ББК 32.848
П 79 <^Г\
УДК 621.396.61:621.3.029.6(075)
Проектирование радиопередающих устройств СВЧ: Учеб. пособие
для вузов/ Уткин Г. М., Благовещенский М. В., Жуховицкая В. П.
и др.; Под ред. Г. М. Уткина.—М.: Сов. радио, 1979. — 320 с, ил.
Рассмотрены основные вопросы проектирования
радиопередающих устройств дециметровых и сантиметровых диапазонов воли на
полупроводниковых приборах и металлокерамических лампах.
Приведены инженерные методы расчета каскадов передатчиков, в том
числе усилителей мощности, умножителей частоты, возбудителей
колебаний с повышенной стабильностью частоты. Методы расчета
иллюстрируются конкретными примерами.
Учебное пособие предназначено для студентов радиотехнических
специальностей вузов. Оно также может быть полезно специалистам,
занимающимся разработкой радиотехнической аппаратуры.
140 рис., 19 табл., библ. 94 назв.
Г. М. Уткин, М. В. Благовещенский, В. П. Жуховицкая,
М, В. Капранов, Г. И. Коптев, С. Л. Кунина , Т. А. Панина,
А. А. Туркин, Д. П. Царапкин
Рецензенты:
Кафедра радиопередающих устройств Московского
электротехнического института связи (зав. кафедрой
проф. В. В. Шахгильдян), канд. техн. наук А. В. Табаков
Редакция радиотехнической литературы
30404-066
П 5-79 2402020000
046(01)-79
© Издательство «Советское радио», 1979 г.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Теория и техника радиопередающих устройств за
последние годы претерпели существенное изменение в
связи с появлением новой элементной базы, освоением новых
частотных диапазонов, изменением конструктивных
решений, обусловленных миниатюризацией как элементной
базы, так и аппаратуры в целом. Это и вызвало
появление предлагаемого пособия. Его материалы
являются результатом многолетней работы коллектива кафедры
радиопередающих устройств МЭИ. Рекомендации по
расчету основных каскадов современного
радиопередающего устройства СВЧ опираются как на теоретические
и экспериментальные исследования, так и на опыт их
внедрения при разработке радиоэлектронной
аппаратуры, выпускаемой промышленностью. Примеры расчетов
приведены для отдельных каскадов и для
многокаскадных трактов, включая и вопросы нх конструктивного
выполнения. Основное внимание уделяется расчету
передатчиков метрового, дециметрового и сантиметрового
диапазонов волн.
Книга состоит из трех частей. В первой части
изложены методы расчета и проектирования выходных и
промежуточных транзисторных каскадов передатчиков
СВЧ, цепей согласования и сложения мощностей,
умножителей частоты на транзисторах и варакторах, причем
все рассуждения основаны на принятой модели
транзисторов СВЧ.
Вторая часть посвящена возбудителям колебаний
различного типа, обладающим повышенной стабильностью
частоты, в том числе и синтезаторам частоты. Приведены
методы оптимального расчета диапазонных и кварцевых
автогенераторов. Рассмотрена возможность применения
в качестве возбудителей генераторов на диодах Ганна
и ЛПД.
В третьей части описаны методы проектирования
усилителей мощности и автогенераторов на электронных
приборах СВЧ и металлокерамических лампах, которые
для ряда применений (например, для получения
больших мощностей, особенно в импульсных режимах рабо-
3

ты) имеют преимущества по сравнению с
транзисторными каскадами. Здесь также приведены примеры
расчета и выбора конструкции.
При изложении материала акцент сделан на
разработку аналитических методов расчета, поскольку
именно они способствуют наилучшему пониманию процессов
в разрабатываемых каскадах и позволяют наиболее
грамотно подходить к выбору параметров устройств на
основе паспортных данных активных элементов. При
этом предполагается, что читатель знаком с курсами
«Радиопередающие устройства», «Электронные и
квантовые устройства СВЧ». Аналитические методы расчета,
конечно, не исключают возможности применения
эмпирических методов проектирования на основе, например,
экспериментальных характеристик приборов или
устройств в целом, но такие методы требуют сложного
оборудования и недоступны для студентов.
Хотя пособие посвящено проектированию
передатчиков СВЧ, некоторые вопросы расчета промежуточных
каскадов передатчика и возбудителей связаны с
относительно низкими частотами, не относящимися к
диапазону СВЧ. Тем не менее авторы сочли целесообразным
внести в пособие методику проектирования таких
«низкочастотных» трактов, составляющих неотъемлемую
часть передатчика СВЧ.
Введение написано М. В. Благовещенским, В. П. Жу-
ховицкой, Г. М. Уткиным, гл. 1...6—Г. И. Коптевым,
Т. А. Паниной, гл. 7...9 — А. А. Туркиным; гл. 10...
...12 —М. В. Благовещенским, гл. 13, 14 —В. П. Жу-
ховицкой, за исключением § 13.4, 14.1... 14.3,
написанных совместно с [С. Л. Куниной, | гл. 15 — М. В.
Капрановым, гл. 16 —Д. П. Царапкиным, гл. 17... 20 —
В. П. Жуховицкой, Г. М. Уткиным, приложения 1, 2,
6 — Г. И. Коптевым, Т. А. Паниной, приложения 3, 4 —
В. П. Жуховицкой, Г. М. Уткиным, приложение 5 —
А. А. Туркиным.
Авторы считают приятным долгом выразить
глубокую благодарность рецензентам — коллективу кафедры
радиопередающих устройств МЭИС во главе с д-ром
техн. наук проф. В. И. Шахгильдяном и канд. техн. наук
А. В. Табакову, благожелательная критика которых
способствовала улучшению пособия.
ВВЕДЕНИЕ
Радиопередающие устройства представляют сложную
систему, в состав которой входят высокочастотный тракт,
модулятор для управления колебаниями высокой
частоты в соответствии с передаваемой информацией,
источники питания, устройства охлаждения и защиты.
Диапазон СВЧ обладает огромной информационной
емкостью, и поэтому его используют для передачи
широкополосных сигналов: импульсных, телевизионных,
многоканальных сообщений и пр. Радиопередатчики
в диапазоне СВЧ применяют в радиолокационных
станциях (РЛС), телевидении, ретрансляционных линиях
связи, для тропосферной и космической связи, для
радиоуправления и бортовой аппаратуры
радиопротиводействия и многих других специальных назначений^
-.Радиопередающие устройства можно
классифицировать по назначению, диапазону волн, мощности, виду
модуляции, условиям работы и др. Эти признаки
определяют специфику проектирования каждого вида
передатчиков. Так, рабочий диапазон волн и мощность на
выходе обусловливают выбор активных элементов и
конструкцию колебательных систему В выходных
каскадах передатчиков СВЧ применяют транзисторы, метал-
локерамические лампы, пролетные клистроны, магне-
тронные генераторы, лампы бегущей и обратной волны
и другие приборы.»Так как требования к стабильности
частоты современных передатчиков очень высоки, то
"применяют сравнительно низкочастотные маломощные
возбудители, для которых легче обеспечить повышенную
стабильность частоты. Затем эти маломощные колебания
усиливают последующими ступенями и повышают их
частоту в умножителях^Амллитудную—н импульсную
модуляцию колебаний осуществляют в выходных ступе-
няхЗ"частотную модуляцию — в возбудителях, причем
для обеспечения высокой стабильности несущей частоты
применяют систему автоматической подстройки частоты
(АПЧ).
Простейшие импульсные передатчики СВЧ до
недавнего времени состояли из мощного автогенератора, им-
\

пульсного модулятора и источника питания. Сейчас
существенно повысились требования к стабильности их
частотььдля чего стали использовать многокаскадные
схемы. ^Исходными требованиями при составлении
структурной схемы передатчика являются те, которые
вытекают из технических условий на радиосистему в целом,
например мощность в нагрузке Р„, рабочая частота или
диапазон частот /н•- - /в, нестабильность частоты
(кратковременная и долговременная), способ управления
колебаниями и допустимые уровни
БП
Ч^ искажений побочных и внеполосо-
чг 1—I вых нзл\чениЙ. Обычно
оговаривают условия-ржюты (стационарные,
мобильные, бортовые) и
общетехнические требования на габаритные
размеры, массу, стоимость,
надежность, долговечность н др.
Рис BI Структур Структурные схемы радиопере-
ная' схема однокас- дающих устройств в диапазоне СВЧ
кадного радиопере- строят по тем же принципам, что и
датчика в диапазоне более низких частот.
Решающим при выборе схемы
является требование к нестабильности частоты.
Ориентировочно считается, что в однокаскадных передатчиках
можно реализовать относительную нестабильность
частоты не менее К)-4. При меньшей нестабильности
передатчики реализуют по многокаскадным схемам.
ГСтруктурная схема однокаскадного передатчика
(рис. В.1) включает антенну (А), генераторный прибор
СВЧ (АГ), работающий в режиме самовозбуждения,
т. е. автогенератор (магнетроны, лампа обратной волны
М-типа — ЛОВ-М, триод и др.), модулятор (М),
управляющий колебаниями СВЧ, и блок питания (БП)
автогенератора и модуляционного тракта. Примером одно-
каскадного передатчика может служить
радиолокационный магнетронный передатчик, работающий короткими
импульсами.
Выбор структурной схемы сводится к выбору типа
магнетрона (или другого прибора СВЧ), который с
учетом потерь в цепях согласования с антенной должен
иметь номинальную мощность Риюм на 10 ... 20% больше
требуемой в нагрузке:
/>1ном=(1,1 •-• 1,2) Л.. (В.1)
,1
УЧ
или
УМ
УЧ
или
УМ
БП
УМ
\У
Л Сигнал информации
Рис. В 2. Структурная схема многокаскадного радиопередатчика
с ЧМ
В справочных данных на прибор обычно указан
рекомендуемый режим питания электродов. Поскольку
приборы СВЧ, за исключением генераторных ламп,
являются законченными генераторами или усилителями, то
расчет сводится к определению мощности блока
питания и модулятора, а также к установлению требований
К форме модулирующего напряжения исходя из
заданной длительности импульса и нестабильности частоты
генерации. В дальнейшем выбирают тип импульсного
модулятора, способного обеспечить требуемую форму
модулирующего напряжения, проводят его электрический
и конструктивный расчет.
Другим примером импульсного однокаскадного
передатчика может служить передатчик в системе
радиопротиводействия на ЛОВ-М. В импульсном режиме
ЛОВ-М имеет высокую чувствительность к изменениям
напряжения на замедляющей структуре, относительное
изменение этого напряжения на 1 % приводит примерно
К такому же отклонению генерируемой частоты.
Поскольку реализовать постоянство высокого напряжения
на вершине модулирующего импульса с высокой
точностью чрезвычайно трудно, модулирующее напряжение
подают на управляющий электрод. В этом случае
модулятор получается маломощным.
По однокаскадной схеме на ЛОВ-М строят также
передатчики радиопротиводействия с частотной
модуляцией (ЧМ). Изменяя напряжение на замедляющей
структуре, можно перестраивать частоту излучения в
пределах октавы, например, в широкополосных глушителях.
На рис. В.2 приведен вариант структурной схемы
многокаскадного передатчика с ЧМ, работающего,
например, в РЛС непрерывного действия. Так же строят
передатчики радиорелейных линий связи через искус-
7

ственные спутники Земли, работающие в диапазоне
3,4... 8,4 ГГц [3.1]. Возбудитель (В) с помощью
модулятора (М) осуществляет ЧМ. Высокая стабильность
несущей частоты поддерживается системой АПЧ.
Буферный каскад (БК) ослабляет влияние последующих
более мощных каскадов на частоту колебаний. Каскады
умножения частоты (УЧ) или усиления мощности (УМ)
преобразуют частоту возбудителя и увеличивают его
мощность до требуемой. Для повышения стабильности
частоты возбудитель работает обычно на низком уровне
мощности (единицы-десятки милливатт) на частотах
20 ... 100 МГц. Умножители частоты также ослабляют
паразитные связи между каскадами, а следовательно,
способствуют повышению устойчивости и надежности
работы всей системы. Выходной каскад работает обычно
в режиме усиления мощности и соединяется с антенной
фидером или волноводным трактом.
В многокаскадных передатчиках с быстрой
перестройкой па любую частоту заданного диапазона при
высоких требованиях к стабильности частоты в качестве
возбудителя применяют синтезатор сетки стабильных
частот (см. гл. 15) и широкополосные каскады
умножения частоты и усиления мощности.
Маломощные каскады, выполняют на микросхемах,
дромежуточные и выходные каскады средней
мощности -г- на транзисторах, большой мощности — на
электронных приборах СВЧ.
Расчет многокаскадного передатчика начинают с вы-
.ходного каскада, По,заданной мощности в нагрузке Рн
определяют номинальную мощность PiHom (B.1), а затем
выбирают по сравочникам подходящий тип прибора.
В паспортных данных на усилительные приборы СВЧ
указаны коэффициент усиления по мощности Кр или
мощность возбуждения Рщ. Этих сведений достаточно,
чтобы рассчитать мощность предоконечного
(предшествующего выходному) каскада с учетом требований
к цепи согласования. Понижая мощность от каскада
к каскаду, можно ориентировочно выбрать схемы и
параметры всех каскадов. Если мощные каскады
передатчика выполнены на триодах или тетродах по схеме с
общей сеткой, ориентировочно можно принять
коэффициент усиления /fa^slO... 13 дБ, на тетродах по схеме
с общим катодом /<ряа15... 18 дБ [В.1]. В ламповых
умножителях частоты на два и на три Кр следует умень-
8
в
ЁН
УЧ
или
УМ
I
Форми
рование
имлуль
С0в%1
Иаснад
ъадерж
ни
0,5Ti
Форми
рование
имлуль
caff
Усипи
тегь

Усилитель
Рис. В.З. Структурная схема многокаскадного импульсного
радиопередатчика
шить соответственно в два и три раза по сравнению со
значениями для УМ.
Расчет транзисторных каскадов многокаскадного
передатчика проводят аналогично, учитывая сведения,
приведенные в ч. 1.
Структурная схема многокаскадного импульсного
передатчика на рис. В.З отличается от схемы на рис. В.2
тем, что возбудитель содержит автогенератор с кварцем,
обеспечивающий высокую стабильность частоты без
системы АПЧ. Все каскады начиная с буферного работают
в импульсном режиме, тем самым снижая средний
уровень мощности передатчика, его массу, габаритные
размеры, стоимость. Импульсный режим приборов СВЧ
в выходном и предоконечном каскадах реализуют,
подавая на них импульсные высоковольтные напряжения
питания.
Длительность модулирующих импульсов xi для
предоконечного и буферного каскадов берут в 5 ... 10 раз
большей, чем для оконечных каскадов т. Все каскады,
стоящие за буферным, работают в режиме длинных
импульсов во избежание искажений радиоимпульса на
выходе передатчика из-за переходных процессов в тракте.
Иногда для упрощения модулятора импульсный режим
обеспечивают только в выходном и предоконечном
каскадах, а все остальные относительно маломощные
каскады ставят в непрерывный режим. Общий к. п. д.
передатчика при этом падает незначительно.
После ориентировочного выбора элементов
структурной схемы проводят электрический и конструктивный
расчет каждого каскада, начиная с выходного.
9

I. УСИЛИТЕЛЬНО-УМНОЖИТЕЛЬНЫЙ ТРАКТ
ТРАНЗИСТОРНЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ
1
МОДЕЛЬ ТРАНЗИСТОРА СВЧ
На СВЧ оптимальный режим транзистора
определяется не только его статическими характеристиками
(рис. 1.1), но и его частотными свойствами.
Параметрами аппроксимированных характеристик являются
крутизна 5, напряжение сдвига V, а также крутизна линии
критического режима 5кр.
На относительно невысоких частотах существенное
падение усиления транзисторного каскада происходит
при переходе в перенапряженный режим. В диапазоне
СВЧ усиление заметно снижается еще до захода в
критический режим. В связи с этим далее используется
понятие граничного режима для СВЧ транзисторов [1.1].
Оно иллюстрируется рис. 1.2, на котором показаны
линии постоянного значения малосигиалыюго
коэффициента усиления по мощности Кр на СВЧ, причем область
характеристик, в которой наблюдается значительное
усиление по мощности, ограни-
Рис. 1.1. Рис- !-2-
Рис. 1.1. Статические характеристики транзистора и их аппрокси
мация
Рис. 1.2. Линии критического (а) и граничного (б) режимов, а
также линии одинакового усиления малого сигнала (в) на СВЧ
в плоскости статических характеристик (г):
tg arp=Srp
10
допараметрического режима [1.1]. В допараметрическом
режиме, как и в недонапряженном на низких частотах,
к. п. д. мал. Поэтому при работе транзистора в верхней
части его частотного диапазона целесообразно
использовать граничный режим, обеспечивающий наибольшее
усиление при приемлемых значениях выходной
мощности и к. п. д.
Верхняя частотная граница /в применения СВЧ
транзисторов соответствует снижению малосигнального
коэффициента усиления по мощности Кр приблизительно
до 2. Критический режим в этом случае приведет к
дополнительному снижению усиления вплоть до полной
его потери. Коэффициент усиления по мощности, как
будет показано далее, обратно пропорционален квадрату
частоты. Поэтому иа частотах, в 3... 4 раза меньших
/в, усиление возрастает на порядок. При этом выходную
мощность и к. п. д. можно увеличить, используя
транзистор в режиме, промежуточном между граничным и
критическим, ценой снижения усиления по мощности.
Ограничимся рассмотрением модели транзистора
только в граничном и допараметрическом режимах.
В этом случае можно различать две области режима:
активную, соответствующую открытому переходу, и
отсечки, соответствующую закрытому переходу. В основе
эквивалентной схемы для этих областей, вплоть до
частот порядка сотен мегагерц, лежит физическая
эквивалентная схема Джиаколетто (рис. 1.3), в которой г'е —
сопротивление материала базы; г — сопротивление
рекомбинации; Сд, С:Шф — соответственно барьерная и
диффузионная емкости эмиттерного перехода; Ска,
Рис. 1.3. Рис. 1.4.
Рис. 1 3. Эквивалентная схема маломощного транзистора
Рис. \1ЛЛ Эквивалентная схема мошиого транзистора СВЧ
11

Скп — активная и пассивная части емкости
коллекторного перехода; ir — эквивалентный управляемый
генератор тока (ЭГ), iT=Sn(un—U') при u„>U', ir=0 при ып<
<;£/'; «п — мгновенное напряжение на эмиттерном
переходе; Скэ, СКб, Сбэ — корпусные емкости.
Для маломощных приборов корпусные емкости
оказываются одного порядка с емкостями транзисторной
структуры. Однако на режим работы транзистора
существенно влияет лишь емкость СКб в схеме с общим
эмиттером (ОЭ) и Скэ в схеме с общей базой (ОБ). Две
другие емкости можно считать входящими в состав
входной и выходной цепей связи.
Для мощных транзисторов СВЧ необходимо
использовать более полную эквивалентную схему (рис. 1.4),
в которой следует учитывать индуктивности выводов La,
Ьь, LK, сопротивление потерь коллектора г'к, заметно
снижающее выходную мощность, усиление и к. п. д.
транзистора на СВЧ, а также стабилизирующее
сопротивление г'э, являющееся элементом конструкции много-
эмиттерных транзисторов. Емкостями корпуса мощного
СВЧ транзистора можно прнебречь ввиду их
относительной малости по сравнению с емкостями собственно
транзистора.
На СВЧ транзисторы, включенные по схеме ОБ,
часто работают на частоте, существенно превышающей
предельную частоту /Гр (в 2...3 раза). При этом нужно
учитывать комплексность крутизны по переходу Sn, на
частотах ниже frp ее можно считать вещественной.
Параметры эквивалентных схем являются
результатом усреднения реальных параметров транзистора
отдельно для активной области и области отсечки. Они
зависят от режима работы транзистора и при
выбранном режиме считаются постоянными в пределах каждой
области.
СВЧ транзисторы характеризуются параметрами,
типичными и для более низкочастотных приборов, а
именно: h2{3 —статическим коэффициентом передачи тока
в схеме ОЭ; тк — постоянной времени цепи обратной
связи, обозначаемой обычно г'бСк; Ск, G — емкостью
коллекторного и эмиттерного переходов; frp— граничной
частотой коэффициента передачи тока в схеме ОЭ или
|й21Э| —модулем коэффициента передачи тока на
высокой частоте в схеме ОЭ. Кроме них необходимо
учитывать ряд специфических параметров: индуктивности вы-
12
водов; критический ток /кр— значение тока коллектора,
при достижении которого частота frp падает на 3 дБ по
отношению к ее максимальному значению при заданном
напряжении коллектор — эмиттер [1.2]; QBX —
добротность входа транзистора, равная отношению реактивной
и активной составляющих входного сопротивления
транзистора на некоторой частоте вблизи верхнего края
рабочего диапазона. Этот параметр используется при
расчете широкополосных СВЧ усилителей.
Зная ток /кр, можно оценить крутизну линии
граничного режима по формуле
ь'Ьгр'^'кр/Цкэкрч
где ыКЭкР — напряжение коллектор — эмиттер, при
котором измерен ток /кр.
Между паспортными параметрами и параметрами
эквивалентной схемы существуют следующие
соотношения:
^к==^'ка-Г^[П- ^ка=2 4~ •
- г' Г ■ h С,
к ' б'-'ка' 21Э °n'i
с <?tK _ 42,5tK
п kT„ 1+3,66-10-%'
/гр = П'г21Э1 = 2яСд ' *~'л = Сдвф-\-Сэ.
Здесь q — заряд электрона; & —постоянная Больцмана;
Тп, tn— температура перехода соответственно в
градусах Кельвина и Цельсия; /к — коллекторный ток, А;
5П — крутизна по переходу, См.
Кроме того, в расчетах используют крутизну
статической характеристики г„(«в), равную отношению малых
приращений тока коллектора и напряжения база—
эмиттер при короткозамкнутой нагрузке:
с_ ^£!Э ,, о
~r'6+-r + (l + h2l3)r'3- V-6)
При усреднении параметра Sn в формулу (1.2)
целесообразно подставлять значение iK, равное половине
высоты импульса коллекторного- тока или амплитуде
его первой гармоники. В качестве параметра
эквивалентной схемы Ск можно взять емкость коллектора при
напряжении источника UK0- Значение параметра Сэ сле-
13
(1.1)
(1.2)

дует выбирать средним между емкостями эмиттера при
нулевом и предельно допустимом обратном
напряжениях на эмиттере.
Электрические параметры, параметры эквивалентной
схемы транзисторов, предельные эксплуатационные
данные, а также параметры типового режима приведены
в приложении 2.
2
МАЛОМОЩНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
И УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
К маломощным транзисторам принято относить [2.1]
приборы с допустимой мощностью рассеяния РШах<
<0,3 Вт. Для таких приборов при /rp^l ГГц
характерны соотношения: юв<Югр, 1/иСэ>г'б. У них
сравнительно слабо проявляется влияние емкости Сэ, поэтому
в дальнейшем не будем ее учитывать.
Если г'б^ЮгрЬвыв, то можно пренебречь также
влиянием индуктивностей выводов. Для тех случаев, когда
такое допущение слишком грубо, даны упрощенные
формулы для расчета маломощных каскадов с учетом £Выв-
Пренебрежение индуктивностью £ВЫв приводит для
усилителя ОЭ к завышению Кр примерно в (1-гЮгр£э/г'б)
раз, а для усилителя ОБ—-к занижению в (1—
—Ыгр^-б/^'б) раз. В режиме с отсечкой ошибка
уменьшается.
На входе и выходе маломощных каскадов обычно
действуют почти гармонические напряжения. Это
объясняется тем, что в таких каскадах в качестве
согласующих цепей применяют резонансные параллельные
контура или П-образные звенья (типа ФНЧ). Поэтому
в приводимых далее анализе и методике расчета
сделано допущение о гармоничности входного и выходного
напряжений.
Для маломощных транзисторов, предназначенных
для частот порядка несколько гигагерц, типичны
соотношения параметров, характерные для мощных
приборов, т. е. >-'б<Ыгр1выв, г'б>1/(оСэ, Юв^Ыгр. Каскады на
этих транзисторах можно рассчитывать, пользуясь той
же методикой, что и для мощных приборов, если
расчетное обратное напряжение на эмиттере не превышает
предельно допустимого.
14
Приведенная далее теория, основанная на кусочно-
линейной аппроксимации, пригодна для расчета
каскадов передатчиков, работающих с относительно
большими токами. При токах менее 0,1/к, птах следует
уменьшить параметр V.
2.1. УСИЛИТЕЛЬ С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
Рассмотрим усилитель с ОЭ (рис. 2.1). На его
эквивалентной схеме замкнутое состояние ключей
соответствует открытому состоянию транзистора, а разомкнутое —
закрытому. При составлении дифференциальных
уравнений для напряжения на эмиттерном переходе удобно
упростить эквивалентную схему, заменив контур "в
коллекторной цепи генератором гармонического напряжения
Uк (рис. 2.1,6). Далее на основании теоремы об
эквивалентном генераторе вместо генераторов UB, UB0
введены эквивалентные генераторы тока
■"». Т — U«« — U'
'г'б ' ° Г'-;
а вместо генератора £/к
/'
(2.1)
с внутренним
Обозначим
генератор тока
I"=jb>CKaUK
сопротивлением 1 /jtoCha
Г + Г' = 1; гэ
(рис.
г'б + г
■V.
(2.2)
2.1,е).
(2.3)
(2.4)
(> /
— сэ 4=Сд„ф|1г
Cm
Т7+-
I
б)
i
(>«
Риг 2.1. Электрическая (а)
и ^Бивалентные схемы для
расчета напряжения на эмит-
tcdhom переходе (б, в)
усилителя ОЭ
15

Транзистор при и'п>0 открыт, а при и'в^.О закрыт.
Учитывая обозначения (2.1) ... (2.4), запишем уравнение
для напряжения на открытом эмиттерном переходе
U поткр-
и п откр _]_ f "и п откр
dt
= I COS (ot -J- /„.
(2.5)
На всех частотах вплоть до 300... 500 МГц можно
пренебречь емкостью закрытого эмиттерного перехода
маломощного транзистора, тогда
u'n3SLKp=UBcoS(at. (2.6)
Обозначим
coseH=—/о//; (2.7)
т8=гЭквСд; cds=1/ts; £28=шт8=ю/ю8 (2.8)
и перепишем \ равнение (2.5):
du'
и поткр~T^s
поткр
/■sKB^COSorf — COS6J.
Юткр I -s d(ot
Решением уравнения (2.9) является
И'п отер = rsKJ COS <p, JCOS (urf -f <j>s) ■
(2.9)
COS 6H
COSfs
-[cosK + ^)-^-]exP(-^-)}) (2.10)
где со5(р,= 1/УТ+Щ.
Ток ЭГ связан с напряжением ы'поткр соотношением
(см. рис. 2.2)
1г=ОпМ п откр- \£-' ' )
Из (2.11) следует, что амплитуда первой гармоники
тока ЭГ пропорциональна первой гармонике напряжения
поткр-
1п=5„ип1
откр-
(2.12)
UgCOSklt
16
Рис 2 2 Временные зависимости
напряжения на эмиттерном переходе (а) и
тока эквивалентного генератора (б)
•V*
Ы'
Раскладывая (2.10) в ряд Фурье, можно найти
амплитуду первой гармоники напряжения на эмиттерном
переходе открытого транзистора:
| г -. r (\r f l"\ Yi (Вн. Ss> —j<p,
•""m откр ' экв V* ~Т~ • ) i/"i _i ог '
(2.13)
где у\ — коэффициент разложения напряжения ы'п откР;
ф1 — фаза первой гармоники ы'ПОткр относительно
напряжения возбуждения при коротком замыкании выхода.
Зависимость q>i в градусах от 6Н, £2s приближенно
выражается формулой, аппроксимирующей графики этой
зависимости, приведенные в [2.2], для 0,5^Qs<oo
?i^18 + (47,4-|-y0,38-fY1). (2.14>
в режиме без отсечки <ri=<rg, при наличии отсечки
<Pi<q>s-
Фаза тока \" зависит от комплексности нагрузки.
При активной нагрузке
'Uk=—1пЯк. (2.15)
Выразим ток I" через ток ЭГ, подставив (2.15) в (2.2):
\"=]aCualTlRK. (2.16)
Совместно решая уравнения (2.12), (2.13) и (2.16)
с учетом (2.1), (2.3), получаем
.SUBYi cos <fs
к,=
cos <f, + j (sin f, + шгрСка^ку, sin <ps) >
(2.17>
где sincps —Qscos<ps.
Выражение для амплитуды первой гармоники тока
базы можно записать в виде
I
и„
Urn
БГ
— j<dCkUk.
(2.18>
Первое слагаемое в (2 18) представляет собой первую
гармонику тока через сопротивление базы г'б, второе —
ток через емкость Ск, причем
Unl^=Uni откр | «Jni закр (2.19)
—■ амплитуда первой гармоники напряжения на
переходе. Амплитуда первой гармоники напряжения на
закрытом переходе приближенно равна
-Уп1 закрыв (1— Tl), _ (2-20)
" - 17
Б1БЛЮТЕКА
ЬМЕЛ,|ОТ1-КА
И РЭ

-а амплитуду первой гармоники на открытом переходе
Uni откр можно выразить через In в соответствии
с (2.12) н (2.17). Тогда
г cos <ps _
cos 9, — p-;,r + / (sin 9, + corpCK#Ksin ?5)
J _-^bYi HI '(2 21)
Б1 г'б cos?! +jlsln^ + corpCRa^YtSinifs) v ' '
•отсюда входная проводимость транзистора по первой
гармонике
Г COSIS,
C0S(fi — ртзг; + ^slr"»>i + (0rpcK^KSin3i)
У =.!• ИП (2 22)
ВХ1 г'б cos?,+j(sln<?1+wrpCI,a«KY1sinos) -v" '
Для расчета коэффициента усиления по мощности
воспользуемся очевидным соотношением:
^=цйг- (2-23>
Найдя 1г1 по формуле (2.17) и ReIE из (2.21), получим
JS __ ^ "кГ 6Yl / Г) ОД\
■р cosy, /cosif, _ г \ ^ " '
cos 9s Uos (fs г'б + rj "•"
/sin <p, \ /sin 9,
+ 1" So<ornCKRK -|-Q,.cornC' R •{,
1 lcos9s s rP K Ky\cos9s p Ka K"
Выходное сопротивление транзистора по первой
гармонике можно определить в соответствии с теоремой об
эквивалентном генераторе, представив выражение для
амплитуды первой гармоники тока ЭГ в виде
/г1 = j-^TW ■ (2-25>
Опуская простые промежуточные преобразования,
приведем результат
7 —
,, / г \ г',-,
Z[ I cos 9i — r,, _|_ r cos <fs + j sin 9, ; -f- — (cos 9, + j simp,)
j sin 9S (Z(corpQ 4- г'6соГрСка) '
(2.26)
где Zj — сопротивление источника сигнала.
18
Рис. 2 3. График для
определения
коэффициента разложения у{
Теперь
выясним, как связаны
между собой
коэффициент
разложения ух (6„. Q,),
параметры
усилителя и
приложенные напряжения. _у
Для этого
воспользуемся
определением cos 6к ~ c's
(2.7), выразив h
и / с помощью
■1,0
W Ъ
формул (2.1), (2.3), (2.12) и (2.13). Тогда получим-
уравнение с двумя неизвестными cos6H и yi:
Q<fiB,Q.) = ~(UBt-V)
cos ен
Vl+Q2s Л-i
Yi (вн. S*
(2.27>
В качестве второго уравнения системы для расчета
cos6H и yi используем уравнение баланса постоянных
напряжений на входе транзистора
UM-t/'=/Br'6+2^ ["'>>*.
(2.28)
где 1Б — постоянная составляющая тока базы. Решение
уравнения (2.28) приведено в [2.2].
На рис. 2.3 построены графики Ф(8Н, fis) от \, при
разных значениях Qs. Рассчитав левую часть
выражения (2.27), по графикам рис. 2.3 можно определить 71
для соответствующего значения Qs.
Пиковое значение обратного напряжения на эмиттер-
ном переходе при пренебрежении емкостями Сэ и Сиа
2* lft

«а основании (2.6) выражается следующим образом:
и — — £/„ + £/„„.
ЭБ пик в I во
Пример 2.1. Расчет усилители ОЭ малой мощности. В
усилителях мощности транзисторы часто работают с нулевым смещением
(£/во=0), что позволяет упростить схему и конструкцию. В этом
случае угол отсечки заранее неизвестен, и в процессе расчета его
надо определить.
Исходные данные: транзистор ГТ311Е в критическом
режиме (параметры см. в приложении 2); РВых=50 мВт; /=120 МГц;
-£/„о=6,5 В.
Для ГТ311Е /6=60 Ом, frp=300 МГц, тогда corpL8=18,8 Ом,
т. е. выполняется условие /•'б>(0гр£э и расчет может быть сделан
по приведенной методике.
1. Коэффициент использования коллекторного напряжения
|;кр=0,5 + 0,5 |/,
16/Ух
°кри ко
/16-50-Ю-3
1 ~ 0,05-6,5* = °-89'
2. Амплитуда напряжения на коллекторе, первая гармоника
коллекторного тока и сопротивление нагрузки в коллекторной цепи:
£/к=|нр£/„о=0,89-6,5=5,8 В;
/к1=2Рвы*Д/к= (2-50-Ю-3)/5,8 = 17-10-3 А;
UK 5,8
WK = -^-=TTrRF-3 = 338 0.v,.
3. Рассчитываем параметры эквивалентной схемы Sn, г, S,
граничную частоту по крутизне fB, параметры Q„ cos <ps, sin <ps:
42,5/K1 42,5-17-Ю-3
Sn== 1 +3,66-10-3<n =l+3,66-l0-3-70=0,58 Cm;
Л21Э 50
r =
= 86 Ом;
Sn _0,58
/г2]Э 50
5 = r>6 + r=60 + 86 = 0,34 Cm;
/ 3-Ю8
k = 5^" = 0,34-60 = 14'6 МГц;
/ _ 120
/s ~ 14.6
Qs = -g , t a = 8.22;
cos?s=7t^7 = 0'12;
sin <is = Qi cos ys = 0,99.
20
4. Параметр Ф(вн, й«), определяющий угол отсечки (в
маломощном усилителе можно считать /к1=/п):
Ф(ВН, 9„)= -(Um-V) ^p^=_ (0-0,3) 17.'Jo-. =0.72.
Kl
5. По рассчитанным значениям Qs и Ф(вш Qs) с помощью
графика рис. 2.3 находим коэффициент разложения Yi=0,45.
6. Зиая Yi- с помощью приложения 1 определим коэффициент
формы gi = l,61, а затем постоянную составляющую коллекторного
тока:
/к, 17-Ю-3
/к = -^-=—г-дт—= 1Ы0-!А.
к gi 1.61
7. Фаза первой гармоники тока ЭГ (2..М)
?1 = 18 + Н7.4 — -g^r) (0,38 + 0,45) =55,1».
8. Амплитуда напряжения возбуждения (2.17):
VI
cosy ^2
^cos^s
;T+(S5+s^«Yl)2
X
Kl Sy, =17-10-3X
/r/0,57\2 ЛГ82 V
1' (ol2) +(о~Т2+0,34"60'2л"1'2'108"Ь,0",2'338"°'45)
0,34-0,45
= 1,15 В.
9. Входная проводимость транзистора для тока первой гариоии-
ки по (2.22)
• ВХ1 == §ПХ1 "Г" J"BX1 =
86-0,12
0,57 — 60 , 86 +j (0,82+2п-3-105-2-10-12-338-0,99)
=~Ш" 0,57 + ](0,82 + 2п-3-10'-1-10-,2-338-0,45-0,99) =
= 0,0125+j 0,0031 См.
10. Мощность возбуждения и коэффициент усиления по
мощности
pB=0,5t/2BgBI1=0,5-l,152-0,0125=8,3-Ю-3 Вт;
Рйт_ 50-Ю-3
А^~ Рв 8,3-Ю-3 — °-
11. Мощность, потребляемая от источника питания, мощность
рассеяния иа транзисторе, к. п. д. коллектора
Р0=/к£/к0=ц.Ю-3-6,5=71,5-10-3 Вт;
2 Г

Ppt,с = Po—Рвых+Рв = (71,5—50+8,3) • 10-3=29,8-Ю-3 Вт;
Ярых 50-10-'
^^ Я0 _71,5.10-' = 70 °
12. Максимальное обратное напряжение на эмиттере
ОэБпК=*: — ув + ^в. = —1.15 + 0 = —1,15 В,
т. е. не превышает допустимого.
Пример 2.2. Расчет усилители ОЭ малой мощности с учетом
индуктивиостей выводов. При использовании транзисторов с frp
порядка единиц гигагерц нельзя пренебрегать индуктивностями
выводов, так как это приводит к грубой ошибке в оценке усилительных
свойств транзистора. В этом случае рекомендуется несколько иной
порядок расчета усилителя.
Исходные данные: транзистор ГТ362 (параметры см.
в приложении 2); f=l ГГц; РВых = 5 мВт; fK0 = 4 В, режим
граничный.
Для транзистора ГТ362 Л> = 27 Ом, ыгр1э=60,3 Ом, 1/шСэ =
= 300 Ом. Поскольку r/6<wrpf.-), то необходимо учитывать
индуктивность выводов, а так как r't><gLl/<x>Ca, то можно пренебречь
емкостью закрытого эмиттерного перехода. Форму входного
напряжения можно считать гармонической.
Сначала в соответствии с пп. 1, 2 порядка расчета примера 2.1
находим:
1. £гр = 0,5.
2. с/к =2 В, /ki=5 мА, Як=400 Ом.
3. Параметры эквивалентной схемы Sn=0,162 См, г==247 Ом.
4. Определяем нормированные частоты:
/
Qrn=v— = 0,208,
/гр
^, = 7РГг = 2'66-
Последующий порядок расчета зависит от того, что считается
заданным — напряжение смещения UBo или угол отсечки в, т. е.
коэффициент разложения уь
5. При заданном £/в0 (например, нулевом) вычисляем параметр
Ф(0Гр, yi), определяющий угол отсечки,
<H^V.) = - /К1(^;^Х)% • (2.29)
По рассчитанным Qs и <D(Qrp> yi) с помощью рис. 2.3 находим
коэффициент разложения yi, а затем по таблице приложения 1
соответствующий ему коэффициент формы gt (0).
Если задан угол отсечки, например, 6=90°, a yi(6)=0.5. Ф=
=0,45 для найденного Q„ в соответствии с рис. 2.3. С помощью
формулы (2.29) рассчитываем необходимое напряжение смещения:
£/Ео = 0,26 В.
22
6. Амплитуда напряжения возбуждения
UB = 2ГР[г'б (1 + ыгрСка#к-ь) + "гр^э!-f1- = 0,25В.
>К1
7. Активная и реактивная составляющие входного
сопротивления току первой гармоники:
г'б (1 + wrpCKd#KY,) + Ч-р^-э
^И\ 1 ~~
вм- (l+wrpCK/?K)Y,
34 Ом,
*в,.-«-я+(, +ttrpcKRK)-ri+ /bls£rp(i +».-,ARKHi -/i4 UI-
8. Коэффициенты усиления по току и по мощности
1
K^ = 2Г,,(1+«П/Ж" = °'С83;
КР= Ksi —=5.5.
'В\1
9. Мощность возбуждения Рв=Рвых/Кр=0,91 мВт.
Постоянную составляющую коллекторного тока, мощность,
потребляемую от источника питания, мощность рассеяния, к. п. д.
коллектора, а также приближенное значение пикового обратного
напряжения на эмиттере находим в соответствии с пп. 6, 11, 12
примера 2.1:
/к = 3,2 мА, Р0 = 12,7 мВт, Яраг = 8,6 мВт,
4*= 0,39, «эб„„к = 0>01 В-
2.2. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
В основе работы маломощных транзисторных
умножителей частоты обычно лежит принцип выделения
гармоники нужной частоты из импульсов коллекторного
тока. На высоких частотах на режим и параметры
умножителя существенно влияет реакция нагрузки, н ее
необходимо учитывать.
При достаточно высокой добротности контуров
умножителя (рис. 2.4,а) его входное и выходное
напряжения имеют форму, близкую к гармонической. Для
расчета напряжения на эмиттерном переходе
эквивалентную схему умножителя (рис. 2.4,6) удобно расчленить
на две части, представленные на рис. 2.4,е и г. Схема
на рис. 2.4,е позволяет определить составляющую
напряжения на переходе и'пвх, обусловленную входным
напряжением, а схема рис. 2.4,г — составляющую ы'пвых.
учитывающую реакцию нагрузки.
23

Ue(u)
ПНЬ
Ф
UK (пи)
°)
(пи)
г—г
-L 1„ C)vK(nu)
1диф"
»; г)
Рис. 2.4. Электрическая (а) и эквивалентные схемы для расчета
напряжения на эмиттериом переходе (б, в, г) умножителя
частоты ОЭ
Временные диаграммы на рис. 2.5 иллюстрируют
процессы в транзисторе в режиме умножения частоты.
В отсутствие реакции нагрузки или при коротком
замыкании выхода форма
напряжения на переходе
эмиттер—база в
умножителе такая же, как в
усилителе. Влияние
выходного напряжения
умножителя на токи и
напряжения можно проследить
по временным
зависимостям рис. 2.5,5 ...и.
Реакция нагрузки приводит
к искажению формы
напряжения на эмиттерном
переходе и,
следовательно, формы тока ЭГ, а
также к некоторому
изменению угла отсечки. Точный
анализ показывает, что
изменение угла отсечки не
очень велико, и при
расчетах можно
аппроксимировать реальный импульс
тока ЭГ (рис. 2.5,е)
импульсом, угол отсечки ко-
С I L гапр
1 Г |
Uriixorxpi |
L,l ^пвых откр
Рис 2.5. Временные зависимости
токов и напряжений
эквивалентной схемы транзистора в режиме
умножения частоты
24
торого соответствует режиму короткого замыкания на
выходе (рис. 2.5,ж). Тогда напряжение на открытом
переходе можно представить в виде суммы двух
составляющих: а'пвхоткр (рис. 2.5,з) и а'пвыхоткр (рис. 2.5,ы).
Ток л-й гармоники ЭГ определяется суммой гармоник
этих напряжений:
*rn=='Jn(Unn вх откр I Unn вых откр) - (2.6v)
Амплитуды первой и л-й гармоник пропорциональны
соответствующим коэффициентам разложения
*mi n вх откр ап "in
(2.3.1)
Umax откр °i Yi
Амплитуда L'ni откр определяется формулой (2.13)
при Г'=0:
Um „ = %= е-*\ (2.32)
П. ОТКР (rr6 + r)J^]+S2s V /
В соответствии с (2.31) и (2.32)
UmeoKp=(rf6 + r)J^___ e >"\ (2.33)
Из схемы рис. 2.4,г получаем
"'поыхоткр-Re (t +r^ j лшСм UKe3nj"). (2.34)
При активной нагрузке ЭГ можно полагать 1кп=1т,
тогда
Uk=— lmRK. (2.35)
Амплитуда л-й гармоники этого напряжения равна
6 г'л
Ц1 n откр вь,х=~ j _|_jnQ jRa)CKaUK. • (2.36)
Подставляя (2.33) и (2.36) в (2.30) и учитывая (2.35),
получаем амплитуду тока л-й гармоники ЭГ
Ь= ^„(1+jHg,)^ ^_ (2.37)
У\ + Q=s|l + ]nQs (l +— «rpQAjJ
Амплитуду первой гармоники входного тока умножителя
находим из формулы (2.21), подставляя /?к=0,
поскольку сопротивление нагрузки для тока первой гармоники
в коллекторной цепи близко к нулю:
ГБ1 = 7V [ * - г^+7 cos ?«<cos ?• - Jsin *.)] • (2-38)
25

В соответствии с (2.38) входная проводимость
умножителя равна
Y«, = % [ 1 - г-т^г7 cos 9s (cos ъ - j sin ?,)]. (2.39)
Для определения коэффициента усиления по
мощности Кр подставим выражения для входного и
выходного токов (2.38), (2.37) в общую формулу
*я=от%г (2-40)
и найдем
Др = j g Tin (^41>
(1 + ^2S) [ 1 + n^s N + — o>rpCKcflKJ j X
ХП — r»6 + rcosy1 tos<fJ у,
Выходную проводимость умножителя при
настроенных в резонанс контурах на входе и выходе можно
рассчитать с помощью формулы (2.37), представленной
в виде
'гя= , ,1ЗКВо • (2-42)
1 Т ' аых"к
Сравнивая выражения (2.37) и (2.42), получаем
у^=~-^гШ- (2-43)
При слабой реакции нагрузки импульс
коллекторного тока умножителя имеет форму, близкую к
гармонической. При этом его постоянную составляющую можно
определить с помощью обычного коэффициента
разложения а0: /к=/г=ао£км- При увеличении реакции
нагрузки форма импульса изменяется, и для расчета 1к
следует использовать выражение
/к +Л/к. (2.44)
где £км — высота импульса коллекторного тока при ко-
роткозамкнутой нагрузке; Л/А-—слагаемое,
учитывающее реакцию нагрузки. Следует заметить, что и при
сильной реакции нагрузки высота импульса мало
изменяется при переходе к режиму короткого замыкания на
выходе, тогда как изменение амплитуды п-й гармоники
импульса может быть очень большим. Выразим i, ч че-
26
рез я-ю гармонику тока iK. Из формулы (2.37) след\ет„
что при /zQ«>3...4 наличие нагрузки приводит к
снижению тока п-й гармоники в 1-)-(8/л)а)ггСка/?к раз по
сравнению с током короткого замыкания. Поэтому для
обеспечения заданной амплитуды п-й гармоники /к„
необходимая высота импульса коллекторного тока равна
,C„«„V (2.45)
i р ка*
Поправку А/к приближенно находим по формуле
ч
Д/Кз= %- f ^ UK cos пЫ rferf = ^ ш< vC^Uir (2-46)
Подставляя (2.45) и (2.46) в (2.44), получаем с учетом
(2.35)
е
1+—<■>! PQ A
К Кя
, sinn^l
!. (2.47)
г«(в)
Реакция нагрузки влияет и на обратное напряжение
на эмиттере. Оно складывается из напряжения
смещения, входного напряжения и падения напряжения на
сопротивлении г'о закрытого транзистора,
преимущественно за счет тока через емкость Сьа, обусловленного
реакцией нагрузки:
ып =■ £/во -f- Uв cos со/ — С/(, n cos (n о/ — п<?, -f-r- 2). (2.48)
Поскольку [/„„ = [/' —[/„cos 6„, a [/., n = nwCKj'rJJK,
«„=[/„ (COS со/— COS 6H)-j-[/'— «0)Char'6[/KCOS («to/ — ncp,-[-'ir/2).
(2.49)
Из формулы (2.49) следует, что обратное напряжение
на эмиттерном переходе максимально при
cosco/=—1; cos(nco/—mpi+n/2)=l. (2.50)
Такое соотношение возможно в случае удвоителя при
<pi=45°. Тогда
"эбп,ь = - и* 0 + cos 6«) + W ~ ^CK.j'JJ«. (2.51)
Для утроителя условие (2.50) не выполняется.
Анализ формулы (2.49) показывает, что при реальных углах
отсечки даже при относительно сильной реакции на-
27

грузки в режиме согласования в коллекторной цепи об«
ратное напряжение утроителя не превышает
иЭБ =-l/B(sin?1+coseH) + i/'-0,32i;B. (2.52)
пвк
Если сопротивление нагрузки значительно меньше
выходного, реакцией нагрузки можно пренебречь. Тогда
и ^-l/B(l+cosfy + l/'. (2.53)
£"-тгак
Остановимся на вопросах оптимизации режима
умножителя. Требования к умножителю отличаются от
требований к мощным усилителям. Умножитель обычно
является маломощным каскадом, поэтому можно
допустить низкое значение его к. п. д. Более существенными
показателями являются коэффициент передачи по
мощности Кр и выходная мощность. Режим умножителя,
работающего с небольшим уровнем мощности,
целесообразно оптимизировать по Кр. Рассмотрим условия, при
которых коэффициент передачи по мощности Кр
достигает максимума. Из формулы (2.41) следует, что Кр
зависит от угла отсечки 6 и сопротивления нагрузки RK.
При фиксированном угле отсечки сопротивление ^Копт,
обеспечивающее максимум Кр, равно
«копт— „ssecorpcKa • (Ziyi>
Значение /?КОпт соответствует режиму согласования.
При этом
эту2
Кр= — . (2.55)
/1 I 02 \ Г1 I /«О I 1/11 „ЙП2 \21Ч/ ч '
^ S2 (1+ n*Q*s) r'6V\+ nKPs
(Г COS <{t \
Оптимизируя далее (2.55) по углу отсечки, находим, что
Кр достигает максимума при 6=60° для удвоителя и
при 6=40° для утроителя. Если nQs^3, то при л=2
3 0,073 (°>п>У
Rk 0ПТ== ^СГг' Кр 2™* = '>rpQa \ ~^~) '' (2'5б>
при /г = 3
4,5 0,032
-^к опт
^гр^ка
0,032 /corD\2
28
Дальнейший анализ будем вести для лй^З. Найдем
выражение для выходной мощности умножителя в
критическом режиме при максимальном усилении.
Учитывая, что при Rk^Rk опт высота импульса тока ЭГ мало
отличается от высоты импульса при короткозамкнутой
нагрузке tKM, можно приблизительно принять для
критического режима
(2.58)
(2.59)
(2.60)
(2.61)
Решая совместно (2.58), (2.59) и (2.61), получаем
выражение, связывающее tKM и UKo в критическом режиме,
при максимуме усиления:
•$кр \ 28corpCKa /
Если существуют ограничения по С/ко, то с помощью
формулы (2.62) можно определить высоту импульса
тока в критическом режиме при допустимом значении
max-
2eo)rpCKaSKpt/K0 max
где
В
В
соответствии
режиме
<v
'км—
"к ост=
с (2.45)
= /к»Як=
согласования
*>к=
>->Кр^К ОСТ)
=ик0-ик.
_ ап^к\Дк
1 + (6/n)G>rpCKaRK
«п'кч п
2 бЮгрСка
*"™"Р 26<огрСка + «x„SKp
(2.63)
Тогда
11 - """^^кОшах ,264ч
ик— 2eG)rpcKa+™„sKp l • '
__ 1 р 6corpCKa / 2ecorpCKa \-2
В ряде случаев ограничивающим фактором является
допустимое значение коллекторного тока iKM- Используя
соотношения
Рвых=0,5/к„|£Л<о; (2-66)
|kp=1-iW(SkP^ko), (2.67)
29

а также
/Кп = ап£км—(S/nJcurpCKa^KO, (2.68)
•следующее из (2.45), находим мощность в критическом
режиме при заданном tbM:
рвых кР = -у \Um — |у |^ А* — — «о. рСга (t/K0 — JfJ J •
(2.69)
Из ЭТОЙ формулы ВИДНО, ЧТО С рОСтОМ £/к0кр МОЩНОСТЬ
б нагрузке сначала растет, а затем падает, достигая
максимума при
т. е. в режиме согласования, что вытекает из сравнения
(2.70) и (2.62). При этом
р — 1 /<МкмУ я (9 7П
^выхсогл 2 ^ 2 у виГ0Ска ' 1 '
'Ш/г^кр
^л ™„SKp + 26ыгрСка * (2-72)
Уменьшение Рвых при дальнейшем росте £/кЭ в
критическом режиме объясняется усилением реакции
нагрузки, поскольку возрастание £7ь0 при сохранении
критического режима сопровождается увеличением RK.
Поэтому нецелесообразно выбирать напряжение питания,
превышающее £/ко, определяемое формулой (2.70). Если
£А<осогл>£/котазг^О,5£/КЭтах, то режим согласования при
заданном iKM не достигается и максимальная мощность
тв нагрузке определяется формулой (2.69) при
выбранном Ukq. Усиление в этом случае не будет
максимальным.
Пример 2.3. Расчет умножителя ОЭ на максимальную выходную
■мощность.
Исходные данные: транзистор ГТ311Е (параметры см.
в приложении 2); входная частота f=30 МГц; кратность умножения
л=2
Далее будет показано, что в данном случае Q«=2,52, поэтому
можно пользоваться всеми формулами, выведенными для nQs^
3s3 ... 4. Расчет будем вести при угле отсечки '6=60°, который
соответствует максимальному коэффициенту передачи удвоителя по
мощности.
1. Проверим возможность работы в критическом режиме при
условии согласования, обеспечивающем максимальную выходную
30
мощность и максимальное усиление при допустимом значении
коллекторного тока. Для этого воспользуемся формулой (2.70)
Г _°_^Ё ''л п-0,276-0,05 \
t/кокр — 0д5 ^ +2(k/3)-2jt.3.10»-10-t= ) = ,2 В'
Полученное напряжение превышает допустимое напряжение
питания, равное приблизительно 0,5£/кэ max=b В. Следовательно, режим
согласования не может быть реализован при данной высоте
импульса tFM=0,05 A.
2. Найдем напряжение питания в критическом режиме,
соответствующее полному использованию транзистора по току и
напряжению коллектора, коэффициент использования коллекторного
напряжения (2.67) и амплитуду напряжения на коллекторе в этом
режиме:
Х (,, *'км\ 1 / 0,05\
и™ = ~2- ^КЭтах + ^]=^(12 + о^]=6,5В;
0,05
£кР= 1 —0,05-6,5 =0-85:
£/к=£кр^к, = 0,85-6,5 = 5,5 В.
3. Вторая гармоника коллекторного тока (2.68)
/к2=0,276-0,05— (я/Зя)-2я-3-108-10-12-0,85-6,5=10,3-10-3 А.
| 4. Сопротивление нагрузки и выходная мощность
! и* 5-5
^К~ 7К2 ~~ 10,3-10-3 =.532 Ом;
^вых=-^-/К26'к = ~2~-,0.3-'0"3-5.5 = 28,4.10-3 Вт.
5. Постоянная составляющая коллекторного тока в соответствии
с (2.47)
1 t 10,3-Ю-3 I к
5 7К= 1,27 {1+з^-2«-3.!0«.10-».532Х
ч Г 0,8601|
^['-'■272^3-J}=9-44-10-3A-
6. Параметры транзистора:
42,5(tRV/2) _ 42,5-0,025
п~ 1 +3,66-10-3<„~ 1 +3,66-10-3-70 =°.85См;
далее в соответствии с п. 3 примера 2.1
г=50/0,85=59,1 Ом; S=50/(60+59,1) =0,42 См;
/s = 3-108/(0,42-60) = ll,9 МГц; Qs=30/11,9=2,52;
cos Vs = \/V\ + 2,522 = 0,369.
38

7. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока и
напряжения возбуждения
/к1=»"кма,=0,05-0,391 = 19>5-10-3 А;
VTTWs V\ +2,522
^ = /Ю-^Г~=19'5-10'3 0,41-0,196 =°'64 В-
8. Фаза первой гармоники коллекторного тока (2.14)
?1 = 18+(47,4-^^(О.Зб+ 0,196) = 40,3°.
9. Входная проводимость (2.39)
0,196 Г 59,1 1
Увх. = -%- ['-60 + 59,r0'369(0-76-J-0-65> =
= (2,81 +j 0,387) -Ю-3 См.
10. Мощность возбуждения
Рв=0,5£/2В Re Увх=0,5-0,642-2,81 • 10-3=0,58-10"3 Вт.
11. Коэффициент передачи по мощности
Рвьк_28,4
KP = -JT -g^g = 48,8.
12. По графикам рис. 2.3 находим при Yi=0,196 и Qs==2,52
cos 6Н=0,54.
13. Напряжение смещения в соответствии с формулой (2.27)
/к,КГ+-цГ cos ен_
Um = U'
SYi
\9,5A0-*Vl +2,522-0,54
= 0,3 оТ42^7Г96- = - 0,047 В •
14. Пиковое значение обратного напряжения на эмиттере (2.51)
ыЭБпик= —0,64(1 +0,54) + 0,3 — 2.2п-3.107-10-12.60.5,5 =
= —0,81 В
15. Мощность, потребляемая от источника питания, мощность,
рассеиваемая транзистором, к. п д. коллектора в соответствии
с п. 11 примера 2.1
Ро=9,44-10-3-6,5=61,3-10-3 Вт;
РРас= (61,3—28,4+0,58) •10-3 = 33,5-10-3 Вт;
т)к=28,4/61,3=46%.
Часто нет необходимости использовать транзистор в режице
максимальной мощности в нагрузке, т. е. задана мощность меиыЦс
максимальной. В этом случае выбираем угол отсечки, соответствую»-
щий максимальному коэффициенту передачи по мощности, и
напряжение коллекторного питания, при котором ие превышается с/кэ тах.
32
Расчет проводим в следующем порядке.
1. Коэффициент использования коллекторного напряжения в кри
тическоч режиме
0,5 Г / 8РВЬК / ~ 6 "мгрС^Л"I
' + - a S
2 Амплитуда напряжения на коллекторе, ток /2-й гармоники и
сопротивление коллекторной нагрузки
•^вых Uk
. // til- i • "
3. Следует убедиться, что /?K^RK опт=я/(6б)ГрСка). Если это
условие ие выполняется, следует выбрать RK=RK опт. При этом
транзистор будет работать в недонапряженном режиме. Режим
можно сделать критическим, понизив напряжение питания.
4. Высота импульса коллекторного тока рассчитывается в
соответствии с (2.45). Далее расчет ведем по пп. 5... 15 примера 2.3.
Приведенные соотношения и расчеты выполнены для случая,
когда можно пренебречь влиянием иидуктивностей выводов
транзистора. Если их учесть, получим следующие приближенные
выражения для параметров умножителя с ОЭ:
г'б + согр£.э
г •
' R Y1 »
( L3 \ согр^э-
\L3 + ~:u)+h2l3Qrp4l '
_ i _ iornLa — г
/«rpYnV J «к
Р "^ Ы ' Y' (l+~^ wrpCKatfKjV6 + crpL3)
; МОЩНЫЕ УСИЛИТЕЛИ И УМНОЖИТЕЛИ
''_ ЧАСТОТЫ
\ В общем случае ток и напряжение на входе
транзистора в режиме с отсечкой имеют негармоническую
('4>ррму, и это усложняет расчет. В диапазоне СВЧ вход-
«ой ток мощных транзисторов оказывается близким
к гармоническому за счет подавления высших гармоник
3—147 33

тжпта
Рис. 3.1. Электрические схемы усилителей ОЭ (а) и ОБ (б), а
также эквивалентные схемы для расчета напряжения на эмиттериом
переходе в открытом (в) и закрытом (г) состоянии
тока индуктивностью входного электрода. Форма тока
еще больше приближается к гармонической при
использовании цепей связи, содержащих индуктивность,
включенную последовательно со входом транзистора
(рис. 3.1,а и б).
Предположим для простоты, что коллекторное
напряжение также имеет гармоническую форму. Такое
предположение оправдано при использовании
коллекторных согласующих цепей типа П-образных фильтров
нижних частот. В диапазоне СВЧ сопротивление
рекомбинации г оказывается значительно больше
сопротивления диффузионной емкости СДПф (рис. 1.4).
Шунтирующим действием сопротивления г можно пренебречь на
частотах выше 3[гр/Л21Э. Этим определяется нижняя
частотная граница проводимого анализа.
Предположим также, что эквивалентный генератор
тока S„(un—U') нагружен на активное сопротивление,
а режим усилителя является граничным или допарамет-
рическим.
3.1. ВРЕМЕННОЙ И ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ
ПРОЦЕССОВ В УСИЛИТЕЛЯХ
Сначала рассмотрим форму напряжения на эмиттер-
ном переходе в схеме ОЭ. Она определяется
управляющим током i, представляющим собой разность базового
тока и тока через емкость коллектора. Базовый ток
34
14. Составляющие сопротивления нагрузки,
приведенной к внешнему выводу коллектора, в параллельном
эквиваленте рассчитываются по формулам (3.54), (3.55)
с заменой со на па.
Пример 3.5. Расчет удвоителя частоты.
Исходные данные: транзистор КТ904А (параметры см.
в приложении 2); Рвых2=0,8 Вт; t7K0=28 В; /вы*: = 2/=400 МГц.
Результаты расчета сведены в табл. 3.4.
4
ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ
Межкаскадные цепи согласования (ЦС)
обеспечивают трансформацию входного сопротивления
последующего каскада в оптимальное сопротивление нагрузки
предыдущего каскада. На выходе оконечного каскада
ЦС преобразуют сопротивление антенны в оптимальное
сопротивление нагрузки транзистора.
Кроме того, ЦС должны обеспечивать заданные
частотные характеристики усилителя. К цепям
межкаскадной связи обычно не предъявляются особые требования
по фильтрации/Исключение составляют выходные цепи
умножителей частоты, которые во избежание нарушения
нормальной работы последующих каскадов должны
подавлять субгармонические составляющие выходного
напряжения умножителя. Если требования к
допустимому уровню кратных гармоник на выходе невысоки
(порядка 25 ... 30 дБ), функции трансформации
сопротивления антенны и подавления гармоник могут
выполняться выходной ЦС. В противном случае используют
дополнительные фильтры.
4.1. ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ НА СОСРЕДОТОЧЕННЫХ
ЭЛЕМЕНТАХ
Простейшие схемы ЦС на сосредоточенных
элементах и формулы для их расчета приведены в табл. 4.1.
Эти формулы не учитывают собственные потери
элементов ЦС и не определяют в явном виде их полосовые
свойства. Задавая разные значения q (заметим, что
параметр q не является добротностью цепи в целом), мож-
63

Таблица 4.1
Tim цеш согласования
о-р^^-г-о
II
III
о—1|—j-nrv-uo
IV
64
Расчетные формулы *
1-х*=-ист
2. Л", = —
ыС, '
.Y, = —
6. А"
1 +
Условие реализуемости <?2> Ri.'Rs — '
.Y3 = ioi-з + ^c.v r^e 'Yi
5. X3 = (oL3; 4. -
^7
<?;
VC3
wC,
Расчгт ведется по формулам для схемы I.
1. .Y,
3. Хж
ыС,
(оС,
2. .Y2 = wi2;
X,
<?;
5. -Y1=-/?,}/-^-(I+<?3)-l
Условие реашзуечости Q^^Rj/Rs— '
1. *,=«>£,; 2. *,= —£ср
3. Л\ = К/?, (Я, —Я,) ; 4. *2 = -Я2 X
Условие реализуемости /?2>#i
/
'i
продолжение табл. 4.1
Тин цепи согласолания
IV
U С,
/?, /?2j^
0
V. Фиштр-нро'жи
на выходе У 4
4= ft
а)
7 ° Ь i
h,.
Расчетные формулы*)
1. Х^аЦ + Xd, .VCI = _I/«C,.
Расчет ведется по формулам схемы а. Условие
реализуемости R2> Rt
1. С,-= 5/(WBfl,); 2. C2=(n2-l)C,;
3. L, = l/(nto)2 С, для схемы а,
Lt = 1 /со2Сг для (У
/?, — сопротивление коллекторнол нагрузки;
п —• кратность умножения частоты; и —
входная частота умножителя.
*)для схем I—IV следует иметь в виду, что если цепь Гез noiepb,
нагруженная справа на активное сопротивление /?2 имеет с левой стороны входное
сопротивление Ri, то, наоборот, ^Г,РИ нагрузке с левой стороны на ^i входное сопротивление
справа рав .о R\
но получить разные полосы пропускания цепи при одном
и том же коэффициенте трансформации. Значение q,
однако, должно удовлетворять условию реализуемости
цепи (табл. 4.1). Реактивные составляющие проводимо-
стей или сопротивлений нагрузки и генератора
считаются входящими в состав элементов связи Xt и Хг.
Расчет узкополосных трансформирующих цепей
содержит следующие этапы:
1) выбор типа цепи согласования;
2) расчет сопротивлений реактивных элементов цепи;
3) оценка к. п. д. ЦС;
4) оценка фильтрующих свойств;
5) конструктивная реализация ЦС.
5—147 05

При построении каскада следует учитывать, что от
типа цепей согласования зависит форма токов и
напряжений транзисторов. Например, на входе и выходе схем
типа I и II при достаточно больших емкостях Ct и Сг
получаются близкие к гармоническим напряжения.
Схема III при нагрузке справа входным сопротивлением
транзистора позволяет получить форму входного тока,
близкую к гармонической. При этом близким к
гармоническому будет также и напряжение с левой стороны
такой ЦС па коллекторе предыдущего каскада.
После того как тип ЦС выбран, при расчете ее по
заданному коэффициенту трансформации на
фиксированной частоте сначала задаются некоторыми ее
элементами. Например, в случае ЦС II (табл. 4.1) задают
емкости Си С3 из соображений удобства их
практической реализации в виде подстроечных конденсаторов
малых размеров. В дальнейшем может выявиться
необходимость корректировки значений этих элементов.
При коэффициентах трансформации порядка единиц
в большинстве случаев допущение об отсутствии потерь
в цепях связи оправдано. При больших коэффициентах
трансформации (порядка сотен) потери в цепях связи
необходимо учитывать.
К. п. д. П-образной цепи (рис. 4.1) при добротностях
реактивных элементов не менее 10
Для частного случая, когда Xi=X2=X3=X, n=r2—
=г3=г (инвертирующий трансформатор),
(^-l+i^f, (4-2)
Рис. 4.1. Рис. 4.2.
Рис. 4.1. Эквивалентная схема П-образной цепи согласования с
потерями
Рис 4.2. Эквивалентная счема Т-образной цепи согласования с
потерями
66
где k = \'RJR2 — коэффициент трансформации; Q=X!r —
добротность элементов ЦС.
К- п. д. ЦС можно увеличить, применяя
многозвенную ЦС. Например, для ЦС, составленной из двух П-
образных звеньев типа инвертирующего
трансформатора,
__ Л ■ 2 k+\\~2
^W — ^i-t- Q VI j .
Выигрыш в к. п. д. ЦС при переходе от однозвеннон
к двузвенной цепи (типа инвертирующего
трансформатора) для &<10 незначителен.
Для Т-образной схемы (рис. 4.2)
, - h i /7« Y г» I f» i /?,» + *1» r
т Г I7»/ Ъ *** *2з я
(4.3)
1
(4.4)
В выходных каскадах передатчиков часто
используют П-обратную схему II (табл. 4.1), обладающую
лучшей фильтрацией гармоник.
Определим коэффициент фильтрации Фг- как
отношение токов л-й гармоники на выходе и входе ЦС. Для
указанной схемы
Ф,
\
-о
х,
сз
X,
А"'3 \*
А',
Хг
(4.5)
X,
X
+ 'г
L3
-L+-L
Л', JX^X,
п2/?2
где Хсз=—1/соС3; XL3=aL3; n — кратность гармоники.
При выводе формулы (4.5) предполагалось, что
сопротивление R2 не зависит от частоты.
Такая цепь обладает высокой фильтрующей
способностью, если XL3^\Xi\, \Х2\. Учитывая, кроме того, что
Хьз>\ХСз\, получаем из (4.5)
X,
Ф,
ntXL3Vl+ (пЯ,/Хг)*
(4.6)
Формула (4.5) позволяет вычислить и коэффициент
фильтрации субгармоник, возникающих в тракте с
умножителем частоты (для второй субгармоники п=0,5, для
третьей п=1/3 и т. д.).
Если ЦС не обеспечивают необходимой фильтрации
субгармоник, применяют либо фильтр-пробки (схемы V,
табл. 4.1), либо полосовые фильтры. Фильтр-пробка со-
5* 67

чдает короткое замыкание для токов субгармоник и
беспрепятственно пропускает ток основной частоты.
Потери мощности в фильтр-пробке не превышают 5... 10%
при эффективном подавлении субгармоники, если Ci==
=5/(nco#i) (табл. 4.1).
Для конструктивной реализации ЦС необходимо
рассчитать геометрические размеры нестандартных
элементов (например, катушек индуктивности), предусмотреть
возможность подстройки, учесть влияние паразитных ре-
активностей, проверить, не превышают ли реактивные
мощности на конденсаторах предельно допустимых
значений.
Если катушка бескаркасная, то диаметр провода d должен быть
не менее 0,4 0,5 мм для обеспечения необходимой жесткости
при диаметре катушки не более 1 см и числе витков N не более
5 .10 Малая индуктивность (до 10 нГ) реализуется в виде
короткого отрезка провода При мощностях каскада до 10 20 Вт
СВЧ катушки могут выполняться проводом с диаметром
приблизительно 1 мм При больших мощностях используются полоски меди
или латуни шириной несколько миллиметров
Для подстройки ЦС желательно иметь не менее двух
переменных элементов
Конденсаторы постоянной емкости, используемые в диапазоне
СВЧ, часто имеют безвыводную конструкцию, и их паразитной
индуктивностью можно пренебречь Паразитную индуктивность
выводов подстроечных конденсаторов, составляющую обычно единицы
ианогенри, как правило, необходимо учитывать, если емкость
конденсатора относительно велика (десятки пикофарад на сотнях
мегагерц и единицы пикофарад на единицах гигагерц) Паразитную
емкость контактной площадки монтажной платы можно определить
по формуле для плоского конденсатора
Если реактивная мощность на конденсаторе превышает
допустимую, следует выбрать более мощный конденсатор либо
использовать параллельное включение конденсаторов
4.2. ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ НА НЕСИММЕТРИЧНЫХ
ПОЛОСКОВЫХ ЛИНИЯХ
Цепи согласования на распределенных структурах
используют во всем СВЧ диапазоне. В транзисторных
устройствах наиболее распространенным типом таких
структур является несимметричная полосковая линия, на
отрезках которой можно построить трансформаторы
сопротивлений, мостовые устройства, различные фильтры.
Кроме того, отрезки линий могут играть роль нетранс-
формирующей линии передачи, если их волновое
сопротивление выбрано равным сопротивлению нагрузки или
длина равна Kj2.
68
'v
/-
w
3DD-
W
т
7
=^-
-. г-
f'-
i
1
i
^- Kt
tM
.1,1
(*l*Mt
4,1
1,0
b/h
t ZZ.S-
LUTfr
Рис 4 3
Рнс 4 4
Рис 4 3 График для расчета волнового сопротивления несиммс1-
ричной полосковой линии
Рис 4 4 График для расчета длины волны в несимметричной
полосковой линии ч «-
Волновое сопротивление и длину волны в
линий^в'зависимости от ее геометрических размеров и материала
диэлектрика можно определить, пользуясь рис. 4.3 и 4.4
[4.1]. Из рис. 4.4 видно, что при относительно большой
ширине линии (при b/h^lO) длина волны в линии
короче длины волны в свободном пространстве
приблизительно в j/e раз•
Волновые сопротивления используемых полосковых
линий лежат в пределах 10 ... 200 Ом.
В согласующих цепях на полосковых линиях
необходимо предусмотреть подстройку с помощью триммеров
(рис. 4.5,а, б). Как и в цепях на сосредоточенных
элементах, реактивные составляющие проводимостей или
сопротивлений нагрузки можно считать входящими
в состав ЦС. Любое из этих устройств представляет
собой соединение отрезка линии длиной I с волновым
сопротивлением р и емкостного трансформатора (рис. 4.5,г
или д).
Для схемы рис. 4.5,а
g-
R,
' R*2 + X*
6= —
1
X,
X, К''
, + AV
(4 7)
69

