2.	Усиление поля в квантовых приборах
Пусть имеется вещество, т. е. система связанных микрочастиц. Энер-
гия связанных частиц не может принимать любые значения, так как
она квантована. Разрешенные значения энергии называются энерге-
тическими уровнями или состояниями. Обозначим через W\ и 1Г2 энер-
гии двух соседних уровней, которые в дальнейшем будем считать ра-
бочими. Пусть 2 > Через вещество в направлении г распрост-
раняется плоская бегущая волна внешнего электромагнитного поля
с частотой, равной частоте квантового перехода /21 = (W2 — W^/h,
где h = 6,625 • Ю"34 Дж • с — постоянная Планка. Между уровнями
с энергиями W7! и W2 возможны переходы частиц. Если частица пере-
ходит из второю состояния в первое, то энергия выделяется вещест-
вом, а при переходе из первого во второе состояние энергия поглощает-
ся. Выделение и поглощение энергии может происходить в различ-
ных фермах, например в виде излучения. Соответствующие этому слу-
чаю переходы называют излучательными. Излучательные
переходы подразделяют на спонтанные (самопроизвольные) и вынуж-
денные (вынужденные внешним полем).
Спонтанные переходы обусловлены стремлением системы микро-
частиц занять состояние с меньшей энергией. Они сопровождаются
выделением энергии и излучением фотонов. Элементарный процесс
спонтанного излучения можно записать так:
р^-^р^ + Л^.
Микрочастица р переходит из состояния с энергией в состояние
с энергией с излучением кванта энергии hf21. Спонтанное излуче-
ние представляет собой шум. Его фотоны непохожи на фотоны внеш-
него поля, они испускаются в случайные моменты времени, в произ-
вольном направлении, с произвольной поляризацией.
Вынужденные переходы вызываются внешним полем, частота ко-
торого fa равна или близка частоте излучательного квантового пере-
хода f21. В рассматриваемом случае эти частоты равны. Если микро-
частица вещества, взаимодействующая с фотоном внешнего поля,
обладает энергией может произойти вынужденное поглощение
фотока:
Р (^1) Jr hfa -> р (Г2).
278
Микрочастица ц перешла с первого уровня на второй под действи-
ем поля. Если же к моменту взаимодействия частица обладала энер-
гией Wг, возможно вынужденное излучение фотона:
Микрочастица и перешла со второго уровня на первый под дейст-
вием внешнего поля. Процесс вынужденного излучения дополнитель-
ного фотона синхронизируется. Оба фотона имеют общие фазу,
направление и поляризацию излучения.
В результате вынужденных переходов снизу вверх число фотонов
уменьшается, происходит поглощение энергии поля. При вынужден-
ных переходах сверху вниз к внешнему полю добавляются новые фо-
тоны, подобные фотонам поля. Усиление в квантовых приборах полу-
чается вследствие вынужденного излучения. Изменение мощности
электромагнитной волны зависит от числа переходов в единицу време-
ни, сопровождающихся поглощением и излучением. Число вынужден-
ных переходов в единицу времени тем больше, чем больше частиц нахо-
дится в единице объема вещества в состоянии, из которого происходит
вынужденный переход, т. е. чем больше населенность этого состояния.
Число вынужденных переходов, связанных с поглощением, пропорцио-
нально населенности N± состояния с энергией Wu а число вынужден-
ных переходов, связанных с излучением, пропорционально населен-
ности состояния с энергией 1К3. Кроме того, число вынужденных
переходов зависит от объемной плотности фотонов внешнего поля.
Рост числа фотонов в единице объема вещества увеличивает вероят-
ность встречи и взаимодействия любого фотона ноля с данной мик-
рочастицей, Поскольку микрочастицы могут быть как па первом, так
и на втором уровне, последний фактор влияет и на поглощение, и на
усиление коля.
При распространении внутри вещества поле вызывгет вынужден-
ные переходы в двух направлениях между уровнями / и 2, сопровож-
дающиеся как поглощением, так и выделением энергии. Поэтому
одновременно происходит и поглощение, и усиление поля. Вещество
по отношению к полю ведет себя как аттенюатор, когда в единицу
времени поглощение энергии поля больше усиления энергии поля
(Д\ >N2). Если же в единицу времени число элементарных процес-
сов вынужденного излучения превысит число элементарных процессов
вынужденного поглощения, то вещество начнет усиливать поле. Уси-
ление получится, если населенность верхнего уровня больше населен-
ности нижнего уровня: N% Следовательно, возможность усиле-
ния или поглощения поля определяется знаком разности населен-
ности*.
В веществе, находящемся в состоянии термодинамического равно-
весия, населенности уровней убывают с ростом энергии В нашем слу-
чае это соответствует неравенству N\ >jV2, при котором преобладает
поглощение поля При этом интенсивность поля, проходящего через
* Поглощение и усиление соответствуют неравенствам /V, — /V3 > 0 и
д/[ _ д<2 < 0 Если ЛЧ — N2 = 0, то вещество прозрачно, так как усиление
и поглощение компенсируют друг друга.
27?