&& T IH-' "-tzss—Ib-I—° ° аьж ° ^-j—ir
I I '""'I
iH 1 Pur 4 5 Схемы T- (а) и Г-образной (б) це-
-Х? ff? ней согласования с полосковыми линиями и
V н\ составные части (в, г, й)
t/i
Ь2
"ЙГ arCtS
I "P J'
■«.g
для схемы рис. 4.5,6
X 2^2 . у у _]_ -^г" 2
' ~~' №2 + Л"22 ' ] ~Г ^22 + Л"2:
p = yRir_-i—; /=_arclg^-^rJ,
(4.8)
где Л — длина волны в линии (рис. 4.4), а значения
арктангенса берутся от 0 до п.
Обе цепи (рис. 4.5,а, 6) принципиально не
позволяют осуществить единичную трансформацию, т. е. Ri=R2.
Если Ri>R2. то в схеме рис. 4.5,а должно выполняться
условие
Xh<R2(Ri-R2), (4.9)
a Xi может быть любым.
Если R2>Ri, то в схеме рис. 4.5,6 должно быть
X22>R22Ril(R2-Ri), (4.10)
при любом Xi.
При Ri<R2 в схеме 4.5,а и R2<Ri в схеме рис. 4.5,6
условия реализуемости цепей значительно сложнее.
В этих случаях значениями Xi и Х2 сначала задаемся,
исходя из удобства реализации их в виде подстроечных
конденсаторов. Если при расчете р оказывается мнимым,
следует изменить значения Xi, X2. В этом случае, на-
70
/
i
i
Рис. ! 6. Электрическая (и) и эквивалентные (б, в) схемы П-образ-
ной цепи согласования с полосковыми линиями
пример, для схемы 4.5,а следует увеличить Хи а для
схемы 4.5,6 уменьшить Xi.
Рассмотренные цепи не следует применять в тех
случаях, когда необходимый коэффициент трансформации
может быть равен единице или близок к ней. В этом
случае задачу можно решить, например, с помощью
цепи (рис. 4.6), основным трансформирующим элементом
которой является линия длиной l=hj4, позволяющая
осуществлять любую трансформацию активных
сопротивлений.
Отрезок линии Л/4 трансформирует сопротивление
z—r-j-jx в проводимость y=g-\-\b (рис. 4.6,6), где
g=r[p*;b=xlpz. (4.11)
Два шлейфа с переменными емкостями на концах
позволяют обеспечить заданное входное сопротивление
ЦС при отклонениях сопротивления нагрузки от
номинального значения. Варьируя длину шлейфов, можно
получать любые значения и знак сопротивлений Xmi и
Хш2 (рис. 4.6,в).
Сопротивление z=r+]x представляет собой
параллельное соединение сопротивления нагрузки Z2 и
входного сопротивления шлейфа ]Хш2 (рис. 4.6,е):
„ Z2j^ui2
22~МлШ2
отсюда
>\+ (Xm + Xt
у у г22 + Х2 (ХШ2 -4- Х2)
— Ш2 Г\ + (ХШ2 + Х2У>
(4.12)
71

о—
а)
Рис. 4.7. Схемы
фильтр-пробок на полосковых линиях для
удвоителя (о) и утроителя (б)
частоты
Входное сопротивление шлейфов с учетом емкости С,
включенной на его конце, находим по формуле
где Хс=—l/wC-
Изменяя емкость С>, можно обеспечить необходимое
значение g—1/Ri. Перестраивая емкость Си можно
сделать входное сопротивление цепи чисто активным, т. е.
ХШ1=1/Ь. (4.14)
Цепь рис. 4.6,а характеризуется семью параметрами.
-Большинством из них при расчете приходится
задаваться, исходя из удобства конструктивной реализации, если
задача сводится к расчету цепи на заданное активное
сопротивление на фиксированной частоте.
Фильтр-пробки также можно выполнить на
полосковых линиях. Для удвоителя фильтр-пробку (рис. 4.7,а)
можно легко выполнить в виде разомкнутого отрезка
линии длиной Авых/2 на выходной частоте умножителя
па. При этом на входной частоте умножителя а входное
сопротивление фильтра близко к нулю.
В умножителе более высокой кратности необходимо
подавлять несколько субгармоник. В этом случае
включают набор фильтр-пробок на все субгармоники
(рис. 4.7,6). Емкости фильтр-пробок находят по формуле
„ Г { ГС МСуб
2
(4.15)
Например, для утроителя емкости Ci=l,732/ (cop), C-z=
=0,289/(сор).
5
МОСТОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Относительно малая единичная мощность
транзисторов, особенно в диапазоне СВЧ, часто приводит к
необходимости суммировать мощности группы
транзисторов.
72
Параллельные и двухтактные схемы имеют ряд
недостатков, вызванных связью транзисторов через общую
нагрузку и сопротивление генератора возбуждения:
1) усиление влияния разброса параметров на
распределение токов транзисторов, поэтому приходится
недогружать транзисторы; 2) увеличение вероятности
паразитной генерации в усилителе; 3) снижение надежности,
так как выход из строя одного транзистора может
вызвать полный отказ всего усилителя.
Эти недостатки устраняются в мостовых усилителях,
обеспечивающих взаимную развязку транзисторов.
5.1. ОБЩИЕ СВОЙСТВА МОСТОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Структурная схема мостового усилителя на двух
транзисторах (рис. 5.1) содержит следующие элементы.
Мост-делитель (ДМ) распределяет мощность
возбуждения между транзисторами и обеспечивает их взаимную
развязку по входам. Кроме того, он может
трансформировать сопротивления и обладает некоторой частотной
избирательностью. Совместно с цепями согласования
(ЦС) он преобразует входные сопротивления
транзисторов в заданное входное сопротивление усилителя. Цепи
согласования необходимы, если нельзя подобрать
транзисторы с одинаковыми значениями параметров.
Элементы подстройки в ЦС позволяют, регулируя
индивидуально напряжения возбуждения, уравнять выходные
мощности транзисторов при значительном разбросе их
параметров. Мост-сумматор (СМ) складывает выходные
мощности транзисторов (Т). Кроме того, он позволяет
трансформировать сопротивление нагрузки усилителя R0
в оптимальные сопротивления нагрузки транзисторов.
Некоторые типы мостов не обеспечивают
трансформации сопротивлений. В этих случаях
трансформирующие звенья включают либо на выходе каждого
транзистора, либо на выходе моста-сумматора.
1/вх
дм
ЦС
ЦС
%)
'Jn%2
т
Т
"Вы*
1
СМ
i/Вых 2
z8tW
-«t—
Рис. 5.1. Структурная схема мостового усилителя
73

Благодаря «развязывающему» действию мостов
напряжение Ubxi (£Лзых1) не зависит от напряжения <УВХ2
СЛыхг) и наоборот. Поэтому любые изменения в
режиме одного транзистора не влияют на режим другого.
Однако полная развязка между транзисторами
существует лишь при определенных соотношениях между
параметрами ДМ и СМ и сопротивлениями Яг и Ra
соответственно.
В общем случае изменение входных сопротивлений
транзисторов вызывает изменение входного
сопротивления усилителя, не нарушая развязки. Изменение общей
нагрузки усилителя приводит к изменению нагрузок
транзисторов и появлению взаимной связи между ними.
Наиболее широко используются синфазные и
квадратурные мосты. Оба типа мостов обладают
отмеченными свойствами, но имеют и существенные различия.
Если входные сопротивления транзисторов изменяются,
оставаясь равными, то входное сопротивление
синфазного ДМ изменяется, а у квадратурного остается
постоянным. Это свойство используется на
практике. В условиях значительного перепада
температур среды, а также по другим причинам входные
сопротивления транзисторов мостового каскада
изменяются одновременно и приблизительно одинаково. В этом
случае квадратурный ДМ позволяет сохранить
неизменным сопротивление нагрузки на предыдущий каскад.
Синфазный делитель подобным свойством не обладает.
Однако при этом к. п. д. синфазного ДМ остается
близким к 1, а к. п. д. квадратурного изменяется,
приближаясь к 1 только в режиме согласования с входными
сопротивлениями транзисторов, так как постоянство
входного сопротивления квадратурного ДМ при
отклонении нагрузок от номинального значения достигается
за счет рассеяния части мощности генератора в
балласте моста. Анализ показывает, что к. п. д.
квадратурного ДМ при Zi = Z2=/?+jX определяется формулой
R 1 г-
1)4 = 4Ж" (1 + R/Ro)2 + (X/Ro)2> (°Л)
где Zi, Z2—нагрузки моста; Ro— сопротивление
согласованной нагрузки квадратурного ДМ.
В табл. 5.1 и 5.2 показана зависимость к. п. д. от
RjRo и X/Rq, рассчитанная по формуле (5.1).
В диапазоне СВЧ коэффициент усиления транзисто-
74
Таблица 5.1 Таблица 3.2
R/Po
1л,
0,2->
0,Г,4
'л,
0.">
0,94
1.0
0,80
2.0
0,">0
3.0
0,31 1
ров по мощности весьма невелик. В этих условиях
отсутствие согласования квадратурного ДМ с входным
сопротивлением транзисторов может привести к
значительному снижению усиления каскада. Поскольку
синфазные ДМ не требуют такого согласования параметров
с входом транзисторов, регулировка межкаскадной цепи
при их использовании оказывается проще.
Аналогично входному, выходное сопротивление
усилителя с квадратурными мостами остается постоянным
при одинаковых изменениях параметров транзисторов,
а в случае синфазных мостов оно изменяется.
Если сопротивления Rt и R0 (рис. 5.1) стабильны,
то любой тип моста обеспечивает глубокую развязку.
В многокаскадных усилителях Rt - - выходное
сопротивление предыдущего каскада, a Ro — входное
сопротивление следующего каскада. Из сказанного следует, что
эти сопротивления могут быть стабильными при
использовании квадратурных мостов. Следовательно, такие
мосты дают лучшую развязку.
5.2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ МОСТОВЫХ УСИЛИТЕЛЕН
При необходимости обеспечить сложение мощностей
нескольких усилительных модулей (УМ) можно
воспользоваться различными вариантами построения струк-
Рис. 5.2 Риг 5 3
Рис. 5 2 Структурная семя усилите.ir r иапчядпыч соединением
мостов
Рис. 5.3. Структурная схема усилителя ( мноюполюсными мостами
75

турной схемы. Если число УМ iV=2n, то возможно
каскадное соединение двухполюсных мостов (рис. 5.2).
При произвольном N используют многополюсные мосты
(рис. 5.3). Если N составляет несколько десятков н
более, то применяют комбинации многополюсных мостов
(рис. 5.4).
Рис. 5.4. Структурная схема усилителя с комбинацией
многополюсных мостов
Ф 4
ье-
Дм
■УМ
УМ
см
а)
дм
УМ
ум
УМ
УМ
см
е)
Дм
УМ
УМ
дм
дм
УМ
УМ
УМ
УМ
см
Ро
«-е-
Дм
УМ
УМ
УМ
—ГулЛ-
см
Ro
Рис. 5.5. Варианты схем многокаскадных мостовых усилителей
7Ь
При построении многокаскадных усилителей
возникают дополнительные варианты. Например,
многокаскадный усилитель можно выполнить по схемам на
рис. 5.5. В варианте на рис. 5.5,6 упрощается цепь
связи между каскадами и благодаря этому повышается
к. п. д. и усиление, а также улучшаются полосовые
свойства усилителя. Однако здесь предъявляются более
высокие требования к идентичности фазовых и
амплитудных характеристик каналов.
Иногда двухкаскадные усилители выполняют по
схеме на рис. 5.5,е, в которой достигается значительная
экономия деталей за счет некоторого снижения
надежности. Однако может понадобиться включение
фазовращателя ф для выравнивания фазовых набегов в
каналах усиления.
5.3. ПРИМЕРЫ СХЕМ МОСТОВ ДЛЯ ДЕЛЕНИЯ
И СЛОЖЕНИЯ МОЩНОСТИ
На рис. 5.6 ... 5.11 указаны соотношения
сопротивлений элементов наиболее распространенных схем
мостов, включенных в режиме сложения мощностей. В этом
случае R0 — сопротивление, в котором суммируются
мощности генераторов. Если мост используется в
режиме деления мощности, то под 7?0 следует понимать
внутреннее сопротивление генератора.
Синфазные мосты (рис. 5.6 ... 5.8) и квадратурный
мост (рис. 5.10,6) кроме развязки могут обеспечить
необходимый коэффициент трансформации сопротивлений
при соответствующем подборе параметра р. Т-образные
мосты (рис. 5.9) имеют фиксированный коэффициент
Рис. 5 6 Схемы синфазных мостов на линиях:
# — мнигонолюсный на N входов; б — частный случай Л'=2
77

трансформации, как и квадратурный мост (рис. 5.10,а).
На рис. 5.10,в показана трансформирующая
разновидность квадратурного моста.
Недостатком мостов на рис. 5.6, 5.8, 5.9 и 5.10,6
являются незаземленные балластные сопротивления, которые
на СВЧ вносят дополнительные потери мощности за
счет собственной паразитной емкости на корпус. Зазем-
-cz>
; ins
-i_
\Rf=p2/2Rb
а)
Рис. 5.7. Переход от незаземленного балластного сопротивления
к заземленному (а) и схема синфазного моста с заземленным
балластным сопротивлением (б)
*нэ
Hi = /?8х
а)
В)
Рис. 5.8. Схемы синфазных мостов на сосредоточенных элементах:
а — многополюсный на ,V входов; б — частный случай N=2
im
-jMo
2Яо
JRo jRe
-0Н
В)
1
I
■j"n
Рис. 5.9. Схемы Т-образных мостов на сосредоточенных элементах
78
ленные балластные сопротивления способны рассеивать
большую мощность благодаря контакту с теплоотводом.
Систему незаземленных сопротивлений можно
заменить системой заземленных. В простейшем случае (при
/V=2) такая замена показана на рис. 5.7,а. При этом
мост рис. 5.6,6 преобразуется в известное «гибридное
кольцо» рис. 5.7,6.
Квадратурный мост на рис. 5.10,6 можно получить
из синфазного моста на рис. 5.6,6 добавив к одному
не
Я/4
л,/*
а)
/%=% Щ\
1-0;
% = *»
V*
p2 = 0,5RDR1
ls=RB
Pd~rd
«H=flff
Рис. 5.10. Схемы квадратурных мостов на линиях:
и — квадратный мост; б — квадратный \гост. полученный из синфазного
(рчс. 5 8,6) добавлением отрезка линии длиной Ц4: а — квадратный
трансформирующий мост, причем рг=
*-е-пл
Яц=Яа
Рис. 5.11. Эквивалентная схема (а) и конструкция (б)
квадратурного моста на связанных линиях
79

из входов отрезок линии длиной Л/4. Мост на рис. 5.10,6
имеет два преимущества перед мостом на рис. 5.10,а:
он выполнен на трех линиях и позволяет
трансформировать сопротивления. Его недостаток — незаземленное
балластное сопротивление.
Квадратурный мост на связанных линиях (рис. 5.11)
по сравнению с мостами на рис. 5.6 ... 5.10
обеспечивает эффективную развязку в относительно широкой
полосе частот (порядка октавы).
5.4. АВАРИЙНЫЙ РЕЖИМ МОСТОВОГО УСИЛИТЕЛЯ
ПРИ ОТКАЗЕ ЧАСТИ ЕГО ТРАНЗИСТОРОВ
Из теории мостовых схем известно, что отказ М
транзисторов из общего их числа N в мостовом
усилителе приводит к уменьшению выходной мощности
в {гу „•) раз в соответствии с формулой
р _р fN-My (52)
' вых авар 'вых норм I N ) > »"-*7
ГДе Рвыхавар И Р„ыхнорм — ВЫХОДНЭЯ МОЩНОСТЬ уСИЛИТС-
ля соответственно в аварийном и нормальном режимах
работы.
В балластных сопротивлениях моста-сумматора
в аварийном режиме рассеивается мощность
> —h———P (*>Ъ
бал авар I ' N I N вых норм- V-'-'-'J
Однако эти соотношения всегда справедливы лишь
в случае возбуждения усилителя генератором, для
которого эквивалентная э. д. с. и выходное
сопротивление не зависят от нагрузки. Такой генератор назовем
линейным.
В реальных условиях возбуждение мостового
каскада осуществляется нелинейным генератором. Его
эквивалентная э. д. с. и выходное сопротивление
зависят от режима, а следовательно, от сопротивления
нагрузки. В зависимости от схемы моста и от вида
отказа входное сопротивление моста-делителя в аварийном
режиме может увеличиться настолько, что предыдущий
каскад перейдет в перенапряженный режим. В этом
случае напряжение на входе моста-делителя будет
меньше, чем в случае линейного входного генератора
из-за падения эквивалентной э. д. с. каскада-возбуди-
ЕР,
80
теля при попадании его в аварийный режим.
Следовательно, уровень возбуждения уцелевших транзисторов
понизится. Это приведет к дополнительному снижению
выходной мощности при аварии.
Если необходимо не допустить этого
дополнительного снижения мощности, то следует коэффициент
использования коллекторного напряжения
предыдущего каскада в нормальном режиме выбирать по формуле
где gKp — коэффициент использования коллекторного
напряжения в критическом режиме; Рв — полная
мощность возбуждения мостового каскада в нормальных
условиях; £/Ккр — амплитуда напряжения на
коллекторе транзистора предыдущего каскада в критическом
режиме; R0 — выходное сопротивление транзистора
предыдущего каскада в недонапряженном режиме.
Если при расчете по формуле (5.4) оказывается, что
под корнем появляется отрицательная величина, это
означает, что при данном соотношении значений Ro, Рв,
£Лскр отказ М транзисторов из N неизбежно будет
сопровождаться снижением возбуждения уцелевших
транзисторов.
6
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Широкополосные усилители (ШПУ) СВЧ можно
условно разделить по частотному диапазону на два
класса: с полосой менее октавы (верхняя /в и нижняя
/в частоты рабочей полосы отличаются менее, чем в два
раза) и более октавы. Принцип построения ШПУ
зависит от уровня выходной мощности и требований
к к. п. д. В связи с этим различают маломощные и
мощные ШПУ.
В усилителях с полосой, близкой к 50% от верхней
рабочей частоты, называемых обычно октавными,
необходимо предусматривать частотную коррекцию
коэффициента усиления транзистора по мощности,
уменьшающегося на СВЧ примерно на 6 дБ на октаву.
Кроме того, в таких усилителях приходится строить цепи
6—147 81

связи с учетом наилучшего согласования с оконечной
нагрузкой во всей рабочей полосе частот. При жестких
требованиях к допустимой неравномерности частотной
характеристики даже при значительно более узких
полосах (около 10 ... 20%) приходится принимать
специальные меры для частотной коррекции. Поэтому по-
понятие «широкополосный усилитель» будем применять
условно, ориентируясь не столько на саму ширину
полосы, сколько на необходимость включать
корректирующие цепи и учитывать полосовые свойства
транзистора. Усилители с полосой более октавы здесь не
рассматриваются.
Приведем основные сведения о мощных ШПУ СВЧ
по схеме с общим эмиттером (ОЭ). Основное
ограничение полосы транзисторного ШПУ мощности часто
связано со входной цепью транзистора. Мощные
транзисторы характеризуются относительно высокой
добротностью входной цепи QBX, которая определяется как
отношение реактивной и активной составляющих
входного сопротивления транзистора на заданной частоте.
В зависимости от значения добротности входной
цепи на верхней частоте рабочей полосы усилителя
Qbx в возможны следующие случаи. При QBxb>10
в усилителе ОЭ без специальной коррекции на входе
получаем весьма узкую полосу пропускания
усилителя — порядка единиц процентов по уровню 3 дБ.
Полосу можно расширить в несколько раз, если
применить на входе систему связанных контуров.
Предельные возможности расширения полосы в этом случае
можно найти с помощью соотношений Боде и Фано
[6.1, 6.2].
Если Qbxb^IO [6.3], то в принципе можно
обеспечить коррекцию частотных свойств транзистора в
полосе более октавы. При QBxb=^4,5 корректирующая
входная цепь может быть весьма простой — в виде
одиночного LC-контура.
При полосе порядка десятков процентов входная
цепь должна обеспечивать необходимое снижение
входной мощности при уменьшении рабочей частоты и
наилучшее согласование на верхней частоте диапазона.
Известны два принципа построения такой цепи:
отражение избыточной мощности к генератору либо
поглощение ее в балластной нагрузке [6.4, 6.5, 6.6].
82
6.1. ЦЕПИ ЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИИ
С ОТРАЖЕНИЕ Ч
Цепи связи, рассчитанные на отражение, содержат
только реактивные элементы. Эквивалентные схемы
входной и выходной цепей простейшего ШПУ с
одноконтурной корректирующей входной цепью (на
рис. 6.1,а) показаны на рис. 6.1,6, в. В соответствии
с рис. 6.1,6 имеем
I = -£-
Б1 гк
Учитывая, что
К,
■>rPY,
(6.1)
(6.2)
со 1 + <orpCKtf'KYi '
запишем выражение для мощности в нагрузке
Р _ Ru Л°гРт, 1 >2
2 V со l+corpCKtfHYl ) Бг
Формула (6.3) получена при условии (uLk<C/?h, rK>
~>Rk, т. е. .#/,;—,/?„. Подставив (6.1) в (6.3) и обозначив
(6.4)
(6.3)
" вых норм—°вых (tt>) /гвых (g>b) »
получим частотную зависимость
4(1+0пхп2)
вых норм— Q2 [4(1+Q3BXB) +(Увв(1-а»)»] •
(6.5)
Формула (6.5) справедлива при условии
согласования на верхней частоте рабочей полосы (Ri=Rbx)-
Rl L
ф f ^
6)
В)
Рис 6 1 Электрическая схема ШПУ с одноконтурной
корректирующей входной цепью (а) и эквивалентные схемы входной (б) и
выходной (в) цепей
6* 83

Pfolf. HOP"
>,■>
1,1
1,0
'■
,
~ rLEZL_
, _j7ex7^5ZIL
—^v-4—
1
J
fiMlzri_-l
MjU^jssd
;\й5 o,i mlc/ojл
xJ ~~
t-^^
LJ
M-
Рис 6 2 Частотная
зависимость
нормированной мощности в
нагрузке для схемы рис 61
При таком выборе ©0
контура получается
частот:
Пользуясь рис. 6.2, можно
выбрать оптимальное значение
QB\ в для заданной полосы
усиления с учетом требуемой
неравномерности амплитудно-частотной
характеристики (АЧХ)
усилителя. Для октавной полосы
оптимальная Qbx в близка к 4,5.
В простейшем случае
выходная цепь не содержит
трансформатора сопротивлений.
Параллельно нагрузке R„ включают
индуктивность Lh, выбираемую из
условия резонанса с емкостью С„
на средней частоте рабочей
полосы, равной
% = V<°№- (6-6)
обобщенная расстройка выходного
одинаковой для крайних рабочих
где
(Зс^ЬЭоСкАэкв,
о)2о=1 / LHCK\
ЯокВ=Ян/(1+£выХЯн),
(6.7)
(6 8)
(6.9)
(6.10)
gWx — активная составляющая выходной проводимости
транзистора (3.48). Для приближенных оценок можно
полагать
Из (6.6) и (6.7) следует, что Q0 не должна
превышать
Е
Qomax /шз'Шн-КсОн/сОе
(6.12)
При |=0,3 и менее можно не учитывать расстройку
выходного контура и полагать нагрузку активной и
равной Ra.
Зависимость максимально допустимой добротности
коллекторной цепи Q0max от относительной полосы
«в/сон для £=0,3 приведена в табл 6.1. Если Q0<Qomax,
84
Таэлица 6.1
/в'/н
Q
1,1
2,94
1,2
1,68
1,3
1,16
1,4
0,89
1,5
0,74
1,6
0,64
1,7
0,56
1,8
0,51
1,9
0,46
2,0
0,42
неравномерность мощности в нагрузке, равная
Др=
вьг( mln
(6.13)
обусловлена входной цепью и для октавной полосы,
например, не превышает 16%.
Пример 6.1. Расчет ШПУ класса А по схеме на рис. 6.1.
Исходные данные fH=225 МГц; fB=400 МГц, РВых =
= 0,5 Вт; неравномерность РВЫх в рабочей полосе частот не более
20%; Ян=50 Ом.
Для реализации такого ШПУ подходит транзистор КТ610Б,
который в отличие от большинства мощных СВЧ транзисторов можно
использовать в режиме класса А Сопротивление /?н = 50 Ом близко
к оптимальному сопротивлению нагрузки транзистора КТ610Б при
заданном уровне мощности, поэтому можно обойтись без
трансформирующей цепи на выходе
Относительная ширина рабочей полосы
/в _ 400
/н 225
= 1,78;
средняя частота
Ь = УМ* = ЭМ МГц.
Добротность выходной цепи на средней частоте при 1рубой
оценке £Вых (6 11) меньше Qomax Для данной полосы (табл 6 1).
При этом элементы Ск, LH практически не влияют на
неравномерность АЧХ усилителя
Далее рассчитаем усилитель на верхней частоте рабочего
диапазона на заданные РВЫх и Rn, полагая Rk = Rh
1. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока
1/27W ./ГО
2 Постоянная составляющая коллекторного тока в режиме
класса A /k=/ki = 0,141 A.
3 Высота импульса «km = 2/ki = 2-0,141 =0,282 А не превышает
значение критического тока.
4. Амплитуда напряжения на коллекторе £/K=/KiPat=0,14lX
X 50=7,07 В
5 Остаточное напряжение на коллекторе в граничном режиме
wKoct— S,
гр
0,282
~0Т
2,82 В,
85

6. Напряжение питания в граничном режиме £/ког1)=£/к+
+ик ост=7,07+2,82^10 В.
При относительно невысокой рабочей частоте и низкоомной
нагрузке Rn потерями в сопротивлении г'к можно пренебречь и
считать R'K = RK. В режиме класса A Yi = l- В этих условиях расчет
входного сопротивления и коэффициентов передачи по току и
усиления по мощности упрощается
7. Составляющие входного сопротивления
'"'б (1 + ЩрСка^) + югр£э + г'э
= 6,77 Ом,
'«•- 1+СОгрСкЯк
<Ов£э — гэ (согр/ив)
I* — н\ Iг А- ^г— = С,87 Ом.
pjBxl — сов^б -г- 1 + amCKRK
8. Коэффициент усиления по току
^'"=г<оп -1 +:<огрскяк ='•м-
9. Коэффициент усиления по мощности Кр=/(21#к/'"вх1=9,59.
10. Мощность, потребляемая от источника питания, Ре=
= £/„о/к = 1,41 Вт.
11. Мощность рассеяния Ярас = Ро—£>вых+.Рвых/Кр=0,97 Вт.
12. Из рис. 6.2 по заданному Q —сон/юв = 0,56 находим
оптимальную добротность Qbxb = 4,2. При этом RBX B= (1+Q2bx b)X
X гвх, = (1 + 4,22) -6,77 = 126 Ом; aBL = QBX в^вл = 4,2-6,77 =
=28,43 Ом;
<oEL — xRxl (w„) 28,43 — 6,87
£.= 11,31 нГ, V= (0вВХ,(В'= 2,-4-Шв -8.59НГ;
L 11,31-10-°
~ ^bxi + K^-)2 =6,772 + (28.43)2 — !3'2 пФ'
Для реализации выбранной АЧХ, соответствующей QBx в=4,2,
внутреннее сопротивление генератора входного сигнала Z, должно
быть активным и равным 126 Ом во всей рабочей полосе частот.
Входное сопротивление усилителя будет активным и равным 126 Ом
только на 400 МГц. На всех остальных частотах оно комплексно и
на нижней частоте 225 МГц равно ll,6+jl5,7 Ом.
В заключение примера сделаем одно замечание. В принятой
эквивалентной схеме ШПУ рис. 6 1 и при построении АЧХ усилителя
предполагалось для простоты, что хВХ\ транзистора прямо
пропорционально частоте, т. е. имеет чисто индуктивный характер.
Фактически Xbxi (особенно в режиме с отсечкой) имеет и емкостную
составляющую за счет элементов Ся и г'3, что следует из формул,
например, (3 47). Чтобы не сделать значительной ошибки в расчете
входной цепн, следует убедиться в том, что значения сон£ и <он£'+
+*bxi(wh) отличаются не более чем на 20 ... 30%. В
рассмотренном примере Мн/.= 16 Ом, wh£.'+^bxi(wh) = 13,3 Ом.
В схеме на рис. 6.1 коэффициент трансформации
выходной цепи ШПУ равен 1, а входной цепи всегда
близок к 4. Поэтому схема на рис. 6.1 имеет ограниченное
применение.
86
° II |£
l_rv~V-v_
is
"5 С*
4h c5 4= °в
И
Чг—=
Рис 6 3 Схема ШПУ с полосой 225... 400 МГц мощностью 16 Вт
На рис. 6.3 показан пример схемы ШПУ [6.8] с
более сложной входной цепью отражающего типа и
трансформирующей выходной цепью. Эти ЦС обеспечивают
достаточно широкие пределы трансформации
сопротивления. Входная цепь — трехконтурная — содержит два
П-образных трансформатора, в состав третьего
контура входит полное входное сопротивление транзистора.
Расчет подобного усилителя ведется с применением
ЭВМ.
Сильное изменение входного сопротивления
усилителя в рабочей полосе частот является недостатком кор-
ректирущих цепей, построенных по принципу отражения
избыточной входной мощности.
6.2. ЦЕПИ ЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИИ С ПОГЛОЩЕНИЕМ
Указанный принципиальный недостаток входных
корректирующих ЦС с отражением устранен в
корректирующих цепях с поглощением избыточной входной
мощности (рис. 6.4, 6.7, 6.8). Собственные частоты контуров
(рис. 6.4,6) равны
Если
(6.14)
(6.15)
Pr 11
a)
Fr
B)
Рис. 6.4 Электрическая (а) и эквивалентная (б) схемы входной
корректирующей цепи ШПУ с поглощением избыточной мощности
87

i, г
!,l>
_J -1 _
1
'■ 1 „
u^*e=|K^,,i
/4
S^Lf-
A A ..
-4-
ffflx8=«
',3
tf,.5 0,fi «,7 ftfi 0,9 &
9l"x'""m то входное сопротивление цепи
на рис. 6.4,6 ZBX не зависит от
частоты, является активным и
равно г2. Эта цепь, кроме
постоянства входного
сопротивления, обеспечивает коррекцию
частотной зависимости
коэффициента усиления ШПУ в весьма
широкой полосе частот.
Поясним смысл элементов
эквивалентной схемы на рис. 6.4,6
для режима без отсечки. В этом
случае эквивалентом входного
импеданса транзистора является
цепь гвхь ^вх, где Lbx=Xbxi/o)-
Следовательно, r2=rBXi, L2=L'2+LBX, a C2~C'2.
Чтобы избежать потерь мощности в сопротивлении
г\ на верхней рабочей частоте, где усиление
транзистора минимально, следует выбрать (й1=шв.
В соответствии с эквивалентной схемой на рис. 6.4,6
При G)i=G)2=G>b
Рнс. 6.5. Частотная *а-
висимость
нормированной мощности в
нагрузке для схемы рис. 6.4
II
>ГШ2
Б11
r2Ke„Xe(l-2)4^
(6.16)
где Q=o)/o)B; Qbxb=©b^/''2. С учетом (6.2), (6.3) и (6.4)
получаем выражение для нормированной мощности
(рис. 6.5)
^ВЫХ НОРМ = [QBXB(1— Q2)p_|_Q2 - (6-17)
Анализ показывает, что наименьшая
неравномерность АЧХ получается в случае равенства выходных
токов ШПУ на частотах а»н и a»B. Тогда оптимальное
значение QBXBonT, соответствующее минимуму
неравномерности АЧХ, связано с полосой соотношением
<22вхвопт=1/(1— Q2h), (6.18)
где Qh=(Oh/g>b-
Если сопротивление коллекторной нагрузки ШПУ
постоянно во всей полосе, то неравномерность выходной
мощности при оптимальном QBXB (6.18) равна
Др=1/4<22вхвопт. (6.19)
Для октавной полосы <2ВХвопт=1,15, а ДР^19%.
88
Недостаток схемы на
рис. 6.4,а состоит в том, что
она пригодна лишь для
маломощных транзисторов,
имеющих активную
составляющую входного
сопротивления порядка десятков и
сотен ом.
Рис. 6.6. Схема маломощного
ШПУ (к примеру 6.2)
Пример 6.2. Расчет
маломощного ШПУ по схеме рис. 6.6.
Исходные данные:
транзистор ГТ362; Ян=50 Ом; Яв*=50 Ом; fH=250 МГц; fB=500 МГц.
Для обеспечения максимального усиления выберем режим
класса А. Сопротивлением индуктивности cubLk=6,28 Ом можно
пренебречь по сравнению с /}, и считать RK=Rn. Относительная полоса
частот усилителя ^/^=500/250=2, средняя частота /о= V fj,, =
= 353 МГц. Добротность выходной цепи на средней частоте (6.8)
<20=ш0СкЯэкв<<2отах (табл. 6.1). Следовательно, выходная цепь
не влияет на неравномерность АЧХ усилителя.
Рассчитаем усилитель на верхней частоте рабочего диапазона.
Выберем {/„о=3 В, /к=5 мА, /кл=4 мА. Такой выбор
обеспечивает выходную мощность, близкую к максимальной для класса А.
1. Мощность в нагрузке ■РВых=0,5/2к1>/?н=0)4 мВт.
2. Активная и реактивная составляющие входного
сопротивления с учетом Yi = l и 'к^^в в соответствии с п. 7 примера 6.1:
=54,3 Ом; хв
=9,86 Ом.
3. Коэффициент усиления по мощности
KL
= \~i) ir'6
«н
(1 + ыгрСка/?н) + шгр1э] (1 + ыгрСк/?н)
= 27,6.
4. Оптимальная добротность QBX в опт Для £2Н=0,5 по (6.18)
равна 1,15. В соответствии с (6.14) и (6.15) параметры входной
цепи при этом следующие:
/., == 19,85 иГ, V
^RXI (ЫВ/
= 16,7 нГ;
С2=5,1 пФ; Li = 15 нГ; С,=6,75 пф; /"1=54,3 Ом.
При таких параметрах входное сопротивление усилителя Явх =
= 54,3 Ом, т. е. отличается от заданного на 8,6%. что обычно
вполне допустимо.
Пример 6.3. Расчет маломощного ШПУ с квадратурными
мостами.
Исходные данные: ^„=-250 МГц; /в = 500 МГц; Рт,ых =
= 0,8 мВт.
В качестве цепи постоянного входного сопротивления в полосе
частот порядка октавы и менее можно использовать квадратурный
мост на связанных линиях (рис. 6.7,а). Выбираем транзисторы типа
ГТ362, режим которых полностью соответствует рассчитанному
в примере 6.2. Для эквивалентной схемы входной цепи усилителя
«У

Rh~Ro
Рис. 6.7. Схема .маломощного ШПУ с мостами на связанных
линиях (а) и эквивалентная схема его входной цепи (б) (к
примеру 6.3)
(рис. 6.7,6, где Ro — характеристическое сопротивление моста,
которое будем считать равным 50 Ом во всей полосе рабочих частот)
справедливы формулы (6.16) ... (6.19), но
<Эв*В = Ив1/(Яо+ГвХ1). (6.20)
Учитывая, что для октавной полосы QBX в онт= 1,15, а /?0=
= 50 Ом, находим 1 = 38,3 нГ, Z/=35,l нГ, С=2,66 пФ.
В общем случае активная составляющая входного
сопротивления транзисторов на верхней частоте может быть не равна
характеристическому сопротивлению моста. Это приведет к снижению его
к. п. д. (5.1) и уменьшению коэффициента усиления ШПУ. Однако
расчет по формуле (5.1) показывает, что при /?0=50 Ом и rBxi =
= 54,3 Ом снижением к. п. д. можно пренебречь.
Цепи смещения и индуктивности L„ те же, что и в примере 6.2.
Схема на рис. 6.7,а пригодна для маломощных транзисторов
с входным сопротивлением rExi порядка нескольких десятков ом.
Если входное сопротивление транзисторов rBxi составляет единицы
ом, целесообразно использовать схему на рис. 6.8. Входное
сопротивление такого ШПУ в 16 ... 25 раз больше rBxi транзистора. Для
расчета входной цепи такой схемы можно воспользоваться
эквивалентной схемой на рис. 6.1,6 и графиком на рис. 6.2.
Пример 6.4. Расчет мостового ШПУ по схеме рис. 6.8.
Исходные данные: /н = 250 МГц; /в = 350 МГц; РВых =
= 9 Вт; Кр^7: /?„* = /?„ = 50 Ом.
Каждый транзистор в этом ШПУ с учетом потерь в
мосте-сумматоре должен отдать мощность около 5 Вт. На выходе ШПУ
включен 50-омный мост. Поскольку при стандартном напряжении
питания мощность 5 Вт получается на сопротивлении, близком к 50 Ом,
в выходной цепи не требуется дополнительных трансформирующих
звеньев.
На верхней частоте рабочего диапазона /,. = 350 МГц ti>BLK<£
•С50 Ом для любого типа транзистора. Поэтому примем RK=RU
'JO
Рис. 6.8. Схема мощного ШПУ с мостами на связанных линиях
(к примеру 6.4)
По рис. 6.2 находим, что наименьшая неравномерность АЧХ,
обусловленная входной цепью, получается при (2вхвппт*4,3 для
/„//„ = 350/250=1,4.
Совокупность параметров Кр. /?вх, Rk, Qbx т! опт определяет
необходимое значение частоты frp:
/гр~-п У Kp-jf*- (C2i)
Wbx в опт г ^к
В нашем примере /гр^860 ... 1290 МГц. Из приложения 2
находим, что подходящим является транзистор КТ913Б с типовым
значением /гр=1,1 ГГц. Средняя частота рабочего диапазона /0=
~= ' /в/п=296 МГц. Добротность выходной цепи транзистора на /о
(6.8) (Эо^О.ЗОЗ. Поскольку Q0 меньше Qomax для заданной полосы
(табл. 6.1), можно считать, что выходная цепь транзистора не
вносит дополнительной неравномерности в АЧХ усилителя.
Далее следует рассчитать режим транзистора на частоте /в.
1. Амплитуда напряжения на коллекторе и амплитуда первой
гармоники коллекторного тока
UK = VЩЖ = 22,4 В; /R1 = UK/RK =■ 0,4-*7 А.
2. Высота импульса коллекторного тока и остаточное
напряжение на коллекторе !Кы=^2/к1 = 0,894 А; «к ocT = !i;M/Srp^8,l В.
3. Следовательно, напряжение питания должно быть равно
£/„0=30,5 В.
4. Далее в результате расчета, который ведется по пп. 1,
4 ... 11, 14, 15 примера 3.3, получаем Yi = 0,506; /Б1 =0,650 А,
/(, = 0,688.
Для реализации выбранной частотной характеристики входной
цепи при /?их = 50 Ом требуется гЕх1опт=/?вх/(22вх в опт=2,56 Ом.
Следует убедиться, что значение Гвхюыт больше или равно
значению Гвхь рассчитанному по и. 12 примера 3.3 для справочной)
значения L3 (приложение 2). В этом случае гВхюпт можно обеспечить,
увеличивая индуктивность эмиттерного вывода до значения
L*
''то от (1 + MrpCKtfKYl) — г'6 ( 1 + WrpQ А"Г i) — Г'э
«rpYl
(G.22)
91

или включая последовательно со входом транзистора сопротивление
Г = Гвх1опт—faxl- (6 23)
С точки зрения стабильности Кр предпочтительнее увеличивать
индуктивность эмиттерного вывода. В нашем примере /,*э=1,23 нГ.
При этом /0=K2,flh//'BxionT=9,23.
Рассчитаем элементы входной и выходной цепей
1 — Yi ь>гр
*вх. = «As + , в ,,э „ „ ., в = 4,58 Ом;
г I Увх в опт'вхг опт х bxi о no r
U = —■ = 2,93 нГ;
1 Qbxboot =39Л пф;
1 +Q
°В' ВХЮПТ * "Г V ВХ В ОПТ
£..= 1/KoQ =38,54 нГ;
Приведенные примеры дают представление о
простейших ШПУ и методике их расчета. Более сложные
цепи связи, применяемые в ШПУ, рассмотрены в
специальной литературе, например в [6.8] и др.
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ВАРАКТОРНЫХ
УМНОЖИТЕЛЯХ ЧАСТОТЫ
7.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ ВАРАКТОРНЫХ
УМНОЖИТЕЛЕЙ
Умножители частоты на полупроводниковых диодах
используют в диапазоне, где применение транзисторов
затруднено или невозможно. Специально разработанные
для умножения частоты диоды получили название ва-
ракторов [7.1, 3.2]. В процессе умножения частоты
существенное значение имеет нелинейная емкость варак-
тора.
Структурная схема варакторного умножителя
частоты (ВУЧ), (рис. 7.1) обычно включает в себя источник
сигнала ивх, варактор Св, нагрузку и фильтры Ф1;2 Под
действием напряжения ивх через варактор протекает ток,
который содержит высшие гармоники, возникающие
благодаря зависимости емкости от напряжения. Ток
частотой NaBX через фильтр Ф2 направляется в нагрузку.
Работа ВУЧ характеризуется рядом показателей:
коэффициентом умножения iV=G)BbIX/(uBX, мощностью в на-
92
Гвн !
suBx
г
%
"*
Ъ
41 ©%
гВн
«)
0%
В)
*н
Рис 7 1 Параллельная (а) и последовательная (б) структурные
схемы BJ Ч
грузке РБЬ1Х> эффективностью (к. п. д.) ц=РВЫх1Рвх.
полосой рабочих частот. При заданном N режим
с наибольшими значениями Р„ых и т) называют
оптимальным с энергетической точки зрения. В некоторых
случаях, например для расширения полосы, ВУЧ
используют в неоптимальном режиме.
Характеристики ВУЧ зависят от типа варактора и его
режима, т. е. от токов, протекающих через диод и от
действующих на нем напряжений. Последние
определяются уровнем входного напряжения, напряжением
смещения, сопротивлением нагрузки и параметрами
фильтров.
Ток и напряжение варактора с учетом внешних цепей
и источника ивх описывают нелинейными
дифференциальными уравнениями. Регулярных методов
интегрирования таких уравнений нет, что создает значительные
трудности при расчете ВУЧ. Поэтому проектирование
можно выполнять двумя способами. Один основывается
на приближенном аналитическом решении
дифференциальных уравнений ВУЧ. другой — на численном анализе
с помощью ЭВМ.
При первом способе в результате расчета можно
оценить искомые величины и приступить к макетированию
умножителя. Второй способ — так называемое
машинное проектирование — позволяет сократить сроки
разработки за счет исключения этапа макетирования [7.2,
7.3].
Возможности машинного проектирования удается
реализовать после серьезной предварительной работы:
выбора метода численного анализа, составления и
отработки программы; определения параметров диода
(в том числе и тех, которые описывают физические
процессы в р—«-переходе); установления средних значений
параметров и их разбросов.
93

Трудность решения некоторых перечисленных задач
пока не позволяет обойтись без макетирования и,
следовательно, отказаться от приближенных расчетов. По-вн-
димому, необходимость в них сохранится и после
внедрения машинного проектирования, так как
приближенные результаты могут быть полезны для контроля и
прогнозирования результатов.
7.2. МОДЕЛЬ ВАРАКТОРА
Варакторы в умножителях частоты работают в двух
режимах: с полностью закрытым переходом или с
открытым на время, равное части периода входного
напряжения.
Первый режим характерен, например, для арсенид-
галлиевых варакторов, которые используются при /m,!X>
>10 ГГц [7.4]. Второй режим позволяет улучшить
энергетические показатели при малых потерях в диоде в
открытом состоянии. Указанными свойствами обладают
так называемые диоды с накоплением заряда (ДНЗ).
Таким образом, необходима модель, описывающая
поведение варактора либо с закрытым переходом, либо
в обоих состояниях его — закрытом и открытом.
Эквивалентная модель варактора в закрытом
состоянии (рис. 7.2) содержит нелинейную емкость перехода
Спер и сопротивление гПОс, рассматриваемое в первом
приближении как линейное [7.5]. Емкость перехода
зависит от напряжения ип:
где С —емкость" при напряжении ив; <рп—контактная
разность потенциалов; v — константа, равная 1/2 ...
... 1/3.
Здесь и далее принято, что при ип>0 диод закрыт.
После интегрирования (7.1) получаем выражение,
описывающее вольт-кулоновую характеристику u„(q),
удобную при анализе,
«п=[(1 -v)q/C0?l+ 9^],/(I-') -ft. (7-2)
где С0 — емкость при «п=0.
г 1"пер
I "°С| II ^ИС' ^' Эквивалентная
» схема варактора в за-
—jr~- крытом состоянии
94
Потери в закрытом диоде характеризуются
добротностью, измеряемой на частоте соо при напряжении и0:
Сд=1/шоСигпос.
Частота, на которой Q =1, называется предельной:
/пре1=1/2*СЦ(гПос. (7.3)
Если в умножителе р—«-переход все время закрыт,
то потери в диоде тем меньше, чем выше предельная
частота по сравнению с частотой N-й гармоники
входного напряжения.
Кратко опишем процессы в диоде с открытым
переходом, что позволит правильно выбрать модель ДНЗ
[7.6 ... 7.10]. При открывании перехода в области
с электронной и дырочной проводимостью
инжектируются неосновные носители, которые удаляются от перехода
за счет диффузии. В нейтральных областях ДНЗ есть
тормозящее поле, вызванное неоднородным
распределением примесей. Поэтому инжектированные носители
участвуют еще в дрейфе. При движении они рекомби-
нируют с основными носителями, поступающими из
внешней цепи.
Ток 1'откр открывающегося перехода и напряжение на
нем связаны уравнением непрерывности, которое
определяет изменение во времени и пространстве
концентрации неосновных носителей. Анализ приводит к
следующим символическим соотношениям:
1ащ,=У(Р)ъ v = v0(en —1), (7.4)
где p—dldt; у(р)—символическая проводимость; (и0,
v — фиктивные напряжения, пропорциональные
равновесной и избыточной концентрациям; фГ —
термодинамический потенциал.
Проводимость у(р) является трансцендентной
функцией оператора дифференцирования. Аналогом ее
служит бесконечная неоднородная /?С-линия.
Если в (7.4) напряжение v — периодическая
функция времени, то для произвольной гармоники частоты со
можно записать:
У О'сэ) =g" (to) +jb (to)
95

и характеризовать потери открытого перехода
добротностью
<гДопфИ = *И'*И.
Как видно из рис. 7.3 [7.10], добротность СДоткр с
ростом частоты сначала увеличивается, а потом
уменьшается. Максимальное значение ее тем больше, чем
сильнее тормозящее поле и тоньше база. Максимум
кривой объясняется двумя видами потерь в открытом
переходе, которые ведут себя по-разному: с повышением
частоты рекомбинационные потери уменьшаются, а
инерционные растут. Последние обусловлены конечным
временем, необходимым для установления распределения
инжектированных носителей в нейтральных областях.
С ростом частоты это приводит к «запаздыванию»
заряда относительно напряжения на переходе.
Обозначим через /н и fB частоты, на которых
добротность открытого диода равна 1. Очевидно, потери варак-
тора при отпирании можно считать малыми, если /Бх и
JV/BX лежат в интервале (/н, /в).
Проводимость у(р) в (7.4) приближенно равна
ч \ ' ' + pt-я
(7.5)
>0 + Ко I+Pto'
где tni=RpCp — среднее время жизни неосновных
носителей; /0=W (1-M?p/'p); >р> ^р. Ср — расчетные
параметры, выражаемые через толщину базы диода и
физические константы материала; rv<^.Rv; t0<g.tn<.
Рис
Рис 7 3 Зависимость добротности открытого р—и-перехода от
частоты (£Норм — нормированная напряженность тормозящего поля,
w — относительная толщина базы, /,, —среднее время личнп
неосновных носителей)
Рис 7 4 Полная эквивалентная схема варактора
%
На рис. 7.3 штриховой линией показано изменение
добротности с частотой, вытекающее из (7.5).
Расхождение между сплошной и штриховой кривыми
характеризует погрешность, которая возникает при замене
точного выражения у(р) приближенным. С помощью (7.5)
можно установить:
/н=1/2я/ж; /в=1/2я/о.
Уравнениям (7.4) и (7.5) соответствует
эквивалентная схема открытого перехода, показанная на рис. 7.4
справа от точек аб. Она содержит два нелинейных
сопротивления г, R и нелинейную С, для которых
справедливы соотношения:
"'откр
-Ж-=7ГехР
НО-
1 _ dlR _ 1 / «С \
R —d^-R.^y-^J'
С=^к_с ехрл j^y
Если воспользоваться этими соотношениями и
проанализировать закрывание перехода, находившегося в
открытом состоянии, то обнаружится, что /Выкл — время
нарастания напряжения при переключении —
выражается через постоянную времени t0: ^выкл=2,2/0. Тем самым
/в=1 /3^выкл- Теперь условия малых потерь в варакторе
при открывании перехода записывается в виде:
L>-^; Af«<^. (7-6)
Таким образом, в диапазоне частот, определяемом
(7.6), ДНЗ в отличие от варактора, работающего с
закрытым переходом (назовем его для краткости диодом
с нелинейной емкостью — ДНЕ), ведет себя как
нелинейная емкость с малыми потерями не только в закрытом,
но и в открытом состоянии за счет создания в базе
тормозящего поля и уменьшения ее толщины. При этом
зависимость емкости от напряжения более резкая, чем
в ДНЕ.
Эквивалентная схема на рис. 7.4 позволяет
достаточно точно описать процессы в варакторе в широком
диапазоне частот и любом режиме работы перехода. Но это
существенно усложняет анализ, который невозможно
провести без ЭВМ. Следовательно, для создания мето-
7—147 97

дики, опирающейся на аналитические соотношения,
необходимы упрощения. Положим в их основу следующие
соображения.
В ДНЕ QaoTK < 1» и, как показывают эксперименты,
наилучшие энергетические характеристики получаются
либо при полностью закрытом переходе, либо при
открывании его на малый интервал времени по сравнению
с периодом входного сигнала. Будем считать, что в
подобных случаях переход варактора полностью закрыт и
справедлива модель на рис. 7.2.
ДНЗ, работающий в умножителе, частоты fBX и
NfBX которого подчиняются соотношениям (7.6),
обладает малыми потерями при открывании. Предположим,
что полные потери определяются сопротивлением гПОс-
Тогда в эквивалентной схеме на рис. 7.4 можно
принять r=0, R=oo. Оставшиеся емкости по-разному
зависят от напряжения: Спер описывается (7.1), а
диффузионная Сдиф — экспонентой с показателем —ы/ерт-
Поскольку 1/фг>1 (при температуре 20°С 1/фТ^40 В-1),
то возможно дальнейшее весьма распространенное
упрощение [3.2, 7.11]:
Giep^COnst, 1/Сдиф^О.
В итоге при выполнении (7.6) ДНЗ описывается
эквивалентной схемой на рис. 7.2, причем сопротивление
Гпос постоянно и равно паспортному значению. Вольт-
кулоновая характеристика емкости
и= [^Сэ™р при ^>0, (7.7)
I 0 при q < О,
где Сзакр=<7тах/^доп, £/Доп —допустимое обратное
напряжение на переходе; ^тах— заряд в (7.2) при ы = С/ДОп.
В дальнейшем используем именно эти модели
варактора. Они с приемлемой для практики точностью
позволяют рассматривать оба режима диода: его переход
либо полностью закрыт, либо открыт на малую часть
периода; переход варактора открыт в течение
произвольной части периода, но потерн при открывании малы.
7.3. ТРЕБОВАНИЯ К ФИЛЬТРАМ
Линейные четырехполюсники в умножителе (рис. 7.1)
служат для фильтрации высших гармоник в нагрузке и
источнике входного напряжения и для согласования
последних с ВУЧ.
98
Рассмотрим, как
реализуется фильтрация и согласование
на примере параллельной
схемы (рис. 7.1,а). Для эюго
преобразуем ее к схеме на рис. 7.5,
параметры которой находим
следующим образом.
Сопротивление ZN представляет СО- р„с 75 Преобразованная
бои полное входное сспротив- схема ВУЧ
ление фильтра Фг- Левая
ветвь, включающая в себя источник напряжения ивк1 и
сопротивление z\, сформирована с помощью теоремы об
эквивалентном генераторе.
Напряжение ид и ток I несинусоидальны. В общем
случае спектр токов iu iN тоже содержит гармоники
входной частоты. При идеальной фильтрации через источник
Ц-ВХ1 будет протекать лишь первая гармоника тока, а
через zN— только N-я. В этом случае необходимо, чтобы
1/zi(A:g)bx)=0, k=£\, \}zN{kaBX)=0, k^N.
(7.8)
Назовем фильтры, для которых справедливы
соотношения (7.8), идеальными. В умножителе с идеальными
фильтрами через варактор протекает бигармонический
ток с частотами о)вх и Мйвх. Спектр напряжения ыд
теоретически содержит бесконечный набор гармоник.
Близость реальных фильтров к идеальным можно
установить с помощью неравенств:
z,(Kx)>z,Kx). кф\,
гл-(Нх)»2/ДЛЧх)» ЬфЫ\
*,(%«) »*„(ЛЧх)> (7.9)
гл-Кх)»2д1'
где 2д1 = 11д1/1д1, £/д1, /д1 — амплитуды первой гармоники
напряжения и тока варактора.
С точки зрения согласования необходимо, чтобы
сопротивлению 2n(Mubx), которое определяется при
проектировании, соответствовало наибольшее значение к. п. д.
или выходной мощности. Параметры фильтра Ф\
подбираются из условия равенства его входного
сопротивления при нагрузке гд1 сопротивлению гвн (рис. 7.1,а).
7* 99

При большой кратности умножения (Л'>4) иногда
создают специальную цепь, сопротивление которой
близко к нулю на /е-й гармонике входного напряжения {кф
Ф\,Щ и велико для остальных гармоник. Тогда в
спектре тока диода становится весомой еще одна k-я
гармоника. При этом удается поднять к. п. д. и выходную
мощность. Такие ВУЧ называют умножителями с
холостыми контурами [7.12].
8
КОЛИЧЕСТВЕННЫЙ АНАЛИЗ
ВАРАКТОРНОГО УМНОЖИТЕЛЯ
8.1. УРАВНЕНИЯ, ОПИСЫВАЮЩИЕ РАБОТУ МНОЖИТЕЛЯ
Варакторные умножители, фильтры которых
выполняют на полосковых линиях, строят только по
параллельной схеме*) (рис. 7.1,с). Вызвано это
необходимостью соединения одного из выводов варактора с
металлической подложкой, благодаря чему улучшается
отвод тепла от р—п-лерехода.
За основу примем схему на рис. 7.5 со следующими
допущениями: фильтры идеальные, т. е. выполняются
условия (7.8); для входной и выходной частоты
умножителя справедливы неравенства (7.6); Umi—U cos oW;
смещение на варакторе создает специальная цепь (на
рис. 7.5 не показана), в которую переменные токи не
ответвляются.
Сформулированные допущения позволяют
воспользоваться моделью варактора, состоящей из постоянного
сопротивления и нелинейной емкости без потерь
(рис. 7.2) с вольт-кулоновой характеристикой u(q).
Процессы в ВУЧ описывают символическими
дифференциальными уравнениями (см. рис. 7.5):
2i (p) pqi+rwcp {gi-\-gN) -f
+«(q) = U0-\-U cos (UBxt,
Zn (p) PtfN-HracP (<?i+9n) -\-u (q) =0, (8.1)
*) ВУЧ можно построить и по последовательной схеме, однако,
учитывая тенденцию к уменьшению габаритов аппаратуры на базе
полосковых конструкций, ограничимся рассмотрением лишь
параллельной.
100
где p=djdt; 9=Qo+9i~H7jv; Q0 — постоянная
составляющая заряда на нелинейной емкости, обусловленная
смещением U0.
В установившемся режиме работа умножителя
характеризуется периодическим процессом с периодом
2я/о)вх- В силу принятых допущений
<7=<2o+Qi cos t+Qa- cos xN, (8.2)
где t=g)bxH-<Pi; tN=No)Bxt-\-q>N=Nx-\-^, ф=фл—Mpb
Неизвестные Qo.i.iv и -ф можно найти следующим
образом. Напряжение на нелинейной емкости
представляет собой периодическую функцию, которую можно
разложить в ряд Фурье:
со
« = ^+2 (Uk!icosk.+Ukpsmfo). (8.3)
k=i
Коэффициенты ряда (8.3) находим из выражений:
тс
ТЕ
'8.4)
—п
в которых q определяется (8.2). Подставляя в (8.1)
выражения для заряда и напряжения, записанные в
комплексной форме, и приравнивая коэффициенты при
соответствующих временных функциях, получаем
('-пос-f-r, +JJC.) j"wQ,:+£/,.'-jt/,P=t/e-J". (8.5)
{rnoc+rN-\-\xN) jMoBXQN+
+ t/iva—jf/jvp=0,
где r1|JV, xliN — действительные и мнимые части zUN,
вычисленные на частотах о)Бх и Na)BX; U0o, f/i,Na,p —
функции Q0,i,iv и я]).
Из системы (8.5) по заданным параметрам фильтров,
амплитуде U и смещению U0 находим амплитуды и
фазы зарядов, а по ним — любые интересующие нас
величины (выходную мощность, к. п. д. и т. д.).
Поскольку составляющие напряжений зависят от
Qo,i,n и -ф нелинейно, то при анализе удобно задавать
компоненты заряда и фазу ф.
101

8.2. ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ НАПРЯЖЕНИЯ
НА ВАРАКТОРЕ
Определим гармоники напряжения на нелинейной
емкости, входящие в систему (8.5).
При частичном открывании варактора вольт-кулоно-
вая характеристика описывается (7.7). В зависимости от
соотношения между Qo,i,n и значения фазы яр можно
реализовать одно или несколько открываний диода за
период (рис. 8.1). Исследования показывают, что режим
с однократным открыванием энергетически выгодней,
чем с многократным. Поэтому при определении
гармоник напряжения рассмотрим случай, когда на интервале
Рис 8 1. Временные зависимости заряда через нелинейную емкость:
q/Ql=cos X—cos 60+(2/3) cos (Зт+'Ф), cos 60=—Qo/Qi-
Ti,2 — моменты переключения варактора,
■ график первой гармоники заряда
102
(—я, я) диод закрывается лишь один раз при ti<t<T2
(рис. 8.1,а).
Интересующие нас гармоники напряжения
определяются соотношениями:
■'к1-'закр J
этЬзакр J I SHIRT I
где Сзакр — емкость закрытого диода (7.7); <7oth=cost—
—cose0-T-^cos(^T-bp), cos6o=— Qo/Qu A=QNlQu ti,2—
единственные два корня уравнения qom=0 на
интервале (—я, л).
После преобразования получаем
U()0=(Ql / С3акр) Fo', £A,N,a,p= (Ql / Сзакр) F{,Na,p-
(8.6)
Функции F зависят от амплитуд заряда и фазы яр.
Например:
Fia=Yi(6) cosa+AN2yN(Q) cos (Мх+яр),
где yi,jv(0)—коэффициены разложения косинусоидаль-
ного импульса [3.2]; 6=0,5(тг—Ti); a=0,5(T2+Ti).
Если 9отн=:0, то при Л=0 имеем тг=—ti=6o==6, a==
=0. Обратим внимание на обстоятельство, которым
воспользуемся далее: при яр=±я/2 и 6—rat//V {п—\, 2, ...
..., N—1) из <7отн=0 следует, что а=0,.6=6о. В
результате
F0=y0(nnlN), Fi,jva=Yi,iv(«n/yV),
(8.7)
Flp=^ANyN (пл/N), Fft-p=qF (A /N) Yi (nn) .
Можно показать, что |yjv(0) | достигает максимума
при 6—пя/УУ. Из свойств коэффициентов разложения
вытекает:
\yN (nn/N) | =2sin (пл/N) /я (iV2—1), .(8.8)
Yi (ля) /N=nlN. (8.9)
Если варактор работает с закрытым переходом, то
вольт-кулоновая характеристика нелинейной емкости
описывается (7.2). Необходимые для расчета
умножителя гармоники напряжения можно определить, подставив
103

(7.2) и (8.2) в (8.4), причем (7.2) удобно
аппроксимировать выражением
u = t/anp(e9/^-l). (8.10)
В этом случае необходимо, чтобы при q=qm&x
совпадали значения функций, а при q=0 и значения
производных. При этих условиях наибольшие отличия (8.10)
от (7.2) не превышают 20%. Метод подбора параметров
экспоненты изложен в § 10.2.
Напряжение на нелинейной емкости можно
разложить в ряд Фурье, подставляя (8.2) в (8.10) и
используя формулы [8.1]:
e^WA.M + sl 3r„(n)cos#*,
n=l
где Уп(ц)—модифицированная функция Бесселя «-го
порядка.
Проделав ряд преобразований, можно определить
компоненты напряжения, входящие в (8.5). Приведем
в качестве примера выражение для косинусной
(активной или синфазной) составляющей первой гармоники
напряжения
ОО
^a = 2(^,,fe+W*)COS% (8Л1)
fe=l
в котором обозначено
Сохраняя в соотношениях, подобных (8.11), первые
слагаемые бесконечных сумм, получаем
U1B=B {J, (ft) 3. (ft,) + \CJN_X (ft) + CfN+l (ft)] J, (ft,) cos ф},
^a = B i^o (ft) ДГ.Ю + [•'У. (ft,) -K/2 (ft.)] .^(ft) СОбф},
t/Vp = В [C?0 (ftv) _ ,72 (!4.)1 J v (ft) sin ф,
B = 2(t/,np + t/J/[.'y0(ft)J0(ft,)l. (8Л2)
104
Погрешность за счет удержания первых членов
бесконечных сумм не больше 20% при Ц1,л^1. Если
в (8.12) т,л-^0,6, то возможно дальнейшее упрощение,
основанное на замене функции Бесселя приближенным
соотношением:
^(И")*1г(-т)*- (8ЛЗ)
Наибольшая ошибка при k=0 и ц=0,6 не превышает
10%.
8.3. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ УМНОЖИТЕЛЯ
При расчете ВУЧ удобно пользоваться
эквивалентными схемами для первой и N-й гармоник тока,
которые описываются (8.5), если подставить найденные
в § 8.2 выражения для спектральных компонент
напряжения.
Подставляя (8.12) в (8.5), получаем
Ue
где
Ф —
гд1 = - £/1рК& = (1 + ^оо™) Ф1Р/»«С0; (8.15)
Ст = QJVia = CJ(\ + 1/оотн) Ф1а, (8.16)
4NJN(i,l)J1ii,N)
ф>р=1та¥о^Ы-ып*: (8Л7)
2 -Уг (ft) ^o (ftv) +\3N-l (ft) +#N+1 Ы] ^1 Ы C0S +
ft ^Mft)^o(ftv)
(8.18)
^оотн^^^о'^апр» ^о==(?апр/*-'апр>
Уравнению (8.14) соответствует эквивалентная схема
на рис. 8.2,й. На частоте о)Вх варактор представляет
последовательное соединение сопротивлений гпос, /"д1 и
емкости Сд1.
Подставив £/^а,р из (8.12) в (8.5), можно после
преобразований получить
U^i«™ = l„[rm + r„+l(x„ -щ^)]: (8-19)
и^Ы^+и^Щ^Щ, (8.20)
105

Г[Гпос] In |]гя
fcAN |
фиги |
JXn
Б)
Рис. 8 2. Эквивалентные схемы ВУЧ для первой (а) и N-й (б)
гармоник
Сд, = С0/(1+^0(ОТ)ФЛ,
Ф., —
r/v
(8.21)
В эквивалентной схеме для JV-й гармоники
(рис. 8.2,6) варактор заменен источником напряжения
Ur.v с внутренним сопротивлением rnoc-f-l/(j^o)BX Cm).
Обе схемы на рис. 8.2 взаимосвязаны, так как
параметры гд1, Сд1, Сд¥, UrN зависят от зарядов Q, >ЛГ
При разрыве в цепи JV-й гармоники (/N=0) на
основе (8.15) ... (8.22) с учетом (8.13) имеем
Мощность первой гармоники О.БЛ/др выделяемая в
сопротивлении гд1, равна мощности 0,51 NUrN sin ^
источника £/ГЛГ Справедливость этого следует из (8.15) и
свойства модифицированных функций Бесселя [9.1]:
Отмеченный факт отражает преобразование
мощности первой гармоники в мощность JV-й гармоники и
является следствием закона сохранения энергии.
Обратим внимание еще на одно обстоятельство: при
*л,= 1/ЛЧхРдл, (8-23)
в цепи N-й гармоники наступает резонанс и тогда я])=
=я/2.
Схемы, подобные изображенным на рис. 8.2, можно
получить и для умножителя, варактор которого работает
в режиме частичного открывания.
106
8.4. ОПТИМАЛЬНЫЙ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ РЕЖИМ
УМНОЖИТЕЛЯ
В § 7.1 оптимальным по энергетическим показателям
был назван режим с наибольшими значениями выходной
мощности и к. п. д. Рассмотрим, как можно реализовать
этот режим в умножителе с полностью закрытым варак-
тором.
Выясним условия получения максимальной выходной
мощности. Опираясь на эквивалентную схему для N-&
гармоники, запишем
Лл,1х=П2^Л-, Px=0,5PNrN,
где т}2 — к. п. д. выходного фильтра.
При T)2=const максимумы PN и РВых совпадают.
Пусть, добиваясь максимума PN, поддерживаем
постоянным ток первой гармоники (например, варьируя
амплитуду U рис. 9.2,с). В таком предположении имеем
дело только со схемой для N-и гармоники.
В случае линейной цепи PN максимально при
выполнении двух равенств: условия резонанса (8.23) и rN=
='пос [9.2]. В нелинейной схеме это не так, поскольку
при вариации xN, rN меняется не только ток IN, но и
амплитуда напряжения и внутреннее сопротивление
генератора.
В работе [3.2]
указывается, что наибольшая
мощность в нелинейной
схеме, полученная при
резонансе, отличается от
максимальной на
несколько процентов.
Поэтому выясним условия
максимума PN при
выполнении (8.23), что
значительно облегчает
рассмотрение.
Уравнение (8.19) с
учетом (8.23) принимает вид
(8.24)
Рис. 8.3. Зависимость амплитуды
напряжения N-й гармоники от
амплитуды 1ц при двух
значениях Uv N нен
107

Мощность PN можно определить из двух уравнений
PN=0,5INUN, (8.25)
UN = UrW-INruoc- (8-26)
Как следует из (8.25), Pv максимальна при rv =
-=— dUN/dIN, чему соответствует точка / на рис. 8.3.
Кроме того, из рис. 8,3 видно, что значение PNmax тем
больше, чем выше UrNseii — амплитуда напряжения N-й
гармоники на нелинейной емкости на холостом ходу, т. е.
при /v=0. В самом деле, пусть в точке / при U'rtfBea
мощность Pv максимальна и равна Р'Л. Когда UrNBea
возрастает и станет равной U"rNaeH, то в точке 2 получится
мощность Р"Ы~>Р'Ы (ток INодинаков, a U"N^>U'N), хотя
Р"^ может и не быть максимальной.
Таким образом, при заданном токе 1\ и некотором
сопротивлении г^ мощность Pjv достигнет максимума,
который тем больше, чем выше ^rVHeH-
В режиме максимальной мощности PN к. п. д. диода
не максимально, что легко обнаруживается из
соотношений:
Pn - ' (8.27)
ЧД — Я^+Ярас 1 + Pp3c/PN'
Ppec = 0,5(/»1+/»w)rno(:. (8.28)
Расчеты показывают, что весьма часто в режиме,
оптимальном по мощности, имеем т]д ^ т]д тах, а
оптимальном по к. п. д. PN^=PNmaK-
Каждому оптимальному режиму (по мощности и
к. п. д.) соответствует свое значение сопротивления г^.
Итак, наибольшие значения PN и т]д получаются при
резонансе в цепи TV-й гармоники и при возможно большем
значении UTltm.
Выявленные закономерности справедливы и при работе
варактора с частичным открыванием. Приняв во
внимание, что в варакторе с открывающимся переходом
f/r.v„eH=(Q./C3aKP)Y.v(eo)' и потребовав наибольшего зна-
108
чения игЫая при резонансе в цепи N-ih гармоники,
получим
е=8о=ял/Л7, л=1, 2, ..., N— 1; ф=±я/2.
Как отмечалось в § 8.2, \\N(nnlN) |=2sin6/n(N2—1)
достигает максимальных значений, причем одно из них
(когда N=2k) или два (когда N=2k-\-\) —наибольшие.
Чем меньше я, тем большую часть периода варактор
открыт. В результате имеем несколько оптимальных
режимов (л=1, 2, ..., N—1), для которых характерны
разная степень открывания варактора и разное значение
^глгнен- Соображения о выборе того или иного
оптимального режима изложены в § 9.1.
Если в произвольном случае 6 — функция Qo,i,jv и
фазы ф, то при резонансе в цепи N-й гармоники (|^| =
=я/2) 6=6о=яп/Л7 не зависит от QN.
Основываясь на (8.7) и (8.14), можно найти
rm=AN\^(^-)\I^C3aKpi Сд^Сз^/у,^); (8-29)
и™= Q. |т,(ж) | / СзаКР=^нен; cRN= c^Nim (8.30)
". = Q,Y.(^-)/<W (8.31)
Независимо от режима варактора наибольшие
значения Pjv и т)д ограничены двумя факторами:
допустимыми напряжением на переходе [/доп и мощностью
рассеяния Рд.
С точки зрения рассеиваемой мощности требуется:
0,5(/21+/2Jv)rnoc<PR. (8.32)
Допустимое напряжение на переходе накладывает
ограничения на максимальный заряд варактора, т. е. на
Qo.i.jv- При резонансе в цепи N-u гармоники (8.2)
принимает вид
9=Qo+Qi cost—QNsin Wr=
=Q\ (cos т—cos 60—A sin Mr). (8.33)
Можно показать, что наибольшие по модулю
экстремумы (8.33) равноудалены от уровня Q0. Обозначим:
9м=тах (Q, cos т—QN sin Nt). Легко устанавливается,
109

что значению qM отвечает т из промежутка —n/2N<x<
<0. Если положить ccst^I—0,5т2, sinNx^— (4Nx/n) X
X (1—Nxjn), то получается
l + ZWWAll+A) (g 34)
Для режима с закрытым переходом необходимо,
чтобы O^q^Qmax- Отсюда следует, что qM не должно
превышать наименьшего из двух значений: Qo или <7тах—Qo-
С помощью (8.34) находим зависимость Qn(Qi), при
которой варактор закрыт и напряжение на нем не
превышает С/д
Qv=0,5foM-Q,)[1 + /I+^/^^m-Q.)]- (8-35)
Расчетные формулы для т)д и Р можно получить из
уравнений (8.27) и (8.25) с использованием (8.24) и
(8.28), причем максимум г\п или PN определяем по (8.35)
с учетом (8.32). В умножителе с частично
открывающимся варактором условие (8.32) сохраняет силу.
Если известно отношение A=QNlQ\, то амплитуду
первой гармоники заряда можно определить либо по
(8.32), либо из условия
Q^-cose.+WQ," (8*36)
Причем из двух значений Qi нужно взять наименьшее.
Значение А выбирают из 'следующих соображений.
К- п. д. т)д и "мощность Ры являются функциями А.
Максимумам т)д и Pv соответствуют оптимальные
значения А:
^ = (VT-fD* - 1 )!DN, (8.37)
AP=D/2N, (8.38)
где О=,ул-(л;л/Л7)с0вхСзакрГпос.
Чтобы варактор закрывался один раз за период,
необходимо [3.2]
4<,4H=sin (ял/АО IN. (8.39)
Из'.'трех значений Лу Лр и Лд следует выбрать
наименьшее. Поскольку AP>Ari, при выборе наименьшего
значения А нужно сравнивать лишь Д, и Ал.
ПО
9
расчет и конструирование
умножителей
9.1. РАСЧЕТ УМНОЖИТЕЛЯ С ЧАСТИЧНЫМ ОТКРЫВАНИЕМ
ВАРАКТОРА
В режиме с частичным открыванием используются
ДНЗ. Этот режим энергетически выгоден, если
относительно входной и выходной частот умножителя
выполнены неравенства (7.6).
В § 8.4 установлено, что оптимальные энергетические
показатели в умножителе реализуются при Q=Q0=nn/N
(п=\, 2, ..., N— 1) и ф=я/2.
Наибольшей амплитуде N-й гармоники напряжения
на варакторе при /n=0 соответствует одно или два
значения п: Nj2 при четном TV и (N±1)12 при нечетном.
Назовем эти значения п оптимальными. Когда /г</г0Пт,
диод открывается в течение большей части периода
входного сигнала, чем при /гопт, и наоборот.
Ограничения по допустимым напряжению и
мощности рассеяния приводят к тому, что не всегда
наибольшие мощность и к. п. д. удается получить при /г=/гопт.
Поэтому расчет следует выполнять не только при п=
=/гОПт, но и при л=л0пт+1-
При проектировании важно установить предельные
значения PN и tj„ В связи с этим расчет проводится на
полное использование по одному из допустимых
параметров: Uдои или Рд.
Исходим из заданных /вх, N и типа диода. По
паспортным значениям tm и <Выкл с помощью (7.6)
устанавливаем целесообразность режима с частичным отпиранием.
Иногда tM и гвыкл не приводятся, но для диода
указывается рекомендуемый диапазон частот.
Значение гПОс находим из (7.3), а емкость Сзакр
подсчитываем по формуле
где Сц —паспортное значение емкости при напряжении
«о. В дальнейших расчетах к найденной емкости Сзакр
добавляем емкость корпуса варактора Скои.
ill

Сначала расчет ведется при n=nont.
1. Находим значение D:
D = 2sine0/n(-V2—l)wBxC3aKp/-noe- (9.2)
2. Определяем по (8.37) и (8.39) значения А.
3. Из двух найденных значений А выбираем
наименьшее.
4. С помощью (8.28) и (8.36) вычисляем
допустимые амплитуды тока первой гармоники:
Г1 = У2Рл>гпж\1+А*№), (9.3)
/", = ^доЛАакр (1 - COS 60 + q'u), (9.4)
, 2(2ЛГ/я)М8
где q „ j +2(2Лул)2Л •
5. Из двух значений тока выбираем минимальное.
6. Определяем амплитуду А/-й гармоники тока:
I„=ANh. (9.5)
7. Вычисляем сопротивление rN:
rN=rnoc(DlAN—l) при Л=ЛД; (9.6)
rN = г„жVTTD* при А^А^. (9.7)
8. По формулам (8.27), (8.28) находим т]д и Ррас и под
считываем мощность Д/-й гармоники:
Рк=0,5/2ягя. (9.8)
После этого в той же последовательности выполняем
расчет [при /г = /гопт±1. По полученным результатам
выбираем режим с наибольшими tj и PN и для него
определяем емкость Ст по (8.30), сопротивление гд1 и
емкость С, по (8.29), смещение на варакторе по (8.31), а
также мощность, которую требуется подвести к диоду
Сопротивления и емкости лд1, гДЛ„ СД1, Сд¥
необходимы для проектирования фильтров.
Мощности на входе и выходе умножителя находим
из соотношений:
P** = Pml\. P™* = PN\> (9-9)
где T)i,2 — к. п. д. входного и выходного фильтров.
Общий к. п. д. умножителя:
112
По сведениям, содержащимся в [7.11], изложенная
методика при выполнении (7.6) приводит к завышению
к. п. д. на 20 ... 30% по сравнению с расчетом,
опирающимся на более сложную модель варактора, в которой
приняты во внимание потери при открывании. Прибли-
': женный учет этих потерь предложен в [3.2].
i Пример 9.1. Расчет умножителя на ДНЗ.
Исходные данные: диод 2А613Б (параметры см. в
приложении 6); кратность умножения /V=2, 3; выходная частота 1 ГГц.
Цель расчета — выяснить предельные значения к. п. д. и
выходной мощности в удвоителе и утроителе частоты.
Принимаем: С_6=4 пФ; фп=0,7 В, v=l/3. По формулам (9.1)
и (7.3) найдем: Сзаьр = 3,6 пФ, лПос=1,6 Ом.
Результаты расчетов, выполненные в изложенной
последовательности, сведены в 1абл. 9.1 и 9.2. Параметры утроителя в табл. 9.2
относятся к Иопт=1> так как режим с я0пт=2 при том же к. п. д.
характеризуется меньшей выходной мощностью. Из табл. 9.2 видно,
как уменьшаются выходная мощность и к. п. д. при переходе от
удвоителя к утроителю частоты.
Таблица 9.1
N
2
3
3
я
1
1
2
D
11,7
5,71
5,71
\
0,5
0,29
0,29
S
0,459
0,28
0,28
А
0,459
0,28
0,28
/'„А
0,622
0,77
0,313
/"„А
2,33
5,86
5,86
Л. А
0,622
0,77
0,313
V А
0,571
0,645
0,263
Таблица 9.2
N
2
3
чд
0,84
0,71
VBT
3,1
1,93
V °м
10,7
7,7
СД1'ПФ
7,2
18,4
V °м
19
9,3
С„„. пФ
дл'
7,2
10,8
и0. в
17,5
11,2
9.2. РАСЧЕТ УМНОЖИТЕЛЯ ПРИ ЗАКРЫТОМ ПЕРЕХОДЕ
ВАРАКТОРА
Как указывалось ранее, на частотах, превышающих
10 ГГц, в варакторных умножителях используются арсе-
i нид-галлиевые диоды, работающие с закрытым
переходом. В этот режим приходится ставить варактор и на
более длинных волнах, если отсутствуют ДНЗ, рабочие
частоты которых совпадают с выбранным диапазоном.
При подборе варактора нужно опираться на равенство
8—147 113

(7.3), гарантирующее высокую
добротность емкоеin перехода.
Предположим, что тип
диода выбран и заданы fBx, N.
Найдем наибольшие значения
t\u и Рк- Расчет введем
поэтапно.
В первую очередь, по
паспортным данным определяем
нужные в дальнейшем пара-
/ метры: лпос по формуле (7.3) и
Рис. 9.1. Зависимость пара- р р ,. , , у /q *™
метра аппроксимации |3 ьо ь«0 L1 "Т""о/тп1 • ^У.ш;
от Д
Если v и фп в паспорте не приводятся, то для диодов из
арсенида галлия можно принять: v=l/3, фп^1,5 В.
Далее находим параметры экспоненты <7апр> i-'anp
(8.10), аппроксимирующей вольт-кулоновую
характеристику варактора (7.2). Необходимые соотношения
можно получить следующим образом. Функции (7.2), (8.10)
запишем в безразмерном виде:
У=-« + {[(1 + «)'"*- л,->+а,-Ч,',,-*),
где y = ufUKIB; z-=qlqmaK; a = %IUK(iD] b = U^U^ 8 =
= 9max/9anP. причем Q<y, z<\.
Из условий y'iz(0)=y'z(0), #i(l)=#(l) можно найти
I -f-pA — ep = 0, (9.11)
6 = l/pA, (9.12)
A = (l _V)/e[(l;+ l/a)l~v- 1]. (9.13)
Уравнения (9.11) ... (9.13) определяют p и Ь как
функции A.
Порядок расчета <7ащ> и иат1р таков. Вычисляем а, А
по (9.13) и <7тах = С0£/доп/А. С помощью графика р(Д)
114
(рис. 9.1) находим приближенное значение р0. При
необходимости его уточняем по методу Ньютона [8.3]:
й — R 1 I t + AfBn-l)
Р„^-Ря 1+ д_д , „=1,2,...
причем Pi выбираем несколько большим, чем р0. В
результате ПОЛУЧИМ £/апр=£/доп/РА, <7апр—^юах/ Р-
На третьем этапе определяем значения uo,i,jv> при
которых умножитель оказывается в оптимальном по
энергетическим показателям режиме. Предварительно с
помощью (8.27), (8.28), (8.24), (9.20) составляем
выражения для к. п. д. tj и мощностей Pvac, PN:
Чд=1/(1+ЛГ); (9.14)
М— » + (^/^v)2 ,Q.~
Ppac=V,Ii+(%v4n; (9.16)
■PVJM, (9.17)
' пос-
где D, = 4e,1°/MvC0rnoc; Р0 = 0,5 (UanpwBXC,,y rn
Нормированные заряды u.o,i,.iv=Qcu,iv/<7anp связаны
соотношением
^=о,5(^авр-р1) [l + (i + ^ ^-J0,8 ]»
(9.18)
где qM/qanp — наименьшее из двух значений ц0, р—и.о.
причем (х0^0,5р.
Возможен следующий порядок вычислений.
Подсчитываем Р0. Задаваясь fi0^0,5p, находим <7м/<7апр- При
выяснении предельных возможностей варактора берем
(х0=0,5р. Определяем Db При u.i<0,5p по (9.18)
рассчитываем u.jv. С помощью (9.15) вычисляем М, а затем по
(9.14), (9.16), (9.17) т]п,
Изложенная процедура повторяется, пока "не" будут
достигнуты максимумы tj и Pv. Может случиться, что
раньше, чем т)д и Pv "станут максимальными, наступит
ограничение по рассеиваемой мощности. Процесс
вычислений удобно контролировать с помощью графиков.
8* П5

На последнем этапе выбираем режим умножителя,
в котором максимальны т]д или PN либо /эрас = £,д. По
известным в выбранном режиме ц0 , v с помощью (8.14) ...
(8.21) находим параметры варактора на первой и N-&
гармониках и напряжение смещения:
rN = >W \D£N Ы J, ¥NWN — 1];
апр 1~ ^ о vci/ w о \гц/
Сл 1
да 1+г/0д/апр фы»
Гщ = (/"пос + 'дг) (^tf/Pi)1'.
"ДГ
l+^o/^anp Ф1а'
(9.19)
(9.20)
(9.21)
(9.22)
(9.23)
Функции Фк и Ф1а определяем с помощью (8.22) и
(8.18), в которых принимаем г|з=л/2.
Пример 9.2. Расчет умножителя на ДНЕ.
Исходные данные: диод АА607А (параметры см. в
приложении 6); кратность умножения N=2; выходная частота 5 ГГц.
Цель расчета — выяснить предельные значения к. п. д. и
выходной мощности удвоителя.
1. С помощью (7.3) и (9.10) находим Гц0е = ]>18 Ом, Cq=
=2,66 пф (к емкости перехода при и=0 добавлена емкость
корпуса) .
0,5
0,Ь
0,3
0,2
0,1
Рн, Вт
Чд
Ри
0 0,4
0,5
0,6 /г,
Рис. 9.2. Зависимость т|д, Рк, Цк от Hi (удвоитель иа АА607А,
/в*=5 ГГц)
116
2. По формулам (9.11) ... (9.13) определяем параметры
аппроксимации £/а„р=11,7 В, 9апр = 31,2-10-12 Кл, 6=1,27.
3. Рассчитываем зависимость ц.г, т)д, Ярас, PN от fx, с помощью
формул (19.14) ... (19.18). Предварительно определяем цо=0,5В=
= 0,635, £>i = 38,276 и Р0=0,565 Вт, которые входят в (9.18),
(9.15) и (9.16). Результаты расчетов приведены в табл. 9.3 и на
рис. 9.2. При расчетах было использовано соотношение (8.13). Из
рис. 9.2 видно, что максимумы Рк ит)Д практически совпадают.
4. В режиме максима 1ьного к. п. п. пофэрмулам (9.19) ... (9.23)
определяем параметры варактора на первой и N-u гармониках: Гд1=
= 0,15 Ом, Сд1= 1,27 пФ, rv=4,35 Ом; Сд1= 1,23 пФ, а также
напряжение смещения: U0 = 13,7 В.
Таблица 9.3
р-1
(J-2
^Д
Ррас Вт
Рк, Вт
0,4
0,324
0,115
0,328
0,043
0,45
0,278
0,31
0,288
0,13
0,5
0,227
0,425
0,258
0,190
0,55
0,17
0,474
0,236
0,213
0,6
0,1
0.432
0,226
0,172
0,61
0,082
0,40
0,2256
0,150
0,62
0,062
0,346
0,2258
0,120
9.3. СООБРАЖЕНИЯ ПО ВЫБОРУ ВАРАКТОРА
И ЕГО РЕЖИМА
При проектировании умножителя, у которого
стремятся получить наибольшие значения к. п. д. и
выходной мощности, необходимо иметь в виду следующее.
Для каждого типа варактора существует
оптимальный диапазон частот, в котором можно получить
наилучшие энергетические показатели. При фиксированной
кратности умножения за пределами оптимального
диапазона к. п. д. и выходная мощность снижаются. С
повышением частоты это обусловлено ростом потерь, а на
низких частотах уменьшается преобразуемая на
гармоники мощность вследствие малой емкости. Выходная
мощность и к. п. д. падают с кратностью умножения N,
причем степень уменьшения может зависеть от того, что
остается постоянным при вариации N — входная или
выходная частота. Нередко оптимальный диапазон
варактора указывают в паспорте. Проектировать умножитель
с частотами, выходящими за пределы этого диапазона,
нецелесообразно.
Сопоставим энергетические показатели умножителей,
в которых варактор работает либо с частично
открывающимся, либо с полностью закрытым переходом. Для
117

краткости будем говорить соответственно об умножителе
с ДНЗ или с ДНЕ. Сформулируем условия, при которых
происходит сравнение: оба диода имеют одинаковые
значения rnoc, иДОп, Рд. С0 — емкости при ып=0; законы
изменения емкостей закрытого перехода совпадают:
оптимальный диапазон частот один и тот же; у ДНЗ
потери при открывании отсутствуют.
Расчеты, выполненные по изложенной в гл. 9
методике, показали следующее. При фиксированной
кратности TV выходная мощность умножителя на ДНЗ выше,
«рм в умножителе на ДНЕ. С увеличением N отличия
увеличиваются. При N=2 к. п. д. обоих умножителей
примерно одинаков. С увеличением TV к. п. д.
умножителя на ДНЗ падает медленнее, чем в умножителе на ДНЕ.
Остановимся' на расчете умножителя с заданными
входной частотой, кратностью умножения и выходной
мощностью.
Расчету предшествует выбор варактора. Из
номенклатуры диодов отбирают те, у которых оптимальный
диапазон совпадает с входной и выходной частотами,
т. е. с рабочим диапазоном умножителя или
оказывается шире указанных пределов. Если среди отобранных
диодов есть ДНЗ, то их следует использовать в режиме
с частичным открыванием перехода.
Затем по методике, описанной в § 9.1, 9.2, определяем
наибольшую мощность JV-й гармоники, которую можно
получить с каждого выбранного диода. Пригодны те ва-
ракторы, которые могут развить в нагрузке мощность,
равную или большую заданной. Если максимальная
мощность в несколько раз превышает заданную,
необходим дополнительный расчет.
В режиме с частичным открыванием перехода он
проводится следующим образом.
1. Значение величин А, полученное в
предварительном расчете, не меняется. Значит к. п. д. умножителя
остается прежним.
2. По сопротивлению Гк и заданной мощности PN
находим амплитуду первой гармоники заряда Qim.
3. С помощью (8.31) подсчитываем смещение Uq.
4. Остальные параметры умножителя определяются
в соответствии с § 9.1.
При работе диода с закрытым переходом нужно
выполнить расчет для нескольких значений и.0) меньших
118
0,5р, определяя каждый раз лишь значение Рк- Когда
заданный уровень мощности будет получен, то при
соответствующем значении ц0 расчет выполняется в
полном объеме.
9.4. О ПРОЕКТИРОВАНИИ ФИЛЬТРОВ
Требования к входным и выходным устройствам ВУЧ
изложены в § 7.3. Реализовать эти требования можно
с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ) на входе
умножителя и полосно-пропускающего (ППФ) на
выходе [9.1].
Проектирование опирается на зависимость затухания
3? выбранного фильтра от частоты (рис. 9.3), которое
следует задать, руководствуясь техническими
требованиями к внеполосному излучению передатчика и
допустимым потерям мощности Pjv в фильтре. Напомним, что
затухание фильтра в децибелах определяется
выражением S'=101g(Pmax//,Bbix), ГДе Ртах — МОЩНОСТЬ,
КОТОРУЮ в условиях согласования отдает генератор,
подключенный ко входу фильтра; Рвых— мощность на выходе
фильтра. ФНЧ имеет две граничные частоты, на
которых задается затухание: граничная частота полосы
пропускания /п (в пределах этой полосы затухание не
превышает 3?п) и граничная частота полосы заграждения
/3 (в полосе заграждения затухание не меньше 3?3).
У ППФ четыре граничные частоты — /±п и /±3, на
которых тоже оговаривается затухание.
В качестве граничных частот полосы заграждения
можно принять вторую гармонику входной частоты
<Х
-1
W?n /
■—] —!—°^Т
1
*1
1
11
Ц т U fab* fr Ц f
Рис. 9.3. Зависимость затухания S фильтров ВУЧ от частоты
119

умножителя для ФНЧ и гармоники той же частоты
номеров Л7±1 для ППФ. Обратим внимание на
следующее: затухание , о которых шла речь, характеризуют
передачу мощности от зажимов фильтров, подключаемых
к варактору, к противоположной паре выводов, т. е.
к точкам /, 2 и 3, 4 на рис. 7.1,а.
Кроме требований к затуханиям, необходимо
обеспечить определенные входные сопротивления
фильтров: 212=Лвш zBX=rN-\-\xN, где гвн — внутреннее
сопротивление источника на входе ВУЧ (рис. 7.1); xjv=
=1/ЮвхМСДЛ,—Мовх^кон; fN, Сду—сопротивление,
полученное в ходе расчета умножителя, и емкость варактора
на N-й гармонике (рис. 8.2,6), LKoh — индуктивность
выводов диода. Входные сопротивления находятся с
учетом нагрузок фильтров (рис. 7.1,а и 8.2,а):
2ш = ^пос + лД1.+ .КхА<об + 1/РвхСд1» 22н=#н-
Если рассматриваемый ВУЧ завершает цепочку
умножителей с общим коэффициентом умножения N0=
=Ц»вых/ц»о. превышающим кратность выходного
умножителя Лг=собых/ц>вх, то в спектре тока диода кроме
составляющих с частотами /гюВых/М (&==!, 2, ..., N)
можно обнаружить составляющие с частотами /гсовых/М)
(/г=1, 2 N0). Последние возникают вследствие
неидеальной фильтрации в предыдущих каскадах.
Энергетические показатели проектируемого умножителя
зависят в основном от двух составляющих тока диода —
с частотами соВых/А/ и соВых, так как уровень остальных
мал. Однако требования к чистоте спектра на выходе
устройства в целом могут быть столь высокими, что
присутствие перечисленных компонент заставит изменить
граничные частоты полосы заграждения второго
фильтра и взять их равными соВых(Лго±1)/Л^о-
На основании изложенных требований можно
спроектировать фильтры умножителя, воспользовавшись
материалами работ [6.7, 9.2].
9.5. ПРИМЕРЫ КОНСТРУКЦИИ УМНОЖИТЕЛЕЙ
Для иллюстрации рассмотрим два примера
конструктивного выполнения ВУЧ с полосковыми фильтрами
(рис. 9.4, 9.5).
Входным устройством утроителя с выходной частотой
2,7 ГГц является ФНЧ лестничного типа [6.7],
состояло
ЮП 13№16
UII
II иглл
* 5 6 7 В
it 15
Рис. 9.4. Конструкция утроителя
(/вых=2,7 ГГц):
1 — вход, 2 — выход; 4 . 7 —
элементы входного фильтра; 8— диод;
15 — элементы выходного фильтра
9..
щий из емкостей 4, 6
(первая подстраиваемая)
и отрезков линий 5, 7.
Выходное устройство
представляет собой ППФ,
содержащий резонатор
(элементы 9,10),
настроенный на выходную ча
стоту, и три ячейки
гребенчатого фильтра [6, 7]
//—15. Гребенчатый
фильтр формирует
частотную характеристику,
обеспечивающую
подавление гармоник входной
частоты в нагрузке.
Резонатор, подключенный к диоду, создает оптимальную
нагрузку на третьей гармонике. Дроссель 17 и
сопротивление 18 относятся к цепям смещения. Вывод 19 служит
для контроля напряжения смещения.
Входное устройство учетверителя с выходной
частотой в несколько гигагерц (рис. 9.5) подобно ФНЧ
рассмотренного утроителя состоит из емкостей 3, 5 и
отрезков линий 4, 6. В процессе отработки регулировки
умножителя емкости подбирают изменяя размеры
элементов 3, 5. Выходное устройство также представляет
собой ППФ, но с
параллельно связанными
полосковыми
резонаторами 8 ... 10. Цепь
смещения содержит
сопротивление //, изго-
^^ товленное нанесением
_Р на подложку
материала с малой удельной
проводимостью.
Диоды в обоих
умножителях работают с
Рис. 9.5. Конструкция учет- частичным открывани-
верителя. поэтому смещение
2 — выход; 3 ... 6 — элементы J
фильтра; 7-диод; 8. .. 10 - СОЗДЭеТСЯ аВТОМЭТИ-
элементы выходного фильтра; II — сопро- ijpckK
тивленне автосмещения ici.i\n.
/
/ — вход;
входного
12)

II. ВОЗБУДИТЕЛИ ПЕРЕДАТЧИКОВ СВЧ
10
ДИАПАЗОННЫЕ АВТОГЕНЕРАТОРЫ
10.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ВОЗБУДИТЕЛЯХ
В зависимости от назначения передатчика,
диапазона рабочих частот, мощности, вида модуляции и т. д.
возбудители строят по различным структурным схемам.
Самые простые одночастотные возбудители применяют
в передатчиках, работающих на фиксированной частоте,
с амплитудной модуляцией (AM) в одном из мощных
каскадов. Такие возбудители содержат задающий
генератор (автогенератор — АГ), буферный каскад (БК) и
при необходимости каскады умножения частоты (УЧ).
В возбудителях диапазонных передатчиков с AM
применяют перестраиваемые автогенераторы с плавным
перекрытием (ДАГ) (рис. 10.1,а). Если требуется более
высокая стабильность частоты, используют
автогенераторы со сменными кварцами (типа «кварц — волна»
КАГ), которые перекрывают заданный диапазон
небольшим количеством дискретных частот — по числу
кварцев. Добавляя к такому устройству относительно
низкочастотный интерполяционный генератор (ИАГ), можно
получить плавное перекрытие (рис. 10.1,6).
В современных передатчиках применяют более
совершенные возбудители — так называемые синтезаторы
частоты (СЧ), в которых из частоты единственного
высокостабильного кварцевого генератора формируется сет-
ДАГ
КАГ
—»■
БК
УЧ
ft... Л
в)
—*
СЧ
—»
СП
ft-ft
1 Л t
КАГ
А А
W
см
п
ИАГ
—»■
')
ПФ
ft-ft
Ю
Рис. 10.1. Структурные схемы возбудителей простейшего типа (а),
типа «кварц — волна» с интерполяционным генератором (б) и
с синтезатором частоты (в);
ДАГ — диапазонный автогенератор; БК — буферный каскад; УЧ —
умножитель частоты; КАГ — кварцевый автогенератор со сменными кварцами; ИАГ—
интерполяционный низкочастотный генератор; СМ — смеситель; ПФ —
полосовой фильтр; СЧ — синтезатор сетки частот; СП — схема переноса сетки частот
122
ДАГ
-
КАГ
СМ
♦
чмг
а
СЧ
ПФ
УЧ
УФ
ft^ft
JJq
ft-ft
в)
]uQ
|L'C
дМ
г-*
ft/
€
emz
fez
1
БМЗ
ft)3
CM
ft
ft-ft
I)
Рис. 10.2. Структурные схемы возбудителей ЧМ колебаний (а), ФМ
колебаний (б) и колебаний с одной боковой полосой (е):
ДАГ — стабильный диапазонный автогенератор (синтезатор); ЧМГ — частотно-
модулированный автогенератор; УЧ — управитель частоты; СМ — смеситель;
ПФ — полосовой фильтр; Uq — модулирующий сигнал; КАГ — опорный
кварцевый автогенератор; СЧ — синтезатор сетки частот; УФ — управляемый
фазовращатель; БМ1, БМ2, БМЗ — балансные модуляторы поднесущнх fra, fm,
fw с фильтрами; fo — опорная частота
ка частот с малым шагом дискретности и с чистым
спектром (рис. 10.1,в). Здесь от синтезатора получают
также опорную частоту /0, смешивая с которой
колебания дискретного множества частот, можно перенести их
в заданный диапазон /н • ■ • fe.
Помимо устройств, создающих монохроматические
колебания на нужных частотах, в состав возбудителей
входят также формирователи радиосигналов с
различными видами модуляции. Частотно-модулированные
(ЧМ) колебания получают в автогенераторе,
управляемом по частоте. Например, в диапазонном возбудителе
(рис. 10.2,а) ЧМ колебания вырабатывает
автогенератор, работающий на фиксированной частоте. После
смешивания их с колебаниями диапазонного генератора
(синтезатора) и фильтрации (ПФ) на выходе получают
ЧМ колебания в заданном диапазоне.
Для стабилизации средней частоты ЧМ генератора
применяют автоподстройку частоты (частотную — ЧАП
или фазовую — ФАП) или преобразование фазовой
модуляции (ФМ) в частотную. Колебания с фазовой
модуляцией или манипуляцией полутают с помощью
управляемых фазовращателей (рис. 10.2,6). К возбудителям
относят обычно устройства, в которых формируются
сигналы с модуляцией одной боковой полосы (ОБП)
(рис. 10.2,в). Часто в одном возбудителе
предусматривается возможность работы с различными видами мо-
123

дуляцни, для чего в него вводят специальные цепи
коммутации и управления.
В современных сложных возбудителях для создания
командных сигналов перехода с одной волны на другую
и переключения рода работы начали использовать
микропроцессоры.
Таким образом, возбудитель оказывается
достаточно сложным устройством, выполняющим много
функций, построенным на элементной базе типа
транзисторов и интегральных микросхем, и может использоваться
в передатчиках различного назначения, мощности,
диапазона и т. д.
10.2. ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
При разработке возбудителей должны быть
известны следующие исходные данные:
1. Диапазон частот /н -•■ /в и характер перекрытия—
плавный или дискретный. При дискретном перекрытии
нужно знать число фиксированных частот TV и шаг
дискретности F=(fB—f„)/N, а также время перехода с
одной частоты на другую.
2. Допустимая нестабильность частоты Af/f,
кратковременная и долговременная, при заданных пределах
изменения внешних условий: напряжения питания,
температуры и других климатических факторов, частоты и
амплитуды вибраций и иных воздействий.
3. Виды формируемых сигналов н требования к
допустимым искажениям при модуляции.
4. Требования к уровню побочных составляющих.
5. Мощность на выходе, нагрузка и их стабильность.
6. Экономические требования.
Вся совокупность требований удовлетворяется
рациональным выбором схемных и конструктивных
решений. В первую очередь, важно составить структурную
схему возбудителя, способную выполнить все функции,
вытекающие из исходных данных. Далее, необходимо
выбрать схемы и режимы каскадов, входящих в
возбудитель, рассмотреть варианты конструкции. К
сожалению, расчет возбудителя как единого целого и
оптимизацию его параметров полностью выполнить не удается
из-за сложности задачи. Поэтому при проектировании
оптимизируют режимы отдельных каскадов и в какой-то
мере учитывают их взаимодействие.
124
10.3. УРАВНЕНИЯ АВТОГЕНЕРАТОРА
Бескварцевые автогенераторы редко применяют
в качестве источника колебаний высокой частоты в
возбудителях. Принципы расчета любых автогенераторов
одни и те же, и их удобнее всего изложить именно на
примере бескварцевого автогенератора. Для расчета АГ
следует знать рабочую частоту или диапазон
перестройки (девиацию частоты), мощность на выходе и
требуемую стабильность частоты при заданных внешних
условиях. В результате расчета должны быть определены:
тип активного элемента и его рабочий режим (токи,
напряжения), вид схемы и значения параметров ее
элементов, а также коэффициенты влияния, показывающие,
как зависит частота колебаний от изменения внешних
условий, и ряд других параметров.
Многие практические схемы автогенераторов можно
привести к так называемой обобщенной трехточечной
схеме (рис. 10.3).
Стационарный режим АГ описывается уравнением
[10.1]
S,kZK=l, (10.1)
где Si — комплексная крутизна активного элемента
(АЭ), усредненная по первой гармонике, —
устанавливает связь тока коллектора Iri с амплитудой напряжения
возбуждения UB:
Iki=SiUb. (10.2)
Коэффициент обратной связи
JK3
Zs -f- L3
(10.3)
Сопротивление нагрузки АЭ
(10.4)
у Zi (Za -f- Z3)
K~z, + z2 + z3-
Произведение kZK называют
управляющим сопротивлением:
гу=м«=~г^£тт3Лт
тогда вместо (10.1) имеем
SiZy=l. (10.6)
.«— 1
1к1т П2*
А
т
Ь
17кэ
Рис. 10.3. Обобщенная
трехточечная схема
автогенератора на
транзисторе
125

Величины к, ZK, Zy являются обобщенными
параметрами автогенератора. В сопротивлениях Ъ\, Z2, Z3 следует
учесть не только соответствующие сопротивления
внешней колебательной системы, но и паразитные
параметры АЭ: его входное, выходное и проходное
сопротивления.
В уравнении (10.1) комплексные величины Si, k, ZK
следует представить в виде произведения модулей на
фазовые множители:
S^S.e*'; |к = йе,9ос; ZK = |ZK|eJ\
где ф8, фос, фк — фазы средней крутизны, коэффициента
обратной связи и нагрузки соответственно.
Тогда вместо (10.1) получим два уравнения:
баланса модулей
S,*|Zk|=1 (10.7)
и баланса фаз
Фб+фос+фк=0. (10.8)
Если известны параметры АЭ и колебательной
системы, из этих уравнений можно найти два неизвестных:
амплитуду и частоту колебаний. Это — решение задачи
анализа режима. При проектировании автогенераторов
амплитуда и частота колебаний обычно считаются
заданными и из уравнений (10.7), (10.8) следует
определить параметры и структуру схемы. Это — задача
синтеза автогенераторов. Поскольку уравнений только два,
а параметров много, некоторыми из них приходится
задаваться, учитывая какие-то дополнительные
соображения.
Рассмотрим, как получить выражения для расчета
полных сопротивлений Zb Z2, Z3 трехточечной схемы.
Токи и напряжения на входе и выходе АЭ можно связать
с помощью Уд-параметров АЭ, усредненных по первой
гармонике:
iB.^TU^-f-Y^g, IK1-Ya21UB+Yas2UK3. (10.9)
Этой системе уравнений соответствует схема
замещения АЭ (рис. 10.4), содержащая три проводимости:
Yai, Ya2, Ya3, и генератор тока Iki с крутизной Sb
управляемый напряжением UB. Связь проводимостей схемы и
крутизны с Уа-параметрами (или матричными элемен-
126
Рис. 10.4. Эквивалентные схемы активного элемента и пассивного
четырехполюсника, замкнутые в кольцо
тами) очевидна:
Vai=Yai2-bYa22, Ya2=Yai2~(_Yalb
(10.10)
Ya3 = —Yai2, Si = Ya21—Yai2-
Пассивный четырехполюсник (ПЧ) на рис. 10.4
состоит из трех проводимостей Yni, Yn2, Yn3, включенных
по П-образной схеме. В одной из этих проводимостей
учтена нагрузка, в которую автогенератор отдает
полезную мощность. Оба четырехполюсника соединены в
замкнутое кольцо и образуют автогенератор по
трехточечной схеме.
Из рис. 10.4 видно, что проводимости с одинаковыми
номерами включены параллельно. Следовательно,
полные проводимости плеч трехточечной схемы равны
суммам:
Yi=Yai-J-Yni, Y2=Ya2+Yn2,
Y3=Ya3+Yn3, (10.11)
а сопротивления — обратным величинам:
Z1=l/Yb Z2=l/Y2, Zs=l/Ys. (10.12)
Выразим обобщенные параметры автогенератора к,
ZK, Zy через проводимости Yi, Y2, Y3, а также через
суммарные матричные элементы:
Yii=YaH-J-Ynif, Yi2=Yal2-rYnl2;
(10.13)
Y21=Ya21+Yn2i; Y22=Ya22+Yn22.
где
•nii==Yn2~rYn3; Yni2=Yn2!==—Yn3; Yn22=Yni-)-Yn3
(10.14)
127

— матричные элементы пассивного четырехполюсника.
Подставляя в (10.3) ... (10.5) выражения (10.11) ...
... (10.13), находим
"Y2+Y3 Yn;
7 Ya ~Ь Уз Xii
« 1 «g-f- 't "3 Т" "2*3 * 11 '22 ' 12
Zy = "" Y,Y2+ V,Y3 + Y2Y3 = YnY22- Y»,,-
(10.16)
(10.17)
Из этих выражений следует, что режим
автогенератора определяют суммарные проводимости АЭ и ПЧ,
а их распределение между четырехполюсниками роли не
играет.
10.4. ВЫБОР РЕЖИМА АКТИВНОГО ЭЛЕМЕНТА
И ПАРАМЕТРОВ АВТОГЕНЕРАТОРА
Любой АЭ характеризуют группой параметров,
определяющих его предельные возможности по частоте, току
коллектора, приложенным напряжениям и рассеиваемой
мощности. Так, например, для биполярных транзисторов
обычно известны: граничная частота по крутизне as,
граничная частота усиления по току о)гр и предельно
допустимые параметры — ток коллектора /ктах,
напряжения на коллекторном ^КВтах и эмиттерном
^эБшах переходах и мощность рассеяния Рктах для
данной температуры среды. В зависимости от
соотношения между частотой колебаний со0 и частотами «os> ©гр
расчет автогенератора следует строить по-разному.
Будем различать случаи: безынерционного АЭ, когда со0<
<0,5 cos, инерционного АЭ, когда 0,5 о)6<'Ио<Со)гР, и,
наконец, АЭ с сильно выраженной инерционностью, когда
частота ©о близка к соГ1>
Рассмотрим сначала случай, когда для заданной
рабочей частоты ©о удается подобрать безынерционный
АЭ, и поставим задачу такого выбора параметров АГ,
чтобы АЭ полностью использовался по одному из
предельно допустимых параметров.
В качестве примера выберем АЭ — биполярный
транзистор. Из статических характеристик транзистора
находим крутизну S коллекторного тока и крутизну Sc
тока базы.
128
Покажем, что выбор коэффициента обратной связи k
ограничен одним из предельно допустимых параметров:
'кшах' ^КЭ™*' ^ЭБшах' РКтг,- ДЛЯ ЭТОГО СОСТЗВИМ ВЬфа-
жения, связывающие значения k с каждым из этих
параметров, применяя простую аппроксимацию
зависимости средней крутизны от амплитуды напряжения
возбуждения UB:
S1^S(l—U2BlU2Bom). (10.18)
Такая замена сложной зависимости Si(UB)
квадратичной параболой (10.18) справедлива для большинства
трехполюсных АЭ автоггиераторов при разумном
выборе параметров цепи автосмещения и дает погрешность
не более 15 ... 20%.
По определению, отношение средней крутизны Si
к статической S равно коэффициенту разложения уг,
который в области недона пряженного режима зависит
только от угла отсечки 6:
V1(e)=S1/S=l-U2B/U2HOm. (10.19)
В (10.18) и (10.19) [/порм — нормирующее напряжение,
при котором крутизна Si падает до нуля.
Для оценочных расчетов можно принять
L'uopM^kLU (10.20)
где UK0 = 0,5UK4max—-напряжение источника питания
цепи коллектора.
Из (10.19) получаем
UB = kUnVl-b (10.21)
а из (10.3)
UK9=U„'k = Um VT=YX. (10.22)
Эти формулы непосредственно связывают амплитуды
колебаний UB, UY3 с коэффициентом -yi B
стационарном режиме.
Составим выражения для определения:
амплитуды первой гармоники коллекторного тока
'к,-=^вТ, = SUmkb У'Г^; (10.23)
высоты импульса коллекторного тока
'км = SUB (1 — COS 6) = SUmk У 1 — Yi (l — C0S 6) = ZK max*'
(10.24)
9—147 129

максимального обратного напряжения между базой
и эмиттером
J/»-t/,j=^-- U* (1 + cos 6) =
= U'- kUm fl^Y, (1 + cos 6) = (/ЗБ max, (10.25)
где V — напряжение запирания АЭ по
идеализированной характеристике, £Л,П—.напряжение смещения;.
мощности, отдаваемой цепью коллектора,
*,-ых = 0.5/К1Уго=0,5ЯЛи&]Г. 0 ~Т.); (Ю-26)
мощности, рассеиваемой коллектором,
fK=p-(-^—1)=абялм^,(1-та(^к2_ -i),
(10.27)
где 4==0,5g15=0,5gIl/K9/i/M==0f5g1lAl — у, — к. п. д.
цепи коллектора; g", = /К1 //к — коэффициент формы.
Сопротивление и проводимость коллекторной
нагрузки
1 ^кэ 1
**=c7=X7=s*T- С0-28)
'К1
Из равенств (10.24), (10.25), (10.27) находим
значения коэффициентов обратной связи, соответствующие
работе АЭ в предельных режимах: /е^-—по току, /е„^-по
напряжению, kp — по мощности рассеяния. Каждый из
них можно выразить через нормированные значения
предельно допустимых параметров и некоторые
функции, зависящие только от угла отсечки:
ki'=(IKmmfSUjFt(b), (10.29)
Л (6)=(i-«ив)" (i -т.Г1/2; (ю.зо)
K = Wmm^ + U')IUm]Fu{b), (10.31)
i?B(e) = (l+cose)-,(l -т.Г'/2; (10.32)
kp={2PKmJSU\0)Fp(b), (10.33)
Л>(в) = 1т, V* -Т, (2/Я.-/1 -Ti)]-. (Ю-34)
По выбранному углу отсечки в в стационарном
режиме, вычисленным функциям Fi, Fu, Fp (рис. 10.5) и
130
\
1
т
1
—]—'
/' /
-
Ч1 fi/ /
J ' / \г
/ j/ /
1— 1 .
во
50
ЬО
30
20
10
30 ВО 90 ПО ISO В, град
Рис. 10.5. Графики функций
F,. Fu, Fv для нахождения
предельных значений
коэффициента обратной связи
нормированным предельно
допустимым параметрам
определяют значения &,-, ku,
kp. Рабочее значение
коэффициента обратной связи
должно быть меньше
наименьшей из этих величин:
k^min{ki, ku, kv}.
(10.35)
Порядок расчета
автогенератора иллюстрируется
примерами, в которых
используется один и тот же
транзистор на разных
частотах: шо<Сш£; шо—'cos и сое—'
'—-согр. Показано, как с
повышением частоты возрастает
сложность расчета,
поскольку приходится учитывать все
больше факторов, связанных с возрастанием потерь
в транзисторе и с увеличением его инерционности.
Можно было бы взять другую серию примеров: расчет
автогенератора на одну и ту же частоту, но на разных
транзисторах, удовлетворяющих тем же условиям. Такие
примеры менее наглядны и здесь не приводятся.
Пример 10.1. Расчет режима автогенератора при ©o'Cws.
Исходные данные: рабочая частота fo=l МГц; мощность
в нагрузке />-и=50-мВт"."
' 1. По справочнику [2.1]
fs=sl0 мГц>;с; S.= 0,55
Лчтах==?'05 А; ^кЭтау =
при температуре среды <%<
Выбираем напряжение UK„~ 0>5£/КЭгпах
2. Задаемся углом отсечки, который в автогенераторах обычно
равен 6=60 ... 90°. Берем 0=70°. Для этого угла Yi=0,288, gi =
= 1,73, cos 8=0.342. По графикам рис. 10.5 находим Fj = l,8, F„ =
=0,9, Fp = 12. По формулам (10.29), (10.31), (10.33) вычисляем:
0,05 2 + 0,33
1,8 = 0,027; £„=—~—-0,9 = 0,35;
выбираем транзистор ГТ311 и находим:
А/В; S6 = 0,006 А/В; £/_' = 0,33В:
2 в; ^эБшах-2 в;;/>кп1-=гапшг
2Ъ"С.~ ■ ~~~
:6 В.
*| =
0,55-6'
2 0,15
0.55-62
• 12 = 0,18.
Таким образом, в данном случае наиболее жесткое ограничение
по k определяется допустимым током /к max- Выбираем
k=0,025 <fei=0,027. „. /
9* 131

3. Далее, по формулам (10.22), (10.23), (10.26), (10.28),
находим:
UK3 = 6 Kl —0,288 = 5,06 В;
/К1 = 0,55-6-0,025-0,288-1^1 —0,288=0,020 А;
Явых= 0,5-0,55-62-0,025-0,288- (1—0,288) = 0,051 Вт;
'R« = 0,55-0,025-0,288 =252 °м' С* = 3'96 ^-^______
Следующий этап проектирования — расчет
параметров колебательного контура. Для улучшения
стабильности частоты целесообразно выбрать контур с высокой
добротностью (QueH — добротность ненагруженного
контура) и большим характеристическим сопротивлением
р. Обычно на частотах, не превышающих 100 ...
200 МГц, удается сконструировать контур с Qnen^l00 ...
... 120 и р^=300 ... 500 Ом. Это определяет резонансное
сопротивление контура при полном включении: 7?пен=
=1/Ghcl=pQi«i= 30'... 60 кОм.
Дальнейший расчет зависит от назначения АГ. Если
требуется получить колебания с возможно высокой
стабильностью частоты и малой мощностью в нагрузке, то
параметры контура следует выбирать так, чтобы
добротность нагруженного контура QH была наибольшей.
Если же АГ должен отдать в нагрузку возможно
большую мощность при произвольной стабильности частоты,
необходимо стремиться к увеличению к. п. д.
контура Т]к-
Во всех случаях реактивные сопротивления плеч
трехточечной схемы не должны быть больше 500 ...
... 1000 Ом и меньше 5 ... 10 Ом, иначе их трудно
реализовать.
Рассмотрим оба варианта расчета. Из баланса
мощностей в цепи коллектора при вещественном k следует,
что
0,5^K9GK = 0,5^кэ (Gai + Он) + 0,5U\GS2 +
+ 0,5(UB + U^f Ga3 + 0,5U\9GHJp\ (ю.36)
Где Gal=Ga22+Gal2; Ga2=Gau + Gal2; Ga3=—Ga]2— Be-
щественные составляющие проводимостей АЭ в П-об-
разной схеме замещения (см. рис. 10.4); р—
коэффициент включения контура в цепь коллектора; GH —
внешняя нагрузка, пересчитанная к точкам коллектор —
эмиттер.
132
Заменяя ЬВ = ШКЗ, получаем
G„=Ga, +A2Ga2+ (1 +k) 2Ga3+G„-f GHeH/p2. (10.37)
Добротность QH определим из выражения
6h=1/Qh=P2GkP, (10.38)
где GK=S/e\4 — проводимость нагрузки, требуемая для
реализации заданного режима, т. е. известное число;
р также известно. Тогда для увеличения QH (или
уменьшения затухания нагруженного контура бн) необходимо
уменьшать коэффициент р. Подставляя (10.37) в (10.38),
получаем
6H=p2GK3p+p2Gnp-}-6Hen, (10.39)
где
GHa=Gal+£2Ga2+(l+&)2Ga3 (10.40)
— приведенная к точкам коллектор — эмиттер
проводимость потерь в активном элементе; 6нен=1/С?нен=Оненр—
затухание ненагруженного контура.
Из (10.39) следует, что наименьшее значение бн
получают при GH=0, т. е. при работе генератора на
нагрузку с бесконечным входным сопротивлением.
Коэффициент включения р найдем, задавшись
сопротивлением Х2. Тогда
Xx=X2lk; p=|*i|/p; *з=—(*i+X2). (10.41)
Если выбрана схема типа емкостной трехточки, то
Х\<0; X2<0; Х3>0. Для получения нужного значения
коэффициента р при заданном р в цепь Х3
последовательно с индуктивностью L3 следует включить емкость
С3 (рис. 10.6,а) причем XL3=aL3=p и Хсз=~ 1/соС3
Рис. 10.6. Схемы автогенераторов:
а — емкостная трехточка с дополнительной емкостью С3 (схема Клаппа);
о — индуктивная трехточка
133

в сумме должны быть равны сопротивлению Х3.
Следовательно,
Хсг=Хг—Хъг. (10.42)
В схеме индуктивной трехточки Хг>0; Х2>0; X3<0
и цепь .Хз содержит последовательно включенные
емкость С3 и индуктивность L3 (рис. 10.6,6), причем
Хсз=— 1/иС3=—р; ХЬЗ=Х3—Хсз. (10.43)
Обычно схема емкостной трехточки позволяет
получить несколько лучшую стабильность частоты.
Пример 10.2. Расчет параметров контура автогенератора с
повышенной стабильностью частоты.
Исходные данные: режим автогенератора рассчитай
в примере 10.1, откуда выписываем: GF=3,96 мСм, £=0,025,
UK3 = 5,06 В.
1. Задаемся: р = 500 Ом, QHeH = I00, т. е. СНен=0,02 мСм.
Выбираем схему типа емкостной трехточки (рис. 10.6,а) и принимаем
Х2——5 Ом Тогда
Л'г —5 200
Х' = ~Т=0Т025=-200 °м= Л= 5б0=°'4;
Хг = — [(— 200) + (— 5)] = 205 Ои; X L3 = р = 500^ Ом;
Хсз = 205 — 500 = — 295 Ом.
2 Наименьшее значение затухания бн при GH=0
найдем из (10 39), определив Gb3 по данным: Gai=0; Gan=So\i=
=6-0,288=1,73 мСм; Ga3=0; GK3 = fe2Ga2=0,0252-l,73^0,001 мСм.
I
Тогда 6Hmin=0,4-l-10-6-500+ -щ =0,0101; QH = 99, т. е.
фактически уменьшения добротности не произошло. Это объясняется
малой реакцией входной проводимости АЭ из-за небольшого значения
k. Значит, генератор можно нагрузить, сделав GB¥=0. Зададимся
допустимым снижением QH, например до 80, т е. бн=0,0125. Из
(10.39) находим
0,0125 — 0,01— 0,42-10-в-500 , „
=0,031 мСм
ин~ 0,42-500
или i?E=l/GH=32 кОм. Такое входное сопротивление следующего
(буферного) каскада нетрудно получить в составном эмиттерном
повторителе.
Мощность > нагрузке Р„ = 0,5(/2K3GH= 0,5-5,Об2,0,031 =
= 0,40 мВт.
В заключение определим емкости и индуктивности схемы,
пользуясь известными формулами:
530Л [м] Xl[Om]1[u]
С 1"ф1 = JWM ' L [ШТ] = -1885— ' (Ш-44>
134
В примере /о=1 мГц, А.=300 м и тогда
530-300 530-300
С, = 2Щ—=800 пФ; С2= = = 32ьФ;
530-300 А , 500-300 „„ ,,
=540 пФ; L3 = —Г5Ж—=80 мкГ-
3— 295 -«™ "■»-. -з— 1885
Теперь рассмотрим другой возможный случай расчета—
на максимум полезной мощности в Hai рузке. Прежде
всего следует отметить, что в уравнении баланса мощностей
(10.36) мощность 0,5U2K3GK не является мощностью Рвых,
отдаваемой АЭ во внешнюю цепь. Это мощность
генератора тока /К1, часть которой согласно (10.36) теряется
в проводимостях Gai и Ga3, но мощности 0,5£/2K3Gai и
0,5 (UK3 -\- UBf Ga, не рассеиваются в виде тепла внутри
транзистора. Они как бы соответствуют уменьшению
полезной мощности за счет реакции напряжения UK3 на
токи /К1 и /В1 через матричные элементы Уаг2 и Уа22.
Поэтому за мощность Рвых, отдаваемую АЭ, следует принять
величину
Рэых = 0,5^КЭСК - 0,5U\3GU1 ~ 0,5 <укэ + UBy Ga3
или после преобразований
РЕЫХ = 0,5^кэ [GK - Gai - (1 + kf G.J. (10.45)
В то же время мощность 0,5£/BGa2 — это
действительно существующая мощность, которая отбирается из
цепи коллектора, передается в цепь базы и нагревает
транзистор так же, как и мощность, рассеиваемая
коллектором. Тогда уравнение баланса мощностей можно
записать в виде
*вых—*н +Рв+Р нен, (10.46)
где P^=0,5t/2K9GH—мощность в нагрузке; Рв— 0,5iPBGa2—
мощность возбуждения АЭ; Рнен= 0,5 (t/2K3//?) G,^ —
мощность потерь в контуре в режиме холостого хода.
К. п. д. контура в цепи коллектора
_ *н 1 *в Т *нен /if) и 7\
*вых *вых
Меняя параметры контура, можно влиять только на
мощность Рнен, которая минимальна при р=1. При
135

этом г^к максимально, но пригодность таких
параметров контура следует оценить по добротности QB
(10.38) или (10.39). Если окажется, что QH слишком
низка, нужно, уменьшая р, довести QH до значения хотя
бы 10 ... 30.
Пример 10.3. Расчет параметров контура автогенератора при
повышенной мощности в нагрузке.
Исходные данные: из примера 10.1 GK=3,96 мСм, k=
= 0,025, £/кэ=5,06 В.
1. Здесь Gal = Oa3 = 0, поэтому PBbIK = 0,5U\3GK. Из (10.47)
находим максимальное значение к. п. д. г]к при />=1 (при р=
= 500 Ом, <2нен=Ю0):
УОа2 + Снел 0,025'-1,73+ 0,02
ъ=»-—^—=1 з^5 =0,9%>
а из (10.38) имеем:
1 _ 1 _ _
Q'i = G\p— 3,96-Ю-3-500 --0-505'. 8н=1.98.
2. Нагрузку Оы найдем из (10.39) при GFD=0,001 мСм:
1,98 —0,01 —10-«.500 „ „ ,.„ _
GH = — gQp— —=--3,94 мСм; /?н=254 Ом;
Ян=0,5-5,062-3,94 = 50,5 мВт.
Однако такие параметры неприемлемы из-за низкого
значения QB.
3. Тогда зададимся QH=10, бы = 0,1 и определим по (10.38)
P={Ctf) =(3,96.10-3-500j ~0,22о;
из (10.39)
0,1 _0,01— 0,2252-0,001-10-^500 _
Ga = 0,2252-500 3'56 mLm
или Ян=280 Ом. При этом к. п. д. контура
0,0252-1,73+0-225-2-0,02
что вполне приемлемо.
Мощность в нагрузке Ря = 0,5 -5,062- 3,56=45,5 мВт.
4. Сопротивления контура Xi=pp =—0,225-500=—113 Ом;
Х2 = kX, = 0,025- (—113) = -2,8 Ом; Х3 = —Xt—Х2 = 113+2,8«s
s»116 Ом; А/.з = р=500 Ом; Хсз=Х3—Xi3=116—500=— 384 Ом.
Емкости и индуктивности контура:
530-300 530-300
С, = YYs—=|400 пФ; Сг= 2^8—= нф;
530-300 „ 300-500 оп
С» = —384—=414 пф; L3=-r885— =80 мкГ'
136
Здесь получилось |^г|<5 Ом, но не намного. Поэтому на этих
результатах можно остановиться.
В диапазонных генераторах емкость С3 выполняется
переменной. Пределы изменения ее легко определить,
зная частоты крайних точек диапазона. Чтобы режим
АГ менялся в диапазоне не очень сильно, желательно
отношение наибольшей частоты к наименьшей иметь не
больше 1,3 ... 1,5.
11
АВТОГЕНЕРАТОРЫ НА ИНЕРЦИОННЫХ
АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТАХ
11.1. ОСОБЕННОСТИ РАСЧЕТА АВТОГЕНЕРАТОРА
ПРИ ПОВЫШЕНИИ РАБОЧЕЙ ЧАСТОТЫ
Особенности расчета автогенераторов на инерционных
АЭ связаны с тем, что крутизна АЭ становится
комплексной величиной S^ с модулем 5ш и фазой <ps. Если
не принять специальных мер, то из-за сдвига фаз'между
током 1К1 и напряжением UB (а при вещественном коэф-
фиенте обратной связи k и напряжением UKO) АЭ будет
работать на комплексную нагрузку. Это снижает
полезную мощность и ухудшает стабильность частоты. Для
устранения указанных недостатков применяют АГ с
полным фазированием, у которых коэффициент обратной
связи комплексный и его фаза фос подбирается равной
по значению и противоположной по знаку фазе cps. Тогда
в уравнении баланса фаз (10.8) сумма фв+фос равна
нулю и фаза фк также равна нулю, т. е. АЭ, как и на
низких частотах, работает на настроенную нагрузку.
Кроме того, с повышением частоты возрастают
потери в АЭ, а его реактивные проводимости оказываются
соизмеримыми с проводимостями пассивного
четырехполюсника и зависят от амплитуды колебаний, что
вызывает дополнительную нестабильность частоты.
Для расчета АГ необходимо знать вещественные и
мнимые составляющие усредненных по первой
гармонике Уа-параметров АЭ на рабочей частоте и их
зависимость от амплитуды колебаний.
Если в качестве АЭ использованы биполярные
транзисторы на частотах, где еще можно не учитывать ин-
137

дуктивности выводов, хорошее приближение дает
линеаризованная эквивалентная схема Джиаколетто (рис.
1.3), параметры которой определяют по паспортным
данным транзистора. Для этой схемы следует
рассчитать Уал-параметры открытого транзистора в линейном
режиме, т. е. Ya,i,j,n (t=l, 2; /=1, 2), и Уаз-параметры
закрытого транзистора Ya.i,j)3 ('=1, 2; /=1, 2), и
составить выражения для Уа-параметров в режиме с
отсечкой:
■ a,i,j=( ■ а,г',;',л "а.г.лз) \l ~\~ Ya,i,j,a',
t=l, 2; /=1, 2. (11.1)
Для открытого транзистора
Y с 1 + fopTfoi
«аил °б j +jwors '
Y — i,„T Ь'гб —S6
Yai2.n— — F-t
°Kl + j<o07y (11.2)
Se-KT3«
Y -—S 4-Y • S ——
1 321Л Ja T^ ' 812Л' ^w — J _J_ j^^
Ya2^ = KTK(Sm+l/r6)-
Для закрытого транзистора
V Y fooQa . /, . o\
ai23 'а21з 1 -4- ko 7* '
Ya223 = КгК (1 /Гб + Yal23),
где Г/121=1/со/121=;С'дифГ/121 — постоянная времени,
определяющая граничную частоту усиления по току; Ts=
= (СДиф+Сэ+Ска)'''б/7121/(>''б+''/121) —постоянная
времени, определяющая граничную частоту по крутизне; тк=
= Ска.г'б—постоянная времени цепи коллектора; Та=
=Сэг'б — постоянная времени цепи базы закрытого
транзистора; т3д^О,5/согр постоянная времени
запаздывания.
Таким образом, с помощью формул (11.2), (П.З)
можно вычислить Уа-параметры открытого и закрытого
транзистора, а затем по (11.1) составить зависимость
вещественных G&,i,j (i=l, 2; /=1, 2) и мнимых Ba,i,j
0"=1, 2; /=1, 2) составляющих матричных элементов от
коэффициента у\.
138
Теперь необходимо преобразовать уравнение (10.1)
к виду, удобному для расчета АГ с полным
фазированием. Перепишем (10.1), используя (10.15) и (10.16):
S.,k = YM-*■„/¥„. (11.4)
В этом уравнении удобно второе слагаемое в правой
части выразить через модуль |к|=&:
-£a. = -|k|YI1=A'Y*I1-k.2GI1.
Тогда вместо (11.4) получим
(S„I + 2GI1)k = ¥,, + *'**,. (11.5)
Выражение Sml -J- 2G12 назовем приведенной средней кру-
тизной и обозначим S, = S,e s. Уравнение (11.5)
распадается на два уравнения относительно вещественных
величин:
\k sin fa + ?ос)=В22 - k*Blt. I
При полном фазировании q>s-{-(poc=0 и тогда система
(11.6) упрощается:
S^ = G22 + ^Gn; (11.7)
0=Я..-*'Дн. 01.8)
где k — модуль коэффициента обратной связи; G\\=
=Gail + Gnii; G22=Ga22~bGn22; Вц=Ва.11-\-ВгЯ\-, В22=
=Ва22-\-ВП22 — соответственно вещественные и мнимые
части матричных элементов суммарной матрицы
активного и пассивного четырехполюсников (см. рис. 10.4).
Чтобы судить о возможности применения
описываемой здесь методики расчета, необходимо рассмотреть
режим АГ при отсутствии потерь в пассивном
четырехполюснике, называемый режимом холостого хода АЭ.
В этом случае Gnn=Gn22=0 и из уравнения (11.7)
можно найти коэффициент у1=У1нен, соответствующий
режиму холостого хода с учетом только внутренних потерь
в транзисторе.
Если предположить, что GJ2 < j S№l |, что обычно
выполняется, то S, =t 5№, = S^y, и уравнение (11.7) оказы-
139

(11.9)
вается линейным относительно ушен. Тогда
"ш™ 1(^3221 ^а22з) "т"'" ("аил ' "апз)1
Здесь значение k известно: его, как и в § 10.4 следует
брать равным наименьшему из значений /е„ ku, kp,
определяемых при yi =^0,5 по формулам (10.29), (10.31),
(10.33), заменив в них статическую крутизну S модулем
крутизны на данной частоте Stt. Тогда из (11.9)
можно найти yihch-
Если окажется, что \чпен^0,1 ... 0,2, нужно выбрать
рабочее значение \гла отсечки из обычных
рекомендаций: 0^к7О ... 90°, т. е. yi=0,3 ... 0,5, и по формулам
(11.2), (11.3), (11.1) рассчитать все составляющие
матричных элементов АЭ. Затем из уравнения (11.7)
находим Gn22 — проводимость потерь пассивного
четырехполюсника (здесь принято, что Спц=0) с учетом внешней
нагрузки:
G„22 = S^-(Ga22 + fe2Gail). (11.10)
Мнимые составляющие матричных элементов можно
определить из уравнения (11.8) и условия полного
фазирования сг.=—фос. Соответствующая система уравнений
имеет вид
k COS <ps — 1 k Sin ш,= " ' J. " ,
Отсюда получаем расчетные формулы
В..=
В,
k sin ifi
1
в„
k sin <fs
- (Guk cos % — GJ,
(GM£2 — Gi2kcosys),
(11.11)
(11.12)
(11.13)
„ . .. (П.14)
k sin us
Мнимые составляющие матричных элементов
пассивного четырехполюсника находим как разности:
Впц—В\\—B&IU Вп12=^12—^а12', Вп22=В22—Ва22.
(11.15)
При простейшем способе реализации
четырехполюсника с Э1ими мятрнчными элементами получаем
трехточечную схему с проводимостями
Л40
(G.^cos^. — GJ.
Бп1=вП22+вп12; Вп2—Впи-\-Вт2; 6пЗ=—Вщ2.
(11.16)
Однако простейшая трехточечная схема при больших
значениях угла |cps| (больше 20 ... 30°) не может дать
хорошей стабильности частоты. Обычно добротность
контура, образованного этими проводимостями вместе с
проводимостями АЭ, получается очень низкой. Чтобы ее
увеличить, в схему вводят так называемую фазирующую
цепочку (рис. 11.1). Схема становится двухконтурной,
причем контур b\, b2, b3 имеет высокую добротность и
определяет частоту колебаний и ее стабильность, а
контур Ъ2, b4, b5, «доворачивающий» фазу к до нужного
значения, обычно сильно расстроенный, почти
апериодический.
Проводимости Ь\ ... Ь5 следует выбирать так, чтобы
матричные элементы пассивного четырехполюсника
сохранили расчетные значения Ввп, Вт2, Вп22 по (11.15).
Таким образом, для расчета пяти величин имеется всего
три уравнения, т. е. задача имеет множество решений.
Иногда принимают Ь5=0, тогда фазовращатель в цепи
обратной связи образуется проводимостью 64 и входной
проводимостью АЭ Ga2+j£a2- Для расчета трех
элементов достаточно задаться одной из проводимостей,
выбрав ее в разумных пределах. Формулы пересчета
матричных элементов в проводимости схемы приведены
в расчетном примере.
Пример 11.1. Расчет автогенератора на частоту co0~Ws.
Исходные данные, рабочая частота /о=Ю МГц;
транзистор ГТ311.
1 Выпишем параметры эквивалентной схемы транзистора и
произведем расчет его Уа-параметров на заданной частоте. Из
справочных данных имеем: S=0,55 А/В; 6'е = 0,006 А/В; ге=60 Ом; гл21 =
= 1/S6—г6 = 1/0,006—60=106,7 Ом; CFa = l пФ; С»=4 пФ, /гр =
= 300 МГц Находим коэффициент
Л21Э — 5- =
0,55
= (П00Ь
= 92
Рис. 111. Схема
автогенератора с фазирующей цепочкой
141=

и граничные частоты
/гр 300
fh*x = u— = -59-=3.27 МГц;
"21Э м-
/гр _ 300
^s^-оЖбб^9-1 МГц-
2. Рассчитываем нормированные по рабочей частоте <x>0=2nfo
постоянные времени: u>07\2i=fo/fft2i = 10/3,27=3,06; (0o7'«=fo/f«=
= 10/9,1 = 1,1; w0tk = 2nf0CKar6 = 2я-10'-10-12-60 = 3,77-Ю-3;
а0Тэ = 2nf0C3re = 2я-107-4-10-12-60 = 15,1-Ю-3; сотзд=0,5/о//гр=
=0,5-10/300=0,0167.
3. В линейном режиме транзистор имеет параметры (11.2),
вычисленные в миллисимеисах:
l+i3,06
У.„л=6 i+ji.i =П,85+]5,32мСм;
Ya 12 л = — J3.77- Ю-3 l + -,~i =—0,02 —]0,018 мСм;
f,,77-10'
l+jl.l
550
/ 103 1 Ы03 \
- f 550 + -go"+J ' ер 1 = 1.03 + jl.00 мСм;
e-j0.oi67 = 370e-j0,85 = 244 _ j278 mCm.
?s = <Ps = -48,7°.
4. Параметры закрытого транзистора (11.3), вычисленные в ми-
кросименсах
jO.0151-103 m „
Ya..3 = 60(l+j0,0151)=3'8 +j252 мкСм; '
j3,77-10-3-103
Vai23 = Va2i3= — 60(l+j0,0151)=~°'93^i62'8 МКМС;
j3 77. JO- 3. 1Q3
Y* » 3 = 60(1 + J0,0151) f1 +.1 (°'°151 - 0-°°377)] =
= 2,37 + 162,8 mkCm.
5. Таким образом, зависимость параметров транзистора в
режиме с отсечкой от коэффициента Yi имеет вид (11.1)
Gaii = Gan3+(Gaii„—Ga,i3)Yi = 0,0038+ll,85Yi мСм;
Gai2=Gai23+(Gai2«—G.i23)Yi=0,00093—0,019lYi мСм;
Ga22 = Ga223+(Ga22«—Ga223)Yi=0,002S7+l,030Yi мСм;
Ваи=Ваиз+(Ваил—Baii3)Yi=0,2^+5,07Yi мСм;
Ba,2=Bai23+(Bai2„—Bai23)Yi=—Q.0628+0,0446Yi mCm;
Ba22=Ва22з+ (Ваггл—Ваггз) Yi=0,0628+0,937Yi mCm;
SB, = SbYi = 244Yl mCm; Sm1 = SmYj = - 278Yl мСм;
5«j = S<oYt = 37°Yi mCm; <fs = — 48,7° = — 0,85 рад.
142
6. Далее следует выбрать коэффициент обратной связи по
наименьшему из значений £,-, ku, kp, найденных через предельно
допустимые параметры. Пусть в рабочем режиме 6=80°, Yi = 0,39,
cos 6=0,174, gi = I,65. Функции Ft, Fu, Ff имеют при даниом 0
значения F,-=l,56; F„ = l,l; Fp=7,7. Тогда
5° 2 I 0 ЗЯ
ft, ==0-0.1,56 = 0,035; feu = g' ' -1,1 =0,43;
2-50 „
Kp = oyr.. £2 * ^ » ' == ^ »WOo.
Как и на низких частотах, наиболее жесткое ограничение
определяется допустимой высотой импульса тока. Пусть £=0,035=«ft<.
7. Согласно (П.9) нужно найти YmeH при £=0,035 в режиме
холостого хода:
0,00237 + 0,352-0,0038
Ънеи = 370-0,035 — (1,030 + 0,352-11,85) =*= °-001 < °>! '>
следовательно, данную методику применять можно, поскольку
внутренние потери в транзисторе еще малы.
8. Теперь найдем значения соответствующих матричных
элементов транзистора в рабочем режиме при yi = 0,39: Gan = 4,66 мСм;
Gai2=— 0,0084 мСм; Ga22=0,404 мСм; Bali=2,23 мСм; В.12=
=—0,0455 мСм; Ваг2=0,428 мСм; Swl = 144,3 мСч.
9. Определяем мнимые составляющие матричных элементов
суммарной колебательной системы, а затем пассивного
четырехполюсника по формулам (11.12) ... (11.14):
В" = 0 035-Т— 0 751) (4.66-°>035-0.660 + 0,0084) = 7,29 мСм;
—1
В'2 = 0 035-(—0 751) (4.65-°.°352 + 0,0084-0,035-0,660) =
= 0,225 мСм;
В22 = 0,0352-7,29= 0,0089 мСм.
10. Матричные элементы пассивного четырехполюсника Впц =
=7,29—2,23=5,06 мСм; Bni2=0,225—(— 0,0455) =0,27 мСм; Вп22=
=0,0089—0,428=—0,42 мСм.
11. По этим значениям можно найти проводимости и
сопротивления реактивных элементов трехтечечной схемы: Bni=—0,42+
Рис. 11.2. Преобразование схемы пассивного четырехполюсника
в двухконтуриую с фазирующей цепочкой.
143

+0,27=—0,15 мСм; ;Cni=6700 Ом; В„2=5,06+0,27 = 5,33 мСм;
.Yn2=—190 Ом; Вп3=—0,27 мСм; А:п3=3700 Ом.
Реализация такой схемы затруднительна из-за слишком
больших реактивных сопротивлений. Поэтому целесообразно от
одноконтурной схемы ПЧ перейти к двухконтурной с фазирующей
цепочкой.
12. Для расчета такой схемы следует в П-образном
четырехполюснике из проводимостей Вт, ВП2, Вп3 ветвь Bni разбить иа две
параллельные ветви: 6i и Вщ—6i, а треугольник проводимостей
Вп\—6Ь Виг, Ваз пересчитать в звезду 62, 63, 64 (рис. 11.2):
EBB / Впл
».=T£-4'+.z£> <11Л7>
EBB I Вт\
ь-ЪГ^+ъ} (11Л8)
*вв-ълвт + вш)г {ПЩ
где 2BB=BIIiBn2+BniBu3+BaiBu3.
Таким образом, проводимость bt является свободным
параметром, которым можно задаваться достаточно произвольно.
Желательно fcj иметь возможно больше (по модулю): это улучшает
стабильность частоты. Проводимости 62 и 63 зависят от Ь\ линейно, а
фазирующая проводимость 64 зависит от 6j как дробно-линейная
функция. Подставляя значения Bni=—0,15 мСм; ВП2=5,33 мСм; Впз=
= —0,27 мСм, находим
62=8,11+18,761 мСм; 63= — 0,411—0,9496, мСм;
2,19+ 5,066,
Ь*= 0,15 + 6, •
13. Реактивное сопротивление емкостей и индуктивностей,
составляющих колебательный контур, обычно выбирают в пределах
5 ... 500 Ом, т. е. нх проводимость должна быть не больше 200 мСм
и не меньше 2 мСм. Чтобы проводимость 62 не превышала 200 мСм,
Ь\ следует брать около 10 мСм.
Из выражений для 62, 63, 64 видно, что возможны два основных
варианта схемы: когда 6i>0 и 6i<0. Пусть 6i =+10 мСм; Xi =
=—100 Ом; Ci = 159 пФ; 62= 195,2 мСм; ;С2=—5,12 Ом; С2=
= 3100 пФ; 63=—9,9 мСм; *3=Ш1 Ом; L3= 1,607 мкГ, 64=
= 5,2 мСм; Х4=—192 Ом; С4=82,7 пФ.
Если же 6j=—10 мСм, Xi=I00 Ом, £,t= 1,59 мкГ, то 62=
=—179 мСм; Х2=5,6 Ом; 12=0,089 мкГ; 63=9,08 мСм; Х3=
=—110 Ом; С3 = 144 пФ; 64=4,92 мСм; Х4=—203 Ом; С4,=78 пФ.
14. Оба варианта (рис. П.З.а и б) имеют вид обычных
трехточечных схем — емкостной и индуктивной, с дополнительным
фазирующим элементом — емкостью С4, которая вместе с входной
проводимостью транзистора образует фазовращатель. Обе схемы
равноценны по энергетическим показателям, но могут несколько
отличаться по нестабильности частоты. По-видимому, схема на рис. П.З.а
будет с этой точки зрения лучше, поскольку здесь напряжение
обратной связи снимается с емкости и фильтрация его выше.
15. Чтобы закончить выбор параметров схемы, необходимо
определить сопротивление коллекторной нагрузки, в которой выделяется
144
=>гС,
=К
фс,
и2
с; б)
Рис. 113. Схемы автогенераторов для /о=Ю МГц
мощность АЭ. Из уравнения стационарного режима (11.7) имеем?
GF = 144-0,035— (0,404+0.0352-4,66) =4,64 мСм; #„=215 Ом.
Добротность контура 6j, 62, 63 для схемы на рис. П.З.а
получается очень низкой.
Q=-
^к
/(х7ТХг)2^ = 215/(жл)°-1Ш = '-09-
16 Для увеличения ее следует заменить индуктивную ветвь,
контура 6S последовательно соединенными индуктивностью L3 и
емкостью С3. Пусть Х1,3=р = 500 Ом, тогда Xc3—X3—Xij3=10\—
—500=—399 Ом; /.,=7,96 мкГ; Cg=39,8 пФ, а емкости С, и С2
прежние. В этом случае добротность контура
/ /Л'Л2 215-500
/ № \2
1002
значительно выше, чем раньше, но еще недостаточна для получения
хорошей стабильности частоты.
17. Можно увеличить емкость Сь т. е. проводимость 6Ь Пусть
6i = 20 мСм, Х\=—50 Ом, С,< 318 пФ. Остальные элементы схемы:
62=382 мСм, *s=— 2,61 Ом, С2=6080 пФ, 63=19,4 мСм, Хъ =
=51,6 Ом. Если A"i.3=p = 500 Ом, L3=7,96 мкГ, Хсз=51,6—500 =
=—448,4 Ом, С3 = 35,5 пФ, 64=5,13 мСм, ^=—195 Ом, С4 =
=81,6 пФ, т. е. фазирующая цепь практически не изменилась.
Добротность контура оказывается равной
<2 =
215-500
502
-=43.
18. Дальнейшему увеличению ее препятствуют недопустимое
возрастание емкости С3 и падение к. п. д. контура т)„ с ростом 6Ь
Если принять, что добротность индуктивности Qz,3=100, а емкости;
контура не имеют потерь, то в первом случае, когда Q=l,09,
Rk . 215
Т'к^1 Р2Яне.1~1~ ('00, 105,1)2-101.100
Во втором случае при Q=10,8
215
- = 0,89.
■=о,
"(100 500)2-500-100
Наконец, в третьем случае при Q=43
215
(50,'500)2-500-100 =°>57>
10—147
145