вещество в направлении г, убывает неравномерно. В начале взаимодей-
ствия, когда число фотонов поля в единице объема вещества относи-
тельно велико, происходит заметное уменьшение мощности поля. Да-
лее по мере снижения объемной плотности фотонов изменение мощно-
сти на каждом последующем участке длины становится все меньше и
меньше. В результате мощность внешнего поля убывает в направле-
нии z по экспоненте в соответствии с законом Бугера:
P(z)=PBXe-
где Р (z) и PBX—мощность электромагнитной волны в сечении z
и на входе; и — показатель поглощения.
Для получения усиления необходимо, чтобы населенность уровня
с большей энергией превышала населенность уровня с меньшей энер-
гией: IV а >Nr. Такое неравенство противоречит распределению насе-
ленности, характерному для рассмотренного случая термодинамичес-
кого равновесия. Поэтому усиление возможно при инверсии населен-
ностей*. Достигнуть состояния с инверсией населенностей можно
только затратив энергию. При этом показатель поглощения становит-
ся отрицательным, т. е. вещество усиливает поле:
Р (г) = Д!х е- * = Рвх еиг.
Следовательно, в квантовых приборах на усиление поля тратится
энергия внешнего источника. Источник энергии, создавая инверсию
населенностей, совершает работу, передает энергию веществу и далее
электромагнитному полю.
§ 16.3.	Лазер-генератор
На рис. 16.1 изображена функциональная схема лазера-генератора.
Основным элементом лазера является рабочее вещество / — среда
энерюобмена. Под действием устройства накачки 4, в котором имеется
z
ВыхоЗ
излучения
Рис. 16.1
источник энергии, в веществе
создается инверсия населен-
ностей, запасается энергия.
Эта энергия может быть пе-
редана ВЧ-полю в процессе
его усиления. Вещество по-
мещается внутри оптического
резонатора,образованного си-
стемой двух зеркал 2 и 3.
Зеркала создают цепь поло-
жительной обратной связи.
Генерируемая световая волна, периодически отражаясь от зеркал,
много раз проходит через вещество и усиливается. Световая волна,
выходящая из какой-то точки вещества, может вернуться в эту же
* Инверсия населенностей — неравновесное состояние вещества, при ко-
тором населенность рабочего уровня с большей энергией превышает населенность
рабочего уровня с меньшей энергией.
280
точку в той же фазе и поддержать процесс колебаний. Вывод излучепи
в нагрузку (нагрузкой является окружающее пространство) осущес -
вляют через одно или два зеркала, которые делают полупрозрачным'
Как и в других генераторах, в лазерах возникновение автоколебз
ний начинается с шума, в данном случае со спонтанного излучения
рабочего вещества. Наибольшее усиление получат составляющие
спонтанного излучения, удовлетворяющие условиям самовозбужде-
ния. Условия самовозбуждения выполняются на собственных часто-
тах тех видов колебаний оптического резонатора, для которых за сче:
усиления поля в веществе оказываются скомпенсированы все потер i
энергии. Потери энергии колебаний связаны с поглощением в зерка
лах, излучением в нагрузку и высвечиванием ее в окружающее про
странство при распространении между зеркалами (дифракционные
потери).
Особенность применяемых в оптическом диапазоне резонаторов
состоит в том, что их геометрические размеры намного больше длины
волны*, а следовательно, число возбуждаемых в них видов колебании
или мод** огромно. Для уменьшения числа возможных видов исполь-
зуют открытые резонаторы без боковых стенок. Волны, движущиеся
строго вдоль оси резонатора (продольные моды), многократно распро-
страняются в пространстве между зеркалами. Волны, движущиеся под
некоторым углом к оси z (угловые или поперечные моды), покинут
оптический резонатор после нескольких отражений. Таким образом,
в открытом резонаторе могут существовать лишь продольные моды и
те поперечные, распространение которых происходит под малым уг-
лом к оси резонатора. Поперечные моды обладают большими дифрак-
ционными потерями, и выполнение для них условий самовозбуждения
менее вероятно. Поэтому излучение, возбуждаемое в лазере, направ-
лено по оси резонатора.
После возбуждения колебаний в лазере излучение на частоте (час-
тотах) автоколебаний быстро возрастает. При этом увеличиваются
объемная плотность фотонов внутри резонатора, вероятность и числе
вынужденных переходов. Рост относительного числа вынужденных
переходов сказывается на параметрах излучения: оно становится ме-
нее случайным и более направленным, его спектр частот сузится.
При большом числе квантовых переходов, происходящих в единицу
времени, начинают изменяться населенности уровней, разность насе-
ленностей верхнего и нижнего уровней уменьшается, происходит огра-
ничение роста поля внутри резонатора и мощности, отдаваемой веще-
ством полю. Предел роста устанавливается конечным числом частиц,
взаимодействующих с полем (ограниченной «энергоемкостью» среды
энергообмена), или, что более характерно для лазеров, конечной мощ-
ностью источника накачки.
Основными параметрами лазера являются длина волны излучения,
выходная мощность, к. п. д., энергия, излучаемая за время импульса
* Длины воли оптического излучения могут быть от десятых долей до еди-
ниц или десятков микрометров
Виды колебаний в оптических резонаторах называют лодами.