т. е. здесь почти половина полезной мощности расходуется на
потери в контуре. Приведенные расчеты добротности — оценочные, так
как в ннх не учтено влияние потерь в цепи базы, которые в данном
■примере очень малы.
19. Чтобы закончить расчет АГ необходимо определить
напряжения, токн и мощности.
Амплитуда напряжения на коллекторе
икэ = um KT^y7= 6 Кт^бТзэ = 4,7 в.
Амплитуда и фаза напряжения возбуждения £/в=0,035 -4,7=
=0,164 В, ф„с=—ф8=48,7°.
Первая гармоника тока коллектора /ki = 144-0,164=23,7 мА.
Мощность, отдаваемая транзистором Рвых=0,5-4,7-23,7=
= 55,6 мВт.
Мощность в нагрузке /^ = 0,57-55,6=31,7 мВт.
Постоянная составляющая тока коллектора /к=23,7/1,65 =
= 14,4 мА.
Мощность, потребляемая цепью коллектора />0=6-14,4=
=86,2 мВт.
Полный к. п. д. 11=31,7/86,2=0,37.
Расчет блокировочных элементов н параметров цепи автосмеще-
иия выполняется как обычно и здесь не рассматривается.
При работе в диапазоне частот для сохранения
режима полного фазирования необходимо подстраивать
одновременно по крайней мере два реактивных
элемента схемы. Обычно для удобства настройки делают
переменным только один элемент, чаще всего наименьшую
емкость. Поэтому диапазон перестройки не должен быть
очень большим.
11.2. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
АВТОГЕНЕРАТОРОВ СВЧ
На частотах порядка 100 МГц и выше уже
невозможно подобрать АЭ, не обладающий заметной
инерционностью. С повышением частоты уменьшается модуль
средней крутизны и растет по абсолютному значению ее
фаза, существенно увеличиваются внутренние потери
в АЭ. Поэтому мощность, отдаваемая коллекторной
цепью АЭ, с увеличением частоты снижается, все
большая ее часть расходуется на внутренние потери, а доля
полезной мощности падает. Для каждого АЭ существует
предельная частота генерации, выше которой ни при
каких условиях нельзя получить полезную мощность от
автогенератора.
Ясно, что при затрудненных условиях генерации АГ
должен работать в режиме полного фазирования. Угол
отсечки 0 нужно оптимизировать по максимуму мощно-
446
сти в нагрузке. Для определения вопт следует, как и
в § 11.1, найти значения &,-, ku, kv по известным
предельно допустимым параметрам для 0=90°. Далее нужно
выбрать к из условия (10.35) и для этого k по формуле
(11.9) рассчитать минимальное значение -уцген—
коэффициента yi B режиме холостого хода АЭ. Рабочее
значение Yi определяется формулой
Yi=0,5(l+YiHeH). (И.20>
Для окончательного выбора рабочего значения
коэффициента обратной связи необходимо сделать еще одну
проверку. При найденном из (11.20) значении Yi следует
вычислить параметры транзистора S№, и Gan и
определить значение ko по формуле
kQ = SalJ2G,H. (I1.21)
Коэффициент /е0 соответствует режиму максимальной
мощности, отдаваемой АЭ, полученной без учета
ограничений по предельно допустимым параметрам.
Найденное ранее значение k должно быть меньше,
чем k0. В противном случае его следует взять равным £0.
Дальнейший расчет режима АЭ и параметров
колебательной системы не отличается от описанного в § 11.1.
На частотах порядка 1 ГГц и выше в качестве
элементов колебательной системы разумно применять
распределенные реактивности типа полосковых или других
длинных линий.
При расчете Уа-параметров активного элемента на
этих частотах необходимо учитывать индуктивности
выводов АЭ и паразитные емкости между ними.
Пример 11.2. Расчет автогенератора на частоту мо~Ыгр.
Исходные данные: рабочая частота /0=300 МГц;
транзистор ГТ311 (его параметры см. в примере 11.1).
1. Уа-параметры АЭ рассчитаем по тем же формулам, что и
в примере 11.1, не учитывая индуктивности выводов, так как
частота /о, хотя и взята равной предельной частоте /гР, но еще не
настолько велика, чтобы это пренебрежение существенно исказило ре-
аультаты.
2. Основные расчетные величины имеют значения ci>o7,/l2i=92;
ш0Г8=33; cooTF=0,113; со07'э=0,452; (й0т3д=0,5.
3. Для оценки режима сначала достаточно вычислить: Сгацл =
= 16,72 мСм; Gaii3=2,83 мСм; GK1i = 2,83-r-13,89Yi мСм; G,22n =
= 1,88 мСм; Ga223=0,85 мСм; Ga22=0,85+l,03Yi мСм; Sffl =
=16,7е-*м; ср*=—116,9°.
10* 147

4. Допустимые значения £: £,=0,78; £„=0,31; £р=1,28, т. е.
«аиболее жесткое ограничение определяется обратным напряжением
эмиттер — база. Выберем £=0,3 и найдем утев'-
0,85 + 0,32-2,83
ТГшен = 1677-0,3 — (1,03"+ 0,32-13,89) '41 > °'''
т. е. здесь уже невозможно применить рассмотренную ранее
методику. Рабочее значение \>i равно уi=0,5(1 +0,41)^0,7, а угол
отсечки 6=110°.
По формуле (11.21) находим
«о
16,6-0,7
2(2,83+ 13,bJ-u,7)
-=0,46>0,3.
Таким образом, в данном случае следует брать £=0,3.
5. Дальнейший расчет не отличается от описанного. После
вычислений при Yi=0.7 находим Gan=12,60 мСм; Gai2=—0,238 мСм;
Са22=1,57 мСм; Ваи = 2,10 мСм; Ва12=— 0,47 мСм; Ва22=1,29 мСм.
Мнимые составляющие матричных элементов колебательной
системы Вц=—5,89; Bi2=4,17 мСм; В22=0,53 мСм и элементы
пассивной части схемы Впц = 3,24 мСм; ВП2=—3,35 мСм; Впз=
=—4,64 мСм.
6. Для схемы с фазирующей реактивностью в цепи базы
получаем 62=2,24—1,726,; 63=3,09—2,386i; 64=( 10,37— 7,996i)/(6,—3,24).
Здесь можно выбрать |fci| достаточно большим. Пусть &i= 100 мСм,
Х|=—10 Ом, С, = 53 пФ, тогда 62=—170- мСм; ^2=5,88 Ом; L2=
= 3,1 иГ; 63=—235 мСм; А3=4,25 Ом; L3=2,25 нГ; Ь4=
=— 8,15 ЯСм; A4=122J Ом; L4=65 нГ.
Схема имеет вид обращенной емкостной^хрехточкн с
фазирующим элементом — индуктивностью (рнс. lT.4,aJT
Другой вариант схемы получим для fci другого знака. Пусть
&! =—100 мСм, Ai=10 Ом, Li = 5,3 нГ, тогда fc2= 174,5 мСм; Х2=
=—5,73 Ом; С2=92,5 пФ; Ь3=241,4 мСм; А3=—4,14 Ом; С3=
= 126 пФ; 64=—7,64 мСм; ЛГ4=131 Omj L4=69 нГ.
Такая схем^ имеет вид --обращенной индуктивной трехточки
с индуктивным фазирующим элементом L4 (рис 11.4,6). В обеих
схемах малые индуктивности можно увеличить, включая
последовательно с ними соответствующие емкости.
7. Для завершения расчета по формуле (11.10) определим
коллекторную нагрузку GK = 16,7-0,7-0,3— (1,57+0,32-12,60) =2,33 мСм;
/?„=428 Ом и полезную мощность РВых=0,562(1—0,7)-2,33=12,6 мВт.
Мощность в нагрузке, теки и другие параметры рассчитываем
как обычно
с,Ф
о)' S)
Рис. 11.4. Схемы автогенераторов для /о=300 МГц
14?
12
НЕСТАБИЛЬНОСТЬ ЧАСТОТЫ
АВТОГЕНЕРАТОРОВ. УПРАВЛЕНИЕ ЧАСТОТОЙ
И ФАЗОЙ КОЛЕБАНИЙ
12.1. ОСНОВНЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
На стабильность частоты автогенератора влияют
изменения во времени внешних условий: напряжений
источников питания, температуры, атмосферного давления
и т. д., а' также шумовые составляющие токов АЭ и
тепловой шум колебательной системы. Мгновенная
частота колебаний a(t) характеризуется номинальным
значением ш0 и абсолютным отклонением Дш(/):
' Дю(0=ю(0—©о (12.1)
или относительным отклонением частоты:
ir(0=Affl(0/®o- (12-2)
Случайная функция y(t) имеет спектральную
плотность Sy(Q), почти постоянную при Q—>-оо и
неограниченно возрастающую при Q—>-0. Высокочастотная часть
спектра Sj/(Q) определяется шумами АЭ и
колебательной системы, низкочастотная — изменениями внешних
условий. Граница между этими частями спектра Sy(Q)
обычно расположена в области частот от долей герц до
единиц килогерц. Соответственно различают
кратковременную нестабильность частоты, определяемую шумами,
и долговременную, зависящую от внешних условий,
меняющихся достаточно медленно.
Кратковременную нестабильность частоты оценивают
формой спектра колебаний АГ. Приближенно спектр
колебаний Su(&) можно представить суммой двух
составляющих. Одна из них, Se(Q) определяется фазовыми
флуктуациями. Она имеет форму, сходную с колоколо-
образной, и называется естественной шириной
спектральной линии. Относительная ширина спектральной
линии по уровню половинной мощности [12.1]
ДЙе/ш0=о)об2(?е/к/2/2к1). (12.3)
Другая составляющая Sa(Q) вызвана влиянием
флуктуации амплитуды. Ее ширина по уровню полавин-
149

ной мощности
ДЙа/ш0=0,56(1— oRy) (12.4)
много больше Дйе/ш0- Эта составляющая образует
«пьедестал» спектра. Отношение максимальных
значений составляющих SA((o0) и Se(wo) обычно много
меньше единицы:
SA(0)o)/Se(o)o)=0)0?e/K/[/2Kl (1— ORy)2]. (12.5)
В формулах (12.3), (12.4), (12.5) использованы
обозначения: 6 — затухание контура; qe — заряд электрона; /к,
/кл — постоянная составляющая и первая гармоника
тока коллектора; o=dlKi[dUB — производная
колебательной характеристики в точке стационарного режима.
Долговременную нестабильность удобнее оценивать
как непосредственное отклонение частоты, вызванное
вариациями параметров окружающей среды. При
небольших вариациях результирующее отклонение
частоты можно представить суммой
У=%У1. У/ = ФА7/. (12-6)
где п — число меняющихся параметров; Aqt ■— вариация
параметра с номером t; Фг- — коэффициент влияния i-ro
параметра.
Одна из задач проектирования автогенераторов —
минимизация коэффициентов влияния путем подбора
параметров схемы и режима АЭ.
12.2. РАСЧЕТ КОЭФФИЦИЕНТОВ ВЛИЯНИЯ
Сложность поставленной задачи определяется тем,
что при изменении любого из дестабилизирующих
факторов меняются сразу несколько параметров, каждый из
которых по-своему влияет на частоту колебаний.
Из уравнения баланса фаз (10.8) следует, что
f/=0,56Aq>, (12.7)
где
Дф=Д<р8+Д<рос+Дфк (12.8)
— вариация суммарного набега фазы в кольце
обратной связи, складывающаяся из вариаций фазы средней
крутизны фз, фазы коэффициента обратной связи фос и
фазы нагрузки фк.
150
Если меняется какой-либо из факторов внешней
среды, то изменяются сразу несколько (т) параметров.
Тогда
Отсюда получаем общее выражение для коэффициента
влияния
где через р3 обозначен один из параметров АГ.
Пример 12.1. Расчет коэффициента влияния напряжения
коллекторного питания на частоту.
Исходные данные: параметры схемы и режима АГ
возьмем из примеров 10.1 и 10.2.
1. Поскольку учитывается только один фактор, в формуле
(12.6) сохраняется только одно слагаемое:
У = Уи = Фи&ик0.
Для определения Ф^ нужно в соответствии с формулой (12.10)
просуммировать вариации фазового набега, вызванные изменениями
всех элементов схемы, зависящих от UK0. Ясно, что элементы
контура от икв не зависят и необходимо учитывать только параметры
транзистора. Будем для простоты считать, что в принятой модели
транзистора непосредственно от £/ко зависит только емкость
коллекторного перехода Ск&'-
Ска^Л(фп + ^ко)-1Л (12.11)
где (рп — контактная разность потенциалов; А — коэффициент с
размерностью Ф-В1/2.
На самом деле ик01 -«отя и слабо, но влияет и на другие
параметры эквивалентной схемы транзистора (крутизны Sn, S, Se, ток
коллектора /к, диффузионную емкость СДНф и др.). В реальных
расчетах это влияние надо учитывать. Следовательно, в (12.10) т=
= 1 и вместо суммы имеем
s д<е аска
фи=~ТдС^Ж,- (12Л2)
2. Производная ф по Ска состоит из трех слагаемых:
d<f d<is , dfoc , d<fK
riC =t)C ~i~r)C "^rlC • (i^.wj
t'<-"Ka f^Ka 1"-"ка ь'^ка
Расчеты показывают, что в этой сумме третье слагаемое на
несколько порядков превышает первое н второе. Поэтому достаточно
вычислить ТОЛЬКО дфк/дСка-
Из (10.16) с учетом (11.5) следует, что проводимость
коллекторной нагрузки Y„=Y22-}-fc2Y*ii. Обозначив Y„=Gk-|-JBk, где G„=
= G22+fc2Gn: BK=Bz2—№Вц, получим
151

вк в22-^д„
¥к = - arctg ^= -arctg-^+]^7 •
После дифференцирования, полагая бк=кО н k2Gi\<g.Gw, находим
i?*L_ ! д—(В _k2B ,
1"-ка u22 ^^ка
где G22 = GH + —j- GHe!1; ^r-(fe=B,,) =s 0.
c)B22 ^йа22
Чтобы найти производную ^т^- ~ ~7ir—'' ьспо1Ьз\ем выражение
(11.2), откуда
Ва22^ 1 + сЯ)г [' + Sr6.+>J,s)2l-
Следовательно,
д£а22 Яа22 0,211-Ю-3
С?Ска ^ка ^ка
Для GB=0 (см. пример 10.2), заменяя
G2s— „2 ^неи— л2р'
получаем
д?к ,рарДа22 0,4^500-0-2! 1- Ю-3 0,0619
1>С-'ка— <*Ска ~~ "^ка бСка
(12.14)
Для определения Фи нужно вычислить производную дСКл/дико-
Из (12.11) находим при £/к0»фп
Ш=-тА^+и-^^-тЬ (12Л5)
Подставляя (12.14), (12 15) в формулу (12.12), имеем
Подчеркнем, что вариация частоты не зависит от затухания 6,
поскольку вызвана сдвигом собственной частоты контура от
изменения Ска-
Подставляя (12.16) в (12.6), получаем
f/l7 = 4,2-10-3ALW£/K0. (12Л7>
Отсюда задаваясь, например, допустимым отклонением частоты,
вызванным нестабильностью питания, можно определить требуемую
степень стабилизации источника питания UK0.
Аналогично можно рассчитать коэффициенты влияния для
любых других внешних факторов: температуры, давления и т. д.
152
Общая задача минимизации суммарной
нестабильности частоты оказывается довольно трудной. Поэтому
обычно ее сводят к качественным реколшндациям по
выбору режима АЭ, элементов контура, жесткости
конструкции и т. д.
12.3. УПРАВИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Для формирования ЧМ колебаний к контуру АГ
подключают реактивный двухполюсник, параметры
которого зависят от модулирующего сигнала, —
управитель частоты. Известны различные \ стройства,
обладающие реактивной проводимостью, управляемой
напряжением или током: емкости р— «-переходов
полупроводниковых диодов (варикапы), индуктивности
с ферритовыми сердечниками, варпконды, реактивные
лампы, ключевые диоды и др.
При проектировании ЧМ генераторов должны быть
выполнены требования к раствору и линейности
статической модуляционной характеристики, допустимому
уровню паразитной амплитудной модуляции и т. д.
Основная задача проектирования — выбрать управитель и
связь с АГ, чтобы получаемая при этом модуляционная
характеристика соответствовала заданию.
Дальнейшие рассуждения проведем для управителя
частоты типа варикапа, хотя все общие методы
применимы для управителей любого другого типа. У
закрытого р — «-перехода барьерная емкость Спер зависит от
напряжения на переходе ип:
Cnep = Cmpo(^j\ (12.18)
где ип<0 — напряжение на переходе; Un —
произвольное начальное смещение; срп — контактная разность
потенциалов, Сперо — емкость перехода при uri=Un; m=
= 1/3; 1/2; 1—для плавного, резкого и сверхрезкого
переходов соответственно. Для наиболее
распространенных варикапов можно принять т=1/2.
При подключении варикапа к контуру АГ на нем
образуется переменное напряжение с амплитудой U,
которое можно считать гармоническим, если энергия,
запасенная в емкости варикапа, мала по сравнению с
энергией, запасенной в емкостях контура. Кроме того, для
управления частотой на варикап подается некоторое
управляющее напряжение. Оно состоит из постоянного
153

смещения U0 и переменной составляющей иу.
Следовательно,
№,=!/„+«,+£/cos ©f. (12.19)
При всех изменениях режима напряжение на
переходе не должно выходить за пределы
max |<«п<0, (12.20)
где Unmax — допустимое обратное напряжение на
переходе, при котором еще не возникает лавинный пробой.
Эффективная емкость варикапа Св, управляющая
частотой, при фиксированном щ зависит от U. При
СЛ=ь;0,5|(Уптах| она примерно на 10% больше барьерной
емкости Спер- Обычно отличие Спер и Св можно не
принимать во внимание и определять Св по формуле
(12.18), подставляя вместо ип управляющее напряжение
t/e+«y.
Коэффициент перекрытия по частоте <втах/шт1п = ^Сш
получается наибольшим, если контур состоит только из
индуктивности и емкости варикапа, а амплитуда U очень
мала. Тогда
кш=а+|^т,ды1/4. (12-21>
Обычно фп=^0,5 В, a Unmax составляет несколько
десятков вольт. Так, для варикапа Д902 £/птах=25 В и
Кш =(1+25/0,5) 1/4=2,67. В действительности
коэффициент перекрытия меньше за счет конечных значений
амплитуды U и неполного включения варикапа в контур.
12.4. МОДУЛЯЦИОННАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
Статической модуляционной характеристикой
называется зависимость частоты колебаний мк от
управляющего напряжения иу, приложенного к управителю
частоты. Введем нормированную статическую
модуляционную характеристику
у(ыу) = аы(Иу)~ВД' , (12-22)
где «о — частота колебаний при иу=0.
Функция у{щ) довольно сложна, она определяется
нелинейными зависимостями частоты от изменения
емкости контура, емкости контура от емкости управителя и
емкости управителя от управляющего напряжения. Для
расчета ЧМ генераторов обычно достаточно знать кру-
154
тизну модуляционной характеристики и оценить ее
кривизну. Эти данные можно получить, представив
функцию у(иу) рядом
y=S1e+S2E2+ ..., (12.23)
где е=ыу/[/0 — нормированное управляющее напряжение.
Если оценивать нелинейность модуляционной
характеристики как отношение «провисания» характеристики
к ее раствору (рис. 12.1), то получаем
v__ УЫ+У(— ем) '_ -S2ev
2 W eM)—*(—*„)] ~2S, '
(12.24)
где ем — максимальное значение нормированного щ на
границе модуляционной характеристики.
Можно показать, что для наиболее распространенной
схемы подключения варикапа к контуру через емкость
связи (рис. 12.2) первые коэффициенты ряда (12.23)
5. = — — АА» 5г = з2~АА(ЗАА — 4А— 2), (12.25)
где
А:
С Г
/~> t ^2^ ВО
Ь2Э Г Л- Г
^2 Т ^В
(12.26)
— коэффициенты включения управляющей ветви в
контур и варикапа в управляющую ветвь соответственно.
Очевидно, что 0<pi<l; 0<р2<1 при любых
значениях емкостей. Из схемы рис. 12.2 легко найти
коэффициенты ри р2 для частных случаев. Например, для
последовательного включения варикапа в контур следует
принять С!=0, Pi=l. Когда емкость связи С2 выполняет
роль блокировочной (С2—voo), рг=1.
fCfo + ^fe
Рис. 12.1. Рис. 12.2.
Рис. 12.1. К оценке нелинейности статической модуляционной
характеристики
Рис. 12.2. Схема подключения варикапа к контуру через емкость
связи С2
155

При выборе параметров управляющей цепи могут
встретиться различные случаи. Рассмотрим некоторые
из них.
Пример 12.2. Расчет статической модуляционной характеристики
ЧМ автогенератора при известных параметрах контура и варикапа.
Исходные данные: р = 500 Ом; р=0,2; UK3 = 5 В; /0 =
= 10 МГц. Выберем варикап Д901Е, его данные ^Пгаах=45 В> ^в=
= 40 пФ прн Un = — 4 В.
1. Амтитуда напряжения на индуктивности контура U L =
= UK3'p = 5/0,2= 25 В>0,5£/птач. Следовательно, надо применять
неполное включение варикапа, т. е. выбрать р2<1. Поставим
условие: получить максимальную девиацию частоты (относительную),
выбирая Pi. Учитывая в (12.23) только линейный член, находим
Уч = —РгР1Ем'4'
(12.27)
Здесь принято, что начальное смещение U0=—0,5|(7Птах| =
= —22,5 В. Тогда
Р*и1. ,
ем = 1 — ,, = 1 — арг,
где a = UL!(—UD) =25/22,5= 1,11.
Подставляя это выражение в (12.27), виднм, что зависимость
Ук(Рг) имеет максимум при р2= 1/2а= 1/2-1,11=0,45 н тогда
ем = 0,5.
2. Теперь найдем емкость варикапа do при % = 0. Из (12.18),
полагая Св = СИер, фп=0,5 В, имеем
0,5—(—4) »1 '2
' Ь 1 I 1-7-7 пф
Г 0,5—(—4) ii'Z
^=^[o,5-H22,5)J =17-7
Зная pi и Сво, из (12.26) находим
ci= i'_и,45=14'5 пФ; С2э=ргСв, = 0,45.17,7=8.0 пФ.
3. Прн характеристическом сопротивлении жоитура р=500 Ом
полная емкость контура Ск=530-30/500=31,8 пФ, но CK=C|-j-C2a,
откуда Ci = CK—С2э== 31,8—8,0=23,8 пФ, следовательно,
^=8,0/31,8 = 0,25.
4. Таким образом, коэффициенты St н S2, определяющие
крутизну и кривизну модуляционной характеристики, равны (12.25):
S, = — (1/4)0,25-0,45=—0,028; S2 = (1/32)-0,25-0,45-(3-0,25-0,45—
—4-0,45—2)=—0,012.
5. Раствор модуляционной характеристики у(ви)—у(—ем) =
= 2 |S,|e„ = 2-0,028-0,5 = 0,028=2.8%.
156
6. Прн этом нелинейность по формуле (12.24)
— 0,012-0,5
v= 2-(-0,028) =°-107^11о/°-
Результат получился не слишком хороший: девиация частоты
маленькая, а нелинейность большая. Для увеличения девнацни
необходимо повысить значения коэффициентов включения pi и р2, что
возможно, если снизить напряжение на контуре автогенератора UL
и увеличить р.
Пример 12.3. Расчет параметров контура ЧМ автогенератора по
заданным параметрам статической модуляционной характеристики.
Исходные данные: частота /о=Ю МГц; раствор
модуляционной характеристики 20%, т. е. г/„ = 0,1, коэффициент
нелинейности v = 0,02.
1. Из (12.24) и (12.25) имеем
v=S2e„/2S,= (2+4р2—Зр,р2)е„/8. (12.28)
Выражение в скобках, хотя и зависит от коэффициентов рь р2г
но не очень сильно. Так, при pi=o>=l оно равно 3, а при pi = p2=
8v 8-0,02
=0,5 равно 3.25. Тогда, приняв р,=р5=1, найдем ем=-з-=—т—^
яа0,05, при этом девиация (12.27) г/м=(1/4) -1 -1 ■ 0,05=0,0125 < 0,1.
Это означает, что требования к нелинейности заданы
чрезвычайно жесткими и выполнить их с помощью данной схемы (рис. 12.2)
невозможно.
2. Один из выходов состоит в применении схемы с коррекцией
нелинейности модуляционной характеристики. Для этого следует
параллельно варикапу присоединить корректирующую индуктивность.
Расчет такой схемы достаточно сложен.
Другой выход — допустить большую нелинейность, которую-
можно скомпенсировать специальным устройством в тракте
модулирующего (управляющего) напряжения. Для этого характеристика-
нелинейности корректора должна быть обратной нелинейности
модуляционной характеристики. В этом случае расчет целесообразно
строить так.
3. Зададимся значениями р\ и р2 несколько меньшими единицы,
чтобы иметь возможность учесть паразитную емкость индуктивности
контура н монтажа. Примем: pi = p2=0,8. Тогда по значению г/м =
= 0,1 можно найти ем — максимальное нормированное управляющее
напряжение, зная Si=—0,25-0,8-0,8=—0,16:
8м =0,1/0,16=0,625.
Если S2=(732)0,8-0,8(3-0,8-0,8—4-0,8—2)=—0,0656, то
коэффициент нелинейности (12.28)
0,0*56-0,625
v=_^0j"6 =0,128=12,8»/..
Таким образом, нелинейность существенно возросла, но будем-
считать это допустимым, если применить корректор нелинейности
в цепи «у.
4. Рассчитаем параметры схемы. Пола1ая, как и в примере 12.2К
Св0=17,7 пФ, найдем из (12.26): С2=0,8-17,7/(1— 0,8) =71 пФ;
151

С2Э=0,8-17,7= 14,2 пФ; С,= [(1/0,8)—1]-14,2=4,4 пФ. Полная
емкость контура С„=С1+С2э=4,4-|-14,2=18,6 пФ, а его р=530Х
ХЗО/18,6=855 Ом.
Теперь найдем амплитуды напряжений на варикапе U=]U0\X
Х(1—е„) =22,5(1—0,625) =8,44 В и на контуре С/ь = С//р2=
=8,44/0,8=10,55 В.
Схема и режим автогенератора должны быть подобраны так,
чтобы обеспечивались полученные значения f/ь, р и т. д.
12.5. МЕТОДЫ СТАБИЛИЗАЦИИ СРЕДНЕЙ ЧАСТОТЫ
Сохранение постоянным среднего значения
мгновенной частоты—одна из важнейших задач проектирования
ЧМ генераторов. Естественной меры — стабилизации
начального смещения на варикапе — обычно недостаточно
из-за плохой собственной стабильности частоты АГ,
большого температурного коэффициента частоты
варикапа и т. д.
Известны два основных способа стабилизации
средней частоты ЧМ генераторов. Первый — использование
различных систем автоматической подстройки частоты:
частотной и фазовой. Такие системы весьма подробно
описаны в литературе (см., например, [12.2, 12.3]), и
здесь рассматривать их нет необходимости. Другой
способ — модуляция фазы колебаний стабильной частоты,
причем закон модуляции должен быть таким, чтобы
происходило преобразование колебаний ФМ в ЧМ. Как
известно из теории частотной модуляции, для этого
необходимо вместо модулирующего сигнала %=
= [/к cosfi/ на модулятор фазы подавать сигнал,
амплитуда которого убывает с ростом частоты
пропорционально 1/Q. Для этого можно пропустить
модулирующий сигнал через интегрирующую RC-тпочку, у
которой произведение £V?C<Cl, где QH — нижняя
модулирующая частота.
Рассмотрим некоторые методы формирования
колебаний, модулированных по фазе. Простейший фазовый
модулятор можно выполнить с помощью резонансного
усилителя, контур которого перестраивается каким-либо
управителем частоты (например, варикапом). В таком
устройстве можно получить отклонение фазы Дфм не
больше ±(15 ... 20е) при удовлетворительной
линейности модуляционной характеристики. При увеличении
Дфм существенно возрастает нелинейность
модуляционной характеристики и появляется паразитная AM. В
литературе описаны схемы, в которых ФМ колебания по-
158
лучают сложением двух (или трех) колебаний,
модулированных по амплитуде по специально подобранным-
законам. Эти устройства сложны в настройке и в
последние годы были вытеснены другими, в которых
использованы идеи импульсной техники. В них происходит
формирование импульсов, частота повторения которых
задается стабильным (кварцевым) генератором, а
положение каждого импульса определяется
модулирующим сигналом, т. е. образуется последовательность
импульсов, модулированных по фазе (ФИМ). В
дальнейшем из этой последовательности выделяется первая
гармоника с модулированной фазой.
13
АВТОГЕНЕРАТОРЫ С КВАРЦЕМ
13.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Прямую стабилизацию частоты автогенератора (АГ)
с помощью кварцевого резонатора (КР) широко
применяют в возбудителях радиопередающих устройств,
когда нестабильность частоты за длительный промежуток
времени не должна превышать 10 4.
Требования к АГ зависят от их конкретного
назначения и отличаются большим разнообразием. Основные
из них сводятся к тому, чтобы обеспечить надежную
работу на выбранной механической гармонике с учетом
производственного разброса параметров КР, АЭ,
деталей при воздействии различных дестабилизирующих
факторов и старении; заданную частоту и ее
стабильность (долговременную и кратковременную); мощность
в нагрузке Рн; возможность корректировки частоты и
мощности. Обычно еще указывают общетехнические
требования на габариты, массу, конструктивное
оформление, стоимость, условия работы (климатические,
температурные, механические, радиационные и др.).
/ Схема АГ должна отличаться простотой и некритич-
/ ностью настройки и регулировки. Для микроминиатюри-
/ зации аппаратуры создают гибридные варианты
конструкции АГ, используют интегральные схемы,
выпускаемые промышленностью. При этом появляются
некоторые дополнительные требования, например к отсутствию
15&.

\
частотно-избирательных цепей с индуктивностями. ^.
вызвано как технологическими трудностями при
изготовлении пленочных катушек с заданной точностью, так
и тем, что катушки с емкостями монтажа и АЭ создают
паразитные контуры, способные нарушить устойчивую
работу АГ, особенно в диапазоне метровых волн.
Частота колебаний в АГ и ее нестабильность
определяются в основном резонатором. При массовом про*
изводстве КР изготовляют на частоты от 4 кГц до
100 МГц [12.2, 13.1, 13.2] и выпускают в различном
■оформлении: вакуумные, герметизированные,
миниатюрные, микромодульные. От их оформления зависит
долговременная нестабильность частоты. Так, у вакуумных
резонаторов она составляет за год (3 ... 10)-10-6,
-а у герметизированных (10 ... 30) • Ю-6.
Примерно до 20 МГц КР возбуждают ла основной
частоте, а выше 20 МГц — на механических гармониках.
Для работы на частотах выше 100 МГц используют
резонаторы, выполненные по специальному заказу.
Нестабильность частоты АГ зависит не только от
конструктивного оформления, но и от условий и режима
работы КР, особенно от мощности Ркв, рассеиваемой на
нем. Для уменьшения нестабильности частоты и
повышения эксплуатационной надежности АГ мощность РКв
«е должна превышать^дапустимпт яначения-Адя;
указанного в справочных данных:
Ркв^Рквд. (13.1)
13.2. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ РАСЧЕТА
АВТОГЕНЕРАТОРОВ С КВАРЦЕМ
Обычно при расчетах КР заменяют эквивалентной
электрической схемой (рис. 13.1,о), справедливой на
частотах до 100 МГц [13.2, 13.3]. КР —это механическая
колебательная система с распределенными
параметрами, обладающая бесконечным дискретным множеством
собственных частот — механических гармоник. На рис.
13.1,а LKn, Скп, гкп — динамические ветви (контуры),
обусловленные пьезоэлектрическими свойствами; п —
номер механической гармоники (я=1, 3, 5, ...). Частота
последовательного резонанса динамической ветви
f1(=U2n(LKnCKny-\ (13.2)
*е добротность (2кв=и>ъ.Ькп1гкп.
460
Г
-1-х
,г
Рис. 13.1. Схемы кварцевого резонатора:
а — эквивалентная; б — упрощенная для одной гармоники; в —
последовательного замещения
Частота последовательного резонанса /к выбранной
механической гармоники является номинальной и
указывается в паспортных данных на КР. Из-за высокой
добротности контуров (QKB=104 ... 106) их взаимное
влияние проявляется слабо, поэтому при стабилизации
одной частоты схему на рис. 13.1,а можно упростить
(рис. 13.1,6). Схему на рис. 13.1,6 можно заменить
последовательно соединенными активным RKB и
реактивным Хив сопротивлениями (рис. 13.1,в), т. е.
ZKB=#KB+j*KB=rK (1 + jv) (1 — Tov+jto) -1, (13.3)
где
#кв=Гк[(1—t0v)2+t2o]-'; (13.4)
*кв=#кв (—To+V—ToV2) . (13.5)
Здесь
То=ШкС'оГк (13.6)
— нормированная статическая емкость 1<Р (С0), а
x=Qu*(flfu-Mf) (13.7)
— обобщенная расстройка частоты колебаний /
относительно /к-
Относительные отклонения частоты колебаний / от /к
лежат в полосе пропускания эквивалентного контура
(рис. 13.1,6) и имеют порядок его затухания бкв=
= Q =10-4 ... Ю-6. При вариациях частоты колеба-
FB
ний в этих пределах параметры АЭ, колебательной
системы, блокировочных элементов и др. можно
рассчитать на частоте выбранной гармоники fK.
В АГ с кварцем используют маломощные АЭ
различных типов, поскольку мощность Pi, выделяемая
в коллекторной цепи, того же порядка, что Ркв, и
составляет 1 ... 10 мВт. Выбор типа АЭ зависит от требо-
11-147 161

ваний к конструктивному оформлению АГ. Для
устройств на элементах с сосредоточенными
параметрами и гибридных чаще всего используют транзисторы
или транзисторные матрицы.
Поскольку параметры биполярного транзистора за-
t висят от соотношения между рабочей частотой fK и гра-
! ничной частотой коэффициента передачи тока в схеме
| с общим эмиттером frp [13.3, 13.4], рекомендуется выби-
1^_рать АЭ так, чтобы выполнялось условие
\ fn3?(3 ... 5)fKJ f^Q? (13.8)
Параметры полевых транзисторов в широкой
области частот почти не меняются и только с некоторой
критической частоты fKp резко проявляются их инерционные
свойства. Для выбора полевого транзистора можно
принять
" fK<0,8fKp. (13.9)
Транзисторные матрицы строят на базе биполярных
или полевых транзисторов, поэтому при их выборе
также можно руководствоваться соответственно условиями
(13.8) и (13.9). Однако следует учитывать, что отвод
тепла с АЭ в транзисторной матрице хуже и,
следовательно, допустимая мощность рассеяния Ртах меньше,
чем у отдельного транзистора.
Выбирая в качестве АЭ интегральный усилитель,
необходимо ориентироваться на частотные
характеристики его параметров и мощность рассеяния Ррас-
КР выбирают на заданную частоту, его тип
определяется требованиями к нестабильности частоты АГ,
предпочтение следует отдавать КР с малым значением
произведения С0гк, при этом легче выполняются условия
самовозбуждения в АГ, особенно на гармониках.
Единый подход к описанию различных типов АЭ как
четырехполюсников с Y-параметрами [13.4, 13.5]
позволяет применять общий метод расчета, в основе которого
лежит уравнение стационарного режима АГ:
S,Zy=I. (13.10)
Входная Y,,, обратная проходная Yi2 и выходная Y22
проводимости АЭ входят в состав колебательной
системы АГ, следовательно, влияют на управляющее
сопротивление Zy. Их можно учитывать методом, подобным
изложенному в гл. 10. При частотах до 100 МГц (в слу-
162
чае выбора биполярного транзистора из указанных
соображений) его проводимости малы по сравнению с
соответствующими проводимостями ветвей колебательной
системы. Поэтому при расчетах без больших ошибок
можно принять
Y„=Y12=Y22=0. (13.11)
Крутизна биполярного транзистора Si определяется
выражением
S, = S, (1 + j Qs)~' = Sf(l (6) А (13.12)
где
Si=Syi(6) (13.13)
— крутизна коллекторного тока, усредненная за
период колебаний; S — крутизна аппроксимированной
статической характеристики; 6 — высокочастотный угол
отсечки; yi (6)—коэффициент разложения первой
гармоники косинусоидального импульса;
Q«=№, S/=S(l+Q2s)-°.5; Фв=—arctgQ, (13.14)
— нормированная частота по /s, модуль и фаза
крутизны.
При расчетах АГ на полевых транзисторах его
проводимости Yji и Y22 учитывают в виде проводимостей
входной и выходной емкости, значения которых
указаны в паспортных данных. Крутизну Si находят по
формуле (13.13).
Характеристики коллекторного тока биполярных и
полевых транзисторов имеют параболический характер,
поэтому крутизну S определяют как локальную при
токе i'k=0,5i'km [2.6].
Значения параметров интегральных схем берут из
справочных данных или измеряют на рабочей частоте.
АГ с повышенной стабильностью частоты работают
в недонапряженном режиме с недоиспользованием АЭ
как по току, так и по напряжению:
/км<(0,5 ... 0,8)/к итах: £/ко<(0, 4 ... 0,5)£/КЭтах,
(13.15)
где /„ , Uv~ m „ — допустимые значения коллектор-
ного тока и напряжения.
АГ работают с низким к. п. д., поэтому мощность,
рассеиваемая АЭ, того же порядка, что и потребляемая
И* ' 163

от источника коллекторного питания Р0:
Ppac=Po-Pi^Po, (13.16)
где P0=IKUK0.
При расчетах следует проверить выполнение условия
Ррас^Ртах (13.17)
особенно в АГ на интегральных микросхемах, где отвод
тепла с АЭ хуже, чем в гибридных схемах или АГ на
элементах с сосредоточенными параметрами.
Для улучшения стабильности частоты и мощности
в АГ кроме внешнего применяют автоматическое
смещение от тока эмиттера. С ростом сопротивления
автосмещения Rg его стабилизирующее действие
увеличивается, а энергетические показатели ухудшаются. В
качестве компромиссного решения рекомендуется выбирать
#э=100 ... 500 Ом. В АГ на полевых транзисторах во
входную цепь включают дополнительно сопротивление
автосмещения /?в=200 ... 300 кОм.
Мощность в нагрузке
Рн=Лт]кс, (13.18)
где т]кс — к. п. д. колебательной системы АГ.
Стабильность частоты падает с увеличением связи с нагрузкой,
поэтому рекомендуется выбирать
т]кс<0,5. (13.19)
Параметры и режим АГ должны быть рассчитаны
так, чтобы обеспечить надежную работу при
допустимых значениях мощностей, рассеиваемых КР и АЭ.
Надежность гарантируется как правильным выбором
запаса по самовозбуждению на рабочей частоте, так и
созданием условий, при которых невозможно возбуждение
паразитных колебаний за счет статической емкости КР
и колебаний на частотах более низких гармоник, чем
выбранная. На более высоких частотах ухудшаются
усилительные свойства АЭ, увеличиваются потери в
колебательной системе и колебания не возбуждаются.
Запас по самовозбуждению характеризуют
коэффициентом регенерации [13.5] или связанным с ним
коэффициентом разложения *yi(0)- Коэффициент регенерации
и надежность работы АГ увеличиваются с ростом S и
Ry, при этом коэффициент y\{Q) уменьшается. На
рабочей частоте рекомендуется выбирать
Yl(0)=O,l ... 0,3, (13.20)
164
а на частотах паразитных колебаний и низших
гармоник
Yi(6)nK=(2 ... 3)yi(6); у1(в)ш=(2 ... 3)yi(6).
(13.21)
Условия (13.20) и (13.21) невозможно реализовать
независимо, поскольку значения коэффициентов Yi(6)>
Yi(0)hk, yi(6)ht определяются одними и теми же
элементами колебательной системы. Желание понизить
Yi(6) по сравнению с (13.19) приведет к увеличению
связи АЭ с колебательной системой и росту
нестабильности частоты, а также к усилению опасности
возбуждения паразитных колебаний и колебаний на частотах
низших гармоник.
13.3. СХЕМЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Существует большое количество гурм А Г, гтябилизи-_
ро_ванных" КР". Их классифицй]р^ют[13Л, 13.2] на одно-
каскадные и многокаскадные. Однокаскадные АГ чаще
всего строят по трехточечным схемам. Основное
применение нашла схема емкостной трехточки как наиболее-
надежная и стабильная. МногТГкЗскадные АГ содержат
два или более АЭ, а КР обычно включают в цепь
обратной связи, что позволяет реализовать режим с малыми
значениями мощности Ркв и долговременной
нестабильности частоты [13.2].
В диапазоне частот 1 ... 100 МГц находят
применение простейшие схемы, приведенные на рис. 13.2.
В схемах 1, 2, 3 КР соединен последовательно с
элементами контура, включенного в цепь коллектора,
а в схемах 4, 5 он вынесен в цепь обратной связи. В
схемах 1, 2 используют КР как эталонный контур,
имеющий сопротивление индуктивного характера, поэтому
здесь возбуждение паразитных колебаний за счет
статической емкости С0 принципиально невозможно. Схема
1 простейшая и применяется для возбуждения КР на
основной частоте. Схема 2 обеспечивает работу КР на
гармониках, если параметры контура Lb С] рассчитать
так, чтобы на частотах низших гармоник его
сопротивление было индуктивным и условия самовозбуждения
для них не выполнялись.
В схемах 3, 4, 5 частота колебаний близка или равна
частоте последовательного резонанса, КР может иметь
как небольшое активное, так индуктивное и емкостное
165

схема 1
Схема 2
Схема 3
Тс1
Рис. 13.2. Схемы автогенераторов с кварцем между коллектором
и базой при возбуждении на основной частоте (а), на
механической 1армоникс (б), в копт\ре (в), в цепи положительной (г) и
отрицательной (д) обратной связи
сопротивления. В этих схемах принципиально могут
возбудиться паразитные колебания за счет емкости С0. Для
их подавления в схеме 3 резонатор шунтируют
сопротивлением R, а в схемах 4, 5 соответствующим образом
выбирают параметры контура. Схемы 3, 4, 5 используют
для возбуждения КР как на основной частоте, так и на
механических гармониках. В последнем случае контур
Сь С2, С3, Ьг настраивают на частоту выбранной
гармоники.
В трехкаскадном АГ (рис. 13.3) КР возбуждают на
третьей механической гармонике, что соответствует
частотам 40 ... 100 МГц. Особенность его состоит в
отсутствии частотно-избирательных цепей с индуктивностями.
Подавление колебаний па основной частоте КР
достигается фазовой селекцией, возможной благодаря
инерционным свойствам АЭ. На основной частоте
обеспечивается отрицательная обратная связь, а на третьей
гармонике — положительная. На пятой гармонике колеба-
Рис. 13.3. Схема грехкаскадного гармоникового автогенератора
с кварцем в цепи обратной связи
166
ния не возбуждаются, так как ухудшаются
усилительные свойства АЭ.
1
Выбрать схему АГ при заданных требованиях можно
f на основании сравнительной оценки различных схем.
I Сравнение следует проводить при одинаковых АЭ, КР, ,
I \ рабочих частотах, запасах по самовозбуждению (или ■
\ коэффициентах ys (в)), типах и качествах деталей, кон-,
^«.схруктнвном оформлении, условиях работы и т. п.
Приведем некоторые результаты сравнения схем АГ
на биполярных транзисторах (например, ГТ311, КТ316)
по надежности работы, мощности в нагрузке,
нестабильности частоты, простоте наладки и возможности
настройки на номинальную частоту КР при работе в
диапазоне метровых волн на механических гармониках.
Сравниваются однокаскадные АГ по схемам 2, 3, 4, 5
н трехкаскадный АГ (рис. 13.3, схема 6).
АГ по схеме 2 работает надежно на частотах, для
>- которых нормированная статистическая емкость КР
т0^0,25 и его сопротивление в последовательной схеме
замещения носит индуктивный характер. При
использовании серийных КР максимальная частота, на которой
может работать АГ по этой схеме, /ктах^ЮО МГц, а для
схем 3, 4, 5 она примерно в 1,5 ... 2 раза выше* АГ по
схеме 6 работает только на третьей механической
гармонике, /к max не выше 100 МГц. Чем ниже /к по
сравнению с /к max, тем надежнее работа АГ.
Для схем 4, 5 мощность в нагрузке примерно
одинаковая и составляет 1 ... 2 мВт. Мощность схемы 6
зависит от типа АЭ. Если все АЭ одинаковые и того же
типа, что в АГ рис. 13.2, то Рп—0,5 ... 1 мВт. В схемах
2 н 3 мощность наименьшая Рн=0,1 ... 0,3 мВт.
Температурная нестабильность частоты определяется
КР и во всех схемах АГ примерно одинаковая.
Нестабильность частоты из-за вариации питающих напряже-
; ний, параметров колебательной системы и АЭ мини-
' _<мальна в схемах 2,ЗТ>
Простотой и некрнтпчностью наладки оттнчается
схема 6. Настройка на поминальную частоту возможна
во всех схемах, кроме схемы 2, наиболее просто она
реализуется в схемах 3 и 6.
Приведенные результаты сравнения являются
ориентировочными для выбора схемы АГ при
проектировании.
\
167

13.4. ОБЩИЕ РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ
Задача расчета состоит в выборе параметров
колебательной системы и определении режима АГ, при
которых обеспечивается заданная мощность в нагрузке,
паразитные колебания отсутствуют и мощности,
рассеиваемые АЭ и КР, не превышают допустимых значений.
Исходными при расчете являются требования к АГ,
на основании которых выбирают АЭ, КР и их режимы,
учитывая рекомендации § 13.1. В дальнейшем
параметры АЭ и КР полагаются известными.
Поскольку схемы АГ на рис. 13.2 и 13.3 отличаются
способом подключения КР к АЭ и колебательной
системе, создать единый формуляр расчета для всех схем
не представляется возможным. Поэтому здесь
рассмотрены лишь некоторые общие принципы расчета, а
методика для каждой из схем АГ приведена далее.
Два соотношения для расчета параметров
колебательной системы получают из комплексного уравнения
стационарного режима (13.10) после разделения его на
вещественную и мнимую части, третье вытекает из
условия (13.1). Мощность Ркв зависит от амплитуды тока
/ив, протекающего через резонатор:
РКв=0,5/2квЯкв, (13.22)
а амплитуда тока — от реактивных сопротивлений
колебательной системы и высокочастотных напряжений на
них.
Трех соотношений для определения всех параметров
колебательной системы в большинстве схем
недостаточно, приходится использовать дополнительные условия и
соображения, известные из общей теории АГ. Так, в
схемах 3 ... 6 нестабильность частоты близка к
минимальной, если частота колебаний / равна номинальной
частоте КР (13.2):
Нн или v=0. (13.23)
Расчет режима в основном совпадает с приведенным
в § 10.4 для бескварцевых АГ. В первом приближении
можно не учитывать реакцию коллекторного
напряжения {У^э на ток коллектора и определять напряжение
возбуждения по одной из равноценных формул:
4 £/B^/Ki/S/Yi(e); U^iKyi/Sf(l-cosв). (13.24)
В схемах, где 11кэ велико по сравнению с £/в, следует
оценить погрешность приближенного расчета.
163
Ради удобства использования материала главы,
напомним некоторые расчетные соотношения. Амплитуда
первой гармоники и постоянная составляющая тока
коллектора связаны с высотой импульса через
коэффициенты разложения:
/К1=а1(в)1км; /к=ао(8Нкм. (13.25)
В маломощных транзисторах при недоиспользовании
их по току приходится считаться с нелинейностью
статических характеристик коллекторного тока и
учитывать зависимость аппроксимированных параметров от
высоты импульса:
Sn=sl5*'KM; r = h2t3/S„; S={h2lS)(r'6-{-r)~'; fs = frpjSr'6.
(13.26)
Напряжение смещения в схемах на инерционных АЭ
можно определить, пользуясь приближенным
выражением:
£/в0^£/'+£/вЫе) (l+Q25)-°-5-Yo(Jt-e)]. (13.27)
В общем случае сопротивление колебательной
системы, включенной в цепь коллектора, комплексное:
ZK = tfK + j*K = 2KeJ<fK = tfK/(l +JS), (13.28)
где RK, £ — резонансное сопротивление контура и
обобщенная расстройка частоты колебаний / относительно
собственной частоты контура f0=(2n)-l(L3C)-0-5; 1/C=
=1/С1+1/С2+1/С3. Поскольку /=&/к,
6=(2(/„//о-Мк). (13.29)
При определении мощности Pi следует учитывать
сдвиг по фазе между током /ki и напряжением UK3:
^ = 0,5/KIt/K9cos(pK. i/ю- (13.30)
Баланс мощностей в однокаскадных АГ сводится
к следующему:
Р,=РН+Р„В+Р„+РГ. (13.31)
Мощность, выделяемая в коллекторной цепи, Р]
передается в нагрузку Рн, рассеивается на КР (Ркв),
расходуется в элементах контура (Рк) и на активном
сопротивлении колебательной системы (рис. 13.2,в, г) Рг.
Для схем 1 ... 3, в которых КР включен
последовательно с элементами контура, обычно потери на КР
много больше, чем в остальных элементах, т. е. Ркв^*
^■Р„ и можно принять
Рь==0; Р^Рн+Ркв+Рг. (13.32) ■
/ . 169

Расчеты таких схем упрощаются, если оценивать
степень связи колебательной системы с нагрузкой не к. п. д.
Т]кс, а коэффициентом
:а=Ри/(Ркв\Р,), (13.33)
который с учетом (13.22), (13.18) можно выразить
через т)ьС:
а=Лкс(1— тк-)-'- (13.34)
При повышенных требованиях к стабильности
частоты рекомендуется выбирать
ti„c^0,2; а<0,25. (13.35)
Соотношения (13.28) ... (13.35) будут использованы
при выводе формул для расчета параметров
колебательной системы АГ по схемам 3 ... 6.
14
МЕТОДИКА РАСЧЕТА АВТОГЕНЕРАТОРОВ
С КВАРЦЕМ В ДИАПАЗОНЕ МЕТРОВЫХ ВОЛН
14.1. ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ РАСЧЕТА
В диапазоне метровых волн КР возбуждают на
J гармониках. Существует большое количество схем АГ.
i Здесь приводятся расчетные соотношения и численные
| примеры простейших однокаскадных (рис." 13.2,6, е,
' г, д) и трехкаскадного (рис. 13.3) АГ, которые
обеспечивают надежную работу на'частотах 30 ... 100_МГц,
просты в наладке и эксплуатации. Более"СложН"Ыё"схемы
с нейтрализацией или компенсацией статической
емкости КР не рассматриваются. Для удобства сравнения и
облегчение выбора схемы, удовлетворяющей заданным
требованиям, в приводимых далее примерах расчета
приняты одинаковыми АЭ, КР, частота колебаний и
запас по самовозбуждению (или коэффициент Yi(0)).
s—"Расчеты проведены при частоте /к=60 МГц, что
соответствует возбуждению КР на третьей механической
f- В качествеАЭ выбран транзистор типа ГТ311. Его
параметры: /|р=500 МГц; /г21Э = йО;' / 'б = 60 Ом; Ска =
= СКП=1 пФ; 1К „,_ = 50 мА; £Л^._,= 12В; £/'=0,ЗВ;
+ 25" С.
5кр= 0,05 А/В;
'К. „шах-да тп' ^КЭтах
^ач^150 МВТ ПРИ t,
ср"
В соответствии с рекомендациями § 13.1 для всех
схем выбраны: UK0=5 В (13.15); коэффициент yi (6) =
= 0,2 (13.20). Такому значению Yi(6) соответствует
угол отсечки 6=60°, при этом cos 0 = 0,5; а0(6)=0,22,
ш (8) =0,39, Yo(6)=0,'ll, у0(л—6) =0,61. Перейдем
к расчету конкретных схем.
14.2. АВТОГЕНЕРАТОР С КВАРЦЕМ
МЕЖДУ КОЛЛЕКТОРОМ И БАЗОЙ
В основу синтеза параметров колебательной системы
АГ на рис. 14.1 положены уравнения стационарного
режима, полученные из (13.10):
Rm(l + a)=SlXlX2(l + Q*e)-*; (14.1)
Хкв= — {Хх+Х2)~ QsRKB(l+a). (14.2)
Здесь в соответствии с рис. 14.1 обозначено:
Хх =—1/(0кС1э; Х2=—1/(0кС2; С1Э=С1—1/со2к^1 =
= C,[l-((o2KC1Z.1)-1]. (И.З)
Решая совместно (14.1) и (14.2), можно определить
емкость С1а и частоту колебаний (или поправку v):
С.3^%1 {[xS, (1 +2x.Qe)rK-1 (1 +аГ (1 +Q2,r1]0,5-
-«\А}: (14.4)
v = [Xt (1 + х) + ЗД [2,0Xt (1 +*) + KQ.--1) rj-,
(14.5)
где
и=С1э/С2. (14.6)
Рис. 14.1. С>ема автогенератора г
кварцем между коллектором и
базой
% K^fi
171

Емкость С2 можно найти, исходя из условия (13.1)
с учетом (13.22).
Ток через кварц при выполнении (13.11)
/кв=£/вД2. (14.7)
Подставляя (14.7) и (13.24) в (13.22), получаем
С2= C13/k=C13-2PkbS(1— cose)2(l+a)X
X^kmYiW]-1. (14.8)
Для расчета емкости С\ при известном значении С\э
требуется выбрать индуктивность Lx при условии (см.
§ 13.3)
1<ы2киС1<пЦп—2)2. (14.9)
где п, п—2 — номера выбранной для возбуждения и
ближайшей низшей гармоники.
При расчете режима АГ мощности Ркв и Pi
удовлетворяют соотношениям (13.32) и (13.33) при Рг=0
(колебательная система АГ по схеме рис. 14.1 не
содержит активных сопротивлений).
Амплитуду напряжения UK3 удобно находить из (13.30).
Из выражения, связывающего сопротивление ZK (13.28)
с параметрами колебательной системы
Z-—iX.lR^il+a) +\(Х2+ХКВ)]Х
X[/?KB(l^a)+j№+^2+^KB)]-1, (14.10)
учитывая (14.1) и (14.2), можно найти фазу
(f>K=aTctg(SiX2+Qs),
cqS(p„=[il + (51X2^Qs)2]-°.5. (14.11)
«Пример 14.1. Расчет гармоиикового автогенератора с кварцем
между коллектором и базой.
Исходные данные- мощность в нагрузке Ян=0,1 мВт;
/ь=60 МГц; транзистор ГТ311 (параметры КР и транзистора см.
В" § 14.1). Выбраны ток 1Км=10" мА (13.15) и коэффициент а=0,1
(13.35), Ркв=1 мВт
Расчет проводится в следующей последовательности.
1. Мощности, рассеиваемая на кварце (13.33) *и отдаваемая
транзистором (13.32) (Рг=0):
Р.,в=0,1/0,1=1 мВт; Pi=l,\ мВт.
Поскольку Ялв=1 мВТ меньше ЯКВд=2 мВт, условие (13.1)
выполняется и можно продолжать расчет.
2. Аппроксимированные параметры транзистора (13.26):
Sn=0,15 А/В; г^=333 Ом; S=0,127 А/В; f8=65 МГц.
-' 3. Нормированная частота ко/ебаний (13.14) Q,=60/65=0,92.
4. Рассчитываем параметры колебательной системы. Емкости
С1Э (14.4), С2 (14.8)Т
С1э=(2п-6107)-1 {0S9-0,0254(14-0,2.0,92).50-,-J,l-«X
472
' v . /\
X (1+0.922)]0.5—2л-6-1О7-5-10-12}=20,7 пФ;
C2=Ci8/x=20,7/0,29=71 пФ.
Сопротивления (14.3) Xi=—128,5 Ом; Х2=—37,2 Ом, где из
(13.13) S:=0,127-0,2=0,0254 А/В; а из (14.8)
x=^K„Yi(в) [2P„BS(1—cos e)2(l+a)]-'=
=0,012-0,2-[2-10-3-0,127-0,52-1,1]-1^0,29.
Индуктивность L\ и емкость Ci определяем из условия (14.9),
принимая tD2KZ.id=2. Тогда из (14.3) С,=20,7(1—1/2)-'=41,4 пФ.
При известном Ct определяем L,: Z.i=(tD2KL1Ci)/(o2KCi=2(2n-60 X
X 106)-2(41,4 Ю-'2)-'=0,34 мкГ.
5. Поправка к частоте колебаний v (14.5): v=[—128,5-1,29-j-
4- 0,92 ■ 50] [—0,2 • 128 Д-1,29+ (0,092— 1 )■ 50] - '=2,9.
Относительная разница между частотами / и /к определяется
по (13 7). В тех случаях, когда она мала, можно пользоваться
приближенной формулой
A///k=(/-/h)//:k^v/2Qkb=2,9/2- 105=1,45-10"*.
Если предъявляются жесткие требования к точности настройки
на заданную частоту (например, 10~6), надо выбрать КР, для
которого /«=/—Af. Для точной настройки требуется хотя бы одну
из емкостей выполнить переменной, чтобы обеспечить ее вариации
на +30% от выбранного значения.
6 Находим режимные параметры АЭ. Гармонические
составляющие тока коллектора (13.25) и амплитуда напряжения на
базе (13.24): Ук=2,2 мА, /к,=3,9 мА, £/в=0,21 В.
Ашпитуда напряжения на коллекторе (13.30)
икэ= 2/y/Ki cos¥к = 2-1,1 -10-3/0,0039-0,998 = 0.56 В,
где cosyK = 0,998 рассчитан по формуле (14.11).
Мощности, подведенная к коллекторной цепи н рассеиваемая
(13.16)- Яо=П мВт; Р=9,9 мВт, P<Ppac.
Постоянная составляющая тока базы и смещение на базе
(13.27):
/Б= /К/Л21Э= 0,044 мА,
{/во = 0,3+ 0,21 [0,11 (1 +0.922)-».5 —0,61] =0,24 В.
7. В соответствии с рекомендацией § 13 2 принимаем RB=
=300 Ом. Сопротивление Re определим из соотношения Ro=
ь=(10 ... 20)Х2=372 ... 744 Ом. Возьмем #6=500 Ом.
8. Напряжения источников питания цепей коллектора UK и
базы £/вв:
^к=^к. + (/к + /б)^э=5,7В,
Um = Um + (/к + /Б) Яэ + /Б/?б = 0,99 В.
9. Прлнимаем ток через делитель /Д = 5-/Б = 0,22 мА.
Сопротивления делителя в цепи питашщ,:
Я, = (Цс — Кл)/1Л = 21.8^кОм,
/?2 = £/в„/(/д - /Б) = 5,1 кОм. . ^^^
%.„

14.3. АВТОГЕНЕРАТОР С КВАРЦЕМ В ЦЕПИ
ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Расчет колебательной системы АГ (рис. 14.2)
сводится к определению четырех параметров контура С\,
С2, С3, Z-з и сопротивления делителя г в цепи обратной
связи. При выводе расчетных соотношений учтено
условие (13.23), когда согласно (13.4) и (13.5)
/?кв~Гк, Хкв~— Т(/к. (14.12)
Исходными являются уравнения стационарного
режима, полученные из (13.10) с учетом (14.12):
(r+rK)(l+£2)(l+£!2s) =
=x/?K[S,r(l—ВД— х(1 + Й2.)];
[X2(l+K)+XKB](l+l')(l+Qa.) =
=yMK[—Slr(l + Qs)+xt(l+Q2s)],
где
Х = -Х2/(Х2 + Хз)
— коэффициент трансформации;
Хз=Х^ + Хсг
— сопротивление плеча контура между коллектором и
базой;
Хь=<»к1з; Х2=—1/(о„С2; Xcs=—1/<окС3 (14.17)
— сопротивления элементов контура на частоте [к-
Еще одно расчетное соотношение вытекает из
условия (13.1). Оно получено из (13.22) с учетом того, что
при выполнении (13.11) ток через кварц
/кв=/г=£;в/г. (14.18)
Подставляя (14.18) в (13.22), получаем:
г=ив(гк/2Рт)0-5. (14.19)
(14.13)
(14.14)
(14.15)
(14.16)
Рис. 14.2. Схема автогенератора с кварцем в цепи обратной связи
174
Уравнений (14.13), (14.14) и (14.19) недостаточно
для определения всех параметров АГ и требуется
использовать дополнительные соотношения. Одно из них
можно получить, составив выражение для комплексного
коэффициента обратной связи
к=кг{г+гк+][Х2(1+к)+Хкв\}-1. (14.20)
Решим (14.20) относительно Х2:
*2 = _(l+x)-"{*№ + [xV_£*(r + rjT-sft-'}. (14.21)
где
k = UJU¥.3 (14.22)
■— модуль коэффициента обратной связи, который найдем,
подставив амплитуды UB (13.24), UK3 (13.30), причем
в последнем случае
cos<Pk=-[5/-^(1+^s)I{(1+^)[(V--42 + (^)2]}-0-5-
(14.23)
Мощность Р] находим из (13.30), а Рг с учетом
(14.18):
Рг=0,Ы*тг=Ртг/гк. (14.24)
Ради удобства расчета мощности Рк используем к. п. д.
1\к = Ра{Рн + РК)-\
откуда следует
Р* = Рш(1--Пг)\1- (14-23)
Рекомендуется выбирать
т]к<0,5. (14.26)
Для расчета Х2 (14.21) помимо г, гк, Хкъ и k
требуется определить коэффициент к. Согласно (14.21)
значения Х2 будут вещественными, если выбрать х из
условия
x=Mk{l+rK/r). (14.27)
Рекомендуется выбирать
М=1,02 ... 2. (14.28)
Сопротивление Х3 при известных k и Х2 определяется
из (14.15). Формулу для расчета сопротивления
Хх =—l/ioxd (14.29)
можно получить, составив выражение, определяющее
связь между реактивной прозодимостью контура &к=
175

= £,[RK и проводимостями его ветвей: Ь\=—\/Xi, bi= ч
= -1Д2, Ь3=-ЦХ3: *
Х1=ф/Х2-|/#к]-'. (14.30) ,
Сопротивление /?к определяется из i
/?К = ^КЭ,'2(РН + РЬ), (14.31) ^
а обобщенная расстройка £—в результате совместного
решения (14.13) и (14.14):
1={(г + гк)А + [Ха(1+х)+Хкв]Б}Х
Х{[Х2(1+к)+Хкв]А-(г + гк)Б}-\ (14.32)
где ;
A = SirQ.; E=Sir—7i(l + Q2s). (14.33) )
Для расчета Хь применяем известное соотношение .
XL=X\Qf3Jf30RK, (14.34)
а Хсг находим из (14.16).
Для проверки условия (13.21) используем следующие ^
формулы:
у,(е)пк=-№(1+х)+^о] (1+fi2.) (x^HSrQ.)-1; (14.35)
Yl(6)nr= (1"№яг) (Г+Гк) ИягХ
Х{5г[г+гк-Й8нД2нг(Ц-Кнг)]}-1, (14.36)
где Хо=—l/coKC0; QSsr=fKiwlis; Хнг, -^гнг —
соответственно коэффициент v. и сопротивление емкости Сг, рассчи- .,
тайные на частоте ближайшей низшей гармоники.
V? Пример 14.2. Расчет автогенератора с кварцем в цепи обратной
связи.
Исходные данные: Ян=2 мВт, fK=60 МГц, транзистор
ГТ311. Дополнительно выбраны Якв=0,5 мВт, iKM=10 мА, т)к=0,5,
QHCH=60 (для повышения стабильности частоты рекомендуется
выбирать добротность ненагруженного контура небольшой — порядка
QHCH=20...80).
1. Аппроксимированные параметры транзистора и
нормированная частота (см. пример 14 1): S=0,127 А/В; f8=65 МГц; Q8=0,92.
2. Гармонические составляющие коллекторного тока и амплитуда
напряжения на базе (см. пример 14.1): /к=2,2 мА; /ki=3,9 мА;
£/„=0,21 В.
3. Сопротивление делителя в цепн обратной связи (14.19) г=
=0,21 • (50/2-0,5-10-3)°.5=47 Ом.
4 Мощность, отдаваемая транзистором (13.31), Pi=2+0,5+2+
_|_0,47=4,97 мВт, где Яг=0,47 мВт (14.24); Рк=2 мВт (14.25).
5. Амплитуда коллекторного напряжения (13.30)
[/кэ = 2-4,97-10-3/3,9-10-s =-2,5 в,
(при расчете принято cos<jiK = 1. в датьнейшем значение <рк уточнено).
176
6. Проверяем напряженность режима: £УК?, чр = UK0 ■— /KM/SKp =
= 5—0,01/0,05= 4,8 В; ^кэ^^КРкр' следоьателы о, режим нс-
донапряжеиный.
7. Модуль коэффициента обратной связи (14 22) £=0,21/2.5=
=0,084.
8. Резонансное сопротивление контура (14.31) /?ь=2,52/2 • (2-^
+2)-10-3=780 Ом.
9. Коэффициент трансформации (14 27) х=(1,02 ... 2) 0,084 X
Х(47+50)/47=0,17 ... 0,35. Примем и=0,18.
10. Сопротивление емкости С2 (14.21) Х2=— (1— 0,18)-'{[0,182х
X472—0,0842(47-i-50)2]0.5.0,084-'—5}=—18,4 Ом, где Л'КЕ=—5 Ом
(14.12).
v, 11. Сопротивление плеча контура между коллектором н базой
(14.15) Х3=18,4(1-|0,18)/0,18=120.7 Ом.
- 12. Расстройка контура (14 32) g=—0,71 (Л=1,1; £=0,9).
— 13. Собственная частота контура (13.29) /ъ=&60[ 1+071/60]=
=60,7 МГц, здесь Qh=Qhsh(1—Чь)=30 — добротность
нагруженного контура.
*" 14. Сопротивление емкости Сг (14 30) Х,= [—0.18/18,4+
+0,71/780]-'=—115,0 Ом.
15. Сопротивление индуктивности £з (14.34): Xt=490,0 Ом.
16. Сопротивление емкости С3 (14.16) X с 3=120,7—490,0=
=—369,3 Ом.
17. Параметры контура: Z.3=l,3 мкГ; Ci=23,0 пФ; С2=144 пФ;
С3=7,2 пФ.
18. Уточненное значение cos ф,,=0,85 (14.23) отличается только
иа 15% от выбранного при расчете cos фь=1. Поэтому не имеет
смысла переделывать расчет.
19. Проверяем выполнение условий (14.35) и (14.36): Yi(6)nb=
=1,3; Yi(6)Hr<0 (X21lr=—56,6 Ом; хнг=—0,6).
Поскольку Yi(6)nK>l н YitOJur^O, в АГ невозможно
возбуждение колебаний как паразитных, так и на основной
частоте КР.
Порядок дальнейшего расчета подобен приведенному в
примере 14.1.
Отметим, что амплитуда £/^э = 2,8 В велика по сравнению с £УВ.
Поэтому следует оценить погрешность приближенного расчета (см.
§ 13.4). Значение амплитуды £У'„ с учетом реакции коллекторного
напряжения на ток коллектора определяем следующим образом:
U'B^UB{l+RKb22 [S,r (1 + S2)]-' {flhb22 (V)-' [(V-x)= +
+ ^V2] + 2 [(V - x) (s + g2Sb£) + *QS]}}0-5, (14.37)
где g22, fej2—активная и реактивная составляющие выходной
проводимости транзистора Y22 (§ 10.3).
В нашем примере £/'„=1,12 £/„ (g22=0,49 мСм: 622=1,28 мСм).
В тех случаях, когда разница между UB и U'B не превышает
20... 25%, приближенный расчет можно считать приемлемым.
14.4. АВТОГЕНЕРАТОР С КВАРЦЕМ В КОНТУРЕ
В рассматриваемом АГ (рис. 14.3) для настройки
контура последовательно с индуктивностью L3 включен
12—147 177

Рис. 14.3. Схема
автогенератора с кварцем в контуре
переменный конденсатор
С3. По высокой частоте
заземлен коллектор.
В результате расчета
колебательной системы
следует определить
параметры контура: Си С2,
С3, Ы и сопротивление
резистора R, включенного для подавления паразитных
колебаний.
Обычно выбирают такой АЭ, чтобы выполнялось
условие (13.11), а связь с нагрузкой была слабой
(13.19), поэтому можно считать сопротивления ветвей
контура реактивными:
Z,«j*i, Z2^jX2, Z3«jX3, (14.38)
где
^i = —(wkCi)-1, X2= — ((aKC2)-\
X3=o)kZ,3-(oJ„C3)-1. (14.39)
Для расчета параметров используются уравнения
стационарного режима, полученные при условии (14.38):
r,(l-f a)—Q.(X,+X2-!-X3-J-X,) =S,.Y1X2, (14.40)
Q,/-3(l+a)+XrLA'2^X3 fX,=0, (14.41)
ra, X-,— сопротивления КР с учетом шунтирующего
действия резистора R, 2а=гэ+']Хэ,
l/Z3=l/ZKE+l/tf. (14.42)
Подставив в (14.42) выражение ZKB (13.3), получим
Г)=гк(1-\-т-\-т\2) [(1+т—vTo)2-г-
+(mv+тo)2]-1; (14.43)
X,=rh(—tov2+v—то) [(1 +m—vro)2 +
+ (mv+xo)2] \ (14.44)
m=rK/R. (14.45)
Значения гэ, Ха зависят от параметров КР то, гк,
обобщенной расстройки v и сопротивления R (или т). Для
работы КР на механических гармониках необходимо,
чтобы произведение С0гк было мало, и поэтому обычно
т2о<1. (14.46)
Если в (14.43), (14.44) учесть (13.23), (14.46), то
Га**гк(1+т)-1; Хэ~— rKT0(l+m)-2. (14.47)
Сопротивление R выбирают из условия отсутствия
паразитных колебаний:
#=гк/то=1/<ОкСо. (14.48)
Контур С], С2, С3, L3 настраивают на частоту,
близкую к частоте выбранной гармоники, поэтому на
частотах низших гармоник он сильно расстроен н условие
самовозбуждения не выполняется.
В качестве дополнительного привлекается условие
полного фазирования
Фк=—((р8 + фос)=0, т. е. фос=—сг«, (14.49)
выполнение которого уменьшает нестабильность
частоты, при этом ZK=RK (13.28).
Фаза средней крутизны ф6 определяется (13.14),
а фазу коэффициента обратной связи ф0с находим,
пользуясь выражением
k—Z^Zs + Zs + Za)-1. (14.50)
Если в (14.50) учесть (14.38), (14.40), (14.41), а затем
выделить вещественную и мнимую части, то получим
?0C = ^arctgS,X2(l+fi2s + QsSIX2)-1. (14.51)
Подставим в (14.49) выражения (13.14), (14.51) и
решим уравнение относительно Х2:
X2u>=—QjSl = —fs/fsSl = —fKr/6/frpSl. (14.52)
В (14.52) использовано выражение для fs (13.26).
Видно, что для выбранного значения -yi (6) и
заданной частоты fK сопротивление Х2ф, при котором
выполняется условие полного фазирования, определяется
только параметрами АЭ frp, /о-
Модуль коэффициента обратной связи при
фазировании получен из (14.50) с учетом (14.52):
кф=Х2ф(1+Я\Г*Х~1. (14.53)
Теперь по известному Х2ф с помощью (14.40), (14.41)
находим сопротивления Х\ и Х3'
Xt = -rK(l +fl)(l +<Э2*)£Г1 (1+т)-\ (14.54)
X3= — (Xi+Xa±Xa)—QsrR(l+a) (1+m)-1. (14.55)
Нормированная частота Qs согласно (13.14), (13.26)
зависит от высоты импульса коллекторного тока iKM.
Значение тока i'B4 ограничено требованиями (13.1),
(13.15), (13.17). Наиболее жестким в данной схеме яв-
12* 179