281
(для импульсных лазеров). Расходимость лазерного пучка определяет-
ся плоским или телесным углом при вершине конуса, внутри кото-
рого распространяется заданная часть мощности или энергии излу-
чения.
§ 16.4.	Виды лазеров
На рис. 16.2 показано устройство рубинового лазера. Возбуждение
и усиление световых колебаний происходит в кристалле рубина (КР).
Основу кристаллической решетки рубина составляет корунд А12О3.
Небольшая часть ионов алюминия замещена в нем ионами хрома, ко-
торые и являются средой энергообмена. Оптический резонатор обра-
зован двумя плоскими зеркальными поверхностями на концах руби-
Рис. 16.2
нового стержня. Для этого кристалл тщательно обрабатывается и на
концы стержня наносится серебряное покрытие. Плотность покрытия
с разных сторон различна. Обычно плотность покрытия меньше со
стороны выхода излучения. Инверсия населенностей создается с по-
мощью ксеноновой лампы накачки (ЛИ), находящейся в непосредст-
венной близости к кристаллу рубина внутри эллиптического отража-
теля О. Для улучшения использования энергии накачки лампа и кри-
сталл рубина помещены в фокусы эллиптического зеркального цилин-
дра.
На рис. 16.3 представлена схема питания ЛН импульсного лазера
на рубине. Конденсатор С с помощью выпрями геля заряжается до на-
пряжения в несколько киловольт При замыкании ключа К зажига-
ется ЛН и происходит быстрый разряд конденсатора. Как только в
кристалле рубина создается достаточная для возбуждения колебаний
инверсия населенностей, появится лазерное излучение. Генерирова-
ние колебаний продолжается до тех пор, пока разность населенностей
рабочих уровней не уменьшится до некоторой критической величины.
Длительность импульса лазерного излучения составляет 10 мс. С рос-
том энергии импульса накачки возрастает генерируемая лазером энер-
гия. Максимально достигнутая энергия составляет 10 Дж при к. п. д.
порядка 1%. Рубиновый лазер генерирует колебания в красной види-
мой области спектра с длиной волны 0,69 мкм. Расходимость излуче-
ния может находиться в пределах 25—30 у гл. мин
Наиболее распространенным полупроводниковым лазером явля-
ется лазер па р-ц-переходе из арсенида галлия (рис. 16.4). Если к элек-
282
трэдам 1 приложить разность потенциалов, соо.зегсгвующую пэлм)-
му включению, и обеспечить достаточно большой ток, то можно полу-
чить инверсию населенностей в слое р-п-перехода. В этом слое проис-
ходит возбуждение и усиление света. Оптический резонатор образован
двумя параллельными гранями (на рис. 16.4 расположены спереди и
сзади), поверхность которых шлифуют. Отражений от границы раз-
дела двух сред (полупроводникового материала и воздуха) достаточ-
но для возбуждения колебаний. Боковые грани структуры не парал-
лельны, их оставляют шероховатыми. В результате лазер создает из-
зна-
лучение в направлении, перпендикулярном параллельным граням.
Полупроводниковый лазер из арсе-
нида галлия создает излучение в ближ-
ней инфракрасной области с длиной
волны 0,84 мкм. Возбуждение лазера
происходит при некотором пороговом
токе, увеличивающемся с ростом рабо-
чей температуры. Поэтому часто приме-
няют охлаждение лазеров до температу-
ры жидкого азота (78 К). Если ток ока-
зывается меньше порогового, то лазер
становится источником спонтанного из-
лучения и работает в режиме светодио-
да. Расходимость излучения и ширина
спектра возрастают^ Рост тока после достижения порогового
чения сопровождается увеличением выходной мощности, что позво-
ляет сравнительно просто осуществить амплитудную модуляцию.
Средняя выходная мощность уменьшается с ростом темпера-
туры. Максимальное значение импульсной мощности, полученной от
лазера на арсениде галлия, составляет 100 Вт. При температуре жид-
кого азота получена длительность импульса порядка нескольких мик-
росекунд, а при комнатной температуре — десятка наносекунд. К- п. д.
полупроводникового лазера может быть 40—50%, достигая в отдель-
ных случаях 70%. Преимуществом лазера являются малые габариты
(0,1 X 0,1 X 0,1 мм).
Направленность излучения лазера на р-м-переходе невысокая.
Одной из причин этого являются малые размеры оптического резона-
тора. Диаграмма направленности излучения в вертикальной и гори-
зонтальных плоскостях различна. Расходимость излучения в горизон-
тальной плоскости (в плоскости перехода) меньше, чем в вертикаль-
ной. Плоский угол расходимости составляет в первом случае 1°, во
втором — 5—6°.
Самым распространенным из газовых лазеров является гелий-нео-
новый лазер (рис. 16.5). В лазере имеются трубка Т со смесью газов
гелия и неона (в соотношении до 10 : 1) и окнами О, система внеш-
них зеркал 3. Анод А, катод К и накал Н — электроды трубки.
Усиление света происходит за счет вынужденного излучения ато-
мов неона. Гелий является вспомогательным газом, своеобразным
аккумулятором энергии. Инверсия населенностей в неоне создается
в процессе электрического разряда в смеси газов. Под действием
283
гысокого напряжения, приложенного между анодом и катодом труб-
1 и, возникает газовый разряд. Электроны, движущиеся с большими
скоростями, тратят свою кинетическую энергию па возбуждение ато-
мов неона и гелия. Неон быстро теряет полученную энергию в резуль-
тате спонтанных переходов, населенность его верхних уровней умень-
шается. Происходит свечение неона (как в неоновой рекламе). Для
создания инверсии населенностей требуется, чтобы процесс возбужде-
ния неона проходил интенсивно. В гелии запрещены излучательные
переходы, число возбужденных атомов оказывается довольно велико.
В результате частых неупругих соударений между атомами гелия и
пеона атомам неона передается дополнительная энергия, что приводит
к появлению инверсии населенностей.
Рис. 16.5
У трубки имеется отросток с подогревным катодом, который сни-'
жает напряжение поджига трубки за счет увеличения начальной кон-
центрации свободных электронов. Окна разрядной трубки расположе-
ны под углом Брюстера* к оси резонатора. Если падающий на окно под
углом Брюстера свет- поляризован в плоскости, перпендикулярной
плоскости падения, то происходит полное отражение. Излучение,
поляризованное в плоскости падения, проходит окна в направлении
оси резонатора без потерь на отражение. В газовом лазере, где усиле-
ние активной среды мало (в единице объема газа число рабочих частиц
меньше, чем в твердом теле), в результате потерь энергии на отражение
от окон условия самовозбуждения могут не выполняться. Установка
окон под углом Брюстера уменьшает потери в окнах для одного вида
линейной поляризации. Поэтому в лазере с окнами, установленными
под таким углом, генерируются колебания с линейной поляризацией.
Оптический резонатор состоит из двух диэлектрических многослой-
ных зеркал, обладающих большим коэффициентом отражения (0,98)
на рабочей длине волны. Для удобства настройки резонатора регули-
руемое зеркало делают сферическим.
На рис. 16.6 показана схема питания газовой трубки. Порядок
включения лазера следующий. Сначала включают цепь накала Н, за-
тем тумблером Д с выхода выпрямителя подают высокое напряжение
на анод, после чего кратковременным нажатием кнопки «Поджиг» до-
* Углом Брюстера а называют угол падения, при котором отраженный и
преломленный свет поляризуется полностью: а = arctg п12, где п12 — относи-
тельный показатель пре.толлеш'я.
281
биваются возникновения газового разряда.
В момент отпускания кнопки Кн на вторич-
ной обмотке трансформатора появляется им-
пульс напряжения, увеличивающий анодное
напряжение трубки. Параметры высоковольт-
ного источника выбраны так, чтобы обеспе-
чить поддержание разряда.
Гелий-неоновый лазер чаще всего создает
излучение в красной области видимого спект-
ра с % = 0,63 мкм. Возможно получение ко-
лебаний в инфракрасном диапазоне с К =
= 3,39; 1,15 мкм. Выходная мощность в не-
прерывном режиме работы с А, = 0,63 мкм. составляет десятки или
сотни милливатт. Выходная мощность увеличивается с ростом тока
разряда. К. п. д. лазера составляет менее 0,1 %. Плоский угол рас-
ходимости излучения составляет единицы угловых минут.
§ 16.5.	Модуляция лазерного излучения
Излучение лазера можно модулировать по амплитуде, фазе, частоте
и поляризации. Наибольшее распространение получила амплитудная
модуляция. При этом модулирующий процесс может быть как дис-
кретным, так и непрерывным. Возможна, в частности, импульсно-ко-
довая модуляция, амплитудная модуляция поднесущими частотами,
которые, в свою очередь, модулированы по частоте. Однако во всех
случаях требуется изменение амплитуды лазерного излучения. Управ-
ление амплитудой осуществляется несколькими способами.
Проще всего осуществить амплитудную модуляцию по питающей
цепи лазера, воздействуя на устройство накачки. Линейность модуля-
ционной характеристики получается невысокой, так как зависимость
выходной мощности лазера от питающего напряжения или тока, как
правило, нелинейна. Быстродействие может ограничиваться высоко-
добротной колебательной системой лазера (добротность оптического
резонатора составляет 107) и свойствами рабочего вещества. В гелий-
неоновом лазере, например, высокое внутреннее сопротивление раз-
рядного промежутка трубки и инерционность элементарных процес-
сов в разряде не позволяют получить широкой полосы частот модуля-
ции. Лучше всех в широком диапазоне частот модулируется по питаю-
щей цепи полупроводниковый лазер с р-ц-переходом, обладающий
очень малым внутренним сопротивлением и имеющий резонатор с низ-
кой добротностью.
Очень часто для амплитудной модуляции применяют устройства с
электрооптическими кристаллами, основанные на эффекте Поккельса.
Эффект Поккельса состоит в получении искусственной анизотропии*
в кристаллах под действием продольного электрического поля. На-
* Анизотропия — зависимость свойств вещества (в данном случае оптиче-
ских) от направления. Анизотропия бывает естественная и искусственная,
285
пример, при К = 0,125-41,3 мкм используют кристаллы дигидрофос-
фата калия (КДР) и дигидрофосфата аммония (АДР).