ляется условие (13.1). Установим связь между током iKM
и мощностью РКв (13.22). Ток через КР
IKB=UBZ3(Z2ZKB)-1. (14.56)
Подставим (14.56), (13.24) в (13.22) и решим его
относительно Х2, принимая во внимание (14.38), (14.47),
*, = -/К1 [0,5rK(l +fi2s)/PKB]°-V (1 +т)-\ (14.57)
Сопротивление Х2 должно одновременно
удовлетворять как (14.52), так и (14.57); приравняв их, получим
с учетом (13.25)
+ ^/г2213)-Лг2,э]015}. (Н.58)
здесь
Ц=/У/гр; В=15 г'б;
D=2Pm(l+m)alrKfi2l{B). (14.59)
Таким образом определены параметры АГ и режим АЭ.
Последовательность расчета обсудим на численном
примере.
Пример 14.3. Расчет автогенератора с кварцем в контуре.
Исходные данные: мощность в нагрузке Ян=0,1 мВт;
/ь=60 МГц; Ркв=1 мВт; транзистор ГТ311.
1. Сопротивление резистора R (14.48): #=50/0,1=500 Ом.
2. Мощность, рассеиваемая резистором, Рг=тРКв =0,1-1=
=0,1 мВт. Коэффициент а (13.33) а=0,1/1,1=0,09. Рекомендация
(13 35) выполняется.
3. Для расчета тока (fM (14 58) сначала в соответствии
с (14.59) находим: ц=60/500=0,12; £=15-60=900 A"'; D=2-10~3X
Х1,21-50-1-0,39-2=3,17-10-4 А2, затем из (14.58)
;км=50-37-900-'{— l-i-0,12[3,17-10-4-9002-37—БО2]0-3}^
^13,6 мА.
4 Аппроксимированные параметры транзистора (13.26): S„=
= 15-0,0136=0.2 А/В; /=50/0,2=250 Ом; S=50/310=0,163 А/В;
/s = 500/0,163-60^51 МГц; нормированная частота (13.14) Qs=
=60/51=1,18.
5. Сопротивления контура определяем, пользуясь (14.52),
(14.54), (14.55): Х2Ф=—1,18/0,16-0,2^—36 Ом; С2Ф=73,6 пФ; Xi=
=—50-1,09- (1+1,182)/1,18-1,1^—100 Ом; С,=26,5 пФ.
Для расчета Xs найдем сначала из (14 47) Х3=—50-0,1/1,12=
=—4,1 Ом, затем Х3=100-|36+4,1—1,18-50-1,09/1,1^82 Ом.
Сопротивление А'3 можно реализовать по-разному в зависимости от
индуктивности L3. Выбираем из конструктивных соображений L3=
=0,5 мкГ, при этом Ык£з=2л-60-106-0,5-10-6=188 Ом. По
известному Х3 из (14 39) получим 1/ы„С3=ык/.3—.Х3=188—82=106 Ом,
С3=25 пФ.
6. Гармонические составляющие коллекторного тока (13 25)
/к i=0,39 -13,6=5,3 мА; /к =0,22-13,6=2,95 мА.
Л80 Ч
7. Напряжения возбуждения (13.24) с } четом (13.14) и
смещения (13.27): "
£Д,=0,053- (1+1,182)°.=/0,163-0,2=0,25 В;
^во=0,3+0,25[0,11/(1+1,182)°.=—0,61]=0,165 В.
8. Модуль коэффициента обратной связи (14.53): fcj>= 0,553.
Коллекторное напряжение £/кэ = UB/kj = 0,25/0,553 = 0,453 В.
9. Мощности (13.16), (13.30): Яо=2,95-10-3-5=14,7 мВт, Я,=
=0,5-5,3-Ю-3-0,453= 1,2 мВт; Р=14,7—1,2=13,5 мВт. Видно, что
* <С грае-
14.5. АВТОГЕНЕРАТОР С КВАРЦЕМ В ЦЕПИ
ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
В рассматриваемом АГ (рис. 13.2,д и 14.4) КР
включен в цепь коллектора последовательно с контуром Сь
.. - С2, Сз, Х-з- В отличие от схем на рис. 13.2,г, 14.2 здесь
чг ■' КР соединен с эмиттером. Для настройки контура и
=Su- лучшего подавления колебаний низших гармоник после-
т^ довательно с индуктивностью Z,3 стоит переменный кон-
%. денсатор С3. По высокой частоте заземлен коллектор.
/v.i. Для определения параметров контура испольауем
%' -уравнения стационарного режима, полученные в виде
4 ,С 5i (Я—Я кв + ЪХт) = 1 —Q,g; (14.60)
—Si(lRm + XKB)=QS + g, (14.61)
\\ где
'S l=(X1+X2+X3)frB (14.62)
— обобщенная расстройка
*щп - контура; Хх, Х2, Х3 определя-
•9R ются (14.39); гн — сопротивле-
^«^*ние потерь в контуре с учетом
*#
Щя
связи с нагрузкой;
R=XlX2lrH (14.63)
*а*г — управляющее сопротивление
г*г5г-АГ при - коротком замыкании
-*fe- ,щ> Решая-систему уравнений Рис- 14А Схема автогене-
-_ (14.60), (14.61) относительно о^т^оГ^б^ной
,. £ и R, получаем связи (схема Батлера)
181

? = -(Й5 + 5Дк„)(1+5Д(в)-'; (14.64)
fl = (tfKK + Sr1)(l+f!2s)r' (14.65)
откуда видно, что g, R зависят от параметров АЭ, а
следовательно, и от тока 1км (13.26). Высота импульса iK4
ограничена прежде всего требованием (13.1). Ток через
КР приблизительно равен первой гармонике
коллекторного тока
/кв-/к1- (14.66)
По выбранным мощности рассеяния на резонаторе Ркв
и высокочастотному углу отсечки 0 или -yi (6), пользуясь
(13.22), находим сначала
/ЬВ=(2РКВ/#КВ)°.5, (14.67)
а затем из (13.25) с учетом (14.66) высоту импульса
1кч=/кв/а1 (6) и аппроксимированные параметры
транзистора S, fs, Qs.
Исследования режима паразитных колебаний
показали, что условия генерирования для них не
выполняются, если
R<rKlQsx0. (14.68)
Проверить отсутствие генерации на частотах низших
гармоник можно, пользуясь выражением
У1(0)нг={51[-Гк„г + /?нг(1+Гнг)-1]}-1. (14.69)
Все величины, входящие в (14.69), определяют на
частоте низшей гармоники, для которой контур обычно
расстроен (^ur^l). В результате частота колебаний fIW
значительно отличается от частоты последовательного
резонанса fKnr. При этом обобщенная расстройка Vnr и
сопротивление КР получаются большими и в АГ
создается сильная отрицательная обратная связь. Поэтому
может оказаться Yi(0)Hr<O и колебания на частотах
низших гармоник не возбудятся. Вместо расчета по
(14.69) достаточно проверить выполнение неравенства
R»r(l + Z,2Hr)-l<:rKwr. (14.70)
Параметры контура выбирают так, чтобы обеспечить
в нагрузке требуемую мощность Рп. Учитывая
рекомендации (13.19) и баланс мощности в коллекторной цепи
(13.31), получаем выражение для расчета резонансного
сопротивления контура
^1 = 2Рн(1+|2)//2К1г|1>с. (14.71)
182
В свою очередь,
Ry=X\lr„. (14.72)
Поделим (14.63) на (14.72) и учтем (14.39):
k=RIRx = X2IXx = CxIC2. (14.73)
Обычно рекомендуется
и=0, 2 ... 2, (14.74)
так как при z<0,2 становится заметным влияние
выходной проводимости АЭ, а при к>2 входной.
Собственные потери в контуре оценивают
добротностью С?чен=50 ... 100. Индуктивность Z-з и емкость С3
выбирают так, чтобы их было удобно реализовать
конструктивно. По известным Qh»h, г)кс находим
сопротивление
Г„ = С0к£з/Рнен(1— Т]кс), (14.75)
а затем с помощью (14.72), (14.73)
Х^-^Гн)0-5, Х2=хХ,. (14.76)
В данном АГ стараются реализовать режим
последовательного резонанса КР (13.23), при этом согласно
(13.3), (13.4)
Яьв~гк; Х„в^—гкто. (14.77)
Из уравнения (14.64) рассчитывают |, а затем с учетом
(14.62), зная Хг, Х2, находят сопротивление Х3:
Х3=^гв—Х1—Х2. (14.78)
Пример 14.4. Расчет автогенератора с кварцем в цепи
отрицательной обратной связи.
Исходные данные: мощность в нагрузке Рн=1 мВт; fu=
=60 МГц; транзистор ГТ311.
Выбираем P,,D=1 мВт; т)Ьс=0,5; <2нен=Ю0.
1. Сопротивтения КР (14 77)- #„„=/-„=50 Ом, Хкв=~50-0,1=
=~5 Ом Ток «ерез КР (14 67) /кв=(2-10-3/50)°-5=6,3 мА.
2 Высота импульса коллекторного тока (13 25) с учетом
(14.66) гьм=6,3/0,39=16,2 мА; iK„</K. и max
i Аппроксимированные параметры транзистора (13 26), (13.13),
(13 14). S=0,188 А/В; fs=44,4 МГц; fis=l,35; S1=0,188-0,2=
=0,0376 А/В.
I 3. Рассчитываем параметры контура Сначала из (14.64) на-
, ходим 1=— (1,35—0,0376-5) -(1+0,0376-50)-'=—0,405, затем из
• (14.65) #=(504-0,0376-') -(1-М,352)-'=89 Ом, а из (14.71) #,=
J,; =2-2- Ю-3- (1-Г0,4052)/(6,32-10~6) = 117 Ом. Коэффициент (14.73)
*■', и=89/117=0,76 удовлетворяет (14.74).,
Выбираем L3=0,4 мкГ, при этом oKL3=150 Ом. Добротность
нагруженного контура <2и=<2неи(1—г)Кс)=50. Сопротивление
потерь в контуре (14 75) гн=150/50=3 Ом.
183

Сопротивления ветвей контура (14.76): Xi=— (117-3)°-5=
=—18,7 Ом; ^2=—0,76 18,7=—14,2 Ом. Из (14.78) Х3=—0,405■ 3+
4-18,7+14,2=31,7 Ом. Учитывая (14.39), получаем 1/юкС3=
=150—31,7=^118 Ом.
Емкости контура: Ct=142 пФ, С?=186 пФ, С3=22 пФ.
4. Проверяем (14 68). Левая часть: #=89 Ом. Правая часть:
rb/fisTo=50/1,35 -0,1 =369 Ом. Неравенство выполняется, паразитные
колебания не возбудятся.
о. Для проверки отсутствия колебаний на частотах низших
гармоник (14.70) вычислим сначала /?Нг и gHr- Поскольку КР в дан-
пом примере возбуждают на третьей гармонике, то низшей
частотой будет основная fb нг=60/3=20 МГц. На этой частоте емкостные
сопротивления контура увеличиваются, а индуктивное уменьшается
а три раза: X, нг=—18,7-3=—56 Ом; Х2 нг=—14,2-3=—42,6 Ом;
Хзнг=150/3—118-3=—304 Ом. Сумма сопротивлений при круговом
обходе контура X, „г+Аг нг-р^з иг=—56—42,6—304=—403 Ом.
Контур сильно расстроен.
Сопротивление емкости свячн с нагрузкой Ссв на основной
частоте увеличивается в 3 раза, что ослабляет связь и уменьшает
rji,c. Для оценки сопротивления потерь в контуре гЛг принимаем
r|fCHr=0, QHr=100, тогда гиг=Шн нг£з/С>нг=50/100=0,5 Ом.
Обобщенная расстройка контура (14.62) |Нг=—403/0,5=—806.
Сопротивление (14 63) #нг=56-42,6/0,5=4777 Ом. Правая часть (14.70):
4-777-(1-г8062)-1=7,2-10-3 Ом. Левая часть rh нг=Ю ... 100 Ом.
Неравенство выполняется, генерация колебаний на основной
частоте КР невозможна
6. Гармонические составляющие коллекторного тока (13.25)
/к,=6,3 мА; /к=0,22-13,6=3,5 мА
Мощности (1331), (J316): Я,= 1+1/0,5=3 мВт; Я0=3,5-5=
= 17,5 мВт; Р=17,5—3=14,5 мВт, P<PPac.
7. Напряжения возбуждения и смещения (1324), (13.27) с
учетом (13 14): £/в=6,3-(1+1,352)°.5/0,0376=280 мВГ'£Ло=0,3^ 0,28 X
X [О.И-и+иЗб2)-0-5—0,61]=0,148 В.
14.6. ТРЕХКАСКАДНЫИ АВТОГЕНЕРАТОР
Рассмотрим трехкаскадный усилитель (рис. 13.3),
охваченный обратной связью. Между выходом первого
и входом второго каскадов включен делитель
напряжения из КР (ZKB) и сопротивления г2, а между
выходом второго и входом третьего — фазирующая цепь
СУ4, которая позволяет настраивать АГ на номинальную
частоту КР-
В АГ надежно возбуждаются колебания на третьей
гармонике и подавляются на основной частоте КР
благодаря фазовой селекции, которая возможна в
диапазоне метровых волн из-за инерционных свойств АЭ.
Как в любом АГ с КР в цепи обратной связи,
частота колебаний f близка к частоте последовательного
резонанса fK для любой из механических гармоник, если
суммарный набег фазы 2ф по кольцу обратной связи
1-84
I1
о ■
с
кратен 2л. При f—fK сопротивление КР минимальное
н носит активный характер ZKB=rK, коэффициент
передачи по напряжению имеет наибольшее значение, что
облегчает возбуждение колебаний. На этой частоте при
С-»-оо и выполнении (13.11) АГ представляет собой
резнстивный усилитель, каждый каскад которого на
безынерционном АЭ инвертирует фазу входного
напряжения на л (три каскада—на Зл). Обратная связь
такой системы на низких частотах отрицательна.
Инерционный АЭ вносит дополнительный сдвиг по фазе <ps
между входным напряжением и коллекторным током.
Значение ф„ зависит от типа АЭ и рабочей частоты /к-
С ростом fK модуль \(ps\ увеличивается и на третьей
/ гармонике он оказывается в 2 ... 3 раза больше, чем
% на основной. Если дополнительный сдвиг фазы,
вносимый тремя АЭ, 3qjs близок к л, обратная связь будет
1 положительной и могут возникнуть автоколебания на
третьей механической гармонике КР- АЭ должен быть
инерционным, но высокочастотным, чтобы реактивные
проводимости его мало влияли на работу АГ. Таким
г условиям удовлетворяют, например, транзисторы ГТ311,
| КТ316, транзисторная матрица 1HT25L
Исследования показали, что для этих типов АЭ их
', реактивные проводимости мало влияют на амплитудные
.' соотношения в АГ и приближенно можно принять
&„ = &22=0. (14.79)
•! Ошибка в определении -yi (6) не превышает 20% на
V; частотах/к^ 100 МГц.
Параметры АГ рассчитываем, используя уравнения
,^ стационарного режима
■■;'« v2r0[B(%E+D) +to{E—iD)]—v[£{tE+D) +
+2то (E—xD) ]+Bto(tE+D) +
+ (1+B+t2o)(£—tD)=0; (14.80)
;;. Р2т2о + p {(В + 2т2о) (Е+Dtt1 ) + 2Вто {D—Ej-1)} +
+ (£2+D2)(B+B2+t:2o)(1+t-2)=0, (14.81)
«где
B=rK(Rl + Ra)-t; $=pS'lS"lS"'lRR*Rs;
т=<0кС(#з+/?4); (Н.82)
R=RlRa(Ri+R2)-u,
185

/Г^зЯЛЯз+Я^-1; (Н.83)
«Г,='Г1+^2'+^'., + Ги; (н.86)
g"H — проводимость нагрузки RH, приведенная к
выходу АЭЗ, р — коэффициент включения входа АЭ1 к
выходу АЭЗ
p=U'blU'"K; (14.87)
D=Q'e+Q"«+Q"V-Q'«Q".Q",s,
Е= 1— Q'sQ"s—Q'"s{Q's + Q"s). (14.88)
Количество штрихов в выражениях (14.82) ... (14.88)
н в дальнейшем соответствует номеру АЭ на рис. 13.3.
Единственным избирательным элементом в АГ
является КР, поэтому для получения выходного сигнала,
близкого к гармоническому, режимы АЭ2 и АЭЗ следует
выбирать без отсечки коллекторного тока.
Нелинейность, необходимую для ограничения амплитуды
колебаний в стационарном режиме, создает АЭ1.
В случае линейных режимов АЭ2, АЭЗ трехкаскад-
ныи АГ можно привести к эквивалентному однокаскад-
ному (с усилением и преобразованием фазы в цепи
обратной связи). Надежность работы па третьей
механической гармонике обеспечивает выбор коэффициента
■\i(8) (13.20). Отсутствие генерации на основной частоте
КР из-за отрицательной обратной связи в АГ означает
Yi(0)ht<0, P<0. (14.89)
Уравнения (14 80), (14.81) справедливы для любой
из частот КР и требование (14.89) реализуется, если
в (14.81) множитель при р.
Еа + 2,0HrDlir + (D„r - 2V Еаг)-~1 > 0. (14.90)
Неравенство (14 90) рекомендуется проверять после
расчета АГ на третьей механической гармонике.
В результате расчета АГ следует определить все
сопротивления г! .. . г5, фазирующую емкость С, а также
режимы АЭ1 ... АЭЗ.
Фазирующую емкость находим так, чтобы
выполнялось (14.23), при этом свободный член в уравнении
186
(14.80) равен нулю, а
т= [ (1 +6+т2о) E+BtoD] X
Х[(1+5+т2о)С—ВХоЕ]-\ (14.91)
Коэффициент В в (14.91) по определению (14.82)
зависит от сопротивлений R\, R2, включенных
последовательно с КР- При больших /?ь R2 уменьшается
добротность контура, определяющего частоту
колебаний, что приводит к росту нестабильности частоты. При
малых падает коэффициент обратной связи и
нарушается условие генерации. Рекомендуется выбирать
5=0,5 ... 2; /?1 + Я2= (0,5 ... 2)г„. (14.92)
Пример 14.5. Расчет трехкаскадного гармоникового
автогенератора.
Исходные данные мощность в нагрузке Рн=0,5 мВт,
/v=60 МГц, #,,=200 Ом, транзистор ГТЗНЕ, для которого /гр=
=300 МГц (остатьные параметры см в § 14 1), r/hc=0,4
Расчет начинаем с выходного каскада
1 Ток через сопротивтение нагрузки /„ и напряжение на пей
UB /н=-(2 0 5 10-3/200)0'5=2,24 мА, £/„=0,45 В
Мощность, развиваемая в котлекторной цепч АЭЗ: Рх =
= Раг~с =0,5 0,4=1,25 мВт. Принимаем Ссв = оо, она играет роть
бто с ровочного конденсатора и по высокой частоте сопротнвшння
Ru и г- вклочены пара i гг и>но, поэтому £УКЭ= £/, = 0,45 В.
Первая гармончка копекгорного тока /KI = 2Р, /£/кэ =
= 5,6, мА, сопротнв ieiiiid в копекто-шоч цепи /?о=£Ук~//К1 =
= 0, '5 0,0055 = 80 Ом.
Режим АЭ без отсеки коллекторного тока реализуется, если
постоянная составляющая коллекторного тока выбрана нз ус говня
/к>/кь (1493)
при этом максима 1ыюе значение юка
I, ч=/к-Нк1 (14 91)
до т.ж но лдовлстворять (13 15)
Задаемся /'"к=Ю v\, i'"„„=10^5,6=15,6 м\ (14 91)
Мощности, потребляемая и рассеиваемая АЭЗ (13 16) Р"'< =
= 10 5=50 мВт. Р'"=50-1 25=49 мВт, Р<Ягас
Анппоксьмирочанныс параметры АЭЗ (13 26), нормированная
часто 1 л (13 14) S'"=0,183 А/В, Q'"==2,2, S'"/=0,076 А/В Прово-
димо"ти вхотная g'"n=14 3 мСч, выходная g'"22=l>56 мСм
найдены ги Аом' 1 привеченных в гл 10 Напряжение возбуждения
(13 24) U"'B-—I'"Kl/S'",^0 0056/0 076=0,074 В
2 Р._сс-штьт"ем каскад на АЭ2 Учитывая успение, принччасч
первхю гармонику /"к,=4 мА (/"ki</'"ki) Постоянная
составляют'я /"к=Ю м\, максимальное значение тока (14 94) i", %,=
= 14 -т\
187

Аппроксимированные параметры АЭ2. нормированную частоту,
активные составляющие проводимостей определяем по тем же
формулам, что и для АЭЗ: S"=0,17 А/В, fi"s=2, S"/=0,075 А/В,
g"n=14 мСм, g"22=1.5 мСм. Напряжение возбуждения U"B=
=0,053 В.
3. Выбираем сопротивления Rly R2 в цепи обратной связи.
Можно показать, что максимальный коэффициент обратной с&язн при
фиксированной сумме i?i+R2 реализуется, если Ri=R2.
Максимальное значение R2 ma* ограничено входным сопротивлением АЭ2
H"n=l/g"u=7lA Ом, минимальное — допустимым током через
КР (14.67). При Р„вд=2 мВт /КВд=зг8,9 мА. Тогда #2min—
=^/"в//кВД=0,053/0,089=6,0 Ом. По рекомендации (14.92)
принимаем Rt^R2=l,2rK,- при. этом Rl=R2=QfirK=30 Ом. Видно, что 6<
<30<71,4 Ом. Для выбранного R2 ток через КР: IKB=U"vlRi=
=0,053/30=1,77 мА. Мощность рассеяния (13.22) Ркв=0,0785 мВт,
что значительно меньше допустимого значения.
4. Рассчитываем первый каскад. Напряжение в цепи
коллектора АЭ1 определяется очевидным соотношением: U\3 =IKB(rK~
-г^9)=0,14 В. Сопротивление R'K=Ri(rK-lR2) (#i-j-/-K-f #2)-!=30 X
X 80/110=22 Ом.
Первая гармоника котлекторного тока /'к, = £/'кэ7?'к = 6,5 мА.
Мощность Р\ = 0,5/'к,(У'кэ= 0,455 мЗт. Еысота импульса и
постоянная составляющая тока- (13.25): i'KM=6,5/0,39=16,& мА,
/'к=0,22-16,6=3,65 мА. Видно, что 1'км<1к, и max- Мощность (13.16)
Р'о=18.3 мВт, Р'=18 мВт, Р<РР&С.
Аппроксимированные параметры и проводимости АЭ1: S'=
=0,19 А/В, fi's=2,3; S',=0,0764 А/В; g'Bxi=G',iYi(6)=2,9 мСм,
g'Bb,vi=G'22Yi(e)=0,31 мСм.
Напряжение возбуждения (13.24): 1/'в = 0,0065/0,0764-0,2 =
= 0,4253. Стедует убедиться, что £/'„<1/'"кэ, в противном стучае
нужно насколько уменьшить ток АЭ2 или уветичить сопротивтения
Ru R2. В данном примера ^'в <^'"к;э' коэффициент включения
(14.87) р= 0,425,0,45 = 0,94.
5. Рассчитываем фазирующую емкость С и сопротивления /?з>
Rt. Эти величины согласно (14.82) входят в т, которая
определяется (14.91). Предварительно находим, пользуясь (14.88): Z)=2,3-^-
-1-2-2,2—2,3-2-2,2=—3,62 и £=1—2,3-2—2,2(2,3 + 2) =—13,1; из
(14.82) 5=50/60=0,83. Теперь получим
т=(—1,83-13,1— 0,083-3,62)/(—1,83-3,62-4-
-f 0,083-13,1)=4,36.
Зная все параметры, входящие в уравнение (14.81) решаем
; сю относительно Р, получаем Р^25,4. Из выражения для р (1482),
в котором известны- все величины, кроме R* находим /?*=19 Ом.
Значение R' (14.83) зависит от сопротивлений #3, R4. При
фиксированной сумме Rt+R* заданное R' получается при минимальных
значениях R3, /?4, если принять /?з=Я4=2/?*=38 Ом. Проверим воз-
. можность их реализации, сравнив с соответствующими
сопротивлениями АЭ, а именно Rs с выходным АЭ2: /?/"вых=1/^"22=667 0м,
Rt -с входным АЭЗ; #"'вх=1/£'"п=70 Ом. Поскольку #3<
</?"вых, R4<R'"ex, их реализация возможна.
При известных т, Яз. Rt, пользуясь (14.82), находим емкость
С=т/(Я3-; #4)=4,36/2я-6-107-76=102 пФ.
%
Рис. 14.5. Схема трехкаскадного гармоиикового автогенератора
с кварцем в цепи обратной связи
6. Проверяем условия работы АГ иа основной частоте (14.90).
Предварительно на основной частоте КР fv нг=20 МГц
рассчитываем коэффициенты: т0 нг=т0/3=0,033; DBT=\J9; Евт=—0,56;
Левая часть: —0,56+2-0,033■ 1,79-,-(l,79-j-2-0,033 0,56)3/4,36=
=0,815, положительная, колебания па основной частоте КР не
возбудятся.
7. Сопротивления резисторов п ... г5 находим, зная R]... Rs и
используя (14.84) —(14.86): rl=R1{l—Rlg'22)-,=30- (1—30-0,31 X
ХЮ-3)-'=30,3 Ом; r2=tf2(l— i?24r"„)-I=30-(l— 30-14-10"3)-"=
= 51,7 Ом; r3=#3(l— tf3g"22)-i=38-(l— 38-1,57-10"3)-'=40,3 Ом;
/-4=R4(1— /?4g'"..)_,=38- (1—38-14,3-10-3)-'=83,2 Ом; l/rs=l/tf5—
—g'"22—ptg'u—£'..=0,00338 См; г5=296 Ом.
На рис. 14.5 приведен вариант схемы трехкаскадного АГ, где
показано питание цепей коллекторов и базы, сопротивления эмит-
терного автосмещения, блокировочные сопротивления и
конденсаторы.
15
СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ
15.1. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
СИНТЕЗАТОРОВ ЧАСТОТЫ
: Построить возбудитель с высокой стабильностью час-
'-. тоты и фазы, чистым спектром и малым временем
; перестройки в широком диапазоне непрерывной шкалы
;.; рабочих частот технически очень трудно, так как пере-
* численные требования противоречивы. Поэтому в по-
' следнее время в качестве возбудителей передатчиков и
-, гетеродинов приемников часто используют синтезаторы
.'. частоты (СЧ), которые представляют собой устройства,
^генерирующие колебания дискретной шкалы частот,
синтезируемые из колебаний лишь нескольких или даже
189
ДО

одного эталонного генератора (ЭГ) с прецизионной
стабильностью эталонной частоты /э.
Если частотный интервал дискретного множества
частот (ДМЧ) Fc (шаг дискретной сетки частот) между
соседними частотами достаточно мал, то различие
между непрерывной и дискретной перестройкой рабочей
частоты /р становится несущественным. При высокой
точности и стабильности настройки быстрый переход с
одной рабочей частоты СЧ на другую осуществляется
переключением наборного устройства (НУ) или с
помощью команд телеуправления. Добавляя к СЧ
интерполяционный генератор (ИГ), можно осуществлять
плавную перестройку /р внутри частотного интервала Fc
без заметной потери стабильности при условии /иг<С/р-
При проектировании СЧ важны следующие
характеристики:
1. Диапазон рабочих частот [/„ ... /в]..Для
узкодиапазонных СЧ характерен малый коэффициент
перекрытия по частоте й,=/в//„^1,2, для
широкодиапазонных &<>1,2.
2. Шаг дискретной сетки частот Fr (от долей герца
до десятков килогерц) или объем рабочих частот
синтезатора M=(h—f„)/Fc + l (от 10 до 10* ... Ю5).
3. Относительная нестабильность рабочей частоты
A/p/fr- В простейших СЧ с недорогими кварцевыми
резонаторами Afp/fp=10-4 ... Ю-5, в наиболее совершенных
и сложных СЧ, работающих в совокупности с
квантовыми эталонами частоты, Afp/fp= 1CH0 ... Ю-12.
4. Коэффициент подавления паразитных колебаний
D=101g(P/Pi,K)=20ig(f//f/n„), характеризующий
отношение мощности Р (напряжения U) рабочего колебания
к мощности Лш (напряжению Uuli) паразитного на
выходе СЧ. Паразитные колебания могут иметь сплошной
спектр (например, тепловой шум автогенератора) или
дискретный Сза счет фона сетевого напряжения,
эффектов импульсного квантования в цифровых устройствах
СЧ и т. д.). По действующим нормам обычно D>
>40 ... 60 дБ, а в особых случаях D>100 дБ.
Очевидно, при малом шаге сетки Fc столь высокие
требования к фильтрации особенно трудно выполнить для
частот, соседних с рабочей.
5. Время перехода tn с одной рабочей частоты на
другую. Эта характеристика важна для
быстродействующих устройств с ДМЧ, в которых используют весь
190
объем рабочих частот СЧ (или его часть) для
формирования широкополосного ЧМ сигнала.
6. Уровень мощности Р колебаний рабочей частоты
на выходе СЧ. Обычно Р=^1 ... 10 мВт, поскольку
удовлетворить перечисленным требованиям гораздо
легче на низком уровне мощности. Поэтому усиление
мощности производят не в СЧ, а в других каскадах
передатчика.
Если требуется осуществлять модуляцию в самом
возбудителе, роль которого играет СЧ, то следует
задать дополнительно условия на тип и параметры
модуляции в СЧ. Кроме того, могут быть заданы
эксплуатационные, технологические и экономические
требования.
15.2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ СИНТЕЗАТОРОВ ЧАСТОТЫ
При прямом синтезе [15.3, 15.12] выходной сигнал
СЧ формируют непосредственно из эталонного
колебания или небольшого набора колебаний датчика опорных
частот (ДОЧ), преобразуя его частоту с помощью
операций умножения, деления и суммирования. Нужную
составляющую преобразованного колебания отделяют
от остальных узкополоснь-м перестраиваемым фильтром
в селекторе гармоник (СГ).
В синтезаторах непрямого синтеза выходной сигнал
генерируется самостоятельно перестраиваемым по
частоте автогенератором (ПГ), текущая частота которого
/пг(/) непрерывно сопоставляется с эталонной частотой
/э (или с другой частотой, получаемой из /3 в ДОЧ) при
помощи системы ЧАП или ФАП [15.5, 15.7].
Рассмотрим примеры структурных схем СЧ, в
которых реализуются оба способа синтеза частот.
В схеме СЧ на рис. 15.1 прямой синтез
используется для формирования сеток ДМЧ. Высокостабильные
колебания ЭГ с частотой /Э=Ю МГц последовательно
преобразуются в делителях частоты ДЧ1, . . ., ДЧЗ
в сигналы, возбуждающие соответствующие генераторы
гармоник ГП, . .., ГГЗ. На выходе каждого ГГ
возникает широкий спектр ДМЧ с шагом сетки
соответственно FCI = 1,0 МГц, FC2=0,1 МГц, Fc3=0,01 МГц. В
каждом из селекторов гармоник СП, .. ., СГЗ можно
выделить любую из обозначенных на схеме десяти
составляющих грубой, средней и мелкой сеток. Далее их
частоты используются для суммирования и образования
19!

Выход
%30 1,01Гц
"J30 ЬОМЦ
2,Т 3,1 \СГЗ ШО 0,39
МГц j , I Г-Гц
0,01 МГц
Рис 15 1 Рис. 15 2.
Рис 151 Стр\кт>рная схема синтезатора частоты с
использованием прямого и непрямою синтеза
Рис 15 2 Структурная схема декадного синтезатора частоты
выходного колебания СЧ по методу непрямого синтеза
с помощью кольца ФАП. Тракт ФАП содержит ПГ,
смесители СМ1 и СМ2, полосовые фильтры ПФ1 и ПФ2,
фазовый дискриминатор (ФД) и узкополосный фильтр
нижних частот (ФНЧ), который подавляет побочные
составляющие мелкой сетки.
В декадном синтезаторе, построенном по методу
прямого синтеза (рис. 15.2), наборные устройства
НУ1, ..., НУЗ, смесители СМ1, ..., СМЗ, полосовые
фильгры ПФ1, ..., ПФЗ и делители частоты ДЧ2 и
ДЧЗ выполнены совершенно одинаковыми для каждой
декады. В ДОЧ из колебания ЭГ формируется опорное
множество частот, содержащее в данном примере
10 тщательно отфильтрованных компонент,
расположенных в диапазоне 18,0 ... 19,0 МГц с шагом чд0 F =
= 0,1 МГц. Выбирая с помощью НУ из ДОЧ
соответствующие значения частот для каждой декады,
получаем на выходе ФНЧ, включенного после смесителя
СМ, любое из 1000 синтезируемых колебаний в
диапазоне 3,000 ... 4,000 МГц с шагом 1 кГц. Умножитель
частоты (УЧ) переносит это ДМЧ в диапазон
30,00 ... 40,00 МГц с шагом Fc—№ кГц.
192
НыхпА
30 Ч0МГц\ _
о* ПГ
4,
■301
W/,
Ш/
ДПКД
У///////,
•ш
V////
^///////////////////.
ИФД
''А
Фнч
0,1 МГц
ДЧ
10
1,0 МГц
эг
Рис 1Г)1 Структурная схема цифровою синтезатора частоты
В цифровом СЧ (ЦСЧ), показанном на рис. 15.3,
используются элементы цифровой схемотехники. По
существу он представляет собой систему импульсной ФАП
с нмпульсно-фазовым дискриминатором (ИФД), в
высокочастотном тракте которой находится делитель
частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД).
На правый по схеме вход ИФД поступает
преобразованное в импульсы колебание от ЭГ и ДЧ с
высокостабильной частотой квантования Fc=100 кГц. В
стационарном синхронном режиме на выходе ПГ с помощью
кольца ИФАП устанавливается колебание, частота
которого /пг строго кратна частоте квантования, т. е.
fVT—NFc. Выбор нужного колебания из ДМЧ
достигается грубой установкой частоты ПГ и
соответствующим изменением коэффициента деления Л^ делителя
ДПКД, который в схеме рис. 15.3 получает 100
дискретных значений (от 301 до 400).
Чтобы уменьшить шаг сетки ДМЧ при заданном
диапазоне рабочих частот ЦСЧ, необходимо уменьшать
частоту квантования Fc и увеличивать коэффициент
деления N делителя ДПКД. Для сохранения на выходе
ПГ заданного подавления D побочных составляющих
уплотненного ДМЧ приходится увеличивать
инерционность ФНЧ в кольце импульсной ФАП (рис. 15.3), что
приводит к затягиванию времени переходного процесса
t tu при быстрой смене коэффициента деления N. Одним
из способов ослабления противоречия между требова-
, ниями большого уплотнения ЩЛЧ и быстродействием
'- СЧ является переход от однокольцевых ФАП (рис. 15.3)
; к многокольцевым.
Синтезатор, структурная схема которого представ-
. лена на рис. 15.4, содержит два каскадно включенных
кольца ФАП. Требуемый объем ДМЧ заполняется тре-
-~мя сетками частот, которые набираются из колебаний
трех идентичных ЦСЧ1 .. . LIClI3 с использованием
двух делителей частоты ДЧ1 и ДЧ2. Все три ЦСЧ
13—147 193

9,0 10,0 МГц
ЦСЧ1
9,0... 10,0
цел
9,0. Т0,0
ЦСЧЗ
зг
Выход
Рис 15 4. Структурная схема синтезатора частоты с каскадным
включением колец ФАП
работают в диапазоне 9,0 ... 10,0 МГц с большим
шагом F4C4=100 кГц. На выходе ПГ1 1-го каскада ФАГИ,
работающего в диапазоне 0,990 ... 1,100 МГц,
получается Mi=110 фиксированных частот с шагом Fci =
= 1 кГц. Поскольку относительная расстройка частоты
первой побочной составляющей в спектре ПГ1 не очень
мала (-Fci/fnri«10~3), можно добиться заданного
подавления Di побочных составляющих мелкой сетки,
включив ФНЧ1 с умеренной инерционностью, т. е.
обеспечить небольшое tin 1-го каскада. С помощью 2-го
каскада ФАП2, работающего в диапазоне 9,990 ...
... 11,100 МГц, и смесителя СМ2 мелкая сетка ДМЧ1
вставляется в крупную, шаг которой определяется
шагом ЦСЧЗ, равным Fr,c43=100 кГц. Быстродействие
ФАП2 можно сохранить высоким при хорошем
подавлении D2 побочных составляющих грубой сетки ДМЧ2,
так как относительная расстройка Рп,чз IfПг2^№~2
достаточно велика и фильтр ФНЧ2 получается небольшой
инерционности.
15.3. УЗЛЫ СИНТЕЗАТОРОВ ЧАСТОТЫ
Синтезаторы частоты содержат набор специфических
узлов. Рассмотрим основные из них.
Делитель с переменным коэффициентом деления.
Новым элементом в ЦСЧ по сравнению с обычным кольцом
ФАП является делитель частоты с переменным
коэффициентом деления (ДПКД). В настоящее время такие
делители реализуют на элементах цифровой схемотех-
194
JI
От ДЛИД
S
-Л-/?
Э1/К1Л1336
I
1
if
5
9
10
1?
От ЗГ ,-—-
а
&
ь
V/
V
X
/ \
а
\Выход
TJ
От ДПКД
TJ
От ЗГ
31/К1/1Б331
R
<
&
к
/
1
эг/кшт
Выход
РД
+2,Ь
"«ср»В
Qfi\-
о
в)
я
у, рад
Рис 15 5 Схемы имп>льсно-фазового дискриминатора с
пилообразной (а) и треугольной (б) характеристикой
ники по принципу выборки импульса из периодической
последовательности импульсов, поступающих на их
вход. Основными требованиями, предъявляемыми
к ДПКД, являются быстродействие и минимальная
задержка выходного сигнала по отношению к входному.
Быстродействие ДПКД определяет наивысшую
синтезируемую частоту, а задержка сигнала — устойчивость
системы ФАП, на основе которой выполнен ЦСЧ.
Предельная частота современных цифровых элементов
достигает 50 ... 100 МГц, а время задержки — от единиц
до нескольких десятков наносекунд. Большое число
схемных решений ДПКД приведено в [15.8, 15.11].
Импульсные фазовые дискриминаторы. Возможны
различные варианты схем импульсных фазовых
дискриминаторов (ИФД), способных работать с импульсными
сигналами u^(t) с выхода ДПКД и u3{t) от эталонного
автогенератора. Наибольшее распространение нашли
ИФД, работающие по принципу измерения временных
интервалов, и коммутаторные ИФД или фазовые
дискриминаторы ключевого типа. Принцип работы ИФД
первого вида (рис. 15.5) заключается в преобразовании
взаимного временного (фазового) рассогласования двух
импульсных последовательностей в широтно-импульсную
модуляцию выходных импульсов, среднее значение
напряжения которых ИфД Ср пропорционально фазовому
рассогласованию сигналов u~,(t) и uR(t). Эти ИФД
просты по конструкции, их предельная частота дости-
13* 195

П_ Л "л
а)
it
ГН
.ни
"ФД
Ф
иМ)
■ H2Z
X °
^1 Кд
uA(t-4}
Рис. 15.6. Схемы импульсно-фазового дискриминатора ключевого
типа:
а — с генератором напряжения, ключом i запоминающей емкостью, С —
с двумя ключами и двумя накопительными конденсаторами
гает десятков мегагерц. Недостатком является высокий
уровень помех с частотами, кратными частоте ЭГ.
Поэтому после такого ИФД всегда ставится инерционный
ФНЧ, обеспечивающий необходимую степень
подавления эффектов импульсного квантования, но
ухудшающий динамические свойства системы.
Выходом из этого противоречия является применение
ИФД ключевого типа (рис. 15.6), уровень шумов
которого в зависимости от конструкции на 30 ... 100 дБ
меньше рассмотренного. Как правило, такие ИФД
состоят из генератора напряжения (ГН), форма
выходного сигнала которого urn(t) определяет вид
характеристики Ифд(ф) ИФД, коммутатора К и накопительного
конденсатора С (рис. 15.6,а). В ЦСЧ применяют ИФД,
характеристики которого имеют заметный линейный
участок (рис. 15.7). Для запуска ГН используют
сигнал tia(t) с ЭГ, а для управления коммутатором —
сигнал uR(t) с ДПКД (возможен и противоположный
вариант). На накопительном конденсаторе С формируется
ступенчатое напряжение ЫфД(£), пропорциональное
разности фаз ф(п)=Фд(«)—фа (и) сигналов uR(t) и ua(t)
в дискретные моменты времени t=n/Fc, определяемые
моментами поступления импульсов uR(t).
1
Рис. 15.7. Типовые характеристики нмпульсно-фазового
дискриминатора:
о — пилообразная, б — треугольная, в — треугольная с ограничением
196
ИФД рассмотренного типа иногда относят к классу
«выборка — запоминание», учитывая принцип его
работы. В стационарном режиме напряжение на
накопительном конденсаторе остается постоянным (при
идеальном коммутаторе) либо медленно меняется в паузе
между выборками. В момент квантования, когда
конденсатор С дополнительно заряжается изменяющимся
напряжением от ГН, в выходном напряжении ИФД
возникают всплески, которые в основном определяют
уровень шумов импульсного квантования в выходном
сигнале ПГ кольца ФАП. Несмотря на их наличие, они
все же на 30 ... 40 дБ меньше, чем уровень шума от
ИФД, построенного по принципу измерения временных
интервалов. Еще больший выигрыш можно получить
при использовании коммутаторного ИФД, работающего
по принципу «выборка — запоминание — выборка». Его
особенность состоит в том, что к ранее рассмотренному
дискриминатору добавляют еще один переключатель К2
с накопительным конденсатором С2 и звено
запоминания т3 (рис. 15.6,6), причем вторую выборку
осуществляют из постоянного напряжения, что значительно
снижает шумы квантования. При этом выигрыш может
достигать уже 90 ... 100 дБ.
Благодаря низкому уровню шумов квантования
коммутаторные ИФД наиболее широко применяют
в современных ЦСЧ.
15.4. ОСОБЕННОСТИ КОНСТРУИРОВАНИЯ СИНТЕЗАТОРОВ
СВЧ ДИАПАЗОНА
Синтез сетки частот непосредственно в диапазоне
СВЧ в настоящее время затруднен из-за ограниченного
быстродействия микросхем, узкой полосы делителей и
умножителей частоты. Эти трудности можно обойти,
если мелкую сетку ДМЧ сформировать в области
частот, где нет технических препятствий для ее реализации,
а затем с помощью умножения частоты или гетеродини-
рования трансформировать ее в требуемый диапазон
частот. Примеры такого построения синтезаторов СВЧ
можно найти в [15.5], один из вариантов типовой
схемы СЧ в СВЧ диапазоне представлен на рис. 15.8.
Объем ДМЧ разбит на три группы разрядов. Младшую
группу разрядов ДМЧ, определяющую минимальный
шаг сетки Fc, обычно реализуют с помощью делителя
с фиксированным коэффициентом деления (ДФКД) и
197

iflblinj
L
ггг —»-
ДЛМ
♦ «v ' *
i
w
"йч«1 1
Рнс 15 8 Структурная схема синтезатора частоты в диапазоне
свч
ЦСЧ, при этом она содержит наибольшее число частот.
Средние и старшие разряды получают прямым
синтезом, используя умножители частоты, генераторы
гармоник и коммутируемые полосовые фильтры. Эти сетки
частот содержат небольшое количество составляющих
(2 ... 4) и шаг, соответствующий диапазону ДМЧ
предыдущего разряда.
В качестве нелинейных элементов генераторов
гармоник используют диоды с накоплением зарядов
(ДНЗ), позволяющие формировать импульсы тока
с весьма крутыми фронтами и срезами. Спектр на
выходе такого ГГ убывает примерно по закону 1/п (где
п — номер гармоники), в то время, как для ГГ с
обычным диодом он изменяется как 1/п2. Это позволяет
выделить гармоники с высокими номерами (п=з100)
непосредственно в СВЧ диапазоне.
Построить коммутируемые полосовые фильтры (ПФ)
в диапазоне СВЧ технологически более сложно, чем
в умеренном диапазоне частот, где используют элементы
с сосредоточенными параметрами (обычно на СВЧ
используют полосковую технологию). В некоторых
случаях (если не требуется высокого быстродействия)
выгодно применять ПФ с сердечниками на основе железо-
иттриевого граната (ЖИГ). Колебательные системы
с ЖИГ сердечниками обладают высокой добротностью
(Q—1000) и могут линейно перестраиваться по частоте-
при изменении тока подмапшчивания в катушке
управления в широком диапазоне частот (порядка декады).
В настоящее время используют ЖИГ с частотой гиро-
198
магнитного резонанса от сотен мегагерц до десятков
гигагерц.
В синтезаторах СВЧ диапазона частоты ДМЧ
различных разрядов обычно суммируют с помощью
суммирующего («охватывающего») кольца ФАП (рис. 15.8)
Так как уровни входных сигналов на смесителях СМ1
и СМ2 этого кольца на СВЧ малы, то основное
усиление происходит в операционном усилителе (УПТ) на
выходе ФД. Поэтому высокие требования предъявляют
к уровню шумов смесителей. Основным источником
шумов в смесителе является нелинейный элемент.
Использование диодов с барьером Шоттки позволяет снизить
уровень шума в смесителях СВЧ.
15.5. МЕТОДИКА РАСЧЕТА ПРОСТЕЙШЕГО
ЦИФРОВОГО СИНТЕЗАТОРА ЧАСТОТЫ
Выбор структурной схемы СЧ, а также его узлов и
элементов существенно зависит от требований,
предъявляемых к основным характеристикам синтезатора.
Можно выделить следующие основные этапы расчета:
A. На основании исходных данных и типа СЧ
(декадный, цифровой и т. д.) выбираем его структурную
схему и метод синтеза частот.
Б. С учетом принятой структурной схемы выбираем
виды и схемы основных узлов синтезатора. В
синтезаторах, использующих ФАП, выбираем тип
подстраиваемого автогенератора, а также схемы фазового
дискриминатора, делителей и преобразователей частоты и т. д.
B. Выбираем электрические элементы и микросхемы,
которые образуют отдельные узлы СЧ, и проводим
электрический расчет каждого узла синтезатора.
Г. Вычисляем показатели СЧ, определяющие его
основные характеристики (подавление паразитных
колебаний, быстродействие, полоса захвата в
синтезаторах с ФАП и др ), и проверяем их соответствие
исходным данным.
Пример 15.1. Расчет простейшего цифрового синтезатора
частоты.
Исходные данные диапазон синтезируемых частот
[fн - - /в]=9,0 10,0 МГц, шаг сетки частот Fc-=100 кГц уровень
дискретных составляющие паразитных колебании в выходном
сигнале синтезатора не бсее —40 т.Б, долговременная нестабильност-.
частоты колебаний Д/>//р=10~5
1 Выбираем простейшую с ему одпокольневого ЦСЧ
(рис. 15.3)
199

UtffyB
i.
1
"mux
Щ
x
urmn
I
h
i
w
IS t,yc
2. Поскольку kt= 10,0/9,0=1,К
<1,2, т. е. синтезатор является
узкополосным, то в качестве ПГ можно
использовать един автогенератор,
перестраиваемый с помощью
варикапа с коэффициентом перестройки по
частоте fenr>l,l-
3. Для делителей ДЧ и ДПКД
выбираем микросхемы серии 133,
обеспечивающие нормальною работу
цифровых узлов до частот 10 Л1Гц.
4. В качестве ИФД применим ши-
ротно-импульсный ФД па основе
триггера (рис. 15.5,а). В стационарном
режиме его выходное напряжение имеет форму периодической шнрот-
ио-импульсной последовательности (рис. 15.9), постоянная
составляющая которой равна
Рис. 15.9. Выходное
напряжение широтно-импульсного
фазового дискриминатора
и„
ифд(?)-= f-
t + Kmin = L'cpir + Kmm>
7t
9 = 2*Fct; U(
cp-
(15.1)
Зависимостсь НфД(ф) является фазовой характеристикой ИФД. Для
микросхем серии 133 итах=2,4 В, «min=0,4 В, т. е. £/ср=1 В.
5. В качестве эталонного выбираем автогенератор с кварцем
между коллектором и базой, обеспечивающий минимальную
нестабильность частоты колебаний от изменения параметров
транзисторов и внешней колебательной системы. Наименьшей
нестабильностью частоты обладают кварцы, работающие в диапазоне частот
1 ... 5 МГц. Выбираем кварцевый резонатор с /кв=1 МГц и
параметрами /-,.=20 Ом, С0=15 пФ, QKB=105, Ркв=4 мВт. (Методика
расчета кварцевого генератора изложена в [15.13]).
6. Минимальный Л'тш и максимальный NmSLX коэффициенты
деления ДПКД и коэффициент деления N делителя ДЧ равны
L 9.10е
#„,_ = -^-=-п^~ = 90, N„
Fr
105
= А= юо, /V= %-= 10. (15.2)
Таким образом, при построении ДПКД достаточно взять две
декады делителей, обеспечивающих /VmJj, а для ДЧ — одну декаду.
7. Воспользовавшись схемой колебательной системы ПГ
(рис. 15 10), произведем выбор и расчет элементов контура. Под
емкостью Ско будем понимать паразитные емкости монтажа и
схемы, а также подстроечную емкость (причем Ск0=20 пФ).
Зависимость емкости варикапа от управляющего напряжения
Св(Иу) определяется выражением [15.4]:
CB(uv)=CB
By-
+ 9п
(15.3)
где <г1,=0,86 В.
Выбираем варикапы Д901Б со следующими параметрами:
СвноМ=30 пФ при Mv=f/FOM=4 В, Q (10,0 МГц)=150.
Элементы контура рассчитаем, исходя из возможности
перестройки по частоте с запасом от 8,75 до 10,25 МГц, т. е. baT=
200
+5,0'в
° ]о,озз\д\т\п
I
Рис. 15.10 Рис. 15.11-
Рис. 15 10. Схема колебательной системы перестраиваемого по
частоте автогенератора
Рис. 15.11. Схема цепи управления частотой перестраиваемого
автогенератора
= 10,25/8,75= 1,17>kf. Пусть f„r H=8,75 МГц при Hj=h,,
Индуктивность контура при этом
1
*к=-
(2я/Пг..)1(СК1 + о,5св)
9,4 мкГ.
i В.
(15.4)
При найденном значении L,. определим емкость контура,
необходимую для настройки на частоту fnr B= 10,25 МГц:
СК=СК0 + 0,5СВ =
1
(2^пгв)2^к
= 15,5 пФ<СК0 = 20 пФ.
Из последнего результата следует, что применение всего лишь двух
варикапов, включенных встречно, не позволяет осуществить
перестройку частоты ПГ в требуемых пределах, так как необходимо,
чтобы С. <СК0. Поэтому увеличим число варикапов до четырех,
как э'о показано на рис. 15.10 штриховой линией, и повторим
расчет. Получим- Z,K=6,6 мкГ, для /,,Гв=10,25 МГц получаем
С,.=С1>0-4 Св=36,5 пФ, т. е. Св=16,5 пФ. (15.5)
Найдем значение «у тах для емкости варикапа Св=16,5 пФ:
%=(£/ном-Ьфп)(СВВоМ/Св)2—Фп=15,2 В. (15.6)
8. Схема цепи управления частотой ПГ показана на рнс. 15.11.
При коэффициенте усиления операционного усилителя (УПТ) К—
=/?i//?2 имеем для неизвестных значений К и напряжения
смещения L'o
Ну та\=Л^фд тах~г^0» Ну т1п=Л^фд min-f-e/o- (lo.7)
В результате решения получаем /(=5,6 и £/0=1,76 В.
На рис. 15.12 построена модуляционная характеристика
/иг («у) =
1
",rV"yJ 2-KVLK[CK+CB{uy)} '
где Св(ыу) определяется формулой (15.3).
(15.8)
201

Рис. 15.12. Модуляционная
характеристика
перестраиваемого автетенератора
Рис. 15.13. Зависимость
полосы захвата синтезатора
частоты от его параметров
2 4 $« Щ Щ8/2 us,8
12 5 Ю 20 SO WD Sg1
Рис. 15 12
Рис. 15.13.
9. Рассчитаем фильтр нижних частот, обеспечивающий
подавление дискретных составляющих на выходе ПГ до —40 дБ.
Коэффициент передачи УПТ, выполняющего функции интегрирующего
ФНЧ, равен К(р)= ^ , . , а модуль коэффициента передачи
для постоянной составляющей и гармоник напряжения «фД(/)
равны:
Яг
К (nFc) = -£ [1 + pr-nFJ)*}-1 /2 , п = 0, 1, ..
(15.9)
где r^R,C.
Из этого выражения следует, что с ростом номера гармоники
п увеличивается степень подавления этой составляющей. Поэтому
достаточно оценить эффект паразитной фазовой модуляции
выходного колебания ПГ от составляющей с номером я=1, приняв
Mv(0=fy(rr"t/iC0S 2nFct. При малом индексе фазовой модуляции
выходное напряжение ПГ
f Syt/, \
«пг (<) =*= ииг | cos con,.* + -g^r- [sin (conr — 2jtFc) t + sin (conr+2nFc) t] J ,
и уровень паразитных колебаний
U,
SyUt
-дГ = 201е^ = 201£-2]^<— 40 дБ,
т. е. t/,<(2Fc/Sy)-10-2 В.
Напряжение (Л в спектре сигнала с выхода ИФД
максимально, если широтно-импульсная последовательность имеет форму
меандра, постоянная составляющая UyD при этом равна
иу0 = к
£
,— и
mln
- «mm) = 7.84В.
По модуляционной характеристике fnr(uy) (рис. 15.12) определяем
Значение локальной крутизны Sy (для малого сигнала) в точке
202
«у=7,84 В:
Таким образом,
Амплитуда напряжения первой гармоники 1/фд1 на выходе ИФД
для меандра
^фд1=2(«Шах—«min)/jl=l,27 В.
Модуль коэффициента передачи ФНЧ на частоте Fc
/С(Рс)=с/,/£/фд1=1,18-10-2.
Согласно выражению (15 9) этому соответствует постоянная
времени ФНЧ Г=Я,С=0,35-10~3.
В зависимости от типа используемого УПТ выбираем
сопротивление обратной связи Ro и далее рассчитываем R< и С из
условия обеспечения требуемого значения коэффициента усиления и
постоянной времени Т.
10. Из графика рис. 15.13 найдем полосу захвата у3, т. е. такую
первоначальную относительную расстройку v частоты ПГ
относительно синтезируемой дискретной частоты NFC, при которой в
синтезаторе устанавливается стационарный синхронный режим. При
этом
Y=(JVFC—fnTo)/FyR,
где
^5Д=5у(Ку max—Ky min)/2^:0,75 МГц.
Для определения у=Тз найдем нормированную постоянную а<
ФНЧ для наиболее неблагоприятного случая (N—Nmtn)
2„FyaT
a1=-jrzr = 18.
Значению ai=l8 согласно графику рис. 15.13 соответствует Уз—0,4.
Таким образом, синтезатор работоспособен, если собственная
частота ПГ fnro при разомкнутом кольце будет установлена с
точностью +Уз^уд=+0,4-0,75 МГц=+0.3 МГц относительно
дискретной точки NFC.
11. Поскольку \sFyn<(fR—fH), необходимо осуществлять
грубую настройку ПГ. Используем для этого ступенчатое напряжение,
которое в зависимости от коэффициента деления ДПКД
устанавливает собственную частоту генератора с точностью, лучшей чем
+0,3 МГц, обеспечивая тем самым рабочий режим синтезатора.
Обозначим на модуляпионной характеристике ПГ границы
fnro±0,3 МГц. в которые впишем ломаную линию так, как это
показано на рис. 15.12 Пересечение ее горизонтальных участков
с кривой fnr(«y) дает точки грубой настройки частоты. В нашем
случае это частоты 9.1; 9.5 и 9,86 МГц, которым соответствуют
напряжения управления грубой настройки (7Тггуб=5,4; 7,84; 10,8 В.
Необходимо в набопном устройстве учесть алгоритм включения
9ти\ ичпряжеиии таким образом, чтобы соответствующее
напряжение поступало на вход УПТ в интервалах коэффициента
деления N=90 ... 93, 94 ... 97, 98 .. 100
rf/Vir мГц
5у = Ж- = °-133-в-
c/,= (2Fc/Sy)-10-2=15 мВ.
203

12 Время перехода tu синтезатора с интегрирующим ФНЧ
с одной частоты иа соседнюю для колебательного переходного
процесса, условием которого является выполнение неравенства Т>
>Nmax/8nF>HF't0 (фо)=1,66-10-5 с, определяется следующим об-
I ДЛГI Fc
разом [15.9]: tп =а 2Г In Af —. При точности установки частоты
ПГ ДР=100 Гц и изменении ДЛ'=1
105
<п= 2-0,35-Ю-31п-ц^тГ8' = 2,8'10_3 с*
16
ГЕНЕРАТОРЫ НА ДИОДАХ ГАННА
И ЛАВИННО-ПРОЛЕТНЫХ ДИОДАХ
16.!. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Автогенераторы на диодах Ганна (ДГ) и лавинно-
пролетных диодах (ЛПД) являются на сегодня
наиболее распространенными твердотельными источниками
колебаний в диапазонах сантиметровых и
миллиметровых волн [16.1 ... 16.8]. Генераторы на диодах Ганна
(ГДГ) применяют в основном на частотах ниже
60 ... 70 ГГц. Генераторы на ЛПД (ГЛПД)
в IMPATT-режиме перекрывают диапазон до 300 ГГц.
Современные серийные ДГ обеспечивают в
непрерывном режиме выходную мощность Рн от 20 ... 50 мВт
до 500 ... 700 мВт на один диод в 3-см диапазоне и до
100 мВт в середине миллиметрового диапазона. К. п. д.
ГДГ обычно не более 1 ... 6%- Для ГЛПД
максимальные значения Рн приблизительно на порядок больше,
чем у ГДГ, что объясняется более высокими
реализуемыми к. п. д. В 3-см диапазоне уже существуют ЛПД
с выходной мощностью 10 . .. 15 Вт при к. п. д.,
превышающем 35%. Вместе с тем ЛПД заметно уступают ДГ
по шумовым характеристикам. Поэтому гетеродины и
первые ступени многокаскадных источников колебаний
чаще выполняют на ДГ.
Диапазон механической перестройки частоты ГДГ
и ГЛПД зависит от конструкции и средней частоты.
Коаксиальные конструкции, как правило, обеспечивают
перестройку не менее чем на октаву. На сантиметровых
204
волнах в волноводных конструкциях соотношение
крайних частот генерации составляет 1,4 ... 1,5. На
миллиметровых волнах решающее влияние приобретает
конструкция корпуса диода. Наличие мешающих резонан-
сов зачастую ограничивает полосу перестройки
единицами процентов.
Для управления колебаниями обычно используют
частотную модуляцию. Наиболее эффективным способом
обеспечения ЧМ при малых скоростях перестройки
является применение гиромагнитных резонаторов на
основе железо-иттриевого граната (ЖИГ). ГДГ и ГЛПД
с такими элементами перестраивают на сантиметровых
волнах в пределах октавы при сравнительно небольшой
сопутствующей AM. Другой распространенный способ —
использование варикапов. Диапазон перестройки
определяется качеством варикапа и типом колебательной
системы, изменяясь в 3-см диапазоне от 100 ... 200 МГц
до 1,5 ... 2 ГГц. Однако в [16.7] имеется сообщение
о ГДГ с двумя последовательно включенными
варикапами, где удалось реализовать двойное перекрытие по
частоте. ЧМ изменением напряжения (тока) питания
употребляется редко, так как она не обеспечивает
больших девиаций, сопровождается значительной
сопутствующей AM и к тому же крайне чувствительна к
изменению режима генератора и температуры^!
Далее рассматриваются только однокаскадные
возбудители в режиме свободных автоколебаний.
16.2. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ ДГ И ЛПД
Для защиты от влияния внешней среды
полупроводниковый кристалл обычно помещают в стандартный
металлокерамический корпус. В результате
эквивалентная схема генератора СВЧ на полупроводниковом диоде
приобретает вид, изображенный на рис. 16.1.
В рамках одночастотного приближения
эквивалентную схему активного слоя ДГ можно представить
параллельным соединением отрицательной проводимости
— Gr и «горячей» реактивности (емкости) Сг,
эквивалентную схему корпуса — П-образным звеном
(рис. 16.2,а).
• Значения Gr и С г зависят от структуры
полупроводникового кристалла, напряжения питания £/п,
температуры Г, амплитуды колебаний U, частоты /, уровня и
2ПР

Внешняя
цепь
Патрон
(корпус Эиода)
Активный
элемент
Рис 16 1 Структурная схема генератора СВЧ на
полупроводниковом дноде
относительных фаз напряжений высших гармоник. ДГ
проявляют большое разнообразие указанных
зависимостей и имеют существенный разброс параметров от
экземпляра к экземпляру. Например, для отечественных
ДГ типа АА703 сопротивление диода гТ в слабом
поле может принимать любые значения в интервале
3 ... 20 Ом [16.9]. Насколько серьезен такой разброс,
можно судить хотя бы по тому, что по различным
оценкам
max|^Gr|oGrM^(3...I0)/-r, (16.1)
а оптимальное сопротивление нагрузки RBx на зажимах
кристалла
Rom^20rr (16.2)
Для ДГ характерно приблизительно линейное
убывание Gr с ростом амплитуды' колебаний при больших U.
Поэтому в условиях большого разброса параметров при
расчетах разумно использовать простую аппроксимацию
Пгас ^"
ПтоС
о ЦЩ
щ>
Vvi
Рис 16 2 Эквивалентные схемы ДГ в корпусе (а, емкость корпуса
со стороны кристалла, обычно не более 0,05.. 0,1 пФ, отнесена
г ), активного слоя ЛПД (б) и ЛПД в виде активного трех-
полюсиика (в), где L„— лавинная индуктивность; С8; С„ —
емкости эквивалентного слоя умножения и пролетного пространства
соответственно; Гпос — сопротивление базы диода; U5 и Vw —
комплексные амплитуды напряжения первой гармоники на
соответствующих участках, 1(1) ъ) — ток эквивапентного генератора
[16 3, 16 4. 16 8].
206
6r(U) в виде
Gr(U) = S.{l-U/UTJ, (16.3)
где S, — эквивалентная крутизна на малом сигнале,
равная (1...2) 0Гм; Urp^0,7Uo— амплитуда колебаний, при
которой Gr проходит через нуль. При такой
аппроксимации диод отдает максимальную мощность Р в точке
U/Urp=2/3, причем Р1М ^ 6 • 10 ~ *U\/rr.
Что касается «горячей» реактивности, то
j 1,5. ..2 в режиме ограниченного накопления
С /С0 = { объемного заряда;
^2.. .5 в остальных режимах.
(16.4)
Здесь Со — емкость «холодного» кристалла,
вычисляемая как емкость соответствующего плоского
конденсатора. Если измерять толщину d активного слоя ДГ
в микронах, площадь поперечного сечения П в
микронах в квадрате, а емкость в пикофарадах, то для ДГ
из арсенида галлия (е'~12,5)
C0«10-*Il/d. (16.5)
В частности, для ДГ типа АА703 согласно измерениям
Сг = (0,35...0,5) пФ.
С ростом амплитуды колебаний Сг чаще всего растет
на низших частотах рабочего диапазона, остается
приблизительно постоянной в середине диапазона, убывает
на верхних частотах. В большинстве случаев можно не
учитывать зависимость Cr(U) и рассматривать „горячую"
емкость как постоянный параметр колебательной системы.
Если же такой учет необходим, целесообразно разделить
полную реактивность кристалла Вг на постоянную
компоненту o>Cj£h зависящее от U слагаемое Д£г(1/).
Эквивалентная схема корпуса диода (см. рис. 16.2,а)
включает индуктивность LK0H проводника, подключаю-
щего кристалл к корпусу, емкость СКон корпуса на
зажимах внешней цепи и резистор гПос, учитывающий
потери в пассивных областях кристалла, в LKOh и в самом
корпусе. Оценка гПос по аналогии с варакторами дает
для 3-см диапазона гпос= 1 ... 2 Ом. Для хороших кор-
207

пусов 1коп=0,2 ... 0,6 нГ, Скон=0,2 ... 0,4 пФ (для ДГ
типов АА703 и АА705 1кон~0,6 нГ, СКОн~0,4 пФ).
Эквивалентную схему ЛГЩ изображают либо в виде
рис. 16.2, а, либо заменяют „горячую" проводимость
последовательной цепочкой (рис. 16.2, б) из
отрицательного сопротивления г и нелинейной реактивности \xR.
Последнее представление точнее, так как для
устойчивой работы ГЛПД требуется нагрузка типа
последовательного колебательного контура. Это утверждение
следует, в частности, из представления ЛПД активным
трехполюсником [16.10] с внутренней обратной связью
(рис. 16.2,е), позволяющим свести анализ ГЛПД к
рассмотрению емкостной трехточки.
Комплексная средняя крутизна S(f/b) генератора тока
7^-(Za+JZJ.
(oL
(16.6)
где V Q UJ(i»L„J0) — ^нормированная амплитуда
синусоидального напряжения на слое умножения; /0 —
постоянный ток через ЛПД; Ьло — малосигнальное значение
лавинной индуктивности; S=2&l(V) [V&oiV)]-1 —
нормированная средняя крутизна лавинного тока (рис. 16.3,а);
Уо, S(\(V) —модифицированные функции Бесселя
нулевого и первого порядка соответственно; Ха=0—
—cosxw)lxw, хм=sinXw/Xw — вспомогательные функции
от угла пролета носителей xw=a>tw в пролетном
пространстве (рис. 16.3,6).
s
1,0
0,8
0,8
О, 4
0,2
0
г
ц
6
t
V
0,8
0,6
0,4
0,2
0
-0,2
-0,*
\*н !
Vi
/
—^*Xd
\
^ \
\ 1 X
'*s
*Г^
i
г \* J в W--
- —| ^-"\
°)
5)
Рис 16.3 Зависимости нормированной средней крутизны
лавинного тока от нормированной амплитуды колебаний на слое
умножения (а) и составляющих конвекционно! о тока через пролетное
пространство от угла пролета носителей (б)
208
Мягкое самовозбуждение возможно лишь на
частотах, превышающих «лавинную» частоту
l\=l\o/s = Vsi(LmCb). (16.7)
На малом сигнале О2ло ос /0.
Связь между различными представлениями
эквивалентной схемы ЛПД определяется соотношениями
- гд = - [(S/o,CE) р7(1 - 'fS)] Za; (16.8)
*д = - {('д'х-) *м+ К8 (1 - FS)\-' + К»)"'}, (16.9)
где p'cQV»*-
16.3. КОНСТРУКЦИИ ГЕНЕРАТОРОВ
«Горячие» реактивности ДГ и ЛПД, как правило,
имеют емкостной характер. Поэтому на частоте
автоколебаний внешняя цепь должна обладать индуктивной
реактивностью.
Резонансную систему генератора можно
сформировать на основе линии передачи любого типа". Наиболее
употребительны коаксиальные, волноводные и полоско-
вые конструкции.
Одно из главных требований к любой конструкции —
обеспечение надежного отвода тепла от диода. В по-
лосковых конструкциях это достигается прямой пайкой
диода (часто бескорпусного) к теплоотводу. В
остальных случаях обычно применяют тщательно
обработанный цанговый зажим из мягкой меди (рис. 16.4).
При коаксиальной конструкции ГДГ или ГЛПД на
фиксированную частоту (рис. 16.5,а) диод / помещают
в разрыв центрального проводника линии передачи на
расстоянии /=А/8 от торцевой
стенки, что обеспечивает желательное
полное сопротивление нагрузки по 'У\л'У//сггенш
второй гармонике. Полная длина ''Л I \-' резонатора
резонатора /^кЯ/2, т. е.
используется первый обертон. Штырь 2
обеспечивает подстройку частоты в
пределах единиц процентов. Связь
Рис. 16 4 Цанговый зажим, обеспе шваю- i ' У/Чед?-
щий малое тепловое сопротивление узла
крепления диода
14—147 209

Рис. 16 5. Эскизы конструкций генераторов:
а — коаксиальная на фиксированную чютоту; б — волноводная,
предназначаемая для работы в диапазоне частот; в — волноводная, с размещением штыря
с диодом у боковой стенки; г — микрополоскового ГЛПД
с нагрузкой осуществляется петлей связи 3.
Развязывающий фильтр 4, необходимый для устранения
короткого замыкания по цепи питания 5, представляет собой
блокировочную емкость, выполненную с помощью
слюдяной или тефлоновой прокладки между фланцами,
которая размещена вблизи плоскости узла продольного
тока. Для механической перестройки частоты в больших
пределах добавляют подвижный короткозамыкатель 6,
показанный на эскизе волноводной конструкции
(рис. 16.5,6).
В ГЛПД для снижения шумов важно иметь
минимальную блокировочную емкость, шунтирующую цепь
питания. Поэтому ФНЧ 4 здесь часто реализуют в виде
комбинации коаксиальных отрезков длиной К/4 с
разными волновыми сопротивлениями или отрезков
коаксиальных и радиальных линий, как на рис. 16.5,6.
Штыри 7 образуют трансформатор сопротивлений,
служащий для подбора оптимальной связи с нагрузкой.
Штырь с диодом может быть расположен у боковой
стенки волновода (рис. 1б.5,е) [16.11]. В этом случае
согласование с нагрузкой достигается с помощью
индуктивной диафрагмы 8.
2Ш
Возможные топологии полосковых и микрополоско-
вых конструкций генераторов весьма разнообразны (см.,
например, рис. 16.5,г). Обычно у современных ЛПД
|—гд| <Ю Ом. Поэтому согласование ЛПД со
стандартной нагрузкой 50 Ом достигается с помощью
отрезка высокоомной линии 9 длиной Я/4 и отрезка линии
10 с малым волновым сопротивлением, обеспечивающей
перемещение рабочей точки в требуемый сектор
круговой диаграммы вдоль линии постоянного КСВ.
Элемент // — антипаразитное сопротивление порядка
10 ... 500 Ом — предотвращает возбуждение паразитных
колебаний на отрицательном дифференциальном
сопротивлении ЛПД в области относительно низких частот.
В ГДГ аналогичная задача решается шунтированием
ввода цепи питания 5 последовательной RC-цепъю, где
#=10 ... 100 Ом, С~0,01 мкФ. Иногда вместо этого
бывает достаточно зашунтировать ввод питания
емкостью порядка 10 мкФ.
Более подробные сведения о конструкциях
генераторов можно найти в литературе (см., в частности, [16.4;
16.6; 16.7, гл. 7; 16.8].
16.4. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРОВ
И ИХ АНАЛИЗ
Элементы корпуса диода (см. рис. 16.2,я) и
реактивность кристалла формируют так называемый
«собственный» контур диода, резонансная частота /* которого
может быть близка к рабочей частоте f. В бескорпусном
диоде роль элементов корпуса выполняют локальные
неоднородности узла крепления. Внешняя цепь
подключается к диоду через емкость корпуса Ск<т- Поэтому
даже при простейшей эквивалентной схеме внешней цепи
в виде реактивности с потерями эквивалентная схема
генератора в целом оказывается двухконтурной.
В типовых конструкциях генераторов (рис. 16.5)
основа внешней цепи — отрезок линии передачи,
закороченный на конце и работающий на первом либо одном
из высших обертоне. Длина резонансной системы при
этом 1=п%/2 (Я— длина волны в линии; п — номер
обертона). В этом случае входное сопротивление
отрезка линии можно приближенно представить
сопротивлением последовательного резонансного контура,
параметры которого для линии с дисперсией:
Я(/„)=2//я; p^n(n/2)p(fK)(X/ko)*; rK=(b/Qn, (16.10)
U* 211