Схема оптического модулятора, использующего эффект Поккельса,
представлена на рис. 16.7. Между двумя поляризаторами П помещен
рабочий кристалл К- В отсутствие приложенного электрического поля
выходной поляризатор ставится в положение, соответствующее мини-
мальному прохождению линейно-поляризованного света. Если в крис-
талле создать вращение плоскости поляризации излучения, то мощ-
ность света после выходного поляризатора изменяется. При этом вы-
ходной поляризатор выполняет функции анализатора: преобразует
положение плоскости поляризации излучения в изменение амплитуды.
Рис. 16.7
Линейно-поляризованную волну можно представить в виде суммы
двух волн с круговой поляризацией и противоположным направле-
нием вращения. Вращение плоскости поляризации можно получить,
изменяя условия распространения каждой из составляющих волн.
Если для двух волн с круговой поляризацией и противоположным
направлением вращения длины путей вследствие анизотропии окажут-
ся неодинаковыми, то на выходе кристалла получится линепно-поля-
ризоьанное излучение с поляризацией, отличающейся от входной.
Изменяя напряжение на кристалле (между точками 1 и 2), можно вли-
ять на анизотропию кристалла, регулировать положение плоскости
поляризации и амплитуду светового излучения. Модуляционная ха-
рактеристика оптического модулятора показана на рис. 16.8. Отно-
шение /ДыДЕ’ех увеличивается с ростом напряжения вплоть до на-
пряжения полного просветления Еи.
Время установления искусственной анизотропии в электроопти-
ческих кристаллах очень мало, что позволяет осуществить модуляцию
даже на сверхвысоких частотах. Однако во мере увеличения частоты
возрастают диэлектрические потери и необходимая для получения
прежней глубины модуляции мощность. На высоких частотах, осо-
бенно при больших амплитудах модулирующего напряжения, парамет-
ры модулятора могут изменяться вследствие нагревания кристалла.
Большинство используемых модуляторов работают до частот порядка
100 МГц. Напряжение полного просветления Еа составляет от сотен
вольт до единиц киловольт.
Модуляторы на электрооптических кристаллах дают возможность
осуществить модуляцию сформированного лазерного луча либо поз-
воляют влиять на процесс генерирования колебаний лазером. В пер-
283
вом случае происходит внешняя, во втором — внутренняя модуляция.
При внутренней модуляции кристалл располагается внутри резона-
тора лазера. В результате многократного прохождения света через
электрооптический кристалл для достижения заданного коэффициен-
та модуляции требуется значительно меньшая амплитуда модулирую-
щего напряжения. Ограничение диапазона частот модуляции в этом
случае связано с большой постоянной времени высокодобротного ре-
зонатора лазера.
Модуляцию излучения иногда используют для получения импульс-
ного режима лазера. Различают импульсные режимы свободной гене-
рации и модуляции добротности резонатора. В первом случае доброт-
ность оптического резонатора не меняется в течение длительности им-
пульса лазерного излучения (см. § 16.4). Во втором случае добротно-
стью оптического резонатора управляют с помощью лазерных затво-
ров Лазерный затвор имеет два устойчивых состояния, соответствую-
щие большой и малой добротности. В состоянии с малой добротностью,
когда не выполняются условия самовозбуждения, в активной среде
(рабочем веществе), лазера создается инверсия населенностей, запа-
сается энергия. Чем больше времени продолжается этот процесс, тем
больше энергии от источника накачки конечной мощности поступает
в активный элемент. При быстром увеличении добротности возникает
кратковременная генерация излучения большой мощности. В рубино-
вом лазере, например, длительность импульса уменьшается по срав-
нению с длительностью в режиме свободной генерации (см. § 16.4) с
миллисекунд до десятков наносекунд, а импульсная мощность возрас-
тает на пять порядков. Модуляцию добротности часто осуществляют
оптико-механическими затворами, в которых происходит механическое
перемещение элементов оптического резонатора, например одно из
зеркал резонатора заменяют вращающейся призмой. Возбуждение
лазера происходит во время движения призмы в пределах малого угла
поворота. Во время остального движения призмы осуществляется на-,
копление энергии в активном элементе.
§ 16.6.	Квантовые стандарты частоты
Стандарт частоты хранит и воспроизводит колебание определенной
частоты с максимально достижимой точностью. Наряду с долговремен-
ной и кратковременной стабильностью стандарт должен обладать ис-
ключительно высокой воспроизводимостью значения частоты. Боль-
шинство генераторов стабильных колебаний используют кварцевые
резонаторы (см. § 7.2). Резонансная частота кварца зависит от разме-
ров кристалла, которые не могут быть выдержаны совершенно одина-
ковыми в процессе производства. Частоты излучательных квантовых
переходов определены природой вещества, они повторяются во всех
квантовых приборах, построенных на основе одного вещества. Кроме
того, квантовые генераторы СВЧ на пучках молекул обладают высо-
кой долговременной и кратковременной стабильностью частоты. Таким
образом, квантовые приборы наилучшим образом удовлетворяют тре-
бованиям, предъявляемым к стандартам частоты.
287
Квантовые стандарты используют эффекты усиления или поглоще-
ния поля, получающихся в результате вынужденных переходов меж-
ду энергетическими уровнями вещества. Эффекты усиления поля при-
меняют в активных стандартах. В веществе, помещенном в СВЧ-ре-
зонатор, настроенный на частоту рабочего квантового перехода,
создается инверсия населенностей. При компенсации потерь энергии
возникают стабильные колебания СВЧ. Выходная мощность кванто-
Цепь АПЧ
вых генераторов на пучках
молекул аммиака и водорода
очень мала (10"10 Вт). Высо-
кая частота и низкая выход-
ная мощность молекулярных
генераторов затрудняют не-
посредственное использова-
ние их колебаний. В схемах
активных квантовых стандар-
тов обычно применяют квар-
цевые генераторы, частота ко-
торых сравнивается с часто-
той молекулярного генера-
тора.
Одна их схем активных
стандартов приведена на
рис. 16.9. Частота кварцевого
генератора умножается в це-
лое число раз до значения,
близкого частоте квантового
генератора. Отклонение ча-
стот на выходе умножителя и
молекулярного генератора
вызывает изменение разно-
стей частоты на смеси толе и
Рис. 16.10	появление сигнала ошибки в
цепи автоподстройки (АПЧ),
управляющей частотой кварцевого генератора. Кварцевый генера-
тор подстраивают по молекулярному генератору. Активный стан-
дарт с генератором на молекулах водорода (номинальная частота
1420 405 751 Гц) обладает воспроизводимостью ± 5 • 10~18 и относи-
тельной стабильностью за сутки 2 • 10~14.
Пассивные стандарты основаны на вынужденном поглощении.
Вещество помещается в СВЧ-резонатор, настроенный на частоту со-
ответствующего квантового перехода. В отличие от активных стандар-
тов здесь уже не создают инверсии населенностей. Если через резо-
натор с веществом пропускать колебания СВЧ, то величина выход-
ной мощности будет зависеть от частоты этих колебаний. График за-
висимости показателя поглощения вещества х от частоты f напомина-
ет резонансную кривую, максимум которой находится на частоте кван-
тового перехода. Ширина этой кривой на уровне половины максималь-
ного поглощения намного меньше полосы пропускания СВЧ-резона-
288
тора. В данном случае вещество выполняет функции колебательного
контура в схеме частотного детектора.
Функциональная схема пассивного стандарта показана на
рис. 16.10. Частота кварцевого генератора преобразуется до значения,
близкого частоте перехода. Обычно трудно подобрать кварцевый гене-
ратор, частота которого доводилась до частоты квантового перехода
только с помощью простого умножителя. Поэтому частоты на входе
и выходе схемы преобразования, как правило, отличаются не в целое
число раз. Отклонение частоты кварцевого генератора сопровождает-
ся изменением преобразованной частоты, что вызывает изменения по-
глощения в веществе и мощности на входе детектора СВЧ Сигнал
ошибки, полученный с детектора, с помощью цепи АПЧ воздействует
на частоту кварцевого генератора. Происходит подстройка кварце-
вого генератора по частоте квантового перехода.
В реальных схемах пассивных стандартов для увеличения чувст-
вительности к изменению частоты применяют различные виды детек-
торов. В цезиевой атомно-лучевой грубке (рабочее вещество — пары
цезия), например, используется детектор, регистрирующий число по-
падающих на него атомов цезия. Число агомов, достигающих детекто-
ра, и ток детектора тем больше, чем больше поглощение поля СВЧ
и чем ближе сравниваемая частота к частоте квантового перехода.
В цезиевом атомно-лучевом стандарте получена воспроизводимость
± 3 • 10~12при относительной стабильности в течение суток 2 • 10~13.
В стандартах с оптической накачкой используют фотодетекторы,
обычно фотоэлектронные умножители. Через СВЧ-резонатор с пара-
ми рубидия (цезия) дополнительно пропускают излучение газосвет-
ной лампы. Увеличение поглощения мощности СВЧ сопровождается
увеличением затухания излучения рубидиевой (цезиевой) лампы. Наи-
меньший фототок получается при совпадении преобразованной часто-
ты с частотой квантового перехода. В рубидиевом стандарте с оптичес-
кой накачкой воспроизводимость частоты составляет 10~ч, а отоситель-
ная стабильность за сутки 5 • 10"13.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ j
1.	Бетин Б. М. Радиопередающие устройства. —Мл Высшая школа,’ 1972,
2.	Окунь Е. Л. Радиопередающие устройства. — Мл Советское радио;
1973.
3.	Дробов С. А.; Бычков С. И. Радиопередающие устройства. — Мл Совет-
ское радио, 1969.
4.	Минаев М. И. Радиопередающие устройства сверхвысоких частот. —
Минск: Вышейшая школа, 1978.
5.	Федоров Н. Д. Электронные приборы СВЧ и квантовые приборы. —
Мл Атомиздат, 1979.