где /к — резонансная
частота эквивалентного контура;
р, — его эквивалентное
характеристическое
сопротивление; Хо — длина волны в
свободном пространстве с
Рис. 16 6. Двухконтурная эк- заданным е' на частоте /к;
Бивалентная схема ГДГ QH— нагруженная
добротность контура.
При использовании прямоугольного волновода
р=754(ft/a) (ЯДо), p3=1184(nft/a) (ЯДо)8, (16.11)
где а — ширина, Ъ — высота волновода.
Двухконтурная эквивалентная схема ГДГ (рис. 16.6)
достаточно хорошо описывает коаксиальные и полоско-
вые конструкции генераторов в условиях, когда нет
заметной конкуренции между соседними обертонами за
контроль над колебаниями.
Собственные частоты колебательной системы,
определяющие с точностью до небольшой поправки
возможные частоты генерации, находятся из соотношения
и*ик=1, (16.12)
где и; s [(f /f,)2 — 1] kTl — нормированная относительная
расстройка t-ro контура; ki= I /
(ацСКОнрг)—коэффициент связи i-ro контура на его резонансной частоте fi.
Обычно связь двух контуров через общую емкость
Сдон достаточно сильная, чтобы можно было полагать
обобщенную расстройку каждого из них относительно
частоты колебаний много больше единицы. В этом
случае сопротивление RBX колебательной системы на
зажимах отрицательной проводимости на рабочей частоте
можно представить в виде
/?Bx=(f*/f)2/?*[l+YKK*2]-1, (16.13)
где R' = [(ш*Сг )2гПос]-1 — резонансное сопротивление
«собственного» контура диода на зажимах
отрицательной проводимости; yn=rK/rno(. — отношение
сопротивлений потерь двух контуров.
К- п. д. колебательной системы
Т]КС = ( 1 — Гок/Vk) / ( 1 + 1 Д>кИ*2) =
= [(I+Qbhhoh/Qo) (1+ 1/ykK*2)]-1. (16.14)
212
Рис 16.7. Четырехконтуриая эквивалентная схема генератора вол-
новоднон конструкции
Здесь первый сомножитель правой части учитывает
к.п.д. эквивалентного контура с сопротивлением
собственных потерь г0к, собственной добротностью Q0 и
внешней добротностью фвнешш а второй — потери мощности
на Гпос-
Для расчета ГЛПД нужно перейти к
последовательной схеме замещения. Эквивалентное сопротивление
потерь гвх колебательной системы на зажимах
отрицательного сопротивления описывается выражением
ГвхТпосО+УкИ*2)-
(16.15)
Частоты связи и к. п. д. колебательной системы
по-прежнему определяются выражениями (16.12) и (16.14).
Как правило, в полосу частот, в пределах которой
ДГ или ЛПД обеспечивают эффективную регенерацию,
попадает несколько резонансов колебательной системы.
Поэтому достаточно полное описание генератора
достигается лишь при учете в эквивалентной схеме трех-пяти
контуров. Это особенно необходимо для волноводных
конструкций, где влияние дисперсии существенно
сближает частоты соседних обертонов и, кроме того,
добавляются резонансные моды на волне типа Т между
штырем, крепящим диод в волноводе, и узкими стенками
волновода.
Если ограничиться учетом «собственного» контура
диода (контур /), двух соседних обертонов волноводно-
го резонатора (контуры 2, 3) и «квазикоаксиального»
резонанса узла крепления диода (контур 4), приходим
к четырехконтурной эквивалентной схеме генератора
(рис. 16.7). Эквивалентная схема активного элемента
здесь представляет собой параллельное соединение про-
213

0, IB X, Dm
WO
80
во
hO
2В
\
4^
■L=xf~^
ID f I Гц
Рис 16 8
fa, ГГц
w
\
\
\
>
г ~
Ч НЛ72
\
•
1
ю го
43 l
Рис 169
Рис 16 8 Частотные характеристики элементов схемы замещения
штыря диаметром 3 мм в волноводе шириной 23 мм
Рис 16 9 Зависимость собственных частот прямоугольного
резонатора шириной 23 мм от длины резонатора
водимостей. Поэтому схема непосредственно описывает
процессы в ГДГ. Переход к последовательной схеме
выполняется так же, как и для двухконтурной схемы.
Эквивалентную схему на рис 16 7 можно формально
использовать и для описания ГЛПД, если пересчитать
цепь — гд, )хд (см рис. 16 2,6) в параллельную схему
замещения.
Полезной нагрузкой генератора на рис. 16.7 служит
сопротивление ZH, равное входному сопротивлению
тракта нагрузки в плоскости включения диода. В отсутствие
трансформирующих элементов Z„ равно
характеристическому сопротивлению р.
Элементы La, —Lb, обведенные штриховой рамкой,
образуют Т-образную схему замещения штыря в
волноводе [16.12] Значения этих элементов зависят от
частоты, диаметра штыря и сечения волновода (рис. 16.8).
Переменные, относящиеся к «собственному» контуру
диода, отмечены далее индексом 1
Резонансная частота fK и эквивалентное
характеристическое сопротивление рэ парциальных контуров 2 и 3,
описывающих колебания на обертонах волны Н10,
находятся из соотношений (16 10), (16 11) (рис 169)
Для расчета сопротивлений собственных потерь
резонатора Го2, >Ъз следует задать значение Qo на соответ
?14
сгвующеи частоте и использовать стандартное
выражение
Г01 = Рг/Яог. (16 16)
Добротность Q0 зависит от потерь в короткозамыкателе
и узле крепления диода, качества обработки, высоты
волновода, диапазона частот. Поэтому возможный
интервал ее значений очень широк. В качестве
ориентировочной оценки можно принять для колебания типа Ню1
Qo~2000 ... 3000 на частоте 10 ГГц при axb=
=23x10 мм2, полагая одновременно Qo °с Ь и Q0°c l/f
Параметры контура 4, отображающего резонанс узла
крепления диода, рассчитывают как для обычного
коаксиального резонатора с волновым сопротивлением
Р4~1451&(аА*ш). (16 17)
На основном тоне «квазикоаксиального» резонанса
Л.4^—10 fc На первом обертоне %4<^2 Ь. Если узел
крепления включает коаксиальный стакан, необходимо под Ъ
понимать полную длину (высоту) узла крепления
между двумя плоскостями замыкания цепи по высокой
частоте.
Для основного тона квазикоаксиального резонанса
коэффициент связи велик. ki=\. Поэтому при bja ^0,15
приходится учитывать именно этот тип колебаний.
Для первого обертона квазикоаксиального резонанса
рэ рассчитывается по формуле (16.10), а &4 зависит от
размещения емкостного зазора по высоте штыря. Если
обозначить через h расстояние от середины зазора до
ближайшей широкой стенки волновода, то для штыря
постоянного диаметра k4=l при А=0 и kt=0 при
h=b{2. При А~6/2 справедлива приближенная
формула
/г4«|0,5—hlb\. (16.18)
При конструировании генератора следует добиваться
&4<0,3.
Собственная добротность «квазикоаксиального»
контура Qo4 обычно порядка 100 ... 300. Конкретное
значение Qo4 существенно зависит от утечки энергии через
ФНЧ.
Контуры 2 и 3, отображающие волноводные резо-
нансы, помимо общей емкости Скон, связаны также через
элементы эквивалентной схемы штыря, формирующие
сопротивление связи )(Ха-\-Хь). Далее эта
дополнительная связь для простоты не учитывается.
215

jfXo+Xj)
№
J*B
ФС
i 6)
Одна из особенностей во. i-
иоводной конструкции гснера-
юра состоит в том, что здесь
полезная нагрузка шунтирует
сразу все парциальные
контуры. Для контуров 1 \\ 4
эквивалентной схемы на рис. 16.7
вносимое сопротивление
потерь гВН|,4 находят,
преобразуя цепь на рис. 16.10,а в
последовательное соединение.
Для контуров 2 и 3
аналогичная задача решается
преобразованием цепи на рис.
16.1 ОД
Нередко возникает ситуация, когда на рабочей
частоте Xa+X* — Q (Х* =—1/соСКон), т. е. основной контур
отключен от нагрузки. В этом случае энергия в нагрузку
передается из других контуров, представленных на
эквивалентной схеме.
Полное сопротивление потерь t-го контура равно
ri=r0i+rmi. (16.19)
Частоты связи колебательной системы находят из
уравнения
Рис. 16.10. Эквивалентные
схемы для расчета
сопротивления, вносимого
нагрузкой в контуры 1 я 4
эквивалентной схемы на
рис. 16.7 (а), а также в
контуры 2 н 3 (б)
п
(=1
V xxy-2Jx,-3 = 0. (16.20)
i,i=\
т
i=i
Сопротивление нагрузки REx(f) на зажимах
отрицательной проводимости на выбранной частоте связи
равно
(Я«Ч'+£Г['+£--Пч
L [=2 i=2
1=1 (,/=1
(16.21)
где ^*=[(ш*Сг)2гпос]-1; 4i = rl'r1. Под г, здесь
понимается сумма Гог + Гвнг согласно (16.19), так что, например,
Г1 = ГПос + Гвн1 И Yl= l-
216
Генератор «выбирает» ту из частот связи, которая
обеспечивает наибольший фактор регенерации. Поэтому
иногда нельзя ограничиваться расчетом RBX лишь на
желательной частоте.
Результирующий к. п. д. колебательной системы
4
Ъс = У>/1+г:Г. (16-22)
/■—I
где г], — отношение /?вх, определяемого формулой
(16.21), к значению RBX в условиях, когда все
коэффициенты *у, кроме yi, полагаются равными нулю.
В 3-см диапазоне оптимальная высота волновода
составляет 4 ... 6 мм.
Если нет необходимости учитывать все четыре
резонанса, можно упростить расчетные выражения, полагая
расстройку «лишних» контуров бесконечно большой.
Пример 16.1. Расчет ГДГ волноводной конструкции.
Исходные данные: рабочая частота 10 ГГц, тип диода—
ЛА703Б, /-„00 = 7-01=1,5 Ом, L„oh=0,6 нГ, Скон=Сг = 0,4 пФ.
1. В соответствии с рекомендациями выбираем волновод
пониженной высоты стандартного сечения 23 х 5 мм2.
2. Параметры «собственного» контура диода (см. рис. 16 7 и
соотношения (16.12), (16.13)):
f* = f,= 14,6 ГГц; /г* = /г,=0,5; Я*=494 Ом.
3. Длина резонатора при работе на первом обертоне (см.
рис. 16 9) fe20 мм.
4 Резонансная частота второго обертона (колебание Ншг)
(рис. 16 9) fa«16,3 ГГц.
5. Оцениваем необходимость учета второго обертона
резонатора. Согласно пп. 2 и 4 /з>/\ и существенно превышает
резонансную частоту первого обертона ^2=^10 ГГи. Поэтому второй обертон
волноводного резонатора можно не учитывать.
6. Для волновода, выбранного в п. I, 6/о№0,22>0,15
Поэтому, вообще говоря, следует учесть первый обертон
«квазикоаксиального» резонанса. Однако при 6=5 мм f^t 30 ГГц. Поскольку
/4>/2> можно, полагая ^4<0.3, в первом приближении не
учитывать резоиансов, связанных с узлом крепления диода.
7. Рассчитываем полное сопротив ение потерь первого контура.
Согласно (16 11) на частоте f.=14,6 ГГц р=183 Ом, Х*=
=—1/соСЬои=—27,2 Ом. Поскольку р»|Х*|, при расчете rBH i
можно (см. рис 16.10,а) использовать приближение rBH i=s;X*2/p=
=4,05 Ом. В силу (16.19) п=5,55 Ом
8. Расстройка первого контура (16 12) xi=—1,06.
9. Рассчитываем параметры второго контура. Примем Qo2=
= 1500, йш=3 мм. Согласно (16.10), (16.11) для f=10 ГГц: ЯД0=
= 1,32; о=216 Ом; р2=591 Ом; г02=0,394 Ом.
Согласно рис. 16.8 X0=34,2 Ом, Хь=—19,2 Ом, (Ха-\-Хь)=
= 15 Ом<р. По (16.12) Х*=—39,8 Ом, £2=0,0673. Поскольку
(Ха+Х*)=—5,6 Ом«р, то (см. рис. 16 10,6) rBB2^(Xa-\-X*)2/p*=
=0.145 Ом, гг=0,54 Ом, Ys=0,097
217

При [х3|, |х4|—>-оо соотношение (16 20) переходит в аналог
(16 12), так что х2=—0,94
10 Находим сопротивление колебательной системы иа зажимах
отрицательной проводимости предельным переходом из (16 21).
7?BX=(/*/f)^*(l-frBH i/rm)-lKa(x2+Wi)-l=№ Ом
11 Полученное RBI будет близко к оптимальному (16 2) при
гг %J?Bx/20==9,4 Ом Если реальное значение гг у используемого ДГ
заметно больше, необходимо предусмотреть возможность
ослабления связи с полезной нагрузкой, например, вводя в тракт нагрузки
емкостной штырь на расстоянии ~0,ЗХ от оси ДГ или индуктивную
диафрагму на расстоянии ~0,2Л Если, наоборот, гг <9,4 Ом.
максимизация выходной мощности требует усиления связи с
нагрузкой, что можно реализовать теми же подстроечиыми эпемента-
ми, смещенными иа Х/4 относительно указанных положений.
12. К п д колебательной системы (16 22) т]кс=0,744, причем
96% мощности поступает в нагрузку из первого контура
13 Уточняем длину резонатора / Соотношение х2<0
свидетельствует о том, что частота генерации / несколько ниже
собственной частоты контура f2 Кроме того / отличается от
резонансной частоты колебания Hioi из-за пеидеальности замыкания
в плоскости ДГ.
Результирующее полное сопротивление штыря на 10 ГГц равно
Хъ = Ха + Хь + X* = — 24,8 Ом, что ведет к дополнительной
расстройке Ду2 = — Л^/р2 = 0,042. Итоговая расстройка v2s=v2+uvs=.
=—0,021, т е для обеспечения /=10 ГГц необходимо иметь
/2 = /(1-(-v2s)—'^ = 10,1 ГГц. Для расширения диапазона
регулировки частоты выберем /==19 мм, что дает /2=10,3 ГГц (см.
рис 16 9) и предусмотрим емкостный почстроечный штырь на
расстоянии //2 от торцевой стенки резона-1- л
Пример 16.2. Частичный расчет ГДГ в микрополосковом исполнении.
Исходные данные рабочая частота 10 ГГц, ДГ —
бескорпусный, гг =5 Ом, Сг=0,4 пФ, гПос=1,5 Ом; LKOH=0,6 нГ
Конструктивная емкость диода в данном случае образуется
в результате нарушения однородности электромагнитного поля
в окрестности точки подсоединения вывода к линии передачи
Примем СКон=0,2 пФ
1 В качестве основы колебательной системы ГДГ выберем
несимметричную полосковую линию передачи со стандартным
волновым сопротивлением р=50 Ом
2 Находим параметры «собственного» контура диода
Согласно рис 16 6 и (16 13) при заданной совокупности параметров f*=
= 17,82 ГГц, **= СГ/(СГ +Сьон)=0,67, #*=332 Ом
Согласно (16 12) на частоте 10 ГГц х*=—1,028
3 Определяем собственную частоту полоскового Kowrvpj,
образованного емкостью СКон и отрезком замкнутой иа конце линии
передачи Согласно (16 12) хк=1/х*=—0,973
В соответствии с (16 10) при работе иа первом обертоне рэ=
=78,5 Ом Подставляя рассчитанные значения ук и рэ в (16 12),
определяющее параметр х, находим /к= 12,76 ГГц
Отметим, что относительно малое значение рэ и уменьшенная
по сравнению с примером 16 1 емкость Скон приводят к
значительно большему различию между f и f4
218
!■£"» 1 Рассчитываем оптимальное еопротивпенис потерь полосково-
t ,it. ro контура Согласно (162) при заданном гг оптимальное значение
4 #„1 составляет /?Опт~100 Ом В силу (16 13) для реализации опти-
.// мума yK=W'/f)4?/R0uT—1]/х*2=9,03, т е rK=YKrn0c=13,54 Ом
Пусть собственная добротность полоскового резонатора Q0=
=100 Тогда сопротивтение собственных потерь этого контура
rOK = pa/Qo=0,785 Ом
5 К п д полоскового контура rjK=l—г0к/гк=0,942
6 Из (16 14) следует, что суммарный кпд колебательной
системы с учетом потерь в гПОс
-, r]KC=T)K[l+l/Y.>«*2)]-1=0,85
Определение конструктивных размеров микрополоскового ре-
. зоиатора требует конкретизации материала подложки и способа
связи с полезной нагрузкой
III. РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
НА ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРАХ СВЧ
17
ОСНОВНЫЕ ТИПЫ ЭЛЕКТРОННЫХ
ПРИБОРОВ СВЧ
:, Генерирование и усиление колебаний в диапазоне
., '. СВЧ реализуют с помощью электронных приборов раз-
, личных типов генераторных триодов и тетродов, про-
I летных (ПК) и отражательных (ОК) клистронов, магне-
" тронов, ламп бегущей (ЛБВ) и обратной (ЛОВ) волны,
платинотронов, митронов и др. Каждый из этих прибо-
' ров имеет определенные достоинства и недостатки, а по-
.' этому и свои преимущественные (оптимальные) области
'■*i применения При составлении структурной схемы радио-
г,- передающего устройства (РПДУ) следует выбирать та-
, *; кой прибор, который в наибольшей степени
удовлетворяет заданным требованиям, являясь в этом отношении
.* оптимальным
Выбор типа прибора СВЧ определяемого режим и
(способ управления колебаниями Не последнее значение
'■- при выборе типа прибора имеют требования к условиям
: работы РПДУ.
Область применения мощных приборов СВЧ непре-
■ рывно расширяется, повышаются требования к их
параметрам и характеристикам. Оптимизируются одновре-
' менно несколько показателей качества, например
большая мощность, высокий кпд, широкая полоса рабочих
219

P,,Bm
to"
Vk
Ч/7Я I |
NvM мппи троны
0,7 Я, ш
Рис 17 1. Ориентировочные
значения мощностей и
рабочих частот некоторых прибо
ров СВЧ
частот, большой
коэффициент усиления, или
линейность фазовой
характеристики, малый уровень шумов,
качество выходного сигнала,
или высокие надежность,
долговечность и к. п. д.
Однако часто при выборе типа
прибора выделяют какое-то
одно требование, считая его
определяющим. Например,
для усилителей оконечных
каскадов передатчиков
главным является требование
высокого к. п. д., поскольку
они в основном определяют
общий к. п. д. всего РПДУ,
для
промежуточных—получение больших
коэффициентов усиления по мощности.
Для бортовой
радиоаппаратуры существенное значение
имеет средняя мощность на
единицу массы и объема,
а также высокий к. п. д. из-за ограниченных
возможностей источников питания и устройств для отвода тепла.
Некоторое представтение о значениях мощностей,
достигнутых приборами СВЧ на различных частотах,
дает рис. 17.1 [17.2].
Магнетроны до сих пор находят широкое применение
как простейшие источники СВЧ мощности для
радиолокационных передатчиков [17.3]. В импульсном режиме
они развивают мощности порядка единиц-десятка
мегаватт, работают на частотах 1 .. . 100 ГГц, имеют
высокий к. п. д., который у отдельных экземпляров достигает
88%. Разработаны «коаксиальные» магнетроны, которые
позволяют получить нестабильность частоты на порядок
меньше, чем многорезонаторные.
Митроны — автогенераторы небольшой мощности.
В диапазоне дециметровых волн за счет изменения
анодного напряжения реализуют линейную перестройку по
частоте в пределах октавы. У митронов мощностью
в десятки ватт диапазон перестройки меньше 10 ... 30%,
к. п. д. 25 ... 60%
220
ЛОВ-М — наиболее мощный широкополосный
автогенератор с линейной электронной перестройкой но
частоте за счет изменения напряжения на замедляющей
структуре. Импульсная мощность порядка киловатта,
скважность не менее 10. Работает на частотах
0,15 ... 16 ГГц. Диапазон 2 ... 16 ГГц отвечает
требованиям самолетных систем для создания ложных
сигналов [17.3]. Диапазон электронной перестройки
примерно 30%, к. п. д. не выше 40%. Эти приборы
компактны, имеют малые массу и потребляемую мощность.
Выпускаются они и для непрерывного режима работы
мощностью 1,5 ... 4 кВт на частотах 2 ... 8 ГГц.
Основная область применения ЛОВ-М — это системы
радиопротиводействия, для которых важными являются
средняя мощность и широкополосность. Приборы этого типа
представляют собой новое поколение широкополосных
глушителей.
Платинотроны считаются наиболее перспективными
среди усилителей мощности М-типа (амплитронов).
В непрерывном режиме они развивают мощности в
десятки киловатт, рабочие частоты составляют 1 ... 10 ГГц,
усиление /<р=10 ... 20 дБ, полоса частот около 10%,
к. п. д. до 80%. На частоте 1 ГГц созданы приборы
мощностью 150 ... 500 кВт в непрерывном режиме, импульс-
' ные мощностью 0,04 ... 3 МВт на частоты до 10 ГГц,
к. п. д. 40 ... 50%.
Основной недостаток амплитрона — низкий
коэффициент усиления, поэтому его применяют, как правило,
в оконечных каскадах РПДУ. При этом в предоконеч-
ном каскаде рекомендуется ставить ЛБВ-0, которая
имеет меньший к. п. д., но высокий коэффициент
усиления (/(р=50 ... 60 дБ). В результате общий к. п. д.
двух каскадов получается 40 ...50%, а усиление 60 дБ.
Цепочку из усилителей амплитрон — ЛБВ-0 применяют,
например, в передатчиках с ЧМ для многоканальных
линий связи, где тракт усиления должен еще иметь
линейную фазочастотную характеристику.
ЛБВ-0, широко используемые в спутниках связи,
характеризуются широкополосностью (полоса в
пределах октавы к гыше), большими к. п. д. (около 50%) и
усилением (/(Р~60 дБ), малой массой, компактностью,
высокой надежностью и долговечностью. Диапазон
рабочих частот для космической связи 2... 10 ГГц.
Уровень мощности бортовых ЛБВ-0 невысок — в непрерыв-
221

Ном режиме 10 .. 20 Вт, что связано с ограниченной
мощностью источников питания космических аппаратов.
При разработке этих ламп большое внимание было
уделено повышению к. п. д., его удалось увеличить почти
вдвое по сравнению с ранее выпускаемыми за счет
применения изохронных замедляющих спиралей и режима
рекуперации в цепи коллектора. Благодаря
конструктивным и технологическим усовершенствованиям
значительно увеличена долговечность бортовых ЛБВ-0 [17.3].
Современные ЛБВ-0 выпускают на мощность не
более 500 кВт при ускоряющих напряжениях до 80 кВ,
так как на более высоких уровнях мощности отдают
предпочтение многорезонаторным клистронам и
усилителям М-типа. Мощные ЛБВ-0 используют, когда
полосы клистрона недостаточно, например в
многоканальных линиях связи, системах радиопротиводействия,
иногда как возбудители для усилителей М-типа. Их
замедляющая структура типа связанных резонаторов
разделена на секции, которые питают от отдельных
источников, напряжения на секциях увеличиваются к
коллектору. Это усложнение конструкции и режим рекуперации
в цепи коллектора позволили повысить их к. п. д. до
20 ... 55%. По такому принципу построена ЛБВ
миллиметрового диапазона волн (f=55 ГГц) на мощность
5 кВт, она имеет к. п. д. 34% и полосу рабочих частот
2% [17.3]. Следует отметить, что ЛБВ значительно
сложнее в изготовлении, чем клистроны.
Мощные ЛБВ, клистроны, гибридные приборы
«твистроны» нашли применение в системах связи
Земля — космос, радиолокаторах, системах
радиопротиводействия. Они имеют усиление 30 ... 60 дБ, полосу
частот 1 ... 30%, к. п. д. около 40%.
Усилительные клистроны в непрерывном режиме
развивают мощности до 500 кВт, в импульсном до
40 МВт, диапазон рабочих частот от 0,2 до 40 ГГц.
У четырех- и пятирезонаторных клистронов с
настроенными контурами усиление /<р=60 ... 70 дБ, с
расстроенными контурами — более широкая полоса (около 1%),
но усиление падает до 40 ... 50 дБ, к. п. д. недостаточно
высокий (35 ... 40%).
Многорезонаторные клистроны в оконечных
каскадах наземных РЛС развивают мощность 10 МВт. Их
размеры и масса в значительной степени определяются
фокусирующим электромагнитом. Например, клистрон
222
на 50 кВт для телевизионного передатчика в диапазоне
метровых волн [17.3] имеет длину 1,8 м и массу 90 кг,
а фокусирующая система весит 270 кг.
Усилительные твистроны применяют в наземных или
корабельных РЛС, импульсная мощность 1 ... 10 МВт,
к. п. д. порядка 40%, полоса частот около 10%, Кр—
=30 ... 40 дБ.
Из этих неполных сведений видно, что работа по
усовершенствованию старых типов приборов не
прекращается, разрабатываются новые (коаксиальный
магнетрон, твистрон и др.). Продолжают применяться
маломощные ЛБВ, ЛОВ, ОК, хотя во многих случаях их
вытесняют полупроводниковые устройства.
Не прекращается работа по совершенствованию
технологии и улучшению характеристик триодов и
тетродов. Из рис. 17.1 видно, что в диапазоне дециметровых
волн триоды развивают такую же мощность, как
клистроны. В этом диапазоне при мощности 500 кВт к. п. д.
триодов падает по сравнению с более длинными
волнами до 50%, при той же мощности у клистронов к. п. д.
приближается к 40%. Триоды меньше по габаритам,
массе, рабочим напряжениям, нет необходимости
применять фокусирующие системы, защитные экраны от
рентгеновского излучения и пр. Усилители на триодах
и тетродах проще в настройке. Один и тот же тип лампы
можно использовать в широком диапазоне частот, меняя
настройку колебательной системы, в отличие от
клистронов, которые обычно рассчитаны на фиксированную
частоту или с диапазоном перестройки не более 10%.
Недостаток триодов и тетродов состоит в значительно
меньшем, чем у клистронов, коэффициенте усиления по
мощности.
Развитие технологии, использование новых
материалов и принципов конструирования генераторных ламп
СВЧ повысило их предельную частоту и мощности, и
они могут конкурировать с приборами СВЧ.
Усилители и автогенераторы на металлокерамиче-
ских лампах получили широкое распространение
благодаря своей универсальности, относительной простоте
конструкции, низкой стоимости, малым габаритам [3.4].
На частотах до 1 ГГц триоды и лучевые тетроды
развивают мощности в непрерывном режиме до сотен
киловатт, в импульсном до единиц мегаватт. С ростом
частоты, как у всех приборов СВЧ (см. рис 17 1), мощности
223

падают. Маломощные триоды (единицы и доли ватт)
работают на частотах до 10 ГГц. Триоды и тетроды
применяют в телевизионных передатчиках, в РЛС, в
передатчиках радиорелейных линий связи, для тропосферной
связи и т. п.
Приведенная краткая характеристика отдельных
приборов СВЧ не претендует на полноту и дана для того,
чтобы подчеркнуть оптимальные области применения,
связанные с особенностями приборов, облегчить задачу
их выбора при составлении структурной схемы РПДУ.
Как уже отмечалось, каждый из приборов СВЧ
представляет законченный усилитель или автогенератор, и
задача проектирования сводится к выбору типа прибора
и цепей согласования с антенной и между каскадами.
Поэтому рассмотрим инженерные расчеты
высокочастотных узлов и режимов усилителей и автогенераторов на
примере использования генераторных ламп.
18
ЛАМПОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
18.1. СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
В диапазоне СВЧ применяют триоды и тетроды
специальной конструкции. Наиболее удачными оказались
металлокерамические лампы (МКЛ). Они имеют
плоские электроды с цилиндрическими выводами,
индуктивность которых мала. Выводы разделены кольцами
из керамики с малыми потерями на СВЧ. Для
уменьшения инерционности расстояния между электродами
доведены до долей миллиметра (максимум 1 мм) [3.4].
Емкости и индуктивности ламп в усилителе
мощности (УМ) являются элементами связи входной и
выходной цепей согласования. С ростом частоты эти связи
усиливаются, что может привести к потере устойчивости
и самовозбуждению УМ.
Усилители на МКЛ (триодах) строят по схеме с
общей сеткой (ОС). При этом цепь согласования с
возбудителем (ЦСв) включают между катодом и сеткой,
а цепь согласования с нагрузкой (ЦСн) — между
анодом и сеткой (рис. 18.1).
В качестве цепи согласования на СВЧ применяют
колебательные системы с распределенными параметра-
224
ш
т
i
I !
ЦСн
"X
^
zf\n'i M
^"^м5
I I 14' f~t . 1—1
Возбуждение
4
/(нагрузке
Анодный цилинд
Сеточный цилиндр
I т— ос//шчпо/ц цилинир
См . j_ Комодный циличдр
,fc«/fc=H
, «к
ТЗГ
m\G
) От возИудипеля
Рис. 18.1 Рис. 18.2
Рис. 18.1. Схема усилителя с общей сеткой
Рис. 18.2. Схема усилителя односторонней конструкции
ми. С металлокерамическими лампами хорошо
сочленяются объемные резонаторы на отрезках коаксиальных
линий. Большой периметр, по которому протекают
токи, отсутствие диэлектриков и малое излучение
существенно уменьшают потери в цепях согласования, что
позволяет улучшить энергетические соотношения УМ.
В правильно сконструированном УМ по схеме с ОС
паразитная связь между ЦСн и ЦСв осуществляется
в основном емкостью анод — катод Сак лампы,
поскольку индуктивность вывода сетки чрезвычайно мала,
а непосредственная связь между цепями невозможна
из-за того, что поле СВЧ сосредоточено внутри
резонатора. Управляющая сетка триодов густая, поэтому
емкость Сак в 50 ... 100 раз меньше емкости анод —
сетка (Сас) и катод — сетка (Сск). В схеме с ОС
паразитная связь минимальная. Можно показать, что УМ
с ОС работает устойчиво, если выполняется неравенство
<2,
(18.1)
где #ас — резонансное сопротивление анодно-сеточыого
контура с учетом связи с нагрузкой (нагруженного) на
рабочей частоте f.
Применяют два вида конструкции УМ:
одностороннюю и двустороннюю. В УМ односторонней конструкции
анодно-сеточный (анодный) и катодно-сеточный
(катодный) контуры развернуты в одну сторону от лампы,
в двусторонней — в разные. Односторонняя конструкция
УМ удобна на лампах с принудительным воздушным
охлаждением, у которых диаметр радиатора больше
диаметра выводов сетки и катода. Иногда эти УМ
используют и в маломощных каскадах на лампах без
15—147 225

„ „ , , 1 От 8оз5цдитт
От Возбудителя m "3
— к нагрузке^ J. Tf]&
/(нагрузке
ТСб1 tl^-ifnir ~1
£«>
IX
61
Рис. 18 3. Схемы усилителей двусторонней конструкции с
заземленными по постоянному напряжению сеткой (а) и катодом (б)
радиатора, когда требуется периодическая смена ламп
в процессе эксплуатации.
Возможны различные варианты включения
питающих напряжений и выбора заземления по постоянному
току. На рис. 18.2 заземлен анодный цилиндр, что
удобно и безопасно при эксплуатации УМ, упрощает
механическое крепление цилиндра, элементов привода корот-
козамыкающего (КЗ) поршня, связи с нагрузкой. Ни
один из электродов не заземлен по высокой частоте,
так как глубина проникновения поля СВЧ в металл
составляет тысячные доли миллиметра, что значительно
меньше толщины труб (1 ... 5 мм) резонатора, поэтому
толщина металла играет роль высокочастотного
дросселя, отделяющего внутреннюю поверхность от внешней.
Другие схемы питания УМ здесь не приведены.
В УМ двусторонней конструкции (рис. 18.3,я)
заземлен внешний (сеточный) цилиндр, а оба КЗ поршня
содержат встроенные блокировочные конденсаторы Сбь
Сбг, что усложняет их конструкцию. В УМ на рис. 18.3,5
поршни простые, но внешний цилиндр находится под
напряжением смещения, так как по постоянному
напряжению заземлен катод.
В УМ односторонней конструкции легко осуществить
обдув анода, что позволяет получить от лампы большую
мощность. В двусторонней конструкции не удается
обеспечить эффективного охлаждения анода, поэтому она
применяется в маломощных усилителях.
18.2. ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ ДЛЯ РАСЧЕТА
УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
В диапазоне СВЧ лампа и колебательная система
УМ составляют единое целое. Поэтому проектирование
контуров и расчет режима необходимо проводить одно-
226
временно. Исходными являются: назначение
передатчика, диапазон воли, вид модуляции, мощность в нагрузке
Рн, параметры нагрузки, требования к стабильности
частоты.
Расчет УМ начинают с выбора лампы, при этом
существенное значение имеют вид модуляции и рабочие
частоты [18.3].
В передатчиках РЛС, работающих короткими
импульсами с большой скважностью, указывают
импульсную мощность Рн. Номинальная мощность лампы РцЮм
должна быть на 20 ... 50% больше за счет потерь
в ЦСн
Рпюм=(1,2 ... 1,5) Рн. (18.2)
В связных передатчиках с AM задают мощность
в режиме молчания Рн ЫОл- При модуляции на анод и
максимальном коэффициенте модуляции т—1
принимают
PiHo-„=(2,5 ... о) Рнмол. (18.3)
При усилении модулированных колебаний или при
модуляции смещением и m=l
^1ном=(5 ...6) Рнмол- (18.4)
В передатчиках с ЧМ справедливо (18.2).
В (18.2) ... (18.4) меньшие коэффициенты
соответствуют длинам рабочих волн 7^=50... 100 см, большие —
Л,=20... 50 см. Связано это с тем, что с укорочением
волны увеличиваются потери в ЦСн.
Расчет колебательной системы. После определения
типа лампы рекомендуется составить эскиз конструкции
УМ, выбрав предварительно способ настройки
контуров, вид связей с нагрузкой и возбудителем, схему
питания [10.1, 18.4... 18.7]. При этом следует учитывать,
что выбор вида связи с нагрузкой и способа настройки
резонатора зависит от мощности и назначения каскада.
Так, например, по соображениям электрической
прочности емкостную связь целесообразно применять в
маломощных каскадах, а трансформаторную — в мощных.
Кондуктивная связь из-за наличия скользящих контактов
нежелательна в диапазонных УМ.
По эскизу выполняют конструктивный расчет УМ,
находят сопротивление иенагруженного анодного
контура Раснен, а затем по известной мощности в нагрузке
Рн определяют параметры электрического режима. Та-
15* 227

Кая последовательность обусловлена Тем, что
сопротивление /?аснен в диапазоне СВЧ относительно невелико,
зависит от типа лампы, выбранной конструкции,
качества применяемых материалов и контактов.
Прежде всего определяют поперечные размеры
анодного, сеточного и катодного цилиндров. Цилиндры
делают из латуни, стали, алюминиевых сплавов, а
иногда из керамики. Поверхности, по которым протекают
токи высокой часоты, принято серебрить и полировать.
Толщина серебряного покрытия несколько микрон, для
предохранения от коррозии и повышения
износоустойчивости слой серебра иногда покрывают пленкой иридия
толщиной около 2 мкм. Обычно толщина анодного
цилиндра порядка 2...4 мм, сеточного—1,5...3 мм,
катодного — 1... 2 мм. Эти размеры обеспечивают
механическую жесткость конструкции.
Поперечные размеры резонатора в УМ до 100 Вт
выбирают в основном из конструктивных соображений.
Здесь имеется в виду удобство соединения с лампой,
размещение элементов связи с нагрузкой и
возбудителем, органов настройки и блокировочных элементов.
В мощных усилителях определяющим фактором
является электрическая прочность конструкции.
Обычно диаметр катодного цилиндра DK несколько
больше диаметра вывода катода лампы (за счет
толщины стенок и контактного соединения). Диаметр
сеточного цилиндра Dc в зависимости от конструкции КЗ
поршня и элементов связи с возбудителем также больше
диаметра вывода сетки лампы.
Отношение диаметров сеточного и катодного
цилиндров:
£>С/Д,=1,5...2,5. (18.5)
Диаметр анодного цилиндра Da обычно немного
больше диаметра радиатора лампы (реже меньше).
Отношение диаметров анодного и сеточного цилиндров:
Da/Dc=l,5...3. (18.6)
Чтобы не возбуждались колебания паразитных типов
(радиальные, азимутальные), необходимо поперечные
размеры цилиндров линий выбирать меньше длины
волны, т. е.
l>Da—Dc, (18.7)
2k>n{Da+Dc). (18.8)
228
В мощных усилителях (односторонней конструкции)
проверяют анодный контур на электрическую прочность.
Для коаксиальных резонаторов напряженность
электрического поля Е максимальна у поверхности внутреннего
(сеточного) цилиндра:
Emax=2UaclDcln{DalDc). (18.9)
Здесь Uac — максимальное мгновенное напряжение
между анодным и сеточным цилиндрами.
Напряженность Етах не должна превышать
допустимого значения Ея:
£тах<£д, (18.10)
где
£д=5 ... 10 кВ/см для непрерывных режимов,
(18.11)
ER= 10 ... 20 кВ/см для импульсных.
Если режим УМ еще не определен, то ориентировочно
можно принять
Uac^Ua0mu, (18.12)
где £/аоном—номинальное значение анодного
напряжения, указанное в справочных данных.
Зная поперечные размеры цилиндров, можно
рассчитать волновые сопротивления линий
K)ac=:1381g(Da/Dc); ow=1381g(Dc/DK). (18.13)
Дальнейшая задача состоит в определении длины
анодно-сеточной линии и сопротивления Яаспен анодного
контура.
Анодный контур УМ односторонней конструкции
(рис. 18.4) состоит из емкости лампы Сас и двух после-
фторопласт
1
Анод-
Сеточный I, илип^
7idholU
Сетка
IF
->Л
Вывод натодп
4 / 'У&^гг-
Радиптор щ
Керосина Зыдод rem*'/ (меггп'щ)
? сет* у (мегга'1'i) ~^А
КЗ поршень
Рис. 18 4. Эскиз анодного контура УМ односторонней конструкции
229

во-
£-£-
t „ адуЦК^А г
«;
#
a
Рис. 18.5. Эквивалентные схемы анодного контура УМ
односторонней конструкции для расчета длины линии /' (а) и сопротивления
холостого хода (б, в)
довательно включенных отрезков КЗ коаксиальных
линий. Одна из них образована сеточным и анодным
цилиндрами соответственно с диаметрами Dc и Da. Ее
длина V определена от начала цилиндрического вывода
сетки до КЗ поршня. Вторая линия («карман»)
образована анодным цилиндром с диаметром Da и
цилиндрическим выводом анода лампы. Ее длина I" задана
конструкцией лампы. Из рис. 18.4 видно, что форма анода
лампы сложная, но с достаточной для инженерных
целей точностью можно считать ее цилиндрической с
диаметром da. Это оправдано, поскольку обычно размеры
неоднородностей лампы значительно меньше рабочей
длины волны.
Анодный контур УМ (рис. 18,5,а) настраивают в
резонанс с частотой возбуждения. Сопротивления R', R",
учитывающие потери в линиях, обычно велики по
сравнению с реактивными X', X" (рис. 18.5,6), и условие
резонанса приблизительно сводится к следующему:
Хас+Х'+Х"=Ъ. (18.14)
Здесь сопротивление емкости
Хас=— 1/(оСас=—5,ЗЯ/СаС. (18.15)
если Я, в сантиметрах, Сас в пикофарадах, то Хас в омах.
Реактивная составляющая входного сопротивления
первой линии
X'=wrtgfLl', ai'=I381g(0./Dc), (18.16)
второй линии («кармана»)
X"=w"tgpi", w" = l38\g (Da/da); (18.17)
Р=2яД=ю/с (18.18)
(с — скорость света).
230
Условие (18.14) с учетом (18.15) ... (18.17)
позволяет рассчитать длину первой линии по известным уже
диаметрам линий Da, Dc, da, длине I" и емкости Сас:
'-^(таг--^)- св.»,
Если V окажется малой, т. е. соизмеримой с длиной
выводов электродов лампы, то следует использовать
линию на первом обертоне, увеличив /' на 0,57,.
Если УМ должен работать в широком диапазоне
волн Я,Н..ЛВ (Яв/Я,н>1,5), перестройку анодного
контура осуществляют путем перемещения КЗ поршня.
Для реализации четкой настройки контура УМ по
изменениям показаний приборов, а также для гарантии
возможности работы на крайних частотах с учетом
технологического разброса параметров и точности метода
расчета рекомендуют расширять диапазон перестройки
и выбирать
Amm=(0,8...0,9)ae; W=(U • •• 1,2)**. (18.20)
Длину линии V находят так, чтобы обеспечить
работу УМ в диапазоне волн !Кт\п ■ ■ ■ Ятах- Следует учитывать
также разброс емкостей лампы. В справочнике иногда
указывают значения емкости Сас mm • • • Сас max- На
длинной волне диапазона (Ятах) при расчете принимают
емкость минимальной, а на короткой (Ятт) —
максимальной. Тогда длина V определяется с запасом в обе
стороны.
Сопротивление холостого хода анодного контура
^аснен обусловлено потерями энергии в стенках
цилиндров линий, КЗ поршне, переходных контактах между
поршнем и стенками цилиндров, в контактах линии
с лампой, в лампе.
Исследования [18.2, 10.1, 18.8] показывают, что
основная доля энергии теряется в сопротивлениях
контактов и лампе. Однако аналитическому расчету эти
потери не поддаются, а измерить их довольно трудно.
Значительно проще оценить потери в контуре с помощью
добротности <2нен. Экспериментально ее определяют по
ширине резонансной кривой. В работах [18.2, 18.8]
показано, что добротность контуров, составленных из
емкости и отрезка КЗ линии, мало зависит от длины волны,
а в основном от технологии производства контактов,
покрытий и пр. Чем выше добротность, тем сложнее
231

производство и дороже
стоимость контура.
Обычно добротности контуров
с коаксиальными
резонаторами равны
<2нен=300 ... 600. (18.21)
Активная
составляющая входного
сопротивления контура при
резонансе [10.1]
R=wQq>($l). (18.22)
Функция ф(р/) (рис.
18.6) зависит от
электрической длины линии
9(p/)=4sin2pZ(2p/+|sin2p/l)-1. (18.23)
Как отмечалось, анодный контур УМ односторонней
конструкции содержит два отрезка КЗ линий с
различными параметрами. Потери каждой из них для
определения басней следует пересчитать к точкам анод —
сетка (рис. 18.5,в). Однако найти эквивалентные
сопротивления R' и R" каждой из линий трудно, так как
измерить их добротности раздельно не удается.
Экспериментально можно измерить добротность
только сложного анодного контура Qac нен, поэтому следует
определять Яасиен, пользуясь выражением [18.4]
D — ОП ' / Г \-iTl_L Г (W'W L»T'\1''
Кае нен — ZVac нен IPtf-ac) l ~Г "V-ac I cosa p/'~r~Cos2 p/" I
(18.24)
Вывод (18.24) основан на том, что контуры с
сосредоточенными и распределенными параметрами вблизи
резонанса ведут себя одинаково. Проводимость
сложного контура согласно рис. 18.5,в
V = ^—+рСас+ «х' + Х"Т=1Г—+Р- (18'25)
«.ас нен 1\л Т^ л I ^ас нен
При резонансе
В(ю0)=0, (18.26)
а при малых вариациях частоты До» относительно
резонансной (Дю/е»о<^1) реактивную проводимость В(Дю)
можно представить в виде ряда
232
р
1,0
0,8
п,п
№
0,1
-
' 1
,
!т~
i\
1 \
L
opi
Рис. 18.6. Зависимость <р(Р/) для
расчета резонансного
сопротивления контура с отрезком КЗ линии
£(Дю)=£(шо)+£'(юо)Дю+ .... (18.27)
где В'(юо)—первая производная проводимости контура
на частоте резонанса.
Сопоставляя (18.25) с проводимостью обычного
контура при малых вариациях Дю, а также учитывая
(18.26), (18.27), получаем [10.1]
2Д© /©о= (/?ас нен / Qac нен) В' ((Do) Дй),
откуда
Aac HeH=2Qac нен/<Ооо (<0о)- (18.28)
Подставляя в (18.25) выражения для X', X" (18.16),
(18.17), а также (18.14), (18.26), определяя
производную В'((о0) и подставляя ее в (18.28), находим
расчетное выражение для резонансного сопротивления
сложного контура (18.24).
Подобный же вывод можно сделать для более
общего случая, когда контур составлен из емкости и п
последовательно включенных отрезков КЗ линий:
# = 2QKQ-
(18.29)
l+cD.Cl^i^/cos'p/,-
Выражение (18.24) позволяет найти резонансное
сопротивление анодного контура и в режиме связи с
нагрузкой, тогда вместо Qac нен следует поставить
добротность нагруженного контура
Qac H=Qac нен (1—Т]кас) (18.30)
(*]кас — к. п. д. анодного контура).
Добротность Qac нен рекомендуется выбирать
согласно (18.21) в зависимости от качества поверхностей
цилиндров и контактных соединений.
Для определения размеров элементов связи с
нагрузкой, проверки на электрическую прочность и других
целей желательно знать распределение напряжения и тока
в каждом из отрезков линий. Для этого сначала
определяют напряжения на их входе V и U" (рис. 18.5,6).
Обычно
|Г|<Д'; |*"|<#" (18.31)
Если оба отрезка линий имеют реактивные
сопротивления индуктивного характера (Х'>0, Х">0),
напряжение
U&C=U'+U", (18.32)
U'\U"=X'\X". (18.33)
233

b> Ч01 катода
Kb поршень
ВыВоЗ сетки
/ Керамика
■ ' Анод КЗ поршень
■n~ti>illll,/n/,i/l..i/»)j)p,n?
Сеточный
цилиндр
i2ZZ
_, Aiiiivtibiu
,, ципиндр-j
Рис. 18 7. Эскиз УМ двусторонней конструкции
С учетом (18.14), (18.15) получим
г/'=6/асЮоСасХ'; U"=Uac—U'. (18.34)
С укорочением волны, на которой используют данный
тип лампы и конструкции, увеличивается индуктивное
сопротивление «кармана» и для настройки анодного
контура линия, образованная анодным и сеточным
цилиндрами, должна иметь сопротивление емкостного
характера {Х'<0, Х">0). В этом случае
U"=UM+U'
или
г/'=£/ас(0оСаД'; U"=Uac (1 + юоСаД').
Анодный контур УМ двусторонней конструкции
(рис. 18.7) состоит из емкости Сас, отрезка линии,
образованной выводами анода и сетки, и внешней линии,
которая является конструктивным продолжением первой.
Поперечные размеры этой линии стараются выбирать
так, чтобы оба отрезка составляли одну линию. В этом
случае расчет упрощается. Длину анодной линии /ас
определяют из условия резонанса контура
a>actgP/ac=l/(cDoCac),
/ас=(А,/2я,) arctg [1/(ШасСОоСас)],
где волновое сопротивление o>ac=138tg (Dc/Ai)-
Длина внешней линии /'ас='ас—'"ас, где 1"&с—
длина отрезка линии, образованной выводами лампы.
Сопротивление холостого хода
Rac нен=&Уас<2ас ненф (Р'ас) .
Теперь, зная тип лампы и параметры ее
идеализированных статических характеристик, сопротивление
234
Rac яви и мощность Рн, можно перейти к расчету
режима УМ.
Электрический расчет УМ. Предполагаем, что УМ
работает в диапазоне волн, где инерция электронов
проявляется слабо и выполняется неравенство [18.1, 18.2,
X>\4500djr»*. (18.35)
Здесь Я, —длина волны, см; drK — расстояние сетка —
катод, см; Uc — напряжение возбуждения, В. Если (18.35)
не выполняется, лампа используется неэффективно,
коэффициенты полезного действия и усиления по
мощности получаются низкими.
В результате электрического расчета определяем
токи, напряжения и мощности в анодной и сеточной
цепях УМ, а также значения параметров связи с
нагрузкой и возбудителем.
Расчет зависит от способа модуляции и места УМ
в передатчике.
Выходной каскад определяет энергетические
соотношения всего передатчика и его рассчитывают так, чтобы
обеспечить максимальный результирующий к. п. д.
Т]рез=Л./(Ро + Ропк), (18.36)
где Ро, Ропк — мощности, потребляемые оконечным и
предоконечным каскадами.
Промежуточные каскады должны обеспечить
заданное усиление Кр по мощности (и умножение частоты).
Чем выше коэффициент усиления одного каскада, тем
меньше промежуточных каскадов в передатчике.
Поэтому их рассчитывают так, чтобы обеспечить
максимальный коэффициент усиления
Kpq=Pnq /PR(<3,_1),
где Рид — выходная мощность д-го каскада; PH(g_i,—
выходная мощность (q—1)-го каскада.
Последовательность расчета каскадов одинаковая.
Режим по напряженности выбираем критическим [18.2,
3.4, 13.4].
В основу расчета берется формула, связывающая
заданную мощность в нагрузке Рн с амплитудой /а„ (для
режима усиления п=1) гармоники анодного тока и
сопротивлением анодного контура Рас нен:
. . А.=0,5/*а„#асвен(1— Т]кас)т]кас. (18.37)
235

При ИЗВеСТНЫХ МОЩНОСТИ Рн И СОПрОТИВЛеНИИ /?аснен
это выражение связывает ток /ап и к. п. д. контура
/ап=[2Рн/^аснен(1—T]„ac)T]„ac]0-5. (18.38)
От выбора т]кас зависит амплитуда тока /ап, при
которой реализуется заданная мощность Рн. Анализ (18.38)
показывает, что мощность Рн получается при
минимальной амплитуде тока /anmm, если т]Кас=0,5. Это
соответствует максимальному усилению Кртах, поэтому такое
значение г\кас целесообразно выбирать в
промежуточных каскадах.
В выходном каскаде наибольший результирующий
к. п. д. получается при оптимальном 1)кас:
Т]„асопт=1+£— [k(l+k)]05. (18.39)
Здесь
k=Ai[SRacmRyn(Q)];
i4=(l+A0£„(e)/(24«m)+S(l—cose)/S.«p-l;
(18.40)
"Пкпк — к. п. д. контура предоконечного каскада; TV—
=/ci//ai — отношение амплитуд первой гармоники
сеточного и анодного токов, которое зависит от
напряженности режима лампы. Для МКЛ в критическом
режиме N==0,2... 0,4, а отношение крутизны 5/Spp^s2.
В выражение для коэффициента А входят
параметры, зависящие от угла отсечки 9. Ориентировочно для
рекомендуемых углов отсечки и т]к ш=0,5:
у4=2,8 ... 3 в режиме усиления мощности при 9=
=80... 90°,
у4=1,7...1,6 в режиме удвоения частоты при 9=
=70... 80°,
j4=0,93 ... 0,82 в режиме утроения частоты при 9=
=50... 60°.
Определив % ас согласно (18.39) или выбрав из
каких-либо иных соображений, можно рассчитать режим
в следующем порядке.
Найти амплитуду n-й гармоники анодного тока из
(18.38), а высоту импульса и постоянную
составляющую, пользуясь коэффициентами разложения косинусои-
дального импульса:
1ам=/ап/а„(9); /ao=a0(9)taM. (18.41)
Полученные значения токов не должны превышать
допустимых для выбранного типа лампы. В противном
236
случае следует уменьшить к. п. д. контура (т]кас<
<1]к ас опт) и рассчитать токи заново.
Напряжения на анодном контуре U&c и
возбуждения Uc
£/ас=/ап#аснен(1— Т]кас); (18.42)
f/c=/aM/S(l— cos9)(l+£>)+D£/ac/(l+£). (18.43)
Для режима умножения частоты в (18.43) следует
положить D=0.
Напряжение между анодом и катодом
Ua=Uac-UCl (18.44)
в режиме умножения частоты Ua=Uac. Напряжение
анодного питания в критическом режиме
Ua<f=Ua + iaMlSKp. (18.45)
Значение £/ао не должна превышать номинального:
^ао^^аоном- В противном случае следует задаться
т]час>'Пкасопт и провести расчет заново.
Напряжение смещения
Uc0=U'—(Uc—DUa)cosQ. (18.46)
При умножении частоты в (18.46) следует положить
£>=0.
Мощности, потребляемые от источника анодного
питания и от возбудителя:
А,=/ао£/а<ь (18.47)
PB,=0,5£/c(/ai+/ci). (18.48)
Если известны характеристики сеточного тока, то его
гармонические составляющие /сь /со, ••• определяют,
пользуясь линейно-кусочной аппроксимацией, найдя
крутизну 5С [13.4]:
/ci=Sct/cYi(9c); /cu=Scf/cYo(9c),
где угол отсечки сеточного тока cos9c=—i/co/^c-
Входное сопротивление каскада представляет собой
нагрузку для возбудителя:
/?Bx=f/c(/al+/cl)-1. (18.49)
Мощности, потребляемая сеткой от возбудителя,
источника смещения и рассеиваемая:
Pci=Q,5fciUe; Pco=hoUco; Pcvnc=Pci+Pco-
237

Мощность рассеяния не должна превышать
допустимой: Рс рас^/'с рас д, иначе лампа может выйти из строя
от термоэмиссии сетки.
Мощность рассеяния на аноде
га рас—* О +0,57.1 Г/с—0,5/.„С/.о, (18.50)
ДОЛЖНО ВЫПОЛНЯТЬСЯ неравенство Ра рас^^а рас д-
Общий к. п. д. двух каскадов
Т)общ = Рн/(Ро+Лпк),
а результирующий к. п. д. определяется (18.36), где
Ротт=Рв\ /т1пк, к. п. д. предоконечного каскада
представляет произведение к. п. д. контура и анодной цепи:
Т]тг=к0,3.
Коэффициент усиления оконечного каскада
Кр=Рн/Р,пк.
Последовательность расчета не зависит от вида
модуляции, следует отметить только некоторые
особенности. В непрерывном режиме такой расчет выполняется
для оконечного и промежуточных каскадов передатчика
с ЧМ и для промежуточных каскадов без модуляции.
В импульсном режиме расчет проводят по тем же
формулам, но все значения мощностей, токов и напряжений
действуют в течение длительности импульса т. Как
отмечалось во введении, все промежуточные каскады
модулируются, что улучшает энергетические показатели
импульсного передатчика, облегчает тепловой режим
сеток и всего импульсного передатчика. Мощности
рассеяния следует усреднять за период повторения
импульсов Т. Для импульсов прямоугольной формы эти мощ-
сти уменьшаются в q раз, где q=T/т скважность:
Ра рас ср== Ра рас IQ', Рс рас ср==*с рас IQ-
Теперь эти средние значения мощностей следует
сравнивать С ДОПУСТИМЫМИ: Ра рас ср^Ра рас д, Рс рас ср^=*с рас д-
Подобным же образом усредняются мощности,
рассеиваемые колебательной системой, блокировочными
элементами, сопротивлениями в цепях питания и т. д.
Для расчета импульсного модулятора и его
источника питания требуется определить среднюю мощность
Л)ср—А)/<7- Среднее значение постоянной составляющей
анодного тока /аоср=/ао/<7 не должно превышать
допустимого значения для непрерывного режима.
Высказанные соображения относительно импульсного
233
режима генератора справедливы при расчете режимов
как усиления, так и умножения частоты.
В передатчиках с AM чаще всего управляют
анодным напряжением оконечного каскада или
одновременно нескольких каскадов. Такой способ модуляции
позволяет обеспечить высокий к. п. д. и малые нелинейные
искажения при преобразовании сигнала информации
в радиосигнал [18.4, 18.11]. Реже применяют
модуляцию смещением с последующим усилением
модулированных колебаний.
При анодной модуляции УМ с ОС на триоде обычно
синфазно управляют анодным напряжением как
оконечного, так и предоконечного каскада. В этом случае
несколько усложняется конструкция модулятора,
увеличивается его мощность, однако ослабляются нелинейные
искажения, улучшается использование ламп
предоконечного каскада по мощности, практически устраняется
термоэмиссия сетки оконечного каскада, что, в свою
очередь, позволяет получить большую мощность в
нагрузке Рв. Возможна реализация оптимальной связи
между каскадами т]Кпк=0,5 и максимальное усиление
в предоконечном каскаде. Эго связано с тем, что входное
сопротивление оконечного каскада при модуляции
почти не меняется.
Расчет оконечного каскада лучше начинать в
режиме максимальной мощности, приняв за исходную
мощность НагруЗКИ Гнтах:=' нмол (1 + т)2.
Токи, напряжения, мощности в анодной (выходной)
и катодной (входной) цепях, коэффициент усиления Кр
и результирующий к. п. д. двух каскадов (оконечного и
предоконечного) определяют по формулам (18.37)*...
...(18.50).
Следует отметить, что при синфазной анодной
модуляции двух каскадов напряженность режима оконечного
каскада может быть любой. Однако в критическом
режиме получаются высокими как к. п. д., так и
коэффициент усиления Кр [18.11, 18.4]. При модуляции
напряженность режима почти не меняется и в любой точке
статической модуляционной характеристики режим
остается критическим. В этом случае оконечный каскад
работает как усилитель модулированных колебаний с
синфазным изменением анодного напряжения в
критическом режиме. Напряжение возбуждения
uc=UcMon(l+f"cCOsQ;f) cosv>t. (18.51)
239

Анодное напряжение
Ua0=Ua0Mon(l + mcosQt). (18.52)
В общем случае коэффициенты модуляции входного
тс и анодного т напряжений выбирают различными.
Обычно гпс^т
Далее проводим расчет в режиме молчания. Полагая
модуляционные характеристики линейными и используя
соотношения, устанавливающие связь между токами,
напряжениями, мощностями в режиме молчания и
максимальном [18.11, 184], получаем
т 'a I max . rr "amav . jj Ua 0 max-
'я i мол | i llt ' а мол ] _|_ m ' а о мол ] i m'
Р Р Р
р Itnax p Omax р a max
^1мол (1 + га)2 ' 0VOJI (1 +га)2 ' ам°л (1 + п)2 '
Смещение в УМ может создавать внешний источник
напряжения, и тогда оно при модуляции не меняется:
^сОмол^^/сОтах- (18.53)
В случае автоматического смещения за счет постоянных
составляющих сеточного, катодного токов можно
ориентировочно считать
UcOMon—UcomaxKl+m). (18 54)
Коэффицент модуляции гпс предоконечного каскада
согласно (18 51)
тс=£/стах/£/смол— 1- (18 55)
Для определения пгс предварительно нужно рассчитать
f/смол. Известно [13.4]
Uc мол—
/alMon/Syi (бмол) +DU а мол
(18.56)
Угол отсечки анодного тока в режиме молчания бмол
можно найти с помощью коэффициента разложения ко-
синусодиального импульса
Pi (бмол) =—'ашоп/Ь \Uсомол—U мол). (18.57)
Здесь и'ыол — напряжение запирания идеализированной
характеристики анодного тока при £/ао=^аомол;
смещение £/сомол определяется согласно (18.53) или (18.54).
Последовательность расчета такая. По известным
/ашол, f/аомол, f/сомол, f/'мол сначала определяют Pi (бмол),
затем по таблицам [13.4, 10.1] находят ^(бмол) и со-
240
гласно (18 56), (18.55) UCMOJI и тс. Обычно тс=
=0,7... 1.
В режиме модуляции рассчитывают мощности,
потребляемые от источника анодного напряжения Р0=
=^омол, от модулятора Ра =0,5т2Р0Мол и рассеиваемую
анодом лампы Ра рас мод=Ра мол (1+0,5т2).
Рекомендуется проверить условие Ра рас мод^-Ра рас д- По результатам
расчета режима модуляции выбирают лампы
модулятора.
Расчет предоконечного каскада по аналогии с
оконечным начинают с режима максимальной мощности и
выполняют по формулам (18.38) ... (18.50). Нагрузкой
служит входная цепь оконечного каскада, которая
потребляет мощность
*нтах=*в1тах-=0,5£/с тах('а1тах4-/с!тах) ■ (18.58)
За оптимальный к. п. д. анодного контура
принимают т]кас=0,5, режим по напряженности критический, при
этом реализуется максимальный Кр, хотя общий к. п. д.
предоконечного каскада получается меньше. Однако это
не оказывает заметного влияния на энергетические
показатели всего передатчика.
Лампа предоконечного каскада должна обеспечивать
мощность
PlmaxnK==-« вШах/Чк ас-
Далее проводят расчет в режиме молчания. При этом
различают два возможных случая работы предыдущего
каскада (третьего от выхода): с модуляцией анодным
напряжением и без
модуляции. В первом случае
последовательность
расчета такая же, как и в
оконечном каскаде. Во
втором случае расчет
несколько отличается.
Амплитуда
напряжения возбуждения
считается постоянной и равной
рассчитанному значению
для максимального
режима. Модуляционная
характеристика hi(U&0)
(рис. 18.8) пересекает
ось абсцисс при отрица-
16-147
-*iii 4 Перенапряженный
режим
Шонапряженный
режим
fit''
Ряс. 18 8. Статическая
модуляционная характеристика УМ с
общей сеткой при модуляции
анодным напряжением
241

тельных анодных напряжениях (порядка амплитуды
возбуждения). Причиной этого является то
обстоятельство, что в схеме с заземленной сеткой электроны,
влетающие в промежуток сетка—-анод с энергией eUc, не
достигнут анода, только когда Ua0=—Uc.
Сдвиг модуляционной характеристики следует учесть
при расчете амплитуды модулирующего напряжения
Us и напряжения анодного питания в режиме
молчания f/аомол- Последнее на основании рис. 18.8
определяется следующим образом:
£/аОмол= (Uaomax—mUс) \ (1 + ш).
Амплитуда модулирующего напряжения
'-'s a 0 max а о мол-
Анодная модуляция возможна, если УМ работает
в перенапряженном режиме. Только в максимальной
точке его выбирают критическим [18.11, 13.4].
Перенапряженный режим отличается большими значениями
сеточного тока и мощности, рассеиваемой сеткой РСрас-
Для уменьшения мощности РСрас, опасности появления
термоэмиссии сетки и нелинейных искажений
используют автоматическое смещение от тока сетки.
Сопротивление автосмещения Rc определяют по
результатам расчета режима максимальной мощности:
Ас=—i^cOmax/'cOmax-
В режиме молчания ток /а1мол и мощности Ршол.
Л>мол) ^а мол находят, пользуясь формулами,
приведенными для оконечного каскада, приняв m=mc. Значение
пгс вычисляют по формуле (18.55).
На основании расчета режимов максимального и
молчания определяют режим модуляции.
Следует отметить, что промежуточнвш каскад без
анодной модуляции, работающий на входную цепь
каскада, в котором реализуется модуляция, должен,
поддерживать постоянное напряжение возбуждения при
переменном уровне мощности /вь наибольшее значение
которой />н=РВ1тах. Для ослабления влияния
переменной нагрузки на качество модуляции рекомендуют
принимать т]кас<0,5. Лампу выбирают на мощность Р\=
==Ph/T]k ас
При усилении модулированных колебаний без
модуляции анодным напряжением режим ламп может быть
критическим только в максимальной точке модуляцион-
242
ной характеристики. Во всех остальных ее участках
режим недонапряженный [13.4], что существенно
ухудшает энергетические показатели каскада.
Последовательность расчета здесь рекомендуется
такая же, как при модуляции анодным напряжением. Для
уменьшения нелинейных искажений выбирают угол
отсечки в=90°, создавая смещение от внешнего источника.
Расчет режима максимальной мощности проводят по
формулам (18.38) ... (18.50). В режиме молчания, в
отличие от варианта с анодной модуляцией, мощности,
потребляемую и рассеиваемую анодом, определяют по
формулам
Ромол=Ротдх/ (1 +tn)',
'а рас мол==*Омол * 1мол-
Следует проверить неравенство Ра рас ыол<Ра рас д.
Модуляция смещением рекомендуется в маломощных
каскадах передатчика. Энергетические соотношения и
напряженность режима те же, что и при усилении
модулированных колебаний. Для уменьшения нелинейных
искажений угол отсечки в режиме максимальной
мощности выбирают равным 6гаах=110 ... 120°.
Последовательность расчета совпадает с изложенной. Особенность
состоит в определении смещения при молчании Uc0MOn.
Исходным служит соотношение (18.56). Здесь Uc в
процессе модуляции не меняется и известно из расчета
максимального режима, а ток /ашол и напряжение £/амол
из расчета режима молчания. Из (18.56) определяют
Т|(6мол), затем из таблиц [10.1, 13.4] находят Pi(6„on)
и с помощью (18.57)
Ucouozi^U —/а1мол/ор1 (8Мол) •
Данные электрического расчета режима используют
для дальнейшего проектирования передатчика.
18.3. УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ НА ТЕТРОДЕ
Наряду с триодами промышленность выпускает ме-
таллокерамические лучевые тетроды с плоскими
электродами и цилиндрическими выводами (например,
ГС-ЗБ, ГС-27Б, ГИ-43Б).
Относительно низкое анодное напряжение и
небольшая выходная емкость позволяют обеспечить усиление
мощности в полосе частот до 8... 10 МГц на частоте
1000 МГи [18.3]. Благодаря фокусировке электронного
13* 243

r _i_ — 8оз5удите-
Мгп.— ля
Рис. 18.9. Схема УМ с общей
сеткой на тетроде
iKнагрузке потока в рекомендуемых
J I j_ и режимах эксплуатации
■"" "•" а— с-—' ток второй сетки
относительно мал и составляет
около 5% от катодного
тока.
УМ на тетроде (рис.
18.9) строится также, как
на триоде, по схеме с
общей сеткой. Входной
контур включают между
катодом и первой сеткой,
выходной — между
анодом и второй сеткой.
Сетки по высокой частоте
имеют одинаковый потенциал и разделены по
постоянному току. Для этого включают блокировочный
конденсатор Сб4- Блокировочные конденсаторы Сс\, Сбг и Сбз
выполняют те же функции: обеспечивают короткое
замыкание по высокой частоте и разделяют по постоянному
току соответствующие цепи. В УМ рис. 18.9
используется комбинированное катодно-сеточное автосмещение.
Связь с возбудителем — трансформаторная, с
нагрузкой — емкостная.
Энергетические соотношения для УМ на тетроде
с общей сеткой те же, что и для УМ на триоде. Расчет
отличается только необходимостью вычисления
мощности рассеяния на экранной сетке, которая обусловлена
не только постоянной составляющей тока, протекающего
в ее цепи, но и переменной составляющей с частотой
напряжения возбуждения, т. е.
^>c2pac=^c20'c20 + 0,5t/c/c21.
где /его, Л;21 — постоянная составляющая и амплитуда
первой гармоники тока экранной сетки; £/с2о—
напряжение питания экранной сетки; Uc — амплитуда
напряжения возбуждения.
Одно из достоинств УМ на тетродах состоит в том,
что заданная мощность получается при более низких,
чем у триода, анодных напряжениях. Это позволяет
реализовать критический режим при меньших
сопротивлениях нагруженного контура и тем самым повысить
к. п. д. контура, а следовательно, и общий к. п. д.
каскада. Кроме того, уменьшается выходная емкость лампы
244
Сия. чт0 приводит к увеличению /?аснен и к. п. д.
контура и каскада.
Экранирующее действие второй сетки уменьшает
также проходную емкость Сак, что ослабляет вредные
явления прямого прохождения и обратной реакции в УМ и
улучшает устойчивость его работы. Входная емкость
в тетродах за счет более разреженной конструкции
первой сетки также уменьшается по сравнению с триодами
гой же мощности. Это облегчает конструирование
входных цепей. В УМ на тетродах с общей сеткой можно
реализовать большие коэффициенты усиления по
мощности за счет больших значений крутизны анодного тока
и малых значений токов первой и второй сеток (из-за
особенностей конструкций ламп) [18.12].
УМ на тетродах можно использовать в режимах
модуляции смещением, анодно-экранной модуляции. В
последнем случае желательна одновременная модуляция
предыдущего каскада, как и в случае анодной
модуляции триодных УМ с общей сеткой.
18.4. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Схема и конструкция умножителя частоты на СВЧ
определяются особенностями электронной лампы. На
металлокерамических триодах и тетродах умножители
частоты, подобно усилителям мощности, строят по схеме
с общей сеткой (рис. 18.1). Отличие состоит только
в том, что выходная (ЦСн) и входная (ЦСв) цепи
согласования работают на разных частотах. Это
способствует заметному ослаблению паразитных связей между
каскадами и увеличению устойчивости передатчика.
Режим умножения реализуют, настраивая контур
в анодно-сеточной цепи (ЦСн) на гармонику анодного
тока (п=2,3). Более высокая кратность умножения
малоэффективна.
В соответствии со структурными схемами
радиопередающих устройств СВЧ (см. введение) умножение
частоты, как правило, осуществляют в промежуточных
каскадах, чтобы незначительно ухудшить общие
энергетические показатели. Как отмечалось, промежуточные
каскады должны обеспечить максимальный коэффициент
усиления по мощности, чтобы не увеличивать число
каскадов передатчика. Поэтому угол отсечки тока
рекомендуется (§ 18.2, 18.3) выбирать 6=60... 70° для
удвоителя частоты и 0=50... 60° для утроителя. К. п. д.
245

анодного контура принимают т]к ас опт=0,5, что для
умножителей частоты является оптимальным и
обеспечивает наибольший коэффициент усиления по мощности.
Расчет умножителя частоты выполняют, как и УМ.
Начинают с выбора лампы и составления эскиза
конструкции, затем определяют параметры электрического
режима. Как отмечалось, в формулах (18.38) ... (18.50)
вместо первой гармоники анодного тока следует ставить
n-ю. Там же приведены дополнительные соображения
относительно применимости формул для умножителя
частоты.
18.5. РАСЧЕТ СВЯЗИ С НАГРУЗКОЙ
В усилителях мощности и умножителях частоты,
которые будем называть далее генераторами, применяют
индуктивную, емкостную и кондуктивную связи с
нагрузкой. Как показано на рис. 18.1, анодный контур связан
с нагрузкой коаксиальным кабелем (фидером). При
расчете элементов связи полагаем, что фидер согласован,
т. е. работает в режиме бегущей волны. Это возможно,
если сопротивление нагрузки активно Zn=Ru и равно
волновому сопротивлению фидера /?н=Шф.
Цель расчета элементов связи состоит в
определении их геометрических размеров и места расположения
в анодном контуре. Размеры элементов связи должны
быть меньше длины волны, чтобы не нарушать
распределения поля вдоль линии и не мешать перемещению
органов настройки контура.
Индуктивная связь осуществляется с помощью
петли, которой заканчивается внутренний провод фидера,
идущего к нагрузке. Для уменьшения размеров петли
связи ее следует размещать в пучности тока. Связь
можно регулировать поворотом петли. Применение
индуктивной связи почти не снижает электрической
прочности контура, и поэтому ее можно использовать
в мощных генераторах.
В случае емкостной связи внутренний провод фидера
переходит в штырь, который часто заканчивается
пластиной. Размеры пластины минимальны, если емкость
размещена вблизи пучности напряжения. Емкость
можно регулировать, перемещая пластину, что удобно для
диапазонных генераторов. Применение емкостной связи
снижает электрическую прочность контура, и поэтому
246
в Мощных генераторах использовать ее не всегда вбз-
можно. Кондуктивная связь применяется в
узкодиапазонных генераторах или генераторах, работающих на
фиксированной волне, так как она наименее удобна
для регулирования.
Индуктивная связь с нагрузкой. Форма витка связи
может быть круглая, эллиптическая, квадратная или
прямоугольная. Петля размещена в КЗ поршне
(рис. 18.10,а) или на стенке внешней трубы вблизи КЗ
поршня (рис. 18.10,6).
Задача расчета состоит в том, чтобы определить
размеры петли, при которых обеспечивается заданная
мощность в нагрузке. Расчет обычно проводится
приближенно в предположении, что введение петли связи
в анодный контур не искажает распределения
электромагнитного поля.
Э. д. с. <§, наводимая в петле связи, зависит от
площади и пронизывающего ее магнитного потока.
Последний, в свою очередь, определяется током в пучности /п
линии. Зная результаты расчета режима генератора и
требуемую мощность в нагрузке Рн. можно было^ бы
определить площадь витка связи, если бы последний не
имел собственной индуктивности LB. Наличие
индуктивности LB приводит к тому, что э. д. с, наведенная в
витке, распределяется между сопротивлением витка je»LB
и входным сопротивлением фидера Шф (рис. 18.11,а).
Напряжение на нагрузке С/ф=£/н меньше э. д. с. %.
Риг. 18.10 Рис. 18.11
Рис. 18.10. Индуктивная связь с нагрузкой:
о — виток включен в КЗ поршень; б — вблизи поршня
Рис. 18.11. Эквивалентные схемы индуктивной связи с нагрузкой
без емкости (а) и с емкостью (б), компенсирующей индуктивность
витка
247

Таблица 18.1
Размеры
витка, мм
в=9,
6= 15
о = 14,
6=15
Диаметр
провода
витка d,
мм
1,0
1,5
2,0
3,0
1,0
1,5

Индуктивность
витка*)
LB. нГ
11,4
10,4
9,0
5,8
16,9
16,1

Индуктивное
сопротивление
витка X
на волне
1 м, Ом
21,6
19,7
17,1
11,1
32,1
30,6
Размепы
витка, мм
0=18,
6=15
Диаметр
провода
витка d.
мм
2,0
3,0
1,0
1,5
2,0
3,0

Индуктивность
витка*)
14,5
8,9
24,1
22,2
18,7
12,7

Индуктивное
сопротивление
витка Хв
на волне
1 м, Ом
27,6
16,8
45,7
42,2
35,5
24,2
*) Значения индуктивности получены в результате измеревий и отличаются
(меньше) от рассчитываемых по формулам приложения 3.
Поскольку индуктивность LB можно определить, когда
известны размеры петли, то расчет приходится
проводить методом последовательных приближений.
Целесообразно сначала по эскизу генератора выбрать
подходящие размеры витка связи. При этом можно
воспользоваться данными табл. 18.1 [18.2, 18.3].
Выбрав размеры петли связи, можно рассчитать
э. д. с.
gWn- 1201n (R2IR1) cos р^-Ь 0,5а) sin0,5pa. (18.59)
Здесь & — в вольтах; ток в пучности /п — в амперах.
Обозначения размеров Ru R2, /ь Ь и а соответствуют
указанным на рис. 18.10.
Ток в пучности анодно-сеточной линии:
/nac=/BX/COS(R/ac). (18.60)
Здесь /вх — амплитуда тока на входе линии,
образованной анодным и сеточным цилиндрами.
Для двусторонней конструкции ток на входе линии
/вх рассчитывается по одному из следующих
выражений:
1 вх==й С ас U ас==
= t/ac/(uyactgp/ac)=/aiQacHeH(l—Т]кас). (18.61)
Если электрическая длина петли по оси
коаксиального контура ра<я/6, а<Л/12, то магнитный поток,
пронизывающий петлю, почти не меняется по ее длине. Вы-
248
ражение для расчета взаимной индуктивности М между
витком связи с коаксиальным контуром упрощается:
M[Hr]=2Scosa/#cp. (18.62)
Здесь S — площадь, ограниченная витком, в сантиметрах
в квадрате; Rcv=0,25{DBl-\-Dc)—средний радиус
коаксиального контура в сантиметрах; a — угол между
линиями магнитного поля, пронизывающего виток, и
нормалью к плоскости витка.
Э. д. с, наведенная в витке,
&=аМ1(1), (18.63)
где /(/)=/ncospZ — ток, протекающий в сечении
коаксиальной линии, где расположен центр витка связи;
/ — расстояние центра витка от КЗ поршня.
Форма витка связи и его размеры могут отличаться
от приведенных в табл. 18.1.
Для определения индуктивности витка LB круглой,
прямоугольной и квадратной формы любых размеров
можно воспользоваться формулами, приведенными
в приложении 3 [3.4]. Там же дано выражение для
расчета индуктивности прямого провода.
В односторонней конструкции анодный контур
содержит два отрезка КЗ линий («карман» и основной)
(см. рис. 18.5). Под током /вх следует понимать ток на
входе основной линии:
iBX=ufi(wtgm, о8-64)
где
и'=иасХ'аСъС. (18.65)
Если виток связи размешен в КЗ поршне, то /i=0 и
выражение (18.59) упрощается:
gW„-60 In {R2IR1) sin pa. (18.66)
Расчетное напряжение на нагрузке (или фидере)
ифр=&ы>ф[ш\+ (coLB)2]-°.5. (1867)
Очевидно, что напряжение на нагрузке, найденное
согласно (18.67), должно обеспечивать заданную
мощность Рн. Поэтому необходимо проверить выполнение
неравенства
1/фр>1,5£/ф, (18.68)
где
иф=(2Р„шФ)°-5. (18.69)
249

Напряжение £/фР должно быть больше l/ф, чтобы
иметь запас регулировки при настройке генератора на
нужный режим и учесть приближенность расчета.
Если условие (18.68) выполняется, то размеры петли
выбраны удачно. В противном случае следует увеличить
размеры петли, если это возможно конструктивно, или
ввести емкость Ссв, которая компенсирует собственную
индуктивность петли (рис. 18.11,6). Емкость
определяют из условия резонанса
cuLb=1/6)Ccb. (18.70)
В этом случае напряжение на входе фидера равно
Меняя емкость Ссв, можно регулировать мощность
в нагрузке. Однако, если 1?^(2Рн^ф)0'5, то следует
отказаться от индуктивной связи и применить емкостную
или кондуктивную. В диапазонном генераторе расчет
индуктивной связи следует проводить на крайних
частотах диапазона.
Емкостная связь с нагрузкой. При емкостной связи
с нагрузкой (рис. 18.2) основной элемент связи
выполняют в виде круглой или прямоугольной пластины
площадью S=1...3 см2. Конструкция проста и позволяет
регулировать связь в широких пределах, почти не
ограничивая хода настроечного КЗ поршня. Обычно элемент
емкостной связи с нагрузкой устанавливают вблизи
пучности напряжения, т. е. около вывода сетки лампы при
работе на основном тоне.
Задача расчета состоит в том, чтобы найти емкость
связи Ссв, необходимую для обеспечения требуемой
мощности в нагрузке, а также определить площадь
пластины S и ее расстояние до сеточного цилиндра d. Для
простоты полагаем, что емкость связи Ссв в анодном
контуре не искажает распределения электромагнитного
Рис. 18 12. Эквивалентная схема анодного контура (а) и эпюры
напряжения вдоль линий (б, в).
250
поля. Исходными при расчете я
емкости связи служат данные о ^ .
электрического режима генера- vl и и \\\ш
тора, известная мощность в на- I св *ШШ*
грузке Рп и ее сопротивление г —
Используем эквивалентную
схему анодного контура (рис.
18.12,а) УМ односторонней
конструкции (рис. 18.2,а) и эпюры
напряжений при работе линии на
основном тоне (рис. 18.12,6, в). Рис |813. Эквивалент-
Эпюры рис. 18.12,6 соответству- ные схемы емкостной
ют случаю, когда входные сопро- связи с нагрузкой:
тивления обеих линий индуктив- «-без кК(^еис^"^: б~
ные, т. е. Х'>0, Х">0, а на с компенса и
рис. 18.12,в одна из линий имеет сопротивление
емкостного характера, т. е. Х'<0, Х">0.
Пользуясь эквивалентной схемой емкостной связи
с нагрузкой (рис. 18.13,а), можно определить
напряжение на входе фидера
6/ф = ^фКф + со-2С-2)-0-5, (18.72)
где ~U — напряжение в месте расположения элемента
емкостной связи. Отсюда найдем требуемую емкость
связи в пикофарадах
Ссв=5,ЗЯт/шф(1— т2)0-5, (18.73)
где т=1/ф111; К — в сантиметрах, Шф— в омах.
Напряжение .ia фидере £/ф определяют по заданной мощности
в нагрузке (18.69).
Если элемент связи размещен на входе линии,
образованной анодным и сеточным цилиндрами, то это
напряжение рассчитывают согласно выражению (18.34):
U=V. Если элемент связи расположен не на входе
линии, а на некотором расстоянии / от короткозамыкателя
(рис. 18.12,6), то £/(/)=£/'sinp//sinpT.
Если анодная линия используется на первом
обертоне, то для уменьшения размеров элемента емкостной
связи его следует помещать в пучности напряжения на
расстоянии 0,25а, от КЗ поршня. В этом случае £/=
=£/ао max=t/'/sin f> (Г—0,5Я) .
Если входное сопротивление одного отрезка анодной
линии емкостного характера, но используется он на
основном тоне, то напряжение в линии будет максималь-
251

ным тоже на расстоянии 0,25л от КЗ поршня (см.
рис. 18.12,в). Емкость связи минимальна, если поместить
ее в пучность напряжения. Тогда в (18.72), (18 73)
следует принимать £/=£/acmax=£/7cosP(J'—0.25А,).
Для конструктивного расчета элемента емкостной
связи необходимо знать не только значение Ссв, но и
напряжение, которое он должен выдерживать. Согласно
рис. 18.13,а напряжение на емкости UCb=U^I (и>фюССв)-
Для выполнения условия электрической прочности
напряженность поля в конденсаторе связи не должна
превышать допустимого значения (18.11).
Минимальное расстояние пластины конденсатора от
сеточного цилиндра определяется из условия
электрической прочности
£/св/£д. (18.74)
Здесь d — в сантиметрах, если UCB — в киловольтах,
£д — в киловольтах на сантиметр.
Далее, зная емкость Ссв и выбрав расстояние d>dmm,
следует рассчитать площадь пластины S, пользуясь
формулой для плоского воздушного конденсатора
S=3,6jtdCCB, (18.75)
где 5 — в сантиметрах в квадрате при d в
сантиметрах и Сев — в пикофарадах.
Большую площадь пластины элемента связи трудно
выполнить конструктивно. В таком случае от емкостной
связи следует отказаться. Иногда для уменьшения
элемента связи применяют
индуктивность Lri, (рис. 18.13,6), которую
находят или из условия полного
резонаьса в цепи связи
a>LCB = l/(o)CCB) (18.76)
Рис 18 15
Рис 18 14 Схема кондукгнвной связи с нагрузкой (а) и эпюра
напряжения в анодно-сеточной линии (б)
Рис 18 15 Эквивалентные схемы связи с учетом индуктивности
штыря (о) и при включении компенсирующей емкости (б)
252
йри и^11ф, или из услойия частичной компенсации
емкостного сопротивления при 1/>[/ф.
Следует иметь в виду, что при некомпенсированной
емкостной связи с нагрузкой (рис. 18.13,а) в анодный
контур вносится емкость, которая изменяет его
настройку. Емкость контура увеличивается на
ДС,ас=ССв£/2/£/,2[1 + (ШфоСсв)2]. (18.77)
Если АСас/Сао>0,2, то необходимо пересчитать
длину линии анодного контура с учетом внесенной емкости.
В случае полностью компенсированной связи (18.76)
(рис. 18.13,6) пересчета емкости делать не нужно. Если
LCB применяется для частичной компенсации емкости,
то в (18.77) вместо Ссв подставляется С'св:
^ св==ЬеВ/(1 Ь> -ЬсвСсб),
где С'св — эквивалентная емкость последовательного со-
единения Ссв и LCB.
Кондуктивная связь с нагрузкой. Расчет связи
(рис. 18.14,а) сводится к выбору места включения
нагрузки, т. е. расстояния / от КЗ поршня. Фидер нужно
присоединить там, где напряжение на линии U{1) равно
напряжению на фидере (рис. 18.14,6), т. е. и(1) = иф.
Напряжение на фидере рассчитывают согласно (18.69).
Напряжение на расстоянии / от КЗ поршня связано
с напряжением на входе линии V соотношением
U(L)=U'sin p//sin рГ. (18.78)
Напряжение на входе линии V описывается
выражением (18.34). Кондуктивная связь возможна, если
1/'>иф. Определив Иф и U', можно согласно (18.78)
рассчитать
1 . losing/'
/ = —arcsm—jj, .
Приведенные выражения справедливы, если
подключение фидера не меняет распределения напряжения
вдоль линии. Иногда собственная индуктивность штыря
L (рис. 18.15,а), соединяющего анодный контур с
фидером, оказывается достаточно большой. В результате
реактивное сопротивление штыря wL получается
соизмеримым с входным сопротивлением фидера, ©L'—'Шф. Это
приводит к тому, что перемещение штыря вдоль
сеточного цилиндра меняет не только связь с нагрузкой, но и
настройку контура. Работа с генератором усложняется.
253

Для уменьшения индуктивности штыря следует
увеличивать его диаметр до 3...5 мм. Для компенсации
индуктивности штыря можно ввести емкость С (см.
рис. 18.15,6). Она выбирается из условия резонанса
coL=l/o)C.
18.6. СВЯЗЬ МЕЖДУ КАСКАДАМИ ПРИ НАЛИЧИИ
ВХОДНОГО КАТОДНОГО КОНТУРА
Такая связь применяется, когда емкостная
составляющая входного сопротивления лампы значительно
меньше активной, т. е. 1/ •С/?вх. Тогда, применяя
настроенный контур во входной цепи, можно облегчить
условия согласования с возбудителем.
В результате расчета катодного контура следует
определить его размеры и электрический режим.
Диаметры катодного и сеточного цилиндров обусловлены
выводами лампы и необходимостью размешать в контуре
элементы настройки и связи, а также блокировочные
конденсаторы. Отношение диаметров сеточного и
катодного цилиндров соответствует (18.5). Выбрав диаметры
цилиндров, пользуясь (18.13), находят волновое
сопротивление катодной линии. Длину линии /к выбирают из
условия резонанса с входной емкостью лампы Свх:
Щ^"= ^ск tg К. к = -j- arctg (wCKmCBK)
Резонансное сопротивление холостого хода согласно
(18.22)
*\кс нен^И'ксУк ненф ( р£к) •
Добротность катодного контура меньше, чем анодного,
и составляет обычно QF Веп=200... 300. Это связано
с тем, что входное сопротивление генератора с ОС
значительно меньше сопротивления RBCnen, поэтому
выполнять катодный контур высокодобротным и дорогим
нецелесообразно.
Из расчета режима известны напряжение
возбуждения Uc, мощность Рв1, входное сопротивление RBX
оконечного каскада. Выбрав к. п. д. анодного контура
предоконечного каскада (возбудителя) г\КПК находят
мощность в его анодной цепи £,1пк=Рв1/т1к™- Далее, как
и в оконечном каскаде, подбирают тип лампы,
составляют эскиз конструкции, определяют размеры цилиндров
254
анодного контура и выполняют расчет режима. В
результате становится ясным распределение напряжения
и тока вдоль линий анодного контура предоконечного
каскада, что позволяет выбрать расположение и
рассчитать размеры элемента связи.
Индуктивная связь между каскадами (рис. 18.16).
В этом случае рекомендуется сначала выбрать
геометрические размеры обеих петель связи, пользуясь
данными табл. 18.1.
Затем, зная ток в пучности анодного контура
возбудителя /па следует рассчитать, э. д. с. <£&, наводимую
в петле, согласно (18.59).
Э. д. с. распределяется между собственным
индуктивным сопротивлением витка связи (oLBa и входным
сопротивлением соединяющего фидера ZBX (рис. 18.17,а).
Последнее зависит от длины фидера /ф, его волнового
сопротивления о>ф и нагрузки на конце фидера ZH.
Нагрузка на конце фидера слагается из
собственного реактивного сопротивления витка связи (oLBK
и сопротивления, вносимого катодным контуром
(рис. 18.17,6, в): ZBu=rBI1+jXDH. Обычно катодный
контур настраивают в резонанс, поэтому Хвн=0. Активное
Оконечный наскад f Возбуждаемый)
X
Соединительный
фидер
Возбудитель
(предоконечный наскад)
Рис. 18.16
Рис. 18.16. Схема индуктивной связи двух каскадов (без учета
источников питания)
Рис. 18.17. Эквивалентные схемы петли связи с возбудителем (а),
катодным контуром (б) и выходного каскада (в)

сопротивление гвн^(©М)2/г2, а на г2 выделяется
мощность возбуждения Рь1 (18.48) и поэтому с учетом
(18.49):
гвн=6)2M2#BX/2nK/t/2C) (18-79)
где
/nK=£/c6)CBX/cos р/к- (18.80)
— ток в пучности катодной линии оконечного каскада.
Учитывая (18.80), получаем
/•Eh=#bxG)4M2C2bx /COS2p/K- (18.81)
Сопротивление взаимной индуктивности между
катодным контуром и петлей связи:
coM=2761g {R2/R\) cosp(/, + 0,5o) sin0,5pa (18.82)
или при /i=0
co7W^1381g (R2lRi) siii pa. (18.83)
Обозначения в (18.82), (18.83) соответствуют рис. 18.10.
Расчетное значение аМ рекомендуется увеличить
в 1,5 раза, поскольку выражения (18.82), (18.83)
приближенные, а кроме того, необходимо учесть разброс
параметров лампы и запас для настройки генератора.
Мощность Рв1 согласно эквивалентной схеме
рис. 18.17,в выделяется на сопротивлении гвн. Ток в
петле LBK /= (2PBi/rBH)0'5, а требуемое напряжение на
выходе фидера или нагрузке возбудителя
UBbIX=IZH=UH. (18.84)
Итак, известны напряжение и„ых и э. д. с,
наводимая в петле анодного контура <§&. Теперь следует
выбрать Шф и /ф так, чтобы обеспечить заданное
напряжение на входе фидера UBX.
Нагрузка на конце фидера
ZH==rBH+j©LEK. (18.85)
Фидер будет работать в режиме бегущей волны
(UBX=UH), если
Мф=гВн, coLBK=0. (18.86)
Условие LBK=0 реализуется, когда индуктивность
петли компенсируют емкостью или расстройкой
катодного контура. Компенсация приводит к конструктивным
и эксплуатационным трудностям, поэтому сначала
следует выяснить, нельзя ли обеспечить нужную связь
256
просто при помощи двух петель и соединительного
фидера. В этом случае фидер работает на рассогласованную
нагрузку. И сопротивление, вносимое в анодный контур,
существенно зависит от длины фидера /ф, его волнового
сопротивления Юф, характера реактивности zu.
При проектировании диапазонных генераторов, когда
невозможно обеспечить согласование, рекомендуется
выбирать [18.2]
вУф/гн=1,
где 2,i,= [(/'2Bh+((oLBk)2]0,5 — модуль сопротивления
нагрузки на конце соединительного фидера.
Фаза комплексного сопротивления нагрузки
<pH=arctg(coLBK/rBH).
Если соединительный фидер имеет длину /ф<0,25А,
то при индуктивном характере нагрузки изменение фазы
<рн в широких пределах мало влияет на модуль
коэффициента трансформации напряжения лшчш
k = UBX/Unbtx = £eia.
Напряжения на входе линии U,!X и на нагрузке U^ix^
=UH связаны соотношением
UBX = Ц.ых (cos р/ф + j ^ е-*« sin В/ф1 • (18.87)
\ ~н /
При индуктивном характере на1рузки следует
выбирать
йУф=££2ц; /ф^0,25Я. (18.88)
Конструктивно не всегда возможно сделать длину
соединительного фидера короткой. Однако
электрический режим линии не изменится, если ее длину
увеличить на целое число полуволн:
/ф^0,25А,+0,5лЯ, (18 89)
«=1,2,3, ...
Зная параметры соединительного фидера w$, /ф и
сопротивление нагрузки ZH (18.85) при помощи (18.87)
определяем модуль коэффициента трансформации линии
k и напряжение на ее входе
£/'вХ=ШВых=Щг, (18.90)
при котором можно обеспечить заданную мощность РЕ].
Далее следует рассчитать напряжение на входе
Лидера £/"вх, которое реализуется при выбранных разме-
17—147 257

Возбудитель
^\ 1предоконечныи
Рис. 18.18 Электрическая (а) и эквивалентная (б) схемы
индуктивно-емкостной связи
возбу-
(18.91)
(18.92)
(18.93)
pax петли связи и режиме анодного контура
дителя
и//вх = «з'а2вх (joZ-Ba+Znx) ~ '•
Здесь входное сопротивление фидера
ZвX=йУф(Zн^-j^фtg^ф)(йУф+jZнtgp^ф)-1.
Если получено
t/',BX>t/,BX,
то размеры элементов связи выбраны правильно. Если
неравенство (18.93) не выполняется, следует изменить
размеры витков, применить компенсирующую емкость
или перейти к другому виду связи.
Индуктивно-емкостная связь между каскадами.
Расчет элементов индуктивно-емкостной связи двух
каскадов (рис. 18.18,а) рекомендуется проводить следующим
образом. Сначала выбрать размеры витка связи и найти
сопротивление взаимной индукции а>М (18.82),
сопротивление, вносимое катодным контуром гъв (18.81),
сопротивление нагрузки ZH (18.85), напряжение {/'вы*
(18.84), т. е. напряжение, которое должно создаваться
на выходе соединительного фидера.
Далее необходимо выбрать волновое сопротивление
фидера Шф, его длину /ф (18.88) и рассчитать входное
сопротивление ZBX (18.92) и напряжение на его входе
иш (18.87).
Емкость связи можно найти, пользуясь
эквивалентной схемой на рис. 18.18,6, где U{1) —напряжение в
месте расположения емкости в анодном контуре
возбудителя. Напряжения U(Z) и UBX связаны соотношением
Ц,
:U(/)
]coCCBZBX
1 + JcoC*cbZbX'
(18.94)
?5Ч
каскад С^,--,- Щ~ Возбудитель
ft brf
J
uft,
4
Рис. 18 19. Электрическая (а) н эквивалентная (б) схемы емко
стной связи
В (18.94) известны все величины, кроме емкости
связи, сопротивление которой
ХСЪ=ХЪХ+ [(/(/) / (£/„] [г2вх(1 — (18.95)
-f/2Bx/f/2(/))+X2BX]0.5,
а напряжение на ней
Ucb=U(/)/(1+J(oCcbZbx).
Амплитудное значение
Uc*=U(l) [(1—©СсвХЕХ)2+а2С2свг2вх]-0.5. (1896)
Минимальное расстояние между пластиной емкости
связи и сеточным цилиндром определяется (18.74).
Рекомендуется емкость Ссв делать регулируемой и
выбирать максимальное ее значение
t>cBmaX^l)5CCB.
Площадь пластины находят, пользуясь (18.75). Если
площадь 5 получается большой, следует выбрать другие
размеры витка связи и повторить расчеты до
получения приемлемых значений S.
Емкостная связь между каскадами. Емкостная связь
между двумя каскадами (рис. 18.19,а) удобна только
при двусторонней конструкции генераторов. В
результате расчета следует определить емкости связи Ссвь
ССВ2 и их геометрические размеры. Полагаем
известными размеры и режим анодного контура возбудителя и
катодного контура оконечного каскада, место
расположения емкости связи CCBi, расстояние U и напряжение
между анодным и сеточным цилиндрами в этом сечении
U(/i), а также место расположения k второй емкости
ССв2 и напряжение U(/2) (рис. 18.19,6).
17* 259

Принимаем, что катодный контур настроен в
резонанс. Это значит, что сопротивление Z2 активное и
равно г2. Сопротивление г2 находим из условия, что на нем
выделяется мощность, отдаваемая возбудителем,
г2=[^(/2)/2Рв1,]0'5. (18.97)
Нагрузка на конце фидера
ZH=r2+l/j©CCB2 (18.98)
носит емкостный характер.
Коэффициент передачи напряжения со входа на
выход линии будет мало зависеть от нагрузки, что
существенно при работе в широком диапазоне частот, если
длина фидера [18.2]
0,5Л>/Ф>0,25Я, (18.99)
а волновое сопротивление
шф>2н (18.100)
Рассчитать емкости CCBi и Ссв2 непосредственно
трудно из-за того, что соединительный фидер работает
на рассогласованную нагрузку. Поэтому рекомендуем
сначала задать емкость связи CCB2i из конструктивных
возможностей выбирая площадь пластины и расстояние
до катодного цилиндра. Зная ССВ2. можно найти
напряжение на выходе фидера:
lW=U(/2)+U(/2)/r2JC0CcB2. (18.101)
Затем рассчитываем модуль zH и фазу <рн
сопротивления нагрузки, коэффициент передачи напряжения
фидером и напряжение на входе фидера
ивх=ШЪЬ1Х. (18.102)
Далее находим входное сопротивление фидера ZBX
(18.92) и сопротивление емкости связи Ссв1 в
соответствии с (18.95), только вместо U(l) подставляем U{h).
Напряжение на емкости определяем по формуле
(18.96), расстояние между пластиной и трубой — по
(18.74), площадь пластины S по (18.75). Если площадь
пластины большая и конструктивно ее выполнить не
удается, следует изменить емкость ССВ2 или длину
фидера /ф и вновь повторить расчет.
Подобно предыдущим случаям элементы связи
следует определять на крайних частотах диапазона и с
некоторым запасом.
230
Емкостно-индуктивмая связь между каскадами
(рис. 18.20). В этом случае используется емкостная
связь с катодным контуром и индуктивная — с анодным.
Выбираем размеры витка
связи с анодным контуром и
определяем э. д. с, наводимую
в этой петле <§Га согласно (18.59).
Задаем размеры элемента
емкостной связи с катодным
контуром и находим емкость ССВ2 и ее
сопротивление Хсь2. Далее со- Рнс- 18-20- Эквивалент-
^„^Хт,„ /юп-7\ ная схема емкостно-ин-
гласно (18.97) определяем ак- дуктивной связи меЖду
тивное г2 и полное сопротивле- каскадами
ние нагрузки ZH (18.98).
Длину фидера 1Ф и волновое сопротивление Шф
выбираем в соответствии с (18.99), (18.100). Находим
входное сопротивление фидера ZBX (18.92) и коэффициент
передачи напряжения К=иВых/ивх (18.87).
По известным U'{12), Ссв2 рассчитываем требуемые
на выходе U'BUX и входе (U'BX) фидера напряжения
согласно (18.101), (18.102). Затем определяем
действующие на входе и выходе фидера напряжения [/"и и
^"вых и сравниваем с требуемыми значениями.
18.7. СВЯЗЬ МЕЖДУ КАСКАДАМИ В ОТСУТСТВИЕ
КАТОДНОГО КОНТУРА
Такой вид связи (рис. 18.21,а) целесообразно
применять, когда входное активное сопротивление генератора
меньше емкостного: /?Вх<1/©Свх. Для присоединения
фидера к лампе возбуждаемого (оконечного) каскада
используют конический переход, который позволяет
соединять коаксиальные кабели различных диаметров, но
с одинаковыми волновыми сопротивлениями или, как
в нашем примере, коаксиальные кабели с лампой,
имеющей цилиндрические выводы.
Связь фидера с анодным контуром предоконечного
каскада может быть индуктивной, емкостной или кон-
дуктивной.
В результате расчета следует определить
электрические параметры и геометрические размеры элементов
связи.
Как видно из рис. 18.21,6, фидер работает на
комплексную нагрузку:
261

т
Оконечный наснад ЯреЗононечный Hamad
а) В)
Рис. 18.21. Электрическая (а) и эквивалентиаи (б) схемы
индуктивной связи при помощи фидера с коническим переходом
ZH=i?BX(l+j©CBX/?BX)-1 (18.103)
или
где
Гн=/?вХ(1+о)2С2вх/?2вх)-1; Хн=-б)СвХЯвхГн. (18.104)
Фидер нагружен на сопротивление емкостного
характера (18.104), поэтому его длину /ф (с учетом длины
конического перехода) и волновое сопротивление Шф
выбирают согласно рекомендации (18.99), (18.100).
Зная параметры нагрузки (гн, ХБ), фидера (/ф, Шф),
следует определить коэффициент передачи k и
напряжение на входе фидера £/'Вх"-
U'B*=kUc,
а также входное сопротивление ZBX согласно (18.92).
Размеры элементов связи рассчитывают аналогично
тому, как это делалось для настроенного катодного
контура.
Расчет элемента емкостной связи с анодным
контуром предыдущего каскада (рис. 18.22) проводим в
следующем порядке. Сначала определяем параметры на-
Рис. 18.22 Рис. 18.23
Рис 18 22 Эквивалентная схема емкостной связи с коническим
переходом
Рис. 18 23 Схема усилителя с коническим переходом для связи
с возбудителем
262
грузки гн, Хп, фн, затем коэффициент передачи
напряжения фидером k, напряжение на входе фидера UBX=
=ШС, входное сопротивление фидера ZBX=rBx+jXBX.
Зная напряжение, которое требуется обеспечить на
входе фидера, и выбрав место расположения элемента
емкостной связи в анодном контуре, находим емкость Ссв
и ее геометрические размеры.
Методы расчета элементов связи между каскадами,
приведенный выше, приближенные. Они пригодны для
инженерных целей и не обеспечивают большой точности.
Другой вариант расчета межкаскадных связей
основан на представлении распределенного элемента связи
в виде эквивалентного четырехполюсника и сводится
к определению эквивалентного сопротивления взаимной
связи двух контуров [18.13].
18.8. РАСЧЕТ БЛОКИРОВОЧНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
Блокировочные конденсаторы предназначены для
разделения анодных, сеточных и катодных цепей по
постоянному току (рис. 18.2, 18.3, 18.9, 18.23) и
обеспечения короткого замыкания для токов высокой частоты.
Это положение -является исходным при расчете.
Практически обеспечить короткое замыкание нельзя и емкость
Сб выбирают так, чтобы падение напряжения на ней
было достаточно мало по сравнению с основным [13.4].
Блокировочный конденсатор Сб\ в анодной цепи
(рис. 18.2, 18.3,6, 18.9) разделяет по напряжению анод
и анодный цилиндр. Через него течет примерно такой
же ток, как через емкость контура Сас- Падение
напряжения на Cai должно быть мало по сравнению с
напряжением на контуре. Отсюда получается условие
Сб1=(100...200)Сас. (18.105)
В схемах на рис. 18.3,а, 18.23 блокировочный
конденсатор Сб1 встроен в КЗ поршень. По нему протекает ток
пучности /п, значение которого определяется
уравнением (18.60). Очевидно, можно считать линию замкнутой
на конце, если напряжение на блокировочном
конденсаторе значительно меньше, чем на входе линии (или V).
Из этого условия следует, что
Сб1 = (20... 100) Сас/п//вх, (18.106)
где /Вх — ток на входе анодной линии.
263

Если анодная линия сильно укорочена, то токи в
пучности /п и на входе 1ВХ отличаются мало и тогда расчет
Сб1 упрощается.
Цепи катода и сетки разделяют блокировочным
конденсатором Сб2- На рис. 18.3,6 он отделяет катод от
катодного цилиндра, а на рис. 18.2, 18.3,о, 18.9 встроен
в КЗ поршень. В обоих случаях падение напряжения на
конденсаторе Сбг должно быть мало по сравнению с
напряжением возбуждения Uc. Для ориентировочных
расчетов можно применять соотношение
Сб2=(20...100)Сск. (18.107)
ВыВга
Изоляция аши
'>>>,,>/\ ч »лампы
напряжения
накала
Изоляция /
напрячь, ия
накппп ° и,
Рис 18 24. Эскизы конического перехода с заземленными по
постоянному току сеткой (а) и катодом (б)
Показан ввод напряжения накала.
264
При использовании конического перехода в катодной
цепи (рис. 18.23, 18.24,а, б) блокировочный конденсатор
Сбг рассчитывают в соответствии с (18.107). На
рис. 18.24 показана конструктивная реализация
конденсатора Сбг. Он образован двумя цилиндрическими
поверхностями с изоляционной прокладкой между ними.
При конструктивном выполнении блокировочных
конденсаторов кроме их емкостей необходимо знать
напряжение, которое они должны выдерживать, т. е.
соответственно напряжение анодного питания £/ао на
конденсаторе Cm и напряжение смещения Uco на Сбг-
В режиме анодной модуляции конденсатор Сб1
рассчитывают на максимальное напряжение £/аотах-
Следует помнить, что Сб1 включен параллельно нагрузке
модулятора Rr. На высших частотах модуляции fiB
возможен завал частотной характеристики. Поэтому С^\
должен удовлетворять условию
1/йвСб,=(10...50)#г,
где RT=UaG мол Дао мол-
В импульсном режиме емкость Сы влияет на
длительность фронта и среза импульса. Поэтому иногда
приходится выбирать С§\ меньше, чем рекомендовано
ранее (18.105).
От выбора емкостей Сб1, Сбг зависит постоянная
времени цепи автосмещения. Поэтому после их расчета
следует проверить, насколько удовлетворяются требования,
предъявляемые к цепи автосмещения. При
необходимости емкости Сбь Сбг следует уменьшить.
Пример 18.1. Расчет выходного каскада радиолокационного
передатчика.
Исходные данные: мощность в нагрузке Ри=100 кВг
(на входе фидера с волновым сопротивлением к;ф=50 Ом);
рабочая частота /=600 МГц (длина волны Я=50 см); скважность q=
=500.
1. Согласно (18 2) номинальная мощность лампы Рщом=
= 120... 150 кВт Эту .мощность в импульсном режиме может
обеспечить металлокерамический триод ГИ-14Б [18 12] с
электрическими параметрами- S=50 мА/В, SKP=25 мА/В, D=0,01, 1/аоном=
=20 кВ, Ра рас д=500 Вт; Рс рас д=5 Вт; на частоте 1 ГГц
развивает мощность Pi=l25 кВт при t/ao=20 кВ. Отсюда следует,
что при |Кр=0,9 амплитуда первой гармоники анодного тока
/а I ном^14 А.
Емкости: Сак=0,12 пФ, Сас=5,55 пФ, Сск=20 пФ.
Для конструктивного расчета анодного контура необходимо
знать размеры лампы. Диаметры: радиатора dp^100 мм, вывода
анода da=36 мм, вывода сетки rfc=65 мм, вывода катода rfK=
265

=40,5 мм. Общая длина лампы 141 мм, длина вывода аиода /"=к
=ы30 мм.
2. Поскольку лампа имеет радиатор воздушного охлаждения,
УМ строят по односторонней конструкции, эскиз которой
аналогичен рис. 18.4.
Внутренний диаметр анодного цилиндра Da^rfp принимаем
Da=104 мм. Толщина стенок Да=4 мм. Внешний диаметр цилиндра
£>'а=Оа-г*2Да=112 мм. Внешний диаметр сеточного цилиндра
Dc^dc-\-2Ac. Полагаем Дс=3 мм, Dc=72 мм.
Проверяем выбранные размеры цилиндров на отсутствие
радиальных и азимутальных колебаний (18.7), (18.8). Правая часть
(18.7): £>а—£>с=104—72=32 мм, неравенство выполняетси (50>
>3,2). Правая часть (18.8): л (10,4-}-7,2) =а=55 см, неравенство
(18.8) удовлетворяется (100>55).
Проверяем на электрическую прочность. Полагаем согласно
(18.12) t/ac^t/a о вом=20 кВ. Максимальная напряженность поля
(18.9) £'max=2-20/7,21n(104/72)=15,l кВ/см, что меньше
допустимого значения, т. е. условие (18.11) выполняется.
3. Рассчитываем анодный контур. Прежде всего определяем
волновые сопротивления отрезков линий, образующих анодный
коитур: из (18.16) ш'= 138 lg (104/72) =22 Ом, а из (18.17): w"=
= 138 lg (104/36)^64 Ом.
Сопротивление емкости анод-сетка (18.15): ХЛ0=—5,3х
X 50/5,55^—48 Ом.
Входное сопротивление линии, образованной выводом анода
и анодным цилиндром («кармана») (18.17): Х"=64 tg2ii-3/50=5;
4s25 Ом.
Входное сопротивление линии, образованной анодным и
сеточным цилиндрами (18.14): Х'=—ХЛС—Х"=48—25=23 Ом.
Длина линии согласно (18.19) Г=к6,4 см. Можно реализовать
в линии режим основного тона. Учитывая, что на длине линии /'
размещают элемент связи с нагрузкой, целесообразно настройку
контура в резонанс с частотой входного сигнала осуществлять
путем перемещения КЗ поршня. Применение подстроенного
конденсатора приведет к укорочению линии V', что нежелательно.
Сопротивление анодного контура в режиме холостого хода
(18.24) зависит от параметров линий (ш', I'; w", l") и
добротности Qac вен- Задаемся средней добротностью Qac вев=600. С
помощью (18.24) получаем
Г / 22-0,804 ,
ЯасНен= 2-600.48 |^1 + ^ р 694а +
64.0,377 4 I-1
-г- ■ р Q32—}-48-Ч =5=24,5 кОм.
Для определения оптимального к. п. д. анодного контура
(18.39) найдем сначала значение k (18.40), задаемся углом
отсечки анодного тока 0=90°, при этом Yi(6)=0,5, gi(9)=l,57,
принимаем N=0,3, т]к пк=0,5:
*= (50 • 24,5 • 0,5) -■ (1,3 • 1,57+2—1 )=0,00496.
Зная k, получим из (18.39): цк опт =1,00496— (1,00496 X
Х0,00496)°.5=0,934.
Сопротивление анодного контура с учетом связи с нагрузкой
Рас=Рас вев(1—Т]„)=24,5-0,066=1,62 Юм.
266
4. Провернем УМ на устойчивость: <йСакРас<2. Левая часть
неравенства: 2п-6-108-0,12- Ю"12-1,62-103=0,73. Неравенство
выполняется.
5. Рассчитываем электрический режим УМ.
Первая гармоника анодного тока (18.38) /ai=[2-100X
X 103/(0,934-1,62-103)]°-5=*=11,5 А, что меньше номинального
значения /a i вом=к14 А.
Постоянная составляющая анодного тока /ao=/ai/gi=7,32 A,
высота импульса (18.41): iaM=/ai/cii=23 A.
Напряжение на анодном контуре (18.42): £/ас=11,5-1,62-103=
= 18,63 кВ.
Напряжение возбуждения (18.43): t/c=l 1,5/(25- 10~3-1,01)4-
-f 18,63-103-0,01/1,01^0,64 кВ.
Напряжение между анодом и, катодом (18.44) £/а=18,63—
—0,64^18 кВ. £##^ •
Напряжение источника питания анода (18.45) £/ао=18+0,92=
=18,92 кВ.
При 0=90° напряжение смещения (18.46) £/со=£/'- По
статическим характеристикам лампы [18.3] для Ua0= 18,92 кВ
напряжение £/'=—150 В.
Мощность, потребляемая от источника в цепи анода (18.47),
Р0=7,32-18,92=138,5 кВт.
Мощность, потребляемая от предыдущего каскада (18.48),
P„i=0,5-11,5-1,3-0,64-103=4,78 кВт.
Входное сопротивление каскада (18.49): PBx=640/ll,5-l,3at:
=«43 Ом.
Мощность, потребляемая цепью сетки от возбудителя, PCi=
=0,5-0,3-11,5-640=1214 Вт. Мощность источника смещении Рсо=
=—150-0,3-7,32=5;—330 Вт. Мощность, рассеиваемая сеткой,
Рс рас=Лп-ЬРсо=1214—330=884 Вт. Тепловой режим сетки
определяет мощность, усредненная за период повторения импульсов,
Рс рас Ср=884/500=1,77 Вт. Видно, что Рс рас ср<Рс д-
Мощность рассеяния на аноде (18.50): Ра рас=138,5+3,68—
—107=35,2 кВт. Усредненное значение Ра рас сР=35,2/500=0,07 кВт.
Получили Ра рас ср<Ра рас д-
Мощность предоконечного каскада (возбудителя) при
оптимальном значении к. п. д. его контура цк Пи=0,5: Pi Пк=Рв1/т|к пк=
=4,78/0,5=^9,6 кВт.
Коэффициент усиления выходного каскада по мощности Кр=
=Рн/Р,пк=100/9,6=5Л0.
Расчет режима проводился без учета инерционности лампы.
Проверим справедливость такого допущения при помощи
неравенства (18.35). По данным [3.4] для ГИ-14Б расстояние между
сеткой и катодом dCF=l мм. Правая часть неравенства 4500 X
X 0,1/640°'5=17,8 см. На рабочей волне Я=50 см условие (18.35)
выполняется.
6. Рассчитываем элементы связи с нагрузкой. Сначала по
известным мощности Рв и сопротивлению Рн=о'ф найдем
напряжение на нагрузке (18.69): £/ф=(2-100-103-50)°-6=3162 В. Ток в
нагрузке /ф=£7ф/шф=63,25 А.
Напряжение на входе подстраиваемой линии (18.33) t/'=
=18,63-23/48=8,9 кВ, напряжение на входе «кармана» (18 34)
£/"=t/ac—t/'=18,63—8,9=9,73 кВ.
Уточним значение максимальной напряженности поля в обрих
267

линиях. Согласно выражению (18.9) для подстраиваемой линии
£'тах=2-8,9/7,2In (104/72)=6,72 кВ/см, для «кармана» £"тах=2Х
Х9,73/3,61п (104/36) =5,1 кВ/см. Условие Етах<Еп выполняется.
Выясним возможности применения трансформаторной связи
с нагрузкой. Для этого прежде всего определим реализуемую
площадь S, охваченную петлей. Выбираем петлю прямоугольной
формы. Ее длину а находим из условия а^Я/12^4 см, а=2 см.
Располагаем петлю в КЗ поршне. Для увеличения площади витка S
выполним его из ленты прямоугольного сечения Г3.4] (рис. П.1),
у которой г-Си. Выбираем /=0,5 мм, и=10 мм. Размер петли Ъ
находим из следующих соображений. Между витком и цилиндрами
линии должен быть зазор h, удовлетворяющий условию
электрической прочности. Ориентировочно (с запасом к действительному)
полагаем, что напряжение на витке примерно такое, как на
нагрузке £/вя=:£/ф=3,0 кВ. При £д=20 кВ/см получим /г=£/ф/£„=0,15 см.
Расстояние между анодным н сеточным цилиндрами равно
0,5 (Da— Dc)=0,5 (10,4—7,21 = 1,6 см. Наибольшая ширина петли
b=0,5(Da—Dc)— 2Л= 1,3 см. Площадь петли S=(b—2г) (а—t)=
= 1,2-2=2,4 см2.
Значение взаимной индукции рассчитываем с помощью (18.62),
приняв а=0, a #Ср=4,4 см, Af=tl,l нГ.
Ток в пучности (18.60) /п=8,9-103/(23-0,694)=557 А.
Ток, создающий магнитное поле в центре витка, /(/)=
=/ncos (Pa/2)=553 А.
Э. д. с, наводимая в внтке (18.63), <§=2я-6- 10е-1,1 -10-9-553^
=«2,3 кВ.
Поскольку &<11<ь, реализовать трансформаторную связь с
нагрузкой не удается. Выясним возможности емкостной связи с
нагрузкой.
Для сокращения размеров пластины располагаем ее в начале
перестраиваемой линии у вывода сетки лампы. Напряжение в этом
сеченин линии £/(/)=^i/'=8,9 кВ.
Емкость связи определяем из (18.73). Здесь т=3,2/8,9=0,36,
Ссв=2 пФ.
Напряжение на емкости [/Сл=/ф|-^св 1=63.2-5,3-50/2=8,37 кВ.
Минимальное расстояние между пластиной конденсатора и
сеточным цилиндром (18.74) dmi„=8,37/20=0,42 см. Выбираем й~>
>.rfm[n=0,5 см, получаем площадь пластины (18.75): S=
=3,6it-0,5-2= 11.3 см2. Поскольку S>3 см2, приходится отказаться
и от емкостной связи.
Кондуктивную связь с нагрузкой (рис. 18.14,а) можно
реализовать, если напряжение в начале линии [/' больше требуемого
на нагрузке £/ф. В данном примере £/'=8,9 кВ, £/ф=3,2 кВ, U'>
>U&.
Штырь, идущий к фидеру, имеет собственную индуктивность
L, и иа его реактивном сопротивлении теряется часть напряжения,
снимаемого с линии U(l). Напряжение иа входе штыря £/(0 =
=/4[(MZ.)2-ft024]0-5.
Длина штыря ?ш=0,5 (Da— Dc)=l,6 см. Полагаем, что он
выполнен из провода круглого сечения диаметром dm=5 мм.
Индуктивность прямого провода круглого сечения найдем, пользуясь
приложением 3: Z.=l,6fln6,4/0,5—1]=2,48 нГ. Сопротивление
штыря ML=2n-6-108-2,48-10-9=S,34 Ом.
Напряжение г/(/)=63,2[9,342+502]°.5=3,2 кВ. Место включения
штыря (/) к сеточному цилиндру определяем с помощью (18.78):
268
,:> sin p/=[/(/) sin p/'/t/'=3,2-0,72/8,9=0,26;
| расстояние от замыкателя до штыря /=2,1 см.
Поскольку U(l) незначительно превышает [/ф, вводить
компенсирующую емкость не нужно. Таким образом, обеспечить заданную
мощность в нагрузке удалось только кондуктнвиой связью.
7. Рассчитаем входную цепь согласования.
Сопротивление емкости сетка — катод (18.15) А"вх=—5,3 X
X 50/20=—13,3 Ом. Активная составляющая входного
сопротивления, найденная раньше, Rsx^i3 Ом. Поскольку ^?вх>|ХЕх|,
целесообразно во входной цепи использовать настроенный контур.
Наружный диаметр катодного цилиндра DK=dK~\- 2AK=40,5-f-
-1-2,5=43 мм, где толщина Ак=1,25 мм.
Волновое сопротивление катодной линии twK=138 lg (D'C/DI;)=
"=138 lg (66/43) ^26 Ом. Здесь D'c—внутренний диаметр
сеточного цилиндра: D'C=DC—2АС=66 мм.
Длина катодной линии /K=(l/P) arctg (1/шкмСск)=3,75 см.
Часть катодной линии образована выводами сеткн и катода, их
длина /"к=«2 см. Настраиваемая часть линии /'к=/к—/"к=1,75 см.
Поскольку /'к<3 см, то катодную линию следует использовать
в режиме первого обертона, увеличив ее длину против расчетного
значения иа 0,5Я, т. е. /„=3,75+25=28,75 см.
Задаемся добротностью контура QI;=300 и определяем его
сопротивление: ^?к=и>к<2кф(Р/к)- Здесь
4 sin2 (3,61)
?(^к)= 7,22+|sin(7,22)| ==0,1;
Як ней = 26 • 300 • 0,1 = 780 Ом.
Поскольку Rkhck^Rbx, to потери мощности в линии можно
не учитывать.
19
ЛАМПОВЫЕ АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ
19.1. СХЕМА АВТОГЕНЕРАТОРА
Автогенераторы ради удобства настройки и подачи
питающих напряжений выполняют по двухконтурной
схеме [19.1, 13.5]. Выбор общего электрода зависит от
конструкции лампы, обычно это электрод с
минимальной индуктивностью вывода. Так, АГ на металлокера-
мической лампе строят по схеме с общей сеткой. В этой
схеме (рис. 19.1) анодный контур состоит из емкости
анод — сетка С&Г=С3 и отрезка КЗ линии с
параметрами ш3, /■>, катодный контур образован емкостью сетка —
катод ССк=Сч и линией ш2, h- Связь между контурами
обеспечивает емкость анод — катод Сак и иногда допол-
269

Hh
Яг
a)
Рис. 19.1. Электрическая схема двухконтурного автогенератора
с общей сеткой и емкостной связью между контурами (а) и
эквивалентная схема колебательной системы в цепи анода (б)
нительная емкость СДОп, так что
С1 = Сак+Сдоп. (19.1)
При емкостной связи между контурами колебания
возбуждаются по схеме эквивалентной емкостной трех-
точки. Анодный контур на частоте колебаний имеет
сопротивление индуктивного характера, а катодный —
емкостного.
Для приближенного расчета частоты колебаний
можно полагать потери в контурах малыми:
X2<^R2, Х3</?з, (19.2)
а лампу безынерционной.
При таких допущениях фазы средней крутизны ф8 и
коэффициента обратной связи фос равны нулю:
ф5=фос = 0. (19.3)
Из уравнения баланса фаз автогенератора [13.5]
следует, что фаза комплексного сопротивления
колебательной системы в цепи анода фа тоже рдвна нулю:
фа=0.
(19.4)
Условие (19.4) выполняется на собственной частоте
колебательной системы, для которой
Здесь
270
■^1 («о) +-^2 («о) -№ («о) =0-
*, = -!/«£„ )
X3 = wB(cig$lt-wt<»Ctyl- '
(19.5)
(19.6)
Уравнению (19.5) удовлетворяет бесконечное
множество дискретных частот, из них условию
самовозбуждения соответствуют только те, на которых
Х2<0, Х3>0, (19.7)
т. е. получается схема емкостной трехточки.
Собственные частоты катодного иг и анодного «з
контура определяются из условий резонансов
«А* *=£ = !.
(19.8)
»ф — фазовая скорость волны в линии. Обычно »ф=с.
Неравенство (19.7) выполняется, если
<02<соо<ю3. (19.9)
При выполнении (19.2), (19.7), (19.9) на рис. 19.1,6
в колебательной системе катодный контур заменен
емкостью
C23=C2— (lotiUzJ-'ctgMa/iM,) (19.10)
Собственные частоты колебательной системы
согласно (19.5) с учетом (19.6), (19.10) удовлетворяют
уравнению:
■^•О + й-гг^-)»*^1- <19Л1>
Обычно Ci<C3 и частоты колебательной системы соо
близки к собственным частотам анодного контура:
(йо^из. (19.12)
Кнагруж Дополнительная
I Дополнительная обратная связь
|Т| обратная связь г> /^Щ, 4
И l^~Tf. d~X~>, КнаерцзкеЪ-^ „,-L ХйЯ
К нагрузке ^-^
'ДМ1
Рис. 19.2 Рис 19.3
Рис. 19.2. Схема автогенератора односторонней конструкции
Рис. 19.3. Схема автогенератора двусторонней конструкции
271

Конструкции АГ аналогичны конструкциям УМ и
отличаются от них наличием элементов, обеспечивающих
обратную связь, вместо элементов связи с предыдущим
каскадом. Так же как для УМ, различают
одностороннюю и двустороннюю конструкции.
При односторонней конструкции АГ на металлоке-
рамической лампе (рис. 19.2) обратная связь
обеспечивается емкостями Сак и Сдоп, связывающими анодный и
катодный конторы.
При двусторонней конструкции (рис. 19.3)
дополнительную обратную свядь осуществляют с помощью
конденсаторов Сдоп И Сдоп-
19.2. РАСЧЕТ АВТОГЕНЕРАТОРА
Проектирование АГ проводится в той же
последовательности, что и УМ. Начинают с выбора типа лампы
и конструкции и определения диаметров цилиндров,
образующих анодный и катодный контуры. Здесь остаются
справедливыми рекомендации, приведенные для УМ.
Затем рассчитывают анодный контур, определяя
длину линии /3 и резонансное сопротивление холостого хода
^знеи- Длина катодной линии /2 мало влияет на частоту
колебаний, но существенно на модуль k и фазу фос
коэффициента обратной связи, а следовательно, на
амплитудные соотношения в АГ. Катодный контур
рассчитывают после определения требований к обратной связи.
Электрический расчег АГ проводится в зависимости
от его назначения. Если передатчик однокаскадный,
т. е. АГ работает непосредственно на антенну и важно
получить большие мощности в нагрузке и общий к. п. д.,
то определяют оптимальный режим по формулам,
приводимым далее. Если передатчик многокаскадный и АГ
является задающим генератором сравнительно малой
мощности, то допускают отклонение от оптимума.
Рассмотрим оптимальный режим, при котором
получается максимальный общий к. п. д. Для этого
воспользуемся результатами работы [18.9], где рекомендуется
такая последовательность.
По заданной мощности в нагрузке Р„ выбираем тип
лампы. Если параметр S7?3Hen>200, то задаемся углом
отсечки 6=70...80°. При S7?3He„<200, 6=80...90°.
Находим оптимальное значение коэффициента обратной
связи:
k„nr = [A-i-(A*-t-AB . С)^](ЛБ+С)~',
272
—2; C=l+NSyl(e)R3iieH; N=lclflal.
По напряженности режим выбираем критическим,
тогда для металлокерамических ламп N=0,2... 0,4.
Предполагаем, что параметры катодной линии и
элементы обратной связи опредеяются таким образом, что
фаза фОг^30°, при этом сопротивление колебательной
системы в анодной цепи близко к резонансному и
мощность наибольшая.
Используя уравнение стационарного режима [15.13],
находим сопротивление, отнесенное к точкам анод —
катод:
Ra=[Syi (Q)k COS фос]-1,
коэффициент полезного действия колебательной системы
r\K=l—(l-Jrk2-\-2k COS ф0С) X [Sy, (е)Язнен& COS фос]"1—
—kN/cos фос-
Это выражение упрощается, если положить со8фос^1,
что можно сделать при фос<30°:
Чк= \-{l+k)*[Syi (Q)R3BeHk]-*-kN.
Из этой формулы следует, что с увеличением
коэффициента обратной связи k значение г\к сначала растет,
затем падает. Если пренебречь сеточным током,
положив N=0, то максимум т]к соответствует k = l. С
увеличением N максимум цк сдвигается в сторону
меньших k. Появление фазы фос приводит к уменьшению i\K-
Для дальнейших расчетов следует определить
коэффициент использования анодного напряжения в
критическом режиме:
при малых фос
V-= [l+^d-cosв)]"'.
Результирующий к. п. д. представляет собой
отношение мощности в нагрузке к мощности, потребляемой
от источника анодного питания:
Црез= Ри/Po = 0,5gi (OJIkpTIkCOS фос.
18—147 273

Далее определяем токи и напряжения в анодной и
сеточной цепях. Амплитуда первой гармоники и
постоянная составляющая анодного тока
31 \/?a-rjKcos2?ocy ' 1»—*,<в) •
Напряжение анодного питания
UaO=h\R& COS фос/|кр.
Значения /ао и Ua0 не должны превышать
соответствующих допустимых:
■'ао^'аод, UaO^~Uаоном-
Напряжение между анодом и катодом, сеткой и
катодом, анодом и сеткой:
Uar=h\Ra COS <pOC; ис=Шъ, i/ac^L'a-f f/c-
МощНОСТЬ, потребляемая от источника анодного
напряжения и рассеиваемая на аноде:
Po='aoUao', Рарас—Ро—Рн/Цк.
Следует проверить, чтобы выполнялось условие
Р .с-Р
га pacS^-fa рас д-
Напряжение автосмещения
Uc0=U'— (Uc—D ил) cos 6,
где V соответствует найденному значению напряжения
анодного питания Ua0.
Если автосмещение катодное, то сопротивление
Rk=—£Ля)//кО, /кО=/аО-Т"/сО'
если сеточное, то
Rc=—UcolIco, Ico=ScUcyo(Qc), cos6c=— Uco/Uc
Если применяется комбинированное (катодно-сеточ-
ное) автосмещение, то для ограничения постоянной
составляющей анодного тока при случайном срыве
колебаний без заметного ухудшения условия
самовозбуждения рекомендуют выбирать
Я„=-0,5£/7'ко.
при этом сопротивление сеточного автосмещения Rc=
=-(i/co-0,5t;/)//co.
При перестройке автогенератора по диапазону
меняется сопротивление R3Bea (это изменение известно из
274
расчета анодного контура) и вследствие этого режим
отличается от оптимального. Если провести расчет на
крайних точках диапазона, то получим различные зна->
чения напряжения анодного питания и других парамет»
ров генератора. Для обеспечения минимального
изменения мощности в нагрузке при перестройке по
диапазону целесообразно остановиться на данных расчета,
соответствующих меньшим значениям /?3нен- В этом
случае получим меньшее напряжение анодного питания.
В остальных точках диапазона сопротивление /?3нен
будет выше и, следовательно, напряженность режима
увеличится, что приведет к некоторому снижению
мощности в нагрузке. Это можно частично скомпенсировать
увеличением связи с нагрузкой до критического режима.
Следует иметь в виду, что при расчете на
оптимальный режим связь с нагрузкой получается значительной
(т]к=0,7 ... 0,9), поэтому изменение параметров
нагрузки приводит к заметноп нестабильности частоты. Чтобы
ослабить влияние нагрузки, можно пойти на уменьшение
связи. Для этого выбирают коэффициент обратной связи
меньше оптимального значения с таким расчетом, чтобы
rjK уменьшилось до 0,3 ... 0,5. Дальнейший расчет
проводят по тем же формулам, но на пониженную мощность
(в 2...3 раза меньше, чем в оптимальном режиме).
Аналогичным образом следует рассчитывать
задающие АГ в многокаскадных передатчиках, поскольку в них
важнее получить высокую стабильность частоты, чем
максимальную мощность и к. п. д. Кроме того, иногда
не удается обеспечить оптимальный режим из-за того,
что анодное напряжение или ток превышает допустимое
значение для выбранного типа лампы. В этом случае
нужно либо изменить тип лампы, либо отказаться от
расчета на оптимальный режим.
Расчет связи с нагрузкой. Исходными данными
являются геометрические размеры анодного контура,
мощность в нагрузке Рн и напряжение на анодной
линии Uac.
Расчет катодной линии и элементов обратной связи.
Их выбирают из условия обеспечения известного
значения k. Рассматриваемый АГ двухконтурный,
особенностью его являются комплексность коэффициента
обратной связи. Необходимо так выбрать параметры
катодного контура: длину линии 12 и дополнительные
емкости связи Сдоп, чтобы модуль коэффициента обратной
18*
275

связи k был равен расчетному значению, а фаза пе
превышала 30°. Из уравнения стационарного режима АГ
можно получить выражения, связывающие параметры
контура с модулем k и фазой фос коэффициента
обратной связи. Уравнение стационарного режима
автогенератора [15.13]:
SIZ„=1. (19.13)
Здесь Sl — S1e,,fs; S, = Sy, (6) — крутизна анодного тока,
усредненная за период колебаний (фазу средней
крутизны ф8 считаем равной нулю), Z„==—ZiZ2/(Zi+Z2+Z3)—
управляющее сопротивление,
Zi = l/j©C,; 1/Z2=G2-HB2> (19.14)
С2=1//?Вч+1//?2нен — ПрОВОДИМОСТЬ КЭТОДНОГО КОНТура
с учетом сеточного тока; /?B^=f/c//ci=l/Sci;
/?2нен=^'2С2ненф(р/2); Sci=Scyi (бс)—крутизна сеточного
тока, усредненная за период колебаний; Z3 —
сопротивление анодного контура: 1/г3=1//?3+1/№.
Коэффициент обратной связи
k=—Z2/(Z2-fZ3). (19.15)
Решая уравнение (19.13) с учетом (19.14) и (19.15)
относительно модуля коэффициента обратной связи,
получаем
£=<oC,(G2+B22)-°'5; (19.16)
<Poc = arctg(B2/G), (19.17)
G = Gz + Si = i5—+S„,
где SKi=Si-\-Sci.
Учитывая, что 1//?2нен"С5„ь принимаем
G^SKl=S(l+N)yi(B). (19.18)
Задавая фос=15.. .30°, определяем реактивную
составляющую проводимости катодного контура:
B2=G tg(0,5jt—фос) =G ctg фос,
а затем длину катодной линии
/2=(l/P)arctg[l/o>2((BCc. -В2)]. (19.19)
Емкость d, обеспечивающую обратную связь,
находим из выражения для модуля коэффициента обратной
связи (19.16) с учетом (19.18)
С,=(А/(в) (S2Kl-f B22)0-5. (19 20)
276
Если Ci>CaK, то следует предусмотреть
дополнительную емкость
Содоп==('1—1>ак- (19.21)
Это значение дополнительной емкости относится
к точкам выводов анода и катода лампы. Конструктивно
удобнее располагать Сдоп в других точках анодной и
катодной линий, как показано, например, на рис. 19.2 и
19.3. Напряжение на емкости Сдсш отличается от
напряжения между анодом и катодом, поэтому значение Сдоп
будет отличаться от С0дОп (19.21).
Емкость Сдоп можно найти следующим образом.
Положим, что подключение дополнительной емкости связи
анодного и катодного контуров не меняет напряжений
и токов в них. Зная распределение напряжения вдоль
анодной и катодной линий, определим напряжения в
точках подключения дополнительных емкостей:
U'c=Uca; £/'ас=[/ас&, (19.22)
где
a=sin pr2/sin p/2; fe=sinp/'3/sin p/3. (19.23)
Эти соотношения справедливы для двусторонней
конструкции (см. рис. 19.3). Здесь 1'2 и /'3— расстояние
от точек подключения емкости до концов катодной и
анодной линий (до КЗ поршня). Для облегчения
конструктивного выполнения дополнительной емкости
обратной связи желательно располагать ее ближе к
выводам лампы или к пучности напряжения при работе на
обертонах.
Модуль ко^фициента обратной связи
k==ki-\-k2, (19.24)
где k\ — составляющая, обусловленная емкостью Сак:
/г1=<оСак(52„,+£22)-°-5, (19.25)
kz=k—k\ — составляющая, обусловленная
дополнительной емкостью Сдоп-
Установим связь между амплитудами £/СДОп и
£Людоп за счег дополнительной емкости Сдоп. Учитывая
выражения для U'c и £/'ас (19.22), получаем
Uс доп=^ас полйЬ (а2+В2/«Сдоп)-1-
Здесь и в дальнейшем пренебрегаем фазой
коэффициента обратной связи, считая ее равной нулю.
Используя соотношение
k2= Uс доп / V а доп= Uс доп (t/ас доп l/c доп) — >
277

имеем
k2= (а1Ь~-\-\-В21аЬ®Сдоиу\
откуда оледует
Сдоп=k2B2 [aab (1 -\-k2—k2aj b)]~K
В этом выражении все величины, входящие в правую
часть, известны. Если емкость обратной связи
подключают непосредственно к выводам анода и катода (т. е.
а = Ь = \), ТО СдОП=Содоп = #2&2/<й.
Таким образом, СДОп, подключенная в произвольном
месте,
Сдоп=Содоп{а&[1+^2(1~а/*)]}-1. (19.26)
Дополнительную емкость обратной связи следует
найти для крайних точек диапазона. При
конструктивном расчете ее рекомендуется увеличить на 20...40%
от максимального расчетного значения.
Для определения размеров пластины конденсаторов
и расстояния между ними можно пользоваться
формулами, приведенными в гл. 18. Если размеры пластин
окажутся конструктивно неприемлемыми, следует
отказаться от емкостной дополнительной обратной связи и
заменить ее трансформаторной.
При расчете емкости Спот! в АГ односторонней
конструкции (см. рис. 19.2) следует учесть, что анодный
контур сложный. Поэтому дополнительную емкость
можно располагать только в линии, образованной анодным
и сеточным цилиндрами. Напряжение на входе этой
линии и'з=иасХ'з(яСас (см. гл. 18) меньше напряжения
Коэффициент Ь, входящий в (19.22) и (19.26),
Uac Uac U'3 — cosp/'3 '
где f/,3/t/ac=o)CacZ,3, a t/,ac/t//a=sinp//sinpr8; X's=
=uu/3tg р/'з, /'з — реактивное входное сопротивление и
длина линии, образованной анодным и сеточным
цилиндрами; / — расстояние от КЗ поршня до места положения
дополнительной емкости.
Кроме емкостной дополнительной обратной связи,
в АГ используют элементы трансформаторной и
автотрансформаторной связи (рис. 19.4 и 19.5). Фаза
коэффициента обратной связи зависит от расположения
элементов связи и направления витков. Если (Ьазы
напряжений, наводимых в катодном контуре элементом до-
278
К нагрузке
Трансформаторная
аВратная сВяз;
АВщртрансфорнаторнай
обратная связь
"X
/ ( | ■» К нагрузив
TJ322JV"1
Рис. 194
Рис. 19 5
Рис 19 4 Схема автогенератора с трансформаторной
дополнительной обратной связью
Рис 19 5 Схема автогенератора с автотрансформаторной обратной
связью
полнительнои обратной связи и создаваемых емкостью
Сак. совпадают, то в АГ возбуждаются колебания по
схеме, эквивалентной емкостной трехточке, если фазы
противоположны, то, когда напряжение за счет
дополнительной связи достаточно велико, возможно возбуждение
колебаний по схеме, экивалентной индуктивной
трехточке. Как известно из общей теории АГ, нестабильность
частоты в схеме индуктивной трехточки больше, чем
в схеме емкостной трехточки, область рабочих длин
анодной и катодной линий, в которой возбуждаются
колебания, уже. Поэтому предпочтительнее схема
емкостной трехточки, а дополнительная цепь обратной связи
емкостная.
В настоящее время в литературе методы расчета
элементов дополнительной обратной связи отсутствуют —
их подбирают экспериментально. Однако такой расчет
можно провести приближенно, полагая, что обратная
связь осуществляется дополнительными элементами —
петлями, а связь за счет емкости анод —катод мала.
При трансформаторной обратной связи
рекомендуется сначала выбрать размеры петель связи и их
расположение в анодном и катодном контурах. Затем найти
э. д. с. &ъ, наводимую в петле, связанной с анодным
контуром, пользуясь выражением (18.59). Необходимо
учесть, что петля связи находится на некотором
расстоянии / от КЗ поршня, и правильно рассчитать ток
в этом сечении линии. Таким же образом определяется
э. д. с. &2, наводимая в петле, связанной с катодным
279

Контуром, как в УМ. Теперь необходимо сравнить &z
с тем значением э. д. с. &'г в этой петле, которая
наводится за счет связи с анодным контуром. Если &'г>&ь
то можно считать, что размеры петель и их
расположение выбраны правильно. В противном случае следует
задавать другие размеры или выбрать иное
расположение петель и снова провести расчет.
В случае автотрансформаторной связи между
контурами тоже рекомендуется сначала выбрать размеры и
расположение петли связи в анодном контуре и точку
подключения к катодной линии. Затем определить э.д. с.
ё?3, наводимую в петле, согласно (18.59), (18.63) и
напряжение £/'(/), которое создается за счет э. д. с. в
катодном контуре в месте подключения петли. Зная по
результатам расчета режима АГ напряжение Uc, можно
найти требуемое значение напряжения в этом сечении
линии
t/(/)=£/csinp/
и сравнить его с тем, которое получилось за счет
наведенной э. д. с. Если U'(l)>U(l), то размеры витка и
его расположение выбраны правильно. В противном
случае необходимо изменить или размеры, или
расположение и повторить расчет снова.
Расчет блокировочных элементов. В АГ на триодах
в качестве блокировочных элементов используют два
разделительных конденсатора C6i и Сб2 (рис. 19.2, 19.4).
Электрический и конструктивный расчет их выполняют
так же, как в УМ. Дополнительные требования
предъявляют к емкости Сб2, шунтирующей сопротивление RK.
Как правило, автосмещение должно быть
безынерционным и поэтому постоянная времени цепи Тк—С^к
должна быть меньше постоянной времени 7V=2Q3/a>
анодного контура, определяющего частоту колебаний.
По данным работы [10.1] прерывистая генерация и
самомодуляция в АГ будут отсутствовать при
рекомендованных значениях коэффициентов регенерации SRy=
=2...4, или 6=90...70°, если выполняется неравенство
TK^2Q31 a (SkRa cos (рос—1). (19.27)
В вариантах схем на рис. 19.2... 19.5 используют
катодное автосмещение. Возможны другие варианты
схем питания цепи сетки: сеточное или катодно-сеточное
автосмещение. При сеточном автосмещении требования
280
к постоянной времени цени автосмещення такие же, как
при катодном,
Тс = Cc/?c<2Q3/<o (SkRa cos фос—1) - (19.28)
При комбинированном автосмещении необходимо
определить постоянные времени каждой цепи Тк и Тс
и проверить выполнение неравенств (19.27) и (19.28)
соответственно.
К емкости блокировочного конденсатора Сб\ можно
предъявлять дополнительные требования в зависимости
от вида модуляции АГ, как и в УМ.
На рис. 19.3 блокировочный конденсатор Сбз
разделяет по постоянному току сетку и катод и включен наряду
с Сбг только потому, что анодный и сеточный цилиндры
заземляются по постоянному току. Его емкость можно
определить по-разному: выбрать так, чтобы его
сопротивление по высокой частоте было мало по сравнению
с индуктивным сопротивлением витка Ьъ:
1/соСбз=<о£Б/(10...50)
или скомпенсировать при помощи Сбз индуктивное
сопротивление:
1 /<1)СбЗ=«^в.
Варианты расчета зависят от конкретных условий
работы АГ. В обоих случаях следует учесть вклад Сбз в
постоянную времени цепи автосмещения.
19.3. УПРАВЛЕНИЕ КОЛЕБАНИЯМИ
В однокаскадных передатчиках преобразование
сигнала информации в радиосигнал реализуют в мощном
АГ. Чаще всего для этого используют импульсную
(рис. 19.6) и амплитудную модуляции. Высокие
энергетические показатели, малые нелинейные искажения и
надежная работа обеспечиваются при управлении
анодным напряжением.
Импульсный режим. Приведенные соотношения для
расчета электрического режима справедливы для токов,
напряжений и мощностей в течение длительности
импульса т (импульсные). При этом крутизна статической
характеристики анодного S и сеточного Sc токов
возрастает по сравнению с непрерывным режимом, что
приводит к увеличению максимальной частоты
колебаний. Облегчается тепловой режим лампы: мощности,
281