6.	Проектирование радиопередающих устройств/ Под ред. В. В. Шах-
гильдяна — Мл Связь, 1976.
7.	Проектирование радиопередающих устройств СВЧ/ Под ред. Г. М. Ут-
кина — Мл Советское радио, 1979.
8.	Проектирование радиопередающих устройств/ Верзунов М. В.; Лапиц-
кий Е. Г, Сосновкин Л.Н. и др. —Лл Энергия, 1967.
9.	Набатов О. С ; Вдовиченко Н. С.; Диев В. Н. Системы связи летательных
аппаратов. — М : Машиностроение, 1975.
10.	Радиолокационные системы летательных аппаратов/ Под ред. П. С. Да-
выдова — Мл Транспорт, 1977.
И Писарев В. А. Радиооборудование морских судов. — Мл Транспорт;
1977.
12.	Судовые радиолокационные станции: атлас/ Под ред. А, /И, Байра-
шевского. — Мл Транспорт, 1977,
ОГЛАВЛЕНИЕ^.
Предисловие...................................................... 8
Введение......................................................... 4
§ В.1.	Основные понятия	  4
§ В.2.	Основные характеристики радиопередающих устройств ...	5
§ В.З.	Области применения радиопередающих устройств.......... 6
§ В.4.	Структурная схема передатчика......................... 7
§ В.5.	История изобретения и развития радиопередающих устройств 9
Глава 1. Основы теории ламповых и транзисторных усилителей мощности
радиочастоты.................................................12
§ 1.1.	Основные режимы и схемы усилителя.....................12
§ 1.2.	Генераторные лампы....................................16
§ 1.3.	Динамические характеристики анодного тока. Коэффициенты
разложения any...............................................20
§ 1.4.	Нагрузочная характеристика............................28
§ 1.5.	Расчет анодной цепи...................................31
§ 1.6.	Сеточная цепь.........................................32
§ 1.7.	Расчет цепи управляющей сетки.........................34
§ 1.8.	Особенности работы и расчета усилителя, выполненного по
схеме ОС...................................................  35
§ 1	9. Особенности работы усилителей на лампах с экранирующей
сеткой.......................................................36
§ 1.10	Устройство, эквивалентная схема и параметры транзистора 39
§ 1	11. Схемы, характеристики и режимы работы транзисторных
усилителей...................................................45
§ 1.12.	Транзисторный усилитель с резонансной нагрузкой в недо-
напряженном и критическом режимах............................49
§ 1.13.	Транзисторный усилитель в ключевом режиме с резистивной
нагрузкой....................................................55
§ 1.14.	Транзисторный усилитель в ключевом режиме с резонансной
нагрузкой....................................................59
Глава 2. Генераторы с внешним возбуждением.......................61
§ 2.1.	Схемы питания и возбуждения...........................61
§ 2.2.	Совместная работа нескольких ламп (транзисторов) в одной
ступени .....................................................63
§ 2.3.	Измерительные приборы в ГВВ. Настройка ГВВ ..... 72
Глава 3. Колебательные системы выходных ступеней передатчиков 75
§ 3.1.	Простая схема.........................................75
§ 3.2.	Сложная схема.........................................76
§ 3.3.	Колебательные системы с коммутируемыми фильтрами ... 79
§ 3.4.	Фильтрация высших гармонических составляющих .... 89
Глава 4. Промежуточные ступени передатчиков......................82
§ 4.1.	Назначение и особенности работы промежуточных ступеней 82
§ 4.2.	Генератор с внешним возбуждением—умножитель частоты 83
§ 4.3.	Широкополосные ламповые усилители ....................85
§ 4.4.	Транзисторные широкополосные усилители................89
291
Глава 5. Сложение мощностей генераторов............................94
§ 5.1.	Общие сведения..........................................94
§ 5.2.	Сложение мощности в пространстве........................94
§ 5.3.	Сложение мощности в мостовых устройствах................96
Глава 6. Генераторы с самовозбуждением............................102
§ 6.1.	Структурная схема автогенератора.......................102
§ 6.2.	Режимы самовозбуждения.................................103
§ 6.3.	Частота колебаний автогенератора.......................108
§ 6.4.	Транзисторные автогенераторы...........................111
§ 6.5.	Расчет транзисторных автогенераторов...................113
Глава 7. Стабилизация частоты передатчиков........................116
§ 7.1.	Причины нестабильности частоты передатчика.............116
§ 7.2.	Кварцевые резонаторы...................................121
§7 3.	Кварцевые автогенераторы...............................125
§ 7.4.	Кварцевая стабилизация в диапазоне частот..............128
Глава 8. Устойчивость работы усилителя радиочастоты...............139
§ 8.1.	Основные понятия.......................................139
§8 2.	Причины возникновения самовозбуждения и паразитных ко-
лебаний. Прямое и обратное прохождение энергии в усилителе 139
§ 8.3.	Способы ослабления влияния проходной емкости в ламповых
ГВВ...........................................................141
§ 8.4.	Устойчивость работы транзисторных усилителей...........143
§8 5.	Паразитные колебания...................................144
Глава 9. Усилители и автогенераторы диапазонов ОВЧ и УВЧ .... 147