-GEE
Xf~ ^ » ^ МОДОЮ
ft]
фсЕг
El
J^
Urn имп. модулятора
Рис 19 6 Схема автогенератора с импульсной модуляцией с
заземленным по постоянному току анодом
рассеиваемые на аноде и сетке, следует уменьшать по
сравнению с непрерывным режимом в q раз, где <7=
—Т/х—-скважность (Т — период повторения).
При конструктивном расчете контуров, элементов
связи с нагрузкой и дополнительного, а также
блокировочных конденсаторов следует учесть, что в импульсном
режиме с большой скважностью электрическая прочность
выше, чем в непрерывном (19.11). В остальном расчет
соответствует рекомендациям, изложенным в § 19.2.
Амплитудная модуляция (AM). Как отмечалось, AM
реализуют путем изменения анодного напряжения Uao в
соответствии с сигналом информации us — UscosQt [13.4]
вокруг некоторого значения, определяющего режим
молчания, Uu = Ua,m + UBcosQt или £/ао = £/аочол(1-[-
-\-mcosQt), где коэффициент модуляции m=UJUaoMOJI.
В АГ за счет обратной связи напряжения
возбуждения Uс и анодное Ua0 меняются одинаково:
Uc=kUa=kUa мол (\-\-m cos Qt).
Это обстоятельство позволяет реализовать анодную
модуляцию в любом по напряженности режиме: недо-
напряженном, критическом и перенапряженном.
Рекомендуется выбирать критический режим и для расчета
режима максимальной мощности пользоваться
формулами, приведенными в § 19.2.
Режимы молчания и модуляции связаны с
максимальным соотношением, приведенным для УМ. Следует
обратить внимание только на то обстоятельство, что
максимальный коэффициент модуляции mmax<l ('"max=:
=0,7 ... 0,8) за счет уменьшения крутизны статической
характеристики анодного тока S при малых значениях
282
напряжения Ua0 и нарушения условия самовозбуждения.
Рекомендуется в режиме минимальной мощности при
^аотш=^аомол(1—ш) проверить запас по условию
самовозбуждения или найти Yi(6), определив по
статическим характеристикам лампы крутизну 5min
Желательно, чтобы
71(6X0,5, Gm,n<90°. (19.29)
При анодной модуляции триодного АГ желательно
применять сеточное или катодно-сеточное автосмещение
В случае модуляции АГ на тетроде необходимо синфаз-
но с анодным менять и напряжение на экранной сетке:
(/С20 = С/с20мол(1+'ПСОЗШ).
Расчет проводят, как для триодного АГ, но
дополнительно определяют мощности в цепи экранной сетки
(молчания, при модуляции). Величину,
характеризующую запас по самовозбуждению, а следовательно,
надежность работы автогенератора, yi(6)i находят при
^с20тт=^с20мол(1—ГП) И Uaom]Il = UаОмол(1—fn),
ПОЛЬЗУЯСЬ статистическими характеристиками для
определения КРУТИЗНЫ Smin-
Если (19.29) не выполняется, следует уменьшить
коэффициент модуляции m или реализовать анодный
контур С боЛЬШИМ Сопротивлением /?знен-
Частотная модуляция. Для эффективного управления
частотой колебаний мощность управителя должна быть
того же порядка, что и АГ. В мощных однокаскадных
передатчиках лампы АГ и управителя частотой
выбирают однотипными и подсоединяют к общей
колебательной системе [19.1]. Конструкция передатчика
получается сложной и трудной для наладки, поэтому такой
способ модуляции не нашел широко распространения.
Маломощные задающие АГ в современных
многокаскадных передатчиках строят на транзисторах. Расчет
управляемого по частоте транзисторного автогенератора
рассмотрен в гл. 12.
20
КОНСТРУКЦИИ ЛАМПОВЫХ ГЕНЕРАТОРОВ СВЧ
20.1. УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ
Входной контур лампового УМ двусторонней
конструкции по схеме с общей сеткой на тетроде (рис 20 1)
образован сеточным и катодным цилиндрами, замкну-
283

тыми на конце поршнем, который вместе с переменной
емкостью служит для настройки в резонанс.
Возбуждение входного контура осуществляется
петлей связи, введенной внутрь контура с помощью кабеля
через поршень.
Для разделения катодного и сеточного выводов по
постоянному току катодный цилиндр составлен из двух
частей с изоляционной прокладкой из слюды или
фторопласта между ними. Внутри катодного цилиндра
проходит проводник (стержень) для подачи напряжения
накала.
Фланец, изолированный по постоянному току
слюдяной или фторопластовой прокладкой, служит для
подачи напряжения питания экранной сетки тетрода. По
высокой частоте этот фланец связан с внешними
цилиндрами сеточного и анодного контуров. Анодный контур
образован анодным и сеточным цилиндрами,
замкнутыми перемещающимся поршнем. Для настройки анодного
контура, кроме поршня, имеется емкостной элемент. Для
разделения анодного ввода напряжения питания по
постоянному току от остальных частей анодного контура
служит изоляционная прокладка
Вывод энергии в нагрузку осуществляется петлей
связи, расположенной внутри анодного контура, с
помощью кабеля через отверстие в поршне. Регулировка
связи с нагрузкой производится поворотом петли.
Экранная сетка по высокой частоте соединяется
с управляющей сеткой.
20.2. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Входной контур умножителя частоты двусторонней
конструкции на триоде ГС-6 (рис 20.2) образован
сеточным и катодным цилиндрами, закороченными на
концах. Для настройки используется емкость. Напряжение
возбуждения создается с помощью кондуктивной связи.
Катодный цилиндр и вывод катода по постоянному току
разделены изоляционной прокладкой.
Для ввода напряжения накала используется
стержень, расположенный внутри катодного цилиндра.
Анодный контур устроен аналогично входному,
только имеет меньшие размеры, так как работает на более
высокой частоте. Настройка его производится емкостью.
Связь с нагрузкой емкостная, но на рис. 20.2 ее не
видно.
285

Рис 20 2. Двусторонняя конструкция умножителя частоты
ЦТ
Рис 20 3 Конструкция умножителя частоты на триоде ГС-4
Конструкции умножителя частоты на триоде ГС-4
(рис. 20.3) и умножителя на рис. 20.2 отличаются
размерами и расположением элементов настройки, связи
с нагрузкой и предыдущим каскадом.
20.3. АВТОГЕНЕРАТОРЫ
В АГ односторонней конструкции (рис. 20.4)
анодный контур настраивается изменением емкости,
катодный— перемещением КЗ поршня, выполненного из
алюминия. Сетка и катод отделены по постоянному току
286
] оксидной пленкой, анод лампы разделен с внешним ци-
линдром прокладкой из фторопласта.
Дополнительная обратная связь осуществляется
симметричными емкостными элементами, проходящими
через отверстия в сеточном цилиндре (см. сечение по Л —
А). Связь с нагрузкой емкостная под 75-омную
стандартную фишку (здесь не приведена).
В АГ на рис. 20.5 вместо катодно-сеточного контура
используется только межэлектродная емкость Сск и
емкость между сеточным и катодным фланцами. АГ
представляет собой емкостную трехточку на триоде ГС-4.
Контур, включенный между выводами анода и сетки, *
состоит из сеточного и спирального анодного цилиндров,
замкнутых на конце. Винтообразная поверхность анод- |
ного цилиндра замедляет распространение волн внутри
линии, что позволяет уменьшить размеры контура.
Настройка производится емкостью. q
Связь с нагрузкой индуктивная (см. вид сверху на |
рис. 20.5,6). Дополнительную обратную связь регулиру- 1
ют емкостью между анодным и катодным выводами.
20.4. ЭЛЕМЕНТЫ СВЯЗИ, НАСТРОЙКИ, БЛОКИРОВКИ
Для связи с нагрузкой используют разъем с петлей
(рис. 20.6), а для связи между каскадами —
соединительный кабель с петлями на концах (рис. 20.7).
Крепление фланцев к корпусу генератора позволяет
выбирать оптимальный угол поворота петель для реализации
нужного режима генератора.
287
f
I

Сеточнш фланец -j jE„Hocm длл ре2утроВни ^^ ^
Катодный фланец
щх^т I ^
77ZZZZZZZZZZZZZZZZ
Емность для нестройна
- Винтовой
анодный
цилиндр
а. ^Сето/ныи цилиндр
Связь l
шгрузтй
Рис 20 5 Конструкция одноконтурного автогенератора
Рис 20 6 Конструкция разъема
петлей связи
288
wertm-st
Паять Ш-Ы
Г69Г1Ш-Ы х
Рнс 20 7 Конструкция кабеля с петлями связи
Ёмкостной элемент сВяш
Емкостной мемент связи
Рис 20 8 Конструкция кабпля с емкостными элементами связи
/АноВный
цилиндр
f Сеточный
Катодный
Чп,сЗ 'ьш
В)
Рис. 20 9 Конструкции элементов дополнительной обратной связи
Кабель межкаскадной связи с емкостными
элементами на концах (рис. 20.8) оканчивается обоймами,
в которых крепится внешняя оплетка, а внутренний
провод соединен с емкостными пластинами (лепестками)
на торцах.
Емкостная дополнительная обратная связь в АГ
(рис. 20 9,а, б) обеспечивает некоторую регулировку,
а трансформаторная (рис. 20.9,в)—нерегулируемая.
19—147 289

т
Рис. 20.10. Конструкция элементов связи с нагрузкой
6 - - II г
Рис. 20.11. Конструкции элементов для настройки контура
290
Рис. 20.12. Конструкция блокировочных конденсаторов
На рис. 20.10 представлены наиболее широко
применяемые конструкции связи с нагрузкой. Емкостная связь
с нагрузкой (рис. 20.10,а, б) регулируется
перемещением штыря в вертикальном направлении, а индуктивная
(рис. 20.10,е) —поворотом петли.
Емкость подстроечного конденсатора (рис. 20.1 \,а),
который используют в узкодиапазонном генераторе,
изменяется за счет перемещения пластины относительно
внутреннего цилиндра с помощью винта. Поршень
диапазонного генератора (рис. 20.11,6) передвигается при
помощи двух или трех штоков, входящих в систему
привода. Контакты выполнены из фосфористой бронзы
и напаяны на металлическое кольцо. В конструкции
поршня на рис. 20.11,в для разделения по постоянному
току вмонтирован блокировочный конденсатор.
Изолятор выбирают из механически прочного материала
(полистирол, слюда и др.). Поршень узкодиапазонного и
нечасто перестраиваемого генератора (рис. 20.11,г)
выполнен из алюминия, подвергнутого оксидированию.
Пленка окиси алюминия служит изоляцией по
постоянному току. Перемещение и фиксация поршня
осуществляются двумя винтами.
Рис. 20.12 дает представление о конструкции
разделительного блокировочного конденсатора между двумя
цилиндрами.
19'

л
, _ CMOOCO'-a't^tOtO—•ОООСЧС
^iA<o<at~cD<j>tot9u3 c©;t- c» —"toocjNKiKrtOOt
ео«В*гаса—'Ocne»t~ co'to ■* -*'co o>>cn — — ooooc
ooooiooo^ooooooooo©
О СО Ю CM О СО CO OTtO *— Г*Ч
05 oo со со со i>-i~- to to to to|
to — •—• со со cd со t-*o fffca
CDCDCMtOCDCO00cOab.43-C3
О О —• —■ — CN <N CO-CO ■* IT)
!cO CD Ю IO CO CM 00 ■*
IO^tV^COCOCMCN
-ою-о
OOOOO OOQOO.dC)0 с
■^союслслспсоспсосоо^
оооО"---и«сс|
ооооооооооо]
Ю —' —< t~ CO CO — ЬПОО
OOCOt^lOCO — CDcO^CNO
___—_^оооо ~
ООООООООООО!
~ см со оло со оо\'
—• top- IDOLS'
со co}t-- s оо со оо
/ооооо
fte
cdcdso
- 00 CDO
сиаэо
IK
ооо~
со— со
to — to
СО'тГ *v
ICDCOCDtnoO
о to о tfo о
©Too]
bOOlDObOOO-
' со со •* •* Щ ■* СО СМ —■ О О О
о о(о oqooooooo
i— —■ чг Ю О
(О СО ■* 00О
- соосло
looq
ооооооо
—'COt^COCO'*t--OOLOOCNCOCNCN
•«Э'ЮСОС^С^Г^СОЮчт'СО—jCD.t^tO
CMCNOXNOXNCMCMCNeN <NJ —• — '
о" о о о~о~о"о~о~о о ofo"o o|
. —.CM]
■* OO ф! ■* >* — О
SIO сЬ — О О О
ООООООО
ООООООО
о — а> од Н
со — со со ел
CN СО СО СО
о oooq
t^ioco —'ОС
ч* СО OOO —
—■ —■ —-CMC»
ooooq
COt^CO"* _,
COO -* C~Ol
wt.(oiaiq
oooool
ТКСОЮ CM S <
— ninN oooJ—tcM см|
cU
-- ^cocort
ю to--*
OO OOO
1
fold)
COCO СЛСоЛ
со юсосо
CNCMCN CN
oooocjc|oooj
*i
■4*0 •*
rim col
coco cc|
)UJ>
CDCMcd
>-oiq
CO CO-41
COT* OOO О CMO
CO CO CM CM — О О
lotritointototo
oododooooo
CD — JO-CM t^COO
— CO IO t-- 00 CD О
Tf Tp W* -^ Tj* Tf tO
OOOOOOOOOO
со см cd tj" Ы os ■* cd (m со а ■* cdko со о to о
CN^IONCQ OjOO MOKWON *^VO CO Tf 00 О
>* со см —• cj ofo — см/со Trvjra coit^ со cd cd о
oeoooqoocj
OIC
о о о о o|t? coo.
otooioo.ioomotrt'Ohooiol
■*-44OtOCCC0J~-t~C0C0 ОЦ.О> О Oj
О to OIO CSO О ОО О
j— —-смсмсо,ч**юСо^со
V~' — — t~" ——————
292
I
Типовой режим
s
о
к
я
IS
a
g
к
Л)
I
Л
s
1
с
*
*
-
*•■
0.
Ю
о
i £
о 1
D-&" 1
>й
^в*
О
- £
О.
<
и
О О
Тип прибора1'
*§
rt ю .■*! ■*
1о о
Во со
- « СО 00 -#СО -
СМ | СОВ CN
О СО —i СЧ
о" о" со
<
со t~ со. Т» со
СЧ] СУ CN
о о ей*
to о од
см о •* 13
см со -ж!
Is
о
ю
•—' СО
см со"
|Ь> •* с\ to
[со со
|<N CN
|о о
о с
•* ю
'-осоюк: tototo
- - -• . - oj
с о о см — со
^ '—'
о
о
о
-С
\
те
с
IT.
см
О)
г
to
со
ю о о с
00 О <М 1£
to v.
со ос
с о о
С- О) СМ
!И 1.-
со '
»—<•—* TJ* СО
о" о" о* о"
О -* COwCO
О О О! О
to оо
t~ со
со
- -*
оо оо|
«о
-
о
ю
ЮМ OU)
|С0 СО СО СМ
' j ОС ,Ю "*
се • | * - >* to
CN СО "*
ее =.ю^.^)-
о ^
у
00
см
с о)со
coco
и: о с о
с
tr
ОС
о
см
CD
с~-
ю
CN
—
1
J
см
О О
ю to
оо
CN —'
—• О) ■*
ору 1 ю
J ,' - П ■* 00
cJ ,«
- ■♦ •41 >*
° ■
со см о toioj
— СО СМ 1(0]
ta^l ь^| >в^| ta^ij t—Ьн >-^f
1
s f..J
Й W*£
—> см (-- (sol*
—■ CO СО О —1<3
со со со со 'со'a>
H H f- H«-fH
"*-
1
О) СО ■* <р
to
со
о о
со се
■ -
СТ5 СТ5
< <
t~ CD
о о
№ о
Г1 Ь
i^o t- со
— О)
■ 1 ■
toito ю
со сЛ.со
о
со
СТк
см
to
О)
о
ю
э
N
со
ЯП Ю
to] to ю
i
)
1
1
га <\ш
Ol COiCO
О —^1—'
CD CDIC7>
с- ^{Н
СП
о]
с/
S
—
со
СО
о
'Г" J*-"
О ОС? 00 00
см см см см
о о о о
о о о о
о о о о
со см см см
to о* со со
см ю
to
со ,
о о о о
ю ю»ю ю
о см-ю о
to —• О) тг
<м to оо, ■*
о" —" о" о
to
(М N СО CN
о" о" о о
B3S Ч
—Г о" о"
ю ю ю to
см со со со
Ю to to to
СО "^ Tt* tj<
щ гд и гд
"КТ918Б
КТ919А
КТ919Б
КТ919В
Ьз те in to
29с
ч?>
Л!!»

I
(Q
ffi
3
a
a a.
о я
Hi!'
If-
O, -J"
A
В «J 3 С
С о fc« Й
ft) " 3 g
Ш ч? к s
а л =■ к
t< .. E m
1 s s g
§ g s в s
С К 4 ff
S i S S. -
ё Ь Ь С м
со |
я
.к S
У
ПРИЛОЖЕНИЕ З
ИНДУКТИВНОСТЬ ВИТКА СВЯЗИ И ПРЯМОГО ПРОВОДА
Линейные размеры даны в сантиметрах, индуктивность — в иа-
ногенри.
I. Круглый виток со средним радиусом R из провода:
а) круглого сечения диаметром d
L=4n# [In ( Ш/d) —2]; (П. 1)
б) прямоугольного сечения «X' (рис. П.1)
L=4n*[ln(8*/g)-2], (П.2)
где
1п я=(«-(-0_2['г 1п Ч-"2 ln "+2u< In dH-«(f-|-M)(pl+
+*(*+«0Ы 1>5(Ч-")2];
Рис. П.1. Виток
трансформаторной связи прямоугольной
формы
i-
33
в) квадратного сечения u=t; формула (П.2), но In g=
■=1п и—0,54;
г) лента, u~^>t
L=4nR[ln (8Я/ы)—0,5]. (П.З)
II. Прямоугольный виток со сторонами а и 6 из провода:
а) круглого сечения диаметром d
где
р=(яг+Ьг)0-5;а>й; ft>d; (П.5)
б) прямоугольного сечения и X t (рис. П 1)
L = 4(a + b) [1п-^г-^1п(Ы-р)~(Г^1п(Я + ^ +
Чр 0,447(Ы + <)-|
где р определяется согласно (П.5).
III. Квадратный виток со стороной а из провода
прямоугольного сечения «X <-(рис. П.1)
L=.8e(lnj^ + 0,223^^ + 0.726y (П.7)
IV. Индуктивность провода длиной I:
а) круглого сечения диаметром d
L=2/[In (4lld)—\];
(П.8)
295

б) прямоугольного сечения и X г (рис. П.1)
(2/ и 4- I \
In 7Г+Т +0.5+ 0,223-^-1. (П.9)
ПРИЛОЖЕНИЕ 4
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПЕРИМЕТРА МЕДНОГО ПРОВОДА р
ДЛЯ ИЗГОТОВЛЕНИЯ ВИТКА СВЯЗИ
р [мм] =^ 0,18/ ^/JiW,
где / — эффективное значение тока, протекающего по проводу, А;
М — разность температур поверхности провода и окружающего
воздуха, СС; /— рабочая частота, Гц.
Для импульсного режима работы ток / — усредненное
значение за период повторения импульсов: для режима AM ток / —
в режиме модуляции /мод-
ПРИЛОЖЕНИЕ 5
ПРИМЕР РАСЧЕТА ТРАНЗИСТОРНОГО ПЕРЕДАТЧИКА
ДЕЦИМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА
Исходные данные для проектирования.
Назначение передатчика — связной ,-л, -
Рабочая частота /=300 МГц (фиксированная)1*^
Модуляция амплитудная, /л=1
Мощность в фидере в режиме молчания Рф мол=2,7 Вт
Сопротивление на входе фидера — активное Яф=50 Ом
Нестабильность частоты Af/f^lO-5
Интервал рабочих температур от 0 до -J-40°C
Напряжение источника питания £/ко=13 В
Структурная схема передатчика
Требования, предъявляемые к передатчику, можно обеспечить
при разных вариантах построения его схемы. Не проводя полного
эчектрического расчета, можно, пользуясь оценочными сведениями
и формулами, сопоставить структурные схемы этих вариантов и
выбрать лучший из них.
Для реализации указанных характеристик передатчик можно
построить по схеме с кварцевым автогенератором (АГ) и
умножителями частоты (УЧ). Для обеспечения высокого к. п. д. и
линейности модуляционной характеристики используем коллекторную
модуляцию в двух последних каскадах.
Построение структурной схемы начнем с выходного каскада.
Мощность в пиковом режиме должна быть равна
Рф пш-Рф „ол(1+'")2=2>7(1+1)2=10,8 Вт.
С учетом потерь в выходной цепи (около 10%) примем мощность,
отдаваемую транзистором, равной 12 Вт На частоте 300 МГц ее
могут отдать транзисторы КТ909А, КТ909Б. Выберем КТ909А, так
как КТ909Б будет сильно недоиспользован по мощности, что
приведет к снижению усиления (см. § 3.6). Схема включения с общим
296
эмиттером определяется в данном случае конструкцией самого
транзистора.
В максимуме модуляции напряжение питания должно быть
£/Konini=£/Ko(4-m)==13(l-T-l)=26 В.
От источника UK o=13 В целесообразно подавать напряжение на
все мощные каскады.
Усиление транзистора КТ909А на рабочей частоте /=300 МГц
оценим по формуле
Яр=(/тпп//)2Л:*тИп=(500/300)2-2>4=6,6,
где /тип. Кр тип — частота и усиление в типовом режиме
(приложение 2).
К- п. д. цепей межкаскадной связи в усилителях СВЧ удается
получить 0,6... 0,85. Примем т]цс=0,7. Транзистор предоконечного
каскада в максимальном режиме должен развить мощность
■Рвых v=12/(6,6-0,7)=t:2,6 Вт. Такую мощность на 300 МГц могут
обеспечить транзисторы КТ904, КТ913А, КТ913Б, КТ919А. Однако
следует иметь в виду, что мощные транзисторы СВЧ не
рекомендуется применить на частотах ниже (0,2... 0,3)/Гр. Это связано со
снижением их надежности на более низких частотах, повышением
вероятности самовозбуждения. Поэтому транзистор КТ919А, для
которого нижняя рабочая частота составляет 700 МГц, не
подходит. С другой стороны, нецелесообразно выбирать транзисторы
с минимальным усилением: потребуется много каскадов. К- п. д.
передатчика будет низок. Поэтому откажемся от транзистора
КТ904, для которого на 300 МГц Кр^З,2 (400/300) 2=5,7, а с
учетом т)цС снижается до 4. Вопрос об окончательном выборе
транзистора предоконечного каскада (КТ913А или КТ913Б) решим
далее в процессе электрического расчета каскада. Оба транзистора
иа частоте 300 МГц обеспечивают усиление Кр (1000/300) 2Х2,25=
=24,5.
При к. п. д. цепи межкаскадной связи 0,6... 0,7 для
возбуждения предоконечного каскада потребуется мощность не более 0,2 Вт.
Ее можно получить от удвоителя частоты, выполненного на
мощном транзисторе. В диапазоне СВЧ предпочтительнее УЧ по схеме
ОБ, обеспечивающий большую мощность и большее усиление, чем
УЧ по схеме ОЭ. Как видно из табл. 3.3, транзистор КТ904 при
напряжении питания 28 В в режиме удвоения отдает мощность
около 1 Вт. Можно ожидать, что при заданном напряжении
питания 13 В в режиме УЧ от него получим необходимую мощность.
Поскольку сравнительно дешевы, надежны и просты кварцевые
АГ с частотами до 100 МГц, потребуется еще один каскад —
удвоитель (с 75 до 150 МГц).
Маломощные каскады выполним на транзисторах ГТ311.
Учитывая, что полезная мощность ГТ311 в режиме УЧ не более 20 мВт,
а в режиме усиления 50... 80 мВт, предусмотрим включение
усилителя между двумя УЧ.
В соответствии с изложенным построена структурная схема
передатчика рис. П.2
Расчет режимов каскадов передатчика
Результаты расчета режимов высокочастотных каскадов
сведены в табл. 1 ... 3.
297

75МГц
М-Ю'^Вт
150МГц
57,ZW 3Вт
150МГц
Кварц
АГ
1
цсг
I каскад
J к
xZ
mm
1
цсж
Жкаскад
J V
>
rrsrt
1
цсш
Ж каскад
,
*Z
KTSD4A
0,ZBm
300МГц
I
цсш~
>
КТ313В
3,08Вт(лик}
ЗООМГц
I
цсж
Екаскад
Y каскад
Вход о_
подулятора
Рреддарателб-
т/е каскады
модулятора
Выходкой
каскад
нодуля/яерег
>
КТ909А
ЩдВМпик)
tzffm тмгц
цсж
1
Ж каскад
ffcmovKUK
кимакия
1+135
Рис. П.2. Структурная схема передатчика:
Цифры означают уровни мощности, уточненные в ходе покаскадного расчета
Таблица 1
га
са
Номер каск
VI
V
Тип
транзистора
КТ909А
КТ913Б
Р . В
вых пик'
12
3,08
СО
о
26
23,8
£
S
с
о
о.
20,9
5,33
Р . В
рас пик'
11 Л
2,37
£
К
К
р
0."
2,15
0,116
^5
57,4
57,4
/ А
Б1 пик'
1,85
0,46
(
S
о
й
т
i- I
1,26
1.11
а
о
со
Я
2.87
2.09
S
О
с;
13,2
42,5
S
о
28,2
78.8
m
1
0.83
Таблица 2
и
IV
Тип

транзистора
КТ904А
£
Н
т
о.
0.2
СО
о
13
£
0.47
£
о."
0,32
£
S
'ю
о.
42,9
^5
©^
42,3
С-,
**
-0
5
S
О
й
ш
5,16
s
О
й
со
—2,55
О
218
а
о
я
61
S
О
- m
а;
13,4
Таблица 3
Л
III
Тип
транзистора
ГТ311И
57,2
а
«С
84,0
s
«С
35,7
*"•
6,5
68
со
:а
1,27
а
о
92,2
9,82
а
о
к
228
298
Поскольку для транзисторов КТ909А и КТ913А, Б в
рассматриваемых режимах выполняется неравенство КрЪ»5, можно
воспользоваться упрощенной методикой расчета без учета прямого
прохождения (см. пример 3.3).
В табл. 1 приведены результаты расчета режима двух
последних каскадов передатчика в пиковой точке модуляции. Их режимы
граничные, с нулевым смещением. Глубина модуляции в оконечном
каскаде т=1. Во избежание перемодуляции оконечного каскада
следует выбрать глубину модуляции предоконечного каскада
тпк<1:
_ ^Б1 пик VI ~ в^э VI ^'vi
"2пк== / Л-тГ 11' =0,83.
уБ1пикУ1 +<oCaVIty VI
Напряжение питания предконечного каскада в пиковой точке
UK о пик \=UK о(1-г~тпк)=23,8 В.
Для оценки к. п. д. любой трехэлементной цепи связи можно
воспользоваться формулой (4.2). Сопротивление Rt в случае ЦСУ—
нагрузка коллекторной цепи каскада V, ориентировочно равная
0,22 (Uk0\)2/Pb vi. Полагая, что добротность элементов ЦС не
менее 50, получаем т)цс v==0,7.
Мощность, требуемая от транзистора предоконечного каскада
в пиковом режиме, равна
_^BjrreVI_2,15
^выхпику =^j— -07Г=3'08 Вт-
При напряжении UK 0 пик v=23,8 В транзистор КТ913А в
граничном режиме не может отдать мощность 3,08 Вт (при расчете £Гр
под знаком кория получается отрицательное значение). Поэтому
выбираем КТ913Б.
Средние мощности рассеяния на транзисторах за период
частоты модуляции
_ Р^спик VI / lg_N _ .
^расмодУ1— (1 + т)я \1+ 2 J — *•''* BT<^max»
^расыод V- (1 + гапк)! V + 2 J — U,a° аТ <-^тах-
Для ЦС IV к. п. д. оценим так же, как для ЦС V, но учтем
дополнительные потери (поряда 10%) за счет фильтр-пробки. Оценка
дает т]цс i v =»0,6.
Транзистор УЧ должен отдать мощность (см. табл. 2)
PBuiiv=Pb v/ti4(:iv=0,116/0,6=»0,2 Вт.
В приложении 2 даны параметры транзисторов,
соответствующие напряжению питания типового режима. При фактическом иа-
прижении питания, сильно отличающемси от типового, следует
внести поправку иа параметры /Гр и Сн. В среднем с уменьшением
вдвое напряжения £/н о емкость С„ возрастает на 15...40%, а
частота /гр уменьшается иа 5... 15%. Для транзистора КТ904А при
£/но=13 В С=8 пФ, /гр=450 МГц.
299

(
Расчет удвоителя частоты проведем при угле отсечки 6=60°
по методике, изложенной в гл. 4. Собственная индуктивность
базового вывода транзистора КТ904А Le=3 иГ. С учетом заземляющего
проводника длиной несколько миллиметров примем L*e=5 нГ.
Заданный угол отсечки обеспечим с помощью цепи эмиттерного
автосмещения. Результаты расчета удвоителя частоты иа транзисторе
КТ904А даиы в табл. 2.
В результате оценки к. п. д. ЦСШ получаем Т]чс iii=0,75, тогда
транзистор каскада III должен отдать мощность РВыхш=
=Р» iv/ri4c 111=57,2 мВт на частоте 150 МГц.
При расчете маломощного усилителя ОЭ на транзисторе
ГТ311И пренебрежение индуктивностью выводов ведет к завышению
Кр приблизительно" в 2 раза (см. гл. 2). Поэтому воспользуемся
методикой расчета примера 2.2. Проведем расчет этого каскада при
напряжении UK о= 0^э тах/2 =6 В в граничном режиме с
нулевым смещением. Результаты сведены в табл. 3.
При выборе типа транзистора для умножителя ОЭ следует
помнить, что максимальная мощность в режиме умножителя
обратно пропорциональна /Гр (2.71). Поэтому среди транзисторов
ГТЗП наиболее подходящим является ГТ311Е с frp=300 МГц. Для
него выполняются неравенства r'eixorpLs, to<tOrp, 1/о)Сэ>г'б, что
позволяет не учитывать индуктивности выводов и провести расчет
на заданную мощность по методике, изложенной в § 2.2.
Оценка по формуле (4.2) дает т|цс п=0,8. При этом
Рвых И=Рв Ill/The П=11 МВТ.
Полагаем напряжение питания UK 0=6 В, а угол отсечки 6=60°.
" Выходной каскад модулятора собран по двухтактной схеме
ОЭ класса В и работает с нулевым смещением, что позволяет
упростить схему. Угол отсечки 90° и малые нелинейные искажения
обеспечиваются отрицательной обратной связью, охватывающей два
выходных каскада модулятора. Применение схемы с заземленным
коллектором позволяет использовать общий радиатор для всех
мощных каскадов передатчика, включая модулятор. Так как
отрицательный полюс источника соединен с корпусом, в модуляторе
применим мощные транзисторы типа р—п—р.
Расчет режима выходного каскада модулятора проведем в
следующем порядке.
1. Мощность, которую должен развивать модулятор,
^ = 3,16 Вт.
^OnrncVI тг . ^OnrncV
r*~ (l + m)s 2 Т(1 + тшу 2
2. Примем к. п. д. модуляционного трансформатора Г|тр=0,8.
3. Мощность, которую должны отдать транзисторы модулятора,
4. Выберем германиевые транзисторы ГТ703Д, отличающиеся
низким остаточным напряжением. Их параметры [1.3J: ^кэтах135
=40 В; РЮах (-Ь50°С)=Н Вт при температуре +50*С; SHP-=
=0,4 См; t/'=0,2 В.
300
5. Коэффициент использования коллекторного напряжения
в критическом режиме при Ик о=13 В, амплитуда напряжения
коллектор — эмиттер, высота импульса коллекторного тока:
&Ф= 0,5(1 + Kl-(8/WSK1)£/*K(,) = 0,86;
^к=Екр£/ко=П,2 В;
»'км--=2РмояД/к = 0,7 А.
6 Постоянная составляющая коллекторного тока, мощность,
потребляемая от источника питания, мощность рассеяния на одно
плечо
/к=1"км/я=0,224 A; Ро=/к£/к0=
=2.91 Вт; Ppsc=Po—Л,ОД/2=0,93 Вт.
7. Мощность, потребляемая модулятором при т=Л, и его
к. п. д.
Р«юа = 2Р„ = 5,81 Вт; -ц = Ра/Ршп=* 54»/,.
Расчет согласующих цепей
В качестве примера рассчитаем согласующую цепь ЦС VI. Ее
выполним по модифицированной П-образной схеме (схема II
в табл. 4.1), обеспечивающей улучшенное подавление гармоник
на выходе передатчика.
Расчет выходной цепи включает выбор ее элементов, исходя
из необходимого коэффициента трансформации, требований
фильтрации, а также оценку ее к. п. д. При выборе типов конденсаторов
необходимо учитывать допустимые реактивные мощности.
Поскольку частота передатчика фиксированная, можно обойтись без до-
Таблица 4
Тип
конденсатора
КТ4-21
КТ4-22
Номинальное
напряжение,
В
250
Номинальные
емкости. пФ
1/5,2/10,3/15,
4/20
0,4/2, 1/5,2/10,
3/15, 4/20
Допустимая реактивная
мощность, ВАР
P.s
50
Pq max
100
125
П р им е~ч а и'и е.*, [Допустимая реактивная^мощность
!■ в Ре.+ 5 (85-0
р<- vt
где Р,ь — допустимая реактивная мощность при температуре 85*С и
частоте f = 1 ГГц; t — температура окружающей среды, *С; / —
частота, ГГп. Значение Рщ ие должно превышать Р тах.
301

полнителыгого фильтра,' подобрав элементы согласующей цепи так,
чтобы обеспечить эффективное подавление гармоник. Для этого
Гальзуем подстроечный конденсатор d как режекторный фильтр
вторую гармонику, настроив его в резонанс на частоту 2ш с
собственной индуктивностью выводов LBbiB, составляющей обычно
единицы иаиогенри. Выберем конденсатор типа КТ4-21 (табл. 4).
Полагая 1Выв=5 нГ, находим C1=l/4w2LBbiB=14,l пФ. При этом
на рабочей частоте сопротивление A'i((o)=—*tl/coCi)-|-(uLBbiB=
=—28,3 Ом. ЦСУ1 должна трансформировать сопротивление
фидера Лф=50 Ом в сопротивление нагрузки транзистора КТ909А
J?„=13,2 Ом. С учетом обозначений табл. 4.1 Яф=/?2, a RH vi=
==J?i. По формулам (1.4), (1.5), (1.6) табл. 4.1 находим 9=0,466,
Х2(в>)=—26,3 Ом, Хз(ш) =25,6 Ом. Двухполюсник Х2 реализуем
с учетом двух условий: обеспечения на рабочей частоте
сопротивления Лг((о)=—26,3 Ом и подавления третьей гармоники А'г(3и>)=
=0. Для этого выполним Х2 в виде параллельного соединения под-
строечного конденсатора С'2, настроенного в резонанс на третью
гармонику с собственной индуктивностью вывода, и конденсатора
постоянной емкости С"2. Отсюда находим С2=1/9со21.выв=6,2 пФ,
а С"2=13,1 пФ.
С точки зрения фильтрации следует выбирать емкость С3
минимальной. Однако при выбранном типе конденсатора минимальное
значение С3 ограничено допустимой реактивной мощностью
конденсатора.
Выберем в качестве С3 конденсатор К.Т4-21-3/15,
выдерживающий 100 ВАР на /=300 МГц. Емкость этого конденсатора в
среднем положении ротора (3-j-15)/2=9 пФ. Для С3=9 пФ рассчитаем
реактивную мощность в пиковой точке модуляции.
Максимальный ток через емкость С3 равен
'сз = ^(W + [lW*i («)]■= 1 • 41 А,
а реактивная мощность на конденсаторе С3
Р« сз=0,5/2сзХсз=58,8 ВАР<100 ВАР.
Далее из соотношения а>1^-\-(о1^Выв—1/cdCs=A'3(w) находим L$=
==39,9 нГ. С помощью формулы (4.5) находим, что рассчитанная
цепь подавляет ток четвертой гармоники в 25 раз. С учетом того,
что собственные элементы транзистора Ск, LK обеспечивают
дополнительное подавление четвертой гармоники примерно в 5,8 раз,
получаем, что полное подавление по току на частоте 4со равно
примерно 150. Чтобы решить, достаточно ли такое подавление,
необходимы сведения о характере нагрузки на частоте 4w. Здесь этот
вопрос не рассматривается.
Реактивная мощность на конденсаторах С'2, С"2 равна
соответственно
1 УФ
1 иь ' 1
Р<с>^-Т-Х^Г ^7=13.4 ВАР.
302
На конденсаторе Ci в рассматриваемом случае значительная
доля реактивной мощности создается не только первой, но и
второй гармоникой тока. Поэтому полная реактивная мощность на С:
1
рт ** p4ci («>+pqci (2")=т
и„
A', (to)
(оС,
Ч—fl'
1
rs 2wC,
= 7,46+1,47=8,93 ВАР.
В соответствии с этим в качестве Ci можно использовать
КТ4-21-250В-4/20 пФ, в качестве С'2 — КТ4-21-250В-3/15 пФ.
Конденсатор С"2 возьмем типа КМ-5.
В среднем за период модуляции реактивные мощности на
конденсаторах будут в 2,66 раза меньше рассчитанных.
Принципиальная схема передатчика
Поясним назначение элементов принципиальной схемы
(рис. П.З). Элементы Ls, L\2, Lis не только пропускают постоянные
составляющие коллекторных токов, но и обеспечивают реактивную
нагрузку Хв транзисторов. Цепи ^С1е, RSC22 — антнпаразитные.
Элементы L\, L2, Li, Ls, L7, Lu, Llt— дроссели. Конденсаторы C3,
C5, C8, Си, Cie, C2o — высокочастотные блокировочные, Сж • ■ ■ C& —
низкочастотные блокировочные и разделительные в цепях
модулятора. Стабилитрон Д служит для стабилизации напряжения
питания маломощных каскадов, R3— гасящий резистор. Ru R2 —
резисторы автосмещения в умножителях частоты. Контур С4, С& Су, Li
является согласующей цепью между транзисторами Г] и Т2.
Элементы L3, C4, кроме того, образуют фильтр-пробку, подавляющий
напряжение с частотой 75 МГц на входе транзистора Т2, a Lg,
С12 — фильтр-пробку на выходе второго УЧ, подавляющую
напряжение с частотой 150 МГц. Резисторы Re, R7 образуют делитель
V^-^л
ЙЫХ1Й
сз \Un \ <t ken c?ik Xci
г*
■■CIS
Рис. П.З. Принципиальная схема передатчика
303

отрицательной обратной связи в модуляторе, a Rs... Rio
определяют рабочую точку предоьонечного каскада модулятора.
Расчет радиатора
Суммарную мощность рассеяния в элементах схемы и
транзисторах определим как разность между мощностью, потребляемой
передатчиком от источника питания /\д и мощностью,
поступающей на вход фидера в среднем за период модуляции Рф(т=1).
В рассматриваемом случае
Р£0^14 Вт, />ф(га=1)я=4 Вт.
Следовательно, '0Ерас—'^ Вт. В наиболее тяжелом тепловом
режиме находится транзистор ГТ311И. Для него температурой
среды является внутренняя температура корпуса передатчика,
приблизительно равная температуре радиатора. Следовательно,
температура радиатора не должна превышать
UmaX=Cax-C^c=70 -0,3.35,7 =
:59,3°С.
Выберем с запасом <раб=50сС. Тогда тепловое сопротивление
радиатора должно быть равно
'рад-'<=Р 50 — 40
*рад= -рт =—Щ— = 1*С'Вт-
* I рас lv
По графику рис. П.4 находим, что такое сопротивление
обеспечивает ребристый радиатор объемом У=800 см3. Ориентировочный
расчет показывает, что передатчик может быть смонтирован на
шасси площадью S==350 см2. Считая, что шасси является поверх-
V 800
ностью радиатора, находим высоту его ребер Н—-~-=^ 5со==2,3 см.
i,%ldm
$
I
г
О 200 Ш 60DS,cn*
ю
tl=1HM
t
\&к
3
S-AB
40,0
20,0
10,0
¥
2,0
1,0
ел
4/
^;; ::: ТййЭг
»,^. (T=3Ji=»=s'"
... ..
- ~ = %=i
~f:-===::=S:
... _.. _.._ 1
1 г te/o 2/tew'1 tow3 v,w3
&
Рис. П.4. Графики для расчета пластинчатого (я) и ребристого (б)
радиаторов
304
ПРИЛОЖЕНИЕ 6
ПАРАМЕТРЬЦВАРАКТОРОВ
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
Тип диода
2А513А
2А613Б
2А606А
2А606Б
АА603А
АА603Б
АА603В
АА603Г
АА607А
ЗА614А

Материал
Si
SI
SI
SI
GaAs
GaAs
GaAs
GaAs
GaAs
GaAs
10
25
гпос<1.5 Ом
гпк<2 Ом
100
150
200
250
100
320
4—8
3—5
0,5—1.2
0,3—0.7
0,5—1.5
0,5-1,2
0,5—1,2
0,5—1,2
0,8—1,9
0,4—0,7
80
70
30
30
20
20
15
15
30
20
£
h
ч
0.
10
8
0.8
0.5
0,5
0,5
0.3
0,3
1.0
0,4
С .
кон
пФ
0.85
0,85
—
—
0,35
0,35
0,35
0,35
0,35
0,22
кон'
нГ
0.7
Примечания:
1. Диоды 2А613А и 2А613Б предназначены для работы в
дециметровом диапазоне.
2. Диоды 2А606Б бескорпусные.
3. Рабочие частоты диодов 2А606А и 2А506Б расположены в
длинноволновом участке сантиметрового диапазона.
4. Выходные частоты диодов АА603Б, АА603В, АА603Г — от 10
до 20 ГГц; диодов АА607А —до 15 ГГц; диодов ЗА614А—до 25 ГГц.
«3—147

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
t
1.1. Каганов В. И. Транзисторные радиопередатчики. — М:
Энергия, 1976.—448 с.
1.2. Ароиов В. Л., Мазель Е. 3. Современное состояние в
области разработки мощных ВЧ и СВЧ транзисторов. —
Полупроводниковые приборы и их применение/ Под ред. Я. А. Федотова. — М.:
Сов. радио, 1971, вып. 25, с. 7—29.
2.1. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам
и интегральным схемам/ Н. И. Горюнов, А. Ю. Клейман, Н. Н.
Комков и др.; Под ред. Н. Н. Горюнова. — М.: Энергия, 1976. — 744 с.
2.2. Расчет каскадов полупроводниковых передатчиков/ В. М.
Богачев, С. Л. Кунина, Б. Е. Петров, И. А. Попов. — М.: МЭИ,
1964.—172 с.
2.3. Расчет гармонических составляющих токов транзистора при
синусоидальном входном напряжении/ В. М. Богачев, Б. Е. Петров,
И. А. Попов, О. А. Челноков. — Полупроводниковые приборы и их
применение/ Под ред. Я- А. Федотова. — М.: Сов. радио, 1963,
вып. 9, с. 63—80.
2.4. Петров Б. Е. Эквивалентная схема транзистора для
больших синусоидальных напряжений при высоких частотах. —
Полупроводниковые приборы и их применение/ Под ред. Я. А.
Федотова.— М.: Сов. радио, 1963, вып. 9, а. 81—95.
2.5. Богачев В. М., Коробов С. Д. Расчет энергетических
характеристик транзисторных умножителей частоты. — Теории
колебаний и радиопередающие устройства: Труды МЭИ, 1973, вып. 151,
с. 150—160.
2.6. Коптев Г. И., Панина Т. А. Расчет усилительных и умно-
жительных каскадов транзисторных передатчиков. — М.: МЭИ,
1975. — 50 с.
2.7. Коптев Г. И., Панина Т. А. Расчет и конструирование
транзисторных передатчиков. — М.: МЭИ, 1976. — 36 с.
3.1. Коптев Г. И. Расчет высокочастотных усилителей мощности
(УКВ и СВЧ) при возбуждении гармоническим базовым током. —
Исследования по радиотехнике: Сб. трудов НЭТИ. — Новосибирск,
1973, вып. 6, с. 139—144.
3.2. Радиопередающие устройства на полупроводниковых
приборах: Проектирование и расчет/ В. Я. Баржин, О. Ф. Бокк,
Р. А. Валитов и др.; Под ред. Р. А. Валитова и И. А. Попова. — М.:
Сов. радио, 1973. — 464 с.
3.3. Петров Б. Е., Терешина Г. Н. Транзисторные генераторы:
Учебное пособие по курсу «Радиопередающие устройства». — М.:
МИЭТ, 1975.—118 с.
3.4. Проектирование радиопередающих устройств/ В. Н.
Аксенов, А. М. Захаров, Э. С. Забалканский и др.; Под ред. В. В. Шах-
гильдяна. — М.: Связь, 1976. — 432 с.
4.1. Собол. СВЧ — применения технологии интегральных схем. —
В кн.: Полупроводниковые приборы СВЧ: Пер. с англ./ Под ред.
Ф. Брэнда. —М.: Мир, 1972, с. 83—96.
306
6.1. Боде Г. Теория цепей и проектирование усилителей с
обратной связью: Пер. с англ./ Под ред. А. А. Колосова и Л. А Мееро-
вича. — М.: ИЛ, 1948.— 642 с.
6.2. Фаио Р. Теоретические ограничения полосы согласования
произвольных импедансов: Пер. с англ./ Под ред. Г1. И. Слободе-
нюка. — М.: Сов. радио. 1965. — 68 с.
6.3. Петров Б. Е., Резнев А. А. Проектирование микрополоско-
вых широкополосных усилителей на транзисторах. — Электросвязь,
1974, т. 28, № 11.
6.4. Carley D. R. Transistor amplifiers. — Microwave J., 1969,
v. 12, № 7.
6.5. Horwitz J. H. Design wideband UHF power amplifiers with
these techniques for broadband matching, qain compensation and
parasitic inductance reduction. — Electronik Des., 1969, v. 17, № 11.
6.6. Liittich F. Transistor-Bretbandverstarker bis 1 GHz mit
hoher Ausgangsliestung. — Unternationale Elektronische Rundschau,
1970, № 4.
6.7. Sobol H. Hybrid integrated microwave power amplifiers. —
New Visions in Electronic Packaging in the 70's. — New Jork: 1970,
2.4 (1—24).
6.8. Маттей Д. Л., Яиг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ,
согласующие цепи и цепи связи в 2-х т.: Пер. с англ./ Под ред.
Л. В Алексеева и Ф. В. Кушнира. —М.: Связь, 1971, 1972.
7.1. СВЧ полупроводниковые приборы и их применение/ Под
ред. Уотсона: Пер. с англ. под ред. В. С. Эткина. — М.: Мир,
1972. —662 с.
7.2. Калахаи Д. Методы машинного расчета электронных схем:
Пер. с англ./ Под ред. С. И. Сирвидаса. — М.: Мир, 1970. — 344 с.
7.3. Ильин В. Н. Машинное проектирование электронных схем.—
М.: Энергия, 1972. — 280 с.
7.4. Пильдои В. И., Визель А. А. Полупроводниковые диоды для
умножения частоты. — Полупроводниковые приборы и их
применение/ Под ред Я А Федотова. — М.: Сов. радио, 1970, вып. 23,
с. 82—108.
7.5. Берман Л. С. Нелинейная полупроводниковая емкость.—
М.: Физматгиз, 1963 —88 с.
7.6. Шпирт В. А. Свойства р—л-переходов при действии
синусоидального напряжения произвольной амплитуды. — Радиотехника
и электроника, 1966, т. 11, № 12, с. 2209—2216.
7.7. Маиешин Н. К., Парыгин В. Н. Преобразование частоты на
диффузионной емкости полупроводниковых диодов. — Радиотехника
и электроника, 1976, т. 12, № 8.
7.8. Романова Р. М. Эквивалентная схема открытого варакто-
ра. — Радиотехника, 1968, т. 23, № 10.
7.9. Носов Ю. Р. Физические основы работы
полупроводникового диода в импульсном режиме. — М.: Наука, 1968. — 264 с.
7.10. Объедков А. Ф., Туркин А. А. Эквивалентная схема
полупроводникового диода в режиме с отпиранием. — Вопросы теории
сигналов в радиотехнических системах: Труды МЭИ, 1976, вып. 290.
7.11. Молл, Гамильтон. Физическое моделирование диода со
ступенчатым восстановлением для проектирования генераторов
импульсных и гармонических сигналов. — ТИИЭР, 1969, т. 37, № 7.
7.12. Визель А. А., Вороиенко В. П., Навроцкий В. И. Анализ
умножителей частоты, используюших нелинейную емкость полупро-
20* 307

водниковых диодов с холостыми контурами. — Полупроводниковые
приборы и их применение/ Под ред. Я. А. Федотова!. — М.: Сов.
радио, 1971, вып. 25, с. 357—381.
8.1. Розет Т. А. Элементы теории цилиндрических функций
с приложениями к радиотехнике. — М.: Сов. радио, 1956. — 224 с.
8.2. Атабеков Г. И. Основы теории цепей. — М.: Энергия,
1969. —424 с.
8.3. Демидович Б. П., Марон И. А. Основы вычислительной
математики. —М.: Физматгиз, 1960. — 360 с.
9.1. Фельдштейн А. Л., Явич Л. Р. Синтез четырехполюсников
и восьмиполюсников на СВЧ. — М.: Связь, 1971. — 388 с.
9.2. Малорацкий Л. Г., Явич Л. Р. Проектирование и расчет
СВЧ элементов на полосковых линиях. — М.: Сов. радио, 1972.—
232 с.
9.3. Couper В. Е. С, Wells G. A. Six-times multiplier with two
watts output at 2700 MHz. —Proc. IREE Australia, 1969, № 10,
p. 340^341.
10.1. Евтянов С. И. Ламповые генераторы. — М.: Связь, 1967.—
384 с.
12.1. Жалуд В., Кулешов В. Н. Шумы в полупроводниковых
устройствах/ Под ред. А. К. Нарышкина. — М.: Сов. радио, 1977.—
416 с.
13.1. Альтшуллер Г. Б. Кварцевая стабилизация частоты. — М.:
Связь, 1974. —270 с.
13.2. Шитиков Г. Т., Цыганков П. Я., Орлов О. М.
Высокостабильные кварцевые автогенераторы. — М.: Сов. радио, 1974. — 376 с.
13.3. Челноков О. А. Транзисторные генераторы
синусоидальных колебаний. — М.: Сов. радио, 1975. — 272 с.
13.4. Радиопередающие устройства ъ 3-х ч.: Конспект лекций/
Под ред. М. В. Благовещенского. — М.: МЭИ, 1976. Ч. I. —239 с.
13.5. Радиопередающие устройства в 3-х ч.: Конспект лекций/
Под ред. М. В. Благовещенского и Г. М. Уткина. — М.: МЭИ, 1976.
Ч. П. —82 с.
18.1. Светлов П. В., Нилов В. И. Методы кварцевой
стабилизации в диапазоне частот. — Киев: Гостехиздат УССР, 1961.—
226 с.
15.2. Шитиков Г. Т. Стабильные диапазонные автогенераторы. —
М.: Сов. радио, 1965. — 614 с.
15.3. Левин В. А. Стабилизация дискретного множества
частот.—М.: Энергия, 1970. —328 с.
15.4. Лапицкий Е. Г., Семенов А. М., Сосновкин Л. Н. Расчет
диапазонных передатчиков. — Л.: Энергия, 1974.— 272 с.
15.5. Галии А. С. Диапазоино-кварцевая стабилизация СВЧ.—
М.: Связь, 1976. —255 с.
15.6. Артым А. Д., Трифонов С. В. Частотные методы анализа
и синтеза систем ФАП.— М.: Связь, 1976.— 160 с.
15.7. Зарецкий М. М., Мовшович М. Е. Синтезаторы частоты
с кольцом фазовой автоподстройки. — М.: Энергия, 1974. — 256 с.
15.8. Губернаторов О. И., Соколов Ю. Н. Цифровые
синтезаторы частот радиотехнических систем. — М.: Энергия, 1973.— 176 с.
15.9. Макаров А. К. Анализ цифровых синтезаторов частоты.
Автореф. канд. дис. МЭИ. — М., 1974.
15.10. Машбиц Л. М. Фазовый детектор на дискретных
логических элементах. — Радиотехника, 1973, т. 28, № 8, о. 93—95.
308
15.11. Букреев И. Н., Мансуров Б. М., Горячев В. И.
Микроэлектронные схемы цифровых устройств. — М.: Сов. радио, 1975.—
368 с.
15.12. Чистяков Н. И. Декадные синтезаторы частоты.—М.:
Связь, 1969.— 80 с.
15.13. Радиопередающие устройства в 3-х ч.: Конспект
лекций/ Под ред. М. В. Благовещенского. — М.: МЭИ, 1976. Ч. III. —
81 с.
16.1. Кэррол Дж. СВЧ генераторы на горячих электронах: Пер.
с англ./ Под ред. Б. Л. Гельмонта. — М.: Мир, 1972. — 382 с.
16.2. Полупроводниковые приборы СВЧ: Пер. с англ./ Под ред.
Ф. Брэнда. — М.: Мир, 1972.— 146 с.
16.3. Григорьянц В. В., Кулешов В. Н., Царапкин Д. П.
Полупроводниковые и квантовые генераторы СВЧ. — М.: МЭИ, 1977.—
82 с.
16.4. Проектирование модулей СВЧ. Диодные генераторы,
усилители и умножители СВЧ: Конспект лекций./ Под ред. Г. П. Зем-
цова. —М.: МАИ, 1976. —79 с.
16.5. Левинштейн М. Е., Пожела Ю. К., Шур М. С. Эффект
Ганна. —М.: Сов. радио, 1975. —288 с.
16.6. Тараненко В. П., Коцержинский Б. А., Ткаченко Л. А.,
Мачусский Е. А. Электрическая перестройка частоты твердотельных
СВЧ генераторов варакторами (обзор). — Изв. вузов СССР.
Радиоэлектроника, 1976, т. 19. № 10, с. 5—15.
16.7. Bosch В. С, Engelmann R. W. H. Gunn-effect Electronics.—
John Wiley Sons, 1975.—.434 p.
16 8. Тагер А. С, Вальд-Перлов В. М. Лавинно-пролетные
диоды и их применение в технике СВЧ. — М.: Сов. радио, 1968. —
480 с.
16.9. Диоды__и__тиристоры: Справочник/ Под ред. А. А.
Чернышева. — М.1 Энергия, iy/Ь. —"200 с.
16.10. Кулешов В. Н., Харитонов И. Н. Об одном варианте
эквивалентной схемы лавинно-пролетного диода. — Труды МЭИ, 1975,
вып. 265, с. 151.
16.11. White J. F. Simplified theory for post coupling gunn
diodes to waveguide. — IEEE Trans., 1972, v. MTT-20, № 6,
p. 372—378.
16.12. Справочник по волноводам: Пер. с англ./ Под ред.
Я. Н. Фельда. —М.: Сов. радио, 1952.— 432 с.
17.1. Модель 3. И. Радиопередающие устройства. — М.: Сов.
радио, 1971. — 125 с.
17.2. Федоров Н. Д. Электронные и квантовые приборы СВЧ.—
М.: Атомиздат, 1974. — 240 с.
17.3. Мощные электровакуумные приборы СВЧ: Пер. с англ./
Под ред. Л. Клэмпитта. — М.: Мир, 1974.— 133 с.
18.1. Ионов Ю. А. Ламповые генераторы сверхвысоких частот.—
Л.: ЛГУ, 1973. —118 с.
18.2. Линде Д. П. Основы расчета ламповых генераторов
СВЧ. —М.: Госэнергоиздат, 1959. —431 с.
18.3. Линде Д. П. Радиопередающие устройства. — М.: Энергия,
1969, — 680 с.
18.4. Жуховицкая В. П., Уткин Г. М. Ламповые генераторы
дециметровых волн: Расчет н проектирование. — М.: МЭИ, 1972.—
100 с.
809

18.5. Терентьев С. И., Картавых В. Ф. Триодные передатчики
дециметровых волн. — Киев: Гостехиздат УССР, 1962. — 345 с.
18.6. Андреевский М. Н. Конструкции генераторов дециметровых
и метровых волн. — М.: Оборонгиз, 1956.— 131 с.
18.7. Иванов А. Б., Сосиовкин Л. Н. Импульсные передатчики
СВЧ. М.: Сов. радио, 1956. —615 с.
18.8. Плодухян Б. В. Коаксиальные диапазонные резонаторы.—
М.: Сов. радио, 1956. — 240 с.
18.9. Корчагина Е. П., Уткин Г. М. Расчет генераторов с
заземленной сеткой. — Радиотехника, 1957, т. 12, № 11.
18.10. Корчагина Е. П., Уткин Г. М. Термоэмиссия сетки в ме-
таллокерамических лампах. — Электросвязь, 1957, т. 11, № 4.
18.11. Уткин Г. М. Анодная модуляция генератора с
заземленной сеткой: Учебно-методическое пособие по курсовому
проектированию МЭИ. — М: Росвузиздат, 1963.— 18 с.
18.12. Кацнельсон Б. В., Ларионов А. С, Калугин А. М.
Электровакуумные электронные и ионные приборы: Справочник,
в 2-х кн. — М.: Энергия, 1970. Кн. 2-я. —336 с.
18.13. Царапкнн Д. П. Двухконтурный фильтр с
распределенной связью. — Электросвязь, 1965, т. 19, № 9, с. 69—70
19.1. Корчагина Е. П. Генератор-модулятор ДЦВ
—Электросвязь, 1957, т. 11, № 5.
ПРЕДМЕТНЫЙ
УКАЗАТЕЛЬ
Автогенератор с полным
фазированием 137
Амплитроны 221
Выбор:
размера витка связи с
нагрузкой 248—249
структурной схемы
передатчика 6—7
Делитель частоты с
переменным коэффициентом деления
194—195
Диоды:
с накоплением заряда 94,
95—97
с нелинейной емкостью
97—98
Дискриминаторы фазовые
импульсные 195—197
Зависимости временные:
напряжения на эмиттерном
переходе и тока
эквивалентного генератора 16
токов и напряжений
эквивалентной схемы
транзистора в режиме умножении
частоты 24
Клистроны 222—223
Контур анодный усилителя
мощности односторонней
конструкции 229—231
Конструкции элементов
дополнительной обратной
связи 289
Конструкция:
автогенератора
одноконтурного 288
— односторонняя 286—287
блокировочных конденсато
ров 291
кабеля с емкостными
элементами связи 289
—с петлями связи 288
разъема с петлей связи 288
умножителя частоты
двусторонняя 285—286
— — на триоде ГС-4 286
усилителя мощности на
тетроде двусторонняя 283—
285
утроителя 120—121
учетверителя 121
элементов для настройки
контура 290, 291
— связи с нагрузкой 290,
291
Лампы бегущей волны 221—
222
— обратной волны 221
Магнетроны 220
Митроны 220
Модулятор фазовый 158—159
Модуляция сигнала в мощном
ламповом автогенераторе:
амплитудная 282—283
импульсная 281—282
частотная 283
Мосты:
квадратурные на линиях
78—79
синфазные на линиях 77
— на сосредоточенных
элементах 78
Т-образные на
сосредоточенных элементах 78
Назначение радиопередающих
устройств СВЧ 5
Нестабильность частоты
автогенератора:
долговременная 150
кратковременная 149—150
Оптимизация режима работы
умножителя 28—30
Параметры СВЧ транзисторов
12—14
Платинотроны см.
Амплитроны
Порядок расчета:
колебательной систеиы
311

усилителя мощности 227—
235
узкополосных
трансформирующих цепей на
сосредоточенных элементах 65—68
умножителя частоты ва-
ракторного с частичным
открыванием перехода 118—
119
— — ОБ на заданную
мощность в нагрузке 60—
63
усилителя мощности 235—
243
Преобразование схемы
пассивного четырехполюсника в
двухконтурную с
фазирующей цепочкой 143, 144
Признаки классификации
радиопередающих устройств 5
Расчет:
автогенератора гармонико-
вого трехкаскадного 187—
189
с кварцем между
коллектором и базой 172—
173
— с кварцем в контуре
180—181
в цепи обратной
связи 176—177

отрицательной 183—184
— на частоту шо^Югр
147—148
Шо»шв 141—146
блокировочных элементов в
ламповом автогенераторе
280—281
волнового сопротивления и
длины волны в
несимметричной полосковой линии
69
выходного каскада
радиолокационного передатчика
265—269
генератора на диоде Ганна
в микрополосковом
исполнении (частичный) 218—
219
волиоводной
конструкции 217—218
катодной линии и
элементов обратной связи 275—
280
коэффициента влияния
напряжения питания
автогенератора на частоту 151—
152
параметров контура
автогенератора при повышенной
мощности в нагрузке 136—
137
с повышенной
стабильностью частоты 134—
135
ЧМ генератора по
заданным параметрам
статической модуляционной
характеристики 157—158
радиатора 304
режима автогенератора при
to0»tos 131—132
режимов каскадов
передатчика 298—302
связи автогенератора с
нагрузкой 275—280
синтезатора частоты
простейшего цифрового 199—
204
согласующих цепей 301—
303
статической модуляционной
характеристики ЧМ
автогенератора при известных
параметрах контура и
варикапа 156—157
удвоителя частоты 62—63
умножителя на диоде с
накоплением заряда 113
— — с нелинейной
емкостью 116—117
— ОЭ на максимальную
выходную мощность 30—
33
усилителя ОБ мощного
52, 56
— ОЭ малой мощности
20—22
с учетом
индуктивности выводов 22—23
мощного 52—55
— широкополосного класса
А с одноконтурной
корректирующей входной цепью
85—86
маломощного 89
с квадратурными
мостами 89—90
щ
ш
мощного с мостами
на связанных линиях 91—92
цепи связи с анодным
контуром при помощи
фидера 261—262
Реакция нагрузки в
умножителях частоты 24, 26, 27
Режимы работы:
варакторов в умножителях
частоты 94
транзистора СВЧ 10—II
Рекомендации по выбору тра-
зистора для усилителя
мощности 47—48
Связь между каскадами
ламповых генераторов:
емкостная 259—260
емкостно-индуктивная 261
индуктивная 255—258
индуктивно-емкостная 261
— с нагрузкой ламповых
генераторов:
емкостная 250—253
индуктивная 247—250
кондуктивная 253—254
Соотношение энергетических
показателей СВЧ
транзисторов в режимах усиления
и умножения частоты 60
Способы проектирования ва-
ракторных умножителей
частоты 93—94
Статическая модуляционная
характеристика
автогенератора 154
Схема:
автогенератора двухкон-
турного с общей сеткой
и емкостной связью
между контурами 269—270
— с кварцем в контуре
166, 178
в цепи обратной
связи 166, 174
—
трехкаскадного гармоникового 166,
167, 189

отрицательной 166, 181
— — •—
положительной 166, 167
между коллектором
и базой 166, 171—172
на механической
гармонике 166, 167
— лампового с
импульсной модуляцией с
заземленным по постоянному
току анодом 281, 282
с обратной связью
автотрансформаторной
278—280
— — — —
трансформаторной 278—280
— на металлокерамической
лампе двусторонней
конструкции 271—272
—' — — односторонней
конструкции 271—272
—■ с фазирующей
цепочкой 141
замещения активного
элемента автогенератора 126,
127
колебательной системы
перестраиваемого по
частоте автогенератора 201
обобщенная трехточечная
автогенератора на
транзисторе 125—126
подключения варикапа к
контуру через емкость
связи 155
принципиальная
передатчика 303—304
структурная генератора
СВЧ на
полупроводниковом диоде 205—206
— мостового усилителя
73
— радиопередатчика
многокаскадного с ЧМ 7—9
' импульсного 9
—■ — однокаскадного 6—7
— синтезатора частоты в
диапазоне СВЧ 198, 199
— — — декадного 192
с использованием
прямого и непрямого
синтеза 191—192
с каскадным
включением колец ФАП
193—194
—■ цифрового 193
усилителя лампового с
коническим переходом для
связи с возбудителем 264
—■ мощности односторон-
313

ней конструкции 225—226
на тетроде с общей
сеткой 244
с общей сеткой 224—
225
цепн управления частотой
перестраиваемого
автогенератора 201
эквивалентная генератора
на диоде Ганна 212
— транзистора
маломощного 11—12. 138
мощного СВЧ 12—
14
— четырехконтурная
генератора волноводной
конструкции 213—214
Схемы:
автогенераторов 133—134
— для fo=10 МГц 144,145
_ для f0=300 МГц 148
входной конструкции
цепи широкополосного
усилителя с поглощением
избыточной мощности 87—
89
дискриминатора импульс-
но-фазового 195—196
ключевого типа
196—197
кварцевого резонатора
160—161
структурные возбудителей
122—124
-— умножителей частоты
варакторньтх 92—93
цепи согласования на
сосредоточенных элементах
63—65
П-образной с полос-
ковыми линиями 71—72
П- и Т-образной с
потерями 66
Т- н Г-образной
с полосковыми линиями
69—71
умножителя частоты ОЭ
для расчета напряжения
на эмиттерном переходе
23—24
усилителей мощности
двусторонней конструкции 226
— ОЭ и ОБ для расчета
напряжения на эмиттерном
переходе в открытом
состоянии 33—34
для токов и
напряжения первой
гармоники 38—39
— ОЭ на эмиттерном
переходе 15
Требования к автогенератору
159
— к умножителю частоты 28
Усилители мостовые
многокаскадные 75—77
Усилитель широкополосный:
со входной цепью
отражающего типа и
трансформирующей выходной
цепью 87
с одноконтурной
корректирующей входной цепью
83
Характеристика модуляционная
перестраиваемого
автогенератора 201, 202
Характеристики статические
транзистора СВЧ 10
~7Г
if
23
33
34
37
Н -
- Л, ОГЛАВЛЕНИЕ
f Предисловие . . . 3
Введение ... ... 5
I. УСИЛИТЕЛЬНО-УМНОЖИТЕЛЬНЫИ ТРАКТ
ТРАНЗИСТОРНЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ
Модель транзистора СВЧ ... }^
Маломощные усилители и умножители частоты . . {J?
2.1. Усилитель с общим эмиттером . . ^
2.2. Умножители частоты с общим эмиттером ... ™
[Зл Мощные усилители и умножители частоты .... *>
3.1. Временной и гармонический анализ процессов в
усилителях ...
3.2. Уравнения для комплексных амплитуд токов и
напряжений усилителя .
3.3. Анализ усилителей ОЭ и ОБ с малым индуктивным
сопротивлением общего электрода ^у
3.4. Влияние индуктивности вывода общего электрода на ._
©энергетические показатели усилителя
Методика и порядок расчета транзисторного
усилителя мощности . *•
3.6. Умножители частоты на мощных СВЧ транзисторах . ™
•Ц&) Цепи согласования ™
4.1. Цепи согласования на сосредоточенных элементах . "^
4.2. Цепи согласования на несимметричных полосковых
^.^ линиях 68
(Щ Мостовые усилители . _ 72
^o.l. Общие свойства мостовых усилителей 73
5.2. Структурные схемы мостовых усилителей . . '5
5.3. Примеры схем мостов для деления и сложения
мощности 77
5 4. Аварийный режим мостового усилителя при отказе
части его транзисторов 80
Ни Широкополосные усилители 81
6.1. Цепи частотной коррекции с отражением .... 83
6.2. Цепи частотной коррекции с поглощением .... 87
qIj) Общие сведения о варакторных умножителях частоты . . 92
г^ 7.1. Характеристики варакторных умножителей .... 92
7.2. Модель варактора .... 94
7 3. Требования к фильтрам 98
8. Количественный анализ варакторного умножителя . . 100
8.1. Уравнения, описывающие работу множителя . .100
8.2. Гармонический анализ напряжения иа варакторе . . Ю2
8.3. Эквивалентные схемы умножителя 105
8 4. Оптимальный энергетический режим умножителя . . Ю7
9. Расчет и конструирование умножителей Ш
9.1 Расчет умножителя с частичным открыванием
варактора 111
315

9.2. Расчет умножителя при закрытом переходе варактора 113
9.3. Соображения по выбору варактора и его режима . . 117
9.4. О проектировании фильтров 119
9.5. Примеры конструкций умножителей 120
II. ВОЗБУДИТЕЛИ ПЕРЕДАТЧИКОВ СВЧ
10. Диапазонные автогенераторы .... . . 122
10.1. Общие сведения о возбудителях . ... 122
10.2. Исходные данные для проектирования . . . 124
10.3. Уравнения автогенератора 125
10.4. Выбор режима активного элемента и параметров
автогенераторов 128
11. Автогенераторы на инерционых активных элементах . . 137
11.1. Особенности расчета автогенератора при повышении
рабочей частоты . 137
11.2. Особенности проектирования автогенераторов СВЧ 146
12. Нестабильность частоты автогенераторов. Управление
частотой и фазой колебаний 149
12.1. Основные определения ... . ... 149
12.2. Расчет коэффициентов цлияния .... 150
12.3. Управители частоты 153
12.4. Модуляционная характеристика ... . . 154
12.5. Методы стабилизации средней частоты . . . 158
13. Автогенераторы с кварцем * ... 159
13.1. Общие сведения 159
13.2. Основные принципы расчета автогенераторов с
кварцем 160
13.3. Схемы ^автогенераторов 165
13.4. Общие расчетные соотношения 168
14. Методика расчета автогенераторов с кварцем в диапазоне
метровых волн 170
14.1. Исходные данные для расчета 170
14.2. Автогенератор с кварцем между коллектором и базой 171
14.3. Автогенератор с кварцем в цепи обратной связи . 174
14.4. Автогенератор с кварцем в контуре 177
14.5. Автогенератор с кварцем в цепи отрицательной
обратной связи 181
14.6. Трехкаскадный автогенератор 184»
15. Синтезаторы частоты 189
15.1. Основные характеристики синтезаторов частоты . . 189
15.2. Структурные схемы синтезаторов частоты . . . 191
15.3. Узлы синтезаторов частоты 194
15.4. Особенности конструирования синтезаторов СВЧ
диапазона 197
15.5. Методика расчета простейшего цифрового
синтезатора частоты 199
16. Генераторы на диодах Ганна и лавинно-пролетных диодах 204
16.1. Общие сведения 204
16 2. Эквивалентные схемы ДГ н ЛПД 205
16.3. Конструкции генераторов 209
16.4. Эквивалентные схемы генераторов и нх анализ . 211
III. РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА НА ЭЛЕКТРОННЫХ
ПРИБОРАХ СВЧ
17. Основные типы электронных приборов СВЧ .... 219
18. Ламповые усилители мощности 224
316
18.1. Схемы усилителей мощности ....... 224
18.2. Основные соотношения для расчета усилителя
мощности 226
18.3. Усилитель мощности на тетроде 243
18.4. Умножители частоты 245
18.5. Расчет связи с нагрузкой 246
18.6. Связь между каскадами при наличии входного
катодного контура 254
18.7. Связь между каскадами в отсутствие катодного
контура .... 261
18.8. Расчет блокировочных элементов 263
19. Ламповые автогенераторы СВЧ .... ... 269
19.1. Схема автогенератора ... . . 269
19.2. Расчет автогенератора 272
19.3. Управление колебаниями .... ... 281
20. Конструкции ламповых генераторов СВЧ 283
20.1. Усилитель мощности ... 283
20.2. Умножители частоты 285
20.3. Автогенераторы ' 286
20.4. Элементы связи, настройки, блокировки .... 287
Приложение 1. Коэффициенты разложения для косинусоидаль-
ного импульса . . 292
Приложение 2. Параметры транзисторов 293
Приложение 3. Индуктивность витка связи и прямого провода 295
Приложение 4. Определение периметра медного провода рдля
изготовления витка связи 296
Приложение 5. Пример расчета транзисторного передатчика
дециметрового диапазона 296
Приложение 6. Параметры варакторов 305
Список литературы .... 306
Предметный указатель 311