§ 9.1.	Особенности работы диапазонных ОВЧ и УВЧ...............147
§ 9.2.	Особенности работы ламп на повышенных частотах.........148
§ 9.3.	Колебательные системы с распределенными параметрами . . . 150
§ 9.4.	Генераторы на металлокерамических лампах с коаксиальными
резонаторами..................................................152
§ 9.5.	Транзисторные усилители ОВЧ............................153
§ 9.6.	Варакторные умножители частоты.........................153
Глава 10.	Усилители и автогенераторы диапазона СВЧ...............158
§ 10 1. Приборы'для усиления и генерирования колебаний диапа-
зона СВЧ .....................................................158
§	10 2.	Двухрезонаторные пролетньщ	клистроны................159
§	10.3.	Многорезонаторные пролетные	клистроны................162
§	10 4.	Применение усилительных клистронов...................164
§ 10.5. Механизм и способы усиления поля СВЧ в приборах бегущей
волны типа О..................................................168
§ 10.6. Лампы бегущей волны типа О............................172
§ 10.7. Генераторная лампа обратной волны типа О..............178
§ 10 8 Механизм усиления поля СВЧ в приборах типа М .... 181
§10	9 Многорезонаторные магнетроны...........................185
§ 10.10.	Лавинно-пролетные диоды. Принцип действия генератора
СВЧ на ЛПД....................................................193
§ 10.11.	Диоды Ганна. Принцип действия генератора СВЧ на ди-
оде Ганна.....................................................196
Глава 11. Передатчики с амплитудной	модуляцией...................201
§ 11.1.	Общие сведения.......................................201
§112.	Модуляция изменением напряжения смещения управляющей
сетки.........................................................207
§ 11.3.	Усиление модулированных	колебаний...................211
§114.	Анодная модуляция ....................................212
§ 11.5.	Коллекторная модуляция ...............................216
292
Глава 12. Передатчики с частотной и фазовой модуляцией.................2Ь
§ 12.1.	Основные понятия.........................................218
§ 12.2.	Методы получения частотной модуляции Структурные схемы
передатчиков с ЧМ.............................................221
§	12.3.	Частотная модуляция с помощью варикапа...................227
§	12.4.	Фазовый модулятор........................................229
Глава	13. Передатчики с однополосной модуляцией......................231
§	13.1.	Особенности однополосной модуляции.......................231
§ 13.2.	Формирование однополосного сигнала методом многократ-
ной балансной модуляции с последующей фильтрацией . . . 234
§ 13.3.	Усиление мощности однополосных колебаний . ..............237
§ 13.4.	Особенности работы транзисторов при усилении ОМ-коле-
баний ........................................................239
Глава 14. Радиотелеграфирование . ..................................  242
§ 14.1.	Принципы телеграфной манипуляции .........................242
§ 14.2.	Схемы телеграфной манипуляции.......................250
Глава 15. Передатчики с импульсной модуляцией. . .....................253
§ 15.1.	Основные характеристики импульсной модуляции	.	.	,	‘	253
§ 15.2.	Особенности импульсной работы электронных приборов	.	.	258
§ 15.3.	Импульсные модуляторы для передатчиков с малой и боль-
шой скважностью...............................................260
§ 15.4.	Импульсные модуляторы с частичным разрядом накопитель-
ной емкости...................................................262
§ 15.5.	Импульсные модуляторы с полным разрядом накопителя
в виде искусственной длинной линии............................267
§ 15.6.	Магнитные импульсные модуляторы...........................271
§ 15.7.	Структурные схемы импульсных передатчиков................275
Глава 16. Квантовые генераторы........................................276
§ 16.1.	Виды квантовых приборов и области	их применения . . . 276
§ 16.2.	Усиление поля в квантовых приборах........................278
§ 16.3.	Лазер-генератор...........................................280
§ 16.4.	Виды лазеров..............................................282
§ 16	5.	Модуляция лазерного излучения.........................285
§ 16	6	Квантовые стандарты частоты.............................287
Список литературы ....................................................290
Шумилин Михаил Сократович
Головин Олег Валентинович
Севальнев Валерий Петрович
Шевцов Эрик Александрович
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
Научный редактор В. М. Розов. Редактор издательства Е. М. Романчук^
Художественный редактор Т. М. Скворцова. Переплет художника
А. И. Степановой. Технический редактор Н. В. Яшукова(
Корректор Г. И. Кострикова
ИВ № 2979
Изд. № ЭР-289. Сдано в набор 25.12 80. Подп. в печать 15.06.81»
*^-21526. Формат 60x90’/ie. Бум. тип. № 2. Гарнитура литературная»
Печать высокая. Объем 18,5 усл. печ. л. 18,5 усл. кр.-отт. л. 19,12 уч.-изд. л»
Тираж 55 000 экз. Зак. № 2 Цена 85 коп.
Издательство «Высшая школа»,
Москва, К-51, Неглинная ул., д. 29/14
Московская типография № 4 Союзполиграфпрома
при Государственном комитете СССР
по делам издательств, полиграфии и книжной торговли,
L	Москва, 129041, Б. Переяславская» 46